(57)【要約】  本発明に係るモータ駆動装置は、モータに電圧を印加するインバータと、インバータが出力する電圧を制御するインバータ制御部とを備え、インバータ制御部は、モータの回転数の増加に応じて、インバータが出力する電圧を増加させ、モータの駆動回転数範囲内における第一の回転数においてモータに流れる電流が最小となる電圧値に近づくように、インバータが出力する電圧を制御する。
2017017839.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷を駆動するモータと、
前記モータに電圧を印加するインバータと、
前記インバータが出力する電圧を制御するインバータ制御部と、を備え、
前記モータの回転数の増加に応じて前記インバータが出力する電圧を増加させ、
前記モータの駆動回転数範囲内における第一の回転数において前記モータに流れる電流が最小となる電圧値に近づくように、前記インバータが出力する電圧を制御するモータ駆動装置。
【請求項２】
前記インバータ制御部は、前記モータに流れる電流を検出する電流検出部を備え、
前記電流検出部の出力に基づいて前記インバータが出力する電圧を制御する請求項１に記載のモータ駆動装置。
【請求項３】
前記インバータ制御部は、前記電流検出部の出力を励磁電流とトルク電流に変換する座標変換手段を備え、
前記励磁電流の指令に基づいて前記インバータが出力する電圧を制御する請求項２に記載のモータ駆動装置。
【請求項４】
前記インバータ制御部は、励磁軸電流、トルク電流、周波数指令値または一次周波数を基に、励磁電流指令値を生成する演算部を備え、
前記励磁電流の指令に基づいて前記インバータが出力する電圧を制御する請求項３に記載のモータ駆動装置。
【請求項５】
前記インバータ制御部は、前記モータの回転数の増加に応じて、前記インバータのデッドタイムによる電圧誤差の補償量を増加させる制御を行う請求項１から４の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
【請求項６】
前記インバータ制御部は、起動時および加速運転時および減速運転時を含む非定常状態での運転時においては、前記インバータが出力する電圧を増加させて補償する制御の実行を停止する請求項１から５の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
【請求項７】
前記インバータ制御部は、起動時および加速運転時および減速運転時を含む非定常状態での運転時においては、前記インバータが出力する電圧を増加させて補償する制御の実行を停止すると共に、強め励磁制御となる励磁電流指令値を生成して制御を実行する請求項１から５の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
【請求項８】
前記インバータ制御部は、弱め励磁制御時の実行中は、前記インバータが出力する電圧を増加させて補償する制御の実行を停止する請求項１から５の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
【請求項９】
前記インバータ制御部は、生成されるＰＷＭ信号が過変調となる領域においては、前記インバータが出力する電圧を増加させて補償する制御の実行を停止する請求項１から５の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
【請求項１０】
前記インバータを構成するスイッチング素子またはダイオードの少なくとも一つはワイドバンドギャップ半導体によって形成された請求項１から９の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
【請求項１１】
請求項１から１０の何れか１項に記載のモータ駆動装置を搭載したヒートポンプ装置。
【請求項１２】
請求項１から１０の何れか１項に記載のモータ駆動装置を搭載した冷凍空調装置。
【請求項１３】
請求項１から１０の何れか１項に記載のモータ駆動装置を搭載した送風装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータを駆動するモータ駆動装置ならびに当該モータ駆動装置を用いたヒートポンプ装置、冷凍空調装置および送風装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
下記特許文献１には、永久磁石を設けた回転子と巻線を設けた電機子からなる永久磁石式同期モータと、回転子の磁極の回転位置を検出する磁極位置検出器と、回転子の回転速度を検出する速度検出器と、電機子に流れる電流値を検出する電流検出器と、永久磁石式同期モータの電流制御および速度制御を行う制御装置とで構成され、負荷トルクの一定時に、励磁電流ｉｄを変化させ、前回の励磁電流ｉｄと電流情報とから電流が小さくなる方向に励磁電流ｉｄを変化させつつ電流最小となる位相に近づける技術が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００１−８４８６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、上記特許文献１に示す技術では、電流最小となる通電位相は制御の過程では求められず、電流最小となる電流位相角に達するまでに時間を要していた。このため、特許文献１の手法では、電流最小となる通電位相への収束があまり良くなく、出力電圧指令値と実際の出力電圧との間に誤差が生じ、インバータからの出力電圧が理想的な出力電圧から外れ、高出力または高効率の運転ができない場合があるという課題があった。【０００５】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、出力電圧指令値と実際の出力電圧との間に誤差がある場合においても、高出力または高効率の運転を可能とするモータ駆動装置ならびにモータ駆動装置を用いたヒートポンプ装置、冷凍空調装置および送風装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明に係るモータ駆動装置は、負荷を駆動するモータと、モータに電圧を印加するインバータと、インバータが出力する電圧を制御するインバータ制御部と、を備え、モータの回転数の増加に応じてインバータが出力する電圧を増加させ、モータの駆動回転数範囲内における第一の回転数においてモータに流れる電流が最小となる電圧値に近づくように、インバータが出力する電圧を制御するものである。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、出力電圧指令値と実際の出力電圧との間に誤差がある場合においても、高出力または高効率の運転が可能になるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本実施の形態におけるモータ駆動装置の構成を示すブロック図
【図２】本実施の形態におけるインバータの回路図
【図３】ＩＰＭＳＭを電流一定で駆動したある運転状態における電流位相角βと出力トルクの関係の一例を示す図
【図４】回転周波数一定条件にてＩＰＭＳＭの負荷トルクを変化させて駆動した場合の電流位相角βと電流値との関係を示す図
【図５】ＩＰＭＳＭをある運転条件下で駆動したときのベクトル線図
【図６】本実施の形態におけるδ軸電流iδと励磁電流指令値Ｉγ＊の関係を示す図
【図７】本実施の形態におけるデッドタイムによる電圧誤差ΔＶを考慮した場合のベクトル線図
【図８】本実施の形態における回転数に対する電圧の変化を示す図
【図９】本実施の形態における回転数に対する電流の変化を示す図
【図１０】本実施の形態に係るモータ駆動装置をヒートポンプ装置に適用した場合の概略構成図
【図１１】本実施の形態に係るヒートポンプ装置の回路構成図
【図１２】図１１に示すヒートポンプ装置の冷媒の状態についてのモリエル線図
【発明を実施するための形態】
【０００９】
以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。
【００１０】
実施の形態．
まず、本実施の形態におけるモータ駆動装置の基本的な構成および動作について説明する。図１は、本実施の形態におけるモータ駆動装置１の構成を示すブロック図であり、図２は、図１に示すインバータ３の一構成例を示す図である。
【００１１】
本実施の形態におけるモータ駆動装置１は、図１に示すように、交流モータであるモータ５に交流電力を供給してモータ５を回転駆動する装置であり、直流電力の供給源である直流電源２と、直流を交流に変換してモータ５に交流電圧を印加するインバータ３と、インバータ３を制御するインバータ制御部４とを備えて構成される。
【００１２】
インバータ３は、図２に示すように、トランジスタ素子（図２ではＩＧＢＴ（Insulated  Gate  Bipolar  Transistor）を例示）およびトランジスタ素子に逆並列、すなわち電流の流れる方向がトランジスタ素子と逆向きとなるように並列接続されたダイオード素子を有して構成される２つのスイッチング素子３ａ，３ｂが直列に接続されて１相のアーム（図２ではＵ相アーム）を構成し、これら２つのスイッチング素子による組が３組並列に接続されてインバータ回路を構成する。なお、図２のように構成されたインバータ回路において、上側に位置する高圧側のスイッチング素子は「上アーム」または「正側アーム」、下側に位置する低圧側のスイッチング素子は「下アーム」または「負側アーム」と称される。
【００１３】
スイッチング素子３ａとスイッチング素子３ｄ、スイッチング素子３ｂとスイッチング素子３ｅおよびスイッチング素子３ｃとスイッチング素子３ｆの各接続点はインバータ３から引き出され、モータ５に接続される。
【００１４】
インバータ制御部４は、インバータ３のスイッチング素子３ａ〜３ｆを駆動するために、パルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：以下「ＰＷＭ」と表記）されたゲート駆動信号（「ＰＷＭ信号」とも称される）ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮを生成してインバータ３に出力する。ゲート駆動信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮによって指令された交流電圧はモータ５に印加され、モータ５が回転する。
【００１５】
図１に戻り、インバータ３とモータ５とを接続する電気配線には、電気配線に流れる電流を検出するための電流検出部６ａ，６ｂが設けられている。電流検出部６ａは、モータ５に流出入する電流のうちのＵ相電流ｉｕを検出し、電流検出部６ｂは、モータ５に流出入する電流のうちのＷ相電流ｉｗを検出する。なお、図示の電流検出部６ａ，６ｂの配置は例示であり、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のうちの少なくとも２相の電流を検出できればよく、何れか２相に配置できればよい。電流検出部６ａ，６ｂは、検出した電流を電流値あるいは電流信号に変換して、後述する３相２相変換部７に出力する。
【００１６】
次に、インバータ制御部４について説明する。インバータ制御部４は、図１に示すように、電流検出部６ａ，６ｂにより検出された電流値あるいは電流信号を電気角位相θを用いて励磁電流成分およびトルク電流成分で表される電流値または電流信号に変換する３相２相変換部７と、を備える。なお、本実施の形態では、励磁電流成分およびトルク電流成分としてγ−δ軸上の電流値であるγ軸電流ｉγおよびδ軸電流ｉδを制御に使用する。
【００１７】
また、インバータ制御部４は、３相２相変換部７により得られたδ軸電流ｉδから回転周波数の補償量である周波数補償量ωｄを演算する周波数補償器８と、周波数補償器８により得られた周波数補償量ωｄを用いて外部から与えられる目標周波数である周波数指令値ω＊を補償して補償された周波数指令値である一次周波数ω１を求める一次周波数演算部９と、一次周波数演算部９により得られた一次周波数ω１を基に電気角位相θを演算する電気角位相演算部１３と、内部で生成される励磁電流指令値ｉγ＊、入力されたγ軸電流ｉγおよび一次周波数ω１を基に、モータ５を駆動するための電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を演算する電圧指令値演算部１０と、電圧指令値演算部１０により得られたγ-δ軸電圧指令値Ｖγ＊，Ｖδ＊を電気角位相演算部１３により得られた電気角位相θを用いて、３相座標系における３相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換する２相３相変換部１１と、２相３相変換部１１より得られる３相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を基に、インバータ３内のスイッチング素子３ａ〜３ｆをオンまたはオフ制御するためのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部１２と、を備えて構成される。
【００１８】
なお、一次周波数演算部９は、図示のように加減算器を用いて構成することができる。また、電気角位相演算部１３は、図示のように積分器を用いて構成することができる。
【００１９】
また、電圧指令値演算部１０には、δ軸電流ｉδを基に、モータ５の効率が最大となる条件に近づくように制御したときに最適となる励磁電流指令値ｉγ＊を演算する励磁電流指令値演算部１４が設けられる。
【００２０】
次に、上記のように構成されたモータ駆動装置１において、モータ５に流出入する電流を検出してから、インバータ３を制御するためのＰＷＭ信号を生成するための一連の動作について、図１の図面を参照して説明する。
【００２１】
まず、インバータ３の駆動負荷であるモータ５に流出入する相電流のうちの２相分の相電流であるＵ相電流ｉｕおよびＷ相電流ｉｗが電流検出部６ａ，６ｂにて検出される。検出されたＵ相電流ｉｕおよびＷ相電流ｉｗは、インバータ制御部４の３相２相変換部７に入力される。３相２相変換部７は、電流検出部６ａ，６ｂにより検出されたＵ相電流ｉｕおよびＷ相電流ｉｗをγ−δ軸上の電流値であるγ軸電流ｉγおよびδ軸電流ｉδに変換する。変換されたγ軸電流ｉγおよびδ軸電流ｉδのうち、δ軸電流ｉδは周波数補償器８および電圧指令値演算部１０に入力され、γ軸電流ｉγは電圧指令値演算部１０に入力される。
【００２２】
周波数補償器８は、δ軸電流ｉδを基に、インバータ制御部４の外部より与えられる周波数指令値ω＊を補償する周波数補償量ωｄを演算する。周波数補償器８が演算した周波数補償量ωｄは、一次周波数演算部９に入力される。一次周波数演算部９は、周波数指令値ω＊を周波数補償量ωｄにより補償した一次周波数ω１を演算により求める。演算された一次周波数ω１は、補償された周波数指令値として電圧指令値演算部１０に入力される。
【００２３】
電圧指令値演算部１０は、補償された周波数指令値である一次周波数ω１を用いてモータ５を駆動するためのγ−δ軸における出力電圧指令値であるγ軸電圧指令値Ｖγ＊およびδ軸電圧指令値Ｖδ＊を演算により求める。電圧指令値演算部１０では、さらに、γ−δ軸における出力電圧指令値であるγ軸電圧指令値Ｖγ＊およびδ軸電圧指令値Ｖδ＊をｄ−ｑ軸における出力電圧指令値であるｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊に変換する演算を行う。ここで、電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊は、励磁電流成分およびトルク電流成分を表すγ−δ軸とは異なる直交軸であるｄ−ｑ軸上の電圧指令である。なお、γ−δ軸とｄ−ｑ軸との差異については後述する。電圧指令値演算部１０で演算されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊は、２相３相変換部１１に入力される。
【００２４】
電圧指令値演算部１０内の励磁電流指令値演算部１４は、δ軸電流ｉδを基に、最適となる励磁電流指令値ｉγ＊を演算にて求める。ここで、最適な励磁電流指令値ｉγ＊とは、与えられた条件の基で制御した際に効率値が最も高くなるγ軸電流の指令値である。別言すると、与えられた条件下で、出力トルクが最大もしくは所望するある値以上となるγ軸電流の指令値、または、モータ５に流れる電流が最小もしくは所望するある値以下となるγ軸電流の指令値である。
【００２５】
なお、図１では、トルク電流成分であるδ軸電流ｉδを基に、励磁電流指令値ｉγ＊を求めるものとしているが、γ軸電流ｉγ、周波数指令値ω＊、一次周波数ω１を基に、励磁電流指令値ｉγ＊を求める公知の手法を用いてもよい。励磁電流指令値ｉγ＊の求め方については後述する。
【００２６】
また、本実施の形態では電流検出部を備えた場合を記載しているが、電流検出部を備えない場合でも実現可能である。例えば、モータのロータ回転位置に応じた位置信号に基づきモータ制御を行う場合、位置信号の周期等によりロータ回転数を検出可能であるため、その回転数検出値に基づき励磁電流指令値を求めてもよく、回転数に応じた励磁電流指令値のテーブル等により記憶させる手法などがある。また、回転数検出値に基づいたトルク電流も合わせてテーブルとして記憶し、トルク電流より励磁電流指令値を設定してもよい。
【００２７】
２相３相変換部１１は、２相座標系の出力電圧指令値であるｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を３相座標系の出力電圧指令値であるＵ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊およびＷ相電圧指令値Ｖｗ＊を生成する。生成されたＵ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊およびＷ相電圧指令値Ｖｗ＊は、ＰＷＭ信号生成部１２に入力される。
【００２８】
ＰＷＭ信号生成部１２は、３相座標系の出力電圧指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）を基にＰＷＭ信号を生成して、インバータ３内のスイッチング素子３ａ〜３ｆをオンまたはオフ制御する。このＰＷＭ信号により、インバータ３内のスイッチング素子３ａ〜３ｆは、オンまたはオフ動作し、直流電源２の直流電圧Ｖｄｃが３相交流に変換され、駆動負荷であるモータ５に印加され、モータ５が駆動される。
【００２９】
次に、図３を用いて、駆動負荷としてのモータ５が埋込磁石型同期モータ（Interior  Permanent  Magnet  Synchronous  Motor：以下「ＩＰＭＳＭ」と表記）を使用した場合のある運転状態における電流位相角βと出力トルクの関係について説明する。図３は、ＩＰＭＳＭを電流一定で駆動したある運転状態における電流位相角βと出力トルクの関係の一例を示す図である。図３において、横軸はモータ５への印加電圧に対するモータ電流の位相角βを表し、縦軸は出力トルクを表している。
【００３０】
また、図中には、ＩＰＭＳＭの回転子磁石による磁石トルク、ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑとの差により生じるリラクタンストルク、および、磁石トルクとリラクタンストルクの合成トルクである出力トルクについて示している。なお、横軸は、電流位相角βが０〜９０［ｄｅｇ］の範囲であり、磁石トルク、リラクタンストルクおよび合成トルクの各特性は、電流進み角に対する関係が表されていることになる。
【００３１】
図３に示すように、ＩＰＭＳＭでは、同一電流条件であっても電流位相角βにより出力トルクが変化する。このため、同一電流条件であっても電流位相角βを制御することによって、出力トルクをある値以上もしくは最大値に設定させることが可能となり、高出力な装置を得ることができる。
【００３２】
したがって、負荷トルクが一定の条件下では、電流位相角βを適切に制御することで、負荷トルクと同一の出力トルクを得るために必要な電流値をある値以下もしくは最小値に制御することが可能となり、高効率な装置を得ることができる。
【００３３】
また、電流一定の条件下で出力トルクをある値以上もしくは最大値に制御すると、負荷トルク一定のもとでは電流値がある値以下もしくは最小値になる。このため、電流一定の条件下で出力トルクをある値以上もしくは最大値に制御すれば、負荷トルクが一定のもとでは電流値がある値以下もしくは最小値となり、電流値をある値以下もしくは最小値に制御することが可能となり、高出力または高効率な装置を得ることができる。なお、以下、電流値をある値以下もしくは最小値に制御する手法を、適宜、「電流値最小制御手法」もしくは「電流値最小制御」と称する。
【００３４】
図４は、回転周波数一定条件にてＩＰＭＳＭの負荷トルクを変化させて駆動した場合の、電流位相角βと電流値との関係を示す図である。図４において、横軸は電流位相角β、縦軸は電流値を表している。図中のτｎ（ｎ＝０、１、２、３、４）はＩＰＭＳＭの出力トルクを示し、その大きさの大小関係はτ４＞τ３＞τ２＞τ１＞τ０である。
【００３５】
図４において、黒丸は電流が最小となる点である。すなわち、ＩＰＭＳＭが同一回転周波数条件で駆動されている場合に、負荷トルクが変化すると（τ０→τ１→……→τ４）、負荷トルクの変化に応じて電流値が最小となる電流位相角βも変化する。しかしながら、負荷トルクが変化した場合においても、図４に示されるように、電流値が最小となる電流位相角βに制御することは可能であり、電流値が最小の状態でＩＰＭＳＭを駆動することが可能となる。
【００３６】
ＩＰＭＳＭを電流値最小で駆動すれば、ＩＰＭＳＭの銅損を最小にすることができ、また、ＩＰＭＳＭを電流値最小で駆動すれば、インバータのスイッチング素子の導通損も最小にすることができるので、ＩＰＭＳＭを高効率に運転することができる。さらに、インバータのスイッチング素子のうちの少なくとも１つをワイドバンドギャップ（Wide  Band  Gap）半導体（以下「ＷＢＧ半導体」と表記）とすれば、更なる損失低減が可能となる。
【００３７】
ＷＢＧ半導体としては、炭化珪素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）、ダイヤモンドなどが例示される。ＷＢＧ半導体によって形成されたスイッチング素子およびダイオード素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高い。そのため、スイッチング素子やダイオード素子の小型化が可能であり、これら小型化されたスイッチング素子およびダイオード素子を用いることにより、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。
【００３８】
また、このようなＷＢＧ半導体によって形成されたスイッチング素子およびダイオード素子は、耐熱性も高い。そのため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化や、水冷部の空冷化が可能であるので、半導体モジュールの一層の小型化が可能になる。
【００３９】
さらに、このようなＷＢＧ半導体によって形成されたスイッチング素子およびダイオード素子は、電力損失が低い。そのため、インバータの運転をより高効率化することが可能となる。
【００４０】
つぎに、本実施の形態に係るモータ駆動装置の要部動作を具現する「電流値最小制御手法」について説明する。
【００４１】
まず、モータが、特にＩＰＭＳＭである場合のｄ−ｑ軸座標における電圧方程式は一般的に下記（１）式で与えられる。ここで、ｄ軸およびｑ軸は、モータの回転子の磁極方向をｄ軸とし、ｄ軸から回転方向に所定角度（２極の場合は９０度）進んだ位相をなす軸をｑ軸と定義している。
【００４２】
【数１】
2017017839.tif 000003
【００４３】
上記（１）式において、ＶｄはＩＰＭＳＭのｄ軸電圧、ＶｑはＩＰＭＳＭのｑ軸電圧、ＲはＩＰＭＳＭの１相あたりの抵抗値、ＬｄはＩＰＭＳＭのｄ軸インダクタンス、ＬｑはＩＰＭＳＭのｑ軸インダクタンス、ΦｆはＩＰＭＳＭの誘起電圧定数、ｉｄはＩＰＭＳＭのｄ軸電流、ｉｑはＩＰＭＳＭのｑ軸電流、ωはＩＰＭＳＭの回転周波数、ｐは時間ｔによる微分演算子、をそれぞれ表している。また、ＩＰＭＳＭの極対数をＰｍとすると、ＩＰＭＳＭの出力トルクτｍは一般的に下記（２）式で与えられる。
【００４４】
【数２】
2017017839.tif 000004
【００４５】
また、ｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑ、および、電流の大きさである電流値Ｉａは下記（３）式のように定義される。
【００４６】
【数３】
2017017839.tif 000005
【００４７】
上記（２）式のｉｄ，ｉｑに上記（３）式のｉｄ，ｉｑを代入すると、上記（２）式は、トルクτｍは下記（４）のように表される。
【００４８】
【数４】
2017017839.tif 000006
【００４９】
ここで、出力トルクが最大となる電流位相角、または、モータ電流が最小となる電流位相角をβｍとし、以下、この電流位相角βｍを求める手順について説明する。
【００５０】
まず、上記（４）式を電流位相角βで偏微分し、偏微分した式が０、すなわち右辺の偏微分式＝０を解くことにより、最大トルクを与える、または、電流が最小となる電流位相角βｍとして、下記（５）式が得られる。
【００５１】
【数５】
2017017839.tif 000007
【００５２】
ただし、電流位相角βｍの演算においては、上記（５）式のように、出力トルクが最大となる、または、電流が最小となる値を演算せずに、出力トルクがある値以上となる電流位相角、または、電流がある値以下となる電流位相角をβｍとし、以下に示す（６）式のような近似式を用いてもよい。
【００５３】
【数６】
2017017839.tif 000008
【００５４】
ここで、上記（６）式は、上記（５）式をマクローリン級数展開して２次の項まで求めたものである。近似式である上記（６）式を用いると、出力トルクは最大とはならず、また、電流は最小とならないが、出力トルクを所望するある値以上にすることができ、また、電流を所望するある値以下にすることができるので、高出力で低電流のモータ駆動装置を得ることができる。
【００５５】
また、上述の通り、上記（６）式は近似式であり簡略化されているため、マイコンでの演算負荷を低減させることができる。このため、上記（６）式の演算式を実装した場合には、演算時間の短縮を図ることができる。また、上記（６）式の演算式を実装する場合には、低コストのマイコンでの対応が可能となり、マイコンの選定の自由度を高めることができる。さらに、上記（６）式の演算式を実装した場合には、演算時間の短縮によって、演算の収束性も改善されるので、制御において追従性を高めることができる。
【００５６】
なお、近似式を用いる手法を採用する場合でも、制御精度を向上させる必要がある場合には、マクローリン級数の展開数を増やすなどして近似式の精度を向上させてもよい。無論、上記（５）式の演算式をそのまま使用してもよい。
【００５７】
つぎに、ｄ−ｑ軸座標系とγ−δ座標系の関係について説明する。本実施の形態では、同期モータを回転子位置検出のための位置センサを用いずに駆動することを想定している。位置センサを用いずに駆動する場合、実際には埋込磁石（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ  Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ  Ｍａｇｎｅｔ：ＩＰＭ）回転子のｄ−ｑ軸を検出することが困難である。このため、本実施の形態では、制御上の座標軸、すなわち制御軸として、図５に示すようなγ−δ軸を用いるようにしている。なお、以下の説明では、制御軸として、電流成分が検出しやすいγ−δ軸を用いた場合で行うが、γ−δ軸を用いずにＩＰＭＳＭの回転子位置を基準にしたｄ−ｑ軸を用いてもよいことは言うまでもない。
【００５８】
図５は、ＩＰＭＳＭをある運転条件下で駆動したときのベクトル線図であり、横軸はγ軸、縦軸はδ軸を表している。また、図５では、ｄ軸およびｑ軸をγ軸およびδ軸に対してそれぞれΔθだけ回転した角度位置に示している。
【００５９】
図５において、ｉγはＩＰＭＳＭのγ軸電流であり、ｉδはＩＰＭＳＭのδ軸電流である。また、Ｉａはｉγとｉδの合成ベクトルであり、ＩＰＭＳＭに流れる電流の大きさ、すなわちモータ電流を表している。なお、図５に示すように、モータ電流Ｉａとｑ軸との成す角が電流位相角βであり、モータ電流Ｉａはｑ軸に対して電流位相角βだけ位相が進んでいる。
【００６０】
δ軸電流ｉδまたはｑ軸電流ｉｑは、一般的に電流成分のトルクに関する成分を表すものとしてトルク電流と称される。δ軸電流ｉδまたはｑ軸電流ｉｑは、モータ５の出力トルクに応じた大きさとなる。
【００６１】
なお、図５において、モータ電流Ｉａは、励磁電流ｉγとトルク電流ｉδの合成ベクトルとして示されているが、ｄ−ｑ軸座標系の励磁電流ｉｄとｄ−ｑ軸座標系の励磁電流ｉｑの合成ベクトルとして表すこともできる。
【００６２】
さらに図５において、Φｆは回転子磁石により生じる磁束ベクトルであり、ｄ軸上に位置する。Φｆはｄ軸上に位置するが故、ｄ軸座標が磁束ベクトルの大きさとなる。なお、磁束ベクトルの大きさは「誘起電圧定数」と称される。また、Ｌｑ・ｉδは固定子磁束のδ軸成分であり、Ｌｄ・ｉγは固定子磁束のγ軸成分であり、Φ０は固定子磁束と回転子磁束との合成磁束である。すなわち、合成磁束Φ０は、回転子磁束Φｆと、固定子磁束のδ軸成分Ｌｑ・ｉδと、固定子磁束のγ軸成分Ｌｄ・ｉγとの合成磁束ベクトルである。すなわち、励磁電流ｉγおよびトルク電流ｉδにより発生する固定子側の磁束（Ｌｄ・ｉγ＋Ｌｑ・ｉδ）と回転子磁石の磁束である回転子Φｆとにより合成磁束ベクトルΦ０が生じる。
【００６３】
さらに図５において、ω・Φ０は合成磁束により生じる電圧ベクトルであり、Ｒ・Ｉａはモータの抵抗により生じる電圧効果分を補償する電圧ベクトルであり、Ｖａは電圧ベクトルω・Φ０と電圧ベクトルＲ・Ｉａとの合成ベクトルであり、ＩＰＭＳＭに印加される電圧、すなわちモータ印加電圧を表している。
【００６４】
つぎに、励磁電流ｉγについて説明する。励磁電流ｉγは、本実施の形態の「電流値最小制御」において、電流が最小となる電流位相角βにて駆動するための制御量である。
【００６５】
ＩＰＭＳＭの運転状態に応じて出力電圧ベクトルＶａを変化させると、励磁電流ｉγが変化する。励磁電流ｉγが変化することにより電流位相角βが変化する。励磁電流ｉγとトルク電流ｉδとの合成ベクトルがモータ電流Ｉａであるため、励磁電流ｉγおよびトルク電流ｉδのうちで励磁電流ｉγを制御して、出力電圧ベクトルＶａを制御すれば電流ベクトルＩａの電流位相角βを変化させることができる。
【００６６】
ここで、本実施の形態では、制御軸としてγ−δ軸を用いているため、励磁軸のインダクタンスとしてはγ軸インダクタンスＬγ、トルク軸のインダクタンスとしてはδ軸インダクタンスＬδの値を使用すべきであるが、制御の簡素化のため、Ｌγ≒Ｌｄ、Ｌδ≒Ｌｑとして取り扱う。Ｌγ≒Ｌｄ、Ｌδ≒Ｌｑとして取り扱っても制御としては問題ない。なお、Ｌγ≒Ｌｄ、Ｌδ≒Ｌｑとして取り扱うことは、ｄ−ｑ軸とγ−δ軸との位相差ΔθをΔθ≒０と近似することに相当する。
【００６７】
また、本実施の形態では速度制御器を有さない制御系、すなわちトルク電流指令値（ｉδ＊）を使用しない制御においても、「電流値最小制御」による最小電流位相角βｍが得られるようにγ軸励磁電流ｉγのみを制御することによって出力電圧ベクトルＶａを制御する。最小電流位相角βｍは、ｄ−ｑ軸座標系のｑ軸を基準とする電流ベクトルＩａのなす角である。なお、図５は、「電流値最小制御」によって最小電流位相角βｍが求められた状態を示しており、図示の電流位相角βが最小電流位相角βｍに相当する。
【００６８】
また、速度制御器を持たない制御方式および位置センサを持たない制御方式においては、実際のｄ−ｑ軸の位置が分からない。このため、本実施の形態では、制御軸（γ−δ軸）とモータ軸（ｄ−ｑ軸）との位相差Δθの影響を無視できるように、制御に用いる変数として電圧ベクトルの大きさであるモータ電圧Ｖａ、電圧指令値Ｖａ＊、電流ベクトルの大きさであるモータ電流Ｉａを用いるようにしている。
【００６９】
本実施の形態では、同期モータの駆動手段に速度制御ループまたは電流制御ループを持たない制御方式においても、「電流値最小制御」を実現可能とするため、励磁電流指令値演算部１４が演算する励磁電流指令値ｉγ＊を、以下のようにして求めている。
【００７０】
図４において、出力トルクτｎが高くなるほど、電流最小となる電流位相角βが大きくなることがわかる。ここで、δ軸電流ｉδは電流成分のトルクに関する成分であり、モータの出力トルクに応じた大きさとなる。つまりトルクに応じて最小電流位相角βｍおよびモータ電流Ｉａが理論的に求まる。最小電流位相角βｍおよびモータ電流Ｉａが求まれば、上記した（３）式により、ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑを得ることができる。ｄ−ｑ軸とγ−δ軸との位相差ΔθがΔθ≒０の場合には、ｉｑ＝ｉδ、ｉｄ＝ｉγ＊とすることができる。よって、図６に示すように、δ軸電流ｉδに対する励磁電流指令値Ｉγ＊を求めることが可能となる。図６において、横軸にはδ軸電流ｉδを表し、縦軸には励磁電流指令値Ｉγ＊を表しており、図５に示す関係を演算式の形で実装するか、テーブル形式で実装することにより、励磁電流指令値演算部１４を実現することができる。
【００７１】
なお、ｄ−ｑ軸とγ−δ軸との間の位相差Δθが無視できない場合には、予めΔθの影響を考慮した上でδ軸電流ｉδに対する励磁電流指令値Ｉγ＊を求めるようにすれば、すなわちΔθの影響を考慮したδ軸電流ｉδと励磁電流指令値Ｉγ＊との関係式またはテーブルを準備することにより、対応することができる。
【００７２】
電圧指令値演算部１０では、得られた励磁電流指令値Ｉγ＊を基に、γ−δ軸の電圧指令値であるγ軸電圧指令値Ｖγ＊およびδ軸電圧指令値Ｖδ＊を求める。なお、γ軸電圧指令値Ｖγ＊およびδ軸電圧指令値Ｖδ＊を求めるための演算式は、同期モータの制御方式によって異なるが、γ軸電圧指令値Ｖγ＊およびδ軸電圧指令値Ｖδ＊＊が求まるのであればどのような演算式を用いてもよい。
【００７３】
ここで、電圧指令値演算部１０の出力であるγ軸電圧指令値Ｖγ＊およびδ軸電圧指令値Ｖδ＊を演算する数式の一例を下記（７）式に示す。
【００７４】
【数７】
2017017839.tif 000009
【００７５】
上記（７）式は、例えば一次磁束制御による同期モータの位置センサレス制御方式を用いた場合の演算式を表している。上記（７）式において、φγ＊は一次磁束制御における一次磁束指令値、Φγerrは一次磁束誤差、Ｋγはγ軸制御ゲイン、Ｋδはδ軸制御ゲインである。
【００７６】
γ軸電圧指令値Ｖγ＊およびδ軸電圧指令値Ｖδ＊は電圧指令値演算部１０にてｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊に変換され、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊は２相３相変換部１１にて３相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換される。ＰＷＭ信号生成部１２は、３相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を基に、インバータ３のスイッチング素子３ａ〜３ｆをオンまたはオフ制御するためのＰＷＭ信号を生成する。なお、ＰＷＭ信号を生成する場合、インバータ３のスイッチング素子３ａ〜３ｆの上下短絡を防ぐために短絡防止時間であるデッドタイムが設けられることは周知の技術的事項である。
【００７７】
また、デッドタイムを使用してインバータ３のスイッチング素子３ａ〜３ｆを制御する場合、出力電圧指令値に対して、下記（８）式に示される電圧誤差ΔＶが発生することが知られている。
【００７８】
【数８】
2017017839.tif 000010
【００７９】
上記（８）式において、Ｔｄはデッドタイム、ｆｃはＰＷＭ信号を発生させるためのキャリア周波数、Ｖｄｃは直流電源２がインバータ３に印加する直流電圧である。この電圧誤差ΔＶにより、電流最小制御を実現可能とするための励磁電流指令値ｉγ＊を用いた場合においても、インバータ３が出力する電圧が低下し、不足励磁となって、電流が増加してしまうという課題が生じる。
【００８０】
そのため、モータ５を過負荷状態で運転している場合においては、モータ５に流れる電流が増加することを防止するための過電流遮断措置によりインバータ３の運転が停止するおそれがある。現実には、このような過電流遮断措置が働かないように、負荷を下げる制御を行う必要があり、その結果、最大出力が低下し、例えば空気調和機に適用されるモータの場合においては、冷房能力または暖房能力が低下するなどの不具合が発生する可能性がある。
【００８１】
そこで、最大効率となるモータ印加電圧Ｖａを出力するため、図７に示すようにデッドタイムＴｄによる電圧誤差ΔＶを考慮したγ軸電圧指令値Ｖγ＊およびδ軸電圧指令値Ｖδ＊を用いることになる。図７は、デッドタイムＴｄによる電圧誤差ΔＶを考慮した場合のベクトル線図である。図７において、図５のベクトル線図で示したベクトルと同一もしくは同等のベクトルには同一の符号を付して示している。
【００８２】
ここで、「電流値最小制御」で制御する場合の最小電流位相角βｍにおけるｄｑ軸の電流をｉｄｍ，ｉｑｍとするとき、回転周波数ωにおけるモータ電圧Ｖａのｄ軸成分であるｄ軸電圧Ｖｄｍおよびモータ電圧Ｖａのｑ軸成分であるｑ軸電圧Ｖｑｍは、下記（９）式で表される。
【００８３】
【数９】
2017017839.tif 000011
【００８４】
一方、デッドタイムＴｄによる電圧誤差ΔＶの影響を考慮した場合のｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指Ｖｑ＊は、デッドタイムＴｄによるｄｑ軸の電圧誤差をΔＶｄ，ΔＶｑとすると、下記（１０）式で表すことができる。
【００８５】
【数１０】
2017017839.tif 000012
【００８６】
ただし、ｄｑ軸の電圧誤差ΔＶｄ，ΔＶｑは下記（１１）式で表される。
【００８７】
【数１１】
2017017839.tif 000013
【００８８】
上記（１１）式において、“Ａ”は比例定数である。
【００８９】
デッドタイムＴｄを設けた場合、モータ５に供給する電気エネルギーは、電圧デッドタイムＴｄを設けた時間分の電気エネルギーが削られることになる。そこで、削られた分の電気エネルギーを補償すべく、ｄ軸電圧誤差ΔＶｄおよびｑ軸電圧誤差ΔＶｑをそれぞれ加算したｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指Ｖｑ＊を用いる。ｄ軸電圧誤差ΔＶｄおよびｑ軸電圧誤差ΔＶｑを加算したｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指Ｖｑ＊を用いることにより、最大効率となるモータ電圧Ｖａをモータ５に印加することが可能となる。
【００９０】
なお、一次磁束制御において、一次磁束指令値Φγ＊は、励磁電流指令値Ｉγ＊によって下記（１２）式となるように制御されると共に、一次磁束指令値Φγ＊のγ軸成分が合成磁束ベクトルΦ０のγ軸成分に一致するように制御される。
【００９１】
【数１２】
2017017839.tif 000014
【００９２】
また、上記（７）式において、一次磁束誤差Φγｅｒｒが０になるよう制御されているとすると、γ軸電圧指令値Ｖγ＊およびδ軸電圧指令値Ｖδ＊は、下記（１３）式にて表される。
【００９３】
【数１３】
2017017839.tif 000015
【００９４】
よって、上記（１０）式のスカラ値と上記（１３）式のスカラ値が一致する条件、すなわち下記（１４）式が成立する条件の下で励磁電流指令値Ｉγ＊を算出し、計測によって得られたγ軸励磁電流ｉγが励磁電流指令値Ｉγ＊に一致するように制御することで、「電流値最小制御」の実現が可能となる。
【００９５】
【数１４】
2017017839.tif 000016
【００９６】
なお、励磁電流指令値Ｉγ＊の演算式は、下記（１５）式で表せる。
【００９７】
【数１５】
2017017839.tif 000017
【００９８】
上記（１５）式において、αｍは、δ軸電流ｉδとｑ軸との成す角、すなわちｑ軸から見たδ軸電流の位相角である。このαｍは、γ軸電流ｉγとｄ軸との成す角、すなわちｄ軸から見たγ軸電流の位相角でもある。
【００９９】
また、上記（１５）式に示されるように、励磁電流指令値Ｉγ＊は、デッドタイムＴｄ、キャリア周波数ｆｃの設定値に依存するため、予めこれらの設定値に合わせて励磁電流指令値Ｉγ＊を設定することが望ましいことは言うまでもない。
【０１００】
なお、直流電源２の直流電圧Ｖｄｃおよび回転周波数ωは、運転中に変動することが予想されるため、直流電圧Ｖｄｃを検出して励磁電流指令値Ｉγ＊を制御したり、周波数指令値ω＊または一次周波数ω１に応じて励磁電流指令値Ｉγ＊を制御したりしてもよい。これらの制御部は図示していないが、図１の励磁電流指令値演算部１４に構成することができる。このような制御を行えば、デッドタイムＴｄによる電圧誤差ΔＶの影響を更に低減させることができ、「電流値最小制御」での運転をより確実に行うことができる。
【０１０１】
さらに、本実施の形態の手法では、電流を最小となるよう励磁電流指令値Ｉγ＊を徐々に制御するのに比べて、前述の値に応じて励磁電流指令値Ｉγ＊を制御するため、負荷変動または回転数変動による不安定動作を回避できるため、制御が収束するまでの時間を短縮することができる。この効果は、従来技術には見られない効果である。
【０１０２】
以上のように、一次磁束制御における励磁電流指令値Ｉγ＊の演算手法について説明したが、モータ５の電気角を推定する推定部、または、電気角を検出する検出部を有する制御系の場合には、ｄ−ｑ軸とγ−δ軸がほぼ一致するように動作するため、上記（１０）式に示されるｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊にそれぞれ一致するような励磁電流指令値Ｉγ＊を選択すればよく、本実施の形態によるものと同様の効果が得られる。
【０１０３】
図８および図９は、本実施の形態に係る「電流値最小制御手法」を適用した場合の特性曲線の一例であり、図８は回転数に対する電圧の変化を示す図であり、図９は回転数に対する電流の変化を示す図である。なお、横軸は、負荷トルクと読み替えてもよい。
【０１０４】
図８および図９において、破線で示す（１）の波形はデッドタイムＴｄがない場合の理想波形であり、細実線で示す（２）の波形はデッドタイムＴｄを設定し、且つ、従来手法を適用した場合の波形である。両者の波形には、図示のように、デッドタイムＴｄによる電圧誤差（図８参照）または電流誤差（図９参照）が生じている。
【０１０５】
一方、図８および図９において、太実線で示す（３）の波形はデッドタイムＴｄを設定し、且つ、本実施の形態の手法を適用した場合の波形である。（１）と（３）の波形を比較すれば明らかなように、回転数が小さいときには電圧誤差または電流誤差が大きく、回転数が増加するに従って電圧誤差または電流誤差が小さくなる状況が示されている。
【０１０６】
デッドタイムＴｄによる電圧誤差ΔＶは、上記（８）式に示されるようにキャリア周波数ｆｃが一定で、直流電圧Ｖｄｃが変動しない場合には固定値である。このため、出力電圧の小さい低速域では、出力電圧に対する電圧誤差ΔＶの比率が高くなり、図８および図９に示されるように、相対的に補償量が大きくなる低速域において電圧誤差または電流誤差が大きくなる。
【０１０７】
そこで、本実施の形態の手法を適用する場合、回転数が小さいときには補償量を小さくし、定格回転数に近づくにつれて補償量が大きくなるように制御することが好ましい。このような制御を行えば、低速域での安定動作が可能となる。また、このような制御を行えば、定格回転数付近における電流の増加も抑制できるため、運転電流限界による運転範囲の縮小を防止することができ、広い運転範囲の確保が可能となる。
【０１０８】
そこで、本実施の形態の手法を適用する場合、回転数が小さいときには補償量を小さくし、定格回転数に近づくにつれて補償量が大きくなるように制御することが好ましい。このような制御を行えば、低速域での安定動作が可能となる。また、このような制御を行えば、定格回転数付近における電流の増加も抑制できるため、運転電流限界による運転範囲の縮小を防止することができ、広い運転範囲の確保が可能となる。なお、本実施の形態では目標とする回転数すなわち第一の回転数を定格回転数とした例を示しているが、定格回転数に限らず定格回転数よりも低い回転数においても同様の特性曲性が得られる。
【０１０９】
なお、電圧誤差ΔＶを補償する手法として、モータ５に流れる電流を電流検出部６ａ，６ｂで検出し、電流検出部６ａ，６ｂの検出値の極性に応じて、出力電圧を補償する手法がある。しかしながら、この手法の場合、直流電圧Ｖｄｃが高い場合には、インバータ３に流れる電流が小さくなる。このため、電流検出部６ａ，６ｂの検出精度が低い場合には、ノイズの影響などによって検出極性に誤りが生じ、電圧誤差ΔＶに対して逆補償することになり、かえって電圧誤差ΔＶが拡大し、モータ５の動作が不安定になるという課題がある。
【０１１０】
一方、本実施の形態の手法では、電流の極性によらず電圧誤差ΔＶを考慮した励磁電流指令値Ｉγ＊を選択するのみであるため、デッドタイム補正の逆補償によるモータ５の不安定動作を回避しつつ、「電流値最小制御」の実現が可能となる。
【０１１１】
ただし、モータ５が不安定にならない範囲でデッドタイム補正の時間を設定することも可能である。例えば、上記（１１）式において、実際のデッドタイム（例えば５μｓ）とデッドタイム補正の時間（例えば２μｓ）との差分値である３μｓを上記（１１）式のＴｄに設定するようにしてもよい。このような制御を行うことにより、必要最小限のデッドタイム補正を行いつつ、「電流値最小制御」の実現が可能となる。
【０１１２】
また、駆動負荷であるモータ５を駆動する場合、起動からある低速の回転数に到達するまでの間に、上述した励磁電流指令値演算部１４による演算処理を実行した場合、制御実行時のモータ５の出力トルクの変動等により同期運転を維持できず脱調する場合がある。このため、モータ５が設定回転数以上に到達するまでは、励磁電流指令値演算部１４による演算処理の実行を一時的に停止してもよい。低速での演算処置をバイパスすることにより、意図しない脱調を回避することができ、信頼性の高い装置を得ることができる。
【０１１３】
また、ＰＷＭ信号が過変調となる領域においては、過変調により出力電圧の制御が困難となるため、励磁電流指令値演算部１４による演算処理を実行する効果がほとんどなくなる。このため、過変調領域では、励磁電流指令値演算部１４による演算処理の実行を一時的に停止して、制御の簡素化を図ってもよい。特に、励磁電流の制御などに積分制御を用いている場合には、過変調時に積分器の動作が異常となるため、過変調領域での電流位相制御は行わない方が安定した制御となり、高効率で信頼性の高い装置を得ることができる。
【０１１４】
また、起動時、加速運転時または減速運転時などの非定常状態での運転時において、励磁電流指令値演算部１４による演算処理を実行させると、制御が不安定になったり、脱調したりする場合もある。このため、このような非定常運転状態では、強め励磁制御手法を適用し、上記（１５）式により得られる励磁電流指令値Ｉγ＊よりも強め励磁となる励磁電流指令値Ｉγ＊を設定することで、制御が不安定になったり、脱調したりするような状況を回避することができ、制御の安定性および信頼性の高い装置を得ることが可能となる。
【０１１５】
なお、「強め励磁」とは、一般的に合成磁束ベクトルΦ０が回転子磁石による磁束ベクトルΦｆを強めるように励磁電流を流す場合（ｉｄ＞０の場合）を言う。逆に合成磁束ベクトルΦ０が回転子磁石による磁束ベクトルΦｆを弱めるように励磁電流を流す場合（ｉｄ＜０の場合）を弱め励磁と言う。
【０１１６】
また、本実施の形態において説明したモータ駆動装置１は、駆動負荷であるモータ５の回転子位置を検出する位置センサを用いないセンサレス駆動方式の例であり、位置センサが不要のため低コストで信頼性の高い装置が得られる。なお、本実施の形態の手法は、回転子位置を検出する駆動方式においても適用可能であり、同等の効果を得ることができる。
【０１１７】
また、本実施の形態において説明したモータ駆動装置１においては、励磁電流指令値Ｉγ＊の演算において、ＩＰＭＳＭの１相あたりの抵抗値Ｒ、ＩＰＭＳＭのｄ軸インダクタンスＬｄ、ＩＰＭＳＭのｑ軸インダクタンスＬｑ、ＩＰＭＳＭの誘起電圧定数Φｆのようなモータの特性を示すモータ定数を用いて演算を行っている。このため、モータの発熱、モータの周囲環境の変化などによりモータの温度が変化すると、モータ定数が変化し、実際のモータ定数と演算に用いるモータ定数との間に誤差が生じる場合がある。この誤差が生じると、所望する動作点での制御が困難となる場合がある。
【０１１８】
このようなモータ定数の変化に対しても、本実施の形態に係る「電流値最小制御」をより効果的に実現するためには、例えば本実施の形態で説明した電圧指令値演算部１０などに、モータ５に流れる電流値およびモータ５への印加電圧値などを用いてモータ定数を測定するモータ定数測定手段、制御ゲインおよび周波数補償ゲインなどの制御定数を変更する制御定数変更手段などを設け、モータ定数測定手段にてモータ定数を測定すると共に、測定したモータ定数を温度などの周囲環境の変化に対して補正し、補正されたモータ定数に応じて制御定数変更手段にて制御定数を変更するようにすればよい。なお、モータ定数の測定は、オンラインで行ってもよいし、オフラインで行ってもよい。
【０１１９】
上記のような制御を行うようにすれば、モータ定数を温度変化によるモータ特性の変化に追従させて制御定数も変更することができ、モータの温度変化など周囲環境の変化によりモータ定数に変動が生じた場合であっても、本実施の形態に係る「電流値最小制御」をより効果的に実行することが可能となる。
【０１２０】
また、本実施の形態においては、モータ５としてＩＰＭＳＭを例示したが、同期モータであればどのようなモータであっても同等の効果を得ることができる。例えば永久磁石型同期モータ（Permanent  Magnet  Synchronous  Motor：ＰＭＳＭ）、ブラシレスＤＣモータ（Brushless  Direct  Current  Motor：ＢＬＤＣＭ）などの永久磁石を有する同期モータであれば、本実施の形態と同等の数式を使用することにより実現できる。特にＰＭＳＭにおいて、表面磁石型同期モータ（Surface  Permanent  Magnet  Synchronous  Motor：ＳＰＭＳＭ）では、各数式中のｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑをＬｄ＝Ｌｑとすればよく、また、リラクタンスモータ（Reluctance  Motor：ＲＭ）、シンクロナスリラクタンスモータ（Synchronous  Reluctance  Motor：ＳｙｎＲＭ）、スイッチドリラクタンスモータ（Switched  Reluctance  Motor：ＳＲＭ）などの永久磁石を有さない同期モータであれば、（１）〜（１５）までの数式中にある誘起電圧定数Φｆを、Φｆ＝０として演算すればよい。
【０１２１】
また、図６に示すδ軸電流ｉδと励磁電流指令値ｉγ＊の関係で動作させる際に、δ軸電流ｉδをローパスフィルタ（Ｌｏｗ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）を使用してノイズを除去することにより、励磁電流指令値Ｉγ＊の急激な変化を防止することが可能であり、安定したモータ５の駆動が可能となる。
【０１２２】
さらに、δ軸電流ｉδと励磁電流指令値ｉγ＊の関係を予めテーブルデータとして記憶しておき参照することで、インバータ制御部２に用いられるマイコンなどの処理を必要最小限に抑えることができ、安価なマイコンを使用することで、コスト削減が可能となる。
【０１２３】
また、テーブルデータに多くの値を記憶させるとマイコンの必要メモリが増大するため、必要最小限のデータ数とし、データ間の値については、線形補完を初めとする種々の補完手法を用いることで、必要メモリ数を削減でき、安価なマイコンを使用することでコスト削減が可能となる。
【０１２４】
なお、本実施の形態に係るモータ駆動装置は、空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫、冷凍機等の圧縮機を駆動するモータ駆動装置、および、送風装置のモータを駆動するモータ駆動装置として用いることができる。これらの応用例のうち、以下では、本実施の形態に係るモータ駆動装置をヒートポンプ装置に適用した場合について説明する。
【０１２５】
図１０は、本実施の形態に係るモータ駆動装置をヒートポンプ装置に適用した場合の概略構成図である。図１０に示すヒートポンプ装置１００では、モータ５および圧縮機構５０を有する圧縮機５１と、四方弁５９と、熱交換器５２と、膨張機構６１と、熱交換器５７とが配管により順次接続されて構成されている。以下、ヒートポンプ装置１００について、さらに詳細に説明する。
【０１２６】
図１１は、本実施の形態に係るヒートポンプ装置１００の回路構成図であり、図１２は、図１１に示すヒートポンプ装置１００の冷媒の状態についてのモリエル線図である。図１２において、横軸は比エンタルピ、縦軸は冷媒圧力を示す。
【０１２７】
ヒートポンプ装置１００は、圧縮機５１と、熱交換器５２と、膨張機構５３と、レシーバ５４と、内部熱交換器５５と、膨張機構５６と、熱交換器５７とが配管により順次接続され、冷媒が循環する主冷媒回路５８を備える。なお、主冷媒回路５８において、圧縮機５１の吐出側には、四方弁５９が設けられ、冷媒の循環方向が切り替え可能となっている。また、熱交換器５７の近傍には、ファン６０が設けられる。また、ヒートポンプ装置１００は、レシーバ５４と内部熱交換器５５との間から、圧縮機５１のインジェクションパイプまでを配管により繋ぐインジェクション回路６２を備える。インジェクション回路６２には、膨張機構６１、内部熱交換器５５が順次接続される。
【０１２８】
熱交換器５２には、水が循環する水回路６３が接続される。なお、水回路６３には、給湯器、ラジエータや床暖房等の放熱器等の水を利用する装置が接続される。
【０１２９】
まず、ヒートポンプ装置１００の暖房運転時の動作について説明する。暖房運転時には、四方弁５９は実線方向に設定される。なお、この暖房運転とは、空調で使われる暖房だけでなく、水に熱を与えて温水を作る給湯も含む。
【０１３０】
圧縮機５１で高温高圧となった気相冷媒（図１２の点１）は、圧縮機５１から吐出され、凝縮器であり放熱器となる熱交換器５２で熱交換されて液化する（図１２の点２）。このとき、冷媒から放熱された熱により、水回路６３を循環する水が温められ、暖房や給湯に利用される。
【０１３１】
熱交換器５２で液化された液相冷媒は、膨張機構５３で減圧され、気液二相状態になる（図１２の点３）。膨張機構５３で気液二相状態になった冷媒は、レシーバ５４で圧縮機５１へ吸入される冷媒と熱交換され、冷却されて液化される（図１２の点４）。レシーバ５４で液化された液相冷媒は、主冷媒回路５８と、インジェクション回路６２とに分岐して流れる。
【０１３２】
主冷媒回路５８を流れる液相冷媒は、膨張機構６１で減圧され気液二相状態となったインジェクション回路６２を流れる冷媒と内部熱交換器５５で熱交換されて、さらに冷却される（図１２の点５）。内部熱交換器５５で冷却された液相冷媒は、膨張機構５６で減圧されて気液二相状態になる（図１２の点６）。膨張機構５６で気液二相状態になった冷媒は、蒸発器となる熱交換器５７で外気と熱交換され、加熱される（図１２の点７）。そして、熱交換器５７で加熱された冷媒は、レシーバ５４でさらに加熱され（図１２の点８）、圧縮機５１に吸入される。
【０１３３】
一方、インジェクション回路６２を流れる冷媒は、上述したように、膨張機構６１で減圧されて（図１２の点９）、内部熱交換器５５で熱交換される（図１２の点１０）。内部熱交換器５５で熱交換された気液二相状態の冷媒（インジェクション冷媒）は、気液二相状態のまま圧縮機５１のインジェクションパイプから圧縮機５１内へ流入する。
【０１３４】
圧縮機５１では、主冷媒回路５８から吸入された冷媒（図１２の点８）が、中間圧まで圧縮、加熱される（図１２の点１１）。中間圧まで圧縮、加熱された冷媒（図１２の点１１）に、インジェクション冷媒（図１２の点１０）が合流して、温度が低下する（図１２の点１２）。そして、温度が低下した冷媒（図１２の点１２）が、さらに圧縮、加熱され高温高圧となり、吐出される（図１２の点１）。
【０１３５】
なお、インジェクション運転を行わない場合には、膨張機構６１の開度を全閉にする。つまり、インジェクション運転を行う場合には、膨張機構６１の開度が所定の開度よりも大きくなっているが、インジェクション運転を行わない際には、膨張機構６１の開度を所定の開度より小さくする。これにより、圧縮機５１のインジェクションパイプへ冷媒が流入しない。ここで、膨張機構６１の開度は、マイクロコンピュータ等の制御部により電子制御により制御される。
【０１３６】
つぎに、ヒートポンプ装置１００の冷房運転時の動作について説明する。冷房運転時には、四方弁５９は破線方向に設定される。なお、この冷房運転とは、空調で使われる冷房だけでなく、水から熱を奪って冷水を作ること、冷凍することなども含む。
【０１３７】
圧縮機５１で高温高圧となった気相冷媒（図１２の点１）は、圧縮機５１から吐出され、凝縮器であり放熱器となる熱交換器５７で熱交換されて液化する（図１２の点２）。熱交換器５７で液化された液相冷媒は、膨張機構５６で減圧され、気液二相状態になる（図１２の点３）。膨張機構５６で気液二相状態になった冷媒は、内部熱交換器５５で熱交換され、冷却され液化される（図１２の点４）。内部熱交換器５５では、膨張機構５６で気液二相状態になった冷媒と、内部熱交換器５５で液化された液相冷媒を膨張機構６１で減圧させて気液二相状態になった冷媒（図１２の点９）とを熱交換させている。内部熱交換器５５で熱交換された液相冷媒（図１２の点４）は、主冷媒回路５８と、インジェクション回路６２とに分岐して流れる。
【０１３８】
主冷媒回路５８を流れる液相冷媒は、レシーバ５４で圧縮機５１に吸入される冷媒と熱交換されて、さらに冷却される（図１２の点５）。レシーバ５４で冷却された液相冷媒は、膨張機構５３で減圧されて気液二相状態になる（図１２の点６）。膨張機構５３で気液二相状態になった冷媒は、蒸発器となる熱交換器５２で熱交換され、加熱される（図１２の点７）。このとき、冷媒が吸熱することにより、水回路６３を循環する水が冷やされ、冷房や冷凍に利用される。そして、熱交換器５２で加熱された冷媒は、レシーバ５４でさらに加熱され（図１２の点８）、圧縮機５１に吸入される。
【０１３９】
一方、インジェクション回路６２を流れる冷媒は、上述したように、膨張機構６１で減圧されて（図１２の点９）、内部熱交換器５５で熱交換される（図１２の点１０）。内部熱交換器５５で熱交換された気液二相状態の冷媒（インジェクション冷媒）は、気液二相状態のまま圧縮機５１のインジェクションパイプから流入する。圧縮機５１内での圧縮動作については、暖房運転時と同様である。
【０１４０】
なお、インジェクション運転を行わない際には、暖房運転時と同様に、膨張機構６１の開度を全閉にして、圧縮機５１のインジェクションパイプへ冷媒が流入しないようにする。
【０１４１】
また、上記説明では、熱交換器５２は、冷媒と、水回路６３を循環する水とを熱交換させるプレート式熱交換器のような熱交換器であるとして説明した。熱交換器５２は、これに限らず、冷媒と空気を熱交換させるものであってもよい。また、水回路６３は、水が循環する回路ではなく、他の流体が循環する回路であってもよい。
【０１４２】
以上に説明したヒートポンプ装置１００は、空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫、冷凍機等のインバータ圧縮機を用いたヒートポンプ装置に利用することができる。このため、上述した本実施の形態に係るモータ駆動装置１をヒートポンプ装置に適用することで、ヒートポンプ装置を利用する空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫及び冷凍機において、上述した本実施の形態の効果を享受することができる。
【０１４３】
なお、上述した実施の形態におけるインバータを構成するスイッチング素子と、これに並列に接続されるダイオード素子にＷＢＧ半導体を用いれば、より高い周波数でのスイッチングが可能となるので、圧縮機モータにより高い周波数の電流を流すことができ、また、圧縮機モータの巻線インピーダンス増加による巻線電流低減によりインバータへ流れる電流を低減でき、より効率の高いヒートポンプ装置を得ることが可能となる。さらには、高周波数化が容易であるため、可聴周波数帯域以上の周波数に設定することができ、騒音対策が容易となる等の利点がある。
【０１４４】
なお、スイッチング素子及びダイオード素子の両方がＷＢＧ半導体によって形成されていることが望ましいが、何れか一方の素子がＷＢＧ半導体よって形成されていてもよく、上述した実施の形態における効果を得ることができる。
【０１４５】
ＷＢＧ半導体の他にも、高効率なスイッチング素子として知られているスーパージャンクション構造のＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いても、同様の効果を得ることが可能である。
【０１４６】
なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
【符号の説明】
【０１４７】
１  モータ駆動装置、２  直流電源、３  インバータ、４  インバータ制御部、５  モータ、６ａ，６ｂ  電流検出部、７  ３相２相変換部、８  周波数補償器、９  一次周波数演算部、１０  電圧指令値演算部、１１  ２相３相変換部、１２  ＰＷＭ信号生成部、１３  電気角位相演算部、１４  励磁電流指令値演算部、５０  圧縮機構、５１  圧縮機、５２，５７  熱交換器、５３，５６，６１  膨張機構、５４  レシーバ、５５  内部熱交換器、５８  主冷媒回路、５９  四方弁、６０  ファン、６２  インジェクション回路、６３  水回路、１００  ヒートポンプ装置。
【図１】
2017017839.tif 000018
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【手続補正書】
【提出日】平成29年4月28日(2017.4.28)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷を駆動するモータと、
前記モータに電圧を印加するインバータと、
前記インバータが出力する電圧を制御するインバータ制御部と、を備え、
前記モータの回転数の増加に応じて前記インバータが出力する電圧を増加させ、前記モータの駆動回転数範囲内における第一の回転数において前記モータに流れる電流が最小となる電圧値に近づくように、前記インバータが出力する電圧を制御し、
弱め励磁制御時の実行中は、前記インバータが出力する電圧を増加させて補償する制御の実行を停止する
モータ駆動装置。
【請求項２】
負荷を駆動するモータと、
前記モータに電圧を印加するインバータと、
前記インバータが出力する電圧を制御するインバータ制御部と、を備え、
前記モータの回転数の増加に応じて前記インバータが出力する電圧を増加させ、前記モータの駆動回転数範囲内における第一の回転数において前記モータに流れる電流が最小となる電圧値に近づくように、前記インバータが出力する電圧を制御し、
前記モータの回転数が小さいときには前記インバータのデッドタイムによる電圧誤差の補償量を小さくし、前記モータの回転数が前記第一の回転数に近づくにつれて前記補償量が大きくなるように制御する
モータ駆動装置。
【請求項３】
前記モータに流れる電流を検出する電流検出部を備え、
前記電流検出部の出力に基づいて前記インバータが出力する電圧を制御する請求項１又は２に記載のモータ駆動装置。
【請求項４】
前記電流検出部の出力を励磁電流とトルク電流に変換する座標変換手段を備え、
前記励磁電流の指令に基づいて前記インバータが出力する電圧を制御する請求項３に記載のモータ駆動装置。
【請求項５】
励磁軸電流、トルク電流、周波数指令値または一次周波数を基に、励磁電流指令値を生成する演算部を備え、
前記励磁電流の指令に基づいて前記インバータが出力する電圧を制御する請求項４に記載のモータ駆動装置。
【請求項６】
起動時および加速運転時および減速運転時を含む非定常状態での運転時においては、前記インバータが出力する電圧を増加させて補償する制御の実行を停止する請求項１から５の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
【請求項７】
起動時および加速運転時および減速運転時を含む非定常状態での運転時においては、前記インバータが出力する電圧を増加させて補償する制御の実行を停止すると共に、強め励磁制御となる励磁電流指令値を生成して制御を実行する請求項１から５の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
【請求項８】
生成されるＰＷＭ信号が過変調となる領域においては、前記インバータが出力する電圧を増加させて補償する制御の実行を停止する請求項１から５の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
【請求項９】
前記インバータを構成するスイッチング素子またはダイオードの少なくとも一つはワイドバンドギャップ半導体によって形成された請求項１から８の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
【請求項１０】
請求項１から９の何れか１項に記載のモータ駆動装置を搭載したヒートポンプ装置。
【請求項１１】
請求項１から９の何れか１項に記載のモータ駆動装置を搭載した冷凍空調装置。
【請求項１２】
請求項１から９の何れか１項に記載のモータ駆動装置を搭載した送風装置。
【国際調査報告】
2017017839.tif 000030
2017017839.tif 000031
2017017839.tif 000032
2017017839.tif 000033