(57)【要約】  本発明は、ＤＣ／ＤＣ変換器（１２）の入力電圧周波数を制御するための方法（３０）であって、前記ＤＣ／ＤＣ変換器（１２）の制御周波数値（Ｆ）を計算するステップ（６５）を含み、  −  測定電圧（ＶＤＣＭ）が、前記上限電圧（ＶＤＣＲ＋ｅｐｓ）より大きい場合には、制御周波数（Ｆ）が前記最小制御周波数（ＦＲＭＩＮ）に対応し、  −  測定電圧（ＶＤＣＭ）が、前記下限電圧（ＶＤＣＲ−ｅｐｓ）より小さい場合には、制御周波数が前記最大制御周波数（ＦＲＭＡＸ）に対応し、  −  測定電圧（ＶＤＣＭ）が、前記上限電圧（ＶＤＣＲ＋ｅｐｓ）と前記下限電圧（ＶＤＣＲ−ｅｐｓ）との間にある場合には、制御周波数（Ｆ）が、設定点電圧値（ＶＤＣＲ）と測定電圧（ＶＤＣＭ）との差分、上側誤差値（ｅｐｓ）および下側誤差値（−ｅｐｓ）、ならびに最大制御周波数値（ＦＲＭＡＸ）および最小制御周波数値（ＦＲＭＩＮ）の関数として計算された平均周波数（ＦＭＯＹ）に対応する方法（３０）に関する。【選択図】図６
2021527386.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
５０％のデューティサイクルで動作し、周波数において制御されるＬＬＣ式ＤＣ電流／ＤＣ電流変換器（１２）の入力電圧の周波数を制御する（６０）ための方法であって、
−  最大制御周波数値（ＦＲＭＡＸ）および最小制御周波数値（ＦＲＭＩＮ）を規定する予備ステップ（６１）と、
−  設定点電圧値（ＶＤＣＲ）を規定する予備ステップ（６２）と、
−  上側誤差値（ｅｐｓ）および関連する上限電圧値（ＶＤＣＲ＋ｅｐｓ）と、下側誤差値（−ｅｐｓ）および関連する下限電圧値（ＶＤＣＲ−ｅｐｓ）とを規定する予備ステップ（６３）であって、前記上限電圧値（ＶＤＣＲ＋ｅｐｓ）および下限電圧値（ＶＤＣＲ−ｅｐｓ）が、前記設定点電圧値（ＶＤＣＲ）を中心とする誤差振幅（５１）を規定する、予備ステップ（６３）とを含み、
さらに、
−  入力電圧の測定値（ＶＤＣＭ）を取得するステップ（６４）と、
−  前記ＤＣ電流／ＤＣ電流変換器（１２）の制御周波数（Ｆ）値を計算するステップ（６５）と
を含み、
−  前記測定電圧（ＶＤＣＭ）が、前記上限電圧（ＶＤＣＲ＋ｅｐｓ）より大きい場合には、前記制御周波数（Ｆ）が前記最小制御周波数（ＦＲＭＩＮ）に対応し、
−  前記測定電圧（ＶＤＣＭ）が、前記下限電圧（ＶＤＣＲ−ｅｐｓ）より小さい場合には、前記制御周波数が前記最大制御周波数（ＦＲＭＡＸ）に対応し、
−  前記測定電圧（ＶＤＣＭ）が、前記上限電圧（ＶＤＣＲ＋ｅｐｓ）と前記下限電圧（ＶＤＣＲ−ｅｐｓ）との間にある場合には、前記制御周波数（Ｆ）が、前記設定点電圧値（ＶＤＣＲ）と前記測定電圧（ＶＤＣＭ）との差分、前記上側誤差値（ｅｐｓ）および前記下側誤差値（−ｅｐｓ）、ならびに前記最大制御周波数値（ＦＲＭＡＸ）および前記最小制御周波数値（ＦＲＭＩＮ）に基づき計算された平均周波数（ＦＭＯＹ）に対応する、方法。
【請求項２】
前記測定電圧が、前記上限電圧と前記下限電圧との間にある場合には、前記制御周波数が、以下の式
2021527386.tif 000005
を適用することによって計算され、
ここで誤差の値が、前記設定点電圧値（ＶＤＣＲ）と前記測定電圧（ＶＤＣＭ）との差分（ＶＤＣＲ−ＶＤＣＭ）に相当することを特徴とする、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
制御動作が、開ループコントローラによって少なくとも部分的に制御されることを特徴とする、請求項１または２に記載の方法。
【請求項４】
前記測定電圧が、前記上限電圧と前記下限電圧との間にある場合のみ、前記制御動作が、比例積分コントローラにより周波数において制御されることを特徴とする、請求項３に記載の方法。
【請求項５】
請求項１から４のいずれか一項に記載の方法を実行するための手段を含む、ＤＣ電流／ＤＣ電流変換器の周波数を制御するための装置。
【請求項６】
蓄電器バッテリ（１３）を充電するための充電器（１）であって、
−  力率補正ステージ（１１）と、
−  ＬＬＣ共鳴ＤＣ電流／ＤＣ電流変換器（１２）と、
−  請求項５に記載の、前記ＤＣ電流／ＤＣ電流変換器（１２）の周波数を制御するための装置と
を備える充電器（１）。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、特に電気自動車用またはハイブリッド自動車用の電気バッテリ充電器の分野に関する。
【０００２】
より詳細には、本発明は、電気バッテリ充電器用のＤＣ電流／ＤＣ電流変換器の入力電圧の周波数を制御するための方法に関する。
【背景技術】
【０００３】
電気自動車用の電気バッテリ充電器は、より一般的には充電器と呼ばれ、かなりの充電電力を必要とし、その充電電力は、たとえば三相動作においては最大２２ｋＷ、単相動作においては７ｋＷに及ぶ可能性がある。
【０００４】
これらの充電器は、全般的に、２つの電力変換ステージを含む。すなわち、電力網電圧のＡＣ／ＤＣ変換を実行してＤＣバスに供給する、一般にＰＦＣと短縮される第１の力率補正（ｐｏｗｅｒ  ｆａｃｔｏｒ  ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）ステージと、バッテリを充電するために必要な出力電流を制御し、変圧器を通して充電器をガルバニック絶縁するＤＣ／ＤＣと呼ばれる第２のＤＣ／ＤＣ変換ステージである。
【０００５】
先行技術の図１を参照すると、出力キャパシタの端子において、２つの出力ＤＣ電圧バスが、それぞれＤＣ／ＤＣ変換器に結合されている。
【０００６】
ＤＣ／ＤＣは、特に、図２に示してあるように、充電器をガルバニック絶縁する変圧器２２を備えるＬＬＣであってもよい。
【０００７】
図３は、図２のＤＣ／ＤＣ変換器のアセンブリの簡略図を示しており、キャパシタＣｒと２つのインダクタＬｒおよびＬｍとを備える。入力電圧はＤＣバスに対応し、出力電圧はバッテリの電圧である。次いで、ゲインは、２つの電圧の比に対応する。
【０００８】
ＬＬＣ式ＤＣ／ＤＣの第１のＭＯＳＦＥＴブリッジ１２０は、５０％のデューティサイクルで動作し、周波数において制御される。具体的には、周波数制御は、ＤＣ／ＤＣのゲインを調節し、充電器の入力におけるＤＣバスの電圧を、所与の設定点値に調整することを可能にする。バッテリの電圧および必要な電力に応じて、周波数は、たとえば６０ｋＨｚ〜２００ｋＨｚの間で変動してもよい。
【０００９】
このタイプのＤＣ／ＤＣ変換器を制御するための、先行技術で提案された解決策は、全般的に出力電圧を調節し、一例としてＭＡＴＬＡＢ  ｆｏｒ  Ｅｎｇｉｎｅｅｒｓ−Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ  ｉｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌ，  Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ  Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ，  ＩＴ  ａｎｄ  Ｒｏｂｏｔｉｃｓ、ＩｎＴｅｃｈ、２０１１年におけるＤＲＧＯＮＡ，Ｐｅｔｅｒ、  ＦＲＩＶＡＬＤＳＫＹ，Ｍｉｃｈａｌ、およびＳＩＭＯＮＯＶＡ，ＡｎｎａによるＡ  Ｎｅｗ  Ａｐｐｒｏａｃｈ  ｏｆ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ｓｙｓｔｅｍ  Ｄｅｓｉｇｎ  ｆｏｒ  ＬＬＣ  Ｒｅｓｏｎａｎｔ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒにおいて開示されているものがあり、この文献では、ＤＣ／ＤＣの出力電圧が、チョッピング周波数を使用して制御される。周波数増分に対する出力電圧の応答の動的範囲をシミュレーションするＰＳｐｉｃｅハードウェアモジュールを使用して、デューティサイクルと出力電圧との間の伝達関数が同定法から推論される。次いで、前に推論された伝達関数に基づき、コントローラが設計される。
【００１０】
また、伝達関数は、「小信号」と呼ばれる方法を使用して取得されてもよく、この方法は、ＹＡＮＧ，Ｂｏによる博士論文Ｔｏｐｏｌｏｇｙ  ｉｎｖｅｓｔｉｇａｔｉｏｎ  ｏｆ  ｆｒｏｎｔ  ｅｎｄ  ＤＣ／ＤＣ  ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ  ｆｏｒ  ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ  ｐｏｗｅｒ  ｓｙｓｔｅｍ、２００３年に述べてあるように、動作点周りの励振、およびＤＣ／ＤＣの応答の測定から、伝達関数を推論するものである。しかし、この伝達関数は、検討中の動作点にしか適用することができず、動作点が変化するたび、使えないものになってしまう。したがって、伝達関数を毎回再計算することが必要である。こうした解決策は、実行するのが相対的に複雑で、計算時間の観点から費用がかかるものでもある。
【００１１】
出力電圧が低い範囲にわたって変動する場合には、ＤＣ電流の制御という観点からの制御動作も知られている。
【００１２】
最後に、ＦＡＮＧ，Ｚｈｉｊｉａｎ、ＷＡＮＧ，Ｊｕｎｈｕａ、ＤＵＡＮ，Ｓｈａｎｘｕらによる  Ｃｏｎｔｒｏｌ  ｏｆ  ａｎ  ＬＬＣ  Ｒｅｓｏｎａｎｔ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ  Ｕｓｉｎｇ  Ｌｏａｄ  Ｆｅｅｄｂａｃｋ  Ｌｉｎｅａｒｉｚａｔｉｏｎ、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｐｏｗｅｒ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ、２０１８年、ｖｏｌ．３３、ｎｏ．１、ｐ．８８７−８９８という出版物も知られており、この出版物では、ＬＬＣ式ＤＣ／ＤＣの出力電圧を制御するためにフィードバック線形化によって制御が構成される。この出版物は、７つの状態の非線形モデルを記載しており、その後これが２つの状態に縮約され、ＰＩループによる制御を提案している。しかし、こうした解決策は、複雑で費用のかかるハードウェアとソフトウェアの適合を必要とする。
【００１３】
バッテリにより出力電圧が課されることが実際には行われる。さらに、特に電気自動車用途において、この出力電圧が、幅広い値の範囲、たとえば２５０Ｖ〜４３０Ｖで変動することが実際には生じる。
【００１４】
したがって、入力においてＤＣ電圧を制御することが望ましい。なぜなら、これにより、ＰＦＣの出力のキャパシタの端子にＤＣ電圧を課すことが可能になるからである。
【００１５】
しかし、ＬＬＣ式ＤＣ／ＤＣ変換器の入力においてＤＣ電圧を制御することは、先行技術がいかなる満足な解決策も提供していない主題である。
【００１６】
したがって、ＬＬＣ式ＤＣ／ＤＣの入力において、ＤＣ電圧を迅速かつ確実に制御するための解決策が必要とされている。
【発明の概要】
【００１７】
ＤＣ電流／ＤＣ電流変換器の入力電圧の周波数を制御するための方法であって、
−  最大制御周波数値および最小制御周波数値を規定する予備ステップと、
−  設定点電圧値を規定する予備ステップと、
−  上側誤差値および関連する上限電圧値と、下側誤差値および関連する下限電圧値とを規定する予備ステップであって、前記上限電圧値および下限電圧値が、前記設定点電圧値を中心とする誤差振幅を規定する、予備ステップとを含み、
さらに、
−  入力電圧の測定値を取得するステップと、
−  前記ＤＣ電流／ＤＣ電流変換器の制御周波数値を計算するステップと
を含み、
−  測定電圧が、前記上限電圧より大きい場合には、制御周波数が前記最小制御周波数に対応し、
−  測定電圧が、前記下限電圧より小さい場合には、制御周波数が前記最大制御周波数に対応し、
−  測定電圧が、前記上限電圧と前記下限電圧との間にある場合には、制御周波数が、設定点電圧値と測定電圧との差分、上側および下側の誤差値、ならびに最大および最小の制御周波数値に基づき計算された平均周波数に対応する方法が提案される。
【００１８】
したがって、ＤＣ電流／ＤＣ電流変換器の入力電圧を制御するための、迅速で頑健な方法を実現することが可能になる。
【００１９】
有利には、限定することなく、測定電圧が前記上限電圧と前記下限電圧との間にある場合には、前記制御周波数が、以下の式
2021527386.tif 000003
を適用することによって計算され、ここで値誤差は、設定点電圧値と測定電圧との差分ＶＤＣＲ−ＶＤＣＭに相当する。したがって、測定電圧が設定点電圧に近いとき、設定点値へ向かう正確な収束を確実にし、静誤差を打ち消すことが可能になる。
【００２０】
有利には、限定することなく、制御動作が、開ループコントローラによって少なくとも部分的に制御される。こうして、制御周波数の計算を精緻化することができる。
【００２１】
測定電圧が、前記上限電圧と前記下限電圧との間にあるときのみ、制御動作は、比例積分コントローラにより周波数において特に制御される。したがって、測定電圧が設定点電圧に近いとき、制御周波数の計算を選択的に精緻化することにより、制御を改善することが可能になる。
【００２２】
また、本発明は、上に記載の方法を実行するための手段を備える、ＤＣ電流／ＤＣ電流変換器の周波数を制御するための装置に関する。
【００２３】
また、本発明は、蓄電器バッテリを充電するための充電器であって、
−  力率補正ステージと、
−  ＬＬＣ共鳴ＤＣ電流／ＤＣ電流変換器と、
−  上に記載の、前記ＤＣ電流／ＤＣ電流変換器の周波数を制御するための装置と
を備える充電器に関する。
【００２４】
本発明の他の特徴および利点は、指標としてであって限定としてではなく提供される本発明の特定の一実施形態の以下の説明を、添付図面を参照しながら読めば明らかになろう。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】先行技術から知られている電気バッテリ充電器の概略図である。
【図２】図１による充電器用のＤＣ電流／ＤＣ電流変換器の詳細図である。
【図３】図２によるＤＣ電流／ＤＣ電流変換器のＬＬＣ回路の簡略図である。
【図４ａ】本発明の一実施形態による方法の概略図である。
【図４ｂ】図４ａの一実施形態による方法の計算ステップの詳細図である。
【図５】限度電圧、設定点電圧、および測定電圧の関数として、横座標に時間および縦座標にボルトをとる、図４ａの実施形態による方法の計算ステップの方法の適用周波数制御を示す概略図である。
【図６】図４ａの一実施形態により実行される方法のフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００２６】
図１〜図６は、同じ実施形態に関係し、同時に解説される。
【００２７】
図１を参照すると、三相電力網１０に接続された電気バッテリ１３の充電器１は、ＰＦＣステージ１１とも呼ばれる力率補正ステージ１１と、それぞれがインバータ２１２を有するＤＣ電流からＤＣ電流への変換器ＤＣ／ＤＣ１２ａおよび１２ｂとを備える。
【００２８】
三相電力網１０には、入力フィルタ１４が装着され、フィルタ処理済みの入力電流をＰＦＣステージ１１に伝送する。
【００２９】
ＰＦＣ１１の出力では、ＰＦＣステージ１１の出力キャパシタの端子に接続された２つのＤＣ電圧バスが、それぞれＤＣ／ＤＣ変換器１２ａ、１２ｂに結合されており、これらが出力において蓄電器バッテリ１３と並列に接続されている。
【００３０】
各ＤＣ／ＤＣ１２ａ、１２ｂ（その単なる一例を図２に示す）は、入力ＭＯＳＦＥＴブリッジ１２０と、ＬＬＣ回路１２１（この簡略図を図３に示す）と、変圧器２２と、出力ダイオードブリッジ１２２とを備える。
【００３１】
充電器１はさらに、本発明による制御方法６０を実行することができるＤＣ電流／ＤＣ電流変換器１２を制御するための手段１５を備える。
【００３２】
本発明による制御方法６０は、ＤＣ電流／ＤＣ電流変換器１２の入力電圧の周波数を制御することを目的とする。
【００３３】
図４、図５、および図６を参照すると、ＤＣ電流／ＤＣ電流変換器を制御するための方法は、複数の予備ステップ６１、６２、６３を含む。これらの予備ステップ６１〜６３は、互いに独立している。予備ステップ６１〜６３は、方法の動作パラメータを規定することを目的としており、方法が実行される前、たとえばキャリブレーション段階において実行されてもよく、または方法の開始時に動的に実行されてもよい。
【００３４】
これらの予備ステップ６１〜６３は、方法の動作パラメータを動的に修正するために、方法６０の動作中にさらに再現されてもよい。
【００３５】
まず、最大制御周波数値ＦＲＭＡＸおよび最小制御周波数値ＦＲＭＩＮを規定するステップ６１が実行され、たとえばこの場合、最大周波数ＦＲＭＡＸが２００ｋＨｚで、最小周波数ＦＲＭＩＮが６０ｋＨｚに規定される。
【００３６】
次いで、入力電圧をそれに向かって収束させるべき設定点電圧値ＶＤＣＲを規定するステップ６２が実行される。図５の例示的な実施形態では、ＶＤＣＲ＝４５０Ｖである。
【００３７】
次いで、２つの誤差値（上側誤差値ｅｐｓと下側誤差値−ｅｐｓ）によって規定される誤差ゾーン５１が規定され６３、これらの２つの誤差値により、上限電圧値ＶＤＲＣ＋ｅｐｓと下限電圧値ＶＤＣＲ−ｅｐｓを規定することが可能になる。
【００３８】
この例示的な実施形態では、誤差電圧＋ｅｐｓ＝１００Ｖ、および−ｅｐｓ＝−１００Ｖが規定される。
【００３９】
設定点電圧ＶＤＣＲを囲むこれらの上限電圧値ＶＤＲＣ＋ｅｐｓおよび下限電圧値ＶＤＣＲ−ｅｐｓは、こうして設定点電圧ＶＤＣＲを中心とする誤差振幅を規定する。
【００４０】
この実施形態では、上側誤差値ｅｐｓと下側誤差値−ｅｐｓは同じ絶対値を有し、それにより、設定点電圧値ＶＤＣＲを中心とする対称的な誤差ゾーンが規定される。しかし、本発明は、これらの絶対値が同じであることに限定されず、異なる絶対値を有する上側誤差値ｅｐｓおよび下側誤差値−ｅｐｓが提供されてもよい。
【００４１】
次いで、この方法は、入力電圧の測定値ＶＤＣＭを取得するステップ６４を実行する。
【００４２】
次いで、ＤＣ電流／ＤＣ電流変換器の制御周波数値を計算するステップ６５が実行される。
【００４３】
この計算ステップ６５では、測定入力電圧ＶＤＣＭが、上限電圧値ＶＤＣＲ＋ｅｐｓおよび下限電圧値ＶＤＣＲ−ｅｐｓと比較される。
【００４４】
測定電圧ＶＤＣＭが、前記上限電圧ＶＤＣＲ＋ｅｐｓ以上である場合には、前記最小制御周波数ＦＲＭＩＮに等しい制御周波数Ｆが適用される。
【００４５】
測定電圧ＶＤＣＭが、下限電圧ＶＤＣＲ−ｅｐｓ以下である場合には、最大制御周波数ＦＲＭＡＸに等しい制御周波数Ｆが適用される。
【００４６】
最後に、測定電圧ＶＤＣＭが、厳密に前記上限電圧ＶＤＣＲ＋ｅｐｓと前記下限電圧ＶＤＣＲ−ｅｐｓとの間にある場合には、制御周波数Ｆは、測定電圧と設定点電圧との差分、上限誤差および下限誤差の値、ならびに最大制御周波数および最小制御周波数の値に基づき計算された平均周波数ＦＭＯＹに対応する。
【００４７】
この平均周波数ＦＭＯＹは、以下の式
2021527386.tif 000004
を使用して計算され、ここで
−  誤差の値は、設定点電圧値ＶＤＣＲと測定電圧ＶＤＣＭとの差分に相当し、すなわち誤差＝ＶＤＣＲ−ＶＤＣＭである。
【００４８】
言い換えれば、誤差パラメータ−ｅｐｓ、ｅｐｓの対により、設定点ＶＤＣＲに近い誤差ゾーンを規定することが可能になり、この誤差ゾーン内で、正確に設定点値ＶＤＣＲに収束できるようにする周波数ＦＭＯＹを、制御手段が計算する。
【００４９】
具体的には、誤差ＶＤＲＣ−ＶＤＲＭが、閾値−ｅｐｓ、ｅｐｓのうちの１つに到達するとき、制御周波数は、設定点値に正確に到達して静誤差を打ち消すように計算される。
【００５０】
この誤差ゾーンより上または下では、有効な収束を確実にするために、以下の論理により説明されるように、最小周波数ＦＲＭＩＮまたは最大周波数ＦＲＭＡＸがそれぞれ適用される。
【００５１】
図４ａを参照すると、測定電圧ＶＤＣＭが、厳密に前記上限電圧ＶＤＣＲ＋ｅｐｓと前記下限電圧ＶＤＣＲ−ｅｐｓとの間にあるとき、より一般的にはＰＩコントローラと呼ばれる比例積分コントローラ４２が起動される。これにより、適用されるべき周波数Ｆの計算を精緻化し、数ボルトにわたる測定電圧の収束を改善することが可能になる。
【００５２】
したがって第１の制御ステージ４１の出力は、フィードフォワード開ループ制御コマンドと呼ばれるものに到達し、ＰＩコントローラ４２によって得られる結果に加えられる４３。
【図１】
2021527386.tif 000006
【図２】
2021527386.tif 000007
【図３】
2021527386.tif 000008
【図４ａ】
2021527386.tif 000009
【図４ｂ】
2021527386.tif 000010
【図５】
2021527386.tif 000011
【図６】
2021527386.tif 000012
【国際調査報告】
2021527386.tif 000013
2021527386.tif 000014
2021527386.tif 000015
2021527386.tif 000016