(57)【要約】  本発明の課題は，高精度な電流微分値の検出法を提供し，これによる交流モータの位置センサレス制御を実現することである。  交流電流の電流値を電流検出回路部と、前記電流検出回路部で検出した交流電流が入力される積分回路と、モータ電圧演算回路部と、を備え、前記積分回路は、前記電流検出回路部で検出した交流電流と当該積分回路の積分出力値の差分を積分入力値として演算し、前記モータ電圧演算回路部は、前記積分入力値及び前記積分出力値に基づいてインバータの電圧位相を演算する交流モータの制御装置。
2014128947.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
モータに交流電流を供給するインバータを制御する交流モータ制御装置であって、
前記交流電流の電流値を電流検出回路部と、
前記電流検出回路部で検出した交流電流が入力される積分回路と、
モータ電圧演算回路部と、を備え、
前記積分回路は、前記電流検出回路部で検出した交流電流と当該積分回路の積分出力値の差分を積分入力値として演算し、
前記モータ電圧演算回路部は、前記積分入力値及び前記積分出力値に基づいて前記インバータの電圧位相を演算する交流モータの制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載の交流モータの制御装置であって，
前記モータ電圧演算回路部は、前記積分出力値に基づいて，前記インバータの電圧振幅を制御する交流モータの制御装置。
【請求項３】
請求項１又は２に記載のいずれかの交流モータの制御装置であって，
前記電流検出回路部で検出した交流電流に対する前記積分出力値の応答時定数よりも前記インバータのスイッチング期間を長くする交流モータの制御装置。
【請求項４】
請求項１ないし３に記載のいずれかの交流モータの制御装置であって，
前記モータ電圧演算回路部が前記積分入力値及び前記積分出力値に基づいて前記インバータの電圧位相の演算を行なう所定時間前に起動しかつ当該演算が終了した後に前記積分回路への駆動電流の供給を遮断する遮断モードを有し、
電気角周波数に応じて周期的に前記遮断モードを繰り返す交流モータの制御装置。
【請求項５】
請求項１ないし４に記載のいずれかの交流モータの制御装置であって，
前記積分回路は、デジタル回路により構成する交流モータの制御装置。
【請求項６】
請求項１ないし５に記載のいずれかの交流モータの制御装置であって，
前記積分回路は複数設けられ，
前記複数の積分回路の積分ゲインは、互いに異なり，
前記インバータのキャリア周波数あるいは変調率に基づいて，前記差分を入力させる前記積分回路を前記複数の積分回路の回路間で切り換える交流モータの制御装置。
【請求項７】
請求項１ないし６に記載のいずれかの交流モータの制御装置であって，
該モータに備わる複数の巻線は，前記インバータとそれぞれ独立に接続され，前記積分入力値の絶対値が所定値以上あるいは以下となるタイミングに基づいて，該インバータの通電相を切り換える交流モータの制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は，交流モータの制御装置に関するものであり，特に交流モータの位置センサレス制御に関する。
【背景技術】
【０００２】
交流モータを堅牢かつ安価に駆動する技術として位置センサレス制御がある。位置センサレス制御とは，位置センサを直接取り付けることなく，電圧あるいは電流などから交流モータの回転子位相を推定する技術である。位置センサは高温環境や化学的負荷に弱いため，位置センサレス制御は，高温になる自動車用途あるいは冷媒に曝される圧縮機用途などにおいて，特に有効である。また，位置センサの省略により制御装置を小型化できる。【０００３】
位置センサレス制御時の回転子位相の推定精度は，効率および制御応答性に影響を与える。推定精度が低い場合，それらが低下するだけではなく，脱調・停止に至る可能性がある。これを防止するため，高い推定精度を得ることが重要となる。【０００４】
特許文献１では，交流モータの三相交流の微分値（電流微分値）に基づいて，回転子位相を推定する。電流微分値は，交流モータのインダクタンスの逆数に比例し，また，インダクタンスは回転子位相に応じて周期的に変化する。このため，電流微分値と回転子位相には，インダクタンスを介した相関性があり，これに基づく位相推定が可能となる。しかし，特許文献１では，電流検出値をその検出間隔で除算することにより電流微分値を求めている。このため，検出間隔が短いほど，除算時において，電流検出時のノイズの影響を受けやすい問題がある。また，これを防止するために検出間隔を長くすれば，制御系の応答を上げられない問題が発生する。【０００５】
特許文献２では，オペアンプ，コンデンサ，抵抗から構成される微分回路を用いて電流微分値を求める。この方法では，直接的に電流微分値を得られるため，検出間隔を短くしても問題はない。しかし，微分回路自体のノイズを避けられないため，高精度な素子の採用あるいはローパスフィルタの挿入などの対策が必要となる。これらの対策は実験的な調整要素を含むため，開発期間が長期化する問題がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００５−３２８６３５号公報
【特許文献２】特開２００２−１５９１９９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
本発明の課題は，高精度な電流微分値の検出法を提供し，これによる交流モータの位置センサレス制御を実現することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決する為に、本発明に係る交流モータの制御装置は、モータに交流電流を供給するインバータを制御する交流モータ制御装置であって、前記交流電流の電流値を電流検出回路部と、前記電流検出回路部で検出した交流電流が入力される積分回路と、モータ電圧演算回路部と、を備え、前記積分回路は、前記電流検出回路部で検出した交流電流と当該積分回路の積分出力値の差分を積分入力値として演算し、前記モータ電圧演算回路部は、前記積分入力値及び前記積分出力値に基づいて前記インバータの電圧位相を演算する。
【発明の効果】
【０００９】
本発明により，高精度に電流微分値を検出できる。このため，回転子位相の推定精度を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】実施例１における交流モータの制御装置の構成図。
【図２】電圧・電流のベクトル図。
【図３】積分入力値および積分出力値の伝達関数ブロック図。
【図４】本発明における動作波形図。
【図５】モータ電圧演算手段の構成図。
【図６】位相に対するインダクタンスLおよび積分入力値Iinの波形図。
【図７】実施例２における交流モータの制御装置の構成図。
【図８】実施例３における交流モータの制御装置の構成図。
【図９】動作波形図。
【図１０】実施例５の構成図。
【図１１】実施例６の構成図。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下，図面を用いて本発明の各実施例を説明する。
【実施例１】
【００１２】
図１ないし図６を用いて実施例１の制御装置を説明する。図１は，本発明の第１の実施例における交流モータ1の制御装置の構成図である。【００１３】
交流モータ１は，三相交流電圧Vu，Vv，Vwが印加されることで，三相交流電流Iu，Iv，Iwが流れ，トルクτを出力する。交流モータ１の基本特性について説明する。図２に電圧と電流のベクトル図を示す。U軸は，U相コイルの磁束方向を示す。また，d軸は，U軸を回転子位相θdだけ回転させた軸である。交流モータ１の回転はd軸の回転であり，その回転速度すなわち電気角周波数はωとする。【００１４】
モータ電圧Vuvwは，交流モータ１に印加される電圧であり，その大きさを電圧振幅V1，U軸あるいはd軸を基準とする位相を，それぞれU軸電圧位相φu，d軸電圧位相φdとする。モータ電圧VuvwのU軸方向の成分をU相電圧Vuとする。V相およびW相関しても同様である。モータ電圧VuvwのU軸電圧位相φuが進むことにより，回転磁界が発生し，それを追従するように回転子位相θdが進む。【００１５】
直流電源２は，インバータ３に直流電圧VDCを印加する。インバータ３は，直流電圧VDCを三相交流電圧Vu，Vv，Vwに変換し，交流モータ１に印加する。電流検出回路部４は，三相交流電流Iu，Iv，Iwを検出する。【００１６】
インバータ制御回路部５は，差動増幅回路５１，積分回路５２，モータ電圧演算回路部５３，ＰＷＭ信号発生回路部５４を備える。以下，インバータ制御回路部５の構成要素について説明する。【００１７】
差動増幅回路５１は，抵抗器５１１〜５１４，オペアンプ５１５を備える。これにより，三相交流電流Iu，Iv，Iwと積分回路５２の積分出力値Ioutの差分を出力できる。この差分は，積分入力値Iinとして，積分回路５２へ入力される。ここで，差動増幅回路５１は，三相交流電流Iu，Iv，Iwに対応して３つずつ備えることが望ましい（図面では省略）。また，差動増幅回路５２のゲインは，抵抗器５１１〜５１４により設定することができる。ここでは，簡単にするためゲインは１とする。このとき，差動増幅回路５１の挙動は，（数１）で表される。【００１８】
【数１】
2014128947.tif 000003
【００１９】
積分回路５２は，抵抗器５２１，コンデンサ５２２，オペアンプ５２３を備える。これにより，積分回路５２は，積分入力値Iinを積分し，積分出力値Ioutを出力することができる。積分回路５２の積分ゲインは，抵抗器５２１の抵抗値Rとコンデンサ５２２のコンデンサ容量Cの積RCの逆数の逆符号値となる。これより，積分回路５２の挙動は（数２）で表される。【００２０】
【数２】
2014128947.tif 000004
ただし，s：ラプラス演算子【００２１】
積分入力値Iinおよび積分出力値Ioutの物理的意味について説明する。（数１）および（数２）から得られる伝達関数ブロック図を図３に示す。図３は1形制御系であり，その挙動は（数１）および（数２）から得られる（数３）で表わされる。【００２２】
【数３】
2014128947.tif 000005
ただし，T:時定数（T = RC）【００２３】
１形制御系は，時定数Tに関係なく安定であることが知られている。よって，積分出力値IoutはU相電流Iuを追従し，定常的にはU相電流Iuと等しくなる。また，積分出力値IoutがU相電流Iuであるならば，積分入力値IinはU相電流Iuの微分値の逆符号値となる。このように1形制御系を用いることにより，積分回路５２のみで微分演算できる。積分回路５２の動作は安定的であるから，除算あるいは微分回路を用いた従来発明と異なり，本発明では特別なノイズ対策をする必要がない。【００２４】
図４に動作波形図を示す。U相電圧Vuは理想的には正弦波であるが，インバータ３のＰＷＭ制御により実際には振幅±VDCの矩形波となる。U相電流Iuも理想的には正弦波であるが，U相電圧Vuの矩形波に影響されるため，実際には三角波となる。図４の下段は，そのときの積分入力値Iinおよび積分出力値Ioutの動作波形の拡大図である。ＰＷＭ制御のスイッチングが発生すると，U相電流Iuは急峻に変化する。このとき，積分出力値Ioutは，時定数TでU相電流Iuを追従し，時定数Tを十分に経過した段階では，U相電流Iuと等しくなる。また，積分入力値Iinは，ステップ状に変化し，時定数Tで一定値に収束する。このときの一定値がU相電流微分値dIu/dtの逆符号値-dIu/dtである。【００２５】
モータ電圧演算回路部５３の構成を図５に示す。モータ電圧演算回路部５３は，実効値演算回路部５３１，ゲインＫ１乗算器５３２，ゲインＫ２乗算器５３３，テーブル変換手段５３４を備える。これにより，モータ電圧演算回路部５３は，積分入力値Iinおよび積分出力Ioutに基づいて電圧振幅V1およびU軸電圧位相φuを演算する。以下，モータ電圧演算回路部５３の構成要素について説明する。【００２６】
実効値演算回路部５３１は，積分出力値Ioutの実効値Iout0を演算する。長期的に見れば，積分出力値IoutはU相電流Iuと等しいから，積分出力実効値Iout0は図４のU相電流実効値Iu0と等しい。【００２７】
ゲインＫ１乗算器５３２およびゲインＫ２乗算器５３３は，正のゲインK1およびK2を用いて電圧振幅V1を（数４）で演算する。【００２８】
【数４】
2014128947.tif 000006
ただし，ω*：電気角周波数指令【００２９】
（数４）により，U相電流実効値Iu0および電気角周波数指令ω*の増加・減少に合わせて電圧振幅V1を調整することができる。なお，ゲインK1およびK2は可変でもよい。また，ベクトル制御理論に基づいて，交流モータ１の特性値から電圧振幅V1を演算してもよい。【００３０】
テーブル変換手段５３４は，U相電圧Vuおよび積分入力値Iinを位相推定値θdcにテーブル変換する。図６に位相に対するインダクタンスL，積分入力値Iin，U相電圧Vuの波形図を示す。まず，インダクタンスLは位相の周期関数となる。次に，積分入力値Iinは電流微分値の逆符号値であるから，（数５）で表される。【００３１】
【数５】
2014128947.tif 000007
【００３２】
（数５）より，積分入力値IinはインダクタンスLに反比例し，U相電圧Vuに同期して符号が切り換わることが分かる。図６において，U相電圧Vuが+VDC，-VDCである場合の積分入力Iinの包絡線をそれぞれ+Iin，-Iinとする。テーブル変換手段５３４は，それらの包絡線を記憶し，U相電圧Vuおよび積分入力値Iinを参照することにより回転子位相θdを推定することができる。位相推定値θdcには，d軸電圧位相φdが加算され，U軸電圧位相φuとなる。【００３３】
以上がモータ電圧演算回路部５３の構成要素の説明である。【００３４】
ＰＷＭ信号発生回路部５４は，電圧振幅V1およびU軸電圧位相φuに従ってＰＷＭ信号PWMuvwを発生する。これにより，インバータ３のスイッチング素子はＰＷＭ制御される。【００３５】
ＰＷＭ信号発生回路部５４は，電流微分値の検出精度を高めるため，スイッチング期間を時定数Tより長くなるように調整することも可能である。この場合，図４において，積分出力値Ioutの追従性が保証されるため，電流微分値の検出誤差を防止できる。【００３６】
以上がインバータ制御回路部５の構成要素の説明である。【００３７】
本発明では，積分回路５２を用いた安定な１形制御系を利用することにより，電流微分値を得られる。積分回路を用いるため，微分回路を用いた場合のようにノイズを発生しない利点がある。【００３８】
なお，電流検出回路部４と差動増幅回路５１，差動増幅回路と積分回路５２，積分回路５２とモータ電圧演算回路部５３は常に接続する必要はない。例えば，交流モータ１の慣性が大きく，これにより電気角周波数ωの変化が緩い場合，モータ電圧演算回路部５３の演算周期を長く設定し，その演算を実行する直前のみ接続すればよい。つまり、モータ電圧演算回路部５３が積分入力値Iin及び積分出力値Ioutに基づいてインバータ３の電圧位相の演算を行なう所定時間前に起動し、かつこの演算が終了した後に積分回路５２への駆動電流の供給を遮断する遮断モードを有しておき、電気角周波数に応じて周期的に前記遮断モードを繰り返す。【００３９】
これにより，差動増幅回路５１および積分回路５２に流れる電流を必要最小限に抑えることができる。このため，インバータ制御回路部５の損失を含めた交流モータ１の総合効率を向上させることができる。【００４０】
差動増幅回路５１および積分回路５２は，アナログ回路とは限らない。高速Ａ/ＤコンバータとFPGAなどを利用することにより，差動増幅回路５１および積分回路５２を高速なデジタル回路として構成することも可能である。これにより，ノイズに対するロバスト性を向上させることができる。
【実施例２】
【００４１】
図７は，実施例２の構成図である。ただし，実施例１と同等の点については省略する。実施例２において，インバータ制御回路部５は，切換手段５５を備え，複数の差動増幅回路５１Ａ，５１Ｂ，および積分回路５２Ａ，５２Ｂを備える。積分回路５２Ａ，５２Ｂの積分ゲインは，実施例１と同様にそれぞれ「-1/(R1・C1)」，「-1/(R2・C2)」である。また，時定数は，それぞれT1 = R1・C1，T2 = R2・C2である。ここでは，T1 > T2とする。【００４２】
切換手段５５は，ＰＷＭ信号発生手段５５のＰＷＭキャリア周波数又は変調率に基づいて，U相電流Iuの入力先を切り換える。これにより電流微分値の検出精度を高められることを説明する。【００４３】
図４において，ＰＷＭキャリア周波数が高い場合，U相電流Iuの三角波の周期は短くなる。三角波の周期が時定数Tよりも短くなると，積分回路５２の追従性が低下し，電流微分値の検出精度も低下する。そこで，時定数Tを小さくすることにより，積分回路５２の追従性を高めることが考えられる。しかし，時定数Tを極端に小さくすると，積分入力値Iinの立ち上がりが急峻となり，サージ電圧あるいは騒音などの原因となる可能性がある。そこで，切換手段５５は，ＰＷＭキャリア周波数が高い場合に限り，U相電流Iuの入力先を差動増幅回路５１Ａから差動増幅回路５１Ｂへ切り換える。同様のことは，変調率に低い場合においても言える。
【実施例３】
【００４４】
図８は，実施例３の構成図である。ただし，実施例１と同様の点については省略する。実施例３において，交流モータ１はスイッチトリラクタンスモータ，インバータ３は非対称ハーフブリッジ型である。この場合，交流モータ１の各相巻線へ独立に通電することが可能であり，通電相を順次切り換えることにより駆動させることができる。【００４５】
本実施形態では，インバータ制御回路部５は積分入力値Iinの絶対値が所定値以下になるタイミングに基づいて，インバータ３の通電相を切り換える。これにより位置センサレス制御が実現されることを説明する。【００４６】
図９に動作波形図を示す。交流モータ１のU相インダクタンスLuおよびV相インダクタンスLvは，回転子位相θdの周期関数である（W相は省略）。ここで，交流モータ１にU相電流Iuが流れると，（数６）のトルクτがU相に発生する。【００４７】
【数６】
2014128947.tif 000008
【００４８】
（数６）は，V相あるいはW相に関しても同様である。（数６）から分かるように正のトルクτを得るには，U相インダクタンスLuの傾きが正である区間，すなわち図９の区間Lupにおいて，U相電流Iuが流れる必要がある。逆に，U相インダクタンスLuの傾きが負となる区間，すなわち図９の区間LuMにおいて，U相電流Iuが流れと負のトルクτが発生する。そこで，力行時においては，区間LuMに至る前に通電相をU相からV相へ移行する必要がある。V相からW相，W相からU相へ移行する際も同様である。【００４９】
位置センサレス制御においては，通電相を切り換えるタイミングの決定方法が重要となる。本発明では，区間LuPから区間LuMに至る過程における積分入力値Iinの挙動に着目する。積分入力値Iinの振幅は，（数５）から分かるようにU相インダクタンスLuの逆数であるから，区間LuPでは回転子位相θdが進むほど減少する。そこで，インバータ制御回路部５は，積分入力値Iinの絶対値が閾値Iin*以下となったら，U相の通電を終了する。実際には，スイッチング素子の遅れがあるため，位相θswだけ遅れてU相の通電は終了する。閾値Iin*は，直流電圧VDCおよびU相インダクタンスLuを（数５）に代入することにより求められる。U相の通電終了後は，位相θuvだけ遅れてV相の通電を開始する。位相θuvは，必要とされるトルクτに基づいて調整される。このようにして通電相を順次切り換えることにより，位置センサレス制御が実現される。【００５０】
上記は力行時の場合である。回生時においては，区間LuMで通電すればよいから，積分入力値Iinの絶対値|Iin|が閾値Iin*以上となったら，U相の通電を終了させればよい。他相も同様である。【００５１】
本実施形態では，積分入力値Iinの絶対値|Iin|が閾値Iin*以下となるタイミングを用いることで位置センサレス制御を実現した。本実施形態の特長は，シンプルなアルゴリズムであるため，容易に実装できることである。【００５２】
なお，交流モータ１はスイッチトリラクタンスモータ，インバータ３は非対称ハーフブリッジ型に限定されない。交流モータ１の各相巻線が独立しており（中性点をもたない），インバータ３が通電相を切換えることができれば，本発明は適用可能である。
【実施例４】
【００５３】
図１０は，実施例５の構成図である。ただし，実施例１と同等の点については省略する。実施例４では，差増増幅回路５１および積分回路５２をモジュール化し，U相電流Iuを入力，積分入力値Iinおよび積分出力値Ioutを出力とする１形制御系モジュール５６を備える。【００５４】
差増増幅回路５１および積分回路５２のモジュール化が有効であることを説明する。図１のU相電流Iuは，電流検出回路部４の出力そのものである。これは，インバータ３の近傍に設置されるため，スイッチング時に発生するノイズの影響を受けることが考えられる。１形制御系モジュール５６は，図３の１形制御系によりノイズを抑制した積分出力値Ioutを出力でき，かつ回転子位相θdを推定するための積分入力値Iinを出力できる。すなわち，１形制御系モジュール５６は，１形制御系の電気回路１つのみでノイズ抑制と位置推定の2つの機能を有する。このため，交流モータ１の制御装置の小型化に貢献することができる。
【実施例５】
【００５５】
図１１は，実施例６の構成図である。ただし，実施例１と同等の点については省略する。実施例６では，車両５７の車輪５８を交流モータ１により駆動する。【００５６】
本発明においては，電流微分値に基づいて交流モータ１を位置センサレス制御する。電流微分値は，（数５）が示すように直流電圧VDCおよびインダクタンスLによって決まり，これは速度域に関係なく検出することができる。このため，交流モータ１を停止時から高速域まで制御可能であり，これにより車輪５８を幅広い速度領域で駆動させることができる。
【符号の説明】
【００５７】
１…交流モータ
２…直流電源
３…インバータ
４…電流検出回路部
５…インバータ制御回路部
５１，５１Ａ，５１Ｂ…差動増幅回路
５１１〜５１４…抵抗器
５１５…オペアンプ
５２，５２Ａ，５２Ｂ…積分回路
５２１…抵抗器
５２２…コンデンサ
５２３…オペアンプ
５３…モータ電圧演算回路部
５３１…実効値演算回路部
５３２…ゲインＫ１乗算器
５３３…ゲインＫ２乗算器
５３４…テーブル変換回路部
５４…ＰＷＭ信号発生手段
５５…切換手段
５６…１形制御系モジュール
５７…車両
５８…車輪
VDC…直流電圧
Vu，Vv，Vw…U相電圧，V相電圧，W相電圧
V1…モータ電圧
Iu，Iv，Iw…U相電流，V相電流，W相電流
Iin…積分入力値
Iout…積分出力値
Iout0…積分出力実効値
φu…U軸電圧位相
φd…d軸電圧位相
ω…電気角周波数
ωr*…電気角周波数指令
PWMuvw…PWM信号
θd…回転子位相
θdc…位相推定値
τ…トルク
R…抵抗
C…コンデンサ容量
T…時定数
L…インダクタンス（添え字は相を表す）
s…ラプラス演算子
【図１】
2014128947.tif 000009
【図２】
2014128947.tif 000010
【図３】
2014128947.tif 000011
【図４】
2014128947.tif 000012
【図５】
2014128947.tif 000013
【図６】
2014128947.tif 000014
【図７】
2014128947.tif 000015
【図８】
2014128947.tif 000016
【図９】
2014128947.tif 000017
【図１０】
2014128947.tif 000018
【図１１】
2014128947.tif 000019
【手続補正書】
【提出日】平成27年12月21日(2015.12.21)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
モータに交流電流を供給するインバータを制御する交流モータ制御装置であって、
前記交流電流の電流値を電流検出回路部と、
前記電流検出回路部で検出した交流電流が入力される積分回路と、
モータ電圧演算回路部と、を備え、
前記積分回路は、前記電流検出回路部で検出した交流電流と当該積分回路の積分出力値の差分を積分入力値として演算し、
前記モータ電圧演算回路部は、前記積分入力値及び前記積分出力値に基づいて前記インバータの電圧位相を演算し、
前記電流検出回路部で検出した交流電流に対する前記積分出力値の応答時定数よりも前記インバータのスイッチング期間を長くする交流モータの制御装置。
【請求項２】
モータに交流電流を供給するインバータを制御する交流モータ制御装置であって、
前記交流電流の電流値を電流検出回路部と、
前記電流検出回路部で検出した交流電流が入力される積分回路と、
モータ電圧演算回路部と、を備え、
前記積分回路は、前記電流検出回路部で検出した交流電流と当該積分回路の積分出力値の差分を積分入力値として演算し、
前記モータ電圧演算回路部は、前記積分入力値及び前記積分出力値に基づいて前記インバータの電圧位相を演算し、
前記モータ電圧演算回路部が前記積分入力値及び前記積分出力値に基づいて前記インバータの電圧位相の演算を行なう所定時間前に起動しかつ当該演算が終了した後に前記積分回路への駆動電流の供給を遮断する遮断モードを有し、
電気角周波数に応じて周期的に前記遮断モードを繰り返す交流モータの制御装置。
【請求項３】
モータに交流電流を供給するインバータを制御する交流モータ制御装置であって、
前記交流電流の電流値を電流検出回路部と、
前記電流検出回路部で検出した交流電流が入力される積分回路と、
モータ電圧演算回路部と、を備え、
前記積分回路は、前記電流検出回路部で検出した交流電流と当該積分回路の積分出力値の差分を積分入力値として演算し、
前記モータ電圧演算回路部は、前記積分入力値及び前記積分出力値に基づいて前記インバータの電圧位相を演算し、
前記積分回路は複数設けられ、
前記複数の積分回路の積分ゲインは、互いに異なり、
前記インバータのキャリア周波数あるいは変調率に基づいて，前記差分を入力させる前記積分回路を前記複数の積分回路の回路間で切り換える交流モータの制御装置。
【請求項４】
モータに交流電流を供給するインバータを制御する交流モータ制御装置であって、
前記交流電流の電流値を電流検出回路部と、
前記電流検出回路部で検出した交流電流が入力される積分回路と、
モータ電圧演算回路部と、を備え、
前記積分回路は、前記電流検出回路部で検出した交流電流と当該積分回路の積分出力値の差分を積分入力値として演算し、
前記モータ電圧演算回路部は、前記積分入力値及び前記積分出力値に基づいて前記インバータの電圧位相を演算し、
該モータに備わる複数の巻線は、前記インバータとそれぞれ独立に接続され，前記積分入力値の絶対値が所定値以上あるいは以下となるタイミングに基づいて、該インバータの通電相を切り換える交流モータの制御装置。
【請求項５】
請求項１ないし４に記載のいずれかの交流モータの制御装置であって、
前記モータ電圧演算回路部は、前記積分出力値に基づいて、前記インバータの電圧振幅を制御する交流モータの制御装置。
【請求項６】
請求項１ないし４に記載のいずれかの交流モータの制御装置であって、
前記積分回路は、デジタル回路により構成する交流モータの制御装置。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００８
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００８】
上記課題を解決する為に、一例として、本発明に係る交流モータの制御装置は、モータに交流電流を供給するインバータを制御する交流モータ制御装置であって、前記交流電流の電流値を電流検出回路部と、前記電流検出回路部で検出した交流電流が入力される積分回路と、モータ電圧演算回路部と、を備え、前記積分回路は、前記電流検出回路部で検出した交流電流と当該積分回路の積分出力値の差分を積分入力値として演算し、前記モータ電圧演算回路部は、前記積分入力値及び前記積分出力値に基づいて前記インバータの電圧位相を演算し、前記モータ電圧演算回路部が前記積分入力値及び前記積分出力値に基づいて前記インバータの電圧位相の演算を行なう所定時間前に起動しかつ当該演算が終了した後に前記積分回路への駆動電流の供給を遮断する遮断モードを有し、電気角周波数に応じて周期的に前記遮断モードを繰り返す。
【国際調査報告】
2014128947.tif 000020
2014128947.tif 000021