(57)【要約】【課題】  ブリッジの電源電圧が広い範囲にわたって変化しても、ブリッジを構成するトランジスタを安定かつ確実にスイッチ動作させるための駆動方法及び駆動回路を提供する。【解決手段】  定電流源としての電流ミラー回路の出力電流を抵抗に流すことによって電圧に変換し、この電圧によってブリッジを構成するトランジスタをオンにする。一方、トランジスタをオフにするには電流ミラー回路の入力部にスイッチ動作するトランジスタを設け、このスイッチトランジスタに電流ミラー回路の入力電圧をバイパスすることによって電流ミラー回路の出力電流をゼロにする。低インピューダンスの電流入力端子で入力電流経路の切り替えを行うので高速のスイッチング動作も可能となる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電流スイッチング機能を備えた電流ミラー回路の出力電流を抵抗に流し、これによって生じる前記抵抗の端子間電圧によってブリッジを構成するトランジスタをスイッチ動作させることを特徴とするトランジスタブリッジの駆動方法。
【請求項２】
電流入力端子と接地間に入力電流のバイパス経路としてのトランジスタを備え、該トランジスタをオン・オフすることによって出力電流スイッチングを行うことを特徴とする請求項１に記載の電流ミラー回路。
【発明の詳細な説明】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】  本発明は、直流電圧を交流電圧に変換するＤＣ−ＡＣインバータやモータの駆動に用いられるトランジスタブリッジの駆動方法とその具体的な回路に関する。
【背景技術】
【０００２】  トランジスタブリッジはモータの駆動回路やＤＣ−ＡＣインバータに広く用いられている。図４はその代表的な一例で、ＤＣ−ＡＣインバータの構成を示している。ここではｎＭＯＳトランジスタＭ１〜Ｍ４によってフル（又はＨとも言われる）ブリッジを構成し、これらのトランジスタを交互にオン・オフする駆動回路として論理ゲートバッファＢ１〜Ｂ４が用いられている。【０００３】  図４のように、高圧側（ハイサイド）にもスイッチとしてｎＭＯＳトランジスタ、あるいはｎｐｎトランジスタを用いるブリッジでは、そのソース、ｎｐｎトランジスタの場合はエミッタ、がフローティングの状態にあり、スイッチの状態によってその電位が変化する。このため、バッファの電源として図４のＶＳで示されているように、ハイサイドトランジスタのソース電位を基準電位とするフローティング電源を必要とする。【０００４】  フローティング電源は各ハイサイドトランジスタ毎に必要である。従って、３相モータ駆動用トランジスタブリッジではフローティング電源が３つ必要となり、コストが高くなる。【０００５】  駆動用バッファの簡単な電源として、図４のダイオードＤ、キャパシタＣ、及びローサイドスイッチＭ４から成るチャージポンプ回路が用いられる。この回路ではローサイドスイッチがオンのときにキャパシタＣをダイオードＤを通して電圧ＶＤＤに充電し、この充電電圧をバッファの電源としている。【０００６】  一方、ハイサイドスイッチとして、ｐＭＯＳあるいはｐｎｐトランジスタを用いるブリッジでは、そのソース、あるいはエミッタ、の電位がブリッジの電源の高圧側に固定されるため、ブリッジの電源をハイサイドスイッチ駆動回路の電源として用いることができる。【０００７】  図５はその一例であり、ハイサイドにｐｎｐトランジスタを用いたフルブリッジ構成のＤＣ−ＡＣインバータ回路である。トランジスタＱ５がオンとなる時にブリッジの供給電圧ＶＢが抵抗Ｒ１とＲ２によって分圧される。その分圧された電圧によってハイサイドのｐｎｐトランジスタＱ１は駆動されてオンとなる。トランジスタＱ３も同様の方法によって駆動される。低圧側（ローサイド）のトランジスタは、そのエミッタ電位がブリッジの電源の低圧側の電位に固定されているので、その駆動は極めて容易であるので、以降ローサイドスイッチの駆動回路については言及しないが、１つのトランジスタでハイサイドとローサイド両方のトランジスタを交互にオン・オフする手段が［特許文献１］に提案されている。そこに提案されている回路でもブリッジ電圧ＶＢを抵抗によって分圧し、分圧された電圧によってブリッジを構成するトランジスタを駆動している。【０００８】
【特許文献１】  特開平６−１４１５５８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】  上述のように、トランジスタブリッジのハイサイドスイッチがｎＭＯＳ又はｎｐｎトランジスタの場合には、チャージポンプ回路を電源とする駆動回路が適している。しかしながら、チャージポンプ回路のキャパシタはハイサイドスイッチとトーテムポール接続されたローサイドスイッチがオンとなる時にしか充電されないのでローサイドスイッチが高速でオン・オフを繰り返すパルス駆動のブリッジにしか適用できない。【００１０】  ハイサイドスイッチとしてのｎＭＯＳトランジスタを駆動する別の手段として、定電流でｎＭＯＳトランジスタのゲート・ソース間容量を充電し、その充電電圧でｎＭＯＳトランジスタをオンにする駆動回路が［特許文献２］に開陳されている。【００１１】
【特許文献２】  特開２００５−３５４５８６号公報
【００１２】  この定電流充電方式はフローティング電源やチャージポンプ回路を必要としないが、定電流回路の電源電圧はブリッジの電源電圧よりも高くなければならない。又、オン抵抗の低いｎＭＯＳトランジスタのゲート・ソース間容量は大きいため、これを高速でオン・オフするためには大きな駆動電力を必要とし、駆動回路が大きな電力を消費する。【００１３】  抵抗でブリッジ電圧を分圧してハイサイドのｐＭＯＳ又はｐｎｐトランジスタを駆動する図５及び特許文献１の駆動回路は簡便で安価である。しかしながら、ブリッジの電圧が低いとハイサイドスイッチを駆動するための充分な電圧が得られない。また。ブリッジの電圧が高いと過大な電圧がハイサイドスイッチのベース・エミッタ間あるいはゲート・ソース間にかかり、ハイサイドスイッチが破壊してしまう。従って、抵抗分圧による方法は狭い電圧範囲のブリッジにしか適用できない。【００１４】  最近では電源電圧が広い範囲にわたって変化しても動作するトランジスタブリッジがインバータあるいはサーボモータ駆動のために要求されている。この要求を満たすためのトランジスタブリッジの構成が［特許文献３］に開陳されている。しかしながら、ｐＭＯＳとｎＭＯＳトランジスタを並列接続してハイサイドスイッチとする特許文献３の構成ではコストも高くなり、又、その駆動回路も複雑となる。【００１５】
【特許文献３】  特開２０００−８２９４６号公報
【００１６】  本発明はトランジスタブリッジが抱えている上記問題を解決しようとしてなされたものであり、ブリッジの電源電圧が広い範囲にわたって変化しても安定かつ確実にスイッチ作用を行わせるためのトランジスタの駆動方法及びその低コストな実現手段を提供することを目的としている。
【問題を解決するための手段】
【００１７】  ブリッジを構成するトランジスタのゲート・ソース間あるいはベース・エミッタ間、に抵抗を接続し、その抵抗に電流源から電流を流す。このときに生じる抵抗端子間の電圧降下をゲート・ソース間あるいはベース・エミッタ間のしきい電圧よりも高くなるようにすればトランジスタをオンとすることができる。駆動するのに電流源を用いるので電圧には依存せず、ブリッジの電源電圧の広い範囲にわたって安定な駆動ができる。
【００１８】  電流源としては電流ミラー回路を用い、その出力電流パスにゲート・ソース間、あるいはベース・エミッタ間、の抵抗を接続するのが好適である。
【００１９】  電流ミラー回路では入力電流がミラーされて出力電流となるので、入力電流をオン・オフすることによってその出力電流で駆動されるトランジスタをスイッチ動作させることができる。入力電流をオン・オフする手段として、電流ミラー回路を構成するトランジスタと別のトランジスタに入力電流をバイパスさせる手段が好ましい。
【００２０】  図１は、本発明のブリッジ駆動方法及びその駆動回路をより具体的に説明するための模式図であって、ハーフブリッジ１２を構成するトランジスタ１２１を駆動対象としている。本発明の駆動回路は点線で囲まれたブロック１１であり、この駆動部１１は電流ミラーを構成するトランジスタ１１１と１１２、及び入力電流をバイパスするためのトランジスタ１１３から成っている。電流ミラーの入力端子１１Ａには定電流源１３及びトランジスタ１１３が、また、その出力端子１１Ｂは抵抗１４でプルアップされるとともにトランジスタ１２１のゲートに接続されている。尚、ローサイドのトランジスタ１２２の駆動回路は省略されている。
【００２１】  トランジスタ１１３がオフの時は定電流源１３の電流Ｉはトランジスタ１１１に流れる。トランジスタ１１１と１１２が同じサイズとすると、トランジスタ１１２のシンク電流もＩとなり、抵抗１４の両端にＲＩの電圧降下が生じる。ここで、Ｒは抵抗１４の抵抗値である。この電圧降下ＲＩがトランジスタ１２１のしきい電圧よりも大きくなるように定電流源１３の電流又は抵抗１４の抵抗値を設定すればトランジスタ１２１はオンとなる。
【００２２】  抵抗１４の電圧降下、即ちトランジスタ１２１のゲート・ソース間電圧は、ブリッジの電源１５の電圧ＶＢがＲＩよりも高ければ、ＶＢには依存しないので、ＶＢが広い範囲にわたって変化しても常に一定の電圧ＲＩでトランジスタ１２１を駆動できる。
【００２３】  一方、トランジスタ１１３がスイッチ信号によってオンとなった時は、定電流源１３の電流はトランジスタ１１３に流れ、電流ミラーの出力電流はゼロとなる。従って、抵抗１４の両端に電圧降下は生ぜず、トランジスタ１２１はオフとなる。
【００２４】  以上では、ＭＯＳトランジスタを用いたハーフブリッジを対象にして本発明のブリッジ駆動方法を説明したが、本発明がバイポーラトランジスタやＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）を用いたハーフブリッジ、フルブリッジ、さらに３相ブリッジにも適応できることは明らかである。
【００２５】  また、電流ミラーとしてバイポーラトランジスタを用いた基本構成を例として駆動回路の動作を説明したが、ＭＯＳトランジスタを用いた基本構成の電流ミラー、バイポーラやＭＯＳトランジスタを用いたウィルソンやハイスイング電流ミラーでも本発明の駆動回路を構成できることは明らかである。
【発明の効果】
【００２６】  以上説明したように、本発明によればブリッジの電源電圧が広い範囲にわたって変化してもブリッジを構成するトランジスタを安定かつ確実に動作することができ、しかも駆動回路の構成も簡単で低コストになる。トランジスタブリッジはＤＣ−ＡＣインバータやモーター駆動に広く用いられているので、本発明は産業用機器にとって極めて有効である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２７】  以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。
【第１実施形態】
【００２８】  図２は本発明の第１の実施形態であって電流ミラー回路によって駆動されるＤＣ−ＡＣインバータの構成図である。ハーフブリッジ２２は、ＭＯＳトランジスタ２２１と２２２で構成されている。駆動部２１はトランジスタ２１２、２１３で構成されるハイスイング（又はワイドスイングとも呼ばれる）電流ミラーを基本としており、これに電流ミラー機能をオン・オフするためのトランジスタ２１５、定電流を流すためのトランジスタ２１６と抵抗２３とが付加されている。
【００２９】  トランジスタ２１６、２１１、及び２１２が同じサイズとすると、トランジスタ２１５がオフの時にトランジスタ２１２に流れるシンク電流Ｉは
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となる。ここで、Ｒは抵抗２３と２４の抵抗値、ＶＧＳはトランジスタ２１６のゲート・ソース間電圧である。従って、シンク電流１による抵抗２５の電圧降下がトランジスタ２２１のしきい電圧よりも充分高くなるように抵抗２５の値又はシンク電流値を設定すればトランジスタ２２１はオンとなる。
【００３０】  一方、トランジスタ２１５がオンの場合は電流ミラーには電流が流れず、従って、トランジスタ２１２のシンク電流がゼロとなるのでトランジスタ２２１はオフとなる。
【００３１】  ハイスイング電流ミラー回路は、出力端子２１Ｂでの出力インピーダンスが極めて高いので出力電流の電源電圧依存性は極めて小さく、しかも電源電圧の広い範囲にわたって動作する。さらに、周波数特性も優れているのでインバータの高速駆動にも適している。
【第２実施形態】
【００３２】  図３は本発明の第２の実施形態であって、電流ミラー回路によって駆動されるフルブリッジ型ＤＣ−ＡＣインバータの構成図である。フルブリッジは４つのｎｐｎトランジスタ３２１、３２２、３２３、３２４で構成されている。トランジスタ３２１の駆動部３１は、トランジスタ３１１と３１２から成る電流ミラー、該電流ミラーのシンク電流をソース電流に変換するための電流ミラー３１３と３１４、スイッチとしてのトランジスタ３１５、定電流を作るための抵抗３３、トランジスタ３１４のソース電流を電圧に変換するための抵抗３４で構成されている。もう１つのハイサイドトランジスタ３２３の駆動部３３は駆動部３１と同じ構成である。
【００３３】    トランジスタ３１５がオフの時、トランジスタ３１１にコレクタ電流
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が流れる。ここで、ＶＢＥはトランジスタ３１１のベース・エミッタ間電圧、Ｒ３３は抵抗３３の抵抗値である。このコレクタ電流はトランジスタ３１４にミラーされ、そのソース電流として出力端子３１Ｂから抵抗３４に流れる。この時の抵抗３４の電圧降下によってトランジスタ３２１はオンとなる。
【００３４】  一方、トランジスタ３１５がオンの時は抵抗３３に流れる電流はトランジスタ３１５に流れ、電流ミラー回路の電流はゼロとなり、トランジスタ３２１はオフとなる。従って、トランジスタ３１５をオン・オフさせることによってトランジスタ３２１をスイッチ動作させることができる。
【００３５】  ハイサイドスイッチをｎｐｎトランジスタとするこの構成ではフローティング電源３５を必要とするが、この電源はトランジスタ３２３の駆動部と共用できる。従って、このフルブリッジに限らず、３相ブリッジでも４相ブリッジでもフローティング電源は１つで済むので、ハイサイドトランジスタ毎にフローティング電源を必要とする従来の駆動方法に比較して、本発明の駆動方法によれば駆動部の構成が極めて簡単になる。
【００３６】  電流ミラーの基本構成を用いた図３の回路では、出力端子３１Ｂの出力インピーダンスが１ＭΩ程度であるので、抵抗３４を流れる電流ではブリッジの電源電圧ＶＢが高くなるに従い増加する。しかしながら、一般のインバータ回路ではブリッジの電源電圧が高い程ブリッジを構成するトランジスタに流す電流を大きくする必要があるので、ブリッジ電圧と共にトランジスタ３２１のベース・エミッタ間電圧が高くなる図３の構成はインバータ動作にとって好ましい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のトランジスタブリッジの駆動方法を説明するための模式図
【図２】本発明の駆動回路を用いたハーフブリッジ型ＤＣ−ＡＣインバータ
【図３】本発明の駆動回路を用いたフルブリッジ型ＤＣ−ＡＣインバータ
【図４】ＤＣ−ＡＣインバータのｎＭＯＳハイサイドスイッチの駆動回路例
【図５】ＤＣ−ＡＣインバータのｐｎｐハイサイドスイッチの駆動回路例
【符号の説明】
１１、２１、３１、３３：ハイサイドトランジスタの駆動部
１２、２２、３２：トランジスタブリッジ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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