(57)【要約】検出回路（１０）は、チャージアンプ（２０）、演算部（４０）、および第１、第２経路（Ｓ１，Ｓ２）を備える。チャージアンプ（２０）は、センサ素子の発生する電荷量を電圧に変換する。第１経路（Ｓ１）と第２経路（Ｓ２）は、チャージアンプと演算部とを接続する。第１経路（Ｓ１）の増幅率ＡＶ１は第２経路（Ｓ２）の増幅率ＡＶ２よりも高い。演算部（４０）は、第１経路（Ｓ１）の出力電圧Ｖｐ１が閾値電圧ＶＴＨよりも低いと、出力電圧Ｖｐ１を用いて押圧力を検出する。演算部（４０）は、出力電圧Ｖｐ１が閾値電圧ＶＴＨ以上であると、第２経路（Ｓ２）の出力電圧Ｖｐ２を用いて押圧力を検出する。
2016088507.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
押圧力に応じた電荷量を発生する圧電素子と、
前記電荷量を電圧に変換するチャージアンプと、
前記チャージアンプの出力電圧に基づいて前記押圧力を検出する演算部と、
前記チャージアンプと前記演算部とを接続する増幅率の異なる第１、第２経路と、を備え、
前記第１経路の増幅率は、前記第２経路の増幅率よりも高く、
前記演算部は、
前記第１経路から出力される第１電圧が閾値電圧よりも低いことを検出すると、前記第１電圧を用いて前記押圧力を検出し、
前記第１電圧が前記閾値電圧以上であることを検出すると、前記第２経路から出力される第２電圧を用いて前記押圧力を検出する、
センサモジュール。
【請求項２】
前記演算部は、前記第１経路の増幅率と前記第２経路の増幅率の比を用いて、前記押圧力の検出に利用する電圧を補正する、
請求項１に記載のセンサモジュール。
【請求項３】
前記第１経路は、第１増幅回路および前記第１増幅回路の入力段に接続する第１コンデンサを備え、
前記第２経路は、前記第１増幅回路よりも増幅率の低い第２増幅回路および前記第２増幅回路の入力段に接続する第２コンデンサを備え、
前記第１コンデンサのキャパシタンスと前記第２コンデンサのキャパシタンスは同じである、
請求項１または請求項２に記載のセンサモジュール。
【請求項４】
前記第１コンデンサに直列接続し、前記第１増幅回路の増幅率を決定する第１抵抗と、
前記第２コンデンサに直列接続し、前記第２増幅回路の増幅率を決定する第２抵抗と、を備え、
前記第１抵抗のインピーダンスと前記第２抵抗とインピーダンスは同じである、
請求項１乃至請求項３のいずれかに記載のセンサモジュール。
【請求項５】
前記演算部は、
前記圧電素子への前記押圧力の無印加状態における前記第１経路を介して得られる第３電圧と、前記第２経路を介して得られる第４電圧を検出し、
前記第１電圧を用いて前記押圧力を検出する場合には、前記第３電圧によって前記第１電圧を補正し、
前記第２電圧を用いて前記押圧力を検出する場合には、前記第４電圧によって前記第２電圧を補正する、
請求項１乃至請求項４のいずれかに記載のセンサモジュール。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、所定の物理量を電荷、電圧に変換して検出するセンサモジュールに関する。
【背景技術】
【０００２】
現在、圧電素子等を用いて所定の物理量を検出するセンサモジュールが多く実用化されている。【０００３】
特許文献１のセンサ検出回路は、圧電素子、チャージアンプ、増幅回路を備える。圧電素子の出力端は、チャージアンプに接続される。チャージアンプは、圧電素子で検出した電荷量を電圧信号に変換して、増幅回路に出力する。増幅回路は、電圧信号を増幅して出力する。【０００４】
特許文献２の物理量センサは、第１段の増幅回路、第２段の増幅回路、マルチプレクサＭＰＸを備える。第１段の増幅回路の出力端は、マルチプレクサＭＰＸと第２段の増幅回路に接続されている。第２段の増幅回路の出力端はマルチプレクサＭＰＸに接続されている。マルチプレクサＭＰＸは、第１段の増幅回路の出力信号と、第２段の増幅回路の出力信号を、時分割で交互に出力する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００５−１７２５１８号公報
【特許文献２】特開２００４−２５８０１９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、特許文献１のセンサ検出回路では、増幅回路の増幅率を微弱電圧の増幅に合わせた場合、増幅回路への入力電圧が高すぎると、出力電圧の波形が歪んでしまう。一方、増幅回路の増幅率を出力電圧が歪まないように設定した場合、入力電圧が微弱であると、後段の検出部で検出可能な振幅まで増幅できないことがある。すなわち、特許文献１のセンサおよび検出回路では、センサ素子に対するダイナミックレンジが不十分ではないという問題が生じる。【０００７】
また、特許文献２の物理量センサでは、増幅率の異なる出力電圧が時分割で出力されるため、適切なタイミングで適切な増幅率の出力電圧を得ることができない。【０００８】
したがって、本発明の目的は、センサ素子の出力電圧を、出力電圧に振幅に影響されることなく適切に増幅することができる検出回路を備えるセンサモジュールを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
この発明のセンサモジュールは、押圧力に応じた電荷量を発生する圧電素子と、電荷量を電圧に変換するチャージアンプと、チャージアンプの出力電圧に基づいて押圧力を検出する演算部と、チャージアンプと演算部とを接続する増幅率の異なる第１、第２経路と、備える。第１経路の増幅率は、前記第２経路の増幅率よりも高い。演算部は、第１経路から出力される第１電圧が閾値電圧よりも低いことを検出すると、第１電圧を用いて押圧力を検出する。演算部は、第１電圧が閾値電圧以上であることを検出すると、第２経路から出力される第２電圧を用いて押圧力を検出する。【００１０】
この構成では、適正な増幅率で増幅された電圧を用いて、押圧力を検出することができる。【００１１】
また、この発明のセンサモジュールでは、演算部は、第１経路の増幅率と第２経路の増幅率の比を用いて押圧力の検出に利用する電圧を補正することが好ましい。【００１２】
この構成では、第１経路を介した場合と第２経路を介した場合とで、検出される押圧力に差が生じることを抑制できる。【００１３】
また、この発明のセンサモジュールでは、次の構成を備えることが好ましい。第１経路は、第１増幅回路および第１増幅回路の入力段に接続する第１コンデンサを備える。第２経路は、第１増幅回路よりも増幅率の低い第２増幅回路および第２増幅回路の入力段に接続する第２コンデンサを備える。第１コンデンサのキャパシタンスと第２コンデンサのキャパシタンスは同じである。【００１４】
この構成では、直流成分が第１コンデンサおよび第２コンデンサで除去されるので、第１増幅回路および第２増幅回路での入力オフセット電圧の増幅を抑制できる。したがって、第１増幅回路における入力オフセットの影響と第２増幅回路における入力オフセットの影響の差を抑制できる。これにより、第１経路と第２経路との入力オフセット電圧による出力電圧の差を抑制できる。【００１５】
また、この発明のセンサモジュールは、次の構成であることが好ましい。センサモジュールは、第１コンデンサに直列接続し、第１増幅回路の増幅率を決定する第１抵抗と、第２コンデンサに直列接続し、第２増幅回路の増幅率を決定する第２抵抗と、備える。第１抵抗のインピーダンスと第２抵抗とインピーダンスは同じである。【００１６】
この構成では、第１、第２増幅回路の増幅率比の過渡的な変化を抑制できる。これにより、第１経路の出力電圧と第２経路の出力電圧とでの増幅回路の構成および設定による誤差を抑制できる。【００１７】
また、この発明のセンサモジュールでは、次の構成であることが好ましい。演算部は、圧電素子への押圧力の無印加状態における第１経路を介して得られる第３電圧と、第２経路を介して得られる第４電圧を検出する。演算部は、第１電圧を用いて押圧力を検出する場合には、第３電圧によって第１電圧を補正する。演算部は、第２電圧を用いて押圧力を検出する場合には、第４電圧によって第２電圧を補正する。【００１８】
この構成では、押圧力の無印加時のオフセット電圧で、押圧力検出用の電圧を補正できる。これにより、押圧力をより精確に検出することができる。
【発明の効果】
【００１９】
この発明によれば、センサ素子の出力電圧を、出力電圧に振幅幅に影響されることなく適切に増幅することができる。これにより、センサ素子によって検出される押圧力等の物理量を精確に検出することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本発明の第１の実施形態に係るセンサモジュールの構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施形態に係るセンサモジュールのチャージアンプの回路図である。
【図３】本発明の第１の実施形態に係るセンサモジュールの第１経路および第２経路の回路図である。
【図４】本発明の第１の実施形態に係るセンサモジュールで用いる処理概念を示す図である。
【図５】入力端に接続される抵抗の比とオペアンプの増幅率比とを示すグラフである。
【図６】本発明の第２の実施形態に係るセンサモジュールの増幅回路部（経路）の回路図である。
【図７】本発明の第３の実施形態に係るセンサモジュールの検出回路のブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
本発明の第１の実施形態に係るセンサモジュールについて、図を参照して説明する。図１は、本発明の第１の実施形態に係るセンサモジュールの構成を示すブロック図である。なお、本実施形態では、押圧力を電圧に変換して検出するセンサモジュールを例に説明するが、他の物理量を電圧に変換して検出するセンサモジュールに適用できる。特に物理量の変化によって電荷量が変化し、当該電荷量の変化を電圧に変換して検出するセンサモジュールへの適用が特に有効である。
【００２２】
センサモジュール１は、圧電素子１００、および、検出回路１０を備える。圧電素子１００は検出回路１０に接続されている。圧電素子１００は、押圧力に応じた電荷量を発生する。検出回路１０は、圧電素子１００で発生した電荷量を電圧に変換して、当該電圧から押圧力を検出する。
【００２３】
圧電素子１００は、例えば、圧電性フィルムと、圧電性フィルムに形成された検出用導体とを備える。圧電性フィルムは、互いに対向する第１主面と第２主面を備える矩形状の平膜からなる。検出用導体は、圧電性フィルムの第１主面と第２主面に配置されている。
【００２４】
圧電性フィルムは、一軸延伸されたＬ型ポリ乳酸（ＰＬＬＡ）によって形成されている。ＰＬＬＡは、キラル高分子であり、主鎖が螺旋構造を有する。ＰＬＬＡは、一軸延伸等により分子が配向されると、圧電性を生じる。一軸延伸されたＰＬＬＡの圧電定数は、高分子中で非常に高い部類に属する。なお延伸倍率は３〜８倍程度が好適である。延伸後に熱処理を施すことにより、ポリ乳酸の延びきり鎖結晶の結晶化が促進され圧電定数が向上する。尚、二軸延伸した場合はそれぞれの軸の延伸倍率を異ならせることによって一軸延伸と同様の効果を得ることが出来る。
【００２５】
また、ＰＬＬＡは、延伸等による分子の配向処理で圧電性を生じ、ＰＶＤＦ等の他のポリマーや圧電セラミックスのように、ポーリング処理を行う必要がない。すなわち、強誘電体に属さないＰＬＬＡの圧電性は、ＰＶＤＦやＰＺＴ等の強誘電体のようにイオンの分極によって発現するものではなく、分子の特徴的な構造である螺旋構造に由来するものである。このため、ＰＬＬＡには、他の強誘電性の圧電体で生じる焦電性が生じない。さらに、ＰＶＤＦ等は経時的に圧電定数の変動が見られ、場合によっては圧電定数が著しく低下する場合があるが、ＰＬＬＡの圧電定数は経時的に極めて安定している。
【００２６】
また、ＰＬＬＡは比誘電率が約２．５と非常に低いため、ｄを圧電定数とし、εＴを誘電率とすると、圧電出力定数（＝圧電ｇ定数、ｇ＝ｄ／εＴ）が大きな値となる。
【００２７】
ここで、誘電率ε３３Ｔ＝１３×ε０，圧電定数ｄ３１＝２５ｐＣ／ＮのＰＶＤＦの圧電ｇ定数は、上述の式から、ｇ３１＝０．２１７２Ｖｍ／Ｎとなる。一方、圧電定数ｄ１４＝１０ｐＣ／ＮであるＰＬＬＡの圧電ｇ定数をｇ３１に換算して求めると、ｄ１４＝２×ｄ３１であるので、ｄ３１＝５ｐＣ／Ｎとなり、圧電ｇ定数は、ｇ３１＝０．２２５８Ｖｍ／Ｎとなる。したがって、圧電定数ｄ１４＝１０ｐＣ／ＮのＰＬＬＡで、ＰＶＤＦと同様の押し込み量の検出感度を十分に得ることができる。そして、本願発明の発明者らは、ｄ１４＝１５〜２０ｐＣ／ＮのＰＬＬＡを実験的に得ており、当該ＰＬＬＡを用いることで、さらに非常に高感度に押圧力を検出することが可能になる。
【００２８】
検出用導体は、ＩＴＯ、ＺｎＯ、ポリチオフェンを主成分とする有機電極、ポリアニリンを主成分とする有機電極、銀ナノワイヤ電極のいずれかを用いるのが好適である。これらの材料を用いることで、透光性の高い電極を形成できる。尚、透明性が必要とされない場合には銀ペーストにより形成された電極や、蒸着やスパッタ、あるいはメッキなどにより形成された金属系の電極を用いることもできる。
【００２９】
このような圧電素子１００の平板面（主面）が押し込まれると、圧電性フィルムに電荷が発生する。この電荷は、検出用導体を介して外部回路で検出することができる。
【００３０】
検出回路１０は、チャージアンプ２０、増幅回路３１を有する第１経路Ｓ１、増幅回路３２を有する第２経路Ｓ２、および、演算部４０を備える。
【００３１】
図２は、本発明の第１の実施形態に係るセンサモジュールのチャージアンプの回路図である。チャージアンプ２０は、オペアンプＵ２０、抵抗Ｒ２０、コンデンサＣ２０を備える。オペアンプＵ２０の反転入力端子は圧電素子１００の一方の検出用導体に接続されている。なお、圧電素子１００の他方の検出用導体は、グランド電位、圧電素子用の基準電位等、一定の電位に接続されている。オペアンプＵ２０の非反転入力端子は、オペアンプ用の基準電位ＶＳＴＤに接続されている。オペアンプＵ２０の出力端子は、抵抗Ｒ２０およびコンデンサＣ２０の並列回路を介して、オペアンプＵ２０の反転入力端子に接続されている（フィードバック接続されている）。この際、圧電素子１００からオペアンプＵ２０を視たインピーダンスは、抵抗Ｒ２０およびコンデンサＣ２０によって構成されるフィードバック回路のインピーダンスと比較して十分に小さい。
【００３２】
このような構成によって、チャージアンプ２０は、圧電素子１００で発生する電荷量を電圧Ｖｐに変換する。チャージアンプ２０の出力電圧Ｖｐは、次の式で得られる。次式におけるＣは、コンデンサＣ２０のキャパシタンスであり、次式におけるＲは抵抗Ｒ２０の純抵抗である。また、Ｑは、圧電素子１００で発生した電荷量を示す。また、電荷量Ｑの変化の周波数をｆとする。
【００３３】
Ｖｐ＝Ｑ／Ｃ    ［ｆ≫１／（２πＣＲ）］    −（式１）
Ｖｐ＝Ｒ（ｄＱ／ｄｔ）    ［ｆ≪１／（２πＣＲ）］    −（式２）
一般に、操作者が圧電素子１００を押す動作は低周波数である。したがって、本実施形態に係るセンサモジュール１の利用状況では、チャージアンプ２０の出力電圧Ｖｐは（式２）に基づいて決定される。すなわち、チャージアンプ２０の出力電圧Ｖｐは、電荷量の時間微分に比例する。また、押圧力と電荷量とは線形の関係である。
【００３４】
したがって、押圧力を検出する場合、出力電圧の時間変化を継続的に取得する必要がある。また、（式２）に示すように、チャージアンプ２０の出力電圧Ｖｐは、電荷量の変化速度に比例するため、出力電圧Ｖｐは、操作者の押圧動作に依存し、より広いダイナミックレンジが必要である。
【００３５】
なお、コンデンサＣ２０のキャパシタンス、抵抗Ｒ２０の純抵抗を大きくすれば、（式１）に基づいて押圧力を検出できるが、回路動作が緩慢になり、起動後の安定化まで時間が掛かってしまう。したがって、（式２）によって出力電圧Ｖｐが得られる領域でチャージアンプ２０を利用する方が、センサモジュール１としての検出感度や出力の安定性の観点から好ましい。
【００３６】
チャージアンプ２０の出力電圧Ｖｐは、第１経路Ｓ１および第２経路Ｓ２に出力される。
【００３７】
図３は、本発明の第１の実施形態に係るセンサモジュールの第１経路および第２経路の回路図である。
【００３８】
第１経路Ｓ１は、増幅回路３１を備える。第２経路Ｓ２は、増幅回路３２を備える。増幅回路３１，３２の入力端は、チャージアンプ２０の出力端子に接続されている。
【００３９】
増幅回路３１は、オペアンプＵ１、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２、コンデンサＣ１を備える。オペアンプＵ１の反転入力端子には、抵抗Ｒ１１（本発明の「第１抵抗」に相当する。）とコンデンサＣ１（本発明の「第１コンデンサ」に相当する。）の直列回路が接続されている。コンデンサＣ１における抵抗Ｒ１１に接続する端子と反対側の端子は、チャージアンプ２０の出力端子に接続されている。オペアンプＵ１の非反転入力端子は、オペアンプ用の基準電位ＶＳＴＤに接続されている。オペアンプＵ１の出力端子は、抵抗Ｒ１２を介してオペアンプＵ１の反転入力端子に接続されている。抵抗Ｒ１１の純抵抗と抵抗Ｒ１２の純抵抗の比（Ｒ１２／Ｒ１１）によって、増幅率ＡＶ１が設定される。
【００４０】
増幅回路３２は、オペアンプＵ２、抵抗Ｒ２１，Ｒ２２、コンデンサＣ２を備える。オペアンプＵ２の反転入力端子には、抵抗Ｒ２１（本発明の「第２抵抗」に相当する。）とコンデンサＣ２（本発明の「第２コンデンサ」に相当する。）の直列回路が接続されている。コンデンサＣ２における抵抗Ｒ２１に接続する端子と反対側の端子は、チャージアンプ２０の出力端子に接続されている。オペアンプＵ２の非反転入力端子は、オペアンプ用の基準電位ＶＳＴＤに接続されている。オペアンプＵ２の出力端子は、抵抗Ｒ２２を介してオペアンプＵ２の反転入力端子に接続されている。抵抗Ｒ２１の純抵抗と抵抗Ｒ２２の純抵抗の比（Ｒ２２／Ｒ２１）によって、増幅率ＡＶ２が設定される。
【００４１】
増幅回路３１の増幅率ＡＶ１は、増幅回路の増幅率ＡＶ２よりも高い（ＡＶ１＞ＡＶ２）。増幅回路３１は、チャージアンプ２０の出力電圧Ｖｐを増幅率ＡＶ１で増幅し、出力電圧Ｖｐ１（本発明の「第１電圧」に相当する。）を演算部４０に出力する。増幅回路３２は、チャージアンプ２０の出力電圧Ｖｐを増幅率ＡＶ２で増幅し、出力電圧Ｖｐ２（本発明の「第２電圧」に相当する。）を演算部４０に出力する。これにより、演算部４０には、チャージアンプ２０の出力電圧Ｖｐが異なる増幅率ＡＶ１，ＡＶ２で増幅された出力電圧Ｖｐ１，Ｖｐ２が入力される。なお、増幅率ＡＶ１，ＡＶ２は、桁が異なる程度に差を有する方が好ましい。
【００４２】
演算部４０は、判定部４１、検出データ算出部４２を備える。演算部４０は例えばマイコンであり、第１、第２経路Ｓ１，Ｓ２に対する接続端にＡ／Ｄ変換回路を備える。Ａ／Ｄ変換回路は、出力電圧Ｖｐ１，Ｖｐ２をアナログ信号からデジタルデータへ変換する。なお、Ａ／Ｄ変換回路は、必須ではなくアナログ信号の出力電圧Ｖｐ１，Ｖｐ２を用いて、押圧力の算出を行ってもよい。ただし、マイコンにすることで、演算部４０の構成を簡素化できる。以下では、説明を容易にするため、アナログ信号を用いた演算部４０の処理、動作を説明する。
【００４３】
判定部４１は、処理切替用の閾値ＶＴＨを予め記憶している。判定部４１は、出力電圧Ｖｐ１と閾値ＶＴＨとを比較して、比較結果を検出データ算出部４２に出力する。例えば、判定部４１は、コンパレータによって構成され、出力電圧Ｖｐ１が閾値ＶＴＨ未満であればＨｉデータを検出データ算出部４２に出力し、出力電圧Ｖｐ１が閾値ＶＴＨ以上であればＬｏｗデータを検出データ算出部４２に出力する。
【００４４】
検出データ算出部４２は、出力電圧Ｖｐ１，Ｖｐ２を積算して、押圧力の検出データを算出する。検出データ算出部４２は、判定部４１の出力に基づいて、出力電圧Ｖｐ１と出力電圧Ｖｐ２のいずれかを選択する。具体的には、検出データ算出部４２は、判定部４１からＨｉデータが入力されたことを検出すると、出力電圧Ｖｐ１を用いて、押圧力の検出データを算出する。検出データ算出部４２は、判定部４１からＬｏｗデータが入力されたことを検出すると、出力電圧Ｖｐ２を用いて、押圧量の検出データを算出する。
【００４５】
図４は、本発明の第１の実施形態に係るセンサモジュールで用いる処理概念を示す図である。
【００４６】
上述のように、増幅回路３１の増幅率ＡＶ１は、増幅回路３２の増幅率ＡＶ２よりも高い。したがって、出力電圧Ｖｐ１の振幅は、出力電圧Ｖｐ２の振幅よりも大きくなる。
【００４７】
ここで、図４に示すように、チャージアンプ２０の出力電圧Ｖｐが高い場合、増幅回路３１の線形領域を超えて飽和領域に入り、出力電圧Ｖｐ１Ｈの波形は歪む。一方、増幅回路３２は増幅率ＡＶ２が低いため、チャージアンプ２０の出力電圧Ｖｐが高くても、飽和領域に入らず、出力電圧Ｖｐ２Ｈの波形は歪まない。したがって、チャージアンプ２０の出力電圧Ｖｐが高い時には、増幅回路３１の出力電圧Ｖｐ１Ｈを用いずに、増幅回路３２の出力電圧Ｖｐ２Ｈを用いる。
【００４８】
一方、チャージアンプ２０の出力電圧Ｖｐが低い場合、増幅回路３１の線形領域を超えず飽和領域に入らないので、出力電圧Ｖｐ１Ｌは歪まない。増幅回路３２は増幅率ＡＶ２が低いため、増幅回路３１と同様に飽和領域に入らず、出力電圧Ｖｐ２Ｌの波形は歪まない。この場合、出力電圧Ｖｐ１Ｌ，Ｖｐ２Ｌのいずれを利用することも可能であるが、出力電圧Ｖｐ１Ｌは出力電圧Ｖｐ２Ｌよりも振幅が大きいため、デジタルサンプリングの分解能を高くすることができる。すなわち、精確な押圧力の検出が可能になる。したがって、チャージアンプ２０の出力電圧Ｖｐが低い時には、増幅回路３１の出力電圧Ｖｐ２Ｌを用いずに、増幅回路３１の出力電圧Ｖｐ１Ｌを用いる。
【００４９】
なお、この出力電圧の選択処理を行うため、閾値ＶＴＨは、増幅回路３１が飽和領域に入る電圧に基づいて設定されている。具体的には、増幅回路３１が飽和領域に入る電圧よりも低く、所定の電圧マージンを加えた電圧に設定されている。
【００５０】
ここで、増幅回路３１の増幅率ＡＶ１と増幅回路３２の増幅率ＡＶ２が異なるので、上述のままでは、チャージアンプ２０の出力電圧Ｖｐが高い時と低い時とで増幅率が異なる。すなわち、チャージアンプ２０の出力電圧Ｖｐが高い時の出力電圧Ｖｐ２Ｈと、チャージアンプ２０の出力電圧Ｖｐが低い時の出力電圧Ｖｐ２Ｌとは、増幅率が異なる。このように、チャージアンプ２０の出力電圧Ｖｐの高さによって、検出データ算出部４２で押圧力の検出に用いられる電圧の増幅率が異なってしまう。
【００５１】
検出データ算出部４２は、図４に示すように、チャージアンプ２０の出力電圧Ｖｐが高く、増幅回路３２の出力電圧Ｖｐ２を選択された場合、出力電圧Ｖｐ２Ｌに対して、補正係数を乗算して、補正出力電圧Ｖｐ２ＣＬを算出する。補正係数は、増幅率ＡＶ１と増幅率ＡＶ２との比（ＡＶ１／ＡＶ２）である。
【００５２】
このような補正処理を行うことによって、チャージアンプ２０の出力電圧Ｖｐが高い時と低い時とで増幅率が異なる増幅回路を経由しても、同じ増幅率で増幅された出力電圧Ｖｐ１Ｌ，Ｖｐ２ＣＨを用いて、押圧力の検出を行うことができる。これにより、押圧力のダイナミックレンジが広くても、押圧力を精確に検出することができる。
【００５３】
以上のように、本実施形態の構成および処理を用いることによって、押圧力の大きさ、速度に影響されることなく、押圧力に応じた出力電圧を、波形を崩すことなく増幅できる。これにより、押圧力の大きさ、速度に影響されることなく、高い分解能にて押圧力を検出することができる。また、本実施形態の構成および処理を用いることで、増幅率の異なる出力電圧Ｖｐ１，Ｖｐ２を、常時、押圧力の検出用に取得し続けることができる。したがって、適正なタイミングで精確に押圧力を検出することができる。
【００５４】
なお、上述の説明では、増幅回路３１，３２の飽和を考慮した例を示したが、Ａ／Ｄ変換回路の処理可能レンジを考慮する場合にも、上述の構成および処理を適用することができる。
【００５５】
また、上述の増幅回路３１，３２には、それぞれコンデンサＣ１，Ｃ２を接続する態様を示した。オペアンプＵ１，Ｕ２は、入力電圧に直流のオフセット電圧が重畳されていると、このオフセット電圧分も増幅し、出力誤差を生じる。しかしながら、オペアンプＵ１，Ｕ２の入力端にコンデンサＣ１，Ｃ２を接続することによって、オペアンプＵ１，Ｕ２への入力オフセット電圧を除去することができる。
【００５６】
したがって、本実施形態の増幅回路３１，３２のようにコンデンサＣ１，Ｃ２を接続することによって、押圧力をより精確に検出することができる。なお、入力オフセット電圧が殆ど０の場合には、コンデンサＣ１，Ｃ２を省略することもできる。
【００５７】
さらに、本実施形態の検出回路１０では、増幅回路３１のオペアンプＵ１の入力端に接続される抵抗Ｒ１１の純抵抗と、増幅回路３２のオペアンプＵ２の入力端に接続される抵抗Ｒ２１の純抵抗を同じにしている。図５は、入力端に接続される抵抗の比とオペアンプの増幅率比とを示すグラフである。図５の前提条件として、オペアンプＵ１に接続される抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１２の抵抗比と、オペアンプＵ２に接続される抵抗Ｒ２１と抵抗Ｒ２２の抵抗比は同じである。すなわち、設計上では、オペアンプＵ１の増幅率ＡＶ１とオペアンプＵ２の増幅率ＡＶ２は同じであり、増幅率比は時間に依存せず一定になる。
【００５８】
しかしながら、図５に示すように、抵抗Ｒ１１の純抵抗と抵抗Ｒ２１の純抵抗とが異なると時間の経過とともに増幅率比が変化してしまう。ここで、図５の二点鎖線はチャージアンプ２０の出力電圧Ｖｐであり、図５に示すように、押圧力によってチャージアンプ２０の出力電圧Ｖｐが変化している期間中に、すなわち、押圧力の検出の過渡期間中に、増幅率比が変化してしまう。
【００５９】
一方、抵抗Ｒ１１の純抵抗と抵抗Ｒ２１の純抵抗とが同じ場合には、経過時間に関係なく、増幅率比は一定である。
【００６０】
したがって、本実施形態の検出回路１０のように、抵抗Ｒ１１の純抵抗と抵抗Ｒ２１の純抵抗とを同じにすることによって、増幅率比が変化せず、どのタイミングで出力電圧Ｖｐ１，Ｖｐ２のいずれが選択されても、常時、押圧力を精確に検出することができる。
【００６１】
次に、本発明の第２の実施形態に係るセンサモジュールについて、図を参照して説明する。図６は、本発明の第２の実施形態に係るセンサモジュールの増幅回路部（経路）の回路図である。本実施形態に係るセンサモジュールは、第２経路Ｓ２Ａの構成が、第１の実施形態に係るセンサモジュール１と異なる。他の構成は、第１の実施形態に係るセンサモジュール１と同じである。
【００６２】
第２経路Ｓ２Ａは、電圧伝送回路３２Ａを備える。電圧伝送回路３２Ａは、抵抗Ｒ２１、抵抗Ｒ２３、コンデンサＣ２を備える。コンデンサＣ２と抵抗Ｒ２１は直列接続されており、この直列回路は、チャージアンプ２０と演算部４０との間に接続されている。この直列回路は、コンデンサＣ２がチャージアンプ２０に接続され、抵抗Ｒ２１が演算部４０に接続されている。
【００６３】
抵抗Ｒ２１の演算部４０側の端部は、抵抗Ｒ２３を介して基準電位ＶＳＴＤに接続されている。
【００６４】
このような構成を用いることによって、Ｓ２Ａの出力先の検出データ算出部４２の入力インピーダンスが抵抗Ｒ２３より十分大きい場合には、第２経路Ｓ２Ａには、増幅率がＲ２３／（Ｒ２１＋Ｒ２３）の増幅回路が接続されている回路構成と電気的に同等の回路構成を備えることができる。なお、抵抗Ｒ２３が抵抗Ｒ２１よりも十分に大きい場合は、この増幅率は１とみなせる。さらに、本実施形態の構成では、第２経路Ｓ２Ａのオペアンプを使用しないので、回路を簡素化できる。
【００６５】
次に、本発明の第３の実施形態に係るセンサモジュールについて、図を参照して説明する。図７は、本発明の第３の実施形態に係るセンサモジュールの検出回路のブロック図である。本実施形態に係るセンサモジュール１Ｂは、第１の実施形態に係るセンサモジュール１に対して、増幅回路３３を追加したものである。他の構成は、第１の実施形態に係るセンサモジュール１と同じである。
【００６６】
検出回路１０Ｂは、増幅回路３３を備える。増幅回路３３は、チャージアンプ２０の出力端に接続される。増幅回路３３は、チャージアンプ２０の出力電圧Ｖｐを増幅率ＡＶ３で増幅して、出力電圧Ｖｐ’を増幅回路３１，３２に出力する。
【００６７】
このような構成とすることで、チャージアンプ２０の出力電圧Ｖｐが微弱であっても、押圧力検出用に利用する電圧を十分な振幅レベルまで増幅して、検出データ算出部４２に入力することができる。また、このような場合、増幅率が高い増幅回路３１を経由する電圧は飽和によって歪みやすくなる可能性があるが、上述の構成および処理を用いることで、歪む電圧を使用せずとも精確に押圧力を検出することができる。これにより、さらにダイナミックレンジの広い押圧力の検出が可能になる。
【符号の説明】
【００６８】
１，１Ｂ：センサモジュール
１０，１０Ｂ：検出回路
２０：チャージアンプ
３１，３２，３３：増幅回路
３２Ａ：電圧伝送回路
４０：演算部
４１：判定部
４２：検出データ算出部
１００：圧電素子
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ２０：コンデンサ
Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ２０，Ｒ２１，Ｒ２２，Ｒ２３：抵抗
Ｓ１：第１経路
Ｓ２，Ｓ２Ａ：第２経路
Ｕ１，Ｕ２，Ｕ２０：オペアンプ
【図１】
2016088507.tif 000003
【図２】
2016088507.tif 000004
【図３】
2016088507.tif 000005
【図４】
2016088507.tif 000006
【図５】
2016088507.tif 000007
【図６】
2016088507.tif 000008
【図７】
2016088507.tif 000009
【手続補正書】
【提出日】平成29年5月24日(2017.5.24)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
押圧力に応じた電荷量を発生する圧電素子と、
前記電荷量を電圧に変換するチャージアンプと、
前記チャージアンプの出力電圧に基づいて前記押圧力を検出する演算部と、
前記チャージアンプと前記演算部とを接続する増幅率の異なる第１、第２経路と、を備え、
前記第１経路は、第１オペアンプと、前記第１オペアンプの入力端子に電気的に接続される第１抵抗とを有し、
前記第２経路は、第２オペアンプと、前記第２オペアンプの入力端子に電気的に接続される第２抵抗を有し、
前記第１抵抗の純抵抗は、前記第２抵抗の純抵抗と同じであり、
前記第１経路の増幅率は、前記第２経路の増幅率よりも高く、
前記演算部は、
前記第１経路から出力される第１電圧が閾値電圧よりも低いことを検出すると、前記第１電圧を用いて前記押圧力を検出し、
前記第１電圧が前記閾値電圧以上であることを検出すると、前記第２経路から出力される第２電圧を用いて前記押圧力を検出する、
センサモジュール。
【請求項２】
前記演算部は、前記第１経路の増幅率と前記第２経路の増幅率の比を用いて、前記押圧力の検出に利用する電圧を補正する、
請求項１に記載のセンサモジュール。
【請求項３】
前記第１経路は、第１増幅回路および前記第１増幅回路の入力段に接続する第１コンデンサを備え、
前記第２経路は、前記第１増幅回路よりも増幅率の低い第２増幅回路および前記第２増幅回路の入力段に接続する第２コンデンサを備え、
前記第１コンデンサのキャパシタンスと前記第２コンデンサのキャパシタンスは同じである、
請求項１または請求項２に記載のセンサモジュール。
【請求項４】
前記演算部は、
前記圧電素子への前記押圧力の無印加状態における前記第１経路を介して得られる第３電圧と、前記第２経路を介して得られる第４電圧を検出し、
前記第１電圧を用いて前記押圧力を検出する場合には、前記第３電圧によって前記第１電圧を補正し、
前記第２電圧を用いて前記押圧力を検出する場合には、前記第４電圧によって前記第２電圧を補正する、
請求項１乃至請求項３のいずれかに記載のセンサモジュール。
【国際調査報告】
2016088507.tif 000010
2016088507.tif 000011
2016088507.tif 000012
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