(57)【要約】【課題】複数の周波数帯を周波数ホッピングする通信信号の受信装置において、回路規模を抑制しつつ、ＤＣオフセットを確実に除去する。【解決手段】複数の周波数帯を周波数ホッピングする通信信号を受信して復調する際に、バランス回路により復調器１２０を構成する。復調器１２０は、受信信号を差動信号に変換して得た信号ｉｎ＿ａとｉｎ＿ｂに、受信信号のシンボルに同期してガードインターバル期間中に周波数切替がなされ、受信信号の周波数帯に合致する周波数のローカル信号Ｌｏ＿１ａとＬｏ＿１ｂをそれぞれ乗算して周波数変換する。ローカル信号の周波数切替に同期して、復調器１２０の２つの出力端１２２ａと１２２ｂ間の電位差が所定のレベルになるように、出力端１２２ａと１２２ｂを、それぞれキャパシタ１３０ａと１３０ｂを介して充放電させる。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の周波数帯を周波数ホッピングする通信信号を受信して処理する受信装置において、
受信信号を復調する復調器と、
前記受信信号の周波数帯に合致する周波数のローカル信号を生成して前記復調器に出力するローカル信号生成部であって、前記受信信号のガードインターバル期間中に前記ローカル信号の周波数切替を行う前記ローカル信号生成部とを備え、
前記復調器は、バランス回路により構成され、
差動信号に変換された前記受信信号に前記ローカル信号を乗算して周波数変換を行い、差動出力を得る周波数変換部と、
該周波数変換部の前記差動出力の２つの出力にそれぞれの一端が接続された２つのキャパシタと、
前記ローカル信号の周波数切替に同期して、前記２つのキャパシタの他端間の電位差が所定のレベルになるように該２つのキャパシタに充放電をさせる充放電回路と、
を備えることを特徴とする受信装置。
【請求項２】
前記充放電回路は、前記ローカル信号の周波数切替に同期して前記２つのキャパシタの他端の電位が同一になるように前記充放電をさせることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
【請求項３】
前記充放電回路は、前記ローカル信号の周波数切替に同期して前記２つのキャパシタの他端を短絡させるスイッチ回路であることを特徴とする請求項２に記載の受信装置。
【請求項４】
前記充放電回路は、前記２つのキャパシタに対してそれぞれ設けられており、
抵抗を介して当該キャパシタの他端と接続された定電圧源と、
前記ローカル信号の周波数切替に同期してオンすることにより前記他端に前記定電圧源を直接接続するスイッチ回路とを有し、
２つの前記定電圧源は、同じ電圧レベルを有することを特徴とする請求項２に記載の受信装置。
【請求項５】
前記復調器の出力を増幅する可変利得増幅回路をさらに備え、
前記充放電回路は、前記周波数切替に同期して、前記２つのキャパシタの他端間の電位差が、前記可変利得増幅回路のＤＣオフセットを減衰させるように前記２つのキャパシタを充放電させることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
【請求項６】
前記充放電回路は、前記２つのキャパシタに対してそれぞれ設けられており、
抵抗を介して当該キャパシタの他端と接続された定電圧源と、
前記ローカル信号の周波数切替に同期してオンすることにより前記他端に前記定電圧源を直接接続するスイッチ回路とを有し、
２つの前記定電圧源の電圧レベルは、それらの差が可変利得増幅回路のＤＣオフセットを減衰させるように設定されることを特徴とする請求項５に記載の受信装置。
【請求項７】
前記復調器より前に設けられ、前記充放電回路による充放電がなされる期間において前記復調器への入力を遮断する入力遮断回路をさらに備えることを特徴とする請求項１から６のいずれか１項に記載の受信装置。
【請求項８】
前記遮断回路と前記復調器の間にバッファアンプがさらに設けられていることを特徴とする請求項７に記載の受信装置。
【請求項９】
複数の周波数帯を周波数ホッピングする通信信号を受信して復調する際に、
バランス回路により復調器を構成し、
該復調器により、差動信号に変換された受信信号に、該受信信号のガードインターバル期間中に周波数切替がなされ、前記受信信号の周波数帯に合致する周波数のローカル信号を乗算して周波数変換し、
前記ローカル信号の周波数切替に同期して、前記復調器の２つの出力端間の電位差が所定のレベルになるように、前記２つの出力端をキャパシタを介して充放電させることを特徴とする信号処理方法。
【請求項１０】
前記ローカル信号の周波数切替に同期して前記復調器の出力端間の電位が同一になるように前記充放電をさせることを特徴とする請求項９に記載の信号処理方法。
【請求項１１】
前記ローカル信号の周波数切替に同期して、前記復調器の２つの出力端にそれぞれの一端が接続された２つの前記キャパシタの他端を短絡させることを特徴とする請求項１０に記載の信号処理方法。
【請求項１２】
前記復調器の２つの出力端にそれぞれの一端が接続された２つの前記キャパシタの他端を、抵抗を介してそれぞれの定電圧源と接続し、
前記ローカル信号の周波数切替に同期して前記他端を、対応する前記定電圧源と直接接続し、
２つの前記定電圧源の電圧レベルは同一であることを特徴とする請求項１０に記載の信号処理方法。
【請求項１３】
前記周波数切替に同期して、前記復調器の出力端間の電位差が、前記復調器の出力を増幅する可変利得増幅回路のＤＣオフセットを減衰させるように前記充放電をさせることを特徴とする請求項９に記載の信号処理方法。
【請求項１４】
前記復調器の２つの出力端にそれぞれの一端が接続された２つの前記キャパシタの他端を、抵抗を介してそれぞれの定電圧源と接続し、
前記ローカル信号の周波数切替に同期して前記他端を、対応する前記定電圧源と直接接続し、
２つの前記定電圧源の電圧レベルの差が、可変利得増幅回路のＤＣオフセットを減衰させるように、２つの前記定電圧源の電圧レベルを設定することを特徴とする請求項１３に記載の信号処理方法。
【請求項１５】
前記復調器の２つの出力端をキャパシタを介して充放電させる間に、前記復調器への入力を遮断することを特徴とする請求項９から１４のいずれか１項に記載の信号処理方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線受信装置に関し、具体的には、周波数ホッピングする通信信号を受信する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信の分野において、周波数選択性フェージンの影響を抑制する技術として、マルチキャリア（多重搬送波）伝送方式が脚光を浴びている。マルチキャリア伝送方式では、送信データを周波数の異なる複数のキャリアに分配して伝送するので、各キャリアの帯域が狭帯域となり、周波数選択性フェージングの影響を受け難くなる。
【０００３】
例えば、マルチキャリア伝送方式の１つであるＯＦＤＭ（Ｍｕｌｔｉｂａｎｄ−Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）方式では、各キャリアがシンボル空間内で相互に直交するように各キャリアの周波数が設定されている。送信時には、シリアル信号を伝送レートより遅いシンボル周期毎にシリアル／パラレル変換して得た複数のデータを各キャリアに割り当ててキャリア毎に振幅および位相の変調を行い、その複数キャリアについて逆ＦＦＴ変換を行うことで周波数軸での各キャリアの直交性を保持したまま時間軸の信号に変換して送信する。受信時には、この逆の操作すなわちＦＦＴ変換を行って時間軸の信号を周波数軸の信号に変換し、各キャリアについてそれぞれの変調方式に対応した復調を行い、パラレル／シリアル変換して元のシリアル信号を得る。
【０００４】
このＯＦＤＭ方式を採用したＵＷＢ（Ｕｌｔｒａ  Ｗｉｄｅ  Ｂａｎｄ）として知られるＭＢ−ＯＦＤＭ（Ｍｕｌｔｉｂａｎｄ−Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）においては、３．１〜１０．６ＧＨｚの周波数帯域をそれぞれ５２８ＭＨｚ帯域幅の１４バンドに分割し、これらを３バンドまたは２バンドに束ねた５つのバンドグループを形成し、バンドグループ内でＯＦＤＭ信号が時間・周波数コード（Ｔｉｍｅ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｃｏｄｅ）に従い周波数ホッピングしながら送信される（非特許文献３）。
【０００５】
図７は、ＭＢ−ＯＦＤＭ通信システムにおいて受信装置が受信した信号の例を示す。図中上部は、受信順に受信信号を示し、図中下部は、図中上部の受信信号を周波数バンド毎に分けて示す。なお、ＯＦＤＭシンボルを示す符号「Ｓａｂ」では、「ａ」は周波数バンドを示し、「ｂ」はその周波数バンドにおけるＯＦＤＭシンボルの番号である。ここで、例として周波数バンドの数を３つとし、それぞれの周波数バンドの中心周波数がｆ１、ｆ２、ｆ３であり、バンドグループ内をｆ１→ｆ２→ｆ３の順にホッピングを繰り返す場合について説明している。
【０００６】
図７に示すように、まず、周波数ｆ１を中心周波数とする周波数バンド１の１つ目のＯＦＤＭシンボルＳ１１が受信される。次に周波数ｆ２を中心周波数とする周波数バンド２の１つ目のＯＦＤＭシンボルＳ２１が受信される。そして、周波数ｆ３を中心周波数とする周波数バンド３の１つ目のＯＦＤＭシンボルＳ３１が受信される。その後、Ｓ１２、Ｓ２２、Ｓ３２、・・・が順次受信される。このように、通信信号は、３つの周波数バンドをホッピングしながら送信される。なお、図示のように、ＯＦＤＭシンボルの後ろには零値をもつＺＰＳ（ｚｅｒｏ−ｐａｄｄｅｄ−ｓｕｆｆｉｘ）が追加されガードインターバルおよび、中心周波数を切り替えるための時間が確保されている。ここではＯＦＤＭシンボルとＺＰＳを合わせたものをシンボルと表記している。
【０００７】
図８は、無線通信システムの受信装置としてダイレクト・コンバージョン方式の受信回路の例を示している。この受信回路は、説明上の便宜のため、非特許文献１におけるＦｉｇ．１（ａ）に対して、各要素に符号を付与したものである。図示のように、受信信号ＲＦ  Ｉｎｐｕｔは、増幅器１により増幅されて２つの処理回路に出力される。この２つの処理回路の１つは、ミキサ２と、ローパスフィルタ３と、増幅器４とから構成され、もう１つは、ミキサ５、ローパスフィルタ６、増幅器７により構成される。ミキサ２とミキサ５には互いに位相が９０度異なるローカル信号がそれぞれ入力され、これらのミキサにおいて、通信信号は、ローカル信号と乗算されることによってＲＦ信号よりベースバンド信号に周波数変換される。ローパスフィルタ３は、ミキサ２の出力から低域を取り出して増幅器４に出力する。増幅器４に増幅された信号は、ベースバンド処理回路８に出力される。同様に、増幅器７からも、ミキサ５からの出力から取り出した低域を増幅して得た信号がベースバンド処理回路８に出力される。ベースバンド処理回路８に出力されたこの２つの信号は、Ｉ軸とＱ軸のベースバンド信号であり、ベースバンド処理回路８においてＡＤ変換やＦＦＴ変換などが施され、元の情報に変換される。
【０００８】
このようなダイレクト・コンバージョン方式の受信機は、ローカル信号を受信信号に乗算することにより受信信号を直接ベースバンド信号に周波数変換するので、受信機の広帯域化が容易であり、受信機の構成の柔軟性が増すという利点がある。しかし、この方式の受信機では、受信信号の中心周波数と同一周波数のローカル信号を用いるため、ローカル信号が漏れて再びミキサに戻った場合には、ローカル信号の自己ミキシング（ＬＯ  Ｓｅｌｆ  Ｍｉｘｉｎｇ）によりミキサの出力にＤＣオフセットが生じるという問題がある。このＤＣオフセットがベースバンド信号に重畳され、信号の電圧幅を大きくしてしまうため、後段のローパスフィルタや増幅器において飽和に起因する信号の歪みが生じ信号劣化を起こす恐れがある。また、信号の電圧幅の増大により、ベースバンド処理回路８の入力部にＡＤＣ（Ａｎａｌｏｇ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ：ＡＤ変換器）があり、それに入力される信号の電圧幅が大きくなると、必要ビット数を増加せざるを得なくなるという問題がある。
【０００９】
ＭＢ−ＯＦＤＭ通信システムにおいては、周波数ホッピングしながら信号を伝送するので、受信側のローカル信号周波数も周波数ホッピングに同期して切り替える必要がある。ローカル信号の周波数が変わると、ミキサの入力に漏洩するローカル信号の大きさが変動するなどにより、ミキサ出力に生じるＤＣオフセット量も変わってしまうので、ＭＢ−ＯＦＤＭの受信機におけるミキサ出力のＤＣオフセットは図９に示すようにステップ状に変化する。なお、周波数ホッピングの頻度がシンボルレートと同じ３．２ＭＨｚなので、ＤＣオフセットの変化周期は１／３．２ＭＨｚ＝３１２．５ｎｓとなる。
【００１０】
ベースバンドパスにおけるＤＣオフセットを除去するには、一般に、受信信号にローカル信号の周波数を乗算するミキサの出力にキャパシタを直列に挿入する方法がある。この方法では、キャパシタＣと抵抗Ｒにより構成されたハイパスフィルタ（ＨＰＦ）で直流成分をカットし、ＤＣオフセットを除去する。このＨＰＦのカットオフ周波数は１／（２πＣＲ）、ステップ応答の収束時間は２πＣＲである。なお、ここでＲはミキサ出力に接続されたキャパシタＣの他端に接続されるアンプ、あるいはフィルタの入力抵抗である。
【００１１】
ところで、ＭＢ−ＯＦＤＭ通信においてサブキャリア周波数が４．１２５ＭＨｚであるので、受信機においては４．１２５ＭＨｚまでは通過させる必要がある。ＨＰＦのカットオフ周波数を４．１２５ＭＨｚにすると、ステップ応答の収束時間は２４２ｎｓと大きくなり、ＯＦＤＭシンボル内の大部分の時間がステップ応答を伴ってしまうという問題が生じる。４．１２５ＭＨｚ信号を十分通過させるためにさらにカットオフ周波数を小さくすると、応答収束時間が長くなり、１シンボル内でＤＣオフセットがゼロに収まらず、次のシンボルに影響を与えてしまう。
【００１２】
さらに、ＭＢ−ＯＦＤＭ通信システムではシンボル毎に周波数ホッピングが行われ、周波数の切替時間は９．４７ｎｓであることから、この短い切替時間内にＤＣオフセットを除去することが難しい。例えば、特許文献１に開示されたように、この文献の手法によるＤＣオフセット補正は２０μｓがかかり、ＭＢ−ＯＦＤＭ通信システムの通信信号を受信する際に必要とされる高速なＤＣオフセット補正ができない。
【００１３】
特許文献２には、図１０に示すように、ホッピングする周波数帯域毎にＲＣ回路を用意し、周波数ホッピングに同期してスイッチのオン／オフを制御することにより、上記問題の解決を図る手法が開示されている。この手法によれば、周波数帯域＃１から次の周波数帯域＃２に周波数ホッピングする直前でキャパシタ＃１が電荷を保持しておき、再び周波数帯域＃１にホッピングしたときに、キャパシタ＃１でステップ応答を継続させることができる。このように周波数ホッピングに対応したキャパシタの切り替え動作を繰り返すうちに、キャパシタ＃１の充放電はなくなって定常状態に落ち着く。図１１は、これを示す。図１０上部の入力電圧は、たとえば周波数帯域＃１の場合において、ミキサによって周波数変換された信号に生じたＤＣオフセットであり、図１１の下部は、図中上部の入力電圧に対して対応するキャパシタ＃１の出力側の電圧を示している。図示のように、該当する周波数帯域の数シンボル（図示の例では３シンボル）の後、キャパシタの出力側の電圧が０となり、ＤＣオフセットが除去されている。すなわち、ホッピングする周波数帯域毎にＤＣオフセットの除去処理が独立して行われるので、ある周波数帯域で生じるステップ応答の過渡現象が、ホッピングした次の周波数帯域に影響を及ぼすことがなくなる。
【００１４】
また、非特許文献２には、ホッピングする周波数毎に復調器を設け、シンボルの周波数に応じて復調器を切り替える手法が開示されている。この手法では、復調器毎にＤＣオフセットを補正するためのＩＤＡＣ（電流デジタル／アナログ変換器）が設けられ、各ＩＤＡＣに対して、信号を受信する前に調整して適切な補正値をレジスタに記録する。そして、周波数ホッピングに合わせて復調器と、ＤＣオフセット補正用のＩＤＡＣ出力が選択されることにより、電流電圧変換された復調器の出力はホッピングによる電圧変動が生じなくなる。
【非特許文献１】Ｓａｔｏｓｈｉ  Ｔａｎａｋａ，Ｔａｉｚｏ  Ｙａｍａｗａｋｉ，Ｋｕｍｉｋｏ  Ｔａｋｉｋａｗａ，Ｎｏｒｉｏ  Ｈａｙａｓｈｉ，Ｉｋｕｏ  Ｏｈｎｏ，Ｔｅｔｓｕｙａ  Ｗａｋｕｔａ，Ｓａｔｏｒｕ  Ｔａｋａｈａｓｈｉ，Ｍａｓｕｍｉ  Ｋａｓａｈａｒａ，Ｂｏｂ  Ｈｅｎｓｈａｗ，"ＧＳＭ／ＤＣＳ１８００  Ｄｕａｌ  Ｂａｎｄ  Ｄｉｒｅｃｔ−Ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ  Ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ  ＩＣ  Ｗｉｔｈ  ａ  ＤＣ  Ｏｆｆｓｅｔ  Ｃａｌｉａｂｒａｔｉｏｎ  Ｓｙｓｔｅｍ"，Ｓｏｌｉｄ−Ｓｔａｔｅ  Ｃｉｒｃｕｉｔｓ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，２００１．ＥＳＳＣＩＲＣ  ２００１．Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ  ｏｆ  ｔｈｅ  ２７ｔｈ  Ｅｕｒｏｐｅａｎ  １８−２０  Ｓｅｐｔ．２００１，ｐｐ．４９４−４９７
【非特許文献２】Ｈ．Ａｙｔｕｒ  ｅｔ  ａｌ，"Ａ  Ｆｕｌｌｙ  Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  ＵＷＢ  ＰＨＹ  ｉｎ  ０．１３ｕｍ  ＣＭＯＳ"，ＩＳＳＣＣ  Ｄｉｇ．Ｔｅｃｈ．Ｐａｐｅｒｓ，ｐｐ．１２４−１２５，Ｆｅｂ，２００６
【非特許文献３】"Ｈｉｇｈ  Ｒａｔｅ  Ｕｌｔｒａ  Ｗｉｄｅｂａｎｄ  ＰＨＹ  ａｎｄ  ＭＡＣ  Ｓｔａｎｄａｒｄ"，  Ｅｃｍａ  ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  ｓｔａｎｄａｒｄ  ＥＣＭＡ−３６８  １ｓｔ  Ｅｄｉｔｉｏｎ，  Ｄｅｃｅｍｂｅｒ  ２００５，  ｐｐ．７，１４−１６
【特許文献１】特開２００４−１７２６９３号公報
【特許文献２】特開２００６−２０３６８６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
前述したように、特許文献２の手法では、ホッピングする各周波数帯域毎に、キャパシタの充電が完了するまで、すなわちＤＣオフセットを完全に除去できるようになるまで、数シンボルが必要である。すなわち、ホッピング受信を開始時に周波数帯毎に、数シンボルに渡ってベースバンド出力にＤＣオフセットが残留することになる。
【００１６】
非特許文献２の手法は、ＩＤＡＣの調整が必要であり、そのための時間を必要とすることから、スタートアップの時間の増加、あるいはスリープ時間の減少による消費電流の増加などにつながる。また、ＩＤＡＣを調整するための回路、シーケンスも必要であるため、回路規模が大きくなるという問題がある。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
本発明の一つの態様は、信号処理方法である。この方法は、複数の周波数帯を周波数ホッピングする通信信号を受信して復調する際に、バランス回路により復調器を構成し、該復調器により、受信信号をベースバンド信号に周波数変換する。この周波数変換は、受信信号のシンボルに同期してガードインターバル中にローカル周波数切替がなされ、受信信号の周波数帯に合致する周波数のローカル信号を受信信号に乗算することにより実施される。ローカル信号の周波数切替に同期して、復調器の２つの出力端間の電位差が所定のレベルになるように、該２つの出力端をキャパシタを介して充放電させる。
【００１８】
なお、上記方法を装置やシステムとして表現したものも、本発明の態様としては有効である。
【発明の効果】
【００１９】
本発明の技術によれば、複数の周波数帯をホッピングする通信信号を受信する際に、回路規模の増大を抑制し、復調器のＤＣオフセットを確実に除去することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。
＜第１の実施の形態＞
図１は、本発明の第１の実施の形態にかかる受信装置１００を示す。受信装置１００は、ＭＢ−ＯＦＤＭ通信システムの受信側に本発明の受信装置を適用したものであり、ダイレクトコンバージョン方式の無線受信装置である。図示のように、受信装置１００は、通信信号（ＲＦ信号）を取得するアンテナ１０１と、アンテナ１０１により取得されたＲＦ信号を増幅して差動変換することによって差動信号ｉｎ＿ａとｉｎ＿ｂを得る低雑音増幅器１０２と、差動信号ｉｎ＿ａとｉｎ＿ｂからＩ軸信号を得る第１の処理回路１１０およびＡＤＣ１８４と、差動信号ｉｎ＿ａとｉｎ＿ｂからＱ軸信号を得る第２の処理回路１６０およびＡＤＣ１８６と、Ｉ軸信号とＱ軸信号に対して後段の信号処理を行うデジタル信号処理部１９０と、後述する周波数ホッピングコントローラ１７６の制御に従って所定の周波数の信号を生成する局部発振器１７４と、局部発振器１７４により生成した信号をローカル信号Ｌｏ＿１として第１の処理回路１１０に出力するとともに、局部発振器１７４により生成した信号の位相を９０度変えてローカル信号Ｌｏ＿２として第２の処理回路１６０に出力する９０度移相器１７２と、第１の処理回路１１０および第２の処理回路１６０および局部発振器１７４を制御する周波数ホッピングコントローラ１７６とを備える。
【００２１】
ＭＤ−ＯＦＤＭ通信システムにおいて、信号はシンボル毎に周波数ホッピングしながら送信され、各ＯＦＤＭシンボルの間に信号が無いガードインターバルが設けられている。周波数ホッピングコントローラ１７６は、受信したＲＦ信号のシンボルに同期してガードインターバル中のあるポイントで、ローカル周波数を切り替えるタイミング信号を発生し、局部発振器１７４の周波数切替を制御する。第１の処理回路１１０と第２の処理回路１６０に対する周波数ホッピングコントローラ１７６の制御については、第１の処理回路１１０と第２の処理回路１６０の詳細と一緒に説明する。
【００２２】
第１の処理回路１１０と第２の処理回路１６０は、入力されるローカル信号の位相が９０度異なる点を除き、それらの構成や作用が同じであるので、ここで第１の処理回路１１０のみについて説明する。
【００２３】
図２は、第１の処理回路１１０の構成を示す。第１の処理回路１１０は、バランス回路であり、低雑音増幅器１０２からの差動信号ｉｎ＿ａとｉｎ＿ｂを復調してベースバンド信号ＢＢ＿ａとＢＢ＿ｂを得る復調器１２０と、ベースバンド信号ＢＢ＿ａとＢＢ＿ｂを増幅して後段のＡＤＣ１８４に供する信号ｏｕｔ＿ａとｏｕｔ＿ｂを得る可変利得増幅回路１５０を備える。なお、本発明の説明において、復調器は、直交変調された信号を復調する直交復調器の、片方（Ｉ軸またはＱ軸）の復調器を意味する。
【００２４】
復調器１２０は、差動信号ｉｎ＿ａとｉｎ＿ｂを入力する入力端子１２１ａと１２１ｂ、入力された差動信号ｉｎ＿ａとｉｎ＿ｂに対して差動ローカル信号Ｌｏ＿１ａとＬｏ＿１ｂを乗算するミキサとなる周波数変換部１２８、周波数変換部１２８の出力端にそれぞれ接続されたキャパシタ１３０ａと１３０ｂ、復調器１２０の出力すなわちキャパシタ１３０ａと１３０ｂを通った信号ＢＢ＿ａとＢＢ＿ｂをそれぞれ出力する出力端子１２２ａと１２２ｂを有する。さらに、オンすることによって入力端子１２１ａと１２１ｂを短絡させるスイッチＳＷ１と、オンすることによって出力端子１２２ａと１２２ｂを短絡させるスイッチＳＷ２も設けられており、これらのスイッチのオン／オフは、周波数ホッピングコントローラ１７６からの制御信号ＳａとＳｂによってそれぞれ制御される。なお、ローカル信号Ｌｏ＿１ａとローカル信号Ｌｏ＿１ｂは差動のローカル信号である。
【００２５】
また、入力端子１２１ａおよび１２１ｂと、周波数変換部１２８との間にバッファアンプ１２４が設けられており、差動信号ｉｎ＿ａとｉｎ＿ｂは、バッファアンプ１２４を介して周波数変換部１２８に入力される。
【００２６】
図３は、復調器１２０の動作およびそれに関わる周波数ホッピングコントローラ１７６の動作を説明するための図である。ここで、受信信号はｆ１、ｆ２、ｆ３、ｆ１・・・の順に周波数ホッピングして送信されてきたものを例にする。図中最上部のシンボルを示すＳｘｙ中の「ｘ」は、このシンボルの周波数（ｆ１、ｆ２、ｆ３のいずれか）を示し、「ｙ」は、同じ周波数のシンボルのうちの受信順を示す。
【００２７】
図３に示すように、受信信号は、周波数ｆ１、ｆ２、ｆ３の順でシンボル毎に周波数ホッピングするものであり、各ＯＦＤＭシンボル間にガードインターバルが設けられている。
【００２８】
図中周波数切替信号は、周波数ホッピングコントローラ１７６による局部発振器１７４への制御信号であり、シンボルに同期してガードインターバル中に、局部発振器１７４の生成するローカル信号の周波数を切替させるものである。局部発振器１７４は、この周波数切替制御信号に従って、ガードインターバル内にローカル信号の周波数を次のシンボルの周波数に切り替える。
【００２９】
前述したように、周波数変換部１２８のセルフミキシングなどによって、周波数変換された信号にはＤＣオフセットが生じるという問題がある。本実施の形態において、周波数変換部１２８と出力端子１２２ａの間、周波数変換部１２８と出力端子１２２ｂの間に、それぞれキャパシタ１３０ａとキャパシタ１３０ｂを接続することによって、周波数変換部１２８の出力に含まれるＤＣ成分をカットし、復調器１２０の出力となるベースバンド信号ＢＢ＿ａとＢＢ＿ｂから固定的なＤＣオフセットは除去可能である。
【００３０】
ところが、本実施の形態の受信装置１００は、シンボルを周波数ホッピングしながら送信するＭＢ−ＯＦＤＭ通信システムの受信装置であり、ＲＦ信号のガードインターバルに同期してＲＦ信号にミキシングするローカル信号の周波数を切り替えるために、ホッピング動作時は周波数の切替によって、周波数変換部１２８のＲＦ入力端に回りこむローカル信号の漏洩量変動などにより、前述の自己ミキシングの量が変動しベースバンド出力信号のＤＣ成分の量が変動する。
【００３１】
そこで、本実施の形態においては、復調器１２０にスイッチＳＷ２を設け、ローカル信号の周波数切替に同期してＳＷ２をオンさせることによって、上述したＤＣ成分の変動量をキャパシタ１３０ａとキャパシタ１３０ｂに蓄積させる。具体的には、スイッチＳＷ２は、周波数ホッピングコントローラ１７６からのスイッチ制御信号Ｓｂにより制御され、スイッチ制御信号Ｓｂのオン／オフ信号に従ってオン／オフする。図３に示すように、周波数ホッピングコントローラ１７６からのスイッチ制御信号Ｓｂは、周波数切替に同期してオン信号に切り替わり、それに応じてＳＷ２もオンして、出力端子１２２ａと１２２ｂを短絡させる。その結果、キャパシタ１３０ａと１３０ｂの充放電によって出力端子１２２ａと出力端子１２２ｂ間の電位差が０となる。これによって、図３に示すように、復調器１２０の出力には、周波数ホッピングに起因するＤＣオフセットも除去されることになる。
【００３２】
スイッチＳＷ１について説明する。ガードインターバル期間において、ＲＦ信号としての入力が無いが、アンテナ１０１や低雑音増幅器１０２からノイズが復調器１２０に入力されることがある。このノイズが重畳された状態で出力端子１２２ａと１２２ｂ間の電位差が０になるようにキャパシタ１３０ａと１３０ｂを充放電させると、シンボル期間において、ノイズにより本来の零点よりずれてしまった分がＤＣ成分として残り、ＤＣオフセットを除去しきれない問題が生じる。スイッチＳＷ１は、この問題を解決するために設けられたものであり、周波数ホッピングコントローラ１７６からのスイッチ制御信号Ｓａにより制御され、スイッチ制御信号Ｓａのオン／オフ信号に従ってオン／オフする。図３に示すように、スイッチＳＷ１は、スイッチＳＷ２と同じように、周波数切替に同期してオンにされる。その結果、入力端子１２１ａと１２１ｂが短絡し、復調器１２０に入力されるノイズがカットされる。この状態で出力端子１２２ａと１２２ｂ間の電位差が０になるようにキャパシタ１３０ａと１３０ｂを充放電させることによって、シンボル期間において、ノイズ分のＤＣ成分の影響を排除できるため、ＤＣオフセットの除去効果をより良くすることができる。
【００３３】
さらに、周波数変換部１２８のセルフミキシングのレベルは、周波数変換部１２８のＲＦポートのインピーダンスに依存する場合もあるため、本実施の形態において、スイッチＳＷ１と周波数変換部１２８の間にバッファアンプ１２４を入れることによって、スイッチＳＷ１がオン／オフすることにより生じる周波数変換部１２８のＲＦポートのインピーダンスの変動を少なくすることができ、さらにＤＣオフセットの除去効果を安定にすることも考えられる。
【００３４】
ここで、スイッチＳＷ１のオン／オフタイミング、スイッチＳＷ２のオン／オフタイミング、ローカル信号の周波数切替のタイミングについて説明する。
【００３５】
ローカル信号の周波数切替は、シンボルに同期してガードインターバル期間中に行う。
【００３６】
スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ２は周波数切替に同期してオンし、オンする期間は、ガードインターバル内である。
【００３７】
また、ＤＣオフセットの変動は、ローカル信号の周波数切替時に生じるので、その変動量を吸収するために、スイッチＳＷ２は、少なくともローカル信号の周波数切替の終了までオンする必要がある。
【００３８】
また、スイッチＳＷ２によりキャパシタ１３０ａと１３０ｂを充放電させている間にノイズカットを確実にできるようにするため、スイッチＳＷ１は、スイッチＳＷ２がオンする以前にオンし、スイッチＳＷ２がオフする以降にオフすることが好ましい。
【００３９】
図３に戻って説明する。本実施の形態により得られた復調器１２０の出力と、ＤＣオフセット補償の無い復調器の出力とを比較して分かるように、本実施の形態では、復調器１２０の出力から、周波数変換部１２８のセルフミキシングに起因するＤＣオフセットはもとより、周波数ホッピングに起因するその他のＤＣオフセットの変動量も除去されている。
【００４０】
また、前述したように、特許文献２の技術は、各周波数バンドにおけるＤＣオフセットをそれぞれ別個に除去し、周波数バンド間におけるＤＣオフセットの相互影響を無くすことができるが、１つの周波数バンドについて、ＤＣオフセットを完全に除去できるようになるまで数シンボルが必要である。それに対して、本実施の形態の復調器１２０によれば、周波数バンドに関係無く、受信開始時からガードインターバル毎すなわちシンボル毎にＤＣオフセットを完全に除去することができる。また、これらの機能を簡単な構成で実現しているため、回路規模の増大を抑制できる。
【００４１】
＜第２の実施の形態＞
図１に示す第１の実施の形態では、ローカル信号の周波数切替に同期してスイッチＳＷ２により復調器１２０の出力端子１２２ａと１２２ｂを短絡させることによって、周波数ホッピングに起因するＤＣオフセットの変動量をキャパシタ１３０ａと１３０ｂに蓄積させ、出力端子１２２ａと出力端子１２２ｂ間の電位差を無くしている。ガードインターバル期間において、周波数ホッピングに起因するＤＣオフセットの変動量をキャパシタ１３０ａと１３０ｂに蓄積させ、出力端子１２２ａと出力端子１２２ｂ間の電位差を無くすことができれば、他の手法を用いてもよい。ここで第２の実施の形態として、受信装置１００に適用可能な他の復調器を図４に示して説明する。
【００４２】
図４は復調器１４０を示す。なお、復調器１４０については復調器１２０と異なる点のみ説明し、復調器１２０と同じ部分については説明を省略するとともに同じ符号を付与する。
【００４３】
復調器１４０では、復調器１２０におけるスイッチＳＷ２の代わりに、キャパシタ１３０ａと出力端子１２２ａの間に定電圧源１４４ａが抵抗Ｒａを介して接続され、キャパシタ１３０ｂと出力端子１２２ｂの間に定電圧源１４４ｂが抵抗Ｒｂを介して接続される。また、スイッチＳＷ２＿ａとＳＷ２＿ｂが設けられている。スイッチＳＷ２＿ａは、オンすることによってキャパシタ１３０ａを定電圧源１４４ａに直接接続し、オフすることによってキャパシタ１３０ａを抵抗Ｒａを介して定電圧源１４４ａと接続する。同様に、スイッチＳＷ２＿ｂは、オンすることによってキャパシタ１３０ｂを定電圧源１４４ｂに直接接続し、オフすることによってキャパシタ１３０ｂを抵抗Ｒｂを介して定電圧源１４４ｂと接続する。スイッチＳＷ２＿ａとスイッチＳＷ２＿ｂのオン／オフは、スイッチＳＷ２と同様に周波数ホッピングコントローラ１７６により制御され、それらのタイミングもスイッチＳＷ２のときと同じである。なお、復調器１４０における定電圧源１４４ａと定電圧源１４４ｂにより供される電圧Ｖ１とＶ２は、同じである。ここで、定電圧源１４４ａと定電圧源１４４ｂはバイアス回路あるいはＤＡＣなどによる電圧設定回路でもよい。
【００４４】
すなわち、図４に示す復調器１４０において、スイッチＳＷ２＿ａはローカル信号の周波数切替に同期してオンにされる。これによって、キャパシタ１３０ａが定電圧源１４４ａと直接接続され、充電または放電する。同様に、スイッチＳＷ２＿ｂも周波数切替に同期してオンにされる。これによって、キャパシタ１３０ｂが定電圧源１４４ｂと直接接続される。その結果、出力端子１２２ａと出力端子１２２ｂの電位が同一になり、出力端子１２２ａと出力端子１２２ｂ間の電位差が０となる。
【００４５】
復調器１４０は、このような構成によって、周波数ホッピングに起因するＤＣオフセットが出力ＢＢ＿ａとＢＢ＿ｂに重畳されることを防ぐことができ、復調器１２０と同じ効果を得ることができる。
【００４６】
なお、ここでは説明上の便宜のため、復調器１２０に設けられたバッファアンプ１２４を設けていないが、ＤＣオフセットの除去効果を安定に図るために、復調器１４０のスイッチＳＷ１と周波数変換部１２８との間にバッファアンプ１２４を設けてもよい。
【００４７】
＜第３の実施の形態＞
図５は、本発明の第３の実施の形態による受信装置２００を示す。受信装置２００も、ＭＢ−ＯＦＤＭ通信システムにおける受信装置であり、図１に示す受信装置１００の各要素と同じ作用を成す機能ブロックを有する。受信装置２００において、第１の処理回路２１０と第２の処理回路２６０が、受信装置１００における第１の処理回路１１０と第２の処理回路１６０が異なる以外、他の各要素は受信装置１００における相対応する要素と同じ構成を有するため、それらについて受信装置１００のときと同じ符号を付与するとともに、詳細な説明を省略する。
【００４８】
また、第１の処理回路２１０と第２の処理回路２６０は、入力されるローカル信号の位相が９０度異なる点を除き、同じ構成と機能を有するので、ここで第１の処理回路２１０についてのみ詳細に説明する。
【００４９】
図６は、受信装置２００における第１の処理回路２１０を示す。第１の処理回路２１０は、バランス回路であり、差動信号ｉｎ＿ａとｉｎ＿ｂを復調してベースバンド信号ＢＢ＿ａとＢＢ＿ｂを得る復調器２２０と、ベースバンド信号ＢＢ＿ａとＢＢ＿ｂを増幅して後段に供する信号ｏｕｔ＿ａとｏｕｔ＿ｂを得る可変利得増幅回路２５０を備える。
【００５０】
復調器２２０は、差動信号ｉｎ＿ａとｉｎ＿ｂを入力する入力端子２２１ａと２２１ｂ、入力された差動信号ｉｎ＿ａとｉｎ＿ｂに対して差動ローカル信号Ｌｏ＿１ａとＬｏ＿１ｂを乗算するミキサとなる周波数変換部２２８と、周波数変換部２２８の出力端にそれぞれ接続されたキャパシタ２３０ａと２３０ｂと、復調器２２０の出力すなわちキャパシタ２３０ａと２３０ｂを通った信号ＢＢ＿ａとＢＢ＿ｂをそれぞれ出力する出力端子２２２ａと２２２ｂを有する。また、オンすることによって入力端子２２１ａと２２１ｂを短絡させるスイッチＳＷ１が設けられている。
【００５１】
さらに、キャパシタ２３０ａと出力端子２２２ａの間に定電圧源２４０ａが抵抗Ｒａを介して接続され、キャパシタ２３０ｂと出力端子２２２ｂの間に定電圧源２４０ｂが抵抗Ｒｂを介して接続される。また、スイッチＳＷ２＿ａとＳＷ２＿ｂが設けられている。スイッチＳＷ２＿ａは、オンすることによってキャパシタ２３０ａを定電圧源２４０ａに直接接続し、オフすることによってキャパシタ２３０ａを抵抗Ｒａを介して定電圧源２４０ａと接続する。同様に、スイッチＳＷ２＿ｂは、オンすることによってキャパシタ２３０ｂを定電圧源２４０ｂに直接接続し、オフすることによってキャパシタ２３０ｂを抵抗Ｒｂを介して定電圧源２４０ｂと接続する。スイッチＳＷ２＿ａとスイッチＳＷ２＿ｂのオン／オフは、前述した受信装置１００の復調器１２０におけるスイッチＳＷ２と同様に周波数ホッピングコントローラ１７６により制御され、それらのタイミングもスイッチＳＷ２のときと同じである。
【００５２】
すなわち、ローカル信号の周波数切替に同期してスイッチＳＷ２＿ａがオンにされる。これによって、キャパシタ２３０ａが定電圧源２４０ａと直接接続され、瞬時に充電または放電する。同様に、スイッチＳＷ２＿ｂもローカル信号の周波数切替に同期してオンにされる。これによって、キャパシタ２３０ｂが定電圧源２４０ｂと直接接続され、瞬時に充電または放電する。その結果、出力端子２２２ａと出力端子２２２ｂの電位差が、定電圧源２４０ａと定電圧源２４０ｂにより供給される電圧Ｖ１とＶ２のレベル差になる。
【００５３】
電圧Ｖ１とＶ２のレベルについては後述する。
【００５４】
図６において、可変利得増幅回路２５０の前に電圧源を示すＶ３が示されているが、これは説明の便宜のために示したものであり、電源が設けられたことを示すわけではない。一般的に、可変利得増幅回路はその入力部にオフセットが存在する。図６におけるＶ３は、可変利得増幅回路２５０の入力部に換算した等価オフセット電圧である。
【００５５】
可変利得増幅回路２５０の入力部に存在するＤＣオフセット電圧Ｖ３をキャンセルするためには、Ｖ３を減算する構成が必要である。すなわち、復調器２２０の出力ＢＢ＿ａとＢＢ＿ｂに対して、可変利得増幅回路２５０の増幅器２５２に入力される前に入力オフセット補正電圧Ｖ３を減算するようにすれば、可変利得増幅回路２５０のＤＣオフセットの補正ができる。
【００５６】
本実施の形態の受信装置２００において、定電圧源２４０ａと定電圧源２４０ｂは、可変利得増幅回路２５０の入力オフセットＶ３をキャンセル機能も果たす。具体的には、定電圧源２４０ａの電圧Ｖ１と定電圧源２４０ｂの電圧Ｖ２のレベル差によってＶ３をキャンセルできるように、それらのレベルを下記の式（１）を満たすようにする。
【００５７】
Ｖ１−Ｖ２＝−Ｖ３          （１）
前述したように、ローカル信号の周波数切替に同期してスイッチＳＷ２＿ａとＳＷ２＿ｂがオンにされ、その結果、出力端子２２２ａと２２２ｂ間の電位差がＶ１とＶ２のレベル差と等しくなる。ここで、Ｖ１とＶ２の関係を上記式（１）に示す関係を満たすようにすれば、出力端子２２２ａと出力端子２２２ｂ間の電位差が、可変利得増幅回路２５０のＤＣオフセットの入力オフセットＶ３と相殺する。結果として、復調器２２０において周波数ホッピングに起因するＤＣオフセットの補正と、可変利得増幅回路２５０の入力オフセットの補正とを同時にできる。
【００５８】
このように、本実施の形態の受信装置２００によれば、第１の処理回路２１０において、復調器２２０のＤＣオフセットを除去することができるとともに、可変利得増幅回路２５０の入力オフセットの補正もできる。これにより可変利得増幅回路２５０の出力ｏｕｔ＿ａとｏｕｔ＿ｂすなわち後段のＡＤＣに入力される信号にはＤＣオフセットが除去され、後段のＡＤＣの飽和やビット数の増加などを防ぐことができる。
【００５９】
以上、実施の形態をもとに本発明を説明した。実施の形態は例示であり、本発明の主旨から逸脱しない限り、さまざまな変更、増減を加えてもよい。これらの変更、増減が加えられた変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
【００６０】
たとえば、上述した各実施の形態を説明する際に、説明上の便宜のため、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）を示していないが、可変利得増幅回路の前または後にＬＰＦを設けてもよい。
【００６１】
さらに、１つの処理回路における可変利得増幅回路の数は１つに限らず、前段、後段のように複数の段階に分けられた複数個を有してもよい。
【００６２】
また、上述した各実施の形態において、復調器の２つの出力端をキャパシタを介して充放電をさせる期間において、復調器への入力を遮断する遮断回路として動作するスイッチＳＷ１を、復調器の前段に設けるようにしている。この遮断回路が上記ＳＷ１と同じ機能を果たすことができればよく、設置位置は復調器の前段に限られることがない。例えば、ＲＦ信号を受信するアンテナと、復調器の間のいかなる位置に設けてもよい。また、必ずしもバランス信号間で遮断する必要はなく、アンバランス信号をＡＣグランドに短絡させることにより入力信号を遮断しても良い。
【００６３】
また、図２に示す第１の処理回路に設けられた、ＤＣオフセットの除去効果を安定にするためのバッファアンプ１２４が設けられていない受信装置が本発明の範囲にあることもいうまでもない。
【００６４】
また、上述した各実施形態は、本発明の技術をＭＢ−ＯＦＤＭ通信システムの受信装置に適用したものであるが、本発明による技術は、複数の周波数帯を周波数ホッピングするいかなる通信信号を受信する装置にも適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００６５】
【図１】本発明の第１の実施の形態にかかる受信装置を示す図である。
【図２】図１に示す受信装置における第１の処理回路を示す図である。
【図３】図２に示す第１の処理回路における復調器を説明するための図である。
【図４】本発明の第２の実施の形態にかかる復調器を示す図である。
【図５】本発明の第３の実施の形態にかかる受信装置を示す図である。
【図６】図５に示す受信装置における第１の処理回路を示す図である。
【図７】周波数ホッピングを説明するための図である。
【図８】背景技術を説明するための図（その１）である。
【図９】背景技術を説明するための図（その２）である。
【図１０】従来技術による受信装置を示す図である。
【図１１】図１０に示す受信装置の問題点を説明するための図である。
【符号の説明】
【００６６】
１  増幅器、  ２  ミキサ、  ３  ローパスフィルタ、  ４  増幅器、  ５  ミキサ、  ６  ローパスフィルタ、  ７  増幅器、  ８  ベースバンド処理回路、  １００  受信装置、  １０１  アンテナ、  １０２  低雑音増幅器、  １１０  第１の処理回路、  １２０  復調器、  １２１ａ  入力端子、  １２１ｂ  入力端子、  １２２ａ  出力端子、  １２２ｂ  出力端子、  １２４  バッファアンプ、  １２８  周波数変換部、  １３０ａ  キャパシタ、  １３０ｂ  キャパシタ、  １３０ａ  キャパシタ、  １３０ｂ  キャパシタ、  １４０  復調器、  １４４ａ  定電圧源、  １４４ｂ  定電圧源、  １５０  可変利得増幅回路、  １６０  第２の処理回路、１６２  復調器  １６４  可変利得増幅回路  １７２  ９０度移相器、  １７４  局部発振器、  １７６  周波数ホッピングコントローラ、  １８４  ＡＤＣ、  １８６  ＡＤＣ、  １９０  デジタル信号処理部、  ２００  受信装置、  ２１０  第１の処理回路、  ２２０  復調器、  ２２１ａ  入力端子、  ２２１ｂ  入力端子、  ２２２ａ  出力端子、  ２２２ｂ  出力端子、  ２２８  周波数変換部、  ２３０ａ  キャパシタ、  ２３０ｂ  キャパシタ、  ２４０ａ  定電圧源、  ２４０ｂ  定電圧源、  ２５０  可変利得増幅回路、  ２６０  第２の処理回路  ２６２  復調器  ２６４  可変利得増幅回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
2008258741.tif 000011
【図１０】
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【図１１】
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