(57)【要約】【課題】少なくともフォトカプラ、２値化回路及び低域通過フィルタを用いたデジタル・アナログ変換回路構成にあって、広い環境温度範囲で高精度な変換動作を行うこと。【解決手段】発光ダイオード８５に流れる電流Ｉｆに応じた発光光を受光ダイオード８７で受光してトランジスタ８８にＰＷＭ信号を流すフォトカプラ３５と、そのＰＷＭ信号をトランジスタＴＲ４１のベースに供給することにより２値化信号に変換する２値化回路９１と、その２値化信号を平滑化してアナログ出力Ｖｏｕｔに変換するＬＰＦ回路９３とを少なくとも有して成るデジタル・アナログ変換器１００において、トランジスタＴＲ４１のベース電位を負バイアスした。例えば、−５Ｖ電源の負電圧を分圧抵抗器Ｒ２６ＡとＲ２６Ｂとにより−２．５Ｖに分圧し、この−２．５Ｖの負電位にベース電位をバイアスした。【選択図】      図１
2008005218.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
発光素子に流れる電流に応じた発光光を受光素子で受光して能動素子にパルス幅変調信号を流すフォトカプラと、そのパルス幅変調信号を能動素子の制御端子に供給することにより２値化信号に変換する２値化回路と、この２値化回路から出力される２値化信号を平滑化してアナログ信号に変換する低域通過フィルタとを少なくとも有して成るデジタル・アナログ変換器において、
前記２値化回路の能動素子の制御端子に第１の抵抗器を介して負電位の電源を接続した
ことを特徴とするデジタル・アナログ変換器。
【請求項２】
前記制御端子を第２の抵抗器を介して接地したことを特徴とする請求項１に記載のデジタル・アナログ変換器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、車両用の電圧コンバータ装置等の電力変換器が組み込まれるＩＰＭ(Intelligent Power Module)等に適用され、少なくとも、高電圧回路側と低電圧回路側を絶縁しながらＰＷＭ(Pulse Width Modulation：パルス幅変調)信号の伝送を行うフォトカプラと、その伝送されたＰＷＭ信号をアナログ電圧に変換する２値化回路と、この２値化回路の出力側に接続される低域通過フィルタとを有して構成されるデジタル・アナログ変換器に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、車両機器においては、高効率化、省エネルギー対策として、図６に示す駆動力を生む電動機１１を有する車両駆動システム１０では、大別して電源１２と、昇降圧コンバータ１３と、インバータ１４とが含まれている。但し、電動機１１は、車両の駆動時には３相のモータであるが、車両の制動時には発電機となる。また、矢印Ｙ１で車両駆動時に流れるエネルギーの方向を示し、矢印Ｙ２で車両制動時に流れるエネルギーの方向を示す。
【０００３】
電源１２は、架線からの給電電圧又は直列接続されたバッテリーから構成される。
昇降圧コンバータ１３は、車両駆動時には電源１２の電圧ＶL（例：２８０Ｖ）を、モータ１１の駆動に適した電圧ＶH（例：７５０Ｖ）に昇圧し、車両の制動時には発電機となるモータ１１から生じる電圧ＶH（例：７５０Ｖ）を電源回路の電圧ＶL（例：２８０Ｖ）に降圧して電力の回生動作を行う。
【０００４】
インバータ１４は、車両駆動時には昇降圧コンバータ１３により昇圧された電圧ＶHから、３相モータ１１の各相に電流を流すように、インバータ１４内部のスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ制御し、このスイッチングの周波数により車両の速度を変化させる。また、車両制動時には、モータ１１の各相に生じる電圧に同期してスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ制御し、いわゆる整流動作を行い、直流電圧に変換して回生を行う。
【０００５】
次に、昇降圧コンバータ１３の詳細構成を図７に示し、その説明を行う。昇降圧コンバータ１３は、大別してリアクトル１６と、コンデンサ１７と、２つのスイッチング素子２１，２２と、これらスイッチング素子２１，２２を制御する制御回路２３ａ，２３ｂとを備えて構成されている。最近の車両機器の駆動系のスイッチング素子２１，２２は、図７に示すように、ＩＧＢＴ２５（又は２６）と、このＩＧＢＴ２５（又は２６）のエミッタ・コレクタ間に、並列にダイオード２７（又は２８）を接続して構成されている。つまり、ダイオード２７（又は２８）は、ＩＧＢＴ２５（又は２６）に流れる電流とは逆方向で電流を流すように接続されている。
【０００６】
この昇降圧コンバータ１３の昇降圧動作の原理を説明する。また、昇圧時にリアクトル１６に流れる電流波形を図８に示す。
最初に、昇圧動作を説明する。図８の時刻ｔ０〜ｔ１間、時刻ｔ２〜ｔ３間、時刻ｔ４〜ｔ５間に示すように、スイッチング素子２１のＩＧＢＴ２５がＯＮ（導通）すると、リアクトル１６に電流Ｉが流れ、リアクトル１６（インダクタンスＬ）にＬＩ2／２のエネルギーが蓄積される。
【０００７】
一方、時刻ｔ１〜ｔ２間、時刻ｔ３〜ｔ４間、時刻ｔ５以降に示すように、スイッチング素子２１のＩＧＢＴ２５がＯＦＦ（非導通）すると、スイッチング素子２２のダイオード２８に電流Ｉが流れて、リアクトル１６に蓄えられたエネルギーがコンデンサ１７に送られる。
次に、降圧動作を説明する。スイッチング素子２２のＩＧＢＴ２６がＯＮ（導通）すると、リアクトル１６に電流Ｉが流れ、リアクトル１６にＬＩ2／２のエネルギーが蓄積される。
【０００８】
一方、スイッチング素子２２のＩＧＢＴ２６がＯＦＦ（非導通）すると、スイッチング素子２１のダイオード２７に電流が流れて、リアクトル１６に蓄えられたエネルギーが電源１２へ回生される。
このようにスイッチング素子２１又は２２のＯＮ時間（ＯＮデューティ）を変更する事で、昇降圧の電圧を調整する事が可能であり、概略の値は次式にて求める事が出来る。
ＶL／ＶH＝ＯＮデューティ  （％）
ＶL：電源電圧
ＶH：昇圧後の電圧
ＯＮデューティ：スイッチイング素子２１又は２２のスイッチング周期に対する導通期間の割合。
しかし、実際には負荷の変動、電源電圧の変動などがあるので、昇降圧後の電圧ＶHを監視し、目標値となるように、スイッチング素子２１，２２のＯＮ時間（ＯＮデューティ）の制御を行う。
【０００９】
図９は、昇降圧コンバータ用ＩＰＭ３０のブロック図である。ＩＰＭ３０は、大きく分けて、上アームのスイッチング部３１と、下アームのスイッチング部３２と、制御部２３とを備えて構成され、高電圧回路側の各スイッチング部３１，３２と、低電圧回路側の制御部２３とは電気的に絶縁が必要であり、このためフォトカプラ３４，３５，３６，３７，３８や図示せぬパルストランスなどを用いて、信号の授受を行うようになっている。
【００１０】
上アームのスイッチング部３１は、上述したスイッチング素子２２と同一チップ内に埋め込まれた温度検出用ダイオード４０と、ＩＧＢＴ２６のエミッタとアース間に直列接続された２つの抵抗器４１，４２の間と温度検出用ダイオード４０のアノード側とに接続されたＩＧＢＴ保護回路４３と、このＩＧＢＴ保護回路４３の出力側とＩＧＢＴ２６のゲート側との間に接続されたゲートドライバ４４と、温度検出用ダイオード４０のアノード側に接続されたＩＧＢＴチップ温度検出部４５とを備えて構成されている。
【００１１】
下アームのスイッチング部３２は、上述したスイッチング素子２１と同一チップ内に埋め込まれた温度検出用ダイオード５０と、ＩＧＢＴ２５のエミッタとアース間に直列接続された２つの抵抗器５１，５２同士の間と温度検出用ダイオード５０のアノード側とに接続されたＩＧＢＴ保護回路５３と、このＩＧＢＴ保護回路５３の出力側とＩＧＢＴ２５のゲート側との間に接続されたゲートドライバ５４と、温度検出用ダイオード５０のアノード側に接続されたＩＧＢＴチップ温度検出部５５と、昇圧後の電圧ＶHを検出するＶＨ検出回路５６とを備えて構成されている。
【００１２】
ＶＨ検出回路５６は、入力される電圧ＶHを分圧する分圧回路５７と、この分圧回路５７で分圧された電圧のレベルを調整するレベル調整回路５８と、三角波を生成する三角波生成器５９と、その三角波とレベル調整後の電圧を比較し、この比較結果得られる「Ｌ」又は「Ｈ」レベルの電圧をフォトカプラ３８へ出力する比較器６０とを備えて構成されている。
【００１３】
制御部２３は、フォトカプラ３８からの「Ｌ」に対応する「０」又は「Ｈ」に対応する「１」の信号を平滑化して直流レベルに変換するＬＰＦ(Low Pass Filter)６２と、このＬＰＦ６２からの直流レベルと昇降圧指令値とを比較するＶＨ比較器６３と、このＶＨ比較器６３の比較結果に応じて、昇圧後の電圧ＶHが昇降圧指令値に応じた所定電圧値となるようにゲート信号をフォトカプラ３４，３６へ出力するゲート信号発生器６４とを備えて構成されている。
【００１４】
このような構成のＩＰＭ３０において、本発明の対象となる部分は、システムとしてＩＰＭ３０の稼動状態を制御するために、スイッチング素子２２，２１と同一チップ内に埋め込まれた温度検出用ダイオード４０，５０のＶＦ電圧により、ＩＧＢＴ２６，２５のチップ温度を測定するＩＧＢＴチップ温度検出部４５，５５である。
これらＩＧＢＴチップ温度検出部４５，５５を、上アームのスイッチング部３１のＩＧＢＴチップ温度検出部４５を代表して図１０に内部ブロック図を示し、その説明を行う。なお、温度検出用ダイオード４０は、図示の様に複数個直列に接続されている。
【００１５】
ＩＧＢＴチップ温度検出部４５は、高電圧側に、温度検出用ダイオード４０のアノード側に接続された定電流源７０と、この定電流源７０と温度検出用ダイオード４０との間に＋入力が接続されたオペアンプによるバッファ回路７１と、このバッファ回路７１の出力に抵抗器７２を介して−入力が接続されたオペアンプ７３及び、当該オペアンプ７３の入出力の間に接続された抵抗器７４、第１の電源Ｖｃｃ１及びアース間並びにオペアンプ７３の＋入力の間に接続された抵抗器７５，７６から成るレベル変換器７７と、三角波発生器７８と、三角波発生器７８及びレベル変換器７７の出力側に接続されたコンパレータ７９と、このコンパレータ７９の出力側に抵抗器８０を介してゲートが接続され、ドレインが抵抗器８２を介してデジタル・アナログ変換器９０のフォトカプラ３５に接続されたＦＥＴ(Field Effect Transistor)８１とを備えて構成されている。
【００１６】
デジタル・アナログ変換器９０は、ＩＧＢＴチップ温度検出部４５の低電圧側であり、フォトカプラ３５と、２値化回路９１と、バッファ回路９２と、ＬＰＦ回路（低域通過フィルタ）９３とを備えて構成されている。
フォトカプラ３５は、第１の電源Ｖｃｃ１とＦＥＴ８１との間に接続されると共にダイオード８４が並列接続された発光ダイオード８５と、この発光ダイオード８５からの発光光を受光する受光ダイオード８７とを備え、受光ダイオード８７が、アースにエミッタが接続されたトランジスタ８８のベースと第２の電源Ｖｃｃ２との間に接続され、また、受光ダイオード８７のカソードとトランジスタ８８のコレクタとの間に抵抗器８９が接続されて構成されている。
【００１７】
このフォトカプラ３５のトランジスタ８８のエミッタに２値化回路９１が接続され、この２値化回路９１の出力側に＋入力が接続されると共に−入力と出力とが接続されたオペアンプによるバッファ回路９２が接続され、このバッファ回路９２の出力にＬＰＦ回路９３が接続されている。
このようなＩＧＢＴチップ温度検出部４５によってＩＧＢＴ２６の温度を測定する場合、定電流源７０からＩＧＢＴ２６と同一チップ内に埋め込まれた温度検出用ダイオード４０に定電流を供給する。これによって、温度検出用ダイオード４０の両電圧ＶＦ（ＶＦ電圧信号とも称す）が、温度に比例した電圧値となる。但し、温度検出用ダイオード４０の温度特性は、図１１に示す通りとする。
【００１８】
一方、三角波発生器７８からはＰＷＭ(Pulse Width Modulation)による三角波信号が所定の上限値と下限値との間で発生されている。
温度検出用ダイオード４０の両電圧ＶＦは、バッファ回路７１でインピーダンス変換された後、レベル変換器７７にて、三角波信号の上限値と高温（例：１５５℃）側ＶＦとが合致、三角波信号の下限値と低温（例：２５℃）側ＶＦとが合致するるように、増幅及びレベルの加減算が行われる。
【００１９】
つまり、レベル変換器７７は、三角波信号の上限と下限との幅のレベルに、ＶＦ電圧信号のレベルを拡大して等しくすると共に、この拡大したＶＦ電圧信号のレベルの上下が三角波の上限と下限の位置に一致するように調整する。即ち、ゲインとオフセットの調整を行う。
このレベル合わせを行った後、後段のコンパレータ７９にてレベル変換器７７の出力電圧Ｖｌｅｖと、三角波発生器の出力電圧Ｖｔｒｉとを比較し、Ｖｌｅｖ＞Ｖｔｒｉの場合はコンパレータ７９の出力を「Ｌ」、Ｖｌｅｖ＜Ｖｔｒｉの場合は「Ｈ」とする。
【００２０】
この動作によって生成されるコンパレータ７９の出力パルスのデューティは、ＶＦ電圧信号に比例する。例えばデューティ１００％は低温（例：２５℃）側ＶＦ、０％は高温（例：１６５℃）側ＶＦとして、次段のフォトカプラ３５によるＰＷＭ信号の絶縁伝送回路を介して、上及び下アームのスイッチング部３１，３２から制御部２３の２値化回路９１へＰＷＭ信号として伝送される。
【００２１】
このＰＷＭ信号は、２値化回路９１において、当該ＰＷＭ信号のデューティが０％ではＶ１、１００％ではＶ２なる電圧（２値化信号Ｖ１／Ｖ２）が形成されて出力される。この２値化信号Ｖ１／Ｖ２をバッファ回路９２でインピーダンス変換した後、ＬＰＦ回路９３にて平滑化して直流レベルに変換すると、温度検出用ダイオード４０の両電圧ＶＦに相当する各アームと絶縁された出力電圧（ＩＧＢＴチップ温度電圧信号）Ｖｏｕｔを得る事が出来る。
【００２２】
このようにして得られたＩＧＢＴチップ温度に比例した電圧信号Ｖｏｕｔは、昇降圧コンバータ１３の上位のシステム（図示せず）に伝達され、そのシステムが常にＩＧＢＴ２５，２６の温度を検出しながら、例えばＩＧＢＴチップ温度が所定の温度Ｔ１を超過すると、スイッチング周波数を１／２にし、更に所定の温度Ｔ２を超過するとスイッチング（昇降圧動作）を停止する保護機能を働かせる。
【００２３】
この保護機能の作動は車両の駆動に影響を与えるので、ＩＧＢＴ２５，２６のチップ温度は正確に測定されなければならず、概ね±５％の精度が要求される。チップ温度の測定の際の誤差要因は大別すると、ＩＧＢＴチップに埋め込まれた温度検出用ダイオード４０，５０の両電圧ＶＦ値及び温度係数のバラツキと、バッファ回路７１、レベル変換器７７、三角波発生器７８、フォトカプラ（ＰＷＭ信号の絶縁伝送回路）３５、２値化回路９１、バッファ回路９２及びＬＰＦ回路９３から成る回路系のバラツキとの２種類となる。
【００２４】
温度検出用ダイオード４０，５０のＶＦ値のバラツキは、半導体プロセスに起因する要因が主で有るので、全体の許容誤差±５％のうち、例えばその６割である±３％をＶＦ値のバラツキとして見込むと回路系では±２％の誤差に抑制する必要がある。このため各々の回路では±０．５％の誤差に抑えた性能が求められる。従って、抵抗素子、定電圧素子、オペアンプから成る回路素子は高精度品を用いる必要がある。
なお、三角波発生器７８の発振周波数は、その高調波成分がＡＭラジオの周波数帯において、十分低い値である事が要求される。例えば、ＡＭラジオの周波数帯の千分の１から若干ずらした周波数とする。
【００２５】
次に、デジタル・アナログ変換器９０の詳細な回路構成を図１２に示し、その説明を行う。
２値化回路９１は、エミッタ接地されたトランジスタＴＲ４１を備え、このトランジスタＴＲ４１のベースが抵抗器Ｒ２５を介してフォトカプラ３５の出力側に接続されると共に、抵抗器Ｒ２６とコンデンサ６３１との各々を介して接地され、コレクタが抵抗器Ｒ２７を介してバッファ回路９２を構成するオペアンプＩＣ５１に接続され、その抵抗器Ｒ２７とオペアンプＩＣ５１間と＋５Ｖ電源との間に抵抗器Ｒ３０が接続され、同抵抗器Ｒ２７とオペアンプＩＣ５１間とアースとの間に抵抗器Ｒ６３４が接続されて構成されている。
【００２６】
バッファ回路９２は、−入力端と出力端とが接続されたオペアンプＩＣ５１を用いて構成されている。
ＬＰＦ回路９３は、オペアンプＩＣ５１の出力側に一端が接続された抵抗器Ｒ２９と、この抵抗器Ｒ２９の他端とアース間に接続されたコンデンサＣ１２とから成る１次のＬＰＦとして構成されている。
このような構成のデジタル・アナログ変換器９０において、フォトカプラ３５の発光ダイオード８５にＰＷＭ信号のデューティに応じたパルス幅で電流Ｉｆを流すと、２次側のトランジスタ８８にコレクタ電流が流れ、この一部がトランジスタＴＲ４１のベース電流として流れることにより当該トランジスタＴＲ４１を駆動制御する。
【００２７】
この駆動制御によって、２値化回路９１の出力は、トランジスタＴＲ４１がオン時には０．５Ｖ、オフ時には４．５Ｖとなり、これら２値の電圧がオペアンプＩＣ５１でインピーダンス変換された後に、抵抗器Ｒ２９とコンデンサＣ１２からなる１次のＬＰＦ回路９３により平滑化され、ＩＧＢＴチップ温度電圧信号Ｖｏｕｔとして出力される。なお、ＬＰＦ回路９３の時定数は、ＰＷＭ信号の周期に対して、十分大きな値としている。
この種の従来のデジタル・アナログ変換器として、例えば特許文献１に記載のものがある。
【特許文献１】特開平４−８１６１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２８】
ところで、従来のデジタル・アナログ変換器においては、使用用途に応じては広い環境温度範囲で高精度な変換動作が要求されている。例えば車載回路等への適用時においては−４０〜１２５℃と広い環境温度範囲で高精度な変換動作が要求されている。
しかし、図１３にフォトカプラ３５の電流ＩｆにおけるＰＷＭ信号のデューティに対するアナログ出力（ＩＧＢＴチップ温度電圧信号）Ｖｏｕｔの直線性誤差の温度特性を示すと、この特性から分かるように、温度が高くなるにつれて、直線性誤差が大きくなっており、要求精度の±０．５％以下の誤差に対して略全温度範囲で満足できなくなる。このため、広い環境温度範囲で高精度な変換動作が行えないという問題がある。
【００２９】
この理由を説明する。図１４（ａ）〜（ｃ）にフォトカプラ３５の電流Ｉｆ、トランジスタＴＲ４１のベース電位Ｖｂ及びコレクタ電位Ｖｃの波形を示す。（ａ）はトランジスタＴＲ４１のオン／オフ時の電流Ｉｆ、ベース電位Ｖｂ及びコレクタ電位Ｖｃの波形図であり、（ｂ）は（ａ）に示すオン時の各波形図、（ｃ）は（ａ）に示すオフ時の各波形図である。
【００３０】
トランジスタＴＲ４１は、（ｂ）に示すように、電流Ｉｆが流れて（線分の立ち上がり部分）からＴｐＨＬ時間遅れてからコレクタ電位Ｖｃが立ち下がってオンとなり、（ｃ）に示すように、電流Ｉｆが流れなくなる（線分の立ち下がり部分）と、温度に応じて変化するベース電位Ｖｂが緩やかに下がるため上記ＴｐＨＬよりも長いＴｐＬＨ時間遅れてからコレクタ電位Ｖｃが立ち上がってオフとなる。
【００３１】
つまり、図１３と図１４の結果より、電流Ｉｆに対するトランジスタＴＲ４１のコレクタ電位Ｖｃの遅れ時間がオン時よりもオフ時の方が長く、環境温度が高温であるほどオン時間が短くなるために、直線性誤差が生じている。このトランジスタＴＲ４１がオフ時の遅延時間ＴｐＬＨと、オン時の遅延時間ＴｐＨＬの差である伝搬時間差ΔＴに温度特性を保有しているため、直線性誤差に温度特性が有る。
【００３２】
一方、トランジスタＴＲ４１がオン時には、フォトカプラ３５から流入する定電流によりエミッタ・ベースの接合容量及びコンデンサＣ１３に電荷が蓄積され、ベース・エミッタ間の電位は、飽和電位Ｖｂｅ＿ｓａｔに到達する。トランジスタＴＲ４１がオフ時には、電位Ｖｂｅ＿ｓａｔで充電されたエミッタ・ベースの接合容量及びコンデンサＣ１３に蓄積された電荷が時定数（＝Ｒ２６×Ｃ１３／／Ｃｂｅ）で自然放電する。但し、抵抗器Ｒ２６の抵抗値をＲ２６、コンデンサＣ１３の静電容量をＣ１３、エミッタ・ベースの接合容量をＣｂｅとし、上記の式で「Ｃ１３／／Ｃｂｅ」はＣ１３とＣｂｅを並列接続したときの容量を意味する。
【００３３】
このトランジスタＴＲ４１がオン時のベース・エミッタ間の電位Ｖｂｅ＿ｓａｔは、図１５のような温度特性を示すので、ベース・エミッタ間に蓄積された電荷が抜けるまでの時間に温度特性が生じており、図１６に示したＰＷＭ信号のデューティ５０％での直線性誤差の温度特性と傾向が一致している。
本発明は、このような課題に鑑みてなされたものであり、少なくともフォトカプラ、２値化回路及び低域通過フィルタを用いたデジタル・アナログ変換回路構成にあって、広い環境温度範囲で高精度な変換動作を行うことができるデジタル・アナログ変換器を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００３４】
上記目的を達成するために、本発明の請求項１によるデジタル・アナログ変換器は、発光素子に流れる電流に応じた発光光を受光素子で受光して能動素子にパルス幅変調信号を流すフォトカプラと、そのパルス幅変調信号を能動素子の制御端子に供給することにより２値化信号に変換する２値化回路と、この２値化回路から出力される２値化信号を平滑化してアナログ信号に変換する低域通過フィルタとを少なくとも有して成るデジタル・アナログ変換器において、前記２値化回路の能動素子の制御端子に第１の抵抗器を介して負電位の電源を接続したことを特徴とする。
【００３５】
また、本発明の請求項２によるデジタル・アナログ変換器は、請求項１において、前記制御端子を第２の抵抗器を介して接地したことを特徴とする。
これらの構成によれば、２値化回路の能動素子の制御端子の電位を負バイアス（例えば−２．５Ｖ）としたので、その制御端子にパルス幅変調信号が供給される際に、例えば２値化信号の「Ｌ」レベルの＋０．５Ｖに立ち上がる場合は時間がかかるが、＋０．５Ｖから−２．５Ｖに立ち下がる場合はマイナスに引っ張っているので時間が速くなる。
【００３６】
従来は制御端子の電位が正バイアスだったので、「Ｈ」から「Ｌ」へ立ち下がる時間が短く、「Ｌ」から「Ｈ」に立ち上がる時間が長く、このため２値化信号への変換精度が悪く、フォトカプラの発光素子に流れる電流におけるパルス幅変調信号のデューティに対するアナログ出力（低域通過フィルタ出力）の直線性誤差の温度特性が悪かった。従って、広い環境温度範囲で高精度なデジタル・アナログ変換動作を行うことができなかった。
【００３７】
本発明では、上記の負バイアス時の動作によって「Ｈ」から「Ｌ」へ立ち下がる時間と、「Ｌ」から「Ｈ」に立ち上がる時間が略同じとなる。このため２値化信号への変換精度が良く、フォトカプラの発光素子に流れる電流におけるパルス幅変調信号のデューティに対するアナログ出力（低域通過フィルタ出力）の直線性誤差の温度特性が良くなる。従って、広い環境温度範囲で高精度な変換動作を行うことができる。
【発明の効果】
【００３８】
以上説明したように本発明によれば、少なくともフォトカプラ、２値化回路及び低域通過フィルタを用いたデジタル・アナログ変換回路構成にあって、広い環境温度範囲で高精度な変換動作を行うことができるという効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３９】
以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して説明する。但し、本明細書中の全図において相互に対応する部分には同一符号を付し、重複部分においては後述での説明を適時省略する。
図１は、本発明の実施の形態に係るデジタル・アナログ変換器の構成を示す回路図である。
図１に示すデジタル・アナログ変換器１００が、図１２に示した従来のデジタル・アナログ変換器９０と異なる点は、トランジスタＴＲ４１のベース電位を負バイアス（逆バイアス）したことにある。本実施の形態では、負バイアスに用いる負電位の電源に−５Ｖ電源を用い、この負電圧の電源に第１の抵抗器であるＲ２６Ｂを介してトランジスタ６００のベースを接続した。また、トランジスタ６００のベースを第２の抵抗器であるＲ２６Ａを介して接地した。このようにすることで、負電位の電源を抵抗器Ｒ２６ＡとＲ２６Ｂとにより分圧した。ここでは、抵抗器Ｒ２６ＡとＲ２６Ｂの抵抗値を等しく設定して負電位の電源電圧を−２．５Ｖに分圧し、この−２．５Ｖの負電位にトランジスタＴＲ４１のベース電位をバイアスした。このように、第１の抵抗と第２の抵抗とにより負バイアスに用いる負電位の電源電圧を分圧するため、この分圧比を調節することで、負電位の電源電圧にとらわれず任意の負バイアス電圧を設定することができる。
【００４０】
図２に、その−２．５ＶでトランジスタＴＲ４１のベース電位Ｖｂを負バイアスした場合のフォトカプラ３５の電流Ｉｆ、トランジスタＴＲ４１のベース電位Ｖｂ及びコレクタ電位Ｖｃの波形を示す。（ａ）はトランジスタＴＲ４１のオン／オフ時の電流Ｉｆ、ベース電位Ｖｂ及びコレクタ電位Ｖｃの波形図であり、（ｂ）は（ａ）に示すオン時の各波形図、（ｃ）は（ａ）に示すオフ時の各波形図である。
【００４１】
この図２（ｂ）に示すように、フォトカプラ３５に電流Ｉｆが流れることによってトランジスタＴＲ４１がオンとなる際のベース電位Ｖｂは、−２．５Ｖの電位から後述で説明するＣ１３×Ｒ２６Ａ／／Ｒ２６Ｂなる時定数で立ち上がる。ここで、Ｒ２６Ａ／／Ｒ２６Ｂは、Ｒ２６ＡとＲ２６Ｂとを並列接続したときの抵抗値である。このベース電位Ｖｂが、概ねエミッタ・ベース飽和電圧Ｖｂｅ＿ｓａｔに到達すると、トランジスタＴＲ４１のコレクタ電位Ｖｃが立ち下がってオンとなりコレクタ電流が流れるので、従来よりも伝播遅延時間ＴｐＨＬが大幅に長くなる。
【００４２】
但し、上記時定数を示す式のＣ１３はコンデンサＣ１３の静電容量、Ｒ２６Ａは抵抗器Ｒ２６Ａの抵抗値、Ｒ２６Ｂは抵抗器Ｒ２６Ｂの抵抗値であるとする。
一方、図２（ｃ）に示すように、フォトカプラ３５に電流Ｉｆが流れなくなることによってトランジスタＴＲ４１がオフとなった際のベース電位Ｖｂは、エミッタ・ベース飽和電圧Ｖｂｅ＿ｓａｔから−２．５Ｖに引き込まれ、Ｃ１３×Ｒ２６Ａ／／Ｒ２６Ｂなる時定数で放電する。この放電によって、ベースに蓄積した電荷が比較的早く吸い出され、従来よりも伝播遅延時間ＴｐＬＨが短くなる。
【００４３】
つまり、トランジスタＴＲ４１のベース電位を負バイアスの−２．５Ｖとしているので「Ｌ」レベルの０．５Ｖに上がる場合は時間ＴｐＨＬがかかるが、０．５Ｖから−２．５Ｖに下がる場合はマイナスに引っ張っているので時間ＴｐＬＨが速くなる。従って、「Ｈ」から「Ｌ」へ立ち下がる時間ＴｐＨＬと、「Ｌ」から「Ｈ」に立ち上がる時間ＴｐＬＨが略同じとなる。
【００４４】
このようなデジタル・アナログ変換器１００において、図３に、トランジスタＴＲ４１のベース電位を−２．５Ｖに負バイアスした場合のフォトカプラ３５の電流ＩｆにおけるＰＷＭ信号のデューティに対するアナログ出力（ＩＧＢＴチップ温度電圧信号）Ｖｏｕｔの直線性誤差の温度特性図を示す。
この温度特性から分かるように、温度が高くなっても、それほど直線性誤差は大きくならず、要求精度の±０．５％以下の誤差に対して略全温度範囲で満足している。
【００４５】
特に、ＰＷＭ信号のデューティ５０％において、従来のデジタル・アナログ変換器９０では、図１６に示したように１００℃で−１．７５％の直線性誤差であったが、本実施の形態のデジタル・アナログ変換器１００では、図４に示すように１００℃で−０．６５％の直線性誤差までに改善されている。
更に、図５に、トランジスタＴＲ４１のベース電位を−３．９Ｖに負バイアスした場合のフォトカプラ３５の電流ＩｆにおけるＰＷＭ信号のデューティに対するアナログ出力（ＩＧＢＴチップ温度電圧信号）Ｖｏｕｔの直線性誤差の温度特性を示す。
【００４６】
この温度特性から分かるように、トランジスタＴＲ４１のベース電位を−２．５Ｖに負バイアスした場合に対して、僅かに改善されている程度で、所定の電圧以上で改善効果は飽和する傾向にあると思われる。なお、デジタル・アナログ変換器１００のバッファ回路９２は接続されない場合もある。
また、トランジスタＴＲ４１として、バイポーラ素子を使用した方が高精度の結果を得ることができた。
【００４７】
以上説明したように本実施の形態のデジタル・アナログ変換器１００によれば、少なくともフォトカプラ３５、２値化回路９１及びＬＰＦ回路９３を用いたデジタル・アナログ変換回路構成にあって、フォトカプラ３５の電流ＩｆにおけるＰＷＭ信号のデューティに対するアナログ出力Ｖｏｕｔの直線性誤差の温度特性を、概ね±０．５％以下に改善することが可能となる。これによって、広い環境温度範囲で高精度な変換動作を行うことができる。
従って、例えば車載用の広範囲な環境温度（例えば−４０〜１２５℃）においても、目的とするＩＰＭのＩＧＢＴチップの発熱温度を高精度で測定することができ、その−４０〜１２５℃と広い環境温度範囲で高精度なデジタル・アナログ変換動作を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００４８】
【図１】本発明の実施の形態に係るデジタル・アナログ変換器の構成を示す回路図である。
【図２】本実施の形態のデジタル・アナログ変換器において、２値化回路のトランジスタのベース電位を負バイアスした場合のフォトカプラの電流、同トランジスタのベース電位及びコレクタ電位の波形図である。
【図３】上記２値化回路のトランジスタのベース電位を−２．５Ｖに負バイアスした場合のフォトカプラの電流におけるＰＷＭ信号のデューティに対するアナログ出力の直線性誤差の温度特性図である。
【図４】上記２値化回路のトランジスタのベース電位を−２．５Ｖに負バイアスした場合のフォトカプラの電流におけるＰＷＭ信号のデューティ５０％に対するアナログ出力の直線性誤差の温度特性図である。
【図５】上記２値化回路のトランジスタのベース電位を−３．９Ｖに負バイアスした場合のフォトカプラの電流におけるＰＷＭ信号のデューティに対するアナログ出力（ＩＧＢＴチップ温度電圧信号）の直線性誤差の温度特性図である。
【図６】車両駆動システムの構成を示すブロック図である。
【図７】車両駆動システムにおける昇降圧コンバータの構成を示すブロック図である。
【図８】昇降圧コンバータの昇圧動作時にリアクトルに流れる電流波形図である。
【図９】昇降圧コンバ−タ用ＩＰＭの構成を示すブロック図である。
【図１０】昇降圧コンバ−タ用ＩＰＭにおけるＩＧＢＴチップ温度検出部の構成を示すブロック図である。
【図１１】ＩＧＢＴチップ温度検出部における定電流回路によるＩＧＢＴチップ温度検出ダイオードの順方向電圧の温度特性図である。
【図１２】従来のデジタル・アナログ変換器の構成を示す回路図である。
【図１３】従来のデジタル・アナログ変換器のフォトカプラの電流におけるＰＷＭ信号のデューティに対するアナログ出力（ＩＧＢＴチップ温度電圧信号）の直線性誤差の温度特性図である。
【図１４】従来のデジタル・アナログ変換器において、２値化回路のトランジスタのベース電位を負バイアスした場合のフォトカプラの電流、同トランジスタのベース電位及びコレクタ電位の波形図である。
【図１５】従来のデジタル・アナログ変換器の２値化回路におけるトランジスタのベース飽和電圧の温度特性図である。
【図１６】従来のデジタル・アナログ変換器のフォトカプラの電流におけるＰＷＭ信号のデューティ５０％に対するアナログ出力の直線性誤差の温度特性図である。
【符号の説明】
【００４９】
１０  車両駆動システム
１１  電動機
１２  電源
１３  昇降圧コンバータ
１４  インバータ
１６  リアクトル
１７，Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ１３  コンデンサ
２１，２２  スイッチング素子
２３ａ，２３ｂ  制御回路
２５，２６  ＩＧＢＴ
２７，２８，８４  ダイオード
３０  昇降圧コンバータ用ＩＰＭ
３１  上アームのスイッチング部
３２  下アームのスイッチング部
３４，３５，３６，３７，３８  フォトカプラ
４０  度検出用ダイオード
４１，４２，５１，５２，７２，７４，７５，７６，８０，８２，８９，Ｒ２１，Ｒ２２，Ｒ２３Ａ，Ｒ２３Ｂ，Ｒ２３Ｃ，Ｒ２４，Ｒ２５，Ｒ２６，Ｒ２７，Ｒ２８，Ｒ３０，Ｒ６３４，Ｒ２９，Ｒ２６，Ｒ２６Ａ，Ｒ２６Ｂ  抵抗器
４３，５３  ＩＧＢＴ保護回路
４４  ゲートドライバ
４５，５５  ＩＧＢＴチップ温度検出部
４０，５０  温度検出用ダイオード
５６  ＶＨ検出回路
５７  分圧回路
５８  レベル調整回路
５９  三角波生成器
６０  比較器
６２  ＬＰＦ
６３  ＶＨ比較器
６４  ゲート信号発生器
７０  定電流源
７１，９２  バッファ回路
７３  オペアンプ
７７  レベル変換器
７８  三角波発生器
７９  コンパレータ
８５  発光ダイオード
８７  受光ダイオード
８８，ＴＲ４１  トランジスタ
９０，１００  デジタル・アナログ変換器
９１  ２値化回路
９２  バッファ回路
９３  ＬＰＦ回路
Ｖｃｃ１  第１の電源
Ｖｃｃ２  第２の電源
Ｖｏｕｔ  ＩＧＢＴチップ温度電圧信号（アナログ出力）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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