(57)【要約】【課題】  計測対象内へ送信した超音波に生ずる非線形歪みを、音圧を上げずに測定する。【解決手段】  送波子１４から計測対象へ２種類の入力音波を時分割で送信する。送信部１０は、互いに異なる所定の非線形歪みを予め与えた周期的波形に窓関数を乗じてパルス化した入力音波をそれぞれの種類について位相を変えて複数回送信する。信号処理部１８は、各種類の入力音波の受信信号の同時刻の値をサンプリングした位相系列を生成する。信号処理部１８は、計測対象が線形システムである場合に維持される両入力音波の位相系列同士の間の線形操作を、２種類の出力音波に対して行い、その上で両出力音波を比較する。その差波形に基づいて計測対象内にて新たに生じた非線形歪みの強度を測定する。【選択図】        図１
2008022868.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
非線形作用により生じる所定の初期歪みを予め与えられた入力音波を媒質へ送信する送信手段と、
前記入力音波に対応する前記媒質からの出力音波を受信する受信手段と、
前記入力音波と前記出力音波とを比較して、前記出力音波の前記媒質中にて新たに生じた非線形作用由来歪みの強度を検出する歪み検出手段と、
を有することを特徴とする音波歪み測定装置。
【請求項２】
非線形作用により生じる所定の初期歪みで所定周波数の基本波を歪ませた周期的入力波形に所定の窓関数を乗じて波束とした入力音波を媒質へ送信する送信手段と、
前記入力音波に対する前記媒質からの出力音波を受信する受信手段と、
前記入力音波と前記出力音波とを比較して、前記出力音波の前記媒質中にて新たに生じた非線形作用由来歪みの強度を検出する歪み検出手段と、
を有することを特徴とする音波歪み測定装置。
【請求項３】
非線形作用により生じる所定の初期歪みで所定周波数の基本波を歪ませた周期的入力波形に所定の窓関数を乗じて波束とした入力音波を、前記波束における前記周期的入力波形の初期位相を変えて順次、媒質へ送信する送信手段と、
前記各初期位相での前記入力音波に対する前記媒質からの出力音波を受信する受信手段と、
前記初期位相を変えて順次得られる前記出力音波に基づいて周期的出力波形を求め、前記周期的入力波形と前記周期的出力波形とを比較して、前記出力音波の前記媒質中にて新たに生じた非線形作用由来歪みの強度を検出する歪み検出手段と、
を有することを特徴とする音波歪み測定装置。
【請求項４】
非線形作用により生じる所定の初期歪みで所定周波数の基本波を歪ませた第１の周期的入力波形を有する第１入力音波を媒質へ送信する第１送信手段と、
非線形作用により生じ前記第１の周期的入力波形とは異なる所定の初期歪みで前記基本波を歪ませた第２の周期的入力波形を有する第２入力音波を前記媒質へ送信する第２送信手段と、
前記第１入力音波に対応する前記媒質からの第１出力音波及び前記第２入力音波に対応する前記媒質からの第２出力音波をそれぞれ受信する受信手段と、
前記第１の周期的入力波形と前記第２の周期的入力波形との間の線形的な所定の相互関係に基づいて、前記第１出力音波に対応する第１の周期的出力波形と前記第２出力音波に対応する第２の周期的出力波形とを比較することにより、前記第１出力音波及び前記第２出力音波の前記媒質中にて新たに生じた非線形作用由来歪みの強度を検出する歪み検出手段と、
を有することを特徴とする音波歪み測定装置。
【請求項５】
非線形作用により生じる所定の初期歪みで所定周波数の基本波を歪ませた第１の周期的入力波形に所定の窓関数を乗じて波束とした第１入力音波を、前記波束における前記第１の周期的入力波形の初期位相を所定の位相間隔で変えて順次、媒質へ送信する第１送信手段と、
非線形作用により生じ前記第１の周期的入力波形とは異なる所定の初期歪みで前記基本波を歪ませた第２の周期的入力波形に所定の窓関数を乗じて波束とした第２入力音波を、前記波束における前記第２の周期的入力波形の初期位相を前記位相間隔で変えて順次、媒質へ送信する第２送信手段と、
前記第１入力音波及び前記第２入力音波それぞれに対する前記媒質中の共通の伝播経路からの第１出力音波及び第２出力音波を前記各初期位相毎にそれぞれ受信する受信手段と、
前記初期位相を変えて順次得られる前記第１出力音波及び前記第２出力音波の所定タイミングでの波形値列に基づいてそれぞれ第１の周期的出力波形及び第２の周期的出力波形を求め、前記第１の周期的入力波形と前記第２の周期的入力波形との間の線形的な所定の相互関係に基づいて、前記第１の周期的出力波形と前記第２の周期的出力波形とを比較することにより、前記第１出力音波及び前記第２出力音波の前記媒質中にて新たに生じた非線形作用由来歪みの強度を検出する歪み検出手段と、
を有することを特徴とする音波歪み測定装置。
【請求項６】
請求項４に記載の音波歪み測定装置において、
前記第１の周期的入力波形と前記第２の周期的入力波形との間の前記線形的な相互関係は、当該両周期的入力波形それぞれの周波数スペクトル相互の対応関係で表され、
前記歪み検出手段は、前記第１の周期的出力波形及び前記第２の周期的出力波形それぞれの周波数スペクトル相互の対応関係を前記線形的な相互関係と対比し、相違の程度に基づいて前記非線形作用由来歪みの強度を定めること、
を特徴とする音波歪み測定装置。
【請求項７】
請求項４又は請求項５に記載の音波歪み測定装置において、
前記第１の周期的入力波形と前記第２の周期的入力波形との間の前記線形的な相互関係は、当該両周期的入力波形のサンプリング値列をそれぞれ適切に切り出して離散フーリエ変換して得られる２つの離散周波数スペクトル相互の対応関係で表され、
前記歪み検出手段は、前記第１の周期的出力波形及び前記第２の周期的出力波形のサンプリング値列をそれぞれ適切に切り出して離散フーリエ変換して得られる２つの離散周波数スペクトル相互の対応関係を前記線形的な相互関係と対比し、相違の程度に基づいて前記非線形作用由来歪みの強度を定めること、
を特徴とする音波歪み測定装置。
【請求項８】
請求項５に記載の音波歪み測定装置において、
前記第１の周期的入力波形と前記第２の周期的入力波形との間の前記線形的な相互関係は、当該両周期的入力波形を前記位相間隔でサンプリングしたサンプリング値列をそれぞれ適切に切り出して離散フーリエ変換して得られる２つの離散周波数スペクトル相互の対応関係で表され、
前記歪み検出手段は、前記第１の周期的出力波形及び前記第２の周期的出力波形を構成する前記波形値列をそれぞれ適切に切り出して離散フーリエ変換して得られる２つの離散周波数スペクトル相互の対応関係を前記線形的な相互関係と対比し、相違の程度に基づいて前記非線形作用由来歪みの強度を定めること、
を特徴とする音波歪み測定装置。
【請求項９】
請求項４から請求項８のいずれか１つに記載の音波歪み測定装置において、
前記第１入力音波及び前記第２入力音波それぞれは、前記基本波及びその高調波からなる線周波数スペクトルを有し、
前記第１入力音波及び前記第２入力音波それぞれの２ｋ次（ｋは整数）の前記高調波は、互いに振幅の大きさが等しく、かつ符号が反対であり、
前記第１入力音波及び前記第２入力音波それぞれの前記基本波及び２ｋ＋１次の前記高調波は、互いに振幅の大きさが等しく、かつ符号が同じであること、
を特徴とする音波歪み測定装置。
【請求項１０】
請求項４から請求項８のいずれか１つに記載の音波歪み測定装置において、
前記第１入力音波の波形を表す関数ｘ１(t)及び前記第２入力音波の波形を表す関数ｘ２(t)は、Ａを振幅、ｆを前記基本波の周波数、ｔを時間、σ及びαを正係数として、それぞれ、
ｘ１(t)＝Ａexp(−σt２)sin(2πft＋αsin2πft)
ｘ２(t)＝Ａexp(−σt２)sin(2πft−αsin2πft)
であることを特徴とする音波歪み測定装置。
【請求項１１】
周期的入力波形に所定の窓関数を乗じて波束とした入力音波を、前記波束における前記周期的入力波形の初期位相を変えて順次、媒質へ送信する送信手段と、
前記各初期位相での前記入力音波に対する前記媒質からの出力音波を受信する受信手段と、
前記初期位相を変えて順次得られる前記出力音波に基づいて周期的出力波形を求め、前記周期的入力波形と前記周期的出力波形とを比較して、前記出力音波の前記媒質中にて生じた非線形作用由来歪みの強度を検出する歪み検出手段と、
を有することを特徴とする音波歪み測定装置。
【請求項１２】
請求項１から請求項１１のいずれか１つに記載の音波歪み測定装置において、
前記歪み検出手段は、
音波の送信から受信までの応答時間が互いに異なる反射波に基づいて、前記応答時間に対応した目的深さ範囲内の前記媒質にて生じる前記非線形作用由来歪みの分布強度を求めること、
を特徴とする音波歪み測定装置。
【請求項１３】
非線形作用により生じる所定の初期歪みで所定周波数の基本波を歪ませた第１の周期的入力波形を有する第１入力音波を媒質へ送信する第１送信手段と、
非線形作用により生じ前記第１の周期的入力波形とは異なる所定の初期歪みで前記基本波を歪ませた第２の周期的入力波形を有する第２入力音波を前記媒質へ送信する第２送信手段と、
共通の伝播経路に沿って前記媒質中へ送信された前記第１入力音波及び前記第２入力音波それぞれに対する反射波である第１出力音波及び第２出力音波をそれぞれ受信する受信手段と、
前記第１出力音波に対応する第１の周期的出力波形と前記第２出力音波に対応する第２の周期的出力波形との間の線形的な所定の相互関係に基づいて、前記伝播経路に沿った前記媒質中にて生じる非線形作用由来歪みの強度を検出する歪み検出手段と、
を有し、
前記歪み検出手段は、第１深さからの前記反射波である前記第１出力音波及び前記第２出力音波に関する前記相互関係と、第２深さからの前記反射波である前記第１出力音波及び前記第２出力音波に関する前記相互関係との比較に基づいて、前記第１深さと前記第２深さとの間の前記媒質中にて生じる非線形作用由来歪みの強度を検出すること、
を特徴とする音波歪み測定装置。
【請求項１４】
非線形作用により生じる所定の初期歪みで所定周波数の基本波を歪ませた第１の周期的入力波形に所定の窓関数を乗じて波束とした第１入力音波を、前記波束における前記第１の周期的入力波形の初期位相を所定の位相間隔で変えて順次、媒質へ送信する第１送信手段と、
非線形作用により生じ前記第１の周期的入力波形とは異なる所定の初期歪みで前記基本波を歪ませた第２の周期的入力波形に所定の窓関数を乗じて波束とした第２入力音波を、前記波束における前記第２の周期的入力波形の初期位相を前記位相間隔で変えて順次、媒質へ送信する第２送信手段と、
共通の伝播経路に沿って前記媒質中へ送信された前記第１入力音波及び前記第２入力音波それぞれに対する反射波である第１出力音波及び第２出力音波を前記各初期位相毎にそれぞれ受信する受信手段と、
前記初期位相を変えて順次得られる前記第１出力音波及び前記第２出力音波の所定タイミングでの波形値列に基づいてそれぞれ第１の周期的出力波形及び第２の周期的出力波形を求め、前記第１の周期的出力波形と前記第２の周期的出力波形との間の線形的な所定の相互関係に基づいて、前記伝播経路に沿った前記媒質中にて生じる非線形作用由来歪みの強度を検出する歪み検出手段と、
を有し、
前記歪み検出手段は、第１深さからの前記反射波である前記第１出力音波及び前記第２出力音波に関する前記相互関係と、第２深さからの前記反射波である前記第１出力音波及び前記第２出力音波に関する前記相互関係との比較に基づいて、前記第１深さと前記第２深さとの間の前記媒質中にて生じる非線形作用由来歪みの強度を検出すること、
を特徴とする音波歪み測定装置。
【請求項１５】
請求項１３に記載の音波歪み測定装置において、
前記第１の周期的出力波形と前記第２の周期的出力波形との間の前記線形的な相互関係は、当該両周期的出力波形それぞれの周波数スペクトル相互の対応関係で表されること、
を特徴とする音波歪み測定装置。
【請求項１６】
請求項１３又は請求項１４に記載の音波歪み測定装置において、
前記第１の周期的出力波形と前記第２の周期的出力波形との間の前記線形的な相互関係は、当該両周期的出力波形のサンプリング値列をそれぞれ適切に切り出して離散フーリエ変換して得られる２つの離散周波数スペクトル相互の対応関係で表されること、
を特徴とする音波歪み測定装置。
【請求項１７】
請求項１４に記載の音波歪み測定装置において、
前記第１の周期的出力波形と前記第２の周期的出力波形との間の前記線形的な相互関係は、当該両周期的出力波形を前記位相間隔でサンプリングしたサンプリング値列をそれぞれ適切に切り出して離散フーリエ変換して得られる２つの離散周波数スペクトル相互の対応関係で表されること、
を特徴とする音波歪み測定装置。
【請求項１８】
請求項１３から請求項１７のいずれか１つに記載の音波歪み測定装置において、
前記第１出力音波及び前記第２出力音波それぞれは、前記基本波及びその高調波からなる線周波数スペクトルを有し、
前記歪み検出手段は、前記第１深さからの前記第１出力音波及び前記第２出力音波それぞれの前記線周波数スペクトルのｋ次成分（ｋは整数）Ｙ１１[k]及びＹ１２[k]の組、又はＹ１１[k]，Ｙ１２[k]相互間の変換比Ｗ１[k］、又はＹ１１[k]及びＹ１２[k]の少なくとも一方とＷ１[k]との組のうちいずれかと、前記第２深さからの前記第１出力音波及び前記第２出力音波それぞれの前記線周波数スペクトルのｋ次成分Ｙ２１[k］及びＹ２２[k］の組、又はＹ２１[k］，Ｙ２２[k]相互間の変換比Ｗ２[k］、又はＹ２１[k]及びＹ２２[k]の少なくとも一方とＷ２[k]との組のうちいずれかとに基づいて前記第１深さと前記第２深さとの間の前記媒質中にて生じる前記非線形作用由来歪みの強度を検出すること、
を特徴とする音波歪み測定装置。
【請求項１９】
請求項１３から請求項１７のいずれか１つに記載の音波歪み測定装置において、
前記第１出力音波及び前記第２出力音波それぞれは、前記基本波及びその高調波からなる線周波数スペクトルを有し、
前記歪み検出手段は、前記第１深さからの前記第１出力音波及び前記第２出力音波それぞれの第ｍサンプリング点ｙ１１[m]及びｙ１２[m]の組（ｍは整数）、又は当該第１出力音波及び当該第２出力音波それぞれの前記線周波数スペクトルのｋ次成分Ｙ１１[k］及びＹ１２[k］（ｋは整数）相互間の変換比Ｗ１[k]についての逆離散フーリエ変換結果ｗ１[m］、又はｙ１１[m]及びｙ１２[m]の少なくとも一方とｗ１[m]との組のうちいずれかと、前記第２深さからの前記第１出力音波及び前記第２出力音波それぞれの第ｍサンプリング点ｙ２１[m］及びｙ２２[m］の組、又は当該第１出力音波及び当該第２出力音波それぞれの前記線周波数スペクトルのｋ次成分Ｙ２１[k]及びＹ２２[k]相互間の変換比Ｗ２[k]についての逆離散フーリエ変換結果ｗ２[m]、又はｙ２１[m]及びｙ２２[m]の少なくとも一方とｗ２[m]との組のうちいずれかとに基づいて前記第１深さと前記第２深さとの間の前記媒質中にて生じる前記非線形作用由来歪みの強度を検出すること、
を特徴とする音波歪み測定装置。
【請求項２０】
請求項１３から請求項１９のいずれか１つに記載の音波歪み測定装置において、
前記第１入力音波の波形を表す関数ｘ１(t)及び前記第２入力音波の波形を表す関数ｘ２(t)は、Ａを振幅、ｆを前記基本波の周波数、ｔを時間、σ及びαを正係数として、それぞれ、
ｘ１(t)＝Ａexp(−σt２)sin(2πft＋αsin2πft)
ｘ２(t)＝Ａexp(−σt２)sin(2πft−αsin2πft)
であることを特徴とする音波歪み測定装置。
【請求項２１】
請求項２から請求項２０のいずれか１つに記載の音波歪み測定装置において、
前記送信手段は、
共振周波数に応じた周波数に送信強度の極大点が現れる共振特性を有する振動素子と、
前記振動素子を励振し、前記基本波を歪ませた前記周期的入力波形に応じた前記入力音波を発生させる励振手段と、
を有し、
前記基本波の周波数は、前記共振周波数から所定の偏差だけ離れた周波数に設定されること、
を特徴とする音波歪み測定装置。
【請求項２２】
請求項２から請求項２１のいずれか１つに記載の音波歪み測定装置において、
前記受信手段は、共振周波数に応じた周波数に受信感度の極大点が現れる共振特性を有する振動素子を有し、
前記基本波の周波数は、前記受信手段の前記振動素子の前記共振周波数から所定の偏差だけ離れた周波数に設定されること、
を特徴とする音波歪み測定装置。
【請求項２３】
所定周波数の基本波及びその高調波を成分として含む入力音波を媒質へ送信する送信手段と、
前記入力音波に対する前記媒質からの出力音波を受信する受信手段と、
前記出力音波に含まれる前記高調波の成分に基づいて、前記出力音波の前記媒質中にて生じた非線形作用由来歪みの強度を検出する歪み検出手段と、
を有し、
前記送信手段は、
共振周波数に応じた周波数に送信強度の極大点が現れる共振特性を有する振動素子と、
前記振動素子を励振して前記入力音波を発生させる励振手段と、
を有し、
前記基本波の周波数は、前記共振周波数から所定の偏差だけ離れた周波数に設定されること、
を特徴とする音波歪み測定装置。
【請求項２４】
請求項２１から請求項２３のいずれか１つに記載の音波歪み測定装置において、
前記偏差は、前記基本波の偶数倍の周波数での前記共振特性の強度に基づいて設定されること、
を特徴とする音波歪み測定装置。
【請求項２５】
請求項２１から請求項２４のいずれか１つに記載の音波歪み測定装置において、
前記基本波の周波数は、前記振動素子の共振の中心周波数の半値幅に応じた周波数範囲内に設定されること、を特徴とする音波歪み測定装置。
【請求項２６】
非線形作用により生じる所定の初期歪みを予め与えられた入力音波を媒質へ送信する送信ステップと、
前記入力音波に対応する前記媒質からの出力音波を受信する受信ステップと、
前記入力音波と前記出力音波とを比較して、前記出力音波の前記媒質中にて新たに生じた非線形作用由来歪みの強度を検出する歪み検出ステップと、
を有することを特徴とする音波歪み測定方法。
【請求項２７】
非線形作用により生じる所定の初期歪みで所定周波数の基本波を歪ませた周期的入力波形に所定の窓関数を乗じて波束とした入力音波を媒質へ送信する送信ステップと、
前記入力音波に対する前記媒質からの出力音波を受信する受信ステップと、
前記入力音波と前記出力音波とを比較して、前記出力音波の前記媒質中にて新たに生じた非線形作用由来歪みの強度を検出する歪み検出ステップと、
を有することを特徴とする音波歪み測定方法。
【請求項２８】
非線形作用により生じる所定の初期歪みで所定周波数の基本波を歪ませた周期的入力波形に所定の窓関数を乗じて波束とした入力音波を、前記波束における前記周期的入力波形の初期位相を変えて順次、媒質へ送信する送信ステップと、
前記各初期位相での前記入力音波に対する前記媒質からの出力音波を受信する受信ステップと、
前記初期位相を変えて順次得られる前記出力音波に基づいて周期的出力波形を求め、前記周期的入力波形と前記周期的出力波形とを比較して、前記出力音波の前記媒質中にて新たに生じた非線形作用由来歪みの強度を検出する歪み検出ステップと、
を有することを特徴とする音波歪み測定方法。
【請求項２９】
非線形作用により生じる所定の初期歪みで所定周波数の基本波を歪ませた第１の周期的入力波形を有する第１入力音波を媒質へ送信する第１送信ステップと、
非線形作用により生じ前記第１の周期的入力波形とは異なる所定の初期歪みで前記基本波を歪ませた第２の周期的入力波形を有する第２入力音波を前記媒質へ送信する第２送信ステップと、
前記第１入力音波に対応する前記媒質からの第１出力音波及び前記第２入力音波に対応する前記媒質からの第２出力音波をそれぞれ受信する受信ステップと、
前記第１の周期的入力波形と前記第２の周期的入力波形との間の線形的な所定の相互関係に基づいて、前記第１出力音波に対応する第１の周期的出力波形と前記第２出力音波に対応する第２の周期的出力波形とを比較することにより、前記第１出力音波及び前記第２出力音波の前記媒質中にて新たに生じた非線形作用由来歪みの強度を検出する歪み検出ステップと、
を有することを特徴とする音波歪み測定方法。
【請求項３０】
非線形作用により生じる所定の初期歪みで所定周波数の基本波を歪ませた第１の周期的入力波形に所定の窓関数を乗じて波束とした第１入力音波を、前記波束における前記第１の周期的入力波形の初期位相を所定の位相間隔で変えて順次、媒質へ送信する第１送信ステップと、
非線形作用により生じ前記第１の周期的入力波形とは異なる所定の初期歪みで前記基本波を歪ませた第２の周期的入力波形に所定の窓関数を乗じて波束とした第２入力音波を、前記波束における前記第２の周期的入力波形の初期位相を前記位相間隔で変えて順次、媒質へ送信する第２送信ステップと、
前記第１入力音波及び前記第２入力音波それぞれに対する前記媒質中の共通の伝播経路からの第１出力音波及び第２出力音波を前記各初期位相毎にそれぞれ受信する受信ステップと、
前記初期位相を変えて順次得られる前記第１出力音波及び前記第２出力音波の所定タイミングでの波形値列に基づいてそれぞれ第１の周期的出力波形及び第２の周期的出力波形を求め、前記第１の周期的入力波形と前記第２の周期的入力波形との間の線形的な所定の相互関係に基づいて、前記第１の周期的出力波形と前記第２の周期的出力波形とを比較することにより、前記第１出力音波及び前記第２出力音波の前記媒質中にて新たに生じた非線形作用由来歪みの強度を検出する歪み検出ステップと、
を有することを特徴とする音波歪み測定方法。
【請求項３１】
請求項２９に記載の音波歪み測定方法において、
前記第１の周期的入力波形と前記第２の周期的入力波形との間の前記線形的な相互関係は、当該両周期的入力波形それぞれの周波数スペクトル相互の対応関係で表され、
前記歪み検出ステップは、前記第１の周期的出力波形及び前記第２の周期的出力波形それぞれの周波数スペクトル相互の対応関係を前記線形的な相互関係と対比し、相違の程度に基づいて前記非線形作用由来歪みの強度を定めること、
を特徴とする音波歪み測定方法。
【請求項３２】
請求項２９又は請求項３０に記載の音波歪み測定方法において、
前記第１の周期的入力波形と前記第２の周期的入力波形との間の前記線形的な相互関係は、当該両周期的入力波形のサンプリング値列をそれぞれ離散フーリエ変換して得られる２つの離散周波数スペクトル相互の対応関係で表され、
前記歪み検出ステップは、前記第１の周期的出力波形及び前記第２の周期的出力波形のサンプリング値列をそれぞれ離散フーリエ変換して得られる２つの離散周波数スペクトル相互の対応関係を前記線形的な相互関係と対比し、相違の程度に基づいて前記非線形作用由来歪みの強度を定めること、
を特徴とする音波歪み測定方法。
【請求項３３】
請求項３０に記載の音波歪み測定方法において、
前記第１の周期的入力波形と前記第２の周期的入力波形との間の前記線形的な相互関係は、当該両周期的入力波形を前記位相間隔でサンプリングしたサンプリング値列をそれぞれ離散フーリエ変換して得られる２つの離散周波数スペクトル相互の対応関係で表され、
前記歪み検出ステップは、前記第１の周期的出力波形及び前記第２の周期的出力波形を構成する前記波形値列をそれぞれ離散フーリエ変換して得られる２つの離散周波数スペクトル相互の対応関係を前記線形的な相互関係と対比し、相違の程度に基づいて前記非線形作用由来歪みの強度を定めること、
を特徴とする音波歪み測定方法。
【請求項３４】
請求項２９から請求項３３のいずれか１つに記載の音波歪み測定方法において、
前記第１入力音波及び前記第２入力音波それぞれは、前記基本波及びその高調波からなる線周波数スペクトルを有し、
前記第１入力音波及び前記第２入力音波それぞれの２ｋ次（ｋは整数）の前記高調波は、互いに振幅の大きさが等しく、かつ符号が反対であり、
前記第１入力音波及び前記第２入力音波それぞれの前記基本波及び２ｋ＋１次の前記高調波は、互いに振幅の大きさが等しく、かつ符号が同じであること、
を特徴とする音波歪み測定方法。
【請求項３５】
請求項２９から請求項３３のいずれか１つに記載の音波歪み測定方法において、
前記第１入力音波の波形を表す関数ｘ１(t)及び前記第２入力音波の波形を表す関数ｘ２(t)は、Ａを振幅、ｆを前記基本波の周波数、ｔを時間、σ及びαを正係数として、それぞれ、
ｘ１(t)＝Ａexp(−σt２)sin(2πft＋αsin2πft)
ｘ２(t)＝Ａexp(−σt２)sin(2πft−αsin2πft)
であることを特徴とする音波歪み測定方法。
【請求項３６】
周期的入力波形に所定の窓関数を乗じて波束とした入力音波を、前記波束における前記周期的入力波形の初期位相を変えて順次、媒質へ送信する送信ステップと、
前記各初期位相での前記入力音波に対する前記媒質からの出力音波を受信する受信ステップと、
前記初期位相を変えて順次得られる前記出力音波に基づいて周期的出力波形を求め、前記周期的入力波形と前記周期的出力波形とを比較して、前記出力音波の前記媒質中にて生じた非線形作用由来歪みの強度を検出する歪み検出ステップと、
を有することを特徴とする音波歪み測定方法。
【請求項３７】
請求項２６から請求項３６のいずれか１つに記載の音波歪み測定方法において、
前記歪み検出ステップは、
音波の送信から受信までの応答時間が互いに異なる反射波に基づいて、前記応答時間に対応した目的深さ範囲内の前記媒質にて生じる前記非線形作用由来歪みの分布強度を求めること、
を特徴とする音波歪み測定方法。
【請求項３８】
非線形作用により生じる所定の初期歪みで所定周波数の基本波を歪ませた第１の周期的入力波形を有する第１入力音波を媒質へ送信する第１送信ステップと、
非線形作用により生じ前記第１の周期的入力波形とは異なる所定の初期歪みで前記基本波を歪ませた第２の周期的入力波形を有する第２入力音波を前記媒質へ送信する第２ステップと、
共通の伝播経路に沿って前記媒質中へ送信された前記第１入力音波及び前記第２入力音波それぞれに対する反射波である第１出力音波及び第２出力音波をそれぞれ受信する受信ステップと、
前記第１出力音波に対応する第１の周期的出力波形と前記第２出力音波に対応する第２の周期的出力波形との間の線形的な所定の相互関係に基づいて、前記伝播経路に沿った前記媒質中にて生じる非線形作用由来歪みの強度を検出する歪み検出ステップと、
を有し、
前記歪み検出ステップは、第１深さからの前記反射波である前記第１出力音波及び前記第２出力音波に関する前記相互関係と、第２深さからの前記反射波である前記第１出力音波及び前記第２出力音波に関する前記相互関係との比較に基づいて、前記第１深さと前記第２深さとの間の前記媒質中にて生じる非線形作用由来歪みの強度を検出すること、
を特徴とする音波歪み測定方法。
【請求項３９】
非線形作用により生じる所定の初期歪みで所定周波数の基本波を歪ませた第１の周期的入力波形に所定の窓関数を乗じて波束とした第１入力音波を、前記波束における前記第１の周期的入力波形の初期位相を所定の位相間隔で変えて順次、媒質へ送信する第１送信ステップと、
非線形作用により生じ前記第１の周期的入力波形とは異なる所定の初期歪みで前記基本波を歪ませた第２の周期的入力波形に所定の窓関数を乗じて波束とした第２入力音波を、前記波束における前記第２の周期的入力波形の初期位相を前記位相間隔で変えて順次、媒質へ送信する第２送信ステップと、
共通の伝播経路に沿って前記媒質中へ送信された前記第１入力音波及び前記第２入力音波それぞれに対する反射波である第１出力音波及び第２出力音波を前記各初期位相毎にそれぞれ受信する受信ステップと、
前記初期位相を変えて順次得られる前記第１出力音波及び前記第２出力音波の所定タイミングでの波形値列に基づいてそれぞれ第１の周期的出力波形及び第２の周期的出力波形を求め、前記第１の周期的出力波形と前記第２の周期的出力波形との間の線形的な所定の相互関係に基づいて、前記伝播経路に沿った前記媒質中にて生じる非線形作用由来歪みの強度を検出する歪み検出ステップと、
を有し、
前記歪み検出ステップは、第１深さからの前記反射波である前記第１出力音波及び前記第２出力音波に関する前記相互関係と、第２深さからの前記反射波である前記第１出力音波及び前記第２出力音波に関する前記相互関係との比較に基づいて、前記第１深さと前記第２深さとの間の前記媒質中にて生じる非線形作用由来歪みの強度を検出すること、
を特徴とする音波歪み測定方法。
【請求項４０】
請求項３８に記載の音波歪み測定方法において、
前記第１の周期的出力波形と前記第２の周期的出力波形との間の前記線形的な相互関係は、当該両周期的出力波形それぞれの周波数スペクトル相互の対応関係で表されること、
を特徴とする音波歪み測定方法。
【請求項４１】
請求項３８又は請求項３９に記載の音波歪み測定方法において、
前記第１の周期的出力波形と前記第２の周期的出力波形との間の前記線形的な相互関係は、当該両周期的出力波形のサンプリング値列をそれぞれ適切に切り出して離散フーリエ変換して得られる２つの離散周波数スペクトル相互の対応関係で表されること、
を特徴とする音波歪み測定方法。
【請求項４２】
請求項３９に記載の音波歪み測定方法において、
前記第１の周期的出力波形と前記第２の周期的出力波形との間の前記線形的な相互関係は、当該両周期的出力波形を前記位相間隔でサンプリングしたサンプリング値列をそれぞれ適切に切り出して離散フーリエ変換して得られる２つの離散周波数スペクトル相互の対応関係で表されること、
を特徴とする音波歪み測定方法。
【請求項４３】
請求項３８から請求項４２のいずれか１つに記載の音波歪み測定方法において、
前記第１出力音波及び前記第２出力音波それぞれは、前記基本波及びその高調波からなる線周波数スペクトルを有し、
前記歪み検出ステップは、前記第１深さからの前記第１出力音波及び前記第２出力音波それぞれの前記線周波数スペクトルのｋ次成分（ｋは整数）Ｙ１１[k]及びＹ１２[k]の組、又はＹ１１[k]，Ｙ１２[k]相互間の変換比Ｗ１[k]、又はＹ１１[k]及びＹ１２[k]の少なくとも一方とＷ１[k]との組のうちいずれかと、前記第２深さからの前記第１出力音波及び前記第２出力音波それぞれの前記線周波数スペクトルのｋ次成分Ｙ２１[k]及びＹ２２[k]の組、又はＹ２１[k]，Ｙ２２[k]相互間の変換比Ｗ２[k]、又はＹ２１[k]及びＹ２２[k]の少なくとも一方とＷ２[k]との組のうちいずれかとに基づいて前記第１深さと前記第２深さとの間の前記媒質中にて生じる前記非線形作用由来歪みの強度を検出すること、
を特徴とする音波歪み測定方法。
【請求項４４】
請求項３８から請求項４２のいずれか１つに記載の音波歪み測定方法において、
前記第１出力音波及び前記第２出力音波それぞれは、前記基本波及びその高調波からなる線周波数スペクトルを有し、
前記歪み検出ステップは、前記第１深さからの前記第１出力音波及び前記第２出力音波それぞれの第ｍサンプリング点ｙ１１[m]及びｙ１２[m]の組（ｍは整数）、又は当該第１出力音波及び当該第２出力音波それぞれの前記線周波数スペクトルのｋ次成分Ｙ１１[k]及びＹ１２[k]（ｋは整数）相互間の変換比Ｗ１[k]についての逆離散フーリエ変換結果ｗ１[m]、又はｙ１１[m]及びｙ１２[m]の少なくとも一方とｗ１[m]との組のうちいずれかと、前記第２深さからの前記第１出力音波及び前記第２出力音波それぞれの第ｍサンプリング点ｙ２１[m]及びｙ２２[m]の組、又は当該第１出力音波及び当該第２出力音波それぞれの前記線周波数スペクトルのｋ次成分Ｙ２１[k]及びＹ２２[k]相互間の変換比Ｗ２[k]についての逆離散フーリエ変換結果ｗ２[m]、又はｙ２１[m]及びｙ２２[m]の少なくとも一方とｗ２[m]との組のうちいずれかとに基づいて前記第１深さと前記第２深さとの間の前記媒質中にて生じる前記非線形作用由来歪みの強度を検出すること、
を特徴とする音波歪み測定方法。
【請求項４５】
請求項３８から請求項４４のいずれか１つに記載の音波歪み測定方法において、
前記第１入力音波の波形を表す関数ｘ１(t)及び前記第２入力音波の波形を表す関数ｘ２(t)は、Ａを振幅、ｆを前記基本波の周波数、ｔを時間、σ及びαを正係数として、それぞれ、
ｘ１(t)＝Ａexp(−σt２)sin(2πft＋αsin2πft)
ｘ２(t)＝Ａexp(−σt２)sin(2πft−αsin2πft)
であることを特徴とする音波歪み測定方法。
【請求項４６】
請求項２７から請求項４５のいずれか１つに記載の音波歪み測定方法において、
前記送信ステップは、共振周波数に応じた周波数に送信強度の極大点が現れる共振特性を有する振動素子を励振し、前記基本波を歪ませた前記周期的入力波形に応じた前記入力音波を発生させ、
前記基本波の周波数は、前記共振周波数から所定の偏差だけ離れた周波数に設定されること、
を特徴とする音波歪み測定方法。
【請求項４７】
請求項２７から請求項４６のいずれか１つに記載の音波歪み測定方法において、
前記受信ステップは、共振周波数に応じた周波数に受信感度の極大点が現れる共振特性を有する振動素子を用いて前記出力音波を受信し、
前記基本波の周波数は、前記振動素子の前記共振周波数から所定の偏差だけ離れた周波数に設定されること、
を特徴とする音波歪み測定方法。
【請求項４８】
所定周波数の基本波及びその高調波を成分として含む入力音波を媒質へ送信する送信ステップと、
前記入力音波に対する前記媒質からの出力音波を受信する受信ステップと、
前記出力音波に含まれる前記高調波の成分に基づいて、前記出力音波の前記媒質中にて生じた非線形作用由来歪みの強度を検出する歪み検出ステップと、
を有し、
前記送信ステップは、共振周波数に応じた周波数に送信強度の極大点が現れる共振特性を有する振動素子を励振して前記入力音波を発生させ、
前記基本波の周波数は、前記共振周波数から所定の偏差だけ離れた周波数に設定されること、
を特徴とする音波歪み測定方法。
【請求項４９】
請求項４５から請求項４８のいずれか１つに記載の音波歪み測定方法において、
前記偏差は、前記基本波の偶数倍の周波数での前記共振特性の強度に基づいて設定されること、
を特徴とする音波歪み測定方法。
【請求項５０】
請求項４５から請求項４９のいずれか１つに記載の音波歪み測定方法において、
前記基本波の周波数は、前記振動素子の共振の中心周波数の半値幅に応じた周波数範囲内に設定されること、を特徴とする音波歪み測定方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、媒質へ送波した音波に当該媒質内での非線形作用により生じる歪みを測定する音波歪み測定装置及び音波歪み測定方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、音波を用いて物体内の構造等の探査が行われている。例えば、医療分野では、超音波診断装置が知られている。現在、広く使われている超音波診断装置は、検査対象へ送信した超音波の反射波強度を計測し、生体組織性状に関する情報を音響インピーダンス分布に基づいて取得する。
【０００３】
一方、媒質内を伝播する音波においては、非線形作用による歪み（この非線形作用由来歪みを以下、非線形歪みと称する）と散逸性による歪み（線形歪み）とが同時に生じる。近年、生体内を伝播する超音波の非線形歪みが組織性状の違いに対して比較的大きく変化する場合があることが指摘され、非線形歪みを非侵襲生体計測に利用することが考えられている。また、物質などの媒質の変性を非破壊検査することにも非線形歪みの利用が期待される。
【０００４】
このように、音波の非線形成分の利用が期待される一方で、音波に生じる非線形成分は線形成分に比べて微量であり、これを精度良く測定することが必要となる。
【０００５】
従来、非線形成分を検出する技術として、媒質へ基本波を入力し、反射又は透過により媒質から出力される音波に含まれる２次高調波成分を検出する技術が知られている。２次高調波成分を検出する方法としては、フィルタ法と位相反転法とが知られている。フィルタ法は、バンドパスフィルタにより２次高調波成分を基本波成分から分離、抽出するというものである。
【０００６】
また、位相反転法は、位相が互いに反転した基本波を同一方向へ別々に送信する。それぞれの反射波に生じる２次高調波成分は互いに同相となるため、受信した反射波を加算することにより、基本波成分を除去して２次高調波成分を抽出することができる。
【非特許文献１】日本超音波医学会編：新超音波医学第1巻 医用超音波の基礎，pp.100-103，医学書院，（2000）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
非線形歪みは有限振幅領域と呼ばれる比較的音圧の大きい領域で生じる。そのため、医用超音波では従来使用されている音圧よりかなり高い音圧を利用することとなり、生体への影響が問題となり得る。また、非破壊検査では、装置が大型化することが問題であった。
【０００８】
さらに、波形歪みは超音波の伝播の過程で生じ、反射波からでは媒質中のどの深さでどのような波形歪みが生じたかを知ることが困難であるという問題があった。このため、非侵襲生体計測や非破壊検査への適用が難しかった。
【０００９】
本発明は上記問題点を解決するためになされたものであり、利用する超音波の音圧は対象に応じて低くすることができ、併せて、反射波を利用し媒質内の任意の位置を特定して非線形歪みの情報を取得することができる音波歪み測定装置及び音波歪み測定方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
第１の本発明に係る音波歪み測定装置は、非線形作用により生じる所定の初期歪みを予め与えられた入力音波を媒質へ送信する送信手段と、前記入力音波に対応する前記媒質からの出力音波を受信する受信手段と、前記入力音波と前記出力音波とを比較して、前記出力音波の前記媒質中にて新たに生じた非線形作用由来歪みの強度を検出する歪み検出手段と、を有するものである。
【００１１】
第２の本発明に係る音波歪み測定装置は、非線形作用により生じる所定の初期歪みで所定周波数の基本波を歪ませた周期的入力波形に所定の窓関数を乗じて波束とした入力音波を媒質へ送信する送信手段と、前記入力音波に対する前記媒質からの出力音波を受信する受信手段と、前記入力音波と前記出力音波とを比較して、前記出力音波の前記媒質中にて新たに生じた非線形作用由来歪みの強度を検出する歪み検出手段と、を有するものである。
【００１２】
第３の本発明に係る音波歪み測定装置は、非線形作用により生じる所定の初期歪みで所定周波数の基本波を歪ませた周期的入力波形に所定の窓関数を乗じて波束とした入力音波を、前記波束における前記周期的入力波形の初期位相を変えて順次、媒質へ送信する送信手段と、前記各初期位相での前記入力音波に対する前記媒質からの出力音波を受信する受信手段と、前記初期位相を変えて順次得られる前記出力音波に基づいて周期的出力波形を求め、前記周期的入力波形と前記周期的出力波形とを比較して、前記出力音波の前記媒質中にて新たに生じた非線形作用由来歪みの強度を検出する歪み検出手段と、を有するものである。
【００１３】
第４の本発明に係る音波歪み測定装置は、非線形作用により生じる所定の初期歪みで所定周波数の基本波を歪ませた第１の周期的入力波形を有する第１入力音波を媒質へ送信する第１送信手段と、非線形作用により生じ前記第１の周期的入力波形とは異なる所定の初期歪みで前記基本波を歪ませた第２の周期的入力波形を有する第２入力音波を前記媒質へ送信する第２送信手段と、前記第１入力音波に対応する前記媒質からの第１出力音波及び前記第２入力音波に対応する前記媒質からの第２出力音波をそれぞれ受信する受信手段と、前記第１の周期的入力波形と前記第２の周期的入力波形との間の線形的な所定の相互関係に基づいて、前記第１出力音波に対応する第１の周期的出力波形と前記第２出力音波に対応する第２の周期的出力波形とを比較することにより、前記第１出力音波及び前記第２出力音波の前記媒質中にて新たに生じた非線形作用由来歪みの強度を検出する歪み検出手段と、を有するものである。
【００１４】
第５の本発明に係る音波歪み測定装置は、非線形作用により生じる所定の初期歪みで所定周波数の基本波を歪ませた第１の周期的入力波形に所定の窓関数を乗じて波束とした第１入力音波を、前記波束における前記第１の周期的入力波形の初期位相を所定の位相間隔で変えて順次、媒質へ送信する第１送信手段と、非線形作用により生じ前記第１の周期的入力波形とは異なる所定の初期歪みで前記基本波を歪ませた第２の周期的入力波形に所定の窓関数を乗じて波束とした第２入力音波を、前記波束における前記第２の周期的入力波形の初期位相を前記位相間隔で変えて順次、媒質へ送信する第２送信手段と、前記第１入力音波及び前記第２入力音波それぞれに対する前記媒質中の共通の伝播経路からの第１出力音波及び第２出力音波を前記各初期位相毎にそれぞれ受信する受信手段と、前記初期位相を変えて順次得られる前記第１出力音波及び前記第２出力音波の所定タイミングでの波形値列に基づいてそれぞれ第１の周期的出力波形及び第２の周期的出力波形を求め、前記第１の周期的入力波形と前記第２の周期的入力波形との間の線形的な所定の相互関係に基づいて、前記第１の周期的出力波形と前記第２の周期的出力波形とを比較することにより、前記第１出力音波及び前記第２出力音波の前記媒質中にて新たに生じた非線形作用由来歪みの強度を検出する歪み検出手段と、を有するものである。
【００１５】
第６の本発明に係る音波歪み測定装置は、上記第４の装置において、前記第１の周期的入力波形と前記第２の周期的入力波形との間の前記線形的な相互関係が、当該両周期的入力波形それぞれの周波数スペクトル相互の対応関係で表され、前記歪み検出手段が、前記第１の周期的出力波形及び前記第２の周期的出力波形それぞれの周波数スペクトル相互の対応関係を前記線形的な相互関係と対比し、相違の程度に基づいて前記非線形作用由来歪みの強度を定めるものである。
【００１６】
第７の本発明に係る音波歪み測定装置は、上記第４又は第５の装置において、前記第１の周期的入力波形と前記第２の周期的入力波形との間の前記線形的な相互関係が、当該両周期的入力波形のサンプリング値列をそれぞれ適切に切り出して離散フーリエ変換して得られる２つの離散周波数スペクトル相互の対応関係で表され、前記歪み検出手段が、前記第１の周期的出力波形及び前記第２の周期的出力波形のサンプリング値列をそれぞれ適切に切り出して離散フーリエ変換して得られる２つの離散周波数スペクトル相互の対応関係を前記線形的な相互関係と対比し、相違の程度に基づいて前記非線形作用由来歪みの強度を定めるものである。
【００１７】
第８の本発明に係る音波歪み測定装置は、上記第５の装置において、前記第１の周期的入力波形と前記第２の周期的入力波形との間の前記線形的な相互関係は、当該両周期的入力波形を前記位相間隔でサンプリングしたサンプリング値列をそれぞれ適切に切り出して離散フーリエ変換して得られる２つの離散周波数スペクトル相互の対応関係で表され、前記歪み検出手段が、前記第１の周期的出力波形及び前記第２の周期的出力波形を構成する前記波形値列をそれぞれ適切に切り出して離散フーリエ変換して得られる２つの離散周波数スペクトル相互の対応関係を前記線形的な相互関係と対比し、相違の程度に基づいて前記非線形作用由来歪みの強度を定めるものである。
【００１８】
第９の本発明に係る音波歪み測定装置は、上記第４から第８の装置において、前記第１入力音波及び前記第２入力音波それぞれが、前記基本波及びその高調波からなる線周波数スペクトルを有し、前記第１入力音波及び前記第２入力音波それぞれの２ｋ次（ｋは整数）の前記高調波が、互いに振幅の大きさが等しく、かつ符号が反対であり、前記第１入力音波及び前記第２入力音波それぞれの前記基本波及び２ｋ＋１次の前記高調波が、互いに振幅の大きさが等しく、かつ符号が同じであるものである。
【００１９】
第１０の本発明に係る音波歪み測定装置は、上記第４から第８の装置において、前記第１入力音波の波形を表す関数ｘ１(t)及び前記第２入力音波の波形を表す関数ｘ２(t)が、Ａを振幅、ｆを前記基本波の周波数、ｔを時間、σ及びαを正係数として、それぞれ、
ｘ１(t)＝Ａexp(−σt２)sin(2πft＋αsin2πft)
ｘ２(t)＝Ａexp(−σt２)sin(2πft−αsin2πft)
であるものである。
【００２０】
第１１の本発明に係る音波歪み測定装置は、周期的入力波形に所定の窓関数を乗じて波束とした入力音波を、前記波束における前記周期的入力波形の初期位相を変えて順次、媒質へ送信する送信手段と、前記各初期位相での前記入力音波に対する前記媒質からの出力音波を受信する受信手段と、前記初期位相を変えて順次得られる前記出力音波に基づいて周期的出力波形を求め、前記周期的入力波形と前記周期的出力波形とを比較して、前記出力音波の前記媒質中にて生じた非線形作用由来歪みの強度を検出する歪み検出手段と、を有するものである。
【００２１】
第１２の本発明に係る音波歪み測定装置は、上記第１から第１１の装置において、前記歪み検出手段が、音波の送信から受信までの応答時間が互いに異なる反射波に基づいて、前記応答時間に対応した目的深さ範囲内の前記媒質にて生じる前記非線形作用由来歪みの分布強度を求めるものである。
【００２２】
第１３の本発明に係る音波歪み測定装置は、非線形作用により生じる所定の初期歪みで所定周波数の基本波を歪ませた第１の周期的入力波形を有する第１入力音波を媒質へ送信する第１送信手段と、非線形作用により生じ前記第１の周期的入力波形とは異なる所定の初期歪みで前記基本波を歪ませた第２の周期的入力波形を有する第２入力音波を前記媒質へ送信する第２送信手段と、共通の伝播経路に沿って前記媒質中へ送信された前記第１入力音波及び前記第２入力音波それぞれに対する反射波である第１出力音波及び第２出力音波をそれぞれ受信する受信手段と、前記第１出力音波に対応する第１の周期的出力波形と前記第２出力音波に対応する第２の周期的出力波形との間の線形的な所定の相互関係に基づいて、前記伝播経路に沿った前記媒質中にて生じる非線形作用由来歪みの強度を検出する歪み検出手段と、を有し、前記歪み検出手段が、第１深さからの前記反射波である前記第１出力音波及び前記第２出力音波に関する前記相互関係と、第２深さからの前記反射波である前記第１出力音波及び前記第２出力音波に関する前記相互関係との比較に基づいて、前記第１深さと前記第２深さとの間の前記媒質中にて生じる非線形作用由来歪みの強度を検出するものである。
【００２３】
第１４の本発明に係る音波歪み測定装置は、非線形作用により生じる所定の初期歪みで所定周波数の基本波を歪ませた第１の周期的入力波形に所定の窓関数を乗じて波束とした第１入力音波を、前記波束における前記第１の周期的入力波形の初期位相を所定の位相間隔で変えて順次、媒質へ送信する第１送信手段と、非線形作用により生じ前記第１の周期的入力波形とは異なる所定の初期歪みで前記基本波を歪ませた第２の周期的入力波形に所定の窓関数を乗じて波束とした第２入力音波を、前記波束における前記第２の周期的入力波形の初期位相を前記位相間隔で変えて順次、媒質へ送信する第２送信手段と、共通の伝播経路に沿って前記媒質中へ送信された前記第１入力音波及び前記第２入力音波それぞれに対する反射波である第１出力音波及び第２出力音波を前記各初期位相毎にそれぞれ受信する受信手段と、前記初期位相を変えて順次得られる前記第１出力音波及び前記第２出力音波の所定タイミングでの波形値列に基づいてそれぞれ第１の周期的出力波形及び第２の周期的出力波形を求め、前記第１の周期的出力波形と前記第２の周期的出力波形との間の線形的な所定の相互関係に基づいて、前記伝播経路に沿った前記媒質中にて生じる非線形作用由来歪みの強度を検出する歪み検出手段と、を有し、前記歪み検出手段が、第１深さからの前記反射波である前記第１出力音波及び前記第２出力音波に関する前記相互関係と、第２深さからの前記反射波である前記第１出力音波及び前記第２出力音波に関する前記相互関係との比較に基づいて、前記第１深さと前記第２深さとの間の前記媒質中にて生じる非線形作用由来歪みの強度を検出するものである。
【００２４】
第１５の本発明に係る音波歪み測定装置は、上記第１３の装置において、前記第１の周期的出力波形と前記第２の周期的出力波形との間の前記線形的な相互関係が、当該両周期的出力波形それぞれの周波数スペクトル相互の対応関係で表されるものである。
【００２５】
第１６の本発明に係る音波歪み測定装置は、上記第１３又は第１４の装置において、前記第１の周期的出力波形と前記第２の周期的出力波形との間の前記線形的な相互関係が、当該両周期的出力波形のサンプリング値列をそれぞれ適切に切り出して離散フーリエ変換して得られる２つの離散周波数スペクトル相互の対応関係で表されるものである。
【００２６】
第１７の本発明に係る音波歪み測定装置は、上記第１４の装置において、前記第１の周期的出力波形と前記第２の周期的出力波形との間の前記線形的な相互関係が、当該両周期的出力波形を前記位相間隔でサンプリングしたサンプリング値列をそれぞれ適切に切り出して離散フーリエ変換して得られる２つの離散周波数スペクトル相互の対応関係で表されるものである。
【００２７】
第１８の本発明に係る音波歪み測定装置は、上記第１３から第１７の装置において、前記第１出力音波及び前記第２出力音波それぞれが、前記基本波及びその高調波からなる線周波数スペクトルを有し、前記歪み検出手段が、前記第１深さからの前記第１出力音波及び前記第２出力音波それぞれの前記線周波数スペクトルのｋ次成分（ｋは整数）Ｙ１１[k]及びＹ１２[k]の組、又はＹ１１[k]，Ｙ１２[k]相互間の変換比Ｗ１[k]、又はＹ１１[k]及びＹ１２[k]の少なくとも一方とＷ１[k]との組のうちいずれかと、前記第２深さからの前記第１出力音波及び前記第２出力音波それぞれの前記線周波数スペクトルのｋ次成分Ｙ２１[k]及びＹ２２[k]の組、又はＹ２１[k]，Ｙ２２[k]相互間の変換比Ｗ２[k]、又はＹ２１[k]及びＹ２２[k]の少なくとも一方とＷ２[k]との組のうちいずれかとに基づいて前記第１深さと前記第２深さとの間の前記媒質中にて生じる前記非線形作用由来歪みの強度を検出するものである。
【００２８】
第１９の本発明に係る音波歪み測定装置は、上記第１３から第１７の装置において、前記第１出力音波及び前記第２出力音波それぞれが、前記基本波及びその高調波からなる線周波数スペクトルを有し、前記歪み検出手段が、前記第１深さからの前記第１出力音波及び前記第２出力音波それぞれの第ｍサンプリング点ｙ１１[m]及びｙ１２[m]の組（ｍは整数）、又は当該第１出力音波及び当該第２出力音波それぞれの前記線周波数スペクトルのｋ次成分Ｙ１１[k]及びＹ１２[k]（ｋは整数）相互間の変換比Ｗ１[k]についての逆離散フーリエ変換結果ｗ１[m]、又はｙ１１[m]及びｙ１２[m]の少なくとも一方とｗ１[m]との組のうちいずれかと、前記第２深さからの前記第１出力音波及び前記第２出力音波それぞれの第ｍサンプリング点ｙ２１[m]及びｙ２２[m]の組、又は当該第１出力音波及び当該第２出力音波それぞれの前記線周波数スペクトルのｋ次成分Ｙ２１[k]及びＹ２２[k]相互間の変換比Ｗ２[k]についての逆離散フーリエ変換結果ｗ２[m]、又はｙ２１[m]及びｙ２２[m]の少なくとも一方とｗ２[m]との組のうちいずれかとに基づいて前記第１深さと前記第２深さとの間の前記媒質中にて生じる前記非線形作用由来歪みの強度を検出するものである。
【００２９】
第２０の本発明に係る音波歪み測定装置は、上記第１３から第１９の装置において、前記第１入力音波の波形を表す関数ｘ１(t)及び前記第２入力音波の波形を表す関数ｘ２(t)が、Ａを振幅、ｆを前記基本波の周波数、ｔを時間、σ及びαを正係数として、それぞれ、
ｘ１(t)＝Ａexp(−σt２)sin(2πft＋αsin2πft)
ｘ２(t)＝Ａexp(−σt２)sin(2πft−αsin2πft)
であるものである。
【００３０】
第２１の本発明に係る音波歪み測定装置は、上記第２から第２０の装置において、前記送信手段が、共振周波数に応じた周波数に送信強度の極大点が現れる共振特性を有する振動素子と、前記振動素子を励振し、前記基本波を歪ませた前記周期的入力波形に応じた前記入力音波を発生させる励振手段と、を有し、前記基本波の周波数が、前記共振周波数から所定の偏差だけ離れた周波数に設定されるものである。
【００３１】
第２２の本発明に係る音波歪み測定装置は、上記第２から第２１の装置において、前記受信手段が、共振周波数に応じた周波数に受信感度の極大点が現れる共振特性を有する振動素子を有し、前記基本波の周波数が、前記受信手段の前記振動素子の前記共振周波数から所定の偏差だけ離れた周波数に設定されるものである。
【００３２】
第２３の本発明に係る音波歪み測定装置は、所定周波数の基本波及びその高調波を成分として含む入力音波を媒質へ送信する送信手段と、前記入力音波に対する前記媒質からの出力音波を受信する受信手段と、前記出力音波に含まれる前記高調波の成分に基づいて、前記出力音波の前記媒質中にて生じた非線形作用由来歪みの強度を検出する歪み検出手段と、を有し、前記送信手段が、共振周波数に応じた周波数に送信強度の極大点が現れる共振特性を有する振動素子と、前記振動素子を励振して前記入力音波を発生させる励振手段と、を有し、前記基本波の周波数が、前記共振周波数から所定の偏差だけ離れた周波数に設定されるものである。
【００３３】
第２４の本発明に係る音波歪み測定装置は、上記第２１から第２３の装置において、前記偏差が、前記基本波の偶数倍の周波数での前記共振特性の強度に基づいて設定されるものである。
【００３４】
第２５の本発明に係る音波歪み測定装置は、上記第２１から第２４の装置において、前記基本波の周波数は、前記振動素子の共振の中心周波数の半値幅に応じた周波数範囲内に設定されるものである。
【００３５】
第１の本発明に係る音波歪み測定方法は、非線形作用により生じる所定の初期歪みを予め与えられた入力音波を媒質へ送信する送信ステップと、前記入力音波に対応する前記媒質からの出力音波を受信する受信ステップと、前記入力音波と前記出力音波とを比較して、前記出力音波の前記媒質中にて新たに生じた非線形作用由来歪みの強度を検出する歪み検出ステップと、を有するものである。
【００３６】
第２の本発明に係る音波歪み測定方法は、非線形作用により生じる所定の初期歪みで所定周波数の基本波を歪ませた周期的入力波形に所定の窓関数を乗じて波束とした入力音波を媒質へ送信する送信ステップと、前記入力音波に対する前記媒質からの出力音波を受信する受信ステップと、前記入力音波と前記出力音波とを比較して、前記出力音波の前記媒質中にて新たに生じた非線形作用由来歪みの強度を検出する歪み検出ステップと、を有するものである。
【００３７】
第３の本発明に係る音波歪み測定方法は、非線形作用により生じる所定の初期歪みで所定周波数の基本波を歪ませた周期的入力波形に所定の窓関数を乗じて波束とした入力音波を、前記波束における前記周期的入力波形の初期位相を変えて順次、媒質へ送信する送信ステップと、前記各初期位相での前記入力音波に対する前記媒質からの出力音波を受信する受信ステップと、前記初期位相を変えて順次得られる前記出力音波に基づいて周期的出力波形を求め、前記周期的入力波形と前記周期的出力波形とを比較して、前記出力音波の前記媒質中にて新たに生じた非線形作用由来歪みの強度を検出する歪み検出ステップと、を有するものである。
【００３８】
第４の本発明に係る音波歪み測定方法は、非線形作用により生じる所定の初期歪みで所定周波数の基本波を歪ませた第１の周期的入力波形を有する第１入力音波を媒質へ送信する第１送信ステップと、非線形作用により生じ前記第１の周期的入力波形とは異なる所定の初期歪みで前記基本波を歪ませた第２の周期的入力波形を有する第２入力音波を前記媒質へ送信する第２送信ステップと、前記第１入力音波に対応する前記媒質からの第１出力音波及び前記第２入力音波に対応する前記媒質からの第２出力音波をそれぞれ受信する受信ステップと、前記第１の周期的入力波形と前記第２の周期的入力波形との間の線形的な所定の相互関係に基づいて、前記第１出力音波に対応する第１の周期的出力波形と前記第２出力音波に対応する第２の周期的出力波形とを比較することにより、前記第１出力音波及び前記第２出力音波の前記媒質中にて新たに生じた非線形作用由来歪みの強度を検出する歪み検出ステップと、を有するものである。
【００３９】
第５の本発明に係る音波歪み測定方法は、非線形作用により生じる所定の初期歪みで所定周波数の基本波を歪ませた第１の周期的入力波形に所定の窓関数を乗じて波束とした第１入力音波を、前記波束における前記第１の周期的入力波形の初期位相を所定の位相間隔で変えて順次、媒質へ送信する第１送信ステップと、非線形作用により生じ前記第１の周期的入力波形とは異なる所定の初期歪みで前記基本波を歪ませた第２の周期的入力波形に所定の窓関数を乗じて波束とした第２入力音波を、前記波束における前記第２の周期的入力波形の初期位相を前記位相間隔で変えて順次、媒質へ送信する第２送信ステップと、前記第１入力音波及び前記第２入力音波それぞれに対する前記媒質中の共通の伝播経路からの第１出力音波及び第２出力音波を前記各初期位相毎にそれぞれ受信する受信ステップと、前記初期位相を変えて順次得られる前記第１出力音波及び前記第２出力音波の所定タイミングでの波形値列に基づいてそれぞれ第１の周期的出力波形及び第２の周期的出力波形を求め、前記第１の周期的入力波形と前記第２の周期的入力波形との間の線形的な所定の相互関係に基づいて、前記第１の周期的出力波形と前記第２の周期的出力波形とを比較することにより、前記第１出力音波及び前記第２出力音波の前記媒質中にて新たに生じた非線形作用由来歪みの強度を検出する歪み検出ステップと、を有するものである。
【００４０】
第６の本発明に係る音波歪み測定方法は、上記第４の方法において、前記第１の周期的入力波形と前記第２の周期的入力波形との間の前記線形的な相互関係が、当該両周期的入力波形それぞれの周波数スペクトル相互の対応関係で表され、前記歪み検出ステップが、前記第１の周期的出力波形及び前記第２の周期的出力波形それぞれの周波数スペクトル相互の対応関係を前記線形的な相互関係と対比し、相違の程度に基づいて前記非線形作用由来歪みの強度を定めるものである。
【００４１】
第７の本発明に係る音波歪み測定方法は、上記第４又は第５の方法において、前記第１の周期的入力波形と前記第２の周期的入力波形との間の前記線形的な相互関係が、当該両周期的入力波形のサンプリング値列をそれぞれ適切に切り出して離散フーリエ変換して得られる２つの離散周波数スペクトル相互の対応関係で表され、前記歪み検出ステップが、前記第１の周期的出力波形及び前記第２の周期的出力波形のサンプリング値列をそれぞれ適切に切り出して離散フーリエ変換して得られる２つの離散周波数スペクトル相互の対応関係を前記線形的な相互関係と対比し、相違の程度に基づいて前記非線形作用由来歪みの強度を定めるものである。
【００４２】
第８の本発明に係る音波歪み測定方法は、上記第５の方法において、前記第１の周期的入力波形と前記第２の周期的入力波形との間の前記線形的な相互関係は、当該両周期的入力波形を前記位相間隔でサンプリングしたサンプリング値列をそれぞれ適切に切り出して離散フーリエ変換して得られる２つの離散周波数スペクトル相互の対応関係で表され、前記歪み検出ステップが、前記第１の周期的出力波形及び前記第２の周期的出力波形を構成する前記波形値列をそれぞれ適切に切り出して離散フーリエ変換して得られる２つの離散周波数スペクトル相互の対応関係を前記線形的な相互関係と対比し、相違の程度に基づいて前記非線形作用由来歪みの強度を定めるものである。
【００４３】
第９の本発明に係る音波歪み測定方法は、上記第４から第８の方法において、前記第１入力音波及び前記第２入力音波それぞれが、前記基本波及びその高調波からなる線周波数スペクトルを有し、前記第１入力音波及び前記第２入力音波それぞれの２ｋ次（ｋは整数）の前記高調波が、互いに振幅の大きさが等しく、かつ符号が反対であり、前記第１入力音波及び前記第２入力音波それぞれの前記基本波及び２ｋ＋１次の前記高調波が、互いに振幅の大きさが等しく、かつ符号が同じであるものである。
【００４４】
第１０の本発明に係る音波歪み測定方法は、上記第４から第８の方法において、前記第１入力音波の波形を表す関数ｘ１(t)及び前記第２入力音波の波形を表す関数ｘ２(t)が、Ａを振幅、ｆを前記基本波の周波数、ｔを時間、σ及びαを正係数として、それぞれ、
ｘ１(t)＝Ａexp(−σt２)sin(2πft＋αsin2πft)
ｘ２(t)＝Ａexp(−σt２)sin(2πft−αsin2πft)
であるものである。
【００４５】
第１１の本発明に係る音波歪み測定方法は、周期的入力波形に所定の窓関数を乗じて波束とした入力音波を、前記波束における前記周期的入力波形の初期位相を変えて順次、媒質へ送信する送信ステップと、前記各初期位相での前記入力音波に対する前記媒質からの出力音波を受信する受信ステップと、前記初期位相を変えて順次得られる前記出力音波に基づいて周期的出力波形を求め、前記周期的入力波形と前記周期的出力波形とを比較して、前記出力音波の前記媒質中にて生じた非線形作用由来歪みの強度を検出する歪み検出ステップと、を有するものである。
【００４６】
第１２の本発明に係る音波歪み測定方法は、上記第１から第１１の方法において、前記歪み検出ステップが、音波の送信から受信までの応答時間が互いに異なる反射波に基づいて、前記応答時間に対応した目的深さ範囲内の前記媒質にて生じる前記非線形作用由来歪みの分布強度を求めるものである。
【００４７】
第１３の本発明に係る音波歪み測定方法は、非線形作用により生じる所定の初期歪みで所定周波数の基本波を歪ませた第１の周期的入力波形を有する第１入力音波を媒質へ送信する第１送信ステップと、非線形作用により生じ前記第１の周期的入力波形とは異なる所定の初期歪みで前記基本波を歪ませた第２の周期的入力波形を有する第２入力音波を前記媒質へ送信する第２ステップと、共通の伝播経路に沿って前記媒質中へ送信された前記第１入力音波及び前記第２入力音波それぞれに対する反射波である第１出力音波及び第２出力音波をそれぞれ受信する受信ステップと、前記第１出力音波に対応する第１の周期的出力波形と前記第２出力音波に対応する第２の周期的出力波形との間の線形的な所定の相互関係に基づいて、前記伝播経路に沿った前記媒質中にて生じる非線形作用由来歪みの強度を検出する歪み検出ステップと、を有し、前記歪み検出ステップが、第１深さからの前記反射波である前記第１出力音波及び前記第２出力音波に関する前記相互関係と、第２深さからの前記反射波である前記第１出力音波及び前記第２出力音波に関する前記相互関係との比較に基づいて、前記第１深さと前記第２深さとの間の前記媒質中にて生じる非線形作用由来歪みの強度を検出するものである。
【００４８】
第１４の本発明に係る音波歪み測定方法は、非線形作用により生じる所定の初期歪みで所定周波数の基本波を歪ませた第１の周期的入力波形に所定の窓関数を乗じて波束とした第１入力音波を、前記波束における前記第１の周期的入力波形の初期位相を所定の位相間隔で変えて順次、媒質へ送信する第１送信ステップと、非線形作用により生じ前記第１の周期的入力波形とは異なる所定の初期歪みで前記基本波を歪ませた第２の周期的入力波形に所定の窓関数を乗じて波束とした第２入力音波を、前記波束における前記第２の周期的入力波形の初期位相を前記位相間隔で変えて順次、媒質へ送信する第２送信ステップと、共通の伝播経路に沿って前記媒質中へ送信された前記第１入力音波及び前記第２入力音波それぞれに対する反射波である第１出力音波及び第２出力音波を前記各初期位相毎にそれぞれ受信する受信ステップと、前記初期位相を変えて順次得られる前記第１出力音波及び前記第２出力音波の所定タイミングでの波形値列に基づいてそれぞれ第１の周期的出力波形及び第２の周期的出力波形を求め、前記第１の周期的出力波形と前記第２の周期的出力波形との間の線形的な所定の相互関係に基づいて、前記伝播経路に沿った前記媒質中にて生じる非線形作用由来歪みの強度を検出する歪み検出ステップと、を有し、前記歪み検出ステップが、第１深さからの前記反射波である前記第１出力音波及び前記第２出力音波に関する前記相互関係と、第２深さからの前記反射波である前記第１出力音波及び前記第２出力音波に関する前記相互関係との比較に基づいて、前記第１深さと前記第２深さとの間の前記媒質中にて生じる非線形作用由来歪みの強度を検出するものである。
【００４９】
第１５の本発明に係る音波歪み測定方法は、上記第１３の方法において、前記第１の周期的出力波形と前記第２の周期的出力波形との間の前記線形的な相互関係が、当該両周期的出力波形それぞれの周波数スペクトル相互の対応関係で表されるものである。
【００５０】
第１６の本発明に係る音波歪み測定方法は、上記第１３又は第１４の方法において、前記第１の周期的出力波形と前記第２の周期的出力波形との間の前記線形的な相互関係が、当該両周期的出力波形のサンプリング値列をそれぞれ適切に切り出して離散フーリエ変換して得られる２つの離散周波数スペクトル相互の対応関係で表されるものである。
【００５１】
第１７の本発明に係る音波歪み測定方法は、上記第１４の方法において、前記第１の周期的出力波形と前記第２の周期的出力波形との間の前記線形的な相互関係が、当該両周期的出力波形を前記位相間隔でサンプリングしたサンプリング値列をそれぞれ適切に切り出して離散フーリエ変換して得られる２つの離散周波数スペクトル相互の対応関係で表されるものである。
【００５２】
第１８の本発明に係る音波歪み測定方法は、上記第１３から第１７の方法において、前記第１出力音波及び前記第２出力音波それぞれが、前記基本波及びその高調波からなる線周波数スペクトルを有し、前記歪み検出ステップが、前記第１深さからの前記第１出力音波及び前記第２出力音波それぞれの前記線周波数スペクトルのｋ次成分（ｋは整数）Ｙ１１[k]及びＹ１２[k]の組、又はＹ１１[k]，Ｙ１２[k]相互間の変換比Ｗ１[k]、又はＹ１１[k]及びＹ１２[k]の少なくとも一方とＷ１[k]との組のうちいずれかと、前記第２深さからの前記第１出力音波及び前記第２出力音波それぞれの前記線周波数スペクトルのｋ次成分Ｙ２１[k]及びＹ２２[k]の組、又はＹ２１[k]，Ｙ２２[k]相互間の変換比Ｗ２[k]、又はＹ２１[k]及びＹ２２[k]の少なくとも一方とＷ２[k]との組のうちいずれかとに基づいて前記第１深さと前記第２深さとの間の前記媒質中にて生じる前記非線形作用由来歪みの強度を検出するものである。
【００５３】
第１９の本発明に係る音波歪み測定方法は、上記第１３から第１７の方法において、前記第１出力音波及び前記第２出力音波それぞれが、前記基本波及びその高調波からなる線周波数スペクトルを有し、前記歪み検出ステップが、前記第１深さからの前記第１出力音波及び前記第２出力音波それぞれの第ｍサンプリング点ｙ１１[m]及びｙ１２[m]の組（ｍは整数）、又は当該第１出力音波及び当該第２出力音波それぞれの前記線周波数スペクトルのｋ次成分Ｙ１１[k]及びＹ１２[k]（ｋは整数）相互間の変換比Ｗ１[k]についての逆離散フーリエ変換結果ｗ１[m]、又はｙ１１[m]及びｙ１２[m]の少なくとも一方とｗ１[m]との組のうちいずれかと、前記第２深さからの前記第１出力音波及び前記第２出力音波それぞれの第ｍサンプリング点ｙ２１[m]及びｙ２２[m]の組、又は当該第１出力音波及び当該第２出力音波それぞれの前記線周波数スペクトルのｋ次成分Ｙ２１[k]及びＹ２２[k]相互間の変換比Ｗ２[k]についての逆離散フーリエ変換結果ｗ２[m]、又はｙ２１[m]及びｙ２２[m]の少なくとも一方とｗ２[m]との組のうちいずれかとに基づいて前記第１深さと前記第２深さとの間の前記媒質中にて生じる前記非線形作用由来歪みの強度を検出するものである。
【００５４】
第２０の本発明に係る音波歪み測定方法は、上記第１３から第１９の方法において、前記第１入力音波の波形を表す関数ｘ１(t)及び前記第２入力音波の波形を表す関数ｘ２(t)が、Ａを振幅、ｆを前記基本波の周波数、ｔを時間、σ及びαを正係数として、それぞれ、
ｘ１(t)＝Ａexp(−σt２)sin(2πft＋αsin2πft)
ｘ２(t)＝Ａexp(−σt２)sin(2πft−αsin2πft)
であるものである。
【００５５】
第２１の本発明に係る音波歪み測定方法は、上記第２から第２０の方法において、前記送信ステップが、共振周波数に応じた周波数に送信強度の極大点が現れる共振特性を有する振動素子を励振し、前記基本波を歪ませた前記周期的入力波形に応じた前記入力音波を発生させ、前記基本波の周波数が、前記共振周波数から所定の偏差だけ離れた周波数に設定されるものである。
【００５６】
第２２の本発明に係る音波歪み測定方法は、上記第２から第２１の方法において、前記受信ステップが、共振周波数に応じた周波数に受信感度の極大点が現れる共振特性を有する振動素子を用いて前記出力音波を受信し、前記基本波の周波数が、前記振動素子の前記共振周波数から所定の偏差だけ離れた周波数に設定されるものである。
【００５７】
第２３の本発明に係る音波歪み測定方法は、所定周波数の基本波及びその高調波を成分として含む入力音波を媒質へ送信する送信ステップと、前記入力音波に対する前記媒質からの出力音波を受信する受信ステップと、前記出力音波に含まれる前記高調波の成分に基づいて、前記出力音波の前記媒質中にて生じた非線形作用由来歪みの強度を検出する歪み検出ステップと、を有し、前記送信ステップが、共振周波数に応じた周波数に送信強度の極大点が現れる共振特性を有する振動素子を励振して前記入力音波を発生させ、前記基本波の周波数が、前記共振周波数から所定の偏差だけ離れた周波数に設定されるものである。
【００５８】
第２４の本発明に係る音波歪み測定方法は、上記第２０から第２３の方法において、前記偏差が、前記基本波の偶数倍の周波数での前記共振特性の強度に基づいて設定されるものである。
【００５９】
第２５の本発明に係る音波歪み測定方法は、上記第２０から第２４の方法において、前記基本波の周波数は、前記振動素子の共振の中心周波数の半値幅に応じた周波数範囲内に設定されるものである。
【発明の効果】
【００６０】
本発明によれば、利用する超音波の音圧を対象に応じて低くしつつ、比較的大きな非線形歪みを発生させ、また精度良く当該非線形歪みを計測することができる。また、反射波に基づいて、媒質内の任意の深さでの非線形歪みの情報を取得することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００６１】
以下、本発明の実施の形態（以下実施形態という）について、図面に基づいて説明する。
【００６２】
（装置の基本的な構成及び動作）
図１は、本実施形態の音波歪み測定装置の概略のブロック構成図である。本装置は、送信部１０、受信部１２、送波子１４、受波子１６、信号処理部１８、制御部２０を含んで構成される。
【００６３】
本装置は、予め所定の非線形歪みを有した超音波を計測対象に送波する点に１つの特徴があり、送信部１０は基本波に応じた周波数の正弦波電気信号を周波数変調した信号を生成し、送波子１４へ出力する。
【００６４】
送波子１４は、圧電材料を用いて構成された超音波トランスデューサであり、送信部１０からの電気信号を超音波に変換して計測対象へ入力する。受波子１６も、圧電材料を用いた超音波トランスデューサで構成することができ、計測対象から出力される超音波を電気信号に変換して、受信部１２へ出力する。計測対象からの反射波に基づく測定を行う場合には、受波子１６は例えば送波子１４に隣接して配置され、また送波子１４と兼用とする構成にできる。一方、計測対象からの透過波に基づく測定を行う場合には、受波子１６は計測対象を挟んで送波子１４に対向配置される。ちなみに、例えば、送波子１４は円筒型トランスデューサ、受波子１６は高分子材料のハイドロフォンを用いることができる。
【００６５】
受信部１２は、受波子１６からの受信信号を増幅し、またＡ／Ｄ変換を行い、受信信号をデジタルデータに変換して、信号処理部１８へ出力する。
【００６６】
信号処理部１８は、受信部１２から出力されるデジタルデータに基づいて後述する信号処理を行い、送波子１４から送信され受波子１６で受信されるまでの計測対象中の伝播経路にて超音波に新たに生じる非線形歪みの強度を算出する。
【００６７】
制御部２０は、送信部１０及び信号処理部１８を制御する。例えば、パルス状の超音波を送出する場合には、制御部２０は送信部１０からの電気信号の出力タイミングを制御し、また、その送出タイミングに応じた同期信号を信号処理部１８へ供給する。信号処理部１８は、その同期信号に基づいて、目的とするタイミングでの受信信号を処理する。また、後述するように、パルス幅内での振動の初期位相を変えた超音波パルスを順次送出する場合には、制御部２０は、送信部１０に対して、出力タイミングに連動して当該初期位相を可変制御すると共に、これに同期した制御を信号処理部１８に対して行う。
【００６８】
次に、計測対象からの反射波に基づいて当該計測対象にて生じる非線形歪みを測定する本装置の動作原理を説明する。本装置が予め非線形歪みを有した超音波を送出することは既に述べたが、本装置はさらにその非線形歪みが互いに異なる２種類の超音波を送出し、それぞれに対する反射波を比較することによって、非線形歪みの強度を定量化する。送信する２種類の超音波の基本的な信号波形は下記ｘ１(t)、ｘ２(t)で表される。
【００６９】
ｘ１(t)＝Ａexp(−σt２)sin(2πft＋αsin2πft)
ｘ２(t)＝Ａexp(−σt２)sin(2πft−αsin2πft)  …（１）
【００７０】
ここで、Ａは振幅、ｆは周波数、ｔは時間であり、σ及びαは正係数である。右辺第２因子のガウス関数は、第３因子で表される周期的波形を振幅変調して波束とする窓関数である。なお、α＝０の場合、（１）式はガボール波形と呼ばれる。
【００７１】
また、第３因子の正弦関数は周期的変動を繰り返す振動波形（周期的波形）を表す振動因子であり、ここでは、
ξ１(t)＝sin(2πft＋αsin2πft)
ξ２(t)＝sin(2πft−αsin2πft)  …（２）
と表す。これら因子ξ１(t)、ξ２(t)は互いに異なる所定の非線形歪みを有している。すなわち、これらξ１(t)、ξ２(t)はそれぞれ、周波数ｆの搬送波を周波数ｆの変調信号で周波数変調した波形を表しており、次のように展開される。
【００７２】
ξ１(t)＝Ｂ１sin2πft＋Ｂ２sin(2π・2ft)＋Ｂ３sin(2π・3ft)＋Ｂ４sin(2π・4ft)＋…
ξ２(t)＝Ｂ１sin2πft−Ｂ２sin(2π・2ft)＋Ｂ３sin(2π・3ft)−Ｂ４sin(2π・4ft)＋…
…（３）
【００７３】
ここで、Ｂｉ（ｉは自然数）は第１種ベッセル関数Ｊｎ(α)を用いて次式で表される。
【００７４】
Ｂｉ＝Ｊｉ−１(α)−Ｊｉ＋１(α)  （ｉが奇数の場合）
Ｂｉ＝Ｊｉ−１(α)＋Ｊｉ＋１(α)  （ｉが偶数の場合）  …（４）
【００７５】
（３）式から、ξ１(t)、ξ２(t)（又はｘ１(t)、ｘ２(t)）は、高調波成分を予め含み、歪んでいることが理解できる。図２は、（１）式で表されるｘ１(t)、ｘ２(t)の波形の一例を示す模式図である。同図において、縦軸は振幅（音圧）、横軸は時間ｔであり、実線がｘ１(t)、破線がｘ２(t)を表し、ここではＡ＝１、ｆ＝２[ＭＨｚ]、σ＝４×１０１２、α＝０．５の例を示している。音圧が高い程、伝播速度が速い場合には、正弦波はｘ１(t)のように歪み、媒質中での音波は一般にこのように歪む。その立ち上がりが立ち下がりより急峻であるＮ字型の形状からｘ１(t)のような波形はＮ型波形と称される。これに対して、ｘ２(t)の波形は反対に、立ち下がりが立ち上がりより急峻である。一般には媒質中ではこのような歪みは生じず、人為的な歪みである。ここでは、ｘ２(t)のような波形を反Ｎ型波形と称する。
【００７６】
送信部１０は、（１）式で表されるｘ１(t)、ｘ２(t)の振動因子ξ１(t)、ξ２(t)の初期位相を離散的に変化させた次式で表される信号を生成し、送波子１４から当該信号に応じた複数の入力音波が順次、計測対象へ送信される。
【００７７】
ｘ１(t,m]＝Ａexp(−σt２)sin〔2π(ft＋m/M)＋αsin2π(ft＋m/M)〕
ｘ２(t,m]＝Ａexp(−σt２)sin〔2π(ft＋m/M)−αsin2π(ft＋m/M)〕
…（５）
【００７８】
ここで、ｍ＝０，１，…，Ｍ−１である。また、例えば、ｘ１(t,m]という表記における括弧“(”は、その右に隣接して示される変数ｔが連続変数であることを意味しており、括弧“]”は、その左に隣接して示される変数ｍが離散変数であることを意味している。以下、同様の場合にこの表記を用いる。（５）式より、ｔ＝ｔ０としてｔを固定しｍのみを変化させたｘ１(t０,m]とｘ２(t０,m]とは、振幅がＡexp(−σt０２)の歪み波形（すなわち周期的波形ξ１(t)、ξ２(t)の振幅をＡexp(−σt０２)とした波形）１周期分をＭ点でサンプリングした信号となる。ちなみに、ｍを単に整数とし、もとの定義域外に拡張しても、ｘ１(t０,m]とｘ２(t０,m]とは周期的に拡張される。図３は、図２と同じ条件でｔをｔ＝０に固定し、Ｍ＝１００とした場合のｘ１(0,m]とｘ２(0,m]とを示す模式図である。縦軸は振幅、横軸はｍであり、上段がｘ１(0,m]、下段がｘ２(0,m]である。この操作によって、ｘ１(t)のＮ字型、及びｘ２(t)の反Ｎ字型の歪みが明瞭になる。ここでは、ｍを変えて得られたそれぞれＭ個のｘ１(t,m]、ｘ２(t,m]の値からなるＭ次元ベクトルを位相系列と称する。
【００７９】
位相系列ｘ１(t０,m]及びｘ２(t０,m]のｍを変数とする離散フーリエ変換を、それぞれＸ１(t０,k]とＸ２(t０,k]とする。これらの間には、ｋが奇数のときはＸ１(t０,k]＝Ｘ２(t０,k]となり、ｋが偶数のときはＸ１(t０,k]＝−Ｘ２(t０,k]となる関係が存在する。そこで以下のような線形操作Ｌを考える。
１）ｍを変数とみて位相系列ｘ１(t０,m]を離散フーリエ変換しＸ１(t０,k]を得る。
２）Ｘ１(t０,k]の偶数次の係数だけ符号を反転しＸ１'(t０,k]を得る。
３）Ｘ１'(t０,k] を逆離散フーリエ変換し位相系列ｘ１'(t０,m]を得る。
【００８０】
線形操作Ｌの結果は、ｘ１'(t０,m]＝ｘ２(t０,m]となる。ここで、ダッシュは線形操作Ｌを表す演算子である。また、ｔ０は任意に設定してよい。
【００８１】
なお、線形操作Ｌは、計測対象へ入力する２つの周期的波形ξ１(t)とξ２(t)との間の線形的な相互関係を表したものであり、線形操作Ｌの第２手順での操作内容は、ξ１(t)及びξ２(t)に依存する。具体的には、当該操作内容は、ξ１(t)及びξ２(t)が（３）式に示す正弦波の線形結合で表され、互いの偶数次の項の係数が絶対値が等しく、かつ符号が反対であることに関連している。
【００８２】
次に、（５）式のｘ１(t,m]とｘ２(t,m]を線形システム(インパルス応答がｈ(t))への入力とし、その出力をそれぞれｙ１(t,m]＝ｈ(t)＊ｘ１(t,m]及びｙ２(t,m]＝ｈ(t)＊ｘ２(t,m]とする。ここで、＊はたたみ込み演算子を意味する。いま、先の操作と同様、ｔ＝ｔ０としてｔを固定しｍのみを変化させた位相系列ｙ１(t０,m]とｙ２(t０,m]との間にも、線形操作Ｌによってｙ１'(t０,m]＝ｙ２(t０,m]となる関係が成立している。
【００８３】
さて、（５）式のｘ１(t,m]とｘ２(t,m]とを非線形部分も含む一般のシステムへの入力とし、その出力をそれぞれｚ１(t,m]とｚ２(t,m]とする。ｚ１(t,m]に線形操作Ｌを行った結果はｚ１'(t０,m]≠ｚ２(t０,m]であり、その違いはこのシステムの非線形部分の影響となる。
【００８４】
すなわち、本装置では、送信部１０は制御部２０の制御の下、Ｎ字型の信号ｘ１(t)及び反Ｎ字型の信号ｘ２(t)それぞれについて、２πをＭ等分した間隔で初期位相を変化させた複数の入力音波を生成して、性質を調べたいシステムに入力し、信号処理部１８はその出力に対して線形操作Ｌを行い、結果を比較することによって、システムの非線形性を定量化できる。例えば、信号処理部１８は、計測対象からの出力音波に基づいて得られた位相系列ｚ１'(t０,m]及びｚ２(t０,m]のｍが同じ要素同士の差分を求めることにより、両者の比較を行い、その差分値に基づいて、計測対象で新たに生じた非線形歪みの強度を表す定量値を生成する。
【００８５】
なお、信号処理部１８での処理として、線形操作Ｌを行わずに、Ｎ字型と反Ｎ字型の歪み波形による位相系列ｚ１(t０,m]及びｚ２(t０,m]を共にｍを変数とする離散フーリエ変換し、両位相系列から得られた係数の絶対値を、差分を求める等により比較し、非線形歪みの強度を定量化してもよい。
【００８６】
ちなみに、一般に、生体組織など計測対象中の超音波伝播は、入力された超音波の高調波を新たに発生させる非線形伝播と、すでに存在する超音波を高周波ほど早く減衰させる線形伝播の対立によって説明される。このことは、非線形微分方程式であるバーガーズ方程式やＫＺＫ方程式からも説明できる。ここで、定性的に非線形伝播は、音圧が高いほど音速が速くなる作用と回折作用とに主に関係している。前者の作用は正弦波をＮ字型に歪ませ、後者の作用は波形の上下に非対称性を生じさせる。このため、積極的に非線形歪みを生じさせるためには、送波音圧を高くし、送波子の開口を広げることが考えられる。しかし、生体計測では、高音圧は生体に対する影響の問題、開口を広げることは空間分解能の低下の問題を起こす。
【００８７】
そこで、本装置では、音圧を高めたり、送波子の開口を広げることなく、もともと波形歪みを有する超音波を計測対象に適正音圧で送波する。
【００８８】
このことは、Ｎ字型の歪み波形を送波する場合に関しては、実計測対象よりも伝播経路が長い仮想的な計測対象を想定し、そこに無歪みで高音圧の正弦波を送波し、途中まで伝播する過程で波形歪みや減衰が起こった状態を再現していると解釈できる。また、予め歪みを与えることで、低音圧であっても非線形歪みが起こりやすくなる。計測対象の非線形性が線形性より強ければ伝播の仮定で波形はよりＮ字型に近づき、弱ければより正弦波に近づくように作用する。つまり、非線形性と線形性とは対立する。
【００８９】
一方、反Ｎ字型の歪み波形は、物理的に反し計測対象が生じさせることのできない歪み方であり、計測対象の非線形性も線形性もより正弦波に近づくよう作用する。つまり、非線形性と線形性は協調する。このことが、伝播が進むにつれ、Ｎ字型の歪み波形による位相系列から線形操作Ｌによって反Ｎ字型の歪み波形による位相系列を再現できなくなることの原因である。
【００９０】
なお、計測対象内で新たに生じる非線形歪みの上述の原理に基づく定量化は、（１）式で表されるｘ１(t)及びｘ２(t)の入力音波、又は（２）式で表されるξ１(t)及びξ２(t)以外の周期的入力波形でも可能である。すなわち、人工的な波形歪みの与え方は必ずしも（１）式と同じである必要はなく、適当な振幅変調と周波数変調などを行って、Ｎ字型と反Ｎ字型の正弦波に中心の振幅が大きくなるような窓関数を乗じた波形の２種類の入力音波を用いることができる。
【００９１】
上述の定量化の原理は、計測対象となる媒質内での伝播で互いに異なる非線形歪みを生じる２種類の周期的波形を計測対象に入力し、それぞれに対応して計測対象から出力される周期的出力波形を比較することにより、計測対象内での各周期的入力波形に生じる線形性の変化を相殺除去して非線形性の変化だけを取り出そうというものである。そして、その比較を行うために、２つの周期的入力波形の間に成立する線形的な相互関係を利用する。この線形的な相互関係は、計測対象に入力前の２つの周期的波形（の関数形）に応じて、一方の波形から他方の波形に合致させるように定められると共に、計測対象が線形システムである場合に、その相互関係が維持されるように設定される。
【００９２】
この条件から、（２）式と異なるξ１(t)及びξ２(t)の第１の例として、（３）式の展開形式において、各項の係数Ｂiを（４）式とは異なる値にしたξ１(t)及びξ２(t)を採用することが可能である。この場合の線形操作は上記線形操作Ｌと同一となる。
【００９３】
第２の例は、Ｘ１(t０,k]とＸ２(t０,k]との間に、例えば、ｋが２のときのみＸ１(t０,k]＝γＸ２(t０,k]となり、その他のｋにおいてＸ１(t０,k]＝Ｘ２(t０,k]となる関係が生じるξ１(t)及びξ２(t)である。この場合の線形操作は上記線形操作Ｌのうち第２手順を、
２’）Ｘ１(t０,k]の２次の係数にγを乗じてＸ１'(t０,k]を得る。
としたものとなる。なお、このような関係はｋが２以外の項において成立していてもよく、また複数の項について互いにγが異なる値で当該関係が成立していてもよい。
【００９４】
ちなみに、入力音波の波形は送波子１４の特性の影響を受け、送信部１０が生成する電気信号の波形とは完全に一致しないこともあり得るが、本装置では、２種類の入力音波、出力音波に基づいて両者の共通成分を相殺することにより、入力音波と電気信号との波形の相違が非線形歪みの測定値に与える影響を軽減することができる。
【００９５】
上述の説明では反射波計測の場合について説明したが、本装置は透過波計測においても用いることができ、上述の反射波について述べたと同様の原理に基づいて、２種類の出力音波の比較により非線形歪みの強度を抽出することができる。すなわち、透過波計測においても反射波計測におけるような初期位相を変えた複数回の送受信を行って位相系列を生成するという手法は有効である。その一方で、透過波の場合には、周期的波形をそのまま入力音波とすることができる。その際、本装置は、例えば（２）式で表されるような互いに異なる非線形歪みを有した２種類の周期的入力波形を送波子１４から計測対象へ送信し、計測対象から出力される周期的波形を有する出力音波を受波子１６で受信する。この場合の透過波計測では、位相系列の生成は必ずしも要求されず、例えば、位相系列を生成しない場合には、信号処理部１８は、２種類の入力音波とそれらに対応する出力音波とをそれぞれ、例えば基本波の所定倍数等の適切な長さ分切り出して時間軸に沿ってサンプリングし、その時系列のサンプリング値を離散フーリエ変換する。そして、その離散フーリエ変換の結果に基づいて、位相系列の場合と同様に非線形歪みを定量化することができる。この処理は、２種類の入力音波間での離散周波数スペクトルの線形的な相互関係に基づいて、２種類の出力音波の離散周波数スペクトルを比較するものである。同様に、２種類の入力音波間での連続周波数スペクトルの線形的な相互関係に基づいて、２種類の出力音波の連続周波数スペクトルを比較して、非線形歪みを定量化することもできる。
【００９６】
また、本装置は、予め所定の非線形歪みを有した入力音波を１種類だけ用いて、計測対象内での非線形歪みの増加量を評価することもできる。この場合、上述の２種類の入力音波を用いる場合と同様、反射波計測では（１）式で表されるｘ１(t)又はｘ２(t)のいずれかのようなパルス化（波束化）した入力音波を、初期位相を変えて複数回送信し、位相系列を生成する。一方、透過波計測では、波束化した入力音波を用いて上述の反射波計測と同様の方法で位相系列を生成してもよいし、また、（２）式で表されるξ１(t)又はξ２(t)のいずれかのような周期的波形の入力音波を送信し、それに対する出力音波を、１周期分、時間軸に沿ってサンプリングし、サンプリング値の時系列を生成してもよい。
【００９７】
信号処理部１８は、位相系列又は時系列でのサンプリング値を離散フーリエ変換する等の処理により、出力音波の周波数スペクトルを求め、基本的に既知の入力音波の周波数スペクトルと比較して、高調波成分の増加量に基づいて非線形歪みの発生量を測定することができる。このように１種類の入力音波及び出力音波の送受信を行う場合でも、予め所定の非線形歪みを有した入力音波を用いることで、音圧を上げずに非線形歪みの発生量を増加させることができ、非線形歪みに基づいた計測対象の性状の探査等を精度良く行うことが可能となる。
【００９８】
なお、波束化した入力音波とそれに対する出力音波との間での非線形歪みの増加分の定量化に際して、上述した位相系列を生成し、それに対して離散フーリエ変換を施して得た結果を入力音波と出力音波とで対比するという手法は、入力音波に予め歪みを与えるか否かに関係なく有効である。すなわち、歪みを有さない周期的入力波形に窓関数を乗じて波束化した１種類の入力音波を計測対象へ送信し、その出力音波に生じる非線形歪みを求める際に、上述の位相系列を用いる手法を適用することができる。
【００９９】
さて、本装置では、上述の原理により、計測対象中での超音波の伝播経路で生じる非線形歪みの積分値を求めることができる。ここで、超音波計測では、音速を介して時間が媒質中の位置を意味している。透過計測では、ｔ＝ｔ０としてｔを任意に固定することはできず、ｔ０は計測対象の厚みに応じた値に定まる。一方、反射計測では、任意にｔを固定することができ、ｔ＝ｔ０に相当する計測対象中の位置までの往復経路における波形歪みを上述の原理により定量化できる。
【０１００】
さらに本装置では、計測対象内での深さ方向の非線形歪みの分布強度を測定することができる。その原理を説明する。応答時間ｔをｔ＝ｔ０及びｔ０＋Δｔ０について計測すると、ｔ＝ｔ０の場合の往復経路と微小時間Δｔ０分だけ離れたところまで経路が延びた情報を計測することができる。これらの違いは、ｔ＝ｔ０及びｔ０＋Δｔ０に相当する位置に挟まれた微小領域の情報となる。このことは、反射計測によって計測対象内の任意の位置の情報を得ることができることを意味する。本装置はこの原理に基づき、反射計測において、入力音波の送信から出力音波の受信までの応答時間が互いに異なる計測を行い、それら異なる応答時間に対応する出力音波に基づいて、目的とする深さ範囲で生じる非線形歪み量に関する分布強度情報を生成する。例えば、制御部２０は、応答時間ｔ０に対応する出力音波と、応答時間ｔ０＋Δｔ０に対応する出力音波とからそれぞれ位相系列を生成する。これら２時刻での位相系列相互間には、Δｔ０に応じた位相ずれ、つまり両者の間には位相系列内での循環シフトが存在する。制御部２０はこのシフト量をキャンセルする操作を行う。また、両位相系列の間には、伝播距離の相違に応じた減衰量の差異が存在する。制御部２０は、シフト量をキャンセルした後の位相系列を、基本波のスペクトルを値を揃えるように定数倍することにより、減衰量の差異を調節して、両位相系列を対比可能とする。そして、その後、両位相系列の差を求める等の方法により、両位相系列を比較して、応答時間ｔ０及びｔ０＋Δｔ０に相当する位置に挟まれた微小区間での非線形歪みを求める。
【０１０１】
以下、計測対象内にて音波の伝播方向に沿って異なる深さに位置する２点間での非線形歪みの定量化についてさらに詳しく述べる。反射計測において、深さが異なる２点ｐ，ｑからの反射により得られる出力音波の応答時間をそれぞれｔｐ，ｔｑ（ｔｐ＜ｔｑ）と表す。また、ここでは、（５）式で表されるｘ１(t,m]，ｘ２(t,m]をそれぞれｘα(t,m]，ｘ−α(t,m]と表すことにする。また、送波子１４からｘα(t,m]，ｘ−α(t,m]を計測対象への入力音波として送信したときに、受波子１６で受信される出力音波をｙα(t,m]，ｙ−α(t,m]と表す。時刻ｔを固定して得られる位相系列ｙα(t,m]及びｙ−α(t,m]のｍを変数とする離散フーリエ変換を、それぞれＹα(t,k]とＹ−α(t,k]とする。これらの間の線形的な相互関係を、次式で表す。
Ｙ−α(t,k]＝Ｗ(t,k]Ｙα(t,k]  …（６）
Ｗ(t,k]を周波数重みと称する。ここでｋは離散周波数であり、ｋ＝０，１，…，Ｍ−１である。ちなみに、（５）式で表される送信時（ｔ＝ｔ０）の波形に関しては、既にＸ１(t０,k]とＸ２(t０,k]との関係として上述したところから、ｋが奇数のとき、Ｗ(t０,k]＝１、ｋが偶数のとき、Ｗ(t０,k]＝−１となる。ｔｐにおける（６）式は、
Ｙ−α(tｐ,k]＝Ｗ(tｐ,k]Ｙα(tｐ,k]  
Ｙα(tｐ,k]＝｛１/Ｗ(tｐ,k]｝Ｙ−α(tｐ,k]    …（７）
と表され、ｔｑにおける（６）式は、
Ｙ−α(tｑ,k]＝Ｗ(tｑ,k]Ｙα(tｑ,k]  
Ｙα(tｑ,k]＝｛１/Ｗ(tｑ,k]｝Ｙ−α(tｑ,k]    …（８）
と表される。
【０１０２】
時刻ｔ＝ｔｐに対応する位相系列についての線形関係を時刻ｔ＝ｔｑに対応する位相系列に適用したときのずれのパワーは、次式で定義することができる。
｜Ｙ−α(tｑ,k]−Ｗ(tｐ,k]Ｙα(tｑ,k]｜２     …（９）
又は
｜Ｙα(tｑ,k)−｛１/Ｗ(tｐ,k)｝Ｙ−α(tｑ,k)｜２  …（１０）
【０１０３】
ちなみに、ｐ点からｑ点までの超音波伝播が線形伝播であれば、Ｗ(tｐ,k]＝Ｗ(tｑ,k]であり、このとき、（９）（１０）式で表されるパワーは０となり、ずれは発生しない。このパワーを用いて、時刻ｔ＝ｔｐの位相系列からみた時刻ｔ＝ｔｑの位相系列の歪み度合い（基礎歪み度）γ(tｑ｜tｐ)を次式で定義する。
【０１０４】
【数１】
2008022868.tif 000003
【０１０５】
なお、（１１）式で定義する基礎歪み度γ(tｑ｜tｐ)は、（９）式のパワーと（１０）式のパワーとを加算し、また受波強度の影響を排除するために規格化を行っている。
【０１０６】
（１１）式の基礎歪み度γは、ｐ点からの出力音波ｘα(tｐ,m]，ｘ−α(tｐ,m]それぞれの線周波数スペクトルのｋ次成分Ｙα(tｐ,k]，Ｙ−α(tｐ,k]と、それら相互の変換比である周波数重みＷ(tｐ,k]とのうち、Ｗ(tｐ,k]を含み、またｑ点からの出力音波ｘα(tｑ,m]，ｘ−α(tｑ,m]それぞれの線周波数スペクトルのｋ次成分Ｙα(tｑ,k]，Ｙ−α(tｑ,k]と、それら相互の変換比である周波数重みＷ(tｑ,k]とに関しては、それら全部を含む表現となっている。ここで、Ｙα(tｐ,k]，Ｙ−α(tｐ,k]の間には（７）式で表される線形的な相互関係があるので、（１１）式を、Ｙα(tｐ,k]及びＹ−α(tｐ,k]の組、又はＹα(tｐ,k]及びＹ−α(tｐ,k]の少なくとも一方とＷ(tｐ,k]との組を含む形に表すこともできる。同様に、Ｙα(tｑ,k]，Ｙ−α(tｑ,k]の間には（８）式で表される線形的な相互関係があるので、（１１）式を、Ｙα(tｑ,k]及びＹ−α(tｑ,k]の組、又はＷ(tｑ,k)、又はＹα(tｑ,k)及びＹ−α(tｑ,k)の一方とＷ(tｑ,k)との組を含む形に表すこともできる。
【０１０７】
また、（１１）式は周波数領域での歪みを定量化するものであるが、或る信号とそのフーリエ変換による信号との間には、パーセバルの公式が成り立ち、時間領域でのパワーと周波数領域でのパワーとは一致することが知られている。そこで、歪みを時間領域でのデータ等に基づいて定量化することも可能である。
【０１０８】
具体的には、信号処理部１８は、ｐ点からの出力音波のサンプリング値ｙα(tｐ,m]，ｙ−α(tｐ,m]の組、又はそれら出力音波それぞれの線周波数スペクトルのｋ次成分Ｙα(tｐ,k]，Ｙ−α(tｐ,k]相互間の周波数重みＷ(tｐ,k]についての逆離散フーリエ変換結果ｗ(tｐ,m]、又はｙα(tｐ,m]，ｙ−α(tｐ,m]の少なくとも一方とｗ(tｐ,m]との組のうちいずれかと、ｑ点からの出力音波のサンプリング値ｙα(tｑ,m]，ｙ−α(tｑ,m]の組、又はそれら出力音波それぞれの線周波数スペクトルのｋ次成分Ｙα(tｑ,k]，Ｙ−α(tｑ,k]相互間の周波数重みＷ(tｑ,k]についての逆離散フーリエ変換結果ｗ(tｑ,m]、又はｙα(tｑ,m]，ｙ−α(tｑ,m]の少なくとも一方とｗ(tｑ,m]との組のうちいずれかとを用いて、（１１）式に相当する演算を行って、ｐ点とｑ点との間の媒質で発生する歪みを定量化することが可能である。
【０１０９】
なお、（１１）式は歪み定量化する評価式の一例であり、これとは異なる評価式を定義することもできる。
【０１１０】
（装置の基本的な動作に関する実験）
上述の装置に関して行った実験を述べる。条件はｆ＝２[ＭＨｚ]、σ＝４×１０１２、α＝０．５の（１）式の入力音波を、９５ｍｍの厚さの寒天を計測対象として送信した。位相系列の要素数はＭ＝１００である。また、ここでは透過波に基づく計測を行った。送波子の形状は円盤状で、直径は１０ｍｍである。図４は、透過波の波形を表す模式図であり、実線がｘ１(t)に対応するＮ字型の波形の透過波、また破線はｘ２(t)に対応する反Ｎ字型の波形の透過波を示す。この透過波の計測では、伝播経路長に対して送波子の直径は無視できない。このような状況では、送波子の中心から生じるセンター波と送波子の端から生じるエッジ波は回折を起こすことが知られている。このため、図２のような波形を送波したにもかかわらず、透過波は乱れている。
【０１１１】
この透過波に対する位相系列を図５に示す。上段がＮ字型の波形による位相系列、中段が反Ｎ字型の波形による位相系列、下段が上段に対し線形操作Ｌを行った結果である。透過波を直接観察すると回折の影響で波形が乱れていても、位相系列には乱れが生じないことが上段と中段よりわかる。また、中段と下段は比較的類似しており、定性的には伝播過程が線形であったものと考えられる。さらにこの中段と下段の差波形を図６に示す。図５と図６とをピークトゥーピークで比較すると、１０％程度の非線形伝播が存在することがわかる。
【０１１２】
また、前述の透過波計測と共通するパラメータで反射波計測を行った。図７は、反射波の波形を表す模式図であり、実線がｘ１(t)に対応するＮ字型の波形の反射波、また破線はｘ２(t)に対応する反Ｎ字型の波形の反射波を示す。反射経路長は１９０ｍｍ（つまり片道９５ｍｍ）なので、回折の影響は透過波より弱まり反射波は波形があまり乱れていない。
【０１１３】
この反射波に対する位相系列を図８に示す。上段がＮ字型の波形による位相系列、中段が反Ｎ字型の波形による位相系列、下段が上段に対し線形操作Ｌを行った結果である。ここでも、中段と下段は比較的類似しており、定性的には伝播過程が線形であったものと考えられる。さらにこの中段と下段の差波形を図９に示す。図８と図９をピークトゥーピークで比較すると、５％程度の非線形伝播が存在することがわかる。
【０１１４】
（超音波振動子の駆動法）
（５）式で表される入力音波ｘ１(t,m]とｘ２(t,m]とは上述したように、奇数倍の高調波成分は一致する一方、偶数倍の高調波成分の符号が互いに反転している。実際にこのような超音波を送波するためには、超音波振動子の物理的な共振特性も考慮しなければならない。
【０１１５】
圧電素子などの超音波振動子は、圧電素子に取り付ける整合層の性質によって共振特性が変わる。一般的な超音波振動子は、共振周波数以外にその奇数倍の高調波に対して共振特性を有するが、偶数倍の高調波に対しては共振特性を有しないように構成される。そのような超音波振動子は、共振周波数の奇数倍の高調波電力で駆動すると振幅の大きい超音波を送波するが、偶数倍の高調波電力で駆動すると振幅の小さい超音波しか送波しない。
【０１１６】
本装置における音波歪み測定法では上述のように、例えば、偶数倍の高調波成分の符号が異なるｘ１(t,m]とｘ２(t,m]とが用いられる。つまり、本装置における音波歪み測定法ではｘ１(t,m]とｘ２(t,m]との間で偶数倍の高調波成分の差を確保することが求められる。そこで、本装置では、一般的な超音波振動子に対して、偶数倍の高調波成分の強度を高める駆動を行う。
【０１１７】
図１０は、本駆動方法を説明するための模式図である。図１０は、奇数倍の高調波に対して共振特性を有する超音波振動子のパワースペクトルを示す図であり、横軸が振動周波数、縦軸が超音波振動子から出力される超音波のパワーである。このパワースペクトルは、超音波振動子の共振周波数ｆr及びその奇数倍の周波数にて極大点を有し、一方、偶数倍の周波数にて極小となる。送信部１０は、超音波振動子の共振周波数ｆrから少しずれた周波数を基本周波数とする波形で超音波振動子を電力駆動する。例えば、（５）式で表される入力音波を送信する場合には、基本周波数ｆを共振周波数ｆrからずらして設定する。図１０には、ｆをｆrより少し大きめに設定した場合を示している。この図から理解されるように、共振周波数ｆrからずれた基本周波数ｆとすると、その偶数倍の高調波２ｆ，４ｆ，…を極小点となる２ｆr，４ｆr，…からずらすことができる。これにより、基本周波数ｆでの超音波強度は共振周波数ｆrでの値より幾分低下するが、その一方で、偶数倍の高調波２ｆ，４ｆ，…での超音波強度は極小ではなくなり、増大させることができる。
【０１１８】
上述の駆動方法に関して行った実験について次に述べる。実験の概要は、寒天内において１００ｍｍ離れた場所に超音波送波子（ｆr＝１[ＭＨｚ]）と受波子とを正対させ、この超音波振動子を、基本周波数ｆを変えた（５）式で電力駆動し、（１１）式に示す基礎歪み度γ(tｑ｜t０)を測定するという内容である。ただし、tｑは送受波子間距離１００ｍｍに相当する時間である。図１１は、本実験結果を示すグラフであり、横軸が基本周波数ｆの設定値、縦軸が基礎歪み度γである。この実験では，基本周波数ｆを１．３ＭＨｚとした場合に、最も基礎歪み度が大きくなり、このことはｆが１．３ＭＨｚの場合に偶数倍の高調波の強度が大きかったことを示していると解し得る。
【０１１９】
ｆのｆrからのずれ量を大きくすると、基本周波数ｆでの超音波強度が低下することなどから、ｆは超音波振動子の共振の中心周波数の半値幅程度の範囲内で設定することが好適である。
【０１２０】
この実験では、送受波子をそれぞれ別に用意したが、一般的な超音波計測では反射を利用するため送受波子は兼用となる場合が多い。ここでは、送波超音波の基本周波数のみを問題にしたが、共振周波数とは異なる基本周波数とその高調波からなる超音波を受波する場合も同様であり、ずれていれば偶数倍の高調波に対してもある程度の受波感度が期待される。このため、送受波子を共通とする場合においても、共振周波数をずらした超音波振動子の駆動は有効である。
【０１２１】
（基礎歪み度の特徴及び媒質の性状評価への利用）
上述した基礎歪み度の特徴について説明する。図１２は、水中に設置した反射体からの反射波を用いて測定した基礎歪み度γ(tｑ｜t０)を示すグラフである。横軸は、送受波子と反射体との距離であり、縦軸が基礎歪み度γである。なお、送波波形の基本周波数ｆは１．３ＭＨｚである。媒質中の超音波伝播は、媒質の非線形性による新たな高調波の発生と、線形性による高調波の減衰との競合作用であり、本実験では距離１２０ｍｍまでは非線形性が線形性に勝っていることが示唆される。図１２内にインセットとして示したグラフは距離１２０ｍｍまでの基礎歪み度γの対数表示である。このグラフより、基礎歪み度γは、対数表示ではほぼ直線上に乗っていることが読み取れる。このため、非線形性が勝っている区間において均質な媒質であれば、基礎歪み度γはほぼ指数関数的に増加することがわかる。
【０１２２】
既に述べたように、基礎歪み度γは、任意の２点であるｐ点とｑ点との間(時刻に換算してｔ＝tｐ，tｑ)の非線形歪み度を量るパラメータであり、例えば、任意の点の周波数重みを用いて、異なる点での反射波に含まれる非線形成分を定量化することができる。なお、送波子１４の位置での反射波は送波波形に等しいとすればよい。
【０１２３】
さて、この基礎歪み度γに基づき、媒質の性状を反映した特徴量となる歪み度ｇを定義することができる。図１２に示したように、均質な媒質中においては、基礎歪み度γはほぼ指数関数的に増加する。このことから、均質な範囲内での基礎歪み度γは、
γ(t｜tｐ)＝ａｂｔ    …（１２）
と表すことができる。ここで、ａ，ｂは正定数であり、ｔ＞ｔｐとする。上述のように、均質な媒質中では基礎歪み度γの対数が直線的に変化する。言い換えれば、媒質の性状が変われば、傾きが変わり同じ直線に乗らなくなる。よって、この対数表示における傾き（logｂ）を、媒質の性状を表す特徴量と定義することができ、ここではこれを歪み度ｇとする。すなわち、
ｇ＝logｂ           …（１３）
とする。点ｑ，ｒ（時刻に換算してｔ＝tｑ，tｒ、ここでtｐ＜tｑ＜tｒとする）の間が均質な媒質である場合、点ｑ，ｒに関する基礎歪み度γ(tｑ｜tｐ)，γ(tｒ｜tｐ)は（１２）式に従って表される。これら点ｑ，ｒに関する基礎歪み度γ(tｑ｜tｐ)，γ(tｒ｜tｐ)を用いて、点ｑ，ｒの間の媒質の歪み度ｇを次式により求めることができる。
ｇ＝log｛γ(tｒ｜tｐ)/γ(tｑ｜tｐ)｝／（tｒ−tｑ）  …（１４）
【０１２４】
図１３は、歪み度ｇの実測に用いた媒質の構造を示す模式的な断面図である。この媒質は、ゆで玉子を寒天の中に固定したものであり、ゆで玉子の白身３０の外側に寒天３２があり、白身３０の内側には黄身３４がある。送波子１４及び受波子１６は寒天３２に接して配置され、黄身３４を通る伝播経路上でのエコーを計測した。図１４は、その計測結果のエコー強度を表すグラフであり、横軸が送波子１４から反射点までの距離であり、縦軸がエコー強度である。図１４には、寒天３２から白身３０への境界Ｐ１(１１ｍｍ付近)、白身３０から黄身３４への境界Ｐ２(２５ｍｍ付近)、黄身３４から白身３０への境界Ｐ３(５８ｍｍ付近)、白身３０から寒天３２への境界Ｐ４(６３ｍｍ付近)にエコー強度のピークが現れている。
【０１２５】
図１５は、点Ｐ１〜Ｐ４での基礎歪み度γをプロットしたグラフであり、横軸が距離、縦軸が基礎歪み度γである。図１６は、点Ｐ１〜Ｐ４の各区間において（１４）式により求めた歪み度ｇを示したグラフである。図１６の縦軸は歪み度ｇであり、右方向へ順番に、送波子１４から見て前方の白身３０（区間Ｐ１Ｐ２）の歪み度ｇ、黄身３４（区間Ｐ２Ｐ３）の歪み度ｇ、後方の白身３０（区間Ｐ３Ｐ４）の歪み度ｇが示されている。白身３０部分は歪み度ｇが正であり、非線形歪みを発生させやすく、逆に黄身３４部分は歪み度ｇが負であり、非線形歪みを抑制する作用が計測されている。つまり、白身３０は非線形性が線形性に勝っており、黄身３４はその逆となっている。また、同じ個体の玉子をゆでてゆで玉子を作成したため，白身は前後半ともほぼ同じ組織性状であると考えられ、実際、これらの歪み度ｇは比較的近い値となっていることが読み取れる。
【図面の簡単な説明】
【０１２６】
【図１】本実施形態の音波歪み測定装置の概略のブロック構成図である。
【図２】入力音波ｘ１(t)、ｘ２(t)の波形の一例を示す模式図である。
【図３】ｔ＝０に対応する位相系列ｘ１(0,m]及びｘ２(0,m]を示す模式図である。
【図４】透過波計測の実験により得た出力音波の波形を表す模式図である。
【図５】透過波計測の実験により得た出力音波の位相系列に基づく波形を表す模式図である。
【図６】透過波計測の実験により得た２種類の出力音波に基づく両位相系列の間に生じる差波形を示す模式図である。
【図７】反射波計測の実験により得た出力音波の波形を表す模式図である。
【図８】反射波計測の実験により得た出力音波の位相系列に基づく波形を表す模式図である。
【図９】反射波計測の実験により得た２種類の出力音波に基づく両位相系列の間に生じる差波形を示す模式図である。
【図１０】本装置における超音波振動子の駆動方法を説明するための模式図である。
【図１１】本装置における超音波振動子の駆動方法についての実験結果を示すグラフである。
【図１２】水中に設置した反射体からの反射波を用いて測定した基礎歪み度γを示すグラフである。
【図１３】歪み度ｇの実測に用いた媒質の構造を示す模式的な断面図である。
【図１４】図１３の媒質を用いたエコー強度の計測結果を示すグラフである。
【図１５】図１３の境界点Ｐ１〜Ｐ４での基礎歪み度γをプロットしたグラフである。
【図１６】点Ｐ１〜Ｐ４の各区間における歪み度ｇを示したグラフである。
【符号の説明】
【０１２７】
１０  送信部、１２  受信部、１４  送波子、１６  受波子、１８  信号処理部、２０  制御部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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