(57)【要約】【課題】ＶＣＭ速度制御に不安定化を防止する。【解決手段】本発明の一形態において、ＨＤＣ／ＭＰＵ２３は、アンロードの前に、検出逆起電圧の補正演算係数のキャリブレーションを行う。キャリブレーションは、アクチュエータ１６が回動している状態において行う。ＨＤＣ／ＭＰＵ２３は、ＶＣＭ１５に与えたＶＣＭ電流と逆起電圧検出回路２１２の検出値とを使用して、アクチュエータ１６の運動方程式に従って補正係数のキャリブレーションを行う。【選択図】図３
2008123651.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
データを記憶するディスクにアクセスするヘッドと、
前記ヘッドを支持し、ボイス・コイル・モータによって駆動されるアクチュエータと、
前記ボイス・コイル・モータの逆起電圧を検出する検出回路と、
前記検出回路の検出値を補正演算係数を使用して補正し、その補正した値を使用して前記アクチュエータの速度制御を行うコントローラと、を有し、
前記コントローラは、前記アクチュエータがサーボ制御によらず前記ボイス・コイル・モータに駆動されて回動している状態における前記ボイス・コイル・モータの異なる複数のＶＣＭ電流値と各ＶＣＭ電流値に対応した前記検出回路の検出値に基づき前記補正演算係数を校正する、
ディスク・ドライブ装置。
【請求項２】
前記補正演算係数の校正において、変化する前記ＶＣＭ電流波形の立ち上がりと立下りとは傾いている、
請求項１に記載のディスク・ドライブ装置。
【請求項３】
前記コントローラは、異なるＶＣＭ電流値間の差分と各ＶＣＭ電流値に対応した前記検出回路の出力間の差分とに基づき前記補正演算係数を校正し、その校正において、測定された前記ＶＣＭ電流値の複数の差分と前記検出回路の出力間の複数の差分とを使用して前記補正係数を平均化する、
請求項１に記載のディスク・ドライブ装置。
【請求項４】
前記コントローラは、前記異なる複数のＶＣＭ電流値間の差分と、前記複数のＶＣＭ電流値のそれぞれに対応する前記検出回路の検出値の間の差分とに基づき、前記校正において前記アクチュエータの運動方程式を満足する前記補正係数を算出する、
請求項１に記載のディスク・ドライブ装置。
【請求項５】
前記補正演算係数は、ＶＣＭ電流値に対する前記検出回路の出力オフセットの傾きに対応する、
請求項４に記載のディスク・ドライブ装置。
【請求項６】
前記コントローラは、前記校正において、測定された前記ＶＣＭ電流値の複数の差分と前記検出回路の出力間の複数の差分とを使用して前記補正係数を平均化し、
前記ＶＣＭ電流値の複数の差分のそれぞれの逆数の和が０となる、
請求項５に記載のディスク・ドライブ装置。
【請求項７】
前記ＶＣＭ電流値と前記検出回路の出力との測定において、前記アクチュエータは振動するように回動する、
請求項１に記載のディスク・ドライブ装置。
【請求項８】
データを記憶するディスクにアクセスするヘッドと、
前記ヘッドを支持し、ボイス・コイル・モータによって駆動されるアクチュエータと、
前記ボイス・コイル・モータの逆起電圧を検出する検出回路と、
前記検出回路の検出値を補正演算係数を使用して補正し、その補正した値を使用して前記アクチュエータの速度制御を行うコントローラと、を有し、
前記コントローラは、前記アクチュエータが前記ボイス・コイル・モータに駆動されて回動している状態における前記ボイス・コイル・モータの異なる複数のＶＣＭ電流値間の差分と、前記複数のＶＣＭ電流値のそれぞれに対応する前記検出回路の検出値の間の差分とに基づき、前記補正演算係数を校正する、
ディスク・ドライブ装置。
【請求項９】
前記コントローラは、その校正において、測定された前記ＶＣＭ電流値の複数の差分と前記検出回路の出力間の複数の差分とを使用して前記補正係数を平均化する、
請求項８に記載のディスク・ドライブ装置。
【請求項１０】
前記補正演算係数は、前記アクチュエータの運動方程式を満足するＶＣＭ電流値に対する前記検出回路の出力オフセットの傾きに対応し、
前記ＶＣＭ電流値の複数の差分のそれぞれの逆数の和は０となる、
請求項９に記載のディスク・ドライブ装置。
【請求項１１】
前記ＶＣＭ電流値と前記検出回路の出力との測定において、前記アクチュエータは振動するように回動する、
請求項８に記載のディスク・ドライブ装置。
【請求項１２】
ヘッドを支持するアクチュエータと、そのアクチュエータを駆動するボイス・コイル・モータと、を備えるディスク・ドライブ装置において、前記アクチュエータを速度制御するためのキャリブレーション方法であって、
前記ボイス・コイル・モータを異なる複数のＶＣＭ電流値において駆動し、
前記アクチュエータがサーボ制御によらず回動している状態において、前記異なる複数のＶＣＭ電流値におけるそれぞれの逆起電圧を検出し、
前記複数のＶＣＭ電流値と前記検出した逆起電圧とに基づいて、前記速度制御において検出される逆起電圧に対する補正演算係数を校正する、方法。
【請求項１３】
前記ボイス・コイル・モータを駆動するＶＣＭ電流波形において、立ち上がりと立下りとは傾いている、
請求項１２に記載の方法。
【請求項１４】
前記校正は、異なるＶＣＭ電流値間の差分と各ＶＣＭ電流値に対応した前記検出回路の出力間の差分とに基づき前記補正演算係数を校正し、
前記補正係数は、測定された前記ＶＣＭ電流値の複数の差分と前記検出回路の出力間の複数の差分とを使用して平均化される、
請求項１２に記載の方法。
【請求項１５】
前記補正演算係数は、前記アクチュエータの運動方程式を満足するＶＣＭ電流値に対する前記検出回路の出力オフセットの傾きに対応し、
前記ＶＣＭ電流値の複数の差分のそれぞれの逆数の和が０となる、
請求項１４に記載の方法。
【請求項１６】
前記ＶＣＭ電流値と前記検出回路の出力との測定において、前記アクチュエータは振動するように回動する、
請求項１２に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はディスク・ドライブ及びそのキャリブレーション方法に関し、特に、ボイス・コイル・モータの速度制御のためのキャリブレーションに関する。
【背景技術】
【０００２】
ディスク・ドライブ装置として、光ディスク、光磁気ディスク、あるいはフレキシブル磁気ディスクなどの様々な態様のメディアを使用する装置が知られているが、その中で、ハードディスク・ドライブ（ＨＤＤ）は、コンピュータの記憶装置として広く普及し、現在のコンピュータ・システムにおいて欠かすことができない記憶装置の一つとなっている。さらに、コンピュータにとどまらず、動画像記録再生装置、カーナビゲーション・システム、携帯電話、あるいはデジタル・カメラなどで使用されるリムーバブルメモリなど、ＨＤＤの用途は、その優れた特性により益々拡大している。
【０００３】
ＨＤＤで使用される磁気ディスクは、同心円状に形成された複数のデータ・トラックを有しており、各データ・トラックはアドレス情報を有する複数のサーボ・データとユーザ・データを含む複数のデータ・セクタが記録されている。各サーボ・データの間には、複数のデータ・セクタが記録されている。ボイス・コイル・モータ（ＶＣＭ）によって回動するアクチュエータに支持されたヘッド・スライダのヘッド素子部が、サーボ・データのアドレス情報に従って所望のデータ・セクタにアクセスすることによって、データ・セクタへのデータ書き込み及びデータ・セクタからのデータ読み出しを行うことができる。
【０００４】
磁気ディスクの回転が停止しているとき、アクチュエータ及びヘッド・スライダは、退避位置に退避される。ヘッド・スライダを退避させる方式としては、ランプ・ロード・アンロード方式及びＣＳＳ（Contact Start Stop）方式が知られている。退避位置と磁気ディスク上との間の移動において、ＨＤＤはＶＣＭを速度制御することによって、アクチュエータの回動を制御する。ＶＣＭ速度はＶＣＭの逆起電圧に比例するため、ＶＣＭの逆起電圧を測定することによって、ＶＣＭを速度制御することができる。具体的には、逆起電圧検出回路が、ＶＣＭの逆起電圧を検出する。コントローラは、検出される逆起電圧がターゲット値になるようにＶＣＭにＶＣＭ電流を供給するよう制御する。なお、典型的には、逆起電圧検出回路は、逆起電圧の一次関数で表される値を検出することで、逆起電圧を検出する。
【０００５】
温度変化によってＶＣＭコイルの抵抗値が変化すると、ＶＣＭ電流と逆起電圧との間の関係が変化する。従って、特許文献１に例示されているように、逆起電圧検出回路は、回路パラメータを変更することによって、ＶＣＭコイルの抵抗値変化を補償する。しかし、回路パラメータには離散値が適用されるため、ＶＣＭコイルの抵抗値変化を完全に補償することができない場合がある。また、逆起電圧検出回路の回路構成上発生する検出誤差が存在する。このため、逆起電圧検出回路の検出値には、ＶＣＭに与えるＶＣＭ電流に比例したオフセットが存在する。
【０００６】
具体的に説明する。図９は、逆起電圧検出回路２２１の回路構成の一例を示す回路図である。逆起電圧検出回路２２１は、オペアンプＯＰ１、ＯＰ２及びバランス抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３ａ、Ｒ３ｂ、Ｒ４ａ、Ｒ４ｂを備えている。Ｒ３ａ及びＲ３ｂは同一の抵抗値Ｒ３を有し、Ｒ４ａ、Ｒ４ｂは同一の抵抗値Ｒ４を有する。抵抗Ｒ２は、可変抵抗となっており、その抵抗値Ｒ２が上記の回路パラメータとなっている。また、ＶＣＭコイルに直列に接続されたセンス抵抗Ｒｓが存在する。
【０００７】
ＶＣＭ１５の逆起電圧βは、次の式を満たす、
β＝Ｖｍ−Ｒｍ×Ｉｍ                          （１）
ここで、Ｖｍ、Ｒｍ及びＩｍは、それぞれ、ＶＣＭコイルの電圧（ＶＣＭ電圧）、ＶＣＭコイルの抵抗（ＶＣＭ抵抗）及びＶＣＭコイルに流れる電流（ＶＣＭ電流）である。ＶＣＭ電流Ｉｍは一定であって、変化していないものとする。逆起電圧検出回路２２１は、直接もしくは間接的にＶｍ及びＩｍを検出することで、βを検出することができる。
【０００８】
オペアンプＯＰ１、抵抗Ｒm、Ｒｓ、Ｒ１、Ｒ２は全体としてブリッジ回路を構成し、抵抗値Ｒ１、Ｒ２が初段のアンプのゲインを決定する。具体的には、Ｒ１／Ｒ２が初段のアンプのゲインになる。このブリッジ回路が平衡であるときはＶＣＭ電圧Ｖｍに等しい。ブリッジ回路が平衡であるとき、次の関係を満たす。
Ｒ２／Ｒ１＝Ｒｍ／Ｒｓ                            （２）
オペアンプＯＰ２及び抵抗Ｒ３ａ−Ｒ４ｂは、オペアンプＯＰ１の出力を逆起電圧（もしくはその所定数倍）として出力する差動増幅回路である。抵抗値Ｒ３、Ｒ４が出力段のアンプのゲインを決定する。具体的には、Ｒ３／Ｒ４が出力段のアンプのゲインに相当する。オペアンプＯＰ２の出力Ｖoutは、次の数式で与えられる。
Ｒ４／Ｒ３×（Ｉｍ×Ｒｓ×Ｒ２／Ｒ１−Ｖｍ）＋Ｖｒｅｆ    （３）
このオペアンプＯＰ２の出力ＶｏｕｔとＶＣＭ１５の逆起電圧とは比例関係を有している。
【０００９】
ここで、数式（３）の関係が成立するためには、ブリッジ回路が平衡、つまり数式（２）の関係が成立していることが必要とされる。この関係が成立しない場合、ＯＰ２の出力ＶｏｕｔとＶＣＭ１５の逆起電圧βとの間に誤差が生じ、その結果、逆起電圧検出回路２２１の出力値（検出値）も、実際の逆起電圧を反映しないものとなる。ＶＣＭの抵抗Ｒｍは、温度によって変化するため、抵抗Ｒ２及びＲ１の抵抗値が一定である場合、温度変化によって数式（２）が成立しなくなる。このため、逆起電圧検出回路２２１は抵抗Ｒ２の抵抗値Ｒ２をキャリブレーションすることで、ＶＣＭ抵抗Ｒｍの変化を補償する。しかし、抵抗値Ｒ２はデジタル値をとるため、数式（２）が成立しない場合がる。また、逆起電圧検出回路のハードウェアの動作誤差が存在する。
【００１０】
図１０は、ＶＣＭが停止している状態における、逆起電圧検出回路２２１の検出値のＡＤ変換値であるＡＤと、コントローラのコマンドが示すＶＣＭに与えられるＶＣＭ電流値Ｉｍ（デジタル値）との関係を模式的に示すグラフである。ＶＣＭが停止している状態であるので、本来は、ＶＣＭ電流Ｉｍの値に関わらず、検出値ＡＤの値は０であるはずである。しかし、上述のような逆起電圧検出回路２２１の検出誤差のために、ＶＣＭ電流Ｉmに従ってＡＤが変化する。具体的には、検出値ＡＤは、ＶＣＭ電流Ｉｍが０におけるオフセットｖ０と、検出値ＡＤに対する変化量を表す傾きαを有する一次関数を示す。
【００１１】
このように、逆起電圧検出回路２２１の検出値にはＶＣＭ電流に従って変化する誤差が存在する。このため、コントローラは、この誤差を補償するように検出値の補正演算を行い、この補正演算の結果を使用してＶＣＭを制御する。補正演算を行うためには、コントローラが傾きαの正確な値を取得していることが要求される。不正確なαを使用した補正処理による速度制御は、アクチュエータの発振の原因となりうる。しかし、上述の説明から理解されるように、この傾きαはＨＤＤの温度や動作条件によって変化する。従って、例えば特許文献１に示されるように、コントローラは、傾きαのより正確な値を得るためのキャリブレーションを行う。
【特許文献１】特開２００５−１７４５３９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
傾きαのキャリブレーションは、退避位置から磁気ディスク上に移動する前、また、磁気ディスク上から退避位置に移動する前に行う。キャリブレーションによる傾きαの特定は、アクチュエータが停止している状態においてＶＣＭに異なるＶＣＭ電流を与え、そのときの逆起電圧を取得することで行うことができる。例えば、内周側もしくは外周側のクラッシュ・ストップにアクチュエータを押し当てた状態において、二つの異なるＶＣＭ電流値をＶＣＭ１５に与える。各電流値とそれらに対する検出値との関係から、傾きαを特定することができる。
【００１３】
しかし、ヘッド・スライダが磁気ディスク上にある場合、アクチュエータをクラッシュ・ストップに押し当てることにより大きな音が発生する、あるいは、クラッシュ・ストップに押し当てる処理時間によるパフォーマンスの低下が考えられる。特許文献１は、現在位置とターゲット位置との二つの停止位置の間においてアクチュエータをシークすることによって、キャリブレーションを行うことを開示する。これによってアクチュエータをクラッシュ・ストップに押し付けることなくキャリブレーションを行うことができる。
【００１４】
しかし、シークを行うためには、ヘッド・スライダが読み出すサーボ・データを使用したサーボ制御が必要とされる。傾きαのキャリブレーションは、ＶＣＭ逆起電圧を使用したＶＣＭ制御のキャリブレーションであるので、サーボ制御によらないキャリブレーションを行うことが好ましい。また、サーボ制御が不安定な状態にある場合には、サーボのためのＶＣＭ電流によるノイズが増加するため、正確なキャリブレーションを行うためにはサーボ制御によらないキャリブレーションが好ましい。あるいは、サーボ制御を行うことができない場合であっても、キャリブレーションを行い、逆起電圧を使用した正確なＶＣＭ制御を行えることが好ましい。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明の一態様は、データを記憶するディスクにアクセスするヘッドと、前記ヘッドを支持し、ボイス・コイル・モータによって駆動されるアクチュエータと、前記ボイス・コイル・モータの逆起電圧を検出する検出回路と、前記検出回路の検出値を補正演算係数を使用して補正し、その補正した値を使用して前記アクチュエータの速度制御を行うコントローラとを有するディスク・ドライブ装置である。前記コントローラは、前記アクチュエータがサーボ制御によらず前記ボイス・コイル・モータに駆動されて回動している状態における前記ボイス・コイル・モータの異なる複数のＶＣＭ電流値と各ＶＣＭ電流値に対応した前記検出回路の検出値に基づき前記補正演算係数を校正する。これによって、アクチュエータを固定することなく補正演算係数を校正することができる。ここで、前記ＶＣＭ電流値と前記検出回路の出力との測定において、前記アクチュエータは振動するように回動することが好ましい。これによって、ヘッド移動における安全性を高めることができる。
【００１６】
前記補正演算係数の校正において、変化する前記ＶＣＭ電流波形の立ち上がりと立下りとは傾いていることが好ましい。これによってアクチュエータを静音化することができる。前記コントローラは、異なるＶＣＭ電流値間の差分と各ＶＣＭ電流値に対応した前記検出回路の出力間の差分とに基づき前記補正演算係数を校正し、その校正において、測定された前記ＶＣＭ電流値の複数の差分と前記検出回路の出力間の複数の差分とを使用して前記補正係数を平均化することが好ましい。これによってノイズの影響を低減できる。
【００１７】
前記コントローラは、前記校正において、前記異なるＶＣＭ電流値間の差分と、各ＶＣＭ電流値に対応した前記検出回路の出力の差分とに基づき、前記アクチュエータの運動方程式を満足する前記補正係数を算出する。さらに、前記補正演算係数は、ＶＣＭ電流値に対する前記検出回路の出力オフセットの傾きに対応する。さらに、前記コントローラは、前記校正において、測定された前記ＶＣＭ電流値の複数の差分と前記検出回路の出力間の複数の差分とを使用して前記補正係数を平均化し、前記ＶＣＭ電流値の複数の差分のそれぞれの逆数の和が０となることが好ましい。これによって、補正演算をより正確かつ簡単な形とすることができる。
【００１８】
本発明の他の態様は、データを記憶するディスクにアクセスするヘッドと、前記ヘッドを支持し、ボイス・コイル・モータによって駆動されるアクチュエータと、前記ボイス・コイル・モータの逆起電圧を検出する検出回路と、前記検出回路の検出値を補正演算係数を使用して補正し、その補正した値を使用して前記アクチュエータの速度制御を行うコントローラとを有するディスク・ドライブ装置である。前記コントローラは、前記アクチュエータが前記ボイス・コイル・モータに駆動されて回動している状態における前記ボイス・コイル・モータの異なる複数のＶＣＭ電流値間の差分と、前記複数のＶＣＭ電流値のそれぞれに対応する前記検出回路の検出値の間の差分とに基づき、前記補正演算係数を校正する。これによって、アクチュエータを固定することなくサーボ制御と独立して補正演算係数を校正することができる。
【００１９】
前記コントローラは、その校正において、測定された前記ＶＣＭ電流値の複数の差分と前記検出回路の出力間の複数の差分とを使用して前記補正係数を平均化することが好ましい。さらに、前記補正演算係数は、前記アクチュエータの運動方程式を満足するＶＣＭ電流値に対する前記検出回路の出力オフセットの傾きに対応し、前記ＶＣＭ電流値の複数の差分のそれぞれの逆数の和が０となることが好ましい。これによって、補正演算をより正確かつ簡単な形とすることができる。
【００２０】
本発明の他の態様は、ヘッドを支持するアクチュエータと、そのアクチュエータを駆動するボイス・コイル・モータと、を備えるディスク・ドライブ装置において、前記アクチュエータを速度制御するためのキャリブレーション方法である。この方法において、前記ボイス・コイル・モータを異なる複数のＶＣＭ電流値において駆動し、前記アクチュエータがサーボ制御によらず回動している状態において、前記異なる複数のＶＣＭ電流値におけるそれぞれの逆起電圧を検出し、前記複数のＶＣＭ電流値と前記検出した逆起電圧とに基づいて、前記速度制御において検出される逆起電圧に対する補正演算係数を校正する。これによって、アクチュエータを固定することなく補正演算係数を校正することができる。
【発明の効果】
【００２１】
本発明によれば、ＶＣＭ速度制御系が不安定となることを抑制することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
以下に、本発明を適用可能な実施の形態を説明する。説明の明確化のため、以下の記載及び図面は、適宜、省略及び簡略化がなされている。又、各図面において、同一要素には同一の符号が付されており、説明の明確化のため、必要に応じて重複説明は省略されている。以下においては、ディスク・ドライブ装置の一例であるハードディスク・ドライブ（ＨＤＤ）を例として、本発明の実施形態を説明する。
【００２３】
本実施形態は、アクチュエータを駆動するＶＣＭの速度フィード・バック制御に特徴を有する。ＨＤＤはＶＣＭの逆起電圧を検出する検出回路とコントローラとを備える。コントローラは、検出された逆起電圧に補正演算処理を行い、その演算結果を使用してＶＣＭの速度フィード・バック制御を実行する。ＶＣＭ速度制御を開始する前に、補正演算係数を校正する。本形態のＨＤＤは、アクチュエータが回動した状態において、異なる電流値におけるＶＣＭの逆起電圧を検出し、その検出値を使用して補正演算係数を校正する。まず、ＨＤＤの全体構成について説明する。図１は、本実施の形態に係るＨＤＤ１の概略構成を示す図である。図１は、ヘッド・スライダ１２が磁気ディスク１１上を浮上している時のＨＤＤ１の状態を示している。
【００２４】
図１において、データを記憶するディスクの一例である磁気ディスク１１は、磁性層が磁化されることによってデータを記録する不揮発性のディスクである。ベース１０１は、ＨＤＤ１の各構成要素を収容する。磁気ディスク１１は、クランプ１４１によってスピンドル・モータ（ＳＰＭ）（不図示）に固定される。ＳＰＭは、磁気ディスク１１を所定の角速度で回転する。ヘッド・スライダ１２は磁気ディスク１１の記録領域にアクセスする。ヘッドの一例であるヘッド・スライダ１２は、ヘッド素子部とヘッド素子部が固定されたスライダとを有している。ヘッド素子部は、磁気ディスク１１からデータを読み出すリード素子及び／もしくはデータを記録するライト素子を備える。なお、磁気ディスク１１は１枚以上あればよく、記録面は磁気ディスク１１の片面あるいは両面に形成することができる。
【００２５】
アクチュエータ１６は、ヘッド・スライダ１２を支持し、移動する。アクチュエータ１６は回動軸１６１に回動自在に保持されており、駆動機構としてのＶＣＭ（ボイス・コイル・モータ）１５の駆動力によって、回動軸１６１を中心として磁気ディスク１１の半径方向において回動し、ヘッド・スライダ１２を所望の位置に移動する。ＶＣＭ１５は、アクチュエータ１６に固定されたボイス・コイル１５１を備える。このボイス・コイル１５１と、回動軸方向においてボイス・コイル１５１をはさむ位置にある２枚の磁石（不図示）とによって、ＶＣＭ１５が構成されている。
【００２６】
図１のＨＤＤ１はランプ・ロード・アンロード式のＨＤＤであって、ヘッド・スライダ１２を磁気ディスク１１面上からから退避させるため、ランプ１７を備えている。ランプ１７は、磁気ディスク１１の外周端部に近接して配置されている。ヘッド・スライダ１２は磁気ディスク１１上を浮上する。磁気ディスク１１が停止しているとき、あるいは、パワー・セーブのため、アクチュエータ１６はヘッド・スライダ１２を磁気ディスク１１表面からアンロードし、ヘッド・スライダ１２をランプ１７に退避させる。
【００２７】
アンロードにおいて、アクチュエータ１６は、ランプ１７側に回動する。タブ１６２は、ランプ１７の摺動面に乗り上げ、さらに、磁気ディスク１１から離れる方向（アンロード方向）に、ランプ１７上の摺動面上を摺動しながら移動する。タブ１６２が、ランプ１７上の停止面の停止位置（退避位置）に到着し、アクチュエータ１６はラッチされる。非動作時、アクチュエータ１６はランプ１７上の停止位置に停止している。
【００２８】
ロードにおいて、アクチュエータ１６の動きはこの逆となる。アンロード及びロードは、ＶＣＭ１５の速度フィード・バック制御によって実行される。この点については後に詳述する。なお、本発明をＣＳＳタイプのＨＤＤに適用してもよい。ＣＳＳの場合、磁気ディスク１１の内周側領域に退避位置（停止位置）を有する。本稿では、ＣＳＳにおいても、磁気ディスク１１の記録面上にヘッド・スライダを移動することをロード、退避位置に移動することをアンロードと呼ぶ。
【００２９】
また、ＨＤＤ１は、アクチュエータ１６の回動範囲を規定する、アウタ・クラッシュ・ストップ１６３とイナー・クラッシュ・ストップ１６４とを有する。アウタ・クラッシュ・ストップ１６３は、アクチュエータ１６のアンロード方向における回動範囲を規定し、アクチュエータ１６がランプ１７から外周側に外れることを防止する。イナー・クラッシュ・ストップ１６４は、アクチュエータ１６のロード方向における回動範囲を規定し、アクチュエータ１６が、内周側においてクランプ１４１と衝突することを防止する。
【００３０】
図２を参照して、ＨＤＤ１の制御の全体構成を説明する。図２に示すように、ＨＤＤ１は、エンクロージャ１０の外側に固定された回路基板２０を備えている。回路基板２０上には、リード・ライト・チャネル（ＲＷチャネル）２１、モータ・ドライバ・ユニット２２、ハードディスク・コントローラ（ＨＤＣ）とＭＰＵの集積回路（以下、ＨＤＣ／ＭＰＵ）２３、ＲＡＭ２４及びＲＯＭ（不図示）などの各ＩＣを備えている。尚、各回路構成は一つ、あるいは複数のＩＣに実装することができる。
【００３１】
コントローラの一例であるＨＤＣ／ＭＰＵ２３からの制御データに従って、モータ・ドライバ・ユニット２２がＳＰＭ１４を駆動する。また、モータ・ドライバ・ユニット２２は、ＶＣＭ１５の速度制御のためにＶＣＭ逆起電圧（ＶＣＭ速度）を検出する。モータ・ドライバ・ユニット２２は、ＨＤＣ／ＭＰＵ２３からの制御データ（DACOUTと呼ぶ）に従ってＶＣＭ１５を駆動する。ＡＥ１３は、ヘッド・スライダ１２により再生される再生信号を増幅し、ＲＷチャネル２１に送る。また、ＲＷチャネル２１からの記録信号を選択されたヘッド・スライダ１２に送る。ＲＷチャネル２１は、ＡＥ１３とＨＤＣ／ＭＰＵ２３との間において、リード処理及びライト処理において所定の信号処理を行う。
【００３２】
ＨＤＣ／ＭＰＵ２３において、ＭＰＵはＲＡＭ２４にロードされたマイクロ・コードに従って動作する。ＨＤＤ１の起動に伴い、ＲＡＭ２４には、ＭＰＵ上で動作するマイクロ・コードの他、制御及びデータ処理に必要とされるデータが磁気ディスク１１あるいはＲＯＭからロードされる。ＨＤＣ／ＭＰＵ２３は、リード／ライト処理制御、コマンド実行順序の管理、サーボ信号を使用したヘッド・スライダ１２のポジショニング制御（サーボ制御）、インターフェース制御、ディフェクト管理などのデータ処理に関する必要な処理の他、ＨＤＤ１の全体制御を実行する。
【００３３】
ロード及びアンロード処理において、ＨＤＣ／ＭＰＵ２３は、速度フィード・バック制御によってＶＣＭ１５を制御する。図３に示すように、モータ・ドライバ・ユニット２２は、ＶＣＭ１５の逆起電圧検出する逆起電圧検出回路２２１を備えている。逆起電圧検出回路２２１は、ＶＣＭ１５の電圧Ｖｍから逆起電圧を検出し出力する。具体的には、逆起電圧の一次関数で表される値を検出、出力することで、逆起電圧を検出、出力する。逆起電圧検出回路２２１は、図９に示した回路構成と同様とすることができる。
【００３４】
逆起電圧検出回路２２１からの出力ｖは、ＡＤコンバータ（ＡＤＣ）２２２によってＡＤ変換され、検出した逆起電圧を表すデータＡＤがＨＤＣ／ＭＰＵ２３に転送され、ＨＤＣ／ＭＰＵ２３は、ＶＣＭの逆起電圧を取得する。なお、モータ・ドライバ・ユニット２２とＨＤＣ／ＭＰＵ２３との間のデータの受け渡しは、モータ・ドライバ・ユニット２２内のレジスタ・セットにデータを格納することで行われる。
【００３５】
ＨＤＣ／ＭＰＵ２３は、モータ・ドライバ・ユニット２２から現在の逆起電圧値ＡＤを取得し、この値と目標値とを使用して、ＶＣＭ速度が目標値に近づくように、ＶＣＭ電流値Ｉｍを決定する。ＨＤＣ／ＭＰＵ２３は、決定したＶＣＭ電流値Ｉｍを表すデータDACOUTをモータ・ドライバ・ユニット２２に出力する。モータ・ドライバ・ユニット２２のＶＣＭ駆動部２２４は、ＨＤＣ／ＭＰＵ２３からの制御データDACOUTに従って、ＶＣＭ１５にＶＣＭ電流Ｉｍを供給する。
【００３６】
図９、１０を参照して背景技術において説明したように、モータ・ドライバ・ユニット２２から取得する逆起電圧値ＡＤはＶＣＭ電流に比例したオフセットが存在する。従って、ＨＤＣ／ＭＰＵ２３は、モータ・ドライバ・ユニット２２から取得する逆起電圧値ＡＤに対して補正演算を行い、この結果と目標値とからＶＣＭ電流値Ｉｍを決定する。この補正演算における係数は温度条件などによって変化する。従って、ＨＤＣ／ＭＰＵ２３はロード及びアンロードの前に、補正演算係数のキャリブレーションを行う。以下において、アンロード前におけるキャリブレーションについて説明する。なお、以下の補正演算係数のキャリブレーションは、図１０を参照して説明した傾きαを特定する処理となる。
【００３７】
本形態のＨＤＤ１は、アクチュエータ１６を回動している間にＶＣＭの逆起電圧を測定し、その測定値を使用して補正演算係数のキャリブレーションを行う。このキャリブレーションにおけるアクチュエータ１６の回動は、サーボ制御によらず、ＨＤＤ１は、ＶＣＭ１５にキャリブレーションのために予め決定されているＶＣＭ電流を与える。具体的には、ＨＤＤ１は、異なるＶＣＭ電流をＶＣＭ１５に与えてアクチュエータ１６を回動し、各ＶＣＭ電流に対応する逆起電圧を取得し、これらの値から補正演算係数を特定する。アクチュエータ１６が回動していることから、このキャリブレーションは、アクチュエータ１６の運動方程式に従う。
【００３８】
アクチュエータ１６の角運動は、次の方程式を満足する。
Ｊ（ｄω／ｄt）＝Ｋｔ×ｉ＋Ｆｂ                          （４）
Jはイナーシャ、ωは角速度、Ｋｔはトルク定数、ｉはＶＣＭ１５に与えられる電流、 Ｆｂはフレキシブルケーブル１８の弾性力やディスクとスライダ間のエアベアリングに発生する力などによるバイアス・フォースを表している。
【００３９】
時刻ｋにおける角速度をωｋ、電流をｉｋとし、差分形成で表すと、以下の数式が成立する。
Ｊ（ωｋ−ωｋ−１）／Δt＝Ｋｔ×ｉｋ＋Ｆｂ                  （５）
Δtは時刻（ｋ−１）から時刻ｋまでの時間である。ここで、
Δωｋ＝（ωｋ−ωｋ−１）                                  （６）
とすると、
Δωk＝Δｔ（Ｋｔ×ｉｋ＋Ｆｂ）／Ｊ                        （７）
が成立する。
【００４０】
一方、図を参照して説明したように、逆起電圧検出回路２２１からの出力ｖにはＶＣＭ電流に比例したオフセットが発生する。逆起電圧検出回路２２１からの出力ｖは、以下の数式で表すことができる。
ｖ＝Ｇ２｛（Ｒｓ×Ｇ１−Ｒｍ）×ｉ＋β｝＋ｖ０                （８）
Ｇ２は出力段のアンプのゲイン、Ｒｓはセンス抵抗の抵抗値、Ｇ１は初段のアンプのゲイン（補正ゲイン）、ＲｍはＶＣＭコイル１１５の抵抗値、βは逆起電圧、ｖ０は逆起電圧検出回路２２１自身のオフセットであり、図１０のｖ０に対応する。
【００４１】
Ｒｍ及びｖ０は、キャリブレーション及びアンロードにおいて一定と考えられる。従って、時刻ｋにおける逆起電圧検出回路２２１の出力をＡＤＣ２２２がＡＤ変換した値であるＡＤｋは、以下にように表される。
ＡＤｋ＝[Ｇ２｛（Ｒｓ×Ｇ１−Ｒｍ）×ｉｋ＋βｋ｝＋ｖ０]×ＧＡＤＣ  （９）
ここで、ＧＡＤＣはＡＤＣ２２２のゲインである。
【００４２】
ＡＤ変換値の時刻ｋ及び時刻（ｋ−１）の差分ΔＡＤｋを考えると、オフセットｖ０の影響はなくなり、次の数式が成立する。
ΔＡＤｋ＝Ｇ２｛（Ｒｓ×Ｇ１−Ｒｍ）×Δｉｋ＋Δβｋ｝×ＧＡＤＣ  （１０）
ここで、逆起電圧βはトルク定数Ｋｔと角速度ωに比例して、
β＝Ｋｔ×ω                                              （１１）
と表される。
数式（１１）を数式（１０）に代入することによって、以下の数式が得られる。
ΔＡＤｋ＝Ｇ２×｛（Ｒｓ×Ｇ１−Ｒｍ）×Δｉｋ
＋Ｋｔ×（Δｔ／Ｊ）×（Ｋｔ×ｉｋ＋Ｆｂ）｝×ＧＡＤＣ  （１２）
【００４３】
ここで、ＨＤＣ／ＭＰＵ２３からモータ・ドライバ・ユニット２２への命令であるDACOUTが示す電流値Iから、実際にＶＣＭ１５に供給される電流ｉへの変換におけるゲインをＧＤＡＣとすると、以下の数式が成立する。
ｉｋ＝ＧＡＤＣ×Ｉｋ                                            （１３）
【００４４】
この数式（１３）を数式（１２）に代入すると、以下の数式が成立する。
ΔＡＤｋ＝Ｇ２×ＧＡＤＣ×ＧＤＡＣ×（Ｒｓ×Ｇ１−Ｒｍ）×Δｉｋ
＋Ｇ２×ＧＡＤＣ×ＧＤＡＣ×（Δｔ／Ｊ）×Ｋｔ２×Ｉｋ
＋Ｇ２×ＧＡＤＣ×ＧＤＡＣ×（Δｔ／Ｊ）×Ｋｔ×Ｆｂ      （１４）
【００４５】
ここで、数式（１４）における係数を以下のように表す。
α＝Ｇ２×ＧＡＤＣ×ＧＤＡＣ×（Ｒｓ×Ｇ１−Ｒｍ）                （１５）
Ｇｉ＝Ｇ２×ＧＡＤＣ×ＧＤＡＣ×（Δｔ／Ｊ）×Ｋｔ２              （１６）
Ｇｆ＝Ｇ２×ＧＡＤＣ×ＧＤＡＣ×（Δｔ／Ｊ）×Ｋｔ                （１７）
【００４６】
すると、数式（１４）は、以下のように表される。
ΔＡＤｋ＝α×ΔＩｋ＋Ｇｉ×Ｉｋ＋Ｇｆ×Ｆｂ                    （１８）
このαが、図１０を参照して説明した傾きαであり、このキャリブレーションによって特定する値である。数式（１８）から、αは以下の数式（１９）で表される。
α＝ΔＡＤｋ／ΔＩｋ−Ｇｉ×Ｉｋ／ΔＩｋ−Ｇｆ×Ｆｂ／ΔＩｋ      （１９）
【００４７】
数式（１９）から理解されるように、ＨＤＣ／ＭＰＵ２３は、２以上の異なるＶＣＭ電流を供給してＶＣＭ１５を駆動し、ＶＣＭが駆動されている状態、つまりアクチュエータ１６が回動している状態において、各ＶＣＭ電流におけるＡＤ変換された逆起電圧検出値を取得することで、補正係数αを特定することができる。例えば、最も単純な方法として、ＨＤＣ／ＭＰＵ２３は、モータ・ドライバ・ユニット２２にＶＣＭ電流値Ｉｋ−１を指示し、アクチュエータ１６が回動している間に、ＡＤ変換された逆起電圧検出値であるＡＤｋ−１を取得する。その後、ＨＤＣ／ＭＰＵ２３は、モータ・ドライバ・ユニット２２にＶＣＭ電流値Ｉｋを指示し、アクチュエータ１６が回動している間に、ＡＤ変換された逆起電圧検出値ＡＤｋを取得する。
【００４８】
ＡＤｋ−１を取得してからＡＤｋを取得するまでの時間がΔｔであり、ＩｋとＩｋ−１との差分がΔＩｋである。また、ＫｔとＪとは設計段階において特定されている。さらに、係数ＧＡＤＣとＧＤＡＣとは設計段階において設定されている。従って、ＨＤＣ／ＭＰＵ２３は係数Ｇｉ及びＧｆを特定することができる。典型的には、サーボ制御に使用する値として、ヘッド位置に対応したバイアス・フォースＦｂが設定されており、ＨＤＣ／ＭＰＵ２３は、その値を使用することができる。あるいは、ＨＤＣ／ＭＰＵ２３は、ＶＣＭ１５を駆動してバイアス・フォースＦｂを測定してもよい。
【００４９】
より正確なキャリブレーションを行うには、複数回の測定を行い、平均値を算出することが好ましい。また、設定登録されているバイアス・フォースＦｂは、キャリブレーションに使用できる程度に正確でないことがあり、また、ＨＤＤ１の使用時間の増加と共に変化することが知られている。従って、バイアス・フォースＦｂを使用することなくキャリブレーションを行うことができることが好ましい。
【００５０】
そこで、一定の振幅のＶＣＭ電流Ｉｋを振動させ、以下のようなＶＣＭ電流を与える。
Ｉｋ＝Ｉｃａｌ        （ｋ＝２ｍ−１）
Ｉｋ＝−Ｉｃａｌ      （ｋ＝２ｍ）                            （２０）
奇数番目の電流値がＩｃａｌであり、偶数番目の電流値が−Ｉｃａｌである。偶数番目と奇数番目とでは、電流値の絶対値は同一で、その符号が逆となる。このようにＩｋをとると、αを簡単な数式で表すことができる。
【００５１】
まず、
ΔＩｋ＝Ｉｋ−Ik−1                                            （２１）
であるから、奇数番目と偶数番目の各ΔＩｋは以下のようになる。
ΔＩｋ＝  ２Ｉｃａｌ        （ｋ＝２ｍ−１）
ΔＩｋ＝−２ＩｃａｌI        （ｋ＝２ｍ）                      （２２）
【００５２】
次に、αの平均値を考え、これをキャリブレーションにより決定された補正演算係数とする。αの平均値は以下の式で与えられる。
ａｖｅ（α）
＝（１／Ｎ）×Σ（ΔＡＤｋ／ΔＩｋ）−（１／Ｎ）×Σ（ＧｉＩｋ／ΔＩｋ）
−（１／Ｎ）×Σ（ＧｆＦｂ／ΔＩｋ）                  （２３）
Σはｋ＝１からＮまでの和である。以下の数式におけるΣも同様である。
【００５３】
ここで、Ｎを偶数とすると、Ｉｃａｌの値を小さくして適当に選ぶことによりFbは一定であると考えられるので、以下の関係が成立する。
Σ（Ｆｂ／ΔＩｋ）＝Ｆｂ｛（１／２Ｉｃａｌ）−（１／２Ｉｃａｌ）
＋（１／２Ｉｃａｌ）−・・＋（１／２Ｉｃａｌ）｝
＝０                                      （２４）
つまり、Ｆｂを含む項が０となる。
【００５４】
また第２項に含まれるΣ（Ｉｋ／ΔＩｋ）は以下の数式を満足する。
Σ（Ｉｋ／ΔＩｋ）＝｛（Ｉｃａｌ／２Ｉｃａｌ）＋（−Ｉｃａｌ／−２Ｉｃａｌ）
＋（Ｉｃａｌ／２Ｉｃａｌ）＋・・＋（Ｉｃａｌ／２Ｉｃａｌ）｝
＝Ｎ／２                                    （２５）
つまり、第２項はＩｋに無関係な定数となる。
【００５５】
以上の数式（２３）〜数式（２５）から、αの平均値ａｖｅ（α）は、以下の数式で表される。
ａｖｅ（α）＝（１／Ｎ）×（１／２Ｉｃａｌ）×Σ（−1）ｋ−１ΔＡＤｋ
−Ｇｉ×（１／Ｎ）×（Ｎ／２）                （２６）
【００５６】
このように、１／ΔＩｋの和が０となるように各Ｉｋを設定することによって、Ｆｂを使用することなくキャリブレーションを行うことができる。なお、Ｆｂを使用することに問題がない場合、１／ΔＩｋの和が０とならなくてもよい。この場合であっても、複数の測定値から傾きαの平均値を求めることによって、ノイズの影響を低減し、より正確なキャリブレーションが実現される。
【００５７】
ここで、上記係数Ｇｉは予め設定されているとしたが、ＨＤＤ１は、この係数を測定により特定することができる。例えば、アクチュエータ１６がランプ１７上停止した状態において、ＨＤＣ／ＭＰＵ２３は、ＶＣＭの異なる電流値に対応したＡＤを取得してαを特定する。ＨＤＣ／ＭＰＵ２３は、数式（２６）の関係から、特定されているαを使用して係数Ｇｉを特定することができる。なお、この点は、他の係数についても同様である。アクチュエータ１６が停止した状態におけるキャリブレーションによってαを特定することで、アクチュエータ１６が回動している状態におけるキャリブレーションで使用する係数を測定により決定することができる。上述の方法によれは、アクチュエータ１６をサーボ制御によってシーク及びトラッキングすることなく取得した測定値を使用して、キャリブレーションを行うことができる。
【００５８】
ここで、上記キャリブレーション処理の具体的な一例を示す。図４は、ＶＣＭ１５に与えるＶＣＭ電流値Ｉｍと、それに対応した検出逆起電圧値ｖ及び実際の逆起電圧値ｖａ（ＶＣＭ速度）の関係の一例を示している。ＶＣＭ電流値Ｉｍは、１５ｍＡと−１５ｍＡとの間で振動している。時間間隔Δｔは７００μ秒であり、一定である。測定回数Ｎは８回であり、数式（２４）が成立している。従って、ＨＤＣ／ＭＰＵ２３は、数式（２６）に従って、Ｆｂを使用することなく傾きαの平均値を算出することができる。
【００５９】
図４の例において、アクチュエータ１６は正負の加速度運動を交互に繰返し、その速度（ＶＣＭ１５速度）は変化するが、常に一定方向に回動し続けている。また、バイアス・フォースＦｂが存在するため、検出逆起電圧値ｖや実際の逆起電圧ｖａのベース・ライン（オフセット）が、特定の傾きを持って増加している。各タイミングにおける検出逆起電圧値ｖと実際の逆起電圧ｖａとの差が、ＨＤＣ／ＭＰＵ２３が補正すべきオフセットである。
【００６０】
ここで、ＡＤＣ２２２によるサンプリング・ポイントは、ＶＣＭ電流値が変化した直後ではなく、変化してからある程度の時間が経過した後が好ましい。これは、ＶＣＭ電流値が変化に応じて逆起電圧検出回路２２１の出力に主にＶＣＭインダクタンスに起因する過渡応答が現れ、正確な値を得ることができない場合があるからである。従って、ＶＣＭ電流値が変化してからその後に変化するまでの中間点以降においてサンプリングすることが好ましい。上記の例においては、ＶＣＭ電流が変化してから過渡応答終了後、例えば、３５０μ秒後以降にサンプリングすることが好ましい。図４の例のように、ＶＣＭ電流が変化する直前にサンプリングすることがさらに好ましいだろう。
【００６１】
なお、傾きαのキャリブレーションにおいて変化するＶＣＭ電流の絶対値は、図４の例のように同一であってもよく、変化してもよい。例えば、正負の値で振動するＶＣＭ電流の絶対値を、徐々に大きくすることができる。このような場合であっても、ＶＣＭ電流の差分の逆数の和が０となるようにして、Ｆｂを使用することなくαのキャリブレーションを行うことができることが好ましいだろう。また、ＶＣＭ電流の振動周期も一定ではなく、変化するようにしてもよい。
【００６２】
図４の例においては、アクチュエータ１６は、キャリブレーションの間、同一の方向に回動し続ける。しかし、キャリブレーションにおいてヘッド・スライダ１２の移動範囲は小さいことが、信頼性の点から好ましい。そのため、ＨＤＣ／ＭＰＵ２３は、キャリブレーションにおいて、アクチュエータ１６の回動方向が変化して、磁気ディスク半径方向に振動するようにＶＣＭ電流を与えてもよい。
【００６３】
図５に示すＶＣＭ電流波形Ｉｍ及び逆起電圧ｖａ（ＶＣＭ速度）は、アクチュエータ１６が振動する例である。なお、図５において、バイアス・フォースの影響は無視している。最初のＶＣＭ電流値が一定の期間は、その他の期間の半分である。また、各一定値におけるサンプリングは１回であり、図４と同様に、電流変化する直前でサンプリングを行っている。サンプリング期間は一定である。なお、図５の例の最初と最後の電流一定の期間が図４の電流一定の期間と同じである場合、サンプリング期間は図４の例の倍となり、より多くのキャリブレーション時間が必要となる。従って、各ＨＤＤの設計によっていずれかの手法を選択すればよい。
【００６４】
上記キャリブレーションは、ＶＣＭ電流を変化させるため、耳障り音が発生することが考えられる。製品のＨＤＤとしては、この音を小さくすることが好ましい。そこで、キャリブレーションにおけるＶＣＭ電流の波形を調整することが好ましい。図６（ｂ）は、好ましい波形の一例を示している。図６（ａ）に示す矩形状の連続波形においては、立ち上がり及び立下りにおける波形変化が急峻であり高周波を含むため、アクチュエータ１６の機構系を共振させ、耳障り音が発生する蓋然性が高い。
【００６５】
一方、図６（ｂ）に示すように、ＶＣＭ電流波形の立ち上がり及び立下りにおける傾斜角を小さくした静音化波形は、アクチュエータ１６の音圧レベルを小さくすることができる。図６（ｂ）のＶＣＭ電流波形において、波形のベース（中央）からトップ／ボトムまでの立ち上がり／立下り時間は、Ｔ１、Ｔ２で表されている。隣接するベース・ポイント間の時間は、Ｔ３（図６（ｂ）の連続波形の１／２周期）で示されている。一定電流値である時間は、Ｔ４で示されている。一定電流値である時間Ｔ４が短いと、波形変化によるノイズの影響が懸念されるため、立ち上がり／立下り時間Ｔ１、Ｔ２は設計により適切な値を設定する。具体的には、それらの値は、機構系の共振点を含まない周波数成分まで下げた値にする。好ましい一例として、立ち上がり／立下り時間Ｔ１、Ｔ２を、Ｔ３の１／１０以下とする。ここで、立ち上がり／立下りの波形はサイン波と同等である。
【００６６】
図７は、本形態におけるＶＣＭ速度制御系を模式的に示すブロック図である。ＶＣＭ駆動部２２４は、ＨＤＣ／ＭＰＵ２３からの制御データDACOUTをＤＡコンバータ２２６によってＤＡ変換し、その値に従ってＶＣＭアンプ２２７がＶＣＭ１５に電流を供給する。逆起電圧検出回路２２１がＶＣＭ１５の電圧から逆起電圧を検出する。逆起電圧検出回路２２１が出力した値ｖは、ＡＤＣ２２２によってＡＤ変換されてＨＤＣ／ＭＰＵ２３に転送される。
【００６７】
ＶＣＭ速度データＡＤを取得したＨＤＣ／ＭＰＵ２３は、さらに、関数２３１によって前回のＶＣＭ電流値（DACOUT）にαをかけた値αＩを算出する。ＨＤＣ／ＭＰＵ２３は、検出されたＶＣＭ速度の補正処理として、逆起電圧検出回路２２１からの逆起電圧データＡＤからαＩを差し引き、さらに、その値からオフセットｖ0を差し引きく。これによって、補正演算されたより正確な現在の逆起電圧V_compが特定される。
【００６８】
このV_compを目標値V_targetに近づけるように、V_compとV_targetとの差分V_errから、ＰＩＤフィルタ２３２が制御量としてのＶＣＭ電流値を決定して、それを表すDACOUTを出力する。このように、ＨＤＣ／ＭＰＵ２３における補正演算処理によって、ロード／アンロードにおいて、正確なＶＣＭ速度フィード・バック制御を行うことができる。
【００６９】
続いて、本形態の補正係数αのキャリブレーション工程を含むアンロード処理について、図８のフローチャートを参照して説明する。ＨＤＣ／ＭＰＵ２３は、まず、ヘッド・スライダ１２を所定のターゲット・シリンダにシークさせる（Ｓ１１）。アンロード処理時間短のため、ターゲット・シリンダは外周側のシリンダが好ましい。例えば、データを記憶する領域の最外周のシリンダ、あるいはそのシリンダからαのキャリブレーションにおけるヘッド移動距離分内側のシリンダとすることができる。
【００７０】
ヘッド・スライダ１２が外周側にシークした後、ＨＤＣ／ＭＰＵ２３は、ロード時の温度と現在温度との温度差に基づき、ＶＣＭ速度検出器２２１におけるアンプ・ゲインを調整する（Ｓ１２）。つまり、図９に示した回路における初段アンプの抵抗値Ｒ２を調整して、傾きαの値を小さくする。なお、ＶＣＭ速度検出器２２１自身がこの処理を行ってもよい。
【００７１】
その後、ＨＤＣ／ＭＰＵ２３は、上述のキャリブレーション処理を開始し、傾きαの値を現在の状態に従うように補正する（Ｓ１３）。キャリブレーション処理においてアクチュエータ１６へのショックを検出した場合（Ｓ１４におけるＹ）、キャリブレーションは不可能であり、また、安全性のため、ＨＤＣ／ＭＰＵ２３はキャリブレーション処理を中止して、速度制御することなくアクチュエータ１６をランプ１７にアンロードする（Ｓ１５）。
【００７２】
キャリブレーション処理においてアクチュエータ１６へのショックを検出することなく（Ｓ１４におけるＮ）傾きαのキャリブレーションが終了すると、ＨＤＣ／ＭＰＵ２３は特定したαと基準値とを比較する（Ｓ１６）。αが基準値以下の場合（Ｓ１６におけるＮ）、ＨＤＣ／ＭＰＵ２３は新たに算出されたαを使用して逆起電圧（ＶＣＭ検出速度）の補正処理を行いながら、速度制御によってＶＣＭ１５を駆動してヘッド・スライダ１２をランプ１７にアンロードする（Ｓ１７）。
【００７３】
αが基準値を超える場合（Ｓ１６におけるＹ）、ＨＤＣ／ＭＰＵ２３はαの算出回数について判定を行う（Ｓ１８）。今回が最初の算出である場合（Ｓ１８におけるＹ）、ＨＤＣ／ＭＰＵ２３は、ＶＣＭ速度検出器２２１のアンプ・ゲインの調整を再度行った後（Ｓ１９）、傾きαの再計算を行う（Ｓ１３）。今回のαの算出が２度目以降である場合、ＨＤＣ／ＭＰＵ２３は、速度制御することなくアクチュエータ１６をランプ１７にアンロードする（Ｓ１５）。
【００７４】
以上、本発明を好ましい実施形態を例として説明したが、本発明が上記の実施形態に限定されるものではない。当業者であれば、上記の実施形態の各要素を、本発明の範囲において容易に変更、追加、変換することが可能である。例えば、本発明をＨＤＤ以外のディスク・ドライブ装置に適用することができる。また、ＣＳＳにおけるロードにおいて本発明を利用してもよい。本発明のキャリブレーションは上述の実施形態において特に好適であるが、設定する回路パラメータ及び補正係数が異なる制御系に本発明を適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００７５】
【図１】本実施形態においてＨＤＤの機構的全体構成を模式的に示す平面図である。
【図２】本実施形態においてＨＤＤの機能的全体構成を模式的に示すブロック図である。
【図３】本実施形態において、ＶＣＭ速度制御に関連する機能構成を模式的に示すブロック図である。
【図４】本実施形態において、キャリブレーションにおけるＶＣＭ電流と逆起電圧との関係の一例を模式的に示す図である。
【図５】本実施形態において、キャリブレーションにおけるＶＣＭ電流と逆起電圧との関係の他の一例を模式的に示す図である。
【図６】本実施形態において、キャリブレーションにおけるＶＣＭ電流と発生音圧レベルとの関係の他の一例を模式的に示す図である。
【図７】本実施形態においてＶＣＭ速度制御系を模式的に示すブロック図である。
【図８】本実施形態においてアンロード時におけるキャリブレーション処理について説明するフローチャートである。
【図９】従来の技術において逆起電圧検出回路の回路構成を模式的に示す回路図である。
【図１０】従来の技術において、アクチュエータが停止している状態における、逆起電圧検出回路の検出値とＶＣＭに与えられている電流との関係を模式的に示すグラフである。
【符号の説明】
【００７６】
１  ハードディスク・ドライブ、１０  エンクロージャ、１１  磁気ディスク
１２  ヘッド・スライダ、１４  トップ・クランプ、１５  ボイス・コイル・モータ
１６  アクチュエータ、１７  ランプ、２０  回路基板
２１  リード・ライト・チャネル、２２  モータ・ドライバ・ユニット
２３  ハードディスク・コントローラ／ＭＰＵ、５１  ホスト、１５１  ＶＣＭコイル
１６１  回動軸、１６２  タブ、１６３  アウタ・クラッシュ・ストップ
１６４  イナー・クラッシュ・ストップ、２２１  逆起電圧検出回路
２２２  ＡＤコンバータ、２２４  ＶＣＭ駆動部
【図１】
2008123651.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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