(57)【要約】【課題】  非同期データを取り出したデータクロックを用いて確実に復元する通信機器を提供すること【解決手段】  データクロックは、中央処理装置の端子から直接取り出したものをデータクロック増幅器１００に入れ、信号を増幅する。周波数ロック型発信器１２０は、副搬送波の周波数を得る。変調器１３０は、データ信号増幅器１１０で増幅されたデータ信号と副搬送波を混合する。変調信号増幅器１４０にいれてからＤＢＭ１６０に印加した。ＤＢＭ１６０は、搬送波と信号増幅された副搬送波変調信号を変調する。電力増幅器１９０で電力増幅して、アンテナから送出する。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
中央処理回路のデータクロックを正弦波に変換し、前記正弦波を逓倍して副搬送波として用いる通信機器。
【請求項２】
シリアル形式に変換したベースバンドのデータを前記副搬送波で変調した変調波をデータとして用いる請求項１記載の通信機器。
【請求項３】
前記変調波は、前記変調波を送信に用いる周波数に変調し、変調された高周波で無線通信を行う請求項２記載の通信機器。
【請求項４】
前記変調波は、シングル・サイド・バンド方式の変調により行われた請求項３記載の通信機器。
【請求項５】
前記高周波を検波し、前記副搬送波とデータを取り出す検波回路を有する請求項３または請求項４記載の通信機器。
【請求項６】
検波して取り出された前記副搬送波を分周した後に方形波に変換してデータクロックとして用いる請求項４記載の通信機器。
【請求項７】
前記データクロックによりベースバンドのデータを復調する請求項６記載の通信機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の属する技術分野はディジタル信号を高周波変調し、電波としてそのディジタル信号を送信し、その電波を受信してディジタル信号を復調した時に、復調したディジタル信号が高周波変調前のディジタル信号との同一性を高める為の信号修正方法の技術分野に属する。特に、移動する無線設備から発信される電波に於いては、ドプラー効果による搬送波周波数の変化やそれに伴う信号波の長さの変化を補足し、信号の再現性を高めることを目的とする。
【背景技術】
【０００２】
ディジタル信号を高周波変調してデータ通信を行う方法として、同期型と非同期型が一般的な方法である。同期型はＧＨｚ（ギガヘルツ）帯やそれ以上の高い周波数を用い、見通し距離で比較的高速で大容量にデータを送るのに用いられる。一方、非同期型は、主に簡便に小型のデータを送るような応用分野に用いられ、その搬送波周波数は１ＧＨｚ以下が一般的である。非同期モードは同期モードに比べネットワーク性が低いことが特徴としてあげられる為、応用分野の幅は広い。非同期モードの代表例が、ＲＳ２３２Ｃ方式の調歩モードである。調歩モードの特徴はスタートビットを認識して、スタートビットとストップビットの間にあるデータを取り込む方式がとられるが、調歩モードではデータクロックが送られていないので、信号波にスパイク・ノイズなどが混入した場合、その波形からノイズなのか信号なのかを判読するのは難しかった。
【０００３】
その為、同じ信号を複数回送信する方法やデータ正誤を判定する符号をデータに添付して送る方法などが一般的に行われている（特許文献１参照）。何れも、送信回数や送信時間を延ばすことに繋がり、この無線装置が電池で駆動される場合は、電池寿命を短くする結果となる。同様に、プリアンブルから送信されたデータのデータクロックの周期を割り出し、この値をデータクロック値とする方法もあるが、ドプラー効果やフェージングなどで、電波の波長が変化した場合には対応出来なかった。
【特許文献１】特開２００４−７２２８８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
本発明が目的とするところは、データクロックをデータと共に高周波変調して電波として受信側に送付し、受信側はデータクロックを電波から取り出し、非同期データを取り出したデータクロックを用いて確実に復元する事を課題とする。具体的な課題はその方法である。
【０００５】
２つの異なる信号を高周波変調する場合は、一般的に使われている２値ＦＳＫやＯＯＫ方式の高周波変調方式は使用できない。即ち、同一時間に複数の電波を放出する変調方式、例えば電話型変調方法が必要となる。しかし、２つの異なるディジタル信号を電話型変調方式で変調する場合は、各ディジタル信号を異なった波長の音声信号に変調してから、電話型変調器に入力する必要がある。また、異なった２つの音声信号を同時に変調する場合は、相互変調で信号が歪むことが予測され、相互変調歪みを押さえる為に無線装置自体の構造が複雑化すると言った問題がある。従って、無線装置の複雑化を押さえて、効率よく２つの信号を送る事が課題となる。
【０００６】
また、２つの信号を送る事で出力の法的制限がある場合は、１つの信号を送る場合と比較すると、各信号の高周波出力が半分になる。出力が半分になることで、通信距離も１つの信号を送る場合と比較すると短くなる、と言った問題が起こる。従って、通信距離を落とさず２つの信号を送ることが合わせて課題となる。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の通信機器は、中央処理回路のデータクロックを正弦波に変換し、前記正弦波を逓倍して副搬送波として用いる。そして、シリアル形式に変換したベースバンドのデータを前記副搬送波で変調した変調波をデータとして用いる。また、前記変調波は、前記変調波を送信に用いる周波数に変調し、変調された高周波で無線通信を行い、シングル・サイド・バンド方式の変調により行うようにしても良い。
【０００８】
本発明の通信機器は、前記高周波を検波し、前記副搬送波とデータを取り出す検波回路を有する。本発明の通信機器は、検波して取り出された前記副搬送波を分周した後に方形波に変換してデータクロックとして用いる。
【０００９】
そして、本発明の通信機器は、前記データクロックによりベースバンドのデータを復調する。
【発明の効果】
【００１０】
本発明の通信機器は、変調方式が一般的な変調回路を用いながらデータクロックとデータを同じ周波数帯で送れることである。データとデータクロックを別々の周波数で送る構造の無線装置を見かけるが、周波数が異なる事でフェージングの影響を受けたり、室内に於いては壁面反射で周波数の差による信号の増幅・減衰が物理的な位置の違いで起こったり、それを改善する為にダイバーシティ空中線など大がかりな装置が必要となる。しかし、本発明の方法で変調・検波を行うことで無線装置を小型化及び安価に作成することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
本発明を実施するに当たり、データの転送速度を５００ｂｐｓ（ビット・パー・セコンド）とした。この値は周波数に直すと２５０Ｈｚとなる。しかし、無線でデータを電装する場合にデータによる側波帯の幅を出来る限り小さくすることで受信効率を上げることができる。本発明ではマンチェスター方式のコード変換を行って、この変換したデータを副搬送波に変調した。データクロックからデータクロックの周期に同期する副搬送波を発信する回路として周波数ロック型発信回路を用い、その周波数はデータ転送周波数の５００倍とした。即ち、副搬送波の周波数は２５０ｋＨｚとなる。更に副搬送波で変調された信号を変調する希望する搬送波の周波数を３１５ＭＨｚとした。
【実施例】
【００１２】
本実施例におけるデータとデータクロックを送る為の送信回路について説明する。図１は、送信回路を説明する為の模式図である。図１は、回路ブロックにその回路ブロックを通過した際に変化する信号形状を合わせて記載してある。データを制御する中央処理装置（図示していない）からの入力は、データそのものとデータクロックである。データは、ＵＡＲＴ（ユニバーサル・エイシンクロナス・レシーバ・トランスミッタ）を用いてパラレル形式からシリアル形式に変換する。近年、ＵＡＲＴは中央処理装置内に実装されているので、本実施例では内部実装されたＵＡＲＴを用いた。データクロックは、中央処理装置の端子から直接取り出したものをデータクロック増幅器１００に入れ、信号を増幅する。周波数ロック型発信器１２０は、入力されるディジタル信号の１から０への変化点と次の１から０への変化点の間隔を測定し、測定した間隔を半周期として正弦波を起こし、その正弦波を５００倍に逓倍して副搬送波の周波数を得る発信回路である（図２参照）。  次に、データ信号増幅器１１０で増幅されたデータ信号と副搬送波を変調器１３０に入れて混合する。ここでの変調は、単純な振幅変調である。ここで、副搬送波の周波数が２５０ＫＨｚであり、データの速度が５００ｂｐｓ、つまり２５０Ｈｚである為、データを単純に振幅変調した場合は、変調波の第１次側波帯間が占める周波数帯域は２５０ＫＨｚ±２５０Ｈｚである。データをマンチェスター法ではデータの１を１０とデータの０を０１にコード変換してある為に、１と１又は０と０が続く可能性は各２個ずつである。しかし、基本となるデータ１ビットに対するマンチェスター変換でのデータ数は２ビットである。従って、基本となるデータの２倍、つまり５００Ｈｚになることを意味する。５００Ｈｚは１と０のデータが交互に来た場合の周波数である為、データの並びが００又は１１となった場合は５００Ｈｚの半分である２５０Ｈｚの周波数となる。このことは、副搬送波で変調されたマンチェスター法変換データの第１側波帯の占める幅は、副搬送波の中心から上下に２５０Ｈｚから５００Ｈｚまでの２５０Ｈｚの幅である。この条件を図１のバンドパスフィルター１５０に当てはめると、図３を参照して、バンドパスフィルター１５０のカット周波数は、その下限が副搬送波の周波数２５０ＫＨｚ−２５０Ｈｚ、そして、その上限が副搬送波の周波数２５０ＫＨｚ＋５００Ｈｚである。本実施例では、ＲＣ型のパッシーブローパスフィルターと同じくＲＣ型のハイパスフィルターを併用した。ここで、周波数フィルターにはスカート特性がある為、実際のカット周波数は、ローパスフィルター側では５０Ｈｚ上げて２５０．５５ＫＨｚとし、ハイパスフィルター側では５０ＫＨｚ上げて２４９．８０ＫＨｚとした。
【００１３】
次に、信号がパッシーブフィルターを通過した為に減衰が起こっている為、変調信号増幅器１４０にいれてからＤＢＭ１６０に印加した。
【００１４】
本実施例では、増幅回路付きのＤＢＭ１６０が市販されていたため、一体型（株式会社東芝製ＴＡ７３２０Ｐ）を使用した。搬送波３１５ＭＨｚは、ＰＬＬ（フェイズロック・ループ）方式の発信器１７０を用いて１段で発信を行っている。この搬送波と信号増幅された副搬送波変調信号をＤＢＭ１６０に入れて変調をおこなう。ＤＢＭ１６０の出力は、３１５ＭＨｚの通常の振幅変調器出力から搬送波３１５ＭＨｚが抑圧された波形になる。信号増幅回路以降の図１の回路は、電話型シングル・サイド・バンド送信機に類似している。電話型シングル・サイド・バンド送信機では音声を扱う為、ＤＢＭ１６０を用いて変調する場合は、一度変調効率と安定度の良い９ＭＨｚ付近の周波数で変調して於いてから、逓倍しながら希望する周波数にまで持ち上げるのが一般的であるが、本発明に於いて扱う信号はディジタル信号であり、つまり１又は０を判定することができれば事足りるのであり、装置を小型化する目的から希望する周波数の搬送波３１５ＭＨｚで直接変調している。
【００１５】
ここで、ＤＢＭ１６０によって変調された信号を、クリスタルフィルター１８０によって不要部分を抑圧する方法について、図３も参照しながら説明する。ＤＢＭ１６０の変調出力は、搬送波があった周波数に対して対象な側波帯波形となる。ＤＢＭ１６０の出力をそのまま電力増幅してアンテナから発射することもできるが、周波数占有率が広くなり、受信時に広い周波数帯を受信しなければならないことでノイズに対して不利である。従って、不要な一方を抑圧して、残った一方を２倍の電力増幅をする方法をとった。
【００１６】
クリスタルフィルター１８０には、７素子ラダー型のものを使用した。非常に一般的なクリスタルフィルター１８０であるため、入手性と価格を低減する目的で用いた。最後にクリスタルフィルター１８０を通過した変調波を電力増幅器１９０で電力増幅して、アンテナから送出する。アンテナから送出される信号波形を横軸に周波数を取って表すと、一見、搬送波と片側の側波帯の電波、電波形式で言うところの３ＡＨの波形にみえるが、副搬送波に当たる信号波はデータクロックがふらつくことでその幅が周波数方向に変化する。
【００１７】
次に、図１でアンテナから放出された電波を受信し、受信した電波を検波してデータクロック成分とデータを取り出し、データクロック成分と取り出したデータを照合して正確なデータを取り出す方法について説明する。
【００１８】
図５は、受信回路を示す模式図である。アンテナから入力された電波は、先ず、バンドパスフィルター５００で必要帯域の電波を抑圧する。本実施例ではＳＡＷ（表面弾性波素子）を用いたバンドパスフィルター５００で構成され、その通過帯域は３１５ＭＨｚに対して±１ＭＨｚとした。次に、バンドパスフィルター５００を通過した電波は、高周波増幅回路５１０で増幅され、ＤＳＭ（ダブルバランスモジュレータ）５２０に印加される。この場合に、ＤＢＭ５２０が復調器として働くため、シングル・サイド・バンド形式の信号として復調される。またこの場合、ＰＬＬ発信器５３０は搬送波と同じ周波数、つまり３１５ＭＨｚの高周波と発生する。所謂、零搬送波検波である。ＤＢＭ５２０の出力側に於いては、２５０ｋＨｚの副搬送波と副搬送波で変調された１ＫＨｚの信号波が、副搬送波より周波数が高い側に現れる。更に、ＤＢＭ５２０の出力信号を包絡線検波５４０で検波する。包絡線検波５４０は、ダイオード、抵抗、コンデンサーで構成される回路である。先ずは、ダイオードで入力波を整流し、抵抗とコンデンサーの時定数で搬送波と変調された信号波を分ける回路である。従って、ＤＢＭ５２０の出力信号を包絡線検波５４０に通すことで、信号波と副搬送波を分離することができる。
【００１９】
次に、副搬送波はスライサー用信号として使う為に、方形波に整形をする。副搬送波は包絡線検波５４０で整流されているので、副搬送波整形器５５０で設定されている閾値を越えると１となり、閾値以下では０となる簡便な回路である。副搬送波は、データクロックの５００倍の周波数を持つ為、スライサーとして適切な信号にする為、分周器５７０を用いて分周する。本実施例では各データビットに対して、１０スライスが適切な値であるとし、副搬送波整形器５５０の出力を５０分周した。この間、包絡線検波５４０で復調されたデータ信号波はスライサーとの同期をとる為、遅延回路及び増幅回路５６０を経由して信号スライス回路に印加される。次に、分周したスライサー用信号を信号スライス回路５８０に印加し、復調されたデータ信号をスライスする。スライスした結果を信号比較回路５９０に印加し、信号波を方形波として取り出す。取り出された信号は、信号増幅６００によって増幅される。
【００２０】
図６は３つの信号、スライス用信号、復調されたデータ信号、そして信号比較器の出力信号との関係を示している。包絡線検波５４０で取り出されたデータ信号の波形は、送信側でデータ信号を副搬送波で変調する際にＵＳＢ（アッパーサイドバンド）側の第１側波帯を除いて側波帯を全て抑圧してあるため、包絡線検波５４０後のデータ波形は、正弦波の形状を持つ。信号比較回路５９０に於いては、スライスされたデータ信号の値が閾値を越えているかを比較し、その後にスライサー用信号の間で論理和をとり、１又は０と判定する。なお、図６は理想的な場合を示してあり、実際の波形は形状が乱れているため、１０スライスを行った結果が全て同じになることは少ない。この場合は、経験則に基づき、データ信号ビットの１又は０の判定を行う。本実施例の場合は６割以上が同じ値だった場合に、その値を当該１０スライスに関する結果とした。
【産業上の利用可能性】
【００２１】
本発明はノイズの多い環境下又は信号が減衰し、ノイズレベルに近づいた時にノイズと信号を識別する方法として有効である。ノイズレベルが高い場所として、工場など機械類が多い場所や電力線の近傍などが上げられる。信号が減衰した場合としては、通信距離が長い場合や送信電力が低い場合などが上げられる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】送信回路の模式図
【図２】周波数ロック発信器
【図３】バンドパスフィルターの特性
【図４】クリスタルフィルターの特性
【図５】受信回路の模式図
【図６】スライサー−用信号、データ信号波及び信号比較の出力
【符号の説明】
【００２３】
１００  データクロック増幅器
１１０  データ信号増幅器
１２０  周波数ロック型発信器
１３０  変調器
１４０  変調信号増幅器
１５０、５００  バンドパスフィルター
１６０、５２０  ＤＢＭ
１７０、５３０  ＰＬＬ発信器
１８０  クリスタルフィルター
１９０  電力増幅器
５１０  高周波増幅器
５４０  包絡線検波
５５０  副搬送波整形器
５６０  遅延回路及び増幅回路
５７０  分周
５８０  信号スライス回路
５９０  信号比較回路
６００  信号増幅
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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