(57)【要約】【課題】エンジン用電子ガバナにおいて、ソレノイド駆動電流の計測タイミングの自由度を確保し、検出電流値とソレノイド駆動電流値や電源電圧の変化との相関を反映して計測精度を高めることである。【解決手段】制御信号をスイッチング素子２に印加してソレノイド３を作動させて燃料調量を行なうソレノイド駆動回路１０で前記スイッチング素子２の一方側を接地し、前記接地経路にシャント抵抗８を設けたエンジン用電子ガバナ９において、前記シャント抵抗８と電位差計測部の間にＬＰＦ（＝Ｌｏｗ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）３０を設けたエンジン用電子ガバナ９。【選択図】図１
2008019810.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
制御信号をスイッチング素子に印加してソレノイドを作動させて燃料調量を行なうソレノイド駆動回路で前記スイッチング素子の一方側を接地し、前記接地経路にシャント抵抗を設けたエンジン用電子ガバナにおいて、
前記シャント抵抗と電位差計測部の間にＬＰＦ（＝Ｌｏｗ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）を設けたことを特徴とするエンジン用電子ガバナ。
【請求項２】
請求項１記載のエンジン用電子ガバナにおいて、
予め記憶したシャント抵抗での検出電流とソレノイド駆動電流との相関関係に基づいて前記検出電流からソレノイド駆動電流を算出しスイッチング素子作動信号演算手段にフィードバックすることを特徴とするエンジン用電子ガバナ。
【請求項３】
請求項２記載のエンジン用電子ガバナにおいて、
予め記憶したソレノイド駆動電流の電源電圧の変化との相関関係に基づいて前記算出されたソレノイド駆動電流を補正することを特徴とするエンジン用電子ガバナ。
【請求項４】
請求項１記載のエンジン用電子ガバナにおいて、
予め記憶した目標電流とシャント抵抗での検出電流との相関関係に基づき前記目標電流から想定検出電流を算出しスイッチング素子作動信号演算手段に目標信号として入力することを特徴とするエンジン用電子ガバナ。
【請求項５】
請求項４記載のエンジン用電子ガバナエンジンにおいて、
予め記憶した検出電流と電源電圧の変化との相関関係に基づき前記想定検出電流を補正することを特徴とするエンジン用電子ガバナ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、エンジン用電子ガバナの制御回路構成の技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、電子ガバナはエンジンの燃料噴射量を最適に制御する装置として公知である。電子ガバナは、燃料噴射量の調量のためにラック位置をソレノイドで電磁駆動するにあたり、その電流制御を行なう。すなわち、アクセルセンサーで設定回転速度を検知し、回転速度センサーで実回転速度を検知して、回転偏差が小さくなるようにラック位置を設定する。さらに、ラック位置センサーで実ラック位置を検知して、設定位置との位置偏差が小さくなるようにソレノイド駆動電流を算出する。そして、このソレノイド駆動電流が発生するように、スイッチング素子のデューティ比(スイッチング素子の開閉時間比)を算出して、スイッチング素子の開閉を行なう。
【０００３】
まず、従来の一般的な電子ガバナのソレノイド駆動回路構成について簡単に説明する。
図１４に示すように、ソレノイド駆動回路４００は、電源４０１、スイッチング素子４０２を備えている。電源４０１にはバッテリー等の直流電源が用いられ、スイッチング素子４０２を開閉して、電源４０１からソレノイド４０３に通電を行なう。スイッチング素子４０２には、トランジスタ等が用いられ、このスイッチング素子４０２の開閉の比率と、電源４０１の電圧より、ソレノイド４０３への通電量が決まる。
スイッチング素子４０２の開閉は、Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ信号（以下、ＰＷＭ信号Ｐｗと称す）にて行なわれる。ここで、ＰＷＭ信号ＰｗがＯＮのときにスイッチング素子４０２が閉じられ、ＰＷＭ信号ＰｗがＯＦＦのときにスイッチング素子４０２が開放される。
さらに、スイッチング素子４０２の開放によって発生するソレノイド４０３の誘起電圧からスイッチング素子４０２を保護するため、ソレノイド駆動回路４００にはソレノイド４０３と並列にフライホイールダイオード４０６を接続する。フライホイールダイオード４０６はスイッチング素子４０２側から電源４０１側のみに電流を通過させる。スイッチング素子４０２が開放されてソレノイド４０３に誘起電圧が発生してもソレノイド４０３とフライホールダイオード４０６間を閉ループとする還流回路４０５が形成され誘起電圧による電流が還流する。そのため、開放状態のスイッチング素子４０２に誘起電圧が印加されることを防止できる。
以下に、この基本的なソレノイド駆動回路４００に対して、実際のソレノイド駆動電流を計測するためのシャント抵抗を設けた公知のソレノイド駆動回路構成を紹介する。
【０００４】
図１５に示すように、従来、シャント抵抗１０８をソレノイド１０３とフライホイールダイオード１０６の間に設ける構成があった。
しかし、従来の回路構成では、スイッチング素子１０２の開放時には還流回路１０５が接地されていない（ＧＮＤから浮く）ため、シャント抵抗１０６での電位差計測（実際のソレノイド駆動電流計測）に絶縁アンプが必要となり、その分だけ費用が嵩む。さらに、シャント抵抗を還流回路１０５に設けるため回路の設計自由度が制限されていた。
【０００５】
図１６に示すように、特許文献１は、スイッチング素子２０２を電源２０１の１次側に還流回路２０５をＧＮＤ２０７の２次側に備え、シャント抵抗２０８を還流回路２０５内に備えるソレノイド駆動回路２００の構成を開示している（特許文献１の図３の２０３ａ）。
しかし、特許文献１の回路構成は、還流回路２０５で地絡した場合にスイッチング素子２０２が閉じられるとスイッチング素子２０２が破損してしまうため、過電流保護のための回路が必要になり、回路が高価なものになりがちである。
【０００６】
図１７に示すように、特許文献２は、スイッチング素子３０２とＧＮＤ３０７との間にシャント抵抗３０８を設けるソレノイド駆動回路３００の構成を開示している。
しかし、特許文献２の回路構成は、スイッチング素子３０２の開放時にはシャント抵抗３０８が電源３０１と絶縁されるため電流波形が断続的になる。そのため、特許文献２の回路構成では、スイッチング素子３０２が閉じられているタイミングでしか、電流を計測できない。
【特許文献１】特許第３５６３４０７号公報
【特許文献２】特開２００４−３００９８７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
そこで、解決しようとする課題は、上述の従来技術の問題点を踏まえ、ソレノイド駆動電流の計測タイミングの自由度を確保することである。また、検出電流値とソレノイド駆動電流値や電源電圧の変化との相関を反映して計測精度を高めることである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の解決しようとする課題は以上の如くであり、次にこの課題を解決するための手段を説明する。
【０００９】
即ち、請求項１においては、制御信号をスイッチング素子に印加してソレノイドを作動させて燃料調量を行なうソレノイド駆動回路で前記スイッチング素子の一方側を接地し、前記接地経路にシャント抵抗を設けたエンジン用電子ガバナにおいて、前記シャント抵抗と電位差計測部の間にＬＰＦを設けたものである。
【００１０】
請求項２においては、請求項１記載のエンジン用電子ガバナにおいて、予め記憶したシャント抵抗での検出電流とソレノイド駆動電流との相関関係に基づいて前記検出電流からソレノイド駆動電流を算出しスイッチング素子作動信号演算手段にフィードバックするものである。
【００１１】
請求項３においては、請求項２記載のエンジン用電子ガバナにおいて、予め記憶したソレノイド駆動電流の電源電圧の変化との相関関係に基づいて前記算出されたソレノイド駆動電流を補正するものである。
【００１２】
請求項４においては、請求項１記載のエンジン用電子ガバナにおいて、予め記憶した目標電流とシャント抵抗での検出電流との相関関係に基づき前記目標電流から想定検出電流を算出しスイッチング素子作動信号演算手段に目標信号として入力するものである。
【００１３】
請求項５においては、請求項４記載のエンジン用電子ガバナエンジンにおいて、予め記憶した検出電流と電源電圧の変化との相関関係に基づき前記想定検出電流を補正するものである。
【発明の効果】
【００１４】
本発明の効果として、以下に示すような効果を奏する。
【００１５】
請求項１においては、ＬＰＦのフィルタリングによってシャント抵抗の端子電圧が断続的となることを防止できる。つまり、ソレノイド駆動電流の計測タイミングを自由に設定できる。
【００１６】
請求項２においては、請求項１の効果に加え、ＬＰＦのフィルタリングによる検出電流がソレノイド駆動電流と不一致となった場合でも、検出電流からソレノイド駆動電流への読替えが可能となる。
【００１７】
請求項３においては、請求項２の効果に加え、電源電圧の変化によるソレノイド駆動電流の変化にも追従可能となる。
【００１８】
請求項４においては、請求項１の効果に加え、相関関係による補正をシャント抵抗での検出電流のフィードバック過程外で行なう。フィードバック過程での補正演算は、その構成によっては制御特性に悪影響を与える場合があるが、請求項４の構成により、この補正演算の影響を排除できる。つまり、制御演算の安定性を向上できる。
【００１９】
請求項５においては、請求項４の効果に加え、電源電圧の変化によるソレノイド駆動電流の変化にも追従可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
次に、発明の実施の形態を説明する。
図１は本発明に係るディーゼルエンジンの電子ガバナの全体的な構成を示す構成図、図２は電子ガバナのソレノイド駆動回路図、図３はＬＰＦでフィルタリングされた検出電流の波形を示す電流波形図である。
図４はＬＰＦでフィルタリングされた検出電流とソレノイド駆動電流との相関を示すグラフ図、図５は検出電流補正マップを示すグラフ図、図６はソレノイド駆動電流の別制御システムを示すブロック線図である。
図７は電源電圧が異なるときのＬＰＦでフィルタリングされた検出電流とソレノイド駆動電流との相関を示すグラフ図、図８は第一電源電圧補正マップを示すグラフ図、図９は電源電圧の変化を加味したソレノイド駆動電流の制御システムを示すブロック線図である。
図１０はソレノイド駆動電流の別制御システムを示すブロック線図、図１１は目標電流補正マップ図、図１２はソレノイド駆動電流の別制御システムを示すブロック線図である。
図１３は第二電源電圧補正マップを示すグラフ図、図１４は基本的なソレノイド駆動回路図、図１５は従来のソレノイド駆動回路図である。
図１６は特許文献１のソレノイド駆動回路図、図１７は特許文献２のソレノイド駆動回路図である。
【００２１】
ここで、図１乃至図９を用いて、本発明の実施例について、詳細に説明する。
まず、図１を用いて、本発明の実施例に係る電子ガバナ９について、簡単に説明する。
図１に示すように、電子ガバナ９は、Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ  Ｃｏｎｔｏｒｏｌ  Ｕｎｉｔ（以下ＥＣＵ４とする）及びソレノイド３からなるガバナ装置である。電子ガバナ９は、ディーゼルエンジン（図示なし）の燃料噴射ポンプ（図示なし）に設けられる。電子ガバナ９は、エンジン回転数Ｎを目標回転数Ｎｍに一致させるように、燃料供給量を調整する燃料ラック１１をソレノイド３によって駆動する。
燃料ラック１１は、スプリング１２によってソレノイド３の外側へ付勢されている。他方、燃料ラック１１は、ソレノイド３に通電されることでソレノイド３へ引き込まれる。このような構成とすることで、ソレノイド３の通電量に対応した引き込み力とスプリング１２による付勢力との釣り合いに基づいて、燃料ラック位置Ｒを調整できる。
【００２２】
同じく図１に示すように、ＥＣＵ４は、電子ガバナ９に関しては、ＰＷＭ出力演算部２１、目標電流演算部２２、目標ラック位置演算部２３及びソレノイド駆動回路１０を備えている。実エンジン回転数Ｎは、回転速度センサー（図示なし）により検出される。目標ラック位置演算部２３は、目標エンジン回転数Ｎｍと実エンジン回転数Ｎとの回転偏差が小さくなるように、目標ラック位置３３を算出する。実ラック位置Ｒは、ラック位置センサー（図示なし）により検出される。目標電流演算部２２は、目標ラック位置Ｒｍと実ラック位置Ｒとの位置偏差が小さくなるように、目標駆動電流Ｐｍを算出する。
ＰＷＭ出力演算部２１は、ソレノイド駆動回路１０より検出した目標駆動電流Ｐｍと検出電流Ｐｂ（詳細は後述）との電流偏差が小さくなるように、ＰＷＭ信号Ｐｗを算出する。ＰＷＭ信号Ｐｗにより、スイッチング素子２のデューティ比を制御して電源１からソレノイド３への電流量を制御している。
このような構成とすることで、実際値を目標値に向けて各演算部２１・２２・２３においてフィードバック制御しながら、エンジン回転数Ｎを目標エンジン回転数Ｎｍにするように制御する。
【００２３】
次に、図２を用いて、本発明に係るソレノイド駆動回路１０について、詳細に説明する。
図２は、図１のソレノイド駆動回路１０を示した図である。図２に示すように、ソレノイド駆動回路１０は、電源１からＧＮＤ７に向かって、ソレノイド３、スイッチング素子２及びシャント抵抗８を直列に接続した構成とされている。電源１は、バッテリー等の直流電源が用いられる。また、スイッチング素子２は、トランジスタなどが用いられる。このような構成とすることで、スイッチング素子２の開閉の比率によって、電源１からソレノイド３に通電が行なわれる。なお、ＧＮＤ７とは、いわゆる接地のことである。
【００２４】
また、ソレノイド駆動回路１０は、フライホイールダイオード６をソレノイド３に並列に接続している。フライホイールダイオード６はスイッチング素子２側から電源１側のみに電流を通過させる。スイッチング素子２が開放されてソレノイド３に誘起電圧が発生してもソレノイド３とフライホールダイオード６間を閉ループとする還流回路５が形成され誘起電圧による電流が還流する。そのため、開放状態のスイッチング素子２に誘起電圧が印加されることを防止できる。
さらに、ソレノイド駆動回路１０は、シャント抵抗８をスイッチング素子２とＧＮＤ７との間に接続している。シャント抵抗８は、両端の電圧降下（電位差）を測定することで電流を計測する電流計測用抵抗である。ここで、ソレノイド駆動回路１０は、シャント抵抗８に並列にＬＰＦ３０を設けている。ＬＰＦ３０は、抵抗３１及びコンデンサ３２より構成されている。ＬＰＦ３０は、高周波数成分を除去し低周波数成分を抽出するフィルタ回路である。
そして、ＬＰＦ３０は急激な電圧変化を緩和するため、スイッチング素子２の開閉により、シャント抵抗８が電源１と断続的に接続されてもシャント抵抗８の電位差変化が連続的なものとなる。以下、シャント抵抗８での検出電流をＰｂとする。
【００２５】
次に、図３を用いて、検出電流Ｐｂについて、詳細に説明する。
図３に示すように、検出電流Ｐｂは、ＬＰＦ３０の電流変化の緩和によりフィルタリングされるため、連続的に変化する波形となる（図３中の実線Ａ）。そのため、検出電流Ｐｂを読み取るサンプリングタイミングを自由に設定できる。一方、シャント抵抗８にＬＰＦ３０を接続しない場合（例えば、図１７のソレノイド駆動回路３００）、デューティＯＦＦ時はシャント抵抗３０８が電源３０１と絶縁されるので、電流値が０となり、不連続に変化する波形となる（図３中の破線Ｂ）。そのため、検出電流を読み取るサンプリングタイミングをデューティＯＮ時のみに設定しなければならない。
このようにして、シャント抵抗８と並列にソレノイド駆動回路１０にＬＰＦ３０を設けることで、還流回路５外にシャント抵抗８を設けても電流計測のタイミングの自由度を確保できる。
【００２６】
次に、図４を用いて、検出電流Ｐｂとソレノイド駆動電流Ｐとの相関について説明する。
図４に示すように、横軸を検出電流Ｐｂとして、縦軸をそのときの実際にソレノイド駆動回路１０を流れるソレノイド駆動電流Ｐとしたとき、当初は比例直線的だが検出電流Ｐｂの増加に伴い傾きが減少する相関が得られる。つまり、検出電流Ｐｂは、ソレノイド駆動電流Ｐｂと一致はしないが１：１の相関関係にある。そこで後述する補正が行われる。なお、この相関は、ＰＷＭ信号Ｐｗのデューティ比を変化させたときに個々のディーティ比での静的状態におけるソレノイド駆動電流Ｐおよび検出電流Ｐを計測して得られたものである。
【００２７】
次に、図５を用いて、検出電流補正マップ４１について、詳細に説明する。
図５に示すように、検出電流補正マップ４１は、横軸の検出電流Ｐｂに対して、縦軸は推定ソレノイド駆動電流Ｐｓを示している。なお、検出電流補正マップ４１は、検出電流Ｐｂと実際にソレノイド駆動回路１０を流れるソレノイド駆動電流Ｐとの相関（図４参照）により逆算した補正マップである。検出電流補正マップ４１は、予め検出電流補正部２４に記憶されている。
【００２８】
次に、図６を用いて、ソレノイド駆動電流Ｐの制御システム５１について、詳細に説明する。
図６に示すように、制御システム５１は、目標値を目標駆動電流Ｐｍとし、制御量をソレノイド駆動電流Ｐとするシステムである。制御システム５１は、出力信号経路にＰＷＭ出力演算部２１及びスイッチング素子２及びソレノイド３を配置し、フィードバック経路にシャント抵抗８、ＬＰＦ３０及び検出電流補正部２４を配置する構成とされている。
このような構成とすることで、ソレノイド駆動電流Ｐは、シャント抵抗８によって検出された後にＬＰＦ３０にてフィルタリングされ、検出電流Ｐｂとされる。検出電流Ｐｂは、検出電流補正部２４に記憶された検出電流補正マップ４１によって、推定ソレノイド駆動電流Ｐｓに変換される。
さらに、ＰＷＭ出力演算部２１は、推定ソレノイド駆動電流Ｐｓと目標駆動電流Ｐｍとの電流偏差が小さくなるように、ＰＷＭ信号Ｐｗを算出する。スイッチング素子２は、ＰＷＭ信号Ｐｗにて形成されたデューティ比によって、ソレノイド３を作動してソレノイド駆動電流Ｐを発生させる。
このようにして、例えばＬＰＦのフィルタリングによる検出電流Ｐｂがソレノイド駆動電流Ｐと不一致となった場合でも、検出電流Ｐｂからソレノイド駆動電流Ｐへの読替えができる。つまり、ソレノイド駆動回路１０において、ＧＮＤ７側での電流計測にてソレノイド駆動電流Ｐの推定が可能なのでシャント抵抗８を還流回路５外に設けることができ、電流計測のための絶縁アンプを省略できる。
【００２９】
次に、図７を用いて、検出電流Ｐｂとソレノイド駆動電流Ｐとの相関について、電源電圧Ｖが変化した場合を説明する。
図７に示すように、横軸を検出電流Ｐｂとして、縦軸をそのとき実際にソレノイド駆動回路１０を流れるソレノイド駆動電流Ｐとしたとき、電源電圧Ｖが定格電圧Ｖｋである場合の相関関係と定格電圧Ｖｋより低い電源電圧Ｖａの場合と、定格電圧Ｖｋより高い電源電圧Ｖｂの場合とでは、それぞれ定格電圧Ｖｋとは異なった相関関係が得られる。
つまり、同じ検出電流Ｐｂを検出した場合であっても、ソレノイド駆動電流Ｐは、電源電圧によって異なる。
【００３０】
次に、図８を用いて、第一電源電圧補正マップ４２について詳細に説明する。
図８に示すように、第一電源電圧補正マップ４２は、図６の検出電流補正マップ４１によって得られた推定ソレノイド駆動電流Ｐｓに対して、縦軸は推定ソレノイド駆動電流Ｐｓの電源電圧Ｖの変化に対応する補正値αを示したマップである。なお、横軸の推定ソレノイド駆動電流Ｐｓは、電源電圧Ｖが定格電圧Ｖｋのときのものとしている。補正値αは、図７で示す電源電圧Ｖが定格電圧Ｖｋのときのソレノイド駆動電流と、電源電圧ＶがＶａまたはＶｂのときのソレノイド駆動電流との相関から算出する。電源電圧補正マップ４２は、予め第一電源電圧補正部２５に記憶されている。
【００３１】
次に、図９を用いて、ソレノイド駆動電流Ｐの制御システム５２について、詳細に説明する。
図９に示すように、制御システム５２は、目標駆動電流Ｐｍを目標値とし、制御量をソレノイド駆動電流Ｐとするシステムである。制御システム５２は、出力信号経路にＰＷＭ出力演算部２１及びスイッチング素子２及びソレノイド３を配置し、フィードバック経路にシャント抵抗８、ＬＰＦ３０、検出電流補正部２４及び第一電源電圧補正部２５を配置する構成とされている。
このような構成とすることで、ソレノイド駆動電流Ｐは、シャント抵抗８によって検出された後にＬＰＦ３０にてフィルタリングされ、検出電流Ｐｂとされる。検出電流Ｐｂは、検出電流補正部２４に記憶された検出電流補正マップ４１によって、推定ソレノイド駆動電流Ｐｓに変換される。推定ソレノイド駆動電流Ｐｓは、第一電源電圧補正部２５に記憶された電源電圧補正マップ４２が算出する補正値αによって、実ソレノイド駆動電流Ｐｒに変換される。
ＰＷＭ出力演算部２１は、実ソレノイド駆動電流Ｐｒと目標駆動電流Ｐｍとの電流偏差が小さくなるように、ＰＷＭ信号Ｐｗを算出する。スイッチング素子２は、ＰＷＭ信号Ｐｗにて形成されたデューティ比によって、ソレノイド３を作動してソレノイド駆動電流Ｐを発生させる。
このようなシステム構成とすることで、例えば電源電圧Ｖが定格電圧Ｖｋよりも増減した場合でも、これを考慮した検出電流からソレノイド駆動電流への読替えが可能となる。このようにして、ソレノイド駆動回路１０において、ソレノイド駆動電流Ｐの計測精度を向上している。
【００３２】
ここで、図１０乃至図１３を用いて、制御システム５１・５２に基づいた別実施例について、詳細に説明する。
まず、図１０を用いて、ソレノイド駆動電流Ｐの制御システム５３について、詳細に説明する。
図１０に示すように、制御システム５３は、目標駆動電流Ｐｍを目標値とし、制御量をソレノイド駆動電流Ｐとするシステムである。制御システム５３は、出力信号経路にＰＷＭ出力演算部２１及びスイッチング素子２及びソレノイド３を配置し、フィードバック経路にシャント抵抗８、ＬＰＦ３０を配置し、入力経路に目標電流補正部２６を配置する構成とされている。
このような構成とすることで、ソレノイド駆動電流Ｐは、シャント抵抗８によって検出された後にＬＰＦ３０にてフィルタリングされ、検出電流Ｐｂとされる。さらに、目標駆動電流Ｐｍは、目標電流補正部２６に記憶された目標電流補正マップ４３によって、目標検出電流Ｐｘに変換される。目標電流補正マップ４３については、詳しくは後述する。
さらに、ＰＷＭ出力演算部２１は、検出電流Ｐｂと目標検出電流Ｐｘとの電流偏差が小さくなるように、ＰＷＭ信号Ｐｗを算出する。スイッチング素子２は、ＰＷＭ信号Ｐｗにて形成されたデューティ比によって、ソレノイド３を作動してソレノイド駆動電流Ｐを発生させる。
このようにして、ソレノイド駆動電流Ｐの制御システム５１に比較して、検出電流補正部２４での補正演算をフィードバック経路外で行なう。フィードバック経路での補正演算はその構成次第では制御特性に悪影響を与える場合があるが、補正演算をフィードバック経路外で行なうようにすることで、この補正演算による悪影響を排除して制御演算の安定性を向上している。
【００３３】
次に、図１１を用いて、目標電流補正マップ４３について、詳細に説明する。
図１１に示すように、目標電流補正マップ４３は、横軸の目標駆動電流Ｐｍに対して、縦軸に目標検出電流Ｐｘを示したマップである。目標検出電流Ｐｘは、図４で示すソレノイド駆動電流Ｐと検出電流Ｐｂとの相関から逆算される。目標電流補正マップ４３は、予め目標電流補正部２６に記憶されている。
【００３４】
次に、図１２を用いて、ソレノイド駆動電流Ｐの制御システム５４について、詳細に説明する。
図１２に示すように、制御システム５４は、目標駆動電流Ｐｍを目標値とし、制御量をソレノイド駆動電流Ｐとするシステムである。制御システム５４は、出力信号経路にＰＷＭ出力演算部２１及びスイッチング素子２及びソレノイド３を配置し、フィードバック経路にシャント抵抗８、ＬＰＦ３０を配置し、入力経路に目標電流補正部２６及び第二電源電圧補正部２７を配置する構成とされている。
このような構成とすることで、ソレノイド駆動電流Ｐは、シャント抵抗８によって検出された後にＬＰＦ３０にてフィルタリングされ、検出電流Ｐｂとされる。
さらに、目標駆動電流Ｐｍは、目標電流補正部２６に記憶された目標電流補正マップ４３によって、目標検出電流Ｐｘに変換される。目標検出電流Ｐｘは、第二電源電圧補正部２７に記憶された第二電源電圧補正マップ４４が算出する補正値βによって、実目標検出電流Ｐｙに変換される。第二電源電圧補正マップ４４については、詳しくは後述する。
さらに、ＰＷＭ出力演算部２１は、検出電流Ｐｂと実目標検出電流Ｐｙとの電流偏差が小さくなるように、ＰＷＭ信号Ｐｗを算出する。スイッチング素子２は、ＰＷＭ信号Ｐｗにて形成されたデューティ比によって、ソレノイド３を作動してソレノイド駆動電流Ｐを発生させる。
このようにして、ソレノイド駆動電流Ｐの制御システム５２に比較して、検出電流補正部２４及び第一電源電圧補正部２５での補正演算をフィードバック経路外で行なう。フィードバック経路での補正演算はその構成次第では制御特性に悪影響を与える場合があるが、補正演算をフィードバック経路外で行なうようにすることで、この補正演算による悪影響を排除して制御演算の安定性を向上している。
【００３５】
次に、図１３を用いて、第二電源電圧補正マップ４４について、詳細に説明する。
図１３に示すように、第二電源電圧補正マップ４４は、横軸の目標検出電流Ｐｘに対して、縦軸は目標検出電流Ｐｘが電源電圧Ｖの変化に対応する補正値βを示したマップである。なお、横軸の推定ソレノイド駆動電流Ｐｓは、電源電圧Ｖが定格電圧Ｖｋのときのものとしている。補正値βは、図４で示すソレノイド駆動電流Ｐと検出電流Ｐｂとの相関と図７で示す電源電圧Ｖが定格電圧Ｖｋのときのソレノイド駆動電流と、電源電圧ＶがＶａまたはＶｂのときのソレノイド駆動電流との相関から逆算される。第二電源電圧補正マップ４４は、予め第二電源電圧補正部２７に記憶されている。
【図面の簡単な説明】
【００３６】
【図１】本発明に係るディーゼルエンジンの電子ガバナの全体的な構成を示す構成図。
【図２】電子ガバナのソレノイド駆動回路図。
【図３】ＬＰＦでフィルタリングされた検出電流の波形を示す電流波形図。
【図４】ＬＰＦでフィルタリングされた検出電流とソレノイド駆動電流との相関を示すグラフ図。
【図５】検出電流補正マップを示すグラフ図。
【図６】ソレノイド駆動電流の別制御システムを示すブロック線図。
【図７】電源電圧が異なるときのＬＰＦでフィルタリングされた検出電流とソレノイド駆動電流との相関を示すグラフ図。
【図８】第一電源電圧補正マップを示すグラフ図。
【図９】電源電圧の変化を加味したソレノイド駆動電流の制御システムを示すブロック線図。
【図１０】ソレノイド駆動電流の別制御システムを示すブロック線図。
【図１１】目標電流補正マップ図。
【図１２】ソレノイド駆動電流の別制御システムを示すブロック線図。
【図１３】第二電源電圧補正マップを示すグラフ図。
【図１４】基本的なソレノイド駆動回路図。
【図１５】従来のソレノイド駆動回路図。
【図１６】特許文献１のソレノイド駆動回路図。
【図１７】特許文献２のソレノイド駆動回路図。
【符号の説明】
【００３７】
３    ソレノイド
８    シャント抵抗
９    エンジン用電子ガバナ
１０    ソレノイド駆動回路
２１    ＰＷＭ出力演算部
３０    ＬＰＦ
Ｐ    ソレノイド駆動電流
Ｐｗ    ＰＷＭ信号
Ｐｍ    目標駆動電流
Ｐｂ    検出電流
Ｐｓ    推定ソレノイド駆動電流
Ｐｒ    実ソレノイド駆動電流
Ｐｘ    目標検出電流
Ｐｙ    実目標検出電流
Ｖ    電源電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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