(57)【要約】【課題】本発明は、広い帯域幅にわたり位相偏移の小さい移相器を提供する。【解決手段】移相器回路は、各々がキャパシタと抵抗の直列接続からなる複数の第１の直列回路と、複数の第１の直列回路を直列に接続して構成した一本のチェーン構造の先端と終端とを結合した第１のループ回路において先端と終端との間に挿入される少なくともインダクタンスを含む第１の回路素子と、各々がキャパシタと抵抗の直列接続からなる複数の第２の直列回路と、複数の第２の直列回路を直列に接続して構成した一本のチェーン構造の先端と終端とを結合した第２のループ回路において先端と終端との間に挿入される少なくともインダクタンスを含む第２の回路素子と、第１のループ回路と第２のループ回路との間を接続する複数の接続線と、第１のループ回路中のノードに接続される信号入力端と、第２のループ回路中のノードに接続される信号出力端を含むことを特徴とする。【選択図】図３
2008022257.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
各々が１つのキャパシタと１つの抵抗の直列接続からなる複数の第１の直列回路と、
該複数の第１の直列回路を直列に接続して構成した一本のチェーン構造の先端と終端とを結合した第１のループ回路において該先端と終端との間に挿入される少なくともインダクタンスを含む第１の回路素子と、
各々が１つのキャパシタと１つの抵抗の直列接続からなる複数の第２の直列回路と、
該複数の第２の直列回路を直列に接続して構成した一本のチェーン構造の先端と終端とを結合した第２のループ回路において該先端と終端との間に挿入される少なくともインダクタンスを含む第２の回路素子と、
該第１のループ回路と該第２のループ回路との間を接続する複数の接続線と、
該第１のループ回路中のノードに接続される信号入力端と、
該第２のループ回路中のノードに接続される信号出力端
を含むことを特徴とする移相器回路。
【請求項２】
各々が１つのキャパシタと１つの抵抗の直列接続からなる複数の第３の直列回路と、
該複数の第３の直列回路を直列に接続して構成した一本のチェーン構造の先端と終端とを結合した第３のループ回路において該先端と終端との間に挿入される少なくともインダクタンスを含む第３の回路素子と、
各々が１つのキャパシタと１つの抵抗の直列接続からなる複数の第４の直列回路と、
該複数の第４の直列回路を直列に接続して構成した一本のチェーン構造の先端と終端とを結合した第４のループ回路において該先端と終端との間に挿入される少なくともインダクタンスを含む第４の回路素子と、
該第３のループ回路と該第４のループ回路との間を接続する複数の接続線と、
該第３のループ回路中のノードに接続される信号入力端と、
該第４のループ回路中のノードに接続される信号出力端
を更に含むことを特徴とする請求項１記載の移相器回路。
【請求項３】
該第１のループ回路に含まれる該複数の第１の直列回路の数は３であり、該第２のループ回路に含まれる該複数の第２の直列回路の数は３であることを特徴とする請求項１記載の移相器回路。
【請求項４】
該第１の回路素子と該第２の回路素子は伝送線路であることを特徴とする請求項１記載の移相器回路。
【請求項５】
該第１の回路素子である伝送線路と該第２の回路素子である伝送線路とは、同一の特性インピーダンス及び異なる線路長を有することを特徴とする請求項４記載の移相器回路。
【請求項６】
該第１の回路素子と該第２の回路素子はインダクタであることを特徴とする請求項１記載の移相器回路。
【請求項７】
該第１の回路素子であるインダクタと該第２の回路素子であるインダクタとは、異なるインダクタンスを有することを特徴とする請求項６記載の移相器回路。
【請求項８】
該第１のループ回路に含まれる該複数の第１の直列回路の該キャパシタ及び該抵抗はそれぞれ同一の容量値及び同一の抵抗値を有し、該第２のループ回路に含まれる該複数の第２の直列回路の該キャパシタ及び該抵抗はそれぞれ同一の容量値及び同一の抵抗値を有し、該第１のループ回路に含まれる該複数の第１の直列回路の該キャパシタ及び該抵抗と該第２のループ回路に含まれる該複数の第２の直列回路の該キャパシタ及び該抵抗とはそれぞれ異なる容量値及び異なる抵抗値を有することを特徴とする請求項１記載の移相器回路。
【請求項９】
該複数の接続線は、該第１のループ回路に含まれる該複数の第１の直列回路の各々の同一方向側の一端と、該第２のループ回路に含まれる該複数の第２の直列回路の各々の内部における該キャパシタ及び該抵抗の間の結合点とを、一対一に接続することを特徴とする請求項１記載の移相器回路。
【請求項１０】
該信号入力端は該第１のループ回路に含まれる該複数の第１の直列回路の１つに含まれる該キャパシタ及び該抵抗の間の結合点に接続され、該信号出力端は該第２のループ回路に含まれる該複数の第２の直列回路のうちの隣接する２つの間の結合点に接続されることを特徴とする請求項１記載の移相器回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般に信号の特性を変換する回路に関し、詳しくは信号の位相を変化させる移相器に関する。
【背景技術】
【０００２】
信号の位相を変化させる移相器は、マイクロ波帯又はミリ波帯を利用した有線・無線通信装置や測定装置等のシステム用のコンポーネントとして広く利用されている。例えば、最近の無線通信方式で一般的な直交変調では、９０°の位相差を有する直交信号を生成するために、９０°移相器が不可欠なコンポーネントとして用いられる。また、複数のアンテナ放射器に異なる位相の信号を供給して放射方向を制御するフェーズドアレー動作、複数のアンテナで受信した複数の信号を同位相で合成する空間合成動作、測定装置内部での位相を電気的に調整する精度維持機能などの用途では、移相量を可変とする可変移相器が用いられる。
【０００３】
移相器に要求される性能としては、高精度、低損失、制御性、低コストといった性能が従来から要求されているが、近年の無線システムの高周波化及び広帯域化に伴い、広帯域性も必要となってきた。直交変復調方式で必要とされる９０°移相器としては、ポリフェーズフィルタやハイブリッドカプラが従来から使用されている。
【０００４】
図１は、ポリフェーズフィルタの一般的な構成を示す図である。図１（ａ）に示すポリフェーズフィルタ１０は、４つの抵抗Ｒと４つのキャパシタＣを含む。１つの抵抗Ｒと１つのキャパシタＣとの直列接続で１つの直列回路を形成し、４つの直列回路を直列接続し、更に先端と終端とを結合することでループを形成する。隣接する直列回路間の接続点に入力端Ｉ１乃至Ｉ４を結合し、各直列回路の抵抗ＲとキャパシタＣとの間の接続点に出力端Ｏ１乃至Ｏ４を結合する。
【０００５】
例えば入力端Ｉ１及びＩ４に正相信号（位相０°の信号）を入力し、入力端Ｉ２及びＩ３に逆信号（位相１８０°の信号）を入力する。このような入力を与えると、出力端Ｏ１乃至Ｏ４にはそれぞれ位相が０°、９０°、１８０°、及び２７０°の信号が現れる。図１（ａ）に示すポリフェーズフィルタ１０を例えば図１（ｂ）に示すように複数個（この例では３つ）用意して、出力を入力に接続するようにカスケード接続すると、広い帯域に対して比較的安定して各位相信号を生成する構成を実現することができる。
【０００６】
図２は、ハイブリッドカプラの一般的な構成を示す図である。図２のハイブリッドカプラ１１は、伝送線路１２、１３、１４、及び１５をループ状に直列に接続することで構成される。伝送線路１２及び１３は、特性インピーダンスがＺ０であり、長さが信号波長λの１／４である。また伝送線路１４及び１５は、特性インピーダンスが０．７０７×Ｚ０（≒Ｚ０／√２）であり、長さが信号波長λの１／４である。例えば伝送線路１２と伝送線路１４との間を入力端ＩＮとすると、伝送線路１３の両端に９０°位相が異なる２つの信号Ｑ０とＱ９０とを得ることができる。
【０００７】
図１に示すようなポリフェーズフィルタの場合、広帯域にわたり９０°位相差を得るためには３〜５個のユニットを縦続接続しなければならず、移相器の回路サイズが大きくなってしまう。回路サイズが大きくなるとフィルタ内の信号伝播に時間がかかるので、帯域内での位相偏移（周波数に応じた絶対的な位相の偏移）が大きくなるという問題が生じる。更には損失も大きくなり、またコスト高となってしまう。また図２に示すハイブリッドカプラの場合、損失は比較的小さいが、１／４波長伝送線路を用いるので広帯域動作には向かず、帯域内での位相偏移（周波数に応じた絶対的な位相の偏移）はポリフェーズフィルタより大きくなってしまう。
【０００８】
このように従来の９０°移相器では、広帯域性が悪い、即ち帯域内での位相偏移が大きいという問題があった。
【特許文献１】特開平６−６９７５３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
本発明は、広い帯域幅にわたり位相偏移の小さい移相器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
移相器回路は、各々が１つのキャパシタと１つの抵抗の直列接続からなる複数の第１の直列回路と、該複数の第１の直列回路を直列に接続して構成した一本のチェーン構造の先端と終端とを結合した第１のループ回路において該先端と終端との間に挿入される少なくともインダクタンスを含む第１の回路素子と、各々が１つのキャパシタと１つの抵抗の直列接続からなる複数の第２の直列回路と、該複数の第２の直列回路を直列に接続して構成した一本のチェーン構造の先端と終端とを結合した第２のループ回路において該先端と終端との間に挿入される少なくともインダクタンスを含む第２の回路素子と、該第１のループ回路と該第２のループ回路との間を接続する複数の接続線と、該第１のループ回路中のノードに接続される信号入力端と、該第２のループ回路中のノードに接続される信号出力端を含むことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１１】
本発明の少なくとも１つの実施例によれば、従来回路と比較して広帯域性に優れる、即ち帯域内での位相偏移が小さい移相器回路を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下に、本発明の実施例を添付の図面を用いて詳細に説明する。
【００１３】
図３は、本発明による９０°移相器の回路構成の一例を示す図である。本発明による９０°移相器は、差動入力信号の正相信号ＩＮを入力としてその位相を４５°遅らせる−４５°移相器２１と、例えば逆相信号／ＩＮを入力としてその位相を４５°進ませる＋４５°移相器２２とで構成される。−４５°移相器２１が生成する４５°位相が遅れた出力信号Ｑ−４５と、＋４５°移相器２２が生成する４５°位相が進んだ出力信号Ｑ＋４５とは、互いに位相が９０°異なる信号となる。このようにして、９０°の位相差を有する信号を生成することができる。
【００１４】
図３（ａ）に示される−４５°移相器２１及び図３（ｂ）に示される＋４５°移相器２２は、互いに回路パラメータが異なる以外は同一の回路構成である。−４５°移相器２１及び＋４５°移相器２２の各々が、本発明による新しい位相器であり、従来の位相器とは異なる構成を有している。
【００１５】
図３（ａ）に示されるように、−４５°移相器２１は、キャパシタ３１乃至３６、抵抗４１乃至４６、伝送線路５１及び５２を含む。また図３（ｂ）に示されるように＋４５°移相器２２は、キャパシタ６１乃至６６、抵抗７１乃至７６、伝送線路８１及び８２を含む。以下に、−４５°移相器２１の構成・動作について説明するが、この説明の内容は＋４５°移相器２２についても同様に当てはまるものである。
【００１６】
−４５°移相器２１において、キャパシタ３１乃至３６の１つと、抵抗４１乃至４６の対応する１つとは、１つのキャパシタ及び１つの抵抗の直列接続からなる直列回路を構成する。この直列回路を３つ直列に接続して一本のチェーンとし、その先端と終端とを伝送線路５１を介して結合することにより、第１のループ回路を構成する。また１つのキャパシタ及び１つの抵抗の直列接続からなる直列回路を３つ直列に接続して一本のチェーンとし、その先端と終端とを伝送線路５２を介して結合することにより、第２のループ回路を構成する。図３（ａ）に示される例において、第１のループ回路と第２のループ回路との各々における直列回路の数は３であることが好ましいが、この数は必ずしも３に限られるものではない。出力信号の損失が少なければ、任意の数の直列回路を含めることが可能である。また後述するように、伝送線路５１及び伝送線路５２はそれぞれインダクタでもよい。なお伝送線路５１及び伝送線路５２は、例えばマイクロストリップ・ラインにより構成すればよい。
【００１７】
第１のループ回路に含まれる３つの直列回路（第１の直列回路３１及び４１、第２の直列回路３２及び４２、第３の直列回路３３及び４３）の各々の同一方向側の一端を、第２のループ回路との接続点とする。また第２のループ回路に含まれる３つの直列回路（第１の直列回路３４及び４４、第２の直列回路３５及び４５、第３の直列回路３６及び４６）の各々の内部においてキャパシタ及び抵抗の間の結合点を、第１のグループ回路との接続点とする。第１のループ回路の接続点と第２のループ回路との接続点とをそれぞれ一対一に配置順に従って接続する。
【００１８】
第１のループ回路に含まれる１つの直列回路のキャパシタ及び抵抗の間の結合点に、入力端子ＩＮを接続する。また第２のループ回路に含まれる２つの隣接する直列回路の間の結合点に、出力端子Ｑ−４５を接続する。
【００１９】
第１のループ回路において、キャパシタ３１乃至３３は同一の容量値Ｃ１ｐを有し、抵抗４１乃至４３は同一の抵抗値Ｒ１ｐを有する。また第２のループ回路において、キャパシタ３４乃至３６は同一の容量値Ｃ２ｐを有し、抵抗４４乃至４６は同一の抵抗値Ｒ２ｐを有する。伝送線路５１の特性インピーダンスはＺ０で線路長はＬ１ｐ、伝送線路５２の特性インピーダンスはＺ０で線路長はＬ２ｐである。容量値Ｃ１ｐと容量値Ｃ２ｐとは互いに異なり、抵抗値Ｒ１ｐと抵抗値Ｒ２ｐとは互いに異なる。また線路長Ｌ１ｐと線路長Ｌ２ｐとは互いに異なる。特性インピーダンスは伝送線路５１と５２とで同一である。
【００２０】
これらの容量値、抵抗値、線路長、及び特性インピーダンスを調整することで、位相偏移量を制御することができる。図３（ａ）に示す−４５°移相器２１と図３（ｂ）に示す＋４５°移相器２２とでは、これらのパラメータの値を異ならせることにより、一方では−４５°の位相偏移を実現し、他方では＋４５°の位相偏移を実現している。即ち、−４５°移相器２１において入力端子ＩＮに正弦波を入力すると、入力正弦波に対して位相が４５°遅れた正弦波が出力端子Ｑ−４５から出力される。また＋４５°移相器２２において入力端子ＮＩＮに所定の位相の正弦波を入力すると、この入力正弦波に対して移相が４５°進んだ正弦波が出力端子Ｑ＋４５から出力される。
【００２１】
図４は、−４５°移相器２１の実際の動作特性の一例を示す図である。図４（ａ）は横軸に周波数、縦軸に位相を示しており、周波数が変化したときの位相の偏移を示している。図４（ｂ）は横軸に周波数、縦軸に損失（デシベル）を示しており、周波数が変化したときの損失の変化を示している。図４に示す−４５°移相器２１において、キャパシタ３１乃至３３の容量値Ｃ１ｐは６４０ｆＦ、抵抗４１乃至４３の抵抗値Ｒ１ｐは２５Ω、伝送線路５１の特性インピーダンスＺ０は５０Ω及び線路長Ｌ１ｐは５００μｍ、キャパシタ３４乃至３６の容量値Ｃ２ｐは２２０ｆＦ、抵抗４４乃至４６の抵抗値Ｒ２ｐは４０Ω、伝送線路５２の特性インピーダンスＺ０は５０Ω及び線路長Ｌ２ｐは１６００μｍである。
【００２２】
上記のパラメータ設定により、−４５°移相器２１では出力の位相が図４（ａ）に示されるように略−４５°に保たれており、周波数が５９ＧＨｚから６６ＧＨｚに変化する間に０．６°程度の位相偏移しか示さないことが分かる。また図４（ｂ）に示すように、周波数が５９ＧＨｚから６６ＧＨｚの範囲において、損失は−１１デシベルから−１２デシベル程度となっている。
【００２３】
図５は、＋４５°移相器２２の実際の動作特性の一例を示す図である。図５（ａ）は横軸に周波数、縦軸に位相を示しており、周波数が変化したときの位相の偏移を示している。図５（ｂ）は横軸に周波数、縦軸に損失（デシベル）を示しており、周波数が変化したときの損失の変化を示している。図５に示す＋４５°移相器２２において、キャパシタ６１乃至６３の容量値Ｃ１ｎは７０ｆＦ、抵抗７１乃至７３の抵抗値Ｒ１ｎは９０Ω、伝送線路８１の特性インピーダンスＺ０は５０Ω及び線路長Ｌ１ｎは７００μｍ、キャパシタ６４乃至６６の容量値Ｃ２ｎは６５ｆＦ、抵抗７４乃至７６の抵抗値Ｒ２ｎは３０Ω、伝送線路８２の特性インピーダンスＺ０は５０Ω及び線路長Ｌ２ｎは４００μｍである。
【００２４】
上記のパラメータ設定により、＋４５°移相器２２では出力の位相が図５（ａ）に示されるように略＋４５°に保たれており、周波数が５９ＧＨｚから６６ＧＨｚに変化する間に０．５°程度の位相偏移しか示さないことが分かる。また図５（ｂ）に示すように、周波数が５９ＧＨｚから６６ＧＨｚの範囲において、損失は−１０デシベルから−１２デシベル程度となっている。
【００２５】
また図４（ａ）の位相と図５（ａ）の位相とを比較してみれば分かるように、−４５°移相器２１の出力信号の位相と＋４５°移相器２２の出力信号の位相は、似通った特性を示しており、５９ＧＨｚから６６ＧＨｚの周波数範囲の中間で位相が最大となり、その両側で位相が低くなっている。従って、両位相信号の差として９０°の位相差を考えた場合には、位相差は殆ど変化することはない。
【００２６】
図６は、本発明との比較対象としてポリフェーズフィルタの実際の動作特性の一例を示す図である。図６（ａ）は横軸に周波数、縦軸に位相を示しており、周波数が変化したときの位相の偏移を示している。図６（ｂ）は横軸に周波数、縦軸に損失（デシベル）を示しており、周波数が変化したときの損失の変化を示している。図６に動作特性を示すポリフェーズフィルタは、図１（ａ）及び（ｂ）に示すような構成の回路である。
【００２７】
図６（ａ）から分かるように、ポリフェーズフィルタでは、周波数が５９ＧＨｚから６６ＧＨｚに変化する間に出力の位相が２０°以上（３０°近く）も位相偏移している。また図６（ｂ）に示すように、周波数が５９ＧＨｚから６６ＧＨｚの範囲において、損失は−２０デシベルから−２５デシベルの間となっている。即ち、図４及び図５にその特性を示す本発明による９０°移相器の方が、広帯域にわたる位相偏移が遙かに小さく、また信号の損失が少ないことが分かる。
【００２８】
図７は、本発明との比較対象としてハイブリッドカプラの実際の動作特性の一例を示す図である。図７（ａ）は横軸に周波数、縦軸に位相を示しており、周波数が変化したときの位相の偏移を示している。図７（ｂ）は横軸に周波数、縦軸に損失（デシベル）を示しており、周波数が変化したときの損失の変化を示している。図７に動作特性を示すポリフェーズフィルタは、図２に示すような構成の回路である。
【００２９】
図７（ａ）から分かるように、ハイブリッドカプラでは、周波数が５９ＧＨｚから６６ＧＨｚに変化する間に出力の位相が２０°以上（３０°近く）も位相偏移している。また図７（ｂ）に示すように、周波数が５９ＧＨｚから６６ＧＨｚの範囲において、損失は０デシベルから−５デシベルの間となっている。即ち、図４及び図５にその特性を示す本発明による９０°移相器の方が、広帯域にわたる位相偏移が遙かに小さいことが分かる。
【００３０】
図８は、本発明による移相器の変形例を示す図である。図３（ａ）及び（ｂ）に示す−４５°移相器２１及び＋４５°移相器２２においてはキャパシタ及び抵抗の値は固定であるが、図８に示す可変移相器２３では、可変容量及び可変抵抗により容量値及び抵抗値を調整可能としてある。
【００３１】
図８に示す可変移相器２３は、可変容量キャパシタ１１１乃至１１６、可変抵抗１２１乃至１２６、伝送線路１３１及び１３２を含む。この例では、容量値及び抵抗値の両方を調整可能としたが、容量値及び抵抗値の何れか一方のみを調整可能としてもよい。
【００３２】
第１のループ回路において、キャパシタ１１１乃至１１３は同一の容量値Ｃ１を有し、抵抗１２１乃至１２３は同一の抵抗値Ｒ１を有する。また第２のループ回路において、キャパシタ１１４乃至１１６は同一の容量値Ｃ２を有し、抵抗１２４乃至１２６は同一の抵抗値Ｒ２を有する。伝送線路１３１の特性インピーダンスはＺ０で線路長はＬ１、伝送線路１３２の特性インピーダンスはＺ０で線路長はＬ２である。容量値Ｃ１と容量値Ｃ２とは互いに異なり、抵抗値Ｒ１と抵抗値Ｒ２とは互いに異なる。また線路長Ｌ１と線路長Ｌ２とは互いに異なる。特性インピーダンスは伝送線路１３１と１３２とで同一である。
【００３３】
可変容量キャパシタ及び可変抵抗により容量値及び抵抗値を調整することで、位相偏移量を制御することができる。即ち例えば、可変移相器２３により、原理的には−４５°移相器を実現したり、＋４５°移相器を実現したりすることができる。
【００３４】
図９は、従来のポリフェーズフィルタによる可変移相器と本発明による可変移相器との動作特性の比較を示す図である。図９（ａ）は図１（ａ）及び（ｂ）に示すポリフェーズフィルタで容量を可変容量として、容量値を種々変化させた場合のＱ２７０の出力の変化を示す図である。図９（ｂ）は図８の可変移相器２３で容量値を種々変化させた場合の出力信号の変化を示す図である。図９（ａ）及び（ｂ）において、横軸に周波数、縦軸に位相を示しており、周波数が変化したときの位相の偏移を示している。
【００３５】
図９（ａ）に示す可変ポリフェーズフィルタの場合には、５９ＧＨｚから６６ＧＨｚの周波数範囲において位相偏移が比較的大きく、最小でも２０°の位相偏移が生じている。それに対して、図９（ｂ）に示す本発明による可変移相器２３の場合には、５９ＧＨｚから６６ＧＨｚの周波数範囲において位相偏移が比較的小さく、最大でも１５°の位相偏移しか生じていない。
【００３６】
以下に、本発明による−４５°移相器２１の種々の変形例を説明する。これらの変形は、＋４５°移相器２２に対しても同様に行うことができる。
【００３７】
図１０は、本発明による−４５°移相器の第１の変形例を示す図である。図１０において、図３（ａ）と同一の構成要素は同一の番号で参照し、その説明は省略する。
【００３８】
図１０に示す−４５°移相器２１Ａは、キャパシタ３１乃至３６、抵抗４１乃至４６、伝送線路５１及び５２を含む。−４５°移相器２１Ａにおいては、図３（ａ）に示す構成と比較して、第１のループ回路におけるキャパシタの位置と抵抗の位置とを入れ替え、更に第２のループ回路におけるキャパシタの位置と抵抗の位置とを入れ替えてある。キャパシタの位置と抵抗の位置とを入れ替えてある以外は、図３（ａ）に示す−４５°移相器２１の構成と同様である。
【００３９】
第１のループ回路において、キャパシタ３１乃至３３は同一の容量値Ｃ１を有し、抵抗４１乃至４３は同一の抵抗値Ｒ１を有する。また第２のループ回路において、キャパシタ３４乃至３６は同一の容量値Ｃ２を有し、抵抗４４乃至４６は同一の抵抗値Ｒ２を有する。伝送線路５１の特性インピーダンスはＺ０で線路長はＬ１、伝送線路５２の特性インピーダンスはＺ０で線路長はＬ２である。容量値Ｃ１と容量値Ｃ２とは互いに異なり、抵抗値Ｒ１と抵抗値Ｒ２とは互いに異なる。また線路長Ｌ１と線路長Ｌ２とは互いに異なる。特性インピーダンスは伝送線路５１と５２とで同一である。
【００４０】
図１１は、−４５°移相器２１Ａの実際の動作特性の一例を示す図である。図１１（ａ）は横軸に周波数、縦軸に位相を示しており、周波数が変化したときの位相の偏移を示している。図１１（ｂ）は横軸に周波数、縦軸に損失（デシベル）を示しており、周波数が変化したときの損失の変化を示している。図１１に動作特性を示す−４５°移相器２１Ａにおいて、キャパシタ３１乃至３３の容量値Ｃ１は４ｐＦ、抵抗４１乃至４３の抵抗値Ｒ１は２５Ω、伝送線路５１の特性インピーダンスＺ０は５０Ω及び線路長Ｌ１は１２０μｍ、キャパシタ３４乃至３６の容量値Ｃ２は４ｐＦ、抵抗４４乃至４６の抵抗値Ｒ２は１０００Ω、伝送線路５２の特性インピーダンスＺ０は５０Ω及び線路長Ｌ２は３６０μｍである。
【００４１】
上記のパラメータ設定により、−４５°移相器２１Ａでは出力の位相が図１１（ａ）に示されるように略−４５°に保たれており、周波数が５９ＧＨｚから６６ＧＨｚに変化する間に１．４°程度の位相偏移しか示さないことが分かる。また図１１（ｂ）に示すように、周波数が５９ＧＨｚから６６ＧＨｚの範囲において、損失は−８デシベルから−１１デシベル程度となっている。
【００４２】
図１２は、本発明による−４５°移相器の第２の変形例を示す図である。図１２において、図１０と同一の構成要素は同一の番号で参照し、その説明は省略する。
【００４３】
図１１に示す−４５°移相器２１Ｂは、キャパシタ３１乃至３６、抵抗４１乃至４６、伝送線路５１及び５２を含む。−４５°移相器２１Ｂにおいては、図１０に示す−４５°移相器２１Ａと比較して、出力端子Ｑ−４５の位置を移動してある。出力端子Ｑ−４５の位置を移動してある以外は、図１０に示す−４５°移相器２１Ａの構成と同様である。
【００４４】
図１３は、−４５°移相器２１Ｂの実際の動作特性の一例を示す図である。図１３（ａ）は横軸に周波数、縦軸に位相を示しており、周波数が変化したときの位相の偏移を示している。図１３（ｂ）は横軸に周波数、縦軸に損失（デシベル）を示しており、周波数が変化したときの損失の変化を示している。図１３に動作特性を示す−４５°移相器２１Ｂにおいて、キャパシタ３１乃至３３の容量値Ｃ１は０．１５ｐＦ、抵抗４１乃至４３の抵抗値Ｒ１は７２０Ω、伝送線路５１の特性インピーダンスＺ０は５０Ω及び線路長Ｌ１は６０μｍ、キャパシタ３４乃至３６の容量値Ｃ２は０．１２ｐＦ、抵抗４４乃至４６の抵抗値Ｒ２は１９５０Ω、伝送線路５２の特性インピーダンスＺ０は５０Ω及び線路長Ｌ２は８２０μｍである。
【００４５】
上記のパラメータ設定により、−４５°移相器２１Ｂでは出力の位相が図１３（ａ）に示されるように略−４５°に保たれており、周波数が５９ＧＨｚから６６ＧＨｚに変化する間に０．５°程度の位相偏移しか示さないことが分かる。また図１３（ｂ）に示すように、周波数が５９ＧＨｚから６６ＧＨｚの範囲において、損失は−１８デシベル程度となっている。
【００４６】
このように出力端子の位置を移動することが可能であるが、出力端子の位置は、第２のループ回路に含まれる２つの隣接する直列回路（１つの抵抗及び１つのキャパシタの直列接続から構成される直列回路）の間の結合点であることが好ましい。仮に直列回路間の結合点ではなく、直列回路と伝送線路５２との結合点即ち図１２に示す点Ａ又は点Ｂに出力端子Ｑ−４５を設けると、信号の損失が大きすぎて好ましくない。
【００４７】
図１４は、本発明による−４５°移相器の第３の変形例を示す図である。図１４において、図１０と同一の構成要素は同一の番号で参照し、その説明は省略する。
【００４８】
図１４に示す−４５°移相器２１Ｃは、キャパシタ３１乃至３６、抵抗４１乃至４６、伝送線路５１及び５２を含む。−４５°移相器２１Ｃにおいては、図１０に示す−４５°移相器２１Ａと比較して、第１ループ回路と第２ループ回路との接続関係を変更してある。第１ループ回路と第２ループ回路との接続関係を変更してある以外は、図１０に示す−４５°移相器２１Ａの構成と同様である。
【００４９】
図１５は、−４５°移相器２１Ｃの実際の動作特性の一例を示す図である。図１５（ａ）は横軸に周波数、縦軸に位相を示しており、周波数が変化したときの位相の偏移を示している。図１５（ｂ）は横軸に周波数、縦軸に損失（デシベル）を示しており、周波数が変化したときの損失の変化を示している。図１５に動作特性を示す−４５°移相器２１Ｃにおいて、キャパシタ３１乃至３３の容量値Ｃ１は０．２５ｐＦ、抵抗４１乃至４３の抵抗値Ｒ１は１０Ω、伝送線路５１の特性インピーダンスＺ０は５０Ω及び線路長Ｌ１は７０μｍ、キャパシタ３４乃至３６の容量値Ｃ２は０．８７ｐＦ、抵抗４４乃至４６の抵抗値Ｒ２は１００Ω、伝送線路５２の特性インピーダンスＺ０は５０Ω及び線路長Ｌ２は７５μｍである。
【００５０】
上記のパラメータ設定により、−４５°移相器２１Ｃでは出力の位相が図１５（ａ）に示されるように略−４５°に保たれており、周波数が５９ＧＨｚから６６ＧＨｚに変化する間に０．２°程度の位相偏移しか示さないことが分かる。また図１５（ｂ）に示すように、周波数が５９ＧＨｚから６６ＧＨｚの範囲において、損失は−８デシベル程度となっている。
【００５１】
第１のループ回路と第２のループ回路とを接続する際には、前述のように第１のループ回路に含まれる３つの直列回路の各々の同一方向側の一端を、第２のループ回路との接続点とし、また第２のループ回路に含まれる３つの直列回路の各々の内部におけるキャパシタ及び抵抗の間の結合点を、第１のグループ回路との接続点とする。そして第１のループ回路の接続点と第２のループ回路との接続点とをそれぞれ一対一に配置順に従って接続する。
【００５２】
このとき、第１のループ回路に含まれる第１乃至第３の直列回路の一端と、第２のループ回路に含まれる第１乃至第３の直列回路の内部結合点との間の接続は、巡回を許容して第１、第２、第３の順番が保たれるような接続であればよい。即ち、図１０に示すように、第１ループ回路側の第１、第２、第３の直列回路を第２ループ回路側の第１、第２、第３の直列回路にそれぞれ対応するように接続してもよいし、図１４に示すように、第１ループ回路側の第１、第２、第３の直列回路を第２ループ回路側の第２、第３、第１の直列回路にそれぞれ対応するように接続してもよい。
【００５３】
また同様に、第１ループ回路側の第１、第２、第３の直列回路を第２ループ回路側の第３、第１、第２の直列回路にそれぞれ対応するように接続してもよい。図１６は、−４５°移相器の第４の変形例を示す図である。図１６に示す−４５°移相器２１Ｄにおいては、第１ループ回路側の第１、第２、第３の直列回路を第２ループ回路側の第３、第１、第２の直列回路にそれぞれ対応するように接続してある。
【００５４】
図１７は、本発明による−４５°移相器の第５の変形例を示す図である。図１７において、図３（ａ）と同一の構成要素は同一の番号で参照し、その説明は省略する。
【００５５】
図１７に示す−４５°移相器２１Ｅは、キャパシタ３１乃至３６、抵抗４１乃至４６、インダクタ５５及び５６を含む。−４５°移相器２１Ｅにおいては、図３（ａ）に示す構成と比較して、伝送線路５１及び５２の代わりにインダクタ５５及び５６が設けられている。伝送線路５１及び５２の代わりにインダクタ５５及び５６を設けた以外は、図３（ａ）に示す−４５°移相器２１の構成と同様である。
【００５６】
第１のループ回路において、キャパシタ３１乃至３３は同一の容量値Ｃ１を有し、抵抗４１乃至４３は同一の抵抗値Ｒ１を有する。また第２のループ回路において、キャパシタ３４乃至３６は同一の容量値Ｃ２を有し、抵抗４４乃至４６は同一の抵抗値Ｒ２を有する。インダクタ５５のインダクタンスはＬ１、インダクタ５６のインダクタンスはＬ２である。容量値Ｃ１と容量値Ｃ２とは互いに異なり、抵抗値Ｒ１と抵抗値Ｒ２とは互いに異なる。またインダクタンスＬ１とインダクタンスＬ２とは互いに異なる。
【００５７】
図１８は、−４５°移相器２１Ｅの実際の動作特性の一例を示す図である。図１８（ａ）は横軸に周波数、縦軸に位相を示しており、周波数が変化したときの位相の偏移を示している。図１８（ｂ）は横軸に周波数、縦軸に損失（デシベル）を示しており、周波数が変化したときの損失の変化を示している。図１８に動作特性を示す−４５°移相器２１Ｅにおいて、キャパシタ３１乃至３３の容量値Ｃ１は３．３ｐＦ、抵抗４１乃至４３の抵抗値Ｒ１は２１５Ω、インダクタ５５のインダクタンスＬ１は０．４５ｎＨ、キャパシタ３４乃至３６の容量値Ｃ２は１．９ｐＦ、抵抗４４乃至４６の抵抗値Ｒ２は１２５０Ω、インダクタ５６のインダクタンスＬ２は０．７６ｎＨである。
【００５８】
上記のパラメータ設定により、−４５°移相器２１Ｅでは出力の位相が図１８（ａ）に示されるように略−４５°に保たれており、周波数が５９ＧＨｚから６６ＧＨｚに変化する間に０．６°程度の位相偏移しか示さないことが分かる。また図１８（ｂ）に示すように、周波数が５９ＧＨｚから６６ＧＨｚの範囲において、損失は−６デシベルから−７デシベル程度となっている。
【００５９】
このように本発明における移相器においては、伝送線路の代わりにインダクタを用いても、広い帯域幅にわたり小さい位相偏移を保つという効果を奏することができる。
【００６０】
以上のように、本発明における移相器は、広い帯域幅にわたり小さい位相偏移を実現するという効果を保ちながら種々の変形を行うことが可能であり、上記実施例で説明された特定の構成に限定されるものではない。また上記説明した種々の実施例・変形例において例示したような、それぞれの回路構成において適切な回路パラメータの値は、数学的に裏付けられた導出方法により一意に決定されたものではない。本発明における移相器に適切な回路パラメータ値は、コンピュータを用いたそれぞれの回路の数値解析に基づいて、数値計算により適宜決定すればよい。
【００６１】
以上、本発明を実施例に基づいて説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載の範囲内で様々な変形が可能である。
【００６２】
なお本発明は、以下の内容を含むものである。
（付記１）
各々が１つのキャパシタと１つの抵抗の直列接続からなる複数の第１の直列回路と、
該複数の第１の直列回路を直列に接続して構成した一本のチェーン構造の先端と終端とを結合した第１のループ回路において該先端と終端との間に挿入される少なくともインダクタンスを含む第１の回路素子と、
各々が１つのキャパシタと１つの抵抗の直列接続からなる複数の第２の直列回路と、
該複数の第２の直列回路を直列に接続して構成した一本のチェーン構造の先端と終端とを結合した第２のループ回路において該先端と終端との間に挿入される少なくともインダクタンスを含む第２の回路素子と、
該第１のループ回路と該第２のループ回路との間を接続する複数の接続線と、
該第１のループ回路中のノードに接続される信号入力端と、
該第２のループ回路中のノードに接続される信号出力端
を含むことを特徴とする移相器回路。
（付記２）
各々が１つのキャパシタと１つの抵抗の直列接続からなる複数の第３の直列回路と、
該複数の第３の直列回路を直列に接続して構成した一本のチェーン構造の先端と終端とを結合した第３のループ回路において該先端と終端との間に挿入される少なくともインダクタンスを含む第３の回路素子と、
各々が１つのキャパシタと１つの抵抗の直列接続からなる複数の第４の直列回路と、
該複数の第４の直列回路を直列に接続して構成した一本のチェーン構造の先端と終端とを結合した第４のループ回路において該先端と終端との間に挿入される少なくともインダクタンスを含む第４の回路素子と、
該第３のループ回路と該第４のループ回路との間を接続する複数の接続線と、
該第３のループ回路中のノードに接続される信号入力端と、
該第４のループ回路中のノードに接続される信号出力端
を更に含むことを特徴とする付記１記載の移相器回路。
（付記３）
該第１のループ回路に含まれる該複数の第１の直列回路の数は３であり、該第２のループ回路に含まれる該複数の第２の直列回路の数は３であることを特徴とする付記１記載の移相器回路。
（付記４）
該第１の回路素子と該第２の回路素子は伝送線路であることを特徴とする付記１記載の移相器回路。
（付記５）
該第１の回路素子である伝送線路と該第２の回路素子である伝送線路とは、同一の特性インピーダンス及び異なる線路長を有することを特徴とする付記４記載の移相器回路。
（付記６）
該第１の回路素子と該第２の回路素子はインダクタであることを特徴とする付記１記載の移相器回路。
（付記７）
該第１の回路素子であるインダクタと該第２の回路素子であるインダクタとは、異なるインダクタンスを有することを特徴とする付記６記載の移相器回路。
（付記８）
該第１のループ回路に含まれる該複数の第１の直列回路の該キャパシタ及び該抵抗はそれぞれ同一の容量値及び同一の抵抗値を有し、該第２のループ回路に含まれる該複数の第２の直列回路の該キャパシタ及び該抵抗はそれぞれ同一の容量値及び同一の抵抗値を有し、該第１のループ回路に含まれる該複数の第１の直列回路の該キャパシタ及び該抵抗と該第２のループ回路に含まれる該複数の第２の直列回路の該キャパシタ及び該抵抗とはそれぞれ異なる容量値及び異なる抵抗値を有することを特徴とする付記１記載の移相器回路。
（付記９）
該複数の接続線は、該第１のループ回路に含まれる該複数の第１の直列回路の各々の同一方向側の一端と、該第２のループ回路に含まれる該複数の第２の直列回路の各々の内部における該キャパシタ及び該抵抗の間の結合点とを、一対一に接続することを特徴とする付記１記載の移相器回路。
（付記１０）
該信号入力端は該第１のループ回路に含まれる該複数の第１の直列回路の１つに含まれる該キャパシタ及び該抵抗の間の結合点に接続され、該信号出力端は該第２のループ回路に含まれる該複数の第２の直列回路のうちの隣接する２つの間の結合点に接続されることを特徴とする付記１記載の移相器回路。
（付記１１）
該キャパシタ及び該抵抗の少なくとも一方は可変に構成されることを特徴とする付記１記載の移相器回路。
（付記１２）
該第１の回路素子は該第１の直列回路とは異なり、該第２の回路素子は該第２の直列回路とは異なることを特徴とする付記１記載の移相器回路。
（付記１３）
該第２のループ回路中のノードに接続される信号出力端と該第４のループ回路中のノードに接続される信号出力端とは互いに位相が９０°異なった信号を出力するように構成されることを特徴とする請求項２記載の移相器回路。
【図面の簡単な説明】
【００６３】
【図１】ポリフェーズフィルタの一般的な構成を示す図である。
【図２】ハイブリッドカプラの一般的な構成を示す図である。
【図３】本発明による９０°移相器の回路構成の一例を示す図である。
【図４】−４５°移相器の実際の動作特性の一例を示す図である。
【図５】＋４５°移相器の実際の動作特性の一例を示す図である。
【図６】本発明との比較対象としてポリフェーズフィルタの実際の動作特性の一例を示す図である。
【図７】本発明との比較対象としてハイブリッドカプラの実際の動作特性の一例を示す図である。
【図８】本発明による移相器の変形例を示す図である。
【図９】従来のポリフェーズフィルタによる可変移相器と本発明による可変移相器との動作特性の比較を示す図である。
【図１０】本発明による−４５°移相器の第１の変形例を示す図である。
【図１１】図１０の−４５°移相器の実際の動作特性の一例を示す図である。
【図１２】本発明による−４５°移相器の第２の変形例を示す図である。
【図１３】図１２の−４５°移相器の実際の動作特性の一例を示す図である。
【図１４】本発明による−４５°移相器の第３の変形例を示す図である。
【図１５】図１４の−４５°移相器の実際の動作特性の一例を示す図である。
【図１６】−４５°移相器の第４の変形例を示す図である。
【図１７】本発明による−４５°移相器の第５の変形例を示す図である。
【図１８】図１７の−４５°移相器の実際の動作特性の一例を示す図である。
【符号の説明】
【００６４】
２１  −４５°移相器
２２  ＋４５°移相器
２３  可変移相器
３１〜３６  キャパシタ
４１〜４６  抵抗
５１、５２  伝送線路
５５、５６  インダクタ
６１〜６６  キャパシタ
７１〜７６  抵抗
８１、８２  伝送線路
１１１〜１１６  可変容量キャパシタ
１２１〜１２６  可変抵抗
１３１、１３２  伝送線路
【図１】
2008022257.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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