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　特願２００２−１９８９９５「周波数復調方法及びプロセッサ」拒絶査定不服審判事件〔平成１５年　４月　４日出願公開、特開２００３−１０１５９７〕について、次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は、成り立たない。
【理　由】
第１．手続の経緯
　本願は、平成９年３月６日に出願した特願平９−５２０８７号の一部を平成１４年７月８日に新たな特許出願としたものであって、平成１６年６月７日付けで拒絶査定がなされ、これに対し、同年７月１５日に拒絶査定に対する審判請求がなされるとともに同年８月１２日付けで手続補正がなされ、平成１８年３月２日付けで審尋がなされたものである。
　
第２．補正却下の決定
［補正却下の決定の結論］
　　平成１６年８月１２日付けの手続補正を却下する。
　
［理由］
１．本願発明と補正後の発明
　上記手続補正（以下、「本件補正」という。）は補正前の平成１６年５月１７日付けの手続補正書の特許請求の範囲の請求項１に記載された
　「入力データを周波数変調して得た被周波数変調データを、２進データ値の中間のキャリア周波数で復調することでパスバンドのスカラー信号をベースバンドのベクトル信号に変換する復調手段と、
　該復調手段から得られるベースバンドのベクトル信号の位相差分から位相偏移量を求める差分手段と、
　該差分手段から得られる位相偏移量の極性を判定した後、一定保持時間その極性に対応する２進データ値の判定結果を保持する判定手段と、
　前記差分手段から得られる位相偏移量のサンプリング周波数を変換してから前記判定手段へ供給するインターポレータ手段とを備えた、プロセッサ。」という発明を、
　「入力データを周波数変調して得た被周波数変調データを、２進データ値の中間のキャリア周波数で復調することでパスバンドのスカラー信号をベースバンドのベクトル信号に変換する復調手段と、
　該復調手段から得られるベースバンドのベクトル信号の位相差分から位相偏移量を求める差分手段と、
　該差分手段から得られる位相偏移量のサンプリング周波数を変換するインターポレータ手段と、
　該インターポレータ手段から得られるサンプリング周波数を変換された位相偏移量の極性を判定した後、一定保持時間その極性に対応する２進データ値の判定結果を保持してチャタリングを防止する判定手段とを備えた、プロセッサ。」
という発明（以下、「補正後の発明」という。）に変更することを含むものである。
　
２．新規事項の有無、補正の目的要件について
　上記補正は、願書に最初に添付した明細書又は図面に記載した事項の範囲内において、補正前の特許請求の範囲の請求項１に記載された「判定手段」を「チャタリングを防止する判定手段」に限定して特許請求の範囲を減縮するものであるから、特許法第１７条の２第３項（新規事項）及び第４項第２号（補正の目的）の規定に適合している。
　
３．独立特許要件について
　上記補正は特許請求の範囲の減縮を目的とするものであるから、上記補正後の発明が特許出願の際独立して特許を受けることができるものであるのかどうかについて以下に検討する。
　
（１）補正後の発明
　上記「１．本願発明と補正後の発明」の項で認定したとおりである。
　
（２）引用発明及び周知技術
　Ａ．原審の拒絶理由に引用された特開平８−９７８６９号公報（以下、「引用例」という。）には図面とともに以下の事項が記載されている。
　イ．「【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、無線受信機に用いられる復調回路に関し、特に多値ＦＳＫ変調されたキャリア信号を受信し、該キャリア信号の周波数と同一の局部発振周波数を用いて直交ベースバンド信号Ｉ（同相成分）およびＱ（直交成分）を得た後に多値ＦＳＫ検波を行う、いわゆる零ＩＦ検波方式における多値ＦＳＫ検波回路の改良に関する。」（２頁２欄、段落１）、
　ロ．「【０００４】以上の従来の構成例におけるＦＳＫ検波動作の基本は、同相成分Ｉ，直交成分Ｑで表現される２次元ベクトル（もしくは複素数）の位相角の回転方向を判定することである。即ち局部発振回路１０１の出力周波数を基準として、入力キャリア信号ＩＮの瞬時周波数が高い場合と低い場合のそれぞれで上記ベクトルの回転方向が逆になることから、この回転方向を判別すれば入力キャリア信号ＩＮの瞬時周波数の高、低の２値を検波することができる。」（２頁２欄〜３頁３欄、段落４）、
　ハ．「【０００９】本発明の目的は、ＦＳＫ変調の変調指数が小さい場合や２値以外の多値ＦＳＫ変調の場合にも前記従来の構成において生ずる判定出力のジッター発生の問題やアナログ処理を用いた場合の補償機能の問題を解決し、ＩＣ化に適する多値ＦＳＫ検波回路を提供することにある。」（３頁４欄、段落９）、
　ニ．「【００２６】
【実施例】以下本発明を実施例によって説明する。図１は本発明の第１の実施例構成図であり、入力キャリア信号ＩＮの中心周波数と同一発振周波を有する局部発振回路１と、検波回路全体のディジタル動作クロックＣＬＫを発生するクロック発生回路３と、上記局部発振回路１の発振出力を入力し、該発振出力及び９０°位相シフトした信号を用いて入力キャリア信号ＩＮを直交検波し、ベースバンド信号としてそれぞれ同相成分ｉおよび直交成分ｑを得る直交検波回路２と、上記クロック発生回路３のクロックＣＬＫのタイミングで上記同相成分ｉ及び直交成分ｑをディジタル数値Ｉ，Ｑに変換する第１及び第２のＡ／Ｄ変換器４−１，４−２と、該Ａ／Ｄ変換器のディジタル数値Ｉ，Ｑをアドレス入力し、数６の式に従って、位相角θ（ラジアン、−π≦θ≦π）を出力するテーブルＲＯＭ５と、クロック発生回路３から与えられるクロックＣＬＫに従って位相角θをｎサンプル（ｎ＝１，２……自然数）だけ遅延した遅延位相角θ′を出力する遅延回路６と、上記位相角θ及び遅延位相角θ′との位相差分Δθを数７の式に従って求める位相差分回路７と、上記位相差分Δθが０の値を交叉するタイミングに位相同期した受信シンボルタイミングＲＴを出力するディジタルＰＬＬ（ＤＰＬＬ）８と、上記受信シンボルタイミングＲＴによって得られる１シンボルの時間周期以内で上記位相差分Δθを積分放電する積分放電回路９と、該積分放電回路９の積分放電出力数８と所定のしきい値とを比較し該積分放電出力の値域を判定することにより多値ＦＳＫのシンボル判定を行う判定回路１０とを備える。」（４頁６欄、段落２６）、
　ホ．「【００３０】上記積分放電回路９の一構成例を図４に示す。加算器９１と、リセット機能付のレジスタ９２で、ディジタル動作クロックＣＬＫのタイミングで加算器９１の出力をサンプルするとともに、外部から与えられる受信シンボルタイミングＲＴの１周期毎にその内容を零にリセットする。
【００３１】上記の構成により、ＣＬＫのタイミングで加算器９１の一方の入力とレジスタ９２の出力の和が再びレジスタ９２に蓄積されるので、リセット機能付きのアキュームレータ、即ち積分放電回路が実現できる。また、判定回路１０はディジタルコンパレータやラッチ回路等で容易に実現できる。」（５頁７欄〜８欄、段落３０、３１）。
　
　上記引用例の記載及び図面ならびにこの分野における技術常識を考慮すると、上記「入力キャリア信号ＩＮ」は「多値ＦＳＫ変調されたキャリア信号」であるから、当該信号は「入力データを周波数変調して得た被周波数変調データ」であり、上記「直交検波回路２」は「入力キャリア信号ＩＮの中心周波数と同一発振周波を有する局部発振回路」の「発振出力」を用いて「入力キャリア信号ＩＮを直交検波」し「ベースバンド信号としてそれぞれ同相成分ｉおよび直交成分ｑを得る」ものであるから、当該構成は「データ値の中間のキャリア周波数で復調することでパスバンドのスカラー信号をベースバンドのベクトル信号に変換する復調手段」を構成している。
　また、上記「位相差分回路７」はいわゆる「該復調手段から得られるベースバンドのベクトル信号の位相差分から位相偏移量を求める差分手段」である。
　また、上記「積分放電回路９」は「受信シンボルタイミングＲＴによって得られる１シンボルの時間周期以内で上記位相差分Δθを積分放電する」（即ち、多値データに対応する位相差分の方向と大きさを検出する）回路であるから、当該回路は前記「位相偏移量を求める差分手段」の一部である。
　また、上記「判定回路１０」は前記「多値データに対応する位相差分の方向と大きさ」の「値域を判定することにより多値ＦＳＫのシンボル判定を行う」例えば「ラッチ回路」（即ち、所定時間その値を保持する回路）からなる回路であるから、当該回路は「該差分手段から得られる位相偏移量の方向と大きさを判定した後、一定保持時間その方向と大きさに対応するデータ値の判定結果を保持する判定手段」を構成している。
　
　したがって、上記引用例には以下の発明（以下、「引用発明」という。）が開示されている。
（引用発明）
　「入力データを周波数変調して得た被周波数変調データを、多値データ値の中間のキャリア周波数で復調することでパスバンドのスカラー信号をベースバンドのベクトル信号に変換する復調手段と、
　該復調手段から得られるベースバンドのベクトル信号の位相差分から位相偏移量を求める差分手段と、
　該差分手段から得られる位相偏移量から得られる位相偏移量の方向と大きさを判定した後、所定時間その方向と大きさに対応する多値データ値の判定結果を保持する判定手段とを備えた、ＦＳＫ検波回路。」
　
　Ｂ．また、例えば特表昭５８−５０１５６８号公報（以下、「周知例１」という。）には図面とともに以下の事項が記載されている。
　イ．「ディジタルデータ通信受信装置において、処理に適した割合でのサンプリングによって与えられるよりもさらに正確な方法で、連続した周波数シフトキード（ＦＳＫ）または類似のゼロクロス信号の一連のサンプルの間のゼロクロスの時を評価するための装置および方法が与えられる。装置は、一連のサンプルに関し信号の符号の変化を検出する手段と、検出された符号変化に応答して、各サンプルの値の間を補間し、２番目のサンプルの前にゼロクロスの発生の正確な時間を示し、それによって一連の信号を復調する手段とを備える。」（２頁右下欄１９行目〜３頁左上欄４行目）、
　ロ．「種々の特定的な実施例が、この発明の目的、すなわち連続した信号の２つの連続したサンプル間の符号変化の検出の不確定さを減少すること、を達成するために用いられ、サンプルは時間間隔Ｔだけ間隔がとられる。各段階において、この実施例は反対の符号を持つ一連のサンプルの間を補間し、時間間隔Ｔを対応する副間隔Ｔ０に分割する。符号の変化は、出力信号における状態の変化として表わされ、それによって復調された信号を表わす。
　第１図を参照すると、この発明によるディジタル信号検出器１０のブロック図が示されている。検出器１０は、この後説明するように、記憶レジスタ１２、比較器１４、および補間器１６を備える。記憶レジスタ１２は、クロック１８の各クロックサイクルで、一連の信号のサンプルされた入力値を受けるように動作する。サンプルされた入力値は、典型器に全体として約８ビットである、符号ビットおよび１以上の値ビットを備える。
　サンプルされた入力値は、入力信号ライン２０および入力値バスライン２２を介して、記憶レジスタ１２に対し、および補間器１６の１つの入力に対し与えられる。記憶レジスタ１２の出力は、出力符号ライン２４および出力値バスライン２６を介して、補間器１６の第２の入力２８に与えられる。第２の入力２８に対する信号は、第１の入力２３に与えられる信号と同じであるが、１クロック時間間隔だけ遅延されている。
　入力符号ライン２０および出力符号ライン２４はまた、２入力符号比較器１４の入力に与えられる。符号比較器１４の出力は、補間器１６の能動化入力３０に与えられる。補間器１６の出力端子３２は、復調されたデータ出力を表わす１つのクロック制御された２状態信号を与える。検出器１０に対する入力信号は、ディジタルローパスフィルタの出力であり、受けたアナログ信号のサンプルされたパターンを表わす。」（３頁左上欄２２行目〜左下欄５行目）。
　
　上記周知例１の「補間器」は、サンプリング間隔Ｔを副間隔Ｔ０に分割する（即ち、「サンプリング周波数を変換する」）手段を備えている。そして、そのサンプルの値はＦＳＫ復調データに対応する量（即ち、「位相偏移量」）であること及び当該「位相偏移量」がいわゆる「位相差分手段から得られる」ものであることは当業者には自明のことである。また、当該補間器における「符号の変化」は当該分割された副間隔毎に行われ、その変化は「出力信号における状態の変化として表わされ、それによって復調された信号を表わす」のであるから、当該補間器は「前記変換手段から得られるサンプリング周波数を変換されたあとの位相偏移量の変化を判定」する手段も備えている。
　したがって、上記周知例１に開示されている「ＦＳＫ受信装置において、位相差分手段から得られる位相偏移量のサンプリング周波数を変換する手段と、該手段から得られるサンプリング周波数を変換された位相偏移量の変化を判定する手段を備える」技術手段は、上記周知例１が本願出願の１０年以上前である昭和５８年３月３１日に国際公開され、また同年９月１６日に国内公表もされた文献であることを考慮すると、周知であるといえる。
　
　Ｃ．例えば特開平６−２１７８５号公報（以下、「周知例２」という。）には図面とともに以下の事項イが記載されており、また例えば特開昭５３−１２９９５１号公報（以下、「周知例３」という。）には図面とともに以下の事項ロ、ハが記載されている。
　イ．「【目的】  ディジタル回路においてハードウェア規模が増大することなくチャタリングによる誤動作を防止する。
【構成】  押しボタンスイッチ１１の押圧によってラッチ回路１４は起動信号を送出し、この起動信号によって中央処理装置（ＣＰＵ）１０は起動され所定の処理を実行する。押しボタンスイッチを押圧した際及び解放した際にはチャタリングが発生するが、ＣＰＵは所定の処理が終了した際予め設定された時間経過した後ラッチ回路をリセットする。従って、ラッチ回路が一旦動作した後には予め設定された時間が経過するまでラッチ回路はリセットされないから、押しボタンスイッチの解放時に発生するチャタリングによっては何等影響を受けず、押しボタンスイッチの一回の操作によってはディジタル回路は一回起動されるだけで、ハードウェア規模を増大することなくチャタリングによる誤動作を防止することができる。」（１頁下段、要約）、
　ロ．「１．”１”，”０”の信号を発生するスイツチング手段と、このスイツチング手段からのスイツチング信号をクロツクパルスによつて転送する手段、及び、上記転送手段からの信号を読み込む保持手段と上記クロツクパルスの前縁もしくは後縁と同期して上記保持手段からの信号を読み込む読み込み手段とからなることを特徴とするスイッチング回路。」（１頁左下欄、特許請求の範囲）、
　ハ．「（２）　入力信号はラツチ回路で受けるものとしているので、ＤＣパスがなくなり、かつ、同一周期内のチャタリングが無視できるものとなるので低消費電流及びチヤタリング防止が図れる。」（４頁左下欄２０行目〜右下欄３行目）。
　
　例えば上記周知例２、３に開示されているように「ラッチ回路を用いて入力を保持することによりチャタリングの防止が図れる」ことは周知である。
　
　Ｄ．また、例えば原審の拒絶理由に周知例として引用された特開平５−７５６５５号公報（以下、「周知例４」という。）には図面とともに以下の事項が記載されている。
　「【００１０】図１は、この発明が適用された移動帯通信の受信装置の一例を示すものである。図１において、アンテナ１からの受信信号が受信回路２に供給される。受信回路２で、所望の受信信号が選択され、この受信信号が所定の中間周波信号に変換される。受信回路２の出力がＩＦ回路３に供給される。ＩＦ回路３には、ＡＧＣ回路４が設けられており、受信信号レベルが一定となるように、ＡＧＣ回路４のゲインが設定される。ＡＧＣ回路４の出力がＡ／Ｄ変換回路５に供給される。Ａ／Ｄ変換回路５で、受信信号がサンプル毎にディジタル化される。このディジタル化された受信信号が破線で囲んで示すＤＳＰ（Digital Signal Processor）６に供給される。
【００１１】ＤＳＰ６は、プログラム設定により、種々のディジタル信号処理回路が実現できる。ＤＳＰ６は、種々のディジタル回路に対して汎用性があり、回路構成を単純化できるという利点がある。このＤＳＰ６により、復調器が実現されると共に、受信データレベルを検出し、この受信データレベルが所定の範囲内になければ、エラーフラグを発生する回路が実現されている。
【００１２】つまり、図１では、破線で囲んで示すＤＳＰ６内の処理が機能ブロックとして示されている。ＤＳＰ６における復調器７により、受信信号が復調され、ベースバンド信号が再生される。復調器７は、例えばＭＳＫの復調を行うものである。ＭＳＫ変調は、図２に示すように、例えば送信ディジタル信号が「０」なら信号点が左回り、送信ディジタル信号が「１」なら右回りとするようなもので、ディジタル信号の１ビットの長さをＴとすると、信号点は一定の角速度を保って時間Ｔの間に円弧上を１８０度移動する。ＭＳＫ変調は、信号点が一定の速度で回転するので、ＦＳＫ（Freqency Shift Keying)変調の特別な場合である。このＭＳＫ変調では、エンベロープが一定になるという特徴がある。復調器７では、例えば取り込んだデータを所定単位（ブロック）毎に処理して、復調が行われる。」（２頁２欄〜３頁３欄、段落１０〜１２）。
　
　例えば上記周知例３に開示されているように、「ＭＳＫ（ＦＳＫの変形）復調器をデジタルシグナルプロセッサで構成すること」は周知である。
　
（３）対比・判断
　補正後の発明と引用発明とを対比すると、
　ａ．引用発明の「多値データ」と補正後の発明の「２進データ」はいずれも「データ」であるという点で一致し、引用発明の「方向と大きさ」と補正後の発明の「極性」はいずれも「ベクトル値」であるという点で一致し、引用発明の「所定時間」と補正後の発明の「一定保持時間」の間に実質的な差異はない。
　ｂ．したがって、引用発明の「該差分手段から得られる位相偏移量から得られる位相偏移量の方向と大きさを判定した後、所定時間その方向と大きさに対応する多値データ値の判定結果を保持する判定手段」と補正後の発明の「該差分手段から得られる位相偏移量のサンプリング周波数を変換するインターポレータ手段と、該インターポレータ手段から得られるサンプリング周波数を変換された位相偏移量の極性を判定した後、一定保持時間その極性に対応する２進データ値の判定結果を保持してチャタリングを防止する判定手段」はいずれも「該差分手段から得られる位相偏移量から得られる位相偏移量のベクトル値を判定した後、一定保持時間そのベクトル値に対応するデータ値の判定結果を保持する判定手段」であるという点で一致している。
　ｃ．また、引用発明の「ＦＳＫ検波回路」と補正後の発明の「プロセッサ」はいずれも「被周波数変調データの復調装置」であるという点で一致している。
　
　したがって、補正後の発明と引用発明は、以下の点で一致ないし相違している。
（一致点）
　「入力データを周波数変調して得た被周波数変調データを、データ値の中間のキャリア周波数で復調することでパスバンドのスカラー信号をベースバンドのベクトル信号に変換する復調手段と、
　該復調手段から得られるベースバンドのベクトル信号の位相差分から位相偏移量を求める差分手段と、
　該差分手段から得られる位相偏移量から得られる位相偏移量のベクトル値を判定した後、一定保持時間そのベクトル値に対応するデータ値の判定結果を保持する判定手段とを備えた、被周波数変調データの復調装置。」
　
（相違点１）「データ」に関し、補正後の発明は「２進データ」であるのに対し、引用発明は「多値データ」である点。
　
（相違点２）「ベクトル値」に関し、補正後の発明は「極性」であるのに対し、引用発明は「方向と大きさ」である点。
　
（相違点３）「判定手段」に関し、補正後の発明は「該差分手段から得られる位相偏移量のサンプリング周波数を変換するインターポレータ手段」を備え、「該インターポレータ手段から得られるサンプリング周波数を変換された位相偏移量の極性を判定」するものであり、「チャタリングを防止する」ものであるのに対し、引用発明は単に「該差分手段から得られる位相偏移量から得られる位相偏移量の方向と大きさを判定した後、所定時間その方向と大きさに対応する多値データ値の判定結果を保持する」ものである点。
　
（相違点４）「被周波数変調データの復調装置」に関し、補正後の発明は「プロセッサ」であるのに対し、引用発明は「ＦＳＫ検波回路」である点。
　
　そこで、まず、上記相違点１の「データ」について検討するに、例えば引用例の摘記事項ロ、ハに開示されているように、引用発明の「多値データ」は「２値（即ち２進）データ」を含む概念であり、当該「多値データ」を「２進データ」に限定する程度のことは当業者であれば適宜成し得ることである。
　
　ついで、上記相違点２の「ベクトル値」について検討するに、前記摘記事項ロによれば、２値データの場合のベクトル値は「回転方向」のみであるから、「多値データ」を「２進データ」に限定することに伴い、データのベクトル値が引用発明の「方向と大きさ」から「回転方向（即ち、極性）」となることは当業者であれば自明のことである。
　
　ついで、上記相違点３について検討するに、前記相違点１、２の検討結果を踏まえると、「多値データ」を「２進データ」に限定することに伴い、多値データを識別のための例えば積分放電回路等が不要となることは自明のことである。一方、例えば上記上記周知例１に開示されているように「ＦＳＫ受信装置において、位相差分手段から得られる位相偏移量のサンプリング周波数を変換する手段と、該手段から得られるサンプリング周波数を変換された位相偏移量の変化を判定する手段を備える」技術手段は周知であるところ、当該周知技術における「サンプリング周波数を変換する手段」とはいわゆる「インターポレータ（補間器）」のことであり、また「位相偏移量の変化」とは本願発明でいう「位相偏移量の極性」の変化のことに他ならない。
　そして、このように引用発明を簡略化する際に、当該周知技術を引用発明の「判定手段」に適用する上での阻害要因は何ら見あたらないから、引用発明を簡略化する際に当該周知技術を適用して、引用発明の「判定手段」に周波数変換手段としての「インターポレータ」を介在させ、補正後の発明のような「該差分手段から得られる位相偏移量のサンプリング周波数を変換するインターポレータ手段と、該インターポレータ手段から得られるサンプリング周波数を変換された位相偏移量の極性を判定した後、一定保持時間その極性に対応する２進データ値の判定結果を保持」する構成とする程度のことは当業者であれば適宜成し得ることである。
　更に、上記周知例２、３に開示されているように「ラッチ回路を用いて入力を保持することによりチャタリングの防止が図れる」ことは周知であるところ、引用発明の判定手段もラッチ回路を備え、所定時間その方向と大きさに対応する多値データ値の判定結果を保持するのであるから、当該入力データの保持機能により「入力信号のチャタリングの防止が図れる」ことは当業者であれば自明のことである。したがって、引用発明の「判定結果を保持する判定手段」の構成を補正後の発明のような「判定結果を保持してチャタリングを防止する判定手段」という構成に変更する程度のことも当業者であれば適宜成し得ることである。
　
　ついで、上記相違点４の「被周波数変調データの復調装置」について検討するに、引用発明の「ＦＳＫ検波回路」は、いわゆるディジタル処理装置であり、上記引用例の摘記事項ハの記載によれば「ＩＣ化」を目的とするものであるところ、例えば上記周知例４に開示されているように「ＭＳＫ（ＦＳＫの変形）復調器をデジタルシグナルプロセッサで構成すること」は周知であるから、当該復調装置をＩＣ化して「プロセッサ」として構成する程度のことも当業者であれば適宜成し得ることである。
　
　以上のとおり、補正後の発明は、引用発明及び周知技術に基いて当業者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定により、特許出願の際独立して特許を受けることができないものである。
　
４．結語
　以上のとおり、本件補正は、補正後の発明が特許出願の際独立して特許を受けることができないものであるから、特許法第１７条の２第５項の規定により準用する特許法第１２６条第５項の規定に違反する。
　したがって、本件補正は、特許法第１５９条第１項において準用する同法第５３条第１項の規定により却下すべきものである。
　
第３．本願発明について
　
１．本願発明
　平成１６年８月１２日付けの手続補正は上記のとおり却下されたので、本願の請求項１に係る発明（以下、「本願発明」という。）は、平成１６年５月１７日付けの手続補正書により補正された明細書及び図面の記載からみて、その特許請求の範囲の請求項１に記載された以下のとおりのものと認める。
「入力データを周波数変調して得た被周波数変調データを、２進データ値の中間のキャリア周波数で復調することでパスバンドのスカラー信号をベースバンドのベクトル信号に変換する復調手段と、
　該復調手段から得られるベースバンドのベクトル信号の位相差分から位相偏移量を求める差分手段と、
　該差分手段から得られる位相偏移量の極性を判定した後、一定保持時間その極性に対応する２進データ値の判定結果を保持する判定手段と、
　前記差分手段から得られる位相偏移量のサンプリング周波数を変換してから前記判定手段へ供給するインターポレータ手段とを備えた、プロセッサ。」
　
２．引用発明及び周知技術
　引用発明及び周知技術は、上記「第２．補正却下の決定」の項中の「３．独立特許要件について」の項中の「（２）引用発明及び周知技術」の項で認定したとおりである。
　
３．対比・判断
　そこで、本願発明と引用発明とを対比するに、本願発明は上記補正後の発明から当該補正に係る限定を省いたものである。
　そうすると、本願発明の構成要件をすべて含み、更に他の構成要件を付加した構成を有する補正後の発明が、上記「第２．補正却下の決定」の項中の「３．独立特許要件について」の項で検討したとおり、引用発明及び周知技術に基いて当業者が容易に発明をすることができたものであるから、本願発明も同様の理由により、引用発明及び周知技術に基いて当業者が容易に発明をすることができたものである。
　
４．むすび
　以上のとおり、本願発明は、引用発明及び周知技術に基いて当業者が容易に発明をすることができたものと認められるから、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。
　
　よって、結論のとおり審決する。