(57)【要約】  本明細書に開示されるのは、電気刺激により神経障害を治療するための装置および方法である。神経障害を治療するための装置（１０）は、患者の脳に埋め込み可能な少なくとも１つの電極（１２）と、少なくとも１つの電極（１２）に接続された処理および刺激デバイス（１４）とを備える。処理および刺激デバイス（１４）は、少なくとも１つの電極（１２）に送られる刺激信号を生成するように構成された刺激モジュール（１６）と、患者の脳から来る脳活動を測定する取得モジュール（２０）とを備え得る。取得モジュール（２０）は、その入力信号（Ｖ１ａ、Ｖ２ａ）の電位差を増幅し、刺激アーティファクトをフィルタリングするように構成されたフロントエンドブロック（２７）を有し、離散時間信号処理用に構成された多段完全差動スイッチドキャパシタ回路（例えば、集積回路）を備え得る。
2021514818.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
神経障害を治療するための装置（１０）であって、
−患者の脳に埋め込み可能な少なくとも１つの電極（１２）と、
−少なくとも１つの電極（１２）に接続された処理および刺激デバイス（１４）と、を備え、
前記処理および刺激デバイス（１４）は、
−少なくとも１つの電極（１２）に送られる刺激信号を生成するように構成された刺激モジュール（１６）と、
−少なくとも１つの電極（１２）によって測定された神経信号を患者の脳から取得するように構成された取得モジュール（２０）と、を少なくとも備え、
前記取得モジュール（２０）は、その入力信号（Ｖ１ａ、Ｖ２ａ）の電位差を増幅するように構成されたフロントエンドブロック（２７）を少なくとも備え、事前定義された周波数帯域を超える周波数を遮断することにより、刺激アーティファクトをフィルタリングし、前記フロントエンドブロック（２７）は、離散時間信号処理用に構成された多段完全差動スイッチドキャパシタ回路を備えることを特徴とする、装置。
【請求項２】
前記フロントエンドブロック（２７）は、プレフィルタ段（２１）および前記プレフィルタ段（２１）の下流に配置された抑制フィルタ段（２２）を備え、前記プレフィルタ段（２１）および前記抑制フィルタ段（２２）のそれぞれは、離散時間信号処理用に構成された完全差動スイッチドキャパシタ回路を備える、請求項１に記載の神経障害を治療するための装置。
【請求項３】
前記プレフィルタ段（２１）は、第１のクロック周波数でクロックされる第１の完全差動ローパススイッチドキャパシタフィルタを備える、請求項２に記載の神経障害を治療するための装置（１０）。
【請求項４】
前記抑制フィルタ段（２２）は、第２のクロック周波数でクロックされる第２の完全差動ローパススイッチドキャパシタフィルタを備える、請求項２または３に記載の神経障害を治療するための装置（１０）。
【請求項５】
前記プレフィルタ段（２１）および／または前記抑制フィルタ段（２２）の完全差動スイッチドキャパシタフィルタは、少なくとも１つの双線形スイッチドキャパシタ積分器を備える、請求項３または４に記載の神経障害を治療するための装置（１０）。
【請求項６】
前記双線形スイッチドキャパシタ積分器は、相関二重サンプリングを実施するように構成されている、請求項５に記載の神経障害を治療するための装置（１０）。
【請求項７】
前記双線形スイッチドキャパシタ積分器は、２つの入力コンデンサ（Ｃ１、Ｃ２）の一方の端に交互に接続可能な２つの入力（Ｖ１ａ、Ｖ２ａ）を備え、２つの入力コンデンサ（Ｃ１、Ｃ２）の他端は、基準電圧源（Ｖｒｅｆ）に、またはそれぞれ、演算増幅器（２１ａ）の２つの入力の１つに交互に接続するように構成され、前記演算増幅器（２１ａ）の各入力は、それぞれフィードバックコンデンサの第１（Ｃ３、Ｃ５）および第２（Ｃ４、Ｃ６）の対の介在を介して、演算増幅器（２１ｃ）の１つのそれぞれの出力に接続可能であり、前記フィードバックコンデンサの対（Ｃ３、Ｃ５）および（Ｃ４、Ｃ６）は、それぞれ並列に接続された第１（Ｃ３、Ｃ４）および第２（Ｃ５、Ｃ６）のフィードバックコンデンサを備え、増幅器（２１ａ）のそれぞれの入力に交互に接続するように構成される、請求項５または６に記載の神経障害を治療するための装置（１０）。
【請求項８】
前記双線形スイッチドキャパシタ積分器は、２つの入力コンデンサ（Ｃ１、Ｃ２）の一方の端に交互に接続可能な２つの入力（Ｖ１ａ、Ｖ２ａ）を備え、２つの入力コンデンサ（Ｃ１、Ｃ２）の他端は、基準電圧源（Ｖｒｅｆ）に、またはそれぞれ、演算増幅器（２lａ）の２つの入力の１つに交互に接続するように構成され、前記演算増幅器（２lａ）の各入力は、それぞれ第１（Ｃ３）および第２（Ｃ４）のフィードバックコンデンサの介在を介して演算増幅器（２ｌｃ）のそれぞれの１つの出力に接続可能である、請求項５に記載の神経障害を治療するための装置。
【請求項９】
前記プレフィルタ段（２１）および／または前記抑制フィルタ段（２２）の完全差動スイッチドキャパシタ回路は、無損失ＬＣラダー構造のアクティブエミュレーションにおける複数のスイッチドキャパシタ積分器を備えるラダーフィルタとして実施される、請求項２ないし８のうちいずれか１項に記載の神経障害を治療するための装置（１０）。
【請求項１０】
前記プレフィルタ段（２１）の第１の完全差動スイッチドキャパシタフィルタは、前記抑制フィルタ段（２２）の第２の完全差動スイッチドキャパシタフィルタの次数よりも低い次数を有する、請求項４ないし９のうちいずれか１項に記載の神経障害を治療するための装置（１０）。
【請求項１１】
前記プレフィルタ段（２１）の第１の完全差動スイッチドキャパシタフィルタの第１のクロック周波数は、前記抑制フィルタ段（２２）の第２の完全差動スイッチドキャパシタフィルタの第２のクロック周波数よりも大きい、請求項４ないし１０のうちいずれか１項に記載の神経障害を治療するための装置（１０）。
【請求項１２】
前記第１のクロック周波数が少なくとも１ＫＨｚである、請求項４ないし１１のうちいずれか１項に記載の神経障害を治療するための装置（１０）。
【請求項１３】
前記プレフィルタ段（２１）の第１の完全差動スイッチドキャパシタフィルタの第１のカットオフ周波数は、前記抑制フィルタ段（２２）の第２の完全差動スイッチドキャパシタフィルタの第２のカットオフ周波数よりも大きい、請求項４ないし１１のうちいずれか１項に記載の神経障害を治療するための装置（１０）。
【請求項１４】
前記プレフィルタ段（２１）の第１の完全差動スイッチドキャパシタフィルタの第１のカットオフ周波数は、少なくとも５０Ｈｚであり、かつ第２のクロック周波数よりも低い、請求項３ないし１３のうちいずれか１項に記載の神経障害を治療するための装置（１０）。
【請求項１５】
前記抑制フィルタ段（２２）の第２の完全差動スイッチドキャパシタフィルタの第２のカットオフ周波数は、約３５〜２５０Ｈｚの範囲である、請求項４ないし１４のうちいずれか１項に記載の神経障害を治療するための装置（１０）。
【請求項１６】
前記取得モジュール（２０）は、前記フロントエンドブロック（２７）の下流に接続されたＡ／Ｄコンバータブロック（２３）をさらに備え、前記Ａ／Ｄコンバータブロックは、必要に応じてデルタシグマ変換器を備えている、請求項１ないし１５のうちいずれか１項に記載の神経障害を治療するための装置（１０）。
【請求項１７】
前記Ａ／Ｄコンバータブロック（２３）は、完全差動スイッチドキャパシタ回路を備える、請求項１６に記載の神経障害を治療するための装置（１０）。
【請求項１８】
前記Ａ／Ｄコンバータブロック（２３）は、第１のサンプリング段（２８）と、その後に、量子化ノイズを除去するように構成されたフィルタ段（２９）およびデシメーション段（３０）を備える、請求項１６または１７に記載の神経障害を治療するための装置（１０）。
【請求項１９】
前記取得モジュール（２０）は、
−刺激モジュール（１６）によって生成された刺激パルス中にフロントエンドブロック（２７）の入力を切断または接地するための刺激モジュール（１６）からの入力同期信号（２４ａ）を受信するように構成された第１の機能モジュール（２４）であって、第１の機能モジュール（２４）は、フロントエンドブロック（２１）の上流に接続されている、第１の機能モジュール（２４）、および／または
−第１の機能モジュール（２４）の動作によって生成された信号の高周波を除去するように構成された第２の機能モジュール（２５）、および／または
−少なくとも１つの電極（１２）におけるオフセット電位を緩和するようにハイパスフィルタリングを提供するように構成された第３の機能モジュール（２６）、
の少なくとも１つの機能モジュール（２４、２５、２６）をさらに備える、請求項１ないし１８のうちいずれか１項に記載の神経障害を治療するための装置（１０）。
【請求項２０】
請求項１ないし１９のうちいずれか１項に記載の神経障害を治療するための装置を使用して収集された神経信号を処理するための方法であって、
−離散時間信号処理用に構成された完全差動スイッチドキャパシタ回路を備える第１の段階を使用して取得した神経信号を増幅およびプレフィルタリングするステップと、
−離散時間信号処理用に構成された完全差動スイッチドキャパシタ回路を備える第２の段階を使用して、事前定義された周波数帯域を超える周波数を遮断することにより、増幅およびプレフィルタリングされた信号をフィルタリングするステップと、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項２１】
神経信号を増幅およびプレフィルタリングするステップ、並びに増幅およびプレフィルタリングされた信号をフィルタリングするステップの少なくとも１つは、相関二重サンプリングを含む、請求項２０に記載の神経障害を治療するための装置を使用して収集された神経信号を処理するための方法。
【請求項２２】
神経信号を増幅およびプレフィルタリングするステップは、第１のクロック周波数でクロックされる第１の完全差動スイッチドキャパシタフィルタを使用して実行される、請求項２０または２１に記載の神経障害を治療するための装置を使用して収集された神経信号を処理するための方法。
【請求項２３】
増幅およびプレフィルタリングされた信号をフィルタリングするステップは、第２のクロック周波数でクロックされる第２の完全差動スイッチドキャパシタフィルタを使用して実行される、請求項２０ないし２２のうちいずれか１項に記載の神経障害を治療するための装置を使用して収集された神経信号を処理するための方法。
【請求項２４】
前記第１の完全差動スイッチドキャパシタフィルタの第１のクロック周波数は、前記第２の完全差動スイッチドキャパシタフィルタの第２のクロック周波数よりも大きい、請求項２２および２３に記載の神経障害を治療するための装置を使用して収集された神経信号を処理するための方法。
【請求項２５】
前記第１のクロック周波数の第１のクロック信号および／または前記第２のクロック周波数の第２のクロック信号は、演算増幅器（２１ａ）の入力へのフィードバックコンデンサの対（Ｃ３、Ｃ５）および（Ｃ４、Ｃ６）の第２の（Ｃ５、Ｃ６）フィードバックコンデンサの交互接続と切断のタイミングをとるように構成される、請求項２２ないし２４のうちいずれか１項に記載の神経障害を治療するための装置を使用して収集された神経信号を処理するための方法。
【請求項２６】
前記第１の完全差動スイッチドキャパシタフィルタは、第１のカットオフ周波数を有するローパスフィルタであり、前記第２の完全差動のスイッチドキャパシタフィルタは、第２のカットオフ周波数を有するローパスフィルタであり、前記第１のカットオフ周波数は、前記第２のカットオフ周波数より大きい、請求項２２ないし２５のうちいずれか１項に記載の神経障害を治療するための装置を使用して収集された神経信号を処理するための方法。
【請求項２７】
前記プレフィルタ段（２１）の第１の完全差動スイッチドキャパシタフィルタは、前記抑制フィルタ段（２２）の第２の完全差動スイッチドキャパシタフィルタの次数よりも低い次数を有する、請求項２２ないし２６のうちいずれか１項に記載の神経障害を治療するための装置を使用して収集された神経信号を処理するための方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本明細書では、電気刺激、特に、適応電気刺激によって神経障害を治療するための装置、および刺激パルスの送達中に電気刺激装置によって取得された神経信号を処理するための方法について説明する。本明細書に記載される方法は、神経活動データを抽出するために、取得された神経信号における刺激アーティファクトを抑制することを含む。
【背景技術】
【０００２】
頭字語ＤＢＳでも知られている深部脳刺激療法は、中枢神経系の神経構造の活動を電気的に調節する治療法である。１または複数のＤＢＳ電極が脳神経外科によって患者の脳に埋め込まれ、電極を取り巻く脳領域のニューロンに電気刺激を送達する。電気刺激は、パルス発生器を使用して一連の電気パルスを生成し、これらのパルスを、これらのパルスを対象の脳領域に送達する１つまたは複数の埋め込まれた電極に送信することで構成される。場合によっては、電気パルスは比較的高い周波数（＞１００Ｈｚ）の二相波形を有し、陰極相とそれに続く陽極相を有する。２つの相で注入される全体的な電荷は、組織の損傷を回避するためにゼロに強制される。従来のＤＢＳシステムでは、振幅、周波数、パルス幅などの刺激パラメータは、時間とともに一定であり、予定されたクリニックの訪問中に臨床医によってのみ調整できる。
【０００３】
ＤＢＳは、現在、パーキンソン病を含む複数の疾患の治療に使用されている。このような方法により、患者の機能的自律性を改善し、より良い生活の質を提供することができる。しかしながら、一部の患者は、依然として有害な運動症状および臨床的変動の次善の制御に苦しんでいる。このようなＤＢＳ関連の問題は、刺激パラメータを調整することで軽減できる。例えば、刺激パラメータの調整により、ＤＢＳによって誘発される運動症状（Bronstein et al.， 2011）、刺激によって誘発される片頭痛（Limousin et al.， 1996）、運動障害などの運動副作用（Hamani et al.， 2005）、発話および歩行障害（Bronstein et al.， 2011）を回避できる。さらに、長期の追跡調査で、ＤＢＳパラメータ調整のための追跡訪問の回数が多いほど、ＤＢＳの臨床結果がより有望であることが観察されている（Moro et al.， 2006）。
【０００４】
神経生理学、ニューロイメージング、ニューラルエンジニアリングの分野における最近の研究と技術革新は、パーキンソン病の病態生理学とＤＢＳメカニズムを探索する新しい機会を提供した。これらの発展により、症状の変動と悪影響に関連して刺激パラメータを経時的に適合させることができるＤＢＳシステムのアイデアは、高い関心を獲得した（Burgess et al.， 2010， Rosin et al.， 2011， Santaniello et al.， 2011）。そして、一般に、アダプティブＤＢＳまたは閉ループＤＢＳと呼ばれている。
【０００５】
閉ループパラダイムは、患者の臨床状態とその症状を表す可能性のある制御変数に基づいて、刺激パラメータを適応させる。米国特許第７，２７７，７５８号明細書は、バイオマーカーとしても知られる生理学的マーカーを制御変数として記録することにより刺激パラメータを患者の臨床状態に適合させるように構成された神経障害を治療するための装置を記載している。様々な制御変数に基づく他のアプローチが文献で提案されている。神経化学的信号（Chang SY et al.， 2013）、微小電極アレイに基づく単一およびマルチユニット活動（Rosin et al.， 2011）、皮質脳波記録（Hemptinne et al.， 2015）、表面脳波記録、表面筋電図および加速度計。
【０００６】
アダプティブＤＢＳ技術は、刺激パラメータを調整するための制御変数として、局所電界電位（ＬＦＰ）として知られる、電極周囲のニューロン集団の電気的活動の低周波振動成分を使用する場合がある。ＬＦＰは、状況によっては、患者の臨床状態と相関することが分かっている（Priori et al.， 2004， Eusebio et al.， 2011， Kuhn et al.， 2009）。いくつかのＤＢＳシステムは、刺激にも使用される電極を使用してＬＦＰを記録できる場合がある。ＬＦＰの振幅には、特定の脳領域の状態を表す情報が含まれる場合がある。例えば、パーキンソン病では、ベータ周波数帯（１２〜３５Ｈｚ）での大脳基底核ネットワークの過剰な同期が運動障害に関連付けられている（Kuhn et al.， 2009）。したがって、ベータ帯の電力値は、適応ＤＢＳの制御変数として提案されている（Priori et al.， 2013）。
【０００７】
ＤＢＳ電極から記録されたＬＦＰは、１Ｈｚまでの対象周波数を有するマイクロボルト範囲の低振幅信号（Yoshida et al.， 2012）である。特に、埋め込み可能なデバイスでは、一般に、ノイズパフォーマンスに影響を与える電力とスペースの制約があるため、電気刺激を送達しながらこれらの低振幅、低周波数信号を測定できる記録システムの開発は困難な場合がある。適切な空間および電力の寸法を達成するために、従来技術の記録回路は、低電圧ＣＭＯＳ回路を使用して実施される特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）として開発されてきた。より具体的には、従来技術の記録回路は、ＭＯＳ入力トランジスタを備えた演算増幅器を利用する。これは、低電圧で動作するデバイス技術のサイズ縮小に固有のいくつかの非理想的な影響（例えば、１／ｆノイズ、熱ノイズ、ＤＣオフセット）によるダウンスケーリングの制限を意味する。
【０００８】
埋め込み可能なデバイスのサイズと電力消費の基準を満たしながら入力ノイズを処理できるアナログフロントエンドの解決策が米国特許第７，８４７，６２８号明細書で提案されている。これは、１／ｆフリッカノイズが無視できるより高い周波数にターゲット信号を変調するためのチョッパアンプについて説明している。オペアンプの非理想的な影響を取り除くために米国特許第７，８４７，６２８号明細書で使用されている「チョッパー安定化技術」は、入力信号を増幅器の上流の非常に高い周波数に（すなわち、信号周波数の内容に関して）変調することから成る。これにより、増幅器で発生するフリッカノイズが入力信号に重畳されなくなる。増幅の下流では、入力信号は、適切な振幅で元の周波数帯域に変調され、１／fノイズを支配する。このノイズは、ローパスフィルタリングによってさらに低減できる。
【０００９】
しかしながら、ＬＦＰの記録と刺激の送達を同時に行うと、１／ｆノイズフィルタリングに関する追加の技術的な問題が発生する可能性がある。同時刺激でＬＦＰを検知することは、アダプティブＤＢＳの望ましい機能である。ＬＦＰデータの記録中に脳領域を同時に刺激することで、ＬＦＰパワー変調を経時的に追跡し、刺激の効果を確認または測定できる。
【００１０】
深部脳刺激中に局所フィールド電位を記録する問題は、数十ミリボルトのオーダーの同時電気刺激アーティファクトで１μＶ未満の振幅を有する神経信号を検知することにある。電気刺激アーティファクトは、２つの不完全に一致した記録電極間の刺激信号によって生成される電圧差である。このような低振幅／低周波数の神経信号を検出できるようにするために、高ゲインの増幅が望まれる。しかしながら、刺激アーティファクトが存在するため、高ゲインの増幅により、記録チェーンが飽和する可能性がある。刺激アーティファクトは、最初から、すなわち、変調が行われる前に入力信号に含まれているため、米国特許第７，８４７，６２８号明細書に記載されているチョッパー安定化技術は、刺激アーティファクトを減らすには不適切である。さらに、刺激信号を高周波に移動すると、刺激アーティファクトの高周波成分が「チョップ」高調波と相互作用するという問題がさらに発生する場合がある。
【００１１】
刺激アーティファクトの問題を軽減するために、Stanslanski et al.， 2011は、米国特許第７，８４７，６２８号明細書に記載されているアナログフロントエンドとして実施された第１のステージを利用した解決策を説明し、その後に従来のローパスフィルタを含む第２のステージが続く（米国特許第９，８８８，８６１号明細書、Stanslanski et al.， 2011）。しかしながら、ローパスフィルタリングの後でも、信号は、以下に詳細に説明されるように、残留刺激干渉、すなわち、刺激アーティファクトに起因する残留干渉を受けている。
【００１２】
この問題に対する他の解決策アプローチは、低ゲイン差動段と、それに続くローパスフィルタと最終増幅段で構成されるシステムを提供する。差動ゲインを低く保つことで飽和を回避し、ローパスフィルタの入力換算ノイズを超える神経信号の増幅を促進できる。ローパスフィルタリング後、刺激周波数成分は大幅に低減または除去される。これにより、シングルエンドステージを導入して、飽和することなくゲインを増加させ、信号振幅をＡ／Ｄコンバータのダイナミックレンジに調整できる。差動段の前にローパスパッシブネットワークを導入して、ゲイン／入力ダイナミックレンジの性能で必要な場合は、第１の増幅器の前のアーティファクトをさらに抑制できる。
【００１３】
この解決策は、刺激中のＬＦＰの記録に効果的であることが証明されているが、ローパスフィルタリング後も、いくつかの残留刺激干渉がまだ持続している。残留刺激干渉は、ＬＦＰ記録（＜４０Ｈｚ）の対象となる帯域で、図９ａに示されるように、合計電力（含まれる信号）および／またはスプリアスアーティファクトトーンの望ましくない増加の形で発生する可能性がある。これらの残留刺激干渉が観察されているにもかかわらず、それらの原因はまだ特定されていない。その総電力によるフィルタリングされた神経信号のスペクトル内容の正規化のために提供されるそのような残留刺激干渉を低減または排除する問題を管理する一つの試み。この方法の主な欠点は、観測された周波数帯域外で生理学的パワースペクトルの変化が発生すると、常にバイアスが発生する可能性があることである。例えば、制御変数として選択されたものとは異なる周波数帯域（すなわち、ベータ帯域）におけるパワーの増加は、有用な信号の過小評価につながる可能性がある。
【００１４】
代わりに、Stanslanskiと同僚は、サポートベクターマシン（ＳＶＭ）ロジックを使用して、刺激ありと刺激なしで記録された同じ信号間の線形分離を導入した（米国特許第９，８８８，８６１号明細書、Stanslanski et al.， 2011）。この方法の基本的な前提は、帯域パワーに対する刺激の影響が線形であることである。しかしながら、仮説が正しい場合でも、ＳＶＭロジックは、通常、ネットワークをトレーニングするために大量の患者固有のデータを必要とし、さらに、刺激パラメータの継続的な変更を必要とするアルゴリズムには適していない。
【発明の概要】
【００１５】
出願人は、上記の欠点を克服する問題、特に、神経障害を治療するための装置におけるローパスフィルタリング後に神経信号に影響を与える残留刺激干渉を排除または実質的に低減する問題を検討した。
【００１６】
上記の問題の範囲内で、出願人は、適応性のある電気刺激を提供する神経障害を治療するための装置において同時刺激を伴う信頼できる検知を可能にする目的を検討した。
【００１７】
したがって、技術的な問題は、刺激アーティファクトを抑制し、神経信号に影響を与える可能性のある残留刺激干渉（例えば、低周波数（＜４０Ｈｚ）での総電力および／または偽のアーティファクトトーンの望ましくない増加）を低減または排除することにより、刺激中にＬＦＰを記録できる神経信号を処理する装置と方法を考案することである。これにより、電気刺激を埋め込み可能なシステムに適したアーキテクチャで適合させ、産業用製造プロセスの信頼性（すなわち、スペースと電力消費に関して最適化される）を高めるために、神経信号データの信頼性が高く正確な取得を提供する。
【００１８】
神経障害を治療するための装置の一変形形態は、患者の脳に埋め込み可能な少なくとも１つの電極、および少なくとも１つの電極に接続された処理および刺激デバイスを含み得る。処理および刺激デバイスは、少なくとも１つの電極に送信される刺激信号を生成するように構成された刺激モジュールと、患者の脳から電極によって測定された脳活動（例えば、神経信号）に特徴的な局所場電位（ＬＦＰ）を取得するように構成された取得モジュールとを少なくとも備える。取得モジュールは、入力信号（Ｖ１ａ、Ｖ２ａ）の電位差を増幅し、事前定義された周波数帯域を超える周波数を遮断することにより刺激アーティファクトをフィルタリングするように構成されたフロントエンドブロックを少なくとも備え、フロントエンドブロックは、離散時間信号処理用に構成された多段完全差動スイッチドキャパシタ回路（例えば、集積回路）を備えることを特徴とする。
【００１９】
初めて、数学的シミュレーションおよびインビトロ試験に基づいて、出願人は、上記で議論された残留刺激干渉の起源を決定することができた。出願人は、実際の刺激信号は高周波成分のみの理想的な周期的な単相／二相方形波ではなく、低周波数（すなわち、ＬＦＰの周波数スペクトルとオーバーラップする周波数成分を有する）でも追加のノイズを運ぶことを認識した。低周波数でのこの追加のノイズは、記録電極の不均衡によって、および取得システムの有限コモンモード除去によって、差動アーティファクトに変換される可能性がある。
【００２０】
さらに、出願人は、取得システムの有限コモンモード除去により、刺激信号に重畳されたコモンモードノイズが差動形式に変換され、増幅および取得されることを確認した。したがって、出願人は、多段フロントエンドのコモンモード除去を最適化することの重要性を確認した。
【００２１】
本明細書で説明するのは、電気深部脳刺激のための装置における同時刺激を伴う信頼できるＬＦＰ信号検知を可能にするＬＦＰ取得モジュール（すなわち、電気回路）の変形である。取得モジュールの一変形形態は、残留刺激干渉を低減または排除し、コモンモード除去を促進し、埋め込み型デバイスのサイズと電力消費の制約の下で動作可能な高次ローパスフィルタ（すなわち、コーナー周波数＜１００Ｈｚ）を備えることができる。取得モジュールは、離散信号を処理するように構成されたスイッチドキャパシタベースの完全差動多段アーキテクチャを備えることができる。
【００２２】
出願人は、スイッチドキャパシタ技術に基づく完全差動アーキテクチャを使用すると、良好なコモンモード除去を提供し、埋め込み可能なデバイスのサイズ制約を満たしながら、非常に低周波のフィルタコーナーの実施を可能にすることを確認した。
【００２３】
本明細書で説明するスイッチドキャパシタ技術を備える完全差動回路アーキテクチャは、回路サイズに影響を与える（例えば、増大させる）ことなく、１／ｆノイズおよびＤＣオフセットを軽減するのに役立つ離散時間処理方法を使用するように構成され得る。
【００２４】
また、本明細書には、神経障害を治療するための装置またはＤＢＳシステムによって収集された神経信号を処理する方法が記載されている。一変形形態では、方法は、離散時間信号処理用に構成された完全差動スイッチドキャパシタ回路（例えば、集積回路）を備える第１の段階を使用して神経信号を増幅およびプレフィルタリングするステップと、離散時間信号処理用に構成された完全作動スイッチドキャパシタ回路（例えば、集積回路）を備える第２の段階を使用して、所定の周波数帯域を超える信号を遮断することにより、増幅およびプレフィルタリングされた信号をフィルタリングするステップとを含み得る。好ましくは、神経信号を増幅およびプレフィルタリングするステップ、ならびに増幅およびプレフィルタリングされた信号をフィルタリングするステップの少なくとも１つは、相関二重サンプリング（ＣＤＳ）を含む。任意選択で、神経信号を増幅およびプレフィルタリングするステップは、神経信号を第２の段階の入力換算ノイズよりも大きい値に増幅することを含むことができる。
【００２５】
有利には、本明細書に記載される神経信号を処理するための方法は、神経障害を治療するための装置に関して上記で説明された技術的効果を達成する。
【００２６】
いくつかの変形形態は、上記の側面の少なくとも１つを含み、および／または以下の好ましい特徴の少なくとも１つを有するが、ここで説明する特徴のいずれかは、特定の実施目的を満たすために必要に応じて互いに組み合わせることができる。
【００２７】
本明細書で説明する装置の一変形形態では、多段フロントエンドブロックは、プレフィルタ段と、プレフィルタ段の下流に配置された抑制フィルタ段とを備えることができる。取得モジュールは、フロントエンドブロックとダウンストリーム通信することができるアナログデジタル（Ａ／Ｄ）コンバータブロックを備えることができる。いくつかの変形形態では、フロントエンドブロックは、取得システムのコモンモード除去比を最大化するために、離散時間信号処理用に構成された２段の完全差動スイッチトキャパシタ回路を備えることができる。したがって、差動信号は、離散時間形式でフロントエンドブロックからアナログ入力信号をデジタル出力信号に変換するＡ／Ｄコンバータに送信され得る。
【００２８】
いくつかの変形形態では、フロントエンドブロックのプレフィルタ段は、第１のクロック周波数でクロックされる完全差動ローパススイッチドキャパシタフィルタを備え得る。したがって、神経信号を増幅およびプレフィルタリングするステップは、第１のクロック周波数でクロックされる第１の完全差動スイッチドキャパシタフィルタを使用して実行され得る。有利には、プレフィルタ段は、エイリアシング効果を引き起こす可能性がある信号の高周波成分をフィルタリングしながら増幅を提供する。すなわち、プレフィルタ段は、アンチエイリアシング機能を実行するように構成され得る。
【００２９】
いくつかの変形形態では、フロントエンドブロックの抑制フィルタ段は、第２のクロック周波数でクロックされる完全差動ローパススイッチドキャパシタフィルタを備えてもよい。プレフィルタ段の第１のクロック周波数は、抑制フィルタ段の第２のクロック周波数よりも高くてもよい。いくつかの変形形態では、第１のクロック周波数は、約１ＫＨｚ以上であり得る。第２のクロック周波数は、第１のクロック周波数の半分未満であり得る。
【００３０】
好ましくは、プレフィルタ段は、抑制フィルタ段のフィルタの次数よりも低い次数を有するフィルタを備え得る。いくつかの変形形態では、抑制フィルタ段のフィルタは、少なくとも３つ以上の次数を有し得る。プレフィルタ段は、最小刺激周波数（例えば、約５０〜２５０Ｈｚ）と第２のクロック周波数との間の範囲の第１のカットオフ周波数を有するローパスフィルタを備え得る。例えば、第１のカットオフ周波数は、約５０Ｈｚより高くてもよい。
【００３１】
いくつかの変形形態では、抑制フィルタ段は、神経信号の最大周波数成分（例えば、約３５〜４０Ｈｚ）と刺激アーティファクトの周波数（例えば、約５０〜２５０Ｈｚ）との間の範囲の第２のカットオフ周波数を有するフィルタを備え得る。したがって、増幅およびプレフィルタリングされた信号をフィルタリングするステップは、第２のクロック周波数でクロックされる第２の完全差動スイッチドキャパシタフィルタを使用して実行され得る。プレフィルタ段の第１のカットオフ周波数は、抑制フィルタ段の第２のカットオフ周波数よりも大きいことが好ましい。
【００３２】
好ましくは、第２のカットオフ周波数は、約３５〜２５０Ｈｚの範囲である。
【００３３】
少なくとも２つの段階（例えば、プレフィルタへのアンチエイリアシングフィルタリングと抑制フィルタへの刺激アーティファクト除去）の間で機能を分配することは、性能と回路のサイズ／複雑さの間の最適なトレードオフを達成することを可能にする。
【００３４】
いくつかの変形形態では、完全差動スイッチドキャパシタプレフィルタ段および／または抑制フィルタ段は、ロスレスＬＣラダー構造のアクティブエミュレーションにおいてスイッチドキャパシタ積分器を使用するラダーフィルタとして実施され得る。
【００３５】
詳細には、完全差動スイッチドキャパシタフィルタ段（プレフィルタおよび／または抑制フィルタ）は、ＣＭＯＳ技術を使用して実施され得る。有利なことに、これらのフィルタアーキテクチャは、非常に正確な応答を実現でき、コンポーネント値の広がりに対する感度が非常に低く、ダイナミックレンジが広い一方で、小さなチップ面積、低消費電力、および比較的低性能の演算増幅器を必要とする。
【００３６】
好ましい実施形態では、完全差動スイッチドキャパシタプレフィルタおよび／または抑制フィルタは、完全差動双線形スイッチドキャパシタ積分器を有する基本ビルディングユニットを含む。有利には、完全差動双線形スイッチドキャパシタ積分器を備えるプレフィルタおよび／または抑制フィルタは、対象の周波数（すなわち、記録された神経信号の周波数および／または例えば、約１Ｈｚ〜約４０Ｈｚ、例えば、約１Ｈｚ〜約３５Ｈｚの範囲の任意の神経活動信号）でのコモンモード除去比（ＣＭＲＲ）の向上に役立つ。
【００３７】
いくつかの変形形態では、基本ビルディングユニットは、２つの入力コンデンサの一方の端に交互に接続可能な２つの入力を備え、２つの入力コンデンサのもう一方の端は、基準電圧源に、またはそれぞれ増幅器の２つの入力の１つにそれぞれ接続するように構成されている。演算増幅器の各入力は、それぞれ第１および第２のフィードバックコンデンサの介在を介して演算増幅器の１つのそれぞれの出力に接続可能である。この回路配置は、ＣＭＲＲをさらに増加させ、ノイズ（例えば、刺激アーティファクトおよび／またはｌ／ｆノイズから）の削減および／または除去を促進して、対象の神経信号（例えば、神経活動データ）を抽出するのに役立つ。
【００３８】
いくつかの変形形態では、基本ビルディングユニットは、相関二重サンプリング（ＣＤＳ）技術を実施するように構成され得る。
【００３９】
いくつかの変形形態では、基本ビルディングユニットは、オプションで、第１および第２のフィードバックコンデンサにそれぞれ並列に接続された第３および第４のフィードバックコンデンサを備えることができる。
【００４０】
いくつかの変形形態では、第１および／または第２のクロック信号は、増幅器の入力信号への第３および第４のフィードバックコンデンサの代替の接続および切断のタイミングを合わせるように構成され得る。
【００４１】
入力信号と入力コンデンサ、増幅器の入力コンデンサと入力、フィードバックコンデンサと増幅器の間の接続のタイミングは、相関二重サンプリング（ＣＤＳ）技術を実施するために、接続段階ごとに特定の位相を有する第１および／または第２のクロック信号によって制御できる。
【００４２】
入力信号と入力コンデンサの間の接続、およびフィードバックコンデンサの間の接続は、それぞれ１８０°反対の第１のクロック信号によって制御できる。入力コンデンサと増幅器の入力の間の接続は、第１のクロック信号と比較して遅延し、それぞれ１８０°反対の第２のクロック信号によって制御される。
【００４３】
有利には、相関二重サンプリング（ＣＤＳ）技術は、低周波数でのノイズ密度を低減し、したがって、支配的なノイズが演算増幅器の１／ｆノイズ成分であるスイッチドキャパシタフィルタの非常に低周波数の用途に特に適している。ＣＤＳ技術により、非常にコンパクトなプレフィルタ段を実施し、非理想的な１／ｆノイズを効果的に除去できる。実際、スイッチドキャパシタ回路では、スイッチを追加することでＣＤＳ技術を実施できる。
【００４４】
いくつかの変形形態では、抑制フィルタ段の出力は、Ａ／Ｄコンバータに差動的に供給され得る。したがって、いくつかの変形形態では、取得モジュールは、フロントエンドブロックの下流に接続されたＡ／Ｄコンバータブロックをさらに備える。Ａ／Ｄコンバータブロックは、好ましくは、デルタシグマ変換器を備え得る。
【００４５】
いくつかの変形形態では、Ａ／Ｄコンバータブロックは、完全差動スイッチドキャパシタ回路（例えば、集積回路）を備え得る。
【００４６】
いくつかの変形形態では、Ａ／Ｄコンバータは、第１のサンプリング段と、その後に、量子化ノイズを除去するように構成されたフィルタ段と、デシメーション段とを備える。
【００４７】
いくつかの変形形態では、刺激デバイスは、取得モジュールによって取得された信号に基づいて刺激モジュールの適応制御を実施するように構成された制御モジュールをさらに備え含み得る。
【００４８】
いくつかの変形形態では、取得モジュールは、刺激モジュールによって生成された刺激パルス中にフロントエンドブロックの入力を切断または接地するために刺激モジュールから入力同期信号を受信するように構成されたフロントエンドの上流に機能モジュールをオプションで備え得る。
【００４９】
刺激中の検知を容易にするために、この機能モジュールは、取得チェーンからの各刺激パルス中に後続の処理モジュールの入力を切断または接地する。各刺激中に入力を切断または接地し、各刺激パルス後に入力を記録システムに再接続すると、刺激アーティファクトの追加の抑制／軽減が提供されるため、第２の抑制フィルタ段のレベルでの減衰要件に負担がかからない。
【００５０】
いくつかの変形形態では、取得モジュールは、第１の機能モジュールの動作によって生成された信号の高周波を抑制するように構成された第２の機能モジュールをさらに備え得る。
【００５１】
いくつかの変形形態では、取得モジュールは、ハイパスフィルタリングを提供するように構成された第３の機能モジュールも備え、インターフェース電気化学天秤の違いによって生成される少なくとも１つの電極（例えば、コモンモードとＤＣ差動電位）でオフセット電位を緩和する。
【００５２】
いくつかの変形形態では、刺激デバイスは、取得モジュールによって取得された信号に基づいて刺激モジュールの適応制御を実施するように構成された制御モジュールを備え得る。制御モジュールは、取得された神経信号を有利に利用して、治療を患者の症状を表す可能性がある患者の神経活動データに適合させるために、刺激信号のパラメータのフィードバックを決定することができる。
【００５３】
いくつかの変形形態では、刺激デバイスは、患者の脳に埋め込み可能な少なくとも１つの電気カテーテルを備え得、少なくとも１つの電極は、少なくとも１つの電気カテーテル上に配置され得る。少なくとも１つの電気カテーテルは、少なくとも３つの電極を備えることができ、少なくとも２つの電極は、患者の脳領域で神経信号を取得し、取得した神経信号を取得モジュールに送信するように構成されるセンサとして機能し、少なくとも１つの電極が刺激モジュールから刺激信号を受信して、患者の脳領域に電気刺激を送達する。
【００５４】
添付の図面を参照すると、本発明のさらなる特徴および利点が、その好ましい実施形態のいくつかの以下の詳細な説明を使用して示される。
【００５５】
上記の説明によれば、各実施形態のいくつかの特徴は、それらの特定の組み合わせから特に得られる利点を達成するために、無制限かつ独立して互いに組み合わせることができる。
【図面の簡単な説明】
【００５６】
【図１】神経障害を治療するための脳刺激装置の好ましい実施形態の概略図を示す。
【図２ａ】図１の装置によって採用される取得モジュールのブロック図を示す。
【図２ｂ】図１の装置によって採用される取得モジュールのブロック図を示す。
【図２ｃ】図１の装置によって採用される取得モジュールのフロントエンドブロックのブロック図を示す。
【図２ｄ】図１の装置によって採用される取得モジュールのＡ／Ｄコンバータブロックのブロック図を示す。
【図３】図２ａおよび図２ｂの取得モジュールのフロントエンドブロックのフィルタ段を実施するために使用される基本ビルディングユニットを形成する積分器の第１の好ましい実施形態の概略図である。
【図４】従来の完全差動スイッチドキャパシタ積分器の概略図である。
【図５】入力容量間に１０％の容量不整合がある場合、図４に係る従来のスイッチドキャパシタ積分器と図３に係る改良された双線形完全差動スイッチドキャパシタ積分器との間のＣＭＲＲを示すプロットである。
【図６】図２ａおよび図２ｂの取得モジュールのフロントエンドブロックのフィルタ段を実施するために使用される基本ビルディングユニットを形成する積分器の第２の好ましい実施形態の概略図である。
【図７】図２ａおよび図２ｂの取得モジュールのフロントエンドブロックのプレフィルタ段の概略図である。
【図８ａ】図２ａおよび図２ｂの取得モジュールのフロントエンドブロック内の様々な段階における信号の周波数成分を示すグラフである。
【図８ｂ】図２ａおよび図２ｂの取得モジュールのフロントエンドブロック内の様々な段階における信号の周波数成分を示すグラフである。
【図８ｃ】図２ａおよび図２ｂの取得モジュールのフロントエンドブロック内の様々な段階における信号の周波数成分を示すグラフである。
【図８ｄ】図２ａおよび図２ｂの取得モジュールのフロントエンドブロック内の様々な段階における信号の周波数成分を示すグラフである。
【図９ａ】先行技術のシングルエンドアナログフロントエンドおよび完全差動スイッチドキャパシタフロントエンドを使用して処理された、刺激中および刺激がない場合の信号電力を示す２つの対数プロットである。
【図９ｂ】先行技術のシングルエンドアナログフロントエンドおよび完全差動スイッチドキャパシタフロントエンドを使用して処理された、刺激中および刺激がない場合の信号電力を示す２つの対数プロットである。
【発明を実施するための形態】
【００５７】
図面および以下の説明において、同じ参照番号または記号は、同じ機能を有する構成要素を示すために使用される。さらに、例示を明確にするために、いくつかの参照番号は、全ての図で繰り返されない可能性がある。本明細書では本発明の例および変形形態を示して説明しているが、本発明を以下に説明する特定の例および変形形態の実施形態に限定する意図はないが、逆に、本発明は、請求の範囲で定義される本発明の保護範囲内にある全ての修正または代替および同等の実施をカバーすることを意図している。
【００５８】
「与えられた例」、「等」、「または」のような表現は、明確に異なるように示されない限り、限定されない非排他的な代替物を示す。「備える」および「含む」などの表現は、明確に異なる指示がない限り、「備えるまたは含むが、それに限定されない」という意味を有する。さらに、全体を通して参照される「モジュール」は、本明細書に記載されるような１または複数の機能を実行するように配置および接続される電気回路および／または電気コンポーネントのアセンブリを指し得、および／またはここで説明する機能を実行するようにプログラムされた専用コンピュータを指し得る。
【００５９】
図１を参照すると、全体的に１０で示される、神経障害を治療するための装置の１つの変形形態が示されている。
【００６０】
特に、図１に示される装置は、刺激電極または隣接電極から生体電位（例えば、局所電界電位またはＬＦＰ）を検出するように構成されている適応型深部脳刺激に適しており、そのような信号を刺激効果に関連付け、および／または患者の治療を容易にするために刺激パラメータを適合させる。
【００６１】
神経障害を治療するための装置１０は、電気刺激を投与するために患者の脳に埋め込まれるように構成された少なくとも１つのプローブまたは電気カテーテル１１を備える。プローブまたは電気カテーテル１１は、電極１２とも呼ばれる、外部接続を介してアクセス可能な少なくとも３つの金属接点またはリードを備え得る。しかしながら、他の変形形態では、電極は、同じ電気カテーテル上に配置されない場合がある（例えば、適応ＤＢＳ用の装置は、２つ以上の電気カテーテルを備え得、電極は、２つの異なる電気カテーテル上に配置され得る）。
【００６２】
神経障害を治療するための装置１０は、各プローブが１または複数の電極を備え得る１または複数の埋め込み可能なプローブを備え得る。装置１０はまた、埋め込み可能なプローブのそれぞれのためのコネクタまたはプローブ延長部を備え得る。プローブ（例えば、プローブ１１）は、遠位部分および近位部分を有し得る。１または複数の電極（電気刺激および／または神経活動データの取得を送達するため）が遠位部分に配置され、１または複数のコネクタ接点が近位部分に配置され、プローブ内の１または複数のワイヤが電極をコネクタ接点と電気的に接続する。プローブ１１は、例えば、１、２、３、４、５、６、８、１０、１２、１６、２４、３６、４８、６４、９６などの任意の数の電極１２、および対応する数のコネクタ接点を備えることができる。プローブ延長部は、１または複数の導電性接点を取り囲むレセプタクルハウジングを備えたコネクタブロックを有する遠位部、刺激デバイス（例えば、装置１０）コネクタ接点を有する近位部を有することができ、刺激デバイスコネクタ接点のそれぞれは、１つまたは複数のワイヤを介したレセプタクルハウジング内の導電性接点、および近位部分と遠位部分との間の細長い本体に対応する。プローブ延長部は、例えば、１、２、３、４、５、６、８、１０、１２、１６、２４、３６、４８、６４、９６などの任意の数の導電性接点、および対応する数の刺激デバイスコネクタ接点を備えることができる。プローブ延長部の導電性接点の数は、プローブ延長部が接続されているプローブ上の電極の数と同じか、それよりも多くてもよい。プローブの遠位部分は、標的脳領域に埋め込み可能であり得、一方、プローブの近位部分は、脳組織の外側に延び得、そしてプローブ延長部の遠位部分と接続し得る。プローブ延長部のレセプタクルハウジングは、プローブのコネクタ接点がプローブ延長部の導電性接点と電気的に接続し、プローブの遠位部にある電極がプローブ延長部の近位部分にある刺激デバイスコネクタ接点に電気的に結合されるように、プローブの近位部を保持するように構成され得る。刺激デバイスコネクタ接点は、処理および刺激デバイス１４のポートまたはコネクタ（例えば、ヘッダインターフェース）に結合されるように構成され得る。いくつかの変形形態では、レセプタクルハウジングは、レセプタクルハウジング内でプローブの近位部分を係合または保持するための取り付け機構を備え得る。オプションで、プローブ延長部は、レセプタクルハウジングの少なくとも一部の上に配置された電気絶縁材料を備えるコネクタスリーブまたはブーツを備え、プローブのコネクタ接点とプローブ延長部の導電性接点を周囲の組織から電気的に絶縁するのに役立つ。プローブ延長部の細長い本体は、遠位部分と近位部分との間で一定の直径を有してもよく、またはその長さに沿って変化する直径を有してもよい。例えば、細長い本体のセグメントの直径は、そのセグメントが脳組織と頭蓋骨または皮膚との間の界面に配置されることが意図されている場合、より大きく（例えば、より厚く）なり得る。これは、プローブ延長部の細長い本体内のワイヤの過度のねじれ、トルク、および／または曲げを減らすのに役立ち、それにより、ワイヤの機械的摩耗を減らし、および／またはプローブ延長部の使用可能な寿命を延ばすのに役立つ。
【００６３】
図１に示される神経障害１０を治療するための装置は、４つの金属接点または電極１２を有するプローブ１１を備え、プローブの他の変形形態は、任意の数の電極（例えば、１、２、３、４、５、６、７、８、９、１０、１２、１６、１８、２０、２５、３０、３６、４８、またはそれ以上）を備え得る。前述のように、神経障害を治療するための装置１０は、任意の数のプローブ（例えば、２つ以上）を備えることができ、各プローブは、任意の数の電極を有することができる。例えば、神経障害を治療するための装置１０は、第１の電極を備えた第１のプローブと、第２の電極を備えた第２のプローブとを備えることができる。使用中、第１のプローブは、第１の脳領域に埋め込まれてもよく、第２のプローブは、第２の脳領域に埋め込まれてもよい（例えば、両側刺激のため）。他の変形形態では、神経障害を治療するための装置１０は、２つのプローブを備え得、各プローブは４つの電極（合計８チャネル）を有し得るか、または８つの電極（合計１６チャネル）を有し得る。
【００６４】
１つの変形形態では、プローブ１１は、第１の電極が電気刺激を送達する刺激電極であり、第２の電極が神経活動信号を取得する測定電極である複数の電極を備えることができる。例えば、第１の複数の電極（互いに隣接してもしなくてもよい）を刺激に使用し、第２の複数の電極（互いに隣接してもしなくてもよい、または第１の複数の電極と交互に配置してもよい）を使用して神経活動信号を取得することができる。代替的または追加的に、同じ電極が、神経活動信号の取得と電気刺激の両方に同時にまたは順次に使用されてもよい。ＤＢＳプローブは、約０．５ｍｍ〜約３ｍｍ、例えば、約１．５ｍｍの高さ、および約０．５ｍｍ〜約２ｍｍ、例えば、約１．２７ｍｍの直径を有する１つまたは複数の円筒形またはディスク形の電極を備えることができる。いくつかの変形形態では、ＤＢＳプローブは、２つ以上の円筒形電極（例えば、２、４、６、１０、１２、１５、１６、２０など、またはそれ以上の電極）を備え得る。代替的または追加的に、ＤＢＳプローブは、少なくとも部分的に標的神経構造または脳領域に基づいて選択された形状を有する平面電極および／または鋭い電極を備え得る。２つの電極間の間隔は、約０．２５ｍｍ〜約２ｍｍ、例えば、約０．５ｍｍであり得、任意で、絶縁体は、２つの電極間および／または電極の周りに配置され、電極間の電気的結合またはクロストークを低減し得る。絶縁体は、例えば、ポリウレタンおよび／またはポリイミドなどを含み得る。電極は、任意の金属または任意の金属合金、例えば、プラチナ−イリジウム合金から作られ得る。
【００６５】
図１に示される実施形態では、電極１２は、フィードバックおよび相互運用構成で互いに接続された３つの機能モジュール、すなわち、刺激モジュール１６、データ収集モジュール２０および制御モジュール１８を備える処理および刺激デバイス１４に接続される。
【００６６】
一変形形態では、刺激デバイス１４は、それぞれが８つの電極を有する２つのプローブ、または各々が４つの電極を有する４つのプローブ、または各々が２つの電極を有する８つのプローブなどに接続され得る１６のチャネルを備え得る。例えば、チャネルよりも電極の数が少ない場合があり、刺激デバイス１４は、１６のチャネル（例えば、１６の刺激および／またはＬＦＰ取得電極）を収容するように構成され得るが、精神障害を治療するための装置１０の特定の例またはＤＢＳシステムは、８つの電極（例えば、それぞれが４つの電極を有する２つのプローブ）または４つの電極（例えば、４つの電極を有する単一のプローブ）を備え得る。
【００６７】
刺激モジュール１６は、刺激信号を生成し、それを電極１２に送るために採用される。刺激モジュール１６は、電圧源および／または電流源を備えるパルスまたは関数発生器と、ユーザおよび／またはコントローラによって決定される特定のパラメータ値を有する電気パルスを生成するように構成された回路とを備え得、電気パルスをプローブに送信するワイヤを備えてもよく、プローブは、電気パルスを脳領域に送達する。
【００６８】
いくつかの変形形態では、刺激モジュールは、波形発生器（例えば、パルスまたは関数発生器）、電流コントローラ、およびマルチプレクサを備え得、それらのうちの１つ以上は、制御モジュールまたはメインプロセッサ１８からコマンド信号を受信するように構成され得る。コマンド信号は、刺激振幅、パルス幅、パルス周波数、デューティサイクル、および／または指定されたパラメータによる電気刺激が送達される特定のプローブおよび／または電極を含むがこれらに限定されない電気刺激パラメータデータを含み得る。電流コントローラは、コマンド信号によって指定された電気刺激振幅を設定するように構成でき、および／または波形発生器は、コマンド信号によって指定されたパルス幅および／またはパルス周波数を有する電流または電圧パルスを生成するように構成できる。マルチプレクサは、コマンド信号によって指定されたプローブおよび／または電極を電流コントローラおよび／または波形発生器と電気的に接続するように構成され得る。いくつかの変形形態では、マルチプレクサは、メインプロセッサからのコマンド信号に従って構成され得るマルチプレクサアレイを備え得、その結果、波形発生器からの電気パルスは、選択されたプローブおよび／または電極に向けられ得る。波形発生器と電極との間の接続性は、単極刺激構成および／または双極刺激構成のマルチプレクサによって配置され得る。単極構成では、１つまたは複数の電極を、波形発生器の１つまたは複数のアクティブ（例えば、正）端子に接続することができる（戻りパッドが患者の他の場所に配置されている）。双極構成では、１または複数の電極の第１のセットは、波形発生器の１または複数のアクティブ（例えば、正）端子に接続され得、一方、１または複数の電極の第２のセット（例えば、電極の第１のセットとは異なる）は、波形発生器の１または複数の戻り（例えば、負）端子に接続され得る。
【００６９】
いくつかの変形形態では、刺激モジュール１６は、パラメータのセットによって特徴付けられ得る刺激信号Ｖｓｔｉｍを生成し、刺激信号Ｖｓｔｉｍを１つまたは複数の電極１２に送信するように構成され得る。例えば、刺激モジュール１６は、ユーザおよび／または制御モジュールによって指定されたパラメータを有する電気信号を生成する電流源（および／または電圧源）を有するパルス発生器を備え得る。いくつかの変形形態では、パルス発生器は、指定された振幅、周波数、および／またはパルス幅または持続時間の値を有する出力パルスを形成し得る。随意的に、パルス発生器は、ユーザおよび／または制御モジュール１８によって指定されたデューティサイクルで繰り返される２つのパルス以上のパルスを有するパルスシーケンスを生成し得、制御モジュール１８は、取得された神経活動信号の１つまたは複数の特性に従ってパルスデューティサイクルを調整し得る（例えば、本明細書に記載されているパターンまたは特性のいずれか）。
【００７０】
データ取得モジュール２０は、患者の脳から来る脳活動を表す信号、例えば、プローブ１１が埋め込まれている脳領域の脳活動を表すＬＦＰ信号の取得を担当する。取得モジュール２０は、いくつかの変形形態では、脳領域を電気的に刺激するために使用される同じプローブであり得るプローブ１１と電気的に通信している。取得モジュール２０および／またはプローブ１１は、プローブ１１に近接する脳領域の活動から生じる局所場電位（ＬＦＰ）などの神経活動信号を取得するように構成され得る。取得モジュール２０は、取得された神経活動信号を格納および解析する取得プロセッサおよびメモリを備えてもよい。
【００７１】
制御モジュール１８は、取得モジュール２０によって取得された信号に基づいて、刺激モジュール１６の適応制御を実施する。制御モジュールは、取得モジュール２０と刺激モジュール１６との間の通信を容易にし、取得モジュール２０と刺激モジュール１６との間のシグナリングを調整し、および／または取得された神経活動信号に対して追加の計算を実行するように構成された回路を有し得る。
【００７２】
制御モジュール１８は、取得モジュールまたは刺激モジュールのいずれかの一部であってもよく、または別個のモジュールであってもよい。いくつかの変形形態では、制御モジュールは、取得モジュールからの信号に基づいて（例えば、神経活動を示すＬＦＰ信号に基づいて）刺激モジュールの動作を統制／調整するように構成された回路を備える。制御モジュールは、取得した神経活動信号および／または取得モジュールからの信号を解析および格納する制御モジュール（メイン）プロセッサおよびメモリを有することができる。いくつかの変形形態では、制御モジュールは、例えば、取得モジュールおよび／または取得された神経活動信号によって決定される電気刺激パラメータと連携して、刺激モジュールに供給される電力を調整する回路を備えることができる。電気刺激の特性またはパラメータは、取得モジュールおよび／または制御モジュールによって決定され得る。例えば、取得モジュールおよび／または制御モジュールのプロセッサは、取得および／または格納された神経活動信号を解析して、神経活動信号のパターンまたは特性の変動または変化を識別することができる。制御モジュールは、取得モジュールによって検出または抽出された神経活動信号の変化に従って電気刺激のパラメータを変更するために、刺激モジュールのパルス発生器にコマンド信号を提供することができる。制御モジュールはまた、電池（例えば、再充電可能な電池）、および電池に残っている電荷を充電および／または測定するように構成された回路を備え得る。例えば、制御モジュールは、充電式電池、電池を充電するための誘導性リンク、および外部充電デバイスと刺激デバイス（患者に埋め込むことができる）との間のエネルギー伝達を促進するための誘導コイルを備え得る。任意選択で、制御モジュールは、埋め込み可能な刺激デバイスと外部デバイスとの間の信号伝送のためのＲＦチップおよびＲＦアンテナを含む無線伝送インターフェース（例えば、トランシーバ）を備えてもよい。いくつかの変形形態では、取得モジュールは、取得された神経活動信号のスペクトル電力値を計算するように構成されたプロセッサを備え得、計算された電力値は、制御モジュールに送信され得、制御モジュールプロセッサは、電力値およびパルス発生器への一般的なコマンド信号に従って、刺激パラメータを導出して、電気刺激のパラメータを適合または調整するように構成され得る。任意選択で、制御モジュールは、電源管理、電極インピーダンス検査、および／または刺激モジュールの較正および／または診断解析（例えば、トラブルシューティング）用に構成された回路を備えた追加のサブモジュールを備えることができる。
【００７３】
図１の取得モジュール２０に戻ると、その主な機能は、共通電極１７と呼ばれる電位Ｖ１とＶ２との間の差を直接検知する局所生体電位の電場変動を測定し、そのような差を増幅して、信号処理に必要なアナログデジタル変換に役立つ電圧レベルに到達する。
【００７４】
したがって、取得モジュール２０は、プローブ１１上の異なる電極１２にそれぞれ接続される入力ポートＶ１およびＶ２と、入力ポートＶ１およびＶ２からの信号に基づいて、局所生体電位または局所電界電位（ＬＦＰ）の電界変動を測定するように構成された電気回路を備え得る。取得モジュールの電気回路は、計算操作を実行するように構成できる１または複数の処理ユニットまたはプロセッサ（例えば、ＣＰＵ、および／または１または複数のフィールドプログラマブルゲートアレイ、および／または１または複数の特定用途向け集積回路）、１または複数のメモリ要素、１または複数の増幅器、１または複数のフィルタ、および／または１または複数のアナログデジタルコンバータ備え得る。
【００７５】
図２ｂに示されるように、取得モジュール２０は、前置増幅器を使用して電位Ｖ１およびＶ２の変化（例えば、Ｖ１およびＶ２との間の差、または共通または接地電極１７を基準とするＶ１またはＶ２の値）を検知することによって電界変動を測定し、増幅器を使用してその変化（および／または任意の電界変動）を増幅し得る。増幅された出力は、アナログデジタルコンバータを使用してデジタル信号に変換されてもよく、デジタル信号は、さらなる解析および処理のために制御モジュール１８（図１に示される）に送信されてもよい。
【００７６】
いくつかの変形形態では、取得モジュール２０は、取得された神経活動信号（例えば、ＬＦＰ）を、周波数領域（すなわち、周波数領域表現）における脳活動を表すスペクトル信号（例えば、スペクトル電力値）に変換するように構成される取得プロセッサを備え得る。例えば、取得モジュールの取得プロセッサは、入力ポートＶ１およびＶ２からの神経活動信号のフーリエ変換（例えば、高速フーリエ変換または離散フーリエ変換）を実行するように構成され得る。取得プロセッサは、周波数領域信号変換を実行するためにソフトウェアプログラムからの命令を実行する汎用マイクロプロセッサを備え得る。代替的または追加的に、取得プロセッサは、周波数領域信号変換を実行するための専用の電気回路を有するデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）を備えてもよい。代替的または追加的に、取得プロセッサは、周波数領域信号変換を実行するように構成されたＦＰＧＡおよび／またはＡＳＩＣを備えてもよい。さらに、取得モジュール２０の取得プロセッサは、対象の特定の周波数帯域（例えば、低周波数帯域、アルファ周波数帯域、ベータ周波数帯域、ガンマ周波数帯域、および／または必要に応じて任意の範囲の周波数）における神経活動信号の電力値を計算するように構成され得る。いくつかの変形形態では、取得プロセッサは、時間領域で電力計算を実行することができる。取得プロセッサは、時間領域で電力計算を実行するための整流器が後に続く帯域通過フィルタを備えることができる。いくつかの変形形態では、取得モジュール２０のプロセッサは、電力値の遅いおよび速い時間変化をそれぞれ強調するために、電力値の積分ブロックおよび微分ブロック（図示せず）を備え得る。積分または積分ブロックは、時間の経過とともに電力値を組み合わせるように構成され（例えば、移動平均値である可能性のある平均値を計算することにより）、電力値のより遅い変化またはより長期的な傾向を強化するのに役立つ。微分ブロックは、電力値を組み合わせるように構成され、電力値のより速いまたは瞬時的な変化を強化するのに役立つ。
【００７７】
図２ｂにより詳細に示されるように、取得モジュール２０は、フロントエンドブロック２７（図２ｃに示される）およびＡ／Ｄコンバータブロック２３を備える。図示の好ましい実施形態では、Ａ／Ｄコンバータブロック２３は、デルタシグマ変換器を備えることができる。
【００７８】
フロントエンドブロック２７は、プレフィルタ段２１および抑制フィルタ段２２を備え得る。プレフィルタ段２１、抑制フィルタ段２２およびＡ／Ｄコンバータブロック２３は、１つまたは複数の完全差動スイッチドキャパシタ回路を備え得る。詳細には、プレフィルタ段２１は、増幅およびアンチエイリアシングフィルタリングの両方のために構成され得る完全差動スイッチドキャパシタアーキテクチャを備え得る。
【００７９】
抑制フィルタ段２２は、ローパスフィルタリングおよび追加の増幅を提供する完全差動スイッチドキャパシタアーキテクチャを備え得る。
【００８０】
Ａ／Ｄコンバータブロック２３は、増幅およびアナログデジタル信号変換を提供するスイッチドキャパシタネットワークを備え得る。
【００８１】
プレフィルタ段２１は、最小検出可能信号（μＶのオーダ）を損なうことなく、かつ記録チェーンの飽和を回避することによって、抑制フィルタ段２２の入力参照ノイズより大きい値に信号を差動増幅するように構成され得る。したがって、図３に概略的に示されるように、プレフィルタ段２１は、完全差動演算増幅器２１ａ、その入力端子に接続された複数の入力コンデンサＣ１、Ｃ２、およびその入力端子と出力端子の間に接続されたフィードバックコンデンサＣ３、Ｃ４を備え得る。プレフィルタ段２１の利得は、入力およびフィードバックコンデンサの値を選択することにより構成される。プレフィルタ段回路の変形形態について、以下でさらに説明する。
【００８２】
プレフィルタ段２１および／または抑制フィルタ段２２は、完全差動ローパススイッチドキャパシタフィルタのラダー構成を備え得る。ラダー構成は、図３に示されているような基本ビルディングユニットを利用する。この変形形態では、基本ビルディングユニットは、従来の積分器のＣＭＲＲと比較して、対象の周波数でのＣＭＲＲの改善を可能にする一次双線形スイッチドキャパシタ積分器である（図４）。図５に示されるように、図３の基本ビルディングユニットは、図４の従来の積分器と比較してより高いＣＭＭＲを達成する。
【００８３】
使用される積分器の入力ネットワーク２１ｂ（図３）は、２つの電圧源Ｖ１ａ、Ｖ２ａ間、または共通基準電圧Ｖｒｅｆと仮想接地との間に接続されたスイッチドキャパシタの各ノードである寄生非感受性スイッチドキャパシタ構成を採用する。
【００８４】
このようにして、各サンプリング期間中に取得チェーンのフロントエンドで正の信号から負の信号を差し引くことにより、差動サンプリングを実行できる。
【００８５】
詳細には、入力ＶｌａおよびＶ２ａは、２つの入力コンデンサＣ１およびＣ２の一端に交互に接続される。２つの入力コンデンサＣ１、Ｃ２の他端は、基準電圧Ｖｒｅｆに、またはそれぞれ、完全差動演算増幅器２１ａの２つの入力のうちの１つに代替的に接続される。演算増幅器２１ａの各入力は、それぞれ第１のＣ３および第２のＣ４フィードバックコンデンサの介在を介して１つのそれぞれの差動出力に接続される。この構成では、入力Ｖ１ａおよびＶ２ａのコモンモードをＶｒｅｆに等しく設定することにより、増幅器２１ａの入力Ｖ＋およびＶ−も、サンプリング期間全体に亘ってこの値で分極される。
【００８６】
演算増幅器内部のコモンモードフィードバックは、いかなる瞬間においても、Ｖ１ｂ＝−Ｖ２ｂであることを保証する。
【００８７】
入力電圧が全体のサンプリング期間Ｔに亘って変化しないと仮定すると、図３の回路の動作条件は、次の方程式の組で要約できる。
【００８８】
【数１】
2021514818.tif 000003
【００８９】
【数２】
2021514818.tif 000004
ここで、ｚは信号処理数学で使用される離散時間変数である。
【００９０】
図３に示される回路図は、全てのコンデンサを異なるものにすることで一般化されている。この拡張は、不一致が回路のＣＭＲＲ機能に影響を与えないことを確認するために行われた。実際には、適切な設計により、Ｃ１＝Ｃ２およびＣ３＝Ｃ４になる。
【００９１】
出力信号ＶＯは、次の式で与えられる。
【００９２】
【数３】
2021514818.tif 000005
入力信号がサンプリングレートよりはるかに低い周波数で変化することを想定しているため、
2021514818.tif 000006
【００９３】
したがって、
【００９４】
【数４】
2021514818.tif 000007
【００９５】
この回路の利点は、最後の式から簡単に理解できる。次のように、コモンモード電圧ΔＶＣが両方の入力電圧に追加された場合、
Ｖ１ａ’＝Ｖ１ａ＋ΔＶＣ
および
Ｖ２ａ’＝Ｖ２ａ＋ΔＶＣ
理想的には、コモンモード信号ΔＶＣが出力電圧ＶＯでキャンセルされる。
【００９６】
この特性は、スイッチドキャパシタ回路の離散時間アプローチに由来する。
【００９７】
実際の状況では、入力容量不整合ΔＣ１２が存在する場合、コモンモード入力電圧ΔＶＣは、完全に拒否されないが、双線形スイッチドキャパシタ積分器は、同じ作動伝達ゲインを有する図４の従来のスイッチド積分器と比較して（ΔＶＣによって引き起こされる）より小さい差動出力電圧を達成する。したがって、図５に示されるように、入力容量の不整合が１０％になるコモンモード除去が改善される。
【００９８】
しかしながら、このＣＭＲＲ値は一定ではなく、周波数が高くなると減少する。これは、
2021514818.tif 000008
の条件が成立しないためである。
【００９９】
図６に示される第２の好ましい実施形態では、基本ビルディングユニットは、相関二重サンプリング（ＣＤＳ）を実施するように構成された一次双線形スイッチドキャパシタ積分器である。これにより、対象の周波数での最適なＣＭＲＲに加えて、図４に示される従来の積分器と比較して、ＤＣオフセットの最適な除去および１／ｆノイズの除去も達成することができる。
【０１００】
図３の基本ビルディングユニットとは異なる、図６の基本ビルディングユニットにおいて、演算増幅器２１ａの各入力は、それぞれ第１の対のフィードバックコンデンサＣ３およびＣ５および第２の対のフィードバックコンデンサＣ４およびＣ６の介在を介して１つのそれぞれの差動出力に接続される。より詳細には、第３のＣ５および第４のＣ６フィードバックコンデンサは、第１のＣ３および第２のＣ４フィードバックコンデンサにそれぞれ並列に接続される。フィードバックコンデンサ対Ｃ３、Ｃ５およびＣ４、Ｃ６は、交互に、増幅器２１ａのそれぞれの入力に接続または切断される。
【０１０１】
入力Ｖ１ａ、Ｖ２ａ、と入力コンデンサＣ１、Ｃ２、入力コンデンサＣ１、Ｃ２、と増幅器の入力Ｖ１ａ’、Ｖ２ａ’、フィードバックコンデンサＣ３、Ｃ５とＣ４、Ｃ６の対と増幅器の入力Ｖ１ａ’、Ｖ２ａ’との間の接続のタイミングは、図６ａに示されるように、複数のクロック信号によって制御される（すなわち、４つのクロック信号Ｃｌｋ１、Ｃｌｋ２、Ｃｌｋ３、Ｃｌｋ４）。特定のクロック信号のハイ状態中のスイッチ接続状態（すなわち、スイッチによって接続される回路ノード）は、φ１、φ２、φ１ａ、φ２ａによって示される。
【０１０２】
複数のクロック信号Ｃｌｋ１、Ｃｌｋ２、Ｃｌｋ３、Ｃｌｋ４の各クロック信号は、他のものに対して位相シフトを有する。クロック信号Ｃｌｋ１、Ｃｌｋ２は、入力Ｖ１ａ、Ｖ２ａと入力コンデンサＣ１、Ｃ２の間の接続、およびフィードバックコンデンサＣ３、Ｃ５とＣ４、Ｃ６の対と増幅器の入力Ｖ１ａ’、Ｖ２ａ’の間の接続を１８０°位相シフトして制御する。例えば、Ｃｌｋ２がハイ状態でＣｌｋlがロー状態の場合、入力Ｖ１ａは、入力コンデンサＣ１に接続され、入力Ｖ２ａは、入力コンデンサＣ２に接続され、フィードバックコンデンサＣ３、Ｃ５は増幅器入力Ｖ１ａ’に接続され、フィードバックコンデンサＣ４、Ｃ６は、増幅器入力Ｖ２ａ’に接続されている。クロック信号Ｃｌｋ３、Ｃｌｋ４は、入力コンデンサＣ１、Ｃ２と、Ｖ１ａ’、Ｖ２ａ’の増幅器の入力との間の接続を１８０°位相シフトして制御する。例えば、Ｃｌｋ４がハイ状態でＣｌｋ３がロー状態の場合、入力コンデンサＣ１、Ｃ２は、それぞれ増幅器入力Ｖ１ａ’、Ｖ２ａ’に接続される。さらに、クロック信号Ｃｌｋ３、Ｃｌｋ４は、クロック信号Ｃｌｋ１、Ｃｌｋ２に対して位相シフトされている。図６は、各回路スイッチノードの接続を示し、各ノードは、対応する各クロック信号Ｃｌｋ１、Ｃｌｋ２、Ｃｌｋ３、Ｃｌｋ４のクロック位相φ１、φ２、φ１ａ、φ２ａに従ってラベル付けされている。
【０１０３】
図７に示されるように、プレフィルタ段２１は、好ましくは、例えば、図６のビルディングユニットを使用する、３次完全差動スイッチドキャパシタローパスフィルタとして実施される。より好ましくは、プレフィルタ段２１は、２５６ｋＨｚのサンプリングレート、３ｋＨｚの−３ｄＢ帯域幅を有する３次カウアー（例えば、楕円）フィルタとして実施される。
【０１０４】
プレフィルタ段２１は、エイリアシング効果（アンチエイリアシングプレフィルタ）を引き起こし得る高周波成分を除去しながら増幅を提供する。
【０１０５】
抑制フィルタ段２２は、対象の周波数帯域（２〜４０Ｈｚ）より上の周波数を遮断することにより、アーティファクトの抑制を実行する。それは、好ましくは、７次完全差動スイッチドキャパシタローパスフィルタとして実施される。より好ましくは、抑制フィルタ段２２は、３２ｋＨｚで、４０Ｈｚのカットオフ周波数で動作する楕円ラダーフィルタとして実施される。その伝達関数は、１３０Ｈｚで−５２ｄＢの減衰によって特徴付けられる。
【０１０６】
図８ａ〜図８ｄは、フロントエンドブロック２７内の様々な段階における信号の周波数成分を概念的に示すグラフである。特に、図８ａは、ベースバンドに位置する神経信号４０と刺激アーティファクト４１の調波の両方を含む入力信号（Ｖ１ａ−Ｖ２ａ）の周波数成分を示す。
【０１０７】
図８ｂは、プレフィルタ段２１の第１のクロック周波数Ｆｃｌｏｃｋ＿ＰｒｅＦｉｌｔｅｒでサンプリングされた入力信号４０、４１の周波数成分を示す。図８ｂでは、（第１のクロック周波数Ｆｃｌｏｃｋ＿ＰｒｅＦｉｌｔｅｒでのサンプリングを通じて生成された）サンプリングされた入力信号４２の周波数成分は、第１のクロック周波数Ｆｃｌｏｃｋ＿ＰｒｅＦｉｌｔｅｒのみで表される。１／ｆノイズ４３の周波数成分は、ベースバンド周波数における元の入力信号の神経成分４０に重ね合わされて表されている。図８ｂはまた、プレフィルタ段２１の第１のカットオフ周波数Ｆｃｕｔ＿ＰｒｅＦｉｌｔｅｒを示している。
【０１０８】
１／ｆノイズ４３の周波数成分は、相関二重サンプリング、すなわち、信号のダブルサンプリングを通じて、プレフィルタ段２１によって除去される。これにより、第２のサンプル−定常的な理由で自身に関連するノイズを含むもの−が第１のサンプルから差し引かれる。周波数応答の観点から、これにより、１／ｆノイズ４３のみに作用し、入力信号４２には作用しないハイパスフィルタリング（図示せず）が発生する。
【０１０９】
図８ｃは、プレフィルタ段２１（中間信号）の下流にあり、抑制フィルタ段２２の第２のクロック周波数Ｆｃｌｏｃｋ＿ＳｕｐｐＦｉｌｔｅｒでサンプリングされた周波数成分を示す。図８では、ここでも、（第２のクロック周波数Ｆｃｌｏｃｋ＿ＳｕｐｐＦｉｌｔｅｒでのサンプリングによって生成された）サンプリングされた中間信号４４の周波数成分は、第２のクロック周波数Ｆｃｌｏｃｋ＿ＳｕｐｐＦｉｌｔｅｒのみで表され、抑制フィルタ段２２の第２のカットオフ周波数Ｆｃｕｔ＿ＳｕｐｐＦｉｌｔｅｒも示されている。図８ｃから、プレフィルタ２１は、図８ｂに示されるプレフィルタ２１の通過帯域（０Ｈｚ−Ｆｃｕｔ＿ＰｒｅＦｉｌｔｅｒ）の外側に位置するサンプル周波数の倍数ごとに繰り返されるサンプリングされた入力信号４２の周波数成分を減衰することが明らかである。
【０１１０】
図８ｄは、理想的には神経信号成分４０のみを含む出力信号（Ｖ１ｏｕｔ−Ｖ２ｏｕｔ）の周波数成分を示すグラフである。図８ｄは、抑制フィルタ２２が、刺激アーティファクト４１からの周波数成分と、図８ｃに示される抑制フィルタ２２の通過帯域（０Ｈｚ−Ｆｃｕｔ＿ＳｕｐｐＦｉｌｔｅｒ）の外側に位置する変調中間信号４４の周波数成分とを減衰させることを示す。
【０１１１】
図９ａおよび図９ｂは、取得モジュール２０の効果を示し、すなわち、従来技術のシングルエンドアナログフロントエンド（図９ａ）と比較した、離散時間信号処理（図９ｂ）用に構成された多段完全差動スイッチトキャパシタ統合フロントエンドブロック２１を備える。詳細には、２つの図の比較から、残留刺激干渉による電力不整合の関連する減少が明らかである。
【０１１２】
刺激アーティファクトの広帯域スペクトルコンテンツは、理論的には無限である。有限のサンプリングレートの場合、これは不可避のエイリアシング効果に変わり、サンプリング周波数を上げることで軽減できる。しかしながら、これは、電力消費に悪影響を及ぼす。これは、ウェアラブルデバイスや埋め込み可能なデバイスでは受け入れられない。
【０１１３】
したがって、Ａ／Ｄコンバータブロック２３では、図２ｄに示されるように、高いサンプリングレート（好ましくは、少なくとも３２ｋＨｚ）の第１のサンプリング段２８の後に、量子化ノイズを除去するためのフィルタ段２９とデシメーション段３０が続く。
【０１１４】
サンプリング段２８は、単一ビットの３次の離散時間デルタシグマ（ＤＴ−ΔΣ）変調器を備える。
【０１１５】
フィルタ段２９は、ローパスフィルタであり、カットオフ周波数を刺激周波数よりも小さい値に設定することにより、残留刺激干渉をさらに抑制するように設計されている。
【０１１６】
Ａ／Ｄコンバータブロック２３の第１のサンプリング段２８は、信号のダイナミックレンジを調整するためのアナログデジタル変換の前に増幅サブ段（図示せず）を含む。Ａ／Ｄコンバータブロック２３は、入力として差動信号を有し、出力でデジタルデータを提供する。
【０１１７】
図２ｂに示されるように、取得モジュール２０は、オプションとして、入力スイッチモジュール、ローパスフィルタモジュール、およびハイパスフィルタモジュール２４、２５、２６を備え得る。
【０１１８】
入力スイッチモジュール２４は、刺激モジュール１６と通信することができる。例えば、刺激モジュール１６は、同期信号２４ａを生成して入力スイッチモジュール２４に送信することができ、これは、入力Ｖ１ａおよびＶ２ａを基準電圧１７に接続するか、刺激中にそれらを記録システムから切断したままにするかを示し得る。このモジュール２４は、刺激中にフロントエンドブロック２７の入力を切り離すことができるようにするために、刺激モジュール１６との同期を提供するか、または電気刺激自体を使用する。各刺激中に入力を切断または接地し、各刺激パルスの後に入力を記録システムに再接続すると、刺激アーティファクトの追加の抑制／軽減が提供され、第２の抑制フィルタ段２２のレベルで減衰要件の負担が軽減される。
【０１１９】
入力スイッチモジュール２４の開閉は、ローパスフィルタを実施する第２の機能モジュール２５を使用して除去または軽減される高周波周波数によって特徴付けられる変動を導入する可能性がある。
【０１２０】
さらに、第３の機能モジュール２６は、ハイパスフィルタリングを提供して、（入力スイッチ２４の前の）ＤＣコモンモード電圧および電極と脳のインターフェースで生成されるＤＣ差動成分を排除する。
【０１２１】
本明細書で説明する装置および方法は、回路の寸法によって制約されている間、超低電力機能を必要とする埋め込み可能な神経刺激デバイスの解決策を提供する。
【０１２２】
離散時間信号処理用に構成された完全差動スイッチドキャパシタインテグレータを使用した多段（例えば、２段）フロントエンドブロックの実施（例えば、相関二重サンプリング技術の実施）は、神経信号を記録するユニークな解決策を表す。−すなわち、非常に低い周波数（１〜４０Ｈｚ）で低振幅（＜１μＶ）を特徴とする信号−刺激アーティファクト（通常、数十ｍＶの振幅を有する）が存在する場合。
【０１２３】
フロントエンドブロックのプレフィルタ段および抑制フィルタ段が構成される基本ビルディングユニット（例えば、図３または図６のもの）の特定の設計と共に、フロントエンドブロック２７の完全差動構成により、高いＣＭＲＲが保証される。
【０１２４】
さらに、相関二重サンプリング技術の実施を可能にする、図６の基本ビルディングユニットにより、高いＤＣオフセットおよび１／ｆノイズ除去を達成することを可能にする。
【０１２５】
特に、スイッチングコンデンサ回路は、低電力および小型サイズの実施を可能にする。
【０１２６】
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【図１】
2021514818.tif 000009
【図２ａ】
2021514818.tif 000010
【図２ｂ】
2021514818.tif 000011
【図２ｃ】
2021514818.tif 000012
【図２ｄ】
2021514818.tif 000013
【図３】
2021514818.tif 000014
【図４】
2021514818.tif 000015
【図５】
2021514818.tif 000016
【図６】
2021514818.tif 000017
【図６ａ】
2021514818.tif 000018
【図７】
2021514818.tif 000019
【図８ａ】
2021514818.tif 000020
【図８ｂ】
2021514818.tif 000021
【図８ｃ】
2021514818.tif 000022
【図８ｄ】
2021514818.tif 000023
【図９ａ】
2021514818.tif 000024
【図９ｂ】
2021514818.tif 000025
【国際調査報告】
2021514818.tif 000026
2021514818.tif 000027