(57)【要約】  本発明の通信装置は、ピーク抑圧手段（３０）と、デジタルアナログ変換手段（１１、２１）と、周波数変換手段（１２、２２）と、合成手段（３５）と、増幅手段（３６）と、を有し、ピーク抑圧手段（３０）は、第１のベースバンド信号（ＴｘＢＢ１１）と第２のベースバンド信号（ＴｘＢＢ２１）との合成信号のうち第１の搬送波の位相と第２の搬送波の位相とが一致する時の合成信号の電力を最大電力値として算出し、最大電力値が電力閾値よりも大きな場合にゼロ以外の値を有する第１の抑圧信号及び第２の抑圧信号を生成し、第１のベースバンド信号に第１の抑圧信号の値を反映して第３のベースバンド信号（ＴｘＢＢ１２）を生成し、第２のベースバンド信号に第２の抑圧信号の値を反映した第４のベースバンド信号（ＴｘＢＢ２２）を生成する。
2014141335.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１のベースバンド信号と第２のベースバンド信号とに対してピーク抑圧処理を施して第３のベースバンド信号と第４のベースバンド信号を出力するピーク抑圧手段と、
前記第３のベースバンド信号をアナログ信号に変換する第１のデジタルアナログ変換手段と、
前記第４のベースバンド信号をアナログ信号に変換する第２のデジタルアナログ変換手段と、
前記第１のデジタルアナログ変換手段から出力される前記第３のベースバンド信号の周波数を第１の搬送波の周波数に変換して第１の送信信号を出力する第１の周波数変換手段と、
前記第２のデジタルアナログ変換手段から出力される前記第４のベースバンド信号の周波数を前記第１の搬送波とは異なる周波数帯域に属する第２の搬送波の周波数に変換して第２の送信信号を出力する第２の周波数変換手段と、
前記第１の送信信号と前記第２の送信信号とを合成して第３の送信信号を出力する合成手段と、
前記第３の送信信号を増幅して出力信号を出力する増幅手段と、を有し、
前記ピーク抑圧手段は、
前記第１のベースバンド信号と前記第２のベースバンド信号との合成信号のうち前記第１の搬送波の位相と前記第２の搬送波の位相とが一致する時の合成信号の電力を最大電力値として算出し、
前記最大電力値が電力閾値よりも大きな場合にゼロ以外の値を有する第１の抑圧信号及び第２の抑圧信号を生成し、
前記第１のベースバンド信号に前記第１の抑圧信号の値を反映して前記第３のベースバンド信号を生成し、
前記第２のベースバンド信号に前記第２の抑圧信号の値を反映した前記第４のベースバンド信号を生成する通信装置。
【請求項２】
前記ピーク抑圧手段は、
前記第１のベースバンド信号と前記第２のベースバンド信号とを合成した前記合成信号の所定期間における平均電力値を算出し、前記平均電力値に予め設定されたクリッピング係数を乗算して前記電力閾値を算出する請求項１に記載の通信装置。
【請求項３】
前記ピーク抑圧手段は、
前記最大電力値が前記電力閾値よりも大きな場合に前記第１の抑圧信号と前記第２の抑圧信号として前記最大電力値、前記電力閾値及び重み係数とに基づき算出される大きさを有するインパルス信号を生成するインパルス信号生成手段と、
前記最大電力値が前記電力閾値以下である場合に前記第１の抑圧信号と前記第２の抑圧信号として値がゼロとなるゼロ信号を生成するゼロ信号生成手段と、を有する請求項２に記載の通信装置。
【請求項４】
前記ピーク抑圧手段は、
前記第１のベースバンド信号から前記第１の抑圧信号を減算して前記第３のベースバンド信号を生成する第１の減算手段と、
前記第２のベースバンド信号から前記第２の抑圧信号を減算して前記第４のベースバンド信号を生成する第２の減算手段と、
をさらに有する請求項３に記載の通信装置。
【請求項５】
前記ピーク抑圧手段は、第１のピーク抑圧手段と第２のピーク抑圧手段を含み、
前記第１のピーク抑圧手段と前記第２のピーク抑圧手段は、異なる値の前記クリッピング係数及び前記重み係数とに基づき前記第１の抑圧信号と前記第２の抑圧信号とを生成する請求項３又は４に記載の通信装置。
【請求項６】
前記ピーク抑圧手段の後段に設けられ、前記第３のベースバンド信号及び前記第４のベースバンド信号と、前記出力信号と、を比較して前記出力信号の歪み量を算出し、前記歪み量を低減するように前記第３のベースバンド信号及び前記第４のベースバンド信号とに対して歪み補償処理を施す歪み補正手段を有する請求項１乃至５のいずれか１項に記載の通信装置。
【請求項７】
前記歪み補正手段は、
前記出力信号の前記歪み量を算出し、前記歪み量の大きさに応じて生成される歪み補償係数を前記第３のベースバンド信号及び前記第４のベースバンド信号に乗算すると共に、前記第１のベースバンド信号及び前記第２のベースバンド信号が前記歪み補正手段に入力されてから前記第３の送信信号が前記増幅手段に至るまでに２つのベースバンド信号の間に生じる遅延量の差に応じた値を有する第１の遅延設定値及び第２の遅延設定値を出力するプリディストーション手段と、
前記第１の遅延設定値に応じて前記第３のベースバンド信号を遅延させる第１の遅延手段と、
前記第２の遅延設定値に応じて前記第４のベースバンド信号を遅延させる第２の遅延手段と、を有する請求項６に記載の通信装置。
【請求項８】
前記第１の搬送波と前記第２の搬送波とは、周波数割り当てが異なる周波数帯域に属する周波数を有する請求項１乃至７のいずれか１項に記載の通信装置。
【請求項９】
第１のベースバンド信号と第２のベースバンド信号とに対してピーク抑圧処理を施して第３のベースバンド信号と第４のベースバンド信号を出力するピーク抑圧手段と、
前記第３のベースバンド信号をアナログ信号に変換する第１のデジタルアナログ変換手段と、
前記第４のベースバンド信号をアナログ信号に変換する第２のデジタルアナログ変換手段と、
前記第１のデジタルアナログ変換手段から出力される前記第１のベースバンド信号の周波数を第１の搬送波の周波数に変換して第１の送信信号を出力する第１の周波数変換手段と、
前記第２のデジタルアナログ変換手段から出力される前記第２のベースバンド信号の周波数を前記第１の搬送波とは異なる周波数帯域に属する第２の搬送波の周波数に変換して第２の送信信号を出力する第２の周波数変換手段と、
前記第１の送信信号と前記第２の送信信号とを合成して第３の送信信号を出力する合成手段と、
前記第３の送信信号を増幅して出力信号を出力する増幅手段と、を有する通信装置におけるピーク抑圧方法であって、
前記ピーク抑圧手段において、
前記第１のベースバンド信号と前記第２のベースバンド信号の合成信号のうち前記第１の搬送波の位相と前記第２の搬送波の位相とが一致する時の合成信号の電力を最大電力値として算出し、
前記最大電力値が電力閾値よりも大きな場合に前記第１のベースバンド信号の電力を低減する第１の抑圧信号と前記第２のベースバンド信号を低減する第２の抑圧信号を算出し、
前記第１のベースバンド信号に前記第１の抑圧信号を反映して前記第３のベースバンド信号を生成し、
前記第２のベースバンド信号に前記第２の抑圧信号を反映して前記第４のベースバンド信号を生成するピーク抑圧方法。
【請求項１０】
前記ピーク抑圧手段において、
前記第１のベースバンド信号と前記第２のベースバンド信号とを合成した前記合成信号の所定期間における平均電力値を算出し、前記平均電力値に予め設定されたクリッピング係数を乗算して前記電力閾値を算出する請求項９に記載のピーク抑圧方法。
【請求項１１】
前記ピーク抑圧手段において、
前記最大電力値が前記電力閾値よりも大きな場合に前記第１の抑圧信号と前記第２の抑圧信号として前記最大電力値、前記電力閾値及び重み係数とに基づき算出される大きさを有するインパルス信号を生成し、
前記最大電力値が前記電力閾値以下である場合に前記第１の抑圧信号と前記第２の抑圧信号として値がゼロとなるゼロ信号を生成する請求項１０に記載のピーク抑圧方法。
【請求項１２】
前記ピーク抑圧手段において、
前記第１のベースバンド信号から前記第１の抑圧信号を減算して前記第３のベースバンド信号を生成し、
前記第２のベースバンド信号から前記第２の抑圧信号を減算して前記第４のベースバンド信号を生成する請求項１１に記載のピーク抑圧方法。
【請求項１３】
前記ピーク抑圧手段は、第１のピーク抑圧処理と第２のピーク抑圧処理を実施し、
前記第１のピーク抑圧処理と前記第２のピーク抑圧処理において、異なる値の前記クリッピング係数及び前記重み係数とに基づき前記第１の抑圧信号と前記第２の抑圧信号とを生成する請求項１１又は１２に記載のピーク抑圧方法。
【請求項１４】
前記第３のベースバンド信号及び前記第４のベースバンド信号と、前記出力信号と、を比較して前記出力信号の歪み量を算出し、
前記歪み量を低減するように前記第３のベースバンド信号及び前記第４のベースバンド信号に対して歪み補償処理を施す歪み補正処理を更に実施する有する請求項９乃至１３のいずれか１項に記載のピーク抑圧方法。
【請求項１５】
前記歪み補正処理において、
前記出力信号の前記歪み量を算出し、
前記歪み量の大きさに応じて生成される歪み補償係数を前記第３のベースバンド信号及び前記第４のベースバンド信号に乗算し、
前記第１のベースバンド信号及び前記第２のベースバンド信号が前記歪み補正手段に入力されてから前記第３の送信信号が前記増幅手段に至るまでに２つのベースバンド信号の間に生じる遅延量の差に応じて第１の遅延設定値及び第２の遅延設定値を出力し、
前記第１の遅延設定値に応じて前記第３のベースバンド信号を遅延させ、
前記第２の遅延設定値に応じて前記第４のベースバンド信号を遅延させる請求項１４に記載のピーク抑圧方法。
【請求項１６】
前記第１の搬送波と前記第２の搬送波とは、周波数割り当てが異なる周波数帯域に属する周波数を有する請求項９乃至１５のいずれか１項に記載のピーク抑圧方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は通信装置及びそのピーク抑圧方法に関し、例えば、異なる周波数帯域に属する複数のベースバンド信号を合成した信号を送信する通信装置及びそのピーク抑圧方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、無線通信システムでは、データトラフィックの増加に伴い、その対策が求められている。大容量データを高速に通信するには、使用する周波数帯域幅を拡大すればよいが、各通信事業者に割り当てられている周波数帯域には制限がある。そこで、複数の周波数帯域を使用することが考えられている。しかし、一般的にそれぞれの周波数帯域に対して個別に装置が必要になり、設置スペースを逼迫する。そこで、装置を小型化するため、複数のＲＦ（Radio Frequency）周波数帯域に対応したデュアルバンドアンテナやデュアルバンド共通増幅器の研究開発が進められている。【０００３】
このような装置で使用される通信規格としてＬＴＥ（Long Term Evolution）やＷｉＭＡＸ（Worldwide Interoperability for Microwave Access）などが挙げられる。これらの通信方式では、変調方式としてＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency-Division Multiplexing）方式が使用される。ＯＦＤＭは、データを互いに直交するサブキャリアで変調するマルチキャリア変調方式の一種であり、高い周波数利用効率が得られるため、広く利用されている。ＯＦＤＭ信号は、独立した位相を持つ各々のサブキャリア信号の重ね合わせであり、位相の組み合わせによっては非常に高いピーク電力を持つことがある。このような信号を増幅器に入力する場合、入出力特性において十分な線形性が必要である。十分な線形性がない場合、非線形歪みが発生し、送信周波数帯域外の信号レベルが増加する。十分な線形性を確保するためには、増幅器における動作点を下げて、飽和出力電力に対して十分なバックオフを確保して運用することが必要であるが、増幅器の電力効率が低下する問題がある。【０００４】
そこで、ピーク電力を抑圧するクリッピング処理が行われることがある。ピーク抑圧（Crest Factor Reduction, CFR）については、例えば、特許文献１〜３において様々な手法が提案されている。【０００５】
特許文献１では、ピーク振幅に基づき発生したインパルス性を有する補償信号を用いて、ピーク振幅との減算を行う技術が開示されている。これにより、特許文献１では、ピーク成分低減に際して生じる信号品質劣化を小さく抑えながらピーク成分を低減する。【０００６】
特許文献２では、送信信号のピーク電力を抑圧する送信機において、複数のピーク抑圧信号生成手段と、ピーク抑圧信号合成手段と、減算手段と、を有する。そして、特許文献２では、複数のピーク抑圧信号生成手段が送信信号のピーク電圧を抑圧するためのピーク抑圧信号を生成し、ピーク抑圧信号合成手段が複数のピーク抑圧信号生成手段により生成されたピーク抑圧信号を合成し、減算手段がピーク抑圧信号合成手段により得られた合成結果の信号を送信信号から減算する技術が開示されている。これにより、特許文献２では、送信信号に発生するピーク電力を効果的に抑圧する。【０００７】
特許文献３では、複数のＯＦＤＭ信号を生成し、ベースバンドのピーク抑圧手段がこれらの信号に基づいて各々のＯＦＤＭ信号をピーク抑圧し、ＩＦ変換手段がピーク抑圧された各々のＯＦＤＭ信号を中間周波数の信号へ変換し、中間周波数のピーク抑圧手段がこれらの信号に基づいて各々の中間周波数の信号をピーク抑圧し、合成手段がピーク抑圧された複数の中間周波数の信号を合成し、増幅手段が合成後の信号を増幅する。また、特許文献３では、ベースバンドのピーク抑圧手段は、各々のＯＦＤＭ信号の絶対値の合成値を予測ピーク値としてピーク抑圧し、中間周波数のピーク抑圧手段は、複数の中間周波数の信号の合成結果の絶対値を予測ピーク値としてピーク抑圧する。つまり、特許文献３では、ＯＦＤＭ方式によりマルチキャリアの信号を送信するに際して、複数のＯＦＤＭ信号（ベースバンド信号）の絶対値の合成結果に基づいてベースバンドの信号に対してピーク抑圧処理を行い、複数のＯＦＤＭ信号（中間周波数信号）の合成結果の絶対値に基づいて中間周波数の信号に対してピーク抑圧処理を行うことにより、効果的にピーク抑圧を行う。【０００８】
ここで、特許文献１、２では送信信号（例えば、ＲＦ信号）に含まれる信号の周波数帯域は１つに限られており、異なる周波数帯域の搬送波で変調されたＲＦ信号を合成して出力する場合には問題がある。より具体的には、異なる周波数帯域の搬送波で変調されたＲＦ信号を共通増幅する装置の場合、共通増幅器には異なる周波数帯域の搬送波で変調された各ＯＦＤＭ信号を合成したＲＦ信号が入力される。この信号合成時に、２つの異なる周波数の搬送波の位相が一致して、ピークが再生してしまう問題が発生する。この点において、特許文献３では、中間周波数信号に対してもピーク抑圧処理を行うことで、合成後の信号のピークが再生されてしまうことを防止している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２００４−１７９８１３号公報
【特許文献２】特開２００８−４７９５９号公報
【特許文献３】特開２００８−２９４５１９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、特許文献３に記載の技術では、互いに異なる中間周波数を有する複数のＯＦＤＭ信号を合成した後に、ＲＦ信号への周波数変換を行っている。そのため、特許文献３に記載の技術では、例えば、周波数割り当てが異なる程大きく離れた周波数帯域の搬送波により変調された複数のＯＦＤＭ信号を合成したＲＦ信号に対してはピーク抑圧ができない問題がある。【００１１】
本願発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、異なる周波数帯域の搬送波により変調された複数のＯＦＤＭ信号を合成したＲＦ信号に対してもピーク抑圧を行うことができる通信装置及びピーク抑圧方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明にかかる通信装置の一態様は、第１のベースバンド信号と第２のベースバンド信号とに対してピーク抑圧処理を施して第３のベースバンド信号と第４のベースバンド信号を出力するピーク抑圧部と、前記第３のベースバンド信号をアナログ信号に変換する第１のデジタルアナログ変換器と、前記第４のベースバンド信号をアナログ信号に変換する第２のデジタルアナログ変換器と、前記第１のデジタルアナログ変換器から出力される前記第３のベースバンド信号の周波数を第１の搬送波の周波数に変換して第１の送信信号を出力する第１の周波数変換器と、前記第２のデジタルアナログ変換器から出力される前記第４のベースバンド信号の周波数を前記第１の搬送波とは異なる周波数帯域に属する第２の搬送波の周波数に変換して第２の送信信号を出力する第２の周波数変換器と、前記第１の送信信号と前記第２の送信信号とを合成して第３の送信信号を出力する合成器と、前記第３の送信信号を増幅して出力信号を出力する増幅器と、を有し、前記ピーク抑圧部は、前記第１のベースバンド信号と前記第２のベースバンド信号との合成信号のうち前記第１の搬送波の位相と前記第２の搬送波の位相とが一致する時の合成信号の電力を最大電力値として算出し、前記最大電力値が電力閾値よりも大きな場合にゼロ以外の値を有する第１の抑圧信号及び第２の抑圧信号を生成し、前記第１のベースバンド信号に前記第１の抑圧信号を反映して前記第３のベースバンド信号を生成し、前記第２のベースバンド信号に前記第２の抑圧信号を反映した前記第４のベースバンド信号を生成する。【００１３】
本発明にかかるピーク抑圧方法は、第１のベースバンド信号と第２のベースバンド信号とに対してピーク抑圧処理を施して第３のベースバンド信号と第４のベースバンド信号を出力するピーク抑圧部と、前記第３のベースバンド信号をアナログ信号に変換する第１のデジタルアナログ変換器と、前記第４のベースバンド信号をアナログ信号に変換する第２のデジタルアナログ変換器と、前記第１のデジタルアナログ変換器から出力される前記第１のベースバンド信号の周波数を第１の搬送波の周波数に変換して第１の送信信号を出力する第１の周波数変換器と、前記第２のデジタルアナログ変換器から出力される前記第２のベースバンド信号の周波数を前記第１の搬送波とは異なる周波数帯域に属する第２の搬送波の周波数に変換して第２の送信信号を出力する第２の周波数変換器と、前記第１の送信信号と前記第２の送信信号とを合成して第３の送信信号を出力する合成器と、前記第３の送信信号を増幅して出力信号を出力する増幅器と、を有する通信装置におけるピーク抑圧方法であって、前記ピーク抑圧部において、前記第１のベースバンド信号と前記第２のベースバンド信号の合成信号のうち前記第１の搬送波の位相と前記第２の搬送波の位相とが一致する時の合成信号の電力を最大電力値として算出し、前記最大電力値が前記電力閾値よりも大きな場合に前記第１のベースバンド信号の電力を低減する第１の抑圧信号と前記第２のベースバンド信号を低減する第２の抑圧信号を算出し、前記第１のベースバンド信号に前記第１の抑圧信号を反映して前記第３のベースバンド信号を生成し、前記第２のベースバンド信号に前記第２の抑圧信号を反映して前記第４のベースバンド信号を生成する。
【発明の効果】
【００１４】
本発明にかかる通信装置及びそのピーク抑圧方法によれば、異なる周波数の搬送波により変調された複数のＯＦＤＭ信号を合成した出力信号に対してもピーク抑圧を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】実施の形態１にかかる通信装置のブロック図である。
【図２】実施の形態１にかかるピーク抑圧部のブロック図である。
【図３】実施の形態１にかかる通信装置において扱われるベースバンド信号の周波数帯域を説明する概略図である。
【図４】実施の形態１にかかる通信装置の出力信号の相補累積分布関数を示すグラフである。
【図５】従来のピーク抑制処理を施した場合の出力信号の相補累積分布関数を示すグラフである。
【図６】実施の形態２にかかる通信装置のブロック図である。
【図７】実施の形態３にかかる通信装置のブロック図である。
【図８】実施の形態４にかかる通信装置のブロック図である。
【図９】実施の形態４にかかるピーク抑圧部のブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
実施の形態１
以下では、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。実施の形態１にかかる通信装置では、周波数割り当てが異なる程度に大きく離れた周波数を有する搬送波により変調されるベースバンド信号を合成した合成信号を出力することが可能なものである。そこで、このような大きく離れた周波数を有する搬送波によりベースバンド信号を変調した送信信号（例えば、ＯＦＤＭ信号）を合成して合成信号（例えば、ＲＦ信号）を出力する場合に従来のピーク抑圧方法では十分にピーク抑圧ができなかった理由についてより詳細に説明する。
【００１７】
例えば、特許文献１〜３に記載の従来のピーク抑圧方法では、デジタル信号に対してピーク電力を判定し、クリッピング処理を行う。複数のＯＦＤＭ信号を合成した合成信号であっても、ＯＦＤＭ信号の周波数が単一のデジタル信号として表せる程度に近い周波数で隣り合うなら、従来のピーク抑圧方法が利用できる。
【００１８】
しかし、８００ＭＨｚ帯のＯＦＤＭ信号と、２．６ＧＨｚ帯のＯＦＤＭ信号と、を合成してＲＦ信号を生成するような、大きく離れた周波数帯域の搬送波を利用した利用形態が考えられる。このようなＯＦＤＭ信号の組み合わせでは、単一のデジタル信号で表すためには、数ＧＨｚのサンプリング周波数が必要となり、サンプリング処理を実現することが実質的に困難である。また、特許文献３では、ＯＦＤＭ信号の合成をＲＦ信号よりも低い周波数の中間周波数において行い、当該中間周波数帯域でピークを抑制している。しかし、当該中間周波数をデジタル信号で処理していることから、特許文献３においても、単一のデジタル信号として表せる程度に近い周波数で隣り合うＯＦＤＭ信号のみを、ピーク抑圧対象としている。
【００１９】
ここで、大きく離れた周波数帯域のＯＦＤＭ信号を合成した合成信号に対して従来のピーク抑圧方法を用いた場合、以下のような方法が考えられる。まず、合成前のＯＦＤＭ信号のベースバンド信号に対して、個別に従来のピーク抑圧方法を用いたクリッピング処理を行う。これらを搬送波周波数までアップコンバートした後に、合成することで、複数の周波数帯域のＯＦＤＭ信号を含むＲＦ信号を得ることができる。しかし、このようにして得られたＲＦ信号のピーク電力対平均電力比（Peak to Average Power Ratio, PAPR）は、合成前にピーク抑圧処理をかけられた単独のＯＦＤＭ信号のピーク電力対平均電力比よりも増加する問題がある。このようにＰＡＰＲが増加してしまう理由は、異なる周波数帯域のＯＦＤＭ信号を合成すると、異なる周波数の搬送波の間で位相が一致する時点のＲＦ信号のピーク電力が大きくなってしまうが、このピークを抑圧する手段が従来のピーク抑圧方法にはないためである。そこで、実施の形態１にかかる通信装置では、異なる周波数帯域の搬送波により変調された信号を合成した合成信号のピーク電力を抑圧する手段及び方法を提供することを特徴の１つとする。
【００２０】
図１に実施の形態１にかかる通信装置１のブロック図を示す。図１に示すように、実施の形態１にかかる通信装置１は、第１のＯＦＤＭベースバンド信号生成部１０、第２のＯＦＤＭベースバンド信号生成部２０、デジタルアナログ変換器１１、２１、アップコンバータ１２、２２、ピーク抑圧部３０、歪み補正部３１、合成器３５、増幅器３６、方向性結合器３７を有する。
【００２１】
第１のＯＦＤＭベースバンド信号生成部１０は、第１のベースバンド信号ＴｘＢＢ１１を出力する。第２のＯＦＤＭベースバンド信号生成部２０は、第２のベースバンド信号ＴｘＢＢ２１を出力する。第１のＯＦＤＭベースバンド信号生成部１０及び第２のＯＦＤＭベースバンド信号生成部２０は、例えば、通信装置１の通信相手に送信するデータを生成するプロセッサ等の演算装置である。
【００２２】
ピーク抑圧部３０は、第１のベースバンド信号ＴｘＢＢ１１と第２のベースバンド信号ＴｘＢＢ２１とに対してピーク抑圧処理を施して第３のベースバンド信号ＴｘＢＢ１２と第４のベースバンド信号ＴｘＢＢ２２を出力する。より具体的には、ピーク抑圧部３０は、第１のベースバンド信号ＴｘＢＢ１１と第２のベースバンド信号ＴｘＢＢ１２との合成信号のうち第１の搬送波の位相と第２の搬送波の位相とが一致する時の合成信号の電力を最大電力値として算出し、最大電力値が電力閾値よりも大きな場合にゼロ以外の値を有する第１の抑圧信号及び第２の抑圧信号を生成し、第１のベースバンド信号ＴｘＢＢ１１に第１の抑圧信号の値を反映して第３のベースバンド信号ＴｘＢＢ１２を生成し、第２のベースバンド信号ＴｘＢＢ２１に第２の抑圧信号の値を反映した第４のベースバンド信号ＴｘＢＢ２２を生成する。このピーク抑圧部３０のより詳細な説明は後述する。
【００２３】
歪み補正部３１は、ピーク抑圧部３０の後段に設けられ、第３のベースバンド信号ＴｘＢＢ１２及び第４のベースバンド信号ＴｘＢＢ２２と、出力信号（例えば、ＲＦ信号Ｔｘｏｕｔ）と、を比較してＲＦ信号Ｔｘｏｕｔの歪み量を算出し、歪み量を低減するように第３のベースバンド信号及び前記第４のベースバンド信号とに対して歪み補償処理を施す。
【００２４】
この歪み補正部３１は、プリディストーション部３２、第１の遅延部（例えば、遅延部３３）及び第２の遅延部（例えば、遅延部３４）を有する。プリディストーション部３２は、ＲＦ信号Ｔｘｏｕｔの歪み量を算出し、歪み量の大きさに応じて生成される歪み補償係数を第３のベースバンド信号ＴｘＢＢ１２及び第４のベースバンド信号ＴｘＢＢ２２に乗算して、第３のベースバンド信号ＴｘＢＢ１３及び第４のベースバンド信号ＴｘＢＢ２３を出力する。また、プリディストーション部３２は、２つのＯＦＤＭ信号のプリディストーション部３２の入力から増幅器３６に至るまでの遅延量の差に応じた値を有する第１の遅延設定値ＤＬ１及び第２の遅延設定値ＤＬ２を出力する。つまり、プリディストーション部３２は、第１のベースバンド信号及び第２のベースバンド信号がプリディストーション部３２に入力されてから第３の送信信号が増幅器３６に至るまでに２つのベースバンド信号の間に生じる遅延量の差に応じた値を有する第１の遅延設定値ＤＬ１及び第２の遅延設定値ＤＬ２を出力する。なお、図１では、歪み補償係数による処理が行われる前のベースバンド信号にＴｘＢＢ１２、ＴｘＢＢ２２との符号を付し、歪み補償係数による処理が行われた後のベースバンド信号にＴｘＢＢ１３、ＴｘＢＢ２３との符号を付した。以下の説明でも、歪み補償係数による処理が行われる前のベースバンド信号についてはＴｘＢＢ１２、ＴｘＢＢ２２との符号を用い、歪み補償係数による処理が行われた後のベースバンド信号にＴｘＢＢ１３、ＴｘＢＢ２３との符号を用いる。
【００２５】
遅延部３３は、第１の遅延設定値ＤＬ１に応じて第３のベースバンド信号ＴｘＢＢ１３を遅延させる。遅延部３４は、第２の遅延設定値に応じて前記第４のベースバンド信号を遅延させる。
【００２６】
デジタルアナログ変換器１１は、第３のベースバンド信号ＴｘＢＢ１３をアナログ信号に変換する。デジタルアナログ変換器２１は、第４のベースバンド信号ＴｘＢＢ２３をアナログ信号に変換する。アップコンバータ１２は、第１の周波数変換器である。アップコンバータ１２は、第１のデジタルアナログ変換器１１から出力される第３のベースバンド信号ＴｘＢＢ１３の周波数を第１の搬送波（例えば、第１のローカル信号）の周波数に変換して第１の送信信号を出力する。アップコンバータ２２は、第２の周波数変換器である。アップコンバータ２２は、第２のデジタルアナログ変換器２１から出力される第４のベースバンド信号ＴｘＢＢ２３の周波数を第１の搬送波とは異なる周波数帯域に属する第２の搬送波（例えば、第２のローカル信号）の周波数に変換して第２の送信信号を出力する。
【００２７】
合成器３５は、第１の送信信号と第２の送信信号とを合成して第３の送信信号を出力する。増幅器３６は、第３の送信信号を増幅して信号（例えば、ＲＦ信号Ｔｘｏｕｔ）を出力する。方向性結合器３７は、アンテナに伝達されるＲＦ信号Ｔｘｏｕｔのうちのごく一部を歪み補正部３１に帰還信号として出力する。
【００２８】
続いて、実施の形態１にかかる通信装置１の特徴の１つであるピーク抑圧部３０及び歪み補正部３１について詳細に説明する。まず、ピーク抑圧部３０について詳細に説明する。ピーク抑圧部３０の詳細なブロック図を図２に示す。
【００２９】
図２に示すように、ピーク抑圧部３０は、トーン信号生成部４１、フィルタ４２、４３、減算器４４、４５を有する。
【００３０】
トーン信号生成部４１は、第１のベースバンド信号ＴｘＢＢ１１から生成される第１の送信信号と、第２のベースバンド信号ＴｘＢＢ２１から生成される第２の送信信号と、を合成した第３の送信信号の最大電力に基づき第１の抑圧信号（例えば、第１のインパルス信号Ｉ１）及び第２の抑圧信号（例えば、第２のインパルス信号Ｉ２）を出力する。より具体的には、トーン信号生成部４１は、位相一致時電力算出部５１、閾値電力算出部５２、電力判断部５３、インパルス信号生成器５４、ゼロ信号生成器５５を有する。
【００３１】
位相一致時電力算出部５１は、第１のベースバンド信号ＴｘＢＢ１１と第２のベースバンド信号ＴｘＢＢ２１との合成信号のうち第１のローカル信号の位相と第２のローカル信号の位相とが一致する時の合成信号の電力を最大電力値Ｐｍａｘとして算出する。最大電力値Ｐｍａｘは、（１）式によって示すことができる。なお、（１）式のｔは信号をサンプリングした時間を示すものである。
【数１】
2014141335.tif 000003
【００３２】
閾値電力算出部５２は、第１のベースバンド信号ＴｘＢＢ１１と第２のベースバンド信号ＴｘＢＢ２１とを合成した合成信号の所定期間における平均電力値を算出し、平均電力値に予め設定されたクリッピング係数Ｃを乗算して電力閾値Ｐｔｈを算出する。電力閾値Ｐｔｈは以下の（２）式から（４）式により算出することができる。なお、（２）式のＴｘＢＢ（ｔ）は時刻ｔにおける２つのベースバンド信号の電力の和である。（３）式のＰｍｅａｎは、所定期間ｎの平均電力である。
【数２】
2014141335.tif 000004
【数３】
2014141335.tif 000005
【数４】
2014141335.tif 000006
ここで、（４）式のクリッピング係数Ｃは、例えば、７ｄＢ程度の値が設定される。このクリッピング係数Ｃが小さいほどピーク電力対平均電力比ＰＡＰＲを低く抑えることができることから、増幅器３６にとっては、歪み特性及び電力効率の観点から好ましい。しかし、クリッピング係数Ｃを小さく設定すると、変調精度ＥＶＭ（Error Vector Magnitude）が劣化するため、クリッピング係数Ｃはピーク電力対平均電力比と変調精度ＥＶＭとのトレードオフ関係を鑑みて適切な値に設定されることが好ましい。また、クリッピング係数Ｃは、平均電力Ｐｍｅａｎ或いは第１のベースバンド信号ＴｘＢＢ１１と第２のベースバンド信号ＴｘＢＢ２１それぞれの電力レベルに応じて可変させても良い。
【００３３】
電力判断部５３は、最大電力値Ｐｍａｘと電力閾値Ｐｔｈとの大きさを比較し、第１のイネーブル信号ＥＮ１と第２のイネーブル信号ＥＮ２とのいずれをイネーブル状態とするかを切り替える。具体的には、電力判断部５３は、最大電力値Ｐｍａｘが電力閾値Ｐｔｈよりも大きければ、第１のイネーブル信号ＥＮ１をイネーブル状態とし、第２のイネーブル信号ＥＮ２をディスイネーブル状態とする。これにより、最大電力値Ｐｍａｘが電力閾値Ｐｔｈよりも大きい場合は、インパルス信号生成器５４が動作状態となり、ゼロ信号生成器５５が停止状態となる。一方、電力判断部５３は、最大電力値Ｐｍａｘが電力閾値Ｐｔｈ以下の大きさであれば、第１のイネーブル信号ＥＮ１をディスイネーブル状態とし、第２のイネーブル信号ＥＮ２をイネーブル状態とする。これにより、最大電力値Ｐｍａｘが電力閾値Ｐｔｈ以下である場合は、インパルス信号生成器５４が停止状態となり、ゼロ信号生成器５５が動作状態となる。
【００３４】
インパルス信号生成器５４は、最大電力値Ｐｍａｘ、電力閾値Ｐｔｈ及び重み係数ａ１、ａ２に基づき算出される大きさを有するインパルス信号（例えば、第１のインパルス信号Ｉ１及び第２のインパルス信号Ｉ２）を生成する。第１のインパルス信号Ｉ１は第１のベースバンド信号ＴｘＢＢ１１に対して適用されるものであり、第２のインパルス信号Ｉ２は第２のベースバンド信号ＴｘＢＢ２１に対して適用されるものである。
【００３５】
ここで、インパルス信号生成器５４が出力するインパルス信号の算出方法について説明する。第１のインパルス信号Ｉ１及び第２のインパルス信号Ｉ２は（５）式及び（６）式によって算出できる。なお、重み係数ａ１、ａ２は、予め不揮発性メモリ等の記憶部（不図示）に格納されているものとする。
【数５】
2014141335.tif 000007
【数６】
2014141335.tif 000008
【００３６】
ゼロ信号生成器５５は、値がゼロとなるゼロ信号を生成する。このゼロ信号は、値がゼロのインパルス信号であって、実施の形態１にかかるゼロ信号生成器５５では、値がゼロとなる第１のインパルス信号Ｉ１及び第２のインパルス信号Ｉ２を生成する。つまり、ゼロ信号生成器５５が出力する第１のインパルス信号Ｉ１及び第２のインパルス信号Ｉ２は（７）式及び（８）式によって表される。
【数７】
2014141335.tif 000009
【数８】
2014141335.tif 000010
【００３７】
フィルタ４２は、帯域外信号のレベルを減衰させた第１のインパルス信号Ｉ１を第１の抑圧信号として減算器４４に出力する。フィルタ４３は、帯域外信号のレベルを減衰させた第２のインパルス信号Ｉ２を第２の抑圧信号として減算器４５に出力する。なお、図２では、フィルタ４２、４３に入力されるインパルス信号と出力されるインパルス信号とは、必要な信号成分については同じであるため、これら信号に同じ符号を付した。
【００３８】
減算器４４は、第１の減算器であって、第１のベースバンド信号ＴｘＢＢ１１から第１の抑圧信号（例えば、第１のインパルス信号Ｉ１）を減算して第３のベースバンド信号ＴｘＢＢ１２を生成する。つまり、第３のベースバンド信号ＴｘＢＢ１２は、（９）式によって表される。
【数９】
2014141335.tif 000011
【００３９】
減算器４５は、第２の減算器であって、第２のベースバンド信号ＴｘＢＢ２１から第２の抑圧信号（例えば、第２のインパルス信号Ｉ２）を減算して第４のベースバンド信号ＴｘＢＢ２２を生成する。つまり、第４のベースバンド信号ＴｘＢＢ２２は、（１０）式によって表される。
【数１０】
2014141335.tif 000012
【００４０】
上記（９）式及び（１０）式に（５）式及び（６）式を代入すると、第３のベースバンド信号ＴｘＢＢ１２と第４のベースバンド信号ＴｘＢＢ２２とは、第１のベースバンド信号ＴｘＢＢ１１及び第２のベースバンド信号ＴｘＢＢ２１の項がなくなる。つまり、第３のベースバンド信号ＴｘＢＢ１２及び第４のベースバンド信号ＴｘＢＢ２２は、電力最大値Ｐｍａｘを基準に電力閾値Ｐｔｈでクリッピングされた信号となる。このように、ピーク抑圧部３０は、第１のベースバンド信号ＴｘＢＢ１１と第２のベースバンド信号ＴｘＢＢ２１とをそれぞれのローカル信号によりアップコンバートした後に合成した場合の最大電力を電力閾値Ｐｔｈ以下とするようにベースバンド信号に対してピーク抑圧処理を行う。
【００４１】
ここで、ピーク抑圧部３０によるピーク抑圧処理の効果について説明する。そこで、まず、通信装置１において第１のベースバンド信号ＴｘＢＢ１１から生成される第１の送信信号と、第２のベースバンド信号ＴｘＢＢ２１から生成される第２の送信信号と、の周波数帯域の一例を説明する図を図３に示す。図３に示すように、通信装置１では、第１の送信信号として中心周波数ｆｃ１が８００ＭＨｚ帯に属するＯＦＤＭ信号を生成し、第２の送信信号として中心周波数ｆｃ２が２．６ＧＨｚ帯に属するＯＦＤＭ信号を生成し、この第１、第２の送信信号を合成して第３の送信信号を生成する。
【００４２】
そして、実施の形態１にかかる通信装置１において、図３で示した周波数帯域の第１の送信信号と第２の送信信号を合成した場合の相補累積分布関数ＣＣＤＦを示すグラフを図４に示す。図４に示す例では、増幅器３６が出力するＲＦ信号をＴｘｏｕｔで示した。また、第１の送信信号をＯＦＤＭ１とし、第２の送信信号をＯＦＤＭ２とする。また、比較対象として、ＡＷＧＮ（Additive White Gaussian Noise）のＣＣＤＦを示した。
【００４３】
図４に示すように、実施の形態１にかかる通信装置１を用いることで第１の送信信号ＯＦＤＭ１と第２の送信信号ＯＦＤＭ２とを合成したＲＦ信号ＴｘｏｕｔのＣＣＤＦをＡＷＧＮに比べて大きく低減することができることがわかる。
【００４４】
一方、実施の形態１にかかる通信装置１の出力特性との比較例として従来のピーク抑圧方法を利用してピーク抑圧処理を実施した場合の相補累積分布関数ＣＣＤＦを示すグラフを図５に示す。ここで、従来のピーク抑圧方法とは、それぞれのローカル信号のみに関してピーク抑圧処理を行った後に合成処理及びアップコンバート処理を行う方法である。
【００４５】
図５に示すように、従来のピーク抑圧方法では、個別のＯＦＤＭ信号についてはＣＣＤＦが抑制されている。しかし、これら信号を合成した後に生成されるＲＦ信号ＴｘｏｕｔのＣＣＤＦは、個別のＯＦＤＭ信号よりもＣＣＤＦが抑圧されていない。つまり、実施の形態１にかかる通信装置１を用いることで、従来のピーク抑圧方法を適用した通信装置に比べてピーク電力を効率的に抑圧することができる。
【００４６】
続いて、歪み補正部３１について詳細に説明する。そこで、まず伝達経路の違いによる遅延時間差の歪み特性への影響について説明する。ピーク抑圧部３０の出力から増幅器３６に至るまでの２つの伝達経路の間に遅延時間差がない場合、プリディストーション部３２に帰還されるＲＦ信号Ｔｘｏｕｔは、アップコンバータ１２、２２において適用される搬送波の影響を無視すると、（１１）式によって表すことができる。
【数１１】
2014141335.tif 000013
【００４７】
一方、例えば、第４のベースバンド信号ＴｘＢＢ２２が第３のベースバンド信号ＴｘＢＢ１２に比べて遅延時間差Δｔだけ遅れを有していた場合、ＲＦ信号Ｔｘｏｕｔは、（１２）式で表される。
【数１２】
2014141335.tif 000014
【００４８】
実施の形態１にかかる通信装置１では、第３のベースバンド信号ＴｘＢＢ１２と第４のベースバンド信号ＴｘＢＢ２２とを（１１）式で表される状態で合成することでピーク抑圧が適切に行われる。しかし、ＲＦ信号Ｔｘｏｕｔが（１２）式で表される状態となってしまった場合、ピーク抑圧が正しく行われず、ピーク電力対平均電力比ＰＡＰＲが増加する問題が生じる。
【００４９】
そこで、実施の形態１にかかる通信装置１では、歪み補正部３１を用いることで、上記問題を解決する。歪み補正部３１は、まず、プリディストーション部３２においてピーク抑圧部３０が出力した第３のベースバンド信号ＴｘＢＢ１２及び第４のベースバンド信号ＴｘＢＢ２２と、ＲＦ信号Ｔｘｏｕｔと、を比較してＲＦ信号Ｔｘｏｕｔの歪み量を算出する。そして、プリディストーション部３２は、算出した歪み量の大きさに応じて生成される歪み補償係数を第３のベースバンド信号ＴｘＢＢ１２及び第４のベースバンド信号ＴｘＢＢ２２に乗算して歪補償演算を行う。なお、図１では、歪補償演算後の第３のベースバンド信号ＴｘＢＢ１２及び第４のベースバンド信号ＴｘＢＢ２２の符号としてＴｘＢＢ１３及びＴｘＢＢ２３を付した。
【００５０】
また、プリディストーション部３２は、第３のベースバンド信号ＴｘＢＢ１２及び第４のベースバンド信号ＴｘＢＢ２２と、ＲＦ信号Ｔｘｏｕｔと、を比較する過程で、遅延量を求め、その差に応じた値を有する第１の遅延設定値ＤＬ１及び第２の遅延設定値ＤＬ２を算出する。
【００５１】
そして、歪み補正部３１では、第１の遅延設定値ＤＬ１に応じて減算器４４で第３のベースバンド信号ＴｘＢＢ１２を遅延させ、第２の遅延設定値ＤＬ２に応じて減算器４５で第４のベースバンド信号ＴｘＢＢ２２を遅延させる。例えば、第３のベースバンド信号ＴｘＢＢ１２が第４のベースバンド信号ＴｘＢＢ２２に比べてΔｔだけ遅延していた場合、第１の遅延設定値ＤＬ１としてゼロの遅延量を設定し、第２の遅延設定値ＤＬ２としてΔｔの遅延量を設定する。これにより、合成器３５に第３のベースバンド信号ＴｘＢＢ１２と第４のベースバンド信号ＴｘＢＢ２２とが到達した時点においては、互いの信号の遅延時間差がゼロとなる。つまり、２つの信号の遅延差を解消することで、位相差ゼロの状態で合成され、ピークが適切に抑制される。
【００５２】
なお、ベースバンドを伝達する２つの伝達経路の間の遅延時間が予め分かっていれば、プリディストーション部３２を用いずに遅延部３３、３４に予め遅延時間を設定しておくこともできる。これにより、プリディストーション部３２を用いなくても良くなる。
【００５３】
上記説明より、実施の形態１にかかる通信装置１は、アップコンバータ１２、１３により２つのベースバンド信号をＲＦ信号の周波数帯域に周波数を変換して２つの送信信号を生成し、２つの送信信号を合成器３５で合成してＲＦ信号Ｔｘｏｕｔを生成することで、大きく離れた周波数帯域の送信信号を含むＲＦ信号Ｔｘｏｕｔを生成することができる。
【００５４】
また、実施の形態１にかかる通信装置１は、ピーク抑圧部３０により、ベースバンド信号の変調に利用する２つの搬送波（ローカル信号）の位相が一致する時点における送信信号の最大電力値Ｐｍａｘをベースバンド信号から算出し、当該最大電力値Ｐｍａｘが電力閾値Ｐｔｈを超えないようにベースバンド信号に対してピーク抑圧処理を施す。これにより、実施の形態１にかかる通信装置１は、ＲＦ信号Ｔｘｏｕｔのピーク電力を低減し、ピーク電力対平均電力比ＰＡＰＲを抑えることができる。
【００５５】
また、実施の形態１にかかる通信装置１は、閾値電力Ｐｔｈをベースバンド信号から生成されるＲＦ信号Ｔｘｏｕｔの平均電力値から算出する。これにより、実施の形態１にかかる通信装置１は、電力閾値Ｐｔｈをベースバンド信号の系列の変化に対して適応的に変化させることができる。
【００５６】
また、実施の形態１にかかる通信装置１は、歪み補正部３１を用いることで、ベースバンド信号を伝達する複数の伝達経路間で遅延時間に差が生じた場合であっても高いピーク抑圧効果を維持することができる。
【００５７】
実施の形態２
実施の形態２では、実施の形態１にかかる通信装置１の別の形態となる通信装置２について説明する。そこで、実施の形態２にかかる通信装置２のブロック図を図６に示す。実施の形態２の説明において実施の形態１で説明した構成要素と同じ構成要素については、実施の形態１で用いた符号と同じ符号を用い説明を省略する。
【００５８】
図６に示すように、実施の形態１にかかる通信装置２は、実施の形態１にかかる通信装置１から歪み補正部３１を削除したものである。つまり、実施の形態２にかかる通信装置２は、実施の形態１にかかる通信装置１において歪み補正部３１の遅延部３３、遅延部３４の遅延時間を共にゼロにしたものと同じである。
【００５９】
第３のベースバンド信号ＴｘＢＢ１２の伝達経路と、第４のベースバンド信号ＴｘＢＢ２２の伝達経路と、の間に遅延時間差がない、もしくは、無視できる程度であれば、歪み補正部３１を実装することなく、実施の形態２にかかる通信装置２とすることもできる。これにより、歪み補正部３１を削除することができるため、通信装置２は通信装置１よりも回路面積を削減することができる。
【００６０】
実施の形態３
実施の形態３では、実施の形態１にかかる通信装置１の別の形態について説明する。そこで、実施の形態３にかかる通信装置３のブロック図を図７に示す。実施の形態３の説明において実施の形態１で説明した構成要素と同じ構成要素については、実施の形態１で用いた符号と同じ符号を用い説明を省略する。
【００６１】
図７に示すように、実施の形態３にかかる通信装置３は、実施の形態１にかかる通信装置１から歪み補正部３１を削除し、ピーク抑圧部３０をピーク抑圧部６０に置き換えたものである。
【００６２】
ピーク抑圧部６０は、第１のピーク抑圧部６１、第２のピーク抑圧部６２を有する。第１のピーク抑圧部６１及び第２のピーク抑圧部６２は多段接続される。この第１のピーク抑圧部６１及び第２のピーク抑圧部６２は、それぞれピーク抑圧部３０と同じ構成を有するものであるが、異なる値のクリッピング係数及び重み係数とに基づき第１の抑圧信号と第２の抑圧信号とを生成する。なお、クリッピング係数及び重み係数は、第１のピーク抑圧部６１及び第２のピーク抑圧部６２で同じ値としても良い。
【００６３】
このように、ピーク抑制部を多段接続とすることで、クリッピング処理における過減算を抑えながらピーク電力を抑圧することできるため、変調精度ＥＶＭの劣化を抑えることができる。
【００６４】
実施の形態４
実施の形態４では、実施の形態１にかかる通信装置１の別の形態について説明する。そこで、実施の形態４にかかる通信装置４のブロック図を図８に示す。実施の形態４の説明において実施の形態１で説明した構成要素と同じ構成要素については、実施の形態１で用いた符号と同じ符号を用い説明を省略する。
【００６５】
図８に示すように、実施の形態４にかかる通信装置４は、実施の形態１にかかる通信装置１から歪み補正部３１を削除し、ピーク抑圧部３０をピーク抑圧部７０に置き換えたものである。
【００６６】
ピーク抑圧部７０は、クリッピング処理部７１、フィルタ４２、４３を有する。クリッピング処理部７１は、実施の形態１のピーク抑圧部３０において利用した減算処理を行うことなく同等のピーク抑圧効果を有する第３のベースバンド信号ＴｘＢＢ１２及び第４のベースバンド信号ＴｘＢＢ２２を生成する。そこで、クリッピング処理部７１の詳細なブロック図を図９に示す。なお、図９では、クリッピング処理部７１に付随するフィルタ４２、４３も図示した。
【００６７】
図９に示すように、クリッピング処理部７１は、位相一致時電力算出部５１、閾値電力算出部５２、電力判断部５３、信号レベル抑圧部７２、信号通過部７３を有する。ここで、位相一致時電力算出部５１、閾値電力算出部５２、電力判断部５３は、実施の形態１において説明したため、ここでは説明を省略する。
【００６８】
信号レベル抑圧部７２は、最大電力値Ｐｍａｘが電力閾値Ｐｔｈよりも大きな場合にイネーブル状態となる第１のイネーブル信号ＥＮ１に基づき動作する。この信号レベル抑圧部７２は、ブロック内で第１、第２の抑圧信号を生成し、当該第１、第２の抑圧信号と、最大電力値Ｐｍａｘと、電力閾値Ｐｔｈとを用いて第３のベースバンド信号ＴｘＢＢ１２及び第４のベースバンド信号ＴｘＢＢ２２を生成する。
【００６９】
より具体的には、信号レベル抑圧部７２は、第１の抑圧信号Ｉ１として（１３）式で示される値を生成し、第２の抑圧信号Ｉ２として（１４）式で示される値を生成する。
【数１３】
2014141335.tif 000015
【数１４】
2014141335.tif 000016
そして、信号レベル抑圧部７２は、第１の抑制信号Ｉ１と第２の抑制信号Ｉ２とを用いて第３のベースバンド信号ＴｘＢＢ１２及び第４のベースバンド信号ＴｘＢＢ２２を生成する。この第３のベースバンド信号ＴｘＢＢ１２は（１５）式で表され、第４のベースバンド信号ＴｘＢＢ２２は（１６）式で表される。
【数１５】
2014141335.tif 000017
【数１６】
2014141335.tif 000018
【００７０】
信号通過部７３は、最大電力値Ｐｍａｘが電力閾値Ｐｔｈ以下である場合にイネーブル状態となる第２のイネーブル信号ＥＮ２に基づき動作する。信号通過部７３は、入力された第１のベースバンド信号ＴｘＢＢ１１及び第２のベースバンド信号ＴｘＢＢ２１をそのまま第３のベースバンド信号ＴｘＢＢ１２及び第４のベースバンド信号ＴｘＢＢ２２として出力するものである。つまり、信号通過部７３が出力する第３のベースバンド信号ＴｘＢＢ１２及び第４のベースバンド信号ＴｘＢＢ２２は（１７）式及び（１８）式により表される。
【数１７】
2014141335.tif 000019
【数１８】
2014141335.tif 000020
【００７１】
上記説明より、実施の形態４では、ピーク抑圧部７０においてピーク抑圧部３０が出力する信号と同等の信号を出力することができる。つまり、実施の形態４にかかる通信装置４においても実施の形態１にかかる通信装置１と同様に離れた周波数帯域の送信信号を含むＲＦ信号Ｔｘｏｕｔに対して高いピーク抑圧効果を得ることができる。
【００７２】
また、実施の形態４にかかる通信装置４では、ピーク抑圧部において減算処理を行う必要がないため、実施の形態１にかかる通信装置１に対して回路規模の削減及び処理時間の短縮を実現することができる。
【００７３】
なお、上記実施の形態では、送信信号としてＯＦＤＭ信号を対象とした説明をしたが、本発明は、ＯＦＤＭ変調に限らず、Ｗ−ＣＤＭＡ、ＳＤ−ＦＤＭＡ等の他の変調方式においても利用することができる。つまり、本発明を用いることで、マルチチャネル通信のみならず、マルチスタンダード通信においても品質の高いＲＦ信号を生成することができる。
【００７４】
また、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は既に述べた実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能であることはいうまでもない。
【００７５】
この出願は、２０１３年３月１５日に出願された日本出願特願２０１３−０５２８７３を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
【符号の説明】
【００７６】
１〜４  通信装置
１０、２０  ＯＦＤＭベースバンド信号生成部
１１、２１  デジタルアナログ変換器
１２、２２  アップコンバータ
３０、６０、６１、６２、７０  ピーク抑圧部
３１  歪み補正部
３２  プリディストーション部
３３、３４  遅延部
３５  合成器
３６  増幅器
３７  方向性結合器
４１  トーン信号生成部
４２、４３  フィルタ
４４、４５  減算器
５１  位相一致時電力算出部
５２  閾値電力算出部
５３  電力判断部
５４  インパルス信号生成器
５５  ゼロ信号生成器
７１  クリッピング処理部
７２  信号レベル抑圧部
７３  信号通過部
ＴｘＢＢ１１、ＴｘＢＢ１２、ＴｘＢＢ１３  ベースバンド信号
ＴｘＢＢ２１、ＴｘＢＢ２２、ＴｘＢＢ２３  のベースバンド信号
ＤＬ１、ＤＬ２  遅延設定値
Ｐｍａｘ  最大電力値
Ｐｔｈ  電力閾値
ＥＮ１、ＥＮ１  イネーブル信号
Ｉ１、Ｉ２  インパルス信号
【図１】
2014141335.tif 000021
【図２】
2014141335.tif 000022
【図３】
2014141335.tif 000023
【図４】
2014141335.tif 000024
【図５】
2014141335.tif 000025
【図６】
2014141335.tif 000026
【図７】
2014141335.tif 000027
【図８】
2014141335.tif 000028
【図９】
2014141335.tif 000029
【国際調査報告】
2014141335.tif 000030
2014141335.tif 000031
2014141335.tif 000032
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