(57)【要約】【課題】低損失で急峻な減衰特性を有する小型のローパスフィルタを提供する。【解決手段】ローパスフィルタは、第１のフィルタ１と第２のフィルタ２と第３のフィルタ３と第４のフィルタ４とを有する。第１のフィルタ１は、２端子対ＳＡＷ共振子１１からなる。第２のフィルタ２は、１端子対ＳＡＷ共振子２１とインダクタ２２とからなる。第３のフィルタ３は、キャパシタ３３と１端子対ＳＡＷ共振子３１とインダクタ３２とからなる。第４のフィルタ４は、２端子対ＳＡＷ共振子４１からなる。【選択図】  図１
2008005277.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１のフィルタと、この第１のフィルタに並列に接続された第２のフィルタと、前記第１、第２のフィルタと信号入力端子との間に挿入された第３のフィルタと、この第３のフィルタと接地との間に挿入された第４のフィルタとを有し、
前記第１のフィルタは、第１の端子が前記第３のフィルタに接続され、第２の端子が信号出力端子に接続され、第３の端子と第４の端子が接地された第１の２端子対ＳＡＷ共振子からなり、
前記第２のフィルタは、第１の端子が前記第１の２端子対ＳＡＷ共振子の第１の端子に接続され、第２の端子が前記第１の２端子対ＳＡＷ共振子の第２の端子に接続された第１の１端子対ＳＡＷ共振子と、この第１の１端子対ＳＡＷ共振子に並列に接続された第１のインダクタとからなり、
前記第３のフィルタは、第１の端子が前記信号入力端子に接続されたキャパシタと、第１の端子が前記キャパシタの第２の端子に接続され、第２の端子が前記第１、第２のフィルタの第１の端子に接続された第２の１端子対ＳＡＷ共振子と、第１の端子が前記信号入力端子に接続され、第２の端子が前記第１、第２のフィルタの第１の端子に接続された第２のインダクタとからなり、
前記第４のフィルタは、第１の端子が前記信号入力端子に接続され、第２の端子が前記キャパシタと前記第２の１端子対ＳＡＷ共振子との接続点に接続され、第３の端子と第４の端子が接地された第２の２端子対ＳＡＷ共振子からなることを特徴とするローパスフィルタ。
【請求項２】
請求項１記載のローパスフィルタにおいて、
前記第１、第２の２端子対ＳＡＷ共振子と前記第１、第２の１端子対ＳＡＷ共振子と前記キャパシタとが、圧電基板上に形成され、前記第１、第２のインダクタが、前記圧電基板を内蔵するパッケージ内に搭載されることを特徴とするローパスフィルタ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ローパスフィルタに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、携帯電話機の高機能化が進み、音声通信及びデータ通信の機能に加えて、ＦＭ放送やＴＶ放送を受信するチューナの搭載が進みつつある。ＴＶ放送では、携帯端末向けにＵＨＦ帯（４７０ＭＨｚから７７０ＭＨｚ）を用いた地上波デジタルＴＶ放送のサービスが開始され、デジタル方式の特徴を生かした高度なエラー訂正機能により、従来のアナログＴＶに比べて安定で高画質な映像や音声を楽しむことができる。
【０００３】
ＴＶ放送受信用チューナ付き携帯電話機では、携帯電話機の送信信号がＴＶ放送の受信信号に影響を与えないようにすることが重要である。その理由は、音声通信及びデータ通信用のアンテナから送信された電力の大きな送信信号がＴＶ放送の受信回路に回りこみ、混信を生じる可能性があるからである。このような混信を防ぐため、ＶＨＦ／ＵＨＦ帯の信号を通過させ、音声通信及びデータ通信用の送信帯域の信号を抑圧するローパスフィルタが、チューナ側の回路に搭載される。
【０００４】
このようなローパスフィルタ特性を実現するものとして、積層ＬＣローパスフィルタが挙げられる（例えば、特許文献１参照）。積層ＬＣフィルタは、薄いセラミック層上に導体パターンを形成し、これらを複数積層することにより、インダクタンスやコンデンサを形成し、所定の接続を行ったフィルタである。図１４に積層ＬＣローパスフィルタの一般的な回路図を示し、図１５に積層ＬＣローパスフィルタの通過特性の１例を示す。図１４において、ＩＮは信号入力端子、ＯＵＴは信号出力端子、Ｌ１０，Ｌ１１はインダクタンス、Ｃ１０〜Ｃ１４はコンデンサである。図１５では、インダクタンスＬ１０，Ｌ１１のＱを３０とした。インダクタ（コイル）は、その主特性であるインダクタンス成分を得ようとすると同時に抵抗成分ができる。通常、この抵抗成分は少ないほうが優れたインダクタと評価される。インダクタ成分と、この抵抗成分との比をＱ特性として表現している。この値が高い方が高効率のインダクタといえる。周波数をｆ、インダクタ値をＬ、実効抵抗値をＲとすると、Ｑ＝２πｆＬ／Ｒである。図１５に示すように、積層ＬＣローパスフィルタでは、ＶＨＦ／ＵＨＦの周波数帯（９０ＭＨｚから７７０ＭＨｚ）が通過帯域となり、８００ＭＨｚ帯ＣＤＭＡの送信周波数帯（８９８ＭＨｚから９２５ＭＨｚ）が減衰域となっている。
【０００５】
【特許文献１】特開平０７−３３６１７６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
従来の積層ＬＣローパスフィルタでは、減衰極が１．３ＧＨｚとなっているため、減衰域（８９８ＭＨｚから９２５ＭＨｚ）の減衰量が９ｄＢ程度と不十分であるという問題点があった。ＴＶ放送受信用チューナ付き携帯電話機では、ＴＶ放送波の周波数帯域と携帯電話機の送信帯域（８００ＭＨｚから９００ＭＨｚ）が近接しているため、低損失かつ急峻なロールオフ特性が要求される。
【０００７】
また、従来の積層ＬＣローパスフィルタでは、段数を増やすことで、減衰極をより通過帯域近傍に近づけ、より大きな減衰量を得ることが可能であるが、段数を増やすと、インダクタンスに含まれる直列抵抗の影響により、通過帯域の損失も増大し、必要な通過帯域挿入損失を得ることが難しくなるという問題点があった。さらに、従来の積層ＬＣローパスフィルタでは、素子数が増加すると、フィルタの外形が大きくなるという問題点があった。携帯電話機に搭載するフィルタは小型であることが望ましく、大きなフィルタは携帯電話機には不向きである。
【０００８】
本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、低損失で急峻な減衰特性を有する小型のローパスフィルタを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明のローパスフィルタは、第１のフィルタと、この第１のフィルタに並列に接続された第２のフィルタと、前記第１、第２のフィルタと信号入力端子との間に挿入された第３のフィルタと、この第３のフィルタと接地との間に挿入された第４のフィルタとを有し、前記第１のフィルタは、第１の端子が前記第３のフィルタに接続され、第２の端子が信号出力端子に接続され、第３の端子と第４の端子が接地された第１の２端子対ＳＡＷ共振子からなり、前記第２のフィルタは、第１の端子が前記第１の２端子対ＳＡＷ共振子の第１の端子に接続され、第２の端子が前記第１の２端子対ＳＡＷ共振子の第２の端子に接続された第１の１端子対ＳＡＷ共振子と、この第１の１端子対ＳＡＷ共振子に並列に接続された第１のインダクタとからなり、前記第３のフィルタは、第１の端子が前記信号入力端子に接続されたキャパシタと、第１の端子が前記キャパシタの第２の端子に接続され、第２の端子が前記第１、第２のフィルタの第１の端子に接続された第２の１端子対ＳＡＷ共振子と、第１の端子が前記信号入力端子に接続され、第２の端子が前記第１、第２のフィルタの第１の端子に接続された第２のインダクタとからなり、前記第４のフィルタは、第１の端子が前記信号入力端子に接続され、第２の端子が前記キャパシタと前記第２の１端子対ＳＡＷ共振子との接続点に接続され、第３の端子と第４の端子が接地された第２の２端子対ＳＡＷ共振子からなるものである。
また、本発明のローパスフィルタの１構成例は、前記第１、第２の２端子対ＳＡＷ共振子と前記第１、第２の１端子対ＳＡＷ共振子と前記キャパシタとが、圧電基板上に形成され、前記第１、第２のインダクタが、前記圧電基板を内蔵するパッケージ内に搭載されるものである。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、第１のフィルタと、第１のフィルタに並列に接続された第２のフィルタと、第１、第２のフィルタと信号入力端子との間に挿入された第３のフィルタとを設け、第１のフィルタを第１の２端子対ＳＡＷ共振子から構成し、第２のフィルタを第１の１端子対ＳＡＷ共振子と第１のインダクタとから構成し、第３のフィルタをキャパシタと第２の１端子対ＳＡＷ共振子と第２のインダクタとから構成することにより、減衰極を遮断周波数近傍にすることが可能となり、減衰域の減衰量を改善することができる。また、本発明では、ＳＡＷ共振子を用いるため、フィルタを小型化できる。さらに、本発明では、積層ＬＣフィルタのように所望の減衰量を得るために段数を増やす必要がないので、通過帯域の挿入損失が増大することがなく、外形が大型化することもない。その結果、本発明では、低損失で急峻な減衰特性を有する小型のローパスフィルタを実現することができる。また、本発明では、第３のフィルタと接地との間に第４のフィルタを設け、第４のフィルタを第２の２端子対ＳＡＷ共振子から構成することにより、第１〜第３のフィルタによる上記減衰域とは別に、高周波領域に広帯域で減衰量の大きい減衰域をデバイスサイズの大幅な増大を招くことなく形成することが可能になる。
【００１１】
また、本発明では、第１、第２の２端子対ＳＡＷ共振子と第１、第２の１端子対ＳＡＷ共振子とキャパシタとを圧電基板上に形成し、この圧電基板と第１、第２のインダクタとをパッケージ内に搭載することにより、ローパスフィルタの特性のばらつきを抑え、所望の特性を容易に得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。図１は、本発明の実施の形態となるローパスフィルタの回路図である。図１のローパスフィルタは、第１のフィルタ１と、第２のフィルタ２と、第３のフィルタ３と、第４のフィルタ４とから構成されている。図１において、ＩＮは信号入力端子、ＯＵＴは信号出力端子である。
【００１３】
図２に、第１のフィルタ１の平面図を示す。第１のフィルタ１は、２端子対ＳＡＷ（Surface Acoustic Wave ）共振子１１からなる。２端子対ＳＡＷ共振子１１は、圧電基板上に送信用ＩＤＴ（interdigital transducer ：すだれ状電極）１１０と受信用ＩＤＴ１１１とを形成し、さらにその両側にそれぞれ反射器１１２，１１３を配置したものである。周知のように、ＩＤＴは、金属からなる櫛状の対向する２つの電極部を有し、各電極部は、対向する電極部に向かって交互に突出した複数の電極指を有している。
【００１４】
図１、図２において、１２は２端子対ＳＡＷ共振子１１の第１の端子（フィルタ１の入力端子）、１４は２端子対ＳＡＷ共振子１１の第２の端子（フィルタ１の出力端子）、１３は２端子対ＳＡＷ共振子１１の第３の端子、１５は２端子対ＳＡＷ共振子１１の第４の端子である。第３の端子１３と第４の端子１５は接地されている。
【００１５】
第１のフィルタ１は、２つの反射器１１２，１１３間に生じる定在波の周波数とＩＤＴ１１０，１１１の共振周波数とが一致するときに、入力端子１２と出力端子１４間に信号が伝送される狭帯域通過フィルタとして動作する。第１のフィルタ１の通過特性の１例を図３に示す。
【００１６】
図４に、第３のフィルタ３の平面図を示す。第３のフィルタ３は、キャパシタ３３と、キャパシタ３３に直列に接続された１端子対ＳＡＷ共振子３１と、キャパシタ３３と１端子対ＳＡＷ共振子３１の直列構成に対して並列に接続されたインダクタ３２とからなる。キャパシタ３３は、圧電基板上に形成されたＩＤＴや平行平板からなる。１端子対ＳＡＷ共振子３１は、圧電基板上に１つのＩＤＴ３１０を形成し、さらにその両側にそれぞれ反射器３１１，３１２を配置したものである。インダクタ３２は、圧電基板を内蔵するセラミックパッケージ内に搭載される。
【００１７】
図１、図４において、３４は１端子対ＳＡＷ共振子３１の第１の端子（ＩＤＴ３１０の入力端子）、３５は１端子対ＳＡＷ共振子３１の第２の端子（ＩＤＴ３１０の出力端子）、３６はインダクタ３２の第１の端子、３７はインダクタ３２の第２の端子、３８はキャパシタ３３の第１の端子、３９はキャパシタ３３の第２の端子である。
【００１８】
第３のフィルタ３の通過特性の１例を図５に示す。第３のフィルタ３は、２つの減衰極を有する帯域通過フィルタの特性を示す。ただし、図５では、約０．９ＧＨｚの低周波側の減衰極のみ記載し、１ＧＨｚ超の位置にある高周波側の減衰極については省略している。第１のフィルタ１と第３のフィルタ３とを直列に接続し、第１のフィルタ１の通過域（０．９〜１ＧＨｚ）を第３のフィルタ３の２つの減衰極の間に設定すると、図６に示すように第１のフィルタ１の通過域の両側の約０．９ＧＨｚと１ＧＨｚの位置に第３のフィルタ３の減衰極が生じ、通過域近傍の減衰量が改善されていることが分かる。
【００１９】
フィルタ１，３を直列に接続したフィルタ（以下、直列フィルタ１，３と呼ぶ）と似た構成が、特開昭５６−４７１１６号公報に開示されている。特開昭５６−４７１１６号公報に開示されたフィルタでは、弾性表面波素子としてトランスバーサルフィルタが使用され、圧電共振子としてセラミック共振子が使用されている。これに対して、本実施の形態の直列フィルタ１，３では、トランスバーサルフィルタの代わりに２端子対ＳＡＷ共振子１１を使用し、また圧電共振子の代わりに１端子対ＳＡＷ共振子３１を使用しており、これらを同一の圧電基板上に形成している点が特開昭５６−４７１１６号公報のフィルタと異なる。
【００２０】
次に、本実施の形態では、直列フィルタ１，３において、第１のフィルタ１に並列に第２のフィルタ２を接続することにより、非常に急峻な減衰特性を有するローパスフィルタを実現している。図７に、第２のフィルタ２の平面図を示す。第２のフィルタ２は、１端子対ＳＡＷ共振子２１と、１端子対ＳＡＷ共振子２１に並列に接続されたインダクタ２２とからなる。１端子対ＳＡＷ共振子２１は、圧電基板上に１つのＩＤＴ２１０を形成し、さらにその両側にそれぞれ反射器２１１，２１２を配置したものである。インダクタ２２は、圧電基板を内蔵するセラミックパッケージ内に搭載される。
【００２１】
図１、図７において、２３は１端子対ＳＡＷ共振子２１の第１の端子（ＩＤＴの入力端子）、２４は１端子対ＳＡＷ共振子２１の第２の端子（ＩＤＴの出力端子）、２５はインダクタ２２の第１の端子、２６はインダクタ２２の第２の端子である。
【００２２】
第４のフィルタ４は、２端子対ＳＡＷ共振子４１からなる。２端子対ＳＡＷ共振子４１は、第１のフィルタ１の２端子対ＳＡＷ共振子１１と同様に、圧電基板上に送信用ＩＤＴと受信用ＩＤＴとを形成し、さらにその両側にそれぞれ反射器を配置したものである。図１において、４２は２端子対ＳＡＷ共振子４１の第１の端子、４４は２端子対ＳＡＷ共振子４１の第２の端子、４３は２端子対ＳＡＷ共振子４１の第３の端子、４５は２端子対ＳＡＷ共振子４１の第４の端子である。第３の端子４３と第４の端子４５は接地されている。
【００２３】
図８に、図１のローパスフィルタの通過特性の１例を示す。図１の構成によれば、ＤＣ（直流）から７７０ＭＨｚまで低損失な通過域Ａと８２８ＭＨｚ付近に４０ｄＢ以上の減衰域Ｂが形成され、さらに１．１ＧＨｚ以上の帯域に広帯域な減衰域Ｄが形成されていることが分かる。
【００２４】
本実施の形態では、図１の構成をセラミックパッケージ内に搭載した。すなわち、例えばＬｉＴａＯ3 等からなる圧電基板上に、ＡｌＣｕ等の電極材料を用いて２端子対ＳＡＷ共振子１１，４１と１端子対ＳＡＷ共振子２１，３１とキャパシタ３３とを形成し、この圧電基板とインダクタ２２，３２をアルミナ等からなるセラミックパッケージに搭載し、必要な配線をワイヤやセラミックパッケージ内の配線パターンで行った。
【００２５】
以下、本実施の形態のローパスフィルタの設計法の概略について説明する。第１のフィルタ１の素子の値と第２のフィルタ２の素子の値を適宜設定すると、図８の減衰域Ｂが形成され、この減衰域Ｂより低い帯域が通過域Ａとなり、減衰域Ｂより高い帯域が通過域Ｃとなる。所望の通過域Ａと減衰域Ｂを得るためには、まず第１のフィルタ１のＩＤＴ１１０，１１１の共振波長λ１と第２のフィルタ２のＩＤＴ２１０の共振波長λ２を調整して、減衰域Ｂが所望の周波数範囲になるように設定する。第１のフィルタ１のＩＤＴ１１０，１１１の共振波長λ１は、減衰域Ｂの高域側の端部周波数の決定に影響を与える。共振波長λ１とλ２は、λ２＜λ１の関係を満たすことが好ましい。その理由は、λ２＞λ１とすると、減衰極が分離して、減衰域Ｂの減衰量が劣化するからである。
【００２６】
第２のフィルタ２のＩＤＴ２１０の共振波長λ２を変化させると、通過域Ａの高域側の端部周波数が変化するため、インダクタ２２の値を調整して、通過域Ａの高域側の端部周波数が所望の値になるように設定する。この操作により、減衰域Ｂの周波数範囲が変化するため、波長λ２を調整する。このようなインダクタ２２の調整と第２のフィルタ２のＩＤＴ２１０の共振波長λ２の調整とを、所望の特性を満たすまで繰り返す。
【００２７】
第１のフィルタ１及び第２のフィルタ２のＩＤＴ１１０，１１１，２１０の電極指の交差幅と電極指の対数は、通過域Ａのインピーダンスと減衰域Ｂの広さに影響を与える。減衰域Ｂが所望の周波数範囲となり、通過域Ａが所望の特性インピーダンス（通常５０Ω）となるように、ＩＤＴ１１０，１１１，２１０の電極指の交差幅と電極指の対数を適切に設定する。以上の調整は、手動で行うことも可能であるが、適切な誤差関数を定めて、コンピュータにより最適な組み合わせを探索するようにすると良い。
【００２８】
なお、以上の設計方法の説明では、第１のフィルタ１のＩＤＴ１１０の共振波長とＩＤＴ１１１の共振波長を同一の値としたが、異なる値に設定しても良い。ＩＤＴ１１０とＩＤＴ１１１の共振波長を異なる値にすると、減衰域Ｂを広帯域にすることができる。また、第１のフィルタ１のＩＤＴ１１０とＩＤＴ１１１間の距離を調整すると、減衰域Ｂを更に広帯域にすることができる。この調整は、ＩＤＴ１１０とＩＤＴ１１１間の距離を通常０．５λとするところを０．７λから０．９λ付近にすると良い。
【００２９】
第３のフィルタ３は、図５のような通過特性を有している。そこで、第１のフィルタ１に第２のフィルタ２を並列に接続したフィルタの通過域Ａと、第３のフィルタ３の通過域Ａとが一致し、かつ第１のフィルタ１に第２のフィルタ２を並列に接続したフィルタの減衰域Ｂと、第３のフィルタ３の減衰域Ｂとが一致するようにして、これらを図１に示したように従属接続すれば、減衰域Ｂの減衰量がより増大し好ましい。
【００３０】
さらに、本実施の形態では、図１のローパスフィルタに存在するキャパシタとインダクタによりＬＣ直列共振及びＬＣ並列共振が生じて、図８の減衰域Ｄが形成されるが、キャパシタ３３の両端と接地との間に２端子対ＳＡＷ共振子４１を挿入することにより、ＬＣ直列共振回路及びＬＣ並列共振回路が複数形成されるため、減衰域Ｄをより広帯域にし、また減衰域Ｄの減衰量を増大させることができる。
【００３１】
ＳＡＷ共振子の共振周波数ｆ＝Ｖ／λ（ＩＤＴの共振波長λと圧電基板の弾性表面波表面波速度Ｖで決まる周波数）から十分離れた高周波領域（本実施の形態では、１．５ＧＨｚ以上の周波数領域）では、ＩＤＴは等価的にキャパシタと見なすことができる。このような高周波領域における図１の等価回路を図９に示す。Ｌ１，Ｌ２はワイヤやパッケージ内の配線パターンによる微小な値のインダクタである。
【００３２】
図９の等価回路によれば、２端子対ＳＡＷ共振子１１の静電容量とインダクタＬ１によりＬＣ直列共振が生じ、１端子対ＳＡＷ共振子２１の静電容量とインダクタ２２によりＬＣ並列共振が生じる。また、２端子対ＳＡＷ共振子４１及び１端子対ＳＡＷ共振子３１の静電容量と、キャパシタ３３と、インダクタ３２及びインダクタＬ２により、ＬＣ直列共振とＬＣ並列共振を組み合わせた共振が生じる。２端子対ＳＡＷ共振子４１を設けない場合でも、減衰域Ｄを形成することは可能であるが、キャパシタ３３の両端と接地との間に２端子対ＳＡＷ共振子４１を設けることにより、より広帯域な減衰域Ｄを形成することができる。
【００３３】
図９の等価回路は接続が複雑なため、簡単な数式で減衰極の周波数を見積もることは困難であるが、ＬＣ直列共振回路とＬＣ並列共振回路が組み合わさっていることが分かる。前述のとおり、キャパシタ３３の静電容量は３ｐＦ程度である。インダクタ３２は、キャパシタ３３が挿入されたことによりフィルタとして整合を得るため、１０ｎＨのインダクタとなっている。２端子対ＳＡＷ共振子４１と１端子対ＳＡＷ共振子３１の静電容量をそれぞれ３ｐＦとして、第３のフィルタ３と第４のフィルタ４を接続した回路の周波数特性をシミュレータにより計算すると、図１０の特性ｆｃ１のようになる。
【００３４】
一方、本実施の形態の比較例として図１１に示したようなローパスフィルタを考える。図１１のローパスフィルタは、図１のローパスフィルタを一部変形し、さらに２端子対ＳＡＷ共振子１１の第３の端子１３と接地との間にインダクタ１６を挿入し、２端子対ＳＡＷ共振子１１の第４の端子１５と接地との間にインダクタ１７を挿入し、信号入力端子ＩＮと接地との間に１端子対ＳＡＷ共振子５１とインダクタ５２とを挿入したものである。なお、図１１の例では、キャパシタ３３を省いているため、第３のフィルタを３ａとしている。
【００３５】
この図１１のローパスフィルタについて、図９の場合と同様に、ＳＡＷ共振子の共振周波数から十分離れた高周波領域における等価回路を求めると図１２のようになる。図１２より、１端子対ＳＡＷ共振子５１とインダクタ５２がＬＣ直列共振回路を形成し、１端子対ＳＡＷ共振子３１とインダクタ３２がＬＣ並列共振回路を形成していることが分かる。１端子対ＳＡＷ共振子３１，５１の静電容量をそれぞれ３ｐＦとして、第３のフィルタ３ａと１端子対ＳＡＷ共振子５１とインダクタ５２を接続した回路の周波数特性をシミュレータにより計算すると、図１０の特性ｆｃ２のようになる。図１１のローパスフィルタ全体の通過特性を図１３に示す。図１３におけるｆｃ３は図１１のローパスフィルタの通過特性、ｆｃ４は図１１のローパスフィルタから１端子対ＳＡＷ共振子５１とインダクタ５２を除き、インダクタ１６，１７を短絡したフィルタの通過特性である。このように、図１１の構成では、本実施の形態のローパスフィルタに比べて減衰域Ｄが狭く、その減衰量も小さいことが分かる。
【００３６】
また、一般にＬＣ直列共振は、インダクタの値あるいはキャパシタの値を大きくすると共振周波数が低周波側に遷移し、値を小さくすると共振周波数が高周波側に遷移する。インダクタ２２，３２の静電容量と各ＳＡＷ共振子の静電容量は、５０Ωに整合した低損失な通過域を形成するために適した組み合わせが存在するため、必要以上に大きな値をとることができない。そのため、通常はインダクタ１６，１７，５２の値を調整して、所望の周波数に減衰域を設けることになる。しかしながら、例えば２ＧＨｚに減衰域を設ける場合、図１１の構成ではインダクタ１６，１７，５２の値が少なくとも数ｎＨ必要となるため、ワイヤやパッケージ内の配線パターンを長くしたり、外付けのインダクタが必要となったりして、フィルタの外形が大きくなるという問題がある。
【００３７】
これに対して、本実施の形態では、数ｐＦのキャパシタ３３と２端子対ＳＡＷ共振子４１を１個付加すれば、高周波領域に減衰域Ｄを形成することができる。数ｐＦのキャパシタ３３と２端子対ＳＡＷ共振子４１は、外付けのチップインダクタや配線パターンに比べてデバイスサイズに与える影響が少ない。ＳＡＷ共振子を形成する圧電基板は一般に比誘電率が高いので、この圧電基板上にキャパシタ３３を形成すれば、小型で大容量のキャパシタ３３を容易に形成可能である。しかも、図９に示したインダクタＬ１，Ｌ２の値は０．３ｎＨ程度なので、ワイヤやパッケージ内の配線パターンによってインダクタＬ１，Ｌ２を容易に実現できる。
【００３８】
以上のように、本実施の形態によれば、従来の積層ＬＣフィルタに比べて、非常に急峻な減衰特性を得ることができる。本実施の形態では、ＳＡＷ共振子を用いるため、フィルタを小型化できる。さらに、本実施の形態では、積層ＬＣフィルタのように所望の減衰量を得るために段数を増やす必要がないので、通過帯域の挿入損失が増大することがなく、外形が大型化することもない。その結果、本実施の形態では、低損失で急峻な減衰特性を有する小型のローパスフィルタを実現することができる。
【００３９】
また、本実施の形態では、第３のフィルタ３のキャパシタ３３の両端と接地との間に２端子対ＳＡＷ共振子４１を挿入することにより、広帯域で減衰量の大きい減衰域Ｄを形成することが可能になる。近年、８００ＭＨｚ帯と２ＧＨｚ帯をそれぞれ音声通信とデータ通信に割り当てたデュアルタイプの携帯電話機が登場しているが、本実施の形態によれば、８００ＭＨｚ帯の減衰域Ｂだけでなく、２ＧＨｚ帯の減衰域Ｄについても十分な減衰量を得ることができるので、このようなデュアルタイプの携帯電話機にＴＶ放送受信用チューナを設ける場合に、携帯電話機の送信信号がチューナ回路に回り込むことのないように携帯電話機の送信信号を十分に減衰させることができ、十分な妨害波除去機能を果たすことができる。キャパシタ３３と２端子対ＳＡＷ共振子４１は、デバイスサイズに与える影響が少ないので、デバイスサイズの大幅な増大を招くことなく、高周波領域に広帯域な減衰域Ｄを形成することが可能となる。
【００４０】
なお、本実施の形態において、使用する圧電基板やカット角は、種々変更可能である。特に電気機械結合係数は、フィルタの急峻性に寄与する。電極材料も、ＡｌＣｕに限らず種々の合金、多層膜、高配向膜を用いてよく、表面にＳｉＯ2 等の保護膜を形成してもよい。
【００４１】
また、本実施の形態のローパスフィルタは、他の構成のフィルタと組み合わせてもよく、分波器用のフィルタの一部または全部を構成してもよい。また、第１のフィルタ１の２端子対ＳＡＷ共振子１１は、対称構成でなくてもよく、ＩＤＴ１１０と１１１の間で共振波長λや電極指の対数などを変えてもよい。また、ＩＤＴ１１０と１１１間の距離も要求特性に応じて変更してよい。また、第１のフィルタ１と第２のフィルタ２の組み合わせを複数段直列に接続するようにしてもよい。
【産業上の利用可能性】
【００４２】
本発明は、例えばＴＶ放送受信用チューナ付き携帯電話機のチューナ回路に適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】本発明の実施の形態となるローパスフィルタの回路図である。
【図２】本発明の実施の形態における第１のフィルタの平面図である。
【図３】本発明の実施の形態における第１のフィルタの通過特性の１例を示す図である。
【図４】本発明の実施の形態における第３のフィルタの平面図である。
【図５】本発明の実施の形態における第３のフィルタの通過特性の１例を示す図である。
【図６】本発明の実施の形態において第１のフィルタと第３のフィルタとを直列に接続したフィルタの通過特性の１例を示す図である。
【図７】本発明の実施の形態における第２のフィルタの平面図である。
【図８】図１のローパスフィルタの通過特性の１例を示す図である。
【図９】図１のローパスフィルタの等価回路図である。
【図１０】本発明の実施の形態において第３のフィルタと第４のフィルタとを接続した回路の通過特性の１例を示す図である。
【図１１】本発明の実施の形態の比較例となるローパスフィルタの回路図である。
【図１２】図１１のローパスフィルタの等価回路図である。
【図１３】図１１のローパスフィルタの通過特性の１例を示す図である。
【図１４】従来の積層ＬＣローパスフィルタの回路図である。
【図１５】図１４の積層ＬＣローパスフィルタの通過特性の１例を示す図である。
【符号の説明】
【００４４】
１…第１のフィルタ、２…第２のフィルタ、３…第３のフィルタ、４…第４のフィルタ、１１，４１…２端子対ＳＡＷ共振子、２１，３１…１端子対ＳＡＷ共振子、２２，３２…インダクタ、３３…キャパシタ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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