(57)【要約】  コンバータの出力電圧が目標値となるようにコンバータのスイッチングをフィードバック制御し、コンバータへの入力に振動が生じた場合に上記フィードバック制御の制御ゲインを低減する。
2016136634.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源の電圧を直流変換するとともにスイッチングによる昇圧機能を有するコンバータと、
前記コンバータの出力電圧が目標値となるように前記コンバータのスイッチングをフィードバック制御し、前記コンバータへの入力に振動が生じた場合に前記フィードバック制御の制御ゲインを低減する制御部と、
を備えることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記交流電源と前記コンバータとの間の接続ラインに配置されたノイズフィルタ、
をさらに備え、
前記コンバータは、前記交流電源との間の接続ラインに挿接された複数のリアクタ、これらリアクタを介して入力される電圧を整流する複数のダイオード、これらダイオードに並列接続されたスイッチング素子を備え、これらスイッチング素子のオン，オフによる昇圧機能を有する、
ことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記制御部は、
前記コンバータの出力電圧Ｖｄｃと目標電圧Ｖｄｃrefとの電圧偏差ΔＶｄｃを入力とする第１比例・積分演算により前記コンバータへの入力電流に対する有効分目標値Ｉｄrefを求め、
前記コンバータへの入力電流を有効分電流Ｉｄおよび無効分電流Ｉｑに座標変換し、  前記有効分電流Ｉｄと前記有効分目標値Ｉｄrefとの電流偏差ΔＩｄを入力とする第２比例・積分演算により前記コンバータの出力電圧Ｖｄｃに対する有効分操作値Ｖｄを求め、
前記無効分電流Ｉｑと無効分目標値Ｉｑrefとの電流偏差ΔＩｑを入力とする第３比例・積分演算により前記コンバータの出力電圧Ｖｄｃに対する無効分操作値Ｖｑを求め、
前記有効分操作値Ｖｄおよび前記無効分操作値Ｖｑに応じて前記コンバータのスイッチング素子に対するオン，オフ用のＰＷＭ信号を生成し、
前記コンバータへの入力に振動が生じた場合に、前記第２および第３比例・積分制御演算の比例制御ゲインを低減する、
ことを特徴とする請求項１または請求項２記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記制御部は、
前記コンバータへの入力電圧または入力電流が閾値以上の場合に前記第２および第３比例・積分制御演算の比例制御ゲインを低減し、前記コンバータへの入力電圧または入力電流が閾値未満に低下した場合に前記比例制御ゲインの低減を解除する、
ことを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記制御部は、
前記フィードバック制御の内部制御変数が閾値以上の場合に前記第２および第３比例・積分制御演算の比例制御ゲインを低減し、前記フィードバック制御の内部制御変数が閾値未満に低下した場合に前記比例制御ゲインの低減を解除する、
ことを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
【請求項６】
請求項１乃至請求項５のいずれか一項に記載の電力変換装置を複数備え、これら電力変換装置を制御するシステム制御部を備えた電力変換システムであって、
前記システム制御部は、
前記各電力変換装置のいずれかで制御ゲインの低減が継続した場合に、前記各電力変換装置のうち少なくとも１つの電力変換装置への入力電流を低減する負荷制限を実行し、
前記負荷制限にもかかわらず前記制御ゲインの低減が継続した場合に、前記各電力変換装置の運転台数を低減する運転台数制限を実行する、
ことを特徴とする電力変換システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、交流電源の電圧を直流変換するコンバータを備えた電力変換装置、およびその電力変換装置を複数備えた電力変換システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
交流電源の電圧を直流変換するとともにスイッチングによる昇圧機能を有するコンバータを備え、そのコンバータの出力電圧が目標値となるように、かつコンバータへの入力電流が正弦波となるように、コンバータのスイッチングをフィードバック制御する電力変換装置が知られている。上記コンバータは、交流電源との間の接続ラインに挿接される複数のリアクタ、これらリアクタを介して入力される電圧を整流する複数のダイオード、これらダイオードに並列接続されたスイッチング素子を備え、これらスイッチング素子のオン，オフによって昇圧を行う。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０００−４１３８１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上記電力変換装置では、例えばコンバータの昇圧率が高くなった場合など、コンバータのスイッチングにおける出力デューティに生じるハンチングが大きくなる。このハンチングに伴いコンバータへの入力電流が振動するようになり、その振動（制御的な振動いわゆる制御振動）はコンバータへの入力電圧の振動となって現われる。【０００５】
また、コンバータがスイッチングすると、そのスイッチングに伴うノイズが電源電圧に重畳し、重畳したノイズが同じ交流電源に接続されている他の電気機器に伝わってその電気機器の運転に悪影響を与える可能性がある。その対策として、交流電源とコンバータとの間の電源ラインにノイズフィルタが配置されている。【０００６】
交流電源と電力変換装置との間の電源ラインには電源ラインインピーダンスが存在し、その電源ラインインピーダンスのインダクタ成分、上記ノイズフィルタのリアクタとコンデンサ、ＰＷＭコンバータのリアクタなどにより共振回路が形成されている。この共振回路は、インダクタンスおよびコンデンサ容量によって定まる共振周波数を有する。【０００７】
このような共振回路が存在する状況において、上記のようなハンチングに伴う入力電流の振動（制御振動）が生じると、その振動の周波数が共振周波数に引きずり込まれるようになり、その結果、コンバータの入力側に過電圧が生じる。この過電圧は、同じ交流電源に接続されている他の電気機器に悪影響を与える。【０００８】
本発明の実施形態の目的は、入力側の過電圧を回避できる電力変換装置および電力変換システムを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
請求項１の電力変換装置は、交流電源の電圧を直流変換するとともにスイッチングによる昇圧機能を有するコンバータと、このコンバータの出力電圧が目標値となるように前記コンバータのスイッチングをフィードバック制御し、前記コンバータへの入力に振動が生じた場合に前記フィードバック制御の制御ゲインを低減する制御手段と、を備えている。【００１０】
請求項６の電力変換システムは、請求項１乃至請求項５のいずれか記載の電力変換装置を複数備えているとともに、これら電力変換装置を制御するシステム制御部を備えている。システム制御部は、前記各電力変換装置のいずれかで制御ゲインの低減が継続した場合に、前記各電力変換装置のうち少なくとも１つの電力変換装置への入力電流を低減する負荷制限を実行し、前記負荷制限にもかかわらず前記制御ゲインの低減が継続した場合に、前記各電力変換装置の運転台数を低減する運転台数制限を実行する。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】図１は、第１実施形態の構成を示すブロック図である。
【図２】図２は、第１実施形態におけるＰＩ制御器の構成を示すブロック図である。
【図３】図３は、第１実施形態の制御を示すフローチャートである。
【図４】図４は、第１実施形態における比例制御ゲインを増加させた場合に入力電圧、入力電流、リアクタ電流、正弦波信号、電圧偏差がどのように変化するかを示す図である。
【図５】図５は、第１実施形態における高調波次数と高調波電流との関係を比例制御ゲインをパラメータとして示す図である。
【図６】図６は、第２実施形態において制御振動がない場合の入力電圧、入力電流、正弦波信号、電圧偏差を示す図である。
【図７】図７は、第２実施形態において制御振動がある場合の入力電圧、入力電流、正弦波信号、電圧偏差を示す図である。
【図８】図８は、第２実施形態の制御を示すフローチャートである。
【図９】図９は、第３実施形態の構成を示すブロック図である。
【図１０】図１０は、第３実施形態の制御を示すフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
［１］第１実施形態  
以下、第１実施形態について図面を参照して説明する。  
図１に示すように、三相交流電源１に電力変換装置３が接続され、その電力変換装置３の出力端に負荷たとえばブラシレスＤＣモータ８が接続されている。ブラシレスＤＣモータ８は、例えば冷凍サイクルの圧縮機を駆動する。なお、三相交流電源１と電力変換装置３との間の各電源ラインには、電源ラインインピーダンス２ｒ，２ｓ，２ｔが存在する。
【００１３】
電力変換装置３は、ノイズフィルタ４、ＰＷＭコンバータ５、平滑コンデンサ６、インバータ７、電流センサ１４，１５，１６、コンバータ制御部３０、主制御部５０、および電圧検出部５１を含む。
【００１４】
ノイズフィルタ４は、リアクタＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔおよび線間コンデンサＣrs，Ｃst，Ｃtrを含み、ＰＷＭコンバータ５のスイッチングに伴って電源電圧に重畳するノイズを除去する。ＰＷＭコンバータ５は、複数のリアクタ１１，１２，１３、これらリアクタ１１，１２，１３を介した入力電圧を全波整流する複数のダイオード２１ａ〜２６ａのブリッジ回路、これらダイオード２１ａ〜２６ａに並列接続されたスイッチング素子たとえばＭＯＳＦＥＴ２１〜２６を備え、ダイオード２１ａ〜２６ａによる直流変換機能を有するとともに、ＭＯＳＦＥＴ２１〜２６のオン，オフスイッチングによる昇圧・高調波抑制・力率改善等の機能を有し、例えば２００Ｖの交流電圧を３００Ｖの直流電圧に変換することができる。なお、ダイオード２１ａ〜２６ａは、ＭＯＳＦＥＴ２１〜２６の寄生ダイオードである。
【００１５】
インバータ７は、ＰＷＭコンバータ５の出力電圧（平滑コンデンサ６の電圧）Ｖｄｃを所定周波数の三相交流電圧に変換し出力する。このインバータ７の出力電圧の周波数（出力周波数）Ｆに応じてブラシレスＤＣモータ８の速度（回転数）が変化する。電流センサ１４，１５，１６は、ＰＷＭコンバータ５のリアクタ１１，１２，１３に流れる電流（リアクタ電流）Ｉｒ１，Ｉｓ１，Ｉｔ１を検知する。
【００１６】
コンバータ制御部３０は、ＰＷＭコンバータ５の出力電圧Ｖｄｃが目標値ＶｄｃrefとなるようにＰＷＭコンバータ５のスイッチングをフィードバック制御する。具体的には、コンバータ制御部３０は、ＰＷＭコンバータ５への入力電流に周期が追従しつつＰＷＭコンバータ５の出力電圧Ｖｄｃと目標値Ｖｄｃrefとの差に応じて電圧レベルが定まる正弦波信号Ｖｒref，Ｖｓref，Ｖｔrefを生成し、所定周波数の三角波状のキャリア信号を上記生成した正弦波信号Ｖｒref，Ｖｓref，Ｖｔrefでパルス幅変調（電圧比較）することによりＰＷＭコンバータ５のＭＯＳＦＥＴ２１〜２６に対するスイッチング用のＰＷＭ信号（パルス信号）を生成する。この処理を実現する手段として、コンバータ制御部３０は、減算部３１、ＰＩ制御器３２、電流検出部３３、減算部３４，３５、ＰＩ制御器３６，３７、正弦波信号生成部３８、ＰＷＭ信号生成部３９、零クロス検出部４０からなるベクトル制御部を含む。
【００１７】
減算部３１は、ＰＷＭコンバータ５の出力電圧Ｖｄｃと目標値Ｖｄｃrefとの電圧偏差ΔＶｄｃを得る。目標値Ｖｄｃrefは、ＰＷＭコンバータ５の出力電圧Ｖｄｃに対する目標値であって、後述の主制御部５０から指令される。ＰＩ制御器３２は、電圧偏差ΔＶｄｃを入力とする比例・積分演算（第１比例・積分演算）により、ＰＷＭコンバータ５への入力電流に対する有効分電流目標値Ｉｄrefを求める。電流検出部３３は、電流センサ１４，１５，１６の検知電流（リアクタ電流）Ｉｒ１，Ｉｓ１，Ｉｔ１をＰＷＭコンバータ５への入力電流として取込み、その入力電流を有効分電流（ｄ軸電流）Ｉｄおよび無効分電流（ｑ軸電流）Ｉｑに座標変換する。減算部３４は、有効分電流Ｉｄと有効分電流目標値Ｉｄrefとの電流偏差ΔＩｄを得る。減算部３５は、無効分電流Ｉｑと無効分電流目標値Ｉｑref（＝零）との電流偏差ΔＩｑを得る。ＰＩ制御器３６は、電流偏差ΔＩｄを入力とする比例・積分演算（第２比例・積分演算）により、ＰＷＭコンバータ５の出力電圧Ｖｄｃに対する有効分電圧操作値Ｖｄを求める。ＰＩ制御器３７は、電流偏差ΔＩｑを入力とする比例・積分演算（第３比例・積分演算）により、ＰＷＭコンバータ５の出力電圧Ｖｄｃに対する無効分電圧操作値Ｖｑを求める。正弦波信号生成部３８は、ＰＷＭコンバータ５への入力電流に周期が追従しつつ有効分電圧操作値Ｖｄおよび無効分電圧操作値Ｖｑに応じて電圧レベルが定まる正弦波信号Ｖｒref，Ｖｓref，Ｖｔrefを生成する。ＰＷＭ信号生成部３９は、所定周波数の三角波状のキャリア信号を正弦波信号Ｖｒref，Ｖｓref，Ｖｔrefでパルス幅変調（電圧比較）することにより、ＰＷＭコンバータ５のＭＯＳＦＥＴ２１〜２６に対するスイッチング用のＰＷＭ信号（パルス状信号）を生成する。零クロス検出部４０は、ＰＷＭコンバータ５への入力電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの零クロス点θを検出し、その検出結果を電流検出部３３および正弦波信号生成部３８に供給する。
【００１８】
ＰＩ制御器３２が電圧制御系となり、ＰＩ制御器３６，３７が電流制御系となる。これらＰＩ制御器３２，３６，３７の基本的な構成を図２に示す。Ｋｐが比例制御ゲイン、Ｋｉが積分制御ゲインである。この比例制御ゲインＫｐおよび積分制御ゲインＫｉは、試験等により求められた最適値である。
【００１９】
電圧検出部５１は、平滑コンデンサ６の負側端子の電位を基準とするＲ相入力電圧Ｖｒを検出する。主制御部５０は、各種の制御動作がプログラミングされたマイクロコンピュータを備え、ＰＷＭコンバータ５への入力に振動（制御振動）が生じた場合にコンバータ制御部３０のフィードバック制御の制御ゲインを低減する。具体的には、主制御部５０は、ＰＷＭコンバータ５へのＲ相入力電圧Ｖｒが閾値Ｖｒ２以上の場合に制御振動が発生していると判断し、この検知により電流制御系のＰＩ制御器３６，３７の比例制御ゲインＫｐを所定値ΔＫｐ低減する。その後、主制御部５０は、Ｒ相入力電圧Ｖｒが閾値Ｖｒ１（＜Ｖｒ２）未満に低下した場合に比例制御ゲインＫｐの低減を解除する。
【００２０】
つぎに、主制御部５０が実行する制御を図３のフローチャートを参照しながら説明する。  
主制御部５０は、ゲイン低減フラグｆが“０”の場合（ステップＳ１のＹＥＳ）、Ｒ相入力電圧Ｖｒと閾値Ｖｒ２とを比較する（ステップＳ２）。なお、ゲイン低減フラグｆは、ゲイン低減中は“１”を示し、ゲインを低減していない状態は“０”を示す。
【００２１】
図４は、ＰＩ制御器３６，３７の比例制御ゲインＫｐを増加（スイープ）させた場合にＲ相入力電圧Ｖｒ、Ｒ相入力電流Ｉｒ、リアクタ電流Ｉｒ１、正弦波信号Ｖｒref、電圧偏差ΔＶｄｃにどのような変化が生じるかを試験して確かめた結果である。比例制御ゲインＫｐが大きくなるほど正弦波信号Ｖｒrefに生じる振動が増大し、その影響で、Ｒ相入力電流Ｉｒおよびリアクタ電流Ｉｒ１の振動も増大していく。この制御的な振動いわゆる制御振動は、例えばＰＷＭコンバータ５の昇圧率が高くなった場合など、ＰＷＭコンバータ５の出力電圧Ｖｄｃに生じるハンチングが大きくなることでも現われる。
【００２２】
主制御部５０は、Ｒ相入力電圧Ｖｒが閾値Ｖｒ２以上の場合（ステップＳ２のＹＥＳ）、制御振動が生じたとの判断の下に、ＰＩ制御器３６，３７の比例制御ゲインＫｐを所定値ΔＫｐだけ低減する（ステップＳ３）。そして、主制御部５０は、ゲイン低減フラグｆを“１”にセットし（ステップＳ４）、ステップＳ１の判定に戻る。
【００２３】
ゲイン低減フラグｆが“１”の場合（ステップＳ１のＮＯ）、主制御部５０は、Ｒ相入力電圧Ｖｒと閾値Ｖｒ１（＜Ｖｒ２）とを比較する（ステップＳ５）。Ｒ相入力電圧Ｖｒが閾値Ｖｒ１未満に低下していない場合（ステップＳ５のＮＯ）、比例制御ゲインＫｐを所定値ΔＫｐだけ低減させたままで主制御部５０は、ステップＳ１の判定に戻る。ここで、比例制御ゲインＫｐを所定値ΔＫｐだけ低減させたことで、応答性が低下して出力電圧Ｖｄｃが目標値Ｖｄｃrefに到達するまでの時間は遅くなるが、制御振動の発生を抑え込むことができる。一方、ステップＳ５の判定で、Ｒ相入力電圧Ｖｒが閾値Ｖｒ１未満に低下した場合（ステップＳ５のＹＥＳ）、主制御部５０は、制御振動が治まったとの判断の下に、ＰＩ制御器３６，３７の比例制御ゲインＫｐを所定値ΔＫｐだけ増加して元の値に戻す（ステップＳ６）。このときの増加の速度は、再び制御振動が生じないように、低減時の速度よりも遅くする。そして、主制御部５０は、ゲイン低減フラグｆを“０”にリセットし（ステップＳ７）、ステップＳ１の判定に戻る。なお、主制御部５０は、ステップＳ１の判定結果がＹＥＳで、ステップＳ２の判定結果がＮＯの場合には、比例制御ゲインＫｐやゲイン低減フラグｆの変更は行わず、ステップＳ１の判定に戻る。
【００２４】
三相交流電源１と電力変換装置３との間の電源ラインには電源ラインインピーダンス２ｒ，２ｓ，２ｔが存在し、その電源ラインインピーダンス２ｒ，２ｓ，２ｔのインダクタ成分、ノイズフィルタ４のリアクタＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔと線間コンデンサＣrs，Ｃst，Ｃtr、ＰＷＭコンバータ５のリアクタ１１，１２，１３により共振回路が形成されている。この共振回路は、インダクタンスおよびコンデンサ容量によって定まる共振周波数ｆｏを有する。このような回路において、ＰＷＭコンバータ５の入力側に制御振動が生じると、その制御振動の周波数が共振周波数ｆｏに引きずり込まれるようになり、その結果、ＰＷＭコンバータ５の入力側に過電圧が生じる。この過電圧は、同じ三相交流電源１に接続されている他の電気機器に悪影響を与えてしまう。
【００２５】
これに対し、本実施形態では、Ｒ相入力電圧Ｖｒが閾値Ｖｒ２以上の場合にＰＩ制御器３６，３７の比例制御ゲインＫｐを低減するので、制御振動が大きくなるのを回避して、ＰＷＭコンバータ５の入力側における過電圧の発生を回避できる。
【００２６】
また、ＰＷＭコンバータ５のスイッチングに伴って生じる高調波電流と高調波次数との関係を比例制御ゲインＫｐ（Ｋｐ１＜Ｋｐ２＜Ｋｐ３＜Ｋｐ４）をパラメータとして図５に示す。基本的に、比例制御ゲインＫｐが小さい場合に高調波抑制効果が低下する。
【００２７】
この点に関し、本実施形態では、Ｒ相入力電圧Ｖｒが閾値Ｖｒ１未満に低下したところで比例制御ゲインＫｐの低減を解除するので、高調波抑制効果の低下をできるだけ抑えることができる。
【００２８】
なお、制御振動の発生をＲ相入力電圧Ｖｒと閾値Ｖｒ２との比較によって判定したが、Ｒ相入力電流Ｉｒと閾値との比較によって判定してもよい。
【００２９】
［２］第２実施形態  
コンバータ制御部３０によるフィードバック制御の内部制御変数として、正弦波信号Ｖｒrefおよび電圧偏差ΔＶｄｃがある。
【００３０】
図６に示すように、ＰＷＭコンバータ５への入力（Ｒ相入力電圧ＶｒやＲ相入力電流Ｉｒ）に制御振動がない場合、正弦波信号生成部３８で生成される正弦波信号Ｖｒrefおよび減算部３１で得られる電圧偏差ΔＶｄｃはほとんど変動なく安定する。一方、図７に示すように、ＰＷＭコンバータ５への入力に制御振動が生じた場合、フィードバック制御の制御周期Δｔごとに、正弦波信号Ｖｒrefおよび電圧偏差ΔＶｄｃに大きな変動が生じる。
【００３１】
主制御部５０は、ＰＷＭコンバータ５への入力に制御振動が生じたか否かを正弦波信号Ｖｒrefの制御周期Δｔごとの変動幅から判定する。この主制御部５０の制御を図８のフローチャートを参照しながら説明する。
【００３２】
主制御部５０は、正弦波信号生成部３８で生成される正弦波信号Ｖｒrefの制御周期Δｔごとの変動幅ΔＤを検出する（ステップＳ１１）。そして、主制御部５０は、ゲイン低減フラグｆが“０”の場合（ステップＳ１２のＹＥＳ）、検出した変動幅ΔＤと閾値ΔＤ２とを比較する（ステップＳ１３）。
【００３３】
変動幅ΔＤが閾値ΔＤ２以上の場合（ステップＳ１３のＹＥＳ）、主制御部５０は、制御振動が生じたとの判断の下に、ＰＩ制御器３６，３７の比例制御ゲインＫｐを所定値ΔＫｐだけ低減する（ステップＳ１４）。そして、主制御部５０は、ゲイン低減フラグｆを “１”にセットし（ステップＳ１５）、ステップＳ１１の変動幅ΔＤ検出に戻る。
【００３４】
ゲイン低減フラグｆが“１”の場合（ステップＳ１２のＮＯ）、主制御部５０は、変動幅ΔＤと閾値ΔＤ１（＜ΔＤ２）とを比較する（ステップＳ１６）。変動幅ΔＤが閾値ΔＤ１未満に低下していない場合（ステップＳ１６のＮＯ）、主制御部５０は、ステップＳ１１の変動幅ΔＤ検出に戻る。
【００３５】
変動幅ΔＤが閾値ΔＤ１未満に低下した場合（ステップＳ１６のＹＥＳ）、主制御部５０は、制御振動が治まったとの判断の下に、ＰＩ制御器３６，３７の比例制御ゲインＫｐを所定値ΔＫｐだけ増加して元の値に戻す（ステップＳ１７）。このときの増加の速度は、再び制御振動が生じないように、低減時の速度よりも遅くする。そして、主制御部５０は、ゲイン低減フラグｆを“０”にリセットし（ステップＳ１８）、ステップＳ１１の変動幅ΔＤ検出に戻る。
【００３６】
以上のように、正弦波信号Ｖｒrefの制御周期Δｔごとの変動幅ΔＤを検出し、その変動幅ΔＤが閾値ΔＤ２以上の場合にＰＩ制御器３６，３７の比例制御ゲインＫｐを低減することにより、ＰＷＭコンバータ５の入力側における過電圧の発生を回避できる。
【００３７】
また、変動幅ΔＤが閾値ΔＤ１未満に低下したところで比例制御ゲインＫｐの低減を解除するので、高調波抑制効果の低下をできるだけ抑えることができる。
【００３８】
なお、正弦波信号Ｖｒrefに代えて電圧偏差ΔＶｒの制御周期Δｔごとの変動幅を検出し、その変動幅と閾値とを比較する構成としてもよい。
【００３９】
［３］第３実施形態  
第３実施形態では、図９に示すように、三相交流電源１に、第１実施形態または第２実施形態の電力変換装置３と同じ構成の複数の電力変換装置３ａ〜３ｎが接続されている。これら電力変換装置３ａ〜３ｎの出力端に、それぞれブラシレスＤＣモータ８ａ〜８ｎが接続されている。
【００４０】
電力変換装置３ａ〜３ｎのそれぞれ主制御部５０は、通信線を介して外部のシステム制御部６０に接続されており、そのシステム制御部６０との通信が可能である。主制御部５０は、システム制御部６０に対し、比例制御ゲインＫｐの低減状況を送信する。システム制御部６０は、主制御部５０に対し、電力変換装置３ａ〜３ｎに対する運転・停止を指示するとともに、入力電流を低減する負荷制限の実行を指示することができる。
【００４１】
ブラシレスＤＣモータ８ａ〜８ｎは、例えば１台のヒートポンプ式熱源機に搭載されている複数の圧縮機をそれぞれ駆動する。
【００４２】
電力変換装置３ａ〜３ｎおよびシステム制御部６０により、電力変換システムが構成されている。システム制御部６０は、各種の制御動作がプログラミングされたマイクロコンピュータを備え、その主要な機能として第１制御部６０ａ、第２制御部６０ｂ、第３制御部６０ｃを含む。  
第１制御部６０ａは、ブラシレスＤＣモータ８ａ〜８ｎが搭載されているヒートポンプ式熱源機の負荷の大きさに応じて、電力変換装置３ａ〜３ｎの運転台数を制御する。
【００４３】
第２制御部６０ｂは、運転中の電力変換装置３ａ〜３ｎのいずれかで比例制御ゲインＫｐの低減が継続した場合に、運転中の電力変換装置３ａ〜３ｎのうち少なくとも１つの電力変換装置への入力電流を低減する負荷制限を実行する。
【００４４】
第３制御部６０ｃは、第２制御部６０ｂによる負荷制限にもかかわらず比例制御ゲインＫｐの低減が継続した場合に、運転中の電力変換装置３ａ〜３ｎにおけるＰＷＭコンバータ５の運転台数（昇圧運転台数）を低減する運転台数制限を実行する。
【００４５】
システム制御部６０の制御を図１０のフローチャートを参照しながら説明する。  
システム制御部６０は、運転中の電力変換装置３ａ〜３ｎのいずれかで制御振動回避のための比例制御ゲインＫｐの低減があるかどうかを監視する（ステップＳ２１）。例えば、電力変換装置３ａで比例制御ゲインＫｐの低減があることを検出した場合（ステップＳ２１のＹＥＳ）、システム制御部６０は、タイムカウントｔ１を零から開始し（ステップＳ２２）、そのタイムカウントｔ１と予め定められた設定時間ｔ１ｓ（例えば１０秒）とを比較する（ステップＳ２３）。
【００４６】
タイムカウントｔ１が設定時間ｔ１ｓに達しない場合（ステップＳ２３のＮＯ）、システム制御部６０は、ステップＳ２１の監視に戻る。また、タイムカウントｔ１が設定時間ｔ１ｓに達しないうちに（ステップＳ２３のＮＯ）、電力変換装置３ａにおける比例制御ゲインＫｐの低減が解除された場合（ステップＳ２１のＮＯ）、システム制御部６０は、ステップＳ２１の監視に戻る。
【００４７】
電力変換装置３ａにおける比例制御ゲインＫｐの低減が継続して（ステップＳ２１のＹＥＳ）、タイムカウントｔ１が設定時間ｔ１ｓに達した場合（ステップＳ２３のＹＥＳ）、システム制御部６０は、運転中の電力変換装置３ａ〜３ｎのうち少なくとも１つの電力変換装置である例えば電力変換装置３ａへの入力電流Ｉｒａ，Ｉｓａ，Ｉｔａを低減する負荷制限を実行する（ステップＳ２４）。すなわち、システム制御部６０は、電力変換装置３ａにおけるインバータ７の出力周波数Ｆを低減し、これによりブラシレスＤＣモータ８ａの速度を低減して電力変換装置３ａの負荷を制限する。結果として、電力変換装置３ａへの入力電流Ｉｒａ，Ｉｓａ，Ｉｔａが低下する。
【００４８】
電力変換装置３ａへの入力電流Ｉｒａ，Ｉｓａ，Ｉｔａが低下すると、三相交流電源１から電力変換装置３ａ〜３ｎに流れる電流Ｉｒｏ，Ｉｓｏ，Ｉｔｏが減少する。電流Ｉｒｏ，Ｉｓｏ，Ｉｔｏが減少すると、その分だけ電源インピーダンス２ｒ，２ｓ，２ｔに生じる電圧が低下する。電源インピーダンス２ｒ，２ｓ，２ｔに生じる電圧が低下すると、その分だけ電力変換装置３ａ〜３ｎへの入力電圧が高まり、その結果、電力変換装置３ａ〜３ｎにおけるＰＷＭコンバータ５の昇圧率を減らすことができる。結果として、電力変換装置３ａにおける制御振動が治まる。
【００４９】
システム制御部６０は、上記負荷制限の実行に伴いタイムカウントｔ２を開始し（ステップＳ２５）、そのタイムカウントｔ２と設定時間ｔ２ｓとを比較する（ステップＳ２６）。そして、タイムカウントｔ２が設定時間ｔ２ｓに達したとき（ステップＳ２６のＹＥＳ）、システム制御部６０は、電力変換装置３ａにおける比例制御ゲインＫｐの低減が解除となったかどうかを監視する（ステップＳ２７）。
【００５０】
電力変換装置３ａにおける比例制御ゲインＫｐの低減が解除となった場合（ステップＳ２７のＹＥＳ）、システム制御部６０は、上記負荷制限を解除する（ステップＳ２８）。そして、システム制御部６０は、ステップＳ２１の判定に戻る。
【００５１】
電力変換装置３ａにおける比例制御ゲインＫｐの低減が解除とならない場合（ステップＳ２７のＮＯ）、システム制御部６０は、運転中の電力変換装置３ａ〜３ｎにおけるＰＷＭコンバータ５の昇圧運転台数を例えば１台だけ低減する運転台数制限を実行する（ステップＳ２９）。なお、ＰＷＭコンバータ５は、スイッチングによる昇圧運転をしない場合でも、ダイオードによる全波整流を行うため、ブラシレスＤＣモータ８の運転は継続できる。
【００５２】
システム制御部６０は、この運転台数制限の実行に伴いタイムカウントｔ３を開始し（ステップＳ３０）、そのタイムカウントｔ３と設定時間ｔ３ｓとを比較する（ステップＳ３１）。そして、タイムカウントｔ３が設定時間ｔ３ｓに達したとき（ステップＳ３１のＮＯ）、システム制御部６０は、電力変換装置３ａにおける比例制御ゲインＫｐの低減が解除となったかどうかを監視する（ステップＳ３２）。
【００５３】
電力変換装置３ａにおける比例制御ゲインＫｐの低減が解除となっている場合（ステップＳ３２のＹＥＳ）、システム制御部６０は、上記運転台数制限を解除し（ステップＳ３３）、ステップＳ３３の判定に戻る。
【００５４】
ただし、電力変換装置３ａにおける比例制御ゲインＫｐの低減が解除とならない場合（ステップＳ３２のＮＯ）、システム制御部６０は、電力変換装置３ａ〜３ｎにおけるＰＷＭコンバータ５の昇圧運転台数をさらに１台低減する（ステップＳ２９）。システム制御部６０は、この台数低減を電力変換装置３ａにおける比例制御ゲインＫｐの低減が解除となるまで繰り返す。最終的にはＰＷＭコンバータ５の昇圧運転台数が零となる。昇圧運転台数が零の場合、総ての電力変換装置３ａ〜３ｎにおけるＰＷＭコンバータ５のスイッチング動作が停止するので、制御振動は自ずと解消される。
【００５５】
以上のように、負荷制限と運転台数制限を段階的に実行することにより、電力変換装置３ａ〜３ｎの入力側における過電圧の発生を回避できる。
【００５６】
［４］変形例  
上記各実施形態では、負荷がブラシレスＤＣモータである場合を例に説明したが、ブラシレスＤＣモータ以外の機器が負荷である場合にも同様に実施できる。
【００５７】
その他、上記実施形態および変形は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。この新規な実施形態および変形例は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、書き換え、変更を行うことができる。これら実施形態や変形は、発明の範囲は要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【符号の説明】
【００５８】
１…三相交流電源、２ｒ，２ｓ，２ｔ…電源ラインインピーダンス、３…電力変換装置、４…ノイズフィルタ、５…ＰＷＭコンバータ、６…平滑コンデンサ、７…インバータ、８…ブラシレスＤＣモータ（負荷）、１１，１２，１３…リアクタ、２１〜２６…ＩＧＢＴ、３０…コンバータ制御部、５０…主制御部、５１…電圧検出部、３ａ，２ｂ，２ｃ…電力変換装置、６０…システム制御部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【国際調査報告】
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