(57)【要約】【課題】   モス電界効果トランジスタの動作において同じ電力レベルの入力信号を受けて増幅させる場合、既存の回路よりさらに大きい電力と増幅度を得ることができ、雑音特性をさらに向上させることができるモス電界効果トランジスタの増幅度及び雑音度改善回路並びにこれを利用した周波数混合器と、増幅器及び発振器を提供する。【解決手段】    本発明によれば、モス電界効果トランジスタＭＯＳＦＥＴのゲート端子とボディー端子がキャパシタを介して連結され、前記モス電界効果トランジスタの増幅度及び雑音度を向上させるために前記モス電界効果トランジスタのゲート端子及びボディー端子の双方に電流源を連結し、信号を同時に供給することによって、同じ電力レベルの信号を入力される場合より大きい増幅度を得ることができ、雑音特性がさらに向上することができるという効果がある。【選択図】  図２
2008035466.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
モス電界効果トランジスタＭＯＳＦＥＴのゲート端子とボディー端子がキャパシタを介して連結され、
前記モス電界効果トランジスタの増幅度及び雑音度を向上させるために前記モス電界効果トランジスタのゲート端子及びボディー端子の双方に電流源を連結し、信号を同時に供給するようにすることを特徴とするモス電界効果トランジスタの増幅度及び雑音度改善回路。
【請求項２】
前記モス電界効果トランジスタは、Ｐ型モス電界効果トランジスタＰＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする請求項１に記載のモス電界効果トランジスタの増幅度及び雑音度改善回路。
【請求項３】
前記モス電界効果トランジスタは、Ｎ型モス電界効果トランジスタＮＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする請求項１に記載のモス電界効果トランジスタの増幅度及び雑音度改善回路。
【請求項４】
前記信号は、局部発振器ＬＯ信号であることを特徴とする請求項１に記載のモス電界効果トランジスタの増幅度及び雑音度改善回路。
【請求項５】
前記モス電界効果トランジスタのボディー端子に印加された信号は、ボディー電圧を経時変化するように印加させることを特徴とする請求項１に記載のモス電界効果トランジスタの増幅度及び雑音度改善回路。
【請求項６】
前記モス電界効果トランジスタのゲート端子に印加される局部発振器ＬＯ信号と前記モス電界効果トランジスタのソース端子に印加される高周波ＲＦ信号とを結合し、その周波数差と和に該当する中間周波数ＩＦを前記モス電界効果トランジスタのドレイン端子を介して生成することを特徴とする請求項１に記載のトランジスタの増幅度及び雑音度改善回路。
【請求項７】
差動構造の場合、外部の発振器の差動信号が前記モス電界効果トランジスタのゲート端子に印加される場合、同じ位相の信号が前記モス電界効果トランジスタのボディー端子に印加される時、前記モス電界効果トランジスタのボディー端子は、前記モス電界効果トランジスタのソース端子と同じレベルの電源を印加し、高周波ＲＦ信号との連結を防ぐために、他の経路に電源を印加させることを特徴とする請求項１に記載のモス電界効果トランジスタの増幅度及び雑音度改善回路。
【請求項８】
請求項１乃至７のいずれか１項に記載のモス電界効果トランジスタの増幅度及び雑音度改善回路を利用した周波数混合器。
【請求項９】
請求項１乃至７のいずれか１項に記載のモス電界効果トランジスタの増幅度及び雑音度改善回路を利用した増幅器。
【請求項１０】
請求項１乃至７のいずれか１項に記載のモス電界効果トランジスタの増幅度及び雑音度改善回路を利用した発振器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モス電界効果トランジスタの増幅度及び雑音度改善回路、並びにこれを利用した周波数混合器と、増幅器及び発振器に関し、より詳細には、モス電界効果トランジスタの動作において同じ電力レベルの入力信号を受けて増幅させる場合、既存の回路よりさらに大きい電力と増幅度を得ることができ、雑音特性をさらに向上させることができるモス電界効果トランジスタの増幅度及び雑音度改善回路、並びにこれを利用した周波数混合器と、増幅器及び発振器に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、無線通信技術は、急速に発展をし続けており、使用目的に応じて通信標準が制定されている。このような傾向は、多様な通信標準を１つの移動通信機器に含める努力に集中している。
【０００３】
このために、直接変換方式（Direct-Conversion）が広く使われている。しかしながら、信号歪みを低減するためには、１／ｆ雑音特性に優れた周波数混合器（Frequency Mixer）が必要である。特に、周波数帯域幅の短い標準では、１／ｆ雑音が深刻な信号歪みを引き起こすため、送受信機において全体１／ｆ雑音に大きな影響を及ぼす周波数混合器の雑音特性が重要な問題となる。
【０００４】
これにより、雑音特性を改善させるために、付加的なインダクタやキャパシタで濾過器回路を構成し、雑音帯域信号を濾過させる方法が広く使われた。または、雑音特性がアクティブ素子に比べて良いパッシブ素子を使用することによって、信号の歪みを低減した。しかし、パッシブ素子で構成された周波数混合器であるから、信号を増幅させずに、減衰させるという問題点がある。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明は、前述のような問題点を解決するためになされたもので、その目的は、モス電界効果トランジスタの動作において同じ電力レベルの入力信号を受けて増幅させる場合、既存の回路よりさらに大きい電力と増幅度を得ることができ、雑音特性をさらに向上させることができるモス電界効果トランジスタの増幅度及び雑音度改善回路並びにこれを利用した周波数混合器と、増幅器及び発振器を提供することにある。
【０００６】
本発明の他の目的は、モス電界効果トランジスタのボディー効果を用いて周波数混合器の回路構成のうちスイッチ段でモス電界効果トランジスタがさらに理想に近くスイッチング動作を行うようにすることによって、増幅度と雑音特性を改善させることができ、送受信機の他の構成成分（例えば、増幅器または発振器など）にも適用させることができるだけでなく、差動ＬＣ発振器の場合、同じ出力電圧スイングを得るとしても、ボディー効果を用いて位相雑音特性を向上させることができるモス電界効果トランジスタの増幅度及び雑音度回線回路並びにこれを利用した周波数混合器と、増幅器及び発振器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
前記目的を達成するために、本発明の第１態様は、モス電界効果トランジスタＭＯＳＦＥＴのゲート端子とボディー端子がキャパシタを介して連結され、前記モス電界効果トランジスタの増幅度及び雑音度を向上させるために前記モス電界効果トランジスタのゲート端子及びボディー端子の双方に電流源を連結し、信号を同時に供給するようにするモス電界効果トランジスタの増幅度及び雑音度改善回路を提供する。
【０００８】
ここで、前記モス電界効果トランジスタは、Ｐ型モス電界効果トランジスタＰＭＯＳＦＥＴであることが好ましい。
【０００９】
好ましくは、前記モス電界効果トランジスタは、Ｎ型モス電界効果トランジスタＮＭＯＳＦＥＴである。
【００１０】
好ましくは、前記信号は、局部発振器ＬＯ信号である。
【００１１】
好ましくは、前記モス電界効果トランジスタのボディー端子に印加された信号は、ボディー電圧を経時変化するように印加させる。
【００１２】
好ましくは、前記モス電界効果トランジスタのゲート端子に印加される局部発振器ＬＯ信号と前記モス電界効果トランジスタのソース端子に印加される高周波ＲＦ信号とを結合して、その周波数差と和に該当する中間周波数ＩＦ信号を前記モス電界効果トランジスタのドレイン端子を介して生成する。
【００１３】
好ましくは、差動構造の場合、外部の発振器の差動信号が前記モス電界効果トランジスタのゲート端子に印加される場合、同じ位相の信号が前記モス電界効果トランジスタのボディー端子に印加される時、前記モス電界効果トランジスタのボディー端子は、前記モス電界効果トランジスタのソース（source）端子と同じレベルの電源を印加し、高周波ＲＦ信号との連結を防ぐために、他の経路（path）に電源を印加させる。
【００１４】
本発明の第２態様は、上記のモス電界効果トランジスタの増幅度及び雑音度改善回路を利用した周波数混合器を提供する。
【００１５】
本発明の第３態様は、上記のモス電界効果トランジスタの増幅度及び雑音度改善回路を利用した増幅器を提供する。
【００１６】
本発明の第４態様は、上記のモス電界効果トランジスタの増幅度及び雑音度改善回路を利用した発振器を提供する。
【発明の効果】
【００１７】
本発明のモス電界効果トランジスタの増幅度及び雑音度改善回路並びにこれを利用した周波数混合器と、増幅器及び発振器によれば、モス電界効果トランジスタの動作において同じ電力レベルの入力信号を受けて増幅させる場合、既存の回路よりさらに大きい電力と増幅度を得ることができ、雑音特性をさらに向上させることができるという利点がある。
【００１８】
また、本発明によれば、モス電界効果トランジスタのボディー効果を用いて周波数混合器の回路構成のうちスイッチ段でモス電界効果トランジスタがさらに理想に近くスイッチング動作を行うようにすることによって、増幅度と雑音特性を改善させることができ、送受信機の他の構成成分（例えば、増幅器または発振器など）にも適用させることができるだけでなく、差動ＬＣ発振器の場合、同じ出力電圧スイングを得るとしても、ボディー効果を用いて位相雑音特性を向上させることができるという利点を有する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
以下、添付の図面を参照して本発明の実施形態を詳細に説明する。しかしながら、下記に示す本発明の実施形態は、様々な変形が可能であり、本発明の範囲が下記の実施形態に限定されるものではない。本発明の実施形態は、本発明の属する技術分野における通常の知識を有する者にとって本発明をより完全に説明するために提供されるものである。
【００２０】
図１は、本発明の一実施形態に係るモス電界効果トランジスタの増幅度及び雑音度改善回路を説明するための図である。
【００２１】
図１を参照すれば、本発明の一実施形態に係るモス電界効果トランジスタ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor；ＭＯＳＦＥＴ）の増幅度及び雑音度改善回路は、モス電界効果トランジスタＭのゲート端子Ｇとボディー端子ＢがキャパシタＣを介して互いに連結されている。
【００２２】
ここで、モス電界効果トランジスタＭは、Ｎ型モス電界効果トランジスタＮＭＯＳＦＥＴを使用したが、これに限定されるものではなく、雑音特性を向上させるために、１／ｆ雑音特性が良好なＰ型モス電界効果トランジスタＰＭＯＳＦＥＴを使用することもできる。
【００２３】
そして、モス電界効果トランジスタＭのゲート端子Ｇ及びボディー端子Ｂの双方に電流源（図示せず）を連結し、信号を同時に供給することによって、同じ電力（power）レベルの信号を入力される場合、さらに大きい増幅度を有し、雑音特性がさらに向上するという効果がある。
【００２４】
すなわち、モス電界効果トランジスタＭの増幅度と雑音特性を改善させるために、ボディー効果を使用するものである。この際、モス電界効果トランジスタＭのしきい電圧Ｖｔは、下記の数学式１により求めることができる。
【００２５】
【数１】
2008035466.tif 000003
2008035466.tif 000004
【００２６】
【数２】
2008035466.tif 000005
ここで、ＮＡは、基板のドーピング濃度であり、εＳは、シリコンの誘電率であり、Ｃｏｘは、酸化物の面積当たり誘電率である。
【００２７】
上記の数学式２から明らかなように、モス電界効果トランジスタＭのボディー端子Ｂの電圧が増加すれば、しきい電圧Ｖｔが減少することが分かる。モス電界効果トランジスタＭのゲート端子Ｇに電源電圧Ｖｏを印加してトランジスタが動作できるようにし、局部発振器（Local Oscillator；ＬＯ）信号であるＶＬＯｃｏｓωｔ信号を入れる。
【００２８】
そして、モス電界効果トランジスタＭのソース端子Ｓには、高周波（Radio Frequency；ＲＦ）信号であるＶＲＦｃｏｓωｔ信号を印加して周波数混合作用が生じるようにする。また、モス電界効果トランジスタＭのゲート端子Ｇに印加された局部発振器ＬＯ信号、すなわちＶＬＯｃｏｓωｔ信号は、キャパシタＣを介してボディー端子Ｂにも印加される。
【００２９】
この際、モス電界効果トランジスタＭのボディー端子Ｂに印加された局部発振器ＬＯ信号は、ボディー電圧を経時変化するようにする。一般的に、モス電界効果トランジスタＭをスイッチング動作させるために、電源電圧Ｖｏは、しきい電圧Ｖｔｈの近くとなるようにバイアスを定め、局部発振器ＬＯ信号の電圧レベルは、０ｄＢｍ程度の大きい電力信号である。
【００３０】
図２は、局部発振器信号の周期によってしきい電圧が変わる形態を示すグラフであって、モス電界効果トランジスタＭのゲート端子Ｇの入力信号の変化に伴ってしきい電圧が変化する過程を説明するためのグラフである。
【００３１】
図２を参照すれば、局部発振器ＬＯ信号がＴ１周期にある時、モス電界効果トランジスタＭのボディー端子Ｂの電圧が低下するようになり、しきい電圧Ｖｔが上昇するようになる。
【００３２】
これに対し、Ｔ２周期にある時、モス電界効果トランジスタＭのボディー端子Ｂの電圧が上昇するようになり、しきい電圧Ｖｔは減少するようになる。結果として、同じレベルの局部発振器ＬＯ信号に対してボディー効果を使用する場合、効果的にさらに大きい電力レベルの局部発振器ＬＯ信号を得ることと同様の結果をもたらす。したがって、さらに大きい増幅度を得るようになり、これにより、さらに良い雑音特性を得るようになる。
【００３３】
一方、図２に示されたグラフの横軸は、モス電界効果トランジスタＭのゲート端子Ｇとソース端子Ｓに印加される電圧ＶＧＳを示し、縦軸は、モス電界効果トランジスタＭのドレイン電流ＩＤを示す。
【００３４】
図３は、本発明の一実施形態に係るモス電界効果トランジスタの増幅度及び雑音度改善回路を利用した周波数混合器を説明するための図であり、ボディー効果を通常のギルバート（Gilbert）構造を有する周波数混合器（Frequency Mixer）に適用させた例である。
【００３５】
図３を参照すれば、通常のギルバート回路である場合、トランスコンダクタンス段（transconductance stage）とスイッチング段（switching stage）とに分けられているが、図３では、スイッチング段だけで構成されている。
【００３６】
一方、本発明に適用された周波数混合器に使われるモス電界効果トランジスタは、雑音特性を向上させるために、１／ｆ雑音特性が良好なＰ型モス電界効果トランジスタＰＭＯＳＦＥＴを使用したが、これに限定されるものではなく、Ｎ型モス電界効果トランジスタＮＭＯＳＦＥＴを使用することができる。
【００３７】
本発明の一実施形態に係るモス電界効果トランジスタの増幅度及び雑音度改善回路を利用した周波数混合器は、第１乃至第４モス電界効果トランジスタＭ１乃至Ｍ４と、第１乃至第４コンデンサＣ１乃至Ｃ４と、第１及び第２抵抗Ｒ１及びＲ２から構成される。
【００３８】
ここで、第１モス電界効果トランジスタＭ１のソース端子Ｓは、第１出力端子ＯＮ１に連結され、ドレイン端子Ｄは、第１高周波ＲＦ＋信号端子に連結され、ゲート端子Ｇは、第１局部発振器ＬＯ＋信号端子に連結されると共に、第１コンデンサＣ１を介してボディー端子Ｂに連結される。
【００３９】
第２モス電界効果トランジスタＭ２のソース端子Ｓは、第２出力端子ＯＮ２に連結され、ドレイン端子Ｄは、第１モス電界効果トランジスタＭ１のドレイン端子Ｄと共通で第１高周波ＲＦ＋信号端子に連結され、ゲート端子Ｇは、第２局部発振器ＬＯ−信号端子に連結されると共に、第２コンデンサＣ２を介してボディー端子Ｂに連結される。
【００４０】
第３モス電界効果トランジスタＭ３のソース端子Ｓは、第１モス電界効果トランジスタＭ１のソース端子Ｓと共通で第１出力端子ＯＮ１に連結され、ドレイン端子Ｄは、第２高周波ＲＦ−信号端子に連結され、ゲート端子Ｇは、第２モス電界効果トランジスタＭ２のゲート端子Ｇと共通で第２局部発振器ＬＯ−信号端子に連結されると共に、第３コンデンサＣ３を介してボディー端子Ｂに連結される。
【００４１】
第４モス電界効果トランジスタＭ４のソース端子Ｓは、第２モス電界効果トランジスタＭ２のソース端子Ｓと共通で第２出力端子ＯＮ２に連結され、ドレイン端子Ｄは、第３モス電界効果トランジスタＭ３のドレイン端子Ｄと共通で第２高周波ＲＦ−信号端子に連結され、ゲート端子Ｇは、第１局部発振器ＬＯ＋信号端子に連結されると共に、第４コンデンサＣ４を介してボディー端子Ｂに連結される。
【００４２】
そして、第１出力端子ＯＮ１は、中間周波数ＩＦ＋信号端子に連結され、第１出力端子ＯＮ１と接地ＧＮＤとの間に第１抵抗Ｒ１が連結される。第２出力端子ＯＮ２は、中間周波数ＩＦ＋信号端子に連結され、第２出力端子ＯＮ２と接地ＧＮＤとの間に第２抵抗Ｒ２が連結される。
【００４３】
以下では、前述した構成を有する本発明のモス電界効果トランジスタの増幅度及び雑音度改善回路を利用した周波数混合器の動作について詳細に説明する。
【００４４】
まず、第１局部発振器ＬＯ＋信号が第１モス電界効果トランジスタＭ１のゲート端子Ｇに印加される場合、第１キャパシタＣ１を介して第１モス電界効果トランジスタＭ１のボディー端子Ｂにも印加される。
【００４５】
第１モス電界効果トランジスタＭ１のゲート端子Ｇの電圧が低くなる区間に在れば、ボディー端子Ｂの電圧も低下するようになり、ゲート−ソース段の電圧差異は増加するが、しきい電圧は、減少するようになり、第１モス電界効果トランジスタＭ１のゲート端子Ｇのオン状態が、ボディー効果使用しない時と比較して、オーバードライブ（overdrive）電圧が増加することが分かる。
【００４６】
反対に、第１モス電界効果トランジスタＭ１のゲート端子Ｇの電圧が高くなる場合、第１モス電界効果トランジスタＭ１のボディー端子Ｂの電圧も高くなるようになり、しきい電圧が上昇するようになる。したがって、第１モス電界効果トランジスタＭ１の状態は、確実なオフ状態となることができる。
【００４７】
そして、第２乃至第４モス電界効果トランジスタＭ２乃至Ｍ４の動作は、前述した第１モス電界効果トランジスタＭ１の動作と同様である。
【００４８】
さらに具体的に説明すれば、第１及び第２局部発振器ＬＯ＋及びＬＯ−信号によって、一週期の間は、第１及び第４モス電界効果トランジスタＭ１及びＭ４がオンとされる状態であり（この際、第２及び第３モス電界効果トランジスタＭ２及びＭ３はオフ状態）、他の一週期の間は、第２及び第３モス電界効果トランジスタＭ２及びＭ３がオンとされる状態（この際、第１及び第４モス電界効果トランジスタＭ１及びＭ４はオフ状態）が繰り返される。
【００４９】
第１及び第４モス電界効果トランジスタＭ１及びＭ４のドレイン電流ＩＤは、下記の数学式３により求めることができ、第１及び第２抵抗Ｒ１及びＲ２と各々乗算され、出力電圧を生成する。
【００５０】
【数３】
2008035466.tif 000006
【００５１】
一方、Ｎ型モス電界効果トランジスタＮＭＯＳＦＥＴとＰ型モス電界効果トランジスタＰＭＯＳＦＥＴに流れる電流式は、下記の数学式４のように若干差異がある。
【００５２】
【数４】
2008035466.tif 000007
【００５３】
すなわち、上記の数学式４とＮ型モス電界効果トランジスタＮＭＯＳＦＥＴとＰ型モス電界効果トランジスタＰＭＯＳＦＥＴに流れる電流式は、電圧のレベル差異に過ぎないものである。
【００５４】
一般的に、周波数混合器は、Ｎ型モス電界効果トランジスタＮＭＯＳＦＥＴで構成されているが、本発明の一実施形態の場合、Ｐ型モス電界効果トランジスタＰＭＯＳＦＥＴが１／ｆ雑音特性に優れているため、Ｐ型モス電界効果トランジスタＰＭＯＳＦＥＴを使用することが好ましい。
【００５５】
一方、周波数混合器の増幅度は、下記の数学式５のように現れる。したがって、局部発振器ＬＯ信号の大きさが大きいほど抵抗Ｒの値が大きいほど大きい増幅度を有するようになる。出力では、高周波ＲＦと局部発振器ＬＯ周波数の和と差に該当する周波数を有する信号を得ることができるようになる。この際、ｃｏｓ（ｗＲＦ−ｗＬＯ）ｔは、得ようとする低周波信号である。
【００５６】
【数５】
2008035466.tif 000008
2008035466.tif 000009
【００５７】
図４は、従来技術と本発明のモス電界効果トランジスタの増幅度及び雑音度改善回路を利用した周波数混合器の増幅度を比較するためのグラフである。
【００５８】
図４を参照すれば、ボディー効果を使用した時の本発明とボディー効果を使用しない時の従来技術による増幅度、すなわち、利得（Gain）の差異を示しており、ボディー効果を使用しない時の従来技術は、同じレベルの増幅度（Gain）を得るためには、約６〜７ｄＢさらに大きい電力の局部発振器ＬＯ信号が必要であることが分かる。
【００５９】
図５は、従来技術と本発明のモス電界効果トランジスタの増幅度及び雑音度改善回路を利用した周波数混合器の雑音度を比較するためのグラフである。
【００６０】
図５を参照すれば、ボディー効果を使用した時の本発明とボディー効果を使用しない時の従来技術による雑音度ＮＦ（ＳＳＢ）の差異を示しており、図４に示されたことと同様に、ボディー効果を使用しない時の従来技術は、同じレベルの雑音度ＮＦ（ＳＳＢ）を得るためには、約６〜７ｄＢさらに大きい電力の局部発振器ＬＯ信号が必要であることが分かる。
【００６１】
一方、本発明の一実施形態では、モス電界効果トランジスタの増幅度及び雑音度改善回路を超高周波送受信機回路のうち周波数混合器に適用したが、これに限定されるものではなく、他の構成成分、例えば、増幅器または発振器などにも適用することができる。
【００６２】
以上より、本発明に係るモス電界効果トランジスタの増幅度及び雑音度改善回路並びにこれを利用した周波数混合器と、増幅器及び発振器に関する好ましい実施形態について説明したが、本発明は、本発明の技術的思想を逸脱しない範囲内で、様々な置換、変形及び変更が可能であるので、上述した実施形態及び添付された図面に限定されるものではない。
【図面の簡単な説明】
【００６３】
【図１】本発明の一実施形態に係るモス電界効果トランジスタの増幅度及び雑音度改善回路を説明するための図である。
【図２】局部発振器信号の周期によってしきい電圧が変わる形態を示すグラフである。
【図３】本発明の一実施形態に係るモス電界効果トランジスタの増幅度及び雑音度改善回路を利用した周波数混合器を説明するための図である。
【図４】従来技術と本発明のモス電界効果トランジスタの増幅度及び雑音度改善回路を利用した周波数混合器の増幅度を比較するためのグラフである。
【図５】従来技術と本発明のモス電界効果トランジスタの増幅度及び雑音度改善回路を利用した周波数混合器の雑音度を比較するためのグラフである。
【符号の説明】
【００６４】
Ｍ  モス電界効果トランジスタ
Ｄ  ドレイン端子
Ｇ  ゲート端子
Ｓ  ソース端子
Ｂ  ボディー端子
Ｃ  キャパシタ
【図１】
2008035466.tif 000010
【図２】
2008035466.tif 000011
【図３】
2008035466.tif 000012
【図４】
2008035466.tif 000013
【図５】
2008035466.tif 000014