【事件の表示】
　特願２００１−３０４１３７「電圧制御型発振器、受信装置および通信装置」拒絶査定不服審判事件〔平成１５年　４月１１日出願公開、特開２００３−１１０３６０〕について、次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は、成り立たない。
【理　由】
１．手続の経緯・本願発明 
　本願は、平成１３年９月２８日の出願であって、平成１７年４月８日付けで拒絶査定がされ、これに対し、同年５月１９日に拒絶査定不服審判が請求されたものである。 
　 
　本願の請求項１に係る発明（以下、「本願発明」という。）は、平成１６年７月２６日付け手続補正書の特許請求の範囲の請求項１に記載された事項により特定される、以下のとおりのものである。
　 
「増幅器と、
　前記増幅器に対して帰還回路を構成する弾性表面波素子と、
　前記帰還回路中に挿入され、フィルタ構成された位相調整回路と、
　外部から制御電圧を入力して発振ループ内の位相を可変させる付加制御部が付加されたハイブリッド結合器からなる移相器と、
　前記発振ループ内の電力を等分配して、前記発振ループ外に出力する等分配器と、
　少なくとも１つのストリップライン構造を有する多層基板とを備えてなり、
　前記移相器および前記等分配器を構成する、分布定数からなる伝送ラインを前記ストリップライン構造に配置し、
　前記多層基板に形成されたビアホールを介して、前記移相器を、前記増幅器および前記位相調整回路に接続するとともに、前記等分配器を、前記弾性表面波素子および前記位相調整回路に接続することを特徴とする電圧制御型発振器。」 
　 
　 
２．引用刊行物
　 
　原査定の拒絶の理由に引用されたAvramov I.D., Ikata O., Matsuda T., Satoh Y.著，‘High-performance surface transverse wave based voltage controlled feedback oscillators in the 2.0 to 2.5 GHz range’，Frequency Control Symposium,1998. Proceedings of the 1998 IEEE International，米国，IEEE，１９９８年発行，PP.519-527（以下、「引用刊行物１」という。）には、図面と共に、以下の事項が記載されている。
　 
（イ）「This paper presents the current state-of-the-art in the development of microwave voltage controlled oscillators(VCO) in the 2.0 to 2.5 GHz range, using surface transverse wave (STW) based two-port resonators.」（第５１９頁「Abstract」の項）
（和訳：この論文は、２端子共振器を基本としたｓｕｒｆａｃｅ　ｔｒａｎｓｖｅｒｓｅ　ｗａｖｅ（ＳＴＷ）を用いた２．０〜２．５ＧＨｚを範囲とするマイクロ波電圧制御型発振器（ＶＣＯ）の開発における現状の最先端技術を提示する。）
　
（ロ）「VCO Operation Principle
The STW-based VCO block diagram is shown in Fig.1. The oscillator loop consists of a varactor tuned variable phase shifter (VPS), a loop amplifier (LA), a 3 dB power splitter (PS), a loop adjust line (LAL) and the STW resonator (STWR). The amplitude and phase conditions of oscillation for such a loop configuration are described by Equations 1 and 2 respectively:
 GLA+LPS+LLAL+LSTWR+LVPS≧0 　(1)
 φVPS+φLA+φPS+φLAL+φSTWR=2nπ　(2)
　
Here Gi, and Li, are the gain and loss factors in dB of the 5 VCO building blocks, described by their indexes  (i)  according to Fig.1, φi are their phase shifts measured in degrees accordingly, and n is an integer. The points A, B, C, D and E indicate the connections between the different VCO building blocks. 」（第５１９頁右欄第３８行〜第５２０頁左欄第１３行）
（和訳：ＶＣＯの動作原理
　ＳＴＷを基本としたＶＣＯのブロック図を第１図に示す。発振器のループは、バラクタで調整される可変移相器（ＶＰＳ）、ループ増幅器（ＬＡ）、３ｄＢ電力分配器（ＰＳ）、ループ調整線路（ＬＡＬ）、そして、ＳＴＷ共振器（ＳＴＷＲ）から構成される。そのようなループ構造の発振器の振幅条件と位相条件は、それぞれ方程式１と方程式２によって記述される。
　
　ＧLA＋ＬPS＋ＬLAL＋ＬSTWR＋ＬVPS≧０
　φVPS＋φLA＋φPS＋φLAL＋φSTWR＝２ｎπ
　
　ここで、ＧｉとＬｉは、指標（ｉ）によって記述される、図１のＶＣＯを構成する５つのブロックのｄＢによる利得要素と損失要素である。φｉは、５つのブロックをそれぞれ、度で計測した移相量であり、ｎは整数である。点Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ及びＥは、ＶＣＯを構成する違うブロック間の接続点を表す。）
　
（ハ）「2. The sum of the phase values of active circuit and STW device is close to 360 deg. at all three control voltage values.
If, for example, we would like the VCO to be tuned at the center frequency of 2477.628 MHz with a control voltage of 12 V then, according to Equation 2, the additional fixed phase shift that has to be provided by the LAL, has to be 33.2 deg. to satisfy the phase condition of oscillation at this control voltage value.
　
3. With an appropriate selection of the LAL fixed phase shift, it will be possible to tune the VCO on both sides of f0, however, the entire desired tuning range of 650 KHz cannot be achieved with the selected tuning voltage range of 6 to 15V because the VPS variable phase shift of 52 deg. is by 5 deg. less than the 1 dB phase shift of 57 deg., required by the STW device.
If the entire desired tuning range has to be achieved with a control voltage ranging from 6 to 15V, varactors with slightly higher tuning slope will be necessary.」（第５２１頁右欄第１行〜第１８行）
（和訳：２．能動回路とＳＴＷデバイスの位相値の合計は、３つの制御電圧値のすべてで、３６０度に近い値である。例えば、もし、方程式２により、１２Ｖの制御電圧で、２４７７．６２８ＭＨｚを中心周波数としてＶＣＯを調整したいのであれば、ＬＡＬにより与えられなければならない付加的な固定移相量は、この制御電圧で発振器の位相条件を満たすために、３３．２度でなければならない。
　
３．移相量が固定されたＬＡＬの適切な選択でｆ０の両側でＶＣＯを調整することが可能となる。しかしながら、全体で望まれた６５０ＫＨｚの調整範囲は、選択された６から１５Ｖの調整電圧範囲では達成できない。これは、５２度のＶＰＳにおける可変移相は、ＳＴＷデバイスにより要求される、５７度の１ｄＢ移相より５度少ないからである。６から１５Ｖの調整電圧範囲で、望まれた調整範囲全体を達成させるのであれば、若干高い調整傾斜を有するバラクターが必要である。）
　
　
（ニ）「VCO Building Blocks
　
As shown in Fig. 1, the VCO circuit consists of several building blocks that need careful optimization and matching in order to provide sufficiently stable operation on a small VCO substrate area. The following sections describe the performance of the different building blocks.
　
The variable phase shifter
 The typical VPS circuit, appropriate for operation at GHz frequencies is shown in Fig. 4. It is basically a tunable high-pass filter which, except for providing variable phase shift in the loop, suppresses the excess gain of the transistor amplifier at low frequencies, preventing it from spurious oscillations. The design of this type of phase shifter is very well described in [5].　The careful choice of appropriate low-capacitance varactors is of significant importance for achieving the desired tuning range with a variable voltage within the specified limits.　Fig. 5 illustrates the performance of such a phase shifter according to the circuit in Fig. 4. It is evident that at 2.1 GHz, the insertion loss is about 1.2 dB and the variable phase shift is about 37 deg. when the control voltage is varied from 0 to 5V. If a larger variable phase shift is needed over the same tuning voltage range, varactors with higher capacitance versus tuning voltage slope will be necessary. If the VCO substrate area is of secondary importance, then cascading two phase shifters may also be used to increase the variable phase shift.」（第５１２頁右欄第１９行〜第３１行）
（和訳：ＶＣＯの構成ブロック
　
　図１に示されるように、ＶＣＯは、いくつかの構成ブロックから構成され、これらの構成ブロックは、小さいＶＣＯの基板面積で十分に安定な動作を提供するような注意深い最適化を行い、整合をとることが必要である。次章では異なる構成ブロックの動作を記述する。
　
可変移相器
　ＧＨｚ周波数において動作が適切な典型的なＶＰＳ回路は、図４に示される。それは、基本的に、ループ中の可変移相を提供することを除いて、調整可能なハイパスフィルターであり、低周波におけるトランジスタ増幅器の超過利得を抑え、スプリアス発振を防止する。このタイプの移相器の設計は文献［５］に非常に良く記述されている。適切な低い容量のバラクタの注意深い選択は、定められた限界以内の可変電圧で望まれた調整範囲を達成するために、非常に重要である。図５は、図４の回路によるそのような移相動作を説明している。制御電圧が０から５Ｖに変化したときに、２．１ＧＨｚで、挿入損が約１．２ｄＢで、可変移相量が約３７度であることは、明らかである。同じ調整電圧範囲でより大きい可変移相量が必要とされるならば、調整電圧傾斜に対して、より高い容量を持つバラクタが必要とされる。ＶＣＯの基板面積が２番目に重要であるなら、カスケード接続した２つの移相器を、可変移相量を増加するために、使用されるかもしれない。）
　
（ホ）「The Power Splitter
 The Wilkinson type power splitter (WPS) is a passive device that splits radio frequency (RF) power P into two equal parts, propagating in phase in two channels with sufficiently high isolation between them. In SAW and STW oscillators this device is used to couple half of the loop power into an external load while providing sufficient isolation of the loop against load changes, reducing the oscillator load pulling sensitivity. WPS can be realized as lump component or strip line designs as shown in Fig. 6 a) and b).」（第５２２頁左欄第９行〜第１９行） 
（和訳：電力分配器
　ウィルキンソン型の電力分配器（ＷＰＳ）は、無線周波数（ＲＦ）電力Ｐを２つの等しい部分にわける受動デバイスであり、それらの間で十分に高いアイソレーションで２つのチャンネルで等位相で伝搬するものである。ＳＡＷ、ＳＴＷ発振器で、このデバイスは外部負荷にループ電力の半分を結合するために使用され、負荷変動に対してループの十分なアイソレーションを提供し、発振器のロードプル感度を縮小する。ＷＰＳは、図６ａ）とｂ）に示されるように、集中定数素子かストリップラインの設計で実現される。）
　
（ヘ）図１には、可変移相器（ＶＰＳ）を、ループ増幅器（ＬＡ）およびＳＴＷ共振器（ＳＴＷＲ）に接続するとともに、３ｄＢ電力分配器をループ増幅器（ＬＡ）およびループ調整線路（ＬＡＬ）に接続し、ループ調整線路（ＬＡＬ）とＳＴＷ共振器（ＳＴＷＲ）を接続することが記載されている。
　 
　これらの記載によれば、引用刊行物１には、 
「マイクロ波電圧制御型発振器（ＶＣＯ）において、
当該発振器のループは、バラクタで調整される可変移相器（ＶＰＳ）、ループ増幅器（ＬＡ）、３ｄＢ電力分配器（ＰＳ）、ループ調整線路（ＬＡＬ）、そして、ＳＴＷ共振器（ＳＴＷＲ）から構成され、
　バラクタで調整される可変移相器（ＶＰＳ）は、調整可能なハイパスフィルターであり、制御電圧により調整され、
　ループ調整線路（ＬＡＬ）は、当該発振器の位相条件を満たすための付加的な固定移相量を有し、
　３ｄＢ電力分配器（ＰＳ）は、ウィルキンソン型の電力分配器であり、電力を２等分し外部負荷にループ電力の半分を結合し、ストリップラインで構成されており、
　可変移相器（ＶＰＳ）を、ループ増幅器（ＬＡ）およびＳＴＷ共振器（ＳＴＷＲ）に接続するとともに、３ｄＢ電力分配器をループ増幅器（ＬＡ）およびループ調整線路（ＬＡＬ）に接続し、ループ調整線路（ＬＡＬ）とＳＴＷ共振器（ＳＴＷＲ）を接続するマイクロ波電圧制御型発振器（ＶＣＯ）。」の発明（以下「引用刊行物１発明」という。）が記載されているものと認めることができる。 
　 
　 
　原査定の拒絶の理由に引用された特公昭４６−３４６４２号公報（以下、「引用刊行物２」という。）には、図面と共に、以下の事項が記載されている。（なお、数字を○で囲む文字は、「（数字）」、例えば、「（１）」と表記した。）
　
（イ）「即ち、本発明は発振回路中にＣＲ低域濾波回路を挿入し任意の位相調整を行い、矩形波出力電圧を正弦波に修正する発振回路に関するものである。」（第２頁第３欄第３行〜第５行）
　
（ロ）「まず、発振子の共振周波数で発振させるための位相調整を第１図に示すごとくＣＲ回路（Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９）の任意の端子（（１），（２），（３））から発振子へ帰還させ、最適位相条件を合わせようとしたものである。」（第２頁第３欄第６〜第１０行）
　
　これらの記載によれば、引用刊行物２には、
「発振回路において、発振子の共振周波数で発振させるための位相調整を、ＣＲ低域濾波回路で行う発振回路。」の発明（以下「引用刊行物２発明」という。）が記載されているものと認めることができる。 
　
　
　原査定の拒絶の理由に周知技術として引用された特開平４−２５２６０５号公報（以下、「引用刊行物３」という。）には、図面と共に、以下の事項が記載されている。
　
（イ）「【０００７】
【実施例】図１において、入力及び出力を有する増幅器１１と、その増幅器１１の周辺に配置されたフィードバック回路２９を包含する発振器１０が示されている。増幅器１１はその能動素子としてガリウムひ素ＭＥＳＦＥＴ或は他のタイプの電界効果又はバイポーラトランジスタを包含するのが望ましいが、ガンダイオード又はインパットダイオード増幅器を含む他のタイプの増幅器のものであっも良い。フィードバック回路２９は増幅器１１とコントロールポート１３ａの入力に結合された第１ポートと第２ポートを有する共振器１３を包含する。共振器１３はコントロールポート１３ａに供給されるコントロール信号により決定される共振周波数を有する。フィードバック回路２９は、増幅器１１の出力に結合された入力ポートとパワーデイバイダ１７の入力ポートに結合された出力ポートを有する電圧制御移相器２７を更に包含する。電圧制御移相器２７は、後述される方法でフィードバック回路２９を伝搬する信号の位相を調整するライン２５ａに沿うコントロール信号が供給されるコントロールポートと、同じように後述される方法でライン１２ａに沿う粗コントロール信号により供給される粗コントロールポート２７ａを包含する。パワーデイバイダ（電力分割器）１７はサーキュレータ１５の第１ポートに結合される第１出力ポートと、発振器１０から出力を提供するために使用される第３出力ポートを有する。サーキュレータ１５は第２ポートと第３ポートを有し、サーキュレータ１５の第２ポートは共振器１３の第１ポートに結合される。サーキュレータ１５の第３ポート電力分割器１７の第２ポートは後述される電圧制御移相器２７にコントロール信号を提供する弁別回路３０に信号を供給するために使用される。」（第４頁第５欄第９行〜第３９行）
　
（ロ）「フィードバック回路２９を通して伝搬する信号に対して、共振器１３は伝送モードで動作する。共振器１３は高いＱを有し、ＦＭノイズを低減して、フィードバック回路２９内で正フィードバック信号を提供する。共振器１３の第２ポートからの信号は増幅器１１の入力ポートに供給され、そこで増幅される。増幅器１１の出力ポートにおける信号は電圧制御移相器２７の入力ポートに供給される。電圧制御移相器２７は入力ポートからの信号を電圧制御移相器２７の出力ポートに結合し、しかも、選択可能微分移相を前記信号に与えることが出来（後に詳述される）、その量は電圧制御移相器２７のコントロールポート２７ａ，２７ｂに加えられたコントロール信号により選択される。周波数ｆｏにおける発振器１０の振動開始の条件は、もし増幅器１１の利得がフィードバック回路２９の総損失を越え、そしてフィードバック回路２９と増幅器１１を通じての総移相が周波数ｆｏにおいて２ラジアンの整数倍であるならば満足される。」（第４頁第６欄第２行〜第１９行）
　
（ハ）「【００１５】図２において、マイクロ波発振器１０で使用され、そして９．６ＧＨｚで動作するために最適化された電圧制御移相器２７（以後移相器２７とも称する）のマイクロストリップ回路の実施例（誘電性材料（ここではアルミナ）のスラブ５３上に配置されたマイクロストリップ回路構成を意味し、前記スラブ５３は導電材料のシート５５上に配置されている）が示されている。移相器２７は連続的に変更できるタイプのものが望ましいが、２つ以上の段、その１つはデジタル的に可変のものから構成されても良い。移相器２７は移相器２７に供給されるＲ．Ｆ．信号に与えられる移相の変化を提供するために、Ｄ．Ｃ．バイアス電圧の変化に応じて静電容量が変化するバラクタダイオード４２を包含する。」（第５頁第８欄第１４行〜第２６行）
　
（ニ）図２には、電圧制御移相器２７として、９０°ハイブリッド結合器を用いたものが記載されている。
　
　
　原査定の拒絶の理由に周知技術として引用された特開２０００−１５１２７６号公報（以下、「引用刊行物４」という。）には、図面と共に、以下の事項が記載されている。
　
（イ）「【００１０】
【発明が解決しようとする課題】しかし、以上に説明した従来の電圧制御発振器では、第一のマイクロストリップライン２７と第二のマイクロストリップライン２８とを同一の第二の配線層２１ｅに形成するので、使用する多層基板２１の面積が大きくなり、電圧制御発振器を小型化できないという問題があった。
・・・中略・・・
【００１２】そこで、本発明の電圧制御発振器は、多層基板の面積を小さくして小型化を図り、発振周波数の調整工程を少なくすることができるようにすることをねらいとする。」（第３頁第３欄第３０行〜第５０行）
　
（ロ）「【００１７】
【発明の実施の形態】本発明の電圧制御発振器を図１乃至図３を参照して説明する。先ず、図１は要部断面図であり、多層基板１は、例えば、５層の絶縁体層１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄ、１ｅを有している。そして、第一の絶縁体層１ａの下面（従って多層基板１の下面）が第一の配線層１ｆとなり、第一の絶縁体層１ａと第二の絶縁体層１ｂとの間が第二の配線層１ｇとなり、第二の絶縁体層１ｂと第三の絶縁体層１ｃとの間が第三の配線層１ｈとなり、第三の絶縁体層１ｃと第四の絶縁体層１ｄとの間が第四の配線層１ｉとなり、第四の絶縁体層１ｄと第五の絶縁体層１ｅとの間が第五の配線層１ｊとなり、第五の絶縁体層１ｅの上面（従って多層基板１の上面）が第六の配線層１ｋとなっている。これら第一の配線層１ｆ乃至第六の配線層１ｋは、そこに導体を形成するための層である。
【００１８】第六の配線層１ｋにおける一方の領域には、第一の発振回路２を回路配線するための第一の回路配線導体３が設けられる。第一の回路配線導体３は接地用導体３ａ、３ｂ、配線用導体３ｃ、３ｄ等を有している。そして、第一の発振回路２を構成する第一の回路部品２ａ、２ｂ、２ｃが搭載されてこれらの接地用導体３ａ、３ｂ、配線用導体３ｃ、３ｄ等に適宜に接続されている。一方、第六の配線層１ｋにおける他方の領域には、第二の発振回路４を回路配線するための第二の回路配線導体５が設けられる。第二の回路配線導体５は接地用導体５ａ、５ｂ、配線用導体５ｃ、５ｄ等を有している。そして、第二の発振回路４を構成する第二の回路部品４ａ、４ｂ、４ｃが搭載されてこれらの接地用導体５ａ、５ｂ、配線用導体５ｃ、５ｄに適宜に接続されている。」（第４頁第４欄第３１行〜第４頁第５欄第１２行）
　
（ハ）「【００１９】また、多層基板１の第一の配線層１ｆの全面には接地された導体（第一の接地導体）６が設けられる。そして、内層に設けられた四つ配線層１ｇ、１ｈ、１設けられ、第五の配線層１ｊには、ほぼ全面にわたって第三の接地導体８が設けられる。さらに、第四の配線層１ｉには第一の共振ラインとなる第一のマイクロストリップライン９が設けられ、第二の配線層１ｇには第二の共振ラインとなる第二のマイクロストリップライン１０が設けられる。この結果、隣接する三つの配線層、つまり、第二の配線層１ｇ、第三の配線層１ｈ、第四の配線層１ｉには順に、第二のマイクロストリップライン、第二の接地導体７、第一のマイクロストリップライン９が設けられ、第二の第一のマイクロストリップライン９と第二のマイクロストリップライン１０とは第二の接地導体７によって電磁的にシールドされる。また、第一のマイクロストリップライン９は、第二の接地導体７と第三の接地導体８との間に設けられ、第二のマイクロストリップライン１０は第一の接地導体６と第二の接地導体７との間に設けられることになる。」（第４頁第５欄第１３行〜第３２行）
　
（ニ）「【００２１】図２は、第一のマイクロストリップライン９と第二のマイクロストリップライン１０との構成を示す斜視図であり、第一のマイクロストリップライン９は第三の絶縁体層１ｃとともに示され、第二のマイクロストリップライン１０は第一の絶縁体層１ａとともに示されている。第一のマイクロストリップライン９と第二のマイクロストリップライン１０とは、例えば、Ｅ字状に形成されている。即ち、第一のマイクロストリップライン９における中央の導体線路９ｃの両側に外側の線路導体９ｄ、９ｅが設けられ、それらの先端に第一の端子部９ａと第二の端子部９ｂとが形成されている。そして、中央の線路導体９ｃの一端側と外側の線路導体９ｄ、９ｅの一端側が接続線路導体９ｆによって接続されてＥ字状に形成されている。また、第二のマイクロストリップライン１０における中央の導体線路１０ｃの両端にも外側の線路導体１０ｄ、１０ｅが設けられ、それらの先端に第一の端子部１０ａと第二の端子部１０ｂが形成されている。そして、中央の線路導体１０ｃの一端側と外側の線路導体１０ｄ、１０ｅの一端側が接続線路導体１０ｆによって接続されてＥ字状に形成されている。
【００２２】そして、第一のマイクロストリップライン９の第一の端子部９ａが、第四の絶縁体層１ｄと第五の絶縁体層１ｅとを貫通する導通孔１７によって第一の発振回路２側の第一の回路配線導体３のうちのひとつの配線用導体３ｄに接続され、第二の端子部９ｂが、導通孔１４を介して第二の接地導体７と第三の接地導体８とに接続される。同様に、第二のマイクロストリップライン１０の第一の端子部１０ａが、第二の絶縁体層１ｂと第三の絶縁体層１ｃと第四の絶縁体層１ｄと第五の絶縁体層１ｅとを貫通する導通孔１８によって第二の発振回路４側の第二の回路配線導体のうちのひとつの配線用導体５ｃに接続され、第二の端子部１０ｂが導通孔１３を介して第一の接地導体層６と第二の接地導体層７とに接続される。
【００２３】以上の結果、第一のマイクロストリップライン９は第一の回路部品２ａ、２ｂ、２ｃ等ともに第一の発振回路２を構成し、第二のマイクロストリップライン１０は第二の回路部品４ａ、４ｂ、４ｃ等ともに第二の発振回路４を構成する。そして、例えば、第一の発振回路２の発振周波数は、第二の発振回路４の発振周波数よりも高くなるように設定される。そのため、第一のマイクロストリップライン９における第一の端子部９ａと第二の端子部９ｂとの間の線路長は、第二のマイクロストリップライン１０における第一の端子部１０ａと第二の端子部１０ｂとの間の線路長よりも短く設定されている。」（第４頁第６欄第１行〜第４６行）
　
　
　原査定の拒絶の理由に周知技術として引用された特開２００１−１６０７１３号公報（以下、「引用刊行物５」という。）には、図面と共に、以下の事項が記載されている。
　
（イ）「【請求項１】
　第１の発振回路を形成する第１電気部品と第２の発振回路を形成する第２電気部品とを搭載した誘電体基板と、
　該誘電体基板の内部における上面側に並設して設けられた導電体から成り、制御電圧印加用の第一マイクロストリップラインと発振同調用の第二マイクロストリップラインとバッファアンプ出力同調用の第三マイクロストリップラインとを有する上面側層と、
　前記誘電体基板の内部における下面側に設けられ、導電体から成り、共振用の第四マイクロストリップラインを有する下面側層と、
　前記誘電体基板の下面に設けられた導電体から成る接地導体と、
　前記誘電体基板に搭載した前記第１、第２電気部品を覆い、且つ、前記接地導体と接続されたシールドケースとを備えていることを特徴とする電子回路ユニット。
【請求項２】前記第四マイクロストリップラインが前記第２電気部品と重なるように形成されていることを特徴とする請求項１記載の電子回路ユニット。
【請求項３】前記第１の発振回路が、高周波用の発振回路であり、前記第２の発振回路が、中間周波用の発振回路であることを特徴とする請求項１、又は２記載の電子回路ユニット。」（【特許請求の範囲】の項）
　
（ロ）「【００１６】
【発明の実施の形態】以下、本発明の電子回路ユニットについて図面を用いて説明する。図１は、本発明の電子回路ユニットの実施の形態を示す平面図、図２は、本発明の電子回路ユニットからシールドケースを外した状態の実施の形態を示す平面図、図３は、本発明の電子回路ユニットの第１の層の実施の形態を示す平面図、図４は、本発明の電子回路ユニットの第２の層の実施の形態を示す平面図、図５は、本発明の電子回路ユニットの第３の層の実施の形態を示す平面図、図６は、本発明の電子回路ユニットの第４の層の実施の形態を示す平面図、図７は、本発明の電子回路ユニットの第５の層の実施の形態を示す平面図、図８は、本発明の電子回路ユニットの実施の形態を示す断面図である。
【００１７】図１に示すように、本発明の電子回路ユニット１０は、導電線路から成る各マイクロストリップラインを同調素子や共振素子として用いており、ふたつの高周波の発振（例えば、約６９０ＭＨｚと約２６０ＭＨｚとの発振）に用いられる。この電子回路ユニット１０は、例えば、形状の比較的小さなチップ型コンデンサやチップ型抵抗器やチップ型コイルやバラクタダイオードや集積回路素子などの電気部品１と、例えば、樹脂やセラミックスなどから成り、前記電気部品１が搭載された多層構造に構成された誘電体基板２と、該誘電体基板２に搭載した前記電気部品１を覆うシールドケース９とを有している。
【００１８】また、電気部品１は、図１に示すように、例えば、高周波用（ＲＦ用）の約６９０ＭＨｚの第１高周波の発振を行うための第１の発振回路を形成する第１電気部品１ａと、例えば、中間周波用（ＩＦ用）の約２６０ＭＨｚの第２高周波の発振を行うための第２の発振回路を形成する第２電気部品１ｂとを有している。このとき、前記第１高周波よりも低い周波数を発振する前記第２の発振回路（約２６０ＭＨｚ用）は、チップ型コイルやバラクタダイオードや集積回路素子などの第２電気部品１ｂのみによって構成されている。
【００１９】また、誘電体基板２の内部には、図８に示すように、誘電体基板２の上面側に設けられた第１の層３と、該第１の層３の下側に設けられた第２の層４と、該第２の層４の下側に設けられた第３の層５と、該第３の層５の下側に設けられた第４の層６と、誘電体基板２の下面側であって、前記第４の層６の下側に設けられた第５の層８との六つの層が形成されている。即ち、この誘電体基板２は、いわゆる多層構造（六層）に形成されている。」（第３頁第３欄第３４行〜同頁第４欄第３５行）
　
（ハ）「【００２０】そして、誘電体基板２の前記第５の層８を形成する下面のほぼ全面には、導電体から成り、電子回路ユニット１０をシールドするための第１接地導体８ａと、第１接地導体８ａに近接して設けられた複数個の矩形状の端子８ｂとが形成されている（図７参照）。また、前記各端子８ｂは、誘電体基板２の対向する外縁部の近傍にそれぞれ規則的に形成されている。
【００２１】また、図３に示すように、第１の層３は、導電線路から成り、それぞれ所定の形状に設けられ、例えば、制御電圧印加用の第一マイクロストリップライン３ａと、第一マイクロストリップライン３ａの隣りに設けられ、例えば、バッファアンプ出力同調用の第二マイクロストリップライン３ｂと、前記第一、第二マイクロストリップライン３ａ、３ｂの隣りに設けられ、例えば、発振同調用の第三マイクロストリップライン３ｃと、導電体から成り、前記第三マイクロストリップライン３ｃの隣りに設けられた第２接地導体３ｄとがほぼ並設して形成されている。ここで、この第１の層３が誘電体基板２内の上面側層を形成している。
【００２２】このとき、第２接地導体３ｄは、前記第三マイクロストリップライン３ｃのほぼ三方を囲むように形成されている。また、前記第一、第二マイクロストリップライン３ａ、３ｂは、前記第１電気部品１ａ全体の占める領域とほぼ全てで対向し、そして、前記第三マイクロストリップライン３ｃの一部は、前記第２電気部品１ｂ全体の占める領域と対向するように形成されている。このことから第一、第二、及び第三マイクロストリップライン３ａ、３ｂ、３ｃは、それぞれ比較的広い面積に形成されている。
【００２３】また、図４に示すように、第２の層４は、導電体から成り、前記第１の層３のほぼ全面にて対向するように第３接地導体４ａが形成されている。
【００２４】また、図５に示すように、第３の層５は、導電線路から成り、所定の形状に設けられ、例えば、共振用の第四マイクロストリップライン５ａが形成されている。この第四マイクロストリップライン５ａは、前述の第１の層３を構成する第一、第二、及び第三マイクロストリップライン３ａ、３ｂ、３ｃの占める領域とほぼ対向する位置に形成され、且つ、前記第１電気部品１ａ全体の占める領域のほぼ全てと、更に、前記第２電気部品１ｂ全体の占める領域の一部とに対向する位置に形成されている。
【００２５】このことから第四マイクロストリップライン５ａは、比較的広い面積に形成されている。また、この第四マイクロストリップライン５ａは、その面積を調整することによって、発振周波数を調整することが出来るように形成されている。ここで、この第３の層５が誘電体基板２内の下面側層を形成している。
【００２６】また、図６に示すように、第４の層６は、導電体から成り、前記第２の層４のほぼ全面にて対向するように第４接地導体６ａが形成されている。」（第３頁第４欄第３６行〜第４頁第５欄第２９行）
　
（ニ）「【００２７】そして、上述の第１電気部品１ａと、第一、第二、及び第三マイクロストリップライン３ａ、３ｂ、３ｃと、第四マイクロストリップライン４ａとのそれぞれは、相互に所定の箇所でスルーホール（図示せず）などによって接続され、これによって、約６９０ＭＨｚの第１高周波の発振を行うための第１の発振回路が形成されている。」（第４頁第５欄第３０行〜第３６行）
　
　
　３．対比 
　 
　そこで、本願発明と引用刊行物１発明とを対比する。
　
　引用刊行物１発明の「ループ増幅器（ＬＡ）」は、本願発明の「増幅器」に相当する。
　
　引用刊行物１発明の「ＳＴＷ共振器（ＳＴＷＲ）」は、発振器のループを構成することから、帰還回路を構成することは明らかであって、ＳＴＷは、弾性表面波の一種であるから、本願発明の「弾性表面波素子」に相当する。
　
　引用刊行物１発明の「ループ調整線路（ＬＡＬ）」は、発振器のループを構成するから、帰還回路中に挿入されているものであって、さらに、発振器の位相条件を満たすための付加的な固定移相量を有することから、本願発明の「位相調整回路」に対応し、「帰還回路中に挿入され位相調整回路」という点で一致する。
　
　引用刊行物１発明の 「可変移相器（ＶＰＳ）」は、発振器のループを構成し、制御電圧によりバラクタを調整して位相を可変するものであるから、外部から制御電圧を入力して発振ループ内の位相を可変させる付加制御部が付加されているといえ、本願発明の「移相器」と「外部から制御電圧を入力して発振ループ内の位相を可変させる付加制御部が付加された移相器」という点で一致する。
　
　引用刊行物１発明の「３ｄＢ電力分配器（ＰＳ）」は、ウィルキンソン型の電力分配器であり、電力を２等分し外部負荷にループ電力の半分を結合し、ストリップラインで構成されているものであって、ストリップラインは分布定数からなる伝送ラインであるから、本願発明の「等分配器」に対応し、「発振ループ内の電力を等分配して、前記発振ループ外に出力する等分配器であって、分布定数からなる伝送ラインであるストリップライン構造とする」点で一致する。
　
　引用刊行物１発明の「マイクロ波電圧制御型発振器（ＶＣＯ）」は、本願発明の「電圧制御型発振器」に対応する。
　
　
　以上を総合して、両者は、 
「増幅器と、
　前記増幅器に対して帰還回路を構成する弾性表面波素子と、
　前記帰還回路中に挿入された位相調整回路と、
　外部から制御電圧を入力して発振ループ内の位相を可変させる付加制御部が付加された移相器と、
　前記発振ループ内の電力を等分配して、前記発振ループ外に出力する等分配器と、
　前記等分配器を構成する、分布定数からなる伝送ラインをストリップライン構造とすることを特徴とする電圧制御型発振器。」の点で一致し、以下の点で相違している。 
　 
　 
［相違点１］位相調整回路について、本願発明では、フィルタ構成されているのに対して、引用刊行物１発明では、フィルタ構成されているか明らかでない点。 
　 
［相違点２］移相器について、本願発明では、ハイブリッド結合器からなる移相器であり、当該移相器を分布定数からなる伝送ラインで構成し、当該分布定数からなる伝送ラインを、少なくとも１つのストリップライン構造とするのに対して、引用刊行物１発明では、ハイパスフィルターであり、ハイブリッド結合器を用いておらず、分布定数からなる伝送ラインを用いておらず、少なくとも１つのストリップライン構造としていない点。
　
［相違点３］本願発明では、少なくとも１つのストリップライン構造を有する多層基板を備えており、移相器および前記等分配器を構成する、分布定数からなる伝送ラインを前記ストリップライン構造に配置し、前記多層基板に形成されたビアホールを介して、前記移相器を、前記増幅器および前記位相調整回路に接続するとともに、前記等分配器を、前記弾性表面波素子および前記位相調整回路に接続しているのに対し、引用刊行物１発明では、少なくとも１つのストリップライン構造を有する多層基板を備えていることは記載されておらず、移相器を、当該多層基板のストリップ構造に配置することは記載されておらず、等分配器は、分布定数からなる伝送ラインをストリップライン構造としているものの、前記多層基板のストリップ構造に配置することは記載されておらず、前記多層基板に形成されたビアホールを介して、前記移相器を、前記増幅器および前記位相調整回路に接続するとともに、前記等分配器を、前記弾性表面波素子および前記位相調整回路に接続することは記載されていない点。 
　 
　 
４．当審の判断 
　 
［相違点１］について 
　引用刊行物２発明には、発振子の共振周波数で発振させるための位相調整を、ＣＲ低域ろ波回路で行う発振回路が記載されており、ＣＲ低域ろ波回路は、フィルタであるから、引用刊行物２発明には、フィルタ構成された位相調整回路が記載されているといえる。
　したがって、引用刊行物１発明において、位相調整回路を、引用刊行物２発明に記載されるフィルタ構成された位相調整回路とすることは、当業者が容易に想到し得ることである。
　 
［相違点２］について 
　移相器を、ハイブリッド結合器からなる移相器とし、当該移相器を分布定数からなる伝送ラインで構成し、当該分布定数からなる伝送ラインを、少なくとも１つのストリップライン構造することは、引用刊行物３（（ハ）及び（ニ）参照。）、特開平３−２５８００２号公報及び特開昭５５−２７７３８号公報に示されるように、周知技術である。
　したがって、引用刊行物１発明において、上記周知技術を適用して、移相器を、ハイブリッド結合器からなる移相器とし、当該移相器を分布定数からなる伝送ラインで構成し、当該分布定数からなる伝送ラインを、少なくとも１つのストリップライン構造とすることは、当業者が適宜なし得る事項である。　
　
［相違点３］について
　電圧制御型発振器において、少なくとも１つのストリップライン構造を有する多層基板を備えてなり、複数の回路を構成する分布定数からなる伝送ラインを前記ストリップライン構造に配置し、前記多層基板に形成されたビアホールを介して、前記複数の回路以外の回路との接続を行うことは、引用刊行物４（（イ）〜（ニ）参照。多層基板１に形成された貫通孔１７（本願発明のビアホールに相当する。）を介して前記多層基板１に形成された第一のマイクロストリップライン９と第一の回路部品２ａ等々が接続される第一の発振回路２と、前記多層基板に形成された貫通孔１８（本願発明のビアホールに相当する。）を介して第前記多層基板に形成された二のマイクロストリップライン１０と第二の回路部品４ａ等々が接続される第二の発振回路４が記載されている。）及び引用刊行物５（（イ）〜（ニ）参照。多層構造である誘電体基板２の内部に、バッファアンプ出力同調用の第二マイクロストリップライン３ｂと発振同調用の第三マイクロストリップライン３ｃ等が設けれており、第１電気部品１ａと、第二、及び第三マイクロストリップライン３ｂ、３ｃ等とのそれぞれは、相互に所定の箇所でスルーホール（本願発明のビアホールに相当する。）によって接続されている。）に示されるように周知技術である。
　また、引用刊行物１（ロ）に記載されるように、引用刊行物１発明の発振条件は、（１）式と（２）式を満たすことであるから、増幅器、弾性表面波素子（共振器）、位相調整回路、移相器、等分配器の接続順は、前記発振条件と無関係であり、当該接続順をどのような接続順とするかは、当業者が適宜決定し得ることである。
（なお、引用刊行物３（（イ）及び（ロ）参照。）には、電圧制御型発振器において、移相器を、増幅器（出力側）に接続し、共振器を増幅器（入力側）に接続し、等分配器を、共振器側に接続することが示されている。
　さらに、平成１５年７月２８日付け拒絶の理由で引用された特開平４−６５９０５号公報（第３頁右上欄第２０行〜同頁左下欄第２行参照。）及び特開平２−３０６７０５号公報（第３頁右上欄第７行〜第９行参照。）に示されるように、電圧制御型発振器において、位相調整回路を発振ループのどの位置に挿入しても良いことは周知技術である。）　
　したがって、引用刊行物１発明において、上記相違点２で検討したように、移相器を分布定数からなる伝送ラインで構成し、上記周知技術を適用して、少なくとも１つのストリップライン構造を有する多層基板を備え、複数の回路である移相器および等分配器を構成する分布定数からなる伝送ラインを前記ストリップライン構造に配置し、前記多層基板に形成されたビアホールを介して、移相器を、前記増幅器および前記位相調整回路に接続するとともに、前記等分配器を、前記弾性表面波素子および前記位相調整回路に接続することは、当業者が適宜なし得ることである。
　
　そして、本願発明の作用効果も、引用刊行物１発明、引用刊行物２発明及び周知技術から当業者が予測できる範囲のものである。 
　 
　 
５．むすび 
　 
　以上のとおり、本願発明は、引用刊行物１発明、引用刊行物２発明及び周知技術に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法第２９条２項の規定により特許を受けることができない。 
　 
　 
　よって、結論のとおり審決する。