(57)【要約】【課題】高出力な隣接チャンネル信号のスプリアスによるＳ／Ｎ比の低下を防ぐことを可能とする無線受信回路等を提供する。【解決手段】無線受信回路１は、受信信号から特定の周波数および帯域幅を通過させる可変バンドパスフィルタ２と、可変バンドパスフィルタを通過した受信信号を復調して最終的な出力信号として出力する復調回路３とを備えると共に、周波数および帯域幅について複数通りのパラメータを予め記憶している周波数特性テーブル４と、複数通りのパラメータのうちの一つを可変バンドパスフィルタに適用した場合の出力信号のＳ／Ｎ比を算出するＳ／Ｎ比測定回路５と、複数通りのパラメータの中で最良のＳ／Ｎ比が得られるパラメータを可変バンドパスフィルタに対して設定させる制御部６とを備える。【選択図】図１
2015008802.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
アンテナによって受信された受信信号を復調して出力する無線受信回路であって、
前記受信信号から特定の周波数および帯域幅を通過させる可変バンドパスフィルタと、前記可変バンドパスフィルタを通過した受信信号を復調して最終的な出力信号として出力する復調回路とを備えると共に、
前記可変バンドパスフィルタが通過させる前記周波数および前記帯域幅について複数通りのパラメータを予め記憶している周波数特性テーブルと、
前記複数通りのパラメータのうちの一つを前記可変バンドパスフィルタに適用した場合の前記出力信号のＳ／Ｎ比を算出するＳ／Ｎ比測定回路と、
前記複数通りのパラメータの全てについて前記Ｓ／Ｎ比を前記Ｓ／Ｎ比測定回路に算出させ、その中で最良のＳ／Ｎ比が得られる前記パラメータを前記可変バンドパスフィルタに対して設定させる制御部と
を備えること、を特徴とする無線受信回路。
【請求項２】
前記制御部が、前記帯域幅の異なる複数の動作モードを備えると共に、前記帯域幅のより広い第１の動作モードを前記可変バンドパスフィルタに設定してから前記Ｓ／Ｎ比を前記Ｓ／Ｎ比測定回路に算出させ、その中で最良のＳ／Ｎ比が得られる前記パラメータで前記帯域幅のより狭い第２の動作モードを前記可変バンドパスフィルタに設定して動作させる機能を備えること、を特徴とする請求項１に記載の無線受信回路。
【請求項３】
前記Ｓ／Ｎ比測定回路の前段に、
前記第１の動作モードにおける前記出力信号の周波数帯域を正規化して前記Ｓ／Ｎ比測定回路に出力する電力スペクトル測定回路を備えること、を特徴とする請求項２に記載の無線受信回路。
【請求項４】
前記可変バンドパスフィルタを通過した受信信号を直交復調する直交復調回路と、
前記直交復調された信号の低周波側を通過させるローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタからの出力をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄコンバータと、
前記Ａ／Ｄ変換された信号を中間周波数信号に変換して前記復調回路に出力する周波数変換回路とを備えること、を特徴とする請求項１に記載の無線受信回路。
【請求項５】
前記制御部が、前記可変バンドパスフィルタおよび前記ローパスフィルタに対して前記最良のＳ／Ｎ比が得られるパラメータを設定させること、を特徴とする請求項４に記載の無線受信回路。
【請求項６】
アンテナによって受信された受信信号から特定の周波数および帯域幅を通過させる可変バンドパスフィルタと、前記可変バンドパスフィルタを通過した受信信号を復調して最終的な出力信号として出力する復調回路とを備える無線受信回路にあって、
前記可変バンドパスフィルタが通過させる前記周波数および前記帯域幅について周波数特性テーブルに予め複数通りのパラメータを記憶されている複数通りのパラメータのうちの一つを前記可変バンドパスフィルタに適用した場合の前記出力信号のＳ／Ｎ比をＳ／Ｎ比測定回路が算出し、
前記複数通りのパラメータの全てについて前記Ｓ／Ｎ比を制御部が前記Ｓ／Ｎ比測定回路に算出させ、
その中で最良のＳ／Ｎ比が得られる前記パラメータを前記制御部が前記可変バンドパスフィルタに対して設定させる
こと、を特徴とする無線受信方法。
【請求項７】
前記制御部が、前記帯域幅の異なる複数の動作モードを備えると共に、前記帯域幅のより広い第１の動作モードを前記可変バンドパスフィルタに設定してから前記Ｓ／Ｎ比を前記Ｓ／Ｎ比測定回路に算出させ、その中で最良のＳ／Ｎ比が得られる前記パラメータで前記帯域幅のより狭い第２の動作モードを前記可変バンドパスフィルタに設定して動作させること、を特徴とする請求項６に記載の無線受信方法。
【請求項８】
前記出力信号のＳ／Ｎ比を算出する処理の前段に、
前記第１の動作モードにおける前記出力信号の周波数帯域を電力スペクトル測定回路が正規化して前記Ｓ／Ｎ比測定回路に出力すること、を特徴とする請求項７に記載の無線受信方法。
【請求項９】
前記無線受信回路が、前記可変バンドパスフィルタを通過した受信信号を直交復調する直交復調回路と、前記直交復調された信号の低周波側を通過させるローパスフィルタと、前記ローパスフィルタからの出力をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄコンバータと、前記Ａ／Ｄ変換された信号を中間周波数信号に変換して前記復調回路に出力する周波数変換回路とを備えると共に、
前記最良のＳ／Ｎ比が得られるパラメータを前記制御部が前記可変バンドパスフィルタおよび前記ローパスフィルタに対して設定させること、を特徴とする請求項６に記載の無線受信方法。
【請求項１０】
アンテナによって受信された受信信号から特定の周波数および帯域幅を通過させる可変バンドパスフィルタと、前記可変バンドパスフィルタを通過した受信信号を復調して最終的な出力信号として出力する復調回路とを備える無線受信回路にあって、
当該無線受信回路が備えるプロセッサに、
前記可変バンドパスフィルタが通過させる前記周波数および前記帯域幅について周波数特性テーブルに予め複数通りのパラメータを記憶されている複数通りのパラメータのうちの一つを前記可変バンドパスフィルタに適用した場合の前記出力信号のＳ／Ｎ比を算出する手順、
前記複数通りのパラメータの全てについて前記Ｓ／Ｎ比の算出を繰り返す手順、
およびその中で最良のＳ／Ｎ比が得られる前記パラメータを前記可変バンドパスフィルタに対して設定させる手順
を実行させること、を特徴とする無線受信プログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は無線受信回路、無線受信方法および無線受信プログラムに関し、特に隣接チャンネル信号の影響によるＳ／Ｎ比の低下を防ぐことを可能とする無線受信回路等に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線受信機、特にデジタル無線通信に使用される無線受信機では通常、アンテナが受信したＲＦ（Radio Frequency）信号を、一度中間周波数信号もしくはベースバンド信号などのようなより周波数の低い信号に変換してから、復調などの処理を行う。その場合、ＲＦ信号をバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）に通して受信信号の帯域より広い帯域の信号を抽出して、抽出されたその信号を中間周波数信号もしくはベースバンド信号に変換し、そこからさらに必要な周波数成分を抽出するという手法が一般的である。【０００３】
図９は、既存の無線受信機で使用されているスーパーヘテロダイン方式の無線受信回路９１０の構成について示す説明図である。受信回路９１０は、アンテナ９１０ｂから入力されるＲＦ信号から特定の周波数および帯域幅を通過させる第１のバンドパスフィルタ９１１（ＢＰＦ）と、第１のバンドパスフィルタ９１１からの出力信号を増幅するローノイズアンプ９１２と、増幅された出力信号を中間周波数信号に変換するミキサ回路９１３と、ミキサ回路９１３に局所発振信号を供給する局所発振器９１４とをまず備える。【０００４】
受信回路９１０はさらに、ミキサ回路９１３から出力された中間周波数信号からさらに特定の周波数および帯域幅を通過させる第２のバンドパスフィルタ９１５（ＢＰＦ）と、第２のバンドパスフィルタ９１５からの出力信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器９１６と、Ａ／Ｄ変換された信号を直交復調する直交復調回路９１７と、直交復調回路９１７に動作用の発振信号を供給する数値制御発振器９１８とを備える。【０００５】
そして受信回路９１０は、直交復調回路９１７からの出力の低周波側を通過させるローパスフィルタ９１９（ＬＰＦ）と、ローパスフィルタ９１９からの出力信号を復調して最終的な出力信号とする復調回路９２０とを備える。【０００６】
スーパーヘテロダイン方式である受信回路９１０は、以上で示したようにミキサ回路９１３によってＲＦ信号から中間周波数信号を得るという構成である。そのため、局所発振器９１４の発振周波数を挟んで目的とする周波数と対称の位置にある周波数の信号（イメージ信号）がミキサ回路９１３の入力信号に混じっていると混信が発生し、これを後段で除去することは不可能である。【０００７】
そのため、ミキサ回路９１３の前段である第１のバンドパスフィルタ９１１でイメージ信号を除去する必要があり、この第１のバンドパスフィルタ９１１に高い性能が要求される。【０００８】
図１０は、既存の無線受信機で使用されているダイレクトコンバージョン方式の受信回路９３０の構成について示す説明図である。受信回路９３０は、アンテナから入力されるＲＦ信号から特定の周波数および帯域幅を通過させるバンドパスフィルタ９３１（ＢＰＦ）と、バンドパスフィルタ９３１からの出力信号を増幅するローノイズアンプ９３２と、増幅された出力信号をベースバンド信号に変換する直交復調回路９３３と、直交復調回路９３３に局所発振信号を供給する局所発振器９３４とをまず備える。【０００９】
受信回路９３０はさらに、直交復調回路９３３から出力されたベースバンド信号の低周波側を通過させる第１のローパスフィルタ９３５（ＬＰＦ）と、第１のローパスフィルタ９３５からの出力信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器９３６と、Ａ／Ｄ変換器９３６からの出力信号の低周波側を通過させる第２のローパスフィルタ９３７（ＬＰＦ）と、第２のローパスフィルタ９３７からの出力信号を復調して最終的な出力信号とする復調回路９３８とを備える。【００１０】
ダイレクトコンバージョン方式である受信回路９３０は、以上で示したように、スーパーヘテロダイン方式のミキサ回路ではなく、直交復調回路９３３によってベースバンド信号に変換する構成であるので、イメージ信号があってもこれを後段のフィルタ等で分離することができる。そのため、スーパーヘテロダイン方式の場合と比べて、前段のバンドパスフィルタ９３１にそれほど高い性能は要求されない。【００１１】
しかしながら、このダイレクトコンバージョン方式である受信回路９３０では、ＲＦ信号を直交復調回路９３３によって直接ベースバンド信号に変換するので、ＤＣオフセットが発生しやすい点や、１／ｆノイズの影響を受けやすい点などのような問題点が知られている。【００１２】
図１１は、図１０に示した受信回路９３０の一部改良である受信回路９４０の構成について示す説明図である。受信回路９４０は、受信回路９３０のＡ／Ｄ変換器９３６と第２のローパスフィルタ９３７（ＬＰＦ）との間に、Ａ／Ｄ変換器９３６からの中間周波数の出力信号をベースバンド信号に変換する周波数変換回路９４１と、周波数変換回路９４１に動作用の発振信号を供給する数値制御発振器９４２とを追加した構成である。【００１３】
この受信回路９４０は、周波数変換回路９４１を利用して中間周波数に変換しているので、ＤＣオフセットや１／ｆノイズなどを取り除くことが容易になる。【００１４】
ただし、ここまでで示したスーパーヘテロダイン方式やダイレクトコンバージョン方式による受信回路９１０、９３０、９４０のいずれも、目的とする周波数の近くに強力な信号があり、前段のバンドパスフィルタ９１１あるいは９３１で除去しきれなかった場合には、その信号成分（スプリアス）が原因となってＳ／Ｎ比が相対的に低下し、受信感度が低下するという問題点がある。【００１５】
図１２は、図９に示したスーパーヘテロダイン方式の受信回路９１０の信号変換の流れについて示す説明図である。図１２（ａ）は第１のバンドパスフィルタ９１１からの出力段階、図１２（ｂ）はミキサ回路９１３からの出力段階、図１２（ｃ）はローパスフィルタ９１７からの出力段階の、各々の出力信号の周波数特性について示す。【００１６】
通常、複数の無線チャンネルに対応可能なように、第１のバンドパスフィルタ９１１の通過帯域は実際の受信信号の帯域幅よりも広く設定されている。また、ミキサ回路９１３によるミキシング処理でイメージ信号が受信信号に混合してしまい、後処理で除去することは困難になるので、第１のバンドパスフィルタ９１１でイメージ信号を完全に除去できるよう、局所発振器９１４の発振周波数は受信信号の周波数よりも少し離れた値に設定される。【００１７】
ここで、受信信号の周波数の近くに大電力の隣接チャンネル信号がある場合、これを第１のバンドパスフィルタ９１１で除去できないと、この隣接チャンネル信号のエネルギーも同時にミキサ回路９１３によってミキシング処理されることとなる。【００１８】
ミキシング処理されて中間周波数信号に変換された信号は、Ａ／Ｄ変換器９１６、直交復調回路９１６、ローパスフィルタ９１７を経て最終的に隣接チャンネル信号が除去され、復調回路９２０に送り込まれる。即ち、第１のバンドパスフィルタ９１１で隣接チャンネル信号を除去しきれていないと、この隣接チャンネル信号も受信信号と共に処理され、Ｓ／Ｎ比の低下を招くこととなる。【００１９】
図１３は、図１０〜１１に示したダイレクトコンバージョン方式の受信回路９３０または９４０の信号変換の流れについて示す説明図である。図１３（ａ）は第１のバンドパスフィルタ９３１からの出力段階、図１３（ｂ）は直交復調回路９３３からの出力段階、図１３（ｃ）は第１のローパスフィルタ９３５からの出力段階の、各々の出力信号の周波数特性について示す。【００２０】
この方式では、受信信号は直交復調回路９３３によって直接直交復調され、受信信号周波数帯域の中心を直流（ＤＣ）とするベースバンド信号に変換される。この場合も、スーパーヘテロダイン方式の受信機と同様に、複数の無線チャンネルに対応可能なように、第１のバンドパスフィルタ９３１の通過帯域は実際の受信信号の帯域幅より広く設定されている。【００２１】
そのため、ダイレクトコンバージョン方式でも、スーパーヘテロダイン方式と同様に、受信信号の近くに大電力の隣接チャンネル信号があり、第１のバンドパスフィルタ９３１で隣接チャンネル信号を除去しきれていないと、この隣接チャンネル信号も受信信号と共に処理され、Ｓ／Ｎ比の低下を招くこととなる。【００２２】
これに関連する技術文献として、次の各々がある。特許文献１には、受信信号を中間周波数に変換することによって複数種類の無線通信サービスを利用可能にするという技術が記載されている。特許文献２には、受信信号に対する干渉波の影響を低減するため、帯域阻止フィルタの特性を制御するという受信回路が記載されている。特許文献３には、直交復調器で直流オフセットを除去するという技術が記載されている。【００２３】
特許文献４には、複数の受信帯域の信号を利用するという受信回路が記載されている。特許文献５には、データ伝送レートを認識して、これに応じた回路定数を選択するという受信回路が記載されている。特許文献６には、受信信号の品質に応じて周波数帯域と増幅率を制御するという受信回路が記載されている。【００２４】
特許文献７には、不要なイメージ信号を除去するためミキサ回路の注入信号を制御するという技術が記載されている。特許文献８には、ＦＭ受信機で、隣接妨害信号の有無に応じて検波信号を制御するという技術が記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２５】
【特許文献１】特許第４４５６６３５号公報（特表２００８−５１１２６０号公報）
【特許文献２】特開２０１１−１９３０７９号公報
【特許文献３】特開２００８−０７９２４２号公報
【特許文献４】特開２００６−３１９５３７号公報
【特許文献５】特開２００６−２６２０８８号公報
【特許文献６】特開２００６−１０９２０７号公報
【特許文献７】アメリカ合衆国特許第７２７２３７４号
【特許文献８】アメリカ合衆国特許第４９０７２９３号（実開平０２−０３２２４８号公報）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２６】
背景技術の欄で前述したように、図９〜１１に示した、スーパーヘテロダイン方式やダイレクトコンバージョン方式による受信回路９１０、９３０、９４０のいずれも、目的とする受信信号の周波数の近くの隣接チャンネルに強力な信号があり、前段のバンドパスフィルタ９１１あるいは９３１で除去しきれなかった場合には、その信号成分（スプリアス）が原因となってＳ／Ｎ比が相対的に低下し、受信感度が低下するという問題点がある。【００２７】
これを防ぐためには、受信回路の前段のバンドパスフィルタ９１１あるいは９３１で、その隣接チャンネルの信号を可能な限り除去することが必要である。即ち、バンドパスフィルタ９１１あるいは９３１には、可能な限り高性能であることが要求される。【００２８】
しかしながら、そのような高性能なバンドパスフィルタは通常、通過帯域は固定であり、しかも高価で実装面積が大きい。特に近年のデジタル通信においては、多数の周波数帯域（チャンネル）に対応可能であることや、小型・低価格・低消費電力であることが要求されるので、単純に「高性能なバンドパスフィルタ」を利用することで隣接チャンネルの影響を低減することは現実的とは言えない。【００２９】
ここで、目的とする受信信号の周波数に応じて通過帯域を変更できる可変バンドパスフィルタを利用することによって、以上の問題を解決することも考えられる。しかしながら「隣接チャンネルの大電力信号」は常に同一の周波数で存在するとは限らない。この信号がたとえば違法無線などに起因する場合、時間帯によってその信号があったりなかったりする場合もあるし、別の周波数に移動する場合もある。【００３０】
可変バンドパスフィルタをある一つの通過帯域に設定した後で隣接チャンネルの周波数が変更した場合や、その隣接チャンネルの大電力信号がなくなった場合に、既存の技術では対応できない。【００３１】
さらに、可変バンドパスフィルタの通過帯域を狭めることは、必要な信号成分まで低下させることになるので、目的とする受信信号のＳ／Ｎ比をある程度以上犠牲にすることを避けられない。特に隣接チャンネルの大電力信号がなくなった場合には、可変バンドパスフィルタの通過帯域を広くして受信信号のＳ／Ｎ比を改善することが望ましいが、このことにも既存の技術では対応できない。【００３２】
以上の問題を解決しうる技術は、特許文献１〜８のいずれにも記載されていない。特許文献１には、サービスの種類に応じてサンプリング周波数などを切り替えるという技術が記載されている。また特許文献５には、データ伝送レートに応じて回路定数を切り替えるという技術が記載されている。しかしながら、これらはいずれも、受信回路の前段のバンドパスフィルタの通過帯域に関するものではない。【００３３】
本発明の目的は、高出力な隣接チャンネル信号のスプリアスによるＳ／Ｎ比の低下を防ぐことを可能とする無線受信回路、無線受信方法および無線受信プログラムを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３４】
上記目的を達成するため、本発明に係る無線受信回路は、アンテナによって受信された受信信号を復調して出力する無線受信回路であって、受信信号から特定の周波数および帯域幅を通過させる可変バンドパスフィルタと、可変バンドパスフィルタを通過した受信信号を復調して最終的な出力信号として出力する復調回路とを備えると共に、可変バンドパスフィルタが通過させる周波数および帯域幅について複数通りのパラメータを予め記憶している周波数特性テーブルと、複数通りのパラメータのうちの一つを可変バンドパスフィルタに適用した場合の出力信号のＳ／Ｎ比を算出するＳ／Ｎ比測定回路と、複数通りのパラメータの全てについてＳ／Ｎ比をＳ／Ｎ比測定回路に算出させ、その中で最良のＳ／Ｎ比が得られるパラメータを可変バンドパスフィルタに対して設定させる制御部とを備えること、を特徴とする。【００３５】
上記目的を達成するため、本発明に係る無線受信方法は、アンテナによって受信された受信信号から特定の周波数および帯域幅を通過させる可変バンドパスフィルタと、可変バンドパスフィルタを通過した受信信号を復調して最終的な出力信号として出力する復調回路とを備える無線受信回路にあって、可変バンドパスフィルタが通過させる周波数および帯域幅について周波数特性テーブルに予め複数通りのパラメータを記憶されている複数通りのパラメータのうちの一つを可変バンドパスフィルタに適用した場合の出力信号のＳ／Ｎ比をＳ／Ｎ比測定回路が算出し、複数通りのパラメータの全てについてＳ／Ｎ比を制御部がＳ／Ｎ比測定回路に算出させ、その中で最良のＳ／Ｎ比が得られるパラメータを制御部が可変バンドパスフィルタに対して設定させること、を特徴とする。【００３６】
上記目的を達成するため、本発明に係る無線受信プログラムは、アンテナによって受信された受信信号から特定の周波数および帯域幅を通過させる可変バンドパスフィルタと、可変バンドパスフィルタを通過した受信信号を復調して最終的な出力信号として出力する復調回路とを備える無線受信回路にあって、当該無線受信回路が備えるプロセッサに、可変バンドパスフィルタが通過させる周波数および帯域幅について周波数特性テーブルに予め複数通りのパラメータを記憶されている複数通りのパラメータのうちの一つを可変バンドパスフィルタに適用した場合の出力信号のＳ／Ｎ比を算出する手順、複数通りのパラメータの全てについてＳ／Ｎ比の算出を繰り返す手順、およびその中で最良のＳ／Ｎ比が得られるパラメータを可変バンドパスフィルタに対して設定させる手順を実行させること、を特徴とする。
【発明の効果】
【００３７】
本発明は、上記したように複数通りのパラメータの全てについてＳ／Ｎ比を算出し、その中で最良のＳ／Ｎ比が得られるパラメータを設定するように構成したので、隣接チャンネルの大電力信号があってもなくても、またその周波数が変化しても、その時々の状態に応じてＳ／Ｎ比が最良となる状態で通信を行うことができる。これによって、高出力な隣接チャンネル信号のスプリアスによるＳ／Ｎ比の低下を防ぐことが可能であるという、優れた特徴を持つ無線受信回路、無線受信方法および無線受信プログラムを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３８】
【図１】本発明の基本形態に係る無線受信回路の構成について示す説明図である。
【図２】本発明の実施形態に係る無線受信回路の構成について示す説明図である。
【図３】図２に示した電力スペクトル測定回路、Ｓ／Ｎ比測定回路、および制御部の動作について示すフローチャートである。
【図４】図２に示したＳ／Ｎ比測定回路が、正規化された電力スペクトルに対して周波数特性を掛け合わせて得る仮想的な電力スペクトルについて示す説明図である。図４（ａ）は正規化された電力スペクトル、図４（ｂ）は狭帯域モードにおける周波数特性、図４（ｃ）はこれらを掛け合わせて得られる仮想的な電力スペクトルを各々示す。
【図５】図２に示した無線受信回路の広帯域モードにおける信号変換の流れについて示す説明図である。図５（ａ）はバンドパスフィルタからの出力段階、図５（ｂ）は直交復調回路からの出力段階、図５（ｃ）はローパスフィルタからの出力段階の、各々の出力信号の周波数特性について示す。
【図６】図２に示した無線受信回路の狭帯域モードにおける信号変換の流れについて示す説明図である。図６（ａ）はバンドパスフィルタからの出力段階、図６（ｂ）は直交復調回路からの出力段階、図６（ｃ）はローパスフィルタからの出力段階の、各々の出力信号の周波数特性について示す。
【図７】図２に示した無線受信回路で、狭帯域モードと広帯域モードの動作の切り替えについて示す説明図である。
【図８】図２に示した電力スペクトル測定回路、Ｓ／Ｎ比測定回路、および制御部のより具体的な構成について示す説明図である。
【図９】既存の無線受信機で使用されているスーパーヘテロダイン方式の受信回路の構成について示す説明図である。
【図１０】既存の無線受信機で使用されているダイレクトコンバージョン方式の受信回路の構成について示す説明図である。
【図１１】図１０に示した受信回路の一部改良である受信回路の構成について示す説明図である。
【図１２】図９に示したスーパーヘテロダイン方式の受信回路の信号変換の流れについて示す説明図である。図１２（ａ）は第１のバンドパスフィルタからの出力段階、図１２（ｂ）はミキサ回路からの出力段階、図１２（ｃ）はローパスフィルタからの出力段階の、各々の出力信号の周波数特性について示す。
【図１３】図１０〜１１に示したダイレクトコンバージョン方式の受信回路の信号変換の流れについて示す説明図である。図１３（ａ）は第１のバンドパスフィルタからの出力段階、図１３（ｂ）は直交復調回路からの出力段階、図１３（ｃ）は第１のローパスフィルタからの出力段階の、各々の出力信号の周波数特性について示す。
【発明を実施するための形態】
【００３９】
（基本形態）
以下、本発明の基本形態の構成について添付図１に基づいて説明する。
基本形態に係る無線受信回路１は、アンテナ１ａによって受信された受信信号を復調して出力する無線受信回路である。受信信号から特定の周波数および帯域幅を通過させる可変バンドパスフィルタ２と、可変バンドパスフィルタを通過した受信信号を復調して最終的な出力信号として出力する復調回路３とを備えると共に、可変バンドパスフィルタが通過させる周波数および帯域幅について複数通りのパラメータを予め記憶している周波数特性テーブル４と、複数通りのパラメータのうちの一つを可変バンドパスフィルタに適用した場合の出力信号のＳ／Ｎ比を算出するＳ／Ｎ比測定回路５と、複数通りのパラメータの全てについてＳ／Ｎ比をＳ／Ｎ比測定回路に算出させ、その中で最良のＳ／Ｎ比が得られるパラメータを可変バンドパスフィルタに対して設定させる制御部６とを備える。
これら各手段のより詳細な構成は、次の実施形態として説明する。
【００４０】
（実施形態）
続いて、本発明の実施形態の構成について添付図２に基づいて説明する。
本実施形態に係る無線受信回路１０は、アンテナによって受信された受信信号を復調して出力する無線受信回路である。受信信号から特定の周波数および帯域幅を通過させる可変バンドパスフィルタ１０１と、可変バンドパスフィルタを通過した受信信号を復調して最終的な出力信号として出力する復調回路１１０とを備えると共に、可変バンドパスフィルタが通過させる周波数および帯域幅について複数通りのパラメータを予め記憶している周波数特性テーブル１１４と、複数通りのパラメータのうちの一つを可変バンドパスフィルタに適用した場合の出力信号のＳ／Ｎ比を算出するＳ／Ｎ比測定回路１１２と、複数通りのパラメータの全てについてＳ／Ｎ比をＳ／Ｎ比測定回路に算出させ、その中で最良のＳ／Ｎ比が得られるパラメータを可変バンドパスフィルタに対して設定させる制御部１１３とを備える。
【００４１】
また、制御部１１３が、帯域幅の異なる複数の動作モードを備えると共に、帯域幅のより広い第１の動作モードを可変バンドパスフィルタに設定してからＳ／Ｎ比をＳ／Ｎ比測定回路に算出させ、その中で最良のＳ／Ｎ比が得られるパラメータで帯域幅のより狭い第２の動作モードを可変バンドパスフィルタに設定して動作させる機能を備える。そして、Ｓ／Ｎ比測定回路１１２の前段に、第１の動作モードにおける出力信号の周波数帯域を正規化してＳ／Ｎ比測定回路に出力する電力スペクトル測定回路１１１を備える。
【００４２】
そして無線受信回路１０は、可変バンドパスフィルタを通過した受信信号を直交復調する直交復調回路１０３と、直交復調された信号の低周波側を通過させるローパスフィルタ１０５と、ローパスフィルタからの出力をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄコンバータ１０６と、Ａ／Ｄ変換された信号を中間周波数信号に変換して復調回路に出力する周波数変換回路１０７とを備える。さらに、制御部１1３は、可変バンドパスフィルタおよびローパスフィルタに対して最良のＳ／Ｎ比が得られるパラメータを設定させる。
【００４３】
以上の構成を備えることにより、この無線受信回路１０は、高出力な隣接チャンネル信号のスプリアスによるＳ／Ｎ比の低下を防ぐことが可能なものとなる。
以下、これをより詳細に説明する。
【００４４】
図２は、本発明の実施形態に係る無線受信回路１０の構成について示す説明図である。無線受信回路１０は、アンテナ１１から入力されるＲＦ信号から特定の周波数および帯域幅を通過させる可変バンドパスフィルタ１０１（ＢＰＦ）と、可変バンドパスフィルタ１０１からの出力信号を増幅するローノイズアンプ１０２と、増幅された出力信号を直交復調する直交復調回路１０３と、直交復調回路１０３に局所発振信号を供給する局所発振器１０４とをまず備える。
【００４５】
可変バンドパスフィルタ１０１の通過周波数と通過帯域幅、および局所発振器１０４の発振周波数は、後述の制御信号によって変更することが可能である。
【００４６】
無線受信回路１０はさらに、直交復調回路１０３からの出力の低周波側を通過させる中間周波数用ローパスフィルタ１０５（ＬＰＦ）と、中間周波数用ローパスフィルタ１０５からの出力をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄコンバータ１０６と、Ａ／Ｄ変換された信号を中間周波数信号に変換する周波数変換回路１０７と、周波数変換回路１０７に動作周波数信号を供給する数値制御発振器１０８も備える。
【００４７】
中間周波数用ローパスフィルタ１０５の通過帯域幅、Ａ／Ｄコンバータ１０６と周波数変換回路１０７のサンプリング周波数、および数値制御発振器１０８の発振周波数は、後述の制御信号によって変更することが可能である。
【００４８】
そして無線受信回路１０は、周波数変換回路１０７からの出力の低周波側を通過させるベースバンド周波数用デジタルローパスフィルタ１０９（ＬＰＦ）と、ベースバンド周波数用デジタルローパスフィルタ１０９からの出力信号を復調して最終的な出力信号とする復調回路１１０を備える。ベースバンド周波数用デジタルローパスフィルタ１０９の入力サンプリング周波数は、後述の制御信号によって変更することが可能である。
【００４９】
これらに加えて、無線受信回路１０は、可変バンドパスフィルタ１０１（ＢＰＦ）と中間周波数用ローパスフィルタ１０５（ＬＰＦ）との間の複数通りの周波数特性パラメータを予め記憶している周波数特性テーブル１１４と、周波数変換回路１０７の出力信号から電力スペクトルの正規化値を求める電力スペクトル測定回路１１１と、電力スペクトル測定回路１１１の出力信号から信号電力成分と雑音成分とを求めるＳ／Ｎ比測定回路１１２と、求められた信号電力成分と雑音成分とに基づいて制御信号を出力して各部を制御する制御部１1３を備えている。
【００５０】
（広帯域モードの動作）
以上で示した無線受信回路１０は、「広帯域モード」と「狭帯域モード」という２通りの動作モードがあり、これらの動作モードを切り替えながら動作する。まずは広帯域モードでの動作について説明する。
【００５１】
広帯域モードでは、バンドパスフィルタ１０１は、隣接チャンネルを含む周辺周波数帯域全体を含むような広い周波数帯域を通過させるように設定される。バンドパスフィルタ１０１を通過した受信信号は、ローノイズアンプ１０２によって増幅され、直交復調回路１０３で直交復調処理される。この直交復調処理に用いられる局所発振信号を発振する局所発振器１０４の周波数は、ローパスフィルタ１０５で、上記の周辺周波数帯域全体を通過できるような周波数に設定されている。
【００５２】
直交復調処理された受信信号は、ローパスフィルタ１０５で高域周波数がカットされる。ローパスフィルタ１０５も、周辺周波数帯域全体を通過できるように広い帯域幅に設定されている。
【００５３】
ローパスフィルタ１０５を通過した受信信号は、Ａ／Ｄコンバータ１０６でデジタル信号に変換される。Ａ／Ｄコンバータ１０６も、周辺周波数帯域全体を再生できるようなサンプリング周波数が設定されている。
【００５４】
Ａ／Ｄコンバータ１０６で変換されたデジタル信号形式の受信信号は、周波数変換回路１０７で周波数変換され、ベースバンド信号となる。周波数変換回路１０７および数値制御発振器１０８は、Ａ／Ｄコンバータ１０６のサンプリング周波数に対応し、かつ、目的の受信信号の周波数の中心が直流（ＤＣ）になるように設定される。
【００５５】
周波数変換回路１０７から出力されたベースバンド信号は、ローパスフィルタ１０９および復調回路１１０を経て隣接チャンネル成分が除去され、目的の受信信号だけが抽出される。これと同時に、周波数変換回路１０７から出力されたベースバンド信号は電力スペクトル測定回路１１１にも出力される。
【００５６】
図３は、図２に示した電力スペクトル測定回路１１１、Ｓ／Ｎ比測定回路１１２、および制御部１1３の動作について示すフローチャートである。
【００５７】
広帯域モードで動作開始した電力スペクトル測定回路１１１は（ステップＳ１０１）、周波数変換回路１０７から出力されたベースバンド信号に対して、フーリエ変換などのアルゴリズムによって帯域内の各周波数毎の受信電力を求め（ステップＳ１０２）、これに周波数特性テーブル１１４に格納された広帯域モード時のバンドパスフィルタ１０１およびローパスフィルタ１０５の通過特性値を掛け合わせて、正規化された電力スペクトルを求める（ステップＳ１０３）。
【００５８】
この正規化された電力スペクトルに対して、Ｓ／Ｎ比測定回路１１２は、バンドパスフィルタ１０１の通過帯域、局所発振器１０４の周波数、ローパスフィルタ１０５の通過帯域等の個々のパラメータの組み合わせ（これをパラメータセットという）に対する周波数特性を掛け合わせて（ステップＳ１０４）、当該パラメータセットを使用した場合の現在の電力スペクトルを仮想的に求め、その場合の信号電力および雑音電力からＳＮ比を求める（ステップＳ１０５）。
【００５９】
図４は、図２に示したＳ／Ｎ比測定回路１１２が、正規化された電力スペクトルに対して周波数特性を掛け合わせて得る仮想的な電力スペクトルについて示す説明図である。図４（ａ）は正規化された電力スペクトル、図４（ｂ）は狭帯域モードにおける周波数特性、図４（ｃ）はこれらを掛け合わせて得られる仮想的な電力スペクトルを各々示す。
【００６０】
Ｓ／Ｎ比測定回路１１２は、この図４（ｃ）に示される仮想的な電力スペクトルから、目的の受信信号に対応する帯域幅に入る周波数の電力値を積算することによって信号電力を求め、その他の周波数の電力値を積算することによって雑音電力を求める。その比がＳ／Ｎ比となる。
【００６１】
制御部１1３は、複数のパラメータセットに対してこのＳ／Ｎ比をＳ／Ｎ比測定回路１１２に算出させ、最もＳ／Ｎ比が大きくなるパラメータセットを求める（ステップＳ１０６〜１０８）。そして、このＳ／Ｎ比が最も大きくなるパラメータセットを、バンドパスフィルタ１０１、局所発振器１０４、ローパスフィルタ１０５に対してセットする。
【００６２】
これと同時に、制御部１1３は、受信帯域が狭くなるのに合わせてＡ／Ｄ変換器１０６のサンプリング周波数を落とし、そのサンプリング周波数に対応するように周波数変換回路１０７の変換速度を落とし、直交復調後の受信信号の中心周波数が直流になるように数値制御発振器１０８を調整し、さらにサンプリング周波数が落ちたのに合わせて、ローパスフィルタ１０９の入力周波数を落として、無線受信回路１０の動作を狭帯域モードに切り替える（ステップＳ１０９）。
【００６３】
（狭帯域モードの動作）
制御部１１３は以上の設定を行い、無線受信回路１０の動作を狭帯域モードに切り替える。即ち、狭帯域モードとは、広帯域モードで求めたＳ／Ｎ比が最も高くなるパラメータセットによる動作である。
【００６４】
狭帯域モードでは、受信信号はまず、ＲＦ信号用のバンドパスフィルタ１０１を通過して不要な帯域の信号が除去される。バンドパスフィルタ１０１を通過した受信信号は、ローノイズアンプ１０２によって増幅され、直交復調回路１０３で直交復調処理される。
【００６５】
直交復調処理された受信信号は、ローパスフィルタ１０５で高域周波数がカットされる。狭帯域モードでは、ローパスフィルタ１０５では、できるだけ目的の受信信号だけを通すような狭い帯域幅に設定されている。
【００６６】
ローパスフィルタ１０５を通過した受信信号はＡ／Ｄコンバータ１０６でデジタル信号に変換され、さらに周波数変換回路１０７によって、周波数変換され、ベースバンド信号となる。周波数変換回路１０７によって周波数を直流付近に変換された受信信号は、ローパスフィルタ１０９、復調回路１１０によって、隣接チャンネル成分が除去され、目的の受信信号だけが抽出される。狭帯域モードでは、電力スペクトル測定回路１１１、Ｓ／Ｎ比測定回路１１２および制御部１1３による処理は行われない。
【００６７】
図５は、図２に示した無線受信回路１０の広帯域モードにおける信号変換の流れについて示す説明図である。図５（ａ）はバンドパスフィルタ１０１からの出力段階、図５（ｂ）は直交復調回路１０３からの出力段階、図５（ｃ）はローパスフィルタ１０５からの出力段階の、各々の出力信号の周波数特性について示す。
【００６８】
図５（ａ）〜（ｃ）に示した通り、広帯域モードでは、隣接チャンネルの大電力信号を含んだ広い帯域で受信処理を行っているので、この大電力信号の影響を受けやすい。しかしながら、制御部１1３はこの状態で「Ｓ／Ｎ比が最も高くなるパラメータセット」を探索し、無線受信回路１０の動作をこのパラメータセットを利用した狭帯域モードに切り替える。
【００６９】
図６は、図２に示した無線受信回路１０の狭帯域モードにおける信号変換の流れについて示す説明図である。図６（ａ）〜（ｃ）は各々、図５（ａ）〜（ｃ）の各々に対応する。図６（ａ）〜（ｃ）に示した通り、狭帯域モードでは、隣接チャンネルの大電力信号はバンドパスフィルタ１０１で既に除去される。従って、この大電力信号の影響によるＳ／Ｎ比の低下を抑制することができる。
【００７０】
図７は、図２に示した無線受信回路１０で、狭帯域モードと広帯域モードの動作の切り替えについて示す説明図である。無線受信回路１０が受信する電波状態はダイナミックに変化する。たとえば、隣接チャンネルの大電力信号がなくなる場合もあれば、他の周波数に移る場合もある。
【００７１】
図７に示す例では、時間ｔ０で無線受信回路１０は広帯域モードとなり、本来の受信信号周波数ｆ０に隣接する周波数ｆ１に隣接チャンネル信号があったので、時間ｔ１でこの周波数ｆ１を避ける周波数範囲ｆａ〜ｆｂの狭帯域モードに動作を移行させた。そして時間ｔ１から、予め設定された周期Ｔが経過した時間ｔ２（＝ｔ１＋Ｔ）で再び広帯域モードに動作が移行した。今度は周波数ｆ１とは別の周波数ｆ２に隣接チャンネル信号があったので、時間ｔ３でこの周波数ｆ２を避ける周波数範囲ｆｃ〜ｆｄの狭帯域モードに動作を移行させた。以後同様に動作が継続する。
【００７２】
このように、無線受信回路１０は周期的に狭帯域モードから広帯域モードに動作を切り替え、電力スペクトル測定回路１１１、Ｓ／Ｎ比測定回路１１２および制御部１1３による処理を再び行って動作を狭帯域モードに移行する。あるいは、外部の測定手段により大電力信号の影響によるＳ／Ｎ比の低下が検出された場合や、ユーザから動作指令入力があった場合に、動作を狭帯域モードに移行させてもよい。広帯域モードでの動作は、動作時間全体に対してわずかな時間で済むので、動作時間全体でみれば受信性能への影響は小さい。
【００７３】
隣接チャンネルの大電力信号がなくなれば、狭帯域モードに移行すること自体が無いか、移行させたとしてもバンドパスフィルタ１０１の通過帯域をある程度広く設定することができる。通常はバンドパスフィルタ１０１の通過帯域を狭くすると必要な信号成分まで低下させてしまうのでＳ／Ｎ比を低下させてしまうことになるが、本実施形態ではそのようなことがなく、隣接チャンネルの大電力信号がない場合にもＳ／Ｎ比の低下を抑制することができる。
【００７４】
（より具体的な構成）
図８は、図２に示した電力スペクトル測定回路１１１、Ｓ／Ｎ比測定回路１１２、および制御部１1３のより具体的な構成について示す説明図である。
【００７５】
電力スペクトル測定回路１１１は、周波数変換回路１０７を通過したベースバンド信号を積算して周波数成分に変換するＦＦＴ演算回路２０１と、ＦＦＴ演算回路２０１で変換された各周波数成分のＩ成分およびＱ成分を積算する電力演算回路２０２と、積算された各周波数成分の電力値を周波数特性テーブル１１４に格納されている広帯域フィルタ逆特性データと掛け合わせて正規化された周波数スペクトラムを得る正規化回路２０３とを備える。
【００７６】
Ｓ／Ｎ比測定回路１１２は、電力スペクトル測定回路１１１から出力された正規化された周波数スペクトラムを一時的に記憶する一次データ格納用メモリ２１１と、この周波数スペクトラムに周波数特性テーブル１１４に格納されているある一つの狭帯域フィルタ特性データを乗算して仮想的な周波数スペクトラムを得る乗算器２１２とを備える。
【００７７】
そしてＳ／Ｎ比測定回路１１２は、その仮想的な周波数スペクトラムの目的とする周波数帯域内のデータを、加算器２１３によって積算してレジスタ２１４に格納し、これを信号電力値とする。同様に、他の周波数帯域内のデータを、加算器２１５によって積算してレジスタ２１６に格納し、これを雑音電力値とする。除算器２１７は信号電力値を雑音電力値で除算して、その狭帯域フィルタ特性におけるＳ／Ｎ比を求め、これを制御部１1３に出力する。
【００７８】
制御部１1３は、以上の各動作を制御し、周波数特性テーブル１１４に格納された複数の狭帯域フィルタ特性の各々に対して当該狭帯域フィルタ特性におけるＳ／Ｎ比を順次算出させるコントローラ２２４と、除算器２１７から出力されたＳ／Ｎ比の値を一つ前のＳ／Ｎ比の値と比較する比較器２２１と、比較されたＳ／Ｎ比のうち大きい方の値を出力するセレクタ２２２と、セレクタ２２２からの出力値を保存するレジスタ２２３とを備える。即ち、この処理を複数の狭帯域フィルタ特性の全てに対して繰り返せば、Ｓ／Ｎ比が最大となる狭帯域フィルタ特性を得ることとなる。
【００７９】
そしてコントローラ２２４は、求められた狭帯域フィルタ特性に対応して、無線受信回路１０の各々の要素に対する制御信号を出力し、バンドパスフィルタ１０１、局所発振器１０４、ローパスフィルタ１０５などに対して、Ｓ／Ｎ比が最大となるパラメータを設定する。
【００８０】
（実施形態の全体的な動作と効果）
次に、上記の実施形態の全体的な動作について説明する。
本実施形態に係る無線受信方法は、アンテナによって受信された受信信号から特定の周波数および帯域幅を通過させる可変バンドパスフィルタ１０１と、可変バンドパスフィルタを通過した受信信号を復調して最終的な出力信号として出力する復調回路１１０とを備える無線受信回路１０にあって、可変バンドパスフィルタが通過させる周波数および帯域幅について周波数特性テーブルに予め複数通りのパラメータを記憶されている複数通りのパラメータのうちの一つを可変バンドパスフィルタに適用した場合の出力信号のＳ／Ｎ比をＳ／Ｎ比測定回路が算出し（図３・ステップＳ１０５）、複数通りのパラメータの全てについてＳ／Ｎ比を制御部がＳ／Ｎ比測定回路に算出させ（図３・ステップＳ１０６〜１０８）、その中で最良のＳ／Ｎ比が得られるパラメータを制御部が可変バンドパスフィルタに対して設定させる（図３・ステップＳ１０９）。
【００８１】
また、制御部が、帯域幅の異なる複数の動作モードを備えると共に、帯域幅のより広い第１の動作モードを可変バンドパスフィルタに設定してから（図３・ステップＳ１０１）Ｓ／Ｎ比をＳ／Ｎ比測定回路に算出させ（図３・ステップＳ１０５）、その中で最良のＳ／Ｎ比が得られるパラメータで帯域幅のより狭い第２の動作モードを可変バンドパスフィルタに設定して動作させる（図３・ステップＳ１０６〜１０９）。
【００８２】
さらに、出力信号のＳ／Ｎ比を算出する処理（図３・ステップＳ１０５）の前段に、第１の動作モードにおける出力信号の周波数帯域を電力スペクトル測定回路が正規化してＳ／Ｎ比測定回路に出力する（図３・ステップＳ１０２〜１０３）。
【００８３】
そして、無線受信回路が、可変バンドパスフィルタを通過した受信信号を直交復調する直交復調回路と、直交復調された信号の低周波側を通過させるローパスフィルタと、ローパスフィルタからの出力をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄコンバータと、Ａ／Ｄ変換された信号を中間周波数信号に変換して復調回路に出力する周波数変換回路とを備えると共に、最良のＳ／Ｎ比が得られるパラメータを制御部が可変バンドパスフィルタおよびローパスフィルタに対して設定させる（図３・ステップＳ１０６〜１０９）。
【００８４】
ここで、上記各動作ステップについては、これをコンピュータで実行可能にプログラム化し、これらを前記各ステップを直接実行する無線受信回路１０が備えるプロセッサ（制御部１１３）に実行させるようにしてもよい。本プログラムは、非一時的な記録媒体、例えば、ＤＶＤ、ＣＤ、フラッシュメモリ等に記録されてもよい。その場合、本プログラムは、記録媒体からコンピュータによって読み出され、実行される。
この動作により、本実施形態は以下のような効果を奏する。
【００８５】
本実施形態によれば、実際の通信で得られる特性に基づいて、複数通りのパラメータの全てについてＳ／Ｎ比を算出し、その中で最良のＳ／Ｎ比が得られるパラメータを設定することができる。従って、隣接チャンネルの大電力信号があってもなくても、またその周波数が変化しても、その時々の状態に応じてＳ／Ｎ比が最良となる状態で通信を行うことが可能となる。
【００８６】
本実施形態では、図１１に示したダイレクトコンバージョン方式の一部改良型の無線受信回路を例として説明したが、この技術はダイレクトコンバージョン方式であってもスーパーヘテロダイン方式であっても適用可能である。また、電力スペクトル測定回路１１１、Ｓ／Ｎ比測定回路１１２、および制御部１1３は図８に示した電子回路によって実現されるものでなくても、コンピュータプログラムによるプロセッサ上での演算によって実現されるものであってもよい。
【００８７】
これまで本発明について図面に示した特定の実施形態をもって説明してきたが、本発明は図面に示した実施形態に限定されるものではなく、本発明の効果を奏する限り、これまで知られたいかなる構成であっても採用することができる。
【００８８】
上述した実施形態について、その新規な技術内容の要点をまとめると、以下のようになる。なお、上記実施形態の一部または全部は、新規な技術として以下のようにまとめられるが、本発明は必ずしもこれに限定されるものではない。
【００８９】
（付記１）  アンテナによって受信された受信信号を復調して出力する無線受信回路であって、
前記受信信号から特定の周波数および帯域幅を通過させる可変バンドパスフィルタと、前記可変バンドパスフィルタを通過した受信信号を復調して最終的な出力信号として出力する復調回路とを備えると共に、
前記可変バンドパスフィルタが通過させる前記周波数および前記帯域幅について複数通りのパラメータを予め記憶している周波数特性テーブルと、
前記複数通りのパラメータのうちの一つを前記可変バンドパスフィルタに適用した場合の前記出力信号のＳ／Ｎ比を算出するＳ／Ｎ比測定回路と、
前記複数通りのパラメータの全てについて前記Ｓ／Ｎ比を前記Ｓ／Ｎ比測定回路に算出させ、その中で最良のＳ／Ｎ比が得られる前記パラメータを前記可変バンドパスフィルタに対して設定させる制御部と
を備えること、を特徴とする無線受信回路。
【００９０】
（付記２）  前記制御部が、前記帯域幅の異なる複数の動作モードを備えると共に、前記帯域幅のより広い第１の動作モードを前記可変バンドパスフィルタに設定してから前記Ｓ／Ｎ比を前記Ｓ／Ｎ比測定回路に算出させ、その中で最良のＳ／Ｎ比が得られる前記パラメータで前記帯域幅のより狭い第２の動作モードを前記可変バンドパスフィルタに設定して動作させる機能を備えること、を特徴とする付記１に記載の無線受信回路。
【００９１】
（付記３）  前記Ｓ／Ｎ比測定回路の前段に、
前記第１の動作モードにおける前記出力信号の周波数帯域を正規化して前記Ｓ／Ｎ比測定回路に出力する電力スペクトル測定回路を備えること、を特徴とする付記２に記載の無線受信回路。
【００９２】
（付記４）  前記可変バンドパスフィルタを通過した受信信号を直交復調する直交復調回路と、
前記直交復調された信号の低周波側を通過させるローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタからの出力をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄコンバータと、
前記Ａ／Ｄ変換された信号を中間周波数信号に変換して前記復調回路に出力する周波数変換回路とを備えること、を特徴とする付記１に記載の無線受信回路。
【００９３】
（付記５）  前記制御部が、前記可変バンドパスフィルタおよび前記ローパスフィルタに対して前記最良のＳ／Ｎ比が得られるパラメータを設定させること、を特徴とする付記４に記載の無線受信回路。
【００９４】
（付記６）  アンテナによって受信された受信信号から特定の周波数および帯域幅を通過させる可変バンドパスフィルタと、前記可変バンドパスフィルタを通過した受信信号を復調して最終的な出力信号として出力する復調回路とを備える無線受信回路にあって、
前記可変バンドパスフィルタが通過させる前記周波数および前記帯域幅について周波数特性テーブルに予め複数通りのパラメータを記憶されている複数通りのパラメータのうちの一つを前記可変バンドパスフィルタに適用した場合の前記出力信号のＳ／Ｎ比をＳ／Ｎ比測定回路が算出し、
前記複数通りのパラメータの全てについて前記Ｓ／Ｎ比を制御部が前記Ｓ／Ｎ比測定回路に算出させ、
その中で最良のＳ／Ｎ比が得られる前記パラメータを前記制御部が前記可変バンドパスフィルタに対して設定させる
こと、を特徴とする無線受信方法。
【００９５】
（付記７）  前記制御部が、前記帯域幅の異なる複数の動作モードを備えると共に、前記帯域幅のより広い第１の動作モードを前記可変バンドパスフィルタに設定してから前記Ｓ／Ｎ比を前記Ｓ／Ｎ比測定回路に算出させ、その中で最良のＳ／Ｎ比が得られる前記パラメータで前記帯域幅のより狭い第２の動作モードを前記可変バンドパスフィルタに設定して動作させること、を特徴とする付記６に記載の無線受信方法。
【００９６】
（付記８）  前記出力信号のＳ／Ｎ比を算出する処理の前段に、
前記第１の動作モードにおける前記出力信号の周波数帯域を電力スペクトル測定回路が正規化して前記Ｓ／Ｎ比測定回路に出力すること、を特徴とする付記７に記載の無線受信方法。
【００９７】
（付記９）  前記無線受信回路が、前記可変バンドパスフィルタを通過した受信信号を直交復調する直交復調回路と、前記直交復調された信号の低周波側を通過させるローパスフィルタと、前記ローパスフィルタからの出力をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄコンバータと、前記Ａ／Ｄ変換された信号を中間周波数信号に変換して前記復調回路に出力する周波数変換回路とを備えると共に、
前記最良のＳ／Ｎ比が得られるパラメータを前記制御部が前記可変バンドパスフィルタおよび前記ローパスフィルタに対して設定させること、を特徴とする付記６に記載の無線受信方法。
【００９８】
（付記１０）  アンテナによって受信された受信信号から特定の周波数および帯域幅を通過させる可変バンドパスフィルタと、前記可変バンドパスフィルタを通過した受信信号を復調して最終的な出力信号として出力する復調回路とを備える無線受信回路にあって、
当該無線受信回路が備えるプロセッサに、
前記可変バンドパスフィルタが通過させる前記周波数および前記帯域幅について周波数特性テーブルに予め複数通りのパラメータを記憶されている複数通りのパラメータのうちの一つを前記可変バンドパスフィルタに適用した場合の前記出力信号のＳ／Ｎ比を算出する手順、
前記複数通りのパラメータの全てについて前記Ｓ／Ｎ比の算出を繰り返す手順、
およびその中で最良のＳ／Ｎ比が得られる前記パラメータを前記可変バンドパスフィルタに対して設定させる手順
を実行させること、を特徴とする無線受信プログラム。
【００９９】
（付記１１）  前記無線受信回路が、前記帯域幅の異なる複数の動作モードを備えると共に、前記帯域幅のより広い第１の動作モードを前記可変バンドパスフィルタに設定してから前記Ｓ／Ｎ比を前記Ｓ／Ｎ比測定回路に算出させる手順、
およびその中で最良のＳ／Ｎ比が得られる前記パラメータで前記帯域幅のより狭い第２の動作モードを前記可変バンドパスフィルタに設定して動作させる手順とを実行させること、を特徴とする付記１０に記載の無線受信プログラム。
【０１００】
（付記１２）  前記出力信号のＳ／Ｎ比を算出する手順の前段に、
前記第１の動作モードにおける前記出力信号の周波数帯域を電力スペクトル測定回路が正規化して前記Ｓ／Ｎ比測定回路に出力する手順を実行させること、を特徴とする付記１１に記載の無線受信プログラム。
【０１０１】
（付記１３）  前記無線受信回路が、前記可変バンドパスフィルタを通過した受信信号を直交復調する直交復調回路と、前記直交復調された信号の低周波側を通過させるローパスフィルタと、前記ローパスフィルタからの出力をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄコンバータと、前記Ａ／Ｄ変換された信号を中間周波数信号に変換して前記復調回路に出力する周波数変換回路とを備えると共に、
前記最良のＳ／Ｎ比が得られるパラメータを前記可変バンドパスフィルタおよび前記ローパスフィルタに対して設定させること、を特徴とする付記１０に記載の無線受信プログラム。
【０１０２】
この出願は２０１３年７月１６日に出願された日本出願特願２０１３−１４７２３８を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
【産業上の利用可能性】
【０１０３】
本発明は、無線装置に搭載される無線信号処理回路に対して適用可能である。特にマルチチャンネルのデジタル通信に適している。
【符号の説明】
【０１０４】
１、１０  無線受信回路
１ａ、１１  アンテナ
２、１０１  可変バンドパスフィルタ
３、１１０  復調回路
４、１１４  周波数特性テーブル
５、１１２  Ｓ／Ｎ比測定回路
６、１１３  制御部
１０２  ローノイズアンプ
１０３  直交復調回路
１０４  局所発振器
１０５、１０９  ローパスフィルタ
１０６  Ａ／Ｄコンバータ
１０７  周波数変換回路
１０８  数値制御発振器
１１１  電力スペクトル測定回路
２０１  ＦＦＴ演算回路
２０２  電力演算回路
２０３  正規化回路
２１１  一次データ格納用メモリ
２１２  乗算器
２１３、２１５  加算器
２１４、２１６、２２３  レジスタ
２１７  除算器
２２１  比較器
２２２  セレクタ
２２４  コントローラ
【図１】
2015008802.tif 000003
【図２】
2015008802.tif 000004
【図３】
2015008802.tif 000005
【図４】
2015008802.tif 000006
【図５】
2015008802.tif 000007
【図６】
2015008802.tif 000008
【図７】
2015008802.tif 000009
【図８】
2015008802.tif 000010
【図９】
2015008802.tif 000011
【図１０】
2015008802.tif 000012
【図１１】
2015008802.tif 000013
【図１２】
2015008802.tif 000014
【図１３】
2015008802.tif 000015
【国際調査報告】
2015008802.tif 000016
2015008802.tif 000017
2015008802.tif 000018
2015008802.tif 000019