【事件の表示】
　特願２００２−１０６７４６「拡散スペクトル通信信号におけるドップラー周波数シフトを除去する方法および通信受信機」拒絶査定不服審判事件〔平成１４年１１月２９日出願公開、特開２００２−３４４３５１〕について、次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は、成り立たない。
【理　由】
１．手続の経緯・本願発明
　本件出願は、平成１４年４月９日（パリ条約による優先権主張、２００１年４月２４日、米国）の出願であって、平成１９年９月２０日付けで拒絶査定され、同年１２月２５日に審判請求がなされたものであって、平成２０年１月３１日付けの手続補正書において審判請求の理由が補充され、同年４月１０日付けで上申書の提出があったものであるところ、
　本件出願の請求項７に係る発明（以下、「本願発明」という。）は、平成１９年７月１８日付けで補正された明細書および図面の記載からみて、その特許請求の範囲の請求項７に記載された次のとおりのものである。
　
（本願発明）
　「【請求項７】　拡散スペクトル通信信号におけるドップラー周波数シフトを除去する通信受信機において、
　チャネル化符号をそれぞれの同相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）チャネルに乗算し、シンボル期間にわたって加算し、それぞれのＩおよびＱサンプリングされた値を得るためにサンプリングすることにより、共通パイロットチャネルに基づいて周波数のドップラー変化を推定するための同相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）ドップラー推定チャネルを有する、パイロットチャネルレークセクションと、
　ドップラー効果により生じる周波数誤差を有するデータを受信するためのＩおよびＱデータチャネルを有するデータチャネルレークセクションとを有することを特徴とする受信機。」
　
　
２．引用例に記載された発明
（１）原査定の拒絶の理由に引用された刊行物である国際公開第００／６５７９７号パンフレット（以下、「引用例」という。）には、「METHOD AND APPARATUS FOR FREQUENCY OFFSET CORRECTION」（邦訳：周波数オフセット補正のための方法及び装置）として図面と共に次の記載がある。
　
イ．「　　BACKGROUND OF THE INVENTION
I. 　Field of the Invention
　　This invention relates to wireless communications. More specifically, this invention relates to systems for digital wireless communications that employ coherent detection. 
　
II. 　Description of Related Art and General Background
　
 1) 
Spread spectrum and code-division multiple-access 
　　　Spread spectrum communication techniques are robust to noise, allow for the use of low transmission power, and have a low probability of intercept. For such reasons, much of the early development of spread spectrum technology was performed by military researchers. Recently, however, the advantages of this technology have led to its increasing use for consumer applications as well: most notably, in advanced digital cellular telephone systems. 」（１頁４〜２１行）
　
（邦訳）
「　　発明の技術的背景
Ｉ．発明の属する技術分野
　この発明は無線通信に関する。より明確には、この発明はコヒーレント検出を使用するディジタル無線通信用のシステムに関する。
　
II．関連技術及び一般的技術背景
　
１）
スペクトル拡散及び符号分割多重アクセス
　　スペクトル拡散通信技術はノイズに強く、低送信パワーの使用を可能とし、そして傍受される可能性も低い。そのような理由によって、スペクトル拡散技術の早期における開発の多くは軍事研究員によって行われた。しかしながら最近この技術は、民生分野における応用においても、典型的には進歩したディジタルセルラ電話システムにおいて、その利点から使用が増加してきた。」
　
　
ロ．「
3) Coherent detection and phase noise
　　 In pilot-assisted coherent detection, the base phase state is derived from a pilot signal, a signal of known form which is transmitted along with the data signal to provide a phase and magnitude reference. One method of transmitting pilot and data channels over the same carrier is to cover the channels with different orthogonal codes (e. g., with different Walsh functions). 
At the receiver, the pilot channel may be used to establish carrier synchronization and enable coherent detection by, for example, using a phase- locked loop to keep the output of a local oscillator at a constant phase angle with respect to the received pilot. 
　　Unfortunately, carrier synchronization is often complicated by the presence of phase noise. Phase noise may have two components, one being random and the other being more determinable. The random component is primarily due to Doppler effects caused by relative motion between the transmitter and receiver (or apparent motion between the two, as might be caused by a reflector). The maximum magnitude fd_max of such a Doppler shift is defined as
fd_max ＝fc × v / c,
where fc  is the carrier frequency in Hz, v is the relative velocity in m/sec, and c is the speed of light. For carrier frequencies in the gigahertz range and relative velocities of a few hundred miles per hour, the Doppler component may be on the order of hundreds of Hertz. 
　　Because the Doppler component changes rapidly and may exceed a few percent of the data rate, it is typically very difficult to track using a phase- locked loop. An alternative way to compensate for this random component is to use the known pilot signal to obtain an estimate of the channel's effects. This estimate is usually in the form of a complex vector which represents the rotation in phase introduced by the channel and is used to compensate for the same rotation in the data samples. 」（３頁３６行〜４頁２８行）
　
（邦訳）
「
３）コヒーレント検出及び位相ノイズ
　　パイロットにより支援されたコヒーレント検出では、基本位相状態はパイロット信号、すなわち、データ信号とともに送信される位相及び大きさの基準を提供するための既知の形式の信号から引き出される。同じ搬送波によってパイロット及びデータチャネルを送信するための１つの方法は、異なる直交符号で（例えば、異なるウォルシュ関数で）チャネルをカバーすることである。
受信器では、搬送波同期、及びコヒーレント検出を可能とするためにパイロットチャネルを使用することができ、このために例えば、位相同期ループを使用して受信パイロットに関して一定の位相角で局部発振器の出力を維持する。
　あいにく、搬送波同期は位相ノイズの存在によってしばしば複雑となる。位相ノイズは、１つはランダムであり他はより確定可能である２つの成分を有するかもしれない。ランダム成分は主として送信器と受信器との間の相対運動（またはリフレクタによって引き起こされるかもしれないような、２つの間のみかけの運動）により引き起こされるドップラー効果に起因する。そのようなドップラーシフトの最大の大きさｆd_max は下記として定義される
ｆd_max ＝ｆc ×ｖ／ｃ，
ここでｆc はＨｚでの搬送波周波数であり、ｖはｍ／ｓｅｃでの相対速度であり、そしてｃは光速である。ギガヘルツ範囲内の搬送波周波数及び数百マイル／時の相対速度について、ドップラー成分は数百ヘルツのオーダである。
　ドップラー成分は急速に変化しデータレートの数パーセントを超えるかもしれないので、位相同期ループを使用して追跡することは典型的には非常に困難である。このランダム成分を補うべき代替の方法は、既知のパイロット信号を使用してチャネル効果の推定値を得ることである。この推定値は通常複素ベクトルの形式であって、チャネルにより導入された位相回転を表し、データサンプルにおける同じ回転を補償するために使用される。」
　
　
ハ．「　　　DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
　　FIG. 3 is a block diagram of the first embodiment of the invention. In a preferred implementation, the circuit of FIG. 3 (except for loop filtering, phase calculation, and delay block 250) would be replicated for several receivers, each receiving a different multipath instance of the signal from the same or different antennas. Such single-path receivers are commonly referred to as Rake 'fingers.'  In such an implementation, loop filtering, phase calculation, and delay (LFPCD) block 250 would be common to all fingers, receiving a value ｆ^i from each finger and outputting complex pairs (cos θ,-sin θ) and (cos φ, sin φ) in common to all fingers. 
　　In the preferred embodiment of FIG. 3, the baseband analog data received from the RF and/or IF stages (not shown) passes through A/D converter 210, is despread by the PN sequence in PN despreader 115, and undergoes further despreading in data despreader 120 and pilot despreader 130. Despreaders 115 and 120 may be implemented as complex multipliers as illustrated in FIG. 5, where the inputs I_2 and Q_2 are the respective despreading codes. Assuming that the frequency offset is much lower than the data sample rate, the frequency offset may be ignored during the despreading operations. 
　　In a preferred implementation, the pilot channel is covered by Walsh function 0 (i. e., the covering function is effectively a constant value). In this case, pilot despreader 130 may be implemented as an integrate-and-dump circuit. The integration period should be long in order to reduce the sample frequency and thus reduce the computational load, but on the other hand the integration period should be short so that the phase shift due to the frequency offset is negligible within that period. For a frequency offset of 300 Hz and a Doppler component of a few hundred Hertz, an integration period of about 200 μs is used for one embodiment. Before further processing, it may be desirable to truncate the pilot samples by right-shifting, for example. Truncation serves to reduce the data bitwidth in later stages, and a moderate amount of truncation and rounding at this stage has not been shown to introduce any performance degradation. However, truncation is optional. 
　　After despreading, the pilot samples are rotated in phase rotator 220. A preferred implementation of phase rotator 220 is a complex multiplier, as shown in FIG. 5. The complex values which represent the angle of rotation 0 are output by LFPCD block 250 as described below. 
　　The rotated pilot samples are input to frequency discriminator 140, which outputs a measure ｆ^ of the instantaneous frequency error. In a preferred implementation, frequency discriminator 140 (whose functionality is shown in FIG. 2) is implemented as a quadricorrelator as illustrated in FIG. 4. 」（７頁１０行〜８頁１３行）
　
（邦訳）
「　　　発明の詳細な説明
　図３はこの発明の第１の実施例のブロック図である。好ましい実施の形態では、図３の回路（ループフィルタリング・位相計算及び遅延ブロック２５０を除く）は、それぞれ同一または異なるアンテナからの信号の異なるマルチパスのインスタンスを受信する数個の受信器のために複写されるであろう。そのようなシングルパス受信器は一般にレーク“フィンガ”と呼ばれる。そのような１実施の形態では、ループフィルタリング・位相計算及び遅延（ＬＦＰＣＤ）ブロック２５０は、全フィンガに共通であって、各フィンガから値ｆ^iを受信し、そして複素ペア（ｃｏｓθ，−ｓｉｎθ）と（ｃｏｓφ，ｓｉｎφ）とを全フィンガに共通に出力する。
　図３の好ましい実施例では、Ａ／Ｄコンバータ２１０を通過するＲＦおよび／またはＩＦステージ（図示せず）から受信されたベースバンドアナログデータは、ＰＮデスプレッダ１１５内のＰＮシーケンスにより逆拡散され、そしてデータデスプレッダ１２０及びパイロットデスプレッダ１３０においてさらなる逆拡散を受ける。デスプレッダ１１５と１２０とは図５において説明されるように、入力Ｉ＿２及びＱ＿２がそれぞれの逆拡散符号である、複素掛算器として実施することができる。周波数オフセットがデータサンプルレートよりも低いと仮定して、周波数オフセットは逆拡散動作中は無視することができる。
　好ましい実施例では、パイロットチャネルはウォルシュ関数０によってカバーされる（すなわち、カバリング関数は実質的に一定値である）。この場合には、パイロットデスプレッダ１３０は積分・ダンプ回路として実施することができる。サンプル周波数を減らし計算上の負荷を減らすためには積分周期は長くなければならないが、しかしこれに反して周波数オフセットによる位相シフトがその周期内で無視できるように積分周期は短くなければならない。３００ヘルツの周波数オフセット及び数百ヘルツのドップラー成分について、約２００μｓの積分周期が１実施例のために使用される。更なる処理の前に、例えば、右シフトによってパイロットサンプルを切ることは望ましいかもしれない。打ち切りは後のステージにおけるデータのビット幅を減ずるのに役立つが、このステージでの適度の量の打ち切り及び丸めは、どれも性能の低落を持ち込むために示されなかった。しかしながら、打ち切りは随意である。
　逆拡散後、パイロットサンプルは位相回転子２２０内で回転される。位相回転子２２０の好ましい実施の形態は、図５に示されるように、複素掛算器である。回転角θを表す複素値は下記されるようにＬＦＰＣＤブロック２５０により出力される。
　回転パイロットサンプルは周波数弁別器１４０に入力され、瞬時周波数エラーの測定値ｆ^を出力する。好ましい実施の形態では、周波数弁別器１４０（その機能性は図２に示される）は図４において説明されるように四相関器として実施される。」
　
　
　上記引用例の記載及び関連する図面ならびにこの分野における技術常識を考慮すると、
まず、上記引用例記載の装置は、上記イ．に「スペクトル拡散通信技術」を用いた「ディジタル無線通信用のシステム」とあり、具体的には例えば「ディジタルセルラ電話システム」への応用が想定された装置であって、
上記ハ．及び引用例ＦＩＧ．３に「received analog data」（受信アナログデータ）とあるように受信データを処理する装置であるから「受信機」であって、『拡散スペクトル通信信号における通信受信機』ということができる。
　そして、拡散スペクトル通信信号の受信における解決すべき課題として、その発明の名称にもあるように「周波数オフセット補正」を主題とするものであって、上記ロ．中段の記載によれば、受信機側において補正されるべき受信信号の成分の一つとして、「送信器と受信器との間の相対運動」により引き起こされる「ドップラー効果」に起因する「ドップラーシフト」、を含むことがｆd_max の周波数シフトとして記載されているから、『拡散スペクトル通信信号におけるドップラー周波数シフトを除去する通信受信機』を開示するものである。
　また、引用例受信機の具体的構成として、上記ハ．前段及び引用例ＦＩＧ．３によれば、引用例記載の受信機は「レーク“フィンガ”」を有するいわゆる「レーク受信機」であって、
「パイロットデスプレッダ１３０」から先の「パイロットフィルタ１６０」、「ループフィルタリング・位相計算及び遅延（ＬＦＰＣＤ）ブロック２５０」等を含む信号の経路区間は、「パイロット信号」を処理する「パイロットチャネル」のための区間（セクション）であって、引用例ＦＩＧ．３に実線及び点線で示されるように「同相」（Ｉ）および「直角位相」（Ｑ）の２つの「パイロットチャネル」を有するから『同相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）チャネルを有するパイロットチャネルレークセクション』ということができる。
　同様に、引用例ＦＩＧ．３にある「データデスプレッダ１２０」から先の経路区間は、データを受信するための区間（セクション）であって、ＩおよびＱの２つの「データチャネル」を有するから、『データを受信するためのＩおよびＱデータチャネルを有するデータチャネルレークセクション』ということができる。
　
　したがって、上記引用例には以下の発明（以下、「引用発明」という。）が開示されている。
　
（引用発明）
「　拡散スペクトル通信信号におけるドップラー周波数シフトを除去する通信受信機において、
　同相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）チャネルを有する、パイロットチャネルレークセクションと、
　データを受信するためのＩおよびＱデータチャネルを有するデータチャネルレークセクションとを有する受信機。」
　
　
３．対比・判断
　本願発明と引用発明とを対比すると、本願発明と引用発明とは、次の点で一致し、また相違する。
　
＜一致点＞
「　拡散スペクトル通信信号におけるドップラー周波数シフトを除去する通信受信機において、
　同相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）チャネルを有する、パイロットチャネルレークセクションと、
　データを受信するためのＩおよびＱデータチャネルを有するデータチャネルレークセクションとを有する受信機。」
　
＜相違点＞
（１）「パイロットチャネルレークセクション」に関して、
　本願発明は「チャネル化符号をそれぞれの同相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）チャネルに乗算し、シンボル期間にわたって加算し、それぞれのＩおよびＱサンプリングされた値を得るためにサンプリングすることにより、共通パイロットチャネルに基づいて周波数のドップラー変化を推定するための同相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）ドップラー推定チャネルを有する、パイロットチャネルレークセクション」であるのに対し、
　引用発明は単に、「同相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）チャネルを有する、パイロットチャネルレークセクション」である点。
　
（２）「データチャネルレークセクション」に関して、
　本願発明は「ドップラー効果により生じる周波数誤差を有するデータを受信するためのＩおよびＱデータチャネルを有するデータチャネルレークセクション」であるのに対し、
　引用発明は単に、「データを受信するためのＩおよびＱデータチャネルを有するデータチャネルレークセクション」である点。
　
　
　上記相違点（１）について検討するに、
まず、「チャネル化符号をそれぞれの同相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）チャネルに乗算」する点について検討すると、
引用例の上記ハ．の記載によれば、引用例ＦＩＧ．３にあるように引用発明の「パイロットチャネルレークセクション」は
「パイロットデスプレッダ１３０」において入力信号にさらなる逆拡散（despread：デスプレッド）を行うものであるが、この逆拡散操作は通常引用例ＦＩＧ．５にあるような「複素掛算器」によって入力信号のＩおよびＱチャネルに「逆拡散符号」を乗算するものであって、「パイロットチャネル」に対する「逆拡散符号」として引用例には「ウォルシュ関数０」が例示されており、これは引用例の上記ロ．前段の記載も参酌すれば、送信側において「チャネルをカバーする」のにも用いられる『チャネル化符号』と言い得るものであるので、引用発明の「パイロットチャネルレークセクション」において、「チャネル化符号をそれぞれの同相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）チャネルに乗算」するのは当業者であれば適宜なし得ることに過ぎない。
　
　また、「シンボル期間にわたって加算し、それぞれのＩおよびＱサンプリングされた値を得るためにサンプリングする」点について検討すると、
　引用例の上記ハ．には、引用例の「パイロットデスプレッダ１３０」は「積分・ダンプ回路」として実施することができると記載があって、その「積分周期」は必要に応じて長くも短くもする事がことができることが開示されているのを認める事ができ、ここにおいて「積分」とは累積的な加算操作であり、「積分周期」とあるから加算を行う期間が限定されるものであって、周期的に積分の結果が得られるのであるから、時間軸上で離散的に値を得る『サンプリング』操作であると言うことができる。
　そして、「積分周期」（加算期間）を「シンボル期間」とすることは、上述のように設計的事項に過ぎないが、例えば特開平１１−１９６４６０号公報（【０１１０】、図１６）、特開平９−３１２５９２号公報（【００２０】、図１，図７）、国際公開ＷＯ９７／３３４００号パンフレット（３５頁６〜１０行、図２５）に「１シンボル周期積分」とあるように周知技術でもある。
　したがって、引用発明の「パイロットチャネルレークセクション」においても、実質的に「シンボル期間にわたって加算し、それぞれのＩおよびＱサンプリングされた値を得るためにサンプリングする」ことが引用例には開示されており、また周知技術から容易なことでもある。
　
　そして、「共通パイロットチャネルに基づいて周波数のドップラー変化を推定するための同相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）ドップラー推定チャネルを有する」点について検討すると、
　まず、「パイロットチャネル」が複数の「データチャネル」やユーザに共通して用いられる「共通パイロットチャネル」として設けられることはＣＤＭＡなどの「拡散スペクトル通信」において通常のことである。
（必要とあれば例えば、特開平１１−８８９４１号公報（【０００４】、【０００６】、図７）、特開２０００−２０１１３４号公報（【請求項１０】）、特開２００１−６９０５０号公報（【００２５】）等を参照。）
　つぎに、引用例の上記ロ．後段には、「ドップラー成分」（ランダム成分）を補うため「既知のパイロット信号を使用してチャネル効果の推定値を得る」との記載があり、また例えば引用発明の「パイロットチャネルレークセクション」の一部である引用例ＦＩＧ．３の「パイロットフィルタ１６０」の出力には「channel estimate」(チャネル推定値）との記載があり、さらには「周波数弁別器１４０」の出力にも「瞬時周波数エラーの測定値ｆ^」との記載があって、これらはいずれも信号の伝送されてくる通信路としての「チャネル」の特性を推定するものであって、そのような通信路としての「チャネル」の（補正されるべき）特性には「周波数のドップラー変化」も含まれることは引用発明の認定の前段においても述べたとおりであるので、引用発明の「パイロットチャネルレークセクション」も、実質的に「共通パイロットチャネルに基づいて周波数のドップラー変化を推定するための同相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）ドップラー推定チャネルを有する」と言うことができるものである。
　
　以上を小括すれば、引用発明の「パイロットチャネルレークセクション」は、実質的に「チャネル化符号をそれぞれの同相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）チャネルに乗算し、シンボル期間にわたって加算し、それぞれのＩおよびＱサンプリングされた値を得るためにサンプリングすることにより、共通パイロットチャネルに基づいて周波数のドップラー変化を推定するための同相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）ドップラー推定チャネルを有する、パイロットチャネルレークセクション」ということができ、また周知技術も勘案すれば引用発明から容易になし得ることでもあるので、相違点（１）は格別のものではない。
　
　ついで、相違点（２）の「データチャネルレークセクション」に関して検討するに、
　引用発明の「受信機」は、引用発明の認定においても述べたように、「ドップラー効果」により生じる「ドップラー周波数シフト」を含む信号を受信するものであるが、このような「周波数シフト」は、あり得べき本来の受信周波数に対する「誤差」（エラー）というべきものであって、上記相違点（１）の判断において述べた「瞬時周波数エラーの測定値ｆ^」にあるように引用例においても周波数エラーとして認識されているものであるから『周波数誤差』ということができるものであり、
　そのような周波数誤差を含む受信信号が、データとして「データデスプレッダ１２０」から始まる引用発明の「データチャネルレークセクション」に到達していることを引用例ＦＩＧ．３の記載からも認めることができ、
引用発明の「データチャネルレークセクション」も、「ドップラー効果により生じる周波数誤差を有するデータを受信するためのＩおよびＱデータチャネルを有するデータチャネルレークセクション」であるから、相違点（２）も格別のものではない。
　
　そして、本願発明の効果も引用発明及び周知技術から当業者が予測し得る範囲のものである。
　
　なお、前記補充された審判請求の理由において審判請求人が主張する審判請求の理由は、単に提示された補正案に基づくものであって、特許請求の範囲の記載に基づかないものであるばかりでなく、
　前記上申書における「引用文献１の記載では、位相ノイズのドップラ効果成分と位相ノイズの周波数オフセット成分とを区別している」旨の主張も、ドップラ効果成分をも含む周波数誤差全体として補償、除去する点においては本願発明も引用発明も変わりはない（本願明細書の【００２７】には、本願発明における推定値も、「ドップラーシフト」以外の成分として「不完全なダウンコンバージョンによる周波数誤差」（実質的に周波数オフセットに相当）を含む旨の記載がある。）のであるから、本審決における認定、判断に影響を及ぼすものではなく、これらを採用することはできない。
　
　
４．むすび
　以上のとおり、本願発明は、引用発明及び周知技術に基づいて当業者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。
　
　よって、結論のとおり審決する。