(57)【要約】  本発明は、可変容量回路を構成する複数のバイアス抵抗のうち、特定箇所の抵抗と他の抵抗との抵抗値を変えて、適正なバランスとすることで、交流成分を十分に遮断しながら応答時間を短くする。本発明の可変容量回路は、交流信号が印加される端子間に、制御電圧により容量が変化する可変容量素子Ｃ１〜Ｃ４が複数直列に接続され、上記可変容量素子ごとに抵抗素子Ｒ１〜Ｒ５を介してバイアス電圧を印加する複数のバイアス印加経路を有する可変容量回路であって、上記抵抗素子Ｒ１〜Ｒ５のうち上記交流が印加される端子に接続される上記抵抗素子Ｒ１，Ｒ５の抵抗値が他の抵抗素子Ｒ２〜Ｒ４の抵抗値と異なる。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流信号が印加される端子間に、制御電圧により容量が変化する可変容量素子が複数直列に接続され、上記可変容量素子ごとに抵抗素子を介してバイアス電圧を印加する複数のバイアス印加経路を有する可変容量回路であって、
上記抵抗素子のうち上記交流信号が印加される端子に接続される上記抵抗素子の抵抗値が他の抵抗素子の抵抗値と異なる
可変容量回路。
【請求項２】
上記交流信号が印加される端子に接続される上記抵抗素子の抵抗値が、上記他の抵抗素子の抵抗値よりも小さい
請求項１に記載の可変容量回路。
【請求項３】
上記交流信号が印加される端子に接続される上記抵抗素子の抵抗値が、上記他の抵抗素子の抵抗値の１／２以下である
請求項１に記載の可変容量回路。
【請求項４】
上記交流信号が印加される端子と、上記バイアス印加経路のバイアス電圧が印加される端子との間に、さらに別の抵抗素子を配設する
請求項１に記載の可変容量回路。
【請求項５】
上記別の抵抗素子が、上記可変容量素子ごとに設けられた上記抵抗素子よりも抵抗値が小さい
請求項４に記載の可変容量回路。
【請求項６】
請求項１乃至３のいずれかに記載の可変容量回路を有する可変容量デバイス。
【請求項７】
請求項１乃至５のいずれかに記載の可変容量回路を有する共振回路。
【請求項８】
請求項１乃至５のいずれかに記載の可変容量回路を有する通信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、制御電圧として直流電圧を印加することで静電容量値を可変することができる可変容量回路、可変容量デバイス及びそれを用いた共振回路、通信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、電磁誘導作用を用いて鉄道乗車券（Ｓｕｉｃａ（登録商標）等）やＦｅｌｉＣａ（登録商標）等の電子マネー等に係るＩＣカードと、リーダライタとの間で非接触データ送受信を行う近接無線通信システム（NFC；Near Field Communication）について種々の技術が開発されている。【０００３】
そして、この近接無線通信システムにおいては、受信側はアンテナコイルとコンデンサからなる共振回路を有し、送信側から出力された信号に共振することで通信と電力の伝送を行っている。このとき、送信周波数と受電側の共振周波数が同じであれば効率の良い伝送ができる。実際には、共振コンデンサの定数ばらつき、あるいは送電側との相対位置などによって受電側の共振周波数がずれてしまうといった問題がある。【０００４】
この問題に対し、例えば特許文献１では、共振回路の共振コンデンサをＳＷにより切り替えることで共振周波数を離散的に調整する方法が開示されている。即ち、特許文献１では、共振回路を構成するコンデンサを複数並列に接続し、それぞれをスイッチでオン、オフすることで容量を変化させる共振周波数の調整方法が開示されている。しかし、容量の変化が段階的なので、調整の精度に限界がある。【０００５】
一方、例えば特許文献２では、共振コンデンサを可変容量コンデンサで構成し、当該可変容量コンデンサの制御電圧を固定ステップで印加することで、共振周波数をアナログ的に調整する方法を提案している。すなわち、この可変容量コンデンサは、直流電圧（制御電圧）をかけると容量が変化するもので、共振周波数を変化させることができる。【０００６】
より詳細には、この特許文献２では、調整するためのモニタ信号として共振アンテナの入出力に相当する信号の位相差を利用することでピーク検出が不要になり調整が容易になることが示されていると共に、調整電圧をステップ状に上げていき最適値を求める方法が開示されている。ステップ幅を固定にしてステップ状に制御電圧を上げていく方法では調整時間が長くなるため、ステップ幅を変化させることで調整時間を短くする方法が知られている。一般的には、逐次探索法よりも、ステップ毎に制御電圧範囲を順次半分にして追い込んでいく２分割法の方が制御電圧の全範囲をサーチするための調整ステップ数が少ないといわれている。【０００７】
ここで、図９には、可変容量コンデンサの応答特性を示し説明する。同図では、可変容量コンデンサの容量を変化させる制御電圧と、容量変化による位相差を電圧に変換した結果を比較している。同図より、制御電圧は、ステップ状に変化しても位相差電圧は指数関数的にゆっくりと増加または減少していくことが分かる。また、制御電圧を０〜３Ｖに変化させるときに比べると３〜０Ｖに変化させるときの応答が速いことも分かる。尚、応答時間は、この例では３００〜４００ｍｓｅｃとなっている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００８−１６０３１２号公報
【特許文献２】特開２０１２−０９９９６８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、近接無線通信システム等に適用する場合、応答の高速化が求められるところ、共振コンデンサを可変容量コンデンサで構成した技術では、可変容量コンデンサそのものの時定数が長い場合はチューニングに時間がかかってしまい、通信時に共振回路をリアルタイムで最適化できない場合もある。【００１０】
また、可変容量コンデンサを構成するバイアス抵抗の抵抗値が特に大きい場合には、応答時間が長くなり正常に作動しないことがあるという問題がある。【００１１】
本発明は上述の技術的な課題に鑑みてなされたもので、可変容量回路を構成する複数のバイアス抵抗のうち、特定箇所の抵抗と他の抵抗との抵抗値を変えて、適正なバランスとすることで、交流成分を十分に遮断しながら応答時間を短くする可変容量回路、可変容量デバイス、及びそれを用いた共振回路、通信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上述した技術的な課題を解決するため、本発明の一の態様に係る可変容量回路は、交流信号が印加される端子間に、制御電圧により容量が変化する可変容量素子が複数直列に接続され、上記可変容量素子ごとに抵抗素子を介してバイアス電圧を印加する複数のバイアス印加経路を有する可変容量回路であって、上記抵抗素子のうち上記交流信号が印加される端子に接続される上記抵抗素子の抵抗値が他の抵抗素子の抵抗値と異なる。【００１３】
本発明の他の態様に係る可変容量デバイス、共振回路、通信装置は、上記可変容量回路を有することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１４】
本発明に係る可変容量回路、可変容量デバイス、及びそれを用いた共振回路、通信装置によれば、可変容量回路を構成する複数のバイアス抵抗のうち、特定箇所の抵抗と他の抵抗との抵抗値を変えて、適正なバランスとすることで、交流成分を十分に遮断しながら応答時間を短くすることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る可変容量回路の構成を示す回路図である。
【図２】本発明の第１の実施形態に係る可変容量回路のバイアス抵抗Ｒ１〜Ｒ３と可変容量コンデンサＣ１，Ｃ２の接続点ｒ１，ｒ２，ｒ３の電圧変化を示す図である。
【図３】本発明の第１の実施形態に係る可変容量回路の可変容量コンデンサＣ１，Ｃ２の端子間の電位差を計算した結果を示す図である。
【図４】本発明の第１の実施形態に係る可変容量回路の可変容量デバイス外側のバイアス抵抗Ｒ１，Ｒ５の抵抗値を変えた場合の可変容量コンデンサＣ１，Ｃ２の応答時間ｔ１，ｔ２の変化を示す図である。
【図５】本発明の第１の実施形態に係る可変容量回路の可変容量デバイス内側の抵抗Ｒ２，Ｒ４の抵抗値を変えた場合の可変容量コンデンサＣ１，Ｃ２の応答時間ｔ１，ｔ２の変化を示す図である。
【図６】本発明の第２の実施形態に係る可変容量回路を用いた共振回路の構成を示す回路図である。
【図７】本発明の第３の実施形態に係る可変容量回路を用いた非接触通信装置の構成例を示すブロック図である。
【図８】本発明の第４の実施形態に係る可変容量回路を用いた非接触充電装置の構成例を示すブロック図である。
【図９】可変容量コンデンサの応答特性を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、本発明の可変容量回路、可変容量デバイス、及びそれを用いた共振回路、電子機器に係る好適な実施形態について図面を参照しながら説明する。なお、本発明の可変容量回路、可変容量デバイス、及びそれを用いた共振回路、電子機器は、以下の記述に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において、適宜変更可能である。
【００１７】
本発明は、複数の可変容量コンデンサが直列に接続された可変容量回路において、ＡＣ信号が入出力される端子に接続されるバイアス抵抗値が、制御信号が入力される端子に接続されるバイアス抵抗値より小さいことを特徴とする可変容量回路、可変容量デバイス、及びそれを用いた共振回路、電子機器を提供するものである。以下、詳述する。
【００１８】
＜第１の実施形態＞
【００１９】
図１には、本発明の第１の実施形態に係る可変容量回路の構成を示し説明する。
【００２０】
誘電体を用いた可変容量コンデンサは、端子間に印加される制御電圧により静電容量値が変化するが、可変容量コンデンサＣ１〜Ｃ４は、２つの交流入力端子ＡＣ１，ＡＣ２に直列に接続されている。この例では、可変容量コンデンサの直列数を４としているが、回路上必要となる耐圧に基づいて好適な直列数とすることができる。４つ直列に接続した場合には、単位セルの耐圧の４倍の振幅を扱うことが可能となる。なお、単一もしくは複数でもよいことは勿論である。また、この例では、可変容量コンデンサの静電容量値は同一としているが、これには限定されない。
【００２１】
可変容量コンデンサは、たとえばチタン酸バリウム等の強誘電体薄膜に金属電極を蒸着形成したものを複数積層して製造される。端子に加える電圧により静電容量が変化するものとしてはバリキャップ等もあるが、それと比べると、可変容量コンデンサは無極性で耐圧が大きいといった利点を有している。尚、図１で破線で囲んだ部分が可変容量デバイスに相当する。
【００２２】
この可変容量回路は、可変容量コンデンサＣ１〜Ｃ４にバイアス抵抗Ｒ１〜Ｒ５を介して直流電圧（制御電圧）を個別に印加することによって、静電容量値を可変することができる。直流電圧は、直流入力端子ＤＣ１，ＤＣ２の間に印加される。この例では、ＡＣ耐圧をあげるために、複数の可変容量コンデンサＣ１〜Ｃ４を直列に接続し、各々の可変容量コンデンサＣ１〜Ｃ４はバイアス抵抗Ｒ１〜Ｒ５により分離され、個別にバイアス電圧を印加するようになっている。
【００２３】
より詳細には、直流入力端子ＤＣ１，ＤＣ２は、それぞれ抵抗Ｒ２，Ｒ１を介して可変容量コンデンサＣ１の両端電極に接続され、抵抗Ｒ２，Ｒ３を介して可変容量コンデンサＣ２の両端電極に接続され、抵抗Ｒ４，Ｒ３を介して可変容量コンデンサＣ３の両端電極に接続され、抵抗Ｒ４，Ｒ５を介して可変容量コンデンサＣ４の両端電極に接続されている。このように接続することによって、すべての可変容量コンデンサＣ１〜Ｃ４の両端電極には同一の直流バイアス電圧が印加されることになる。
【００２４】
また、可変容量デバイスに印加する制御電圧が漏洩しないように、交流入力端子ＡＣ１，ＡＣ２にはＤＣ除去コンデンサＣ５，Ｃ６が直列に接続されている。
【００２５】
ここで、バイアス抵抗Ｒ１〜Ｒ５は、ＲＦ信号となるＡＣ成分とバイアス信号となるＤＣ成分とを分離する目的のために、リアクタンス１／ωＣvacに対して十分に大きい値とすることが必要である。このバイアス抵抗の抵抗値が小さいと当該バイアス抵抗をバイパス回路としてＡＣ成分が直流入力端子ＤＣ１，ＤＣ２及び交流入力端子ＡＣ１，ＡＣ２に流れるため損失が増え、デバイスのＱ（Quality Factor）を低下させてしまう。共振回路に使用する場合はＱが高いことが求められ、共振回路に適応可能なロスの少ない素子とするためにはバイアス抵抗は大きくする必要があるが、そうすると高速でのチューニングができなくなるという別の課題が生まれる。しかるに、本実施形態に係る可変容量デバイスでは、後述するようにしてこの問題をも解決している。なお、Ｑ値とは、一般に、共振の鋭さを示す値であり、誘電体損失の少なさを表す。
【００２６】
次に、図２，３には、先に示した図１の可変容量回路で、制御電圧０〜３Ｖ、３〜０Ｖに変化させたときの応答の計算結果の一例を示し説明する。即ち、バイアス抵抗Ｒ１〜Ｒ３と可変容量コンデンサＣ１，Ｃ２の接続点ｒ１，ｒ２，ｒ３の電圧変化を図２に、コンデンサＣ１，Ｃ２の端子間の電位差を計算したものを図３に示している。
【００２７】
図１の可変容量回路内には可変容量コンデンサＣ１〜Ｃ４が配設されているが、可変容量コンデンサＣ１とＣ４、Ｃ２とＣ３の応答は同じ結果であったため、図３では２つの可変容量コンデンサＣ１，Ｃ２の端子間電位のみを示している。また、端子間電位のＤＣ成分がバイアス信号３Ｖの９９．３％に達した時間を応答時間として示し、素子外側の可変容量コンデンサＣ１の応答時間をｔ１とし、素子内部側の可変容量コンデンサＣ２の応答時間をｔ２として示している。
【００２８】
先ず、図２からは、直列に接続された可変容量コンデンサＣ１，Ｃ２の各端子ｒ１，ｒ２，ｒ３での端子電圧Ｖ（ｒ１）,Ｖ（ｒ２），Ｖ（ｒ３）は、ＡＣ信号とＤＣ信号の重なったものであるため、それぞれ違う値を示すことが分かる。
【００２９】
さらに、図３からは、可変容量コンデンサＣ１，Ｃ２の端子間電圧Ｖ（ｒ２）−Ｖ（ｒ１）、Ｖ（ｒ２）−Ｖ（ｒ３）は、略同じような傾向を示していることが分かる。即ち、可変容量デバイス外側の可変容量コンデンサＣ１と内側の可変容量コンデンサＣ２では可変容量コンデンサＣ１の方が早く立ち上がるものの、その電圧が３Ｖに安定するまでの時間は可変容量コンデンサＣ２に比して長いことが分かった。
【００３０】
計算例によれば、バイアス抵抗Ｒ１〜ｒ５の抵抗値を全て１５ＭΩ、可変容量コンデンサＣ１〜Ｃ４の静電容量値を４００ｐＦ、ＤＣ除去コンデンサＣ５，Ｃ６の静電容量値を１０ｎＦとしたとき、可変容量コンデンサＣ１の応答時間ｔ１は２０５ｍｓ、可変容量コンデンサＣ２の応答時間ｔ２は１０８ｍｓであり、ｔ１はｔ２の約２倍となる。
【００３１】
これは、一般的なＣＲ回路でコンデンサの静電容量値を４００ｐＦ，抵抗の抵抗値を３０ＭΩ（Ｒ１とＲ２の２つ分）として計算した時定数τ＝０．０１２の５倍（９９．３％電圧）の６０ｍｓに比べても明らかに遅い応答となっている。
【００３２】
端子間電位差は二つの端子の電圧の差となるため、直列に可変容量コンデンサＣ１〜Ｃ４が接続された回路構成では、各素子の端子の応答の違いのため、端子間電圧の応答が長くなってしまうものと考えられる。そして、共振特性を優先してバイアス抵抗Ｒ１〜Ｒ５の抵抗値を大きくした場合の応答への影響は、一般的なＣＲ回路よりも可変容量回路では大きいこと、一般的なＣＲ時定数では議論できないことが分かった。
【００３３】
以上より、可変容量回路全体の共振特性を損なうこと（バイアス抵抗Ｒ１〜Ｒ５を小さくすること）なく応答を改善する方法を検討したところ、計算からは素子外側の可変容量コンデンサＣ１（Ｃ４）の応答を改善することが重要であることが分かったので、可変容量コンデンサＣ１（Ｃ４）の応答時間を、バイアス抵抗Ｒ１（Ｒ５）、Ｒ２（Ｒ４）の抵抗値とＤＣ除去コンデンサＣ５（Ｃ６）の静電容量値を変えて計算した。
【００３４】
その結果は、図４、図５に示される通りである。即ち、ここでは、可変容量コンデンサごとに応答時間に違いがあるかどうかの検証を試みた。
【００３５】
図４には可変容量デバイス外側のバイアス抵抗Ｒ１，Ｒ５の抵抗値を変えた場合の可変容量コンデンサＣ１，Ｃ２の応答時間ｔ１，ｔ２の変化を示しており、図５には可変容量デバイス内側（中側）の抵抗Ｒ２，Ｒ４の抵抗値を変えた場合の可変容量コンデンサＣ１，Ｃ２の応答時間ｔ１，ｔ２の変化を示している。
【００３６】
これらの図からも、可変容量デバイスの応答時間は可変容量コンデンサＣ１の応答時間ｔ１と可変容量コンデンサＣ２の応答時間ｔ２とで大きく違うことが分かる。特に応答時間ｔ１はＤＣ除去コンデンサＣ６の静電容量の影響を強く受けることが分かった。
【００３７】
ＤＣ除去コンデンサＣ５，Ｃ６の役割は、可変容量コンデンサに印加される制御電圧が周辺回路に漏洩しないようにすることにあり、この静電容量値が小さいと可変容量の変化幅が制限されるために一般的には可変容量コンデンサＣ１〜Ｃ４の容量に比べて十分に大きい値、例えば１００倍以上の値としている。
【００３８】
しかしながら、応答特性の観点からは問題があり、特にバイアス抵抗Ｒ１，Ｒ５の抵抗値が大きい場合に影響は顕著に現れてしまう。したがって、ＤＣ除去コンデンサＣ５，Ｃ６の容量は、機器設計の観点から適宜選べることが望ましく、ＤＣ除去コンデンサの静電容量の影響が小さいデバイスであることが重要である。
【００３９】
図４の結果より、バイアス抵抗Ｒ１，Ｒ５の抵抗値を他の内蔵抵抗の抵抗値に比べて相対値０．５以下にすることで、ＤＣ除去コンデンサの影響を非常に小さくでき、全て同じ抵抗値である場合に比べて応答時間が約半分に改善されることが分かる。
【００４０】
この場合、交流入力端子ＡＣ１から直流端子ＤＣ２（本例ではＧＮＤ）へ流れる電流と交流入力端子ＡＣ１，ＡＣ２間に流れる電流が２倍に増えてしまうが、応答特性の点では全てのバイアス抵抗Ｒ１〜Ｒ５の抵抗値を半分にしたのと同等の効果が得られるため、比較すれば回路ロスの低下は最小限に抑えられていることになる。
【００４１】
つまり、内蔵されたバイアス抵抗Ｒ１〜Ｒ５の抵抗値を全て同じにするのではなく、交流入力端子ＡＣ１，ＡＣ２側に接続される抵抗Ｒ１，Ｒ５の抵抗値を他のバイアス抵抗と比べて相対的に小さく設計することで、可変容量コンデンサの応答時間を短縮し、ロスの低下を最小限に抑え、かつ外部に接続されるＤＣ除去コンデンサＣ５，Ｃ６の影響を非常に小さくできることが分かった。
【００４２】
尚、同じデバイスを使用する場合でも、外付けで交流入力端子ＡＣ１，ＡＣ２に内蔵のバイアス抵抗Ｒ１〜Ｒ５より小さい抵抗値の抵抗を別途追加することで応答を改善することも可能であることは勿論である。
【００４３】
以上説明したように、本発明の第１の実施形態によれば、複数の可変容量コンデンサＣ１〜Ｃ４を直列に接続した可変容量回路において、ＡＣ信号が印加される交流入力端子ＡＣ１，ＡＣ２に接続されるバイアス抵抗Ｒ１，Ｒ５をＤＣ端子に接続されるバイアス抵抗Ｒ２，Ｒ４と違う値に設定することを特徴とする可変容量回路が提供される。
【００４４】
ここで、ＡＣ信号が印加される交流入力端子に接続されるバイアス抵抗Ｒ１，Ｒ５がＤＣ端子に接続されるバイアス抵抗Ｒ２，Ｒ４より小さいこと、好ましくは０．５以下に設定されてもよい。
【００４５】
したがって、本発明の第１の実施形態に係る可変容量回路によれば、複数のバイアス抵抗のうち、特定箇所の抵抗と他の抵抗との抵抗値を変えて、適正なバランスとすることで、交流成分を十分に遮断しながら応答時間を短くすることが可能となる。
【００４６】
<第２の実施形態＞
【００４７】
図６には本発明の第２の実施形態に係る可変容量回路を用いた共振回路の構成を示し説明する。即ち、これは、可変容量回路をＮＦＣ（非接触通信）のR//W（リーダ・ライタ装置）の共振回路に適応したものを図示したものである。
【００４８】
同図に示されるように、可変容量コンデンサＣ１〜Ｃ４は、差動送信信号の入力端子ＡＣ１，ＡＣ２に直列に接続されている。可変容量コンデンサは、たとえばチタン酸バリウム等の強誘電体薄膜に金属電極を蒸着形成したものを複数積層して製造される。可変容量コンデンサＣ１〜Ｃ４には、バイアス抵抗Ｒ１〜Ｒ５を介して制御電圧を個別に印加することで、静電容量値を可変することができる。制御電圧（ＢＩＡＳ）は、直流入力端子ＤＣ１，ＤＣ２の間に印加される。この例では、耐圧をあげるために、４つの可変容量コンデンサＣ１〜Ｃ４を直列に接続し、各可変容量コンデンサＣ１〜Ｃ４はバイアス抵抗Ｒ１〜Ｒ５により分離され、個別にバイアス電圧を印加するようになっている。
【００４９】
また、可変容量デバイスに印加する制御電圧（ＢＩＡＳ）が、アンテナコイルＬ１に漏洩しないように、入力端子ＡＣ１，ＡＣ２にはＤＣ除去コンデンサＣ５，Ｃ６が直列に接続されている。なお、この例では、ＤＣ除去コンデンサＣ５，Ｃ６は１０ｎＦとされているが、これには限定されない。以上の可変容量回路とアンテナコイルＬ１とで並列共振回路が構成されている。アンテナコイルＬ１の両端に接続された抵抗Ｒ１０，Ｒ１１は、並列共振回路のＱ値（Quality Factor）を調整するためのダンピング抵抗である。
【００５０】
このような構成において、通信制御用のＬＳＩから出力された１３．５６ＭＨｚの差動送信信号Ｔｘ１，Ｔｘ２は直列共振コンデンサＣ７，Ｃ８を経由して、アンテナコイルＬ１とコンデンサＣ５、Ｃ１〜Ｃ４、Ｃ６で構成される並列共振回路に接続されており、制御電圧（ＢＩＡＳ）を高くすることで、可変容量コンデンサＣ１〜Ｃ４の合成容量を小さくすることで共振周波数を高くすることができる。
【００５１】
そして、この実施形態においても、内蔵されたバイアス抵抗Ｒ１〜Ｒ５の抵抗値を全て同じにするのではなく、入力端子ＡＣ１，ＡＣ２側に接続される抵抗Ｒ１，Ｒ５の抵抗値を他のバイアス抵抗と比べて相対的に小さく設計することで、可変容量コンデンサの応答時間を短縮し、ロスの低下を最小限に抑え、かつ外部に接続されるＤＣ除去コンデンサＣ５，Ｃ６の影響を非常に小さくできる。このように抵抗値を設定する場合には、外付け抵抗Ｒ８，Ｒ９は不要となるが、この例では、外付け抵抗Ｒ８，Ｒ９を追加することで、同じ可変容量デバイスを使っても周辺回路定数の影響を小さくでき応答を短くすることが可能となるようにしている。
【００５２】
以上説明したように、本発明の第２の実施形態によれば、通信制御用のＬＳＩ等から出力された差動送信信号が印加される端子間に、制御電圧により容量が変化する可変容量コンデンサＣ１〜Ｃ４が直列に接続され、可変容量コンデンサ毎ごとに抵抗Ｒ１〜Ｒ５を介してバイアス電圧を印加する複数のバイアス印加経路を有する可変容量回路と、アンテナコイルＬ１とからなる共振回路であって、上記抵抗Ｒ１〜Ｒ５のうち上記差動送信信号が印加される端子に接続される上記抵抗素子Ｒ１，Ｒ５の抵抗値が他の抵抗素子Ｒ２，Ｒ４の抵抗値と異なることを特徴とする可変容量回路が提供される。
【００５３】
ここで、上記差動送信信号が印加される端子に接続される上記抵抗素子Ｒ１，Ｒ５の抵抗値が、上記他の抵抗素子Ｒ２，Ｒ４の抵抗値よりも小さい、好ましくは１／２以下であることとしてもよい。あるいは、上記差動送信信号が印加される端子間に、上記抵抗素子よりも抵抗値の小さい抵抗Ｒ８，Ｒ９を配設してもよい。
【００５４】
したがって、本発明の第２の実施形態によれば、応答時間を短縮することで処理の高速化を図ることが可能となる。
【００５５】
＜第３の実施形態＞
【００５６】
次に、図７には本発明の第３の実施形態に係る通信装置の構成を示し説明する。
【００５７】
第２の実施形態で前述したような共振回路を非接触通信装置に搭載して、これと他の非接触通信装置と非接触で通信を行う。非接触通信装置は、例えば携帯電話に搭載されたＮＦＣ等の非接触通信モジュール１５０であり、他の非接触通信装置は、例えば非接触通信システムにおけるリーダライタ１４０である。
【００５８】
非接触通信モジュール１５０は、第２の実施形態で前述したような可変容量コンデンサを含む共振コンデンサと共振コイルとからなる共振回路を含む２次側アンテナ部１６０を備える。非接触通信モジュール１５０は、リーダライタ１４０から送信されてきた交流信号を、各ブロックの電源として用いるために、整流して直流電力に変換する整流部１６６と、各ブロックに対応する電圧を生成する定電圧部１６７とを備える。非接触通信モジュール１５０は、定電圧部１６７により供給される直流電力によって動作する復調部１６４と変調部１６３と受信制御部１６５とを備えており、また、全体の動作を制御するシステム制御部１６１を備えている。
【００５９】
２次側アンテナ部１６０によって受信された信号は、整流部１６６による直流電力変換とともに、復調器で復調され、システム制御部１６１によって、リーダライタ１４０からの送信データが解析される。また、システム制御部１６１によって、非接触通信モジュール１５０の送信データが生成され、送信データは、変調部１６３によってリーダライタ１４０に送信するための信号に変調されて２次側アンテナ部１６０を介して送信される。受信制御部１６５では、システム制御部１６１の制御手順にしたがって、２次側アンテナ部１６０の共振周波数の調整を行う。
【００６０】
受信制御部１６５は、２次側アンテナ部１６０の入力信号（ＲＥＦ）１１５と、２次側アンテナ部１６０の出力信号（ＭＯＮＩＴＯＲ）１１６とが入力され、これらの信号の位相比較を行う。受信制御部１６５は、入出力信号の位相比較の結果、２次側アンテナ部１６０の共振周波数が目標値、すなわち１次側アンテナ部１２０が送信する共振周波数に等しくなるように、制御電圧（Ｖｃｏｎｔ）１１９を制御する。
【００６１】
一方、非接触通信システムのリーダライタ１４０は、共振コンデンサからなる可変容量回路と共振コイルとを有する共振回路を含む１次側アンテナ部１２０を備える。リーダライタ１４０は、リーダライタ１４０の動作を制御するシステム制御部１２１と、システム制御部１２１の指令に基づいて、送信信号の変調を行う変調部１２４と、変調部１２４からの送信信号により変調されたキャリア信号を１次側アンテナ部１２０に送出する送信信号部１２５とを備える。さらに、リーダライタ１４０は、送信信号部１２５によって送出される変調されたキャリア信号を復調する復調部１２３を備える。
【００６２】
リーダライタ１４０にも、非接触通信モジュール１５０と同様の共振周波数の自動調整機能を実装することができるのは勿論である。
【００６３】
このような構成において、リーダライタ１４０は、送信信号部１２５によって送出されるキャリア信号に基づいて、１次側アンテナ部１２０とのインピーダンスマッチングの調整を行う。変調部１２４では、一般的なリーダライタで用いられる変調方式、符号化方式は、マンチェスタ符号化方式やＡＳＫ（Amplitude Shift Keying）変調方式等である。キャリア周波数は、典型的には１３．５６ＭＨｚである。
【００６４】
送信されるキャリア信号は、送受信制御部１２２が、送信電圧、送信電流をモニタすることによって、インピーダンスマッチングが得られるよう１次側アンテナ部１２０の可変電圧Ｖｃを制御して、インピーダンス調整を行う。
【００６５】
リーダライタ１４０から送信された信号は、非接触通信モジュール１５０の２次側アンテナ部１６０で受信され、復調部１６４によって信号が復調される。復調された信号の内容がシステム制御部１６１によって判断され、システム制御部１６１は、その結果に基づいて応答信号を生成する。受信制御部１６５は、受信信号の電圧位相及び電流位相に基づいて、２次側アンテナ部１６０の共振パラメータ等を調整して、受信状態が最適になるように、共振周波数の調整をする。
【００６６】
非接触通信モジュール１５０は、応答信号を変調部１６３によって変調し、２次側アンテナ部１６０によってリーダライタ１４０に送信する。リーダライタ１４０は、１次側アンテナ部１２０で受信した応答信号を復調部１２３で復調し、復調された内容に基づいてシステム制御部１２１によって必要な処理を実行する。
【００６７】
＜第４の実施形態＞
【００６８】
次に、図８には本発明の第４の実施形態に係る通信装置の構成を示し説明する。
【００６９】
第２の実施形態で前述したような共振回路は、非接触充電装置１８０によって、非接触で携帯電話等の携帯端末に内蔵される２次電池を充電する受電装置１９０に実装することもできる。非接触充電の方式としては、特に限定されず、電磁誘導方式や磁気共鳴等が適応可能である。ここでは、第２の実施形態で前述した共振回路が適用された携帯端末等の受電装置１９０と、受電装置１９０を非接触で充電する非接触充電装置１８０とからなる非接触充電システムの構成例を示している。
【００７０】
受電装置１９０は、上述した非接触通信モジュール１５０とほぼ同じ構成を備える。また、非接触充電装置１８０の構成は、上述したリーダライタ１４０の構成とほぼ同じである。したがって、リーダライタ１４０、非接触通信モジュール１５０として図７に記載されたブロックと同じ機能を有するものについては、同じ符号で示す。ここで、リーダライタ１４０では、送受信するキャリア周波数が多くの場合に１３．５６ＭＨｚであるのに対して、非接触充電装置１８０では、１００ｋＨｚ〜数１００ｋＨｚの場合がある。
【００７１】
非接触充電装置１８０は、送信信号部１２５によって送出されるキャリア信号に基づいて、１次側アンテナ部１２０とのインピーダンスマッチングの調整を行う。
【００７２】
送信されるキャリア信号は、送受信制御部１２２が、送信電圧、送信電流をモニタすることによって、インピーダンスマッチングが得られるよう１次側アンテナ部１２０の可変電圧Ｖｃを制御して、インピーダンス調整を行う。
【００７３】
受電装置１９０は、２次側アンテナ部１６０で受信された信号を整流部１６６で整流し、整流された直流電圧を充電制御部１７０の制御に従ってバッテリ１６９を充電する。２次側アンテナ部１６０による信号の受信がない場合であっても、ＡＣアダプタ等の外部電源１６８によって充電制御部１７０を駆動してバッテリ１６９を充電できる。
【００７４】
非接触充電装置１８０から送信された信号は、２次側アンテナ部１６０で受信され、復調部１６４によって信号は復調される。復調された信号の内容がシステム制御部１６１によって判断され、システム制御部１６１は、その結果に基づいて応答信号を生成する。なお、受信制御部１６５は、受信信号の電圧位相（入力信号（ＲＥＦ）１１５）及び電流位相（出力信号（ＭＯＮＩＴＯＲ）１１６）に基づいて、制御電圧（Ｖｃｏｎｔ）１１９を調整して２次側アンテナ部１６０の可変容量コンデンサの静電容量値を調整して、受信状態が最適になるように、共振周波数を調整する。
【００７５】
以上、本発明の第１乃至第４の実施形態について説明したが、本発明はこれらに限定されることなく、その主旨を逸脱しない範囲で種々の改良や変更が可能であることは勿論である。例えば、可変容量コンデンサの直列数は４つに限定されるものではなく、耐圧等の要求に見合った好適な数としてよい。
【符号の説明】
【００７６】
Ｃ１〜Ｃ４  可変容量コンデンサ
Ｃ５，Ｃ６  ＤＣ除去コンデンサ
Ｒ１〜Ｒ５  バイアス抵抗
Ｒ６，Ｒ７  抵抗
Ｖ１  交流電源
Ｖ２  直流電源
Ｃ７，Ｃ８  直列共振コンデンサ
Ｒ８，Ｒ９  外付け抵抗
Ｒ１０，Ｒ１１  ダンピング抵抗
Ｌ１  共振コイル
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【国際調査報告】
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