(57)【要約】  渦電流変位センサが、センサコイルから受信したアナログ信号をデジタル化し解釈するための装置又はモジュールを含む。正弦波又は方形波信号のような周期的なアナログ信号が、適切な周波数でコイルに送られる。次いで、コイルからの出力は、入力信号の周波数よりも高いサンプリングレート（周波数）で、１つ以上のアナログデジタル変換器を使用してデジタル化される。次に、デジタル化された出力信号を処理して、センサコイルに対する物体の変位を決定する。例えば、デジタル信号の大きさ及び／又は位相を用いて、位置を推定することができる。このような信号がDC信号に変換された後だけではなく、アナログ出力信号を直接デジタル化することにより、処理の改善が可能になり、また、信号が位置推定のために使用される方法の柔軟性が可能になる。
2021505919.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
誘導性センサであって：
一対のセンサヘッド；
周期的電流を駆動周波数で前記センサヘッドに印加する１つ以上の電流ドライブ；
前記センサヘッドからアナログ出力信号を受信し、該アナログ出力信号をデジタル信号に変換する１つ以上のアナログデジタル変換器；及び
前記1つ以上のアナログデジタル変換器から前記デジタル信号を受信し、前記デジタル信号の位相及び／又は振幅を決定するデジタル復調器であり、該デジタル信号の位相及び／又は振幅が前記センサヘッド間の対象物の変位を決定するために使用される、デジタル復調器；  
を含む誘導性センサ。
【請求項２】
請求項1に記載の誘導性センサであって、一対の共振キャパシタをさらに含み、前記共振キャパシタは前記センサヘッドのそれぞれに並列である、誘導性センサ。
【請求項３】
請求項1又は２に記載の誘導性センサであって、プロセッサ又はファームウェア内に位置推定器をさらに含み、前記デジタル信号の位相及び／又は振幅を入力として使用し、前記センサヘッド間の前記対象物の変位を決定する、誘導性センサ。
【請求項４】
請求項３に記載の誘導性センサであって、
前記位置推定器は、前記位相及び／又は前記振幅に加えて、外部較正データを入力として使用することもできる、誘導性センサ。
【請求項５】
請求項1乃至４のいずれか一項に記載の誘導性センサであって、
前記1つ以上の電流ドライブは、前記センサヘッドのそれぞれに対応する個別的な電流ドライブを含む、誘導性センサ。
【請求項６】
請求項1乃至５のいずれか一項に記載の誘導性センサであって、
前記1つ以上のアナログデジタル変換器は、前記センサヘッドのそれぞれに対応する個別的なアナログデジタル変換器を含む、誘導性センサ。
【請求項７】
請求項1乃至６のいずれか一項に記載の誘導性センサであって、
前記デジタル復調器は、前記デジタル信号を復調するためにフーリエ変換を使用する、誘導性センサ。
【請求項８】
請求項1乃至６のいずれか一項に記載の誘導性センサであって、
前記デジタル復調器は、前記デジタル信号を復調するためにエイリアシングアルゴリズムを使用する、誘導性センサ。
【請求項９】
請求項1乃至８のいずれか一項に記載の誘導性センサであって、
前記デジタル復調器は、プロセッサ又はフィールドプログラマブルゲートアレイ(FPGA)の一部である、誘導性センサ。
【請求項１０】
請求項1乃至９のいずれか一項に記載の誘導性センサであって、
前記1つ以上の電流ドライブは、デジタル周期的入力信号の周波数の整数倍である変換レートを有する1つ以上のデジタルアナログ変換器からの1つ以上の信号を受信する、誘導性センサ。
【請求項１１】
請求項1０に記載の誘導性センサであって、
一つ以上のアナログデジタル変換器を含み、該アナログデジタル変換器の変換レートは、前記1つ以上のデジタルアナロ変換器の変換レートを、前記整数倍数とは異なる整数で除した変換レートである、誘導性センサ。
【請求項１２】
誘導性センサのセンサヘッドに対する物体の位置を決定する方法であって：
周期的電流を駆動周波数で前記センサヘッドに印加するステップ；
前記センサヘッドからの出力信号をデジタル化し、デジタル化された出力信号を生成するステップ；及び
前記デジタル化された出力信号の位相及び／又は振幅を用いて、センサヘッドに対する物体の位置を決定するステップ；
を含む方法。
【請求項１３】
請求項１２に記載の方法であって、
デジタルアナログ変換器を使用して、デジタル周期入力信号から前記周期的電流を生成するステップをさらに含む、方法。
【請求項１４】
請求項１３に記載の方法であって、
前記デジタルアナログ変換器が、前記デジタル周期入力信号を、前記デジタル周期入力信号の周波数の整数倍である変換レートで変換する、方法。
【請求項１５】
請求項１４に記載の方法であって、
前記デジタル化するステップは、前記デジタルアナログ変換器の変換レートを、前記整数倍数とは異なる整数で除した変換レートを持つアナログデジタル変換器でデジタル化することを含む、方法。
【請求項１６】
請求項１４に記載の方法であって、
前記デジタル化するステップは、前記デジタルアナログ変換器の変換レートより低い変換レートを持つアナログデジタル変換器でデジタル化することを含む、方法。
【請求項１７】
請求項１３乃至１６のいずれか一項に記載の方法であって、
前記デジタル化された出力信号の前記位相及び／又は前記振幅を使用するステップは、較正データを使用することも含む、方法。
【請求項１８】
請求項１３乃至１７のいずれか一項に記載の方法であって、
前記デジタル化された出力信号にフーリエ変換を適用して、前記デジタル化された出力信号の位相及び／又は振幅を決定するステップをさらに含む、方法。
【請求項１９】
請求項１３乃至１７のいずれか一項に記載の方法であって、
前記デジタル化された出力信号上にエイリアシングアルゴリズムを適用して、前記デジタル化された出力信号の位相及び／又は振幅を決定するステップをさらに含む、方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、渦電流変位センサなどの誘導性センサの分野におけるものである。
【背景技術】
【０００２】
渦電流変位センサでは、アナログ駆動回路が用いられて、センサネットワークの一部であるセンサコイル（ヘッド）に振動磁界を提供する。駆動回路は、約500kHzの周波数でセンサコイルを駆動するための振動磁場を提供する。センサネットワークは、ターゲットがセンサヘッドに近接することによるセンサヘッド・インピーダンスの変化を検出する。これらのインピーダンス変化は、ターゲットからセンサヘッドまでの距離に比例する。センサネットワークの出力は正弦波であり、この正弦波は、位置を決定するための振幅及び／又は位相を決定するために復調されなければならない。種々の復調回路が採用されてきた。
【発明の概要】
【課題を解決するための手段】
【０００３】
誘導性センサは、デジタル復調の前に出力信号をデジタル化する。
【０００４】
本発明の一態様によれば、誘導性センサは、一対のセンサヘッド(12,14)；  周期的電流を駆動周波数で前記センサヘッドに印加する１つ以上の電流ドライブ(24,32,36)；  前記センサヘッドからアナログ出力信号を受信し、該アナログ出力信号をデジタル信号に変換する１つ以上のアナログデジタル変換器(50)；及び  前記1つ以上のアナログデジタル変換器から前記デジタル信号を受信し、前記デジタル信号の位相及び／又は振幅を決定するデジタル復調器(56)であり、該デジタル信号の位相及び／又は振幅が前記センサヘッド間の対象物の変位を決定するために使用される、デジタル復調器(56)；を含む。
【０００５】
本概要の何れかの段落の一実施態様によれば、誘導性センサは、一対の共振キャパシタ(42,46)をさらに含み、前記共振キャパシタは前記センサヘッドのそれぞれに並列である。
【０００６】
本概要の何れかの段落の一実施態様によれば、誘導性センサは、プロセッサ又はファームウェア(54)内に位置推定器(58)をさらに含み、前記デジタル信号の位相及び／又は振幅を入力として使用し、前記センサヘッド間の前記対象物の変位を決定する。
【０００７】
本概要の何れかの段落の一実施態様によれば、誘導性センサは、前記位置推定器(260)は、前記位相及び／又は前記振幅に加えて、外部較正データを入力として使用することもできる。
【０００８】
本概要の何れかの段落の一実施態様によれば、誘導性センサは、前記1つ以上の電流ドライブは、前記センサヘッドのそれぞれに対応する個別的な電流ドライブ(438,458)を含む。
【０００９】
本概要の何れかの段落の一実施態様によれば、誘導性センサは、前記1つ以上のアナログデジタル変換器は、前記センサヘッドのそれぞれに対応する個別的なアナログデジタル変換器(442,462)を含む。
【００１０】
本概要の何れかの段落の一実施態様によれば、誘導性センサでは、前記デジタル復調器(56)は、前記デジタル信号を復調するためにフーリエ変換(252)を使用する。
【００１１】
本概要の何れかの段落の一実施態様によれば、誘導性センサでは、前記デジタル復調器(56)は、前記デジタル信号を復調するためにエイリアシングアルゴリズム(360)を使用する。
【００１２】
本概要の何れかの段落の一実施態様によれば、誘導性センサでは、前記デジタル復調器(56)は、プロセッサ又はフィールドプログラマブルゲートアレイ(FPGA)(212)の一部である。
【００１３】
本概要の何れかの段落の一実施態様によれば、誘導性センサでは、前記1つ以上の電流ドライブ(438,458)は、デジタル周期的入力信号(434)の周波数(F)の整数(M)倍である変換レート(M*F)を有する1つ以上のデジタルアナログ変換器(436,456)からの1つ以上の信号を受信する。
【００１４】
本概要の何れかの段落の一実施態様によれば、誘導性センサは、一つ以上のアナログデジタル変換器(244)を含み、該アナログデジタル変換器の変換レートは、前記1つ以上のデジタルアナロ変換器(234)の変換レート(M*F)を、前記整数倍数(M)とは異なる整数(N)で除した変換レート(M*F/N)である。
【００１５】
本発明の他の特徴に従えば、誘導性センサのセンサヘッド(12,14)に対する物体の位置を決定する方法は：  周期的電流を駆動周波数で前記センサヘッドに印加する(24,32,36))ステップ；  前記センサヘッドからの出力信号をデジタル化(50)し、デジタル化された出力信号を生成するステップ；及び  前記デジタル化された出力信号の位相及び／又は振幅を用いて、センサヘッドに対する物体の位置を決定する(58)ステップ；  を含む。
【００１６】
本概要の何れかの段落の一実施態様によれば、当該方法は、デジタルアナログ変換器(234)を使用して、デジタル周期入力信号から前記周期的電流を生成するステップをさらに含む。
【００１７】
本概要の何れかの段落の一実施態様によれば、当該方法では、前記デジタルアナログ変換器(234)が、前記デジタル周期入力信号を、前記デジタル周期入力信号の周波数(F)の整数(M)倍である変換レート(M*F)で変換する。
【００１８】
本概要の何れかの段落の一実施態様によれば、当該方法では、前記デジタル化するステップは、前記デジタルアナログ変換器(234)の変換レート(M*F)を、前記整数倍数(M)とは異なる整数(N)で除した変換レート(M*F/N)を持つアナログデジタル変換器でデジタル化することを含む。
【００１９】
本概要の何れかの段落の一実施態様によれば、当該方法は、前記デジタル化するステップは、前記デジタルアナログ変換器(234)の変換レートより低い変換レートを持つアナログデジタル変換器でデジタル化することを含む。
【００２０】
本概要の何れかの段落の一実施態様によれば、当該方法では、前記デジタル化された出力信号の前記位相及び／又は前記振幅を使用するステップは、較正データを使用することも含む。
【００２１】
本概要の何れかの段落の一実施態様によれば、当該方法は、前記デジタル化された出力信号にフーリエ変換を適用して、前記デジタル化された出力信号の位相及び／又は振幅を決定するステップをさらに含む。
【００２２】
本概要の何れかの段落の一実施態様によれば、当該方法は、前記デジタル化された出力信号上にエイリアシングアルゴリズムを適用して、前記デジタル化された出力信号の位相及び／又は振幅を決定するステップをさらに含む。
【００２３】
前述の及びこれに関連した目的を達成するために、本発明は、以下に詳細に記載されかつ特許請求の範囲に特に示された特徴を含んでいる。以下の記載及び添付の図面は、本発明の例示的な実施形態を詳細に示している。しかしながら、これらの実施形態は、本発明の原理が使用され得る種々の方法のうちのいくつかを示しているにすぎない。本発明の他の目的、利点及び新規な特徴は、図面を参照して、本発明の詳細な記載から明らかになるであろう。
【００２４】
添付の図面は、本発明の種々の態様を示す。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】本発明の第１の実施形態に従ったインピーダンスセンサのブロック図である。
【図２】本発明の第２の実施形態に従ったインピーダンスセンサのブロック図である。
【図３】本発明の第３の実施形態に従ったインピーダンスセンサのブロック図である。
【図４】本発明の第４の実施形態に従ったインピーダンスセンサのブロック図である。
【図５】センサ出力を復調するためのアルゴリズムの例示的使用のための正弦波及びサンプリング点を示すグラフである。
【図６】図５の例に対応するサンプリングした波形を示すグラフである。
【図７】本発明の第5の実施形態に従ったインピーダンスセンサのブロック図である。
【図８】本発明の一実施形態に従った、誘導性センサを用いて物体の位置を決定する方法の上位フローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００２６】
渦電流変位センサは、センサコイルから受信したアナログ信号をデジタル化し解釈するための装置又はモジュールを含む。正弦波又は方形波信号のような周期的なアナログ信号が、適切な周波数でコイルに送られる。次いで、コイルからの出力は、入力信号の周波数よりも大きい（例えば入力周波数の２倍（又はそれ以上）の倍数である）サンプリングレート（周波数）で、１つ以上のアナログデジタル変換器を用いてデジタル化される。次に、デジタル化された出力信号を処理して、例えばデジタル信号の大きさ及び／又は位相を用いて、センサコイルに対する物体の変位を決定して、位置を推定することができる。デジタル化された信号を処理するために使用される復調アルゴリズムは、離散フーリエ変換又はエイリアシングアルゴリズム（aliasing algorithm）を含んでもよい。このような信号がDC信号に変換された後だけではなく、アナログ出力信号を直接にデジタル化することにより、処理の改良が可能になり、また、信号が位置推定のために使用される方法における柔軟性が可能になる。
【００２７】
図１は、誘導性センサ10、より具体的には、物体の位置を検知するための渦電流変位センサの上位図を示す。この場合には、物体は、導電性ターゲット44である。センサ10は、発振器24からのアナログ周期信号を受信する一対の誘導性センサヘッド（センサ）12、14を含む。その信号は、適切な駆動周波数、代表的には100kHz〜2MHzであってもよく、約500kHzであってもよい。
【００２８】
図１においてZsとラベル付けされた要素36、32は、駆動発振器24と、対応するセンサヘッド12、14の端部との間にある。Zs要素32、36は、抵抗器、キャパシタ、インダクタ、又はそれらの任意の組み合わせであってもよい。キャパシタ42、46は、センサヘッド12、14と、センサ12、14からの出力信号を処理するアナログデジタル変換器（ADC）50との間に配置されている。キャパシタ42、46は、センサヘッド10、12と共振し、センサヘッド12、14によって生成される共振電流から電流の一部を分流するように選択される。
【００２９】
ADC 50は、センサヘッド12及び14からのアナログ信号をデジタル信号へと変換する。次いで、このデジタル信号は、デジタルプロセッサ又はデジタル処理モジュール54によって処理される。デジタル処理モジュール54は、デジタル復調器56と、センサ12と14との間の位置にある導電性本体の変位を決定するためのモジュール58とを含む。デジタルプロセッサ54は、デジタル化された出力信号を復調し、センサ12及び14における信号間の差分振幅及び／又は位相差を決定する。次いで、この差分振幅及び／又は位相差をセンサヘッド・インダクタンス12及び14に使用することができる。次に、ヘッド・インダクタンスの知識を用いることができ、インダクタンスのみを使用するか、或いは他のデータ（較正データ又はルックアップテーブルなど）と組み合わせて使用して、ターゲットの位置を推定でき、センサ12及び14によって検出される物体変位の出力を生成する。例えば、現在の実施形態では、ターゲット位置を既知の位置に移動させ、センサによる推定ターゲット位置をこれらの既知の位置と比較することによって、センサを較正する。次いで、推定位置と既知位置との間の差は、ルックアップテーブル又は他の多項式適合（polynomial fit）又は他の手段を介して推定位置誤差を低減するために、装置内で使用し得る。
【００３０】
正弦波信号の振幅又は位相を決定することは、センサの差動変位を推定するのに十分である。振幅又は位相情報が、共振曲線上の位置を決定し、その共振曲線上の位置は、センサの固有の変位に対応する。カルマンフィルタ用いた伝達関数推定、計器変数又は状態変数推定（又は他の技術）などの他の技術によって、より大きなコンピュータ処理を要するが、位置のより正確な推定を提供し得る。このアプローチでは、より単純な方法のように、共鳴曲線が固定されているとは仮定しない。その代わりに、アルゴリズムは、ターゲットの位置だけでなく、成分の温度の関数として変化する共鳴曲線を推定する。このことにより、より単純な方法よりも、より正確な差分変位（differential displacement）の測定が可能になる。
【００３１】
動作にあたり、センサヘッド12及び14上の周期的な交番駆動信号は、振動磁場を生成する。磁場は、センサヘッド12と14との間にある物体44内に渦電流を誘起し、センサヘッド12及び14によって生成される磁場に抵抗する対向する磁場を生成する。センサヘッド12及び14からの出力信号は、入力周期駆動信号であり、場の相互作用によって位相及び／又は振幅が変化される。
【００３２】
図２は、センサヘッド116及び118を有する、変形例渦電流変位センサ110の上位図を示す。センサヘッド116及び118は、それぞれのキャパシタ122及び124を有するものとして図示されている。電流ドライブ130は、駆動周波数で周期的な信号を生成し、信号はセンサヘッド116及び118の両方に送られる。各Zs要素136、132は、センサヘッド116、118と電流ドライブ130との間にある。センサヘッド116及び118は、導電性ターゲット144の位置を検出する。
【００３３】
一対のADC146及び148は、センサヘッド116及び118からのそれぞれの信号をデジタル化する。次いで、デジタル化された信号は、デジタル処理モジュール154によって処理される。デジタル処理モジュール154は、デジタル復調器156及び157、並びにセンサ116と118との間に位置する導電性本体の変位を決定するモジュール158を含む。
【００３４】
図１及び図２に示すセンサ10及び110は、従来のアプローチを超える柔軟性及び効果を提供する。アナログ復調は、信号にノイズ及び非線形性を加えることがあり、センサヘッドからの信号を破壊するリスクを生じさせるという問題がある。デジタル復調を実行する前に信号をデジタル化することは、この問題を回避する。
【００３５】
加えて、復調の上流の出力のデジタル化は、センサの部品数とコストを低減する。渦電流変位センサの半分以上が、復調器の上流をデジタル化することによって省略することができる。
【００３６】
さらに、以下により詳細に説明されるように、信号のデジタル化は、変位がどのように決定されるかに関して、より高い柔軟性を可能にする。振幅及び／又は位相の差は、変位を決定する際に使用され得る。
【００３７】
図３〜図５は、復調方法及び／又は回路のための異なる構成を有するさらなる実施形態を示す。渦電流変位センサ10及び110(それぞれ、図１及び図２)の詳細の一部は、以下の実施形態の少なくとも一部であり、詳細は説明されていない。本明細書に記載される様々な実施形態の特徴の一部又は全部は、適切な場合には、単一の実施形態において異なる組み合わせで組み合わせることができることが理解されるであろう。
【００３８】
図３は、フィールドプログラマブルゲートアレイ（FPGA）又はプロセッサ212を有する渦電流変位センサ210を示している。FPGA又はプロセッサ212は、センサヘッド222及び224に信号を提供する構成要素と、センサヘッド222及び224から受け取った信号を処理する構成要素とを含む。ブロック232に示されるように、例えば、ルックアップテーブルに従って或いは直接計算によって、FPGA
212のデジタルプロセッサによって正弦波（又は他の周期的信号）が生成される。次に、このデジタル正弦波は、デジタルアナログ変換器（DAC）234によってアナログ信号に変換される。DAC 234における変換は、その正弦波の周波数の整数倍である正確な変換レートで達成することができる。DAC変換レートはクロック236によって制御される。例えば、デジタル正弦波が500kHzである場合、変換レートは正確に100倍、すなわち50MHzであり得る。得られたアナログ正弦波は、産業標準のホーランド増幅器（Howland
amplifier）のような精密電流駆動装置238に駆動される。電流ドライブ238からの電流出力は、共振回路240内に注入され、そしてそこから差動ネットワークで構成されたセンサヘッド222及び224内に注入され、センサヘッド222及び224内で変動磁場を励起する。共振回路は、主に、センサヘッドのインダクタンス222／224に基づいて選択されるキャパシタネットワークである。また、いくつかの実施形態では、抵抗素子を含んでもよい。
【００３９】
センサヘッド222、224からのセンサ出力は、共振回路240を通過して戻り、次にアナログデジタル変換器244に注入される。ADC 244は、ナイキスト基準(又はナイキスト周波数)により駆動されるデジタル正弦波の周波数の２倍以上の整数倍で正確にサンプリングされ得る。上述の例を続けると、500kHzのイニシャルを5MHzでサンプリングすることができ、これは、500kHzの信号の正確に10倍であり、DAC
234の変換レートの1／10である。このサンプリングは、FPGA 212のブロック246によって表される。次いで、得られたデジタル化信号は、離散フーリエ変換252を用いてFPGA 212内でデジタル的に復調される。このことは、デジタル化された信号の大きさと位相を生む。駆動信号の整数倍でサンプリングすることによって、対応する離散フーリエ変換252は、理論的に、誤差なしに（電子雑音により制限されて）正弦波振幅及び位相を生む。次いで、その大きさ及び位相は、位置決定アルゴリズム260においてFPGA 212によって使用され、このアルゴリズムは、センサからの較正データと同様に、これらの入力を使用して位置の最良推定値を決定する。得られた位置は、センサ210の出力である。位置推定器アルゴリズム260は、プロセッサの一部であってもよいし、ファームウェア内にあってもよい。
【００４０】
図４は、センサ210（図３）と多くの点で類似するセンサ310を示す。センサヘッド322及び324、DAC 334、共振回路340、及びADC
344のような多くの部品が、センサ210内のそれらの対応部品と類似している。しかしながら、センサ310は、センサー210とは対照的に、意図的に、入力サンプルがサンプリングされるレートの２倍未満の周波数で出力信号をサンプリングする。第１のクロック352はDAC 334によって実行されるサンプリングを指示し、第２のクロック354はADC 344によって実行されるサンプリングを指示する。クロック352及び354は両方ともプロセッサ又はFPGA
358の一部である。
【００４１】
ADC 344からのデジタル化された出力は、FPGA 358によって実行されるエイリアシングアルゴリズム（aliasing
algorithm）360によってエイリアスされる。アルゴリズム360は、FPGA 358により駆動される正弦波の既知の周波数に依存することによって、エイリアスされた信号から下にある正弦波（underlying sine wave）を再構成することができる。
【００４２】
図６及び図７は、下にある正弦波を再構成する際のアルゴリズム360の一実施形態に関するいくつかの詳細を示す。この例では、センサ出力は、500 KHz、1V振幅正弦波であり、520 KHzのレートでサンプリングされる。500 KHzの正弦波とサンプリング点を図6に示す。このサンプリングレートでは、26個のサンプルが50μsecで蓄積される。サンプリングされた波形は、図7に示すように、20 KHzの正弦波にエイリアスされる。
【００４３】
サンプリングされたデータの周波数が既知であるため、数１（式(1)）を用いてデータに適合させる線形最小二乗適合アルゴリズム（linear, least
squares fit algorithm）によって、この50μ秒のサンプル波形の振幅と位相を決定することができる：
【００４４】
【数１】
2021505919.tif 000003
まず、行列Mを計算する：
【００４５】
【数２】
2021505919.tif 000004
次いで、行列Mを用いて擬逆行列（pseudo-inverse matrix）を計算する：
【００４６】
【数３】
2021505919.tif 000005
この26×3行列は事前に計算し、ルックアップテーブルに格納することができる。
次いで、以下のベクトルが計算される：
【００４７】
【数４】
2021505919.tif 000006
ここで、シンボルＹｎはサンプリングされたデータポイントである。これらの係数は、オフセットと正弦関数と余弦関数に関して、データに対する線形最小二乗法（linear least squares fit）を定義する。行列乗算は並列に行うことができる。これは26個の並列乗算になり、それぞれ26回の乗算を行うことになる。正弦波の振幅は、次のようになる。
【００４８】
【数５】
2021505919.tif 000007
フェーズは以下のとおりである。
【００４９】
【数６】
2021505919.tif 000008
図５は、センサヘッド422及び424が個別的に駆動される渦電流変位センサ410を示す。センサヘッド422は、対応するルックアップテーブル又は計算ブロック432、クロック434、DAC 436、電流ドライブ438、共振回路440、ADC 442、及びDAC
436のサンプリング速度を設定するためnのブロック444を有する。センサヘッド424は、同様の対応する構造／特徴、計算ブロック452、クロック454、DAC 456、電流ドライブ458、共振回路460、ADC 462、及びDAC
456のサンプリング速度を設定するためのブロック464を有する。センサ422及び424は、それぞれの高速（離散）フーリエ変換モジュール472及び474を使用して、それらのデジタル化された信号を復調する。フーリエ変換モジュール472及び474の出力は、FPGA又はプロセッサ482の一部であるデジタル差分及び位置推定器480によって使用される。
【００５０】
センサヘッド422及び424のための個別の経路の利点は、ハードウェアにおける差動ネットワークのバランスを取るために、センサエレクトロニクスの構築をユニット間で時間消費性にしかつ可変にする多数の精密コンポーネントの試験を必要とすることである。さらに、この２ヘッド技術は、回路内ではなくファームウェア又はソフトウェア内での差異を実行し、差異がハードウェア内で実行される際には失われてしまう情報を保存する。このことにより、システム全体のパフォーマンスが向上する可能性がある。
【００５１】
図８は、上述の渦電流変位センサのいずれかを使用することを含む、誘導性センサのセンサヘッドに対する物体の位置を決定する方法500のフローチャートを示す。この方法は、ステップ502において、駆動周波数で周期的電流をセンサヘッドに印加するステップを含む。これは、センサ10(図１)のアイテム24、32及び36；センサ110(図２)のアイテム130、132及び136；センサ410(図５)のアイテム432、436、438及び440；センサ210(図３)のアイテム232、234、238
及び240；センサ310(図４)のアイテム232、334及び340に対応する。それに続いて、ステップ504において、誘導性センサは、センサヘッドからの出力信号をデジタル化して、デジタル化された出力信号を生成する。これは、センサ10のアイテム50、センサ110のアイテム146及び148、センサ210のアイテム234、センサ310のアイテム334に対応する。ステップ506では、デジタル化された出力信号の位相及び／又は振幅を使用してセンサヘッドに対する物体の位置を決定することなど、物体の位置を決定するためのデジタル化された出力の使用である。位相及び振幅の両方を、位置を決定するために使用することができる。このことは、センサ10のアイテム56及び58、センサ110のアイテム156、157及び158、センサ210のアイテム252及び260、センサ310のアイテム360に対応する。
【００５２】
本発明を或る好適な実施例及び実施態様に対して図示して説明してきたが、この明細書と添付された図面とを読んで理解すると他の当業者は均等なの変更や修正ができるものと認識することができる。特に、上述のエレメント(コンポーネント、アセンブリ、デバイス、組成物等)によって実行される種々の機能に関して、そのようなエレメントを記述するために使用される用語(「手段」への言及を含む)は、別段の指示がない限り、本発明の本明細書に示された例示的な実施形態においてその機能を実行する開示された構造と構造的に等価ではないとしても、記載されたエレメントの特定の機能(すなわち、機能的に同等である)を実行する任意のエレメントに対応することを意図している。さらに、本発明の特定の特徴は、例示されたいくつかの実施形態のうちの1つ又は複数のみに関して上述したが、このような特徴は、任意の与えられた又は特定の用途に対して所望かつ有利であり得るように、他の実施形態の1つ又は複数の他の特徴と組み合わせることができる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【国際調査報告】
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