(57)【要約】スイッチング電源回路であって、第１入力整流回路（Ｄ１）が第１コンデンサ（Ｃ１）を充電して、形成した第１回路と、第２入力整流回路が、第２コンデンサ（Ｃ２）を充電して、形成した第２回路と、第１インダクタ（Ｌ１）、第２コンデンサ、第１スイッチング素子（Ｑ１）が第２コンデンサが第１インダクタを充電して、形成した第３回路と、第１インダクタ、第２コンデンサ、第１コンデンサおよび第１出力整流回路（Ｄ４）が、第１インダクタ上の電圧と第２コンデンサ上の電圧とが重なりなった後に、第１出力整流回路を介して第１コンデンサを充電して、形成した第４回路とを含む。本発明のスイッチング電源回路は、効率が高く、ＥＭＩノイズが低く、強抗干渉耐サージ機能などの利点を有する。【選択図】図３
2021519053.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１入力整流回路、第１コンデンサ、Ｂｏｏｓｔフィードバック駆動制御回路、および１つ以上のＢｏｏｓｔ変換回路を含むスイッチング電源回路であって、
前記Ｂｏｏｓｔ変換回路は、第２入力整流回路、第２コンデンサおよびＢｏｏｓｔ回路を含み、前記Ｂｏｏｓｔ回路は、第１インダクタ、第１スイッチング素子および第１出力整流回路を含み、
前記第１入力整流回路は、入力電圧を整流した後に、第１コンデンサと共に第１コンデンサを充電する第１回路を形成し、第２入力整流回路は、入力電圧を整流した後に、第２コンデンサと共に第２コンデンサを充電する第２回路を形成し、
第１コンデンサおよび第２コンデンサの一端は、第１入力整流回路の整流出力の同端に接続され、
第１スイッチング素子が導通状態である場合、第１インダクタ、第２コンデンサ、第１スイッチング素子は、第２コンデンサが第１インダクタを充電する第３回路を形成し、
第１スイッチング素子が遮断状態である場合、第１インダクタ、第２コンデンサ、第１出力整流回路および第１コンデンサは、第１インダクタ上の電圧と第２コンデンサ上の電圧とが重なりなった後に、第１出力整流回路を介して第１コンデンサを充電する第４回路を形成し、
前記第１コンデンサは、エネルギーを負荷に提供し、
前記Ｂｏｏｓｔフィードバック駆動制御回路は、特定の周波数およびデューティ比のチョッパに基づいて第１スイッチング素子の導通および遮断を駆動する、ことを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
第１回路における、第２回路、第３回路、第４回路と重なっていない位置に位置する入力サージ制限回路をさらに含む、ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】
入力サージ制限回路は、インピーダンス、またはインピーダンス、誘導性リアクタンスおよび容量性リアクタンスの任意の組み合わせである、ことを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】
前記第２入力整流回路は、第２スイッチング素子、第３スイッチング素子および入力交流位相監視整流制御回路を含み、
第２スイッチング素子、第３スイッチング素子の一端は、第２コンデンサと第１インダクタとの間に接続され、
第２スイッチング素子、第３スイッチング素子の他端は、電源入力端に接続され、
入力交流位相監視整流制御回路は、入力ＡＣの電圧および位相変化に基づいて第２スイッチング素子と第３スイッチング素子の同期導通または遮断を制御する、ことを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載のスイッチング電源回路。
【請求項５】
前記第１出力整流回路は、第４スイッチング素子であり、
第４回路が第４スイッチング素子の寄生容量に放電した後、第４スイッチング素子はゼロ電圧で導通され、Ｂｏｏｓｔフィードバック駆動制御回路は、第４スイッチング素子の導通および遮断を制御する、ことを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載のスイッチング電源回路。
【請求項６】
前記第１インダクタは、不連続電流モード下で動作し、
第１インダクタの電流がゼロに復帰した後に、第１コンデンサの電圧が第４スイッチング素子を介して第２コンデンサと第１インダクタを充電する共振電流により、第４スイッチング素子の遮断を制御し、第１スイッチング素子の寄生容量に放電した後、第１スイッチング素子をほぼゼロ電圧で導通させる、ことを特徴とする請求項５に記載のスイッチング電源回路。
【請求項７】
前記Ｂｏｏｓｔフィードバック駆動制御回路は、第１インダクタの電流に対してゼロ復帰検出を行い、第１インダクタの電流がゼロに復帰した後、第４スイッチング素子の遮断時間を制御することにより第１インダクタの電流がゼロに復帰した後の共振電流の大きさを調節することで、第１スイッチング素子の寄生容量に対する放電の速度を制御し、第１スイッチング素子と第４スイッチング素子がいずれも遮断状態である場合のデッドタイム内において第１スイッチング素子の寄生容量に対して有効放電を行い、第１スイッチング素子をその後にほぼゼロ電圧で導通させる、ことを特徴とする請求項６に記載のスイッチング電源回路。
【請求項８】
前記Ｂｏｏｓｔフィードバック駆動制御回路は、入力電圧、出力電圧または負荷の変化に基づいて、第１スイッチング素子と第４スイッチング素子の相補駆動信号のデッドタイムを動的に調整する、ことを特徴とする請求項５から７のいずれか１項に記載のスイッチング電源回路。
【請求項９】
前記Ｂｏｏｓｔフィードバック駆動制御回路は、Ｂｏｏｓｔ変換回路の入力瞬時電圧および出力電圧を監視し、論理演算または数学演算によりＢｏｏｓｔインダクタが磁気リセットできないことで飽和することを防止する最大デューティ比を算出し、第１スイッチング素子の導通時間を制限する、ことを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載のスイッチング電源回路。
【請求項１０】
２つ以上のＢｏｏｓｔ回路は、Ｂｏｏｓｔフィードバック駆動制御回路により同期、交互、または位相シフト動作を実現する、ことを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載のスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高効率、低コスト、低ＥＭＩノイズ、強抗干渉耐サージ機能などの利点を有し、交流電に対する入力力率補正および昇圧出力の機能を実現できるスイッチング電源回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
電気設備は、交流送電網のＡＣ−ＤＣ電源に接続され、ＩＥＣ６１０００−３−２の電流高調波に対する強制要求を満たす必要がある。異なる設備および応用に対して、ＩＥＣ６１０００−３−２には、ＣｌａｓｓＡ、ＣｌａｓｓＢ、ＣｌａｓｓＣ、ＣｌａｓｓＤの電流高調波の限制標準が規定されている（図１）。
【０００３】
現在のスイッチング型安定化電源技術では、単相ＰＦＣの実現のために、主にＢｏｏｓｔ  ＰＦＣ回路（図２）の計画が使用されている。効率を向上させるために、ブリッジレスＰＦＣおよびトーテムポール（ＴｏｔｅｍＰｏｌｅ）ＰＦＣ回路も使用され始め、そのコアは、依然としてＢｏｏｓｔ回路であるが、高価で、制御が複雑で、ＥＭＣ性能が良くない。
【０００４】
従来のｂｏｏｓｔ  ＰＦＣ回路は、図２に示すように、全波整流素子Ｄ１により入力を全波整流する。Ｂｏｏｓｔ回路の原理は、以下の通りである。１）Ｑ１が導通され、インダクタＬ１はＣ２にＡＣ入力整流された電圧により励起されてエネルギーを蓄積する。２）Ｑ１が遮断され、Ｌ１上の誘導電圧とコンデンサＣ２にＡＣ入力整流された電圧とが重なり合い、コンデンサＣ１を充電する。このようにして、コンデンサＣ１上の電圧はＡＣ入力電圧よりも大きいため、Ｂｏｏｓｔは昇圧トポロジーである。Ｑ１のデューティ比は、Ｂｏｏｓｔフィードバック駆動制御回路により制御され、コンデンサＣ１上の安定した電圧出力（一般には３８０Ｖｄｃ）を実現する。
【０００５】
従来のｂｏｏｓｔ  ＰＦＣ回路により、非常に高い力率が実現され、ＩＥＣ６１０００−３−２の要求が満たされるが、以下の問題が発生する。
（１）Ｂｏｏｓｔ出力整流素子Ｄ４は、コンデンサＣ１に入力する回路に位置し、ＥＭＣ試験に対応するために、強い抗サージ電流能力が必要である。しかし、効率を向上させるために使用されているＳｉＣダイオードのＩ２ｔ指標は非常に弱い。
（２）実施の応用において、起動サージ電流を抑制するために、起動サージ抑制回路をＤ２、Ｄ４とＣ２の間の電力回路または入力線に直列接続する必要がある。一般的な起動サージ抑制回路は、サーミスターまたは制御可能スイッチング素子であり、損失が大きく、低温起動が困難で、コストが高いという欠陥を有する。
（３）Ｂｏｏｓｔ回路の入力電力回路には、２つの入力整流ダイオード（Ｄ１のうちの２つ）および１つのＢｏｏｓｔ出力整流素子があり、スイッチング素子はハードスイッチングモードであり、損失が大きく、効率が低い。
（４）Ｂｏｏｓｔ回路後のＤＣ−ＤＣによる伝導ノイズ（ＥＭＩ）は、入力整流回路を介して、低インピーダンスで入力送電網に流れ込むことができる。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
従来技術の不足に対して、本発明は、高効率、低コスト、強抗干渉耐サージ機能、力率補正ＰＦＣを実現可能であるなどの利点を有するスイッチング電源回路を提供することを目的とする。
【０００７】
上記目的を達成するための本発明に係るスイッチング電源回路は、第１入力整流回路、第１コンデンサ、Ｂｏｏｓｔフィードバック駆動制御回路、および１つ以上のＢｏｏｓｔ変換回路を含み、
Ｂｏｏｓｔ変換回路は、第２入力整流回路、第２コンデンサおよびＢｏｏｓｔ回路を含み、Ｂｏｏｓｔ回路は、第１インダクタ、第１スイッチング素子および第１出力整流回路を含み、
第１入力整流回路は、入力電圧を整流した後に、第１コンデンサと共に第１コンデンサを充電する第１回路を形成し、第２入力整流回路は、入力電圧を整流した後に、第２コンデンサと共に第２コンデンサを充電する第２回路を形成し、
第１コンデンサおよび第２コンデンサの一端は、第１入力整流回路の整流出力の同端に接続され、
第１スイッチング素子が導通状態である場合、第１インダクタ、第２コンデンサ、第１スイッチング素子は、第２コンデンサが第１インダクタを充電する第３回路を形成し、
第１スイッチング素子が遮断状態である場合、第１インダクタ、第２コンデンサ、第１出力整流回路および第１コンデンサは、第１インダクタ上の電圧と第２コンデンサ上の電圧とが重なりなった後に、第１出力整流回路を介して第１コンデンサを充電する第４回路を形成し、
第１コンデンサは、エネルギーを負荷に提供し、
Ｂｏｏｓｔフィードバック駆動制御回路は、特定の周波数およびデューティ比のチョッパに基づいて第１スイッチング素子の導通および遮断を駆動する。
【０００８】
本発明の動作原理は、以下の通りである。
第１回路は、電源起動時にのみ動作し、第１コンデンサに対してエネルギーを蓄積する。ＥＭＣ抗干渉実験において、雷サージ、パルスノイズを吸収することができる。Ｂｏｏｓｔ変換回路が正常に動作するときに、第１コンデンサの電圧は入力交流の電圧ピーク値よりも高いため、第１入力整流回路には電流が流れなくなる。
【０００９】
Ｂｏｏｓｔ変換回路では、第２コンデンサのキャパシタンスが比較的小さいため、第２コンデンサにより反映されるのは交流入力のリアルタイム電圧である。
【００１０】
昇圧過程は、第１スイッチング素子、第２コンデンサ、第１インダクタ、第１コンデンサおよび第１出力整流回路により完成する。
【００１１】
第１スイッチング素子が導通状態である場合、第１インダクタは、第２コンデンサにＡＣ入力整流された電圧により励起されてエネルギーを蓄積する。
【００１２】
第１スイッチング素子が遮断状態である場合、第１インダクタＬ１上の誘導電圧と第２コンデンサにＡＣ入力整流された電圧とが重なり合い、第１コンデンサを充電する。これにより、第１コンデンサ上の電圧はＡＣ入力電圧よりも大きく、Ｂｏｏｓｔ昇圧変換が形成される。
【００１３】
第１スイッチング素子のデューティ比は、Ｂｏｏｓｔフィードバック駆動制御回路により制御され、第１コンデンサ上の安定した電圧または電力出力を達成する。
【発明の効果】
【００１４】
本発明は、以下の有益な効果を有する。
本発明のスイッチング電源回路は、効率が高く、コストが低く、ノイズが低く、ＥＭＣ性能が良好で、昇圧後の出力への変換、およびアクティブ力率補正の機能を実現することができる。
【００１５】
本発明の第１出力整流回路は、入力が第１コンデンサを充電する回路に位置しないため、入力サージの電流衝撃冲がなく、従来のＢｏｏｓｔにおいてＩ２ｔが弱いＳｉＣダイオードを使用することで抗起動サージおよび雷サージ能力が悪いとの欠陥がない。第１インダクタも入力が第１コンデンサを充電する回路に位置しないため、従来のＢｏｏｓｔ回路に整流素子をバイパスするにより入力サージ電流による第１インダクタの飽和を防止する必要がない。
【００１６】
電源が正常に動作するときに、第１回路が遮断状態であり、入力線と第１コンデンサ負端との接続が遮断されるため、Ｂｏｏｓｔ回路の後ろに使用されるＤＣ−ＤＣ電源回路のＥＭＩコモンモードノイズは入力送電網に対して高インピーダンスを示し、ＤＣ−ＤＣ回路のコモンモードＥＭＩノイズは、第１回路と第２回路の共有経路によりのみ入力線に伝送され得る。さらに、第１回路が遮断状態にあるため、Ｂｏｏｓｔ回路の後に使用されるＤＣ−ＤＣのＥＭＩディファレンシャルモードノイズは、１極（第１コンデンサの電圧正端）のみが第１入力整流回路を介して入力線に接続されるため、回路を形成できない。したがって、実際には、ディファレンシャルモードノイズも入力送電網に対して高インピーダンスを示す。本発明のスイッチング電源回路を採用することにより、ＥＭＩのノイズを大幅に低減させ、材料および時間のコストを削減させる。本発明のソフトスイッチング技術により設計されるＢｏｏｓｔ変換回路は、ＥＭＩの高周波放射ノイズを低減させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】ＩＥＣ６１０００−３−２の交流入力高調波の要求を示す。
【図２】従来のＢｏｏｓｔ回路を含むスイッチング電源回路である。
【図３】実施例１に記載のスイッチング電源回路の構造模式図である。
【図４Ａ】実施例１に記載の第１回路、第２回路の模式図である。
【図４Ｂ】実施例１に記載の第３回路の模式図である。
【図４Ｃ】実施例１に記載の第４回路の模式図である。
【図５】実施例２に記載のスイッチング電源回路の回路模式図である。
【図６】実施例３に記載のスイッチング電源回路の回路模式図である。
【図７Ａ】実施例３に記載のスイッチング電源回路が動作状態１にある電流回路図である。
【図７Ｂ】実施例３に記載のスイッチング電源回路が動作状態２にある電流回路図である。
【図７Ｃ】実施例３に記載のスイッチング電源回路が動作状態３−１にある電流回路図である。
【図７Ｄ】実施例３に記載のスイッチング電源回路が動作状態３−２にある電流回路図である。
【図７Ｅ】実施例３に記載のスイッチング電源回路が動作状態４にある電流回路図である。
【図８Ａ】実施例３に記載のスイッチング電源回路の動作波形図１である。
【図８Ｂ】実施例３に記載のスイッチング電源回路の動作波形図２である。
【図８Ｃ】実施例３に記載のスイッチング電源回路の動作波形図３である。
【図９】実施例４に記載のスイッチング電源回路の回路模式図である。
【図１０】実施例に記載のスイッチング電源回路の制御波形図である。
【図１１】実施例５に記載のスイッチング電源回路の図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下、図面及び実施例により本発明をさらに詳しく説明する。
【００１９】
［実施例１］
本実施例に示されるスイッチング電源回路は、図３に示すように、整流素子Ｄ１から構成される第１入力整流回路、第１コンデンサＣ１、Ｂｏｏｓｔフィードバック駆動制御回路、および１つ以上のＢｏｏｓｔ変換回路を含む。
Ｂｏｏｓｔ変換回路は、整流素子Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３から構成される第２入力整流回路、第２コンデンサＣ２およびＢｏｏｓｔ回路を含み、Ｂｏｏｓｔ回路は、第１インダクタＬ１、第１スイッチング素子Ｑ１および第１出力整流回路を含む。
第１入力整流回路は、入力電圧を整流した後、第１コンデンサＣ１と共に第１コンデンサＣ１を充電する第１回路を形成し、整流素子Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３から構成される第２入力整流回路は、第２コンデンサＣ２を充電する第２回路を形成し、第１コンデンサおよび第２コンデンサの一端は、第１入力整流回路の整流出力の同端に接続される。図４Ａには、正端で接続される例が示される。
第１スイッチング素子が導通状態である場合、第１インダクタ、第２コンデンサ、第１スイッチング素子は、第２コンデンサが第１インダクタを充電する第３回路を形成する（図４Ｂ）。第１スイッチング素子が遮断状態である場合、第１インダクタ、第２コンデンサ、第１出力整流回路および第１コンデンサは、第１インダクタ上の電圧と第２コンデンサ上の電圧とが重なり合った後に第１出力整流回路により第１コンデンサを充電する第４回路を形成する（図４Ｃ）。
第１コンデンサは、エネルギーを負荷に提供する。
Ｂｏｏｓｔフィードバック駆動制御回路は、特定の周波数およびデューティ比のチョッパに基づいて第１スイッチング素子の導通および遮断を駆動する。
【００２０】
説明の便宜上、本実施例において、第１入力整流回路、第２入力整流回路、第１出力整流回路として、最も一般的なブリッジ整流器およびダイオードから構成されるものを使用する。ブリッジ整流器およびダイオードと同等の効果を奏することができる電子素子を用いてブリッジ整流器およびダイオードを代替することができる。
【００２１】
上記スイッチング電源回路によって、スイッチング電源回路は、２部分の内容を含む。
【００２２】
（第１部分：二重整流部分）
図４Ａにおける（１）部分に示されるように、Ｄ１から構成される第１入力整流回路は、単相ＡＣ入力電圧に対して全波整流を行い、そのエネルギーは、第１コンデンサＣ１に蓄積される。Ｂｏｏｓｔ回路が動作した後、Ｂｏｏｓｔ回路が出力するエネルギーは第１コンデンサＣ１上の電圧をＡＣ入力電圧よりも高くすることにより、ＡＣ入力電圧は第１コンデンサＣ１を充電しなくなる。Ｂｏｏｓｔ回路のエネルギー出力が第１コンデンサＣ１上の電圧をＡＣ入力電圧よりも高くするのに十分でない場合、ＡＣ入力は引き続き第１コンデンサＣ１を充電することができる。図４Ａにおける（２）部分に示されるように、整流ブリッジＤ１、ダイオードＤ２、ダイオードＤ３は、第２入力整流回路を構成し、第２コンデンサＣ２を全波整流し、第２コンデンサＣ２を充電する。第２コンデンサＣ２の容量が小さいので、第２コンデンサＣ２上の電圧は、基本的にＡＣ入力電圧の全波整流された後の波形に近い。有源ＰＦＣ  Ｂｏｏｓｔ回路において、第２コンデンサＣ２の主な作用は高周波数のスイッチングノイズを除去し、ＥＭＩ干渉を低減させることである。
【００２３】
（第２部分：Ｂｏｏｓｔ変換回路部分）
第２コンデンサＣ２、第１スイッチング素子Ｑ１、第１インダクタＬ１、第１出力整流回路および第１コンデンサＣ１は、Ｂｏｏｓｔ変換回路を構成する。
【００２４】
本実施例において、第１インダクタＬ１は、不連続電流モード（ｄｉｓｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ  ｃｕｒｒｅｎｔ  ｍｏｄｅ：ＤＣＭ）又は連続電流モード（ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ  ｃｕｒｒｅｎｔ  ｍｏｄｅ：ＣＣＭ）下で動作し、第１スイッチング素子Ｑ１は、ハードスイッチングモード下で操作する。
【００２５】
＜動作原理＞
１）動作状態１：第１スイッチング素子Ｑ１が導通状態である（図４Ｂ）。
【００２６】
第１コンデンサＣ１上の電圧は、エネルギー蓄積電圧であり、負荷に供給される出力電圧でもある。第２コンデンサＣ２により反映されるのは、整流された後のＡＣの瞬時電圧である。
【００２７】
ＡＣ入力電圧の変化を反映する第２コンデンサＣ２上のエネルギーが第１スイッチング素子Ｑ１を経て第１インダクタＬ１に流れるときに（回路および方向は、点線の矢印に示される）、Ｂｏｏｓｔ型昇圧変換されたエネルギーは第１インダクタＬ１に蓄積される。
【００２８】
動作状態２：第１スイッチング素子Ｑ１が遮断状態である（図４Ｃ）。
第１スイッチング素子Ｑ１が遮断され、第１インダクタＬ１に蓄積されるエネルギーは、第１スイッチング素子Ｑ１が遮断された瞬間、誘導電圧が発生し、第２コンデンサＣ２上の電圧と重なり合った後、第１出力整流回路（ダイオードＤ４）により第１コンデンサＣ１を充電し、Ｂｏｏｓｔ回路の昇圧変換（点線）を完成させる。
【００２９】
第１インダクタＬ１のエネルギーが次の循環に入って動作状態１に戻ったときに、第１インダクタＬ１のエネルギーが完全に放出されていない場合、連続モードである。インダクタＬ１のエネルギーが次に循環に入って動作状態１に戻る前に、ＢｏｏｓｔインダクタＬ１のエネルギーが完全に放出された場合、不連続モードである。
【００３０】
このようにして、動作状態１から動作状態２を繰り返して循環する。
【００３１】
Ｂｏｏｓｔ回路は、第１インダクタＬ１、第２コンデンサＣ２によりそれぞれ第１スイッチング素子Ｑ１の導通および遮断時間帯において、ＡＣの電圧および位相変化に基づいてＡＣ入力からエネルギーを取得し、ＡＣ入力電流をＡＣ入力電圧に同期にさせることにより、力率補正の機能が実現される。
【００３２】
Ｂｏｏｓｔフィードバック駆動制御回路は、ハードウェアにより実現され得る。サンプリング回路、演算増幅器からなる自動制御回路、コンパレータおよび三角波発生器から構成され、ＰＷＭチョッパ駆動出力を得る。Ｂｏｏｓｔフィードバック駆動制御回路は、ＭＣＵ、ＤＳＰなどを用いてソフトウェアにより自動制御ＰＷＭを行うこともできる。ＰＷＭのデューティ比は、出力電力を制御する要素である。出力電力とは、出力される電圧、電流およびそれらの積、すなわち、提供される電源電力のワット数である。実際の使用では、定電流出力、定電圧出力、定電力出力に分けられ、注目される電流、電圧および電力を制御する。
【００３３】
［実施例２］
本実施例と実施例１は、以下のところで相違する。第１回路に入力サージ電流を防止する入力サージ制限回路Ｒｔｈ１を直列接続することにより、電源起動時に入力される瞬時サージ電流を抑制する（図５）。入力サージ制限回路Ｒｔｈ１は、第２回路、第３回路、第４回路に位置いないため、電源の起動時、電流が流れる時に使用され、起動後の正常動作の時に、ゼロ損失である。また、入力サージ制限回路Ｒｔｈ１は、サージを抑制できる一般的な抵抗器のみを使用してもよく、コストが低い。抵抗値が大きな抵抗器を使用することにより、損失を増大させずに起動サージ電流を減少させることができ、起動サージ電流と効率、および電源起動能力の設計妥協がなく、電源の特性が向上する。抵抗と容量性、誘導性インピーダンスとの併用により、ＥＭＣ雷サージ、ノイズに対する吸収能力を向上させることができる。この二重整流入力構造は、従来のＢｏｏｓｔ型ＡＣ−ＤＣにおける高損失のサーミスターまたは高価の継電器回路に比べ、効率を向上させ、温度を低減させ、コストを削減させる。
本実施例の動作原理は、実施例１と同じである。
【００３４】
［実施例３］
本実施例は、実施例１、２に記載の第１出力整流回路を同等置換したものである。本実施例において、第１出力整流回路は、第４スイッチング素子Ｑ４を使用し、Ｂｏｏｓｔフィードバック駆動制御回路により第１スイッチング素子Ｑ１と第４スイッチング素子Ｑ４の動作状態を制御する。第１スイッチング素子Ｑ１および第４スイッチング素子Ｑ４は、ソフトスイッチングモード下で動作するように設計されてもよい（図６）。
【００３５】
本実施例において、第１インダクタＬ１は、連続電流モード（ＣＣＭ）下で動作することができ、第１スイッチング素子Ｑ１は、ハードスイッチングモード下で動作し、ハードスイッチングモードの動作原理は実施例１と同じである。
【００３６】
第１インダクタＬ１は、不連続電流モード（ＤＣＭ）下で動作することもできる。第１インダクタＬ１上の電流がゼロに復帰し、第４スイッチング素子Ｑ４が遮断された後、第１コンデンサＣ１の電圧により第２コンデンサＣ２および第１インダクタＬ１を充電する共振電流は、共振電流を第１スイッチング素子Ｑ１のボディダイオードに流させ、第１スイッチング素子Ｑ１の寄生容量に放電することにより、後の第１スイッチング素子Ｑ１を導通させ、ゼロ電圧ソフトスイッチングモードを形成する。
【００３７】
ソフトスイッチングモードの動作原理（図７Ａ、図７Ｂ、図７Ｃ、図７Ｄ、図７Ｅ）
１）動作状態１：第１スイッチング素子Ｑ１が導通され、第４スイッチング素子Ｑ４が遮断される（図７Ａ）。
【００３８】
第１コンデンサＣ１上の電圧は、エネルギーを蓄積する電圧であり、Ｂｏｏｓｔ回路の出力電圧でもある。第２コンデンサＣ２により反映されるのは、整流された後のＡＣの瞬時電圧である。
【００３９】
ＡＣ入力電圧の変化を反映する第２コンデンサＣ２上のエネルギーが第１スイッチング素子Ｑ１を経て第１インダクタＬ１に流れるときに（回路および方向は、点線の矢印に示される）、Ｂｏｏｓｔ型昇圧変換のエネルギーは第１インダクタＬ１に蓄積される。
【００４０】
２）動作状態２：スイッチング素子Ｑ１が遮断状態であり、スイッチング素子Ｑ４が遮断状態に維持される（図７Ｂ）。
【００４１】
第１スイッチング素子Ｑ１が遮断され、第１インダクタＬ１に蓄積されるエネルギーは、第１スイッチング素子Ｑ１が遮断された瞬間、誘導電圧が発生し、第２コンデンサＣ２上の電圧と重なり合った後、第４スイッチング素子Ｑ４のボディダイオードにより第１コンデンサを充電し、Ｂｏｏｓｔ回路の昇圧変換（点線）を完成させる。このＢｏｏｓｔ回路上の電流は、第４スイッチング素子Ｑ４の寄生容量に放電し、次の状態でのスイッチング素子Ｑ４のゼロ電圧での導通のために準備する。
【００４２】
３）動作状態３−１：第１スイッチング素子Ｑ１が遮断状態に維持され、第４スイッチング素子Ｑ４が導通状態である（図７Ｃ）。
第１インダクタＬ１は引き続きエネルギーを放出し、第２コンデンサＣ２上の電圧と重なり合った後、導通状態である第４スイッチング素子Ｑ４により第１コンデンサＣ１を引き続き充電する。第４スイッチング素子Ｑ４は、ほぼゼロ電圧で導通されるため、スイッチング損失および導通損失が減少される。
【００４３】
４）動作状態３−２：第１スイッチング素子Ｑ１が遮断状態に維持され、第４スイッチング素子Ｑ４が導通状態に維持される（図７Ｄ）。
【００４４】
第１インダクタＬ１のエネルギーが完全に放出され、Ｂｏｏｓｔ回路の電流がゼロに復帰した後、第１コンデンサＣ１上の電圧は、導通状態である第４スイッチング素子Ｑ４により第１インダクタＬ１、第２コンデンサＣ２の共振回路を充電する。
【００４５】
５）動作状態４：第１スイッチング素子Ｑ１が遮断状態に維持され、第４スイッチング素子Ｑ４が遮断状態に維持される（図７Ｅ）。
【００４６】
第４スイッチング素子Ｑ４の遮断により、共振電流が第１スイッチング素子Ｑ１のボディダイオードを流れ、第１スイッチング素子Ｑ１の寄生容量に放電し、ゼロ電圧を形成し、後のスイッチング素子Ｑ１のほぼゼロ電圧での導通のために準備する。
【００４７】
ＢｏｏｓｔインダクタがＤＣＭモードで動作するように設計され、Ｂｏｏｓｔフィードバック駆動制御回路は、第１インダクタＬ１の電流に対してゼロ復帰検出を行い、第４スイッチング素子の遮断時間を制御することにより、第１インダクタの電流がゼロに復帰した後の共振電流の大きさを調節し、第１スイッチング素子Ｑ１の寄生容量に対する放電速度を制御し、第１スイッチング素子および第４スイッチング素子がいずれも遮断状態であるときのデッドタイム内において、第１スイッチング素子の寄生容量に対して有効放電を行い、第１スイッチング素子を後でほぼゼロ電圧で導通する。
【００４８】
以上の動作状態１から動作状態４を繰り返して循環させ、共振型Ｂｏｏｓｔ変換を形成する。
【００４９】
図８Ａは、本実施例の動作波形図１である。第１スイッチング素子Ｑ１および第４スイッチング素子Ｑ４の寄生容量は、上記のように、それぞれ共振電流およびＢｏｏｓｔ電流により放電され、ソフトスイッチングＺＶＳモード下で動作する。
【００５０】
低入力電圧の瞬間的な区間において最大デューティ比で動作することにより、ＢｏｏｓｔインダクタＬ１とＢｏｏｓｔコンデンサＣ２の共振電流が逆方向で寄生容量を再充電することを防止することができる。図８Ｂは、本実施例における強制最大デューティ比の動作条件下での動作波形図である。
【００５１】
なお、Ｌ１の磁気リセットの関係は、Ｖｉｎ＊Ｄｕｔｙ＝（Ｖｄｃ−Ｖｉｎ）＊（１−Ｄｕｔｙ）である。これに基づいて、Ｄｕｔｙ（ｍａｘ）＝（Ｖｄｃ−Ｖｉｎ）／Ｖｄｃを得ることができる。
Ｖｉｎが正弦波のピークの近傍に位置する場合、ＶｉｎはＶｄｃに近い。そうすると、電圧時間の平衡を達成し、磁気リセットを実現するために、最大デューティ比Ｄｕｔｙ（ｍａｘ）は非常に小さくされる必要がある。動作ＤｕｔｙがＤｕｔｙ（ｍａｘ）を超えると、ＢｏｏｓｔインダクタＬ１は飽和し、Ｑ１の損傷を引き起こす。
【００５２】
以下の方法でＢｏｏｓｔインダクタ磁気リセットの問題を解決することができる。
Ｂｏｏｓｔフィードバック駆動制御回路によりＢｏｏｓｔ回路のパラメータ状態、例えば、入力瞬時電圧およびＢｏｏｓｔ出力電圧を監視し、論理演算または数学演算により、Ｂｏｏｓｔインダクタが磁気リセットできないことで飽和することを防止する最大デューティ比Ｄｕｔｙ（ｍａｘ）を算出し、ＰＷＭのデューティ比を制限する。実際動作のデューティ比は、設定定デューティ比と最大デューティ比Ｄｕｔｙ（ｍａｘ）のうちの最小値である。
【００５３】
図８Ｃは、本実施例における入力交流ピーク値の区間において最大デューティ比が制限されている状態での動作波形図である。
【００５４】
本実施例において、低インピーダンスのスイッチング素子を第１出力整流回路として使用することにより、導通損失を低減させるとともに、Ｂｏｏｓｔ回路の不連続Ｂｏｏｓｔ電流の共振によりＢｏｏｓｔスイッチング素子のＺＶＳを実現し、Ｂｏｏｓｔ回路をソフトスイッチングモード下で動作させ、損失を低減させることができる。これによって、電源の効率がさらに向上し、高周波ノイズ放射が減少される。入力整流素子の代わりにスイッチング素子を用いる場合は、ブリッジレスＰＦＣの効果が実現され、上記効果と組み合わせることにより、この二重整流ＢｏｏｓｔＰＦＣ回路全体の効率はブリッジレスＰＦＣよりも優れている。
【００５５】
実施例１および実施例３における第１出力整流回路に対する説明に基づいて当業者が想到できる第１出力整流回路の代替案は、全て本発明の保護範囲に含まれるべきである。
【００５６】
［実施例４］
本実施例は、実施例１、実施例２、実施例３における第２入力整流回路を変更したものである。本実施例において、第２入力整流回路におけるダイオードＤ２、Ｄ３は、第２スイッチング素子Ｑ２および第３スイッチング素子Ｑ３を使用する。第２スイッチング素子Ｑ２および第３スイッチング素子Ｑ３は、低インピーダンススイッチング素子、例えば、電界効果トランジスタなどのである（図９）。これによって、高効率と省エネの目的が達成される。
【００５７】
Ｂｏｏｓｔ動作原理は、実施例１と同じである。
【００５８】
整流部分の第１コンデンサＣ１に対する充電方式は、実施例１と同じである。
【００５９】
第２コンデンサＣ２に対する整流充電において、ＡＣ位相監視整流制御回路により入力ＡＣ電圧および位相を監視し、第１スイッチング素子Ｑ２、第３スイッチング素子Ｑ３の同期導通および遮断を制御し、全波整流の第２コンデンサＣ２に対する充電を実現する。由于在ＡＣ正方向半波過程において、第２スイッチング素子Ｑ２または第３スイッチング素子Ｑ３が継続的に導通されるように設計できるため、スイッチング損失がなく、その効率はブリッジレス（Ｂｒｉｄｇｅｌｅｓｓ）ＰＦＣ回路よりも優れている。第２スイッチング素子Ｑ２、第３スイッチング素子Ｑ３の駆動デッドタイムを制御することにより、耐サージ機能を向上させることができる。図１０は、入力位相監視整流制御回路により制御された後の波形の例の図である。
【００６０】
［実施例５］
本実施例のスイッチング電源回路は、以下の点で実施例１のスイッチング電源装置と相違する。
２つのＢｏｏｓｔ回路を有し、かつ２つのＢｏｏｓｔ回路が共同で動作する（図１１）。
第１スイッチング素子Ｑ１、第１出力整流回路（整流素子Ｄ４）、第２コンデンサＣ２、第１コンデンサＬ１は、１つのＢｏｏｓｔ回路を構成する。
【００６１】
第５スイッチング素子Ｑ５、第５出力整流回路（整流素子Ｄ５）、第３コンデンサＣ３、第２コンデンサＬ２は、もう１つのＢｏｏｓｔ回路を構成する。
【００６２】
２つのＢｏｏｓｔ回路は、Ｂｏｏｓｔフィードバック駆動制御回路により制御され、同期に動作するかまたは交互に動作する。
【００６３】
それぞれのＢｏｏｓｔ回路の動作原理は、実施例１と同じであり、いずれも第３回路および第４回路を有する。
【００６４】
複数のＢｏｏｓｔ回路が同期に動作することにより、出力電力が増大され、放熱が均等となる。
【００６５】
複数のＢｏｏｓｔ回路の交互または位相シフト動作により、出力電力が増大されるとともに、高周波リップルが減少される。
【００６６】
また、二重整流部分は、以下の点で実施例１と相違する。整流ブリッジＤ１が第２整流回路を構成する代わりに、Ｃ２を整流充電し、Ｄ１、Ｄ３およびＤ４が第１整流回路を構成してＣ１を整流充電する。エネルギー蓄積コンデンサＣ１に対する整流充電は、起動時にのみ動作するため、温度、損失、連続定格電流により制限されず、低コスト、低電流、小寸法の整流素子を使用することができる。２つの整流回路の素子を合理的に選択することにより、コストを削減し、構造および素子の放熱を改善することができる。
【００６７】
以上、図面および実施形態により本発明を説明した。しかし、本発明は上記実施形態に限定されない。当業者は、本発明の実質的な思想および範囲内において、必要に応じて、様々な組み合わせおよび変形を行うことができる。これらの変形または応用も本発明の技術的範囲に含まれる。例えば、本発明に記載の第１コンデンサＣ１、第２コンデンサＣ２、第１インダクタＬ１は、１つであってもよいが、複数直列した組み合わせでもよく、回路は、単一の素子からなってもよいが、複数のからなってもよい。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
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【図４Ｃ】
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【図５】
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【図６】
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【図７Ａ】
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【図７Ｂ】
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【図７Ｃ】
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【図７Ｄ】
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【図７Ｅ】
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【図８Ａ】
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【図８Ｂ】
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【図８Ｃ】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【国際調査報告】
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