(57)【要約】【課題】スイッチング素子のスイッチング速度を容易に変更することができる電力変換回路を提供することである。【解決手段】２つの主電極と１つの制御電極Ｇとを有するノンラッチング型のスイッチング素子１０と、制御電極Ｇと１つの主電極との間に接続されたコンデンサ１と、制御電極Ｇに接続されスイッチング素子１０のゲート電圧を与えるための制御電流源２とを具備する。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
２つの主電極と１つの制御電極とを有するノンラッチング型のスイッチング素子と、前記制御電極と１つの主電極との間に接続されたコンデンサと、前記制御電極に接続され前記スイッチング素子のゲート電圧を与えるための制御電流源とを具備することを特徴とする電力変換回路。
【請求項２】
前記制御電流源は、その出力電圧が前記スイッチング素子のゲート耐圧を超えないように制限する電圧制限機能を具備したことを特徴とする請求項１記載の電力変換回路。
【請求項３】
前記スイッチング素子のゲート電圧が前記スイッチング素子のゲート耐圧を超えないように制限する電圧制限手段を前記コンデンサと並列に接続したことを特徴とする請求項１記載の電力変換回路。
【請求項４】
前記制御電流源は、ゲート電源からの直流電圧を周期的にオンオフするスイッチ素子と、スイッチ素子のオンデューティの直流電圧を平滑するインダクタンスとを備えたことを特徴とする請求項１記載の電力変換回路。
【請求項５】
前記制御電流源は、前記ゲート電源に代えて、前記スイッチング素子に印加される主回路電圧を整流した直流電圧を用いることを特徴とする請求項４記載の電力変換回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力用スイッチング素子を用いる電力変換回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
電力用スイッチング素子を応用した電力変換器は、スイッチング素子の大容量化・高速化に伴い、その応用範囲を着実に広げている。このような電力用スイッチング素子において、特に、最近応用分野を伸ばしてきたのがＭＯＳゲート型のスイッチング素子であるＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴである。ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴは、オン・オフ状態を自己継続しないノンラッチング型のスイッチング素子であり、サイリスタ等のラッチング型のスイッチング素子に比べて、ゲート駆動による高い制御性が可能な点が大きな利点である。
【０００３】
ＭＯＳゲート型スイッチング素子の駆動回路は、従来より方形波状のパルス電圧を発生させる電圧源と直列に接続されたゲート抵抗によって構成されており、ノイズの影響を受けにくく、しかもオン時のスイッチング損失増大を防止するようにしたものがある（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
図６はＭＯＳゲート型スイッチング素子を有した従来の電力変換回路の回路図である。スイッチング素子１０のゲートＧは、ゲート抵抗１１を介してオン、オフ制御信号がトランジスタ１２、１３より供給される。変調器１７は、スイッチング素子１０に対するオン、オフ指令信号１５を受けてトランジスタ１２、１３を駆動するための回路であり、入力されるオン、オフ指令信号がオンからオフに切り替わった時点で、図７に示すように高周波でオン、オフを繰り返す機能を有している。トランジスタ１２、１３はこれらの信号を増幅するアンプで、低抵抗のゲート抵抗１１を介してスイッチング素子１０にゲート電圧Ｖｇを供給する。１９Ｐ、１９Ｎは電源である。
【０００５】
ここで、トランジスタ１２、１３の出力は変調器１７の出力信号のようにオンからオフに指令信号が切り替わった時点で一定時間ΔＴ１の間高周波でオン、オフを繰り返すが、スイッチング素子１０のＧ−Ｅ間にはキャパシタＣｇｅがあるため、図７に示すようにスイッチング素子１０のゲート電圧Ｖｇは積分した波形となる。このようにして、従来の電力変換回路では、スイッチ回路などによりゲート抵抗値を変更することなく、スイッチング素子１０のゲート電圧Ｖｇの変化を制御できるので、回路構成を複雑化することなく電流オフ時のサージ電圧を防止できる。すなわち、オンからオフ、オフからオンに移る過渡状態でのスイッチング素子１０のスイッチング速度は、ゲート抵抗１１および変調器１７の動作によって設定される。
【特許文献１】特開２００１−２８６１２４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところが、スイッチング素子のスイッチング速度はスイッチング損失、サージ電圧、電磁障害などに関係する重要なパラメータであり、しばしば設計変更が行われる。特許文献１のものにおいては、ゲート抵抗の値によってスイッチング速度を決めているので、スイッチング速度を変更するにはゲート抵抗を変更しなければならない。ゲート抵抗を変更するには、一般的には部品である抵抗器を変更する以外に適当な手段がないために、その変更は容易ではなく動的な変更などは事実上不可能である。
【０００７】
本発明の目的は、スイッチング素子のスイッチング速度を容易に変更することができる電力変換回路を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の電力変換回路は、２つの主電極と１つの制御電極とを有するノンラッチング型のスイッチング素子と、前記制御電極と１つの主電極との間に接続されたコンデンサと、前記制御電極に接続され前記スイッチング素子のゲート電圧を与えるための制御電流源とを具備することを特徴とする。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、スイッチング素子のスイッチング速度を容易に変更することができる電力変換回路を提供することである。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
（第１の実施の形態）
図１は本発明の第１の実施の形態に係わる電力変換回路の回路図である。スイッチング素子１０の制御電極Ｇにはコンデンサ１が接続され、制御電極Ｇの駆動は制御電流源２によって行われる。
【００１１】
スイッチング素子１０のゲート電圧Ｖｇは、制御電流源２より供給される電流とコンデンサ１とによって決定される。ゲート信号３が高レベルの時には、制御電極Ｇに印加される電圧があるしきい値を超えるとスイッチング素子１０はオンする。
【００１２】
制御電流源２により制御電極Ｇに電流を注入し、これによりゲート電圧Ｖｇがしきい値を超えるとスイッチング素子１０はオンし、制御電流源２が制御電極Ｇより電流を排出してゲート電圧Ｖｇがしきい値を下回るとスイッチング素子１０はオフする。コンデンサ１は制御電流源２より注入された電荷を保持し、ゲート電圧Ｖｇを一定にする作用を持つ。
【００１３】
スイッチング素子１０の制御電極Ｇと主電極との間にも等価的な静電容量が存在するが、その値はスイッチング素子１０の動作に強く依存し、スイッチング素子１０の主電極間に印加される電圧が高いオフ時には小さく、スイッチング素子１０の主電極間に印加される電圧が低いオン時には大きくなる。コンデンサ１を並列に接続する目的は、こうした静電容量の変動を緩和することにある。
【００１４】
このような構成によって、制御電流源２の出力電流値を増大させればスイッチング素子１０のゲート電圧Ｖｇは高速度に増大するため、スイッチング速度は速くなり、逆に、制御電流源２の出力電流値を減少させればスイッチング素子１０のゲート電圧Ｖｇは低速度に減少するため、スイッチング速度は遅くなる。
【００１５】
第１の実施の形態によれば、スイッチング素子１０のスイッチング速度を制御電流源２の出力電流値によって制御することが可能になる。また、制御電流源２からの電流値を制御することにより、電力変換器を構成するスイッチング素子１０のスイッチング速度を負荷や周囲の状況に応じて変更することが可能になる。また、スイッチング速度を動的に変えることができるので、電源電圧変動や温度変動、回路部品の経年変化や負荷状況に応じて、電力変換器の動作を最適に保つことが可能になる。
【００１６】
（第２の実施の形態）
図２は本発明の第２の実施の形態に係わる電力変換回路の回路図である。この第２の実施の形態は第１の実施の形態に対し、制御電流源２は、その出力電圧がスイッチング素子１０のゲート耐圧を超えないように制限する電圧制限機能を具備したものである。
【００１７】
スイッチング素子１０のゲート電圧Ｖｇには、スイッチング素子１０のゲート耐圧によって決まる最大値がある。そこで、第２の実施の形態では、スイッチング素子１０のゲート耐圧を超えないように、ゲート電圧Ｖｇを制御あるいは制限する。
【００１８】
図２において、ゲート信号３が高レベルのときには、トランジスタ９ａがオンし、トランジスタ９ｂはオフする。そのため、トランジスタ７ａには、抵抗６ａに印加される電圧がほぼツェナーダイオード８ａの電圧と等しくなる電流が流れ、これが制御電流源２の出力電流として流出する。
【００１９】
一方、ゲート信号３が低レベルのときには、トランジスタ９ｂがオンし、トランジスタ９ａはオフする。そのため、トランジスタ７ｂには、抵抗６ｂに印加される電圧がほぼツェナーダイオード８ｂの電圧と等しくなる電流が流れ、これが制御電流源２の出力電流として流入する。
【００２０】
制御電流源２の電源電圧はゲート電源５ａ、５ｂで与えられているので、例えばゲート信号３が高レベルのときでも、ゲート電圧Ｖｇがゲート電源５ａの電圧に等しくなると、トランジスタ７ａからスイッチング素子１０のゲートへ電流を流し出すことはできなくなる。従って、ゲート電圧Ｖｇはそれ以上上昇しない。すなわち、ゲート電圧Ｖｇの最大値がゲート電源電圧によって制限される。ゲート電圧Ｖｇの最小値についても、同様である。
【００２１】
第２の実施の形態によれば、第１の実施の形態に効果に加え、ゲート電圧Ｖｇを制限することが可能になる。
【００２２】
（第３の実施の形態）
図３は本発明の第３の実施の形態に係わる電力変換回路の回路図である。この第３の実施の形態は第１の実施の形態に対し、スイッチング素子１０のゲート電圧Ｖｇがスイッチング素子１０のゲート耐圧を超えないように制限する電圧制限手段４をコンデンサ１と並列に接続したものである。
【００２３】
図３において、電圧制限手段４はコンデンサ１と並列に接続され、ツェナーダイオード２０ａ、２０ｂで構成されている。すなわち、スイッチング素子１０の制御電極Ｇとスイッチング素子１０の一方の主電極端子との間には、ツェナーダイオード２０ａ、２０ｂが直列接続された電圧制限手段４が設けられている。
【００２４】
ゲート電圧Ｖｇがツェナーダイオード２０ａ、２０ｂの動作電圧を上回ると、制御電流源２の出力電流は、ツェナーダイオード２０ａ、２０ｂに流れ込み、それ以上ゲート電圧Ｖｇが上昇することはない。これによって、ゲート電圧Ｖｇはツェナーダイオード２０ａ、２０ｂよりなる電圧制限手段４によって制限される。
【００２５】
第３の実施の形態によれば、第１の実施の形態の効果に加え、ゲート電圧Ｖｇの最大値を電圧制限手段４によって制限することが可能になる。
【００２６】
（第４の実施の形態）
図４は本発明の第４の実施の形態に係わる電力変換回路の回路図である。この第４の実施の形態は、制御電流源２としてスイッチ素子を用いたスイッチング型としたものである。
【００２７】
図４に示すように、制御電流源２は、ゲート電源５からの直流電圧を周期的にオンオフするスイッチ素子２２と、スイッチ素子２２のオンデューティの直流電圧を平滑するインダクタンス２１とを備えている。
【００２８】
スイッチング素子１０の制御電極は、インダクタンス２１、スイッチ素子２２、ダイオード２３、ゲート制御回路２４、電流検出器２５、ゲート電源５からなる制御電流源２によって駆動される。スイッチ素子２２はゲート制御回路２４によって周期的にオン・オフされ、そのデューティサイクルは電流検出器２５の検出信号に応じて増減される。制御電流源２の内部において、制御電流源２の出力電流は電流検出器２５によって検出され、所望の出力電流よりも小さい場合には、スイッチ素子２２をオンさせるデューティサイクルが増やされる。これによって、インダクタンス２１に印加される電圧が増大するために、制御電流源２の出力電流が増大する。逆に所望の電流よりも制御電流源２の出力電流が大きい場合には、スイッチ素子２２をオンさせるデューティサイクルが減少させられ、これによってインダクタンス２１に印加される電圧が減少し、制御電流源２の出力電流が減少する。
【００２９】
第４の実施の形態によれば、制御電流源２によってゲート電圧Ｖｇを制御することができるとともに、制御電流源２としてスイッチング型の回路を用いることが可能になる。
【００３０】
（第５の実施の形態）
図５は本発明の第５の実施の形態に係わる電力変換回路の回路図である。この第５の実施の形態は、図４に示した第４の実施の形態に対し、制御電流源２は、ゲート電源５に代えて、スイッチング素子１０に印加される主回路電圧を整流した直流電圧を用いるようにしたものである。スイッチング型の回路は損失が小さいという特徴があり、そのために、第４の実施の形態ではゲート電源５を制御電流源２の電源として用いているが、その代わりにスイッチング素子１０に印加される主電圧を制御電流源２の電源として用いることも可能である。そこで、第５の実施の形態では、制御電流源２の電源として、スイッチング素子１０に印加される主回路電圧を整流した直流電圧を用いることとした。
【００３１】
図５に示すように、第４の実施の形態のゲート電源５に代わって、ダイオード２６、コンデンサ２７からなる電源生成回路を用いている。ダイオード２６はスイッチング素子１０がオフして主電圧が印加されている間に導通し、コンデンサ２７にはスイッチング素子１０に印加される電圧と同じ直流電圧が蓄えられる。この電圧を電源として用いることにより、ゲート電源として特段の用意をすることなく、ゲート駆動回路を構成することが可能となる。
【００３２】
第５の実施の形態によれば、制御電流源によってゲート電圧Ｖｇを制御することができるとともに、制御電流源の電源として主電圧から生成した電源を用いることが可能になる。
【００３３】
ここで、本発明の各々の実施の形態では、スイッチング素子としてはＩＧＢＴを例にとっているが、ＩＧＢＴに限らず電圧で制御されるノンラッチング型のスイッチング素子であれば、ＭＯＳＦＥＴなどにも同様に適用できることは言うまでもない。
【図面の簡単な説明】
【００３４】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係わる電力変換回路の回路図。
【図２】本発明の第２の実施の形態に係わる電力変換回路の回路図。
【図３】本発明の第３の実施の形態に係わる電力変換回路の回路図。
【図４】本発明の第４の実施の形態に係わる電力変換回路の回路図。
【図５】本発明の第５の実施の形態に係わる電力変換回路の回路図。
【図６】従来の電力変換回路の回路図。
【図７】従来の電力変換回路の動作を説明するタイミングチャート。
【符号の説明】
【００３５】
１…コンデンサ、２…制御電流源、３…ゲート信号、４…電圧制限手段、５、５ａ、５ｂ…ゲート電源、６ａ、６ｂ…抵抗、７ａ、７ｂ…トランジスタ、８ａ、８ｂ…ツェナーダイオード、９ａ、９ｂ…トランジスタ、１０…スイッチング素子、１１…ゲート抵抗、１２、１３…トランジスタ、１４…抵抗、１５…指令信号、１７ａ…変調器、１９Ｐ、１９Ｎ…ゲート電源、２０ａ、２０ｂ…ツェナーダイオード、２１…インダクタンス、２２…スイッチ素子、２３…ダイオード、２４…ゲート制御回路、２５…電流検出器、２６…ダイオード、２７…コンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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