(57)【要約】【課題】ＤＣ／ＤＣコンバータの電力変換効率を低下させることなく、ＤＣ／ＤＣコンバータの動作モードを簡易な回路構成にて精度よく判定できるようにする。【解決手段】降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１には、スイッチング素子としてＰチャンネル電界効果型トランジスタＭ１１を設け、動作モード判定部１０２は、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタＭ１１のオフ期間におけるスイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗの顕著な変化の有無に基づいて降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１が電流連続モードで動作しているか、電流不連続モードで動作しているかを判定する。【選択図】    図１
2008109761.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子のオン／オフ動作によってインダクタおよびキャパシタにおけるエネルギーの充放電現象を制御することにより直流電圧を出力するＤＣ／ＤＣコンバータと、
前記スイッチング素子のオフ期間における前記スイッチング素子の出力端子電圧の検出結果に基づいて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータが電流連続モードで動作しているか、電流不連続モードで動作しているかを判定する動作モード判定部とを備えることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの動作モード判定回路。
【請求項２】
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータであり、前記スイッチング素子としてＰチャンネル電界効果型トランジスタが設けられ、前記インダクタの一方の端子には、前記Ｐチャンネル電界効果型トランジスタを介して入力電圧の出力端子が接続されるとともに、ダイオードのカソードが接続され、前記インダクタの他方の端子には、前記キャパシタを介して前記ダイオードのアノードが接続され、
前記動作モード判定部には第１および第２のフリップフロップが設けられ、
前記第１のフリップフロップは、前記Ｐチャンネル電界効果型トランジスタのゲート電位を遅らせた信号によってリセットされるとともに、前記Ｐチャンネル電界効果型トランジスタのドレイン電位によってセットされ、
前記第２のフリップフロップは、前記Ｐチャンネル電界効果型トランジスタのゲートに印加される直前の制御信号に同期しながら、前記第１のフリップフロップの出力によってセットされることを特徴とする請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータの動作モード判定回路。
【請求項３】
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは同期整流方式ＤＣ／ＤＣコンバータであり、前記スイッチング素子としてＰチャンネル電界効果型トランジスタが設けられるとともに、同期整流素子としてＮチャンネル電界効果型トランジスタが設けられ、前記インダクタの一方の端子には、前記Ｐチャンネル電界効果型トランジスタを介して入力電圧の出力端子が接続されるとともに、前記Ｎチャンネル電界効果型トランジスタのドレインが接続され、前記インダクタの他方の端子には、前記キャパシタを介して前記Ｎチャンネル電界効果型トランジスタのソースが接続され、
前記動作モード判定部には第１および第２のフリップフロップが設けられ、
前記第１のフリップフロップは、前記Ｎチャンネル電界効果型トランジスタのゲート電位を遅らせた信号によってリセットされるとともに、前記Ｐチャンネル電界効果型トランジスタのドレイン電位によってセットされ、
前記第２のフリップフロップは、前記Ｎチャンネル電界効果型トランジスタのゲートに印加される直前の制御信号に同期しながら、前記第１のフリップフロップの出力によってセットされることを特徴とする請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータの動作モード判定回路。
【請求項４】
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータであり、前記スイッチング素子としてＮチャンネル電界効果型トランジスタが設けられ、前記インダクタの一方の端子には、入力電圧の出力端子が接続され、前記インダクタの他方の端子には、前記Ｎチャンネル電界効果型トランジスタのドレインが接続されるとともに、ダイオードを介して前記キャパシタが接続され、
前記動作モード判定部には第１および第２のフリップフロップが設けられ、
前記第１のフリップフロップは、前記Ｎチャンネル電界効果型トランジスタのゲート電位を遅延させた信号によってリセットされるとともに、前記Ｎチャンネル電界効果型トランジスタのドレイン電位によってセットされ、
前記第２のフリップフロップは、前記Ｐチャンネル電界効果型トランジスタのゲートに印加される直前の制御信号に同期しながら、前記第１のフリップフロップの出力によってセットされることを特徴とする請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータの動作モード判定回路。
【請求項５】
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは反転型ＤＣ／ＤＣコンバータであり、前記スイッチング素子としてＰチャンネル電界効果型トランジスタが設けられ、前記インダクタの一方の端子には、前記Ｐチャンネル電界効果型トランジスタを介して入力電圧の出力端子が接続されるとともに、ダイオードのカソードが接続され、前記ダイオードのアノードには前記キャパシタが接続され、
前記動作モード判定部には第１および第２のフリップフロップが設けられ、
前記第１のフリップフロップは、前記Ｐチャンネル電界効果型トランジスタのゲート電位を遅らせた信号によってリセットされるとともに、前記Ｐチャンネル電界効果型トランジスタのドレイン電位によってセットされ、
前記第２のフリップフロップは、前記Ｐチャンネル電界効果型トランジスタのゲートに印加される直前の制御信号に同期しながら、前記第１のフリップフロップの出力によってセットされることを特徴とする請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータの動作モード判定回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はＤＣ／ＤＣコンバータの動作モード判定回路に関し、特に、ＤＣ／ＤＣコンバータが電流連続モードで動作しているか、電流不連続モードで動作しているかを判定する方法に適用して好適なものである。
【背景技術】
【０００２】
携帯機器等では、駆動時間を延ばすためにパワーマネジメントが重視され、レギュレータと比較して電力変換効率が高いＤＣ／ＤＣコンバータが用いられるようになってきている。
図８は、従来のＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成を示す図である。
図８において、インダクタＬ５１の一方の端子には、スイッチング素子ＳＷ５１を介して入力電圧Ｖｉｎの出力端子が接続されるとともに、ダイオードＤ５１のカソードが接続され、インダクタＬ５１の他方の端子には、キャパシタＣ５１を介してダイオードＤ５１のアノードが接続されている。
【０００３】
そして、スイッチング素子ＳＷ５１がオンすると、スイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗは概ね入力電圧Ｖｉｎに一致し、インダクタＬ５１を介してキャパシタＣ５１に電流が流れる。
一方、スイッチング素子ＳＷ５１がオフすると、インダクタ電流ＩＬが大きい時には電流連続モードで動作し、インダクタ電流ＩＬが小さい時には電流不連続モードで動作する。
【０００４】
この電流連続モードでは、インダクタＬ５１に蓄積された磁気エネルギーによってインダクタＬ５１に電流が流れ続け、キャパシタＣ５１およびダイオードＤ５１を介して還流する。このため、スイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗは、グランド電位からダイオードＤ５１の順方向電圧降下分だけ低下した値になる。
また、電流不連続モードでは、インダクタＬ５１に蓄積された磁気エネルギーによってインダクタＬ５１に電流が流れ続ける際に、インダクタ電流が０まで減少すると、ダイオードＤ５１が遮断し、キャパシタＣ５１およびスイッチング端子の寄生容量による共振を起してスイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗが振動する。
【０００５】
ここで、位相補償の定数を変えたり、負荷の大きさを判定するために、ＤＣ／ＤＣコンバータが電流連続モードで動作しているか、電流不連続モードで動作しているかを判定することがある。
この電流連続モードか電流不連続モードかを判定する方法として、インダクタＬ５１に直列に抵抗を挿入し、その抵抗の両端の電圧降下の平均値がピーク値の１／２以下となれば電流不連続モード、その電圧降下の平均値がピーク値の１／２を越えれば電流連続モードとする方法がある。
【０００６】
また、例えば、特許文献１には、検出したコイル電流からＤＣ／ＤＣコンバータの動作状態を検出し、その動作状態に合わせてｎ個のスイッチをオン・オフさせることによりＬＣフィルタのインダクタンス値を可変し、最適なインダクタンス値を設定することにより、不連続動作領域での出力リップルによる出力電圧変動を抑え、低リップル・高安定度の出力電圧を供給できるようにする方法が開示されている。
【特許文献１】特開２００６−１０９５５９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、電流連続モードか電流不連続モードかを判定するために、インダクタＬ５１に直列に抵抗を挿入する方法では、その抵抗に流れる電流による損失が発生し、ＤＣ／ＤＣコンバータの電力変換効率が低下するという問題があった。
また、インダクタ電流ＩＬが小さくなると、インダクタＬ５１に直列に挿入された抵抗の両端の電圧降下の平均値とピーク値との電圧差が微小になることから、その抵抗の両端の電圧降下の平均値およびピーク値を高精度に検出する検出回路が必要になり、検出回路の構成が複雑化するという問題があった。
そこで、本発明の目的は、ＤＣ／ＤＣコンバータの電力変換効率を低下させることなく、ＤＣ／ＤＣコンバータの動作モードを簡易な回路構成にて精度よく判定することが可能なＤＣ／ＤＣコンバータの動作モード判定回路を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上述した課題を解決するために、請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータの動作モード判定回路によれば、スイッチング素子のオン／オフ動作によってインダクタおよびキャパシタにおけるエネルギーの充放電現象を制御することにより直流電圧を出力するＤＣ／ＤＣコンバータと、前記スイッチング素子のオフ期間におけるスイッチング素子の出力端子電圧の検出結果に基づいて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータが電流連続モードで動作しているか、電流不連続モードで動作しているかを判定する動作モード判定部とを備えることを特徴とする。
【０００９】
また、請求項２記載のＤＣ／ＤＣコンバータの動作モード判定回路によれば、前記ＤＣ／ＤＣコンバータは降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータであり、前記スイッチング素子としてＰチャンネル電界効果型トランジスタが設けられ、前記インダクタの一方の端子には、前記Ｐチャンネル電界効果型トランジスタを介して入力電圧の出力端子が接続されるとともに、ダイオードのカソードが接続され、前記インダクタの他方の端子には、前記キャパシタを介して前記ダイオードのアノードが接続され、前記動作モード判定部には第１および第２のフリップフロップが設けられ、前記第１のフリップフロップは、前記Ｐチャンネル電界効果型トランジスタのゲート電位を遅らせた信号によってリセットされるとともに、前記Ｐチャンネル電界効果型トランジスタのドレイン電位によってセットされ、前記第２のフリップフロップは、前記Ｐチャンネル電界効果型トランジスタのゲートに印加される直前の制御信号に同期しながら、前記第１のフリップフロップの出力によってセットされることを特徴とする。
【００１０】
また、請求項３記載のＤＣ／ＤＣコンバータの動作モード判定回路によれば、前記ＤＣ／ＤＣコンバータは同期整流方式ＤＣ／ＤＣコンバータであり、前記スイッチング素子としてＰチャンネル電界効果型トランジスタが設けられるとともに、同期整流素子としてＮチャンネル電界効果型トランジスタが設けられ、前記インダクタの一方の端子には、前記Ｐチャンネル電界効果型トランジスタを介して入力電圧の出力端子が接続されるとともに、前記Ｎチャンネル電界効果型トランジスタのドレインが接続され、前記インダクタの他方の端子には、前記キャパシタを介して前記Ｎチャンネル電界効果型トランジスタのソースが接続され、前記動作モード判定部には第１および第２のフリップフロップが設けられ、前記第１のフリップフロップは、前記Ｎチャンネル電界効果型トランジスタのゲート電位を遅らせた信号によってリセットされるとともに、前記Ｐチャンネル電界効果型トランジスタのドレイン電位によってセットされ、前記第２のフリップフロップは、前記Ｎチャンネル電界効果型トランジスタのゲートに印加される直前の制御信号に同期しながら、前記第１のフリップフロップの出力によってセットされることを特徴とする。
【００１１】
また、請求項４記載のＤＣ／ＤＣコンバータの動作モード判定回路によれば、前記ＤＣ／ＤＣコンバータは昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータであり、前記スイッチング素子としてＮチャンネル電界効果型トランジスタが設けられ、前記インダクタの一方の端子には、入力電圧の出力端子が接続され、前記インダクタの他方の端子には、前記Ｎチャンネル電界効果型トランジスタのドレインが接続されるとともに、ダイオードを介して前記キャパシタが接続され、前記動作モード判定部には第１および第２のフリップフロップが設けられ、前記第１のフリップフロップは、前記Ｎチャンネル電界効果型トランジスタのゲート電位を遅延させた信号によってリセットされるとともに、前記Ｎチャンネル電界効果型トランジスタのドレイン電位によってセットされ、前記第２のフリップフロップは、前記Ｐチャンネル電界効果型トランジスタのゲートに印加される直前の制御信号に同期しながら、前記第１のフリップフロップの出力によってセットされることを特徴とする。
【００１２】
また、請求項５記載のＤＣ／ＤＣコンバータの動作モード判定回路によれば、前記ＤＣ／ＤＣコンバータは反転型ＤＣ／ＤＣコンバータであり、前記スイッチング素子としてＰチャンネル電界効果型トランジスタが設けられ、前記インダクタの一方の端子には、前記Ｐチャンネル電界効果型トランジスタを介して入力電圧の出力端子が接続されるとともに、ダイオードのカソードが接続され、前記ダイオードのアノードには前記キャパシタが接続され、前記動作モード判定部には第１および第２のフリップフロップが設けられ、前記第１のフリップフロップは、前記Ｐチャンネル電界効果型トランジスタのゲート電位を遅らせた信号によってリセットされるとともに、前記Ｐチャンネル電界効果型トランジスタのドレイン電位によってセットされ、前記第２のフリップフロップは、前記Ｐチャンネル電界効果型トランジスタのゲートに印加される直前の制御信号に同期しながら、前記第１のフリップフロップの出力によってセットされることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１３】
以上説明したように、本発明によれば、スイッチング素子のオフ期間におけるスイッチング素子の出力端子電圧を検出することで、スイッチング素子のオフ期間にスイッチング素子の出力端子電圧が振動しているか振動していないかを判定することが可能となり、ＤＣ／ＤＣコンバータが電流連続モードで動作しているか、電流不連続モードで動作しているかを判定することが可能となる。このため、ＤＣ／ＤＣコンバータが電流連続モードで動作しているか、電流不連続モードで動作しているかを判定するために、インダクタに直列に抵抗を挿入する必要がなくなり、ＤＣ／ＤＣコンバータの電力変換効率を低下させることなく、ＤＣ／ＤＣコンバータの動作モードを簡易な回路構成にて精度よく判定することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下、本発明の実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの動作モード判定回路について図面を参照しながら説明する。
図１は、本発明の第１実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの動作モード判定回路の概略構成を示すブロック図、図２（ａ）は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータの電流不連続モードにおけるインダクタ電流ＩＬとスイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗの波形を示す図、図２（ｂ）は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータの電流連続モードにおけるインダクタ電流ＩＬとスイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗの波形を示す図である。ここで、スイッチング素子に電圧効果型トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を用いた場合、スイッチング素子の出力端子電圧は、電圧効果型トランジスタのドレイン端子電圧である。なお、この第１実施形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータとして降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータを用いた場合を示す。
【００１５】
図１において、ＤＣ／ＤＣコンバータの動作モード判定回路には、降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１および動作モード判定部１０２が設けられている。
ここで、降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１には、スイッチング素子としてＰチャンネル電界効果型トランジスタＭ１１が設けられ、降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１は、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタＭ１１のオン／オフ動作によってインダクタＬ１１およびキャパシタＣ１１におけるエネルギーの充放電現象を制御することにより直流電圧を降圧して出力することができる。
【００１６】
また、動作モード判定部１０２は、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタＭ１１のオフ期間におけるスイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗの検出結果に基づいて、降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１が電流連続モードで動作しているか、電流不連続モードで動作しているかを判定することができる。
具体的には、スイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗの波形が、電流連続モードと電流不連続モードとでは、大きく異なる。このように動作モードが変わったとき、スイッチング素子の出力端子電圧波形にも顕著な変化が現れるため、この変化の有無を検出することにより動作モードを判別するものである。
【００１７】
即ち、降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１において、インダクタＬ１１の一方の端子には、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタＭ１１を介して入力電圧Ｖｉｎの出力端子が接続されるとともに、ダイオードＤ１１のカソードが接続され、インダクタＬ１１の他方の端子には、キャパシタＣ１１を介してダイオードＤ１１のアノードが接続されている。また、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタＭ１１のゲートにはドライバ１２を介して制御回路１１が接続されている。なお、制御回路１１は、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタＭ１１をオン／オフ制御する制御信号を出力することができる。
【００１８】
また、動作モード判定部１０２において、ＲＳフリップフロップ１４のセット端子はＰチャンネル電界効果型トランジスタＭ１１のドレインに接続されるとともに、ＲＳフリップフロップ１４のリセット端子はドライバ１３を介してＰチャンネル電界効果型トランジスタＭ１１のゲートに接続されている。また、Ｄフリップフロップ１５のＤ端子にはＲＳフリップフロップ１４の出力端子が接続されるとともに、Ｄフリップフロップ１５のクロック端子には制御回路１１の制御信号が入力される。
【００１９】
そして、制御回路１１から出力された制御信号はドライバ１２を介してＰチャンネル電界効果型トランジスタＭ１１のゲートに入力する。図２に示すように、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタＭ１１がオンすると、スイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗは概ね入力電圧Ｖｉｎに一致し、インダクタＬ１１を介してキャパシタＣ１１に電流が流れ、インダクタ電流ＩＬは直線的に増加する。
【００２０】
一方、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタＭ１１がオフすると、インダクタ電流ＩＬが大きい時には電流連続モードで動作し、インダクタ電流ＩＬが小さい時には電流不連続モードで動作する。
この電流連続モードでは、図２（ｂ）に示すように、インダクタＬ１１に蓄積された磁気エネルギーによってインダクタＬ１１に電流が直線的に減少しながら流れ続け、キャパシタＣ１１およびダイオードＤ１１を介して還流する。このため、スイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗは、グランド電位からダイオードＤ１１の順方向電圧降下分だけ低下した値になる。
【００２１】
また、電流不連続モードでは、図２（ａ）に示すように、インダクタＬ１１に蓄積された磁気エネルギーによってインダクタＬ１１に電流が流れ続ける際に、インダクタ電流が０まで減少すると、ダイオードＤ１１が遮断し、キャパシタＣ１１およびスイッチング端子の寄生容量による共振を起してスイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗが振動する。
ここで、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタＭ１１のゲート電位はドライバ１２を介してＲＳフリップフロップ１４のリセット端子に入力され、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタＭ１１のゲート電位が立ち上がると、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタＭ１１はオフし、ダイオードＤ１１が導通してスイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗはロウレベルになるとともに、ＲＳフリップフロップ１４がリセットされる。なお、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタＭ１１のゲート電位が立ち上がってからスイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗがロウレベルに移行した後にＲＳフリップフロップ１４がリセットされるように、ドライバ１２による遅延時間を設定することができる。
【００２２】
そして、電流不連続モードでは、図２（ａ）に示すように、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタＭ１１のオフ期間にスイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗが振動することから、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタＭ１１のオフ期間においてスイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗが上昇する。そして、スイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗが上昇すると、ＲＳフリップフロップ１４のセット端子がハイレベルになり、ＲＳフリップフロップ１４の出力がロウレベルからハイレベルに移行する。
【００２３】
そして、ＲＳフリップフロップ１４の出力がロウレベルからハイレベルに移行すると、Ｄフリップフロップ１５のＤ端子がハイレベルになり、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタＭ１１のゲート電位が立ち上がる直前のタイミングでＤフリップフロップ１５のＤ端子のハイレベル状態が読み込まれ、Ｄフリップフロップ１５の出力ＤＣＭ／ＣＣＭはハイレベルになる。
【００２４】
一方、電流連続モードでは、図２（ｂ）に示すように、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタＭ１１のオフ期間にスイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗがロウレベルを維持したままになることから、ＲＳフリップフロップ１４のセット端子はロウレベルを維持し、ＲＳフリップフロップ１４の出力はロウレベルのままになる。
そして、ＲＳフリップフロップ１４の出力がロウレベルのままであると、Ｄフリップフロップ１５のＤ端子がロウレベルになり、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタＭ１１のゲート電位が立ち下がる直前のタイミングでＤフリップフロップ１５のＤ端子のロウレベル状態が読み込まれ、Ｄフリップフロップ１５の出力ＤＣＭ／ＣＣＭはロウレベルになる。
【００２５】
このため、Ｄフリップフロップ１５の出力ＤＣＭ／ＣＣＭがハイレベルかロウレベルかを参照することで、ＤＣ／ＤＣコンバータが電流不連続モードで動作しているか、電流連続モードで動作しているかを判定することができる。そして、Ｄフリップフロップ１５の出力ＤＣＭ／ＣＣＭは、例えば、制御回路１１に入力することができる。そして、制御回路１１は、Ｄフリップフロップ１５の出力ＤＣＭ／ＣＣＭがハイレベルの場合、降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１が電流不連続モードで動作していると判断し、Ｄフリップフロップ１５の出力ＤＣＭ／ＣＣＭがロウレベルの場合、降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１が電流連続モードで動作していると判断することができる。この結果を用いて、制御系の定数を変更することによる高速化や、軽負荷／重負荷に応じた制御回路の変更を実現することが可能である。
【００２６】
また、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタＭ１１のオフ期間におけるスイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗを検出することで、降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１が電流連続モードで動作しているか、電流不連続モードで動作しているかを判定するために、インダクタＬ１１に直列に抵抗を挿入する必要がなくなり、降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１の電力変換効率を低下させることなく、降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１の動作モードを簡易な回路構成にて精度よく判定することが可能となる。
【００２７】
図３は、本発明の第２実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの動作モード判定回路の概略構成を示すブロック図である。なお、この第２実施形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータとして同期整流方式ＤＣ／ＤＣコンバータを用いた場合を示す。
図３において、ＤＣ／ＤＣコンバータの動作モード判定回路には、同期整流方式ＤＣ／ＤＣコンバータ２０１および動作モード判定部２０２が設けられている。
【００２８】
ここで、同期整流方式ＤＣ／ＤＣコンバータ２０１には、スイッチング素子としてＰチャンネル電界効果型トランジスタＭ２１が設けられるとともに、図１のダイオードＤ１１の代わりにＮチャンネル電界効果型トランジスタＭ２２が設けられ、同期整流方式ＤＣ／ＤＣコンバータ２０１は、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタＭ２１のオン／オフ動作によってインダクタＬ２１およびキャパシタＣ２１におけるエネルギーの充放電現象を制御することにより直流電圧を出力することができる。
【００２９】
また、動作モード判定部２０２は、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタＭ２１のオフ期間におけるスイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗの検出結果に基づいて、同期整流方式ＤＣ／ＤＣコンバータ２０１が電流連続モードで動作しているか、電流不連続モードで動作しているかを判定することができる。
具体的には、同期整流方式ＤＣ／ＤＣコンバータ２０１において、インダクタＬ２１の一方の端子には、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタＭ２１を介して入力電圧Ｖｉｎの出力端子が接続されるとともに、Ｎチャンネル電界効果型トランジスタＭ２２のドレインが接続され、インダクタＬ２１の他方の端子には、キャパシタＣ２１を介してＮチャンネル電界効果型トランジスタＭ２２のソースが接続されている。また、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタＭ２１のゲートにはドライバ２２を介してデッドタイム回路２６の出力端子Ｐが接続されている。
【００３０】
また、動作モード判定部２０２において、Ｎチャンネル電界効果型トランジスタＭ２２のゲートにはドライバ２３を介してデッドタイム回路２６の出力端子Ｎおよびフリップフロップ２５のクロック端子が接続され、デッドタイム回路２６の入力端子ＩＮには制御回路４１が接続されている。また、ＲＳフリップフロップ２４のセット端子はＰチャンネル電界効果型トランジスタＭ２１のドレインに接続されるとともに、ＲＳフリップフロップ２４のリセット端子はＮチャンネル電界効果型トランジスタＭ２２のゲートに接続されている。また、ＲＳフリップフロップ２４の出力端子にはＤフリップフロップ２５のＤ端子が接続されている。なお、制御回路２１は、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタＭ２１をオン／オフ制御する制御信号を出力することができる。
【００３１】
また、デッドタイム回路２６は、入力端子ＩＮに入力される入力信号の立ち上がりと同時に立ち上がる出力信号を出力端子Ｎを介して出力するとともに、入力端子ＩＮに入力される入力信号の立ち上がりから遅れて立ち上がる出力信号を出力端子Ｐを介して出力することができる。また、デッドタイム回路２６は、入力端子ＩＮに入力される入力信号の立ち下がりと同時に立ち下がる出力信号を出力端子Ｐを介して出力するとともに、入力端子ＩＮに入力される入力信号の立ち下がりから遅れて立ち下がる出力信号を出力端子Ｎを介して出力することができる。
【００３２】
また、ＤＣ／ＤＣコンバータには、インダクタＬ２１に流れる電流の逆流を検出する逆流検出・停止部２７が設けられ、ドライバ２３には、逆流検出・停止部２７にて駆動されるイネーブル端子が設けられている。
そして、制御回路２１から出力された制御信号が立ち上がると、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタＭ２１のゲートには、その制御信号の立ち上がりがデッドタイム回路２６にて遅延された後、その制御信号がドライバ２２を介して入力されるとともに、Ｎチャンネル電界効果型トランジスタＭ２２のゲートには、その制御信号の立ち上がりがデッドタイム回路２６にて遅延されることなく、その制御信号がドライバ２３を介して入力される。
【００３３】
そして、制御回路２１から出力された制御信号が立ち上がると、Ｎチャンネル電界効果型トランジスタＭ２２がオフするとともに、Ｎチャンネル電界効果型トランジスタＭ２２がオフしてから遅れてＰチャンネル電界効果型トランジスタＭ２１がオンする。そして、Ｎチャンネル電界効果型トランジスタＭ２２がオフするとともに、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタＭ２１がオンすると、図２に示すように、スイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗは概ね入力電圧Ｖｉｎに一致し、インダクタＬ２１を介してキャパシタＣ２１に電流が流れ、インダクタ電流ＩＬは直線的に増加する。
【００３４】
一方、制御回路２１から出力された制御信号が立ち下がると、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタＭ２１のゲートには、その制御信号の立ち下がりがデッドタイム回路２６にて遅延されることなく、その制御信号がドライバ２２を介して入力されるとともに、Ｎチャンネル電界効果型トランジスタＭ２２のゲートには、その制御信号の立ち下がりがデッドタイム回路２６にて遅延された後、その制御信号がドライバ２３を介して入力される。そして、制御回路２１から出力された制御信号が立ち下がると、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタＭ２１がオフするとともに、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタＭ２１がオフしてから遅れてＮチャンネル電界効果型トランジスタＭ２２がオンする。そして、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタＭ２１がオフするとともに、Ｎチャンネル電界効果型トランジスタＭ２２がオンすると、インダクタ電流ＩＬが大きい時には電流連続モードで動作し、インダクタ電流ＩＬが小さい時には電流不連続モードで動作する。
【００３５】
ここで、逆流検出・停止部２７はインダクタＬ２１に流れる電流の逆流を検出する。そして、逆流検出・停止部２７はインダクタＬ２１に流れる電流の逆流が検出すると、Ｎチャンネル電界効果型トランジスタＭ２２の駆動を停止するように指示する。そして、ドライバ２３は、Ｎチャンネル電界効果型トランジスタＭ２２の駆動を停止するように逆流検出・停止部２７から指示されると、Ｎチャンネル電界効果型トランジスタＭ２２の駆動を停止する。
【００３６】
そして、電流連続モードでは、図２（ｂ）に示すように、インダクタＬ２１に蓄積された磁気エネルギーによってインダクタＬ２１に電流が直線的に減少しながら流れ続け、キャパシタＣ２１および電界効果トランジスタM２２を介して還流する。このため、スイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗは、グランド電位から電界トランジスタM２２のオン抵抗による電圧降下分だけ低下した値になる。
【００３７】
また、電流不連続モードでは、図２（ａ）に示すように、インダクタＬ２１に蓄積された磁気エネルギーによってインダクタＬ２１に電流が流れ続ける際に、インダクタ電流が０まで減少すると、逆流検出・停止部２７により、電界効果トランジスタM２２が遮断され、キャパシタＣ２１およびスイッチング端子の寄生容量による共振を起してスイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗが振動する。
【００３８】
ここで、Ｎチャンネル電界効果型トランジスタＭ２２のゲート電位はドライバ２３を介してＲＳフリップフロップ２４のリセット端子に入力され、Ｎチャンネル電界効果型トランジスタＭ２２のゲート電位が立ち上がると、Ｎチャンネル電界効果型トランジスタＭ２２はオンし、Ｎチャンネル電界効果型トランジスタＭ２２が導通してスイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗはロウレベルになるとともに、ＲＳフリップフロップ２４がリセットされる。
【００３９】
そして、電流不連続モードでは、図２（ａ）に示すように、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタＭ２１のオフ期間にスイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗが振動することから、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタＭ２１のオフ期間においてスイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗが上昇する。そして、スイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗが上昇すると、ＲＳフリップフロップ２４のセット端子がハイレベルになり、ＲＳフリップフロップ２４の出力がロウレベルからハイレベルに移行する。
【００４０】
そして、ＲＳフリップフロップ２４の出力がロウレベルからハイレベルに移行すると、Ｄフリップフロップ２５のＤ端子がハイレベルになり、Ｎチャンネル電界効果型トランジスタＭ２２のゲート電位が立ち下がる直前のタイミングでＤフリップフロップ２５のＤ端子のハイレベル状態が読み込まれ、Ｄフリップフロップ２５の出力ＤＣＭ／ＣＣＭはハイレベルになる。
【００４１】
一方、電流連続モードにおいては、図２（ｂ）に示すように、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタＭ２１のオフ期間にスイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗがロウレベルを維持したままになることから、ＲＳフリップフロップ２４のセット端子はロウレベルを維持し、ＲＳフリップフロップ２４の出力はロウレベルのままになる。
そして、ＲＳフリップフロップ２４の出力がロウレベルのままであると、Ｄフリップフロップ２５のＤ端子がロウレベルになり、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタＭ２１のゲート電位が立ち上がる直前のタイミングでＤフリップフロップ２５のＤ端子のロウレベル状態が読み込まれ、Ｄフリップフロップ１５の出力ＤＣＭ／ＣＣＭはロウレベルになる。
【００４２】
このため、Ｄフリップフロップ２５の出力ＤＣＭ／ＣＣＭがハイレベルかロウレベルかを参照することで、同期整流方式ＤＣ／ＤＣコンバータ２０１が電流不連続モードで動作しているか、電流連続モードで動作しているかを判定することができる。
これにより、同期整流方式ＤＣ／ＤＣコンバータ２０１を用いた場合においても、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタＭ２１のオフ期間におけるスイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗを検出することで、同期整流方式ＤＣ／ＤＣコンバータ２０１が電流連続モードで動作しているか、電流不連続モードで動作しているかを判定することができ、同期整流方式ＤＣ／ＤＣコンバータ２０１の電力変換効率を低下させることなく、同期整流方式ＤＣ／ＤＣコンバータ２０１の動作モードを簡易な回路構成にて精度よく判定することが可能となる。
【００４３】
図４は、本発明の第３実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの動作モード判定回路の概略構成を示すブロック図、図５（ａ）は、図４のＤＣ／ＤＣコンバータの電流不連続モードにおけるインダクタ電流ＩＬとスイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗの波形を示す図、図５（ｂ）は、図４のＤＣ／ＤＣコンバータの電流連続モードにおけるインダクタ電流ＩＬとスイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗの波形を示す図である。なお、この第３実施形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータとして昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータを用いた場合を示す。
【００４４】
図４において、ＤＣ／ＤＣコンバータの動作モード判定回路には、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０１および動作モード判定部３０２が設けられている。
ここで、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０１には、スイッチング素子としてＮチャンネル電界効果型トランジスタＭ３１が設けられ、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０１は、Ｎチャンネル電界効果型トランジスタＭ３１のオン／オフ動作によってインダクタＬ３１およびキャパシタＣ３１におけるエネルギーの充放電現象を制御することにより直流電圧を昇圧して出力することができる。また、動作モード判定部３０２は、Ｎチャンネル電界効果型トランジスタＭ３１のオフ期間におけるスイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗの検出結果に基づいて、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０１が電流連続モードで動作しているか、電流不連続モードで動作しているかを判定することができる。
【００４５】
具体的には、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０１において、インダクタＬ３１の一方の端子には、入力電圧Ｖｉｎの出力端子が接続され、インダクタＬ３１の他方の端子には、Ｎチャンネル電界効果型トランジスタＭ３１のドレインが接続されるとともに、ダイオードＤ３１を介してキャパシタＣ３１が接続されている。また、Ｎチャンネル電界効果型トランジスタＭ３１のゲートにはドライバ３２を介して制御回路３１が接続されている。なお、制御回路３１は、Ｎチャンネル電界効果型トランジスタＭ３１をオン／オフ制御する制御信号を出力することができる。
【００４６】
また、動作モード判定部３０２において、ＲＳフリップフロップ３４の反転セット端子はＮチャンネル電界効果型トランジスタＭ３１のドレインに接続されるとともに、ＲＳフリップフロップ３４の反転リセット端子はドライバ３３を介してＮチャンネル電界効果型トランジスタＭ３１のゲートに接続されている。また、Ｄフリップフロップ３５のＤ端子にはＲＳフリップフロップ３４の出力端子が接続されるとともに、Ｄフリップフロップ３５のクロック端子には制御回路３１の制御信号が入力される。
【００４７】
そして、制御回路３１から出力された制御信号はドライバ３２を介してＮチャンネル電界効果型トランジスタＭ３１のゲートに入力され、Ｎチャンネル電界効果型トランジスタＭ３１がオンすると、図５に示すように、スイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗは概ねグランド電位となり、インダクタＬ３１にはＮチャンネル電界効果型トランジスタＭ３１を介して電流が流れ、インダクタ電流ＩＬは直線的に増加する。
【００４８】
一方、Ｎチャンネル電界効果型トランジスタＭ３１がオフすると、インダクタ電流ＩＬが大きい時には電流連続モードで動作し、インダクタ電流ＩＬが小さい時には電流不連続モードで動作する。
この電流連続モードでは、図５（ｂ）に示すように、インダクタＬ３１に蓄積された磁気エネルギーによって電流が直線的に減少しながらダイオードＤ３１およびキャパシタＣ３１を介してインダクタＬ３１に流れ続ける。このため、スイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗは、インダクタＬ３１に発生した逆起電圧分だけ入力電圧Ｖｉｎよりも高くなり、出力電圧ＶｏｕｔはダイオードＤ３１による電圧降下分だけ低くなることから、入力電圧Ｖｉｎよりも出力電圧Ｖｏｕｔを大きな値にすることができる。
【００４９】
また、電流不連続モードでは、図５（ａ）に示すように、インダクタＬ３１に蓄積された磁気エネルギーによってインダクタＬ３１に電流が流れ続ける際に、ダイオードＤ３１が遮断し、キャパシタＣ３１およびスイッチング端子の寄生容量による共振を起してスイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗが振動する。
ここで、Ｎチャンネル電界効果型トランジスタＭ３１のゲート電位はドライバ３２を介してＲＳフリップフロップ３４の反転リセット端子に入力され、Ｎチャンネル電界効果型トランジスタＭ３１のゲート電位が立ち下がると、Ｎチャンネル電界効果型トランジスタＭ３１はオフし、ダイオードＤ３１が導通してスイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗはハイレベルになるとともに、スイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗがハイレベルに移行した後にＲＳフリップフロップ３４がリセットされる。
【００５０】
そして、電流不連続モードでは、図５（ａ）に示すように、Ｎチャンネル電界効果型トランジスタＭ３１のオフ期間にスイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗが振動することから、Ｎチャンネル電界効果型トランジスタＭ３１のオフ期間においてスイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗが下降する。そして、スイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗが下降すると、ＲＳフリップフロップ３４の反転セット端子がロウレベルになり、ＲＳフリップフロップ３４の出力がロウレベルからハイレベルに移行する。
【００５１】
そして、ＲＳフリップフロップ３４の出力がロウレベルからハイレベルに移行すると、Ｄフリップフロップ３５のＤ端子がハイレベルになり、Ｎチャンネル電界効果型トランジスタＭ３１のゲート電位が立ち上がる直前のタイミングでＤフリップフロップ３５のＤ端子のハイレベル状態が読み込まれ、Ｄフリップフロップ３５の出力ＤＣＭ／ＣＣＭはハイレベルになる。
【００５２】
一方、電流連続モードでは、図５（ｂ）に示すように、Ｎチャンネル電界効果型トランジスタＭ３１のオフ期間にスイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗがハイレベルを維持したままになることから、ＲＳフリップフロップ３４の反転セット端子はハイレベルを維持し、ＲＳフリップフロップ３４の出力はロウレベルのままになる。
そして、ＲＳフリップフロップ３４の出力がロウレベルのままであると、Ｄフリップフロップ３５のＤ端子がロウレベルになり、Ｎチャンネル電界効果型トランジスタＭ３１のゲート電位が立ち上がる直前のタイミングでＤフリップフロップ３５のＤ端子のロウレベル状態が読み込まれ、Ｄフリップフロップ３５の出力ＤＣＭ／ＣＣＭはロウレベルになる。
【００５３】
このため、Ｄフリップフロップ３５の出力ＤＣＭ／ＣＣＭがハイレベルかロウレベルかを参照することで、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０１が電流不連続モードで動作しているか、電流連続モードで動作しているかを判定することができる。
これにより、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０１を用いた場合においても、Ｎチャンネル電界効果型トランジスタＭ３１のオフ期間におけるスイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗを検出することで、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０１が電流連続モードで動作しているか、電流不連続モードで動作しているかを判定することができ、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０１の電力変換効率を低下させることなく、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０１の動作モードを簡易な回路構成にて精度よく判定することが可能となる。
【００５４】
図６は、本発明の第４実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの動作モード判定回路の概略構成を示すブロック図、図７（ａ）は、図６のＤＣ／ＤＣコンバータの電流不連続モードにおけるインダクタ電流ＩＬとスイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗの波形を示す図、図７（ｂ）は、図６のＤＣ／ＤＣコンバータの電流連続モードにおけるインダクタ電流ＩＬとスイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗの波形を示す図である。なお、この第４実施形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータとして反転型ＤＣ／ＤＣコンバータを用いた場合を示す。
【００５５】
図６において、ＤＣ／ＤＣコンバータの動作モード判定回路には、反転型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０１および動作モード判定部４０２が設けられている。
ここで、反転型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０１には、スイッチング素子としてＰチャンネル電界効果型トランジスタＭ４１が設けられ、反転型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０１は、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタＭ４１のオン／オフ動作によってインダクタＬ４１およびキャパシタＣ４１におけるエネルギーの充放電現象を制御することにより直流電圧を反転して出力することができる。また、動作モード判定部４０２は、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタＭ４１のオフ期間におけるスイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗの検出結果に基づいて、反転型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０１が電流連続モードで動作しているか、電流不連続モードで動作しているかを判定することができる。
【００５６】
具体的には、反転型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０１において、インダクタＬ４１の一方の端子には、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタＭ４１を介して入力電圧Ｖｉｎの出力端子が接続されるとともに、ダイオードＤ４１のカソードが接続され、ダイオードＤ４１のアノードにはキャパシタＣ４１が接続されている。また、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタＭ４１のゲートにはドライバ４２を介して制御回路４１が接続されている。なお、制御回路４１は、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタＭ４１をオン／オフ制御する制御信号を出力することができる。
【００５７】
また、動作モード判定部４０２において、ＲＳフリップフロップ４４のセット端子はＰチャンネル電界効果型トランジスタＭ４１のドレインに接続されるとともに、ＲＳフリップフロップ４４のリセット端子はドライバ４３を介してＰチャンネル電界効果型トランジスタＭ４１のゲートに接続されている。また、Ｄフリップフロップ４５のＤ端子にはＲＳフリップフロップ４４の出力端子が接続されるとともに、Ｄフリップフロップ４５のクロック端子には制御回路４１の制御信号が入力される。
【００５８】
そして、制御回路４１から出力された制御信号はドライバ４２を介してＰチャンネル電界効果型トランジスタＭ４１のゲートに入力され、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタＭ４１がオンすると、図７に示すように、スイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗは、概ね入力電圧Ｖｉｎとなり、インダクタＬ４１にはＰチャンネル電界効果型トランジスタＭ４１を介して電流が流れ、インダクタ電流ＩＬは直線的に増加する。
【００５９】
一方、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタＭ４１がオフすると、インダクタ電流ＩＬが大きい時には電流連続モードで動作し、インダクタ電流ＩＬが小さい時には電流不連続モードで動作する。
この電流連続モードでは、図７（ｂ）に示すように、インダクタＬ４１に蓄積された磁気エネルギーによって電流が直線的に減少しながらキャパシタＣ４１およびダイオードＤ４１を介してインダクタＬ４１に流れ続ける。このため、スイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗは、インダクタＬ４１に発生した逆起電圧分だけグランド電位よりも低くなり、出力電圧ＶｏｕｔはダイオードＤ４１による電圧降下分だけ高くなる。
【００６０】
また、電流不連続モードでは、図７（ａ）に示すように、インダクタＬ４１に蓄積された磁気エネルギーによってインダクタＬ４１に電流が流れ続ける際に、ダイオードＤ４１が遮断し、キャパシタＣ４１およびスイッチング端子の寄生容量による共振を起してスイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗが振動する。
ここで、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタＭ４１のゲート電位はドライバ４２を介してＲＳフリップフロップ４４のリセット端子に入力され、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタＭ４１のゲート電位が立ち上がると、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタＭ４１はオフし、ダイオードＤ４１が導通してスイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗはロウレベルになるとともに、スイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗがロウレベルに移行した後にＲＳフリップフロップ４４がリセットされる。
【００６１】
そして、電流不連続モードでは、図７（ａ）に示すように、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタＭ４１のオフ期間にスイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗが振動することから、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタＭ４１のオフ期間においてスイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗが上昇する。そして、スイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗが上昇すると、ＲＳフリップフロップ４４のセット端子がハイレベルになり、ＲＳフリップフロップ４４の出力がロウレベルからハイレベルに移行する。
【００６２】
そして、ＲＳフリップフロップ４４の出力がロウレベルからハイレベルに移行すると、Ｄフリップフロップ４５のＤ端子がハイレベルになり、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタＭ４１のゲート電位が立ち下がる直前のタイミングでＤフリップフロップ４５のＤ端子のハイレベル状態が読み込まれ、Ｄフリップフロップ４５の出力ＤＣＭ／ＣＣＭはハイレベルになる。
【００６３】
一方、電流連続モードでは、図７（ｂ）に示すように、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタＭ４１のオフ期間にスイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗがロウレベルを維持したままになることから、ＲＳフリップフロップ４４のセット端子はロウレベルを維持し、ＲＳフリップフロップ４４の出力はロウレベルのままになる。
そして、ＲＳフリップフロップ４４の出力がロウレベルのままであると、Ｄフリップフロップ４５のＤ端子がロウレベルになり、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタＭ４１のゲート電位が立ち上がる直前のタイミングでＤフリップフロップ４５のＤ端子のロウレベル状態が読み込まれ、Ｄフリップフロップ４５の出力ＤＣＭ／ＣＣＭはロウレベルになる。
【００６４】
このため、Ｄフリップフロップ４５の出力ＤＣＭ／ＣＣＭがハイレベルかロウレベルかを参照することで、反転型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０１が電流不連続モードで動作しているか、電流連続モードで動作しているかを判定することができる。
これにより、反転型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０１を用いた場合においても、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタＭ１１のオフ期間におけるスイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗを検出することで、反転型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０１が電流連続モードで動作しているか、電流不連続モードで動作しているかを判定することができ、反転型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０１の電力変換効率を低下させることなく、反転型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０１の動作モードを簡易な回路構成にて精度よく判定することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００６５】
【図１】本発明の第１実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの動作モード判定回路の概略構成を示すブロック図である。
【図２】図２（ａ）は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータの電流不連続モードにおけるインダクタ電流ＩＬとスイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗの波形を示す図、図２（ｂ）は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータの電流連続モードにおけるインダクタ電流ＩＬとスイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗの波形を示す図である。
【図３】本発明の第２実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの動作モード判定回路の概略構成を示すブロック図である。
【図４】本発明の第３実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの動作モード判定回路の概略構成を示すブロック図である。
【図５】図５（ａ）は、図４のＤＣ／ＤＣコンバータの電流不連続モードにおけるインダクタ電流ＩＬとスイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗの波形を示す図、図５（ｂ）は、図４のＤＣ／ＤＣコンバータの電流連続モードにおけるインダクタ電流ＩＬとスイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗの波形を示す図である。
【図６】本発明の第４実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの動作モード判定回路の概略構成を示すブロック図である。
【図７】図７（ａ）は、図６のＤＣ／ＤＣコンバータの電流不連続モードにおけるインダクタ電流ＩＬとスイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗの波形を示す図、図７（ｂ）は、図６のＤＣ／ＤＣコンバータの電流連続モードにおけるインダクタ電流ＩＬとスイッチング素子の出力端子電圧Ｖｓｗの波形を示す図である。
【図８】従来のＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成を示す図である。
【符号の説明】
【００６６】
１１、２１、３１、４１  制御回路
１２、１３、２２、２３、３２、３３、４２、４３  ドライバ
１４、２４、３４、４４  ＲＳフリップフロップ
１５、２５、３５、４５  Ｄフリップフロップ
２６  デッドタイム回路
２７  逆流検出・停止部
Ｍ１１、Ｍ２１、Ｍ４１  Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ
Ｍ２２、Ｍ３１  Ｎチャンネル電界効果型トランジスタ
Ｌ１１、Ｌ２１、Ｌ３１、Ｌ４１  インダクタ
Ｃ１１、Ｃ２１、Ｃ３１、Ｃ４１  キャパシタ
Ｄ１１、Ｄ３１、Ｄ４１  ダイオード
１０１  降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ
２０１  同期整流方式ＤＣ／ＤＣコンバータ
３０１  昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ
１０２、２０２、３０２、４０２  動作モード判定部
【図１】
2008109761.tif 000003
【図２】
2008109761.tif 000004
【図３】
2008109761.tif 000005
【図４】
2008109761.tif 000006
【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
2008109761.tif 000010