(57)【要約】【課題】  マイクロプロセッサ等ＬＳＩの特に低い動作電圧を必要とする電子回路に電力を供給するためのＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、同期整流スイッチの導通損失（オン損失）を低減し、ＤＣ−ＤＣコンバータの効率向上が図れる回路構成を提供する。【解決手段】  上記の目的を解決するために、本発明では同期整流スイッチに入力電圧が直接印加されないように、巻線の一部を１次巻線、２次巻線共通とする単巻き変圧器を用いて主スイッチがオン状態にあるとき、巻線比に応じて分圧された電圧が同期整流スイッチに加わる回路構成とする。これにより同期整流スイッチに入力電圧より耐圧の低い素子を用いることができ、導通損失を低減してＤＣ−ＤＣコンバータの効率を向上できる。また、巻線の一部が全サイクルにおいて利用されるように制御を行い巻線の利用率を向上することができる。【選択図】図４
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
２つの主スイッチと２つの同期整流スイッチとこれらスイッチの制御回路と平滑コイルと平滑コンデンサと単巻き変圧器を備えるＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、単巻き変圧器は巻き始めの第１の端子と巻き終わりの第２の端子と、それらの中間に位置しセンタタップとなる第３の端子と、センタタップ端子と巻き始め端子の間に位置する第４の端子とセンタタップ端子と巻き終わり端子の間に位置する第５の端子の五つの端子を備える巻線であって、主スイッチ１の第１の端子および主スイッチ２の第１の端子を入力端子の第１の端子へ接続し、主スイッチ１の第２の端子から単巻き変圧器の第１の端子へ接続し、主スイッチ２の第２の端子から単巻き変圧器の第２の端子へ接続し、同期整流スイッチ１の第１の端子から単巻き変圧器の第４の端子へ接続し、同期整流スイッチ２の第１の端子から単巻き変圧器の第５の端子へ接続し、同期整流スイッチ１の第２の端子および同期整流スイッチ２の第２の端子を接地電位へ接続し、平滑コイルの第１の端子を単巻き変圧器の第３の端子へ接続し、平滑コイルの第２の端子を平滑コンデンサの第１の端子および出力端子の第１の端子へ接続し、平滑コンデンサの第２の端子を接地電位へ接続し、入力端子の第２の端子と出力端子の第２の端子を接地電位へ接続した回路構成をとることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、同期整流スイッチに入力電圧よりも耐圧が低い素子を用いた構成をとることを特徴としたＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、巻線の一部がスイッチング動作の全サイクルにおいて利用されることを特徴としたＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、同期整流スイッチに替えてダイオードを用い、制御回路は主スイッチのみを制御する回路構成をとることを特徴としたＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】  本発明は、電子回路基板において、マイクロプロセッサ等の特に低い動作電圧を必要とする電子回路に電力を供給するための電源回路に関する。
【背景技術】
【０００２】  図１に従来の降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの回路例を示す。この図において、１は入力端子、２は主スイッチ、３は制御回路、４は平滑コイル、５は同期整流スイッチ、６は平滑コンデンサ、７は出力端子である。出力電圧を安定化するために、主スイッチ２および同期整流スイッチ５は制御回路３の指示により交互にオン、オフを繰り返す。主スイッチ２がオンになる割合を時比率といい、出力端子７に生じる出力電圧は、入力端子１に加えた入力電圧に時比率を乗じた電圧となる。【０００３】  この回路で入力電圧をそのままに、より低い出力電圧を得ようとすると、時比率を低下させることになる。これは、同期整流スイッチ５がオンとなる割合が大きくなることを意味する。同期整流スイッチ５がオン状態にあるとき、同期整流スイッチ５にオン抵抗が存在するため、平滑コイル４の転流によって同期整流スイッチ５に流れる電流の２乗と同期整流スイッチ５のオン抵抗と１より時比率を差し引いたものの積が同期整流スイッチによって発生する導通損失（オン損失）となる。【０００４】  前項の理由により、より低電圧の負荷に対して給電しようとすれば、同期整流スイッチ５がオンとなる割合が更に増して導通損失（オン損失）が増加し、コンバータの効率は低下する。【０００５】  同期整流スイッチとしてＭＯＳＦＥＴを使用する場合が多い。ＭＯＳＦＥＴは耐圧が低いほどオン抵抗が低いので、導通損失（オン損失）の低減には、同期整流素子の耐圧を低減することが求められる。【０００６】  しかしながら図１に示す回路においては、主スイッチ２がオンの場合に、同期整流スイッチ５に入力電圧がそのまま印加されるため、同期整流スイッチの耐電圧は入力電圧によって決定される。従って、入力電圧より耐圧が低い素子を使用することはできない。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】  本発明は、マイクロプロセッサ等ＬＳＩの特に低い動作電圧を必要とする電子回路に電力を供給するためのＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、同期整流スイッチの導通損失（オン損失）を低減し、ＤＣ−ＤＣコンバータの効率向上が図れる回路構成を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】  上記の目的を解決するために、本発明では同期整流スイッチに入力電圧が直接印加されないように、単巻き変圧器を用いて主スイッチがオン状態にあるとき、巻線比に応じて分圧された電圧が同期整流スイッチに加わる回路構成とする。【０００９】  図２に降圧コンバータに単巻き変圧器を付加したフォワード型コンバータの回路例を示す。この回路において、単巻き変圧器１１は巻き始め端子ａと、巻き終わり端子ｃと、ａとｃの間に位置する端子ｂを持ち、端子ａから端子ｂの間の巻線を巻線１１１、端子ｂから端子ｃの間の巻線を巻線１１２とする。
主スイッチ９および同期整流スイッチ１２がオン状態にあるとき、オフ状態の同期整流スイッチ１４に加わる電圧は入力電圧を単巻き変圧器１１の巻線１１１および巻線１１２の巻数の和で割り、巻線１１２の巻数を乗じたものとなるため、必ず入力電圧より低くなる。
たとえば、入力電圧が１２Ｖであり、巻線１１１の巻数が３回、巻線１１２の巻数が１回とすれば、主スイッチ９および同期整流スイッチ１２がオン状態にあるとき、同期整流スイッチ１４と接地電位の間に加わる電圧ＶＳ１４は以下の式のように３Ｖとなって、入力電圧より低くなる。
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【００１０】  図２の同期整流スイッチ１２を図３の２１に示す位置に移動する。これは図２において主スイッチ９がオン状態となった場合に、単巻き変圧器１１に流れる電流は端子ａから端子ｂへ流れる１次電流と端子ｃから端子ｂへ流れる２次電流となるため、図２の回路の同期整流スイッチ１２に流れる電流は１次電流と２次電流の合計であったのに対し、図３の回路の同期整流スイッチ２１に流れる電流は２次電流のみとなる。従って損失が低下する。【００１１】  前項の図３に示す単相コンバータでは主スイッチ１８及び同期整流スイッチ２１がオンで同期整流スイッチ２３がオフとなる状態と、主スイッチ１８及び同期整流スイッチ２１がオフで同期整流スイッチ２３がオンとなる状態の２つの状態がある。この回路を２相化することにより、回路の状態は以下の４状態となる。
つまり、
相１の主スイッチ１８及び同期整流スイッチ２１がオン、同期整流スイッチ２３がオフとなる状態１、
相１の主スイッチ１８及び同期整流スイッチ２１がオフ、同期整流スイッチ２３がオンとなる状態２、
相２において相１に相当する主スイッチ１８及び同期整流スイッチ２１がオン、同期整流スイッチ２３がオフとなる状態３、
相２において相１に相当する主スイッチ１８及び同期整流スイッチ２１がオフ、同期整流スイッチ２３がオンとなる状態４、
である。【００１２】  状態１において、図３の単巻き変圧器２０の巻線２０１が１次巻線であり、巻線２０２が２次巻線である。これは、図４において、主スイッチ２８および同期整流スイッチ３３をオンとし、主スイッチ３０および同期整流スイッチ３２をオフとすれば、単巻き変圧器３１の巻線３１１および巻線３１２が１次巻線となり、巻線３１３が２次巻線であることに等しい。
状態３において、図４における、主スイッチ３０および同期整流スイッチ３２をオンとし、主スイッチ２８および同期整流スイッチ３３をオフとすれば、単巻き変圧器３１の巻線３１３および巻線３１４が１次巻線となり、巻線３１２が２次巻線となる。
状態２および状態４においては、平滑コイル３４が転流を行うが、主スイッチ２８および３０をオフとし、同期整流スイッチ３２および３３をオンとすれば、転流による電流は単巻き変圧器３１の巻線３１２および巻線３１３に流れる。これは、単巻き変圧器３１の鉄心に互いに打ち消す磁束を生ずるため、センタタップ端子ｉの電位は接地電位に等しくなる。従って、図３の同期整流スイッチ２３に相当するスイッチを省略することができる。
以上により、請求項１に述べた回路である図４を得る。【００１３】  前項の回路を［００１１］項の状態により駆動すれば、巻線３１２および巻線３１３は全サイクルにおいて使用され、請求項３に述べた巻線利用率の向上が得られる。
【発明の効果】
【００１４】  以上説明したように、本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータでは、単巻き変圧器によって入力電圧が降圧されるため、主スイッチがオン状態にあっても同期整流スイッチに入力電圧が直接印加されることはなく、同期整流スイッチに必要な耐圧を入力電圧より下げることが可能となる。
［０００５］項において述べたように、同期整流スイッチに多用されるＭＯＳＦＥＴは耐圧とオン抵抗が比例する関係にあり、本発明の回路によって同期整流スイッチに必要な耐圧を低減できると、同期整流スイッチのオン抵抗で生じる導通損を低下させることが可能となり、コンバータの効率が向上する。
また、本発明によれば変圧器の巻線の一部は全サイクルにおいて動作するため、巻線利用率が高く、変圧器の銅損を同一とするなら巻線に必要な銅量を減ずることができ、変圧器の小型軽量化に寄与する。
【本発明の実施例】
【００１５】  本発明の実施例を示す。図４において、２６は入力端子、２７は入力平滑コンデンサ、２８および３０は主スイッチ、２９は制御回路、３１は単巻き変圧器、３２および３３は同期整流スイッチ、３４は平滑コイル、３５は平滑コンデンサ、３６は出力端子である。
【００１６】  本回路は以下の状態をとる。
状態１では主スイッチ２８はオン、３０はオフ、同期整流スイッチ３２はオフ、３３はオンである。
状態２では主スイッチ２８および３０はいずれもオフ、同期整流スイッチ３２および３３はいずれもオンである。
状態３では主スイッチ２８はオフ、３０はオン、同期整流スイッチ３２はオン、３３はオフである。状態４は状態２と同じである。
以上の状態１、状態２、状態３、状態４を１周期として循環する。各スイッチ素子は制御回路２９によって制御される。
【００１７】  状態１で、主スイッチ２８がオンの期間には、同期整流スイッチ３３もオンとなる。このとき、単巻き変圧器３１の巻線３１１および巻線３１２は１次巻線として動作し、巻線３１３は２次巻線として動作する。この期間において、単巻き変圧器３１のセンタタップｉに生じる電圧ＶＣＴは、入力電圧ＶＩＮを巻線３１１，巻線３１２，巻線３１３の巻数の和で割り、巻線３１３の巻数を乗じたものである。すなわち、各巻線の巻数をＮで示せば、
2008005685.tif 000004
となる。
また、オフ状態の同期整流スイッチ３２に印加される電圧ＶＳ３２は、入力電圧ＶＩＮを巻線３１１，巻線３１２，巻線３１３の巻数の和で割り、巻線３１２および巻線３１３の和を乗じたものである。すなわち、
2008005685.tif 000005
となる。たとえば、ＶＩＮが１２Ｖであり、巻線３１１の巻数が２回、巻線３１２および巻線３１３の巻数が１回であれば、
2008005685.tif 000006
となり、オフ状態の同期整流スイッチに印加される電圧は請求項２のように必ず入力電圧より低くなる。
【００１８】  状態２で、主スイッチ２８および主スイッチ３０がオフ状態となると、平滑コイル３４は転流する。このとき、同期整流スイッチ３２および３３をオン状態とする。単巻き変圧器３１の巻線３１２および巻線３１３によって流れる電流により単巻き変圧器に生ずる磁束は互いに打ち消されるため、センタタップ端子ｉは接地電位となる。
【００１９】  状態３で、主スイッチ３０がオンの期間には、同期整流スイッチ３２もオンとなる。このとき、単巻き変圧器３１の巻線３１３および巻線３１４は１次巻線として動作し、巻線３１２は２次巻線として動作する。この期間において、単巻き変圧器３１のセンタタップ端子ｉに生じる電圧は、入力電圧を巻線３１２，巻線３１３，巻線３１４の巻数の和で割り、巻線３１２の巻数を乗じたものである。
巻線３１２の巻数と巻線３１３の巻数が等しく、巻線３１１の巻数と巻線３１４の巻数が等しければ、センタタップに生ずる電圧は［００１７］項のＶＣＴと同じである。
また、オフ状態の同期整流スイッチ３３に印加される電圧もＶＳ３２と同じである。
【００２０】  状態４で、状態２と同じく、主スイッチ２８および３０はオフ状態となり、同期整流スイッチ３２および３３がオン状態となる。この状態は［００１８］項と同じく、センタタップを接地電位とする。
【００２１】  以上の状態を循環する。主スイッチがオンとなる期間を時比率Ｄとすれば、出力電圧ＶＯＵＴは以下の式で求められる。これは、単巻変圧器のセンタタップ端子に生ずる電圧に着目し、主スイッチがオンとなる期間は［００１７］項のＶＣＴであり、平滑コイルが転流する期間は接地電位となるため、［０００２］項に述べた時比率Ｄを乗ずれば出力電圧が得られる。
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ただし、巻線３１１の巻数Ｎ３１１と巻線３１４の巻数Ｎ３１４は等しく、巻線３１２の巻数Ｎ３１２と巻線３１３の巻数Ｎ３１３が等しく、平滑コイル３４が電流連続モードで動作していることとする。
【００２２】  図４の同期整流スイッチ３２および３３に代わり、ダイオードを用いた回路を図５に示す。２つのダイオードを用い、ダイオード４３は同期整流スイッチ３２を代替えし、カソードを単巻き変圧器４２の端子１に接続し、アノードを接地電位へ接続する。またダイオード４４は同期整流スイッチ３３を代替えし、カソードを単巻き変圧器４２の端子ｏに接続し、アノードを接地電位へ接続する。
状態１において、２次巻線となる巻線４２３には１次巻線となる巻線４２１および巻線４２２によって生じる磁束により、単巻き変圧器４２の端子ｎｏ間に生じる起電力はｎがｏより正となる方向に生じる。従って、平滑コイル４５より平滑コンデンサ４６および出力端子４７へ電流が流れると、ダイオード４４は順方向バイアスされ、導通する。このとき、単巻き変圧器４２の端子ｍに生ずる電圧は［００１７］項のＶＳ３２に示されるように、接地に対し正電位となるため、ダイオード４３は逆バイアスされ、導通しない。
状態３において、巻線４２２が２次巻線となり、巻線４２３および巻線４２４が１次巻線となる。この場合、状態１と逆となり、ダイオード４３は導通し、ダイオード４４は導通しない。
状態２および状態４では、平滑コイル４５の転流によって、接地極から単巻き変圧器４２の巻線４２２および巻線４２３を通して平滑コイルへ電流が流れようとする。従ってダイオード４３および４４は順方向バイアスされ、導通する。
従って請求項４に述べたように、同期整流スイッチにかわりダイオードを用いることができる。
【産業上の利用可能性】
【００２３】  本発明は、マイクロプロセッサ等のＬＳＩを用いた、コンピュータ、自動車、ＡＶ機器、家電機器等の電源回路として広く用いることが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】  同期整流スイッチを使用した従来の降圧コンバータの原理回路である。
【符号の説明】
１    入力端子
２    主スイッチ
３    制御回路
４    平滑コイル
５    同期整流スイッチ
６    平滑コンデンサ
７    出力端子
【図２】
同期整流スイッチおよび単巻き変圧器を用いたフォワード型コンバータの原理回路である。
【符号の説明】
８    入力端子
９    主スイッチ
１０  制御回路
１１  単巻き変圧器
ａ  巻き始め端子
ｂ  巻き始めおよび巻き終わりの間に位置する端子
ｃ  巻き終わり端子
１１１  ａおよびｂ端子間の巻線
１１２  ｂおよびｃ端子間の巻線
１２  同期整流スイッチ
１３  平滑コイル
１４  同期整流スイッチ
１５  平滑コンデンサ
１６  出力端子
【図３】
図２における同期整流スイッチ１２を移動したフォワード型コンバータの原理回路である。
【符号の説明】
１７  入力端子
１８  主スイッチ
１９  制御回路
２０  単巻き変圧器
ｄ  巻き始め端子
ｅ  巻き始めおよび巻き終わりの間に位置する端子
ｆ  巻き終わり端子
２０１  ｄおよびｅ端子間の巻線
２０２  ｅおよびｆ端子間の巻線
２１  同期整流スイッチ
２２  平滑コイル
２３  同期整流スイッチ
２４  平滑コンデンサ
２５  出力端子
【図４】
単巻き変圧器を用いたセンタタップ型コンバータの原理回路である。
【符号の説明】
２６  入力端子
２７  入力平滑コンデンサ
２８  主スイッチ
２９  制御回路
３０  主スイッチ
３１  単巻き変圧器
ｇ  巻き始め端子
ｈ  ｇおよびセンタタップ端子ｉの間に位置する端子
ｉ  センタタップ端子
ｊ  ｉおよび巻き終わり端子ｋの間に位置する端子
ｋ  巻き終わり端子
３１１  ｇおよびｈ端子間の巻線
３１２  ｈおよびｉ端子間の巻線
３１３  ｉおよびｊ端子間の巻線
３１４  ｊおよびｋ端子間の巻線
３２  同期整流スイッチ
３３  同期整流スイッチ
３４  平滑コイル
３５  平滑コンデンサ
３６  出力端子
【図５】
図４の単巻き変圧器を用いたセンタタップ型コンバータの同期整流スイッチにかわりダイオードを用いた原理回路である。
【符号の説明】
３７  入力端子
３８  入力平滑コンデンサ
３９  主スイッチ
４０  制御回路
４１  主スイッチ
４２  単巻き変圧器
ｌ  巻き始め端子
ｍ  ｌおよびセンタタップ端子ｎの間に位置する端子
ｎ  センタタップ端子
ｏ  ｎおよび巻き終わり端子ｐの間に位置する端子
ｐ  巻き終わり端子
４２１  ｌおよびｍ端子間の巻線
４２２  ｍおよびｎ端子間の巻線
４２３  ｎおよびｏ端子間の巻線
４２４  ｏおよびｐ端子間の巻線
４３  ダイオード
４４  ダイオード
４５  平滑コイル
４６  平滑コンデンサ
４７  出力端子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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