(57)【要約】  本発明に係る送信機は、入力された制御信号に基づいてベースバンド信号の振幅値の分布を変更して出力信号として出力するベースバンド振幅値分布処理部（９０）と、出力信号をΔΣ変調して送信するデジタル送信機（９１）と、出力信号のインバンド歪量を測定するインバンド歪測定部（９２）と、出力信号の振幅値分布を算出する振幅値分布測定部（９３）と、算出された振幅値分布から、デジタル送信機（９１）で出力信号に生じるサイドバンド歪量を予測するサイドバンド歪予測部（９４）と、測定されたインバンド歪量と、サイドバンド歪予測部（９４）で予測されたサイドバンド歪量に基づいて、制御信号を調整して出力するベースバンド処理制御部（９５）を有する。
2015045218.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力された制御信号に基づいてベースバンド信号の振幅値の分布を変更して出力信号として出力するベースバンド振幅値分布処理手段と、
前記ベースバンド振幅値分布処理手段の出力信号を、ΔΣ変調して送信するデジタル送信機と、
前記ベースバンド振幅値分布処理手段の出力信号のインバンド歪量を測定するインバンド歪測定手段と、
前記ベースバンド振幅値分布処理手段の出力信号の振幅値分布を算出する振幅値分布測定手段と、
前記振幅値分布測定手段で算出された振幅値分布から、前記デジタル送信機で前記出力信号に生じるサイドバンド歪量を予測するサイドバンド歪予測手段と、
前記インバンド歪測定手段で測定されたインバンド歪量と、前記サイドバンド歪予測手段で予測されたサイドバンド歪量に基づいて、前記ベースバンド振幅値分布処理手段に入力する制御信号を調整して出力するベースバンド処理制御手段を有する送信機。
【請求項２】
前記サイドバンド歪予測手段は、前記デジタル送信機に入力する信号の振幅値の変化と、前記デジタル送信機から出力された当該信号のサイドバンド歪量の変化を測定することにより得た、信号の振幅値とサイドバンド歪量の相関を用いて、前記サイドバンド歪量を算出することを特徴とする請求項１記載の送信機。
【請求項３】
前記振幅値分布測定手段で算出された振幅値分布から、前記デジタル送信機の電力効率を予測する電力効率予測手段を備え、
前記デジタル送信機は、前記ベースバンド振幅値分布処理手段の出力信号を、前記ΔΣ変調して増幅するものであり、
前記電力効率予測手段は、前記デジタル送信機に入力する信号の振幅値の変化と、当該信号を処理する際の前記デジタル送信機における電力効率の変化を測定することにより得た、信号の振幅値と電力効率の相関を用いて、前記電力効率の予測値を算出して、前記ベースバンド処理制御手段に出力し、
前記ベースバンド処理制御手段は、さらに、前記電力効率予測手段から出力された電力効率の予測値に基づいて、前記制御信号を調整することを特徴とする請求項２記載の送信機。
【請求項４】
前記ベースバンド振幅値分布処理手段は、ＣＦＲ（Ｃｒｅｓｔ  Ｆａｃｔｏｒ  Ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ）及びＶＨＰ（Ｖｅｃｔｏｒ Ｈｏｌｅ Ｐｕｎｃｈ）の少なくとも１つによって、前記出力信号の振幅値分布を変えて出力することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項記載の送信機。
【請求項５】
前記ベースバンド処理制御手段は、前記制御信号の調整として、前記ベースバンド振幅値分布処理手段のＣＦＲ及びＶＨＰの少なくとも１つの閾値を変更する請求項４記載の送信機。
【請求項６】
前記電力効率予測手段は、前記信号の振幅値と電力効率の相関に基づいて、各振幅値における電力効率を取得し、取得した各電力効率を前記振幅値分布測定手段で算出された振幅値分布で重み付けして積分することより、前記デジタル送信機の電力効率の予測値を算出することを特徴とする請求項３記載の送信機。
【請求項７】
前記サイドバンド歪予測手段は、前記信号の振幅値とサイドバンド歪量の相関に基づいて、各振幅値におけるサイドバンド歪を取得し、取得した各サイドバンド歪を前記振幅値分布測定手段で算出された振幅値分布で重み付けして積分することにより、前記デジタル送信機で前記出力信号に生じるサイドバンド歪量を算出することを特徴とする請求項２記載の送信機。
【請求項８】
前記デジタル送信機は、前記出力信号として２つの直交信号から抽出された振幅信号及び位相信号が入力され、前記位相信号をクロック信号として用いて前記振幅信号をΔΣ変調して出力信号として出力するΔΣ変調器と、前記ΔΣ変調器の出力信号と前記位相信号とを乗算してパルス信号を生成する乗算器と、を有する請求項１乃至７のいずれか１項記載の送信機。
【請求項９】
前記デジタル送信機は、前記出力信号として２つの直交信号が入力され、前記２つの直交信号をΔΣ変調して出力信号としてする２つのΔΣ変調器と、前記２つのΔΣ変調器の出力信号を所望の無線信号の周波数にアップコンバージョンして出力する周波数コンバータと、前記周波数コンバータの出力信号を加算する加算器と、を有する請求項１乃至８のいずれか１項記載の送信機。
【請求項１０】
入力された制御信号に基づいてベースバンド信号の振幅値の分布を変更して出力信号として出力し、
前記出力された出力信号をΔΣ変調して送信し、
前記出力された出力信号のインバンド歪量を測定し、
前記出力された出力信号の振幅値分布を算出し、
前記算出された振幅値分布から、前記ΔΣ変調で前記出力信号に生じるサイドバンド歪量を予測し、
前記測定されたインバンド歪量と、前記予測されたサイドバンド歪量に基づいて、前記制御信号を調整して入力する
送信制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、送信機及び送信制御方法に関し、特に信号をΔΣ変調して送信する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話システムや無線ＬＡＮ機器等の通信・放送機器で用いられる送信機には、送信電力の大きさに依存することなく、送信波形を高精度で維持しつつ、低消費電力で動作することが求められる。特に送信機の最終段に設けられる送信用の電力増幅器は、大きな電力を消費するため、高い電力効率が求められる。【０００３】
近年、高い電力効率が期待される電力増幅器として、スイッチング増幅器が注目されている。スイッチング増幅器は、入力信号としてパルス波形信号を想定し、そのパルス波形を維持して電力増幅する。スイッチング増幅器で増幅されたパルス波形信号は、フィルタ素子で所望の無線信号の帯域以外の周波数成分が除去されたのち、アンテナから放射される。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】Antoine Frappe, "An All-Digital RF Signal Generator Using High-Speed Modulators", IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, VOL. 44, NO. 10, OCTOBER 2009, p. 2722-2732
【非特許文献２】Jinseong Jeong, Yuanxun Ethan Wang, "A polar Delta-Sigma Modulation (PDSM) Scheme for High Efficiency Wireless Transmitters", Microwave Symposium, 2007. IEEE/MTT-S International, June 2007, p. 73-76
【非特許文献３】Wentzel, A.," Envelope delta-sigma-modulated voltage-mode class-S PA ", Microwave Conference (EuMC), 2012 42nd European , Oct. 29 2012-Nov. 1 2012, pp 120 - 123
【非特許文献４】Jingqi Wang ," Vector Hole Punching Technique for OFDM SignalsUsing Circle-Tangent Shift and Unused Tones", IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, VOL. 57, NO. 11, NOVEMBER 2009
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本願出願人は、上述したような電力増幅器において、以下に説明する課題を見出した。以下、その課題について説明する。なお、以下に説明する内容は、本願出願人が新たに検討した内容であって、従来技術を説明するものではない。【０００６】
図７は、スイッチング増幅器の代表例であるＤ級またはＳ級増幅器と呼ばれる（以下、代表してＤ級増幅器と称する）電力増幅器の構成例を示す回路図である。図７は、論理「１」または「０」の２値の信号を増幅するＤ級増幅器（以下、２値Ｄ級増幅器と称す）の構成例を示している。【０００７】
図７に示す２値Ｄ級増幅器は、電源と出力端子間、並びに出力端子と接地電位間にそれぞれスイッチ素子が挿入された構成である。２つのスイッチ素子には、開閉制御信号として相補的なパルス信号が入力され、いずれか一方のスイッチ素子のみがＯＮするように制御される。図７に示す２値Ｄ級増幅器は、電源側のスイッチ素子がＯＮ、接地電位側のスイッチ素子がＯＦＦのときに、２値電源電圧と等しい電圧（ハイレベル：論理「１」）を出力し、電源側のスイッチ素子がＯＦＦ、接地電位側のスイッチ素子がＯＮのときに、接地電位（ローレベル：論理「０」）を出力する。【０００８】
図７に示す２値Ｄ級増幅器は、バイアス電流を必要としないため、理想的には電力損失が零になる。スイッチング素子には、電界効果トランジスタやバイポーラトランジスタ等を用いることができる。【０００９】
図７に示した２値Ｄ級増幅器を用いる送信機としては、例えばベースバンド信号を２値信号に変換するΔΣ（デルタシグマ）変調器と組み合わせた２値送信機が知られている。２値送信機においては、ΔΣ変調によって２値信号に変換されたデジタルベースバンド信号が、図７に示した２値Ｄ級増幅器で所望のレベルにまで増幅された後、フィルタを介してアンテナへ出力される。【００１０】
なお、Ｄ級増幅器は図７のような２値Ｄ級増幅器に限定されず、図８のような多値Ｄ級増幅器であってもよい。図８に示す多値Ｄ級増幅器は、出力電圧（直流電圧）が異なる複数の電源Ｖ1〜ＶN（Ｎは０以上の整数）と、複数の電源Ｖ1〜ＶNと出力端子間、並びに出力端子と接地電位Ｖ0間にそれぞれ挿入された複数のスイッチ素子から成るスイッチ群により、多値出力が可能である。多値Ｄ増幅器の動作としては、出力電圧とする電源または接地電位に対応する１つのスイッチ素子のみがＯＮし、該ＯＮしたスイッチ素子に供給される電源電圧または接地電位が出力される。【００１１】
２値Ｄ級増幅器を多値Ｄ級増幅器に変更することにより、前段の構成は並列になるが、必要な機能は大きく変わらないことから、以下、Ｄ級増幅器に関しては、２値Ｄ級増幅器として記述するが、多値Ｄ級増幅器に容易に拡張できるとする。【００１２】
図９は、ΔΣ変調器及びＤ級増幅器を備えた送信機の構成を示すブロック図である。図９に示す送信機は、非特許文献１の図１に記載された送信機構成を本願発明者が類推した構成である。【００１３】
図９に示す送信機は、デジタルベースバンド回路（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｂａｓｅｂａｎｄ）１１０、ΔΣ変調器を含むＲＦ信号生成器１２０、ドライバアンプ１３０、Ｄ級増幅器１４０及びフィルタ１５０を備える。【００１４】
ＲＦ信号生成器１２０は、デジタルベースバンド回路１１０で生成された２つの直交信号（Ｉ信号、Ｑ信号）をそれぞれΔΣ変調し、ΔΣ変調後の信号を所要の無線信号の周波数にアップコンバージョンし、アップコンバージョン後の２つの信号を加算してドライバアンプ１３０に出力する。ドライバアンプ１３０は、ＲＦ信号生成器１２０から出力された信号を増幅してＤ級増幅器１４０に出力する。ドライバアンプ１３０から出力された信号によってＤ級増幅器１４０が備えるスイッチ素子が駆動される。これにより、Ｄ級増幅器１４０は、ドライバアンプ１３０から出力された信号を増幅し、無線信号としてフィルタ１５０を介してアンテナへ出力する。【００１５】
図１０は、ΔΣ変調器及びＤ級増幅器を備えた他の送信機の構成を示すブロック図である。図１０に示す送信機は、例えば非特許文献２の図１に記載されたＲＦ信号生成器から、該ＲＦ信号生成器を含む送信機を本願発明者が類推した構成である。【００１６】
図１０に示す送信機は、デジタルベースバンド回路２１０、ＲＦ信号生成器２２０、ドライバアンプ２３０、Ｄ級増幅器２４０及びフィルタ２５０を備える。図１０に示すデジタルベースバンド回路２１０は、振幅信号ｒ、並びに２つの直交信号Ｉ及びＱを各々振幅信号で除算した位相直交信号Ｉ’及びＱ’をＲＦ信号生成器２２０に出力する。【００１７】
ＲＦ信号生成器２２０は、ＩＱモジュレータ（直交変調器）２２１、比較器２２２、ΔΣ変調器２２３及び乗算器２２４を備える。【００１８】
ＩＱモジュレータ２２１は、デジタルベースバンド回路２１０から出力された位相直交信号Ｉ’及びＱ’をＲＦ帯位相信号に変換して比較器２２２に出力する。【００１９】
比較器２２２は、ＩＱモジュレータ２２１から出力されたＲＦ帯位相信号を矩形化されたパルス位相信号に変換してΔΣ変調器２２３及び乗算器２２４に出力する。【００２０】
ΔΣ変調器２２３は、ＲＦ帯位相信号をクロック信号として用いて、デジタルベースバンド回路２１０から出力された振幅信号ｒをΔΣ変調して乗算器２２４に出力する。ΔΣ変調器２２３の出力値の数は、後段のＤ級増幅器２４０で出力される電圧値の数と等しく設定される。【００２１】
乗算器２２４は、ΔΣ変調器２２３の出力信号とＲＦ帯位相信号と合成してドライバアンプ２３０に出力する。ドライバアンプ２３０は、ＲＦ信号生成器２２０からの出力信号を増幅してＤ級増幅器２４０に出力する。Ｄ級増幅器２４０はドライバアンプ２３０から出力された信号にしたがって対応するスイッチ素子をオン・オフすることでＲＦ信号生成器２２０の出力信号を増幅する。Ｄ級増幅器２４０で増幅された無線信号はフィルタ２５０を介してアンテナへ出力される。【００２２】
図９や図１０で示したΔΣ変調器を有するＤ級増幅器の構成に共通する問題としては、使用する変調信号に応じて、得られる歪特性と効率特性が大きく変わってしまうことが挙げられる。より具体的には、変調信号の振幅値分布に依存して、ΔΣ変調器で生じる量子化雑音に起因した信号帯域外の歪(以下サイドバンド歪と記す)特性と電力効率特性が変化してしまう。【００２３】
変調信号の振幅値に依存した電力効率特性に関しては、非特許文献３の図２において詳細に解析されている。この図では、図９や図１０の構成における、コーディング効率とドレイン効率の関係が示されている。ΔΣ変調において、振幅値が高いほどコーディング効率が大きいことから、この図が示す意味は、信号の振幅値が大きいほどドレイン効率（電力効率）が高くなる傾向が示されている。【００２４】
装置ごとの定量的な電力効率の振幅依存分布は、Ｄ級増幅器の寄生素子やフィルタ素子を、実際の装置に合わせこんだシミュレーションによって得られる。また、より正確な分布を得るためには、実際の装置において、振幅値を変化させた際に得られるドレイン効率を測定することによって得られる。これらのシミュレーションおよび実測により、振幅値に依存した電力効率分布が得られる。【００２５】
変調信号の振幅値に依存したサイドバンド歪特性に関しては、ΔΣ変調のシミュレーションによって確認できる。図１１は図１０の構成において、振幅値に依存したサイドバンド歪特性をシミュレーションにより定量化したグラフの一例である。図１１は、振幅値を一定値（横軸）とした場合に、キャリア周波数以外の周波数成分／キャリア周波数成分の割合を示しており、この例では、振幅値が０に近いほど発生するサイドバンド歪が大きいことを示している。【００２６】
また、装置に応じてより正確に振幅値に依存したサイドバンド歪量の分布を得るためには、実際の装置において、振幅値を変化させた際に得られるスペクトラムからキャリア周波数以外の周波数成分／キャリア周波数成分の比を測定することによって振幅値に依存したサイドバンド歪特性が得られる。【００２７】
上記のとおり、ΔΣ変調器を有するＤ級増幅器の電力効率およびサイドバンド歪特性が、変調信号の振幅値分布に対して依存性を持つことにより、使用する変調信号によっては、低電力効率で動作したり、サイドバンド歪が大きすぎて信号の規格値に到達できないケースがある。【００２８】
図１２は２０ＭＨｚ帯域のＬＴＥ信号を図１０の構成のＤ級増幅器でシミュレーションした一例であり、Ｄ級増幅器の出力信号のスペクトラム図である。図の通り２０ＭＨｚ帯域は復元できているが、ΔΣ変調によって生じる量子化雑音の影響で、サイドバンド歪が生じており、ＡＣＬＲ（Ａｄｊａｃｅｎｔ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｌｅａｋａｇｅ Ｒａｔｉｏ）が規格値−４５ｄＢｃに到達できていない。【００２９】
これらの課題を解決する手段としては、変調信号のスペクトラム特性と、内在している情報を変更せずに、変調信号の振幅値の分布を変更する必要がある。これを可能にする既存の手段としては、ＣＦＲ（Ｃｒｅｓｔ  Ｆａｃｔｏｒ  Ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ）とＶＨＰ（Ｖｅｃｔｏｒ Ｈｏｌｅ Ｐｕｎｃｈ）が挙げられる。【００３０】
ＣＦＲは、変調信号の振幅値のピークを抑制するベースバンド信号処理である。図１３がＣＦＲの適用例であり、点線がＣＦＲなしの場合の変調信号の振幅値、実線がＣＦＲ後の変調信号の振幅値を示す。ＣＦＲ処理後の変調信号の振幅値は、予め設定された閾値ｔｈ１（図１３においては０.９）以上をなるべくとらないように処理される。【００３１】
ＣＦＲは従来、Ａ級やＡＢ級など、Ｄ級ではない増幅器において、信号のピーク値を抑制して、ＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ  ｔｏ  Ａｖｅｒａｇｅ  Ｐｏｗｅｒ  Ｒａｔｉｏ）を減らすことにより、線形領域での高電力効率な増幅を可能にする目的で適用されていたが、振幅のピーク値を抑制することで、変調信号の振幅値分布を変化させる性質から、ΔΣ変調器を有するＤ級増幅器構成のベースバンド信号においても適用することで、電力効率と歪特性を改善できる可能性がある。【００３２】
もう一つの振幅値分布を変更する手段であるＶＨＰは、ＣＦＲとは逆に振幅値の低い分布を減らす方法である（非特許文献４）。図１４がＶＨＰの適用例であり、点線がＶＨＰなしの場合の変調信号の振幅値、実線がＶＨＰ後の変調信号の振幅値を示す。ＶＨＰ処理後の変調信号の振幅値は、予め設定された閾値ｔｈ２（図１４においては０．１）以下をなるべくとらないように処理される。【００３３】
ＶＨＰに関しても、Ｄ級ではないアナログ増幅器における高電力効率化を目的に開発されていたが、ＣＦＲ同様、変調信号の振幅値分布を変化させる性質から、ΔΣ変調器を有するＤ級増幅器構成のベースバンド信号においても適用することで、電力効率と歪特性を改善できる可能性がある。【００３４】
図１３で示した通り、ＣＦＲは、それらを適用する際に予め閾値を決めておき、変調信号がその振幅値を超えた際に、閾値以上の振幅値を取らないように抑制する手段である。また、図１４で示した通り、ＶＨＰは、それらを適用する際に予め閾値を決めておき、変調信号がその振幅値を下回った際に、閾値以下の振幅値を取らないように抑制する手段である。しかしながら、ΔΣ変調器を有するＤ級増幅器の構成において、適切な閾値の設定方法は未だに知られていない。【００３５】
ＣＦＲの場合、閾値を小さく設定するほど、信号のＰＡＰＲは減少することから、振幅値が大きい値を取る頻度が多くなり、ΔΣ変調を有するＤ級増幅器構成において、高電力効率化することが期待できるが、インバンドの歪量（ＥＶＭ（Ｅｒｒｏｒ  Ｖｅｃｔｏｒ  Ｍａｇｎｉｔｕｄｅ）やＭＥＲ（Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  Ｅｒｒｏｒ  Ｒａｔｉｏ）など）が劣化して、復調できなくなる恐れがある。【００３６】
ＶＨＰも同様に、閾値を大きく設定するほど、変調信号が振幅値０付近を取る頻度が少なくなり、ΔΣ変調を有するＤ級アンプ構成において、サイドバンド歪を抑制できるが、インバンド歪が大きすぎて復調できなくなる恐れがある。【００３７】
なお、ＣＦＲとＶＨＰ処理を実行するうえで、予め設定するパラメータは、閾値だけではなく、遮断周波数の減衰量やローパスフィルタのタップ数など、様々なパラメータがある。【００３８】
本発明は、上述したような課題を解決するために、ΔΣ変調を実施する送信機において、変調信号の種類に依らずに低歪を実現することができる送信機および送信制御方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００３９】
本発明の第１の態様に係る送信機は、入力された制御信号に基づいてベースバンド信号の振幅値の分布を変更して出力信号として出力するベースバンド振幅値分布処理部と、前記ベースバンド振幅値分布処理部の出力信号を、ΔΣ変調して送信するデジタル送信機と、前記ベースバンド振幅値分布処理部の出力信号のインバンド歪量を測定するインバンド歪測定部と、前記ベースバンド振幅値分布処理部の出力信号の振幅値分布を算出する振幅値分布測定部と、前記振幅値分布測定部で算出された振幅値分布から、前記デジタル送信機で前記出力信号に生じるサイドバンド歪量を予測するサイドバンド歪予測部と、前記インバンド歪測定部で測定されたインバンド歪量と、前記サイドバンド歪予測部で予測されたサイドバンド歪量に基づいて、前記ベースバンド振幅値分布処理部に入力する制御信号を調整して出力するベースバンド処理制御部を有する。【００４０】
本発明の第２の態様に係る送信制御方法は、入力された制御信号に基づいてベースバンド信号の振幅値の分布を変更して出力信号として出力するベースバンド振幅値分布処理手順と、前記ベースバンド振幅値分布処理手順の出力信号をΔΣ変調して送信するデジタル送信手順と、前記ベースバンド振幅値分布処理手順の出力信号の帯インバンド歪量を測定するインバンド歪測定手順と、前記ベースバンド振幅分布処理手順の出力信号の振幅値分布を算出する振幅値分布測定手順と、前記振幅値分布測定手順で算出された振幅値分布から、前記デジタル送信手順で前記出力信号に生じるサイドバンド歪量を予測するサイドバンド歪予測手順と、前記インバンド歪測定手順で測定されたインバンド歪量と、前記サイドバンド歪予測手順で予測されたサイドバンド歪量に基づいて、前記制御信号を調整して入力するベースバンド処理制御手順を有する。
【発明の効果】
【００４１】
上述した本発明の各態様によれば、ΔΣ変調を実施する送信機において、変調信号の種類に依らずに低歪を実現することができる送信機および送信制御方法を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】第１の実施形態の送信機の一構成例を示すブロック図である。
【図２】第１の実施形態の送信機の閾値設定処理を示すフローチャートである。
【図３】第２の実施形態の送信機の一構成例を示すブロック図である。
【図４】第３の実施形態の送信機の一構成例を示すブロック図である。
【図５】第４の実施形態の送信機の一構成例を示すブロック図である。
【図６】実施形態の送信機の概略構成図である。
【図７】２値Ｄ級増幅器の構成例を示す回路図である。
【図８】多値Ｄ級増幅器の構成例を示す回路図である。
【図９】ΔΣ変調器及びＤ級増幅器を備えた送信機の構成例を示す図である。
【図１０】ΔΣ変調器及びＤ級増幅器を備えた他の送信機の構成例を示す図である。
【図１１】図１０の構成において振幅値に依存したサイドバンド歪特性をシミュレーションにより定量化したグラフの一例を示す図である。
【図１２】２０ＭＨｚ帯域のＬＴＥ信号を図１０の構成のＤ級増幅器でシミュレーションした一例を示す図である。
【図１３】ＣＦＲの適用例を示す図である。
【図１４】ＶＨＰの適用例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００４３】
＜第１の実施形態＞
次に、本発明について、図面を用いて説明する。図１は、第１の実施形態の送信機の一構成例を示すブロック図である。送信機は、例えば、携帯電話システムや無線ＬＡＮ（Local Area Network）機器等の通信・放送機器で用いることができる。
【００４４】
図１に示す送信機は、ベースバンド信号生成部１０、ベースバンド振幅値分布処理部１１、ＲＦ信号生成器１２、Ｄ級増幅器１３、インバンド歪測定部１４、振幅値分布測定部１５、電力効率予測部１６、サイドバンド歪予測部１７、閾値制御部１８を有する。各部１０〜１８は、例えば、電気回路によって実現される。
【００４５】
閾値制御部１８は、ＣＦＲ処理用とＶＨＰ処理用の２種類の閾値をベースバンド振幅値分布処理部１１に出力する。
【００４６】
ベースバンド信号生成部１０は、ベースバンド信号を生成し、ベース振幅値分布処理部１１に出力する。ベース振幅値分布処理部１１は、ベースバンド信号生成部１０から出力されたベースバンド信号に対して、閾値制御部１８から出力される２種類の閾値を基に、ベースバンド振幅値分布処理部１１内のＣＦＲ処理１１ａとＶＨＰ処理１１ｂを実行する。ベース振幅値分布処理部１１は、ＣＲＦ処理１１ａとＶＨＰ処理１１ｂを実行したベースバンド信号となるＩＱ信号（Ｉ信号及びＱ信号）をＲＦ信号生成器１２に出力する。
【００４７】
なおベースバンド振幅値分布処理部１１から出力される信号は、ＲＦ信号生成器１２の構成に応じて、適宜形式が変更される。例えばＲＦ信号生成器１２の構成が図１０のＲＦ信号生成器２２０だとすると、ベースバンド振幅値分布処理部１１で生成されたＩＱ信号は、ｒ、Ｉ’ 、Ｑ’信号に変換されて、ＲＦ信号生成器１２に出力される。
【００４８】
ＲＦ信号生成器１２は、ベースバンド振幅値分布処理部１１から出力されたＩＱ信号に対してΔΣ変調を行い、パルス信号を生成してＤ級増幅器１３に出力する。なお、ＲＦ信号生成器１２の構成としては、図９のＲＦ信号生成器１２０、図１０のＲＦ信号生成器２２０などが考えられる。
【００４９】
Ｄ級増幅器１３は、ＲＦ信号生成器１２で生成されたパルス信号を増幅して出力する。また、Ｄ級増幅器１３には、図７で示した２値Ｄ級増幅器や、図８で示した多値Ｄ級増幅器が用いられる。
【００５０】
図２は、図１における閾値制御部１８で設定される閾値を定めるフローチャートである。以下において、その手順を説明する。
【００５１】
Ｓ１では、閾値制御部１８は、制御信号である閾値を初期化する。具体的には、最大振幅値が１にスケーリングされたベースバンド信号において、ＣＦＲの振幅閾値を１、ＶＨＰの振幅閾値を０と設定することで、ＣＦＲ処理とＶＨＰ処理が行われない値に設定する。なお、ここでは、ＣＦＲの振幅閾値の初期値をベースバンド信号の最大振幅値とし、ＶＨＰの振幅閾値の初期値をベースバンド信号の最小振幅値とした例について説明するが、ＣＦＲ及びＶＨＰの振幅閾値の初期値は、この例に限られない。ＣＦＲ及びＶＨＰの振幅閾値の初期値は、その他の任意に予め定めた値としてもよい。そのようにしても、後述のステップＳ４、Ｓ９により適正に調整される。
【００５２】
Ｓ２では、ベースバンド振幅値分布処理部１１は、現時点で閾値制御部１８から出力されている制御信号として示される振幅閾値を基にＣＦＲ処理１１ａとＶＨＰ処理１１ｂを行う。ベースバンド振幅値分布処理部１１は、ＣＦＲ処理１１ａとＶＨＰ処理１１ｂが行われたＩＱ信号をインバンド歪測定部１４及びＲＦ信号生成器１２に出力する。
【００５３】
Ｓ３では、インバンド歪測定部１４は、ベースバンド振幅値分布処理部１１から出力されたＩＱ信号に対して、インバンド歪を測定して、その測定値を閾値制御部１８に出力する。閾値制御部１８は、インバンド歪測定部１４から出力されたインバンド歪の測定値が、予め設定された目標値（インバインド歪閾値）を下回っているかどうかを確認する。もし、インバンド歪の測定値が目標値未満であった場合、そのままＳ５へ進む。インバンド歪の測定値が目標値以上となってしまった場合は、閾値制御部１８は、ＣＦＲ処理とＶＨＰ処理の振幅閾値設定が不適切であったと判定して、ＣＦＲの振幅閾値を増やすとともにＶＨＰの振幅閾値を減らして（Ｓ４）、Ｓ１に戻る。なお、ＣＦＲの振幅閾値を増やす量及びＶＨＰの信号振幅を減らす量は、予め任意の量を定めておく。
【００５４】
なお、インバンド歪は、使用する変調信号に応じて、ＥＶＭやＭＥＲなどを基準にする。すなわち、ベースバンド振幅値分布処理部１１は、インバンド歪として、ＥＶＭ及びＭＥＲ等のインバインド歪に応じて変化する値のうち、処理対象とする変調信号の種類に好適な値を任意に利用するようにしてよい。ここで、インバンド歪の指標としてＥＶＭを用いる場合は、値が小さいほど歪量が小さいことから、Ｓ３での処理は上記のとおりで良いが、ＭＥＲの場合は、値が大きいほど歪量が小さいことから、Ｓ３での処理は目標値未満の場合はＳ４を経てＳ１に戻り、目標値以上の場合はＳ５に進む。なお、ＥＶＭ及びＭＥＲ等の算出方法及びそれを実現する回路構成については既知のものを利用すればよいため、詳細な説明は省略する。
【００５５】
Ｓ５では、振幅値分布測定部１５は、ＣＦＲ処理とＶＨＰ処理が行われたＩＱ信号を一定区間取り込むことにより、振幅値の確率分布を測定して、測定した確率分布を示す確率分布情報を電力効率予測部１６及びサイドバンド歪予測部１７に出力する。なお、この際に取得する変調信号の振幅値の確率分布において、ＲＦ信号生成器１２内のΔΣ変調器に入力される振幅の最大値が、ＲＦ信号生成器１２内のΔΣ変調器に入力可能な振幅値の最大値と同じ値になるように、変調信号の振幅値をスケーリングする。
【００５６】
Ｓ６では、電力効率予測部１６は、振幅値分布測定部１５から出力された確率分布情報が示す振幅値の確率分布を基に、振幅値に対応した電力効率を示す電力効率テーブルを用いて積分計算することにより、Ｄ級増幅器１３における電力効率値を予測して閾値制御部１８に出力する。電力効率テーブルは、変調信号がとり得る振幅値のそれぞれについて、振幅値と、その振幅値における電力効率とを対応付けて示すテーブルである。電力効率予測部１６は、各振幅値に対応する電力効率を電力効率テーブルから取得し、それらの電力効率を確率分布で重み付けして積分することで電力効率値を算出する。すなわち、ＩＱ信号中に存在する確率の高い振幅値に対応する電力効率ほど多く積算される。
【００５７】
なお、振幅値に対応した電力効率を示す電力効率テーブルは、実際に振幅値をスイープして送信機を動作させて電力効率を測定することによって作成できる。言い換えると、電力効率テーブルは、Ｄ級増幅器１３（ＲＦ信号生成器１２）に入力する信号の振幅値の変化と、その信号を増幅する際のＤ級増幅器１３における電力効率の変化を測定することにより得た、信号の振幅値と電力効率の相関（対応関係）を示すテーブルとなる。実際に送信機を動作させない場合は、Ｄ級増幅器１３の寄生素子や後段のフィルタ素子（図１には記述せず）を、実際の送信機に合わせこんだ上でシミュレーションすることにより、電力効率を計算することで作成できる。電力効率テーブルは、電力効率予測部１６が有する記憶装置に予め記憶しておけばよい。記憶装置として、例えば、レジスタ及びメモリ等の任意の記憶装置を利用してよい。なお、信号の振幅値と電力効率の相関を示す情報であれば、テーブルに限らず、任意の形式の情報を利用するようにしてもよい。
【００５８】
Ｓ７では、サイドバンド歪予測部１７は、振幅値分布測定部１５から出力された確率分布情報が示す振幅値の確率分布を基に、振幅値に対応したサイドバンド歪を示すサイドバンド歪テーブルを用いて積分計算することにより、ＲＦ信号生成器１２において生じるサイドバンド歪値を予測して閾値制御部１８に出力する。サイドバンド歪テーブルは、変調信号がとり得る振幅値のそれぞれについて、振幅値と、その振幅値におけるサイドバンド歪とを対応付けて示すテーブルである。サイドバンド歪予測部１７は、各振幅値に対応するサイドバンド歪をサイドバンド歪テーブルから取得し、それらのサイドバンド歪を確率分布で重み付けして積分することでサイドバンド歪値を算出する。すなわち、ＩＱ信号中に存在する確率の高い振幅値に対応するサイドバンド歪値ほど多く積算される。
【００５９】
なお、振幅値に対応したサイドバンド歪を示すサイドバンド歪テーブルは、実際に振幅値をスイープして送信機を動作させてサイドバンド歪を測定することによって作成できる。言い換えると、電力効率テーブルは、Ｄ級増幅器１３（ＲＦ信号生成器１２）に入力する信号の振幅値の変化と、Ｄ級増幅器１３から出力されたその信号のサイドバンド歪量の変化を測定することにより得た、信号の振幅値とサイドバンド歪量の相関（対応関係）を示すテーブルとなる。実際に送信機を動作させない場合は、ＲＦ信号生成器１２のΔΣ変調を振幅値スイープしてシミュレーションすることにより、サイドバンド歪を計算することでサイドバンド歪テーブルを作成できる。サイドバンド歪テーブルは、サイドバンド歪予測部１７が有する記憶装置に予め記憶しておけばよい。記憶装置として、上述同様に、任意の記憶装置を利用してよい。なお、信号の振幅値とサイドバンド歪量の相関を示す情報であれば、テーブルに限らず、任意の形式の情報を利用するようにしてもよい。
【００６０】
サイドバンド歪量は、使用する変調信号ごとにＡＣＬＲやＡＣＰＲ（Ａｌｔｅｒｎａｔｅ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｐｏｗｅｒ  Ｒａｔｉｏ）などを基準にする。すなわち、サイドバンド歪として、ＡＣＬＲ及びＡＣＰＲ等のサイドバンド歪に応じて変化する値のうち、処理対象とする変調信号の種類に好適な値を任意に利用するようにしてよい。
【００６１】
Ｓ８では、閾値制御部１８は、電力効率予測部１６から出力された電力効率値と、サイドバンド歪予測部１７から出力されたサイドバンド歪量のそれぞれが、それぞれに対して予め設定された目標値（閾値）を満たしているかを判定する。例えば、電力効率値がその目標値（電力効率閾値）以上である場合には、電力効率値が目標値を満たしていると判定し、サイドバンド歪量がその目標値（サイドバンド歪量閾値）未満である場合には、サイドバンド歪量が目標値を満たしていると判定する。両方満たしている場合は、閾値制御部１８は、ＩＱ信号をそのまま出力する。どちらか一方でも満たしていない場合は、閾値制御部１８は、ＣＦＲの振幅閾値を下げるとともにＶＨＰの振幅閾値を上げて（Ｓ９）、Ｓ１に戻る。なお、ＣＦＲの振幅閾値を下げる量及びＶＨＰの信号振幅を上げる量は、予め任意の量を定めておく。
【００６２】
この一連のフローにより、変調信号の種類に依らず（信号の振幅値分布に依らず）、ＣＦＲとＶＨＰの適切な振幅閾値を設定して、低歪かつ高電力効率となるようにベースバンド信号の振幅値分布を変更することができる。
【００６３】
以上に説明したように、本実施形態では、ベースバンド信号の振幅値分布に基づいて予測したサイドバンド歪量に基づいて、サイドバンド歪量が大きい場合にサイドバンド歪量を低減するように、ベースバンド信号（ＩＱ信号）の振幅値分布を変更する際の閾値を調整するようにしている。より具体的には、予測したサイドバンド歪量が所定の閾値以上である場合には、ＣＦＲの振幅閾値を下げ、ＶＨＰの振幅閾値を上げるようにしている。これによれば、低サイドバンド歪を実現することができる。
【００６４】
また、本実施形態では、ベースバンド信号から測定したインバンド歪量に基づいて、インバンド歪量が大きい場合にインバンド歪量を低減するように、ベースバンド信号（ＩＱ信号）の振幅値分布を変更する際の閾値を調整するようにしている。より具体的には、予測したインバンド歪量が所定の閾値以上である場合には、ＣＦＲの振幅閾値を上げ、ＶＨＰの振幅閾値を下げるようにしている。これによれば、低インバンド歪を実現することができる。
【００６５】
すなわち、ベースバンド信号の振幅値分布を、低インバンド歪も低サイドバンド歪も総合的に低減することができる振幅値分布となるように調整して、低歪を実現することができる。
【００６６】
また、本実施形態では、ベースバンド信号の振幅値分布に基づいて予測した電力効率値に基づいて、電力効率値が低い場合に電力効率値を増加する（電力効率を向上する）ように、ベースバンド信号（ＩＱ信号）の振幅値分布を変更する際の閾値を調整するようにしている。より具体的には、予測した電力効率値が所定の閾値未満である場合には、ＣＦＲの振幅閾値を下げ、ＶＨＰの振幅閾値を上げるようにしている。これによれば、高電力効率を実現することができる。
【００６７】
＜第２の実施形態＞
第１の実施形態における送信機のうち、デジタル回路での演算処理は、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ−Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ  Ｇａｔｅ  Ａｒｒａｙ）等のプロセッサを用いることにより機能を一部まとめることができる。図３は、上記の処理をデジタル処理部２０で１つにまとめた場合の送信機構成である。
【００６８】
図３に示す送信機は、デジタル処理部２０、ＲＦ信号生成器２１、ドライバアンプ２２、Ｄ級増幅器２３、バンドパスフィルタ２４を有する。ＲＦ信号生成器２１は、図１のＲＦ信号生成器１２と同様であり、Ｄ級増幅器２３は、Ｄ級増幅器１３と同様である。
【００６９】
デジタル処理部２０は図１のベースバンド信号生成部１０、ベースバンド振幅値分布処理部１１、インバンド歪測定部１４、振幅値分布測定部１５、電力効率予測部１６、サイドバンド歪予測部１７、閾値制御部１８の機能をまとめている。デジタル処理部２０は、ＦＰＧＡやＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）といったプロセッサによって実現される。
【００７０】
デジタル処理部２０は、生成したＩＱ信号を、ＲＦ信号生成器２１に入力する。ＲＦ信号生成器２１は、デジタル処理部２０から入力されたＩＱ信号からパルス信号を生成してドライバアンプ２２に出力する。ＲＦ信号生成器２１から出力されたパルス信号は、ドライバアンプ２２、Ｄ級増幅器２３において、振幅が増幅されてバンドパスフィルタ２４に出力され、バンドパスフィルタ２４において、所望の帯域以外の成分が減衰されて出力される。
【００７１】
以上に説明したように、ベースバンド振幅値分布処理部１１、インバンド歪測定部１４、振幅値分布測定部１５、電力効率予測部１６、サイドバンド歪予測部１７、及び閾値制御部１８は、１つのプロセッサとして実現するようにしてもよい。
【００７２】
＜第３の実施形態＞
第３の実施形態は、第１の実施形態と、歪補償技術であるＤＰＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｐｒｅ−Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）を組み合わせた場合の適用例である。
【００７３】
ＤＰＤは、増幅器に入力する信号を事前にプリディストータで歪ませることで、増幅器による歪みを打ち消すことにより、低歪みの信号増幅を実現する技術である。より具体的には、ＤＰＤは、増幅器の入力信号の振幅成分に応じた増幅器の歪特性をモデル化して、その逆特性を持つ非線形フィルタを算出して、プリディストータにおいて用いる特徴を持つ。
【００７４】
増幅器の歪特性を抽出するためには、増幅器の出力信号のベースバンド成分を得る必要がある。増幅器の出力信号をダウンコンバートすることによってベースバンド成分を得て、増幅器に対する入力と出力のベースバンド信号を元に、増幅器の歪特性モデルおよびその逆特性モデルを演算する。以下、図４を用いてその構成を説明する。
【００７５】
図４に示す送信機は、ベースバンド信号生成部１０、ベースバンド振幅値分布処理部１１、ＲＦ信号生成器１２、Ｄ級増幅器１３、インバンド歪測定部１４、振幅値分布測定部１５、電力効率予測部１６、サイドバンド歪予測部１７、閾値制御部１８、プリディストータ３１、歪補償演算部３２を有する。
【００７６】
プリディストータ３１と歪補償演算部３２以外の機能に関しては、第１の実施形態と同じであることから、以下、第１の実施形態との差分を説明する。図４に示す送信機では、ベースバンド振幅値分布処理部１１は、インバンド歪測定部１４、プリディストータ３１、及び歪補償演算部３２にＩＱ信号を出力する。また、ＲＦ信号生成器１２及び振幅値分布測定部１５には、プリディストータ３１から出力されたＩＱ信号が入力される。
【００７７】
歪補償演算部３２は、遅延調整によって同期したベースバンド振幅値分布処理部１１の出力のＩＱ信号とＤ級増幅器１３の出力信号のＩＱ成分を基に、Ｄ級増幅器１３で生じる歪をモデル化して、その逆歪特性を実現するフィルタの係数を更新する機能を有する。すなわち、歪補償演算部３２は、逆歪特性を実現するフィルタの係数を算出し、算出したフィルタの係数をプリディストータ３１に出力する。
【００７８】
プリディストータ３１は、ベースバンド振幅値分布処理部１１から出力されたＩＱ信号に対して、歪補償演算部３２から出力された係数によって制御される、Ｄ級増幅器１３の逆歪特性を持つフィルタを作用させて、Ｄ級増幅器１３で生じる歪を補償する。プリディストータ３１は、歪を補償したＩＱ信号をＲＦ信号生成器１２及び振幅値分布測定部１５に出力する。
【００７９】
なお、歪補償演算部３２で計算される係数の更新に伴い、プリディストータ３１から出力される変調信号の振幅値分布は変化することから、それに応じて電力効率予測部１６、サイドバンド歪予測部１７で算出される値も変化して、閾値制御部１８で算出される閾値も変化する。
【００８０】
これらのサイクルを繰り返すことにより、Ｄ級増幅器１３での高電力効率かつ低歪な増幅が実現される。
【００８１】
以上に説明したように、第１の実施形態における各部１１、１４〜１８による歪補償と、プリディストータ３１による歪補償とを組み合わせることで、さらなる低歪を実現することができる。
【００８２】
＜第４の実施形態＞
第３の実施形態における送信機のうち、デジタル回路での演算処理は、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ−Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ  Ｇａｔｅ  Ａｒｒａｙ）等のプロセッサを用いることにより機能を一部まとめることができる。図５は、上記の処理をデジタル処理部２０で１つにまとめた場合の送信機構成である。
【００８３】
図５に示す送信機は、デジタル処理部４０、ＲＦ信号生成器４１、ドライバアンプ４２、Ｄ級増幅器４３、バンドパスフィルタ４４、カプラ４５、ダウンコンバータ４６、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）４７、及びＡＤＣ（ＡＤコンバータ）４８を有する。ＲＦ信号生成器４１は、図４のＲＦ信号生成器１２と同様であり、Ｄ級増幅器４３は、Ｄ級増幅器１３と同様である。
【００８４】
デジタル処理部４０は図４のベースバンド信号生成部１０、ベースバンド振幅値分布処理部１１、インバンド歪測定部１４、振幅値分布測定部１５、電力効率予測部１６、サイドバンド歪予測部１７、閾値制御部１８、プリディストータ３１、歪補償演算部３２の機能を有する。デジタル処理部４０は、ＦＰＧＡやＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）といったプロセッサによって実現される。
【００８５】
デジタル処理部４０は、生成したＩＱ信号を、ＲＦ信号生成器４１に入力する。ＲＦ信号生成器２１は、デジタル処理部２０から入力されたＩＱ信号からパルス信号を生成してドライバアンプ４２に出力する。ＲＦ信号生成器２１から出力されたパルス信号は、ドライバアンプ４２、Ｄ級増幅器４３において、振幅が増幅されてバンドパスフィルタ４４に出力され、バンドパスフィルタ４４において、所望の帯域以外の成分が減衰されて、ＲＦ出力信号としてカプラ４５に出力される。
【００８６】
バンドパスフィルタ４４から出力されるＲＦ出力信号は、カプラ４５を通してフィードバックされる。すなわち、カプラ４５は、バンドパスフィルタ４４から出力されたＲＦ出力信号を分配してダウンコンバータ４６に出力する。カプラ４５から出力されたＲＦ出力信号は、ダウンコンバータ４６、ＬＰＦ４７を通すことでダウンコンバートされて、ＡＤＣ４８でデジタルのベースバンド信号に変換される。
【００８７】
ＡＤＣ４８は、アナログからデジタルに変換されたベースバンド信号を、デジタル処理部２０に入力する。デジタル処理部４０は、ＡＤＣ４８から入力されたベースバンド信号と、デジタル処理部４０で生成されるベースバンド信号を比較することにより、歪補償演算部３２の機能を実行する。
【００８８】
以上に説明したように、ベースバンド信号生成部１０、ベースバンド振幅値分布処理部１１、インバンド歪測定部１４、振幅値分布測定部１５、電力効率予測部１６、サイドバンド歪予測部１７、閾値制御部１８、プリディストータ３１、歪補償演算部３２は、１つのプロセッサとして実現するようにしてもよい。
【００８９】
＜実施形態の概要＞
上記の実施形態は、その概要として次に説明する構成としても捉えることができる。以下、上記の実施形態の概要構成について説明する。図６は、本発明の実施形態に係る送信機の概略構成図である。
【００９０】
概略構成に係る送信機は、ベースバンド振幅値分布処理部９０、デジタル送信機９１、インバンド歪測定部９２、振幅値分布測定部９３、サイドバンド歪予測部９４、及びベースバンド処理制御部９５を有する。
【００９１】
ベースバンド振幅値分布処理部９０は、入力された制御信号に基づいてベースバンド信号の振幅値の分布を変更して出力信号として出力する。ベースバンド振幅値分布処理部９０は、ベースバンド信号生成部１０に対応する。
【００９２】
デジタル送信機９１は、ベースバンド振幅値分布処理部９０の出力信号を、ΔΣ変調して送信する。デジタル送信機９１は、ＲＦ信号生成器１２、２１、４１及びＤ級増幅器１３、２３、４４に対応する。
【００９３】
インバンド歪測定部９２は、ベースバンド振幅値分布処理部９０の出力信号のインバンド歪量を測定する。インバンド歪測定部９２は、インバンド歪測定部１４に対応する。
【００９４】
振幅値分布測定部９３は、ベースバンド振幅値分布処理部９０の出力信号の振幅値分布を算出する。振幅値分布測定部９３は、振幅値分布測定部１５に対応する。
【００９５】
サイドバンド歪予測部９４は、振幅値分布測定部９３で算出された振幅値分布から、デジタル送信機９１で出力信号に生じるサイドバンド歪量を予測する。サイドバンド歪予測部９４は、サイドバンド歪予測部１７に対応する。
【００９６】
ベースバンド処理制御部９５は、インバンド歪測定部９２で測定されたインバンド歪量と、サイドバンド歪予測部９４で予測されたサイドバンド歪量に基づいて、ベースバンド振幅値分布処理部９０に入力する制御信号を調整して出力する。ベースバンド処理制御部９５は、閾値制御部１８に対応する。
【００９７】
以上に説明した構成によれば、測定したインバンド歪量及び予測したサイドバンド歪量に基づいて、ΔΣ変調において生じるサイドバンド歪量を低減しつつも、それによりインバンド歪量が増大することも抑制することができる。ベースバンド信号の振幅値の分布を変更することができる。よって、インバンド歪量及びサイドバンド歪量が大きくなることを抑制するように、ベースバンド信号の振幅値の分布を変更して、低歪を実現することができる。
【００９８】
以上、実施の形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記によって限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。
【００９９】
上述した実施形態では、電力効率の予測値と、サイドバンド歪の予測値の両方を算出し、両方の予測値が目標値を満たしているか否かを判定するようにしているが、いずれか一方の予測値のみを算出するようにし（ステップＳ６、Ｓ７のいずれかのみを実施するようにし）、ステップＳ８で、その予測値が目標値を満たしているか否かを判定するようにしてもよい。サイドバンド歪の予測値のみを算出・判定するようにしても、低歪を実現することができ、電力効率の予測値のみを算出・判定するようにしても、高電力効率を実現することができる。なお、当然に、送信機は、サイドバンド歪の予測値のみを算出・判定するようにする場合は電力効率予測部１６を有さない構成としてよく、電力効率の予測値のみを算出・判定するようにする場合は、サイドバンド歪予測部１７を有さない構成としてよい。
【０１００】
また、上述した実施形態では、ＣＦＲとＶＨＰの両方を実施するようにしているが、ＣＦＲとＶＨＰのいずれか一方のみを実施するようにしてもよい。しかしながら、好ましくは、ＣＦＲとＶＨＰの両方を実施するようにすることで、低歪および高電力効率の双方を適切に実現することができる。
【０１０１】
この出願は、２０１３年９月３０日に出願された日本出願特願２０１３−２０３８９２を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
【符号の説明】
【０１０２】
１０  ベースバンド信号生成部
１１  ベースバンド振幅値分布処理部
１２、２１、４１、１２０、２２０  ＲＦ信号生成器
１３、２３、４３、１４０、２４０  Ｄ級増幅器
１４、９２  インバンド歪測定部
１５、９３  振幅値分布測定部
１６  電力効率予測部
１７、９４  サイドバンド歪予測部
１８  閾値制御部
２０、４０  デジタル処理部
２２、４２、１３０、２３０  ドライバアンプ
２４、４４  バンドパスフィルタ
３１  プリディストータ
３２  歪補償演算部
４５  カプラ
４６  ダウンコンバータ
４７  ＬＰＦ
４８  ＡＤＣ
９０  ベースバンド振幅値分布処理部
９１  デジタル送信機
９５  ベースバンド処理制御部
１１０、２１０  デジタルベースバンド回路
２２１  ＩＱモジュレータ
２２２  比較器
２２３  ΔΣ変調器
２２４  乗算器
２５０  フィルタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【国際調査報告】
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