(57)【要約】【課題】消費電流を低減しつつ、微小な容量変化をより高速かつ高精度で検出することが可能な容量差検出回路を提供する。【解決手段】容量差検出回路１００のタイミングジェネレータ１４は、電流切換スイッチ回路６の切換動作を制御する電流切換パルス信号を出力し、第１、第２の可変容量キャパシタ２、３に第１、第２の充電電圧が充電されている期間中にこの第１、２の充電電圧を検出するように、チョッパ型アンプ７を制御するゲートパルス信号を出力し、第１の充電電圧を検出する期間中にチョッパ型アンプ７の出力信号をサンプルホールドするように、第１のサンプルホールド回路８を制御する第１のサンプルパルス信号を出力し、第２の充電電圧を検出する期間中にチョッパ型アンプ７の出力信号をサンプルホールドするように、第２のサンプルホールド回路９を制御する第２のサンプルパルス信号を出力する。【選択図】図１
2008157917.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
その容量値の和が一定となる第１の可変容量キャパシタと第２の可変容量キャパシタに対して充電されるそれぞれの電圧を検出し、これらの電圧に対応した信号を出力端子にそれぞれ出力する容量差検出回路であって、
前記第１、第２の可変容量キャパシタに充電電流を供給する電流源と、
前記電流源と前記第１、第２の可変容量キャパシタとの間に接続され、前記電流源から出力される電流を、前記第１の可変容量キャパシタと第２の可変容量キャパシタに相補的に供給するための切換動作をする電流切換スイッチ回路と、
前記第１の可変容量キャパシタに充電された第１の充電電圧、および第２の可変容量キャパシタに充電された第２の充電電圧を検出するチョッパ型アンプと、
前記チョッパ型アンプの出力に接続され、前記第１の充電電圧に対応する前記チョッパ型アンプの出力信号をサンプルホールドする第１のサンプルホールド回路と、
前記チョッパ型アンプの出力に接続され、前記第２の充電電圧に対応する前記チョッパ型アンプの出力信号をサンプルホールドする第２のサンプルホールド回路と、
前記第１のサンプルホールド回路の出力が反転入力端子に入力されるとともに、前記第２のサンプルホールド回路の出力が非反転入力端子に入力され、信号を前記出力端子に出力する差動増幅回路と、
入力されるクロック信号に基づいて信号を出力するタイミングジェネレータと、を備え、
前記タイミングジェネレータは、
前記電流切換スイッチ回路の切換動作を制御する電流切換パルス信号を出力し、
前記第１の可変容量キャパシタに前記第１の充電電圧が充電されている期間中にこの第１の充電電圧を検出するとともに前記第２の可変容量キャパシタに前記第２の充電電圧が充電されている期間中にこの第２の充電電圧を検出するように、前記チョッパ型アンプを制御するゲートパルス信号を出力し、
前記第１の充電電圧を検出する期間中に前記チョッパ型アンプの出力信号をサンプルホールドするように、前記第１のサンプルホールド回路を制御する第１のサンプルパルス信号を出力し、
前記第２の充電電圧を検出する期間中に前記チョッパ型アンプの出力信号をサンプルホールドするように、前記第２のサンプルホールド回路を制御する第２のサンプルパルス信号を出力する
ことを特徴とする容量差検出回路。
【請求項２】
前記第１のサンプルホールド回路の出力と前記第２のサンプルホールド回路の出力とを加算し、この加算値を積分増幅して前記電流源を制御する制御増幅器をさらに備え、
前記電流源は、前記加算値が一定の基準値になるように前記充電電流を制御する
ことを特徴とする請求項１に記載の容量差検出回路。
【請求項３】
前記タイミングジェネレータは、前記電流源から前記充電電流を供給して前記第１の可変容量キャパシタを充電する期間と、前記電流源から前記充電電流を供給して前記第２の可変容量キャパシタを充電する期間と、が同じになるように、電流切換パルス信号を前記電流切換スイッチ回路に出力する
ことを特徴とする請求項２に記載の容量差検出回路。
【請求項４】
前記チョッパ型アンプは、
前記第１の可変容量キャパシタに一端が接続され、前記タイミングジェネレータにより制御される第１のチョッパ用スイッチ回路と、  
前記第２の可変容量キャパシタに接続され、前記タイミングジェネレータにより制御される第２のチョッパ用スイッチ回路と、前記第１のチョッパ用スイッチ回路の他端および前記第２のチョッパ用スイッチ回路の他端に入力が接続され、入力された信号を増幅し、前記第１のサンプルホールド回路および前記第２のサンプルホールド回路に出力する演算増幅回路と、を有し、
前記タイミングジェネレータは、
前記第１の可変容量キャパシタに前記第１の充電電圧が充電されている期間中に、前記第１のチョッパ用スイッチ回路をオンする第１のゲートパルス信号を出力し、
前記第２の可変容量キャパシタに前記第２の充電電圧が充電されている期間中に、前記第２のチョッパ用スイッチ回路をオンする第２のゲートパルス信号を出力する
ことを特徴とする請求項１ないし３の何れかに記載の容量差検出回路。
【請求項５】
その容量値の和が一定となる第１の可変容量キャパシタと第２の可変容量キャパシタに対して充電されるそれぞれの電圧を検出し、これらの電圧に対応した差動信号を第１の出力端子、第２の出力端子にそれぞれ出力する容量差検出回路であって、
前記第１、第２の可変容量キャパシタに電流を供給する電流源と、
前記電流源と前記第１、第２の可変容量キャパシタとの間に接続され、前記電流源から出力される電流を、前記第１の可変容量キャパシタと第２の可変容量キャパシタに相補的に供給するための切換動作をする電流切換スイッチ回路と、
前記第１の可変容量キャパシタに充電された第１の充電電圧、および第２の可変容量キャパシタに充電された第２の充電電圧を検出するチョッパ型アンプと、
前記チョッパ型アンプの出力に一端が接続された第１のサンプルホールド用スイッチ回路と、前記第１のチョッパ用スイッチ回路の他端と接地との間に接続された第１のキャパシタとを有し、前記第１の充電電圧に対応する前記チョッパ型アンプの出力を、電圧として前記第１のキャパシタに充電することにより、サンプルホールドする第１のサンプルホールド回路と、
前記チョッパ型アンプの出力に一端が接続された第２のサンプルホールド用スイッチ回路と、前記第２のサンプルホールド用スイッチ回路の他端と前記接地との間に接続された第２のキャパシタとを有し、前記第２の充電電圧に対応する前記チョッパ型アンプの出力を、電圧として前記第２のキャパシタに充電することにより、サンプルホールドする第２のサンプルホールド回路と、
前記第１のキャパシタの電圧が非反転入力端子に入力され、信号を前記第１の出力端子に出力する第１の差動増幅回路と、
前記第２のキャパシタの電圧が非反転入力端子に入力され、信号を前記第２の出力端子に出力する第２の差動増幅回路と、
前記第１の差動増幅回路の出力と反転入力端子との間に接続された第１の抵抗と、
前記第１の差動増幅回路の反転入力端子に一端が接続された第２の抵抗と、
前記第２の差動増幅回路の出力と反転入力端子との間に接続され、前記第１の抵抗と同じ抵抗値を有する第３の抵抗と、
前記第２の差動増幅回路の反転入力端子と前記第２の抵抗の他端との間に接続され、前記第２の抵抗と同じ抵抗値を有する第４の抵抗と、
入力されるクロック信号に基づいて信号を出力するタイミングジェネレータと、
前記第２の抵抗と前記第４の抵抗との間の電圧を積分増幅して前記電流源を制御する制御増幅器と、
を備え、
前記タイミングジェネレータは、
前記電流切換スイッチ回路の切換動作を制御する電流切換パルス信号を出力し、
前記第１の可変容量キャパシタに前記第１の充電電圧が充電されている期間中にこの第１の充電電圧を検出するとともに前記第２の可変容量キャパシタに前記第２の充電電圧が充電されている期間中にこの第２の充電電圧を検出するように、前記チョッパ型アンプを制御するゲートパルス信号を出力し、
前記第１の充電電圧を検出する期間中に前記チョッパ型アンプの出力信号をサンプルホールドするように、前記第１のサンプルホールド回路の第１のサンプルホールド用スイッチ回路を制御する第１のサンプルパルス信号を出力し、
前記第２の充電電圧を検出する期間中に前記チョッパ型アンプの出力信号をサンプルホールドするように、前記第２のサンプルホールド回路の第２のサンプルホールド用スイッチ回路を制御する第２のサンプルパルス信号を出力し、
前記制御増幅器は、
前記第２の抵抗と前記第４の抵抗との間の電圧が一定の基準値になるように前記電流源の前記充電電流を制御する
ことを特徴とする容量差検出回路。
【請求項６】
その容量値の和が一定となる第１の可変容量キャパシタと第２の可変容量キャパシタに対して充電されるそれぞれの電圧を検出し、これらの電圧に対応した信号を出力端子にそれぞれ出力する容量差検出回路であって、
前記第１、第２の可変容量キャパシタに充電電流を供給する電流源と、
前記電流源と前記第１、第２の可変容量キャパシタとの間に接続され、前記電流源から出力される電流を、前記第１の可変容量キャパシタと第２の可変容量キャパシタに相補的に供給するための切換動作をする電流切換スイッチ回路と、
前記第１の充電電圧に対応する信号をサンプルホールドする第１のサンプルホールド回路と、
前記第２の充電電圧に対応する信号をサンプルホールドする第２のサンプルホールド回路と、
前記第１のサンプルホールド回路の出力が反転入力端子に入力されるとともに、前記第２のサンプルホールド回路の出力が非反転入力端子に入力され、信号を前記出力端子に出力する差動増幅回路と、
入力されるクロック信号に基づいて信号を出力するタイミングジェネレータと、
前記第１のサンプルホールド回路の出力と前記第２のサンプルホールド回路の出力とを加算し、その加算結果を増幅する加算増幅器と、
前記加算増幅器の出力が一定の基準値になるように、前記加算増幅器の出力を積分増幅した制御電圧を前記電流源に出力することにより前記充電電流を制御する制御増幅器と、を備え、
前記タイミングジェネレータは、
前記電流切換スイッチ回路の切換動作を制御する電流切換パルス信号を出力し、
前記第１の可変容量キャパシタに前記第１の充電電圧が充電されている期間中に、前記第１の充電電圧に対応する信号をサンプルホールドするように、前記第１のサンプルホールド回路を制御する第１のサンプルパルス信号を出力し、
前記第２の可変容量キャパシタに前記第２の充電電圧が充電されている期間中に、前記第２の充電電圧に対応する信号をサンプルホールドするように、前記第２のサンプルホールド回路を制御する第２のサンプルパルス信号を出力する
ことを特徴とする容量差検出回路。
【請求項７】
前記第１の可変容量キャパシタと前記第２の可変容量キャパシタは、ＭＥＭＳセンサを構成する
ことを特徴とする請求項１ないし６に記載の容量差検出回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＭＥＭＳ（Ｍｉｃｒｏ Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ Ｓｙｓｔｅｍｓ）センサの微小容量変化を検出する容量差検出回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来のＭＥＭＳセンサの微小容量変化を検出する容量差検出回路として、例えば、センサ容量を利用した２つのＬＣ発振回路と、その差周波数を生成するミキサ回路と、このミキサ回路出力の周波数を電圧に変換するＦ／Ｖ変換（例えばＰＬＬ）回路と、を備えるものがある（例えば、特許文献１参照。）。
【０００３】
上記従来の容量差検出回路は、例えば、ＰＬＬ回路を用いるため、構成が複雑であり、消費電力も大きいという問題がある。
【０００４】
また、他の従来の容量差検出回路は、主増幅器と、補償電圧生成回路と、サンプルホールド回路とを設けて微少容量検出回路を構成する。ＭＥＭＳセンサの２つの可変容量キャパシタを放電クリア状態とし、この状態で、スイッチドキャパシタ回路がオフセット電圧を出力する。そして、補償電圧生成回路が該主増幅器を介して該オフセット電圧を検出しオフセット電圧を零にする補償電圧を生成し、サンプルホールド回路が補償電圧をサンプルホールドする。次に、２つの該可変容量キャパシタの容量差を電圧に変換して該スイッチドキャパシタ回路からの補償電圧で容量差電圧のオフセット電圧成分を除去してノイズやドリフトが抑制された容量差電圧を増幅し出力する（例えば、特許文献２参照。）。
【０００５】
上記従来の容量差検出回路は、スイッチドキャパシタ回路での検出ゲインは、ゲインと検出回路側の帰還容量の値で変動し、この帰還容量のばらつきが検出ゲインばらつきとなる。
【０００６】
また、上記従来の容量差検出回路は、可変容量キャパシタの共通端子はスイッチドキャパシタアンプの動作に非常に敏感な反転入力端子（仮想接地点）に接続する必要がある。通常、センサから該反転入力端子までの配線は長くなるため、外乱の影響を非常に受けることになる。また、配線の寄生容量などにより当該アンプが発振し検出が不能となる可能性がある。
【０００７】
また、上記従来の容量差検出回路は、スイッチドキャパシタアンプの帰還路スイッチの寄生容量によるオフセットを低減するためにセンサ入力側に多くのスイッチ部品を配置する。このため、スイッチのオン抵抗のばらつきやスイッチング時間のばらつきが大きなオフセットを生じる可能性がある。
【特許文献１】特開２００５−３２６２８５号公報
【特許文献２】特開平９−７２７５７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
本発明は、消費電流を低減しつつ、微小な容量変化をより高速かつ高精度で検出することが可能な容量差検出回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の一態様に係る実施例に従った容量差検出回路は、
その容量値の和が一定となる第１の可変容量キャパシタと第２の可変容量キャパシタに対して充電されるそれぞれの電圧を検出し、これらの電圧に対応した信号を出力端子にそれぞれ出力する容量差検出回路であって、
前記第１、第２の可変容量キャパシタに充電電流を供給する電流源と、
前記電流源と前記第１、第２の可変容量キャパシタとの間に接続され、前記電流源から出力される電流を、前記第１の可変容量キャパシタと第２の可変容量キャパシタに相補的に供給するための切換動作をする電流切換スイッチ回路と、
前記第１の可変容量キャパシタに充電された第１の充電電圧、および第２の可変容量キャパシタに充電された第２の充電電圧を検出するチョッパ型アンプと、
前記チョッパ型アンプの出力に接続され、前記第１の充電電圧に対応する前記チョッパ型アンプの出力信号をサンプルホールドする第１のサンプルホールド回路と、
前記チョッパ型アンプの出力に接続され、前記第２の充電電圧に対応する前記チョッパ型アンプの出力信号をサンプルホールドする第２のサンプルホールド回路と、
前記第１のサンプルホールド回路の出力が反転入力端子に入力されるとともに、前記第２のサンプルホールド回路の出力が非反転入力端子に入力され、信号を前記出力端子に出力する差動増幅回路と、
入力されるクロック信号に基づいて信号を出力するタイミングジェネレータと、を備え、
前記タイミングジェネレータは、
前記電流切換スイッチ回路の切換動作を制御する電流切換パルス信号を出力し、
前記第１の可変容量キャパシタに前記第１の充電電圧が充電されている期間中にこの第１の充電電圧を検出するとともに前記第２の可変容量キャパシタに前記第２の充電電圧が充電されている期間中にこの第２の充電電圧を検出するように、前記チョッパ型アンプを制御するゲートパルス信号を出力し、
前記第１の充電電圧を検出する期間中に前記チョッパ型アンプの出力信号をサンプルホールドするように、前記第１のサンプルホールド回路を制御する第１のサンプルパルス信号を出力し、
前記第２の充電電圧を検出する期間中に前記チョッパ型アンプの出力信号をサンプルホールドするように、前記第２のサンプルホールド回路を制御する第２のサンプルパルス信号を出力することを特徴とする。
【００１０】
本発明の他の態様に係る実施例に従った容量差検出回路は、
その容量値の和が一定となる第１の可変容量キャパシタと第２の可変容量キャパシタに対して充電されるそれぞれの電圧を検出し、これらの電圧に対応した差動信号を第１の出力端子、第２の出力端子にそれぞれ出力する容量差検出回路であって、
前記第１、第２の可変容量キャパシタに電流を供給する電流源と、
前記電流源と前記第１、第２の可変容量キャパシタとの間に接続され、前記電流源から出力される電流を、前記第１の可変容量キャパシタと第２の可変容量キャパシタに相補的に供給するための切換動作をする電流切換スイッチ回路と、
前記第１の可変容量キャパシタに充電された第１の充電電圧、および第２の可変容量キャパシタに充電された第２の充電電圧を検出するチョッパ型アンプと、
前記チョッパ型アンプの出力に一端が接続された第１のサンプルホールド用スイッチ回路と、前記第１のチョッパ用スイッチ回路の他端と接地との間に接続された第１のキャパシタとを有し、前記第１の充電電圧に対応する前記チョッパ型アンプの出力を、電圧として前記第１のキャパシタに充電することにより、サンプルホールドする第１のサンプルホールド回路と、
前記チョッパ型アンプの出力に一端が接続された第２のサンプルホールド用スイッチ回路と、前記第２のサンプルホールド用スイッチ回路の他端と前記接地との間に接続された第２のキャパシタとを有し、前記第２の充電電圧に対応する前記チョッパ型アンプの出力を、電圧として前記第２のキャパシタに充電することにより、サンプルホールドする第２のサンプルホールド回路と、
前記第１のキャパシタの電圧が非反転入力端子に入力され、信号を前記第１の出力端子に出力する第１の差動増幅回路と、
前記第２のキャパシタの電圧が非反転入力端子に入力され、信号を前記第２の出力端子に出力する第２の差動増幅回路と、
前記第１の差動増幅回路の出力と反転入力端子との間に接続された第１の抵抗と、
前記第１の差動増幅回路の反転入力端子に一端が接続された第２の抵抗と、
前記第２の差動増幅回路の出力と反転入力端子との間に接続され、前記第１の抵抗と同じ抵抗値を有する第３の抵抗と、
前記第２の差動増幅回路の反転入力端子と前記第２の抵抗の他端との間に接続され、前記第２の抵抗と同じ抵抗値を有する第４の抵抗と、
入力されるクロック信号に基づいて信号を出力するタイミングジェネレータと、
前記第２の抵抗と前記第４の抵抗との間の電圧を積分増幅して前記電流源を制御する制御増幅器と、
を備え、
前記タイミングジェネレータは、
前記電流切換スイッチ回路の切換動作を制御する電流切換パルス信号を出力し、
前記第１の可変容量キャパシタに前記第１の充電電圧が充電されている期間中にこの第１の充電電圧を検出するとともに前記第２の可変容量キャパシタに前記第２の充電電圧が充電されている期間中にこの第２の充電電圧を検出するように、前記チョッパ型アンプを制御するゲートパルス信号を出力し、
前記第１の充電電圧を検出する期間中に前記チョッパ型アンプの出力信号をサンプルホールドするように、前記第１のサンプルホールド回路の第１のサンプルホールド用スイッチ回路を制御する第１のサンプルパルス信号を出力し、
前記第２の充電電圧を検出する期間中に前記チョッパ型アンプの出力信号をサンプルホールドするように、前記第２のサンプルホールド回路の第２のサンプルホールド用スイッチ回路を制御する第２のサンプルパルス信号を出力し、
前記制御増幅器は、
前記第２の抵抗と前記第４の抵抗との間の電圧が一定の基準値になるように前記電流源の前記充電電流を制御することを特徴とする。
【００１１】
本発明のさらに他の態様に係る実施例に従った容量差検出回路は、
その容量値の和が一定となる第１の可変容量キャパシタと第２の可変容量キャパシタに対して充電されるそれぞれの電圧を検出し、これらの電圧に対応した信号を出力端子にそれぞれ出力する容量差検出回路であって、
前記第１、第２の可変容量キャパシタに充電電流を供給する電流源と、
前記電流源と前記第１、第２の可変容量キャパシタとの間に接続され、前記電流源から出力される電流を、前記第１の可変容量キャパシタと第２の可変容量キャパシタに相補的に供給するための切換動作をする電流切換スイッチ回路と、
前記第１の充電電圧に対応する信号をサンプルホールドする第１のサンプルホールド回路と、
前記第２の充電電圧に対応する信号をサンプルホールドする第２のサンプルホールド回路と、
前記第１のサンプルホールド回路の出力が反転入力端子に入力されるとともに、前記第２のサンプルホールド回路の出力が非反転入力端子に入力され、信号を前記出力端子に出力する差動増幅回路と、
入力されるクロック信号に基づいて信号を出力するタイミングジェネレータと、
前記第１のサンプルホールド回路の出力と前記第２のサンプルホールド回路の出力とを加算し、その加算結果を増幅する加算増幅器と、
前記加算増幅器の出力が一定の基準値になるように、前記加算増幅器の出力を積分増幅した制御電圧を前記電流源に出力することにより前記充電電流を制御する制御増幅器と、を備え、
前記タイミングジェネレータは、
前記電流切換スイッチ回路の切換動作を制御する電流切換パルス信号を出力し、
前記第１の可変容量キャパシタに前記第１の充電電圧が充電されている期間中に、前記第１の充電電圧に対応する信号をサンプルホールドするように、前記第１のサンプルホールド回路を制御する第１のサンプルパルス信号を出力し、
前記第２の可変容量キャパシタに前記第２の充電電圧が充電されている期間中に、前記第２の充電電圧に対応する信号をサンプルホールドするように、前記第２のサンプルホールド回路を制御する第２のサンプルパルス信号を出力する
ことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１２】
本発明に係る容量差検出回路によれば、消費電流を低減しつつ、微小な容量変化をより高速かつ高精度で検出することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下、本発明に係る実施例について図面に基づいて説明する。
【実施例１】
【００１４】
図１は、本発明の一態様である実施例１に係る容量差検出回路の要部の構成を示す図である。
【００１５】
図１に示すように、容量差検出回路１００は、ＭＥＭＳセンサ１を構成する、その容量値の和が一定となる第１の可変容量キャパシタ２と第２の可変容量キャパシタ３に対して充電されるそれぞれの電圧を検出する。そして、容量差検出回路１００は、検出したこれらの電圧に対応した信号を出力端子４にそれぞれ出力する。
【００１６】
この容量差検出回路１００は、第１、第２の可変容量キャパシタ２、３に充電電流を供給する電流源５と、この電流源５と第１、第２の可変容量キャパシタ２、３との間に接続された電流切換スイッチ回路６と、を備える。
【００１７】
電流源５は、ここでは、定電流源である。
【００１８】
電流切換スイッチ回路６は、電流源５から出力される充電電流Ｉｃを、第１の可変容量キャパシタ２と第２の可変容量キャパシタ３に相補的に供給するための切換動作をする。
【００１９】
また、容量差検出回路１００は、第１の可変容量キャパシタ２に充電された第１の充電電圧Ｖ１、および第２の可変容量キャパシタ３に充電された第２の充電電圧Ｖ２を検出するチョッパ型アンプ７と、このチョッパ型アンプ７の出力に接続された第１のサンプルホールド回路８と、チョッパ型アンプ７の出力に接続された第２のサンプルホールド回路９と、を備える。
【００２０】
チョッパ型アンプ７は、第１の可変容量キャパシタ２に一端が接続された第１のチョッパ用スイッチ回路７ａと、第２の可変容量キャパシタ３に接続された第２のチョッパ用スイッチ回路７ｂと、を有する。
【００２１】
さらに、チョッパ型アンプ７は、第１のチョッパ用スイッチ回路７ａの他端および第２のチョッパ用スイッチ回路７ｂの他端に入力が接続され、入力された信号を増幅し、第１のサンプルホールド回路８および第２のサンプルホールド回路９に出力する演算増幅回路７ｃ、を有する。
【００２２】
なお、ここでは、演算増幅回路７ｃのゲインをＫ０とする。
【００２３】
また、第１のサンプルホールド回路８は、第１の充電電圧Ｖ１に対応するチョッパ型アンプ７の出力信号をサンプルホールドするようになっている。
【００２４】
すなわち、この第１のサンプルホールド回路８は、式（１）で表されるピーク電圧Ｖｐ１（第１の充電電圧Ｖ１）を保持する。なお、電流源の出力電流をＩｏ、第１、第２の可変容量キャパシタの充電期間をＴｏ、通常時の容量をＣｏ、この容量の微少変化量をΔＣとする。また、式（１）において、ΔＰ＝ΔＣ／Ｃｏ、ΔP≪１と近似する。
Ｖｐ１(Ｖ１)＝ＩｃＴｏ／(Ｃｏ+ΔC) ≒ＩｃＴｏ（１−ΔP）/Ｃｏ・・・式（１）
【００２５】
また、第２のサンプルホールド回路９は、第２の充電電圧Ｖ２に対応するチョッパ型アンプ７の出力信号をサンプルホールドするようになっている。
【００２６】
すなわち、この第２のサンプルホールド回路９は、式（２）で表されるピーク電圧Ｖｐ２（第２の充電電圧Ｖ２）を保持する。なお、式（２）において、式（１）の場合と同様に、ΔＰ＝ΔＣ／Ｃｏ、ΔP≪１とする。
Ｖｐ２(Ｖ２)＝ＩｃＴｏ／(Ｃｏ−ΔC) ≒ＩｃＴｏ（１＋ΔP）/Ｃｏ・・・式（２）
【００２７】
また、容量差検出回路１００は、第１のサンプルホールド回路８の出力が反転入力端子に入力されるとともに、第２のサンプルホールド回路９の出力が非反転入力端子に入力され、信号を出力端子４に出力する差動増幅回路１０を備える。
【００２８】
また、容量差検出回路１００は、第１の可変容量キャパシタ２と接地との間に接続された第１のリセットスイッチ回路１１と、第２の可変容量キャパシタ３と接地との間に接続された第２のリセットスイッチ回路１２と、を備える。
【００２９】
なお、ここでは、差動増幅回路１０のゲインをＫ１とする。この差動増幅回路１０の出力（すなわち、容量差検出回路１００の出力Ｖｏ）は、式（１）および式（２）から、式（３）のように表される。
Ｖｏ＝Ｋ０Ｋ１（−Ｖ１＋Ｖ２）≒２ＩｃＴｏΔPＫ０Ｋ１／Ｃｏ・・・式（３）
【００３０】
第１のリセットスイッチ回路１１は、オンすることにより、第１の可変容量キャパシタ２と接地とを導通させて、この第１の可変容量キャパシタ２に充電された電荷を放電させるようになっている。
【００３１】
第２のリセットスイッチ回路１２は、オンすることにより、第２の可変容量キャパシタ３と接地とを導通させて、この第２の可変容量キャパシタ３に充電された電荷を放電させるようになっている。
【００３２】
また、容量差検出回路１００は、クロック信号入力端子１３を介して入力されるクロック信号に基づいて、各回路構成を制御するための信号を出力するタイミングジェネレータ１４を備える。
【００３３】
このタイミングジェネレータ１４は、電流切換スイッチ回路６の切換動作を制御する電流切換パルス信号Ｐ１を出力するようになっている。
【００３４】
また、タイミングジェネレータ１４は、第１の可変容量キャパシタ２に第１の充電電圧Ｖ１が充電されている期間中にこの第１の充電電圧Ｖ１を検出するように、チョッパ型アンプ７を制御するゲートパルス信号Ｐ４を出力するようになっている。すなわち、タイミングジェネレータ１４は、第１の可変容量キャパシタ２に第１の充電電圧Ｖ１が充電されている期間中に、第１のチョッパ用スイッチ回路７ａをオンするように制御する第１のゲートパルス信号Ｐ４を出力する。
【００３５】
さらに、タイミングジェネレータ１４は、第２の可変容量キャパシタ３に第２の充電電圧Ｖ２が充電されている期間中にこの第２の充電電圧Ｖ２を検出するように、チョッパ型アンプ７を制御するゲートパルス信号Ｐ５を出力するようになっている。すなわち、タイミングジェネレータ１４は、第２の可変容量キャパシタ２に第２の充電電圧Ｖ２が充電されている期間中に、第２のチョッパ用スイッチ回路７ｂをオンするように制御する第２のゲートパルス信号Ｐ５を出力する。
【００３６】
また、タイミングジェネレータ１４は、第１の充電電圧Ｖ１を検出する期間中に、チョッパ型アンプ７の出力信号をサンプルホールドするように、第１のサンプルホールド回路８を制御する第１のサンプルパルス信号Ｐ６を出力するようになっている。
【００３７】
さらに、タイミングジェネレータ１４は、第２の充電電圧Ｖ２を検出する期間中にチョッパ型アンプ７の出力信号をサンプルホールドするように、第２のサンプルホールド回路９を制御する第２のサンプルパルス信号Ｐ７を出力するようになっている。
【００３８】
ここで、以上のような構成を有する容量差検出回路１００の動作について説明する。
【００３９】
図２は、図１のタイミングジェネレータが出力するパルス信号の波形、および第１、第２の可変容量キャパシタの電圧の波形の一例を示す図である。
【００４０】
図２に示すように、時間ｔ１で、電流切換パルス信号Ｐ１が“Ｌｏｗ”から“Ｈｉｇｈ”になり電流切換スイッチ回路６が切換られて、第１の可変容量キャパシタ２に充電電流Ｉｃが流れる。さらに、第１のリセットパルス信号Ｐ２が“Ｈｉｇｈ”から“Ｌｏｗ”になり、第１のリセットスイッチ回路１１がオフする。これにより、第１の可変容量キャパシタ２の充電が開始されて第１の可変容量キャパシタ２の端子電圧が上昇する。
【００４１】
また、時間ｔ１で、第２のゲートパルス信号Ｐ５が“Ｌｏｗ”から“Ｈｉｇｈ”になり、第２のチョッパ用スイッチ回路７ｂがオンして、演算増幅回路７ｃに第２の充電電圧Ｖ２が供給される。そして、第２のサンプルパルス信号Ｐ７が“Ｌｏｗ”から“Ｈｉｇｈ”になることにより、第２のサンプルホールド回路９が第２の充電電圧Ｖ２をサンプルホールドする。
【００４２】
次に、時間ｔ２で、第２のリセットパルス信号Ｐ３が“Ｌｏｗ”から“Ｈｉｇｈ”になり、第２のリセットスイッチ回路１２がオンする。これにより、第２の可変容量キャパシタ３が放電し、第２の可変容量キャパシタ３の端子電圧が接地ＶＳＳになる。
【００４３】
また、時間ｔ２で、第２のゲートパルス信号Ｐ５が“Ｈｉｇｈ”から“Ｌｏｗ”になり、第２のチョッパ用スイッチ回路７ｂがオフする。さらに、第２のサンプルパルス信号Ｐ７が“Ｈｉｇｈ”から“Ｌｏｗ”になり、第２の充電電圧Ｖ２のサンプルホールドを終了する。
【００４４】
次に、時間ｔ３で、電流切換パルス信号Ｐ１が“Ｈｉｇｈ”から“Ｌｏｗ”になり電流切換スイッチ回路６が切換られて第２の可変容量キャパシタ３に充電電流Ｉｃが流れる。さらに、第２のリセットパルス信号Ｐ３が“Ｈｉｇｈ”から“Ｌｏｗ”になり、第２のリセットスイッチ回路１２がオフする。これにより、第２の可変容量キャパシタ３の充電が開始されて第２の可変容量キャパシタ３の端子電圧が上昇する。
【００４５】
また、時間ｔ３で、第１のゲートパルス信号Ｐ４が“Ｌｏｗ”から“Ｈｉｇｈ”になり、第１のチョッパ用スイッチ回路７ａがオンして、演算増幅回路７ｃに第１の充電電圧Ｖ１が供給される。そして、第１のサンプルパルス信号Ｐ６が“Ｌｏｗ”から“Ｈｉｇｈ”になることにより、第１のサンプルホールド回路８が第１の充電電圧Ｖ１をサンプルホールドする。
【００４６】
次に、時間ｔ４で、第１のリセットパルス信号Ｐ２が“Ｌｏｗ”から“Ｈｉｇｈ”になり、第１のリセットスイッチ回路１１がオンする。これにより、第１の可変容量キャパシタ２が放電し、第１の可変容量キャパシタ２の端子電圧が接地ＶＳＳになる。
【００４７】
また、時間ｔ４で、第１のゲートパルス信号Ｐ４が“Ｈｉｇｈ”から“Ｌｏｗ”になり、第１のチョッパ用スイッチ回路７ａがオフする。さらに、第１のサンプルパルス信号Ｐ６が“Ｈｉｇｈ”から“Ｌｏｗ”になり、第１の充電電圧Ｖ１のサンプルホールドを終了する。
【００４８】
次の時間ｔ５以降は、時間ｔ１以降と同様の動作が実施される。
【００４９】
なお、タイミングジェネレータ１４は、電流源５から充電電流Ｉｃを供給して第１の可変容量キャパシタ２を充電する期間（時間ｔ１〜時間ｔ３）と、電流源５から充電電流Ｉｃを供給して第２の可変容量キャパシタ３を充電する期間（時間ｔ３〜時間ｔ５）と、が同じになるように、電流切換パルス信号Ｐ１を電流切換スイッチ回路６に出力する。
【００５０】
このように、差動構成された可変容量キャパシタに所望の期間交互に微小電流で充放電を行う。そして、可変容量キャパシタの各端子に鋸波を生成してその波高値を交互にサンプリングして同一アンプで増幅する。その後、この増幅出力から交互に２つのサンプルホールド回路で信号を独立に検出して差分演算する。これにより、微小容量変化を電圧に変換する。
【００５１】
初段の演算増幅回路を共用することにより、検出出力のオフセットを除去することができる。
【００５２】
以上のように、本実施例に係る容量差検出回路によれば、微小な容量変化を、より高速かつ高精度で検出することができる。
【００５３】
なお、第１のゲートパルス信号Ｐ４と第１のサンプルパルス信号Ｐ６は、同じ信号であってもよい。また、同様に、第２のゲートパルス信号Ｐ５と第１のサンプルパルス信号Ｐ７は、同じ信号であってもよい。
【実施例２】
【００５４】
実施例１では、可変容量キャパシタに電流を供給する電流源は、定電流源として説明した。
【００５５】
本実施例では、容量差検出回路の出力が一定の基準値になるように、電流源の電流を調整する構成について述べる。
【００５６】
図３は、本発明の一態様である実施例２に係る容量差検出回路の要部の構成を示す図である。なお、図中、実施例１の図１と同じ符号を付された構成は、実施例１と同様の構成を示す。
【００５７】
図３に示すように、容量差検出回路２００は、実施例１と比較して、第１のサンプルホールド回路８の出力と第２のサンプルホールド回路９の出力とを加算し、この加算値を積分増幅して制御電圧Ｖｃｎｔを電流源２５に出力する制御増幅器１５をさらに備える。電流源２５は、ここでは、可変電流源である。
【００５８】
制御増幅器１５は、サンプルホールド出力Ｖ１’とサンプルホールド出力Ｖ２’との加算値が一定の基準値になるように（下記のように、基準電圧Ｖｒを基準として演算されるため、該加算値が基準電圧Ｖｒになるように）、電流源２５の充電電流Ｉｃを制御する。なお、ここでは、基準電圧Ｖｒをゼロとする。
【００５９】
ここで、第１の充電電圧Ｖ１は、式（４）で表される。
Ｖ１＝Ｖｒ−ΔＰＶｒ・・・式（４）
【００６０】
また、第２の充電電圧Ｖ２は、式（５）で表される。
Ｖ２＝Ｖｒ＋ΔＰＶｒ・・・式（５）
【００６１】
したがって、容量差検出回路２００の出力Ｖｏは、式（６）で表される。
Ｖｏ＝Ｋ０Ｋ１（−Ｖ１＋Ｖ２）＝２Ｋ０Ｋ１ΔＰＶｒ・・・式（６）
【００６２】
このように、容量差検出回路２００は、出力の加算値が一定値になるように充電電流Ｉｃを制御してＭＥＭＳセンサに起因する出力のばらつきを補正する。
【００６３】
さらに、この加算値を一定値に制御することで、微小変化の割合が正規化されＭＥＭＳセンサのばらつきを自動補正する。
【００６４】
なお、容量差検出回路２００の動作は、該加算値により充電電流Ｉｃを制御する動作以外は、実施例１と同様である。
【００６５】
以上のように、本実施例に係る容量差検出回路によれば、出力のばらつきを自動補正しつつ、微小な容量変化を、より高速かつ高精度で検出することができる。
【実施例３】
【００６６】
実施例２では、容量差検出回路の出力が一定の基準値になるように、電流源の電流を調整する構成の一例について説明した。
【００６７】
本実施例では、容量差検出回路の出力が一定の基準値になるように、電流源の電流を調整する他の構成について述べる。
【００６８】
図４は、本発明の一態様である実施例３に係る容量差検出回路の要部の構成を示す図である。なお、図４に示す容量差検出回路３００において、実施例２の図３の容量差検出回路２００と比較して異なる第１、第２のサンプルホールド回路、演算増幅回路および制御増幅器に相当する構成以外は、同様であるため省略している。
【００６９】
図４に示すように、容量差検出回路３００は、その容量値の和が一定となる第１の可変容量キャパシタ２と第２の可変容量キャパシタ３に対して充電されるそれぞれの第１、第２の充電電圧Ｖ１、Ｖ２を検出し、これらの第１、第２の充電電圧Ｖ１、Ｖ２に対応した差動信号Ｖｏ、−Ｖｏを第１の出力端子３４ａ、第２の出力端子３４ｂにそれぞれ出力する。
【００７０】
容量差検出回路３００は、図４において省略された既述の構成以外に、第１のサンプルホールド回路２８と、第２のサンプルホールド２９と、制御増幅器２１５と、を備える。
【００７１】
第１のサンプルホールド回路２８は、チョッパ型アンプ７の出力に一端が接続された第１のサンプルホールド用スイッチ回路２８ａと、この第１のサンプルホールド用スイッチ回路２８ａの他端と接地ＶＳＳとの間に接続された第１のキャパシタ２８ｂとを有する。
【００７２】
この第１のサンプルホールド回路２８は、第１の充電電圧Ｖ１に対応するチョッパ型アンプ７の出力を、電圧として第１のキャパシタ２８ｂに充電することにより、サンプルホールドするようになっている。
【００７３】
第２のサンプルホールド回路２９は、チョッパ型アンプ７の出力に一端が接続された第２のサンプルホールド用スイッチ回路２９ａと、この第２のサンプルホールド用スイッチ回路２９ａの他端と接地ＶＳＳとの間に接続された第２のキャパシタ２９ｂとを有する。
【００７４】
この第２のサンプルホールド回路２９は、第２の充電電圧Ｖ２に対応するチョッパ型アンプ７の出力を、電圧として第２のキャパシタ２９ｂに充電することにより、サンプルホールドするようになっている。
【００７５】
また、容量差検出回路３００は、第１のキャパシタ２８ｂの電圧が非反転入力端子に入力され、信号Ｖｏを第１の出力端子３４ａに出力する第１の差動増幅回路１６ａと、第２のキャパシタ２９ｂの電圧が非反転入力端子に入力され、信号を第２の出力端子３４ｂに出力する第２の差動増幅回路１６ｂと、を備える。
【００７６】
また、容量差検出回路３００は、第１の差動増幅回路１６ａの出力と反転入力端子との間に接続された第１の抵抗１７と、第１の差動増幅回路１６ａの反転入力端子に一端が接続された第２の抵抗１８と、第２の差動増幅回路１６ｂの出力と反転入力端子との間に接続され、第１の抵抗１７と同じ抵抗値Ｒ２を有する第３の抵抗１９と、第２の差動増幅回路１６ｂの反転入力端子と第２の抵抗１８の他端との間に接続され、第２の抵抗１８と同じ抵抗値Ｒ１を有する第４の抵抗２０と、を備える。
【００７７】
タイミングジェネレータ１４（図３に示すものと同様）は、第１の充電電圧Ｖ１を検出する期間中にチョッパ型アンプ７の出力信号をサンプルホールドするように、第１のサンプルホールド用スイッチ回路２８ａを制御する第１のサンプルパルス信号Ｐ６を出力するようになっている。
【００７８】
また、タイミングジェネレータ１４は、第２の充電電圧Ｖ２を検出する期間中にチョッパ型アンプ７の出力信号をサンプルホールドするように、第２のサンプルホールド用スイッチ回路２９ａを制御する第２のサンプルパルス信号Ｐ７を出力するようになっている。
【００７９】
ここで、制御増幅器２１５は、第２の抵抗１８と第４の抵抗２０との間の電圧を積分増幅して電流源２５を制御するようになっている。この制御増幅器２１５は、サンプルホールド出力Ｖ１’とサンプルホールド出力Ｖ２’との加算値が一定の基準値（ここではゼロ）になるように、すなわち、基準電圧Ｖｒを基準として演算されるためその加算値が基準電圧Ｖｒになるように電流源２５の充電電流Ｉｃを制御するようになっている。
【００８０】
ここで、容量差検出回路３００の出力Ｖｏは、式（７）で表される。
Ｖｏ＝Ｒ２／Ｒ１（Ｖｐ１−Ｖｐ２）・・・式（７）
【００８１】
このように、容量差検出回路３００は、演算増幅回路を含む構成を、インスツルメンテーションアンプ構成とすることにより、第１、第２のサンプルホールド回路２８、２９は第１、第２のサンプルホールド用スイッチ回路２８ａ、２９ａと第１、第２のキャパシタのみで構成できる。すなわち、サンプルホールド回路の構成を簡略化することができる。
【００８２】
なお、容量差検出回路３００の動作は、実施例２と同様である。
【００８３】
以上のように、本実施例に係る容量差検出回路によれば、出力のばらつきを補正しつつ、微小な容量変化を、より高速かつ高精度で検出することができる。
【実施例４】
【００８４】
本実施例２では、容量差検出回路の出力が一定の基準値になるように、電流源の電流を調整する構成について述べた。
【００８５】
本実施例４では、ＭＥＭＳセンサの容量変化に対する容量差検出回路の出力変化の線形性を向上するように、電流源の電流を調整する他の構成例について述べる。
【００８６】
図５は、本発明の一態様である実施例４に係る容量差検出回路の要部の構成を示す図である。なお、図中、実施例２の図２と同じ符号を付された構成は、実施例２と同様の構成を示す。
【００８７】
図５に示すように、容量差検出回路４００は、ＭＥＭＳセンサ１を構成する、その容量値の和が一定となる第１の可変容量キャパシタ２と第２の可変容量キャパシタ３に対して充電されるそれぞれの電圧を検出する。そして、容量差検出回路４００は、検出したこれらの電圧に対応した信号を出力端子４にそれぞれ出力する。
【００８８】
この容量差検出回路４００は、第１、第２の可変容量キャパシタ２、３に充電電流Ｉｃを供給する電流源２５と、この電流源２５と第１、第２の可変容量キャパシタ２、３との間に接続された電流切換スイッチ回路６と、を備える。
【００８９】
電流源２５は、ここでは、可変電流源である。
【００９０】
電流切換スイッチ回路６は、電流源２５から出力される充電電流Ｉｃを、第１の可変容量キャパシタ２と第２の可変容量キャパシタ３に相補的に供給するための切換動作をする。
【００９１】
また、容量差検出回路４００は、第１の可変容量キャパシタ２に入力が接続された第１のサンプルホールド回路８を備える。この第１のサンプルホールド回路８は、第１のサンプルパルス信号Ｐ６に応じて、第１の可変容量キャパシタ２に充電された第１の充電電圧Ｖ１をサンプルホールドする。
【００９２】
また、容量差検出回路４００は、第２の可変容量キャパシタ３に入力が接続された第２のサンプルホールド回路９を備える。この第２のサンプルホールド回路９は、第２のサンプルパルス信号Ｐ７に応じて、第２の可変容量キャパシタ２に充電された第２の充電電圧Ｖ２をサンプルホールドする。
【００９３】
上述のように、第１のサンプルホールド回路８は、第１の充電電圧Ｖ１に対応する信号をサンプルホールドするようになっている。すなわち、この第１のサンプルホールド回路８は、既述の式（１）で表されるピーク電圧Ｖｐ１（第１の充電電圧Ｖ１）を保持する。
【００９４】
また、第２のサンプルホールド回路９は、第２の充電電圧Ｖ２に対応する信号をサンプルホールドするようになっている。すなわち、この第２のサンプルホールド回路９は、既述の式（２）で表されるピーク電圧Ｖｐ２（第２の充電電圧Ｖ２）を保持する。
【００９５】
また、容量差検出回路４００は、第１のサンプルホールド回路８の出力が反転入力端子に入力されるとともに、第２のサンプルホールド回路９の出力が非反転入力端子に入力され、信号を出力端子４に出力する差動増幅回路１０を備える。
【００９６】
なお、ここでは、差動増幅回路１０のゲインをＫ１とする。この差動増幅回路１０の出力（すなわち、容量差検出回路４００の出力Ｖｏ）は、式（８）のように表される。
Ｖｏ＝Ｋ１（−Ｖ１＋Ｖ２）・・・式（８）
【００９７】
また、容量差検出回路４００は、第１の可変容量キャパシタ２と接地との間に接続された第１のリセットスイッチ回路１１と、第２の可変容量キャパシタ３と接地との間に接続された第２のリセットスイッチ回路１２と、を備える。
【００９８】
第１のリセットスイッチ回路１１は、オンすることにより、第１の可変容量キャパシタ２と接地とを導通させて、この第１の可変容量キャパシタ２に充電された電荷を放電させるようになっている。
【００９９】
第２のリセットスイッチ回路１２は、オンすることにより、第２の可変容量キャパシタ３と接地とを導通させて、この第２の可変容量キャパシタ３に充電された電荷を放電させるようになっている。
【０１００】
また、容量差検出回路４００は、クロック信号入力端子１３を介して入力されるクロック信号に基づいて、各回路構成を制御するための信号を出力するタイミングジェネレータ１４を備える。
【０１０１】
このタイミングジェネレータ１４は、電流切換スイッチ回路６の切換動作を制御する電流切換パルス信号Ｐ１を出力するようになっている。
【０１０２】
また、タイミングジェネレータ１４は、第１の可変容量キャパシタ２に第１の充電電圧Ｖ１が充電されている期間中に、この第１の充電電圧Ｖ１に対応する信号をサンプルホールドするように、第１のサンプルホールド回路８を制御する第１のサンプルパルス信号Ｐ６を出力するようになっている。
【０１０３】
さらに、タイミングジェネレータ１４は、第２の可変容量キャパシタ３に第２の充電電圧Ｖ２が充電されている期間中にこの第２の充電電圧Ｖ２に対応する信号をサンプルホールドするように、第２のサンプルホールド回路９を制御する第２のサンプルパルス信号Ｐ７を出力するようになっている。
【０１０４】
また、容量差検出回路４００は、第１のサンプルホールド回路８の出力と第２のサンプルホールド回路９の出力とを加算し、この加算値を増幅して電圧Ｖｃを出力する加算増幅器４０１をさらに備える。この加算増幅器４０１のゲインＫ２は、ここでは、例えば、０．５に設定される。
【０１０５】
また、容量差検出回路４００は、加算増幅器４０１が出力した電圧Ｖｃと設定電圧Ｖｓとを比較し、電圧Ｖｃと設定電圧Ｖｓとが等しくなるように電流源２５を制御する制御増幅器４１５を備える。
【０１０６】
この制御増幅器４１５は、サンプルホールド出力Ｖ１’（第１の充電電圧Ｖ１）とサンプルホールド出力Ｖ２’ （第２の充電電圧Ｖ２）との加算値（加算増幅器４０１の出力）が一定の基準値になるように、加算増幅器４０１の出力を積分増幅して得られた制御電圧Ｖｃｎｔを電流源２５に出力する。これにより、制御増幅器４１５は、充電電流Ｉｃを制御する。ここでは、例えば、制御増幅器４１５は、該加算値の１／２が設定電圧Ｖｓになるように、電流源の充電電流Ｉｃを制御する。
【０１０７】
ここで、以上のような構成を有する容量差検出回路４００の動作について説明する。
【０１０８】
図６は、図５のタイミングジェネレータが出力するパルス信号の波形、および第１、第２の可変容量キャパシタの電圧の波形の一例を示す図である。
【０１０９】
図６に示すように、時間ｔ１で、電流切換パルス信号Ｐ１が“Ｌｏｗ”から“Ｈｉｇｈ”になり電流切換スイッチ回路６が切換られて、第１の可変容量キャパシタ２に充電電流Ｉｃが流れる。さらに、第１のリセットパルス信号Ｐ２が“Ｈｉｇｈ”から“Ｌｏｗ”になり、第１のリセットスイッチ回路１１がオフする。これにより、第１の可変容量キャパシタ２の充電が開始されて第１の可変容量キャパシタ２の端子電圧が上昇する。
【０１１０】
また、時間ｔ１で、第２のサンプルパルス信号Ｐ７が“Ｌｏｗ”から“Ｈｉｇｈ”になることにより、第２のサンプルホールド回路９が第２の充電電圧Ｖ２をサンプルホールドする。
【０１１１】
次に、時間ｔ２で、第２のリセットパルス信号Ｐ３が“Ｌｏｗ”から“Ｈｉｇｈ”になり、第２のリセットスイッチ回路１２がオンする。これにより、第２の可変容量キャパシタ３が放電し、第２の可変容量キャパシタ３の端子電圧が接地ＶＳＳになる。
【０１１２】
また、時間ｔ２で、第２のサンプルパルス信号Ｐ７が“Ｈｉｇｈ”から“Ｌｏｗ”になり、第２の充電電圧Ｖ２のサンプルホールドを終了する。
【０１１３】
次に、時間ｔ３で、電流切換パルス信号Ｐ１が“Ｈｉｇｈ”から“Ｌｏｗ”になり電流切換スイッチ回路６が切換られて第２の可変容量キャパシタ３に充電電流Ｉｃが流れる。さらに、第２のリセットパルス信号Ｐ３が“Ｈｉｇｈ”から“Ｌｏｗ”になり、第２のリセットスイッチ回路１２がオフする。これにより、第２の可変容量キャパシタ３の充電が開始されて第２の可変容量キャパシタ３の端子電圧が上昇する。
【０１１４】
また、時間ｔ３で、第１のサンプルパルス信号Ｐ６が“Ｌｏｗ”から“Ｈｉｇｈ”になることにより、第１のサンプルホールド回路８が第１の充電電圧Ｖ１をサンプルホールドする。
【０１１５】
次に、時間ｔ４で、第１のリセットパルス信号Ｐ２が“Ｌｏｗ”から“Ｈｉｇｈ”になり、第１のリセットスイッチ回路１１がオンする。これにより、第１の可変容量キャパシタ２が放電し、第１の可変容量キャパシタ２の端子電圧が接地ＶＳＳになる。
【０１１６】
また、時間ｔ４で、第１のサンプルパルス信号Ｐ６が“Ｈｉｇｈ”から“Ｌｏｗ”になり、第１の充電電圧Ｖ１のサンプルホールドを終了する。
【０１１７】
次の時間ｔ５以降は、時間ｔ１以降と同様の動作が実施される。
【０１１８】
なお、タイミングジェネレータ１４は、電流源２５から充電電流Ｉｃを供給して第１の可変容量キャパシタ２を充電する期間（時間ｔ１〜時間ｔ３）と、電流源２５から充電電流Ｉｃを供給して第２の可変容量キャパシタ３を充電する期間（時間ｔ３〜時間ｔ５）と、が同じになるように、電流切換パルス信号Ｐ１を電流切換スイッチ回路６に出力する。
【０１１９】
このように、差動構成された可変容量キャパシタに所望の期間交互に微小電流で充放電を行う。そして、可変容量キャパシタの各端子に鋸波を生成してその波高値を交互にサンプリングして同一アンプで増幅する。その後、この増幅出力から交互に２つのサンプルホールド回路で信号を独立に検出して差分演算する。これにより、微小容量変化を電圧に変換する。
【０１２０】
ここで、以上のような構成・機能を有する容量差検出回路４００の特性について検討する。
【０１２１】
先ず、比較のため、従来の容量差検出回路の特性について検討する。なお、従来の容量差検出回路の充電電流を供給する電流源は定電流源である。
【０１２２】
図７は、従来の容量差検出回路の各電圧とＭＥＭＳセンサの可変容量キャパシタの容量変化率との関係を示す図である。図７に示すように、充電電流が一定であるため、可変容量キャパシタの容量変化率が大きくなると、容量差検出回路の充電電圧Ｖ１、Ｖ２と出力Ｖｏとの間において非線形性が顕著になる。
【０１２３】
すなわち、従来の容量差検出回路では、可変容量キャパシタの容量変化が大きくなると、正確な容量差の検出が困難になる。
【０１２４】
次に、本実施例に係る容量差検出回路４００の特性について検討する。図８は、容量差検出回路の各電圧とＭＥＭＳセンサの可変容量キャパシタの容量変化率との関係を示す図である。
【０１２５】
充電電流をＩｃ、充電期間をＴｃとして、各検出電圧は
Ｖ１＝ＩｃＴｃ／  ・・・（９）
Ｖ２＝ＩｃＴｃ／（Ｃ−ΔＣ）  ・・・（１０）
加算電圧Ｖｃは、
Ｖｃ＝Ｋ２（Ｖ１＋Ｖ２）
＝２Ｋ２ＩｃＴｃＣ／（（Ｃ＋ΔＣ）（Ｃ−ΔＣ））
【０１２６】
既述のように、制御増幅器４１５の充電電流Ｉｃの制御によりＶｃ＝Ｖｓが維持されれば、  加算増幅器４０１の出力Ｖｃは、式（９）が成立する。
Ｖｓ＝Ｖｃ＝２Ｋ２ＩｃＴｃＣ／（（Ｃ＋ΔＣ）（Ｃ−ΔＣ））・・・式（１１）
制御される充電電流Ｉｃは、Ｖｓ＝１，Ｋ２＝０．５とすると
Ｉｃ＝−（（Ｃ＋ΔＣ）（Ｃ−ΔＣ）／ＴｃＣ）            ・・・式（１２）
検出電圧Ｖ１は、式（９）、（１２）より式（１３）で表される。
Ｖ１＝（Ｃ−ΔＣ）／Ｃ                                ・・・式（１３）
検出電圧Ｖ２は、式（１０）、（１２）より式（１４）で表される。
Ｖ２＝（Ｃ＋ΔＣ）／Ｃ                                ・・・式（１４）
【０１２７】
したがって、容量差検出回路４００の出力Ｖｏは、式（１３）、（１４）より、式（１５）で表されΔＣに比例した電圧出力となる。
Ｖｏ＝Ｖ１＋Ｖ２
＝−２ΔＣ                                        ・・・式（１５）
【０１２８】
すなわち、制御増幅器４１５の充電電流Ｉｃの制御によりＶｃ＝Ｖｓが維持されれば、容量差検出回路４００の出力Ｖｏと充電電圧Ｖ１、Ｖ２と間の線形性が実現される。
【０１２９】
このように、容量差検出回路４００は、サンプルホールド出力の加算値が一定値になるように充電電流Ｉｃを制御して、出力Ｖｏと充電電圧Ｖ１、Ｖ２との線形性が向上される。
【０１３０】
したがって、本実施例に係る容量差検出回路４００は、従来の容量差検出回路と比較して、可変容量キャパシタの容量変化が大きくなっても、より正確な容量差の検出ができる。
【０１３１】
以上のように、本実施例に係る容量差検出回路によれば、容量変化を、より高速かつ高精度で検出することができる。
【０１３２】
なお、本実施例に対して、実施例１、２に示すチョッパ型アンプを適用してもよい。この場合、さらに、実施例３に示すインスツルメンテーションアンプ構成の適用も可能である。
【図面の簡単な説明】
【０１３３】
【図１】本発明の一態様である実施例１に係る容量差検出回路の要部の構成を示す図である。
【図２】図１のタイミングジェネレータが出力するパルス信号の波形、および第１、第２の可変容量キャパシタの電圧の波形の一例を示す図である。
【図３】本発明の一態様である実施例２に係る容量差検出回路の要部の構成を示す図である。
【図４】本発明の一態様である実施例３に係る容量差検出回路の要部の構成を示す図である。
【図５】本発明の一態様である実施例４に係る容量差検出回路の要部の構成を示す図である。
【図６】図５のタイミングジェネレータが出力するパルス信号の波形、および第１、第２の可変容量キャパシタの電圧の波形の一例を示す図である。
【図７】従来の容量差検出回路の各電圧とＭＥＭＳセンサの可変容量キャパシタの容量変化率との関係を示す図である。
【図８】容量差検出回路の各電圧とＭＥＭＳセンサの可変容量キャパシタの容量変化率との関係を示す図である。
【符号の説明】
【０１３４】
１  ＭＥＭＳセンサ
２  第１の可変容量キャパシタ
３  第２の可変容量キャパシタ
４  出力端子
５、２５  電流源
６  電流切換スイッチ回路
７  チョッパ型アンプ
７ａ  第１のチョッパ用スイッチ回路
７ｂ  第２のチョッパ用スイッチ回路
７ｃ  演算増幅回路
８、２８  第１のサンプルホールド回路
９、２９  第２のサンプルホールド回路
１０  差動増幅回路
１１  第１のリセット用スイッチ回路
１２  第２のリセット用スイッチ回路
１３  クロック信号入力端子
１４  タイミングジェネレータ
１５、２１５、４１５  制御増幅器
１６ａ  第１の差動増幅回路
１６ｂ  第２の差動増幅回路
１７  第１の抵抗
１８  第２の抵抗
１９  第３の抵抗
２０  第４の抵抗
２８ａ  第１のサンプルホールド用スイッチ回路
２８ｂ  第１のキャパシタ
２９ａ  第２のサンプルホールド用スイッチ回路
２９ｂ  第２のキャパシタ
３４ａ  第１の出力端子
３４ｂ  第２の出力端子
１００、２００、３００  容量差検出回路
４０１  加算増幅器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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