【事件の表示】
　特願２０００−９３０７０号「放電灯点灯装置」拒絶査定不服審判事件〔平成１３年１月１９日出願公開、特開２００１−１５２８９号〕について、次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は、成り立たない。
【理　由】
１．手続の経緯
　本願は、平成１２年３月３０日（優先権主張平成１１年４月２８日）の出願であって、平成１６年１１月１日付けで拒絶査定がなされ、これに対し、平成１６年１２月９日に拒絶査定不服審判の請求がされるとともに、平成１７年１月７日付けで手続補正がされたものである。
　
２．平成１７年１月７日付けの手続補正についての補正却下の決定
［補正却下の決定の結論］
　平成１７年１月７日付けの手続補正（以下「本件補正」という。）を却下する。
［理由］
（１）補正後の本願発明
　本件補正により、特許請求の範囲の請求項１は、「直流電源と、
　前記直流電源から供給される直流電流をスイッチングし、高周波電流を生成するスイッチング素子と、
　前記スイッチング素子のスイッチングを制御するスイッチング素子制御回路と、
　バラストチョーク、並列に接続される放電灯及び始動コンデンサ、カップリングコンデンサを直列に接続し、前記スイッチング素子によって生成される高周波電流によって前記放電灯を点灯させる放電灯負荷回路と、
　前記カップリングコンデンサに発生する電圧を検出して所定の直流電圧を出力する電圧検出部、前記電圧検出部が出力する前記直流電圧を所定の基準電圧と比較するコンパレータ部、及び、前記コンパレータ部の出力結果により前記放電灯の点灯異常を検出して前記スイッチング素子制御回路へ前記高周波電流を抑制する第１の制御信号を出力する第１の制御信号出力部を有する保護回路と、
　前記始動コンデンサと前記バラストチョークの
共振電流
　前記直流電源から前記放電灯負荷回路に給電されてから所定時間、前記第１の制御信号出力部から出力される前記第１の制御信号を遮断するマスク回路と、
　を備え、
　前記マスク回路が前記第１の制御信号を遮断している間、前記過共振検出回路が前記放電灯負荷回路に流れる
共振電流
　上記補正は、発明を特定するために必要な事項である、過共振検出回路に関し、当該過共振検出回路の検出対象について、「共振電流あるいは共振電圧」としていたものを、「共振電流」とするものであるから、択一的記載の要素の削除であり、平成１８年改正前の特許法第１７条の２第４項第２号の特許請求の範囲の減縮を目的とするものに該当する。
　
　そして、本件補正は、新規事項を追加するものではなく、特許請求の範囲を拡張又は変更するものでもない。
　
　そこで、本件補正後の請求項１に記載された事項により特定される発明（以下「本願補正発明」という。）が特許出願の際独立して特許を受けることができるものであるか（平成１８年改正前の特許法第１７条の２第５項において準用する特許法第１２６条第５項の規定に適合するか）について以下に検討する。
　
（２）引用刊行物
ア．引用刊行物１
　原査定の拒絶の理由に引用された、本願の優先日前に頒布された刊行物である特開昭６３−１７５３９５号公報（以下「引用刊行物１」という。）には、第１〜６図と共に、以下の事項が記載されている。
（ア）「（１）インバータ回路の発振出力により放電灯を高周波点灯させる点灯装置において、インバータ回路のスイッチング素子に流れる電流を電圧に変換する電流検出手段と、前記電流検出手段により発生する検出電圧を第１の基準電圧と比較して、第１の基準電圧以上となった場合に検出信号を発生する第１の検出回路と、前記電流検出手段により発生する検出電圧を第１の基準電圧よりも高い第２の基準電圧と比較して、第２の基準電圧以上となった場合に検出信号を発生する第２の検出回路とを備え、放電灯寿命末期の場合に、前記電流検出手段により発生する検出電圧が第１の基準電圧以上で第２の基準電圧未満となるように、第１及び第２の基準電圧を設定して成ることを特徴とする放電灯点灯装置。
　（２）第１の検出回路は、電源投入後一定時間だけ検出機能を停止させるためのタイマー回路を備えて成ることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の放電灯点灯装置。
　（３）前記電流検出手段は、スイッチング素子に直列接続された抵抗より成ることを特徴とする特許請求の範囲第１項又は第２項に記載の放電灯点灯装置。
　（４）第１の検出回路の検出信号は、表示手段の作動信号とされていることを特徴とする特許請求の範囲第１項乃至第３項のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
　（５）第１の検出回路の検出信号は、インバータ回路の発振出力を低減する制御信号とされていることを特徴とする特許請求の範囲第４項記載の放電灯点灯装置。
　（６）第２の検出回路の検出信号は、インバータ回路の発振を停止する制御信号とされていることを特徴とする特許請求の範囲第４項又は第５項に記載の放電灯点灯装置。」（特許請求の範囲）
（イ）「直流電圧を高周波に変換して負荷を駆動するインバータ装置においては、回路異常時等の過電流によるスイッチング素子のストレス低減、あるいは、回路構成部品からの発煙・発火などに対する安全対策として過電流防止手段を設けられる場合が多い。第６図はこのような従来例を示したものである。・・・（中略）・・・第６図（ｂ）の回路は、同図（ａ）の回路と同様にしてコンパレータＣＰにより検出した信号を、ラッチ回路７でラッチして、持続的な発振停止信号を得るものであり、過電流が発生した後は、インバータ回路の発振を停止させるように構成したものである。」（第２頁左上欄第５行〜右上欄第１３行）
（ウ）「本発明は上述のような点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、蛍光灯のような放電灯をインバータ回路で高周波点灯する場合に、放電灯の寿命末期の過電流と回路異常に起因する過電流とを簡単な構成で確実に検出し、それぞれの場合に応じた保護動作を行い得るようにした放電灯点灯装置を提供するにある。」（第２頁右下欄第２〜８行）
（エ）「検出回路１においては、コンパレータＣＰ１の出力を、抵抗Ｒ４およびスイッチＳＷの接続点の電圧信号と共にアンドゲートＧ１に入力し、このアンドゲートＧ１の出力を検出信号としている。スイッチＳＷは、放電灯が完全に点灯するまでの間、オンされる。抵抗Ｒ４及びスイッチＳＷの接続点の電圧信号は、スイッチＳＷがオンのときは“Ｌow”レベル、スイッチＳＷがオフのときには“Highレベルである。したがって、放電灯の始動時に・・・（中略）・・・、コンパレータＣＰ１の出力が“Ｈigh”レベルとなっても、・・・（中略）・・・検出信号Ｉを“Ｌow”レベルとさせることができ、始動時の過電流によるインバータ回路の停止を防止することができる。
　・・・（中略）・・・このように基準電圧Ｖｒ１，Ｖｒ２を設定することにより、放電灯の寿命末期は基準電圧Ｖｒ１により検出し、その検出信号により、放電灯が寿命末期であることの表示を行ったり、あるいは、発振モードを変えてインバータ出力を低減させることにより、スイッチング素子のストレスを低減させる。
　また、回路の異常等による過電流は基準電圧Ｖｒ２により検出し、この検出信号が得られた場合には、インバータ回路の発振を即時停止させたり、発振モードを変えてインバータ出力を低減させることにより、発煙・発火あるいは爆発等を防止し、点灯装置の安全性を確保するものである。」（第３頁右上欄第１６行〜右下欄第１５行、実施例１の項）
（オ）「第４図は、本発明のさらに他の実施例の回路図であり、本発明をハーフブリッジ式インバータ回路に用いた例である。直流電源Ｅに対して、第１の主トランジスタＱ１と第２の主トランジスタＱ２とが直列に接続され、主トランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタ側にはそれぞれ検出抵抗Ｒ１，Ｒ２が接続され、また各々に逆並列にダイオードＤ１，Ｄ２が接続されている。これら２つの主トランジスタＱ１，Ｑ２は交互にオンオフされる。主トランジスタＱ２の両端には、コンデンサＣ２を並列接続された放電灯ＤＬが、チョークコイルＬ１とコンデンサＣ１を介して接続されている。このようなハーフブリッジ式インバータ回路においては、主トランジスタが２つ存在するため、検出回路も２組必要となる。第４図の回路においては、放電灯寿命末期の検出回路１はトランジスタＱ１のエミッタ側の検出抵抗Ｒ１に接続し、回路異常時の安全性確保のための検出回路２は各検出抵抗Ｒ１，Ｒ２に接続している。
　第５図は、第４図回路をより具体化した回路を示す。駆動信号入力端子Ａ，Ｂからの駆動信号は、ドライブ回路３，４を介して主トランジスタＱ２，Ｑ１のベースに入力されている。今、回路異常によって、主トランジスタＱ２に過大電流が流れ、検出抵抗Ｒ２による検出電圧がツェナーダイオードＺＤ２のツェナー電圧を越えると、トランジスタＱ４が導通し、駆動信号入力端子ＡをＬレベルにプルダウンするため、主トランジスタＱ２はオフする。従って、ツェナーダイオードＺＤ２、抵抗Ｒ４、トランジスタＱ４は、主トランジスタＱ２についての第２の検出回路２を構成している。主トランジスタＱ１についても同様であり、ツェナダイオードＺＤ１、抵抗Ｒ５、トランジスタＱ３は、主トランジスタＱ１についての第２の検出回路２を構成している。
　また、検出抵抗Ｒ１による検出電圧は、ダイオードＤ３を介して平滑用のコンデンサＣ３に充電される。コンデンサＣ３には放電用の抵抗Ｒ６が並列接続されている。コンデンサＣ３の充電電圧は、コンパレータＣＰ１により基準電圧Ｖｒ１と比較される。これらのダイオードＤ３、コンデンサＣ３、抵抗Ｒ６、基準電圧Ｖｒ１、コンパレータＣＰ１は第１の検出回路１を構成している。放電灯寿命末期において、コンデンサＣ３の充電電圧が基準電圧Ｖｒ１以上となれば、コンパレータＣＰ１の出力が“Ｈigh”レベルとなり、抵抗Ｒ７を介して、カウンター回路５の入力Ｃに“Ｈigh”レベルの過電流検出信号が入力される。カウンター回路５は、過電流検出信号が所定回数入力された場合には、出力Ｑを“Ｈigh”レベルとし、抵抗Ｒ９を介してトランジスタＱ６をオンにして、抵抗Ｒ１０を介して発光ダイオードＬＤに通電する。この発光ダイオードＬＤに点灯により、放電灯寿命末期であることを表示する。なお、カウンター回路５の出力Ｑにより、インバータ回路の発振停止信号も得ている。
　タイマー回路６は電源投入時から放電灯ＤＬが点灯するまでの一定時間、その出力を“Ｈigh”レベルにして、抵抗Ｒ８を介して、トランジスタＱ５をオンさせて、カウンター回路５の入力電圧をＬレベルとすることにより、寿命末期検出機能を一時的に停止させ、放電灯ＤＬの始動時にインバータ回路の発振停止信号が生じることを防止している。」（第４頁左上欄第９行〜右下欄第１１行）
　これらの記載事項（ア）〜（オ）及び図面の図示内容を、特に記載事項（オ）及び第４及び５図に着目して、総合すると、上記引用刊行物１には、「直流電源Ｅと、
　直流電源Ｅに対して、第１の主トランジスタＱ１と第２の主トランジスタＱ２とが直列に接続され、これら２つの主トランジスタＱ１，Ｑ２は交互にオンオフされ、主トランジスタＱ２の両端には、コンデンサＣ２を並列接続された放電灯ＤＬが、チョークコイルＬ１とコンデンサＣ１を介して接続されているハーフブリッジ式インバータ回路の発振出力により放電灯を高周波点灯させる点灯装置において、
　主トランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタ側にはそれぞれ検出抵抗Ｒ１，Ｒ２が接続され、
　トランジスタＱ１のエミッタ側の検出抵抗Ｒ１に放電灯寿命末期の検出回路１が接続され、放電灯寿命末期の検出回路１は、検出抵抗Ｒ１による検出電圧をダイオードＤ３を介して平滑用のコンデンサＣ３に充電し、コンデンサＣ３の充電電圧はコンパレータＣＰ１により基準電圧Ｖｒ１と比較され、放電灯寿命末期において、コンデンサＣ３の充電電圧が基準電圧Ｖｒ１以上となれば、コンパレータＣＰ１は“Ｈigh”レベルの過電流検出信号を出力し、“Ｈigh”レベルの過電流検出信号はカウンター回路５の入力Ｃに入力され、所定回数入力された場合には、カウンター回路５の出力Ｑにより、インバータ回路の発振停止信号を得るものであり、
　回路異常によって、主トランジスタＱ２，Ｑ１に過大電流が流れ、検出抵抗Ｒ２，Ｒ１による検出電圧がツェナーダイオードＺＤ２，ＺＤ１のツェナー電圧を越えるとトランジスタＱ４，Ｑ３が導通し、駆動信号入力端子Ａ，ＢをＬレベルにプルダウンするため、主トランジスタＱ２，Ｑ１はオフし、回路異常時の安全性確保する主トランジスタＱ２，Ｑ１についての第２の検出回路２と、
　電源投入時から放電灯ＤＬが点灯するまでの一定時間、トランジスタＱ５をオンさせて、カウンター回路５の入力電圧をＬレベルとすることにより、寿命末期検出機能を一時的に停止させ、放電灯ＤＬの始動時にインバータ回路の発振停止信号が生じることを防止するタイマー回路６を備える放電灯点灯装置。」の発明（以下「引用発明」という。）が記載されていると認められる。
イ．引用刊行物２
　原査定の拒絶の理由に引用された、本願の優先日前に頒布された刊行物である特開平１０−３２６６９１号公報（以下「引用刊行物２」という。）には、図１〜３０と共に、以下の事項が記載されている。
（ア）「図２２と図２３は従来例２の回路構成である。この点灯装置は、商用電源のような交流電圧ｖ１からなる入力交流電源部１と、この交流電圧を整流するダイオードブリッジのような整流部２と、電解コンデンサＣ１からなる平滑部３と、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２からなる高周波変換部４と、インダクタＬ１、コンデンサＣ２、放電灯ＬＡＭＰからなる負荷部５と、コンデンサＣ３からなる直流分離部６と、抵抗Ｒ２、Ｒ３からなる検出部７と、一定の直流基準電圧Ｖ６を生ずる基準電圧部８と、放電灯異常検出回路部９と、スイッチ制御部１０から構成される。この従来例２は、ランプ寿命末期で片側エミレスになるとランプが整流作用を持ち、直流分離部６のコンデンサＣ３の電圧が正常時と異なることを利用するものである。
　図２４はスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチングのタイミングである。これ以降、次式で与えられるデューティ比をＤｕｔｙとする。
　　Ｄｕｔｙ＝（Ｔ１／（Ｔ１＋Ｔ２））　　　　　　　…（１）
　次に、従来例２の動作を説明する。ランプが正常であるときには、ランプは整流作用を生じないで、コンデンサＣ３の充電時のインダクタＬ１、コンデンサＣ２、ランプ抵抗と、コンデンサＣ３の放電時のインダクタＬ１、コンデンサＣ２、ランプ抵抗は同じであり、コンデンサＣ３の電圧Ｖ４は、コンデンサＣ１の電圧Ｖ２とＤｕｔｙを用いて次式で表せる。
　　Ｖ４＝Ｖ２×Ｄｕｔｙ　　　　　　　　　　　　　　…（２）
　従って、検出部７の出力Ｖ５は、コンデンサＣ３の電圧Ｖ４を抵抗Ｒ２、Ｒ３で分圧した値となり、次式で与えられる。
　　Ｖ５＝Ｖ２×Ｄｕｔｙ×（Ｒ３／（Ｒ２＋Ｒ３））　…（３）
　検出部７の出力Ｖ５が、基準電圧Ｖ６の上側に設定された基準電圧Ｖ６１と下側に設定された基準電圧Ｖ６２の範囲内にあれば、異常検出回路部９の出力はＬｏｗレベルとなる。
　図２５に半波放電時の各部の波形を示す。コンデンサＣ３への充電電流のみがランプを流れ、上述の式（２）は成り立たない。従って、検出部７の出力Ｖ５も上昇し、基準電圧Ｖ６の上側に設定された基準電圧Ｖ６１以上になる。すると、異常検出回路部９の出力はＨｉｇｈレベルとなる。ランプの他方のフィラメントが異常になった場合は、検出部７の出力Ｖ５は下降し、基準電圧Ｖ６の下側に設定された基準電圧Ｖ６２以下になり、異常検出回路部９の出力はＨｉｇｈレベルとなる。」（段落【０００７】〜【０００９】）
（イ）図２３には、検出電圧Ｖ５が、基準電圧部８の基準電圧Ｖ６１及びＶ６２を入力する放電灯異常検出回路部９に入力され、その出力がスイッチ制御部１０の制御回路に出力されることが図示される。
ウ．引用刊行物３
　原査定の拒絶の理由に引用された、本願の優先日前に頒布された刊行物である特開平１１−１１１４７８号公報（以下「引用刊行物３」という。）には、図１〜３と共に、以下の事項が記載されている。
（ア）「従来の典型的な高周波インバータ回路を用いた直列共振点灯方式の蛍光灯点灯装置の回路例を図２を基に説明する。
　商用交流電源を図示しない整流平滑回路（例えばブリッジ整流）で全波整流した直流電源ＤＣがトランジスタインバータ回路１に入力され、該トランジスタインバータ回路中の制御回路２にて高周波スイッチングされる出力トランジスタＦＥＴ１，ＦＥＴ２によって数十キロヘルツの高周波電流が出力トランジスタＦＥＴ１，ＦＥＴ２の中点ＯＵＴに出力され、並列接続された複数の蛍光灯（図２ではＦＬ１〜ＦＬ４の４灯）からなる負荷回路の限流インダクタ（チョークコイル）ＣＨ１〜ＣＨ４、蛍光灯ＦＬ１〜ＦＬ４の両極のフィラメントを介してコンデンサＣｆ１〜Ｃｆ４に電流が流れ、各フィラメントを予熱するとともに、各蛍光灯の両極に昇圧した共振電圧を印加し点灯させる。
　点灯後、管電流が流れて限流インダクタＣＨ１〜ＣＨ４の限流作用により、管電流を制御する。
　Ｃ２は直流電流カット用コンデンサである。前記出力トランジスタＦＥＴ１，ＦＥＴ２がデューティ５０％でオン／オフ（数十ＫＨｚ周期）しているので、正常点灯中は前記直流電流カット用コンデンサＣ２の蛍光灯側（Ｂ）点は直流電源電圧ＤＣの半分の電圧で安定する。」（段落【０００３】〜【０００６】）
（イ）「蛍光灯点灯装置１０は、図示されない商用交流電源（一般にＡＣ１００Ｖ）を入力として整流平滑回路（図示略）を通した直流電源ＤＣを高周波に変換するトランジスタインバータ回路１の出力トランジスタＦＥＴ１，ＦＥＴ２の中点の高周波出力ＯＵＴに、負荷回路として限流インダクタ（チョークコイル）ＣＨ１〜ＣＨ４とコンデンサＣｆ１〜Ｃｆ４とで各々直列共振回路を形成する蛍光灯ＦＬ１〜ＦＬ４が接続された構成である。以上は図２の従来例と同様である。
　本発明は、上記のような従来の高周波インバータ回路を用いた直列共振点灯方式で高周波出力に直流電流カット用コンデンサＣ２を介して負荷である蛍光灯ＦＬ１〜ＦＬ４（複数）を接続した構成の蛍光灯点灯装置において、蛍光灯の寿命末期における片エミレス状態を、片エミレスの整流作用による前記直流電流カット用コンデンサＣ２の蛍光灯側（Ｂ点）の直流電圧の変動として検出する寿命末期管検出回路７（２点鎖線で囲まれた回路）、を備えたことを特徴とする。
　ここに寿命末期管における片エミレス現象の整流作用については既に述べた通りであるが、付言すると、蛍光灯の点灯開始時にはグランド電位であったＢ点は蛍光灯に流れる直流電流で電源電圧ＤＣの半分（中点）まで上昇し、中点まで達すると出力トランジスタＦＥＴ１，ＦＥＴ２がデューティ５０％でオン／オフしているために完全な交流に移行していって、Ｂ点の電位は直流電流カット用コンデンサＣ２によって直流カットであるから直流電源ＤＣの半分の電圧で安定する。
　然るに、上記Ｂ点の電位が直流電源ＤＣの半分の電圧で安定するのは正常点灯時であって、何れかの蛍光灯が寿命末期になると片エミレス状態となってその整流作用によってＢ点の電圧が直流電源ＤＣの半分の電圧から変化する。その電圧は寿命末期の蛍光灯のどちらの端がエミレスになっているかによって変わりＢ点の電圧は低くなったり高くなったりする。
　したがって、このＢ点の電位（つまり直流電流カット用コンデンサＣ２の電位）と直流電源ＤＣの半分の電圧（一定）を比較すれば、その電位差が所定以上になれば寿命末期管有りと判断すれば寿命末期管検出回路が構成できることになる。」（段落【００２０】〜【００２４】）
エ．引用刊行物４
　原査定の拒絶の理由に引用された、本願の優先日前に頒布された刊行物である特開平５−９４８９１号公報（以下「引用刊行物４」という。）には、図１〜６と共に、以下の事項が記載されている。
（ア）「図１において、Ｅは直流電源で、この直流電源Ｅには直流を高周波交流に変換するインバータ回路11が接続されている。
　このインバータ回路11は、共振用のコンデンサC1およびコイルL1の並列回路に、電界効果トランジスタFET1およびダイオードD1の並列回路が接続されている。また、共振用のコンデンサC1およびコイルL1の並列回路と、電界効果トランジスタFET1およびダイオードD1の並列回路との接続点はチョークコイルL2を介して、蛍光ランプFL1 の一方のフィラメントFL1aの一端に接続され、直流電源Ｅの正極は抵抗R1を介して、他方のフィラメントFL1bの一端に接続されている。さらに、フィラメントFL1aの他端とフィラメントFL1bの他端の間には、始動用のコンデンサC2が接続されている。
　また、フィラメントFL1bの他端と直流電源Ｅの負極との間には、直流阻止手段としてのコンデンサC3が接続され、このコンデンサC3に対して並列に電圧検出手段12が設けられている。この電圧検出手段12は、コンデンサC3に対して並列に抵抗R2，R3の直列回路が接続され、抵抗R3には並列にコンデンサC4が接続され、増幅器13が接続されているものである。
　次に、上記実施例の動作について説明する。
　まず、直流電源Ｅの直流は、インバータ回路11で直流成分を含む高周波交流に変換され、蛍光ランプFLを始動点灯する。
　始動に際して、蛍光ランプFLが装着されていない場合には、電流経路が形成されていないため、電圧検出手段12には電圧が生じないので、蛍光ランプFLの非装着を検出できる。
　また、蛍光ランプFLが点灯した後には、蛍光ランプFLが寿命末期などで抵抗値が上昇すると、電圧検出手段12に出力されている電圧が変化するので寿命末期を容易に検出することができる。」（段落【００１９】〜【００２５】）
オ．引用刊行物５
　原査定の拒絶の理由に引用された、本願の優先日前に頒布された刊行物である特開昭６３−１７５３９１号公報（以下「引用刊行物５」という。）には、第１〜５図と共に、以下の事項が記載されている。
（ア）「第２図は本発明の他の実施例の回路図である。本実施例は、直列２灯式の放電灯点灯装置であり、インバータ回路１としては、ハーフブリッジ構成を用いている。すなわち、直流電源Ｅの両端には、交互にオンされるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路と、コンデンサＣ４，Ｃ５の直列回路が並列接続され、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と、コンデンサＣ４，Ｃ５の接続点との間に負荷回路３が接続されている。負荷回路３は、インダクタンスＬとコンデンサＣ１の直列回路と、コンデンサＣ１の両端に並列接続された放電灯１１，１２の直列回路と、各放電灯ｌ１，ｌ２の非電源側にそれぞれ並列接続されたコンデンサＣ２，Ｃ３とから成る。各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両端には、それぞれダイオードＤ１，Ｄ２が逆並列接続されている。また、整流平滑回路２は、交流電源ＡＣの交流電圧を全波整流するダイオードブリッジＤＢと、ダイオードブリッジＤＢの整流出力を平滑するコンデンサＣ０とから成る。
　交流電源ＡＣが投入されて、インバータ回路１が発振動作を開始すると、まず放電灯ｌ１，ｌ２のフィラメントとコンデンサＣ２，Ｃ３を介して予熱電流が流れると共に、コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３の合成容量とインダクタンスＬとの共振作用によって、２灯直列接続された放電灯ｌ１，ｌ２の両端に高電圧が印加され、放電灯ｌ１，ｌ２が点灯する。ここで、各コンデンサＣ１〜Ｃ５の容量は、Ｃ４＝Ｃ５，Ｃ４＞＞Ｃ１，Ｃ４＞＞Ｃ２，Ｃ４＞＞Ｃ３となるように設計されており、コンデンサＣ４，Ｃ５は共振にはほとんど関与しない。
　なお、電源投入時には、インバータ回路１の発振周波数をＬＣ共振回路の共振周波数よりも高く設定して、放電灯ｌ１，ｌ２の両端電圧を低くし、時間の経過とともに発振周波数をＬＣ共振回路の共振周波数に近付けるようにすれば、十分な予熱を与えてから点灯させることができ、放電灯ｌの寿命を長くすることが可能となる。」（第３頁左上欄第４行〜右上欄第２０行）
　
（３）対比・判断
　本願補正発明と引用発明とを対比すると、
後者の「第１の主トランジスタＱ１」と「第２の主トランジスタＱ２」は、その構成・機能からみて、前者の「スイッチング素子」に相当し、後者は「直流電源Ｅに対して、第１の主トランジスタＱ１と第２の主トランジスタＱ２とが直列に接続され、これら２つの主トランジスタＱ１，Ｑ２は交互にオンオフされ、主トランジスタＱ２の両端には、コンデンサＣ２を並列接続された放電灯ＤＬが、チョークコイルＬ１とコンデンサＣ１を介して接続されているハーフブリッジ式インバータ回路の発振出力により放電灯を高周波点灯させる点灯装置」であるから、「第１の主トランジスタＱ１と第２の主トランジスタＱ２と」は直流電源Ｅからの直流電流をスイッチングし、高周波の発振出力、つまり高周波電流を生成するものであって、ハーフブリッジ式インバータ回路を形成するのであるからコンデンサＣ１はカップリングコンデンサであり、チョークコイルＬ１は放電灯に直列に接続されているからバラストチョークであるといえ、放電灯は上記生成された高周波電流によって点灯されるものといえる。そして、「第１の主トランジスタＱ１と第２の主トランジスタＱ２と」に接続されて、ハーフブリッジ式インバータ回路を形成する、コンデンサＣ２を並列接続された放電灯ＤＬ、チョークコイルＬ１及びコンデンサＣ１は本願補正発明の放電灯負荷回路に相当する。
　また、後者の放電灯寿命末期の検出回路１について、「検出電圧をダイオードＤ３を介して平滑用のコンデンサＣ３に充電し、コンデンサＣ３の充電電圧」が「コンパレータＣＰ１により基準電圧Ｖｒ１と比較され」るのであるから、後者のダイオードＤ３と平滑用のコンデンサＣ３からなる回路は直流電圧を出力するものといえ、前者の保護回路における、「電圧を検出して所定の直流電圧を出力する電圧検出部」に相当する。後者のコンパレータＣＰ１と基準電圧Ｖｒ１とからなる回路は、前者の「電圧検出部が出力する直流電圧を所定の基準電圧と比較するコンパレータ部」に相当する。そして、後者のカウンター回路５は、コンパレータＣＰ１の“Ｈigh”レベルの過電流検出信号を入力し、その出力Ｑにより発振停止信号得るものであるから、前者の「コンパレータ部の出力結果により前記放電灯の点灯異常を検出して」「前記高周波電流を抑制する第１の制御信号を出力する第１の制御信号出力部」に相当する。そうすると、後者の「放電灯寿命末期の検出回路１」及び「カウンター回路５」は、前者の「保護回路」に対応し、ともに放電灯寿命末期に放電灯の点灯異常を検出して、高周波電流を抑制する制御信号を出力するものである。
　また、後者のタイマー回路６における「電源投入時から放電灯ＤＬが点灯するまでの一定時間」は、前者のマスク回路における「前記直流電源から前記放電灯負荷回路に給電されてから所定時間」に相当し、後者のタイマー回路６及びトランジスタＱ５と前者のマスク回路とは、ともに放電灯の始動時にインバータ回路の発振停止信号が生じることを防止するために、「前記直流電源から前記放電灯負荷回路に給電されてから所定時間、信号を遮断する回路」である点で共通する。
　さらに、後者の「第２の検出回路２」における「検出抵抗Ｒ２，Ｒ１による検出電圧がツェナーダイオードＺＤ２，ＺＤ１のツェナー電圧を越えるとトランジスタＱ４，Ｑ３が導通し、駆動信号入力端子Ａ，ＢをＬレベルにプルダウンする」ことは、前者の「過共振検出回路」における「電流が所定の基準値を超えると前記高周波電流を抑制する第２の制御信号を」「出力する第２の制御信号出力部を有する」ことに相当し、後者の「第２の検出回路２」は「回路異常によって、主トランジスタＱ２，Ｑ１に過大電流が流れ」ると「主トランジスタＱ２，Ｑ１はオフし、回路異常時の安全性確保する」ものであって、前者の「過共振検出回路」における「始動コンデンサと前記バラストチョークの共振電流が所定の基準値を超える」状態も回路異常時であるといえから、前者の「過共振検出回路」と後者の「第２の検出回路２」とは、回路異常時に「高周波電流を抑制する第２の制御信号を」「出力する」回路異常検出回路という点で共通するといえる。
　そうすると、両者は、「直流電源と、
　前記直流電源から供給される直流電流をスイッチングし、高周波電流を生成するスイッチング素子と、
　バラストチョーク、並列に接続される放電灯及びコンデンサ、カップリングコンデンサを直列に接続し、前記スイッチング素子によって生成される高周波電流によって前記放電灯を点灯させる放電灯負荷回路と、
　電圧を検出して所定の直流電圧を出力する電圧検出部、前記電圧検出部が出力する前記直流電圧を所定の基準電圧と比較するコンパレータ部、及び、前記コンパレータ部の出力結果により前記放電灯の点灯異常を検出して前記高周波電流を抑制する第１の制御信号を出力する第１の制御信号出力部を有する保護回路と、
　電流が所定の基準値を超えると前記高周波電流を抑制する第２の制御信号を出力する第２の制御信号出力部を有する回路異常検出回路と、
　前記直流電源から前記放電灯負荷回路に給電されてから所定時間、信号を遮断する回路と、
　を備える放電灯点灯装置。」である点で一致し、以下の点で相違すると認められる。
相違点Ａ：本願補正発明が「スイッチング素子のスイッチングを制御するスイッチング素子制御回路」を有しているのに対して、引用発明がそのような回路を有するとするものではない点。
相違点Ｂ：放電灯負荷回路の放電灯に並列に接続されるコンデンサに関し、本願補正発明では「始動コンデンサ」であるのに対して、引用発明はそうであるかどうか不明である点。
相違点Ｃ：保護回路に関し、本願補正発明の電圧検出部が「カップリングコンデンサに発生する電圧」を検出し、第１の制御信号出力部が「スイッチング素子制御回路へ」「高周波電流を抑制する第１の制御信号を出力する」のに対し、引用発明はそのような構成ではない点。
相違点Ｄ：回路異常検出回路に関し、本願補正発明は、「始動コンデンサとバラストチョークの共振電流が所定の基準値を超えると高周波電流を抑制する第２の制御信号を前記スイッチング素子制御回路へ出力する第２の制御信号出力部を有する過共振検出回路」であるのに対して、引用発明は、主トランジスタＱ２，Ｑ１に過大電流が流れ、主トランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタ側にはそれぞれ検出抵抗Ｒ１，Ｒ２の電流が所定の基準値を超えると、高周波電流を抑制する第２の制御信号を出力する第２の制御信号出力部は、駆動信号入力端子Ａ，ＢをＬレベルにプルダウンして主トランジスタＱ２，Ｑ１はオフするものである点。
相違点Ｅ：信号を遮断する回路に関し、本願補正発明は「前記第１の制御信号出力部から出力される前記第１の制御信号を遮断するマスク回路」であるのに対して、引用発明は、「カウンター回路５の入力電圧をＬレベルとすることにより、寿命末期検出機能を一時的に停止」するタイマー回路６である点。
相違点Ｆ：回路異常検出回路の検出タイミングに関し、本願補正発明は、「前記マスク回路が前記第１の制御信号を遮断している間、前記過共振検出回路が前記放電灯負荷回路に流れる共振電流の異常を検出する」ものであるのに対して、引用発明がそのような構成であるか否か明確でない点。
　
　そこで、上記相違点について検討する。
ア．相違点Ａについて
　引用発明においても、スイッチング素子をスイッチングするものであり、かつ高周波電流を抑制する第１の制御信号であるインバータ回路の発振停止信号を出力するものであるから、当然、スイッチング素子のスイッチングを制御するスイッチング素子制御回路を有するものである。そしてそのような制御回路は、引用刊行物２にスイッチ制御部１０として示されるように（（２）イ．（イ）参照。）周知でもある。
　
イ．相違点Ｂについて
　直流電源から供給される直流電流をスイッチングし、高周波電流を生成するスイッチング素子と、バラストチョーク、並列に接続される放電灯及びコンデンサ、カップリングコンデンサを直列に接続し、前記スイッチング素子によって生成される高周波電流によって前記放電灯を点灯させる放電灯負荷回路とからなる、例えばハーフブリッジ式インバータ回路等の発振出力により放電灯を高周波点灯させる点灯装置において、放電灯に並列に接続されるコンデンサを始動コンデンサとすることは、例えば、引用刊行物３（（２）ウ．（ア）参照。）、引用刊行物４（（２）エ．（ア）参照。）及び引用刊行物５（（２）オ．（ア）参照。）等に示されているように周知の事項であって、引用発明が別途の始動手段を設けていないと考えられる以上、当業者であれば、通常、放電灯に並列に接続されるコンデンサが始動コンデンサであることを期待するものである。したがって、放電灯に並列に接続されるコンデンサを始動コンデンサとすることは、当業者が普通になす程度のことといえる。
　
ウ．相違点Ｃについて
　放電灯寿命末期の放電灯の点灯異常を検出を、「カップリングコンデンサに発生する電圧」を検出することで行うことは、例えば、引用刊行物２（（２）イ．（ア）参照。）、引用刊行物３（（２）ウ．（イ）参照。）、引用刊行物４（（２）エ．（ア）参照。）に示されるように当該技術分野において周知の検出手段であるといえる。
　そうすると、引用発明の放電灯寿命末期の検出回路１、つまり保護回路の電圧検出部における検出対象を「カップリングコンデンサに発生する電圧」とすることは、このことによる格別の効果も認められず、当業者が適宜採用できることというべきである。
　また、放電灯寿命末期を検出した「高周波電流を抑制する第１の制御信号」を、「スイッチング素子制御回路へ」出力することは、上記ア．でも述べたように、引用発明はスイッチング素子のスイッチングのためのスイッチング素子制御回路を当然有するものといえるのであって、インバータ回路の発振停止信号である高周波電流を抑制する第１の制御信号を上記スイッチング素子制御回路に入力するようなすことは、引用刊行物２（（２）イ．（イ）参照。）にも示されるように、当業者が普通に想到し得ることといえる。
　そうすると、引用発明において相違点Ｃに係る本願補正発明の発明特定事項とすることは、当業者が容易になし得たことである。
　
エ．相違点Ｄについて
（ア）引用発明の回路異常検出回路は、主トランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタ側にそれぞれ検出抵抗Ｒ１，Ｒ２を接続し、主トランジスタＱ２，Ｑ１の過大電流を検出して回路異常時の安全性確保するものである。つまり、その具体的原因は不明ながら、回路異常によって主トランジスタＱ２，Ｑ１に過大電流を検出するものである。
　一方、上記イ．で述べたように、放電灯に並列に接続されるコンデンサについて、これを始動コンデンサとすることは当業者が普通に期待することである。そして、そのように構成されると、始動時は、始動コンデンサとバラストチョークは共振して共振電流を流し、これら共振電流は主トランジスタＱ２，Ｑ１を流れるものである。
　したがって、引用発明における回路異常検出回路も、本願補正発明と同様に、始動コンデンサとバラストチョークの過共振による過大電流を検出し得るものであるといえる。
（イ）引用刊行物１には、回路異常検出回路である第２の検出回路について、引用発明と別の実施例ではあるものの、（２）ア．（エ）に「回路の異常等による過電流は基準電圧Ｖｒ２により検出し、この検出信号が得られた場合には、インバータ回路の発振を即時停止させたり、発振モードを変えてインバータ出力を低減させることにより、発煙・発火あるいは爆発等を防止し、点灯装置の安全性を確保する」と記載されている。
　インバータ回路の発振自身を即時停止させたり、発振モードを変えることは、上記ウ．でも述べたように、スイッチング素子制御回路に出力することが一般的であるから、上記記載はそのような信号の出力位置を示唆しているといえる。
　また、引用刊行物１の（２）ア．（ア）に「第２の検出回路の検出信号は、インバータ回路の発振を停止する制御信号」であることも記載され、さらに、引用刊行物１の（２）ア．（イ）に「コンパレータＣＰにより検出した信号を、ラッチ回路７でラッチして、持続的な発振停止信号を得るものであり、過電流が発生した後は、インバータ回路の発振を停止させるように構成」することが記載されており、第６図（ｂ）を参照すると、主スイッチング素子であるトランジスタＱ１のエミッタ抵抗Ｒ１で過大電流を検出する引用発明と同様のものであって、発振停止信号を出力することが記載されている。
　そして、引用発明は駆動信号入力端子Ａ，ＢをＬレベルにプルダウンして主トランジスタＱ２，Ｑ１はオフするものであるものであるから、引用発明の回路異常検出回路も、回路異常時、高周波電流を抑制しているものでもある。
　そうすると、引用発明の回路異常検出回路において、引用刊行物１に記載の示唆に基づいて、スイッチング素子制御回路へ出力する第２の制御信号出力部とすることも当業者が適宜なし得ることといえる。
（ウ）上記の（ア）及び（イ）のとおりであるから、引用発明において相違点Ｄに係る本願補正発明の発明特定事項とすることは、当業者が容易になし得たことである。
　
オ．相違点Ｅについて
　引用発明は、コンパレータ部が放電灯寿命末期に対応する電圧を検出すると、この出力をカウンター回路５の入力Ｃに入力し、所定回数入力された場合には、カウンター回路５の出力Ｑにより、インバータ回路の発振停止信号を得るものである。
　一方、引用刊行物１には（２）ア．（エ）にカウンター回路を用いず、コンパレータＣＰ１の出力をアンドゲートＧ１を介して出力するものが示されている。したがって上記コンパレータＣＰ１の出力は放電灯寿命末期に対する検出信号と同じ信号であるといえるのであるから、引用発明においても同様に、コンパレータ部の信号は放電灯寿命末期に対する検出信号と同じ信号であることは当業者に明らかであり、かつカウンター機能を用いないものである。（２）ア．（ア）の請求項１の構成においてもカウンター回路を介さないものが示唆されている。
　そうすると、引用発明のコンパレータ部の出力は、放電灯寿命末期を検出した信号と同じであることが当業者に明らかであって、上記するようにカウンター回路を用いないことも引用刊行物１に示されているのであるから、カウンター回路によるカウンター機能を用いることなく、コンパレータ部の出力をそのまま、バッファ回路等の出力部を介して出力するようなすことは当業者にとって適宜なし得ることといえる。
　引用発明のタイマー回路が寿命末期検出機能を一時的に停止させるためのトランジスタＱ５は、カウンター回路の入力に設けられ、その位置で信号を遮断しているが、上記のように構成されるとき、カウンター機能を用いないものであるから、トランジスタＱ５が設けられる、信号を遮断する位置に関し、第１の制御信号出力部の出力で遮断することは、同じ信号経路であることから、当業者が適宜選択できることと認められる。
　引用発明はカウンター回路を用いたことによりその入力で遮断することが必要となったものであると考えられ、上記のようにカウンター機能を用いなければ、入力で遮断する必要がないことは明らかである。
　そうすると、引用発明において相違点Ｅに係る本願補正発明の発明特定事項とすることは、当業者が容易になし得たことと認められる。
　
カ．相違点Ｆについて
　引用発明において、回路異常検出回路は、保護回路から第１の制御信号が出力しないように、タイマー回路により信号を遮断している間も、回路異常を検出している。
　そして上記エ．（ア）で検討したように、回路異常検出回路は、始動コンデンサとバラストチョークの過共振による過大電流を検出し得るものである。
　そうすると、相違点Ｆについては、実質的な相違であるとはいえない。
　
　そして上記相違点Ａ〜Ｆを合わせ考えても、本願補正発明の効果が格別であるとはいえない。
　
キ．まとめ
　したがって、本願補正発明は、引用刊行物１〜５に記載された発明に基づいて当業者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定により特許出願の際独立して特許を受けることができない。
　
（４）むすび
　以上のとおり、本件補正は、平成１８年改正前の特許法第１７条の２第５項において準用する特許法第１２６条第５項の規定に違反するので、同法第１５９条第１項で読み替えて準用する同法第５３条第１項の規定により却下されるべきものである。
　
３．本願発明について
　平成１７年１月７日付けの手続補正は上記のとおり却下されたので、本願の請求項１に係る発明（以下「本願発明」という。）は、平成１６年８月９日付けで補正された特許請求の範囲の請求項１に記載された事項により特定される、以下のとおりのものである。
「直流電源と、
　前記直流電源から供給される直流電流をスイッチングし、高周波電流を生成するスイッチング素子と、
　前記スイッチング素子のスイッチングを制御するスイッチング素子制御回路と、
　バラストチョーク、並列に接続される放電灯及び始動コンデンサ、カップリングコンデンサを直列に接続し、前記スイッチング素子によって生成される高周波電流によって前記放電灯を点灯させる放電灯負荷回路と、
　前記カップリングコンデンサに発生する電圧を検出して所定の直流電圧を出力する電圧検出部、前記電圧検出部が出力する前記直流電圧を所定の基準電圧と比較するコンパレータ部、及び、前記コンパレータ部の出力結果により前記放電灯の点灯異常を検出して前記スイッチング素子制御回路へ前記高周波電流を抑制する第１の制御信号を出力する第１の制御信号出力部を有する保護回路と、
　前記始動コンデンサと前記バラストチョークの共振電流あるいは共振電圧が所定の基準値を超えると前記高周波電流を抑制する第２の制御信号を前記スイッチング素子制御回路へ出力する第２の制御信号出力部を有する過共振検出回路と、
　前記直流電源から前記放電灯負荷回路に給電されてから所定時間、前記第１の制御信号出力部から出力される前記第１の制御信号を遮断するマスク回路と、
　を備え、
　前記マスク回路が前記第１の制御信号を遮断している間、前記過共振検出回路が前記放電灯負荷回路に流れる共振電流あるいは共振電圧の異常を検出することを特徴とする放電灯点灯装置。」
　
（１）引用刊行物
　原査定の拒絶の理由に引用された刊行物の記載事項は、前記「２．（２）」に記載したとおりである。
　
（２）対比・判断
　本願発明は、前記「２．（１）」で検討した本願補正発明の「共振電流」を「共振電流あるいは共振電圧」とするものである。
　そうしてみると、本願発明に包含される本願補正発明が、前記「２．（３）」に記載したとおり、引用刊行物１〜５に記載された発明に事項に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものと認められるのであるから、本願発明も、同様の理由により、引用刊行物１〜５に記載された発明に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものと認められる。
　
４．むすび
　以上のとおり、本願発明は、引用刊行物１〜５に記載された発明に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。そうすると、本願の他の請求項に係る発明について検討するまでもなく、本願は拒絶されるべきものである。
　よって、結論のとおり審決する。