(57)【要約】【課題】マルチパス干渉及びCo-channel干渉を共に低減可能な周波数領域の信号処理を実現させて通信品質を向上させ得るHybrid ARQを併用した無線通信システムにおける無線通信方法及びその基地局装置並びに受信プログラムを提供する。【解決手段】基地局装置は、判定誤りが発生した際の受信データを用いて作成した仮想的な受信系統と、複数の受信系統とを有し、当該通信セルと異なる他の前記通信セル内で前記直交識別子が同一である前記無線通信端末からの出力を受信した際に、仮想受信系統の信号と複数の受信系統とで合成した結果生ずる希望信号を用いて、複数受信系統から減算し、除去用干渉信号を作成し、各受信系統での受信信号からそれぞれ除去するようにした。【選択図】      図６
2008022465.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の無線通信端末及び当該各無線通信端末を収容する基地局装置からなる通信セルが複数配置され、当該各通信セル内での通信状態を通信制御装置が制御するようにして、各前記通信セル内の各前記無線通信端末が、前記通信制御装置により割り当てられた固有の直交識別子を用いて送信信号を変調して送信し、複数の当該送信信号を同一の当該通信セル内の前記基地局装置にて、所望の前記直交識別子を有する送信信号のみを抽出し受信する無線通信方法において、
各前記通信セル内の前記基地局装置は、
複数の前記無線通信端末からの送信信号を受信して時間領域から周波数領域に信号変換する複数の受信系統を有し、当該各受信系統で受信した信号変換後の送信信号の復号時にビット誤りを検出したときには、当該ビット誤りを含む送信信号を一時的に保持すると共に、各前記無線通信端末に対し再送を要求する第１のステップと、
前記再送の根拠となった復号後のビット誤りを含む送信信号を再度変調した後、時間領域から周波数領域に信号変換する仮想受信系統を、各前記受信系統に並列して構築する第２のステップと、
各前記受信系統及び前記仮想受信系統が、自己の通信セルと異なる他の前記通信セル内で前記直交識別子が同一である前記無線通信端末からの送信信号を受信した際に、各前記受信系統及び前記仮想受信系統で合成した結果生ずる干渉信号を用いて除去用干渉信号を作成し、各前記受信系統での送信信号からそれぞれ除去する第３のステップと、
各前記受信系統及び前記仮想受信系統での送信信号に対して伝送路変動等化を行う第４のステップと
を備えることを特徴とする無線通信方法。
【請求項２】
前記第２のステップでは、
前記仮想受信系統において、復号後のビット誤りを含む送信信号を再変調する際に、当該送信信号に含まれる送信情報ビット以外の冗長ビットが、再送前後で異なることが事前に判明している場合、前記仮想受信系統で再度変調した送信信号から、前記冗長ビットに相当する信号を除去しておく
ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信方法。
【請求項３】
前記第３のステップでは、
前記仮想受信系統及び各前記受信系統において、それぞれ受信信号品質に対する信頼度に応じて、前記仮想受信系統及び各前記受信系統にそれぞれ異なる重み付け処理を実行する
ことを特徴とする前記請求項１又は２に記載の無線通信方法。
【請求項４】
複数の無線通信端末及び当該各無線通信端末を収容する基地局装置からなる通信セルが複数配置され、当該各通信セル内での通信状態を通信制御装置が制御するようにして、各前記通信セル内の各前記無線通信端末が、前記通信制御装置により割り当てられた固有の直交識別子を用いて送信信号を変調して送信し、複数の当該送信信号を同一の当該通信セル内の前記基地局装置にて、所望の前記直交識別子を有する送信信号のみを抽出し受信する無線通信方法における当該各通信セル内の前記基地局装置において、
複数の前記無線通信端末からの送信信号を受信して時間領域から周波数領域に信号変換する複数の受信系統と、
各前記受信系統で信号変換された送信信号の復号時にビット誤りを検出したときには、当該ビット誤りを含む送信信号を一時的に保持すると共に、各前記無線通信端末に対し再送を要求する再送要求手段と、
各前記受信系統に並列して構築され、前記再送要求手段による再送の根拠となった復号後のビット誤りを含む送信信号を再度変調した後、時間領域から周波数領域に信号変換する仮想受信系統と、
各前記受信系統及び前記仮想受信系統が、自己の通信セルと異なる他の前記通信セル内で前記直交識別子が同一である前記無線通信端末からの送信信号を受信した際に、各前記受信系統及び前記仮想受信系統で合成した結果生ずる干渉信号を用いて除去用干渉信号を作成し、各前記受信系統での送信信号からそれぞれ除去する直交化処理手段と、
各前記受信系統及び前記仮想受信系統での送信信号に対して伝送路変動等化を行う周波数領域補償手段と
を備えることを特徴とする基地局装置。
【請求項５】
前記直交化処理手段及び前記周波数領域補償手段における各処理を、周波数領域において同一構成の回路処理で実行可能とした
ことを特徴とする請求項４に記載の基地局装置。
【請求項６】
前記仮想受信系統において、
復号後のビット誤りを含む送信信号を再変調する際に、当該送信信号に含まれる送信情報ビット以外の冗長ビットが、再送前後で異なることが事前に判明している場合、前記仮想受信系統で再度変調した送信信号から、前記冗長ビットに相当する信号を除去しておく
ことを特徴とする請求項４又は５に記載の基地局装置。
【請求項７】
前記直交化処理手段は、
前記仮想受信系統及び各前記受信系統において、それぞれ受信信号品質に対する信頼度に応じて、前記仮想受信系統及び各前記受信系統にそれぞれ異なる重み付け処理を実行する
ことを特徴とする前記請求項４、５又は６のいずれかに記載の基地局装置。
【請求項８】
複数の無線通信端末及び当該各無線通信端末を収容する基地局装置からなる通信セルが複数配置され、当該各通信セル内での通信状態を通信制御装置が制御するようにして、各前記通信セル内の各前記無線通信端末が、前記通信制御装置により割り当てられた固有の直交識別子を用いて送信信号を変調して送信し、複数の当該送信信号を同一の当該通信セル内の前記基地局装置にて、所望の前記直交識別子を有する送信信号のみを抽出し受信する無線通信方法における当該各通信セル内の基地局装置に対して、
複数の前記無線通信端末からの送信信号を受信して時間領域から周波数領域に信号変換する複数の受信系統を有し、当該各受信系統で受信した信号変換後の送信信号の復号時にビット誤りを検出したときには、当該ビット誤りを含む送信信号を一時的に保持すると共に、各前記無線通信端末に対し再送を要求する第１のステップと、
前記再送の根拠となった復号後のビット誤りを含む送信信号を再度変調した後、時間領域から周波数領域に信号変換する仮想受信系統を、各前記受信系統に並列して構築する第２のステップと、
各前記受信系統及び前記仮想受信系統が、自己の通信セルと異なる他の前記通信セル内で前記直交識別子が同一である前記無線通信端末からの送信信号を受信した際に、各前記受信系統及び前記仮想受信系統で合成した結果生ずる干渉信号を用いて除去用干渉信号を作成し、各前記受信系統での送信信号からそれぞれ除去する第３のステップと、
各前記受信系統及び前記仮想受信系統での送信信号に対して伝送路変動等化を行う第４のステップとから成る一連の処理において、
前記第３及び第４のステップの処理に相当する乗算係数を演算処理装置にて求めるための受信プログラム。
【請求項９】
前記第３のステップでは、
前記仮想受信系統及び各前記受信系統において、それぞれ受信信号品質に対する信頼度に応じて、前記仮想受信系統及び各前記受信系統にそれぞれ異なる重み付け処理を実行する
ことを特徴とする前記請求項８に記載の受信プログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えばＣＩＢＳ−ＣＤＭＡ方式やＩＦＤＭＡ方式等の送信信号の繰り返し送信を基本とした、同一セル内信号の直交性が保証されるＭＵＩ(Multi-User Interference)フリーアクセス方式等の無線通信方式、誤り訂正符号化及び、複合自動再送方式（Hybrid ARQ）を併用した多重セル干渉を削減するための無線通信システムにおける無線通信方法及びその基地局装置並びに受信プログラムに関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、ＣＩＢＳ−ＣＤＭＡ（Chip-Interleaved Block Spread- Code Division Multiple Access）方式やＩＦＤＭＡ（Interleaved Frequency Division Multiple Access）方式など、送信情報データの繰り返し送信を基本としたＭＵＩフリーアクセスの無線通信方式の提案が数多くなされている。これらは、拡散処理時に使用する直交符号間の完全直交性が満たされる通信方式であり、マルチユーザ環境においてＤＳ−ＣＤＭＡ（Direct Sequence-CDMA）方式などの既存の多元接続方式よりも優れた通信品質が可能である。
【０００３】
従来のＣＩＢＳ−ＣＤＭＡ方式によると、ユーザ間の干渉は生じないものの、マルチパス干渉の影響を受け易いという問題がある。これは、送信側において送信データをインタリーブ処理し、受信側において受信データをデインタリーブ処理することによって、原理的に、ユーザ間干渉を個別ユーザのマルチパス干渉に置き換えたためである。
【０００４】
この問題に対処するため、周波数領域等化(ＦＤＥ：Frequency Domain Equalization)という技術が用いられる。ＦＤＥでは、マルチパスを合成可能なパスダイバーシチ効果を持ちつつ、マルチパス干渉除去も実施できるため、その効果は非常に大きく、３．５世代移動通信では採用される可能性が高い。
【０００５】
【特許文献１】米国特許出願公開第２００５／２４９２６９号明細書
【非特許文献１】論文：StefanoTomasin, Nevio Benvenuto, “Frequency-DomainInterference Cancellation and Nonlinear Equalization for CDMA Systems,” IEEE Transactions on Wireless Communications, Vol.4, No.5,September 2005
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかし、ＣＩＢＳ−ＣＤＭＡ方式において、ユーザ間の干渉が存在しないのは、予め全てのユーザを認識し、その認識したユーザに対して直交符号を割り当てる場合に限定される。つまり、セルラー環境のように、他セルもしくはセクタのユーザが把握できておらず、同一ユーザ識別子が隣接セル、セクタにて使用された場合には、非常に大きな干渉を受ける。したがってこの問題回避のために、隣接周辺のセル、セクタのユーザアクセス状況を常時把握し、瞬時的、適応的に拡散率を変化させ、常時あらゆるユーザ間を直交化させれば、この問題は解消する。
【０００７】
しかし、それでは無線アクセスを管理する上位局の負荷が増大する上、せっかくユーザ識別子を割り当てても、伝搬距離が希望波と干渉波とで異なり、大きく減衰して受信され、干渉とはみなされず実質的には、過分な拡散率を割り当てる必要のない場合もある。したがって、無駄が多い割に、効果が疑問であった。
【０００８】
これらのセル・セクタ間干渉を除去するために、従来から、ＭＵＤ(Multi-User Detection)や干渉キャンセラが提案されている。ＭＵＤや干渉キャンセラは実質複雑すぎて、具現化が非現実的であるため、詳細な説明は割愛するが、以下概説する。ＭＵＤや干渉キャンセラの核心技術は、一旦、全ユーザ（もしくは電力の大きいユーザ）を受信・仮復号してみて、再変調し、その間、遅延させておいた受信信号から差し引くものである。これら1回の処理を“ステージ”と呼び、マルチステージでは、特性が向上するのが確認されている。
【０００９】
また、シリアル処理やパラレル処理の検討も行われている。上記内容から容易に類推できるが、“一旦復調して、再変調して受信信号から差し引く”というのは、収容する全ユーザ数分の端末相当を１ステージ内に具備する事になり、ハードウェア規模、処理時間から鑑みて、いくら受信性能が向上すると言っても実施には相当の難度が伴う。
【００１０】
この難度を軽減するために、これらの干渉キャンセラ、ＭＵＤを周波数領域で実施するという提案が行われている。一例として、論文では上記の[非特許文献１]があり、特許では上記の[特許文献１]がある。しかしながら、これらの論文/特許では、単に従来複雑であった時間領域の干渉除去を周波数軸上に変換しただけであり、仮判定を実施したり、再変調したりする複雑さに関しては改善は無かった。したがって、ハードウェア規模も大きくなり、実現に関しては、未だ疑問が残る内容となっている。
【００１１】
以上、要約すれば、ＦＤＥ（周波数領域等化器）はマルチパス対策として効果的であるものの、実現可能な干渉除去を与えるものではなく、干渉除去とマルチパス対策を併用する小回路規模のものは存在しない、という問題があった。
【００１２】
また、実現的な回路規模を与える干渉除去方式として、線形処理を活用し、実現可能なレベルにまでハードウェア規模を削減しており、干渉ユーザ数が少ない場合に有効である線形干渉キャンセラが考えられている。しかしながら、このような線形干渉キャンセラ方式は、独立なアンテナ数(受信系統数)により、その干渉除去性能が決定されてしまう、という問題もあった。
【００１３】
本発明は以上の点を考慮してなされたもので、マルチパス干渉及び他セル・セクタからのユーザ間干渉（Co-channel Interference: コチャネル干渉、同一チャネル間干渉）を共に低減可能な周波数領域の信号処理を実現しつつ、受信系統数を超える次数の干渉除去性能にて通信品質を向上させ得る無線通信システムにおける無線通信方法及びその基地局装置並びに受信プログラムを提供しようとするものである。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
かかる課題を解決するため本発明では、複数の無線通信端末及び当該各無線通信端末を収容する基地局装置からなる通信セルが複数配置され、当該各通信セル内での通信状態を通信制御装置が制御するようにして、各通信セル内の各無線通信端末が、通信制御装置により割り当てられた固有の直交識別子を用いて送信信号を変調して送信し、複数の当該送信信号を同一の当該通信セル内の基地局装置にて、所望の直交識別子を有する送信信号のみを抽出し受信する無線通信方法において、各通信セル内の基地局装置は、複数の無線通信端末からの送信信号を受信して時間領域から周波数領域に信号変換する複数の受信系統を有し、当該各受信系統で受信した信号変換後の送信信号の復号時にビット誤りを検出したときには、当該ビット誤りを含む送信信号を一時的に保持すると共に、各無線通信端末に対し再送を要求する第１のステップと、再送の根拠となった復号後のビット誤りを含む送信信号を再度変調した後、時間領域から周波数領域に信号変換する仮想受信系統を、各受信系統に並列して構築する第２のステップと、各受信系統及び仮想受信系統が、自己の通信セルと異なる他の通信セル内で直交識別子が同一である無線通信端末からの送信信号を受信した際に、各受信系統及び仮想受信系統で合成した結果生ずる干渉信号を用いて除去用干渉信号を作成し、各受信系統での送信信号からそれぞれ除去する第３のステップと、各受信系統及び仮想受信系統での送信信号に対して伝送路変動等化を行う第４のステップとを備えることを特徴とする。
【００１５】
請求項２に記載された発明は、第２のステップでは、仮想受信系統において、復号後のビット誤りを含む送信信号を再変調する際に、当該送信信号に含まれる送信情報ビット以外の冗長ビットが、再送前後で異なることが事前に判明している場合、仮想受信系統で再度変調した送信信号から、冗長ビットに相当する信号を除去しておくことを特徴とする。
【００１６】
請求項３に記載された発明は、第３のステップでは、仮想受信系統及び各受信系統において、それぞれ受信信号品質に対する信頼度に応じて、仮想受信系統及び各受信系統にそれぞれ異なる重み付け処理を実行することを特徴とする。
【００１７】
請求項４に記載された発明は、複数の無線通信端末及び当該各無線通信端末を収容する基地局装置からなる通信セルが複数配置され、当該各通信セル内での通信状態を通信制御装置が制御するようにして、各通信セル内の各無線通信端末が、通信制御装置により割り当てられた固有の直交識別子を用いて送信信号を変調して送信し、複数の当該送信信号を同一の当該通信セル内の基地局装置にて、所望の直交識別子を有する送信信号のみを抽出し受信する無線通信方法における当該各通信セル内の基地局装置において、複数の無線通信端末からの送信信号を受信して時間領域から周波数領域に信号変換する複数の受信系統と、各受信系統で信号変換された送信信号の復号時にビット誤りを検出したときには、当該ビット誤りを含む送信信号を一時的に保持すると共に、各無線通信端末に対し再送を要求する再送要求手段と、各受信系統に並列して構築され、再送要求手段による再送の根拠となった復号後のビット誤りを含む送信信号を再度変調した後、時間領域から周波数領域に信号変換する仮想受信系統と、各受信系統及び仮想受信系統が、自己の通信セルと異なる他の通信セル内で直交識別子が同一である無線通信端末からの送信信号を受信した際に、各受信系統及び仮想受信系統で合成した結果生ずる干渉信号を用いて除去用干渉信号を作成し、各受信系統での送信信号からそれぞれ除去する直交化処理手段と、各受信系統及び仮想受信系統での送信信号に対して伝送路変動等化を行う周波数領域補償手段とを備えることを特徴とする。
【００１８】
請求項５に記載された発明は、直交化処理手段及び周波数領域補償手段における各処理を、周波数領域において同一構成の回路処理で実行可能とすることを特徴とする。
【００１９】
請求項６に記載された発明は、仮想受信系統において、復号後のビット誤りを含む送信信号を再変調する際に、当該送信信号に含まれる送信情報ビット以外の冗長ビットが、再送前後で異なることが事前に判明している場合、仮想受信系統で再度変調した送信信号から、冗長ビットに相当する信号を除去しておくことを特徴とする。
【００２０】
請求項７に記載された発明は、直交化処理手段は、仮想受信系統及び各受信系統において、それぞれ受信信号品質に対する信頼度に応じて、仮想受信系統及び各受信系統にそれぞれ異なる重み付け処理を実行することを特徴とする。
【００２１】
請求項８に記載された発明は、複数の無線通信端末及び当該各無線通信端末を収容する基地局装置からなる通信セルが複数配置され、当該各通信セル内での通信状態を通信制御装置が制御するようにして、各通信セル内の各無線通信端末が、通信制御装置により割り当てられた固有の直交識別子を用いて送信信号を変調して送信し、複数の当該送信信号を同一の当該通信セル内の基地局装置にて、所望の直交識別子を有する送信信号のみを抽出し受信する無線通信方法における当該各通信セル内の基地局装置に対して、複数の無線通信端末からの送信信号を受信して時間領域から周波数領域に信号変換する複数の受信系統を有し、当該各受信系統で受信した信号変換後の送信信号の復号時にビット誤りを検出したときには、当該ビット誤りを含む送信信号を一時的に保持すると共に、各無線通信端末に対し再送を要求する第１のステップと、再送の根拠となった復号後のビット誤りを含む送信信号を再度変調した後、時間領域から周波数領域に信号変換する仮想受信系統を、各受信系統に並列して構築する第２のステップと、各受信系統及び仮想受信系統が、自己の通信セルと異なる他の通信セル内で直交識別子が同一である無線通信端末からの送信信号を受信した際に、各受信系統及び仮想受信系統で合成した結果生ずる干渉信号を用いて除去用干渉信号を作成し、各受信系統での送信信号からそれぞれ除去する第３のステップと、各受信系統及び仮想受信系統での送信信号に対して伝送路変動等化を行う第４のステップとから成る一連の処理において、第３及び第４のステップの処理に相当する乗算係数を演算処理装置にて求めるための受信プログラムを特徴とする。
【００２２】
請求項９に記載された発明は、第３のステップでは、仮想受信系統及び各受信系統において、それぞれ受信信号品質に対する信頼度に応じて、仮想受信系統及び各受信系統にそれぞれ異なる重み付け処理を実行することを特徴とする。
【発明の効果】
【００２３】
本発明によれば、Co-channel干渉及びマルチパス干渉を共に低減させて通信品質を向上させることができる。また、本発明によれば、電波が受信側に到達するまでに必要な所要送信電力を低減することが可能となり、システム全体としての省電力化を図ることもできる。さらに、本発明によれば、予め他セル/セクタのユーザの存在を見込んで拡散率を上昇、つまり、伝送レートの低下を招くことなく通信を実施する事も可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
以下図面について、本発明の一実施の形態を詳述する。
【００２５】
次に添付図面を参照して本発明における無線通信システムにおける無線通信方法及びその基地局装置の実施の形態を詳細に説明するが、その前に本発明の要点を明確にするために、本発明が適用される運用例を述べ、次に従来技術との差異を述べる。
【００２６】
（１）従来のＣＩＢＳ−ＣＤＭＡ方式によるシステム運用例
図１は従来技術におけるＣＩＢＳ−ＣＤＭＡ方式によるシステム運用例である。すなわち図１では、２つのセル（Cell-A, Cell-B）が記載さており、Cell-Aには携帯端末等の無線通信端末ＭＳである２ユーザ（MS#0-A, MS#1-A）が、またCell-Bには１ユーザ（MS#0-B）がそれぞれ接続されており、基地局装置１Ａ、１Ｂと通信を行っている。Cell-Aに限定してみると、User#0(MS#0-A)とUser#1(MS#1-A)とは、異なる直交符号が割り当てられているため、基地局装置１Ａ（２〜９）ではこれらユーザの直交化は問題なく実現できる。
【００２７】
ここで、無線通信端末ＭＳは、送信データ生成部１０、乗算器１１、インタリーバ１２、ガードインターバル付与部１３及び送受信無線部（ＴＲＸ）１４により構成されている。送信データ生成部１０は、それぞれ独立な音声や画像などのデータを生成するブロックである。乗算器１１は、現行の第３世代無線通信でも使用されている直交識別子（以後、ユーザ識別子とも称す）である直交可変拡散率ＯＶＳＦ(Orthogonal Variable Spreading Factor)符号を与えるスペクトル拡散部である。
【００２８】
インタリーバ１２は、ＣＩＢＳ−ＣＤＭＡ通信方式特有の送信信号の送信順位を変更するものである。ガードインターバル付与部１３は、周波数領域にて不連続な時間信号を周波数領域に変換する際に生じるアパーチャ効果を削減するためのガードインターバル(GI)付与部である。送受信無線部(ＴＲＸ)１４は、Ｄ／Ａ、Ａ／Ｄコンバータや周波数変換部、直交変復調部などアナログ部を有する送受信無線部である。なお、実際には基地局装置１Ａ、１Ｂと無線通信端末ＭＳでは送受信無線部（ＴＲＸ）の構成は若干異なるが、ほぼ同じ機能なのでここでは無線通信端末ＭＳと基地局装置１Ａ、１Ｂとで同一符号を付与している。
【００２９】
基地局装置１Ａ、１Ｂは、ガードインターバル除去部３、デインタリーバ４、乗算器５、積分器６、ＦＦＴ７、複素乗算器８及びｉＦＦＴ９により構成されている。ガードインターバル除去部３は、ガードインターバル付与部１３で挿入されたガードインターバルを取り出す回路である。デインタリーバ４は、送信側のインタリーバ１２の逆処理を行い、元通りの信号順序に変換する回路である。
【００３０】
乗算器５は、スペクトル逆拡散を行う乗算器であり、無線通信端末ＭＳの乗算器１１で付与されたユーザ識別子により所望信号を識別するユーザ直交化処理部である。積分器６は、スペクトル逆拡散を行う積分器であり、ＯＶＳＦの一周期(拡散率)の区間積分を行う。ＦＦＴ７及びｉＦＦＴ９はそれぞれ、周波数領域へ変換する時間・周波数変換部と時間領域へ変換する周波数・時間変換部である。
【００３１】
図１では、Cell-Bの無線通信端末MS#0-Bには、Cell-Aにて使用しているユーザ識別子OVSF#0が付与されている。したがって、無線通信端末MS#0-Bは、基地局装置１Ｂへ通信を行っているものの、その電波は基地局装置１Ａにも到来すれば（＝到来しない場合もある）、干渉源となる。一方、ＣＩＢＳ−ＣＤＭＡやＩＦＤＭＡなどの一般的なＭＵＩフリーアクセス方式では、ユーザ識別子が異なると直交化原理によって干渉が発生しない。したがって、無線通信端末MS#0-Aに対してはMS#0-Bは干渉源となるものの、MS#1-Aに対しては、MS#0-Bはユーザ識別子が直交しているため干渉源とはならない。
【００３２】
この原理を利用し、MUI-Freeアクセスに適用する事を前提として、等化・干渉除去の前段階で総ユーザ数を限定する手法が考えられる。しかし、等化・干渉除去の前段階でユーザ直交化を実施すると、希望ユーザと同じユーザ識別子（例えばOVSF符号）を持つ干渉ユーザのみが干渉として残留する。この構成によると、想定される全ユーザの信号を取り扱う場合と比較して、大きく回路規模の削減が可能となり、実現可能な回路規模となる。
【００３３】
因みに、想定される全ユーザの信号を取り扱う場合には、ユーザ干渉の影響を除去するため基地局装置は1台の無線通信端末と送受信するのにUser#0〜User#Nの大規模な回路構成が必要であり、膨大な仮想端末を１ステージ内に包含する必要があった。
【００３４】
しかしながら等化・干渉除去の前段階でユーザ直交化を実施する方法では、図２（Ａ）及び（Ｂ）に示した様に、独立受信系統数によって、その干渉除去性能が左右される。図２（Ａ）では、２アンテナ受信系統、図２（Ｂ）は、４受信系統である。干渉が無い場合の受信誤り率特性と比べ、明らかに、２アンテナ受信時の方が特性が悪い。これは、空間分割多元接続（ＳＤＭＡ：Space Division Multiple Access）に代表される様な、空間（伝送路）の違いによって収容ユーザを識別する場合には、独立なアンテナ系統数（次元）が多いほど、干渉除去能力が向上する為である。
【００３５】
本発明では、この次元の拡大に着目し、無線通信システムで用いられる自動再送要求(Hybrid ARQ: Automatic Repeat reQuest)を拡大使用し、次元を拡大するものである。
【００３６】
Hybrid-ARQ技術は、公知の技術である為、詳細には触れないが、概説すると、図３のように示される。図３では、送信機２０（２２〜２５）と受信機２１（２６〜３０）が描かれている。送信機２０では、送信情報を一旦バッファ２２に取り込み、誤り訂正符号化を行う。ここでは、ターボ符号化器を用いている。ターボ符号化では、一般には、１ビットの送信情報につき、２ビットのパリティビットが出力される。１ビットの送信情報に対して、２倍の非情報信号を送信する（Rate=1/3）のは、非効率であるため、一般には、パリティビットを交互に間引き、Rate=1/2、つまり、情報信号対パリティビットが１対１で出力する（システムによってはもっとRateを低下させたり、上昇させる場合もある）。
【００３７】
受信機２１側では、ユーザ直交化を行い、２ブランチ受信にて、周波数領域等化・干渉キャンセル部２７にて周波数領域等化及び干渉キャンセルを実施する。周波数領域等化・干渉キャンセル部２７は、ＦＦＴ３１、乗算器３２、加算器３３及びｉＦＦＴ３４からなり、このうちＦＦＴ３１及びｉＦＦＴ３４はそれぞれ、周波数領域へ変換する時間・周波数変換部と時間領域へ変換する周波数・時間変換部である。
【００３８】
この後ターボ復号器２９においてターボ復号を実施したとき、誤り有無判定部３０にて運悪くターボ復号結果に誤りが生じている(例えば、ＣＲＣ:Cyclic Redundancy Check符号にて検出する)と、送信機２０に対して、再度情報を送信する様、指示を行う(ＮＡＣＫ:Non ACKnoledgement)。ＮＡＣＫを受信した送信機２０は、ＨＡＲＱのモード、例えば、Chase-Combiningであれば、再送前と全く同一の信号の送信を行う。また、Incremental
Redundancyでは、図３に示されている様に、初回送信時と再送時にて、パリティビットの切り替え初期位相を変える。この結果、インクリメンタルリダンダンシーでは、再送時には、R=1/3と同等の復号が行える事になり、誤り訂正能力が向上することが知られている。
【００３９】
（２）本実施の形態による周波数領域等化・干渉キャンセル部の構成
次に図４及び図５を用いて本実施の形態の第１の要点を説明するが、同図はあくまで第１の要点を説明するためのものであり、本実施の形態の構成を示すものではない。図３との対応部分に同一符号を付した図４は、１干渉ユーザがキャンセルされる様子を周波数領域等化・干渉キャンセル部４０を用いて示したものである。
【００４０】
この周波数領域等化・干渉キャンセル部４０における、前述した等化・干渉除去の前段階で総ユーザ数を限定する手法との差異は、明らかに仮想受信系統の追加である。これは、図４の上段における、ＦＦＴ４１の出力ＹＶにて表現されており、その出力は、乗算器４２、４３、４４に供給されると共に、乗算器４２、４３、４４を経て、最終的に加算器４５にて合成される。
【００４１】
この構成により、干渉除去能力が向上する。仮想受信系の信号は、再送要求の根拠となった、誤りが発生した情報系列を用いた再生シンボルデータではあるものの、誤り訂正復号を経たものであり、大部分の受信ビットは正常に受信されている。例えば、音声信号の送受では、ビット誤り率が10-２が基準であるが、これは、100ビット中、1ビットが誤る事を意味する。したがって、大部分の信号部分に関しては、干渉信号を抽出・再生するための、希望波除去信号として用いることが可能である。
【００４２】
また、本発明の周波数領域等化・干渉キャンセル部４０は線形干渉キャンセラであるが、線形干渉キャンセラ特有の雑音軽減能力に乏しい劣化要素を、仮想受信系統の導入によって改善することができる。
【００４３】
次に、図４に示す周波数領域等化・干渉キャンセル部４０の信号の流れを説明する。図４では、希望波抽出・再生ステージ、干渉波抽出・再生ステージを交互に繰り返す構成となっている。ここで、乗算係数ＷＤＶ、ＷＤ1、ＷＤ２とは、仮想受信系統と２通常受信系統の各希望ユーザに対する、干渉信号が存在しない場合のＭＭＳＥ（最小平均二乗誤差）重みであるとすると、あるｎ番目の受信系統における受信信号は、次の式の様に表すことができる。
Ｙｎ＝ＨＤｎＸＤ＋ＨＩｎＸＩ＋Ｎｎ
ＷＤｎ＝ＨＤｎ＊／（Σ｜ＨＤｉ｜２＋ＳＮＲＤ−１）
ＷＩｎ＝ＨＩｎ＊／（Σ｜ＨＩｉ｜２＋ＳＮＲＩ−１）                  …  （１）
【００４４】
ここで、＊とは、複素共役を意味し、Σとは、関係する全ての受信系統間の和を取る意味であり、希望ユーザの信号をＸＤ、干渉ユーザの信号をＸＩとし、それぞれ伝送路の伝達関数をＨＤ、ＨＩとする。また、干渉信号に対するＭＭＳＥ重みをＷＩとする。希望信号対雑音電力比をＳＮＲＤ、干渉信号対雑音電力比をＳＮＲＩとし、雑音電力はＮとしている。なお、ＸＤ、ＸＩは、アンテナ番号に依存せず、同一情報であるため、サフィックスnは存在しない。
【００４５】
図４において、希望信号に対し、乗算器４２、４６，４７にて上記乗算係数ＷＤＶ、ＷＤ1、ＷＤ２にて合成を行うと、加算器４８の出力は、干渉信号を含むものの、希望信号レベルが上昇した信号が抽出される。この後、乗算器４９、５０にて、各受信系統に合致する希望信号用の伝送路の伝達関数を付与し、加算器（減算器）５１、５２にて、受信系統から減算を行えば、理想的には、干渉信号のみが抽出される。
【００４６】
乗算器５３、５４にて、干渉波用のＭＭＳＥ受信係数ＷＩ1、ＷＩ２を用いて受信合成すると、加算器５５の出力は、希望信号がある程度削除された干渉信号成分が出力される。この干渉信号成分を用いて、乗算器５６、５７にて干渉波用の伝達関数を付与し、各通常受信系統から減算を実施すれば、希望波信号に対する干渉レベルを低減させることができる。
【００４７】
これらの操作を繰り返し、最終的に得られた干渉信号を減算器７２、７３にて減算すれば、干渉信号が除去された通常受信系統を得ることができる。
【００４８】
この後に、乗算器４４、７４、７５にて、各受信系統に対するＭＭＳＥ乗算係数を用いて、加算器４５にて合成を行えば、干渉除去が実施された信号を得ることができる。
【００４９】
これらは全て線形処理である為、簡略化を行えば、図５に示される様な、好適な実施例としては、複素乗算器８０、８１、８２が各一個ずつで、干渉除去ならびにＭＭＳＥ受信ができる。
【００５０】
図４及び図５が同一である事を証明する。図４におけるＦＤＥ‐ＩＣ出力つまり、加算器４５の出力は、
ＦＤＥ出力＝
ＷＤＶ［ＹＶ］
＋ＷＤ１［Ｙ１−ＨＩ１｛ＷＩ１（Ｙ１−ＨＤ１ＡＤ）＋ＷＩ２（Ｙ２−ＨＤ２ＡＤ）｝］
＋ＷＤ２［Ｙ２−ＨＩ２｛ＷＩ１（Ｙ１−ＨＤ１ＡＤ）＋ＷＩ２（Ｙ２−ＨＤ２ＡＤ）｝］
…  （２）
と現せる。ここで、ＡＤとは、
ＡＤ＝ＷＤＶＹＶ＋ＷＤ１（Ｙ１−ＨＩ１ＢＩ）＋ＷＤ２（Ｙ２−ＨＩ２ＢＩ）    …  （３）
であり、ＢＩとは、
ＢＩ＝ＷＩ１｛Ｙ１−ＨＤ１（ＷＤＶＹＶ＋ＷＤ１Ｙ１＋ＷＤ２Ｙ２）｝＋ＷＩ２｛Ｙ２−ＨＤ２（ＷＤＶＹＶ＋ＷＤ１Ｙ１＋ＷＤ２Ｙ２）｝
にて表現される。
【００５１】
これらを、ＹＶ、Ｙ１、Ｙ２それぞれについてまとめるため、ＢＩより先にまとめていく。
ＢＩ＝
ＹＶ｛−ＷＩ１ＨＤ１ＷＤＶ−ＷＩ２ＨＤ２ＷＤＶ｝
＋Ｙ１｛ＷＩ１−ＷＩ１ＨＤ１ＷＤ１−ＷＩ２ＨＤ２ＷＤ１｝
＋Ｙ２｛ＷＩ２−ＷＩ１ＨＤ１ＷＤ２−ＷＩ２ＨＤ２ＷＤ２｝
ここで、Ｂ＝ＷＩ１ＨＤ１＋ＷＩ２ＨＤ２とすると、さらに簡潔に表現されて、
ＢＩ＝
ＹＶ｛−ＷＤＶＢ｝
＋Ｙ１｛ＷＩ１−ＷＤ１Ｂ｝
＋Ｙ２｛ＷＩ２−ＷＤ２Ｂ｝                                        …  （４）
となる。
【００５２】
ＡＤについても、同様にＹＶ、Ｙ１、Ｙ２それぞれについてまとめると、
ＡＤ＝ＷＤＶＹＶ＋ＷＤ１（Ｙ１−ＨＩ１ＢＩ）＋ＷＤ２（Ｙ２−ＨＩ２ＢＩ）
＝ＷＤＶＹＶ＋ＷＤ１Ｙ１＋ＷＤ２Ｙ２−ＢＩ（ＷＤ１ＨＩ１＋ＷＤ２ＨＩ２）
ここで、Ａ＝ＷＤ１ＨＩ１＋ＷＤ２ＨＩ２とおくと、
ＡＤ＝ＷＤＶＹＶ＋ＷＤ１Ｙ１＋ＷＤ２Ｙ２−ＢＩＡ
【００５３】
この結果に、（４）式結果を代入して、
ＡＤ＝ＷＤＶＹＶ＋ＷＤ１Ｙ１＋ＷＤ２Ｙ２−Ａ｛−ＹＶＷＤＶＢ＋Ｙ１（ＷＩ１−ＷＤ１Ｂ）＋Ｙ２（ＷＩ２−ＷＤ２Ｂ）｝
＝ＹＶ｛ＷＤＶ＋ＡＷＤＶＢ  ｝＋Ｙ１｛ＷＤ１−Ａ（ＷＩ１−ＷＤ１Ｂ）｝＋Ｙ２｛ＷＤ２−Ａ（ＷＩ２−ＷＤ２Ｂ）｝                                          …  （５）
【００５４】
（２）式についても、同様にＹＶ、Ｙ１、Ｙ２それぞれについてまとめると、
ＦＤＥ出力＝
ＷＤＶＹＶ＋ＷＤ１Ｙ１＋ＷＤ２Ｙ２
−Ｙ１｛ＷＤ１ＨＩ１ＷＩ１＋ＷＤ２ＨＩ２ＷＩ１｝
−Ｙ２｛ＷＤ１ＨＩ１ＷＩ２＋ＷＤ２ＨＩ２ＷＩ２｝
＋ＡＤ｛ＷＤ１ＨＩ１ＷＩ１ＨＤ１＋ＷＤ１ＨＩ１ＷＩ２ＨＤ２＋ＷＤ２ＨＩ２ＷＩ１ＨＤ１＋ＷＤ２ＨＩ２ＷＩ２ＨＤ２｝
＝ＷＤＶＹＶ＋ＷＤ１Ｙ１＋ＷＤ２Ｙ２
−Ｙ１｛ＷＩ１Ａ｝
−Ｙ２｛ＷＩ２Ａ｝
＋ＡＤ｛ＷＩ１ＨＤ１Ａ＋ＷＩ２ＨＤ２Ａ｝
＝ＷＤＶＹＶ＋ＷＤ１Ｙ１＋ＷＤ２Ｙ２
−Ｙ１｛ＷＩ１Ａ｝
−Ｙ２｛ＷＩ２Ａ｝
＋ＡＤ｛ＡＢ｝
＝ＷＤＶＹＶ
＋Ｙ１｛ＷＤ１−ＷＩ１Ａ｝
＋Ｙ２｛ＷＤ２−ＷＩ２Ａ｝
＋ＡＤ｛ＡＢ｝
【００５５】
この結果に、（５）式の結果を代入して、
ＦＤＥ出力＝
ＷＤＶＹＶ
＋Ｙ１｛ＷＤ１−ＷＩ１Ａ｝
＋Ｙ２｛ＷＤ２−ＷＩ２Ａ｝
＋ＡＢ｛ＹＶ［ＷＤＶ＋ＡＷＤＶＢ］＋Ｙ１［ＷＤ１−Ａ（ＷＩ１−ＷＤ１Ｂ）］＋Ｙ２［ＷＤ２−Ａ（ＷＩ２−ＷＤ２Ｂ）］｝  
＝ＷＤＶＹＶ
＋Ｙ１｛ＷＤ１−ＷＩ１Ａ｝
＋Ｙ２｛ＷＤ２−ＷＩ２Ａ｝
＋ＡＢ｛ＷＤＶＹＶ［１＋ＡＢ］＋Ｙ１［ＷＤ１−Ａ（ＷＩ１−ＷＤ１Ｂ）］＋Ｙ２［ＷＤ２−Ａ（ＷＩ２−ＷＤ２Ｂ）］｝  
＝ＹＶ｛ＷＤＶ［１＋ＡＢ＋Ａ２Ｂ２］｝
＋Ｙ１｛ＷＤ１−ＷＩ１Ａ＋ＡＢ［ＷＤ１−Ａ（ＷＩ１−ＷＤ１Ｂ）］｝
＋Ｙ２｛ＷＤ２−ＷＩ２Ａ＋ＡＢ［ＷＤ２−Ａ（ＷＩ２−ＷＤ２Ｂ）］｝
＝ＹＶ｛ＷＤＶ［１＋ＡＢ＋Ａ２Ｂ２］｝
＋Ｙ１｛ＷＤ１−Ａ［ＷＩ１−Ｂ［ＷＤ１−Ａ（ＷＩ１−ＷＤ１Ｂ）］］｝
＋Ｙ２｛ＷＤ２−Ａ［ＷＩ２−Ｂ［ＷＤ２−Ａ（ＷＩ２−ＷＤ２Ｂ）］］｝
…  （６）
【００５６】
この結果は、図５における係数と一致する。すなわち、図４にて示された、多段の干渉キャンセルプロセスは、仮想受信系統も含めて、乗算器(複素信号を扱う場合は、複素乗算器)１個で表現できることが示された。
【００５７】
以上から、本実施の形態にて開示する様に、再送要求の根拠となる復号信号を用いた仮想受信系統と、複数の受信系とのそれぞれにて希望信号を抽出・キャンセルし、その上で複数の受信系から干渉信号を生成し、遅延させた受信信号から各々減算する事で、干渉除去と伝送路等化とを行う周波数領域補償部をそれぞれ１個の複素乗算器８０、８１、８２にて実現できることが示された。
【００５８】
(３)仮想受信系統におけるパリティ除去処理
次に本発明請求項２の動作を、図６を用いて説明する。なお図６において、乗算係数は、本発明請求項３にて詳説する。また、これまで各図において「ユーザ直交化」と称されていたブロック２５、２６は、今回は具体的な例を挙げ、ＩＦＤＭＡと表現する。
【００５９】
本実施の形態では、仮想受信系統は、ＱＰＳＫ／１６ＱＡＭ等変調部９０、ＦＦＴ４１及び乗算器８０から構成される。後述するように乗算器８０及び加算器４５間に重み付け乗算部９１を設け、重み付け係数αを変化させることにより、通常受信系統との差別化を図るようにしても良い。
【００６０】
請求項１のＨＡＲＱの説明にて述べた様に、ＨＡＲＱには、Incremental Redundancyと称される、初回送信時と再送時とで、送信するパリティビットを変化させるモードがある。また、例えChase-Combiningでも、仮想受信系統に使用される情報系列は、あくまで間違いの生じている情報系列であり、この間違った情報に基づいて、受信機側でターボ符号化を行うと、結果的に得られる仮想受信系統の信号は、再送時に受信した信号とは、全く異なるパリティビットが生成され、通常受信系統からの減算時に、反って干渉を増加させてしまう（異なる信号を減算するので、干渉信号抽出の為に希望信号を削除している事にならない）可能性が高い。
【００６１】
したがって、本発明請求項２では、前記パリティビットを干渉信号生成の際に、希望信号として組み入れないことを特徴とする。
【００６２】
具体的には、例えばＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying:４相位相変調)を例にする。Rate=1/2でターボ符号化されていて、送信情報ビットと、パリティビットが交互にシンボルマッピングされる場合、Ｉ,Ｑ平面（Inphase, Quadrature phase）上では、ある時刻tのQPSKシンボルは、次の様に示される。
シンボルＸ（ｔ）＝Ｄ（ｔ）＋ｊＰ（ｔ）
ここで、ｊとは虚数演算子であり、Ｄ（ｔ）は、±１の値、Ｐ（ｔ）は、±１の値を取る。
【００６３】
したがって、Ｘ（ｔ）は「１＋ｊ」、「−１＋ｊ」、「＋１−ｊ」、「−１−ｊ」の４種類のうちのいずれかをとる。通常受信系では、これらのマッピング規則にしたがって、情報とパリティがマッピングされることになる。一方、仮想系では、送信情報しか用いない為、
再生シンボルＸ’（ｔ）＝Ｄ’（ｔ）
となる。Ｄ’（ｔ）とは、ターボ復号が終了し、誤りが発生した（どこで発生しているかは不明な状態)、再生情報系列である。
【００６４】
この再生シンボルを用いて、仮想受信系統の情報信号とする。明らかに、通常受信系とは信号が異なるものの、情報信号領域に関しては、干渉キャンセルを実施することができ、パリティ領域に関しては、少なくとも干渉増加の可能性は無いという特徴を得ることができる。
【００６５】
16ＱＡＭや64ＱＡＭ（QAM:Quadrature Amplitude Modulation)という多値変調方式の場合でも、この考えの拡張で対応可能である。単純な拡張で実現できる為詳説しないが、マッピングルールに従い、パリティ部分が与える信号電力を０とすれば、同様の処理が可能である。
【００６６】
以上から、本実施の形態にて開示する様に、再生シンボルのパリティビット部分を強制的に削除することで、HARQにおける、再送時の信号が、初回送信時と異なる場合でも、本発明が適用可能であることが示された。
【００６７】
(４) 仮想受信系と通常の受信系との差別化方法
次に、本発明請求項３を説明する。本発明請求項３では、仮想受信系と通常受信系との信頼度の違いに基づき、重み付け係数αを変化させるものである。処理イメージとしては、図６に示されている重み付け乗算部９１による乗算処理となる。なお、この乗算処理の存在は、あくまで仮想のものであり、厳密には本箇所に実装するのではなく、前記請求項1の説明にて述べた、各受信系統の伝達関数ＨＤＶ、ＨＤ１、ＨＤ２に含まれるべきである。
【００６８】
仮想受信系に用いられる誤りを含む送信情報系列は、誤りは存在するものの、誤り訂正処理がなされたものであり、通常受信系よりも信頼度が高い場合がある。例えば、受信信号レベルが雑音電力と比較して非常に低い場合は、通常受信系で得られる受信信号よりも、誤り訂正（ターボ復号）処理がなされたものの方が、情報信号系列の品質が高い場合がある。この場合は、誤り訂正処理がなされた仮想受信系の重みを大きくし、仮想受信系と通常受信系との合成結果にて、仮想受信系への依存度を大きくすべきである。
【００６９】
一方、受信信号レベルが高いものの、干渉レベルによって運悪く誤りが発生してしまった場合もある。この場合は、仮想受信系に大きな重みを与える必要が無く、通常受信系と同等以下なレベルの重みが必要となる。通常系がよりよい品質にもかかわらず、仮想受信系に大きな重み付けを行うと、通常受信系が軽視され、最適な受信特性を得ることができない。
【００７０】
したがって、仮想受信系と通常受信系とでは、その経路/処理の違いから、異なる重み付けを実施することが有効な場合がある。この重み付けを考慮することが、本発明請求項3の大きなポイントである。
【００７１】
具体的な重み付け付与方法としては、前記各伝達関数に与える事で実現できる。仮想受信系の伝達関数は、次の様に表せる。
ＨＤＶ＝Ｇ＋ｊ０
ここで、Ｇは、実数定数であり、この結果、仮想受信系の伝達関数は単なるゲインＧを与える定数倍の伝達関数であることがわかる。仮想受信系は、再度変調しただけであり、伝送路を通過していない為、単なるゲイン倍される事を意味する。ここで、希望信号のＭＭＳＥ受信における、各周波数領域等化・干渉除去係数は、次の様に表せる。
【００７２】
仮想受信系であれば、
Ｎ
ＷＤＶ＝ＨＤＶ＊／（Σ｜Ｈｉ｜２＋｜ＨＤＶ｜２＋ＳＮＲ−１）
ｉ
通常受信系であれば、
Ｎ
ＷＤＸ＝ＨＤＸ＊／（Σ｜Ｈｉ｜２＋｜ＨＤＶ｜２＋ＳＮＲ−１）
ｉ
と現される。上式から、前記Ｇによって、仮想受信系と通常受信系の重み付けを変更できることがわかる。
【００７３】
このＧの最適値は、使用される変調方式がＱＰＳＫ、16ＱＡＭ、64ＱＡＭ等に依存し、また、初回送信時と再送時の伝送路変動の様子によっても変化する為、システムを構築する場合に、想定される範囲での最適値を事前に調査することが望ましい。
【００７４】
本実施の形態によるＩＦＤＭＡ方式による効果を計算機シミュレーションにて確認した。図７（Ａ）及び（Ｂ）にその平均パケット誤り率(ＰＥＲ：Packet Error Rate)特性と平均スループット特性とを示す。いずれも通常受信系統は２系統である。伝送路のモデルは６パス指数減衰静的環境である。希望ユーザが１、干渉ユーザが１ずつ、セルもしくはセクタ境界近辺に存在し、各ユーザ間での伝送路は独立であるものの、等電力にて基地局装置に受信されるものとした。
【００７５】
また、測定対象とした基地局は、拡散率４で、４ユーザを収容しており、所謂Fully Loadedな状態である。図中ＦＤＥ‐ＭＭＳＥとは、干渉除去を実施しない場合を指し、ＦＤＥ−ＩＣ１〜ＦＤＥ−ＩＣ４とは、各ステージの干渉除去・等化を実施した場合のBER特性である。Incremental Redundancyを採用し、最大再送回数を４回までとした。これは４回送信しても誤りが残留する場合は、そのパケットは受信不能とすることを意味する。
【００７６】
前記請求項1〜３までの開示技術を用いた特性が、ＦＤＥ‐ＩＣ４ with Virtual Branch Addition (ＶＢＡ)と記載されている。横軸のＥｂ／Ｎ０（送信情報1ビットあたりの信号エネルギー対雑音電力密度比）は、アンテナ４本採用時の１本あたりのＥｂ／Ｎ０を示し、相互に比較し易いように３〔dB〕左シフトの加工がなされている。
【００７７】
図７（Ａ）から明らかな様に、音声品質相当のPER=0.1において、ＦＤＥ‐ＩＣ４と比較して、本発明においては約1.8〔dB〕の特性改善がなされている。
【００７８】
また、平均スループット特性を示す図７（Ｂ）では、セル（通信エリア）の境界付近で、端末からの送信電力が不足し、再送を４回行って漸く受信可能となる場所を意味するスループット0.25において、約1.2〔dB〕の改善が確認できる。
【００７９】
以上、詳細に説明したように、本発明の受信機における周波数領域での等化・干渉除去方法では、上位通信制御装置により各送信装置へ割り当てられた当該無線通信装置に固有の直交識別子を用いて変調処理して送信し、受信側で誤りが発生した場合は、再送要求を行う無線通信システムにおいて、受信装置は、誤りが発生した復号系列を用いて仮想的な受信系統を作成し、また、複数の通常受信系統を有し、周波数領域等化の前段階においてユーザ直交化を行うユーザ直交化手段を有することにより不特定多数の干渉源を同一ユーザ識別子を有するが異なる送信機から発せられた信号（Co-channel干渉）と希望信号とに限定し、Co-channel干渉及び希望信号のそれぞれの伝達関数を求め、総受信信号から異ユーザ信号を減算される様に考慮した、希望信号に最適な復調用係数を得る手段と、総受信信号を周波数領域に変換する周波数領域変換手段と、前記復調対象となる受信信号に最適な係数を、少なくとも１つの複素乗算器にて付与する周波数領域補償手段とを備え、Co-channel干渉除去と希望信号のマルチパス干渉除去とを同時に実行することを特徴とする。
【００８０】
この結果、この受信機構成によれば、各受信系統につき（最適な構成ではただ１つの）複素乗算器を有する周波数領域等化にて復号対象ユーザのマルチパス等化を実施する際に、Co-channel干渉の軽減が同時実行されると共に、受信系統数が少ない状態でも仮想的な受信系統の追加によって、受信特性を向上させることが出来る。
【００８１】
また、本発明の等化・干渉除去方法は、ＨＡＲＱ実施時のモードにて、初回送信時と再送時で不一致が事前に予測される、送信情報以外の冗長な情報領域を干渉除去やＭＭＳＥ合成の対象除外とする。
【００８２】
この結果、この等化・干渉除去方法によれば、冗長な情報領域に対しては、干渉レベルの増加を招くことなく、かつ、送信情報については干渉除去性能を向上させることを特徴とする。
【００８３】
さらに、本発明の等化・干渉除去方法は、再送時と前回送信時とで、仮想受信系と通常受信系に生じる信頼度の差異を係数調整によって付与している。
この結果、この等化・干渉除去方法によれば、各受信系が内包する経路や処理に依存して受信品質が異なる場合に、最適な合成結果が得られることを特徴とする。
【００８４】
また、本発明の等化・干渉除去方法は、従来技術のマルチステージ処理の概念をも包括可能であり、マルチステージ処理の際には、受信電力が大きい信号より干渉除去を実行する事で、干渉除去性能の向上が実施できるよう工夫されている。この結果、この受信装置によれば、干渉除去の性能の更なる向上が可能となる事を特徴とする。
【図面の簡単な説明】
【００８５】
【図１】従来技術におけるＣＩＢＳ−ＣＤＭＡ方式による無線通信システムの運用例を示す略線図である。
【図２】従来技術による２受信系統及び４受信系統の平均誤り率特性を示すグラフである。
【図３】Hybrid ARQを導入した場合のシステム動作の説明に供するブロック図である。
【図４】本発明による無線通信システムにおける基地局装置に適用した受信機の実施の形態を示すブロック図である。
【図５】本発明による無線通信システムにおける基地局装置に適用した受信機の実施の形態を示すブロック図である。
【図６】本発明をHARQ環境へ導入した場合のシステム動作の説明に供するブロック図である。
【図７】本発明による平均パケット誤り率特性及び平均スループット特性を示すグラフである。
【符号の説明】
【００８６】
１Ａ、２Ａ……基地局装置、２０……送信機、２１……受信機、２７、４０……周波数領域等化・干渉キャンセル部、２９……ターボ復号器、３０……誤り有無判定部、３１……ＦＥＴ、３２、４２〜４４、４６、４７、４９、５０、５３、５４、５６、５７、６０、６１、６３、６４、６７、６８、７０、７１、７４、７５……乗算器、３３、４５、４８、５１、５２、５５、５８、５９、６２、６５、６６、６９、７２、７３……加算器（減算器）、３４……iFET、８０-８２……複素乗算器、９０……QPSK/１６QAM等変調部、９１……重み付け乗算部。
【図１】
2008022465.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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