(57)【要約】  本発明は、電力ネットワークに接続された充電装置向けに電流設定点値を生成するための方法であって、少なくとも１つの電圧を測定するステップ（６１）と、前記測定電圧（Ｖｍｅｓ）と電力ネットワークの電気脈動（ωＧ）の値とにより、フィルタ処理済み電圧（Ｖｆｔｒ）が計算される、フィルタ処理するステップ（６２）と、前記少なくとも１つの測定電圧と前記少なくとも１つのフィルタ処理済み電圧（Ｖｆｔｒ）とにより、前記測定電圧の周波数（ｆＧ）および振幅（ＶＧ）を推定するステップ（６３）と、測定電圧（Ｖｍｅｓ）とフィルタ処理済み電圧（Ｖｆｔｒ）とにより、統合電圧（Ｖｃｓ）が計算される統合ステップ（６４）と、前記統合電圧（Ｖｃｓ）と推定振幅（ＶＧ）とにより、電流設定点値（ｉｒｅｑ）を生成するステップ（６５）とを含む、方法に関する。【選択図】図６
2021527385.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力網に接続された充電装置向けに電流目標値を生成するための方法であって、
−  少なくとも１つの電圧を測定するステップ（６１、７１）と、
−  少なくとも１つの測定電圧（Ｖｍｅｓ）と前記電力網の電気角周波数（ωＧ）の値とに基づき、少なくとも１つのフィルタ処理済み電圧（Ｖｆｔｒ）が計算される、フィルタ処理するステップ（６２、７２）と、
−  前記少なくとも１つの測定電圧と前記少なくとも１つのフィルタ処理済み電圧（Ｖｆｔｒ）とに基づき、前記少なくとも１つの測定電圧の周波数（ｆＧ）および振幅（ＶＧ）を推定するステップ（６３、７３）と、
−  前記少なくとも１つの測定電圧（Ｖｍｅｓ）と前記少なくとも１つのフィルタ処理済み電圧（Ｖｆｔｒ）とに基づき、統合電圧（Ｖｃｓ）を計算することを含む統合ステップ（６４、７４）であって、低電圧の前記少なくとも１つの測定電圧に近く、ゼロから離れるように移動する間に前記少なくとも１つのフィルタ処理済み電圧に近い統合電圧を、前記計算が提供する、統合ステップ（６４、７４）と、
−  前記統合電圧（Ｖｃｓ）と推定振幅（ＶＧ）とに基づき、電流目標値（ｉｒｅｑ）を生成するステップ（６５、７５）と
を含む方法。
【請求項２】
前記方法が、数回連続して実行され、前記フィルタ処理するステップ（６２、７２）の前記電気角周波数（ωＧ）の値が、前回の実行において推定された周波数（ｆＧ）に基づき判定されることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記測定するステップ（６１）が、三相電力網の相電圧（ｖａｍｅｓ、ｖｂｍｅｓ、ｖｃｍｅｓ）を測定することと、二相基準フレーム（α、β）において前記測定電圧（ｖａｍｅｓ、ｖｂｍｅｓ、ｖｃｍｅｓ）を計算するステップ（６１１）とを含むことを特徴とする、三相充電装置向けの請求項１または２に記載の方法。
【請求項４】
−  前記フィルタ処理済み電圧の順方向成分
2021527385.tif 000028
を抽出するステップ（６２１）を含み、
前記推定するステップ（６３）が、抽出された前記順方向成分
2021527385.tif 000029
にさらに基づく
ことを特徴とする、請求項３に記載の方法。
【請求項５】
前記統合ステップ（６４、７４）が、振幅閾値の値（Ｖｔｈ、Ｖｔｈ＿ｍａｘ、Ｖｔｈ＿ｍｉｎ）にさらに基づくことを特徴とする、請求項１から４のいずれか一項に記載の方法。
【請求項６】
請求項１から５のいずれか一項に記載の方法を実行するために、電力網に接続された充電装置を制御するための装置であって、
−  少なくとも１つの電圧を測定するための手段と、
−  前記電力網の電気角周波数（ωＧ）の値に基づき、少なくとも１つの測定電圧（Ｖｍｅｓ）をフィルタ処理するための手段と、
−  前記少なくとも１つの測定電圧と少なくとも１つのフィルタ処理済み電圧（Ｖｆｔｒ）とに基づき、前記少なくとも１つの測定電圧の周波数（ｆＧ）および振幅（ＶＧ）を推定するための手段と、
−  前記少なくとも１つの測定電圧（Ｖｍｅｓ）と前記少なくとも１つのフィルタ処理済み電圧（Ｖｆｔｒ）とに基づき、前記少なくとも１つの測定電圧を統合するための手段であって、前記少なくとも１つの低電圧の測定電圧に近く、ゼロから離れるように移動する間に前記少なくとも１つのフィルタ処理済み電圧に近い統合電圧を提供することができる、前記少なくとも１つの測定電圧を統合するための手段と、
−  前記統合電圧（Ｖｃｓ）と推定された振幅（ＶＧ）とに基づき、電流目標値（ｉｒｅｑ）を生成するための手段（６５、７５）と
を含むことを特徴とする装置。
【請求項７】
蓄電池のバッテリを再充電するための、電力網に接続されるように構成されているアセンブリ（１０）であって、力率補正回路（２０）と、ＤＣ／ＤＣ変換器（１２）と、蓄電池のバッテリと、請求項６に記載の制御装置とを有する再充電アセンブリ（１０）。
【請求項８】
前記力率補正回路がＶｉｅｎｎａ整流器を備えることを特徴とする、請求項７に記載の再充電アセンブリ（１０）。
【請求項９】
三相または単相の電力網に接続されることを特徴とする、請求項７または８に記載の再充電アセンブリ（１０）。
【請求項１０】
請求項７から９のいずれか一項に記載の再充電アセンブリを備える自動車。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、絶縁ＡＣ／ＤＣ（ＡＣ電流からＤＣ電流への）変換器を備える単相入力または三相入力の充電装置用の整流器を制御するための方法に関する。このような充電装置は、電気自動車またはハイブリッド自動車の車載装置として使用するのに特に好適である。
【背景技術】
【０００２】
これらの車両には、高電圧バッテリが搭載されており、一般に車載充電器、すなわち車両に直接取り付けられた電気バッテリ充電装置を備える。これらの充電装置の主な機能は、送電網から利用可能な電力によりバッテリを再充電するという機能である。したがって、これらの充電装置は、ＡＣ電流をＤＣ電流に変換する。充電装置、より具体的には車載充電器に求められる基準は、高効率、小型化、ガルバニック絶縁、良好な信頼性、動作上の安全性、電磁妨害の低放出、および入力電流における低い高調波レベルである。
【０００３】
本発明の目的は、単相および三相の充電装置に適用される。例示として、図１は、三相電力網３０から車両の高電圧バッテリを再充電するための、電気車両またはハイブリッド車両に搭載された絶縁充電装置１０の知られているトポロジを示しており、車載充電装置１０が、電力網の回線インピーダンス４０によって三相電力網３０に接続されている。このようなトポロジは、単相充電装置に適合されてもよい。
【０００４】
ガルバニック絶縁を有するＡＣ／ＤＣ変換機能を実行するために、充電装置１０を使用することが知られており、この充電装置１０は、入力電流の高調波を制限するための力率補正（ＰＦＣ）回路２０を有する第１のＡＣ／ＤＣ変換器と、充電を制御し、安全な使用のための絶縁機能を提供することを目的とした第２のＤＣ／ＤＣ変換器（ＤＣ電流からＤＣ電流）１２とを備えている。従来、入力フィルタ１３は、三相電力網３０に対してＰＦＣ回路２０の上流にある車載充電装置１０の入力部において一体化されている。
【０００５】
ＰＦＣ回路２０は、統括コントローラ（図示せず）によって制御され、この統括コントローラは、電圧に対する電流の傾向をリアルタイムに分析および補正する。これにより、統括コントローラは、電圧の整流された正弦波との比較によって形状誤差を推論し、これらの形状誤差を、高周波チョッピングによりエネルギー量を制御し、エネルギーをインダクタに蓄積することによって補正する。より正確には、統括コントローラの役割は、位相オフセットのない、充電器の電力供給の入力部において可能な限り正弦波である電流を実現することである。
【０００６】
ＰＦＣ回路２０については、特に、先行技術文献ＣＮ１０４８１１０６１から、３つのスイッチを有する３レベル三相整流器を使用することが知られており、この整流器は、先行技術文献ＥＰ９４１２０２４５および図２に記載するように、三相Ｖｉｅｎｎａ整流器という名前で一般に知られている。
【０００７】
このトポロジを選択することは、特に具体的に、力率補正の性能の観点から有利である。
【０００８】
三相Ｖｉｅｎｎａ整流器２０では、三相ＡＣ入力電圧３０の各相が、それぞれのインダクタＬａ、Ｌｂ、Ｌｃにより整流器２０のスイッチングアーム１、２、３に接続され、このスイッチングアームに電力スイッチのセルＳａ、Ｓｂ、Ｓｃがそれぞれ設けられている。
【０００９】
電力スイッチのセルＳａ、Ｓｂ、Ｓｃはそれぞれ、それぞれのインダクタＬａ、Ｌｂ、Ｌｃと、整流器２０の２つの出力電圧ＶＤＣＨおよびＶＤＣＬの間の中心タップ０との間に位置付けられ、これらの出力電圧はそれぞれ、中心タップ０と正の電力供給線Ｈとの間に接続された第１の出力キャパシタＣ１の電圧、および中心タップ０と負の電力供給線Ｌとの間に接続された第２の出力キャパシタＣ２の電圧に対応している。
【００１０】
一般に、このようなＶｉｅｎｎａ整流器２０を制御するために、各スイッチＳａ、Ｓｂ、Ｓｃの入力部と整流器の出力部における電圧および電流が測定され、スイッチＳａ、Ｓｂ、Ｓｃの平均オン時間を制御するために必要なデューティサイクルを生成するために、制御ループが使用される。
【００１１】
しかし、このタイプの構造に関する１つの問題は、測定電圧が高調波または不平衡による影響を受けるとき、電流目標値の最適な生成を確保することができず、有効電力目標値の生成が不確実になることである。
【００１２】
測定電圧の不平衡に関する問題は、特に文献ＣＮ１０３１８７８８７Ｂから知られており、この文献は、正弦波目標値を使用したＶｉｅｎｎａ整流器用コントローラを記載しているが、これらの問題に対するいかなる解決策も開示していない。
【００１３】
文献ＵＳ８９７１０６８Ｂ２は、ＡＣ電流の入力電圧と、単方向整流器の位相電流の入力電圧との位相差の絶対値に関する所定の閾値に準拠するため、またはそれに近づけるために、高電圧三相単方向整流器から生じる様々な高調波を抑制するための手段を記載している。しかし、この文献ＵＳ８９７１０６８Ｂ２は、特定の瞬間的な有効電力目標値を提供できるいかなる可能性も記載していない。
【００１４】
同様に、他の知られている文献、たとえばＣＮ１０４８１１０６１Ａ、ＣＮ１０３２２７５７５Ａ、およびＫＲ１０１２５０４５４Ｂ１は、無効電力補償を有する整流器を記載しているが、電流目標値を開示していない。
【００１５】
文献ＥＰ２４６１４６９Ａ３は、回転基準フレームにおけるＤＣ電流目標値を生成できるシステムを提案している。しかし、このシステムは、出力信号を生成するための整流器を制御するために、回転基準フレームの位相などの付加的な変数を使用するという欠点がある。
【発明の概要】
【００１６】
したがって、本発明は、電力網に干渉する不平衡または高調波を克服するのに十分信頼できるやり方で、三相または単相の電力網の電圧から有効電力目標値を提供するための電流目標値を生成することを目的とする。
【００１７】
文献ＦＲ３０５６８５１が特に知られており、この文献は、三相電力網の電圧から有効電力目標値を提供するための、フィルタ処理済み電流目標値を生成する方法を開示し、電力網の不平衡の克服を目的としている。
【００１８】
しかし、このような解決策は、単相充電器には適用することができない。さらに、このような解決策は、電圧のゼロ交差において不十分な挙動を呈し、電力網電圧の周波数および振幅を推定することができず、それによりコントローラの電力および性能が比較的不正確なままになる。
【００１９】
したがって、上に概説した先行技術の問題を解決するために、電流目標値を生成するための方法が必要とされている。
【００２０】
電力網に接続された充電装置向けに電流目標値を生成するための方法であって、
−  少なくとも１つの電圧を測定するステップと、
−  前記少なくとも１つの測定電圧と電力網の電気角周波数の値とに基づき、少なくとも１つのフィルタ処理済み電圧が計算される、フィルタ処理するステップと、
−  前記少なくとも１つの測定電圧と前記少なくとも１つのフィルタ処理済み電圧とに基づき、前記少なくとも１つの測定電圧の周波数および振幅を推定するステップと、
−  前記少なくとも１つの測定電圧と前記フィルタ処理済み電圧とに基づき、統合電圧が計算される、統合ステップと、
−  前記統合電圧と推定振幅とに基づき、電流目標値を生成するステップとを含む方法が、提案される。
【００２１】
したがって、三相電力網または単相電力網の両方に、より全般的には任意のＮ相の電力網に適合でき、さらに、電力網の不平衡および高調波の存在にもかかわらず、比較的迅速で信頼できるやり方で、比較的正確な制御を確保することができるＶｉｅｎｎａ整流器向けの電流制御を実現することが可能になる。
【００２２】
この方法はさらに、電圧のゼロ交差中に、比較的最適な挙動を有する制御を実現可能にする。
【００２３】
有利には、限定することなく、この方法は、数回連続して実行され、フィルタ処理するステップの電気角周波数の前記値が、前回の実行において推定された周波数に基づき判定される。したがって、前の推定周波数の測定によって、比較的効率的に電気角周波数を判定することが可能である。
【００２４】
有利には、限定することなく、測定するステップは、三相電力網の相電圧を測定することと、二相基準フレームにおいて測定電圧を計算するステップとを含む。したがって、複雑性および必要な計算時間を単純にすることが比較的に容易に可能である。たとえば、二相基準フレームにおけるこの計算は、クラーク変換またはコンコルディア変換を含むことができる。
【００２５】
有利には、限定することなく、この方法は、
−  フィルタ処理済み電圧の順方向成分を抽出するステップを含み、
前記推定するステップは、前記抽出された順方向成分にさらに基づく。したがって、電流制御をより一層有効かつ正確にすることが可能である。
【００２６】
有利には、限定することなく、統合ステップは、振幅閾値の値にさらに基づく。したがって、潜在的に不正確または不要な値が生じないように、統合値を限定することが可能である。
【００２７】
また、本発明は、上に記載の方法を実行するために電力網に接続された充電装置を制御するための装置であって、
−  少なくとも１つの電圧を測定するための手段と、
−  電力網の電気角周波数の値に基づき、前記少なくとも１つの測定電圧をフィルタ処理するための手段と、
−  前記少なくとも１つの測定電圧と前記少なくとも１つのフィルタ処理済み電圧とに基づき、前記少なくとも１つの測定電圧の周波数および振幅を推定するための手段と、
−  前記少なくとも１つの測定電圧と前記少なくとも１つのフィルタ処理済み電圧とに基づき、前記少なくとも１つの測定電圧を統合するための手段と、
−  前記統合電圧と推定振幅とに基づき、電流目標値を生成するための手段とを含む装置に関する。
【００２８】
また、本発明は、蓄電池のバッテリを再充電するための、電力網に接続されることになっているアセンブリであって、力率補正回路と、ＤＣ／ＤＣ変換器と、蓄電池のバッテリと、本発明による制御装置とを有するアセンブリに関する。
【００２９】
有利には、限定することなく、力率補正回路はＶｉｅｎｎａ整流器を備える。
【００３０】
有利には、限定することなく、再充電アセンブリは、三相または単相の電力網に接続される。
【００３１】
また、本発明は、上に記載の再充電アセンブリを備える自動車に関する。
【００３２】
本発明の他の特徴および利点は、指標としてであって限定することなく示される本発明の特定の一実施形態の、以下の説明を、添付図面を参照しながら読めば明らかになろう。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】図３に示す本発明の一実施形態による方法を実行する電圧変換器を示す図である。
【図２】先行技術から知られている三相Ｖｉｅｎｎａ整流器を示す図である。
【図３】本発明による測定電圧をフィルタ処理するステップを示す図である。
【図４】本発明による前記測定電圧の周波数および振幅を推定するステップを示す図である。
【図５】本発明による統合ステップを示す図である。
【図６】本発明による方法のフローチャートを示す図である。
【図７】本発明の第２の実施形態による方法のフローチャートを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３４】
図２は、本発明で使用する、先行技術から知られている三相Ｖｉｅｎｎａ整流器２０の構造を示す。
【００３５】
三相Ｖｉｅｎｎａ整流器２は、３つの並列なインバウンド接続を含み、それぞれの接続は、直列のインダクタコイルＬａ、Ｌｂ、Ｌｃによって三相電力供給網３０のうちの一相に結合され、それぞれの接続は、一対のスイッチＳａ、Ｓｂ、Ｓｃに接続されて、三相Ｖｉｅｎｎａ整流器の第１、第２、および第３のスイッチングアームを形成している。
【００３６】
各対のスイッチＳａ、Ｓｂ、Ｓｃは、対応する入力電流ｉａ、ｉｂ、ｉｃが正のときに駆動される第１の対応するスイッチＳａｈ、Ｓｂｈ、Ｓｃｈと、対応する入力電流が負のときに駆動される第２の対応するスイッチＳａｌ、Ｓｂｌ、Ｓｃｌとから構成されるヘッドツーテール直列アセンブリを備える。言い換えれば、スイッチ分岐上で駆動される単一のスイッチを使用して電流がチョップされる。スイッチは、ダイオードと逆並列に接続されたＳｉＣ−ＭＯＳ（ｓｉｌｉｃｏｎ−ｃａｒｂｉｄｅ  ｍｅｔａｌ−ｏｘｉｄｅ  ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ（炭化ケイ素金属酸化膜半導体）の頭字語）トランジスタなど、開閉について制御される半導体構成要素によって形成される。このタイプの半導体は、非常に高いチョッピング周波数に好適である。スイッチＳａｈ、Ｓｂｈ、Ｓｃｈはハイサイドスイッチとも呼ばれ、スイッチＳａｌ、Ｓｂｌ、Ｓｃｌはローサイドスイッチとも呼ばれる。
【００３７】
三相Ｖｉｅｎｎａ整流器２０は、３つの並列な分岐１、２、および３も備え、それぞれが２つのダイオードＤａｈとＤａｌ、ＤｂｈとＤｂｌ、およびＤｃｈとＤｃｌを有し、これらが、エネルギーを単方向に伝送するため、かつ三相電力供給網３０から得る電流および電圧を整流するための、ダイオード６個の三相ブリッジを形成する。
【００３８】
三相Ｖｉｅｎｎａ整流器２０の各入力は、それぞれの並列なインバウンド接続により、同じ分岐１、２、および３の２つのダイオード間にある接続点に接続されている。
【００３９】
分岐１、２、および３の共通の２つの端部は、三相Ｖｉｅｎｎａ整流器２０のそれぞれ正Ｈと負Ｌである２つの出力端子ＨおよびＬを形成し、これらがＤＣ／ＤＣ装置１２に結合されることになっている。
【００４０】
さらに各相のスイッチングアームＳａ、Ｓｂ、Ｓｃはそれぞれ、第１、第２、および第３の分岐の２つのダイオード間にある接続点ａ、ｂ、ｃと、三相Ｖｉｅｎｎａ整流器２０の出力電圧ＶＤＣＨおよびＶＤＣＬの中心タップ０との間にそれぞれ接続されており、これらの出力電圧ＶＤＣＨおよびＶＤＣＬはそれぞれ、三相整流器の正の出力端子Ｈと中心タップ０との間の出力キャパシタＣ１の電圧と、中心タップ０と三相整流器２０の負の出力端子Ｌとの間の出力キャパシタＣ２の電圧とに対応している。
【００４１】
図１に示す全体的なトポロジによれば、出力キャパシタＣ１、Ｃ２の電圧は、三相Ｖｉｅｎｎａ整流器２０の出力に接続された充電装置のＤＣ／ＤＣ変換器により、独立して従属制御される。言い換えれば、三相Ｖｉｅｎｎａ整流器２０の出力電圧は、ＤＣ／ＤＣ変換器１２によって制御される。
【００４２】
充電器１０の電力供給の入力に挿入された三相Ｖｉｅｎｎａ整流器２０は、充電器の力率を補正する役割を担う。こうした役割によって、充電器によって生成された干渉電流（高調波）が、Ｖｉｅｎｎａ整流器２０の上流にある電力網のインピーダンスに流れることを防止することが可能になる。
【００４３】
三相電力網３０の各相のスイッチングアームＳａ、Ｓｂ、およびＳｃは、６つのＰＷＭ（ｐｕｌｓｅ  ｗｉｄｔｈ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ（パルス幅変調）の短縮）制御信号によって制御され、これらの制御信号は、１４０ｋＨｚに等しい固定チョッピング周波数をもつ可変デューティサイクルを有し、高いサンプリング周波数のために、たとえばＦＰＧＡ処理手段（図示せず）によって個々に制御される。
【００４４】
したがって、この処理手段は、整流器の入力部において正弦電流を従属制御するために必要な、整流器のスイッチングアームのスイッチの切替えを制御するための信号のデューティサイクルを決定するのに好適である。
【００４５】
処理手段は、前記Ｖｉｅｎｎａ整流器を制御するのに好適な制御方法を実行する。
【００４６】
本発明による制御方法は、電力網の相電圧を測定するステップ６１と、測定電圧をフィルタ処理するステップ６２と、電力網の電流の周波数ｆＧおよび振幅ＶＧを推定するステップ６３と、測定電圧を統合するステップ６４と、電流目標値を生成するステップ６５とを含む。
【００４７】
三相充電装置を備える本発明の第１の実施形態では、各電気層の相電圧ｖａｍｅｓ、ｖｂｍｅｓ、ｖｃｍｅｓが測定される。
【００４８】
次いで測定電圧をフィルタ処理するステップ６２が実行される。
【００４９】
フィルタ処理の目的は、ノイズの多い信号の周波数成分を抽出することである。図３に示すフィルタが、クラーク領域に変換された測定電圧成分、電力網電圧の電気角周波数ωＧ（２ΠｆＧに対応し、ここでｆＧは、電力網電圧の周波数である）に基づき、この実施形態において実装され、図３において提案された論理レイアウトによる、調節ゲインＫ１、２つの倍率器ｘ、２つの積分器１／ｓ、および２つの加算器を備える。
【００５０】
図３によるフィルタは、実装が比較的単純で、計算の複雑性が比較的低いという利点を有する。このフィルタは、スピードとフィルタ処理精度の両方を比較的うまく兼ね備えることができる。例として、５０Ｈｚの周波数をフィルタ処理するために、このフィルタは、１００ｍｓ未満の応答時間、および定常状態動作において非常に良好な精度を実現する。
【００５１】
さらに、このようなフィルタは、入力信号に対して直交の信号（＋９０°位相オフセット）を生成可能にするので、本発明による方法、特に、
−  入力信号の周波数および振幅を推定するステップ６３、
−  三相の場合に電圧の逆方向成分を推定するステップ６２１、および
−  単相電力網を用いて、第２の実施形態により充電器を制御するための方法
などのステップを実行するのに特に好適である。
【００５２】
しかし、本発明は、このフィルタ処理のみに限定されず、任意の他の好適なフィルタ処理を使用することができる。
【００５３】
このフィルタを三相電力網に適用するために、三相の相電圧ｖａｍｅｓ、ｖｂｍｅｓ、ｖｃｍｅｓが、最初に各相について測定され、または一代替形態によれば、これが相間の三相電圧の測定値から計算される。
【００５４】
次に、クラーク変換（三相から二相へ）を適用することにより、電圧の成分αおよびβが計算される。
【００５５】
クラーク変換により、三次元（たとえば、相電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ）の測定電圧に対して実行した計算を、基準フレームα、βの２次元に変換することが可能になる。したがって、この実施形態の残りの部分では、三相電力網に関して、特に測定電圧およびフィルタ処理済み電圧についての言及はいずれも、基準フレームα、βで考えられているものとして理解される。
【００５６】
次いで、フィルタが各電圧成分ｖα、ｖβに適用されて、フィルタ済み電圧
2021527385.tif 000003
および
2021527385.tif 000004
が生成され、これらのフィルタ済み電圧から、それぞれの直交成分
2021527385.tif 000005
および
2021527385.tif 000006
が推論される。
【００５７】
しかし、電力網が不平衡な場合、αの直交成分は、常にβに整合するとは限らない。平衡な電力網の場合には、これらの量が一致する。言い換えれば、基準フレームα、βのコヒーレンスは、測定される相同士間の平衡に依存し、これはクラーク変換のよく知られた基準である。
【００５８】
したがって、主信号（順方向成分）から不平衡（逆方向成分）を分離するように直交成分を推定することが有利である。
【００５９】
主信号から不平衡を分離するために、三相電圧から順方向成分および逆方向成分を抽出するステップ６２１が実行される。
【００６０】
具体的には、不平衡な三相電圧は、以下の３成分、
−  順方向成分：元の電圧と同じシーケンスの平衡な三相電圧
−  逆方向成分：元の電圧とは反対のシーケンスの平衡な三相電圧
−  単極成分：相内に３成分を有する平衡な三相電圧（ゼロシーケンス、３つの相間で相のオフセットがない）
の合計とみなしてもよいことが知られている。
【００６１】
フィルタ処理済み電圧の順方向成分の成分αβは、連立方程式
2021527385.tif 000007
を使用して計算される。
【００６２】
指数ｐは、順方向成分（正のシーケンス）に対応する。
【００６３】
フィルタ処理済み電圧の逆方向成分の成分αβは、連立方程式
2021527385.tif 000008
を使用して計算される。
【００６４】
指数ｎは、これが逆方向成分（負のシーケンス）であることを示す。
【００６５】
次いで、逆クラーク変換が適用されて、順方向三相電圧
2021527385.tif 000009
と逆方向三相電圧
2021527385.tif 000010
が計算される。
【００６６】
単極成分の計算結果は、三相の相電圧の合計の１／３に相当する。
【００６７】
次いで、基準フレームβにおいて測定された電圧、フィルタ処理済み電圧、およびフィルタ済み電圧に直交する電圧に基づき、周波数ｆＧおよび振幅ＶＧを推定するステップ６３が実行される。
【００６８】
周波数を計算するために、以下の式
2021527385.tif 000011
が適用される。
【００６９】
基本成分の振幅ＶＧは、
2021527385.tif 000012
に等しい。
【００７０】
位相同期ループ（ＰＬＬ）を使用する従来の構造よりも有利なことは、計算の複雑性が低いことである。
【００７１】
次いで、当該の相の測定電圧ｖａｂｃｍｅｓおよびフィルタ処理済み電圧ｖａｂｃｐｆｔｒに基づき、図５に示すように測定電圧から統合された電圧ｖａｂｃｃｓを計算することを含む統合ステップ６４が実行される。
【００７２】
この目的は、低電圧の測定電圧ｖａｂｃｍｅｓに近い統合電圧ｖａｂｃｃｓを提供することであり、これにより、電圧のゼロ交差における最適な挙動が確保され、ゼロからさらに離れるように移動する間にフィルタ処理済み電圧に近くなる。これは式
ｖａｂｃｃｓ＝αｖａｂｃｐｆｔｒ＋（１−α）ｖａｂｃｍｅｓ
によって得られ、
ここで
2021527385.tif 000013
であり、Ｖｔｈは、測定電圧の振幅の閾値である。Ｖｔｈ＿ｍａｘは最大閾値であり、これを上回る値は、フィルタ済み電圧Ｖａｂｃｆｔｒしか取らない。Ｖｔｈ＿ｍｉｎは最小閾値であり、これを下回る値は、測定電圧Ｖａｂｃｍｅｓしか取らない。これらの閾値は、実装される充電装置に基づき、当業者によって調節および適合されてもよい。
【００７３】
これらの閾値間で、フィルタ処理済み電圧と測定電圧の線形結合が実行されて、滑らかな挙動が得られるように信号の連続性が確保される。
【００７４】
この統合は、（測定されたか、測定済み相間電圧から計算された）生の三相の相電圧
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および
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の各相と、フィルタ処理済み電圧から計算された相電圧（順方向成分）における対応するそれぞれの相
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および
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との間で実行される。
【００７５】
次いで、電流目標値を生成するステップ６５が実行される。
【００７６】
電流制御について、各相の電流目標値ｉａｂｃｒｅｑは、以下の式
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を使用して計算され、ここでＩＧは、電力Ｐｒｅｑ（当該の相により伝送されるべき電力）と、（推定）電力網電圧ＶＧの振幅から計算された充電電流のピーク値であり、値
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において飽和する。
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【００７７】
電力目標値に、さらにレートリミッタが適用される。
【００７８】
単相充電装置向けの本発明の第２の実施形態によれば、図７による方法は、最初に、単相電圧Ｖｍｅｓを測定するステップ７１を含む。
【００７９】
次に、図３により第１の実施形態について説明したフィルタ処理を使用して、フィルタ処理ステップ７２が実行され、このステップでは、測定された単相電圧Ｖｍｅｓが直接適用される。
【００８０】
図４を参照すると、次いで、測定電圧Ｖｍｅｓおよびフィルタ処理済み電圧Ｖｆｔｒに基づき、電力網電圧の周波数および振幅が判定される７３。
【００８１】
周波数ｆＧを計算するために、以下の式
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が適用され、ここでｋ２は、周波数の動的推定範囲の調節ゲインであり、動的範囲は、ゲインｋ２に比例して変化する。
【００８２】
信号ωＧの角周波数は、
ωＧ＝２πｆＧ
に対応する。
【００８３】
さらに、電圧の基本成分の電圧ＶＧは、
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によって計算される。
【００８４】
図４は、これらの計算の論理図であり、１／ｓが積分器であり、周波数を計算するためにｋ２が積分器の外側にあり、１／２Πも積分器の外側にあり、ｋ２の入力における信号が、測定電圧Ｖｍｅｓとフィルタ処理済み電圧Ｖｆｔｒの２つの信号の逓倍に相当する。
【００８５】
次に、充電電流目標値を統合するステップ７４および計算するステップ７５が、第１の実施形態と同様に実行されるが、計算は、単相電力網の単相についてのみ実行される。
【００８６】
言い換えれば、単相の形態では、統合は、測定電圧Ｖｍｅｓとフィルタ処理済み電圧Ｖｆｔｒとの間で実行される。
【００８７】
以下に記載する第１および第２の実施形態にも適用することができる本発明による方法の代替的な一実装形態によれば、測定電圧の高調波を推定するステップが実行される。
【００８８】
したがって、この代替形態によれば、所与のランクの特定の高調波を抽出するために、実装されるフィルタの数が増やされる。
【００８９】
これは、実装される図３によるフィルタの数をｎ倍にすることによって可能になり、ｎは、推定／抽出されるべき高調波の数である。次いで、各フィルタｘに生の測定電圧ｖｍｅｓが供給され、角周波数ωに、推定／抽出されるべき高調波のランクｈが乗算され（次数ｈの高調波を抽出するためのｈ×ω）、使用される他のフィルタの出力が、この電圧から減算される。言い換えれば、フィルタｘの入力は
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に相当し、ここでｉ＝１は、基本成分（多くの場合５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）に相当し、
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は、次数ｉのフィルタの出力であり（ｉは、当該のフィルタｘを除く他のフィルタ全てを網羅する）、図３によるフィルタの出力に相当し、ωＧはｉ×ωＧで置換され、（ｉを除く）すべての高調波について実行された計算の結果を入力ｖｍｅｓから減算することによる。
【００９０】
言い換えれば、この代替的な実施形態では、１つのフィルタが基本成分について使用され、ｈの同様のフィルタが並列で使用される。これらのフィルタについて、角周波数ωＧに高調波ランクｈが乗算される。したがって、各フィルタの入力
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は、測定電圧ｖｍｅｓから、他のフィルタの前の計算ステップから得た結果
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を減算したものに等しい。たとえば、高調波ｘのフィルタについて、前のステップで計算された出力
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が、測定電圧ｖｍｅｓから減算され、ｉが、高調波ｘを除く、すなわちそのフィルタ自体の出力を除くすべての高調波を網羅し、ｉ＝１、ｉ≠ｘ、最大でｉ＝ｈ＋１である。
【００９１】
この場合、各フィルタの出力は、ランクｈの高調波の推定に相当し、基本成分の推定がより正確になる。この代替的な実施形態は、単相の形態でも三相の形態でも、記載した実施形態の他のステップを変更することはない。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【国際調査報告】
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