(57)【要約】      （修正有）【課題】共振回路の出力信号が導電性物体による制動に依存する共振回路を含むセンサ要素を有する誘導型近接センサと、導電性物体の存在及び／又は間隔を求めるための方法を提供する。【解決手段】共振回路２５を含むセンサ要素２０を備えた誘導型近接センサ１０に関し、該共振回路は、導電性物体による制動に依存する出力信号を利用可能にする。前記誘導型近接センサは、前記共振回路の出力信号を評価するためのΣΔ変調器を有する。更に、誘導型近接センサの助けを借りて、金属物体の存在及び／又は間隔を求める。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
導電性物体（３０）の存在及び／又は間隔を求めるための誘導型近接センサであって、導電性物体（３０）による制動に依存する出力信号を提供する共振回路、特にＬＣ共振回路（２５）を含むセンサ要素（２０）があるものにおいて、
前記共振回路（２５）の出力信号（２２）を評価するためのΣΔ変調器であって、少なくとも１つのループ・フィルタ（４０、４０”）と、少なくとも１つのＡ／Ｄ変換器（５０）と、少なくとも１つのＤ／Ａ変換器（６０、６０’、６０”）とを含むフィードバック・ループを有するΣΔ変調器を設けたこと、を特徴とする誘導型近接センサ。  
【請求項２】
請求項１記載の誘導型近接スイッチであって、前記共振回路（２５）が、前記ΣΔ変調器の前記フィードバック・ループ内に設けられることを特徴とするもの。
【請求項３】
請求項２記載の誘導型近接スイッチであって、前記共振回路（２５）の前記出力信号（２２）、好ましくはその振動振幅が、前記ΣΔ変調器の前記フィードバック回路内で、予め設定された所望の値（７１）に制御されることを特徴とするもの。
【請求項４】
請求項２又は３のいずれか１項記載の誘導型近接センサであって、前記ΣΔ変調器の前記フィードバック・ループが、前記センサ要素（２０）の前記共振回路（２５）に送り込まれる信号（６２’、６２”）を、金属物体（３０）の存在により引き起こされる制動を補償するために利用可能とするよう設計されることを特徴とするもの。  
【請求項５】
請求項４記載の誘導型近接スイッチであって、前記信号（６２’、６２”）の給送が、前記共振回路（２５）の共振サイクルと同期して行われることを特徴とするもの。  
【請求項６】
請求項５記載の誘導型近接スイッチであって、送り込まれる前記信号（６２’、６２”）が矩形であることを特徴とするもの。
【請求項７】
先行する請求項のいずれか１項記載の誘導型近接センサであって、前記ΣΔ変調器が高次ΣΔ変調器であることを特徴とするもの。
【請求項８】
先行する請求項のいずれか１項記載の誘導型近接センサであって、前記ΣΔ変調器の前記ループ・フィルタ（４０、４０”）がローパス特性を有することを特徴とするもの。  
【請求項９】
請求項１〜７のいずれか１項記載の誘導型近接センサであって、前記ΣΔ変調器の前記ループ・フィルタ（４０、４０”）が帯域通過特性を有することを特徴とするもの。  
【請求項１０】
先行する請求項のいずれか１項記載の誘導型近接センサであって、前記ループ・フィルタ（４０”）が高次フィルタを含むことを特徴とするもの。
【請求項１１】
先行する請求項のいずれか１項記載の誘導型近接センサであって、前記ΣΔ変調器の前記フィードバック・ループ内、好ましくは前記センサ要素（２０）と前記ループ・フィルタ（４０”）との間に、位相補正フィルタ（４４）が設けられることを特徴とするもの。
【請求項１２】
請求項１１記載の誘導型近接センサであって、前記位相補正フィルタ（４４）が、離散的な位相補正フィルタとして作製されることを特徴とする誘導型近接センサ。
【請求項１３】
先行する請求項のいずれか１項記載の誘導型近接センサであって、前記ループ・フィルタ（４０、４０”）が、離散的なループ・フィルタとして作製されることを特徴とするもの。
【請求項１４】
先行する請求項のいずれか１項記載の誘導型近接センサであって、前記少なくとも１つのＡ／Ｄ変換器（５０）の量子化、及び／又は、前記少なくとも１つのＤ／Ａ変換器（６０、６０’、６０”、６１）のワード幅が、１ビットに達することを特徴とするもの。
【請求項１５】
先行する請求項のいずれか１項記載の誘導型近接センサであって、前記少なくとも１つのＤ／Ａ変換器（６０、６０’、６０”）の出力が電流ベースであることを特徴とするもの。
【請求項１６】
誘導型近接センサ（１０’、１０”）の助けを借りて、金属物体の存在及び／又は間隔を求めるための方法であって、
金属物体（３０）の存在により制動できる共振回路（２５）の前記出力信号（２２）から所望の値（７１）が減じられ、結果として生じる差分が、フィルタリングされ、かつ、パルス周波数変調出力信号（５２）にデジタル化されること、及び
前記パルス周波数変調出力信号（５２）が、デジタル／アナログ変換器（６０’／６０”）を通過した後に、前記共振回路（２５）の共振サイクルと同期して前記共振回路へフィードバックされること、
を特徴とする方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、共振回路の出力信号が導電性物体による制動に依存する共振回路を含むセンサ要素を有する誘導型近接センサと、導電性物体の存在及び／又は間隔を求めるための方法とに関する。
【背景技術】
【０００２】
誘導型近接センサは、渦電流の原理に基づいて導電性金属を検出する。コイル及びコンデンサから電気共振回路（ＬＣ共振回路）によって、統制されたやり方で空間に放射される交番磁界が形成される。導電性物体（以下、「ターゲット」とも呼ぶ）が交番磁界の領域へと移動すると、交番磁界によりターゲット内に渦電流が誘発され、このことにより、励起磁界とは反対の方を向く磁界が生じる。渦電流の発生により、励起磁界からエネルギーが除去され、従ってコイルのインピーダンスが影響を受けるか、又はＬＣ共振回路が制動される。ＬＣ共振回路の出力信号、例えば出力信号の振動振幅は、ＬＣ共振回路の制動のための手段となり、この手段により金属物体を検出することができる。この物体は、例えば、近接センサを介して開閉信号をトリガできるスイッチ・カムとすることができる。
【０００３】
磁界は、付近の区域の空間へと３乗で減少することから、ターゲットとコイルとの間隔が増加するに伴い、充分な精度でターゲットを検出することは一層困難になる。IEC 60947-5-2/EN 60947-5-2により求められる、標準的なターゲットと誘導型近接スイッチとの間隔（この間隔にてターゲットを確実に認識することが確保される）は定格動作距離と呼ばれ、一般的には数ミリメートルに達する。センサの高温安定性に加え、極力高い分解能でセンサ信号を読み出すことは、定格動作距離を上回る、極力大きな動作距離を達成することに寄与する。
【０００４】
ターゲットの存在を検出するには普通、コイル・インピーダンスの実数部の変化、又は制動抵抗の変化が評価される。信号／雑音距離が充分に大きい高分解能信号技術には、コイル・インピーダンスの実数部の変化を検出できることが要求されており、この変化は、大きな動作距離、例えば定格動作距離の３倍又は４倍で相応に小さくなる。最大限可能な物理的分解能は、ＬＣ共振回路の雑音により限定される。
【０００５】
先行技術において使用されることの多い通例の検出方法では、例えばＬＣ共振回路の出力信号が整流され、これにフィルタリングが続き、最後に、フィルタリングされた信号がコンパレータを介して切替閾値と比較される。この原理に従って作動する誘導型近接センサを用いると、整流及びコンパレータの質により、達成可能な分解能が制限される。このような誘導型近接センサを備えた高い動作距離を達成するセンサの製造及び調整には、相当の努力及び／又は費用が必要となる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明の基調を成す目的は、動作距離が極力高く、確実で堅牢な動作を行う誘導型近接スイッチを可能にし、特には、極力高分解能である共振回路の出力信号の測定を達成することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
この目的は、請求項１の特徴を有する誘導型近接スイッチにより満たされる。好適な実施形態は、従属請求項の主題である。
【０００８】
本発明による前記誘導型近接センサは、前記共振回路、特にＬＣ共振回路の出力信号を評価するために、ΣΔ変調器（シグマ・デルタ変調器）を使用することを特徴としている。前記センサ要素の前記共振回路は、導電性ターゲットの存在に起因する制動の影響を受ける出力信号を送出する。この出力信号は、前記ΣΔ変調器の入力部に供給され、その入力部から、フィルタ（以下ではループ・フィルタとも呼ばれる）を通してＡ／Ｄ変換器に案内される。Ａ／Ｄ変換器の出力部では、パルス周波数変調データ・ストリームが出力される。このデータ・ストリームは、Ｄ／Ａ変換器を介してフィードバックされる。
【０００９】
前記アナログ共振回路の出力をデジタル信号へ早期に変換しておくことは、外部電磁干渉の影響に関して、本発明による前記誘導型近接スイッチの堅牢性に寄与する。前記Ａ／Ｄ変換器の前記出力部にて発生する前記パルス周波数変調データ・ストリームは、極めて線形で高分解能のデジタル形式である、前記共振回路の前記制動抵抗に関する情報を含む。前記ΣΔ変調器の雑音形状特性に起因して高分解能が促進され、このΣΔ変調器により、干渉の影響（例えば白色雑音）を大いに抑えることができる。こうして精度を達成できること、及び、デジタル形式の情報が存在することにより、スイッチ信号の生成用（バイナリ・センサ）だけでなく、前記物体と前記近接センサとの間の間隔の正確な測定用（アナログ・センサ）にも、前記誘導型近接スイッチを使用することができる。従って、本発明による前記誘導型近接センサの概念は、バイナリ近接センサとアナログ誘導型近接センサの両方の調整に使用することができる。
【００１０】
本発明による前記誘導性センサの特に好適な実施形態によれば、前記共振回路は、制御回路の構成要素となるように、前記ΣΔ変調器のフィードバック・ループ内に設けられる。この関連で、前記Ｄ／Ａ変換器を介する信号フィードバックによって前記共振回路にエネルギー量が供給されるが、ターゲット内に誘発される渦電流により、エネルギー量は共振回路から除去される。このことは、矩形であるべき前記フィードバック信号を提供する特に簡単な態様を用いて、前記共振回路の共振サイクルと同期された前記フィードバック信号を送り込むことにより達成することができる。
【００１１】
制御回路配列内の前記フィードバックにより、前記共振回路の出力信号、好ましくは振動振幅を、予め設定された所望の値に制御できるという結果が生じる。前記共振回路を制御回路に組み込んだこのような実施形態により、前記共振回路の制動に関する前記誘導型近接センサの大きなダイナミックレンジが許容される。というのも、制動のばらつきが大きくても、共振の崩壊等のいかなる悪影響も起こり得ないからである。
【００１２】
本発明による誘導型近接センサのさらなる好適な実施形態は、ΣΔ高次変調器の使用を実現する。これによって、前記誘導型近接センサの達成可能な分解能を更に増大することができる。  
【００１３】
前記ループ・フィルタには様々なフィルタの種類を提供することができるが、最も単純な場合の積分器であるローパス・フィルタが好適である。この場合、制御パラメータはピーク値サンプリングにより求めるのが好ましい。帯域通過特性を有するループ・フィルタ（ハイパス特性を有するループ・フィルタでも正に可能である）が使用される場合、前記制御パラメータは、デジタル・ミキシング・プロセスにより求めるのが好ましい。前記ループ・フィルタは、一次フィルタであっても高次フィルタであってもよい。
【００１４】
高次ΣΔ変調器を備えた誘導型近接センサの使用時に、特に、さらなるフィルタを提供することができ、好ましくは、前記さらなるフィルタを前記センサ要素と前記ループ・フィルタとの間に配置して、位相補正に供させることができる。  
【００１５】
上述した前記フィルタは、連続的又は離散的に調整することができ、離散的な実施形態としては、概して雑音への感受性を低めにすることができる。
【００１６】
提供される前記Ａ／Ｄ変換器の量子化、及び提供される前記Ｄ／Ａ変換器のワード幅は、概ね自由に選択可能なものとすることができるが、いずれの場合も１ビットに達するのが好ましい。ここで１ビットは調整を簡素化するので、変換速度を増すことができる。
【００１７】
Ａ／Ｄ変換器及びＤ／Ａ変換器の入力又は出力は、電圧ベース及び／又は電流ベースにして使用することが可能であり、従って有利には、用途に応じて選択することができる。
【００１８】
前記目的は、請求項１６の特徴を有する方法により更に満たされる。本発明による装置の対応する実施形態及びその利点に関する上述の説明から、本発明による方法の利点及び特に好適な態様がアナログ方式で生じる。
【００１９】
本発明を、例示的な実施形態及び添付の概略的な図面を参照しつつ、以下で詳細に説明する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
図１には、本発明による誘導型近接センサ１０のブロック図を示す。この誘導型近接センサは、センサ要素２０とΣΔ変調器とを含み、該ΣΔ変調器は、ループ・フィルタ４０と、Ａ／Ｄ変換器５０と、Ｄ／Ａ変換器６０と、総和点７０とを備えていて、ループ・フィルタ４０は最も単純な場合に積分器として作製される。
【００２１】
センサ要素２０は、コイル２６と、コンデンサ２７と、コイル損失を明らかにすべき抵抗器２８とを備えたＬＣ共振回路２５を含む。センサ要素２０の入力２１は、センサ要素に電気エネルギーをエネルギー供給するのに役立つ。この電気エネルギーは、ＬＣ共振回路内の共振を維持するために、それ自体知られているやり方で送り込まれる。出力信号２２は例えば、ＬＣ共振回路内の電圧形状に対応する。センサ要素２０と、コイル２６の交番磁界の領域内にある物体３０との間隔３１が変動すると、制動が変化し、従ってＬＣ共振回路の電圧振幅が変化する。以下のように、ΣΔ変調器の助けを借りて出力信号２２が評価される。  
【００２２】
総和点７０にて、出力信号２２からＤ／Ａ変換器６０の電流出力値６２が減じられる。結果として生じる差分はループ・フィルタ４０を通過し、ループ・フィルタ内でこの出力信号が実質的に積分され、続いて、Ａ／Ｄ変換器５０により、デジタルのパルス周波数変調データ・ストリーム５２に変換される。好適な実施形態におけるＡ／Ｄ変換器５０は、単純なコンパレータ、又は、「低」及び「高」の２段のみを有する１ビットのＡ／Ｄ変換器である。積分された、ループ・フィルタ４０の出力信号４２がゼロよりも大きい場合、出力５２は例えば「高」に切り換えられ、そうでない場合は「低」に切り換えられる。
【００２３】
Ａ／Ｄ変換器５０は、サンプリング理論により必要とされるよりも整数倍だけ高くなるようにそれ自体知られているやり方で選択されたサンプリングレート５５にて作動するので、ループ・フィルタの出力信号４２、従ってＬＣ共振回路の出力信号は、オーバーサンプリングされる。
【００２４】
パルス周波数変調データ・ストリーム５２は、Ｄ／Ａ変換器６０によりアナログ信号６２に変換され、総和点７０にフィードバックされる。Ｄ／Ａ変換器６０は、好適な実施形態では、１ビットのワード幅を有する。
【００２５】
図１に示す実施形態では、電圧参照値６５（Ｄ／Ａ変換器の出力信号６２の電圧レベルはこの電圧参照値により設定される）がＤ／Ａ変換器６０にとって利用可能とされる。
【００２６】
データ・ストリーム５２内のパルス周波数から、ＬＣ共振回路２５の出力信号２２の振動振幅に関する結論を出すことができる。従って、物体３０が存在することにより引き起こされるＬＣ共振回路２５の制動に関する記述が得られる。こうして、データ・ストリーム５２の評価により、金属物体３０が存在するかどうか、及び、対応する分解能を用いてその金属物体が置かれている間隔３１を求めることが可能となる。
【００２７】
図２のブロック図は、センサ要素２０と、ループ・フィルタ４０と、Ａ／Ｄ変換器５０と、Ｄ／Ａ変換器６０’と、総和点７０と、デシメーションフィルタ４５とを備えた、本発明による誘導型近接センサ１０’の好適な実施形態を示す。
【００２８】
この実施形態において、センサ要素２０は、ΣΔ変調器のフィードバック・ループに直接組み込まれている。総和点７０では、センサ要素２０の出力信号２２から、予め設定された所望の値７１、ここでは常に選択される所望の値が減じられる。結果として生じる差分が、積分ループ・フィルタ４０を通して、上述のように作動サイクル５５で作動するＡ／Ｄ変換器５０に案内される。Ａ／Ｄ変換器により出力されたデジタル値は、デシメーションフィルタ４５の入力部にてパルス周波数変調データ・ストリーム５２を形成する。デシメーションフィルタは、それ自体知られているやり方で、ΣΔ変調器内のオーバーサンプリングを通して生じるパルス周波数変調データ・ストリーム５２の冗長情報の間引きに役立つ。
【００２９】
データ・ストリーム５２は、Ｄ／Ａ変換器６０’を介してフィードバックされ、次のようなアナログ電流信号６２’としてセンサ要素２０に送り込まれる。即ち、ＬＣ共振回路２５の出力信号２２を予め設定された所望の値７１に維持するため、ＬＣ共振回路２５により必要とされるエネルギー量が常に送出されるよう同期されたアナログ電流信号６２’である。簡単にする理由から、この給送は矩形形状で行われる。送り込まれる電流信号６２’のレベルを固定するために、Ｄ／Ａ変換器６０’にとって電流参照値６５’が利用可能とされる。
【００３０】
図３の実施形態の説明の枠組の範囲内で、必要となるエネルギー量の提供の実施可能性が示される。  
【００３１】
共振回路２５の制動が物体３０により変化したとしても、ＬＣ共振回路をΣΔ変調器のフィードバック・ループへ組み込むことにより、ＬＣ共振回路２５の出力信号２２を、予め設定された所望の値７１に実質的に常に制御することが達成される。これによって、例えば共振の遮断に起因する干渉が回避されるので、誘導型近接センサ１０’の力学を高めることができる。
【００３２】
図３に示す高次ΣΔ変調器に基づく、本発明による誘導型近接センサ１０”のブロック図は、次のものを備えたさらなる好適な実施形態を示す。即ち、センサ要素２０と、位相補正フィルタ４４と、総和点７０と、ループ・フィルタ４０”と、Ａ／Ｄ変換器５０と、Ｄ／Ａ変換器６０”及び６１と、コンパレータ８０とを備えたさらなる好適な実施形態である。
【００３３】
センサ要素２０は、本実施形態では電流信号６２”の形態であるＤ／Ａ変換器６０”の出力部から、ＬＣ共振回路２５の出力信号２２を設定に応じて所望の値７１だけ案内するのに必要なエネルギーも受信する。センサ要素２０の出力２２がコンパレータ８０を制御し、このコンパレータが、出力８２を介してＤ／Ａ変換器６０”に作用する結果、Ｄ／Ａ変換器は、コンパレータ出力８２が対応する値を有する際に、加えられる入力値５２のみをアナログ値に変換し、この値をその出力部６２”にて放出するように働く。これに関連して、ＬＣ共振回路２５の出力信号２２が、予め設定された閾値を超える場合、コンパレータ８０は、その出力８２を例えば「高」に切り換え、そうでない場合は「低」に切り換える。  
【００３４】
センサ要素２０の出力２２は任意の位相補正フィルタ４４を通過し、この位相補正フィルタは、それ自体知られているやり方で、高次モジュールにより引き起こされる増大した相回転を打ち消し、従って、基本的に高次ΣΔ変調器の安定化に役立つ。総和点７０では所望の値７１が減じられて、差信号７２が形成される。
【００３５】
ループ・フィルタ４０”は、本実施形態では高次フィルタであり、差信号７２はこの高次フィルタを通して案内される。出力４２”は、作動サイクル５５で作動するＡ／Ｄ変換器５０に案内され、これによって、既述のやり方でパルス周波数変調データ・ストリーム５２が生じる。このデータ・ストリームは、一方で、Ｄ／Ａ変換器６１を介してループ・フィルタ４０”に戻るように案内され、他方で、単一段のΣΔ変調器でのようにＤ／Ａ変換器６０”に案内される。このＤ／Ａ変換器６０”の電流出力信号６２”は、既述のやり方でＬＣ共振回路２５に送り込まれる。
【００３６】
本実施形態で使用する高次ΣΔ変調器のアーキテクチャの利点は、実質的に、このアーキテクチャにより達成可能なパルス周波数変調データ・ストリーム５２の分解能が更に増加することである。
【００３７】
検討した例示的な実施形態は、様々に変化させて実施することができ、又は組み合わせることができる。従って、例えば、ループ・フィルタ４０、４０”、及び位相補正フィルタ４４を、離散的なフィルタ又は連続的なフィルタとして設計することが可能である。更に、ループ・フィルタ４０及び４０”用のフィルタ特性としては、ローパスを使用するのが好ましいが、帯域通過もハイパスも可能である。  
【００３８】
Ａ／Ｄ変換器５０の量子化、ならびにＤ／Ａ変換器６０、６０’、６０”、及び６１のワード幅を、１ビットとは異なる値に設定することも可能である（ただし、調整を簡素化する理由から１ビットが好適である）。
【００３９】
最終的には、Ｄ／Ａ変換器６０、６０’、６０”、及び６１の入力ならびに出力を、いずれの場合も電流ベース、又は電圧ベースのものとして調整することが可能である。従って、例えば、Ｄ／Ａ変換器６０’、６０”の入力は電圧ベースのものであるが、Ｄ／Ａ変換器６０’、６０”のそれぞれの参照入力６５’、６５”には電流値が加えられるように、また、それぞれの出力６２’、６２”が同様に電流値となるように、図２及び図３の実施形態を説明した。図１の実施形態では、全ての入力及び出力を電圧ベースのものとして説明している。一方で、対応する実施形態との他の組み合わせも同様に可能である。
【図面の簡単な説明】
【００４０】
【図１】ΣΔ変調器を備えた、本発明による誘導型近接センサの実施形態のブロック図。
【図２】ΣΔ変調器のフィードバック回路内にＬＣ共振回路を備えた、本発明による誘導型近接センサの実施形態のブロック図。
【図３】高次ΣΔ変調器に基づく、本発明による誘導型近接センサの実施形態のブロック図。
【符号の説明】
【００４１】
１０、１０’、１０”  誘導型近接センサ
２０  センサ要素
２１  センサ要素の入力
２２  センサ要素の出力
２５  ＬＣ共振回路
２６  コイル
２７  コンデンサ
２８  抵抗器
３０  ターゲット、物体
３１  物体とセンサ要素との間の間隔
４０、４０”  ループ・フィルタ
４２、４２”  ループ・フィルタ出力
４４  位相補正フィルタ
４５  デシメーションフィルタ
５０  Ａ／Ｄ変換器（アナログ／デジタル変換器）
５２  パルス周波数変調データ・ストリーム
５５  サンプリングレート
６０、６０’、６０”  Ｄ／Ａ変換器（デジタル／アナログ変換器）
６１  Ｄ／Ａ変換器（デジタル／アナログ変換器）
６２、６２’、６２”  Ｄ／Ａ変換器出力
６５、６５’、６５”  Ｄ／Ａ変換器用の参照値
７０  総和点
７１  所望の値
７２  差信号
８０  コンパレータ
８２  コンパレータ出力
【図１】
2008249690.tif 000003
【図２】
2008249690.tif 000004
【図３】
2008249690.tif 000005
【外国語明細書】
2008249690000001.pdf