(57)【要約】【課題】センサレスモータ制御装置において、確実に脱調を検出する。【解決手段】永久磁石同期モータ１の回転子の回転速度を推定する第１の速度推定部２０を備え、その第１の速度推定部２０の推定によって得られる第１推定回転速度ωeが速度指令ω*に追従するようにモータ１を制御するモータ制御装置３において、第１の速度推定部２０と異なる推定方式を用いて前記回転子の回転速度を推定する第２の速度推定部２２を備え、第２の速度推定手段２２の推定によって得られる第２推定回転速度ω2eと、第１推定回転速度ωeまたは速度指令ω*と、の比較に基づいて脱調を検出する。【選択図】図３
2008220169.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
永久磁石同期モータ（以下、モータという）の回転子の回転速度を推定する第１の速度推定手段を備え、その第１の速度推定手段の推定によって得られる第１推定回転速度が速度指令に追従するように前記モータを制御するモータ制御装置において、
前記第１の速度推定手段と計算式の異なる推定方式を用いて前記回転子の回転速度を推定する第２の速度推定手段と、
前記第２の速度推定手段の推定によって得られる第２推定回転速度と、前記第１推定回転速度または前記速度指令と、を比較して脱調を検出する脱調検出手段と、を備えた
ことを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
前記脱調検出手段は、前記第２推定回転速度と、前記第１推定回転速度または前記速度指令と、の比または偏差に基づいて脱調を検出する
ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
【請求項３】
モータと、
前記モータを駆動するインバータと、
前記インバータを制御することにより前記モータを制御する請求項１〜請求項２の何れかに記載のモータ制御装置と、を備えた
ことを特徴とするモータ駆動システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータの動作を制御するためのモータ制御装置に関し、特に脱調検出機能付きモータ制御装置に関する。また、本発明は、そのようなモータ制御装置を有するモータ駆動システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、回転子位置センサを用いることなくモータの回転子位置を推定し、この推定した回転子位置に基づいてモータを制御するモータ制御装置（位置センサレス制御装置）が開発されている。この種のモータ制御装置において、モータに対する負荷の急激な変動などが生じると、脱調が発生することがある。脱調が発生すると、モータの回転が停止して制御不能に陥ってしまうため、脱調を的確に検出する技術が求められている。
【０００３】
このような脱調を検出するための技術として様々な技術が提案されているが、通常運転時では流れない電流の流れによる力率の悪化や無効電流に着目して脱調検出を行おうとするものが多い。
【０００４】
例えば、下記特許文献１に記載の手法では、脱調停止時の無効電流の周期と電圧の周期とを比較して、脱調判定を行う。しかしながら、脱調停止時において両者に差が生じない状態も存在する。そのような状態では、脱調検出は不可能であり、脱調が発生していても制御電圧を印加し続けてしまうという不具合が生じる。
【０００５】
また例えば、速度推定器によって推定された推定速度と速度指令との偏差が所定値以上となっている状態が所定時間以上継続している場合に脱調と判断する、という手法もある。しかしながら、推定速度が速度指令と一致するように制御が行われるので、脱調時においても誤った推定速度と速度指令が一致するように制御が働いて、脱調が検出できない場合がある。
【０００６】
尚、下記特許文献２には、モータの回転子の回転によって発生するγ軸の誘起電圧とδ軸の誘起電圧を推定し、２つの誘起電圧推定値を逐次比較することにより脱調を検出する技術が開示されている。また、下記特許文献３には、モータ発電定数と励磁電流指令とを用いて電圧指令を決定するとともに、励磁電流指令と励磁電流が一致するように電圧補正量を作成し、この電圧補正量と予め定めた所定値とを比較することにより同期モータの脱調を検出する技術が開示されている。
【特許文献１】特開２００１−２５２８２号公報
【特許文献２】特開平１１−１８４９９号公報
【特許文献３】特開２００４−６４９０２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
上述したように、回転子位置センサを用いることなくモータを制御するモータ制御装置において、的確な脱調検出を実現する技術が求められているが、従来の手法では、これを十分に満足させることはできない。
【０００８】
尚、上記特許文献２に記載の手法では、脱調検出用にモータの誘起電圧を推定する複雑な手段が必要となるため、マイクロコンピュータ等における演算処理負荷が大きく増加してしまう。また、上記特許文献３に記載の手法では、上記の電圧補正量を作成するための特殊な制御構成が必要となる。
【０００９】
上記の問題点に鑑み、本発明は、良好な脱調検出を可能とするモータ制御装置及びこれを有するモータ駆動システムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記目的を達成するために本発明に係る第１のモータ制御装置は、永久磁石同期モータ（以下、モータという）の回転子の回転速度を推定する第１の速度推定手段を備え、その第１の速度推定手段の推定によって得られる第１推定回転速度が速度指令に追従するように前記モータを制御するモータ制御装置において、前記第１の速度推定手段と異なる推定方式を用いて前記回転子の回転速度を推定する第２の速度推定手段と、前記第２の速度推定手段の推定によって得られる第２推定回転速度と、前記第１推定回転速度または前記速度指令と、に基づいて脱調を検出する脱調検出手段と、を備えたことを特徴とする。
【００１１】
具体的には例えば、前記脱調検出手段は、前記第２推定回転速度と、前記第１推定回転速度または前記速度指令と、の比または偏差に基づいて脱調を検出する。
【００１２】
第１と第２の速度推定手段は、異なる推定方式を用いて回転速度を推定する。脱調時において、各速度推定手段の推定値は近い値とならない。このため、２つの速度推定手段の推定値を比較することによって、脱調の発生を高い精度で判断することが可能である。
【００１３】
また、上記目的を達成するために本発明に係る第２のモータ制御装置は、永久磁石同期モータ（以下、モータという）の回転子の回転速度を推定する第１の速度推定手段を備え、その第１の速度推定手段の推定によって得られる第１推定回転速度が速度指令に追従するように前記モータを駆動制御するモータ制御装置において、前記モータに印加されるモータ電圧に関する第１の状態量と、前記回転子の回転速度に関する第２の状態量と、  前記モータに供給されるモータ電流に関する第３の状態量、の内の１つまたは２つの状態量に基づいて他の状態量を推定し、その推定結果に基づいて脱調を検出する脱調検出手段を、備えたことを特徴とする。
【００１４】
前記１つまたは２つの状態量に基づいて推定された前記他の状態量は、脱調時において異常な値を持つ。これを参照することにより、脱調の発生を高い精度で判断することが可能となる。
【００１５】
具体的には例えば、前記回転子に設けられた永久磁石が作る磁束に平行な軸をｄ軸、ｄ軸に対応する制御上の推定軸をγ軸、γ軸に直交する制御上の推定軸をδ軸とした場合、前記第２の状態量は、前記第１推定回転速度または前記速度指令によって表され、前記脱調検出手段は、前記第２の状態量に基づいて、または、前記第２の状態量と、前記モータ電流の測定電流若しくは該測定電流が追従すべき電流指令によって表される前記第３の状態量と、に基づいて、前記モータ電圧のδ軸成分を前記第１の状態量として推定し、その推定によって得られた推定δ軸電圧に基づいて脱調を検出する。
【００１６】
そして例えば、前記脱調検出手段は、前記推定δ軸電圧と前記モータ電圧のδ軸成分が追従すべきδ軸電圧指令との比または偏差に基づいて脱調を検出する。
【００１７】
また具体的には例えば、前記回転子に設けられた永久磁石が作る磁束に平行な軸をｄ軸、ｄ軸に対応する制御上の推定軸をγ軸、γ軸に直交する制御上の推定軸をδ軸とした場合、前記第１の状態量は、前記モータ電圧のδ軸成分が追従すべきδ軸電圧指令によって表され、前記第２の状態量は、前記第１推定回転速度または前記速度指令によって表され、前記脱調検出手段は、前記第１の状態量と前記第２の状態量とに基づいて、前記モータ電流のδ軸成分を前記第３の状態量として推定し、その推定によって得られた推定δ軸電流に基づいて脱調を検出する。
【００１８】
そして例えば、前記脱調検出手段は、前記推定δ軸電流と、前記モータ電流の測定電流のδ軸成分若しくは該測定電流のδ軸成分が追従すべきδ軸電流指令と、の比若しくは偏差に基づいて、または、前記推定δ軸電流と所定値との比較に基づいて、脱調を検出する。
【００１９】
また具体的には例えば、前記回転子に設けられた永久磁石が作る磁束に平行な軸をｄ軸、ｄ軸に対応する制御上の推定軸をγ軸、γ軸に直交する制御上の推定軸をδ軸とした場合、前記第１の状態量は、前記モータ電圧のδ軸成分が追従すべきδ軸電圧指令によって表され、前記脱調検出手段は、前記第１の状態量に基づいて、または、前記第１の状態量と、前記モータ電流の測定電流若しくは該測定電流が追従すべき電流指令によって表される前記第３の状態量と、に基づいて、前記第１推定回転速度とは別に第２推定回転速度を前記第２の状態量として推定し、前記第２推定回転速度に基づいて脱調を検出する。
【００２０】
また、上記目的を達成するために本発明に係るモータ駆動システムは、モータと、前記モータを駆動するインバータと、前記インバータを制御することにより前記モータを制御する上記の何れかに記載のモータ制御装置と、を備えた、ことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２１】
本発明によれば、良好な脱調検出が実現可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
以下、本発明の実施形態につき、図面を参照して具体的に説明する。参照する各図において、同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分に関する重複する説明を原則として省略する。また、参照する各図において、同一の記号（θやωなど）を付したものは同一のものである。また、説明の簡略化上、状態量などを記号のみにて表記する場合がある。つまり、例えば、「推定モータ速度ωe」を、単に「ωe」と記すことがあるが、両者は同一のものを意味する。
＜＜第１実施形態＞＞
まず、本発明の第１実施形態について説明する。図１は、第１実施形態に係るモータ駆動システムのブロック構成図である。１は、永久磁石を回転子（不図示）に、電機子巻線を固定子（不図示）に設けた三相永久磁石同期モータ１（以下、単に「モータ１」と記す）である。以下の説明において、単に、電機子巻線及び回転子といった場合、それらは、それぞれ、モータ１の固定子に設けられた電機子巻線及びモータ１の回転子を意味するものとする。モータ１は、例えば、埋込磁石形同期モータに代表される突極機（突極性を有するモータ）であるが、非突極機であっても構わない。
【００２３】
２は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）インバータであり、モータ１の回転子位置に応じてモータ１の電機子巻線にＵ相、Ｖ相及びＷ相から成る三相交流電圧を供給する。このモータ１の電機子巻線に供給される電圧をモータ電圧（電機子電圧）Ｖaとし、インバ
ータ２からモータ１の電機子巻線に供給される電流をモータ電流（電機子電流）Ｉaとす
る。
【００２４】
３は、モータ制御装置（位置センサレス制御装置）であり、モータ電流Ｉaを用いてモ
ータ１の回転子位置等を推定し、モータ１を所望の回転速度で回転させるための信号をＰＷＭインバータ２に与える。この所望の回転速度は、図示されないＣＰＵ（中央処理装置；Central Processing Unit）等からモータ制御装置（本実施形態では、モータ制御装置３）にモータ速度指令値ω*として与えられる。
【００２５】
図２は、モータ１の解析モデル図である。図２には、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電機子巻線固定軸が示されている。１ａは、モータ１の回転子を構成する永久磁石である。永久磁石１ａが作る磁束と同じ速度で回転する回転座標系において、永久磁石１ａが作る磁束の方向をｄ軸にとり、ｄ軸に対応する制御上の推定軸をγ軸とする。また、図示していないが、ｄ軸から電気角で９０度進んだ位相にｑ軸をとり、γ軸から電気角で９０度進んだ位相に推定軸であるδ軸をとる。ｄ軸とｑ軸を座標軸に選んだ回転座標系の座標軸をｄ−ｑ軸（実軸）と呼ぶ。制御上の回転座標系（推定回転座標系）はγ軸とδ軸を座標軸に選んだ座標系であり、その座標軸をγ−δ軸と呼ぶ。
【００２６】
ｄ−ｑ軸は回転しており、その回転速度（即ち、モータ１の回転子の回転速度）を実モータ速度ωと呼ぶ。γ−δ軸も回転しており、その回転速度を推定モータ速度ωeと呼ぶ
。また、ある瞬間の回転しているｄ−ｑ軸において、ｄ軸の位相をＵ相の電機子巻線固定軸を基準としてθ（実回転子位置θ）により表す。同様に、ある瞬間の回転しているγ−δ軸において、γ軸の位相をＵ相の電機子巻線固定軸を基準としてθe（推定回転子位置
θe）により表す。そうすると、ｄ軸とγ軸との軸誤差Δθ（ｄ−ｑ軸とγ−δ軸との軸
誤差Δθ）は、Δθ＝θ―θeで表される。ω*、ω及びωe並びに後述するω2eは、電気
角速度にて表される。
【００２７】
以下の記述において、モータ電圧Ｖaのγ軸成分、δ軸成分、ｄ軸成分及びｑ軸成分を
、それぞれγ軸電圧ｖγ、δ軸電圧ｖδ、ｄ軸電圧ｖd及びｑ軸電圧ｖqで表し、モータ電流Ｉaのγ軸成分、δ軸成分、ｄ軸成分及びｑ軸成分を、それぞれγ軸電流ｉγ、δ軸電
流ｉδ、ｄ軸電流ｉd及びｑ軸電流ｉqで表す。
【００２８】
また、以下の記述において、Ｒaは、モータ抵抗（モータ１の電機子巻線の抵抗値）で
あり、Ｌd、Ｌqは、夫々ｄ軸インダクタンス（モータ１の電機子巻線のインダクタンスのｄ軸成分）、ｑ軸インダクタンス（モータ１の電機子巻線のインダクタンスのｑ軸成分）であり、Φaは、永久磁石１ａによる電機子鎖交磁束である。尚、Ｌd、Ｌq、Ｒa及びΦa
は、モータ駆動システムの製造時に定まる値であり、それらの値はモータ制御装置の演算にて使用される。また、後に示す各式において、ｓはラプラス演算子を意味する。
【００２９】
図３は、図１のモータ制御装置３の内部構成を詳細に表した、モータ駆動システムの構成ブロック図である。モータ制御装置３は、電流検出器１１、座標変換器１２、減算器１３、減算器１４、電流制御部１５、磁束制御部１６、速度制御部１７、座標変換器１８、減算器１９、第１速度推定部２０（第１の速度推定手段）、積分器２１、第２速度推定部２２（第２の速度推定手段）及び脱調判断部２３を、を有して構成される。モータ制御装置（３並びに後述する３ａ、３ｂ及び３ｃ）を構成する各部位は、必要に応じてモータ制御装置（３並びに後述する３ａ、３ｂ及び３ｃ）内で生成される値の全てを自由に利用可能となっている。
【００３０】
電流検出器１１は、例えばホール素子等から成り、ＰＷＭインバータ２からモータ１に供給されるモータ電流ＩaのＵ相電流（Ｕ相の電機子巻線に流れる電流）ｉu及びＶ相電流（Ｖ相の電機子巻線に流れる電流）ｉvを検出する。座標変換器１２は、電流検出器１１
からのＵ相電流ｉu及びＶ相電流ｉvの検出結果を受け取り、それらを積分器２１から与えられる推定回転子位置θeを用いて、γ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδに変換する。この変
換には、下記式（１）を用いる。
【００３１】
【数１】
2008220169.tif 000003
第１速度推定部２０は、推定モータ速度ωe（第１推定回転速度）推定して出力する。
推定モータ速度ωeの推定手法については、第４実施形態の説明の後に詳説する。積分器
２１は、第１速度推定部２０にて推定された推定モータ速度ωeを積分することにより、
推定回転子位置θeを算出する。
【００３２】
減算器１９は、第１速度推定部２０から与えられる推定モータ速度ωeを、モータ速度
指令値ω*から減算し、その減算結果（速度誤差）を出力する。速度制御部１７は、減算
器１９の減算結果（ω*−ωe）に基づいて、δ軸電流指令値ｉδ*を作成する。このδ軸
電流指令値ｉδ*は、モータ電流Ｉaのδ軸成分であるδ軸電流ｉδが追従すべき電流の値を表す。磁束制御部１６は、γ軸電流指令値ｉγ*を出力する。この際、必要に応じて、
δ軸電流指令値ｉδ*及び推定モータ速度ωeを参照する。γ軸電流指令値ｉγ*は、モー
タ電流Ｉaのγ軸成分であるγ軸電流ｉγが追従すべき電流の値を表す。
【００３３】
減算器１３は、磁束制御部１６が出力するγ軸電流指令値ｉγ*から、座標変換器１２
が出力するγ軸電流ｉγを差し引いて、電流誤差（ｉγ*−ｉγ）を算出する。減算器１
４は、速度制御部１７が出力するδ軸電流指令値ｉδ*から、座標変換器１２が出力する
δ軸電流ｉδを差し引いて、電流誤差（ｉδ*−ｉδ）を算出する。
【００３４】
電流制御部１５は、減算器１３及び１４にて算出された各電流誤差、座標変換器１２からのγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδ、並びに第１速度推定部２０からの推定モータ速度ωeを受け、γ軸電流ｉγがγ軸電流指令値ｉγ*に追従するように、且つδ軸電流ｉδがδ軸電流指令値ｉδ*に追従するように、γ軸電圧ｖγが追従すべきγ軸電圧指令値ｖγ*とδ軸電圧ｖδが追従すべきδ軸電圧指令値ｖδ*を算出して出力する。
【００３５】
座標変換器１８は、積分器２１から与えられる推定回転子位置θeに基づいて、γ軸電
圧指令値ｖγ*及びδ軸電圧指令値ｖδ*の逆変換を行い、モータ電圧ＶaのＵ相成分、Ｖ
相成分及びＷ相成分を表すＵ相電圧指令値ｖu*、Ｖ相電圧指令値ｖv*及びＷ相電圧指令値ｖw*から成る三相の電圧指令値を作成して、それらをＰＷＭインバータ２に出力する。この逆変換には、下記の２つの等式から成る式（２）を用いる。
【００３６】
【数２】
2008220169.tif 000004
ＰＷＭインバータ２は、モータ１に印加されるべき電圧を表す三相の電圧指令値（ｖu*、ｖv*及びｖw*）に基づいてパルス幅変調された信号を作成し、該三相の電圧指令値に応じたモータ電流Ｉaをモータ１の電機子巻線に供給してモータ１を駆動する。
【００３７】
第２速度推定部２２は、第１速度推定部２０にて採用される回転子の回転速度の推定方式と異なる推定方式を用いて、回転子の回転速度を推定する。換言すれば、第２速度推定部２２は、第１速度推定部２０が回転子の回転速度を算出する（推定する）ために用いる算出式と異なる算出式を用いて、回転子の回転速度を算出する（推定する）。第２速度推定部２２によって推定される回転子の回転速度を、第２推定モータ速度ω2eと呼ぶ。
【００３８】
下記式（３）は、一般的に知られる、モータ１の電圧方程式（ｑ軸電圧ｖqの方程式）
である。ここで、ｐは微分演算子である。過渡項である式（３）の右辺第２項を無視した上で、ｄ−ｑ軸上のｖq、ｉq及びｉdを、それぞれ、γ−δ軸上のｖδ、ｉδ及びｉγに
置換すると、δ軸電圧ｖδの方程式である式（４）が得られる。
【００３９】
【数３】
2008220169.tif 000005
【００４０】
【数４】
2008220169.tif 000006
第２速度推定部２２は、式（４）を用いて、第２推定モータ速度ω2eを算出する。実際には、第２速度推定部２２は、モータ制御装置３内で算出された各値を参照し、下記式（５ａ）に基づいて第２推定モータ速度ω2eを算出する。また、通常、永久磁石１ａの作る磁束はγ軸電流ｉγが作る磁束よりも十分に大きく“Φa＞＞Ｌdｉγ”であると共に、或る程度の回転速度がある状態ではモータ抵抗における電圧降下はδ軸電圧に比して十分に小さい。このため、式（５ａ）の近似式に相当する下記式（５ｂ）に基づいて第２推定モータ速度ω2eを算出するようにしてもよい。
【００４１】
【数５】
2008220169.tif 000007
脱調判断部２３は、第２速度推定部２２によって算出された第２推定モータ速度ω2eと、モータ速度指令値ω*（または後述するように推定モータ速度ωe）と、を参照して、回転子が脱調状態にあるか否かを判断する。ここで、脱調状態とは、回転子の回転中に急激な負荷変動が生じること等によって回転子がモータ速度指令値ω*に従って回転できなく
なる（例えば、停止してしまう）状態を意味する。また、回転子が停止している状態から回転子の回転を始動させる際に、何らかの原因で回転子が回転できない状態（所謂ロック状態）も、脱調状態に含まれる。
【００４２】
脱調状態にあると判断されない場合は、正常に動作している、即ち同期状態にあると判断される。同期状態では、モータ速度指令値ω*と推定モータ速度ωeは互いに一致（或いは略一致）しており、更に、推定モータ速度ωeと第２推定モータ速度ω2eも互いに一致
（或いは略一致）している。
【００４３】
例えば、脱調判断部２３は、下記式（６）が成立する場合に回転子が脱調状態であると判断し、不成立の場合に同期状態であると判断する。式（５ａ）及び式（５ｂ）を用いて書き直せば、下記式（７ａ）または（７ｂ）が成立する場合に、脱調と判断することになる。
【００４４】
【数６】
2008220169.tif 000008
【００４５】
【数７】
2008220169.tif 000009
ここで、ｋ1は、必要に応じて実験等を介し、予め定められる１よりも大きな値（例え
ば２）である。ｋ1は、典型的には定数とされるが、モータ制御装置３内の各値（ω*、ｖδ*、ｉδなど）に応じて値が変化する変数であってもよい。脱調すると、通常、回転子
の回転が停止する。このため、モータ１に実際に加わる電圧に応じたδ軸電圧指令値ｖδ*が小さくなり、これに伴って第２推定モータ速度ω2eも小さくなる（上記式（５ａ）ま
たは（５ｂ）参照）。従って、上記式（６）により、即ち、式（７ａ）または（７ｂ）により、脱調検出が可能である。
【００４６】
尚、式（５ａ）及び（７ａ）おけるｉγをｉγ*に置換しても構わない。同様に、式（
５ａ）及び（７ａ）におけるｉδをｉδ*に置換しても構わない。測定電流であるｉγ及
びｉδは、夫々、電流指令であるｉγ*及びｉδ*に一致（或いは略一致）するからである。また、式（６）、（７ａ）及び（７ｂ）おけるω*をωeに置換しても構わない。速度指令であるω*は、ωeに一致（或いは略一致）するからである。また、上記の不等式（６）、（７ａ）及び（７ｂ）における不等号“＞”を“≧”に置換しても構わない。
【００４７】
また、上記式（６）を用いた場合、ω2eとω*（またはωe）との比に基づいて脱調検出を行うことになるが、ω2eとω*（またはωe）との偏差に基づいて脱調検出を行うようにしてもよい。つまり、例えば、式（６）の代わりに下記式（８）を用いて脱調検出を行うようにしても良い。この場合、下記式（８）が成立する場合に回転子が脱調状態であると判断し、不成立の場合に同期状態であると判断する。
【００４８】
【数８】
2008220169.tif 000010
式（８）におけるＧ1は、ω2e、ω*またはωeの関数であり、その関数は、例えば、式
（６）が成立する場合には式（８）も成立するように且つ式（６）が不成立の場合には式（８）も不成立となるように、設定される。この場合、式（６）と式（８）は等価であり、式（６）を用いた脱調検出と式（８）を用いた脱調検出は、実質的に同じといえる。尚、Ｇ1の値は、ω2e、ω*またはωeに応じて逐次算出される、或いは、テーブルデータと
して予め設定されメモリ（不図示）に格納されている。
【００４９】
２つの速度推定部間で推定方式が異なっていても、同期状態においては、両方式とも真値に近い速度を算出する。しかしながら、脱調状態においては、両方式とも真値を正確に算出することができず、各速度推定部の算出値は近い値とならない。このため、２つの速度推定部の算出値を比較することによって、脱調状態を高い精度で判断することができる。
【００５０】
尚、第１速度推定部２０はモータ１の駆動制御に用いられ、その推定値（ωe）が速度
指令（ω*）に追従するようにモータ１は駆動制御される。従って、脱調時には、第１速
度推定部２０の推定値は正しい値とはならず、その推定値と速度指令との間に比較的大きな差が生じるため、この差を利用した脱調検出の実現も期待できる。しかしながら、場合によっては、速度制御によって推定値が速度指令に一致するように（正常ではない）通電が行われて制御が安定してしまう場合もある。本実施形態の如く、第２速度推定部を用いるようにすれば、このような弊害が排除され、確実に脱調を検出することが可能となる。
＜＜第２実施形態＞＞
次に、本発明の第２実施形態について説明する。図４は、第２実施形態に係るモータ駆動システムのブロック構成図である。図４のモータ駆動システムは、モータ１、インバータ２及びモータ制御装置３ａを備えて構成される。
【００５１】
モータ制御装置３ａは、図３のモータ制御装置３における第２速度推定部２２及び脱調判断部２３を、印加電圧推定部２５及び脱調判断部２３ａに置換した構成となっており、その他の点において、図４のモータ制御装置３ａ及びモータ駆動システムと、図３のモータ制御装置３及びモータ駆動システムは一致している。このため、以下、第１実施形態との相違点に着目して説明を行い、一致点に関する重複する説明を省略する。
【００５２】
印加電圧推定部２５は、上記の式（４）を用いてδ軸電圧Ｖδを推定する（算出する）。印加電圧推定部２５によって推定されたδ軸電圧Ｖδを、推定δ軸電圧ｖδeと表記す
る。算出された推定δ軸電圧ｖδeは、脱調判断部２３ａに与えられる。
【００５３】
実際には、印加電圧推定部２５は、モータ制御装置３ａ内で算出された各値を参照し、下記式（９ａ）に基づいて推定δ軸電圧ｖδeを算出する。また、通常はｉγが非常に小
さいことを考慮し、式（９ａ）の近似式に相当する下記式（９ｂ）に基づいて推定δ軸電圧ｖδeを算出するようにしてもよい。また、或る程度の回転速度がある状態ではモータ
抵抗における電圧降下はω*Φａに比べて十分に小さい。このため、式（９ａ）の近似式
に相当する下記式（９ｃ）に基づいて推定δ軸電圧ｖδeを算出するようにしてもよい。
【００５４】
【数９】
2008220169.tif 000011
脱調判断部２３ａは、印加電圧推定部２５によって算出された推定δ軸電圧ｖδeと、
電流制御部１５によって算出されたδ軸電圧指令値ｖδ*と、を参照して、回転子が脱調
状態にあるか否かを判断する。脱調状態にあると判断されない場合は、同期状態にあると判断される。
【００５５】
例えば、脱調判断部２３ａは、下記式（１０）が成立する場合に回転子が脱調状態であると判断し、不成立の場合に同期状態であると判断する。式（９ａ）、（９ｂ）及び（９ｃ）を用いて書き直せば、下記式（１１ａ）、（１１ｂ）または（１１ｃ）が成立する場合に、脱調と判断することになる。尚、同期状態では、ｖδeとｖδ*は一致（或いは略一致）している。
【００５６】
【数１０】
2008220169.tif 000012
【００５７】
【数１１】
2008220169.tif 000013
ここで、ｋ2は、必要に応じて実験等を介し、予め定められる１よりも小さな値（例え
ば０．５）である。ｋ2は、典型的には定数とされるが、モータ制御装置３ａ内の各値（
ω*、ｖδ*、ｉδなど）に応じて値が変化する変数であってもよい。脱調すると、通常、回転子の回転が停止する。このため、モータ１に実際に加わる電圧に応じた即ちδ軸電圧指令値ｖδ*が小さくなるが、一方において、ω*に応じて回転子が回転しているものとして算出される推定δ軸電圧ｖδeは、ω*に応じた値を有する。従って、上記式（１０）により、即ち、式（１１ａ）、（１１ｂ）または（１１ｃ）により、脱調検出が可能である。
【００５８】
尚、式（９ａ）及び（１１ａ）おけるｉγをｉγ*に置換しても構わない。同様に、式
（９ａ）、（９ｂ）、（１１ａ）及び（１１ｂ）におけるｉδをｉδ*に置換しても構わ
ない。また、式（９ａ）、（９ｂ）、（９ｃ）、（１１ａ）、（１１ｂ）及び（１１ｃ）おけるω*をωeに置換しても構わない。また、上記の不等式（１０）、（１１ａ）、（１１ｂ）及び（１１ｃ）における不等号“＜”を“≦”に置換しても構わない。
【００５９】
また、上記式（１０）を用いた場合、ｖδeとｖδ*との比に基づいて脱調検出を行うことになるが、ｖδeとｖδ*との偏差に基づいて脱調検出を行うようにしてもよい。つまり、例えば、式（１０）の代わりに下記式（１２）を用いて脱調検出を行うようにしても良い。この場合、下記式（１２）が成立する場合に回転子が脱調状態であると判断し、不成立の場合に同期状態であると判断する。
【００６０】
【数１２】
2008220169.tif 000014
式（１２）におけるＧ2は、ｖδeまたはｖδ*の関数であり、その関数は、例えば、式
（１０）が成立する場合には式（１２）も成立するように且つ式（１０）が不成立の場合には式（１２）も不成立となるように、設定される。この場合、式（１０）と式（１２）は等価であり、式（１０）を用いた脱調検出と式（１２）を用いた脱調検出は、実質的に同じといえる。尚、Ｇ2の値は、ｖδeまたはｖδ*に応じて逐次算出される、或いは、テ
ーブルデータとして予め設定されメモリ（不図示）に格納されている。
【００６１】
尚、第１実施形態では電圧指令から速度を推定するようにしているが、本実施形態では、それとは逆に、速度指令または推定速度から印加電圧を推定し、推定した印加電圧と電圧指令との対比から脱調を検出するようにしている。
＜＜第３実施形態＞＞
次に、本発明の第３実施形態について説明する。図５は、第３実施形態に係るモータ駆動システムのブロック構成図である。図５のモータ駆動システムは、モータ１、インバータ２及びモータ制御装置３ｂを備えて構成される。
【００６２】
モータ制御装置３ｂは、図３のモータ制御装置３における第２速度推定部２２及び脱調判断部２３を、供給電流推定部２６及び脱調判断部２３ｂに置換した構成となっており、その他の点において、図５のモータ制御装置３ｂ及びモータ駆動システムと、図３のモータ制御装置３及びモータ駆動システムは一致している。このため、以下、第１実施形態との相違点に着目して説明を行い、一致点に関する重複する説明を省略する。
【００６３】
供給電流推定部２６は、上記の式（４）を用いてδ軸電流ｉδを推定する（算出する）。供給電流推定部２６によって推定されたδ軸電流ｉδを、推定δ軸電流ｉδeと表記す
る。算出された推定δ軸電流ｉδeは、脱調判断部２３ｂに与えられる。
【００６４】
実際には、供給電流推定部２６は、モータ制御装置３ｂ内で算出された各値を参照し、下記式（１３ａ）に基づいて推定δ軸電流ｉδeを算出する。また、通常はｉγが非常に
小さいことを考慮し、式（１３ａ）の近似式に相当する下記式（１３ｂ）に基づいて推定δ軸電流ｉδeを算出するようにしてもよい。
【００６５】
【数１３】
2008220169.tif 000015
脱調判断部２３ｂは、供給電流推定部２６によって算出された推定δ軸電流ｉδeと、
速度制御部１７によって算出されたδ軸電流指令値ｉδ*（または座標変換機１２によっ
て算出されたδ軸電流ｉδ）を参照して、回転子が脱調状態にあるか否かを判断する。但し、ｉδ*（またはｉδ）の参照を省略することも可能である。脱調状態にあると判断さ
れない場合は、同期状態にあると判断される。
【００６６】
例えば、脱調判断部２３ｂは、下記式（１４）、（１５）または（１６）が成立する場合に回転子が脱調状態であると判断し、不成立の場合に同期状態であると判断する。式（１４）、（１５）及び（１６）におけるｉδeの値は、上記式（１３ａ）または（１３ｂ
）を用いて算出される。尚、同期状態では、ｉδeとｉδ*は一致（或いは略一致）している。
【００６７】
【数１４】
2008220169.tif 000016
【００６８】
【数１５】
2008220169.tif 000017
【００６９】
【数１６】
2008220169.tif 000018
ここで、ｋ3、ｋ4及びｋ5は、必要に応じて実験等を介しつつ、予め定められる値であ
る。ｋ3、ｋ4及びｋ5は、典型的には定数とされるが、モータ制御装置３ｂ内の各値（ω*、ｖδ*、ｉδなど）に応じて値が変化する変数であってもよい。脱調すると、通常、回
転子の回転が停止する。このため、モータ１に実際に加わる電圧に応じたδ軸電圧指令値ｖδ*が小さくなり、その値はω*Φaよりも小さくなる。つまり、脱調時において、ｉδeは負の値をとる。また、モータ１を駆動する際、常に、ｉδ*＞０が成立する。
【００７０】
従って、ｋ3の値は、１より小さな値とされる。例えば、ｋ3は、０、０．５又は０近傍の負の値とされる。また、ｋ4の値は、負の値とされる。また、ｋ5の値は、０または負の値とされる。
【００７１】
尚、式（１３ａ）おけるｉγをｉγ*に置換しても構わない。同様に、式（１４）及び
（１５）におけるｉδ*をｉδに置換しても構わない。また、式（１３ａ）及び（１３ｂ
）おけるω*をωeに置換しても構わない。また、上記の不等式（１４）、（１５）及び（１６）における不等号“＜”を“≦”に置換しても構わない。
＜＜第４実施形態＞＞
次に、本発明の第４実施形態について説明する。図６は、第４実施形態に係るモータ駆動システムのブロック構成図である。図６のモータ駆動システムは、モータ１、インバータ２及びモータ制御装置３ｃを備えて構成される。
【００７２】
モータ制御装置３ｃは、図３のモータ制御装置３に重畳電圧生成部２８、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）２９及び加算器３０を追加し、更に、図３のモータ制御装置３における第２速度推定部２２及び脱調判断部２３を第２速度推定部２７及び脱調判断部２３ｃに置換した構成となっており、その他の点において、図６のモータ制御装置３ｃ及びモータ駆動システムと、図３のモータ制御装置３及びモータ駆動システムは一致している。このため、以下、第１実施形態との相違点に着目して説明を行い、一致点に関する重複する説明を省略する。
【００７３】
重畳電圧生成部２８は、Ｕ相電圧指令値ｖu*、Ｖ相電圧指令値ｖv*及びＷ相電圧指令値ｖw*に重畳するための重畳電圧を生成して出力する。この重畳電圧は、ｖu*に対するＵ相重畳電圧ｖｈu（重畳電圧のＵ相成分）と、ｖv*に対するＶ相重畳電圧ｖｈv（重畳電圧のＶ相成分）と、ｖw*に対するＷ相重畳電圧ｖｈw（重畳電圧のＷ相成分）と、から成る。
加算器３０は、座標変換機器１８からのｖu*、ｖv*及びｖw*に、それぞれ、ｖｈu、ｖｈv及びｖｈwを加算し、各加算結果をＰＷＭインバータ２に出力する。
【００７４】
このため、本実施形態では、（ｖu*＋ｖｈu）、（ｖv*＋ｖｈv）及び（ｖw*＋ｖｈw）
から成る三相の電圧指令値が、モータ１に印加されるべき電圧としてＰＷＭインバータ２に供給される。ＰＷＭインバータ２は、重畳電圧が重畳された該三相の電圧指令値に応じたモータ電流Ｉaをモータ１の電機子巻線に供給してモータ１を駆動する。
【００７５】
このように、本実施形態では、ｖu*、ｖv*及びｖw*によって表される、モータ１を駆動するための駆動電圧に、重畳電圧が重畳される。この重畳電圧の重畳によって、γ軸電流指令値ｉγ*及びδ軸電流指令値ｉδ*にて表される、モータ１を駆動するための駆動電流に、上記重畳電圧に応じた重畳電流が重畳されることになる。
【００７６】
重畳電圧生成部２８によって生成される重畳電圧は、高周波の回転電圧である。ここで、「高周波」とは、その重畳電圧の周波数が駆動電圧の周波数よりも十分に大きいことを意味している。従って、この重畳電圧に従って重畳される上記重畳電流の周波数は、上記駆動電流の周波数よりも十分に大きい。また、「回転電圧」とは、重畳電圧の電圧ベクトル軌跡が固定座標軸上で円を成すような電圧を意味する。
【００７７】
γ−δ軸上で（γ−δ座標上で）考えた場合も、重畳電圧生成部２８によって生成される重畳電圧の電圧ベクトル軌跡は、例えば図７の電圧ベクトル軌跡７０のような円を成す。重畳電圧が３相平衡電圧の場合、その電圧ベクトル軌跡は、電圧ベクトル軌跡７０の如く、γ−δ軸上で原点を中心とする真円を成すことになる。この回転電圧（重畳電圧）は、モータ１に同期しない高周波の電圧であるため、この回転電圧の印加によってモータ１が回転することはない。
【００７８】
また、モータ１が埋込磁石形同期モータ等であってＬd＜Ｌqが成立するとき、電圧ベクトル軌跡７０を成す重畳電圧によってモータ１に流れる重畳電流の電流ベクトル軌跡は、図８の電流ベクトル軌跡７１に示す如く、γ−δ軸（γ−δ座標）上で原点を中心とし、γ軸方向を長軸方向且つδ軸方向を短軸方向とする楕円を成す。但し、電流ベクトル軌跡７１は、軸誤差Δθがゼロの場合の電流ベクトル軌跡である。軸誤差Δθがゼロでない場合における重畳電流の電流ベクトル軌跡は、電流ベクトル軌跡７２にて表される楕円のようになり、その長軸方向（又は短軸方向）はγ軸方向（又はδ軸方向）と一致しない。即ち、軸誤差Δθがゼロでない場合は、γ−δ軸（γ−δ座標）上で原点を中心として電流ベクトル軌跡７１が傾き、電流ベクトル軌跡７２を描くようになる。
【００７９】
重畳電流のγ軸成分及びδ軸成分を、夫々γ軸重畳電流ｉｈγ及びδ軸重畳電流ｉｈδとすると、それらの積（ｉｈγ×ｉｈδ）には、電流ベクトル軌跡７２にて表される楕円の傾きに依存した直流成分が存在する。積（ｉｈγ×ｉｈδ）は、電流ベクトル軌跡の第１及び第３象限で正の値をとる一方で第２及び第４象限で負の値をとるため、楕円が傾いていない時は（電流ベクトル軌跡７１の場合は）直流成分を含まないが、楕円が傾くと（電流ベクトル軌跡７２の場合は）直流成分を含むようになる。尚、図８におけるＩ、II、III及びIVは、γ−δ軸（γ−δ座標）上での第１、第２、第３及び第４象限を表してい
る。
【００８０】
図９に、時間を横軸にとり、軸誤差Δθがゼロの場合における積（ｉｈγ×ｉｈδ）とその積の直流成分を夫々曲線６０及び６１にて表す。図１０に、時間を横軸にとり、軸誤差Δθがゼロではない場合における積（ｉｈγ×ｉｈδ）とその積の直流成分を夫々曲線６２及び６３にて表す。図９及び図１０からも分かるように、積（ｉｈγ×ｉｈδ）の直流成分は、Δθ＝０°の場合にゼロとなり、Δθ≠０°の場合にゼロとならない。また、この直流成分は、軸誤差Δθの大きさが増大するにつれて大きくなる（軸誤差Δθに概ね比例する）。仮に、この直流成分がゼロに収束するように制御すれば、軸誤差Δθはゼロに収束するようになる。
【００８１】
第２速度推定部２７は、この点に着目し、積（ｉｈγ×ｉｈδ）の直流成分がゼロに収束するように、第２推定モータ速度ω2eを推定する。この推定方式は、第１実施形態と同様、第１速度推定部２０におけるそれと異なる。図１１は、第２速度推定部２７の内部構成の一例を表すブロック図である。図１１の第２速度推定部２７は、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）３１と、座標変換器３２と、乗算器３３と、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）３４と、比例積分演算器３５と、積分器３６と、を有して構成される。
【００８２】
今、固定座標軸上における、重畳電圧の周波数（電気角速度）をωhとする。第２速度
推定部２７において、ＢＰＦ３１には、電流検出器１１によって検出されたＵ相電流ｉu
及びＶ相電流ｉvが与えられる。ＢＰＦ３１には、更に、電流検出器１１によって検出さ
れたＷ相電流ｉw（Ｗ相の電機子巻線に流れる電流）、或いは、Ｕ相電流ｉu及びＶ相電流ｉvから算出されたＷ相電流ｉwが与えられる。
【００８３】
ＢＰＦ３１は、ｉu、ｉv及びｉwから、ωhの周波数成分を抽出して出力する。ＢＰＦ３１は、ｉu、ｉv及びｉwを入力信号として受ける、ωhの周波数を通過帯域内に含むバンドパスフィルタであり、典型的には例えば、その通過帯域の中心周波数はωhとされる。ま
た、ＢＰＦ３１によって駆動電流の周波数成分は除去される。
【００８４】
座標変換器３２は、積分器３６から与えられる第２推定回転子位置θ2eを用いて、ｉu
、ｉv及びｉwのωhの周波数成分を、γ−δ軸上の２相電流、即ち、γ軸重畳電流ｉｈγ
及びδ軸重畳電流ｉｈδに変換する。γ軸重畳電流ｉｈγ及びδ軸重畳電流ｉｈδは、夫々、重畳電圧に従って重畳された重畳電流のγ軸成分及びδ軸成分を表している。尚、第２推定回転子位置θ2eは、後述するように第２推定モータ速度ω2eに基づいて算出される値であり、厳密にはθeと異なるのではあるが、同期状態においてθeと等しいと考えることができる。
【００８５】
乗算器３３は、γ軸重畳電流ｉｈγとδ軸重畳電流ｉｈδの積（ｉｈγ×ｉｈδ）を算出する。ＬＰＦ３４は、この積（ｉｈγ×ｉｈδ）から高周波成分を除去して、積（ｉｈγ×ｉｈδ）の直流成分ｉｈＤを抽出する。
【００８６】
比例積分演算器３５は、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）から成り、積分器３６等と協働
しつつ比例積分制御を行って、ＬＰＦ３４から出力される直流成分ｉｈＤがゼロに収束するように第２推定モータ速度ω2eを算出する。積分器３６は、比例積分演算器３５から出力される第２推定モータ速度ω2eを積分して第２推定回転子位置θ2eを算出する。
【００８７】
上記の如く算出された第２推定モータ速度ω2eは、同期状態において、推定モータ速度ωe及びモータ速度指令値ω*と一致（或いは略一致）する。
【００８８】
図６のＬＰＦ２９は、電流制御部１５からのｖγ*及びｖδ*並びに座標変換部１２からのｉγ及びｉδから重畳電圧に由来する高周波成分を除去する。第１速度推定部２０は、ＬＰＦ２９の処理によって、重畳電圧に由来する高周波成分が除去された後のｖγ*、ｖ
δ*、ｉγ及びｉδを用いて、推定モータ速度ωeを算出する。
【００８９】
比例積分演算器３５によって算出された第２推定モータ速度ω2eは、図６の脱調判断部２３ｃに与えられる。脱調判断部２３ｃは、図３の脱調判断部２３と同じものであり、図３の脱調判断部２３と同じ手法を用いて脱調検出を行う。
【００９０】
尚、図１１の第２速度推定部２７では、ＢＰＦ３１にて重畳電流成分を抽出してから座標変換器３２にて座標変換するようにしているが、座標変換してから重畳電流成分を抽出するようにしても良い。この場合、（ωh−ω2e）の周波数成分を抽出するＢＰＦを、座
標変換器の後段に設けるようにする。例えば、このＢＰＦにおける通過帯域の中心周波数は（ωh−ω2e）とされる。
【００９１】
また、図６では、重畳電圧生成部２８にて生成される重畳電圧を座標変換器１８による座標変換後の電圧指令に加算するようにしているが、重畳電圧を座標変換の前に加算するようにしても良い。この場合、加算される重畳電圧の電圧ベクトルを、γ―δ軸上で（ωh−ω2e）の周波数で回転する電圧ベクトルとすればよい。
【００９２】
また、重畳電圧生成部２８にて生成される重畳電圧の電圧ベクトル軌跡は、γ−δ軸上で真円を成す必要は必ずしもない。重畳電圧のγ−δ軸（γ−δ座標）上での電圧ベクトル軌跡が原点を内包し且つγ軸またはδ軸を基準として対象性を有する図形を描くならば、どのような重畳電圧であってもよい。
【００９３】
「原点を内包し」とは、上記「対象性を有する図形」の内部にγ−δ軸上における原点が存在することを意味する。また、「γ軸を基準として対象性を有する」とは、γ−δ軸上における電圧ベクトル軌跡の、第１象限及び第２象限の部分の図形と第３象限及び第４象限の部分の図形との間にγ軸を軸とする線対称の関係が成立していること意味する。また、「δ軸を基準として対象性を有する」とは、γ−δ軸上における電圧ベクトル軌跡の、第１象限及び第４象限の部分の図形と第２象限及び第３象限の部分の図形との間にδ軸を軸とする線対称の関係が成立していること意味する。
【００９４】
例えば、γ−δ軸上における重畳電圧の電圧ベクトル軌跡は、γ軸方向を短軸方向または長軸方向とする楕円でもよいし、γ軸またはδ軸上の線分でもよいし（即ち、重畳電圧は１相の交番電圧でもよいし）、原点を中心とする四角形でもよい。
【００９５】
また、高周波の重畳電圧を重畳することによって重畳電流を注入するのではなく、重畳電流生成部（不図示）を設けることにより、ｉγ*及びｉδ*に高周波の重畳電流を直接重畳するようにしてもよい。この重畳電流の周波数は、ｉγ*及びｉδ*にて表される駆動電流の周波数よりも十分に大きい。この場合、磁束制御部１６が出力するγ軸電流指令値ｉγ*及び速度制御部１７が出力するδ軸電流指令値ｉδ*に、それぞれ、γ軸重畳電流ｉｈγ及びδ軸重畳電流ｉｈδを重畳することになる。
【００９６】
そして、この場合、電流制御部１５にて算出されるｖγ*及びｖδ*から、重畳電流に由来する重畳電圧の成分ｖｈγ及びｖｈδを、ＢＰＦを用いて抽出する。更に、積（ｖｈγ×ｖｈδ）の直流成分ｖｈＤを抽出し、比例積分制御を行って、直流成分ｖｈＤがゼロに収束するように第２推定モータ速度ω2eを算出すればよい、
また、上記の重畳電流生成部にて生成される重畳電流の電流ベクトル軌跡は、γ−δ軸上において、原点を内包し且つγ軸またはδ軸を基準として対象性を有する図形を描く。例えば、その電流ベクトル軌跡は、γ−δ軸上において、原点を中心とする真円、γ軸方向を短軸方向または長軸方向とする楕円、γ軸またはδ軸上の線分、または、原点を中心とする四角形を成す。
【００９７】
脱調が発生した場合、モータ１の駆動制御に用いられる第１速度推定部２０は、正しい速度を算出することができない。一方において、高周波の重畳電流を注入する方式は回転子の磁気突極性を利用する方式であるため、回転子の回転速度が低速であっても回転子位置を正確に検出することができると共に、脱調して回転が停止した場合でも回転の停止を確実に検出することができる。
【００９８】
このため、第２推定モータ速度ω2eを、モータ速度指令値ω*と比較することによって
、或いは、誘起電圧に基づく軸誤差等を利用して推定算出した推定モータ速度ωe（詳細
は後述）と比較することによって、確実に脱調検出を行えるようになる。
【００９９】
尚、回転子の回転速度及び回転子位置の推定手法としては、様々な手法が提案されており、手法によって得手、不得手が異なる。例えば、低速状態に適した推定手法、高速状態に適した推定手法などがある。これを考慮し、回転速度が比較的低速である場合と比較的高速である場合とで推定手法を切り替える場合もある。このような場合は、通常、回転速度が速くなれば低速状態に適した推定手法による推定を停止し、代わりに高速状態に適した推定手法による推定を実施する。一方、本実施形態（及び第１実施形態）では、モータ１を駆動制御するための第１速度推定部と、モータ１の駆動制御には直接関与しない第２速度推定部とを、回転速度に関係なく同時に動作させて脱調検出を行う、という特異な検出手法を採用している。
［第１速度推定部］
次に、上述の各実施形態に用いられる第１速度推定部２０について詳細に説明する。第１速度推定部２０は、電流制御部１５によって算出されたγ軸電圧指令値ｖγ*及びδ軸
電圧指令値ｖδ*並びに座標変換器１２によって算出されたγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉ
δの全部又は一部を用いて、推定モータ速度ωeを算出する。但し、第４実施形態（図６
）における第１速度推定部２０は、ＬＰＦ２９を介して与えられた、高周波成分除去後のｖγ*、ｖδ*、ｉγ及びｉδの全部又は一部を用いて、ωeを算出する
第１速度推定部２０にて採用される回転子の回転速度の推定手法として、様々な手法を採用可能である。
【０１００】
例えば、日本国特許第３４１１８７８号公報にも示されている下記式（１７）を用いる。つまり、自身が推定算出したωeを参照しつつ下記式（１７）に基づいて軸誤差Δθを
算出し、比例積分制御を用いてこの軸誤差Δθをゼロに収束させることによって、ωeを
推定算出する。尚、特許第３４１１８７８号ではγ軸とｄ軸の差をΔθとしているのに対し、本実施形態ではｄ軸とγ軸の差をΔθとしているため、特許第３４１１８７８号におけるΔθ算出式と式（１７）とでは、符号が逆になっている。
【０１０１】
【数１７】
2008220169.tif 000019
また例えば、日本国特開２００６−６７６５６号公報に記載されているように、モータ電流に基づいて永久磁石のδ軸に平行な磁束成分であるδ軸磁束を推定し、そのδ軸磁束をゼロに収束させることによって、ωeを推定算出するようにしてもよい。
【０１０２】
これら以外の手法として、出願人が提案する一手法（以下、ｄｍｑｍ手法という）を以下に例示する。このｄｍｑｍ手法は、日本国特許出願番号２００６−０４３３９８の明細書等に詳細に記載されている。
【０１０３】
まず、ｄｍｑｍ手法の意義の理解を容易にするために、最大トルク制御を実現するための一般的な手法について簡単に説明する。
【０１０４】
一般的なモータ制御装置は軸誤差Δθがゼロに収束するようにモータを制御する。また、リラクタンストルクを利用した最大トルク制御を行うためのｄ軸電流ｉdの算出式は広
く知られており、最大トルク制御を行う場合、通常は、下記式（１８）に基づいてγ軸電流指令値ｉγ*を算出する。
【０１０５】
【数１８】
2008220169.tif 000020
上記式（１８）を用いて最大トルク制御を実現するためには、前提として、軸誤差Δθがゼロに維持されている必要があるが、軸誤差Δθを算出するためにはｑ軸インダクタンスＬq等の演算用パラメータの値を事前に求めておく必要がある。このため、最大トルク
制御を実現するためには、第１に、軸誤差Δθをゼロに維持するためのパラメータ調整が必要である。これに加えて、第２に、式（１８）で用いられるパラメータの調整が必要であり、第３に、式（１８）を用いてγ軸電流指令値ｉγ*を逐次算出する必要がある。
【０１０６】
各実施形態に適用可能なｄｍｑｍ手法は、演算用パラメータの調整の容易化及び演算量の削減に寄与する。以下、ｄｍｑｍ手法の説明を行う。
【０１０７】
図１２及び図１３は、第１速度推定部２０の動作を説明するためのモータ１の解析モデル図である。図１２は、図２の解析モデル図を更に詳細に表した図に相当する。
【０１０８】
最大トルク制御を実現する際にモータ１に供給されるべき電流ベクトルの向きと向きが一致する回転軸をｑｍ軸と定める。そして、ｑｍ軸から電気角で９０度遅れた軸をｄｍ軸と定める。ｄｍ軸とｑｍ軸とから成る座標軸をｄｍ−ｑｍ軸と呼ぶ。
【０１０９】
周知の如く、最大トルク制御を実現するモータ電流は、正のｑ軸成分と負のｄ軸成分を有する。このため、ｑｍ軸はｑ軸よりも位相が進んだ軸となる。図１２及び図１３において、反時計回りの方向が位相の進みの方向である。
【０１１０】
ｑｍ軸から見たｑ軸の位相（角度）をθm、δ軸から見たｑｍ軸の位相（角度）をΔθm、と表す。この場合、勿論、ｄｍ軸から見たｄ軸の位相もθm、γ軸から見たｄｍ軸の位
相もΔθmとなる。θmは、ｑ軸（ｄ軸）からみたｑｍ軸（ｄｍ軸）の進み角である。Δθmは、ｑｍ軸とδ軸との間の軸誤差（ｄｍ−ｑｍ軸とγ−δ軸との間の軸誤差）を表して
いる。ｄ軸とγ軸との間の軸誤差であるΔθは、Δθ＝Δθm＋θm、にて表される。
【０１１１】
上述のごとく、ｄｍ軸はｄ軸よりも位相が進んでおり、この際、θmは負の値をとるも
のとする。同様に、γ軸がｄｍ軸よりも位相が進んでいる場合、Δθmは負の値をとる。
図１３に示されているベクトル（Ｅm等）については、後述する。
【０１１２】
また、モータ電流Ｉaのｄｍ軸成分及びｑｍ軸成分を、夫々、ｄｍ軸電流ｉdm及びｑｍ
軸電流ｉqmで表す。モータ電圧Ｖaのｄｍ軸成分及びｑｍ軸成分を、それぞれｄｍ軸電圧
ｖdm及びｑｍ軸電圧ｖqmで表す。
【０１１３】
ｄｍｑｍ手法では、ｑｍ軸（ｄｍ軸）とδ軸（γ軸）との間の軸誤差Δθmを推定して
推定軸であるγ軸をｄｍ軸に収束させる（即ち、軸誤差Δθmをゼロに収束させる）。そ
して、モータ電流Ｉaをｑｍ軸に平行なｑｍ軸電流ｉqmとｄｍ軸に平行なｄｍ軸電流ｉdm
とに分解することによって、モータ１をベクトル制御する。
【０１１４】
この場合も、式（１８）を用いて説明した一般的な最大トルク制御実現手法と同様、軸誤差Δθmを推定するための（軸誤差Δθmをゼロに収束させるための）推定用のパラメータの調整が必要になるのではあるが、この調整を行うことによって同時に最大トルク制御実現用のパラメータ調整が完了する。つまり、軸誤差推定用のパラメータ調整が最大トルク制御実現用のパラメータ調整を兼ねているため、調整が非常に容易となる、という利点を有する。
【０１１５】
また、ｑｍ軸の定義から明らかなように、最大トルク制御を行う際におけるモータ電流Ｉaの電流軌跡は、図１４の実線８２に示す如く、ｑｍ軸上にのる。このため、最大トル
ク制御を行うに際して、上記式（１８）で示されるような複雑なγ軸電流指令値ｉγ*の
算出は不要となり、演算負荷が軽減される。この際、γ軸電流指令値ｉγ*は、ｉδの値
に関係なく、ゼロまたはゼロ近傍の所定値とされる。
【０１１６】
電圧方程式を用いて、ｄｍｑｍ手法を更に詳細に説明する。実軸上での拡張誘起電圧方程式は、式（２６）にて表され、拡張誘起電圧Ｅexは式（２７）にて表される。下記の式中におけるｐは、微分演算子である。尚、日本国特許出願番号２００６−０４３３９８の明細書中の式の番号との整合を図るべく、本明細書において式（１９）〜（２５）を設けない。
【０１１７】
【数１９】
2008220169.tif 000021
【０１１８】
【数２０】
2008220169.tif 000022
実軸上の式（２６）を、制御上の推定軸であるγ−δ軸上に座標変換すると、式（２８）が得られ、簡単化のために式（２８）の右辺第３項を無視すると、式（２９）が得られる。
【０１１９】
【数２１】
2008220169.tif 000023
【０１２０】
【数２２】
2008220169.tif 000024
ｄｍ−ｑｍ軸に着目して、式（２９）を書き改めると、式（３０）が得られる。
【０１２１】
【数２３】
2008220169.tif 000025
ここで、式（３１）が成立すると定義する。更に、ｉd＝ｉqm・sinθmであることを考
慮すると、式（３２）が成立する。
【０１２２】
【数２４】
2008220169.tif 000026
【０１２３】
【数２５】
2008220169.tif 000027
式（３２）を用いて式（３０）を変形すると、式（３３）が得られる。但し、Ｅmは、
式（３４）によって表される。Ｌq1は、θmに依存する仮想インダクタンスである。Ｌq1
は、式（３０）の右辺第２項に存在するＥex・sinθmを、仮想インダクタンスによる電圧降下として取り扱うために便宜上定められる。尚、Ｌq1は、負の値をとる。
【０１２４】
【数２６】
2008220169.tif 000028
【０１２５】
【数２７】
2008220169.tif 000029
ここで、等式：Ｌm＝Ｌq＋Ｌq1、が成立すると近似する（θmはｉq及びｉqmに依存するため、Ｌq1はｉq及びｉqmに依存する。また、Ｌqも磁気飽和の影響によりｉq及びｉqmに
依存する。Ｌq1のｉq依存性とＬqのｉq依存性を、Ｌmに集約し、推定時にｉq及びｉqmの
影響を考慮する）。そうすると、式（３３）は、下記式（３５）のように変形される。
【０１２６】
【数２８】
2008220169.tif 000030
更に、式（３５）を変形すると、下記式（３６）が得られる。ここで、Ｅexmは、下記
式（３７）によって表される。
【０１２７】
【数２９】
2008220169.tif 000031
【０１２８】
【数３０】
2008220169.tif 000032
γ−δ軸とｄｍ−ｑｍ軸との間に軸誤差Δθmがあったとすると、式（３６）は下式（
３８）のように変形される。つまり、式（２６）を式（２８）に変形したのと同様に、ｄｍ−ｑｍ軸上の式（３６）をγ−δ軸上に座標変換すると、式（３８）が得られる。
【０１２９】
【数３１】
2008220169.tif 000033
また、Δθm≒０、ｉdm≒０、(Ｌd−Ｌq)(ｐｉq)≒０、と近似すると、式（３７）によって表されるＥexmは、下記式（３９）のように近似される。
【０１３０】
【数３２】
2008220169.tif 000034
また、上記式（３２）に「Ｌm＝Ｌq＋Ｌq1」を代入して得られる式をθmについて解き
、更に、ｉδ≒ｉqmと仮定すると、下記式（４０）が得られる。式（４０）で表されるように、θmはｉδの関数であるから、Ｅexmもｉδの関数となる。
【０１３１】
【数３３】
2008220169.tif 000035
図１３を参照しつつ、ＥexとＥmとＥexmとの関係について説明を加えておく。Ｅex、Ｅm及びＥexmを、回転座標系における電圧ベクトルとして考える。この場合、Ｅexは拡張誘起電圧ベクトルと呼ぶことができる。拡張誘起電圧ベクトルＥexは、ｑ軸上の誘起電圧ベクトルである。拡張誘起電圧ベクトルＥexを、ｑｍ軸上の誘起電圧ベクトルとｄｍ軸上の誘起電圧ベクトルとに分解して考える。上記式（３４）からも分かるように、この分解によって得られたｑｍ軸上の誘起電圧ベクトルが、Ｅmである。また、この分解によって得
られた、図１３の符号８０で表されるｄｍ軸上の誘起電圧ベクトル（Ｅex・sinθm）は、仮想インダクタンスＬq1による電圧降下ベクトルである。
【０１３２】
式（３４）と（３７）の比較からも分かるように、Ｅexmは、Ｅmにω(Ｌq−Ｌm)ｉdmを加えたものとなっている。このため、回転座標系において、Ｅexmも、Ｅmと同様、ｑｍ軸上の誘起電圧ベクトルとなる。最大トルク制御を行う際には、上述したようにｉdm≒０であるため、ＥexmはＥmに（略）一致する。
【０１３３】
続けて、図１３を参照しつつ、Ｅex、Ｅm及びＥexmに対応する磁束についても説明を加えておく。Ｅexは、モータ１の鎖交磁束であるΦexとモータ１の回転とによって発生する誘起電圧である。逆に言えば、ΦexはＥexをωで割ることによって算出される（但し、式（２７）で表されるＥexの過渡項（右辺第２項）を無視）。
【０１３４】
Φexを回転座標系における鎖交磁束ベクトルとして考えると、鎖交磁束ベクトルΦexは、ｄ軸上の鎖交磁束ベクトルである。鎖交磁束ベクトルΦexを、ｑｍ軸上の鎖交磁束ベクトルとｄｍ軸上の鎖交磁束ベクトルとに分解して考える。この分解によって得られたｄｍ軸上の鎖交磁束ベクトルをΦmと定義すると、Φm＝Ｅm／ωとなる。また、この分解によ
って得られた、図１３の符号８１で表されるｑｍ軸上の鎖交磁束ベクトル（Φex・sinθm）は、仮想インダクタンスＬq1による磁束ベクトルである。
【０１３５】
「Φexm＝Ｅexm／ω」とおくと、ΦexmはΦmに(Ｌq−Ｌm)ｉdmを加えたものとなる。このため、回転座標系において、Φexmも、Φmと同様、ｄｍ軸上の鎖交磁束ベクトルとなる。最大トルク制御を行う際には、上述したようにｉdm≒０であるため、ΦexmはΦmに（略）一致する。
【０１３６】
図１５に、ｄｍｑｍ手法を採用した場合における第１速度推定部２０の内部構成の一例を示す。図１５の第１速度推定部２０は、軸誤差推定部４１と、比例積分演算器４２と、を有して構成される。
【０１３７】
軸誤差推定部４１は、ｖγ*、ｖδ*、ｉγ及びｉδの値の全部または一部を用いて軸誤差Δθmを算出する。比例積分演算器４２は、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）から成り、比例積分制御を行って、軸誤差推定部４１が算出した軸誤差Δθmがゼロに収束するように
推定モータ速度ωeを算出する。
【０１３８】
軸誤差推定部４１による軸誤差Δθmの算出法として、様々な算出法を適用可能である
。以下に、軸誤差推定部４１による軸誤差Δθmの算出法として、第１、第２、第３及び
第４算出法を例示する。
【０１３９】
尚、軸誤差推定部４１は、本明細書に記載された各式を利用する場合、各式中のｖγ、ｖδ及びωの値として、それぞれ、ｖγ*、ｖδ*及びωeの値を用いる。また、各算出法
で説明した内容（Ｌmの値の決定法など）は、全ての算出法に対して適用可能である。
［第１算出法］
まず、軸誤差Δθmの第１算出法について説明する。第１算出法では、モータ１に発生
する誘起電圧Ｅexをｑｍ軸上の誘起電圧ベクトルとｄｍ軸上の誘起電圧ベクトルに分解して考える。そして、ｑｍ軸上の誘起電圧ベクトルである誘起電圧ベクトルＥexm（≒Ｅm；図１３参照）用いて、軸誤差Δθmを算出し、これによって、制御上の推定軸であるγ軸
の位相（θe）を算出する（即ち、回転子位置を推定する）。
【０１４０】
誘起電圧ベクトルＥexmのγ軸成分及びδ軸成分を、それぞれ、Ｅexmγ及びＥexmδと
すると、図１３から明らかなように、Δθm＝tan-1（−Ｅexmγ／Ｅexmδ）が成立する。そして、上記の行列式（３８）の１行目と２行目を変形した結果を用いると、Δθmは、
下記式（４１）のように表される（但し、行列式（３８）の右辺第３項を無視する）。尚、式（４１）において、最終的にΔθm≒０の近似を用いている。
【０１４１】
【数３４】
2008220169.tif 000036
軸誤差推定部４１は、式（４１）を利用してΔθmを算出する際、微分項ｐＬdｉγ及びｐＬdｉδを無視することができる。また、Δθmの算出に必要なＬmの値の算出には、下
記式（４２）を利用する。上記式（３２）に「ｉdm＝０と下記式（４３）及び（４４）」を代入して得られた式をＬq1について解き、その結果を利用することで、式（４２）を得ることができる。
【０１４２】
【数３５】
2008220169.tif 000037
【０１４３】
【数３６】
2008220169.tif 000038
【０１４４】
【数３７】
2008220169.tif 000039
更に、最大トルク制御に一致するｄ軸電流ｉdの式（４５）と、ｉdとｉqとｉqmの関係
式（近似式）である式（４３）とを利用して、上記式（４２）を変形すると、Ｌmはｉqm
の関数となる（即ち、Ｌmの算出式からｉdとｉqの項がなくなる）。従って、軸誤差推定
部４１は、ｉδ≒ｉqmと仮定することにより、ｉqmの関数で表されるＬmの値をｉδに基
づいて算出可能である。そして、算出したＬmの値を用いて式（４１）から軸誤差Δθmを算出する。
【０１４５】
【数３８】
2008220169.tif 000040
尚、ｉδ≒ｉqmと仮定し、Ｌmをｉδの関数として表した近似式を利用してＬmの値を得るようにしても構わないし、ｉδに応じたＬmの値を事前にテーブルデータとして用意し
ておき該テーブルデータを参照することによってＬmの値を得るようにしても構わない。
【０１４６】
図１６に、ＬdとＬqとＬmのｉqm依存性を表す、或る数値例の下でのグラフを示す（ｉ
γ*≒０とする）。図１６に示す如く、Ｌmの値は、ｉqmに依存しており、ｉqmが増加するに従って増加する。最大トルク制御に一致するＬmの値は、Ｌqよりも随分Ｌd側に存在し
ていることが分かる。
【０１４７】
Ｌmの値は、下記式（４６）または式（４７）を満たすように、定められる。これによ
って、ｄ軸とγ軸との間に意図的にずれを生じさせ、ｉγ*≒０とすることで、最大トル
ク制御に近似した制御を実現する。
【０１４８】
【数３９】
2008220169.tif 000041
【０１４９】
【数４０】
2008220169.tif 000042
また、Ｌmを固定値としても構わない。つまり、ｉδの値に関係なく固定された値を、
Ｌmの値として採用するようにしても構わない。Ｌmを所定の固定値とした場合における、ｄ軸電流ｉdとｑ軸電流ｉqとの関係を、図１７の実線８３により表す。破線８４は、理想的に最大トルク制御を行った場合におけるｄ軸電流ｉdとｑ軸電流ｉqとの関係を示した曲線であるが、実線８３と破線８４は非常に類似した曲線であることが図１７から分かる。
［第２算出法］
次に、軸誤差Δθmの第２算出法について説明する。第２算出法でも、上記の第１算出
法と同様、誘起電圧ベクトルＥexmを用いて、軸誤差Δθmを算出し、これによって、制御上の推定軸であるγ軸の位相（θe）を算出する（即ち、回転子位置を推定する）。但し
、第２算出法では、誘起電圧ベクトルＥexmのδ軸成分Ｅexmδを利用しない。具体的には、下記式（４８）を用いて軸誤差Δθmを算出する。尚、式（４８）において、最終的に
Δθm≒０の近似を用いている。
【０１５０】
【数４１】
2008220169.tif 000043
軸誤差推定部４１は、式（４８）を利用してΔθmを算出する際、微分項ｐＬdｉγを無視することができる。また、Ｌmの値は、上記第１算出法における手法と同様の手法によ
って決定される。
【０１５１】
式（４８）中のＥexmの算出には、上記式（３９）を利用する。Ｅexm算出用の近似式として、例えば、下記式（４９）、（５０）または（５１）を利用可能である。式（４９）は「Δθm≒０、ｉdm≒０、(Ｌd−Ｌq)(ｐｉq)≒０」の近似を利用した式（３７）の近似式であり、式（５０）は更に「ｃｏｓθm≒１」の近似を利用した式（４９）の近似式で
あり、式（５１）は更に「(Ｌd−Ｌq)ｉδsinθm＜＜Φa」の近似を利用した式（５０）
の近似式である。尚、式（４９）、（５０）または（５１）を利用する際、ωの値としてωeが用いられる。
【０１５２】
【数４２】
2008220169.tif 000044
【０１５３】
【数４３】
2008220169.tif 000045
【０１５４】
【数４４】
2008220169.tif 000046
式（４９）等に含まれるθmを算出するために、上記式（４０）が利用される。式（４
０）から分かるようにθmはｉδの関数であるから、Ｅexmもｉδの関数となる。Ｅexmの
計算は複雑であるから、算出に当たって適当な近似式を用いることが望ましい。また、ｉδに応じたＥexmの値を事前にテーブルデータとして用意しておき該テーブルデータを参
照することによってＥexmの値を得るようにしておくのも良い。
［第３算出法］
次に、軸誤差Δθmの第３算出法について説明する。第３算出法では、モータ１の電機
子巻線を鎖交する鎖交磁束Φexを、ｑｍ軸上の鎖交磁束ベクトルとｄｍ軸上の鎖交磁束ベクトルとに分解して考える。そして、ｄｍ軸上の鎖交磁束ベクトルである鎖交磁束ベクトルΦexm（≒Φm；図１３参照）を用いて、軸誤差Δθmを算出し、これによって、制御上
の推定軸であるγ軸の位相（θe）を算出する（即ち、回転子位置を推定する）。
【０１５５】
鎖交磁束ベクトルΦexmのγ軸成分及びδ軸成分を、それぞれ、Φexmγ及びΦexmδと
すると、図１３から明らかなように、Δθm＝ｔａｎ-1（−Φexmδ／Φexmγ）が成立す
る。ΦexmはＥexmをωにて割ったものである。従って、第３算出法では、第１算出法における式（４１）の変形式に相当する下記式（５２）を用いて、軸誤差Δθmを算出する。その他の点において、第３算出法は、第１算出法と同様である。
【０１５６】
【数４５】
2008220169.tif 000047
［第４算出法］
次に、軸誤差Δθmの第４算出法について説明する。第４算出法でも、上記の第３算出
法と同様、鎖交磁束ベクトルΦexmを用いて、軸誤差Δθmを算出し、これによって、制御上の推定軸であるγ軸の位相（θe）を算出する（即ち、回転子位置を推定する）。但し
、第４算出法では、鎖交磁束ベクトルΦexmのγ軸成分Φexmγを利用しない。具体的には、第２算出法における式（４８）の変形式に相当する下記式（５３）を用いて、軸誤差Δθmを算出する。その他の点において、第４算出法は、第２算出法と同様である。
【０１５７】
【数４６】
2008220169.tif 000048
上述した第１〜第４算出法以外の算出法を用いることも可能である。例えば、ｄｍ−ｑｍ軸上の電流（モータモデルの電流）とγ―δ軸上の電流との誤差電流を用いて、軸誤差Δθmを算出するようにしてもよい。
【０１５８】
次に、脱調時におけるセンサレスベクトル制御の挙動について説明を加えておく。図１８は、ｄｍｑｍ手法を採用した場合を例にとった、同期状態（同期運転時）におけるベクトル図である。
【０１５９】
ここで、回転子の回転速度（回転角速度）をωrと表記し、γ―δ軸の回転速度、すな
わちモータ電流Ｉaの電流ベクトルの回転速度（回転角速度）をωsと表記する。同期状態では、ωrとωsは一致する。
【０１６０】
モータ電圧Ｖaは、回転子の回転によって生じる電圧成分ωrΦexと、モータ抵抗に生じる電圧成分ＲaＩaと、インダクタンスとモータ電流とによって生じる電圧成分ωsＬqｉδと、の和によって表される。
【０１６１】
ｄｍｑｍ手法を採用した場合、Ｌqと推定用パラメータＬmとの差により、γ軸とｄ軸との間に定常的にゼロでない軸誤差Δθが発生する。つまり、同期状態（同期運転）を維持するように、ＬqとＬmとの差に応じた軸誤差Δθが生じる。このとき、図１８のベクトル図から容易に理解されるように、下記式（５４）が成立する。
【０１６２】
【数４７】
2008220169.tif 000049
脱調状態ではωrが０となる。従って、図１８のベクトル図からも容易に理解されるよ
うに、脱調状態におけるδ軸電圧の値は、同期状態におけるそれに比して明らかに小さくなる。このため、第２実施形態のように、δ軸電圧を推定することにより脱調検出が可能である。
【０１６３】
また、δ軸電圧をΦex（或いは単にΦa）で割るなどしてωsを算出し、算出したωsに
基づいて脱調検出を行うこともできる。脱調時において算出されたωsは、極端に小さな
値を持つからである。ωsを利用する手法として、第１及び第４実施形態を例示している
。また、δ軸電流を推定することによって脱調検出を行うことも可能であり、これに対応するものとして第３実施形態を例示している。
【０１６４】
＜＜変形等＞＞
各実施形態で説明した事項は、矛盾なき限り、他の実施形態にも適用可能である。
【０１６５】
図３〜図６の脱調判断部２３、２３ａ、２３ｂ及び２３ｃは、それぞれ、脱調検出手段を構成する。図３において、第２速度推定部２２も脱調検出手段の構成要素に含まれる、と捉えることも可能である。図４において、印加電圧推定部２５も脱調検出手段の構成要素に含まれる、と捉えることも可能である。図５において、供給電流推定部２６も脱調検出手段の構成要素に含まれる、と捉えることも可能である。図６において、第２速度推定部２７も脱調検出手段の構成要素に含まれる、と捉えることも可能であり、また更に、重畳電圧生成部２８及び加算器３０も脱調検出手段の構成要素に含まれる、と捉えることも可能である。
【０１６６】
各実施形態において、座標変換器１２及び１８、減算器１３及び１４並びに電流制御部１５は、電圧指令演算部を構成している。磁束制御部１６、速度制御部１７及び減算器１９は、電流指令演算部を構成している。
【０１６７】
また、座標変換器１２の入出力値であるｉu、ｉv、ｉγ及びｉδは、電流検出器（電流測定器）１１の測定結果に基づく電流であり、それらを測定電流と呼ぶことができる。また、電流検出器１１は、図３等に示す如く、直接モータ電流を検出する構成にしてもいいし、それに代えて、電源側のＤＣ電流の瞬時電流からモータ電流を再現し、それによってモータ電流を検出する構成にしてもよい。この場合における検出されたモータ電流も、測定結果に基づく電流（即ち、測定電流）と呼べる。
【０１６８】
また、各実施形態におけるモータ制御装置は、例えば汎用マイクロコンピュータ等に組み込まれたソフトウェア（プログラム）を用いて実現される。勿論、ソフトウェア（プログラム）でなはく、ハードウェアのみによってモータ制御装置を構成しても構わない。
【０１６９】
また、本明細書において下記の点に留意すべきである。上記の数ｍ（ｍは１以上の整数）と表記した墨付きかっこ内の式（式（１）等）の記述において、所謂下付き文字として表現されているγ及びδは、それらの墨付きかっこ外において、下付き文字でない標準文字として表記されている。このγ及びδの下付き文字と標準文字との相違は無視されるべきである。
【０１７０】
【数４８】
2008220169.tif 000050
【産業上の利用可能性】
【０１７１】
本発明は、モータを用いるあらゆる電気機器に好適である。例えば、モータの回転によって駆動する電気自動車や、空気調和機等に用いられる圧縮機等に好適である。
【図面の簡単な説明】
【０１７２】
【図１】本発明の第１実施形態に係るモータ駆動システムの概略構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第１実施形態に係るモータの解析モデル図である。
【図３】図１のモータ駆動システムの構成ブロック図である。
【図４】本発明の第２実施形態に係るモータ駆動システムの構成ブロック図である。
【図５】本発明の第３実施形態に係るモータ駆動システムの構成ブロック図である。
【図６】本発明の第４実施形態に係るモータ駆動システムの構成ブロック図である。
【図７】図６の重畳電圧生成部から出力される重畳電圧の電圧ベクトル軌跡の一例を示す図である。
【図８】図７に示す重畳電圧に応じて流れる重畳電流の電流ベクトル軌跡を示す図である。
【図９】重畳電流のγ軸成分とδ軸成分の積と、その積の直流成分を表す波形図である（但し、軸誤差がゼロの場合）。
【図１０】重畳電流のγ軸成分とδ軸成分の積と、その積の直流成分を表す波形図である（但し、軸誤差がゼロでない場合）。
【図１１】図６の第２速度推定部の内部ブロック図である。
【図１２】本発明の各実施形態において適用可能なｄｍｑｍ手法を説明するための、モータの解析モデル図である。
【図１３】本発明の各実施形態において適用可能なｄｍｑｍ手法を説明するための、モータの解析モデル図である。
【図１４】ｄｍｑｍ手法採用した場合おける、モータ電流の電流軌跡を示す図である。
【図１５】ｄｍｑｍ手法採用した場合おける、図３〜図６の第１速度推定部の内部ブロック図である。
【図１６】ｄｍｑｍ手法採用した場合おける、モータパラメータの関係図である。
【図１７】ｄｍｑｍ手法採用した場合に実現される最大トルク制御を説明するための図である。
【図１８】ｄｍｑｍ手法を採用した場合を例にとった、同期状態（同期運転時）におけるベクトル図である。
【符号の説明】
【０１７３】
１  モータ
２  ＰＷＭインバータ
３、３ａ、３ｂ、３ｃ  モータ制御装置
１１  電流検出器
２０  第１速度推定部
２１  積分器
２２  第２速度推定部
２３、２３ａ、２３ｂ、２３ｃ  脱調判断部
２５  印加電圧推定部
２６  供給電流推定部
２７  第２速度推定部
２８  重畳電圧推定部
ω*    モータ速度指令値
ωe    推定モータ速度
ω2e  第２推定モータ速度
θe    推定回転子位置
ｖu*  Ｕ相電圧指令値
ｖv*  Ｖ相電圧指令値
ｖw*  Ｗ相電圧指令値
ｖγ*  γ軸電圧指令値
ｖδ*  δ軸電圧指令値
ｉγ*  γ軸電流指令値
ｉδ*  δ軸電流指令値
ｉγ  γ軸電流
ｉδ  δ軸電流
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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