(57)【要約】【課題】回路規模の増大を抑えつつ、出力する信号の高調波成分を十分に抑制できる信号出力回路を提供する。【解決手段】電流出力回路３は、コンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃが基準電圧Ｖrefより低い場合、電圧Ｖｃに応じた電流ＩｃによりコンデンサＣ１を充電または放電し、コンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃが基準電圧Ｖrefより高い場合、電源電圧Ｖccと電圧Ｖｃとの差に応じた電流ＩｃによりコンデンサＣ１を充電または放電する。信号出力回路１は、この電流Ｉｃの大きさに応じて連続的に変化するコンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃを出力信号として出力する。【選択図】図１
2008258818.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
端子間電圧を信号として出力するコンデンサと、
電源電圧の供給を受けて動作し、前記コンデンサに対する充電電流または放電電流を生成する可変電流源と、
基準電圧を出力する基準電圧出力回路と、
前記コンデンサの端子間電圧と前記基準電圧とを比較する電圧比較回路とを備え、
前記可変電流源は、前記端子間電圧が前記基準電圧より低い場合に前記端子間電圧に応じた充電電流または放電電流を生成し、前記端子間電圧が前記基準電圧より高い場合に前記電源電圧と前記端子間電圧との差に応じた充電電流または放電電流を生成することを特徴とする信号出力回路。
【請求項２】
前記可変電流源は、定電流を生成する定電流回路と、前記コンデンサの端子間電圧に応じた第１の可変電流を生成する第１の可変電流回路と、前記電源電圧と前記端子間電圧との差に応じた第２の可変電流を生成する第２の可変電流回路とを備え、
前記端子間電圧が前記基準電圧より低い場合、前記定電流に前記第１の可変電流を加えた電流を前記充電電流または前記放電電流とし、前記端子間電圧が前記基準電圧より高い場合、前記定電流に前記第２の可変電流を加えた電流を前記充電電流または前記放電電流とすることを特徴とする請求項１記載の信号出力回路。
【請求項３】
前記第１の可変電流回路は、第１の抵抗を有し、この第１の抵抗の端子間に前記コンデンサの端子間電圧に応じた電圧が印加されるように構成され、前記第１の抵抗に流れる電流に応じて前記第１の可変電流を生成し、
前記第２の可変電流回路は、第２の抵抗を有し、この第２の抵抗の端子間に前記電源電圧と前記コンデンサの端子間電圧との差に応じた電圧が印加されるように構成され、前記第２の抵抗に流れる電流に応じて前記第２の可変電流を生成し、
前記第１の抵抗および前記第２の抵抗の各抵抗値は、互いに等しく設定されていることを特徴とする請求項２記載の信号出力回路。
【請求項４】
前記基準電圧出力回路は、前記電源電圧の半分の電圧を基準電圧として出力することを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載の信号出力回路。
【請求項５】
前記可変電流源は、外部より入力される入力電圧と前記基準電圧とを比較する第２の電圧比較回路を備え、
前記入力電圧が前記基準電圧より低い場合に前記放電電流を生成し、前記入力電圧が前記基準電圧より高い場合に前記充電電流を生成することを特徴とする請求項１ないし４のいずれかに記載の信号出力回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、コンデンサに対する充電電流または放電電流を生成し、そのコンデンサの端子間電圧を信号として出力する信号出力回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えばシリアル通信を用いた車両用ネットワークにおいて、車両内に配設された通信線から放射される電磁波ノイズがラジオ帯域波と干渉するラジオノイズが問題になる場合がある。このラジオノイズを低減するため、上記通信用の信号を出力する信号出力回路は、立ち上がりおよび立ち下がりのスルーレートが小さい台形波信号を出力するようにしている。
【０００３】
上記台形波信号を出力する回路としては、２つの定電流回路を用いてコンデンサに対する充放電を行い台形波信号を生成する構成（特許文献１参照）、ＭＯＳトランジスタの特性を利用して高周波成分が抑制された台形波信号を生成する構成（特許文献２参照）などが考えられている。しかし、このように生成された台形波信号であっても信号のレベル変化時には高周波成分が多く含まれているため、ラジオノイズを十分に抑制できない場合がある。
【０００４】
一方、特許文献３には、コンデンサの端子間電圧と複数設定したしきい値電圧とをコンパレータにより比較し、これに基づいて出力信号（コンデンサの端子間電圧）の立ち上がり時および立ち下がり時におけるコンデンサに対する充放電電流を階段的に変化させて先鋭性を鈍らせた擬似サイン波信号を生成する構成が開示されている。このものによれば、出力信号の増減開始時点および増減終了時点における急激な変化を抑え、高調波成分を低減することができる。
【特許文献１】特開２００２−１５２０１５号公報
【特許文献２】特開平９−２６１０１６号公報
【特許文献３】特開２００４−２８９５９７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、特許文献３の構成では、コンデンサに対する充放電電流を階段的（デジタル的）に変化させるため、それに起因する高調波成分が出力信号に含まれてしまう。この高調波成分を一層抑制するためには、設定するしきい値電圧の数を増加させて出力信号波形をできる限りサイン波に近づけることが望ましい。しかし、設定するしきい値電圧の数を増加させると、その分だけ、コンパレータおよび充放電電流を切り換えるための回路が増加することになり、回路規模の増大を招いてしまうという問題が生じる。
【０００６】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、回路規模の増大を抑えつつ、出力する信号の高調波成分を十分に抑制できる信号出力回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
請求項１記載の手段によれば、コンデンサの端子間電圧が基準電圧より低い場合、コンデンサは、可変電流源が生成する端子間電圧に応じた電流により充電または放電され、その電流の大きさに応じてコンデンサの端子間電圧が上昇または低下する。一方、コンデンサの端子間電圧が基準電圧より高い場合、コンデンサは、可変電流源が生成する電源電圧と端子間電圧との差に応じた電流により充電または放電され、その電流の大きさに応じてコンデンサの端子間電圧が上昇または低下する。この結果、コンデンサの端子間電圧は、充電開始後、徐々に増加の傾きが大きくなり、基準電圧を超えると徐々に増加の傾きが小さくなる。放電時のコンデンサの端子間電圧についても、充電時と同様に変化する。信号出力回路は、このように連続的に変化するコンデンサの端子間電圧を信号として出力するので、出力信号に含まれる高調波成分を十分に抑制することができる。
【０００８】
また、信号出力回路は、上記したようにコンデンサの端子間電圧と１つの基準電圧とを比較する構成であるので、基準電圧を出力する基準電圧出力回路および上記各電圧を比較する電圧比較回路を複数設ける必要がない。このため、信号出力回路全体の回路規模の増大を抑えることができる。
【０００９】
請求項２記載の手段によれば、コンデンサの端子間電圧が基準電圧より低い場合、コンデンサは、定電流回路が生成する定電流に端子間電圧に応じた第１の可変電流を加えた電流により充電または放電される。一方、コンデンサの端子間電圧が基準電圧より高い場合、コンデンサは、定電流回路が生成する定電流に電源電圧と端子間電圧との差に応じた第２の可変電流を加えた電流により充電または放電される。コンデンサの充電または放電開始時、端子間電圧または電源電圧と端子間電圧との差は極めて小さいため、第１または第２の可変電流の増加する割合（傾き）が極めて小さい。しかし、このとき、コンデンサは、端子間電圧や電源電圧と無関係に生成される定電流により充電または放電されるので、その分だけ端子間電圧の上昇または低下が早まり、出力信号の上昇または低下が極端に遅くなることを回避できる。
【００１０】
請求項３記載の手段によれば、第１の可変電流回路は、コンデンサの端子間電圧に応じた電圧が印加される第１の抵抗に流れる電流に応じて第１の可変電流を生成し、第２の可変電流回路は、電源電圧とコンデンサの端子間電圧との差に応じた電圧が印加される第２の抵抗に流れる電流に応じて第２の可変電流を生成する。そして、第１および第２の抵抗の各抵抗値を互いに等しく設定する。
【００１１】
これにより、コンデンサに対する充電電流または放電電流が、第１の可変電流から第２の可変電流に切り替わる点、あるいは第２の可変電流から第１の可変電流に切り替わる点、すなわち、コンデンサの端子間電圧と基準電圧とが等しくなる点において、第１の可変電流と第２の可変電流とが等しくなる。従って、コンデンサに対する充電電流または放電電流が連続的に切り替わるので、この点においても高調波成分を抑制した信号を出力することができる。
【００１２】
請求項４記載の手段によれば、基準電圧出力回路は、電源電圧の半分の電圧を基準電圧として出力するので、コンデンサの端子間電圧が、上記基準電圧に対し、高電位側と低電位側とで対称波形となる。従って、信号出力回路は、波形歪みについて低減された信号を出力することができる。また、上記構成により、コンデンサの端子間電圧がサイン波に近似したものとなるため、高調波成分を一層抑制した信号を出力することができる。
【００１３】
請求項５記載の手段によれば、外部より入力される入力電圧が基準電圧より低い場合、コンデンサは放電され、上記入力電圧が基準電圧より高い場合、コンデンサは充電される。従って、入力電圧として、例えば所定の通信規格に沿った２値レベルからなる通信データを入力し、この入力電圧に応じて連続的に変化するコンデンサの端子間電圧を通信信号として出力すれば、通信線などから放射される電磁波を低減することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
（第１の実施形態）
以下、本発明の第１の実施形態について図１〜図４を参照しながら説明する。
図１は、例えば車両用ネットワークにおけるＬＩＮ（Local Interconnect Network）などの非同期式シリアル通信のドライバ回路の前段に用いられる信号出力回路の一例を示している。図１における信号出力回路１は、基準電圧出力回路２、電流出力回路３、コンデンサＣ１、出力アンプ４、可変電流切換回路５、第１の可変電流回路６および第２の可変電流回路７から構成されている。
【００１５】
信号出力回路１は、電源線８、９から電源の供給を受けて動作するものであり、これら電源線８、９間には、電源電圧Ｖcc（例えば＋５Ｖ）が印加される。なお、図１においては、電源線８および９をそれぞれ電源シンボルおよびグランドシンボルにて示している。信号出力回路１は、入力端子１０に与えられる入力電圧Ｖｉ（入力信号）に基づいてコンデンサＣ１に対する充電または放電を行い、コンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃに応じた出力電圧Ｖｏ（出力信号）を出力端子１１から出力するように構成されている。
【００１６】
基準電圧出力回路２は、互いに等しい抵抗値（例えば１００ｋΩ）を有する抵抗Ｒ１および抵抗Ｒ２を電源線８、９間に直列に接続して構成されており、その共通接続点から電源電圧Ｖccの半分の電圧である基準電圧Ｖref（＝Ｖcc／２）を出力するようになっている。
【００１７】
電流出力回路３（第２の電圧比較回路に相当）は、詳細構成については後述するが、非反転入力端子に与えられる入力電圧Ｖｉと反転入力端子に与えられる基準電圧Ｖrefとに基づいてコンデンサＣ１に対する充放電を行うための電流Ｉｃ（充電電流および放電電流に相当）を出力するようになっている。電流Ｉｃの大きさは、電流出力回路３に設けられた定電流回路１２により生成される定電流Ｉ０と、第１の可変電流回路６または第２の可変電流回路７によりそれぞれ生成される第１の可変電流Ｉ１または第２の可変電流Ｉ２とにより決定される。
【００１８】
コンデンサＣ１は、電流出力回路３の出力端子と電源線９との間に接続されており、その端子間電圧Ｖｃ（以下、電圧Ｖｃと称す）が出力アンプ４の非反転入力端子に与えられている。出力アンプ４の反転入力端子および出力端子は互いに接続されており、出力アンプ４はボルテージフォロアとして用いられる。出力アンプ４の出力端子は、出力端子１１に接続されている。これにより、出力端子１１から電圧Ｖｃに応じた出力電圧Ｖｏが出力されるようになっている。
【００１９】
可変電流切換回路５は、コンパレータ１３（電圧比較回路に相当）およびインバータ１４〜１６から構成されている。コンパレータ１３の反転入力端子には基準電圧Ｖrefが与えられており、非反転入力端子には電圧Ｖｃが与えられている。コンパレータ１３は、基準電圧Ｖrefと電圧Ｖｃとに基づいて、出力端子から電源電圧Ｖcc（電源線８の電位）に相当するＨレベルまたは０Ｖ（電源線９の電位）に相当するＬレベルの信号Ｓａを出力するようになっている。信号Ｓａは、インバータ１４および１５を介して切換信号Ｓｂとして第１の可変電流回路６に与えられる。また、切換信号Ｓｂは、さらにインバータ１６を介して切換信号Ｓｃとして第２の可変電流回路７に与えられる。従って、切換信号Ｓｂは信号Ｓａと同じ論理レベルとなり、切換信号Ｓｃは信号Ｓａとは逆の論理レベルとなる。
【００２０】
第１の可変電流回路６は、オペアンプ１７、抵抗Ｒ３（第１の抵抗に相当）およびトランジスタＴ１〜Ｔ６を有している。このうち、トランジスタＴ１、Ｔ２によりカレントミラー回路１８が構成され、トランジスタＴ３、Ｔ４によりカレントミラー回路１９が構成されている。オペアンプ１７の非反転入力端子には電圧Ｖｃが与えられており、反転入力端子は抵抗Ｒ３を介して電源線９に接続されている。オペアンプ１７の出力端子は、トランジスタＴ５のゲートに接続されている。トランジスタＴ５のソースは、オペアンプ１７の反転入力端子と抵抗Ｒ３の共通接続点に接続されており、ドレインは、トランジスタＴ１を介して電源線８に接続されている。
【００２１】
電源線８、９間には、トランジスタＴ２およびＴ３が直列に接続されている。トランジスタＴ４は、電流出力回路３の定電流回路１２に対し並列に接続されている。トランジスタＴ６は、カレントミラー回路１９の動作を制限するためのものであり、トランジスタＴ３に対し並列に接続されている。トランジスタＴ６のゲートには切換信号Ｓｂが与えられている。
【００２２】
上記構成により、抵抗Ｒ３の端子間に電圧Ｖｃが印加され、抵抗Ｒ３に電流Ｉ１が流れる。この電流Ｉ１は、抵抗Ｒ３の抵抗値をＲ３で示すと下記（１）式のように表される。この抵抗Ｒ３に流れる電流Ｉ１は、トランジスタＴ６がオフであることを条件として、カレントミラー回路１８、１９により折り返され、トランジスタＴ４にも流れるようになっている。
【数１】
2008258818.tif 000003
【００２３】
第２の可変電流回路７は、オペアンプ２０、抵抗Ｒ４（第２の抵抗に相当）およびトランジスタＴ７〜Ｔ１０を有している。このうち、トランジスタＴ７、Ｔ８によりカレントミラー回路２１が構成されている。オペアンプ２０の非反転入力端子には電圧Ｖｃが与えられており、反転入力端子は抵抗Ｒ４を介して電源線８に接続されている。オペアンプ２０の出力端子は、トランジスタＴ９のゲートに接続されている。トランジスタＴ９のソースは、オペアンプ２０の反転入力端子と抵抗Ｒ４の共通接続点に接続されており、ドレインは、トランジスタＴ７を介して電源線９に接続されている。
【００２４】
トランジスタＴ８は、電流出力回路３の定電流回路１２に対し並列に接続されている。トランジスタＴ１０は、カレントミラー回路２１の動作を制限するためのものであり、トランジスタＴ７に対し並列に接続されている。トランジスタＴ１０のゲートには切換信号Ｓｃが与えられている。
【００２５】
上記構成により、抵抗Ｒ４の端子間に電源電圧Ｖccと電圧Ｖｃとの差の電圧（Ｖcc−Ｖｃ）が印加され、抵抗Ｒ４に電流Ｉ２が流れる。この電流Ｉ２は、抵抗Ｒ４の抵抗値をＲ４で示すと、下記（２）式のように表される。この抵抗Ｒ４に流れる電流Ｉ２は、トランジスタＴ１０がオフであることを条件として、カレントミラー回路２１により折り返され、トランジスタＴ８にも流れるようになっている。
【数２】
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【００２６】
なお、上述した電流出力回路３、出力アンプ４、コンパレータ１３およびオペアンプ１７、２０は、図１では省略しているが、いずれも電源線８、９から電源電圧Ｖccの供給を受けて動作するようになっている。また、本実施形態においては、定電流回路１２を含む電流出力回路３、第１の可変電流回路６および第２の可変電流回路７により可変電流源２２が構成されている。
【００２７】
図２は、電流出力回路３およびその周辺回路の詳細構成を示している。電流出力回路３は、トランジスタＴ１１〜Ｔ１８および定電流回路１２を有している。一対の差動入力用のトランジスタＴ１１およびＴ１２の各ゲートは、非反転入力端子および反転入力端子にそれぞれ接続されており、入力電圧Ｖｉおよび基準電圧Ｖrefが与えられるようになっている。トランジスタＴ１１、Ｔ１２のソースは共通に接続されるとともに、定電流回路１２を介して電源線９に接続されている。
【００２８】
また、定電流回路１２に対し、それぞれ並列に第１の可変電流回路６および第２の可変電流回路７が接続されている。定電流回路１２により生成される定電流Ｉ０と、第１の可変電流回路６および第２の可変電流回路７によりそれぞれ生成される第１の可変電流Ｉ１および第２の可変電流Ｉ２とにより、トランジスタＴ１１およびＴ１２に対する駆動電流Ｉｄが生成されるようになっている。なお、本実施形態では、定電流Ｉ０は、第１および第２の可変電流Ｉ１およびＩ２の最大値（例えば、２５μＡ）に比べ、十分に小さい値（例えば、２．５μＡ）に設定されている。
【００２９】
トランジスタＴ１１、Ｔ１２の各ドレインは、それぞれ負荷用のトランジスタＴ１３、Ｔ１４を介して電源線８に接続されている。トランジスタＴ１３、Ｔ１４は、トランジスタＴ１５、Ｔ１６とそれぞれカレントミラー回路２３、２４を構成している。トランジスタＴ１５、Ｔ１６のソースはいずれも電源線８に接続され、各ドレインはそれぞれトランジスタＴ１７、Ｔ１８を介して電源線９に接続されている。これらトランジスタＴ１７、Ｔ１８によりカレントミラー回路２５が構成されている。
【００３０】
上記構成により、トランジスタＴ１３に流れる電流がカレントミラー回路２３を介してトランジスタＴ１５に流れ、トランジスタＴ１４に流れる電流がカレントミラー回路２４、２５を介してトランジスタＴ１７に流れるようになっている。そして、トランジスタＴ１５およびＴ１７の共通接続点であるノードＮａは、電流Ｉｃの出力端子とされている。
【００３１】
次に、本実施形態の作用について図３および図４も参照しながら説明する。
まず、図２に示した電流出力回路３の動作について説明する。入力電圧Ｖｉが基準電圧Ｖref以上の場合、電流出力回路３は、コンデンサＣ１に対し電流Ｉｃを流し出すように動作する。すなわち、トランジスタＴ１１のゲート−ソース間電圧が、トランジスタＴ１２のゲート−ソース間電圧よりも大きくなるため、トランジスタＴ１３に駆動電流Ｉｄが流れ、トランジスタＴ１４には電流が流れない。これにより、トランジスタＴ１５にのみ駆動電流Ｉｄが流れる。従って、ノードＮａからコンデンサＣ１に対し、トランジスタＴ１５に流れる駆動電流Ｉｄに相当する電流Ｉｃが流し出される。コンデンサＣ１はこの電流Ｉｃにより充電される。
【００３２】
一方、入力電圧Ｖｉが基準電圧Ｖref未満の場合、電流出力回路３は、コンデンサＣ１から電流Ｉｃを引き込むように動作する。すなわち、トランジスタＴ１１のゲート−ソース間電圧が、トランジスタＴ１２のゲート−ソース間電圧よりも小さくなるため、トランジスタＴ１４に駆動電流Ｉｄが流れ、トランジスタＴ１３には電流が流れない。これにより、トランジスタＴ１７にのみ駆動電流Ｉｄが流れる。従って、コンデンサＣ１からノードＮａに対し、トランジスタＴ１７に流れる駆動電流Ｉｄに相当する電流Ｉｃが流れ込む。コンデンサＣ１はこの電流Ｉｃにより放電される。
【００３３】
続いて、信号出力回路１全体の動作について説明する。図３は、入力電圧Ｖｉ、電圧Ｖｃおよび電流Ｉｃの波形図である。図３（ａ）に示すような入力電圧Ｖｉが入力端子１０から入力され、入力電圧Ｖｉが基準電圧Ｖref以上になると、前述した電流出力回路３の動作によりコンデンサＣ１に対する充電が行われる。
【００３４】
コンデンサＣ１の充電が行われる際、電圧Ｖｃが基準電圧Ｖref未満の間（時刻ｔ１〜時刻ｔ２）は、コンパレータ１３から出力される信号ＳａがＬレベルとなる。これにより、切換信号ＳｂもＬレベルとなりトランジスタＴ６がオフされ、カレントミラー回路１９が動作する。また、切換信号ＳｃはＨレベルとなるため、トランジスタＴ１０がオンされ、カレントミラー回路２１は動作しない。従って、電流出力回路３における駆動電流Ｉｄ、つまりコンデンサＣ１を充電するための電流Ｉｃは、定電流Ｉ０に第１の可変電流Ｉ１を加えたものとなり、下記（３）式のように表される。
【数３】
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【００３５】
つまり、時刻ｔ１〜ｔ２における電流Ｉｃは、図３（ｃ）に示すように電圧Ｖｃが大きくなるほど増加する割合（傾き）が増大する。このような電流Ｉｃにより充電される時刻ｔ１〜ｔ２におけるコンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃは、コンデンサＣ１の静電容量をＣで示すと下記（４）式のような微分方程式で表される。そして、この（４）式を、ｔ＝０のときの電圧Ｖｃが０であると仮定して解くと、下記（５）式が得られる。
【数４】
2008258818.tif 000006
【００３６】
従って、電圧Ｖｃが基準電圧Ｖref未満のとき、電圧Ｖｃは、０Ｖから連続的且つ徐々にその傾きが大きくなるようにして基準電圧Ｖrefまで上昇する。このときの電圧Ｖｃの波形は、図３（ｂ）に示すように下に凸となるような曲線を描いて上昇するものとなる。
【００３７】
コンデンサＣ１の充電が行われる際、電圧Ｖｃが基準電圧Ｖref以上の間（時刻ｔ２〜時刻ｔ３）は、コンパレータ１３から出力される信号ＳａがＨレベルとなる。これにより、切換信号ＳｂもＨレベルとなりトランジスタＴ６がオンされ、カレントミラー回路１９は動作しない。また、切換信号ＳｃはＬレベルとなるため、トランジスタＴ１０がオフされ、カレントミラー回路２１が動作する。従って、電流出力回路３における駆動電流Ｉｄ、つまりコンデンサＣ１を充電するための電流Ｉｃは、定電流Ｉ０に第２の可変電流Ｉ２を加えたものとなり、下記（６）式のように表される。
【数５】
2008258818.tif 000007
【００３８】
つまり、時刻ｔ２〜ｔ３における電流Ｉｃは、図３（ｃ）に示すように電圧Ｖｃが電源電圧Ｖccに近づくほど増加する割合（傾き）が減少する。このような電流Ｉｃにより充電される時刻ｔ２〜ｔ３におけるコンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃは、コンデンサＣ１の静電容量をＣで示すと下記（７）式のような微分方程式で表される。ｔ＝０（図３における時刻ｔ２）のときの電圧ＶｃはＶref（＝Ｖcc／２）であるが、計算上、ｔ＝０のときの電圧Ｖｃが０であると仮定し、この（７）式を解くと、下記（８）式が得られる。
【数６】
2008258818.tif 000008
【００３９】
従って、電圧Ｖｃが基準電圧Ｖref以上のとき、電圧Ｖｃは、基準電圧Ｖrefから連続的且つ徐々にその傾きが小さくなるようにして電源電圧Ｖccまで上昇する。このときの電圧Ｖｃの波形は、図３（ｂ）に示すように上に凸となるような曲線を描いて上昇するものとなる。
【００４０】
一方、入力電圧Ｖｉが基準電圧Ｖref未満になると、前述した電流出力回路３の動作によりコンデンサＣ１の放電が行われる。この放電が行われる際においても、コンデンサＣ１に対する充電が行われる場合と同様に、電圧Ｖｃが基準電圧Ｖref以上の間（時刻ｔ４〜時刻ｔ５）と、基準電圧Ｖref未満の間（時刻ｔ５〜時刻ｔ６）とにより、コンデンサＣ１を放電するための電流Ｉｃが切り換わるようになっている。
【００４１】
従って、図３（ｂ）に示すように、電圧Ｖｃが基準電圧Ｖref以上のとき、電圧Ｖｃの波形は上に凸となるような曲線を描いて低下し、電圧Ｖｃが基準電圧Ｖref未満のとき、電圧Ｖｃの波形は下に凸となるような曲線を描いて低下するものとなる。すなわち、コンデンサＣ１放電時の電圧Ｖｃの波形は、コンデンサＣ１充電時の電圧Ｖｃの波形と、図３（ｂ）における縦軸（電圧軸）を基準として対称な波形となっている。
【００４２】
コンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃは、ボルテージフォロアの形態をなす出力アンプ４を介して、出力端子１１から出力電圧Ｖｏ（出力信号）として外部の通信ラインに出力される。なお、この通信ラインは、例えば４００Ω程度の抵抗により電源電圧Ｖccにプルアップされているものとする。図４は、通信ラインの各波形を示しており、（ａ）は通信ラインの電流波形図、（ｂ）は通信ラインの電圧波形図である。この図４に示すように、プルアップ用の抵抗に流れる電流である通信ラインの電流の波形と、出力端子１１の電圧Ｖｏである通信ラインの電圧の波形は、いずれも立ち上がりと立ち下がりにおける急激な変化が抑えられたものとなっている。
【００４３】
以上説明したように、本実施形態によれば次のような効果を奏する。
電流出力回路３は、コンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃが基準電圧Ｖrefより低い場合、電圧Ｖｃに応じた電流ＩｃによりコンデンサＣ１を充電または放電し、コンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃが基準電圧Ｖrefより高い場合、電源電圧Ｖccと電圧Ｖｃとの差に応じた電流ＩｃによりコンデンサＣ１を充電または放電する。この結果、電圧Ｖｃは、充電開始後、徐々に増加の傾きが大きくなり、基準電圧Ｖrefを超えると徐々に増加の傾きが小さくなる。放電時の電圧Ｖｃについても充電時と同様に変化する。信号出力回路１は、このように連続的に変化するコンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃを出力信号として出力するので、出力信号に含まれる高調波成分を十分に抑制できる。
【００４４】
また、上記したように電流Ｉｃを生成するための基準電圧として基準電圧Ｖrefのみを用いる構成とした。従って、基準電圧Ｖrefを出力する基準電圧出力回路２と、この基準電圧Ｖrefと電圧Ｖｃとを比較するためのコンパレータ１３とを備えればよいので、信号出力回路１の回路規模の増大を抑えることができる。
【００４５】
コンデンサＣ１を充放電するための電流Ｉｃとして、電圧Ｖｃに応じて変化する第１の可変電流Ｉ１や、電源電圧Ｖccと電圧Ｖｃとの差に応じて変化する第２の可変電流Ｉ２だけでなく、定電流回路１２により生成される定電流Ｉ０を常に加える構成とした。コンデンサＣ１の充電または放電開始時には、電圧Ｖｃまたは電源電圧Ｖccと電圧Ｖｃとの差が略０Ｖであるため、第１の可変電流Ｉ１または第２の可変電流Ｉ２が上昇する傾きが極めて小さい。しかし、電圧Ｖｃおよび電源電圧Ｖccと無関係に出力される定電流Ｉ０によりコンデンサＣ１が充電または放電されるので、その分だけ電圧Ｖｃの上昇または低下が早まり、電圧Ｖｃが上昇または低下するのが極端に遅くなることを回避できる。
【００４６】
第１の可変電流回路６は、電圧Ｖｃに応じた電圧が印加される抵抗Ｒ３に流れる電流に応じて第１の可変電流Ｉ１を生成し、第２の可変電流回路７は、電源電圧Ｖccと電圧Ｖｃとの差に応じた電圧が印加される抵抗Ｒ４に流れる電流に応じて第２の可変電流Ｉ２を生成する。そして、抵抗Ｒ３および抵抗Ｒ４の各抵抗値を互いに等しく設定した。これにより、電流Ｉｃとして、定電流Ｉ０に加えられる電流が第１の可変電流Ｉ１から第２の可変電流Ｉ２に切り替わる点、あるいは第２の可変電流Ｉ２から第１の可変電流Ｉ１に切り替わる点、すなわち、電圧Ｖｃと基準電圧Ｖrefとが等しくなる点において、第１の可変電流Ｉ１と第２の可変電流Ｉ２とが等しくなる。従って、コンデンサＣ１に対する充電放電電流Ｉｃが連続的に切り替わるので、この点においても高調波成分を抑制した出力信号を出力することができる。
【００４７】
基準電圧出力回路２は、電源電圧Ｖccの半分の電圧を基準電圧Ｖrefとして出力するので、コンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃが、基準電圧Ｖrefに対し高電位側と低電位側とで対称波形となる。従って、信号出力回路１は、波形の歪みについて低減された出力信号を出力することができる。さらに、コンデンサＣ１の充電時および放電時の電圧Ｖｃの波形は、図３（ｂ）における縦軸（電圧軸）を基準として対称な波形となる。上記構成により、電圧Ｖｃの波形はサイン波に近似したものとなり、信号出力回路１は、高調波成分を一層抑制した信号を出力することができる。
【００４８】
電流出力回路３は、入力電圧Ｖｉが基準電圧Ｖref以上の場合にコンデンサＣ１に対し電流Ｉｃを流し出すように動作し、入力電圧Ｖｉが基準電圧Ｖref未満の場合にコンデンサＣ１から電流Ｉｃを引き込むように動作する。そして、この電流ＩｃによりコンデンサＣ１が充放電される。従って、入力端子１０からＬＩＮ等の所定の通信規格に沿った２値レベルからなる通信データを入力電圧Ｖｉとして入力すれば、この入力電圧Ｖｉに応じて連続的に変化するコンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃが通信信号として出力される。これにより、通信ラインの電流および電圧は、立ち上がりと立ち下がりにおいて急激に変化することなく高調波成分が抑制され、ラジオノイズを低減できる。
【００４９】
コンデンサＣ１に対する充放電電流Ｉｃを、電圧Ｖｃが端子間に印加される抵抗Ｒ３に流れる電流Ｉ１または電源電圧Ｖccと電圧Ｖｃとの差の電圧が端子間に印加される抵抗Ｒ４に流れる電流Ｉ２により変化させる構成とした。従って、コンデンサＣ１の静電容量、抵抗Ｒ３およびＲ４の抵抗値、電源電圧Ｖccなどを設定することにより、コンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃの波形を所望の変化を有する波形に設定できる。
【００５０】
（第２の実施形態）
以下、本発明の第２の実施形態について図５〜図８を参照しながら説明する。
なお、第１の実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。図５は、車両内の各ＥＣＵ（Electronic Control Unit）間でシリアル通信を行う車両用ネットワークの概略構成図である。図５に示す車両用ネットワーク３１におけるＥＣＵ３２〜３５には、トランシーバＩＣ３６〜３９がそれぞれ搭載されている。トランシーバＩＣ３６〜３９は、送受信可能に構成されている。
【００５１】
ＥＣＵ３２〜３５の通信端子は、通信ライン４０を介して互いに接続されている。各ＥＣＵ３２〜３５のうち、ＥＣＵ３２はマスタとして機能し、他のＥＣＵ３３〜３５はスレーブとして機能するようになっている。マスタ側のＥＣＵ３２に搭載されたトランシーバＩＣ３６の通信端子は、抵抗Ｒ３１を介して電源端子４１（電源線８と同電位）に接続され、電源電圧Ｖccにプルアップされている。
【００５２】
このような車両用ネットワーク３１においては、マスタ側のＥＣＵ３２からスレーブ側のＥＣＵ３３〜３５への信号の送信、スレーブ側のＥＣＵ３３〜３５間における信号の送受信などの通信が行われる。１つのトランシーバＩＣ、例えばトランシーバＩＣ３９が信号を出力している間は、他のトランシーバＩＣ３６〜３８は受信状態となり、これらの通信端子はハイインピーダンス状態になるようになっている。
【００５３】
図６は、トランシーバＩＣ３６の一部構成を示している。この図６に示すトランシーバＩＣ３６は、図１に示した信号出力回路１の構成に対し、抵抗Ｒ３２、トランジスタＴ３１およびダイオードＤ３１を加えた信号出力回路４２と、信号入力回路（図示せず）とを有している。このうち、信号出力回路４２における出力アンプ４の出力端子は、トランジスタＴ３１のゲートに接続されている。トランジスタＴ３１のソースは、グランド端子４３（電源線９と同電位）に接続され、ドレインは、抵抗Ｒ３２を介して出力アンプ４の反転入力端子に接続されている。
【００５４】
また、トランジスタＴ３１のドレインと出力端子１１（トランシーバＩＣ３６の通信端子に相当）との間には、ドレイン側をカソードとしてダイオードＤ３１が接続されている。詳細は後述するが、このダイオードＤ３１は、車両用ネットワーク３１の誤動作を防止するために設けられている。出力端子１１は、図示しない信号入力回路にも接続されており、その信号入力回路に対して受信データが入力されるようになっている。なお、トランシーバＩＣ３７〜３９についても、上記トランシーバＩＣ３６と同様に構成されている。
【００５５】
続いて、トランシーバＩＣ３６〜３９におけるダイオードＤ３１の役割について説明する。例えば、ＥＣＵ３２のトランシーバＩＣ３６におけるダイオードＤ３１がなく、トランジスタＴ３１のドレインと出力端子１１とが直接接続されていると仮定する。そして、上記構成の車両用ネットワーク３１において、上記トランシーバＩＣ３６のグランド端子４３の接続が外れてしまった場合を考える。
【００５６】
図７は、上記したようにダイオードＤ３１がない場合のトランシーバＩＣ３６の一部構成を示している。図７に示すように電源端子４１（電源線８と同電位）とグランド端子４３との間には回路インピーダンス４４が存在しており、これらの間の抵抗値は無限大ではない。従って、このＥＣＵ３２と他の正常な状態のＥＣＵ３３〜３５との間で通信が行われる際、通信ライン４０の電圧がＬレベル（グランド電位）になると、電源端子４１から回路インピーダンス４４、トランジスタＴ３１および出力端子１１を介して通信ライン４０に異常電流Ｉｅが流れ込んでしまう。この異常電流Ｉｅにより、他のＥＣＵ３３〜３５間の通信が妨害され、車両用ネットワーク３１としての誤動作を招いてしまうおそれがある。
【００５７】
これに対し、図８に示すようにトランシーバＩＣ３６にダイオードＤ３１がある場合、ダイオードＤ３１が、トランシーバＩＣ３６から通信ライン４０へ流れ込む電流を遮断するように機能する。従って、ＥＣＵ３２のグランド端子４３がグランドから外れた場合であっても、異常電流Ｉｅは流れず、車両用ネットワーク３１における誤動作を防止することができる。
【００５８】
（第３の実施形態）
以下、本発明の第３の実施形態について図９および図１０を参照しながら説明する。
図９は、信号出力回路の一部構成を示している。この図９に示す信号出力回路５１は、第２の実施形態の信号出力回路４２（図６参照）に対し、基準電圧出力回路２（図１参照）に替えて基準電圧出力回路５２を備えている点が異なっているが、その他の構成部分については同一であり、図６と同一符号を付している。
【００５９】
基準電圧出力回路５２は、抵抗Ｒ２と電源線９との間にダイオードＤ５１を接続して構成されている。基準電圧出力回路５２は、抵抗Ｒ１とＲ２の共通接続点から基準電圧Ｖrefを出力するようになっており、この基準電圧Ｖrefは、Ｒ１＝Ｒ２の条件下において、ダイオードＤ５１の順方向電圧をＶｆで示すと下記（９）式で表される。
【数７】
2008258818.tif 000009
【００６０】
図１０は、入力端子１０から図３（ａ）に示したような入力電圧Ｖｉを入力したときの出力端子１１における出力電圧の波形図であり、（ａ）は第２の実施形態の信号出力回路４２の場合、（ｂ）は本実施形態の信号出力回路５１の場合を示す。図１０（ａ）、（ｂ）いずれの場合においても、出力電圧の最低レベルは、０Ｖでなく、ダイオードＤ３１の順方向電圧分だけ持ち上がったＶｆとなっている。また、出力信号の最高レベルは、電源電圧Ｖccとなっている。
【００６１】
図１０（ａ）に示す信号出力回路４２の場合、第１の可変電流Ｉ１と第２の可変電流Ｉ２とが切り替わる点となる基準電圧Ｖrefは、電源電圧Ｖccの半分の電圧Ｖcc／２である。従って、出力電圧の最低値であるＶｆから基準電圧Ｖrefまでの電圧Ｖ１と、基準電圧Ｖrefから出力電圧の最高値である電源電圧Ｖccまでの電圧Ｖ２とは、下記（１０）式と（１１）式とにより表される。つまり、電圧Ｖ１と電圧Ｖ２とが等しくならず（Ｖ１≠Ｖ２）、出力電圧は、基準電圧Ｖrefに対し高電位側と低電位側とで非対称波形となってしまう。
【数８】
2008258818.tif 000010
【００６２】
これに対し、図１０（ｂ）に示す信号出力回路５１の場合、基準電圧Ｖrefは、上記（９）式で表されるように、信号出力回路４２における基準電圧Ｖref（＝Ｖcc／２）よりＶｆ／２だけ持ち上がった電圧となる。従って、出力電圧の最低値であるＶｆから基準電圧Ｖrefまでの電圧Ｖ１と、基準電圧Ｖrefから出力電圧の最高値である電源電圧Ｖccまでの電圧Ｖ２とは下記（１２）式と（１３）式とにより表される。つまり、電圧Ｖ１と電圧Ｖ２とが等しくなり（Ｖ１＝Ｖ２）、出力電圧は、基準電圧Ｖrefに対し高電位側と低電位側とで対称波形となる。これにより、出力電圧の波形がサイン波に近似したものとなるので、信号出力回路５１は、高調波成分を抑制した信号を出力することができる。
【数９】
2008258818.tif 000011
【００６３】
（その他の実施形態）
なお、本発明は上記し且つ図面に記載した各実施形態に限定されるものではなく、次のような変形または拡張が可能である。
信号出力回路１、４２、５１に用いるトランジスタは、その用途や耐圧などに応じてバイポーラトランジスタとＭＯＳトランジスタとを適宜使い分ければよい。
通信プロトコルは、ＬＩＮに限らずＣＡＮ（Controller Area Network）やその他のプロトコルであってもよい。また、車両用ネットワーク以外のネットワークにおける非同期式シリアル通信にも適用可能である。また、信号出力回路１、４２、５１は、非同期式シリアル通信の信号出力以外にも適用できる。
【００６４】
電流出力回路３は、入力電圧Ｖｉと基準電圧Ｖrefとを比較する構成を備えなくともよい。この場合、所望の波形を有する出力信号が得られるように、コンデンサＣ１に対する充電と放電を切り換えるように電流Ｉｃを制御すればよい。
基準電圧Ｖrefは、電源電圧Ｖccの半分でなくてもよく、出力信号の波形が高電位側と低電位側とで対称になるような値に設定すればよい。また、出力信号の高調波成分が十分に抑制されていれば、出力信号波形が高電位側と低電位側とで対称にならなくてもよい。また、同様に、電圧Ｖｃと基準電圧Ｖrefが等しくなる点において第１および第２の可変電流抵抗Ｉ１およびＩ２が等しくならなくてもよいし、出力信号波形がサイン波に近似しなくてもよい。
【００６５】
必要とする出力信号の波形に応じて、定電流Ｉ０、第１の可変電流Ｉ１および第２の可変電流Ｉ２の値は適宜変更すればよい。また、出力信号の立ち上がり／立ち下がり開始時（コンデンサＣ１に対する充電／放電の開始時）における傾きが非常に小さくてもよい場合には、定電流Ｉ０を生成する構成を省略してもよい。
【図面の簡単な説明】
【００６６】
【図１】本発明の第１の実施形態を示す信号出力回路の構成図
【図２】電流出力回路およびその周辺回路の詳細構成を示す図
【図３】入力電圧、コンデンサの端子間電圧、充放電電流を示す波形図
【図４】通信ラインにおいて（ａ）は出力電流、（ｂ）は出力電圧を示す波形図
【図５】本発明の第２の実施形態を示す車両用ネットワークの概略構成図
【図６】トランシーバＩＣの一部構成図
【図７】ダイオードがない場合の異常電流の経路を示す図
【図８】ダイオードがある場合の図７相当図
【図９】本発明の第３の実施形態を示す信号出力回路の一部構成図
【図１０】（ａ）は第２の実施形態の出力電圧、（ｂ）は第３の実施形態の出力電圧を示す波形図
【符号の説明】
【００６７】
図面中、１、４２、５１は信号出力回路、２、５２は基準電圧出力回路、３は電流出力回路（第２の電圧比較回路）、６は第１の可変電流回路、７は第２の可変電流回路、１２は定電流回路、１３はコンパレータ（電圧比較回路）、２２は可変電流源、Ｃ１はコンデンサ、Ｒ３は抵抗（第１の抵抗）、Ｒ４は抵抗（第２の抵抗）を示す。
【図１】
2008258818.tif 000012
【図２】
2008258818.tif 000013
【図３】
2008258818.tif 000014
【図４】
2008258818.tif 000015
【図５】
2008258818.tif 000016
【図６】
2008258818.tif 000017
【図７】
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【図８】
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【図９】
2008258818.tif 000020
【図１０】
2008258818.tif 000021