(57)【要約】【課題】高価な専用電動機を不要にして装置全体の低価格化を可能にした直接形電力変換器の制御方法を提供する。【解決手段】エネルギーバッファを用いずに、双方向スイッチをオンオフさせて交流電圧を任意の大きさ、周波数を有する交流電圧に直接変換する直接形電力変換器において、出力相電圧指令値のピーク値を制限して出力線間電圧の振幅を電源線間電圧の振幅の０．８６６倍以下とする。例えば、出力相電圧指令値のピーク値制限値を、出力相電圧指令値の最大値が電源相電圧最大値の０．７５倍以下、最小値が電源相電圧最小値の０．７５倍以上となるような値に設定する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
エネルギーバッファを用いずに、双方向スイッチをオンオフさせて交流電圧を任意の大きさ、周波数を有する交流電圧に直接変換する直接形電力変換器において、
電源電圧の大きさに応じて前記直接形電力変換器の出力電圧指令値のピーク値を制限して得られた最終的な出力電圧指令値を用いて前記直接形電力変換器を制御することを特徴とする直接形電力変換器の制御方法。
【請求項２】
エネルギーバッファを用いずに、双方向スイッチをオンオフさせて交流電圧を任意の大きさ、周波数を有する交流電圧に直接変換する直接形電力変換器において、
電源電圧の大きさに応じて前記直接形電力変換器の変調信号のピーク値を制限して得られた最終的な変調信号を用いて前記直接形電力変換器を制御することを特徴とする直接形電力変換器の制御方法。
【請求項３】
請求項１に記載した直接形電力変換器の制御方法において、
出力相電圧指令値のピーク値を制限して出力線間電圧の振幅を電源線間電圧の振幅の０．８６６倍以下とすることを特徴とする直接形電力変換器の制御方法。
【請求項４】
請求項３に記載した直接形電力変換器の制御方法において、
出力相電圧指令値のピーク値制限値を、出力相電圧指令値の最大値が電源相電圧最大値の０．７５倍以下、最小値が電源相電圧最小値の０．７５倍以上となるような値に設定することを特徴とする直接形電力変換器の制御方法。
【請求項５】
請求項４に記載した直接形電力変換器の制御方法において、
出力線間電圧実効値が指令値に等しくなるような補正係数を元の出力相電圧指令値に乗じて得た出力相電圧指令値のピーク値制限値を、出力相電圧指令値の最大値が電源相電圧最大値の０．７５倍以下、最小値が電源相電圧最小値の０．７５倍以上となるような値に設定することを特徴とする直接形電力変換器の制御方法。
【請求項６】
請求項４に記載した直接形電力変換器の制御方法において、
出力相電圧指令値の波形を、その最大値が電源相電圧最小値の０．７５倍以下、最小値が電源相電圧最小値の０．７５倍以上である台形波または方形波とすることを特徴とする直接形電力変換器の制御方法。
【請求項７】
請求項４〜６の何れか１項に記載した直接形電力変換器の制御方法において、
最大値及び最小値が制限された複数の出力相電圧指令値から生成した変調信号に、同相かつ同じ大きさの補正信号を加算して得た最終的な変調信号を直接形電力変換器に対する制御指令として用いることを特徴とする直接形電力変換器の制御方法。
【請求項８】
請求項２または７に記載した直接形電力変換器の制御方法において、
前記直接形電力変換器の出力側の少なくとも一相に対する最終的な変調信号が１．０または−１．０となるように前記補正信号を設定することを特徴とする直接形電力変換器の制御方法。
【請求項９】
請求項１〜６の何れか１項に記載した制御方法を、直接形電力変換器が歪みなく出力できる正弦波電圧実効値以上の電圧を出力する場合に用いることを特徴とする直接形電力変換器の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電解コンデンサ等の大型のエネルギーバッファを用いることなく、交流電圧を任意の大きさ、周波数を有する交流電圧に直接変換する直接形電力変換器の制御方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図１２は、この種の直接形電力変換器の代表例として、９つの双方向スイッチにより構成されるマトリクスコンバータの主回路構成図である。
図において、１０は三相交流電源、２０はリアクトル及びコンデンサ等からなるフィルタ、Ｒ，Ｓ，Ｔは交流入力端子、３０は電流を双方向に制御可能な９つの双方向スイッチＳＷを前記交流入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔと交流出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗとの間に接続してなるマトリクスコンバータであり、前記双方向スイッチＳＷをオンオフさせることで、三相交流入力電圧を直接切り出して任意の大きさ、周波数の三相交流電圧に変換している。
【０００３】
図１３は、非特許文献１，２に記載されているマトリクスコンバータの制御装置のブロック図である。これらの非特許文献１，２では、マトリクスコンバータ３０を図１４に示すような仮想整流器３０Ａ及び仮想インバータ３０Ｂに見立てて制御を行っている。図１４において、ＳＷＡは仮想整流器３０Ａを構成する半導体スイッチング素子、ＳＷＢは仮想インバータ３０Ｂを構成する半導体スイッチング素子である。
【０００４】
仮想整流器３０Ａの制御には、電源電圧の利用率を高めることを目的として１レッグ変調を用い、図１３に示すように、仮想整流器制御手段４１が各相入力電流指令値ＩＲ＊，ＩＳ＊，ＩＴ＊から仮想整流器３０Ａに対する変調信号λＲＥＣを得て、電流形ＰＷＭ整流器に対するＰＷＭパルスを生成する。
なお、１レッグ変調の詳細については、例えば非特許文献１に記載されているため、ここでは説明を省略する。
【０００５】
一方、仮想インバータ３０Ｂの制御については、図１３に示す如く、出力相電圧の振幅指令値Ｖｏｕｔ＊と出力相電圧の基準信号となる各相正弦波指令値ＶＵ０＊，ＶＶ０＊，ＶＷ０＊とを乗算手段４２１により乗算して出力相電圧指令値ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊を得る。また、仮想整流器３０Ａの制御に１レッグ変調を用いる場合、図１４の仮想直流リンク電圧Ｅｄには電源周波数成分の変動が生じるため、その変動を補償することを目的として、除算手段４２２において出力相電圧指令値ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊を仮想直流リンク電圧Ｅｄにて除算することにより、仮想インバータ３０Ｂに対する変調信号λＵ＊，λＶ＊，λＷ＊を得る。
【０００６】
以上により得られた仮想整流器３０Ａの変調信号λＲＥＣと仮想インバータ３０Ｂの変調信号λＵ＊，λＶ＊，λＷ＊とを制御指令として制御指令合成手段４３により合成し、それらをキャリアの三角波と比較してマトリクスコンバータ３０の９個の双方向スイッチＳＷのＰＷＭ制御信号（オンオフ信号）を得る。なお、変調信号の合成方法やＰＷＭ制御信号の生成方法については、説明を省略する。
【０００７】
ところで、マトリクスコンバータにおいては、非特許文献１に記載されているように、歪み無く出力できる正弦波電圧の最大実効値は電源電圧実効値の０．８６６倍となり、この電圧を超えた正弦波電圧を出力しようとする場合、出力電圧には電源電圧の周波数で決まる高調波成分が多く含まれ、特に電源周波数と出力周波数とが異なる場合には、出力１周期毎に出力電圧波形が変化することになる。
【０００８】
例えば、図１５は、電源線間電圧実効値が２００Ｖである場合に、制御指令として出力線間電圧実効値を１８８Ｖ（電源線間電圧実効値の０．９４倍）の正弦波電圧とした場合の波形を示している。なお、図において、電圧ＶＲＳ，ＶＳＴ，ＶＴＲは電源線間電圧、−ＶＲＳ，−ＶＳＴ，−ＶＴＲはこれらの電源線間電圧ＶＲＳ，ＶＳＴ，ＶＴＲを反転させたものであり、また、出力線間電圧ＶＵＶは、説明を容易にするためにＰＷＭ変調による高調波成分を除去したものである。
【０００９】
【非特許文献１】伊東  淳一，佐藤  以久也，小西  茂雄，「仮想AC/DC/AC変換方式によるマトリックスコンバータの入出力波形改善法」，SPC02-90/IEA-02-31，2002年
【非特許文献２】伊東  淳一，小太刀  博和，小高  章弘，佐藤  以久也，大口  英樹，海田  英俊，「パルスパターンに着目した仮想AC/DC/AC変換方式によるマトリックスコンバータの高性能化」，平成16電電気学会産業応用部門全国大会，pp.I-303〜pp.I-308，2004年
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
ここで、例えば、マトリクスコンバータの負荷が電動機であり、電動機の定格電圧が電源電圧と同等であった場合、マトリクスコンバータは電動機の定格電圧に応じて電源電圧実効値の０．８６６倍以上の電圧実効値を出力する必要があるが、この場合、図１５に示したように出力１周期毎に波形の歪み具合が変化することになり、結果として電動機の回転ムラや電動機からの騒音発生を招く。
従って、従来では、電源電圧に比べて定格電圧が低い高価な専用電動機を使用せざるを得ない等の理由から、装置全体として高価格化を招くという問題があった。
そこで、本発明の解決課題は、高価な専用電動機を不要にして装置全体の低価格化を可能にした直接形電力変換器の制御方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、エネルギーバッファを用いずに、双方向スイッチをオンオフさせて交流電圧を任意の大きさ、周波数を有する交流電圧に直接変換する直接形電力変換器において、電源電圧の大きさに応じて前記直接形電力変換器の出力電圧指令値のピーク値を制限して得られた最終的な出力電圧指令値を用いて前記直接形電力変換器を制御するものである。
【００１２】
請求項２に記載した発明は、エネルギーバッファを用いずに、双方向スイッチをオンオフさせて交流電圧を任意の大きさ、周波数を有する交流電圧に直接変換する直接形電力変換器において、電源電圧の大きさに応じて前記直接形電力変換器の変調信号のピーク値を制限して得られた最終的な変調信号を用いて前記直接形電力変換器を制御するものである。
【００１３】
請求項３に記載した発明は、請求項１に記載した直接形電力変換器の制御方法において、出力相電圧指令値のピーク値を制限して出力線間電圧の振幅を電源線間電圧の振幅の０．８６６倍以下とするものである。
【００１４】
請求項４に記載した発明は、請求項３に記載した直接形電力変換器の制御方法において、出力相電圧指令値のピーク値制限値を、出力相電圧指令値の最大値が電源相電圧最大値の０．７５倍以下、最小値が電源相電圧最小値の０．７５倍以上となるような値に設定するものである。
【００１５】
請求項５に記載した発明は、請求項４に記載した直接形電力変換器の制御方法において、出力線間電圧実効値が指令値に等しくなるような補正係数を元の出力相電圧指令値に乗じて得た出力相電圧指令値のピーク値制限値を、出力相電圧指令値の最大値が電源相電圧最大値の０．７５倍以下、最小値が電源相電圧最小値の０．７５倍以上となるような値に設定するものである。
【００１６】
請求項６に記載した発明は、請求項４に記載した直接形電力変換器の制御方法において、出力相電圧指令値の波形を、その最大値が電源相電圧最小値の０．７５倍以下、最小値が電源相電圧最小値の０．７５倍以上である台形波または方形波とするものである。
【００１７】
請求項７に記載した発明は、請求項４〜６の何れか１項に記載した直接形電力変換器の制御方法において、最大値及び最小値が制限された複数の出力相電圧指令値から生成した変調信号に、同相かつ同じ大きさの補正信号を加算して得た最終的な変調信号を直接形電力変換器に対する制御指令として用いるものである。
【００１８】
請求項８に記載した発明は、請求項２または７に記載した直接形電力変換器の制御方法において、前記直接形電力変換器の出力側の少なくとも一相に対する最終的な変調信号が１．０または−１．０となるように前記補正信号を設定するものである。
【００１９】
請求項９に記載した発明は、請求項１〜６の何れか１項に記載した制御方法を、直接形電力変換器が歪みなく出力できる正弦波電圧実効値以上の電圧を出力する場合に用いるものである。
【発明の効果】
【００２０】
本発明によれば、直接形電力変換器が電源電圧実効値の０．８６６倍以上の電圧実効値を出力する場合においても、出力１周期毎に波形の歪み具合が変化しないため、負荷としての電動機を駆動する際にその回転ムラや電動機からの騒音を防止でき、電源電圧に比べて定格電圧が低い高価な専用電動機を使用する等の対策を不要にして装置全体の低価格化を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図１は本発明の第１実施形態に係る制御装置のブロック図である。なお、マトリクスコンバータ等の直接形電力変換器の制御方法は種々考えられるが、本実施形態では、前述した非特許文献１，２に記載された仮想ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ変換方式により、図１２に示したマトリクスコンバータ３０を制御するものとして説明する。
【００２２】
図１において、図１３と同一の構成要素には同一の参照符号を付してあり、以下では異なる部分を中心に説明する。
この制御装置では、仮想インバータ制御手段４２Ａにおいて、振幅指令値Ｖｏｕｔ＊と各相正弦波指令値ＶＵ０＊，ＶＶ０＊，ＶＷ０＊とを乗算して得た出力相電圧指令値ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊を制限するための制限手段４２３が設けられており、この制限手段４２３によって制限された最終的な出力相電圧指令値ＶＵ＊＊，ＶＶ＊＊，ＶＷ＊＊が除算手段４２２に入力されて仮想直流リンク電圧Ｅｄとの除算に用いられている。ここでは、一例として、制限手段４２３が出力相電圧指令値ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊を±０．７５ｐｕ（ただし、１．０ｐｕは電源相電圧の最大値）で制限する場合を示している。すなわち、制限手段４２３による出力相電圧指令値のピーク値制限値を、出力相電圧指令値の最大値が電源相電圧最大値の０．７５倍以下、最小値が電源相電圧最小値の０．７５倍以上となるような値に設定するものである。
【００２３】
本実施形態において、電源線間電圧実効値を２００Ｖとし、制御指令として出力線間電圧実効値を１８８Ｖの正弦波電圧とする場合において、出力相電圧指令値ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊の最大値、最小値を電源相電圧最大値の±０．７５倍で制限した場合の出力相電圧指令値ＶＵ＊＊，ＶＶ＊＊，ＶＷ＊＊及び出力線間電圧ＶＵＶの波形例を、それぞれ図２，図３に示す。
この場合、出力相電圧指令値ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊は０．９４ｐｕ（＝１８８×√２／√３）／（２００×√２／√３））を最大値とする正弦波指令値となるが、制限手段４２３によって最大値、最小値を±０．７５ｐｕで制限するため、出力相電圧指令値ＶＵ＊＊，ＶＶ＊＊，ＶＷ＊＊は図２に示すようにほぼ台形波状となる。
【００２４】
このように出力相電圧指令値のピーク値を制限することにより、図３に示す如く出力電圧はマトリクスコンバータの制御可能な電圧範囲内におさまり（出力線間電圧の最大値が電源線間電圧最大値の０．８６６倍以下になり、最小値が電源線間電圧最小値の０．８６６倍以上となる）、出力電圧の歪み具合が出力１周期毎に変化するようなことがなくなる。
従って、マトリクスコンバータにより電動機を駆動する場合でも、電動機の回転ムラや電動機からの騒音発生を防止することができる。
【００２５】
なお、図１においては、出力相電圧指令値ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊の最大値、最小値を対象として±０．７５ｐｕに制限しているが、制限対象は出力相電圧指令値に限定されるものではなく、制限値も±０．７５ｐｕに限定されるものではない。すなわち、図１から明らかなように、制限対象となる信号を出力相電圧指令値ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊ではなく変調信号λＵ＊，λＶ＊，λＷ＊としても良く、この場合の制限値は±０．７５ｐｕ÷Ｅｄとなる。
【００２６】
次に、図４は本発明の第２実施形態に係る制御装置のブロック図である。
この制御装置が図１と異なる点は、仮想インバータ制御手段４２Ｂにおいて、乗算手段４２１と制限手段４２３との間に別の乗算手段４２４を設け、乗算手段４２１から出力される出力相電圧指令値ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊に補正係数ｋを乗算している点である。
第１実施形態では、出力相電圧指令値ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊を電源相電圧最大値の０．７５倍で制限しているため、制御指令として出力線間電圧実効値を１８８Ｖとしているにも関わらず、出力線間電圧実効値は指令値に対して低くなる。
【００２７】
この問題を解決するため、本実施形態では、指令値通りの線間電圧実効値が出力できるように予め設定した補正係数ｋを出力相電圧指令値ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊に乗算した上で、出力相電圧指令値ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊の最大値、最小値を制限手段４２３により制限するようにした。
電源線間電圧実効値が２００Ｖである場合に、出力線間電圧実効値が１８８Ｖとなるように補正係数ｋを出力相電圧指令値ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊に乗算し、その最大値、最小値を電源相電圧最大値の０．７５倍で制限した場合の出力相電圧指令値ＶＵ＊＊，ＶＶ＊＊，ＶＷ＊＊及び出力線間電圧ＶＵＶの波形を、それぞれ図５と図６に示す。
図５から明らかなように、出力相電圧指令値ＶＵ＊＊，ＶＶ＊＊，ＶＷ＊＊は台形波状になると共に、図６に示す如く出力電圧はマトリクスコンバータの制御可能な電圧範囲内におさまり、第１実施形態と同様に出力電圧の歪み具合が出力１周期毎に変化するおそれもない。
【００２８】
なお、図４においては、出力相電圧指令値ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊に補正係数ｋを乗じた信号の最大値、最小値を±０．７５ｐｕに制限しているが、制限対象は上記の信号に限定されるものではなく、制限値も±０．７５ｐｕに限定されるものではない。すなわち、図４から明らかなように、制限対象となる信号を変調信号λＵ＊，λＶ＊，λＷ＊としても良く、この場合の制限値は±０．７５ｐｕ÷Ｅｄとなる。
【００２９】
また、第１実施形態及び第２実施形態では、本来の出力相電圧指令値を正弦波とし、それらの最大値、最小値を電源相電圧最大値の０．７５倍で制限しているが、本来の出力相電圧指令値としては、その最大値を電源相電圧最大値の０．７５倍以下とし、最小値を電源相電圧最大値の−０．７５倍以上とした台形波または方形波としてもよい。この場合、台形波から方形波に近付けるほど、出力線間電圧実効値を大きくすることができる。
このように出力相電圧指令値の波形を所定の大きさの台形波または方形波とする着想が、本発明の第３実施形態に相当する。
【００３０】
次いで、図７は本発明の第４実施形態に係る制御装置のブロック図である。
この実施形態が図４の第２実施形態と異なる点は、仮想インバータの変調信号λＵ＊，λＶ＊，λＷ＊のうち少なくとも一相の変調信号が１．０または−１．０となるように、仮想インバータ制御手段４２Ｃにおいて、三相全ての変調信号λＵ＊，λＶ＊，λＷ＊に同相かつ同じ大きさの補正信号λ０を加算手段４２５にて加算することにより、最終的な変調信号λＵ＊＊，λＶ＊＊，λＷ＊＊を生成する点である。図示されていないが、上記のように変調信号λＵ＊，λＶ＊，λＷ＊に補正信号λ０を加算して最終的な変調信号λＵ＊＊，λＶ＊＊，λＷ＊＊を生成する着想は、第１，第３実施形態にも適用可能である。
【００３１】
また、図７においては、出力相電圧指令値ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊に補正係数ｋを乗じた信号の最大値、最小値を±０．７５ｐｕに制限しているが、制限対象は上記の信号に限定されるものではなく、制限値も±０．７５ｐｕに限定されるものではない。すなわち、図７から明らかなように、制限対象となる信号を変調信号λＵ＊，λＶ＊，λＷ＊としても良く、この場合の制限値は±０．７５ｐｕ÷Ｅｄとなる。
【００３２】
図８は、第１〜第３実施形態における出力相電圧指令値ＶＵ＊＊，ＶＶ＊＊，ＶＷ＊＊及び仮想インバータ変調信号λＵ＊，λＶ＊，λＷ＊を示している。
また、図９は、第１〜第３実施形態におけるマトリクスコンバータの出力Ｕ相と電源相電圧の最大電圧相，中間電圧相，最小電圧相とをそれぞれ接続する双方向スイッチのオンデューティ指令ＤＵ  ＭＡＸ，ＤＵ  ＭＩＤ，ＤＵ  ＭＩＮの一例を示している。ここで、オンデューティとは、１キャリア（三角波）周期内でマトリクスコンバータを構成する双方向スイッチがオンする時間比率の意であり、図７の制御指令合成手段４３により生成されるものである。
【００３３】
一方、図１０は、第４実施形態における補正信号λ０の加算前の仮想インバータの変調信号λＵ＊，λＶ＊，λＷ＊と、補正信号λ０を加算した最終的な変調信号λＵ＊＊，λＶ＊＊，λＷ＊＊とを示しており、また、図１１は、前記同様のオンデューティ指令ＤＵ  ＭＡＸ，ＤＵ  ＭＩＤ，ＤＵ  ＭＩＮの一例を示している。なお、この例では、補正信号λ０を加算することで変調信号λＵ＊＊，λＶ＊＊，λＷ＊＊の何れか一相が１．０または−１．０になるように補正信号λ０が設定されている。
【００３４】
図８と図１０とを比較して明らかなように、第４実施形態では補正信号λ０を加算しているので、ある時点において、仮想インバータの三相の変調信号のうち必ず一相が１．０または−１．０に固定されている。なお、補正信号λ０は三相全てに加算されるため、出力される線間電圧波形では加算された信号がキャンセルされることになり、加算しない場合とまったく同一の波形が出力されることになる。
【００３５】
更に、図９と図１１とを比較して明らかなように、補正信号λ０の加算によってマトリクスコンバータのＵ相に接続された双方向スイッチのオンデューティ指令ＤＵ  ＭＡＸ，ＤＵ  ＭＩＤ，ＤＵ  ＭＩＮが１．０または０に固定される期間が存在することがわかる（他相も同様になるので、図は省略する）。これは、結局、１キャリア周期内でマトリクスコンバータの一出力相に接続された双方向スイッチがオンまたはオフ状態で固定されることを意味している。すなわち、この第４実施形態によれば、第１〜第３実施形態と同様な電圧波形を出力するにも関わらず、双方向スイッチのオンオフの回数を低減できるので、電力変換器の発生損失を低減することが可能になる。
【００３６】
なお、以上の各実施形態は、マトリクスコンバータが歪み無く正弦波電圧を出力できる電圧実効値以上の電圧実効値を出力する場合に、特に有効である。
【図面の簡単な説明】
【００３７】
【図１】本発明の第１実施形態に係る制御装置を示すブロック図である。
【図２】第１実施形態における出力相電圧指令値の波形図である。
【図３】第１実施形態における出力線間電圧の波形図である。
【図４】本発明の第２実施形態に係る制御装置を示すブロック図である。
【図５】第２実施形態における出力相電圧指令値の波形図である。
【図６】第２実施形態における出力線間電圧の波形図である。
【図７】本発明の第４実施形態に係る制御装置を示すブロック図である。
【図８】第１〜第３実施形態における仮想インバータの変調信号の波形図である。
【図９】第１〜第３実施形態におけるオンオフデューティ指令の波形図である。
【図１０】第４実施形態における仮想インバータの変調信号の波形図である。
【図１１】第４実施形態におけるオンオフデューティ指令の波形図である。
【図１２】マトリクスコンバータの主回路構成図である。
【図１３】従来の制御装置のブロック図である。
【図１４】仮想整流器及び仮想インバータの構成図である。
【図１５】従来の入出力電圧波形図である。
【符号の説明】
【００３８】
４１：仮想整流器制御手段
４２Ａ，４２Ｂ，４２Ｃ：仮想インバータ制御手段
４２１，４２４：乗算手段
４２２：除算手段
４２３：制限手段
４２５：加算手段
４３：制御指令合成手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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