(57)【要約】  本発明はスピーカードライバーおよびその動作方法に関し、駆動電圧によって音響を発生させる容量性スピーカーを駆動するために、供給電圧に基づいて入力信号を増幅させたパルス電圧を出力することによって、パルス電圧がフィルタリングされて形成される駆動電圧が容量性スピーカーに印加されるようにするアンプ部、および入力オーディオ信号の高周波領域での大きさを調節して入力信号としてアンプ部に伝達することによって、高周波を有する駆動電圧によって容量性スピーカーに印加される過電流を制限する制御部を含むことを特徴とする。
2021516520.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
駆動電圧によって音響を発生させる容量性スピーカーを駆動するために、供給電圧に基づいて入力信号を増幅させたパルス電圧を出力することによって、前記パルス電圧がフィルタリングされて形成される前記駆動電圧が前記容量性スピーカーに印加されるようにするアンプ部と、
入力オーディオ信号の高周波領域での大きさを調節して前記入力信号として前記アンプ部に伝達することによって、高周波を有する前記駆動電圧によって前記容量性スピーカーに印加される過電流を制限する制御部と、
を含むことを特徴とする、スピーカードライバー。
【請求項２】
前記制御部は、前記入力オーディオ信号を信号処理して高周波領域での大きさを減衰させることを特徴とする、
請求項１に記載のスピーカードライバー。
【請求項３】
前記アンプ部および前記容量性スピーカーの間に接続されて前記容量性スピーカーとともに低域通過フィルタ（ＬＰＦ：Ｌｏｗ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）を形成し、前記パルス電圧および前記容量性スピーカーによるショート電流（ｓｈｏｒｔ  ｃｕｒｒｅｎｔ）を防止する誘導性素子をさらに含むことを特徴とする、
請求項１に記載のスピーカードライバー。
【請求項４】
前記アンプ部は、前記入力信号をパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）してパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調器と、前記パルス幅変調信号によってスイッチングされて前記パルス電圧を出力するスイッチ部と、を含むＣｌａｓｓ−Ｄ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒであることを特徴とする、
請求項１に記載のスピーカードライバー。
【請求項５】
前記アンプ部に供給される前記供給電圧を生成するためのキャパシタと、
電源部からの電流を前記キャパシタに出力して前記電源部の電源電圧が昇圧された前記供給電圧が前記キャパシタに形成されるようにするブーストコンバータ部と、
をさらに含むことを特徴とする、
請求項４に記載のスピーカードライバー。
【請求項６】
前記ブーストコンバータ部は、前記電源部からの電流を前記キャパシタに出力するとともに前記キャパシタからの電流を前記電源部にリターンさせるようにスイッチングされる第１ブーストスイッチと、前記電源部からの電流をグラウンドに励起させ前記第１ブーストスイッチと相補的にスイッチングされる第２ブーストスイッチと、を含む同期式ブーストコンバータ（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ  Ｂｏｏｓｔ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）であることを特徴とする、
請求項５に記載のスピーカードライバー。
【請求項７】
オーディオソース信号の入力を受けて信号処理して前記入力オーディオ信号を生成した後、前記制御部に伝達するオーディオインターフェース部；をさらに含み、
前記オーディオインターフェース部は、前記アンプ部のスイッチング動作と前記ブーストコンバータ部のスイッチング動作とによるスイッチングノイズが前記オーディオソース信号に印加されることを防止するために、デジタル信号として前記オーディオソース信号の入力を受けることを特徴とする、
請求項６に記載のスピーカードライバー。
【請求項８】
前記容量性スピーカーに流れる電流を検出する電流検出部をさらに含み、
前記制御部は、前記電流検出部によって検出された電流に基づいて前記容量性スピーカーのインピーダンスの変化を判断し、その判断結果に基づいて前記入力オーディオ信号の大きさを調節するとともに前記容量性スピーカーの焼損の有無を判断することを特徴とする、
請求項１に記載のスピーカードライバー。
【請求項９】
前記容量性スピーカーは、ピエゾスピーカー（Ｐｉｅｚｏ  Ｓｐｅａｋｅｒ）であることを特徴とする、
請求項１に記載のスピーカードライバー。
【請求項１０】
制御部が、駆動電圧によって音響を発生させる容量性スピーカーに印加される過電流を制限するために、入力オーディオ信号の高周波領域での大きさを調節してアンプ部に入力される入力信号を生成するステップと、
前記アンプ部が、前記容量性スピーカーを駆動するために、供給電圧に基づいて前記入力信号を増幅させたパルス電圧を出力することによって、前記パルス電圧がフィルタリングされて形成される前記駆動電圧が前記容量性スピーカーに印加されるようにするステップと、
を含むことを特徴とする、スピーカードライバーの動作方法。
【請求項１１】
前記生成するステップで、前記制御部は、
前記入力オーディオ信号を信号処理して高周波領域での大きさを減衰させることによって前記入力信号を生成することを特徴とする、
請求項１０に記載のスピーカードライバーの動作方法。
【請求項１２】
前記スピーカードライバーは、前記アンプ部および前記容量性スピーカーの間に接続されて前記容量性スピーカーとともに低域通過フィルタ（ＬＰＦ：Ｌｏｗ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）を形成し、前記パルス電圧および前記容量性スピーカーによるショート電流（ｓｈｏｒｔ  ｃｕｒｒｅｎｔ）を防止する誘導性素子をさらに含むことを特徴とする、
請求項１０に記載のスピーカードライバーの動作方法。
【請求項１３】
前記印加されるようにするステップで、前記アンプ部は、
パルス幅変調器を通じて前記入力信号をパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）してパルス幅変調信号を生成し、前記パルス幅変調信号によってスイッチングされるスイッチ部を通じて前記パルス電圧を出力することを特徴とする、
請求項１０に記載のスピーカードライバーの動作方法。
【請求項１４】
ブーストコンバータ部が、電源部からの電流をキャパシタに出力して前記電源部の電源電圧が昇圧された前記供給電圧が前記キャパシタに形成されるようにするステップをさらに含み、
前記印加されるようにするステップで、前記アンプ部は、
前記キャパシタから前記供給電圧の供給を受けることを特徴とする、
請求項１３に記載のスピーカードライバーの動作方法。
【請求項１５】
前記ブーストコンバータ部は、前記電源部からの電流を前記キャパシタに出力するとともに前記キャパシタからの電流を前記電源部にリターンさせるようにスイッチングされる第１ブーストスイッチと、前記電源部からの電流をグラウンドに励起させ前記第１ブーストスイッチと相補的にスイッチングされる第２ブーストスイッチと、を含む同期式ブーストコンバータ（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ  Ｂｏｏｓｔ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）であることを特徴とする、
請求項１４に記載のスピーカードライバーの動作方法。
【請求項１６】
オーディオインターフェース部が、オーディオソース信号の入力を受けて信号処理して前記入力オーディオ信号を生成した後前記制御部に伝達するステップであって、前記アンプ部のスイッチング動作と前記ブーストコンバータ部のスイッチング動作とによるスイッチングノイズが前記オーディオソース信号に印加されることを防止するために、デジタル信号として前記オーディオソース信号の入力を受けるステップをさらに含むことを特徴とする、
請求項１５に記載のスピーカードライバーの動作方法。
【請求項１７】
電流検出部が、前記容量性スピーカーに流れる電流を検出するステップと、
前記制御部が、前記電流検出部によって検出された電流に基づいて前記容量性スピーカーのインピーダンスの変化を判断するステップと、
前記制御部が、前記インピーダンスの変化を判断した結果に基づいて前記入力オーディオ信号の大きさを調節するとともに前記容量性スピーカーの焼損の有無を判断するステップと、
をさらに含むことを特徴とする、
請求項１０に記載のスピーカードライバーの動作方法。
【請求項１８】
前記容量性スピーカーは、ピエゾスピーカー（Ｐｉｅｚｏ  Ｓｐｅａｋｅｒ）であることを特徴とする、
請求項１０に記載のスピーカードライバーの動作方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はスピーカードライバーおよびその動作方法に関し、さらに詳細には、ピエゾスピーカーを駆動するためのスピーカードライバーおよびその動作方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
圧電効果は、圧電体に圧力または振動を加えると誘電分極を起こして電気が発生する効果（直接圧電効果）、および圧電体に電気を加えると振動が発生する効果（逆圧電効果）を指す。ピエゾスピーカー（Ｐｉｅｚｏ  Ｓｐｅａｋｅｒ）は、このような圧電効果が適用されてスピーカーの両端にかかる電圧によって変位が形成されることによって音を発生させる容量性スピーカーであって、一般的に同大のＡＣ電圧を印加する場合、より高い周波数でより高い音圧（ＳＰＬ：Ｓｏｕｎｄ  Ｐｒｅｓｓｕｒｅ  Ｌｅｖｅｌ）を発生させる特性がある。
【０００３】
ピエゾスピーカーは回路的に容量性負荷であるため、高周波を有する駆動電圧を通じてピエゾスピーカーを駆動する場合、ピエゾスピーカーのインピーダンスが減少してピエゾスピーカーに流れる電流が急激に増加するようになる。ピエゾスピーカーに流れる過電流を制限するために直列抵抗を挿入する方式が考えられるが、この場合、過電流によって直列抵抗で多くの熱が発生し、それに伴い電力損失が増加し、ひいては過電流を制限するためには大きい大きさの直列抵抗が要求されるため、小型化が困難であるという問題点がある。
【０００４】
一方、ピエゾスピーカーを駆動するためのアンプとして、一般的にＣｌａｓｓ−ＡＢ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒが使われる。周知のように、Ｃｌａｓｓ−ＡＢ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒのエネルギー効率は２０％〜５０％に過ぎず、発熱し易く、体積が大きくなる問題点が存在する。
【０００５】
本発明の背景技術は大韓民国公開特許公報第１０−２００６−００５５６４２号（２００６．０５．２４．公開）に開示されている。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明は前述した問題点を解決するために創案されたものであって、本発明の一側面に係る目的はピエゾスピーカーをＣｌａｓｓ−ＡＢ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒを通じて高周波駆動する場合、発生する過電流を直列抵抗を使用することなく制限することによって、従来のスピーカードライバーが有していた発熱、電力損失および体積の増大問題を除去するためのスピーカードライバーおよびその動作方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の一側面に係るスピーカードライバーは、駆動電圧によって音響を発生させる容量性スピーカーを駆動するために、供給電圧に基づいて入力信号を増幅させたパルス電圧を出力することによって、前記パルス電圧がフィルタリングされて形成される前記駆動電圧が前記容量性スピーカーに印加されるようにするアンプ部、および入力オーディオ信号の高周波領域での大きさを調節して前記入力信号として前記アンプ部に伝達することによって、高周波を有する前記駆動電圧によって前記容量性スピーカーに印加される過電流を制限する制御部を含むことを特徴とする。
【０００８】
本発明において前記制御部は、前記入力オーディオ信号を信号処理して高周波領域での大きさを減衰させることを特徴とする。
【０００９】
本発明は前記アンプ部および前記容量性スピーカーの間に接続されて前記容量性スピーカーとともに低域通過フィルタ（ＬＰＦ：Ｌｏｗ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）を形成し、前記パルス電圧および前記容量性スピーカーによるショート電流（ｓｈｏｒｔ  ｃｕｒｒｅｎｔ）を防止する誘導性素子をさらに含むことを特徴とする。
【００１０】
本発明において前記アンプ部は、前記入力信号をパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）してパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調器、および前記パルス幅変調信号によってスイッチングされて前記パルス電圧を出力するスイッチ部を含むＣｌａｓｓ−Ｄ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒであることを特徴とする。
【００１１】
本発明は前記アンプ部に供給される前記供給電圧を生成するためのキャパシタ、および電源部からの電流を前記キャパシタに出力して前記電源部の電源電圧が昇圧された前記供給電圧が前記キャパシタに形成されるようにするブーストコンバータ部をさらに含むことを特徴とする。
【００１２】
本発明において前記ブーストコンバータ部は、前記電源部からの電流を前記キャパシタに出力したり前記キャパシタからの電流を前記電源部にリターンさせるようにスイッチングされる第１ブーストスイッチ、および前記電源部からの電流をグラウンドに励起させ前記第１ブーストスイッチと相補的にスイッチングされる第２ブーストスイッチを含む同期式ブーストコンバータ（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ  Ｂｏｏｓｔ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）であることを特徴とする。
【００１３】
本発明はオーディオソース信号の入力を受けて信号処理して前記入力オーディオ信号を生成した後前記制御部に伝達するオーディオインターフェース部をさらに含むものの、前記オーディオインターフェース部は、前記アンプ部のスイッチング動作と前記ブーストコンバータ部のスイッチング動作によるスイッチングノイズが前記オーディオソース信号に印加されることを防止するために、デジタル信号として前記オーディオソース信号の入力を受けることを特徴とする。
【００１４】
本発明は前記容量性スピーカーに流れる電流を検出する電流検出部をさらに含み、前記制御部は、前記電流検出部によって検出された電流に基づいて前記容量性スピーカーのインピーダンスの変化を判断し、その判断結果に基づいて前記入力オーディオ信号の大きさを調節したり前記容量性スピーカーの焼損の有無を判断することを特徴とする。
【００１５】
本発明において前記容量性スピーカーはピエゾスピーカー（Ｐｉｅｚｏ  Ｓｐｅａｋｅｒ）であることを特徴とする。
【００１６】
本発明の一側面に係るスピーカードライバーの動作方法は、制御部が、駆動電圧によって音響を発生させる容量性スピーカーに印加される過電流を制限するために、入力オーディオ信号の高周波領域での大きさを調節してアンプ部に入力される入力信号を生成するステップ、および前記アンプ部が、前記容量性スピーカーを駆動するために、供給電圧に基づいて前記入力信号を増幅させたパルス電圧を出力することによって、前記パルス電圧がフィルタリングされて形成される前記駆動電圧が前記容量性スピーカーに印加されるようにするステップを含むことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１７】
本発明の一側面によると、本発明はピエゾスピーカーをＣｌａｓｓ−ＡＢ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒを通じて高周波駆動する場合、発生する過電流を直列抵抗ではなく所定の信号処理のみを通じて制限することによって、従来のスピーカードライバーが有していた発熱、電力損失および体積増大の問題を除去してエネルギー効率を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の一実施例に係るスピーカードライバーの全体の回路構成を説明するための例示図である。
【図２】本発明の一実施例に係るスピーカードライバーの全体の回路構成を説明するための例示図である。
【図３】本発明の一実施例に係るスピーカードライバーで電源部、ブーストコンバータ部、キャパシタ、アンプ部、誘導性素子および容量性スピーカーに連結される回路構成を図示した例示図である。
【図４】本発明の一実施例に係るスピーカードライバーで入力オーディオ信号の高周波領域での大きさを減衰させる方法を説明するための例示図である。
【図５】本発明の一実施例に係るスピーカードライバーで過電流を除去できる効果を示したシミュレーション結果である。
【図６】本発明の一実施例に係るスピーカードライバーで過電流を除去できる効果を示したシミュレーション結果である。
【図７】本発明の一実施例に係るスピーカードライバーで過電流を除去できる効果を示したシミュレーション結果である。
【図８】本発明の一実施例に係るスピーカードライバーで過電流を除去できる効果を示したシミュレーション結果である。
【図９】本発明の一実施例に係るスピーカードライバーで過電流を除去できる効果を示したシミュレーション結果である。
【図１０】本発明の一実施例に係るスピーカードライバーの動作方法を説明するためのフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下、添付された図面を参照して本発明に係るスピーカードライバーおよびその動作方法の一実施例を説明する。この過程で図面に図示された線の厚さや構成要素の大きさなどは、説明の明瞭性と便宜上誇張して図示され得る。また、後述される用語は本発明での機能を考慮して定義された用語であって、これは使用者、運用者の意図または慣例により変わり得る。したがって、このような用語についての定義は本明細書の全般にわたった内容に基づいて下されるべきである。
【００２０】
図１および図２は本発明の一実施例に係るスピーカードライバーの全体の回路構成を説明するための例示図であり、図３は本発明の一実施例に係るスピーカードライバーで電源部、ブーストコンバータ部、キャパシタ、アンプ部、誘導性素子および容量性スピーカーに連結される回路構成を図示した例示図であり、図４は本発明の一実施例に係るスピーカードライバーで入力オーディオ信号の高周波領域での大きさを減衰させる方法を説明するための例示図であり、図５〜図９は本発明の一実施例に係るスピーカードライバーで過電流を除去できる効果を示したシミュレーション結果である。
【００２１】
図１を参照すると、本発明の一実施例に係るスピーカードライバーは電源部１００、ブーストコンバータ部２００、キャパシタＣ、オーディオインターフェース部３００、制御部４００、アンプ部５００および誘導性素子ＬＦを含むことができ、前記各構成に基づいて容量性スピーカーＣＬを駆動することができる。本実施例で容量性スピーカーＣＬは、駆動電圧によって音響を発生させるピエゾスピーカー（Ｐｉｅｚｏ  Ｓｐｅａｋｅｒ）であり得、したがって、回路的な側面から見る時、容量性負荷でモデリングされ得る。まず、図１を参照して本実施例に係るスピーカードライバーの構成を概括して説明する。
【００２２】
電源部１００は本実施例に係るスピーカードライバーが動作するための電源電圧を供給することができ、スピーカードライバーが適用され得る多様な装置（例：スマートフォンのような移動通信端末、ＴＶなど）内で電源電圧を供給するバッテリーで具現され得る。電源部１００の電源電圧は後述するブーストコンバータ部２００により昇圧されてキャパシタＣに貯蔵された後、供給電圧として後述するアンプ部５００に伝達される。
【００２３】
ブーストコンバータ部２００は電源部１００からの電流を後述するキャパシタＣに出力して電源部１００の電源電圧が昇圧された供給電圧がキャパシタＣに形成されるようにすることができ、これに伴い、キャパシタＣはアンプ部５００に供給される供給電圧を生成することができる。
【００２４】
すなわち、前述したように、本実施例の容量性スピーカーＣＬはピエゾスピーカーで具現され得、ピエゾスピーカーの駆動のためにはダイナミックスピーカー対比高い駆動電圧が要求されるため、ブーストコンバータ部２００は電源部１００の電源電圧が昇圧されてアンプ部５００に伝達されるようにする機能を遂行することができる。一方、本実施例のブーストコンバータ部２００は第１および第２ブーストスイッチ２１０、２３０を含むハーフブリッジ（Ｈａｌｆ  Ｂｒｉｄｇｅ）形態の同期式ブーストコンバータ（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ  Ｂｏｏｓｔ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）であり得、具体的な説明は後述する。
【００２５】
オーディオインターフェース部３００はオーディオソース信号の入力を受けて信号処理して入力オーディオ信号を生成した後、後述する制御部４００に伝達することができ、制御部４００は入力を受けた入力オーディオ信号を信号処理してアンプ部５００に伝達することができる。これに伴い、アンプ部５００は供給電圧に基づいて、制御部４００から伝達された入力信号を増幅させたパルス電圧を出力することができる。
【００２６】
ここで、本実施例の理解を助けるために用語を明確に定義することにする。オーディオソース信号はオーディオインターフェース部３００に入力される信号を意味し、入力オーディオ信号はオーディオインターフェース部３００から制御部４００に伝達される信号を意味し、入力信号は制御部４００からアンプ部５００に入力される信号を意味する。電源電圧は電源部１００により生成される電圧を意味し、供給電圧は電源電圧がブーストコンバータ部２００により昇圧されてキャパシタＣに貯蔵された後、アンプ部５００に供給される電圧を意味し、パルス電圧はアンプ部５００から出力される電圧を意味し、駆動電圧は容量性スピーカーＣＬに印加される電圧を意味する。
【００２７】
前述した内容に基づいて、以下では本実施例に係るスピーカードライバーの動作を具体的に説明する。
【００２８】
まず、アンプ部５００について説明すると、アンプ部５００は駆動電圧によって音響を発生させる容量性スピーカーＣＬを駆動するために、供給電圧に基づいて入力信号を増幅させたパルス電圧を出力することによって、パルス電圧がフィルタリングされて形成される駆動電圧が容量性スピーカーＣＬに印加されるようにすることができる。
【００２９】
具体的には、前述したように、電源部１００の電源電圧はブーストコンバータ部２００により昇圧されてキャパシタＣに貯蔵され、キャパシタＣに貯蔵された電圧は前記供給電圧としてアンプ部５００に供給され得る。キャパシタＣから供給される供給電圧に基づいて、アンプ部５００は入力信号を増幅してパルス電圧を生成して出力することができる。
【００３０】
前記した動作のために、アンプ部５００は入力信号をパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）してパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調器、およびパルス幅変調信号によってスイッチングされてパルス電圧を出力するスイッチ部を含むことができる。
【００３１】
パルス幅変調器は比較器およびあらかじめ設計されたキャリア信号を通じて入力信号をパルス幅変調してパルス幅変調信号を生成することができ、生成されたパルス幅変調信号はスイッチ部に入力される。スイッチ部は図３（ａ）に図示されたように、第１〜第４スイッチ５１１、５１３、５１５、５１７を含むことができ、各スイッチはＭＯＳＦＥＴで具現され得る。具体的には、各ドレイン端子がキャパシタＣに接続されて供給電圧の供給を受ける第１および第３スイッチ５１１、５１５と、各ドレイン端子が第１および第３スイッチ５１１、５１５のソース端子にそれぞれ接続され、各ソース端子は接地される第２および第４スイッチ５１３、５１７を含むことができる。パルス幅変調信号はインバータを含む所定のゲートドライバーを通じて第１〜第４パルス幅変調信号に分岐され得、第１〜第４パルス幅変調信号がそれぞれ第１〜第４スイッチ５１１、５１３、５１５、５１７に入力されるにつれて第１〜第４スイッチ５１１、５１３、５１５、５１７がスイッチングされることによって、パルス電圧が出力され得る。後述する誘導性素子ＬＦがアンプ部５００の出力端に接続されるにつれて、パルス電圧がフィルタリングされて形成されるアナログ駆動電圧が容量性スピーカーＣＬに印加されることによって、容量性スピーカーＣＬが駆動され得る。
【００３２】
このようなアンプ部５００はＣｌａｓｓ−Ｄ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒで具現され得、これに伴いＣｌａｓｓ−ＡＢ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒを通じて容量性スピーカーＣＬを駆動する場合、対比エネルギー効率が向上することができる。
【００３３】
一方、前述したように、高周波を有する駆動電圧が容量性スピーカーＣＬに印加される場合、容量性スピーカーＣＬのインピーダンスが減少して容量性スピーカーＣＬに流れる電流が急激に増加することになる。容量性スピーカーＣＬに流れる過電流を制限するために直列抵抗を挿入する方式を考慮できるが、この場合、過電流によって直列抵抗で多くの熱が発生し、それにより電力損失が増加し、ひいては過電流を制限するためには大きい大きさの直列抵抗が要求されるため、小型化が困難である問題が存在する。
【００３４】
容量性スピーカーＣＬに印加される駆動電圧の周波数はアンプ部５００に入力される入力信号の周波数に依存するため、高周波を有する駆動電圧が容量性スピーカーＣＬに印加されることを防止するためには、制御部４００からアンプ部５００に入力される入力信号に対する事前的な信号処理が要求される。
【００３５】
このために、制御部４００はオーディオインターフェース部３００から入力される入力オーディオ信号の高周波領域での大きさを調節してアンプ部５００に伝達することによって、高周波を有する駆動電圧によって容量性スピーカーＣＬに印加される過電流を制限することができる。
【００３６】
すなわち、本実施例はアンプ部５００の出力端に物理的な直列抵抗素子を挿入する構成ではなく、アンプ部５００に入力される信号に対する高周波領域での事前的な信号処理のみを通じて、高周波を有する駆動電圧によって容量性スピーカーＣＬに印加される過電流を制限する構成を採用する。
【００３７】
この時、制御部４００は入力オーディオ信号を信号処理して高周波領域での大きさを減衰させることによって、アンプ部５００に入力される入力信号を生成することができる。大きさが減衰される入力オーディオ信号の高周波領域は可聴周波数帯域付近での高周波領域を意味する（例：１０ｋＨｚ〜２０ｋＨｚ）。入力オーディオ信号の高周波領域での大きさを減衰させるための方法として、ＬＰＦまたはＨｉｇｈ  Ｐａｓｓ  Ａｔｔｅｎｕａｔｏｒなど多様な方法が採用され得る。すなわち、制御部４００は図４の（１）のように全周波数帯域で入力オーディオ信号の周波数が増加するほどその大きさを減衰させるか、図４の（２）のようにあらかじめ設計された基準周波数（ｆｒｅｆ、２０Ｈｚ＜ｆｒｅｆ＜２０ｋＨｚ）未満の帯域では入力オーディオ信号の大きさを維持し、基準周波数以上の帯域では入力オーディオ信号の周波数が増加するほどその大きさを減衰させることができる。図４でＡｖは入力オーディオ信号の大きさに適用されるゲインを意味し、Ａ１は基準ゲインを意味する。制御部４００は入力オーディオ信号について前述した信号処理を遂行するためにＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）を含むことができる。
【００３８】
したがって、高周波成分が低減された入力オーディオ信号が入力信号としてアンプ部５００に入力され、それによりアンプ部５００から出力されるパルス電圧および容量性スピーカーＣＬに印加される駆動電圧の高周波成分が低減されて容量性スピーカーＣＬに印加される過電流を制限できるようになる。
【００３９】
前述した構成、すなわち入力オーディオ信号に対する信号処理のみを通じて容量性スピーカーＣＬに流れ得る過電流を防止することによって、直列抵抗の使用時に発生する発熱、電力損失および体積増大の問題を解決することができる。
【００４０】
誘導性素子ＬＦはアンプ部５００および容量性スピーカーＣＬの間に接続されて容量性スピーカーＣＬとともに可聴周波数帯域以外の高周波成分を除去する低域通過フィルタ（ＬＰＦ：Ｌｏｗ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）を形成し、このような誘導性素子ＬＦは設計されたインダクタンス値を有するインダクターで具現され得る。誘導性素子ＬＦがアンプ部５００の出力端に接続されるにつれて、パルス電圧がフィルタリングされて形成されるアナログ駆動電圧が容量性スピーカーＣＬに印加されることによって、容量性スピーカーＣＬが駆動され得る。
【００４１】
また、誘導性素子ＬＦはアンプ部５００からのパルス電圧および容量性スピーカーＣＬによるショート電流（ｓｈｏｒｔ  ｃｕｒｒｅｎｔ）を防止する機能を遂行することができる。すなわち、スイッチのスイッチング動作を通じてパルス電圧を出力するＣｌａｓｓ−Ｄ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒの特性上、容量性負荷と接続される場合、瞬間的に大きく変わるショート電流が発生し得るため、アンプ部５００の出力端に接続される誘導性素子ＬＦを通じて瞬間的に大きく変わるショート電流の発生を防止することができる。
【００４２】
さらに、誘導性素子ＬＦはアンプ部５００および容量性スピーカーＣＬの間に接続されているため、容量性スピーカーＣＬを駆動する過程および容量性スピーカーＣＬから電流がリターンする過程（後述）での電力損失が最小化され得る。
【００４３】
図１は誘導性素子ＬＦが容量性スピーカーの前段にのみ接続された構成を図示しているが、実施例によっては図２に図示されたように、誘導性素子ＬＦ１、ＬＦ２が容量性スピーカーの前段および後段にそれぞれ接続される構成で具現されてもよく、図１および図２において誘導性素子ＬＦ、ＬＦ１、ＬＦ２の回路的機能は同じである。
【００４４】
一方、図３（ａ）にモデリングされて図示されたように、誘導性素子ＬＦおよび容量性スピーカーＣＬには内部抵抗ＲＦ、ＲＬが存在し、各内部抵抗ＲＦ、ＲＬとアンプ部５００の第１〜第４スイッチ５１１、５１３、５１５、５１７のターンオン抵抗を通じて誘導性素子ＬＦおよび容量性スピーカーＣＬによるＬＣ共振による電流の増加を防止することができる。この場合、図３（ａ）を基準に、アンプ部５００の出力端の右側回路に対するＱ−Ｆａｃｔｏｒを設計し、設計されたＱ−Ｆａｃｔｏｒの具現のために要求される抵抗値を把握して、誘導性素子ＬＦと第１〜第４スイッチ５１１、５１３、５１５、５１７を設計する回路設計方式が適用され得る。図３ｂは図２の回路構成で誘導性素子ＬＦ２の内部抵抗ＲＦ２までもモデリングしたものを図示しており、回路的機能は図３（ａ）の回路と同じである。
【００４５】
図５〜図９は、本実施例に係るスピーカードライバーを通じて過電流を除去できる効果を示したシミュレーション結果である。
【００４６】
図５および図６は、入力オーディオ信号が高周波成分を有さない場合について、容量性スピーカーＣＬの駆動電圧と電流をシミュレーションした結果を図示している。図５のＶＩＮは入力オーディオ信号（周波数：１ｋＨｚ）であり、ＶＰＷＭ＿ＡＤ１、ＶＰＷＭ＿ＡＤ２、ＶＰＷＭ＿ＢＤ１、ＶＰＷＭ＿ＢＤ２はそれぞれ第１〜第４パルス幅変調信号のシミュレーション波形である。図６は図５の入力に対するシミュレーション結果を図示しており、図６でＶＬｏａｄは容量性スピーカーＣＬの駆動電圧であり、ＩＬｏａｄは容量性スピーカーＣＬに流れる電流である。
【００４７】
図８および図９は、入力オーディオ信号が高周波成分を有する場合について、容量性スピーカーＣＬの駆動電圧と電流をシミュレーションした結果を図示している。図８のＶＩＮは入力オーディオ信号（周波数：２０ｋＨｚ）であり、ＶＰＷＭ＿ＡＤ１、ＶＰＷＭ＿ＡＤ２、ＶＰＷＭ＿ＢＤ１、ＶＰＷＭ＿ＢＤ２はそれぞれ第１〜第４パルス幅変調信号のシミュレーション波形である。図９は図８の入力に対するシミュレーション結果を図示しており、図９でＶＬｏａｄは容量性スピーカーＣＬの駆動電圧であり、ＩＬｏａｄは容量性スピーカーＣＬに流れる電流である。図９のＩＬｏａｄの大きさ（Ｐｅａｋ  ｔｏ  Ｐｅａｋ）は図６のＩＬｏａｄの大きさ（Ｐｅａｋ  ｔｏ  Ｐｅａｋ）と類似する水準で形成されることを確認することができ、全高調波歪率（ＴＨＤ：Ｔｏｔａｌ  Ｈａｒｍｏｎｉｃ  Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）は０．０７％水準と確認された。このような結果は、高周波を有する入力オーディオ信号が制御部４００に入力された場合、その大きさが減衰される信号処理を通じて容量性スピーカーＣＬに印加される駆動電圧の大きさが減少し、したがって高周波による容量性スピーカーＣＬのインピーダンスの増加による過電流を制限できることを示してくれる。
【００４８】
次いで、ブーストコンバータ部２００について具体的に説明すると、前述したように、ブーストコンバータ部２００は電源部１００からの電流をキャパシタＣに出力して、電源部１００の電源電圧が昇圧された供給電圧がキャパシタＣに形成されるようにすることができる。ブーストコンバータ部２００は第１および第２ブーストスイッチ２１０、２３０を含むことができ、第１および第２ブーストスイッチ２１０、２３０はＭＯＳＦＥＴで具現され得る。
【００４９】
図３（ａ）に図示されたように、第１ブーストスイッチ２１０のドレイン端子、キャパシタＣの一端子、および供給電圧がアンプ部５００に供給されるノードは共通接続され、第１ブーストスイッチ２１０のソース端子は電源部１００側に連結される。第２ブーストスイッチ２３０のドレイン端子は第１ブーストスイッチ２１０のソース端子と接続され、第２ブーストスイッチ２３０のソース端子は接地される。電源部１００から第１および第２ブーストスイッチ２１０、２３０の接続ノードまで続くノード上には平滑キャパシタＣ１およびブーストコンバータ用インダクターＬ１が接続されていてもよく、図３（ａ）にはライン抵抗Ｒ１およびブーストコンバータ用インダクターＬ１の内部抵抗Ｒ２をモデリングして図示した。
【００５０】
このような回路構成に基づいて、第１ブーストスイッチ２１０は電源部１００からの電流をキャパシタＣに出力したりキャパシタＣからの電流を電源部１００にリターンさせるようにスイッチングされ得（すなわち、オンオフされ得）、第２ブーストスイッチ２３０は電源部１００からの電流をグラウンドに励起させることができ、この時、第１ブーストスイッチ２１０と第２ブーストスイッチ２３０は相補的にスイッチングされ得る。第１および第２ブーストスイッチ２１０、２３０は制御部４００または上位の制御装置から入力される制御信号によってそのスイッチング動作が制御され得る。これに伴い、本実施例のブーストコンバータ部２００は第１および第２ブーストスイッチ２１０、２３０を含むハーフブリッジ（Ｈａｌｆ  Ｂｒｉｄｇｅ）形態の同期式ブーストコンバータ（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ  Ｂｏｏｓｔ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）で具現され得る。
【００５１】
ブーストコンバータ部２００をハーフブリッジ形態の同期式ブーストコンバータで具現した技術的特徴についてより具体的に説明すると、Ｃｌａｓｓ−ＡＢ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒの場合、容量性スピーカーＣＬの駆動過程で容量性スピーカーＣＬに蓄積された電圧はＣｌａｓｓ−ＡＢ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒのスイッチですべて熱で消耗される。その反面、前述したように、本実施例のアンプ部５００はＣｌａｓｓ−Ｄ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒで具現され得、容量性スピーカーＣＬの駆動過程でキャパシタＣからの電流がＣｌａｓｓ−Ｄ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒのスイッチを経て容量性スピーカーＣＬに印加される過程（例：第２および第３スイッチ５１３、５１５はターンオン、第１および第４スイッチ５１１、５１７はターンオフ（容量性スピーカーＣＬの電圧≦キャパシタＣの電圧））、および容量性スピーカーＣＬからの電流がＣｌａｓｓ−Ｄ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒのスイッチを経てキャパシタＣに流入する過程（例：第１〜第４スイッチ５１１、５１３、５１５、５１７がすべてターンオフ（容量性スピーカーＣＬの電圧≧キャパシタＣの電圧））が繰り返されて容量性スピーカーＣＬが駆動される。
【００５２】
この時、ブーストコンバータ部２００を通じて電源部１００からの電流をキャパシタＣに一方向的に出力する場合、キャパシタＣの電圧が制限なく増加してスピーカードライバーの焼損が発生することもあり、このようなキャパシタＣの電圧の増加は前記「容量性スピーカーＣＬの電圧≧キャパシタＣの電圧」の場合、さらに加重され得る。したがって、本実施例のブーストコンバータ部２００は電源部１００からの電流をキャパシタＣに出力するものの、キャパシタＣの電圧の増加を制限するために、キャパシタＣの電圧が一定の水準以上に増加する場合、キャパシタＣからの電流を電源部１００にリターンさせることができるように第１ブーストスイッチ２１０を含んで構成され得る。すなわち、第１ブーストスイッチ２１０は電源部１００およびキャパシタＣ間の両方向の電流の流れを可能とする。図５〜図７によるシミュレーションの例示で、図６のＩＬｏａｄ（容量性スピーカーＣＬに流れる電流）の値が正の値と負の値を有するのは、容量性スピーカーＣＬに電流が流入し流出することを意味し、図７のＩＳｕｐｐｌｙ（電源部１００に流れる電流）の値が正の値と負の値を有するのは、電源部１００およびキャパシタＣ間の両方向の電流の流れが可能であることを意味する。
【００５３】
さらに、ブーストコンバータ部２００を第１および第２ブーストスイッチ２１０、２３０を含むハーフブリッジ形態で具現することによって、第１および第２ブーストスイッチ２１０、２３０に対するスイッチング周波数が可聴周波数帯域内に存在しないように制御することができ、これに伴い、第１および第２ブーストスイッチ２１０、２３０のスイッチング動作によって発生するスイッチングノイズを低減させることができる。
【００５４】
次いで、オーディオインターフェース部３００について具体的に説明すると、オーディオインターフェース部３００はオーディオソース信号の入力を受けて信号処理して入力オーディオ信号を生成した後、制御部４００に伝達することができる。この時、オーディオインターフェース部３００は、デジタル信号としてオーディオソース信号の入力を受けることができ（すなわち、デジタルオーディオソース信号の入力を受けることができ）、このために本実施例は最初のアナログオーディオソース信号をデジタルオーディオソース信号に変換するためのＡＤＣ（Ａｎａｌｏｇ−Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）をさらに含んでもよい。
【００５５】
具体的には、前述したように、本実施例はアンプ部５００としてＣｌａｓｓ−Ｄ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒを採用し、ブーストコンバータ部２００としてハーフブリッジ形態の同期式ブーストコンバータを採用したことを特徴とする。これに伴い、Ｃｌａｓｓ−Ｄ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒおよびハーフブリッジブーストコンバータのスイッチング動作特性によるスイッチングノイズがオーディオソース信号に印加される可能性があり、アナログ信号形態としてオーディオソース信号の入力を受ける場合には、ノイズに脆弱なアナログ信号の特性上スピーカーを通じて出力される音質が低下する問題点が発生し得る。
【００５６】
したがって、本実施例のオーディオインターフェース部３００は、アンプ部５００のスイッチング動作とブーストコンバータ部２００のスイッチング動作によるスイッチングノイズがオーディオソース信号に印加されることを防止するために、ノイズに強靭な（ｒｏｂｕｓｔ）デジタル信号としてオーディオソース信号の入力を受けることができる（すなわち、デジタルオーディオソース信号の入力を受けることができる）。ブーストコンバータ部２００の側面から見る時、ブーストコンバータ部２００をハーフブリッジブーストコンバータで具現することによって、第１および第２ブーストスイッチ２１０、２３０に対するスイッチング周波数が可聴周波数帯域内に存在しないように制御するとともに、オーディオソース信号をノイズに強靭なデジタル信号として入力を受ける構成を通じて、ブーストコンバータ部２００のスイッチング動作によるスイッチングノイズを二重に低減させる効果を達成することができる。
【００５７】
オーディオインターフェース部３００は、Ｉ２Ｓ（Ｉｎｔｅｒｇｒａｔｅｄ  Ｉｎｔｅｒｃｈｉｐ  Ｓｏｕｎｄ）またはＴＤＭ（Ｔｉｍｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）によるデジタルオーディオソース信号をデジタル信号処理（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）して、ＰＣＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｃｏｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）データ形態の入力オーディオ信号を生成した後、制御部４００に伝達することができる。
【００５８】
これに伴い、制御部４００はオーディオインターフェースからＰＣＭデータ形態のデジタル入力オーディオ信号の入力を受けて、高周波領域での大きさを減衰させるデジタル信号処理を遂行してアンプ部５００に入力されるデジタル入力信号を生成することができ、アンプ部５００はデジタル入力信号を増幅してパルス電圧を出力することができる。このために、アンプ部５００はＦｕｌｌ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｃｌａｓｓ−Ｄ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒで具現され得、アンプ部５００のパルス幅変調器はＰＣＭ−ＰＷＭコンバータで具現され得る。その結果、本実施例でオーディオソース信号からパルス電圧が出力される過程で生成される信号はすべてデジタル信号であるため、Ｃｌａｓｓ−Ｄ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒおよびハーフブリッジブーストコンバータを採用してもそのスイッチング動作によるスイッチングノイズの影響が効果的に低減され得る。
【００５９】
一方、本実施例は図１に図示されたように、容量性スピーカーＣＬに流れる電流を検出する電流検出部６００をさらに含むこともでき、これに伴い、制御部４００は電流検出部６００により検出された電流に基づいて容量性スピーカーＣＬのインピーダンスの変化を判断し、その判断結果に基づいて入力オーディオ信号の大きさを調節したり容量性スピーカーＣＬの焼損の有無を判断することができる。
【００６０】
具体的には、制御部４００が本実施例のスピーカードライバーの動作を制御する上位の制御装置であるとき、ブーストコンバータ部２００およびキャパシタＣにより生成される供給電圧と、アンプ部５００から出力されるパルス電圧と、容量性スピーカーＣＬに印加される駆動電圧を把握することができ、したがって電流検出部６００を通じて容量性スピーカーＣＬに流れる電流Ｉを検出してその駆動電圧Ｖと演算すると（すなわち、｜Ｚ｜＝｜Ｖ｜／｜Ｉ｜）、容量性スピーカーＣＬのインピーダンスＺを獲得することができる。実施例によっては容量性スピーカーＣＬに印加される駆動電圧を直接検出する電圧検出部を通じて、制御部４００は容量性スピーカーＣＬに印加される駆動電圧を把握してもよい。
【００６１】
これに伴い、制御部４００は容量性スピーカーＣＬのインピーダンスをモニタリングしてその変化を判断することができ、インピーダンスの変化に応じて入力オーディオ信号の大きさを調節することによって、現在検出されたインピーダンスに応じて能動的に容量性スピーカーＣＬが駆動されるように制御することができる。インピーダンスの変化に応じて入力オーディオ信号の大きさを調節する具体的な方式は、設計者の意図および実験的結果に基づいて多様に設計され得る。また、制御部４００は現在検出された容量性スピーカーＣＬのインピーダンスが、正常状態での容量性スピーカーＣＬのインピーダンス値を考慮してあらかじめ設定されている期待範囲を外れる場合、容量性スピーカーＣＬが焼損されたものと判断することもできる。
【００６２】
図１０は、本発明の一実施例に係るスピーカードライバーの動作方法を説明するためのフローチャートである。
【００６３】
図１０を参照して本発明の一実施例に係るスピーカードライバーの動作方法を説明すると、まずオーディオインターフェース部３００はオーディオソース信号の入力を受けて信号処理して入力オーディオ信号を生成した後、制御部４００に伝達するＳ１００。
【００６４】
Ｓ１００ステップで、オーディオインターフェース部３００は、アンプ部５００のスイッチング動作とブーストコンバータ部２００のスイッチング動作によるスイッチングノイズがオーディオソース信号に印加されることを防止するために、デジタル信号としてオーディオソース信号の入力を受ける。
【００６５】
引き続き、制御部４００は容量性スピーカーＣＬに印加される過電流を制限するために、入力オーディオ信号の高周波領域での大きさを調節してアンプ部５００に入力される入力信号を生成するＳ２００。
【００６６】
Ｓ２００ステップで、制御部４００は入力オーディオ信号を信号処理して高周波領域での大きさを減衰させることによって、アンプ部５００に入力される入力信号を生成する。
【００６７】
一方、ブーストコンバータ部２００は電源部１００からの電流をキャパシタＣに出力して電源部１００の電源電圧が昇圧された、アンプ部５００に供給される供給電圧がキャパシタＣに形成されるようにするＳ３００。本実施例のブーストコンバータ部２００が相補的に動作する第１および第２ブーストスイッチ２１０、２３０を含む同期式ブーストコンバータで具現され得ることは前述した通りである。
【００６８】
Ｓ３００ステップはＳ１００ステップおよびＳ２００ステップと並列的に遂行される構成であって、その時系列的な動作順序は前記記載順序に制限されない。
【００６９】
Ｓ１００ステップ〜Ｓ３００ステップが遂行された後、アンプ部５００は容量性スピーカーＣＬを駆動するために、供給電圧に基づいて入力信号を増幅させたパルス電圧を出力することによって、パルス電圧がフィルタリングされて形成される駆動電圧が容量性スピーカーＣＬに印加されるようにするＳ４００。容量性スピーカーＣＬとともに低域通過フィルタ（ＬＰＦ：Ｌｏｗ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）を形成する誘導性素子ＬＦがアンプ部５００の出力端に接続されるにつれて、パルス電圧がフィルタリングされて形成されるアナログ駆動電圧が容量性スピーカーＣＬに印加されることによって容量性スピーカーＣＬが駆動され得る。誘導性素子ＬＦはアンプ部５００からのパルス電圧および容量性スピーカーＣＬによるショート電流（ｓｈｏｒｔ  ｃｕｒｒｅｎｔ）を防止する機能を遂行することもできる。また、誘導性素子ＬＦがアンプ部５００および容量性スピーカーＣＬの間に接続されることによって、容量性スピーカーＣＬに電流が流入する過程および容量性スピーカーＣＬから電流がリターンする過程での電力損失が最小化され得る。
【００７０】
Ｓ１００ステップ〜Ｓ４００ステップを通じて、高周波成分が低減された入力オーディオ信号が入力信号としてアンプ部５００に入力され、それによりアンプ部５００から出力されるパルス電圧および容量性スピーカーＣＬに印加される駆動電圧の高周波成分が低減されて容量性スピーカーＣＬに印加される過電流を制限できるようになる。
【００７１】
一方、本実施例は図１０に図示されたように、Ｓ５００ステップ〜Ｓ７００ステップをさらに含むこともできる。
【００７２】
具体的には、容量性スピーカーＣＬが駆動される過程で、電流検出部６００は容量性スピーカーＣＬに流れる電流を検出するＳ５００。
【００７３】
引き続き、制御部４００は電流検出部６００により検出された電流に基づいて容量性スピーカーＣＬのインピーダンスの変化を判断するＳ６００。
【００７４】
引き続き、制御部４００はＳ６００ステップでインピーダンスの変化を判断した結果に基づいて入力オーディオ信号の大きさを調節したり、容量性スピーカーＣＬの焼損の有無を判断するＳ７００。
【００７５】
以上で説明した本実施例の効果を整理すると次の通りである。
【００７６】
本実施例はピエゾスピーカーを高周波駆動する場合、発生する過電流を、直列抵抗を使う方式ではなく、入力オーディオ信号の高周波領域での大きさを減衰させる信号処理のみを通じて制限することによって、従来のスピーカードライバーが有していた発熱、電力損失および体積問題を除去することができる。また、従来ピエゾスピーカーを駆動するために使われていたＣｌａｓｓ−ＡＢ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒの代わりにＣｌａｓｓ−Ｄ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒを採用することによって、電力損失を減少させエネルギー効率を向上させることができる。
【００７７】
Ｃｌａｓｓ−Ｄ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒとピエゾスピーカーの間に誘導性素子ＬＦ、すなわちインダクターを接続させることによって、Ｃｌａｓｓ−Ｄ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒから出力されるパルス電圧からアナログ駆動電圧がピエゾスピーカーに印加されるようにすることができる。また、Ｃｌａｓｓ−Ｄ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒとピエゾ素子が直接接続される場合に発生し得るショート電流も誘導性素子ＬＦにより防止され得る。そして、誘導性素子ＬＦを通じて、容量性スピーカーＣＬに電流が流入する過程および容量性スピーカーＣＬから電流がリターンする過程での電力損失が最小化され得る。
【００７８】
本実施例はＣｌａｓｓ−Ｄ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒを通じてピエゾスピーカーを駆動する構成を採用するため、ピエゾスピーカーに対する電流の流入および流出が繰り返されてピエゾスピーカーが駆動され、ピエゾスピーカーから流出する電流はキャパシタＣに蓄積される。この時、ブーストコンバータ部２００を通じて電源部１００からの電流をキャパシタＣに一方向的に出力する場合、キャパシタＣの電圧が制限なく増加する問題点がある。したがって、本実施例はキャパシタＣからの電流を電源部１００にリターンさせることができるように、第１ブーストスイッチ２１０を含む同期式ブーストコンバータを採用して電源部１００およびキャパシタＣ間の両方向の電流の流れを可能とすることができる。さらに、ブーストコンバータ部２００を第１および第２ブーストスイッチ２１０、２３０を含むハーフブリッジ形態で具現することによって、第１および第２ブーストスイッチ２１０、２３０に対するスイッチング周波数が可聴周波数帯域内に存在しないように制御することができ、これに伴い、第１および第２ブーストスイッチ２１０、２３０のスイッチング動作によって発生するスイッチングノイズを低減させることができる。
【００７９】
Ｃｌａｓｓ−Ｄ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒおよびハーフブリッジブーストコンバータのスイッチング動作特性によるスイッチングノイズがオーディオソース信号に印加され得るため、本実施例はノイズに強靭な（ｒｏｂｕｓｔ）デジタル信号としてオーディオソース信号の入力を受けることによって、スイッチングノイズを効果的に低減させることができる。
【００８０】
ピエゾスピーカーのインピーダンスの変化に応じて入力オーディオ信号の大きさを調節することによって、より能動的なピエゾスピーカーの駆動を可能とすることができ、ピエゾスピーカーの駆動過程でその焼損の有無を判断することによってピエゾスピーカーの維持保守を容易にすることができる。
【００８１】
以上、本発明は図面に図示された実施例を参照して説明されたが、これは例示的なものに過ぎず、当該技術が属する分野で通常の知識を有する者であればこれから多様な変形および均等な他の実施例が可能であることが理解できるはずである。したがって、本発明の技術的保護範囲は特許請求の範囲によって定められるべきである。
【図１】
2021516520.tif 000003
【図２】
2021516520.tif 000004
【図３】
2021516520.tif 000005
【図４】
2021516520.tif 000006
【図５】
2021516520.tif 000007
【図６】
2021516520.tif 000008
【図７】
2021516520.tif 000009
【図８】
2021516520.tif 000010
【図９】
2021516520.tif 000011
【図１０】
2021516520.tif 000012
【国際調査報告】
2021516520.tif 000013
2021516520.tif 000014
2021516520.tif 000015
2021516520.tif 000016