(57)【要約】【課題】送信切替型ＤＢＦ方式のレーダにおいて、ビーム合成処理に高速フーリエ変換を用いるようにし、演算量を低減する。【解決手段】レーダ装置は、受信素子で受信した同一の送信素子から放射された波動から得られた受信信号を抽出し、且つ抽出した受信信号の信号列にフーリエ変換を施すことにより、空間周波数領域の信号を生成するフーリエ変換部と、フーリエ変換部で生成された空間周波数領域の信号を、予め設定した基準位置と用いた送信素子の位置との差により生じる位相差で補償する位相補償部と、複数の送信素子を用いて得られた位相補償処理後の空間周波数領域の信号を、空間周波数毎に加算するコヒーレント積分部と、を備える。【選択図】図１
2008157761.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
異なる位置に配置され切り替えられて波動を空間に放射する複数の送信素子、外部に存在する物体で散乱された上記波動を受信する１つ以上の受信素子および各上記受信素子で受信した波動を検波することにより受信信号を生成する受信器を備え、上記受信信号に信号処理を施すことにより物体の計測を行うレーダ装置において、
上記受信素子で受信した同一の上記送信素子から放射された上記波動から得られた上記受信信号を抽出し、且つ抽出した受信信号の信号列にフーリエ変換を施すことにより、空間周波数領域の信号を生成するフーリエ変換部と、
上記フーリエ変換部で生成された空間周波数領域の信号を、予め設定した基準位置と用いた上記送信素子の位置との差により生じる位相差で補償する位相補償部と、
上記複数の送信素子を用いて得られた位相補償処理後の空間周波数領域の信号を、空間周波数毎に加算するコヒーレント積分部と、
を備えることを特徴とするレーダ装置。
【請求項２】
位相補償部は、さらに上記フーリエ変換部で生成された空間周波数領域の信号を、上記送信素子間の波動放射時刻の差により生じる位相差で補償することを特徴とする請求項１に記載のレーダ装置。
【請求項３】
上記フーリエ変換部は、上記受信信号に高速フーリエ変換を施して空間周波数領域の信号を生成することを特徴とする請求項１に記載のレーダ装置。
【請求項４】
上記フーリエ変換部は、上記抽出した受信信号の信号列に、所定の信号列を外挿した後で、フーリエ変換を施すことを特徴とする請求項１に記載のレーダ装置。
【請求項５】
上記所定の信号列は、０からなる信号列であることを特徴とする請求項４に記載のレーダ装置。
【請求項６】
上記フーリエ変換部は、素子方向に加えて時間方向にもフーリエ変換を行うことを特徴とする請求項１に記載のレーダ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、送信切替型ＤＢＦ方式を採用し対象物を計測するレーダ装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
複数の受信素子を用いて外部から到来する電波を受信し、且つ各受信素子で受信した電波を信号処理によって合成することにより、到来方向毎に信号を弁別する技術として、ディジタルビームフォーミング（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｂｅａｍ  Ｆｏｒｍｉｎｇ：ＤＢＦ）と呼ばれる技術が知られている。
このＤＢＦ技術をレーダ用アンテナに適用するときに、角度分解能を向上する技術として、複数の送信素子を時分割で切り替えて用いることにより、少ない素子数のアレーアンテナを用いて等価開口を大きくし、ビーム幅を狭くすることが提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
【特許文献１】特開２００４−１９８３１２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかし、特許文献１に記載のレーダの場合に、仮想受信素子配置が不等間隔となると、ビーム合成を行うためのフーリエ変換として、高速フーリエ変換を用いることができない。一般の離散フーリエ変換を適用することにより、フーリエ変換を実行することは可能であるが、高速フーリエ変換を適用する場合に比べて、演算量が大幅に増加する。信号長をＮとした場合に高速フーリエ変換の演算量は、ＮｌｏｇＮに比例するのに対して、高速化されていないフーリエ変換はＮ２に比例するためである。
【０００５】
この発明は、送信切替型ＤＢＦ方式のレーダにおいて、ビーム合成処理に高速フーリエ変換を用いるようにし、演算量を低減することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この発明に係わるレーダ装置は、異なる位置に配置され切り替えられて波動を空間に放射する複数の送信素子、外部に存在する物体で散乱された上記波動を受信する１つ以上の受信素子および各上記受信素子で受信した波動を検波することにより受信信号を生成する受信器を備え、上記受信信号に信号処理を施すことにより物体の計測を行うレーダ装置において、上記受信素子で受信した同一の上記送信素子から放射された上記波動から得られた上記受信信号を抽出し、且つ抽出した受信信号の信号列にフーリエ変換を施すことにより、空間周波数領域の信号を生成するフーリエ変換部と、上記フーリエ変換部で生成された空間周波数領域の信号を、予め設定した基準位置と用いた上記送信素子の位置との差により生じる位相差で補償する位相補償部と、上記複数の送信素子を用いて得られた位相補償処理後の空間周波数領域の信号を、空間周波数毎に加算するコヒーレント積分部と、を備える。
【発明の効果】
【０００７】
この発明に係わるレーダ装置の効果は、送信切替型ＤＢＦ方式を採用し、高速フーリエ変換によりビーム合成を行っているので、ビーム合成の演算量が少なく、信号処理の規模を小さくすることが可能となることである。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
実施の形態１．
図１は、この発明に係わるレーダ装置の構成例を示すブロック図である。
この発明に係わるレーダ装置は、図１に示すように、送信波を発振する発振器１、発振器１から出力される送信波を分割する分割器２、分割された１つの送信波の出口を切り替える切替器３、切替器３から送られる送信波を空間へ放射する送信素子としての送信空中線４ａ、４ｂ、空間から反射波を取り込む受信素子としての受信空中線５ａ〜５ｄ、送信波と反射波を混合することによりビート信号を生成する混合器６ａ〜６ｄ、ビート信号をＡＤ変換するＡＤ変換器７ａ〜７ｄ、チャネル方向に高速フーリエ変換を施すフーリエ変換部８、送信空中線４ａ、４ｂの切替により生じる位相差を補償する位相補償部９ａ、９ｂ、コヒーレント積分を行うコヒーレント積分部１０、検出処理を行う検出処理部１１を有する。
【０００９】
そして、４つの混合器６ａ〜６ｄと４つのＡＤ変換器７ａ〜７ｄにより４つの受信器１２ａ〜１２ｄが構成される。
なお、４つの受信空中線５ａ〜５ｄと４つの受信器１２ａ〜１２ｄからなる受信系が４チャネルあるとしているが、この発明は任意のチャネル数の場合に適用可能である。
【００１０】
また、図１の構成例では、２つの送信空中線４ａ、４ｂを切り替えて送信し、４つの受信空中線５ａ〜５ｄで受信するため、送受の組み合わせが８通り、すなわち８つの論理チャネルが得られる。論理チャネル１〜４は、送信空中線４ａと受信空中線５ａ〜５ｄを用いて受信信号を得る。さらに、論理チャネル５〜８は、送信空中線４ｂと受信空中線５ａ〜５ｄを用いて受信信号を得る。
【００１１】
発振器１は、観測対象となる目標までの距離を計測するために、発振する送信波にパルス変調を施している。但し、この発明は距離計測方法に依存するものではなく、送信波の変調の有無または変調方法に依存するものではなく、任意の変調方法のレーダに適用可能なものである。
【００１２】
受信器１２ａ〜１２ｄは、反射波に送信波を混合することによりビート信号を生成し、そのビート信号をＡＤ変換し、サンプリングして観測値である受信信号ｓｍ（ｔｎ）を得る。但し、ｍは論理チャネル番号、ｎはサンプル番号である。
【００１３】
フーリエ変換部８は、受信器１２ａ〜１２ｄで得られた受信信号ｓｍ（ｔｎ）から、同一の送信空中線４ａ、４ｂから放射された送信波が反射物で反射した反射波から得られた受信信号を抽出し、抽出された受信信号の信号列に式（１）を用いて高速フーリエ変換を施して空間周波数領域の信号Ｇｔｘを生成する。ここで、添字ｔｘが１のときは送信空中線４ａを使った場合であり、添字ｔｘが２のときは送信空中線４ｂを使った場合であることを示す。すなわち、受信信号ｓｍ，１（ｔｎ）は論理チャネル１〜４の信号（ｍ＝１〜４）、受信信号ｓｍ，２（ｔｎ）は論理チャネル５〜８の信号（ｍ＝５〜８）である。
また、Ｇ１は論理チャネル１〜４の信号を２次元フーリエ変換したものであり、Ｇ２は論理チャネル５〜８の信号を２次元フーリエ変換したものである。なお、ＦｍＦｎはチャネル方向、サンプル方向の２次元フーリエ変換である。この式（１）の２次元フーリエ変換は、データ間隔が等間隔でかつ位相補償因子を含まない通常のフーリエ変換であるため、高速フーリエ変換を適用することができる。
【００１４】
【数１】
2008157761.tif 000003
【００１５】
位相補償部９ａ、９ｂは、式（２）に示す送信空中線４ａ、４ｂの位置に関する位相補償係数Ｃｔｘ（θ，ｍ）と、式（３）に示す受信タイミングに関する位相補償係数Ｃｔｍ（θ，ｍ）を求める。なお、送信空中線４ａ、４ｂの位置に関する位相補償係数Ｃｔｘ（θ，ｍ）は、式（４）のようにＣｔｘ１（θ）とＣｔｘ２（θ）のいずれかに置き換えることができる。また、受信タイミングに関する位相補償係数Ｃｔｍ（θ，ｍ）は式（５）のようにＣｔｍ１（θ）とＣｔｍ２（θ）のいずれかに置き換えることができる。但し、Ｍは論理チャネル数であり、図１の構成例ではＭ＝８である。
それから、位相補償部９ａ、９ｂは、フーリエ変換部８で得られた空間周波数領域の信号Ｇｔｘを、送信空中線４ａ、４ｂの位置に関する位相補償係数Ｃｔｘ（θ，ｍ）と、受信タイミングに関する位相補償係数Ｃｔｍ（θ，ｍ）で位相補償する。
【００１６】
【数２】
2008157761.tif 000004
【００１７】
コヒーレント積分部１０は、異なる送信空中線４ａ、４ｂを用いて得られた位相補償処理後の空間周波数領域の信号を、式（６）に示すように、空間周波数毎に加算し、ビート周波数ｆｂと到来角θの成分毎に分離した時空間スペクトルＳ（ｆｂ，θ）を得る。
【００１８】
【数３】
2008157761.tif 000005
【００１９】
検出処理部１１は、時空間スペクトルＳ（ｆｂ，θ）のピークの電力が設定したしきい値を超える角度において、反射物に対応する信号が存在すると判定する。しきい値の設定方法としては、例えば従来から良く知られているＣＦＡＲ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ  Ｆａｌｓｅ  Ａｌａｒｍ  Ｒａｔｅ）の手法を用いることができるが、しきい値設定方法については、本発明の範囲ではなく、任意の手法を用いて良い。
【００２０】
次に、この発明に係わるレーダ装置の動作を説明する。
まず、発振器１により送信波を発振する。
発振器１で発振した送信波は、分割器２で分割され、一方が切替器３、他方が混合器６ａ〜６ｄに入力される。
切替器３は、入力した送信波を送信空中線４ａまたは送信空中線４ｂのいずれかへ時分割に切り替えて出力する。送信空中線４ａまたは送信空中線４ｂは、送信波を空間へと放射する。
放射された送信波は、観測領域に存在する物体で反射される。反射された反射波は受信空中線５ａ〜５ｄで受信される。
【００２１】
図２は、この発明に係わるレーダ装置における送受信のタイミング例を示したものである。
送信空中線４ａを用いた送信ａと、送信空中線４ｂを用いた送信ｂが交互に行われ、それぞれの送信タイミングに対応して、パルス送信の直後に受信が行われる。受信空中線５ａ〜５ｄを用いることにより、受信ａ〜受信ｄが同時に行われる。図２では、複数距離の観測を想定して、１送信毎にＡＤ変換器７ａ〜７ｄにより複数回サンプリングを行う。
【００２２】
受信空中線５ａ〜５ｄでそれぞれ受信された反射波は、受信空中線５ａ〜５ｄにそれぞれ接続された混合器６ａ〜６ｄに入力される。
混合器６ａ〜６ｄは受信空中線５ａ〜５ｄから入力した反射波と、分割器２から入力した送信波を混合することにより、受信信号を生成する。受信信号は反射波の周波数と送信波の周波数の差の周波数を持つ信号である。例えば送信波が無変調の電磁波である場合、差の周波数は反射波のドップラー周波数、すなわち送信波を反射した物体（反射物）の相対的な視線方向速度に比例する周波数となる。
また、送信波に周波数変調が施された場合は、反射物のドップラー周波数と相対距離に依存する周波数となる。
【００２３】
各混合器６ａ〜６ｄから出力された受信信号は、ＡＤ変換器７ａ〜７ｄによってアナログ信号からディジタル信号へと変換される。図１の例では、４つの受信空中線５ａ〜５ｄに対応する４チャネルのディジタル信号が生成される。この４チャネルの受信信号はフーリエ変換部８によって、チャネル方向の信号列に対して高速フーリエ変換の手法を用いたフーリエ変換処理が施される。このフーリエ変換は、空間方向に分布した信号に対して施されるものであるため、フーリエ変換後の信号として、空間周波数領域の信号が得られることになる。
なお、空間方向のフーリエ変換と合わせて、時間方向のフーリエ変換を行えば、空間周波数軸とビート周波数軸の２次元平面上で定義される時空間スペクトルが得られるようになる。
【００２４】
受信空中線５ａ〜５ｄがｄの間隔で等間隔に配置されているとする。このとき、角度θの方向から到来した反射波に対応する受信信号の位相は、２πｄ・ｓｉｎθ／λの間隔で直線的に等間隔に変化する。従って、フーリエ変換部８においてフーリエ変換を施すと、到来角θに対応する空間周波数にピークをもつスペクトルが得られる。これにより、ピークが生じた空間周波数に対応する角度方向に反射物が存在することが分かる。
【００２５】
送信波は時分割で送信空中線４ａと送信空中線４ｂにより交互に送信される。送信空中線４ａから放射された送信波の反射波から得られた受信信号は位相補償部９ａに入力され、送信空中線４ｂから放射された送信波の反射波から得られた受信信号は位相補償部９ｂに入力される。送信空中線４ａと送信空中線４ｂは異なる位置に配置されているため、送信空中線４から反射物までの送信経路と反射物から受信空中線５までの受信経路との和からなる送受信経路長は、送信空中線４の位置に依存する。このような送信空中線４の位置の相違による経路長の差は、受信信号の位相差となる。そこで、位相補償部９ａおよび位相補償部９ｂでは、位相差を補償することにより、送信空中線４ａから放射された送信波が反射物で反射した反射波から得られた受信信号と、送信空中線４ｂから放射された送信波が反射物で反射した反射波を用いて得られた受信信号の位相が一致するように、それぞれの位相を補償する。
【００２６】
なお、両受信信号の位相差がなくなるように位相補償を行えば良いため、位相補償は両受信信号の位相を補償しなくても、片側の受信信号に対して位相補償をするようにしても良い。例えば、送信空中線４ａから放射された送信波が反射物で反射した反射波から得られた受信信号の位相値を基準として位相補償を行う場合は、送信空中線４ｂから放射された送信波が反射物で反射した反射波から得られた受信信号に対してのみ、位相補償部９ｂにより位相補償を行うことになる。この場合、位相補償部９ａは不要となる。
【００２７】
位相補償部９ａまたは位相補償部９ｂにより位相補償されたフーリエ変換後の空間周波数領域の信号は、コヒーレント積分部１０によりコヒーレント積分、すなわち位相を保存したまま角度毎に加算する処理が行われる。
なお、コヒーレント積分後の信号は、仮想素子配置の開口長で観測したのと等価となる。ビーム幅は開口長に反比例する。開口長が倍になった場合はビーム幅は半分になる。このビーム幅に対応したビーム合成を行うためには、４素子分の開口長の信号列をそのままフーリエ変換したときの角度分解能では不十分である。（仮想素子配置による合成後のビーム幅の倍の間隔で受信ビーム合成を行うことになる）。そこで、フーリエ変換部８においてフーリエ変換を行う場合、フーリエ変換後の空間スペクトルの角度分解能が十分細かくなるように、信号列に０を付加して処理上の信号列の長さを延長するのが適当である。
【００２８】
図３は、この発明に係わるレーダ装置での観測・処理手順を示すフローチャートである。
ステップＳ００１では、送信空中線４ａから送信波を送信する。
ステップＳ００２では、各受信空中線５ａ〜５ｄで反射波を受信する。
ステップＳ００３では、ステップＳ００２で受信した反射波に、混合器６ａ〜６ｄで送信波を混合し、次にＡＤ変換器７ａ〜７ｄでＡＤ変換し、次にサンプリングして信号列を得る。次に、得られた信号列をフーリエ変換部８で高速フーリエ変換処理を施して空間周波数領域の信号を得る。
ステップＳ００４では、送信空中線４ａの位置についての位相補償量を算出し、次に空間周波数領域の信号を位相補償量で補償する（信号Ａ）。
【００２９】
ステップＳ００５では、送信空中線４ｂから送信波を送信する。
ステップＳ００６では、各受信空中線５ａ〜５ｄで反射波を受信する。
ステップＳ００７では、ステップＳ００６で受信した反射波に、混合器６ａ〜６ｄで送信波を混合し、次にＡＤ変換器７ａ〜７ｄでＡＤ変換し、次にサンプリングして信号列を得る。次に、得られた信号列をフーリエ変換部８で高速フーリエ変換処理を施して空間周波数領域の信号を得る。
ステップＳ００８では、送信空中線４ｂの位置についての位相補償量を算出し、次に空間周波数領域の信号を位相補償量で補償する（信号Ｂ）。
ステップＳ００９では、ステップＳ００４で得られた位相補償された空間周波数領域の信号ＡとステップＳ００８で得られた位相補償された空間周波数領域の信号Ｂを加算して時空間スペクトルを得る。
ステップＳ０１０では、ステップＳ００９で得られたコヒーレント積分後の時空間スペクトルを解析して、目標検出処理を行う。
【００３０】
次に、フーリエ変換処理において高速フーリエ変換を適用できる理由について説明する。
受信器１２ａ〜１２ｄで得られる受信信号ｓｍ（ｔｎ）は、式（７）で表される。但し、Ａはビート信号の振幅、ｆｂはビート周波数、ｘｒｘ，ｍは第ｍ論理チャネルを得るのに用いる受信空中線５の位置、ｘｔｘ，ｍは第ｍ論理チャネルを得るのに用いる送信空中線４の位置、θは受信波の到来方向（正面方向を０度と定義する）、ｔｎは第ｎサンプルの時刻、Δｔｍは第ｍ論理チャネルと第１論理チャネルのサンプルタイミングの時間差、φ０は原点から送受信したと仮定した場合のビート信号の初期位相である。
【００３１】
【数４】
2008157761.tif 000006
【００３２】
また、サンプルタイミングの相違による位相ずれを補償する係数Ｃｔｍ（ｆｂ，ｍ）は式（２）を用いて算出される。また、送信空中線４の位置の相違による位相ずれを補償する係数Ｃｔｘ（θ，ｍ）は式（３）を用いて算出される。
【００３３】
そして、式（７）の受信信号ｓｍ（ｔｎ）を、ビート周波数ｆｂと到来角θの成分毎に分離した信号である時空間スペクトルＳ（ｆｂ、θ）は、式（８）の位相補償付き２次元フーリエ変換により計算される。
【００３４】
【数５】
2008157761.tif 000007
【００３５】
そして、サンプルタイミングの相違による位相ずれは、送信空中線４ａ、４ｂの相違だけで定まり、受信空中線５ａ〜５ｄには依存しない。そのため、送信空中線４ａを用いる論理チャネル１〜４だけの受信信号を用いた受信ビーム合成では、論理チャネル間でサンプルタイミングの相違による位相ずれがないため、サンプルタイミングに関する位相補償は不要である。
また、論理チャネル間の受信空中線５ａ〜５ｄの間隔は等間隔である。したがって、論理チャネル１〜４だけの受信信号を用いた受信ビーム合成のためのフーリエ変換は、高速フーリエ変換を用いることができる。
同様に、論理チャネル５〜８だけの受信信号を用いた受信ビーム合成のためのフーリエ変換も、高速フーリエ変換を用いることができる。この２つの高速フーリエ変換で得られる空間スペクトルは、サンプルタイミングの相違により、異なる観測時刻で得られたものとなっている。この観測時間差を補償する位相補償因子を乗じて、２次元フーリエ変換の結果を加算すれば、論理チャネル１〜８を用いた受信ビーム合成およびビートスペクトル算出を実現することができる。
【００３６】
このように、送信空中線４の位置に関する位相補償因子Ｃｔｘとサンプルタイミングに関する位相補償因子Ｃｔｍの両方が、チャネル１〜Ｍ／２またはチャネル（Ｍ／２＋１）〜Ｍの単位で一定であり、かつチャネル番号、サンプル番号に依存しないことから、式（８）において、位相補償因子をフーリエ変換の外側に出すことができるためである。
【００３７】
なお、送信空中線４毎の２次元高速フーリエ変換を行う場合、論理チャネル数は全体の半分Ｍ／２となるため、そのまま高速フーリエ変換を行うと、角度分解能が２倍に低下する。そこで、２次元高速フーリエ変換を行う前に、論理チャネル方向に０詰めにてデータ点数を増やしておくことが考えられる。以上の処理を模式的に表したものを図４に示す。
【００３８】
また、上述の実施形態では、送信を時分割に切り替えることにより生じる時刻差に起因する位相差を補償する構成例を示した。しかし、時刻差に起因する位相差は、式（１）または式（７）から分かるように、ビート周波数と時刻差の積に比例するものとなる。そのため、対象となるビート周波数が十分小さいと見なせる状況で用いる場合は、送信の時刻差に起因する位相差の補償を省略しても良い。例えば周波数変調を行うレーダ装置の場合、ビート周波数は目標距離に比例する項と、ドップラー周波数に比例する項の和によって表される。よって、相対速度が低速の近距離目標だけを扱う場合には、送信の時刻差に起因する位相差の補償を省略した構成とすることができる。
【００３９】
また、上述の実施形態では、ＡＤ変換器７によりサンプルされた受信信号に対して、時間方向と空間方向のフーリエ変換をフーリエ変換部８で実行しているが、空間周波数のみを得る、すなわちビート周波数の情報を得る必要がない場合は、空間方向のフーリエ変換をフーリエ変換部８で実行しても良い。
【００４０】
この発明の実施形態に係わるレーダ装置は、送信切替型ＤＢＦ方式を採用し、高速フーリエ変換によりビーム合成を行っているので、ビーム合成の演算量が少なく、信号処理の規模を小さくすることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００４１】
【図１】この発明の実施形態に係わるレーダ装置の構成を表すブロック図である。
【図２】この発明の実施の形態に係わる送受信のタイミング例を表す図である。
【図３】この発明の実施形態に係わるレーダ装置の動作手順を表すフローチャートである。
【図４】この発明の実施形態に係わるビーム合成方法を模式的に説明した図である。
【符号の説明】
【００４２】
１  発振器、２  分割器、３  切替器、４、４ａ、４ｂ  送信空中線、５、５ａ、５ｂ  受信空中線、６ａ〜６ｄ  混合器、７ａ〜７ｄ  ＡＤ変換器、８  フーリエ変換部、９ａ、９ｂ  位相補償部、１０  コヒーレント積分部、１１  検出処理部、１２ａ〜１２ｄ  受信器。
【図１】
2008157761.tif 000008
【図２】
2008157761.tif 000009
【図３】
2008157761.tif 000010
【図４】
2008157761.tif 000011