(57)【要約】  【課題】  本発明は、制御信号を用いた伝送路特性の推定を行い、マルチパス及びドップラー効果による波形歪みをより高精度に補正することができる等化処理装置、等化処理方法、及びデジタル信号受信機を提供することを目的とする。  【解決手段】  同期や歪み補正などに使用されるために一定間隔で送信される基準信号となるＳＰシンボルと、非周期的に配置される制御信号となるＴＭＣＣシンボル及びＡＣシンボルとによる信号列Ｘｓが、ＬＰＦ部１３４に与えられる。このとき、各シンボルのキャリア位置を示す位置情報となる信号列ＸｐもＬＰＦ部１３４に与えられ、信号列Ｘｓ，Ｘｐによって周波数軸方向の補間がなされて、各キャリア位置の伝送路特性が推定される。【選択図】      図３
2008288681.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直交周波数分割多重方式により伝送されるとともに少なくとも周波数軸方向に周期的に配置された基準信号を含むデジタル信号の各チャネルに等化処理を施す等化処理装置において、
前記基準信号に基づいて周波数軸方向の各チャネルの伝送路特性を推定する伝送路特性推定部と、
該伝送路特性推定部で推定した前記伝送路特性に基づいて前記デジタル信号の各チャネルに等化処理を行う等化部と、
を備え、
前記デジタル信号が、周波数軸方向に非周期的に連続して配置される制御信号を備えるとともに、
前記伝送路特性推定部が、周波数軸方向に並んだ前記基準信号と前記制御信号とからなる信号列を周波数軸方向に補間することによって、周波数軸方向の各チャネルの伝送路特性を推定することを特徴とする等化処理装置。
【請求項２】
前記伝送路特性推定部が、不均一なサンプリングデータに対するフィルタによって構成し、
当該フィルタによって、前記基準信号と前記制御信号とによる信号列に対してフィルタ処理を施すことを特徴とする請求項１に記載の等化処理装置。
【請求項３】
前記フィルタが、
前記基準信号と前記制御信号とによる信号列に対してフィルタ処理を施す第１フィルタと、
前記基準信号及び前記制御信号の周波数軸方向の位置情報による信号列に対してフィルタ処理を施す第２フィルタと、
前記第１フィルタの出力を、前記第２フィルタの出力で除算する除算回路と、
によって構成されることを特徴とする請求項２に記載の等化処理装置。
【請求項４】
前記基準信号が時間軸方向においても周期的に配置されるとともに、
前記基準信号を時間軸方向で補間する時間方向補間部を備え、
前記基準信号と前記制御信号とによる信号列に、前記時間方向補間部で時間軸方向に補間されて得られた補間基準信号が含まれることを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれかに記載の等化処理装置。
【請求項５】
直交周波数分割多重方式により伝送されたデジタル信号に高速フーリエ変換を施す高速フーリエ変換部と、該高速フーリエ変換部で周波数軸方向の信号に変換された前記デジタル信号に対して各チャネルの伝送路特性を推定して等化処理を施す等化処理部と、該等化処理部で等化処理が施された前記デジタル信号をチャネル毎に割り当てられたデジタル変調方式によって復調するデジタル復調部と、を備えたデジタル信号受信装置において、
前記等化処理部が、請求項１〜請求項４のいずれかに記載の等化処理装置によって構成されることを特徴とするデジタル信号受信装置。
【請求項６】
直交周波数分割多重方式により伝送されるとともに少なくとも周波数軸方向に周期的に配置された基準信号を含むデジタル信号の各チャネルに等化処理を施す等化処理方法において、
前記基準信号に基づいて周波数軸方向の各チャネルの伝送路特性を推定する伝送路特性推定ステップと、
該伝送路特性推定ステップで推定した前記伝送路特性に基づいて前記デジタル信号の各チャネルに等化処理を行う等化ステップと、
を備え、
前記デジタル信号が、周波数軸方向に非周期的に連続して配置される制御信号を備えるとともに、
前記伝送路特性推定ステップにおいて、周波数軸方向に並んだ前記基準信号と前記制御信号とからなる信号列を周波数軸方向に補間することによって、周波数軸方向の各チャネルの伝送路特性を推定することを特徴とする等化処理方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、受信したデジタル通信信号に対して等化処理を行う等化処理装置及び等化処理方法、そして、この等化処理装置を備えたデジタル信号を受信するデジタル信号受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、デジタル圧縮符号化技術や高速通信技術の発展に伴い、衛星及び地上波による放送通信におけるデジタル化や、携帯電話などの移動体通信におけるデジタル化が実現されている。又、放送信号や移動体通信におけるデジタル化の実現に伴い、このデジタル通信技術が、車載テレビ放送受信、携帯移動体通信、無線ＬＡＮ、及びＢｌｕｅｔｏｏｔｈなどの様々な分野において使用されている。
【０００３】
そして、無線通信にデジタル通信技術が利用される場合、デジタル信号を受信するデジタル信号受信機では、送信機から直接受信する直接波と、ビルなどの障害物に反射して受信する遅延波とを受信する。そのため、受信した直接波と遅延波とが互いに干渉することにより、受信波にマルチパス歪みが生じることがある。更に、車載テレビ放送受信、携帯移動体通信などのような移動体通信を行うデジタル信号受信機においては、ドップラー効果によっても受信した受信波に歪みが生じる（ドップラーシフト）。
【０００４】
このように受信波に発生する歪みを補正するために、例えば、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplex）伝送方式においては、既知の値で構成するパイロット信号が時間方向及び周波数方向に周期的に挿入される。尚、以下では、地上波デジタルテレビの標準期間であるＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting - Terrestrial）方式を、具体例として説明する。
【０００５】
このＩＳＤＢ−Ｔ方式によるＯＦＤＭ信号を構成するベースバンド信号は、図１１に示すように、周波数方向及び時間方向に配列されたデータシンボルとスキャッタードパイロットシンボル（以下において、「ＳＰシンボル」と呼ぶ。）とから成り、これを総称してＯＦＤＭシンボル列と呼ぶ。又、周波数方向及び時間方向はそれぞれ、キャリア方向及びシンボル方向とも呼ばれる。
【０００６】
尚、図１１において、時間方向に対応する時間番号（シンボル番号）をｔ（ｔ≧０の整数）で表し、周波数方向に対応するキャリア番号をｌ（０≦ｌ≦（Ｌ−１）の整数、Ｌ：サブキャリアの総本数）で表す。又、ｔは、ＯＦＤＭ信号のシンボル長を単位としたときの時刻を表すものである。更に、ｔとｌを一意に定めることによって一意に定まる、ＯＦＤＭシンボル列内の位置をキャリア位置と呼び、このキャリア位置を（ｔ，ｌ）にて表すものとする。
【０００７】
そして、ＳＰシンボルは、ｌ＝３×（ｔ mod 4）＋１２ｐ、を満たすキャリア位置に配置される。尚、modは剰余演算を表し、ｐは整数である。即ち、図１１に示すように、ある時刻ｔにおける信号を注目したとき、ＳＰシンボルは周波数軸上に１２サブキャリア毎に配置されることとなる。そして、時刻ｔが１シンボル分だけ進むごとにＳＰ信号は、３サブキャリア分だけ周波数方向にシフトされる。換言すると、あるサブキャリアの信号を注目したとき、ＳＰシンボルが時間軸上に４シンボル毎に配置されることとなる。よって、例えば、時刻ｔ＝０では、キャリア位置（０，０）、（０，１２）、（０，２４）、（０，３６）、・・・にＳＰシンボルが配置され、時刻ｔ＝１では、キャリア位置（１，３）、（１，１５）、（１，２７）、（１，３９）、・・・にＳＰシンボルが配置される。又、このＳＰシンボルが配置されたキャリア位置以外のキャリア位置には、データシンボルが配置される。
【０００８】
この図１１のような構成のベースバンド信号に対して、周波数軸方向及び時間軸方向それぞれに配置されたＳＰシンボルによって、各サブキャリアのシンボル毎、即ち、キャリア位置毎の伝送路特性が推定され、制定された伝送路特性に基づいて、等化処理が成される。この等化処理において、まず、各ＳＰシンボルによって、そのＳＰシンボルのキャリア位置に対する伝送路特性を推定する。
【０００９】
このとき、サブキャリア毎に、同一サブキャリアに４シンボル毎に配置された各ＳＰシンボルのキャリア位置に対する伝送路特性を利用して、時間軸方向に対する補間を行う。即ち、このような時間軸方向に対する補間を行うことによって、図１１に示すように、処理対象とされるシンボルにおいて、予め配置されたＳＰシンボル（図１１中の黒丸）間で等間隔となるキャリア位置に対して、補間されたＳＰシンボル（図１１中の白丸）が配置される。そして、予め配置された又は補間されたＳＰシンボルそれぞれの各間隔における２つのキャリア位置には、零値となるシンボルを挿入する。
【００１０】
このように伝送路特性を確認する処理対象となるシンボルを、予め配置された又は補間されたＳＰシンボルと零値となるシンボルとによる信号列とし、この信号列に対してローパスフィルタ処理を行う。このローパスフィルタ処理によって、処理対象とされるシンボルにおいて、周波数軸方向の補間も成されて、全キャリアにＳＰシンボルが挿入されたものに相当する波形が得られる。これにより、ＳＰシンボルを４シンボル毎に有するシンボル列における全てのキャリア位置に対して、その伝送路特性が推定される。この各キャリア位置に対して推定された伝送路特性を用いて等化処理が行われることにより、ベースバンド信号の歪みが補正される。
【００１１】
しかしながら、マルチパスによる遅延波の遅延時間が長い場合や、移動体通信における移動速度が速い場合には、伝送路特性が時間軸方向及び周波数方向それぞれに対して激しく変換する。そのため、上述のＳＰシンボルのみでは、受信波に発生した歪みを十分に補正することができない。これに対して、従来技術として、ＴＭＣＣ（Transmission and Multiplexing Configuration Control）シンボル、ＣＰ（Continual Pilot）シンボル、ＡＣ（Auxiliary Channel）シンボルなどの制御信号や移動体速度を参照して、伝送路特性の推定方法を切り換えるものが提案されている（特許文献１参照）。
【００１２】
特許文献１の受信装置では、ＴＭＣＣシンボル，ＡＣシンボル，ＣＰシンボルなどの制御信号に対して検出した振幅変動速度、又は、移動体速度より検出する振幅変動速度によって、伝送路特性の推定を行う際に用いる推定方法が切り換えられる。即ち、振幅変動速度が遅い場合は、上述のように、ＳＰシンボルを用いて、時間軸方向の補間（時間軸方向の内挿処理）を行った後、周波数軸方向の補間（周波数軸方向の内挿処理）を行い（時間内挿＋周波数内挿方式）、全キャリアに対して得られたＳＰシンボルにより伝送路特性を推定する。又、振幅変動速度が速い場合は、周波数軸方向に対して、処理対象となるシンボル内における、ＳＰシンボルの内挿又はＳＰシンボル及びＣＰシンボルの外挿を行うことで、１キャリア毎の補間を行い（１シンボル単位の周波数内挿方式）、全キャリアに対して得られたＳＰシンボルにより伝送路特性を推定する。
【特許文献１】特開２００６−１４０９８７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
しかしながら、特許文献１の受信装置では、受信した信号の振幅変動速度に応じて、伝送路特性を推定するためのＳＰシンボルの補間方法が選択されるものとされているが、この方法によっても、ＳＰシンボルの周期よりも激しく伝送路特性が変化する場合は、十分に波形歪みを補正することができない。即ち、マルチパスによる遅延波の遅延時間が長い場合や、移動体通信における移動速度が速い場合のように、マルチパス及びドップラー効果による波形歪みが発生するとき、時間軸方向及び周波数軸方向両方に対して伝送路特性が激しく変化する。そのため、特許文献１の受信装置で使用される各方式のいずれを選択したとしても、全キャリアに対して伝送路特性の推定精度が低くなる。よって、等化処理による波形歪みの補正を十分なものとすることができない。
【００１４】
このような問題を鑑みて、本発明は、制御信号を用いた伝送路特性の推定を行い、マルチパス及びドップラー効果による波形歪みをより高精度に補正することができる等化処理装置、等化処理方法、及びデジタル信号受信機を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
上記目的を達成するために、本発明の等化処理装置は、直交周波数分割多重方式により伝送されるとともに少なくとも周波数軸方向に周期的に配置された基準信号を含むデジタル信号の各チャネルに等化処理を施す等化処理装置において、前記基準信号に基づいて周波数軸方向の各チャネルの伝送路特性を推定する伝送路特性推定部と、該伝送路特性推定部で推定した前記伝送路特性に基づいて前記デジタル信号の各チャネルに等化処理を行う等化部と、を備え、前記デジタル信号が、周波数軸方向に非周期的に連続して配置される制御信号を備えるとともに、前記伝送路特性推定部が、周波数軸方向に並んだ前記基準信号と前記制御信号とからなる信号列を周波数軸方向に補間することによって、周波数軸方向の各チャネルの伝送路特性を推定することを特徴とする。尚、上述の「チャネル」は、ＯＦＤＭ伝送方式における、周波数軸方向に配置される「サブキャリア（キャリア）」に相当する。
【００１６】
このような等化処理装置において、前記伝送路特性推定部が、不均一なサンプリングデータに対するフィルタによって構成し、当該フィルタによって、前記基準信号と前記制御信号とによる信号列に対してフィルタ処理を施す。尚、当該フィルタが、低周波数域の信号を通過させるローパスフィルタによって構成されるものとしても構わない。
【００１７】
更に、前記フィルタが、前記基準信号と前記制御信号とによる信号列に対してフィルタ処理を施す第１フィルタと、前記基準信号及び前記制御信号の周波数軸方向の位置情報による信号列に対してフィルタ処理を施す第２フィルタと、前記第１フィルタの出力を、前記第２フィルタの出力で除算する除算回路と、によって構成されるものとしても構わない。尚、前記第１及び第２フィルタが、低周波数域の信号を通過させるローパスフィルタによって構成されるものとしても構わない。
【００１８】
又、前記基準信号が時間軸方向においても周期的に配置されるとともに、前記基準信号を時間軸方向で補間する時間方向補間部を備え、前記基準信号と前記制御信号とによる信号列に、前記時間方向補間部で時間軸方向に補間されて得られた補間基準信号が含まれるものとしても構わない。
【００１９】
上述の等化処理装置において、前記基準信号として、例えば、ＳＰ（Scattered Pilot）シンボルなどのパイロットシンボルが使用されるとともに、前記制御信号として、例えば、ＴＭＣＣ（Transmission and Multiplexing Configuration Control）シンボルやＡＣ（Auxiliary Channel）シンボルなどが使用される。
【００２０】
本発明のデジタル信号受信装置は、直交周波数分割多重方式により伝送されたデジタル信号に高速フーリエ変換を施す高速フーリエ変換部と、該高速フーリエ変換部で周波数軸方向の信号に変換された前記デジタル信号に対して各チャネルの伝送路特性を推定して等化処理を施す等化処理部と、該等化処理部で等化処理が施された前記デジタル信号をチャネル毎に割り当てられたデジタル変調方式によって復調するデジタル復調部と、を備えた受信装置であって、前記等化処理部が、上述のいずれかの等化処理装置によって構成される。
【００２１】
本発明の等化処理方法は、直交周波数分割多重方式により伝送されるとともに少なくとも周波数軸方向に周期的に配置された基準信号を含むデジタル信号の各チャネルに等化処理を施す等化処理方法において、前記基準信号に基づいて周波数軸方向の各チャネルの伝送路特性を推定する伝送路特性推定ステップと、該伝送路特性推定ステップで推定した前記伝送路特性に基づいて前記デジタル信号の各チャネルに等化処理を行う等化ステップと、を備え、前記デジタル信号が、周波数軸方向に非周期的に連続して配置される制御信号を備えるとともに、前記伝送路特性推定ステップにおいて、周波数軸方向に並んだ前記基準信号と前記制御信号とからなる信号列を周波数軸方向に補間することによって、周波数軸方向の各チャネルの伝送路特性を推定することを特徴とする。
【発明の効果】
【００２２】
本発明によると、既存の基準信号だけでなく、更に既存の規格によって追加される制御信号を用いて周波数軸方向の補間を行うことで、各チャネルにおける伝送路特性を推定することができる。これにより、従来と比べて、等化処理における歪み補正に使用される信号数を増やすことができるため、歪み補正精度を高めることができる。よって、マルチパスによる遅延波の遅延時間が長い場合や、移動体通信における移動速度が速い場合においても、十分に精度の高い歪み補正を行うことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
まず、本発明の実施形態におけるデジタル信号受信装置の構成について、図面を参照して説明する。図１は、本実施形態におけるデジタル信号受信装置の内部構成を示すブロック図である。尚、本実施形態においても、上述のＩＳＤＢ−Ｔ方式の地上波デジタルテレビ放送の受信装置を例に挙げて説明する。
【００２４】
図１に示すデジタル信号受信装置は、デジタル放送信号を受信するアンテナ１０と、アンテナ１０より所望の帯域のデジタル放送信号を選局してベースバンド信号に変換するＲＦ（Radio Frequency）信号処理部１１と、ＲＦ信号処理部１１で選局して得られたベースバンド信号に高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）を施すＦＦＴ部１２と、ＦＦＴ部１２でＦＦＴ処理されて時間軸の信号から周波数軸の信号に変換されたベースバンド信号に対して等化処理を施す等化処理部１３と、等化処理部１３で伝播中にうけたマルチパス歪みが除去されたベースバンド信号をデジタル変調方式に基づいて復調するデジタル復調部１４と、デジタル復調部１４で復調されて得られたＭＰＥＧ（Moving Picture Experts Group）符号化信号をＭＰＥＧ圧縮方式に基づいて復号化するＭＰＥＧデコーダ１５と、を備える。
【００２５】
このデジタル放送信号受信用の受信装置では、ＯＦＤＭ伝送方式によるデジタル放送をアンテナ１０より受信する。このＯＦＤＭ方式は、１チャンネルの帯域内に互いに直交する多数のサブキャリアを多重して伝送する方式である。この際、ＲＦ信号処理部１１において、所望するチャンネルの高周波信号であるＯＦＤＭ信号（デジタル放送信号）を選局し、選局したＯＦＤＭ信号をＩＦ（Intermediate Frequency）信号であるベースバンド信号に周波数変換（ダウンコンバート）する。そして、得られたベースバンド信号がＦＦＴ部１２に与えられると、ＦＦＴ処理によって、時間軸の信号となるベースバンド信号から周波数軸の信号となるベースバンド信号に変換される。
【００２６】
尚、ＦＦＴ部１２においてＦＦＴ処理を施す際、シンボル同期、搬送波周波数同期、及び、標本化周波数同期が確立される。即ち、マルチパスなどの伝送路によって生じる、シンボル長（各シンボルの時間長）、搬送波周波数、及び、標本化周波数（サブキャリア間隔の周波数）のオフセットを補正する。このとき、シンボルの後半の一部と同一の信号よりなるとともにシンボル毎に設けられたガードインターバルが用いられることにより、シンボル同期及び搬送波周波数同期が確立される。又、後述するパイロットシンボルにより周波数オフセットの推定を行うことで、標本化周波数同期が確立される。尚、搬送波周波数同期の確立が、パイロットシンボルによる周波数オフセットの推定によって行われるものとしても構わない。
【００２７】
このＦＦＴ部１２でＦＦＴ処理されたベースバンド信号は、上述したように、周波数方向及び時間方向に配列されたデータシンボルとパイロットシンボル（本実施形態での例としているＩＳＤＢ−Ｔ方式では、「ＳＰシンボル」）とから成る（図１１参照）。更に、本実施形態では、このデータシンボル及びＳＰシンボルより成るＯＦＤＭシンボル列に対して、更に、制御信号として、ＴＭＣＣシンボル及びＡＣシンボル（図２中の白三角）が追加されて構成される。
【００２８】
このＴＭＣＣシンボル及びＡＣシンボルは、変調方式やインタリーブなどの制御情報や付加情報を伝送するために追加される制御信号であり、ＳＰシンボルのように周波数軸方向に周期的に配置されるものではない。即ち、図２に示すように、図１１の場合と同様、ｌ＝３×（ｔ mod 4）＋１２ｐ、を満たすキャリア位置に配置されるＳＰシンボルに対して、ＴＭＣＣシンボル及びＡＣシンボルは、非周期的な（ランダムな）キャリア位置に配置される。そして、このＴＭＣＣシンボル及びＡＣシンボルは、時間軸方向には連続して配置される。
【００２９】
このようにベースバンド信号が、データシンボルとＳＰシンボルとによるＯＦＤＭシンボル列に、ＴＭＣＣシンボル及びＡＣシンボルが追加された構成とされるとき、ＦＦＴ部１２からのベースバンド信号が与えられる等化処理部１３では、まず、ＳＰシンボルとＴＭＣＣシンボル及びＡＣシンボルとによって、キャリア位置毎の伝送路特性を推定する。このとき、伝送路特性を推定するために周波数軸方向にローパス処理が成されるが、このローパス処理を合わせた伝送路特性推定処理については後述する。
【００３０】
このように、ＳＰシンボルに基づいて全てのデータシンボルの伝送路特性が推定されると、ＦＦＴ部１２からの周波数軸の信号から得られるデータシンボルそれぞれに対して、推定された伝送路特性が複素除算されることにより、等化処理が成されて、マルチパスの影響などによる振幅や位相における歪みが除去される。この等化処理として、例えば、推定された伝送路特性を直接除算するゼロ・フォーカシング等化方式が用いられる。尚、このゼロ・フォーカシング等化処理によると、雑音強調の問題があるため、この雑音強調の問題を軽減するものとして、最小平均２乗誤差（ＭＭＳＥ：Minimum Mean Square Error）等化方式がある。このＭＭＳＥ等化方式の場合、伝送路上で付加された雑音（付加雑音）の平均電力の値の推定も必要とされる。
【００３１】
このようにして、シンボル毎に等化処理がなされたベースバンド信号は、デジタル復調部１４において、サブキャリア毎に設定されているデジタル変調方式によって復調される。尚、このデジタル変調方式としては、例えば、ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）、ＤＱＰＳＫ（Differential Quadrature Phase Shift Keying）などがある。そして、デジタル復調部１４で復調されて得られたＭＥＰＧ符号化信号がＭＥＰＧデコーダ１５に与えられると、ＭＰＥＧ圧縮方式に基づいて復号化されて、映像信号が得られる。この映像信号が更にディスプレイなどの表示装置（不図示）に与えられることで、映像が再生される。
【００３２】
このようなデジタル信号受信装置における等化処理部１３の詳細例について、以下に説明する。
【００３３】
（等化処理部の第１例）
図１のような構成のデジタル信号受信装置における等化処理部１３の第１例について、図面を参照して説明する。図３は、本例における等化処理部の内部構成を示すブロック図である。
【００３４】
図３に示すように、本例の等化処理部１３は、ＦＦＴ部１２でＦＦＴ処理されたベースバンド信号よりＳＰシンボルを抽出するＳＰ抽出部１３１と、ＦＦＴ部１２でＦＦＴ処理されたベースバンド信号よりＴＭＣＣシンボル及びＡＣシンボルを抽出するＴＭＣＣ／ＡＣ抽出部１３２と、周波数軸上のＴＭＣＣシンボル及びＡＣシンボルの位置情報を記憶するとともにＳＰシンボルとの位置情報を組み合わせて出力する位置情報生成部１３３と、ＳＰ抽出部１３１及びＴＭＣＣ／ＡＣ抽出部１３２それぞれで得られたＳＰシンボルとＴＭＣＣシンボル及びＡＣシンボルとが与えられて伝送路特性を出力するローパスフィルタ（ＬＰＦ）部１３４と、ＬＰＦ部１３４でフィルタ処理がなされて得られた伝送路特性に基づいてベースバンド信号の等化処理を施す等化器１３５と、を備える。
【００３５】
このように構成されるとき、図２に示すようなＯＦＤＭシンボル列によるベースバンド信号がＦＦＴ部１２より与えられるため、ＳＰ抽出部１３１では、シンボル列毎に、ｌ＝３×（ｔ mod 4）＋１２ｐ、を満たすキャリア位置に配置されるＳＰシンボルが抽出される。このとき、５６１７キャリアで構成される１シンボル列より、４８９個程度のＳＰシンボルが抽出される。又、ＴＭＣＣ／ＡＣ抽出部１３２では、各シンボル列において同一キャリア位置となるＴＭＣＣシンボル及びＡＣシンボルが抽出される。このＴＭＣＣシンボル及びＡＣシンボルは、１シンボル列において、その総数が１５６個となる。
【００３６】
そして、ＳＰ抽出部１３１で抽出されたＳＰシンボルと、ＴＭＣＣ／ＡＣ抽出部１３２で抽出されたＴＭＣＣシンボル及びＡＣシンボルとが、ＬＰＦ部１３４に与えられる。よって、図４（ａ）に示すように、ＳＰシンボル（図４（ａ）中の黒丸）やＴＭＣＣシンボル及びＡＣシンボル（図４（ａ）中の白三角）のないキャリア位置に対しては、零値を挿入することで、５６１７点の信号列ＸｓがＬＰＦ部１３４に与えられることとなる。この信号列Ｘｓは、図４（ａ）に示すように、周波数軸方向の信号列であるが、等化処理部１３内においては周波数軸毎の値が時系列的に処理される。
【００３７】
又、位置情報生成部１３３によって、等化処理部１３で処理するシンボル列における、ＳＰシンボル、ＴＭＣＣシンボル、及び、ＡＣシンボルそれぞれのキャリア位置を示す位置情報が生成されて、ＬＰＦ部１３４に送出される。即ち、図４（ｂ）に示すように、ＬＰＦ部１３４に送出される位置情報を構成する信号列Ｘｐは、ＳＰシンボル、ＴＭＣＣシンボル、及び、ＡＣシンボルのいずれかが配置されているキャリア位置における値を１とし、ＳＰシンボル、ＴＭＣＣシンボル、及び、ＡＣシンボルのいずれも配置されていないキャリア位置における値を０とする。この信号列Ｘｐも、図４（ｂ）に示すように、周波数軸方向の信号列であるが、等化処理部１３内においては周波数軸毎の値が時系列的に処理される。
【００３８】
このように信号列Ｘｓ，Ｘｐが与えられるＬＰＦ部１３４では、後述するフィルタ処理を施すことによって、信号列ＸｓのＳＰシンボル、ＴＭＣＣシンボル、及び、ＡＣシンボルのキャリア位置の信号値に基づいて周波数軸方向の補間が成される。これにより、処理対象とするシンボル列の全キャリア位置における伝送路特性が推定されて、等化器１３５に与える。等化器１３５では、上述したように、ＦＦＴ部１２でＦＦＴ処理されたベースバンド信号に対して、推定された伝送路特性が複素除算されることにより、等化処理が成されて、マルチパスの影響などによる振幅や位相における歪みが除去される。
【００３９】
（１）ローパスフィルタ処理の概要
上述の信号列Ｘｓ，Ｘｐが入力されるＬＰＦ部１３４におけるローパスフィルタ処理の概要について、図面を参照して以下に説明する。尚、以下では、ＳＰシンボルのみによりローパスフィルタ処理を行う場合と比較して、説明する。又、ＳＰシンボルのみによる信号列をＸｓ１とし、上述の信号列Ｘｓ，Ｘｐと同様、周波数軸毎の値が時系列的に処理される。
【００４０】
図５（ａ）に示すように、信号列Ｘｓ１は、周波数軸方向で周期的なＳＰシンボルによって構成されるため、所定時間毎にＳＰシンボルによる信号値が現れる信号列Ｘｓ１（図５（ａ）中の実線Ａ）に対して、ローパスフィルタ処理が成されると、ＳＰシンボルによる信号値を結ぶ包絡線（図５（ａ）中の点線Ｂ）が検波される。この信号列Ｘｓ１のローパスフィルタ処理について、より詳細に説明する。
【００４１】
即ち、信号列Ｘｓ１を時系列的な信号列にしたときに、この信号列Ｘｓ１を周波数変換すると、図５（ｂ）に示すように、周期的なＳＰシンボルによる高周波成分Ｈと、検波されて得られた包絡線を表す低周波成分Ｌとが取得される。このとき、高周波成分Ｈは、周期的なＳＰシンボルの周波数軸上の周期性を表すこととなるため、その帯域幅が狭い成分となる。そのため、図５（ｂ）に示すように、ローパスフィルタ処理によって周波数ｆ以下の成分が通過可能とすると、包絡線を表す低周波成分Ｌが抽出することができる。
【００４２】
しかしながら、［背景技術］において説明したように、ＳＰシンボルのみの信号列Ｘｓ１については、マルチパスによる遅延波の遅延時間が長い場合や、移動体通信における移動速度が速い場合に、ローパスフィルタ処理が十分に追従できない。そのため、上述したように、図６（ａ）に示す、非周期的なＴＭＣＣシンボル及びＡＣシンボルが追加された信号列Ｘｓが用いられる。即ち、信号列Ｘｓは、ＳＰシンボル、ＴＭＣＣシンボル、及びＡＣシンボルによる高周波成分（図６（ａ）中の実線Ａ１）と、ＳＰシンボル、ＴＭＣＣシンボル、及びＡＣシンボルによる値を結ぶ包絡線による低周波成分（図６（ａ）中の点線Ｂ１）とによって構成される。
【００４３】
よって、信号列Ｘｓを時系列的な信号列にしたときに、この信号列Ｘｓを周波数変換すると、図６（ｂ）に示すように、ＳＰシンボル、ＴＭＣＣシンボル、及びＡＣシンボルによる高周波成分Ｈ１と、検波されて得られる包絡線を表す低周波成分Ｌ１とが取得される。このとき、高周波成分Ｈ１は、周期的なＳＰシンボル毎に非周期的なＴＭＣＣシンボル及びＡＣシンボルが追加された周波数軸上の各信号位置の非周期性を表すこととなるため、信号列Ｘｓ１の高周波成分Ｈ１（図５（ｂ）参照）と比べて、その帯域幅が広くなる。そのため、図６（ｂ）に示すように、ローパスフィルタ処理によって周波数ｆ以下の成分が通過可能とすると、包絡線を表す低周波成分Ｌ１だけでなく、高周波成分Ｈ１の一部ｈ１も抽出されてしまう。
【００４４】
この信号列Ｘｓに対して、信号列Ｘｐは、図７（ａ）に示すように、ＳＰシンボル、ＴＭＣＣシンボル、及びＡＣシンボルの信号値を１とするため、ＳＰシンボル、ＴＭＣＣシンボル、及びＡＣシンボルの信号値による高周波成分によって構成されることとなる。即ち、信号列Ｘｐを時系列的な信号列にしたときに、この信号列Ｘｐを周波数変換すると、図７（ｂ）に示すように、ＳＰシンボル、ＴＭＣＣシンボル、及びＡＣシンボルによる高周波成分Ｈ１が取得される。この高周波成分Ｈ１は、信号列Ｘｓより取得される高周波成分Ｈ１（図６（ｂ）参照）と同様となる。
【００４５】
そのため、図７（ｂ）に示すように、ローパスフィルタ処理によって周波数ｆ以下の成分が通過可能とすると、高周波成分Ｈ１の一部ｈ１が抽出される。よって、ローパスフィルタ処理された信号列Ｘｓの周波数成分Ｌ１，ｈ１から、ローパスフィルタ処理された信号列Ｘｐの周波数成分ｈ１を除くことによって、包絡線を表す低周波成分Ｌ１を得ることができる。これにより、信号列Ｘｓによる周波数軸方向の補間が成されて、処理対象とするシンボル列の全キャリア位置における伝送路特性が推定される。
【００４６】
即ち、信号列Ｘｓ，Ｘｐそれぞれを時間的に変化する関数Ｘｓ（ｔ），Ｘｐ（ｔ）とするとき、ｘ（ｔ）を時間的に連続して変化するデータ量とすると、関数Ｘｓ（ｔ），Ｘｐ（ｔ）との関係が、（１）式のようになる。即ち、連続的にデータ量が変化するｘ（ｔ）に対して、Ｘｐ（ｔ）により表される不連続なタイミングでサンプリングがなされることで、信号列Ｘｓ（ｔ）が得られることとなる。
Ｘｓ（ｔ）＝ｘ（ｔ）×Ｘｐ（ｔ）  …  （１）
【００４７】
このような信号列Ｘｓ（ｔ）に対して、ローパスフィルタ処理を施すと、近似的に（２）式のように表される。尚、ＸｓLP，ＸｐLPがそれぞれ、信号列Ｘｓ，Ｘｐそれぞれのローパスフィルタ処理後の関数である。
ＸｓLP（ｔ）≒ｘ（ｔ）×ＸｐLP（ｔ）  …  （２）
【００４８】
そして、（３）式のように、ローパスフィルタ処理後の信号列ＸｓLP（ｔ）を、ローパスフィルタ処理後の信号列ＸｐLP（ｔ）によって除算することで、サンプリング前の連続的に変化するｘ（ｔ）を近似的に取得することができる。これにより、信号列Ｘｓに対して周波数軸方向の補間を行い、処理対象とするシンボル列の全キャリア位置における伝送路特性を推定する。
ｘ（ｔ）≒ＸｓLP（ｔ）／ＸｐLP（ｔ）  …  （３）
【００４９】
このように、信号列Ｘｓは、周期的なＳＰシンボルによる信号列Ｘｓ１を処理する場合と異なり、非周期的なＴＭＣＣシンボル及びＡＣシンボルが追加された信号列であるため、ローパスフィルタ処理を行う場合、不均一なサンプリングデータに対する処理が成される。即ち、均一なサンプリングデータである信号列Ｘｓ１に対する処理と異なり、信号列Ｘｓにおける各シンボルのキャリア位置に相当するサンプリング位置による信号列Ｘｐを用いたローパスフィルタ処理が成される。
【００５０】
（２）ＬＰＦの構成
上述のように、ＬＰＦ部１３４では、まず、ＳＰ抽出部１３１で抽出されたＳＰシンボルとＴＭＣＣ／ＡＣ抽出部１３２で抽出されたＴＭＣＣシンボル及びＡＣシンボルとによる信号列Ｘｓをローパスフィルタ処理し、位置情報生成部１３３より与えられる位置情報による信号列Ｘｐをローパスフィルタ処理する。そして、ローパスフィルタ処理後の信号列Ｘｓを、ローパスフィルタ処理後の信号列Ｘｐによって除算することで、信号列Ｘｓに対して周波数軸方向の補間した信号列を取得し、処理対象とするシンボル列の全キャリア位置における伝送路特性を推定する。
【００５１】
即ち、ＬＰＦ部１３４は、図８に示すように、ＳＰ抽出部１３１で抽出されたＳＰシンボルとＴＭＣＣ／ＡＣ抽出部１３２で抽出されたＴＭＣＣシンボル及びＡＣシンボルとによる信号列Ｘｓが与えられるＬＰＦ４１と、位置情報生成部１３３からの位置情報による信号列Ｘｐが与えられるＬＰＦ４２と、ＬＰＦ４１からの出力をＬＰＦ４２からの出力で除算する除算回路４３と、によって構成される。尚、図８のように構成されるＬＰＦ部１３４に使用されるＬＰＦ４１，４２として、例えば、ＦＩＲ（Finite Impulse Response）型の低域通過フィルタを用いることができる。
【００５２】
このように構成することで、ＬＰＦ４１に対して、ＳＰ抽出部１３１で抽出されたＳＰシンボルが与えられるとともに、ＴＭＣＣ／ＡＣ抽出部１３２で抽出されたＴＭＣＣシンボル及びＡＣシンボルが与えられる。そして、ＳＰシンボルやＴＭＣＣシンボル及びＡＣシンボルの入力がないときは、零値を挿入する。このように動作することで、図４（ａ）のような信号列ＸｓがＬＰＦ４１に入力され、信号列Ｘｓへのローパスフィルタ処理が成され、ローパスフィルタ処理後の信号列ＸｓLPが除算回路４３に出力される。
【００５３】
又、ＬＰＦ４２に対しては、図４（ｂ）に示すような信号列Ｘｐが、位置情報生成部１３３より与えられる。よって、ＬＰＦ４２において、信号列Ｘｐへのローパスフィルタ処理が成され、ローパスフィルタ処理後の信号列ＸｐLPが除算回路４３に出力される。そして、除算回路４３において、信号列ＸｓLPを信号列ＸｐLPで除算することで、信号列Ｘｓによる周波数軸方向の補間を行った信号列ｘを取得し、推定した伝送路特性として等化器１３５に出力する。
【００５４】
（等化処理部の第２例）
図１のような構成のデジタル信号受信装置における等化処理部１３の第２例について、図面を参照して説明する。図９は、本例における等化処理部の内部構成を示すブロック図である。尚、図９の構成において、図３の構成と同一の目的で使用する部分については、同一の符号を付して、その詳細な説明は省略する。
【００５５】
図９に示すように、本例の等化処理部１３は、図３に示す構成に更に、ＳＰ抽出部１３１で抽出されたＳＰシンボルに対して時間軸方向の補間を行って補間後のＳＰシンボルをＬＰＦ部１３４に与えるＳＰ時間方向補間部１３６を追加した構成である。このＳＰ時間方向補間部１３６は、例えば、ＩＩＲ（Infinite Impulse Response）型の低域通過フィルタなどを用いることで、同一キャリア位置において４シンボル毎に配置されたＳＰシンボルより、時間軸方向の補間処理を行う。これにより、処理対象となるシンボル列における各ＳＰシンボルの間に、３つの補間されたＳＰシンボルが３キャリア毎に配置されることとなる。
【００５６】
よって、１２キャリア毎に配置されるＳＰシンボル（図１０（ａ）中の黒丸）が、ＳＰ時間方向補間部１３６に与えられることで、周波数軸方向に隣接するＳＰシンボル間において、３キャリア毎に、時間軸方向に近接したＳＰシンボルによる補間が成される。これにより、ＳＰ時間方向補間部１３６において、図１０（ａ）に示すように、周波数軸方向に隣接するＳＰシンボル間において、３キャリア毎に、補間ＳＰシンボル（図１０（ａ）中の白丸）が取得されて、ＬＰＦ部１３４に与えられる。
【００５７】
そして、ＳＰ抽出部１３１で抽出されたＳＰシンボルと、ＴＭＣＣ／ＡＣ抽出部１３２で抽出されたＴＭＣＣシンボル及びＡＣシンボルと、ＳＰ時間方向補間部１３６で取得された補間ＳＰシンボルとが、ＬＰＦ部１３４に与えられる。よって、図１０（ａ）に示すように、ＳＰシンボル（図１０（ａ）中の黒丸）や補間ＳＰシンボル（図１０（ａ）中の白丸）やＴＭＣＣシンボル及びＡＣシンボル（図１０（ａ）中の白三角）のないキャリア位置に対しては、零値を挿入することで、５６１７点の信号列ＸｓがＬＰＦ部１３４に与えられることとなる。
【００５８】
又、位置情報生成部１３３では、等化処理部１３で処理するシンボル列における、ＳＰシンボル、補間ＳＰシンボル、ＴＭＣＣシンボル、及び、ＡＣシンボルそれぞれのキャリア位置を示す位置情報が生成されて、ＬＰＦ部１３４に送出される。尚、この位置情報生成部１３３は、第１例と異なり、補間ＳＰシンボルのキャリア位置の位置情報も示すため、いずれのシンボル位置においても同一の位置情報となる。
【００５９】
即ち、位置情報生成部１３３では、３キャリア毎のＳＰシンボル及び補間ＳＰシンボルのキャリア位置と、ＴＭＣＣシンボル及びＡＣシンボルのキャリア位置とを示す位置情報が記憶され、この記憶された位置情報がＬＰＦ部１３４に送出される。このＬＰＦ部１３４に与えられる位置情報を構成する信号列Ｘｐは、図１０（ｂ）に示すように、ＳＰシンボル、補間ＳＰシンボル、ＴＭＣＣシンボル、及び、ＡＣシンボルのいずれかが配置されているキャリア位置における値を１とし、ＳＰシンボル、補間ＳＰシンボル、ＴＭＣＣシンボル、及び、ＡＣシンボルのいずれも配置されていないキャリア位置における値を０とする。
【００６０】
そして、ＬＰＦ部１３４において、上述の信号列Ｘｓ，Ｘｐそれぞれに対するローパスフィルタ処理が成される。このＬＰＦ部１３４を、第１例と同様、図８のような構成とするとき、図１０（ａ）のような信号列ＸｓがＬＰＦ４１に与えられるとともに、図１０（ｂ）のような信号列ＸｐがＬＰＦ４２に与えられる。このとき、ＬＰＦ４１に対して、ＳＰ抽出部１３１で抽出されたＳＰシンボルと、ＴＭＣＣ／ＡＣ抽出部１３２で抽出されたＴＭＣＣシンボル及びＡＣシンボルと、ＳＰ時間方向補間部１３６で取得された補間ＳＰシンボルとが与えられる。そして、ＳＰシンボル及び補間ＳＰシンボルやＴＭＣＣシンボル及びＡＣシンボルの入力がないときは、零値を挿入する。
【００６１】
そして、図１０（ａ）のような信号列Ｘｓが入力されるＬＰＦ４１において、信号列Ｘｓへのローパスフィルタ処理が成され、ローパスフィルタ処理後の信号列ＸｓLPが除算回路４３に出力される。又、図１０（ｂ）のような信号列Ｘｐが入力されるＬＰＦ４２において、信号列Ｘｐへのローパスフィルタ処理が成され、ローパスフィルタ処理後の信号列ＸｐLPが除算回路４３に出力される。そして、除算回路４３において、信号列ＸｓLPを信号列ＸｐLPで除算することで、信号列Ｘｓによる周波数軸方向の補間を行った信号列ｘを取得し、推定した伝送路特性として等化器１３５に出力する。
【００６２】
このように、本実施形態では、伝送路特性を推定するために使用する信号として、従来のように、パイロットシンボル（ＳＰ信号を含む）などの同期や歪み補正などに使用されるために一定間隔で送信される基準信号のみでなく、ＴＭＣＣシンボル及びＡＣシンボルなどの制御信号も追加して用いる。これにより、伝送路特性を推定するために使用する信号の数が増えるため、その推定精度を高いものとすることができ、等化処理による波形歪みの補正精度を高いものとすることができる。
【産業上の利用可能性】
【００６３】
本発明は、パイロットシンボルなどの同期や歪み補正などに使用されるために一定間隔で送信される基準信号を有するデジタル通信方式によって送信されるデジタル信号を受信するデジタル信号受信装置に適用可能である。即ち、デジタルテレビ放送を受信するデジタルテレビ受信装置や、デジタル方式による移動体通信を行う携帯電話を含むデジタル信号受信装置などに適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００６４】
【図１】は、本発明の実施形態におけるデジタル信号受信装置の内部構成を示すブロック図である。
【図２】は、ＯＦＤＭシンボル列におけるＴＭＣＣシンボル及びＡＣシンボルを含む各シンボルの関係を示す図である。
【図３】は、図１のデジタル信号受信装置における等化処理部の構成の第１例を示すブロック図である。
【図４】は、図３の等化処理部において処理される信号列の構成を示す図である。
【図５】は、ＳＰシンボルのみによる信号列Ｘｓ１におけるローパスフィルタ処理を説明するための図である。
【図６】は、ＳＰシンボル、ＴＭＣＣシンボル、及びＡＣシンボによる信号列Ｘｓにおけるローパスフィルタ処理を説明するための図である。
【図７】は、ＳＰシンボル、ＴＭＣＣシンボル、及びＡＣシンボのキャリア位置を示す信号列Ｘｐにおけるローパスフィルタ処理を説明するための図である。
【図８】は、ＬＰＦ部の構成を示すブロック図である。
【図９】は、図１のデジタル信号受信装置における等化処理部の構成の第２例を示すブロック図である。
【図１０】は、図９の等化処理部において処理される信号列の構成を示す図である。
【図１１】は、ＯＦＤＭシンボル列におけるＳＰシンボルとデータシンボルの関係を示す図である。
【符号の説明】
【００６５】
１０    アンテナ
１１    ＲＦ信号処理部
１２    ＦＦＴ部
１３    等化処理部
１４    デジタル復調部
１５    ＭＰＥＧデコーダ
１３１    ＳＰ抽出部
１３２    ＴＭＣＣ／ＡＣ抽出部
１３３    位置情報生成部
１３４    ＬＰＦ部
１３５    等化器
１３６    ＳＰ時間方向補間部
４１，４２    ＬＰＦ
４３    除算回路
【図１】
2008288681.tif 000003
【図２】
2008288681.tif 000004
【図３】
2008288681.tif 000005
【図４】
2008288681.tif 000006
【図５】
2008288681.tif 000007
【図６】
2008288681.tif 000008
【図７】
2008288681.tif 000009
【図８】
2008288681.tif 000010
【図９】
2008288681.tif 000011
【図１０】
2008288681.tif 000012
【図１１】
2008288681.tif 000013