(57)【要約】【課題】  簡単な回路で線型特性が良好な電力増幅器を提供する。【解決手段】  電力増幅器８０は、入力端子９８と出力端子１０８との間に設けられた前段アンプ９０及び後段アンプ９２と、入力信号の電力を検出して、入力検波電圧信号１１０を出力する第１の検出器１００と、出力信号の電力を検出し、出力検波電圧信号１１２を出力する第２の検出器１０６と、入力検波電圧信号１１０と出力検波電圧信号１１２との比較に基づき電力増幅器８０の増幅利得を一定に制御するバイアス制御器９４と、入力信号に電力増幅器８０のベースバイアス電流に応じた位相遅れを付与するプリディストーション回路１０２とを含む。【選択図】        図２
2008022400.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
信号入力端子と信号出力端子とを有する電力増幅器であって、
前記信号入力端子と前記信号出力端子との信号路内に設けられた増幅回路と、
前記信号入力端子と前記増幅回路の入力との間に接続され、前記増幅回路への入力信号の電力を検出し入力検波信号を出力するための第１の検出回路と、
前記増幅回路の出力と前記信号出力端子との間に接続され、前記増幅回路の出力信号の電力を検出し出力検波信号を出力するための第２の検出回路とを含み、
前記増幅回路は、エミッタ接地バイポーラトランジスタを増幅素子として有し、
前記電力増幅器はさらに、
前記入力検波信号と前記出力検波信号とを受ける様に接続され、前記入力検波信号と前記出力検波信号との比較に基づき、前記トランジスタのベースバイアス電流を制御する事により、前記電力増幅器の増幅利得を一定に制御するための制御手段と、
前記信号入力端子と前記信号出力端子との間の前記入力信号の経路内の所定位置に挿入され、前記ベースバイアス電流と所定の関係をもって、前記入力信号の所定の電気的量に偏差を付与するための偏差付与手段とを含む、電力増幅器。
【請求項２】
前記制御手段は、前記入力検波信号と前記出力検波信号とを受ける様に接続され、前記入力検波信号と前記出力検波信号とに応答して、前記電力増幅器による増幅利得が一定となる様に、前記バイポーラトランジスタのベース電極にベースバイアス電流を供給するための手段を含み、
前記偏差付与手段は、
前記供給するための手段で生成される前記ベースバイアス電流を受ける様に接続され、前記ベースバイアス電流と所定の関数関係に従って大きさが変化する制御信号を出力するための手段と、
前記信号入力端子と前記信号出力端子との間の前記入力信号の経路の任意の位置に、前記制御信号を受ける様に挿入され、前記制御信号に比例する大きさで、前記入力信号に位相偏差を与えるための位相偏差付与手段とを含む、請求項１に記載の電力増幅器。
【請求項３】
前記制御信号は、前記ベースバイアス電流と正の相関関係をもって変化し、
前記位相偏差付与手段は、前記信号入力端子と前記信号出力端子との間の前記入力信号の経路の任意の位置に、前記制御信号を受ける様に挿入され、前記制御信号に応答し、前記入力信号に対し、前記制御信号の大きさに比例する大きさの位相遅れを与えるための手段を含む、請求項２に記載の電力増幅器。
【請求項４】
前記制御信号を出力するための手段は、前記ベースバイアス電流が大きな領域では、前記ベースバイアス電流が小さな領域と比較してその大きさの増加量が少なくなる様に前記制御信号を生成する、請求項３に記載の電力増幅器。
【請求項５】
前記偏差付与手段は、前記信号入力端子と前記電力増幅器の入力との間に挿入されている、請求項１〜請求項４のいずれかに記載の電力増幅器。
【請求項６】
前記偏差付与手段は、前記信号入力端子と前記増幅回路の入力との間に挿入され、前記ベースバイアス電流と所定の関係をもって、前記入力信号に利得偏差を与えるための利得偏差付与手段を含む、請求項１に記載の電力増幅器。
【請求項７】
前記制御手段は、前記入力検波信号と前記出力検波信号とを受ける様に接続され、前記入力検波信号と前記出力検波信号とに応答して、前記電力増幅器による増幅利得が一定となる様に、前記バイポーラトランジスタのベース電極にベースバイアス電流を供給するための手段を含み、
前記利得偏差付与手段は、
前記供給するための手段で生成される前記バースバイアス電流を受ける様に接続され、前記ベースバイアス電流に対する所定の関数関係に従って大きさが変化する制御信号を出力するための手段と、
前記信号入力端子と前記増幅回路の入力との間の前記入力信号の経路に、前記制御信号を受ける様に挿入され、前記入力信号に対し、前記制御信号の大きさと所定の関係を持つ利得偏差を与えるための手段を含む、請求項６に記載の電力増幅器。
【請求項８】
前記利得偏差を与えるための手段は、前記制御信号の大きさに比例する大きさの負の利得偏差を前記入力信号に与えるための手段を含む、請求項６に記載の電力増幅器。
【請求項９】
前記制御手段は、前記入力検波信号と前記出力検波信号とを受ける様に接続され、前記入力検波信号と前記出力検波信号とに応答して、前記電力増幅器による増幅利得が一定となる様に、前記バイポーラトランジスタのベース電極にベースバイアス電流を供給するための手段を含み、
前記偏差付与手段は、
前記供給するための手段で生成される前記ベースバイアス電流を受ける様に接続され、前記ベースバイアス電流と所定の関数関係に従って大きさが変化する制御信号を出力するための手段と、
前記信号入力端子と前記増幅回路の入力との間に挿入され、前記制御信号の大きさと所定の関係をもって、前記入力信号に位相偏差及び利得偏差を与えるための手段とを含む、請求項１に記載の電力増幅器。
【請求項１０】
前記位相偏差及び利得偏差を与えるための手段により前記入力信号に与えられる前記利得偏差と前記位相偏差との符号及び大きさは、結果として前記増幅回路によって位相遅れが生じる様な値に選ばれている、請求項９に記載の電力増幅器。
【請求項１１】
前記位相偏差及び利得偏差を与えるための手段は、前記制御信号の大きさといずれも負の相関をもって変化する利得偏差及び位相偏差を前記入力信号に与えるための手段を含む、請求項１０に記載の電力増幅器。
【請求項１２】
請求項１〜請求項１１のいずれかに記載の電力増幅器を含む、無線通信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電力増幅器に関し、特に、線型性を高めた電力増幅器、及びこの様な電力増幅器を使用した無線通信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、携帯電話等に代表される無線通信装置の需要が高まりつつある。この様な無線通信装置においては、電力増幅器の動作とその質とが重要になる。
【０００３】
一般的に使用されている携帯電話機及び無線ネットワーク装置等として使用されている無線通信装置においては、無線送信性能の高い、より線型性の高い電力増幅器が要求されている。線型性が高いとは、入力信号レベルに依存する利得の変動及び位相の変動が小さい事を意味する。さらに、高出力でありながら、線型性が高い電力増幅器も要求されている。
【０００４】
電力増幅器の線型性を高める手法として、特許文献１に開示の技術の様に電力増幅器の入力信号及び出力信号を比較して、減衰器及び移相器で歪みの補償を行なう方法がある。この技術によると、入出力の利得及び位相を常に検出する必要がある。そして、利得及び位相が一定となる様に減衰器及び移相器を用いてフィードバックを行なう。
【０００５】
図１に、従来技術の電力増幅器３０の構成を回路図で示す。図１を参照して、電力増幅器３０は、入力端子４０及び出力端子６０を有しており、入力端子４０に接続された入力と、第１及び第２の出力とを有し、入力端子４０からの入力信号の一部を第１の出力に入力比較信号４４として出力し、残りを第２の出力に出力する第１の方向性結合器４２と、方向性結合器４２の第２の出力に接続された入力端子と、制御信号端子と、出力端子とを有し、制御信号端子に与えられる位相制御信号５０の電圧と所定の基準値とを比較し、比較結果に従って入力信号の位相を遅らせ、又は進めて出力するための可変移相器４６と、可変移相器４６の出力に接続された入力端子と、制御信号端子と、出力端子とを有し、制御信号端子に与えられる振幅制御信号５２の電圧と基準値との比較結果により、入力信号を減衰させずに、又は制御信号の電圧と基準値との電圧差に依存する比で減衰させて出力する可変減衰器４８とを含む。
【０００６】
電力増幅器３０はさらに、可変減衰器４８の出力端子に接続された入力を有する増幅部５４と、増幅部５４の出力端子に接続された入力と、第１の出力端子と、出力端子６０に接続された第２の出力端子とを有し、増幅部５４からの出力信号の一部を出力比較信号５８として抽出して第１の出力から出力し、残りを出力端子６０に出力する第２の方向性結合器５６とを含む。
【０００７】
電力増幅器３０はさらに、第２の方向性結合器５６の第１の出力に接続された第１の入力と、第１の方向性結合器４２の第１の出力に接続された第２の入力と、出力とを有し、第１の入力からの出力比較信号５８と、第２の入力からの入力比較信号４４との位相及び振幅を比較し、出力比較信号５８の入力比較信号４４に対する位相差に比例した電圧信号である位相差検出信号６４と、出力比較信号５８の入力比較信号４４に対する振幅比に比例した電圧信号である振幅比較信号６６とを出力する比較回路６２と、比較回路６２から位相差検出信号６４及び振幅比較信号６６をそれぞれ受ける様に接続された第１及び第２の入力と、可変移相器４６の制御信号端子及び可変減衰器４８の制御信号端子にそれぞれ接続された第１及び第２の出力とを有し、位相差検出信号６４及び振幅比較信号６６によりそれぞれ表される位相差及び振幅比がそれぞれ一定に保たれる様に、位相制御信号５０及び振幅制御信号５２の電圧を変更し、それぞれ可変移相器４６及び可変減衰器４８の制御信号端子に与える調整回路６８とを含む。
【０００８】
電力増幅器３０は以下の様に動作する。第１の方向性結合器４２は、入力端子４０から入力された入力信号から、その一部を一定の比率で入力比較信号４４として取出し、比較回路６２の第２の入力に与える。入力信号の残りは可変移相器４６に与えられる。この入力信号には、可変移相器４６及び可変減衰器４８でそれぞれ位相制御信号５０及び振幅制御信号５２の電圧に応じた位相遅延、及び、減衰が与えられ可変減衰器４８に与えられる。増幅部５４はこの信号を増幅し、出力する。第２の方向性結合器５６は、増幅部５４により増幅された信号の一部を一定の比率で出力比較信号５８として取出し、比較回路６２の第１の入力に与える。残りは出力信号として出力端子６０から出力される。
【０００９】
比較回路６２は、入力比較信号４４と出力比較信号５８との位相差及び振幅比を検出し、位相差検出信号６４、振幅比較信号６６を出力する。調整回路６８は、位相差検出信号６４及び振幅比較信号６６を用いて、位相差及び振幅比がそれぞれ一定量に保たれる様に位相制御信号５０及び振幅制御信号５２の電圧を変更する。
【００１０】
この様に構成すると、増幅部５４に入る信号に、増幅部５４の増幅歪みをキャンセルさせる様な偏移を与える事ができる。つまり、第１の方向性結合器４２、可変移相器４６、可変減衰器４８、第２の方向性結合器５６、比較回路６２、調整回路６８からなる回路は歪み補償回路として機能する。
【００１１】
比較回路６２で行なわれる入力比較信号４４と出力比較信号５８との電力比である増幅利得の検出は、各信号を検波し検波電圧を比較する事で比較的容易に行なう事ができる。一方、入力比較信号４４と出力比較信号５８との位相差は、特許文献１では、両信号をそれぞれリミッタアンプにより整形した後に、ミキシングして、電圧信号の差として得る。
【特許文献１】特開２００３−１９８２７３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
しかし、特許文献１に開示の方法によると、信号周波数が高くなるとともに、リミッタアンプでの整形精度及びその後のミキシング精度を必要な値に維持する事が困難で線型特性が悪化する。又は、精度を維持するための回路が複雑になるという問題がある。
【００１３】
一方、入力比較信号４４と出力比較信号５８との位相差を検出する別の方法としては、両信号を復調し、ベースバンドにおいて位相を比較する手法もある。しかし、この方法によると復調回路が余分に必要となってしまうという問題がある。
【００１４】
それゆえに、本発明の一つの目的は、簡単な回路で線型特性が良好な電力増幅器を提供する事である。
【００１５】
また、本発明の他の目的は上記の様な電力増幅器を用いた、線型特性の良好な通信装置を提供する事である。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明の第１の局面に係る電力増幅器は、信号入力端子と信号出力端子とを有する電力増幅器であって、信号入力端子と信号出力端子との信号路内に設けられた増幅回路と、信号入力端子と増幅回路の入力との間に接続され、増幅回路への入力信号の電力を検出し入力検波信号を出力するための第１の検出回路と、増幅回路の出力と信号出力端子との間に接続され、増幅回路の出力信号の電力を検出し出力検波信号を出力するための第２の検出回路とを含む。増幅回路は、エミッタ接地バイポーラトランジスタを増幅素子として有する。電力増幅器はさらに、入力検波信号と出力検波信号とを受ける様に接続され、入力検波信号と出力検波信号との比較に基づき、トランジスタのベースバイアス電流を制御する事により、電力増幅器の増幅利得を一定に制御するための制御手段と、信号入力端子と信号出力端子との間の入力信号の経路内の所定位置に挿入され、ベースバイアス電流と所定の関係をもって、入力信号の所定の電気的量に偏差を付与するための偏差付与手段とを含む。
【００１７】
第１の検出回路は、増幅回路への入力信号の電力を検出し、入力検波信号を出力する。第２の検出回路は、増幅回路からの出力信号の電力を検出し、出力検波信号を出力する。制御回路は、これら入力検波信号と出力検波信号との比較に基づき、電力増幅器の増幅利得を一定に制御する様に、エミッタ接地バイポーラトランジスタのベースバイアス電流を制御する。このトランジスタのベースバイアス電流の変化は、このトランジスタを含む増幅回路の入出力信号の間の位相偏差の変化と大きな相関をもっている事を発明者は見出した。そこで例えば、入力信号にベースバイアス電流の大きさに見合った位相偏差を与える様にすれば、この位相偏差が増幅回路のベースバイアス電流偏差による位相偏差とキャンセルしあい、電力増幅器の増幅信号の位相偏差の変化は減少する。また、入力信号にある利得偏差を与えると、電力増幅器の利得を一定に保つためにベースバイアス電流が変化する。利得偏差を、このベースバイアス電流の変化により生ずる利得偏差に見合うものにしておくと、電力増幅器の入出力の間の位相偏差の変化を減少させる事ができる。従って、上記した構成で、ベースバイアス電流と所定の関係をもって、入力信号に位相偏差又は利得偏差等の、所定の電気的量に対する偏差を付与する事により、増幅回路に起因する、電力増幅器の入出力信号間の位相偏差の変化を減少させる事ができる。その結果、電力増幅器の線型特性が向上する。こうした制御をするために、入出力信号の間の位相差を検出する必要はなく、電力増幅器の利得を一定に保つ様に制御されるベースバイアス電流を検出するだけでよい。従来の技術と比較すると、この電力増幅器では、出力信号の位相の補正のために、出力信号の位相を検出する必要がなく、そのための複雑な回路を要しない。その結果、簡単な回路で線型特性が良好な電力増幅器を提供できる。
【００１８】
好ましくは、制御手段は、入力検波信号と出力検波信号とを受ける様に接続され、入力検波信号と出力検波信号とに応答して、この電力増幅器による増幅利得が一定となる様に、バイポーラトランジスタのベース電極にベースバイアス電流を供給するための手段を含み、位相偏差付与手段は、供給するための手段で生成されるベースバイアス電流を受ける様に接続され、ベースバイアス電流と所定の関数関係に従って大きさが変化する制御信号を出力するための手段と、信号入力端子と信号出力端子との間の入力信号の経路の任意の位置に、制御信号を受ける様に挿入され、制御信号に比例する大きさで、入力信号に位相偏差を与えるための位相偏差付与手段とを含む。
【００１９】
供給するための手段は、入力検波信号と出力検波信号とに応答して、この電力増幅器による増幅利得が一定となる様にエミッタ接地バイポーラトランジスタのベース電極にベースバイアス電流を供給する。制御信号出力手段は、このベースバイアス電流と所定の関数関係に従って大きさが変化する制御信号を出力する。位相偏差を与えるための手段は、この制御信号に比例する大きさで、入力信号に位相偏差を与える。エミッタ接地バイポーラトランジスタによる増幅では、出力信号にはベースバイアス電流の大きさと同様の変化をする位相偏差が生じるが、位相偏差を与えるための手段により、それに相当する位相偏差が与えられる事で、両者をほぼキャンセルさせ、電力増幅器の入出力における位相の変化を減少させる事ができる。そのために電力増幅器の入出力における位相差を検出する必要はなく、位相の補正のために複雑な回路を要しない。その結果、簡単な回路で線型特性が良好な電力増幅器を提供できる。
【００２０】
好ましくは、制御信号はベースバイアス電流と正の相関関係をもって変化し、位相偏差付与手段は、信号入力端子と信号出力端子との間の入力信号の経路の任意の位置に、制御信号を受ける様に挿入され、制御信号に応答し、入力信号に対し、制御信号の大きさに比例する大きさの位相遅れを与えるための手段を含む。
【００２１】
位相遅れを与えるための手段は、制御信号に応答し、入力信号に対し制御信号の大きさに比例する位相遅れを与える。一般に、増幅回路の出力電力が増加すると、トランジスタの出力の位相偏差が大きくなる。ところで、この位相偏差が、増幅回路中のエミッタ接地バイポーラトランジスタのベースバイアス電流と非常に似た増加曲線を描く事に発明者は着目した。そこで、ベースバイアス電流と正の相関関係をもって変化する制御信号によって、増幅回路で増幅される信号に位相遅れを付与する。その結果、この位相遅れとトランジスタによる位相偏差の変化とがキャンセルしあう。そのため、電力増幅器全体としては出力信号の位相偏差の変化を減少させる事ができる。そして、出力信号の位相偏差の変化を減少させるために、電力増幅器の入出力信号の間の位相差を検出する必要はない。すなわち、位相の補正のために複雑な回路を要しない。その結果、簡単な回路で線型特性が良好な電力増幅器を提供できる。
【００２２】
好ましくは、制御信号を出力するための手段は、ベースバイアス電流が大きな領域では、ベースバイアス電流が小さな領域と比較してその大きさの増加量が少なくなる様に制御信号を生成する。
【００２３】
シミュレーションによれば、ベースバイアス電流が大きな領域では、位相偏差の増加が抑えられる。上記構成の電力増幅器では、ベースバイアス電流が大きな領域では、小さな領域と比較して、制御信号の大きさの増加量が少なくなる。つまり、ベースバイアス電流の大きさによる位相偏差の生じ方に応じ、増幅される信号に適切な大きさの位相偏差を与える事ができる。従って、電力増幅器全体として、ベースバイアス電流が大きな領域でも線型特性を高める事ができる。
【００２４】
好ましくは、偏差付与手段は、信号入力端子と電力増幅器の入力との間に挿入されている。
【００２５】
偏差を与えるのは、信号入力端子と信号出力端子との間であればどこでもよいが、偏差付与手段自身への入力電力が大きいと、信号に、偏差付与手段自身による歪が生じる可能性がある。従って、偏差付与手段への入力電力は小さい方が好ましく、信号入力端子と電力増幅器の入力との間に挿入される事により、回路全体の電力効率が低減する事が回避できる。
【００２６】
好ましくは、偏差付与手段は、信号入力端子と増幅回路の入力との間に挿入され、ベースバイアス電流と所定の関係をもって、入力信号に利得偏差を与えるための利得偏差付与手段を含む。
【００２７】
この電力増幅器によると、信号入力端子と増幅回路の入力との間に挿入された利得偏差付与手段によって、ベースバイアス電流と所定の関係をもって、入力信号に利得偏差が与えられる。この利得偏差によって電力増幅器全体の利得が変化しようとするので、利得を一定に保つために、増幅回路の利得を変化させる必要がある。すなわち、エミッタ接地バイポーラトランジスタのベースバイアス電流を変化させる必要がある。例えば、利得偏差として負の利得偏差を与えると、ベースバイアス電流は増加する。その結果、増幅回路により利得偏差が生じる。この利得偏差と、利得偏差付与手段により付与される利得偏差とがキャンセルしあい、電力増幅器全体による位相偏差の変化を小さくする事ができる。従って電力増幅器回路全体の線型特性を改善できる。この場合も、入出力信号の間の位相偏差を検出する必要はなく、ゆえに、位相の補正のために複雑な回路を要しない。その結果、簡単な回路で線型特性が良好な電力増幅器を提供できる。
【００２８】
好ましくは、制御手段は、入力検波信号と出力検波信号とを受ける様に接続され、入力検波信号と出力検波信号とに応答して、電力増幅器による増幅利得が一定となる様に、バイポーラトランジスタのベース電極にベースバイアス電流を供給するための手段を含み、利得偏差付与手段は、供給するための手段で生成されるバースバイアス電流を受ける様に接続され、ベースバイアス電流に対する所定の関数関係に従って大きさが変化する制御信号を出力するための手段と、信号入力端子と増幅回路の入力との間の入力信号の経路に、制御信号を受ける様に挿入され、入力信号に対し、制御信号の大きさと所定の関係をもつ利得偏差を与えるための手段とを含む。
【００２９】
利得偏差を与えるための手段により、入力信号に利得偏差が与えられると、電力増幅器全体の利得が一定となる様に、エミッタ接地バイポーラトランジスタに供給されるベースバイアス電流が変化する。すると、増幅回路において位相偏差が生じる。この位相偏差をキャンセルする様に、ベースバイアス電流の大きさに対し所定の関数関係に従って制御信号が出力され、この制御信号と所定の関係をもって、入力信号に利得偏差が与えられる。この利得偏差と、増幅回路において生じた位相偏差とがキャンセルし合い、位相偏差の変化を小さくする事ができる。従って、電力増幅器の回路全体としての線型特性が改善される。ゆえに、電力増幅器の入出力の間の位相のずれを検出する必要はなく、位相の補正のために複雑な回路を要しない。その結果、簡単な回路で線型特性が良好な電力増幅器を提供できる。
【００３０】
好ましくは、利得偏差を与えるための手段は、制御信号の大きさに比例する大きさの負の利得偏差を入力信号に与えるための手段を含む。
【００３１】
入力信号に、制御信号の大きさに比例する大きさの負の利得偏差を与える様にすると、比例定数を適切に定める事により、この利得偏差と、ベースバイアス電流の変化により生じる利得偏差とをキャンセルさせる事ができ、電力増幅器全体としての線型特性が改善される。そのために、入出力信号の位相差を検出する必要はなく、位相の補正のために複雑な回路を要しない。その結果、簡単な回路で線型特性が良好な電力増幅器を提供できる。
【００３２】
好ましくは、制御手段は、入力検波信号と出力検波信号とを受ける様に接続され、入力検波信号と出力検波信号とに応答して、電力増幅器による増幅利得が一定となる様に、バイポーラトランジスタのベース電極にベースバイアス電流を供給するための手段を含み、偏差付与手段は、供給するための手段で生成されるベースバイアス電流を受ける様に接続され、ベースバイアス電流と所定の関数関係に従って大きさが変化する制御信号を出力するための手段と、信号入力端子と増幅回路の入力との間に挿入され、制御信号の大きさと所定の関係をもって、入力信号に位相偏差及び利得偏差を与えるための手段とを含む。
【００３３】
偏差付与手段は、ベースバイアス電流と所定の関係をもって、入力信号に位相偏差及び利得偏差を与える。入力信号に位相偏差を与える事により、増幅信号の位相偏差を変化させる事ができる。また、入力信号に利得偏差を与える事によっても、増幅信号の位相偏差を変化させる事ができる。従ってこれら両者を入力信号に与える事によっても、増幅信号の位相偏差を変化させ、全体として位相偏差の変化を減少させる事ができる。そのために、増幅回路の入出力の位相差を検出する必要がなく、位相の補正のために複雑な回路を要しない。その結果、簡単な回路で線型特性が良好な電力増幅器を提供できる。
【００３４】
好ましくは、位相偏差及び利得偏差を与えるための手段により入力信号に与えられる利得偏差と位相偏差との符号及び大きさは、結果として増幅回路によって位相遅れが生じる様な値に選ばれている。
【００３５】
入力信号に与えられる利得偏差と位相偏差との符号及び大きさとして、制御信号の大きさの増加に対し、結果として入力信号に位相遅れが生じる様な値が選ばれる。そして、制御信号はベースバイアス電流と相関をもって変化する。ベースバイアス電流が増加すると、エミッタ接地バイポーラトランジスタで生じる位相偏差は大きくなる。この位相偏差を、利得偏差と位相偏差とによって入力信号に生じる位相遅れで多少ともキャンセルする事により、電力増幅器全体での位相偏差の変化が少なくなり、線型特性が改善される。そのために入出量の位相差を検出する必要はなく、位相の補正のために複雑な回路を要しない。その結果、簡単な回路で線型特性が良好な電力増幅器を提供できる。
【００３６】
好ましくは、位相偏差及び利得偏差を与えるための手段は、制御信号の大きさといずれも負の相関をもって変化する利得偏差及び位相偏差を入力信号に与えるための手段を含む。
【００３７】
この電力増幅器によると、制御信号の大きさといずれも負の相関をもって変化する利得偏差及び位相偏差が入力信号に与えられる。その結果、ベースバイアス電流が大きくなると、利得偏差により生ずる位相遅れと、位相偏差により生ずる位相遅れとがともに電力増幅器で生じる位相偏差とキャンセルしあい、電力増幅器全体での位相偏差の変化を小さくでき、電力増幅器の線型特性を改善できる。そのための入出力の位相差を検出する必要はなく、位相の補正のために複雑な回路を要しない。その結果、簡単な回路で線型特性が良好な電力増幅器を提供できる。
【００３８】
本発明の第２の局面に係る無線通信装置は、上記したいずれかの電力増幅器を有する事を特徴とする。従って、上記した電力増幅器と同様、線型特性が良好となる。
【発明の効果】
【００３９】
本発明の電力増幅器によると、エミッタ接地バイポーラトランジスタのベースバイアス電流と相関する様に、入力信号に位相偏差若しくは利得偏差又はその双方が付与される。これにより、増幅回路の出力に位相偏差が生じる。与えられる位相偏差又は利得偏差の大きさが、増幅回路の出力に生ずる位相偏差をキャンセルする様にベースバイアス電流と相関をもたせられると、電力増幅器全体の出力信号に生ずる位相偏差を小さくする事ができる。ゆえに、位相偏差を小さくするために、出力信号の位相を検出する必要はなく、そのための回路が不要である。すなわち、位相の検出のために複雑な回路を要しない。その結果、簡単な回路で線型特性が良好な電力増幅器を提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４０】
［第１の実施の形態］
＜構成＞
図２に、本実施の形態に係る電力増幅器８０の構成を回路図で示す。図２を参照して、電力増幅器８０は入力端子９８及び出力端子１０８を有しており、入力端子９８に接続された入力と、第１及び第２の出力とを有し、入力端子９８への入力信号の一部から、入力信号の電力を示す入力検波信号である入力検波電圧信号１１０を第１の出力から出力し、残りの入力信号を第２の出力に出力する第１の検出回路１００と、第１の検出回路１００の第２の出力に接続された入力と、制御信号１０４が与えられる制御信号端子と、出力端子とを有し、第１の検出回路１００から出力される入力信号に、制御信号１０４に応じて位相偏差を与えて出力するプリディストーション回路１０２と、プリディストーション回路１０２の出力に接続された入力を有し、プリディストーション回路１０２の出力信号を増幅して出力する前段アンプ９０と、前段アンプ９０の出力に接続された入力を有し、前段アンプ９０の出力をさらに増幅して出力するための後段アンプ９２と、後段アンプ９２の出力に接続された入力と、第１の出力端子と、出力端子１０８に接続された第２の出力端子とを有し、後段アンプ９２からの出力信号の一部から、出力信号の電力を示す出力検波信号である出力検波電圧信号１１２を第１の出力から出力し、出力信号の残りを出力端子１０８に出力する第２の検出回路１０６とを含む。
【００４１】
電力増幅器８０はさらに、第１の検出回路１００の第１の出力及び第２の検出回路１０６の第１の出力にそれぞれ接続された出力検波信号端子１７２及び入力検波信号端子１７０と、プリディストーション回路１０２の制御信号端子及び後段アンプ９２の制御端子にそれぞれ接続された制御電流供給端子１８２及びベースバイアス電流端子１８０とを有し、入力検波電圧信号１１０及び出力検波電圧信号１１２を比較し、入力電力と出力電力との電力比が一定量に保たれる様な大きさのベースバイアス電流９６と、ベースバイアス電流９６に比例した電圧の制御信号１０４とをそれぞれ後段アンプ９２及びプリディストーション回路１０２に与えるバイアス制御器９４を含む。
【００４２】
第１の検出回路１００は、入力端子９８に接続された入力と、第１及び第２の出力とを有し、入力端子９８からの入力信号の一部を第１の出力に入力比較信号１２２として出力し、残りを第２の出力を介してプリディストーション回路１０２に出力する方向性結合器１２０と、方向性結合器１２０の第１の出力に接続された入力と、バイアス制御器９４の出力検波信号端子１７２に接続された出力とを有し、方向性結合器１２０から与えられた入力比較信号１２２の電力を検出する電力検出器１２４とを含む。
【００４３】
第２の検出回路１０６は、後段アンプ９２の出力を受ける様に接続された入力と、第１及び第２の出力とを有し、後段アンプ９２からの入力信号の一部を第１の出力に出力比較信号１４２として出力し、残りを第２の出力を介して出力端子１０８に出力する方向性結合器１４０と、方向性結合器１４０の第１の出力に接続された入力と、バイアス制御器９４の入力検波信号端子１７０に接続された出力とを有し、方向性結合器１４０から与えられた出力比較信号１４２の電力を検出する電力検出器１４４とを含む。
【００４４】
後段アンプ９２は、コレクタバイアス端子１３６及びバイアス制御器９４のベースバイアス電流端子１８０に接続されたベースバイアス端子１３８を有している。後段アンプ９２は、前段アンプ９０の出力に接続された入力と、ベースバイアス端子１３８に接続された出力とを有し、入力信号の入力インピーダンスを整合させる入力整合回路１３２と、入力整合回路１３２の出力及びベースバイアス端子１３８に接続されたベース端子と、コレクタバイアス端子１３６に接続されたコレクタ端子と、接地されたエミッタ端子とを有するバイポーラトランジスタ１３０と、コレクタバイアス端子１３６に接続された入力と、方向性結合器１４０の入力に接続された出力とを有し、出力信号の出力インピーダンスを整合させる出力整合回路１３４とを含む。
【００４５】
なお、前段アンプ９０には、後段アンプ９２が飽和に至る入力信号電力まで線型性が良好なアンプを用いる事が重要である。これは、後段アンプ９２に含まれるバイポーラトランジスタ１３０の位相偏差をそのベースバイアスから予想して補正するという本実施の形態の原理上、前段アンプ９０の歪みは補正の対象に入らないためである。なお、前段アンプ９０は入力信号電力が低いため、比較的容易に線型性の良好なアンプを用いる事ができる。
【００４６】
図３に、電力検出器１２４の構成を回路図で示す。なお、電力検出器１４４の構成も同様である。図３を参照して、電力検出器１２４は、入力端子１５０、バイアス端子１５４、及び出力端子１５８を有している。電力検出器１２４は、入力端子１５０に接続された入力と、出力とを有し、入力に与えられる入力信号を減衰させて出力する減衰器１５２と、減衰器１５２の出力に接続された一端と、バイアス端子１５４に接続された他端とを有する抵抗１６０とを含む。
【００４７】
電力検出器１２４はさらに、減衰器１５２の出力に接続された入力と、接地された出力とを有し、入力信号のうち所定の周波数のものを検波する検波ダイオード１５６と、減衰器１５２の出力に接続された入力と、出力端子１５８に接続された出力とを有したローパスフィルタ１６２とを含む。
【００４８】
図４に、バイアス制御器９４の構成を回路図で示す。図４を参照して、バイアス制御器９４は、図２に示す入力検波電圧信号１１０を受ける入力検波信号端子１７０、図１に示す出力検波電圧信号１１２を受ける出力検波信号端子１７２、図２に示すベースバイアス電流９６を出力するベースバイアス電流端子１８０、図２に示す制御信号１０４を出力する制御電流供給端子１８２、定電流源１８４、並びに電源端子１８６及び１８８を有している。バイアス制御器９４は、入力検波信号端子１７０に接続された第１の入力と、出力検波信号端子１７２に接続された第２の入力と、差分電流１７６を出力する出力とを有し、電源端子１８６から電源電圧の供給を受けて第１の入力からの入力検波電圧信号及び第２の入力からの出力検波電圧信号の差電圧を増幅する差動増幅器１７４を含む。
【００４９】
バイアス制御器９４はさらに、ベースバイアス電流端子１８０に接続された第１の出力と、制御電流供給端子１８２に接続された第１の入力と、差動増幅器１７４の出力を受ける様に接続された入力とを有し、電源端子１８８から電源電圧の供給を受け、差動増幅器１７４から入力された差分電流１７６をそれぞれ所定比の電流に変換するカレントミラー回路１７８と、カレントミラー回路１７８と接地電位との間に挿入され、カレントミラー回路１７８内を流れる電流を一定に保持する定電流源１８４とを含む。
【００５０】
本実施の形態で使用する差動増幅器１７４は、図４に示す様に互いに接続された４つのＭＯＳトランジスタ２００，２０２，２０４及び２０６と、定電流源２０８とを含み、電源端子１８６から電源電圧の供給を受けて動作する。ＭＯＳトランジスタ２０４のゲート端子に入力検波信号端子１７０が接続され、ＭＯＳトランジスタ２０６のゲート端子に出力検波信号端子１７２が接続されている。ＭＯＳトランジスタ２０２とＭＯＳトランジスタ２０６との接続点から差分電流１７６がカレントミラー回路１７８に出力される。
【００５１】
本実施の形態で使用するカレントミラー回路１７８は、図４に示す様に接続された３つのＭＯＳトランジスタ２１０，２１２及び２１４を含み、電源端子１８８から電源電圧を供給されて動作する。ＭＯＳトランジスタ２１０、２１２及び２１４のソース端子は電源端子１８８に接続され、ＭＯＳトランジスタ２１０のドレイン端子は定電流源１８４に接続され、ＭＯＳトランジスタ２１２及び２１４のドレイン端子はそれぞれベースバイアス電流端子１８０及び制御電流供給端子１８２に接続されている。
【００５２】
＜動作＞
図２〜図４を参照して、本実施の形態に係る電力増幅器８０の動作について説明する。まず、本実施の形態に係る電力増幅器８０は、コレクタバイアス端子１３６に所定のバイアス電圧を与える事によって動作させられる。また、ベースバイアス端子１３８には、バイアス制御器９４のベースバイアス電流端子１８０からベースバイアス電流９６が供給される。
【００５３】
入力端子９８（図２参照）から入力された入力信号は、方向性結合器１２０でその一部を、一定の信号分配比率で入力比較信号１２２として取出された後、プリディストーション回路１０２により制御信号１０４に応じて位相偏差が与えられる。位相偏差が与えられた入力信号は、前段アンプ９０及び後段アンプ９２で増幅され、出力される。増幅された信号の一部は、方向性結合器１４０で一定の信号分配比率で出力比較信号１４２として取出される。信号の残りは、出力信号として出力端子１０８から出力される。
【００５４】
電力検出器１２４は、入力比較信号１２２を検波し、入力検波電圧信号１１０を出力する。電力検出器１４４は、出力比較信号１４２を検波し、出力検波電圧信号１１２を出力する。
【００５５】
バイアス制御器９４は、入力検波電圧信号１１０及び出力検波電圧信号１１２を比較し、入力電力と出力電力の電力比が一定量に保たれる様に、ベースバイアス電流９６を変更する。また、バイアス制御器９４は、ベースバイアス電流９６に比例した制御信号１０４を作成し、制御電流供給端子１８２から出力する。
【００５６】
入力端子１５０（図３参照）から入力された高周波信号（入力比較信号１２２又は出力比較信号１４２）は、減衰器１５２によって減衰される。減衰された高周波信号は、バイアス端子１５４から所定のバイアス電圧が印加された検波ダイオード１５６で検波電圧に変換され、出力端子１５８から出力される。ここでは、入力端子１５０からの信号電力が大きくなれば、出力端子１５８から出力される検波電圧が低下する様な信号が出力される。
【００５７】
抵抗１６０は、入力端子１５０から入力された高周波信号が、バイアス端子１５４に流出する事を防止するために挿入されている。同様に、検波ダイオード１５６と出力端子１５８との間に挿入されたローパスフィルタ１６２は、高周波信号が出力端子１５８に流出する事を防止する。
【００５８】
入力検波電圧信号１１０（図２参照）が、入力検波信号端子１７０（図４参照）から入力され、出力検波電圧信号１１２（図２参照）が出力検波信号端子１７２（図４参照）から入力される。入力検波電圧信号１１０及び出力検波電圧信号１１２の差電圧が、差動増幅器１７４によって増幅され、差分電流１７６が出力される。差分電流１７６は、カレントミラー回路１７８によって所定比の電流に変換される。所定比の電流はベースバイアス電流供給端子１８０より出力される。なお、この出力された電流は、ベースバイアス電流９６（図２参照）である。
【００５９】
カレントミラー回路１７８で別に作成された電流が、制御電流供給端子１８２から出力される。この出力された電流は、制御信号１０４（図２参照）である。
【００６０】
上記の様な方法により、ベースバイアス電流９６（図２参照）に比例した制御信号１０４がバイアス制御器９４の制御電流供給端子１８２から出力される。
【００６１】
＜シミュレーション結果の比較＞
以下では、本実施の形態に係る電力増幅器８０を動作させた場合のシミュレーション結果の比較を行なう。シミュレーション結果の比較をする前に、電力増幅器８０の動作条件について説明する。
【００６２】
まず、プリディストーション回路１０２（図２参照）の機能を無視した場合の動作条件とシミュレーション結果とについて以下で説明する。本実施の形態に係る電力増幅器８０では、方向性結合器１２０及び１４０に信号分配比率の同じ結合機が使用された。
【００６３】
電力検出器１４４の減衰器１５２（図３参照）の減衰率は所定量（Ｘ（ｄＢ）とする）よりも大きくなる様に設定された。方向性結合器１２０及び１４０の間の回路であるプリディストーション回路１０２、前段アンプ９０、及び後段アンプ９２の合計利得をＹ（ｄＢ）とする。
【００６４】
Ｙ（ｄＢ）がＸ（ｄＢ）と同じ値の場合、検波ダイオード１５６（図３参照）に達する信号は電力検出器１２４及び１４４で同じ値となり、出力される入力検波電圧信号１１０及び出力検波電圧信号１１２は同じ値となる。ゆえに、図４の差動増幅器１７４の入力検波信号端子１７０及び出力検波信号端子１７２に同じ電圧が供給され、差分電流１７６が出力されない。
【００６５】
一方、利得Ｙ（ｄＢ）が減衰率Ｘ（ｄＢ）より小さくなると、電力検出器１４４での検波電圧信号は、電力検出器１２４での検波電圧信号よりも大きくなる。そして、差動増幅器１７４（図４参照）は差分電流１７６を差動増幅器側へ流れ込む様に（図４中の矢印に示す方向に対して逆方向に）流す。この差分電流１７６と定電流源１８４との合計電流が、カレントミラー回路１７８で反転され、ベースバイアス電流端子１８０より出力される。その結果、ベースバイアス電流９６が増加する。
【００６６】
エミッタ接地のバイポーラトランジスタによる増幅回路は、ベースバイアス電流が増加すれば利得が増加し、ベースバイアス電流が減少すれば利得が減少する作用を有している。その結果、増幅器の利得である利得Ｙ（ｄＢ）が増加するとベースバイアス電流が減少する方向（利得を減少させる方向）に、利得が減少するとベースバイアス電流が増加する方向（利得を増加させる方向）にフィードバックがかかる様に回路が制御される。
【００６７】
フィードバックループのループ利得が十分大きければ、増幅器全体の利得である利得Ｙ（ｄＢ）が一定に保たれる様に働く。これは、具体的には、電力検出器１２４及び１４４の感度、差動増幅器１７４の増幅率、並びにカレントミラー回路１７８のミラー比が十分大きければ、増幅器全体の利得である利得Ｙ（ｄＢ）が一定に保たれる様に働くという事である。
【００６８】
しかし、上記した様な構成では、入力端子９８から入力信号がない場合、利得の検出ができない。また、入力信号がきわめて小さい場合も、ループ利得が不足し、フィードバックが働かない。入力信号がきわめて小さい状態から入力信号が次第に大きくなり、フィードバックループのループ利得が十分に大きくなり、回路全体の利得がフィードバックにより一定に保たれる様になるまでの過渡的状態では問題が生じる。それは、きわめて入力信号が小さい場合の増幅利得である小信号利得から、フィードバックで一定に保たれた利得への推移期間が生じ、その間、増幅器の線型性が劣化するという問題である。
【００６９】
本実施の形態に係る電力増幅器８０は、この線型性が劣化する推移期間を回避するために、小信号利得とフィードバックで一定に保たれた利得とが一致する様に構成される。具体的には、減衰率Ｘ（ｄＢ）を調整する事によって両者が一致する。
【００７０】
以降、特に記載がない限り、シミュレーション計算では、調節された減衰率Ｘ（ｄＢ）が、小信号利得とフィードバックで一定に保たれた利得とを一致させている。
【００７１】
図５に、フィードバックにより一定に制御された利得のシミュレーション結果をグラフで示す。なお、図５のシミュレーション結果は、プリディストーション回路１０２（図２参照）の働きを停止した場合の計算結果を示す。このシミュレーション計算では、増幅回路としてＧａＡｓ基板上のバイポーラトランジスタの素子パラメータと、バイアス回路としてＳｉ基板上のダイオード及び電解効果トランジスタの特性とが用いられ、動作周波数を５ＧＨｚとした。増幅回路全体の利得は約１８ｄＢである。以降、この条件でシミュレーション計算は行なわれる。
【００７２】
図５では、横軸に出力電力（ｄＢｍ）、左側の縦軸に利得の変化、及び右側の縦軸に位相の変化を示す。利得の変化及び位相の変化は、小信号時の値からの変化量として利得偏差（単位はｄＢ）及び位相偏差（単位は度）で表される。
【００７３】
本実施の形態に係る電力増幅器８０の用途の一例として無線ＬＡＮ（Local  Area  Network）がある。この無線ＬＡＮ規格のＯＦＤＭ（orthogonal  frequency  division  multiplexing）変調方式（５６ＱＡＭＱＰＳＫ）では一般的に、利得偏差１ｄＢに対して位相偏差５°の比で、ほぼ同じ線型性の劣化を示す変調精度(ＥＶＭ：Error  Vector  Magnitude)の劣化を生じる場合が多い。そこで、位相偏差２２０及び利得偏差２２２がグラフ上で直接比較しやすい様に、縦軸方向を１ｄＢ＝５°として表す。
【００７４】
なお、｜利得偏差｜＜０．５ｄＢ及び｜位相偏差｜＜２．５°程度が上記無線ＬＡＮにおいて線型アンプとして利用できるおおよその目安である。
【００７５】
前述した様に、このシミュレーション計算では、利得が一定になる様に制御を行なっているので、利得偏差は非常に小さい。一方、位相偏差は制御されていないので、出力１０ｄＢｍ付近から偏差が非常に大きくなる。
【００７６】
従来技術による電力増幅器３０（図１参照）では、この位相偏差分による線型性の大きな劣化を防ぐために位相偏差が検出され、可変移相器４６で補正されている。しかし、本発明者は、位相偏差の変化が、ベースバイアス電流の変化と非常によく似ている事に気づいた。
【００７７】
図６に、位相偏差とベースバイアス電流変化との関係をグラフで示す。ベースバイアス電流変化はアイドル電流（無信号時のベース電流）からのベース電流偏差（単位はＡ）として示される。
【００７８】
図６を参照して、ベース電流偏差２３０と位相偏差２３２とは類似した増加曲線を示す。特に、両者は、ほぼ同じ出力信号電力（１０ｄＢｍ付近）から増加を始め、約２５ｄＢｍ出力値に至るまで類似した増加曲線をたどる。
【００７９】
そこで、本発明者は、このベース電流偏差に応じて位相を調整する事で、従来技術の様に位相偏差を検出しなくても適切に位相を補正できる事を考えついた。それは、ここまでその働きを停止させて説明を行なってきたプリディストーション回路１０２として可変移相器を用い、ベース電流と同じ制御電流を用いて位相を制御する方法である。制御電流対可変移相器の位相変化の係数を適切に設定すれば、上記位相偏差を補正する事ができるはずである。
【００８０】
図７に、利得偏差２４０と位相偏差２４２との関係をシミュレーションした結果のグラフを示す。このグラフは、プリディストーション回路１０２を、ベースバイアス電流１ｍＡ増加あたり位相変化−５°を生じる理想移相器としてシミュレーション計算した結果の利得偏差２４０及び位相偏差２４２を示す。
【００８１】
図７を参照して、図５に見られた出力１０ｄＢｍ付近からの位相の大幅な偏差が抑制され、増幅回路の線型性が向上している事がわかる。ベース電流偏差を用いて移相器を制御する構成には、利得偏差をゼロとするフィードバックの構成が極めて重要である。
【００８２】
図８に、条件を変えて利得偏差２５０と位相偏差２５２との関係をシミュレーションした結果をグラフで示す。このグラフでは、利得偏差が一定に保たれない例として、小信号利得とフィードバックで一定に保たれた利得をわざと１ｄＢ異ならせた場合の図５の状態に対応するシミュレーション計算結果（プリディストーション回路１０２の働きを停止したシミュレーション結果）を示す。図８を参照して、利得偏差２５０が偏移する領域２５４が出力電力−１０ｄＢｍから１０ｄＢｍに生じている。
【００８３】
図９に、図８のシミュレーション計算と同じ条件でのベース電流偏差２６０と位相偏差２６２とのシミュレーション結果をグラフで示す。図９を参照して、位相偏差２６２は一旦マイナスとなり、２０ｄＢｍ出力付近から再びプラスになる。一方、ベース電流偏差２６０は、ずっとプラスである。そのため、ベース電流偏差２６０と位相偏差２６２との関係を単純な関係で表す事はできない。その結果、両者の関係を利用して位相の補正を行なう事ができない。しかし、利得偏差２５０が一定に制御されている信号強度領域２５６（図８参照）だけに着目すると、本発明の効果が顕著に現れる。
【００８４】
図１０に、図８及び図９のシミュレーション計算と同じ条件での利得偏差２７０と位相偏差２７２とのシミュレーション結果をグラフで示す。このグラフは、プリディストーション回路１０２を、ベースバイアス電流１ｍＡ増加あたり位相変化−５°を生じる理想移相器としてシミュレーション計算した結果の利得偏差２７０及び位相偏差２７２を示す。
【００８５】
図１０を参照して、出力電力１０ｄＢｍから２６ｄＢｍ付近に限れば、位相偏差が一定となって、線型性が向上している。つまり、本実施の形態では、ベース電流を制御するフィードバックによる利得一定条件がなければ効果が生じない。しかし、例えば、出力電力の一部範囲で利得一定の条件が成立していなくても、利得一定となっているその他の範囲の効果を阻害する事はない。その結果、利得一定となる一部の範囲では本発明の効果が生じる。
【００８６】
上記の利得一定条件で、ベースバイアス電流の変化であるベース電流偏差と、位相偏差とが類似した挙動をする理由は厳密には解明されない。しかし、以下で概要について説明する。
【００８７】
まず、入力信号の信号強度が増加すると、エミッタ接地バイポーラトランジスタ増幅器の利得を一定にするためには、ベースバイアス電流が増加させられなければならない。
【００８８】
ベースバイアス電流を増加させるためには、バイポーラベースバイアス電圧を上げる必要がある。
【００８９】
増幅信号の位相は、増幅素子のパラメータが増幅信号の強度と共に変化する事で変動する。その中でも特に、ベースエミッタ容量、ベースコレクタ容量、及びコレクタ電流の遅延時間がベースエミッタ間電圧及びコレクタ電流に依存して変化する事が、位相偏移の主要因となる。
【００９０】
ベースバイアス電流及びベースバイアス電圧は、直流測定されると指数関数的な関係式で表される。しかし、フィードバック下で入力信号と共に変化するベースバイアス電流及びベースバイアス電圧は、以下で述べる様に１次近似できる関係を有する。また、ベース電流及びコレクタ電流の関係には、フィードバック下でも、通常の直流測定時と同様に、電流増幅率βで関係づけられる比例関係がほぼ成り立つ。
【００９１】
図１１に、ベースバイアス電流、ベースバイアス電圧、及びコレクタ電流の関係をグラフで示す。ここでは、ベースバイアス電流、ベースバイアス電圧、及びコレクタ電流をそれぞれ無信号時の値からの変化分として、コレクタ電流偏差２８０及びベース電圧偏差２８２をベース電流偏差に対してグラフ化する。
【００９２】
ベースエミッタ容量、ベースコレクタ容量、コレクタ電流の遅延時間のベースエミッタ間電圧、及びコレクタ電流依存性は、増幅出力が飽和に至る以前では、ベース電流、ベース電圧、及びコレクタ電流に対して１次近似できる緩やかな依存性を示す。その結果、ベースバイアス電流を利用して、１次近似で位相偏差を推測する事及び補正する事ができる。
【００９３】
以上の説明は、ベース電圧偏差、コレクタ電流偏差、及びベース電流偏差等においては、動作時の直流成分についてのみ行なわれている。しかし、厳密には、ベース電圧偏差、コレクタ電流偏差、及びベース電流偏差等はこの様な直流成分の変化だけではなく、高周波信号（本実施の形態では動作周波数の５ＧＨｚ信号）の瞬間瞬間の電圧値及び電流値によっても影響されている。その結果、さらに複雑な要因が合わさって位相が偏移しているので、位相偏差についての完全な解明はできない。しかし、現実には、上記した様に実際にベースバイアス電流の直流電流成分で位相偏差が非常に効果的に推測できる。そして、その推測結果を用いて位相の補正ができる。
【００９４】
なお、上記した説明中での直流電流成分及び直流電圧成分とは、実際の変調波においては、変調信号に応じて変化する各瞬間瞬間の電流及び電圧（ＷＬＡＮ（Wireless  Local  Area  Network）信号では、約２０ＭＨｚ以下の周波数で変化している電流及び電圧）である。しかし、高周波信号（５ＧＨｚ）に比較して周波数が非常に低いので、説明を簡単にするためにここでは直流成分として説明している。
【００９５】
また、本実施の形態で説明した様に、所定の電気的量であるベース電流偏差に応じて位相を制御する構成のみを採用する必要はない。同じく所定の電気的量でありベース電流偏差にほぼ比例するベース電圧偏差及びコレクタ電流偏差に応じて位相を調整する構成としてもよい。ただし、コレクタ電流偏差を検出して制御信号とする場合には、増幅された高周波信号が重畳しているため、高周波信号の分離が必要である。また、コレクタ電流検出回路は増幅器全体の効率低下を生じさせやすいので、ベース電流及びベース電圧を検出する方が好ましい。
【００９６】
ベース電圧の検出の際には、トランジスタのベース端子そのものの電圧が必要となり、増幅素子の入力整合が影響される。一方、ベース電流検出の際には、検出器とベース端子との間にローパスフィルタ等の増幅信号である高周波信号を除去する回路を挿入しても検出が可能である。また、本実施の形態の様に、ベースバイアス電流と制御電流とをカレントミラーで比例させて作成する事もできる。従って、ベース電圧を検出するよりもベース電流を検出する方が好ましい。
【００９７】
ただし、飽和出力付近では、ベース電流よりもベース電圧がより位相偏差に近い挙動を示す場合が多い。ゆえに、ベース電圧を検出し、検出されたベース電圧によって位相を制御する方が好ましい場合もある。
【００９８】
図１２に、図６のシミュレーション計算と同じ条件での位相偏差２９０とベース電圧偏差２９２とのシミュレーション結果をグラフで示す。図６では、飽和出力付近でベース電流偏差２３０が増加し続ける反面、位相偏差２３２が低下し、両者の相関が悪い。一方、図１２では、飽和出力付近２９４でベース電圧偏差２９２が位相偏差２９０と共に低下するため、両者の相関がよい。従って、ベース電圧偏差２９２を用いて位相を制御する方が、飽和出力付近２９４ではより適切に位相偏差２９０を抑制できる。
【００９９】
また、プリディストーション回路１０２（図２参照）が、本実施の形態に示した様に理想的な移相器である場合、又は比較的理想に近い移相器であり位相の調整に対して利得変化が十分少ない場合、利得は影響されない。ゆえに、プリディストーション回路１０２を入力端子９８から出力端子１０８までの信号経路のどの位置に配置してもよい。
【０１００】
例えば、プリディストーション回路１０２は、前段アンプ９０と後段アンプ９２との間、後段アンプ９２と出力端子１０８との間、入力端子９８と方向性結合器１２０との間、又は方向性結合器１４０と出力端子１０８との間に配置されてもよい。しかし、実際には、プリディストーション回路１０２では、電力の一定の損失が生じる。そこで、回路全体の電力効率の劣化を低減するために、プリディストーション回路１０２が増幅素子より入力端子９８側に配置される事がより好ましい。
【０１０１】
また、プリディストーション回路１０２には、一定の耐電力特性があり、入力電力が大きいとプリディストーション回路１０２自身が歪みを発生する場合がある。そこで、その点からも、増幅素子よりも入力端子側にプリディストーション回路１０２が配置され、プリディストーション回路１０２への入力電力を小さくする事が好ましい。
【０１０２】
本実施の形態では、制御電流として、カレントミラー回路１７８（図４参照）から供給されるベース電流に比例する電流が用いられた。しかし、ベース電流の増加が開始されるタイミング及びその増加曲線を利用する事が発明の本質なので、制御電流を抵抗で電圧に変換して利用してもよい。
【０１０３】
本実施の形態に係る電力増幅器８０によると、プリディストーション回路１０２を移相器として使用しベース電流を調整する事で、位相の補正が行なわれる。また、同様に、ベースバイアス電流を調整して位相偏差の推測及び補正もできる。さらに、ベース電圧偏差を調整して位相の補正もできる。ゆえに、位相の補正のために複雑な回路を要しない。その結果、簡単な回路で線型特性が良好な電力増幅器を提供する事ができる。
【０１０４】
［第２の実施の形態］
＜構成＞
本実施の形態に係る電力増幅器は、第１の実施の形態に係る電力増幅器８０と同じ回路構成を持つ。そこで、ここでは回路構成についての詳細な説明は繰返さない。
【０１０５】
なお、プリディストーション回路１０２は、第１の実施の形態に係る電力増幅器８０と同様に、ベースバイアス電流１ｍＡ増加あたり位相変化−５°となる理想移相器とする。しかし、本実施の形態においては、制御電流が単にベース電流に比例する電流ではない。
【０１０６】
図１３に、本実施の形態に係る電力増幅器の制御電流とベース電流偏差との関係をグラフ３００で示す。図１３を参照して、制御電流はベース電流偏差に一定の関数で関係づけられた電流とする。電流値が大きい領域で制御電流の増加が少し抑えられ、かつ、制御電流に上限が設けられている。これは、ベースバイアス電流をデジタル的又はアナログ的に加工して制御電流を作成する事で容易に実現する事ができる。
【０１０７】
＜動作＞
本実施の形態に係る電力増幅器の動作は、第１の実施の形態に係る電力増幅器８０と同じである。従って、ここでは動作についての詳細な説明は繰返さない。
【０１０８】
＜シミュレーション結果の比較＞
図１４に、本実施の形態に係る電力増幅器の制御電流を用いた場合の増幅器の位相偏差３１０及び利得偏差３１２の関係を示す。第１の実施の形態に係る電力増幅器８０における位相偏差２２０と利得偏差２２２との関係を示す図５の飽和出力付近でベース電流偏差と位相偏差が一致しなくなる領域（出力２６ｄＢｍ以上の範囲）において、図７では位相偏差が大きくなり始めた。しかし、図１４を参照して、同じ領域で位相偏差が抑制されている効果を読取る事ができる。
【０１０９】
本実施の形態に係る電力増幅器によると、ベース電流偏差と位相偏差が一致しなくなる領域（出力２６ｄＢｍ以上の範囲）においても、位相偏差を抑制する事ができる。
【０１１０】
［第３の実施の形態］
＜構成＞
本実施の形態に係る電力増幅器は、第１の実施の形態に係る電力増幅器８０と同様の回路構成を持つ。そこで、ここでは回路についての詳細な説明は繰返さない。ただし、本実施の形態に係る電力増幅器では、プリディストーション回路１０２として、移相器ではなく減衰器が用いられる。
【０１１１】
プリディストーション回路１０２が、入力端子９８（図２参照）と方向性結合器１２０との間又は方向性結合器１４０と出力端子１０８との間に配置された場合は、プリディストーション回路１０２による減衰分が検出されない。ゆえに、制御回路で利得一定となる様な補正がされない。その結果、ベースバイアス電流の変化もなく位相変化が補正されない。従って、プリディストーション回路１０２として減衰器を用いる本実施例の構成では、移相器を用いる場合とは異なり、プリディストーション回路１０２を方向性結合器１２０と方向性結合器１４０との間に配置する事が必要である。
【０１１２】
＜動作＞
本実施の形態に係る電力増幅器の動作は、第１の実施の形態に係る電力増幅器８０とほぼ同じである。異なる点は、本実施の形態では、プリディストーション回路１０２に移相器ではなく減衰器が用いられ、プリディストーション回路１０２によって制御信号１０４に応じて利得偏差が与えられる事のみである。そこで、ここでは動作についての詳細な説明は繰返さない。
【０１１３】
＜シミュレーション結果の比較＞
図１５に、位相偏差３２０と利得偏差３２２との関係をシミュレーションした結果をグラフで示す。ここでは、プリディストーション回路１０２を制御電流１ｍＡ増加あたり減衰比−０．５５ｄＢを生じる理想減衰器としてシミュレーション計算がされた結果の位相偏差３２０及び利得偏差３２２を示す。図１５を参照して、図６に見られた入力１０ｄＢｍ付近からの位相の大幅な偏差が抑制され、増幅回路の線型性が向上している事がわかる。
【０１１４】
第１の実施の形態で説明した様に、利得一定に制御された増幅回路は図５の様な位相偏差２２０を生じてしまい、位相の補正が必要である。しかし、プリディストーション回路１０２（図２参照）として可変減衰器を用いて信号を減衰させると、フィードバックにより回路全体の利得が変動しない様にベースバイアス電流９６が増加する。
【０１１５】
また、エミッタ接地のバイポーラトランジスタによる増幅回路では、ベースバイアス電流の増加によって増幅信号の位相が遅れる。本実施の形態に係る電力増幅器の構成では、この作用を利用して位相が調整されている。
【０１１６】
図１６に、利得偏差３３０と位相偏差３３２との関係をシミュレーションした結果をグラフで示す。ここでは、５ｄＢｍ入力時に、後段アンプ９２（図２参照）のベースバイアス電流を強制的に２〜５ｍＡとなる様に制御してシミュレーション計算がされた場合の利得偏差３３０と位相偏差３３２との関係を示す。
【０１１７】
図１６を参照して、全体の利得偏差を一定に保つために、バイポーラトランジスタ１３０（図２参照）の利得偏差３３０を増加させる様にベースバイアス電流が増加する。このベースバイアス電流の増加が位相偏差３３２をマイナスに変化させる。その結果、位相を調整する事ができる。
【０１１８】
ここで、第１の実施の形態と同様に、制御信号としてベース電流偏差以外にベース電圧偏差及びコレクタ電流偏差が利用できる。
【０１１９】
また、第１の実施の形態と同様に、制御信号としてベース電流偏差、ベース電圧偏差、及びコレクタ電流偏差を元に演算加工した信号が利用できる。
【０１２０】
さらに、本実施の形態では、プリディストーション回路１０２として減衰器が用いられたが、減衰器に限らず、適切に利得偏差を調節する事ができるものであればよい。従って、プリディストーション回路１０２自身が利得を有する可変利得増幅器を用いてもよい。
【０１２１】
本実施の形態に係る電力増幅器によると、全体の利得偏差を一定に保つために、バイポーラトランジスタ１３０の利得を増加させる様にベースバイアス電流が増加する。このベースバイアス電流の増加が位相偏差をマイナスに変化させる。その結果、位相を調整する事ができる電力増幅器を提供する事ができる。
【０１２２】
［第４の実施の形態］
＜構成＞
本実施の形態に係る電力増幅器は、第１の実施の形態に係る電力増幅器とほぼ同じ回路構成を持つ。しかし、第１の実施の形態とは異なり、プリディストーション回路１０２（図２参照）として、制御信号に対して、位相偏差及び利得偏差の両方を生じる移相器兼減衰器を用いる事を特徴とする。そこで、プリディストーション回路の詳細な構成のみを説明し、他の部分については説明を繰返さない。
【０１２３】
図１７に、本実施の形態に係る電力増幅器に使用される、制御電圧によって減衰と共に位相が遅れる可変プリディストーション回路３９８を回路図で示す。図１７を参照して、可変プリディストーション回路３９８は、入力端子３４０と、制御端子３４４と、出力端子３４２とを有している。可変プリディストーション回路３９８は、入力端子３４０に接続された入力と、出力とを有し、入力信号の入力インピーダンスを整合させる整合回路３４６と、整合回路３４６の出力に接続された入力と、出力とを有し、互いに直列に接続された４段の基本回路３４８Ａ，３４８Ｂ，３４８Ｃ及び３４８Ｄと、基本回路３４８Ｄの出力に接続された入力と、出力端子３４２に接続された出力とを有し、出力信号の出力インピーダンスを整合させる整合回路３５０とを含む。
【０１２４】
４段の基本回路３４８Ａ，３４８Ｂ，３４８Ｃ及び３４８Ｄはいずれも同じ構成を有する。例えば基本回路３４８Ａは、整合回路３４６の出力に接続された一方端子を有する容量３９０Ａと、容量３９０Ａの他端と制御端子３４４との間に接続された抵抗３９６Ａと、回路３４６の出力に接続されたソース端子と、容量３９０Ａ及び抵抗３９６Ａの接続点に接続されたゲート端子とを有する電界効果トランジスタ３９４Ａと、容量３９０Ａ及び抵抗３９６Ａの接続点に一方端子が接続された容量３９２Ａとを含む。
【０１２５】
基本回路３４８Ｂ，３４８Ｃ及び３４８Ｄは基本回路３４８Ａと同じ構成を有する。これらの構成要素には、基本回路３４８Ａの各要素に対応する要素には、基本回路３４８Ａの各要素と同じ参照番号（数字）と、それらの末尾の「Ａ」に代えて、それぞれ「Ｂ」、「Ｃ」及び「Ｄ」とを付して説明する事とし、ここではそれらの接続関係の詳細については繰返さない。
【０１２６】
なお、容量３９２Ａの、容量３９０Ａと接続されていない方の端子は、隣の基本回路３４８Ｂの容量３９０Ｂの一方端子に接続され、容量３９２Ｂの、容量３９０Ｂと接続されていない方の端子は、隣の基本回路３４８Ｃの容量３９０Ｃの一方端子に接続され、以下同様である。また、基本回路３４８Ａ，３４８Ｂ，３４８Ｃ及び３４８Ｄの電界効果トランジスタ３９４Ａ，３９４Ｂ，３９４Ｃ及び３９４Ｄのうち隣り合うもの同士のソースとドレインとは互いに接続されている。
【０１２７】
整合回路３４６は、入力端子３４０に接続された一方端子と、接地された他方端子とを有する容量３８０と、入力端子３４０に接続された一方端子と、容量３９０Ａ及び電界効果トランジスタ３９４Ａに接続された他方端子とを有するインダクタンス３８２とを含む。
【０１２８】
整合回路３５０は、容量３９２Ｄに接続された一方端子と、出力端子３４２に接続された他方端子とを有するインダクタンス３６９と、出力端子３４２に接続された一方端子と、接地された他方端子とを有する容量３７１とを含む。
【０１２９】
本実施の形態に係る電力増幅器では、５ＧＨｚ動作に合わせて設計したので、容量４ｐＦ、抵抗５ＫΩ、電界効果トランジスタ（ｎチャネル）ゲート長５μｍ、及びゲート幅１００μｍとする。
【０１３０】
また、耐電力性を向上させるため、上記基本回路３４８Ａ〜３４８Ｄは多段化（４段）されている。さらに、インダクタンス３８２及び３６９は実装用ワイヤ１．８ｍｍとし、容量３７１及び３８０は１ｐＦとする。この整合回路３４６及び３５０の付加により、基本回路３４８Ａ〜３４８Ｄを低インピーダンスで動作させる事ができる。その結果、耐電力性が向上する。
【０１３１】
また、可変プリディストーション回路３９８は利得偏差を有する構成である。そこで、第３の実施の形態に示した理想減衰器の場合と同様に、可変プリディストーション回路３９８を配置する場所は方向性結合器１２０と方向性結合器１４０との間に限られる。
【０１３２】
＜動作＞
本実施の形態に係る電力増幅器は第１の実施の形態に係る電力増幅器８０とほぼ同じ動作をする。異なるのは、可変プリディストーション回路３９８として、制御信号に対して位相偏差も利得偏差も生じる移相器兼減衰器が用いられる点である。そこで、可変プリディストーション回路３９８に関する動作についてのみ以下で説明し、その他の部品の動作についての説明は繰返さない。
【０１３３】
入力端子９８（図２参照）から入力された入力信号は、方向性結合器１２０でその一部を、一定の信号分配比率で入力比較信号１２２として取出される。取出された入力比較信号１２２には、可変プリディストーション回路３９８により制御信号１０４に応じて位相偏差及び利得偏差が与えられる。
【０１３４】
＜シミュレーション結果の比較＞
図１８に、利得偏差４００と位相偏差４０２との関係をシミュレーションした結果をグラフで示す。図１８を参照して、制御端子３４４（図１７参照）に与えられる制御電圧に対し、入力端子３４０及び出力端子３４２間の信号透過特性は利得偏差４００及び位相偏差４０２を示すという結果が得られた。
【０１３５】
この結果によると、約０．５Ｖから２．５Ｖにかけて、制御電圧に対して、利得偏差４００がマイナスになる。つまり減衰率が増加し、それと共に、位相偏差がマイナスになるという位相の遅れが生じている事がわかる。
【０１３６】
この様な耐電力性を向上させる構成により、約１０ｄＢｍまでは±０．２ｄＢ及び±１°程度の線型性を有する回路が形成された。
【０１３７】
図１９に、利得偏差４１０と位相偏差４１２との関係をシミュレーションした結果をグラフで示す。これは、プリディストーション回路１０２として、図１７の回路を用いて図２に示した増幅回路のシミュレーション計算を行なう事で得られた。なお、制御電流は、カレントミラー回路１７８によってベースバイアス電流と１：１の比で作成され、２００Ωの抵抗で制御電圧に変換され、図１７の制御端子３４４に供給される。図１９を参照して、図５に見られた出力１０ｄＢｍ付近からの位相の大幅な偏差が抑制され増幅回路の線型性が向上している事がわかる。
【０１３８】
なお、図８及び図９の場合とは異なり、本実施の形態では、可変プリディストーション回路３９８が理想回路ではない。そこで、位相偏差対制御電流と利得偏差対制御電流との非線型性が影響し、位相偏差は幾分波打っている。しかし、この程度の位相偏差のぶれがあっても、電力増幅器として十分利用できる。
【０１３９】
可変プリディストーション回路３９８として使用する回路は、減衰と共に位相が遅れる以外に、減衰と共に位相がわずかに進むものでもよい。
【０１４０】
また、制御電流の変化に対して減衰と位相が目的とする調整方向としては逆向きであっても、一方の変化量が主で他方の変化量が少なく、図１０の関係によりキャンセルしあった結果、位相偏差の変化分が残ればよい。従って、位相変化が主で、位相の遅れと共に減衰比がわずかに減少する（利得偏差が＋となる）回路を使ってもよい。しかし、この様な回路を使用すると、移相作用と減衰作用がキャンセルし合うため、制御電流に対する位相偏差の感度が鈍る。そこで、減衰と共に位相が遅れる構成にする事が最も好ましい。
【０１４１】
また、第１の実施の形態と同様に、制御信号としてベース電流偏差以外に、ベース電圧偏差及びコレクタ電流偏差を利用してもよい。
【０１４２】
また、第１の実施の形態と同様に、制御信号はベース電流偏差、ベース電圧偏差、及びコレクタ電流偏差を元に演算加工された信号でもよい。
【０１４３】
理想的な移相器及び理想的な減衰器では回路サイズが大きくなり、無線端末などの小型機器には現実的には適用しづらいという課題を有している。しかし、本実施の形態に係る電力増幅器の構成では、回路が位相及び利得の両方が変化するプリディストーション回路によって構成される。従って、回路を小型化する事ができる。
【０１４４】
［第５の実施の形態］
＜構成＞
図２０に、第１の実施の形態に係る電力増幅器８０を用いた無線通信装置４６０の構成をブロック図で示す。なお、第１の実施の形態と同じ部品については同じ番号を付している。
【０１４５】
図２０を参照して、無線通信装置４６０は、入力信号をＯＦＤＭ変調波として出力する変調部４２０と、変調部４２０によって変調された入力信号を増幅して出力する増幅回路４４２と、増幅回路４４２によって増幅された電気信号のうちで所定の周波数を持つもののみを通過させる送信フィルタ４２６と、送信フィルタ４２６を通過した電気信号を出力するためのアンテナ４３０と、送信フィルタ４２６とアンテナ４３０との接続を切替る（開閉する）ためのスイッチ４２８とを含む。
【０１４６】
無線通信装置４６０はさらに、アンテナ４３０から受信された電気信号のうちで所定の周波数のもののみを通過させるための受信フィルタ４３４と、受信フィルタ４３４とアンテナ４３０との接続を切替えるためのスイッチ４３２と、受信フィルタ４３４を通過した電気信号を増幅する低ノイズアンプ４３６と、低ノイズアンプ４３６によって増幅された電気信号を復調する復調部４３８と、送信フィルタ４２６の出力と受信フィルタ４３４の入力との間の接続を開閉するためのスイッチ４４０とを含む。
【０１４７】
無線通信装置４６０はさらに、復調部４３８から復調エラー信号４５６を受ける様に接続され、変調器４２０、スイッチ４２８、４３２、及び４４０、復調部４３８、及び増幅回路４４２の動作をそれぞれ制御信号４５０、４６４、４６２、及び４５２で制御する制御ブロック４４８を含む。
【０１４８】
増幅回路４４２は、変調部４２０によって変調された電気信号の一部を使用して電気信号の電力を検出して入力検波電圧信号１１０を出力し、残りの電気信号をプリディストーション回路１０２に与える電力検出器４２２と、変調された電気信号に位相偏差を与えるプリディストーション回路１０２と、プリディストーション回路１０２によって位相偏差が与えられた電気信号を増幅する前段アンプ９０と、前段アンプ９０によって増幅された電気信号をさらに増幅する後段アンプ９２と、後段アンプ９２によって増幅された電気信号の一部を使用して出力電気信号の電力を検出して出力検波電圧信号１１２を出力し、残りの出力電気信号を後段の送信フィルタ４２６に与える電力検出器４２４とを含む。
【０１４９】
増幅回路４４２はさらに、電力検出器４２２から与えられた入力検波電圧信号１１０と電力検出器４２４から与えられた出力検波電圧信号１１２とを比較し、増幅回路４４２の利得が一定となる様に後段アンプ９２内のバイポーラトランジスタのベースバイアス電流９６を変更するバイアス制御器９４と、バイアス制御器９４から与えられた制御信号１０４を、制御ブロック４４８から与えられる増幅制御信号４４６に応じて増幅率を変化させて増幅し、プリディストーション回路１０２に与える可変電流増幅器４４４とを含む。
【０１５０】
ここで、可変電流増幅回路４４４は、プリディストーション回路１０２の制御電流に対する位相偏差、又は利得偏差の偏差比を調整する偏差比制御部である。
【０１５１】
図２１に、無線通信装置４６０の制御方法をフローチャートで示す。図２１を参照して、通信が開始されると、ステップ４７０では、制御ブロック４４８が、スイッチ４４０を接続し、スイッチ４２８及びスイッチ４３２を切断する処理が行なわれる。
【０１５２】
ステップ４７２では、制御ブロック４４８が、変調部４２０に基準信号を送信させ、復調部４３８に復調を開始させる処理が行なわれる。また、制御ブロック４４８が、復調部４３８に復調時のエラー頻度を計算させ、復調エラー信号４５６として随時送信する様に制御する処理も行なわれる。さらに、制御ブロック４４８が、復調エラー信号４５６を受信しつつ、可変電流増幅器４４４の電流増幅率を変化させる様に制御し、最もエラー頻度が少なくなる電流増幅率を求める処理も行なわれる。
【０１５３】
ステップ４７４では、制御ブロック４４８が、ステップ４７２で求められた最もエラー頻度が少なくなる電流増幅率を可変電流増幅器４４４に設定する処理が行なわれる。また、制御ブロック４４８が変調部４２０に基準信号の送信を停止させ、復調部４３８に復調を停止させ、復調エラー信号４５６の送信を停止させる処理も行なわれる。
【０１５４】
ステップ４７６では、制御ブロック４４８が、スイッチ４４０を切断する処理が行なわれる。
【０１５５】
ステップ４７８では、制御ブロック４４８がスイッチ４２８及びスイッチ４３２を送受信に応じて切替えながら必要な送受信をする処理が行なわれる。
【０１５６】
ステップ４８０では、通信終了か否かを判定する処理が行なわれる。通信終了であれば処理が終了される。通信終了でなければステップ４７０に戻り、その後の処理を繰返す。
【０１５７】
ステップ４７２での基準信号としては、復調部４３８で復調できる変調波のダミー信号が用いられる。また、基準信号の強度は、後段アンプ９２のベースバイアス電流と位相偏差との相関が高いものとする。これは、図６における出力電力２５ｄＢｍまでの信号強度範囲内にある。検出感度を上げるためには、その中でもできるだけ高い信号強度に設定する事が好ましい。
【０１５８】
＜動作＞
以下で、本実施の形態に係る無線通信装置４６０の動作について説明する。図２０を参照して、まず、制御ブロック４４８から与えられた制御信号４５０に基づいて、変調部４２０からＯＦＤＭ変調波が出力される。電力検出器４２２は、ＯＦＤＭ変調波の一部を使用してその電力を検出し、検波電圧信号を出力する。入力検波電圧信号１１０は、バイアス制御器９４に与えられる。残りのＯＦＤＭ変調波はプリディストーション回路に与えられ、プリディストーション回路１０２によって位相偏差が与えられる。なお、プリディストーション回路１０２は、可変電流増幅回路４４４で制御ブロック４４８から与えられる増幅制御信号４４６に応じて変化する増幅率に基づいて増幅される制御信号１０４によって制御される。また、制御信号１０４は、ベースバイアス電流９６に比例している。
【０１５９】
位相偏差が与えられたＯＦＤＭ変調波からなる電気信号は、前段アンプ９０及び後段アンプ９２で増幅される。後段アンプ９２の動作はバイアス制御器９４における入力検波電圧信号１１０と出力検波電圧信号１１２との比較に基づいて変更されるベースバイアス電流９６によって制御される。この制御によって、増幅回路４４２の利得が一定となる。
【０１６０】
電力検出器４２４は、増幅された電気信号の一部を用いてその電力を検出し、出力検波電圧信号１１２をバイアス制御器９４に与える。残りの電気信号は送信フィルタ４２６に与えられ、所定の周波数のもののみが送信フィルタ４２６を通過する。送信フィルタ４２６を通過した信号は、スイッチ４２８を経て、アンテナ４３０から送信される。
【０１６１】
アンテナ４３０で受信された電気信号は、スイッチ４３２を経て受信フィルタ４３４に与えられる。与えられた電気信号のうち、所定の周波数のもののみが受信フィルタ４３４を通過する。受信フィルタ４３４を通過した所定の周波数の電気信号は、低ノイズアンプ４３６で増幅される。増幅された電気信号は制御ブロック４４８からの制御信号４５４に基づいて復調部４３８で復調される。復調部４３８からは、復調エラー信号４５６が、制御ブロック４４８に入力される。
【０１６２】
制御ブロック４４８からの制御信号４５２に基づいて、スイッチ４４０が切替えられる事で、送信信号が送信フィルタ４２６から受信回路側に入力される。
【０１６３】
以上より、本実施の形態に係る無線通信装置４６０では、最も線型性の高い状態を検出し、その状態で無線通信を行なう事ができる。従来技術では、位相及び利得の歪がどの入力電力で生じ始め、どの様に推移するかがわからないため、常に両者が検知され、補正されるという手法を用いていた。しかし、本実施の形態では、ベース電流の変化によって位相が調整されるので、位相の検知が不要となる。その結果、簡単な回路で線型特性が良好な電力増幅器を用いて、線型性特性の良好な通信装置を提供する事ができる。
【０１６４】
今回開示された実施の形態は単に例示であって、本発明が上記した実施の形態のみに制限されるわけではない。本発明の範囲は、発明の詳細な説明の記載を参酌した上で、特許請求の範囲の各請求項によって示され、そこに記載された文言と均等の意味および範囲内でのすべての変更を含む。
【図面の簡単な説明】
【０１６５】
【図１】従来技術の電力増幅器３０の構成を示す回路図である。
【図２】第１の実施の形態に係る電力増幅器８０の構成を示す回路図である。
【図３】電力検出器１２４及び１４４の構成を示す回路図である。
【図４】バイアス制御器９４の構成を示す回路図である。
【図５】フィードバックにより、利得が一定に制御されたシミュレーション結果を示すグラフである。
【図６】位相偏差とベースバイアス電流変化との関係を示すグラフである。
【図７】利得偏差２４０と位相偏差２４２との関係をシミュレーションした結果を示すグラフである。
【図８】条件を変えて利得偏差２５０と位相偏差２５２との関係をシミュレーションした結果を示すグラフである。
【図９】図８のシミュレーション計算と同じ条件でのベース電流偏差２６０と位相偏差２６２とのシミュレーション結果を示すグラフである。
【図１０】図８及び図９のシミュレーション計算と同じ条件での利得偏差２７０と位相偏差２７２とのシミュレーション結果を示すグラフである。
【図１１】ベースバイアス電流、ベースバイアス電圧、及びコレクタ電流の関係を示すグラフである。
【図１２】図６のシミュレーション計算と同じ条件でのベース電圧偏差２９２と位相偏差２９０とのシミュレーション結果を示すグラフである。
【図１３】第２の実施の形態に係る電力増幅器の制御電流とベース電流偏差との関係を示すグラフ３００である。
【図１４】第２の実施の形態に係る電力増幅装置の制御電流を用いた場合の増幅器の位相偏差３１０及び利得偏差３１２の関係を示すグラフである。
【図１５】位相偏差３２０と利得偏差３２２との関係をシミュレーションした結果を示すグラフである。
【図１６】利得偏差３３０と位相偏差３３２との関係をシミュレーションした結果を示すグラフである。
【図１７】第４の実施の形態に係る電力増幅器に使用される、制御電圧によって減衰と共に位相が遅れる可変プリディストーション回路３９８を示す回路図である。
【図１８】利得偏差４００と位相偏差４０２との関係をシミュレーションした結果を示すグラフである。
【図１９】利得偏差４１０と位相偏差４１２との関係をシミュレーションした結果を示すグラフである。
【図２０】第１の実施の形態に係る電力増幅器８０を用いた無線通信装置４６０の構成を示すブロック図である。
【図２１】無線通信装置４６０の制御方法を示すフローチャートである。
【符号の説明】
【０１６６】
８０  電力増幅器、９０  前段アンプ、９２  後段アンプ、９４  バイアス制御器、１００  第１の検出回路、１０２  プリディストーション回路、１０４  制御信号、１０６  第２の検出回路、１０８  出力端子、１１０  入力検波電圧信号、１１２  出力検波電圧信号、１２０及び１４０  方向性結合器、１２２  入力比較信号、１２４及び１４４  電力検出器、１３０  バイポーラトランジスタ、１３２  入力整合回路、１３４  出力整合回路、１３６  コレクタバイアス端子、１３８  ベースバイアス端子、１４２  出力比較信号
【図１】
2008022400.tif 000003
【図２】
2008022400.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
2008022400.tif 000010
【図９】
2008022400.tif 000011
【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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