(57)【要約】  【課題】  本発明は、並列に接続された負荷それぞれに対して出力する電流値を同等の値とすることができるとともに、広い周波数帯域のＰＷＭ制御信号によっても安定して動作することができる電源回路装置を提供することを目的とする。  【解決手段】  安定化電源回路２より電圧供給される負荷３，４それぞれに直列に接続されたＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２と、このＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２のゲートに一端が接続されたスイッチ６と、スイッチ６の他端に接続された電流設定回路５とを備える。電流設定回路５の内部回路とＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２がカレントミラー回路を構成し、スイッチ６がＰＷＭ制御信号に基づいてＯＮ／ＯＦＦ切換動作を行う。【選択図】      図１
2008035297.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源に接続された安定化電源回路を備え、当該安定化電源回路からの出力電圧を並列に接続された複数の負荷に供給する電源回路装置において、
前記負荷それぞれに直列に接続された複数のトランジスタと、
該複数のトランジスタそれぞれに流れる電流値を設定する電流設定回路と、
前記トランジスタそれぞれの制御電極と前記電流設定回路との間の電気的な接離をＰＷＭ制御に従って行うスイッチと、
を備え、
前記スイッチがＯＮとなり、前記電流設定回路と前記複数のトランジスタとが電気的に接続されたときに、前記電流設定回路と前記複数のトランジスタとの間でカレントミラー回路を構成することを特徴とする電源回路装置。
【請求項２】
前記直流電源の状態を検出する検出回路と、
該検出回路で検出された直流電源の状態に応じて前記安定化電源回路からの出力電圧値の切換制御を行う第１電圧切換回路と、
を備えることを特徴とする請求項１に記載の電源回路装置。
【請求項３】
前記トランジスタの第１電極と第２電極との間に発生する電圧を検出し、検出した前記トランジスタの第１及び第２電極間の電圧値が所定の電圧範囲となるように前記安定化電源回路からの出力電圧値の切換制御を行う第２電圧切換回路を備えることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電源回路装置。
【請求項４】
前記第２電圧切換回路において、前記ＰＷＭ制御に同期して前記トランジスタがＯＮとなるときに第１電極と第２電極との間に発生する電圧を検出することを特徴とする請求項３に記載の電源回路装置。
【請求項５】
前記第２電圧切換回路において、前記トランジスタの第１電極と第２電極との間に発生する電圧を平滑化して検出することを特徴とする請求項３に記載の電源回路装置。
【請求項６】
前記第２電圧切換回路で検出された前記トランジスタの第１電極と第２電極との間に発生する電圧が所定の電圧値よりも低いことを確認したとき、前記負荷への電力供給を停止することを特徴とする請求項３〜請求項５のいずれかに記載の電源回路装置。
【請求項７】
前記トランジスタの第１電極と第２電極との間に発生する電圧が前記所定の電圧値よりも低いことを確認したとき、外部にエラー信号を出力することを特徴とする請求項６に記載の電源回路装置。
【請求項８】
前記負荷それぞれに接続された前記各トランジスタに対する前記ＰＷＭ制御のタイミングが異なることを特徴とする請求項１〜請求項７のいずれに記載の電源回路装置。
【請求項９】
前記負荷と前記トランジスタとの直列回路が３つ以上あるとき、少なくとも１つ異常の直列回路による群に分け、前記ＰＷＭ制御のタイミングを群毎に異なるものとすることを特徴とする請求項８に記載の電源回路装置。
【請求項１０】
前記ＰＷＭ制御のタイミングを遅延させる遅延回路を備えることを特徴とする請求項８又は請求項９に記載の電源回路装置。
【請求項１１】
並列に接続された複数の負荷と、
該複数の負荷に電源供給を行う請求項１〜請求項９のいずれかに記載の電源回路装置と、
を備えることを特徴とする電子機器。
【請求項１２】
前記負荷が発光ダイオードであることを特徴とする請求項１１に記載の電子機器。
【請求項１３】
前記負荷が複数の発光ダイオードの直列回路であり、
前記発光ダイオードがマトリクス状に配置されるとともに、隣接する列に配置される前記発光ダイオードが互いに別の行に配置されることを特徴とする請求項１１に記載の電子機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電源からの入力電圧を昇圧又は降圧して負荷へ供給する電源回路装置及びこの電源回路装置を備えた電子機器に関するものであり、特に、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号に基づいて負荷に供給する電力を調整する電源回路装置及びこの電源回路装置を備えた電子機器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、携帯電話機、ＰＤＡ(Personal Digital Assistants)、デジタルカメラ等の携帯型電子機器や、カーナビゲーションシステムやＡＶ（Audio Visual）システムに液晶表示装置（ＬＣＤ：Liquid Crystal Display）が使用されることが多い。そして、このＬＣＤの照明源（バックライトまたはフロントライト）のひとつとして、耐久性、発光効率、占有面積等の点で優れている白色発光ダイオード（白色ＬＥＤ：Light Emitting Diode）が用いられる傾向にある。
【０００３】
又、白色ＬＥＤに対して電源供給する電源回路装置がＬＥＤドライバとして設置されるが、このＬＥＤドライバによって白色ＬＥＤの光量を調光制御することで、白色ＬＥＤに対する認識性の調整や消費電力の抑制が成される。更に、ＬＥＤドライバである電源回路による調光制御の方法としては、白色ＬＥＤに流す直流電流値を調整することで実現する方法と、白色ＬＥＤに最大電流を流す時間と電流を流さない時間との比をＰＷＭ信号によって調整することで人の目に感じる明るさを調整する方法（特許文献１、特許文献２参照）とがある。
【０００４】
これらの調光制御において、白色ＬＥＤに流す直流電流値を調整する場合、白色ＬＥＤに流す電流値によって白色ＬＥＤの色調も変化させてしまうという問題が生じる。それに対して、ＰＷＭ信号を用いて調光制御を行う場合は、白色ＬＥＤ駆動時に流れる電流値を一定に保持することができるので、色調の変化が発生することがない。これらの理由により、白色ＬＥＤによる照明源を備えたＬＣＤの大型化及び高画質化に伴い、ＰＷＭ信号を用いた調光制御方式の色調に対する優位性が注目され、採用される傾向にある。
【０００５】
このＰＷＭ信号による調光制御方式を採用した電源回路装置を備えた照明装置の構成を図２４及び図２５に示す。図２４に示す照明装置は、入力電源１と、入力電源１からの電圧を昇圧する安定化電源回路１０２と、安定化電源回路１０２から出力される電圧が印加される白色ＬＥＤ１０３，１０４と、白色ＬＥＤ１０３，１０４それぞれに直列に接続される抵抗１０５，１０６と、を備える。
【０００６】
このように構成される照明装置において、抵抗１０５に白色ＬＥＤ１０３を流れる電流値を表す電圧信号が現れて安定化電源回路１０２に帰還される。これにより、白色ＬＥＤ１０３に流れる電流を一定となるように、安定化電源回路１０２が白色ＬＥＤ１０３，１０４に印加する出力電圧が制御される。尚、白色ＬＥＤ１０４に接続される抵抗１０６が抵抗１０５と同じ抵抗値とされるため、白色ＬＥＤ１０４には白色ＬＥＤ１０３と同じ電流値となる電流が流れることとなる。
【０００７】
又、特許文献２における電源回路装置と同様、安定化電源回路１０２にＰＷＭ制御信号が入力され、安定化電源回路１０２の動作をＯＮ／ＯＦＦ制御することで、白色ＬＥＤ１０３，１０４に電流が流れる時間と白色ＬＥＤ１０３，１０４に電流が流れない時間との比が調整される。これにより、安定化電源回路１０２に入力されるＰＷＭ制御信号に基づいて、白色ＬＥＤ１０３，１０４によって人の目に感じられる明るさが調整されることとなる。
【０００８】
又、図２５に示す照明装置は、図２４に示す照明装置と異なり、抵抗１０５，１０６の代わりに、ＮチャネルのＭＯＳトランジスタＴ１０，Ｔ１１が白色ＬＥＤ１０３，１０４それぞれに接続された構成とされる。そして、ＰＷＭ制御信号は、安定化電源回路１０２への入力でなく、ＭＯＳトランジスタＴ１０，Ｔ１１のゲートへ入力されることとなる。よって、この図２５に示す照明装置は、特許文献１における電源回路装置と同様、白色ＬＥＤ１０３，１０４に接続されたＭＯＳトランジスタＴ１０，Ｔ１１のＯＮ／ＯＦＦタイミングによって調光制御がなされる。
【０００９】
この図２５のような構成とすることで、白色ＬＥＤ１０３，１０４それぞれにドレインが接続されたＭＯＳトランジスタＴ１０，Ｔ１１のゲートにＰＷＭ制御信号が与えられ、このＰＷＭ制御信号のデューティ比により白色ＬＥＤ１０３，１０４に電流が流れる時間が調整される。即ち、ＰＷＭ制御信号がハイとされることでＭＯＳトランジスタＴ１０，Ｔ１１がＯＮとされて白色ＬＥＤ１０３，１０４に電流が流れる時間と、ＰＷＭ制御信号がローとされることでＭＯＳトランジスタＴ１０，Ｔ１１がＯＦＦとされて白色ＬＥＤ１０３，１０４に電流が流れない時間との比が調整されることで、白色ＬＥＤ１０３，１０４によって人の目に感じられる明るさが調整されることとなる。
【特許文献１】特開２００４−１４７４３５号公報
【特許文献２】特開２００５−０５１８８３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
図２４のように構成した場合、白色ＬＥＤ１０３を流れる電流が一定となるように安定化電源回路１０２からの出力電圧が調整されるため、その電源効率が良い。しかしながら、白色ＬＥＤ１０３，１０４それぞれアノード−カソード間電圧のバラツキや、抵抗１０５，１０６の抵抗値のバラツキによって、白色ＬＥＤ１０３，１０４それぞれを流れる電流値にバラツキが生じる。
【００１１】
又、安定化電源回路１０２においてＰＷＭ制御を行う場合、ＰＷＭ制御信号を高周波信号とすると、安定化電源回路１０２の内部回路がＰＷＭ制御信号に追従できなくなる。そのため、ＰＷＭ制御信号が高周波となると、ＰＷＭ制御信号のデューティ比と白色ＬＥＤ１０３，１０４を流れる電流値との線形性が崩れてしまう。これにより、ＰＷＭ制御信号の使用可能な周波数は５ｋＨｚ程度までに制限される。しかしながら、人間の可聴周波数領域が２０ｋＨｚ程度を上限とするため、このＰＷＭ制御信号の周波数帯において可聴ノイズが発生するという問題がある。
【００１２】
それに対して、図２５のように構成した場合、ＭＯＳトランジスタＴ１０，Ｔ１１のＯＮ／ＯＦＦのデューティ比により調光制御が行われるが、この際、白色ＬＥＤ１０３，１０４のアノード−カソード間電圧は、ＭＯＳトランジスタＴ１０，Ｔ１１のドレイン−ソース電圧によって決定する。このため、白色ＬＥＤ１０３，１０４のアノード−カソード間電圧によって決まる白色ＬＥＤ１０３，１０４の電流値は、ＭＯＳトランジスタＴ１０，Ｔ１１のドレイン−ソース電圧によって決定されるものとなる。よって、ＭＯＳトランジスタＴ１０，Ｔ１１のゲートにＰＷＭ制御信号を与えて調光制御を行う場合、ＭＯＳトランジスタＴ１０，Ｔ１１のドレイン−ソース電圧にバラツキが生じると、白色ＬＥＤ１０３，１０４の電流値にもバラツキが生じてしまうという問題があった。
【００１３】
又、白色ＬＥＤ１０３，１０４を流れる電流値を制御するために、白色ＬＥＤを流れる電流値を電圧値に変換して帰還させることができる。この場合、ＭＯＳトランジスタＴ１０，Ｔ１１がＯＮ／ＯＦＦを繰り返すことにより、白色ＬＥＤを流れる電流が最大電流値とゼロとの間で繰り返し切り替わることとなる。よって、その過渡応答特性によって、この白色ＬＥＤの電流値のフィードバック制御動作が不安定になってしまう。
【００１４】
このような問題を鑑みて、本発明は、並列に接続された負荷それぞれに対して出力する電流値を同等の値とすることができるとともに、広い周波数帯域のＰＷＭ制御信号によっても安定して動作することができる電源回路装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
上記目的を達成するために、本発明の電源回路装置は、直流電源に接続された安定化電源回路を備え、当該安定化電源回路からの出力電圧を並列に接続された複数の負荷に供給する電源回路装置において、前記負荷それぞれに直列に接続された複数のトランジスタと、該複数のトランジスタそれぞれに流れる電流値を設定する電流設定回路と、前記トランジスタそれぞれの制御電極と前記電流設定回路との間の電気的な接離をＰＷＭ制御に従って行うスイッチと、を備え、前記スイッチがＯＮとなり、前記電流設定回路と前記複数のトランジスタとが電気的に接続されたときに、前記電流設定回路と前記複数のトランジスタとの間でカレントミラー回路を構成することを特徴とする。
【００１６】
このような電源回路装置において、前記直流電源の状態を検出する検出回路と、該検出回路で検出された直流電源の状態に応じて前記安定化電源回路からの出力電圧値の切換制御を行う第１電圧切換回路と、を備えるものとしても構わない。このとき、前記直流電源からの入力電圧に基づいて、前記負荷に供給する出力電圧値を変更することができるため、前記直流電源の電力量に応じて出力電圧値を変更することができる。これにより、前記負荷に十分な電流を供給することができる電力量を安定化電源回路より出力させることができ、電源効率の向上を図ることができる。
【００１７】
又、前記トランジスタの第１電極と第２電極との間に発生する電圧を検出し、検出した前記トランジスタの第１及び第２電極間の電圧値が所定の電圧範囲となるように前記安定化電源回路からの出力電圧値の切換制御を行う第２電圧切換回路を備えるものとしても構わない。これにより、前記負荷に流れる電流量が所望の電流量であるか否かを、前記トランジスタの第１電極と第２電極との間に発生する電圧により確認し、所望の電流量が前記負荷を流れるように制御することができる。
【００１８】
そして、前記第２電圧切換回路において、前記ＰＷＭ制御に同期して前記トランジスタがＯＮとなるときに第１電極と第２電極との間に発生する電圧を検出するものとしても構わないし、又、前記第２電圧切換回路において、前記トランジスタの第１電極と第２電極との間に発生する電圧を平滑化して検出するものとしても構わない。このとき、複数の前記トランジスタの第１及び第２電極間の電圧の最小値及び最大値に基づいて、全ての前記トランジスタの第１及び第２電極間の電圧が所定の電圧範囲内であるか否かを確認するものとしても構わない。又、複数の前記トランジスタの第１及び第２電極間の電圧の平均値に基づいて、全ての前記トランジスタの第１及び第２電極間の電圧が所定の電圧範囲内であるか否かを確認するものとしても構わない。
【００１９】
更に、前記第２電圧切換回路で検出された前記トランジスタの第１電極と第２電極との間に発生する電圧が所定の電圧値よりも低いことを確認したとき、前記負荷への電力供給を停止するものとしても構わない。このとき、前記トランジスタの第１電極と第２電極との間に発生する電圧が前記所定の電圧値よりも低いことを確認したとき、外部にエラー信号を出力するものとしても構わない。
【００２０】
又、前記負荷それぞれに接続された前記各トランジスタに対する前記ＰＷＭ制御のタイミングが異なるものとしても構わない。このとき、前記負荷と前記トランジスタとの直列回路が３つ以上あるとき、少なくとも１つ異常の直列回路による群に分け、前記ＰＷＭ制御のタイミングを群毎に異なるものとするものとしても構わない。更に、前記ＰＷＭ制御のタイミングを遅延させる遅延回路を備えるものとしても構わない。
【００２１】
前記安定化電源回路を、チョッパ型としても構わないし、チャージポンプ型としても構わない。
【００２２】
又、本発明の電子機器は、並列に接続された複数の負荷と、該複数の負荷に電源供給を行う上述のいずれかの電源回路装置と、を備えることを特徴とする。このとき、前記負荷を発光ダイオードとすると、前記トランジスタにより前記発光ダイオードに流れる電流を一定として、その色調を一定とすることができる。
【００２３】
又、前記負荷が複数の発光ダイオードの直列回路であり、前記発光ダイオードがマトリクス状に配置されるとともに、隣接する列に配置される前記発光ダイオードが互いに別の行に配置されるものとしても構わない。
【発明の効果】
【００２４】
本発明によると、負荷に接続されたトランジスタに電流を与えるカレントミラー回路の電気的な接離を行うスイッチをＰＷＭ制御するため、トランジスタをＯＮとして負荷に電流を流すとき電流値を一定とすることができる。よって、負荷に発光ダイオードを用いたとき、その色調を変えることがなく、ＰＷＭ制御によりＯＮ期間を変更することで明るさを調整することができる。更に、ＰＷＭ制御を行うための制御信号として、広い周波数帯域の信号を使用することができる。
【００２５】
又、安定化電源回路からの出力電圧を制御することができるようにすることで、負荷に必要な電流を流すために必要となる出力電圧を負荷に供給することができ、高い電力効率を得ることができる。更に、トランジスタの第１及び第２電極間の電圧に基づいて制御することで、確実に負荷に与える電流を一定とすることができるだけでなく、高い電力効率が得られる。そして、トランジスタの第１及び第２電極間の電圧を平滑化することで検出することで、ＰＷＭ制御によるデューティ比の範囲（ダイナミックレンジ）を広げることができる。
【００２６】
又、安定化電源回路からの出力電圧を制御するために検出するトランジスタの第１及び第２電極間の電圧に基づいて、動作保護ができるようにすることができるため、動作保護回路と出力電圧制御回路との間で共通とする回路部分を用いることができる。よって、複数の機能を備えるとともに装置の小型化を図ることができる。更に、負荷それぞれに接続され各トランジスタに対するＰＷＭ制御のタイミングを異なるものとすることで、複数の負荷に電流が流れるタイミングを異なるものとすることができる。よって、複数の負荷全体に流れる電流の変動を抑制することができ、安定化電源回路の電圧制御ループを安定させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２７】
＜第１の実施形態＞
本発明の第１の実施形態について、図面を参照して説明する。図１は、本実施形態における電源回路装置の構成を示すブロック図である。
【００２８】
図１に示す電源回路装置は、入力電源１と、入力電源１からの電圧を昇圧して並列に接続された負荷３，４それぞれの一端に出力電圧を印加する安定化電源回路２と、負荷３，４それぞれの他端にドレインが接続されるとともにソースが接地されたＮチャネルのＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２と、ＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２の電流量を設定する電流設定回路５と、電流設定回路５とＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２との電気的な接離を行うとともにＰＷＭ制御信号ｐによってＯＮ／ＯＦＦ動作を行うスイッチ６と、を備える。
【００２９】
このように構成されるとき、入力電源１から入力される入力電圧が安定化電源回路２によって昇圧されて負荷３，４に印加される。又、ＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２は、ＰＷＭ制御信号ｐがハイとなりスイッチ６がＯＮとなるとき、ＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２のゲートと電流設定回路５とが接続されて、電流設定回路５によって設定される電流値と同等のドレイン電流が流れる。これにより、電流設定回路５で設定される電流が負荷３，４に流れることとなる。逆に、ＰＷＭ制御信号ｐがローとなりスイッチ６がＯＦＦとなるとき、ＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２のゲートと電流設定回路５と切断された状態となり、ＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２がＯＦＦとなる。これにより、負荷３，４を流れる電流値がゼロとなる。
【００３０】
又、スイッチ６がＯＮとなるとき、後述するように、ＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２は電流設定回路５とカレントミラー回路により接続されることとなる。これにより、スイッチ６がＯＮとなるとき、電流設定回路５で設定される電流値となるドレイン電流がＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２に流れることとなる。そして、このＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２を流れるドレイン電流の電流値は、電流設定回路５内でフィードバック制御することにより、設定された電流値で一定となるように保持される。即ち、負荷３，４に流れる電流を設定値に保持するための電流制御ループを電流設定回路５によって構成することとなる。よって、ＰＷＭ制御信号ｐにより電流の変動する負荷３，４及びＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２によって構成される回路の影響が電流制御ループに与えられず、安定した電流制御を行うことができる。
【００３１】
このような電源回路装置における安定化電源回路２及び電流設定回路５それぞれの構成の一例を図２に示す。図２では、安定化電源回路２が昇圧チョッパレギュレータによって構成されるものとする。この図２に示すように、安定化電源回路２は、入力電源１と並列に接続されたコンデンサＣ１と、コンデンサＣ１の入力電源１の正極端子（電源電位側）との接続ノードに一端が接続されたコイルＬ１と、コイルＬ１の他端にアノードが接続された整流素子となるダイオードＤ１と、ダイオードＤ１のカソードに接続されたコンデンサＣ２と、コイルＬ１の他端とダイオードＤ１のアノードとの接続ノードにドレインが接続されたＮチャネルのＭＯＳトランジスタによるパワートランジスタＰＴと、を備える。
【００３２】
又、この安定化電源回路２は、更に、ダイオードＤ１のカソードとコンデンサＣ２の一端との接続ノードに一端が接続された抵抗Ｒ１と、抵抗Ｒ１の他端に一端が接続された抵抗Ｒ２と、ダイオードＤ１のカソードに現れる出力電圧が抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧されて反転入力端子に入力されるとともに非反転入力端子に基準電圧Ｖｒｅｆ１が入力される差動増幅回路２１と、鋸歯状波信号となる発振信号を出力する発振回路２２と、差動増幅回路２１からの出力が非反転入力端子に入力されるとともに反転入力端子に発振回路２２からの発振信号が入力されるコンパレータ２３と、を備える。尚、入力電源１の負極側、コンデンサＣ２，Ｃ３の他端、抵抗Ｒ２の他端、及び、パワートランジスタＰＴのソースはそれぞれ接地される。又、パワートランジスタＰＴのゲートにコンパレータ２３からの出力が入力される。
【００３３】
このように構成される安定化電源回路２は、発振回路２２からの発振信号が差動増幅回路２１からの出力より小さい値となるとき、コンパレータ２３からハイとなる出力がなされる。よって、パワートランジスタＰＴがＯＮとされて、入力電源１からの電流がコイルＬ１に流れ、コイルＬ１にエネルギーが蓄積される。逆に、発振回路２２からの発振信号が差動増幅回路２１からの出力より大きい値となるとき、コンパレータ２３からローとなる出力がなされる。よって、パワートランジスタＰＴがＯＦＦとされて、コイルＬ１に蓄積されたエネルギーが放出されることによってコイルＬ１に逆起電力が発生する。このコイルＬ１に発生した逆起電力は入力電源１から供給される入力電圧に加算され、ダイオードＤ１を介してコンデンサＣ２を充電する。即ち、コイルＬ１のダイオードＤ１側で発生する電圧が、ダイオードＤ１とコンデンサＣ２とによって平滑化される。
【００３４】
このような一連の動作を繰り返すことにより昇圧動作が行われ、コンデンサＣ２の両端に出力電圧が発生し、この出力電圧による出力電流が負荷３，４に流れる。このとき、パワートランジスタＰＴのＯＮ／ＯＦＦ期間のデューティ比が発振回路２２からの発振信号と差動増幅回路２１からの出力との関係によって決定される。そして、パワートランジスタＰＴのＯＮ期間が長いほど、負荷３，４への出力電圧が高くなる。尚、負荷３，４として白色ＬＥＤを用いた場合、この白色ＬＥＤに出力電流が流れて発光する。
【００３５】
そして、負荷３，４に印加される出力電圧は、抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列回路にも印加されるため、この出力電圧を抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧された電圧が、帰還信号として差動増幅回路２１の反転入力端子に入力される。この差動増幅回路２１では、基準電圧Ｖｒｅｆ１と帰還信号となる抵抗Ｒ１，Ｒ２による分圧電圧との差が求められ、この差に応じた出力信号をコンパレータ２３の非反転入力端子に出力する。
【００３６】
コンパレータ２３は、発振回路２２からの発振信号と差動増幅回路２１からの出力信号とを比較することで、上述のように、ハイ、ローの信号を出力する。このように、差動増幅回路２１及びコンパレータ２３が動作することによって、負荷３，４へ出力する出力電圧が一定となるように制御される。即ち、出力電圧が低くなると、コンパレータ２３からハイが出力されてパワートランジスタＰＴがＯＮとなる期間が長くなることで出力電圧が高くなるようにフィードバック制御され、逆に、出力電圧が高くなると、コンパレータ２３からハイが出力されてパワートランジスタＰＴがＯＮとなる期間が短くなることで出力電圧が低くなるようにフィードバック制御される。
【００３７】
又、電流設定回路５は、図２に示すように、スイッチ６に相当するＮチャネルのＭＯＳトランジスタＴ３を介してＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２のゲートにゲート及びドレインが接続されたＮチャネルのＭＯＳトランジスタＴ４と、ＭＯＳトランジスタＴ４のドレイン及びゲートにドレインが接続されたＰチャネルのＭＯＳトランジスタＴ５と、ＭＯＳトランジスタＴ５のゲートにドレイン及びゲートが接続されたＰチャネルのＭＯＳトランジスタＴ６と、ＭＯＳトランジスタＴ６のドレイン及びゲートにドレインが接続されたＮチャネルのＭＯＳトランジスタＴ７と、ＭＯＳトランジスタＴ７のソースに一端が接続された抵抗Ｒ３と、ＭＯＳトランジスタＴ７のソースと抵抗Ｒ３の一端との接続ノードに反転入力端子が接続される差動増幅回路５１と、を備える。
【００３８】
そして、ＭＯＳトランジスタＴ４のソース及び抵抗Ｒ３の他端が接地されるとともに、ＭＯＳトランジスタＴ５，Ｔ６のソースがダイオードＤ１のカソードと接続されて、安定化電源回路２からの出力電圧がＭＯＳトランジスタＴ５，Ｔ６に印加される。更に、差動増幅回路５１の非反転入力端子には、負荷３，４に流す電流値を表す電流設定信号が入力される。このように構成されるとき、差動増幅回路５１が、電流設定信号の値と抵抗Ｒ３に発生する帰還電圧との差に応じた出力をＭＯＳトランジスタＴ７のゲートに与える。これにより、電流設定信号で設定される電流値が負荷３，４を流れるように、差動増幅回路５１及び抵抗Ｒ３による負帰還回路によって、ＭＯＳトランジスタＴ７のドレイン電流の値が保持される。
【００３９】
そして、ＭＯＳトランジスタＴ５，Ｔ６によってカレントミラー回路が構成されるため、ＭＯＳトランジスタＴ７を流れる電流がＭＯＳトランジスタＴ６に流れることで、ＭＯＳトランジスタＴ５に、ＭＯＳトランジスタＴ６のドレイン電流と同値のドレイン電流が流れることとなる。よって、ＭＯＳトランジスタＴ５と接続されるＭＯＳトランジスタＴ４には、ＭＯＳトランジスタＴ７を流れる電流と同値のドレイン電流が流れる。
【００４０】
尚、ＭＯＳトランジスタＴ５，Ｔ６のゲート幅Ｗとゲート長Ｌの比Ｗ／Ｌを異なるものとすることで、ＭＯＳトランジスタＴ７を流れるドレイン電流が増幅された電流が、ドレイン電流としてＭＯＳトランジスタＴ５を流れるものとしても構わない。このとき、ＭＯＳトランジスタＴ５，Ｔ６それぞれのゲート幅Ｗとゲート長Ｌの比Ｗ／ＬをＡ，Ｂとし、ＭＯＳトランジスタＴ７を流れる電流をＩｄとしたとき、ＭＯＳトランジスタＴ６には、Ａ×Ｉｄ／Ｂとなる電流が流れることとなる。即ち、ＭＯＳトランジスタＴ４には、ＭＯＳトランジスタＴ７を流れるドレイン電流をＡ／Ｂ倍だけ増幅した電流値のドレイン電流が流れる。
【００４１】
又、スイッチ６となるＭＯＳトランジスタＴ３は、ドレインがＭＯＳトランジスタＴ４のゲート及びドレインと接続され、ソースがＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２のゲートに接続され、ゲートにＰＷＭ制御信号ｐが入力される。よって、ＰＷＭ制御信号ｐがハイとなるとき、ＭＯＳトランジスタＴ３がＯＮとなり、ＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２，Ｔ４によるカレントミラー回路が構成される。これにより、ＭＯＳトランジスタＴ４を流れるドレイン電流と同値のドレイン電流がＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２を流れることとなる。即ち、差動増幅回路５１に入力される電流設定信号に応じた電流が負荷３，４に流れることとなる。
【００４２】
尚、ここで、ＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２のゲート幅Ｗとゲート長Ｌの比Ｗ／ＬとＴ４のゲート幅Ｗとゲート長Ｌの比Ｗ／Ｌを異なるものとすることで、ＭＯＳトランジスタＴ４を流れるドレイン電流が増幅された電流が、ドレイン電流としてＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２を流れるものとしても構わない。ＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２のゲート幅Ｗとゲート長Ｌの比Ｗ／ＬとＴ４のゲート幅Ｗとゲート長Ｌの比Ｗ／Ｌを大きくすることで、ＭＯＳトランジスタＴ４のドレイン電流が増幅された電流が負荷３，４を流れる。
【００４３】
逆に、ＰＷＭ制御信号ｐがローとなるとき、ＭＯＳトランジスタＴ３がＯＦＦとなり、ＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２のゲートとＭＯＳトランジスタＴ４のゲート及びドレインとの電気的な接続が切断される。そのため、ＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２がＯＦＦとなって、負荷３，４に電流が流れない状態となる。しかしながら、安定化電源回路２からの出力電圧に基づいてＭＯＳトランジスタＴ４〜Ｔ７が動作した状態であり、ＭＯＳトランジスタＴ４〜Ｔ７には、電流設定信号に応じた電流が流れた状態となる。そのため、この電流設定回路５内に構成される電流制御ループに対して、ＰＷＭ制御信号ｐにより電流の変動する負荷３，４及びＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２によって構成される回路の影響が与えられることを防ぐことができる。
【００４４】
このように、ＰＷＭ制御信号ｐに従ってＭＯＳトランジスタＴ３がＯＮ／ＯＦＦすることにより、負荷３，４を電流が流れる時間と負荷３，４を電流が流れない時間との比をＰＷＭ制御信号ｐのデューティ比によって調整できる。又、ＭＯＳトランジスタＴ３のＯＮ／ＯＦＦにより、ＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２のＯＮ／ＯＦＦを制御するため、ＰＷＭ制御信号ｐの周波数帯域を数十〜数百Ｈｚとしても応答させることができる。尚、スイッチ６については、ＮチャネルのＭＯＳトランジスタＴ３としたが、ＰチャネルのＭＯＳトランジスタで構成しても構わないし、別の構成のトランジスタスイッチとしても構わない。
【００４５】
又、ＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２が電流設定回路５の内部回路とカレントミラー回路を構成して、ＰＷＭ制御信号ｐによりスイッチ６がＯＮとされるときに一定の電流が流れるようにしたので、負荷３，４をそれぞれ直列に接続された複数の白色ＬＥＤとしたとき、色調を変えることがない。そして、ＰＷＭ制御信号ｐのデューティ比によって、白色ＬＥＤを電流が流れる時間と電流が流れない時間との比が調整されることで、人の目に感じられる明るさが調整されることとなる。
【００４６】
更に、負荷３，４の２つの負荷が並列に接続された場合を例に説明したが、３つ以上の負荷が並列に接続されるものとしても構わない。このとき、並列に接続されるｎ個の負荷それぞれに対してｎ個のＭＯＳトランジスタが直列に接続されるとともに、このｎ個のＭＯＳトランジスタのゲートがスイッチ６と接続されて、スイッチ６がＯＮのときに電流設定回路５の内部回路とカレントミラー回路を形成する。
【００４７】
＜第２の実施形態＞
本発明の第２の実施形態について、図面を参照して説明する。図３は、本実施形態における電源回路装置の構成を示すブロック図である。図３に示す電源回路装置において、図１に示す電源回路装置と同一の目的で使用する部分については同一の符号を付してその詳細な説明は省略する。
【００４８】
図３の電源回路装置は、図１の電源回路装置の安定化電源回路２の代わりに、入力電源１からの入力電圧を測定する入力電圧測定回路７と、出力電圧を切り換えることのできる安定化電源回路２ａと、入力電圧測定回路７によって測定された入力電圧に基づいて安定化電源回路２ａからの出力電圧を切り換えるように指示する電圧切換回路８と、を備える。その他の構成については、図１の電源回路装置と同様であるので、その詳細な説明は省略する。
【００４９】
又、安定化電源回路２ａには、図４に示すように、図２の構成の安定化電源回路２と異なり、差動増幅回路２１の非反転入力端子に与えられる基準電圧を可変とする基準電圧切換回路２４が設置される。この基準電圧切換回路２４は、電圧切換回路８からの切換指示信号に基づいて、差動増幅回路２１の非反転入力端子に与える基準電圧の値を切り換える。尚、図４の構成例においても、第２の構成例と同様、安定化電源回路２ａが昇圧チョッパレギュレータによって構成されるものとする。
【００５０】
このように構成されるとき、入力電圧測定回路７によって測定される入力電源からの入力電圧が低下すると、電圧切換回路８によって安定化電源回路２ａによる出力電圧を低下させる切換指示信号が出力される。この切換指示信号が安定化電源回路２ａ内の基準電圧切換回路２４に与えられることで、差動増幅回路２１の非反転入力端子に入力される基準電圧が低下される。よって、安定化電源回路２ａから出力される出力電圧を、入力電源１からの入力電圧の低下に応じて低下させることができる。
【００５１】
このとき、入力電源１からの入力電圧が連続的に変化するのに対して、安定化電源回路２ａからの出力電圧が段階的に変化するものとしても構わない。以下では、時間に対して連続的に低下する入力電源１からの入力電圧に対して、安定化電源回路２ａからの出力電圧の電圧値が３段階で変化するものを例に挙げる。このとき、図５に示すように、時間に対して連続的に低下する入力電源１からの入力電圧に対して、基準電圧切換回路２４から出力される基準電圧が３段階で変化する。即ち、入力電源１からの入力電圧Ｖｉと基準電圧切換回路２４から出力される基準電圧Ｖｒｅｆとの関係が以下のようになる。尚、入力電圧Ｖｉにおける電圧値Ｖ１，Ｖ２の関係が、Ｖ１＞Ｖ２であり、基準電圧Ｖｒｅｆにおける電圧値Ｖｒｅｆ１〜Ｖｒｅｆ３の関係が、Ｖｒｅｆ１＞Ｖｒｅｆ２＞Ｖｒｅｆ３である。
（１）Ｖｉ＞Ｖ１のとき          Ｖｒｅｆ＝Ｖｒｅｆ１
（２）Ｖ２＜Ｖｉ≦Ｖ１のとき    Ｖｒｅｆ＝Ｖｒｅｆ２
（３）Ｖｉ≦Ｖ２のとき          Ｖｒｅｆ＝Ｖｒｅｆ３
【００５２】
このように安定化電源回路２ａからの出力電圧を変化させるときの基準電圧切換回路２４の構成例を図６に示す。図６に示す基準電圧切換回路２４は、直列に接続された３つの抵抗Ｒａ〜Ｒｃと、一端が差動増幅回路２１の非反転入力端子に並列に接続されたスイッチＳａ〜Ｓｃと、を備える。そして、抵抗Ｒａの一端に直流電圧Ｖｒｅｆ１が印加されるとともにスイッチＳａの他端が接続され、抵抗Ｒａの他端と抵抗Ｒｂの一端との接続ノードにスイッチＳｂの他端が接続され、抵抗Ｒｂの他端と抵抗Ｒｃの一端との接続ノードにスイッチＳｃの他端が接続され、抵抗Ｒｃの他端が接地される。
【００５３】
このように構成される基準電圧回路２４は、スイッチＳａ〜Ｓｃが切換指示信号によってＯＮ／ＯＦＦ切換が成される。即ち、入力電圧ＶｉがＶ１より大きいとき、スイッチＳａがＯＮとされるとともにスイッチＳｂ，ＳｃがＯＦＦとされて、直流電圧Ｖｒｅｆ１が差動増幅回路２１の非反転入力端子に与えられる。そして、入力電圧ＶｉがＶ１以下となると、入力電圧ＶｉがＶ２より大きいときは、スイッチＳｂがＯＮとされるとともにスイッチＳａ，ＳｃがＯＦＦとされて、抵抗Ｒａ，Ｒｂの接続ノードに発生する直流電圧Ｖｒｅｆ２が差動増幅回路２１の非反転入力端子に与えられる。更に、入力電圧ＶｉがＶ２以下となると、スイッチＳｃがＯＮとされるとともにスイッチＳａ，ＳｂがＯＦＦとされて、抵抗Ｒｂ，Ｒｃの接続ノードに発生する直流電圧Ｖｒｅｆ３が差動増幅回路２１の非反転入力端子に与えられる。
【００５４】
尚、この基準電圧回路２４は、図６の構成と同様に、直列に接続される抵抗をｎ個とするとともに、抵抗の接続ノードそれぞれに一端が接続されるｎ−１個のスイッチと直流電圧Ｖｒｅｆ１が一端に印加される１個のスイッチとの他端を差動増幅回路２１の非反転入力端子に接続することで、差動増幅回路２１の非反転入力端子に与える直流電圧をｎ分割することができる。これにより、安定化電源回路２ａからの出力電圧を入力電源１の入力電圧に応じてｎ段階に変化させることができる。又、可変抵抗を用いて、差動増幅回路２１の非反転入力端子に与える直流電圧を連続的に変化させるものとしても構わない。
【００５５】
このように安定化電源回路２ａからの出力電圧が、入力電源１からの入力電圧によって変化するようにすることで、負荷３，４を白色ＬＥＤのアノード−カソード間電圧と安定化電源回路２ａからの出力電圧との差を小さくすることができる。これにより、安定化電源回路２のように出力電圧を固定した場合に比べて、その電源効率を向上させることができる。
【００５６】
＜第３の実施形態＞
本発明の第３の実施形態について、図面を参照して説明する。図７は、本実施形態における電源回路装置の構成を示すブロック図である。図７に示す電源回路装置において、図３に示す電源回路装置と同一の目的で使用する部分については同一の符号を付してその詳細な説明は省略する。
【００５７】
図７の電源回路装置は、図３の電源回路装置の入力電圧測定回路７及び電圧切換回路８の代わりに、ＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２のドレイン−ソース間電圧に基づいて安定化電源回路２ａの出力電圧を切り換えるための切換指示信号を出力する電圧切換回路８ａを備える。その他の構成については、図３の電源回路装置と同様であるので、その詳細な説明は省略する。又、安定化電源回路２ａは、図４に示すように、差動増幅回路２１の非反転入力端子に与えられる基準電圧を可変とする基準電圧切換回路２４が設置される。
【００５８】
このように構成される電源回路装置によると、ＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２のドレインが電圧切換回路８ａに接続されることで、ＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２のドレイン−ソース間電圧が検出される。そして、電圧切換回路８ａにおいて、検出したＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２のドレイン−ソース間電圧と基準値となる電圧値Ｖｄｓとの比較に基づいて、安定化電源回路２ａ内の基準電圧切換回路２４からの基準電圧値を変化させる。電圧値Ｖｄｓは、負荷３，４に一定の電流が流れるようにＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２が動作するときの最低値である。
【００５９】
この電圧切換回路８ａの構成例を、図８のブロック図を参照して説明する。図８の電圧切換回路８ａは、ＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２のドレイン電圧を比較して最小値となるドレイン−ソース間電圧Ｖｄｍｉｎを検出する最小値検出部８１と、ＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２のドレイン電圧を比較して最大値となるドレイン−ソース間電圧Ｖｄｍａｘを検出する最大値検出部８２と、最小値検出部８１からの最小値電圧Ｖｄｍｉｎと基準値Ｖｄｓとを比較するコンパレータ８３と、最大値検出部８２からの最大値電圧Ｖｄｍａｘと基準値よりも大きい電圧値Ｖｄｓ＋ΔＶ（ΔＶは正の値）とを比較するコンパレータ８４と、を備える。
【００６０】
この電圧切換回路８ａにおいて、最小値検出部８１及び最大値検出部８２にはＰＷＭ制御信号ｐが入力され、このＰＷＭ制御信号ｐに同期して最小値検出部８１及び最大値検出部８２が動作する。即ち、ＰＷＭ制御信号ｐに同期して最小値検出部８１及び最大値検出部８２を動作せることで、ＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２がＯＮとなるときに現れるドレイン−ソース間電圧に基づいて、最小値電圧Ｖｄｍｉｎ及び最大値電圧Ｖｄｍａｘを検出することができる。そして、最小値検出部８１及び最大値検出部８２それぞれで検出された最小値電圧Ｖｄｍｉｎ及び最大値電圧Ｖｄｍａｘは、次にＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２がＯＮとなるまで保持される。
【００６１】
このように電圧切換回路８ａが構成されるとき、最小値電圧Ｖｄｍｉｎが基準値Ｖｄｓ以上となると、コンパレータ８３がハイとなる切換指示信号を出力し、最大値電圧Ｖｄｍａｘが電圧値Ｖｄｓ＋ΔＶ以下となると、コンパレータ８４がハイとなる切換指示信号を出力する。コンパレータ８３，８４それぞれから出力される切換指示信号が基準電圧切換回路２４に入力される。
【００６２】
そして、コンパレータ８３，８４それぞれから出力される切換指示信号が共にハイのとき、基準電圧切換回路２４による基準電圧の切り換えが行われず、現在差動増幅回路２１の非反転入力端子に入力されている基準電圧で保持される。又、コンパレータ８３から出力される切換指示信号がローとなるとき、基準電圧切換回路２４による基準電圧が切り換えられて、現在差動増幅回路２１の非反転入力端子に入力されている基準電圧が高くなるように変化する。更に、コンパレータ８３から出力される切換指示信号がハイであるとともに、コンパレータ８４から出力される切換指示信号がローとなるとき、基準電圧切換回路２４による基準電圧が切り換えられて、現在差動増幅回路２１の非反転入力端子に入力されている基準電圧が低くなるように変化する。
【００６３】
このように動作することによって、ＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２のドレイン−ソース間電圧Ｖｄが、Ｖｄｓ≦Ｖｄ≦Ｖｄｓ＋ΔＶの条件を満たされ、ＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２がＯＮとなるときに負荷３，４を流れる電流が一定となるように設定される。よって、設定された電流が負荷３，４に出力するのに必要となる最低限の出力電圧を高精度に検出して設定することができるので、より高い電源効率を実現することができる。
【００６４】
尚、電流設定回路５によって設定される負荷３，４を流れる電流値に応じて、ＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２のドレイン−ソース間電圧を設定する基準電圧Ｖｄｓが変化するようにしても構わない。
【００６５】
又、本実施形態においては、コンパレータ８３，８４からの２値の切換指示信号により基準電圧切換回路２４による基準電圧の切り換えが行われるものとしたが、更に、最小電圧値Ｖｄｍｉｎと基準電圧Ｖｄｓとの差分値（Ｖｄｍｉｎ−Ｖｄｓ）、及び、最大電圧値Ｖｄｍａｘと電圧値Ｖｄｓ＋ΔＶとの差分値（Ｖｄｍａｘ−（Ｖｄｓ＋ΔＶ））が基準電圧切換回路２４に与えられるものとしても構わない。このとき、最小電圧値Ｖｄｍｉｎが基準電圧Ｖｄｓより低いときは、差分値（Ｖｄｍｉｎ−Ｖｄｓ）に応じて基準電圧切換回路２４からの基準電圧値が切り換えられる。又、最小電圧値Ｖｄｍｉｎが基準電圧Ｖｄｓより高く、最大電圧値Ｖｄｍａｘが電圧値Ｖｄｓ＋ΔＶよりも高いときは、差分値（Ｖｄｍａｘ−（Ｖｄｓ＋ΔＶ））に応じて基準電圧切換回路２４からの基準電圧値が切り換えられる。
【００６６】
更に、本実施形態において、ＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２のドレイン−ソース間電圧の最大値及び最小値を検出して、基準電圧切換回路２４から出力される基準電圧の切り換えを行うものとしたが、ＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２のドレイン−ソース間電圧の平均値に基づいて基準電圧切換回路２４から出力される基準電圧の切り換えを行うものとしても構わない。即ち、図９に示す電圧切換回路８ｂのように、最小値検出部８１及び最大値検出部８２の代わりに、ＰＷＭ制御信号ｐに同期して動作する平均値演算部８０を設ける。
【００６７】
これにより、平均値演算部８０が、ＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２がＯＮとなるときに発生するＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２それぞれのドレイン−ソース間電圧の平均値Ｖａｖを求めて、コンパレータ８３，８４に入力する。これにより、コンパレータ８３では、平均値Ｖａｖと基準電圧Ｖｄｓとの比較が行われ、又、コンパレータ８４では、平均値Ｖａｖと電圧値Ｖｄｓ＋ΔＶとの比較が行われる。そして、コンパレータ８３，８４の比較結果により得られる切換指示信号が基準電圧切換回路２４に出力されることで、基準電圧切換回路２４からの基準電圧が設定され、安定化電源回路２ａからの出力電圧値が設定される。
【００６８】
＜第４の実施形態＞
本発明の第４の実施形態について、図面を参照して説明する。図１０は、本実施形態における電源回路装置の構成を示すブロック図である。図１０に示す電源回路装置において、図７に示す電源回路装置と同一の目的で使用する部分については同一の符号を付してその詳細な説明は省略する。
【００６９】
図１０の電源回路装置は、図７の電源回路装置の構成に、ＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２のドレイン−ソース間電圧に基づいて負荷３，４が開放状態（オープン）であるか否かを検出して保護信号を出力する装置保護回路９を備える。又、安定化電源回路２ａの代わりに、装置保護回路９から出力される保護信号に基づいて駆動及び停止が制御される安定化電源回路２ｂを備える。その他の構成については、図７の電源回路装置と同様であるので、その詳細な説明は省略する。
【００７０】
又、安定化電源回路２ｂは、図１１に示すように、パワートランジスタＰＴに出力側が接続されるとともにコンパレータ２３からの出力が一方の入力に入力され２入力１出力のＡＮＤゲート２５を備え、このＡＮＤゲート２５の他方の入力には、装置保護回路９から出力される保護信号が入力される。このとき、装置保護回路９からの保護信号がハイのときは、コンパレータ２３からの出力がパワートランジスタＰＴに入力されるため、安定化電源回路２ｂが駆動して出力電圧を負荷３，４に供給する。逆に、装置保護回路９からの保護信号がローのときは、コンパレータ２３からの出力がパワートランジスタＰＴに入力されることが禁止されるため、安定化電源回路２ｂが停止して出力電圧を負荷３，４に供給が停止する。
【００７１】
このとき、装置保護回路９には、図１２に示すように、最小値検出部８１からの最小値電圧Ｖｄｍｉｎと負荷３，４のいずれかがオープンとなったことを検出するための基準電圧Ｖｒｅｆｘ（Ｖｒｅｆｘ＜Ｖｄｓ）とを比較するコンパレータ９１によって構成される。このとき、装置保護回路９であるコンパレータ９１は、最小値検出部８１からの最小値電圧Ｖｄｍｉｎが基準電圧Ｖｒｅｆｘ以上の時はハイとなる保護信号を出力し、最小値検出部８１からの最小値電圧Ｖｄｍｉｎが基準電圧Ｖｒｅｆｘより低い時はローとなる保護信号を出力する。
【００７２】
このように構成することで、負荷３，４に接続されたＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２のドレイン−ソース間電圧のうち最小値となる電圧が基準電圧Ｖｒｅｆｘより低く、ゼロに近い値となることが検出されると、負荷３，４のいずれかがオープンであることが検出される。そして、ローとなる保護信号が安定化電源回路２ｂのＡＮＤゲート２５に入力されることで、パワートランジスタＰＴがＯＦＦの状態とされ、安定化電源回路２ｂから負荷３，４への出力電圧の供給が停止する。
【００７３】
よって、本実施形態によると、電圧切換回路８ａ及び装置保護回路９によって、ＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２それぞれのドレイン−ソース間電圧を検出することで、安定化電源回路２ｂの出力電圧の切り換えだけでなく、負荷３，４のオープンの検出を行って安定化電源回路２ｂの出力の停止をも行うことができる。即ち、第３の実施形態の電源回路装置に対して、少ない回路構成の追加によって、負荷オープンに対する保護回路を追加することができる。
【００７４】
尚、本実施形態において、装置保護回路９において、ＰＷＭ制御信号ｐが入力されるとともに、コンパレータ８３から出力される切換指示信号に基づいて保護信号のハイ／ローが切り換えられるものとしても構わない。このとき、入力されるＰＷＭ制御信号ｐの周期に応じて、コンパレータ８３から出力される切換指示信号がローであるか否かが確認され、複数周期の間連続してコンパレータ８３からの切換指示信号がローであることを検出すると、安定化電源回路２ｂをＯＦＦとするために保護信号をローとするものとしても構わない。
【００７５】
又、本実施形態において、装置保護回路９からの保護信号によって安定化電源回路２ｂの駆動が停止されるものとしたが、安定化電源回路２ｂの駆動の停止とともに、安定化電源回路２ｂと負荷３，４との接続も切断するようにしても構わないし、入力電源１と安定化電源回路２ｂとの接続を切断して入力電源１からの入力を禁止するものとしても構わない。更に、装置保護回路９からの保護信号によって電流設定回路５の動作を停止することで、カレントミラー回路により接続されるＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２に電流が流れることを禁止して、負荷３，４への電流供給を禁止するものとしても構わない。このとき、例えば、図２のような構成の電流設定回路５の場合、ＭＯＳトランジスタＴ７の動作を強制的に停止することで、ＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２への電流供給を禁止することができる。
【００７６】
又、装置保護回路９から出力される保護信号に基づいてエラー信号が、電源回路装置外部に出力されるものとしても構わない。即ち、装置保護回路９から出力される保護信号がローとなることにより、負荷３，４がオープンであることが検出されることを示すエラー信号を電源回路装置外部に出力する。これにより、このエラー信号を電源回路装置外部の別の回路装置に入力させることにより、この電源回路装置を備えた電子機器において、エラー表示など別の動作をさせることができる。
【００７７】
＜第５の実施形態＞
本発明の第５の実施形態について、図面を参照して説明する。図１３は、本実施形態における電源回路装置の構成を示すブロック図である。図１３に示す電源回路装置において、図１０に示す電源回路装置と同一の目的で使用する部分については同一の符号を付してその詳細な説明は省略する。
【００７８】
図１３の電源回路装置は、図１０の電源回路装置の電圧切換回路８ａの代わりに、ＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２のドレイン−ソース間電圧それぞれを平滑化して検出する電圧切換回路８ｃを備える。その他の構成については、図１０の電源回路装置と同様であるので、その詳細な説明は省略する。この電圧切換回路８ｃは、電圧切換回路８ａと異なり、ＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２のドレインから与えられる電圧を平滑化するため、ＰＷＭ制御信号ｐに同期する必要がない。よって、電圧切換回路８ｃには、電圧切換回路８ａのようにＰＷＭ制御信号ｐを入力する必要がない。
【００７９】
又、電圧切換回路８ｃは、図１４に示すように、ＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２それぞれのドレインに現れる電圧を平滑化する電圧平滑部８５ａ，８５ｂを備えるとともに、この電圧平滑部８５ａ，８５ｂで平滑化された電圧が最小値検出部８１及び最大値検出部８２に与えられる。この最小値検出部８１及び最大値検出部８２はそれぞれ、平滑化されたＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２のドレイン−ソース間電圧が入力される。よって、第３及び第４の実施形態の電源回路装置における電圧切換回路８ａ内の最小値検出部８１及び最大値検出部８２と異なり、ＰＷＭ制御信号ｐによって同期して動作する必要がない。
【００８０】
この電圧平滑部８５ａ，８５ｂは、例えば、図１５に示すように、ＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２のドレインにアノードが接続されたダイオードＤと、ダイオードＤのカソードに一端が接続されるとともに他端が接地されたコンデンサＣとによって構成されるものとしても構わない。このようにすることで、ＰＷＭ制御信号ｐによりスイッチ６がＯＮとされて、ＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２がＯＮとなるときに発生するドレイン電圧がダイオードＤを介してコンデンサＣに与えられることで、コンデンサＣが蓄電動作を行う。そして、ＰＷＭ制御信号ｐによりスイッチ６がＯＦＦとされて、ＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２がＯＦＦとなるときには、ドレイン電圧がゼロとなるため、コンデンサＣが放電動作を行う。
【００８１】
よって、コンデンサＣの蓄電動作及び放電動作によりＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２のドレインに現れる電圧が平滑化されて、最小値検出部８１及び最大値検出部８２に与えられる。即ち、図１６（ａ）のように、ＰＷＭ制御信号ｐの周期毎に変化するＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２のドレイン−ソース電圧が、図１６（ｂ）のように、電圧平滑部８５ａ，８５ｂによってＰＷＭ制御信号ｐの周期毎に平滑化されて、最小値検出部８１及び最大値検出部８２に与えられることとなる。
【００８２】
そして、最小値検出部８１、最大値検出部８２、及びコンパレータ８３，８４が、第３及び第４の実施形態と同様の動作を行うことで、切換指示信号がコンパレータ８３，８４より出力される。又、第４の実施形態と同様、最小値検出部８１で検出された最小電圧値Ｖｍｉｎが装置保護回路９に与えられて基準電圧Ｖｒｅｆｘと比較されることで、装置保護回路９より保護信号が出力される。
【００８３】
このように構成することで、第３及び第４の実施形態と異なり、ＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２のドレイン−ソース間電圧の検出をＰＷＭ制御信号ｐに同期して行う必要がなくなる。そのため、ＰＷＭ制御信号ｐによってＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２がＯＮとなる時間が短い場合においても、安定してドレイン−ソース間電圧の検出を行うことができる。よって、ＰＷＭ制御信号ｐの高周波数化や制御可能なデューティ範囲（ダイナミックレンジ）を広げることが可能となる。
【００８４】
尚、本実施形態において、第３の実施形態のように、安定化電源回路２ａを備えた電源回路装置として、ＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２のドレイン−ソース間電圧の検出によって安定化電源回路２ａの出力電圧が切り換えられるのみとしても構わない。又、電圧切換回路８ｃの代わりに、電圧切換回路８ｂと同様、ＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２のドレイン−ソース間電圧の平均値に基づいて基準電圧切換回路２４から出力される基準電圧の切り換えを行うものとしても構わない。即ち、図１７に示す電圧切換回路８ｄのように、最小値検出部８１及び最大値検出部８２の代わりに、平均値演算部８０を設ける構成としても構わない。
【００８５】
又、第３〜第５の実施形態において、第２の実施形態のように、入力電圧測定回路７を設けることによって、入力電圧の変化に応じても基準電圧切換回路２４から出力される基準電圧が切り換えられるものとしても構わない。又、第２〜第５の実施形態において、基準電圧切換回路２４以外にパワートランジスタＰＴのＯＮ／ＯＦＦによるデューティ比を切り換える別の手段を用いて、安定化電源回路からの出力電圧を切り換えるものとしても構わない。更に、安定化電源回路からの出力電圧の検出値や、外部ＣＰＵからの指示や、負荷３，４を白色ＬＥＤとしたときにその照度を検出する照度センサからの信号などに基づいて、安定化電源回路からの出力電圧を切り換えるものとしても構わない。
【００８６】
又、第１〜第５の実施形態において、並列に接続された２つの負荷３，４に対して安定化電源回路からの出力電圧が供給されるものとしたが、安定化電源回路からの出力電圧が供給される負荷については、３つ以上の負荷が並列に接続されるものでも構わない。このとき、各負荷には直列に接続されたＭＯＳトランジスタが接続され、各ＭＯＳトランジスタのゲートがスイッチ６と接続されて、スイッチ６がＯＮとなると、電流設定回路５の内部回路とカレントミラー回路を構成する。
【００８７】
＜第６の実施形態＞
本発明の第６の実施形態について、図面を参照して説明する。図１８は、本実施形態における電源回路装置の構成を示すブロック図である。図１８に示す電源回路装置において、図１に示す電源回路装置と同一の目的で使用する部分については同一の符号を付してその詳細な説明は省略する。
【００８８】
図１８の電源回路装置は、図１の電源回路装置のスイッチ６の代わりにスイッチ６ａ，６ｂがＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２のゲートに接続されるとともに、ＰＷＭ制御信号ｐを遅延させる遅延回路１０を備えた構成とされる。即ち、ＭＯＳトランジスタＴ１のゲートに一端が接続されたスイッチ６ａの他端と、ＭＯＳトランジスタＴ２のゲートに一端が接続されたスイッチ６ｂの他端とを接続して、スイッチ６ａ，６ｂを並列に接続する。そして、このスイッチ６ａ，６ｂの他端による接続ノードが電流設定回路５に接続される。
【００８９】
又、スイッチ６ａにＰＷＭ制御信号ｐが直接与えられてＯＮ／ＯＦＦ制御が成されるとともに、スイッチ６ｂに遅延回路１０で遅延されたＰＷＭ制御信号ｐａが与えられてＯＮ／ＯＦＦ制御が成される。即ち、図１９に示すように、スイッチ６ａがＯＮ／ＯＦＦを切り換えるタイミングと、スイッチ６ｂのＯＮ／ＯＦＦを切り換えるタイミングとがずれた状態とされる。これにより、ＭＯＳトランジスタＴ１にドレイン電流が流れる期間と、ＭＯＳトランジスタＴ２にドレイン電流が流れる期間とが時間的に異なるものとなる。
【００９０】
尚、遅延回路１０でＰＷＭ制御信号ｐａを生成するためにＰＷＭ制御信号ｐを遅延させる遅延時間は、ＰＷＭ制御信号ｐの１周期となる時間よりも短い時間である。又、遅延回路１０は、例えば、安定化電源回路２における発振回路２２からの発振信号に同期させて動作させることで、入力されたＰＷＭ制御信号ｐの立ち上がり又は立ち下がりをトリガーとして遅延させて、遅延されたＰＷＭ制御信号ｐａを出力することができる。
【００９１】
このように構成することで、負荷３，４において、電流が流れる期間と電流が流れない期間とが同一の期間となることがない。即ち、負荷３，４それぞれを流れる電流が最大値とゼロとの間で切り替わるタイミングが同時とならない。これにより、第１の実施形態のように、ＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２を同一のタイミングでＯＮ／ＯＦＦ切り換えしていた場合と比べて、負荷３，４の並列回路に対して流れる電流の変動を抑制することができる。よって、安定化電源回路２における異常発振を抑えて、電圧フィードバック制御動作を安定して行うことができるだけでなく、入出力のリップル電圧が小さくなるため、入力電源１への負担が減る。又、負荷３，４を白色ＬＥＤとしたときに、この白色ＬＥＤのちらつきを低減させることができる。
【００９２】
尚、本実施形態においても、第２の実施形態のように、入力電源１の入力電圧に応じて安定化電源回路からの出力電圧を切り換えるものとしても構わない。又、第３〜第５の実施形態と同様、ＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２のドレイン−ソース間電圧を検出して、安定化電源回路からの出力電圧の切換又は停止を行うものとしても構わない。尚、第３及び第４の実施形態のように、ＰＷＭ制御信号に同期してＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２のドレイン−ソース間電圧を検出する場合、ＭＯＳトランジスタＴ１のドレイン−ソース間電圧の検出が直接入力されるＰＷＭ制御信号ｐによって行われるとともに、ＭＯＳトランジスタＴ２のドレイン−ソース間電圧の検出が遅延回路１０で遅延されるＰＷＭ制御信号ｐａによって行われる。
【００９３】
本実施形態のように、ＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２に異なるタイミングのＰＷＭ制御信号ｐ，ｐａを与える場合、上述したように、負荷３，４での電流変動が抑制される。よって、図２０のように、安定化電源回路２の代わりに、ＰＷＭ制御信号ｐ，ｐａを異なるタイミングでＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２のゲートに出力するタイミング制御部２６を備えた安定化電源回路２ｃを設けることで、電流設定回路５を省いた構成とすることができる。
【００９４】
このように構成されるとき、安定化電源回路２ｃは、外部から入力されるＰＷＭ制御信号ｐがタイミング制御部２６に与えられると、異なるタイミングでハイ、ローが切り替わる２つのＰＷＭ制御信号ｐ，ｐａがそれぞれＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２のゲートに出力される。よって、ＰＷＭ制御信号ｐ，ｐａのデューティ比を変化させて、ＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２のＯＮ／ＯＦＦ期間を変化させることで、負荷３，４を白色ＬＥＤとしたときの調光制御を行うことができる。
【００９５】
又、図１８及び図２０では、入力される１つのＰＷＭ制御信号ｐを遅延させるなどして、ハイ／ローの切換タイミングをずらすことで２つのデューティ比の同じＰＷＭ制御信号ｐ，ｐａによりＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２のＯＮ／ＯＦＦ制御を行うものとしたが、外部よりデューティ比の異なる２つのＰＷＭ制御信号を入力して、ＭＯＳトランジスタＴ１，Ｔ２のＯＮ／ＯＦＦ制御を行うものとしても構わない。即ち、図２１に示すように、図１８における遅延回路１０を省略する代わりに、デューティ比の異なるＰＷＭ制御信号ｐ１，ｐ２によってスイッチ６ａ，６ｂがＯＮ／ＯＦＦ制御される。又、このＰＷＭ制御信号ｐ１，ｐ２は、周期をずらした信号とし、ハイ／ローの切換タイミングがずれるように設定される。
【００９６】
更に、本実施形態においても、並列に接続された２つの負荷３，４に電力供給されるものとしたが、並列に接続された３つ以上の負荷に電力供給されるものとしても構わない。このとき、各負荷それぞれに直列に接続されたＭＯＳトランジスタそれぞれのゲートにハイ／ローの切換タイミングの異なるＰＷＭ制御信号が与えられるものとしても構わない。又、１つ以上の負荷による群毎に、ハイ／ローの切換タイミングの異なるＰＷＭ制御信号が与えられるものとしても構わない。群毎に異なる切換タイミングのＰＷＭ制御信号が与えられる構成例として、２つの群に対して２つのＰＷＭ制御信号が与えられるものを、図２２に示す。
【００９７】
図２２に示す電源回路装置は、２つの群を構成するｎ個の負荷３−１〜負荷３−ｎとｍ個の負荷４−１〜４−ｍとが並列に接続された構成とされ、負荷３−１〜３−ｎ，４−１〜４−ｍそれぞれに対して、ＭＯＳトランジスタＴ１−１〜Ｔ１−ｎ，Ｔ２−１〜Ｔ２−ｍが直列となるように接続される。そして、ＭＯＳトランジスタＴ１−１〜Ｔ１−ｎのゲートにＰＷＭ制御信号ｐによってＯＮ／ＯＦＦ制御されるスイッチ６ａの一端が接続され、ＭＯＳトランジスタＴ２−１〜Ｔ２−ｍのゲートにＰＷＭ制御信号ｐａによってＯＮ／ＯＦＦ制御されるスイッチ６ｂの一端が接続される。
【００９８】
又、図２１の構成と同様に、外部から異なるＰＷＭ制御信号ｐ１，ｐ２がスイッチ６ａ，６ｂに与えられるものとすることで、負荷３−１〜３−ｎそれぞれに電流を流す期間と負荷４−１〜４−ｍそれぞれに電流を流す期間とを異なるものとすることができる。これにより、負荷３−１〜３−ｎ，４−１〜４−ｍそれぞれを直列に接続された白色ＬＥＤを構成するとき、負荷３−１〜３−ｎに相当する白色ＬＥＤの明るさと、負荷４−１〜４−ｍに相当する白色ＬＥＤの明るさとを異なるものとすることができる。これにより、液晶表示装置の照明源として構成する場合、各群に与えるＰＷＭ制御信号のデューティ比を異なるものとすることで、領域によって明るさを変更することができる。
【００９９】
＜負荷を白色ＬＥＤとしたときの例＞
第１〜第６の実施形態において、安定化電源回路からの出力電圧が与えられる負荷それぞれを、直列に接続された白色ＬＥＤとしても構わない。この直列に接続された白色ＬＥＤによって複数の負荷を並列に接続することで、複数の白色ＬＥＤをマトリクス状に配置することができる。そして、並列に接続された白色ＬＥＤが、隣接した列同士で交互に配置される。このように白色ＬＥＤを負荷とした照明源が、液晶表示装置のバックライトなどとして用いられる。
【０１００】
このとき、第６の実施形態のように、異なる負荷に接続されたＭＯＳトランジスタのゲートに切換タイミングの異なるＰＷＭ制御信号を与えるようにすることで、隣接した白色ＬＥＤの発光するタイミングを異なるものとすることができる。これにより、白色ＬＥＤによる明るさムラを低減するとともに、複数列の白色ＬＥＤによるちらつきをも低減することができる。
【０１０１】
この負荷を構成する複数の白色ＬＥＤの配置関係について、図２３に示す。尚、図２３においては、９つの白色ＬＥＤａ１〜ａ３，ｂ１〜ｂ３，ｃ１〜ｃ３が３つ毎に直列に接続された３つの直列回路を並列に接続したものである。このとき、同列に配置される白色ＬＥＤａ１〜ａ３に隣接する列に白色ＬＥＤｂ１〜ｂ３が配置され、白色ＬＥＤｂ１〜ｂ３に隣接する列に白色ＬＥＤｃ１〜ｃ３が配置される。そして、白色ＬＥＤａｘ，ｃｘ（ｘ＝１，２）が配置された行と白色ＬＥＤａ（ｘ＋１），ｂ（ｘ＋１）が配置された行の間の行に白色ＬＥＤｂｘが配置される。
【０１０２】
このとき、直列に接続された白色ＬＥＤａ１〜ａ３による負荷と、直列に接続された白色ＬＥＤｃ１〜ｃ３による負荷とを一つの群とし、直列に接続された白色ＬＥＤｂ１〜ｂ３による負荷を別の一つの群とする。そして、第６の実施形態のように構成される場合、白色ＬＥＤａ３，ｃ３それぞれにドレインが接続されたＭＯＳトランジスタＴａ，ＴｃのゲートにＰＷＭ制御信号ｐにより制御されるスイッチ６ａが接続され、白色ＬＥＤｂ３それぞれにドレインが接続されたＭＯＳトランジスタＴｂのゲートにＰＷＭ制御信号ｐａにより制御されるスイッチ６ｂが接続される。
【０１０３】
又、上述の各実施形態において、昇圧直流電圧チョッパ回路としたが、降圧用のチョッパ回路としても構わないし、スイッチとコンデンサとを組み合わせ、コンデンサの重宝電動差により昇圧又は降圧を行うチャージポンプ型の安定化電源回路としても構わない。
【産業上の利用可能性】
【０１０４】
本発明は、出力電圧を昇圧又は降圧する直流電圧チョッパ回路やチャージポンプ型の安定化電源回路を備えた電源回路装置に利用可能である。又、電圧出力する負荷をＬＥＤとして、ＬＥＤの調光を行うことのできる電源回路装置に適応可能である。更に、負荷をＬＥＤとする場合、ＬＥＤを、白色ＬＥＤとして、液晶表示装置の照明源として用いられるものとしても利用可能である。
【図面の簡単な説明】
【０１０５】
【図１】は、第１の実施形態の電源回路装置の内部構成を示すブロック図である。
【図２】は、図１の電源回路装置内の安定化電源回路及び電流設定回路の構成例を示すブロック図である。
【図３】は、第２の実施形態の電源回路装置の内部構成を示すブロック図である。
【図４】は、図３の電源回路装置内の安定化電源回路の構成例を示すブロック図である。
【図５】は、図４の安定化電源回路内の基準電圧切換回路の基準電圧の切り換え動作例を示す図である。
【図６】は、図４の安定化電源回路内の基準電圧切換回路の構成例を示すブロック図である。
【図７】は、第３の実施形態の電源回路装置の内部構成を示すブロック図である。
【図８】は、図７の電源回路装置内の電圧切換回路の構成を示すブロック図である。
【図９】は、図７の電源回路装置内の電圧切換回路の別の構成を示すブロック図である。
【図１０】は、第４の実施形態の電源回路装置の内部構成を示すブロック図である。
【図１１】は、図１０の電源回路装置内の安定化電源回路の構成を示すブロック図である。
【図１２】は、図１１の電源回路装置内の装置保護回路の構成を示すブロック図である。
【図１３】は、第５の実施形態の電源回路装置の内部構成を示すブロック図である。
【図１４】は、図１３の電源回路装置内の電圧切換回路の構成を示すブロック図である。
【図１５】は、図１４の電圧切換回路内の電圧平滑部の構成例を示すブロック図である。
【図１６】は、図１５の電圧平滑部の平滑化動作とＰＷＭ制御信号との関係を示す図である。
【図１７】は、図１３の電源回路装置内の電圧切換回路の別の構成を示すブロック図である。
【図１８】は、第６の実施形態の電源回路装置の内部構成を示すブロック図である。
【図１９】は、スイッチ６ａ，６ｂのＯＮ／ＯＦＦ切換タイミングを示すタイミングチャートである。
【図２０】は、第６の実施形態における別の構成例となる電源回路装置の内部構成を示すブロック図である。
【図２１】は、第６の実施形態における別の構成例となる電源回路装置の内部構成を示すブロック図である。
【図２２】は、第６の実施形態における別の構成例となる電源回路装置の内部構成を示すブロック図である。
【図２３】は、負荷を白色ＬＥＤとしたときの配置関係を示す図である。
【図２４】は、従来の電源回路装置の内部構成を示すブロック図である。
【図２５】は、従来の電源回路装置の内部構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【０１０６】
１    入力電源
２    安定化電源回路
３，４    負荷
５    電流設定回路
６，６ａ，６ｂ    スイッチ
７    入力電圧測定回路
８，８ａ〜８ｄ    電圧切換回路
９    装置保護回路
１０    遅延回路
Ｔ１〜Ｔ７    ＭＯＳトランジスタ
【図１】
2008035297.tif 000003
【図２】
2008035297.tif 000004
【図３】
2008035297.tif 000005
【図４】
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【図５】
2008035297.tif 000007
【図６】
2008035297.tif 000008
【図７】
2008035297.tif 000009
【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
2008035297.tif 000019
【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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