(57)【要約】【課題】高速応答可能で応答性が良く、また被測定電流を検出したアナログ電圧値を周波数情報として伝送することで、電流測定情報が受けるノイズの影響を少なくして、高精度の測定結果が得られる電流センサを提供する。【解決手段】被測定電流が流れる検出抵抗器１と、その両端に発生する電圧に応じた周波数情報を出力する電圧制御発振器３と、電気的に絶縁して前記周波数情報を伝達する磁気カプラ４と、前記周波数情報から前記被測定電流を計測する処理回路部６とを備えた構成である。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
被測定電流が流れる検出抵抗と、その両端に発生する電圧に応じた周波数情報を出力する電圧制御発振器と、電気的に絶縁して前記周波数情報を伝達する磁気カプラと、前記周波数情報から前記被測定電流を計測する処理回路部とを備えたことを特徴とする電流センサ。
【請求項２】
前記処理回路部は、前記周波数情報をカウンタで計数し、計数結果をマイクロプロセッサで処理することを特徴とする請求項１記載の電流センサ。
【請求項３】
前記処理回路部は、前記周波数情報をＦ−Ｖコンバータにより、電圧情報に変換し、さらにＡ−Ｄコンバータによりデジタル値に変換し、そのデジタル値の電圧情報をマイクロプロセッサで処理することを特徴とする請求項１記載の電流センサ。
【請求項４】
前記磁気カプラは、プリント基板の片側にインダクタを設け、もう片側に磁気感応素子を設けて互いに電気的に絶縁された構造とし、前記インダクタが発生する前記周波数情報と一致した周波数の交流磁界を前記磁気感応素子に印加し、非接触で前記周波数情報を伝達することを特徴とする請求項１，２又は３記載の電流センサ。
【請求項５】
前記磁気カプラは、少なくとも１つのスパイラル状又はソレノイド状のコイルが巻かれた強磁性体のコアの一部にギャップを設け、前記コアに対し電気的に絶縁して磁気感応素子を前記ギャップに配置した構造とし、前記周波数情報と一致した周波数の交流磁界を前記磁気感応素子に印加し、非接触で前記周波数情報を伝達することを特徴とする請求項１，２又は３記載の電流センサ。
【請求項６】
前記磁気感応素子が磁気抵抗素子であることを特徴とする請求項４又は５記載の電流センサ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、工作機械や、ハイブリッドカー、ＥＶ車（電気自動車）等に使用される「電流値測定用の電流センサ」に係り、特に「被測定電流が流れる検出抵抗」と「測定結果の処理回路部」とを「磁気カプラ」により、電気的に絶縁した電流センサに関する。
【背景技術】
【０００２】
電流値の測定方法として、被測定電流が流れる電路に検出抵抗器を挿入し、その両端の電圧を測定し、検出抵抗器の既知の抵抗値からオームの法則により被測定電流を測定するのが一般的であるが、
(1)例えば、ノイズ環境が非常に悪い工場等（例：ロボットが車を組み立てるライン等）においては、検出抵抗器の抵抗値を１００μΩとし、被測定電流が２００Ａ時、両端電圧は２０ｍＶの微小電圧しか発生せず、小電流では数ｍＶの信号しか発生しないため、外部からのノイズの影響で「測定結果の処理回路部」にもノイズが混入し、Ｓ／Ｎ比が悪化し、測定結果の誤差が大きくなるため、被測定電流側と「測定結果の処理回路部」とを電気的に絶縁し、ノイズの影響を極力取り除いて測定誤差を小さくする必要がある。
(2)例えば、ハイブリッドカーやＥＶ車においては、モーター駆動に大電力を要するため、ニッケル水素電池やリチウムイオン電池のＨＶ（High-Voltage；２００Ｖ〜４００Ｖ程度の高電圧）を使用するが、ＥＣＵ側は５Ｖ系のＬＶ（Low-Voltage；低電圧）を使用するため、前記ＨＶブロックとＬＶブロックは、必ず絶縁する必要がある。
【０００３】
上記(1)，(2)の例に示すように、「被測定電流が流れる検出抵抗器」と「測定結果の処理回路部」とを電気的に絶縁した構造の電流センサが求められている。
【０００４】
従来技術としては、下記特許文献１の「電気量検出センサ」がある。
【０００５】
【特許文献１】特開２００２−１９６０２０号公報  この特許文献１では、絶縁すべき１次側ブロックを、検出抵抗器と、この両端間に接続されたフォトトランジスタ及びトランス１次巻線の直列回路とで構成し、２次側ブロックの発光ダイオードを発振回路出力で断続的に点滅させ、１次側のフォトトランジスタをオン／オフさせて、１次側の検出抵抗器に発生した電圧をトランス２次側巻線に電磁誘導させ、前記発振回路出力を基準として同期検波して出力を得ている。
【０００６】
前記特許文献１の問題点として下記の点が挙げられる。
(1)断続手段として、フォトトランジスタを使用しているため、応答性が１０μｓ程度であり、断続周波数が数百ｋＨｚ程度にしか上がらず、応答が遅い。
(2)電流値、即ち検出抵抗器両端に発生するアナログ電圧をトランス（絶縁手段）を介して巻き数比だけにより発生した微小電圧の振幅をアナログ値として伝送するため、測定誤差が大きい。
【０００７】
具体的には、例えば電力損失を２Ｗにするには、被測定電流が２００Ａで、検出抵抗器の抵抗値が１００μΩ、発生電圧が２０ｍＶ（２００Ａフルスケール時）となる。従って、例えば被測定電流５０Ａ時、発生電圧５ｍＶという微小電圧となり、ノイズによるＳ／Ｎ比が悪い状態でアナログ電圧値を伝送するため、誤差が大きくなる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
本発明は、上記の点に鑑み、高速応答可能で応答性が良く、また被測定電流を検出したアナログ電圧値を周波数情報として伝送することで、電流測定情報が受けるノイズの影響を少なくして、高精度の測定結果が得られる電流センサを提供することを目的とする。
【０００９】
本発明のその他の目的や新規な特徴は後述の実施の形態において明らかにする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記目的を達成するために、本発明のある態様の電流センサは、被測定電流が流れる検出抵抗と、その両端に発生する電圧に応じた周波数情報を出力する電圧制御発振器と、電気的に絶縁して前記周波数情報を伝達する磁気カプラと、前記周波数情報から前記被測定電流を計測する処理回路部とを備えたことを特徴としている。
【００１１】
前記電流センサにおいて、前記処理回路部は、前記周波数情報をカウンタで計数し、計数結果をマイクロプロセッサで処理する構成でもよいし、あるいは、前記処理回路部は、前記周波数情報をＦ−Ｖコンバータにより、電圧情報に変換し、さらにＡ−Ｄコンバータによりデジタル値に変換し、そのデジタル値の電圧情報をマイクロプロセッサで処理する構成でもよい。
【００１２】
前記電流センサにおいて、前記磁気カプラは、プリント基板の片側にインダクタを設け、もう片側に磁気感応素子を設けて互いに電気的に絶縁された構造とし、前記インダクタが発生する前記周波数情報と一致した周波数の交流磁界を前記磁気感応素子に印加し、非接触で前記周波数情報を伝達する構成でもよい。あるいは、前記磁気カプラは、少なくとも１つのスパイラル状又はソレノイド状のコイルが巻かれた強磁性体のコアの一部にギャップを設け、前記コアに対し電気的に絶縁して磁気感応素子を前記ギャップに配置した構造とし、前記周波数情報と一致した周波数の交流磁界を前記磁気感応素子に印加し、非接触で前記周波数情報を伝達する構成でもよい。
【００１３】
前記電流センサにおいて、前記磁気感応素子が磁気抵抗素子であってもよい。
【発明の効果】
【００１４】
本発明に係る電流センサによれば、フォトトランジスタを使用せずに、磁気カプラを使用することで、応答性を改善することが可能であり、特に磁気カプラ内の磁気感応素子として磁気抵抗素子（ここでは巨大磁気抵抗素子（以下、ＧＭＲ素子）やスピンバルブ巨大磁気抵抗素子（以下、ＳＶ−ＧＭＲ素子）をも含む概念とする）を用いることで、応答性を数ＧＨｚ程度まで高速化可能である。
【００１５】
また、被測定電流の測定情報をアナログ電圧値で伝送するのではなく、信号振幅に依存しない周波数情報として伝送することにより、外部ノイズの影響を極力低減可能であり、従来例（特許文献１）で採用せざるを得なかった「同期検波回路」（従来例では測定電圧が数ｍＶの微小値に対してノイズのレベルが高く、Ｓ／Ｎ比が悪いため「発振回路」と発生電圧の同期を取って検波していた）を不要とし、しかも測定精度を高めることができる。例えば、従来例のフルスケールでの測定誤差±３％程度に対し、本発明では±１％程度に改善できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下、本発明を実施するための最良の形態として、電流センサの実施の形態を図面に従って説明する。
【００１７】
図１は本発明に係る電流センサの実施の形態を示し、被測定電流が流れる電路に挿入された検出抵抗器１と、その両端に発生する検出電圧ＶＡを増幅する差動増幅器２と、差動増幅器２の出力電圧ＶＢを受けて、その出力電圧の変化に応じて発振周波数が変化する（換言すれば、出力電圧値を周波数値に変換する）電圧制御発振器（以下、ＶＣＯと言う）３と、電圧制御発振器３の周波数信号Ｆoutを電気的に絶縁して伝送する磁気カプラ４と、磁気カプラ４の出力信号を波形整形する波形整形器５と、波形整形後の周波数信号を受けて電流値として測定する処理回路部６とを備えている。
【００１８】
ここで、検出抵抗器１、差動増幅器２及びＶＣＯ３はＨＶブロックで、波形整形器５及び処理回路部６はＬＶブロックで、磁気カプラ４は両者を電気的に絶縁して周波数情報の信号伝送を行うものである。差動増幅器２及びＶＣＯ３はＨＶブロックに属するが、動作電圧は低電圧であるため、ＬＶブロックから電気的に絶縁された低電圧電源を用意している。
【００１９】
検出抵抗器１は本例では１００μΩであり、被測定電流Ｉs＝±２００Ａフルスケールで発生電圧±２０ｍＶに設定している。図２は被測定電流Ｉsと検出抵抗器１両端の検出電圧ＶＡとの関係を示す。
【００２０】
差動増幅器２は演算増幅器ＯＰ１と抵抗Ｒ１〜Ｒ４とを有しており、Ｒ１＝Ｒ２、Ｒ３＝Ｒ４であり、基準電圧Ｖref１（例：２．５Ｖ）が抵抗Ｒ４を介して演算増幅器ＯＰ１の非反転入力端に印加されている。
【００２１】
図３は差動増幅器２の入出力特性であり、横軸は検出抵抗器１の両端に発生する検出電圧ＶＡ、縦軸は差動増幅器２の出力電圧ＶＢであり、両者はリニアな関係ある。検出電圧ＶＡ＝０のとき、出力電圧ＶＢ＝２．５Ｖとなり、検出電圧ＶＡが負のときは出力電圧ＶＢは２．５Ｖより減少し、検出電圧ＶＡが正のときは出力電圧ＶＢは２．５Ｖより増加する。なお、図３の場合、差動増幅器２の増幅度＝１００とした。
【００２２】
ＶＣＯ３は、入力電圧となる差動増幅器２の出力電圧ＶＢによって発振周波数を制御する（周波数変調する）ものであって、図４にＶＣＯの入出力特性を示す。差動増幅器２の出力電圧ＶＢの０．５〜４．５Ｖの変化に対応してＶＣＯ３の出力信号Ｆoutの周波数がＦ３〜Ｆ１ＭＨｚとなるようにリニアに変化する。ＶＣＯ３の出力信号Ｆoutはローレベル（「０」）とハイレベル（「１」）の繰り返し周波数が変化するデジタル的な信号であり、振幅情報には依存しないため、ノイズの影響を受けにくい。
【００２３】
図５（Ａ）,（Ｂ）は磁気カプラ４の１例であり、少なくとも１つのスパイラル状コイル１０が巻かれた強磁性体（パーマロイ等）のコア１１の一部にギャップＧを設け、コア１１に対し電気的に絶縁して磁気感応素子としてのＳＶ−ＧＭＲ素子１２をギャップＧに配置した構造としている。これにより、ＶＣＯ３の出力信号Ｆoutの周波数と一致した周波数の交流磁界をＳＶ−ＧＭＲ素子１２に印加し、非接触で周波数情報を伝達する。なお、スパイラル状コイル１０とコア１１間は非絶縁でもかまわない。
【００２４】
動作原理上は、磁気カプラ４に用いる磁気感応素子は磁気変化量を電気量の変化として取り出すことが可能なものであればよいが、高速応答性で高感度であることを考慮すると、磁気抵抗素子の中でもＧＭＲ素子、とくにＳＶ−ＧＭＲ素子が好ましい。
【００２５】
ＳＶ−ＧＭＲ素子は、磁化方向が一方向に固定された強磁性体のピン層と、電流が主として流れる非磁性体を介して前記ピン層に積層された強磁性体のフリー層とからなる磁気抵抗効果膜を有し、ピン層は外部磁界（外部磁束）によって磁化方向は変化せず、フリー層の磁化方向は外部磁界（外部磁束）の方向に変化する。ここで、磁気抵抗効果膜におけるピン層の磁化方向とフリー層の磁化方向（つまり外部磁界の方向）とが平行であるが向きが逆のとき、つまり反平行のとき、抵抗変化率はプラスとなり、高抵抗状態となる。また、ピン層の磁化方向とフリー層の磁化方向（つまり外部磁界の方向）とが平行でかつ向きが同じとき、つまり順平行のとき、抵抗変化率はマイナスとなり、低抵抗状態となる。
【００２６】
本例では、ＶＣＯ３の出力信号Ｆoutによってコイル１０に流される電流に起因するギャップＧ内の磁束がＳＶ−ＧＭＲ素子１２のピン層磁化方向に平行に加わるように配置することが好ましい。
【００２７】
図６は磁気カプラ４内のＳＶ−ＧＭＲ素子１２の直流バイアス回路及びその後段の波形整形器５の構成を示す。直流バイアス回路は、一定電圧（例えば直流５Ｖ）の直流電源Ｖccに直列抵抗Ｒ５を介してＳＶ−ＧＭＲ素子１２を接続し、これに直流バイアスを付与している。そして、直列抵抗Ｒ５とＳＶ−ＧＭＲ素子１２との接続点から、ＳＶ−ＧＭＲ素子１２の周期的な抵抗変化（前記磁束変化に対応）に応じた図７の電圧信号ＶＣが波形整形器５に出力される。図７のように、電圧信号ＶＣは直流バイアスを中心として交流波形（ＶＣＯ３の出力と同じ周波数情報を持つ）が重畳している。
【００２８】
波形整形器５は比較器（コンパレータ）１５を有し、その反転入力端に基準電圧Ｖref2（例：２．５Ｖ）が印加され、非反転入力端には図７の磁気カプラ４の電圧信号ＶＣが供給される。基準電圧Ｖref2は、図７の電圧信号ＶＣの最大値と最小値の中間値（前記直流バイアスに略一致する値）に設定され、これにより、波形整形器５の波形整形出力ＶＤとして図８のようにローレベル（Ｌ）とハイレベル（Ｈ）とを繰り返すデジタル的なパルス波出力信号（ＶＣＯ３の出力と同じ周波数情報を持つ）が得られる。波形整形器５で波形整形することで、電圧信号ＶＣに含まれる交流波形の振幅は拡大されることになる。
【００２９】
処理回路部６は、カウンター２０とマイクロプロセッサ２１とを有し、カウンター２０は図８の波形整形出力ＶＤのパルス個数を一定期間毎に計数して波形整形出力ＶＤが持っている周波数情報をデジタル化してマイクロプロセッサ２１に加える。
【００３０】
被測定電流ＩsとＶＣＯ３の周波数情報との関係は、既知量とすることができるので、マイクロプロセッサ２１に被測定電流ＩsとＶＣＯ３の周波数情報との相関関係を格納しておくことで、カウンター２０の計数値（ＶＣＯ３の周波数情報のデジタル値）から、マイクロプロセッサ２１は被測定電流値の計測（演算処理）が可能である。
【００３１】
この実施の形態によれば、次の通りの効果を得ることができる。
【００３２】
(1)  本実施の形態に係る電流センサによれば、フォトトランジスタを使用せずに、高速応答性の磁気抵抗素子（具体的にはＳＶ−ＧＭＲ素子１２）を磁気感応素子として用いた磁気カプラ４を使用することで、高速応答が可能であり、数ＧＨｚ程度まで高速化可能である。
【００３３】
(2)  被測定電流Ｉsの測定情報をアナログ電圧値で伝送するのではなく、ＶＣＯ３で検出電圧情報を周波数情報に変換して伝送することにより、伝送信号の振幅変動に影響されないようにでき、外部ノイズの影響を極力低減可能であり、従来例（特許文献１）で採用せざるを得なかった「同期検波回路」（従来例では測定電圧が数ｍＶの微小値に対してノイズのレベルが高く、Ｓ／Ｎ比が悪いため「発振回路」と発生電圧の同期を取って検波していた）を不要にできる。
【００３４】
(3)  外部ノイズの影響を受けにくく、測定精度を高めることができる。例えば、従来例のフルスケールでの測定誤差±３％程度に対し、本実施の形態では±１％程度に改善できる。
【００３５】
図９（Ａ）,（Ｂ）は上記実施の形態で使用できる磁気カプラ４の他の例であり、少なくとも１つのソレノイド状コイル３０が巻かれた強磁性体（パーマロイ等）のコア３１の一部にギャップＧを設け、コア３１に対し電気的に絶縁して磁気感応素子としてのＳＶ−ＧＭＲ素子１２をギャップＧに配置した構造としている。ＳＶ−ＧＭＲ素子１２の直流バイアス回路は図６に示した通りでよい。この場合もＳＶ−ＧＭＲ素子１２の周期的な抵抗変化に応じた図７の電圧信号ＶＣ（ＶＣＯ３の出力と同じ周波数情報を持つ）を出力できる。
【００３６】
図１０は上記実施の形態で使用できる磁気カプラ４の他の例であり、フェライト等の強磁性体ドラムコア４１に巻線４２を巻回したチップインダクタ４０をプリント基板４３の片側に設けて固定し、もう片側に磁気感応素子としてのＳＶ−ＧＭＲ素子１２を設けて固定し、プリント基板４３にて互いに電気的に絶縁した構造としている。そして、巻線４２にＶＣＯ３の出力信号Ｆoutを供給し、チップインダクタ４０が発生するＶＣＯ３の出力信号Ｆoutの周波数と一致した周波数の交流磁界をＳＶ−ＧＭＲ素子１２を貫通するように印加し、非接触で周波数情報を伝達する。ＳＶ−ＧＭＲ素子１２の直流バイアス回路は図６に示した通りでよい。この場合もＳＶ−ＧＭＲ素子１２の周期的な抵抗変化に応じた図７の電圧信号ＶＣ（ＶＣＯ３の出力と同じ周波数情報を持つ）を出力できる。
【００３７】
図１１は上記実施の形態で使用できる処理回路部６の他の例であり、図１におけるマイクロプロセッサ２１の前段のカウンター２０の代わりに、Ｆ−Ｖコンバータ２５及びＡ−Ｄコンバータ２６をマイクロプロセッサ２１の前段に設けている。
【００３８】
この場合、Ｆ−Ｖコンバータ２５は波形整形器５の波形整形出力ＶＤの周波数情報を電圧情報に変換し、さらにその電圧情報をＡ−Ｄコンバータ２６で例えば１２ビットのデジタル値に変換してマイクロプロセッサ２１に入力する。マイクロプロセッサ２１は、そのデジタル値の電圧情報を解析処理する。この場合も、マイクロプロセッサ２１側において、被測定電流と前記デジタル値の電圧情報との相関関係を既知量としておくことで、マイクロプロセッサ２１は被測定電流値を計測することができる。
【００３９】
以上本発明の実施の形態について説明してきたが、本発明はこれに限定されることなく請求項の記載の範囲内において各種の変形、変更が可能なことは当業者には自明であろう。
【図面の簡単な説明】
【００４０】
【図１】本発明に係る電流センサの実施の形態であって全体構成のブロック図である。
【図２】実施の形態における被測定電流Ｉsと検出抵抗器両端の検出電圧ＶＡとの関係を示すグラフである。
【図３】検出電圧ＶＡと差動増幅器の出力電圧ＶＢとの関係を示すグラフである。
【図４】差動増幅器の出力電圧ＶＢとＶＣＯの出力信号Ｆoutの関係を示すグラフである。
【図５】磁気カプラの１例であって、（Ａ）は斜視図、（Ｂ）は平断面図である。
【図６】磁気カプラ内のＳＶ−ＧＭＲ素子の直流バイアス回路及びその後段の波形整形器の構成を示す回路図である。
【図７】磁気カプラの出力電圧信号ＶＣの波形図である。
【図８】波形整形器の波形整形出力ＶＤの波形図である。
【図９】磁気カプラの他の例であって、（Ａ）は正面図、（Ｂ）は平面図である。
【図１０】磁気カプラの他の例を示す断面図である。
【図１１】処理回路部の他の例を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００４１】
１  検出抵抗器
２  差動増幅器
３  ＶＣＯ
４  磁気カプラ
５  波形整形器
６  処理回路部
１０  スパイラル状コイル
１１，３１  コア
１２  ＳＶ−ＧＭＲ素子
１５  比較器
２０  カウンター
２１  マイクロプロセッサ
２５  Ｆ−Ｖコンバータ
２６  Ａ−Ｄコンバータ
３０  ソレノイド状コイル
４０  チップインダクタ
４３  プリント基板
Ｇ  ギャップ
ＯＰ１  演算増幅器
Ｒ１〜Ｒ５  抵抗
Ｖref1，Ｖref2  基準電圧
【図１】
2008134208.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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