(57)【要約】  ＡＣ電源から負荷への電力を制御するための双方向スイッチが記載される。本手法は、各スイッチを「オン」状態へと自バイアスし、光学的に結合された制御要素を用いてスイッチを強制的に「オフ」状態にする、光学的に結合され、電気的に浮動する制御回路を有する双方向スイッチサブ回路構成におけるパワーＭＯＳＦＥＴを用いる。制御回路の時定数は、相制御およびオン・オフ制御を可能にするのに十分高速である。制御電圧が各ＭＯＳＦＥＴの閾値電圧を超えて確実に強制的にオフ状態にできるようにするために、昇圧回路が含まれる。改良された性能を提供するために、複数のサブ回路が容易にカスケード可能である。【選択図】図１３
2021510902.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１および第２入力端子と、第１および第２出力端子とを有する、双方向スイッチであって、
第２入力端子および第２出力端子は相互接続され、
前記双方向スイッチは、
ａ．直列接続された第１および第２電子スイッチ素子であって、
各スイッチ素子は、ドレイン端子、ソース端子およびゲート端子を有し、前記ゲート端子および前記ソース端子の間に指定される閾値電圧によって特徴付けられ、
前記第１スイッチ素子の前記ドレイン端子は、前記固体双方向スイッチの前記第１入力端子を構成し、
前記第２スイッチ素子のドレイン端子は、前記固体双方向スイッチの前記第１出力端子を構成し、
前記第１および第２スイッチ素子の各前記ソース端子は、第１制御端子において相互接続され、
前記第１および第２スイッチ素子の各前記ゲート端子は、第２制御端子において相互接続される、
第１および第２電子スイッチ素子と、
ｂ．前記第１制御端子および前記第２制御端子の間に接続される第１制御スイッチと、
ｃ．第２制御スイッチを介して前記第２制御端子に接続されるバイアス端子と、
ｄ．前記バイアス端子および前記第１制御端子の間に接続される電圧調整素子と、
ｅ．前記電圧調整素子と並列に接続されるコンデンサと、
ｆ．前記スイッチ回路の前記第１入力端子から、前記バイアス端子に、第１電流制限抵抗を介して接続される、第１整流素子と、
ｇ．前記スイッチ回路の前記第２出力端子から、前記バイアス端子に、第２電流制限抵抗を介して接続される、第２整流素子と、
ｈ．制御信号を有するスイッチ制御回路であって、前記制御信号は前記第１制御スイッチおよび前記第２制御スイッチを制御し、これによって、前記第２制御スイッチが開離している時に第１制御スイッチが閉成するようにされ、およびその逆となるようにされる、スイッチ制御回路と、
を備える、双方向スイッチ。
【請求項２】
前記第１制御スイッチおよび前記第２制御スイッチはフォトトランジスタであり、前記制御信号は光信号である、請求項１に記載の双方向スイッチ。
【請求項３】
前記第１および第２電子スイッチ素子はＭＯＳＦＥＴである、請求項１に記載の双方向スイッチ。
【請求項４】
前記スイッチ制御回路にＤＣ電力を供給するＡＣ／ＤＣコンバータをさらに備える、請求項１に記載の双方向スイッチ。
【請求項５】
前記ＡＣ／ＤＣコンバータは、
ａ．前記ＡＣ電源に接続される分圧器と、
ｂ．入力および出力を有する第１半導体スイッチであって、その入力を介して前記分圧器に接続される第１半導体スイッチと、
ｃ．入力および出力を有する第２半導体スイッチであって、その入力が前記第１スイッチの前記出力に接続される、第２半導体スイッチと、
ｄ．ダイオードを介して前記第２スイッチの前記出力に接続される蓄電コンデンサと、
ｅ．前記蓄電コンデンサおよび前記分圧器の間に接続され、それによってフィードバック制御を提供する検知抵抗と、
ｆ．前記第２半導体スイッチの前記入力および出力の間に接続されるツェナーダイオードであって、それによって、前記第２半導体スイッチの前記出力および入力の電圧を、前記ツェナーダイオードのツェナー電圧にクランプする、ツェナーダイオードと、
ｇ．前記蓄電コンデンサに接続されるＤＣ負荷と、
を備える、請求項４に記載の双方向スイッチ。
【請求項６】
前記第１半導体スイッチを通って流れる電流を制限するために、前記第１半導体電子スイッチと前記蓄電コンデンサとの間に配置される、電子回路をさらに備える、請求項５に記載の双方向スイッチ。
【請求項７】
前記第１半導体スイッチおよび前記第２半導体スイッチは、いずれもＭＯＳ電界効果トランジスタである、請求項５に記載の双方向スイッチ。
【請求項８】
前記ＡＣ電源から前記負荷への相制御を提供するために、前記ＡＣ電源と同期して前記制御信号がパルスされる、請求項１に記載の双方向スイッチ。
【請求項９】
前記制御信号は、前記ＡＣ主波形と同期したパルス列であり、負荷に伝達される平均電流／電力を制御するために調整可能なパルス幅を有し、それによって、光源負荷に対して調光効果を提供し、ＡＣモータ負荷に対して速度制御を提供する、請求項１に記載の双方向スイッチ。
【請求項１０】
ＡＣ電源から負荷に電力を供給するための電気回路であって、
前記電気回路はラインおよびリターンを有し、
前記電気回路は、
ａ．前記ラインに接続された第１双方向スイッチであって、前記第１双方向スイッチは、
ｉ．直列接続された第１および第２電子スイッチ素子であって、
各スイッチ素子は、ドレイン端子、ソース端子およびゲート端子を有し、前記ゲート端子および前記ソース端子の間に指定される閾値電圧によって特徴付けられ、
前記第１スイッチ素子の前記ドレイン端子は、前記固体双方向スイッチの入力端子を構成し、
前記第２スイッチ素子のドレイン端子は、前記固体双方向スイッチの出力端子を構成し、
前記第１および第２スイッチ素子の各前記ソース端子は、第１制御端子において相互接続され、
前記第１および第２スイッチ素子の各前記ゲート端子は、第２制御端子において相互接続される、
第１および第２電子スイッチ素子と、
ｉｉ．前記第１制御端子および前記第２制御端子の間に接続される第１制御スイッチと、
ｉｉｉ．第２制御スイッチを介して前記第２制御端子に接続されるバイアス端子と、
ｉｖ．前記バイアス端子および前記第１制御端子の間に接続される電圧調整素子と、
ｖ．前記電圧調整素子と並列に接続されるコンデンサと、
ｖｉ．前記スイッチ回路の前記入力端子から、前記バイアス端子に、第１電流制限抵抗を介して接続される、第１整流素子と、
ｖｉｉ．前記リターンから前記バイアス端子に、第２電流制限抵抗を介して接続される、第２整流素子と、
ｖｉｉｉ．制御信号を有するスイッチ制御回路であって、前記制御信号は前記第１制御スイッチおよび前記第２制御スイッチを制御し、これによって、前記第２制御スイッチが開離している時に第１制御スイッチが閉成するようにされ、およびその逆となるようにされる、スイッチ制御回路と、
を備える、第１双方向スイッチと、
ｂ．前記スイッチ制御回路にＤＣ電力を供給するＡＣ／ＤＣコンバータであって、前記ＡＣ／ＤＣコンバータは、
ｉ．前記ＡＣ電源に接続される分圧器と、
ｉｉ．入力および出力を有する第１半導体スイッチであって、その入力を介して前記分圧器に接続される第１半導体スイッチと、
ｉｉｉ．入力および出力を有する第２半導体スイッチであって、その入力が前記第１スイッチの前記出力に接続される、第２半導体スイッチと、
ｉｖ．ダイオードを介して前記第２スイッチの前記出力に接続される蓄電コンデンサと、
ｖ．前記蓄電コンデンサおよび前記分圧器の間に接続され、それによってフィードバック制御を提供する検知抵抗と、
ｖｉ．前記第２半導体スイッチの前記入力および出力の間に接続されるツェナーダイオードであって、それによって、前記第２半導体スイッチの前記出力および入力の電圧を、前記ツェナーダイオードのツェナー電圧にクランプする、ツェナーダイオードと、
ｖｉｉ．前記蓄電コンデンサに接続されるＤＣ負荷と、
ｖｉｉｉ．前記第１半導体スイッチを通って流れる電流を制限するために、前記第１半導体電子スイッチと前記蓄電コンデンサとの間に配置される、電子回路と、
を備える、ＡＣ／ＤＣコンバータと、
を備える、電気回路。
【請求項１１】
第２双方向スイッチをさらに備え、
前記第２双方向スイッチは、前記ＡＣ電源の前記リターンライン内において、前記第１双方向スイッチの前記第２整流素子と、前記負荷との相互接続間に、配置され、
前記第２双方向スイッチは、前記第２双方向スイッチの前記第２整流素子が、前記ＡＣ電源と前記第１双方向スイッチの前記入力端子との間のラインに接続される点を除いて、前記第１双方向スイッチと同一に構成され、
前記スイッチ制御回路は、前記第１双方向スイッチおよび前記第２双方向スイッチを制御する、
請求項１０に記載の電気回路。
【請求項１２】
前記第１双方向スイッチおよび前記第２双方向スイッチは、同期して開離し閉成する、請求項１１に記載の電気回路。
【請求項１３】
前記負荷をバイパスする第３双方向スイッチをさらに備え、
前記第３双方向スイッチは、前記第３双方向スイッチの前記第２整流素子が前記第３双方向スイッチ回路の前記出力に接続される点を除いて、前記第１および第２双方向スイッチと同一に構成され、
前記スイッチ制御回路は、前記第１双方向スイッチ、前記第２双方向スイッチおよび第３双方向スイッチを制御する、
請求項１１に記載の電気回路。
【請求項１４】
前記第１双方向スイッチが閉成している時には前記第３双方向スイッチが開離し、前記第１双方向スイッチが開離している時には前記第３双方向スイッチが閉成する、請求項１３に記載の電気回路。
【請求項１５】
前記負荷への前記ＡＣ電力の相制御を提供するために、前記ＡＣ電源と同期して前記スイッチ制御回路がパルスされる、請求項１０に記載の電気回路。
【請求項１６】
前記スイッチ制御信号は、前記ＡＣ主波形と同期したパルス列であり、前記負荷に伝達される平均電流／電力を効率的に制御するために調整可能なパルス幅を有し、それによって、光源負荷に対して調光効果を提供し、ＡＣモータ負荷に対して速度制御を提供する、請求項１０に記載の電気回路。
【請求項１７】
ＡＣ電源から負荷に電力を供給するための電気回路であって、
前記電気回路はラインおよびリターンを有し、
前記電気回路は、
ａ．前記ラインに接続された第１双方向スイッチであって、前記第１双方向スイッチは、
ｉ．直列接続された第１および第２電子スイッチ素子であって、
各スイッチ素子は、ドレイン端子、ソース端子およびゲート端子を有し、前記ゲート端子および前記ソース端子の間に指定される閾値電圧によって特徴付けられ、
前記第１スイッチ素子の前記ドレイン端子は、前記固体双方向スイッチの入力端子を構成し、
前記第２スイッチ素子のドレイン端子は、前記固体双方向スイッチの出力端子を構成し、
前記第１および第２スイッチ素子の各前記ソース端子は、第１制御端子において相互接続され、
前記第１および第２スイッチ素子の各前記ゲート端子は、第２制御端子において相互接続される、
第１および第２電子スイッチ素子と、
ｉｉ．前記第１制御端子および前記第２制御端子の間に接続されて、スイッチ制御信号を受信する制御装置と、
ｉｉｉ．前記制御装置に接続されるバイアス端子と、
ｉｖ．前記第１制御端子および前記第２制御端子の間に接続される電圧調整素子と、
ｖ．前記制御装置と並列に接続されるコンデンサと、
ｖｉ．前記スイッチ回路の前記入力端子から、前記制御装置の前記バイアス端子に、第１電流制限抵抗を介して接続される、第１整流素子と、
ｖｉｉ．前記リターンから、前記制御装置に、第２電流制限抵抗を介して前記制御装置の前記バイアス端子に、接続される、第２整流素子と、
を備える、第１双方向スイッチと、
ｂ．前記制御装置にＤＣ電力を供給するＡＣ／ＤＣコンバータと、
を備える、電気回路。
【請求項１８】
前記ＡＣ／ＤＣコンバータは、
ｉ．前記ＡＣ電源に接続される分圧器と、
ｉｉ．入力および出力を有する第１半導体スイッチであって、その入力を介して前記分圧器に接続される第１半導体スイッチと、
ｉｉｉ．入力および出力を有する第２半導体スイッチであって、その入力が前記第１スイッチの前記出力に接続される、第２半導体スイッチと、
ｉｖ．ダイオードを介して前記第２スイッチの前記出力に接続される蓄電コンデンサと、
ｖ．前記蓄電コンデンサおよび前記分圧器の間に接続され、それによってフィードバック制御を提供する検知抵抗と、
ｖｉ．前記第２半導体スイッチの前記入力および出力の間に接続されるツェナーダイオードであって、それによって、前記第２半導体スイッチの前記出力および入力の電圧を、前記ツェナーダイオードのツェナー電圧にクランプする、ツェナーダイオードと、
ｖｉｉ．前記蓄電コンデンサに接続されるＤＣ負荷と、
ｖｉｉｉ．前記第１半導体スイッチを通って流れる電流を制限するために、前記第１半導体電子スイッチと前記蓄電コンデンサとの間に配置される、電子回路と、
を備える、請求項１７に記載の電気回路。
【請求項１９】
第２双方向スイッチをさらに備え、
前記第２双方向スイッチは、前記ＡＣ電源の前記リターンライン内において、前記第１双方向スイッチの前記第２整流素子と、前記負荷との相互接続間に、配置され、
前記第２双方向スイッチは、前記第２双方向スイッチの前記第２整流素子が、前記ＡＣ電源と前記第１双方向スイッチの前記入力端子との間のラインに接続される点を除いて、前記第１双方向スイッチと同一に構成され、
前記スイッチ制御回路は、前記第１双方向スイッチおよび前記第２双方向スイッチを制御する、
請求項１７に記載の電気回路。
【請求項２０】
前記第１双方向スイッチおよび前記第２双方向スイッチは、同期して開離し閉成する、請求項１８に記載の電気回路。
【請求項２１】
前記負荷をバイパスする第３双方向スイッチをさらに備え、
前記第３双方向スイッチは、前記第３双方向スイッチの前記第２整流素子が前記第３双方向スイッチ回路の前記出力に接続される点を除いて、前記第１および第２双方向スイッチと同一に構成され、
前記スイッチ制御回路は、前記第１双方向スイッチ、前記第２双方向スイッチおよび第３双方向スイッチを制御する、
請求項１８に記載の電気回路。
【請求項２２】
前記第１双方向スイッチが閉成している時には前記第３双方向スイッチが開離し、前記第１双方向スイッチが開離している時には前記第３双方向スイッチが閉成する、請求項２０に記載の電気回路。
【請求項２３】
前記負荷への前記ＡＣ電力の相制御を提供するために、前記ＡＣ電源と同期して前記スイッチ制御回路がパルスされる、請求項１７に記載の電気回路。
【請求項２４】
前記スイッチ制御信号は、前記ＡＣ主波形と同期したパルス列であり、前記負荷に伝達される平均電流／電力を効率的に制御するために調整可能なパルス幅を有し、それによって、光源負荷に対して調光効果を提供し、ＡＣモータ負荷に対して速度制御を提供する、請求項１７に記載の電気回路。
【請求項２５】
前記制御装置は、それぞれ出力を有するオン／オフスイッチ素子およびパルス幅変調装を備え、各前記出力はＮＯＲゲートおよび増幅器を介して前記第２制御端子に接続される、請求項１７に記載の電気回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力管理システム、ならびに、電子スイッチおよび調光制御を提供する方法に関する。
【０００２】
［関連出願への相互参照］
本出願は、同一の発明者によって２０１７年１２月２８日に出願され、現在係属中の「Electronic Switch and Dimmer」と題する米国仮特許出願６２６１１４６０号の優先権を主張する。
【０００３】
［関連する背景技術］
従来、家庭およびビジネス環境における、交流（ＡＣ）電力へのアクセスは、施設電気系に有線接続された機械的なコンセントによって提供されている。これらのコンセントは、ヒューズおよび回路ブレーカ等の電気機械素子を用いて、過剰な電気的負荷や潜在的に危険な接地事故から保護される。同様に、従来の室内用電気機器（照明や天井ファン等）の制御は、電気機械的スイッチを用いて行われる。これらの基本的な機械的制御素子は、単純なオン・オフ制御を提供して不可避的に摩耗し、時間が経過すると、短絡や潜在的に危険なアーク放電を起こし得る。
【０００４】
一般的な電気機器の、よりニュアンス化された制御は、典型的には、ＡＣ主波形をサイクル単位で割り込み可能とするトライアック等の電子素子によって提供される（いわゆる相制御）。トライアックは、以前からあった加減抵抗器や単巻変圧器よりは大幅に効率的であるが、大規模な電気的負荷を制御するための小型筐体内で効果的に用いるには依然として非効率に過ぎ、施設電気系に電気的ノイズを発生し得る。
【０００５】
したがって、施設電気系において、広範な用途に対して、より信頼性があり高度に効率的な制御オプションを幅広く提供する、改良された電子制御システムが必要である。さらに、そのような制御システムとして、先進的電力制御機能のために他の回路に組み込むことが可能な半導体素子を用いて実現可能であり、低コストで製造可能なものが必要である。
【０００６】
［発明の簡単なサマリー］
本発明は、単純なコンセントオン・オフ切り替えから、印加されるＡＣ電力の連続的変化にまでわたる、施設電気系を通したＡＣ電力の制御（たとえば電灯の調光）のための新規な手法に関する。より詳細には、本発明は、一実施形態においてオン・オフおよびＡＣ主波形の相制御の双方を提供する機能の組み合わせに関する。
【０００７】
一実施形態は、ＡＣ主電源と所望の負荷との間に接続される、非常に低い「オン」抵抗を持つ電子スイッチとして、パワーＭＯＳ電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を用いる。典型的なパワーＭＯＳＦＥＴは、本質的に導電チャネルと平行にボディダイオードを組み込んでいるため、素子対をバックツーバック構成で接続してソース端子を共通とし、真に双方向の（ＡＣ）スイッチ構成が提供される。パワーＭＯＳＦＥＴのスイッチング動作を制御するために、新規の浮動制御回路が採用される。これは、ゲート・ソースバイアス電圧をプレチャージするためにドレインに接続され、それによって両素子を「オン」にする整流ダイオードと、孤立した光源によって照明された場合に素子を強制的に「オフ」状態とするために共通のソース端子にゲート端子を短絡させる光結合フォトトランジスタとを用いる。したがって、パワーＭＯＳＦＥＴスイッチは、光制御信号によって強制的に「オフ」にされない限り、常時「オン」である。光制御信号は、負荷に伝達される電力の通常のオン・オフ制御について連続的に適用されるか、または、相制御を提供するためにＡＣ主波形と同期され得る。光制御信号のための統合制御回路は、スイッチ反応性負荷に好適な立ち上がりエッジ相制御、または、ＬＥＤ等の非線形負荷に好適な立ち下がりエッジ相制御、のいずれかを提供し得る。個別の例は、本発明の概念を応用例に限定するよう意図されるものではない。本発明の他の態様および利益は、添付図面および詳細な説明から明らかになる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】基本的パワーＭＯＳＦＥＴ双方向スイッチユニットの概略図である。
【図２】光電子バイアス生成を用いる従来の双方向スイッチの概略図である。
【図３】改良された双方向スイッチの基本的要素の概略図である。
【図４】改良された双方向スイッチの一実施形態の概略図である。
【図５】総スイッチ「オン」抵抗を低減し、総スイッチ「オフ」抵抗を増加させるために２つのスイッチング要素を用いる、図３の実施形態の概略図である。
【図６】図３の実施形態に類似するが、ＡＣ電源の両アームにスイッチング要素を持つ実施形態の概略図である。
【図７】総スイッチ「オン」抵抗をさらに低減し、総スイッチ「オフ」抵抗をさらに増加させるために４つのスイッチング要素を用いる、図５の実施形態の概略図である。
【図８】基本的パワーＭＯＳＦＥＴ双方向スイッチを示す概略図である。
【図９Ａ】ＡＣ主波形の正半サイクルの間アクティブな、図８の回路要素を示す概略図である。
【図９Ｂ】ＡＣ主波形の負半サイクルの間アクティブな、図８の回路要素を示す概略図である。
【図９Ｃ】ゲート電圧の昇圧を可能にする、図９Ｂの半回路を示す概略図である。
【図１０】図８の回路の改良版の概略図である。
【図１１】デュアルポールスイッチを用いる、図１０の回路の一実施形態を示す概略図である。
【図１２Ａ】デュアルポールスイッチのためにフォトトランジスタを用いる、図１１の回路の一実施形態を示す概略図である。
【図１２Ｂ】オン・オフ制御のために非絶縁制御装置を用いる一実施形態を示す概略図である。
【図１２Ｃ】図１２Ｂの制御装置の一実施形態の詳細の概略図である。
【図１３】電流センサを含む双方向スイッチの一実施形態である。
【図１４】負荷にわたって配置される追加の双方向スイッチを含む、双方向スイッチ回路の一実施形態である。
【図１５】ＡＣ／ＤＣコンバータが整流器を要しない回路の一実施形態である。
【図１６】図１５に示す実施形態における回路要素の、特定の非限定的な例を示す概略図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
図１は、ＡＣ電源１０１から負荷１０８に伝達される電力を制御する基本的パワーＭＯＳＦＥＴ双方向スイッチを示す概略図である。パワーＭＯＳＦＥＴ１０２および１０３は、それぞれボディダイオード１０４および１０５を含む。スイッチ１０６は、パワーＭＯＳＦＥＴ１０２および１０３に印加されるゲート・ソースバイアス電圧を制御する。「オン」位置では、バイアス電圧１０７は各パワーＭＯＳＦＥＴのゲート端子に印加される。電圧１０７は、各パワーＭＯＳＦＥＴの閾値電圧（典型的には５〜１０ボルト）より高く、反転層を形成して、各素子のドレインからソースまで延びる導電チャネルを生成する。この「オン」状態では、各パワーＭＯＳＦＥＴのドレインからソースまでの振る舞いは、低値抵抗器Ｒｄｓとしてモデル化できる。ドレインとソースとの間の電圧降下が約０．６ボルト未満に留まる限り、ボディダイオードは非導電性のままであり、無視できる。「オン」状態では、図１の回路は、ＡＣ電源１０１に値２Ｒｄｓの直列抵抗を介して接続される負荷１０８と等価である。
【００１０】
スイッチ１０６の「オフ」位置では、各パワーＭＯＳＦＥＴのゲート端子がソース端子に短絡され、ドレイン・ソース間電圧がボディダイオードの降伏電圧未満に留まる限り、ドレイン・ソース間の導電チャネルが消失する。「オフ」状態では、図１の回路は、ＡＣ電源１０１にバックツーバックボディダイオード１０４および１０５を介して接続される負荷１０８と等価であり、実質的に負荷１０８を電源１０１から切り離す。
【００１１】
「オフ」状態において、各パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間電圧がボディダイオードＶｂｒの降伏電圧未満に留まるという要件は、ボディダイオードの降伏電圧がＡＣ電源１０１のピーク電圧を超えることを要求する。したがって、たとえば、電源１０１が一般的な１２０ボルト（ｒｍｓ）ＡＣ主電源に対応すると仮定すると、各ボディダイオードの降伏電圧は、１７０ボルトというピーク電源電圧を超えなければならない。
【００１２】
パワーＭＯＳＦＥＴ構造のより詳細な分析によれば、ボディダイオードは、実質的に、ＭＯＳＦＥＴチャネルと並列に接続されたバイポーラトランジスタのベース・コレクタ接合である。追加の寄生要素は、ベース・コレクタ接合の容量と、ベース・エミッタ間の寄生抵抗とである。このＡＣ結合回路は、ベース・エミッタ接合の順バイアスを回避するために、ドレイン・ソース間電圧の変化率ｄＶｄｓ／ｄｔに制約を課し、これによって、ＭＯＳＦＥＴチャネルが「オフ」である間、バイポーラトランジスタを導通させる。結果として生じる漏れ電流は、負荷１０８に電力を供給するには不十分な可能性があるが、効率や安全性の懸念を追加で発生させるほど大きい可能性がある。
【００１３】
同様に、「オン」状態における制約の考慮は、各パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間電圧降下（Ｒｄｓ＊Ｉｌｏａｄによって与えられる）が約０．６ボルト未満であることを要求する。潜在的により重要なのは、過剰な温度上昇を避けるために、「オン」状態において各パワーＭＯＳＦＥＴで散逸する電力（Ｒｄｓ＊Ｉｌｏａｄ２によって与えられる）が数ワット未満に留まらなければならないということである。したがって、たとえば、２０アンペアの典型的な制限を有する、１２０ボルトＡＣ主電源からの一般的な家庭回路ををスイッチングすることは、各パワーＭＯＳＦＥＴのＲｄｓが０．００５オーム（５ミリオーム）未満であることを要求する。
【００１４】
ボディダイオードの降伏電圧は、デバイスの構造およびドーピングレベルを変化させることにより、Ｒｄｓの値に対して有利にトレードオフできるということが、従来技術において周知である。とくに、Ｒｄｓの値はＶｂｒ２．５に比例することが示されている。したがって、たとえば、Ｖｂｒを半分にカットすると、結果としてＲｄｓが係数５．７だけ減少する。
【００１５】
図１の回路によれば、スイッチ１０６および電圧源１０７を備える概念的バイアススイッチング回路が、バックツーバックのパワーＭＯＳＦＥＴ１０２および１０３の共通ソース端子を有して電気的に浮動するということが示され、これは電源１０１のピークツーピーク範囲全体にわたって変化する。概念的には単純であるが、この回路を低コストで実現するのは困難な可能性がある。
【００１６】
図２は、制御回路に関する従来の手法の概略図を示す。図１の電圧源１０６が、光起電力ダイオードスタック２０１に置き換えられている。光起電力ダイオードスタック２０１は、発光ダイオード（ＬＥＤ）２０６（分離された低電圧電源２０３によって電力を供給され、電流制限抵抗２０５を介してスイッチ２０４によって制御される）によって照明されると、必要なゲート・ソースバイアス電圧を提供する。要素２０３〜２０６は、ダイオードスタック２０１の光学的近傍にあると仮定する。ＬＥＤ２０６がオフに切り替えられると、ダイオードスタック２０１にかかる電圧が抵抗器２０２を介してドレインされ、各パワーＭＯＳＦＥＴは「オフ」状態に入る。
【００１７】
図２の回路は、単純なオン・オフ切り替え用途について機能するが、バイアス回路を介して各パワーＭＯＳＦＥＴのゲート・ソース間容量を充電または放電することに係る時定数は大きいので、５０／６０ＨｚのＡＣ主電源において相制御を実現することができない。
【００１８】
図３は、改良されたスイッチ回路の基本的要素を示す概略図である。各パワーＭＯＳＦＥＴは、下記で説明する好適な実施形態のスイッチング素子であるが、当業者には、改良された回路において、他の種類の電界効果トランジスタも有利に採用できるということが明らかである。図１のように、パワーＭＯＳＦＥＴ１０２および１０３を「オン」状態にバイアスするために、電圧１０７が用いられる。図１の回路の動作とは逆に、各パワーＭＯＳＦＥＴは、スイッチ１０６が開離している間だけ「オン」となる。スイッチ１０６が閉成すると、ゲートおよびソースが相互に短絡して電圧１０７が抵抗器３００で低下するので、各パワーＭＯＳＦＥＴは強制的に「オフ」状態に入る。
【００１９】
図４は、進歩的な回路の一実施形態を示す概略図である。図１の電圧源１０７は、各パワーＭＯＳＦＥＴの閾値電圧より高いツェナー電圧を持つツェナーダイオード４０２を持つスイッチングユニット４００に置き換えられる。ツェナーダイオード４０２は、整流ダイオード４０４および４０６（それぞれ、パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン端子に接続され、電流制限抵抗器４０３および４０５によって保護される）を介してバイアスされる。したがって、照明がない場合には、抵抗器・ダイオード枝４０３−４０４および４０５−４０６は、いずれかのドレイン端子がツェナー電圧を超えると、ツェナーダイオード４０２に対してバイアスを提供し、パワーＭＯＳＦＥＴ１０２および１０３を「オン」状態とする。ＬＥＤ２０６によって照明されると、フォトトランジスタ４０１は、バイアス電流を枝４０３−４０４および４０５−４０６から各パワーＭＯＳＦＥＴのソース端子に分流させ、これらを「オフ」状態とする。この回路では、ターンオン時定数は、電流制限抵抗器４０３および４０５の値と、各パワーＭＯＳＦＥＴのゲート・ソース間容量とに支配され、ターンオフ時定数は、ＬＥＤ２０６が提供する照明レベルにおけるフォトトランジスタ４０１の飽和電流に支配される。これらの時定数はいずれも、ＡＣ主電源の周期よりはるかに短く設計することができ、これによって、オン・オフおよび相制御モードの双方において本実施形態を動作させることができる。
【００２０】
図５は、回路の性能を向上させるために２つのスイッチユニット４００を用いる、図４の実施形態の概略図である。この実施形態では、各パワーＭＯＳＦＥＴは、図４で用いたユニットの降伏電圧の半分を持つように選ばれると仮定する。したがって、図４の回路と比較して、上述のように、それぞれのスイッチユニットのオン抵抗は係数５．７だけ減少し、直列接続された２つのスイッチユニットの総オン抵抗は係数２．８だけ減少すると期待される。また、「オフ」状態における各スイッチユニットにわたる電圧降下が半減し、これによって、各ユニットが経験するｄＶｄｓ／ｄｔが係数２だけ減少し、結果として、「オフ」状態の漏れ電流が減少する。
【００２１】
また、図５は、ＬＥＤ２０６の照明を制御するための電子スイッチ回路を含む。電圧源２０３からＬＥＤ２０６を通る電流は抵抗器２０５によって制限され、トランジスタ５００によって制御される。トランジスタ５００は、制御端子５０１に印加される外部制御電圧によって制御される。これによって、調光器の用途で用いられる場合のように、印加されるＡＣ波形の相制御を提供するための外部制御回路（図示せず）を介し、ＡＣ主波形と同期したＬＥＤの迅速な切り替えが可能になる。別の実施形態では、制御信号はＡＣ主波形と同期したパルス列であり、負荷に提供される平均電流／電力を効果的に制御するために調整可能なパルス幅を有し、これによって、光源負荷に対しては調光効果を提供し、ＡＣモータ負荷に対しては速度制御を提供する。別の実施形態では、制御信号はＡＣ主波形とは独立した固定または可変周波数を持つパルス列であり、これによって、無線充電器／発電機として用いるための負荷端子において、無線周波数（ＲＦ）電力波形を生成する。別の実施形態では、制御信号はＬＥＤの可変照明を可能にする可変ＤＣ電圧であり、これによって、各ＭＯＳＦＥＴが線形モードで動作可能となる。
【００２２】
図６は、図５に類似するが、ＡＣ電源の各アームにそれぞれ別個のスイッチユニット４００が配置された実施形態の概略図である。本発明者は、この回路構成により、各スイッチ素子のターンオフ特性が向上し、漏れ電流がさらに低減するということを見出した。
【００２３】
図７は、回路の性能をさらに向上させるために、ＡＣ電源の各アームに２つのスイッチユニット４００を用いる、図６の実施形態の概略図である。この実施形態では、各パワーＭＯＳＦＥＴが、図３で用いたユニットの１／４の降伏電圧を持つように選ばれると仮定する。したがって、上述のように、図４の回路に比較して、それぞれのスイッチユニットのオン抵抗は係数３２だけ減少し、直列接続された２つのスイッチユニットの総オン抵抗は、係数８だけ減少すると期待される。また、「オフ」状態におけるスイッチユニットそれぞれにわたる電圧降下は１／４となり、これによって、各ユニットが経験するｄＶｄｓ／ｄｔが係数４だけ減少し、結果として、図４の回路に比べて「オフ」状態の漏れ電流がさらに減少する。上述のように、本発明者は、この回路構成によって、スイッチ素子のターンオフ特性がさらに向上し、漏れ電流がさらに低減するということを見出した。
【００２４】
従来のＭＯＳＦＥＴスイッチにおける既知の問題の一つは、ＭＯＳＦＥＴの寄生である。場合によっては、寄生のため、負荷への電力を完全に遮断できなくなる。図８〜図１３は、補償または除去によってこの寄生の影響を克服するための、上述の電子スイッチにおける改良を示す。改良は、システムのアーキテクチャに対する変更と、スイッチ自体の内部構成要素に対する変更とを含む。
【００２５】
図８は、ＡＣ電源８０１から負荷８０６に伝達される電力を制御する、基本的パワーＭＯＳＦＥＴ双方向スイッチを示す概略図である。パワーＭＯＳＦＥＴ８０２および８０３は、それぞれボディダイオード８０４および８０５を含む。ツェナーダイオード８１１は、パワーＭＯＳＦＥＴ８０２および８０３の閾値電圧ＶＴより高いツェナー電圧を示す。ツェナーダイオード８１１は、整流ダイオード８０８および８１０（それぞれ、パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン端子に接続され、電流制限抵抗器８０７および８０９によって保護される）を介してバイアスされる。したがって、スイッチ８１２が開離している場合には、抵抗器・ダイオード枝８０７−８０８および８０９−８１０は、いずれかのドレイン端子がツェナー電圧を超えると、ツェナーダイオード８１１に対してバイアスを提供するよう意図され、これによって、パワーＭＯＳＦＥＴ８０２および８０３を「オン」状態とする。スイッチ８１２は、閉成すると、バイアス電流を枝８０７−８０８および８０９−８１０から各パワーＭＯＳＦＥＴのソース端子に分流させ、これらを「オフ」状態とする。この回路では、ターンオン時定数は、電流制限抵抗器８０７および８０９と、各パワーＭＯＳＦＥＴのゲート・ソース間容量とに支配され、ターンオフ時定数は、ＭＯＳＦＥＴ容量と、スイッチ８１２のオン抵抗とに支配される。これらの時定数はいずれも、ＡＣ主電源の周期よりはるかに短く設計することができ、これによって、オン・オフおよび相制御モードの双方において本実施形態を動作させることができる。
【００２６】
しかしながら、実際には、ツェナーダイオード８１１がそのツェナー電圧に達することはなく、ＭＯＳＦＥＴ８０２および８０３のゲート・ソース間電圧が閾値電圧ＶＴを超えることは稀である。したがって、ＭＯＳＦＥＴ８０２および８０３はいずれも完全な「オン」にはならないので、各ユニット内での過剰な電力散逸がなく、負荷８０６への電流供給が低減することもない。図９Ａは、電圧源８０１がＡＣ主波形の正半サイクルにある時の図８のアクティブな構成要素を示す。スイッチ８１２が開離し、ＭＯＳＦＥＴ８０２が「オン」状態になることが可能になると、ＭＯＳＦＥＴ８０２のゲート電圧がソース８０１の正のエクスカーションに追従し始めるが、ソース電圧はゼロボルトである。ゲート電圧がＭＯＳＦＥＴ８０２の閾値電圧に達すると、電流が負荷８０６へと流れ始め、ＭＯＳＦＥＴ８０３からのボディダイオード８０５は順バイアスされる。その後、ＭＯＳＦＥＴ８０２のソース電圧はゲート電圧の上昇に「追従」し、閾値電圧に追加のバイアスを加えた値だけ遅れて、負荷に供給される電流に対応する。この状態は、電圧源８０１の波形が負になるまで維持される。結果として、ＭＯＳＦＥＴ８０２のドレイン・ソース間電圧は、ＭＯＳＦＥＴ８０２のドレイン・ソース間抵抗に関わらず、ＡＣ主波形のゼロ交差周辺を除いて閾値電圧未満に落ちることはなく、スイッチにおいて散逸する電力はＩＤ＊ＶＴである。ゲート電圧が閾値電圧を大幅に超えて昇圧可能である場合には、散逸する電力はＩＤ２＊ｒｄｓ（ただしｒｄｓはスイッチの「オン」抵抗）で与えられる。この値はＩＤ＊ＶＴよりはるかに小さくすることができる。
【００２７】
図９Ｂは、電圧源８０１がＡＣ主波形の負半サイクルにある時の図８のアクティブな構成要素を示す。ＭＯＳＦＥＴ８０３のゲート電圧は０Ｖから始まり、ソース電圧が−ＶＴまで落ちるとソース電圧を負に追従し始め、ここで電流が負荷８０６を介して流れ始め、ＭＯＳＦＥＴ８０２のボディダイオード８０４は順バイアスされる。ＭＯＳＦＥＴ８０３のドレイン電圧は実質的にゲート電圧にクランプされるので、電圧源８０１の波形が正になるまでドレイン・ソース間電圧はＶＴに留まる。結果として、ＭＯＳＦＥＴ８０３のドレイン・ソース間電圧は、素子のドレイン・ソース間抵抗に関わらず、ＡＣ主波形のゼロ交差周辺を除いて閾値電圧未満に落ちることはなく、スイッチにおいて散逸する電力は負半サイクルでもＩＤ＊ＶＴである。
【００２８】
図９Ｃは、ゲート電圧が昇圧できるようにする図９Ｂの半スイッチの概略図である。図９Ｂの回路とは、ダイオード８１０およびバイアス抵抗８０９を含む枝がＭＯＳＦＥＴ８０３のドレインからＡＣ主電源ニュートラルラインに移動したという点が異なる。この構成により、図９Ｂの構成において発生するクランプ動作が回避され、ＭＯＳＦＥＴ８０３のソースが−ＶＺに落ちるとツェナーダイオード８１１がツェナー電圧ＶＺに達することができるようになる。これによって、ＭＯＳＦＥＴ８０３のゲート・ソース間電圧がＶＺ（これはＶＴよりかなり大きくすることができる）となるので、ｒｄｓは小さい値を示し、電力散逸を低減する。さらに、この昇圧されバイアスされたゲート・ソース間電圧は、ＭＯＳＦＥＴ８０２および８０３のゲート・ソース間容量に蓄えられ、続くＡＣ主波形の正半サイクルの間維持される。このように、スイッチ８１２が閉成するまで、両素子は最小限のｒｄｓ構成に留まる。
【００２９】
図１０は、図８の回路の改良版を示し、正半サイクル初期のターンオン特性を改良するようバイアス要素８０７および８０８が維持され、また、昇圧されたゲート・ソース間電圧の蓄電がより頑強となるように、ＭＯＳＦＥＴ８０２および８０３の各ゲート・ソース間容量と並列に追加のコンデンサ１００１が含まれる。この実施形態における１つの制限は、スイッチ回路が相制御モードで使用され、ＡＣ主波形の各サイクル中で所定期間だけスイッチ８１２が閉成する場合に発生する。スイッチ８１２が閉成している間はコンデンサ１００１がこれを介して放電するので、ＭＯＳＦＥＴ８０２および８０３を「オン」にするのに必要なゲート・ソース間バイアスは、各サイクルで再確立しなければならない。この結果、スイッチ８１２が閉成すると負半サイクル中に提供された昇圧がリセットされるので、ＡＣ主波形の正半サイクル中にスイッチ８１２が開離する場合には、ＭＯＳＦＥＴ８０２は常に準最適モードで動作する。
【００３０】
図１１は、図１０の回路の一実施形態を示すが、スイッチ８１２がデュアルポールスイッチ１１０１に置換されている。デュアルポールスイッチ１１０１は、ＭＯＳＦＥＴ８０２および８０３それぞれのゲートを、位置１にある時にはそれぞれの相互接続されたソースに、または、位置２にある時にはツェナーダイオードバイアス回路に、接続する。これらの位置はスイッチ制御回路１１０２によって決定される。この実施形態では、ＭＯＳＦＥＴ８０２および８０３を「オフ」にするためにスイッチ１１０１を位置１に配置すると、ツェナーダイオードバイアス回路が各ゲートから切断され、これによってコンデンサ１００１は、外部回路を介して放電するかスイッチ１１０１が位置２に配置されるまで、ツェナー電圧を蓄えられるようになる。結果として、蓄えられたツェナー電圧がゲート回路に再印加され、その後、負半サイクル中のゲート・ソース間バイアス電圧がリフレッシュされる。
【００３１】
図１２Ａは、図１１の回路の一実施形態を示すが、スイッチ１１０１が一対のフォトトランジスタ１２０１および１２０２に置き換えられる。これらはそれぞれ、１２０１および１２０２を駆動する光出力１２０４および１２０５を持つスイッチ制御回路１２０３によって制御される。相制御モードを可能にするために、スイッチ制御回路１２０３は、出力１２０４および１２０５をＡＣ主波形に同期させる。ゲート・ソース間電圧はツェナー１２０６によって調節される。コンデンサ１００１の早すぎる放電を回避するために、これらの光駆動信号は重複させず、「ブレークビフォアメーク（break before make）」スイッチ特性を提供することが重要である。
【００３２】
スイッチ制御の時定数により、調光器の用途で用いられるように、印加されるＡＣ波形の相制御を提供するために、外部の制御回路（図示せず）を介して、光駆動信号の高速なスイッチングがＡＣ主波形と同期できるようになる。別の実施形態では、制御信号は、ＡＣ主波形と同期したパルス列であり、負荷に伝達される平均電流／電力を効率よく制御するために可変パルス幅を有する。これによって、光源負荷には調光効果を提供し、ＡＣモータ負荷には速度制御を提供する。また別の実施形態では、制御信号は、ＡＣ主波形とは独立した固定または可変周波数を持つパルス列であり、これによって、無線充電器／発電機として用いるための負荷端子において無線周波数（ＲＦ）電力波形を生成する。また別の実施形態では、ＬＥＤが可変輝度となるように、制御信号は可変ＤＣ電圧であり、これによって各ＭＯＳＦＥＴが線形モードで動作可能になる。
【００３３】
好適な実施形態では、スイッチ制御回路は制御信号源から制御信号を受信し、スイッチ制御回路光駆動信号がＡＣ電源と同期してパルスされ、負荷へのＡＣ電力の相制御が提供される。別の実施形態では、光駆動信号はＡＣ主波形と同期したパルス列であり、負荷に提供する平均電流／電力を効率的に制御するために可変パルス幅を有し、これによって、光源負荷には調光効果を提供し、ＡＣモータ負荷には速度制御を提供する。
【００３４】
図１２Ａは、絶縁（光学的に）された制御装置をスイッチとして用いる実施形態である。図１２Ｂおよび１２Ｃに示す別の実施形態では、制御装置はスイッチから電気的に絶縁されない。図１２Ｂを考慮すると、制御装置１２０７は、共通のソース接続１２０８に対して制御電圧Ｖｃｃ１２０９を含む。制御装置１２１０の出力は、ＭＯＳＦＥＴ８０２，８０３の共通ゲート端子に接続される。ツェナーダイオード１２０６は、ゲート・ソース間に印加された電圧に対する電圧調整器として作用し、抵抗器１２１１が共通ゲート端子に流れる電流を制限する。他の構成要素は先行する各図と共通してラベリングされ、説明済みである。制御装置１２０７の内部は図１２Ｃに示す。
【００３５】
図１２Ｃを参照して、入力１２０９、共通端子１２０８、および電圧出力１２１０は、図１２Ｂにおいてラベリングされている。図示の実施形態では、制御装置はオン・オフスイッチ制御装置１２１３を含む。オン・オフスイッチ制御装置１２１３は、信号に基づき、各ＭＯＳＦＥＴを強制的にオフ状態にする出力電圧を提供する。また、本実施形態は、可変パルス幅変調ユニット１２１２を用いた制御装置を含む。オン・オフ信号生成器およびパルス幅変調生成器の出力は、ＮＯＲゲート１２１４および演算増幅器１２１５を介して、出力１２１０まで伝達される。出力１２１０は、すでに説明したように、バックツーバックＭＯＳＦＥＴの共通ゲート端子に接続される。
【００３６】
図１３に示す別の実施形態では、スイッチ制御１２０３への電力は、低電圧ＡＣ／ＤＣコンバータ１３０１によって提供される。ＡＣ／ＤＣコンバータは、電流センサ１３０２によって制御される。電流センサ１３０２は電流センサ１３１０を採用して負荷８０６に伝達されるＡＣ電流を検知し、これによって、ＭＯＳＦＥＴ８０２，８０３からなる双方向スイッチにおける電流が検知されない場合にＡＣ／ＤＣコンバータ（ひいてはスイッチ制御）がオフにされる。本実施形態では、図１２の双方向スイッチは、さらに、ＭＯＳＦＥＴ８０２，８０３の内部ダイオード８０４，８０５をバイパスできるバイパスダイオード１３１１，１３１２を含む。他の構成要素はすべて、先行する図８〜１２Ｃと整合して番号付けられ説明される。
【００３７】
要約すると、固体双方向スイッチは、直列接続された第１および第２電子スイッチ素子を備える。各スイッチ素子は、ドレイン端子、ソース端子およびゲート端子とを有し、ゲート端子とソース端子との間に指定される閾値電圧によって特徴付けられる。第１スイッチ素子のドレイン端子は、固体双方向スイッチの第１入力端子を構成し、第２スイッチ素子のドレイン端子は、固体双方向スイッチの第１出力端子を構成する。第１および第２スイッチ素子の各ソース端子は、第１制御端子において相互接続され、第１および第２スイッチ素子の各ゲート端子は、第２制御端子において相互接続される。第１制御スイッチは第１制御端子と第２制御端子との間に接続される。バイアス端子は、第２制御スイッチおよび電圧調整素子（バイアス端子と第１制御端子との間に接続される）とを介して第２制御端子に接続される。電圧調整素子と並列にコンデンサが接続される。第１整流素子が、スイッチ回路の第１入力端子から第１電流制限抵抗器を介してバイアス端子に接続される。第２整流素子が、スイッチ回路の第２出力端子から第２電流制限抵抗器を介してバイアス端子に接続される。スイッチ制御回路は、第２制御スイッチが開離している時に第１制御スイッチが閉成するように、およびその逆となるように、第１制御スイッチおよび第２制御スイッチを制御する。
【００３８】
図１４に示す別の実施形態では、上述の双方向スイッチ１４０３〜１４０５が、ソース１４０１および負荷１４０２の間に配置され、双方向スイッチ１４０５（負荷１４０２をバイパスする）とともに、ライン１４０３およびリターン１４０４に含まれる。スイッチ１４０３が開離している時、スイッチ１４０５は閉成している。
【００３９】
［ＡＣ／ＤＣコンバータ］
一実施形態では、図１３のＡＣ／ＤＣコンバータ１３０１は、従来知られているように、ダイオードアレイおよびステップダウン変圧器からなる整流器からなる。好適な実施形態では、ＡＣ／ＤＣコンバータは整流器を用いないか、または、変圧器が図１５および１６に示す各要素からなる。
【００４０】
整流器を要しないＡＣ／ＤＣコンバータは、概して、図１５に示す各要素と、これらの要素によって示唆される方法とからなる。回路要素の非限定的な具体例を図１６に示す。図１５を参照すると、交流電源１５０１がインラッシュ保護要素１５０２に接続される。一実施形態では、インラッシュ要素はＡＣ電源のラインおよびニュートラルにおける抵抗要素からなる。より高い電力および効率が求められる別の実施形態では、インラッシュ保護はスイッチ要素を含み、スイッチ要素は、スタートアップ時に高抵抗を提供し、定常状態動作で抵抗要素をスイッチングして回路から除去する。インラッシュ保護の後、ＡＣ電源はサンプリング要素１５０３を用いてサンプリングされる。一実施形態では、サンプリング要素１５０３は、分圧回路に構成された抵抗器群を含む。別の実施形態では、サンプリング要素は、基準電圧源および比較器を含む。また別の実施形態では、サンプリング要素は手動で調整されてもよい。また別の実施形態では、サンプリング要素は自動的に調整されてもよい。サンプリングされた電圧は、スイッチドライバ要素１５０４への供給として用いられる。好適な実施形態では、スイッチドライバ要素１５０４は、蓄電要素１５０６からフィードバック電圧信号１５０９を受信し、この電圧信号に基づいて、制御スイッチおよびクランプ要素１５０５におけるスイッチング要素のゲートに印加される電圧を制御する。これによって、制御スイッチ１５０６の開閉が行われ、蓄電要素１５０６（ひいては負荷１５０８）に電力が供給される。フィードバック１５０９が除去された一実施形態では、ＡＣ／ＤＣコンバータはフィードフォワードコンバータであり、蓄電要素１５０６の充電は前方１５０３，１５０４，１５０５から制御される。フィードバック制御１５０９の追加により、フィードフォワード制御およびフィードバック制御双方の手段が提供される。一実施形態では、フィードフォワード制御およびフィードバック制御のバランスは、電圧サンプリング要素１５０３およびフィードバックライン１５０９内の構成要素の選択によって決定される。一実施形態では、フィードフォワード制御およびフィードバック制御のバランスは、サンプリング要素１５０３およびフィードバック１５０９内の抵抗要素によって決定される。別の実施形態では、可変要素が用いられ、フィードフォワード制御およびフィードバック制御が調整可能となる。好適な実施形態では、スイッチドライバは分圧器およびスイッチからなる。スイッチおよびクランプ要素１５０５は、スイッチドライバ１５０４によって制御され、固定された最大電流でパルスされる電力を蓄電要素１５０６に提供する。好適な実施形態では、スイッチおよびクランプ要素はＮ−ＭＯＳＦＥＴおよびツェナーダイオードからなり、ソース・ゲート接続であり、ピーク電圧（したがってピーク電流）を、予め選択されるピーク電圧値に制限／クランプする。一実施形態では、この予め選択される制限電圧は、スイッチ１５０５のＮ−ＭＯＳＦＥＴ構成要素のゲート・ソース間をブリッジするツェナーダイオードのツェナー電圧の値によって決定される。スイッチおよびクランプ要素からの、予め選択されるピークの電流パルスからなる電力は、蓄電要素１５０６に提供される。一実施形態では、電圧調整器は、エネルギー貯蓄要素として作用するコンデンサと、ダイオードとからなる。コンデンサの電荷は、分圧回路を介してスイッチドライバ１５０４にフィードバックされ、これによって、コンデンサの電荷が一定に維持される。蓄電要素からの出力は、電圧調整器１５０７を介して負荷１５０８に供給される。別の実施形態では、ＡＣ／ＤＣコンバータはさらに、ガルバニック絶縁要素１５１０を含む。別の実施形態では、ＡＣ／ＤＣコンバータはさらに、負荷１５０８からのフィードバックを可能にする要素１５１１を含む。好適な実施形態では、フィードバック回路１５１１は、制御要素１５０４と負荷１５０８との間のガルバニック絶縁も含む。
【００４１】
図１６は、ＡＣ／ＤＣコンバータの好適な実施形態を示す。要素１６０１〜１６０８は、それぞれ図１５の要素１５０１〜１５０８に対応する。ＡＣ電源は、インラッシュ保護回路１６０１（この好適な実施形態では抵抗器Ｒ１およびＲ２からなる）に接続される。別の実施形態（図示せず）では、インラッシュ保護はスイッチを含み、これによって電流は、スタートアップにおいて抵抗器Ｒ１およびＲ２を通って流れ、定常状態動作に達したらこれらの抵抗器をバイパスする。また別の実施形態では、インラッシュ制御はインダクタを用い、すなわち要素Ｒ１およびＲ２がインダクタＬ１およびＬ２に置き換えられる。インラッシュ保護からの出力は、スイッチおよびクランプ回路１６０５のスイッチＱ２と、電圧サンプリング要素１６０３とに及ぶ。電圧サンプリング要素１６０３は、ＡＣ入力をサンプリングする抵抗器Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５と、蓄電コンデンサＣ１からのフィードバック電圧を提供する抵抗器Ｒ８とからなる。スイッチドライバ要素１６０４におけるスイッチＱ１のゲートへの電圧がスイッチＱ１をオン・オフし、これによって、同期してスイッチＱ２をオフ・オンするように、Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５およびＲ８の値が選択され、これによって、スイッチＱ２から蓄電要素Ｃ１に、予め選択されたタイミング付けられた出力パルスが提供される。抵抗器Ｒ８は、コンデンサＣ１の電荷（したがって、電圧サンプリング回路１６０３への出力電圧、したがって、制御回路１６０４への出力電圧）に関するフィードバック経路を提供する。スイッチおよびクランプ要素１６０５は、スイッチＱ２と、ツェナーダイオードＤ１と、抵抗器Ｒ７とからなる。スイッチＱ２は、スイッチドライバ回路１６０４によって制御される。スイッチＱ２のピーク出力電流は、ダイオードＤ１のツェナー電圧の選択された各値に基づき、予め選択される値にクランプされる。スイッチＱ２からのパルス出力は、電圧調整器１６０６に接続され、これがＲ８のフィードバックを通って電圧サンプリング１６０３に達し、スイッチドライバ１６０４がコンデンサＣ１を一定電荷に維持する。制御要素スイッチＱ１（したがって供給スイッチＱ２）は、ＡＣ入力と同期して、アクティベートされて開離または閉成する。ＡＣ／ＤＣコンバータは、入力ＡＣ電源の周波数において、パルス変調で低電圧出力を提供する。各スイッチは、構成要素Ｑ１およびＱ２に対する閾値内で、ＡＣ電源のゼロ交差の近くの電圧でアクティベートされて開離または閉成する。その後、出力は、電圧調整器１６０７に達し、その後負荷１６０８に達する。電圧調整器１６０７は、スイッチＱ３と、ツェナーダイオードＤ３と、抵抗器Ｒ９と、コンデンサＣ２とを含む。回路構成要素Ｄ３，Ｑ３，Ｒ９は、電圧調整器として、図１において回路要素１０５，１０４，１０６についてそれぞれ上述した電圧調整器と等価に作用する。コンデンサＣ２は、ＡＣ／ＤＣコンバータから負荷１６０８への出力をバッファリングし、これによって平滑化させるように、蓄電容量を提供する。
【００４２】
図１５および１６の好適な実施形態におけるＡＣ／ＤＣコンバータは、インラッシュ保護１５０２、電圧サンプリング１５０３、スイッチドライバ１５０４、スイッチおよびクランプ１５０５、蓄電要素１５０６および電圧調整器１５０７の各要素からなる。電圧サンプリング１５０３の構成要素の選択が、スイッチドライバ１５０４のタイミングを決定する。スイッチおよびクランプにおける要素の選択が、出力パルスのピーク電圧および電流を決定する。電力出力は、ピーク電流およびパルスタイミング双方の選択によって制御される。パルスタイミングを選択するために、蓄電要素からの電圧サンプリングを介したフィードバックが用いられる。ＡＣ／ＤＣコンバータは、ＡＣ電源と同期して動作する。
【００４３】
図１５および１６の好適な実施形態は、概して以下を含む：
‐電源１５０１に接続された分圧器１５０３
‐分圧器に入力が接続された第１スイッチ１５０４
‐第１スイッチの出力に入力が接続された第２スイッチ１５０５
‐第２スイッチの出力にダイオードを介して接続された蓄電コンデンサＣ１
‐蓄電コンデンサと分圧器との間に接続され、これによってＤＣ抽出変換システムに直接的にＡＣのフィードバック制御を提供する、検知抵抗１５０９
‐ツェナーダイオードＤ１（第２スイッチの入力および出力の間に接続され、これによって、第２スイッチの出力および入力の電圧を、当該ツェナーダイオードのツェナー電圧にクランプする）
‐蓄電コンデンサＣ１に接続された電子負荷１５０８
スイッチ１５０４，１５０５は、任意の電子的に作動するスイッチとすることができる。一実施形態では、各スイッチはＮ−ＭＯＳＦＥＴである。別の実施形態では、各スイッチはバイポーラトランジスタである。また別の実施形態では、各スイッチは微小電子機械スイッチである。
【００４４】
［サマリー］
ＡＣ電源から負荷への電力を制御するための双方向スイッチが記載される。本手法は、各スイッチを「オン」状態へと自バイアスし、光学的に結合された制御要素を用いてスイッチを強制的に「オフ」状態にする、光学的に結合され、電気的に浮動する制御回路を有する双方向スイッチサブ回路構成におけるパワーＭＯＳＦＥＴを用いる。制御回路の時定数は、相制御およびオン・オフ制御を可能にするのに十分高速である。制御電圧が各ＭＯＳＦＥＴの閾値電圧を超えて確実に強制的にオフ状態にできるようにするために、昇圧回路が含まれる。改良された性能を提供するために、複数のサブ回路が容易にカスケード可能である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９Ａ】
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【図９Ｂ】
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【図９Ｃ】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２Ａ】
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【図１２Ｂ】
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【図１２Ｃ】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【国際調査報告】
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