(57)【要約】【課題】リンギングの発生を抑止でき、ピークのない周波数特性を実現できるレーザ駆動回路、レーザ駆動方法、および光記録装置を提供する。【解決手段】レーザダイオードの駆動信号電流を入力する入力段回路１３と、入力段回路１３の出力インピーダンスを低下させるバッファＢＦ１１と、バッファＢＦ１１を介した駆動信号電流を伝送線路１１に送出する出力段回路１５と、バッファＢＦ１１と出力段回路１５との段間に配置され、レーザダイオード１２の発光周波数特性が平坦となるように調整可能で、信号源インピーダンスを可変する調整回路１４とを有する。【選択図】図３
2008234810.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
レーザダイオードを伝送線路を介して駆動するレーザ駆動回路であって、
上記レーザダイオードの駆動信号電流を入力する入力段回路と、
上記入力段回路の出力インピーダンスを低下させるバッファと、
上記バッファを介した駆動信号電流を上記伝送線路に送出する出力段回路と、
上記バッファと上記出力段回路との段間に配置され、上記レーザダイオードの発光周波数特性が平坦となるように調整可能で、信号源インピーダンスを可変する調整回路と
を有するレーザ駆動回路。
【請求項２】
上記調整回路は、
少なくとも抵抗素子を含む
請求項１記載のレーザ駆動回路。
【請求項３】
上記調整回路は、
上記抵抗素子に接続された容量素子を含む
請求項２記載のレーザ駆動回路。
【請求項４】
上記調整回路は、
上記抵抗素子に対して並列に、帰還容量を中和するための中和素子が少なくとも一列接続されている
請求項２記載のレーザ駆動回路。
【請求項５】
上記中和素子は、
直列に接続された第２抵抗素子および容量素子を含む
請求項４記載のレーザ駆動回路。
【請求項６】
上記調整回路は、
上記抵抗素子の抵抗値が調整可能である
請求項２から５のいずれか一に記載のレーザ駆動回路。
【請求項７】
上記抵抗素子に接続される上記バッファの出力段のトランジスタに流れる電流を可変にコントロール可能な回路を有する
請求項２または３記載のレーザ駆動回路。
【請求項８】
上記入力段回路は、
複数のトランジスタを介して駆動信号電流を増幅するカンレトミラー回路を含み、
上記バッファは、
エミッタフォロワにより形成され、
上記出力段回路は、
上記バッファの出力をベースに受けてコレクタより増幅した駆動信号電流を上記伝送線路に出力するトランジスタを含み、
上記調整回路の上記抵抗素子は、
上記エミッタフォロワのエミッタと上記出力段回路のトランジスタのベース間に接続されている
請求項２から７のいずれか一に記載のレーザ駆動回路。
【請求項９】
レーザダイオードによるレーザ光を記録媒体に照射することによりデータの記録を行う光記録装置であって、
上記レーザダイオードを伝送線路を介して駆動するレーザ駆動回路を有し、
上記レーザ駆動回路は、
上記レーザダイオードの駆動信号電流を入力する入力段回路と、
上記入力段回路の出力インピーダンスを低下させるバッファと、
上記バッファを介した駆動信号電流を上記伝送線路に送出する出力段回路と、
上記バッファと上記出力段回路との段間に配置され、上記レーザダイオードの発光周波数特性が平坦となるように調整可能で、信号源インピーダンスを可変する調整回路と、を含む
光記録装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光ディスク装置等に適用可能なレーザ駆動回路および光記録装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
記録再生が可能な光ディスク装置は、レーザダイオード（Ｌａｓｅｒ  Ｄｉｏｄｅ：ＬＤ）から出射されるレーザ光をディスクに照射してデータの記録、再生を行う。
【０００３】
図１は、レーザダイオードを大電流で駆動するレーザ駆動回路の基本的な構成例を示す回路図である。
【０００４】
このレーザ駆動回路１は、ライト（書き込み）信号の入力段のトランジスタＱ０と、電流増幅出力段である複数のトランジスタＱ１、Ｑ２、・・・Ｑｎと、抵抗素子Ｒ０〜Ｒｎとを有する。トランジスタＱ０とトランジスタＱ１、Ｑ２、・・・Ｑｎはカレントミラーを構成し、たとえばフレキシブル伝送線路２を通してレーザダイオード（ＬＤ）３に接続さる。
【０００５】
レーザ駆動回路１において、トランジスタＱ０に流れるライト電流は、カレントミラーを構成するトランジスタＱ１〜Ｑｎを通して電流増幅され、レーザダイオード３に流れる。
このようなレーザ駆動回路１においは、その終段で大部分の電流増幅が行われ、出力電流は出力段のトランジスタ数に比例し、その数により出力電流が決定される。そのため、出力容量はトランジスタ数倍に比例して増大する。
【０００６】
図２は、図１の簡易等価回路である。
レーザの発光周波数特性は、駆動回路１の出力容量（Ｃｏｕｔ）＋端子間容量（Ｃｔ）と動作抵抗（Ｒｄ）で決まるので、出力からレーザダイオードまでのインダクタンス（Ｌｉ）が小さく、レーザダイオードの動作抵抗が低ければあまり問題とはならない。
たとえば、７８０ｎｍレーザダイオードの動作抵抗Ｒｄは約５Ωであり、Ｃｏｕｔ＋Ｃｔが６０ｐＦ時でも伝送帯域幅（ＢＷ）は５３０ＭＨｚとなり、必要な伝送帯域幅は確保される。
【０００７】
レーザダイオードを用いた一般的な光ディスク装置の記録再生装置では、転送レート（rate）が１０Ｍｂｐｓと遅いことから、記録時の光パルス帯域は１００ＭＨｚあれば十分である。
【０００８】
また、たとえばブルーレイディスク（Ｂｌｕ−ｒａｙ  ｄｉｓｃ）に使用される波長が４００ｎｍのレーザの動作抵抗Ｒｄは２０Ω〜１５Ω（Ｃｔは２０ｐＦ前後）と大きいため、単純にＣｏｕｔ＋Ｃｔが６０ｐＦで伝送帯域幅を計算すると１／４〜１／３となってその伝送帯域幅は１５０ＭＨｚ〜１８０ＭＨｚとなる。
【０００９】
また、この波長が４００ｎｍの光ディスク装置では、１倍速の３５Ｍｂｐｓ、２倍速の７０Ｍｂｐｓも要求されており、必要な伝送帯域は３００〜５００ＭＨｚとなる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、使用するレーザの発光周波数特性はプロセスで決まるが、バラツイている。
また、レーザの動作抵抗Ｒｄのバラツキや温度変化（周波数変動因子）による発光周波数特性の変化は、一般的に、ＡＰＣ（Ａｕｔｏ  Ｐｏｗｅｒ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）回路やレベル補正回路でレベルを抑えているが、原因が周波数特性の変化であるので、ライト波形を同一にすることが困難である。
【００１１】
小型化の光学系（ＯＰ）では伝送線路が必要となり、インダクタンス（inductance）の発生は避けられず、レーザ駆動回路の出力容量とで共振を起こしている。共振Ｑは動作抵抗Ｒｄで決定し、Ｉｆと温度で大きく変化する。
すなわち、共振Ｑは、上記容量とレーザダイオードの動作抵抗Ｒｄで決定するが、このレーザダイオードの動作抵抗Ｒｄはバラツキと温度変化を持っている。
したがって、共振Ｑが高いと発光周波数特性にピーク（peak）を持ちいわゆるリンギング（ringing）が発生して、記録特性に悪影響を及ぼすと共に温度で大きく変化する。
結果として、記録波形は大きくバラツイテいるのが現状である。
また、共振を押さえ込む方法として、スナバ回路を使用しているが、伝送帯域が大きく低下してｔｒ,ｔｆが大きくなっている。
【００１２】
本発明は、リンギングの発生を抑止でき、ピークのない周波数特性を実現できるレーザ駆動回路および光記録装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明の第１の観点は、レーザダイオードを伝送線路を介して駆動するレーザ駆動回路であって、上記レーザダイオードの駆動信号電流を入力する入力段回路と、上記入力段回路の出力インピーダンスを低下させるバッファと、上記バッファを介した駆動信号電流を上記伝送線路に送出する出力段回路と、上記バッファと上記出力段回路との段間に配置され、上記レーザダイオードの発光周波数特性が平坦となるように調整可能で、信号源インピーダンスを可変する調整回路とを有する。
【００１４】
本発明の第２の観点は、レーザダイオードによるレーザ光を記録媒体に照射することによりデータの記録を行う光記録装置であって、上記レーザダイオードを伝送線路を介して駆動するレーザ駆動回路を有し、上記レーザ駆動回路は、上記レーザダイオードの駆動信号電流を入力する入力段回路と、上記入力段回路の出力インピーダンスを低下させるバッファと、上記バッファを介した駆動信号電流を上記伝送線路に送出する出力段回路と、上記バッファと上記出力段回路との段間に配置され、上記レーザダイオードの発光周波数特性が平坦となるように調整可能で、信号源インピーダンスを可変する調整回路と、を含む。
【００１５】
本発明によれば、バッファにおいて、レーザダイオードの駆動信号電流が、入力段回路の出力インピーダンスを低下させ、調整回路を介して出力段回路に出力される。
出力段回路では、バッファを介した駆動信号電流を伝送線路に送出する。
そして、調整回路において、信号源インピーダンスが可変とされ、レーザダイオードの発光周波数特性が平坦となるように調整される。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、リンギングの発生を抑止でき、ピークのない周波数特性を実現できる利点がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、本発明の実施の形態を図面に関連付けて説明する。
【００１８】
図３は、本発明の第１の実施形態に係るレーザ駆動回路の構成例を示す回路図である。
【００１９】
本レーザ駆動回路１０は、図３に示すように、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタ（以下、単にトランジスタという）Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１４、ｐｎｐ型バイポーラトランジスタ（以下、単にトランジスタという）Ｑ１３，Ｑ１５〜Ｑ１７、抵抗素子Ｒｅ１１〜Ｒｅ１７、抵抗素子Ｒ１１〜Ｒ１３、キャパシタＣ１１、Ｃ１２、伝送線路１１、レーザダイオード（ＬＤ）１２、および信号入力端子Ｔ１１を有する。
伝送線路１１は、たとえばインピーダンス２０Ω／３５ｍｍの伝送線路として形成される。
【００２０】
信号入力端子Ｔ１１には、たとえばレーザの駆動信号であるライト信号（電流）ＷＲＳが供給される。
【００２１】
信号源として機能するトランジスタＱ１１のベースおよびコレクタが抵抗素子Ｒ１３を介して信号入力端子Ｔ１１に接続され、エミッタが抵抗素子Ｒｅ１１を介して基準電位Ｖｓｓ（たとえば接地電位）に接続されている。そして、トランジスタＱ１１のベースがトランジスタＱ１２のベースおよびキャパシタＣ１１の第１電極に接続されている。キャパシタＣ１１の第２電極は抵抗素子Ｒ１１の一端に接続され、抵抗素子Ｒ１１の他端が基準電位Ｖｓｓに接続されている。
トランジスタＱ１２のエミッタが抵抗素子Ｒｅ１２を介して基準電位Ｖｓｓに接続され、コレクタがトランジスタＱ１３のベースおよびコレクタ、並びにトランジスタＱ１４のベースに接続されている。
トランジスタＱ１３のエミッタは抵抗素子Ｒｅ１３を介して電源電位Ｖｃｃに接続されている。
これらのトランジスタＱ１１，Ｑ１２，Ｑ１３によりカレントミラー（current mirror）回路が構成され、入力段回路１３が形成されている。
【００２２】
トランジスタＱ１４のコレクタは電源電位Ｖｃｃに接続され、エミッタはトランジスタＱ１５のベースおよび抵抗素子Ｒｅ１４を介して基準電位Ｖｓｓに接続されている。
トランジスタＱ１５のコレクタが基準電位Ｖｓｓに接続され、エミッタが抵抗素子Ｒ１２の一端、および抵抗素子Ｒｅ１５を介して電源電位Ｖｃｃに接続されている。
これらのトランジスタＱ１４およびＱ１５により、いわゆるエミッタフォロワからなるバッファＢＦ１１が形成されている。
バッファＢＦ１１は、たとえば必要な伝送周波数帯で出力インピーダンスが低インピーダンス、たとえば１０Ω以下となるように設定されている。このため、バッファＢＦ１１により信号の出力インピーダンスは１０Ω以下となる。
このように、トランジスタＱ１３の出力インピーダンスを低下させる機能を有する広帯域低インピーダンスのバッファＢＦ１１を設けることにより、レーザ駆動回路の出力容量を低下させることができ、これにより、駆動段回路の信号源インピーダンス変化による周波数特性の変化を防止でき、帰還容量がミラー効果でゲイン倍となる出力容量の増加を最小限にすることによって、伝送周波数特性を拡大することができるように構成されている。
【００２３】
抵抗素子Ｒ１２の他端はキャパシタＣ１２の第１電極およびトランジスタＱ１６、Ｑ１７のベースに接続されている。そして、キャパシタＣ１２の第２電極が抵抗素子Ｒ１２の一端に接続され、抵抗素子Ｒ１２の他端が基準電位Ｖｓｓに接続されている。
このキャパシタＣ１２および抵抗素子Ｒ１２により、レーザダイオード１２の発光周波数特性を平坦に調整可できる、信号源インピーダンスを可変とする調整回路１４として機能する。ここでは調整回路１４は、ローパスフィルタとして形成されている。
【００２４】
トランジスタＱ１６のエミッタが抵抗素子Ｒｅ１６を介して電源電位Ｖｃｃに接続され、トランジスタＱ１７のエミッタが抵抗素子Ｒｅ１７を介して電源電位Ｖｃｃに接続され、トランジスタＱ１６およびＱ１７のコレクタが伝送線路１１の一端に接続されている。
これらトランジスタＱ１６およびＱ１７により第２カレントミラー回路が構成され、出力段回路１５が形成されている。
【００２５】
伝送線路１１の他端がレーザダイオード１２にアノード側に接続され、レーザダイオード１２のカソード側が基準電位に接続される。
【００２６】
ここで、上記構成を有するレーザ駆動回路の動作を説明する。
【００２７】
信号入力端子Ｔ１１に供給されたライト信号電流ＷＲＳは、トランジスタＱ１１に供給され、トランジスタＱ１２を介してトランジスタＱ１３に供給される。
これらトランジスタＱ１１〜Ｑ１３のカレントミラー回路である入力段回路１３で電流増幅されたライト信号電流はトランジスタＱ１４およびＱ１５によりなるバッファＢＦ１１に供給される。
そして、バッファＢＦ１１において、低インピーダンスの電圧源が形成される。このバッファＢＦ１１の出力インピーダンスは約26／Ieで決まる。
このバッファＢＦ１１による駆動電圧により、抵抗素子Ｒ１２およびキャパシタＣ１２を通してトランジスタＱ１６およびＱ１７のＬＤ駆動（ドライブ）段が駆動される。
この駆動電圧はトランジスタＱ１３の降下電圧なので、カレントミラー回路となって電流増幅が行われる。
そして、トランジスタＱ１６およびＱ１７の出力電流は、伝送線路１１を通じてレーザダイオード１２に供給され、これによりレーザダイオード１２が発光駆動される。
【００２８】
トランジスタＱ１６およびＱ１７のコレクタの出力電圧は、帰還容量と動作抵抗Ｒｄによってベースに帰還されるので、ベースに挿入した調整回路１４のＲ１２，Ｃ１２のネットワークとで出力容量と等価抵抗が決定される。
また、レーザダイオード１２に流れる電流で発光周波数特性が決まるので、出力容量と伝送線路１１のインダクタンス（inductance）による共振が等価抵抗でダンピング（dumping）され、平坦な帯域を得ることができる。
【００２９】
図４は、本発明の第２の実施形態に係るレーザ駆動回路の構成例を示す回路図である。
【００３０】
本第２の実施形態に係るレーザ駆動回路１０Ａが第１の実施形態に係るレーザ駆動回路１０と異なる点は、トランジスタＱ１１，Ｑ１２，Ｑ１４をｎｐｎ型の代わりにｐｎｐ型とし、トランジスタＱ１３，Ｑ１５〜Ｑ１７をｐｎｐ型の代わりにｎｐｎ型とし、各トランジスタのエミッタの接続先が電源電位Ｖｃｃ側と基準電位Ｖｓｓ側とで逆になっており、かつ、レーザダイオード１２のカソード側が伝送線路１１の他端側に接続され、アノード側がキャパシタＣ１３を介して所定電位に接続されている点にある。また、キャパシタＣ１１および抵抗素子Ｒ１１はトランジスタＱ１１のベースおよびコレクタの接続点に対して直列に接続されている。
また、伝送線路１１Ａは、たとえばインピーダンス５０Ω／３５ｍｍの伝送線路として形成される。
【００３１】
図４のレーザ駆動回路１０Ａの動作は図３の回路と基本的に同様であることから、ここではその説明を省略する。
【００３２】
以下に、上述した構成を有するレーザ駆動回路１０，１０Ａの特性等について考察する。
【００３３】
図５は、一般的なレーザ駆動回路（ＬＤＤ）とレーザダイオード（ＬＤ）の等価回路を示す図である。
図６は、本実施形態に係るレーザ駆動回路（ＬＤＤ）とレーザダイオード（ＬＤ）の等価回路を示す図である。
以下の説明では、レーザ駆動回路をＬＤＤ、レーザダイオードをＬＤとし手説明する。
【００３４】
図５の等価回路においては、平行線路を用いているので線路長に比べて小さなインダクタンス（inductance）に見え、共振周波数は出力容量ＣｏｕｔとインダクタンスＬ３で決まり、共振Ｑは動作抵抗Ｒｄと出力抵抗Ｒｏｕｔで決まっている。
共振回路と直列にＲを挿入すれば、Ｑは低下する。つまり、出力Ｒｏｕｔを可変できれば共振Ｑが可変できることとなる。
図６に示すように、ダンプ抵抗Ｒｄｕｍｐ１,Ｒｄｕｍｐ２を直列に挿入して周波数特性を測定した。この場合、図５のCout=13.5pF、L3=11.8nH、Rd=5Ωが実測値である。
【００３５】
図７は、ＬＤの直近にＲｄｕｍｐ２を挿入した可変時の発光周波数特性を示す図である。
この場合、波長６６０ｎｍのＬＤを使用で、動作抵抗Ｒｄ=５Ωである。
Ｒを大きくすると、ｆｏとＱが低下し、２０Ω時に低域が平坦で信号帯域幅（ＢＷ）が４５０ＭＨｚ程度となる。この位置では素直なダンピング（dumping）特性を示す。
【００３６】
図８は、ＬＤＤアンプの直近にＲｄｕｍｐ１を挿入し可変時の発光周波数特性を示す図である。
図７と同様に、Ｒを大きくすると、ｆｏとＱが低下するが、−１の２０Ωの特性に相当するＲｄｕｍｐ１は、７５Ωとなり約４倍となってしまう。
また、高域の低下が大きくなっている。信号帯域幅（ＢＷ）が４５０ＭＨｚ程度と図７の場合と同様である。
【００３７】
図９は、図３の回路の帰還効果を利用したダンピング（dumping）の測定を、抵抗素子Ｒ１２の抵抗値Ｒ１可変で行った場合の発光周波数特性を示す図である。
この場合、Ｒ１=３９Ωで平坦になり、信号帯域幅（ＢＷ）が５００ＭＨｚ程度である。また、-６ｄＢ／７５０ＭＨｚである。
低域特性は素直な特性で、図８と比較すると約1／2の抵抗値となった。
なお、０Ω時と５１Ω時で、変調度が１．５ｄＢ低下する。これはトランジスタＱ１６、Ｑ１７の入力インピーダンスが低いものと思われるが、実際にはＡＰＣを掛けるので問題とはならない。
【００３８】
＜出力段（終段）ｎｐｎトランジスタ  ＬＤＤでの検証＞
図１０は、図４の出力段（終段）のｎｐｎトランジスタでのＲ１（抵抗素子Ｒ１２の抵抗値）対発光周波数特性を示す図である。
ＬＤの動作抵抗Ｒｄが１５Ωと大きいので、０Ω時の共振Ｑは低いが、Ｒ１で共振Ｑがダンピングされる動作は、良好である。
【００３９】
図１１は、Ｒ１ｄｕｍｐ対Ｒ１、Ｃ１（キャパシタＣ１２の容量）ｄｕｍｐの特性を比較して示す図である。
図１１は、特性をリニアスイープ（linear sweep）で測定したもので、ログスイープ（log sweep）では狭く見える、４５０ＭＨｚ〜６５０ＭＨｚで最大２ｄＢの改善がある。
また、発光周波数特性は、４５０ＭＨｚで-６ｄＢ／６５０ＭＨｚが得られている。
これは現状に比べれば大きな改善であり、付加回路が無いので実用的である。温度補償を考えると、Ｒ１だけでも良い。
終段ｐｎｐ，ｎｐｎトランジスタで、Ｒ１=０Ω時の共振Ｑは、ＬＤの動作抵抗Ｒｄによって変わるが、Ｒ１２，Ｃ１２（R1,C1）での動作は同じとなっており、数値的解明はできないが、普遍の動作であると推測できる。
【００４０】
＜出力段の出力容量と抵抗の測定＞
図１２は、図３の回路に対応するＬＤＤの最終出力段がｐｎｐ型トランジスタの場合の出力容量測定回路を示す回路図である。
図１３は、図４の回路に対応するＬＤＤの最終出力段がｎｐｎ型トランジスタの場合の出力容量測定回路を示す回路図である。
図１４は、測定等価回路を示す図である。
【００４１】
出力に１００ｎＨのインダクタＬ１１を入れることで、低周波で出力容量Ｃｏｕｔを測定でき、共振インピーダンスを測定することで、出力抵抗Ｒｏｕｔを測定することができる。なお、バイアスは５０ｍＡとしている。
また、バッファＢＦへの入力は可変抵抗分割により与えている。
【００４２】
図１５は、図１２の測定回路で測定して得られたＲｓ対出力容量特性を示す図である。
また、図１６は、図１３の測定回路で測定して得られたＲｓ対出力容量、抵抗特性を示す図である。
【００４３】
図１５の場合、ｐｎｐトランジスタで終段の電流ゲイン（Re）を変えた時のＲ１,Ｃ１で、Ｒｅを大きくして行くと、Ｃ１は小さくなり、Ｒｓに比例している。
Ｒ１は、Ｒｓを大きくすれば大きくなるが、比例関係には無い。
Ｒｅを小さくすると、小さなＲｓで大きくなる領域がある。
したがって、共振Ｑのダンピングだけであれば、各々のＲｅでＲｓを変えれば同じＲ１が得られる。
【００４４】
図１６の場合、Ｒｓを変えた時のＲ１,Ｃ１で、Ｒｅ=１５とほぼ同等な特性となっている。
１０ｐＦの容量で終段入力を接地した場合、Ｃ１に大きな変化はないが、Ｒ１は大きく変化する。
【００４５】
ｐｎｐ型、ｎｐｎ型での特性が同じことから、Ｒ１の発生現象は同じと考えられ、発光周波数が最大となるＲ１,Ｃ１が存在すると推定できる。
実動作での負荷インピーダンスでないため、ミラー効果や入力帰還が異なり、Ｃ１,Ｒ１は絶対値とならないが、動作傾向は同じとなる。
【００４６】
＜最適な構成例＞
図１７は、トランジスタのｒｅ可変コントロール回路の構成例を示す回路図である。
このコントロール回路２０は、たとえば図４のレーザ駆動回路１０ＡにおけるバッファＢＦ１１と調整回路１４との接続部に設けられている。
コントロール回路２０は、抵抗素子Ｒｅ２１，Ｒｅ２２，Ｒ２１、トランジスタＱ２１，Ｑ２２、およびコントロール信号ＣＴＬの入力端子Ｔ２１により構成されている。
トランジスタＱ２１のベースおよびコレクタが端子Ｔ２１に接続され、その接続点がトランジスタＱ２２のベースに接続されている。
トランジスタＱ２１のエミッタは抵抗素子Ｒｅ２１を介して基準電位に接続され、トランジスタＱ２２のエミッタは抵抗素子Ｒｅ２２を介して基準電位に接続されている。
そして、トランジスタＱ２２のコレクタが抵抗素子Ｒ２１を介してトランジスタＱ１５のエミッタと抵抗素子Ｒ１２の一端との接続点に接続されている。
【００４７】
図１７の回路は、トランジスタのｒｅを利用してＱダンピングを行うものである。トランジスタＱ１５のｒｅは、ｒｅ＝26／Ie(Ω)であり、トランジスタＱ１５のエミッタ電流Ｉｅをコントロールすれば、信号源インピーダンスをコントロールできる。抵抗素子Ｒ１２を残しているのは、トランジスタＱ１５の可変幅を狭くするためである。
【００４８】
図１８は、図１７の回路のトランジスタのｒｅを利用したＱダンピングコントロール特性を示す図である。
この場合、ほぼ抵抗による特性と同じとなる。
【００４９】
また、他の構成としては、温度補償が必要なければ、抵抗素子Ｒ１２の抵抗値Ｒ１、キャパシタＣ１２の容量値Ｃ１を固定値または半固定とすることも可能である。
また、図１９に示すように、調整回路としてデジタルポテンショメータ１４Ａを設けて、デジタル可変抵抗によりＲ１を可変とするように構成することも可能である。
【００５０】
以上のように、第１および第２の実施形態に係るレーザ駆動回路（ＬＤＤ）によれば、大きな付加回路を必要することなく、Ｑダンピングを実現することができることから、容易に動作抵抗Ｒｄが小さいものから大きなものまでのレーザダイオード（ＬＤ）の駆動でも広帯域化が可能となり、温度でも安定なライト動作が可能となる。
また、ＩＣ基板側での回路なので、容易に実現できる。
【００５１】
図２０は、本発明の第３の実施形態に係るレーザ駆動回路の構成例を示す回路図である。
【００５２】
本第３の実施形態に係るレーザ駆動回路１０Ｂが第１および第２の実施形態に係るレーザ駆動回路１０，１０Ｂと異なる点は、調整回路１４Ｂがいわゆる中和機能を有することにある。
具体的には、バッファＢＦ１１の出力トランジスタＱ１５のエミッタと出力段トランジスタＱ１６，Ｑ１７にベースを抵抗素子Ｒｓ（これは図３および図４の抵抗素子Ｒ１２に相当）により接続し、かつ、抵抗素子Ｒｓに並列に直列接続された抵抗素子ＲｎとキャパシタＣｎを接続したことある。
すなわち、本第３の実施形態の調整回路１４Ｂは、カレントミラー回路１３のバッファＢＦ１１（トランジスタＱ１４，Ｑ１５）とＬＤ駆動段（トランジスタＱ１６，Ｑ１７）の段間に発光周波数特性を平坦に調整できる、信号源インピーダンス（impedance）を可変する抵抗素子Ｒｓと並列に中和素子としての第２抵抗素子ＲｎおよびキャパシタＣｎを付加している。
【００５３】
第１および第２の実施形態のレーザ駆動回路１０，１０Ａにおいては、信号源インピーダンス可変による共振ダンピング（dumping）の方法を採用しているが、このダンピングによって元の共振周波数から急激に減衰して、発光伝送周波数帯域が減少してしまうおそれがある。これは主に帰還容量によるものである。
そこで、本第３の実施形態においては、調整回路１４Ｂが、フィードフォワード（feed forward）での帰還容量の中和回路で、カレントミラー回路１３のバッファＢＦ１１（トランジスタＱ１４，Ｑ１５）とＬＤ駆動段（トランジスタＱ１６，Ｑ１７）の段間に発光周波数特性を平坦に調整できる、信号源インピーダンス（impedance）を可変する抵抗素子Ｒｓと並列に抵抗素子ＲｎおよびキャパシタＣｎを付加して、発光伝送周波数帯域の減少を中和によって軽減するように構成されている。
【００５４】
ここで、上記構成を有する図２０のレーザ駆動回路の動作を説明する。
【００５５】
信号入力端子Ｔ１１に供給されたライト信号電流ＷＲＳは、トランジスタＱ１１に供給され、トランジスタＱ１２を介してトランジスタＱ１３に供給される。
これらトランジスタＱ１１〜Ｑ１３のカレントミラー回路１３で電流増幅されたライト信号電流はトランジスタＱ１４およびＱ１５によりなるバッファＢＦ１１に供給される。
そして、バッファＢＦ１１において、低インピーダンスの電圧源が形成される。このバッファＢＦ１１の出力インピーダンスは約26／Ieで決まる。
このバッファＢＦ１１による駆動電圧により、抵抗素子Ｒｓ、Ｒｎ、およびキャパシタＣｎのネットワークを通してトランジスタＱ１６およびＱ１７のＬＤ駆動（ドライブ）段が駆動される。
この駆動電圧はトランジスタＱ１３の降下電圧なので、カレントミラー回路となって電流増幅が行われる。
そして、トランジスタＱ１６およびＱ１７の出力電流は、伝送線路１１を通じてレーザダイオード１２に供給され、これによりレーザダイオード１２が発光駆動される。
【００５６】
トランジスタＱ１６およびＱ１７のコレクタの出力電圧は、帰還容量と動作抵抗Ｒｄによってベースに帰還されるので、ベースに挿入した調整回路１４Ｂの抵抗素子Ｒｓとで出力容量と等価抵抗が決定される。
発生した出力容量に応じた抵抗素子Ｒｎ,キャパシタＣｎを抵抗素子Ｒｓと並列に付加すると、帰還電圧と逆相の信号がベースに加わることとなり、帰還容量が打ち消される。
また、レーザダイオード１２に流れる電流で発光周波数特性が決まるので、出力容量と伝送線路１１のインダクタンス（inductance）による共振が等価抵抗でダンピング（dumping）され、広帯域で平坦な帯域を得ることができる。
【００５７】
以下に、フィードフォワード（feed forward）の中和回路について考察する。
【００５８】
図２１（Ａ）〜（Ｃ）は、ソース接地アンプおよびその等価回路を示す図である。
ソース（source）接地アンプは、実際には、Ｒｓ≪Ｒｇｓ、ＲＬ≪ＲｄｓでＣｄｇ≪Ｒｇｄであることから、図２１（Ｃ）に示すように、Ｒｇｓ、Ｒｄｓ、Ｒｇｄは省くことが可能である。
【００５９】
図２２は、中和動作のみに着目したときの等価回路を示す図である。また、図２３（Ａ），（Ｂ）は、ＲＦアンプの中和回路例および等価回路を示す図である。
図２３により、ＲＦアンプの中和動作が理解でき、出力の周波数特性は入力段で決定する。中和は、出力を反転し、ゲイン（gain）倍した容量Ｃｄｇを入力に帰還することである。なお、電圧ゲインが小さい場合は、Ｃｄｇ＊(1+A)となる。また、RNは、ほぼ０Ωで良い。
【００６０】
図２４は、フィードフォワード（feed forward）の中和回路の等価回路を示す図である。
図２４は、反転アンプの代わりに同相の入力信号を電界効果トランジスタ（FET）入力に加算したもので、出力を反転し、ゲイン（gain）倍したＣｄｇを入力に帰還するに相当する。
これは、レーザ駆動ではＲｄが小さいため、電流ゲインは高いが電圧ゲインが低いことから成立する。
簡単に周波数特性を考えると、最大平坦は、Ｒｎ=０、Ｃｎ=∞でありＲｓの意味は無くなる。
また、Ｃｄｇ(1+A)＝Ｒｎ,Ｃｎ=０では、低周波はＲｓで、減衰域は-６ｄＢとなる。
ここで、Ｒｎを有限値とすれば、ＲｓとＣｄｇ(1+A)で決まる伝送帯域幅（ＢＷ）との間の周波数特性となり、高域特性の改善が実現できる。
【００６１】
図２５は、図２４の動作周波数特性を示す図である。
図２５は、図２４の動作周波数特性を低周波で確認したもので、高域の落ちはＲｓ=５０Ωのためである。
図２５からわかるように、Ｃｎ,Ｒｎ無しの特性に対し適当なＣｎ,Ｒｎを付加すれば、-３ｄＢまでの低域特性を損なわないで、減衰域を〜１０ｄＢ程度までに改善できる。
これは、周波数特性の平行シフト（shift）であり、容量が低減されたことを示す。
【００６２】
＜改善効果推定＞
実際のＬＤＤのアンプでは、ＣｉｓｓやＣｏｓｓが存在し周波数特性は図２３の場合より低下する。また、実際の装置では伝送線路が存在し、共振も起こすので最適定数を模索した。
【００６３】
図２６は、フィードフォワード（feed forward）中和回路の対Ｒｄ周波数特性を示す図である。
図２６は、擬似ＬＤ負荷でのフィードフォワード（feed forward）中和の効果測定で、平坦な伝送帯域幅（ＢＷ）は確実に拡大され、動作抵抗Ｒｄが小さい程効果が大きくなる。
Ｒｄ＝５Ω（DVD）では、８００ＭＨｚで平坦となるので、Ｒｄ＝10（BD）での最適化を考えると、Rdで大きく変わるのは、Ｃｏｓｓの影響とゲインが半分であることが原因と推定できる。つまり、補償曲線（curve）が異なっているので、複合ネットワーク（network）での検討を行った。
図２６で見ると、共振ピーク（peak）までの曲線は殆ど同じで、その後の減衰曲線、特にレベルが異なっている。
【００６４】
図２７は、Ｒｄが１０Ω時の最適フィードフォワード曲線を示す図である。
図２７は、Ｒｄ=１０Ωでの最適フィードフォワード定数を求めたもので、伝送帯域は、ダンピングのみで３５０ＭＨｚである。
１次補正で５００ＭＨｚ、２次補正で６５０ＭＨｚ、と確実に拡大できる。
【００６５】
図２８は、図２６および図２７の特性測定に用いた効果測定回路を示す図である。
図２８は、フィードフォワード中和の効果測定回路で、図２６の場合、Ｒｎ１,Ｃｎ１,Ｒｄ,Ｒｓを可変して測定した。具体的には、Ｒｎ１=３３,Ｃｎ1=可変、Ｒｓ=可変とした。
図２７の場合、Ｒｄ=１０ΩでＲｎ１,Ｃｎ１,ＲｓとＲｎ２,Ｃｎ２を可変して測定した。具体的には、Ｒｎ１=３３,Ｃｎ１=５ｐＦ,Ｒｎ２=１０,Ｃｎ２=２ｐＦ,Ｒｓ=３６Ωとした。
【００６６】
図２９は、Ｒｄが１０Ω時の前置補正（pre-correction）による周波数特性を示す図である。
図２９は、プリコレクション（pre-correction）による周波数補正結果を示し、ダンピングを掛け、共振をなくせば、信号増幅段の１次の補正で広帯域化ができる。共振付近では振幅特性が若干うねるが、共振周波数は変わらない。
【００６７】
＜ＬＤ発光での動作確認＞
１：４００ｎｍ ＬＤ
図３０は、波長４００ｎｍＬＤのフィードフォワード中和と周波数等化（ｆｅｒｑ  ＥＱ）による発光周波数特性を示す図である。
図３１は、波長４００ｎｍＬＤの発光周波数特性の測定回路を示す図である。
【００６８】
図３０は、パワーPo=２０ｍＷ、伝送線路が５０Ω時の発光動作周波数特性を示し、図中の上側の特性はフィードフォワードでの帰還容量の中和特性を示す。
伝送帯域幅（ＢＷ）は、ダンピングの３５０ＭＨｚに対し４００ＭＨｚと＋14％改善されている。共振周波数は２０ＭＨｚ程低下している。
また、図３０中の下側の特性は、高い補正イコライズ（ＥＱ；等化）かつダンピングでの特性を示している。
この場合、伝送帯域幅（ＢＷ）は、ダンピングの３５０ＭＨｚに対し４５０MHzと＋28％改善されている。
アンプはそのままなので、共振周波数は同じで、ＥＱ分レベルがアップしている。
図２６の特性と同等な特性が得られ、等価ＬＤ負荷での動作が証明されている。
なお、図３１の測定回路において、調整回路（中和回路）の抵抗素子Ｒｓの抵抗値を３５Ω、抵抗素子Ｒｎの抵抗値を２４Ω、キャパシタＣｎの容量を１０ｐＦとした。これは、伝送線路５０Ω時、フィードフォワード測定時の設定値である。
【００６９】
図３２は、伝送線路２５Ω時の発光周波数特性を示す図である。
図３２は、パワーＰｏ=２０ｍＷ、伝送線路２５Ω／３５ｍｍ時の発光動作周波数特性を示し、ダンピング時、５０Ωの伝送線路の３５０MHzに対し、４００ＭＨｚと＋14アップしている。
【００７０】
図３３は、伝送線路２５ΩでＲｅが２０Ω時の発光周波数特性を示す図である。
図３３は、Ｒｅ=２０Ω,Ｐｏ=２０ｍＷ,伝送線路２５Ω／３５ｍｍ時の発光動作周波数特性を示している。
この場合、ダンピング時、２５Ω伝送線路の４００ＭＨｚに対し、４５０ＭＨｚと＋12.5％アップしている
伝送帯域幅（ＢＷ）は、ダンピングの４５０ＭＨｚに対し５５０ＭＨｚと+22％アップしている。
結果、伝送線路インピーダンスを２５Ω、Ｒｅ=２０とし、フィードフォワード補正を行えば、発光周波数を５５０ＭＨｚとできる。低域特性も素直な特性であり、いわゆる周波数分離伝送と同等な帯域を、少ない付加回路で実現できたこととなる。
【００７１】
２：６００ｎｍ ＬＤ
図３４は、波長６６０ｎｍＬＤのフィードフォワード中和と周波数等化（ｆｒｅｑ  ＥＱ）による発光周波数特性を示す図である。
図３５は、波長６６０ｎｍＬＤの発光周波数特性の測定回路を示す図である。
図３５の測定回路において、調整回路（中和回路）の抵抗素子Ｒｓの抵抗値を３７Ω、抵抗素子Ｒｎの抵抗値を２Ω、キャパシタＣｎの容量を５ｐＦとした。これは、伝送線路２０Ω時、フィードフォワード測定時の設定値である。
【００７２】
図３４は、Ｐｏ=２０ｍＷ,伝送線路２０Ω時の発光動作周波数を示している。
この場合、伝送帯域幅（ＢＷ）は、ダンピングの４００ＭＨｚに対し６５０ＭＨｚと60％アップしている。
４００ｎｍ ＬＤに比べ改善率が大きいのは、図２６の動向に等しく、動作抵抗Ｒｄが小さいためと考えられる。
なお、共振周波数は殆ど移動していない。
結果、この場合も改善効果は確認でき、フィードフォワード補正を行えば、発光周波数を６５０ＭＨｚとできる。
【００７３】
＜最適な構成例＞
以下、抵抗素子Ｒｓを可変とする構成例について説明する。
【００７４】
図３６は、デジタル可変抵抗によりＲｓ可変を実現する構成例を示す図である。
この例では、Ｒｓ可変回路としてデジタルポテンショメータ３０を設けて、デジタル可変抵抗によりＲｓの抵抗値を可変とするように構成されている。
【００７５】
図３７は、ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗によりＲｓ可変を実現する構成例を示す図である。
この例では、複数のＦＥＴを並列にして、コントロール信号によりオン抵抗を調整してＲｓの抵抗値を可変とするように構成されている。ＭＯＳＩＣでは容易に実現できる。
【００７６】
図３８は、半固定でＲｓ可変を実現する構成例を示す図である。
温度補償が必要なければ、Ｒｓの抵抗値を固定値または半固定とし、Ｒｎ,Ｃｎは抵抗値、容量値を固定値とする。
【００７７】
以上説明したように、本第３の実施形態によれば、第１および第２の実施形態の共振Ｑのダンピング機能に加えて、さらにＲｎ,Ｃｎを付加するだけで、発光周波数帯域を拡大でき、付加部品点数は２と少ないので回路規模の増大、コスト増大を抑止することができる。
また、動作抵抗Ｒｄのバラツキや温度変化を吸収できる。
適用される光装置Pの機械的制約での線路長の差異を吸収できる、tr,tfが安定に小さくできる。
結果として、記録条件が均一となって、エラー（error）を小さく抑えることが可能となる。
【００７８】
上述したレーザ駆動回路は、たとえば波長が４００ｎｍ帯の半導体レーザを搭載するブルーレイディスク（Ｂｌｕ−ｒａｙ  ｄｉｓｃ）等に光記録再生装置に適用可能である。
【００７９】
図３９は、本発明の実施形態に係るレーザ駆動回路を採用可能な光記録再生装置の簡略構成を示す図である。
【００８０】
この光記録再生装置１００は、記録媒体（たとえば光ディスク）１０１、光ピックアップ（光ヘッド）１１０、記録系１２０、再生系１３０、制御系１４０、およびシステムコントローラ１５０を有する。
【００８１】
光記録再生装置１００は、光ディスク１０１をモータ駆動回路１０２により駆動されるスピンドルモータ１０３にて回転駆動し、光ディスク１０１の記録トラックを光ヘッド１１０によりレーザ光で走査することにより、所定のデータフォーマット（たとえば、ブルーレイディスクに適合したフォーマット、ＣＤの規格に適合したフォーマット）で、デジタルデータを光学的に記録し、再生する。
【００８２】
光ヘッド１１０は、レーザ駆動回路により駆動されデジタルデータの記録再生用のレーザダイオード１１１、レーザダイオード１１１が放射したレーザ光を検出するフォトディテクタ１１２やレーザダイオード１１１の放射したレーザ光の光ディスク１０１のよる反射光を検出するフォトディテクタ１１３等を内蔵している。
【００８３】
記録系１２０は、入力端子１２１から入出力インタフェース１２２を介して供給される記録すべきデジタルデータＤＴを上記した所定のデータフォーマットの記録データ列に変換するエンコーダ１２３や、記録データ列に応じたライトパルスを発生するパルス発生回路１２４、ライトパルスに応じてライト信号電流を生成して光ヘッド１１０のレーザダイオード１１１を駆動するレーザ駆動回路１２５等を有する。
このレーザ駆動回路１２５としては、たとえば図３、図４、あるいは図２０のレーザ駆動回路が適用される。
したがって、レーザ駆動回路１２５は、広帯域で安定な発光周波数補正が可能であることから、レーザダイオード１１１は、安定な発光周波数で発光する。
【００８４】
再生系１３０は、光ヘッド１１０のフォトディテクタ１１３による検出出力を再生増幅する再生増幅回路１３１やデコーダ１３２等を有する。
デコーダ１３２は、光ディスク１０１の記録トラックからの反射光の検出出力について、上述の記録系１２０のエンコーダ１２３に対応するデコード処理によりデータを再生し、再生データを出力端子１３３から出力する。
【００８５】
制御系１４０は、光ヘッド１１０のフォトディテクタ１１３による検出出力を再生増幅する再生増幅回路１４１、再生増幅回路１４１を受けてサーボ制御を行うスピンドルサーボ回路１４２やヘッドサーボ回路１４３等を有する。
【００８６】
システムコントローラ１５０は、アナログデジタル変換機能（Ａ／Ｄ）を有しており、その入力ポートに光ヘッド１１０のフォトディテクタ１１３による検出出力が再生増幅回路１４１により供給され、光ヘッド１１０のレーザダイオード１１１が放射したレーザ光を検出するフォトディテクタ１１２による検出出力がプリアンプ１５１を介して供給される。
システクコントローラ１５０は、供給されデジタル信号に変換された検出信号に応じて記録系１２０のパルス発生回路１２４およびレーザ駆動回路１２５の処理を制御する。
【００８７】
なお、この光記録再生装置は、一例であって、本発明が適用される光記録装置は、図３９の構成に限るもではないことはいうまでもない。
【００８８】
光記録再生装置１００によれば、レーザ駆動回路１２５は、広帯域で安定な発光周波数補正が可能であることから、レーザダイオード１１１は、安定な発光周波数で発光することが可能となり、１倍速の３５Ｍｂｐｓ、２倍速の７０Ｍｂｐｓも要求され、必要な伝送帯域は３００〜５００ＭＨｚとなる波長が４００ｎｍの光ディスク装置等に適用することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００８９】
【図１】レーザダイオードを大電流で駆動するレーザ駆動回路の基本的な構成例を示す回路図である。
【図２】図１の簡易等価回路である。
【図３】本発明の第１の実施形態に係るレーザ駆動回路の構成例を示す回路図である。
【図４】本発明の第２の実施形態に係るレーザ駆動回路の構成例を示す回路図である。
【図５】一般的なレーザ駆動回路（ＬＤＤ）とレーザダイオード（ＬＤ）の等価回路を示す図である。
【図６】本実施形態に係るレーザ駆動回路（ＬＤＤ）とレーザダイオード（ＬＤ）の等価回路を示す図である。
【図７】ＬＤの直近にＲｄｕｍｐ２を挿入した可変時の発光周波数特性を示す図である。
【図８】ＬＤＤアンプの直近にＲｄｕｍｐ１を挿入し可変時の発光周波数特性を示す図である。
【図９】図３の回路の帰還効果を利用したダンピング（dumping）の測定を、抵抗素子Ｒ１２の抵抗値Ｒ１可変で行った場合の発光周波数特性を示す図である。
【図１０】図４の終段ｎｐｎトランジスタでのＲ１（抵抗素子Ｒ１２の抵抗値）対発光周波数特性を示す図である。
【図１１】Ｒ１ｄｕｍｐ対Ｒ１、Ｃ１（キャパシタＣ１２の容量）ｄｕｍｐの特性を比較して示す図である。
【図１２】図３の回路に対応するＬＤＤの最終出力段がｐｎｐ型トランジスタの場合の出力容量測定回路を示す回路図である。
【図１３】図４の回路に対応するＬＤＤの最終出力段がｎｐｎ型トランジスタの場合の出力容量測定回路を示す回路図である。
【図１４】測定等価回路を示す図である。
【図１５】図１２の測定回路で測定した得られたＲｓ対出力容量特性を示す図である。
【図１６】図１３の測定回路で測定して得られたＲｓ対出力容量、抵抗特性を示す図である。
【図１７】トランジスタのＲｅ可変コントロール回路の構成例を示す回路図である。
【図１８】図１７の回路のトランジスタのｒｅを利用したＱダンピングコントロール特性を示す図である。
【図１９】調整回路としてデジタルポテンショメータを設けた例を示す図である。
【図２０】本発明の第３の実施形態に係るレーザ駆動回路の構成例を示す回路図である。
【図２１】ソース接地アンプおよびその等価回路を示す図である。
【図２２】中和動作のみに着目したときの等価回路を示す図である。
【図２３】ＲＦアンプの中和回路例および等価回路を示す図である。
【図２４】フィードフォワード（feed forward）の中和回路の等価回路を示す図である。
【図２５】図２４の動作周波数特性を示す図である。
【図２６】フィードフォワード（feed forward）中和回路の対Ｒｄ周波数特性を示す図である。
【図２７】Ｒｄが１０Ω時の最適フィードフォワード曲線を示す図である。
【図２８】図２６および図２７の特性測定に用いた効果測定回路を示す図である。
【図２９】Ｒｄが１０Ω時の前置補正（pre-correction）による周波数特性を示す図である。
【図３０】波長４００ｎｍＬＤのフィードフォワード中和と周波数等化（ｆｅｒｑ  ＥＱ）による発光周波数特性を示す図である。
【図３１】波長４００ｎｍＬＤの発光周波数特性の測定回路を示す図である。
【図３２】伝送線路２５Ω時の発光周波数特性を示す図である。
【図３３】伝送線路２５ΩでＲｅが２０Ω時の発光周波数特性を示す図である。
【図３４】波長６６０ｎｍＬＤのフィードフォワード中和と周波数等化（ｆｅｒｑ  ＥＱ）による発光周波数特性を示す図である。
【図３５】波長６６０ｎｍＬＤの発光周波数特性の測定回路を示す図である。
【図３６】デジタル可変抵抗によりＲｓ可変を実現する構成例を示す図である。
【図３７】ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗によりＲｓ可変を実現する構成例を示す図である。
【図３８】半固定でＲｓ可変を実現する構成例を示す図である。
【図３９】本発明の実施形態に係るレーザ駆動回路を採用可能な光記録再生装置の簡略構成を示す図である。
【符号の説明】
【００９０】
１０，１０Ａ、１０Ｂ・・・レーザ駆動回路、ＢＦ１１・・・バッファ、Ｑ１１〜Ｑ１７・・・トランジスタ、Ｒｅ１１〜Ｒｅ１７，Ｒ１１・・・抵抗素子、Ｃ１１，Ｃ１２・・・キャパシタ、１１・・・伝送線路、１２・・・レーザダイオード（ＬＤ）、１３・・・入力段回路、１４，１４Ａ，１４Ｂ・・・調整回路、１５・・・出力段回路、Ｒ１２，Ｒｓ，Ｒｎ・・・抵抗素子、Ｃ１２，Ｃｎ・・・キャパシタ、１００・・・光記録再生装置、１０１・・・記録媒体（たとえば光ディスク）、１１０・・・光ピックアップ（光ヘッド）、１１１・・・レーザダイオード、１２０・・・記録系、１２５・・・レーザ駆動回路、１３０・・・再生系、１４０・・・制御系、１５０・・・システムコントローラ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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【図３９】
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