(57)【要約】  本発明にかかる送信装置は、信号ストリームをＳＦＢＣブロック符号化するＳＦＢＣ符号化部１２は、信号ストリームを時間長Ｍsubのサブストリームに等分割し、１つ以上のサブストリームを巡回シフトさせる信号分割部１２１と、サブストリームを出力し、サブストリームに対し時間軸反転処理、複素共役処理および符号反転処理、または時間軸反転処理および複素共役処理を施す複素信号処理部１２２と、複素信号処理部１２２の出力信号を複製して並べた時間長Ｎの繰り返し信号を生成し、繰り返し信号に位相回転を与える位相回転部１２３と、送信アンテナごとに、位相回転が与えられた繰り返し信号を多重化して送信アンテナから送信する送信信号を生成する多重化部１２４とを備え、位相回転部１２３は、同一の送信信号に多重される繰り返し信号にそれぞれ異なる位相回転を与える。
2016021357.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
２本以上の送信アンテナと、
第１の時間長の信号ストリームを空間周波数ブロック符号化する符号化部と、
を備え、
前記符号化部は、
前記信号ストリームを第２の時間長のサブストリームに等分割するとともに、前記サブストリームのうち１つ以上の前記サブストリームを、前記サブストリームの一次変調シンボル間隔で除算した値が非整数値となる時間長で巡回シフトさせる信号分割部と、
前記サブストリームをそのまま出力信号として出力するとともに、前記サブストリームに対して、時間軸反転処理、複素共役処理および符号反転処理、または時間軸反転処理および複素共役処理である複素信号処理を施し、前記複素信号処理後の前記サブストリームを出力信号として出力する複素信号処理部と、
前記複素信号処理部から出力される前記出力信号ごとに、時間方向に繰り返して並べた第３の時間長の信号である繰り返し信号を生成し、前記繰り返し信号に対して位相回転を与える位相回転部と、
前記送信アンテナごとに、前記位相回転が与えられた前記繰り返し信号を多重化して前記送信アンテナから送信する送信信号を生成する多重化部と、
を備え、
前記位相回転部は、同一の前記送信信号に多重される前記繰り返し信号にそれぞれ異なる位相回転を与えることを特徴とする送信装置。
【請求項２】
前記位相回転は、前記第３の時間長の整数分の１を周期とする位相回転であることを特徴とする請求項１に記載の送信装置。
【請求項３】
前記２本以上の送信アンテナは、第１の送信アンテナと第２の送信アンテナを含み、
前記複素信号処理部は、前記サブストリームである第１サブストリームおよび第２サブストリームをそのまま出力するとともに、前記第２サブストリームに対して時間軸反転処理、複素共役処理および符号反転処理を行い、前記第１サブストリームに対して時間軸反転処理および複素共役処理を行い、
前記位相回転部は、前記第１サブストリームを時間方向に繰り返して並べた第１の繰り返し信号と、前記第２サブストリームを時間方向に繰り返して並べた第２の繰り返し信号とを生成し、前記第２の繰り返し信号に対して位相回転量を０とした位相回転を与え、前記第２サブストリームに対して時間軸反転処理、複素共役処理および符号反転処理を施した信号を時間方向に繰り返して並べた第３の繰り返し信号、および前記第１サブストリームに対して時間軸反転処理および複素共役処理を施した信号を時間方向に繰り返して並べた第４の繰り返し信号を生成し、前記第３の繰り返し信号および前記第４の繰り返し信号に対して前記第３の時間長を１周期とする位相回転を与え、
前記多重化部は、前記第１の繰り返し信号と位相回転後の前記第３の繰り返し信号とを多重化して第１の送信信号を生成し、前記第２の繰り返し信号と位相回転後の前記第４の繰り返し信号とを多重化して第２の送信信号を生成し、
前記第１の送信アンテナから前記第１の送信信号を送出し、前記第２の送信アンテナから前記第２の送信信号を送出することを特徴とする請求項１または２に記載の送信装置。
【請求項４】
２本以上の送信アンテナと、
第１の時間長の信号ストリームを空間周波数ブロック符号化する符号化部と、
を備え、
前記符号化部は、
前記信号ストリームを第２の時間長のサブストリームに等分割する信号分割部と、
離散フーリエ変換により前記サブストリームをそれぞれ周波数信号に変換する離散フーリエ変換部と、
前記周波数信号に対して複素共役処理および符号反転処理を施した信号または複素共役処理を施した信号である複素処理後周波数信号を前記周波数信号ごとに生成し、前記周波数信号のうち１つ以上の前記周波数信号である第１の周波数信号と前記第１の周波数信号に対応する前記複素処理後周波数信号である第１の複素処理後周波数信号とに対して時間領域の巡回シフトに対応する周波数に比例する位相回転を付与し、第１の周波数信号以外の前記周波数信号である第２の周波数信号と前記第２の周波数信号に対応する前記複素処理後周波数信号である第２の複素処理後周波数信号と前記位相回転が付与された後の前記第１の周波数信号と前記位相回転が付与された後の前記第１の複素処理後周波数信号とを、周波数領域でマッピングして前記送信アンテナごとに前記送信アンテナで送信する送信信号に対応する周波数配置信号を生成する周波数配置部と、
逆離散フーリエ変換により前記周波数配置信号をそれぞれ時間信号に変換する逆離散フーリエ変換部と、
を備え、
前記周波数配置部は、前記周波数配置信号において周波数領域で隣接する位置には、それぞれ異なる周波数信号の成分がマッピングされ、かつ前記周波数配置信号における各周波数信号がくし型状となるように前記周波数配置信号を生成することを特徴とする送信装置。
【請求項５】
請求項１から４のいずれか１つに記載の送信装置により信号ストリームが空間周波数ブロック符号化された送信信号を、前記送信装置から受信する受信装置であって、
受信信号を離散フーリエ変換により周波数信号に変換する離散フーリエ変換部と、
前記周波数信号に対して周波数領域において隣接サブキャリア間で空間周波数ブロック復号を行い前記送信装置から送信された前記信号ストリームを等分割した信号であるサブストリームを推定し、前記送信装置における巡回シフトが施された前記サブストリームの推定結果に対して巡回シフトを打ち消すための位相回転を行う復号部と、
前記サブストリームの推定結果と前記位相回転後の前記サブストリームの推定結果とに基づいて周波数領域等化処理を実施する周波数領域等化部と、
周波数領域等化処理の結果に対して逆離散フーリエ変換を施す逆離散フーリエ変換部と、
を備えることを特徴とする受信装置。
【請求項６】
請求項１から４のいずれか１つに記載の送信装置により信号ストリームが空間周波数ブロック符号化された送信信号を、前記送信装置から受信する受信装置であって、
受信信号を離散フーリエ変換により周波数信号に変換する離散フーリエ変換部と、
前記周波数信号に対して周波数領域において隣接サブキャリア間で空間周波数ブロック復号を行い前記送信装置から送信された前記信号ストリームを等分割した信号であるサブストリームを推定する復号部と、
前記サブストリームの推定結果に基づいて周波数領域等化処理を実施する周波数領域等化部と、
周波数領域等化処理後の前記復号結果に対して逆離散フーリエ変換を施す逆離散フーリエ変換部と、
を備え、前記逆離散フーリエ変換の結果に対して前記送信装置における巡回シフトを打ち消す処理を行うことを特徴とする受信装置。
【請求項７】
請求項１から４のいずれか１つに記載の送信装置により信号ストリームが空間周波数ブロック符号化された送信信号を、前記送信装置から受信する受信装置であって、
受信信号を時間的に等分割した後に前記送信装置において施された位相回転量ごとの信号成分を合成するサブブロック合成部と、
前記サブブロック合成部により合成された信号を離散フーリエ変換により周波数信号に変換する離散フーリエ変換部と、
前記周波数信号に対して周波数領域において隣接サブキャリア間で空間周波数ブロック復号を行い前記送信装置から送信された前記信号ストリームを等分割した信号であるサブストリームを推定し、前記送信装置における巡回シフトが施された前記サブストリームの推定結果に対して巡回シフトを打ち消すための位相回転を行う復号部と、
前記サブストリームの推定結果に基づいて周波数領域等化処理を実施する周波数領域等化部と、
周波数領域等化処理後の前記復号結果に対して逆離散フーリエ変換を施す逆離散フーリエ変換部と、
を備えることを特徴とする受信装置。
【請求項８】
前記周波数領域等化部は、前記サブストリームの推定結果に基づいて等価伝送路値を求め、前記サブストリームの推定結果を前記等価伝送路値の平方根で除算することにより正規化し、正規化した前記サブストリームの推定結果を用いて前記周波数領域等化処理を実施することを特徴とする請求項５から７のいずれか１つに記載の受信装置。
【請求項９】
請求項１から４のいずれか１つに記載の送信装置において信号ストリームが空間周波数ブロック符号化された送信信号を前記送信装置から受信する受信装置であって、
受信信号を離散フーリエ変換により周波数信号に変換する離散フーリエ変換部と、
前記周波数信号に対して周波数領域において隣接サブキャリア間で空間周波数ブロック復号を行い前記送信装置から送信された前記信号ストリームを等分割した信号であるサブストリームを推定し、前記送信装置における巡回シフトが施された前記サブストリームの推定結果に対して巡回シフトを打ち消すための位相回転を行う復号部と、
前記サブストリームの推定結果に基づいて前記復号における残留干渉成分を考慮した等価伝送路行列に基づき周波数領域等化処理を実施する周波数領域等化部と、
周波数領域等化処理後の前記復号結果に対して逆離散フーリエ変換を施す逆離散フーリエ変換部と、
を備えることを特徴とする受信装置。
【請求項１０】
請求項１から４のいずれか１つに記載の送信装置と、
請求項５から９のいずれか１つに記載の受信装置と、
を備えることを特徴とする通信システム。
【請求項１１】
２本以上の送信アンテナを備え第１の時間長の信号ストリームを空間周波数ブロック符号化する送信装置、における送信方法であって、
前記信号ストリームを第２の時間長のサブストリームに等分割するとともに、前記サブストリームのうち1つ以上の前記サブストリームを、前記サブストリームの一次変調シンボル間隔で除算した値が非整数値となる時間長で巡回シフトさせる信号分割ステップと、
前記サブストリームをそのまま出力信号として出力するとともに、前記サブストリームに対して、時間軸反転処理、複素共役処理および符号反転処理、または時間軸反転処理および複素共役処理である複素信号処理を施し、前記複素信号処理後の前記サブストリームを出力信号として出力する複素信号処理ステップと、
前記複素信号処理ステップにおいて出力される前記出力信号ごとに、時間方向に繰り返して並べた第３の時間長の信号である繰り返し信号を生成し、前記繰り返し信号に対して位相回転を与える位相回転ステップと、
前記送信アンテナごとに、前記位相回転が与えられた前記繰り返し信号を多重化して前記送信アンテナから送信する送信信号を生成する多重化ステップと、
を備え、
前記位相回転ステップでは、同一の前記送信信号に多重される前記繰り返し信号にそれぞれ異なる位相回転を与えることを特徴とする送信方法。
【請求項１２】
２本以上の送信アンテナを備え第１の時間長の信号ストリームを空間周波数ブロック符号化する送信装置、における送信方法であって、
前記信号ストリームを第２の時間長のサブストリームに等分割する信号分割ステップと、
離散フーリエ変換により前記サブストリームをそれぞれ周波数信号に変換する離散フーリエ変換ステップと、
周波数信号に対して複素共役処理および符号反転処理を施した信号または複素共役処理を施した信号である複素処理後周波数信号を前記周波数信号ごとに生成し、前記周波数信号のうち１つ以上の前記周波数信号である第１の周波数信号と前記第１の周波数信号に対応する前記複素処理後周波数信号である第１の複素処理後周波数信号とに対して時間領域の巡回シフトに対応する周波数に比例する位相回転を付与し、第１の周波数信号以外の前記周波数信号である第２の周波数信号と前記第２の周波数信号に対応する前記複素処理後周波数信号である第２の複素処理後周波数信号と前記位相回転が付与された後の前記第１の周波数信号と前記位相回転が付与された後の前記第１の複素処理後周波数信号とを、周波数領域でマッピングして前記送信アンテナごとに前記送信アンテナで送信する送信信号に対応する周波数配置信号を生成する周波数配置ステップと、
逆離散フーリエ変換により前記周波数配置信号をそれぞれ時間信号に変換する逆離散フーリエ変換ステップと、
を備え、
前記周波数配置ステップでは、前記周波数配置信号において周波数領域で隣接する位置には、それぞれ異なる周波数信号の成分がマッピングされるように、前記周波数配置信号を生成することを特徴とする送信方法。
【請求項１３】
請求項１１または１２に記載の送信方法により送信装置から送信された送信信号を受信する受信方法であって、
受信信号を離散フーリエ変換により周波数信号に変換する離散フーリエ変換ステップと、
前記周波数信号に対して周波数領域において隣接サブキャリア間で空間周波数ブロック復号を行い前記送信装置から送信された前記送信信号の元となる信号ストリームを等分割した信号であるサブストリームを推定し、前記送信装置における巡回シフトが施された前記サブストリームの推定結果に対して巡回シフトを打ち消すための位相回転を行う復号ステップと、
前記サブストリームの推定結果に基づいて周波数領域等化処理を実施する周波数領域等化ステップと、
周波数領域等化処理後の前記サブストリームの推定結果に対して逆離散フーリエ変換を施す逆離散フーリエ変換ステップと、
を含むことを特徴とする受信方法。
【請求項１４】
請求項１１または１２に記載の送信方法により送信装置から送信された送信信号を受信する受信方法であって、
受信信号を時間的に等分割した後に前記送信装置において施された位相回転量ごとの信号成分を合成するサブブロック合成ステップと、
前記サブブロック合成ステップにより合成された信号を離散フーリエ変換により周波数信号に変換する離散フーリエ変換ステップと、
前記周波数信号に対して周波数領域において隣接サブキャリア間で空間周波数ブロック復号を行い前記送信装置から送信された前記送信信号の元となる信号ストリームを等分割した信号であるサブストリームを推定し、前記送信装置における巡回シフトが施された前記サブストリームの推定結果に対して巡回シフトを打ち消すための位相回転を行う復号ステップと、
前記サブストリームの推定結果に基づいて周波数領域等化処理を実施する周波数領域等化ステップと、
周波数領域等化処理の結果に対して逆離散フーリエ変換を施す逆離散フーリエ変換ステップと、
を含むことを特徴とする受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、送信ダイバーシチ伝送を行う送信装置、受信装置、通信システム、送信方法および受信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
通信分野、特に無線通信分野においては、送信側あるいは受信側で離散フーリエ変換であるＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）および逆離散フーリエ変換であるＩＤＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ  ＤＦＴ）を実施してシングルキャリア信号をブロック単位で処理するシングルキャリアブロック伝送、すなわちＳＣＢＴ（Ｓｉｎｇｌｅ−Ｃａｒｒｉｅｒ  Ｂｌｏｃｋ  Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ）に関する検討が盛んである。ＳＣＢＴは、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）に代表されるマルチキャリア伝送方式と同等の高い周波数利用効率を実現する。さらに、ＳＣＢＴは、シングルキャリア信号をベースとしているためピーク電力が小さく送信電力効率に優れる。なお、以降、ピーク対平均電力比であるＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ−ｔｏ−Ａｖｅｒａｇｅ  Ｐｏｗｅｒ  Ｒａｔｉｏ）をピーク電力特性の指標とする。また、ＳＣＢＴは、受信側で周波数領域等化であるＦＤＥ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ｄｏｍａｉｎ  Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）を行うことでマルチパス伝送路による周波数歪みを補償できるため、ＯＦＤＭと同等のマルチパス耐性を有する。【０００３】
ＳＣＢＴは、ＳＣ−ＦＤＥ（Ｓｉｎｇｌｅ  Ｃａｒｒｉｅｒ−ＦＤＥ）、ＳＣ−ＦＤＭＡ（Ｓｉｎｇｌｅ  Ｃａｒｒｉｅｒ−Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ）、ＳＣ−ＯＦＤＭ（Ｓｉｎｇｌｅ  Ｃａｒｒｉｅｒ−ＯＦＤＭ）またはＤＦＴ−Ｓｐｒｅａｄ  ＯＦＤＭとも呼ばれる。【０００４】
一方、ＭＩＳＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｉｎｐｕｔ  Ｓｉｎｇｌｅ−Ｏｕｔｐｕｔ）システムまたはＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｉｎｐｕｔ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｏｕｔｐｕｔ）システムと呼ばれる複数送信アンテナを具備する無線通信システムにおいて、伝送品質を高めるための送信ダイバーシチ法がいくつか提案されている。以下にＳＣＢＴに適用可能な従来の送信ダイバーシチ法を記載する。説明の簡略化のため、以下の説明では送信アンテナ＃１、送信アンテナ＃２の２本の送信アンテナから１つの信号ストリームを送信する送信ダイバーシチ法を例として挙げるが、３本以上の送信アンテナを備える場合についても同様の技術が開示されている。【０００５】
簡易な送信ダイバーシチ法として、非特許文献１には遅延ダイバーシチ技術が開示されている。非特許文献１に記載の遅延ダイバーシチ技術では、送信アンテナ＃１から信号ストリームを送信するとともに、送信アンテナ＃２から、送信アンテナ＃１により送信される信号ストリームと同一の信号ストリームを遅延させて送信する。また、特許文献１では、送信アンテナ＃２から送る信号ストリームをＩＤＦＴブロック内で巡回遅延させて送信する巡回遅延ダイバーシチであるＣＤＤ（Ｃｙｃｌｉｃ  Ｄｅｌａｙ  Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）技術が開示されている。遅延ダイバーシチ技術または巡回遅延ダイバーシチ技術を用いると、受信側では等価的に信号ストリームが遅延を伴うマルチパス伝送路を通ってきたように観測されるため、マルチパスダイバーシチ効果が得られる。また、送信アンテナ＃２から送信される信号は送信アンテナ＃１から送信される信号と同じ信号を遅延させるだけであるため、送信信号波形のＰＡＰＲ特性を悪化させることなく送信電力効率を維持できるという利点がある。【０００６】
非特許文献２では、時空間ブロック符号であるＳＴＢＣ（Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ  Ｂｌｏｃｋ  Ｃｏｄｅ）を用いたＳＴＢＣ技術が開示されている。非特許文献２に記載のＳＴＢＣ技術では、時間的に連続する２ブロックを時間ブロック＃１、時間ブロック＃２とし、時間ブロック＃１では信号ストリームを２つの送信アンテナに渡って振り分けて同時送信し、時間ブロック＃２では時間ブロック＃１で送信する信号を送信アンテナ間で入替え、かつ複素共役と片方の送信アンテナのみ正負符号の符号反転を実施する。前述の送信時における信号処理は、送信側において時間と空間の２次元で直交符号化することを意味しており、一般にＡｌａｍｏｕｔｉ符号化と呼ばれる。受信側では受信した２つの時間ブロックに対して伝送路情報を用いて線形結合することで容易に復号可能である。これにより、送信アンテナ数分のダイバーシチ利得、すなわち送信フルダイバーシチが得られる。【０００７】
非特許文献３では、上述の空間と時間の２次元で直交符号化するＳＴＢＣに対し、空間と周波数の２次元で同様の符号化を行う空間周波数ブロック符号であるＳＦＢＣ（Ｓｐａｃｅ−Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｂｌｏｃｋ  Ｃｏｄｅ）を用いたＳＦＢＣ技術が開示されている。ＳＦＢＣ技術は、ＯＦＤＭを前提とし、隣接する２サブキャリア間での伝送路の周波数変動が無視できると仮定し、１つの時間ブロック内で隣接する２サブキャリア間で２つの送信アンテナに渡り、信号入替え、複素共役、符号反転を行う。これにより、ＳＦＢＣ技術は、ＳＴＢＣ技術と同様に送信フルダイバーシチが得られるとともに、１つの時間ブロック内で符号化を行うためＳＴＢＣ技術に比べ伝送路の時間変動耐性が高いという利点がある。このＳＦＢＣ技術はＯＦＤＭだけでなく、ＳＣＢＴ技術にも適用可能である。【０００８】
非特許文献４は、非特許文献３で開示されているＳＦＢＣ技術に対し、離散フーリエ変換の性質をうまく活用することで送信時間波形のＰＡＰＲが全く悪化しないＳＣＢＴ向けのＳＦＢＣ技術が開示されている。また、特許文献２では、非特許文献４と同様のＳＦＢＣ技術において、時間領域で符号化する技術が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特許第４９８８１３７号公報
【特許文献２】特許第５１０６２５０号公報
【非特許文献】
【００１０】
【非特許文献１】Y.  Li,  J.C.  Chuang,  and  N.R.  Sollenberger,  “Transmitter  Diversity  for  OFDM  Systems  and  Its  Impact  on  High−Rate  Data  Wireless  Networks,”  IEEE  J.  Sel.  Areas  Commun.,  VOL.17,  NO.7,  pp.1233-1243,  JULY  1999.
【非特許文献２】S.M.  Alamouti,  “A  Simple  Transmit  Diversity  Technique  for  Wireless  Communications,”  IEEE  J.  Sel.  Areas  Commun.,  VOL.16,  NO.8,  pp.1451-1458,  OCTOBER  1998.
【非特許文献３】3GPP,  R1−071607,  Ericsson,  “Tx  Diversity  in  LTE  DL,”  March  2007.
【非特許文献４】C.  Ciochina,  D.  Castelain,  D.  Mottier,  and  H.  Sari,  “New  PAPR−Preserving  Mapping  Methods  for  Single−Carrier  FDMA  with  Space−Frequency  Block  Codes,”  IEEE  Trans.  Wirel.  Commun.,  VOL.8,  NO.10,  pp.5176-5186,  OCTOBER  2009.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、非特許文献１および特許文献１に記載の遅延ダイバーシチ技術および巡回遅延ダイバーシチ技術は、ともに、本来受信点で干渉となるマルチパスを人工的に生起させるものである。このため、ＳＴＢＣ技術のように空間的な符号化を行う方式に比べて得られるダイバーシチ利得が小さいという課題がある。【００１２】
また、非特許文献２に記載のＳＴＢＣ技術は、連続する２つの時間ブロックの伝送期間中において送受信間の伝送路状態の時間変動が無いことを前提とした技術であり、高速移動等により大きな時間変動がある場合には伝送特性が劣化するという課題がある。【００１３】
また、非特許文献３、非特許文献４および特許文献２で開示されているＳＦＢＣ技術は、周波数領域において離れたサブキャリア間で符号化を行い、最大で信号帯域の半分近く離れたサブキャリア間で符号化を行う。このため、伝送路の周波数変動が無視できない場合は伝送特性が著しく劣化するという課題があった。【００１４】
また、非特許文献３で開示されているＳＦＢＣ技術は、隣接するサブキャリア間でＳＦＢＣ符号化するため伝送路の周波数変動に対する耐性が高いという利点を持つが、周波数領域でサブキャリアごとに信号入替え、複素共役、符号反転の操作を行うため、送信信号のＰＡＰＲが悪化し送信電力効率が低下する、という課題があった。【００１５】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、例え、伝送路が高速に時間変動する環境においても、伝送特性の劣化を防ぎながら送信電力の効率の低下を防ぐことのできる送信装置、受信装置、通信システム、送信方法および受信方法を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、２本以上の送信アンテナと、第１の時間長の信号ストリームを空間周波数ブロック符号化する符号化部と、を備え、前記符号化部は、前記信号ストリームを第２の時間長のサブストリームに等分割するとともに、前記サブストリームのうち１つ以上の前記サブストリームを、前記サブストリームの一次変調シンボル間隔で除算した値が非整数値となる時間長で巡回シフトさせる信号分割部と、前記サブストリームをそのまま出力信号として出力するとともに、前記サブストリームに対して、時間軸反転処理、複素共役処理および符号反転処理、または時間軸反転処理および複素共役処理である複素信号処理を施し、前記複素信号処理後の前記サブストリームを出力信号として出力する複素信号処理部と、前記複素信号処理部から出力される前記出力信号ごとに、時間方向に繰り返して並べた第３の時間長の信号である繰り返し信号を生成し、前記繰り返し信号に対して位相回転を与える位相回転部と、前記送信アンテナごとに、前記位相回転が与えられた前記繰り返し信号を多重化して前記送信アンテナから送信する送信信号を生成する多重化部と、を備え、前記位相回転部は、同一の前記送信信号に多重される前記繰り返し信号にそれぞれ異なる位相回転を与えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、例え、伝送路が高速に時間変動する環境においても、伝送特性の劣化を防ぎながら送信電力の効率の低下を防ぐことができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】実施の形態１の送信装置の構成例を示す図
【図２】実施の形態１の受信装置の構成例を示す図
【図３】実施の形態１のＳＦＢＣ符号化部の構成例を示す図
【図４】実施の形態１の信号分割部の処理内容を示す図
【図５】実施の形態１の複素信号処理部の処理内容を示す図
【図６】実施の形態１の位相回転部の処理内容を示す図
【図７】実施の形態１の多重化部の処理内容を示す図
【図８】実施の形態１のＳＦＢＣ符号化部における処理手順の一例を示すフローチャート
【図９】実施の形態１の信号分割部、複素信号処理部、位相回転部および多重化部の各出力信号の周波数スペクトルを模式的に表した図
【図１０】実施の形態１の各送信アンテナから送信される送信信号の周波数信号間の関係を示す図
【図１１】実施の形態１の４送信アンテナ用のＳＦＢＣ符号化方法を模式的に示す図
【図１２】実施の形態１の２送信アンテナ用のＳＦＢＣと遅延処理を組み合わせた場合の送信装置の構成例を示す図
【図１３】実施の形態１の制御回路の一例を示す図
【図１４】実施の形態２のＳＦＢＣ符号化部における処理手順の一例を示すフローチャート
【図１５】実施の形態２の信号分割部における処理の一例を示す図
【図１６】実施の形態３のＳＦＢＣ符号化部の構成例を示す図
【図１７】実施の形態３の送信装置におけるＤＦＴ部の処理を示す図
【図１８】実施の形態４の受信装置の構成例を示す図
【図１９】実施の形態４のサブブロック合成部の処理を模式的に示す図
【図２０】実施の形態５の受信装置の構成例を示す図
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下に、本発明にかかる送信装置、受信装置、通信システム、送信方法および受信方法の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００２０】
実施の形態１．
図１は、本発明にかかる実施の形態１の送信装置の構成例を示す図である。図１に示すように、本実施の形態の送信装置１は、送信ビット系列を一次変調するマッピング部１１と、一次変調の結果である信号ストリームを、ＳＦＢＣ技術を用いた符号化であるＳＦＢＣ符号化する符号化部であるＳＦＢＣ符号化部１２と、ＳＦＢＣ符号化部１２から出力されるＳＦＢＣ符号化後の送信信号にＣＰ（Ｃｙｃｌｉｃ  Ｐｒｅｆｉｘ）を付加するＣＰ付加部１３−１，１３−２と、送信アンテナ１４−１，１４−２とを備える。ＣＰ付加部１３−１は送信アンテナ１４−１に接続され、送信アンテナ１４−１から送信する送信信号にＣＰを付加する。ＣＰ付加部１３−２は送信アンテナ１４−２に接続され、送信アンテナ１４−２から送信する送信信号にＣＰを付加する。ここでは、送信アンテナが２本の例を説明する。送信アンテナが３本以上の場合、送信アンテナごとにＣＰ付加部を備え、ＣＰ付加部はそれぞれ対応する送信アンテナ、すなわち接続する送信アンテナから送信する送信信号にＣＰを付加する。ＳＦＢＣ符号化部１２は、送信アンテナの数に応じたＳＦＢＣ符号化を実施する。
【００２１】
図１では、送信装置１のうちベースバンド信号処理にかかる構成要素を図示しているが、送信装置１は、図１に図示しない構成要素を備えていてもよい。例えば、送信装置１は、フィルタ、アナログ信号処理を行うアナログ部を備えていてもよい。
【００２２】
ここで、以降の説明における前提および用語の定義を述べる。本実施の形態におけるＳＦＢＣ符号化は、非特許文献２および３で開示されているＡｌａｍｏｕｔｉ符号化であることを前提とする。また、本実施の形態では、伝送方式としてＳＣＢＴを用いることを前提とする。
【００２３】
また、本実施の形態では、サイクリックプレフィックスすなわちＣＰを付加する単位を「ブロック」と呼び、ＣＰを除く１ブロックの時間長をＮとする。なお、本実施の形態では、時間ｔは、一次変調シンボル間隔単位で離散化された時間を示す。すなわち、ｔは整数である。１ブロックの時間長Ｎも整数である。１ブロックで伝送する一次変調結果すなわち変調シンボル系列を「信号ストリーム」または単に「ストリーム」と呼び、信号ストリームの時間長をＭとする。送信アンテナが２本の場合のＳＦＢＣ、すなわち２送信アンテナ用のＳＦＢＣではＮ＝Ｍであり、送信アンテナが４本のＡｌａｍｏｕｔｉ型ＳＦＢＣではＮ＝Ｍ×（４／３）である。ＳＦＢＣ符号化は１ブロック内で閉じて実施される。ＳＦＢＣ符号化において信号ストリームが等分割される。信号ストリームを等分割したものを「信号サブストリーム」または単に「サブストリーム」と呼ぶ。信号ストリームを等分割する際の分割数をＣとすると、サブストリームの時間長はＭsub＝Ｍ／Ｃである。分割数Ｃは、２送信アンテナ用のＳＦＢＣではＣ＝２、送信アンテナが４本のＳＦＢＣではＣ＝３である。
【００２４】
次に、送信装置１における全体動作を説明する。送信装置１では、まず、マッピング部１１が、送信ビット系列をＰＳＫ（Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）変調シンボル系列、ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変調シンボル系列等にマッピングする、すなわち一次変調する。なお、送信ビット系列は誤り訂正符号化等の前処理が施されたビット系列であってもよい。次に、ＳＦＢＣ符号化部１２は、変調シンボル系列すなわち信号ストリームをＳＦＢＣ符号化し、ＳＦＢＣ符号化の結果として送信アンテナ数分の送信信号を出力する。本実施の形態のＳＦＢＣ符号化の詳細については後述する。ＣＰ付加部１３−１，１３−２は、それぞれＳＦＢＣ符号化部１２から出力される送信信号にＣＰを付加し、送信アンテナ１４−１，１４−２へそれぞれ出力する。送信アンテナ１４−１，１４−２はＣＰ付加部１３−１，１３−２から出力されたＣＰ付加後の送信信号を送出する。
【００２５】
図２は、本実施の形態の受信装置の構成例を示す図である。図２に示すように、本実施の形態の受信装置２は、受信アンテナ２１と、受信アンテナ２１で受信された受信信号に対しＣＰを除去するＣＰ除去部２２と、ＣＰ除去後の受信信号をＤＦＴにより周波数領域へ変換する離散フーリエ変換部であるＤＦＴ部２３とを備える。受信装置２は、さらに、ＤＦＴ後の受信信号をＳＦＢＣ復号する復号部であるＳＦＢＣ復号部２４と、ＳＦＢＣ復号結果に対してＦＤＥすなわち周波数領域等化を行う周波数領域等化部であるＦＤＥ部２５と、周波数領域等化後の信号に対してＩＤＦＴを施す逆離散フーリエ変換部であるＩＤＦＴ部２６と、ＩＤＦＴ後の信号に対して一次変調に対応して復調を行い、推定ビット系列を求めるデマッピング部２７とを備える。
【００２６】
受信装置２は、上述した送信装置１から送信された信号を受信する。すなわち、受信装置２は、送信装置１とともに通信システムを構成する。送信装置１において、送信ビット系列に誤り訂正符号化等の前処理が施されている場合、受信装置２は、デマッピング部２７の後段で、デインタリーブ、誤り訂正復号等の送信側の前処理に対応した復号処理を実施してもよい。また、後段で軟判定誤り訂正復号を実施する場合にはデマッピング部２７が軟判定値を求めてもよい。
【００２７】
また、図２では受信アンテナが１本の例を示しているが、受信アンテナは複数であってもよく、この場合にはＳＦＢＣ復号部２４またはＦＤＥ部２５が複数の受信アンテナにより受信された複数の受信信号を合成する。
【００２８】
図２では、受信装置２のうちベースバンド信号処理にかかる構成要素を図示しているが、受信装置２は、図２に図示しない構成要素を備えていてもよい。例えば、受信装置２は、フィルタ、アナログ信号処理を行うアナログ部を備えていてもよい。また、受信装置２における実際のデジタル回路では時間同期処理、周波数同期処理、伝送路推定等も実施されるが、ここでは図示を割愛することとし、以降の実施の形態では時間同期処理、周波数同期処理、伝送路推定等が理想的に動作するものと仮定する。
【００２９】
ここで、本実施の形態の具体的説明をする前に、時間信号とその周波数信号の関係について述べる。以下では、時間信号v[t]と周波数信号V[f]がフーリエ変換対にあるとき、両者の関係を式（１）のように表すこととする。なお、fは離散化された周波数を表す。
v[t]  ⇔  V[f]          …（１）
【００３０】
v[t]に対して時間軸を反転させた信号v[-t]の周波数信号すなわちフーリエ変換結果は、以下の式（２）に示すように、v[t]の周波数信号であるV[f]に対して周波数軸が反転する性質がある。
v[-t]  ⇔  V[-f]          …（２）
【００３１】
v[t]の複素共役v*[t]の周波数信号は、以下の式（３）に示すように、v[t]の周波数信号であるV[f]に対して複素共役かつ周波数軸が反転する性質がある。
【００３２】
v*[t]  ⇔  V*[-f]          …（３）
【００３３】
ある時間信号g[t]に対し時間に比例した位相回転を与えた信号をv[t]とすると、v[t]の周波数信号は、式（４）に示すように、g[t]の周波数信号G[f]を周波数シフトさせたものとなる。Δfは周波数シフト量を示す。
【００３４】
v[t]  ＝  g[t]×exp(-j2πΔft)  ⇔  V[f]  ＝  G[f+Δf]      
…（４）
【００３５】
g[t]に対して時間をΔtシフトさせた信号v[t]の周波数信号V[f]は、式（５）に示すように、g[t]の周波数信号G[f]に対して周波数に比例した位相回転が発生する。
【００３６】
v[t]  ＝  g[t+Δt]  ⇔  V[f]  ＝  G[f]×exp(j2πfΔt)    
…（５）
【００３７】
繰り返しの時間信号の周波数信号は、くし型スペクトルとなることが知られている。例えば、時間長Ｎ／２の信号g[t]（t＝０，１，…，（Ｎ／２）−１）を２回繰り返した、すなわち複製して時間的に縦続させて並べた時間長Ｎの信号をv[t]（t＝０，１，…，Ｎ−１）とする。このとき、v[t]のＤＦＴ結果は、g[t]に対してＮ／２長ＤＦＴを適用した周波数信号をG[f](f＝０，１，…，（Ｎ／２）−１）とすると、kを整数とし、k＝2fのときV[k]=G[f]となり、k＝2f＋１のときV[k]＝０となる。これを式で表現すると、modを剰余演算子として、以下の式（６）となる。
v[t]＝g[t  mod  (Ｎ／２)]  (t＝０，…,  Ｎ−１)
⇔  V[2f]＝G[f]、V[2f+1]=0  (f＝０，…，（Ｎ／２）−１）    …（６）
【００３８】
上記の式（６）で示した性質を一般化すると、Ｌを正数とするとき、時間長Ｎ／Ｌの信号g[t]（t＝０，１，…，（Ｎ／Ｌ）−１）をＬ回縦続させて繰り返した時間長Ｎの信号v[t]（t＝０，１，…，Ｎ−１）のＤＦＴ結果は、kを整数として、以下の式（７）に表すようなくし型スペクトルとなる。
v[t]＝g[t  mod  (Ｎ／Ｌ)]  （t＝０，…,  Ｎ−１)
⇔  V[k]＝G[f]  (k＝Lfのとき)、V[k]=0  (k≠Lfのとき)    …（７）
【００３９】
以上の前提を踏まえ、本実施の形態のＳＦＢＣ符号化について説明する。図３は、実施の形態１のＳＦＢＣ符号化部１２の構成例を示す図である。ＳＦＢＣ符号化部１２は、入力される信号ストリームを分割する信号分割部１２１と、分割された信号に対して時間軸反転処理、複素共役処理および符号反転処理、または時間軸反転処理および複素共役処理を施す、または分割された信号をそのまま出力する複素信号処理部１２２と、複素信号処理部１２２から出力される信号を複製して並べるまたは複素信号処理部１２２から出力される信号に対して位相回転を与える位相回転部１２３と、位相回転部１２３による処理後の信号を足し合わせる多重化部１２４とを備える。
【００４０】
図４は、信号分割部１２１の処理内容を示す図である。信号分割部１２１は、マッピング部１１から入力される時間長Ｍの信号ストリームs[t]を等分割する。ここでは２送信アンテナ用のＳＦＢＣを例として説明しているため、等分割における分割数はＣ＝２である。したがって、信号ストリームs[t]を前半と後半に２等分し、等分された結果をそれぞれsa[t]、sb[t]とする。また、sa[t]、sb[t]をそれぞれ第１サブストリーム、第２サブストリームとも呼ぶ。信号分割部１２１は、信号サブストリームsa[t]、sb[t]を並列に出力する。等分割された信号サブストリームsa[t]、sb[t]の時間長ＭsubはＭsub＝Ｍ／Ｃ＝Ｍ／２となる。
【００４１】
図５は、複素信号処理部１２２の処理内容を示す図である。図５において、複素信号処理部１２２への入力信号を信号ｓ１２１ａ，ｓ１２１ｂとし、複素信号処理部１２２の出力信号を信号ｓ１２２ａ，ｓ１２２ｂ，ｓ１２２ｃ，ｓ１２２ｄとして示している。信号ｓ１２１ａは信号分割部１２１から出力される信号サブストリームsa[t]であり、信号ｓ１２１ｂは信号分割部１２１から出力される信号サブストリームsb[t]である。複素信号処理部１２２は、信号ｓ１２１ａすなわちsa[t]，信号ｓ１２１ｂすなわちsb[t]を、それぞれそのまま、信号ｓ１２２ａ，ｓ１２２ｃとして出力する。また、複素信号処理部１２２は、信号ｓ１２１ｂに時間軸反転、複素共役および符号反転を施し、処理後の結果すなわち−s*b[−t]を信号ｓ１２２ｂとして出力する。さらに、複素信号処理部１２２は、信号ｓ１２１ａに時間軸反転および複素共役を施し、処理後の結果すなわちs*a[−t]を信号ｓ１２２ｄとして出力する。すなわち、複素信号処理部１２２は、−s*b[−t]およびs*a[−t]を生成して出力するとともに、sa[t]、sb[t]をそのまま出力する。
【００４２】
図６は、位相回転部１２３の処理内容を示す図である。位相回転部１２３には、複素信号処理部１２２から出力される信号ｓ１２２ａ，ｓ１２２ｂ，ｓ１２２ｃ，ｓ１２２ｄが入力される。位相回転部１２３は、図６に示すように、信号ｓ１２２ａ，ｓ１２２ｂ，ｓ１２２ｃ，ｓ１２２ｄをそれぞれ複製して並べた時間長Ｎの信号、すなわち同じ内容のサブストリームが２つ並び、信号ストリームの時間長Ｎと同じ長さの時間長Ｎの繰り返し信号を生成する。位相回転部１２３は、信号ｓ１２２ａを複製して並べた時間長Ｎの信号をそのまま第１の繰り返し信号である信号ｓ１２３ａとして出力し、信号ｓ１２２ｃを複製して並べた時間長Ｎの信号をそのまま第２の繰り返し信号である信号ｓ１２３ｃとして出力する。なお、入力された信号をそのまま出力することは位相回転量０の位相回転を与えていることに相当する。また、位相回転部１２３は、信号ｓ１２２ｂを複製して並べた時間長Ｎの繰り返し信号である第３の繰り返し信号に対して時間長Ｎにわたりexp(j2πt／Ｎ)を乗算することにより位相回転を実施し、位相回転後の信号を信号ｓ１２３ｂとして出力する。位相回転部１２３は、信号ｓ１２２ｄを複製して並べた時間長Ｎの繰り返し信号である第４の繰り返し信号に対して時間長Ｎにわたりexp(j2πt／Ｎ)を乗算することにより位相回転を実施し、位相回転後の信号を信号ｓ１２３ｄとして出力する。
【００４３】
図７は、多重化部１２４の処理内容を示す図である。多重化部１２４は、信号ｓ１２３ａとｓ１２３ｂを足し合わせてすなわち多重化して第１の送信信号である信号ｓ１２４ａを生成してＣＰ付加部１３−１へ出力する。また、多重化部１２４は、信号ｓ１２３ｃとｓ１２３ｄを足し合わせてすなわち多重化して第２の送信信号である信号ｓ１２４ｂを生成してＣＰ付加部１３−２へ出力する。以下、信号ｓ１２４ａをx1[t]とも表し、信号ｓ１２４ｂをx2[t]とも表す。x1[t]は、第１の送信アンテナである送信アンテナ１４−１から送信される送信信号に相当し、x2[t]は、第２の送信アンテナである送信アンテナ１４−２から送信される送信信号に相当する。
【００４４】
以上の信号分割部１２１、複素信号処理部１２２、位相回転部１２３および多重化部１２４での一連の処理を経て得られる送信信号x1[t]，x2[t]は、信号分割部１２１による分割後の信号sa[t]，sb[t]を用いて次式（８），（９）で表すことができる。なお、前述のとおり２送信アンテナ用のＳＦＢＣでは、Ｍ＝Ｎ、Ｍsub＝Ｎ／２である。なお、時間長Ｍを第１の時間長とも表記し、時間長Ｍsubを第２の時間長とも表記し、時間長Ｎを第３の時間長とも表記する。
x1[t]  ＝  sa[t  mod  Msub]  −  s*b[(N−t)  mod  Msub]×exp(j2πt/N)
(t＝０，…,Ｎ−１)  …（８）
x2[t]  ＝  sb[t  mod  Msub]  ＋  s*a[(N−t)  mod  Msub]×exp(j2πt/N)
(t＝０，…,Ｎ−１)  …（９）
【００４５】
式（８），（９），図７からわかるように、このように、位相回転部１２３は、多重化部１２４で足し合わされる信号間では、位相回転の回転量が異なるように、各信号に位相回転を与えていることになる。
【００４６】
図８は、本実施の形態のＳＦＢＣ符号化部１２における処理手順の一例を示すフローチャートである。図８に示すように、ＳＦＢＣ符号化部１２は、時間長Ｍの信号ストリームs[t]を等分割する（ステップＳ１）。具体的には、信号分割部１２１が、マッピング部１１から入力される時間長Ｍの信号ストリームs[t]を等分割する。次に、ＳＦＢＣ符号化部１２は、sa[t]，sb[t]に基づいて、s*a[−t]，−s*b[−t]を算出する（ステップＳ２）。具体的には、複素信号処理部１２２が、sa[t]に時間軸反転および複素共役を施し、sa*  [−t]を生成し、sb[t]に時間軸反転、複素共役および符号反転を施し−s*b[−t]を生成する。そして、上述のように、複素信号処理部１２２は、sa[t]，sb[t]，s*a[−t]，−s*b[−t]を位相回転部１２３へ出力する。
【００４７】
次に、ＳＦＢＣ符号化部１２の位相回転部１２３は、sa[t]，sb[t]，s*a[−t]，−s*b[−t]をそれぞれ複製して並べ、それぞれの繰り返し信号を生成する（ステップＳ３）。具体的には、sa[t]，sb[t]，s*a[−t]，−s*b[−t]をそれぞれ複製して並べた時間長Ｎの信号、すなわち同じ内容のサブストリームが２つ並び、信号ストリームの時間長Ｎと同じ長さの時間長Ｎの繰り返し信号を生成する。次に、ＳＦＢＣ符号化部１２の位相回転部１２３は、s*a[−t]に対応する繰り返し信号および−s*b[−t]に対応する繰り返し信号に対してそれぞれ位相回転処理を実施する（ステップＳ４）。
【００４８】
次に、ＳＦＢＣ符号化部１２の多重化部１２４は、sa[t]に対応する繰り返し信号と−s*b[−t]に対応する繰り返し信号とを加算し、sb[t]に対応する繰り返し信号とs*a[−t]に対応する繰り返し信号とを加算する（ステップＳ５）。加算により得られた信号x1[t]，x2[t]は、それぞれＣＰ付加部１３−１，１３−２へ出力される。
【００４９】
ここで、ＳＦＢＣ符号化部１２での一連の処理が、周波数スペクトルとしてどのように観測されるかを説明する。図９は、信号分割部１２１、複素信号処理部１２２、位相回転部１２３および多重化部１２４の各出力信号の周波数スペクトルを模式的に表した図である。ここで、時間長Ｍsubの信号サブストリームsa[t]，sb[t]に対してＭsubポイントＤＦＴを施した結果である周波数信号をそれぞれSa[f]，Sb[f]とし、時間長Ｎの多重化部１２４の出力信号であるx1[t]，x2[t]に対してＮポイントＤＦＴを施した結果である周波数信号をそれぞれX1[f]，X2[f]とする。図９の各周波数スペクトルの下に記載したｓ１２１ａ等は、スペクトルに対応する時間信号を示す。
【００５０】
信号分割部１２１から出力される出力信号の周波数スペクトルは、時間長Ｍsubであり、図８に示すように、信号サブストリームsa[t]，sb[t]に対してＭsubポイントＤＦＴを施した結果すなわちSa[f]，Sb[f]である。
【００５１】
複素信号処理部１２２から出力される出力信号の周波数スペクトルのうち、信号ｓ１２２ａ，ｓ１２２ｃに対応する周波数スペクトルは、それぞれSa[f]，Sb[f]である。一方、複素信号処理部１２２から出力される出力信号の周波数スペクトルのうち、信号ｓ１２２ｂに対応する周波数スペクトルは、前述の式（２），（３）で示した性質より、−S*b[f]となる。同様に、信号ｓ１２２ｄに対応する周波数スペクトルは、上記の式（２），（３）で示した性質より、S*a[f]となる。
【００５２】
位相回転部１２３から出力される出力信号の周波数スペクトルのうち、信号ｓ１２３ａ，ｓ１２３ｃに対応する周波数スペクトルは、複素信号処理部１２２からの出力信号を縦続２回繰り返ししたものであるため、前述の式（６），（７）で示した性質より、くし型スペクトルとなる。更に、信号ｓ１２３ｂ，ｓ１２３ｄについては縦続２回繰り返した上で時間領域で時間長Ｎに渡りexp(j2πt/N)の位相回転を与えているため、周波数領域においてくし型スペクトルが１周波数刻み分周波数シフトしたスペクトルとなる。以下では、離散化した周波数の１刻みすなわち周波数刻みが１サブキャリアであるとして説明する。
【００５３】
多重化部１２４から出力される出力信号のうち信号ｓ１２４ａに対応する周波数スペクトルすなわちX1[f]は、信号ｓ１２３ａの周波数スペクトルと信号ｓ１２３ｂの周波数スペクトルとが足し合されたものである。信号ｓ１２４ｂに対応する周波数スペクトルすなわちX2[f]は、信号ｓ１２３ｃの周波数スペクトルと信号ｓ１２３ｄの周波数スペクトルとが足し合されたものである。信号ｓ１２３ｂは、信号ｓ１２３ａから１サブキャリア分周波数シフトされているためｓ１２３ａと直交しており、干渉することなく多重化される。同様に、信号ｓ１２３ｃとｓ１２３ｄも直交しており、干渉することなく多重化される。
【００５４】
図１０は、送信アンテナ１４−１から送信されるx1[t]の周波数信号X1[f]と送信アンテナ１４−２から送信されるx2[t]の周波数信号X2[f]との関係を示す図である。送信アンテナ１４−１，１４−２からの送信信号の周波数信号X1[f]，X2[f]は、連続する２サブキャリアごとにＳＦＢＣ符号化された関係にある。すなわち、以下の式（１０），（１１）で表現できる。
X1[2f]  ＝  Sa[f]、    X2[2f]  ＝  Sb[f]        …（１０）
X1[2f+1]  ＝  −S*b[f]、    X2[2f+1]  ＝  S*a[f]  …（１１）
【００５５】
このように、X1[f]の偶数番目の位置、すなわち偶数番目のサブキャリアにSa[f]がマッピングされすなわち割当られ、X1[f]の奇数番目の位置すなわち奇数番目のサブキャリアに−S*b[f]がマッピングされ、X2[f]の偶数番目の位置にSb[f]がマッピングされX2[f]の奇数番目の位置にS*a[f]がマッピングされる。
【００５６】
以上のＳＦＢＣ符号化部１２における信号処理により、図１０および式（１０）、（１１）に示したように、従来の非特許文献４および特許文献２で開示されているＳＦＢＣ技術と異なり、隣接サブキャリア間でのＳＦＢＣが実現できる。このため、伝送特性の劣化を抑制できる。更に、ＳＦＢＣ符号化部１２における処理は、時間的に連続する信号ストリームに対して、信号等分割、時間軸反転、複素共役、符号反転、複製、位相回転、及び、合成の時間領域処理のみで実施されており、従来の非特許文献３の技術に比べ、送信アンテナ１４−１，１４−２から送出される送信信号波形の著しいＰＡＰＲ劣化を生じない。また、ＳＦＢＣ符号化処理が全て時間領域で実施されており、従来の非特許文献３の技術に比べ簡易な装置構成とすることができる。
【００５７】
次に、実施の形態１における、受信装置２のＳＦＢＣ復号部２４における復号処理を説明する。本実施の形態では、式（１０），（１１）で示したように、送信装置１はＡｌａｍｏｕｔｉ符号化された送信信号を送信しているため、受信装置２では、例えば非特許文献２、３、４等で開示されている、従来のＳＦＢＣ復号方法が適用可能である。ここでは、説明の簡素化のため、図２に示したように受信アンテナ２１が１本の例について説明する。なお、前述したように、ＳＦＢＣ復号部２４には、ＤＦＴ部２３によりＣＰ除去後の受信信号が周波数領域に変換された周波数領域信号が入力される。また、図２では図示していない伝送路推定部により伝送路推定が実施され、伝送路の推定結果がＳＦＢＣ復号部２４に入力される。
【００５８】
送信アンテナ１４−１と受信アンテナ２１の間の伝送路の複素伝達関数をH1[f]、送信アンテナ１４−２と受信アンテナ２１の間の伝送路の複素伝達関数をH2[f]とすると、周波数2f、2f+1における受信信号の周波数信号R[2f]、R[2f+1]は、次の式（１２），（１３）で表される。なお、N[f]は周波数fにおける平均値が０で分散がσ2の雑音成分である。
R[2f]  ＝  H1[2f]X1[2f]  ＋  H2[2f]X2[2f]  ＋  N[2f]
＝  H1[2f]Sa[f]  ＋  H2[2f]Sb[f]  ＋  N[2f]        
…（１２）
R[2f+1]  ＝  H1[2f+1]X1[2f+1]  ＋  H2[2f+1]X2[2f+1]  ＋  N[2f+1]
＝  H1[2f+1](-S*b[f])  ＋  H2[2f+1]S*a[f]  ＋  N[2f+1]  
…（１３）
【００５９】
送信された信号サブストリームに対するＳＦＢＣ復号は、次の式（１４），（１５）に示す周波数領域における処理となる。以下の式（１４）、（１５）により、復号結果である復号信号サブストリームS’a[f]，S’b[f]を得ることができる。以下では、適宜、式（１４）に示したＳＦＢＣ復号をS’a[f]復号と呼び、式（１５）に示したＳＦＢＣ復号をS’b[f]復号と呼ぶ。
S’a[f]  ＝  H*1[2f]R[2f]  ＋  H2[2f+1]R*[2f+1]
＝  (|H1[2f]|2  ＋  |H2[2f+1]|2)×Sa[f]
＋  (H*1[2f]H2[2f]  −  H*1[2f+1]H2[2f+1])×Sb[f]  +  Na[f]  
…（１４）
S’b[f]  ＝  H*2[2f]R[2f]  −  H1[2f+1]R*[2f+1]
＝  (|H2[2f]|2  +  |H1[2f+1]|2)×Sb[f]
＋  (H1[2f]H*2[2f]  −  H1[2f+1]H*2[2f+1])×Sa[f]  +  Nb[f]  
…（１５）
【００６０】
ここで、上記式（１４）において、Na[f]はS’a[f]復号における等価雑音成分であり、平均値が０で分散が(|H1[2f]|2  ＋  |H2[2f+1]|2)σ2である。また、上記式（１５）において、Nb[f]はS’b[f]復号における等価雑音成分であり、平均値が０で分散値が(|H2[2f]|2  +  |H1[2f+1]|2)σ2である。
【００６１】
上記式（１４），（１５）に示すように、ＳＦＢＣ復号部２４は、伝送路の推定結果として入力される伝送路の複素伝達関数H1[f]、H2[f]と、受信信号を周波数領域に変換した周波数信号とに基づいてS’a[f]およびS’b[f]を求める。
【００６２】
式（１４）から分かるように、S’a[f]復号において所望のSa[f]成分の係数は２本の送信アンテナ１４−１，１４−２の伝送路利得の最大比合成になっており、送信ダイバーシチが得られている。また、Sb[f]成分の係数は伝送路の周波数選択性が無視できる場合にほぼ０となり、復号結果から干渉成分は除去される。式（１５）においても所望のSb[f]成分の係数は最大比合成となり、干渉となるSa[f]成分の係数は伝送路の周波数選択性が無視できる場合にほぼ０となる。したがって、式（１４）および式（１５）により、ＳＦＢＣ復号を実現できる。このＳＦＢＣ復号は、前述したように非特許文献２、３、４等で開示されている技術である。
【００６３】
次に、本実施の形態のＦＤＥ部２５における処理を説明する。上述したように、ＦＤＥ部２５の前段のＳＦＢＣ復号部２４により、サブキャリア数Ｍsub分、すなわちｆ＝０，１，…，Ｍsub−１についてのS’a[f]およびS’b[f]が得られている。ここではS’a[f]のＦＤＥについて説明する。後述するようにS’b[f]のＦＤＥも同様である。
【００６４】
式（１４）より、S’a[f]に含まれる所望のSa[f]成分の係数、すなわち、ＳＦＢＣ復号後の等価伝送路値は|H1[2f]|2  ＋  |H2[2f+1]|2である。ここで、等価伝送路値Ga[f]を以下の式（１６）に定義する値とする。
Ga[f]  ＝  |H1[2f]|2  ＋  |H2[2f+1]|2  …（１６）
【００６５】
前述したように、S’a[f]に含まれる等価雑音成分の分散はGa[f]σ2であるため、周波数fによって雑音成分の分散が異なることになる。そこで、等価雑音成分の影響を周波数に依らず一定にするため、以下の式（１７）に示すように、ＳＦＢＣ復号後の信号S’a[f]を√(Ga[f])で除算することにより正規化し、除算結果をYa[f]とする。これにより、Ya[f]に含まれる等価雑音成分の分散はσ2となり、等価伝送路値の平方根は√(Ga[f])となる。
Ya[f]  ＝  S’a[f]  /  √(Ga[f])  …（１７）
【００６６】
ＦＤＥ部２５は、上記式（１７）に示した処理を全サブキャリア、すなわち、f＝０，１，…，Ｍsub−１の全てのfについて実施し、f＝０，１，…，Ｍsub−１のYa[f]に対してＦＤＥを適用する。ＦＤＥとしては、例えば最小平均二乗誤差であるＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅ  Ｅｒｒｏｒ）に基づくＦＤＥ、すなわち、ＭＭＳＥ−ＦＤＥが適用可能である。周波数fにおけるYa[f]に対するＭＭＳＥ−ＦＤＥウェイトWa[f]は次の式（１８）により求められる。
Wa[f]  =  √(Ga[f])  /  (Ga[f]  ＋  σ2)  …（１８）
【００６７】
ＦＤＥ部２５は、全サブキャリアに対し式（１８）によるＭＭＳＥ−ＦＤＥウェイトを求め、Ya[f]に乗算する。その後、ＩＤＦＴ部２６が、ＭＭＳＥ−ＦＤＥウェイト乗算後のYa[f]に対してＭsubポイントＩＤＦＴを行うことにより、sa[t]に対する推定信号サブストリームであるya[t]を得る。
【００６８】
S’b[f]についても同様に、式（１９），（２０）に示すように、所望のSb[f]成分の係数をGb[f]とする。また、S’b[f]を√(Gb[f])により除算して正規化したものをYb[f]とする。これにより、Yb[f]に含まれる等価雑音成分の分散はσ2となり、等価伝送路値の平方根は√(Gb[f])となる。
Gb[f]  =  |H2[2f]|2  ＋  |H1[2f+1]|2  …（１９）
Yb[f]  =  S’b[f]  /  √(Gb[f])  …（２０）
【００６９】
式（１８）と同様に全サブキャリアに対してＭＭＳＥ−ＦＤＥウェイトWb[f]を求め、Yb[f]に乗算する。その後、ＩＤＦＴ部２６が、ＭＭＳＥ−ＦＤＥウェイト乗算後のYb[f]に対してＭsubポイントＩＤＦＴを行うことにより、sb[t]に対する推定信号サブストリームであるyb[t]を得る。
【００７０】
ここまで、２送信アンテナ用のＳＦＢＣについて、ＳＦＢＣ符号化方法および復号方法、また、ＦＤＥ方法について述べた。しかしながら、本発明は２送信アンテナ用のＳＦＢＣに限らず、信号の複素共役および符号反転により符号化を実現する任意のＳＦＢＣに適用可能である。２送信アンテナ用のＳＦＢＣの場合以外の一例として、４送信アンテナ用のＳＦＢＣにおけるＳＦＢＣ符号化方法及び復号方法について、２送信アンテナ用の場合との違いを中心に簡潔に説明する。４送信アンテナ用のＳＦＢＣに対応した送信装置は、図１の送信装置１と同様に、マッピング部１１、ＳＦＢＣ符号化部１２を備えるが、ＳＦＢＣ符号化部１２は、４送信アンテナ用の以下に示すＳＦＢＣ符号化を実施する。また、この送信装置は、送信アンテナおよびＣＰ付加部を４つずつ備える。
【００７１】
図１１は、４送信アンテナ用のＳＦＢＣ符号化方法を模式的に示す図である。４本の送信アンテナを用いるＳＦＢＣでは、時間長Ｍの信号ストリームを３等分する。すなわち、分割数Ｃ＝３である。等分後の信号サブストリームの時間長をＭsubとする。時間長Ｍsubの信号サブストリームをそれぞれsa[t]，sb[t]，sc[t]とする。４本の送信アンテナを用いるＳＦＢＣでは、Ｎ＝４Ｍsubである。４本の送信アンテナを送信アンテナ＃１，＃２，＃３，＃４とし、送信アンテナ＃１，＃２，＃３，＃４から送出する信号をそれぞれx1[t]，x2[t]，x3[t]，x4[t]とする。x1[t]，x2[t]，x3[t]，x4[t]は、sa[t]，sb[t]，sc[t]を用いて以下の式（２１）〜（２４）で表すことができる。
x1[t]  ＝  sa[t  mod  Msub]
−  s*b[(N-t)  mod  Msub]×exp(j2πt/N)
−  s*c[(N-t)  mod  Msub]×exp(j4πt/N)        …（２１）
＋  0×exp(j6πt/N)
x2[t]  ＝  sb[t  mod  Msub]
＋  s*a[(N-t)  mod  Msub]×exp(j2πt/N)
＋  0×exp(j4πt/N)
−  s*c[(N-t)  mod  Msub]×exp(j6πt/N)        …（２２）
x3[t]  ＝  sc[t  mod  Msub]
＋  0×exp(j2πt/N)
＋  s*a[(N-t)  mod  Msub]×exp(j4πt/N)
＋  s*b[(N-t)  mod  Msub]×exp(j6πt/N)        …（２３）
x4[t]  ＝  0
＋  sc[t  mod  Msub]×exp(j2πt/N)
−  sb[t  mod  Msub]×exp(j4πt/N)
＋  sa[t  mod  Msub]×exp(j6πt/N)        …（２４）
【００７２】
式（２１）〜（２４）からわかるように、位相回転部１２３は、同一の信号に多重化される信号には異なる位相回転量を与えている。４送信アンテナの場合、０、exp(j2πt/N)、exp(j4πt/N)、exp(j6πt/N)の４種類の位相回転を用いる。例えば、x1[t]として多重化されるsa[t]の位相回転量は０であり、−s*b[-t]の位相回転はexp(j2πt/N)であり、−s*c[-t]の位相回転量はexp(j4πt/N)である。このように時間長Ｎの１周期単位で位相回転の量を変えることにより、周波数領域上では１サブキャリアごとにシフトさせることができる。位相回転exp(j4πt/N)，exp(j6πt/N)はそれぞれ時間長Ｎの周期の１／２の周期，１／３の周期の位相回転に相当する。後述するように、隣接サブキャリア間でＳＦＢＣ符号化を行うためには、すなわち周波数空間において１サブキャリアずつ周波数をずらすためには、位相回転部１２３は、時間長Ｎの整数分の１を周期とする位相回転を与えることになる。
【００７３】
sa[t]，sb[t]，sc[t]のＭsubポイントＤＦＴ適用後の周波数信号をそれぞれSa[f]，Sb[f]，Sc[f]とし、各送信アンテナから送出する信号x1[t]，x2[t]，x3[t]，x4[t]のＮポイントＤＦＴ適用時の周波数信号をそれぞれX1[f]、X2[f]、X3[f]、X4[f]とすると、式（２１）〜（２４）により、周波数領域では以下の式（２５）〜（２８）が成立する。これは、例えば、V.  Tarokh,  H.  Jafarkhani,  and  A.  R.  Calderbank,“Space−Time  Block  Codes  from  Orthogonal  Designs,”  IEEE  Trans.  Inform.  Theory,  vol.45,  no.5,  pp.  1456-1467,  July  1999.で開示されている符号化と同様である。
X1[4f]  ＝  Sa[f]、  X2[4f]  ＝  Sb[f]、  X3[4f]  ＝  Sc[f]、  X4[4f]  ＝  0                                                  …（２５）
X1[4f+1]  ＝  -S*b[f]、  X2[4f+1]  ＝  S*a[f]、  X3[4f+1]  ＝  0、
X4[4f+1]  ＝  Sc[f]                                  …（２６）
X1[4f+2]  ＝  −S*c[f]、  X2[4f+2]  =  0、  X3[4f+2]  =  S*a[f]、
X4[4f+2]  ＝  −Sb[f]                                …（２７）
X1[4f+3]  ＝  0、  X2[4f+3]  ＝  −S*c[f]、  X3[4f+3]  ＝  S*b[f]、
X4[4f+3]  ＝  Sa[f]                                  …（２８）
【００７４】
このように、X1[f]、X2[f]、X3[f]、X4[f]は、それぞれ隣接するサブキャリアは互いに異なる周波数信号の成分となっている。すなわち、送信アンテナの数をＫとするとき、X1[f]、X2[f]、X3[f]、X4[f]のｉ番目の位置、すなわちｉ番目のサブキャリアは、ｉをＫで割った余りの数に応じて元となる周波数信号が定められる。なお、ｉは０以上の整数である。例えば、式（２５）〜（２８）に示した４送信アンテナの場合、Ｋ＝４であり、ｉを４で割った余りの数に応じて元となる周波数信号が定められる。例えば、ｉを４で割った余りの数が０のときは式（２５）で示した周波数信号がマッピングされる。X1[i]はｉを４で割った余りが０のとき、周波数Sa[f]がマッピングされる。また、X2[i]はｉを４で割った余りが０のとき、周波数Sb[f]がマッピングされる。
【００７５】
４本の送信アンテナから送信されたx1[t]，x2[t]，x3[t]，x4[t]を受信する受信装置の構成は、図２の受信装置２と同様であるが、ＳＦＢＣ復号部２４は、以下に示すように４本の送信アンテナに対応したＳＦＢＣ復号を実施する。上記式（２５）〜（２８）に示した関係が得られるとき、受信装置のＳＦＢＣ復号部２４は、受信信号R[4f]、R[4f+1]、R[4f+2]、R[4f+3]、および、送信アンテナ＃１，＃２，＃３，＃４と受信アンテナとの間のそれぞれの伝送路の複素伝達関数H1[f]，H2[f]，H3[f]，H4[f]を用いて、以下の式（２９）〜（３１）に示すように信号サブストリームSa[f]，Sb[f]，Sc[f]に対するＳＦＢＣ復号を行う。
S’a[f]  ＝  H*1[4f]R[4f]  ＋  H2[4f+1]R*[4f+1]  ＋  H3[4f+2]R*[4f+2]
＋  H*4[4f+3]R[4f+3]                          …（２９）
S’b[f]  ＝  H*2[4f]R[4f]  ＋  H1[4f+1]R*[4f+1]  ＋  H*4[4f+2]R[4f+2]
＋  H3[4f+3]R*[4f+3]                          …（３０）
S’c[f]  ＝  H*3[4f]R[4f]  ＋  H*4[4f+1]R[4f+1]  ＋  H1[4f+2]R*[4f+2]
＋  H2[4f+3]R*[4f+3]                          …（３１）
【００７６】
また、ＦＤＥ部２５は、２本の送信アンテナを用いたＳＦＢＣにおける式（１６）〜（２０）と同様に、ＳＦＢＣ復号後の所望信号成分の係数である等価伝送路値を求め、等価伝送路値の平方根によりＳＦＢＣ復号結果S’a[f]，S’b[f]，S’c[f]を除算し、ＦＤＥを実施する。
【００７７】
以上により、送信アンテナは２本に限らず、ＳＦＢＣ符号化が信号の複素共役および符号反転により実現できる場合は、本発明を任意の送信アンテナ数に対し適用可能であることが分かる。
【００７８】
本実施の形態では、説明の簡易化のため受信アンテナが１本の場合について説明した。しかしながら、これに限らず、受信装置が複数の受信アンテナを具備する場合にも本実施の形態の復号を適用可能である。複数の受信アンテナを備える場合は、受信アンテナ数をＮrxとすると、例えば送信アンテナが２本のＳＦＢＣにおいては、式（１６）による等価伝送路値を受信アンテナごとに求め、ＳＦＢＣ復号結果を受信アンテナごとに等価伝送路値の平方根で除算する。そして、ｉ番目の受信アンテナでのＭＭＳＥ−ＦＤＥウェイトは、次の式（３２）で求められる。
Wa,i[f]  ＝  √(Ga,i[f])  /  (ΣNrxi(Ga,i[f])  ＋  σ2)      
…（３２）
【００７９】
ここで、Wa,i[f]はｉ番目の受信アンテナにおけるＭＭＳＥ−ＦＤＥウェイト、Ga,i[f]はｉ番目の受信アンテナにおけるＳＦＢＣ復号後の等価伝送路値である。なお、ΣNrxiは、ｉ＝１からｉ＝Ｎrxまでの総和を示す。式（３２）に示すＭＭＳＥ−ＦＤＥウェイトを受信アンテナごとに乗算して全受信アンテナで総和を取り、すなわちベクトル合成する。Ｍsub周波数ポイントでそれぞれベクトル合成を実施することで、適切なＦＤＥを行うことができる。
【００８０】
また、本実施の形態では、説明の簡易化のため送信アンテナ数が２の場合は２送信アンテナ用のＳＦＢＣを実施し、または、送信アンテナ数が４の場合は４送信アンテナ用のＳＦＢＣを実施する形態を例示した。しかしながら、これに限らず、送信アンテナ数が４本の場合にＳＦＢＣ符号化部１２において実施の形態１で述べた２送信アンテナ用のＳＦＢＣ符号化を実施し、遅延処理と組み合わせてもよい。
【００８１】
図１２は、２送信アンテナ用のＳＦＢＣと遅延処理を組み合わせた場合の送信装置の構成例を示す図である。図１２に示す送信装置１ａは、図１の送信装置１に送信アンテナ１４−３，１４−４，ＣＰ付加部１３−３，１３−４、および遅延処理部１５−１，１５−２を追加した構成を有する。送信装置１ａのＳＦＢＣ符号化部１２は、上述した２送信アンテナ用のＳＦＢＣ符号化処理を実施し、x1[t]，x2[t]を生成する。ＳＦＢＣ符号化部１２は、x1[t]をＣＰ付加部１３−１に出力するとともに、x1[t]を複製して、複製した信号を遅延処理部１５−１へ出力する。また、ＳＦＢＣ符号化部１２は、x2[t]をＣＰ付加部１３−２に出力するとともに、x2[t]を複製して、複製した信号を遅延処理部１５−２へ出力する。遅延処理部１５−１，１５−２は、入力された信号に遅延処理を施して、それぞれＣＰ付加部１３−３，１３−４へ出力する。ＣＰ付加部１３−３，１３−４は、入力された信号にＣＰを付加し、ＣＰ付加後の信号をそれぞれ送信アンテナ１４−３，１４−４へ出力し、送信アンテナ１４−３，１４−４は入力された信号を送出する。なお、遅延処理部１５−１，１５−２は例えばＣＰ付加部の後段にあってもよい。また、遅延処理部１５−１，１５−２はブロック内での巡回遅延処理、すなわち、ＣＤＤを実施してもよい。
【００８２】
次に、本実施の形態のハードウェア構成について説明する。図１に示した送信装置１を構成する各構成要素は、それぞれを電子回路およびアンテナ等のハードウェアとして実現できる。マッピング部１１は、マッパまたはモジュレータであり、ＣＰ付加部１３−１，１３−２はＣＰ付加回路であり、送信アンテナ１４−１，１４−２はアンテナである。図１２に示した送信装置１ａも、各構成要素は、それぞれを電子回路およびアンテナ等のハードウェアとして実現できる。遅延処理部１５−１，１５−２は、遅延回路である。
【００８３】
ＳＦＢＣ符号化部１２を実現する処理回路は、専用のハードウェアであっても、メモリとメモリに格納されるプログラムを実行するＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  Ｕｎｉｔ、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）ともいう）とを備える制御回路であってもよい。ここで、メモリとは、例えば、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ  Ａｃｃｅｓｓ  Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ  Ｏｎｌｙ  Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリー、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ  Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ  Ｒｅａｄ  Ｏｎｌｙ  Ｍｅｍｏｒｙ）、ＥＥＰＲＯＭ（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ  Ｅｒａｓａｂｌｅ  Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ  Ｒｅａｄ  Ｏｎｌｙ  Ｍｅｍｏｒｙ）等の、不揮発性または揮発性の半導体メモリ、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、ＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ  Ｄｉｓｋ）等が該当する。
【００８４】
ＳＦＢＣ符号化部１２が、専用のハードウェアで実現される場合、これらは、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ  Ｓｐｅｃｉｆｉｃ  Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ  Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ  Ｇａｔｅ  Ａｒｒａｙ）、またはこれらを組み合わせたものである。例えば、図３に示す信号分割部１２１、複素信号処理部１２２、位相回転部１２３および多重化部１２４がそれぞれ単独の電子回路として構成されてもよい。
【００８５】
ＳＦＢＣ符号化部１２がＣＰＵを備える制御回路で実現される場合、この制御回路は例えば図１３に示す構成の制御回路２００である。図１３に示すように制御回路２００は、外部から入力されたデータを受信する受信部である入力部２０１と、ＣＰＵであるプロセッサ２０２と、メモリ２０３と、データを外部へ送信する送信部である出力部２０４とを備える。入力部２０１は、制御回路２００の外部から入力されたデータを受信してプロセッサ２０２に与えるインターフェース回路であり、出力部２０４は、プロセッサ２０２又はメモリ２０３からのデータを制御回路２００の外部に送るインターフェース回路である。ＳＦＢＣ符号化部１２が図１３に示す制御回路２００により実現される場合、プロセッサ２０２がメモリ２０３に記憶された、ＳＦＢＣ符号化部１２の処理に対応するプログラムを読み出して実行することにより実現される。また、メモリ２０３は、プロセッサ２０２が実施する各処理における一時メモリとしても使用される。
【００８６】
また、図２に示した送信装置１を構成する各構成要素は、それぞれを電子回路等のハードウェアとして実現できる。受信アンテナ２１はアンテナであり、ＣＰ除去部２２はＣＰ除去回路であり、ＤＦＴ部２３はＤＦＴ回路であり、ＦＤＥ部２５は周波数領域等化器であり、ＩＤＦＴ部２６はＩＤＦＴ回路であり、デマッピング部２７はデマッパまたはデコーダである。
【００８７】
ＳＦＢＣ復号部２４を実現する処理回路は、専用のハードウェアであっても、メモリとメモリに格納されるプログラムを実行するＣＰＵとを備える制御回路であってもよい。        
【００８８】
ＳＦＢＣ復号部２４が、専用のハードウェアで実現される場合、これらは、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ、ＦＰＧＡ、またはこれらを組み合わせたものである。
【００８９】
ＳＦＢＣ復号部２４がＣＰＵを備える制御回路で実現される場合、この制御回路は例えば図１３に示す構成の制御回路２００である。ＳＦＢＣ復号部２４が図１３に示す制御回路２００により実現される場合、プロセッサ２０２がメモリ２０３に記憶された、ＳＦＢＣ復号部２４の処理に対応するプログラムを読み出して実行することにより実現される。
【００９０】
なお、以上の説明では、非特許文献２および３で開示されているＡｌａｍｏｕｔｉ符号化を適用することを前提として説明した。しかしながら、これに限らず、本発明の符号化としては、例えばH.  Jafarkhani,  “A  quasi-orthogonal  space−time  block  code,”IEEE  Trans.  Commun.  Lett.,  vol.49,  no.1,  pp.1-4,  Jan.  2001.において開示されている準直交型と呼ばれる符号化も適用可能であり、信号の複素共役と符号反転で符号化を行うＳＦＢＣであればその他の符号化も適用可能である。また、本発明に好適の伝送方式としてＳＣＢＴが挙げられるが、これに限らず、本発明は任意の伝送方式に適用可能である。
【００９１】
以上のように、本実施の形態では、ＳＦＢＣ符号化において、信号を等分した信号サブストリームのうち前記サブストリームをそのまま出力とともに、前記サブストリームに対して、時間軸反転処理、複素共役処理および符号反転処理、または時間軸反転処理および複素共役処理を施し、処理後のサブストリームと処理前のサブストリームをそれぞれ時間方向に繰り返した時間長Ｎの繰り返し信号を生成する。そして、後段の多重化部で同一信号に多重化される繰り返し信号に対して互いに異なる位相回転を与える位相回転を与え、そして、異なる位相回転が与えられた繰り返し信号同士を多重化して送信信号を生成するようにした。このため、非特許文献３、非特許文献４に記載の技術のように周波数領域において離れたサブキャリア間で符号化を行うのではなく、隣接サブキャリア間でのＳＦＢＣが実現できる。このため、伝送特性の劣化を抑制できる。更に、時間的に連続する信号ストリームに対して、信号等分割、時間軸反転、複素共役、符号反転、複製、位相回転、及び、合成の時間領域処理のみで実施されており、非特許文献３の技術に比べ、著しいＰＡＰＲ劣化を生じない。また、ＳＦＢＣ符号化処理が全て時間領域で実施されており、非特許文献３の技術に比べ簡易な装置構成とすることができる。
【００９２】
実施の形態２．
次に、本発明にかかる実施の形態２のＳＦＢＣ符号化について説明する。本実施の形態の送信装置の構成は実施の形態１の送信装置１と同様である。ただし、本実施の形態では、ＳＦＢＣ符号化部１２は、以下に説明するＳＦＢＣ符号化を実施する。本実施の形態の受信装置の構成は、実施の形態１の受信装置２と同様である。ただし、ＳＦＢＣ復号部２４は以下に説明するＳＦＢＣ復号を実施する。以下、実施の形態１と異なる部分について説明し、実施の形態１と同様の部分は重複する説明を省略する。
【００９３】
本実施の形態では、送信装置１のＳＦＢＣ符号化部１２の信号分割部１２１は、ｓ１２１ａまたはｓ１２１ｂのいずれか一方を非整数サンプル値Δt、すなわち非整数値となる時間長で巡回シフトさせる。すなわち、信号サブストリームの一次変調シンボル間隔で割った値が非整数となる時間長で巡回シフトさせる。これにより、ＳＦＢＣ符号化後の送信信号波形のＰＡＰＲ悪化を緩和する。受信装置２のＳＦＢＣ復号部２４は、送信装置１における巡回シフトに対応する位相回転を戻す。本実施の形態では、説明を簡易にするため、送信アンテナ数２、受信アンテナ数１とする。しかしながら、実施の形態１において説明したように、送信アンテナ数が３以上の場合、受信アンテナが複数の場合でも本発明は適用可能である。
【００９４】
以下、本実施の形態のＳＦＢＣ符号化およびＳＦＢＣ復号について具体的に説明する。信号分割部１２１は、実施の形態１と同様に信号ストリームを等分することにより信号サブストリームsa[t]，sb[t]を生成する。そして、信号分割部１２１は、sa[t]またはsb[t]を非整数サンプル値Δtだけ巡回シフトさせる。以降、実施の形態１と同様に、複素信号処理部１２２、位相回転部１２３および多重化部１２４の動作を実施する。
【００９５】
図１４は、本実施の形態のＳＦＢＣ符号化部１２における処理手順の一例を示すフローチャートである。図１４では、sa[t]を巡回シフトさせる例を説明するが、上述した通り、sa[t]を巡回シフトさせる替わりにsb[t]を巡回シフトさせてもよい。ステップＳ１は、実施の形態１と同様である。ステップＳ１の後、ＳＦＢＣ符号化部１２は、sa[t]を巡回シフトさせ、sa[t+Δt]を生成する（ステップＳ６）。具体的には、信号分割部１２１が、sa[t]を非整数サンプル値Δtだけ巡回シフトさせる。図１５は、本実施の形態の信号分割部１２１における処理の一例を示す図である。なお、この巡回シフトでは、s[t]がサンプリングされた信号として入力される場合には、非整数サンプル値Δtの巡回シフトを行う際に、例えば、入力された一次変調シンボル間を内挿してから非整数サンプル値Δtの巡回シフトを行う。例えば、Δｔが１．２サンプルに対応する場合、巡回シフトでは、１サンプル巡回シフトさせた後さらに０．２サンプル分巡回シフトさせることになる。０．２サンプルシフトした点は、一次変調シンボル間を内挿することにより求めることができる。
【００９６】
次に、ＳＦＢＣ符号化部１２は、sa[t+Δt]，sb[t]に基づいて、s*a[−（t+Δt）]，−s*b[−t]を算出する（ステップＳ２ａ）。具体的には、複素信号処理部１２２が、sa[t]に時間軸反転および複素共役を施し、s*a[−（t+Δt）]を生成し、sb[t]に時間軸反転、複素共役および符号反転を施し−s*b[−t]を生成する。複素信号処理部１２２は、sa[t+Δt]，sb[t]，s*a[−（t+Δt）]，−s*b[−t]を位相回転部１２３へ出力する。
【００９７】
次に、ＳＦＢＣ符号化部１２は、sa[t+Δt]，sb[t]，s*a[−（t+Δt）]，−s*b[−t]をそれぞれ複製して並べ、それぞれの繰り返し信号を生成する（ステップＳ３ａ）。具体的には、位相回転部１２３が、sa[t+Δt]，sb[t]，s*a[−（t+Δt）]，−s*b[−t]をそれぞれ複製して並べた時間長Ｎの信号、すなわち同じ内容のサブストリームが２つ並び、信号ストリームの時間長Ｎと同じ長さの時間長Ｎの繰り返し信号を生成する。次に、ＳＦＢＣ符号化部１２の位相回転部１２３は、s*a[−（t+Δt）]に対応する繰り返し信号および−s*b[−t]に対応する繰り返し信号に対してそれぞれ位相回転処理を実施する（ステップＳ４ａ）。
【００９８】
次に、ＳＦＢＣ符号化部１２の多重化部１４は、sa[t+Δt]に対応する繰り返し信号と−s*b[−t]に対応する繰り返し信号とを加算し、sb[t]に対応する繰り返し信号とs*a[−（t+Δt）]に対応する繰り返し信号とを加算する（ステップＳ５ａ）。加算により得られた信号x1[t]，x2[t]は、それぞれＣＰ付加部１３−１，１３−２へ出力される。
【００９９】
例えば、sa[t]をΔtだけ巡回シフトさせた場合、送信信号x1[t]、x2[t]は、sa[t]，sb[t]を用いて次の式（３３）、（３４）で表すことができる。
x1[t]  ＝  sa[(t+Δt)  mod  Msub]  −  s*b[(N-t)  mod  Msub]×exp(j2πt/N)
(t＝０，…,  Ｎ−１)                          …（３３）
x2[t]  ＝  sb[t  mod  Msub]  ＋  s*a[(N−(t+Δt))  mod  Msub]×exp(j2πt/N)
(t＝０，…,  Ｎ−１)                          …（３４）
【０１００】
前述の式（５）で示したように、時間領域における信号の巡回シフトは、周波数領域では周波数に比例した位相回転となる。すなわち、送信信号x1[t]、x2[t]の周波数信号は以下の式（３５）、（３６）で表すことができる。
X1[2f]  ＝  Sa[f]exp(j2πfΔt/N)、  X2[2f]  =  Sb[f]      
…（３５）
X1[2f+1]  ＝  −S*b[f]、  X2[2f+1]  ＝  S*a[f]exp(j2πfΔt/N)  
…（３６）
【０１０１】
実施の形態２においては、受信装置２のＳＦＢＣ復号部２４は、ＳＦＢＣ復号後のS’a[f]に対し、exp(-j2πfΔt/N)を乗算して位相回転を与える、すなわち巡回シフトを打ち消すための位相回転を実施することで元の信号サブストリーム信号成分を得ることができる。なお、受信装置２において、周波数領域で巡回シフトを打ち消すのではなく、ＩＤＦＴにより時間信号に変換された後に、デマッピング部２７において巡回シフトを打ち消す処理、すなわち送信装置１ａにおいて施された巡回シフトとシフト量が同一で向きが逆となる巡回シフトを行うようにしてもよい。
【０１０２】
以上の説明では、信号サブストリームsa[t]を非整数サンプル値で巡回シフトさせた場合を例示した。しかしながら、これに限らず、sb[t]を巡回シフトさせてもよい。また、本実施の形態で述べた巡回シフトを、実施の形態１で述べたように、４送信アンテナ等、２送信アンテナ以外のＳＦＢＣを用いる場合に適用することも可能である。例えば、実施の形態１で述べた４送信アンテナ用のＳＦＢＣを用いる場合に、sa[t]を巡回シフトさせてもよいし、sb[t]を巡回シフトさせてもよいし、sc[t]を巡回シフトさせてもよい。すなわち、信号分割部１２１において等分により生成された信号サブストリームのうちの一部を非整数サンプル値で巡回シフトさせればよい。
【０１０３】
また、以上の例では、受信装置２のＳＦＢＣ復号部２４が、復号後にexp(-j2πfΔt/N)の位相回転を実施することで元の信号サブストリーム信号成分を得る方法を示した。しかしながら、これに限らず、受信側で伝送路の複素伝達関数を推定する際に、巡回シフトによる位相回転を含めた複素伝達関数を推定するようにしてもよい。この場合、特段位相回転の影響を考慮せずとも復調が可能である。
【０１０４】
また、実施の形態１の図１２に示したように遅延処理を行う場合に、本実施の形態で述べた巡回シフトを適用してもよい。
【０１０５】
以上のように、本実施の形態では、等分により生成された信号サブストリームのうちの一部の信号サブストリームを非整数サンプル値で巡回シフトさせるようにした。このため、実施の形態１と同様の効果が得られるとともに、マルチパスダイバーシチ効果が得られる。
【０１０６】
実施の形態３．
図１６は、本発明にかかる実施の形態３のＳＦＢＣ符号化部の構成例を示す図である。本実施の形態の送信装置の構成は、実施の形態１の送信装置１のＳＦＢＣ符号化部１２を図１６に示すＳＦＢＣ符号化部１２ａに替える以外は、送信装置１の構成と同様である。実施の形態１と同様の機能を有する構成要素は、実施の形態１と同一の符号を付して重複する説明を省略する。以下、実施の形態１と異なる部分について説明する。
【０１０７】
本実施の形態のＳＦＢＣ符号化部１２ａは、実施の形態１と同様の信号分割部１２１と、信号サブストリームをＤＦＴにより周波数信号に変換するＤＦＴ部１２５と、周波数領域でＳＦＢＣマッピングを行う周波数配置部であるＳＦＢＣマッピング部１２６と、ＳＦＢＣマッピング後の信号をＩＤＦＴにより時間信号に変換するＩＤＦＴ部１２７とを備える。
【０１０８】
次に、本実施の形態のＳＦＢＣ符号化部１２ａの動作について説明する。ここでは、２送信アンテナのＳＦＢＣを例に説明する。信号分割部１２１の処理は、実施の形態１と同一であるため説明を省略する。ＤＦＴ部１２５は、信号サブストリームであるsa[t]、sb[t]をそれぞれＭsubポイントＤＦＴにより周波数信号Sa[f]、Sb[f]に変換してＳＦＢＣマッピング部１２６へ入力する。
【０１０９】
図１７は、実施の形態３の送信装置におけるＤＦＴ部１２５の処理を示す図である。ＤＦＴ部１２５には、信号分割部１２１から信号ｓ１２１ａ，ｓ１２１ｂすなわち時間長Ｍsubの時間信号であるsa[t]、sb[t]が入力される。ＤＦＴ部１２５は、sa[t]、sb[t]に対してそれぞれＭsubポイントＤＦＴを実施し、周波数信号Sa[f]、Sb[f]を信号ｓ１２５ａ，ｓ１２５ｂとして出力する。
【０１１０】
ＳＦＢＣマッピング部１２６は、実施の形態１の複素信号処理部１２２、位相回転部１２３および多重化部１２４の処理と等価な処理を周波数領域で実施する。すなわち、式（１０）、（１１）に示した処理を行う。すなわち、ＳＦＢＣマッピング部１２６は、周波数信号Sa[f]、Sb[f]を用いて複素処理後周波数信号−S*b[f]、S*a[f]を生成し、式（１０）、（１１）にしたがって、周波数信号X1[f]、X2[f]に、周波数信号Sa[f]、Sb[f]、−S*b[f]、S*a[f]をマッピングする、すなわち周波数配置する。
【０１１１】
また、さらに実施の形態２で説明した巡回シフトを行ってもよく、この場合には、ＳＦＢＣマッピング部１２６は、式（３５）、式（３６）に示した処理を行う。この場合、例えば、ＳＦＢＣマッピング部１２６が、式（３５）、式（３６）に示すように、周波数信号Sa[f]、Sb[f]のうち１つ以上の周波数信号に対して時間領域の巡回シフトに対応する位相回転を付与し、位相回転を付与した周波数信号Sa[f]、Sb[f]のうち１つ以上に対応する１つ以上の複素信号に対して時間領域の巡回シフトに対応する位相回転を付与する。そして、位相回転が付与されていない周波数信号と位相回転が付与されていない複素処理後周波数信号と位相回転が付与された周波数信号と位相回転が付与された複素処理後周波数信号とをX1[f]、X2[f]にマッピングする。すなわち、ＳＦＢＣマッピング部１２６は、周波数信号Sa[f]、Sb[f]に対して複素共役処理および符号反転処理を施した信号S*a[f]または複素共役処理を施した信号である複素処理後周波数信号−S*b[f]，S*a[f]を生成し、周波数信号Sa[f]、Sb[f]のうち１つ以上の周波数信号である第１の周波数信号と第１の周波数信号に対応する複素処理後周波数信号である第１の複素処理後周波数信号とに対して時間領域の巡回シフトに対応する周波数に比例する位相回転を付与する。式（３５）、（３６）の例では、第１の周波数信号は、周波数信号Sa[f]であり、第１の複素処理後周波数信号はS*a[f]である。ＳＦＢＣマッピング部１２６は、第１の周波数信号以外の周波数信号である第２の周波数信号と第２の周波数信号に対応する複素処理後周波数信号である第２の複素処理後周波数信号と前記位相回転が付与された後の第１の周波数信号と位相回転が付与された後の第１の複素処理後周波数信号とを、式（３５）、（３６）に従って周波数領域でマッピングする、すなわち式（３５）、（３６）に従ってX1[f]、X2[f]にマッピングする。式（３５）、（３６）の例では、第２の周波数信号は、周波数信号Sb[f]であり、第２の複素処理後周波数信号は−S*b[f]である。ＳＦＢＣマッピング部１２６による処理後の周波数信号X1[f]、X2[f]、すなわち周波数配置信号は系列長Ｎである。
【０１１２】
本実施の形態の送信装置のＩＤＦＴ部１２７は、周波数信号X1[f]、X2[f]に対し、Ｎポイント以上のＩＤＦＴを実施して時間信号である送信信号x1[t]、x2[t]を出力する。ＣＰ付加部１３−１，１３−２および送信アンテナ１４−１，１４−２の動作は実施の形態１と同様である。
【０１１３】
本実施の形態の送信装置により送信された送信信号は、実施の形態１または実施の形態２と同様となる。このため、本実施の形態の送信装置により送信された送信信号を受信する受信装置は、実施の形態１または実施の形態２で述べた受信装置を用いることができる。
【０１１４】
以上の説明では、送信アンテナが２本の場合について説明した。しかしながら、これに限らず、実施の形態１および実施の形態２で説明したように、任意の複数の送信アンテナ数について実施の形態３の構成および動作を適用可能である。例えば、４送信アンテナのＳＦＢＣにおいては、ＳＦＢＣマッピング部１２６が、式（２５）〜（２８）に示した処理を実施すればよい。
【０１１５】
ＳＦＢＣ符号化部１２ａを実現する処理回路は、専用のハードウェアであっても、メモリとメモリに格納されるプログラムを実行するＣＰＵとを備える制御回路であってもよい。
【０１１６】
ＳＦＢＣ符号化部１２ａが、専用のハードウェアで実現される場合、これらは、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ、ＦＰＧＡ、またはこれらを組み合わせたものである。ＳＦＢＣ符号化部１２ａは、例えば、ＤＦＴ部１２５を実現するＤＦＴ回路と、ＳＦＢＣマッピング部１２６を実現するマッパと、ＩＤＦＴ部１２７を実現するＩＤＦＴ回路とで構成される。
【０１１７】
ＳＦＢＣ符号化部１２ａがＣＰＵを備える制御回路で実現される場合、この制御回路は例えば図１３に示す構成の制御回路２００である。ＳＦＢＣ符号化部１２ａが図１３に示す制御回路２００により実現される場合、プロセッサ２０２がメモリ２０３に記憶された、ＳＦＢＣ符号化部１２ａの処理に対応するプログラムを読み出して実行することにより実現される。
【０１１８】
以上のように、本実施の形態では、送信装置において、信号サブストリームを周波数信号に変換し、周波数領域で実施の形態１の複素信号処理部１２２、位相回転部１２３および多重化部１２４の処理と等価な処理を実施し、処理後の信号を時間信号に変換して送信するようにした。このため、非特許文献４に記載の技術のように周波数領域において離れたサブキャリア間で符号化を行うのではなく、隣接サブキャリア間でのＳＦＢＣが実現できる。また、非特許文献３に記載の技術に比べ、ＰＡＰＲ劣化を軽減できる。
【０１１９】
実施の形態４．
図１８は、本発明にかかる実施の形態４の受信装置の構成例を示す図である。本実施の形態の受信装置２ａは、実施の形態１、２または３の送信装置により送信された送信信号を受信する受信装置であり、時間信号を分割して合成および位相回転を実施し、ＭsubポイントＤＦＴの後、ＳＦＢＣ復号を行う。
【０１２０】
本実施の形態の受信装置２ａは、受信アンテナ２１と、ＣＰ除去部２２と、受信信号を分割して合成するサブブロック合成部２８と、サブブロック合成部２８による処理後の信号に対してＤＦＴを行い周波数信号へ変換するＤＦＴ部２９と、ＳＦＢＣ復号部２４と、ＦＤＥ部２５と、ＩＤＦＴ部２６と、デマッピング部２７とを備える。実施の形態１と同様の機能を有する構成要素は、実施の形態１と同一の符号を付して重複する説明を省略する。以下、実施の形態１と異なる部分について説明する。
【０１２１】
次に、本実施の形態の受信装置２ａの動作について説明する。以下では説明の簡略化のため２アンテナ送信のＳＦＢＣを仮定し、受信アンテナ数は１として説明する。受信アンテナ２１およびＣＰ除去部２２の動作は、実施の形態１と同様であるため説明を省略する。
【０１２２】
図１９は、サブブロック合成部２８の処理を模式的に示す図である。サブブロック合成部２８は、ＣＰ除去部２２から入力される時間長Ｎの受信信号のブロックu[t]を等分する。サブブロック合成部２８の等分における分割数は、送信装置１の信号分割部１２１における分割数と同じであり、２送信アンテナのＳＦＢＣの場合、分割数Ｃ＝２である。したがって、サブブロック合成部２８は、u[t]を前半と後半に２等分し、それぞれサブブロックua[t]、ub[t]とする。次に、サブブロック合成部２８は、分割されたua[t]、ub[t]を以下の式（３７）、（３８）に示すように合成して、ra[t]、r’b[t]を得る。
ra[t]  ＝  ua[t]  ＋  ub[t]                …（３７）
r’b[t]  ＝  ua[t]  −  ub[t]              …（３８）
【０１２３】
実施の形態１で示した式（８）、（９）、および図７から分かるように、送信装置から送信される信号のうちサブキャリアシフトのためexp(j2πt/N)の位相回転を施した成分は、１ブロックのブロック長Ｎの中で位相が２π回転する。このため、ブロックの前半と後半は符号反転の関係にある。したがって、式（３７）の合成では位相回転が施されたサブストリーム成分が相殺され、反対に、式（３８）の合成では非位相回転のサブストリーム成分が相殺される。すなわち、サブブロック合成部２８は、送信装置１において施された位相回転量ごとに合成信号を生成することになる。
【０１２４】
次に、サブブロック合成部２８は、exp(j2πt/N)の位相回転が施された成分を抽出した結果であるr’b[t]に対し、exp(-j2πt/N)の位相回転を施し、送信側で与えたサブキャリアシフトの影響を除く。r’b[t]にexp(-j2πt/N)の位相回転を施した結果をrb[t]とする。サブブロック合成部２８は、ra[t]に対しては何も処理をしない。サブブロック合成部２８は、ra[t]、rb[t]をＤＦＴ部２９へ出力する。
【０１２５】
ＤＦＴ部２９は、実施の形態１〜３におけるＤＦＴ部２３と異なり、入力されるra[t]、rb[t]に対しＮ／２ポイントＤＦＴを実施する。ＤＦＴ部２９により周波数領域に変換された周波数信号をそれぞれRa[f]、Rb[f]とすると、これらの信号は式（１２）、（１３）に示したR[2f]、R[2f+1]にそれぞれ対応する。すなわち、以下の式（３９）、（４０）が成り立つ。
Ra[f]  ＝  R[2f]                          …（３９）
Rb[f]  ＝  R[2f+1]                          …（４０）
【０１２６】
後段のＳＦＢＣ復号部２４、ＦＤＥ部２５、ＩＤＦＴ部２６、デマッピング部２７の処理は、実施の形態１〜３と同様に実施すれば良い。実施の形態２で述べた送信装置から送信された信号を受信する場合には、実施の形態２の受信装置と同様に、ＳＦＢＣ復号部２４は、復号後にexp(-j2πfΔt/N)の位相回転を与えればよい。
【０１２７】
なお、サブブロック合成部２８は、専用のハードウェアであっても、メモリとメモリに格納されるプログラムを実行するＣＰＵとを備える制御回路であってもよい。
【０１２８】
サブブロック合成部２８が、専用のハードウェアで実現される場合、これらは、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ、ＦＰＧＡ、またはこれらを組み合わせたものである。
【０１２９】
サブブロック合成部２８がＣＰＵを備える制御回路で実現される場合、この制御回路は例えば図１３に示す構成の制御回路２００である。ＳＦＢＣ復号部２４が図１３に示す制御回路２００により実現される場合、プロセッサ２０２がメモリ２０３に記憶された、サブブロック合成部２８の処理に対応するプログラムを読み出して実行することにより実現される。
【０１３０】
以上のように、本実施の形態では、サブブロック合成部２８が、受信信号の時間長Ｎのブロックを分割して合成することにより送信装置において位相回転が与えられた成分である第１の信号と位相回転が与えられていない成分である第２の信号とを生成し、第１の信号には送信装置において与えた位相回転を打ち消す位相回転を与えるようにした。このように本実施の形態では、実施の形態１と異なる方法でR[2f]、R[2f+1]を求めることが可能であることを示した。本実施の形態においても、実施の形態１と同様の効果を得ることができる。
【０１３１】
実施の形態５．
図２０は、本発明にかかる実施の形態５の受信装置の構成例を示す図である。本実施の形態の受信装置２ｂは、実施の形態１、２または３の送信装置により送信された送信信号を受信する受信装置であり、ＳＦＢＣ復号後の残留干渉成分の除去を含めてＦＤＥを実施する。
【０１３２】
本実施の形態の受信装置２ｂは、受信アンテナ２１と、ＣＰ除去部２２と、ＤＦＴ部２３と、ＳＦＢＣ復号部２４と、ＳＦＢＣ復号後の残留干渉成分の除去を含めてＦＤＥを実施するＦＤＥ部３０と、ＩＤＦＴ部２６と、デマッピング部２７とを備える。実施の形態１と同様の機能を有する構成要素は、実施の形態１と同一の符号を付して重複する説明を省略する。以下、実施の形態１と異なる部分について説明する。
【０１３３】
次に、本実施の形態の受信装置２ｂの動作について説明する。以下では説明の簡略化のため２アンテナ送信のＳＦＢＣを仮定し、受信アンテナ数は１として説明する。受信アンテナ２１、ＣＰ除去部２２、ＤＦＴ部２３、ＳＦＢＣ復号部２４、ＩＤＦＴ部２６およびデマッピング部２７の動作は、実施の形態１と同様であるため説明を省略する。
【０１３４】
ここで、式（１７）、（２０）で示した正規化されたＳＦＢＣ復号信号であるYa[f]、Yb[f]で構成される２次元正規化ＳＦＢＣ復号信号ベクトルY（太字）[f]を、以下の式（４１）に示すように定義する。
【０１３５】
【数１】
2016021357.tif 000003
【０１３６】
式（１４）〜（１７）、（１９）、（２０）により、ＳＦＢＣ復号後の２×２等価伝送路行列H（太字）’[2f,2f+1]を式（４２）に示すように定義する。
【０１３７】
【数２】
2016021357.tif 000004
【０１３８】
送信信号サブストリームの周波数信号Sa[f]、Sb[f]で構成される２次元送信信号ベクトルS（太字）[f]を式（４３）に示すように定義する。
【０１３９】
【数３】
2016021357.tif 000005
【０１４０】
また、ＳＦＢＣ復号後の２次元正規化等価雑音ベクトルN（太字）’[f]を式（４４）に示すように定義する。ここで、N（太字）’[f]の各要素N’a[f]、N’b[f]は実施の形態１において述べたように平均値０であり分散σ2である。
【０１４１】
【数４】
2016021357.tif 000006
【０１４２】
式（４１）〜（４４）を用いると、正規化ＳＦＢＣ復号信号ベクトルY（太字）[f]は、次の式（４５）に示すように表現できる。
【０１４３】
【数５】
2016021357.tif 000007
【０１４４】
ここで、伝送路の周波数選択性が隣接サブキャリア間で無視できる場合は、等価伝送路行列H（太字）’[2f,2f+1]の非対角項は０に近くなる。しかし、伝送路の周波数選択性が隣接サブキャリア間で無視できない場合は、等価伝送路行列H（太字）’[2f,2f+1]の非対角項はＳＦＢＣ復号後のSa[f]、Sb[f]の相互干渉成分として残留する。この相互干渉成分の除去を含めたＭＭＳＥ−ＦＤＥウェイトW（太字）[f]は、H（太字）’[2f,2f+1]を用いて次の式（４６）により求められる。
【０１４５】
【数６】
2016021357.tif 000008
【０１４６】
ここで、H（太字）’H[2f,2f+1]はH（太字）’[2f,2f+1]のエルミート転置を示し、I（太字）は２次元単位行列である。ＦＤＥ部３０は、式（４６）により求めたＭＭＳＥ−ＦＤＥウェイト行列をY（太字）[f]に左側から乗算する。そして、次段のＩＤＦＴ部２６が、ＭsubポイントＩＤＦＴを行うことによりsa[t]、sb[t]に対する推定信号サブストリームであるya[t]、yb[t]を得る。
【０１４７】
以上の説明では、受信アンテナ数を１とした例を説明した。しかしながら、これに限らず、複数の受信アンテナを備える場合にも実施の形態５の動作を適用可能である。Ｎrx本の受信アンテナを備える場合には、正規化ＳＦＢＣ復号信号ベクトルY（太字）[f]を受信アンテナ数分スタックした２Ｎrx次元ベクトルとし、等価伝送路行列H（太字）’[2f,2f+1]を受信アンテナ数分行方向にスタックした２Ｎrx×２行列として、式（４６）のＭＭＳＥ−ＦＤＥウェイト算出を実施することで、同様に干渉除去を含めたＦＤＥが実現できる。
【０１４８】
以上のように、本実施の形態では、受信装置において、ＳＦＢＣ復号後の残留干渉成分の除去を含めてＦＤＥを行うようにした。このため、送信されたビット系列を精度良く推定することができる。
【０１４９】
以上、本発明について実施の形態をもとに説明した。これらの実施の形態の各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なことは、言うまでもない。
【符号の説明】
【０１５０】
１，１ａ  送信装置、２，２ａ，２ｂ  受信装置、１１  マッピング部、１２  ＳＦＢＣ符号化部、１３−１〜１３−４  ＣＰ付加部、１４−１〜１４−４  送信アンテナ、１５−１，１５−２  遅延処理部、２１  受信アンテナ、２２  ＣＰ除去部、２３，２９，１２５  ＤＦＴ部、２４  ＳＦＢＣ復号部、２５，３０  ＦＤＥ部、２６，１２７  ＩＤＦＴ部、２７  デマッピング部、２８  サブブロック合成部、１２１  信号分割部、１２２  複素信号処理部、１２３  位相回転部、１２４  多重化部、１２６  ＳＦＢＣマッピング部。
【図１】
2016021357.tif 000009
【図２】
2016021357.tif 000010
【図３】
2016021357.tif 000011
【図４】
2016021357.tif 000012
【図５】
2016021357.tif 000013
【図６】
2016021357.tif 000014
【図７】
2016021357.tif 000015
【図８】
2016021357.tif 000016
【図９】
2016021357.tif 000017
【図１０】
2016021357.tif 000018
【図１１】
2016021357.tif 000019
【図１２】
2016021357.tif 000020
【図１３】
2016021357.tif 000021
【図１４】
2016021357.tif 000022
【図１５】
2016021357.tif 000023
【図１６】
2016021357.tif 000024
【図１７】
2016021357.tif 000025
【図１８】
2016021357.tif 000026
【図１９】
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【図２０】
2016021357.tif 000028
【手続補正書】
【提出日】平成28年11月14日(2016.11.14)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
２本以上の送信アンテナと、
第１の時間長の信号ストリームを空間周波数ブロック符号化する符号化部と、
を備え、
前記符号化部は、
前記信号ストリームを第２の時間長のサブストリームに等分割するとともに、前記サブストリームのうち１つ以上の前記サブストリームを、前記サブストリームの一次変調シンボル間隔で除算した値が非整数値となる時間長で巡回シフトさせる信号分割部と、
前記サブストリームをそのまま出力信号として出力するとともに、前記サブストリームに対して、時間軸反転処理、複素共役処理および符号反転処理、または時間軸反転処理および複素共役処理である複素信号処理を施し、前記複素信号処理後の前記サブストリームを出力信号として出力する複素信号処理部と、
前記複素信号処理部から出力される前記出力信号ごとに、時間方向に繰り返して並べた第３の時間長の信号である繰り返し信号を生成し、前記繰り返し信号に対して位相回転を与える位相回転部と、
前記送信アンテナごとに、前記位相回転が与えられた前記繰り返し信号を多重化して前記送信アンテナから送信する送信信号を生成する多重化部と、
を備え、
前記位相回転部は、同一の前記送信信号に多重される前記繰り返し信号にそれぞれ異なる位相回転を与えることを特徴とする送信装置。
【請求項２】
前記位相回転は、前記第３の時間長の整数分の１を周期とする位相回転であることを特徴とする請求項１に記載の送信装置。
【請求項３】
前記２本以上の送信アンテナは、第１の送信アンテナと第２の送信アンテナを含み、
前記複素信号処理部は、前記サブストリームである第１サブストリームおよび第２サブストリームをそのまま出力するとともに、前記第２サブストリームに対して時間軸反転処理、複素共役処理および符号反転処理を行い、前記第１サブストリームに対して時間軸反転処理および複素共役処理を行い、
前記位相回転部は、前記第１サブストリームを時間方向に繰り返して並べた第１の繰り返し信号と、前記第２サブストリームを時間方向に繰り返して並べた第２の繰り返し信号とを生成し、前記第２の繰り返し信号に対して位相回転量を０とした位相回転を与え、前記第２サブストリームに対して時間軸反転処理、複素共役処理および符号反転処理を施した信号を時間方向に繰り返して並べた第３の繰り返し信号、および前記第１サブストリームに対して時間軸反転処理および複素共役処理を施した信号を時間方向に繰り返して並べた第４の繰り返し信号を生成し、前記第３の繰り返し信号および前記第４の繰り返し信号に対して前記第３の時間長を１周期とする位相回転を与え、
前記多重化部は、前記第１の繰り返し信号と位相回転後の前記第３の繰り返し信号とを多重化して第１の送信信号を生成し、前記第２の繰り返し信号と位相回転後の前記第４の繰り返し信号とを多重化して第２の送信信号を生成し、
前記第１の送信アンテナから前記第１の送信信号を送出し、前記第２の送信アンテナから前記第２の送信信号を送出することを特徴とする請求項１または２に記載の送信装置。
【請求項４】
２本以上の送信アンテナと、
第１の時間長の信号ストリームを空間周波数ブロック符号化する符号化部と、
を備え、
前記符号化部は、
前記信号ストリームを第２の時間長のサブストリームに等分割する信号分割部と、
離散フーリエ変換により前記サブストリームをそれぞれ周波数信号に変換する離散フーリエ変換部と、
前記周波数信号に対して複素共役処理および符号反転処理を施した信号または複素共役処理を施した信号である複素処理後周波数信号を前記周波数信号ごとに生成し、前記周波数信号のうち１つ以上の前記周波数信号である第１の周波数信号と前記第１の周波数信号に対応する前記複素処理後周波数信号である第１の複素処理後周波数信号とに対して時間領域の巡回シフトに対応する周波数に比例する位相回転を付与し、第１の周波数信号以外の前記周波数信号である第２の周波数信号と前記第２の周波数信号に対応する前記複素処理後周波数信号である第２の複素処理後周波数信号と前記位相回転が付与された後の前記第１の周波数信号と前記位相回転が付与された後の前記第１の複素処理後周波数信号とを、周波数領域でマッピングして前記送信アンテナごとに前記送信アンテナで送信する送信信号に対応する周波数配置信号を生成する周波数配置部と、
逆離散フーリエ変換により前記周波数配置信号をそれぞれ時間信号に変換する逆離散フーリエ変換部と、
を備え、
前記周波数配置部は、前記周波数配置信号において周波数領域で隣接する位置には、それぞれ異なる周波数信号の成分がマッピングされ、かつ前記周波数配置信号における各周波数信号がくし型状となるように前記周波数配置信号を生成することを特徴とする送信装置。
【請求項５】
請求項１から４のいずれか１つに記載の送信装置により信号ストリームが空間周波数ブロック符号化された送信信号を、前記送信装置から受信する受信装置であって、
受信信号を離散フーリエ変換により周波数信号に変換する離散フーリエ変換部と、
前記周波数信号に対して周波数領域において隣接サブキャリア間で空間周波数ブロック復号を行い前記送信装置から送信された前記信号ストリームを等分割した信号であるサブストリームを推定し、前記送信装置における巡回シフトが施された前記サブストリームの推定結果に対して巡回シフトを打ち消すための位相回転を行う復号部と、
前記サブストリームの推定結果と前記位相回転後の前記サブストリームの推定結果とに基づいて周波数領域等化処理を実施する周波数領域等化部と、
前記周波数領域等化処理の結果に対して逆離散フーリエ変換を施す逆離散フーリエ変換部と、
を備えることを特徴とする受信装置。
【請求項６】
請求項１から４のいずれか１つに記載の送信装置により信号ストリームが空間周波数ブロック符号化された送信信号を、前記送信装置から受信する受信装置であって、
受信信号を離散フーリエ変換により周波数信号に変換する離散フーリエ変換部と、
前記周波数信号に対して周波数領域において隣接サブキャリア間で空間周波数ブロック復号を行い前記送信装置から送信された前記信号ストリームを等分割した信号であるサブストリームを推定する復号部と、
前記サブストリームの推定結果に基づいて周波数領域等化処理を実施する周波数領域等化部と、
前記周波数領域等化処理の結果に対して逆離散フーリエ変換を施す逆離散フーリエ変換部と、
を備え、前記逆離散フーリエ変換の結果に対して前記送信装置における巡回シフトを打ち消す処理を行うことを特徴とする受信装置。
【請求項７】
請求項１から４のいずれか１つに記載の送信装置により信号ストリームが空間周波数ブロック符号化された送信信号を、前記送信装置から受信する受信装置であって、
受信信号を時間的に等分割した後に前記送信装置において施された位相回転量ごとの信号成分を合成するサブブロック合成部と、
前記サブブロック合成部により合成された信号を離散フーリエ変換により周波数信号に変換する離散フーリエ変換部と、
前記周波数信号に対して周波数領域において隣接サブキャリア間で空間周波数ブロック復号を行い前記送信装置から送信された前記信号ストリームを等分割した信号であるサブストリームを推定し、前記送信装置における巡回シフトが施された前記サブストリームの推定結果に対して巡回シフトを打ち消すための位相回転を行う復号部と、
前記サブストリームの推定結果に基づいて周波数領域等化処理を実施する周波数領域等化部と、
前記周波数領域等化処理の結果に対して逆離散フーリエ変換を施す逆離散フーリエ変換部と、
を備えることを特徴とする受信装置。
【請求項８】
前記周波数領域等化部は、前記サブストリームの推定結果に基づいて等価伝送路値を求め、前記サブストリームの推定結果を前記等価伝送路値の平方根で除算することにより正規化し、正規化した前記サブストリームの推定結果を用いて前記周波数領域等化処理を実施することを特徴とする請求項５から７のいずれか１つに記載の受信装置。
【請求項９】
請求項１から４のいずれか１つに記載の送信装置において信号ストリームが空間周波数ブロック符号化された送信信号を前記送信装置から受信する受信装置であって、
受信信号を離散フーリエ変換により周波数信号に変換する離散フーリエ変換部と、
前記周波数信号に対して周波数領域において隣接サブキャリア間で空間周波数ブロック復号を行い前記送信装置から送信された前記信号ストリームを等分割した信号であるサブストリームを推定し、前記送信装置における巡回シフトが施された前記サブストリームの推定結果に対して巡回シフトを打ち消すための位相回転を行う復号部と、
前記サブストリームの推定結果に基づいて前記復号部の処理における残留干渉成分を考慮した等価伝送路行列に基づき周波数領域等化処理を実施する周波数領域等化部と、
前記周波数領域等化処理の結果に対して逆離散フーリエ変換を施す逆離散フーリエ変換部と、
を備えることを特徴とする受信装置。
【請求項１０】
請求項１から４のいずれか１つに記載の送信装置と、
請求項５から９のいずれか１つに記載の受信装置と、
を備えることを特徴とする通信システム。
【請求項１１】
２本以上の送信アンテナを備え第１の時間長の信号ストリームを空間周波数ブロック符号化する送信装置、における送信方法であって、
前記信号ストリームを第２の時間長のサブストリームに等分割するとともに、前記サブストリームのうち1つ以上の前記サブストリームを、前記サブストリームの一次変調シンボル間隔で除算した値が非整数値となる時間長で巡回シフトさせる信号分割ステップと、
前記サブストリームをそのまま出力信号として出力するとともに、前記サブストリームに対して、時間軸反転処理、複素共役処理および符号反転処理、または時間軸反転処理および複素共役処理である複素信号処理を施し、前記複素信号処理後の前記サブストリームを出力信号として出力する複素信号処理ステップと、
前記複素信号処理ステップにおいて出力される前記出力信号ごとに、時間方向に繰り返して並べた第３の時間長の信号である繰り返し信号を生成し、前記繰り返し信号に対して位相回転を与える位相回転ステップと、
前記送信アンテナごとに、前記位相回転が与えられた前記繰り返し信号を多重化して前記送信アンテナから送信する送信信号を生成する多重化ステップと、
を備え、
前記位相回転ステップでは、同一の前記送信信号に多重される前記繰り返し信号にそれぞれ異なる位相回転を与えることを特徴とする送信方法。
【請求項１２】
２本以上の送信アンテナを備え第１の時間長の信号ストリームを空間周波数ブロック符号化する送信装置、における送信方法であって、
前記信号ストリームを第２の時間長のサブストリームに等分割する信号分割ステップと、
離散フーリエ変換により前記サブストリームをそれぞれ周波数信号に変換する離散フーリエ変換ステップと、
周波数信号に対して複素共役処理および符号反転処理を施した信号または複素共役処理を施した信号である複素処理後周波数信号を前記周波数信号ごとに生成し、前記周波数信号のうち１つ以上の前記周波数信号である第１の周波数信号と前記第１の周波数信号に対応する前記複素処理後周波数信号である第１の複素処理後周波数信号とに対して時間領域の巡回シフトに対応する周波数に比例する位相回転を付与し、第１の周波数信号以外の前記周波数信号である第２の周波数信号と前記第２の周波数信号に対応する前記複素処理後周波数信号である第２の複素処理後周波数信号と前記位相回転が付与された後の前記第１の周波数信号と前記位相回転が付与された後の前記第１の複素処理後周波数信号とを、周波数領域でマッピングして前記送信アンテナごとに前記送信アンテナで送信する送信信号に対応する周波数配置信号を生成する周波数配置ステップと、
逆離散フーリエ変換により前記周波数配置信号をそれぞれ時間信号に変換する逆離散フーリエ変換ステップと、
を備え、
前記周波数配置ステップでは、前記周波数配置信号において周波数領域で隣接する位置には、それぞれ異なる周波数信号の成分がマッピングされるように、前記周波数配置信号を生成することを特徴とする送信方法。
【請求項１３】
請求項１１または１２に記載の送信方法により送信装置から送信された送信信号を受信する受信方法であって、
受信信号を離散フーリエ変換により周波数信号に変換する離散フーリエ変換ステップと、
前記周波数信号に対して周波数領域において隣接サブキャリア間で空間周波数ブロック復号を行い前記送信装置から送信された前記送信信号の元となる信号ストリームを等分割した信号であるサブストリームを推定し、前記送信装置における巡回シフトが施された前記サブストリームの推定結果に対して巡回シフトを打ち消すための位相回転を行う復号ステップと、
前記サブストリームの推定結果に基づいて周波数領域等化処理を実施する周波数領域等化ステップと、
周波数領域等化処理後の前記サブストリームの推定結果に対して逆離散フーリエ変換を施す逆離散フーリエ変換ステップと、
を含むことを特徴とする受信方法。
【請求項１４】
請求項１１または１２に記載の送信方法により送信装置から送信された送信信号を受信する受信方法であって、
受信信号を時間的に等分割した後に前記送信装置において施された位相回転量ごとの信号成分を合成するサブブロック合成ステップと、
前記サブブロック合成ステップにより合成された信号を離散フーリエ変換により周波数信号に変換する離散フーリエ変換ステップと、
前記周波数信号に対して周波数領域において隣接サブキャリア間で空間周波数ブロック復号を行い前記送信装置から送信された前記送信信号の元となる信号ストリームを等分割した信号であるサブストリームを推定し、前記送信装置における巡回シフトが施された前記サブストリームの推定結果に対して巡回シフトを打ち消すための位相回転を行う復号ステップと、
前記サブストリームの推定結果に基づいて周波数領域等化処理を実施する周波数領域等化ステップと、
前記周波数領域等化処理の結果に対して逆離散フーリエ変換を施す逆離散フーリエ変換ステップと、
を含むことを特徴とする受信方法。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００８６
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００８６】
また、図２に示した受信装置２を構成する各構成要素は、それぞれを電子回路等のハードウェアとして実現できる。受信アンテナ２１はアンテナであり、ＣＰ除去部２２はＣＰ除去回路であり、ＤＦＴ部２３はＤＦＴ回路であり、ＦＤＥ部２５は周波数領域等化器であり、ＩＤＦＴ部２６はＩＤＦＴ回路であり、デマッピング部２７はデマッパまたはデコーダである。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１１１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０１１１】
また、さらに実施の形態２で説明した巡回シフトを行ってもよく、この場合には、ＳＦＢＣマッピング部１２６は、式（３５）、式（３６）に示した処理を行う。この場合、例えば、ＳＦＢＣマッピング部１２６が、式（３５）、式（３６）に示すように、周波数信号Sa[f]、Sb[f]のうち１つ以上の周波数信号に対して時間領域の巡回シフトに対応する位相回転を付与し、位相回転を付与した周波数信号Sa[f]、Sb[f]のうち１つ以上に対応する１つ以上の複素信号に対して時間領域の巡回シフトに対応する位相回転を付与する。そして、位相回転が付与されていない周波数信号と位相回転が付与されていない複素処理後周波数信号と位相回転が付与された周波数信号と位相回転が付与された複素処理後周波数信号とをX1[f]、X2[f]にマッピングする。すなわち、ＳＦＢＣマッピング部１２６は、周波数信号Sa[f]、Sb[f]に対して複素共役処理および符号反転処理を施した信号または複素共役処理を施した信号である複素処理後周波数信号−S*b[f]，S*a[f]を生成し、周波数信号Sa[f]、Sb[f]のうち１つ以上の周波数信号である第１の周波数信号と第１の周波数信号に対応する複素処理後周波数信号である第１の複素処理後周波数信号とに対して時間領域の巡回シフトに対応する周波数に比例する位相回転を付与する。式（３５）、（３６）の例では、第１の周波数信号は、周波数信号Sa[f]であり、第１の複素処理後周波数信号はS*a[f]である。ＳＦＢＣマッピング部１２６は、第１の周波数信号以外の周波数信号である第２の周波数信号と第２の周波数信号に対応する複素処理後周波数信号である第２の複素処理後周波数信号と前記位相回転が付与された後の第１の周波数信号と位相回転が付与された後の第１の複素処理後周波数信号とを、式（３５）、（３６）に従って周波数領域でマッピングする、すなわち式（３５）、（３６）に従ってX1[f]、X2[f]にマッピングする。式（３５）、（３６）の例では、第２の周波数信号は、周波数信号Sb[f]であり、第２の複素処理後周波数信号は−S*b[f]である。ＳＦＢＣマッピング部１２６による処理後の周波数信号X1[f]、X2[f]、すなわち周波数配置信号は系列長Ｎである。
【手続補正４】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図１５
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１５】
2016021357.tif 000029
【国際調査報告】
2016021357.tif 000030
2016021357.tif 000031