(57)【要約】  インバータは、スイッチング素子のスイッチング状態に応じて、２種類の零ベクトルを含む８通りの電圧ベクトルを交流電動機に出力可能である。交流電動機の制御装置は、零ベクトルを除くいずれかの電圧ベクトルを第１の電圧ベクトルとして出力するようにインバータを制御し、第１の電圧ベクトルを出力した後、零ベクトルを除いた第１の電圧ベクトルとは異なるいずれかの電圧ベクトルを、第２の電圧ベクトルとして出力するようにインバータを制御し、第２の電圧ベクトルを出力した後、零ベクトルを出力するようにインバータを制御し、零ベクトルを出力した後、第１の電圧ベクトルを反転した電圧ベクトルを第３の電圧ベクトルとして出力するようにインバータを制御することにより、交流電動機の駆動を制御する。
2015025622.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
三相の交流電動機と接続されたインバータに接続され、前記インバータにおいて正極側と負極側にそれぞれ三相ずつ設けられたスイッチング素子のスイッチング状態に応じて前記交流電動機の駆動を制御する交流電動機の制御装置であって、
前記インバータは、前記スイッチング素子のスイッチング状態に応じて、８通りの電圧ベクトルを前記交流電動機に出力可能であり、
前記電圧ベクトルは、正極側の全ての前記スイッチング素子がオンであり、負極側の全ての前記スイッチング素子がオフであるスイッチング状態と、正極側の全ての前記スイッチング素子がオフであり、負極側の全ての前記スイッチング素子がオンであるスイッチング状態とにそれぞれ対応する２種類の零ベクトルを含み、
前記交流電動機の制御装置は、
前記零ベクトルを除くいずれかの電圧ベクトルを第１の電圧ベクトルとして出力するように前記インバータを制御し、
前記第１の電圧ベクトルを出力した後、前記零ベクトルを除いた前記第１の電圧ベクトルとは異なるいずれかの電圧ベクトルを、第２の電圧ベクトルとして出力するように前記インバータを制御し、
前記第２の電圧ベクトルを出力した後、前記零ベクトルを出力するように前記インバータを制御し、
前記零ベクトルを出力した後、前記第１の電圧ベクトルを反転した電圧ベクトルを第３の電圧ベクトルとして出力するように前記インバータを制御することにより、前記交流電動機の駆動を制御する交流電動機の制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載の交流電動機の制御装置において、
前記第１の電圧ベクトル、前記第２の電圧ベクトル、前記零ベクトルおよび前記第３の電圧ベクトルを繰り返して順次出力するように前記インバータを制御し、
前記第１の電圧ベクトルおよび前記第３の電圧ベクトルとして、前回とは異なる種類の電圧ベクトルをそれぞれ出力するように前記インバータを制御する交流電動機の制御装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載の交流電動機の制御装置において、
前記第１の電圧ベクトルおよび前記第３の電圧ベクトルの出力期間中に、前記インバータの直流母線に流れる直流電流の検出結果に基づいて、前記交流電動機の相電流を求める電流推定部を備える交流電動機の制御装置。
【請求項４】
請求項１乃至３のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置において、
三相の電圧指令を発生する電圧指令発生部と、
前記電圧指令を補正する電圧補正部と、
前記電圧補正部により補正された補正後の電圧指令と、所定周期の三角波キャリアとを比較し、その比較結果に基づいて三相のＰＷＭ波形を発生するＰＷＭ発生部と、を備え、
前記ＰＷＭ発生部により発生されたＰＷＭ波形を前記インバータに出力することで、前記スイッチング素子のスイッチング状態を制御して、前記交流電動機の駆動を制御する交流電動機の制御装置。
【請求項５】
請求項４に記載の交流電動機の制御装置において、
前記電圧補正部は、
前記三角波キャリアの連続する２周期のうち最初の周期では、前記三相の電圧指令で中間の電圧指令を０とし、さらに前記三相の電圧指令で最大の電圧指令および最小の電圧指令をシフトさせることにより、前記電圧指令を補正し、
前記最初の周期に続く次の周期では、前記最小の電圧指令を０とし、さらに前記最大の電圧指令および前記中間の電圧指令をシフトさせることにより、前記電圧指令を補正する交流電動機の制御装置。
【請求項６】
請求項５に記載の交流電動機の制御装置において、
前記電圧補正部は、
前記最初の周期の前半期間では、前記最大の電圧指令と前記中間の電圧指令の差分に基づいて前記最大の電圧指令に対するシフト量を決定すると共に、前記最小の電圧指令と前記中間の電圧指令の差分および所定の必要シフト量に基づいて前記最小の電圧指令に対するシフト量を決定し、
前記最初の周期の後半期間では、補正後の電圧指令が０となるように前記最大の電圧指令に対するシフト量を決定すると共に、前記必要シフト量に基づいて前記最小の電圧指令に対するシフト量を決定し、
前記次の周期の前半期間では、前記最大の電圧指令と前記最小の電圧指令の差分に基づいて前記最大の電圧指令に対するシフト量を決定すると共に、前記必要シフト量に基づいて前記中間の電圧指令に対するシフト量を決定し、
前記次の周期の後半期間では、補正後の電圧指令が０となるように前記最大の電圧指令に対するシフト量を決定すると共に、前記中間の電圧指令と前記最小の電圧指令の差分および前記必要シフト量に基づいて前記中間の電圧指令に対するシフト量を決定する交流電動機の制御装置。
【請求項７】
請求項６に記載の交流電動機の制御装置において、
前記必要シフト量は、前記スイッチング素子のスイッチング状態が変化してから前記インバータの直流母線に流れる直流電流を検出するまでの時間に応じて設定される交流電動機の制御装置。
【請求項８】
請求項４乃至７のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置において、
前記三角波キャリアが最小値と最大値の中間値をとる時点で前記インバータの直流母線に流れる直流電流の検出結果を取得する交流電動機の制御装置。
【請求項９】
請求項１乃至８のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置において、
前記交流電動機が低速駆動している低速域では、前記スイッチング素子のうち、二相のスイッチング素子のみスイッチング状態を切り替えて１２０度通電駆動を行うように、前記インバータを制御し、
前記低速域以外の速度域では、三相の前記スイッチング素子のスイッチング状態を切り替えて三相通電駆動を行うように、前記インバータを制御する交流電動機の制御装置。
【請求項１０】
請求項９に記載の交流電動機の制御装置において、
前記三相通電駆動において用いられる第１の電圧指令を出力する第１の電流制御器と、
前記１２０度通電駆動および前記三相通電駆動において共通に用いられる第２の電圧指令を出力する第２の電流制御器と、を備え、
前記第１の電流制御器は、外部から入力される電流指令または前記交流電動機に流れる電流の検出結果に基づくフィードフォワード演算により、前記第１の電圧指令を出力する交流電動機の制御装置。
【請求項１１】
請求項１乃至１０のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置と、
前記交流電動機の制御装置に接続され、正極側と負極側にそれぞれ三相ずつスイッチング素子が設けられたインバータと、
前記交流電動機の制御装置により、前記スイッチング素子のスイッチング状態に応じて駆動制御される三相の交流電動機と、を備え、
前記交流電動機の制御装置、前記インバータおよび前記交流電動機は、一体化されている交流電動機駆動システム。
【請求項１２】
請求項１乃至１０のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置と、
前記交流電動機の制御装置に接続され、正極側と負極側にそれぞれ三相ずつスイッチング素子が設けられたインバータと、
前記交流電動機の制御装置により、前記スイッチング素子のスイッチング状態に応じて駆動制御される三相の交流電動機と、
前記交流電動機の駆動に応じて動作し、流体圧を制御するポンプとを備える流体圧制御システム。
【請求項１３】
請求項１乃至１０のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置と、
前記交流電動機の制御装置に接続され、正極側と負極側にそれぞれ三相ずつスイッチング素子が設けられたインバータと、
前記交流電動機の制御装置により、前記スイッチング素子のスイッチング状態に応じて駆動制御される三相の交流電動機と、
前記交流電動機の駆動に応じて動作し、対象物の位置を調整する位置決め装置とを備える位置決めシステム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電動機の制御装置と、これを利用した交流電動機駆動システム、流体圧制御システムおよび位置決めシステムとに関する。
【背景技術】
【０００２】
産業、家電、自動車等の様々な分野において、三相交流電動機が幅広く用いられている。特に、小型・高効率の永久磁石型同期電動機（Permanent Magnet Synchronous Motor）（以下、PMSMと略す）の適用が増加傾向にある。【０００３】
従来、交流電動機の回転速度やトルクを高精度に制御するためには、電動機の回転状態を検出する回転速度センサ（あるいは、PMSMの場合は回転位置センサ）と、電動機の各相に流れる相電流を検出する相電流センサとが必要であった。しかし、これらのセンサ類を用いると、故障率の上昇、検出結果のばらつき、取り付け精度、取り付けスペース等の問題が生じる。そのため、センサを用いずに電動機の回転状態や相電流を検出できるようにするセンサレス化が望ましい。【０００４】
相電流のセンサレス化を実現するための方法は、たとえば下記の特許文献１、２に記載されている。【０００５】
特許文献１の相電流検出方法では、電動機の駆動を制御するインバータの直流側に流れる電流を検出し、その検出結果に基づいてスイッチング前後の電流変化分を求めることで、各相の相電流を求めている。【０００６】
特許文献２の相電流検出方法では、１周期内で３相のうち２相のスイッチング素子をスイッチングする２相変調方式のパルス幅変調（PWM）において、三角波キャリア信号の連続する２つの山または谷の部分で、互いに１８０度位相が異なる基本電圧ベクトル成分を交互に出力する。そして、インバータの直流母線上に設けられたシャント抵抗に流れる電流をこのタイミングで検出し、アナログデジタル変換してマイコンに取り込む。これにより、電流検出のタイミングを固定化して、安価なマイコンを利用可能としている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】日本国特開平８−１９２６３号公報
【特許文献２】日本国特開２００５−１２９３４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
電動機の駆動中、シャント抵抗には、各相のスイッチ状態に応じて、U,V,W相のうちいずれか一相の相電流に応じた電流が流れる。したがって、各相のスイッチ状態の切り替えに同期したタイミングでシャント抵抗の電流を検出することで、上記のような相電流のセンサレス化を実現することができる。【０００９】
しかし、一般的なPWMの場合、キャリア信号の半周期ごとにスイッチ状態の切り替えが発生し、その発生タイミングは一定ではない。したがって、特許文献１のような相電流検出方法では、キャリア信号の半周期内に、電流検出および検出値のアナログデジタル変換を２回ずつ行う必要がある。また、スイッチ状態の切り替えに応じて、電流の検出タイミングを変化させる必要もある。こうした機能を実現可能なマイコンは高価であるため、装置のコストアップにつながるという課題がある。また、検出される電流は、スイッチ状態の切り替えに伴って発生する電流リプル等の誤差を含むため、トルク制御の精度が劣化してしまうという課題もある。【００１０】
一方、特許文献２のような相電流検出方法では、三角波キャリア信号の山または谷のタイミングでシャント抵抗に流れる電流を検出できるため、上記のようなコストアップに関する課題は生じない。しかし、先のPWM期間（第１の期間）では、本来の電圧指令ベクトルよりも大きくなるように電圧指令ベクトルを補正して出力し、それに続くPWM期間（第２の期間）では、第１の期間における電圧指令ベクトルと１８０度位相が異なる電圧指令ベクトルを出力することにより、本来の電圧指令ベクトルに合わせている。そのため、第１の期間における電流リプルが増大し、その結果、電流検出値は大きな検出誤差を含んだものとなる。したがって、トルク制御の精度が劣化してしまうという課題を克服することはできない。【００１１】
本発明の目的は、以上説明したような従来の相電流検出方法における課題に鑑みて、安価なマイコンを用いて高精度に相電流を検出可能な交流電動機の制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明の第１の態様による交流電動機の制御装置は、三相の交流電動機と接続されたインバータに接続され、インバータにおいて正極側と負極側にそれぞれ三相ずつ設けられたスイッチング素子のスイッチング状態に応じて交流電動機の駆動を制御するものである。インバータは、スイッチング素子のスイッチング状態に応じて、８通りの電圧ベクトルを交流電動機に出力可能であり、電圧ベクトルは、正極側の全てのスイッチング素子がオンであり、負極側の全てのスイッチング素子がオフであるスイッチング状態と、正極側の全てのスイッチング素子がオフであり、負極側の全てのスイッチング素子がオンであるスイッチング状態とにそれぞれ対応する２種類の零ベクトルを含む。この交流電動機の制御装置は、零ベクトルを除くいずれかの電圧ベクトルを第１の電圧ベクトルとして出力するようにインバータを制御し、第１の電圧ベクトルを出力した後、零ベクトルを除いた第１の電圧ベクトルとは異なるいずれかの電圧ベクトルを、第２の電圧ベクトルとして出力するようにインバータを制御し、第２の電圧ベクトルを出力した後、零ベクトルを出力するようにインバータを制御し、零ベクトルを出力した後、第１の電圧ベクトルを反転した電圧ベクトルを第３の電圧ベクトルとして出力するようにインバータを制御することにより、交流電動機の駆動を制御する。
本発明の第２の態様によると、第１の態様の交流電動機の制御装置は、第１の電圧ベクトル、第２の電圧ベクトル、零ベクトルおよび第３の電圧ベクトルを繰り返して順次出力するようにインバータを制御し、第１の電圧ベクトルおよび第３の電圧ベクトルとして、前回とは異なる種類の電圧ベクトルをそれぞれ出力するようにインバータを制御することが好ましい。
本発明の第３の態様によると、第１または第２の態様の交流電動機の制御装置は、第１の電圧ベクトルおよび第３の電圧ベクトルの出力期間中に、インバータの直流母線に流れる直流電流の検出結果に基づいて、交流電動機の相電流を求める電流推定部を備えることが好ましい。
本発明の第４の態様によると、第１乃至第３のいずれか一態様の交流電動機の制御装置は、三相の電圧指令を発生する電圧指令発生部と、電圧指令を補正する電圧補正部と、電圧補正部により補正された補正後の電圧指令と、所定周期の三角波キャリアとを比較し、その比較結果に基づいて三相のＰＷＭ波形を発生するＰＷＭ発生部と、を備え、ＰＷＭ発生部により発生されたＰＷＭ波形をインバータに出力することで、スイッチング素子のスイッチング状態を制御して、交流電動機の駆動を制御することが好ましい。
本発明の第５の態様によると、第４の態様の交流電動機の制御装置において、電圧補正部は、三角波キャリアの連続する２周期のうち最初の周期では、三相の電圧指令で中間の電圧指令を０とし、さらに三相の電圧指令で最大の電圧指令および最小の電圧指令をシフトさせることにより、電圧指令を補正し、最初の周期に続く次の周期では、最小の電圧指令を０とし、さらに最大の電圧指令および中間の電圧指令をシフトさせることにより、電圧指令を補正することが好ましい。
本発明の第６の態様によると、第５の態様の交流電動機の制御装置において、電圧補正部は、最初の周期の前半期間では、最大の電圧指令と中間の電圧指令の差分に基づいて最大の電圧指令に対するシフト量を決定すると共に、最小の電圧指令と中間の電圧指令の差分および所定の必要シフト量に基づいて最小の電圧指令に対するシフト量を決定し、最初の周期の後半期間では、補正後の電圧指令が０となるように最大の電圧指令に対するシフト量を決定すると共に、必要シフト量に基づいて最小の電圧指令に対するシフト量を決定し、次の周期の前半期間では、最大の電圧指令と最小の電圧指令の差分に基づいて最大の電圧指令に対するシフト量を決定すると共に、必要シフト量に基づいて中間の電圧指令に対するシフト量を決定し、次の周期の後半期間では、補正後の電圧指令が０となるように最大の電圧指令に対するシフト量を決定すると共に、中間の電圧指令と最小の電圧指令の差分および必要シフト量に基づいて中間の電圧指令に対するシフト量を決定することが好ましい。
本発明の第７の態様によると、第６の態様の交流電動機の制御装置において、必要シフト量は、スイッチング素子のスイッチング状態が変化してからインバータの直流母線に流れる直流電流を検出するまでの時間に応じて設定されることが好ましい。
本発明の第８の態様によると、第４乃至第７のいずれか一態様の交流電動機の制御装置は、三角波キャリアが最小値と最大値の中間値をとる時点でインバータの直流母線に流れる直流電流の検出結果を取得することが好ましい。
本発明の第９の態様によると、第１乃至第８のいずれか一態様の交流電動機の制御装置は、交流電動機が低速駆動している低速域では、スイッチング素子のうち、二相のスイッチング素子のみスイッチング状態を切り替えて１２０度通電駆動を行うように、インバータを制御し、低速域以外の速度域では、三相のスイッチング素子のスイッチング状態を切り替えて三相通電駆動を行うように、インバータを制御することが好ましい。
本発明の第１０の態様によると、第９の態様の交流電動機の制御装置は、三相通電駆動において用いられる第１の電圧指令を出力する第１の電流制御器と、１２０度通電駆動および三相通電駆動において共通に用いられる第２の電圧指令を出力する第２の電流制御器と、を備え、第１の電流制御器は、外部から入力される電流指令または交流電動機に流れる電流の検出結果に基づくフィードフォワード演算により、第１の電圧指令を出力することが好ましい。
本発明の第１１の態様による交流電動機駆動システムは、第１乃至第１０のいずれか一態様の交流電動機の制御装置と、交流電動機の制御装置に接続され、正極側と負極側にそれぞれ三相ずつスイッチング素子が設けられたインバータと、交流電動機の制御装置により、スイッチング素子のスイッチング状態に応じて駆動制御される三相の交流電動機と、を備え、交流電動機の制御装置、インバータおよび交流電動機は、一体化されている。
本発明の第１２の態様による流体圧制御システムは、第１乃至第１０のいずれか一態様の交流電動機の制御装置と、交流電動機の制御装置に接続され、正極側と負極側にそれぞれ三相ずつスイッチング素子が設けられたインバータと、交流電動機の制御装置により、スイッチング素子のスイッチング状態に応じて駆動制御される三相の交流電動機と、交流電動機の駆動に応じて動作し、流体圧を制御するポンプとを備える。
本発明の第１３の態様による位置決めシステムは、第１乃至第１０のいずれか一態様の交流電動機の制御装置と、交流電動機の制御装置に接続され、正極側と負極側にそれぞれ三相ずつスイッチング素子が設けられたインバータと、交流電動機の制御装置により、スイッチング素子のスイッチング状態に応じて駆動制御される三相の交流電動機と、交流電動機の駆動に応じて動作し、対象物の位置を調整する位置決め装置とを備える。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、安価なマイコンを用いて高精度に相電流を検出可能な交流電動機の制御装置を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る交流電動機の制御装置を含む交流電動機駆動システムの構成を示す図である。
【図２】電圧指令の補正を行わない場合のＰＷＭ波形およびスイッチ状態の例を示す図である。
【図３】各スイッチ状態においてスイッチング素子にそれぞれ流れる電流の様子を示す図である。
【図４】交流電動機に流れる各相のモータ電流と、直流母線に流れるシャント電流およびスイッチ状態との関係を示す図である。
【図５】従来の二相変調方式をベースとして電圧指令の補正を行った場合のＰＷＭ波形およびスイッチ状態の例を示す図である。
【図６】図５とは別の方法で電圧指令の補正を行った場合のＰＷＭ波形およびスイッチ状態の例を示す図である。
【図７】本発明による電圧指令の補正を行った場合のＰＷＭ波形およびスイッチ状態の例を示す図である。
【図８】期間Ａにおける電圧ベクトルと検出される相電流の関係を示した一覧表である。
【図９】期間Ｂにおける電圧ベクトルと検出される相電流の関係を示した一覧表である。
【図１０】第１の電圧ベクトルおよび第３の電圧ベクトルにおいて、シャント電流として検出される相電流の様子を示す図である。
【図１１】インバータから出力される各電圧ベクトルをαβ座標上に表した図である。
【図１２】電圧補正部による電圧指令の補正の詳細を示す図である。
【図１３】本発明の第２の実施形態に係る制御装置の構成を示す図である。
【図１４】本発明の第３の実施形態に係る交流電動機駆動システムの構成を示す図である。
【図１５】本発明の第４の実施形態に係る油圧制御システムの構成を示す図である。
【図１６】本発明の第４の実施形態に係る油圧制御システムの構成の変形例を示す図である。
【図１７】本発明の第５の実施形態に係る位置決めシステムの構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る交流電動機の制御装置２を含む交流電動機駆動システムの構成を示す図である。この交流電動機駆動システムは、ｑ軸電流指令発生器１、制御装置２、インバータ３および交流電動機４により構成されている。交流電動機４は、三相交流電動機であり、たとえば永久磁石型同期電動機（PMSM）が用いられる。
【００１６】
ｑ軸電流指令発生器１は、交流電動機４の出力トルクに相当するｑ軸電流指令Ｉｑ＊を発生する回路である。このｑ軸電流指令発生器１は、制御装置２の上位に位置しており、通常、交流電動機４の回転速度ωｒが所定速度になるように、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊を発生させる仕組みとなっている。ｑ軸電流指令発生器１から出力されたｑ軸電流指令Ｉｑ＊は、制御装置２中の減算器６ｂに入力される。
【００１７】
制御装置２は、インバータ３に設けられた各スイッチング素子のスイッチング状態に応じて交流電動機４の駆動を制御するものであり、ｑ軸電流指令発生器１から入力されたｑ軸電流指令Ｉｑ＊に相当するトルクを交流電動機４が発生するように動作する。この制御装置２は、電圧指令発生部２０、電圧補正部１０、ＰＷＭ発生部１１、電流推定部２１、位置・速度推定部１５および速度変換部１６により構成される。
【００１８】
電圧指令発生部２０は、ｑ軸電流指令発生器１から入力されたｑ軸電流指令Ｉｑ＊に基づいて、三相すなわちＵ相、Ｖ相およびＷ相の各電圧指令を発生する部分である。この電圧指令発生部２０は、ｄ軸電流指令発生器５、減算器６ａ、減算器６ｂ、ｄ軸電流制御器７、ｑ軸電流制御器８およびｄｑ逆変換器９により構成される。
【００１９】
ｄ軸電流指令発生器５は、交流電動機４の励磁電流に相当するｄ軸電流指令Ｉｄ＊を発生する。なお、交流電動機４が非突極型の永久磁石モータであれば、通常はｄ軸電流指令Ｉｄ＊は零となる。ｄ軸電流指令発生器５から出力されたｄ軸電流指令Ｉｄ＊は、減算器６ａに入力される。
【００２０】
減算器６ａは、ｄ軸電流指令発生器５から入力されたｄ軸電流指令Ｉｄ＊と、電流推定部２１により推定されたｄ軸電流Ｉｄとの間のｄ軸電流偏差を求める減算器である。このｄ軸電流偏差は、ｄ軸電流制御器７に入力される。
【００２１】
減算器６ｂは、ｑ軸電流指令発生器１から入力されたｑ軸電流指令Ｉｑ＊と、電流推定部２１により推定されたｑ軸電流Ｉｑとの間のｑ軸電流偏差を求める減算器である。このｑ軸電流偏差は、ｑ軸電流制御器８に入力される。
【００２２】
ｄ軸電流制御器７は、減算器６ａから入力されたｄ軸電流偏差が零になるように、ｄｑ座標軸上のｄ軸電圧指令Ｖｄ＊を演算する。ｄ軸電流制御器７により演算されたｄ軸電圧指令Ｖｄ＊は、ｄｑ逆変換器９に入力される。
【００２３】
ｑ軸電流制御器８は、減算器６ｂから入力されたｑ軸電流偏差が零になるように、ｄｑ座標軸上のｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を演算する。ｑ軸電流制御器８により演算されたｑ軸電圧指令Ｖｑ＊は、ｄｑ逆変換器９に入力される。
【００２４】
ｄｑ逆変換器９は、ｄ軸電流制御器７およびｑ軸電流制御器８から入力されたｄｑ座標軸（磁束軸−磁束軸直交軸）系のｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧Ｖｑ＊を、三相交流座標上の電圧指令に変換する回路である。このｄｑ逆変換器９は、位置・速度推定部１５から入力される位相角θｄｃに基づいて、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を三相交流座標系の電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊およびＶｗ＊に変換する。そして、変換後の各電圧指令、すなわちＵ相の電圧指令Ｖｕ＊、Ｖ相の電圧指令Ｖｖ＊およびＷ相の電圧指令Ｖｗ＊を電圧補正部１０に出力する。
【００２５】
電圧指令発生部２０では、以上説明したような各構成要素の動作により、三相の電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊およびＶｗ＊を発生することができる。
【００２６】
電圧補正部１０は、電圧指令発生部２０から出力された三相の電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊およびＶｗ＊をそれぞれ補正し、その補正結果を補正後の電圧指令Ｖｕ＊＊、Ｖｖ＊＊およびＶｗ＊＊としてＰＷＭ発生部１１に出力する。なお、電圧補正部１０により行われる電圧指令の補正方法については、後で詳細に説明する。
【００２７】
ＰＷＭ発生部１１は、電圧補正部１０から出力された補正後の三相の電圧指令Ｖｕ＊＊、Ｖｖ＊＊およびＶｗ＊＊を所定周期の三角波キャリアと比較し、その比較結果に基づいて三相のＰＷＭ波形を発生する。このＰＷＭ発生部１１からは、三相のＰＷＭ波形として、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に対応するＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰと、これらの反転信号であるＰＷＭ信号ＵＮ、ＶＮ、ＷＮとが発生される。ＰＷＭ発生部１１により発生されたこれらのＰＷＭ信号は、制御装置２からインバータ３に出力される。
【００２８】
電流推定部２１は、インバータ３から入力される直流電流信号ＩＤＣに基づいて、インバータ３において直流母線３４に流れる直流電流の検出結果を取得し、その検出結果に基づいて交流電動機４の相電流およびｄｑ座標上の電流を求める部分である。この電流推定部２１は、サンプルホールド回路１２、電流再現器１３およびｄｑ変換器１４により構成される。
【００２９】
サンプルホールド回路１２は、インバータ３から入力される直流電流信号ＩＤＣを所定のサンプリングタイミングでサンプリングすることで、インバータ３の直流母線３４に流れる直流電流の検出結果を取得する。このサンプルホールド回路１２によるサンプリングタイミングは、ＰＷＭ発生部１１において用いられる三角波キャリアに基づいて決定される。なお、この点については、後で詳しく説明する。
【００３０】
電流再現器１３は、サンプルホールド回路１２により取得された直流電流の検出結果に基づいて、交流電動機４のＵ相、Ｖ相、Ｗ相にそれぞれ流れる相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを再現し、これらの相電流の再現値Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃを求める。電流再現器１３により求められた相電流の再現値Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃは、ｄｑ変換器１４に対して出力される。
【００３１】
ｄｑ変換器１４は、電流再現器１３から相電流の再現値Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃを受けて、これらをｄｑ座標上の電流値Ｉｄ、Ｉｑに変換する回路である。このｄｑ変換器１４は、位置・速度推定部１５から入力される位相角θｄｃに基づいて、三相の相電流の再現値Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃを、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑに変換する。変換されたｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑの値は、減算器６ａ、６ｂにそれぞれ出力され、前述のようなｄ軸電流偏差、ｑ軸電流偏差の計算に用いられる。
【００３２】
電流推定部２１では、以上説明したような各構成要素の動作により、三相の相電流の再現値Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃを求めると共に、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑの値を求めることができる。
【００３３】
位置・速度推定部１５は、交流電動機４の回転子位置（交流電動機４が同期電動機の場合）または二次磁束位相（交流電動機４が誘導電動機の場合）を推定演算し、その演算結果を位相角θｄｃとして出力する。さらに、この位相角θｄｃの値に基づいて、交流電動機４の電気角速度ω１を推定演算し、その演算結果を出力する。なお、これらの推定演算の方法については、周知であるため、説明を省略する。
【００３４】
速度変換部１６は、交流電動機４の極数Ｐに基づいて、位置・速度推定部１５から出力された電気角速度ω１を回転速度ωｒに変換する。速度変換部１６により求められた回転速度ωｒは、ｑ軸電流指令発生器１において入力され、前述のｑ軸電流指令Ｉｑ＊を発生するのに用いられる。
【００３５】
インバータ３は、交流電動機４に接続されており、制御装置２のＰＷＭ発生部１１から入力されたＰＷＭ信号に基づいて交流電圧を発生して交流電動機４に供給する。このインバータ３は、直流電源３１、インバータ主回路３２、出力プリドライバ３３、直流母線３４およびシャント電流検出器３５により構成される。
【００３６】
直流電源３１は、直流母線３４を介してインバータ主回路３２に接続されており、直流電圧ＶＤＣを発生する。
【００３７】
インバータ主回路３２は、正極側にそれぞれ設けられた三相のスイッチング素子Ｓｕｐ、ＳｖｐおよびＳｗｐと、負極側にそれぞれ設けられた三相のスイッチング素子Ｓｕｎ、ＳｖｎおよびＳｗｎとを有している。スイッチング素子Ｓｕｐ、ＳｖｐおよびＳｗｐは、直流母線３４を介して直流電源３１の正極側にそれぞれ接続されており、スイッチング素子Ｓｕｎ、ＳｖｎおよびＳｗｎは、直流母線３４を介して直流電源３１の負極側にそれぞれ接続されている。正極側のスイッチング素子Ｓｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐと負極側のスイッチング素子Ｓｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎとの間には、交流電動機４のＵ相、Ｖ相、Ｗ相にそれぞれつながる交流線が接続されている。
【００３８】
出力プリドライバ３３は、制御装置２のＰＷＭ発生部１１から出力された前述のＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮおよびＷＮに基づいて、インバータ主回路３２のスイッチング素子Ｓｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐ、Ｓｕｎ、ＳｖｎおよびＳｗｎのスイッチング状態をそれぞれ制御する。この出力プリドライバ３３により各スイッチング素子のスイッチング状態が制御されることで、直流電源３１から供給される直流電圧ＶＤＣが三相の交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換されて交流電動機４に出力される。
【００３９】
シャント電流検出器３５は、直流母線３４に流れる直流電流を検出する過電流保護用の回路であり、直流母線３４上に設けられている。このシャント電流検出器３５による直流電流の検出結果は、前述の直流電流信号ＩＤＣとして、制御装置２の電流推定部２１に出力される。
【００４０】
なお、以上説明した交流電動機駆動システムの構成は、センサレスベクトル制御系をベースにしているが、センサ付のベクトル制御にも本発明を適用可能である。
【００４１】
本実施形態による交流電動機駆動システムは、以上説明したような構成を有している。この構成における本発明の主な特徴部分は、電圧指令の補正を行う電圧補正部１０と、サンプルホールド回路１２による直流電流信号ＩＤＣのサンプリングタイミングである。以下では、これらについて詳細に説明する。
【００４２】
最初に、本発明による電圧指令の補正を行わない場合のパルス幅変調（PWM）の様子について、図２〜４の例を用いて説明する。図２は、電圧指令の補正を行わない場合のＰＷＭ波形およびスイッチ状態の例を示す図である。制御装置２において、電圧指令発生部２０により、たとえば図２に示すような電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊およびＶｗ＊が発生されたとする。電圧補正部１０により電圧指令の補正を行わない場合、ＰＷＭ発生部１１は、これらの電圧指令を三角波キャリアとそれぞれ比較することで、図２に示すようなＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰと、これらをそれぞれ反転したＰＷＭ信号ＵＮ、ＶＮ、ＷＮとを生成する。
【００４３】
インバータ３では、上記のＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮに応じて、出力プリドライバ３３によりインバータ主回路３２のスイッチング素子Ｓｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎのスイッチ状態がそれぞれ制御される。その結果、図２に示すように各スイッチング素子のスイッチ状態が変化する。なお、図２では、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のスイッチング状態をそれぞれ括弧内の１または０の符号に対応付けて、電圧ベクトルとして表している。たとえば、電圧ベクトルＶ（１，０，０）は、Ｕ相では正極側のスイッチング素子Ｓｕｐがオン（負極側のスイッチング素子Ｓｕｎがオフ）であり、Ｖ相、Ｗ相では負極側のスイッチング素子Ｓｖｎ、Ｓｗｎがオン（正極側のスイッチング素子Ｓｖｐ、Ｓｗｐがオフ）であることを表している。
【００４４】
インバータ３は、スイッチング素子Ｓｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎの各スイッチ状態の組み合わせに応じて、８通りの電圧ベクトルを交流電動機４に出力可能である。すなわち、正極側の全てのスイッチング素子Ｓｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐをオンとし、負極側の全てのスイッチング素子Ｓｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎをオフとすることで、電圧ベクトルＶ（１，１，１）を出力することができる。また、これとは反対に、正極側の全てのスイッチング素子Ｓｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐをオフとし、負極側の全てのスイッチング素子Ｓｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎをオンとすることで、電圧ベクトルＶ（０，０，０）を出力することができる。これらの電圧ベクトルは、いずれも相電流が流れない零ベクトルである。さらに、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相のいずれか少なくとも１相において、正極側のスイッチング素子をオンとし、負極側のスイッチング素子をオフとして、それ以外の相では、正極側のスイッチング素子をオフとし、負極側のスイッチング素子をオンとする。これにより、零ベクトル以外に、６種類の各電圧ベクトルＶ（１，０，０）、Ｖ（０，１，０）、Ｖ（０，０，１）、Ｖ（１，１，０）、Ｖ（１，０，１）、Ｖ（０，１，１）を出力することができる。
【００４５】
図３は、図２に電圧ベクトルで示した各スイッチ状態において、インバータ主回路３２のスイッチング素子Ｓｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎにそれぞれ流れる電流の様子を示す図である。図３（ａ）は、電圧ベクトルＶ（１，１，１）における電流の様子を示しており、図３（ｂ）は、電圧ベクトルＶ（１，１，０）における電流の様子を示しており、図３（ｃ）は、電圧ベクトルＶ（１，０，０）における電流の様子を示しており、図３（ｄ）は、電圧ベクトルＶ（０，０，０）における電流の様子を示している。これらの図では、電流が流れる部分を太線で示している。
【００４６】
図３（ｂ）、図３（ｃ）において示すように、電圧ベクトルＶ（１，１，０）またはＶ（１，０，０）では、シャント電流検出器３５を介してインバータ３の直流母線３４に、Ｗ相の相電流ＩｗまたはＵ相の相電流Ｉｕに応じた直流シャント電流ＩＤＣが流れる。したがって、これらの電圧ベクトルに対応するスイッチ状態のときにシャント電流ＩＤＣを検出して得られた直流電流信号ＩＤＣを前述のようにサンプリングすることで、２つの相電流Ｉｗ、Ｉｕの検出が可能となる。
【００４７】
図４は、交流電動機４に流れる各相のモータ電流（相電流）Ｉｕ、ＩｖおよびＩｗと、直流母線３４に流れるシャント電流ＩＤＣおよびスイッチ状態との関係を示す図である。たとえば、図４（ｃ）に示す各スイッチ状態に対して、図４（ａ）に示すような相電流が流れると共に、図４（ｂ）に示すシャント電流ＩＤＣが直流母線３４に流れる。したがって、図４（ｂ）に示すように、スイッチ状態ごとにシャント電流ＩＤＣをサンプリングすることで、相電流Ｉｗ、Ｉｕを検出することができる。
【００４８】
上記のような相電流の検出方法を採用した場合、キャリア信号の半周期内に２回の電流サンプリングとアナログデジタル変換を行う必要がある。また、スイッチ状態の変化に応じて電流サンプリングのタイミングを任意に設定する必要がある。しかし、これらの機能を実現可能なマイコンは、一般的に高価格であるという問題がある。また、スイッチ状態が変化した直後は、スイッチの切り替えに伴ってシャント電流ＩＤＣに多くの電流リプルが含まれるため、これをサンプリングすると電流検出誤差が大きくなってしまうという問題もある。特に、こうした電流検出誤差にはオフセット成分が含まれてしまう傾向があるため、トルク精度に大きな悪影響を与えてしまう。
【００４９】
これらの問題点を解決する方法の一つとして、電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊およびＶｗ＊を補正して、電流サンプリングのタイミングを固定化することが考えられる。その具体的な方法について、図５、６を参照して以下に説明する。図５は、従来の二相変調方式をベースとして電圧指令の補正を行った場合のＰＷＭ波形およびスイッチ状態の例を示す図であり、図６は、図５とは別の方法で電圧指令の補正を行った場合のＰＷＭ波形およびスイッチ状態の例を示す図である。
【００５０】
図５の例では、図２に示した補正前の電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊およびＶｗ＊に対して、これらの間隔を変えずに全体を上昇させ、最も高い電圧指令（ここではＶｕ＊）が三角波キャリアの頂点と一致するように補正することで、補正後の電圧指令Ｖｕ＊＊、Ｖｖ＊＊およびＶｗ＊＊を求めている。この場合、三角波キャリアの頂点のタイミングで電流サンプリングを行うと、Ｕ相の相電流Ｉｕをシャント電流ＩＤＣとして検出できるが、他の相電流については検出することができない。
【００５１】
そこで図６に示すように、三角波キャリアの１周期ごとに、補正後の電圧指令Ｖｕ＊＊、Ｖｗ＊＊の大きさが三角波キャリアの頂点と交互に一致するように、各電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊およびＶｗ＊を補正する。この補正によって得られた補正後の電圧指令Ｖｕ＊＊、Ｖｖ＊＊、Ｖｗ＊＊は、その最大値と中間値の間隔（図６の例では、電圧指令Ｖｕ＊＊が最大のときには電圧指令Ｖｖ＊＊との間隔、電圧指令Ｖｗ＊＊が最大のときには電圧指令Ｖｕ＊＊との間隔）が、所定の最小電圧以上となるように設定されている。また、三角波キャリアの連続する２周期について、補正後の電圧指令Ｖｕ＊＊、Ｖｖ＊＊、Ｖｗ＊＊をそれぞれ平均化すると、その各平均値の間隔は、元の補正前の電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の間隔と等しくなるように設定されている。
【００５２】
図６のように電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊およびＶｗ＊を補正して、三角波キャリアの頂点のタイミングで電流サンプリングを行うと、Ｕ相の相電流ＩｕとＷ相の相電流Ｉｗを交互にシャント電流ＩＤＣとして検出することができる。なお、図５、６では、三角波キャリアの頂点部分に合わせて電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を補正する例を説明したが、反対に、三角波キャリアの谷部分に合わせて電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を補正することもできる。
【００５３】
しかし、図６のような電圧指令の補正方法および相電流の検出方法を採用した場合、補正後の電圧指令Ｖｕ＊＊、Ｖｖ＊＊、Ｖｗ＊＊は、三角波キャリアの正側ピーク方向に偏って補正される。このようにすると、シャント電流ＩＤＣに含まれる電流リプルが増大してしまう傾向がある。さらに、三角波キャリアの頂点のタイミングで電流サンプリングを行うため、多くの高調波リプルを含んだ電流をサンプリングしてしまうことになる。その結果、電流検出誤差が大きくなり、トルク精度が劣化してしまうという問題がある。
【００５４】
そこで本発明では、電圧補正部１０において、以下に説明するような方法により、電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を補正する。そして、補正後の電圧指令Ｖｕ＊＊、Ｖｖ＊＊およびＶｗ＊＊を基にしたＰＷＭ信号によってインバータ３の直流母線３４に流れるシャント電流ＩＤＣに応じた直流電流信号ＩＤＣを、サンプルホールド回路１２において、以下に説明するようなタイミングでサンプリングする。
【００５５】
図７は、本発明による電圧指令の補正を行った場合のＰＷＭ波形およびスイッチ状態の例を示す図である。
【００５６】
図７において、三角波キャリアの最初の周期（図７中の［Ａ］の期間）では、図２に示した補正前の電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に対して、これを図のように変形させることで補正後の電圧指令Ｖｕ＊＊、Ｖｖ＊＊およびＶｗ＊＊を求め、ＰＷＭ制御を行っている。ここで、補正前の元の電圧指令は、Ｖｕ＊＞Ｖｖ＊＞Ｖｗ＊の関係にある。以下の説明では、補正前の電圧指令値が最大の相を最大相（ここではＵ相）、最小の相を最小相（ここではＷ相）、中間の大きさの相を中間相（ここではＶ相）と呼ぶことにする。
【００５７】
上記の期間Ａにおける各電圧指令の補正量は、前半部分、すなわち三角波キャリアの上り部分における補正量と、後半部分、すなわち三角波キャリアの下り部分における補正量とを合計すると、差し引きで０となるように設定されている。すなわち、補正後の電圧指令Ｖｕ＊＊、Ｖｖ＊＊、Ｖｗ＊＊を期間Ａについてそれぞれ平均化すると、その各平均値同士の間隔は、元の補正前の電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊同士の間隔と等しくなるように設定されている。
【００５８】
上記のような電圧指令の補正を電圧補正部１０において行うことで、ＰＷＭ発生部１１において、図７に示すようなＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰと、これらをそれぞれ反転したＰＷＭ信号ＵＮ、ＶＮ、ＷＮとが生成される。その結果、図７に示す順番に従って、インバータ３から出力される電圧ベクトルが変化する。すなわち、期間Ａでは、零ベクトルＶ（１，１，１）、電圧ベクトルＶ（１，１，０）、電圧ベクトルＶ（１，０，０）、零ベクトルＶ（０，０，０）、電圧ベクトルＶ（０，０，１）、零ベクトルＶ（１，１，１）の順に、インバータ３から出力される。
【００５９】
零ベクトルＶ（１，１，１）またはＶ（０，０，０）以外の電圧ベクトルが出力されているときには、その電圧ベクトルに応じた相電流がシャント電流ＩＤＣとして直流母線３４に流れ、シャント電流検出器３５により検出される。図８は、期間Ａにおける電圧ベクトルと検出される相電流の関係を示した一覧表である。なお、図８の表では、期間Ａにおいて順に出力される零ベクトル以外の各電圧ベクトルを、それぞれ第１、第２、第３の電圧ベクトルとして表している。
【００６０】
図８の表から、第１の電圧ベクトルＶ（１，１，０）の出力時、および第３の電圧ベクトルＶ（０，０，１）の出力時には、Ｗ相の相電流Ｉｗがシャント電流検出器３５により検出されることが分かる。ただし、第１の電圧ベクトルＶ（１，１，０）と第３の電圧ベクトルＶ（０，０，１）とでは、各相のスイッチ状態を表す符号がそれぞれ反転しているため、相電流Ｉｗが反対方向に流れる。なお、第２の電圧ベクトルＶ（１，０，０）の出力時には、Ｕ相の相電流Ｉｕがシャント電流ＩＤＣとして流れるが、これはサンプルホールド回路１２によるサンプリングの対象とはされない。
【００６１】
図１０は、第１の電圧ベクトルＶ（１，１，０）および第３の電圧ベクトルＶ（０，０，１）において、シャント電流ＩＤＣとして検出される相電流の様子を示す図である。図１０（ａ）は、第１の電圧ベクトルＶ（１，１，０）におけるスイッチ状態と相電流の様子を示しており、図１０（ｂ）は、第３の電圧ベクトルＶ（０，０，１）におけるスイッチ状態と相電流の様子を示している。
【００６２】
図１０（ａ）に示すように、第１の電圧ベクトルＶ（１，１，０）では、交流電動機４からインバータ３の方向に相電流Ｉｗが流れる。したがって、インバータ３から交流電動機４に向かう方向を正方向とすると、シャント電流検出器３５では、符号が負である相電流−Ｉｗがシャント電流ＩＤＣとして検出される。一方、図１０（ｂ）に示すように、第３の電圧ベクトルＶ（０，０，１）では、インバータ３から交流電動機４の方向に相電流Ｉｗが流れる。したがって、インバータ３から交流電動機４に向かう方向を正方向とすると、シャント電流検出器３５では、符号が正である相電流Ｉｗがシャント電流ＩＤＣとして検出される。
【００６３】
ここで、零ベクトル以外の電圧ベクトルがインバータ３から出力された場合、電流波形が大きく変化するため、各相の相電流には、制御に必要な基本波成分以外の脈動分が含まれてしまう。しかし、上記の第１の電圧ベクトルＶ（１，１，０）と第３の電圧ベクトルＶ（０，０，１）のように、互いに符号が反対の電圧ベクトルを三角波キャリアの１周期内で印加し、それぞれで流れる相電流を検出して平均値を求めれば、脈動成分をキャンセルできるため、高精度な検出が可能になる。
【００６４】
すなわち、図７に示したような補正後の電圧指令Ｖｕ＊＊、Ｖｖ＊＊およびＶｗ＊＊に従って生成されるＰＷＭ波形により交流電動機４を駆動することで、期間Ａにおいて、第１、第３の電圧ベクトルに応じて相電流−Ｉｗ、Ｉｗを検出することができる。これにより、脈動成分を排除した相電流Ｉｗの検出を行うことができる。
【００６５】
さらに、図７に示すように、期間Ａでは、中間相に対する補正後の電圧指令Ｖｖ＊＊が常に零となるように補正している。これにより、三角波キャリアの零クロスのタイミング、すなわち最小値と最大値の中間値をとる時点で、インバータ３の直流母線３４に流れるシャント電流ＩＤＣをそれぞれ検出すれば、第１の電圧ベクトルＶ（１，１，０）に対応する相電流−Ｉｗと、第３の電圧ベクトルＶ（０，０，１）に対応する相電流Ｉｗとを検出することができる。したがって、期間Ａの前半にある三角波キャリアの上り区間と、期間Ａの後半にある三角波キャリアの下り区間とで、反対符号の電圧ベクトルによる同一相の電流検出を、固定のタイミングで行うことができる。
【００６６】
また、図７において、三角波キャリアの次の周期（図７中の［Ｂ］の期間）では、図２に示した補正前の電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に対して、これを前述の期間Ａとは異なる手法により、図のように変形させている。これにより、補正後の電圧指令Ｖｕ＊＊、Ｖｖ＊＊およびＶｗ＊＊を求め、ＰＷＭ制御を行っている。
【００６７】
なお、期間Ｂにおける各電圧指令の補正量についても、前述の期間Ａと同様に、前半部分、すなわち三角波キャリアの上り部分における補正量と、後半部分、すなわち三角波キャリアの下り部分における補正量とを合計すると、差し引きで０となるように設定されている。すなわち、補正後の電圧指令Ｖｕ＊＊、Ｖｖ＊＊、Ｖｗ＊＊を期間Ｂについてそれぞれ平均化すると、その各平均値同士の間隔は、元の補正前の電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の同士の間隔と等しくなるように設定されている。
【００６８】
上記のような電圧指令の補正を電圧補正部１０において行うことで、ＰＷＭ発生部１１において、図７に示すようなＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰと、これらをそれぞれ反転したＰＷＭ信号ＵＮ、ＶＮ、ＷＮとが生成される。その結果、図７に示す順番に従って、インバータ３から出力される電圧ベクトルが変化する。すなわち、期間Ｂでは、零ベクトルＶ（１，１，１）、電圧ベクトルＶ（１，０，１）、電圧ベクトルＶ（１，０，０）、零ベクトルＶ（０，０，０）、電圧ベクトルＶ（０，１，０）、零ベクトルＶ（１，１，１）の順に、インバータ３から出力される。
【００６９】
零ベクトルＶ（１，１，１）またはＶ（０，０，０）以外の電圧ベクトルが出力されているときには、その電圧ベクトルに応じた相電流がシャント電流ＩＤＣとして直流母線３４に流れ、シャント電流検出器３５により検出される。図９は、期間Ｂにおける電圧ベクトルと検出される相電流の関係を示した一覧表である。なお、図９の表では、図８と同様に、期間Ｂにおいて順に出力される零ベクトル以外の各電圧ベクトルを、それぞれ第１、第２、第３の電圧ベクトルとして表している。
【００７０】
図９の表から、第１の電圧ベクトルＶ（１，０，１）の出力時、および第３の電圧ベクトルＶ（０，１，０）の出力時には、Ｖ相の相電流Ｉｖがシャント電流検出器３５により検出されることが分かる。ただし、第１の電圧ベクトルＶ（１，０，１）と第３の電圧ベクトルＶ（０，１，０）とでは、各相のスイッチ状態を表す符号がそれぞれ反転しているため、相電流Ｉｖが反対方向に流れる。なお、第２の電圧ベクトルＶ（１，０，０）の出力時には、Ｕ相の相電流Ｉｕがシャント電流ＩＤＣとして流れるが、これはサンプルホールド回路１２によるサンプリングの対象とはされない。
【００７１】
以上説明したように、図７に示したような補正後の電圧指令Ｖｕ＊＊、Ｖｖ＊＊およびＶｗ＊＊に従って生成されるＰＷＭ波形により交流電動機４を駆動することで、期間Ｂにおいて、第１、第３の電圧ベクトルに応じて相電流−Ｉｖ、Ｉｖを検出することができる。これにより、脈動成分を排除した相電流Ｉｖの検出を行うことができる。
【００７２】
さらに、図７に示すように、期間Ｂでは、最小相に対する補正後の電圧指令Ｖｗ＊＊が常に零となるように補正している。これにより、三角波キャリアの零クロスのタイミング、すなわち最小値と最大値の中間値をとる時点で、インバータ３の直流母線３４に流れるシャント電流ＩＤＣをそれぞれ検出すれば、第１の電圧ベクトルＶ（１，０，１）に対応する相電流−Ｉｖと、第３の電圧ベクトルＶ（０，１，０）に対応する相電流Ｉｖとを検出することができる。したがって、期間Ｂの前半にある三角波キャリアの上り区間と、期間Ｂの後半にある三角波キャリアの下り区間とで、反対符号の電圧ベクトルによる同一相の電流検出を、固定のタイミングで行うことができる。
【００７３】
以上説明したように、期間Ａ、Ｂにおいて、三角波キャリアが零（中間値）となる固定のタイミングでシャント電流ＩＤＣをそれぞれ検出することで、互いに異なる二相の相電流を検出することができる。したがって、サンプルホールド回路１２では、三角波キャリアの半周期ごとに、固定のタイミングで直流電流信号ＩＤＣをサンプリングすればよい。そのため、安価なマイコンを用いて、サンプルホールド回路１２を実現することが可能となる。
【００７４】
上記の期間Ａ、Ｂを繰り返し、サンプルホールド回路１２においてシャント電流ＩＤＣに応じた直流電流信号ＩＤＣをサンプリングすることで、二相の相電流を検出することができる。こうして得られた相電流の検出結果に基づいて、電流再現器１３により、各相の相電流の再現値Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃを求めることができる。
【００７５】
図１１は、インバータ３から出力される各電圧ベクトルをαβ座標上に表した図である。符号の異なる電圧ベクトルは、αβ座標上で表記すると、図１１に示すような関係になっている。
【００７６】
以上説明したように、制御装置２は、電圧補正部１０およびＰＷＭ発生部１１により、零ベクトルを除くいずれかの電圧ベクトルを第１の電圧ベクトルとして出力するようにインバータ３を制御する。そして、第１の電圧ベクトルを出力した後、零ベクトルを除いた、第１の電圧ベクトルとは異なるいずれかの電圧ベクトルを、第２の電圧ベクトルとして出力するようにインバータ３を制御する。さらに、第２の電圧ベクトルを出力した後、零ベクトルを出力するようにインバータ３を制御し、その後、第１の電圧ベクトルを反転した電圧ベクトルを第３の電圧ベクトルとして出力するようにインバータ３を制御する。このような制御を三角波キャリアの最初の周期に対応する期間Ａにおいて行うと共に、次の周期に対応する期間Ｂでは、第１の電圧ベクトルおよび第３の電圧ベクトルとして、前回とは異なる種類の電圧ベクトルをそれぞれ出力するようにインバータ３を制御する。こうしたインバータ３の制御により交流電動機４の駆動を制御することで、サンプルホールド回路１２における直流電流信号ＩＤＣのサンプリングを三角波キャリアの半周期ごとに固定のタイミングで行い、その結果を用いて、電流再現器１３において三相の相電流の再現値Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃを求めることができる。
【００７７】
なお、上記の説明において、零ベクトル以外で出力される各電圧ベクトルの内容は、補正前の元の電圧指令の大小関係に応じて変化する。したがって、期間Ａ、Ｂにおいて第１、第２および第３の電圧ベクトルとしてそれぞれ出力される電圧ベクトルは、上記の例に限定されるものではない。
【００７８】
次に、電圧補正部１０の動作の詳細について説明する。図１２は、電圧補正部１０による電圧指令の補正の詳細を示す図である。
【００７９】
図７を用いて上記で説明したように、本実施形態の制御装置２では、三角波キャリアの連続する２周期、すなわち前述の期間Ａおよび期間Ｂにおいて、インバータ３のシャント電流検出器３５により２つの相電流を検出できるように、電圧補正部１０において各相の電圧指令を補正する。図１２では、この三角波キャリアの連続する２周期を半周期ごとに区切り、それぞれの期間をＴｃ０、Ｔｃ１、Ｔｃ２、Ｔｃ３と表している。
【００８０】
電圧補正部１０は、三角波キャリアの連続する２周期のうち最初の周期（期間Ａ）に対応する期間Ｔｃ０およびＴｃ１では、各相の電圧指令同士の間隔を変えずに、中間相の電圧指令を常に０とする。一方、次の周期（期間Ｂ）に対応する期間Ｔｃ２およびＴｃ３では、各相の電圧指令同士の間隔を変えずに、最小相の電圧指令を常に０とする。図１２では、こうして決定された各相の電圧指令を、シフト前の最大相の電圧指令Ｖｍａｘ、中間相の電圧指令Ｖｍｉｄおよび最小相の電圧指令Ｖｍｉｎとして示している。
【００８１】
電圧補正部１０は、以下の式（１）〜（３）により、期間Ｔｃ０に対するシフト後の最大相、中間相および最小相の各電圧指令Ｖｍａｘ０、Ｖｍｉｄ０およびＶｍｉｎ０を算出する。すなわち、最大相については、シフト前の最大相の電圧指令Ｖｍａｘと中間相の電圧指令Ｖｍｉｄの差分に基づいて、シフト前の電圧指令Ｖｍａｘからのシフト量を決定する。また、最小相については、シフト前の最小相の電圧指令Ｖｍｉｎと中間相の電圧指令Ｖｍｉｄの差分および所定の必要シフト量Ｖｓｈｉｆｔに基づいて、シフト前の電圧指令Ｖｍｉｎからのシフト量を決定する。これらのシフト量に基づいて最大相および最小相の電圧指令をそれぞれシフトさせることで、シフト後の最大相の電圧指令Ｖｍａｘ０および最小相の電圧指令Ｖｍｉｎ０を得ることができる。図１２では、式（１）、（３）でそれぞれ表される最大相と最小相のシフト量を図中に矢印で示している。なお、式（２）は、中間相に対するシフト量が０であることを示している。
【００８２】
最大相：Ｖｍａｘ０＝２（Ｖｍａｘ−Ｖｍｉｄ）                ・・・（１）
中間相：Ｖｍｉｄ０＝Ｖｍｉｄ＝０                            ・・・（２）
最小相：Ｖｍｉｎ０＝２（Ｖｍｉｎ−Ｖｍｉｄ）−Ｖｓｈｉｆｔ  ・・・（３）
【００８３】
式（３）におけるＶｓｈｉｆｔは、予め設定された必要シフト量を表している。この必要シフト量Ｖｓｈｉｆｔは、電流検出に必要な電圧ベクトルの出力時間に基づいて設定することができる。たとえば、シャント電流ＩＤＣにおけるリンギングの大きさや、各スイッチング素子のデッドタイムの設定値などに基づいて、電圧ベクトルの変化からインバータ３の直流母線３４に流れるシャント電流ＩＤＣを検出するまでに必要な時間を決定し、その時間に応じて必要シフト量Ｖｓｈｉｆｔを決定することができる。あるいは、シャント電流ＩＤＣの波形を観測し、その観測結果に基づいて必要シフト量Ｖｓｈｉｆｔを決定してもよい。式（３）から、図１２に示すように、補正後の最小相の電圧指令Ｖｍｉｎ０は、０から必要シフト量Ｖｓｈｉｆｔを差し引いた値よりも小さいことが分かる。
【００８４】
電圧補正部１０は、以下の式（４）〜（６）により、期間Ｔｃ１に対するシフト後の最大相、中間相および最小相の各電圧指令Ｖｍａｘ１、Ｖｍｉｄ１およびＶｍｉｎ１を算出する。すなわち、最大相については、補正後の電圧指令が０となるようにシフト前の電圧指令Ｖｍａｘからのシフト量を決定する。また、最小相については、上記の必要シフト量Ｖｓｈｉｆｔに基づいて、シフト前の電圧指令Ｖｍｉｎからのシフト量を決定する。そして、これらのシフト量に基づいて最大相および最小相の電圧指令をそれぞれシフトさせることで、シフト後の最大相の電圧指令Ｖｍａｘ１および最小相の電圧指令Ｖｍｉｎ１を得ることができる。図１２では、式（４）、（６）でそれぞれ表される最大相と最小相のシフト量を図中に矢印で示している。なお、式（５）は、中間相に対するシフト量が０であることを示している。
【００８５】
最大相：Ｖｍａｘ１＝０                                      ・・・（４）
中間相：Ｖｍｉｄ１＝Ｖｍｉｄ＝０                            ・・・（５）
最小相：Ｖｍｉｎ１＝Ｖｓｈｉｆｔ                            ・・・（６）
【００８６】
式（６）から、図１２に示すように、補正後の最小相の電圧指令Ｖｍｉｎ１は、必要シフト量Ｖｓｈｉｆｔに等しいことが分かる。
【００８７】
電圧補正部１０は、以下の式（７）〜（９）により、期間Ｔｃ２に対するシフト後の最大相、中間相および最小相の各電圧指令Ｖｍａｘ２、Ｖｍｉｄ２およびＶｍｉｎ２を算出する。すなわち、最大相については、シフト前の最大相の電圧指令Ｖｍａｘと最小相の電圧指令Ｖｍｉｎの差分に基づいて、シフト前の電圧指令Ｖｍａｘからのシフト量を決定する。また、中間相については、上記の必要シフト量Ｖｓｈｉｆｔに基づいて、シフト前の電圧指令Ｖｍｉｄからのシフト量を決定する。そして、これらのシフト量に基づいて最大相および中間相の電圧指令をそれぞれシフトさせることで、シフト後の最大相の電圧指令Ｖｍａｘ２および中間相の電圧指令Ｖｍｉｄ２を得ることができる。図１２では、式（７）、（８）でそれぞれ表される最大相と中間相のシフト量を図中に矢印で示している。なお、式（９）は、最小相に対するシフト量が０であることを示している。
【００８８】
最大相：Ｖｍａｘ２＝２（Ｖｍａｘ−Ｖｍｉｎ）                ・・・（７）
中間相：Ｖｍｉｄ２＝−Ｖｓｈｉｆｔ                          ・・・（８）
最小相：Ｖｍｉｎ２＝Ｖｍｉｎ＝０                            ・・・（９）
【００８９】
式（８）から、図１２に示すように、補正後の中間相の電圧指令Ｖｍｉｄ２は、０から必要シフト量Ｖｓｈｉｆｔを差し引いた値に等しいことが分かる。
【００９０】
電圧補正部１０は、以下の式（１０）〜（１２）により、期間Ｔｃ３に対するシフト後の最大相、中間相および最小相の各電圧指令Ｖｍａｘ３、Ｖｍｉｄ３およびＶｍｉｎ３を算出する。すなわち、最大相については、補正後の電圧指令が０となるようにシフト前の電圧指令Ｖｍａｘからのシフト量を決定する。また、中間相については、シフト前の中間相の電圧指令Ｖｍｉｄと最小相の電圧指令Ｖｍｉｎの差分および上記の必要シフト量Ｖｓｈｉｆｔに基づいて、シフト前の電圧指令Ｖｍｉｄからのシフト量を決定する。そして、これらのシフト量に基づいて最大相および中間相の電圧指令をそれぞれシフトさせることで、シフト後の最大相の電圧指令Ｖｍａｘ３および中間相の電圧指令Ｖｍｉｄ３を得ることができる。図１２では、式（１０）、（１１）でそれぞれ表される最大相と中間相のシフト量を図中に矢印で示している。なお、式（１２）は、最小相に対するシフト量が０であることを示している。
【００９１】
最大相：Ｖｍａｘ３＝０                                      ・・・（１０）
中間相：Ｖｍｉｄ３＝２（Ｖｍｉｄ−Ｖｍｉｎ）＋Ｖｓｈｉｆｔ  ・・・（１１）
最小相：Ｖｍｉｎ３＝Ｖｍｉｎ＝０                            ・・・（１２）
【００９２】
式（１０）から、図１２に示すように、補正後の中間相の電圧指令Ｖｍｉｄ３は、必要シフト量Ｖｓｈｉｆｔよりも大きいことが分かる。
【００９３】
本実施形態の制御装置２では、以上説明したような補正を電圧補正部１０が行うことにより、サンプルホールド回路１２において、Ｔｃ０〜Ｔｃ３の各期間で符号の異なる最小相と中間相の電流検出を１回ずつ行うことができる。この電流検出の結果を基に、電流再現器１３において、三相の相電流の再現値Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃを求めることができる。なお、周知のように、ＰＷＭ制御では、各相の線間電圧の関係が維持されている限り、各相の相電圧を変化させても、交流電動機４への基本波成分に影響はない。上記のＴｃ０〜Ｔｃ３の各期間では、これらの期間における線間電圧の平均値が、元の補正前の線間電圧と一致するように、電圧補正部１０において各相の電圧指令を補正している。したがって、電圧指令の補正による交流電動機４の基本波への影響はない。
【００９４】
以上説明した本発明の第１の実施形態によれば、以下の作用効果を奏する。
【００９５】
（１）交流電動機４の制御装置２は、三相の交流電動機４と接続されたインバータ３に接続され、インバータ３において正極側と負極側にそれぞれ三相ずつ設けられたスイッチング素子Ｓｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐ、Ｓｕｎ、ＳｖｎおよびＳｗｎのスイッチング状態に応じて交流電動機４の駆動を制御する。インバータ３は、上記の各スイッチング素子のスイッチング状態に応じて、８通りの電圧ベクトルを交流電動機４に出力可能である。この電圧ベクトルは、正極側の全てのスイッチング素子Ｓｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐがオンであり、負極側の全てのスイッチング素子Ｓｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎがオフであるスイッチング状態と、正極側の全てのスイッチング素子Ｓｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐがオフであり、負極側の全てのスイッチング素子Ｓｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎがオンであるスイッチング状態とにそれぞれ対応する２種類の零ベクトルＶ（０，０，０）およびＶ（１，１，１）を含む。交流電動機４の制御装置２は、零ベクトルを除くいずれかの電圧ベクトルを第１の電圧ベクトルとして出力するようにインバータ３を制御し、第１の電圧ベクトルを出力した後、零ベクトルを除いた第１の電圧ベクトルとは異なるいずれかの電圧ベクトルを、第２の電圧ベクトルとして出力するようにインバータ３を制御する。さらに、第２の電圧ベクトルを出力した後、零ベクトルを出力するようにインバータ３を制御し、この零ベクトルを出力した後、第１の電圧ベクトルを反転した電圧ベクトルを第３の電圧ベクトルとして出力するようにインバータ３を制御する。これにより、交流電動機４の駆動を制御する。このようにしたので、安価なマイコンを用いて高精度に相電流を検出可能な交流電動機の制御装置を実現することができる。
【００９６】
（２）制御装置２は、上記の第１の電圧ベクトル、第２の電圧ベクトル、零ベクトルおよび第３の電圧ベクトルを繰り返して順次出力するようにインバータ３を制御する。このとき、第１の電圧ベクトルおよび第３の電圧ベクトルとして、前回とは異なる種類の電圧ベクトルをそれぞれ出力するようにインバータ３を制御する。このようにしたので、互いに異なる二相の相電流を検出し、これに基づいて各相の相電流を求めることができる。
【００９７】
（３）制御装置２は、電流推定部１３により、第１の電圧ベクトルおよび第３の電圧ベクトルの出力期間中に、インバータ３の直流母線３４に流れる直流シャント電流ＩＤＣの検出結果に基づいて、交流電動機４の相電流を求める。このようにしたので、電流推定部１３において、各相の相電流を求め、その再現値Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃを求めることができる。
【００９８】
（４）制御装置２は、三相の電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊およびＶｗ＊を発生する電圧指令発生部２０と、これらの電圧指令を補正する電圧補正部１０と、ＰＷＭ発生部１１とを備える。ＰＷＭ発生部１１は、電圧補正部１０により補正された補正後の電圧指令Ｖｕ＊＊、Ｖｖ＊＊およびＶｗ＊＊と、所定周期の三角波キャリアとを比較し、その比較結果に基づいて三相のＰＷＭ波形を発生する。こうしてＰＷＭ発生部１１により発生されたＰＷＭ波形をインバータ３に出力することで、制御装置２は、スイッチング素子Ｓｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐ、Ｓｕｎ、ＳｖｎおよびＳｗｎのスイッチング状態を制御して、交流電動機４の駆動を制御する。このようにしたので、補正後の電圧指令に応じて、交流電動機４の駆動を確実に制御することができる。
【００９９】
（５）電圧補正部１０は、三角波キャリアの連続する２周期のうち最初の周期では、三相の電圧指令で中間の電圧指令Ｖｍｉｄを０とし、さらに三相の電圧指令で最大の電圧指令Ｖｍａｘおよび最小の電圧指令Ｖｍｉｎをシフトさせることにより、各相の電圧指令を補正する。また、最初の周期に続く次の周期では、最小の電圧指令Ｖｍｉｎを０とし、さらに最大の電圧指令Ｖｍａｘおよび中間の電圧指令Ｖｍｉｄをシフトさせることにより、各相の電圧指令を補正する。このようにしたので、上記の第１、第２および第３の電圧ベクトルを順次出力すると共に、これらの電圧ベクトルを三角波キャリアの周期ごとに変化させることができる。
【０１００】
（６）電圧補正部１０は、上記の最初の周期の前半期間Ｔｃ０では、前述の式（１）、（３）に従って、最大の電圧指令Ｖｍａｘと中間の電圧指令Ｖｍｉｄの差分に基づいて、最大の電圧指令Ｖｍａｘに対するシフト量を決定すると共に、最小の電圧指令Ｖｍｉｎと中間の電圧指令Ｖｍｉｄの差分および所定の必要シフト量Ｖｓｈｉｆｔに基づいて、最小の電圧指令Ｖｍｉｎに対するシフト量を決定する。また、最初の周期の後半期間Ｔｃ１では、前述の式（４）、（６）に従って、補正後の電圧指令が０となるように最大の電圧指令Ｖｍａｘに対するシフト量を決定すると共に、必要シフト量Ｖｓｈｉｆｔに基づいて最小の電圧指令Ｖｍｉｎに対するシフト量を決定する。一方、上記の次の周期の前半期間では、前述の式（７）、（８）に従って、最大の電圧指令Ｖｍａｘと最小の電圧指令Ｖｍｉｎの差分に基づいて最大の電圧指令Ｖｍａｘに対するシフト量を決定すると共に、必要シフト量Ｖｓｈｉｆｔに基づいて中間の電圧指令Ｖｍｉｄに対するシフト量を決定する。また、次の周期の後半期間では、前述の式（１０）、（１１）に従って、補正後の電圧指令が０となるように最大の電圧指令Ｖｍａｘに対するシフト量を決定すると共に、中間の電圧指令Ｖｍｉｄと最小の電圧指令Ｖｍｉｎの差分および必要シフト量Ｖｓｈｉｆｔに基づいて、中間の電圧指令Ｖｍｉｄに対するシフト量を決定する。このようにしたので、上記のような各相の電圧指令の補正を適切かつ確実に行うことができる。
【０１０１】
（７）上記の必要シフト量Ｖｓｈｉｆｔは、各スイッチング素子のスイッチング状態が変化してからインバータ３の直流母線３４に流れる直流シャント電流ＩＤＣを検出するまでの時間に応じて設定することができる。このようにすれば、相電流に応じたシャント電流ＩＤＣを正確に検出することができる。
【０１０２】
（８）制御装置２は、サンプルホールド回路１２により、三角波キャリアが最小値と最大値の中間値をとる時点でインバータ３の直流母線３４に流れる直流シャント電流ＩＤＣの検出結果を取得する。このようにしたので、異なる２つの相の相電流に応じたシャント電流ＩＤＣを一定のタイミングごとに取得することができる。
【０１０３】
（第２の実施形態）
次に本発明の第２の実施形態について説明する。図１３は、本発明の第２の実施形態に係る制御装置２Ｂの構成を示す図である。
【０１０４】
前述の第１の実施形態では、図１２に示したように、正弦波状の電流で交流電動機４を駆動するセンサレス駆動制御に適用した例を示した。こうしたセンサレス駆動制御は様々な用途に展開されているが、低速域における性能劣化が問題となっている。その解決策として、たとえば、日本国特開２００９−１８９１７６号公報に開示されているような、１２０度通電駆動をベースにした手法が周知である。この手法では、三相のスイッチング素子のうち二相のスイッチング素子のみスイッチング状態を切り替えることで１２０度通電駆動を行うため、安価なマイコンでの実現が可能である。その反面、１２０度通電駆動をベースにしているため、トルク脈動が大きく、また電流に含まれる高調波成分が多いため、損失が大きいという問題がある。
【０１０５】
そこで、本実施形態では、交流電動機が低速駆動している低速域では、上記のような手法を利用して、三相の各スイッチング素子のうち二相のスイッチング素子のみスイッチング状態を切り替えることで、１２０度通電駆動を行うようにインバータ３を制御する。また、それ以外の中高速域では、第１の実施形態で説明したようなセンサレス駆動制御により、三相の各スイッチング素子のスイッチング状態を切り替えて、三相通電駆動を行うようにインバータ３を制御する。これにより、両者の欠点を補うような構成とする。なお、本発明の正弦波センサレス駆動方法は、前述のように安価なマイコンに適した方式であるため、もともと安価なマイコンで実現できる１２０度通電駆動との組み合わせに非常に適している。
【０１０６】
図１３に示すように、本実施形態による制御装置２Ｂでは、図１に示した第１の実施形態による制御装置２の構成に、低速域のセンサレス駆動制御が可能な１２０度通電駆動を実現するための構成を加えて、これらを切り替えられるようにしている。本制御装置２Ｂを、図１の制御装置２の代わりに用いることで、本発明の第２の実施形態による交流電動機駆動システムが実現できる。
【０１０７】
図１３において、図１と同じ構成には、同一の符号を付している。この図１３に示した制御装置２Ｂには、図１の構成に加えて、１２０度通電部１７と、１２０度通電駆動向けのＰＷＭを行う１２０度ＰＷＭ部１８と、１２０度通電駆動と三相通電駆動を切り替えるための切替スイッチ１９ａ〜１９ｅからなる。また、図１のｄ軸電流制御器７および位置・速度推定部１５に替えて、ｄ軸電流制御器７Ｂおよび位置・速度推定部１５Ｂを有している。
【０１０８】
１２０度通電部１７は、１２０度通電駆動を行うための位相値θｄｃＢと、１２０度通電駆動を行った結果から演算により求められた速度推定値ω１ｃＢとを出力する。位相値θｄｃＢは、６０度毎の離散的な値である。この位相値θｄｃＢと、位置・速度推定部１５Ｂから出力される連続的な値である位相値θｄｃＳとを、切替スイッチ１９ｃにて切替え、ｄｑ逆変換器９に出力する。なお、各切替スイッチ１９ａ〜１９ｅは、１２０度通電駆動時には「０」側に切り替えられ、三相通電駆動時には「１」側に切り替えられる。
【０１０９】
切替スイッチ１９ｅは、１２０度通電部１７から出力される速度推定値ω１ｃＢと、位置・速度推定部１５Ｂから出力される速度推定値ω１ｃＳとを切り替え、いずれか一方を交流電動機４の電気角速度ω１ｃとして速度変換部１６に出力する。
【０１１０】
切替スイッチ１９ａは、ＰＷＭ発生部１１から出力される三相通電駆動用のＰＷＭ波形と、１２０度ＰＷＭ部１８から出力される１２０度通電駆動用のＰＷＭ波形とを切り替え、いずれか一方をインバータ３に出力する。
【０１１１】
切替スイッチ１９ｄは、ｑ軸電流制御器８へのフィードバック電流として、ｄｑ変換器１４により座標変換されたｑ軸電流Ｉｑと、サンプルホールド回路１２によりサンプリングされたシャント電流ＩＤＣの検出結果とを切り替える。なお、１２０度通電駆動時には、電流制御は１つでよいので、シャント電流ＩＤＣの検出値をそのままフィードバックすればよい。
【０１１２】
切替スイッチ１９ｂは、０と、ｄ軸電流制御器７Ｂから出力される値とを切り替え、いずれか一方をｄ軸電圧指令Ｖｄ＊としてｄｑ逆変換器９に出力する。１２０度通電駆動時には、「ｄ軸」という概念がない。そのため、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊が０になるように、切替スイッチ１９ｂにて切り替えている。なお、ｑ軸電流制御器８から出力されるｑ軸電圧指令Ｖｑ＊は、１２０度通電駆動時および三相通電駆動時において共通に用いられる。
【０１１３】
ｄ軸電流制御器７Ｂは、ｄ軸電流Ｉｄのフィードバック制御は行わずに、三相通電駆動において用いられるｄ軸電圧指令Ｖｄ＊をｑ軸電流指令Ｉｑ＊から直接演算して求めている。ここで、１２０度通電駆動と三相通電駆動の切替を行う場合、ｄ軸電流制御器７Ｂにおける値の処理が問題となる。たとえば、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊をＰＩ制御（比例積分制御）により求める場合、積分器の初期値設定に関する問題や、１２０度通電駆動時の動作に関する問題が生じる。そこで、本実施形態では、ｄ軸電流制御器７Ｂにおいて、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊に基づくフィードフォワード演算によりｄ軸電圧指令Ｖｄ＊を決定するようにして、フィードバック制御を行わないようにした。この結果、１２０度通電駆動と三相通電駆動の切替をスムーズに行うことができる。なお、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊に替えて、電流推定部２１により推定されたｑ軸電流Ｉｑに基づくフィードフォワード演算により、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊を決定してもよい。
【０１１４】
ｄ軸電流制御器７Ｂは、一次遅れフィルタ７１、乗算器７２、ｑ軸インダクタンス設定器７３および符号反転器７４からなる。これらの構成によって実現される演算処理は、交流電動機４のｄ軸電圧に対するフィードフォワード演算となるため、三相通電駆動を安定に行うことができる。なお、一次遅れフィルタ７１の時定数Ｔｒは、たとえばｑ軸電流制御器８の応答設定値に応じて設定しておけばよい。
【０１１５】
位置・速度推定部１５Ｂは、軸誤差推定器１５１、零設定器１５２、ＰＩ制御器１５３、減算器６ｃおよび位相演算器１５４からなる。このような位置・速度推定部１５Ｂの構成は、中高速センサレスの位置・速度推定器として周知である。
【０１１６】
軸誤差推定器１５１は、永久磁石モータである交流電動機４の実際の回転子位置と、制御装置２Ｂで演算された回転子位置との偏差を推定演算し、その結果を軸誤差Δθｄｃとして出力する。
【０１１７】
減算器６ｃは、零設定器１５２から出力される「０」と、軸誤差推定器１５１からの軸誤差Δθｄｃとの差分を求め、その演算結果をＰＩ制御器１５３に出力する。
【０１１８】
ＰＩ制御器１５３は、減算器６ｃからの差分が０となるように速度推定値ω１ｃＳを演算することで、軸誤差Δθｄｃの値を０とするための制御を行う。このＰＩ制御器１５３により、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）が構成される。なお、ＰＩ制御器１５３により求められた速度推定値ω１ｃＳは、交流電動機４の電気角速度に相当するものである。
【０１１９】
位相演算器１５４は、ＰＩ制御器１５３からの速度推定値ω１ｃＳを積分処理することで、位相値θｄｃＳを求める。この位相値θｄｃＳは、位置・速度推定部１５Ｂから切替スイッチ１９ｃに出力される。
【０１２０】
以上説明した本発明の第２の実施形態によれば、前述の第１の実施形態による（１）〜（８）の各作用効果に加えて、さらに以下の（９）、（１０）の作用効果を奏する。
【０１２１】
（９）制御装置２Ｂは、交流電動機４が低速駆動している低速域では、インバータ３のスイッチング素子のうち、二相のスイッチング素子のみスイッチング状態を切り替えて１２０度通電駆動を行うように、インバータ３を制御する。また、低速域以外の速度域では、三相のスイッチング素子のスイッチング状態を切り替えて三相通電駆動を行うように、インバータ３を制御する。このようにしたので、低速域から高速域までのあらゆる速度域において、高性能なセンサレス駆動を実現することができる。
【０１２２】
（１０）制御装置２Ｂは、三相通電駆動において用いられるｄ軸電圧指令Ｖｄ＊を出力するｄ軸電流制御器７Ｂと、１２０度通電駆動および三相通電駆動において共通に用いられるｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を出力するｑ軸電流制御器８とを備える。ｄ軸電流制御器７Ｂは、外部から入力されるｑ軸電流指令Ｉｑ＊または交流電動機４に流れる電流の検出結果であるｑ軸電流Ｉｑに基づくフィードフォワード演算により、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊を出力する。このようにしたので、１２０度通電駆動と三相通電駆動の切替をスムーズに行うことができる。
【０１２３】
なお、本実施形態では、上記のｄ軸電流制御器７Ｂを用いずに、第１の実施形態で説明したようなｄ軸電流制御器７を用いたフィードバック演算により、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊を出力することもできる。ただし、本発明の特徴である、低機能マイコンによる処理の実現という観点からは、図１３のような構成の方がより望ましい。
【０１２４】
（第３の実施形態）
次に本発明の第３の実施形態について説明する。図１４は、本発明の第３の実施形態に係る交流電動機駆動システム４０の構成を示す図である。
【０１２５】
図１４に示す交流電動機駆動システム４０は、第１の実施形態で説明したｑ軸電流指令発生器１、制御装置２、インバータ３および交流電動機４を一体化して構成されている。ｑ軸電流指令発生器１、制御装置２およびインバータ３は、１つの回路基板上に実装された駆動制御基板４１として、交流電動機４の内部にパッケージされている。
【０１２６】
一体化された交流電動機駆動システム４０への配線は、たとえば図１４に示す電源線および通信線のみとすることができる。電源線は、インバータ３に接続され、スイッチング素子への直流電源等を供給するために用いられる。通信線は、ｑ軸電流指令発生器１や制御装置２に接続され、ｑ軸電流指令発生器１に入力される回転速度指令の送信や、制御装置２から出力される動作状態の送信などに用いられる。
【０１２７】
以上説明した本発明の第３の実施形態によれば、交流電動機駆動システム４０として、ｑ軸電流指令発生器１、制御装置２、インバータ３および交流電動機４が全て一体化されているため、小型化を実現できる。また、各構成間の配線を無くすことができるため、取扱性の向上を図ることができる。
【０１２８】
なお、交流電動機駆動システム４０において、制御装置２に替えて制御装置２Ｂを用いることで、前述の第２の実施形態で説明したような構成を適用してもよい。
【０１２９】
（第４の実施形態）
次に本発明の第４の実施形態について説明する。図１５は、本発明の第４の実施形態に係る油圧制御システムの構成を示す図である。
【０１３０】
図１５に示す油圧制御システムは、たとえば自動車内部のトランスミッションの油圧制御や、ブレーキの油圧制御などに用いられるものである。この油圧制御システムは、油圧制御ユニット２５および油圧回路５０により構成されている。
【０１３１】
油圧制御ユニット２５は、第１の実施形態で説明したｑ軸電流指令発生器１、制御装置２、インバータ３および交流電動機４と、交流電動機４に取り付けられたオイルポンプ２６により構成されている。オイルポンプ２６は、交流電動機４の駆動に応じて動作し、油圧回路５０の油圧を制御する。
【０１３２】
油圧回路５０は、作動油を貯蔵するタンク５１と、油圧を設定値以下に保つリリーフバルブ５２と、作動油の吐出先を切り替えるソレノイドバルブ５３と、油圧アクチュエータとして動作するシリンダ５４で構成される。
【０１３３】
オイルポンプ２６は、交流電動機４の駆動に応じて動作することで油圧を生成し、油圧アクチュエータであるシリンダ５４を駆動する。このとき、油圧回路５０において、ソレノイドバルブ５３により作動油の吐出先が切り替えられると、オイルポンプ２６の負荷が変化し、油圧制御ユニット２５に対する負荷外乱が発生する。その結果、定常状態の圧力に比べて数倍以上の負荷が生じることで、交流電動機４が停止してしまうことがある。このように交流電動機４が停止しても、本実施形態による油圧駆動システムでは、第１の実施形態で説明したような方法で交流電動機４の駆動制御を行うことにより、停止状態での回転子位置を推定可能である。したがって、何ら問題が生じない。
【０１３４】
なお、従来の油圧制御システムでは、リリーフバルブ５２により、交流電動機４の多大な負荷となる油圧を逃がすことが必須であった。しかし、本実施形態によれば、以下で説明するように、リリーフバルブ５２を排除してもよい。
【０１３５】
図１６は、本発明の第４の実施形態に係る油圧制御システムの構成の変形例を示す図である。この油圧制御システムには、図１５では存在しているリリーフバルブ５２が設けられていない。すなわち、本実施形態による油圧制御システムでは、交流電動機４への全速度域の制御性能が向上できるため、過大負荷を避けるための機械的な保護装置であるリリーフバルブなしで、油圧のコントロールが可能となる。
【０１３６】
以上説明した本発明の第４の実施形態によれば、様々な用途の油圧制御において本発明を適用することができる。
【０１３７】
なお、上記第４の実施形態では、作動油の圧力を制御する油圧制御への適用例を説明したが、たとえば水など、他の流体の圧力制御において適用してもよい。すなわち本発明は、交流電動機の駆動によりポンプを動作させることで流体圧を制御する様々な流体圧制御システムにおいて適用可能である。
【０１３８】
また、油圧制御ユニット２５において、制御装置２に替えて制御装置２Ｂを用いることで、前述の第２の実施形態で説明したような構成を適用してもよい。さらに、第３の実施形態で説明したような構成としてもよい。
【０１３９】
（第５の実施形態）
次に本発明の第５の実施形態について説明する。図１７は、本発明の第５の実施形態に係る位置決めシステムの構成を示す図である。
【０１４０】
図１７に示す位置決めシステムは、第１の実施形態で説明した制御装置２、インバータ３および交流電動機４と、ｑ軸電流指令発生器１Ｃと、位置決め装置７０により構成されている。
【０１４１】
ｑ軸電流指令発生器１Ｃは、位置制御器１０１、速度制御器１０２、減算器６ｄおよび減算器６ｅにより構成される。
【０１４２】
減算器６ｄは、外部から入力される位置指令θ＊と、制御装置２により求められた位相角θｄｃとの差分を演算し、その演算結果を位置制御器１０１に出力する。位置制御器１０１は、減算器６ｄからの演算結果に基づいて、速度指令ωｒ＊を求める。減算器６ｅは、位置制御器１０１からの速度指令ωｒ＊と、制御装置２により求められた交流電動機４の回転速度ωｒとの差分を演算し、その演算結果を速度制御器１０２に出力する。速度制御器１０２は、減算器６ｅからの演算結果に基づいて、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊を求め、制御装置２に出力する。
【０１４３】
位置決め装置７０は、交流電動機４の負荷として、交流電動機４の回転軸に接続されている。この位置決め装置７０は、たとえばボールねじなどを利用した装置であり、交流電動機４の駆動に応じて動作することで対象物の位置を調整することができる。なお、位置決め装置７０には位置センサは取り付けられておらず、位置制御器１０１では、制御装置２から出力される位相角θｄｃをそのまま用いて、交流電動機４の駆動制御を行う。これにより、位置決め装置７０の動作を制御して、位置指令θ＊に応じた対象物の位置調整を行うことができる。したがって、位置センサを用いることなく、対象物の位置制御が可能となる。
【０１４４】
以上説明した本発明の第５の実施形態によれば、様々な対象物の位置制御において本発明を適用することができる。
【０１４５】
なお、上記の位置決めシステムにおいて、制御装置２に替えて制御装置２Ｂを用いることで、前述の第２の実施形態で説明したような構成を適用してもよい。さらに、第３の実施形態で説明したような構成としてもよい。
【０１４６】
以上、本発明の様々な実施形態を具体的に説明したが、本発明は、これらの実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能であることは言うまでもない。上記の各実施形態や変形例はあくまで一例であり、発明の特徴が損なわれない限り、本発明はこれらの内容に限定されるものではない。
【０１４７】
次の優先権基礎出願の開示内容は引用文としてここに組み込まれる。
日本国特許出願２０１３年第１７２２０２号（２０１３年８月２２日出願）
【符号の説明】
【０１４８】
１：ｑ軸電流指令発生器、２：制御装置、３：インバータ、４：交流電動機、５：ｄ軸電流指令発生器、６ａ〜６ｅ：減算器、７：ｄ軸電流制御器、８：ｑ軸電流制御器、９：ｄｑ逆変換器、１０：電圧補正部、１１：ＰＷＭ発生部、１２：サンプルホールド回路、１３：電流再現器、１４：ｄｑ変換器、１５：位置・速度推定部、１６：速度変換部、１７：１２０度通電部、１８：１２０度ＰＷＭ部、１９ａ〜１９ｅ：切替スイッチ、２０：電圧指令発生部、２１：電流推定部、３１：直流電源、３２：インバータ主回路、３３：出力プリドライバ、３４：直流母線、３５：シャント電流検出器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【手続補正書】
【提出日】平成28年11月8日(2016.11.8)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
三相の交流電動機と接続されたインバータに接続され、前記インバータにおいて正極側と負極側にそれぞれ三相ずつ設けられたスイッチング素子のスイッチング状態に応じて前記交流電動機の駆動を制御する交流電動機の制御装置であって、
前記インバータは、前記スイッチング素子のスイッチング状態に応じて、８通りの電圧ベクトルを前記交流電動機に出力可能であり、
前記電圧ベクトルは、正極側の全ての前記スイッチング素子がオンであり、負極側の全ての前記スイッチング素子がオフであるスイッチング状態と、正極側の全ての前記スイッチング素子がオフであり、負極側の全ての前記スイッチング素子がオンであるスイッチング状態とにそれぞれ対応する２種類の零ベクトルを含み、
前記交流電動機の制御装置は、
前記零ベクトルを除くいずれかの電圧ベクトルを第１の電圧ベクトルとして出力するように前記インバータを制御し、
前記第１の電圧ベクトルを出力した後、前記零ベクトルを除いた前記第１の電圧ベクトルとは異なるいずれかの電圧ベクトルを、第２の電圧ベクトルとして出力するように前記インバータを制御し、
前記第２の電圧ベクトルを出力した後、前記零ベクトルを出力するように前記インバータを制御し、
前記零ベクトルを出力した後、前記第１の電圧ベクトルを反転した電圧ベクトルを第３の電圧ベクトルとして出力するように前記インバータを制御し、
前記第１の電圧ベクトル、前記第２の電圧ベクトル、前記零ベクトルおよび前記第３の電圧ベクトルを繰り返して順次出力するように前記インバータを制御し、
前記第１の電圧ベクトルおよび前記第３の電圧ベクトルとして、前回とは異なる種類の電圧ベクトルをそれぞれ出力するように前記インバータを制御することにより、前記交流電動機の駆動を制御する交流電動機の制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載の交流電動機の制御装置において、
前記第１の電圧ベクトルおよび前記第３の電圧ベクトルの出力期間中に、前記インバータの直流母線に流れる直流電流の検出結果に基づいて、前記交流電動機の相電流を求める電流推定部を備える交流電動機の制御装置。
【請求項３】
三相の交流電動機と接続されたインバータに接続され、前記インバータにおいて正極側と負極側にそれぞれ三相ずつ設けられたスイッチング素子のスイッチング状態に応じて前記交流電動機の駆動を制御する交流電動機の制御装置であって、
三相の電圧指令を発生する電圧指令発生部と、
前記電圧指令を補正する電圧補正部と、
前記電圧補正部により補正された補正後の電圧指令と、所定周期の三角波キャリアとを比較し、その比較結果に基づいて三相のＰＷＭ波形を発生するＰＷＭ発生部と、を備え、
前記ＰＷＭ発生部により発生されたＰＷＭ波形を前記インバータに出力することで、前記スイッチング素子のスイッチング状態を制御して、前記交流電動機の駆動を制御し、
前記インバータは、前記スイッチング素子のスイッチング状態に応じて、８通りの電圧ベクトルを前記交流電動機に出力可能であり、
前記電圧ベクトルは、正極側の全ての前記スイッチング素子がオンであり、負極側の全ての前記スイッチング素子がオフであるスイッチング状態と、正極側の全ての前記スイッチング素子がオフであり、負極側の全ての前記スイッチング素子がオンであるスイッチング状態とにそれぞれ対応する２種類の零ベクトルを含み、
前記交流電動機の制御装置は、
前記零ベクトルを除くいずれかの電圧ベクトルを第１の電圧ベクトルとして出力するように前記インバータを制御し、
前記第１の電圧ベクトルを出力した後、前記零ベクトルを除いた前記第１の電圧ベクトルとは異なるいずれかの電圧ベクトルを、第２の電圧ベクトルとして出力するように前記インバータを制御し、
前記第２の電圧ベクトルを出力した後、前記零ベクトルを出力するように前記インバータを制御し、
前記零ベクトルを出力した後、前記第１の電圧ベクトルを反転した電圧ベクトルを第３の電圧ベクトルとして出力するように前記インバータを制御し、
前記電圧補正部は、
前記三角波キャリアの連続する２周期のうち最初の周期では、前記三相の電圧指令で中間の電圧指令を０とし、さらに前記三相の電圧指令で最大の電圧指令および最小の電圧指令をシフトさせることにより、前記電圧指令を補正し、
前記最初の周期に続く次の周期では、前記最小の電圧指令を０とし、さらに前記最大の電圧指令および前記中間の電圧指令をシフトさせることにより、前記電圧指令を補正する交流電動機の制御装置。
【請求項４】
請求項３に記載の交流電動機の制御装置において、
前記電圧補正部は、
前記最初の周期の前半期間では、前記最大の電圧指令と前記中間の電圧指令の差分に基づいて前記最大の電圧指令に対するシフト量を決定すると共に、前記最小の電圧指令と前記中間の電圧指令の差分および所定の必要シフト量に基づいて前記最小の電圧指令に対するシフト量を決定し、
前記最初の周期の後半期間では、補正後の電圧指令が０となるように前記最大の電圧指令に対するシフト量を決定すると共に、前記必要シフト量に基づいて前記最小の電圧指令に対するシフト量を決定し、
前記次の周期の前半期間では、前記最大の電圧指令と前記最小の電圧指令の差分に基づいて前記最大の電圧指令に対するシフト量を決定すると共に、前記必要シフト量に基づいて前記中間の電圧指令に対するシフト量を決定し、
前記次の周期の後半期間では、補正後の電圧指令が０となるように前記最大の電圧指令に対するシフト量を決定すると共に、前記中間の電圧指令と前記最小の電圧指令の差分および前記必要シフト量に基づいて前記中間の電圧指令に対するシフト量を決定する交流電動機の制御装置。
【請求項５】
請求項４に記載の交流電動機の制御装置において、
前記必要シフト量は、前記スイッチング素子のスイッチング状態が変化してから前記インバータの直流母線に流れる直流電流を検出するまでの時間に応じて設定される交流電動機の制御装置。
【請求項６】
三相の交流電動機と接続されたインバータに接続され、前記インバータにおいて正極側と負極側にそれぞれ三相ずつ設けられたスイッチング素子のスイッチング状態に応じて前記交流電動機の駆動を制御する交流電動機の制御装置であって、
三相の電圧指令を発生する電圧指令発生部と、
前記電圧指令を補正する電圧補正部と、
前記電圧補正部により補正された補正後の電圧指令と、所定周期の三角波キャリアとを比較し、その比較結果に基づいて三相のＰＷＭ波形を発生するＰＷＭ発生部と、を備え、
前記ＰＷＭ発生部により発生されたＰＷＭ波形を前記インバータに出力することで、前記スイッチング素子のスイッチング状態を制御して、前記交流電動機の駆動を制御し、
前記インバータは、前記スイッチング素子のスイッチング状態に応じて、８通りの電圧ベクトルを前記交流電動機に出力可能であり、
前記電圧ベクトルは、正極側の全ての前記スイッチング素子がオンであり、負極側の全ての前記スイッチング素子がオフであるスイッチング状態と、正極側の全ての前記スイッチング素子がオフであり、負極側の全ての前記スイッチング素子がオンであるスイッチング状態とにそれぞれ対応する２種類の零ベクトルを含み、
前記交流電動機の制御装置は、
前記零ベクトルを除くいずれかの電圧ベクトルを第１の電圧ベクトルとして出力するように前記インバータを制御し、
前記第１の電圧ベクトルを出力した後、前記零ベクトルを除いた前記第１の電圧ベクトルとは異なるいずれかの電圧ベクトルを、第２の電圧ベクトルとして出力するように前記インバータを制御し、
前記第２の電圧ベクトルを出力した後、前記零ベクトルを出力するように前記インバータを制御し、
前記零ベクトルを出力した後、前記第１の電圧ベクトルを反転した電圧ベクトルを第３の電圧ベクトルとして出力するように前記インバータを制御し、
前記三角波キャリアが最小値と最大値の中間値をとる時点で前記インバータの直流母線に流れる直流電流の検出結果を取得する交流電動機の制御装置。
【請求項７】
三相の交流電動機と接続されたインバータに接続され、前記インバータにおいて正極側と負極側にそれぞれ三相ずつ設けられたスイッチング素子のスイッチング状態に応じて前記交流電動機の駆動を制御する交流電動機の制御装置であって、
前記インバータは、前記スイッチング素子のスイッチング状態に応じて、８通りの電圧ベクトルを前記交流電動機に出力可能であり、
前記電圧ベクトルは、正極側の全ての前記スイッチング素子がオンであり、負極側の全ての前記スイッチング素子がオフであるスイッチング状態と、正極側の全ての前記スイッチング素子がオフであり、負極側の全ての前記スイッチング素子がオンであるスイッチング状態とにそれぞれ対応する２種類の零ベクトルを含み、
前記交流電動機の制御装置は、
前記零ベクトルを除くいずれかの電圧ベクトルを第１の電圧ベクトルとして出力するように前記インバータを制御し、
前記第１の電圧ベクトルを出力した後、前記零ベクトルを除いた前記第１の電圧ベクトルとは異なるいずれかの電圧ベクトルを、第２の電圧ベクトルとして出力するように前記インバータを制御し、
前記第２の電圧ベクトルを出力した後、前記零ベクトルを出力するように前記インバータを制御し、
前記零ベクトルを出力した後、前記第１の電圧ベクトルを反転した電圧ベクトルを第３の電圧ベクトルとして出力するように前記インバータを制御し、
前記交流電動機が低速駆動している低速域では、前記スイッチング素子のうち、二相のスイッチング素子のみスイッチング状態を切り替えて１２０度通電駆動を行うように、前記インバータを制御し、
前記低速域以外の速度域では、三相の前記スイッチング素子のスイッチング状態を切り替えて三相通電駆動を行うように、前記インバータを制御し、
前記三相通電駆動において用いられる第１の電圧指令を出力する第１の電流制御器と、
前記１２０度通電駆動および前記三相通電駆動において共通に用いられる第２の電圧指令を出力する第２の電流制御器と、を備え、
前記第１の電流制御器は、外部から入力される電流指令または前記交流電動機に流れる電流の検出結果に基づくフィードフォワード演算により、前記第１の電圧指令を出力する交流電動機の制御装置。
【請求項８】
請求項１乃至７のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置と、
前記交流電動機の制御装置に接続され、正極側と負極側にそれぞれ三相ずつスイッチング素子が設けられたインバータと、
前記交流電動機の制御装置により、前記スイッチング素子のスイッチング状態に応じて駆動制御される三相の交流電動機と、を備え、
前記交流電動機の制御装置、前記インバータおよび前記交流電動機は、一体化されている交流電動機駆動システム。
【請求項９】
請求項１乃至７のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置と、
前記交流電動機の制御装置に接続され、正極側と負極側にそれぞれ三相ずつスイッチング素子が設けられたインバータと、
前記交流電動機の制御装置により、前記スイッチング素子のスイッチング状態に応じて駆動制御される三相の交流電動機と、
前記交流電動機の駆動に応じて動作し、流体圧を制御するポンプとを備える流体圧制御システム。
【請求項１０】
請求項１乃至７のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置と、
前記交流電動機の制御装置に接続され、正極側と負極側にそれぞれ三相ずつスイッチング素子が設けられたインバータと、
前記交流電動機の制御装置により、前記スイッチング素子のスイッチング状態に応じて駆動制御される三相の交流電動機と、
前記交流電動機の駆動に応じて動作し、対象物の位置を調整する位置決め装置とを備える位置決めシステム。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１２
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１２】
本発明の一態様による交流電動機の制御装置は、三相の交流電動機と接続されたインバータに接続され、インバータにおいて正極側と負極側にそれぞれ三相ずつ設けられたスイッチング素子のスイッチング状態に応じて交流電動機の駆動を制御するものである。インバータは、スイッチング素子のスイッチング状態に応じて、８通りの電圧ベクトルを交流電動機に出力可能であり、電圧ベクトルは、正極側の全てのスイッチング素子がオンであり、負極側の全てのスイッチング素子がオフであるスイッチング状態と、正極側の全てのスイッチング素子がオフであり、負極側の全てのスイッチング素子がオンであるスイッチング状態とにそれぞれ対応する２種類の零ベクトルを含む。この交流電動機の制御装置は、零ベクトルを除くいずれかの電圧ベクトルを第１の電圧ベクトルとして出力するようにインバータを制御し、第１の電圧ベクトルを出力した後、零ベクトルを除いた第１の電圧ベクトルとは異なるいずれかの電圧ベクトルを、第２の電圧ベクトルとして出力するようにインバータを制御し、第２の電圧ベクトルを出力した後、零ベクトルを出力するようにインバータを制御し、零ベクトルを出力した後、第１の電圧ベクトルを反転した電圧ベクトルを第３の電圧ベクトルとして出力するようにインバータを制御し、第１の電圧ベクトル、第２の電圧ベクトル、零ベクトルおよび第３の電圧ベクトルを繰り返して順次出力するようにインバータを制御し、第１の電圧ベクトルおよび第３の電圧ベクトルとして、前回とは異なる種類の電圧ベクトルをそれぞれ出力するようにインバータを制御することにより、交流電動機の駆動を制御する。
本発明の他の一態様による交流電動機の制御装置は、三相の交流電動機と接続されたインバータに接続され、インバータにおいて正極側と負極側にそれぞれ三相ずつ設けられたスイッチング素子のスイッチング状態に応じて交流電動機の駆動を制御するものであって、三相の電圧指令を発生する電圧指令発生部と、電圧指令を補正する電圧補正部と、電圧補正部により補正された補正後の電圧指令と、所定周期の三角波キャリアとを比較し、その比較結果に基づいて三相のＰＷＭ波形を発生するＰＷＭ発生部と、を備え、ＰＷＭ発生部により発生されたＰＷＭ波形をインバータに出力することで、スイッチング素子のスイッチング状態を制御して、交流電動機の駆動を制御する。インバータは、スイッチング素子のスイッチング状態に応じて、８通りの電圧ベクトルを交流電動機に出力可能であり、電圧ベクトルは、正極側の全てのスイッチング素子がオンであり、負極側の全てのスイッチング素子がオフであるスイッチング状態と、正極側の全てのスイッチング素子がオフであり、負極側の全てのスイッチング素子がオンであるスイッチング状態とにそれぞれ対応する２種類の零ベクトルを含む。この交流電動機の制御装置は、零ベクトルを除くいずれかの電圧ベクトルを第１の電圧ベクトルとして出力するようにインバータを制御し、第１の電圧ベクトルを出力した後、零ベクトルを除いた第１の電圧ベクトルとは異なるいずれかの電圧ベクトルを、第２の電圧ベクトルとして出力するようにインバータを制御し、第２の電圧ベクトルを出力した後、零ベクトルを出力するようにインバータを制御し、零ベクトルを出力した後、第１の電圧ベクトルを反転した電圧ベクトルを第３の電圧ベクトルとして出力するようにインバータを制御する。電圧補正部は、三角波キャリアの連続する２周期のうち最初の周期では、三相の電圧指令で中間の電圧指令を０とし、さらに三相の電圧指令で最大の電圧指令および最小の電圧指令をシフトさせることにより、電圧指令を補正し、最初の周期に続く次の周期では、最小の電圧指令を０とし、さらに最大の電圧指令および中間の電圧指令をシフトさせることにより、電圧指令を補正する。
本発明の別の一態様による交流電動機の制御装置は、三相の交流電動機と接続されたインバータに接続され、インバータにおいて正極側と負極側にそれぞれ三相ずつ設けられたスイッチング素子のスイッチング状態に応じて交流電動機の駆動を制御するものであって、三相の電圧指令を発生する電圧指令発生部と、電圧指令を補正する電圧補正部と、電圧補正部により補正された補正後の電圧指令と、所定周期の三角波キャリアとを比較し、その比較結果に基づいて三相のＰＷＭ波形を発生するＰＷＭ発生部と、を備え、ＰＷＭ発生部により発生されたＰＷＭ波形をインバータに出力することで、スイッチング素子のスイッチング状態を制御して、交流電動機の駆動を制御する。インバータは、スイッチング素子のスイッチング状態に応じて、８通りの電圧ベクトルを交流電動機に出力可能であり、電圧ベクトルは、正極側の全てのスイッチング素子がオンであり、負極側の全てのスイッチング素子がオフであるスイッチング状態と、正極側の全てのスイッチング素子がオフであり、負極側の全てのスイッチング素子がオンであるスイッチング状態とにそれぞれ対応する２種類の零ベクトルを含む。この交流電動機の制御装置は、零ベクトルを除くいずれかの電圧ベクトルを第１の電圧ベクトルとして出力するようにインバータを制御し、第１の電圧ベクトルを出力した後、零ベクトルを除いた第１の電圧ベクトルとは異なるいずれかの電圧ベクトルを、第２の電圧ベクトルとして出力するようにインバータを制御し、第２の電圧ベクトルを出力した後、零ベクトルを出力するようにインバータを制御し、零ベクトルを出力した後、第１の電圧ベクトルを反転した電圧ベクトルを第３の電圧ベクトルとして出力するようにインバータを制御し、三角波キャリアが最小値と最大値の中間値をとる時点でインバータの直流母線に流れる直流電流の検出結果を取得する。
本発明のさらに別の一態様による交流電動機の制御装置は、三相の交流電動機と接続されたインバータに接続され、インバータにおいて正極側と負極側にそれぞれ三相ずつ設けられたスイッチング素子のスイッチング状態に応じて交流電動機の駆動を制御するものである。インバータは、スイッチング素子のスイッチング状態に応じて、８通りの電圧ベクトルを交流電動機に出力可能であり、電圧ベクトルは、正極側の全てのスイッチング素子がオンであり、負極側の全てのスイッチング素子がオフであるスイッチング状態と、正極側の全てのスイッチング素子がオフであり、負極側の全てのスイッチング素子がオンであるスイッチング状態とにそれぞれ対応する２種類の零ベクトルを含む。この交流電動機の制御装置は、零ベクトルを除くいずれかの電圧ベクトルを第１の電圧ベクトルとして出力するようにインバータを制御し、第１の電圧ベクトルを出力した後、零ベクトルを除いた第１の電圧ベクトルとは異なるいずれかの電圧ベクトルを、第２の電圧ベクトルとして出力するようにインバータを制御し、第２の電圧ベクトルを出力した後、零ベクトルを出力するようにインバータを制御し、零ベクトルを出力した後、第１の電圧ベクトルを反転した電圧ベクトルを第３の電圧ベクトルとして出力するようにインバータを制御し、交流電動機が低速駆動している低速域では、スイッチング素子のうち、二相のスイッチング素子のみスイッチング状態を切り替えて１２０度通電駆動を行うように、インバータを制御し、低速域以外の速度域では、三相のスイッチング素子のスイッチング状態を切り替えて三相通電駆動を行うように、インバータを制御する。また、この交流電動機の制御装置は、三相通電駆動において用いられる第１の電圧指令を出力する第１の電流制御器と、１２０度通電駆動および三相通電駆動において共通に用いられる第２の電圧指令を出力する第２の電流制御器と、を備え、第１の電流制御器は、外部から入力される電流指令または交流電動機に流れる電流の検出結果に基づくフィードフォワード演算により、第１の電圧指令を出力する。
本発明による交流電動機駆動システムは、交流電動機の制御装置と、交流電動機の制御装置に接続され、正極側と負極側にそれぞれ三相ずつスイッチング素子が設けられたインバータと、交流電動機の制御装置により、スイッチング素子のスイッチング状態に応じて駆動制御される三相の交流電動機と、を備え、交流電動機の制御装置、インバータおよび交流電動機は、一体化されている。
本発明による流体圧制御システムは、交流電動機の制御装置と、交流電動機の制御装置に接続され、正極側と負極側にそれぞれ三相ずつスイッチング素子が設けられたインバータと、交流電動機の制御装置により、スイッチング素子のスイッチング状態に応じて駆動制御される三相の交流電動機と、交流電動機の駆動に応じて動作し、流体圧を制御するポンプとを備える。
本発明による位置決めシステムは、交流電動機の制御装置と、交流電動機の制御装置に接続され、正極側と負極側にそれぞれ三相ずつスイッチング素子が設けられたインバータと、交流電動機の制御装置により、スイッチング素子のスイッチング状態に応じて駆動制御される三相の交流電動機と、交流電動機の駆動に応じて動作し、対象物の位置を調整する位置決め装置とを備える。
【国際調査報告】
2015025622.tif 000020
2015025622.tif 000021
2015025622.tif 000022
2015025622.tif 000023