(57)【要約】      （修正有）【課題】単相交流電源とダイオードで構成された全波整流回路とリアクトルと、コンデンサ直列回路と、双方向スイッチと、負荷が、接続された構成において、双方向スイッチをスイッチングさせることにより、交流入力電流を高力率化する場合、直列接続されたコンデンサの電圧が半サイクル期間内で不均衡になる課題がある。【解決手段】単相交流電源とダイオードで構成された全波整流回路の一方の交流入力との間にリアクトルが、全波整流回路の直流出力間にコンデンサ直列回路が、コンデンサ直列回路の内部接続点と全波整流回路の各交流入力との間に双方向スイッチ１０、１１が、コンデンサ直列回路と並列に負荷１４が、各々接続された構成において、直列接続されたコンデンサ１２とコンデンサ１３の電圧を電圧を検出して、この電圧が均等になるように、双方向スイッチ１０および１１を高周波でオン・オフ制御する。【選択図】図１
2008022625.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
単相交流電源と全波整流回路の交流入力端子のいずれか一方または両方との間にリアクトルを、前記全波整流回路の直流出力端子間に第1のコンデンサ直列回路を、前記第1のコンデンサ直列回路の内部接続点と前記全波整流回路の交流入力端子各々との間に双方向スイッチを、各々接続したことを特徴とする交流−直流変換装置。
【請求項２】
単相交流電源と並列に第2のコンデンサ直列回路を、前記交流電源と全波整流回路の交流入力端子との間に各々リアクトルを、前記全波整流回路の直流出力端子間に第１のコンデンサ直列回路を、前記第1のコンデンサ直列回路の内部接続点と前記全波整流回路の交流入力端子各々との間に双方向スイッチを、前記第1のコンデンサ直列回路の内部接続点に前記第2のコンデンサ直列回路の内部接続点を、各々接続したことを特徴とする交流−直流変換装置。
【請求項３】
前記双方向スイッチは、前記直列接続された各コンデンサの電圧を検出し、各々の電圧が等しくなるようにオン・オフ制御されることを特徴とする請求項１または２に記載の交流−直流変換装置。
【請求項４】
前記双方向スイッチは、ダイオードとスイッチング素子の組合せで構成されることを特徴とする請求項１または２に記載の交流−直流変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流入力電流を高力率化しつつ、単相交流電源から全波整流電圧のピーク電圧よりも高い直流電圧を作り出す交流−直流変換回路に関し、特に全波整流回路の直流端子間にコンデンサ直列回路を接続した場合の各コンデンサ電圧をバランスさせることのできる変換回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
図６に、従来の技術を用いた交流−直流変換回路の回路構成を示す。単相交流電源１とダイオード６〜９で構成された全波整流回路の一方の交流入力との間にリアクトル４が、全波整流回路の直流出力間にコンデンサ１２とコンデンサ１３からなるコンデンサ直列回路が、コンデンサ直列回路の内部接続点と全波整流回路の他方の交流入力との間に双方向スイッチ１１が、コンデンサ直列回路と並列に負荷１４が、各々接続された構成である。このような構成において、双方向スイッチ１１を交流電源の半サイクルに1回スイッチングさせることにより、交流入力電流を高力率化するものである。双方向スイッチ１１がない場合には、コンデンサ１２と１３の直列回路の電圧を交流電源１の電圧が越えた期間だけ電源から電流が流れるいわゆるコンデンサインプット形の構成であるが、力率が低いことは周知である。これを改善するために、双方向スイッチ１１を交流電源の半サイクルに1回オンさせることにより、双方向スイッチ１１がない場合に比べて交流電源から流れる電流の期間が長くなり、入力力率が高くなる。即ち、双方向スイッチ１１がオフの場合、交流電源１の電圧極性が正の期間でこの電圧が直流電圧（コンデンサ直列回路の電圧）よりも高い期間だけ、交流電源１→リアクトル４→ダイオード６→コンデンサ１２→コンデンサ１３→ダイオード９→交流電源１の経路で交流電流が流れるが、双方向スイッチ１１をオンさせると交流電源１の電圧がコンデンサ１２の電圧を越えた期間に、交流電源１→リアクトル４→ダイオード６→コンデンサ１２→双方向スイッチ１１→交流電源１の経路で交流電流が流れ、コンデンサ１２が充電されると同時にリアクトル４にエネルギーが蓄積される。従って、交流電源１の電圧が低い期間でも電流が流れることになり、電流の流れる期間が長くなり、力率が高くなる。ここで、双方向スイッチ１１をオンさせる期間を調整することにより直流電圧を制御することができる。交流電源１の極性が負の場合、双方向スイッチ１１がオフの時は交流電源１→ダイオード８→コンデンサ１２→コンデンサ１３→ダイオード７→リアクトル４→交流電源１の経路で、交流スイッチがオンの時は交流電源１→双方向スイッチ１１→コンデンサ１３→ダイオード７→リアクトル４→交流電源１の経路で交流電流が流れる。尚、詳細は特許文献1に記載されている。  
【特許文献１】特開平１０−１７４４４２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
上述のように、直列接続された各コンデンサには双方向スイッチ１１がオンの時には一方のコンデンサが交流電源１からリアクトル４を介して充電され、リアクトル４にはエネルギーが蓄積される。双方向スイッチ１１がオフの時にはコンデンサ１２と１３の直列回路を交流電源１とリアクトル４の直列回路で充電し、この時リアクトルのエネルギーはコンデンサ１２と１３の直列回路に放電される。この構成においては、双方向スイッチをオンさせる期間が半サイクル毎に僅かに違う場合、あるいは各直列コンデンサ容量に差がある場合、あるいは負荷として各直列コンデンサから不均等に電力を消費する場合などには直列コンデンサの電圧が均等にならない問題が発生する。この対策として交流電源の半サイクル毎に双方向スイッチをオンさせる期間を調整することにより、平均的にはバランスさせることができるが、半サイクルの期間内では変動を抑制することができないという問題がある。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
上述の課題を解決するために、第1の発明においては単相交流電源と全波整流回路の交流入力端子のいずれか一方または両方との間にリアクトルを、前記全波整流回路の直流出力端子間に第1のコンデンサ直列回路を、前記第1のコンデンサ直列回路の内部接続点と前記全波整流回路の交流入力端子各々との間に双方向スイッチを、各々接続する。
第２の発明においては、単相交流電源と並列に第2のコンデンサ直列回路を、前記交流電源と全波整流回路の交流入力端子との間に各々リアクトルを、前記全波整流回路の直流出力端子間に第１のコンデンサ直列回路を、前記第1のコンデンサ直列回路の内部接続点と前記全波整流回路の交流入力端子各々との間に双方向スイッチを、前記第1のコンデンサ直列回路の内部接続点に前記第2のコンデンサ直列回路の内部接続点を、各々接続する。
【０００５】
第３の発明においては、第1および第2の発明において、双方向スイッチは、前記直列接続された各コンデンサの電圧を検出し、各々の電圧が等しくなるようにオン・オフ制御する。
第４の発明においては、第１および第２の発明において、双方向スイッチをダイオードとスイッチング素子の組み合わせで構成する。
【発明の効果】
【０００６】
本発明では、単相交流電源と全波整流回路の交流入力端子のいずれか一方または両方との間にリアクトルを、前記全波整流回路の直流出力端子間に第1のコンデンサ直列回路を、前記第1のコンデンサ直列回路の内部接続点と前記全波整流回路の交流入力端子各々との間に双方向スイッチを、各々接続し、直列接続された各コンデンサの電圧を検出し、各々の電圧が等しくなるように、高周波スイッチングする双方向スイッチをオン・オフ制御しているため、交流入力電流を高力率化させつつ、半サイクル期間内で直列コンデンサ各々の電圧を均等化させることが可能となる。
この結果、直列コンデンサ各々に不均等な消費電力の負荷を個別に接続することが可能となり適用性が向上する。また、直列コンデンサの容量を低減することができ、装置の小型化と低価格化が可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００７】
本発明の要点は、単相交流電源と全波整流回路の交流入力端子のいずれか一方または両方との間にリアクトルを、前記全波整流回路の直流出力端子間に第1のコンデンサ直列回路を、前記第1のコンデンサ直列回路の内部接続点と前記全波整流回路の交流入力端子各々との間に双方向スイッチを、各々接続し、直列接続された各コンデンサの電圧を検出し、各々の電圧が等しくなるように、高周波スイッチングする双方向スイッチをオン・オフ制御して、交流入力電流を高力率化させつつ、半サイクル期間内で直列コンデンサ各々の電圧を均等化させる点である。
【実施例１】
【０００８】
図１に、本発明の第1の実施例を示す。単相交流電源１とダイオード６〜９で構成された全波整流回路の一方の交流入力との間にリアクトル４が、全波整流回路の直流出力間にコンデンサ１２とコンデンサ１３からなるコンデンサ直列回路が、コンデンサ直列回路の内部接続点と全波整流回路の各交流入力との間に双方向スイッチ１０、１１が、コンデンサ直列回路と並列に負荷１４が、各々接続された構成である。
このような構成において、双方向スイッチ１０および１１をオン・オフ制御する制御回路例を図２に示す。主回路部においては、交流入力電流を電流検出器１５で、交流入力で電圧を電圧検出器１６で、直列接続されたコンデンサ１２の電圧を電圧検出器１７で、コンデンサ１３の電圧を電圧検出器１３で、各々検出して制御回路の入力とする。
制御回路部は、直列接続されたコンデンサ１２と１３の和の電圧が所定値になるように制御する直流定電圧制御部と、コンデンサ１２と１３の電圧が等しくなるように制御するコンデンサ電圧均等化制御部とから構成される。直流定電圧制御部は、直流電圧検出器１７の出力と直流電圧検出器１８の出力を加算器２２で加算して、この加算値が設定器３７の設定値となるように調節器２８で調整し、この調整量と交流入力電圧検出器１６の出力とを掛算器３０で掛算して交流入力電流が高力率の正弦波となるような電流指令値とし、この電流指令値と電流検出器１５で検出された電流実際値との差を加算器２４で求め、この値が零になるように調節器３２で制御する。また、コンデンサ電圧均等化制御部は、電圧検出器１７の出力と直流電圧検出器１８の出力を加算器２１で減算して、この減算値が零となるように調節器２７で調整し、この調整値と交流入力電圧検出器１６の出力とを掛算器２９で掛算して電流指令値とし、この電流指令値と電流検出器１５で検出された電流実際値との差を加算器２３で求め、この値が零になるように調節器３１で制御する。調節器３２の出力ｖ１と調節器３１の出力ｖ２から双方向スイッチ１０と１１のオン・オフ信号を作り出す動作波形を図３に示す。この図は交流入力電圧が正極性の場合（リアクトル４のある側が正の場合）を示す。ここで、コンデンサ１２の電圧をＥｄ１、コンデンサ１３の電圧をＥｄ２とする。ここで、コンデンサ均等化制御量ｖ２をＥｄ１＜Ｅｄ２の場合は正の制御量、Ｅｄ１＞Ｅｄ２の場合は負の制御量とし、直流電圧制御量ｖ１にコンデンサ電圧均等化制御量ｖ２を加算器２６で加算した制御量からキャリア３５と比較器３４でＰＷＭ変調されたオン・オフ信号を作り出し、これを双方向スイッチ１０のオン・オフ信号とする。また、直流電圧制御量ｖ１からコンデンサ電圧均等化制御量ｖ２を加算器２５で減算した制御量からキャリア３５と比較器３３でＰＷＭ変調されたオン・オフ信号を作り出し、これを双方向スイッチ１１のオン・オフ信号とする。
この結果、Ｅｄ１＜Ｅｄ２の場合は、双方向スイッチ１０のオン・オフ信号はオフの期間が長く、双方向スイッチ１１のオン・オフ信号はオンの期間が長い信号となり、両方の双方向スイッチ１０および１１がオンしている間にリアクトル４に蓄積されたエネルギーがコンデンサ１２に多く充電されてＥｄ１の電圧が上昇する方向に、コンデンサ１３の電圧Ｅｄ２が下降する方向に制御され、均等化される。また、Ｅｄ１＞Ｅｄ２の場合は、双方向スイッチ１０のオン・オフ信号はオンの期間が長く、双方向スイッチ１１のオン・オフ信号はオフの期間が長い信号となり、両方の双方向スイッチ１０および１１がオンしている間にリアクトル４に蓄積されたエネルギーがコンデンサ１３に多く充電されてＥｄ２の電圧が上昇する方向に、コンデンサ１２の電圧Ｅｄ１が下降する方向に制御され、均等化される。交流入力電圧が負極性（リアクトル４のある側が負）の場合はこれを検出して、パルス分配回路で双方向スイッチ１０の信号と双方向スイッチ１１の信号を切換えれば同様にコンデンサ１２と１３の電圧は均等化される。
【実施例２】
【０００９】
図４に、本発明の第２の実施例を示す。第1の実施例との違いは、交流電源１と並列にコンデンサ２と３の直列回路が接続され、この内部接続点と全波整流回路の直流出力間に接続されたコンデンサ１２と１３の直列回路の内部接続点とが接続されている点とリアクトル５が交流電源１と全波整流回路の交流入力点との間に付加されている点である。
このような構成において、交流電源が正極性（リアクトル４側が正）の時、双方向スイッチ１０と１１を同時にオンさせると交流電源１→リアクトル４→双方向スイッチ１０→双方向スイッチ１１→リアクトル５→交流電源１の経路で電流が流れ、リアクトル４と５にエネルギーが蓄積される。次に双方向スイッチ１０と１１の両方をオフさせるとリアクトル４と５の電流は、ダイオード６→コンデンサ１２→コンデンサ１３→ダイオード９→リアクトル５→交流電源１の経路となり、コンデンサ１２と１３が充電され、電圧が上昇する。また、双方向スイッチ１０のみをオフさせた場合には、コンデンサ２が電源となり、リアクトル５の電流はダイオード６を介してコンデンサ１２を充電し、リアクトル５の電流はコンデンサ３が電源となり増加を続ける。また、双方向スイッチ11のみをオフさせた場合には、コンデンサ３が電源となりリアクトル５の電流はダイオード９を介してコンデンサ１３を充電し、リアクトル４の電流はコンデンサ２が電源となり増加を続ける。以上のように双方向スイッチ１０と１１を適切に制御することにより、コンデンサ１２と１３の電圧を均等化することができる。制御の原理は第1の実施例と同様である。交流電源が負極性（リアクトル４側の電圧が負）の場合も同様の原理により、コンデンサ１２と１３の電圧を均等化することができる。
【実施例３】
【００１０】
図５に双方向スイッチ１０、１１をスイッチング素子とダイオードの組合せにより実現する回路例を示す。図５（ａ）はダイオード４３を逆並列接続したＩＧＢＴ４１とダイオード４４を逆並列接続したＩＧＢＴ４２を逆直列接続した構成である。Ａ点からＢ点へ電流を流す場合はＩＧＢＴ４１をオンさせ、Ｂ点からＡ点へ電流を流す場合はＩＧＢＴ４２をオンさせる。両方のＩＧＢＴ４１と４２をオフさせれば何れの方向でもスイッチオフとなる。図５（ｂ）はダイオード４５、４６の直列回路と、ダイオード４７、４８の直列回路と、ＩＧＢＴ４９とを並列接続し、各ダイオード直列回路の内部接続点を端子とした構成である。Ａ点からＢ点へ電流を流す場合は、ＩＧＢＴ４９をオンさせると、ダイオード４５→ＩＧＢＴ４９→ダイオード４８の経路となり、Ｂ点からＡ点へ電流を流す場合は、ＩＧＢＴ４９をオンさせると、ダイオード４７→ＩＧＢＴ４９→ダイオード４６の経路となる。ＩＧＢＴ４９をオフさせるといずれの方向でもスイッチオフとなる。
【産業上の利用可能性】
【００１１】
本発明は、直流電源の出力にハーフブリッジ形のインバータ回路を接続する場合や、直流中間電圧と正極間、直流中間電圧と負極間に別々に負荷を接続する場合の単相昇圧形直流電源の構成法であり、無停電電源装置（ＵＰＳ）、スイッチング電源、高周波電源、誘導加熱用電源などへの適用が可能である。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の第1の実施例を示す回路図
【図２】本発明の制御回路例を示す回路図
【図３】図２の各部の動作を示す動作波形図
【図４】本発明の別の実施例を示す回路図
【図５】双方向スイッチの構成例
【図６】従来技術を示す回路図
【符号の説明】
【００１３】
１・・・交流電源          ２、３・・・コンデンサ
４、５・・・リアクトル          ６〜９、４３〜４８・・・ダイオード
１０、１１・・・双方向スイッチ          １２，１３・・・コンデンサ
１４・・・負荷          １５・・・電流検出器          
１６・・・交流入力電圧検出器          １７、１８・・・直流電圧検出器
２１〜２６・・・加算器          ２７、２８、３１、３２・・・調節器
２９、３０・・・掛算器          ３３、３４・・・比較器          
３５・・・キャリア発生器          ３６・・・パルス分配回路
３７・・・電圧設定器          
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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