(57)【要約】【課題】大規模集積化に適したダイレクトコンバージョン方式を適用した送受信機において、部品点数を削減しつつ、高速データ通信に対応できる移動体通信機を実現する。【解決手段】フィルタ数を削減するためダイレクトコンバージョン受信を用いる。また、分周器を利用して受信機と送信機にＲＦ帯の局部発振信号を供給することにより、ＶＣＯ数を削減する。受信機用の局部発振信号生成には分周比固定の分周器を用い、送信機用の局部発振信号生成には分周比の切り替えが可能な分周器を用いる。次に、高速データ通信に対応するために、ベースバンド信号用の可変利得増幅器に直流オフセット電圧検出手段と、直流オフセット校正手段を設け、オフセット校正用の帰還ループ内にフィルタを介在させないことで高速に直流オフセットを校正する。【選択図】図１
2008109680.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ベースバンド信号が入力される可変利得低域通過フィルタと、該低域通過フィルタの直流オフセット電圧を校正する手段をもったオフセット電圧校正回路を有し、
該可変利得低域通過フィルタは、複数の可変利得増幅器と複数の低域通過フィルタから構成される
ことを特徴とする送受信機。
【請求項２】
請求項１記載の送受信機において、
該オフセット電圧校正回路は、該可変利得増幅器出力信号が入力されるＡＤＣと、該ＡＤＣ出力信号から該可変利得増幅器の直流オフセット電圧を検知し該直流オフセット電圧を校正する信号を出力する制御回路と、該制御回路出力信号が入力され該可変利得増幅器に信号を出力するＤＡＣとから構成されることを特徴とする送受信機。
【請求項３】
請求項２記載の送受信機において、
該可変利得低域通過フィルタは差動回路により構成され、
該可変利得増幅器のうち少なくとも１つの可変利得増幅器の第１と第２の入力端子の間に第１のスイッチが接続され、スイッチ切り替え制御により該第１のスイッチは短絡状態または開放状態になる
ことを特徴とする送受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、部品点数を低減できる移動体通信機に係り、特に大規模集積化に適したダイレクトコンバージョン方式を適用した送受信機に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
移動体通信機の爆発的な普及につれ、小型、低コスト化への要求が強まっている。そのため、ＶＣＯ（電圧制御形発振器）や、フィルタ数を低減し、集積度を上げた集積回路の適用が望まれている。送受信機の従来例としては非特許文献１の技術が挙げられる。構成図を図１０（ａ）に示す。（１０１６）が集積回路で、他の構成部品（１００１〜１０１５）は外付けとなる。本従来例は９００ＭＨｚ帯と１．８ＧＨｚ帯の２つの周波数帯に対応するものである。また、受信機としてスーパーヘテロダイン方式を適用し、送信機にはオフセットＰＬＬ方式を採用している。スーパーヘテロダイン受信機では、帯域外妨害波を抑圧するＲＦ（高周波）フィルタ（１００１，１００２）２個と、周波数変換に伴うイメージ周波数帯の妨害波を取り除くイメージ除去フィルタ（１００３，１００４）２個と、受信チャネル近傍の妨害波を除去するＩＦ（中間周波）フィルタ（１００５）が必要になる。また９００ＭＨｚ帯と１．８ＧＨｚ帯の２つの周波数帯に対応するため局部発振器（１００６，１００７）が２個必要となる。
【０００３】
外付け部品点数を削減できる受信方式に、ダイレクトコンバージョン方式がある。ダイレクトコンバージョン受信機の従来例としては非特許文献２の技術が挙げられる。構成図を図１０（ｂ）に示す。原理的にイメージ応答が存在しないので、ダイレクトコンバージョン方式にはイメージ除去フィルタが不要である。また、ＩＦフィルタはＩＣに集積化されたフィルタで代用できるため不要となる。本従来例では、ＶＣＯ（１０２５）は受信機の入力周波数の２倍の周波数で発振し、その周波数は１８５０〜１９２０ＭＨｚである。この受信機をＧＳＭ，ＤＣＳ１８００のデュアルバンド受信機に適用する場合、ＶＣＯ（１０２５）は１８５０〜１９２０ＭＨｚ（ＧＳＭ）と３６１０〜３７６０ＭＨｚ（ＤＣＳ１８００）で発振する必要がある。しかし、これらの周波数帯を１つのＶＣＯでカバーするのは困難でありＶＣＯは２個必要となる。
【０００４】
ダイレクトコンバージョン受信機の広く知られた欠点は、直流オフセット電圧である。これは、ミキサ（１０１９，１０２０）の入力信号と局発発振信号の周波数が等しいために生じる。例えば、局発発振信号が入力信号の入力端子にリークすると局発発振信号同士の掛け算が生じて直流オフセット電圧が発生する。直流オフセット電圧を校正する方式の従来例としては非特許文献３の技術が挙げられる。構成図を図１１に示す。可変利得増幅器（１１０２，１１０４）と低域通過フィルタ（１１０１，１１０３，１１０５）からなる可変利得増幅器の出力直流オフセット電圧は、ＤＳＰ（１１０６）で検知される。その情報に基づいてＤＳＰ（１１０６）は、低域通過フィルタ（１１０１）の入力に直流オフセット電圧校正信号を出力する。
【非特許文献１】瀧川等、「ＧＳＭ、ＤＣＳ１８００向けデュアルバンドトランシーバＩＣ高周波技術」、アイ・イー・イー・イー  第２５回  欧州集積回路会議予稿集、１９９９年、ｐ．２７８−２８１(K. Takikawa et. al. RF Circuits Technique ofDual-Band Transceiver IC for GSM and DCS1800 applications, IEEE 25th European Solid-State Circuits Conference pp. 278-281, 1999)
【非特許文献２】Behzad Razavi、「９００ＭＨｚダイレクトコンバージョン受信機」、アイ・イー・イー・イー  ＶＬＳＩ回路シンポジウム予稿集、１９９７年、ｐ．１１３−１１４（Behzad Razavi, "A 900-MHz CMOS Direct Conversion Receiver," IEEE Symposium on VLSI Circuits,pp. 113-114, 1997）
【非特許文献３】Asad A. Abidi等、「デジタル通信向けダイレクトコンバージョントランシーバ」、アイ・イー・イー・イー  半導体素子回路ジャーナル、１９９５年、ｐ．１３９９−１４１０（Asad A. Abidi et. al., "Direct-Conversion Radio Transceivers for Digital Communications," IEEE Journal of Solid-State Circuits, pp. 1399-1410, vol. 30, no. 12,Dec.,1995）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上記の様に、ダイレクトコンバージョン受信機は外付けフィルタ数を削減することができる。しかし、図１０（ａ）のＧＳＭ，ＤＣＳ１８００デュアルバンド送受信機でスーパーへテロダイン受信機の代わりにダイレクトコンバージョン受信機を使用すると、局発発信器の数が増加してしまう問題がある。なぜなら、局発発振周波数として送信機では１１５０〜１１８５ＭＨｚ（ＧＳＭ），１５７５〜１６５０ＭＨｚ（ＤＣＳ１８００）が、受信機では１８５０〜１９２０ＭＨｚ（ＧＳＭ）,３６１０〜３７６０ＭＨｚ（ＤＣＳ１８００）が必要で、１つのＶＣＯで複数の帯域をカバーするのは困難だからである。さらなるコスト削減のため、ＶＣＯ数を削減することが第１の課題となる。
【０００６】
また、ＧＳＭシステムで高速データ通信を実現するＧＰＲＳ（Ｇｅｎｅｒａｌ  Ｐａｃｋｅｔ  Ｒａｄｉｏ  Ｓｅｒｖｉｃｅ）では受信または送信に複数のスロットが割り当てられる。そのため高速な直流オフセット電圧校正が要求される。また、直流オフセット電圧校正は動作フレーム毎に行う必要がある。まず高速なオフセット校正の必要性から図４を用いて説明する。ＧＳＭの１フレームは８スロットから構成され、１スロットの時間は５７７μｓｅｃである。直流オフセット電圧校正にとって厳しい条件、すなわち受信（ＲＸ）に４スロット、送信（ＴＸ）に１スロット割り当てられた場合を想定する。送信スロットＴＸ１’はスロット７に割り当てられるが、基地局への伝播遅延を考慮してスロット７から２３７μｓｅｃ前のＴＸ１のタイミングで送信される。また、送受信以外に約５００μｓｅｃのモニタ期間とＰＬＬの同期期間が必要である。ＰＬＬ同期期間に１５０μｓｅｃ程度かかるとすると、送受信回路が動作せず直流オフセット電圧校正を行える時間は、１１５４−５００−２３７−１５０*２＝１１７μｓｅｃとなり、高速なＤＣオフセット校正が要求される。
【０００７】
次に、フレーム毎にオフセット校正を行う必要性について図５を用いて説明する。図５に、ミキサの出力直流オフセット電圧の受信周波数依存性を測るための測定回路とその測定結果を示す。測定結果から、出力直流オフセット電圧には周波数依存性があることが分かる。したがって、ＧＳＭ,ＤＣＳ１８００の様に通話中の受信周波数が固定でなく、受信帯域内で周波数ホッピングするシステムでは、前もって直流オフセット電圧を予見することは困難である。したがって、動作フレーム毎に直流オフセット電圧を校正する必要がある。
【０００８】
従来例（図１１）の方式はオフセット校正用の帰還ループ内にフィルタが介在するため高速なオフセット校正が困難で高速データ通信に不向きである。したがって、高速データ通信に適した高速なオフセット校正方式の実現が第２の課題である。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記第１の課題を実現するために、本発明では１つのＶＣＯから分周器を利用して受信機と送信機にＲＦ帯の局部発振信号を供給する。受信機用の局部発振信号生成には分周比固定の分周器を用い、送信機用の局部発振信号生成には分周比の切り替えが可能な分周器を用いる。
【００１０】
上記第２の課題を実現するために、本発明ではベースバンド信号用の可変利得増幅器に直流オフセット電圧検出手段と、直流オフセット校正手段を設け、オフセット校正用の帰還ループ内にフィルタを介在させないことで高速に直流オフセットを校正する。
【発明の効果】
【００１１】
本発明により従来のスーパーヘテロダイン形受信機を適用した場合に比べ、外付けフィルタ３個、外付けＶＣＯ１個削減することができる。さらにダイレクトコンバージョン受信機で問題となる直流オフセット電圧を高速で除去する方式をとることで、部品点数を削減しつつ、高速パケット伝送モードにも対応できる移動体通信機を実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
本発明の第１の実施形態を図１を用いて説明する。ここではアプリケーションとして欧州セルラ電話ＧＳＭ（９００ＭＨｚ帯）、ＤＣＳ１８００（１８００ＭＨｚ帯）に対応する例を用いる。
【００１３】
受信機にはＲＦ信号を直接ベースバンド信号に変換するダイレクトコンバージョン方式を適用し、送信機には従来例ですでに示したオフセットＰＬＬ方式を採用している。受信機は低雑音増幅器（１０１，１０２）、ミキサ（１０３，１０４）、可変利得低域通過フィルタ（１３９）から構成される。ミキサでは信号周波数をＲＦ帯からベースバンド帯へ変換するとともに、ｓｉｎ成分とｃｏｓ成分に分離する復調も同時に行う。このためミキサ（１０３，１０４）に９０°位相の異なる局部発振信号を加える必要があり、分周器（１０５,１１５）を用いて生成する。局部発振信号は、ＶＣＯ（１１１）とＰＬＬ（１１２）でＰＬＬループを組むことで発生させる。ＶＣＯ（１１１）として３６００ＭＨｚ帯発振のものを用いれば、分周器（１１５）の出力は１８００ＭＨｚ帯となりＤＣＳ１８００用の局部発振信号を得る。また、分周器（１１６）を分周器（１０５）の前段に配置することで、分周器（１０５）の出力周波数は９００ＭＨｚ帯となり、ＧＳＭ用局部発振信号を得る。ミキサ（１０３,１０４）の出力ベースバンド信号は可変利得低域通過フィルタ（１３９）に入力され、レベル調整と妨害波除去が行われる。可変利得低域通過フィルタ（１３９）は、低域通過フィルタ（１０６,１０７,１３７,１３８）と可変利得増幅器（１０８,１０９）から構成される。また、可変利得低域通過フィルタ（１３９）出力での直流オフセット電圧を抑圧するため、直流オフセット電圧検出手段と直流オフセット校正手段をもった直流オフセット電圧校正回路（１１０）を設ける。
【００１４】
外付け構成部品を減らすため、送信機でも受信機と同じＶＣＯ（１１１）を用いる。送信機で用いるＩＦ周波数（ｆＩＦ）の決め方を以下に説明する。アンテナ（１３６）で受信する受信周波数をｆｒＧ（ＧＳＭ）とｆｒＤ（ＤＣＳ１８００）、送信する送信周波数をｆｔＧ（ＧＳＭ）とｆｔＤ（ＤＣＳ１８００）とする。前述の様に、ＶＣＯ（１１１）の発振周波数はＧＳＭ受信周波数の４倍、ＤＣＳ１８００受信周波数の２倍だから、ＶＣＯ（１１１）の発振周波数は、４・ｆｒＧ＝２・ｆｒＤと表すことができる。この発振周波数をｍ分周（ＧＳＭ）、ｎ分周（ＤＣＳ１８００）した信号をオフセットＰＬＬのミキサ（１２６）の局部発振信号として用いると、ＧＳＭ時のＩＦ周波数ｆＩＦＧは数式１の様に表せる。
【００１５】
【数１】
2008109680.tif 000003
【００１６】
同様にＤＣＳ１８００時のＩＦ周波数ｆＩＦＤは数式２の様に表せる。
【００１７】
【数２】
2008109680.tif 000004
【００１８】
ここで、ｆｒＧ＝９２５ＭＨｚ，ｆｔＧ＝８８０ＭＨｚ，ｆｒＤ＝１８０５ＭＨｚ，ｆｔＤ＝１７１０ＭＨｚとする。ｍに対してｆＩＦＧを計算したものを図１２に、ｎに対してｆＩＦＤを計算したものを図１３に示す。分周には２分周器を用いるので、ｍ，ｎとして２のｉ乗（ｉは正の整数）を用いた。ＩＦ周波数生成のためのＶＣＯを１個にするにはｍ，ｎは自由に選ぶことはできず、ｆＩＦＧとｆＩＦＤはほぼ等しい必要がある。または、２分周器を使用した場合は、ｆＩＦＧとｆＩＦＤの比が２のｊ乗（ｊは正の整数）にほぼ等しければよい。ここで、ほぼ等しいとは、２つの周波数が正確に一致しなくてもそれら２つがＶＣＯの発振周波数範囲に含まれていればよいという意味である。図１２、図１３において、上記条件を満たすｍとｎの組み合わせは、例えば、（ｍ，ｎ）＝（２，１）や（４，２）である。このｍ，ｎの組み合わせから、消費電力や不要スプリアス信号発生の有無等を考慮に入れて最終的にｆＩＦを決定する。本実施例では（ｍ，ｎ）＝（４，２）としてある。分周器（１１７，１１８）と切り替えスイッチ（１２１）をＶＣＯ（１１１）後段に設け、ＧＳＭ時にはＶＣＯ（１１１）出力周波数を４分周、ＤＣＳ１８００時には２分周する様に制御する。次に、ＶＣＯ（１１４）の発振周波数は、消費電力やＩＣに内蔵する受動素子の規模等によって決定される。本実施例では発振周波数を３００ＭＨｚ帯とし、ＶＣＯ（１１４）後段に分周器（１１９，１２０）と切り替えスイッチ（１２２）を設けることで、ＧＳＭ時には８分周、ＤＣＳ１８００時には４分周してｆＩＦＧ＝４５ＭＨｚ、ｆＩＦＤ＝９５ＭＨｚが生成される。
【００１９】
スプリアスの問題を更に具体的に説明する。図１７，１８にＩＦ周波数を固定し、局部発振周波数を変化させた場合のスプリアスを示す。図１７，１８はＧＳＭ、ＤＣＳ１８００に対応し、送信信号を送信用発振器（１２８、１２９）から発生させた場合に、ＩＦ周波数の整数倍（ｍ倍）と、局部発振周波数の差によって生じるスプリアスを示したものである。ここでｆＩＦはＩＦ周波数、ｆＶＣＯは送信周波数を示す。各欄に記入した数値はスプリアス信号と送信周波数の差をＭＨｚの単位で示したものである。ハッチをかけた部分は１０ＭＨｚ以内の近傍にスプリアスが発生する場合で、送信機のループフィルタ（１２７）で除去するのが困難なものである。図１７，１８より判るようにＩＦ周波数を１つに固定すると、送信帯域内でスプリアスが送信周波数の近傍に現れる領域を避けることが困難であり、ＩＦ周波数を送信周波数に応じて変化させることの有効性が理解される。例えば図１７に示すＧＳＭの例では、８８０ＭＨｚから８８８ＭＨｚまで４５ＭＨｚのＩＦ周波数を選び、８８８ＭＨｚから９１４ＭＨｚまで４６ＭＨｚのＩＦ周波数を選ぶとスプリアスを回避できる。
【００２０】
本実施例では送信機のミキサ回路（１２６）に印加される局部発振信号が受信帯域内に存在する。図１６に本実施例の送信部を拡大して示す。（２３０９）で示す経路を通じて受信帯域内に有る局部発振信号は漏洩し、後段の増幅器により増幅され放射される。ＧＳＭのスプリアスのほうしゃに関する規格を図１９にまとめる。受信帯域のスプリアスは、５点に限り−３６ｄＢｍ以下のスプリアスが許容されるが、原則として−７９ｄＢｍ／１００ｋＨｚに抑圧することが望まれる。図２０にこれまでの実施例で説明したＶＣＯの発振周波数をまとめる。ＤＣＳ１８００の受信用帯域（２７０１）と送信用帯域（２７０３）は一致しており、ＧＳＭの受信用帯域（２７０２）と送信用帯域（２７０４）も同様に一致している。これをずらせる為図２１のような周波数配置を考える。ＤＣＳ１８００の受信用帯域（２７０１）とずらせた送信用帯域（２７０５）は重なることなく、送信時に受信帯域内の周波数を持つ局部発振漏洩は回避できる。ＧＳＭについても同様である。
【００２１】
次に、本発明に係る受信機の第２の実施形態について図２を用いて説明する。
【００２２】
受信機は、低雑音増幅器（１０２）、ミキサ（１０４）、分周器（１０５）、低域通過フィルタ（１０６,１３７）、可変利得増幅器（１０８,２０１）、直流オフセット電圧校正回路（１１０，１１０ｂ）及びデコーダ（２０５）から構成される。また、低雑音増幅器は負荷抵抗（２０７）、トランジスタ（２０８）及び容量（２０９）から構成され、直流オフセット電圧校正回路（１１０）はデジタルアナログ変換器ＤＡＣ（２０２）、アナログデジタル変換器ＡＤＣ（２０３）及び制御回路（２０４）から構成される。ミキサ（１０４）は、ミキサ（２１０，２０６）から構成される。
【００２３】
可変利得増幅器（１０８）の出力直流電圧はＡＤＣ（２０３）でデジタル信号に変換され制御回路（２０４）へ入力される。制御回路（２０４）で、可変利得増幅器（１０８）出力での直流オフセット電圧が計測され、直流オフセット電圧を校正するための校正信号が出力される。該校正信号はＤＡＣ（２０２）でデジタル信号からアナログ信号に変換され、ＤＡＣ（２０２）出力信号により可変利得増幅器（１０８）の直流オフセット電圧が校正される。また、直流オフセット電圧校正回路（１１０）はデコーダ（２０５）により選択され、選択された回路だけが動作を行う。この様に、可変利得増幅器と直流オフセット電圧校正回路からなる帰還ループ内にフィルタが介在しないためフィルタでの遅延がなくなり高速なオフセット校正が実現できる。ここでＡＤＣのビット数は１ビットつまり単純な比較器を適用することも可能である。
【００２４】
本発明に係る可変利得増幅器と直流オフセット電圧校正回路の第３の実施形態について図３を用いて説明する。
【００２５】
可変利得増幅器は、抵抗（３０７，３０８,３１２）とトランジスタ（３０９，３１０，３１１）から構成される。トランジスタ（３０９，３１０）のベースに入力電圧が入力され、コレクタから出力電圧が出力される。利得は、例えば、トランジスタ（３１１）のベース電圧により制御することができる。ＤＡＣ（３１３）は、トランジスタ（３０１，３０２，３０３）と抵抗（３０４，３０５，３０６）から構成される。制御回路（２０４）の出力をトランジスタ（３０１，３０２，３０３）のベースに接続しているので、制御回路（２０４）でトランジスタ（３０１，３０２，３０３）のコレクタ直流電流を制御することができる。該コレクタ直流電流はトランジスタ（３０９）のコレクタ電流と足し合わされ抵抗（３０７）で電圧に変換される。今、直流オフセット電圧ΔＶ（＝Ｖ２−Ｖ１）があるとする。抵抗（３０７，３０８）の抵抗値がＲＬ、ＤＡＣ（３１３）の出力直流電流をＩＤＡＣ１、ＤＡＣ（３１４）の出力直流電流をＩＤＡＣ２で表すことにする。この時、数式３の関係が成り立つ様に制御回路（２０４）はＤＡＣ（３１３，３１４）を制御する。
【００２６】
【数３】
2008109680.tif 000005
【００２７】
本発明に係る可変利得増幅器の第４の実施形態について図６を用いて説明する。図６（ａ）に直流オフセット電圧のない理想的な可変利得増幅器（６０３）と可変利得増幅器（６０３）の入力換算直流オフセット電圧源（６０６）を示す。この場合、オフセット電圧を抑圧する手段がないので出力端子（６０４,６０５）の間にはオフセット電圧源（６０６）の出力電圧が可変利得増幅器（６０３）の利得倍されたオフセットが発生する。次に、本発明に係る第４の実施例である、切り替えスイッチ（６０７,６０８）を可変利得増幅器（６０３）の入出力に接続した構成を図６（ｂ,ｃ）に示す。切り替えスイッチ（６０７,６０８）の接続関係が図６（ｂ）と（ｃ）で逆になっているため、入出力端子間の接続関係は維持しつつオフセット電圧源（６０６）出力電圧の伝わる出力端子は逆になる。したがって、上記に示した切り替えスイッチ（６０７，６０８）の切り替えを周期的に行えば、オフセット電圧源（６０６）の出力電圧は出力端子（６０４）と（６０５）に同じ時間発生することになり、出力端子間のオフセット電圧は０になる。
【００２８】
本発明に係る受信機の第５の実施形態について図７を用いて説明する。本実施例は、第２の実施例において、可変利得増幅器（２０１）と直流オフセット電圧校正回路（１１０ｂ）の代わりに第４の実施例で示した可変利得増幅器（６０９）を用い、可変利得増幅器（６０９）後段に低域通過フィルタ（７０２）とバッファアンプ（７０１）を接続したことを特徴とする受信機である。
【００２９】
本発明に係る受信機の第６の実施形態について図８を用いて説明する。本実施例は、第２の実施例において、低域通過フィルタ（１４０）と可変利得増幅器（２０１）の間にスイッチ（８０１）を接続したことを特徴とする受信機である。直流オフセット電圧校正時には、スイッチ（８０１）をオンにして可変利得増幅器（２０１）の入力を短絡し、校正時以外にはスイッチ（８０１）をオフにする。校正時にスイッチ（８０１）をオンにすることで、可変利得増幅器（２０１）は前段からの直流オフセット電圧の影響を受けずに校正を行うことができる。
【００３０】
本発明に係る移動体通信機の第７の実施形態について図９を用いて説明する。本実施例は、第１の実施例にベースバンド回路（９０１）を追加したことを特徴とする移動体通信機である。（９０７）には、第１の実施例においてアンテナ（１３６）とＩＣに内蔵される回路（１４３）以外のすべての回路が含まれる。ベースバンド回路（９０１）では、受信ベースバンド信号（９０２，９０３）から音声信号への変換や、音声信号から送信ベースバンド信号（９０５，９０６）への変換等の信号処理を行う。さらに、ベースバンド回路（９０１）は、回路（１４３）での直流オフセット電圧の校正を開始するタイミングを決めるＤＣオフセットキャンセル開始信号（９０４）を出力し、回路（１４３）に入力する。この開始信号は受信機が信号を受信開始する前に送られ、信号を受信する前に（１４３）の回路で発生する直流オフセットを除去する。
【００３１】
本発明に係る移動体通信機の第８の実施形態について図１４を用いて説明する。フィルタ（１４０）の容量（１４０３）と抵抗（１４０４，１４０５）の間にスイッチ（１４０１，１４０２）を挿入し、直流オフセット校正時の時定数を小さくする。これによりフィルタ（１４０）での伝搬遅延を短縮できるので図８に示す入力短絡用スイッチ（８０１）を使うことなく高速で直流オフセット校正が出来る。また、各増幅器（１０８，２０１）が図３に示すようにバイポーラトランジスタで構成された場合は、フィルタ抵抗（１４０４，１４０５）を介してベースバイアスが行われる。このため、ベース電流ばらつき、フィルタ抵抗ばらつきによるバイアスオフセットも含めて直流オフセット電圧を校正できる。これに対して、短絡用スイッチ（８０１）を用いる第６の実施例では該バイアスオフセットを校正できない。また、直流オフセットを前段から順に除去すると、残留誤差は後段の直流オフセット校正機能が除去するため、より高精度の直流オフセット除去が達成できる。
【００３２】
本発明に係る移動体通信機の第９の実施形態について図１５を用いて説明する。第８の実施例の様にフィルタの伝搬遅延を低減した場合は、直流オフセット電圧校正のための帰還ループ内にフィルタを介在できる。そのため、第８の実施例に比べてＡＤＣの数を削減でき回路規模を低減出来る。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】本発明の第１の実施形態を示す移動体通信機構成図。
【図２】本発明の移動体通信機の受信機部分構成図。
【図３】本発明の受信機の直流オフセットを除去する回路の詳細図。
【図４】ＧＳＭ規格における動作タイミング図。
【図５】ミキサ回路の発生する直流オフセット電圧測定方法と測定結果を示す図。
【図６】本発明に適用できるチョッパ形増幅器動作原理図。
【図７】本発明の受信機部分にチョッパ形増幅器を適用した場合の実施形態。
【図８】本発明の受信機に係る前段回路の影響なしに可変利得増幅器の直流オフセット電圧校正を行う回路の構成図。
【図９】直流オフセット除去のためのタイミング信号がベースバンド回路から与えられることを示す図面。
【図１０】（ａ）従来のスーパーヘテロダイン方式を適用した移動体通信機構成図。（ｂ）従来のダイレクトコンバージョン受信機構成図。
【図１１】従来の直流オフセット電圧校正手法。
【図１２】ＧＳＭ動作時の送信機ＩＦ周波数を示す図。
【図１３】ＤＣＳ１８００動作時の送信機ＩＦ周波数を示す図。
【図１４】フィルタ容量を切り離し直流オフセット除去動作を加速する方法を示す図。
【図１５】フィルタ容量を切り離し直流オフセット除去回路を簡略化する方法を示す図。
【図１６】ＧＳＭ／ＤＣＳ１８００デュアルバンド送信回路を示す図。
【図１７】ＧＳＭ送信時スプリアス一覧を示す図。
【図１８】ＤＣＳ１８００送信時スプリアス一覧を示す図。
【図１９】ＧＳＭスプリアス規格を示す図。
【図２０】送信、受信の局部発振周波数帯が一致したＶＣＯ発振周波数配置を示す図。
【図２１】送信、受信の局部発振周波数帯が重ならないＶＣＯ発振周波数配置を示す図。
【符号の説明】
【００３４】
１０１，１０２  低雑音増幅器
１０３，１０４，１２３，１２６，２０６，２１０，１０１９，１０２０  ミキサ
１０５，１１５，１１６，１１７，１１８，１１９，１２０，１３９  分周器
１０６，１０７，１２７，１３１，１３２，１３７，１３８，７０２，１０１２，１０１３，１０２１，１０２２，１１０１，１１０３，１１０５  低域通過フィルタ
１０８，１０９，２０１，６０３，１１０２，１１０４  可変利得増幅器
１１０  直流オフセット電圧校正回路
１１１，１１４，１２８，１２９，１００６，１００７，１００８，１００９  ＶＣＯ
１１２，１１３  ＰＬＬ
１２１，１２２  切り替えスイッチ
１２７  位相比較器
１３０，１０１０，１０１１  電力増幅器
１３３，１３４，１００１，１００２，１００３，１００４，１００５  帯域通過フィルタ
１３５，１０１４  アンテナスイッチ
１３６，１０１５  アンテナ
１３９  可変利得低域通過フィルタ
１４０，１０１６  ＩＣ内蔵回路
２０２  ＤＡＣ
２０３  ＡＤＣ
２０５  デコーダ
７０１  バッファアンプ
８０１，１４０１，１４０２  スイッチ
９０１  ベースバンド回路
１４０３  容量
１４０４，１４０５  抵抗
２３０１，２３０２，２３０５，２３０６  リミッタ増幅器
２３０３，２３０４，２３０７，２３０８  低域通過フィルタ
２３０９  送信用局部発振信号漏洩経路
２７０１，２７０２  受信時ＶＣＯ発振周波数帯
２７０３，２７０４，２７０５，２７０６  送信時ＶＣＯ発振周波数。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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