(57)【要約】【課題】電動機の電圧を複雑高価な主回路電圧の検出回路を用いることなく、高速高精度に検出し、その検出電圧に基づいて電動機を制御する。【解決手段】電流追従型ＰＷＭ制御手段３２からのＰＷＭ信号またはインバータ３の全アームのゲート信号をもとにインバータの３相出力電圧状態を得、電動機４の回転磁束の位置信号θ０をもとにＵＶＷ相軸の３相固定子静止座標変換手段３１から磁束とともに回転するｄｑ軸座標におけるインバータ出力電圧Ｖｄ，Ｖｑを求め、これに基づいて電動機４を制御する電動機の制御装置２１である。３相出力電圧状態を得るために波形を一時的に所定量メモリに格納し、所定量ごとに発生する割込み信号でタイミングをとってマイクロコンピュータが座標変換などのＶｄ，Ｖｑを求めるソフト処理を行なう。【選択図】  図１
2008220069.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力変換装置から電動機に供給される交流電流の瞬時値を検出する電流検出手段と、
この電流検出手段により検出された交流電流瞬時値を前記電動機の回転磁束の角周波数により回転する座標量に変換することにより、この磁束に同相の励磁電流とこの磁束に直交するトルク電流とに変換する電流用座標変換手段と、
これら励磁分とトルク分の電流検出値と電圧指令値とから回転磁束の位置と回転速度を演算し出力するセンサレス回転検出手段と、
この回転速度演算値とすべり周波数指令値との偏差である回転速度検出値と、回転速度指令値との偏差である速度偏差に基づいてトルク指令値を演算しトルク指令信号として出力する速度制御手段と、
このトルク指令信号と磁束指令信号とに基づいてトルク分電流指令値、磁束分電流指令値およびすべり周波数指令値を演算し出力するベクトル制御手段と、
このトルク分電流指令値と磁束分電流指令値を前記回転磁束の位置に基づいて３相固定子静止座標上の座標量に変換して電流指令信号として出力する静止座標変換手段と、
この静止座標変換手段からの電流指令信号と、前記電流検出手段からの電流検出値との偏差に基づいてＰＷＭ信号を生成し前記電力変換装置に供給する電流追従型ＰＷＭ制御手段と、
このＰＷＭ信号に基づいて前記電動機の出力電圧を演算し電圧検出信号として出力する電圧検出手段と、
この電圧検出手段からの電圧検出信号を前記回転磁束の座標量に変換することにより、磁束分とトルク分の電圧指令値に変換して前記センサレス回転検出手段に与える電圧用座標変換手段と、
を具備していることを特徴とする電動機の制御装置。
【請求項２】
前記電圧検出手段は、前記電流追従型ＰＷＭ制御手段からのＰＷＭ信号の波形を一時的に所定量記憶するメモリーを備え、
前記電圧用座標変換手段は、前記メモリーからの前記ＰＷＭ信号波形の所定量の読出し毎に発生する割込み信号のタイミングにより前記磁束分とトルク分の電圧指令値を演算するように構成されていることを特徴とする請求項１記載の電動機の制御装置。
【請求項３】
前記電力変換装置であるインバータの上下アームのゲート信号を受ける入力部と、前記電動機電流の極性を検出するコンパレータと、を有し、前記上下アームのゲート信号が共にオフのデッドタイム中は電動機電流の極性から出力電圧の極性を判定し、デッドタイム中の出力電圧を補正する出力電圧補正手段を具備していることを特徴とする請求項１または２記載の電動機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は誘起電圧検出型のセンサレス方式における電動機の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から回転センサ無しで電動機の高性能ドライブを実現する制御方式として誘起電圧検出型のセンサレス方式が用いられている。最近は永久磁石電動機のセンサレスドライブ、特に低回転数での回転検出の高性能化の開発が盛んに行なわれているが、高回転数では従来からの誘起電圧検出型のセンサレス方式に切り換えるのが一般的である。
【０００３】
この誘起電圧検出型センサレスドライブ方式（例えば、特許文献１参照）は、一般に誘導機ドライブに適用されるが、誘起電圧検出型の基本原理は、永久磁石電動機など他の電動機にも適用することができる。
【０００４】
すなわち、電動機のトルク（フレミングトルク）は、磁束と、磁束に直交した方向に流れる電流との積で発生する。このために、電流の磁束に平行な成分と直交する成分とを、それぞれ独立に制御することにより電動機を制御できる。つまり、電流の磁束に平行な成分により磁束だけを制御でき、電流の磁束に直交する成分によりトルクだけを制御でき、高性能ドライブを実現できる。このためには磁束の位置情報が必要である。
【０００５】
誘起電圧型センサレスは電動機端子電圧に含まれる誘起電圧が、回転磁束から９０度位相が進んでいることを利用する。また、電動機の端子電圧には電流によるインピーダンスドロップも含まれているから、電流検出値を用いてインピーダンスドロップを計算し減算して、誘起電圧を求める。インピーダンスの概略値は設計値から、より正確には事前の測定で知ることができる。
【０００６】
誘起電圧が磁束より９０度位相が進んでいるので、磁束と同位相の誘起電圧成分は０である。これを利用して誘起電圧の角度から９０度遅れた角度を検出し磁束方向とする。
【０００７】
これを実現するためには電動機電圧の検出が必要だが、主回路から電動機電圧を検出すると複雑・高価なので、上記特許文献１の第２図のように、制御回路内に存在する電圧指令値を検出値に代用することが行なわれている。
【０００８】
図１０はこの種の従来の電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。この電動機の制御装置は、直流電源１、平滑コンデンサ２、直流電力を３相交流電力に変換する電力変換装置であるインバータ３、誘導電動機４の電動機電流を検出するためのホールＣＴ５Ｕ，５Ｖ，５Ｗを具備している。
【０００９】
また、この電動機の制御装置は、誘導電動機４の回転速度の指令値ωｒ＊と速度検出値ωｒとの差である速度偏差（ωｒ＊−ωｒ）を出力する減算器６、この速度偏差（ωｒ＊−ωｒ）を増幅し、トルク指令Ｔ＊として出力する速度制御手段７、トルク指令Ｔ＊と磁束指令Φ２＊とからトルク分電流指令値ｉｑ＊、磁束分電流指令値ｉｄ＊、すべり周波数指令値ωｓ＊を演算し出力するベクトル制御手段８を具備している。
【００１０】
さらに、ホールＣＴ５Ｕ，５Ｖ，５Ｗで検出された電流値に比例した電圧の電流検出信号ｉＵ，ｉＶ，ｉＷを出力する電流検出手段９、電流検出信号を誘導電動機４の磁束の回転角度θ０に基づいてＵＶＷ座標上の座標量ｉＵ，ｉＶ，ｉＷから磁束と同時に回転するｄｑ座標上の座標量ｉｄ，ｉｑに変換する座標変換手段１０ｉ、電流指令信号ｉｄ＊，ｉｑ＊と電流検出信号ｉｄ，ｉｑとの差を取る減算器１０ｉ、電流検出信号ｉｄ，ｉｑが電流基準信号ｉｄ＊，ｉｑ＊に追従するよう偏差を増幅して電圧指令ｖｄ＊，ｖｑ＊を出力する電流制御手段１２、誘導電動機４の磁束の回転角度θ０に基づいて電圧指令をｄｑ座標上の量ｖｄ＊，ｖｑ＊からＵＶＷ座標上の量ｖＵ＊，ｖＶ＊，ｖＷ＊に変換する座標変換手段１３、電圧指令ｖＵ＊，ｖＶ＊，ｖＷ＊に基づいて、インバータ３を構成するスイッチング素子をオンオフするＰＷＭ信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ，Ｓｘ，Ｓｙ，Ｓｚを出力する三角波比較ＰＷＭ制御回路１４を具備している。
【００１１】
なお、符号１５は電圧指令値ｖｄ＊，ｖｑ＊と電流検出値ｉｄ，ｉｑとから誘導電動機４の回転磁束の位置θ０を推定演算し、その回転磁束の位置θ０と回転周波数ωｏを出力するセンサレス回転検出手段である。
【００１２】
１６はセンサレス回転検出部１５が出力する回転磁束の回転周波数ωｏからベクトル制御器８の出力するすべり周波数指令値ωｓ＊を減算（ωｏ−ωｓ）して誘導電動機４の回転周波数（回転速度）ωｒを出力する減算器である。
【００１３】
現在、この電動機の制御装置の制御部はマイコン化されているので、電流検出回路９の出力ｉＵ，ｉＶ，ｉＷを図１０では図示省略しているＡＤ変換器でデジタル量に変換してマイコンに取り込み、デジタル演算で得た電圧指令値ｖＵ＊，ｖＶ＊，ｖＷ＊をハードウエアで実現される三角波ＰＷＭ制御回路１４に出力する構成となる。
【特許文献１】特許第３１２４０１９号公報
【特許文献２】特許第３２６７５２４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
ところで、上記電動機の制御装置の制御構成はマイコン制御で実現される。マイコン制御では、制御系をいくつかの割込レベルに分けて処理する。ＰＷＭ制御をハードウエア処理するのは、最も高速性が必要であり、マイコン制御では間に合わないからである。すなわち、電流制御は速度制御のマイナループで電流応答として数ｍｓｅｃが要求されるので、数十μｓｅｃから数百μｓｅｃ程度の周期の割込を用いる。速度制御応答は数十ｍｓｅｃ以上なので、１ｍｓｅｃ〜数ｍｓｅｃ程度の割込で十分である。
【００１５】
しかし、センサレス回転検出手段１５に問題がある。すなわち、電流制御も、速度制御も検出した回転角、回転速度に基づいて行なわれるから、センサレス回転検出手段１５の性能が落ちると、速度変化の許容値が低くなり、必要な速度応答を実現できなくなって、脱調し易くなる、など装置の性能に直接関係する。
【００１６】
したがって、本来、センサレス制御は最も高速に行うことが望まれる。しかし、上記電動機の制御装置の場合、電圧指令ｖｄ＊，ｖｑ＊の値が更新されるのは電流制御割込だから、それより短い周期で行なってもあまり意味がない。そこで、センサレス制御は電流制御割込の中で処理するのが一般的と考えられる。次に、この場合の問題点を考える。
【００１７】
まず、インバータ３の変調周波数が低い場合の性能が問題である。インバータ出力電圧は変調周波数に関係したＰＷＭ波形であり、電動機電流にも変調周波数に関係した電流リップルが含まれる。電流・電圧検出に含まれる変調周波数成分が制御に悪影響を及ぼすのを避けるため、電流を三角波に同期したタイミングで検出し、制御することが行なわれている。電圧も三角波に同期して制御する。変調周波数が低い場合には、センサレス制御もそれに応じて遅くなってしまう。スイッチング損失が大きいため低変調周波数で運転する大電力のインバータでは、センサレス制御で高性能を得ることができないことになる。
【００１８】
一方、変調周波数を高くすればセンサレス制御性能が上がるかというとこれにも限界がある。
【００１９】
すなわち、変調周波数を高くするためには、電流制御割込周期を短くせねばならない。しかし、マイコン処理には時間がかかる。このために、ある程度以上に変調周波数を上げる場合には、電流制御割込では電流制御だけしか処理しないことにして、割込周期を短くする。これによって変調周波数を上げることが可能となる。しかし電流制御割込から外されたセンサレス制御はより遅い周期の速度制御用割込などで処理せざるをえないので、センサレス制御性能は落ちてしまう。
【００２０】
上記電動機の制御装置では、電圧指令ｖｄ＊，ｖｑ＊の挙動が電流制御の調整で変わるので、センサレス制御と電流制御の調整が相互に関係し、調整に手間がかかるという問題もある。すなわち、三角波比較ＰＷＭではデッドタイム補償という処理が行なわれる。デッドタイムはインバータの同一相の上下アームの素子の短絡故障を防ぐために持たせるスイッチング素子のオンの遅延時間のことである。デッドタイムにより素子が上下アームともオフとなる時間ができ、この間の出力電圧はインバータ出力電流がどちらのアームを流れているかによって変わってしまう。
【００２１】
これを考慮して電圧指令ｖｄ＊，ｖｑ＊とインバータ出力電圧ｖｄ，ｖｑとの直線性を保たせるために行なうのがデッドタイム補償である。この補償が最適に行なわれているかどうかもセンサレス制御性能に関係する。
【００２２】
インバータ３をＰＷＭ制御、電流制御する方式には、上記電動機の制御装置の方式とは全く異なる、例えば、特許文献２記載の発明のような制御方式がある。電流指令値と電流検出値とを突き合わせ、その大小関係から電流検出値が電流指令値に追従するようなＰＷＭ信号を直接発生させて、インバータ３を制御する方式である。このような電流追従型の制御方式にはｄｑ軸電流制御器が存在せず、したがって電圧指令ｖｄ＊，ｖｑ＊も存在しないので、上記電動機の制御装置の構成のセンサレス制御は不可能である。
【００２３】
本発明はこのような事情を考慮してなされたもので、その目的は、電動機の電圧を複雑高価な主回路電圧の検出回路を用いることなく、高速高精度に検出し、その検出電圧に基づいて電動機を制御することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
本発明に係る電動機の制御装置は、電力変換装置から電動機に供給される交流電流の瞬時値を検出する電流検出手段と、この電流検出手段により検出された交流電流瞬時値を前記電動機の回転磁束の角周波数により回転する座標量に変換することにより、この磁束に同相の励磁電流とこの磁束に直交するトルク電流とに変換する電流用座標変換手段と、これら励磁分とトルク分の電流検出値と電圧指令値とから回転磁束の位置と回転速度を演算し出力するセンサレス回転検出手段と、この回転速度演算値とすべり周波数指令値との偏差である回転速度検出値と、回転速度指令値との偏差である速度偏差に基づいてトルク指令値を演算しトルク指令信号として出力する速度制御手段と、このトルク指令信号と磁束指令信号とに基づいてトルク分電流指令値、磁束分電流指令値およびすべり周波数指令値を演算し出力するベクトル制御手段と、このトルク分電流指令値と磁束分電流指令値を前記回転磁束の位置に基づいて３相固定子静止座標上の座標量に変換して電流指令信号として出力する静止座標変換手段と、この静止座標変換手段からの電流指令信号と、前記電流検出手段からの電流検出値との偏差に基づいてＰＷＭ信号を生成し前記電力変換装置に供給する電流追従型ＰＷＭ制御手段と、このＰＷＭ信号に基づいて前記電動機の出力電圧を演算し電圧検出信号として出力する電圧検出手段と、この電圧検出手段からの電圧検出信号を前記回転磁束の座標量に変換することにより、磁束分とトルク分の電圧指令値に変換して前記センサレス回転検出手段に与える電圧用座標変換手段と、を具備していることを特徴とする電動機の制御装置である。
【発明の効果】
【００２５】
本発明によれば、電動機の電圧を、複雑高価な主回路電圧の検出回路を使用せずに高速高精度に求めることができ、このために、この検出電圧に基づいて電動機を制御することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
以下、本発明の実施形態を添付図面に基づいて説明する。なお、複数の添付図面中、同一または相当部分には同一符号を付している。
【００２７】
（第１の実施形態）
図１は本発明の第１の実施形態に係る電動機の制御装置２１の全体構成を示すブロック図である。
【００２８】
この図１に示すように、電動機の制御装置２１は、図１０で示す従来の電動機の制御装置と同様に、直流電源１、平滑コンデンサ２、直流電源１からの直流電力を３相交流電力に変換する電力変換装置の一例であるインバータ３、誘導電動機４、この電動機４の各相Ｕ，Ｖ，Ｗの電動機電流を検出するためのホールＣＴ５Ｕ，５Ｖ，５Ｗを具備している。
【００２９】
そして、電動機の制御装置２１は、電流検出手段２２、電流用座標変換手段２３、電圧用座標変換手段２４、センサレス回転検出手段２５、減算手段２６，２７，２８Ｕ，２８Ｖ，２８Ｗ、速度制御手段２９、ベクトル制御手段３０、静止座標変換手段３１、電流追従型ＰＷＭ制御手段３２、電圧検出手段３３を具備している。これら各手段２２〜３３は、その一部または全部の機能が例えばマイクロプロセッサ（マイクロコンピュータ）により実現されるように構成されてもよく、または電子回路等のハードウエアにより構成されてもよい。
【００３０】
電流検出手段２２は、３相のホールＣＴ５Ｕ，５Ｖ，５Ｗにより検出された誘導電動機４の３相Ｕ，Ｖ，Ｗの各電流（瞬時値）を受けて、これらを電流値に比例した電圧値に変換し、これを電流検出信号ｉＵ，ｉＶ，ｉＷとして、減算器２８Ｕ，２８Ｖ，２８Ｗと電流用座標変換手段２３にそれぞれ与える。
【００３１】
電流用座標変換手段２３はこれら電圧の電流検出信号ｉＵ，ｉＶ，ｉＷを、センサレス回転検出手段２５からの誘導電動機４の回転磁束の回転角度θ０に基づいてＵＶＷ座標量ｉＵ，ｉＶ，ｉＷから回転磁束と同時に回転するｄｑ軸座標上の座標量ｉｄ，ｉｑに変換し、これら磁束に同相の励磁電流Ｉｄと、この磁束に直交するトルク電流信号Ｉｑを励磁電流信号Ｉｄ，トルク電流信号Ｉｑとしてセンサレス回転検出手段２５に与える。
【００３２】
一方、電圧用座標変換手段２４は、後述する電圧検出手段３３からの３相の電圧検出信号ＶＵ，ＶＶ，ＶＷを回転磁束の回転角度θ０に基づいてｄｑ軸座標上の座標量Ｖｄ，Ｖｑに変換し、これら磁束電圧Ｖｄ、トルク電圧Ｖｑをそれぞれ励磁電圧指令信号Ｖｄ＊、トルク電圧指令信号Ｖｑ＊としてセンサレス回路検出手段２５に与える。
【００３３】
センサレス回転検出手段２５は、これら励磁電流信号Ｉｄ、トルク電流信号Ｉｑ、励磁電圧指令信号Ｖｄ＊、トルク電圧指令信号Ｖ＊ｑと、インピーダンスやインダクタンス等のモータ定数を使用してモータ等価回路方程式から回転磁束の位置（回転角度）θ０と回転周波数ω０を推定演算し、回転角度θ０を電流用座標変換手段２３、電圧用座標変換手段２４、静止座標変換手段３１にそれぞれ与える一方、回転周波数ω０を減算器２６に与える。
【００３４】
減算器２６は、センサレス回転検出手段２５からの磁束の回転周波数ω０から、ベクトル制御手段３０からのすべり周波数数指令値ωｓを減算（ω０−ωｓ＊）して電動機４の回転周波数（回転速度）ωｒを求め、これを速度検出値として次段の減算器２７に与える。
【００３５】
この減算器２７は、この回転速度検出値ωｒと回転速度の指令値ωｒ＊との差（ωｒ＊−ωｒ）を演算し、この差を速度偏差として速度制御手段２９に与える。
【００３６】
速度制御手段２９はこの速度偏差を増幅してトルク指令Ｔ＊として出力し、ベクトル制御手段３０に与える。
【００３７】
ベクトル制御手段３０は、このトルク指令Ｔ＊と磁束指令φ２＊とからトルク分電流指令値ｉｑ＊、磁束分電流指令値ｉｄ＊、すべり周波数指令値ωｓ＊をそれぞれ演算し、トルク分電流指令値ｉｑ＊、磁束分電流指令値ｉｄ＊を静止座標変換手段３１に与え、すべり周波数指令値ωｓ＊を前記減算器２６に与える。減算器２６は前述したようにセンサレス回転検出手段２５からの磁束の回転周波数ω０から、ベクトル制御手段３０からのすべり周波数指令値ωｓ＊を減算する。
【００３８】
一方、静止座標変換手段３１はこれらトルク分電流指令値ｉｑ＊、磁束分電流指令値ｉｄ＊を、センサレス回転検出手段２５からの回転磁束の位置（回転角度）θ０に基づいて、３相固定子静止座標上の座標量ｉＵ＊，ｉＶ＊，ｉＷ＊に変換し、これらを３相の電流基準値として３相減算器２８Ｕ，２８Ｖ，２８Ｗに与える。
【００３９】
これら減算器２８Ｕ，２８Ｖ，２８Ｗは、これら３相の電流基準値ｉＵ＊，ｉＶ＊，ｉＷ＊と、電流検出手段２２からの３相の電流検出値ｉＵ，ｉＶ，ｉＷとの偏差（ΔｉＵ＝ｉＵ＊−ｉＵ，ΔｉＶ＝ｉＶ＊−ｉＶ，ΔｉＷ＝ｉＷ＊−ｉＷ）を算出し、これら電流偏差（ΔｉＵ，ΔｉＶ，ΔｉＷ）を電流追従型ＰＷＭ制御手段３２に与える。
【００４０】
電流追従型ＰＷＭ制御手段３２は、これら電流偏差ΔｉＵ，ΔｉＶ，ΔｉＷからＰＷＭ信号を生成してインバータ３と電圧検出手段３３に与える。
【００４１】
電圧検出手段３３は電流追従型ＰＷＭ制御手段３２からＰＷＭ信号に基づいて誘導電動機４の出力電圧を演算し、これらを電圧検出信号ＶＵ，ＶＶ，ＶＷとして前記電圧用座標変換手段２４に与え、前述したように、ｄｑ軸座標上の座標量Ｖｄ，Ｖｑに変換させる。
【００４２】
図２はこの電圧検出手段３３の構成の一例を示すブロック図である。この電圧検出手段３３は、電流追従型ＰＷＭ制御手段３２からの３相Ｕ，Ｖ，ＷのＰＷＭ信号（ａ），（ｂ），（ｃ）の入力をそれぞれ受けるカウントイネーブル機能とカウント値クリア機能をそれぞれ有するカウンタ３４Ｕ，３４Ｖ，３４Ｗ、ラッチ回路３５Ｕ，３５Ｖ，３５Ｗ、誘導電動機４の制御全体を行なうマイクロコンピュータ（以下、マイコンという）３６、このマイコン３６と、カウンタ３４Ｕ，３４Ｖ，３４Ｗおよびラッチ回路３５Ｕ，３５Ｖ，３５Ｗと、の間の動作協調をとるためのタイミング信号を発生するシーケンサ３７を具備している。
【００４３】
図３はこの電圧検出手段３３の作用を説明するためのタイミングチャートである。次に、この電圧検出手段３３の作用を説明する。図３中、（ａ）〜（ｊ）は図２中の各種信号（ａ）〜（ｊ）と同一の信号を示している。すなわち、カウンタ３４Ｕ〜３４Ｗのカウントイネーブル端子ＥＮには図１の電流追従型ＰＷＭ制御手段３２が出力する３相のＰＷＭ信号ＵＰＷＭ，ＶＰＷＭ，ＷＰＷＭが入力される。これらの信号は図３の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）では実線で示されている。
【００４４】
各カウンタ３４Ｕ〜３４Ｗにはシーケンサ３７からクロックパルス（ｄ）が与えられるので、カウントイネーブル端子ＥＮに与えられているそれぞれのＰＷＭ信号が”１”の期間にクロックパルスが入るとカウントアップする。
【００４５】
シーケンサ３７はクロックパルス（ｄ）の、例えば８個に１個の割合で、かつクロックパルスとは少しずれたタイミングでパルス（ｅ）を出力する。このパルス（ｅ）は各カウンタ３４Ｕ〜３４Ｗのクリア端子と、各ラッチ回路３５Ｕ〜３５Ｗのラッチタイミング信号として与えられる。これにより、カウンタ３４Ｕは（ａ）の信号が”１”の期間でクロックパルス（ｄ）をカウントし、クリアパルス（ｅ）でクリアされるので、カウント値は（ｆ）のように変化して、例えば（ａ）で示した数値６／８のときは６まで、５／８のときは５までカウントする。ラッチ回路３５Ｕ〜３５Ｗには（ｅ）がラッチタイミング信号として与えられているのでカウンタ３４Ｕ〜３４Ｗのカウント値がクリアされる直前の値をラッチする。ラッチ回路３５Ｕ〜３５Ｗは（ｇ），（ｈ），（ｊ）に示すように次にラッチタイミング信号が与えられるまで値を保持する。ラッチタイミング信号はマイコン３６に割込み信号として与えられている。これによりマイコン３７は割込がかかるごとにラッチ回路３５Ｕ〜３５Ｗの値を読み取ることにより、カウンタ３４Ｕ〜３４Ｗで計数した値を得ることができる。
【００４６】
ここで図２の構成からカウンタ３４Ｕ〜３４Ｗは０〜８の値を出力する。この０〜８の値はラッチタイミング間隔８に対するＰＷＭ信号のデューティが０／８〜８／８であることを示している。
【００４７】
図３は図示の簡単化のために、ＰＷＭ信号の周波数に対するクロックパルスの周波数の比率を例えば２０倍程度で示している。しかし、実際にはＰＷＭの周波数が数ｋＨｚであるのに対し、クロックパルス周波数はＭＨｚ単位となる。このために、シーケンサ３７が出力するクロックパルス周波数は例えば１ＭＨｚとする。このときクロックパルス間隔は１マイクロｓｅｃ、ラッチタイミング間隔は８マイクロｓｅｃである。これに対し、変調周波数が１ｋＨｚであればＰＷＭ信号は１ｍｓｅｃ間に１パルスしか含まれない。したがって図３のカウント値（ｇ），（ｈ），（ｊ）の値はほとんどの場合０または８であり、１〜７の値を示すのはＰＷＭ信号が変化する１ｍｓｅｃ間に２回だけであり、マイコン３６には８マイクロｓｅｃ毎に割込がかかり、図４のフローチャートで示す信号処理を行なう。
【００４８】
すなわち、マイコン３６は、スタート後、ステップ１でラッチ回路３５Ｕ〜３５Ｗが出力するカウント値（ｇ），（ｈ），（ｊ）を読み取る。
【００４９】
ステップ２では、これらカウント値（ｇ），（ｈ），（ｊ）を電圧値に変換する。ＰＷＭ信号が”１”のときはインバータ３の正側アームをオンさせるので、出力電圧は正、ＰＷＭ信号が”０”のときは出力電圧は負である。したがって電圧にするため、カウント値に符号をつける。具体的には例えば、カウント値８なら電圧値を＋８００、カウント値０を−８００とし、カウント値（ｇ），（ｈ），（ｉ）のきざみ１を電圧値としてはきざみ２００で扱うことにする。ここで得られた電圧検出値をＶｕ，Ｖｖ，Ｖｗとする。
【００５０】
次のステップ３では、電圧用座標変換手段２４により、センサレス回転検出手段２５により得られた磁束の角度θｏに基づき電圧検出手段３３からの電圧検出信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗをｄｑ軸座標上の量Ｖｄ，Ｖｑに変換する。
【００５１】
そして、ステップ４では、これら電圧検出値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを積算して電圧検出積算値Ｖｄｓｕｍ，Ｖｑｓｕｍを求める。これにより、電圧検出の割込みプログラムを終了する。
【００５２】
なお、マイコン３６により、センサレス演算を行なう割込みプログラムは、電圧検出よりも割り込み間隔を長く取る。電流追従型のＰＷＭ制御をハードウエアで行なえば電流制御割込が不要となるので、センサレス演算を行なうプログラムの割込周期を従来よりも短くすることができる。センサレス演算割込では、電圧検出積算値Ｖｄｓｕｍ，Ｖｑｓｕｍを読み取り、センサレス演算用電圧検出値ｖｄ＊，ｖｑ＊として、次回のために積算用レジスタＶｄｓｕｍ，Ｖｑｓｕｍをゼロクリアしておく。
【００５３】
以上により、ｄｑ軸電流制御と三角波比較ＰＷＭ制御の組合せ方式により、電流制御回路の出力として得られていたｖｄ＊，ｖｑ＊を電流追従型ＰＷＭ制手段３２の出力信号から得ることができる。これにより、電流追従型ＰＷＭ制御手段３２を用いた電動機の制御装置２１が実現可能となる。
【００５４】
したがって、この第１の実施形態によれば、従来は電流制御回路の出力として得られる電圧基準を基にしてセンサレス演算を行なっていたので、電流追従型ＰＷＭ制御を用いたセンサレス制御はできなかったが、本実施形態により、電流追従型ＰＷＭ制御を用いたセンサレス制御が可能になった。
【００５５】
また、電流追従型ＰＷＭ制御手段３２は、その電流制御手段をハード化できるので、従来電流制御に要していたマイコン３６の処理時間を他の処理に利用することができる。例えば、その処理時間をセンサレス回転検出の演算処理時間に当てれば、このセンサレス回転検出の演算周期を短縮できる。また、変調周波数を高くしたとき、センサレス演算を遅くしなければならないという従来の制限がなくなる。このために、電流追従型ＰＷＭの高速電流応答と相俟ってセンサレス回転検出手段２５の応答速度を上げることができ、脱調しにくいセンサレスドライブを実現できる。センサレスドライブはセンサ付きのドライブに比べ応答速度が遅いことが短所の一つであるが、本実施形態により応答速度が高速になり、センサ付きドライブとの差が縮まれば、安価なセンサレスドライブの用途が広がる。
【００５６】
そして、従来の比例積分型の電流制御と、三角波比較ＰＷＭとの組合せによるシステムでは、デッドタイム補償の調整、電流制御の比例・積分のゲインの調整が必要だった。さらに、デッドタイム補償が適正になされなければ電圧基準と出力電圧との間の直線性が悪くなり、電流制御応答が低いと、センサレス制御系の安定性に影響を与えるので、センサレス制御をさらに遅くする必要がある、などの調整が相互に関係しているため、要求性能を出せなければデッドタイム補償や電流制御の調整に後戻りすることがあった。
【００５７】
しかし、本実施形態の電流追従型ＰＷＭ制御では、デッドタイム補償の必要がなく、電流制御のゲイン調整も必要でなく、それでいて電流応答は圧倒的に速くセンサレス制御系に干渉することがないので、センサレス制御の調整だけを行なえばよくなり、センサレスドライブシステムの価格低減、納期短縮などにつながる。
【００５８】
なお、前記第１の実施形態では、図２のようにカウンタ３４Ｕ〜３４Ｗとラッチ回路３５Ｕ〜３５Ｗを用いてハード的に正確なタイミングを得る回路としたが、マイコン３６が高速であれば、例えば３ｂｉｔ×８段のシフトレジスタにより波形を格納して図３で示すパルス信号のデューティ計算はマイコン３６により処理させるように構成してもよい。
【００５９】
（第２の実施形態）
図５は本発明の第２の実施形態に係る電動機の制御装置２１Ａの構成を示すブロック図である。この電動機の制御装置２１Ａは、前記第１の実施形態に係る電動機の制御装置２１において、電圧検出手段３３の前段にデッドタイム補正手段３８を挿入した点に特徴があり、第１の実施形態と同一の構成要素には同一符号を付している。
【００６０】
図６に示すように、このデッドタイム補正手段３８はデッドタイム補正処理を行なう。デッドタイムはインバータ３の同一相の上下アームのスイッチング素子の短絡故障を防ぐために持たせるスイッチング素子のオンの遅延時間のことである。デッドタイムによりスイッチング素子が上下アームともオフとなる時間ができ、この間の出力電圧はインバータ出力電流がどちらのアームを流れているかによって変わってしまう。これを考慮して電圧指令ｖｄ＊，ｖｑ＊とインバータ出力電圧ｖｄ，ｖｑとの直線性を保たせるために行なうのがデッドタイム補償である。
【００６１】
すなわち、デッドタイム補正手段３８は、インバータ３の同一相の上下アームの同時オンによるスイッチング素子の短絡故障を防ぐために一方のアームをオフしてから反対側のアームをオンするのを一定時間遅らせる処理を行なう。
【００６２】
図６は例えばＵ相のみを図示し、図中点線で示したパルスはデッドタイム制御前のパルスであり、デッドタイム制御後のパルスは実線で示してある。デッドタイムは図６中の丸２と丸４の区間である。
【００６３】
デッドタイムの時間はスイッチング素子としてＧＴＯを使用した場合で数百マイクロｓｅｃ程度、ＩＧＢＴを使用した場合で数十マイクロｓｅｃ程度、ＭＯＳＦＥＴを使用した場合で数マイクロｓｅｃ程度である。
【００６４】
図６中、丸１の区間では、例えばＵアームがオンしている状態で正の電圧が出力されている。丸２の区間がデッドタイムとなっており、Ｕアームがオフしたので、点線で示すようにＸアームをオンさせるべきところをデッドタイム制御により、Ｘアームのオンが遅れ、Ｕ，Ｘともオフの状態となっている。丸３の区間はＸアームがオンとなっており、負の電圧が出力されている。丸４の区間では再度Ｕ，Ｘアームともオフのデッドタイム中になっている。
【００６５】
デッドタイム補正手段３８は、Ｕ，Ｘアームともオフのデッドタイム中は検出電圧の相に対応する電流の極性を求める。丸２の区間ではＵアームの電流ＩＵの極性が正となっているので、出力電圧を正とする。同様にして、丸４の区間ではＵアームの電流ＩＵの極性が負となっているので、出力電圧は負とする。オンしているアームの極性とデッドタイム中は電流の極性から電圧を判定し、ＵＰＷＭ’として出力する。
【００６６】
電圧検出手段３３では、このようにデッドタイムの補償された信号ＵＰＷＭ’，ＶＰＷＭ’，ＷＰＷＭ’から電圧検出を行うことによって、電圧を検出する。
【００６７】
なお、図６ではＵ相についてのみ説明したが、Ｖ相，Ｗ相についても同様の処理を行う。
【００６８】
この第２の実施形態に係る電動機の制御装置２１Ａは、このようにデッドタイム補正をしているので、電圧検出手段３３による電圧検出精度を向上させることができる。すなわち、前記第１の実施形態に係る電動機の制御装置２１では、デッドタイムの補正を行っていないため、デッドタイムの影響により電圧検出手段３３による検出電圧と、誘導電動機４の出力電圧は一致せず、誤差が生じる。また、ＰＷＭ変調周波数が高くなり、パルス幅が短くなるに従い、デッドタイムとの時間差が小さくなって行き、デッドタイムの影響が顕著になる。この誤差により、検出電圧の精度が低下する。
【００６９】
しかし、この第２の実施形態においては、この誤差の原因となるデッドタイムの補正を行なっているので、電圧検出精度の低下を低減できる。この電圧検出精度が向上するので、センサレス制御の性能を向上させることができる。
【００７０】
（第３の実施形態）
本発明の第３の実施形態は前記第２の実施形態に係るデッドタイム補正手段３８を第２のデッドタイム補正手段３８ｂに置換した点に特徴があり、これ以外の構成は第２の実施形態と同一であるので、その説明は省略する。
【００７１】
図７はこの第３の実施形態に係るデッドタイム補正回路３８ｂによるデッドタイム補正処理のフローチャートであり、図４で示す第２の実施形態に係るデッドタイム補正回路３８によるデッドタイム補正処理のフローチャートとは、ステップ１，２において若干相違し、他のステップ３，４は同一である。
【００７２】
すなわち、図７に示すようにデッドタイム補正回路３８ｂは、ステップ１−１で正側アーム、負側アームのそれぞれのカウント値を読み取る。
【００７３】
次のステップ２−１では正側アームのカウント値を電圧レベルに変換し、ステップ２−２では負側アームのカウント値を電圧レベルに変換する。このとき、例えばカウント値０を０とし、カウント値８を正側アームならば８００、負側アームならば−８００とする。電圧値をそれぞれＶｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１，Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２とする。
【００７４】
次に、ステップ２−３では電流極性からバイアス量の極性を決定し、これをＢｕ，Ｂｖ，Ｂｗとする。ステップ２−４では、正側のカウント値Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１、負側のカウント値Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２、バイアス量Ｂｕ，Ｂｖ，Ｂｗをそれぞれ同相毎に加算して電圧値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを求める。ステップ３以降は第１の実施形態と同様であるので、説明は省略する。
【００７５】
この実施形態によれば、電流が正の期間中は一律に正の補正量を加算し、電流が負の期間中は一律に負の補正量を加算することにより、デッドタイムの補正が可能となる。
【００７６】
すなわち、前記第２の実施形態によるデッドタイム補正では、図２のシーケンサ３７からのパルス信号（ｅ）のタイミングごとにゲート信号の組み合わせパターンがデッドタイム中であるか否かの判定を行い、そのつど補正量を演算している。このため、補正量の演算回数が膨大となり、マイコン３６によっては、割込み周期中に処理しきれなくなる場合がある。
【００７７】
これに対し、第３の実施形態によれば、デッドタイムの補正を座標変換や、センサレス回転検出と同じ周期の割込みで実行しても問題ないので、マイコンの演算量を減らすことが可能となる。このために、性能が低い安価なマイコン３６の使用が可能になり、コスト低減を図ることができる。
【００７８】
（第４の実施形態）
図８は本発明の第４の実施形態に係る電動機の制御装置２１Ｂの構成を示すブロック図である。この電動機の制御装置２１Ｂは、図１で示す第１の実施形態に係る電動機の制御装置２１において、直流電圧検出部３９、電圧補正手段４０、乗算手段４１ｕ，４１ｖ，４１ｗを新たに設けた点に特徴がある。これ以外の構成は、第１の実施形態に係る電動機の制御装置２１と同一であるので、その同一構成要素には同一符号を附している。
【００７９】
直流電圧検出部３９はインバータ３の直流電圧Ｖｄを検出する検出回路であり、電圧補正手段４０は直流電圧検出部３９により検出された直流電圧Ｖｄから電圧補正値Ｋｄを求める電圧補正手段であり、乗算手段４１ｕ，４１ｖ，４１ｗは、次の（１）式に示すように直流電圧検出部３９の出力Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに電圧補正値Ｋｄを乗算する。
【００８０】
［数１］
Ｖｕ’＝Ｋｄ×Ｖｕ，Ｖｖ’＝Ｋｄ×Ｖｖ，Ｖｗ’＝Ｋｄ×Ｖｗ    ……（１）
そして、これら乗算手段４１ｕ，４１ｖ，４１ｗで求めた電圧検出値Ｖｕ’，Ｖｖ’，Ｖｗ’は前記電圧用座標手段２４に与えられ、ここで磁束分電圧指令値ｖｄ＊とトルク分電圧指令値ｖｑ＊に変換している。なお、インバータ３の直流電圧制御用を行っている場合、既に直流電圧検出回路があるので、新規に電圧検出部３９を追加する必要がなく、電圧補正手段４０のみの追加で実現可能となる。
【００８１】
そして、この電動機の制御装置２１Ｂによれば、電圧検出部３９により検出したインバータ３の直流電圧Ｖｄに比例する補正値Ｋｄを求める。さらに、この補正値Ｋｄに、電圧検出手段３３により求めたＶｕ，Ｖｖ，Ｖｗを乗算手段４１ｕ，４１ｖ，４１ｗにより乗算し、直流電圧の補正された出力電圧Ｖｕ’，Ｖｖ’，Ｖｗ’を求める。
【００８２】
すなわち、インバータ３の出力電圧を電圧検出手段３３の次段に乗算手段４１ｕ，４１ｖ，４１ｗを追加し、直流電圧検出部３９により検出した直流電圧に、これに比例した補正量Ｋｄを乗算することによりＶｕ’，Ｖｖ’，Ｖｗ’を求め、これらを出力電圧とすることで直流電圧の補正が可能になる。
【００８３】
したがって、この第３の実施形態に係る電動機の制御装置２１Ｂによれば、前記第１の実施形態に係る電動機の制御装置２１と相違してインバータ３のゲート信号から出力電圧を復元する場合に、直流電圧変動を補正するので、正確な出力電圧の検出精度を向上させることができる。
【００８４】
ところで、インバータの直流電源として、交流電源に接続された図示しない整流器やコンバータを用いているシステムの場合、通常、直流電圧は一定に保たれている。
【００８５】
一方、電池や、キャパシタを直流電源に利用した場合、直流電圧は一定でなく、放電により低下する場合がある。
【００８６】
このために、定格値からの偏差分だけインバータ３のゲート信号から検出された電圧と実際の電圧に誤差が生じることとなる。
【００８７】
しかし、この電動機の制御装置２１Ｂによれば、直流部に電圧検出武器３９を用い、直流電圧を計測することにより、電圧検出値にインバータ直流側の電圧値に比例した数値を乗算することによりインバータ出力電圧検出値を補正することができ、直流電圧が変動した場合でも高精度で検出することができるうえに、センサレス検出精度を向上させることができる。また、インバータ３のゲート信号から電圧検出が可能な条件として、直流電圧が一定の場合のみに制限されない。
【００８８】
さらに、誘導電動機４の出力電圧をインバータ３のゲート信号から正確に検出することができるので、誘起電圧型のセンサレス制御精度を向上させることができる。
【００８９】
（第５の実施形態）
図９は本発明の第５の実施形態に係る電動機の制御装置２１Ｃの構成を示すブロック図である。この電動機の制御装置２１Ｃは図１で示す第１の実施形態に係る電動機の制御装置２１において、電力検出手段４２と３相の乗算手段４３ｕ，４３ｖ，４３ｗを新たに設けた点に特徴がある。これ以外は第１の実施形態に係る電動機の制御装置２１の構成と同一であるので、その同一構成要素には同一符号を付している。
【００９０】
乗算手段４３ｕ，４３ｖ，４３ｗは、電圧検出手段３３からの検出電圧と電流検出手段２２からの電流を入力し、これらを各相Ｕ，Ｖ，Ｗ毎に乗算することにより３相の瞬時電力Ｗｕ，Ｗｖ，Ｗｗを計算する。電力検出手段４２は、乗算手段４３ｕ，４３ｖ，４３ｗで計算された瞬時電力Ｗｕ，Ｗｖ，Ｗｗを入力し、これらを電力検出手段４２により加算することにより、インバータ３の出力電力Ｗを求める。
【００９１】
したがって、この電動機の制御装置２１Ｃによれば、電圧検出手段３３により求めた誘導電動機４の出力電圧と、電流検出手段２２により検出した誘導電動機４の出力電流とが、対応する相ごとに乗算手段４３ｕ，４３ｖ，４３ｗにより乗算され、各相の瞬時電力Ｗｕ，Ｗｖ，Ｗｗが求められる。
【００９２】
電力検出手段４２では、これら各相の電力を加算処理することにより、インバータ３の出力電力が求められる。
【００９３】
したがって、この電動機の制御装置２１Ｃによれば、電流検出手段２２のみで電圧検出器なしでもインバータ３の出力電力を求めることができる。
【００９４】
また、インバータ３のゲート信号により、動作しているスイッチング素子を判別できるため、スイッチング素子毎の電力も計測である。また、スイッチング素子毎の電力が計測でき、スイッチング素子によるロスは電力に依存するため、計測した電力から素子特性の設計値もしくは実際の計測値を用いることによってスイッチング素子での電力のロス分を利用して、温度センサなしのスイッチング素子保護回路を形成することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００９５】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る電動機の制御装置の構成を示すブロック図。
【図２】図１で示す電圧検出手段の構成を示すブロック図。
【図３】図２で示す電圧検出手段の動作を説明するためのタイミングチャート。
【図４】図２で示すマイコンの電圧検出プログラムのフローチャート。
【図５】本発明の第２，３の実施形態に係る電動機の制御装置の構成を示すブロック図。
【図６】図５で示すデッドタイム補正手段のタイミングチャート。
【図７】第３の実施形態に係るデッドタイムの動作フローチャート。
【図８】本発明の第４の実施形態に係る電動機の制御装置の構成を示すブロック図。
【図９】本発明の第５の実施形態に係る電動機の制御装置の構成を示すブロック図。
【図１０】従来の電動機の制御装置の構成を示すブロック図。
【符号の説明】
【００９６】
１  直流電源
２  平滑コンデンサ
３  インバータ
４  誘導電動機
５Ｕ，５Ｖ，５Ｗ  ホールＣＴ
２１，２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ  電動機の制御装置
２２  電流検出手段
２３  電流用座標変換手段
２４  電圧用座標変換手段
２５  センサレス回転検出回路
２６，２７，２８ｕ，２８ｖ，２８ｗ  減算器
２９  速度制御手段
３０  ベクトル制御手段
３１  静止座標変換手段
３２  電流追従型ＰＷＭ制御手段
３３  電圧検出手段
３４ｕ，３４ｖ，３４ｗ  カウンタ
３５ｕ，３５ｖ，３５ｗ  ラッチ回路
３６  マイコン
３７  シーケンサ
３８  デッドタイム補正手段
３９  直流電圧検出手段
４０  電圧補正手段
４１ｕ，４１ｖ，４１ｗ  乗算器
４２  電力検出手段
４３ｕ，４３ｖ，４３ｗ  乗算器
【図１】
2008220069.tif 000003
【図２】
2008220069.tif 000004
【図３】
2008220069.tif 000005
【図４】
2008220069.tif 000006
【図５】
2008220069.tif 000007
【図６】
2008220069.tif 000008
【図７】
2008220069.tif 000009
【図８】
2008220069.tif 000010
【図９】
2008220069.tif 000011
【図１０】
2008220069.tif 000012