(57)【要約】      （修正有）【課題】周波数可変とパルス幅制御を適用して出力制御ダイナミック特性を向上させた安定器やインバータなどに使用可能なハーフブリッジ回路を用いる電力供給装置を提供することにある。【解決手段】負荷に伝達される入力電源の電圧を検出するライン電圧検出手段と、前記ライン電圧検出手段により検出された電圧を基準電圧と比較して、その差に対応する電圧を出力するライン電圧変換増幅手段と、パルスを出力するパルス幅変換手段と、前記パルス幅変換手段から提供されるパルスとして、ハイサイドに対応する第１パルスとローサイドに対応する第２パルスとを生成して出力し、第１パルスと第２パルスにそれぞれ異なるパルス幅、立上り(rising)及び立下り(fa１１ing)時点を持たせるように出力するデッドタイム制御手段と、前記第１パルスと前記第２パルスによって前記負荷に供給される電源を定電流状態で駆動する駆動手段と、を備える。【選択図】図１
2008022668.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源を整流して負荷に伝達するハーフブリッジ回路を用いる電力供給装置において、
前記負荷に伝達される入力電源の電圧を検出するライン電圧検出手段と、
前記ライン電圧検出手段により検出された電圧を基準電圧と比較して、その差に対応する電圧を出力するライン電圧変換増幅手段と、
前記ライン電圧変換増幅手段の出力レベルに対応して可変のパルス幅を持つパルスを出力するパルス幅変換手段と、
前記パルス幅変換手段から提供されるパルスとして、ハイサイドに対応する第１パルスとローサイドに対応する第２パルスとを生成して出力し、第１パルスと第２パルスにそれぞれ異なるパルス幅、立上り(rising)及び立下り(falling)時点を持たせるように出力するデッドタイム制御手段と、
前記第１パルスと前記第２パルスによって前記負荷に供給される電源を定電流状態で駆動する駆動手段と、を備えることを特徴とするハーフブリッジ回路を用いる電力供給装置。
【請求項２】
前記ライン電圧検出手段は、
前記入力電源を平滑してＤＣ電圧に変換するローパスフィルターと、
前記ローパスフィルターの電圧が一定値未満であれば、それを前記ライン電圧変換増幅手段に伝達するライン電圧検出器と、を備えることを特徴とする請求項１に記載のハーフブリッジ回路を用いる電力供給装置。
【請求項３】
前記ライン電圧検出器は、前記ローパスフィルターの電圧が一定値以上であれば、ロジック値を有する出力信号をさらに出力することを特徴とする請求項２に記載のハーフブリッジ回路を用いる電力供給装置。
【請求項４】
前記ライン電圧変換増幅手段は、
前記ライン電圧検出手段により検出された電圧を定電圧と比較して出力する比較器と、
前記比較器の出力値を分圧した基準電圧と合わせて出力する電圧分配部と、
前記電圧分配部から提供される電圧を、前記ランプに供給する電圧のフィードバック電圧と比較し、その差に対応する信号を出力するライン電圧変換増幅部と、を備えることを特徴とする請求項１に記載のハーフブリッジ回路を用いる電力供給装置。
【請求項５】
前記電圧分配部は、基準電圧の代わりに調光(dimming)制御電圧を印加されることを特徴とする請求項４に記載のハーフブリッジ回路を用いる電力供給装置。
【請求項６】
前記ライン電圧変換増幅手段の出力レベルに対応して可変の周波数を、前記パルス幅変換手段に提供する周波数発生部をさらに備え、
前記パルス幅変換手段は、前記周波数発生部から提供される信号の周波数を有するとともに、前記ライン電圧変換増幅手段の出力レベルに対応して可変のパルス幅を持つパルスを出力することを特徴とする請求項１に記載のハーフブリッジ回路を用いる電力供給装置。
【請求項７】
前記周波数発生部と前記ライン電圧変換増幅手段とを初期起動時に制御して、電源印加の初期に高い周波数と最大パルス幅の出力を可能とし、その後、次第に周波数を下げ、一定時間経過後に動作を停止するソフトスタートタイマーをさらに備えることを特徴とする請求項６に記載のハーフブリッジ回路を用いる電力供給装置。
【請求項８】
前記デッドタイム制御手段は、
前記パルス幅変換手段の出力立上り時点を所定時間遅延させた第１デッドタイムが適用された前記第１パルスを出力するディレイ手段と、
前記パルス幅変換手段の出力を反転させ、前記反転した信号の立上り時点を所定時遅延させた第２デッドタイムが適用された前記第２パルスを出力するディレイ手段と、を備えることを特定とする請求項１に記載のハーフブリッジ回路を用いる電力供給装置。
【請求項９】
前記駆動手段は、
第１パルスとしてハイサイドのための駆動信号を出力するハイサイドドライバーと、
第２パルスとしてローサイドのための駆動信号を出力するローサイドドライバーと、
前記ハイサイドドライバーの出力によって前記負荷に伝達される交流電源のハイサイドをスイッチングする第１スイッチング素子と、
前記ローサイドドライバーの出力によって前記負荷に伝達される交流電源のローサイドをスイッチングする第２スイッチング素子と、を備えることを特徴とする請求項１に記載のハーフブリッジ回路を用いる電力供給装置。
【請求項１０】
前記負荷に伝達される入力電源の力率を制御する高力率回路をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載のハーフブリッジ回路を用いる電力供給装置。
【請求項１１】
前記負荷は、冷陰極管（Cold Cathode Fluorescent Lamp：ＣＣＦ１）であることを特徴とする請求項１乃至９のいずれかに記載のハーフブリッジ回路を用いる電力供給装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ハーフブリッジ回路を用いる電力供給装置に関し、より詳細には安定器やインバータなどに適用されて力率補償、低い波高率の具現、及び定出力を維持するためのハーフブリッジ方式駆動回路を用いる電力供給装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
一般にランプに適用される電子式安定器やインバータは常用電源周波数を高周波に変換させて、過電流が流れないように電流を調節する役目をする。上述した安定器は電流消耗、寿命改善及び製品の信頼性向上のための多様な方法の力率補償回路が採用されている。
【０００３】
その一例として、ダイオード力率補償回路を利用して周波数を可変させて高力率及び低い波高率を具現する方法が提示されている。
【０００４】
しかし、この方法は高価な力率補償専用集積回路を利用しないので安価で力率補償及び低い波高率を具現することができるが、周波数可変範囲が大きくなるので、これによる問題点があった。
【０００５】
具体的に、周波数が高くなる時、共振回路の効率が低下されるので安定器の効率が低下されて周波数変化の幅が広くなるのでＥＭＩノイズ問題が増加されるし、スイッチング素子のスイッチング電力損失も増加されるし、フィラメントに供給されるエネルギーが増加されるのでランプチューブの寿命が短縮されて安定器の効率が低下する。
【０００６】
そして、周波数のみを可変にして出力を制御しようとする場合、出力制御ダイナミック特性が低いので制御のためのフィードバック回路のセッティングが難しくなるだけではなく、安定器の効率特性が悪いので事実上の使用が難しい。
【０００７】
特に、入力電圧が変動する場合は消費電力、波高率、フィラメント電力などの変化が大きくなり、目標とした特性値とはその差が大きくなる。
【０００８】
一方、ダイオード力率補償回路の代わりに力率補償専用集積回路を利用する方法は、力率補償専用集積回路が高価であるのでそれによる経済的な負担が大きく、具現するための必要な部品が大いのでサイズが大きくなるという困難があった。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
本発明の目的は、周波数可変とパルス幅制御を適用して出力制御ダイナミック特性を向上させた安定器やインバータなどに使用可能なハーフブリッジ回路を用いる電力供給装置を提供することにある。
【００１０】
本発明の他の目的は、別途の高力率回路が必要なく、高力率、定出力、低い波高率特性を持つ安定器やインバータなどに使用可能なハーフブリッジ回路を用いる電力供給装置を提供することにある。
【００１１】
さらに本発明の他の目的は、電力効率を高めてランプチューブの寿命短縮を防止し、光変換効率が改善された安定器やインバータなどに使用可能なハーフブリッジ回路を用いる電力供給装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明に係る交流電源を整流して負荷に伝達するハーフブリッジ回路を用いる電力供給装置は、前記負荷に伝達される入力電源の電圧を検出するライン電圧検出手段と、前記ライン電圧検出手段により検出された電圧を基準電圧と比較して、その差に対応する電圧を出力するライン電圧変換増幅手段と、前記ライン電圧変換増幅手段の出力レベルに対応して可変のパルス幅を持つパルスを出力するパルス幅変換手段と、前記パルス幅変換手段から提供されるパルスとして、ハイサイドに対応する第１パルスとローサイドに対応する第２パルスとを生成して出力し、第１パルスと第２パルスにそれぞれ異なるパルス幅 、立上りと立下り時点を持たせるように出力するデッドタイム制御手段と、前記第１パルスと前記第２パルスによって前記負荷に供給される電源を定電流状態で駆動する駆動手段と、を備えることを特定とする。
【００１３】
ここで、前記ライン電圧検出手段は、前記入力電源を平滑してＤＣ電圧に変換するローパスフィルターと、前記ローパスフィルターの電圧が一定値未満であれば、それを前記ライン電圧変換増幅手段に伝達するライン電圧検出器と、を備える。
【００１４】
そして、前記ライン電圧検出器は、前記ローパスフィルターの電圧が一定値以上であれば、ロジック値を有する出力信号をさらに出力するシャットダウン部を駆動する。
【００１５】
そして、前記ライン電圧変換増幅手段は、前記ライン電圧検出手段により検出された電圧を定電圧と比較して出力する比較器と、前記比較器の出力値と分圧された基準電圧と合わせて出力する電圧分配部と、前記電圧分配部から提供される電圧を、前記ランプに供給する電圧のフィードバック電圧と比較し、その差に対応する信号を出力するライン電圧変換増幅部と、を備える。
【００１６】
そして、前記電圧分配部は、基準電圧の代りに調光制御電圧が印加されるように構成する。
【００１７】
そして、前記ライン電圧変換増幅手段の出力レベルに対応して可変された周波数を、前記パルス幅変換手段に提供する周波数発生部をさらに備え、前記パルス幅変換手段は、前記周波数発生部から提供される信号の周波数を有するとともに、前記ライン電圧変換増幅手段の出力レベルに対応して可変されたパルス幅を持つパルスを出力する。
【００１８】
そして、前記周波数発生部と前記ライン電圧変換増幅手段とを初期起動時に制御して、電源印加の初期に高い周波数と最大パルス幅の出力を可能とし、その後、次第に周波数を下げ、一定時間経過後に動作を停止するソフトスタートタイマーをさらに備える。
【００１９】
そして、前記デッドタイム制御手段は、前記パルス幅変換手段の出力立上り時点を所定時間遅延させた第１デッドタイムが適用された前記第１パルスを出力するディレイ手段と、前記パルス幅変換手段の出力を反転させ、前記反転された信号の立上り時点を所定時間遅延させた第２デッドタイムが適用された前記第２パルスを出力するディレイ手段と、を備える。
【００２０】
そして、前記駆動手段は、第１パルスとしてハイサイドのための駆動信号を出力するハイサイドドライバーと、第２パルスとしてローサイドのための駆動信号を出力するローサイドドライバーと、前記ハイサイドドライバーの出力によって前記負荷に伝達される交流電源のハイサイドをスイッチングする第１スイッチング素子と、前記ローサイドドライバーの出力によって前記負荷に伝達される交流電源のローサイドをスイッチングする第２スイッチング素子と、を備える。
【００２１】
そして、前記負荷に伝達される入力電源の力率を制御する高力率回路をさらに備えるし、負荷は、ＣＣＦ１で構成される。
【発明の効果】
【００２２】
本発明によれば、ハーフブリッジ方式の蛍光燈安定器及びＣＣＦ１インバータ回路に適用可能であり、より低い帯域の周波数を可変させながらパルス幅を制御することによって出力制御ダイナミック特性を向上させることができる。
【００２３】
これによって、バレー(Va１１ey)電圧を持つポジティブ方式の高力率整流回路条件でも、広範囲な入力電圧変動に対応し定出力とチューブ電流ＣＦを非常に低い状態で安定的に制御することができる安定器とインバータが具現できる。
【００２４】
また、周波数可変幅を小さくしながら、非常に高いダイナミック特性を実現することができるので、最適の共振条件下で回路が作動できるので安定器、またはインバータの光変換効率を高め、蛍光登用安定器の場合にはフィラメントに流れるエネルギーの変化も非常に小さいのでチューブの寿命を延長することができる。
【００２５】
また、既存のハーフブリッジ回路を用いると、電圧変動とチューブの偏差などがある場合制御ダイナミック特性が悪くなる。従ってチューブの電流ＣＦ値が顕著に悪くなって定電力も不完全になり、周波数変化幅が大きいのでフィラメントに流れる電流変化も大きくなり、光変換効率が悪くチューブの寿命も短くなるので現実に使用は出来ない。
【００２６】
また、本技術は蛍光燈またはＣＣＦ１などの調光にも活用できるし、これによると既存の制御方式とは比較できない程の非常に低い照度でも安定的な調光を制御することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２７】
以下、添付図面を参照しなから本発明に係る実施例を説明する。
本発明に係る実施例は、周波数可変とパルス幅制御を具現する構成を持つ。すなわち、電源から供給される電圧の高低によって負荷に提供される信号のパルス幅が可変で、選択的に負荷に提供される信号の周波数が同時に可変である。それによって負荷に一定な出力を提供する技術である。
【００２８】
図１は、本発明の実施例が安定器に適用されたものであり、これを参照すると整流回路１０は、四つのダイオードのブリッジ結合構成であり、交流電源ＶＡＣを電波整流して出力する。
【００２９】
整流回路１０の負荷ランプ３６を駆動するための経路と、負荷に提供される出力が常に一定に維持されるための制御経路が提供される。
【００３０】
先に、負荷ランプ３６を駆動するための整流回路１０の出力は、ハイサイドトランジスターＭ１とローサイドトランジスターＭ２が直列接続された方に提供される。ハイサイドトランジスターＭ１とローサイドトランジスターＭ２は交差スイッチングしながら整流回路１０から提供される電流を負荷ランプ３６に伝達し、それぞれのスイッチング時間の調節によって、ランプ３６に提供される電力が制御される。
【００３１】
ハイサイドトランジスターＭ１とローサイドトランジスターＭ２のスイッチングを調節するための構成が、負荷に提供される出力を常に一定に維持するための制御経路に当たる。
【００３２】
ハイサイドトランジスターＭ１とローサイドトランジスターＭ２の間にノードが形成され、このノードに、直列接続された補助電源３４とランプ３６との間の接続ノードが接続される。そして、ランプ３６の接地側に負荷抵抗Ｒ１が挿入されて、ローサイドトランジスターＭ２の接地側にセンシング抵抗ＲＳが挿入される。負荷抵抗Ｒ１はランプ３６に供給される電流の量を電圧として検出するための構成であり、センシング抵抗ＲＳはローサイドトランジスターＭ２に流れる電流の量を電圧として検出するためのものである。
【００３３】
補助電源３４側にはシャットダウン部４２からの出力ＤＳが入力されてＶｒｅｆの活性化を制御するＶｒｅｆ部４２１、ＵＶ１Ｏ部４２２、並列接続されたリースタート用抵抗ＲＳ及びコンデンサＣＶ、逆方向に接続されたダイオードＤ４が挿入されて、これらと並列にツェナーダイオードＤＺが接続される。ダイオードＤ４とツェナーダイオードＤＺは逆起電力とリップルを制御するためのものである。ここで、ＵＶ１Ｏ部４２２は、低電圧ロックアウト(Under Voltage Lock Out)を行うためのものであり、具体的には初期起動時に高いＶｃｃで起動を始まり、起動されるとコンデンサＣＶに充電された電荷が瞬間に放電する。その時Ｖｃｃが瞬間に下がることがある。Ｖｃｃが瞬間に下がっても回路動作に影響を及ばないように、回路動作を停止する電圧を起動電圧より約１.５Ｖ乃至２Ｖ低く設定し、初期起動を円滑にするものである。これは、ヒステリシスを有する比較器に当たる。
【００３４】
一方、負荷に提供される出力が、常に一定に維持されるための制御経路にあたって、整流回路１０の出力は、ローパスフィルター(１ＰＰ)１２に提供される。
【００３５】
ローパスフィルター１２は、整流回路１０から電波が整流されて供給されるＡＣ電圧を平滑してこれに相応するＤＣ電圧を出力するものであり、このＤＣ電圧がライン電圧検出器１４に提供される。
【００３６】
ライン電圧検出器１４は、ロジック値を有する出力信号ＤＡと線形値を有する出力信号ＤＢを持つ。
【００３７】
すなわち、ライン電圧検出器１２は、ローパスフィルター１ＰＦの出力が一定レベル以上である場合、これを検出して全体回路をシャットダウン(Shut down)させるための出力信号ＤＡを生成してノアーゲート４０に提供し、逆にローパスフィルター１ＰＦの出力が一定レベル未満に下がり始めると、それに対応する線形値を有する出力信号ＤＢを比較器１６のプラス端子に出力する。
【００３８】
具体的に、ライン電圧検出器１２は、図２のような構成であり、これを参照するとライン電圧検出器１２は、ローパスフィルター１２の出力がそれぞれハイレベルデテクター１４２とローレベルデテクター１４４に入力され、ハイレベルデテクター１４２は入力された電圧が一定レベル以上である場合、それに相応する信号ＤＡを出力して、ローレベルデテクター１４４は、入力された電圧が一定レベル未満に下がる状態になると、入力された電圧を線形増幅器１４８に伝達する構成を有する。それによって線形増幅器１４８は入力される電圧が線形状態を維持しながら出力が調節された状態で出力信号ＤＢを出力する。
【００３９】
出力信号ＤＢによってライン電圧変換増幅器ＥＡに提供される基準電圧が徐々に減少されて結果的に負荷に伝達される電力が減少される結果を得る。
【００４０】
一方、図１を参照すると比較器１６は、マイナス端子に所定電圧ＶＢが印加されることであり、ライン電圧検出器１４の出力信号ＤＢを比較増幅して電圧分配部１８に提供する構成である。
【００４１】
電圧分配部１８は、ライン電圧変換増幅部ＥＡのプラス端子と接続されるノードに並列接続される抵抗Ｒ１、Ｒ２からなり、分圧された基準電圧Ｖｒｅｆに比較器１６の出力を合わせ、ライン電圧変換増幅部ＥＡのプラス端子に提供する。
【００４２】
ライン電圧変換増幅部ＥＡは、ソフトスタートタイマー２６によって動作が制御されるし、周波数発生部(ＶＣＯ)２０とパルス幅変換部(ＰＷＭ)２０に出力を提供して、周波数発生部２０とライン電圧変換増幅部ＥＡの間に使用者が任意に操作できるスイッチ２４を挿入することによって周波数可変の適用可否が選択される。
【００４３】
そして、周波数発生部２０は、ライン電圧変換増幅部ＥＡから出力が伝達される場合、入力電圧のレベルに対応する周波数信号が発生されパルス幅変換部２０に提供し、ライン電圧変換増幅部ＥＡから出力が伝達されない場合、固定された周波数信号が発生されパルス幅変換部２０に提供される。
【００４４】
そして、パルス幅変換部２０は、周波数発生部２３から提供される周波数信号によって該当周波数を有するパルスを出力して、ライン電圧変換増幅部ＥＡから提供される電圧のレベルに対応してパルス幅が可変されたパルスを出力する。
【００４５】
ソフトスタートタイマー２６は、初期起動時に徐々に電力を伝達するために周波数を制御する回路であり、電源印加初期に高い周波数と最大パルス幅で出力できるように制御し、その後次第に周波数を下げ一定時間経過後にソフトスタートタイマー２６の動作を停止され、フィードバック回路が動作され全体閉回路が制御される。前記動作に対する状態は図３のように説明できる。
【００４６】
一方、デッドタイム制御部２８は、パルス幅変換部２０から出力される信号をハイサイドとローサイドの間にデッドタイムｄ１、ｄ２が存在するようにそれぞれ制御することであり、デッドタイム制御部２８は図４のように構成される。
【００４７】
すなわち、デッドタイム制御部２８はパルス幅変換部２０の出力信号ＰＷＭ_ＩＮの立上り時点をｄ１ほど遅延させるディレイ２８２と、パルス幅変換部２０の出力信号ＰＷＭ_ＩＮを反転させ信号ＰＷＭ_ＩＮ_Ｂを出力するインバータ２８４と、インバータ２８４の出力信号の立下り時点をｄ２ほど遅延させるディレイ２８３とを具備する。
【００４８】
上述したデッドタイム制御部２８の動作は図５aを参照しながら説明する。
パルス幅変換部２０は、ライン電圧変換増幅部ＥＡの出力を基準として周波数発生部２０から提供される周波数信号をトリガし所定パルス幅を持つパルスを出力して、ライン電圧変換増幅部ＥＡの出力レベルの高低によってパルス幅変換部２０がそれに対応されてパルス幅の広狭が決定されて出力される。
【００４９】
すなわち、図５bのようにデッドタイムは、ライン電圧変換増幅部ＥＡの出力電圧によってパルス幅変換部２０からＨＯの出力パルス幅が可変されるが、この時、常にＨＯと１Ｏの間に一定な時間間隔(DEAD TIME)を維持しなければならない。
【００５０】
具体的に、図５aを参照するとパルス幅変換部２０の出力ＰＷＭ_ＩＮはディレイ２８２によってハイサイドを駆動するためのパルスＨ_ＤＲＶに変換される。パルスＨ_ＤＲＶは、立上り時点を信号ＰＷＭ_ＩＮの立上り時点と比較してｄ１ほど遅延されて、立下り時点はお互いに同一なパルス幅を持つ。
【００５１】
そして、パルス幅変換部２０の出力ＰＷＭ_ＩＮは、インバータ２８４によって信号ＰＷＭ_１Ｎ_Ｂに反転され、この反転された信号ＰＷＭ_１Ｎ_Ｂがディレイ２８６によって、ローサイドを駆動するためのパルス１_ＤＲＶに変換される。パルス１_ＤＲＶと立上り時点は同一であり、立下り時点を信号ＰＷＭ_１Ｎ_Ｂと比較してｄ２ほど遅延されるパルス幅を持つ。
【００５２】
ここで、ディレイ２８２とディレイ２８４はデッドタイム(DEAD TIＭE)ｄ１、ｄ２を決める遅延時間を持ち、お互いに類似の遅延時間を持つ。
【００５３】
上述したように、ライン電圧変換増幅部ＥＡの出力が図６のＶ１乃至Ｖ３のように可変であると、これに沿って図６のそれぞれの下部パルスによって、デッドタイム制御部２８０は、ライン電圧変換増幅部ＥＡの出力レベルに対応するパルス幅を持つパルスを出力する。この時パルス幅は変化されてもデッドタイムは同一である。
【００５４】
デッドタイムは、ハイサイドトランジスターＭ１とローサイドトランジスターＭ２が同時にターンオンされることを防止するために、一定な時間間隔を維持するためのものである。
【００５５】
図６は、固定された周波数に対応してライン電圧変換増幅部ＥＡの出力の変化によるデッドタイム制御部２８から出力されるパルスの変化を説明したものである。
【００５６】
これとは別に整流回路１０から出力される電流が減り入力電圧が低くなる場合、周波数も同時に可変となりダイナミック特性が向上する。
【００５７】
具体的に、図７a乃至図７cのように周波数可変とライン電圧変換増幅部ＥＡの出力変化が同時に対応してパルスを多様に調節することができる。
【００５８】
図７aは周波数は高くてライン電圧変換増幅部ＥＡの出力が低い場合のパルス幅が狭いときのことであり、図７bは周波数は中間でありライン電圧変換増幅部ＥＡの出力も中間である場合のパルス幅が中間であるときのことであり、図７cは周波数は低くライン電圧変換増幅部ＥＡの出力が高い場合のパルス幅が広いときのことである。図７a乃至図７cを参照すると周波数によってハイサイドとローサイドのパルス幅の比が変更されることが分かる。
【００５９】
前記のようなパルスが、ハイサイドドライバー３０とローサイドドライバー３２にそれぞれ入力され、これに沿ってハイサイドトランジスターＭ１とローサイドトランジスターＭ２はそれぞれ異なるタイミングでターンオンされ、結局ランプ３６は定出力を維持するようになる。
【００６０】
本発明は、ＡＣライン入力電圧が低い場合でも負荷電力を效果的に供給するために、ハーフブリッジ駆動回路のハイサイドに対するパルスのデューティを一般的なハーフブリッジ回路のように５０％固定することではなく、状況によって５０％以上または以下に変化できるようにしたものである。これに対するハイサイド(上部パルス)とローサイド(下部パルス)の間のパルス関係は図７ｄのようである。
【００６１】
上述したように、整流回路１０から負荷ランプ３６に提供される電流に変動が発生すると、これに対応してハイサイドトランジスターＭ１とローサイドトランジスターＭ２のターンオン時間が可変となるのでランプ３６に対する定出力維持が保障される。
【００６２】
一方、負荷ランプ３６に異常ができてトランジスタに過電流が流れると、これが抵抗ＲＳによって検出されるので、回路動作が停止される。前記回路動作の制御は、ノアーゲート４０の出力を受けたシャットダウン部４２から成り、シャットダウン部４２から出力される信号ＣＳによってＶＲＥＦ部４２１がＶｒｅｆを非活性化させて発振を止め、それに連動され補助電源の供給が停止されて負荷に電流供給が停止される。
【００６３】
そして、周辺の温度が高くなるとこれが熱検出器３８によって検出されて、前記のように回路動作停止が遂行される。
【００６４】
また、負荷に異常ができて過電流が流れると、これが抵抗Ｒ１によって検出されてリースタート判断部４３がそれに対応する信号をシャットダウン部４２に伝達して、その後、前記のように回路動作停止が遂行される。
【００６５】
上述した本発明は、バレー(Valley)電圧を持つ整流方式である簡易高力率回路を適用した安定器を図８のように適用することができる。
【００６６】
図８は、簡易高力率回路８００と負荷側の一部構成が異なり、その外は図１の実施例と構成部品が同一なので、これに対する構成及び動作説明は略する。ここで、簡易高力率回路８００は複数のダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３と複数のコンデンサＣ１、Ｃ２と抵抗Ｒ１とを具備する公知の構成であるのでこれに対する具体的な動作説明も略する。
【００６７】
簡易高力率回路８００によるブリッジダイオード１０の出力は、図９aのようになり、それによってライン電圧変換増幅部ＥＡの出力波形は図９bのようになる。
【００６８】
すなわち、入力電圧が高い区間では、周波数は高くパルス幅は小さくし、入力電圧が低い区間では、周波数は低くパルス幅は大きくして、定出力を維持するように制御するが、この際ライン電圧変換増幅部ＥＡの出力電圧は、図９bのように入力と逆上になる。
【００６９】
また、本発明の実施例は圧力電源電圧が、ある一定レベル以下に下るとライン電圧検出器によって出力電圧が漸次減り駆動用トランジスタに過電流が流れることを防止し、これは図１０aのように制御される。
【００７０】
これはライン電圧検出器１４の出力が、比較器１６の基準電圧より低くなり始めると、比較器の出力電流が低くなる電圧に反比例して増加して、ライン電圧変換増幅部ＥＡのフィ-ドバック基準電圧であるプラス端子の電圧を低くするので出力もそれによって低くなる。
【００７１】
本発明に係る実施例は、全区間にわたってパルス幅及び周波数を可変にして電力を制御して出力するので、高力率を具現すると同時に交流電力が１８０Ｖ〜３００Ｖの全区間にわたって定出力と、１.５以下のランプ電流波高率を達成することができ、フィラメント電力も＋／−１０％以内で制御できる。
【００７２】
言い換えれば、入力電圧の変化が小さい場合には、パルス幅を主に制御して出力を制御することができ、入力電圧変化が大きい場合には、周波数可変範囲を広げて入力電圧に沿って周波数及びパルス幅が連動され動くようにし、 広帯域の入力電圧変動に対しても常に定出力を維持することができるようにする。
【００７３】
これに対する図面は、図１０bに示してある。
図１０bを参照すると、Ａは入力電圧変動範囲が小さい場合、周波数変動範囲は小さくすると同時にパルス幅を変化させて出力を制御しようとする時のライン電圧変換アンプの出力波形を示すものであり、Ｂは入力電圧変動範囲が大きい場合、周波数変動範囲を大きくすると同時にパルス幅を変化させて出力を制御しようとする時のライン電圧変換増幅部ＥＡの出力を示す波形図である。
【００７４】
また、本発明は調光安定器に適用することができるし、調光安定器に適用した実施例は、図１１のように図１の電圧分配器１８に基準電圧の代わりに調光制御電圧を提供する構成である。
【００７５】
ライン電圧変換増幅部ＥＡの基準電圧を変更すると、これによって出力が変わる。したがって調光をするためにライン電圧変換増幅部ＥＡの基準電圧を決定する抵抗Ｒ１に調光コントロール電圧を印加すると、印加された電圧によって出力電流が制御されるのでランプの明るさが調節できる。
【００７６】
照度を落とすために、ライン電圧変換増幅部ＥＡの基準電圧を低くしてフィードバック量を減らすことにおいて、周波数を高めると同時にパルス幅を減らすことが、周波数のみを増加させ照度を落とす方式に比べて、フィラメントに伝達されるエネルギーを効率的に制限することができる。また、周波数変化量が非常に小さいので、最適の共振条件から外れない状態で低照度調光が可能なので、照度を落とすことが非常に有利である。
【００７７】
また、本発明に係る実施例は図１２のようにバレー電圧を有する整流方式の簡易高力率回路を用いたＣＣＦ１インバータ回路に適用できるし、これに対する動作は上述したそれぞれの実施例と同一なので略する。
【００７８】
上述したそれぞれの実施例において、入力対比負荷の電圧及び電流特性を評価すると図１３a乃至し図１３cのようである。
【００７９】
具体的に、図１３aは入力電流及び電圧の波形図であり、図１３bは出力電圧の波形図であり、図１３cは出力電流の波形図である。図１３a乃至図１３cを参照すると本発明のそれぞれの実施例は出力電圧及び電流が安定化され、高力率及び低い波高率が具現できることがわかる。
【図面の簡単な説明】
【００８０】
【図１】本発明に係る安定器に適用されたハーフブリッジ回路を用いる電力供給装置の好ましい実施例を示す回路図である。
【図２】図１の実施例のライン電圧検出器の一例を示す詳細ブロック図である。
【図３】本発明に係るソフトスタートタイマーの制御を説明するための波形図である。
【図４】図１の実施例のデッドタイム制御部の一例を示す詳細ブロック図である。
【図５】図５ａ及び図５ｂは、デッドタイム制御部の動作を説明するための波形図である。
【図６】ライン電圧変換増幅部の出力レベル変動に対応するパルス幅変化を説明するための波形図である。
【図７】図７ａ乃至 図７ｄは、周波数とライン電圧変換増幅部の出力変動に対応するパルス幅変化を説明するための波形図である。
【図８】簡易高力率回路を適用した本発明の他の実施例を示す回路図である。
【図９】図９ａ及び 図９ｂは、図８の実施例において、整流された出力とそれに対応するライン電圧変換増幅部の出力波形図である。
【図１０】図１０ａは、実施例の入力電源電圧が所定レベル以下に下がる時、ライン電圧変換増幅部の基準入力端子ＥＡ+の変化及びこれに相応する出力電力の変化を説明する波形図であり、図１０ｂは入力電圧変動に対応するライン電圧変換増幅部の出力波形を示す波形図である。
【図１１】調光制御電圧を適用した本発明のさらに他の実施例を示す回路図である。
【図１２】バレー電圧を有する整流方式の簡易高力率回路を利用したＣＣＦ１インバータ回路に適用した本発明のされに他の実施例を示す回路図である。
【図１３】図１３ａ乃至図１３ｃは入力対比負荷の電圧及び電流特性を評価した波形図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５ａ】
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【図５ｂ】
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【図６】
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【図７ａ】
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【図７ｂ】
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【図７ｃ】
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【図７ｄ】
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【図８】
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【図９ａ】
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【図９ｂ】
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【図１０ａ】
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【図１０ｂ】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３ａ】
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【図１３ｂ】
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【図１３ｃ】
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