(57)【要約】【課題】スイッチング型電圧調整器の動作安定化のための電圧調整器コントローラをモノリシックＩＣの形で提供する。【解決手段】スイッチング型電圧調整器の閉ループ饋還システムに組み入れるモノリシック電圧調整器コントローラにおける補償回路は、第１の抵抗器付きの利得１の増幅器であって饋還電圧を受ける非反転入力端子と上記スイッチング型電圧調整器の第１の端子に接続した反転入力端子とを備える増幅器を含む。この補償回路は上記電圧調整器コントローラの誤差増幅器の入力端子および出力端子の間に直列接続で挿入した第１のキャパシタおよび第３の抵抗器をさらに含む。上記第１のキャパシタおよび第３の抵抗器はこの閉ループ饋還システムに第１の零をもたらす。第２のキャパシタをこの電圧調整器コントローラの上記第１の端子に接続すると、閉ループ饋還システムに第２の零がもたらされる。この第２のキャパシタは上記モノリシック電圧調整器コントローラＩＣに外付けする。【選択図】図３
2008022697.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング型電圧調整器の閉ループ饋還システムに組み入れられるモノリシック電圧調整器コントローラ、すなわち入力電圧を受ける入力端子と、調整ずみの出力電圧に対応するスイッチング出力電圧を生ずる出力端子と、前記調整ずみの出力電圧に対応する饋還電圧を受ける饋還端子と、前記饋還電圧を表す信号と基準電圧とを比較して誤差出力電圧を生ずる誤差増幅器とを含むモノリシック電圧調整器コントローラにおける補償回路であって、
前記饋還端子に接続され前記饋還電圧を受ける非反転入力端子と前記電圧調整器コントローラの第１の端子に接続した反転入力端子と出力端子とを含む増幅器と、
前記増幅器の前記反転入力端子および前記出力端子の間に接続した第１の抵抗器と、
前記増幅器の前記出力端子と前記饋還電圧を表す前記信号を受ける前記誤差増幅器の第１の入力端子との間に接続した第２の抵抗器と、
前記誤差増幅器の前記第１の入力端子と前記誤差出力電圧を生ずる前記誤差増幅器の前記出力端子との間に互いに直列に接続した第１のキャパシタおよび第３の抵抗器と
を含み、
前記第１のキャパシタと前記第３の抵抗器とが前記閉ループ饋還システムに第１の零をもたらすように作用する
補償回路。
【請求項２】
前記閉ループ饋還システムに第２の零をもたらすように前記モノリシック電圧調整器コントローラの前記第１の端子に第２のキャパシタ、すなわち前記モノリシック電圧調整器に外部から外付けする第２のキャパシタを接続できる請求項１記載の補償回路。
【請求項３】
前記電圧調整器コントローラの前記出力端子を前記調整ずみの出力電圧の発生のための出力フィルタ回路、すなわち前記電圧調整器コントローラの前記出力端子と接地電位点との間に互いに直列に接続したインダクタおよび第３のキャパシタから成る出力フィルタ回路に接続し、前記第３のキャパシタが等価直列抵抗（ＥＳＲ）の大きいキャパシタから成る請求項１記載の補償回路。
【請求項４】
前記第３のキャパシタがタンタルキャパシタまたは電解キャパシタから成る請求項３記載の補償回路。
【請求項５】
前記電圧調整器コントローラの前記出力端子を前記調整ずみの出力電圧の発生のための出力フィルタ回路、すなわち前記電圧調整器コントローラの前記出力端子と接地電位点との間に互いに直列に接続したインダクタおよび第３のキャパシタから成る出力フィルタ回路に接続し、前記第３のキャパシタが等価直列抵抗（ＥＳＲ）の小さいキャパシタから成る請求項２記載の補償回路。
【請求項６】
前記第３のキャパシタがセラミックキャパシタまたは電解キャパシタから成る請求項５記載の補償回路。
【請求項７】
前記第２のキャパシタの容量を、前記出力フィルタ回路の前記インダクタのインダクタンス値および前記第３のキャパシタの容量値に従って選んだ請求項５記載の補償回路。
【請求項８】
前記出力フィルタ回路の前記インダクタのインダクタンス値および前記第３のキャパシタの容量値が大きい場合に前記第２のキャパシタの容量値がそれに対応して前記第２の零の周波数を低下させるように増加し、前記出力フィルタ回路の前記インダクタのインダクタンス値および前記第３のキャパシタの容量値が小さい場合に前記第２のキャパシタの容量値がそれに対応して前記第２の零の周波数を上昇させるように低下する請求項７記載の補償回路。
【請求項９】
前記閉ループ饋還システムのループ利得を上げるように前記第２のキャパシタと並列に第４の抵抗器を接続できる請求項２記載の補償回路。
【請求項１０】
互いに直列に接続した第４のキャパシタおよび第４の抵抗器を、前記第２のキャパシタと並列に、前記閉ループ饋還システムの利得を前記第４のキャパシタの容量値および前記第４の抵抗器の抵抗値で定まる周波数で増加させるように、接続する請求項２記載の補償回路。
【請求項１１】
入力電圧を受けて調整ずみの出力電圧を生ずるスイッチング型電圧調整器の閉ループ饋還システムに組み入れられるモノリシック電圧調整器コントローラにおいて零補償をもたらす方法であって、
前記電圧調整器コントローラの中に利得１の増幅器、すなわち反転入力端子および出力端子の間に接続した第１の抵抗器を含む形で構成した利得１の増幅器を備える過程と、
前記調整ずみの出力電圧に対応する饋還電圧を前記増幅器の非反転入力端子で受ける過程と、
前記増幅器の前記出力端子および前記電圧調整器コントローラの誤差増幅器の第１の入力端子、すなわち前記饋還電圧を表す信号を受ける前記誤差増幅器の前記第１の入力端子の間に第２の抵抗器を備える過程と、
前記誤差増幅器の前記第１の入力端子および出力端子の間に接続した第１のキャパシタおよび第３の抵抗器、すなわち前記スイッチング型電圧調整器の前記閉ループ饋還システムに第１の零をもたらす第１のキャパシタおよび第３の抵抗器を備える過程と
を含む方法。
【請求項１２】
前記増幅器の前記反転入力端子を前記電圧調整器コントローラの第１の端子に接続する過程と、
前記閉ループ饋還システムに第２の零をもたらすように前記モノリシック電圧調整器コントローラの前記第１の端子に第２のキャパシタ、すなわち前記モノリシック電圧調整器コントローラの外部に形成した外付けの第２のキャパシタを接続する過程と
をさらに含む請求項１１記載の方法。
【請求項１３】
前記調整ずみの出力電圧を生ずるように前記電圧調整器コントローラに出力フィルタ回路、すなわちインダクタと等価直列抵抗値（ＥＳＲ）の大きいキャパシタである第３のキャパシタとを含む出力フィルタ回路を接続する過程
をさらに含む請求項１１記載の方法。
【請求項１４】
前記第３のキャパシタがタンタルキャパシタまたは電解キャパシタから成る請求項１３記載の方法。
【請求項１５】
前記調整ずみの出力電圧を生ずるように前記電圧調整器コントローラに出力フィルタ回路、すなわちインダクタと等価直列抵抗値（ＥＳＲ）の小さいキャパシタである第３のキャパシタとを含む出力フィルタ回路を接続する過程
をさらに含む請求項１２記載の方法。
【請求項１６】
前記第３のキャパシタがセラミックキャパシタから成る請求項１５記載の方法。
【請求項１７】
前記第２のキャパシタの容量を、前記出力フィルタ回路の前記インダクタのインダクタンス値および前記第３のキャパシタの容量値に従って選んだ請求項１５記載の方法。
【請求項１８】
前記出力フィルタ回路の前記インダクタのインダクタンス値および前記第３のキャパシタの容量値が大きい場合に前記第２のキャパシタの容量値がそれに対応して前記第２の零の周波数を低下させるように増加し、前記出力フィルタ回路の前記インダクタのインダクタンス値および前記第３のキャパシタの容量値が小さい場合に前記第２のキャパシタの容量値がそれに対応して前記第２の零の周波数を上昇させるように低下する請求項１７記載の方法。
【請求項１９】
前記閉ループ饋還システムのループ利得を上げるように前記第２のキャパシタと並列に第４の抵抗器を接続する過程
をさらに含む請求項１２記載の方法。
【請求項２０】
互いに直列に接続した第４のキャパシタおよび第４の抵抗器を、前記第２のキャパシタと並列に、前記閉ループ饋還システムの利得を前記第４のキャパシタの容量値および前記第４の抵抗器の抵抗値で定まる周波数で増加させるように接続する過程
をさらに含む請求項１２記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明はリニア集積回路（ＩＣ）に零補償をもたらす回路および方法に関し、より詳細にいうと、外部零を用いたスイッチング型電圧調整器饋還ループに補償をもたらす回路および方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
閉ループ負饋還システムはリニアＩＣに広く用いられている。例えば、スイッチング型電圧調整器は電圧調整を達成するための出力電圧のモニタに饋還ループを用いる。閉ループシステムの動作安定を確保するにはナイキスト規準を満たさなければならない。ナイキスト規準によると、閉ループシステムが安定であるためにはそのループにおける位相偏移が単位利得で１８０°以下でなければならない。通常は饋還ループに補償回路を付加して、その饋還ループの位相偏移を安定化達成のために変化させる。
【０００３】
リニア回路の周波数応答特性には「極」と「零」とがある。「極」とは、利得減少の始まる複素周波数を意味する数学用語である。一方、「零」は利得増加の始まる複素周波数を意味する。複素周波数平面の左半分、すなわちｓ平面にある極および零は正常と考えられ、補償可能である。しかし、複素周波数平面の右半分にある極および零は問題を伴い操作困難であり、この出願の発明の対象外である。概括的にいうと、極は−９０°位相偏移の原因となり、零は＋９０°位相偏移の原因となる。極は上記複素周波数平面左半分の零について零の位相偏移を相殺する。補償付きの閉ループシステムの設計の際には、極および零の周波数軸上の位置を、単位利得での位相偏移が１８０°以上にならないように操作する。
【０００４】
リニア回路では、極はダイナミックインピーダンスの高いノードに小容量のキャパシタを配置することによって形成する。キャパシタを利得段に配置すると、その利得段の利得がそのキャパシタンスの容量に乗算されてそのキャパシタの挿入効果を高める。極の各々はその極に伴う零を有する。すなわち、利得段のダイナミック抵抗値がある段階で上記キャパシタによる利得のロスを制限する。このように、抵抗器を利得減少効果のあるキャパシタと直列に挿入することによって零を形成できる。
【０００５】
慣用の電圧モードスイッチング型電圧調整器は、比較的一定のＤＣ出力電圧を生ずるために調整ずみ出力電圧のフィルタ処理用のインダクタ−キャパシタ（ＬＣ）回路を電圧出力端子に用いる。図１は、スイッチング型電圧調整器コントローラ１０およびＬＣ回路１１を含む慣用のスイッチング型電圧調整器の概略図である。電圧調整器コントローラ１０は、調整ずみ出力電圧ＶＯＵＴ供給用のＬＣ回路１１に接続した出力端子１３にスイッチング出力電圧ＶＳＷを生ずる。調整ずみの出力電圧ＶＯＵＴは、饋還制御ループを構成するコントローラ１０の饋還（ＦＢ）端子１５に饋還する。このＬＣ回路は、各回路素子に伴う一つずつの極、すなわち合計二つの極を伴う。この饋還回路に何ら補償を施さない場合は、ＬＣ回路１１だけでこのシステムに−１８０°の位相偏移を生ずることになり、その結果ループが不安定になり、上記出力電圧が発振状態になる。スイッチング型電圧調整器はいずれも上記スイッチング出力電圧ＶＳＷのフィルタ処理にＬＣフィルタ回路を用いているから、スイッチング型電圧調整器の饋還制御ループには、ＬＣ回路に起因する上記二つの極の影響を相殺するための補償を施さなければならない。
【０００６】
スイッチング型電圧調整器に通常用いられる補償スキームはタイプIII補償と呼ばれる。タイプIII補償スキームは、位相ブースト１８０°を付与するための二つの零を用いて利得対周波数特性曲線を定める。したがって、上記位相ブーストが、出力ＬＣフィルタの二つの極におけるダンピング不足の共振の影響を相殺し、それによって閉ループの安定性を確保する。
【０００７】
図１はスイッチング型電圧調整器の饋還制御ループに補償をもたらす一つの手法を図解している。図１を参照すると、調整ずみ出力電圧ＶＯＵＴを、キャパシタＣｚｅｒｏと抵抗器ＲＩＮとの並列接続回路を通じて、上記饋還（ＦＢ）端子１５に饋還している。用途によっては、上記出力電圧ＶＯＵＴを分圧回路経由で端子１５に饋還する。出力電圧ＶＯＵＴは、抵抗器ＲｆとキャパシタＣｐｏｌｅとの直列接続回路を通じて、比較（ＣＯＭＰ）端子１７にも供給する。ＣＯＭＰ端子１７は、饋還電圧ＶＦＢと基準電圧ＶＲＥＦとを比較する誤差増幅器２０の出力に接続する。
【０００８】
コントローラ１０の中の上記饋還制御ループの動作は当業者に周知である。出力電圧ＶＯＵＴを饋還電圧ＶＦＢとして誤差増幅器２０に饋還し、この誤差増幅器２０でその電圧ＶＦＢを基準電圧ＶＲＥＦと比較する。誤差増幅器２０は、これら電圧ＶＦＢとＶＲＥＦとの間の差を表す誤差出力信号を生ずる。この誤差出力信号を比較器経由で論理回路に供給して、一対の電力スイッチ用の駆動信号を生ずる。コントローラ１０の上述の饋還制御ループは、誤差増幅器２０の出力に基づき、電圧ＶＦＢが電圧ＶＲＥＦに等しくなるように出力電圧ＶＯＵＴを調整する動作を行う。
【０００９】
図１のスイッチング型電圧調整器では、キャパシタＣｚｅｒｏをＲＩＮと並列に接続し、キャパシタＣｐｏｌｅを抵抗器Ｒｆと直列に接続して、饋還ループに補償を施す。キャパシタＣｐｏｌｅおよび抵抗器Ｒｆはこの饋還ループに第１の零をもたらし、キャパシタＣｚｅｒｏおよび抵抗器ＲＩＮはこの饋還ループに第２の零−極対をもたらす。これら第１および第２の零の位置（周波数軸上の）はそれぞれの抵抗値および容量値で定まる。
【００１０】
図２は図１のスイッチング型電圧調整器のループ利得対周波数特性の対数グラフである。周波数の低い領域におけるループ利得は、キャパシタＣｐｏｌｅおよび抵抗器ＲＩＮに伴う主極のために初めは減少する。この利得減少は、キャパシタＣｐｏｌｅおよび抵抗器Ｒｆに伴う上記第１の零のために、中間の周波数域の利得領域を形成するように、変化を受ける。次に、周波数の高い領域では、キャパシタＣｚｅｒｏおよび抵抗器ＲＩＮに伴う上記第２の零が効果を発揮し、上記ＬＣフィルタ回路における二つの極のためにループ利得が大幅に減少するまで利得を増加させる。第２のキャパシタＣｚｅｒｏの動作により、この饋還ループの位相偏移は単位利得近傍で確実に１８０°以下になる。
【００１１】
スイッチング型電圧調整器の上記タイプIII補償スキームはＩＣチップ内蔵でもＩＣチップ外付けでも具体化できる。外部補償（すなわちチップ外付け）を用いた場合は、出力ＬＣフィルタ回路の回路定数の広い数値範囲をサポートするためにキャパシタＣｐｏｌｅおよびＣｚｅｒｏ並びに抵抗器ＲＩＮおよびＲｆの容量値および抵抗値を最適値に設定することがスイッチング型電圧調整器ユーザに非常に困難であることが多い。容量値および抵抗値の決定のための伝達関数は通常はごく複雑である。内部補償（チップ内蔵）を用いると、出力ＬＣフィルタの回路定数の範囲が限定される。すなわち、零補償の周波数軸上の位置がＩＣ内蔵の補償回路で固定されるからである。ＬＣフィルタ回路はインダクタンス値および容量値の限られた範囲に適合しなければならない。その適合が不十分であれば饋還ループは不安定になる。
【００１２】
【特許文献１】ＵＳＰ  ６  ２２９  ２８９
【特許文献２】ＵＳＰ  ６  １５０  ７９８
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
したがって、スイッチング型電圧調整器の饋還ループに用いる補償回路であって、具体化が単純であり、しかも実効的な極補償および零補償をもたらすことのできる補償回路が求められている。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
この発明の一つの実施例によると、スイッチング型電圧調整器の閉ループ饋還システムに組み入れられるモノリシック電圧調整器コントローラにおける補償回路が得られる。この電圧調整器コントローラは、入力電圧を受ける入力端子と、調整ずみ出力電圧に対応するスイッチング出力電圧を供給する出力端子と、上記調整ずみ出力電圧に対応する饋還電圧を受ける饋還端子と、上記饋還電圧を表す信号と基準電圧とを比較して誤差出力電圧を生ずる誤差増幅器とを含む。上記補償回路は、上記饋還電圧を受ける饋還端子に接続した非反転入力端子と上記電圧調整器コントローラの第１の端子に接続した反転入力端子と出力端子とを含む増幅器と、上記増幅器の反転入力端子および出力端子に接続した第１の抵抗器と、上記増幅器の出力端子および上記誤差増幅器の第１の入力端子、すなわち上記饋還電圧を表す信号を受ける上記第１の入力端子の間に接続した第２の抵抗器と、上記誤差増幅器の上記第１の入力端子および上記誤差出力電圧供給用の上記出力端子の間に直列に接続した第１のキャパシタおよび第３の抵抗器とを含む。上記第１のキャパシタおよび第３の抵抗器は上記閉ループ饋還システムに第１の零をもたらすように作用する。
【００１５】
もう一つの実施例では、この閉ループ負饋還システムに第２の零をもたらすように電圧調整器コントローラの上記第１の端子に第２のキャパシタを接続する。この第２のキャパシタはこのモノリシック電圧調整器コントローラの外部に形成したＩＣチップ外付けのキャパシタである。
【００１６】
この発明のもう一つの側面によると、入力電圧を受けて調整ずみの出力電圧を生ずるスイッチング型電圧調整器の閉ループ饋還システムに組み入れるモノリシック電圧調整器コントローラにおいて零補償をもたらす方法であって、利得１になるように構成した増幅器であってその増幅器の反転入力端子と出力端子との間に第１の抵抗器を含む増幅器を前記電圧調整器コントローラ内に備える過程と、前記調整ずみの出力電圧に対応する饋還電圧を前記増幅器の非反転入力端子に受ける過程と、前記増幅器の前記出力端子と前記電圧調整器コントローラの誤差増幅器の第１の入力端子、すなわち前記饋還電圧を表す信号を受ける第１の入力端子との間に第２の抵抗器を備える過程と、前記誤差増幅器の前記第１の入力端子および出力端子の間に第１のキャパシタおよび第３の抵抗器を備える過程とを含む方法が得られる。上記第１のキャパシタおよび第３の抵抗器はこのスイッチング型電圧調整器の閉ループ饋還システムに第１の零をもたらす。
【００１７】
さらにもう一つの実施例では、この方法は、上記増幅器の反転入力端子をこのスイッチング型電圧調整器コントローラの第１の端子に接続する過程と、前記閉ループ饋還システムに第２の零をもたらすように前記電圧調整器コントローラの上記第１の端子に第２のキャパシタを接続する過程とをさらに含む。この第２のキャパシタは、このスイッチング型電圧調整器コントローラの外部に外付けしたＩＣチップ外付けキャパシタである。
【００１８】
添付図面およびそれら図面を参照した以下の説明により、この発明はよりよく理解されよう。
【発明の効果】
【００１９】
具体化が容易であり所要の極補償および零補償をもたらすスイッチング型電圧調整器饋還ループ用補償回路が得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
この発明の原理によると、スイッチング型電圧調整器でタイプIII補償を具体化する零補償スキームは、閉ループ安定性を高める周波数補償を提供するためのＩＣチップ外付け零キャパシタに接続できるＩＣチップ内蔵補償回路を含む。このＩＣチップ内蔵補償回路は、第１の零をもたらすＲＣ回路と、非反転入力端子に饋還電圧を受ける増幅器とを含む。その増幅器の反転入力端子に外部零キャパシタを接続して、饋還ループの第２の零を形成する。このようにして単純なタイプIII補償スキーム、すなわち第１の零の位置をＩＣチップ内蔵部で確定し第２の零の位置を単一の外付け部品である上記零キャパシタの選択により可変としたタイプIII補償スキームを実現する。
【００２１】
もう一つの実施例では、この発明の零補償スキームを上記外付け零キャパシタなしのタイプII補償に適用する。ＩＣチップ内蔵補償回路の上記増幅器は、反転入力端子を外付け素子に接続することなくＩＣチップ内で負饋還ループに形成した利得１の増幅器になる。このようにして、単純なタイプII補償、すなわち内部零により周波数安定性の所要補償をもたらすタイプII補償を実現する。
【００２２】
この発明の零補償スキームは多数の利点を有する。まず、この零補償スキームはユーザに具体化しやすい。すなわち、ユーザは零キャパシタという唯一の部品の定数を選ぶだけで実効的なタイプIII補償を実現できるからである。第２に、第２の零の位置を外付け部品によって定められるようにすることによって、この補償スキームはスイッチング型電圧調整器の出力ＬＣフィルタ回路のインダクタおよびキャパシタの値の選択範囲を広くすることができる。概括的にいうと、この発明の零補償スキームは、スイッチング型電圧調整器その他の複数極を伴う閉ループ饋還システムにおいて、実効的な「零」補償をもたらし周波数安定性を高めるように効果的に用いることができる。
【００２３】
この明細書において、「零」および「極」という用語は当業者に周知の意味の用語として用いてある。より詳細にいうと、「零」はリニア回路の周波数応答振幅が零になる複素周波数を意味し、「極」はリニア回路の周波数応答が有限の振幅値を有する複素周波数である。饋還システムでは、「極」は利得減少の始点の複素周波数を意味し、「零」は利得増加の始点の複素周波数である。
【００２４】
図３は、この発明の一つの実施例による零補償スキームを具体化したモノリシック電圧調整器コントローラを含むスイッチング型電圧調整器の概略図である。図３を参照すると、スイッチング型電圧調整器３００は、モノリシック電圧調整器コントローラ３１０と、入力キャパシタＣＩＮと、出力ＬＣフィルタ回路１１とを備える。電圧調整器コントローラ３１０は単一のＩＣに形成してあり、上記入力キャパシタＣＩＮおよび出力ＬＣフィルタ回路はそのＩＣに外付けで接続してある。電圧調整器コントローラ３１０の回路構成は、零補償回路３２０を除き、慣用のものと同じである。電圧調整器コントローラ３１０は入力端子３０１から入力電圧ＶＩＮを受け、出力端子（ＳＷ）３０２にスイッチング出力電圧ＶＳＷを生ずる。このスイッチング出力電圧ＶＳＷをＬＣフィルタ回路１１に送り、ほぼ一定の出力電圧ＶＯＵＴを生ずる。
【００２５】
コントローラ３１０およびＬＣ回路１１を用いて構成したスイッチング型電圧調整器３００は、出力電圧ＶＳＷをスイッチングする、したがって調整ずみの出力電圧ＶＯＵＴをスイッチングする閉ループ饋還システムを構成する。ＬＣフィルタ回路１１からの出力電圧ＶＯＵＴは饋還端子３０４経由でコントローラ３１０に饋還される。用途によっては、出力電圧ＶＯＵＴを分圧器で分圧し、分圧ずみの饋還電圧として饋還端子３０４に加える。代わりに、出力電圧ＶＯＵＴをコントローラ３１０に饋還したのち、コントローラＩＣ内蔵の内付け分圧器で分圧することもできる。外付け分圧器および内付け分圧器のいずれを選ぶかは必要に応じて周知の手法により決定できる。すなわち、饋還電圧ＶＦＢは出力電圧ＶＯＵＴまたはその分圧出力であり得る。
【００２６】
饋還電圧ＶＦＢは零補償回路３２０経由でコントローラ３１０内の制御回路に加える。図３では、コントローラ３１０内の上記制御回路は、饋還電圧ＶＦＢを反転入力端子に受けるとともに基準電圧ＶＲＥＦを非反転入力端子に受ける誤差増幅器３０８を含むものとして示してある。誤差増幅器３０８は出力端子３２４に誤差出力電圧を生ずる。この誤差出力電圧を、ＰＷＭ鋸歯状波電圧発生器３１２からの鋸歯状波電圧と比較するために、比較器３１４に加える。比較器３１４の出力を論理回路３１５に供給して、スイッチングトランジスタＭ１およびＭ２を駆動する制御信号を生ずる。より詳細に述べると、論理回路３１５は制御信号をハイ側駆動回路（ＨＳＤ）３１６を駆動するように加え、このＨＳＤ３１６によりＰＭＯＳパワートランジスタＭ１を駆動する。また、論理回路３１５は制御信号をロウ側駆動回路（ＬＳＤ）３１７を駆動するように加え、このＬＳＤ３１７によりＮＭＯＳパワートランジスタＭ２を駆動する。図３の概略図はこの発明の原理を図解するために簡略化してある。実際の具体化例においてコントローラ３１０に特定用途のための追加の端子および回路を備え得ることは当業者には認識されよう。
【００２７】
この実施例では零補償回路３２０を、スイッチング型電圧調整器３００の饋還ループに内部（内付け）零および外部（外付け）零をもたらすように、コントローラ３１０に組み入れてある。このようにして、この発明の零補償回路は、スイッチング型電圧調整器の饋還システムが周波数安定性確保のためのナイキスト規準を確実に満たすように機能する。
【００２８】
零補償回路３２０は、抵抗器Ｒｚｅｒｏを反転入力端子と出力端子との間に接続した利得１の増幅器３３０を含む。この増幅器３３０の非反転入力端子は饋還電圧ＶＦＢを受けるようにＦＢ端子３０４に接続してある。増幅器３３０の反転入力端子は補償（ＣＯＭＰ）端子３０５，すなわちコントローラＩＣ外付けの零キャパシタＣｚｅｒｏの接続を受けるＣＯＭＰ端子３０５に接続してある。増幅器３３０の反転入力端子と出力端子との間に接続したＲｚｅｒｏで饋還ループは完結する。この実施例では零キャパシタＣｚｅｒｏをＣＯＭＰ端子３０５と接地電位点との間に接続して、スイッチング型電圧調整器３００の饋還ループに零をもたらすようにしている。
【００２９】
零補償回路３２０は、増幅器３３０の出力端子および誤差増幅器３０８の反転入力端子の間に接続した抵抗器ＲＩＮと、誤差増幅器３０８の反転入力端子および出力端子の間に直列接続で挿入した抵抗器ＲｆおよびキャパシタＣｐｏｌｅとをさらに含む。抵抗器ＲｆおよびキャパシタＣｐｏｌｅの負饋還接続によって、零補償回路３２０はスイッチング型電圧調整器３００の饋還ループにもう一つの零をもたらす。
【００３０】
このスイッチング型電圧調整器３００の饋還ループにおいては、ＬＣフィルタ回路１１が補償対象の饋還ループに二つの極をもたらす。この発明の補償スキームは、電圧調整器コントローラＩＣに内付けで形成した第１の零と、電圧調整器コントローラＩＣに外付けで形成した第２の零とをもたらす。より詳細にいうと、上記入力抵抗器ＲＩＮおよび饋還キャパシタＣｐｏｌｅが誤差増幅器３０８で主極をもたらす。キャパシタＣｐｏｌｅおよび抵抗器Ｒｆは誤差増幅器３０８で第１の零をもたらす。上記の主極および第１の零の周波数位置は、コントローラＩＣの一部として形成ずみのキャパシタおよび抵抗器によって固定される。一方、上記第２の零は、ＣＯＭＰ入力端子３０５に外付け零キャパシタＣｚｅｒｏを接続することによってもたらされる。したがって、第２の零の周波数位置は、この外付け零キャパシタＣｚｅｒｏの値を適宜選択することによって変更できる。
【００３１】
図４は、図３に示したスイッチング型電圧調整器の饋還システムのループ利得対周波数特性である。図４のループ利得周波数特性曲線は、低い周波数域におけるループ利得がキャパシタＣｐｏｌｅおよび抵抗器ＲＩＮに伴う主極によりまず低下し、次に利得ロスがキャパシタＣｐｏｌｅおよび抵抗器Ｒｆに伴う第１の零により変動して中間域利得領域を形成する点において、図２の特性曲線と類似である。図４に示すとおり、キャパシタＣｚｅｒｏおよび抵抗器ＲＩＮに伴う第２の零の位置は外付け零キャパシタＣｚｅｒｏの容量値を変えることにより変えられる。このようにして、第２の零の位置を、ＬＣフィルタ回路のインダクタの値およびキャパシタの値に応じて変えられる。例えば、ＬＣフィルタにインダクタンスおよび容量の大きいインダクタおよびキャパシタを用いた場合は、第２の零の周波数が低下するように容量の大きいキャパシタＣｚｅｒｏを用いることができる。一方、ＬＣフィルタにインダクタンス値および容量値のより小さいインダクタおよびキャパシタを用いた場合は、閉ループ安定の維持のために第２の零の周波数を上げるように、より小さい容量の零キャパシタＣｚｅｒｏを用いることができる。このように、ＬＣフィルタ回路のＬＣ回路定数の広い範囲にわたってこのスイッチング型電圧調整器の実効的補償を達成するために、ユーザは一つの部品すなわち零キャパシタＣｚｅｒｏの回路定数を選択するだけでよい。
【００３２】
この発明の補償スキームによると、この補償回路は、饋還ループに外部零を組み入れるように、零補償キャパシタＣｚｅｒｏを増幅器３３０経由で接続する。零キャパシタＣｚｅｒｏを増幅器３３０経由で接続することにより、実用的な容量値の零キャパシタＣｚｅｒｏを使えることになる。増幅器３３０が含まれていなければ零キャパシタＣｚｅｒｏの容量値は、ＩＣの入出力端子に通常見られる寄生容量に近いごく小さい値にする必要があり、補償スキームの実現が実際的でなくなる。一つの実施例では、キャパシタンスＣｐｏｌｅの容量値は２０ｐｆであり、抵抗器ＲｆおよびＲＩＮの抵抗値は９０ｋｏｈｍ程度の高い値である。抵抗器Ｒｚｅｒｏは１０ｋｏｈｍであり、零キャパシタは１００ｐｆ乃至１０００ｐｆである。零キャパシタＣｚｅｒｏとして容量の比較的大きいキャパシタを使用できるようにすることによって、スイッチング型電圧調整器３００のユーザは零キャパシタＣｚｅｒｏの容量値の選択に柔軟性を確保し、饋還ループの第２の零の周波数位置の設定の自由度を確保する。
【００３３】
用途によっては、ＬＣフィルタ回路に用いた出力キャパシタＣＯＵＴの等価直列抵抗値（ＥＳＲ）を小さくする。例えば、出力キャパシタＣＯＵＴをセラミックキャパシタで構成する。その場合は、第１の零および第２の零を要するタイプIII補償がＬＣフィルタ回路二つの極の補償に必要になる。図３を参照して述べた零補償は、タイプIII補償スキームの実現のための周波数位置選択可能な第２の零の導入に外付け零キャパシタを用いている。しかし、用途によっては、ＥＳＲ値の大きいキャパシタを出力キャパシタＣＯＵＴとして用いることもできる。例えば、ＥＳＲ値の大きいタンタルキャパシタまたは電解キャパシタを用いることができる。出力キャパシタＣＯＵＴのＥＳＲが大きい場合は、出力キャパシタの抵抗値がそれ自体で零をもたらし、このスイッチング型電圧調整器は周波数安定性の達成にタイプII補償を行うだけで十分になる。
【００３４】
この発明のもう一つの側面によると、零補償スキームをタイプII補償を実現するようにスイッチング型電圧調整器に適用する。図５は、この発明の第２の実施例による零補償を具体化するモノリシック電圧調整器コントローラを含むスイッチング型電圧調整器の概略図である。図５に示した実施例では、スイッチング型電圧調整器５００の出力キャパシタＣＯＵＴをタンタルキャパシタまたは電解キャパシタなどＥＳＲ値の大きいキャパシタを用いて具体化する。ＥＳＲ値が大きいので、出力キャパシタＣＯＵＴはそれだけで饋還ループに零をもたらす。したがって、スイッチング型電圧調整器５００が必要とする追加の零は一つだけである。すなわち、この発明の零補償回路５２０はＣＯＭＰ入力端子に外付けの零キャパシタを接続することなく使うことができる。零補償回路５２０はキャパシタＣｐｏｌｅおよび抵抗器Ｒｆ経由で饋還ループに内部（内付け）零をもたらす。
【００３５】
ＣＯＭＰ端子に上述のとおりの接続を施してない場合は、増幅器５３０の反転入力端子をその増幅器５３０の出力端子に負饋還接続する。増幅器５３０は利得１の演算増幅器として動作し、饋還端子（ＦＢ）５０４の信号ＶＦＢが増幅器５３０の出力端子に生ずる。すなわち、増幅器５３０があってもスイッチング型電圧調整器の動作には影響しない。
【００３６】
図６は、図５に示したスイッチング型電圧調整器の饋還システムのループ利得対周波数特性を示す。図６に示すとおり、ループ利得は主極のために低下し、中間域で第１の零により変化を受ける。第２の零はなく、代わりに、出力フィルタ回路の二つの極によってループ利得が低下する。出力キャパシタＣＯＵＴが零をもたらすので、ＬＣ二つの極の勾配はテーパ状になり、利得１のループ利得では十分な位相余裕がある。
【００３７】
この発明のさらにもう一つの側面によると、外部（ＩＣ外付け）ＲＣ回路をループ利得、とくにこのスイッチング型電圧調整器の饋還ループの中間域ループ利得の変化のために外付け零キャパシタと並列に接続することができる。図７は、この発明の第３の実施例による零補償スキームを具体化したモノリシック電圧調整器コントローラを含むスイッチング型電圧調整器の概略図である。図７に示したスイッチング型電圧調整器７００は図３の電圧調整器３００と同じやり方で零補償回路を組み入れており、図７において図３と同一の構成要素は図３と同一の参照数字を付けて示してある。
【００３８】
スイッチング型電圧調整器７００において、零補償回路７２０は増幅器７３０の反転入力端子に接続したＣＯＭＰ入力端子７０５に外付けした零キャパシタＣｚｅｒｏを含む。零キャパシタＣｚｅｒｏは外部零を饋還ループに提供する。また、キャパシタＣ１および抵抗器Ｒ１の直列接続を含むＲＣ回路をＣＯＭＰ入力端子７０５と接地電位点との間に、すなわち上記零キャパシタＣｚｅｒｏと並列に接続する。キャパシタＣ１と抵抗器Ｒ１との直列接続から成るＲＣ回路はスイッチング型電圧調整器７００の饋還ループのループ利得に変化をもたらすように作用する。
【００３９】
より詳細に述べると、このＲＣ回路は、抵抗器Ｒ１の抵抗値およびキャパシタＣ１の容量値で定まる特定の周波数におけるループ利得を変化させるように機能する。図８は、図７に示したスイッチング型電圧調整器の饋還システムのループ利得対周波数特性を示す。図８に示すとおり、上記ＲＣ回路の付加により中間域近傍でループ利得が上がる。他の実施例では、スイッチング型電圧調整器の全体のループ利得を高めるように単一の抵抗器を備えることもできる。
【００４０】
これまで述べてきた発明の詳細な説明は、この発明の特定の実施例を例示するためのものであって、限定を意図するものではない。この発明の範囲内で多様な変形および改変が可能である。この発明の技術的範囲は添付の特許請求の範囲に定義したとおりである。
【産業上の利用可能性】
【００４１】
小型で動作の安定したＩＣ化スイッチング型電圧調整器の製造に利用できる。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】スイッチング型電圧調整器の饋還制御ループに補償を施す一つの手法を説明する図。
【図２】図１のスイッチング型電圧調整器についてのループ利得対周波数特性を表す対数グラフ。
【図３】この発明の一つの実施例による零補償スキームを具体化するモノリシック電圧調整器コントローラを含むスイッチング型電圧調整器の概略図。
【図４】図３のスイッチング型電圧調整器の饋還システムのループ利得対周波数特性図。
【図５】この発明の第２の実施例による零補償スキームを具体化するモノリシック電圧調整器コントローラを含むスイッチング型電圧調整器の概略図。
【図６】図５のスイッチング型電圧調整器の饋還システムのループ利得対周波数特性図。
【図７】この発明の第３の実施例による零補償スキームを具体化するモノリシック電圧調整器コントローラを含むスイッチング型電圧調整器の概略図。
【図８】図７のスイッチング型電圧調整器の饋還システムについてのループ利得対周波数特性図。
【符号の説明】
【００４３】
１０      スイッチング型電圧調整器コントローラ
１１      出力ＬＣ回路
３００，５００，７００    スイッチング型電圧調整器
３０８    誤差増幅器
３１０    電圧調整器コントローラ
３１２    鋸歯状波電圧発生器
３１４    比較器
３１５    論理回路
３２０    零補償回路
３３０    増幅器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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