(57)【要約】  ＦＭＣＷレーダセンサであって、間隔を置いて一列に配置された複数のアンテナ素子（１０）を備え、アンテナ素子（１０）に、受信した信号（Ｅ）を発振器信号（ＯＳＣ）と混合することによって中間周波数信号（Ｚ１，Ｚｉ，Ｚｎ）を生成するミキサ（１２）と、測定期間（Ｔ）にわたって時間（ｔ）の関数として中間周波数信号（Ｚ１，Ｚｉ，Ｚｎ）を記録し、このようにして得られた時間信号（Ｓ１、Ｓｉ、Ｓｎ）をフーリエ変換によってスペクトル（Ｆ［Ｓｉ＿ｃｊ）に変換するように構成された評価ユニット（１６）とがそれぞれ割り当てられており、様々な評価装置から得られたスペクトルを別々のチャネルでさらに評価する角度測定装置（３２）を備えるＦＭＣＷレーダセンサは、様々なアンテナ素子（１０）に対する信号のランレングス差を補償することによって所定の優先方向（θ）から受信した信号（Ｅ）のビーム成形を行うように構成されたビーム成形装置（２２）、スペクトルのコヒーレント加算によって合計スペクトルを形成するための合計装置（２６）、および合計スペクトルに基づいて優先方向における物体の距離を決定するための距離測定装置（３０）を備えることを特徴とする。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＦＭＣＷレーダセンサであって、
間隔を置いて一列に配置された複数のアンテナ素子（１０）を備え、該アンテナ素子（１０）に、受信した信号（Ｅ）を発振器信号（ＯＳＣ）と混合することによって中間周波数信号（Ｚ１，Ｚｉ，Ｚｎ）を生成するミキサ（１２）と、測定期間（Ｔ）にわたって時間（ｔ）の関数として中間周波数信号（Ｚ１，Ｚｉ，Ｚｎ）を記録し、これにより得られた時間信号（Ｓ１、Ｓｉ、Ｓｎ）をフーリエ変換によってスペクトル（Ｆ［Ｓｉ＿ｃｊ）に変換するように構成された評価ユニット（１６）とがそれぞれ割り当てられており、異なる評価装置によって得られたスペクトルを別々のチャネルでさらに評価する角度測定装置（３２）を備えるＦＭＣＷレーダセンサにおいて、
異なるアンテナ素子（１０）に対する信号のランレングス差を補償することによって、所定の優先方向（θ）から受信した信号（Ｅ）に対してビーム成形を行うように構成されたビーム成形装置（２２；３６；４２）、
スペクトルのコヒーレント加算によって合計スペクトルを形成するための合計装置（２６）、および
合計スペクトルに基づいて優先方向における物体の距離を決定するための距離測定装置（３０）を備えることを特徴とするＦＭＣＷレーダセンサ。
【請求項２】
請求項１に記載のレーダセンサにおいて、
前記評価装置（１６）が、複素値のウィンドウ関数（Ｖｉ）によってフーリエ変換の前に時間信号（Ｓｉ）をウィンドウ化することによって通過時間差を補償するように構成されているレーダセンサ。
【請求項３】
請求項１に記載のレーダセンサにおいて、
通過時間差を補償するために、受信した信号（Ｅ）および／または発振器信号（ＯＳＣ）のための信号経路に迂回線路（３６；４２）が設けられているレーダセンサ。
【請求項４】
請求項３に記載のレーダセンサにおいて、
アンテナ素子からアンテナ素子へ異なる長さ差を有する迂回線（３６，３８）の間で、したがって異なる優先方向（θ）の間で切り換えるためのスイッチ（３８，４２）を有するレーダセンサ。
【請求項５】
請求項１〜４のいずれか一項に記載のレーダセンサにおいて、
前記アンテナ素子（１０）が、発振器信号と同期した送信信号を送信するための送信アンテナとしても動作可能であるレーダセンサ。
【請求項６】
請求項１〜４のいずれか一項に記載のレーダセンサにおいて、
少なくとも１つの前記アンテナ素子（１０）が送信アンテナとしても動作可能であり、他の複数のアンテナ素子（１０）が、受信アンテナとしてのみ動作可能であるレーダセンサ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＦＭＣＷレーダセンサにおいて、間隔を置いて一列に配置された複数のアンテナ素子であって、受信した信号を発振器信号と混合することによって中間周波数信号を生成するミキサと、測定期間にわたって時間の関数として中間周波数信号を記録し、このようにして得られた時間信号をフーリエ変換によってスペクトルに変換するように構成された評価ユニットとが割り当てられているアンテナ素子と、様々な評価装置から得られたスペクトルを別々のチャネルでさらに評価する角度測定装置とを有するＦＭＣＷレーダセンサに関する。
【背景技術】
【０００２】
既知のＦＭＣＷレーダセンサでは、送信信号の周波数はランプ状に変調される。受信部では、受信信号と送信信号とを混合することによって中間周波数信号が得られ、中間周波数信号の周波数は、実際に送信されていた信号と受信された信号との間の周波数差に依存している。ランプ状の変調に基づいて、この周波数差は、センサから物体へのレーダ波およびセンサへ戻るレーダ波の通過時間に依存している。フーリエ変換によって、中間周波数信号のスペクトルが得られ、このスペクトルでは、位置特定されたそれぞれの物体は、物体の距離に依存する周波数でピークとして現れる。ドップラー効果に基づいて、ピークの周波数は物体の相対速度にも依存する。距離に依存する成分と速度に依存する成分とを互いに分離するために、異なる勾配を有する複数の周波数ランプを連続して設けることが知られている。距離に依存した周波数部分のみがランプ勾配に依存しているので、異なるランプで得られた周波数位置を比較することによって物体の距離および相対速度を決定することができる。
【０００３】
時間信号を記録する測定期間が限られた長さしか有することができないという事情により、フーリエ変換において２次最大値の形でアーチファクトが生成され、このアーチファクトが信号の解釈を困難にする。適切なウィンドウ関数を使用してフーリエ変換の前に時間信号を「ウィンドウ化」することによって、例えば、時間信号に同様の時間に依存したウィンドウ関数を乗算することによって、そのような２次最大値を大幅に抑制することが知られている。ウィンドウ関数、例えば、いわゆる「ハミングウィンドウ」は、主に、測定期間の始めおよび終わりにおける時間信号の急激な遷移が平滑化され、これにより２次最大値が緩和されるという効果を有する。
【０００４】
この種のレーダセンサは、既に自動車の運転者支援システムにおけるセンサ構成要素として広く使用されている。高度自律運転に向かう運転者支援システムのさらなる開発の過程で、レーダセンサの性能にますます高い要求が課されるようになっている。例えば方位角において、より良好な角度分解能を達成するために、一列に配置されるアンテナ素子の数を増加させることができる。方位角が非常に小さい物体の場合には、異なるアンテナ素子によって受信された信号をコヒーレントに加算することによって位置感度を高めることもでき、これらの信号は、物体に対して本質的に同位相であり、建設的な重ね合わせによって、より良好な信号‐雑音比を得ることができる。
【０００５】
送信信号のランプ状変調がより大きな周波数スイングにより実行されることにより、改善された距離分解能を達成することができる。これにより、スペクトルにおいて、異なる距離で位置特定される物体の２つのピーク間の周波数間隔を増加させる。したがって、距離空間は、より多数の距離ビンに分割することができ、それぞれの物体ピークを特定の距離ビンに明確に割り当てることができるという要件は依然として満たされる。
【０００６】
しかしながら、位置特定方向がアンテナ素子の列に対する法線からずれている角度が大きい物体については、アンテナアレイの開口が増大するにつれて（したがって、アレイの両端のアンテナ素子間の距離が大きくなるにつれて）、信号間に著しいランレングス差が生じ、これらのランレングス差が同じ物体が異なるアンテナ素子で受信され、コヒーレント加算では位相差に基づいて破壊的干渉につながることもある。ランレングス差に基づいて、周波数偏差の増加はピークの広がりをもたらし、距離分解能に求められる改善はもはや完全には達成されない。
【発明の概要】
【０００７】
本発明の課題は、冒頭に述べたタイプのレーダセンサにおいて特定の優先方向に位置する物体の位置特定感度および／または距離分解能を改善することである。
【０００８】
本発明によれば、この課題は、
異なるアンテナ素子に対する信号のランレングス差を補償することによって所定の優先方向から受信した信号に対してビーム成形を行うように構成されたビーム成形装置、
スペクトルのコヒーレント加算によって合計スペクトルを形成するための合計装置、および
合計スペクトルに基づいて優先方向における物体の距離を決定するための距離測定装置によって解決される。
【０００９】
本発明は、所定の終戦方向についてランレングス差を補償することを可能にし、これによりビーム成形がこの方向に対して最適化され、これに応じて選択された優先方向に位置する物体に対するコヒーレント加算は、より高い位置特定感度および改善された距離分解能をもたらす。特に、ランレングス差を補償することによって、周波数スイングの増大は、ピークの広がりをもたらさず、距離分解能の改善をもたらす。
【００１０】
本発明の有利な構成および実施形態が引用形式請求項に記載されている。
【００１１】
ビーム成形は、様々な方法で行うことができる。
【００１２】
１つの可能性は、適切に選択された複素値のウィンドウ関数によって時間信号をウィンドウ化することによって、個々の評価装置におけるランレングス差を補償することである。この場合、複素数のウィンドウ関数を選択することによって、フーリエ変換によって得られたスペクトルが周波数軸上で調整可能な量だけシフトされるというフーリエ変換の性質が利用される。送信信号が異なる複数のアンテナ素子によって受信される場合、一方のアンテナ素子から他方のアンテナ素子への通過時間差は、受信信号が発振器信号（送信信号）と混合される場合に、物体距離の変化を見せかける周波数差をもたらす。しかしながら、ウィンドウ関数によって達成されるスペクトルのピークの周波数シフトは、同様に物体距離の（見かけの）変化（相対速度が消失しない場合のドップラー効果の影響はここで考慮する必要がない）として解釈することもできるので、線路長を適合させるための手間のかかる手段を必要とすることなしに、ウィンドウ関数を用いて適切な周波数シフトによって通過時間差を補償することができる。
【００１３】
この実施形態では、異なる周波数シフトを引き起こすウィンドウ関数を個々の評価装置で使用することによって、状況に応じて優先方向を変化させることができる。
【００１４】
しかしながら、選択的に、線路長を適合させることによってランレングス差の補償を達成することもでき、例えば、それぞれのアンテナ素子について、ランレングス差を補償する信号遅延が生じるようにアンテナ素子からミキサまでの線路長が選択される。同様にして、ランレングス差は、ミキサに発振器信号を供給する線路に関して、それぞれのアンテナ素子について異なる線路長を選択することによって補償することもできる。
【００１５】
この実施形態では、選択された線路長によって優先方向が決定されている。しかしながら、基本的には、状況に応じて異なる線路間で切り換えることが可能であり、これにより、関連する優先方向間で切換も達成される。
【００１６】
本発明は、バイスタティックアンテナの概念においても、モノスタティックアンテナの概念においても使用することができる。モノスタティックアンテナの概念では、それぞれのアンテナ素子を送信のために使用することができる（ＭＩＭＯ；  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｉｎｐｕｔ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｏｕｔｐｕｔ）か、または選択されたアンテナ素子のみを送信のために使用することができ、残りのアンテナ素子は受信のためにのみ使用される。モノスタティックＭＩＭＯソリューションでは、線路長を適応させることによってビーム成形が達成される場合には、実施形態に応じてビーム成形も送信経路において引き起こされる。
【００１７】
以下に図面を参照して例示的な実施形態を詳述する。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明によるレーダセンサの主要構成要素を示すブロック図である。
【図２】ＦＭＣＷレーダにおける周波数変調を示す時間線図である。
【図３】図１に示したレーダセンサの異なるアンテナ素子で受信される時間信号の例を示す図である。
【図４】図３の時間信号のスペクトルを示す図である。
【図５】本発明の異なる実施形態を図１に類似して示すブロック図である。
【図６】本発明の異なる実施形態を図１に類似して示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
図１に示すレーダセンサは、等間隔で一列に配置された複数（ｎ個）のアンテナ素子１０（ＵＬＡ；Ｕｎｉｆｏｒｍ  Ｌｉｎｅａｒ  Ａｒｒａｙ）を備え、これらのアンテナ素子にはそれぞれにミキサ１２が割り当てられている。一般に、アンテナ素子の列は２次元アンテナアレイの一部であってもよい。ミキサ１２は、共通の局部発振器から同位相の発振器信号ＯＳＣを受信する。この例では、アンテナ素子１０はレーダ信号Ｅを受信するためにのみ用いられる。レーダ波を送信するためには少なくとも１つのさらなるアンテナ素子（図示せず）が設けられており、このアンテナ素子には、ミキサ１２が受信するのと同じ発振器信号ＯＳＣが供給される。
【００２０】
物体（図示しない）によって反射されたレーダエコーはアンテナ素子１０によって受信され、ミキサ１２においてそれぞれ発振器信号ＯＳＣと混合され、これにより中間周波数信号Ｚ１，Ｚｉ，Ｚｎが生成され、評価ユニット１６に出力される。
【００２１】
それぞれの評価ユニット１６は、時間信号モジュール２０を有する前処理ステージ１８を含み、この前処理ステージでは中間周波数信号がデジタル化され、特定の測定期間にわたって時間の関数として記録される。このようにしてデジタル時間信号Ｓ１，Ｓｉ，Ｓｎが形成され、これらのデジタル信号はウィンドウモジュール２２に転送され、中間周波数信号から生成された時間信号がウィンドウ関数Ｖ１，Ｖｉ，Ｖｎによってウィンドウ化される。これにより、補正された時間信号Ｓ１＿ｃ、Ｓｉ＿ｃ、Ｓｎ＿ｃが形成され、これらの時間信号は、評価ユニット１６のフーリエ変換モジュール２４においてフーリエ変換によってスペクトルＦ［Ｓ１＿ｃ］、Ｆ［Ｓｉ＿ｃ］、Ｆ［Ｓｎ＿ｃ］に変換される。加算装置２６において、スペクトルはコヒーレント加算される（すなわち、絶対値の二乗が形成される前に複素振幅を加算する）。得られた合計スペクトル（周波数の関数としての絶対値の二乗）も図１にグラフで示されており、単一のピーク２８を含み、このピークの周波数位置は位置特定された物体の距離を示す。簡単にするために、ここでは、物体の相対速度がゼロであり、ドップラーシフトがないと仮定する。合計スペクトルに基づいて、距離測定装置３０において位置特定された物体の距離が高分解能で決定される。
【００２２】
これに並行して、角度測定装置３２において（アンテナ素子１０の列が水平方向に配置された場合に）物体の方位角が決定される。このために、個々の評価装置１６によって供給されたスペクトルＦ［Ｓ１＿ｃ］，．．．は、別々の評価チャネルにおいて評価され、これにより受信信号間における角度に依存した振幅および位相関係に基づいて方位角を決定することができる。原則として、角度測定装置３２において個々のスペクトルに基づいてそれぞれ物体の間隔の値を決定することもできるが、しかしながら、信号‐雑音比が好ましくないことにより位置特定感度および間隔測定の精度が低い。
【００２３】
距離決定装置３０においてより高い位置特定精度および高い距離分解能を達成するために、ゼロとは異なる方位角θを有する物体では、異なるアンテナ素子１０によって受信されるレーダ波間のランレングス差Δを補正する必要がある。図１に概略的に示すように、これらのランレングス差は、アンテナ素子１０の列の法線に対する信号Ｅの波面の傾斜に基づいて生じ、したがって方位角θに依存する。さらにランレングス差は、個々のアンテナ素子１０間の距離ｄに比例する。
Δ＝ｄｓｉｎ（θ）
【００２４】
したがって、ランレングス差の補正は、レーダ放射線Ｅの特定の入射方向を示す特定の方位角θに対してのみ可能である。この入射方向は、ここでは「優先方向」と呼ばれ、角度θによって示されている。
【００２５】
ここに示す例では、ランレングス差の補正、いわゆる「ビーム成形」は、以下でより詳細に説明するように、ウィンドウモジュール２２内の特別なウィンドウ関数Ｖｉ（ｉ＝１，．．．，ｎ）を使用する計算方式によって行う。
【００２６】
図２は、発振器信号ＯＳＣの周波数、したがって送信されたレーダ波の周波数ｆ＿ｒも変調される変調方式の（簡略化された）例を示す。周波数ｆ＿ｒは、時間ｔの関数として示されており、ランプ勾配Ｂ／Ｔを有する変調ランプ３４のシーケンスを有し、Ｂは周波数スイングであり、Ｔは変調ランプの持続時間である。この持続時間Ｔは、時間信号が時間信号モジュール２０に記録される測定期間の持続時間でもある。
【００２７】
それぞれのミキサ１２において、受信信号Ｅは発振器信号ＯＳＣと混合され、発振器信号ＯＳＣの周波数は実際に送信されたレーダ信号の周波数に対応する。これに対して、受信信号Ｅの周波数は、信号が送信された時点における発振器信号ＯＳＣの周波数によって与えられている。したがって、周波数差、ひいては関連する中間周波数信号Ｚ１，Ｚｉ，Ｚｎの周波数（ビート周波数）は、レーダセンサから物体に到達して関連するアンテナ素子１０に戻る信号の合計通過時間に比例し、ランプ勾配Ｂ／Ｔに比例し、信号通過時間は物体距離の２倍に比例する。しかしながら、ランレングス差Δに基づいて、物体距離は２つの隣接するアンテナ素子１０については２Δだけ互いに異なり、図３に示すように、関連する中間周波数信号も対応する周波数差を有する。
【００２８】
図３は時間信号Ｓ１、Ｓｉ、Ｓｎを時間ｔの関数として示す。縦軸には、（複素）振幅Ａの実部ＲｅＡのみが示されている。（図１の最も左に位置するアンテナ素子の）時間信号Ｓ１の周波数は、上述のランレングス差に基づいて、時間信号Ｓｎの周波数に比べて増加していることが分かる。ウィンドウモジュール２２では、この周波数オフセットが再び反転されるので、理想的な場合には、補正された時間信号Ｓｎ＿ｃは、補正された時間信号Ｓ１＿ｃおよび他の全ての時間信号Ｓｉ＿ｃとも一致する。このために、それぞれのウィンドウモジュール２２において、時間信号は、同様に時間に依存するウィンドウ関数
Ｖｉ（ｔ）＝ｅｘｐ（−ｊ＊２＊π＊（１／Ｔ）＊（ｔ−ｘ）＊ｂ）      （１）
によって乗算される。この式において、ｉ＝１，…，ｎはアンテナ素子の現在のインデックスであり、ｊは（−１）のルートであり、πは円周率であり、Ｔは測定期間の持続時間であり、同時にランプ持続時間であり、ｂはいわゆる「ビン・オフセット」であり、優先方向θに対するランレングス差が補償されるように選択され、ｘは一定の位相シフトを引き起こす間隔［０，Ｔ］からの任意の値である。Ｘ＝Ｔ／２が有利であることが証明されている。
【００２９】
ウィンドウ関数Ｖｉ（ｔ）は、値が一定して値１を有し、位相が時間ｔおよびビン・オフセットｂに比例する複素関数である。「ビン・オフセット」という表現は、スペクトルＦ［Ｓｉ＿ｃ］（ｉ＝１，．．．，ｎ）が定義されている周波数ｆの範囲が、図４に示すようにそれぞれビン幅Ｗ＝ｃ／２Ｂを有する多数の（例えば５１２）のビンに分割されていることから生じる。
【００３０】
ビン幅Ｗは長さの次元を有し、図４の水平軸には、周波数ｆが独立変数として与えられている。しかしながら、物体距離Ｄを有する物体のレーダエコーについては、物体に由来するピークが位置する周波数ｆは（ドップラー効果を無視した場合、単純化され）、
ｆ＝（Ｂ／Ｔ）＊２Ｄ／ｃ                            （２）
によって与えられる。
【００３１】
このように、周波数ｆは物体距離Ｄの基準とみなすこともできる。したがって、図４に示す周波数ビンは、ビン幅Ｗを有する距離ビンに等しい。
【００３２】
ビン・オフセットｂは、ｉ番目およびｎ番目のアンテナ素子の間のランレングス差（ｎ−ｉ）＊Δとビン幅Ｗとの間の比によって与えられ、したがって、
ｂ＝（ｎ−ｉ）＊Δ／Ｗ＝（ｎ−ｉ）＊Δ＊２Ｂ／ｃ                    （３）
となる。
【００３３】
これらの条件下では、スペクトルＦ［Ｓｉ］におけるピーク間の周波数オフセットは、物体距離Ｄの見かけの変化に等しく、見かけの変化はランレングス差Δに等しい。したがって、補正されたスペクトルＦ［Ｓｉ＿ｃ］において周波数オフセットが除去される。図４では、全てのスペクトルＦ［Ｓｉ＿ｃ］は同じ形状を有し、したがって区別できない。比較のために、時間信号Ｓ１のフーリエ変換によって、すなわちウィンドウ関数Ｖ１を用いたウィンドウ化なしに得られる未補正のスペクトルＦ［Ｓ１］も示されている。スペクトル中の対応するピークは、スペクトルＦ［Ｓｉ＿ｃ］中のピークよりも幾分高い周波数に位置し、これは、図３にも見られる周波数差と一致することが分かる。
【００３４】
補正されたスペクトルＦ［Ｓｉ＿ｃ］のコヒーレント合計は、合計スペクトルΣＦ［Ｓｉ＿ｃ］をもたらす。この合計スペクトルは高い信号‐雑音比によって優れており、個々のスペクトル間の周波数オフセットが補正されるので、周波数偏差Ｂの増加は合計スペクトルのピークの広がりをもたらさず、むしろ、望ましい距離分解能の増大をもたらす。
【００３５】
図５は、変更された実施形態を示し、ランレングス差の補償は、信号のランレングスが減少する程度にアンテナ素子１０からミキサ１２まで信号経路を延長する迂回線路３６によって達成される。評価装置１６にはこの場合にもウィンドウモジュール２２が設けられているが、時間信号は、この場合にはサイドローブの抑制を評価する実数値のウィンドウ関数Ｖのみによってウィンドウ化される。第１の例示的な実施形態で使用される複素数の値ウィンドウ関数Ｖｉは、サイドローブを抑制するための実数値係数を付加的に含むこともできる。
【００３６】
図５には、距離測定装置３０のみが示されているが、付加的に設けられた角度測定装置は示されていない。
【００３７】
迂回線路３６は、角度測定の基礎となる信号間の位相関係を妨害するので、スイッチ３８を用いて信号経路を切り換えることができる。角度測定が実行される動作モードでは、スイッチ３８は、図５に破線で示された位置をとり、全ての信号経路は同じ長さを有する。優先方向からの信号に対して高分解能距離測定を行うことが望ましい場合にのみスイッチ３８が切り換えられ、これにより迂回線路３６が作動される。
【００３８】
同じ原理を使用して、それぞれのアンテナ素子のスイッチを使用して、異なる優先方向を定める異なる長さの複数の迂回線路の間で切り換えることもできる。
【００３９】
図６は、モノスタティックアンテナの概念が実現される例示的な実施形態を示す。発振器信号ＯＳＣがサーキュレータ４０を介してそれぞれのアンテナ素子１０に供給され、これにより、それぞれのアンテナ素子は送信アンテナとしても作動する。この場合、迂回線路４２は、発振器信号ＯＳＣをミキサ１２に供給する信号経路に設けられている。これにより、ミキサ１２が受信する発振器信号も、ミキサがサーキュレータ４０を介して受信する受信信号がランレングス差によって遅延されるのと同じ程度に遅延される。この場合にも、異なる線路長に基づくランレングス差は補償される。この場合も、スイッチ４４を用いて迂回線路４２を橋絡して、歪曲されていない位相関係に基づいて角度測定を行うことができる。
【００４０】
この例示的な実施形態では、迂回線路４２は、発振器信号がミキサ１２に供給される線路分岐内にしかないので、全てのアンテナ素子１０は同位相の送信信号を受信し、レーダビームの主放射方向は方位角ゼロの方向である。サーキュレータ４０からミキサ１２への線路に配置された迂回線路によっても同じことを達成できる。これに対して、発振器信号ＯＳＣがサーキュレータ４０に供給される線路内、またはサーキュレータ４０とアンテナ素子１０との間の線路内に迂回線路が配置される場合には送信信号間にも位相差が生じ、したがって、レーダビームの送信時にもビーム成形が行われ、主放射方向は方位角θにおける優先方向と同一になる。
【００４１】
図５には、別の好ましい実施形態が破線で示されており、いずれか１つのアンテナ素子１０のみ、すなわち最も左側のアンテナ素子にのみサーキュレータ４０が割り当てられており、このアンテナ素子は送信アンテナとしても用いられ、他の全てのアンテナ素子は受信するだけである。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【国際調査報告】
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2021510822.tif 000010
2021510822.tif 000011
2021510822.tif 000012
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