(57)【要約】【課題】エコー信号に基づく情報取得装置に用いられるパルス圧縮方法において、サイドローブを発生せず、かつ、圧縮パルス幅を自由に設定できるようにする。【解決手段】レーダの受信機は複数のフィルタ８を備え、各フィルタ８は第１フィルタ１１と第２フィルタ１２とを備える。第１フィルタ１１の周波数応答関数Ｗ（ｆ）は、送信波形ｓ（ｔ）のフーリエ変換をＳ（ｆ）、期待出力波形ｄ（ｔ）のフーリエ変換をＤ（ｆ）としたときに、Ｄ（ｆ）／Ｓ（ｆ）で表される。そして、前記期待出力波形ｄ（ｔ）のパルス長が、送信波形ｓ（ｔ）のパルス長よりも短く設定されている。第１フィルタ１１の出力波形は、帯域制限のための第２フィルタ１２を通過するように構成されている。また、送信パルス信号のパルス幅及び繰返周波数の少なくとも何れかの変更に応じてフィルタ８が切り換えられ、これにより、信号を通過させる第１フィルタ１１の周波数応答関数が変更される。【選択図】図２
2008196867.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
エコー信号に基づく情報取得装置において、
パルス圧縮装置を備え、
このパルス圧縮装置において、受信機に用いるフィルタの周波数応答関数が、送信波形ｓ（ｔ）のフーリエ変換をＳ（ｆ）、期待出力波形ｄ（ｔ）のフーリエ変換をＤ（ｆ）としたときに、Ｄ（ｆ）／Ｓ（ｆ）で表され、前記期待出力波形のパルス長が送信波形のパルス長よりも短く設定され、
送信パルス信号のパルス幅及び繰返周波数の少なくとも何れかの変更に応じて、前記フィルタの周波数応答関数が変更されることを特徴とする、エコー信号に基づく情報取得装置。
【請求項２】
請求項１に記載の情報取得装置であって、前記フィルタの前段又は後段に帯域制限のためのフィルタを更に設けたことを特徴とする情報取得装置。
【請求項３】
請求項１又は２に記載の情報取得装置であって、
圧縮されるパルス波が単純パルス波であり、
前記期待出力波形ｄ（ｔ）のフーリエ変換Ｄ（ｆ）は、前記パルス波のパルス幅をτ0としたときに、１／τ0の整数倍の周波数の部分においてゼロとなる箇所を有していることを特徴とする情報取得装置。
【請求項４】
請求項３に記載の情報取得装置であって、期待出力波形ｄ（ｔ）のフーリエ変換Ｄ（ｆ）は、１／τ0の整数倍の周波数の部分においてゼロとなる箇所を複数箇所有していることを特徴とする情報取得装置。
【請求項５】
請求項１から４までの何れか一項に記載の情報取得装置と、
この情報取得装置で取得した情報を表示する表示手段と、
レーダ探知範囲を指示する指示手段と、
を備え、
レーダ探知範囲の変更が前記指示手段によって指示されると、送信パルス信号のパルス幅及び繰返周波数の少なくとも何れかが変更されるとともに、前記フィルタの周波数応答関数が変更されることを特徴とするレーダ装置。
【請求項６】
エコー信号に基づく情報取得装置に用いられるパルス圧縮方法において、
受信機に用いるフィルタの周波数応答関数が、送信波形ｓ（ｔ）のフーリエ変換をＳ（ｆ）、期待出力波形ｄ（ｔ）のフーリエ変換をＤ（ｆ）としたときに、Ｄ（ｆ）／Ｓ（ｆ）で表され、前記期待出力波形のパルス長が送信波形のパルス長よりも短く設定され、
送信パルス信号のパルス幅及び繰返周波数の少なくとも何れかの変更に応じて、前記フィルタの周波数応答関数が変更されることを特徴とするパルス圧縮方法。
【請求項７】
請求項６に記載のパルス圧縮方法であって、前記フィルタの前段又は後段に帯域制限のためのフィルタを更に設けたことを特徴とするパルス圧縮方法。
【請求項８】
請求項６又は７に記載のパルス圧縮方法であって、
圧縮されるパルス波が単純パルス波であり、
前記期待出力波形ｄ（ｔ）のフーリエ変換Ｄ（ｆ）は、前記パルス波のパルス幅をτ0としたときに、１／τ0の整数倍の周波数の部分においてゼロとなる箇所を有していることを特徴とするパルス圧縮方法。
【請求項９】
請求項８に記載のパルス圧縮方法であって、期待出力波形ｄ（ｔ）のフーリエ変換Ｄ（ｆ）は、１／τ0の整数倍の周波数の部分においてゼロとなる箇所を複数箇所有していることを特徴とするパルス圧縮方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、レーダ装置、水中探知装置、超音波診断装置等、パルス信号を送信した後のエコー信号から画像情報や距離情報等を取得する情報取得装置に関する。また、このような情報取得装置に適用されるパルス圧縮方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
この種の情報取得装置においては、分解能を向上するために、受信機側で各種のパルス圧縮を行うことが従来から行われている。例えば特許文献１は、比較的短い巡回型バイナリコードを用いたパルス圧縮方法を開示する。
【特許文献１】特開２００６−１７０８４２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかし、従来のパルス圧縮では、圧縮後の波形がきれいなパルス波形とならず、圧縮パルスの前後に多くの小さなパルスが付随して発生する（レンジ・サイドローブ）。このサイドローブは、画像情報における偽像発生等の原因となり、目標の探知や識別において障害となっている。
【０００４】
そして一般に、このサイドローブは、パルス圧縮の圧縮率を大きくするに従って大きくなる性質を有している。従って、圧縮率を上げればサイドローブによる偽像の影響が大となる一方、圧縮率を下げれば探知距離や分解能の低下を招いてしまう。
【０００５】
本発明は以上の事情に鑑みてされたものであり、その主要な目的は、サイドローブをゼロにすることが可能な新規なパルス圧縮方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段及び効果】
【０００６】
本発明の解決しようとする課題は以上の如くであり、次にこの課題を解決するための手段とその効果を説明する。
【０００７】
本発明の第１の観点によれば、エコー信号に基づく情報取得装置において、以下のようなパルス圧縮装置を備える構成が提供される。即ち、受信機に用いるフィルタの周波数応答関数が、送信波形ｓ（ｔ）のフーリエ変換をＳ（ｆ）、期待出力波形ｄ（ｔ）のフーリエ変換をＤ（ｆ）としたときに、Ｄ（ｆ）／Ｓ（ｆ）で表され、前記期待出力波形のパルス長が送信波形のパルス長よりも短く設定されている。また、送信パルス信号のパルス幅及び繰返周波数の少なくとも何れかの変更に応じて、前記フィルタの周波数応答関数が変更される。
【０００８】
また、本発明の第２の観点によれば、エコー信号に基づく情報取得装置に用いられる以下のようなパルス圧縮方法が提供される。即ち、受信機に用いるフィルタの周波数応答関数が、送信波形ｓ（ｔ）のフーリエ変換をＳ（ｆ）、期待出力波形ｄ（ｔ）のフーリエ変換をＤ（ｆ）としたときに、Ｄ（ｆ）／Ｓ（ｆ）で表され、前記期待出力波形のパルス長が送信波形のパルス長よりも短く設定されている。また、送信パルス信号のパルス幅及び繰返周波数の少なくとも何れかの変更に応じて、前記フィルタの周波数応答関数が変更される。
【０００９】
これにより、前記期待出力波形を適宜設定することによって圧縮パルス幅を自由に定めることができる。また、サイドローブを有しないように期待出力波形を設定することで、サイドローブをゼロとする出力波形を得ることができる。従って、高い圧縮率を実現できるとともに、装置の性能低下の原因となるサイドローブを極めて良好に回避することができる。また、送信パルス信号に応じてフィルタの周波数応答関数が変更されるので、様々な送信パルスを用いて目標の良好な探知や識別を行うことができる。
【００１０】
前記の情報取得装置及びパルス圧縮方法においては、前記フィルタの前段又は後段に帯域制限のためのフィルタを更に設けることが好ましい。
【００１１】
これにより、前記フィルタの特性が帯域制限の殆どない場合でも、帯域制限のためのフィルタを更に通過させることにより、雑音を除去して一層良好な出力波形を得ることができる。
【００１２】
前記の情報取得装置及びパルス圧縮方法においては、圧縮されるパルス波が単純パルス波である場合は、前記期待出力波形ｄ（ｔ）のフーリエ変換Ｄ（ｆ）は、前記パルス波のパルス幅をτ0としたときに、１／τ0の整数倍の周波数の部分においてゼロとなる箇所を有していることが好ましい。
【００１３】
これにより、単純パルス波を圧縮する場合でもフィルタの周波数応答関数が発散しないので、雑音成分の小さい良好な出力波形を得ることができる。
【００１４】
前記の情報取得装置及びパルス圧縮方法においては、期待出力波形ｄ（ｔ）のフーリエ変換Ｄ（ｆ）は、１／τ0の整数倍の周波数の部分においてゼロとなる箇所を複数箇所有していることが好ましい。
【００１５】
これにより、サイドローブのピークを複数箇所に分散させて小さく抑えることができるので、サイドローブを原因とする装置の性能低下を良好に防止することができる。
【００１６】
また、本発明の他の観点によれば、前記の情報取得装置と、この情報取得装置で取得した情報を表示する表示手段と、レーダ探知範囲を指示する指示手段と、を備え、レーダ探知範囲の変更が前記指示手段によって指示されると、送信パルス信号のパルス幅及び繰返周波数の少なくとも何れかが変更されるとともに、前記フィルタの周波数応答関数が変更されることを特徴とするレーダ装置が提供される。
【００１７】
これにより、レーダ探知範囲の切換に応じて送信パルス幅や繰返周波数が変更されるとともに、フィルタの周波数応答関数がそれに応じて変更されるので、幅広い探知範囲において良好な探知性能を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
次に、発明の実施の形態を説明する。図１は本発明の一実施形態に係るレーダ装置のブロック図、図２は受信機のフィルタの概略図である。
【００１９】
図１に示すレーダ装置（エコー信号に基づく情報取得装置）は、送信回路１と、デュプレクサ２と、レーダアンテナ３と、受信回路４と、バンドパスフィルタ５と、ＩＦ部（中間周波数部）６と、Ａ／Ｄ変換器７と、複数のフィルタ８と、制御回路９と、ディスプレイ（表示手段）２１と、指示器（指示手段）２２と、を主要な構成として備えている。
【００２０】
送信回路１はパルスバースト信号を生成し、デュプレクサ２及びレーダアンテナ３を介してパルスバースト波を送信する。物標で反射したエコー信号は、レーダアンテナ３、デュプレクサ２を介して受信回路４に入力される。
【００２１】
この受信回路４で高周波増幅等の処理がされた受信パルス信号は、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）５においてノイズ成分等が除去され、さらにＩＦ部６において必要な周波数にダウンコンバートされる。中間周波数に変換された受信パルス信号は、Ａ／Ｄ変換器７においてＡ／Ｄ変換されてフィルタ８に入力される。
【００２２】
制御回路９は、送信回路１や受信回路４の制御を行ったり、フィルタ８における後述の期待出力波形の設定や更新を行ったり、信号が入力されるフィルタ８を切り換えたりする。前記フィルタ８の出力信号は、図略の画像処理部で適宜の変換処理がされた後、画像情報としてのレーダ画像がディスプレイ２１に表示される。
【００２３】
指示器２２はダイアルやキー等の適宜の入力手段を備えており、この入力手段を操作することで、前記ディスプレイ２１に表示されるレーダ画像の表示距離範囲（レーダの探知レンジ）を複数段階に切換可能になっている。この指示器２２は制御回路９に接続されており、指示された探知レンジの情報が制御回路９に入力されるようになっている。
【００２４】
そして制御回路９は、指示された探知レンジに応じて、送信パルスのパルス幅や繰返周波数を変更するように構成されている。例えば、探知レンジが０．１２５ｎｍ〜２ｎｍのときはパルス幅を０．１μｓ程度、繰返周波数を数ｋＨｚとし、探知レンジが２ｎｍ〜１０ｎｍのときはパルス幅を０．３μｓ程度、繰返周波数を１ｋＨｚとし、探知レンジが１０ｎｍを上回るときはパルス幅を０．７μｓ程度、繰返周波数を数百Ｈｚ程度とすることが考えられる（ｎｍは海里（ノーティカルマイル））。ただし、上記の送信パルスの制御は一例であり、事情に応じて種々変更することができる。
【００２５】
図２には前記フィルタ８の構成が示され、この図２に示すように、複数のフィルタ８のそれぞれは、第１フィルタ１１と第２フィルタ１２とを備えている。フィルタ８の前段には高速フーリエ変換器が備えられ、各フィルタ８の後段には逆フーリエ変換器が備えられる。
【００２６】
この第１フィルタ１１の周波数応答関数は、Ｄ（ｆ）／Ｓ（ｆ）で表される。ここで、Ｄ（ｆ）は期待する出力波形ｄ（ｔ）（以下、「期待出力波形」又は「期待出力」と称することがある。）のフーリエ変換であり、Ｓ（ｆ）は送信波形ｓ（ｔ）のフーリエ変換である。
【００２７】
そして、第１フィルタ１１が出力するパルス波形は期待出力ｄ（ｔ）で決定されるので、期待出力ｄ（ｔ）のパルス長を送信波形ｓ（ｔ）のパルス長よりも短く設定することで、出力のパルス長を圧縮することができる。また、この期待出力ｄ（ｔ）のパルス長は任意に設定できる。従って、従来のパルス圧縮の殆どが送信パルスの帯域幅分の１しか圧縮できないのに対し、本実施形態ではそれよりも短いパルス幅に圧縮することができる。また、期待出力ｄ（ｔ）のパルス波形にサイドローブを持たせないようにすることで、第１フィルタ１１の出力のサイドローブをゼロにすることができる。
【００２８】
この点、本実施形態では、前記第１フィルタ１１の周波数応答関数Ｗ（ｆ）＝Ｄ（ｆ）／Ｓ（ｆ）はそれぞれのフィルタ８で異なるように構成されている。そして、前記制御回路９は、探知レンジの前記指示器２２による切換によって送信パルス信号のパルス幅及び繰返周波数を変更するとともに、受信信号が入力されるフィルタ８を適宜切り換えるように構成している。
【００２９】
この結果、信号を処理する第１フィルタ１１の周波数応答特性をレーダ装置の探知レンジに応じて変更し、常にサイドローブの無い良好な探知性能を得ることができる。特に、レーダの信号対雑音比はレーダの最大探知距離から近くなるに従って良好になるので、探知レンジが狭いときには、短いパルス幅に圧縮しても十分な信号対雑音比を得ることができる。従って、探知レンジが狭いときはより短いパルス幅に圧縮するようにフィルタ８（第１フィルタ１１）を切り換えることで、距離分解能を向上させることができる。
【００３０】
また本実施形態では、各フィルタ８が備える前記第１フィルタ１１の周波数応答関数は帯域制限のない特性を扱うため、第１フィルタ１１の後段側に、帯域制限のための第２フィルタ１２を設けている。
【００３１】
次に、本実施形態のパルス圧縮方法の原理を説明する。図３は一般的な受信機のフィルタのモデル図、図４は本実施形態のフィルタのモデル図である。
【００３２】
図３には、フィルタ１５を有する一般的な受信機の受信モデルが示され、この図３において、フィルタ１５への入力信号ｓin（ｔ）を、
【数１】
2008196867.tif 000003
とする。ここで、ｓ（ｔ）は信号成分であり、ｎ（ｔ）は雑音である。このとき、フィルタ１５のインパルス応答をｈ（ｔ）とすると、一般的にフィルタ出力ｓo（ｔ）は、
【数２】
2008196867.tif 000004
である。
【００３３】
そして、信号成分ｓ（ｔ）及びインパルス応答ｈ（ｔ）のフーリエ変換をＳ（ｆ）及びＨ（ｆ）とすると、フィルタを通過したとき、出力の信号成分の電圧の大きさは
【数３】
2008196867.tif 000005
となる。ここで、ｔmは｜ｓo（ｔ）｜を最大とする時間である。一方、出力の平均雑音電力は、公知の式に従って計算すると、
【数４】
2008196867.tif 000006
である。ただし、Ｎ0は単位周波数帯域幅あたりの入力雑音電力である。
【００３４】
以上により、フィルタ出力の信号対雑音比は、
【数５】
2008196867.tif 000007
となる。
【００３５】
一方、図４には本実施形態の受信機の受信モデルが示され、この受信機の第１フィルタ１１に適用されるパルス圧縮方法においては、入力信号ｓin（ｔ）を通過させる第１フィルタの周波数応答関数Ｗ（ｆ）を、
【数６】
2008196867.tif 000008
とする。ここで、Ｄ（ｆ）は、期待出力波形ｄ（ｔ）のフーリエ変換である。
【００３６】
このとき、出力電圧の大きさは
【数７】
2008196867.tif 000009
となる。また、出力電圧の最大値は、期待出力の最大値と一致する。
【数８】
2008196867.tif 000010
【００３７】
このとき、雑音電力は、
【数９】
2008196867.tif 000011
となる。従って、提案方式におけるフィルタ出力の信号対雑音比は、
【数１０】
2008196867.tif 000012
で与えられる。
【００３８】
図４に示すように、フィルタ出力は、更に、低域フィルタとしての第２フィルタ１２を通過させる。これは、第１フィルタ１１の周波数応答特性が、殆ど帯域制限しない場合が多いからである。この第２フィルタ１２としては、パルス入力信号に対して残留応動のきわめて小さいものを用いることが好ましい。
【００３９】
簡単のため、第２フィルタ１２として、−ＢＷからＢＷまで位相が一定で一様に通過する低域フィルタを考えると、前述の信号対雑音比は、
【数１１】
2008196867.tif 000013
となる。
【００４０】
本実施形態のフィルタ８（図４）の効果を明らかにするため、図３の一般的な受信機の場合と比較する。図３の受信のフィルタは、本実施形態の第２フィルタ１２と同じ低域フィルタのみで構成するものとする。このとき、一般的な受信機の信号対雑音比は、
【数１２】
2008196867.tif 000014
である。
【００４１】
従って、本実施形態のフィルタの信号対雑音比の一般的受信機の信号対雑音比に対する比を改善指数ＩFとすると、
【数１３】
2008196867.tif 000015
と表すことができる。
【００４２】
なお、図４のフィルタ８において第１フィルタ１１及び第２フィルタ１２は線形であるため、その順序を異ならせることも当然に可能である。即ち、第１フィルタ１１の前段に第２フィルタ１２を配置することができる。
【００４３】
次に、具体的な符号について、本実施形態の周波数応答特性、信号対雑音比の改善指数、及び出力波形を説明する。
【００４４】
最初に、信号成分として１３ビットのバーカー符号を用いた場合を説明する。１３ビット・バーカー符号は、振幅が１Ｖで、１チップは１μｓとし、従って、パルス長は１３μｓとした。期待出力は、振幅が１Ｖのパルス波とし、パルス長は１μｓとした。
【００４５】
図５のグラフは、期待出力及び入力信号成分のフーリエ変換Ｄ（ｆ）及びＳ（ｆ）を示す。このグラフには、本実施形態のフィルタの周波数応答関数Ｗ（ｆ）（＝Ｄ（ｆ）／Ｓ（ｆ））を併せて示している。
【００４６】
このグラフから判るように、Ｗ（ｆ）は、殆ど帯域制限のない平坦な特性を示している。これは、１３ビット・バーカー符号のフーリエ変換Ｓ（ｆ）の特性が、Ｄ（ｆ）の特性に近いためである。
【００４７】
図６のグラフは、本実施形態のフィルタの改善指数ＩFを示している。この改善指数ＩFはバンド幅ＢＷにかかわらずほぼ１３（１１．０ｄＢ）で一定であり、これは圧縮率（入力信号成分のパルス長／出力の信号成分のパルス長）とほぼ等しい。
【００４８】
図７（ａ）は、本実施形態のフィルタの出力波形を示す。このように、本実施形態では、期待出力波形が出力波形となるため、時間サイドローブを発生しない。一方、図７（ｂ）は、従来の一般的なパルス圧縮方法の一つであるマッチドフィルタを用いた場合の出力波形を示しており、この場合、１３分の１の大きさのレンジ・サイドローブが発生していることが判る。
【００４９】
次に、単純な位相変調符号を用いた場合を説明する。ここで一般に、パルス圧縮を用いて距離分解能を向上させる場合には、パルス幅を広く、パルス内を変調して帯域幅を広くして送信し、受信時に相関処理によりパルス圧縮している。そして、圧縮後のパルス幅は、パルスの持つ周波数帯域幅の逆数で表される。従って、レーダ装置の距離分解能を向上させるためには、周波数帯域幅の広いパルス信号を用いることが好ましい。
【００５０】
しかし、今回の信号成分としては、周波数帯域幅の狭い、９ビットの単純な位相変調符号［＋＋＋＋−−−−−］を用いた。この位相変調符号は、振幅が１Ｖで、１チップは１μｓとし、従って、パルス長は９μｓとした。入力信号成分より周波数帯域幅の広い期待出力のパルス長は１μｓとし、振幅は１Ｖのパルス波とした。
【００５１】
図８のグラフは、期待出力及び入力信号成分のフーリエ変換Ｄ（ｆ）及びＳ（ｆ）、並びに、本実施形態のフィルタの周波数応答関数Ｗ（ｆ）（＝Ｄ（ｆ）／Ｓ（ｆ））を示している。この図８のグラフから判るように、周波数応答関数Ｗ（ｆ）は、前述の１３ビット・バーカー符号の場合よりも起伏のあるものとなるが、バーカー符号と同様に、殆ど帯域制限のない特性を示している。
【００５２】
図９のグラフは、本実施形態のフィルタの改善指数ＩFを示している。この改善指数ＩFはバンド幅ＢＷに対してほぼ一定であるが、その値は約４ｄＢであり、パルス圧縮の圧縮率である９（９．５４ｄＢ）よりも小さい値となっている。これは、占有帯域幅の狭い入力信号成分を、占有帯域幅の広い出力信号にしたためである。
【００５３】
図１０（ａ）は、本実施形態のフィルタの出力波形を示す。このように、本実施形態では、期待出力波形が出力波形となるため、時間サイドローブを発生しない。一方、図１０（ｂ）は、マッチドフィルタを用いた場合の出力波形を比較例として示しており、この場合、パルスが殆ど圧縮されていない。
【００５４】
次に、信号成分として７ビットのＭ系列（［＋＋＋−−＋−］を巡回したもの）を用いた場合を説明する。この７ビットのＭ系列は、振幅が１Ｖで、１チップは１μｓとし、１回の巡回パルス長は７μｓとした。また、期待出力は、同様に振幅１Ｖのパルス波とし、パルス長は１μｓとした。
【００５５】
図１１のグラフは、期待出力及び入力信号成分のフーリエ変換Ｄ（ｆ）及びＳ（ｆ）、並びに、本実施形態のフィルタの周波数応答関数Ｗ（ｆ）（＝Ｄ（ｆ）／Ｓ（ｆ））を示している。この図１１のグラフから判るように、周波数応答関数Ｗ（ｆ）は、若干の起伏を呈するが、殆ど帯域制限のない特性を示している。
【００５６】
図１２のグラフは、本実施形態のフィルタの改善指数ＩFを示している。この改善指数ＩFはバンド幅ＢＷに対してほぼ一定であるが、その値は約７．５ｄＢであり、パルス圧縮の圧縮率である７（８．５ｄＢ）よりも小さい値となっている。これは、周波数応答関数Ｗ（ｆ）が起伏のある特性を示しているためと考えられる。
【００５７】
図１３（ａ）は、本実施形態のフィルタの出力波形を示す。このように、本実施形態では、期待出力波形が出力波形となるため、レンジ・サイドローブを発生しない。一方、図１３（ｂ）は、マッチドフィルタを用いた場合の出力波形を比較例として示しており、−１のサイドローブの発生が認められる。
【００５８】
次に、信号成分としてＦＭ変調信号を用いた場合を説明する。ここでは信号成分として、Ｂ（ｔ）＝ｅｘｐ（ｊ×２×π×（（Ｆ×ｔ2／２）＋ｆ0×ｔ））の直線ＦＭ変調信号を用いた。ここで、Ｆは０．００１５、ｆ0は０．４３とし、時間ｔは１から６００までの整数で変化させることとした。このとき、ＦＭ変調信号は、振幅が１Ｖで、単位時間は１／１７μｓであり、パルス長は３５μｓである。また、期待出力としては、入力信号成分より周波数帯域幅の狭い、パルス幅が６／１７μｓ、振幅が１Ｖのパルス波とした。
【００５９】
図１４のグラフは、期待出力及び入力信号成分のフーリエ変換Ｄ（ｆ）及びＳ（ｆ）、並びに、本実施形態のフィルタの周波数応答関数Ｗ（ｆ）（＝Ｄ（ｆ）／Ｓ（ｆ））を示している。この図１４から判るように、周波数応答関数Ｗ（ｆ）のグラフは期待出力のフーリエ変換Ｄ（ｆ）とほぼ同じ形状となっており、帯域制限のある特性を示している。
【００６０】
図１５のグラフは、本実施形態のフィルタの改善指数ＩFを示している。入力信号成分の占有帯域幅より狭い出力信号にした場合で、改善指数ＩFは、バンド幅ＢＷが４ＭＨｚのときに約２０ｄＢとなっている。このときのパルス圧縮の圧縮率は１００（２０ｄＢ）である。
【００６１】
図１６（ａ）は、本実施形態のフィルタの出力波形を示す。このように、本実施形態では、期待出力波形が出力波形となるため、時間サイドローブを発生しない。一方、図１６（ｂ）は、マッチドフィルタを用いた場合の出力波形を比較例として示しており、サイドローブを有する圧縮波形が発生している。なお、上記のようなＦＭ変調信号の圧縮は、距離方向の圧縮のほか、方位方向の圧縮に対しても適用することができる。
【００６２】
次に、本願発明者が行ったシミュレーション実験について説明する。上記のＦＭ変調の場合を除き、本実施形態の周波数応答関数Ｗ（ｆ）は、周波数に対して帯域制限のない平坦な特性を示している。ここでは、市販のシミュレーション計算ソフトを用いて、第１フィルタ１１（Ｗ（ｆ））の後段に第２フィルタ１２としての低域フィルタを配置しないときと配置したときの波形を計算した。
【００６３】
シミュレーションのパラメータは、サンプリング周波数を１０ＭＨｚ、期待出力のパルス幅を１μｓ、パルス振幅を１Ｖとした。また、雑音は白色雑音とし、低域フィルタは８次のベッセルフィルタとし、フィルタ帯域は可変、検波は直線とした。
【００６４】
図１７は、１３ビット・バーカー符号において、符号長を１３μｓ及び符号の振幅が１Ｖとした場合を示す。図１７（ａ）は低域フィルタ（第２フィルタ１２）がない場合の波形であり、第１フィルタ１１を通過させても、信号成分のパルス長と比較して高い周波数成分の雑音が含まれていることが判る。一方、図１７（ｂ）は低域フィルタとして８次のベッセルフィルタが取り付けられ、このベッセルフィルタの帯域幅を１ＭＨｚに設定した場合の波形である。このように第２フィルタ１２として低域フィルタを付加することで、不要な雑音を良好に除去できることが判る。
【００６５】
図１８は、単純な位相変調符号を用いたシミュレーション結果で、符号長は９μｓ、符号の振幅は１Ｖである。図１９は、７ビットの２相Ｍ系列の符号を用いたシミュレーション結果で、符号長は７μｓの繰返し信号で、符号の振幅は１Ｖである。図１８（ａ）及び図１９（ａ）は低域フィルタを省略した場合、図１８（ｂ）及び図１９（ｂ）は低域フィルタを付加した場合である。この低域フィルタは、図１８（ｂ）の場合も図１９（ｂ）の場合も８次のベッセルフィルタを用い、その帯域幅ＢＷを１ＭＨｚに設定したものである。これらのグラフにより、第１フィルタ１１を通過しただけでは、信号成分のパルス長と比較して高い周波数成分の雑音が含まれるが、第２フィルタ１２としての低域フィルタを更に通過させることにより、雑音を良好に除去できることが判る。
【００６６】
図２０はＦＭ変調信号の場合のシミュレーション結果であり、符合長は３５μｓ、符号の振幅は１Ｖとしている。なお、シミュレーションのパラメータは、サンプリング周波数を１７ＭＨｚとしたほかは上記と同様である。図２０（ａ）は第２フィルタ１２を省略した場合、図２０（ｂ）は第２フィルタ１２としての低域フィルタを通過させた場合である。この低域フィルタは８次のベッセルフィルタであり、帯域幅は４ＭＨｚとしている。
【００６７】
次に、実際のレーダ実験で得たデータを用いてパルス圧縮を行った結果を説明する。この実験に用いたレーダ装置は通常のレーダであり、その主要特性としては、送信尖塔電力が２ｋＷ、占有帯域幅が１０ＭＨｚ、アンテナはパラボラアンテナ、アンテナビーム幅は２．６度である。送信波は２相で位相変調され、実験コードは［＋＋＋−−−−−］とした。エコー信号は受信後に６ＭＨｚのサンプリング周波数でＡ／Ｄ変換され、１ビットに２サンプリングでサンプリングされる。実験コードは本実施形態の方法で処理され、１ビット２サンプリング点に圧縮される。また、第１フィルタ１１の後段には、帯域幅が２．５ＭＨｚの低域フィルタを第２フィルタ１２として付加した。
【００６８】
図２１（ａ）がパルス圧縮処理前の波形であり、図２１（ｂ）がパルス圧縮処理後の波形である。図２１（ｂ）に示す処理後の波形では、物標が１つある地点では鋭い単一のピークが得られ、互いに近接した２つの物標がある地点では２つの鮮明なピークが得られている。このように、本実施形態のパルス圧縮による処理は実環境のデータにおいても適用でき、良好な解像度が得られることが判る。
【００６９】
以上に説明したように、本実施形態のレーダ装置に備えられるパルス圧縮装置は、受信機に第１フィルタ１１を備え、この第１フィルタ１１の周波数応答関数Ｗ（ｆ）が、送信波形ｓ（ｔ）のフーリエ変換をＳ（ｆ）、期待出力波形ｄ（ｔ）のフーリエ変換をＤ（ｆ）としたときに、Ｄ（ｆ）／Ｓ（ｆ）で表される。そして、前記期待出力波形ｄ（ｔ）のパルス長が送信波形ｓ（ｔ）のパルス長よりも短く設定されている。そして前記制御回路９は、指示器２２で指示された探知レンジに応じて、送信パルス信号のパルス幅及び繰返周波数を変更するとともに、それに応じて前記第１フィルタ１１の周波数応答関数が変更されるように制御する。
【００７０】
この構成により、期待出力波形ｄ（ｔ）を適宜設定することによって圧縮パルス幅を自由に定めることができる。また、サイドローブを有しないように期待出力波形ｄ（ｔ）を設定することで、サイドローブをゼロとする出力波形を得ることができる。従って、高い圧縮率を実現できるとともに、レーダ画像の偽像の原因となるサイドローブを極めて良好に回避することができる。また、送信パルス信号に応じて第１フィルタ１１の周波数応答関数が変更されるので、状況に応じて様々な送信パルスを使用して、目標の探知や識別を良好に行うことができる。
【００７１】
また、本実施形態では、前記第１フィルタ１１の後段に、帯域制限のための第２フィルタ１２を更に設けている。
【００７２】
これにより、第１フィルタ１１の特性が帯域制限の殆どない場合でも、雑音を除去して一層良好な出力波形を得ることができる。
【００７３】
次に、上記の原理で単純パルス波をパルス圧縮する実施形態について述べる。即ち、送信波形ｓ（ｔ）がパルス幅τ0の単純パルス波である場合、そのフーリエ変換Ｓ（ｆ）は、１／τ0の整数倍の周波数ごとにゼロになる。具体的には、信号成分ｓ（ｔ）が振幅が１でパルス幅τ0の単純なパルス波である場合、そのフーリエ変換Ｓ（ｆ）は、
【数１４】
2008196867.tif 000016
で表せる。そして、期待出力ｄ（ｔ）のパルス幅τpがτ0のｎ分の１の狭いパルス幅に圧縮されたとすると、第１フィルタ１１の周波数応答関数Ｗ（ｆ）＝Ｄ（ｆ）／Ｓ（ｆ）は、周波数ｆが１／τ0の整数倍ごとに発散し、雑音成分を増大させる可能性がある。
【００７４】
この点に鑑み、本実施形態では、期待出力ｄ（ｔ）のフーリエ変換Ｄ（ｆ）を、少なくとも、１／τ0の整数倍の周波数ごとにゼロにするように設定している。具体的には、本実施形態では図２２に示すように、期待出力ｄ（ｔ）を、主パルス出力ｄ1（ｔ）と、発散防止のための出力ｄ2（ｔ）の和として表す。即ち、ｄ（ｔ）＝ｄ1（ｔ）＋ｄ2（ｔ）である。そして、主パルス出力ｄ1（ｔ）のフーリエ変換Ｄ1（ｆ）は、
【数１５】
2008196867.tif 000017
と表せる。ｄ2（ｔ）は周波数応答関数の発散防止のためのパルス成分であり、そのフーリエ変換Ｄ2（ｆ）は、
【数１６】
2008196867.tif 000018
である。なお、期待出力がこのｄ2（ｔ）を含んでいることにより、フィルタの出力波形が結果としてサイドローブを有することになるので、このｄ2（ｔ）はサイドローブ成分としての意味をも有している。
【００７５】
Ｄ1（ｆ）と−Ｄ2（ｆ）のスペクトル分布を図２３に示す。ここで、Ｎはサイドローブパルスの個数である。従って、ｄ（ｔ）のフーリエ変換Ｄ（ｆ）は、
【数１７】
2008196867.tif 000019
となる。
【００７６】
以上により、第１フィルタ１１の周波数応答関数Ｗ（ｆ）は、
【数１８】
2008196867.tif 000020
となる。このＷ（ｆ）はＴ＝τ0のとき収束し、また、期待出力のピークサイドローブ比（主パルスのピーク値とサイドローブのピーク値との比）は１／Ｎであるので、サイドローブパルスの個数Ｎを多くすれば、ピークサイドローブ比を小さくすることができる。
【００７７】
次に、入力信号ｓ（ｔ）として、パルス幅τ0が４μｓ、パルス振幅が１Ｖの単純なパルスを用いた場合について、上記実施形態の周波数応答特性、信号対雑音比の改善指数、及び出力波形を説明する。ここでは期待出力を、主パルス成分ｄ1（ｔ）とサイドローブ成分ｄ2（ｔ）との和として構成し、主パルス成分についてはパルス幅τpを１μｓ、パルス振幅を０．８５Ｖとし、サイドローブ成分についてはそのピーク値を−０．０５Ｖ、サイドローブの個数を１６個とした。
【００７８】
図２４は、主パルス成分ｄ1（ｔ）とサイドローブ成分ｄ2（ｔ）のフーリエ変換Ｄ1（ｆ）とＤ2（ｆ）の特性を示している。また、図２５のグラフは、期待出力及び入力信号成分のフーリエ変換Ｄ（ｆ）及びＳ（ｆ）、並びに、本実施形態のフィルタの周波数応答関数Ｗ（ｆ）（＝Ｄ（ｆ）／Ｓ（ｆ））を示している。この図２５のグラフから判るように、周波数応答関数Ｗ（ｆ）は、１ＭＨｚごとに周期的な特性を持っており、殆ど帯域制限のない特性を示している。
【００７９】
また、入力信号のフーリエ変換Ｓ（ｆ）が０．２５ＭＨｚの整数倍ごとにゼロとなるが、期待信号のフーリエ変換Ｄ（ｆ）も同様にゼロとなるため、周波数応答関数Ｗ（ｆ）が発散していないことを確認することができる。周波数応答関数Ｗ（ｆ）は実際には、０．２５ＭＨｚの整数倍の近傍でピーク値を示している。
【００８０】
図２６には上記の場合の改善指数ＩFが示され、この改善指数ＩFはバンド幅ＢＷに対してほぼ一定の値（約０ｄＢ）を示している。図２７はフィルタの出力波形を示し、この出力波形には時間サイドローブが認められるが、そのピークサイドローブ比は１／１６（サイドローブの数である１６の逆数）となっている。
【００８１】
次に、本願発明者が行ったシミュレーション実験について説明する。ここでは、上記と同様に市販のシミュレーション計算ソフトを用いて、第１フィルタ１１（Ｗ（ｆ））の後段に第２フィルタ１２としての低域フィルタを配置したときの波形を計算した。シミュレーションのパラメータは、サンプリング周波数が１０ＭＨｚ、入力パルスのパルス幅を４μｓ、パルス振幅を１Ｖとし、期待出力のパルス幅が１μｓ、パルス振幅が０．８Ｖとした。なお、期待出力には０．０５Ｖのサイドローブを有させることとした。また、雑音は白色雑音とし、低域フィルタは８次のベッセルフィルタとし、フィルタ帯域は可変、検波は直線とした。
【００８２】
図２８は前記第２フィルタ１２がない場合の出力波形であり、図２８（ａ）は雑音がない場合、図２８（ｂ）は雑音がある場合を示している。なお、白色雑音の分散はσ＝０．１とした。図２８（ｂ）に示すように、第１フィルタ１１を通過させても、信号成分のパルス長と比較して高い周波数成分の雑音が含まれていることが判る。一方、図２９は第２フィルタ１２として帯域幅ＢＷが１ＭＨｚである低域フィルタを付加した場合の出力波形であり、図２９（ａ）は雑音がない場合、図２９（ｂ）は雑音がある場合を示している。図２８（ｂ）と図２９（ｂ）とを比較すれば、第２フィルタ１２を付加することにより不要な雑音を除去し、良好な波形を得られることが判る。
【００８３】
次に、実際のレーダ実験で得たデータを用いてパルス圧縮を行った結果を説明する。この実験に用いたレーダ装置は通常のレーダであり、その主要特性としては、送信尖塔電力が２ｋＷ、占有帯域幅が１０ＭＨｚ、アンテナはパラボラアンテナ、アンテナビーム幅は２．６度である。送信波はパルス幅が４μｓの単純パルス波とした。エコー信号は受信後にＩＱ分離されるとともに６ＭＨｚのサンプリング周波数でＡ／Ｄ変換され、１ビットに２サンプリングでサンプリングされる。そして信号は、本実施形態の方法で処理され、１μｓのパルス波に圧縮される。
【００８４】
図３０には、パルス圧縮処理前の波形と処理後の波形とが併せて示される。なお、図３０の処理後の波形は、極めて広い帯域を通過させる低域フィルタを第２フィルタ１２として付加した場合を示している。一方、図３１には、１ＭＨｚの帯域幅を有する低域フィルタを第２フィルタ１２として用いて、上記と同じ波形を処理した波形が示される。このように、本実施形態のパルス圧縮による処理は実環境のデータにおいても適用でき、良好な解像度が得られることが判る。
【００８５】
以上に示すように、本実施形態のパルス圧縮装置は、単純パルス波を圧縮する場合において、前記期待出力波形ｄ（ｔ）のフーリエ変換Ｄ（ｆ）は、前記パルス波のパルス幅をτ0としたときに、１／τ0の整数倍の周波数の部分においてゼロとなる箇所を有している。
【００８６】
これにより、単純パルス波を圧縮する場合でもフィルタの周波数応答関数が発散しないので、雑音成分の小さい良好な出力波形を得ることができる。
【００８７】
また、期待出力波形ｄ（ｔ）のフーリエ変換Ｄ（ｆ）は、１／τ0の整数倍の周波数の部分においてゼロとなる箇所を複数箇所有している。
【００８８】
これにより、サイドローブのピークを複数箇所に分散させて小さく抑えることができるので、レーダ画像の偽像を良好に防止することができる。
【００８９】
以上に本発明の好適な実施形態を説明したが、上記の構成は例えば以下のように変更することができる。
【００９０】
上記のパルス圧縮装置及びパルス圧縮方法は、上記のレーダ装置に代えて、例えば水中探知装置、超音波診断装置等、パルス信号を送信した後のエコー信号に基づいて画像情報や距離情報等を取得する装置一般に適用することができる。
【００９１】
上記のパルス圧縮装置及びパルス圧縮方法は、上記のバーカー符号、Ｍ系列等のほか、他の様々な符号にも適用することができる。また、前記第１フィルタ１１の周波数応答関数が帯域制限を有する特性を扱う場合、前記第２フィルタ１２を省略することができる。
【００９２】
指示器２２で探知レンジを設定することに加えて、同一の探知レンジにおいてパルス幅等を独立して切換指示可能とし、これに応じて、信号を処理するフィルタ８を制御回路９によって変更するように構成することができる。
【００９３】
上記のパルス圧縮装置は、図３２に示すように、従来のパルス圧縮方式に対して付加的に設置することができる。この従来のパルス圧縮方式としては、上記のバーカー符号、Ｍ系列等、公知のものを採用できる。従来のパルス圧縮方式における圧縮符号のサブパルス内が無変調の場合は、その出力は単純パルスとなるため、フィルタ８側（第１フィルタ１１）で上述の単純パルスの圧縮と同様に期待波形を設定することで更に圧縮することができる。従来のパルス圧縮装置においてサブパルス内を変調した場合（２相位相変調や多相変調等）は、本実施形態のフィルタ８（第１フィルタ１１）を通過させることで、サイドローブのない出力を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００９４】
【図１】本発明の一実施形態に係るレーダ装置のブロック図。
【図２】受信機のフィルタの概略図。
【図３】一般的な受信機のフィルタのモデル図。
【図４】本実施形態のフィルタのモデル図。
【図５】１３ビット・バーカー符号を用いた場合の、期待出力及び入力信号成分のフーリエ変換、並びに、フィルタの周波数応答関数を示すグラフ図。
【図６】１３ビット・バーカー符号を用いた場合の改善指数を示すグラフ図。
【図７】図７（ａ）は、１３ビット・バーカー符号を用いた場合の、本実施形態のフィルタの入力波形及び出力波形を示すグラフ図。図７（ｂ）は、マッチドフィルタを用いた比較例の入力波形及び出力波形を示すグラフ図。
【図８】９ビットの単純な位相変調符号を用いた場合の、期待出力及び入力信号成分のフーリエ変換、並びに、フィルタの周波数応答関数を示すグラフ図。
【図９】９ビットの単純な位相変調符号を用いた場合の改善指数を示すグラフ図。
【図１０】図１０（ａ）は、９ビットの単純な位相変調符号を用いた場合の、本実施形態のフィルタの入力波形及び出力波形を示すグラフ図。図１０（ｂ）は、マッチドフィルタを用いた比較例の入力波形及び出力波形を示すグラフ図。
【図１１】７ビットのＭ系列を用いた場合の、期待出力及び入力信号成分のフーリエ変換、並びに、フィルタの周波数応答関数を示すグラフ図。
【図１２】７ビットのＭ系列を用いた場合の改善指数を示すグラフ図。
【図１３】図１３（ａ）は、７ビットのＭ系列を用いた場合の、本実施形態のフィルタの入力波形及び出力波形を示すグラフ図。図１３（ｂ）は、マッチドフィルタを用いた比較例の入力波形及び出力波形を示すグラフ図。
【図１４】ＦＭ変調信号を用いた場合の、期待出力及び入力信号成分のフーリエ変換、並びに、フィルタの周波数応答関数を示すグラフ図。
【図１５】ＦＭ変調信号を用いた場合の改善指数を示すグラフ図。
【図１６】図１６（ａ）は、ＦＭ変調信号を用いた場合の、本実施形態のフィルタの入力波形及び出力波形を示すグラフ図。図１６（ｂ）は、マッチドフィルタを用いた比較例の入力波形及び出力波形を示すグラフ図。
【図１７】図１７（ａ）は、１３ビット・バーカー符号を用いたシミュレーション結果を示すグラフ図。図１７（ｂ）は、第２フィルタを付加した場合のシミュレーション結果を示すグラフ図。
【図１８】図１８（ａ）は、単純な位相変調符号を用いたシミュレーション結果を示すグラフ図。図１８（ｂ）は、第２フィルタを付加した場合のシミュレーション結果を示すグラフ図。
【図１９】図１９（ａ）は、７ビットのＭ系列を用いたシミュレーション結果を示すグラフ図。図１９（ｂ）は、第２フィルタを付加した場合のシミュレーション結果を示すグラフ図。
【図２０】図２０（ａ）は、ＦＭ変調信号を用いたシミュレーション結果を示すグラフ図。図２０（ｂ）は、第２フィルタを付加した場合のシミュレーション結果を示すグラフ図。
【図２１】図２１（ａ）は、実際のレーダ装置から得られた、フィルタ処理前の波形を示すグラフ図。図２１（ｂ）は、フィルタ処理後の波形を示すグラフ図。
【図２２】単純なパルス波形をパルス圧縮する場合の、送信波形及びフィルタの期待出力波形を示す図。
【図２３】期待出力の主パルス成分とサイドローブ成分のフーリエ変換のスペクトル分布を示すグラフ図。
【図２４】期待出力の主パルス成分とサイドローブ成分のフーリエ変換の特性を示すグラフ図。
【図２５】単純なパルス波形をパルス圧縮する場合の、期待出力及び入力信号成分のフーリエ変換、並びに、フィルタの周波数応答関数を示すグラフ図。
【図２６】単純なパルス波形をパルス圧縮する場合の改善指数を示すグラフ図。
【図２７】単純なパルス波形をパルス圧縮する場合の、フィルタの入力波形及び出力波形を示すグラフ図。
【図２８】図２８（ａ）は、単純なパルス波形をパルス圧縮する場合（第２フィルタなし）のシミュレーション結果を示すグラフ図。図２８（ｂ）は、雑音を含む単純なパルス波形をパルス圧縮する場合（第２フィルタなし）のシミュレーション結果を示すグラフ図。
【図２９】図２９（ａ）は、単純なパルス波形をパルス圧縮する場合（第２フィルタを付加）のシミュレーション結果を示すグラフ図。図２８（ｂ）は、雑音を含む単純なパルス波形をパルス圧縮する場合（第２フィルタを付加）のシミュレーション結果を示すグラフ図。
【図３０】実際のレーダ装置から得られた波形を用いた場合の、フィルタ処理前及び処理後の波形を示すグラフ図。
【図３１】実際のレーダ装置から得られた波形を用いた場合のフィルタ処理後の波形を示すグラフ図。
【図３２】フィルタを従来のパルス圧縮方式に対して付加的に設置した変形例を示す概略図。
【符号の説明】
【００９５】
１  送信回路
２  デュプレクサ
３  レーダアンテナ
４  受信回路
５  バンドパスフィルタ
６  ＩＦ部
７  Ａ／Ｄ変換器
８  フィルタ
９  制御回路
１１  第１フィルタ
１２  第２フィルタ
２１  ディスプレイ（表示手段）
２２  指示器（指示手段）
【図１】
2008196867.tif 000021
【図２】
2008196867.tif 000022
【図３】
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【図４】
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【図５】
2008196867.tif 000025
【図６】
2008196867.tif 000026
【図７】
2008196867.tif 000027
【図８】
2008196867.tif 000028
【図９】
2008196867.tif 000029
【図１０】
2008196867.tif 000030
【図１１】
2008196867.tif 000031
【図１２】
2008196867.tif 000032
【図１３】
2008196867.tif 000033
【図１４】
2008196867.tif 000034
【図１５】
2008196867.tif 000035
【図１６】
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【図１７】
2008196867.tif 000037
【図１８】
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【図１９】
2008196867.tif 000039
【図２０】
2008196867.tif 000040
【図２１】
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【図２２】
2008196867.tif 000042
【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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