(57)【要約】【課題】  シグマデルタ変調器によるパターンノイズを減少する。【解決手段】  インターポレーション回路（１２）は、サンプリング周波数ｆｓ（Ｈｚ）のデジタルデータを、当該サンプリング周波数ｆｓ（Ｈｚ）よりも高いオーバーサンプリング周波数ｆｏｖｓ（Ｈｚ）のサンプリングにインターポレートする。正弦波発生回路３２は、サンプリング周波数ｆｏｖｓ（Ｈｚ）で周波数ｆｓ／２より充分に高い周波数ｆｓｉｎの正弦波を発生する。レベル判定回路（３０）は、回路（１２）の出力のピークを検出し、その検出結果に応じて、インターポレーション回路（１２）の出力と正弦波発生回路（３２）の出力の加算結果が所定範囲を超えないように正弦波の振幅を制御する。【選択図】  図１
2008022394.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
サンプリング周波数ｆｓ（Ｈｚ）のデジタルデータを、当該サンプリング周波数ｆｓ（Ｈｚ）よりも高いオーバーサンプリング周波数ｆｏｖｓ（Ｈｚ）のサンプリングにインターポレーションするインターポレーション手段（１２）と、
当該オーバーサンプリング周波数のサンプリングレートで当該サンプリング周波数の半分より高い周波数の正弦波を発生する正弦波発生手段（３２）と、
当該インターポレーション手段（１２）の出力と当該正弦波発生手段の出力の加算結果を、シグマデルタ変調された量子化データに変換するシグマデルタ変調手段（１４，１６，１８，２０，２２）と、
前記量子化データを周波数帯域制限するアナログローパスフィルタ手段（２４）と、
当該インターポレーション手段（１２）の出力のピークレベルを検出し、その検出結果に応じて、当該インターポレーション手段（１２）の出力と当該正弦波発生手段の出力の加算結果が所定範囲を超えないように、当該正弦波発生手段の発生する正弦波の振幅を制御するピークレベル検出手段（３０）
とを具備することを特徴とするデジタル・アナログ変換回路。
【請求項２】
サンプリング周波数ｆｓ（Ｈｚ）のデジタルデータを、当該サンプリング周波数ｆｓ（Ｈｚ）よりも高いオーバーサンプリング周波数ｆｏｖｓ（Ｈｚ）のサンプリングにインターポレーションするインターポレーション手段（１２）と、
当該オーバーサンプリング周波数のサンプリングレートで当該サンプリング周波数の半分より高い周波数の正弦波を発生する正弦波発生手段（３２）と、
当該インターポレーション手段（１２）の出力と当該正弦波発生手段の出力の加算結果を、シグマデルタ変調された量子化データに変換するシグマデルタ変調手段（１４，１６，１８，２０，２２）と、
前記量子化データを周波数帯域制限するアナログローパスフィルタ手段（２４）と、
当該デジタルデータのピークレベルを検出し、その検出結果に応じて、当該インターポレーション手段（１２）の出力と当該正弦波発生手段の出力の加算結果が所定範囲を超えないように、当該正弦波発生手段の発生する正弦波の振幅を制御するピークレベル検出手段
とを具備することを特徴とするデジタル・アナログ変換回路。
【請求項３】
当該所定範囲が、当該デジタルデータのレベルの変化範囲であることを特徴とする請求項１又は２に記載のデジタル・アナログ変換回路。
【請求項４】
当該シグマデルタ変調手段が、該インターポレーション手段（１２）の出力に当該正弦波発生手段の出力を加算し、当該量子化データを減算する加減算器（１４）と、当該加減算器の出力を積分する積分回路（１６）と、当該積分回路（１６）の出力を量子化し、当該量子化データを出力する量子化器（２２）とを具備することを特徴とする請求項１乃至３の何れか１項に記載のデジタル・アナログ変換回路。
【請求項５】
前記アナログローパスフィルタは、前記正弦波の周波数成分が十分減衰可能な通過帯域を有することを特徴とする請求項１から４の何れかに記載のデジタル・アナログ変換回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は，デジタル信号をアナログ信号に変換するデジタル・アナログ変換回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、シグマデルタ型デジタル・アナログ（Ｄ／Ａ）変換器では、サンプリングされたデジタルデータをサンプリング周波数よりも高い周波数でオーバーサンプリング（補間）し、オーバーサンプルされたデータ信号をシグマデルタ変調によりパルス密度変調されたデジタル信号に変換する。そして、アナログローパスフィルタにより、パルス密度変調されたデジタル信号からキャリアを除去して、アナログ信号を生成する。
【０００３】
図２は、二次のシグマデルタ変調器を使用する従来例の概略構成図を示す。デジタル信号１１０は、振幅がゼロを中心に−ＤｍａｘからＤｍａｘの範囲で変化するサンプリング周波数ｆｓ（Ｈｚ）のＰＣＭ（Pulse Code Modulation）信号である。インターポレーション回路１１２は、デジタル信号１１０に周波数ｆｓ（Ｈｚ）よりも高い周波数ｆｏｖｓ（Ｈｚ）（例えば、８ｆｓ又は６４ｆｓ等）でデータを補間する。回路１１２から出力されるデジタル信号の振幅は、デジタル信号１１０と同様に、ゼロを中心に−ＤｍａｘからＤｍａｘの範囲で変化する。
【０００４】
加算器１１４は、インターポレーション回路１１２の出力信号からフィードバック信号（量子化回路１２２からの量子化信号）を減算し、積分回路１１６は、加算器１１４の出力信号を積分する。加算器１１８は、積分回路１１６の出力信号からフィードバック信号（量子化回路１２２からの量子化信号）を減算し、積分回路１２０は、加算器１１８の出力信号を積分する。
【０００５】
量子化回路１２２は、積分回路１２０の出力レベルが０より大きいときはレベルＤｍａｘ、０以下の場合にはレベル−Ｄｍａｘの信号を出力する。量子化回路１２２の出力信号は、積分回路１２０の出力レベルが０より大きいときはレベル”１”、０以下の場合にはレベル”−１”となるパルス密度変調された信号になる。量子化回路１２２の出力信号は、フィードバック信号として加算器１１４，１１８に印加される。
【０００６】
アナログローパスフィルタ（ＬＰＦ）１２４は、量子化回路１２２の出力信号から所定の高周波数成分を除去する。フィルタ１２４の出力信号１２６は、デジタル信号１１０のデジタル値に応じた振幅を示すアナログ信号になっている。
【０００７】
しかし、シグマデルタ変調は、その通過帯域内で不要なトーンを生成することが知られている。この不要なトーンは、シグマデルタ変調器の入力信号（図２では、インターポレーション回路１１２の出力信号）がグランドレベルに近接している微小信号レベルにあるときに認識される。入力信号がグランドレベルに近接しているような微小信号レベルでは、シグマデルタ変調器の積分回路１１６，１１８が通過帯域内の周波数のパターンノイズを生成するからだと考えられる。
【０００８】
この問題の解決手段として、積分回路１１６，１１８が通過帯域内の周波数のパターンノイズを生成しないようにするために、図２のポイントＡ又はＢにランダムノイズを加算する方法などが考えられている（特許文献１参照）。
【特許文献１】特開平７−２４９９９０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
特許文献１に記載の方法では、不要なトーンは減少するが、加算するランダムノイズの影響で、帯域内（ｆｓ／２（Ｈｚ）以下）のノイズも増加し、信号対雑音非（ＳＮ比）も悪化してしまうという問題があった。
【００１０】
本発明は、このような問題を解消するデジタル・アナログ変換回路を提示することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明に係るデジタル・アナログ変換回路は、サンプリング周波数ｆｓ（Ｈｚ）のデジタルデータを、当該サンプリング周波数ｆｓ（Ｈｚ）よりも高いオーバーサンプリング周波数ｆｏｖｓ（Ｈｚ）のサンプリングにインターポレーションするインターポレーション手段と、当該オーバーサンプリング周波数のサンプリングレートで当該サンプリング周波数の半分より高い周波数の正弦波を発生する正弦波発生手段と、当該インターポレーション手段の出力と当該正弦波発生手段の出力の加算結果を、シグマデルタ変調された量子化データに変換するシグマデルタ変調手段と、前記量子化データを周波数帯域制限するアナログローパスフィルタ手段と、当該インターポレーション手段の出力のピークレベルを検出し、その検出結果に応じて、当該インターポレーション手段の出力と当該正弦波発生手段の出力の加算結果が所定範囲を超えないように、当該正弦波発生手段の発生する正弦波の振幅を制御するピークレベル検出手段とを具備することを特徴とする。
【００１２】
本発明に係るデジタル・アナログ変換回路は、サンプリング周波数ｆｓ（Ｈｚ）のデジタルデータを、当該サンプリング周波数ｆｓ（Ｈｚ）よりも高いオーバーサンプリング周波数ｆｏｖｓ（Ｈｚ）のサンプリングにインターポレーションするインターポレーション手段と、当該オーバーサンプリング周波数のサンプリングレートで当該サンプリング周波数の半分より高い周波数の正弦波を発生する正弦波発生手段と、当該インターポレーション手段の出力と当該正弦波発生手段の出力の加算結果を、シグマデルタ変調された量子化データに変換するシグマデルタ変調手段と、前記量子化データを周波数帯域制限するアナログローパスフィルタ手段と、当該デジタルデータのピークレベルを検出し、その検出結果に応じて、当該インターポレーション手段の出力と当該正弦波発生手段の出力の加算結果が所定範囲を超えないように、当該正弦波発生手段の発生する正弦波の振幅を制御するピークレベル検出手段とを具備することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１３】
本発明では、正弦波を追加することにより、入力信号がグランドレベルに近接している微小信号レベルにおいて、シグマデルタ変調でのトーンが小さくなる。加算する正弦波によって信号のダイナミックレンジを縮小させることがないので、ＳＮ比が悪化しない。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下、図面を参照して、本発明の実施例を詳細に説明する。
【実施例１】
【００１５】
図１は、本発明の一実施例の概略構成ブロック図を示す。ここでは、二次のシグマデルタ変調器を使用する。
【００１６】
デジタル信号１０は、振幅がゼロを中心に−ＤｍａｘからＤｍａｘの範囲で変化するサンプリング周波数ｆｓ（Ｈｚ）のＰＣＭ（Pulse Code Modulation）信号である。インターポレーション回路１２は、デジタル信号１０に、周波数ｆｓ（Ｈｚ）よりも高い周波数ｆｏｖｓ（Ｈｚ）でデータをインターポレート（補間）する。回路１２から出力されるデジタル信号の振幅は、デジタル信号１０と同様に、ゼロを中心に−ＤｍａｘからＤｍａｘの範囲で変化する。
【００１７】
レベル判定回路３０は、インターポレーション回路１２の出力信号のレベルを判定する。正弦波発生回路３２は、レベル判定回路３０の判定結果に応じたレベルの、周波数ｆｓｉｎ（Ｈｚ）の正弦波を周波数ｆｏｖｓ（Ｈｚ）でサンプリングした正弦波データを発生する。回路３０，３２の機能の詳細は、後述する。周波数ｆｓｉｎ（Ｈｚ）は、本実施例のＤ／Ａ変換器の通過帯域ｆｓ／２（Ｈｚ）より十分大きい必要があり、パターンノイズ現象のために好ましくは、インターポレーション回路１２のオーバーサンプリング周波数ｆｏｖｓ（Ｈｚ）より小さい。
【００１８】
加減算器１４は、インターポレーション回路１２の出力信号からフィードバック信号（量子化回路２２からの量子化信号）を減算し、正弦波発生回路３２からの正弦波を加算する。積分回路１６は、加減算器１４の出力信号を積分する。加算器１８は、積分回路１６の出力信号からフィードバック信号（量子化回路２２からの量子化信号）を減算し、積分回路２０は、加算器１８の出力信号を積分する。
【００１９】
量子化回路２２は、積分回路２０の出力レベルが０より大きいときはレベルＤｍａｘ、０以下の場合にはレベル−Ｄｍａｘの信号を出力する。量子化回路２２の出力信号は、積分回路１２０の出力レベルが０より大きいときはレベル”１”、０以下の場合にはレベル”−１”となるパルス密度変調された信号になる。量子化回路２２の出力信号は、フィードバック信号として加減算器１４及び加算器１８に印加される。
【００２０】
アナログローパスフィルタ（ＬＰＦ）２４は、量子化回路２２の出力信号から所定の高周波数成分を除去する。フィルタ２４の出力信号２６は、デジタル信号１０のデジタル値に応じた振幅を示すアナログ信号になっている。積分回路１６からフィルタ２４までの回路の動作は、従来例と同じである。
【００２１】
図３は、インターポレーション回路１２の構成例を示す。インターポレーション回路１２は、シリアルに接続されたＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタ４０とＩＩＲ（Infinite Impulse Response）フィルタ４２とからなる。ＦＩＲフィルタ４０は、入力デジタル信号１０をフィルタ処理し、サンプリング周波数ｆｓ×８（Ｈｚ）の補間データを出力する。図４は、ＦＩＲフィルタ４０のフィルタ特性を示す。横軸は周波数を示し、縦軸は振幅を示す。ＩＩＲ（Infinite Impulse Response）フィルタ４２は、ＦＩＲフィルタ４０の出力信号をフィルタ処理し、サンプリング周波数ｆｏｖｓ（Ｈｚ）の補間データを出力する。図５は、ＩＩＲフィルタ４２のフィルタ特性を示す。横軸は周波数を示し、縦軸は振幅を示す。
【００２２】
図６は、レベル判定回路３０の概略構成ブロック図を示す。レベル判定回路３０は、インターポレーション回路１２の出力信号に正弦波発生回路３２の出力する正弦波を加算した結果の振幅が−ＤｍａｘからＤｍａｘの範囲を超えないように、正弦波発生回路３２の発生する正弦波の振幅を制御する。
【００２３】
全波整流回路５０は、インターポレーション回路１２の出力信号を全波整流し、ピークホールド回路５２は、全波整流回路５０の出力信号のピークをホールドする。レベル演算回路５４は、図７に示す特性に従い、ピークホールド回路５２のピークホールド値に対応した正弦波振幅になるような制御信号を正弦波発生回路３２に出力する。図７で、横軸はピークホールド値を示し、縦軸は、正弦波発生回路３２の発生する正弦波の振幅を示す。
【００２４】
図７に示す特性では、ピークホールド値がＤｍａｘ／２以下の場合には、インターポレーション回路１２の出力と正弦波発生回路３２の出力信号とを加算した結果の振幅が最大振幅Ｄｍａｘの１／２になるように、正弦波発生回路３２の正弦波の振幅を制御する。即ち、正弦波の振幅をピークホールド値が大きくなるに従って、正弦波の振幅をＤａｍａｘ／２から０に減少させる。ピークホールド値が最大振幅の１／２以上の場合には、１０４正弦波発生回路からの正弦波の振幅をゼロにする。
【００２５】
図８は、インターポレーション回路１２の出力に正弦波発生回路３２の出力を加算した結果の特性を示す。横軸は、横軸はピークホールド回路５２のピークホールド値を示し、縦軸は、インターポレーション回路１２の出力と正弦波発生回路３２の出力の加算結果を示す。加算結果は、常に最大振幅Ｄｍａｘの１／２以上であるが、-Ｄｍａｘ以上Ｄｍａｘ以下の振幅レンジを超えることはない。勿論、本実施例では、インターポレーション回路１２の出力と正弦波発生回路３２の出力の加算結果を常に最大振幅Ｄｍａｘの１／２以上となるようにしたが、１／１０程度以上でも良い。
【００２６】
このように正弦波発生回路３２の発生する正弦波の振幅をインターポレーション回路１２の出力信号のレベル絶対値に応じて制御することで、微小信号レベルで認識される不要なトーンの発生を防止できる。
【００２７】
正弦波発生回路３２の発生する正弦波の周波数ｆｓｉｎ（Ｈｚ）は、アナログＬＰＦ２４で無理なく減衰させられるように、本実施例の通過帯域ｆｓ／２（Ｈｚ）より十分大きく、かつ、積分器１６，２０が通過帯域内の周波数のパターンノイズを生成しないほどに変動する周波数である必要がある。ｆｓｉｎ（Ｈｚ）をｆｏｖｓ（Ｈｚ）より小さくすると、このようなパターンノイズが生成されない。例えば、ｆｏｖｓ（Ｈｚ）を２５６×ｆｓ（Ｈｚ）程度としたとき、周波数ｆｓｉｎを１０×ｆｓ（Ｈｚ）とする。
【００２８】
図９は、アナログＬＰＦ２４のフィルタ特性を示す。横軸は周波数を示し、縦軸は、振幅（又は利得）を示す。本実施例では、周波数ｆｓｉｎの正弦波を追加しているので、アナログＬＰＦ２４は、周波数ｆｓｉｎの成分も除去する必要がある。即ち、アナログＬＰＦ２４は、量子化器２２から出力されるパルス密度変調された信号から０乃至ｆｓ／２（Ｈｚ）の帯域を通過すると共に、パルス成分を除去し、更には、周波数ｆｓｉｎの正弦波を十分に減衰させなければならない。即ち、アナログＬＰＦ２４のカットオフ周波数は、周波数ｆｓｉｎの成分を十分減衰可能な程度に設定する。
【００２９】
本実施例では、上述の構成により、不要なトーンを発生させることなしに、高い信号対雑音比でデジタル信号をアナログ信号に変換できる。
【００３０】
上記実施例では、インターポレーション回路１２の出力により信号レベルを判定したが、デジタル信号１０から信号レベルを判定しても、同様の作用効果を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００３１】
【図１】本発明の一実施例の概略構成ブロック図である。
【図２】従来例の概略構成ブロック図である。
【図３】インターポレーション回路１２の回路構成例である。
【図４】ＦＩＲフィルタ４０のフィルタ特性を示す。
【図５】ＩＩＲフィルタ４２のフィルタ特性を示す。
【図６】レベル判定回路３０の概略構成ブロック図を示す。
【図７】レベル演算回路５４の演算特性図である。
【図８】インターポレーション回路１２の出力に正弦波発生回路３２の出力を加算した結果の特性を示す。
【図９】アナログＬＰＦ２４のフィルタ特性図である。
【符号の説明】
【００３２】
１０  デジタル信号
１２  インターポレーション回路
１４  加減算器
１６  積分回路
１８  加算器
２０  積分回路
２２  量子化回路
２４  アナログローパスフィルタ（ＬＰＦ）
３０  レベル判定回路
３２  正弦波発生回路
４０  ＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタ
４２  ＩＩＲ（Infinite Impulse Response）フィルタ
５０  全波整流回路
５２  ピークホールド回路
５４  レベル演算回路
１１０  デジタル信号
１１２  インターポレーション回路
１１４  加算器
１１６  積分回路
１１８  加算器
１２０  積分回路
１２２  量子化回路
１２４  アナログローパスフィルタ（ＬＰＦ）
【図１】
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【図２】
2008022394.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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