(57)【要約】【課題】補償精度を十分に確保でき、しかもノイズ特性が良好な温度補償型水晶発振器および発振器の温度補償方法を提供する。【解決手段】発振振動子１１を含む発振回路と、温度検出部１６と、発振回路の発振ループに接続された電圧可変容量素子１３，１４と、温度検出部６で検出された温度データを受けて温度変化を補償した補償電圧を電圧可変容量素子１３，１４に印加する温度補償回路１８と、を有し、温度補償回路１８は、温度区分を区切って複数の補正点のデータがそれぞれあらかじめ設定されており、検出された温度データに対して低温側の第１の補正点データおよび高温側の第２の補正点データを選択し、データの補間を加重平均された１次補間で行って、補償電圧ＶＴを生成する。【選択図】図２
2008300978.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
発振振動子を含む発振回路と、
温度検出部と、
上記発振回路の発振ループに接続された電圧可変容量素子と、
上記温度検出部で検出された温度データを受けて温度変化を補償した補償電圧を上記電圧可変容量素子に印加する温度補償回路と、を有し、
上記温度補償回路は、
温度区分を区切って複数の補正点のデータがそれぞれあらかじめ設定されており、検出された温度データに対して低温側の第１の補正点データおよび高温側の第２の補正点データを選択し、当該データの補間を加重平均された１次補間で行って、上記補償電圧を生成する
温度補償型水晶発振器。
【請求項２】
上記温度補償回路は、
各１次係数の算出を、補正点データにかかわるデジタルデータの減算により求める
請求項１記載の温度補償型水晶発振器。
【請求項３】
上記温度補償回路は、
上記高温側の第２の補正点データと上記低温側の第１の補正点データよりさらに低温側の第３の補正点データとの減算により、上記低温側の第１の補正点データの１次係数を得、
上記低温側の第１の補正点データと上記高温側の第２の補正点データよりさらに高温側の第４の補正点データとの減算により、上記高温側の第２の補正点データの１次係数を得る
請求項２記載の温度補償型水晶発振器。
【請求項４】
上記温度補償回路は、
上記第２の補正点データと上記第３の補正点データとの減算により得られる傾きデータに、上記温度検出部で検出された温度と上記低温側の第１の補正点データに対応する温度との第１の残差を乗算した結果を上記第１の補正点データに付加して第１の補正値を生成し、
上記第１の補正点データと上記第４の補正点データとの減算により得られる傾きデータに、上記温度検出部で検出された温度と上記高温側の第２の補正点データに対応する温度との第２の残差を乗算した結果を上記第２の補正点データに付加して第２の補正値を生成し、
上記第１の補正値と上記第２の補正値との加重平均により上記補償電圧を生成する
請求項３記載の温度補償型水晶発振器。
【請求項５】
上記温度補償回路は、
上記第１の残差および第２の残差に応じて加重平均を行う
請求項４記載の温度補償型水晶発振器。
【請求項６】
上記温度補償回路は、
温度区分が移行する加重平均の端において不感帯を設け、複数の１次関数のうちの一の１次関数を不感として処理する
請求項１から５のいずれか一に記載の温度補償型水晶発振器。
【請求項７】
上記温度補償回路は、
温度区分が移行した場合には、不感となっている１次関数のみを変化させる
請求項６記載の温度補償型水晶発振器。
【請求項８】
発振振動子を含む発振回路と、
温度検出部と、
上記発振回路の発振ループに接続された電圧可変容量素子と、
上記温度検出部で検出された温度データを受けて温度変化を補償した補償電圧を上記電圧可変容量素子に印加する温度補償回路と、を有し、
上記温度補償回路は、
温度区分を区切ってあらかじめ設定された複数の補正点のデータを記憶し、上記温度検出部で検出された温度データに対して低温側の第１の補正点データ、高温側の第２の補正点データ、上記低温側の第１の補正点データよりさらに低温側の第３の補正点データと、上記高温側の第２の補正点データよりさらに高温側の第４の補正点データをデジタルデータとして出力するメモリと、
上記第１の補正点データをアナログデータに変換する第１の変換器と、
上記第２の補正点データをアナログデータに変換する第２の変換器と、
上記高温側の第２の補正点データと上記低温側の第３の補正点データとを減算し第１の傾きを得、上記低温側の第１の補正点データと上記高温側の第４の補正点データとを減算し第２の傾きを得る減算器と、
第１の傾きデータに、上記温度検出部で検出された温度と上記低温側の第１の補正点データに対応する温度との第１の残差を乗算する第１の乗算器と、
第２の傾きデータに、上記温度検出部で検出された温度と上記高温側の第２の補正点データに対応する温度との第２の残差を乗算する第２の乗算器と、
上記第１の変換器の出力データに上記第１の乗算器の出力データを加算して第１の補正値を生成する第１の加算器と、
上記第２の変換器の出力データに上記第２の乗算器の出力データを加算して第２の補正値を生成する第２の加算器と、
上記第１の残差および第２の残差に応じて、上記第１の補正値と上記第２の補正値との加重平均を行って、上記補償電圧を生成する加重平均回路と
を有する温度補償型水晶発振器。
【請求項９】
発振回路の発振ループに接続された電圧可変容量素子を有し、当該電圧可変容量素子に印加する電圧を温度補償する発振器の温度補償方法であって、
温度区分を区切って複数の補正点のデータをそれぞれあらかじめ設定し、
検出された温度データに対して低温側の第１の補正点データおよび高温側の第２の補正点データを選択し、
当該データの補間を加重平均された１次補間で行って、上記補償電圧を生成する
発振器の温度補償方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、水晶等の振動子を用いた温度補償型水晶発振器および発振器の温度補償方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
水晶振動子は、携帯電話やＧＰＳ等の通信において、基準周波数を得るための発振素子として用いられている。
水晶振動子の発振周波数は非常に高精度であるが、それでもわずかに温度特性をもっており、通常のＡＴカット水晶振動子の場合は３次曲線のカーブを描く。
この３次曲線をキャンセルするような制御を加えることにより、温度変化を補償した発振器を温度補償型水晶発振器（TCXO）という。
【０００３】
温度補償方式には大きく分けてアナログ方式とＬＳＩ方式があるが、主流となっているのは小型化に有利なＬＳＩ方式である。
ＬＳＩは温度補償回路と発振回路で構成され、温度補償回路にもいくつかの方法が提案されている（たとえば特許文献１参照）。
【０００４】
最も代表的な温度補償回路は、ＬＳＩ内部で３次曲線の電圧を発生して電圧制御型発振器（VCXO）の発振周波数をコントロールする方法を採用している。
３次曲線を発生させるために、ＬＳＩ内部には温度計（１次電圧）を内蔵し、ＤＣ電圧（０次電圧）、２乗回路や３乗回路で作った２次電圧・３次電圧をそれぞれ合成する。そして、合成する際の係数をパラメータとすることで、図１に示すように、自由に３次曲線を描くことができる。
式で表すと、次のようになる。
【０００５】
［数１］
V＝A(T-T0)3 + B(T-T0)2 + C(T-T0) + D  
【０００６】
いまでは、この式のＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄの４つのパラメータを調整することで、比較的精度良く水晶振動子の温度特性を補償できた。
【特許文献１】特開２００２−１９８７３６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかし、ＴＣＸＯ（温度補償型水晶発振器）の小型化にともない水晶振動子も小型化し、温度特性もバラツキが大きくなってきた。このため、３次曲線で補正しきれず、精度を確保することが難しくなってきた。
また、２乗回路や３乗回路で作った２次電圧・３次電圧にはノイズ成分が多く、発振器の位相ノイズ特性が良くないとの指摘もある。
本発明は、補償精度を十分に確保でき、しかもノイズ特性が良好な温度補償型水晶発振器および発振器の温度補償方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の第１の観点の温度補償型水晶発振器は、発振振動子を含む発振回路と、温度検出部と、上記発振回路の発振ループに接続された電圧可変容量素子と、上記温度検出部で検出された温度データを受けて温度変化を補償した補償電圧を上記電圧可変容量素子に印加する温度補償回路と、を有し、上記温度補償回路は、温度区分を区切って複数の補正点のデータがそれぞれあらかじめ設定されており、検出された温度データに対して低温側の第１の補正点データおよび高温側の第２の補正点データを選択し、当該データの補間を加重平均された１次補間で行って、上記補償電圧を生成する。
【０００９】
好適には、上記温度補償回路は、各１次係数の算出を、補正点データにかかわるデジタルデータの減算により求める。
【００１０】
好適には、上記温度補償回路は、上記高温側の第２の補正点データと上記低温側の第１の補正点データよりさらに低温側の第３の補正点データとの減算により、上記低温側の第１の補正点データの１次係数を得、上記低温側の第１の補正点データと上記高温側の第２の補正点データよりさらに高温側の第４の補正点データとの減算により、上記高温側の第２の補正点データの１次係数を得る。
【００１１】
好適には、上記温度補償回路は、上記第２の補正点データと上記第３の補正点データとの減算により得られる傾きデータに、上記温度検出部で検出された温度と上記低温側の第１の補正点データに対応する温度との第１の残差を乗算した結果を上記第１の補正点データに付加して第１の補正値を生成し、上記第１の補正点データと上記第４の補正点データとの減算により得られる傾きデータに、上記温度検出部で検出された温度と上記高温側の第２の補正点データに対応する温度との第２の残差を乗算した結果を上記第２の補正点データに付加して第２の補正値を生成し、上記第１の補正値と上記第２の補正値との加重平均により上記補償電圧を生成する。
【００１２】
好適には、上記温度補償回路は、上記第１の残差および第２の残差に応じて加重平均を行う。
【００１３】
好適には、上記温度補償回路は、温度区分が移行する加重平均の端において不感帯を設け、複数の１次関数のうちの一の１次関数を不感として処理する。
【００１４】
好適には、上記温度補償回路は、温度区分が移行した場合には、不感となっている１次関数のみを変化させる。
【００１５】
本発明の第２の観点の温度補償型水晶発振器は、発振振動子を含む発振回路と、温度検出部と、上記発振回路の発振ループに接続された電圧可変容量素子と、上記温度検出部で検出された温度データを受けて温度変化を補償した補償電圧を上記電圧可変容量素子に印加する温度補償回路と、を有し、上記温度補償回路は、温度区分を区切ってあらかじめ設定された複数の補正点のデータを記憶し、上記温度検出部で検出された温度データに対して低温側の第１の補正点データ、高温側の第２の補正点データ、上記低温側の第１の補正点データよりさらに低温側の第３の補正点データと、上記高温側の第２の補正点データよりさらに高温側の第４の補正点データをデジタルデータとして出力するメモリと、上記第１の補正点データをアナログデータに変換する第１の変換器と、上記第２の補正点データをアナログデータに変換する第２の変換器と、上記高温側の第２の補正点データと上記低温側の第３の補正点データとを減算し第１の傾きを得、上記低温側の第１の補正点データと上記高温側の第４の補正点データとを減算し第２の傾きを得る減算器と、第１の傾きデータに、上記温度検出部で検出された温度と上記低温側の第１の補正点データに対応する温度との第１の残差を乗算する第１の乗算器と、第２の傾きデータに、上記温度検出部で検出された温度と上記高温側の第２の補正点データに対応する温度との第２の残差を乗算する第２の乗算器と、上記第１の変換器の出力データに上記第１の乗算器の出力データを加算して第１の補正値を生成する第１の加算器と、上記第２の変換器の出力データに上記第２の乗算器の出力データを加算して第２の補正値を生成する第２の加算器と、上記第１の残差および第２の残差に応じて、上記第１の補正値と上記第２の補正値との加重平均を行って、上記補償電圧を生成する加重平均回路とを有する。
【００１６】
本発明の第３の観点は、発振回路の発振ループに接続された電圧可変容量素子を有し、当該電圧可変容量素子に印加する電圧を温度補償する発振器の温度補償方法であって、温度区分を区切って複数の補正点のデータをそれぞれあらかじめ設定し、検出された温度データに対して低温側の第１の補正点データおよび高温側の第２の補正点データを選択し、当該データの補間を加重平均された１次補間で行って、上記補償電圧を生成する。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、補償精度を十分に確保でき、しかもノイズ特性が良好な温度補償型水晶発振器および発振器の温度補償方法を実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
以下、本発明の実施形態を図面に関連付けて説明する。
【００１９】
図２は、本発明の実施形態に係る温度補償型水晶発振器の構成例を示すブロック図である。
【００２０】
本温度補償型水晶発振器１０は、図２に示すように、水晶振動子１１、発振用素子としてのインバータ１２、電圧可変容量素子１３，１４、出力バッファとしてのインバータ１５、温度センサ１６、メモリ１７、および温度補償回路１８を有する。
これらの構成要素のうち、水晶振動子１１を除く、発振用素子としてのインバータ１２、電圧可変容量素子１３，１４、出力バッファとしてのインバータ１５、温度センサ１６、メモリ１７、および温度補償回路１８は一つのチップ（ＬＳＩ）２０に集積化されている。
【００２１】
水晶振動子１１の一端は端子Ｔ１を介してインバータ１２の入力端子およびインバータ１５の入力端子に接続され、他端は端子Ｔ２を介してインバータ１２の出力端子に接続さている。インバータ１５の出力Ｔ端子が端子Ｔ３に接続されている。
インバータ１２と１５の入力端子同士および端子Ｔ１の接続点によりノードＮＤ１１が形成され、インバータ１２の出力端子と端子Ｔ２との接続点によりノードＮＤ１２が形成されている。
電圧可変容量素子１３の一端がノードＮＤ１１に接続され、電圧可変容量素子１４の一端がノードＮＤ１２に接続されている。
そして、電圧可変容量素子１３および電圧可変容量素子１４の他端が、温度補償回路１８の補償電圧ＶＴの出力端に接続されている。
【００２２】
温度補償型水晶発振器１０において、水晶振動子１１とインバータ１２により発振回路（発振ループ）２１が形成される。
温度補償回路１８は、温度センサ１６による周囲温度に依存した補償電圧ＶＴを発生し、電圧制御発振器としての電圧可変容量素子１３，１４に印加する。この温度補償回路１８の具体的な構成および機能については、後で詳述する。
電圧可変容量素子１３，１４は、補償電圧ＶＴによって端子間容量が変化する。その結果、水晶振動子１１からみた回路側の直列等価容量（負荷容量）が変化することから、温度に応答して発振周波数も変化し、結局、温度補償される。
この温度補償された発振信号は、インバータ１５を介して端子Ｔ３から出力される。
【００２３】
以下、温度補償回路１８の具体的な構成および機能について説明する。
図３は、図２の温度補償型水晶発振器における温度補償回路の具体的な構成例を示す図である。
図４は、図３の温度補償回路の動作原理を説明するための図である。
【００２４】
図３の温度補償回路１８は、ラッチ（メモリ）１８１、第１のデジタル／アナログ変換器（以下、ＤＡＣ）１８２、第２のＤＡＣ１８３、引算器（減算器）１８４、第１の乗算器１８５、第２の乗算器１８６、第１の加算器１８７、第２の加算器１８８、および加重平均回路１８９を有する。
【００２５】
本実施形態においては、水晶振動子１１のバラツキに対応できるよう、温度区分を細かく区切って（たとえば−２０度〜７０度までを５度ずつの区部に区切って）から補正点を多く設ける。補正点の間の補間は、１次関数（補正値）αと１次関数（補正値）βの加重平均で行う。
この方法を用いれば、２乗回路や３乗回路が不要になる。また、水晶の温度特性が３次関数から著しく逸脱していた場合など、どんな曲線にも補正が可能である。
補正点のデータは８ビット（bit）程度のデジタルデータでＬＳＩのメモリ１７，１８１中に記憶しておく。補正点の点数が多いので、比較的多くのメモリ容量が必要となる（数百Bit）。補正点のデータそのものは、水晶発振器の温度測定から所定の方法によってオフラインで求めて、ＬＳＩ２０に記憶する。
【００２６】
すなわち、ＬＳＩ２０のメモリ１８１（およびメモリ１７）には、あらかじめ設定した複数の温度に対応した補正点のデジタルデータが記憶されている。本実施形態においては、温度センサ１６により測定されたＬＳＩ２０の現在の温度に対して、前後４ポイントの補正点データを用いることとし、図３および図４に示すように、その４つの補正点を低温側からＺ、Ａ、Ｂ、Ｃと称する。
メモリ１８１は、たとえば温度センサ１６の検出温度がデジタル値に変換された後の温度区分信号Ｓ１６が、アドレスとして供給され、そのアドレスデータに基づいて記憶された前後４ポイントの補正点データであるメモリ値Ｚ、Ａ、Ｂ、Ｃを読み出す。
メモリ値Ａは第１のＤＡＣ１８２に入力され、メモリ値Ｂは第２のＤＡＣ１８３に入力され、メモリ値ＺおよびＢが引算器１８４に供給され、メモリ値ＺおよびＣが引算器１８４に供給される。
本実施形態のメモリ１８１は、温度センサ１６で検出された温度データに対して低温側の第１の補正点データＡ、高温側の第２の補正点データＢ、低温側の第１の補正点データＡよりさらに低温側の第３の補正点データＺと、高温側の第２の補正点データＢよりさらに高温側の第４の補正点データＣをデジタルデータとして出力する。
【００２７】
第１のＤＡＣ１８２は、メモリ値Ａをアナログ値に変換し、その結果を信号Ｓ１８２として第１の加算器１８７に出力する。
第２のＤＡＣ１８３は、メモリ値Ｂをアナログ値に変換し、その結果を信号Ｓ１８３として加算器１８８に出力する。
【００２８】
引算器１８４は、メモリ値ＺとＢを引算して第１の傾きＡ’を算出して第１の乗算器１８５に出力する。また、引算器１８４は、メモリ値ＡとＣを引算して第２の傾きＢ’を算出して第２の乗算器１８６に出力する。
【００２９】
第２の乗算器１８５は、引算器１８４による第１の傾きＡ’と現在温度Ｔに対する残差ａとの乗算を行い、その結果を信号Ｓ１８５として第１の加算器１８７に出力する。
第２の乗算器１８６は、引算器１８４による第２の傾きＢ’と現在温度Ｔに対する残差ｂとの乗算を行い、その結果を信号Ｓ１８６として第２の加算器１８８に出力する。
ここで、第１の残差ａは現在温度Ｔと最も隣接する低温側の補正点に対応する温度（図４の例ではメモリ値Ａに対応）との差である。第２の残差ｂは現在温度Ｔと最も隣接する高温側の補正点に対応する温度（図４の例ではメモリ値Ｂに対応）との差である。
【００３０】
第１の加算器１８７は、第１のＤＡＣ１８２の出力信号Ｓ１８２と第１の乗算器１８５の出力信号Ｓ１８５とを加算し、補正値αとして加重平均回路１８９に出力する。
第２の加算器１８８は、ＤＡＣ１８３の出力信号Ｓ１８３と第２の乗算器１８６の出力信号Ｓ１８６を加算し、補正値βとして加重平均回路１８９に出力する。
【００３１】
加重平均回路１８９は、補正値αと補正値βとの加重平均をとり、その結果を現在温度における補償（補正）電圧ＶＴとして端子Ｔ１８から電圧可変容量素子１３，１４に印加する。
【００３２】
加重平均回路１８９は、たとえば図３に示すように、ｎチャネルＭＯＳ（ＮＭＯＳ）トランジスタＮＴ１，ＮＴ２により構成される。
ＮＭＯＳトランジスタＮＴ１，ＮＴ２は補正値αの供給ラインＬαと補正値βの供給ラインＬβとの間に直列に接続され、ＮＭＯＳトランジスタＮＴ１のゲートに第２の残差ｂのデータが供給され、ＮＭＯＳトランジスタＮＴ２のゲートに第１の残差ａが供給され、両トランジスタＮＴ１、ＮＴ２の接続ノードが補正値αと補正値βを加重平均した補償電圧ＶＴを端子Ｔ１８から出力する。
第１の残差ａおよび第２の残差ｂの値はいわゆる相補的な関係を持ち、第１の残差ａおよび第２の残差ｂの値に応じてＮＭＯＳトランジスタＮＴ１、ＮＴ２のオン抵抗が変化する。これにより、補正値αと補正値βの加重平均にかかわる割合が調整され、温度変化に高精度に追従する補償電圧ＶＴが得られる。
【００３３】
以上、温度補償回路１８の構成について説明した。
次に、上記構成による温度補償回路１８の動作について、図３および図４に関連付けて説明する。
【００３４】
ＬＳＩ２０のメモリ１８１，１７には、各補正点のデジタルデータが記憶されている。ＬＳＩ２０の温度センサ１６で検出された現在の温度に対して、前後４ポイントの補正点データを用いることとし、その４つの補正点を低温側からＺ、Ａ、Ｂ、Ｃのメモリ値が読み出される。
いま、補正点Ａ１のメモリ値Ａ、補正点Ｂ１のメモリ値ＢをＤＡＣ１８２，１８３においてＤＡ変換することで、それぞれのアナログ電圧（あるいは電流）値Ｓ１８２、Ｓ１８３が得られる。
【００３５】
一方、引算器１８４において、メモリ値Ｂからメモリ値Ｚを減算（デジタル演算）することによって、傾きＡ’が求められる。
同じく、減算器１８４において、メモリ値Ｃからメモリ値Ａを減算することによって傾きＢ’が求められる。この傾きＢ’と傾きＡ’のデータを係数として１次関数を生成して、それぞれに補正点Ａ１と補正点Ｂ１の電圧（あるいは電流）値を０次係数として与えれば、乗算器１８５，１８６、および加算器１８７，１８８による演算を通して図４の補正値αと補正値βが得られる。
【００３６】
温度センサ１６で検出される現在温度Ｔにおける補償（補正）電圧ＶＴは、加重平均回路１８９において補正値αと補正値βの加重平均をとることにより得られる。
加重平均には第１の残差ａと第２の残差ｂを用いる。すなわち、現在温度がメモリ値Ａの温度に近い場合（残差ａが小さくて残差ｂが大きい場合）、現在温度における補正電圧は補正値αを選び、メモリ値ＡをＤＡ変換した電圧に近くなる。
現在温度がメモリ値Ｂの温度に近づくにつれて第１の残差ａが大きく、第２の残差ｂが小さくなり、補正値αから徐々に補正値βへ移行してゆく。
現在温度Ｔがメモリ値Ｂの温度に近くなると、第２の残差ｂは小さくなり、現在温度Ｔにおける補償（補正）電圧ＶＴは補正値βを選び、メモリ値ＢをＤＡ変換した電圧にほぼ等しくなる。
このようにして、メモリ値Ａとメモリ値Ｂの間を、加重平均した１次関数で補間してゆく。
【００３７】
ここで、温度センサ１６で検出される現在温度Ｔがメモリ値Ｂとメモリ値Ｃの間の温度区分に移行した場合、新しく補正値αを計算して与える必要がある。
今まで減算に使用していたメモリ値Ｚは不要になり、新しくメモリ値Ｄを用いる。そのため、温度区分が移行した瞬間、補正値αが大きく変化することになる。
本実施形態においては、この影響を回避するため、温度区分が移行する近辺には加重平均に不感帯を設けておく。
メモリ値Ｂの近辺では補正値αの影響を受けないように、αを不感として補正値βにのみ追従するように設定しておく。
このように構成することにより、温度区分が移行しても、補正値はスムーズな曲線が得られる。
【００３８】
なお、温度区分が移行する際、加重平均の両方の１次関数（補正値αと補正値β）を入れ替えて補間することも可能であるが、両方が変化すると、加重平均出力も影響が避けられない。
そこで、本実施形態においては、温度区分が移行しても、一方の１次関数（メモリ値Ｂ近辺における補正値β）はそのまま利用し、不感帯になっている補正値αのみが変化するような回路構成を採用している。
次の温度区分移行では、逆側の１次関数のみが変化し、交互に入れ替わる構成にすることで、温度区分移行によって補正値はスムーズな曲線が得られる。
【００３９】
以上説明したように、本実施形態によれば、発振振動子１１を含む発振回路２１と、温度センサ１６と、発振回路２１の発振ループに接続された電圧可変容量素子１３，１４と、温度センサ１６で検出された温度データを受けて温度変化を補償した補償電圧ＶＴを電圧可変容量素子１３，１４に印加する温度補償回路１８と、を有し、温度補償回路１８は、温度区分を区切ってあらかじめ設定された複数の補正点のデータを記憶し、検出された温度データに対して低温側の第１の補正点データＡ、高温側の第２の補正点データＢ、低温側の第１の補正点データＡよりさらに低温側の第３の補正点データＺと、高温側の第２の補正点データよりさらに高温側の第４の補正点データＣをデジタルデータとして出力するメモリ１８１と、第１の補正点データＡをアナログデータに変換する第１の変換器１８２と、第２の補正点データＢをアナログデータに変換する第２の変換器１８３と、高温側の第２の補正点データＢと低温側の第３の補正点データＺとを減算し第１の傾きＡ’を得、低温側の第１の補正点データＡと高温側の第４の補正点データＣとを減算算し第２の傾きＢ’を得る引算器１８４と、第１の傾きデータＡ’に、検出された温度と低温側の第１の補正点データＡに対応する温度との第１の残差ａを乗算する第１の乗算器１８５と、第２の傾きＢ’データに、検出された温度と高温側の第２の補正点データＢに対応する温度との第２の残差ｂを乗算する第２の乗算器１８６と、第１の変換器１８２の出力データに第１の乗算器１８５の出力データを加算して第１の補正値αを生成する第１の加算器１８７と、第２の変換器１８３の出力データに第２の乗算器１８６の出力データを加算して第２の補正値βを生成する第２の加算器１８８と、第１の残差ａおよび第２の残差ｂに応じて、第１の補正値αと第２の補正値βとの加重平均を行って、補償電圧ＶＴを生成する加重平均回路１８９と、を有することから以下の効果を得ることができる。
【００４０】
TCXOにおいて、温度補償回路に２乗回路や３乗回路を用いた場合、ノイズが大きくなってしまう。本発明の方式は１次関数しか使っておらず、高精度なアナログ演算回路を必要としないため、低ノイズな発振器を実現可能である。
また、補間点数を多くしてゆけば、メモリすべきデータも多くなってしまうものの、あらゆる温度補償カーブが実現可能となり、補償精度も非常に高くなる。
本実施形態の温度補償型水晶発振器１０によれば、周波数偏差±１ｐｐｍ以下を実現できる。
したがって、携帯電話等の携帯装置や全方位測位システム（ＧＰＳ）の発振器として十分に適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００４１】
【図１】代表的な温度補償回路のＬＳＩ内部で発生する電圧の３次曲線の一例を示す図である。
【図２】本発明の実施形態に係る温度補償型水晶発振器の構成例を示すブロック図である。
【図３】図２の温度補償型水晶発振器における温度補償回路の具体的な構成例を示す図である。
【図４】図３の温度補償回路の動作原理を説明するための図である。
【符号の説明】
【００４２】
１０・・・温度補償型水晶発振器、１１・・・水晶振動子、１２，１５・・・インバータ、１３，１４・・・電圧可変容量素子、１６・・・温度センサ、１７・・・メモリ、１８・・・温度補償回路、１８１・・・ラッチ（メモリ）、１８２・・・第１のデジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）、１８３・・・第２のＤＡＣ、１８４・・・引算器（減算器）、１８５・・・第１の乗算器、１８６・・・第２の乗算器、１８７・・・第１の加算器、１８８・・・第２の加算器、１８９・・・加重平均回路、２０・・・ＬＳＩ、２１・・・発振回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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