(57)【要約】  スイッチモード電力変換器は、出力を絶縁するための変圧器と、電圧フィードバック及び電流フィードバックの両方を供給するためのオプトアイソレータとを有する。前記オプトアイソレータの光源は、一方は電流検出に基づいており、他方は電圧検出に基づいている、前記第１調節信号と前記第２調節信号との間に直列にある。オプトアイソレータの光検出器は、変換器を制御するための絶縁フィードバック信号を供給する。
2021503269.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力巻線及び出力巻線を有する絶縁変圧器と、
前記入力巻線を通る電流の流れを制御するための主制御スイッチと、
前記主制御スイッチを制御するための制御回路と、
前記出力巻線に接続される出力回路であり、負荷への接続のための出力を有する出力回路であって、出力電圧に基づいて第１電圧調節信号を生成すると共に、出力電流に基づいて第２電流調節信号を生成するよう適合される出力回路と、
光源及び光検出器を有するオプトアイソレータであって、前記光源が、前記第１調節信号と前記第２調節信号との間に直列にあり、前記光検出器が、前記制御回路に絶縁フィードバック信号を供給するオプトアイソレータとを含むスイッチモード電力変換器。
【請求項２】
前記出力回路が、出力電圧検出信号を生成するための抵抗分割器を有する請求項１に記載のスイッチモード電力変換器。
【請求項３】
前記出力電圧検出信号及び第１基準入力から前記第１調節信号を生成するための第１誤差増幅器を有する請求項２に記載のスイッチモード電力変換器。
【請求項４】
前記変換器が、電流制御モードと電圧制御モードとを有し、前記電流制御モードにあるとき、前記第１誤差増幅器が飽和状態にある請求項３に記載のスイッチモード電力変換器。
【請求項５】
前記出力回路が、出力電流検出信号を生成するための電流検出抵抗器を有する請求項１乃至４のいずれか一項に記載のスイッチモード電力変換器。
【請求項６】
前記出力電流検出信号及び第２基準入力から前記第２調節信号を生成するための第２誤差増幅器を有する請求項５に記載のスイッチモード電力変換器。
【請求項７】
前記変換器が、電流制御モードと電圧制御モードとを有し、前記電圧制御モードにあるとき、前記第２誤差増幅器が飽和状態にある請求項６に記載のスイッチモード電力変換器。
【請求項８】
前記光源と直列の抵抗器を有する請求項１乃至７のいずれか一項に記載のスイッチモード電力変換器。
【請求項９】
前記制御回路が、パルス幅変調又はパルス周波数変調又はパルス密度変調を前記主制御スイッチのスイッチ端子に適用するよう適合される請求項１乃至８のいずれか一項に記載のスイッチモード電力変換器。
【請求項１０】
請求項１乃至９のいずれか一項に記載のスイッチモード電力変換器と、
前記出力回路の前記出力に接続されるＬＥＤ照明負荷とを有する照明回路。
【請求項１１】
前記スイッチモード電力変換器の入力のところにＡＣ／ＤＣ変換器を更に有する請求項１０に記載の照明回路。
【請求項１２】
スイッチモード電力変換器を使用する電力変換方法であって、
主制御スイッチを使用して絶縁変圧器の入力巻線を通る電流の流れを制御し、それによって、前記絶縁変圧器の出力巻線において、出力負荷への印加のための電圧を生成するステップと、
出力電圧に基づいて第１電圧調節信号を生成すると共に、出力電流に基づいて第２電流調節信号を生成するステップと、
前記第１調節信号と前記第２調節信号との間に直列にある、オプトアイソレータの光源を制御するステップと、
前記オプトアイソレータの光検出器を使用して、前記主制御スイッチの制御用の絶縁フィードバック信号を供給するステップとを有する電力変換方法。
【請求項１３】
前記スイッチモード電力変換器を、電流制御モード及び電圧制御モードのうちのいずれかにおいて動作させるステップを有する請求項１２に記載の方法。
【請求項１４】
第１誤差増幅器を使用して、出力電圧検出信号及び第１基準入力から前記第１調節信号を生成するステップを有し、前記電流制御モードにあるとき、前記第１誤差増幅器が飽和状態にある請求項１３に記載の方法。
【請求項１５】
第２誤差増幅器を使用して、出力電流検出信号及び第２基準入力から前記第２調節信号を生成するステップを有し、前記電圧制御モードにあるとき、前記第２誤差増幅器が飽和状態にある請求項１３又は１４に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はスイッチモード電力変換器に関する。スイッチモード電力変換器は、例えば最初のＡＣ／ＤＣ整流後に、ＤＣ／ＤＣ変換を実施するために使用され得る、あるいは、ＡＣ出力を供給するために使用され得る。
【背景技術】
【０００２】
スイッチモード電源は、ＬＥＤドライバ回路において広く使用されている。
【０００３】
制御可能なドライバは、負荷に供給される電圧源及び／又は電流源を変化させる使用され得る。このような制御可能なドライバの或る既知の使用法は、ＬＥＤ出力負荷を制御可能に調光するものである。このようなドライバには、一般に、制御回路からの少なくとも１つの所望の電源信号に応じて入力電源を受け取り、変換するよう適合される一次変換器がある。制御回路は、一般に、少なくとも１つの入力制御信号から少なくとも１つの所望の電源信号を生成する。一次変換器及び出力負荷は、通常、一対の磁気結合巻線によって互いに絶縁される。
【０００４】
少なくとも１つの所望の電源信号を生成する制御回路をオプトアイソレータで一次変換器から絶縁することは知られている。
【０００５】
図１は、既知のドライバ１０の例示的な従来技術のトポロジを示している。入力と任意の出力との間にガルバニック絶縁を備えるＡＣ／ＤＣ及びＤＣ／ＤＣ変換の両方における使用のために知られているフライバックコンバータ・トポロジが示されている。フライバックコンバータは、変圧器を形成するよう分割されるインダクタを備えるバックブーストコンバータであり、従って、絶縁も達成しながら一次電圧／出力電圧のスケーリングの利点を兼ね備える。制御可能なドライバ１０は、一次変換器１２、制御回路１４及びオプトアイソレータ１６を有する。
【０００６】
一次変換器１２は、入力電圧Ｖｓｕｐを受け取り、負荷１８に供給するための電源信号Ｖloadを生成するよう電力発生器１３を使用して変換する。一次変換器１２及び出力負荷１８は、共有磁気コア２４によって磁気的に結合される第１巻線２０及び第２巻線２２によって互いに電気的に絶縁される。電源信号（電圧Ｖｌｏａｄ及び／又は電流）のレベルは、電力発生器１３によって調節信号Ｖａｄに応じて調節可能である。制御回路１４は、（図１においては概略的にしか示されていない）検出信号Iｆｂ又はＶｆｂ及び基準信号から誤差信号を生成し、この誤差信号から調節信号Ｖａｄが比較回路を使用して導き出される。示されている例においては、調光インターフェース２６が、入力電圧Ｖｉｎを受け取り、誤差信号を生成し、次いで、調節信号Ｖａｄを生成するために使用するために制御回路１４によって使用される基準電圧を生成する。調節信号Ｖａｄは、制御回路１４及びオプトアイソレータ１６によって一次変換器１２に供給される。従って、調節信号は、電流又は電圧フィードバック制御を実施する。
【０００７】
この例における検出信号Ｉｆｂ又はＶｆｂは、第２巻線２２から（即ち、負荷に供給される絶縁供給信号から）、制御回路１２、とりわけ、制御回路の比較回路に直接接続される。 
【０００８】
それ故、ドライバは、一次変換器からの負荷の絶縁を確保しながら、制御可能な出力電源信号（電圧及び／又は電流）を負荷に供給する。出力電源を制御するために使用される制御回路も、一次変換器から絶縁される。
【０００９】
コントローラ１４によって実施されるフィードバック制御は、出力電圧又は電流を調整するためのものあり得る。一部の照明負荷は、電流調整を必要とし、他のものは電圧調整を必要とする。従って、電流検出及びフィードバック制御、又は電圧検出及びフィードバック制御が両方とも可能である。
【００１０】
電流と電圧との両方をモニタ及び制御することができる照明ドライバは望ましいだろう。
【００１１】
例として、ドライバは、単に単一のＬＥＤ負荷だけに供給し、制御された電流をその負荷に供給してもよい。そのような場合の一部において、ドライバは、負荷の両端の電圧がより低いときには高い電流を供給することができるが、負荷の両端の電圧がより高いときにはより低い電流しか供給することができず、負荷に供給される（又は供給されることができる）電力を効果的に制限／最大化する。（単一の）ＬＥＤ負荷がドライバから分離され得る場合には、ドライバ出力電圧は安全レベル（即ち、ドライバ自体にとって安全、且つその適用環境にとって安全）に制限されなければならない。他の場合には、各ＬＥＤ負荷がそれ自身のローカルＤＣ・ＤＣ変換器を有する複数のＬＥＤ負荷が並列に接続されてもよい。そのような場合には、全ての並列接続負荷に一定電圧を供給することが望ましい場合がある。
【００１２】
従って、電流調整制御ループ又は電圧調整制御ループのいずれかを実施することができることが好ましい状況がある。両方のフィードバック調整ループを単一のコントローラ全体に実装する様々な既知の方法がある。
【００１３】
基本的には、電圧調節信号を供給する第１フィードバック経路と、電流調節信号を供給する第２フィードバック経路とが必要とされる。第１アプローチにおいては、これらの信号は、接合ノードにおける電流合計によって組み合わされることができ、一方のフィードバック経路がアクティブでないとき、それは、ノードに電流を供給しないようオフにされる。第２アプローチにおいては、これらの信号は、一方の制御を他方の制御のための基準入力として得ることによって、組み合わされることができ、それによってカスケード接続回路を供給する。
【００１４】
これらのアプローチは、モードの切り替えに対する回路の応答速度に関して問題がある、且つ／又は所望の周波数応答を達成するのが困難である。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
それ故、効率的なやり方での電流調整と電圧調整との切り替えを可能にする絶縁スイッチモード電力変換器設計が必要である。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明は、請求項によって規定されている。
【００１７】
本発明の或る態様による例によれば、
入力巻線及び出力巻線を有する絶縁変圧器と、
前記入力巻線を通る電流の流れを制御するための主制御スイッチと、
前記主制御スイッチを制御するための制御回路と
前記出力巻線に接続される出力回路であり、負荷への接続のための出力を有する出力回路であって、出力電圧に基づいて第１調節信号を生成すると共に、出力電流に基づいて第２調節信号を生成するよう適合される出力回路と、
光源及び光検出器を有するオプトアイソレータであって、前記光源が、前記第１調節信号と前記第２調節信号との間に直列にあり、前記光検出器が、前記制御回路に絶縁フィードバック信号を供給するオプトアイソレータとを含むスイッチモード電力変換器が提供される。
【００１８】
この電力変換器設計は、共用オプトアイソレータを通して供給される電流フィードバック及び電圧フィードバックを有する。（最終フィードバック信号を光信号に変換する）前記オプトアイソレータの前記光源は、２つの調節信号の間に接続される。どの時点においても電圧制御又は電流制御がアクティブであり、その場合、他方のフィードバックシステムは、単に、一定の基準として機能する飽和出力を（フィードバックループ内の増幅器の供給電圧において）供給する。このやり方においては、２つのフィードバック制御アプローチ間のスムーズな移行をすることが可能である。
【００１９】
２つの制御モードは、設定点が（最大）電流及び（最大）電圧に設けられることを可能にするのに興味深い。最終的に、どの制御モードがアクティブであるかを決定するのは、接続される負荷である。
【００２０】
「高抵抗」負荷は、全ドライバ電流が流れ得る場合には、高すぎる電圧をもたらすだろう。従って、電圧制御がアクティブになる。逆に、「低抵抗」負荷は、全ドライバ電圧が印加され得る場合には、多すぎる電流を伝導するだろう。従って、電流制御がアクティブになる。
【００２１】
負荷を分離するとき、前記第１（電圧）調節信号が、ゆっくりと増加し、それが前記第２（電流）調節信号よりも大きくなった場合にだけ「アクティブ」になる場合に、出力電圧において大きなオーバーシュートが生じるだろう。逆に、負荷を接続するとき、前記第２（電流）調節信号が、ゆっくりと増加し、それが前記第１（電圧）調節信号よりも大きくなった場合にだけ「アクティブ」になる場合に、電流オーバーシュートが生じるだろう。従って、電流と電圧との両方を制限することは、前記負荷の接続中及び分離中の安全を供給するのに役立つ。
【００２２】
電流基準レベルと電圧基準レベルとの両方の非常に近くで負荷を動作させる場合、非常に小さな変化（例えば、１００Ｈｚのリップルに起因する供給電圧の変化、又は温度変化）が、電圧フィードバックモードと電流フィードバックモードとの間の連続的又は偶発的な移行をもたらし得る。とりわけ、前記負荷が光源である場合には、それらの移行中のオーバーシュートは、アーチファクト又はフリッカをもたらし得る。
【００２３】
前記出力回路は、例えば、出力電圧検出信号を生成するための抵抗分割器を有する。
【００２４】
その場合、前記出力電圧検出信号及び第１基準入力から前記第１（電圧）調節信号を生成するための第１誤差増幅器が設けられ得る。例えば、所望の目標レベルからの出力電圧のずれを表す誤差信号が生成されることができ、次いで、前記第１誤差増幅器によって前記誤差信号から前記調節信号が生成され得る。
【００２５】
前記変換器は、好ましくは、電流制御モードと電圧制御モードとを有し、前記電流制御モードにあるとき、前記第１誤差増幅器は飽和状態にある。これは、前記第１誤差増幅器は、飽和状態から脱することによってすぐに動作状態に切り替えられることができることを意味する。
【００２６】
前記出力回路は、出力電流検出信号を生成するための電流検出抵抗器を有してもよい。
【００２７】
その場合、前記出力電流検出信号及び第２基準入力から前記第２（電流）調節信号を生成するための第２誤差増幅器が設けられ得る。この場合も先と同様に、所望の目標レベルからの出力電流のずれを表す誤差信号が生成されることができ、次いで、前記第２誤差増幅器によって前記誤差信号から前記調節信号が生成され得る。
【００２８】
前記変換器は、好ましくは、電流制御モードと電圧制御モードとを有し、前記電圧制御モードにあるとき、前記第２誤差増幅器は飽和状態にある。これは、前記第２誤差増幅器は、オプトカプラフィードバック信号が即座に応答する動作状態に切り替えられることができることを意味する。
【００２９】
その場合、前記オプトアイソレータの前記光源は、前記２つの調節信号である、前記誤差増幅器の出力の間に直列にある。「前記第１調節信号信号と前記第２調節信号との間に直列に」という用語は、直列経路内の更なる信号処理要素を除外しないことに留意されたい。
【００３０】
前記変換器は、例えば、前記光源と直列の抵抗器を有する。これは、前記光源を通る電流を、前記オプトアイソレータの正常動作のための適切なレベルに設定する。
【００３１】
前記制御回路は、例えば、パルス幅変調／パルス周波数変調／パルス密度変調を前記主制御スイッチのスイッチ端子に適用するよう適合される。これは、前記出力電流又は電圧を調整するよう、スイッチモード電力変換プロセスを制御する。
【００３２】
本発明は、
上記で規定されているようなスイッチモード電力変換器と、
前記出力回路の前記出力に接続されるＬＥＤ照明負荷とを有する照明回路も提供する。
【００３３】
前記照明回路は、前記スイッチモード電力変換器の入力のところに（整流器などの）ＡＣ／ＤＣ変換器を更に有してもよい。従って、前記照明回路は主電源接続に適している。
【００３４】
本発明は、スイッチモード電力変換器を使用する電力変換方法であって、
主制御スイッチを使用して絶縁変圧器の入力巻線を通る電流の流れを制御し、それによって、出力巻線において、出力負荷への印加のための電圧を生成するステップと、
出力電圧に基づいて第１調節信号を生成すると共に、出力電流に基づいて第２調節信号を生成するステップと、
前記第１調節信号と前記第２調節信号との間に直列にある、オプトアイソレータの光源を制御するステップと、
前記オプトアイソレータの光検出器を使用して、前記主制御スイッチの制御用の絶縁フィードバック信号を供給するステップとを有する電力変換方法も提供する。
【００３５】
この方法は、負荷の電流制御と負荷の電圧制御との間のスムーズな切り替え移行を可能にする。前記方法は、前記スイッチモード電力変換器を、電流制御モード及び電圧制御モードのうちの１つにおいて動作させるステップを有してもよい。
【００３６】
前記第１（電圧）調節信号は、第１誤差増幅器を使用して、出力電圧検出信号及び第１基準入力からを生成されることができ、前記電流制御モードにあるとき、前記第１誤差増幅器は飽和状態にある。同様に、前記第２（電流）調節信号は、第２誤差増幅器を使用して、出力電流検出信号及び第２基準入力からを生成されることができ、前記電圧制御モードにあるとき、前記第２誤差増幅器は飽和状態にある。
【００３７】
下記の実施形態を参照して、本発明のこれら及び他の態様を説明し、明らかにする。
【図面の簡単な説明】
【００３８】
ここで、添付図面を参照して本発明の例について詳細に説明する。
【図１】既知のドライバ１０の例示的な従来技術のトポロジを示す。
【図２】電流及び電圧フィードバックを供給するための第１の可能なアプローチを示す。
【図３】電流及び電圧フィードバックを供給するための第２の可能なアプローチを示す。
【図４】本発明の或る例によるスイッチモード電力変換器を示す。
【図５】電力変換方法を示す。
【発明を実施するための形態】
【００３９】
図を参照して本発明について説明する。
【００４０】
詳細な説明及び特定の例は、装置、システム及び方法の例示的な実施形態を示しているが、説明の目的のためのものでしかなく、本発明の範囲を限定しようとするものではないことは理解されたい。本発明の装置、システム及び方法のこれら及び他の特徴、態様及び利点は、以下の説明、添付の請求項及び添付の図面からよりよく理解されるようになるだろう。図は、単に概略的なものに過ぎず、縮尺通りには描かれていないことは、理解されたい。図の全体を通して、同じ参照符号は、同じ又は同様のパーツを示すために使用されていることも、理解されたい。
【００４１】
本発明は、出力を絶縁するための変圧器と、電圧フィードバック及び電流フィードバックの両方を供給するためのオプトアイソレータとを有するスイッチモード電力変換器を提供する。オプトアイソレータの光源は、（電圧検出に基づいて取得される）第１調節信号と（電流検出に基づいて取得される）第２調節信号との間に直列にある。オプトアイソレータの光検出器は、変換器を制御するための絶縁フィードバック信号を供給する。
【００４２】
上述のように、電流及び電圧のフィードバック及び制御を供給する様々な可能な方法がある。
【００４３】
図２は、第１の可能なアプローチを示している。同じ構成要素には図１と同じ参照符号が使用されている。
【００４４】
出力巻線２２は、フライバックダイオードＤ１を介して出力コンデンサＣｏｕｔに接続する。
【００４５】
負荷１８は、抵抗器Ｒｌｏａｄによって概略的に表されている。負荷は、例えば、ＬＥＤ構成を含み得る。負荷は、フライバックダイオードＤ１及び出力コンデンサＣｏｕｔを含む出力回路１９によって駆動される。
【００４６】
抵抗分割器Ｒ１、Ｒ２は、出力電圧に基づいて出力電圧検出信号を生成し、負荷Ｒｌｏａｄと直列の電流検出抵抗器Ｒｓｅｎｓｅは、負荷を通る出力電流に基づいて出力電流検出信号（電圧として）を生成する。（下記の）誤差増幅器３４、３６は、補償回路網を介したＰＩ、ＰＤ又はＰＩＤ動的制御動作を含み得ることに留意されたい。出力回路１９はまた、示されているように電流検出抵抗器Ｒｓｅｎｓｅ及び抵抗分割器Ｒ１、Ｒ２を含むと考えられ得る。
【００４７】
図２は、入力巻線２０を通る電流の流れを制御するためのＭＯＳトランジスタの形態の単一の主制御スイッチＭ１を示している。制御回路１４は、主制御スイッチの制御端子（ゲート）を制御するためのものである。必要に応じて、制御回路１４は、ＰＩＤ、ＰＤ又はＰＩ制御を使用して動的動作を実施することができ、又はこのような動的動作は、出力側制御回路において実施され得る。
【００４８】
オプトアイソレータ１６は、光源３０及び光検出器３２を有するよう示されている。
【００４９】
分圧器出力（出力電圧検出信号）は、第１調節信号を生成するために第１基準電圧Ｖｒｅｆ１との比較のために第１誤差増幅器３４に供給される。
【００５０】
電流検出抵抗器出力（出力電流検出信号）は、第２調節信号を生成するために第２基準電圧Ｖｒｅｆ２との比較のために第２誤差増幅器３６に供給される。
【００５１】
この明細書において、「電流/電圧検出信号」という用語は、誤差増幅器への入力である信号を示すために使用され、「第１／第２調節信号」という用語は誤差増幅器の出力を示すために使用される。最終的なフィードバック制御は、これらの調節信号に基づいている。
【００５２】
２つの制御回路、電流モード制御のための制御回路と電圧モード制御のための制御回路とが必要とされる。図２の構成は、ダイオードＤ２及びＤ３を通して接合ノード３８に２つの調節信号を供給することによって、電圧モード制御と電流モード制御とを組み合わせる。
【００５３】
ダイオードＤ２及びＤ３を介して、２つの誤差増幅器３４、３６の２つの出力電圧のうちの最も高いものが、ノード３８に給電し、従って、（抵抗器Ｒ３を介して）オプトアイソレータ光源３０に給電する。２つの誤差増幅器の２つの電圧のうちの最も低い電圧を接続するダイオードは、単に電流を遮断し、（場合によっては、あらゆる漏れ電流以外の）電流を伝導しない。
【００５４】
ダイオードを使用するこの並列制御アプローチは、ＬＥＤドライバにおいて最もよく実施されているが、制御が電圧モード制御から電流モード制御へと（又はその逆に）引き継ぐまでに時間がかかるという不利な点を有する。この時間遅延は、大きな電流又は電圧オーバーシュートもたらすおそれがあり、これは望ましくない。
【００５５】
図２の例の場合は、（抵抗分割器Ｒ１、Ｒ２又は電流検出抵抗器Ｒｓｅｎｓｅからの）電圧及び電流検出信号が、それぞれの増幅器３４及び３６の正入力に接続され、基準信号Ｖｒｅｆ１及びＶｒｅｆ２が、それぞれの増幅器３４、３６の負（反転）入力に接続される。従って、検出信号が基準信号よりも高い場合には、増幅器の出力における「調節信号」は、（動的動作）より正のものであり又はになり、従って、オプトアイソレータ光源のアクティブ化（activation）を増大させる。
【００５６】
図３は、カスケード接続制御回路をベースにしたアプローチを示している。同じ構成要素には図２と同じ参照符号が使用されている。
【００５７】
この回路においては、第１誤差増幅器３４は、その出力（第１調節信号）を基準入力として第２誤差増幅器３６に供給し、次いで、第２誤差増幅器３６は第２調節信号を生成し、その場合、第２調節信号が最終フィードバック信号として機能する。実際には、分圧器段は、増幅器の間に存在してもよく、又は増幅器３４の出力段に組み込まれてもよい。この回路は、図２の回路よりも低い電圧及び電流オーバーシュートを呈するが、実施するための柔軟性が劣る、即ち、電圧モード制御ループの周波数応答が、電流モード制御ループの周波数応答から独立していない（逆も同様である）という不利な点を有する。これは、カスケード制御を、設計することを困難にし、少ない種類のアプリケーションにしか適用できないようにする。 
【００５８】
図４は、本発明によるスイッチモード電力変換器を示している。同じ構成要素には図２及び３と同じ参照符号が使用されている。
【００５９】
この回路においては、オプトアイソレータの光源３０は、第１調節信号と第２調節信号との間に直列にある。信号（電圧）４０は、第１（電圧）調節信号であり、信号（電圧）４２は、第２（電流）調節信号である。これらの調節信号は、第１及び第２誤差増幅器３４、３６の出力であり、これらは共にフィードバック回路３５を形成する。出力電圧に基づく出力電圧検出信号は、抵抗分割器の出力３９にあり、出力電流に基づく出力電流検出信号は、電流検出抵抗器の出力４１にある。これらは、調節信号を生成する誤差増幅器３４、３６への入力である。これらの調節信号は、各々、上で説明したように、誤差信号の導出及び誤差信号の処理に基づいて取得される。２つの調節信号は、上で説明したようにそれらを光源３０と直列に配置することによって、最終的なフィードバック信号（即ち、オプトアイソレータを駆動する信号）を形成するよう組み合わされる。
【００６０】
従って、本発明は、電流及び電圧モード制御のための二次側直列制御回路を提供する。制御中、（オペアンプとして実施される）一方の誤差増幅器は、他方の誤差増幅器がＬＥＤドライバの出力電流又は電圧を制御している間、飽和状態の出力電圧を有する。電流モード制御から電圧モード制御へと（又はその逆に）移行するとき、飽和オペアンプは、その飽和出力電圧状態からの緩和時に、オプトアイソレータ光源のアクティブ化をすぐに変更することができる。飽和出力状態は、増幅器の出力電圧が増幅器の電源端子電圧のうちの１つに近い場合である。
【００６１】
モード間を移行するとき、基準電圧Ｖｒｅｆ１及びＶｒｅｆ２は一定のままである。しかしながら、調光可能なＬＥＤドライバの場合は、Ｖｒｅｆ２電流基準は、調光制御を実施するよう有線又は無線インターフェースを介して制御され得る。
【００６２】
図２の並列制御と比較した利点は、グローバルフィードバック制御ループ（即ち、オプトアイソレーターの出力まで）が、制御モードの移行があり、予め飽和されている誤差増幅器がその飽和状態を出るとき、すぐに反応することができることである。図２の並列制御回路は、第２誤差増幅器が制御を引き継ぐまでに時間がかかる。
【００６３】
最小の電流又は電圧オーバーシュートのために、好ましくは、電流制御ループと電圧制御ループとの間の帯域幅整合が供給される。
【００６４】
制御回路はまた、特に、電圧モード制御から電流モード制御への又はその逆の移行を経るとき、一般的な実施回路と比較してより低い電流及び電圧オーバーシュートを呈する。これは、ＬＥＤドライバの構成要素の電圧及び電流ストレスを減らし、それによって、その寿命及び信頼性を向上させる。
【００６５】
この場合も先と同様に、第１（電圧）調節信号４０及び第２（電流）調節信号４２（これらのうちの１つは飽和基準として機能する）の間の電圧差が、光源をアクティブするための適切な電流を供給するように、抵抗器Ｒ３が、光源３０と直列にある。
【００６６】
ＬＥＤの直列又は直列及び並列配置であり得る負荷１８と組み合わせて、照明回路が形成される。照明回路は、入力巻線２０へのスイッチド電源（switched supply）のための主電源入力をＤＣ電圧Ｖｓｕｐに変換するためのフルブリッジ整流器などのＡＣ／ＤＣ変換器を更に有してもよい。
【００６７】
図４の回路は、図２を参照して説明したのと同じ極性の、誤差増幅器への接続を使用してもよい。電流制御モードにあるとき、誤差増幅器３４は、誤差増幅器３６の出力がより高い非飽和電圧を呈することを可能にしながら、その「ロー」状態へ飽和する。
【００６８】
電圧制御モードにあるとき、誤差増幅器３６の出力はその「ロー」状態において飽和させられ、誤差増幅器３４はより高い非飽和電圧を呈する。
【００６９】
これは、２つの誤差増幅器の出力（「調節信号」）の間の差の極性は変化することを意味する。これは、オプトアイソレータの光源３０が、電流の極性とは無関係に、光を生成することができることを必要とする。これは、概略的に示されているような単一のＬＥＤの代わりにデュアル光源オプトアイソレータを使用することによって、又はオプトアイソレータ光源を、場合によっては抵抗器Ｒ３と一緒に、ダイオードブリッジ整流器内に配置することによって、達成され得る。
【００７０】
図４の回路は、その代わりに、誤差増幅器に対して異なる極性方式を使用してもよい。２つの誤差増幅器３４及び３６のうちの（いずれか）一方の入力極性は、反転されてもよい。例えば、電圧誤差増幅器３４の極性は、出力電圧検出信号３９を誤差増幅器３４の反転入力に接続し、Ｖｒｅｆ１基準信号を誤差増幅器３４の正（非反転）入力に接続することによって、反転される。
【００７１】
このやり方においては、出力電圧検出信号も出力電流検出信号もそれらのそれぞれの基準信号を超えない場合には、誤差増幅器３４の出力、即ち、電圧調節信号は、その「ハイ」状態において飽和する一方で、誤差増幅器３６の出力、即ち、電流調節信号は、その「ロー」状態において飽和する。このようにして、オプトアイソレータの光源は、完全にアクティブにされ、従って、最大限に増加された出力電圧及び電流を能動的に要求する。
【００７２】
従って、本発明の厳密な実施に応じて、誤差増幅器が接続される方法には様々な選択肢がある。
【００７３】
第１実施形態においては、フィードバック信号は、調節を決定する制御回路１４への出力電力を示すことができる。
【００７４】
別の実施形態においては、帰還制御が出力における電力増加の要求を示すことができる負帰還制御を有することが可能であり、低い値は現在の電力を維持することを示し、信号がないことは制御回路への故障検出を示す。図４の回路の使用は、あらゆる種類のフィードバック管理に適している。
【００７５】
図５は、スイッチモード電力変換器を使用する電力変換方法であって、
ステップ５０において、主制御スイッチを使用して絶縁変圧器の入力巻線を通る電流の流れを制御し、それによって、出力負荷への印加のためのエネルギを出力巻線に伝達すること、
ステップ５２において、出力電圧に基づいて第１電圧調節信号を生成すると共に、出力電流に基づいて第２電流調節信号を生成すること、 
ステップ５４において、第１調節信号と第２調節信号との間に直列にある、オプトアイソレータの光源を制御すること、及び
ステップ５６において、オプトアイソレータの光検出器を使用して、主スイッチの制御用の絶縁フィードバック信号を供給することを有する電力変換方法を示している。
【００７６】
スイッチモード電力変換器は、電流制御モード及び電圧制御モードのうちのいずれかにおいて動作される。
【００７７】
ステップ５２は、例えば、第１誤差増幅器３４を使用して、出力電圧検出信号３９及び第１基準入力Ｖｒｅｆ１から第１調節信号４０を生成すると共に、第２誤差増幅器３６を使用して、出力電流検出信号４１及び第２基準入力Ｖｒｅｆ２から第２調節信号４２を生成することを含む。電圧制御モードにあるときは、第２誤差増幅器は飽和状態にあり、電流制御モードにあるときは、第１誤差増幅器は飽和状態にある。
【００７８】
多くのタイプの電源において、そのほとんどが絶縁出力を有し、電圧制限又は制御と、電流制限又は制御とがあることはよく知られている。ＬＥＤドライバは、主に、電圧制限電流源として使用されるのに対して、他のほとんどのタイプの負荷（即ち、非照明負荷を含む負荷）は、電流制限電圧源として使用される電源を必要とする。
【００７９】
上記の例は、単一の出力巻線を示しているが、他の例は、複数の巻線を使用してもよい。単一の主制御スイッチを備える回路が示されているが、複数の制御スイッチの配置があってもよい。
【００８０】
本発明は、フライバックコンバータ又は共振コンバータなどの絶縁方形波コンバータに適用され得る。共振コンバータは、一般に、２つの主スイッチを有する。
【００８１】
当業者は、請求項記載の発明の実施において、図面、明細及び添付の請求項の研究から、開示されている実施例に対する他の変形を、理解し、達成することができる。請求項において、「有する」という単語は、他の要素又はステップを除外せず、単数形表記は、複数性を除外しない。単に、或る特定の手段が、相互に異なる従属請求項において挙げられているという事実は、これらの手段の組み合わせは有利になるようには使用されることができないことを示すものではない。請求項における如何なる参照符号も、範囲を限定するものとして解釈されてはならない。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【国際調査報告】
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