(57)【要約】  本発明は、少なくとも１つの出力変数を変調するスイッチベースのインバータ（３０６）に関して、空間ベクトル変調によって生じる歪スペクトルを制御するための方法であって、事前定義された基準信号（３１０）に近似する少なくとも１つの出力変数の変調を引き起こす様々なスイッチ位置（３１２）が、時系列で後に続く各スイッチングプロセスに関して確定され、様々なスイッチ位置（３１２）のそれぞれの実装により生じる、基準信号（３１０）と少なくとも１つの出力変数との差分に関するそれぞれの歪スペクトルが計算され、関連する歪スペクトルが既定の特性に従って最適になるスイッチ位置（３１４）が選択され、インバータ（３０６）に実装されることを特徴とする、方法に関する。さらに、対応するシステム及び対応するモジュールが提供される。【選択図】  図３
2021501556.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも１つの出力変数を変調するスイッチベースのインバータ（３０６）の場合に、空間ベクトル変調によって生成される歪スペクトル（５２０、６１０）を制御するための方法であって、
所定の基準信号（１１２、１２２、２０８、３１０）にほぼ追従する前記少なくとも１つの出力変数（５１０）の変調を引き起こす様々なスイッチ位置が、時系列で後に続く各スイッチングプロセスに関して確定され、前記様々なスイッチ位置のそれぞれの実装から生成されるそれぞれの歪スペクトル（５２０、６１０）が、前記基準信号（１１２、１２２、２０８、３１０）と前記少なくとも１つの出力変数（５１０）との差異から計算され、前記関連する歪スペクトル（５２０、６１０）が既定の特性に従って最適になる前記スイッチ位置が選択され、前記インバータ（３０６）に実装されることを特徴とする、方法。
【請求項２】
複数の出力変数が、ＡＣ電流及び／又はＡＣ電圧の複数の位相として選定される、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記それぞれのスイッチ位置を選択するために選定される前記既定の特性のうちの少なくとも１つが、平均スイッチングレートである、請求項１又は２に記載の方法。
【請求項４】
決定される前記既定の特性のうちの少なくとも１つが、選択される前記スイッチ位置に関連する前記歪スペクトル（５１０、６１０）が所定の範囲内のスペクトルギャップを有することである、請求項１〜３のいずれか一項に記載の方法。
【請求項５】
変調器（１１４、１２４）が、前記インバータ（３０６）の前記少なくとも１つの出力変数を変調するために使用される、請求項１〜４のいずれか一項に記載の方法。
【請求項６】
使用される前記変調器が、前記インバータ（３０６）に関する少なくとも１つのスイッチング信号（１２６）を生成する変調器（１１４、１２４）である、請求項５に記載の方法。
【請求項７】
前記変調器（１１４、１２４）を使用して、前記空間ベクトル変調の空間ベクトル図内で、既定数のベクトル（４１８）を確定し、前記ベクトル（４１８）が、前記空間ベクトル変調の前記空間ベクトル図内に位置される必要がある前記基準信号のベクトル（２０８）の最も近傍（２１０、２１２、２１４）にある、請求項５又は６に記載の方法。
【請求項８】
最も近傍にあるゼロベクトル（２１０）が、前記ゼロベクトルを設定するために必要なスイッチ位置の変更によるスイッチング損失が最小になるように、及び／又は前記スイッチ位置を変更するために必要な電流を最小にするように選定される、請求項７に記載の方法。
【請求項９】
前記確定されたベクトル（４１８）に関して、前記基準信号（１１２、１２２、２０８、３１０）の前記ベクトルからのそれぞれの差分が決定され、前記差分の時間的プロファイル（３０４、４０６）が、前記それぞれの差分、及び、前記少なくとも１つの出力変数（５１０）のベクトルと複数の直前の時間ステップからの前記基準信号（１１２、１２２、２０８、３１０）のベクトルとの間のそれぞれの差分から生成される、請求項７に記載の方法。
【請求項１０】
前記確定されるベクトル（７０２）と前記基準信号（７０４）の前記ベクトルとの差分生成（７０６）が、前記位相空間のみで行われる、請求項９に記載の方法。
【請求項１１】
前記少なくとも１つの出力変数（５１０）に関する前記差分の前記時間的プロファイルが、前記周波数領域に変換されて、歪スペクトル（５２０、６１０）を生成する、請求項９又は１０に記載の方法。
【請求項１２】
フィルタが、前記周波数領域への前記変換によって得られた前記スペクトルに適用される、請求項１１に記載の方法。
【請求項１３】
前記少なくとも１つの出力変数（５１０）の前記歪スペクトル（５２０、６１０）によって生成されるノルムが、品質指数に起因し、前記品質指数によって、前記最適な歪スペクトル（５２０、６１０）、したがって前記関連のスイッチ位置が選択される、請求項１〜１２のいずれか一項に記載の方法。
【請求項１４】
複数の出力変数に関して、前記それぞれ対応して複数の出力変数の前記それぞれの品質指数の加算から、総品質指数が得られ、最適なスイッチ位置を選択するために使用される、請求項１３に記載の方法。
【請求項１５】
使用される前記インバータ（３０６）が、マルチレベルインバータである、請求項１〜１４のいずれか一項に記載の方法。
【請求項１６】
インバータ（３０６）と、電流源及び／又は電圧源と、前記インバータ（３０６）を制御する変調器とを備えるシステムであって、請求項１〜１５のいずれか一項に記載の方法を実施するように設計されたシステム。
【請求項１７】
前記システムの前記変調器（１１４、１２４）が、
空間ベクトル変調の空間ベクトル図内で既定数のベクトル（３１２）を確定するように設計された最近傍モジュール（３０２）であって、前記ベクトル（３１２）が、前記空間ベクトル変調の前記空間ベクトル図内に位置される必要がある基準信号の基準ベクトル（２０８）の最も近傍にある最近傍モジュール（３０２）と、
いくつかの先行する時間ステップの各時間ステップから、基準ベクトル及び前記少なくとも１つの出力変数のベクトルの履歴を生成するように設計された履歴モジュール（３０８）と、
前記最近傍モジュール（３０２）及び前記履歴モジュール（３０８）を使用して、前記少なくとも１つの出力変数のうち最適なベクトルを選択するように設計された選択モジュール（３０４）と
を少なくとも有する、請求項１６に記載のシステム。
【請求項１８】
前記選択モジュール（３０４）が、前記確定されたベクトルのそれぞれに関して個別のパイプライン（４０４、４０６、４０８、４１０、４１２、４１４）を有し、複数のパイプライン（４０４、４０６、４０８、４１０、４１２、４１４）を並列で実行するように設計された、請求項１７に記載のシステム。
【請求項１９】
インバータ（３０６）のスイッチを制御するため、及びそれにより請求項１〜１５のいずれか一項に記載の方法を実施するために、入力変数として基準信号（１１２、１２２、２０８、３１０）を使用するように設計された変調器（１１４、１２４）であって、
空間ベクトル変調の空間ベクトル図内で既定数のベクトル（３１２）を確定するように設計された最近傍モジュール（３０２）であって、前記ベクトル（３１２）が、前記空間ベクトル変調の前記空間ベクトル図内に位置される必要がある基準信号（３１０）の基準ベクトル（２０８）の最も近傍にある最近傍モジュール（３０２）と、
いくつかの先行する時間ステップの各時間ステップから、基準ベクトル及び前記少なくとも１つの出力変数のベクトルの履歴を生成するように設計された履歴モジュール（３０８）と、
前記最近傍モジュール（３０２）及び前記履歴モジュール（３０８）を使用して、前記少なくとも１つの出力変数のうち最適なベクトルを選択するように設計された選択モジュール（３０４）と
を少なくとも有する変調器（１１４、１２４）。
【請求項２０】
インバータ（３０６）を制御し、前記インバータ（３０６）のパワーエレクトロニクス機器が、広いバンドギャップを有する半導体を使用する、請求項１９に記載の変調器（１１４、１２４）。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、特にインバータが電気自動車で使用されるときに、空間ベクトル変調によってインバータでのスイッチング歪を制御するための方法及びシステムに関する。
【背景技術】
【０００２】
電気自動車では、電気モータを制御するために、一般に複数の半導体スイッチからなるパワーエレクトロニクス部であるインバータが用いられる。スイッチによって大部分が正弦波形に変調され、例えば三相駆動モータの動作に関してはインバータによって多相でも提供される出力変数、すなわち出力電圧又は出力電流は、主にパルス幅変調によって生成される。できるだけ正確に正弦波形状をモデル化するために、多数のスイッチ切替えが必要である。これらにより、周波数スペクトルで、いわゆるスイッチング高調波、すなわちスイッチング周波数に起因する基本波及びそれらの高調波をもたらし、これらは、関連する高いエネルギー密度を有するスペクトルピークとして顕在化される。
【０００３】
周波数スペクトルに影響を与えるための導入概要及び方法が、Ｃ．Ｔａｏ，Ａ．Ａ．Ｆａｙｅｄ，“ＰＷＭ  ｃｏｎｔｒｏｌ  ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅ  ｗｉｔｈ  ｃｏｎｓｔａｎｔ  ｃｙｃｌｅ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｈｏｐｐｉｎｇ  ａｎｄ  ｐｈａｓｅ  ｃｈｏｐｐｉｎｇ  ｆｏｒ  ｓｐｕｒ−ｆｒｅｅ  ｏｐｅｒａｔｉｏｎ  ｉｎ  ｂｕｃｋ  ｒｅｇｕｌａｔｏｒｓ”，ｉｎ  ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  ｖｅｒｙ  ｌａｒｇｅ  ｓｃａｌｅ  ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ（ＶＬＳＩ）  ｓｙｓｔｅｍｓ，２１（９），１５９６−１６０７（２０１３）によって提供されている。
【０００４】
本出願人による独国特許出願公開第１０  ２０１６  １０６  ４７２  Ａ１号明細書は、通常は高いスイッチ周波数の利点と、この手法の欠点とが互いに関係している方法を開示する。したがって、スイッチング歪とスイッチング損失とは互いに対して評価され、それらを最小にするように意図される。しかし、開示されている方法は、単相出力変数を制御するためにのみ使用することができる二進法制御系である。この場合、マルチレベルシステムを制御するための空間ベクトル変調の可能性は使用することができない。
【０００５】
以下の文献は全て、特に電気自動車での適用のための、空間ベクトル変調によるインバータでのスイッチング歪の制御に関する。
【０００６】
独国特許出願公開第１０  ２０１１  ０８８  ２４２  Ａ１号明細書では、相電流及び／又は相電圧の測定なしでインバータでのデッドタイムを補償するために、空間ベクトル変調によって電圧ベクトルが適切に設定される。
【０００７】
独国特許出願公開第１０  ２０１２  ２１０  ６５８  Ａ１号明細書は、少なくとも、電流が提供されるときにインバータ内での空間ベクトル変調によって作用を受けるスイッチの１つに関して、過剰な温度を回避する方法について述べている。
【０００８】
米国特許出願公開第２００８／０２５２２５０号明細書は、インバータでのデッドタイムの取扱いに取り組み、デッドタイム中の出力電圧を所定値に維持する方法を開示している。
【０００９】
米国特許出願公開第２００８／０２９７１００  Ａ１号明細書は、電気モータにおいて低（回転）周波数で大きなトルクが生成された場合（これは、特に電気モータの始動プロセス中に当てはまる）におけるインバータ電圧損失の低減に関する。
【００１０】
米国特許出願公開第２０１１／００１２５４４号明細書には、電気モータでの回転子角度位置を決定するときのインバータでのスイッチング損失の低減が開示されており、これは、パルス幅変調の波形を修正することを含む。
【００１１】
米国特許出願公開第２０１２／００７５８９２  Ａ１号明細書に述べられている方法によって、電圧損失を低減することも意図されており、この方法は、インバータでのスイッチング状態を制御することを含む。
【００１２】
米国特許出願公開第２０１２／０１３９４６１  Ａ１号明細書及び米国特許出願公開第２０１５／００７７０２５  Ａ１号明細書では、インバータのスイッチは、デッドタイム及びスイッチング歪が低減されるように制御ユニットによって制御される。
【００１３】
米国特許出願公開第６０８８２４６号明細書は、インバータの各出力電圧の高周波成分において、既定の周波数範囲にわたってスペクトルを広げることを提案している。したがって、時として電気モータの制御に干渉することがある、インバータによって発生される電磁ノイズは、そのエネルギー密度が減衰されるように意図されている。
【００１４】
同様に、先行技術では、例えば、Ｗ．Ｙａｏ，Ｈ．Ｈｕ  ａｎｄ  Ｚ．Ｌｕ，“Ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎｓ  ｏｆ  Ｓｐａｃｅ−Ｖｅｃｔｏｒ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  ａｎｄ  Ｃａｒｒｉｅｒ−Ｂａｓｅｄ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  ｏｆ  Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ  Ｉｎｖｅｒｔｅｒ”，ｉｎ  ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｐｏｗｅｒ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，２３（１），４５−５１（２００８）、Ｊａｅ  Ｈｙｅｏｎｇ  Ｓｅｏ，Ｃｈａｎｇ  Ｈｏ  Ｃｈｏｉ  ａｎｄ  Ｄｏｎｇ  Ｓｅｏｋ  Ｈｙｕｎ，“Ａ  ｎｅｗ  ｓｉｍｐｌｉｆｉｅｄ  ｓｐａｃｅ−ｖｅｃｔｏｒ  ＰＷＭ  ｍｅｔｈｏｄ  ｆｏｒ  ｔｈｒｅｅ−ｌｅｖｅｌ  ｉｎｖｅｒｔｅｒｓ”，ｉｎ  ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｐｏｗｅｒ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，１６（４），５４５−５５０（２００１）、又はＢ．Ｐ．ＭｃＧｒａｔｈ，Ｄ．Ｇ．Ｈｏｌｍｅｓ  ａｎｄ  Ｔ．Ｌｉｐｏ，“Ｏｐｔｉｍｉｚｅｄ  ｓｐａｃｅ  ｖｅｃｔｏｒ  ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ  ｓｅｑｕｅｎｃｅｓ  ｆｏｒ  ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ  ｉｎｖｅｒｔｅｒｓ”，ｉｎ  ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｐｏｗｅｒ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，１８（６），１２９３−１３０１（２００３）において、マルチレベルコンバータに関する空間ベクトル変調法が述べられている。
【００１５】
この文脈における中央マルチレベルコンバータは、Ｓ．Ｍ．Ｇｏｅｔｚ，Ａ．Ｖ．Ｐｅｔｅｒｃｈｅｖ  ａｎｄ  Ｔ．Ｗｅｙｈ，“Ｍｏｄｕｌａｒ  Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ  Ｗｉｔｈ  Ｓｅｒｉｅｓ  ａｎｄ  Ｐａｒａｌｌｅｌ  Ｍｏｄｕｌｅ  Ｃｏｎｎｅｃｔｉｖｉｔｙ：Ｔｏｐｏｌｏｇｙ  ａｎｄ  Ｃｏｎｔｒｏｌ”，ｉｎ  ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｐｏｗｅｒ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，３０（１），２０３−２１５（２０１５）によって述べられているモジュール式マルチレベルコンバータＭＭＳＰＣである。
【００１６】
しかし、これらの方法のいずれも、歪スペクトルの制御又は調節を可能とするものではない。むしろ、これらの方法は全て、歪スペクトルに顕著なスイッチング高調波を生成する。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
以上のような背景を踏まえて、本発明の目的は、空間ベクトル変調の利点を使用して歪スペクトルを制御する、インバータの出力変数に関する変調法を開示する方法を提供することである。さらに、本発明の目的は、そのような方法を実施するための対応するシステムを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
上述の目的は、少なくとも１つの出力変数を変調するスイッチベースのインバータの場合に、空間ベクトル変調によって生成される歪スペクトルを制御するための方法を提供することによって達成される。所定の基準信号にほぼ追従する少なくとも１つの出力変数の変調を引き起こす様々なスイッチ位置が、時系列で後に続く各スイッチングプロセスに関して確定される。さらに、これらの様々なスイッチ位置のそれぞれの実装から生成されるそれぞれの歪スペクトルが、基準信号と少なくとも１つの出力変数との差異から計算され、関連する歪スペクトルが既定又は所定の特性に従って最適になるスイッチ位置、すなわち既定又は所定の特性を最も良く実装するスイッチ位置が選択され、インバータに実装される。
【００１９】
本発明による方法の一実施形態では、ＡＣ電流及び／又はＡＣ電圧のそれぞれの位相は、インバータの出力変数に対応する。
【００２０】
インバータのスイッチング損失を限度内に維持するために、本発明による方法の一実施形態では、最適なスイッチ位置を選択するために選定される既定の特性のうちの少なくとも１つが、平均スイッチングレートであることが可能である。
【００２１】
さらなる実施形態では、選定された既定の特性のうちの少なくとも１つは、選択されるスイッチ位置に関連する歪スペクトルが所定の範囲内のスペクトルギャップを有することである。これは、例えば放送局スイープを行うカーラジオなど、高感度のスペクトル範囲を動的に変更するシステムを同時に隣接して使用する場合に、特に重要である。この場合、設計された歪スペクトル中に、カーラジオでの放送局スイープに並行して付随するスペクトルギャップが考えられる。同様に、電気自動車の位置で適用可能な基準（例えばＩＳＯ、国家規格、ＣＩＳＰＲ制限値）が、歪スペクトルでのスペクトルギャップを規定することがあり、それより、時として、電気自動車の動作中にあり得るように国境を越える場合、既定の特性を再選択する必要が生じる。この場合、電気自動車それぞれの位置は、ＧＰＳ情報によって車載エレクトロニクス機器から入手可能になり得る。
【００２２】
本発明による方法が実施されるときに特性に応じて最適な歪スペクトルが得られるようにする特性に関する規定が、本発明の主要な利点である。なぜなら、他の車両システムに影響を与えて制御を複雑にする、先行技術から現在知られているシステムクロック変動の方法を回避できるからである。
【００２３】
本発明による方法は、好ましくは、インバータの出力変数を変調する変調器によって実施される。変調器の役割は、インバータの徐々に量子化される出力変数を、連続的な、少なくとも部分的に正弦波形の基準信号にほぼ整合させ、それを行いながら、歪スペクトルの既定の特性に注意を払うことである。どちらも、歪スペクトルの数学的処理によって実現される。本発明による方法の拡張形態において、インバータの少なくとも１つのスイッチング信号が、変調器によって直接生成される。
【００２４】
本発明による方法によれば、空間ベクトル変調の空間ベクトル図内に位置される必要がある基準信号のベクトルの最も近傍にある既定数ｍのベクトルが、空間ベクトル変調の空間ベクトル図内で確定される。例として、いわゆる三相２レベルインバータの場合には、基準信号に割り当てられるベクトルの最も近傍に、ｍ＝３個のベクトルが常に存在する（図２参照）。
【００２５】
本発明による方法の発展形態では、最も近傍にあるゼロベクトルは、上記ゼロベクトルを設定するために必要なスイッチ位置の変更によるスイッチング損失が最小になるように選定される。一般に、特にブリッジ回路では、ゼロベクトルの複数の等価な実装が存在する。例として、２レベルインバータ（図２参照）の場合、ゼロベクトルは、全ての「ローサイドスイッチ」を閉じることによって、又は代替として全ての「ハイサイドスイッチ」を閉じることによって生成することができる。スイッチング損失を最小にするために、前のスイッチ位置から最小のスイッチ切替え回数で済む実装が選定される。有利には、本発明は、スイッチ位置を変更するのに必要な電流が最小になるゼロベクトルの実装が選定されることも含む。
【００２６】
本発明によれば、基準信号のベクトルからのそれぞれの差分が、ｍ個の確定されたベクトルそれぞれに関して決定され、差分の時間的プロファイルが、このそれぞれの差分、及び、少なくとも１つの出力変数のベクトルと複数の直前の時間ステップからの基準信号のベクトルとの間のそれぞれの差分から生成され、上記時間的プロファイルが、既定の特性に従って形作られた時間的プロファイルと数値的に比較される（図３参照）。
【００２７】
本発明による方法の１つの変形形態では、より古い過去の差分には、より低いレーティングが与えられ、特に、古ければ古いほど低いレーティングになる。
【００２８】
本発明による方法の一発展形態では、少なくとも１つの出力変数の差分の時間的プロファイルが周波数領域に変換され、そこでいわゆる歪スペクトルを生成し、上記歪スペクトルを用いて、既定の特性に従って形作られた周波数スペクトルと数値比較を行う。
【００２９】
本発明による方法のさらなる発展形態では、例えば既定の歪スペクトルの反転に相当するフィルタが、周波数領域への変換によって得られた歪スペクトルに適用される。例えば既定の歪スペクトルにスペクトルギャップがある場合、この範囲は、上記変換から得られた歪スペクトルの既定の歪スペクトルの反転を有するフィルタの適用によって変更されないが、他のスペクトル範囲は、例えば減少される。
【００３０】
本発明によれば、変換から得られる歪スペクトルによって生成されるノルムが、品質指数に起因し、品質指数によって、最適な歪スペクトル及び関連のスイッチ位置（例えば、品質指数の最小の数値に対応する）が選択されて、インバータに転送される。
【００３１】
本発明による方法の一発展形態では、生成されるノルムは、ｐノルムであり、例えばｐ＝２では、差分の二乗和の平方根である。２ノルムが使用されるとき（パワーに相当する）、プランシュレルの定理に従うと、時間領域と周波数領域とのエネルギー等価性により、ほとんどの周波数変換に関して値が同じである。
【００３２】
本発明によれば、総品質指数は、例えばやはりｐノルムの生成によって、出力変数のそれぞれの品質指数の合計から得られる。総品質指数は、最適なスイッチ位置を選択するためにも使用される。
【００３３】
本発明による方法のさらなる発展形態では、確定されるベクトルと基準信号のベクトルとの差分生成は、位相空間のみで行われる。時間領域への転換は、さらなる計算上の複雑さを常に伴い、任意の数値演算が、有限の計算精度による丸め誤差の伝搬をもたらすので、三相システムの全ての出力、例えば三相駆動モータの場合には３つの位相出力に関して、振幅及び位相による単相空間表現に限定することが有利である。これはまた、本発明による方法を実施することによって事前に取得されたベクトルの時間的プロファイルを記憶するための記憶要件を最小にする。
【００３４】
上記のように、本実施形態でも、テストされる各候補ｉ＝１〜ｍは、以前の時間的スイッチングプロファイルと１つ又は複数の将来のステップとからなるが、ここで、それぞれの候補は、時点ｔにおいて、空間ベクトル図の点に量子化されて関連付けられた単一の空間ベクトルの振幅Ａ（ｔ）及び位相φ（ｔ）を有する２次元ベクトル表現ｖK,i（ｔ）＝（Ａ（ｔ），φ（ｔ））Tで単に表される。少なくとも１つの候補に関して所定の基準信号からの差異を１つ又は複数の位相出力での電圧プロファイル又は電流プロファイルに変換し、次いで歪スペクトルを確定する代わりに、歪スペクトルが位相空間内で直接推定される。最初に、時点ｔ＋ｔpredictにおいて、候補ベクトルｖK,iと、基準信号を表す基準ベクトルｖrefとの２次元ベクトル差異が生成される。これは、全ての候補が等しいか、若しくは前のスイッチングプロファイルと一致する直近の過去のｎ個の時点を含む特定の窓にわたって、又は予測法の場合には、候補が異なる将来の特定の時点に行われる。基準信号は、通常は、角座標における連続ベクトルｖref（ｔ）＝ａ0ｅr＋φ（ｔ）ｅφ、又はデカルト座標におけるｖref（ｔ）＝ａ0ｃоｓ（φ（ｔ））ｅx＋ａ0ｓｉｎ（φ（ｔ））ｅxに対応し、例えば、特定の周波数ω０での相電圧又は相電流の正弦波プロファイルをモデル化し、そこから位相φ（ｔ）＝ω０ｔが得られる。差異の演算
【数１】
2021501556.tif 000003
が、位相空間の全ての２次元にわたって全ての時点τに関して行われ、時間特性にわたってそれぞれ１つのスカラ関数上に、好ましくは、ベクトルノルム
【数２】
2021501556.tif 000004
によってマッピングされる。
【００３５】
ノルムが２ノルム、したがってユークリッドノルムである場合、結果は、既に前述したようにパワー加算と一致し、これはまた、プランシュレルの定理に基づいてフーリエ変換に従って維持される。
【００３６】
特定の時間特性に関する基準からの各候補の差異に関するスカラ関数（２）から、本発明による方法は、上述したように、高速フーリエ変換として数値的に実装することができるフーリエ変換（ＦＴ）によって、周波数領域におけるそれぞれの関連の歪スペクトルを算出する。しかし、本発明による方法のこの構成では、インバータの出力位相の数にかかわらず、常に１回のみのフーリエ変換が実施され、それにより、計算上の複雑さが最小となり、特にＦＰＧＡ  ＩＣでの方法の通例の実施に有益である。
【００３７】
さらに、それぞれのスペクトルは、ここでも、所定のフィルタを用いて重み付けすることができ、フィルタは、発生する歪のスペクトルプロファイルを、所望の規定に応じて異なるレベルに最終的に高める、又は品質指数によって以降のレーティングに関して強調する。例えば、最小の差異を有する候補ｖK,iが、フィルタＦ（ω）を規定することによって探索される場合、
【数３】
2021501556.tif 000005
が計算される必要があり、ここで、前述のように、ｐノルムは、重み付けされた歪スペクトル全体にわたって生成された。この場合、大きいｐ値の選定は、各時点で、重み付けされた歪スペクトルから最も大きく突出するピークがさらなるレーティングに含まれること、すなわち等式（３）に従って排除されることに主に関係する。低いｐ値は、重み付けされた歪スペクトルの全ての成分をより均一に最小化する。ｐ＝２の選定は、すべての周波数にわたる重み付けされた歪スペクトルのパワーをほぼ最適化する。
【００３８】
さらに、正規化の前に、複雑なフーリエ変換が使用されるとき、その大きさに対する複素数又は負数を低減するために、絶対値を適用することができる。
【００３９】
等式（３）からの最低のスカラ値を有する候補は、本発明による方法に従って、フィルタの所定の歪スペクトルに最も近い歪スペクトルを生成する。それに従って、その候補は、半導体用のスイッチ信号に変換され、インバータでの次の１つ又は複数のスイッチサイクルのための状態として採用される。
【００４０】
本発明による方法のこの発展形態の代替形態では、フーリエ変換前の等式（１）による基準信号又は基準ベクトルからの候補ベクトルの差異が、時間ｔ＋ｔpredictを上限とする期間ｗの過去の部分からなる時間窓にわたって積分される。
【数４】
2021501556.tif 000006
【００４１】
上述のフーリエ変換（ＦＴ）、周波数依存フィルタＦ（ω）を用いた重み付け、及び全ての重み付けされた周波数成分にわたるｐノルムを用いて、候補ベクトルｖK,iに関する品質指数を決定するために得られる計算コードは以下のようになる。
【数５】
2021501556.tif 000007
【００４２】
積分により、歪のローパスフィルタリングが行われるが、これは、フィルタが周波数の反転にほぼ比例する特性を有するので、フィルタにおいて補償されるはずである。
【００４３】
したがって、本発明による方法のこの代替形態のさらなる発展形態では、フィルタＦ（ω）が歪スペクトルの所望の周波数プロファイルに対応し続けることができるように、フーリエ変換での時間積分は、周波数ωに対して反転して重み付けされる。
【数６】
2021501556.tif 000008
【００４４】
定数ａはＤＣ成分の発散を防止し、基準信号（電圧又は電流規定）が表される精度の調整を可能にする。
【００４５】
本出願では、本発明による方法を、２レベル三相インバータの例を用いて繰り返し述べてきたが、一般に、それに限定するものではなく、いかなるマルチレベルインバータに対しても使用することができる。特に、それぞれのマルチレベルインバータの空間ベクトル図におけるベクトルの確定は、任意の数のレベルに関して可能である。
【００４６】
さらに、インバータ、電流源及び／又は電圧源、並びにインバータを制御する変調器を備え、本発明による方法を実施するように設計されたシステムが本願で特許請求される。
【００４７】
システムの一実施形態では、変調器は、空間ベクトル変調の空間ベクトル図内で既定数のベクトルを確定するように設計された最近傍モジュールであって、ベクトルが、空間ベクトル変調の空間ベクトル図内に位置される必要がある基準信号の基準ベクトルの最も近傍にある最近傍モジュールと、いくつかの先行する時間ステップの各時間ステップから、基準ベクトル及び少なくとも１つの出力変数のベクトルの履歴を生成するように設計された履歴モジュールと、最近傍モジュール及び履歴モジュールを使用して、既定の特性に従って、少なくとも１つの出力変数のうち最適なベクトルを選択するように設計された選択モジュールとを少なくとも有する。
【００４８】
システムのさらなる実施形態では、選択モジュールは、確定されたベクトルのそれぞれに関して個別のパイプラインを有し、選択モジュールは、複数のパイプラインを並列で実行するように設計される。
【００４９】
さらに、インバータのスイッチを制御するため、及びそれにより本発明による方法を実施するために、入力変数として基準信号を使用するように設計された変調器であって、空間ベクトル変調の空間ベクトル図内で既定数のベクトルを確定するように設計された最近傍モジュールであって、ベクトルが、空間ベクトル変調の空間ベクトル図内に位置される必要がある基準信号の基準ベクトルの最も近傍にある最近傍モジュールと、いくつかの先行する時間ステップの各時間ステップから、基準ベクトル及び少なくとも１つの出力変数のベクトルの履歴を生成するように設計された履歴モジュールと、最近傍モジュール及び履歴モジュールを使用して、既定の特性に従って、少なくとも１つの出力変数のうち最適なベクトルを選択するように設計された選択モジュールとを少なくとも有する変調器が本願で特許請求される。
【００５０】
最後に、インバータを制御する変調器であって、インバータのパワーエレクトロニクス機器が、広いバンドギャップを有する半導体を使用する、変調器が本願で特許請求される。例として、本発明による方法は、窒化ガリウム半導体を使用して動作され、１００Ｖ程度の電圧、３０Ａ程度の電流、及び５００ｋＨｚ程度のスイッチングレートを有するインバータを制御するための変調器によって実施することができる。
【００５１】
本発明のさらなる利点及び発展形態は、本明細書及び添付図面から得られる。
【００５２】
上述した特徴及び後述する特徴は、本発明の範囲を逸脱することなく、それぞれ示された組合せでのみならず、他の組合せ又はそれら単独でも使用可能であることは言うまでもない。
【図面の簡単な説明】
【００５３】
【図１】インバータを制御する変調器の２つの考えられるタスクの概略図である。
【図２】あるベクトルに関する最も近傍のものを選択するための空間ベクトル図である。
【図３】本発明による変調器の考えられる実施形態の概略図である。
【図４】本発明で提供される、出力信号の適切なベクトルを選択するための変調器のモジュールの考えられる実施形態の概略図である。
【図５】本発明による方法の実施形態による、スイッチング状態及びそれぞれの関連する歪スペクトルを例として示す図である。
【図６】電気自動車が移動する環境であって、歪スペクトルの特性の事前決定に寄与する環境の概略図である。
【図７】本発明に従って提供される、位相空間のみにおいて基準信号に対する差分生成を有する適切なベクトルを選択するための変調器のモジュールのさらなる実施形態の概略図である。
【図８】本発明による方法が調整可能なスペクトルギャップを生成する歪スペクトルを例として示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００５４】
図１は、概略図を用いて、インバータを制御する変調器１１４及び１２４の２つの考えられるタスクを示す。まず、図面１１０が変調器１１４を示し、変調器１１４は、入力信号１１２として、少なくとも部分的に正弦波形の基準信号を取得し、上記基準信号を、空間ベクトル変調によって、インバータの複数の量子化された出力オプションに整合させ、上記インバータの出力信号１１６は、インバータを制御するための複数の位相に関するそれぞれ量子化されたスイッチング信号からなる。次に、図面１２０は、拡張された変調器１２４を示し、変調器１２４は、入力信号１２２として、少なくとも部分的に正弦波形の基準信号を取得し、上記基準信号を、空間ベクトル変調によって、インバータの複数の量子化された出力オプションに整合させ、上記インバータの出力信号１２６は、インバータを制御するためのダイレクトスイッチング信号からなる。
【００５５】
２レベルインバータの例として、図２は、本発明による、空間ベクトル変調の３つのベクトル２１０、２１２、２１４の選択のための空間ベクトル図を示し、これらのベクトルは、例として、基準信号の考えられるベクトル２０８の最も近傍にある。軸線２０２は、右向きに角度０又は２πを成し、左向きに角度πを成す。軸線２０４は、上向きに角度π／２を成し、下向きに角度３π／２を成す。基準信号のベクトル２０８は、振幅Ａ及び位相角φ（参照符号２０６で表す）を有する。空間ベクトル変調のそれぞれのベクトル２１０、２１２、２１４、２１６、２１８、２２０、２２２により、インバータによって直接生成することができるスイッチ位置が得られる。特別な位置は、いわゆるゼロベクトル２１０が占めており、ゼロベクトル２１０に関しては、インバータ内の全てのスイッチが開いているか、又は閉じているかのいずれかである。ベクトル２１２、２１４、２１６、２１８、２２０、２２２に関するさらなるスイッチ位置は、先行技術から得られる。基準信号のベクトル２０８に関して、本発明によれば、各時間ステップにおいて、空間ベクトル図内で最も近い複数（ｍ個）のベクトルが確定される。図示される六角形での２レベルインバータの例では、上記数はｍ＝３個のベクトルからなり、それらのベクトルは、ゼロベクトル２１０と、六角形のそれぞれ２つの頂点とを含む。上記ゼロベクトル及び頂点は、基準信号の位相角２０６が０よりも大きくπ／３以下である場合には、２１０、２１２、２１４であり、π／３よりも大きく２π／３以下である場合には、２１０、２１４、２１６であり、２π／３よりも大きくπ以下である場合には、２１０、２１６、２１８であり、πよりも大きく４π／３以下である場合には、２１０、２１８、２２０であり、４π／３よりも大きく５π／３以下である場合には、２１０、２２０、２２２であり、５π／３よりも大きく２π（角度０にも一致する）以下である場合には、２１０、２２２、２１２である。
【００５６】
図３は、本発明による変調器の考えられる実施形態の概略図を示す。時間ステップｔに関する、振幅Ａ（ｔ）及び位相角φ（ｔ）からなる基準信号３１０の最新のベクトルｖref＝（Ａ（ｔ），φ（ｔ））Tが、最近傍モジュール３０２のための入力信号を生成し、最近傍モジュール３０２は、空間ベクトル変調の空間ベクトル図内で既定数ｍ（ｍは１以上）のベクトルを確定することができ、それらのベクトルは、空間ベクトル変調の空間ベクトル図内に位置される必要がある基準信号の基準ベクトルの最も近傍にある。確定されたｍ個のベクトル３１２は、選択モジュール３０４に転送される。さらに、基準信号３１０の最新のベクトルｖref（ｔ）＝（Ａ（ｔ），φ（ｔ））Tが履歴モジュール３０８に供給され、履歴モジュール３０８がそのベクトルを記憶する。さらに、履歴モジュール３０８は、各場合に、最新の時間ステップの前のｎ個（ｎは１以上）の時間ステップに関して、記憶された状態で利用可能な基準信号｛ｖref（ｔ−ｉ）｝i=1，．．．，nのベクトルの値を有する。さらに、履歴モジュール３１０は、各場合に、最新の時間ステップの前のｎ回の時間ステップに関して選定された出力変数のベクトル｛ｖout（ｔ−ｉ）｝i=1，．．．，nに関する値も保持する。両方の一連の値が、選定された出力変数｛ｖout（ｔ−ｉ）｝i=1，．．．，nの時系列的履歴３１６、及び最新の値を伴う基準信号のベクトル｛ｖref（ｔ−ｉ）｝i=0，．．．，nの時系列的履歴３１８として、選択モジュール３０４に利用可能である。次いで、選択モジュール３０４は、本発明による方法を実施して、最新の出力変数３１４に関する最適なベクトルｖout（ｔ）の選択を行い、上記ベクトル、又はそれに関連するスイッチ位置を１つのハードウェア３０６、特にインバータに転送する。さらに、選択されたベクトルｖout（ｔ）は、最新の出力変数３１４に関して、履歴モジュール３０８に記憶される。
【００５７】
図４は、本発明に従って提供される、出力信号の適切なベクトルを選択するための変調器のモジュールの考えられる実施形態の概略図を示す。ｍ個の入力ベクトル４１８は、図３の最近傍モジュール３０２からのものであり、ｍ個の確定されたベクトルからなり、これらのベクトルは、空間ベクトル変調の空間ベクトル図内に位置される必要がある基準信号の基準ベクトルの最も近傍にある。これらのｍ個の入力ベクトル４１８のそれぞれに関して、有利には、パイプライン４０４、４０６、４０８、４１０、４１２、４１４が存在し、パイプラインは並列で実行される。それぞれのモジュール４０４には、それぞれの入力ベクトルに割り当てることができる相電圧の値が存在し、相電圧は、三相２レベルインバータの例では、３つの位相のうちの１つを表す。有利には、他の２つの位相も、同じパイプラインで実行される。モジュール４０２は、図３の履歴モジュール３０８から、基準信号のベクトルに関するｎ個の過去の値及び最新の値と、出力変数のベクトルに関するｎ個の過去の値とを受信し、両方の一連の値を電圧に関する値に変換し、差分生成のために、これらの値を差分モジュール４０６に転送する。それぞれのモジュール４０４からの出力変数からのそれぞれの最新の電圧値と共に、基準信号と提案された出力変数とのそれぞれの差分が、ｎ＋１個の時間ステップに関して計算され、それぞれの重み付けモジュール４０８に転送される。重み付けモジュール４０８（任意選択で省くこともできる）では、差分は、互いに異なる重み付けを与えられる。例として、より古い過去の差分は、新しい、すなわちより最近の差分よりも小さい重み付けを与えられることが考えられる。また、フィルタを乗算した差分の積分値を生成し、上記積分値を、例えば、出力変数のそれぞれのベクトルが実装されるときにインバータ内で生じるスイッチング損失の和に対して重み付けすることも考えられる。周波数変換モジュール４１０で、各場合に、周波数変換、好ましくはフーリエ変換が行われる。任意選択で、それぞれのフィルタモジュール４１２において、それぞれ得られた周波数スペクトルに対して、例えば所望の歪スペクトルの反転に相当するスペクトルフィルタが適用される。最後に、それぞれのノルムモジュール４１４において、フィルタされた結果に対して数学的ノルム、例えばｐノルムが適用され、上記ノルムが、単一の品質指数を結果として送達する。複数の位相が予想される場合には、ノルム生成は、例えば、３つの位相が第２のｐノルムによって結合されて総品質指数を生成することも含む。全ての（総）品質指数が、後続のレーティングモジュール４１６で利用可能であり、（総）品質指数が最低値を有する元々の入力ベクトル４１８が、ハードウェア、又はインバータに出力（４２０）される。代替実施形態では、それぞれのフィルタモジュール４１２で実行されるスペクトルフィルタは、時間領域での畳み込みとして、すなわち周波数変換モジュール４１０での周波数変換なしで使用される。
【００５８】
図５は、例として、本発明による方法の実施形態による、スイッチング状態及び関連の周波数スペクトルを示す。例として選定された三相インバータからの出力５１０は、時間領域５１２では、従来のパルス幅変調インバータとほぼ同一の外観である。電圧５１４は、上向きにボルト単位でプロットされている。しかし、出力密度５２４が上向きにプロットされ、周波数５２２がｋＨｚ単位で右向きにプロットされたスペクトル範囲５２０では、例えばスペクトルのほぼ水平にクリップされた上縁部など、選択的なプロファイルを強制することができる。例えば、スペクトル範囲５２０に関して示される歪スペクトルの反転は、周波数５２２において約１０ｋＨｚ〜５００ｋＨｚの範囲を含み、且つ出力密度５２４においてスペクトルの最高ピークを含む矩形にほぼ一致している。
【００５９】
図６は、電気自動車６０２が移動する環境であって、周波数６１２にわたってプロットされた歪スペクトル６１０の特性の事前決定に寄与する環境の概略図を示す。ここで、例えば、電気自動車６０２に搭載されたデータベース６０６は、それぞれの国家規格による歪スペクトルの特性に対する要求を提供し、この要求は、ＧＰＳシステム６０８から取得される位置情報によって決定される。また、電気自動車６０２に存在する電子デバイス６０４、例えばラジオチューナ、ＧＰＳ受信機、又は内部で任意のパルス変調法が行われる全てのデバイスが、インバータによって引き起こされる歪スペクトル６１０に対する要求を課す。
【００６０】
図７は、本発明により提供される、位相空間のみにおいて基準信号に対する差分生成を用いて適切なベクトルを選択するための変調器のモジュールのさらなる実施形態の概略図を示す。ｍ個の入力ベクトル７０２は、図３の最近傍モジュール３０２からのものであり、ｍ個の確定された候補ベクトルｖK,iからなり、これらのベクトルは、空間ベクトル変調の空間ベクトル図内に位置される必要がある基準信号の基準ベクトルの最も近傍にある。これらｍ個の入力ベクトル７０２のそれぞれに関して、有利には、パイプライン７０６、７０８、７１０、７１２、７１４、７１８、及び７２０が存在し、パイプラインは並列で実行される。それぞれのモジュール７０６では、基準信号７０４に対する差分生成が、等式（１）に従って位相空間のみで成され、それぞれのモジュール７０８に供給され、モジュール７０８は、等式（２）に従って、時間特性の範囲からの任意の時点τに関してスカラ関数、好ましくはベクトルノルムを実施する。それぞれの結果７１０が周波数変換部７１２に供給され、周波数変換部７１２は、それぞれの関連のスペクトル７１４を周波数領域で計算し、モジュール７１８を使用して所定のフィルタ７１６で重み付けし、最後に、モジュール７２０でのｐノルムの実行後、その結果を、モジュール７２２において等式（３）に従って品質指数を決定するために供給する。等式（３）からの最小スカラ値を有する候補は、本発明による方法に従って、フィルタの所定の歪スペクトルに最も近い歪スペクトルを生成する。それに従って、その候補が、最も近いスイッチ状態７２４としてインバータに伝達される。
【００６１】
図８は、例として、本発明による方法が調整可能なスペクトルギャップ８０２を生成する歪スペクトルを示す。グラフ８００では、ヘルツ単位での周波数８０２が右向きにプロットされ、出力密度８０４が上向きにプロットされており、挿入図８１０でも同様である。グラフ８００中及び挿入図８１０中の実線８０６は、例えば、本発明による方法が使用されるときに回避する必要がある５０Ｈｚでのスペクトル線を示す。一般に、本発明による方法を使用すると、歪スペクトル内にスペクトルギャップを生成することが可能になる。さらに、スペクトルの動的制御により、スペクトルギャップ８０８を適応的に変更する、例えば幅を変える、又は広いスペクトル範囲にわたって調整することができる。現代の自動車は、例えば、ラジオ受信機の受信周波数を様々な制御装置に送信する。したがって、パワーエレクトロニクス機器が、そのような情報を基礎として、１つ又は複数のスペクトルギャップ８０８を動的に生成することができ、例えば放送局サーチに動的に追従することができる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【国際調査報告】
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2021501556.tif 000019
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