(57)【要約】【課題】誤り率特性の向上と、装置構成の簡単化とを両立できるマルチアンテナ受信装置を提供すること。【解決手段】複数の候補信号点と受信点との信号点距離に基づいて、変調信号を軟判定する軟出力部５０６＿Ａ、５０６＿Ｂと、軟判定結果を用いて変調信号のディジタルデータを得る復号部５０８＿Ａ、５０８＿Ｂと、復号部で得られたディジタルデータを再帰的に用いて、軟出力部で用いる候補信号点の数を削減する信号点削減部５１０＿Ａ、５１１＿Ａ、５１０＿Ｂ、５１１＿Ｂと、を設けると共に、軟出力部において、信号点削減部によって削減された各候補信号点と受信信号の信号点との第１の信号点距離、及び、信号点削減部によって削減された各候補信号点と復号部によって得られたディジタルデータを再帰的に用いて仮決定した仮決定信号点との第２の信号点距離とに基づいて、変調信号を判定するようにした。【選択図】図５
2008035442.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数アンテナから同時に送信された複数の変調信号を複数アンテナで受信し、受信信号から前記複数の変調信号の各々に対応するデータ系列を復元するマルチアンテナ受信装置であって、
前記複数の変調信号が多重された信号についての複数の候補信号点と、前記受信信号の信号点との信号点距離に基づいて、前記変調信号を判定する判定部と、
前記判定部によって得られた判定結果を用いて、前記変調信号のディジタルデータを得る復号部と、
前記復号部で得られたディジタルデータを再帰的に用いて、前記判定部で用いる前記候補信号点の数を削減する信号点削減部と、
を具備し、
前記判定部は、前記信号点削減部によって削減された各候補信号点と前記受信信号の信号点との第１の信号点距離、及び、前記信号点削減部によって削減された各候補信号点と前記復号部によって得られたディジタルデータを再帰的に用いて仮決定した仮決定信号点との第２の信号点距離とに基づいて、前記変調信号を判定する
マルチアンテナ受信装置。
【請求項２】
複数アンテナから同時に送信された複数の変調信号を複数アンテナで受信し、受信信号から前記複数の変調信号の各々に対応するデータ系列を復元するマルチアンテナ受信装置であって、
前記複数の変調信号が多重された信号についての複数の候補信号点と、前記受信信号の信号点との信号点距離に基づいて、前記変調信号を判定する判定部と、
前記判定部によって得られた判定結果を用いて、前記変調信号のディジタルデータを得る復号部と、
前記復号部で得られたディジタルデータを再帰的に用いて、前記判定部で用いる前記候補信号点の数を削減する信号点削減部と、
を具備し、
前記判定部は、前記信号点削減部によって削減された各候補信号点と前記受信信号の信号点との第１の信号点距離、及び、前記復号部によって得られたディジタルデータを再帰的に用いて仮決定した仮決定信号点と前記受信信号の信号点との第２の信号点距離とに基づいて、前記変調信号を判定する
マルチアンテナ受信装置。
【請求項３】
各アンテナブランチに設けられ、おのおの同一インタリーブパターンのインタリーバを含む複数のターボ符号化器と、
前記ターボ符号化器により得られた符号化データを変調する変調部と、
各アンテナブランチに設けられ、各ターボ符号化器により得られた符号化データ又は変調後の各符号化データをおのおの異なる並び替えパターンで並び替える複数の並び替え部と、
を具備するマルチアンテナ送信装置。
【請求項４】
複数の変調信号が空間多重されてなる受信信号についての複数の候補信号点と、前記受信信号の信号点との信号点距離に基づいて、前記変調信号を判定する判定部と、前記判定部によって得られた判定結果を用いて、前記変調信号のディジタルデータを得る復号部と、前記復号部で得られた自変調信号以外のディジタルデータを再帰的に用いて、前記判定部で用いる前記候補信号点の数を削減する信号点削減部と、を有するマルチアンテナ受信装置と、
各アンテナブランチに設けられ、おのおの同一インタリーブパターンのインタリーバを含む複数のターボ符号化器と、前記ターボ符号化器により得られた符号化データを変調する変調部と、各アンテナブランチに設けられ、各ターボ符号化器により得られた符号化データ又は変調後の各符号化データをおのおの異なる並び替えパターンで並び替える複数の並び替え部と、を有するマルチアンテナ送信装置と、
を具備するマルチアンテナ通信システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はマルチアンテナ受信装置、マルチアンテナ送信装置及びマルチアンテナ通信システムに関し、特に送信側の複数アンテナから同時に送信された異なる変調信号を複数のアンテナで受信し、伝搬路上で複数の変調信号が多重化されてなる受信信号から各変調信号に対応する送信データを復元する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、ＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）と呼ばれる通信方法のように複数系列の送信データをそれぞれ変調し、各変調データを複数のアンテナから同時に送信することで、データの通信速度を高めるようにしたものがある。受信側では、複数のアンテナからの送信信号を複数のアンテナで受信する。
【０００３】
ここで各受信アンテナで得られる受信信号は、複数の変調信号が伝搬空間上で混ざり合ったものとなるので、各変調信号に対応するデータを復元するためには、各変調信号の伝搬路での変動値（以下これをチャネル変動と呼ぶ）を推定する必要がある。このため送信装置は予め変調信号にパイロットシンボル等の既知信号を挿入し、受信装置は変調信号に挿入された既知信号に基づいて、各送信アンテナと各受信アンテナ間の伝搬空間でのチャネル変動を推定する。そしてこのチャネル変動推定値を用いて各変調信号を復調する。
【０００４】
その一つの方法として、チャネル変動推定値を要素とする行列の逆行列演算を行って各変調信号を分離する方法がある。また別の方法として、チャネル変動推定値を用いて候補信号点位置を求め、この候補信号点位置と受信信号点位置との間で最尤判定（ＭＬＤ：Maximum Likelihood Detection）を行うことで、各変調信号により送信されたデータを復元する方法がある。
【０００５】
このようなマルチアンテナを用いた通信技術については、例えば非特許文献１で開示されている。以下、この非特許文献１に開示された内容について、図２５を用いて簡単に説明する。マルチアンテナ送信装置３０は、変調信号生成部３に送信信号Ａ及び送信信号Ｂを入力する。変調信号生成部３は各送信信号Ａ、Ｂに対してＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)や１６ＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation)等のディジタル変調処理を施し、これにより得たベースバンド信号４、５を無線部６に送出する。無線部６はベースバンド信号４、５に対してアップコンバートや増幅等の無線処理を施し、これにより得た変調信号７、８を各アンテナ９、１０に送出する。このようにしてマルチアンテナ送信装置３０は、送信信号Ａの変調信号７をアンテナ９から送信すると共に、これと同時に送信信号Ｂの変調信号８をアンテナ１０から送信するようになっている。
【０００６】
マルチアンテナ受信装置４０は、アンテナ１１で受信した受信信号１２を無線部１３に入力すると共に、アンテナ１５で受信した受信信号１６を無線部１７に入力する。無線部１３、１７は受信信号１２、１６に対してダウンコンバート等の無線処理を施し、これにより得たベースバンド信号１４、１８を復調部１９に送出する。
【０００７】
復調部１９はベースバンド信号１４、１８を検波することにより、送信信号Ａの受信ディジタル信号２０及び送信信号Ｂの受信ディジタル信号２１を得る。このとき非特許文献１では、復調部１９において、チャネル推定行列の逆行列演算を行って受信ディジタル信号２０、２１を得る方法と、最尤判定（ＭＬＤ）を行って受信ディジタル信号２０、２１を得る方法が記載されている。
【０００８】
さらに、非特許文献２では、復調部において候補信号点を削減することで演算量を低減するにあたって、反復復号を行うことで誤り率特性を向上させる方法が記載されている。具体的には、受信信号点と削減された候補信号点とを用いて再復号を行う技術が記載されている。
【非特許文献１】“Multiple-antenna diversity techniques for transmission over fading channels” IEEE WCNC 1999, pp.1038-1042, Sep. 1999.
【非特許文献２】“ＭＩＭＯシステムにおける信号点削減を用いた反復復号のインタリーブ適用に関する検討―レイリーフェージング環境下におけるＢＥＲ特性−”電子情報通信学会、信学技報、ＲＣＳ２００４−８、２００４年４月
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
ところで、上述したようなマルチアンテナを用いたシステムでは、データ通信速度は上がるものの、特に受信装置の構成が複雑化する問題がある。特に最尤判定（ＭＬＤ）を行って各変調信号に対応するデータを得る方法では、候補信号点と受信点との間の最尤判定に要する演算数が多くなるため、回路規模が大きくなってしまう。
【００１０】
具体的に、送信アンテナ数が２で、受信アンテナ数が２の場合を考えると、ＱＰＳＫを施した変調信号を各アンテナから送信した場合、４×４＝１６個の候補信号点が存在することになる。さらに１６ＱＡＭを施した変調信号を各アンテナから送信した場合には、１６×１６＝２５６個の候補信号点が存在することになる。最尤判定（ＭＬＤ）を行う場合、実際の受信点とこれらの全候補信号との距離を計算する必要があるので、膨大な計算が必要となり、回路規模の増大に繋がる。
【００１１】
これに対して、チャネル推定行列の逆行列を用いて、受信信号から各変調信号を分離した後に判定を行う方法では、最尤判定（ＭＬＤ）を行う方法と比較して演算数が少なくなるため、回路規模は小さくなるが、電波伝搬環境によっては誤り率特性が低下し、この結果受信データの誤り率特性が劣化する欠点がある。誤り率特性が低下すると、実質的なデータ通信速度が低下することに繋がる。
【００１２】
また、非特許文献２に記載された技術では、確かに誤り率特性を向上させることができるが、装置構成を複雑化させずに、さらに誤り率特性を向上させることができる構成が望まれている。
【００１３】
本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、誤り率特性の向上と、装置構成の簡単化とを両立できるマルチアンテナ受信装置、マルチアンテナ送信装置及びマルチアンテナ通信システムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
かかる課題を解決するため本発明のマルチアンテナ受信装置は、複数アンテナから同時に送信された複数の変調信号を複数アンテナで受信し、受信信号から前記複数の変調信号の各々に対応するデータ系列を復元するマルチアンテナ受信装置であって、前記複数の変調信号が多重された信号についての複数の候補信号点と、前記受信信号の信号点との信号点距離に基づいて、前記変調信号を判定する判定部と、前記判定部によって得られた判定結果を用いて、前記変調信号のディジタルデータを得る復号部と、前記復号部で得られたディジタルデータを再帰的に用いて、前記判定部で用いる前記候補信号点の数を削減する信号点削減部と、を具備し、前記判定部は、前記信号点削減部によって削減された各候補信号点と前記受信信号の信号点との第１の信号点距離、及び、前記信号点削減部によって削減された各候補信号点と前記復号部によって得られたディジタルデータを再帰的に用いて仮決定した仮決定信号点との第２の信号点距離とに基づいて、前記変調信号を判定する、構成を採る。
【００１５】
この構成によれば、判定部は、信号点削減部によって削減された候補信号点と受信点との信号点距離に基づいて変調信号を判定するので、全ての候補信号点と受信点との信号点距離を計算する場合と比較して、格段に演算規模を削減できる。加えて、判定部は、信号点削減部によって削減された各候補信号点と受信点との第１の信号点距離だけでなく、信号点削減部によって削減された各候補信号点と復号部によって得られたディジタルデータを再帰的に用いて仮決定した仮決定信号点との第２の信号点距離を用いて、変調信号を判定するので、第１の信号点距離だけで変調信号を判定する場合と比較して、判定誤りを低減できる。
【００１６】
また、本発明のマルチアンテナ受信装置は、複数アンテナから同時に送信された複数の変調信号を複数アンテナで受信し、受信信号から前記複数の変調信号の各々に対応するデータ系列を復元するマルチアンテナ受信装置であって、前記複数の変調信号が多重された信号についての複数の候補信号点と、前記受信信号の信号点との信号点距離に基づいて、前記変調信号を判定する判定部と、前記判定部によって得られた判定結果を用いて、前記変調信号のディジタルデータを得る復号部と、前記復号部で得られたディジタルデータを再帰的に用いて、前記判定部で用いる前記候補信号点の数を削減する信号点削減部と、を具備し、前記判定部は、前記信号点削減部によって削減された各候補信号点と前記受信信号の信号点との第１の信号点距離、及び、前記復号部によって得られたディジタルデータを再帰的に用いて仮決定した仮決定信号点と前記受信信号の信号点との第２の信号点距離とに基づいて、前記変調信号を判定する、構成を採る。
【００１７】
この構成によれば、判定部は、信号点削減部によって削減された候補信号点と受信点との信号点距離に基づいて変調信号を判定するので、全ての候補信号点と受信点との信号点距離を計算する場合と比較して、格段に演算規模を削減できる。加えて、判定部は、信号点削減部によって削減された各候補信号点と受信点との第１の信号点距離だけでなく、復号部によって得られたディジタルデータを再帰的に用いて仮決定した仮決定信号点と受信点との第２の信号点距離を用いて、変調信号を判定するので、第１の信号点距離だけで変調信号を判定する場合と比較して、判定誤りを低減できる。
【００１８】
また、本発明のマルチアンテナ送信装置は、各アンテナブランチに設けられ、おのおの同一インタリーブパターンのインタリーバを含む複数のターボ符号化器と、前記ターボ符号化器により得られた符号化データを変調する変調部と、各アンテナブランチに設けられ、各ターボ符号化器により得られた符号化データ又は変調後の各符号化データをおのおの異なる並び替えパターンで並び替える複数の並び替え部と、を具備する構成を採る。
【００１９】
また、本発明のマルチアンテナ通信システムは、複数の変調信号が空間多重されてなる受信信号についての複数の候補信号点と、前記受信信号の信号点との信号点距離に基づいて、前記変調信号を判定する判定部と、前記判定部によって得られた判定結果を用いて、前記変調信号のディジタルデータを得る復号部と、前記復号部で得られた自変調信号以外のディジタルデータを再帰的に用いて、前記判定部で用いる前記候補信号点の数を削減する信号点削減部と、を有するマルチアンテナ受信装置と、各アンテナブランチに設けられ、おのおの同一インタリーブパターンのインタリーバを含む複数のターボ符号化器と、前記ターボ符号化器により得られた符号化データを変調する変調部と、各アンテナブランチに設けられ、各ターボ符号化器により得られた符号化データ又は変調後の各符号化データをおのおの異なる並び替えパターンで並び替える複数の並び替え部と、を有するマルチアンテナ送信装置と、を具備する構成を採る。
【００２０】
これらの構成によれば、並び替え部によって、各アンテナから送信される変調信号の符号化データ又は変調シンボルの順序がアンテナブランチ（変調信号）間で異なるものとされるので、信号点削減部での信号点削減誤りが離散的に発生するようになる。この結果、最終的に復号部によって得られるディジタルデータの誤り率特性が向上する。また、ターボ符号化器に内蔵されたインタリーバのインタリーブパターンは同一なので、復号部の構成を複雑化させることなく、誤り率特性を向上させることができるようになる。
【発明の効果】
【００２１】
このように本発明によれば、誤り率特性の向上と、装置構成の簡単化とを両立できるマルチアンテナ受信装置、マルチアンテナ送信装置及びマルチアンテナ通信システムを実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００２３】
（実施の形態１）
図１に、本実施の形態のマルチアンテナ送信装置１００の構成例を示す。本実施の形態では、説明を簡単化するために、送信アンテナが２本で、受信アンテナが２本の場合について記述するが、本発明は、Ｍ（Ｍ≧２）本の送信アンテナと、Ｎ（Ｎ≧２）本の受信アンテナを有するマルチアンテナシステムにも適用可能である。
【００２４】
符号化部１０２＿Ａは、変調信号Ａの送信データ１０１＿Ａ、フレーム構成信号１１０を入力とし、フレーム構成信号１１０が示している符号化（例えば、畳み込み符号化、ターボ符号化、ＬＤＰＣ（Low Density Parity Check）符号化など）を行うことで、符号化後の変調信号Ａの符号化データ１０３＿Ａを得る。同様に、符号化部１０２＿Ｂは、変調信号Ｂの送信データ１０１＿Ｂ、フレーム構成信号１１０を入力とし、フレーム構成信号１１０が示している符号化を行うことで、符号化後の変調信号Ｂの符号化データ１０３＿Ｂを得る。
【００２５】
変調部１０４＿Ａは、変調信号Ａの符号化データ１０３＿Ａ、フレーム構成信号１１０を入力とし、フレーム構成信号１１０が示している変調方式に基づいて、マッピングを行うことで、変調信号Ａのベースバンド信号１０５＿Ａを得る。同様に、変調部１０４＿Ｂは、変調信号Ｂの符号化データ１０３＿Ｂ、フレーム構成信号１１０を入力とし、フレーム構成信号１１０が示している変調方式に基づいて、マッピングを行うことで、変調信号Ｂのベースバンド信号１０５＿Ｂを得る。
【００２６】
無線部１０６＿Ａは、変調信号Ａのベースバンド信号１０５＿Ａを入力とし、周波数変換、増幅を行うことで、変調信号Ａの送信信号１０７＿Ａを得る。送信信号１０７＿Ａは、アンテナ１０８＿Ａから電波として出力される。同様に、無線部１０６＿Ｂは、変調信号Ｂのベースバンド信号１０５＿Ｂを入力とし、周波数変換、増幅を行うことで、変調信号Ｂの送信信号１０７＿Ｂを得る。送信信号１０７＿Ｂは、アンテナ１０８＿Ｂから電波として出力される。
【００２７】
フレーム構成信号生成部１０９は、フレーム構成に関する情報であるフレーム構成信号１１０を出力する。
【００２８】
図２に、マルチアンテナ送信装置１００の各アンテナ１０８＿Ａ、１０８＿Ｂから送信される変調信号のフレーム構成例を示す。アンテナ１０８＿Ａから送信される変調信号Ａ（図２（ａ））、アンテナ１０８＿Ｂから送信される変調信号Ｂ（図２（ｂ））はそれぞれ、チャネル変動推定シンボル２０１＿Ａ、２０１＿Ｂと、データシンボル２０２＿Ａ、２０２＿Ｂとを有する。マルチアンテナ送信装置１００は、図２に示すようなフレーム構成の変調信号Ａと変調信号Ｂとをほぼ同時刻に送信する。なおチャネル変動推定のためのシンボル２０１＿Ａ、２０１＿Ｂは、例えば、送受信において同相Ｉ−直交Ｑ平面における信号点配置が既知のシンボル（一般に、パイロットシンボル、プリアンブルなどと呼ばれるが、これに限ったものではない）であり、受信側で、チャネル変動を推定するのに用いられるシンボルである。データシンボルは、データを伝送するためのシンボルである。
【００２９】
同一時刻の変調信号Ａのシンボルと変調信号Ｂのシンボルは、同一周波数を用いて伝送される。
【００３０】
図３に、本実施の形態のマルチアンテナ受信装置３００の構成例を示す。無線部３０３＿Ｘは、アンテナ３０１＿Ｘで受信された受信信号３０２＿Ｘを入力とし、受信信号３０２＿Ｘに対して、周波数変換等の所定の無線受信処理を施し、ベースバンド信号３０４＿Ｘを出力する。無線部３０３＿Ｙは、アンテナ３０１＿Ｙで受信された受信信号３０２＿Ｙを入力とし、受信信号３０２＿Ｙに対して、周波数変換等の所定の無線受信処理を施し、ベースバンド信号３０４＿Ｙを出力する。
【００３１】
変調信号Ａのチャネル変動推定部３０５＿Ａは、ベースバンド信号３０４＿Ｘを入力とし、図２の変調信号Ａのチャネル変動推定シンボルを検出し、変調信号Ａのチャネル変動推定シンボルに基づいて変調信号Ａのチャネル変動を推定し、変調信号Ａのチャネル変動推定信号３０６＿Ａを出力する。
【００３２】
変調信号Ｂのチャネル変動推定部３０５＿Ｂは、ベースバンド信号３０４＿Ｘを入力とし、図２の変調信号Ｂのチャネル変動推定シンボルを検出し、変調信号Ｂのチャネル変動シンボルに基づいて変調信号Ｂのチャネル変動を推定し、変調信号Ｂのチャネル変動推定信号３０６＿Ｂを出力する。
【００３３】
これにより、チャネル変動推定部３０５＿Ａ、３０５＿Ｂによって、送信アンテナ１０８＿Ａ、１０８＿Ｂと受信アンテナ３０１＿Ｘ間のチャネル変動が推定される。
【００３４】
マルチアンテナ受信装置３００は、受信アンテナ３０１＿Ｙのブランチについても同様の処理を施す。具体的に説明する。無線部３０３＿Ｙは、アンテナ３０１＿Ｙで受信された受信信号３０２＿Ｙを入力とし、受信信号３０２＿Ｙに対して、周波数変換等の所定の無線受信処理を施し、ベースバンド信号３０４＿Ｙを出力する。
【００３５】
変調信号Ａのチャネル変動推定部３０７＿Ａは、ベースバンド信号３０４＿Ｙを入力とし、図２の変調信号Ａのチャネル変動推定シンボルを検出し、変調信号Ａのチャネル変動推定シンボルに基づいて変調信号Ａのチャネル変動を推定し、変調信号Ａのチャネル変動推定信号３０８＿Ａを出力する。
【００３６】
変調信号Ｂのチャネル変動推定部３０７＿Ｂは、ベースバンド信号３０４＿Ｙを入力とし、図２の変調信号Ｂのチャネル変動推定シンボルを検出し、変調信号Ｂのチャネル変動シンボルに基づいて変調信号Ｂのチャネル変動を推定し、変調信号Ｂのチャネル変動推定信号３０８＿Ｂを出力する。
【００３７】
これにより、チャネル変動推定部３０７＿Ａ、３０７＿Ｂによって、送信アンテナ１０８＿Ａ、１０８＿Ｂと受信アンテナ３０１＿Ｙ間のチャネル変動が推定される。
【００３８】
信号処理部３０９は、変調信号Ａのチャネル変動推定信号３０６＿Ａ、３０８＿Ａ、変調信号Ｂのチャネル変動推定信号３０６＿Ｂ、３０８＿Ｂ、ベースバンド信号３０４＿Ｘ、３０４＿Ｙを入力とし、ベースバンド信号３０４＿Ｘ、３０４＿Ｙに含まれている変調信号Ａと変調信号Ｂのベースバンド信号の成分を分離し、さらに変調信号Ａ、変調信号Ｂに対して復号処理を施すことで、復号した変調信号Ａの受信データ３１０＿Ａ及び復号した変調信号Ｂの受信データ３１０＿Ｂを得る。
【００３９】
図４に、本実施の形態における送受信装置間の関係を示す。マルチアンテナ送信装置１００のアンテナ１０８＿Ａから送信される変調信号ＡをＴａ（ｔ）、アンテナ１０８＿Ｂから送信される変調信号ＢをＴｂ（ｔ）とする。また、マルチアンテナ受信装置３００のアンテナ３０１＿Ｘで受信される受信信号をＲ１（ｔ）、アンテナ３０１＿Ｙで受信される受信信号をＲ２（ｔ）とする。さらに、アンテナ１０８＿Ａ、３０１＿Ｘ間のチャネル変動をｈ１１（ｔ）、アンテナ１０８＿Ａ、３０１＿Ｙ間のチャネル変動をｈ１２（ｔ）、アンテナ１０８＿Ｂ、３０１＿Ｘ間のチャネル変動をｈ２１（ｔ）、アンテナ１０８＿Ｂ、３０１＿Ｙ間のチャネル変動をｈ２２（ｔ）とする（ただし、ｔは時間とする）。すると、以下の関係式が成立する。
【数１】
2008035442.tif 000003
【００４０】
このチャネル変動ｈ１１（ｔ）、ｈ１２（ｔ）、ｈ２１（ｔ）、ｈ２２（ｔ）は、図３のチャネル変動推定部３０５＿Ａ、３０５＿Ｂ、３０７＿Ａ、３０７＿Ｂで推定される。
【００４１】
図５に、信号処理部３０９の構成例を示す。信号処理部３０９は、分離部５０４と、記憶部５２０と、信号点削減部５１０＿Ａ、５１１＿Ａ、５１０＿Ｂ、５１１＿Ｂと、軟出力部５０６＿Ａ、５０６＿Ｂと、復号部５０８＿Ａ、５０８＿Ｂとを有する。なお、ここでは、変調信号Ａ、Ｂの変調方式がＱＰＳＫのときを例に説明する。
【００４２】
分離部５０４は、変調信号Ａのチャネル変動推定信号５０１＿Ａ（図３の３０６＿Ａ）、５０２＿Ａ（図３の３０８＿Ａ）、変調信号Ｂのチャネル変動推定信号５０１＿Ｂ（図３の３０６＿Ｂ）、５０２＿Ｂ（図３の３０８＿Ｂ）、ベースバンド信号５０３＿Ｘ（図３の３０４＿Ｘ）、ベースバンド信号５０３＿Ｙ（図３の３０４＿Ｙ）を入力とし、式（１）の関係式から、ＺＦ（Zero Forcing）又はＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）アルゴリズムを用いた検波を行うことで、変調信号Ａの推定ベースバンド信号５０５＿Ａ、変調信号Ｂの推定ベースバンド信号５０５＿Ｂを得る。
【００４３】
記憶部５２０は、反復復号に要する時間の遅延分を吸収するために、チャネル変動信号５０１＿Ａ、５０１＿Ｂ、５０２＿Ａ、５０２＿Ｂ、ベースバンド信号５０３＿Ｘ、５０３＿Ｙを記憶しておき、必要となるときにこれらを出力する。
【００４４】
信号点削減部５１０＿Ａは、記憶部５２０から変調信号Ａのチャネル変動推定信号５０１＿Ａ（つまり、式（１）におけるｈ１１（ｔ））、変調信号Ｂのチャネル変動推定信号５０１＿Ｂ（つまり、式（１）におけるｈ１２（ｔ））を入力すると共に、復号部５０８＿Ｂから変調信号Ｂの復号後のデータ５０９＿Ｂを入力する。実際には、現在ｉ回目の反復動作を行っている場合には、変調信号Ｂの復号後のデータ５０９＿Ｂとして、復号部５０８＿Ｂによってｉ−１回目の復号で得られた時刻ｔの変調信号Ｂの復号後のデータを入力とする。他の信号点削減部５１１＿Ａ、５１０＿Ｂ、５１１＿Ｂも、図５に示した通り入力する信号が異なり、対象とする信号が異なるだけで基本的には信号点削減部５１０＿Ａと同様の処理を行う。従って、以下ではこれらを代表して、主に、信号点削減部５１０＿Ａの処理について説明する。
【００４５】
図６に、変調信号Ａのチャネル変動推定信号５０１＿Ａ、変調信号Ｂのチャネル変動推定信号５０１＿Ｂから求めることができる候補信号点の同相Ｉ―直交Ｑ平面における位置と受信信号点の位置を示す。図６に示すように、変調信号Ａ、変調信号Ｂの変調方式がＱＰＳＫの場合には、１６点の候補信号点６０１〜６１６が存在することになる。図中、６００は、受信信号点、つまり、ベースバンド信号５０３＿Ｘを示すものである。図６では、信号点に対応するビット配置にも示している。変調信号Ａが送信した２ビットをａ０、ａ１、変調信号Ｂが送信した２ビットをｂ０、ｂ１とすると、図６ではその対応関係を、（変調信号Ａ、変調信号Ｂ）＝（ａ０、ａ１、ｂ０、ｂ１）として示している。
【００４６】
ここで、もし、図６のように、全ての候補信号点（１６点）と受信信号点６００とのユークリッド距離の２乗を求め、最も距離の短い候補信号点を検出した場合、演算規模が増大する。ここでは、変調方式がＱＰＳＫの場合について説明しているが、変調方式の変調多値数が大きくなるほど、又は、送信アンテナ数を増やして送信する変調信号数が多くなるほど、演算規模の増大は顕著となる。信号点削減部５１０＿Ａ、５１１＿Ａ、５１０＿Ｂ、５１１＿Ｂは、実質的に不必要な候補信号点を的確に削減することにより、誤り率特性の低下を抑制しつつ、全ての候補信号点（１６点）６０１〜６１６と受信信号点６００とのユークリッド距離の２乗を求めなくても済ませることができるようにするものである。つまり、信号点削減部５１０＿Ａ、５１１＿Ａ、５１０＿Ｂ、５１１＿Ｂは、演算規模の低減と誤り率特性の向上とを両立させるような、候補信号点の削減処理を行う。
【００４７】
具体的に、信号点削減部５１０＿Ａの信号点削減処理について説明する。
【００４８】
ここで、復号部５０８＿Ｂにおけるｉ−１回目の復号で得られた時刻ｔの変調信号Ｂの復号後のデータ（ｂ０，ｂ１）＝（０，０）と仮定する。信号点削減部５１０＿Ａは、この（ｂ０，ｂ１）＝（０，０）のデータを基に、図７に示すように、図６の１６個の候補信号点の中の、（ｂ０，ｂ１）＝（０，０）である４個の信号点を求める。
【００４９】
この処理は、自変調信号（上述の説明の場合、変調信号Ａ）以外の変調信号（上述の説明の場合、変調信号Ｂ）について既に判定済みのデータを用いて、自変調信号についての候補信号点を削減していると言うことができる。因みに、本実施の形態における信号点削減処理で重要な特徴は、１６個の信号点を求め、その後、４個の信号点に絞り込むのではなく、既に判定済みの他の変調信号のデータを用いて、直接４個の信号点を求めるようにしたことである。これにより、信号点削減処理に要する演算規模を削減しつつ、的確な信号点削減処理を実現できる。
【００５０】
信号点削減部５１０＿Ａは、この４個の候補信号点の情報を、候補信号点信号５１２＿Ａとして出力する。
【００５１】
次に、軟出力部５０６＿Ａ、５０６＿Ｂについて説明する。なお、軟出力部５０６＿Ａと、軟出力部５０６＿Ｂの構成及び動作は、処理対象とする信号が異なるだけで同様のため、以下では、主に、軟出力部５０６＿Ａの構成及び動作について説明する。
【００５２】
軟出力部５０６＿Ａ（５０６＿Ｂ）は、信号点削減部５１０＿Ａ、５１１＿Ａ（５１０＿Ｂ、５１１＿Ｂ）によって削減された候補信号点５１２＿Ａ、５１３＿Ａ（５１２＿Ｂ、５１３＿Ｂ）と受信信号５０３＿Ｘ、５０３＿Ｙの受信信号点との信号点距離を第１の信号点距離として求め、さらに復号部５０８＿Ａ、５０８＿Ｂによって判定された結果を用いて求めた判定結果信号点と前記削減された候補信号点５１２＿Ａ、５１３＿Ａ（５１２＿Ｂ、５１３＿Ｂ）との信号点距離を第２の信号点距離を求め、この第１の信号点距離と第２の信号点距離に基づいて、自変調信号点についてのディジタルデータを得るようになっている。
【００５３】
図８に、軟出力部５０６＿Ａの具体的な構成例を示す。軟出力部５０６＿Ａは、反復復号時軟判定部８０１と、初期復号時軟判定部８０２と、信号選択部８０３とを有する。反復復号時軟判定部８０１は、候補信号点信号５１２＿Ａ、５１３＿Ａ、ベースバンド信号５０３＿Ｘ、５０３＿Ｙ、変調信号Ａの復号後のデータ５０９＿Ａ、変調信号Ｂの復号後のデータ５０９＿Ｂを入力とし、反復復号時の変調信号Ａのブランチメトリック８０４を出力する。
【００５４】
初期復号時軟判定部８０２は、変調信号Ａの推定ベースバンド信号５０５＿Ａを入力とし、初期復号時の変調信号Ａのブランチメトリック８０５を出力する。
【００５５】
信号選択部８０３は、反復復号時の変調信号Ａのブランチメトリック８０４、初期復号時の変調信号Ａのブランチメトリック８０５を入力とし、そのうちいずれか一方を選択し、それを変調信号Ａのブランチメトリック５０７＿Ａとして出力する。
【００５６】
図９に、反復復号時軟判定部８０１の具体的な構成例を示す。受信信号点と候補信号点との２乗ユークリッド距離演算部９０１＿Ｘ、９０１＿Ｙと、仮決定した信号点と候補信号点との２乗ユークリッド距離演算部９０３＿Ｘ、９０３＿Ｙと、加算部９０５とを有する。
【００５７】
次に、軟出力部５０６＿Ａ、５０６＿Ｂの詳細な動作について説明する。ここでは、変調信号Ａの軟出力動作、すなわち軟出力部５０６＿Ａの動作について説明する。なお、変調信号Ｂについて、すなわち軟出力部５０６＿Ｂの動作は、軟出力部５０６＿Ａの動作と同様なので、その説明は省略する。
【００５８】
（１度目の軟出力）
軟出力部５０６＿Ａは、１度目の軟出力処理を初期復号時軟判定部８０２（図８）で行う。すなわち、軟出力部５０６＿Ａは、１度目の軟出力時において、変調信号Ａの推定ベースバンド信号５０５＿Ａを初期復号時軟判定部８０２に入力する。図１０に、推定ベースバンド信号５０５＿Ａの同相Ｉ―直交Ｑ平面における状態例を示す。図１０において、１００１は受信信号点、つまり、変調信号Ａの推定ベースバンド信号５０５＿Ａを示している。１００２は、ＱＰＳＫの信号点とビット配置の関係を示しており、この信号点１００２の座標は受信装置において既知のものである。
【００５９】
初期復号時軟判定部８０２は、受信信号点１００１とＱＰＳＫの各信号点１００２とのユークリッド距離の２乗を、つまり、図１０のＤａ［０，０］、Ｄａ［０，１］、Ｄａ［１，０］、Ｄａ［１，１］を求める。そして、初期復号時軟判定部８０２は、これら４つの値を初期復号時の変調信号Ａのブランチメトリック８０５として出力する。そして、この変調信号Ａのブランチメトリック８０５が、信号選択部８０３から変調信号Ａの軟判定値５０７＿Ａとして出力される。
【００６０】
（２度目以降の軟出力）
軟出力部５０６＿Ａは、２度目の軟出力処理を反復復号時軟判定部８０１（図８）で行う。反復復号時軟判定部８０１は、図９に示すように、受信信号点と候補信号点との２乗ユークリッド距離演算部９０１＿Ｘに、ベースバンド信号５０３＿Ｘ、候補信号点信号５１２＿Ａを入力する。
【００６１】
受信信号点と候補信号点との２乗ユークリッド距離演算部９０１＿Ｘは、図７に示すように、変調信号Ａのビット（ａ０、ａ１）＝（０，０）のときの候補信号点と受信信号点との２乗ユークリッド距離Ｘａ［０，０］、変調信号Ａのビット（ａ０、ａ１）＝（０，１）のときの候補信号点と受信信号点との２乗ユークリッド距離Ｘａ［０，１］、変調信号Ａのビット（ａ０、ａ１）＝（１，０）のときの候補信号点と受信信号点との２乗ユークリッド距離Ｘａ［１，０］、変調信号Ａのビット（ａ０、ａ１）＝（１，１）のときの候補信号点と受信信号点との２乗ユークリッド距離Ｘａ［１，１］を求め、これを第１のブランチメトリック信号９０２＿Ｘとして出力する。
【００６２】
仮決定した信号点と候補信号点との２乗ユークリッド距離演算部９０３＿Ｘは、候補信号点信号５１２＿Ａ、変調信号Ａの復調後のデータ５０９＿Ａ、変調信号Ｂの復調後のデータ５０９＿Ｂを入力とする。図１１に、同相Ｉ−直交Ｑ平面における候補信号点と仮決定した信号点の関係を示す。ｉ−１回目、時刻ｔの変調信号Ｂの復号結果（ｂ０，ｂ１）＝（０，０）とする。この場合、６０１、６０６、６１１、６１６が候補信号点となる。加えて、ｉ−１回目、時刻ｔの変調信号Ａの復号結果（ａ０，ａ１）＝（１，０）とする。この場合、仮決定信号点は、６０６の１点に定まる。
【００６３】
仮決定した信号点と候補信号点との２乗ユークリッド距離演算部９０３＿Ｘは、このようにして仮決定信号点６０６を決定すると共に、仮決定信号点６０６と各候補信号点６０１、６０６、６１１、６１６との２乗ユークリッド距離を求める。すなわち、仮決定した信号点と候補信号点との２乗ユークリッド距離演算部９０３＿Ｘは、変調信号Ａのビット（ａ０、ａ１）＝（０，０）のときの候補信号点６０１と仮決定信号点６０６との２乗ユークリッド距離Ｙａ［０，０］、変調信号Ａのビット（ａ０、ａ１）＝（０，１）のときの候補信号点６１１と仮決定信号点６０６との２乗ユークリッド距離Ｙａ［０，１］、変調信号Ａのビット（ａ０、ａ１）＝（１，０）のときの候補信号点６０６と仮決定信号点６０６との２乗ユークリッド距離Ｙａ［１，０］、変調信号Ａのビット（ａ０、ａ１）＝（１，１）のときの候補信号点６１６と仮決定信号点６０６との２乗ユークリッド距離Ｙａ［１，１］を求め、これを第２のブランチメトリック信号９０４＿Ｘとして出力する。
【００６４】
受信信号点と候補信号点との２乗ユークリッド距離演算部９０１＿Ｙは、ベースバンド信号５０３＿Ｙ、候補信号点信号５１３＿Ａを入力とし、上述した受信信号点と候補信号点との２乗ユークリッド距離演算部９０１＿Ｘと同様の動作により、第１のブランチメトリック信号９０２＿Ｙを求める。
【００６５】
仮決定信号点と候補信号点との２乗ユークリッド距離演算部９０３＿Ｙは、候補信号点信号５１３＿Ａ、変調信号Ａの復調後のデータ５０９＿Ａ、変調信号Ｂの復調後のデータ５０９＿Ｂを入力とし、上述した仮決定信号点と候補信号点との２乗ユークリッド距離演算部９０３＿Ｘと同様の動作により、第２のブランチメトリック信号９０４＿Ｙを求める。
【００６６】
加算部９０５は、第１のブランチメトリック９０２＿Ｘ、９０２＿Ｙ、第２のブランチメトリック９０４＿Ｘ、９０４＿Ｙを入力とし、第１のブランチメトリック９０２＿Ｘ、９０２＿Ｙ、第２のブランチメトリック９０４＿Ｘ、９０４＿Ｙの中の変調信号Ａのビット（ａ０、ａ１）＝（０，０）に対応するブランチメトリックを抽出し、それを加算することで、変調信号Ａのビット（ａ０、ａ１）＝（０，０）のブランチメトリックを求める。同様に、加算部９０５は、変調信号Ａのビット（ａ０、ａ１）＝（０，１）、（１，０）、（１，１）のブランチメトリックを求める。そして、加算部９０５は、これらのブランチメトリックを反復回数ｉ回目の時刻ｔの変調信号Ａのブランチメトリック信号８０４として出力する。
【００６７】
以上、変調信号Ａの軟出力部５０６＿Ａについて説明したが、変調信号Ｂについての軟出力部５０６＿Ｂも同様の構成及び動作を行うことで、変調信号Ｂのブランチメトリックを求める。
【００６８】
復号部５０８＿Ａは、変調信号Ａの軟判定値５０７＿Ａを入力とし、例えば、対数尤度比を算出し、復号を行うことで、変調信号Ａの復号後のデータ５０９＿Ａを出力する。同様に、復号部５０８＿Ｂは、変調信号Ｂの軟判定値５０７＿Ｂを入力とし、例えば、対数尤度比を算出し、復号を行うことで、変調信号Ｂの復号後のデータ５０９＿Ｂを出力する。
【００６９】
ここで、重要なのは、軟出力部５０６＿Ａ、５０６＿Ｂにおいて、削減された各候補信号点と受信点との信号点距離だけでなく、削減された各候補信号点とｉ−１回目の反復復号の結果を用いて仮決定した仮決定信号点との信号点距離を用いて、ブランチメトリックを求めるようにしたことである。これにより、最終的に復号部５０８＿Ａ、５０８＿Ｂによって得られる復号後のデータ５０９＿Ａ、５０９＿Ｂの誤り率特性を向上させることできる。
【００７０】
以上説明したように、本実施の形態によれば、複数の変調信号が多重された信号についての複数の候補信号点と、受信信号の信号点との信号点距離に基づいて、変調信号を判定する判定部（軟出力部５０６＿Ａ、５０６＿Ｂ）と、判定部（軟出力部５０６＿Ａ、５０６＿Ｂ）によって得られた判定結果を用いて、変調信号のディジタルデータを得る復号部（５０８＿Ａ、５０８＿Ｂ）と、復号部（５０８＿Ａ、５０８＿Ｂ）で得られたディジタルデータを再帰的に用いて、判定部（軟出力部５０６＿Ａ、５０６＿Ｂ）で用いる候補信号点の数を削減する信号点削減部（５１０＿Ａ、５１１＿Ａ、５１０＿Ｂ、５１１＿Ｂ）と、を設けると共に、判定部（軟出力部５０６＿Ａ、５０６＿Ｂ）において、信号点削減部（５１０＿Ａ、５１１＿Ａ、５１０＿Ｂ、５１１＿Ｂ）によって削減された各候補信号点と受信信号の信号点との第１の信号点距離、及び、信号点削減部（５１０＿Ａ、５１１＿Ａ、５１０＿Ｂ、５１１＿Ｂ）によって削減された各候補信号点と復号部（５０８＿Ａ、５０８＿Ｂ）によって得られたディジタルデータを再帰的に用いて仮決定した仮決定信号点との第２の信号点距離とに基づいて、変調信号を判定するようにした。
【００７１】
これにより、判定部（軟出力部５０６＿Ａ、５０６＿Ｂ）は、信号点削減部（５１０＿Ａ、５１１＿Ａ、５１０＿Ｂ、５１１＿Ｂ）によって削減された候補信号点と受信点との信号点距離に基づいて変調信号を判定するので、全ての候補信号点と受信点との信号点距離を計算する場合と比較して、格段に演算規模を削減できる。加えて、判定部（軟出力部５０６＿Ａ、５０６＿Ｂ）は、信号点削減部（５１０＿Ａ、５１１＿Ａ、５１０＿Ｂ、５１１＿Ｂ）によって削減された各候補信号点と受信点との第１の信号点距離だけでなく、信号点削減部（５１０＿Ａ、５１１＿Ａ、５１０＿Ｂ、５１１＿Ｂ）によって削減された各候補信号点と復号部（５０８＿Ａ、５０８＿Ｂ）によって得られたディジタルデータを再帰的に用いて仮決定した仮決定信号点との第２の信号点距離を用いて、変調信号を判定するので、第１の信号点距離だけで変調信号を判定する場合と比較して、判定誤りを低減できる。
【００７２】
なお上述した実施の形態では、反復復号時軟判定部８０１を、図９に示すように構成した場合について述べたが、反復復号時軟判定部の構成は、図９に示したものに限らない。図９との対応部分に同一符号を付して示す図１２に、反復復号時軟判定部８０１の別の構成例を示す。図１２の反復復号時軟判定部は、図９の反復復号時軟判定部とは、ブランチメトリックの計算方法が異なる。
【００７３】
具体的に説明する。図１２の反復復号時軟判定部８０１は、図９の反復復号時軟判定部８０１と比較して、仮決定した信号点と候補信号点との２乗ユークリッド距離演算部９０３＿Ｘ、９０３＿Ｙに換えて、受信信号点と仮決定信号点との２乗ユークリッド距離演算部１１０１＿Ｘ、１１０１＿Ｙが設けられている。
【００７４】
受信信号点と仮決定信号点との２乗ユークリッド距離演算部１１０１＿Ｘは、ベースバンド信号５０３＿Ｘ、候補信号点５１２＿Ｘ、変調信号Ａの復号後のデータ５０９＿Ａ、変調信号Ｂの復号後のデータ５０９＿Ｂを入力とする。
【００７５】
図１３に、同相Ｉ−直交Ｑ平面における、候補信号点、仮決定した信号点、受信信号点の位置関係を示す。ｉ−１回目、時刻ｔの変調信号Ｂの復号結果（ｂ０，ｂ１）＝（０，０）とし、ｉ−１回目、時刻ｔの変調信号Ａの復号結果（ａ０，ａ１）＝（１，０）とすると、仮決定信号点は、６０６となる。
【００７６】
受信信号点と仮決定信号点との２乗ユークリッド距離演算部１１０１＿Ｘは、このようにして仮決定信号点６０６を決定すると共に、仮決定信号点６０６と受信信号点６００の２乗ユークリッド距離σ２を求める。このとき、σ２を雑音分散の推定値と近似することができる。従って、受信信号点と仮決定信号点との２乗ユークリッド距離演算部１１０１＿Ｘは、σ２を雑音分散推定信号１１０２＿Ｘとして出力する。
【００７７】
除算部１１０３＿Ｘは、第１のブランチメトリック信号９０２＿Ｘ、雑音分散推定信号１１０２＿Ｘを入力とし、各ブランチメトリックを雑音分散で除算する。つまり、除算部１１０３＿Ｘは、Ｘａ［０，０］／σ２、Ｘａ［０，１］／σ２、Ｘａ［１，０］／σ２、Ｘａ［１，１］／σ２を求め、これらを除算後の第１のブランチメトリック信号１１０４＿Ｘとして出力する。
【００７８】
同様にして、除算部１１０３＿Ｙは、除算後の第１のブランチメトリック信号１１０４＿Ｙを出力する。
【００７９】
加算部１１０５は、除算後の第１のブランチメトリック信号１１０４＿Ｘ、１１０４＿Ｙを入力とし、除算後の第１のブランチメトリック信号１１０４＿Ｘの（ａ０，ａ１）＝（０，０）に相当するブランチメトリックと、除算後の第１のブランチメトリック信号１１０４＿Ｙの（ａ０，ａ１）＝（０，０）に相当するブランチメトリックとを加算することで、（ａ０，ａ１）＝（０，０）のブランチメトリックを求める。同様に（ａ０，ａ１）＝（０，１）、（１，０）、（１，１）のブランチメトリックを求める。そして、加算部１１０５は、これらブランチメトリックを、反復回数ｉ回目、時刻ｔの変調信号Ａのブランチメトリック信号８０４として出力する。
【００８０】
図１４に、反復復号時軟判定部８０１のさらに別の構成例を示す。図９との対応部分に同一符号を付して示す図１４の反復復号時軟判定部８０１は、積分器１４０１を有する。積分器１４０１は、第１のブランチメトリック９０２＿Ｘ、９０２＿Ｙを入力とする。
【００８１】
ここで、
変調信号Ａのビット（ａ０、ａ１）＝（０，０）のときの候補信号点と受信信号点との２乗ユークリッド距離をＸａ［０，０］、
変調信号Ａのビット（ａ０、ａ１）＝（０，１）のときの候補信号点と受信信号点との２乗ユークリッド距離をＸａ［０，１］、
変調信号Ａのビット（ａ０、ａ１）＝（１，０）のときの候補信号点と受信信号点との２乗ユークリッド距離をＸａ［１，０］、
変調信号Ａのビット（ａ０、ａ１）＝（１，１）のときの候補信号点と受信信号点との２乗ユークリッド距離をＸａ［１，１］とする。
【００８２】
積分器１４０１は、変調信号Ａのビット（ａ０、ａ１）＝（０，０）のときの候補信号点と受信信号点との２乗ユークリッド距離Ｘａ［０，０］を反復回数０回目からｋ回目まで積分することで、変調信号Ａのビット（ａ０、ａ１）＝（０，０）のときの積分値を求める。積分器１４０１は、同様の積分処理を、変調信号Ａのビット（ａ０、ａ１）＝（０，１）、（１，０）、（１，１）に対しても行い、求めた積分値を、第１のブランチメトリック１４０２として出力する。加算部９０５は、対応するブランチメトリック同士を加算し、加算結果を変調信号Ａのブランチメトリック信号８０４として出力する。
【００８３】
なお、本実施の形態では、送信アンテナ数２、受信アンテナ数２のマルチアンテナシステムの場合について説明したが、本発明はこれに限らず、送信アンテナ数が２本以上、受信アンテナ数が２本以上、送信変調信号が２以上の場合に広く適用できる。
【００８４】
また、本発明においては、軟判定を用いて復号できる符号であれば、どのような符号でも適用可能である。
【００８５】
また、上述した実施の形態では、分離部５０４において、ＺＦ（Zero Forcing）又はＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）アルゴリズムを用いた検波を行うことで、変調信号Ａの推定ベースバンド信号５０５＿Ａ、変調信号Ｂの推定ベースバンド信号５０５＿Ｂを得る場合について述べた。すなわち、ＺＦ（Zero Forcing）又はＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）アルゴリズムを行うことで、初期復号に用いる変調信号を得る場合について述べた。しかし、本発明はこれに限らず、分離部５０４において、例えば、逆行列演算、ＭＬＤ（Maximum Likelihood Detection）、簡略化を行ったＭＬＤによって、初期復号に用いる変調信号を検波するようにしてもよい。
【００８６】
また、上述した実施の形態では、変調方式としてＱＰＳＫを例にとって説明したが、本発明はこれに限らず、１６ＱＡＭや６４ＱＡＭ等の他の変調方式を用いた場合でも、上述したのと同様の処理を行うことで、同様の効果を得ることができる。因みに、本発明においては、変調多値数が大きくほど、演算規模の削減効果が大きくなるという長所を有する。
【００８７】
また、上述した実施の形態では、シングルキャリア方式のときを例に説明したが、本発明はこれに限らず、スペクトル拡散通信方式やＯＦＤＭ方式に適用した場合でも、上述したのと同様の基本構成によって、同様の効果を得ることができる。
【００８８】
また、上述した実施の形態では、符号化部、復号部が各２個の場合について説明したが本発明はこれに限らず、符号化部、復号部の数は、本発明の基本構成及び基本的な効果に対し何ら影響を与えるものではない。さらに、符号化部、復号部において、インタリーブ、デインタリーブ、パンクチャ、デパンクチャを行っても、本発明の基本構成及び基本的な効果に対し何ら影響を与えるものではない。
【００８９】
（実施の形態２）
本実施の形態では、ターボ符号を用いた場合において、実施の形態１で提示したマルチアンテナ装置を一段と好ましい構成に改良したものを提示する。
【００９０】
図１５に、本実施の形態のマルチアンテナ送信装置１５００の構成例を示す。ターボ符号化器１５０２＿Ａは、変調信号Ａの送信データ１５０１＿Ａを入力とし、送信データ１５０１＿Ａをターボ符号化することで、変調信号Ａの符号化データ１５０３＿Ａを得る。同様に、ターボ符号化器１５０２＿Ｂは、変調信号Ｂの送信データ１５０１＿Ｂを入力とし、送信データ１５０１＿Ｂをターボ符号化することで、変調信号Ｂの符号化データ１５０３＿Ｂを得る。
【００９１】
並び替え部１５０４＿Ａは、変調信号Ａの符号化データ１５０３＿Ａを入力とし、変調信号Ａの並び替え後の符号化データ１５０５＿Ａを出力する。同様に、並び替え部１５０４＿Ｂは、変調信号Ｂの符号化データ１５０３＿Ｂを入力とし、変調信号Ｂの並び替え後の符号化データ１５０５＿Ｂを出力する。
【００９２】
マッピング部１５０６＿Ａは、変調信号Ａの並び替え後の符号化データ１５０５＿Ａ、フレーム構成信号１５１６を入力とし、フレーム構成信号１５１６に従って、符号化データ１５０５＿ＡをＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭなどの変調方式で変調することで、変調信号Ａのベースバンド信号１５０７＿Ａを得る。同様に、マッピング部１５０６＿Ｂは、変調信号Ｂの並び替え後の符号化データ１５０５＿Ｂ、フレーム構成信号１５１６を入力とし、フレーム構成信号１５１６に従って、符号化データ１５０５＿ＢをＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭなどの変調方式で変調することで、変調信号Ｂのベースバンド信号１５０７＿Ｂを得る。
【００９３】
シリアルパラレル変換部１５０８＿Ａは、変調信号Ａのベースバンド信号１５０７＿Ａを入力とし、シリアルパラレル変換を行うことで、パラレル化された変調信号Ａのベースバンド信号１５０９＿Ａを得る。同様に、シリアルパラレル変換部１５０８＿Ｂは、変調信号Ｂのベースバンド信号１５０７＿Ｂを入力とし、シリアルパラレル変換を行うことで、パラレル化された変調信号Ｂのベースバンド信号１５０９＿Ｂを得る。
【００９４】
逆フーリエ変換部１５１０＿Ａは、パラレル化された変調信号Ａのベースバンド信号１５０９＿Ａを入力とし、逆フーリエ変換を施すことで、変調信号Ａの逆フーリエ変換後の信号（すなわちＯＦＤＭ信号）１５１１＿Ａを得る。同様に、逆フーリエ変換部１５１０＿Ｂは、パラレル化された変調信号Ｂのベースバンド信号１５０９＿Ｂを入力とし、逆フーリエ変換を施すことで、変調信号Ｂの逆フーリエ変換後の信号（すなわちＯＦＤＭ信号）１５１１＿Ｂを得る。
【００９５】
無線部１５１２＿Ａは、逆フーリエ変換後の信号１５１１＿Ａを入力とし、周波数変換、増幅等の処理を施すことで、変調信号Ａの送信信号１５１３＿Ａを得る。変調信号Ａの送信信号１５１３＿Ａは、電波としてアンテナ１５１４＿Ａから出力される。同様に、無線部１５１２＿Ｂは、逆フーリエ変換後の信号１５１１＿Ｂを入力とし、周波数変換、増幅等の処理を施すことで、変調信号Ｂの送信信号１５１３＿Ｂを得る。変調信号Ｂの送信信号１５１３＿Ｂは、電波としてアンテナ１５１４＿Ｂから出力される。
【００９６】
図１６に、ターボ符号化器１５０２＿Ａ、１５０２＿Ｂの構成例を示す。要素符号化器＃１は、送信データ１５０１＿Ａ（１５０１＿Ｂ）を入力とし、符号化データ１６０３を出力する。インタリーバ１６０４は、送信データ１５０１＿Ａ（１５０１＿Ｂ）を入力とし、インタリーブを施すことで、インタリーブ後のデータ１６０５を出力する。要素符号化部＃２は、インタリーブ後のデータ１６０５を入力とし、符号化データ１６０７を出力する。パンクチャ・多重部１６０８は、符号化データ１６０３、１６０７を入力とし、パンクチャ及び多重後の符号化データ１６０９を出力する。多重部１６１０は、送信データ１５０１＿Ａ（１５０１＿Ｂ）と、パンクチャ及び多重後の符号化データ１６０９とを入力とし、これらを多重することで、符号化データ１５０３＿Ａ（１５０３＿Ｂ）を得る。
【００９７】
ここで、図１５におけるターボ符号化器１５０２＿Ａ、１５０３＿Ｂについて考える。非特許文献２に示されているように、ターボ符号化器１５０２＿Ａ、１５０２＿Ｂのインタリーブパターンを異なるようにし、かつ、実施の形態１で説明したような反復復号を行うと、受信品質が改善する。しかし、ターボ符号の場合、ターボ符号化器１５０２＿Ａ、１５０２＿Ｂのインタリーブパターンを異なるようにすると、以下のような短所がある。
【００９８】
＜１＞ターボ符号は、符号化器におけるインタリーバの設計が、受信品質を確保する上で重要である。しかし、符号として性能が良いインタリーブパターンを複数用意するのは困難である。
【００９９】
＜２＞たとえ、性能の良い複数のインタリーブパターンを用意できたとしても、受信側で、それぞれに対応する復号器を設計するのは困難であり、また異なる復号器を設けると受信装置の回路規模が大きくなる。因みに、もし、同一の符号を用いていた場合は、復号器の共通化等を容易に行うことができるので、受信装置の回路規模を削減することができる。
【０１００】
以上の２点を考慮して、本実施の形態においては、図１５のターボ符号化器１５０２＿Ａ、１５０２＿Ｂは、同一の符号化を行い、内部のインタリーバ１６０４のインタリーブのパターンが同一に設定されている。加えて、本実施の形態のマルチアンテナ送信装置１５００においては、ターボ符号化器１５０２＿Ａ、１５０２＿Ｂの後段側に並び替え部１５０４＿Ａ、１５０４＿Ｂが設けられている。
【０１０１】
一般に、ターボ符号を用いた場合、ターボ符号化器に付随しているインタリーバのことを考慮して、それ以降で、再度、並び変え（インタリーブ）を行う構成を付加することはない。何故なら、このようにすると回路規模が増大するだけで、受信品質の改善には繋がらないためである。
【０１０２】
しかし、本実施の形態のマルチアンテナ送信装置１５００においては、図１５のように、ターボ符号化器１５０２＿Ａ、１５０２＿Ｂの後段に並び替え部（インタリーバ）１５０４＿Ａ、１５０４＿Ｂが付加されている。これは、このような構成を採ることにより、実施の形態１で説明したようなマルチアンテナ受信装置の受信品質を改善することができるからである。
【０１０３】
以下、この点について詳しく説明する。
【０１０４】
図１７は、図１５の並び替え部１５０４＿Ａ、１５０４＿Ｂの並び変えの方法の一例を示している。
【０１０５】
図１７において、１７０１はパイロットシンボルを示しており、受信側において、チャネル変動、周波数オフセットを推定するためのシンボルである。１７０２は、データシンボルである。
【０１０６】
図１７（ａ）は、並び替え部１５０４＿Ａによる並び替え処理後の時間―周波数軸における変調信号Ａのフレーム構成を示している。具体的には、並び替え部１５０４＿Ａは、符号化データ１５０３＿Ａにおいて“Ａ１，Ａ２，Ａ３，Ａ４，Ａ５，Ａ６，Ａ７，Ａ８，Ａ９，Ａ１０・・・”の順の並びであったデータを、並び替えの結果、図１７（ａ）のように配置する。
【０１０７】
同様に、図１７（ｂ）は、並び替え部１５０４＿Ｂによる並び替え処理後の時間―周波数軸における変調信号Ｂのフレーム構成を示している。具体的には、並び替え部１５０４＿Ｂは、符号化データ１５０３＿Ｂにおいて“Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３，Ｂ４，Ｂ５，Ｂ６，Ｂ７，Ｂ８，Ｂ９，Ｂ１０・・・”の順の並びであったデータを、並び替えの結果、図１７（ｂ）のように配置する。
【０１０８】
図１７（ａ）と図１７（ｂ）を比較すれば明らかなように、並び替え部１５０４＿Ａと並び替え部１５０４＿Ｂは、異なる並び替え処理を行って、同一時刻の範囲内の変調信号Ａのデータの順番と変調信号Ｂのデータの順番を異ならせるようになっている。なお、図１７では、時間２、３についてのみ記載しているが、時間４以降についても同様に、変調信号Ａと変調信号Ｂのデータの順番を異ならせるような並び替え処理を行うようになっている。
【０１０９】
図３との対応部分に同一符号を付して示す図１８に、本実施の形態のマルチアンテナ受信装置の構成例を示す。マルチアンテナ受信装置１８００は、フーリエ変換・パラレルシリアル変換部１８０１＿Ｘ、１８０１＿Ｙを有することと、信号処理部１８０３の構成が信号処理部３０９（図３）とは異なることを除いて、図３のマルチアンテナ受信装置３００とほぼ同様の構成でなる。
【０１１０】
フーリエ変換・パラレルシリアル変換部１８０１＿Ｘは、ベースバンド信号（ＯＦＤＭ信号）３０４＿Ｘを入力とし、フーリエ変換及びパラレルシリアル変換処理を行うことで、信号処理後のベースバンド信号１８０２＿Ｘを得る。同様に、フーリエ変換・パラレルシリアル変換部１８０１＿Ｙは、ベースバンド信号（ＯＦＤＭ信号）３０４＿Ｙを入力とし、フーリエ変換及びパラレルシリアル変換処理を行うことで、信号処理後のベースバンド信号１８０２＿Ｙを得る。
【０１１１】
図５との対応部分に同一符号を付して示す図１９に、信号処理部１８０３の詳細の構成を示す。信号処理部１８０３は、逆並び替え部１９０１＿Ａ、１９０１＿Ｂ、並び替え部１９０３＿Ａ、１９０３＿Ｂ、逆並び替え部１９０５＿Ａ、１９０５＿Ｂを有することを除いて、図５の信号処理部３０９と同様の構成を有する。因みに、信号処理部１８０３は、実際には、図５と同様に、反復復号に要する時間の遅延分を吸収するために、チャネル変動信号５０１＿Ａ、５０１＿Ｂ、５０２＿Ａ、５０２＿Ｂ、ベースバンド信号５０３＿Ｘ、５０３＿Ｙを記憶しておく記憶部を有するが、図１９では図を簡単化するために、この記憶部を省略して示している。
【０１１２】
なお、ここで、注意する点は、当然であるが、復号部５０８＿Ａ、５０８＿Ｂは、ターボ符号用のデインタリーバを内蔵しており、そのデインタリーバの並び替えパターンは、復号部５０８＿Ａと復号部５０８＿Ｂとで同一である点である。従って、場合によっては、復号部を共用化して１個とし、変調信号Ａの復号と変調信号Ｂの復号とを１個の復号部によって行うこともできるようになる。このようにすることで、回路規模の削減を図ることができることになる。
【０１１３】
逆並び替え部１９０１＿Ａは、変調信号Ａの推定ベースバンド信号５０５＿Ａを入力とし、図１７（ａ）の並び替えとは逆の並び替え処理を行うことで、信号の順番を元の順番に戻し、逆並び替え後の変調信号Ａの推定ベースバンド信号１９０２＿Ａを出力する。
【０１１４】
同様に、逆並び替え部１９０１＿Ｂは、変調信号Ｂの推定ベースバンド信号５０５＿Ｂを入力とし、図１７（ｂ）の並び替えとは逆の並び替え処理を行うことで、信号の順番を元の順番に戻し、逆並び替え後の変調信号Ｂの推定ベースバンド信号１９０２＿Ｂを出力する。
【０１１５】
逆並び替え部１９０５＿Ａは、信号５１２＿Ａ、５１３＿Ａ、５０３＿Ｘ、５０３＿Ｙを入力とし、図１７（ａ）の並び替えとは逆の並び替え処理を行うことで、信号の順番を元の順番に戻し、逆並び替え後の信号５１２＿Ａ’、５１３＿Ａ’、５０３＿Ｘ’、５０３＿Ｙ’を出力する。
【０１１６】
同様に、逆並び替え部１９０５＿Ｂは、信号５１２＿Ｂ、５１３＿Ｂ、５０３＿Ｘ、５０３＿Ｙを入力とし、図１７（ｂ）の並び替えとは逆の並び替え処理を行うことで、信号の順番を元の順番に戻し、逆並び替え後の信号５１２＿Ｂ’、５１３＿Ｂ’、５０３＿Ｘ’、５０３＿Ｙ’を出力する。
【０１１７】
以上の逆並び替えにより、各信号が復号可能な順番に並び替えられる。
【０１１８】
並び替え部１９０３＿Ａは、変調信号Ａの復号後のデータ５０９＿Ａを入力とし、図１７（ａ）と同様の並び替えを行う。これにより、信号点削減部５１０＿Ｂ、５１１＿Ｂに入力される各信号の並び順が同じになるので、正しい信号点削減処理が可能となる。
【０１１９】
同様に、並び替え部１９０３＿Ｂは、変調信号Ｂの復号後のデータ５０９＿Ｂを入力とし、図１７（ｂ）と同様の並び替えを行う。これにより、信号点削減部５１０＿Ａ、５１１＿Ａに入力される各信号の並び順が同じになるので、正しい信号点削減処理が可能となる。
【０１２０】
図２０は、変調信号Ａの並び替え、逆並び替えの方法と、変調信号Ｂの並び替え、逆並び替えの方法とを異なるようにしたことにより得られる効果のイメージを表したものである。
【０１２１】
例えば、図２０（ａ）のように、変調信号Ａにおいて、ｋ―１回目の復号でバースト的に誤りが発生したとする（一般的に誤りはバースト的に発生する）。しかし、変調信号Ａと変調信号Ｂの並び替えが異なるようにされているので、ｋ回目の変調信号Ｂの復号において、信号点削減及び逆並び換えを行うと、図２０（ｂ）に示すように、信号点削減の誤りは、バースト的に発生せずに、離散的に発生するようになる。因みに、本実施の形態とは異なり、変調信号Ａの並び替え、逆並び替えの方法と、変調信号Ｂの並び替え、逆並び替えの方法とを同一にした場合は、信号点削減の誤りはバースト的に発生する。
【０１２２】
本実施の形態では、信号点削減の誤りが離散的に発生している状態で復号を行うことになるので、信号点削減の誤りがバースト的に発生している状態で復号を行う場合と比較して、復号後のデータの誤り率特性が向上する。また、別の見方をした場合、限界性能を得るまでの反復回数を少なくすることができる。
【０１２３】
以上のように、本実施の形態によれば、各アンテナブランチに設けられ、おのおの同一インタリーブパターンのインタリーバを内蔵した複数のターボ符号化器（１５０２＿Ａ、１５０２＿Ｂ）と、ターボ符号化器（１５０２＿Ａ、１５０２＿Ｂ）により得られた符号化データを変調する変調部（１５０６＿Ａ、１５０８＿Ａ、１５１０＿Ａ、１５０６＿Ｂ、１５０８＿Ｂ、１５１０＿Ｂ）と、各アンテナブランチに設けられ、各ターボ符号化器（１５０２＿Ａ、１５０２＿Ｂ）により得られた符号化データ又は変調後の各符号化データをおのおの異なる並び替えパターンで並び替える複数の並び替え部（１５０４＿Ａ、１５０４＿Ｂ）と、を設けるようにした。
【０１２４】
これにより、並び替え部（１５０４＿Ａ、１５０４＿Ｂ）によって、各アンテナから送信される変調信号の符号化データ又は変調シンボルの順序がアンテナブランチ（変調信号）間で異なるものとされるので、信号点削減部（５１０＿Ａ、５１１＿Ａ、５１０＿Ｂ、５１１＿Ｂ）での信号点削減誤りが離散的に発生するようになる。この結果、最終的に復号部（５０８＿Ａ、５０８＿Ｂ）によって得られるディジタルデータの誤り率特性が向上する。また、ターボ符号化器（１５０２＿Ａ、１５０２＿Ｂ）に内蔵されたインタリーバのインタリーブパターンは同一なので、復号部（５０８＿Ａ、５０８＿Ｂ）の構成を複雑化させることなく、誤り率特性を向上させることができるようになる。
【０１２５】
なお、本実施の形態では、図１７のように、周波数軸方向で並び替えを行い、その後時間軸方向を遷移するような並び替え方法を用いた場合について述べたが、本発明はこれに限らず、図２１のように、時間軸方向で並び替えを行い、その後周波数軸方向に遷移する並び替え方法や、図２２のように、時間軸方向―周波数軸方向の両方向に並び替えを行う方法を用いても、同様の効果を得ることができる。因みに、図１７のように、周波数軸方向で並び替えを行い、その後時間軸方向を遷移するような並び替え方法を用いた場合、図１７では時間軸方向への遷移を時間順に進めているが、これに限ったものではない。同様に、図２１のように、時間軸方向で並び替えを行い、その後周波数軸方向を遷移するような並び替え方法を用いた場合、図２１では周波数軸方向への遷移を周波数順に進めているが、これに限ったものではない。
【０１２６】
また、各変調信号間で並び替えを異なるようにする方法としては、例えば、以下の（ｉ）、（ｉｉ）又は（ｉｉｉ）のような方法を用いると好適である。
【０１２７】
（ｉ）各変調信号のシンボルを構成するデータの並び自身を異なるようにする方法
この方法の具体例を、図２３に示す。変調信号Ａでは、図２３（ａ）のように、並び替え前にデータ１、データ２、・・・、データ２００の順に並んでいたデータを、例えば、５つおきに並び替えることで、
データ１、データ６、・・・データ１９６、
データ２、データ７、・・・データ１９７、
データ３、データ８、・・・データ１９８、
データ４、データ９、・・・データ１９９、
データ５、データ１０、・・・データ２００
の順にする。一方、変調信号Ｂでは、図２３（ｂ）のように、並び替え前にデータ１、データ２、・・・、データ２００の順に並んでいたデータを、例えば、８つおきに並び替えることで、
データ１、データ９、・・・データ１９３、
データ２、データ１０、・・・データ１９４、
データ３、データ１１、・・・データ１９５、
データ４、データ１２、・・・データ１９６、
データ５、データ１３、・・・データ１９７、
データ６、データ１４、・・・データ１９８、
データ７、データ１５、・・・データ１９９、
データ８、データ１６、・・・データ２００
の順にする。このように、変調信号Ａと変調信号Ｂでデータの並びを異なるようにすることで、各変調信号のシンボルを構成するデータの並び自身を異なるようにすることができる。
【０１２８】
（ｉｉ）変調信号間でのシンボルやデータの並びは同一とするが、シンボルやデータをサブキャリアの周波数方向や時間方向に配置する際に、その配置自身を異なるものとする方法
この方法の具体例を、図２４に示す。図２４（ａ）に示すように、並び替えする前にデータ１、データ２、・・・、データ２００と並んでいたデータを、インタリーブすることで、例えば、５つおきに並べ替え、
データ１、データ６、・・・データ１９６、
データ２、データ７、・・・データ１９７、
データ３、データ８、・・・データ１９８、
データ４、データ９、・・・データ１９９、
データ５、データ１０、・・・データ２００
と並び替える。これの処理を変調信号Ａ、Ｂの各々について行う。すなわち、この時点での変調信号間での並び順は同一である。そして図２４（ｂ）、（ｃ）に示すように、各変調信号Ａ、Ｂのサブキャリアへの配置パターンを異なるようにする。図２４（ｂ）、（ｃ）は、ＯＦＤＭ信号のサブキャリア数が２００の場合を示しており、周波数軸に対し、変調信号Ａについては、
データ１、データ６、・・・データ１９６、
データ２、データ７、・・・データ１９７、
データ３、データ８、・・・データ１９８、
データ４、データ９、・・・データ１９９、
データ５、データ１０、・・・データ２００
と並べる。これに対して、変調信号Ｂについては、変調信号Ａの配置に対して５キャリア分オフセットし、データ１８５、データ１９０、データ１９５、データ２００、データ１、データ６、・・・・、データ１７５、データ１８０と並べる。このような操作は時間軸に対して行ってもよい。このように、一方の変調信号を他方の変調信号に対して、いくつかのキャリア分、又は、ある時間分オフセットすることでも、各変調信号間でインタリーブを異なるようにすることができる。また、例えば変調信号Ａはキャリア１から２００の方向に並べ、変調信号Ｂはキャリア２００から１の方向に並べるといったように、各変調信号を、周波数軸、時間軸で、逆方向に並べていってもよい。
【０１２９】
（ｉｉｉ）上記（ｉ）と（ｉｉ）の方法を併用する方法
【０１３０】
さらに、上述のように規則的に並び替える方法以外にも、（擬似）ランダムに並び替える方法を用いてもよい。
【０１３１】
つまり、本発明における、各変調信号間での異なる並び替えとは、シンボルやデータの並び自身を異なるものとする場合のみを示すのではなく、シンボルやデータの周波数方向の配置及び又は時間方向の配置自身を異なるようにすることも含む。
【０１３２】
なお、ここでは、シンボル単位のインタリーブ、並び替えを例に説明したが、これに限ったものではなく、ビット単位でインタリーブ、並び替えを行っても同様の効果を得ることができる。
【０１３３】
また、本実施の形態では、送信アンテナ数２、受信アンテナ数２のマルチアンテナシステムの場合について説明したが、本発明はこれに限らず、送信アンテナ数が２本以上、受信アンテナ数が２本以上、送信変調信号が２以上の場合に広く適用できる。
【０１３４】
さらに、本実施の形態では、シングルキャリア方式のときを例に説明したが、本発明はこれに限らず、スペクトル拡散通信方式やＯＦＤＭ方式に適用した場合でも、上述したのと同様の基本構成によって、同様の効果を得ることができる。
【産業上の利用可能性】
【０１３５】
本発明は、ＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）技術等を用いて高速データ通信を図ったマルチアンテナ通信システムに適用して好適である。
【図面の簡単な説明】
【０１３６】
【図１】本発明の実施の形態１に係るマルチアンテナ送信装置の構成を示すブロック図
【図２】変調信号Ａ、Ｂのベースバンド信号のフレーム構成例を示す図
【図３】実施の形態１のマルチアンテナ受信装置の全体構成を示すブロック図
【図４】本実施の形態における送受信装置間の関係を示す図
【図５】信号処理部の構成を示すブロック図
【図６】多重化された変調信号Ａと変調信号Ｂの候補信号点と受信点とを示す図
【図７】削減された候補信号点と受信点とを示す図
【図８】軟出力部の構成を示すブロック図
【図９】反復復号時軟判定部の構成を示すブロック図
【図１０】候補信号点と受信信号点を示す図
【図１１】削減された候補信号点と仮決定信号点を示す図
【図１２】軟出力部の構成を示すブロック図
【図１３】削減された候補信号点、受信点、仮決定信号点を示す図
【図１４】反復復号時軟判定部の構成を示すブロック図
【図１５】実施の形態２のマルチアンテナ送信装置の構成を示すブロック図
【図１６】ターボ符号化器の構成を示すブロック図
【図１７】変調信号Ａ、Ｂについての並び替え例を示す図
【図１８】実施の形態２のマルチアンテナ受信装置の全体構成を示すブロック図
【図１９】信号処理部の構成を示すブロック図
【図２０】並び替えによる誤り伝搬状況を示す図
【図２１】変調信号Ａ、Ｂについての並び替え例を示す図
【図２２】変調信号Ａ、Ｂについての並び替え例を示す図
【図２３】変調信号Ａ、Ｂについての並び替え例を示す図
【図２４】変調信号Ａ、Ｂについての並び替え例を示す図
【図２５】一般的なマルチアンテナ通信システムの概略構成を示す図
【符号の説明】
【０１３７】
１００、１５００  マルチアンテナ送信装置
３００、１８００  マルチアンテナ受信装置
３０９、１８０３  信号処理部
５０４  分離部
５１０＿Ａ、５１１＿Ａ、５１０＿Ｂ、５１１＿Ｂ  信号点削減部
５０６＿Ａ、５０６＿Ｂ  軟出力部
５０８＿Ａ、５０８＿Ｂ  復号部
８０１  反復復号時軟判定部
８０２  初期復号時軟判定部
９０１＿Ｘ、９０１＿Ｙ  受信信号点と候補信号点との２乗ユークリッド距離演算部
９０３＿Ｘ、９０３＿Ｙ  仮決定信号点と候補信号点との２乗ユークリッド距離演算部
９０５、１１０５  加算部
１１０１＿Ｘ、１１０１＿Ｙ  受信信号点と仮決定信号点との２乗ユークリッド距離演算部
１１０３＿Ｘ、１１０３＿Ｙ  除算部
１５０２＿Ａ、１５０２＿Ｂ  ターボ符号化器
１５０４＿Ａ、１５０４＿Ｂ  並び替え部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2008035442.tif 000010
【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
2008035442.tif 000016
【図１４】
2008035442.tif 000017
【図１５】
2008035442.tif 000018
【図１６】
2008035442.tif 000019
【図１７】
2008035442.tif 000020
【図１８】
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【図１９】
2008035442.tif 000022
【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
2008035442.tif 000025
【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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