(57)【要約】  本発明は、設定点電圧値（Ｖｄｃｒｅｑ）を定義する事前ステップと、バッテリー電圧（Ｖｂａｔ）と電力設定点（Ｐｒｅｑ）、および前記設定点入力電圧（Ｖｄｃｒｅｑ）の関数として前記ＤＣ−ＤＣ変換器（１２）の制御周波数値（ｆｓｗ（ω））を計算するステップ（４０）と、制御周波数を前記変換器に適用するステップとを含む、ＤＣ−ＤＣ変換器の入力電圧周波数を制御するための方法（４）に関する。【選択図】図１
2021531719.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
５０％のデューティサイクルで動作し、周波数制御されるＬＬＣ  ＤＣ−ＤＣ変換器（１２）の入力電圧の周波数を制御するための方法（４）であって、
−  設定点電圧値（Ｖｄｃｒｅｑ）を定義する予備ステップと、
−  出力バッテリー電圧（Ｖｂａｔ）、入力電力設定点（Ｐｒｅｑ）、および前記設定点入力電圧（Ｖｄｃｒｅｑ）に基づいて、前記ＤＣ−ＤＣ変換器（１２）の利得の式の数学的反転によって取得される、前記ＤＣ−ＤＣ変換器（１２）のための制御周波数値（ｆｓｗ（ω））を計算するステップ（４０）と、
−  このようにして計算された前記制御周波数を前記変換器に適用するステップと
を含む、方法。
【請求項２】
前記ＤＣ−ＤＣ変換器が、２つのインダクタ（Ｌｍ、Ｌｒ）とキャパシタ（Ｃｒ）とを備える等価回路のパラメータによって定義される、ＬＬＣ直列共振ＤＣ−ＤＣ変換器であり、
前記制御周波数値（ｆｓｗ（ω））が前記２つのインダクタ（Ｌｍ、Ｌｒ）の値と前記キャパシタ（Ｃｒ）の値との関数であることを特徴とする、請求項１に記載の方法（４）。
【請求項３】
このようにして計算された前記制御周波数を適用する前記ステップが、
−  周波数増分ステップ（ΔＦ）を定義することと、
−  前記制御周波数（ｆｓｗ（ｋ））を、このようにして計算された前記制御周波数に対応する初期制御値（ｆｓｗ＿ｆｅｅｄｆｏｒｗａｒｄ）に初期化するステップ（４１）と、
−  第１のしきい値（ｅｐｓ１）および第２のしきい値（ｅｐｓ２）、ならびに前記第１のしきい値の加法的逆元（−ｅｐｓ１）および前記第２のしきい値の加法的逆元（−ｅｐｓ２）を定義することと、
−  測定された入力電圧値（Ｖｄｃｍｅａｓｕｒｅｄ）と前記設定点入力電圧（Ｖｄｃｒｅｑ）との間の誤差値（ε）を計算するステップ（４４）と、
−  前記誤差値を前記しきい値（ｅｐｓ１、−ｅｐｓ１、ｅｐｓ２、−ｅｐｓ２）と比較するステップ（４２）と
を含み、
−  前記方法は調整ステップを含み、前記調整ステップの間に、
−  前記誤差値が前記第１のしきい値（ｅｐｓ１）と前記第１のしきい値の加法的逆元（−ｅｐｓ１）との間であるとき、および前記誤差が前記第２のしきい値（ｅｐｓ２）よりも高いか、または前記第２のしきい値の加法的逆元（−ｅｐｓ２）よりも低いとき、前記制御周波数（ｆｓｗ（ｋ））が前記周波数増分ステップ（ΔＦ）だけ増分され（４３）、
−  前記誤差値が前記第２のしきい値（ｅｐｓ２）と前記第２のしきい値の加法的逆元（−ｅｐｓ２）との間であるとき、前記制御周波数（ｆｓｗ（ｋ））がその前の値に保たれ（４５）、
−  これらの条件のいずれも満たされない場合、前記初期制御値が前記制御周波数として適用されることを特徴とする、請求項１または２に記載の方法（４）。
【請求項４】
前記制御周波数のフィードバック制御をさらに含むことを特徴とする、請求項１から３のいずれか一項に記載の方法（４）。
【請求項５】
請求項１から４のいずれか一項に記載の方法（４）を実装するためのデバイス。
【請求項６】
力率補正段（１１）と、少なくとも１つのＤＣ−ＤＣ変換器（１２ａ、１２ｂ）と、請求項５に記載のデバイスとを含む、電気アキュムレータ（１３）のための充電器（１）。
【請求項７】
請求項６に記載の電気アキュムレータ（１３）のための充電器（１）を含む自動車。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、特に電気またはハイブリッド自動車のための、電気アキュムレータ充電器（ｃｈａｒｇｅｕｒ  ｄ’ａｃｃｕｍｕｌａｔｅｕｒ  ｅｌｅｃｔｒｉｑｕｅ）の分野に関する。
【０００２】
より詳細には、本発明は、電気アキュムレータ充電器のためのＤＣ−ＤＣ変換器の入力電圧の周波数を制御するための方法に関する。
【背景技術】
【０００３】
より一般的には充電器として知られている、電気自動車のための電気アキュムレータ充電器は、たとえば、３相運転では２２ｋＷまたは単相運転では７ｋＷまで及び得る、高いレベルの充電電力を必要とする。
【０００４】
これらの充電器は、一般に、２つの電力変換段、すなわち、ＤＣバスへのグリッド電圧のＡＣ−ＤＣ変換を実行する第１の力率補正（一般に頭字語ＰＦＣによって知られている）段と、バッテリーを充電するために必要とされる出力電流を制御し、トランスフォーマによって充電器を直流的に絶縁する、第２のＤＣ−ＤＣ変換段とを含む。
【０００５】
従来技術の図１を参照すると、２つの出力ＤＣ電圧バスは、出力キャパシタの端子において、それぞれＤＣ−ＤＣ変換器に結合される。
【０００６】
ＤＣ−ＤＣ変換器は、特に、図２に示されているように、充電器を直流的に絶縁するトランスフォーマ２２を備えるＬＬＣ  ＤＣ−ＤＣ変換器であり得る。
【０００７】
図３は、キャパシタＣｒと、２つのインダクタＬｒおよびＬｍとを備える、図２のＤＣ−ＤＣ変換器の簡略化された回路図を示す。入力電圧はＤＣバスに対応し、出力電圧はバッテリーの電圧である。利得は、その場合、２つの電圧の比に対応する。
【０００８】
ＬＬＣ  ＤＣ−ＤＣ変換器の第１のＭＯＳＦＥＴブリッジ１２０は、５０％のデューティサイクルで動作し、周波数制御される。実際、周波数制御は、ＤＣ−ＤＣ変換器の利得が調整され、充電器の入力におけるＤＣバスの電圧が所与の設定点に設定されることを可能にする。バッテリーの電圧と必要とされる電力とに応じて、周波数は、たとえば、６０ｋＨｚと２００ｋＨｚとの間で変動し得る。
【０００９】
このタイプのＤＣ−ＤＣ変換器を制御するための従来技術において提案されるソリューションは、一般に、ＤＣ−ＤＣ変換器の出力電圧が、チョッピング周波数を使用することによって制御される、刊行物、ＤＲＧＯＮＡ，Ｐｅｔｅｒ、ＦＲＩＶＡＬＤＳＫＹ，Ｍｉｃｈａｌ、およびＳＩＭＯＮＯＶＡ，Ａｎｎａ．Ａ  Ｎｅｗ  Ａｐｐｒｏａｃｈ  ｏｆ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ｓｙｓｔｅｍ  Ｄｅｓｉｇｎ  ｆｏｒ  ＬＬＣ  Ｒｅｓｏｎａｎｔ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ．Ｉｎ：ＭＡＴＬＡＢ  ｆｏｒ  Ｅｎｇｉｎｅｅｒｓ−Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ  ｉｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌ，  Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ  Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ，ＩＴ  ａｎｄ  Ｒｏｂｏｔｉｃｓ．ＩｎＴｅｃｈ，２０１１に開示されている動作など、出力電圧を調整する動作を伴う。デューティサイクルと出力電圧との間の伝達関数は、周波数ステップに対する出力電圧応答のダイナミクスをシミュレートするＰＳＰＩＣＥハードウェアモデルを使用することによる識別方法によって導出される。コントローラは、その場合、前に導出された伝達関数に基づいて設計される。
【００１０】
伝達関数はまた、ＹＡＮＧ，Ｂｏ．による博士論文、Ｔｏｐｏｌｏｇｙ  ｉｎｖｅｓｔｉｇａｔｉｏｎ  ｏｆ  ｆｒｏｎｔ  ｅｎｄ  ＤＣ／ＤＣ  ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ  ｆｏｒ  ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ  ｐｏｗｅｒ  ｓｙｓｔｅｍ．２００３に記載されているように、ファンクションポイントの周りの励振から伝達関数を導出し、ＤＣ−ＤＣ変換器の応答を測定することにある、「小信号」方法として知られている方法によって取得され得る。しかしながら、この伝達関数は、当該の動作点においてのみ有効であり、動作点が変化するたびに使われなくなる。伝達関数は、したがって、毎回、再計算されなければならない。したがって、この種類のソリューションは、実装するのが比較的複雑であり、計算時間に関してコストがかかる。
【００１１】
出力電圧が限られた範囲にわたって変動する場合にＤＣ電流を調整することを伴う制御動作も知られている。
【００１２】
最後に、出版物、ＦＡＮＧ，Ｚｈｉｊｉａｎ，ＷＡＮＧ，Ｊｕｎｈｕａ，ＤＵＡＮ，Ｓｈａｎｘｕら、Ｃｏｎｔｒｏｌ  ｏｆ  ａｎ  ＬＬＣ  Ｒｅｓｏｎａｎｔ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ  Ｕｓｉｎｇ  Ｌｏａｄ  Ｆｅｅｄｂａｃｋ  Ｌｉｎｅａｒｉｚａｔｉｏｎ．ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｐｏｗｅｒ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，２０１８，ｖｏｌ．３３，ｎｏ  １、８８７−８９８ページ、もＬＬＣ  ＤＣ−ＤＣ変換器の出力電圧を制御するためのフィードバック線形化制御動作を開示している。この出版物は、後で２つの状態に減らされる、７つの状態をもつ非線形モデルについて説明し、ＰＩループ制御を提案している。しかしながら、この種類のソリューションは、複雑でコストがかかるハードウェアおよびソフトウェア適応を伴う。
【００１３】
場合によっては、出力電圧はバッテリーによって印加される。さらに、場合によっては、特に電気自動車アプリケーションにおいては、この出力電圧は、広範囲の値にわたって、たとえば２５０Ｖと４３０Ｖとの間で変動する。
【００１４】
したがって、ＤＣ入力電圧を調整することにより、ＰＦＣの出力において、ＤＣ電圧をキャパシタの端子の両端間に印加させることが可能になるので、ＤＣ入力電圧を調整することが望ましい。
【００１５】
しかしながら、ＬＬＣ  ＤＣ−ＤＣ変換器のＤＣ入力電圧を調整することは、従来技術がそれに対する十分なソリューションを提供していない問題である。
【発明の概要】
【００１６】
したがって、ＬＬＣ  ＤＣ−ＤＣ変換器の入力においてＤＣ電圧を迅速に、確実に制御するためのソリューションが必要である。５０％のデューティサイクルで動作し、周波数制御されるＬＬＣ  ＤＣ−ＤＣ変換器の入力電圧の周波数を制御するための方法であって、
−  設定点電圧値を定義する予備ステップと、
−  出力バッテリー電圧、入力電力設定点、および前記設定点入力電圧に基づいて、前記ＤＣ−ＤＣ変換器の利得の式の数学的反転によって取得される、前記ＤＣ−ＤＣ変換器のための制御周波数値を計算するステップと、
−  このようにして計算された制御周波数を前記変換器に適用するステップと
を含む、方法が提案される。
【００１７】
したがって、ＤＣ−ＤＣ変換器の入力制御を比較的簡単に、迅速に取得することが可能である。
【００１８】
有利には、および制限を暗示することなしに、前記ＤＣ−ＤＣ変換器は、２つのインダクタとキャパシタとを備え、前記制御周波数値が前記２つのインダクタの値と前記キャパシタの値との関数である、等価回路のパラメータによって定義される、ＬＬＣ直列共振ＤＣ−ＤＣ変換器である。したがって、制御周波数の計算は、ＤＣ−ＤＣ変換器の動作を近似することによって取得され、計算が簡略化され、本方法が高速化されることが可能になる。
【００１９】
有利には、および制限を暗示することなしに、このようにして計算された制御周波数を適用する前記ステップは、
−  周波数増分ステップを定義することと、
−  制御周波数を、このようにして計算された制御周波数に対応する初期制御値に初期化するステップと、
−  第１のしきい値および第２のしきい値、ならびに第１のしきい値の加法的逆元および第２のしきい値の加法的逆元を定義することと、
−  測定された入力電圧値と前記設定点入力電圧との間の誤差値を計算するステップと、
−  前記誤差値を前記しきい値と比較するステップとを含み、
−  本方法は調整ステップを含み、調整ステップの間に、
−  前記誤差値が第１のしきい値と第１のしきい値の加法的逆元との間であるとき、および前記誤差が第２のしきい値よりも高いか、または第２のしきい値の加法的逆元よりも低いとき、初期制御周波数が周波数増分ステップだけ増分され、
−  前記誤差値が第２のしきい値と第２のしきい値の加法的逆元との間であるとき、制御周波数がその前の値に保たれ、
−  これらの条件のいずれも満たされない場合、初期制御値が制御周波数として適用される。
【００２０】
したがって、本方法は、比較的簡単で、迅速で、ロバストな周波数制御を含む。
【００２１】
本発明の特定の一実施形態によれば、本方法は、制御周波数のフィードバック制御を含む。
【００２２】
本発明はまた、上記で説明したような方法を実装するためのデバイスに関する。
【００２３】
本発明はまた、力率補正段と、少なくとも１つのＤＣ−ＤＣ変換器と、上記で説明したようなデバイスとを備える、電気アキュムレータのための充電器に関する。
【００２４】
本発明はまた、上記で説明したような電気アキュムレータのための充電器を備える自動車に関する。
【００２５】
本発明の他の顕著な特徴および利点は、添付の図面を参照しながら、指示として、しかし限定を暗示することなしに与えられる、本発明の１つの特定の実施形態についての以下で与えられる説明を読むと明らかになろう。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】従来技術から知られている、電気アキュムレータのための充電器の概略図である。
【図２】図１による充電器のためのＤＣ−ＤＣ変換器の詳細図である。
【図３】図２によるＤＣ−ＤＣ変換器のＬＬＣ回路の簡略図である。
【図４】本発明の一実施形態による制御方法のフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００２７】
図１〜図４は同じ実施形態に関するので、それらについて同時に説明する。
【００２８】
図１を参照すると、３相電気グリッド１０に接続された、電気アキュムレータ１３のための充電器１は、ＰＦＣ段１１としても知られる力率補正段１１と、それぞれインバータ２１２を含むＤＣ−ＤＣ変換器１２ａおよび１２ｂとを備える。
【００２９】
３相電気グリッド１０は、フィルタ処理された入力電流をＰＦＣ段１１に送る入力フィルタ１４に接続される。
【００３０】
ＰＦＣ１１の出力において、ＰＦＣ段１１の出力キャパシタの端子に接続された２つのＤＣ電圧バスは、それぞれＤＣ−ＤＣ変換器１２ａ、１２ｂに結合され、前記変換器の出力はアキュムレータ１３のバッテリーと並列に接続される。
【００３１】
単なる１つの例が図２に示されている各ＤＣ−ＤＣ変換器１２ａ、１２ｂは、入力ＭＯＳＦＥＴブリッジ１２０と、簡略化された等価描写が図３に示されているＬＬＣ回路１２１と、トランスフォーマ２２と、出力ダイオード・ブリッジ１２２とを備える。
【００３２】
充電器１は、本発明による制御方法４を実装することが可能である、ＤＣ−ＤＣ変換器１２を制御するための手段１５をさらに備える。
【００３３】
本発明による制御方法４は、ＤＣ−ＤＣ変換器１２の入力電圧の周波数を制御することを目的とする。
【００３４】
この目的のために、本発明による方法は、ＤＣ−ＤＣ変換器のチョッピング周波数を計算することを含む。
【００３５】
図３を参照すると、本発明によるＬＬＣ  ＤＣ−ＤＣ変換器の伝達関数は、以下の形態を取ることが知られている。
2021531719.tif 000003
ここで、Ｇは、ＤＣ−ＤＣ変換器の（または、少なくとも、トランスフォーマの１次側までのＤＣ−ＤＣ変換器のインバータ部分の）伝達関数の利得であり、
ηは、ＤＣ−ＤＣ変換器のトランスフォーマの巻数比であり、
Ｖｂａｔは、バッテリーの端子の両端間の電圧、すなわちＤＣ−ＤＣ変換器の出力電圧であり、
ＶｄｃはＤＣ−ＤＣ変換器のＤＣ入力電圧であり、総称用語によれば、ＶｏｕｔはＤＣ−ＤＣ変換器の出力電圧であり、ＶｉｎはＤＣ−ＤＣ変換器の入力電圧である。
【００３６】
ＤＣ−ＤＣ変換器の簡略図である図３を参照すると、ＤＣ−ＤＣ変換器のトランスフォーマの等価抵抗Ｒは、トランスフォーマの１次側に対して参照されるバッテリー負荷に対応する。Ｒは、したがって、以下の式に従って計算される。
2021531719.tif 000004
ここで、ＮＰおよびＮＳは、それぞれトランスフォーマの１次側および２次側における巻線の数であり、Ｐは、トランスフォーマの１次側における電力であり、Ｖｂａｔは、トランスフォーマの２次側における電圧である。
【００３７】
したがって、式（１）の伝達関数は以下のように書かれる。
【００３８】
この回路の伝達関数は以下のように書かれる。
2021531719.tif 000005
【００３９】
したがって、ＤＣ−ＤＣ変換器の伝達関数の利得を計算するために、以下の計算が実行される。
2021531719.tif 000006
【００４０】
この式（４）は、ｓ＝ｊωとして、角周波数ω（ω＝２πｆｓｗ）の関数として書き直される。
【００４１】
利得式は、したがって、以下の式
2021531719.tif 000007
または
2021531719.tif 000008
に従って書かれ得、式
ｆｓｗ（ω）＝ｆｃｔ（Ｖｂａｔ、Ｐｒｅｑ、Ｖｄｃ（設定点））（５）
に従って制御周波数ｆｓｗについての式を取得するように、伝達の利得Ｇを計算する。ここで、Ｖｂａｔはバッテリー電圧であり、ＶｄｃはＤＣ−ＤＣ変換器の入力電圧であり、ＰｒｅｑはＤＣ−ＤＣ変換器の入力電力設定点である。
【００４２】
実際、Ｇ（ｓ）式においてＶｄｃを設定点Ｖｄｃの値と交換すると、ＤＣバスが所与の電圧、たとえば４５０Ｖで収束する周波数を計算することが可能になる。
【００４３】
利得Ｇは、ηＶｂａｔ／Ｖｄｃの比、すなわち、この実施形態ではＧ＝ηＶｂａｔ／４５０Ｖとして計算される。
【００４４】
（ω＝２πｆｓω）に依存する３次式が、そこから導出される。
ω３＋Ａω２＋Ｂω＋Ｃ＝０（６）
ここで、パラメータＡ、ＢおよびＣは、Ｖｂａｔ、Ｐｒｅｑ、ＬｍおよびＬｒ（ＤＣ−ＤＣ変換器の等価図のインダクタンス値）およびＣｒ（ＤＣ−ＤＣ変換器の等価図のキャパシタンス値）の関数である。
【００４５】
式（６）をωについて解くと、ＤＣ−ＤＣ変換器の制御周波数ｆｓｗ（ω）を計算するためにフィードフォワード制御を使用することが可能になる。
【００４６】
パラメータのばらつき、および計算の正確さの程度により、また、ＤＣ−ＤＣ変換器の伝達関数を書く際に行われた簡略化する仮定により、この直接計算の適用は、測定されたＤＣ電圧と設定点との間の定常状態誤差をなくすためには十分ではない。しかしながら、誤差は小さいままであり、高々３０Ｖである。
【００４７】
この問題を克服するために、図４を参照すると、コントローラが前のフィードフォワードに追加されている。コントローラは、定常状態誤差がなくなるまで周波数を増分または減分することによって動作し、したがって、正確さの向上のために、前の計算によって生成された初期周波数をわずかに大きい範囲まで調整する。
【００４８】
第１の実施形態によるコントローラは個別コントローラであり、
ｅｐｓ１は、周波数増分／減分がそこから開始するしきい値であり、
ｅｐｓ２は、制御周波数が固定されるしきい値である。
【００４９】
一実施形態によれば、同様に図４を参照すると、第１のステップにおいて、スイッチング周波数ｆｓｗ（ω）としても知られる、制御周波数ｆｓｗ（ω）は、設定点電圧ＶＤＣｒｅｑ、たとえば４５０Ｖ、必要とされる電力Ｐｒｅｑ、たとえば０＜Ｐｒｅｑ＜１１ｋＷの範囲内の電力に基づいて、また２５０Ｖ＜Ｖｂａｔ＜４３０Ｖとなるようなバッテリー電圧に基づいて、上記で説明したように計算される（４０）。
【００５０】
制御周波数値ｆｓｗ（ｋ）は、前に計算された初期周波数値ｆｓｗ＿ｆｅｅｄｆｏｒｗａｒｄに初期化される（４１）。
【００５１】
次いで、設定点電圧ＶＤＣｒｅｑとＤＣ−ＤＣ変換器の測定された入力電圧Ｖｄｃｍｅａｓｕｒｅｄとの間の誤差値εが計算される（４４）。
【００５２】
この誤差値εは２つの誤差しきい値ｅｐｓ１およびｅｐｓ２と比較される。
【００５３】
（条件１）誤差εが、ｅｐｓ１の限界と−ｅｐｓ１の限界との間、たとえば１０Ｖと−１０Ｖとの間である場合、および、さらに、誤差εがｅｐｓ２よりも大きいか、または−ｅｐｓ２よりも低く、これらのしきい値が、たとえば５Ｖおよび−５Ｖである場合、初期周波数値ｆｓｗ＿ｆｅｅｄｆｏｒｗａｒｄは周波数増分ステップΔＦの増分だけ増分される（４３）、すなわち、
ｆｓｗ（ｋ）＝ｆｓｗ＿ｆｅｅｄｆｏｒｗａｒｄ＋ΔＦ（７）
であり、ｋは時間整数である。
【００５４】
このステップ４３の後に、本方法はステップ４４にループバックする。
【００５５】
（条件２）、ステップ４４の後に、誤差εがｅｐｓ２の限界と−ｅｐｓ２の限界との間である場合、設定点の５Ｖの範囲内のＤＣバスを保証する周波数値ｆｓｗ（ｋ）は固定され、前の値に保たれる（４５）、すなわち、
ｆｓｗ（ｋ）＝ｆｓｗ（ｋ−１）
であり、値ｆｓｗ（ｋ−１）は、条件１があらかじめ満たされていない場合はｆｓｗ＿ｆｅｅｄｆｏｒｗａｒｄに等しいか、または、ステップ４５がｋ個の前のステップ４３の後に行われる場合はｆｓｗ＿ｆｅｅｄｆｏｒｗａｒｄ＋ｋ＊ΔＦに等しい。
【００５６】
ステップ４４において、これらの条件のいずれも満たされない場合、ステップ４０においてフィードフォワードによって計算された周波数値ｆｓｗ（ｋ）が使用される（４６）。この値は定期的に更新される。制御動作は、誤差に関するいかなる条件も満たされない限り、フィードフォワードによって計算された周波数を適用し続け、ステップ４３、４５および４６はステップ４４にループバックする。
【００５７】
本発明は、誤差しきい値ｅｐｓ１およびｅｐｓ２のために与えられた例示的な値に限定されない。特に、ｅｐｓ２は、動作点のフィージビリティに応じて、１Ｖまたは０Ｖに設定され得る。
【００５８】
この方法は、フィードフォワード行為によって保証される安定した周波数にあり、残っている定常状態誤差をなくし、ＤＣバスが設定点値とともに正確に収束することを保証するコントローラの作動によって有効である、収束を保証する。
【００５９】
本発明は、第１の例示的な実施形態において説明したコントローラのタイプに限定されない。比例積分または比例積分微分コントローラも与えられ得、その実装は当業者に知られているが、その調整は、本発明の第１の実施形態におけるコントローラの調整よりも複雑である。
【図１】
2021531719.tif 000009
【図２】
2021531719.tif 000010
【図３】
2021531719.tif 000011
【図４】
2021531719.tif 000012
【国際調査報告】
2021531719.tif 000013
2021531719.tif 000014
2021531719.tif 000015
2021531719.tif 000016
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