(57)【要約】【課題】局部発振信号の同相成分および直交成分における位相差を検出し９０度を精度よく保ち、同相成分（同相成分変調信号）と直交成分（直交成分変調信号）の振幅を等しくする直交変調器を提供する。【解決手段】局部発振信号の位相と９０度ずれるように移相調整をするとともに、同相成分変調信号の振幅に基づいて振幅制御をして直交成分局部発振信号の振幅の調整をする位相・振幅制御回路と、同相成分局部発振信号と直交成分局部発振信号とを乗算して位相差信号を生成するＩ・Ｑミキサ回路と、位相差信号からＤＣ成分を抽出する低域通過フィルタと、低域通過フィルタの出力信号を積分してフィードバック信号を生成する積分回路と、同相成分変調信号と直交成分変調信号を加算する加算回路と、振幅制御のために同相成分変調信号の振幅と直交成分変調信号の振幅を検出する振幅検出回路により直交変調を行う直交変調器である。【選択図】図１
2008035073.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
同相成分信号と直交成分信号により直交変調を行う直交変調器であって、
前記同相成分信号を局部発振回路から出力される同相成分局部発振信号と乗算して同相成分変調信号を生成する同相成分側ミキサ回路と、
前記局部発振信号に基づきその位相と９０度ずれるように移相調整をして直交成分局部発振信号を生成する位相・振幅制御回路と、
前記同相成分局部発振信号と前記直交成分局部発振信号とを乗算して位相差信号を生成するＩ・Ｑミキサ回路と、
前記位相差信号からＤＣ成分を抽出する低域通過フィルタと、
前記低域通過フィルタの出力信号を積分してフィードバック信号を生成する積分回路と、
前記直交成分信号と前記直交成分局部発振信号を乗算して直交成分変調信号を生成する直交成分側ミキサ回路と、
前記同相成分変調信号と前記直交成分変調信号を加算する加算回路と、
を具備することを特徴とする直交変調器。
【請求項２】
前記位相・振幅制御回路は、前記移送調整をするとともに、前記同相成分変調信号の振幅に基づく振幅制御も行って前記直交成分局部発振信号を生成し、
前記直交変調器はさらに前記振幅制御のために前記同相成分変調信号の振幅と前記直交成分変調信号の振幅を検出する振幅検出回路を具備する、
ことを特徴とする請求項１に記載の直交変調器。
【請求項３】
前記位相・振幅制御回路は、
差動回路により前記フィードバック信号と基準電圧を比較する差動入力部と、
前記差動入力部の出力信号に基づいて前記局部発振信号の前記移相変換をする位相制御部と、
前記振幅検出回路の出力信号に基づいて前記直交成分局部発振信号の振幅を調整する振幅制御部と、
を有することを特徴とする請求項２に記載の直交変調器。
【請求項４】
前記積分回路はエラーアンプ回路であることを特徴とする請求項１または２に記載の直交変調器。
【請求項５】
前記積分回路はチャージポンプ回路であることを特徴とする請求項１または２に記載の直交変調器。
【請求項６】
前記位相・振幅制御回路は、
前記同相成分変調信号の振幅のみを前記振幅検出回路で振幅検出し保存する同相振幅用メモリ部と、
前記直交成分変調信号の振幅のみを前記振幅検出回路で振幅検出し保存する直交振幅用メモリ部と、
前記同相振幅用メモリ部に保存した振幅値と直交振幅用メモリ部に保存した振幅値を比較し前記振幅差を検出する加算部と、
を具備することを特徴とする請求項１または２に記載の直交変調器。
【請求項７】
直交変調器からの送信を停止して、前記同相成分変調信号の振幅のみの振幅検出および前記直交成分変調信号の振幅のみの振幅検出を行うことを特徴とする請求項６に記載の直交変調器。
【請求項８】
前記振幅差に基づいて前記位相・振幅制御回路に設けた可変抵抗素子の抵抗値を制御して前記振幅制御を行うことを特徴とする請求項６または７に記載の直交変調器。
【請求項９】
前記可変抵抗素子はディジタルポテンショメータであることを特徴とする請求項８に記載の直交変調器。
【請求項１０】
前記加算部の後段に前記加算部の出力を前記ポテンシションメータへの入力データに変換するオフセット加算回路を設けることを特徴とする請求項９に記載の直交変調器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は無線通信で用いられる変調器に係り、特に直交変調器で使用する局部発振信号の変調精度を補正する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、ディジタル無線通信で用いられるディジタル変調器の変調方式には直交変調方式がある。従来の直交変調方式の回路構成は図６に示すような構成をしている。同図に示すようにベースバンド部から同相成分信号（Ｉ信号）と直交成分信号（Ｑ信号）を入力端子である同相成分信号入力部６１、直交成分信号入力部６２から入力する。上記入力された同相成分信号は同相成分側ミキサ回路６３に入力され局部発振回路６４で生成される同相成分局部発振信号ｃｏｓ（ωｔ）に重畳される。また、直交成分信号は直交成分側ミキサ回路６５に入力し、局部発振回路６４で生成された同相成分局部発振信号ｃｏｓ（ωｔ）を９０度移相回路６６で９０度位相変換した直交成分局部発振信号−ｓｉｎ（ωｔ）に重畳される。例えばＱＰＳＫ（四位相偏移変調：Quadrature Phase Shift Keying）変調方式などでも、同相成分（Ｉ成分）と直交成分（Ｑ成分）局部発振信号にそれぞれデータを重畳させ、直交成分局部発振信号は同相成分局部発振信号に対して９０度位相をずらしている。
【０００３】
その後、同相成分側ミキサ回路６３の出力と直交成分側ミキサ回路６５の出力は加算回路６７で加算され出力される。加算回路６７の出力信号は送信制御スイッチ６８に入力し送信時に直交変調出力信号を送信する。
【０００４】
特許文献１によれば、等振幅で異位相の２つの正弦波信号を出力する等振幅・異位相正弦波信号発生部と、その２つの出力信号の位相差が９０度であるかどうかを検出する９０度位相差検出部とを設ける。その２つの出力信号の位相差が正確に９０度になっていない場合に、等振幅・異位相正弦波信号発生部を制御して２つの出力信号の位相差を９０度に調整する位相制御部を設ける。このような構成の直交信号発生器から出力される２つの正弦波信号が、所定の位相差９０度と等振幅で正しく出力されていることを常に精度良く検出しながら確認していくことができる提案がされている。
【０００５】
特許文献２によれば、入力信号から変調波の同相成分および直交成分を生成する信号生成手段と、同相成分および直交成分に基準となる信号を付加する基準信号付加手段と、変調波の同相成分もしくは直交成分の出力信号を遅延させる可変遅延手段と、同相成分および直交成分から各々の基準信号を検出する基準信号検出手段と、同相成分の基準信号と直交成分の基準信号との相対的な遅延時間を検出する遅延時間検出手段とを備えたＱＰＳＫ変調信号の時間補正装置を設ける。このような装置により同相成分および直交成分の相対的な遅延時間の調整が不要で、しかも温度変化及び経時変化に対する変調精度を常に良好にするＱＰＳＫ変調信号の時間補正装置が提案されている。
【特許文献１】特開平９−１１６５８３号公報
【特許文献２】特開平８−００８９８５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、図６に示す従来の９０度移相回路６６では、実際には回路素子（不図示）のばらつきや配線長の違いなどから正確に９０度の位相差とはならず誤差を含むことになる。そして、この位相差の誤差が存在すると変調信号の変調精度が劣化することになる。変調精度に劣化が生じると通信品質が劣化する。つまり通信路に存在する雑音に弱くなり、データ誤りを発生しやすくなるという問題がある。また、９０度位相差の誤差を少なくすることが困難である。
【０００７】
特許文献１によれば、位相の調整に可変抵抗素子を用いており、測定器にてＩＱコンスタレーションを確認しながら調整する必要がある。
また、特許文献２によれば、同相成分および直交成分をディジタル・アナログ変換し、同相成分を可変遅延素子によって適応的に遅延の制御を行っているが、ディジタル・アナログ変換を使用している。つまりＤＤＳ（Direct Digital Synthesizer）を使用しているため、局部発振信号周波数が数百ＭＨｚ以上の高周波では実現できない。
【０００８】
本発明は上記のような実情に鑑みてなされたものであり、局部発振信号の同相成分および直交成分における位相差を検出し９０度を精度よく保ち、同相成分と直交成分の振幅を等しくする直交変調器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の態様のひとつである同相成分信号と直交成分信号により直交変調を行う直交変調器であって、前記同相成分信号を局部発振回路から出力される同相成分局部発振信号と乗算して同相成分変調信号を生成する同相成分側ミキサ回路と、前記局部発振信号が入力されてその位相と９０度ずれるように移相調整をして直交成分局部発振信号を生成する位相・振幅制御回路と、前記同相成分局部発振信号と前記直交成分局部発振信号とを乗算して位相差信号を生成するＩ・Ｑミキサ回路と、前記位相差信号からＤＣ成分を抽出する低域通過フィルタ（ＬＰＦ：Low Pass Filter）と、前記低域通過フィルタの出力信号を積分してフィードバック信号を生成する積分回路と、前記直交成分信号と前記直交成分局部発振信号を乗算して直交成分変調信号を生成する直交成分側ミキサ回路と、前記同相成分変調信号と前記直交成分変調信号を加算する加算回路と、を具備する構成である。
【００１０】
また、前記位相・振幅制御回路は、前記移送調整をするとともに、前記同相成分変調信号の振幅に基づく振幅制御も行って前記直交成分局部発振信号を生成し、前記直交変調器はさらに前記振幅制御のために前記同相成分変調信号の振幅と前記直交成分変調信号の振幅を検出する振幅検出回路を具備する構成であるとよい。
【００１１】
好ましくは、前記位相・振幅制御回路は、差動回路により前記フィードバック信号と基準電圧を比較する差動入力部と、前記差動入力部の出力信号に基づいて前記局部発振信号の前記移相変換をする位相制御部と、前記振幅検出回路の出力信号に基づいて前記直交成分局部発振信号の振幅を調整する振幅制御部と、を有する構成としてもよい。
【００１２】
好ましくは、前記積分回路はエラーアンプ回路であってもよい。もしくは、チャージポンプであってもよい。
また、好ましくは前記位相・振幅制御回路は、前記同相成分変調信号の振幅のみを前記振幅検出回路で振幅検出し保存する同相振幅用メモリ部と、前記直交成分変調信号の振幅のみを前記振幅検出回路で振幅検出し保存する直交振幅用メモリ部と、前記同相振幅用メモリ部に保存した振幅値と直交振幅用メモリ部に保存した振幅値を比較し前記振幅差を検出する加算部と、を具備する構成としてもよい。
【００１３】
好ましくは、直交変調器からの送信を停止して、前記同相成分変調信号の振幅のみの振幅検出および前記直交成分変調信号の振幅のみの振幅検出を行う構成としてもよい。
好ましくは、前記振幅差に基づいて前記位相・振幅制御回路に設けた可変抵抗素子の抵抗値を制御して前記振幅制御を行う構成としてもよい。
【００１４】
好ましくは、前記可変抵抗素子はディジタルポテンショメータであってもよい。
また、好ましくは前記加算部の後段に前記加算部の出力を前記ポテンシションメータへの入力データに変換するオフセット加算回路を設けてもよい。
【００１５】
上記構成にすることで、同相成分局部発振信号と直交成分局部発振信号を乗算し、この積の平均値もしくはＤＣ成分が０に近づくように位相が調節されるように位相制御を行い、局部発振信号の同相成分と直交成分の振幅を測定し、振幅の大きさが等しくなるよう調整することができる。さらに、初期設定をする必要をなくすことができる。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、直交成分および同相成分の局部発振信号の間に９０度の位相差を精度良く適応制御により自動調整ができ、回路素子のばらつき（温度変化、経時変化）、配線長の違いなどの影響を補償することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下図面に基づいて、本発明の実施形態について詳細を説明する。
（構成）
図１は本発明の直交変調回路を示す。直交変調回路は同図に示すように、同相成分信号入力部１、直交成分信号入力部２、同相成分側ミキサ回路３、直交成分側ミキサ回路４、局部発振回路５、位相・振幅制御回路６、Ｉ・Ｑミキサ回路７、低域通過フィルタ８（ＬＰＦ）、積分回路９、同相成分側切替スイッチ１０、直交成分側切替スイッチ１１、振幅検出回路１２、加算回路１３、送信制御スイッチ１４から構成される。
【００１８】
同相成分信号入力部１にはベースバンド部で生成した同相成分信号（Ｉ成分信号）を入力する。また、同様に直交成分信号入力部２には直交成分信号（Ｑ成分信号）をベースバンド部より入力する。
【００１９】
同相成分側ミキサ回路３は、局部発振回路５で生成される局部発振信号ｃｏｓ（ωｔ）と同相成分信号を入力し乗算して同相成分変調信号を生成する。また、直交成分側ミキサ回路４は、局部発振回路５で生成される同相成分局部発振信号ｃｏｓ（ωｔ）を９０度移相回路などから構成される位相・振幅制御回路６で９０度移相変換した直交成分局部発振信号−ｓｉｎ（ωｔ）と直交成分信号を乗算して直交成分変調信号を生成させる。
【００２０】
Ｉ・Ｑミキサ回路７は、同相成分局部発振信号と直交成分局部発振信号を乗算する。数１に処理を示す。
【００２１】
【数１】
2008035073.tif 000003
【００２２】
その乗算結果を低域通過フィルタ８に入力して、その平均値もしくはＤＣ成分を得る。数２に処理を示す。
【００２３】
【数２】
2008035073.tif 000004
【００２４】
これから分かるように、低域通過フィルタ８の出力がゼロのとき、同相成分局部発振信号と直交成分局部発振信号の位相差θは９０度となっている。
その後、低域通過フィルタ８と積分回路９で処理された制御信号を位相・振幅制御回路６に入力する。
【００２５】
同相成分側切替スイッチ１０と直交成分側切替スイッチ１１はコントローラ（図示しない）によりその切替タイミングを制御する。
振幅検出回路１２は同相成分変調信号および直交成分変調信号の振幅をそれぞれ測定する。加算回路１３は、同相成分側ミキサ回路３の出力である同相成分変調信号と直交成分側ミキサ回路４の出力である直交成分変調信号を入力とし加算処理を行う。
【００２６】
送信制御スイッチ１４はコントローラ（図示しない）により送信タイミングを制御する。ここで、コントローラはＣＰＵやＤＳＰなどを使用して制御してもよいし（ソフトウェアにおける制御プログラム）、ＦＰＧＡやＣＰＬＤなどを用いて制御してもよい（ハードウェアにおける制御プログラム）。
（位相調整の説明）
次に位相調整について図２を用いて説明をする。図２は位相と位相制御方向を示す図である。縦軸に制御信号の値をとり、横軸を位相差（単位は度（°））とした図である。同図に示したＳ曲線は、数２で示したｃｏｓ（θ）に相当するものである（この場合、θは図２の横軸の位相差に相当）。
【００２７】
位相調整の考えは次のとおりである。すなわち、ｃｏｓ（ωt）＝ｓｉｎ（ωt＋π／２）またはｃｏｓ（ωt）＝−ｓｉｎ（ωt−π／２）で表され、ｓｉｎ（ωt）とｃｏｓ（ωｔ）はπ／２ラジアン、すなわち９０度の位相差を有している。そこで、９０度の位相差を精度良く調整するために、ｓｉｎ（ωt）とｓｉｎ（ωt＋θ）の積（ここでθは制御対象となる位相差）を低域通過フィルタ８に入力し、低域通過フィルタ８を通過した信号のＤＣ成分が零に近づくように、すなわちθ＝９０度になるように位相・振幅制御回路６で制御するのである。
【００２８】
図２に示すように、低域通過フィルタ８の出力は９０度で値が０となり、９０度の前後で互いに符号が異なる。低域通過フィルタ８がプラスであれば位相を進ませて、マイナスであれば位相を遅らせる制御を位相・振幅制御回路６で行うことで、いずれ値が０となり、位相差が９０度になる。上記制御により図２に示すような制御曲線を描く。このような方法を用いて適応制御することにより精度良く位相を９０度に保持することが自動的に行える。
【００２９】
また、図１に示した積分回路９を低域通過フィルタ８の後段に設けるで、調整の結果低域通過フィルタ８の出力が最終的に０となっても、積分回路９の出力は位相差９０度に対応する非０の信号を保存して位相・振幅制御回路６に与えているので、位相差９０度が保たれる。また、これにより高精度な初期設定（調整）を不要とすることができる。
（振幅調整の説明）
振幅調整は送信制御スイッチ１４がオフ、すなわち送信を停止した状態で行う。これは、振幅調整時に余計な信号を外部に出さないためである。外部に信号を出すことが問題ない場合は、送信制御スイッチ１４を省略してもよい、もしくはスイッチ１４をオンのままとしてもよい。また、調整時は同相成分信号入力部１および直交成分信号入力部２への入力信号を”１”のままとする。
【００３０】
この状態において、第１に同相成分側切替スイッチ１０をオンにし、直交成分側切替スイッチ１１をオフとして、振幅検出回路１２で同相成分変調信号の振幅を測定する。そして測定した振幅値を位相・振幅制御回路６に保持する。ここで振幅検出としては包絡線検波などの方法を用いたものなどが考えられるが、特に限定するものではなく他の振幅検出でもよい。
【００３１】
第２に同相成分側切替スイッチ１０をオフにし、直交成分側切替スイッチ１１をオンとして、振幅検出回路１２で直交成分変調信号の振幅を測定する。第１の測定により得られた同相成分変調信号の振幅値と等しくなるように、直交成分局部発振信号の振幅を位相・振幅制御回路６により調整する。
【００３２】
第３に同相成分側切替スイッチ１０、直交成分側切替スイッチ１１を共にオフとして振幅測定および調整を完了する。
上記説明した位相・振幅制御回路６の振幅調整は送信開始以前に行う。また、上記コントローラに一定間隔や、利用者が設定した間隔で再調整を行うように設定してもよい。例えば、１０分に1回のような定期的な調整でもよい。また、送信をオフしておく時間は一般的に短いほうがよいが、特に限定するものではなく、数百（ｍｓｅｃ）程度としてもよい。
【００３３】
また、振幅調整時は上記のとおりベースバンド部からの入力信号である同相成分信号および直交成分信号は常時”１”の信号とするが、通常動作時には２値ディジタル信号を使用する。ただし、帯域制限をかけるため、実際の波形は２値ではなく低域通過フィルタを通過した後の波形になる。例えば、低域通過フィルタとしてルートコサインロールオフフィルタを使用する。
【００３４】
また、信号パターンはＮＲＺ符号またはマンチェスタ符号の任意の情報信号などを使用する。信号の出力時間は局部発振信号に対する伝送レートの比（比帯域）が２０％程度とする（搬送波の周波数によって１ビットの長さは異なる）。ただし、比帯域については様々なものがあるのでとくに２０％に限定するものではない。また、使用するパケット長についても特に長さを限定するもではない。
【００３５】
（実施例１）
次に、本発明の位相調整と振幅調整を行う回路について説明する。図１に示した局部発振回路５で生成されたｃｏｓ（ωt）と位相・振幅制御回路６で生成する−ｓｉｎ（ωt）をＩ・Ｑミキサ回路７に入力する。ｃｏｓ（ωｔ）と−ｓｉｎ（ωt）の位相差がπ／２ラジアン（９０度）であれば乗算結果の平均値もしくはＤＣ成分である位相差信号（図２の縦軸に相当）＝０となる。しかし位相差がπ／２ラジアンでない場合は位相差信号が０ではなくなる。よって、本実施例ではｃｏｓ（ωｔ）と−ｓｉｎ（ωt）の乗算結果から得られる位相差信号が０になるようにする。つまり、９０度の位相差を精度良く保つために、Ｉ・Ｑミキサ回路７の出力を低域通過フィルタ８に入力し、低域通過フィルタ８の出力信号（すなわち上記位相差信号）を積分回路９により積分し、積分回路９の出力に基づいて位相・振幅制御回路６により低域通過フィルタ８の出力信号（位相差信号）が０に近づくように、すなわちθ＝９０度になるように制御する。
【００３６】
上記のとおり低域通過フィルタ８の出力は位相差が９０度で値が０となり、９０度の前後で互いに符号が異なる値となる。低域通過フィルタ８の出力信号の値がプラスであれば位相を進ませて、マイナスであれば位相を遅らせる制御を位相・振幅制御回路６で行う。
【００３７】
位相・振幅制御回路６は図３に示すように差動入力部３１、位相制御部３２、振幅制御部３３から構成される。
差動入力部３１は、抵抗素子３４、３５、３６、３１０、３１１とトランジスタ３７、３８、３９により構成される差動回路である。差動入力部のトランジスタ３７のベース端子に図１に示した積分回路９の出力が接続される。トランジスタ３７のコレクタ端子は抵抗素子３４の一方と接続する。またトランジスタ３７のエミッタ端子にはトランジスタ３９のコレクタ端子とトランジスタ３８のエミッタ端子を接続する。トランジスタ３９のエミッタ端子には抵抗素子３６が接続される。また、トランジスタ３９のベースは抵抗素子３１０と抵抗素子３１１の接続点と接続される。トランジスタ３８のベース端子はグランド（ＧＮＤ）に接続される。トランジスタ３８のコレクタ端子は抵抗素子３５の一方と接続する。その接続点から位相制御部３２への出力信号を出力する。電源（＋ＶＣＣ）には抵抗素子３４、３５、３１０の他方の端子が接続されている。また電源（−ＶＣＣ）には抵抗素子３６、３１１の他方の端子が接続されている。
【００３８】
位相制御部３２は、抵抗素子３１２、３１３、３１４、３１５とトランジスタ３１６と可変容量ダイオード３１７から構成される。トランジスタ３１６のベース端子には振幅検出回路１２の出力が接続されている。トランジスタ３１６のコレクタ端子は抵抗素子３１２の一方と接続されている。また、トランジスタ３１６のエミッタ端子は可変容量ダイオード３１７のアノードと抵抗素子３１４の一方と接続する。そして可変容量ダイオード３１７のカソードは抵抗素子３１３、３１４の一方と接続する。また、抵抗素子３１２、３１３の他方の端子は電源（＋ＶＣＣ）に接続する。抵抗素子３１４、３１５の他方の端子は電源（−ＶＣＣ）と接続する。
【００３９】
振幅制御部３３は、抵抗素子３１９、３２０、３２１と容量素子３１８、トランジスタ３２３と可変抵抗素子３２２から構成される。容量素子３１８の一方の端子は可変容量ダイオード３１７のカソードと接続され他方の端子は抵抗素子３１９、３２０の一方の端子とトランジスタ３２３のベースと接続する。トランジスタ３２３のコレクタ端子は可変抵抗素子３２２の一方の端子と接続しその接続点から直交成分側ミキサ回路４の入力に接続される。またトランジスタ３２３のエミッタ端子は抵抗素子３２１の一方と接続する。電源（＋ＶＣＣ）には抵抗素子３１９と可変抵抗素子３２２の他方の端子が接続される。電源（−ＶＣＣ）には抵抗素子３２０、３２１の他方の端子を接続する。
【００４０】
ここで、位相・振幅制御回路６の構成は上記説明した構成に限定されるものではなく、他の構成で実現してもかまわない。
位相・振幅制御回路６の位相制御について説明する。位相・振幅制御回路６の位相制御部３２の局部発振回路５からのｃｏｓ（ωｔ）がトランジスタ３１６のベース端子に入力される。また、積分回路９の出力がトランジスタ３７のベース端子に入力される。トランジスタ３７のベース端子への入力電圧（位相差信号）とトランジスタ３８のベース端子への入力信号となっているＧＮＤ（０Ｖ：基準電圧）とを比較して、差動入力部３１の出力（トランジスタ３８のコレクタ端子）電圧が変動する。つまり位相差信号の電圧値が０Ｖ一定でなければこの電圧変動により、位相制御部３２の可変容量ダイオード３１７の静電容量が変化する。そして静電容量が大きくなればｃｏｓ（ωｔ）の位相がより遅れる方向に制御がかかる。従って、局部発振回路５の出力がトランジスタ３１６のベース端子に入力され、エミッタ端子にはベース端子に追従した波形が出力されるが、可変容量ダイオード３１７を通過することによって、位相が制御される。すなわち、位相差が９０度より小（大）→積分回路９の出力が正（負）→可変容量ダイオード３１７のアノード電位が小さく（大きく）なる→可変容量ダイオード３１７は元々逆バイアスがかかっているので、その逆バイアスが大きく（小さく）なる→可変容量ダイオード３１７の静電容量が大きく（小さく）なる→位相差がより進む（遅れる）、というフィードバックがかかり、位相差が９０度になるよう制御される。
【００４１】
次に、位相制御によりｃｏｓ（ωｔ）から−ｓｉｎ（ωt）に移相された信号の振幅を調整するために、容量素子３１８により当該信号の直流分をカットしてトランジスタ３２３のベース端子に入力する。振幅の調整は上述のように送信制御スイッチ１４をオフ、すなわち送信を停止させてから行う。そして同相成分側切替スイッチ１０をオンにし、直交成分側切替スイッチ１１をオフとして、振幅検出回路１２で同相成分変調信号の振幅を測定し振幅値を保持する。次に同相成分側切替スイッチ１０をオフにし、直交成分側切替スイッチ１１をオンとして、振幅検出回路１２で直交成分変調信号の振幅を測定し同相成分側の振幅値と同じもしくは略同じになるように、直交成分側の−ｓｉｎ（ωt）の振幅値を振幅制御部３３により振幅調整をする。つまり保持した同相成分変調信号の振幅値との比較結果に基づいて可変抵抗素子３２２を調整することで振幅を調整する。振幅調整後、同相成分側切替スイッチ１０、直交成分側切替スイッチ１１を共にオフとする。
【００４２】
なお、振幅制御部３３は図３に示すようにトランジスタ３２３を用いた構成としてもよいが、無線通信の用途によってＯＰアンプなどを使用した構成であってもよい。本実施例に限定されるものではない。
【００４３】
次に同相成分信号と直交成分信号の積から位相・振幅制御回路６へのフィードバック信号を生成する低域通過フィルタ８と積分回路９について説明する。
低域通過フィルタ８はＲＣまたはＬＣのパッシブフィルタなどである。Ｉ・Ｑミキサ回路７の出力は正弦波状の信号なので、低域通過フィルタ８によりこの信号のＤＣ成分を取り出す。ｃｏｓ（ωｔ）と−ｓｉｎ（ωt）の位相が正確に９０度ずれていればＤＣ成分はゼロになり、９０度から外れていればＤＣ成分は非ゼロになる。
【００４４】
次に、検出したＤＣ成分に基づき位相・振幅制御回路６がｃｏｓ（ωｔ）と−ｓｉｎ（ωt）の位相差が丁度９０度になるようなフィードバック信号を生成する。
ここで、積分回路９により位相・振幅制御回路６のオフセットを自動的にキャンセルする機能を実現することができる。そもそも、位相・振幅制御回路６のオフセットは避けることはできず、さらには温度などの環境変化や経時変化などで変動する可能性もあるものである。積分回路９は最終的にこのオフセットをキャンセル信号を自動的に得て保持するものである。上記低域通過フィルタ８のようなＲＣ積分回路はＤＣ成分を通過させてしまうために、入力が０なら出力も時間がたてば０になってしまう。このため、低域通過フィルタ８だけで位相・振幅制御回路６の制御を行おうとすると、位相差が９０度からずれている状態で低域通過フィルタ８がオフセットをキャンセルして丁度位相差９０度を与える非ゼロの信号を出力したとしても、これにより位相差が９０度になると今度は低域通過フィルタ８の出力がゼロになってしまい、結局位相差９０度を与える信号を保持することができない。そこで、積分回路９は低域通過フィルタではない積分回路で構成して、位相差９０度を与える信号を保持できるようにする。例えばスイッチング電源に用いられるエラーアンプ（オペアンプと容量素子による積分回路：オペアンプの反転入力端子と出力端子の間に容量素子もしくは容量素子と抵抗素子の直列回路を接続し、非反転入力端子に基準電圧を接続したもの）を適用すればよい。もしくは、積分回路９としてＰＬＬ（Phased Locked Loop）回路に用いられるチャージポンプ回路を適用してもよい。チャージポンプ回路については、例えば特開２００６−８６７９８号公報に詳説されているので、ここではその説明を省略する。
【００４５】
エラーアンプを使用する場合は低域通過フィルタ８の後段に上記のオペアンプによる積分回路（すなわちエラーアンプ）を設け、低域通過フィルタ８の出力電圧と目標電圧と比較しそれらの誤差電圧を生成する。その後位相・振幅制御回路６へ入力する。
【００４６】
オフセットキャンセルについて、さらに説明を行う。上記のように、通常位相・振幅制御回路６へのフィードバック信号Ｘ（積分回路９からの出力）およびｃｏｓ（ωｔ）と−ｓｉｎ（ωt）の位相差Ｙの間の関係Ｙ＝ｆ（Ｘ）に関し、Ｙ＝ｆ（Ｘ＋α）となるオフセットαが存在する。このオフセットαは製品個々のばらつき、温度、経時変化等に起因するものである。
【００４７】
積分回路９は、位相差Ｙが９０度になるフィードバック信号（Ｘ０＋α）を自動的に生成する（９０度＝ｆ（Ｘ０＋α）、もし理想的にオフセットが存在しなければ９０度＝ｆ（Ｘ０）となる）。すなわち、フィードバック信号Ｘが既に正確に（Ｘ０＋α）であれば、位相差Ｙが丁度９０度なので低域通過フィルタ８の出力（Ｉ・Ｑミキサ回路７の出力のＤＣ成分）は０となり、積分回路９は入力が０なので積分動作を行わず、その出力を保持する。逆に、フィードバック信号が（Ｘ０＋α）でないと位相差Ｙも９０度ではないため、低域通過フィルタ８の出力（Ｉ・Ｑミキサ回路７の出力のＤＣ成分）は０でなくなりβとなる。このβの正負はＸ＜（Ｘ０＋α）の時はβ＞０、Ｘ＞（Ｘ０＋α）の時はβ＜０となるよう低域通過フィルタ８またはＩ・Ｑミキサ回路７を構成しておけば、このβを入力された積分回路９はその出力Ｘを（Ｘ０＋α）に近づけるように積分動作をし、最後にはその出力が（Ｘ０＋α）に収束する。上記動作はαがどのようなものでも成り立ち、かつαもしくはＸ０＋αの実際の値を知る必要もない。
【００４８】
従来、製品ばらつきに関して例えばトリミングなどで初期設定をしていたが、温度変化や経時変化などに対応できなかった。しかしこのように構成することで、面倒でコストのかかる初期設定（オフセットαをキャンセルする補正）を不要とし、なおかつ温度変化や経時変化があったとしても、オフセットを自動的にキャンセルできる。さらに位相・振幅制御回路６にオフセットがあったとしても、同相成分信号と直交成分信号の乗算がゼロになれば位相差９０度を保つことができる。
【００４９】
（実施例２）
次に図４に示す、振幅検出回路１２と振幅制御を行う制御回路の構成について説明する。図４に示す回路は、ディジタルポテンショメータ（もしくはディジタルポテンションメータ）３２２の抵抗値をＤＳＰ（不図示）などにより制御して変化させ、同相成分変調信号の振幅と直交成分変調信号の振幅（振幅検出回路１２の出力）が等しくなるように制御するためのものである。
【００５０】
振幅検出回路１２は図１に示した振幅検出回路１２と同じである。また、図４におけるＡ／Ｄ変換回路４１、同相振幅用メモリ部４２、直交振幅用メモリ部４３、加算部４４、オフセット加算部４５やディジタルポテンショメータ３２２は図１における位相・振幅制御回路６含まれ、振幅制御をする部分である。例えば図４の振幅制御（破線範囲）のみをＤＳＰで行う。
【００５１】
また、ＤＳＰの処理としてＡ／Ｄ変換に関しＧＨｚ〜数百ＧＨｚのサンプリング速度が必要（局部発振信号は数百ＭＨｚ〜数ＧＨｚ）でなければ、振幅検出回路１２とＡ／Ｄ変換回路４１を入れ替えて振幅検出回路１２の機能もＤＳＰに取り込んで処理してもかまわない。
【００５２】
振幅の制御は、まず上述のように同相成分信号入力部１および直交成分信号入力部２への入力信号を”１”のままとし、同相成分側切替スイッチ１０をオンとし直交成分側切替スイッチ１１をオフにして、振幅検出回路１２で同相成分変調信号の振幅を測定する。また、同相成分側切替スイッチ１０をオフとし直交成分側切替スイッチ１１をオンにして、振幅検出回路１２で直交成分変調信号の振幅を求める。振幅検出回路１２で振幅値を求めた後、Ａ／Ｄ変換回路４１で振幅を示す電圧（振幅検出回路１２の出力）をアナログ値からディジタル値に変換する。同相成分変調信号の振幅は同相振幅用メモリ部４２に格納し、直交成分変調信号の振幅は直交振幅用メモリ部４３に格納する。同相振幅用メモリ部４２の値を基準として、直交成分変調信号の振幅が同相成分変調信号の振幅と等しいもしくは同程度とするために、加算部４４により同相振幅用メモリ部４２の値と直交振幅用メモリ部４３の値の差を計算し、オフセット加算部４５を介してその差をディジタルポテンショメータ３２２にフィードバックする。すなわち、
２つのメモリ部の値の差にもとづき、その差をキャンセルするようにディジタルポテンショメータ３２２の抵抗値を増減させる。２つのメモリ部の値の差とディジタルポテンショメータ３２２の抵抗値の調整量との関係は、予め回路素子の特性などから計算もしくはシミュレーション等で求めておき、計算式もしくは表の形でＤＳＰに記憶させておけばよい。なお、同相成分変調信号および直交成分変調信号の振幅が等しければ加算部４４の出力は出力値は０となり、ディジタルポテンショメータ３２２の抵抗値の調整は行われない。
【００５３】
ディジタルポテンショメータ３２２は図３の可変抵抗素子３２２に置き換わるものである。ディジタルポテンショメータ３２２はディジタル値を入力するとそれに応じた抵抗値を示すものである。ディジタルポテンショメータ３２２はｎビットのディジタル入力値（正値）に応じた抵抗値をとるが、図４における加算部４４の出力はプラスもあればマイナスもあり、中央値が０であるのでそのままではディジタルポテンショメータ３２２には入力できない。
【００５４】
オフセット加算部４５は、まず、メモリ部４２，４３の値の差とディジタルポテンショメータ３２２の抵抗値の調整量との関係に基づき、加算部４４の出力データの大きさおよび符号を調整（変換）する。なお、Ａ／Ｄ変換回路４１の変換特性や図３に示す各回路の構成等により既にゲインや符号が調整されている状態であれば、このような変換は不要である。その後、変換後のデータにディジタルポテンショメータ３２２に対するｎビットのディジタル入力値の中央値をオフセットとして加算する。すなわち、加算部４４の出力（の符号を調整した結果）がマイナスであっても、ディジタルポテンショメータ３２２への入力がマイナスにならないようにオフセット加算部４５でオフセットを加算する。例えば８ビットディジタルポテンショメータを使用したとすると、入力は００〜ＦＦ（ｈｅｘ）であり、オフセット加算部４５では８０（ｈｅｘ）を加算する。同相振幅用メモリ部４２および直交振幅用メモリ部４３には一般的なメモリを使用する。例えばＲＡＭなどを使用する。
【００５５】
同相振幅用メモリ部４２、直交振幅用メモリ部４３、およびオフセット加算部４５は前述のＤＳＰなどで構成してもよい。ここで、各メモリ部への書き込みは同相成分側切替スイッチ１０と直交成分側切替スイッチ１１に連動したタイミングで行う必要がある。本発明を実施する際の構成により、各メモリ部に書き込む時にメモリ部に対する接続を切り換える必要がある場合は、振幅値を書き込む際に連動するスイッチなどを設ける。
【００５６】
振幅検出回路１２は検波器などである。図５に示すダイオード検波回路を用いてもよい。図５に示すように入力端子５１、５２から信号を入力しダイオード５３、抵抗素子５４、容量素子５５から構成される回路により振幅検出を行い出力端子５５、５６から出力される。
【００５７】
このように構成することで、位相・振幅制御回路６では、直交成分における９０度付近での位相調整および振幅調整が可能な構成になっている。無線通信で用いられる変調器において、変調器の構成要素である直交変調器で使用する局部発振信号の位相誤差に起因して変調精度が悪化する現象を補正することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５８】
【図１】本発明の直交変調器を示すブロック図である。
【図２】直交変調器における位相差を９０度に制御する制御曲線（Ｓ曲線）を示す図である。
【図３】位相・振幅制御回路を示す図である。
【図４】位相・振幅制御回路の振幅調整ブロックを示す図である。
【図５】ダイオード検波回路を示す図である。
【図６】従来技術のブロック図である。
【符号の説明】
【００５９】
１  同相成分信号入力部
２  直交成分信号入力部
３  同相成分側ミキサ回路
４  直交成分側ミキサ回路
５  局部発振回路
６  位相・振幅制御回路
７  Ｉ・Ｑミキサ回路
８  低域通過フィルタ（ＬＰＦ）
９  積分回路
１０  同相成分側切替スイッチ
１１  直交成分側切替スイッチ
１２  振幅検出回路
１３  加算回路
１４  送信制御スイッチ
３１  差動入力部
３２  位相制御部
３３  振幅制御部
３４、３５、３６、３１０、３１１  抵抗素子
３７、３８、３９  トランジスタ
３１２、３１３、３１４、３１５  抵抗素子
３１６  トランジスタ
３１７  可変容量ダイオード
３１９、３２０、３２１  抵抗素子
３１８  容量素子
３２２  ディジタルポテンショメータ（可変抵抗素子）
３２３  トランジスタ
４１  Ａ／Ｄ変換回路
４２  同相振幅用メモリ部
４３  直交振幅用メモリ部
４４  加算部
４５  オフセット加算部
５１、５２  入力端子
５３  ダイオード
５４  抵抗素子
５５  容量素子
５６、５７  出力端子
６１  同相成分信号入力部
６２  直交成分信号入力部
６３  同相成分側ミキサ回路
６４  局部発振回路
６５  直交成分側ミキサ回路
６６  ９０度移相回路
６７  加算回路
６８  送信制御スイッチ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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