(57)【要約】本発明に係るスイッチング電源回路は、Ｂｏｏｓｔインダクタ、Ｂｏｏｓｔコンデンサ、エネルギー蓄積コンデンサ、変圧器またはＤＣ−ＤＣインダクタ、第１スイッチングデバイス、出力整流素子、フィルタコンデンサ、フィードバック制御回路、第１整流回路および第２整流回路を含み、第１スイッチングデバイスが導通状態である場合、Ｂｏｏｓｔインダクタ、Ｂｏｏｓｔコンデンサおよび第１スイッチングデバイスは、第１Ｂｏｏｓｔ回路を形成し、Ｂｏｏｓｔインダクタはエネルギーを蓄積するとともに、エネルギー蓄積コンデンサ、第１スイッチングデバイスおよび変圧器またはＤＣ−ＤＣインダクタは、第１ＤＣ−ＤＣ回路を形成する。第１スイッチングデバイスが遮断状態である場合、Ｂｏｏｓｔインダクタ、Ｂｏｏｓｔコンデンサ、エネルギー蓄積コンデンサおよび変圧器またはＤＣ−ＤＣインダクタは、第２Ｂｏｏｓｔ回路を形成するとともに、変圧器またはＤＣ−ＤＣインダクタ、出力整流素子およびフィルタコンデンサは、第２ＤＣ−ＤＣ回路を形成する。フィルタコンデンサの出力は負荷に接続され、フィードバック制御回路は、特定の周波数およびデューティ比のチョッパに基づいて第１スイッチングデバイスの導通および遮断を駆動し、負荷への電圧、電流または電力の出力を制御する。【選択図】図２
2021517449.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ｂｏｏｓｔインダクタ、Ｂｏｏｓｔコンデンサ、エネルギー蓄積コンデンサ、変圧器またはＤＣ−ＤＣインダクタ、第１スイッチングデバイス、出力整流素子、フィルタコンデンサ、フィードバック制御回路、第１整流回路および第２整流回路を含むスイッチング電源回路であって、
前記第１整流回路および前記エネルギー蓄積コンデンサは、第１整流回路を構成し、
前記第２整流回路および前記Ｂｏｏｓｔコンデンサは、第２整流回路を構成し、
前記第１整流回路の出力端は、前記エネルギー蓄積コンデンサおよび前記Ｂｏｏｓｔコンデンサの同極性端に接続され、
前記Ｂｏｏｓｔインダクタ、前記Ｂｏｏｓｔコンデンサ、前記エネルギー蓄積コンデンサ、前記変圧器またはＤＣ−ＤＣインダクタおよび前記第１スイッチングデバイスは、Ｂｏｏｓｔ変換回路を構成し、
前記エネルギー蓄積コンデンサ、前記変圧器またはＤＣ−ＤＣインダクタ、前記第１スイッチングデバイス、前記出力整流素子および前記フィルタコンデンサはＤＣ−ＤＣコンバータを構成し、
前記第１スイッチングデバイスが導通状態である場合、前記Ｂｏｏｓｔインダクタ、前記Ｂｏｏｓｔコンデンサおよび前記第１スイッチングデバイスは、第１Ｂｏｏｓｔ回路を形成し、前記Ｂｏｏｓｔインダクタはエネルギーを蓄積するとともに、前記エネルギー蓄積コンデンサ、前記第１スイッチングデバイスおよび前記変圧器またはＤＣ−ＤＣインダクタは、第１ＤＣ−ＤＣ回路を形成し、
前記第１スイッチングデバイスが遮断状態である場合、前記Ｂｏｏｓｔインダクタ、前記Ｂｏｏｓｔコンデンサ、前記エネルギー蓄積コンデンサおよび前記変圧器またはＤＣ−ＤＣインダクタは、第２Ｂｏｏｓｔ回路を形成するとともに、前記変圧器またはＤＣ−ＤＣインダクタ、前記出力整流素子および前記フィルタコンデンサは、第２ＤＣ−ＤＣ回路を形成し、
前記フィルタコンデンサは、エネルギーを負荷に提供し、
前記フィードバック制御回路は、特定の周波数およびデューティ比のチョッパに基づいて前記第１スイッチングデバイスの導通および遮断を駆動し、負荷への電圧、電流または電力の出力を制御することを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
前記スイッチング電源回路は、第２スイッチングデバイスをさらに含み、
前記Ｂｏｏｓｔインダクタ、前記Ｂｏｏｓｔコンデンサ、前記エネルギー蓄積コンデンサ、前記変圧器、前記第１スイッチングデバイスおよび前記第２スイッチングデバイスは、前記Ｂｏｏｓｔ変換回路を構成し、
前記エネルギー蓄積コンデンサ、前記変圧器、前記第１スイッチングデバイス、前記第２スイッチングデバイス、前記出力整流素子、および前記フィルタコンデンサは、前記ＤＣ−ＤＣコンバータを構成し、
前記第１スイッチングデバイスおよび前記第２スイッチングデバイスが導通状態である場合、前記Ｂｏｏｓｔインダクタ、前記Ｂｏｏｓｔコンデンサおよび前記第１スイッチングデバイスは、前記第１Ｂｏｏｓｔ回路を形成し、前記Ｂｏｏｓｔインダクタは、エネルギーを蓄積するとともに、前記エネルギー蓄積コンデンサ、前記第１スイッチングデバイス、前記第２スイッチングデバイスおよび前記変圧器は、前記第１ＤＣ−ＤＣ回路を形成し、
前記第１スイッチングデバイスが遮断状態であり、第２スイッチングデバイスが導通または遮断状態である場合、前記Ｂｏｏｓｔインダクタ、前記Ｂｏｏｓｔコンデンサ、前記エネルギー蓄積コンデンサ、前記変圧器および前記第２スイッチングデバイスは、前記第２Ｂｏｏｓｔ回路を形成するとともに、前記変圧器、前記出力整流素子および前記フィルタコンデンサは、前記第２ＤＣ−ＤＣ回路を形成する、ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】
前記スイッチング電源回路は、サージ制限回路をさらに含み、
前記サージ制限回路は、前記第１整流回路に結合され、前記第２整流回路、前記第１Ｂｏｏｓｔ回路、前記第２Ｂｏｏｓｔ回路および前記第１ＤＣ−ＤＣ回路に結合されない、ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】
前記スイッチング電源回路は、共振防止整流デバイスをさらに含み、
前記第１スイッチングデバイスが遮断状態であり、かつ前記Ｂｏｏｓｔインダクタ電流がゼロに復帰した後、前記共振防止整流デバイスは、前記エネルギー蓄積コンデンサが前記Ｂｏｏｓｔインダクタおよび前記Ｂｏｏｓｔコンデンサを充電することを阻止する、ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項５】
前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、フライバック電源回路であり、
前記変圧器またはＤＣ−ＤＣインダクタは、フライバック変圧器であり、
前記フライバック変圧器は、二次コイルにより出力整流素子およびフィルタコンデンサを介してエネルギーを負荷に提供する、ことを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載のスイッチング電源回路。
【請求項６】
前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、フォワード電源回路であり、
前記スイッチング電源回路は、励起インダクタをさらに含み、
前記出力整流素子は、第１出力整流素子および第２出力整流素子を含み、
前記変圧器の二次コイルは、前記第１出力整流素子および前記第２出力整流素子により前記励起インダクタを充電し、
前記励起インダクタは、フィルタコンデンサによりエネルギーを負荷に提供する、ことを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載のスイッチング電源回路。
【請求項７】
前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、Ｂｕｃｋ−Ｂｏｏｓｔ回路であり、
前記変圧器またはＤＣ−ＤＣインダクタは、Ｂｕｃｋ−Ｂｏｏｓｔインダクタであり、
前記Ｂｕｃｋ−Ｂｏｏｓｔインダクタは、出力整流素子および前記フィルタコンデンサによりエネルギーを負荷に提供する、ことを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載のスイッチング電源回路。
【請求項８】
前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、ＺＥＴＡ回路であり、
前記スイッチング電源回路は、カップリングコンデンサおよび励起インダクタをさらに含み、
前記変圧器またはＤＣ−ＤＣインダクタは、ＺＥＴＡインダクタであり、
前記ＺＥＴＡインダクタは、前記カップリングコンデンサおよび前記出力整流素子により前記励起インダクタを充電し、
前記励起インダクタは、前記フィルタコンデンサによりエネルギーを負荷に提供する、ことを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載のスイッチング電源回路。
【請求項９】
前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、ダブルエンドプッシュプル回路であり、
前記スイッチング電源回路は、励起インダクタをさらに含み、
前記出力整流素子は、第１出力整流素子および第２出力整流素子を含み、
前記変圧器は、二次コイルは、前記第１出力整流素子および前記第２出力整流素子により前記励起インダクタを充電し、
前記励起インダクタは、前記フィルタコンデンサによりエネルギーを負荷に提供する、ことを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載のスイッチング電源回路。
【請求項１０】
前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、ＳＥＰＩＣ回路であり、
前記スイッチング電源回路は、カップリングコンデンサおよび励起インダクタをさらに含み、
前記変圧器またはＤＣ−ＤＣインダクタは、ＳＥＰＩＣインダクタおよび前記励起インダクタを含み、
前記第１スイッチングデバイスが導通状態である場合、前記エネルギー蓄積コンデンサは、前記ＳＥＰＩＣインダクタを充電し、エネルギーを蓄積し、前記カップリングコンデンサは、前記励起インダクタを充電するとともに、前記フィルタコンデンサが蓄積したエネルギーを負荷に放出し、
前記第１スイッチングデバイスが遮断状態である場合、前記ＳＥＰＩＣインダクタは、前記カップリングコンデンサ、前記フィルタコンデンサおよび前記出力整流素子によりエネルギー出力を負荷に提供し、前記励起インダクタは、前記出力整流素子および前記フィルタコンデンサによりエネルギー出力を負荷に提供する、ことを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載のスイッチング電源回路。
【請求項１１】
前記第１整流回路および前記第２整流回路は、ダイオードまたはスイッチングデバイスを整流デバイスとして含み、
前記整流デバイスがスイッチングデバイスである場合、前記スイッチング電源回路は、交流位相監視・整流制御回路をさらに含み、前記交流位相監視・整流制御回路は、前記第１整流回路および前記第２整流回路に入力された交流電流の位相を監視し、前記スイッチングデバイスの導通および遮断を制御する、ことを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載のスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、パワーエレクトロニクス技術分野に関し、特にスイッチング電源回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
Ｂｏｏｓｔ昇圧回路とシングルエンド、ダブルエンド型ＤＣ−ＤＣコンバータ（フライバック、フォワード、Ｂｕｃｋ−Ｂｏｏｓｔ、プッシュプル、ＺｅｔａまたはＳＥＰＩＣ）とを組み合わせたスイッチング電源回路は、昇圧後の出力への変換、および交流力率補正の機能を実現することができる。
【０００３】
電気設備は、交流送電網のＡＣ−ＤＣ電源に接続され、ＩＥＣ６１０００−３−２の電流高調波に対する強制要求を満たす必要がある。異なる設備および応用に対して、ＩＥＣ６１０００−３−２には、ＣｌａｓｓＡ、ＣｌａｓｓＢ、ＣｌａｓｓＣ、ＣｌａｓｓＤの電流高調波の限制標準が規定されている。
【０００４】
現在のスイッチング型安定化電源技術は、主に以下の計画により対応している。ＣｌａｓｓＡ：８０Ｗ以下の電源である場合、対策なしで満たすことができる。８０〜１２０Ｗの電源である場合、パッシブ素子（インダクタ、抵抗器）のパッシブＰＦＣ（力率補正）回路を使用する。８０Ｗ以上の電源である場合、アクティブＰＦＣ回路（従来のＢｏｏｓｔ回路）を使用することができる。ＣｌａｓｓＢ：１００Ｗ以下の電源である場合、対策なしで満たすことができる。１００〜１５０Ｗの電源である場合、パッシブ素子（インダクタ、抵抗器）のパッシブＰＦＣ回路を使用する。１００Ｗ以上の電源である場合、アクティブＰＦＣ回路（従来のＢｏｏｓｔ回路）を使用する。ＣｌａｓｓＣ：アクティブＰＦＣ回路（従来のＢｏｏｓｔ回路）。ＣｌａｓｓＤ：アクティブＰＦＣ回路（従来のＢｏｏｓｔ回路）。
【０００５】
力率補正を実現するＰＦＣ回路は、アクティブおよびパッシブに分けられる。以下は両者の性能比較である。
抵抗パッシブＰＦＣは、実現方法が簡単で、コストが極めて低いが、損失が大きく、温度が高く、力率が低いため、大電力電源に適されず、ＣｌａｓｓＣ、ＣｌａｓｓＤ設備に適されない。インダクタパッシブＰＦＣは、実現方法が簡単で、コストが低いが、損失が大きく、力率が低いため、大電力電源に適されず、ＣｌａｓｓＣ、ＣｌａｓｓＤ設備に適されない。Ｂｏｏｓｔ昇圧回路（アクティブＰＦＣ回路）は、力率が高く、効率が高く、ＣｌａｓｓＣ、ＣｌａｓｓＤ設備の要求を満たすことができ、大、中、小電力のいずれにも適されるが、回路が複雑で、素子の数が多く、コストが高く、体積が大きい。
【０００６】
図１に示されるアクティブＰＦＣ（Ｂｏｏｓｔ昇圧回路）は、効果が最も高い力率補正回路である。従来のアクティブ力率補正回路を含むスイッチング型安定化電源は、整流回路５００、Ｂｏｏｓｔ−ＰＦＣ回路４００およびＤＣ−ＤＣコンバータ３００からなる。図１に示される実際の回路トポロジーにおいて、ＤＣ−ＤＣコンバータ３００は、フライバックまたはフォワードであり、Ｂｏｏｓｔ−ＰＦＣ回路４００およびＤＣ−ＤＣコンバータ３００はそれぞれ独立して動作し、それぞれ互いに独立したＰＦＣフィードバックＰＷＭ制御回路１００およびＤＣ−ＤＣフィードバックＰＷＭ制御回路２００により制御される。Ｂｏｏｓｔ−ＰＦＣ回路の原理は、以下の通りである。１）Ｑ２００が導通され、インダクタＬ１００はＣ１００に交流入力された電圧により励起されてエネルギーを蓄積する。２）Ｑ２００が遮断され、Ｌ１００上の誘導電圧とＣ１００に交流入力された電圧とが重なり合い、Ｃ２００を充電する。このようにして、Ｃ２００上の電圧は常に交流入力電圧よりも大きいため、Ｂｏｏｓｔは昇圧トポロジーである。Ｑ２００のデューティ比は、ＰＦＣフィードバックＰＷＭ制御回路により制御され、Ｃ２００上の安定した電圧出力（一般には３８０Ｖｄｃ）を実現する。上記従来の回路方式により、非常に高い力率が実現され、ＩＥＣ６１０００−３−２の要求が満たされるが、以下の問題が発生する。（１）力率を向上させるために、複雑なＰＷＭ制御回路が必要である。（２）  ＰＦＣにＰＷＭ制御回路を提供する給電回路が必要である。（３）独立したスイッチング素子と駆動回路、および電流サンプリング抵抗器Ｒ１００が必要である。（４）比較的大きな基板空間が必要であり、回路設計が困難である。（５）素子が多く、成本が高い。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
本発明は、従来のＢｏｏｓｔ昇圧回路が複雑である問題を解決できるスイッチング電源回路を提供することを目的とする。
【０００８】
上記問題を達成するための本発明に係るスイッチング電源回路は、Ｂｏｏｓｔインダクタ、Ｂｏｏｓｔコンデンサ、エネルギー蓄積コンデンサ、変圧器またはＤＣ−ＤＣインダクタ、第１スイッチングデバイス、出力整流素子、フィルタコンデンサ、フィードバック制御回路、第１整流回路および第２整流回路を含み、
前記第１整流回路および前記エネルギー蓄積コンデンサは、第１整流回路を構成し、
前記第２整流回路および前記Ｂｏｏｓｔコンデンサは、第２整流回路を構成し、
前記第１整流回路の出力端は、前記エネルギー蓄積コンデンサおよび前記Ｂｏｏｓｔコンデンサの同極性端に接続され、
前記Ｂｏｏｓｔインダクタ、前記Ｂｏｏｓｔコンデンサ、前記エネルギー蓄積コンデンサ、前記変圧器またはＤＣ−ＤＣインダクタおよび前記第１スイッチングデバイスは、Ｂｏｏｓｔ変換回路を構成し、
前記エネルギー蓄積コンデンサ、前記変圧器またはＤＣ−ＤＣインダクタ、前記第１スイッチングデバイス、前記出力整流素子および前記フィルタコンデンサはＤＣ−ＤＣコンバータを構成し、
前記第１スイッチングデバイスが導通状態である場合、前記Ｂｏｏｓｔインダクタ、前記Ｂｏｏｓｔコンデンサおよび前記第１スイッチングデバイスは、第１Ｂｏｏｓｔ回路を形成し、前記Ｂｏｏｓｔインダクタはエネルギーを蓄積するとともに、前記エネルギー蓄積コンデンサ、前記第１スイッチングデバイスおよび前記変圧器またはＤＣ−ＤＣインダクタは、第１ＤＣ−ＤＣ回路を形成し、
前記第１スイッチングデバイスが遮断状態である場合、前記Ｂｏｏｓｔインダクタ、前記Ｂｏｏｓｔコンデンサ、前記エネルギー蓄積コンデンサおよび前記変圧器またはＤＣ−ＤＣインダクタは、第２Ｂｏｏｓｔ回路を形成するとともに、前記変圧器またはＤＣ−ＤＣインダクタ、前記出力整流素子および前記フィルタコンデンサは、第２ＤＣ−ＤＣ回路を形成し、
前記フィルタコンデンサの出力は負荷に接続され、
前記フィードバック制御回路は、特定の周波数およびデューティ比のチョッパに基づいて前記第１スイッチングデバイスの導通および遮断を駆動し、負荷への電圧、電流または電力の出力を制御する。
【０００９】
好ましくは、前記スイッチング電源回路において、第２スイッチングデバイスをさらに含み、
前記Ｂｏｏｓｔインダクタ、前記Ｂｏｏｓｔコンデンサ、前記エネルギー蓄積コンデンサ、前記変圧器、前記第１スイッチングデバイスおよび前記第２スイッチングデバイスは、前記Ｂｏｏｓｔ変換回路を構成し、
前記エネルギー蓄積コンデンサ、前記変圧器、前記第１スイッチングデバイス、前記第２スイッチングデバイス、前記出力整流素子、および前記フィルタコンデンサは、前記ＤＣ−ＤＣコンバータを構成し、
前記第１スイッチングデバイスおよび前記第２スイッチングデバイスが導通状態である場合、前記Ｂｏｏｓｔインダクタ、前記Ｂｏｏｓｔコンデンサおよび前記第１スイッチングデバイスは、前記第１Ｂｏｏｓｔ回路を形成し、前記Ｂｏｏｓｔインダクタは、エネルギーを蓄積するとともに、前記エネルギー蓄積コンデンサ、前記第１スイッチングデバイス、前記第２スイッチングデバイスおよび前記変圧器は、前記第１ＤＣ−ＤＣ回路を形成し、
前記第１スイッチングデバイスが遮断状態であり、第２スイッチングデバイスが導通または遮断状態である場合、前記Ｂｏｏｓｔインダクタ、前記Ｂｏｏｓｔコンデンサ、前記エネルギー蓄積コンデンサ、前記変圧器および前記第２スイッチングデバイスは、前記第２Ｂｏｏｓｔ回路を形成するとともに、前記変圧器、前記出力整流素子および前記フィルタコンデンサは、前記第２ＤＣ−ＤＣ回路を形成する。
【００１０】
好ましくは、前記スイッチング電源回路において、サージ制限回路をさらに含み、
前記サージ制限回路は、前記第１整流回路に結合され、前記第２整流回路、前記第１Ｂｏｏｓｔ回路、前記第２Ｂｏｏｓｔ回路および前記第１ＤＣ−ＤＣ回路に結合されない。
【００１１】
好ましくは、前記スイッチング電源回路において、共振防止整流デバイスをさらに含み、
前記第１スイッチングデバイスが遮断状態であり、かつ前記Ｂｏｏｓｔインダクタ電流がゼロに復帰した後、前記共振防止整流デバイスは、前記エネルギー蓄積コンデンサが前記Ｂｏｏｓｔインダクタおよび前記Ｂｏｏｓｔコンデンサを充電することを阻止する。
【００１２】
好ましくは、前記スイッチング電源回路において、前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、フライバック電源回路であり、
前記変圧器またはＤＣ−ＤＣインダクタは、フライバック変圧器であり、
前記フライバック変圧器は、二次コイルにより出力整流素子およびフィルタコンデンサを介して負荷に出力する。
【００１３】
好ましくは、前記スイッチング電源回路において、前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、フォワード電源回路であり、
前記スイッチング電源回路は、励起インダクタをさらに含み、
前記出力整流素子は、第１出力整流素子および第２出力整流素子を含み、
前記変圧器の二次コイルは、前記第１出力整流素子および前記第２出力整流素子により前記励起インダクタを充電し、
前記励起インダクタは、フィルタコンデンサにより負荷に出力する。
【００１４】
好ましくは、前記スイッチング電源回路において、前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、Ｂｕｃｋ−Ｂｏｏｓｔ回路であり、
前記変圧器またはＤＣ−ＤＣインダクタは、Ｂｕｃｋ−Ｂｏｏｓｔインダクタであり、
前記Ｂｕｃｋ−Ｂｏｏｓｔインダクタは、出力整流素子および前記フィルタコンデンサにより負荷に出力する。
【００１５】
好ましくは、前記スイッチング電源回路において、前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、ＺＥＴＡ回路であり、
前記スイッチング電源回路は、カップリングコンデンサおよび励起インダクタをさらに含み、
前記変圧器またはＤＣ−ＤＣインダクタは、ＺＥＴＡインダクタであり、
前記ＺＥＴＡインダクタは、前記カップリングコンデンサおよび前記出力整流素子により前記励起インダクタを充電し、
前記励起インダクタは、前記フィルタコンデンサにより負荷に出力する。
【００１６】
好ましくは、前記スイッチング電源回路において、前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、ダブルエンドプッシュプル回路であり、
前記スイッチング電源回路は、励起インダクタをさらに含み、
前記出力整流素子は、第１出力整流素子および第２出力整流素子を含み、
前記変圧器は、二次コイルは、前記第１出力整流素子および前記第２出力整流素子により前記励起インダクタを充電し、
前記励起インダクタは、前記フィルタコンデンサにより負荷に出力する。
【００１７】
好ましくは、前記スイッチング電源回路において、前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、ＳＥＰＩＣ回路であり、
前記スイッチング電源回路は、カップリングコンデンサおよび励起インダクタをさらに含み、
前記変圧器またはＤＣ−ＤＣインダクタは、前記ＳＥＰＩＣインダクタおよび前記励起インダクタを含み、
前記第１スイッチングデバイスが導通状態である場合、前記エネルギー蓄積コンデンサは、ＳＥＰＩＣインダクタを充電し、エネルギーを蓄積し、前記カップリングコンデンサは、前記励起インダクタを充電するとともに、前記フィルタコンデンサが蓄積したエネルギーを負荷に放出し、
前記第１スイッチングデバイスが遮断状態である場合、前記変圧器またはＤＣ−ＤＣインダクタは、前記カップリングコンデンサ、前記フィルタコンデンサおよび前記出力整流素子によりエネルギー出力を負荷に提供し、前記励起インダクタは、前記出力整流素子および前記フィルタコンデンサによりエネルギー出力を負荷に提供する。
【００１８】
好ましくは、前記スイッチング電源回路において、前記第１整流回路および前記第２整流回路は、ダイオードまたはスイッチングデバイスを整流デバイスとして含み、
前記整流デバイスがスイッチングデバイスである場合、前記スイッチング電源回路は、交流位相監視・整流制御回路をさらに含み、前記交流位相監視・整流制御回路は、前記第１整流回路および前記第２整流回路に入力された交流電流の位相を監視し、前記スイッチングデバイスの導通および遮断を制御する。
【発明の効果】
【００１９】
本発明で提供されるスイッチング電源回路において、エネルギー蓄積コンデンサおよびＢｏｏｓｔコンデンサに対する２つの入力整流回路出力電圧があり、エネルギー蓄積コンデンサとＢｏｏｓｔコンデンサの同端は互いに接続され、エネルギー蓄積コンデンサは、Ｂｏｏｓｔ回路の出力コンデンサでもあり、ＤＣ−ＤＣコンバータを有し、エネルギー蓄積コンデンサ（電圧正端）と、ＤＣ−ＤＣコンバータの正入力端（変圧器の一次コイル、Ｂｕｃｋ−ＢｏｏｓｔインダクタまたはＺＥＴＡインダクタなど）との間の第１スイッチングデバイスに接続され、ＢｏｏｓｔインダクタとＢｏｏｓｔコンデンサは直列接続されてから第１スイッチングデバイスに並列接続され、Ｂｏｏｓｔコンデンサの一端は、エネルギー蓄積コンデンサの電圧正端に接続され、他端は、第２整流回路により交流入力電圧両極（Ｌ，Ｎ）または直流入力負極に接続され、第１スイッチングデバイスのオン（導通）およびオフ（遮断）を制御するフィードバック制御回路により、スイッチング電源回路の変換出力を実現し、Ｂｏｏｓｔ回路とＤＣ−ＤＣ（フライバック、Ｂｕｃｋ−ｂｏｏｓｔ、フォワード、プッシュプル、Ｚｅｔａなど）従来のスイッチング電源トポロジーとの併用により入力電圧の昇圧および変換を実現し、交流給電に対する力率の補正を実現することができる。本発明のスイッチング電源回路は、アクティブＰＦＣ回路（ｂｏｏｓｔ昇圧回路）を有し、優れたアクティブな力率補正特性を有する。ＰＦＣ回路を使用することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ（フライバック、フォワード）におけるＰＷＭ（またはＰＦＭ）制御回路および電力スイッチング素子（第１スイッチングデバイス）において、従来のＢｏｏｓｔ−ＰＦＣ回路におけるＰＷＭ制御および電力スイッチング素子が節約されるため、コストおよび体積が節約され、電源製品の設計が簡単化され、高性能、低コスト、小型化の利点を有する。
【００２０】
本発明によれば、コストが低く、素子数が少なく、小型化可能で、アクティブ力率補正を有する電源回路が提供される。まず、その力率補正効果により、入力ＡＣに近い正弦波電流波形を得ることができ、ＩＥＣ６１０００−３−２の入力高調波の要求を満たすことができる。また、本発明のＢｏｏｓｔ昇圧回路とフライバック（またはフォワード）ＤＣ−ＤＣコンバータは、１つのスイッチング素子を共用できるため、従来のＰＦＣ計画のスイッチング素子およびその駆動回路が省略され、複雑な力率補正フィードバック制御回路が除去されることにより、コストが低減し、素子の数が減少され、回路が簡単化され、信頼性が向上するとともに、小さい基板空間だけで取り付けることができる。さらに、ＤＣ−ＤＣ主変圧器は、スイッチング素子が遮断状態であるときの電流が、スイッチング素子が導通状態であるときの電流と反対であるため、部分的に変圧器のリセットを助けることができ、ことにより、磁気誘導強度Ｂｍａｘが減少され、鉄損が減少され、飽和が防止され、素子コストの削減に有利である。さらに、このアクティブ力率補正回路はＤＣ−ＤＣのＰＷＭ制御により、開ループ制御に設計され得るため、ループ安定性の問題がなく、従来のアクティブ力率補正回路の起動、動作時の閉ループ制御による騒音の問題もない。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】従来の力率補正回路を含むＢｏｏｓｔ−ＰＦＣのフライバックスイッチング電源の模式図である。
【図２】本発明の一実施例のスイッチング電源回路の回路模式図である。
【図３】本発明の他の実施例の第１スイッチングデバイスが導通状態である場合の電流回路の模式図である。
【図４】本発明の他の実施例の第１スイッチングデバイスが遮断状態である場合のＢｏｏｓｔ電流回路の模式図である。
【図５】本発明の他の実施例の第１スイッチングデバイスが遮断状態である場合の共振電流回路の模式図である。
【図６】発明の他の実施例のスイッチング電源回路の動作波形の模式図である。
【図７】本発明の他の実施例のスイッチング電源回路の回路模式図である。
【図８】本発明の他の実施例のスイッチング電源回路の制御波形図である。
【図９】本発明の他の実施例のスイッチング電源回路の回路模式図である。
【図１０】本発明の他の実施例のスイッチング電源回路の回路模式図である。
【図１１】本発明の他の実施例のスイッチング電源回路の回路模式図である。
【図１２】本発明の他の実施例のスイッチング電源回路の回路模式図である。
【図１３】本発明の他の実施例のスイッチング電源回路の回路模式図である。
【図１４】本発明の他の実施例のスイッチング電源回路の回路模式図である。
【図１５】本発明の他の実施例のスイッチング電源回路の回路模式図である。
【図１６】本発明の他の実施例のスイッチング電源回路の回路模式図である。
【図１７】本発明の他の実施例のスイッチング電源回路の回路模式図である。
【図１８】本発明の他の実施例のスイッチング電源回路の回路模式図である。
【図１９】従来技術と本発明の力率補正された入力電流波形の比較図である。
【図２０】従来技術と本発明のスイッチング電源回路のＩＥＣ６１０００−３−２ｃｌａｓｓ  Ａの結果比較図である。
【図２１】本発明の他の実施例のスイッチング電源回路の回路模式図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
以下、図面を参照しながら、具体的な実施例により本発明に係るスイッチング電源回路についてさらに詳しく説明する。以下の説明および特許請求の範囲によれば、本発明の有益な効果および技術的特徴はさらに明瞭になる。なお、図面は本発明の実施例を理解しやすいように補助的な目的で用いられ、簡略化された形式により表示され、正確な比例関係を有しない。
【００２３】
本発明の技術的思想は、従来のＢｏｏｓｔ昇圧回路が複雑である問題を解決するために、スイッチング電源回路を提供することである。
上記技術的思想を実現するために、本発明に係るスイッチング電源回路は、Ｂｏｏｓｔインダクタ、Ｂｏｏｓｔコンデンサ、エネルギー蓄積コンデンサ、変圧器またはＤＣ−ＤＣインダクタ、第１スイッチングデバイス、出力整流素子、フィルタコンデンサ、フィードバック制御回路、第１整流回路および第２整流回路を含み、
上記第１整流回路および上記エネルギー蓄積コンデンサは、第１整流回路を構成し、
上記第２整流回路および上記Ｂｏｏｓｔコンデンサは、第２整流回路を構成し、
上記第１整流回路の出力端は、上記エネルギー蓄積コンデンサおよび上記Ｂｏｏｓｔコンデンサの同極性端に接続され、
上記Ｂｏｏｓｔインダクタ、上記Ｂｏｏｓｔコンデンサ、上記エネルギー蓄積コンデンサ、上記変圧器またはＤＣ−ＤＣインダクタおよび上記第１スイッチングデバイスは、Ｂｏｏｓｔ変換回路を構成し、
上記エネルギー蓄積コンデンサ、上記変圧器またはＤＣ−ＤＣインダクタ、上記第１スイッチングデバイス、上記出力整流素子および上記フィルタコンデンサはＤＣ−ＤＣコンバータを構成し、
上記第１スイッチングデバイスが導通状態である場合、上記Ｂｏｏｓｔインダクタ、上記Ｂｏｏｓｔコンデンサおよび上記第１スイッチングデバイスは、第１Ｂｏｏｓｔ回路を形成し、上記Ｂｏｏｓｔインダクタはエネルギーを蓄積するとともに、上記エネルギー蓄積コンデンサ、上記第１スイッチングデバイスおよび上記変圧器またはＤＣ−ＤＣインダクタは、第１ＤＣ−ＤＣ回路を形成し、
上記第１スイッチングデバイスが遮断状態である場合、上記Ｂｏｏｓｔインダクタ、上記Ｂｏｏｓｔコンデンサ、上記エネルギー蓄積コンデンサおよび上記変圧器またはＤＣ−ＤＣインダクタは、第２Ｂｏｏｓｔ回路を形成するとともに、上記変圧器またはＤＣ−ＤＣインダクタ、上記出力整流素子および上記フィルタコンデンサは、第２ＤＣ−ＤＣ回路を形成し、
上記フィルタコンデンサの出力（即ち両端）は負荷に接続され、
上記フィードバック制御回路は、特定の周波数およびデューティ比のチョッパに基づいて上記第１スイッチングデバイスの導通および遮断を駆動し、負荷への電圧、電流または電力の出力を制御する。
【００２４】
本発明の一実施例に係るスイッチング電源回路は、図２〜５、７、９〜１８、２１に示すように、ＢｏｏｓｔインダクタＬ１、ＢｏｏｓｔコンデンサＣ１、エネルギー蓄積コンデンサＣ２、変圧器またはＤＣ−ＤＣインダクタＴ１、第１スイッチングデバイスＱ１、出力整流素子Ｄｓ１、フィルタコンデンサＣｓ１、フィードバック制御回路４０、第１整流回路１１および第２整流回路１２を含む。上記第１スイッチングデバイスＱ１は、電界効果トランジスタ、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ、炭化ケイ素または窒化ガリウムトランジスタなどである。上記第１整流回路１１および上記エネルギー蓄積コンデンサＣ２は第１整流回路を構成し、上記第２整流回路１２および上記ＢｏｏｓｔコンデンサＣ１は第２整流回路を構成する。上記第１整流回路の出力端は、上記エネルギー蓄積コンデンサＣ２および上記ＢｏｏｓｔコンデンサＣ１の同極性端に接続される。上記ＢｏｏｓｔインダクタＬ１、上記ＢｏｏｓｔコンデンサＣ１、上記エネルギー蓄積コンデンサＣ２、上記変圧器またはＤＣ−ＤＣインダクタＴ１および上記第１スイッチングデバイスＱ１は、Ｂｏｏｓｔ変換回路２０を構成する。上記エネルギー蓄積コンデンサＣ２、上記変圧器またはＤＣ−ＤＣインダクタＴ１、上記第１スイッチングデバイスＱ１、上記出力整流素子Ｄｓ１および上記フィルタコンデンサＣｓ１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０を構成する。上記第１スイッチングデバイスＱ１が導通状態である場合、上記ＢｏｏｓｔインダクタＬ１、上記ＢｏｏｓｔコンデンサＣ１および上記第１スイッチングデバイスＱ１は第１Ｂｏｏｓｔ回路を形成し、上記ＢｏｏｓｔインダクタＬ１はエネルギーを蓄積するとともに、上記エネルギー蓄積コンデンサＣ２、上記第１スイッチングデバイスＱ１および上記変圧器またはＤＣ−ＤＣインダクタＴ１は第１ＤＣ−  ＤＣ回路を形成する。上記第１スイッチングデバイスＱ１が遮断状態である場合、上記ＢｏｏｓｔインダクタＬ１、上記ＢｏｏｓｔコンデンサＣ１、上記エネルギー蓄積コンデンサＣ２および上記変圧器またはＤＣ−ＤＣインダクタＴ１は第２Ｂｏｏｓｔ回路を形成するとともに、上記変圧器またはＤＣ−ＤＣインダクタＴ１、上記出力整流素子Ｄｓ１および上記フィルタコンデンサＣｓ１は第２ＤＣ−ＤＣ回路を形成する。上記フィルタコンデンサＣｓ１の出力（すなわち、両端）は負荷に接続される。上記フィードバック制御回路４０は、特定の周波数およびデューティ比のチョッパに基づいて第１スイッチングデバイスＱ１の導通および遮断を駆動し、負荷への電圧、電流または電力の出力を制御する。
【００２５】
例えば、図２に示される具体的な回路構造において、上記第１整流回路１１は、上記エネルギー蓄積コンデンサＣ２の両端に接続され、上記第２整流回路１２は、上記ＢｏｏｓｔコンデンサＣ１の両端に接続され、上記ＢｏｏｓｔコンデンサＣ１の第１電極は、上記エネルギー蓄積コンデンサＣ２の第１電極および上記第１スイッチングデバイスＱ１のソースに接続され、上記ＢｏｏｓｔコンデンサＣ１の第２電極は、上記ＢｏｏｓｔインダクタＬ１の第１電極に接続され、上記ＢｏｏｓｔインダクタＬ１の第２電極は、上記第１スイッチングデバイスＱ１のドレインおよび上記ＤＣ−ＤＣコンバータの正入力端（変圧器の一次コイルの入力端、Ｂｕｃｋ−Ｂｏｏｓｔインダクタの入力端またはＺＥＴＡインダクタの入力端など）に接続され、上記エネルギー蓄積コンデンサＣ２の第２電極は、上記ＤＣ−ＤＣコンバータの負入力端またはセンタータップ（変圧器の一次コイルの出力端、Ｂｕｃｋ−Ｂｏｏｓｔインダクタの出力端またはＺＥＴＡインダクタの出力端など）に接続され、上記第１スイッチングデバイスＱ１の制御極は、上記フィードバック制御回路４０の出力端に接続され、上記フィードバック制御回路４０の入力端は、上記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力端に接続され、すなわち、フィードバック制御回路４０はＤＣ−ＤＣコンバータの出力端からその出力電圧をサンプリングし、出力電圧に基づいて第１スイッチングデバイスの導通および遮断を制御し、理想的な出力電圧値を実現する。
【００２６】
本発明のスイッチング電源回路は、２つの入力整流回路、ＰＦＣ力率補正回路（Ｂｏｏｓｔ昇圧）、シングルエンド型またはダブルエンド型ＤＣ−ＤＣコンバータ、Ｂｏｏｓｔ変換回路２０のＢｏｏｓｔコンデンサＣ１に対数ｒ第１整流回路１１およびエネルギー蓄積コンデンサＣ２に対する第２整流回路１２を備える。２つの整流回路は重なっているが異なる。重なっている部分は、ＢｏｏｓｔコンデンサＣ１の整流電圧正端およびエネルギー蓄積コンデンサＣ２の整流電圧正端（Ｄ５およびＤ６）である。第１スイッチングデバイスＱ１は、整流ＤＣ電圧の高圧（正）端に接続され、ＤＣ−ＤＣコンバータ変圧器Ｔ１の一次コイルに接続される。ＢｏｏｓｔインダクタＬ１とＢｏｏｓｔコンデンサＣ１が直列接続された後、第１スイッチングデバイスの両端に並列接続される。ＢｏｏｓｔコンデンサＣ１の一端は整流ＤＣ電圧の高圧（正）端（エネルギー蓄積コンデンサＣ２の高圧端）に接続され、他端は入力整流素子Ｄ３，Ｄ４によりそれぞれ交流入力の両極に接続される。
【００２７】
本発明の力率補正回路を実現する原理は以下の通りである。Ｑ１は、フライバックまたはフォワードＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子であり、ＰＦＣの主なスイッチング素子でもあり、ＰＷＭの制御により、ＤＣ−ＤＣの電力伝送過程における駆動と入力力率補正の駆動との両方を達成する。手順は以下の通りである。図３に示される状態１では、Ｑ１が導通され、ＢｏｏｓｔインダクタＬ１がＣ１に交流入力され、Ｄ３、Ｄ４の電圧により励起されてエネルギーを蓄積する。同時に、Ｑ１はＤＣ−ＤＣコンバータの変圧器Ｔ１を駆動する。Ｑ１が導通状態である場合、エネルギー蓄積コンデンサＣ２上のエネルギーは、Ｑ１を介して主変圧器Ｔ１の一次コイルＮｐに流れる。回路および方向は、実線の矢印に示される。ＤＣ−ＤＣ変換されたエネルギーはＴ１に蓄積される。同時に、交流入力電圧の変化を反映するＢｏｏｓｔコンデンサＣ１上のエネルギーは、Ｑ１を介してＢｏｏｓｔインダクタＬ１に流れる。回路および方向は、点線の矢印に示される。Ｂｏｏｓｔ型昇圧変換されたエネルギーはＬ１に蓄積される。
【００２８】
図４に示される状態２では、Ｑ１が遮断され、変圧器Ｔ１は交流エネルギー伝送を実現する。Ｌ１上の誘導電圧とＣ１に交流入力された電圧とが重なり合い、ＤＣ−ＤＣ主変圧器Ｔ１の一次コイルを流れ、Ｃ２を充電する。Ｔ１に蓄積されたエネルギーは、一次コイル側に放出回路がないため、二次コイルＮｓを経過し、出力整流素子Ｄｓ１によりフィルタコンデンサＣｓ１に出力され、出力負荷に放出される。このようにして、フライバックＤＣ−ＤＣコンバータの絶縁エネルギーの変換および伝送が完成する。エネルギーの伝送量は、フィードバック制御回路４０により制御される。また、ＢｏｏｓｔインダクタＬ１に蓄積されたエネルギーは、Ｑ１が遮断される瞬間に誘導電圧が発生し、ＢｏｏｓｔコンデンサＣ１上の電圧と重なり合った後、主変圧器Ｔ１の一次側コイルを介してエネルギー蓄積コンデンサＣ２を充電し、Ｂｏｏｓｔ昇圧変換が完成する。小さな部分のエネルギーはＴ１により二次側に伝送されるため、損失がない。Ｂｏｏｓｔ昇圧ＰＦＣ回路は、ＢｏｏｓｔインダクタＬ１、ＢｏｏｓｔコンデンサＣ１によりそれぞれスイッチング素子Ｑ１の導通および遮断時間帯において、交流入力された電圧および位相変化に基づいて、交流入力からエネルギーを取得し、交流入力電流を交流入力電圧に同期させることにより、力率補正の機能が実現され、素子の数およびコストが従来のアクティブＰＦＣよりも大幅に減少された状況でＩＥＣ６１０００−３−２標準の要求を満たすことができる。
【００２９】
図５に示される状態３では、ＢｏｏｓｔインダクタＬ１のエネルギーが完全に放出され、Ｑ１が引き続き遮断状態である場合、電流共振が発生し、Ｌ１およびＴ１はＱ１が導通されるときの状態と同様にエネルギー蓄積を行う。動作周波数が非常に高く、共振総インダクタンス（Ｌ１＋Ｔ１）が非常に大きい場合、この共振電流は非常に小さく、時間はＱ１の遮断時間よりも遥かに長く、無視することができる。このようにして、Ｃ２上の電圧は交流入力電圧よりも大きく、ｂｏｏｓｔ昇圧が完成する。Ｑ１のデューティ比は、ＰＷＭ制御回路により制御され、フィードバックによりデューティ比を制御することにより、安定したＤＣ−ＤＣ電圧出力が得られる。このＰＷＭは、ＰＦＣ−ｂｏｏｓｔ昇圧も制御し、歩調がＤＣ−ＤＣに一致する。また、ＰＷＭのデューティ比が同じである場合、Ｃ２上の電圧およびＤＣ−ＤＣはデューティ比を比例関係に調節することにより、ＰＷＭはフィードバックによりデューティ比を調節してＤＣ−ＤＣ出力を制御すると同時に、同方向にＣ２上の電圧を調整し、フィードバックのゲインを増大させ、ＤＣ−ＤＣ出力の波紋抑制に有利である。状態１から状態３の動作波形を図６に示す。Ｂｏｏｓｔインダクタは、連続電流モードで動作する場合、状態３のＢｏｏｓｔインダクタとＢｏｏｓｔコンデンサの共振が発生しない。図２１は、本実施例（図２）の負端に接続される回路模式図であり、動作原理は本実施例と一致する。
【００３０】
アクティブＰＦＣとフライバックＤＣ−ＤＣコンバータの組み合わせ部分：一次側のエネルギー蓄積コンデンサＣ２、スイッチング素子Ｑ１、主変圧器Ｔ１、二次側の出力整流素子Ｄｓ１、フィルタコンデンサＣｓ１およびフィードバック制御回路４０は、シングルエンドフライバックＤＣ−ＤＣコンバータを構成し、スイッチング素子Ｑ１、ＢｏｏｓｔインダクタＬ１、ＢｏｏｓｔコンデンサＣ１、およびエネルギー蓄積コンデンサＣ２は、Ｂｏｏｓｔ型アクティブＰＦＣ回路を構成する。
【００３１】
具体的には、上記スイッチング電源回路において、上記第１整流回路は、第１整流デバイスＤ１および第２整流デバイスＤ２を含み、上記第２整流回路は、第３整流デバイスＤ３および第４整流デバイスＤ４を含み、上記第１整流デバイスＤ１および上記第２整流デバイスＤ２は第５整流デバイスＤ５および第６整流デバイスＤ６と共にフルブリッジ整流回路を構成し、上記第３整流デバイスＤ３および上記第４整流デバイスＤ４は上記第５整流デバイスＤ５および上記第６整流デバイスＤ６と共に他のフルブリッジ整流回路を構成する。あるいは、図９に示すように、上記スイッチング電源回路において、上記第１整流回路は、第３整流デバイスＤ３を含み、上記第２整流回路は第４整流デバイスＤ４を含み、第１整流デバイスＤ１および上記第３整流デバイスＤ３はハーフブリッジ整流回路を構成し、上記第１整流デバイスＤ１および上記第４整流デバイスＤ４は他のハーフブリッジ整流回路を構成する。ハーフブリッジ整流回路は、直流ＤＣまたは全波、半波交流入力条件下で使用され、動作原理がフルブリッジ整流回路と一致し、入力を昇圧した後に変換することができ、入力低電圧動作範囲を拡大することができる。Ｄ１、Ｄ３、Ｄ４は、それぞれ低インピーダンスのスイッチング素子に代替することができ、同様に整流の機能を実現し、電源の効率を向上させることができる。
【００３２】
さらに、上記スイッチング電源回路において、上記整流デバイスはダイオードまたはスイッチングデバイスである。例えば、図７に示すように、第３整流デバイスＤ３および第４整流デバイスＤ４は電界効果トランジスタである。いくつかの整流デバイスがスイッチングデバイスである場合、上記スイッチング電源回路は、交流位相監視・整流制御回路５０をさらに含む。上記交流位相監視・整流制御回路５０は、上記第１整流回路（第１整流デバイスＤ１および／または第２整流デバイスＤ２）および上記第２整流回路（第３整流デバイスＤ３および／または第４整流デバイスＤ４）が入力した交流電流の位相を監視することにより、上記電界効果トランジスタ（例えば第３整流デバイスＤ３および第４整流デバイスＤ４）の導通および遮断を制御する。図８は、位相監視整流制御に入力された後の波形例の図である。Ｂｏｏｓｔ入力整流素子ダイオードＤ３、Ｄ４は、低インピーダンススイッチング素子および電界効果トランジスタなどで代替されることにより、高効率と省エネの目的が達成される。このＢｏｏｓｔ動作原理は上記と一致する。整流部分によりエネルギー蓄積コンデンサＣ２を充電し、ＢｏｏｓｔコンデンサＣ１を整流充電し、制御回路により交流電圧および位相を監視することにより、Ｄ３、Ｄ４スイッチング素子の導通および遮断を制御し、全波整流のＣ１に対する充電を実現する。交流正方向半波過程において、Ｄ３またはＤ４スイッチング素子は、継続的に導通されるように設計できるため、スイッチング損失がなく、その効率はブリッジレス（Ｂｒｉｄｇｅｌｅｓｓ）ＰＦＣ回路よりも高い。Ｄ３、Ｄ４の駆動デッドタイムを制御することにより、耐サージ機能を向上できる。
【００３３】
二重整流部分：Ｄ１、Ｄ２、Ｄ５、Ｄ６は交流入力電圧に対して全波整流を行い、そのエネルギーがエネルギー蓄積コンデンサＣ２に蓄積される。Ｂｏｏｓｔ回路が動作した後、Ｂｏｏｓｔがエネルギーを出力することにより、Ｃ２上の電圧が交流入力電圧よりも高く、交流入力電圧がＣ２を充電しなくなる。Ｂｏｏｓｔ回路のエネルギー出力がＣ２上の電圧を交流入力電圧よりも高くするのに十分でない場合、交流入力は引き続きＣ２を充電することができる。Ｄ３〜Ｄ６は、他の全波整流回路を構成し、ＢｏｏｓｔコンデンサＣ１を充填する。Ｂｏｏｓｔコンデンサの容量が小さいので、Ｃ１上の電圧は、基本的に交流入力電圧の全波整流された後の波形に近い。アクティブＰＦＣ−Ｂｏｏｓｔ回路において、Ｃ１の主な作用は、高周波数のスイッチングノイズを除去し、ＥＭＩ干渉を低減させることである。
【００３４】
図１０に示すように、上記スイッチング電源回路において、上記スイッチング電源回路は、第２スイッチングデバイスＱ２をさらに含む。上記ＢｏｏｓｔインダクタＬ１、上記ＢｏｏｓｔコンデンサＣ１、上記エネルギー蓄積コンデンサＣ２、上記変圧器Ｔ１、上記第１スイッチングデバイスＱ１および上記第２スイッチングデバイスＱ２は、Ｂｏｏｓｔ変換回路２０を構成する。上記エネルギー蓄積コンデンサＣ２、上記変圧器Ｔ１、上記第１スイッチングデバイスＱ１、上記第２スイッチングデバイスＱ２、上記出力整流素子Ｄｓ１、上記フィルタコンデンサＣｓ１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０を構成する。上記第１スイッチングデバイスＱ１および上記第２スイッチングデバイスＱ２が導通状態である場合、上記ＢｏｏｓｔインダクタＬ１、上記ＢｏｏｓｔコンデンサＣ１および上記第１スイッチングデバイスＱ１は第１Ｂｏｏｓｔ回路を形成し、上記ＢｏｏｓｔインダクタＬ１はエネルギーを蓄積し、上記エネルギー蓄積コンデンサＬ２、上記第１スイッチングデバイスＱ１、上記第２スイッチングデバイスＱ２および上記変圧器Ｔ１は第１ＤＣ−ＤＣ回路を形成する。上記第１スイッチングデバイスＱ１が遮断状態であり、第２スイッチングデバイスＱ２が導通または遮断状態である場合、上記ＢｏｏｓｔインダクタＬ１、上記ＢｏｏｓｔコンデンサＣ１、上記エネルギー蓄積コンデンサＣ２、上記変圧器Ｔ１および上記第２スイッチングデバイスＱ２は第２Ｂｏｏｓｔ回路を形成し、上記変圧器Ｔ１、上記出力整流素子Ｄｓ１および上記フィルタコンデンサＣｓ１は第２ＤＣ−ＤＣ回路を形成する。上記第２スイッチングデバイスＱ２は、電界効果トランジスタ、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ、炭化ケイ素または窒化ガリウムトランジスタなどであり、具体的な回路構造は、例えば、図１０に示される。上記第２スイッチングデバイスＱ２のソースは、上記ＤＣ−ＤＣコンバータの負入力端に接続され、上記第２スイッチングデバイスＱ２のドレインは、上記エネルギー蓄積コンデンサＣ２の第２電極に接続され、上記第２スイッチングデバイスＱ２の制御極は、上記フィードバック制御回路４０の出力端に接続される。本実施例において、シングルエンドフライバックコンバータは、シングルチューブＱ１の代わりにダブルチューブ（すなわち、ダブルエンドフライバックトポロジー）Ｑ１、Ｑ２（Ｃａｓｃａｄｅ−ｆｌｙｂａｃｋ）を用いることにより、低耐電圧のスイッチング素子を選択できるとともに、主変圧器の一次と二次の間の動作電圧を減少させ、一次と二次の間の安全耐電圧距離の要求を低下させることができる。また、Ｄ１、Ｄ２、Ｄ５およびＤ６によりＢｏｏｓｔコンデンサＣ１に対して整流出力を行い、Ｄ３〜Ｄ６によりエネルギー蓄積コンデンサＣ２に対して整流出力を行う。エネルギー蓄積コンデンサＣ２に対する整流出力は、起動時にのみ動作するため、温度、損失、連続定格電流により制限されず、低コスト、低電流、小寸法の整流素子を使用することができる。２つの整流回路を合理的に選択することができる。
【００３５】
図１１に示すように、上記スイッチング電源回路において、上記スイッチング電源回路は、サージ制限回路をさらに含む。上記サージ制限回路は、上記第１整流回路に結合され、上記第２整流回路、第１Ｂｏｏｓｔ回路、第２Ｂｏｏｓｔ回路、第１ＤＣ−ＤＣ回路に結合されない。例えば、上記スイッチング電源回路は、第１インピーダンス素子Ｒｔｈ１を含む。上記第１インピーダンス素子Ｒｔｈ１の第１電極は、上記第１整流回路の出力端と上記エネルギー蓄積コンデンサＣ２の第２電極との間に接続される。本実施例では、エネルギー蓄積コンデンサＣ２の電圧負端と、エネルギー蓄積コンデンサＣ２に整流出力するＤ５との間に、サージ入力を防止する電流制限インピーダンス素子が直列接続されることにより、電源起動により出力される瞬時サージ電流を抑制する。この素子は、Ｂｏｏｓｔ昇圧の回路に位置しないため、電源動作時に損失がなく、従来のＢｏｏｓｔ回路に高損失のサーミスターまたは高価の継電器、サイリスタ耐サージ回路を用いる場合に比べ、効率を向上させ、温度を低減させ、コストを削減させる。
【００３６】
図１２〜１３に示すように、上記スイッチング電源回路において、上記スイッチング電源回路は、共振防止整流デバイスをさらに含む。上記第１スイッチングデバイスＱ１が遮断され、上記ＢｏｏｓｔインダクタＬ１の電流がゼロに復帰した後、上記共振防止整流デバイスは、上記エネルギー蓄積コンデンサＣ２が上記ＢｏｏｓｔインダクタＬ１および上記ＢｏｏｓｔコンデンサＣ１を充電することを阻止する。例えば上記共振電流デバイスはダイオード（例えば、図１２のＤ７）または電界効果トランジスタ（例えば、図１２のＱ３）である。上記共振電流デバイスは、上記ＢｏｏｓｔインダクタＬ１の第２電極と上記第１スイッチングデバイスＱ１のドレインとの間に接続され、上記ＢｏｏｓｔインダクタＬ１の第２電極と上記第１スイッチングデバイスＱ１のドレインとの間の電流を上記ＢｏｏｓｔインダクタＬ１に一方向で流せる。
【００３７】
本実施例は、本発明が低スイッチング周波数、低負荷、またはＬ１、Ｔ１インダクタンス量が比較的小さい設計条件下で、Ｄ７またはＱ３を増加させることでＣ１、Ｃ２、Ｌ１、Ｔ１共振電流を減少する実施形態を示す。この方法は、以上のいずれかの実施形態との併用に適される。Ｄ７の代わりにスイッチング素子Ｑ３を使用する場合、動作原理は同じである。Ｂｏｏｓｔ回路により独立したスイッチング素子Ｑ３が増加するが、従来のＢｏｏｓｔコンバータに比べ、高価のＢｏｏｓｔ整流電力素子が節約されるとともに、Ｂｏｏｓｔ整流電力素子上の損失が完全に除去され、電源の効率が向上し、スペースが節約される。スイッチング素子Ｑ３の制御は、スイッチング素子Ｑ１の制御駆動信号を直接使用することができ、さらにＱ１が遮断されるときに、Ｑ３の遮断時間を延長することでＢｏｏｓｔ過程のＱ３インピーダンスを低くすることにより、損失を低減し、電源効率を向上させることもできる。この方法は、以上のいずれかの実施形態との併用に適される。
【００３８】
図１〜１３に示すように、上記スイッチング電源回路において、上記ＤＣ−ＤＣコンバータは、シングルエンドフライバック電源回路であり、上記変圧器またはＤＣ−ＤＣインダクタＴ１は、フライバック変圧器である。上記変圧器Ｔ１は、二次コイルＮｓにより出力整流素子Ｄｓ１およびフィルタコンデンサＣｓ１を介して負荷に出力する。つまり、上記シングルエンドフライバック電源回路は、変圧器Ｔ１、フィルタコンデンサＣｓ１および出力整流素子Ｄｓ１を含み、上記変圧器Ｔ１の入力端（一次コイルＮｐ）の両端はそれぞれ上記エネルギー蓄積コンデンサＣ２および上記第１スイッチングデバイスＱ１に接続され、上記変圧器Ｔ１の出力端（二次コイルＮｓ）の両端はそれぞれ上記出力整流素子Ｄｓ１の陽極および上記フィルタコンデンサＣｓ１の第２電極に接続され、上記出力整流素子Ｄｓ１の陰極は上記フィルタコンデンサＣｓ１の第１電極に接続される。
【００３９】
本発明のスイッチング電源回路に適用される制御方式はＰＷＭまたはＰＦＭである。ＤＣ−ＤＣコンバータは、フライバックＤＣ−ＤＣコンバータまたはフォワードＤＣ−ＤＣコンバータであってもよい。フォワードＤＣ−ＤＣコンバータのエネルギー伝送方式は、上記と同様である。パルス幅変調（ＰＷＭ）方式は、一般的に他励式フライバックコンバータが呼ばれている。パルス幅変調（ＰＷＭ）の場合において、周波数が特定の狭い範囲に固定または制御されるため、パルスのデューティ比を調節することにより出力電圧、電流または電力を調節する。周波数変調（ＰＦＭ）方式の場合において、一般的に自励式フライバックコンバータ（Ｒｉｎｇｉｎｇ−ｃｈｏｋｅ−ｃｏｎｖｅｒｔｏｒ）が使用され、スイッチが導通状態であるときに変圧器の磁気コアに蓄積されたエネルギーは、スイッチが遮断されるときに、完全に二次側に放出されるとともに、スイッチング周波数の変化を調節することにより出力電圧、電流または電力を調節する。
【００４０】
具体的には、図１４に示されるスイッチング電源回路において、上記ＤＣ−ＤＣコンバータはフォワード電源回路であり、上記変圧器Ｔ１は、二次コイルＮｓにより第１出力整流素子Ｄｓ１および第２出力整流素子Ｄｓ２を介して励起インダクタＬｓ１を充電し、上記励起インダクタＬｓ１は、フィルタコンデンサＣｓ１により負荷に出力する。例えば、上記シングルエンドフォワード電源回路は、変圧器Ｔ１、フィルタコンデンサＣｓ１、励起インダクタＬｓ１、第１出力整流素子Ｄｓ１および第２出力整流素子Ｄｓ２を含む。上記変圧器Ｔ１の入力端は、上記エネルギー蓄積コンデンサＣ２および上記第１スイッチングデバイスＱ１に接続され、上記変圧器Ｔ１の出力端の両端は、それぞれ上記第１出力整流素子Ｄｓ１と第２出力整流素子Ｄｓ２の陽極、および上記フィルタコンデンサＣｓ１の第２電極に接続され、上記第１出力整流素子Ｄｓ１と上記第２出力整流素子Ｄｓ２の陰極は、上記励起インダクタＬｓ１の第１電極に接続され、上記励起インダクタＬｓ１の第２電極は、上記フィルタコンデンサＣｓ１の第１電極に接続される。
【００４１】
図１５に示すように、上記スイッチング電源回路において、上記ＤＣ−ＤＣコンバータはＢｕｃｋ−Ｂｏｏｓｔ回路であり、上記変圧器またはＤＣ−ＤＣインダクタＴ１はＢｕｃｋ−Ｂｏｏｓｔインダクタであり、上記ＤＣ−ＤＣインダクタＴ１は、出力整流素子Ｄｓ１および上記フィルタコンデンサＣｓ１により負荷に出力する。例えば、上記シングルエンドＢｕｃｋ−Ｂｏｏｓｔ回路は、Ｂｕｃｋ−ＢｏｏｓｔインダクタＴ１、フィルタコンデンサＣｓ１および出力整流素子Ｄｓ１を含む。上記Ｂｕｃｋ−ＢｏｏｓｔインダクタＴ１の第１電極は、上記第１スイッチングデバイスＱ１と上記フィルタコンデンサＣｓ１の第１電極に接続され、上記Ｂｕｃｋ−ＢｏｏｓｔインダクタＴ１の第２電極は、上記エネルギー蓄積コンデンサＣ２、上記出力整流素子Ｄｓ１の陽極に接続され、上記出力整流素子Ｄｓ１の陰極は、上記フィルタコンデンサＣｓ１の第２電極に接続される。本実施例において、シングルエンドフライバック回路は、シングルエンドＢｕｃｋ−ｂｏｏｓｔ回路に変更される。Ｂｕｃｋ−ｂｏｏｓｔ回路トポロジーは、非絶縁のフライバックｆｌｙ−ｂａｃｋトポロジーであり、そのエネルギーの蓄積および非絶縁放出は、いずれもＢｕｃｋ−ＢｏｏｓｔインダクタＴ１により完成する。二重整流およびＢｏｏｓｔ部分の動作原理は、上記実施形態と一致する。
【００４２】
図１６に示すように、上記スイッチング電源回路において、上記ＤＣ−ＤＣコンバータはＺＥＴＡ回路であり、上記変圧器またはＤＣ−ＤＣインダクタＴ１はＺＥＴＡインダクタであり、上記ＤＣ−ＤＣインダクタＴ１は、カップリングコンデンサＣｓ２および出力整流素子Ｄｓ１により励起インダクタＬｓ１を充電し、上記励起インダクタＬｓ１は、フィルタコンデンサＣｓ１により負荷に出力する。例えば、上記ＺＥＴＡ回路は、ＺＥＴＡインダクタＴ１、第１フィルタコンデンサＣｓ１、第２フィルタコンデンサＣｓ２、励起インダクタＬｓ１および出力整流素子Ｄｓ１を含む。上記ＺＥＴＡインダクタＴ１の第１電極は、上記第１スイッチングデバイスＱ１と第１フィルタコンデンサＣｓ１の第１電極に接続され、上記ＺＥＴＡインダクタＴ１の第２電極は、上記エネルギー蓄積コンデンサＣ２、上記出力整流素子Ｄｓ１の陽極および上記第２フィルタコンデンサＣｓ２の第２電極に接続され、上記出力整流素子Ｄｓ１の陰極は、上記第１フィルタコンデンサＣｓ１の第２電極および上記励起インダクタＬｓ１の第１電極に接続され、上記励起インダクタＬｓ１の第２電極は、上記第２フィルタコンデンサＣｓ２の第１電極に接続される。本実施例において、シングルエンドフライバック回路は、ＺＥＴＡ回路に変更される。Ｑ１によりＢｏｏｓｔインダクタＬ１およびＺＥＴＡインダクタＴ１が同時に駆動される。シングルエンドフライバックと同様に、Ｄ１〜Ｄ６およびＣ１、Ｃ２は、二重整流入力を構成し、Ｑ１、Ｌ１、Ｃ１、Ｃ２、Ｔ１は、Ｂｏｏｓｔ回路を構成する。Ｑ１、Ｔ１、Ｄｓ１、Ｃｓ１、Ｃｓ２およびＬｓ１は、ＺＥＴＡ型ＤＣ−ＤＣ変換回路を構成する。
【００４３】
図１７に示すように、上記スイッチング電源回路において、上記ＤＣ−ＤＣコンバータはダブルエンドプッシュプル回路であり、上記変圧器Ｔ１は、二次コイルＮｓにより第１出力整流素子Ｄｓ１および第２出力整流素子Ｄｓ２を介して励起インダクタＬｓ１を充電し、上記励起インダクタＬｓ１は、フィルタコンデンサＣｓ１により負荷に出力する。例えば、上記スイッチング電源回路は、プッシュプルスイッチングデバイスＱ４およびプッシュプルインダクタＬ２をさらに含み、上記プッシュプルスイッチングデバイスＱ４は、電界効果トランジスタ、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ、炭化ケイ素または窒化ガリウムトランジスタなどであり、上記プッシュプルインダクタＬ２の第１電極は、上記ＢｏｏｓｔインダクタＬ１の第１電極に接続され、上記プッシュプルインダクタＬ２の第２電極は、上記プッシュプルスイッチングデバイスＱ４のドレインおよびＤＣ−ＤＣコンバータの負入力端に接続され、上記プッシュプルスイッチングデバイスＱ４のソースは、上記第１スイッチングデバイスＱ１のソースに接続され、上記プッシュプルスイッチングデバイスＱ４の制御極は、上記フィードバック制御回路４０の出力端に接続され、上記シングルエンドプッシュプル回路は、変圧器Ｔ１、励起インダクタＬｓ１、フィルタコンデンサＣｓ１、第１出力整流素子Ｄｓ１および第２出力整流素子Ｄｓ２を含み、上記変圧器Ｔ１の入力端の両端は、それぞれ上記プッシュプルスイッチングデバイスＱ４および上記第１スイッチングデバイスＱ１に接続され、上記変圧器Ｔ１の入力端のセンタータップは、上記ＢｏｏｓｔインダクタＬ１に接続され、上記変圧器Ｔ１の出力端の両端は、それぞれ上記第１出力整流素子Ｄｓ１および第２出力整流素子Ｄｓ２の陽極に接続され、上記変圧器Ｔ１の出力端センタータップは、上記フィルタコンデンサＣｓ１の第２電極に接続され、上記第１出力整流素子Ｄｓ１および上記第２出力整流素子Ｄｓ２の陰極は、上記励起インダクタＬｓ１の第１電極に接続され、上記励起インダクタＬｓ１の第２電極は上記フィルタコンデンサＣｓ１の第１電極に接続される。本実施例において、シングルエンドフライバック回路は、シングルエンドプッシュプル回路に変更するされる。Ｑ１によりＢｏｏｓｔインダクタＬ１および変圧器Ｔ１の一次コイルＮｐ１が同時に駆動され、Ｑ４によりプッシュプルインダクタＬ２および変圧器Ｔ１の一次コイルＮｐ２が同時に駆動され、Ｑ１およびＱ４のプッシュプル動作により、ＢｏｏｓｔインダクタＬ１、プッシュプルインダクタＬ２は交互に動作し、交互式Ｂｏｏｓｔモードを構成する。
【００４４】
図１８に示すように、上記ＤＣ−ＤＣコンバータは、ＳＥＰＩＣ回路であり、上記ＤＣ−ＤＣインダクタまたは変圧器は、ＳＥＰＩＣインダクタＴ１および励起インダクタＴ２を含み、上記ＳＥＰＩＣインダクタＴ１と上記励起インダクタＴ２が結合して絶縁変圧器を形成し、絶縁出力の目的を達成する。第１スイッチングデバイスＱ１が導通状態である場合、エネルギー蓄積コンデンサＣ２はＳＥＰＩＣインダクタＴ１を充電し、エネルギーを蓄積し、カップリングコンデンサＣ３は励起インダクタＴ２を充電するとともに、フィルタコンデンサＣｓ１により蓄積されたエネルギーは負荷に放出される。第１スイッチングデバイスＱ１が遮断状態である場合、ＤＣ−ＤＣインダクタまたは変圧器Ｔ１は、カップリングコンデンサＣ３、フィルタコンデンサＣｓ１および出力整流素子Ｄｓ１により負荷にエネルギー出力を提供し、励起インダクタＴ２は、出力整流素子Ｄｓ１およびフィルタコンデンサＣｓ１により負荷にエネルギー出力を提供する。
【００４５】
本発明に係るスイッチング電源回路において、エネルギー蓄積コンデンサＣ２およびＢｏｏｓｔコンデンサＣ１に対する２つの入力整流回路出力電圧があり、エネルギー蓄積コンデンサＣ２とＢｏｏｓｔコンデンサＣ１の同端（電圧正端）は互いに接続され、エネルギー蓄積コンデンサＣ２は、Ｂｏｏｓｔ回路の出力コンデンサでもあり、ＤＣ−ＤＣコンバータを有し、エネルギー蓄積コンデンサＣ２（電圧正端）と、ＤＣ−ＤＣコンバータの正入力端（変圧器Ｔ１の一次コイル、Ｂｕｃｋ−ＢｏｏｓｔインダクタＬ１またはＺＥＴＡインダクタなど）との間の第１スイッチングデバイスＱ１に接続され、ＢｏｏｓｔインダクタＬ１とＢｏｏｓｔコンデンサＣ１は直列接続されてから第１スイッチングデバイスＱ１に並列接続され、ＢｏｏｓｔコンデンサＣ１の一端は、エネルギー蓄積コンデンサＣ２の電圧正端に接続され、他端は、第２整流回路により交流入力電圧両極（Ｌ，Ｎ）または直流入力負極に接続され、第１スイッチングデバイスＱ１のオン（導通）およびオフ（遮断）を制御するフィードバック制御回路４０により、スイッチング電源回路の変換出力を実現し、Ｂｏｏｓｔ回路とＤＣ−ＤＣ（フライバック、Ｂｕｃｋ−ｂｏｏｓｔ、フォワード、プッシュプル、Ｚｅｔａなど）従来のスイッチング電源トポロジーとの併用により入力電圧の昇圧および変換を実現し、交流給電に対する力率の補正を実現することができる。本発明のスイッチング電源回路は、アクティブＰＦＣ回路（ｂｏｏｓｔ昇圧回路）を有し、優れたアクティブな力率補正特性を有する。ＰＦＣ回路を使用することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ（フライバック、フォワード）におけるＰＷＭ（またはＰＦＭ）制御回路および電力スイッチング素子（第１スイッチングデバイスＱ１）において、従来のＢｏｏｓｔ−ＰＦＣ回路におけるＰＷＭ制御および電力スイッチング素子が節約されるため、コストおよび体積が節約され、電源製品の設計が簡単化され、高性能、低コスト、小型化の利点を有する。
【００４６】
図１９は、本発明で得られる入力交流に近い正弦波電流波形およびＰＦＣ回路がないスイッチング電源回路の正弦波電流波形を示す。
【００４７】
図２０は、本発明に係るシングルエンドフライバックＤＣ−ＤＣコンバータを含むスイッチング電源回路と、ＰＦＣ回路がないスイッチング電源回路のＩＥＣ６１０００−３−２ｃｌａｓｓＡとの結核比較図である。
【００４８】
本発明によれば、コストが低く、素子数が少なく、小型化可能で、アクティブ力率補正を有する電源回路が提供される。まず、その力率補正効果により、入力ＡＣに近い正弦波電流波形（図１９）を得ることができ、ＩＥＣ６１０００−３−２の入力高調波の要求（図２０）を満たすことができる。また、本発明のＢｏｏｓｔ昇圧回路とフライバック（またはフォワード）ＤＣ−ＤＣコンバータは、１つのスイッチング素子を共用できるため、従来のＰＦＣ計画のスイッチング素子およびその駆動回路が省略され、複雑な力率補正フィードバック制御回路が除去されることにより、コストが低減し、素子の数が減少され、回路が簡単化され、信頼性が向上するとともに、小さい基板空間だけで取り付けることができる。さらに、ＤＣ−ＤＣ主変圧器は、スイッチング素子が遮断状態であるときの電流が、スイッチング素子が導通状態であるときの電流と反対であるため、部分的に変圧器のリセットを助けることができ、ことにより、磁気誘導強度Ｂｍａｘが減少され、鉄損が減少され、飽和が防止され、素子コストの削減に有利である。さらに、このアクティブ力率補正回路はＤＣ−ＤＣのＰＷＭ制御により、開ループ制御に設計され得るため、ループ安定性の問題がなく、従来のアクティブ力率補正回路の起動、動作時の閉ループ制御による騒音の問題もない。
【００４９】
図２１は、本発明の第１整流回路において、Ｂｏｏｓｔコンデンサとエネルギー蓄積コンデンサが負端において接続されるフライバックの回路模式図である。負端が接続され、第１スイッチング素子はエネルギー蓄積コンデンサの負端位置に位置することができるため、制御駆動回路の設計に有利である。
【００５０】
以上のとおり、上記実施例において、スイッチング電源回路の異なる構成形態について詳細に説明したが、本発明の保護範囲は上記実施例に係る構成形態に限定されず、上記実施例に係る構成形態に基づいて改良や均等変換されたものは、いずれも本発明の保護範囲に含まれる。なお、いわゆる当業者が上記実施例の記載に基づいて容易に想到できるものも本発明の保護範囲に含まれる。
【００５１】
上記において、各実施例を順番に説明したが、各実施例におけるポイントは他の実施例との異なるところであり、各実施例において同じであるか類似の部分は互いに参照できる。また、実施例に係る構造は、実施例に係る方法とも対応するため、比較的に簡単に説明し、関連するところは方法に関する説明部分を参照すればよい。
【００５２】
上記の説明は、本発明の好ましい実施例についての説明であり、本発明の保護範囲を限定するものではなく、いわゆる当業者が上記記載内容に基づいて行われるいかなる変更、改良も本発明の保護範囲に含まれる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【国際調査報告】
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