(57)【要約】【課題】パルス性ノイズの影響を抑えたサンプリング周波数比算出回路を提供する。【解決手段】入力クロックの１周期毎のエッジを検出した旨を示すエッジ検出信号を出力するエッジ検出部と、前記エッジ検出信号に応じた前記入力クロックの各１周期をカウントしていくとともに、当該１周期毎のカウント結果である現カウント値を出力していくカウンタ部と、前記カウンタ部より出力される前記１周期毎の前記現カウント値を新たに取り込んでいく際に、その現カウント値を取り込む前の前記１周期で取り込んでおいた旧カウント値を出力するデータラッチ部と、前記現カウント値と前記旧カウント値とを前記１周期毎に比較していき、前記現カウント値と前記旧カウント値との誤差が所定の閾値を上回る場合には、前記入力クロックにパルス性ノイズが重畳された旨を示すエラー検出信号を出力するパルス性ノイズ検出部と、を有したサンプリング周波数比算出回路。【選択図】図４
2008022334.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１のサンプリング周波数の入力データが第２のサンプリング周波数の出力データへと変換されるために当該入力データと同期を合わせて入力され且つ当該第１のサンプリング周波数を反映させた入力クロックの周期情報に基づいて当該第１のサンプリング周波数と当該第２のサンプリング周波数との比を算出するサンプリング周波数比算出回路において、
前記入力クロックの１周期毎のエッジを検出した旨を示すエッジ検出信号を出力するエッジ検出部と、
前記エッジ検出信号に応じた前記入力クロックの各１周期をカウントしていくとともに、当該１周期毎のカウント結果である現カウント値を出力していくカウンタ部と、
前記カウンタ部より出力される前記１周期毎の前記現カウント値を新たに取り込んでいく際に、その現カウント値を取り込む前の前記１周期で取り込んでおいた旧カウント値を出力するデータラッチ部と、
前記現カウント値と前記旧カウント値とを前記１周期毎に比較していき、前記現カウント値と前記旧カウント値との誤差が所定の閾値を上回る場合には、前記入力クロックにパルス性ノイズが重畳された旨を示すエラー検出信号を出力するパルス性ノイズ検出部と、
を有することを特徴とするサンプリング周波数比算出回路。
【請求項２】
請求項１に記載されたサンプリング周波数比算出回路において、
前記データラッチ部は、
前記パルス性ノイズ検出部から前記エラー検出信号が出力された場合には、前記パルス性ノイズが重畳された前記１周期において、前記カウンタ部より出力される前記現カウント値の取り込みを停止すること、
を特徴とするサンプリング周波数比算出回路。
【請求項３】
請求項２に記載されたサンプリング周波数比算出回路において、
前記所定の閾値を、前記パルス性ノイズが重畳された場合の前記１周期において、前記パルス性ノイズ検出部から前記エラー検出信号が連続２回出力される値へと設定したこと、
を特徴とするサンプリング周波数比算出回路。
【請求項４】
請求項３に記載されたサンプリング周波数比算出回路において、
前記パルス性ノイズ検出部から前記エラー検出信号が出力されない場合には前記カウンタ部より出力される前記現カウント値を選択出力し、前記パルス性ノイズ検出部から前記エラー検出信号が出力された場合には前記データラッチ部より出力される前記旧カウント値を選択出力する選択部と、
前記選択部より選択出力された前記現カウント値又は前記旧カウント値を累積加算していく累積加算部と、
を有することを特徴とするサンプリング周波数比算出回路。
【請求項５】
請求項４に記載されたサンプリング周波数比算出回路において、
前記累積加算部は、
前記パルス性ノイズ検出部から前記エラー検出信号が連続２回出力された段階で、前記選択部より選択出力された前記旧カウント値を累積加算すること、
を特徴とするサンプリング周波数比算出回路。
【請求項６】
請求項３に記載されたサンプリング周波数比算出回路において、
前記パルス性ノイズ検出部から前記エラー検出信号が出力されるか否かに関わらず、前記カウンタ部より出力される前記現カウント値を累積加算していく累積加算部、を有することを特徴とするサンプリング周波数比算出回路。
【請求項７】
請求項６に記載されたサンプリング周波数比算出回路において、
前記累積加算部は、
前記パルス性ノイズが重畳された場合の前記１周期において、前記パルス性ノイズ検出部から前記エラー検出信号が連続２回出力される毎に、前記カウンタ部より出力された前記現カウント値を累積加算すること、
を特徴とするサンプリング周波数比算出回路。
【請求項８】
請求項４又は６に記載されたサンプリング周波数比算出回路において、
前記パルス性ノイズ検出部は、
前記現カウント値と前記旧カウント値との誤差が所定の閾値を連続３回上回った段階で、前記入力クロックにパルス性ノイズが重畳されたのではなく、前記第１のサンプリング周波数が切り替わったものと判別すること、
を特徴とするサンプリング周波数比算出回路。
【請求項９】
請求項８に記載されたサンプリング周波数比算出回路において、
前記データラッチ部は、
前記パルス性ノイズ検出部から前記エラー検出信号が連続３回出力された段階で、切り替わった前記第１のサンプリング周波数に応じた新たな前記現カウント値の取り込みを再開し、
前記累積加算部は、
前記新たな現カウント値の累積加算を行うこと、
を特徴とするサンプリング周波数比算出回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、サンプリング周波数比算出回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
オーディオ信号のサンプリング周波数Ｆｓは、オーディオ信号のソースたるメディアの種別によって異なっている。例えば、ＣＤやＭＤのサンプリング周波数Ｆｓは“４４．１ｋＨｚ”、衛星放送Ａモードの音声信号のサンプリング周波数Ｆｓは“３２ｋＨｚ”、衛星放送Ｂモードの音声信号のサンプリング周波数Ｆｓは“４８ｋＨｚ”である。また、近年のＤＶＤ−Ａｕｄｉｏのサンプリング周波数Ｆｓは“９６ｋＨｚ”又は“１９２ｋＨｚ”へと更に高密度化される状況下にある。そこで、デジタルオーディオ信号処理装置は、サンプリング周波数Ｆｓの異なるメディア間でのデジタル録音を実施するために、サンプリング周波数Ｆｓの変換を行うサンプリングレートコンバータ（以下、ＳＲＣ（Sampling Rate Converter）と言う。）を必要とする。また、マルチドライブ方式のデジタルオーディオ信号処理装置の場合、様々な入力サンプリング周波数Ｆｓｉのオーディオ信号が入力される一方で、その装置を構成するＬＳＩやＤＳＰ等は単一の出力サンプリング周波数Ｆｓｏで動作させる必要があるため、ＳＲＣが通常設けられる。
【０００３】
従来のＳＲＣの仕組みはつぎのとおりである。従来のＳＲＣは、Ｉ２Ｓ（The Inter-IC Sound Bus）バス等の３線式シリアル通信方式によって、ＬＲクロックＬＲＣＫ、ビットクロックＢＣＬＫ及びシリアルデータＤＡＴＡが入力される。尚、シリアルデータＤＡＴＡは、オーディオソースに準拠した入力サンプリング周波数Ｆｓｉによってサンプリングされた入力データＤＡＴＡ＿ＩＮであり、ＬＲクロックＬＲＣＫやビットクロックＢＣＬＫは、入力サンプリング周波数Ｆｓｉの情報を有した入力クロックである。そこで、従来のＳＲＣは、入力サンプリング周波数Ｆｓｉと出力サンプリング周波数Ｆｓｏとの比であるサンプリング周波数比Ｒ（＝Ｆｓｏ／Ｆｓｉ）を算出しつつ、シリアルデータＤＡＴＡがサンプリング周波数比Ｒを算出するために十分なデータ数となるようにＬＲクロックＬＲＣＫの複数周期にわたってオーバーサンプリングを行う。さらに、従来のＳＲＣは、算出されたサンプリング周波数比Ｒを用いてリサンプリングを行った後、出力サンプリング周波数Ｆｓｏの所定周期分までダウンサンプリングを行う。この結果、入力サンプリング周波数Ｆｓｉの入力データＤＡＴＡ＿ＩＮが、所望の出力サンプリング周波数Ｆｓｏの出力データＤＡＴＡ＿ＯＵＴへと変換出力される。
【０００４】
ところで、従来のＳＲＣは、サンプリング周波数比Ｒを、前述したＬＲクロックＬＲＣＫやビットクロックＢＬＫ、若しくはマスタクロックＭＣＬＫ等、サンプリング周波数比Ｒを算出するための入力クロックを複数周期（算出期間）カウントしたカウント結果に基づいて算出している（例えば、以下に示す特許文献１を参照）。
【０００５】
例えば、図９に示す例では、入力サンプリング周波数ＦｓｉのＬＲクロックＬＲＣＫを各周期で順次カウントしつつ、それらの各周期のカウント値を累積加算していく。この結果、例えば、５周期分のＬＲクロックＬＲＣＫの累積加算値Ｔ１（＝Ａ１＋Ａ２＋・・・＋Ａ５）が得られる。また、出力サンプリング周波数Ｆｓｏの情報を有した出力クロックとしてのＬＲクロックＬＲＣＫＯの５周期分の累積加算値Ｔ２が、同様に得られる。そして、従来のＳＲＣは、サンプリング周波数比Ｒを、ＬＲクロックＬＲＣＫに関する累積加算値Ｔ１を、出力側ＬＲクロックＬＲＣＫＯに関する累積加算値Ｔ２で除算することで算出する。
【特許文献１】特開２００３−２８３３３８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところで、従来のＳＲＣでは、ＬＲクロックＬＲＣＫや出力側ＬＲクロックＬＲＣＫＯ等のサンプリング周波数比Ｒの入出力クロックに対してパルス性ノイズが重畳した場合、入出力クロックの複数周期分の累積加算値に誤差が発生してしまい、サンプリング周波数比Ｒの算出精度が悪化する。例えば、図１０に示すように、３周期目のＬＲクロックＬＲＣＫにパルス性ノイズが重畳すると、３周期目のＬＲクロックＬＲＣＫは、本来１周期分であるにも関わらず、２周期分のＬＲＣＫとしてカウントされることになり、累積加算値に誤差が生じてしまう。このように、従来のＳＲＣは、入出力クロックに重畳され得るパルス性ノイズに対して非常に脆弱であるという課題を抱えていた。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
前述した課題を解決するための主たる本発明は、第１のサンプリング周波数の入力データが第２のサンプリング周波数の出力データへと変換されるために当該入力データと同期を合わせて入力され且つ当該第１のサンプリング周波数を反映させた入力クロックの周期情報に基づいて当該第１のサンプリング周波数と当該第２のサンプリング周波数との比を算出するサンプリング周波数比算出回路において、前記入力クロックの１周期毎のエッジを検出した旨を示すエッジ検出信号を出力するエッジ検出部と、前記エッジ検出信号に応じた前記入力クロックの各１周期をカウントしていくとともに、当該１周期毎のカウント結果である現カウント値を出力していくカウンタ部と、前記カウンタ部より出力される前記１周期毎の前記現カウント値を新たに取り込んでいく際に、その現カウント値を取り込む前の前記１周期で取り込んでおいた旧カウント値を出力するデータラッチ部と、前記現カウント値と前記旧カウント値とを前記１周期毎に比較していき、前記現カウント値と前記旧カウント値との誤差が所定の閾値を上回る場合には、前記入力クロックにパルス性ノイズが重畳された旨を示すエラー検出信号を出力するパルス性ノイズ検出部と、を有することとする。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、パルス性ノイズの影響を抑えたサンプリング周波数比算出回路を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
＜デジタルオーディオ信号処理装置の構成＞
図１は、本発明の一実施形態に係るデジタルオーディオ信号処理装置３０の構成を示す図である。尚、デジタルオーディオ信号処理装置３０は、ＳＲＣ(Sampling Rate Converter)１００、ＤＳＰ２００、ＤＡＣ（Digital/Analog Converter）３００を有し、１チップのシステムＬＳＩとして提供される場合とする。尚、デジタルオーディオ信号処理装置３０は、さらにＤＩＲ２０をも含めて集積化した１チップのシステムＬＳＩとしてもよい。
【００１０】
オーディオソース１０は、ＣＤ、ＭＤ、ＤＶＤ等、各メディア規格のサンプリング周波数Ｆｓによってオーディオ信号が録音されたソースである。尚、サンプリング周波数Ｆｓは、例えば、ＣＤやＭＤの場合では“４４．１ｋＨｚ”、衛星放送Ａモードの音声信号の場合では“３２ｋＨｚ”、衛星放送Ｂモードの音声信号の場合では“４８ｋＨｚ”である。また、近年のＤＶＤ−Ａｕｄｉｏ規格の場合では“９６ｋＨｚ”又は“１９２ｋＨｚ”である。
【００１１】
ＤＩＲ（Digital Interface Receiver）２０は、オーディオソース１０から読み出されたアナログ形式のオーディオ信号を、Ｉ２Ｓ（The Inter-IC Sound Bus）バス等の３線式シリアル通信方式に準拠させて、デジタル形式のオーディオ信号へと変換した後、デジタルオーディオ信号処理装置３０へと出力する。
【００１２】
尚、デジタル形式のオーディオ信号のフォーマット例を図２に示す。デジタル形式のオーディオ信号は、図２に示すように、シリアルデータＤＡＴＡと、シリアルデータＤＡＴＡがＬチャネル又はＲチャネルのいずれのデータであるかを識別するためのＬＲクロックＬＲＣＫと、シリアルデータＤＡＴＡの各ビットを取り込むためのビットクロックＢＣＫと、によって構成される。ここで、ＬＲクロックＬＲＣＫの周波数が、ＳＲＣ１００の入力サンプリング周波数Ｆｓｉとして取り扱われる。
【００１３】
ＳＲＣ１００、ＤＳＰ２００及びＤＡＣ３００は、デジタルオーディオ信号処理装置３０の内部で生成され且つ単一の出力サンプリング周波数Ｆｓｏを有した出力クロックＬＲＣＫＯが供給される場合とする。尚、出力クロックＬＲＣＫＯは、デジタルオーディオ信号処理装置３０の外部から供給される実施形態であってもよい。
【００１４】
ＳＲＣ１００は、入力サンプリング周波数Ｆｓｉの入力データＤＡＴＡ＿ＩＮを、出力サンプリング周波数Ｆｓｏの出力データＤＡＴＡ＿ＯＵＴへと変換出力する。例えば、ＣＤ−Ｒドライブの場合、ＳＲＣ１００は、各種のオーディオソース１０から読み出された入力データＤＡＴＡ＿ＩＮを、ＣＤのサンプリング周波数４４．１ｋＨｚの出力データＤＡＴＡ＿ＯＵＴへと変換した上でＣＤ−Ｒメディアへと記録するために設けられる。また、ＳＲＣ１００は、ＤＳＰ２００及びＤＡＣ３００を単一の出力サンプリング周波数Ｆｓｏの出力クロックＬＲＣＫＯに基づいて動作させる目的においても用いられる。
【００１５】
図３は、ＳＲＣ１００の一構成例を示す図である。ＳＲＣ１００は、例えば、サンプリング周波数比算出部１１０、オーバーサンプリング部１２０、リサンプリング部１３０及びダウンサンプリング部１４０を１チップに集積化したＬＳＩ（ＡＳＩＣ、ＦＰＧＡ、ＤＳＰ等）として提供される。ここで、ＳＲＣ１００は、ＤＩＲ２０から入力データＤＡＴＡ＿ＩＮ、ＬＲクロックＬＲＣＫ及びビットクロックＢＣＫが入力され、さらに、出力クロックＬＲＣＫＯが入力される場合とする。
【００１６】
サンプリング周波数比算出部１１０は、入力サンプリング周波数Ｆｓｉの入力データＤＡＴＡ＿ＩＮが出力サンプリング周波数Ｆｓｏの出力データＤＡＴＡ＿ＯＵＴへと変換されるために、入力データＤＡＴＡ＿ＩＮと同期を合わせて入力され且つ入力サンプリング周波数Ｆｓｉを反映させた入力クロック（ＬＲＣＫ、ＢＣＬＫ、ＭＣＬＫ等）の周期情報に基づいて入力サンプリング周波数Ｆｓｉと出力サンプリング周波数Ｆｓｏとの比であるサンプリング周波数比Ｒ（＝Ｆｓｏ／Ｆｓｉ）を算出する。尚、本実施形態では、サンプリング周波数比Ｒを算出するための入力クロックとして、ＬＲクロックＬＲＣＫを用いる場合とする。
【００１７】
オーパーサンプリング部１２０は、入力された入力データＤＡＴＡ＿ＩＮがＬＲクロックＬＲＣＫの所定周期分の十分なデータ数となるように、入力サンプリング周波数Ｆｓｉの一定の定数倍でオーバーサンプリング（又は、インターポレーション）を行うためのデジタルフィルタである。即ち、入力サンプリング周波数Ｆｓｉに対して“１”個のデータだったところ、オーバーサンプリングを行い、入力サンプリング周波数Ｆｓｉに対して一定の定数倍個のデータを取得するためである。例えば、“１６”倍オーバーサンプリングを実施した場合、入力サンプリング周波数Ｆｓｉに対して“１”個のデータだったものが“１６”個のデータに増えることになる。
【００１８】
リサンプリング部１３０は、オーバーサンプリングされた入力データＤＡＴＡ＿ＩＮ及びサンプリング周波数比算出部１１０において算出されたサンプリング周波数比Ｒが入力され、オーバーサンプリングされた入力データＤＡＴＡ＿ＩＮ及びサンプリング周波数比Ｒに基づいて、出力サンプリング周波数Ｆｓｏの定数倍個のデータを取得すべくリサンプリングを行う。
【００１９】
例えば、サンプリング周波数比Ｒ（＝Ｆｓｏ／Ｆｓｉ）が“２”の場合、入力サンプリング周波数Ｆｓｉに対して“２”倍のデータを出力しなければならないので、前述したオーバーサンプリングの例では、“１６”個のデータ中“２”個のデータを出力することになる。
【００２０】
但し、「Ｆｓｉ＞Ｆｓｏ」の場合に発生する折り返しノイズを防ぐ目的で、デシメーションフィルタ処理を行う必要があるので、リサンプリング部１３０は、出力サンプリング周波数Ｆｓｏの一定の定数倍（例えば、“４”）のデータを取得する。例えば、「Ｆｓｏ×４」とした場合、出力サンプリング周波数Ｆｓｏに併せて“１６”個のデータ中“８”個のデータを取得することになる。
【００２１】
ダウンサンプリング部１４０は、出力クロックＬＲＣＫＯに基づいて、リサンプリングにより得られた出力サンプリング周波数Ｆｓｏの定数倍の入力データＤＡＴＡ＿ＩＮを用いてダウンサンプリング（又はデシメーション）を行デジタルフィルタである。前述した「Ｆｓｏ×４」とするリサンプリングの例では、“１／４”ダウンサンプリングを行うことになる。このダウンサンプリングの結果として、ＳＲＣ１００は、入力サンプリング周波数Ｆｓｉの入力データＤＡＴＡ＿ＩＮを、所望の出力サンプリング周波数Ｆｓｏの出力データＤＡＴＡ＿ＯＵＴへと変換することができる。
【００２２】
ＤＳＰ２００は、出力サンプリング周波数Ｆｓｏの出力クロックＬＲＣＫＯに基づいて、ＳＲＣ１００から入力された出力データＤＡＴＡ＿ＯＵＴに対してデジタルデコード処理を施す。
【００２３】
ＤＡＣ３００は、ＤＳＰ２００によってデジタルデコード処理が施された結果であるデジタル形式のオーディオ信号を、アナログ形式のオーディオ信号へと変換出力する。
【００２４】
＜サンプリング周波数比算出部の構成＞
図４は、本発明の一実施形態に係るサンプリング周波数比算出部１１０の機能ブロックを示す図である。
【００２５】
エッジ検出部１１１は、入力サンプリング周波数ＦｓｉのＬＲクロックＬＲＣＫ又は出力サンプリング周波数Ｆｓｏの出力クロックＬＲＣＫＯの１周期毎の立ち上がりエッジ又は立ち下がりエッジを検出していき、また、それらのエッジを検出した旨を示すエッジ検出信号ＥＤＧＥを出力していく。
【００２６】
１ＦＳカウンタ部１１２は、エッジ検出信号ＥＤＧＥにより識別されたＬＲクロックＬＲＣＫの各１周期（１ＦＳ）を順次カウントしていくとともに、それらの１周期毎のカウント結果である１ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＣＮＴＲ（本発明に係る『現カウント値』）を順次出力する。
【００２７】
データラッチ部１１３は、エラー検出信号ＥＲＲが未発生の場合、エッジ検出部１１１から出力されるエッジ検出信号ＥＤＧＥのタイミングで、１ＦＳカウンタ部１１２から出力される１ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＣＮＴＲを新たに取り込んでいく際に、その１ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＣＮＴＲを取り込む１周期前に取り込んでおいた前ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＬＡＴ（本発明に係る『旧カウント値』）を出力する。
【００２８】
尚、データラッチ部１１３は、パルス性ノイズ検出部１１４より出力されるエラー検出信号ＥＲＲに基づいて、パルス性ノイズの検出が連続３回起きるまでは、即ちパルス性ノイズが重畳された１周期の間は、カウンタ部１１２より出力される新たな１ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＣＮＴＲの取り込みを停止して、エラー検出信号ＥＲＲ発生前に取り込んでおいた１周期前の前ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＬＡＴを保持する。パルス性ノイズが重畳された１周期の後、速やかに元の累積加算の動作へと移行するためである。
【００２９】
パルス性ノイズ検出部１１４は、１ＦＳカウンタ１１２から出力される１ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＣＮＴＲと、データラッチ部１１３において保持しておいた１ＦＳ前の前ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＬＡＴと、を１周期毎に比較する。パルス性ノイズ検出部１１４は、１ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＣＮＴＲと前ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＬＡＴの誤差が所定の閾値を上回るとなる場合には、ＬＲクロックＬＲＣＫ又は出力クロックＬＲＣＫＯにパルス性ノイズが重畳された旨を示すエラー検出信号ＥＲＲを出力する。前述した誤差が所定の閾値を上回るとなれば、パルス性ノイズが重畳されてＬＲクロックＬＲＣＫの当該１周期の境界が崩れ、１ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＣＮＴＲは、前ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＬＡＴとかけ離れた値となるからである。
【００３０】
また、パルス性ノイズ検出部１１４は、エラー検出信号ＥＲＲの連続発生回数（１回目、２回目、３回以上）を検出する。ここで、連続２回発生したエラー検出信号ＥＲＲは、ＬＲクロック信号ＬＲＣＫ又は出力クロックＬＲＣＫＯにパルス性ノイズが重畳したことに起因したエラーと解釈される。なぜならば、ＬＲクロック信号ＬＲＣＫの１周期にパルス性ノイズが重畳した場合、ＬＲクロックＬＲＣＫのある１周期の境界が崩れてしまうので、エラー検出信号ＥＲＲが連続２回発生する可能性が高いからである。
【００３１】
そこで、以上のエラー解釈を実現すべく、パルス性ノイズ検出部１１４において設定される所定の閾値としては、パルス性ノイズが重畳された場合の１周期の間に、エラー検出信号ＥＲＲが連続２回出力される値へと設定されることとする。例えば、通常時の前ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＬＡＴが“１０”、ある１周期の間でパルス性ノイズが重畳されるまでの期間の１ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＣＮＴＲが“１”、当該１周期の間でパルス性ノイズが重畳された後の期間の１ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＣＮＴＲが“９”となる場合とする。この場合に、所定の閾値を“２”とすると、１回目の誤差は“９（＝１０−１）”となり所定の閾値“２”を上回るのでエラー検出信号ＥＲＲが発生するが、２回目の誤差は“１（＝１０−９）”となり所定の閾値“２”を下回るのでエラー検出信号ＥＲＲが発生しなくなる。従って、この場合、例えば所定の閾値を“５”とする等して、１回目及び２回目の誤差ともにエラー検出信号ＥＲＲを発生する値とすべく所定の閾値を設定する。
【００３２】
また、連続３回以上発生したエラー検出信号ＥＲＲは、ＬＲクロックＬＲＣＫにパルス性ノイズが重畳されたためではなく、ＬＲクロック信号ＬＲＣＫの入力サンプリング周波数Ｆｓｉが切り替わったことに起因したエラーと解釈される。勿論、パルス性ノイズが重畳したものと解釈されるエラー検出信号ＥＲＲの連続発生回数は、前述した２回に限られず、２パルス以上のパルス性ノイズの重畳を考慮して、４回や６回等であってもよい。但し、この連続発生回数を多めに設定すると、入力サンプリング周波数Ｆｓｉが切り替わっただけであるにも関わらず、パルス性ノイズとして誤検出する恐れがあるので、その意味においても２回が好ましい。
【００３３】
選択部１１５は、パルス性ノイズ検出部１１４より出力されるエラー検出信号ＥＲＲに基づいて、エラー検出信号ＥＲＲが未発生の場合には１ＦＳカウンタ１１２から出力される１ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＣＮＴＲを選択出力し、エラー検出信号ＥＲＲが発生した場合にはデータラッチ部１１３から出力される前ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＬＡＴを選択出力する。
【００３４】
加算部１１６は、選択部１１５より出力される現ＦＳの１ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＣＮＴＲ又は前ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＬＡＴと、データラッチ部１１７より出力される１ＦＳ前の累積加算値ＳＩＧ＿ＣＮＴＲと、を順次加算していき、データラッチ部１１７へとデータ入力させる。この結果、１ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＣＮＴＲ又は前ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＬＡＴに関して、１ＦＳの所定倍とする算出期間Ｔｌにわたる累積加算が行われる。
【００３５】
データラッチ部１１７は、エラー検出信号ＥＲＲが未発生の場合には、エッジ検出部１１１から出力されるエッジ検出信号ＥＤＧＥのタイミングで、加算部１１６より出力される１ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＣＮＴＲの累積加算値を順次取り込んでいく。また、データラッチ部１１７は、パルス性ノイズ検出部１１４より出力されるエラー検出信号ＥＲＲが連続何回発生しているか否かを識別することができる。
【００３６】
１回目のエラー検出信号ＥＲＲが発生した場合、データラッチ部１１７は、加算部１１６の出力を取り込まず、エラー検出信号ＥＲＲ発生前の累積加算値ＳＩＧ＿ＣＮＴＲを保持する。尚、１回目のエラー検出信号ＥＲＲが発生した段階では、加算部１１６は、累積加算を行わない。なぜなら、２回目のエラー検出信号ＥＲＲが発生した段階で、パルス性ノイズの影響を抑えた通常のＬＲクロックＬＲＣＫの１周期が完結するので、２回目のエラー検出信号ＥＲＲの発生を待って正しい累積加算を確実に行うためである。
【００３７】
連続２回エラー検出信号ＥＲＲが発生した場合、選択部１５５から加算部１１６に対して１ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＣＮＴＲの代わりに前ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＬＡＴが入力される。従って、加算部１１６は、連続２回エラー検出信号ＥＲＲが発生した段階で、エラー検出信号ＥＲＲ発生前の累積加算値ＳＩＧ＿ＣＮＴＲと、前ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＬＡＴとの加算を行う。即ち、この場合、データラッチ部１１７は、エラー検出信号ＥＲＲ発生前の累積加算値ＳＩＧ＿ＣＮＴＲと前ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＬＡＴとの累積加算結果を取り込むことになる。
【００３８】
連続３回以上エラー検出信号ＥＲＲが発生した場合、データラッチ部１１７は、ＦＳカウンタ部１１８より出力されるＦＳカウント値ＦＳ＿ＣＮＴＲのタイミングで、取り込んでいた累積加算値ＳＩＧ＿ＣＮＴＲを初期値（０）へとリセットする。ＬＲクロック信号ＬＲＣＫの入力サンプリング周波数Ｆｓｉが切り替わったことを受けて、取り込んでいた累積加算値ＳＩＧ＿ＣＮＴＲが意味をなさなくなるからであり、また、新たな入力サンプリング周波数Ｆｓｉに基づく累積加算へと速やかに移行するためである。
【００３９】
ＦＳカウンタ部１１８は、エッジ検出部１１１から出力されるエッジ検出信号ＥＤＧＥが入力され、エッジ検出信号ＥＤＧＥをカウントしたＦＳカウント値ＦＳ＿ＣＮＴＲを出力する。尚、ＦＳカウンタ部１１８は、パルス性ノイズ検出部１１４より出力されるエラー検出信号ＥＲＲに基づいて、エラー検出信号ＥＲＲが連続何回発生しているか否かを識別する。
【００４０】
ここで、ＦＳカウンタ部１１８は、１回目のエラー検出信号ＥＲＲが発生した旨を識別した際には、エッジ検出信号ＥＤＧＥをカウントせず、エラー検出信号ＥＲＲ発生前のＦＳカウント値ＦＳ＿ＣＮＴＲを保持する。また、ＦＳカウンタ部１１８は、３回以上のエラー検出信号ＥＲＲが発生した旨を識別した際には、ＦＳカウント値ＦＳ＿ＣＮＴＲを初期値（１）へとリセットする。
【００４１】
データラッチ部１１９は、ＦＳカウンタ部１１８より出力されたＦＳカウント値ＦＳ＿ＣＮＴＲが算出期間Ｔｌを示した際に、加算部１１６の出力を検出カウント値ＬＮＧ＿ＣＮＴＲとして取り込む。
【００４２】
除算部１３５は、ＬＲクロックＬＲＣＫの検出カウント値ＬＮＧ＿ＣＮＴＲ（ＴＩＮ）及び出力クロックＬＲＣＫＯの検出カウント値ＬＮＧ＿ＣＮＴＲ（ＴＯＵＴ）を取り込み、それらを除算（ＴＩＮ÷ＴＯＵＴ）することで、サンプリング周波数比Ｒを算出する。
【００４３】
＜サンプリング周波数比算出部の動作＞
＝＝＝フローチャート＝＝＝
図５に示すフローチャートを用いて、サンプリング周波数比算出部１１０の動作を詳述する。以下の説明では、入力サンプリング周波数ＦｓｉのＬＲクロックＬＲＣＫがサンプリング周波数比算出部１１０に入力された場合とする。出力サンプリング周波数Ｆｓｏの出力クロックＬＲＣＫＯがサンプリング周波数比算出部１１０に入力された場合は、ＬＲクロックＬＲＣＫの場合と動作が同一であるため説明を省略する。
【００４４】
エッジ検出部１１１は、ＬＲクロックＬＲＣＫの立ち上がりエッジ又は立ち下がりエッジを検出し、エッジ検出信号ＥＤＧＥを出力する場合（Ｓ５００：ＹＥＳ）、パルス性ノイズ検出部１１４は、１ＦＳカウンタ１１２より出力される１ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＣＮＴＲとデータラッチ部１１３より出力される前ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＬＡＴとの誤差が所定の閾値を上回るとなるか否かを検証し、所定の閾値を上回るとなる場合にはエラー検出信号ＥＲＲを出力する（Ｓ５０１）。
【００４５】
パルス性ノイズ検出部１１４は、エラー検出信号ＥＲＲが未発生の場合（Ｓ５０１：ＯＫ）、エラー検出信号ＥＲＲの連続発生回数を示すＮＧカウント値ＮＧ＿ＣＮＴＲを初期値（０）のままとする（Ｓ５０２）。また、選択部１１５から加算部１１６へと入力される加算データＡＤＤ＿ＤＡＴＡは、１ＦＳカウンタ１１２より出力される１ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＣＮＴＲとなり（Ｓ５０３）、データラッチ部１１３は、加算データＡＤＤ＿ＤＡＴＡである１ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＣＮＴＲを、前ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＬＡＴとして取り込む（Ｓ５０４）。さらに、ＦＳカウンタ１１８は、エッジ検出信号ＥＤＧＥに基づいてＦＳカウント値ＦＳ＿ＣＮＴＲをカウントアップする（Ｓ５０５）。さらに、データラッチ部１１７に取り込まれる累積加算値ＳＩＧ＿ＣＮＴＲは、加算データＡＤＤ＿ＤＡＴＡとなる（Ｓ５１１）。
【００４６】
以後、エラー検出信号ＥＲＲが発生しない限り、ＦＳカウント値ＦＳ＿ＣＮＴＲが算出期間Ｔｌとなるまで（Ｓ５１２：ＹＥＳ）、Ｓ５００〜Ｓ５０５及びＳ５１１の処理が繰り返し行われる。そして、ＦＳカウント値ＦＳ＿ＣＮＴＲが算出期間Ｔｌとなったとき（Ｓ５１２：ＹＥＳ）、ＦＳカウント値ＦＳ＿ＣＮＴＲは初期値（１）へとリセットされ、検出カウント値ＬＮＧ＿ＣＮＴＲは直近の累積加算値ＳＩＧ＿ＣＮＴＲとなり、その累積加算値ＳＩＧ＿ＣＮＴＲは初期値（０）へとリセットされる（Ｓ５１３）。
【００４７】
一方、パルス性ノイズ検出部１１４は、エラー検出信号ＥＲＲが発生した場合（Ｓ５０１：ＯＫ）、ＮＧカウント値ＮＧ＿ＣＮＴＲを初期値（０）から＋１カウントアップする（Ｓ５０６）。
【００４８】
ＮＧカウント値ＮＧ＿ＣＮＴＲが「１」となる場合、すなわち１回目のエラー検出信号ＥＲＲが発生した場合（Ｓ５０７：「１」）、ＬＲクロックＬＲＣＫにパルス性ノイズが重畳されたか若しくは入力サンプリング周波数Ｆｓｉが切り替わったかのいずれかである。尚、この段階で、ＬＲクロックＬＲＣＫのある１周期が崩れてしまうので、２回目のエラー検出信号ＥＲＲが発生する可能性が高い。よって、この場合、選択部１１５から加算部１１６へと入力される加算データＡＤＤ＿ＤＡＴＡは「０」となり、累積加算値ＳＩＧ＿ＣＮＴＲは保持される（Ｓ５０８、Ｓ５１１）。また、この場合、ＦＳカウンタ部１１８は、エッジ検出信号ＥＤＧＥのカウントをしないので、ＦＳカウント値ＦＳ＿ＣＮＴＲは保持される（Ｓ５０５）。
【００４９】
ＮＧカウント値ＮＧ＿ＣＮＴＲが「２」となる場合、すなわち連続した２回目のエラー検出信号ＥＲＲが発生した場合（Ｓ５０７：「２」）、ＬＲクロックＬＲＣＫにパルス性ノイズが重畳されたものとみなされる。そこで、選択部１１５から加算部１１６へと入力される加算データＡＤＤ＿ＤＡＴＡは前ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＬＡＴとなり、累積加算値ＳＩＧ＿ＣＮＴＲはその前ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＬＡＴが加算された値となる（Ｓ５０９、Ｓ５１１）。尚、この場合、ＦＳカウンタ部１１８は、エッジ検出信号ＥＤＧＥをカウントするので、ＦＳカウント値ＦＳ＿ＣＮＴＲは更新される（Ｓ５０５）。
【００５０】
ＮＧカウント値ＮＧ＿ＣＮＴＲが「３」となる場合、すなわち連続した３回目のエラー検出信号ＥＲＲが発生した場合（Ｓ５０７：「３」）、ＬＲクロックＬＲＣＫにパルス性ノイズが重畳されたのではなく、単に入力サンプリング周波数Ｆｓｉが切り替わったものとみなされる。よって、前ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＬＡＴは、直近の１ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＣＮＴＲへと更新される（Ｓ５１０）。また、ＦＳカウント値ＦＳ＿ＣＮＴＲは初期値（１）へとリセットされ、検出カウント値ＬＮＧ＿ＣＮＴＲは直近の累積加算値ＳＩＧ＿ＣＮＴＲとなり、その累積加算値ＳＩＧ＿ＣＮＴＲは初期値（０）へとリセットされる（Ｓ５１３）。
【００５１】
＝＝＝パルス性ノイズ重畳時の動作例＝＝＝
図６は、ＬＲクロックＬＲＣＫ又は出力クロックＬＲＣＫＯの１周期（１ＦＳ）にパルス性ノイズが重畳した際のサンプリング周波数比算出部１１０の動作を説明するための主要信号の波形図を示したものである。尚、時刻Ｔ０〜Ｔ１、時刻Ｔ１〜Ｔ２、時刻Ｔ２〜Ｔ３、時刻Ｔ３〜Ｔ５、時刻Ｔ５〜Ｔ６が、ＬＲクロックＬＲＣＫの１周期（１ＦＳ）に相当し、時刻Ｔ４においてパルス性ノイズが重畳された場合とする。また、算出期間Ｔｌは、ＬＲクロックＬＲＣＫの４周期（４ＦＳ）に設定された場合とする。
【００５２】
時刻Ｔ１〜Ｔ３までのＬＲクロックＬＲＣＫが２周期（２ＦＳ）分の期間では、パルス性ノイズが重畳されていないので、各期間の終期を示すＨレベル・ワンショットパルスのエッジ検出信号ＥＤＧＥが生成された際、前ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＬＡＴ（α）と１ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＣＮＴＲ（α）との誤差は無く、エラー検出信号ＥＲＲは、エラー未発生を示すＬレベル・ワンショットパルスを示すことになる。また、前ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＬＡＴは、前周期且つ正規の１ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＣＮＴＲ（α）へと順次更新されていき、さらに、累積加算値ＳＩＧ＿ＣＮＴＲは、前周期の１ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＣＮＴＲを累積加算していった結果（１周期目：α、２周期目：α＋α）となる。
【００５３】
時刻Ｔ３〜Ｔ５まで期間は、ＬＲクロックＬＲＣＫの１周期（１ＦＳ）分の期間に本来相当するところ、時刻Ｔ３〜Ｔ５の間の時刻Ｔ４においてパルス性ノイズが重畳されるので、２周期目の終期Ｔ３からパルス性ノイズ重畳時Ｔ４までの期間（以下、「前ノイズ区間」と言う。）と、パルス性ノイズ重畳時Ｔ４から３周期目の終期Ｔ５までの期間（以下、「後ノイズ区間」と言う。）と、に区分されることになる。
【００５４】
前ノイズ区間の終期（時刻Ｔ４の段階）には、パルス性ノイズに起因したＨレベル・ワンショットパルスのエッジ検出信号ＥＤＧＥが生成される。このとき、前ノイズ区間における１ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＣＮＴＲ（β）と、前ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＬＡＴ（α）との誤差は所定の閾値を上回り、エラー検出信号ＥＲＲはエラー未発生を示すＬレベル・ワンショットパルスとはならずＨレベルを継続する。また、前ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＬＡＴは、前ノイズ区間における１ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＣＮＴＲ（β）へと更新されず、２周期目の前ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＬＡＴ（α）のままとなる。そして、１回目のエラー検出信号ＥＲＲの発生のみでは累積加算は行われず、累積加算値ＳＩＧ＿ＣＮＴＲは、２周期目の値（α＋α）に保持される。
【００５５】
後ノイズ区間の終期（時刻Ｔ５の段階）も同様に、パルス性ノイズに起因したＨレベル・ワンショットパルスのエッジ検出信号ＥＤＧＥが生成される。このとき、後ノイズ区間における１ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＣＮＴＲ（γ）と、前ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＬＡＴ（α）との誤差についても所定の閾値を上回り、エラー検出信号ＥＲＲはエラー発生を示すＨレベルを示す。即ち、前ノイズ区間及び後ノイズ区間の各終期（時刻Ｔ４、Ｔ５）において、エラー検出信号ＥＲＲは、連続２回分エラー発生を示すＨレベルを示し続ける。
【００５６】
また、連続２回目のエラー検出信号ＥＲＲの発生の場合には、前ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＬＡＴは、後ノイズ区間における１ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＣＮＴＲ（γ）へと更新されず、２周期目の前ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＬＡＴ（α）のままとなる。また、累積加算値ＳＩＧ＿ＣＮＴＲは、前ノイズ区間における１ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＣＮＴＲ（β）や後ノイズ区間における１ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＣＮＴＲ（γ）ではなく、２周期目の１ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＣＮＴＲ（α）を加算した結果（３周期目：α＋α＋α）となる。
【００５７】
以後、時刻Ｔ６の段階において、ＬＲクロックＬＲＣＫが４周期分、すなわち算出期間Ｔｌが経過したことになり、累積加算値ＳＩＧ＿ＣＮＴＲは、３周期の１ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＣＮＴＲ（α＋α＋α）に対して、４周期目の１ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＣＮＴＲ（α）を加算した結果（４周期目：α＋α＋α＋α）となる。
【００５８】
このように、サンプリング周波数比算出部１１０は、時刻Ｔ４において発生したパルス性ノイズの影響を除外して、算出期間Ｔｌに相当する正常な累積加算値ＳＩＧ＿ＣＮＴＲを得ることができる。
【００５９】
＝＝＝入力サンプリング周波数切り替わり時の動作例＝＝＝
図７は、ＬＲクロックＬＲＣＫの入力サンプリング周波数Ｆｓｉが切り替わった場合のサンプリング周波数比算出部１１０の主要信号の波形図を示したものである。尚、時刻Ｔ０〜Ｔ１、時刻Ｔ１〜Ｔ２、時刻Ｔ２〜Ｔ３は、入力サンプリング周波数Ｆｓｉが切り替わる前のＬＲクロックＬＲＣＫの１周期（１ＦＳ）に相当し、時刻Ｔ３〜Ｔ４、時刻Ｔ４〜Ｔ５、時刻Ｔ５〜Ｔ６、時刻Ｔ６〜Ｔ７、時刻Ｔ７〜Ｔ８は、入力サンプリング周波数Ｆｓｉが切り替わった後のＬＲクロックＬＲＣＫの１周期（１ＦＳ）に相当する。即ち、時刻Ｔ３の段階で入力サンプリング周波数Ｆｓｉが切り替わる場合とする。また、算出期間Ｔｌは、ＬＲクロックＬＲＣＫの４周期（４ＦＳ）に設定された場合とする。
【００６０】
時刻Ｔ１〜Ｔ３までのＬＲクロックＬＲＣＫが２周期（２ＦＳ）分の期間では、各期間の終期を示すＨレベル・ワンショットパルスのエッジ検出信号ＥＤＧＥが生成された際、前ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＬＡＴ（α）と１ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＣＮＴＲ（α）との誤差は無く、エラー検出信号ＥＲＲは、エラー未発生を示すＬレベル・ワンショットパルスを示す。また、前ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＬＡＴは、前周期且つ正規の１ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＣＮＴＲ（α）へと順次更新されていき、さらに、累積加算値ＳＩＧ＿ＣＮＴＲは、前周期の１ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＣＮＴＲ（α）を累積加算していった結果（１周期目：α、２周期目：α＋α）となる。
【００６１】
時刻Ｔ３以降、ＬＲクロックＬＲＣＫの入力サンプリング周波数Ｆｓｉが切り替わるので、１ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＣＮＴＲは、切り替わった後の入力サンプリング周波数Ｆｓｉに応じた値（β）へと切り替わる。従って、時刻Ｔ３以降の各周期（１ＦＳ）の終期（時刻Ｔ４〜Ｔ８）において、１ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＣＮＴＲ（β）と、前ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＬＡＴ（α）との誤差は所定の閾値を上回り、エラー検出信号ＥＲＲはエラー発生を示すＨレベルを連続３回以上示し続けることになる。
【００６２】
そこで、エラー検出信号ＥＲＲが連続３回発生するまでの時刻Ｔ３〜Ｔ６までの期間では、エラー検出信号ＥＲＲ発生前（時刻Ｔ３段階）の前ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＬＡＴが保持されるが、エラー検出信号ＥＲＲが連続３回発生した時刻Ｔ６の段階では、入力サンプリング周波数Ｆｓｉが切り替わったものと判断されて、サンプリング周波数比算出部１１０の各種状態が初期化される。即ち、前ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＬＡＴは、時刻Ｔ３の段階で切り替わった入力サンプリング周波数Ｆｓｉに応じた値（β）となる。また、前ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＬＡＴ（β）と１ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＣＮＴＲ（β）との誤差は無くなり、エラー検出信号ＥＲＲは、エラー未発生を示すＬレベル・ワンショットパルスを示すことになる。さらに、累積加算値ＳＩＧ＿ＣＮＴＲは、前周期の１ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＣＮＴＲ（β）を累積加算していった結果（１周期目：β、２周期目：β＋β）となる。
【００６３】
このように、サンプリング周波数比算出部１１０は、パルス性ノイズの影響を除外しつつ、入力サンプリング周波数Ｆｓｉが切り替わった旨を確実に検出するとともに、新たな入力サンプリング周波数Ｆｓｉに基づく新たな累積加算へと速やかに移行することができる。
【００６４】
＝＝＝パルス性ノイズ重畳時のその他の動作例＝＝＝
図８は、ＬＲクロックＬＲＣＫ又は出力クロックＬＲＣＫＯの１周期（１ＦＳ）にパルス性ノイズが重畳した際のサンプリング周波数比算出部１１０のその他の動作を説明するための主要信号の波形図を示したものである。尚、図６に示した例と同様に、時刻Ｔ０〜Ｔ１、時刻Ｔ１〜Ｔ２、時刻Ｔ２〜Ｔ３、時刻Ｔ３〜Ｔ５、時刻Ｔ５〜Ｔ６が、ＬＲクロックＬＲＣＫの１周期（１ＦＳ）に相当し、時刻Ｔ４においてパルス性ノイズが重畳された場合とする。また、算出期間Ｔｌは、ＬＲクロックＬＲＣＫの４周期（４ＦＳ）に設定された場合とする。
【００６５】
図６に示した動作の場合には１回目のエラー検出信号ＥＲＲが発生した前ノイズ区間の終期（時刻Ｔ４の段階）において累積加算は行わず、２回目のエラー検出信号ＥＲＲが発生した後ノイズ区間の終期（時刻Ｔ５の段階）においてエラー検出信号ＥＲＲが発生前の１ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＣＮＴＲ（α）に基づいて累積加算を行うものである。一方、図８に示した動作の場合には、１回目の前ノイズ区間及び２回目の後ノイズ区間の各終期（時刻Ｔ４、Ｔ５の各段階）において当該各区間それぞれの１ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＣＮＴＲ（β又はγ）に基づいて累積加算を行う点で異なる。
【００６６】
従って、図８に示す本実施形態の場合には、パルス性ノイズが重畳されたＬＲクロックＬＲＣＫの１周期（１ＦＳ）分の情報（１ＦＳカウント値ＦＳ１＿ＣＮＴＲ（β及びγ）を失うことなく、高精度の累積加算値ＳＩＧ＿ＣＮＴＲを獲得することができる。また、前ノイズ区間において累積加算を止めずに済みエラー検出信号ＥＲＲ発生前の制御を継続できるので、サンプリング周波数比算出部１１０の仕組みが簡素化される。
【００６７】
以上、本発明の実施形態について説明したが、前述した実施形態は、本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定して解釈するためのものではない。本発明は、その趣旨を逸脱することなく、変更／改良され得るとともに、その等価物も含まれるものである。
【図面の簡単な説明】
【００６８】
【図１】本発明の一実施形態に係るデジタルオーディオ信号処理装置３０の構成を示す図である。
【図２】本発明の一実施形態に係るデジタル形式のオーディオ信号のフォーマット例を示す図である
【図３】本発明の一実施形態に係るＳＲＣの構成を示す図である
【図４】本発明の一実施形態に係るサンプリング周波数比算出部の機能ブロックを示す図である。
【図５】本発明の一実施形態に係るサンプリング周波数比算出部の動作を説明するためのフローチャートである。
【図６】本発明の一実施形態に係るパルス性ノイズがＬＲＣＫに重畳された場合のサンプリング周波数比算出部の動作を説明するための主要信号の波形図である。
【図７】本発明の一実施形態に係る入力サンプリング周波数が切り替わった場合のサンプリング周波数比算出部の動作を説明するための主要信号の波形図である。
【図８】本発明の一実施形態に係るパルス性ノイズがＬＲＣＫに重畳された場合のサンプリング周波数比算出部のその他の動作を説明するための主要信号の波形図である。
【図９】従来のＳＲＣにおけるサンプリング周波数比の算出動作を説明するための図である。
【図１０】従来のＳＲＣにおけるパルス性ノイズがＬＲＣＫに重畳された場合のサンプリング周波数比の算出動作を説明するための図である。
【符号の説明】
【００６９】
１０  オーディオソース
２０  ＤＩＲ
３０  デジタルオーディオ処理回路
１００  ＳＲＣ
１１０  サンプリング周波数比算出部
１１１  エッジ検出部
１１２  １ＦＳカウンタ部
１１３  データラッチ部
１１４  パルス性ノイズ検出部
１１５  選択部
１１６  加算部
１１７  データラッチ部
１１８  ＦＳカウンタ部
１１９  データラッチ部
１３５  除算部
１２０  オーバーサンプリング部
１３０  リサンプリング部
１４０  ダウンサンプリング部
２００  ＤＳＰ
３００  ＤＡＣ
【図１】
2008022334.tif 000003
【図２】
2008022334.tif 000004
【図３】
2008022334.tif 000005
【図４】
2008022334.tif 000006
【図５】
2008022334.tif 000007
【図６】
2008022334.tif 000008
【図７】
2008022334.tif 000009
【図８】
2008022334.tif 000010
【図９】
2008022334.tif 000011
【図１０】
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