(57)【要約】【課題】限られたアンテナサイズで開口径を等価的に大きくすることができ、かつ演算量を低減できるレーダ装置を得る。【解決手段】  等間隔に配置された複数の受信アンテナと、上記受信アンテナの相対する端部に位置し、隣接する上記受信アンテナとの間隔が上記複数の受信アンテナ配列間隔の半分の自然数倍になされた２つの送信アンテナと、上記２つの送信アンテナから時分割で電波を送信し、目標からの反射波を上記複数の受信アンテナ毎に受信し、得られた受信信号をデジタル・ビーム・フォーミング処理する信号処理器を備え、上記信号処理器は、受信信号を時間方向の高速フーリエ変換処理をした後、空間方向の高速フーリエ変換処理を行うようにしたものである。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
等間隔に配置された複数の受信アンテナ、上記受信アンテナの相対する端部に位置し、隣接する上記受信アンテナとの間隔が上記複数の受信アンテナ配列間隔の半分の自然数倍になされた２つの送信アンテナ、及び上記２つの送信アンテナから時分割で電波を送信し、目標からの反射波を上記複数の受信アンテナ毎に受信し、得られた受信信号をデジタル・ビーム・フォーミング処理する信号処理器を備え、上記信号処理器は、受信信号を時間方向の高速フーリエ変換処理をした後、空間方向の高速フーリエ変換処理を行うようにしたことを特徴とするレーダ装置。
【請求項２】
請求項１に記載のレーダ装置であって、上記受信アンテナと上記送信アンテナとの間にダミーアンテナを配置したことを特徴とするレーダ装置。
【請求項３】
請求項２に記載のレーダ装置であって、上記ダミーアンテナと上記ダミーアンテナに隣接する上記受信アンテナとの間隔を上記複数の受信アンテナの配列間隔と等しくしたことを特徴とするレーダ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、複数のアンテナを使用して電波の送受信を行なうレーダ装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
一般にレーダ装置において、目標の角度は、所望の幅に絞られたアンテナビームを走査することにより得ることができる。走査方式は、機械走査方式と電子走査方式に大きく分けることができ、電子走査方式の一つとして、デジタル・ビーム・フォーミング（以下ＤＢＦと略称する）がある。
【０００３】
ＤＢＦとは、送信アンテナから送信され、目標で反射した電波を複数の受信アンテナにて同時に受信し、その受信信号を利用して、様々なアンテナパターンをデジタル信号処理により形成するものである。従来のフェーズドアレー方式のアンテナにおいて、各アンテナ毎に備えていたアナログ移相器の機能、及びアナログ移相器の出力をアナログ的に合成する機能を、ＤＢＦではデジタル信号処理により実現しているものと考えることができる。
【０００４】
ＤＢＦによれば、機械走査方式のようにアンテナを駆動させる必要がないため、駆動機構が不要となり、そのために振動に強く、小型・軽量化を図ることができる特長がある。また、フェーズドアレー方式のアンテナと比べ、アナログ移相器が不要となるので、低コスト化を図ることができる特長がある。
【０００５】
一般にＤＢＦによって、目標の角度を求める場合、角度分解能はアンテナ開口径が大きいほど優れることが知られている。しかしながら、レーダ装置を限られたスペースに配置するような制約のもとでは、角度分解能に限界がある。そこで、特許文献１に示されたものでは、複数の受信アンテナの両端に２つの送信アンテナを設け、この２つの送信アンテナから時分割に電波を送信し、それぞれの受信結果を用いて、ＤＢＦを実施することで、約２倍の等価開口を実現し、角度分解能を向上させる方法が開示されている。
【０００６】
２つの送信アンテナから時分割に電波を送信して、等価的に開口を大きくすることができることについて、図１１を用いて説明する。図１１において、図の左側半分は送信アンテナT2送信時、右側半分は送信アンテナT1送信時の各受信アンテナR1〜R4に入射する電波の等位相面を破線で示している。ここでは、正面方向から右側θの方向から受信波が返ってくる場合を想定している。送信アンテナT2送信時のT2を基準とした受信アンテナR1〜R4に入射する電波の送受の経路差は以下のようになる。
R1  ：  +4△r
R2  ：  +3△r
R3  ：  +2△r
R4  ：  +△r
ここで、受信アンテナ間隔をdとすると、
△r= dsinθ
で表される。
【０００７】
一方、送信アンテナT1送信時のT2を基準とした受信アンテナR1〜R4に入射される電波の送受の経路差は、送信の経路差が+5△rあるので以下のようになる。
R1  ：  +9△r
R2  ：  +8△r
R3  ：  +7△r
R4  ：  +6△r
【０００８】
よって、送信アンテナT2を基準とした送受の位相差は以下のように表わすことができる。
T2送信時は、
R1  ：  -4△φ
R2  ：  -3△φ
R3  ：  -2△φ
R4  ：  -△φ
T1送信時は、
R1  ：  -9△φ
R2  ：  -8△φ
R3  ：  -7△φ
R4  ：  -6△φ
【０００９】
ここで、送信アンテナT1の位置を仮想的にT2に合わせることを考えると、送信アンテナT1送信時の受信アンテナR1〜R4における送受の位相差について、+10△φしてやればよい（位相補正）。
この時、T1送信時は、
R1  ：  +△φ
R2  ：  +2△φ
R3  ：  +3△φ
R4  ：  +4△φ
となり、送信アンテナT2/T1を挟んで、計８つの受信アンテナが配置されていると仮想的に扱うことができる。つまり、実際には４つの受信アンテナしかないにもかかわらず、ほぼ倍のアンテナ開口径を仮想的に実現することができ、角度分解能を向上させることができる。
【００１０】
ＤＢＦでは所望の指向方向にビームを形成するために、複数の受信アンテナにて得られたそれぞれの受信信号に対して、位相補正を施す必要があるが、その一般的な手法として、離散フーリエ変換（Discrete Fourier Transform、以下ＤＦＴと略称する）がある。複数の指向方向にビームを形成する場合には、ある方向を仮定して、ＤＦＴを実行し、また別の方向を仮定してＤＦＴを実行するということを繰り返すことになり、仮定する方向が多い場合には、演算量が増大してしまう。
【００１１】
一方、高速フーリエ変換（以下ＦＦＴと略称する）は、このＤＦＴを高速に行なうことのできるアルゴリズムであるので、演算量の観点から考えると、ＤＢＦにはＦＦＴを使用することが望ましい。信号長をＮとした場合にＦＦＴの演算量は、ＮｌｏｇＮに比例するのに対して、高速化されていないフーリエ変換はＮ２に比例するためである。
【００１２】
特許文献１に示されているような複数の受信アンテナの両端に２つの送信アンテナを設ける場合、図１２に示すように、等価的な受信アンテナの配列はCH3とCH4の間が送受信アンテナ間隔Dの２倍分だけ空いたような状態となる。ここで、送信アンテナT1送信時の受信アンテナR1〜R4に対応する信号出力と、送信アンテナT2送信時の受信アンテナR1〜R4に対応する信号出力を区別するために、以下のようにチャネル（CH）を定義している。
送信アンテナT2送信時、
R1  ：  CH0
R2  ：  CH1
R3  ：  CH2
R4  ：  CH3
送信アンテナT1送信時、
R1  ：  CH4
R2  ：  CH5
R3  ：  CH6
R4  ：  CH7
【００１３】
図１２のような受信アンテナ配置の場合に、ＦＦＴを用いてＤＢＦを実施しようとすると、CH3とCH4の間に仮想的なCHを受信アンテナ間隔dと同じ間隔で配置し、仮想CHのところはゼロ埋めする形をとる。しかしながら、送受信アンテナ間隔Dの取り方によっては、仮想的なCHを含めたCH配置が不等間隔となるので、ＦＦＴが適用できず、ＤＦＴを実施しなければならない。すなわち、演算量の増大を招いてしまうという問題があった。
【００１４】
【特許文献１】特開２００４−１９８３１２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、限られたアンテナサイズで開口径を等価的に大きくして角度分解能を向上させ、かつ演算量を低減できるレーダ装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
請求項１に記載のレーダ装置は、等間隔に配置された複数の受信アンテナ、上記受信アンテナの相対する端部に位置し、隣接する上記受信アンテナとの間隔が上記複数の受信アンテナ配列間隔の半分の自然数倍になされた２つの送信アンテナ、及び上記２つの送信アンテナから時分割で電波を送信し、目標からの反射波を上記複数の受信アンテナ毎に受信し、得られた受信信号をデジタル・ビーム・フォーミング処理する信号処理器を備え、上記信号処理器は、受信信号を時間方向の高速フーリエ変換処理をした後、空間方向の高速フーリエ変換処理を行うようにしたものである。
【００１７】
請求項２に記載のレーダ装置は、請求項１に記載のレーダ装置であって、上記受信アンテナと上記送信アンテナとの間にダミーアンテナを配置したことを特徴とするものである。
【００１８】
請求項３に記載のレーダ装置は、請求項２に記載のレーダ装置であって、上記ダミーアンテナと上記ダミーアンテナに隣接する上記受信アンテナとの間隔を上記複数の受信アンテナの配列間隔と等しくしたことを特徴とするものである。
【発明の効果】
【００１９】
この発明のレーダ装置は、限られたアンテナサイズで開口径を等価的に大きくして角度分解能を向上させ、かつ演算量を低減できるという利点がある。また、送受アンテナ間にダミーアンテナを配置し、各受信アンテナの振幅・位相特性を揃えることができるので、目標の角度算出時の誤差を小さくすることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
実施の形態１．
この発明の請求項１に対応する第１の実施の形態について説明する。図１は実施の形態１に係るレーダ装置を示すもので、このレーダ装置は送信スイッチ３０４により切替えられる第１の送信アンテナ３０５（T1）と第２の送信アンテナ３０６（T2）を備えている。これら第１及び第２の送信アンテナ３０５及び３０６（T1、T2）の間に、複数（本例では４個）の各受信アンテナR1、R2、R3、R4からなる受信アンテナ３０７が配置されている。各受信アンテナR1〜R4は等間隔ｄをもって配置されている。これら各受信アンテナR1〜R4の両側に位置する送信アンテナ３０５（T1）と３０６（T2）は、受信アンテナ３０７の両端に位置する受信アンテナR1とR4との間にそれぞれD=２dの間隔が設けられている。
【００２１】
第１の送信アンテナ３０５（T1）及び第２の送信アンテナ３０６（T2）には、電圧制御発信器（以下VCOと略称する）３０１で発生する信号が、LO分配器３０２で分配され、アンプ３０３で増幅された後、送信用スイッチ３０４を介して加えられるように接続されている。
【００２２】
受信アンテナ３０７の各々R1〜R4は、ミキサ３０８に接続され、さらにこのミキサ３０８の各々はアナログデジタル変換器（以下A/D変換器と略称する）３０９に接続され、さらにこのA/D変換器３０９の各々は信号処理器３１０に接続されている。
【００２３】
LO分配器３０２にはアンプ３１１を介してLO４分配器３１２が接続され、このLO４分配器３１２で４分配されたそれぞれの出力はミキサ３０８に供給される。
【００２４】
先ず、送信動作について説明する。信号処理器３１０にて時間的に三角波状に変化する電圧が発生され、VCO３０１に印加される。VCO３０１は、印加された電圧に応じて周波数が時間的に変化する周波数変調連続波（以下FMCWと略称する）を生成し、LO分配器３０２へ出力する。LO分配器３０２は、入力されたFMCWの一部を送信信号として出力し、この出力はアンプ３０３で増幅された後、送信用スイッチ３０４へ入力される。送信用スイッチ３０４は、入力されたFMCWをパルス変調するとともに、第１の送信アンテナ３０５（T1）と第２の送信アンテナ３０６（T2）を所定のタイミングで切替える役目も担う。第１の送信アンテナ３０５（T1）あるいは第２の送信アンテナ３０６（T2）は、入力された送信信号を送信波として空間に放射する。
【００２５】
一方、LO分配器３０２は、残りをローカル信号として出力し、この出力はアンプ３１１で増幅された後、LO４分配器３１２へ入力される。このLO４分配器３１２で４分配されたそれぞれの出力はミキサ３０８に供給される。
【００２６】
次に、受信動作について説明する。第１の送信アンテナ３０５（T1）あるいは第２の送信アンテナ３０６（T2）から放射された電波は、目標から反射し、目標までの距離に対応する遅延時間をもって受信アンテナ３０７（R1〜R4）に入力される。その後、ミキサ３０８により、LO４分配器３１２からのFMCWとミキシングされ、ビート信号を出力する。得られたビート信号はA/D変換器３０９に入力されてデジタル信号に変換され、信号処理器３１０に入力される。
【００２７】
次に、図２を用いて各タイミングを詳細に説明する。図２において、(a)は前述したVCO３０１から出力されるFMCWを示す。図２では、このFMCWのうち、ダウンチャープに注目して説明する。本実施の形態でのレーダは、FMCWにパルス変調を施したものであるので、受信側ではレンジゲート（0〜N）を設定し、各レンジゲート毎にビート信号をサンプリングする。
【００２８】
(b)に示すように、ダウンチャープの間に、ADデータは各レンジゲート毎に計1024点得られる。以下にその内訳を説明する。(c)は第１の送信アンテナ３０５（T1）で送信した時の送信パルス（T1送信パルス）及びその時の受信パルス（T1受信パルス）を示している。一方、(d)は第２の送信アンテナ３０６（T2）で送信した時の送信パルス（T2送信パルス）及びその時の受信パルス（T2受信パルス）を示している。図中、Twはパルス幅、Tiはパルス間隔を示す。このように、送信用スイッチ３０４を交互に切替え、それぞれの送信アンテナで送信した時の受信パルスに対してADサンプリングを行う。
【００２９】
(e)は第１の送信アンテナ３０５（T1）で送信した時の受信アンテナ（R1〜R4）で受信されたビート信号及びレンジゲートを示している。一方、(f)は第２の送信アンテナ３０６（T2）で送信した時の受信アンテナ（R1〜R4）で受信されたビート信号及びレンジゲートを示している。
【００３０】
このようにして、第１の送信アンテナ３０５（T1）で送信した時及び第２の送信アンテナ３０６（T2）で送信した時のそれぞれについて、各レンジゲート毎にADデータが512点得られることになる。
【００３１】
次にＤＢＦの原理について、詳細に説明する。図３は、ＤＢＦの原理を模式的に示したものである。ここでは、送信アンテナが一つ、受信アンテナが４つ（R1〜R4）の場合を考える。実際の電波の到来方向を正面方向から角度のついた方向とした場合、それぞれの受信アンテナに対応するA/D変換器の出力波形は、電波到来角度に応じた位相差がついた状態となる。
【００３２】
今、実際の電波到来方向と同じ方向である方向Ａを仮定し、それに応じた位相補正をした場合、それぞれの受信アンテナに対応する位相補正後の波形は、位相が揃ったものとなり、加算処理を施すと、信号が強めあい、大きな振幅が得られることになる（図３中の（ａ））。一方、実際の電波到来方向とは異なる方向Ｂを仮定し、それに応じた位相補正をした場合には、それぞれの受信アンテナに対応する位相補正後の波形は、位相が揃わず、加算処理をすると、信号が強めあわず、小さな振幅をもつ信号となる（図３中の（ｂ））。このように、様々な方向を仮定して、それに応じた位相補正をし、それぞれの受信アンテナに対応した信号を加算した場合、実際の電波到来方向と同じ方向を仮定した場合にのみ、大きな電力が得られる。
【００３３】
次に、図１に示した送信アンテナ切替型のレーダのＤＢＦにＦＦＴを使用することを考える。前述したように、送信アンテナの切替え及び位相補正により、仮想的に８つの受信アンテナの配置として扱うことができる。図１に示すように、送信アンテナと受信アンテナの間隔をD（=2d）、受信アンテナ相互の間隔をdとした場合、仮想的な８つの受信アンテナの配置は図４のように、受信アンテナの中央に隙間2Dが空いたような状態となる。
【００３４】
このような配置の受信アンテナにＦＦＴを用いてＤＢＦしようとした場合、仮想CH位置にゼロ埋めを施すことになる。そのためには、送受間隔2Dが以下の条件になることが必要となる。
2D= dの自然数倍
言い換えれば、
D= (d/2)の自然数倍
となり、送信アンテナと受信アンテナの間隔を、受信アンテナ間隔の半分の自然数倍にすることが必要となる。
【００３５】
例えば、仮定するビーム指向方向を３２方向とした場合の各CH及びゼロ埋め配置を図５に示す。ＦＦＴを用いたＤＢＦは所定のビーム指向方向に相当する移相器の回転をあらかじめ与えて積分し、全てのビーム指向方向で最大値をサーチすることで得られる。ＦＦＴ点数をN、受信アンテナ間隔をdとすると、m番目のビームの指向方向θmは（式１）で求めることができる。
【００３６】
【数１】
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【００３７】
一例として、３２点ＦＦＴを実行した場合の正面方向ＤＢＦ合成パターンを図６に示す。３２点ＦＦＴを用いて、ＤＢＦ合成した場合には、出力として３２方向分の合成パターンが得られるが、ここで図６に示したのは、そのうちの一方向（正面方向）の合成パターンである。
【００３８】
次に、信号処理の流れを図７のフローチャートを用いて説明する。以下、それぞれのステップについて説明する。まず、Ｓ９０１にて受信チャネルCH0〜CH7で得られたビート信号に対して、時間方向にＦＦＴを実施する（５１２点ＦＦＴ）。本処理は各チャープ（UP or DOWN）でさらに各レンジゲート（0〜N）について実施する。
【００３９】
次に、Ｓ９０２にて位相補正処理を行なう。ここで言う位相補正処理とは、前述した２つの送信アンテナの位置を合わせるためのものではなく、各受信アンテナ（R1〜R4）等がもつハードウエア（H/W）的な位相誤差及び送信アンテナの切替えタイミングを考慮した位相補正を示す（位相キャリブレーション）。位相キャリブレーションは、Ｓ９０１の出力である時間方向ＦＦＴ結果の全ての周波数ビンに対して行なう。
【００４０】
Ｓ９０３では、空間方向ＦＦＴ（ＤＢＦ）を実施する。ＤＢＦは、Ｓ９０２の出力である位相補正後のＦＦＴ結果の全ての周波数ビンに対して実施する。ＤＢＦの手法については前述した通りである。
【００４１】
次に、Ｓ９０４では目標の検出処理を行なう。ＤＢＦ後のレベルに対して、検出閾値を設け、検出閾値以上の場合に目標の検出と判定する。
【００４２】
Ｓ９０５では、Ｓ９０４にて検出された目標について、距離と相対速度を算出する。具体的には、UPチャープ、DOWNチャープで検出された周波数スペクトルに対して、組み合わせ処理を行い、距離と相対速度を算出する。本処理については、FMCWの基本的な処理であり、すでに様々な文献で発表されているため、詳細は省略する。
【００４３】
S９０６では、S９０４にて検出された目標について、角度を算出する。前述したように、目標の角度は一般に所望の幅に絞られたアンテナビームを走査することにより得ることができる。本実施の形態の場合、ＤＢＦにより所定の方向にアンテナビームを複数形成できる。目標の角度を求めるためには、例えば最も簡単な方法として、アンテナビームの受信電力が最大になる方向を探すビームフォーマー法を適用する。しかしながら、この場合、[波長／アンテナ開口径]で与えられる解像限界から、精度を上げるためにはアンテナ開口径を大きくする必要が生じる。
【００４４】
また、モノパルス法のような複数の受信アンテナの位相差または振幅差が０になる角度を入射角とする方法を適用してもよい。モノパルス法はビームフォーマー法に比べて高精度ではあるが、複数目標が存在する場合には、その受信電波干渉により、測角性能が大幅に劣化する。
【００４５】
さらに、このＤＢＦアンテナを用いて、複数のデジタル受信信号の相関関係を利用した、より複雑な信号処理によって、同一周波数帯の複数電波の入射角度をそれぞれ高精度に推定できる方法として、MUSIC（Multiple Signal Classification）アルゴリズムや、その派生アルゴリズムであるESPRIT（Estimationof Signal Parameters via Rotational Invariance Techniques）を適用してもよい。これらの方法は、アンテナビームの解像限界である[波長／アンテナ開口径]よりも近接した角度の複数波を分離測角できることから、超分解能測角アルゴリズムと言われている。
【００４６】
上記のように、目標の角度算出には様々な方法があるが、いずれの方法においても、精度や分解能を向上させるためには、アンテナ開口径を大きくすることが有効となる。
【００４７】
以上より、本実施の形態によれば、２つの送信アンテナと複数の受信アンテナからレーダを構成し、２つの送信アンテナから時分割で電波を送信し、複数の受信アンテナ毎に反射波を受信して位相補正することにより、仮想的にアンテナ開口径を拡大できるので、角度分解能を向上させることができる。さらに、送受信アンテナ間隔を受信アンテナの配列間隔の半分の自然数倍としたので、ＤＢＦを高速なＦＦＴ処理で実現できるので、演算量を低減することができる。
【００４８】
一般にアンテナの素子間隔を１波長以上にすると、グレーティングローブと呼ばれる放射が発生する。本実施の形態では、送受アンテナ間隔を2dとしており、図４の等価的な受信アンテナ配列を見ると、CH3とCH4の間が１波長以上となり、グレーティングローブが発生する条件となる。図６において、約±12deg付近にグレーティングローブが見られる。
グレーティングローブが発生すると、メインローブのビーム幅は小さくなるが、放射パターンの落ち込み（ナル）がいくつか発生するので、所定の覆域をレベルの落ち込みなしにカバーするためには、ＤＢＦのＦＦＴ点数を増やして、ビーム指向方向の間隔を詰める必要がある。
【００４９】
そこで、図8に示すように、第1の送信アンテナT1と受信アンテナR1及び第2の送信アンテナT2と受信アンテナR4との間隔を受信アンテナ間隔の半分にする。即ち、D=0.5dに設定する。このように送受アンテナ間隔を受信アンテナ間隔の半分にすることで、図９に示すように、等価的なアンテナ配列が全て等間隔かつ１波長未満となり、グレーティングローブの発生条件を回避することができる。
【００５０】
実施の形態２．
この発明における請求項２及び請求項３に対応する第２の実施の形態について説明する。本実施の形態におけるレーダ装置の構成は、図１と同じである。以下、実施の形態１と異なる点のみ説明する。
【００５１】
前述した、角度算出のための方法である、ＤＢＦ後にアンテナビームの受信電力が最大になる方向を探すビームフォーマー法、モノパルス法（振幅あるいは位相利用）、超分解能法のいずれの場合においても、複数の受信アンテナの振幅・位相特性はできる限り揃っていることが望ましい。なぜなら、各受信アンテナの振幅特性が異なる場合、ＤＢＦ後の合成アンテナパターンに歪みが生じ、受信電力が最大となる方向を探すビームフォーマー法では、測角値に誤差が生ずるためである。また、モノパルス法の場合も、複数の受信アンテナの位相差または振幅差が０になる角度を算出するため、各受信アンテナの振幅・位相特性にばらつきがあると、測角値に誤差が生ずることになる。また、超分解能法においても、複数の受信信号の相関関係を利用するので、同様に各受信アンテナの振幅・位相特性ができる限り揃っていることが要求される。
【００５２】
そこで、本実施の形態では、各受信アンテナの振幅・位相特性を揃えるために、図１０に示すように、送信アンテナT1、T2と受信アンテナR1、R4との間に、給電しないダミーアンテナDAを配置する。ダミーアンテナDAは終端しておいてもよい。ここでは、ダミーアンテナDAと隣接する受信アンテナの間隔は、受信アンテナ間隔と同じdとしている。
【００５３】
まず、ダミーアンテナDAがない場合を考える。図１０において、受信アンテナR2及びR3に着目した場合、それぞれの両隣には受信アンテナが間隔dだけ離れて配置されている。しかしながら、受信アンテナR1及びR4に着目した場合は、それぞれ、片側にしか間隔d離れた受信アンテナが配置されておらず、もう一方はdよりも大きいD離れた位置に送信アンテナT1、T2が配置されていることになる。
【００５４】
複数のアンテナを配列した場合には、素子間の結合現象等により、お互いの振幅・位相特性に影響を及ぼしあう。よって、各受信アンテナの振幅・位相特性を揃えるためには、それぞれの受信アンテナの配置条件を一致させることが望ましく、ダミーアンテナの配置が有効である。
【００５５】
以上より、本実施の形態によれば、送受アンテナ間にダミーアンテナを配置し、各受信アンテナの振幅・位相特性を揃えることができるので、実施の形態１の効果に加えて、目標の角度算出時の誤差を小さくすることができる。
【産業上の利用可能性】
【００５６】
この発明は、例えば自動車に搭載して、自動車の安全性や自動運転の利便性を図るシステムに利用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００５７】
【図１】この発明の実施の形態１に係るレーダ装置の構成を示す図である。
【図２】実施の形態１の各タイミングを説明するための図である。
【図３】ＤＢＦの原理を説明するための図である。
【図４】ＤＢＦにＦＦＴを適用することを説明するための図である。
【図５】ＤＢＦにＦＦＴを適用することを説明するための図である。
【図６】ＤＢＦ合成パターンの一例を示す図である。
【図７】実施の形態１の信号処理の流れを説明するためのフローチャートである。
【図８】実施の形態１の別のアンテナ構成を示す図である。
【図９】図８のアンテナ構成の仮想的な送受アンテナ間隔を示す図である。
【図１０】この発明の実施の形態２に係るレーダ装置のアンテナ構成を示す図である。
【図１１】従来のレーダ装置を説明するための図である。
【図１２】発明が解決しようとする課題を説明するための図である。
【符号の説明】
【００５８】
３０１：電圧制御発振器、            ３０２：LO分配器、
３０３：アンプ、                    ３０４：送信用スイッチ、
３０５：第１の送信アンテナ（T1）、  ３０６：第２の送信アンテナ（T2）、
３０７：受信アンテナ（R1〜R4）、    ３０８：ミキサ、
３０９：アナログデジタル変換器、    ３１０：信号処理器、
３１１：アンプ、                    ３１２：LO４分配器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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