【事件の表示】
　特願２００４−　６４４２７「ＵＷＢパルス列生成装置及び方法、そのパルス列を使用したデータ送受信装置及び方法」拒絶査定不服審判事件〔平成１６年　９月３０日出願公開、特開２００４−２７４７６４〕について、次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は、成り立たない。
【理　由】
１．手続の経緯と本願発明
　本願は、平成１６年３月８日（パリ条約による優先権主張２００３年３月１１日、大韓民国）の出願であって、特許請求の範囲の請求項２２に係る発明（以下、「本願発明」という。）は、平成１８年１２月５日付け手続補正書により補正された明細書及び図面の記載からみて、その特許請求の範囲の請求項２２に記載された以下のとおりのものと認める。
　
「（ａ）所定の乱数列を使用してランダム間隔の複数個のパルスを備える第１ＵＷＢパルス列を生成する段階と、
　（ｂ）前記第１ＵＷＢパルス列に備えられた各パルスと所定の位相差を有する複数個のパルスを備える第２ＵＷＢパルス列を生成する段階と、
を含むことを特徴とするＵＷＢパルス列生成方法。」
　
２．引用発明
（１）これに対して、原査定の拒絶の理由に引用された国際公開第０１／７３７１２号パンフレット（以下、「引用例」という。）には、図面とともに以下の事項が記載されている。
　
イ．「Recent advances in communications technology have enabled an emerging, revolutionary ultra-wideband technology (UWB) called impulse radio communications systems (hereinafter called impulse radio).」（第１頁第１０行〜第１２行）
（仮訳：近年の通信技術の進歩により、インパルス無線通信システム（以下、インパルス無線と呼ぶ）と呼ばれる、新しい、革命的な超広帯域技術（ＵＷＢ）が可能になった。）
　
ロ．「For impulse radio communications, the pulse-to-pulse interval is varied on a pulse-by-pulse basis by two components: an information component and a pseudo-random code component. Unlike direct sequence spread spectrum systems, the pseudo- random code for impulse radio communications is not necessary for energy spreading because the monocycle pulses themselves have an inherently wide bandwidth. Instead, the pseudo-random code of an impulse radio system is used for channelization, energy smoothing in the frequency domain, and interference suppression.」（第１頁第３０行〜第２頁第５行）
（仮訳：インパルス無線通信については、パルスとパルスの間隔は、２つの要素、すなわち、情報要素および擬似ランダムコード要素によりパルス単位で変更される。直接シーケンススペクトル拡散システムとは異なり、インパルス無線通信にとっての擬似ランダムコードは、エネルギーの広がりを得るためには必要ではない。なぜなら、モノサイクルパルス自体が、本来広帯域を有するからである。その代り、チャネル化、周波数領域内のエネルギー平滑化、干渉抑圧を得るために、インパルス無線システムで擬似ランダムコードは使用される。）
　
ハ．「Impulse radio systems can deliver one or more data bits per pulse; however, impulse radio systems more typically use pulse trains, not single pulses, for each data bit. As described in detail in the following example system, the impulse radio transmitter produces and outputs a train of pulses for each bit of information.」（第８頁第１２行〜第１５行）
（仮訳：インパルス無線システムは、パルス毎に１つまたは複数のデータビットを配信できる。しかしながら、より典型的に、インパルス無線システムは、それぞれのデータビットに対して単一のパルスではなくパルストレインを使用する。以下のシステム例に詳細に記述するように、インパルス無線送信機は、各ビットの情報に対してパルストレインを生成し出力する。）
　
ニ．「Figure 3 is a plot illustrating the impact of a pseudo-noise (PN) code dither on energy distribution in the frequency domain. A PN code is a set of time positions defining the pseudo random positioning for each pulse in a sequence of pulses. Figure 3, when compared to Figure
2B, shows that the impact of using a PN code is to destroy the comb line structure and spread the energy more uniformly. This structure typically has slight variations which are characteristic of the specific code used.
　The PN code also provides a method of establishing independent communication channels using impulse radio. PN codes can be designed to have low cross-correlation such that a pulse train using one code will seldom collide on more than one or two pulse positions with a pulse train using another code during any one data bit time. Since a data bit may comprise hundreds of pulses, this represents a substantial attenuation of the unwanted channel.」（第９頁第５行〜第１５行）
（仮訳：図３は、周波数領域内のエネルギー分布における擬似雑音（ＰＮ）コードディザの影響を示すプロット図である。ＰＮコードは、一連のパルス内のそれぞれのパルスに対して擬似ランダムな位置決めを定義する時間位置の集合である。図３は、図２Ｂと比べ、ＰＮコードの使用の影響により、くし状の並び構造が破壊され、エネルギーをより一様に分散することを示す。この構造は、一般に、使用する特定コードの特性によってわずかな違いが出る。
  ＰＮコードもまた、インパルス無線を使用して独立通信チャネルを確立する方法を提供する。ＰＮコードは、いずれかの１データビット時間中に、１コードを使用するパルストレインが、１つまたは２つを越えるパルス位置上で、別のコードを使用するパルストレインとめったに衝突しないように、低い相互相関を有するよう設計することができる。１データビットが数百パルスを有するため、これは、望ましくないチャネルに対して実質的な減衰を与える。）
　
ホ．「Any aspect of the waveform can be modulated to convey information and, further, the modulation aids in smoothing the spectrum, minimizing structure in the resulting spectrum. Amplitude modulation, phase modulation, frequency modulation, time shift modulation, and M ary versions of these have been proposed. Both analog and digital forms have been implemented. Of these, digital time shift modulation has been demonstrated to have various advantages and can be easily implemented using a correlation receiver architecture.
　Digital time shift modulation can be implemented by shifting the coded time position by an additional amount (i. e., in addition to PN code dither) in response to the information signal. This amount is typically very small relative to the PN code shift. In a 10 Mpps system with a center frequency of 2 giga-Hertz (GHz), for example, the PN code may command pulse position variations over a range of 100 ns ; whereas, the information modulation may only deviate the pulse position by 150 picoseconds (ps). 
　Thus, in a pulse train of n pulses, each pulse is delayed a different amount from its respective time base clock position by an individual code delay amount plus a modulation amount, where n is the number of pulses associated with a given data symbol digital bit.
　With time shift modulation (also known as pulse position modulation), a matched filter (i. e., cross-correlator) is used in the receiver. As illustrated in Figure 4, a modulating signal changes the pulse repetition interval (PRI) in proportion to the modulation. If the modulating signal has three levels, the first level, for example, shifts the generation of the pulse forward in time from the nominal PRI by δps ; the second level does not shift the pulse position in time from the nominal PRI ; and the third level shifts the pulse in time from the nominal PRI by -δps. This scheme is considered a digital time shift modulation scheme. Analog time shift modulation, on the other hand, allows continuous deviations between PRI-δ and PRI+δ.」（第９頁第１８行〜第１０頁第１１行）
（仮訳：波形のどの態様も、情報を運ぶために変調することができ、さらに、変調の目的は、スペクトルの平滑化にあり、その結果生じるスペクトル内の構造を最小化することにある。振幅変調、位相変調、周波数変調、時間シフト変調、これらのＭ分木バージョンが提案されている。またアナログおよびディジタル形式の両方が、実施されてきている。これらの中で、ディジタル時間シフト変調がさまざまな利点を有することが示されており、これは、相関受信機アーキテクチャを使用して容易に実施することが可能である。
  ディジタル時間シフト変調は、情報信号に応答して、付加する量（例えば、ＰＮコードディザに加えて）だけ、符号化された時間位置をシフトすることによって実施できる。この量は、一般に、ＰＮコードシフトに比べて、非常に少ない。たとえば、２ギガヘルツ（ＧＨｚ）の中心周波数を有する１０Ｍｐｐｓシステムでは、ＰＮコードは、１００ｎｓの範囲にわたってパルス位置の変動を命令するが、情報変調は、１５０ピコ秒（ｐｓ）だけパルス位置を偏移させるにすぎない。
  したがって、ｎパルスのパルストレインでは、それぞれのパルスは、個々のコード遅延量＋変調量だけ、それぞれのタイムベースクロック位置から異なる量を遅延される。ここで、ｎは、所与のデータシンボルディジタルビットに関連付けられたパルス数である。
  時間シフト変調（パルス位置変調としても周知である）の場合、整合フィルタ（例えば、相互相関器）が受信機内で使用される。図４に示すように、変調信号は、変調に比例してパルス繰返し間隔（ＰＲＩ）を変更する。変調信号が３つのレベルを有する場合、例えば、第１のレベルは、δｐｓだけ平均ＰＲＩから時間的に順方向にパルスの発生をシフトし、第２のレベルは平均ＰＲＩから時間的にパルス位置をシフトせず、そして、第３のレベルは−δｐｓだけ平均ＰＲＩから時間的にパルスをシフトする。この方式は、ディジタル時間シフト変調方式と考えられる。一方、アナログ時間シフト変調により、ＰＲＩ−δとＰＲＩ＋δ間の連続偏移が可能となる。）
　
ヘ．「Figure 5 illustrates the result of a narrow band sinusoidal interference signal 402 overlaying an UWB impulse radio signal 404. At the impulse radio receiver, the input to a crosscorrelator includes the narrow band signal 402 and the received ultra-wideband impulse radio signal 404. The input is sampled by the cross-correlator with a PN dithered template signal 406.」（第１１頁第６行〜第１８行）
（仮訳：図５は、ＵＷＢインパルス無線信号４０４を重ねた狭帯域正弦波干渉信号４０２の結果を示す図である。インパルス無線受信機において、相互相関器への入力は、狭帯域信号４０２と受信した超広帯域インパルス無線信号４０４とを含んでいる。入力は、ＰＮディザがなされたテンプレート信号４０６を使用して相互相関器によってサンプリングされる。）
　
ト．「Figure 11 illustrates a template pulse train 20. The template pulse train has a length of approximately one bit of an impulse radio signal. Alternatively, the template pulse train can have a length of greater than or less than approximately one bit of an impulse radio signal. The length of a bit for an acquisition and lock period can be the same or different than a length of a bit for a communication period after the acquisition and lock period. The template pulse train 20 is divided into n frames 21-1, 21-2, 21-3,..., 21-n. Each frame 21-1, 21-2, 21-3,..., 21-n includes a single pulse 22-1, 22-2, 22-3,..., 22-n, respectively.」（第１８頁第８行〜第１４行）
（仮訳：図１１は、テンプレートパルストレイン２０を示す図である。テンプレートパルストレインは、約１データビットのインパルス無線信号の長さを有する。あるいは、テンプレートパルストレインは、約１データビットを越える、または未満の長さのインパルス無線信号を有することもできる。獲得およびロック時間のための１ビットの長さは、獲得およびロック時間後の通信時間のための１ビットの長さと、同じまたは異なる場合がある。テンプレートパルストレイン２０は、ｎフレーム、２１−１、２１−２、２１−３、．．．、２１−ｎに分けられる。それぞれのフレーム、２１−１、２１−２、２１−３、．．．、２１−ｎは、それぞれ単一のパルス、２２−１、２２−２、２２−３、．．．、２２−ｎを有する。）
　
　上記引用例の記載及び関連する図面並びにこの分野の技術常識を考慮すると、引用例には、ＵＷＢにおいて用いられる「パルストレイン」を「生成」する方法が記載されており、
上記ニ．に記載されるように、「パルストレイン」における一連のパルスは、「ＰＮコード」により「擬似ランダムな位置決め」が定義され、上記ホ．に記載されるように、「パルストレイン」は「ｎパルス」を有しており、
上記ハ．に記載されるように、「パルストレイン」は、各ビットの情報に対して生成され、上記ホ．に記載されるように、「パルストレイン」は、時間シフト変調の場合、情報信号に応じて「時間位置」が「シフト」され、
上記ホ．及び図４に記載されるように、上記「時間位置」は、「第１のレベル」としてδｐｓだけ時間的に「シフト」し、「第３のレベル」として−δｐｓだけ時間的に「シフト」するから、「第１のレベル」の「パルストレイン」と「第３のレベル」の「パルストレイン」とは、所定の「時間位置」の「シフト」を有している。
　
　したがって、上記引用例には以下の発明（以下、「引用発明」という。）が記載されている。
　
「（ａ）ＰＮコードを使用して擬似ランダムな位置決めのｎパルスを備える第１のレベルのパルストレインを生成する段階と、
　（ｂ）前記第１のレベルのパルストレインに備えられた各パルスと所定の時間位置のシフトを有するｎパルスを備える第３のレベルのパルストレインを生成する段階と、
を含むパルストレイン生成方法。」
　
３．対比
　本願発明と引用発明とを対比すると、
引用発明の「ＰＮコード」は、擬似ランダムコードによる信号列であるから、本願発明の「所定の乱数列」に相当し、
引用発明の「擬似ランダムな位置決め」は、ＰＮコードによってそれぞれのパルスに対してランダムな位置決めが定義されるものであって、上記ロ．に記載されるように、擬似ランダムコード要素によりパルスとパルスとの間隔が変更されるから、本願発明の「ランダム間隔」に相当し、
引用発明の「ｎパルス」は、ｎ個のパルスであるから、本願発明の「複数個のパルス」に相当し、
引用発明の「パルストレイン」は、ＵＷＢで用いられるｎ個のパルスの列であるから、本願発明の「ＵＷＢパルス列」に相当し、
引用発明の「第１のレベルのパルストレイン」、「第３のレベルのパルストレイン」は、それぞれ異なる情報信号に対応したパルストレインであるから、それぞれ本願発明の「第１ＵＷＢパルス列」、「第２ＵＷＢパルス列」に相当している。
　また、引用発明の「時間位置のシフト」は、上記ホ．及び図４からわかるように、時間シフト変調によって決められる時間位置の差のことであるから、本願発明の「所定の位相差」と引用発明の「所定の時間位置のシフト」とは、「所定の差」である点で一致している。
　
　したがって、本願発明と引用発明は、以下の点で一致ないし相違する。
　
＜一致点＞
「（ａ）所定の乱数列を使用してランダム間隔の複数個のパルスを備える第１ＵＷＢパルス列を生成する段階と、
　（ｂ）前記第１ＵＷＢパルス列に備えられた各パルスと所定の差を有する複数個のパルスを備える第２ＵＷＢパルス列を生成する段階と、
を含むＵＷＢパルス列生成方法。」
　
＜相違点＞
　所定の「差」について、本願発明が「位相差」であるのに対して、引用発明では「時間位置の差」である点。
　
４．検討
　そこで、上記相違点について検討するに、特開２００３−３２１６２号公報の【００３１】〜【００３２】及び図４、国際公開第０１／９３４４１号パンフレットのＦＩＧ．３Ａ及びＦＩＧ．３Ｂに記載されるように、ＵＷＢシステムにおいて、各ビットの情報信号に対応したパルスに位相差を有する位相変調は周知技術であり、引用例では、上記ホ．に記載されるように、情報を運ぶための変調として時間シフト変調と同様に位相変調が提案されていることが示唆されているから、引用発明において位相変調を採用し、各ビットに対応した第１ＵＷＢパルス列と第２ＵＷＢパルス列に所定の位相差を有するように設計することは、格別なことではない。
　また、別の観点によれば、所定の周期内における時間位置を回転角として表現したものが「位相」であるから、引用発明のモノパルス波形の周期における「時間位置」を回転角として表現して「位相」とし、「時間位置の差」を「位相差」と表現することで本願発明をなすのは、当業者であれば容易なことである。
　
　そして、本願発明の作用・効果も、引用発明及び周知技術から当業者が予測できる範囲のものである。
　
５．むすび
　以上のとおり、本願発明は、上記引用例及び周知技術に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものと認められるから、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。
　
　よって、結論のとおり審決する。