(57)【要約】【課題】広いダイナミックレンジで使用できると共に高精度で低消費電力の定電流ドライバを提供する。【解決手段】この定電流ドライバは、基準電流Ｉａを生成する基準電流回路部１００と、基準電流回路部１００が生成した基準電流Ｉａを増幅して出力電流Ｉｃを出力する増幅回路部１と、電流検出制御部３を備える。この電流検出制御部３は、基準電流回路部１００で生成した基準電流Ｉａを検出し、この検出結果に基づいて生成した基準電流制御信号ＳＡを基準電流回路部１００に出力して基準電流値を制御すると共に上記検出結果に基づいて生成した増幅率制御信号ＳＣ,ＳＢを増幅回路部１に出力して基準電流Ｉａの増幅率を制御する。【選択図】図１
2008165287.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
基準電流を生成する基準電流回路部と、
上記基準電流回路部が生成した上記基準電流が入力されると共に上記基準電流を増幅した出力電流を出力する増幅回路部と、
上記基準電流回路部で生成した上記基準電流を検出し、この検出結果に基づいて基準電流制御信号を生成し、この基準電流制御信号を上記基準電流回路部に出力して上記基準電流回路部が生成する基準電流値を制御すると共に、上記検出結果に基づいて増幅率制御信号を生成し、この増幅率制御信号を上記増幅回路部に出力して上記基準電流の増幅率を制御する電流検出制御部とを備えることを特徴とする定電流ドライバ。
【請求項２】
請求項１に記載の定電流ドライバにおいて、
上記基準電流回路部は、
上記電流検出制御部からの基準電流制御信号に応じた基準電圧を出力する基準電源と、
上記基準電源から入力される基準電圧に応じて上記基準電流を生成する基準電流生成回路とを備えることを特徴とする定電流ドライバ。
【請求項３】
請求項２に記載の定電流ドライバにおいて、
上記基準電流回路部は、
制御端子以外の２つの端子のうちの一方の端子が上記増幅回路部と電流検出制御部に接続されると共に他方の端子が外部接続端子に接続されたトランジスタと、
２つの入力端子のうちの一方の入力端子に上記基準電源からの基準電圧が入力されると共に他方の入力端子に上記トランジスタの上記他方の端子が接続され、かつ、出力端子が上記トランジスタの制御端子に接続されたオペアンプと、
上記外部接続端子とグランドとの間に接続された外部抵抗とを備えることを特徴とする定電流ドライバ。
【請求項４】
請求項１に記載の定電流ドライバにおいて、
上記電流検出制御部は、
上記基準電流の検出結果に基づいて第１の増幅率制御信号および第２の増幅率制御信号を上記増幅回路に出力し、
上記増幅回路部は、
上記基準電流回路部から上記基準電流と上記電流検出制御部からの上記第１の増幅率制御信号とが入力されると共に上記第１の増幅率制御信号によって上記基準電流を増幅する第１の増幅率が制御されるカレントミラー回路と、
上記カレントミラー回路が上記基準電流を上記第１の増幅率で増幅した第１の増幅電流が入力されると共に上記第２の増幅率制御信号が入力され、この第２の増幅率制御信号によって上記第１の増幅電流を増幅する第２の増幅率が制御され、上記第１の増幅電流を上記第２の増幅率で増幅した第２の増幅電流を出力電流として出力する出力電流増幅回路とを備えることを特徴とする定電流ドライバ。
【請求項５】
請求項４に記載の定電流ドライバにおいて、
上記カレントミラー回路は、
上記第１の増幅率制御信号によってミラー比を変えることによって、上記第１の増幅率を変えることを特徴とする定電流ドライバ。
【請求項６】
請求項４に記載の定電流ドライバにおいて、
上記出力電流増幅回路は、
一方の端子に上記カレントミラー回路から上記第１の増幅電流が入力されると共に他方の端子がグランドに接続され、上記第２の増幅率制御信号によって抵抗値が変化し、この抵抗値と上記第１の増幅電流によって発生する参照電圧を出力する第１の可変抵抗と、
一方の端子に出力電流が入力されると共に他方の端子がグランドに接続され、上記第２の増幅率制御信号によって抵抗値が変化し、この抵抗値と上記出力電流によって発生する出力電圧を出力する第２の可変抵抗と、
上記第１の可変抵抗からの参照電圧と上記第２の可変抵抗からの出力電圧とが入力されると共に上記参照電圧と上記出力電圧とが略等しくなるように上記出力電流を出力する出力電流生成回路とを備えることを特徴とする定電流ドライバ。
【請求項７】
請求項６に記載の定電流ドライバにおいて、
上記出力電流生成回路は、
上記第１の可変抵抗からの参照電圧が２つの入力端子のうちの一方の端子に入力されると共に他方の端子が上記第２の可変抵抗の一方の端子に接続されたオペアンプと、
上記オペアンプの出力端子に制御端子が接続されると共にこの制御端子以外の端子の一方の端子が出力端子に接続され、他方の端子が上記第２の可変抵抗の一方の端子に接続されたトランジスタとを有することを特徴とする定電流ドライバ。
【請求項８】
請求項４に記載の定電流ドライバにおいて、
上記電流検出制御部は、
上記基準電流回路部からの上記基準電流が入力されると共にこの基準電流に応じた検出信号を出力する電流検出回路と、
上記電流検出回路から入力される上記検出信号に基づいて生成した上記基準電流制御信号を上記基準電流回路部に出力すると共に上記検出信号に基づいて検出回路制御信号を生成し、この検出回路制御信号と上記基準電流制御信号とを上記電流検出回路に出力して上記電流検出回路を制御し、かつ、上記検出信号に基づいて上記第１および第２の増幅率制御信号を生成する制御回路とを有することを特徴とする定電流ドライバ。
【請求項９】
請求項８に記載の定電流ドライバにおいて、
上記電流検出回路は、
上記制御回路から入力される上記基準電流制御信号に応じて検出基準信号を出力する検出基準電源と、
上記検出基準信号と上記基準電流とが入力されると共に上記検出基準信号によって上記基準電流を検出して上記検出信号を出力し、かつ、上記制御回路から入力される検出回路制御信号によって上記検出信号をラッチする検出部とを有することを特徴とする定電流ドライバ。
【請求項１０】
請求項９に記載の定電流ドライバにおいて、
上記検出部は、
一方の端子に上記基準電流が入力されると共に他方の端子がグランドに接続される抵抗と、
２つの入力端子のうちの一方の入力端子に上記検出基準電源からの検出基準信号が入力されると共に他方の入力端子に上記抵抗の一方の端子が接続されるオペアンプと、
上記オペアンプの出力信号が入力されると共に上記制御回路から入力される検出回路制御信号によって、上記オペアンプの出力信号をラッチまたはスルーして上記検出信号として出力するラッチ回路部とを有することを特徴とする定電流ドライバ。
【請求項１１】
請求項８に記載の定電流ドライバにおいて、
上記制御回路は、
一方の端子に上記電流検出回路からの検出信号が入力される第１の遅延回路と、
上記第１の遅延回路の他方の端子に一方の端子が接続された第２の遅延回路と、
上記第２の遅延回路の他方の端子に一方の端子が接続された第３の遅延回路と、
一方の入力端子が上記第３の遅延回路の他方の端子に接続されると共に他方の入力端子に上記電流検出回路からの検出信号が入力され、検出回路制御信号を出力する２入力エクスクルーシブＮＯＲ回路とを有し、
上記第１の遅延回路の他方の端子と上記第２の遅延回路の一方の端子との接続点から上記基準電流制御信号を出力し、上記第２の遅延回路の他方の端子と上記第３の遅延回路の一方の端子との接続点から上記第１の増幅率制御信号を出力し、上記第３の遅延回路の他方の端子と上記２入力エクスクルーシブＮＯＲ回路の一方の入力端子との接続点から上記第２の増幅率制御信号を出力することを特徴とする定電流ドライバ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、定電流ドライバに関し、例えば、外部抵抗によって出力電流を設定するダイナミックレンジの広い定電流ドライバに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、定電流ドライバは、外部抵抗によって基準電流を発生させ、この基準電流を増幅することで、出力電流を制御している。例えば、定電流ドライバとしては図１２に示す構成のものがある。図１２は従来の定電流ドライバのブロック図である。この定電流ドライバは、接続端子９３０に接続した外部抵抗ｒ１によって、基準電流回路部９００で基準電流Ｉａが生成される。この基準電流Ｉａを増幅回路部９０１にて増幅した電流を出力電流Ｉｃとして出力端子９３１から出力する。
【０００３】
次に、図１３に、上記定電流ドライバの構成を図１２よりも詳しく示す。この図１３を参照しながら、出力電流Ｉｃの電流値について説明する。基準電源９１０が出力する参照電圧ｖＲＥＦ０とトランジスタｍ１と外部抵抗ｒ１との接続点の電圧ｖＩＮ０が、等しくなるようにオペアンプａｍｐ１とトランジスタｍ１によって、外部抵抗ｒ１に基準電流Ｉａが流れる。この基準電流Ｉａを増幅回路部９０１により、ｎ倍に増幅した電流Ｉｂ(Ｉｂ＝ｎ×Ｉａ)が、抵抗ｒ２に流れる。
【０００４】
この抵抗ｒ２で発生する基準電圧ｖＲＥＦ１にオペアンプのオフセット電圧ｖＯＦＦを加算した値(ｖＲＥＦ１＋ｖＯＦＦ)と抵抗ｒ３で発生する電圧ｖＯＵＴ０とが等しくなるように、オペアンプａｍｐ２およびトランジスタｍ３によって出力電流Ｉｃが出力される。
【０００５】
ここで、抵抗ｒ２が、抵抗ｒ３のｍ倍の抵抗値(ｒ２＝ｍ×ｒ３)とすると出力電流Ｉｃは、次式から求められる。
ｖＯＵＴ０＝Ｉｃ×ｒ３                   … (１)
ｖＲＥＦ１＝Ｉｂ×ｒ２                   … (２)
【０００６】
ｖＯＵＴ０＝ｖＲＥＦ１＋ｖＯＦＦであるので、上式(１),(２)から、次式(３)が得られる。
Ｉｃ＝ｖＯＵＴ０/ｒ３＝ｖＲＥＦ１/ｒ３＋ｖＯＦＦ/ｒ３
＝Ｉｂ×ｒ２/ｒ３＋ｖＯＦＦ/ｒ３      … (３)
【０００７】
ここで、ｖＲＥＦ１>>ｖＯＦＦの時は、次式(４)が得られる。
Ｉｃ≒Ｉｂ×ｒ２/ｒ３                     … (４)
【０００８】
ｒ２＝ｍ×ｒ３であるので、式(４)から次式(５)となる。
Ｉｃ＝Ｉｂ×ｍ                            … (５)
【０００９】
また、Ｉｂ＝ｎ×Ｉａであるので、式(５)は次式(６)となる。
Ｉｃ＝ｍ×ｎ×Ｉａ                        … (６)
【００１０】
また、Ｉａ＝ｖＩＮ０/ｒ１＝ｖＲＥＦ０/ｒ１であるので、式(６)から次式(７)が得られる。
Ｉｃ＝ｍ×ｎ×ｖＲＥＦ０/ｒ１             … (７)
【００１１】
この式(７)により、出力電流Ｉｃは、基準電圧ｖＲＥＦ０と抵抗ｒ２とｒ３の比と外部抵抗ｒ１とで設定できることが分かる。
【００１２】
しかしながら、このような従来の定電流ドライバでは、基準電圧ｖＲＥＦ０、抵抗ｒ２と抵抗ｒ３の比は、デバイス使用時には、定数として決まってしまっている。したがって、出力電流Ｉｃを広ダイナミックレンジで使用した場合、出力電流Ｉｃの値を大きくしようとすると、外部抵抗ｒ１は小さくなり、電流Ｉａ、Ｉｂが大きくなる。このため、定電流ドライバの消費電力が大きくなるという問題があった。
【００１３】
また、出力電流Ｉｃの値を小さくしようとすると、外部抵抗ｒ１は大きくなり、電流Ｉａ、Ｉｂが小さくなることで、基準電圧ｖＲＥＦ１が小さくなるので、オペアンプａｍｐ２が持つオフセット電圧ｖＯＦＦが無視できなくなる。よって、出力電流Ｉｃを小さくしようとすると精度が悪くなるという問題があった。
【特許文献１】特開２００５−１１６６１６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
そこで、この発明の課題は、広いダイナミックレンジで使用できると共に高精度で低消費電力の定電流ドライバを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
上記課題を解決するため、この発明の定電流ドライバは、基準電流を生成する基準電流回路部と、
上記基準電流回路部が生成した上記基準電流が入力されると共に上記基準電流を増幅した出力電流を出力する増幅回路部と、
上記基準電流回路部で生成した上記基準電流を検出し、この検出結果に基づいて基準電流制御信号を生成し、この基準電流制御信号を上記基準電流回路部に出力して上記基準電流回路部が生成する基準電流値を制御すると共に、上記検出結果に基づいて増幅率制御信号を生成し、この増幅率制御信号を上記増幅回路部に出力して上記基準電流の増幅率を制御する電流検出制御部とを備えることを特徴としている。
【００１６】
この発明の定電流ドライバによれば、電流検出制御部は、基準電流を検出した結果に基づいて、基準電流値を制御すると共に基準電流の増幅率を制御する。したがって、この発明の定電流ドライバによれば、広ダイナミックレンジで使用できると共に高精度で低消費電力の定電流ドライバを実現できる。
【００１７】
たとえば、この発明の定電流ドライバによれば、大きな電流を出力する場合に、電流検出制御部が基準電流を低減すると共に増幅率を増大させることで、消費電力の低減を図れる。一方、小さな電流を出力する場合に基準電流を所定値に保つと共に増幅率を低減することで出力電流精度が悪化するのを回避できる。
【００１８】
また、一実施形態の定電流ドライバでは、上記基準電流回路部は、上記電流検出制御部からの基準電流制御信号に応じた基準電圧を出力する基準電源と、上記基準電源から入力される基準電圧に応じて上記基準電流を生成する基準電流生成回路とを備える。
【００１９】
この実施形態の定電流ドライバによれば、基準電流回路部の基準電源は、電流検出制御部は、基準電流制御信号を基準電源に入力することで、基準電流を制御できる。
【００２０】
また、一実施形態の定電流ドライバでは、上記基準電流回路部は、制御端子以外の２つの端子のうちの一方の端子が上記増幅回路部と電流検出制御部に接続されると共に他方の端子が外部接続端子に接続されたトランジスタと、２つの入力端子のうちの一方の入力端子に上記基準電源からの基準電圧が入力されると共に他方の入力端子に上記トランジスタの上記他方の端子が接続され、かつ、出力端子が上記トランジスタの制御端子に接続されたオペアンプと、上記外部接続端子とグランドとの間に接続された外部抵抗とを備える。
【００２１】
この実施形態の定電流ドライバによれば、上記オペアンプは、外部抵抗に流れる電流による電圧が上記基準電圧に等しくなるように、出力端子からトランジスタの制御端子に電圧を印加する。これにより、上記基準電流回路部は、基準電源からオペアンプの入力端子に入力される基準電圧に応じた基準電流を生成する。
【００２２】
また、一実施形態の定電流ドライバでは、上記電流検出制御部は、上記基準電流の検出結果に基づいて第１の増幅率制御信号および第２の増幅率制御信号を上記増幅回路に出力し、
上記増幅回路部は、上記基準電流回路部から上記基準電流と上記電流検出制御部からの上記第１の増幅率制御信号とが入力されると共に上記第１の増幅率制御信号によって上記基準電流を増幅する第１の増幅率が制御されるカレントミラー回路と、
上記カレントミラー回路が上記基準電流を上記第１の増幅率で増幅した第１の増幅電流が入力されると共に上記第２の増幅率制御信号が入力され、この第２の増幅率制御信号によって上記第１の増幅電流を増幅する第２の増幅率が制御され、上記第１の増幅電流を上記第２の増幅率で増幅した第２の増幅電流を出力電流として出力する出力電流増幅回路とを備える。
【００２３】
この実施形態の定電流ドライバによれば、増幅回路部のカレントミラー回路は、基準電流を電流検出制御部から入力された第１の増幅率制御信号で制御される第１の増幅率で増幅する。また、増幅回路部の出力電流増幅回路は、カレントミラー回路から入力された第１の増幅電流を、電流検出制御部から入力された第２の増幅率制御信号で制御される第２の増幅率で増幅して出力電流として出力する。よって、この実施形態によれば、基準電流を増幅する増幅率を幅広く設定できる。
【００２４】
また、一実施形態の定電流ドライバでは、上記カレントミラー回路は、上記第１の増幅率制御信号によってミラー比を変えることによって、上記第１の増幅率を変える。
【００２５】
この実施形態によれば、カレントミラー回路のミラー比を変更することで増幅回路部の増幅率を変更できる。
【００２６】
また、一実施形態の定電流ドライバでは、上記出力電流増幅回路は、一方の端子に上記カレントミラー回路から上記第１の増幅電流が入力されると共に他方の端子がグランドに接続され、上記第２の増幅率制御信号によって抵抗値が変化し、この抵抗値と上記第１の増幅電流によって発生する参照電圧を出力する第１の可変抵抗と、一方の端子に出力電流が入力されると共に他方の端子がグランドに接続され、上記第２の増幅率制御信号によって抵抗値が変化し、この抵抗値と上記出力電流によって発生する出力電圧を出力する第２の可変抵抗と、上記第１の可変抵抗からの参照電圧と上記第２の可変抵抗からの出力電圧とが入力されると共に上記参照電圧と上記出力電圧とが略等しくなるように上記出力電流を出力する出力電流生成回路とを備える。
【００２７】
この実施形態の定電流ドライバによれば、出力電流増幅回路が有する第１,第２の可変抵抗は、電流検出制御部からの第２の増幅制御信号によって抵抗値が変化する。第１の可変抵抗にはカレントミラー回路からの第１の増幅電流が流れて参照電圧を発生し、第２の可変抵抗には出力電流が流れて出力電圧を発生する。そして、出力電流生成回路は、参照電圧と出力電圧とが等しくなるように出力電流を出力する。このように、この実施形態によれば、第２の増幅制御信号で２つの可変抵抗の抵抗値を制御することで、カレントミラー回路からの第１の増幅電流を増幅する第２の増幅率を制御できる。
【００２８】
また、一実施形態の定電流ドライバでは、上記出力電流生成回路は、上記第１の可変抵抗からの参照電圧が２つの入力端子のうちの一方の端子に入力されると共に他方の端子が上記第２の可変抵抗の一方の端子に接続されたオペアンプと、上記オペアンプの出力端子に制御端子が接続されると共にこの制御端子以外の端子の一方の端子が出力端子に接続され、他方の端子が上記第２の可変抵抗の一方の端子に接続されたトランジスタとを有する。
【００２９】
この実施形態によれば、上記出力電流生成回路では、トランジスタから第２の可変抵抗に出力電流が流れ、この第２の可変抵抗による出力電圧が第１の可変抵抗から入力された参照電圧に等しくなるようにトランジスタの制御端子に出力信号を出力する。これにより、上記出力電流生成回路では、第１の可変抵抗からの参照電圧と第２の可変抵抗からの出力電圧とが等しくなるように出力電流を出力する。
【００３０】
また、一実施形態の定電流ドライバでは、上記電流検出制御部は、上記基準電流回路部からの上記基準電流が入力されると共にこの基準電流に応じた検出信号を出力する電流検出回路と、
上記電流検出回路から入力される上記検出信号に基づいて生成した上記基準電流制御信号を上記基準電流回路部に出力すると共に上記検出信号に基づいて検出回路制御信号を生成し、この検出回路制御信号と上記基準電流制御信号とを上記電流検出回路に出力して上記電流検出回路を制御し、かつ、上記検出信号に基づいて上記第１および第２の増幅率制御信号を生成する制御回路とを有する。
【００３１】
この実施形態によれば、電流検出制御部は、電流検出回路によって基準電流回路部からの基準電流に応じた検出信号を出力し、制御回路は上記検出信号に基づいて生成した基準電流制御信号を基準電流回路部に出力して基準電流値を制御する。また、上記制御回路は上記検出信号に基づいて生成した第１,第２の増幅率制御信号を増幅回路部のカレントミラー回路,出力電流増幅回路に入力して、カレントミラー回路の第１の増幅率,出力電流増幅回路の第２の増幅率を制御できる。
【００３２】
また、一実施形態の定電流ドライバでは、上記電流検出回路は、上記制御回路から入力される上記基準電流制御信号に応じて検出基準信号を出力する検出基準電源と、上記検出基準信号と上記基準電流とが入力されると共に上記検出基準信号によって上記基準電流を検出して上記検出信号を出力し、かつ、上記制御回路から入力される検出回路制御信号によって上記検出信号をラッチする検出部とを有する。
【００３３】
この実施形態の定電流ドライバによれば、電流検出回路の検出基準電源は、制御回路から入力される上記基準電流制御信号に応じて検出基準信号を検出部に出力し、この検出部では、上記検出基準信号によって基準電流を検出して検出信号を制御回路に出力する。
【００３４】
また、一実施形態の定電流ドライバでは、上記検出部は、一方の端子に上記基準電流が入力されると共に他方の端子がグランドに接続される抵抗と、２つの入力端子のうちの一方の入力端子に上記検出基準電源からの検出基準信号が入力されると共に他方の入力端子に上記抵抗の一方の端子が接続されるオペアンプと、上記オペアンプの出力信号が入力されると共に上記制御回路から入力される検出回路制御信号によって、上記オペアンプの出力信号をラッチまたはスルーして上記検出信号として出力するラッチ回路部とを有する。
【００３５】
この実施形態の定電流ドライバによれば、上記電流検出回路の検出部を抵抗とオペアンプとラッチ回路部とで構成できる。
【００３６】
また、一実施形態の定電流ドライバでは、上記制御回路は、一方の端子に上記電流検出回路からの検出信号が入力される第１の遅延回路と、
上記第１の遅延回路の他方の端子に一方の端子が接続された第２の遅延回路と、上記第２の遅延回路の他方の端子に一方の端子が接続された第３の遅延回路と、一方の入力端子が上記第３の遅延回路の他方の端子に接続されると共に他方の入力端子に上記電流検出回路からの検出信号が入力され、検出回路制御信号を出力する２入力エクスクルーシブＮＯＲ回路とを有し、
上記第１の遅延回路の他方の端子と上記第２の遅延回路の一方の端子との接続点から上記基準電流制御信号を出力し、上記第２の遅延回路の他方の端子と上記第３の遅延回路の一方の端子との接続点から上記第１の増幅率制御信号を出力し、上記第３の遅延回路の他方の端子と上記２入力エクスクルーシブＮＯＲ回路の一方の入力端子との接続点から上記第２の増幅率制御信号を出力する。
【００３７】
この実施形態の定電流ドライバによれば、上記制御回路は、電流検出回路からの検出信号が入力される第１の遅延回路と第２の遅延回路との接続点から基準電流制御信号を出力する。また、第２の遅延回路と第３の遅延回路との接続点から第１の増幅率制御信号を出力する。また、第３の遅延回路と２入力エクスクルーシブＮＯＲ回路の一方の入力端子との接続点から第２の増幅率制御信号を出力する。また、２入力エクスクルーシブＮＯＲ回路の出力端子から検出回路制御信号を出力する。
【発明の効果】
【００３８】
この発明の定電流ドライバによれば、電流検出制御部は、基準電流を検出した結果に基づいて、基準電流値を制御すると共に基準電流の増幅率を制御するので、広ダイナミックレンジで使用できると共に高精度で低消費電力の定電流ドライバを実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３９】
以下、この発明を図示の実施の形態により詳細に説明する。
【００４０】
図１は、この発明の定電流ドライバの実施の形態を示すブロック図である。まず、この図１を参照して、この実施形態の定電流ドライバの構成を説明する。
【００４１】
この定電流ドライバは、定電流ドライバＩＣ(集積回路)２で構成され、基準電流回路部１００と増幅回路部１と電流検出制御部３とを備える。基準電流回路部１００は、外部接続端子３０とグランドとの間に接続された外部抵抗４０により基準電流Ｉａを生成する。また、電流検出制御部３から出力される基準電流制御信号ＳＡによって、基準電流回路部１００が出力する基準電流Ｉａを変化させる。増幅回路部１は、基準電流回路部１００にて生成された基準電流Ｉａを増幅して出力電流Ｉｃとして出力端子３１から出力する。
【００４２】
この実施形態の基準電流回路部１００は、電流検出制御部３からの基準電流制御信号ＳＡに応じた基準電圧を出力する基準電源５０と、基準電源５０から入力される基準電圧ｖＲＥＦ０に応じて基準電流Ｉａを生成する基準電流生成回路２０とを備える。
【００４３】
また、この実施形態の電流検出制御部３は、電流検出回路１３と制御回路２３とを有する。電流検出回路１３は、基準電流回路部１００からの基準電流Ｉａが入力されると共にこの基準電流Ｉａに応じた検出信号ＳＥを出力する。また、制御回路２３は、電流検出回路１３から入力される検出信号ＳＥに基づいて生成した基準電流制御信号ＳＡを基準電流回路部１００の基準電源５０に出力する。また、制御回路２３は、検出信号ＳＥに基づいて検出回路制御信号ＳＤを生成し、この検出回路制御信号ＳＤと基準電流制御信号ＳＡとを電流検出回路１３に出力して電流検出回路１３を制御する。また、この制御回路２３は、検出信号ＳＥに基づいて第１の増幅率制御信号ＳＣおよび第２の増幅率制御信号ＳＢを生成する。
【００４４】
また、この実施形態の増幅回路部１は、カレントミラー回路４１と出力電流増幅回路５１とを有する。このカレントミラー回路４１は基準電流回路部１００から基準電流Ｉａと電流検出制御部３からの第１の増幅率制御信号ＳＣとが入力されると共に第１の増幅率制御信号ＳＣによって基準電流Ｉａを増幅する第１の増幅率ｎが制御される。この増幅率ｎの制御は一例としてカレントミラー回路４１のミラー比を変えることで制御される。
【００４５】
また、この出力電流増幅回路５１は、カレントミラー回路４１が上記基準電流Ｉａを第１の増幅率ｎで増幅した第１の増幅電流Ｉｂが入力されると共に上記第２の増幅率制御信号ＳＢが入力される。出力電流増幅回路５１は、この第２の増幅率制御信号ＳＢによって第１の増幅電流Ｉｂを増幅する第２の増幅率ｍが制御され、上記第１の増幅電流Ｉｂを上記第２の増幅率ｍで増幅した第２の増幅電流を出力電流Ｉｃとして出力する。
【００４６】
この実施形態の定電流ドライバの構成において、具体的な値を用いて、動作の一例を説明する。最初に、出力電流Ｉｃを２００ｍＡに設定しようとする場合、外部抵抗４０の抵抗値ｒ１を５０ｋΩ、基準電圧ｖＲＥＦ０を２.０Ｖ、増幅回路部１の増幅率(ｍ×ｎ)を５０００に設定すると、基準電流Ｉａは、次式(８)で与えられる。
Ｉａ＝ｖＲＥＦ０÷ｒ１            … (８)
【００４７】
この式(８)から、基準電流Ｉａは、４０μＡとなる。基準電流Ｉａは、カレントミラー回路４１によって増幅される。このカレントミラー回路４１の増幅度率ｎが、０.５である場合、第１の増幅電流Ｉｂは４０μＡ×０.５＝２０μＡとなる。したがって、基準電流Ｉａが大きくなると基準電流Ｉａを増幅した第１の増幅電流Ｉｂも大きくなる。したがって、消費電流は、この基準電流Ｉａと増幅された第１増幅電流Ｉｂとを足し合わせた値６０μＡとなるので、内部回路の消費電力は大きくなる。
【００４８】
ここで、この実施形態では、基準電流Ｉａを電流検出制御部３の電流検出回路１３で検出し、その検出結果を表す検出信号ＳＥに基づいて制御回路２３が基準電流制御信号ＳＡと第２の増幅率制御信号ＳＢと第１の増幅率制御信号ＳＣを生成する。
【００４９】
例えば、検出信号ＳＥが基準電流Ｉａが所定値よりも大きいことを表している場合には、制御回路２３から基準電源５０に出力する基準電流制御信号ＳＡによって基準電源５０が出力する基準電圧ｖＲＥＦ０を低減する。すると、この低減された基準電圧ｖＲＥＦ０は、基準電流生成回路２０に入力され、基準電流生成回路２０は基準電流Ｉａを減少させる。ここで、式(８)より、基準電流Ｉａを小さくするためには、基準電源５０が出力する基準電圧ｖＲＥＦ０を低くすればよいことが分かる。
【００５０】
ここで、図２に、式(８)を実現するための基準電流生成回路２０の構成を示す。この基準電流生成回路２０は、オペアンプ６０とトランジスタ７０を有する。このトランジスタ７０は、制御端子としてのゲートにオペアンプ６０の出力端子が接続され、ドレインが増幅回路部１と電流検出制御部３に接続されると共にソースが外部接続端子３０に接続されている。また、オペアンプ６０は、２つの入力端子のうちの非反転入力端子に基準電源５０からの基準電圧ｖＲＥＦ０が入力されると共に反転入力端子にトランジスタ７０のソースが接続されている。また、トランジスタ７０のソースとオペアンプ６０の非反転入力端子との接続点ＰＩＮ０は外部接続端子３０に接続され、この外部接続端子３０とグランドとの間には外部抵抗４０が接続されている。
【００５１】
オペアンプ６０は、出力端子からトランジスタ７０のゲートに出力信号を入力して、接続点ＰＩＮ０の電位ｖＩＮ０が基準電圧ｖＲＥＦ０と等しい電位になるように、基準電流Ｉａを外部抵抗４０に流す。つまり、次式(９),(１０)が成り立つ。
Ｉａ＝ｖＩＮ０÷ｒ１                … (９)
ｖＩＮ０＝ｖＲＥＦ０                … (１０)
【００５２】
上式(９),(１０)から式(８)が成立する。これより、例えば、基準電圧ｖＲＥＦ０を１Ｖに変更すると基準電流Ｉａは、２０μＡとなる。また、第１の増幅電流Ｉｂは１０μＡとなる。この基準電流Ｉａと第１の増幅電流Ｉｂとを足し合わせると、３０μＡとなり、６０μＡだった消費電流が３０μＡに削減されたことがわかる。
【００５３】
ここで、図１０に、この実施形態の定電流ドライバと従来の定電流ドライバとの消費電流比較結果を示す。図１０において、横軸は出力電流Ｉｃ(ｍＡ)を表し、縦軸は消費電流を表す。図１０に示す特性Ｂは、この実施形態の消費電流特性であり、特性Ａは従来の定電流ドライバの消費電流特性である。
【００５４】
ここで、式(８)から分るように、基準電圧ｖＲＥＦ０を小さくすると基準電流Ｉａが小さくなるので、出力電流Ｉｃを維持するには、増幅回路部１の増幅率(ｍ×ｎ)を大きくする必要がある。つまり、(ｍ×ｎ)×ｖＲＥＦ０＝一定。
【００５５】
例えば、上述のように、基準電圧ｖＲＥＦ０を２Ｖから１Ｖに変更すると、増幅率(ｍ×ｎ)を５０００から１００００へ増加させる必要がある。ただし、消費電流を削減することを考えると、第１の増幅電流Ｉｂは、増やしたくないので、カレントミラー回路４１の増幅率ｎは０.５のままとし、出力電流増幅回路５１の増幅率ｍの値を２００００にすることが望ましい。
【００５６】
このカレントミラー回路４１の増幅率ｎは、電流検出制御部３の制御回路２３からの第１の増幅率制御信号ＳＣによって制御され、出力電流増幅回路５１の増幅率ｍは制御回路２３からの第２の増幅率制御信号ＳＢによって制御される。ただし、上記一例では、カレントミラー回路４１の増幅率ｎを０.５で一定で使用している。
【００５７】
次に、図３を参照して、増幅率ｍの出力電流増幅回路５１の構成例を説明する。この出力電流増幅回路５１は、第１の可変抵抗７１と第２の可変抵抗８１、および出力電流生成回路６１を備える。この第１の可変抵抗７１は一方の端子にカレントミラー回路４１からの第１の増幅電流Ｉｂが入力されると共に他方の端子がグランドに接続されている。この第１の可変抵抗７１は、制御回路２３からの第２の増幅率制御信号ＳＢによって抵抗値が変化する。また、この第１の可変抵抗７１は、この第１の可変抵抗７１に第１の増幅電流Ｉｂが流れることによって発生する参照電圧ｖＲＥＦ１を出力電流生成回路６１に出力する。また、上記第２の可変抵抗８１は、一方の端子に出力電流Ｉｃが入力されると共に他方の端子がグランドに接続され、制御回路２３から入力される第２の増幅率制御信号ＳＢによって抵抗値が変化する。この第２の可変抵抗８１は、この第２の可変抵抗８１に出力電流Ｉｃが流れることによって発生する出力電圧ｖＯＵＴ０を上記出力電流生成回路６１に出力する。また、上記出力電流生成回路６１は、第１の可変抵抗７１からの参照電圧ｖＲＥＦ１と第２の可変抵抗８１からの出力電圧ｖＯＵＴ０とが入力されると共に上記参照電圧ｖＲＥＦ１と上記出力電圧ｖＯＵＴ０とが略等しくなるように上記出力電流Ｉｃを出力する。
【００５８】
次に、図４に、上記出力電流生成回路６１の構成の一例を示す。この出力電流生成回路６１は、オペアンプ１６１とトランジスタ２６１を有する。このオペアンプ１６１は、第１の可変抵抗７１からの参照電圧ｖＲＥＦ１が２つの入力端子のうちの非反転入力端子に入力されると共に反転入力端子が上記第２の可変抵抗８１の一方の端子に接続されている。また、このトランジスタ２６１は、上記オペアンプ１６１の出力端子にゲートが接続されると共にドレインが出力端子３１に接続され、ソースが第２の可変抵抗８１の一方の端子に接続されている。このオペアンプ１６１は、トランジスタ２６１のゲートに出力信号を出力して、第２の可変抵抗８１に出力電流Ｉｃが流れることによって発生する出力電圧ｖＯＵＴ０が第１の可変抵抗７１からの参照電圧ｖＲＥＦ１に等しくなるように、トランジスタ２６１のゲートを制御する。
【００５９】
ここで、第１の可変抵抗７１の抵抗値をＲ７１とし、第２の可変抵抗８１の抵抗値をＲ８１とすると、第１の増幅電流Ｉｂと出力電流Ｉｃと第２の増幅率ｍは、次式(１１)、(１２)、(１３)で算出される。
Ｉｂ＝ｖＲＥＦ１÷Ｒ７１                … (１１)
Ｉｃ＝ｖＯＵＴ０÷Ｒ７２                … (１２)
ｖＲＥＦ１＝ｖＯＵＴ０                  … (１３)
【００６０】
この式(１１)、(１２)、(１３)より、次式(１４)が得られる。
ｍ＝Ｉｃ÷Ｉｂ
＝Ｒ７１÷Ｒ８１                      … (１４)
【００６１】
この式(１４)により、出力電流増幅回路５１の増幅率ｍは、第１の可変抵抗７１の抵抗値Ｒ７１と第２の可変抵抗８１の抵抗値Ｒ８１との比(Ｒ７１/Ｒ８１)で決まることが分る。
【００６２】
例えば、出力電流Ｉｃ＝２００ｍＡとする場合に、第１の増幅電流Ｉｂ＝２０μＡであれば、出力電流増幅回路５１の増幅率ｍ＝１００００であるから、(Ｒ７１/Ｒ８１)を１００００とすればよい。また、出力電流Ｉｃ＝２００ｍＡとする場合に、第１の増幅電流Ｉｂ＝１０μＡであれば、出力電流増幅回路５１の増幅率ｍ＝２００００であるから、(Ｒ７１/Ｒ８１)を２００００とすればよい。ここで、例えば、Ｒ８１が一定であれば、Ｒ７１を２倍にすることによって、出力電流増幅回路５１の増幅率ｍを２倍にできる。このように、第２の可変抵抗８１の抵抗値Ｒ８１が一定である場合でも、第１の可変抵抗７１の抵抗値Ｒ７１を変えることで出力電流増幅回路５１の増幅率ｍを変えることが可能である。
【００６３】
次に、図５を参照して、電流検出回路１３の構成例を説明する。この電流検出回路１３は、検出基準電源１１３と検出部２１３とを有する。この検出基準電源１１３は、制御回路２３から入力される基準電流制御信号ＳＡに応じて検出基準信号ｖＲＥＦ２を出力する。一方、検出部２１３は、上記検出基準信号ｖＲＥＦ２と上記基準電流Ｉａとが入力されると共に上記検出基準信号ｖＲＥＦ２によって上記基準電流Ｉａを検出して検出信号ＳＥを出力し、かつ、制御回路２３から入力される検出回路制御信号ＳＤによって上記検出信号ＳＥをラッチする。
【００６４】
ここで、基準電源１１３の出力電圧である検出基準信号ｖＲＥＦ２を変えることによって、検出部２１３での消費電力を削減することができる。また、図６を参照して、検出部２１３の構成を説明する。
【００６５】
検出部２１３は、一方の端子に上記基準電流Ｉａが入力されると共に他方の端子がグランドに接続された抵抗１２１３とオペアンプ２２１３とラッチ回路部３２１３を有する。オペアンプ２２１３の非反転入力端子には、抵抗１２１３に基準電流Ｉａが流れることで発生する検出電圧ｖＤＥＴ０が入力される。
【００６６】
このオペアンプ２２１３は、２つの入力端子のうちの反転入力端子に検出基準電源１１３からの検出基準信号ｖＲＥＦ２が入力されると共に他方の入力端子に抵抗１２１３の一方の端子が接続される。また、ラッチ回路部３２１３は、オペアンプ２２１３の出力信号ｖＤＯＵＴ０が入力されると共に制御回路２３から入力される検出回路制御信号ＳＤによって、オペアンプ２２１３の出力信号ｖＤＯＵＴ０をラッチまたはスルーして上記検出信号ＳＥとして出力する。
【００６７】
この検出部２１３では、オペアンプ２２１３に入力される検出基準信号ｖＲＥＦ２が変わることによって、オペアンプ２２１３の出力信号ｖＤＯＵＴ０が変動する際にも、ラッチ回路部３２１３がオペアンプ２２１３の出力信号ｖＤＯＵＴ０をラッチすることで、検出信号ＳＥを安定させることができる。
【００６８】
次に、図８の波形図に、電流検出回路１３での基準電流Ｉａ、検出基準信号ｖＲＥＦ２、検出電圧ｖＤＥＴ０、出力信号ｖＤＯＵＴ０、検出信号ＳＥ、検出回路制御信号ＳＤの各信号波形を示す。
【００６９】
また、図７を参照して、制御回路２３の構成例を説明する。この構成例では、制御回路２３は、遅延回路１２３、２２３、３２３と２入力エクスクルーシブＮＯＲ回路４２３を備える。遅延回路１２３は、一方の端子に上記検出信号ＳＥが入力され、他端が遅延回路２２３に接続されている。また、遅延回路１２３と遅延回路２２３との接続点から基準電流制御信号ＳＡを出力する。この遅延回路２２３は遅延回路３２３に接続され、この遅延回路２２３と遅延回路３２３との接続点から第１の増幅率制御信号ＳＣを出力する。また、この遅延回路３２３は、２入力エクスクルーシブＮＯＲ回路４２３の入力端子に接続されている。この遅延回路３２３と２入力エクスクルーシブＮＯＲ回路４２３の入力端子との接続点から第２の増幅率制御信号ＳＢを出力する。また、この２入力エクスクルーシブＮＯＲ回路４２３のもう１つの入力端子には上記電流検出回路１３からの検出信号ＳＥが入力され、２入力エクスクルーシブＮＯＲ回路４２３は検出回路制御信号ＳＤを出力する。
【００７０】
図９の波形図に、この制御回路２３における検出信号ＳＥ、基準電流制御信号ＳＡ、第１の増幅率制御信号ＳＣ、第２の増幅率制御信号ＳＢ、検出回路制御信号ＳＤの波形例を示す。
【００７１】
図８、図９の波形図に示す波形例の如く、基準電流Ｉａの検出により、検出信号ＳＥが遷移すると、そこから一定の時間は、検出回路制御信号ＳＤによって、検出信号ＳＥがラッチされる。このラッチ期間は、基準電流Ｉａが変動してオペアンプ２２１３の出力信号ｖＤＯＵＴ０が変動しても、検出信号ＳＥは保持される。さらに、検出信号ＳＥの遷移によって、基準電流制御信号ＳＡが遅延して遷移し、これに伴って、基準電源５０が出力する基準電圧ｖＲＥＦ０を遷移させる。この基準電圧ｖＲＥＦ０が遷移してから基準電流Ｉａが安定するまでの時間で第１の増幅率制御信号ＳＣを生成させる。この第１の増幅率制御信号ＳＣにより、カレントミラー回路４１における電流増幅率ｎを変更する。
【００７２】
さらに、第１の増幅率制御信号ＳＣにより第２の増幅率制御信号ＳＢを生成する。このとき基準電流制御信号ＳＡから第１の増幅率制御信号ＳＣ、さらに、第１の増幅率制御信号ＳＣから第２の増幅率制御信号ＳＢに遅延時間を持たせる。これにより、設定した出力電流Ｉｃの値を超えないようにすることが可能になる。第２の増幅率制御信号ＳＢにより、第２の増幅率ｍが変更されると、電流検出回路１３の検出部２１３のラッチ回路部３２１３でラッチしていた電流検出結果信号であるオペアンプ２２１３の出力信号ｖＤＯＵＴ０のラッチを解除し、オペアンプ２２１３の出力信号ｖＤＯＵＴ０を検出信号ＳＥに反映させることが可能となる。
【００７３】
このように、電流検出部３の制御回路２３により、基準電流Ｉａを変更する際に出力電流Ｉｃの制御を安定させることができる。このようにして、出力電流Ｉｃが大きい場合でも基準電源５０の出力電圧ｖＲＥＦ０を変更して、基準電流Ｉａを小さくし、さらに、増幅率ｍを変更することにより、大電流出力時の低消費電流化を実現した。
【００７４】
次に、出力電流Ｉｃが小さい場合について説明する。出力電流Ｉｃを２ｍＡに設定する場合、増幅率(ｎ×ｍ)が(０.５×１００００)では、基準電流Ｉａは、０.４μＡとなる。さらに、増幅される第１の増幅電流Ｉｂは、第１の増幅率ｎ＝０.５より、０.２μＡとなる。これらから、出力電流増幅回路５１で生成される参照電圧ｖＲＥＦ１は、「第１の可変抵抗７１の抵抗値Ｒ７１」×「第１の増幅電流Ｉｂ」で与えられる。出力電流生成回路６１は、出力電流Ｉｃを第２の可変抵抗８１に流すことで発生する出力電圧ｖＯＵＴ０と上記参照電圧ｖＲＥＦ１とが同じ電圧になるように出力電流Ｉｃを決定する。
【００７５】
ここで、図４に示すように、出力電流生成回路６１はオペアンプ１６１とトランジスタ２６１を有しており、このオペアンプ１６１にはオフセット電圧が存在する。例えば、このオフセット電圧が、１ｍＶであるとし、第２の可変抵抗８１の抵抗値を１Ωとすると出力電流Ｉｃが約２００ｍＡの時は、出力電流Ｉｃと第２の可変抵抗８１によって発生する出力電圧ｖＯＵＴ０は、(２００ｍＶ＋１ｍＶ)となる。この時、出力電流Ｉｃは、２０１ｍＶ÷１Ω＝２０１ｍＡとなる。
【００７６】
これは、出力電流Ｉｃの設定値２００ｍＡに対して、９９.５％(２００ｍＡ÷２０１ｍＡ×１００％)の出力電流精度となる。これは、ほぼ無視できる電流誤差である。出力電流Ｉｃが小さい場合、一例として、出力電流Ｉｃを２ｍＡに設定すると、前記出力電圧ｖＯＵＴ０は、(２ｍＶ＋１ｍＶ)＝３ｍＶとなる。すると、出力電流Ｉｃは、３ｍＶ÷１Ω＝３ｍＡとなるから、出力電流精度は、(２/３)×１００％＝６６.７％となり、オペアンプ１６１のオフセット電圧を無視できなくなる。このため、オペアンプ１６１のオフセット電圧を無視しても出力電流精度に影響を与えないためには、前記出力電圧ｖＯＵＴ０を高くする必要がある。
【００７７】
したがって、制御回路２３は、電流検出回路１３からの検出信号ＳＥを受けて、この検出信号ＳＥに基づいて、電流検出回路１３が検出した基準電流Ｉａが所定値よりも小さいと判定した場合、第２の増幅率制御信号ＳＢによって、可変抵抗８１,７１の抵抗値を高くする。これにより、出力電流増幅回路５１の第２可変抵抗８１に出力電流Ｉｃが流れて発生する出力電圧ｖＯＵＴ０、第１可変抵抗７１に第１の増幅電流Ｉｂが流れて発生する参照電圧ｖＲＥＦ１を高くして、オペアンプ１６１への入力電圧を高くする。
【００７８】
例えば、制御回路２３で基準電流Ｉａが小さいと判定されると制御信号ＳＢにより、第２の可変抵抗８１を１Ωから５Ωに増加させると増幅度ｍを変えないためには、第１の可変抵抗７１を１０ｋΩ(＝２ｍＶ÷０.２μＡ)から５０ｋΩに増加させることになる。よって、参照電圧ｖＲＥＦ１は、１０ｍＶ(５０ｋΩ×０.２μＡ)となる。すると、出力電流Ｉｃは、出力電圧ｖＯＵＴ０÷５Ωであるので、(ｖＲＥＦ１＋ｖＯＦＦ)÷５Ω、つまり、(１０ｍＶ＋１ｍＶ)÷５Ω＝２.２ｍＡとなる。すると、出力電流精度は、９０.９％(２ｍＡ÷２.２ｍＡ×１００)となり精度が改善される。これにより、低電流出力時でも、オペアンプ１６１のオフセット電圧による出力電流の精度の悪化を改善でき、高精度な出力電流制御を実現できる。図１１の出力電流精度特性図に一例を示すように、この実施形態の定電流ドライバによれば、出力電流精度特性Ｋ２を、従来の定電流ドライバの出力電流精度特性Ｋ１に比べて改善でき、出力電流精度を向上できた。
【００７９】
尚、上記実施形態では、トランジスタを電界効果トランジスタとしたがバイポーラトランジスタとしてもよい。また、可変抵抗７１,８１の具体的構成としては、例えば、複数の抵抗体を有し、これらの抵抗体のうちの少なくとも１つを選択して接続する構成としてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００８０】
【図１】この発明の定電流ドライバの実施形態のブロック図である。
【図２】上記実施形態の基準電流生成回路の一例を示す回路図である。
【図３】上記実施形態の出力電流増幅回路の一例を示すブロック図である。
【図４】上記実施形態の出力電流生成回路の一例を示す構成図である。
【図５】上記実施形態の電流検出回路の一例を示すブロック図である。
【図６】上記実施形態の検出部の一例を示す回路図である
【図７】上記実施形態の制御回路の一例を示す回路図である。
【図８】上記検出回路部での各信号波形の一例を示す波形図である。
【図９】上記実施形態の制御回路での各信号波形の一例を示す波形図である。
【図１０】上記実施形態と従来例との消費電流を表す比較特性図である
【図１１】上記実施形態と従来例との出力電流精度を表す比較特性図である。
【図１２】外部抵抗により電流設定をする従来の定電流ドライバのブロック図である。
【図１３】外部抵抗により電流設定をする従来の定電流ドライバの構成図である。
【符号の説明】
【００８１】
１００  基準電流回路部
１  増幅回路部
２  定電流ドライバＩＣ 
３  電流検出制御部
５０、１１３  基準電源
４１  カレントミラー回路
１３  電流検出回路
２０  基準電流生成回路
５１  出力電流増幅回路
２３  制御回路
３０  接続端子
３１  出力端子
６１  出力電流生成回路
７１、８１  可変抵抗
２１３  検出部
３２１３  ラッチ回路部
１２３、２２３、３２３  遅延回路
４０、１２１３  抵抗
６０、１６１、２２１３  オペアンプ
７０、２６１  トランジスタ
４２３  エクスクルーシブＮＯＲ回路
ｖＩＮ０  電位
ｖＲＥＦ０  基準電圧
ｖＲＥＦ１  参照電圧
ｖＲＥＦ２  検出基準信号
ｖＯＵＴ０  出力電圧
ｖＤＥＴ０  検出電圧
ｖＤＯＵＴ０  出力信号
ＳＡ  基準電流制御信号
ＳＢ  第２の増幅率制御信号
ＳＣ  第１の増幅率制御信号
ＳＤ  検出回路制御信号
ＳＥ  検出信号
Ｉａ  基準電流
Ｉｂ  第１の増幅電流
Ｉｃ  出力電流
【図１】
2008165287.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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