(57)【要約】      （修正有）【課題】送信用電力増幅器における非直線歪を高精度でタイミング調整した逆歪を送信信号に加えて補正する。【解決手段】デジタル変調したベースバンド信号をＣＩＣインターポーレータ４によりアップサンプリングし、デジタル直交変調部５で直交変調して、ミキサ７でＲＦ信号に変換し、高周波増幅部８で電力増幅してアンテナ９から送信する。送信ＲＦ信号の一部をミキサ１０で帰還ＩＦ信号に変換し、ＣＩＣデシメータ１３によりダウンサンプリングし帰還デジタルベースバンド信号の振幅と前記送信デジタルベースバンド信号の振幅との誤差を誤差演算部１４で演算し、その誤差に応じて逆歪演算部１５で逆歪を演算し、逆歪付加部３で逆歪を付加する。誤差演算部１４における帰還デジタルベースバンド信号の送信デジタルベースバンド信号に対する比較タイミングの微調整は、前記誤差が最小となるように前記ＣＩＣデシメータ１３における間引き点の調整により行う。【選択図】図１
2008091985.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信デジタルベースバンド信号をアップサンプリングし、変調すると共にアナログ信号に変換してから高周波電力増幅を行って送信し、該送信する信号の一部を取り出し、復調すると共にデジタル信号に変換してから前記デジタルベースバンド信号のサンプリングレートになるようにダウンサンプリングして帰還デジタルベースバンド信号とし、前記送信デジタルベースバンド信号と前記送信デジタルベースバンド信号に対応する前記帰還デジタルベースバンド信号との比較による振幅誤差に応じて逆歪を算出し、該逆歪を前記送信デジタルベースバンド信号に付加する送信方法であって、
前記送信デジタルベースバンド信号に対する前記帰還デジタルベースバンド信号の比較タイミングの微調整を前記ダウンサンプリングでの間引き点の調整により行うことを特徴とする送信方法。
【請求項２】
請求項１に記載の送信方法において、
前記間引き点の調整は、ランダムなテスト信号を前記送信デジタルベースバンド信号として入力したとき、前記送信デジタルベースバンド信号に対する前記帰還デジタルベースバンド信号の振幅誤差が最小となる点を発見する調整であることを特徴とする送信方法。
【請求項３】
送信デジタルベースバンド信号をインターポーレータによりアップサンプリングし、その後に直交変調し、直交変調されたデジタル信号をアナログ信号に変換してから高周波電力増幅を行って送信する送信系処理手段と、該送信系処理手段から送信される送信信号の一部を取り出しデジタル信号に変換してから直交復調し、直交復調後のデジタル信号をデシメータにより前記送信ベースバンド信号のサンプリングレートにダウンサンプリングして帰還デジタルベースバンド信号とする帰還系処理手段と、前記送信デジタルベースバンド信号と前記送信デジタルベースバンド信号に対応する前記帰還デジタルベースバンド信号との比較による振幅誤差に応じて逆歪を算出する逆歪算出手段と、該逆歪算出手段で算出された逆歪を前記送信デジタルベースバンド信号に付加する逆歪付加手段をと備えた送信装置であって、
前記送信デジタルベースバンド信号に対する前記帰還デジタルベースバンド信号の比較タイミングの微調整を前記ダウンサンプリングでの間引き点の調整により行う制御手段を備えた、
ことを特徴とする送信装置。
【請求項４】
請求項３に記載の送信装置において、
前記制御手段は、前記間引き点の調整を、ランダムなテスト信号を前記送信デジタルベースバンド信号として入力したとき、前記送信デジタルベースバンド信号に対する前記帰還デジタルベースバンド信号の振幅誤差が最小となる間引き点により行うことを特徴とする送信装置。
【請求項５】
請求項３又は４に記載の送信装置において、
前記インターポーレータをＣＩＣインターポーレータとし、前記デシメータをＣＩＣデシメータとし、前記間引き点の設定は、該ＣＩＣデシメータにおける前記間引き部の間引き点の選択により行われるようにした、
ことを特徴とする送信装置。
【請求項６】
請求項３、４又は５に記載の送信装置において、
前記送信系処理手段は、前記アップサンプリングされた前記送信デジタルベースバンド信号を直交変調するデジタル直交変調部と、該デジタル直交変調部で直交変調されたデジタル信号をアナログ信号に変換するＤＡ変換部とをさらに備え、
前記帰還系処理手段は、前記アナログ信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換部と、該ＡＤ変換部でデジタル信号に変換された帰還信号を直交復調するデジタル直交復調部とを備え、
前記インターポーレータ、前記デジタル直交変調部、前記ＤＡ変換部、前記ＡＤ変換部、前記デジタル直交復調部、および前記デシメータを、共通のクロックで動作させるようにしたことを特徴とする送信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、信号を送信する際に、高周波電力増幅時に加えられる非直線性歪を打ち消す逆歪を前記信号に予め付加する送信方法および送信装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来のＱＰＳＫ送信装置の要部の構成を図７〜図９に示す。図７のＱＰＳＫ送信装置は、クロックｆ３で動作する変調処理部５１で変調された送信ベースバンド信号のＩ成分およびＱ成分が、ＤＡ変換部５２，５３でアナログ信号に変換された後に、アナログ直交変調部５４においてクロックｆ４により直交変調されて送信ＩＦ信号に周波数変換され、ミキサ５５でクロックｆ５により送信ＩＦ信号から送信ＲＦ信号にさらに周波数変換され、高周波増幅部５６により電力増幅されてからアンテナ５７より送信される。
【０００３】
アナログ直交変調部５４で直接ＲＦ信号に周波数変換せず、一旦ＩＦ信号に周波数変換してからＲＦ信号に再度周波数変換するのは、ベースバンド信号の周波数が低いために、周波数変換時に生成される２波の周波数が近くなりすぎて、ＲＦ帯でのフィルタリングが困難になるため、これを回避する必要からである。
【０００４】
ＲＦ信号が高周波増幅部５６で電力増幅されるとき、その高周波増幅部５６はその入出力特性に非直線性を有するために、そこで歪が加えられる。この歪が加えられた送信ＲＦ信号の一部は、高周波増幅部５６に設けられたカプラにより取り出されて帰還ＲＦ信号となり、ミキサ５８でクロックｆ５により帰還ＩＦ信号に周波数変換され、アナログ直交復調部５９においてクロックｆ６によりＩ成分およびＱ成分をもつ帰還ベースバンド信号に直交復調され、ＡＤ変換部６０，６１でデジタル信号に変換され、クロックｆ３で動作する帰還処理部６２に帰還される。
【０００５】
この帰還処理部６２では、同一データについての、送信ベースバンド信号と帰還ベースバンド信号との振幅が比較されて逆歪成分が作成され、この逆歪成分に応じて、変調処理部５１において次回の送信ベースバンド信号に逆歪が加えられる。これにより、逆歪が加えられた送信ベースバンド信号が直交変調（ＩＦ変換）、ＲＦ変換されて高周波増幅部５６に入力すると、そこでの非直線性歪が打ち消され、歪が改善された送信信号がアンテナ５７から送信されることになる。
【０００６】
図８のＱＰＳＫ送信装置は、図７のＱＰＳＫ送信装置とは、クロックｆ７で動作して帰還ＩＦ信号を帰還ベースバンド信号に周波数変換するミキサ６３と、その帰還ベースバンド信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換部６４と、ＩＦ信号を帰還ベースバンド信号のＩ成分およびＱ成分に直交復調するデジタル直交復調機能を有する帰還処理部６２Ａとを設けている点が異なる。すなわち、この送信装置では、帰還系の直交復調をデジタルで行っている。
【０００７】
図９のＱＰＳＫ送信装置は、図７のＱＰＳＫ送信装置とは、クロックｆ７で動作して帰還ＩＦ信号を帰還ベースバンド信号に周波数変換するミキサ６３と、その帰還ベースバンド信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換部６４と、ＩＦ信号を帰還ベースバンド信号のＩ成分およびＱ成分に直交復調するデジタル直交復調機能を有する帰還処理部６２Ａと、送信ベースバンド信号のＩ，Ｑ成分を直交変調するデジタル直交変調機能を有する変調処理部５１Ａと、その直交変調された送信ベースバンド信号をアナログ信号に変換するＤＡ変換部６５と、クロックｆ８により送信ベースバンド信号を送信ＩＦ信号に周波数変換するミキサ６６とをを設けている点が異なる。すなわち、この送信装置は、送信系の直交変調をデジタルで行い、帰還系の直交復調をデジタルで行っている。
【０００８】
ところが、図７及び図８のＱＰＳＫ送信装置では、アナログ直交変調部５４やアナログ直交復調部５９を使用するので、アナログ回路であるが故に直交性が完全でなかったり、オフセットしていたりして、これらを補償しなければ高周波増幅部５６の歪を効果的に補償することができないため、直交性補償、原点オフセット補償のための回路や処理を追加しなければならない（例えば、特許文献１参照）。
【０００９】
一方、図９のＱＰＳＫ送信装置は、直交変調、直交復調共にデジタルで処理しているために、直交性補償や原点オフセット補償の必要はない。
【特許文献１】特開平１０−０６５５７０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、図９のＱＰＳＫ送信装置では、帰還信号はアナログ回路を経由してデジタル直交復調部を有する帰還処理部６２Ａに戻ってくるため、帰還ベースバンド信号の遅延量に受信装置毎に差が生じ、帰還ベースバンド信号の送信ベースバンド信号に対する比較タイミングが不正確となり、精度の高い歪補償が実現できなかった。これは、図８の送信装置でも同様であった。
【００１１】
本発明の目的は、帰還デジタルベースバンド信号の送信デジタルベースバンド信号との比較タイミングを高い精度で微調整できるようにして、適正な逆歪を送信デジタルベースバンド信号に対して加えることができるようにした送信方法および送信装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記目的を達成するために、請求項１にかかる発明の送信方法は、送信デジタルベースバンド信号をアップサンプリングし、変調すると共にアナログ信号に変換してから高周波電力増幅を行って送信し、該送信する信号の一部を取り出し、復調すると共にデジタル信号に変換してから前記デジタルベースバンド信号のサンプリングレートになるようにダウンサンプリングして帰還デジタルベースバンド信号とし、前記送信デジタルベースバンド信号と前記送信デジタルベースバンド信号に対応する前記帰還デジタルベースバンド信号との比較による振幅誤差に応じて逆歪を算出し、該逆歪を前記送信デジタルベースバンド信号に付加する送信方法であって、前記送信デジタルベースバンド信号に対する前記帰還デジタルベースバンド信号の比較タイミングの微調整を前記ダウンサンプリングでの間引き点の調整により行うことを特徴とする。
請求項２にかかる発明は、請求項１に記載の送信方法において、前記間引き点の調整は、ランダムなテスト信号を前記送信デジタルベースバンド信号として入力したとき、前記送信デジタルベースバンド信号に対する前記帰還デジタルベースバンド信号の振幅誤差が最小となる点を発見する調整であることを特徴とする。
請求項３にかかる発明の送信装置は、送信デジタルベースバンド信号をインターポーレータによりアップサンプリングし、その後に直交変調し、直交変調されたデジタル信号をアナログ信号に変換してから高周波電力増幅を行って送信する送信系処理手段と、該送信系処理手段から送信される送信信号の一部を取り出しデジタル信号に変換してから直交復調し、直交復調後のデジタル信号をデシメータにより前記送信ベースバンド信号のサンプリングレートにダウンサンプリングして帰還デジタルベースバンド信号とする帰還系処理手段と、前記送信デジタルベースバンド信号と前記送信デジタルベースバンド信号に対応する前記帰還デジタルベースバンド信号との比較による振幅誤差に応じて逆歪を算出する逆歪算出手段と、該逆歪算出手段で算出された逆歪を前記送信デジタルベースバンド信号に付加する逆歪付加手段をと備えた送信装置であって、前記送信デジタルベースバンド信号に対する前記帰還デジタルベースバンド信号の比較タイミングの微調整を前記ダウンサンプリングでの間引き点の調整により行う制御手段を備えた、ことを特徴とする。
請求項４にかかる発明は、請求項３に記載の送信装置において、前記制御手段は、前記間引き点の調整を、ランダムなテスト信号を前記送信デジタルベースバンド信号として入力したとき、前記送信デジタルベースバンド信号に対する前記帰還デジタルベースバンド信号の振幅誤差が最小となる間引き点により行うことを特徴とする。
請求項５にかかる発明は、請求項３又は４に記載の送信装置において、前記インターポーレータをＣＩＣインターポーレータとし、前記デシメータをＣＩＣデシメータとし、前記間引き点の設定は、該ＣＩＣデシメータにおける前記間引き部の間引き点の選択により行われるようにした、ことを特徴とする。
請求項６にかかる発明は、請求項３、４又は５に記載の送信装置において、前記送信系処理手段は、前記アップサンプリングされた前記送信デジタルベースバンド信号を直交変調するデジタル直交変調部と、該デジタル直交変調部で直交変調されたデジタル信号をアナログ信号に変換するＤＡ変換部とをさらに備え、前記帰還系処理手段は、前記アナログ信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換部と、該ＡＤ変換部でデジタル信号に変換された帰還信号を直交復調するデジタル直交復調部とを備え、前記インターポーレータ、前記デジタル直交変調部、前記ＤＡ変換部、前記ＡＤ変換部、前記デジタル直交復調部、および前記デシメータを、共通のクロックで動作させるようにしたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、帰還デジタルベースバンド信号に対して間引きを行ってその帰還デジタルベースバンド信号のダウンサンプリングを行うとき、その間引き点を調整することにより、帰還デジタルベースバンド信号の送信デジタルベースバンド信号に対する比較タイミングの微調整を行うので、その微調整をダウンサンプリング比に応じた高い精度で実現することができ、送信デジタルベースバンド信号と帰還デジタルベースバンド信号との比較を正確なタイミングで行うことができ、正確な振幅誤差を得ることができ、良好な歪補償を行うことができる。また、帰還デジタルベースバンド信号をＣＩＣデシメータで間引き処理すれば、フィルタリングにＦＩＲフィルタを使用する場合に比べて、乗算回路を削除でき、回路規模を小さくできる利点がある。さらにた、インターポーレータ、デシメータ、デジタル直交変調、デジタル直交復調、ＤＡ変換部、およびＡＤ変換部に同一クロックを使用することで、アナログ回路で構成されるクロック源を減らすことができ、小型化やコストダウンを実現できるばかりか、処理が同期化され、異種クロックを使用する場合に問題となるクロック間のジッタの影響が皆無となり、高い精度で歪補償を行うことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
図１は本発明の１つの実施例のＱＰＳＫ送信装置の構成を示すブロック図である。１はデジタルの送信データの生成や制御を行う制御部、２は送信データを変調して送信デジタルベースバンド信号のＩ成分およびＱ成分を生成する変調処理部、３は変調処理部２で変調された送信デジタルベースバンド信号のＩ成分およびＱ成分に対して逆歪を加える逆歪付加部、４は送信デジタルベースバンド信号のＩ成分およびＱ成分をクロックｆ１により「０」補間してその送信デジタルベースバンド信号をアップサンプリングするＣＩＣフィルタからなるＣＩＣインターポーレータ（CIC Interpolator)、５は送信デジタルベースバンド信号のＩ成分およびＱ成分を入力しクロックｆ１により直交変調して送信ＩＦ信号に周波数変換するデジタル直交変調部、６は送信ＩＦ信号をクロックｆ１によりアナログ信号に変換するＤＡ変換部、７はアナログの送信ＩＦ信号をクロックｆ２により送信ＲＦ信号に周波数変換するミキサ、８は電力増幅用の高周波増幅部、９はアンテナである。
【００１５】
また、１０は高周波増幅部８のカプラから取り出した帰還ＲＦ信号をクロックｆ２により帰還ＩＦ信号に周波数変換するミキサ、１１はアナログの帰還ＩＦ信号をクロックｆ１によりデジタルの帰還ＩＦ信号に変換するＡＤ変換部、１２は帰還ＩＦ信号をクロックｆ１により直交復調して帰還デジタルベースバンド信号のＩ成分およびＱ成分を生成するデジタル直交復調部、１３は帰還デジタルベースバンド信号のＩ成分およびＱ成分をクロックｆ１により間引きして前記送信デジタルベースバンド信号と同じサンプリングレートになるようにダウンサンプリングするＣＩＣフィルタからなるＣＩＣデシメータ(CIC Decimator)、１４はダウンサンプリングされた帰還デジタルベースバンド信号のＩ成分およびＱ成分と変調処理部２で得られた送信デジタルベースバンド信号のＩ成分およびＱ成分を取り込み振幅を比較する誤差演算部、１５は誤差演算部１４で得られた誤差データにより逆歪演算してその結果を逆歪付加部３に入力する逆歪演算部、１６は遅延調整用のデータを格納する設定データ記憶部である。
【００１６】
なお、請求項との関係では、変調処理部２、ＣＩＣインターポーレータ４、デジタル直交変調部５、ＤＡ変換部６、ミキサ７、および高周波増幅部８は、送信系処理手段の一例を構成する。また、ミキサ１０、ＡＤ変換部１１、デジタル直交復調部１２、およびＣＩＣデシメータ１３は帰還系処理手段の一例を構成する。また、誤差演算部１４と逆歪演算部１５は、逆歪演算手段の一例を構成する。また、逆歪付加部３は逆歪付加手段の一例を構成する。また、制御部１は制御手段の一例を構成する。
【００１７】
ＣＩＣインターポーレータ４は、Ｉ成分経路およびＱ成分経路共に、コム（Comb)部４１Ｉ，４１Ｑ、補間部４２Ｉ，４２Ｑ、積分部４３Ｉ，４３Ｑからなり、補間部４２Ｉ，４２Ｑと積分部４３Ｉ，４３Ｑは、クロックｆ１により動作される。
【００１８】
ＣＩＣデシメータ１３は、Ｉ成分経路およびＱ成分経路共に、積分部１３１Ｉ，１３１Ｑ、間引部１３２Ｉ，１３２Ｑ、コム部１３３Ｉ，１３３Ｑからなり、積分部１３１Ｉ，１３１Ｑと間引部１３２Ｉ，１３２Ｑは、クロックｆ１により動作される。間引部１３２Ｉ，１３２Ｑは、その間引き点が制御部１により制御されるようになっており、これによりＩ成分およびＱ成分が誤差演算部１４に取り込まれるまでの遅延時間が調整可能となっている。
【００１９】
さて、制御部１から出力する送信データは、変調処理部２において４８ｋＨｚサンプリングレートの送信デジタルベースバンド信号のＩ成分およびＱ成分に変調された後、逆歪付加部３において逆歪が加えられてから、ＣＩＣインターポーレータ４に入力する。
【００２０】
ＣＩＣインターポーレータ４では、クロックｆ１の周波数１９．２ＭＨｚを４００分周して生成される４８ｋＨｚでコム部４１Ｉ，４１Ｑが動作し、補間部４２Ｉ，４２Ｑではサンプリングレート４８ｋＨｚのＩ成分、Ｑ成分の１個のデータ当り３９９個の「０」データが補間され、１９．２ＭＨｚで動作する積分部４３Ｉ，４３Ｑで積分されることにより、１９．２ＭＨｚサンプリングレートのデータとなり、送信デジタルベースバンド信号のサンプリングレートが４００倍にされる。このＣＩＣインターポーレータ４は、図２に示すようなクシ型フィルタの特性を持ち、「０」補間により生じる特定周波数の高調波が減衰される。図２(a)はフィルタ特性、(b)は「０」補間により生じる高調波のスペクトルである。
【００２１】
デジタル直交変調部５では、Ｉ成分に対しては４．８ＭHｚのサイン波（サンプリングレートは１９．２ＭHｚ）が乗じられ、Ｑ成分に対しては４．８ＭＨｚのコサイン波（サンプリングレートは１９．２ＭＨｚ）が乗じられる。そして、サイン波が乗じられたＩ成分とコサイン波が乗じられたＱ成分を加算することで、直交変調を完了する。
【００２２】
直交変調された４．８ＭＨｚ（サンプリングレート１９．２ＭＨｚ）の送信ＩＦ信号は、ＤＡ変換部６でアナログ信号に変換された後にミキサ７で送信ＲＦ信号に周波数変換され、高周波増幅器８で電力増幅されてアンテナ９から送信される。また、高周波増幅部８のカプラで取り出された送信ＲＦ信号の一部は、帰還ＲＦ信号としてミキサ１０に入力し、４．８ＭＨｚに周波数変換され、ＡＤ変換部１１でデジタル信号に変換されて、デジタル直交復調部１２に入力する。
【００２３】
このデジタル直交復調部１２では、４．８ＭＨｚ（サンプリングレートは１９．２ＭＨｚ）の帰還ＩＦ信号に対して、４．８ＭＨｚのサイン波（サンプリングレートは１９．２ＭＨｚ）と４．８ＭＨｚのコサイン波（サンプリングレートは１９．２ＭＨｚ）が乗じられ、サンプリングレートが１９．２ＭＨｚの帰還デジタルベースバンド信号のＩ成分およびＱ成分が再生される。このデジタル直交復調部１２においても、サイン波、コサイン波の乗算は符号反転により処理できる。そして、直交復調されたサンプリングレートが１９．２ＭＨｚの帰還ベースバンド信号のＩ成分およびＱ成分は、ＣＩＣデシメータ１３に取り込まれる。
【００２４】
ＣＩＣデシメータ１３では、サンプリングレートが１９．２ＭＨｚの帰還デジタルベースバンド信号のＩ成分およびＱ成分が１／４００に間引きされ、それぞれ４８ｋＨｚサンプリングレートにされる。このＣＩＣデシメータ１３はＣＩＣインターポーレータ４と比べると、信号の入力方向が逆になることと、インターポーレート時に補間を行っていた箇所で間引きを行うことが異なるのみである。間引部１３２Ｉ，１３２Ｑでは、１９．２ＭＨｚのサンプリングレートのＩ成分およびＱ成分の４００個の中から４８ｋＨｚの時間間隔でデータを抜き出して、後段のコム部１３３Ｉ，１３３Ｑに入力する。そして、このＣＩＣデシメータ１３でサンプリングレートが下げられた、サンプリングレートが４８ｋＨｚの帰還デジタルベースバンド信号のＩ成分およびＱ成分は、誤差演算増幅部１４に入力する。
【００２５】
誤差演算増幅部１４では、同一データについて、ＣＩＣデシメータ１３から入力する帰還デジタルベースバンド信号のＩ成分およびＱ成分と変調処理部２から入力する送信デジタルベースバンドのＩ成分及びＱ成分との振幅誤差が算出され、その振幅誤差データが逆歪演算部１４および制御部１に入力される。逆歪演算部１５では、振幅誤差データに基づいて逆歪データが生成され、これが逆歪付加部３に入力される。
【００２６】
制御部１では、振幅誤差データに基づいて、誤差演算部１４での比較タイミングの調整とＣＩＣデシメータ１３の間引き点の調整を行う。帰還デジタルベースバンド信号のＩ成分およびＱ成分は、アナログ回路を通過した後に誤差演算部１４に戻ってくるため、送信デジタルベースバンド信号のＩ成分およびＱ成分に対して遅延を伴っており、その遅延は個々の送信装置に固有な値となる。そこで、制御部１によって、前記した遅延誤差データに応じて、誤差演算部１４におけるデータ同士の比較タイミングの設定（粗調整）を行うとともに、ＣＩＣデシメータ１３における間引き点（抜き出し点）を４００ポイントの内の何番目の点にするかを選択して比較タイミングの微調整（帰還デジタルベースバンド信号の遅延の微調整）を行う。この微調整は、１９．２ＭＨｚの時間間隔で行えるため、高精度な調整を行うことが可能となる。
【００２７】
図３はＣＩＣデシメータ１３の間引き点調整による遅延の微調整の説明図である。ここでは、簡単のために、１０ポイントから１点を取り出す間引きの場合について説明する。１／１０の間引きでは、図３(a)の１処理の単位期間Ｔ内の１０個のデータから１つのデータを抜き出すことになる。例えば、図３(b)に示すように、時間Ｔ毎に３番目のデータを抜き出した場合と、図３(c)に示すように、時間Ｔ毎に７番目のデータを抜き出した場合では、ｔ＝０の時間を合わせた場合、この抜き出しで生成したデータの波形は、図３(d)、(e)に示すようになる。すなわち、毎回７番目のデータを抜き出した波形の方が、毎回３番目のデータを抜き出した波形よりも、遅れが小さくなる。
【００２８】
このように、抜き出し点で遅延の微調整を行うことができるので、１／４００の間引きを行う本実施例では遅延調整分解能が１／４００となり、極めて高精度な微調整を行うことができる。ここで得られた何番目のデータを抜き出すかを示す遅延設定データは、当該ＱＰＳＫ送信装置特有の設定データとして設定データ記憶部１６に格納され、当該ＱＰＳＫ送信装置を次回起動した際のデフォルトとして制御部１に読み込まれ、遅延微調整に使用される。
【００２９】
ここで、遅延量（比較タイミング）の決定手法について詳しく説明する。送信ベースバンド信号としてランダムなテスト変調信号（ＰＮ９等）を送信すると、そのテスト変調信号に対応した帰還デジタルベースバンド信号が得られる。そこで、ＣＩＣデシメータ１３の間引き部１３２Ｉ，１３２Ｑの間引き点を先端のポイント０（０〜３９９の内の０）にセットしてから、送信テスト変調信号と帰還テスト変調信号とのデータタイミング差（シンボルタイミングの1/10差）が０〜Ｎ（Ｎ：例えば２００）データ分について、送信テスト変調信号と帰還テスト変調信号の振幅誤差を演算し、その振幅誤差が最小となるデータタイミング差を特定する。次に、得られたデータタイミング差において、間引き点を０〜３９９まで動かして、送信テスト変調信号と帰還テスト変調信号との振幅誤差が最小となる間引き点を特定する。送信テスト変調信号が周期性をもつ固定パターンであれば、振幅誤差最小点が比較タイミングの合致する最適遅延量の点とはならないが、上記のようにランダムなテスト変調信号を使用する場合は、そうなる。以上の結果、データタイミング差を走査して得られた振幅最小誤差点の特定のデータタイミング差（粗調整結果）に、間引き点を走査して得られた振幅最小誤差点の間引き点（微調整結果）を加味した時間が、送信デジタルベースバンド信号と帰還デジタルベースバンド信号とを比較するための帰還デジタルベースバンド信号の最適遅延量となる。
【００３０】
図４に上記した遅延量決定の処理のフローチャートを示す。ここでは前記したデータタイミング差をブロック数で表す。誤差演算部１４において、送信デジタルベースバンド信号の送信タイミングと該送信デジタルベースバンド信号に対応する帰還デジタルベースバンド信号の帰還タイミングの差が無いときを、ブロック数＝０とし、１データ分のときをブロック数＝１とし、２データ分のときをブロック数＝２とし、・・・、Ｎデータ分のときをブロック数＝Ｎとする。まず、ブロック数＝０、間引き点＝０に初期化して（ステップＳ１）からテスト変調信号を送信し（ステップＳ２）、その帰還信号を取り込み（ステップＳ３）、送信テスト変調信号と帰還テスト変調信号とから振幅誤差計算を行いその結果を記録する（ステップＳ４）。次に、ブロック数＝１にインクリメントし、同様の振幅誤差計算を行いその結果を記録し、ブロック数＝Ｎまで同様に繰り返す（ステップＳ５，Ｓ６）。
【００３１】
振幅誤差計算には、例えば二乗和による平均値を用いる。すなわち、例えば、ブロック数＝２のときは、２データ分のタイミング差のある送信テスト変調信号と帰還テスト変調信号との間の振幅誤差分を各データについて求め、これを二乗したものを全て加算して二乗和を求め、これをブロック数＝２の振幅誤差平均値とする。そして、ブロック数＝０〜Ｎにおける全ての振幅誤差平均値を求め、その内の最小の誤差平均値を出したブロック数を求める（ステップＳ７，Ｓ８）。
【００３２】
次に、求めたブロック数において、間引き点＝０にセットして（ステップＳ９）からテスト変調信号を送信し（ステップＳ１０）、その帰還テスト変調信号を取り込み（ステップＳ１１）、送信テスト変調信号と帰還テスト変調信号とから振幅誤差計算を行いその結果を記録する（ステップＳ１２）。次に、間引き点＝１にインクリメントし、同様の振幅誤差計算を行いその結果を記録し、間引き点＝３９９まで同様に繰り返す（ステップＳ１３，Ｓ１４）。
【００３３】
ここでの振幅誤差計算にも、例えば二乗和平均を用いる。すなわち、例えば、間引き点＝５のときは、前記最小誤差平均値を出したブロック数＝２とすると、送信テスト変調信号と該送信テスト変調信号に対応する帰還テスト変調信号のタイミングの差分を、ブロック数＝２に間引き点＝５の差分を加算した値と仮定して、このタイミング差のある送信テスト変調信号と帰還テスト変調信号との間の振幅誤差分を各データについて求め、これを二乗したものを全て加算して二乗和を求め、これを間引き点＝５の振幅誤差平均値とする。そして、間引き点＝０〜３９９における全ての振幅誤差平均値を求め、その内の最小の誤差平均値を出した間引き点を求める（ステップＳ１５、Ｓ１６）。
【００３４】
以上のように、使用に先立ってテスト変調信号を送信することによって、ブロック数、およびＣＩＣデシメータの間引き点を決定することができ、これらにより、送信デジタルベースバンド信号に対応する帰還デジタルベースバンド信号を、高い精度のタイミングで特定することができる。ブロック数と間引き点は設定データ記憶部１６に記憶しておき、以降の動作時には、これらを制御部１によって誤差演算部１４およびＣＩＣデシメータ１３の間引き１３２Ｉ，１３２Ｑに設定する。図５にブロック数＝２、間引き点＝ｎのときが振幅誤差最小点の場合の送信信号と帰還信号を模式的に示した。
【００３５】
また、以上のような手法によってシミュレーションしたブロック単位の振幅誤差特性を図６(a)に示した。ここでは、ブロック数＝９９が振幅誤差最小点であった。また、図６(b)にブロック数＝９９における振幅誤差特性を示した。ここでは、間引き点＝２が振幅誤差最小点であった。
【００３６】
なお、以上説明した実施例のＱＰＳＫ送信装置において、ミキサ７，１０は必ずしも必要なく、ＤＡ変換部６の出力を送信ＲＦ信号とし、ＡＤ変換部１１の入力を帰還ＲＦ信号としてもよい。また、デジタル直交変調処理部５を前段に接続しその後段にＤＡ変換部６を接続した構成は、Ｉ成分およびＱ成分をアナログ信号に変換するＤＡ変換部を前段に接続し、その後段にアナログ直交変調処理部を接続する構成に置き換えてもよい。また、ＡＤ変換部１１を前段に接続しその後段にデジタル直交復調処理部１２を接続した構成は、ミキサ１０から出力するアナログ信号をＩ成分およびＱ成分に直交復調するアナログ直交復調処理部を前段に接続し、その後段にＩ成分およびＱ成分のアナログ信号をデジタルに変換するＡＤ変換部を接続する構成に置き換えてもよい。また、本発明は、ＱＰＳＫ送信装置に限らず、他のあらゆる形式の送信装置にも同様に適用できることは勿論である。また、ＣＩＣインターポーレータ４はこれに限らず他の補間手段を用いることができ、ＣＩＣデシメータ１３についてもこれに限らず他の間引き手段を用いることができる。
【図面の簡単な説明】
【００３７】
【図１】本発明の１つの実施例のＱＰＳＫ送信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】(a)はＣＩＣインターポーレータで「０」補間した際のフィルタリング特性を示す特性図、(b)は「０」補間で生じる高調波スペクトルの特性図である。
【図３】ＣＩＣデシメータにおける遅延調整の説明のための波形図である。
【図４】遅延量決定の処理のフローチャートである。
【図５】送信信号に対する帰還信号の遅延説明のための模式図である。
【図６】遅延量決定のための振幅誤差の特性図である。
【図７】従来のＱＰＳＫ送信装置の構成を示すブロック図である。
【図８】従来の別のＱＰＳＫ送信装置の構成を示すブロック図である。
【図９】従来の別のＱＰＳＫ送信装置の構成を示すブロック図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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