(57)【要約】【課題】狭帯域で高い近距離分解能を有するレーダを実現する。【解決手段】パルス信号がターゲットから反射されて受信されるまでの時間差から距離を算出する原理に基づくパルスレーダであって、送信回路からのフィードバック線に応答波形に干渉した送信波形を受信波形から除去するために適応フィルタ、および、ターゲットからの応答波の到着および終了により生じる位相差の変化を取り出すための位相変化検出フィルタを有する。応答波が到着する前に送信パルスを完了する必要がなくなるため、近距離分解能を向上させるためにパルス幅を短くする必要がなくなる。【選択図】図６
2008157794.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
パルスレーダにおいて、
送信用アンテナと、
受信用アンテナと、
送受信処理を行う回路基板上に、前記送信用アンテナから前記受信用アンテナに回折してくる送信パルス信号とターゲットからの応答波信号とが重畳した受信信号から前記応答波信号のみを濾波する濾波手段と、
前記濾波手段によって濾波された応答波の立ち上がり時刻と送信パルスの立ち上がり時刻との時間差、および、応答波の立ち下がり時刻と送信パルスの立ち下がり時刻との時間差を検出する検出手段と
を有することを特徴とするパルスレーダ。
【請求項２】
パルスレーダにおいて、
送信用アンテナと、
受信用アンテナと、
前記送信用アンテナから前記受信用アンテナに回折してくる送信パルス信号とターゲットからの応答波信号が重畳した受信信号に対して、送受信処理を行う回路基板上に、学習処理によりアンテナや伝搬空間と等価となる線形フィルタ処理のパラメータの推定を行い、送信パルス信号から擬似回折波を生成し、当該生成された擬似回折波を受信信号から差引くことによって、前記応答波信号のみを濾波する適応フィルタ処理を行う適応フィルタ手段と、
ターゲットから新たな応答波が到着したとき生じる搬送波の周波数よりも高い周波数の信号である高調波を取り出すことによって、各ターゲットからの応答波の立ち上がり時刻と送信パルスの立ち上がり時刻との時間差、および、応答波の立ち下がり時刻と送信パルスの立ち下がり時刻との時間差を検出する検出手段と
を有することを特徴とするパルスレーダ。
【請求項３】
パルスレーダにおいて、
送信用アンテナと、
受信用アンテナと、
前記送信用アンテナから前記受信用アンテナに回折してくる送信パルス信号とターゲットからの応答波信号が重畳した受信信号に対して、送受信処理を行う回路基板上に、学習処理によりアンテナや伝搬空間と等価となるフィルタのパラメータの推定を行い、送信パルス信号から擬似回折波を生成し、当該生成された擬似回折波を受信信号から差引くことによって、前記応答波信号のみを濾波する適応フィルタ処理を行う適応フィルタ手段と、
ターゲットから新たな応答波が到着したとき生じる搬送波の位相の遅れを取り出すことによって、各ターゲットからの応答波の立ち上がり時刻と送信パルスの立ち上がり時刻との時間差、および、応答波の立ち下がり時刻と送信パルスの立ち下がり時刻との時間差を検出する検出手段と
を有することを特徴とするパルスレーダ。
【請求項４】
相対的に移動しているターゲットに対して送信されたパルス信号がターゲットから反射されて受信されるまでの時間差から距離を算出する原理に基づくパルスレーダにおいて、
送受信処理を行う回路基板上に電磁波が送信パルスの継続時間内に伝搬する距離の半分以下となる位置に存在するターゲットまでの距離を測定する手段を有することを特徴とするパルスレーダ。
【請求項５】
送受信処理を行う回路基板上に、送信用アンテナから受信用アンテナに回折してくる送信パルス信号とターゲットからの応答波信号が重畳した受信信号に埋もれた応答波の立ち上がり時刻と送信パルスの立ち上がり時刻との時間差を検出する手段をさらに有することを特徴とする請求項４に記載されたパルスレーダ。
【請求項６】
送受信処理を行う回路基板上に占有帯域幅を、光速を最小測定可能距離で除算した値よりも狭くする設定手段をさらに有することを特徴とする請求項４に記載されたパルスレーダ。
【請求項７】
請求項１から６のいずれかに記載された前記パルスレーダと、
送受信処理を行う回路基板上に、電磁波が送信パルスの継続時間内に伝搬する距離の半分以下となる位置に存在するターゲットまでの距離を測定する測定手段と、
搬送波の波長を車体幅と同じオーダの長さとすることにより広角の覆域をサポートする手段と
を有することを特徴とする車載レーダ。
【請求項８】
請求項１から６のいずれかに記載された前記パルスレーダと、
送受信処理を行う回路基板上に、電磁波が送信パルスの継続時間内に伝搬する距離の半分以下となる位置に存在するターゲットまでの距離を測定する測定手段と、
搬送波の周波数をキーレスエントリシステムの周波数と同じとすることにより、受信処理回路をキーレスエントリシステムと共用する手段と
を有することを特徴とする車載レーダ。
【請求項９】
請求項１から６のいずれかに記載された前記パルスレーダと、
送受信処理を行う回路基板上に、大地または海面から電磁波が反射されて受信されるまでの時間が着陸アシストレーダの送信パルスの継続時間よりも短くなる低高度を測定する測定手段と
を有することを特徴とする着陸アシストレーダ。
【請求項１０】
請求項１から６のいずれかに記載された前記パルスレーダと、
送受信処理を行う回路基板上に、大地または海面から電磁波が反射されて受信されるまでの時間が送信パルスの継続時間よりも短くなる低高度を測定する測定手段と、
搬送波の波長を機体幅と同じオーダの長さとすることによりことにより広角の輻域をサポートする手段と
を有することを特徴とする着陸アシストレーダ。
【請求項１１】
請求項１から６のいずれかに記載された前記パルスレーダと、
送受信処理を行う回路基板上に、大地または海面から電磁波が反射されて受信されるまでの時間が送信パルスの継続時間よりも短くなる高度を測定する測定手段と、
大地または海面までに電磁波が反射されて受信されるまでの時間内での移動体の水平移動距離よりも搬送波の波長を長くすることによって、高速に水平移動しているときにも高度を測定可能とする手段と
を有することを特徴とする着陸アシストレーダ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、パルス信号がターゲットから反射されて受信されるまでの時間差から距離を算出する原理に基づくパルスレーダに係り、特に、自動車および超低空を水平飛行する航空機に搭載するパルスレーダに係わる。
【背景技術】
【０００２】
レーダおよび電波センサには、非特許文献１に記載されているように、従来、以下の３方式が用いられていた。
【０００３】
（１）パルスレーダ
（２）ＦＭ−ＣＷレーダ（Frequency Modulation Continuous wave Radar）
（３）２周波ＣＷ（Continuous wave Radar）
【０００４】
上記（１）の“パルスレーダ”方式では、高周波波形を区切ってパルス状にした信号を等間隔で反復送信し、送信されたパルス信号は、ターゲットで散乱され、散乱波が応答波として受信される。このとき、パルスの送信が終了してから、ターゲットからの応答波が戻ってくるまでの時間は、ターゲットからの距離に比例することになる。そこで“パルスレーダ”方式では、パルスの送信が終了してから、ターゲットから戻ってきた応答波のレベルが閾値を超えるまでの時間からターゲットまでの距離を測定する。また、上記（２）の“ＦＭ−ＣＷレーダ”方式では、一定周期で時間に対してＦＭ変調を行い、周波数を一定の割合で増加・減少を反復した信号を送信する。送信されたＦＭ変調された信号は、ターゲットで散乱され、散乱波が応答波として受信される。受信側ではターゲットで跳ね返された受信信号と送信信号とに対して乗算処理を行い、送信波の周波数と受信波の周波数の差の周波数（以降「ビート周波数」と記載する）を抽出する。このとき、送信波では、ＦＭ変調を行い、周波数を一定の割合で増加・減少を反復しているので、ビート周波数は、ターゲットからの距離に比例することになる。このようにして、“ＦＭ−ＣＷレーダ”方式では、ビート信号の周波数を検出することによって、距離を測定する。さらに、上記（３）の““２周波ＣＷ”方式では、ｆ１＝２４ＧＨｚとｆ２＝２４ＧＨｚ＋７５ＭＨｚのように周波数にわずかな違いのある２つの波（距離が変化するにつれて位相差を生じる）を送信し、ターゲットまでの往復伝搬時間内に生じる２つの波の位相差を測定することで、距離を測定する方式である。
【０００５】
また、従来より、受信波に対する送信パルス信号の干渉を低減するための技術も提案されている。例えば、特許文献１には、パルス信号の送信および受信を同時に行う際、所望受信波信号を歪ませることなく、送信側から受信側へ干渉する受信干渉波による所望受信信号の観測障害を排除する送受信装置が開示されている。具体的には、この送受信装置は、干渉波抑圧手段として、適応フィルタと、複素減算器とを有する。適応フィルタは、送信側の広帯域信号を付加させた送信信号の一部を入力として、送信側から受信側に干渉する受信干渉波信号を模擬する。複素減算器は、受信装置の出力信号から適応フィルタの出力信号を差し引く。また、特許文献２には、送信アンテナと受信アンテナとの間に平面遮蔽板を設けることで、送信波の干渉を抑制する技術が開示されている。
【０００６】
【非特許文献１】「新ミリ波技術」第298頁（手代木扶／米山務編著、オーム社、1999年11月25日）
【特許文献１】特開平５−５６００９号公報
【特許文献２】特開２００３−２７９６４９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
ところで、短距離レーダでは、最大探知距離性能よりも近距離分解能が要求される。例えば、自動車運転アシストシステム向けの短距離レーダでは、駐車支援、ブラインドスポット検出、プリクラッシュ、幅寄せ接近警報等などの自動車運転アシストシステムへの活用が意図されている。そのため、最大探知距離が３ｍ程度でも許容される場合が多いが、最小距離分解能は１０cm以下であることが望まれる。しかしながら、短距離レーダを上述した（１）〜（３）の方式で実現した場合、いずれの方式でも程度の差はあるものの、占有帯域幅を広帯域化せざるを得ない。占有帯域幅の広帯域化は、同一周波数帯に設定可能なチャネル数の減少を招くばかりでなく、搬送波に高い周波数が必要になったり、アンテナの設計が難しくなったり、回路が高コストになったりするといった様々な問題を招く。
【０００８】
本発明は、以上のような課題に鑑みなされたもので、その目的は、狭帯域で高い近距離分解能を有するレーダを実現することである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
かかる課題を解決するために、第１の発明は、送信用アンテナと、受信用アンテナと、送受信処理を行う回路基板上に、送信用アンテナから受信用アンテナに回折してくる送信パルス信号とターゲットからの応答波信号とが重畳した受信信号からターゲットからの応答波信号のみを濾波する濾波手段と、濾波手段によって濾波された応答波の立ち上がり時刻と送信パルスの立ち上がり時刻との時間差、および、応答波の立ち下がり時刻と送信パルスの立ち下がり時刻との時間差を検出する検出手段とを有するパルスレーダを提供する。
【００１０】
第２の発明は、送信用アンテナと、受信用アンテナと、送信用アンテナから受信用アンテナに回折してくる送信パルス信号とターゲットからの応答波信号が重畳した受信信号に対して、送受信処理を行う回路基板上に、学習処理によりアンテナや伝搬空間と等価となる線形フィルタ処理のパラメータの推定を行い、送信パルス信号から擬似回折波を生成し、この生成された擬似回折波を受信信号から差引くことによって、ターゲットの応答波信号のみを濾波する適応フィルタ処理を行う適応フィルタ手段と、ターゲットから新たな応答波が到着したとき生じる搬送波の周波数よりも高い周波数の信号である高調波を取り出すことによって、各ターゲットからの応答波の立ち上がり時刻と送信パルスの立ち上がり時刻との時間差、および、応答波の立ち下がり時刻と送信パルスの立ち下がり時刻との時間差を検出する検出手段とを有するパルスレーダを提供する。
【００１１】
第３の発明は、送信用アンテナと、受信用アンテナと、送信用アンテナから受信用アンテナに回折してくる送信パルス信号とターゲットからの応答波信号が重畳した受信信号に対して、送受信処理を行う回路基板上に、学習処理によりアンテナや伝搬空間と等価となるフィルタのパラメータの推定を行い、送信パルス信号から擬似回折波を生成し、この生成された擬似回折波を受信信号から差引くことによって、ターゲットの応答波信号のみを濾波する適応フィルタ処理を行う適応フィルタ手段と、ターゲットから新たな応答波が到着したとき生じる搬送波の位相の遅れを取り出すことによって、各ターゲットからの応答波の立ち上がり時刻と送信パルスの立ち上がり時刻との時間差、および、応答波の立ち下がり時刻と送信パルスの立ち下がり時刻との時間差を検出する検出手段とを有するパルスレーダを提供する。
【００１２】
第４の発明は、相対的に移動しているターゲットに対して送信されたパルス信号がターゲットから反射されて受信されるまでの時間差から距離を算出する原理に基づくパルスレーダにおいて、送受信処理を行う回路基板上に電磁波が送信パルスの継続時間内に伝搬する距離の半分以下となる位置に存在するターゲットまでの距離を測定する手段を有するパルスレーダを提供する。ここで、第４の発明において、送受信処理を行う回路基板上に、送信用アンテナから受信用アンテナに回折してくる送信パルス信号とターゲットからの応答波信号が重畳した受信信号に埋もれた応答波の立ち上がり時刻と送信パルスの立ち上がり時刻との時間差を検出する手段をさらに設けてもよい。また、送受信処理を行う回路基板上に占有帯域幅を、光速を最小測定可能距離で除算した値よりも狭くする設定手段をさらに設けてもよい。
【００１３】
第５の発明は、上述した第１から第４の発明のいずれかに係るパルスレーダと、送受信処理を行う回路基板上に、電磁波が送信パルスの継続時間内に伝搬する距離の半分以下となる位置に存在するターゲットまでの距離を測定する測定手段と、搬送波の波長を車体幅と同じオーダの長さとすることにより広角の覆域をサポートする手段とを有する車載レーダを提供する。
【００１４】
第６の発明は、上述した第１から第４の発明のいずれか係るパルスレーダと、送受信処理を行う回路基板上に、電磁波が送信パルスの継続時間内に伝搬する距離の半分以下となる位置に存在するターゲットまでの距離を測定する測定手段と、搬送波の周波数をキーレスエントリシステムの周波数と同じとすることにより、受信処理回路をキーレスエントリシステムと共用する手段とを有する車載レーダを提供する。
【００１５】
第７の発明は、上述した第１から第４の発明のいずれかに係るパルスレーダと、送受信処理を行う回路基板上に、大地または海面から電磁波が反射されて受信されるまでの時間が着陸アシストレーダの送信パルスの継続時間よりも短くなる低高度を測定する測定手段とを有する着陸アシストレーダを提供する。
【００１６】
第８の発明は、上述した第１から第４の発明のいずれかに係るパルスレーダと、送受信処理を行う回路基板上に、大地または海面から電磁波が反射されて受信されるまでの時間が送信パルスの継続時間よりも短くなる低高度を測定する測定手段と、搬送波の波長を機体幅と同じオーダの長さとすることによりことにより広角の輻域をサポートする手段とを有する着陸アシストレーダを提供する。
【００１７】
第９の発明は、上述した第１から第４の発明のいずれかに係るパルスレーダと、送受信処理を行う回路基板上に、大地または海面から電磁波が反射されて受信されるまでの時間が送信パルスの継続時間よりも短くなる低高度を測定する測定手段と、大地または海面までに電磁波が反射されて受信されるまでの時間内での移動体の水平移動距離よりも搬送波の波長を長くすることによって、高速に水平移動しているときにも高度を測定可能とする手段とを有する着陸アシストレーダを提供する。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、応答波が到着する前に送信パルスを完了する必要がなくなるため、パルス幅を短くすることなく、高い近距離分解能を有するレーダを実現することができる。したがって、本発明によれば、レーダに必要となる占有帯域幅を「光速÷最小測定可能距離」よりも狭くすることが可能となる。
【００１９】
また、本発明によれば、レーダに必要となる占有帯域幅を狭くすることが可能なので、レーダの搬送波を相対的に低い周波数に抑えることができる。ところで、電磁波に限らず、波動においては、波長と同じスケールの波源（電磁波の場合はアンテナ）に対しては、波源の正面だけではなく、側面の方向にも拡がっていく。そのため、本発明によれば、レーダの搬送波を相対的に低い周波数に抑えることができるので、搬送波の波長を車体幅もしくは機体幅と同じオーダの長さとすることにより、広角の覆域をサポート可能なレーダを実現することが可能となる。
【００２０】
また、キーレスエントリに用いられている３００[MHz]帯数は波長が１ｍ程度であり、従来は、レーダの搬送波として用いることが難しかった。ところが、本発明によれば、レーダの搬送波を相対的に低い周波数に抑えることができるので、レーダの周波数帯および高周波回路をキーレスエントリと共用することが可能となる。
【００２１】
また、一般的に波動では、周波数が低ければ低いほど減衰量が小さくなる。本発明によれば、レーダの搬送波を相対的に低い周波数に抑えることができるので、送信電力を相対的に低いレベルとすることが可能となる。
【００２２】
さらに、本発明によれば、相対的に占有帯域幅を狭くすることができる。そのため本発明をＵＷＢレーダに適用すると、ＷｉＭＡＸなどの他のシステムに割り当てられている周波帯の間に、ＵＷＢレーダの帯域が配置されるように設定することによって、ＵＷＢにおいて問題となっている電波干渉を回避することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
（本発明の原理）
まず、第１および第２の実施形態の説明に先立ち、本発明の原理について詳述する。パルスレーダ方式において、近距離分解能を向上させると占有帯域幅が広帯域化する理由は、パルス幅を短くする必要があるからである。したがって、狭帯域で高い近距離分解能を有するレーダを実現するという目的を達成するためには、パルス幅を短くすることなく、近距離分解能を向上させる必要がある。すなわち、最も近い位置にあるターゲットからの応答波が到着する前に送信パルスを完了しないと、送信パルスの干渉と、各ターゲットからの応答波の干渉により、個々のターゲットからの応答波が戻ってくるまでの時間から距離を測定することが困難となる。近距離分解能を向上させるためにパルス幅を短くする必要があるのは、このためである。したがって、狭帯域で高い近距離分解能を有するレーダを実現するという目的は、以下の２つの手段を新たに実現することによって達成することができる。
【００２４】
（１）応答波形に干渉した送信パルスを受信波形から除去する手段
（２）各ターゲットからの応答波の立ち上がり時刻、または、立ち下がり時刻を検出する手段
【００２５】
まず、手段（１）の実現方法について説明する。送信波形は、自分で生成したのであるから、既知の波形である。しかしながら、応答波形に干渉した送信波形は、アンテナや伝搬空間による歪みを受けている。したがって、受信波形において送信パルスが干渉することは、信号処理の観点でいえば、図１に示したように、応答波信号を希望信号としたとき、送信パルスを既知の妨害波、アンテナや伝搬空間を妨害波に対する未知のフィルタとみなすことができる。これは、文献「適応信号処理」（辻井重男編著、昭晃堂、1995年5月）に記載されているように、電話通信におけるエコーキャンセラ、および、特許文献１に記載されている通信システムにおける適応ノイズキャンセラの問題と等価である。したがって、応答波形に干渉した送信波形を受信波形から除去することは、アンテナや伝搬空間と等価となるように適応フィルタのパラメータの推定を行い、送信パルスに対し適応フィルタを作用させた信号を受信波形から減算することによって達成することができる。
【００２６】
上述した特許文献１に開示された技術では、送信パルス列が通信を行う情報によってダイナミックに変化するため、妨害波である送信パルス列の被変調波もダイナミックに変化する。したがって、適応フィルタのパラメータの設定は、ブラインド学習処理によって行う必要がある。ところが、レーダの場合には、送信パルス列は、常に同じ送信パターンを反復するため、妨害波である送信パルス列の被変調波も同じ波形の反復となる。つまり、レーダの場合には、妨害波である送信パルスを既知と見なすことができる。この場合、アンテナや伝搬空間と等価となる適応フィルタのパラメータは、教師付き学習処理で決定することができる。すなわち、送信パルスに対し適応フィルタを作用させた信号を受信波形から減算した結果である誤差信号が、ターゲットが存在しない場合にガウスノイズ（無相関信号）となるように、あらかじめ適応フィルタのパラメータの調整を行うことによって、適応フィルタのパラメータを求めることができる。
【００２７】
つぎに、手段（２）の実現方法について説明する。本発明では、新たな応答波の到着において発生する過渡現象を利用して、各ターゲットからの応答波の立ち上がり時刻と送信パルスの立ち上がり時刻との時間差、または、立ち下がり時刻と送信パルスの立ち下がり時刻との時間差を求める。ここで、図２に示したように、電磁波が送信パルスの継続時間内に伝搬する距離の半分以下となる位置に３つのターゲットＡ、Ｂ、Ｃが存在する場合を考える。この場合、受信時には、ターゲットＡからの応答波が継続中にターゲットＢからの応答波およびターゲットＣからの応答波が順次到着し、３つのターゲットＡ、Ｂ、Ｃからの応答波が重畳する。
【００２８】
ここで、重畳波の振幅をａ，位相をψ、新たな応答波の振幅、または、終了する応答波の振幅をｂ，位相をφ、応答波の到着または終了後の位相をαとする。応答波の到着または終了後の重畳波は、以下の数式１および数式２にて表すことができる。
【００２９】
【数１】
2008157794.tif 000003
【数２】
2008157794.tif 000004
【００３０】
複合±は、＋の場合が新たな応答波の到着を意味し、−の場合が応答波の終了を意味する。したがって、応答波が順次到着するとき、新たな応答波の位相と到着済みの応答波の位相が異なるので、新たな応答波と到着済みの応答波とがお互いに干渉し、振幅を強め合う部分と、弱め合う部分とが混在し、包絡成分が複雑に変化する。このことは、新たな応答波が到着しても受信信号強度が大きくなるとは限らないことを意味する。極端な場合、新たな応答波の位相が到着済みの応答波の位相と１８０°（半波長）シフトしていた場合、新たな応答波と到着済みの応答波とが完全に打ち消しあってしまうことになる。この場合、従来のパルスレーダのように被変調波を復調すると、複雑に変化した包絡成分のみが抽出されることになり、新たな応答波の到着の発生を検出することは、非常に困難となる。さらに、復調すると、応答波の立ち上がりが鈍くなるという問題も生じる。
【００３１】
ところが、上記数式１、図３および図４に示したように、この応答波の重畳においてターゲットから新たな応答波が到着したときには、新たな応答波の位相が到着済みの応答波の位相がより遅れているため、受信波形の位相が短い時間で急速に遅れる。また、到着済みのあるターゲットからの応答波が終了したときにも、到着済みのあるターゲットからの応答波の位相が重畳波の位相より進んでいるため、受信波形の位相が短い時間で急速に遅れる。
【００３２】
また、数式２で示したように、応答波の到着および終了にともなう位相の遅れは、重畳波と到着および終了する信号強度に大きな差がある場合には、殆ど観測にかからない。一般にレーダの応答波に信号強度は、距離の４乗に比例して小さくなる。送信パルスがＯＮとなっているときには、近くにあるターゲットからの応答波が到着し、遠くにあるターゲットからの応答波が終了する。そのため、位相遅れは、信号強度が強い近くにあるターゲットからの応答波の到着による位相遅れが支配的となる。他方、送信パルスがＯＦＦとなっているときには、遠くにあるターゲットからの応答波が到着し、近くにあるターゲットからの応答波が終了する。そのため、位相遅れは、信号強度が強い近くにあるターゲットからの応答波の終了による位相遅れが支配的となる。したがって、送信パルスがＯＮとなっているときの位相遅れは、新たな応答波の到着による位相遅れを意味し、送信パルスがＯＦＦとなっているときの位相遅れは、応答波の終了による位相遅れを意味することになる
【００３３】
このような特性に鑑み、本発明では、濾波後の被変調波に位相変化検出器を作用させ、応答波の到着および終了にともなう位相の急激な遅れを取り出す。これにより、この位相変化検出器によって取り出された位相の遅れが閾値を超えた時刻から、各ターゲットからの応答波の応答波の立ち上がり時刻と送信パルスの立ち上がり時刻との時間差、および、応答波の立ち下がり時刻と送信パルスの立ち下がり時刻との時間差を求めることができる。なお、ｃτ／２までの距離にターゲットが存在する場合、ｃτ／２からｃτの距離に存在するターゲットを検出できないことになるが、ｃτ／２までの距離にターゲットが存在しない場合には、ｃτ／２からｃτの距離に存在するターゲットをも検出可能なので、実用上は差し支えない。
【００３４】
また、図５に示したように、応答波の到着および終了による位相の急激な遅れに伴い、被変調波に滑らかではない（微分係数が不連続となる）波形が発生する。滑らかではない波形が発生した場合には、フーリエ解析によると、基本波形の周波数（この場合は、搬送波の周波数）よりも高い周波数の信号（以下、「高調波」という）が発生する。そこで、本発明では、濾波後の被変調波に高調波検出フィルタを作用させ、搬送波の周波数以上の周波数となる信号のみを通過させ、かつ、強調するようにすることによって、新たな応答波の到着が生じたときに発生する高調波のみを取り出す。これにより、この高調波検出フィルタによって取り出された高調波が閾値を超えた時刻から、各ターゲットからの応答波の立ち上がり時刻と送信パルスの立ち上がり時刻との時間差、および、応答波の立ち下がり時刻と送信パルスの立ち下がり時刻との時間差を求めることができる。
【００３５】
なお、位相変化検出器によって取り出された位相遅れの継続時間、および、帯域通過フィルタによって取り出された高調波の継続時間は、送信パルスの継続時間と比べて非常に短いので、各ターゲットからの応答波が重畳した信号に対して位相変化検出器および高調波検出フィルタを作用させることは、パルス幅を短くすることと等価となる。
【００３６】
最後に、応答波の立ち上がりを検出する場合と応答波の立ち下がりを検出する場合とを比較する。新たに到着する応答波は、次第に信号強度が次第に小さくなる。応答波の到着にともなう重畳波の位相の遅れは、重畳波と到着する信号強度との差が大きくなるので、次第に小さくなる。他方、応答波の終了においては、近くのターゲットからの応答波が順次終了していくので、終了する応答波の信号強度は、重畳波全体の強度の大半を占めていることになる。そのため、応答波の終了にともなう重畳波の位相の遅れは、ＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｇａｉｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）等により、ほぼ、一定の範囲に保つことが可能となる。したがって、重畳波の位相の遅れを検出する場合、一般的には、応答波の立ち下がり時刻と送信パルスの立ち下がり時刻との時間差を求めるほうが有利である。
【００３７】
以上の説明から理解できるように、適応フィルタおよび高調波検出フィルタという２つの手段を設けることで、パルス幅を短くすることなく、近距離分解能を向上させることができる。これにより、狭帯域で高い近距離分解能を有するレーダを実現することが可能になる。以下に詳述する２つの実施形態はいずれも、被変調波に対し復調を行うことなく、被変調波を直接アナログ信号からディジタル信号へ変換する。そして、応答波形に干渉した送信波形を受信波形から除去するために、送信パルスに対し適応フィルタを作用させた信号を受信波形から減算する手段（１）、かつ、各ターゲットからの応答波の立ち上がり時刻と送信パルスの立ち上がり時刻との時間差または立ち下がり時刻との時間差を求めるために、ターゲットから応答波が到着または終了したとき生じる渡過現象を検出する手段（２）によって、狭帯域で高い近距離分解能を有するレーダを実現したものである。
【００３８】
（第１の実施形態）
図６〜図８は、第１の実施形態に係るシステムの構成図である。本実施形態では、狭帯域で高い近距離分解能を有するレーダを自動車運転アシストシステム向けの短距離レーダに対して適用し、かつ、周波数帯および高周波回路をキーレスエントリと共用する。キーレスエントリは、扉の開閉を行うために発動機を停止させた駐停車時に用いる。他方、運転アシストシステム向けの短距離レーダは、発動機を稼動させた状態で用いる。そのため、キーレスエントリと短距離レーダは、同時に使用することは通常の運用ではありえないので、共用しても何ら差し支えない。さらに、キーレスエントリに用いられている３００[MHz]帯は、波長は約１ｍとなるので、車体幅と同じオーダの長さとなり、広角の覆域をサポートすることが可能である。
【００３９】
応答波形に干渉した送信波形を受信波形から除去するための手段として、線形の適応フィルタによる濾波部２００を送信回路からのフィードバック線に追加した。また、ターゲットから新たな応答波が到着したことを検出するための手段として、滑らかではない波形となったときに生じる高調波を取り出すための帯域通過フィルタ３１０を重畳検出部３００に追加した。ここで、高調波を取り出す際に高域フィルタではなく帯域通過フィルタを用いた理由は、高域フィルタが不要な雑音も通過させてしまうのに対して、帯域通過フィルタは、不要な雑音の流入を抑圧することができるためである。これら一連の手段によって、ターゲットまでの往復伝搬時間がパルス幅以下になった場合においても、各ターゲットからの応答波の立ち上がり時刻と送信パルスの立ち上がり時刻との時間差を求めることを可能とし、狭帯域で高い近距離分解能を有するレーダを実現したものである。
【００４０】
また、本実施形態では、周波数帯および高周波回路をキーレスエントリと共用可能するために、切り替えスイッチ１２４を追加したことにも特徴がある。この切り替スイッチ１２４により発動機を停止させた状態ではキーレスエントリに、また、発動機を稼動させた状態では短距離レーダに切り替えを行う。なお、本実施形態では、応答波の立ち上がりおよび立ち下がりが重要なので、送信パルスの波形を、プレエンファシス回路１０５により、図９に示したように、立ち上がりおよび立下りを強調したオーバダンピング気味のパルス波形としている。
【００４１】
本実施形態におけるパルス波形とそのスペクトル配置を図１０に示す。本実施形態では、パルス幅を５[MHz]の正弦波の半波長に相当する１００[nsec]とする。また、パルスの発生周期をパルス幅の２倍の２００[nsec]とする。さらに、立ち上がりを強調したオーバダンピング気味のパルス波形とするためにパルス波形を三次波までで近似することとする。これにより、パルスのスペクトルは、搬送波の周波数を３００[MHz]としたとき、２８５[MHz]、２９５[MHz]，３００[MHz]、３０５[MHz]、３１５[MHz]の５本の線スペクトラムで構成されることになる。これにより、２８５[MHz]から３２０[MHz]までの周波数帯域は、一人のユーザではなく、搬送波の周波数を少しシフトすることにより、複数のユーザで共用できる（例えば０．１ＭＨｚごとであれば１００人）。単独のユーザで使用する場合も、複数の個所にレーダを干渉することなく設置可能となる。例えば、図１１に示すように、前後で１波、前部左右で１波、後部左右で１波の３つの波を一台の車で利用できる。
【００４２】
日本国のように、３２２ＭＨｚを超えると微弱無線の規制値が急に厳しく設定されている場合、パルス波形を三次波までで近似するためには、パルス周期の２倍となる値が３２０ＭＨｚの近傍となるようにしたほうが、比較的大きな輻射電力とすることができる。本実施形態で、パルス幅を１００[nsec]としたのは、このためである。
【００４３】
ここで，パルス幅をτ[sec]、ターゲットまでの距離をｒ[m]、周波数変調の占有帯域幅をＷ[Hz]、ターゲットまでの往復伝搬時間をｔ[s]、光速をｃ（＝３．０×１０８[m/sec]）とする。ターゲットまでの往復伝搬時間がパルス幅以上となるという条件は、τ≦２ｒ／ｃ（＝τ）となる。ここで、Ａをパルスの振幅、τをパルス幅、Ｔをパルスの発生間隔とする。パルス列の波形をフーリエ級数展開すると、下記の数式３となる。
【００４４】
【数３】
2008157794.tif 000005
【００４５】
この数式３によると、パルス列の波形は、周波数空間で１／Ｔ間隔（繰返し周期の逆数）の線スペクトルとなる。パルス列の波形は、パルス幅の逆数の整数倍となる点で零となる。ここで、パルスに繰り返しがなく、孤立した１つのパルスしか存在しない場合には、繰り返し周期が無限大となるので、連続スペクトルとなるが、パルスに繰り返しがある場合には、１／Ｔ間隔の線スペクトルとなる。したがって、パルスの発生間隔が短ければ短いほど、パルス波形に近似に必要となる線スペクトルの数が少なくて済むことになり、同じ周波数帯を複数のユーザで共用可能としたほうが有利である。他方、レーダの測定レンジを遠距離に延ばす観点でいうと、パルスの発生間隔が長ければ長いほど有利となる。１００[nsec]のパルス幅は、距離に換算すると６０ｍに相当する。これは、パルス幅のみで、短距離レーダに必要なレンジを上回っていることを意味するので、パルスの発生間隔を敢えて長くする必要がない。線スペクトルの数を少なくして、同じ周波数帯を共用可能としたほうが有利である。本実施形態で、パルスの発生周期をパルス幅の２倍の１００[nsec]としたのは、このためである。
【００４６】
本実施形態に係る短距離レーダの構成は、図６に示したように、既存のパルス型レーダに存在する送信部、受信部に加えて、応答波形に干渉した送信波形を受信波形から除去するための濾波部２００、および、ターゲットから新たな応答波が到着したときに生じる高調波を取り出すための重畳波検出部３００を有する。
【００４７】
送信部は、既存のパルス型レーダと同様に、クロック信号むけの５[MHz]の発振器１０７、ＰＬＬ（Phase Lock Loop）１０６、プレエンファシス回路１０５、搬送波を発生させる発振器１０４、変調器１０３、出力増幅器１０２および送信アンテナ１０１によって構成されている。このうち、ＰＬＬ１０６は、発振器１０７から５[MHz]の正弦波をもとに、５[MHz]の矩形波を発生させる回路である。プレエンファシス回路１０５は、矩形波の立ち上がりを強調したオーバダンピング気味のパルス波形とする回路である。
【００４８】
受信部は、応答波の立ち上がりを検出することから、既存のパルス型レーダとかなり異なり、受信アンテナ１２１、ＲＦ増幅器１２２、ＡＧＣ１２３、キーレスエントリーと近距離レーダとの切り替えスイッチ１２４、ＲＦサンプリング１２５を行なうＡ／Ｄ変換器、比較器１２８および閾値メモリ１２９によって構成されている。このうち、ＡＧＣ１２３は、Ａ／Ｄ変換器１２５の全ｂｉｔを有効に使用するため、受信信号の強度レベルを一定に保つための回路である。また、比較器１２８は、一番最初の応答波が到着したことを検出するための回路である。
【００４９】
図７に示したように、濾波部２００は、線形の適応フィルタによって実現でき、具体的には、ＲＦサンプリングを行うＡ／Ｄ変換器２０２、シフトレジスタ２０３、乗算器２０４、加算器２０５、タップ制御部２０６、二乗器２１０およびシフトレジスタ２１１によって構成されている。このうち、シフトレジスタ２１１、乗算器２０４、加算器２０５から擬似送信パルス信号を生成する。ターゲットが存在しない場合、雑音を除いて、受信信号内に信号が検出されないようにするため、タップ制御部２０６は、例えば、文献「適応信号処理」（辻井重男編著、昭晃堂、１９９５年５月）に記載されているＬＭＳおよびＲＬＳなどの学習アリゴリズムにより、フィードバック信号の値の二乗和が最小となるように、乗算器２０４の定数を変化させることによって適応処理を行う。
【００５０】
図８に示したように、重畳波検出部３００は、帯域通過フィルタ３１０、比較器３０５および閾値メモリ３０６によって構成されている。帯域通過フィルタ３１０は、応答波の到着または終了により、滑らかではない波形となったときに生じる高調波を取り出すための回路である。
【００５１】
図９に示したように、送信部の動作は、既存のパルス型レーダとほぼ同様である。まず、発振器１０７により、５[MHz]の周期の正弦波を発生させる。５[MHz]の周期の正弦波は、ＰＬＬ１０６により５[MHz]の正弦波を矩形波に変換される。５[MHz]の矩形波へと変換された送信パルスは、プレエンファシス回路１０５によって、矩形波の立ち上がりを強調したオーバダンピング気味のパルス波形と変換される。オーバダンピング気味のパルス波形とされた送信パルスは、変調器１０３により、３００[MHz]の正弦波により変調を受ける。変調された送信パルスは、出力増幅器１０２により増幅された後、送信アンテナ１０１からターゲットに向けて輻射される。
【００５２】
受信部は、応答波の立ち上がりを検出することから、既存のパルス型レーダとかなり異なった動作を行う。受信アンテナから出力された受信信号は、ＲＦ増幅器１２１により増幅される。ここまでの動作は、既存のパルス型レーダと同じである。ところが、次に切り替えスイッチ１２４により、発動機が停止しているときには、受信信号は、キーレスの信号であると判断し、キーレスエントリに入力される。他方、発動機が稼動状態しているときには、Ａ／Ｄ変換器１２５に入力され、ＲＦサンプリングを行い、アナログ信号からディジタル信号へと変換される。このとき、Ａ／Ｄ変換器の全ｂｉｔを有効に使用するため、ＡＧＣ１２３がＲＦ増幅器１２２の利得を制御し、受信信号の強度レベルを一定に保つ。ディジタル信号へと変換された受信信号は、減算器１２７に入力され、図１２に示したように、適応処理により生成された擬似送信パルス信号を差し引き、回折してきた送信パルス信号が消去され、応答波のみが取り出される。
【００５３】
応答波のみが取り出された受信信号は、それぞれ、比較器１２８、比較器１３１、重畳波検出部３００、さらには、学習モードにおいては、濾波部２００にフィードバック信号として入力される。
【００５４】
比較器１２８は、応答波が入力されると、振幅の絶対値が閾値を越えているかどかを判定する。図１３に示したように、Ｆｌａｇ０メモリ１３０において応答波未到着を表すＦｌａｇ０＝０のときに、閾値越えが発生したきには、この時刻をもって、一番最初の応答波が到着した時刻とし、トリガ信号を遅延回路１３２に入力する。それと同時に、トリガ信号をＦｌａｇ０メモリ１３０にも入力し、Ｆｌａｇ０←１と変更することによって応答波到着中を明示する。Ｆｌａｇ０メモリ１３０の値が１に変更されると、重畳波検出部３００に対して、応答波到着中を通知する。重畳波検出部３００では、同図に示したように、パルス幅の分だけ遅延さえて、Ｆｌａｇ２メモリ３０８、Ｆｌａｇ０←１と変更することによって応答波検出トリガの出力を可能とする。
【００５５】
また、比較器１３１は、応答波が入力されると、振幅の絶対値が閾値を下回っているかどかを判定する。Ｆｌａｇ０メモリ１３０において応答波到着中を表すＦｌａｇ０＝１のときに、閾値を下回っている事象が発生したきには、トリガ信号をＦｌａｇ０メモリ１３０にも入力し、Ｆｌａｇ０←０と変更することによって応答波未到着を明示する。Ｆｌａｇ０メモリ１３０の値が０に変更されると、重畳波検出部３００に対して、応答波完了を通知する。重畳波検出部３００では、同図に示したように、Ｆｌａｇ２メモリ３０８の値をＦｌａｇ２←０と変更することによって応答波検出トリガの出力を停止する。
【００５６】
トリガ信号が遅延回路１３２に入力されると、重畳波の検出とタイミングを調整するために、同図に示したように、遅延器１３２によりパルス幅の分だけ遅延さえて、ターゲット検出のトリガを出力する。以上の動作により、各ターゲットからの応答波の立ち上がり時刻と送信パルスの立ち上がり時刻との時間差、または、応答波の立ち下がり時刻と送信パルスの立ち下がり時刻との時間差を検出することができる。
【００５７】
濾波部２００では、まず、変調された送信パルスをＡ／Ｄ変換器２０２に入力し、ＲＦサンプリングを行い、アナログ信号からディジタル信号へ変換する。このとき、ＡＧＣがフィードバック用のＲＦ増幅器の利得を制御し、受信信号と送信パルスの信号強度レベルの比率を一定に保つ。ディジタル信号化された送信パルスは、シフトレジスタ２０３に入力される。シフトレジスタ２０３に入力された送信パルスは、個々のサンプリング値ごとに乗算器２０４によって重み付けされ、最終的に加算器２０５によって重畳され、擬似送信パルス信号へ変換される。このようにして、濾波部は、回折してきた送信パルス信号を消去するための擬似送信パルス信号を生成する。
【００５８】
学習モードにおいては、濾波部２００にフィードバック信号として応答波のみが取り出された受信信号が戻ってくる。戻ってきたフィードバック信号は、二乗器２１０によって二乗されシフトレジスタ２１１に格納される。シフトレジスタに格納されたフィードバック信号は、個々のサンプリング値ごとに加算器２１２によって重畳され、二乗和が求められる。タップ制御部２０６は、フィードバック信号の二乗和が最小となるように乗算器の定数を変化させる。このときの学習アルゴリズムは、例えば、文献「適応信号処理」（辻井重男編著、昭晃堂、１９９５年５月）に記載されているＬＭＳおよびＲＬＳを用いる。このようにして、学習モードでは、タップ制御部２０６が、学習アリゴリズムによりフィードバック信号の値の二乗和が最小となるように乗算器の定数を変化させる。
【００５９】
重畳波検出部３００では、入力された応答波は、帯域通過フィルタ３１０に入力される。帯域通過フィルタからの出力信号は、比較器３０５に入力される。比較器３０５は、帯域通過フィルタからの出力信号の値を、閾値メモリ３０６の格納されている閾値と比較し、帯域通過フィルタからの出力信号の絶対値が閾値を越えているかどかを判定する。このとき、高調波が発生し、帯域通過フィルタからの出力信号の絶対値が閾値を越えることになる。高調波が発生するのは、応答波が到着または終了が生じると、重畳波に滑らかではない波形が生じるためである。
【００６０】
閾値越えが発生したきには、この時刻をもって、応答波が到着または終了が生じた時刻とする。このとき、同図に示したように、Ｆｌａｇ２メモリ３０８において、Ｆｌａｇ０＝１の場合は、応答波検出トリガを出力し、Ｆｌａｇ０＝０の場合は、応答波検出トリガの出力を取り消す。このようにして、重畳波検出部３００は、応答波の終了による高調波の発生のみを出力する。
【００６１】
このように、本実施形態によれば、応答波が到着する前に送信パルスを完了るす必要がなくなるため、パルス幅を短くすることなく、高い近距離分解能を有するレーダを実現することができる。したがって、本実施形態によれば、レーダに必要となる占有帯域幅を「光速÷最小測定可能距離」よりも狭くすることが可能となる。
【００６２】
また、本実施形態によれば、レーダに必要となる占有帯域幅を狭くすることが可能であることから、レーダの搬送波を相対的に低い周波数に抑えることができる。電磁波に限らず、波動においては、波長と同じスケールの波源（電磁波の場合はアンテナ）に対しては、波源の正面だけではなく、側面の方向にも拡がっていく。そのため、本実施形態によれば、レーダの搬送波を相対的に低い周波数に抑えることができるので、搬送波の波長を車体幅もしくは機体幅と同じオーダの長さとすることにより、広角の覆域をサポート可能なレーダを実現することが可能となる。
【００６３】
また、キーレスエントリに用いられている３００[MHz]帯数は波長が１ｍ程度であり、従来は、レーダの搬送波として用いることが難しかった。ところが、本実施形態によれば、レーダの搬送波を相対的に低い周波数に抑えることができるので、レーダの周波数帯および高周波回路をキーレスエントリと共用することが可能となる。
【００６４】
さらに、一般的に波動では、周波数が低ければ低いほど減衰量が小さくなる。本実施形態によれば、レーダの搬送波を相対的に低い周波数に抑えることができるので、送信電力を相対的に低いレベルとすることが可能となる。
【００６５】
（第２の実施形態）
図１４〜図１６は、第２の実施形態に係るシステムの構成図である。本実施形態では、本実施形態による狭帯域で高い近距離分解能を有するレーダをヘリコプタ等の着陸アシストシステム向けの着陸アシストレーダとして用いる。着陸アシストレーダは、自動車の運転アシストシステム向けのレーダと比べて、比較的長いレンジを必要とするので、ＵＷＢ（Ultra Wide Band）帯を用いる。
【００６６】
本実施形態では、ＵＷＢ乗算器において非線形効果が無視できないことから、応答波形に干渉した送信波形を受信波形から除去するための手段として、非線形効果にも対応可能なニューラルネットワークを送信回路からのフィードバック線に追加した。また、応答波が到着または終了したことを検出するための手段として、位相の急激な遅れを取り出すための位相変化検出器６１０を追加した。これら一連の手段によって、ターゲットまでの往復伝搬時間がパルス幅以下になった場合においても、各ターゲットからの応答波の立ち上がり時刻と送信パルスの立ち上がり時刻との時間差、および、応答波の立ち下がり時刻と送信パルスの立ち下がり時刻との時間差を求めることを可能とし、狭帯域で高い近距離分解能を有する着陸アシストレーダを実現したものである。
【００６７】
本実施形態に係るパルス波形とそのスペクトル配置を図１７に示す。本実施形態では、ＵＷＢ帯では比較的大きな占有帯域幅を確保できることから、パルス幅を２００[MHz]の正弦波の半波長に相当する２．５[nsec]の短パルスとする。また、パルスの発生周期を１ＭＨｚの正弦波の１周期に相当する１[μsec]とする。パルスの発生間隔をこの周期まで拡張すると、十分なＳ／Ｎ比を確保さえすれば、原理的には最大探知距離を１５０ｍまで延ばすことが可能となる。この場合、パルスのスペクトルは、パルス幅とパルス発生間隔との間には２０倍もの開きがあるため、実質的に連続スペクトラムと見なすことができる。
【００６８】
さらに、短パルスであることから、必ずしも立ち上がりを強調したオーバダンピング気味の波形とする必要はないので、パルス波形を一次波で近似することで十分である。そこで、本実施形態では、クロック信号の立ち上り時間を３．７[nsec]とし、クロック信号の立ち上りを微分して短パルスを生成する。文献「高周波設計の基礎どころ」（鈴木茂夫著、日刊工業新聞社、２０００年１２月２５日）に記載されているように、パルスの立ち上り時間とそれに含まれる信号帯域には、−９ｄＢを基準としたときに、（パルス立ち上がり時間）×（信号帯域）＝０．７という関係がある。クロック信号の立ち上り時間を３．５[nsec]としたとき、微分して得られた短パルスの立ち上り時間がその半分の１．７５[nsec]となる。パルス信号に含まれる周波数の上限は、（信号帯域）＝０．７÷（パルス立ち上がり時間）＝４００[MHz]となる。
【００６９】
パルス幅を２．５[nsec]としたとき、パルス波形を一次波で近似するのに必要な帯域幅は、４００[MHz]である。したがって、立ち上り時間が３．７[nsec]であるクロック信号を微分して得られた波形は、パルス幅が２．５[nsec]であるパルス波形の一次波に対する良い近似となる。本実施形態において、クロック信号の立ち上り時間を３．７[nsec]としたのは、このためである。
【００７０】
図１４に示したように、本実施形態での短距離レーダの構成は、第１の実施形態と同様に、既存のパルス型レーダに存在する送信部、受信部に加えて、応答波形に干渉した送信波形を受信波形から除去するための濾波部、および、ターゲットから新たな応答波が到着したときに生じる高調波を取り出すための重畳波検出部によって構成する。
【００７１】
送信部は、既存のパルス型レーダと同様に、クロック信号むけの１[MHz]の発振器４１１、ＰＬＬ４０９、微分回路４０８、中間周波数を発生させる発振器４０７、変調器４０６、ＩＦ増幅器４０５、ＵＷＢ帯の周波数を発生させる発振器４０４、ＵＷＢ乗算器４０３、ＲＦ増幅器４０２および送信アンテナ４０１によって構成されている。このうち、ＰＬＬ４０９は、発振器４１１から１[MHz]の正弦波をもとに、立ち上り時間３．７[nsec]の１[MHz]の矩形波を発生させる回路である。微分回路４０８は、クロック信号の立ち上りを微分して短パルスを生成する回路である。変調器４０６は、ベースバンド信号である短パルスを中間周波数で変調するための回路である。ＵＷＢ乗算器４０３は、中間周波数の被変調波をＵＷＢ帯の周波数へと変換するための回路である。
【００７２】
受信部は、第１の実施形態と同様に、応答波の立ち上がりを検出することから、既存のパルス型レーダとかなり異なり、受信アンテナ４２１、ＵＷＢ増幅器４２２、ＵＷＢ乗算器４２３、ＩＦ増幅器４２５、ＡＧＣ４２６、ＩＦサンプリングを行なうＡ／Ｄ変換器４２７、比較器４２９および閾値メモリ４３０によって構成されている。このうち、ＡＧＣ４２６は、Ａ／Ｄ変換器の全ｂｉｔを有効に使用するため、受信信号の強度レベルを一定に保つための回路である。また、比較器４２９は、一番最初の応答波が到着したことを検出するための回路である。
【００７３】
濾波部５００は、本実施形態では、非線形処理が可能なのニューラルネットワークにより実現するので、ＲＦサンプリングを行うＡ／Ｄ変換器５０２、シフトレジスタ５０３、多層パーセプトロン５０４、加算器５０７、重み制御部５０６、二乗器５１１およびシフトレジスタ５１２によって構成されている。このうち、パーセプトロン５０５と加算器５０７から擬似送信パルス信号を生成する。ターゲットが存在しない場合、雑音を除いて、受信信号内に信号が検出されないようにするため、重み制御部５０６は、例えば、文献「適応信号処理」（辻井重男編著、昭晃堂、１９９５年５月）に記載されている誤差逆伝搬法の学習アリゴリズムにより、フィードバック信号の値の二乗和が最小となるように、ニューロンの重み係数を変化させることによって適応処理を行う。
【００７４】
重畳波検出部６００は、位相変化検出器６１０、比較器６１１、閾値メモリ６１２から構成する。このうち、位相変化検出器６１０は、応答波が到着または終了したときに生じる搬送波の位相の遅れを取り出すための回路である。
【００７５】
図１８に示したように、送信部の動作は、既存のパルス型レーダとほぼ同様である。まず、発振器４１１により、１[MHz]の周期の正弦波を発生させる。１[MHz]の周期の正弦波は、ＰＬＬ４０９により立ち上り時間３．７[nsec]の１[MHz]の矩形波に変換される。立ち上り時間３．７[nsec]の１[MHz]の矩形波に変換されたクロック信号が微分回路４０８に入力されると、微分回路４０８は、クロック信号の立ち上りを微分して、パルス幅が２．５[nsec]の短パルスを送信パルスとして生成する。生成された送信パルスは、変調器４０６により、ＩＦ周波数である２[GHz]の正弦波により変調を受け、ＩＦ周波数の被変調波へと変換される。変調された送信パルスは、ＩＦ増幅器４０５により増幅された後、ＵＷＢ乗算器４０２へ入力される。ＵＷＢ乗算器４０３では、入力された、ＩＦ周波数の被変調波をＵＷＢ帯の被変調波へと変換する。ＵＷＢ帯の被変調波は、ＵＷＢ増幅器４０２で増幅された後、送信アンテナ４０１からターゲットに向けて輻射される。
【００７６】
受信部は、応答波の立ち上がりを検出することから、本実施形態においても第１の実施形態と同様に、既存のパルス型レーダとかなり異なった動作を行う。受信アンテナ４２１から出力された受信信号は、ＵＷＢ増幅器４２２により増幅され、ＵＷＢ乗算器４２３により、ＵＷＢ帯の被変調波から２[GHz]のＩＦ周波数の被変調波へと変換される。ここまでの動作は、既存のパルス型レーダと同じである。とことが、ＩＦ周波数の被変調波へと変換された受信信号は、Ａ／Ｄ変換器４２２に入力され、ＩＦサンプリングを行い、アナログ信号からディジタル信号へと変換される。このとき、Ａ／Ｄ変換器の全ｂｉｔを有効に使用するため、ＡＧＣ４２６がＩＦ増幅器４２５の利得を制御し、受信信号の強度レベルを一定に保つ。ディジタル信号へと変換された受信信号は、減算器４２８に入力され、濾波部５００における適応処理により生成された擬似送信パルス信号を差し引き、回折してきた送信パルス信号が消去され、応答波のみが取り出される。
【００７７】
応答波のみが取り出された受信信号は、それぞれ、比較器４２９、重畳波検出部６００、さらには、学習モードにおいては、濾波部５００にフィードバック信号として入力される。比較器４２９は、応答波が入力されると、振幅の絶対値が閾値４３０を越えているかどかを判定する。
【００７８】
図１３に示したように、Ｆｌａｇ０メモリ４３３において応答波未到着を表すＦｌａｇ０＝０のときに、閾値越えが発生したきには、この時刻をもって、一番最初の応答波が到着した時刻とし、トリガ信号を遅延回路４３４に入力する。それと同時に、トリガ信号をＦｌａｇ０メモリ４３３にも入力し、Ｆｌａｇ０←１と変更することによって応答波到着中を明示する。Ｆｌａｇ０メモリ４３３の値が１に変更されると、重畳波検出部６００に対して、応答波到着中を通知する。重畳波検出部６００では、同図に示したように、パルス幅の分だけ遅延させて、Ｆｌａｇ２メモリ４３３の値をＦｌａｇ０←１と変更することによって応答波検出トリガの出力を可能とする。
【００７９】
また、比較器４３１は、応答波が入力されると、振幅の絶対値が閾値を下回っているかどかを判定する。Ｆｌａｇ０メモリ４３３において応答波到着中を表すＦｌａｇ０＝１のときに、閾値を下回っている事象が発生したきには、トリガ信号をＦｌａｇ０メモリ４３３に入力し、Ｆｌａｇ０←０と変更することによって応答波未到着を明示する。Ｆｌａｇ０メモリ４３３の値が０に変更されると、重畳波検出部６００に対して、応答波完了を通知する。重畳波検出部６００では、同図に示したように、Ｆｌａｇ２メモリ４３３の値をＦｌａｇ２←０と変更することによって応答波検出トリガの出力を停止する。
【００８０】
トリガ信号が遅延回路４３４に入力されると、重畳波の検出とタイミングを調整するために、同図に示したように、遅延器４３４によりパルス幅の分だけ遅延さえて、ターゲット検出のトリガを出力する。以上の動作により、各ターゲットからの応答波の立ち上がり時刻と送信パルスの立ち上がり時刻との時間差、または、応答波の立ち下がり時刻と送信パルスの立ち下がり時刻との時間差を検出することができる。
【００８１】
濾波部５００では、まず、ＩＦ周波数で変調された送信パルスをＡ／Ｄ変換器５０２に入力し、ＩＦサンプリングを行い、アナログ信号からディジタル信号へ変換する。このとき、ＡＧＣ４２６がフィードバック用のＩＦ増幅器５０１の利得を制御し、受信信号と送信パルスの信号強度レベルの比率を一定に保つ。ディジタル信号化された送信パルスは、シフトレジスタ５０３に入力される。シフトレジスタ５０３に入力された送信パルスは、個々のサンプリング値ごとに重み付けされ、パーセプトロン素子５０５に入力される。最終層のパーセプトロン素子からの出力は、最終的に加算器５０７によって重畳され、擬似送信パルス信号へ変換される。このようにして、濾波部は５００、回折してきた送信パルス信号を消去するための擬似送信パルス信号を生成する。
【００８２】
学習モードにおいては、濾波部にフィードバック信号として応答波のみが取り出された受信信号が戻ってくる。戻ってきたフィードバック信号は、二乗器５１１によって二乗されシフトレジスタ５１２に格納される。シフトレジスタ５１２に格納されたフィードバック信号は、個々のサンプリング値ごとに加算器５１３によって重畳され、二乗和が求められる。重み制御部５０６は、フィードバック信号の二乗和が最小となるようにニューロン５０５の重み係数を変化させる。このときの学習アルゴリズムは、例えば、文献「辻井重男編著、適応信号処理、昭晃堂、１９９５年５月」に記載されている誤差逆伝搬法を用いることができる。このようにして、学習モードでは、重み制御部５０６が、学習アリゴリズムによりフィードバック信号の値の二乗和が最小となるように乗算器の定数を変化させる。
【００８３】
重畳波検出部６００では、入力された応答波は、位相変化検出器６１０に入力され，重畳波の位相の変化量が求められる。位相変化検出器６１０からの出力信号は、比較器６１１に入力される。比較器６１２は、重畳波の位相の変化を表している出力信号の値を、閾値メモリ６１２の格納されている閾値と比較し、位相変化検出器６１０からの出力信号の絶対値が閾値を越えているかどかを判定する。このとき、応答波が到着または終了し、搬送波の位相の遅れが生じたときには、位相変化検出器６１０からの出力信号が閾値を越えることになる。閾値越えが発生したきには、この時刻をもって、応答波が到着または終了した時刻とする。このとき、同図に示したように、Ｆｌａｇ２メモリ６１４において、Ｆｌａｇ０＝１の場合は、応答波検出トリガを出力し、Ｆｌａｇ０＝０の場合は、応答波検出トリガの出力を取り消す。このようにして、重畳波検出部６００は、応答波の終了による位相の変化のみを出力する。
【００８４】
このように、本実施形態によれば、応答波が到着する前に送信パルスを完了する必要がなくなるため、パルス幅を短くすることなく、高い近距離分解能を有する着陸アシストレーダを実現することができる他、第１の実施形態と同様の効果を有する。本実施形態によれば、着陸アシストレーダに必要となる占有帯域幅を「光速÷最小測定可能距離」よりも狭くすることが可能となる。そのため、ＷｉＭＡＸなどの他のシステムに割り当てられている周波帯の間に、ＵＷＢレーダの帯域が配置されるように設定することによって、電波干渉を回避することができる。
【図面の簡単な説明】
【００８５】
【図１】送信パルスによる干渉に対する濾波の説明図
【図２】ターゲットからの応答波干渉の説明図
【図３】ターゲットからの応答波干渉のタイムチャート
【図４】応答波干渉における重畳波の位相変化の説明図
【図５】応答波干渉における高調波の発生個所の説明図
【図６】第１の実施形態に係る近距離パルスレーダの構成図
【図７】第１の実施形態に係る適応フィルタの構成図
【図８】第１の実施形態に係る重畳検出フィルタの構成図
【図９】第１の実施形態に係る送信側動作のタイムチャート
【図１０】第１の実施形態に係るパルス波形とそのスペクトラム配置の説明図
【図１１】第１の実施形態に係る周波数の空間的配置の説明図
【図１２】送信パルスによる干渉に対する濾波の説明図
【図１３】受信側動作のタイムチャート
【図１４】第２の実施形態に係る近距離パルスレーダの構成図
【図１５】第２の実施形態に係る適応フィルタの構成図
【図１６】第２の実施形態に係る重畳検出フィルタの構成図
【図１７】第２の実施形態に係るパルス波形とそのスペクトラム配置の説明図
【図１８】第２の実施形態に係る送信側動作のタイムチャート
【符号の説明】
【００８６】
１００  近距離レーダ
１２３  切り替えスイッチ
２００  適応フィルタ
３００  重畳検出フィルタ
３１０  帯域通過フィル
４００  ＵＷＢレーダ
５００  適応フィルタ
５１０  ニュラーネットワーク
６００  重畳検出フィルタ
６１０  位相変化検出回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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