(57)【要約】【課題】コンバータ回路の直流電流に基づいてコンバータ回路の起動前に電源電圧位相を検出することができ、かつ、電源電圧位相の検出精度を向上する。【解決手段】本発明の電力変換装置のコンバータ制御手段２０は、電源電圧位相を検出する電圧位相検出手段を備え、この電圧位相検出手段は、コンバータ回路１の起動前に下アームの各相のスイッチング素子を交流電源周波数よりも高い周波数で順番にオンさせて、コンバータ回路の直流出力電流を検出し、直流出力電流がゼロになるゼロ電流位相範囲を検出し、検出したゼロ電流位相範囲に基づいて電源電圧の位相を検出する。【選択図】  図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源からリアクトルを介して入力される交流電力を直流に変換するコンバータ回路と、該コンバータ回路の直流出力に並列接続された平滑コンデンサと、該平滑コンデンサにより平滑された直流電力を可変周波数及び可変電圧の交流電力に変換するインバータ回路と、前記コンバータ回路を構成するブリッジ回路の上・下アームの各相のスイッチング素子を直流出力の電圧指令と電源電圧の位相に基づいてＰＷＭ制御するコンバータ制御手段とを備え、前記インバータ回路の交流出力により冷凍サイクル圧縮機を可変速駆動する電力変換装置において、
前記コンバータ制御手段は、電源電圧位相を検出する電圧位相検出手段を備え、
該電圧位相検出手段は、前記コンバータ回路の起動前に上アーム又は下アームの各相のスイッチング素子を交流電源周波数よりも高い周波数で順番にオンさせて、前記コンバータ回路の直流出力電流を検出し、該直流出力電流がゼロになるゼロ電流位相範囲を検出し、検出したゼロ電流位相範囲に基づいて電源電圧の位相を検出するものであり、かつ、電源電圧の位相を検出する際に前記インバータ回路に設定値以上の負荷で運転させる指令を出力することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記電圧位相検出手段は、直流出力電流の検出に並行して経過時間を計測するカウンタを備え、前記ゼロ電流位相範囲の始点と終点の前記カウンタの計数値に基づいて電源電圧の位相を求めることを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項２に記載の電力変換装置において、
前記電圧位相検出手段は、前記ゼロ電流位相範囲の始点と終点の前記カウンタの計数値に基づいて電源の相順と周波数を求めることを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、空気調和機及び冷凍装置などの冷凍サイクルの圧縮機を駆動する電力変換装置に係り、特に、冷凍サイクル圧縮機を可変速度で駆動する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、冷凍サイクル圧縮機を可変速度で駆動する電力変換装置は、交流電源からリアクトルを介して入力される交流電力を直流に変換するコンバータ回路と、このコンバータ回路の直流出力に並列接続された平滑コンデンサと、この平滑コンデンサにより平滑された直流電力を可変周波数及び可変電圧の交流電力に変換するインバータ回路を備えて構成されている。また、コンバータ回路の上・下アームの各相のスイッチング素子を直流出力の指令電圧と電源電圧の位相に基づいてＰＷＭ制御するとともに、インバータ回路の上・下アームの各相のスイッチング素子をＰＷＭ制御して可変周波数及び可変電圧の交流出力を冷凍サイクル圧縮機のモータに供給するように構成されている。また、最近は、コンバータ回路、インバータ回路、これらの半導体スイッチング素子を制御するマイクロコンピュータをモジュール化した電力変換装置が用いられている（例えば、特許文献１等）。
【０００３】
また、特許文献１には、コンバータ回路の交流入力電流を検出する検出器を省略するため、コンバータの直流電流に交流電流の情報が含まれていることに鑑み、コンバータ回路の直流電流とコンバータ回路の半導体スイッチング素子の動作態様に基づいて、コンバータ回路の入力側の交流電流を求めることが提案されている。
【０００４】
【特許文献１】特開２００６−６７７５４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかし、特許文献１には、コンバータ回路の運転を開始する起動時のコンバータ制御については考慮されていない。すなわち、コンバータ回路の起動時には、電源電圧の位相情報が必要であるから、電源電圧の位相検出器を設ける必要がある。しかし、位相検出器を設けることにより製造コストが上昇するという問題がある。
【０００６】
そこで、電源電圧の位相検出器を設けることなく、コンバータ回路の直流電流に基づいて、コンバータ回路の起動時の電源電圧の位相を検出することが望まれている。
【０００７】
しかしながら、コンバータ回路の起動時にはインバータ回路が運転されていないから、コンバータ回路には電源投入時に一時的に平滑コンデンサに流れる充電電流だけである。したがって、精度よく電源電圧の位相を検出することができない。
【０００８】
本発明が解決しようとする課題は、コンバータ回路の直流電流に基づいてコンバータ回路の起動前に電源電圧位相を検出することができ、かつ、電源電圧位相の検出精度を向上することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明は、交流電源からリアクトルを介して入力される交流電力を直流に変換するコンバータ回路と、該コンバータ回路の直流出力に並列接続された平滑コンデンサと、該平滑コンデンサにより平滑された直流電力を可変周波数及び可変電圧の交流電力に変換するインバータ回路と、前記コンバータ回路を構成するブリッジ回路の上・下アームの各相のスイッチング素子を直流出力の電圧指令と電源電圧の位相に基づいてＰＷＭ制御するコンバータ制御手段とを備え、前記インバータ回路の交流出力により冷凍サイクル圧縮機を可変速駆動する電力変換装置を対象とする。
【００１０】
そして、上記課題を解決するため、本発明の電力変換装置のコンバータ制御手段は、電源電圧位相を検出する電圧位相検出手段を備え、この電圧位相検出手段は、前記コンバータ回路の起動前に上アーム又は下アームの各相のスイッチング素子を交流電源周波数よりも高い周波数で順番にオンさせて、前記コンバータ回路の直流出力電流を検出し、該直流出力電流がゼロになるゼロ電流位相範囲を検出し、検出したゼロ電流位相範囲に基づいて電源電圧の位相を検出するものとする。
【００１１】
すなわち、例えば、３相（ｕ、ｖ、ｗ）電圧の大小関係は、電気角６０°ごとに変わる６つの領域がある。そして、３相ブリッジ接続されたコンバータ回路の例えば下アームの各相のスイッチング素子を、交流電源よりも高い周波数で順番にオンすると、３相電圧の大小関係に応じてコンバータ回路の直流出力電流がゼロになる期間が生ずる。また、ゼロ電流位相範囲の中心位相は、ｕ、ｖ、ｗ相のいずれかの相の電圧最大値の位相に対応するから、ゼロ電流位相範囲に基づいて電源電圧の位相を検出することができる。
【００１２】
ところで、一般に商用電源には外来ノイズが重畳されているため、ゼロ電流の判定値は余裕を見て大きめに設定することが好ましい。しかし、コンバータ回路の起動時の直流電流はレベルが小さいから、直流出力電流がゼロになる位相範囲を検出しにくい。そこで、本発明は、電源電圧の位相を検出する際に、インバータ回路に設定値以上の負荷で運転させる指令を出力することにより、コンバータ回路の起動時の直流電流が一定値以上流れるようにしたことを特徴とする。
【００１３】
なお、起動時にインバータ回路を設定値以上の負荷で運転させることは、一般の電力変換装置の場合は困難である。しかし、インバータ回路の負荷が冷凍サイクル圧縮機の場合は、起動時に冷凍サイクル圧縮機を設定値程度の負荷で運転させても、冷凍サイクルの状態が急激に変化しないので問題とならない。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、コンバータ回路の直流電流に基づいてコンバータ回路の起動時の電源電圧位相を検出することができ、かつ、電源電圧位相の検出精度を向上することができる。その結果、電源電圧の位相検出器を設ける必要がないことから、電力変換装置のコストを低減できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、図を参照して、本発明の実施の形態を説明する。
【００１６】
図１に、本発明の一実施形態の電力変換装置の全体構成図を示し、図2に本実施形態の特徴に係る電圧位相検出の処理手順を示す。
【００１７】
図１に示すように、本実施形態の電力変換装置１４は、交流電源６からリアクトル７を介して入力される交流電力を直流に変換する３相のコンバータ回路１と、コンバータ回路１の直流出力に並列接続された平滑コンデンサ１０と、平滑コンデンサ１０により平滑された直流電力を可変周波数及び可変電圧の交流電力に変換する３相のインバータ回路２と、インバータ回路２の交流出力に接続される冷凍サイクル圧縮機を駆動するモータ８を備えて構成されている。モータ８は、例えば、永久磁石のロータの周囲に交流磁界を形成するための巻線を複数個配置して構成されている。
【００１８】
コンバータ回路１は、ｕ、ｖ、ｗ相ごとに半導体スイッチング素子Ｑ１とＱ２，Ｑ３とＱ４，Ｑ５とＱ６をそれぞれ直列接続してなる３つのスイッチングアームを３相ブリッジ接続して構成されている。各半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６にはダイオードＤ１〜Ｄ６が逆極性に並列接続されている。コンバータ回路１の各相の上・下アームの接続点がリアクトル７を介して交流電源６に接続されている。インバータ回路２は、コンバータ回路１と同様に、６つの半導体スイッチング素子と逆極性に並列接続された６つのダイオードとからなるアームを３相ブリッジ接続して構成され、各相の上・下アームの接続点がモータ８に接続されている。コンバータ回路１とインバータ回路２の各半導体スイッチング素子は、それぞれドライバ回路１８、１９から出力されるドライブ信号によりＰＷＭ（パルス幅変調）制御するようになっている。
【００１９】
コンバータ回路１の直流出力の平滑コンデンサ１０との間の負側（Ｎ）ラインに電流検出器３が設けられ、インバータ回路２の直流入力の平滑コンデンサ１０との間の負側（Ｎ）ラインに電流検出器４が設けられている。また、平滑コンデンサ１０の端子電圧により直流出力電圧を検出する電圧検出器２０が設けられている。
【００２０】
ドライバ回路１８、１９は、制御回路１１により制御されるようになっている。制御回路１１は、電流検出器３、４と電圧検出器２０によって検出された直流部の電流電圧情報をディジタル信号に変換するアナログディジタル（Ａ／Ｄ）変換器２１と、コンバータ制御回路２０と、インバータ制御回路２３を備えて構成されている。Ａ／Ｄ変換器２１は、電流検出器３、４、電圧検出器２０により検出された電流電圧情報をそれぞれ増幅するＯＰアンプなどの増幅器と、ＰＷＭパルス信号１２、１３のいずれかをアナログ値を取り込むタイミング信号として動作する構成とされている。また、Ａ／Ｄ変換器２１はサンプルホールド機能と、Ａ／Ｄ変換機能とを有して構成され、取り込んだアナログ値をデジタル値に変換してコンバータ回路制御回路２０及びインバータ回路制御回路２３に出力する。
【００２１】
コンバータ制御回路２０は、直流出力電圧を直流電圧指令値に一致させるように、ＰＷＭパルス信号１２を生成してドライバ回路１８に出力するようになっている。すなわち、コンバータ制御回路２０は、Ａ／Ｄ変換器２１から出力される直流出力電圧Ｅと直流電圧指令値Ｅ*との偏差を低減するように入力電流指令値ｉ*を作成し、入力電流指令値ｉ*を電源電圧位相θに合わせた交流信号に変換してＰＷＭ搬送波（一般に、三角波）と比較してＰＷＭパルス信号を生成するようになっている。電源電圧位相θは、電流検出器３により検出される直流電流に基づいて交流部の入力電流を推定演算する周知の電流推定演算法ないし電流再現法（例えば、特開２００３-２５０２９８号公報等参照）と称される方法により求めることができる。電流推定演算法の概要は、各相の上・下アームの半導体スイッチ素子の動作態様と検出された直流電流とに基づいて交流入力電流を算出するようになっている。
【００２２】
インバータ制御回路２３は、モータ８の速度指令と検出速度との速度偏差を低減するように出力交流電圧の周波数を制御するとともに、速度偏差を低減するように出力電流指令を生成し、電流検出器４により検出された交流出力電流と交流出力電流指令の偏差を低減するように交流出力電圧指令を生成し、交流出力電圧指令を交流出力電圧位相θに合わせた交流信号に変換してＰＷＭ搬送波（一般に、三角波）と比較してＰＷＭパルス信号１３を生成するようになっている。このときの交流出力電流についても、電流推定演算法ないし電流再現法により、電流検出器４により検出される直流電流に基づいてインバータ回路２の交流部の出力電流を推定演算することができる。
【００２３】
Ａ／Ｄ変換器２１、コンバータ制御回路２０、インバータ制御回路２３は、単一の半導体集積回路により実現されている。また、ドライバ回路１８、１９は、ＰＷＭパルス信号１２、１３を増幅し、増幅されたＰＷＭパルス信号を各相の半導体スイッチ素子のゲートに印加する。各半導体スイッチ素子はこのパルス信号に応じてスイッチング動作を行う。また、電流検出器３、４としてシャント抵抗器を用いた場合は、それらのシャント抵抗器の一端を平滑コンデンサ１０に接続されたＮライン側に接続し、他端をＡ／Ｄ変換器２１に入力する。これにより、外来ノイズ等により基準電位に変動があった場合にも、２つの電流検出器の相対関係が変化しないから、相対誤差を小さくすることができる。なお、電流検出器３、４はシャント抵抗器に限らず、ＣＴ（電流変成器）やホール素子などを用いて構成することもできる。この場合も同一の電位を基準として電流検出を行うことができる。
【００２４】
以下に、本実施形態の特徴部であるコンバータ回路１の起動前に電源電圧位相を検出する電圧位相検出手段の処理手順について、図２のフローチャートを参照して説明する。電圧位相検出手段は、インバータ制御回路２０に組み込まれている。
【００２５】
図2に示すように、まず、コンバータ回路１の起動前に電源を投入すると（Ｓ１）、コンバータ回路１のダイオードＤ１〜Ｄ６による整流動作により、平滑コンデンサ１０が充電される。続いて、インバータ回路2に設定負荷による起動指令を出力すると、平滑コンデンサ１０に蓄えられた電力によりモータ８が起動される（Ｓ２）。次いで、コンバータ回路１の下アームの半導体スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６に、ドライブ回路１８を介して、図３に示すように、パルス状のドライブ信号Ｐ１〜Ｐ３を出力する（Ｓ３）。パルス状のドライブ信号Ｐ１〜Ｐ３は、コンバータ制御回路２０の図示していないＰＷＭパルス発生回路により、ＰＷＭ搬送波の電気角で一定の間隔を空けてｕ、ｖ、ｗ相に対応する半導体スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６に順番に発生する。
【００２６】
ここで、３相交流の各相電圧ｅｕ、ｅｖ、ｅｗの大小関係は、図４に示すように、９０°ごとに変化する６つの領域Ｉ〜ＶＩに分けられる。例えば、領域Ｉ、IIのときはu相電圧ｅｕがｅｖ、ｅｗよりも高いので、半導体スイッチング素子Ｑ２をオンすると、図５の点線で示す経路で入力電流が流れ、電流検出器３の負ラインには直流電流が流れない。なお、パルス状のドライブ信号Ｐ１〜Ｐ３のパルス幅を調整することにより電流の大きさを調整できる。特に、平滑コンデンサ１０に流れる突入電流を抑制するためには、ドライブ信号Ｐ１〜Ｐ３のパルス幅をゼロ近傍から徐々に広げることが好ましい。
【００２７】
一方、領域ＩＶ、Ｖのときは、u相電圧ｅｕがｅｖ、ｅｗよりも低いので、図６に示すように、平滑コンデンサ１０に直流電流が流れるから、電流検出器３により直流電流が検出される。同様に、領域III、ＶIのときは、u相電圧ｅｕがｅｖ又はｅｗよりも低いので、電流検出器３により直流電流が検出される。
【００２８】
要するに、u相の下アームの半導体スイッチング素子Ｑ２をオンしたときに電流検出器３に電流が流れないときは、相電圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗの関係が図４の領域Ｉ、IIであることを特定できる。同様に、半導体スイッチング素子Ｑ４をオンしたときに電流検出器３に電流が流れないときは、相電圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗの関係が領域III、IVであり、半導体スイッチング素子Ｑ６をオンしたときに電流検出器３に電流が流れないときは、相電圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗの関係が領域V、VIであことを特定できる。
【００２９】
このように、各半導体スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６がオンの状態で電流検出器３により検出された直流出力電流を、オンの状態の相に従って分解すると、図７に示す波形になる。図７から、電源電圧の位相と電流検出器３により検出された直流出力電流がゼロになる区間の始点と終点が一致していることから、それらの始点と終点を検知することにより、電源電圧の位相を検出できる。また、直流出力電流がゼロになる区間の順番から、電源の相順を判断することができる。さらに、直流出力電流がゼロになる各相の区間の時間差から、電源周波数を演算することができる。
【００３０】
図８を参照して、直流出力電流のゼロ区間を判定して電源電圧の位相を検出する具体例を説明する。図８は、横軸に時間を示し、縦軸に直流出力電流の波形とカウンタの計数値を示す。図において、電流波形３３は、ｕ相に対応する直流出力電流の波形とすると、電流波形３３の電流が正からゼロになる時点（始点Ａ）ｔ１の電源電圧の位相は約３０°、ゼロから正になる時点（終点Ｂ）ｔ２の電源電圧の位相は約１５０°である。しかし、始点Ａ及び終点Ｂは電源インダクタンスや負荷の影響で多少ずれることから、ｔ１とｔ２の中点Ｃを９０°として検出すれば、検出精度が向上する。カウンタは、電源電圧位相の検出開始時ｔ０でリセットされ、ＰＷＭ搬送波の周期ごとに計数値をカウントアップする。そして、電圧位相検出手段は、電流波形３３の電流をサンプリングするたびに、前回サンプリング値から今回サンプリング値を差し引いた差を求め、その差が正からノイズを考慮して設定された判定値以下になる始点Ａを検出し、そのときの計数値Ｎ１ｕを保持する。続いて、前回サンプリング値から今回サンプリング値を差し引いた差を求め、その差がノイズを考慮して設定された判定値を越える終点Ｂを検出し、そのときの計数値Ｎ２ｕを保持する。このようにして保持した計数値Ｎ１ｕ、Ｎ２ｕに基づいて、任意の時点Ｄ（＝ｔ３）における電源電圧の位相θｄを次式により求める。なお、同式においてＮは任意の時刻ｔ３における計数値であり、Δθはカウント周期あたりの位相の増量分である。
【００３１】
θｄ＝（Ｎ−（Ｎ２ｕ−Ｎ１ｕ）／２）×Δθ＋９０°
Δθ＝３６０°×電源周波数／カウント周期
このようにして、各相の計数値Ｎ１ｕ、Ｎ２ｕ、Ｎｖ１，Ｎｖ２，Ｎｗ１，Ｎｗ２を検出して保持することにより、任意の時点におけるｕ，ｖ，ｗ相の電源電圧位相を検出することができる。また、各相の計数値がｕ，ｖ，ｗの順に大きくなっていれば相回転は正順と判定でき、ｗ、ｖ、ｕの順に大きくなっていれば相回転は逆順と判定できる。また、各相の計数値Ｎ１ｕと計数値Ｎ２ｕの差、あるいは１の計数値Ｎ１ｕと次の計数値Ｎ１ｕの差から、電源周波数を求めることができる。
【００３２】
ところで、一般に商用電源では外来ノイズ等が重畳していることから、ゼロ電流の判定値は余裕を見て大きめに設定することが好ましい。しかし、インバータ回路２の負荷が小さい場合は電流検出器３の検出値も小さくなるので、電流が流れていない時の差も小さくなりゼロ検出の誤差が大きくなり、直流出力電流がゼロになる位相範囲を検出しにくい。位相検出の誤差が大きくなると、コンバータ動作開始時に影響を与える。
【００３３】
そこで、本実施形態では、図２のステップＳ２に示したように、電源電圧位相の検出を実行する際に、インバータ回路２を設定値以上の負荷で運転させる指令を出力する。これにより、コンバータ回路１の起動時の直流電流が一定値以上流れるから、ゼロ電流の判定値を余裕を見て大きめに設定しても、ゼロ電流位相範囲を確実に検出できる。
【００３４】
ところで、起動時にインバータ回路２を一定の設定値周波数で運転させることは、一般の電力変換装置の場合は困難であるが、インバータ回路２の負荷であるモータ８が冷凍サイクル圧縮機を駆動するモータの場合は、起動時に冷凍サイクル圧縮機を小さい設定負荷で運転しても、冷凍サイクルの状態が急激に変化しないので問題とならない。
【００３５】
また、図２のステップＳ４において、取り込んだ直流出力電流が設定値よりも小さい場合は、インバータ制御回路２３に指令を送って、インバータ周波数を上昇させるようにすることもできる。
【００３６】
図３に示した例では、コンバータ回路1の下アームの半導体スイッチング素子を順番にオンしてゼロ電流位相範囲を検出する例を説明したが、これに代えて上アームの半導体スイッチング素子を順番にオンしてゼロ電流位相範囲を検出することができることはいうまでもない。
【００３７】
図９に、図１の電力変換装置をモジュール化した一例の斜視図を示す。図示のように、電力変換装置１４は、コンバータ回路３０２、インバータ回路３０３とマイクロコンピュータ１６を同一基板に搭載して一体に形成されている。つまり、直流回路を介して接続されたコンバータ回路３０２及びインバータ回路３０３を基板３００に搭載する。また、コンバータ回路３０２及びインバータ回路３０３の複数の半導体スイッチ素子を制御するマイクロコンピュータ１６も、基板３００に搭載されている。
【００３８】
また、基板３００は、コンバータ回路３０２に接続されている交流端子３０５aとインバータ回路３０３に接続されている交流端子３０５ｂが設けられている。さらに、基板３００には、上位制御装置などの外部の制御装置に接続されるコネクタ３０７が設けられている。また、基板３００には、コンバータ回路３０２の直流ラインに流れる電流を検出する２つの電流検出器３０４が設けられている。
【００３９】
また、図９に示すように、本実施形態の電力変換装置１４では、半導体スイッチ素子を含むパワー系は裏面、コンピュータ１６などの制御系は表面に分離して配置することにより、制御系がパワー系から発生するノイズの影響を受けないようにしている。
【００４０】
さらに、図１０に、本実施形態の電力変換装置１４を、冷凍装置の圧縮機駆動に適用した室外機５００の模式図を示す。１枚の基板に搭載し構成された電力変換装置１４は圧縮機５０３と配線５０２により接続されており、圧縮機５０３内のモータ８を駆動して冷媒を圧縮する。圧縮された高圧の冷媒は配管５０４を通って熱交換器５０５を通り熱を放出する。図１０は示していないが、室外機５００と対となる室内機がある。冷媒は、室内機の熱交換器では低圧となり説を吸収して圧縮機５０３へと戻ってくる。なお、冷房動作と暖房動作では冷媒の流れが逆になり室内機の熱交換器で熱を放出する。電力変換装置１４を１枚の基板に搭載したことにより故障時のメンテナンスが容易になる。
【００４１】
この冷凍装置は、室内機の設置された空間の空調環境をコントロールする。空間の熱容量は比較的大きい。例えば、空間を冷房する場合、室外機５００の冷凍能力を大きくするために電力変換装置１４の出力周波数を上昇させる。しかし、空調される熱容量が大きいので、しばらくの間、電力変換装置１４は出力周波数は高いままを継続する。空調対象の空間が希望する温度に達するまでは比較的時間を要する。このように空調される空間の温度を変化させるのは時間を要するので、コンバータ動作開始時に電源電圧位相を検出する短時間だけ、電力変換装置１４の出力周波数を上昇させても空調する空間の温度はさほど変化しない。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】本発明の一実施形態の電力変換装置の全体構成図である。
【図２】本発明の特徴部である電圧位相検出の処理手順を示すフローチャートである。
【図３】電圧位相検出時に下アームの半導体スイッチング素子を順番にオンする動作を説明する図である。
【図４】３相の電源電圧の各相の大小関係を説明する図である。
【図５】下アームの半導体スイッチング素子の１つをオンしたときに電流検出器の検出電流がゼロになる各相電圧の大小関係状態を説明する図である。
【図６】下アームの半導体スイッチング素子の１つをオンしたときに電流検出器の検出電流がゼロ以外になる各相電圧の大小関係状態を説明する図である。
【図７】下アームの半導体スイッチング素子を順番にオンしたときに流れる直流出力電流をオンの状態の相に従って分解して示した波形図である。
【図８】直流出力電流のゼロ区間を判定して電源電圧の位相を検出する具体例を説明する図である。
【図９】本発明の電力変換装置をモジュール化した一実施形態の斜視図である。
【図１０】本発明の電力変換装置を適用した一例の冷凍装置の室外機の模式図である。
【符号の説明】
【００４３】
１…コンバータ回路
２…インバータ回路
３…電流検出器
４…電流検出器
６…交流電源
７…リアクトル
８…モータ
１０…平滑コンデンサ
１１…制御回路
１８、１９…ドライバ回路
２０…コンバータ制御回路
２１…Ａ／Ｄ変換器
２３…インバータ制御回路
【図１】
2008301579.tif 000003
【図２】
2008301579.tif 000004
【図３】
2008301579.tif 000005
【図４】
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【図５】
2008301579.tif 000007
【図６】
2008301579.tif 000008
【図７】
2008301579.tif 000009
【図８】
2008301579.tif 000010
【図９】
2008301579.tif 000011
【図１０】
2008301579.tif 000012