(57)【要約】  本発明のスイッチング電源回路（１Ａ）は、１次側低電圧安定電位ノード（ＬＮ１）と２次側低電圧安定電位ノード（ＬＮ２）との間には、低電圧ノード用コンデンサ（５）が接続され、１次側高電圧安定電位ノード（ＨＮ１）と整流素子（３１）のアノードとの間には、高電圧ノード用コンデンサ（４）が接続されている。これにより、簡易な構成でノイズ低減と安定電位ノードの電位安定化とを両立するスイッチング電源回路を提供することができる。
2015141243.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次側と２次側とを絶縁分離し、かつ電力を２次側に伝達するトランスと、該トランスの１次側の電力をスイッチングするスイッチング電界効果トランジスタと、該トランスの２次側の電力を整流する整流素子とを備えたスイッチング電源回路において、
上記トランスの１次側端子の一端は、１次側高電圧安定電位ノードに接続され、
上記トランスの１次側端子の他端は、上記スイッチング電界効果トランジスタのドレインに接続され、
上記スイッチング電界効果トランジスタのソースは、１次側低電圧安定電位ノードに接続され、
上記トランスの２次側端子の一端は、上記整流素子のアノードに接続され、
上記整流素子のカソードは、２次側高電圧安定電位ノードに接続され、
上記トランスの２次側端子の他端は、２次側低電圧安定電位ノードに接続されていると共に、
上記１次側低電圧安定電位ノードと上記２次側低電圧安定電位ノードとの間には、低電圧ノード用コンデンサが接続され、
上記１次側高電圧安定電位ノードと上記整流素子のアノードとの間には、高電圧ノード用コンデンサが接続されていることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
前記高電圧ノード用コンデンサの容量値は、２５ｐＦ以上かつ１００ｐＦ以下であることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】
前記整流素子は、前記アノードとしてのソースが前記トランスの２次側端子の一端に接続され、かつ前記カソードとしてのドレインが前記２次側高電圧安定電位ノードに接続されたスイッチング金属酸化物半導体電界効果トランジスタからなっていることを特徴とする請求項１又は２記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】
前記高電圧ノード用コンデンサと低電圧ノード用コンデンサとの少なくとも一方は、複数のコンデンサの直列接続回路にて構成されていることを特徴とする請求項１、２又は３記載のスイッチング電源回路。
【請求項５】
前記高電圧ノード用コンデンサには、第１の高周波ノイズ減衰手段が直列に接続されていることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載のスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、１次側と２次側とを絶縁分離し、かつ電力を２次側に伝達するトランスと、該トランスの１次側の電力をスイッチングするスイッチングトランジスタと、該トランスの２次側の電力を整流する整流素子とを備えたスイッチング電源回路に関するものであり、詳細には、スイッチング電源回路にて発生するノイズを低減する回路技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
電子機器を作動させるためにはＩＣやトランジスタを動作させるための安定な直流電圧が必要である。この安定な直流電圧つまり定電圧を作る方式として、入力側（１次側）が商用の交流電源であるＡＣ（alternating current：交流）−ＤＣ（Direct Current ：直流）方式と、入力側（１次側）がバッテリー等の直流電源であるＤＣ−ＤＣ方式とがある。【０００３】
このような定電圧を作る電源装置としてはスイッチング方式を採用する電源装置であるスイッチング電源と、シリーズ方式（ドロッパ方式、リニア方式）を採用する電源装置とがある。近年では、高効率で軽いという長所を有するスイッチング電源が主流となっている。【０００４】
スイッチング電源は、高周波スイッチングにより小型のコイルやトランス等が使用可能なことが大きな利点であるが、高電圧を高速にスイッチングする必要があるためスイッチングノイズが発生し易い。【０００５】
特に、入出力がトランスにより絶縁されている方式のフライバック回路方式では、１次側スイッチング素子のターンオフ時に、入力電源電圧にフライバック電圧が重畳された電圧でのスイッチングとなる。このため、高電圧スイッチングに起因するノイズが発生し易い。【０００６】
発生するノイズのモードとしては、電源ライン間を伝達するノーマルモードノイズと、各電源ラインと大地との間を伝達するコモンモードノイズとがある。コモンモードノイズは、電源ラインと大地との間に存在する浮遊容量や電源ラインの伝達特性の非対称性等によって生じる。一般に、ノイズの発生箇所及び発生レベルを定量的に特定又は予測することが困難であり、スイッチング電源の入力部に配置されるフィルタでの対策だけではノイズ低減が十分にできない場合もある。【０００７】
スイッチング電源回路でのコモンモードノイズを低減する従来技術として、例えば、特許文献１に開示されたスイッチング電源回路、及び特許文献２に開示されたスイッチング回路のノイズ低減方法が知られている。【０００８】
特許文献１に開示されたスイッチング電源回路１００では、図８に示すように、トランス１１０の１次側電圧ノード１１１と２次側ノード１１２との間に容量１０１を付加している。これにより、トランス１１０の寄生分布容量を経由するコモンモードノイズ電流に対して、逆位相のコモンモードノイズ電流を該容量１０１経由で伝達させることによって、アース点でのコモンモードノイズ電流を相殺させている。【０００９】
また、特許文献２に開示されたスイッチング回路２００のノイズ低減方法では、図９に示すように、トランス２１０の１次側におけるメインのスイッチング用巻線２１１とは逆位相の起電圧を発生する補助巻線２１２を、該トランス２１０の１次側に付加している。【００１０】
これにより、ノイズの発生原因となる２次側巻線２１３と１次側のスイッチング用巻線２１１との間に発生する浮遊容量Ｃｏａを、２次側巻線２１３と１次側の補助巻線２１２との間に発生する逆位相の付加浮遊容量Ｃｓａにより相殺する。この結果、アース点でのコモンモードノイズ電流を相殺させるものとなっている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】日本国公開特許公報「特開昭６１−２７３１７３号公報（１９８６年１２月３日公開）」
【特許文献２】日本国公開特許公報「特開２００４−１７３３８３号公報（１９９９年９月２４日公開）」
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
しかしながら、上記従来のコモンモードノイズを低減するための技術では、以下の問題点を有している。【００１３】
まず、特許文献１に開示されたスイッチング電源回路１００では、付加された容量１０１によってトランス１１０の１次側の１次側電圧ノード１１１と２次側の２次側ノード（２次側整流ダイオードのアノード）１１２とが結合している。【００１４】
また、特許文献２に開示されたスイッチング回路２００のノイズ低減方法では、付加された付加浮遊容量Ｃｓａによって１次側の電位変動ノード（補助巻線２１２の一端）と２次側の低電圧安定電位ノード（２次側アース）とが結合している。【００１５】
この結果、いずれの場合でも安定電位ノードが、付加された容量によってスイッチング時に高電圧で揺れる電位変動ノードと結合してしまうために、安定電位ノードの電位に撹乱が生じ、電源動作が不安定になり易くなるという問題点を有している。【００１６】
また、特許文献２に開示されたスイッチング回路２００のノイズ低減方法では、補助巻線２１２が必要となり、トランス構造の複雑化やサイズ増大を招くという問題点を有している。【００１７】
本発明は、上記従来の問題点に鑑みなされたものであって、その目的は、簡易な構成でノイズ低減と安定電位ノードの電位安定化とを両立するスイッチング電源回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
本発明の一態様におけるスイッチング電源回路は、上記の課題を解決するために、１次側と２次側とを絶縁分離し、かつ電力を２次側に伝達するトランスと、該トランスの１次側の電力をスイッチングするスイッチング電界効果トランジスタと、該トランスの２次側の電力を整流する整流素子とを備えたスイッチング電源回路において、上記トランスの１次側端子の一端は、１次側高電圧安定電位ノードに接続され、上記トランスの１次側端子の他端は、上記スイッチング電界効果トランジスタのドレインに接続され、上記スイッチング電界効果トランジスタのソースは、１次側低電圧安定電位ノードに接続され、上記トランスの２次側端子の一端は、上記整流素子のアノードに接続され、上記整流素子のカソードは、２次側高電圧安定電位ノードに接続され、上記トランスの２次側端子の他端は、２次側低電圧安定電位ノードに接続されていると共に、上記１次側低電圧安定電位ノードと上記２次側低電圧安定電位ノードとの間には、低電圧ノード用コンデンサが接続され、上記１次側高電圧安定電位ノードと上記整流素子のアノードとの間には、高電圧ノード用コンデンサが接続されていることを特徴としている。
【発明の効果】
【００１９】
本発明の一態様によれば、簡易な構成でノイズ低減と安定電位ノードの電位安定化とを両立するスイッチング電源回路を提供するという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本発明の実施形態１におけるスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図２】上記スイッチング電源回路におけるピーク検波ノイズスペクトル実測値の一例を示す図である。
【図３】上記スイッチング電源回路における準尖頭検波ノイズのコモンモードノイズ相殺用コンデンサの容量値依存性実測値を示す図である。
【図４】本発明の実施形態２におけるスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図５】本発明の実施形態３におけるスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図６】本発明の実施形態４におけるスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図７】本発明の実施形態５におけるスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図８】従来のスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図９】従来の他のスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
〔実施の形態１〕
本発明の一実施形態について図１〜図３に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【００２２】
（スイッチング電源回路の構成）
本実施の形態のスイッチング電源回路の構成について、図１に基づいて説明する。図１は、本実施の形態のスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【００２３】
本実施の形態のスイッチング電源回路１Ａは、トランス１次側部１０とトランス２次側部３０とを絶縁分離し、かつ電力をトランス２次側部３０に伝達するトランス２０を備えている。
【００２４】
トランス２０は、１次側と２次側とが絶縁分離されたものからなっており、後述するスイッチングＦＥＴ（Field effect transistor：電界効果トランジスタ）１５のスイッチングによって電力をトランス１次側部１０からトランス２次側部３０に伝達するためのフライバックトランスにてなっている。尚、フライバックトランスとは、フライバックコンバータに用いられるトランスである。フライバックコンバータは、１次側と２次側とが絶縁分離されたトランスを用いて、スイッチングＦＥＴ１５のオン期間中に、１次側と２次側とが絶縁分離されたトランス２０の１次側に電力を蓄える。そして、スイッチングＦＥＴ１５がオフに切り替わると、トランス２０の逆起電力を利用して、1次側に蓄えられていた電力を２次側に出力する方式のスイッチング電源回路である。
【００２５】
上記トランス２０の１次側には１次側巻線２１が設けられ、トランス２０の２次側には２次側巻線２２が設けられている。上記１次側巻線２１と２次側巻線２２との間には、寄生容量Ｃｔが存在するものとなっている。
【００２６】
上記トランス１次側部１０は、ＡＣ（alternating current：交流）入力端子１１ａ・１１ｂと、ノイズフィルタ１２と、整流回路１３と、整流後の電圧平滑用高電圧ノード用コンデンサ１４と、スイッチングＦＥＴ１５とを備えている。
【００２７】
上記ＡＣ（alternating current：交流）入力端子１１ａ・１１ｂには、例えば、商用の交流電源が接続される。
【００２８】
ノイズフィルタ１２は、スイッチング電源回路１Ａにて発生する高周波ノイズが規格値内に収まるように設置されるものである。本実施の形態では、ノイズフィルタ１２は、例えば、コンデンサ及びコイルにて構成されている。ただし、必ずしもこれに限らない。
【００２９】
整流回路１３は、電流を一方向にだけ流す整流作用を有する回路であり、交流を直流に変換する例えばダイオードからなっている。
【００３０】
電圧平滑用高電圧ノード用コンデンサ１４は、整流回路１３に負荷を接続した場合に、負荷端子間の脈動成分を減らすために、該整流回路１３の出力端子間に挿入されるものである。この場合、電圧平滑用高電圧ノード用コンデンサ１４の静電容量が大きく、又は抵抗負荷電流が小さい程、電圧平滑用高電圧ノード用コンデンサ１４からの放電が緩やかになり、脈動成分は小さくなる。
【００３１】
ここで、本実施の形態では、電圧平滑用高電圧ノード用コンデンサ１４の上側端子１４ａが接続されているノードを１次側高電圧安定電位ノードＨＮ１と称し、電圧平滑用高電圧ノード用コンデンサ１４の下側端子１４ｂが接続されているノードを１次側低電圧安定電位ノードＬＮ１と称することにする。これら１次側高電圧安定電位ノードＨＮ１及び１次側低電圧安定電位ノードＬＮ１の電位は変動しないことが好ましい。しかし、スイッチングＦＥＴ１５がスイッチング動作することによって生じる電圧変化の影響により、ある程度の電位変動が実用上生じ得る。
【００３２】
スイッチングＦＥＴ１５は、電圧平滑用高電圧ノード用コンデンサ１４の出力からトランス２０の１次側への電力の蓄積と２次側への電力の放出とを交互に行うためにオン・オフ制御される。このスイッチングＦＥＴ１５は、高電圧を高速にスイッチングできるようになっている。
【００３３】
上記スイッチングＦＥＴ１５のソースは、１次側低電圧安定電位ノードＬＮ１に接続され、スイッチングＦＥＴ１５のドレインはトランス２０の１次側低電圧端子２１ｂに接続されている。
【００３４】
一方、トランス２次側部３０には、整流素子３１と、電圧平滑用コンデンサ３２と、ＤＣ出力端子３３ａ・３３ｂとが設けられている。
【００３５】
上記整流素子３１は、本実施の形態では、例えばダイオード３１ａからなっており、このダイオード３１ａは、トランス２次側部３０に発生した電流を整流する。ダイオード３１ａのアノードは、トランス２０の２次側高電圧端子２２ａに接続されており、ダイオード３１ａのカソードは、２次側高電圧安定電位ノードＨＮ２に接続されている。
【００３６】
電圧平滑用コンデンサ３２は、２次側整流後の脈流を平滑化するものである。
【００３７】
ＤＣ出力端子３３ａ・３３ｂは、直流（ＤＣ）の出力をとり出す端子である。
【００３８】
（スイッチング電源回路に発生するノイズの抑制）
ところで、上記構成のスイッチング電源回路１Ａでは、大地２との間に浮遊容量Ｃが存在している。この浮遊容量Ｃを介してスイッチング電源回路１Ａと大地２との経路で流れるコモンモードノイズを、ノイズ計測器３にて測定することによって検出することができる。
【００３９】
ノイズ計測器３は、伝導エミッション測定を行う場合に、スイッチング電源回路１Ａと機器との間に挿入されるＬＩＳＮ（Line Impedance Stabilizing Network：ラインインピーダンス安定化回路網）として使用されるものである。尚、ＬＩＳＮ（ラインインピーダンス安定化回路網）は、米国ＦＣＣ（Federal Communications Commission：米国連邦通信委員会）規格の用語である。
【００４０】
ここで、トランス２０の１次側低電圧端子２１ｂは、スイッチングＦＥＴ１５のスイッチングによって電位が大きく変動するホットノイズノードとなっている。また、トランス２０の２次側高電圧端子２２ａは、ダイオード３１ａのオン・オフ動作によって電位が大きく変動するホットノイズノードとなっている。
【００４１】
上記ダイオード３１ａは、スイッチングＦＥＴ１５と同期してオン・オフする。このため、１次側低電圧端子２１ｂにて生成されるノイズと、２次側高電圧端子２２ａにて生成されるノイズとの間には相関がある。具体的には、スイッチングＦＥＴ１５のターンオフによって１次側低電圧端子２１ｂの電位は上昇し、それと同期して２次側高電圧端子２２ａの電位も上昇する。この相関があるので、１次側低電圧端子２１ｂ及び２次側高電圧端子２２ａにて発生したノイズを適切な位相と振幅で合成できれば、両ノイズの相殺が可能となる。
【００４２】
そこで、本実施の形態では、１次側低電圧安定電位ノードＬＮ１と２次側低電圧安定電位ノードＬＮ２との間には、低電圧ノード用コンデンサ５が接続されている。また、１次側高電圧安定電位ノードＨＮ１とダイオード３１ａのアノードとの間には、高電圧ノード用コンデンサ４が接続されている。
【００４３】
これにより、低電圧ノード用コンデンサ５によって１次側低電圧安定電位ノードＬＮ１及び２次側低電圧安定電位ノードＬＮ２同士が電気的に結合される。このため、１次側低電圧安定電位ノードＬＮ１及び２次側低電圧安定電位ノードＬＮ２の電位の安定化を実現することができる。
【００４４】
また、この状態で、高電圧ノード用コンデンサ４の容量値を適切な値に設定する。これによって、高電圧ノード用コンデンサ４を経由して流れるコモンモードノイズ電流は、低電圧ノード用コンデンサ５とトランス２０の寄生容量Ｃｔを経由して流れるコモンモードノイズ電流と逆位相となる。この結果、大地２との浮遊容量Ｃを介して流れるコモンモードノイズ電流が抑制される。すなわち、ノイズ計測器３にて観測されるコモンモードノイズが低減する。
【００４５】
詳細には、スイッチングＦＥＴ１５がターンオフするとき、１次側低電圧端子２１ｂの電位は上昇していく。このとき、寄生容量Ｃｔの２次側の接続端電位は安定電位であるので、高周波のコモンモードノイズ電流Ｉａは、図１において、破線矢印の方向に流れる。
【００４６】
一方、スイッチングＦＥＴ１５がターンオフするとき、ダイオード３１ａはターンオンする。このため、２次側高電圧端子２２ａの電位も上昇していく。このとき、高電圧ノード用コンデンサ４の１次側高電圧端子２１ａの電位は安定電位であるので、高周波のコモンモードノイズ電流Ｉｂは、図１に示す実線矢印の方向に流れる。
【００４７】
これら破線矢印のコモンモードノイズ電流Ｉａ及び実線矢印のコモンモードノイズ電流Ｉｂの方向は互いに逆極性となる。このため。高電圧ノード用コンデンサ４の容量値を適切な値に設定すれば、互いのコモンモードノイズが相殺され、ノイズ計測器３にて計測されるコモンモードノイズが低減される。
【００４８】
尚、スイッチングＦＥＴ１５がターンオンするときは、コモンモードノイズ電流Ｉａ・Ｉｂの流れの方向がそれぞれ逆転するだけである。この結果、コモンモードノイズの相殺関係は維持され、コモンモードノイズが低減される。
【００４９】
ここで、破線矢印で示されるコモンモードノイズ電流Ｉａは、寄生容量Ｃｔ及び低電圧ノード用コンデンサ５を経由するが、低電圧ノード用コンデンサ５の両端はいずれも高周波的に安定電位ノードである。このため、コモンモードノイズ電流Ｉａの多くは寄生容量Ｃｔを経由すると考えられる。
【００５０】
上述したように、本実施の形態のスイッチング電源回路１Ａでは、低電圧ノード用コンデンサ５及び高電圧ノード用コンデンサ４によって、コモンモードノイズ低減と安定電位ノードの電位安定化の両立が可能となる。
【００５１】
その効果について、図２及び図３に基づいて説明する。図２は、ノイズ計測器３にて計測したスイッチング電源回路１Ａにおけるピーク検波ノイズスペクトル実測値の一例を示す図である。ここで、測定周波数範囲は、１５０ｋＨｚ〜３０ＭＨｚである。尚、図２は、高電圧ノード用コンデンサ４を付加しない状態での計測結果である。図３は、図２の測定データを取得した状態からスイッチング電源回路１Ａに図１に示す高電圧ノード用コンデンサ４を付加し、その容量値を変えたときの準尖頭値検波ノイズ値Ｑｐ（Quasi-Peak）を示す図である。準尖頭値検波ノイズ値Ｑｐは、雑音端子電圧規格で規定されるノイズ指標であり、ＬＩＳＮでの計測値を示すものである。計測した周波数は１７０ｋＨｚを中心とするスイッチング周波数帯である。
【００５２】
本実施の形態のスイッチング電源回路１Ａでは、低電圧ノード用コンデンサ５が接続されており、その容量値は例えば４７０ｐＦとしている。ここで、測定周波数範囲は１５０ｋＨｚ〜３０ＭＨｚである。
【００５３】
図１において、破線で囲まれた部分がスイッチング周波数でのノイズスペクトルであり、スイッチングの中心周波数は約１７０ｋＨｚである。１０ＭＨｚ以上の高周波のノイズは小型のフィルタにて低減可能である。しかし、スイッチング周波数帯のノイズは周波数が低いことに起因して、ノイズフィルタ１２にて除去しようとすると、フィルタサイズが大きくなってしまう。
【００５４】
ここで、ノイズフィルタ１２は、一般には結合インダクタタイプであるが、そのインダクタンス値は数ｍＨ〜数１０ｍＨである。
【００５５】
次に、図３に示すように、計測した１７０ｋＨｚを中心とするスイッチング周波数帯においては、準尖頭値検波ノイズ値Ｑｐは、高電圧ノード用コンデンサ４を付加することによって低減され、６５ｐＦで極小になっている。準尖頭値検波ノイズ値Ｑｐが高電圧ノード用コンデンサ４の容量値に対して極小値を有することは、高電圧ノード用コンデンサ４を付加したことによるコモンモードノイズの相殺効果を明示していると考えられる。
【００５６】
準尖頭値検波ノイズ値Ｑｐが極小になる高電圧ノード用コンデンサ４が６５ｐＦの状態では、高電圧ノード用コンデンサ４を付加しない０ｐＦの状態に比べて２０ｄＢ以上の準尖頭値検波ノイズ値Ｑｐの低減が実現できていることが分かる。高電圧ノード用コンデンサ４が、数１０ｐＦの容量値であればチップタイプの小型面実装型コンデンサが使用できる。このため、高電圧ノード用コンデンサ４を付加してもスイッチング電源回路１Ａのサイズに与える影響は小さい。
【００５７】
一方、高電圧ノード用コンデンサ４を付加することにより、図１に示すノイズフィルタ１２に要求されるノイズ減衰量を低減することができるので、ノイズフィルタ１２の小型化が可能となる。
【００５８】
特に、スイッチング周波数が雑音端子電圧規格で規定される周波数帯域内で動作するスイッチング電源回路１Ａに対してより効果を奏する。
【００５９】
ここで、近年では、窒化ガリウム（ＧａＮ）やＳｉＣ（炭化ケイ素）等のワイドバンドギャップ半導体を用いた高速応答のスイッチングデバイスが実用化されてきている。このため、スイッチングの高周波化による電源回路を構成するコンデンサ、インダクタ、トランスの小型化も進展すると考えられる。本実施の形態のスイッチング電源回路１Ａでは、このようなスイッチングの高周波化が進展した場合に、一層の効果を奏する。
【００６０】
ノイズフィルタ１２の小型化のため、そのインダクタンス値を半減した場合、図３に示すように、ノイズフィルタ１２の減衰量は６ｄＢ減少する。この減少量を、高電圧ノード用コンデンサ４を付加することによって補完した場合、図３に示すように、高電圧ノード用コンデンサ４の容量値は２５ｐＦ〜１００ｐＦが好適であることがわかる。また、本実施の形態では、低電圧ノード用コンデンサ５の容量値は例えば４７０ｐＦである。このため、低電圧ノード用コンデンサ５の容量値の高電圧ノード用コンデンサ４に対する比率としては５倍〜１８倍が好適ということになる。
【００６１】
ノイズフィルタ１２の更なる小型化のため、そのインダクタンス値を１／４にした場合、ノイズフィルタ１２の減衰量は１２Ｂ減少する。この減少量を、高電圧ノード用コンデンサ４を付加することによって補完した場合、図３に示すように、高電圧ノード用コンデンサ４の容量値は４５ｐＦ〜８５ｐＦが好適であることが分かる。本実施の形態では、低電圧ノード用コンデンサ５の容量値は例えば４７０ｐＦであるので、低電圧ノード用コンデンサ５の容量値の高電圧ノード用コンデンサ４に対する比率としては５．５倍〜１０倍が好適ということになる。
【００６２】
このように、本実施の形態のスイッチング電源回路１Ａでは、１次側と２次側とを絶縁分離し、かつ電力を２次側に伝達するトランス２０と、該トランス２０の１次側の電力をスイッチングするスイッチングＦＥＴ１５と、該トランス２０の２次側の電力を整流する整流素子３１としてのダイオード３１ａとを備えている。そして、トランス２０の１次側高電圧端子２１ａは、１次側高電圧安定電位ノードＨＮ１に接続され、トランス２０の１次側低電圧端子２１ｂは、スイッチングＦＥＴ１５のドレインに接続され、スイッチングＦＥＴ１５のソースは、１次側低電圧安定電位ノードＬＮ１に接続され、トランス２０の２次側高電圧端子２２ａは、整流素子３１としてのダイオード３１ａのアノードに接続され、整流素子３１としてのダイオード３１ａのカソードは、２次側高電圧安定電位ノードＨＮ２に接続され、トランス２０の２次側低電圧端子２２ｂは、２次側低電圧安定電位ノードＬＮ２に接続されている。
【００６３】
このようなスイッチング電源回路１Ａでは、従来では、１次側低電圧安定電位ノードＬＮ１と２次側高電圧安定電位ノードＨＮ２、又は１次側高電圧安定電位ノードＨＮ１と２次側低電圧安定電位ノードＬＮ２とが結合される状態となっていた。このため、スイッチング時に各安定電位ノードの電位に撹乱が生じ、電源動作が不安定になり易くなるという問題点を有していた。
【００６４】
そこで、本実施の形態では、１次側低電圧安定電位ノードＬＮ１と２次側低電圧安定電位ノードＬＮ２との間には、低電圧ノード用コンデンサ５が接続されている。このため、低電圧ノード用コンデンサ５によって１次側低電圧安定電位ノードＬＮ１と２次側低電圧安定電位ノードＬＮ２とが電気的に結合されるので、安定電位ノードの電位変動が抑制される。
【００６５】
また、本実施の形態では、１次側高電圧安定電位ノードＨＮ１と整流素子３１としてのダイオード３１ａのアノードとの間には、高電圧ノード用コンデンサ４が接続されている。このため、高電圧ノード用コンデンサ４を経由して流れるコモンモードノイズ電流Ｉｂは、低電圧ノード用コンデンサ５とトランス２０の寄生容量Ｃｔとを経由して流れるコモンモードノイズ電流Ｉａとは逆位相となる。この結果、２次側高電圧安定電位ノードＨＮ２と大地２との浮遊容量Ｃを介して流れるコモンモードノイズ電流が抑制される。すなわち、ノイズ計測器３にて観測されるコモンモードノイズが低減する。
【００６６】
また、本実施の形態では、低電圧ノード用コンデンサ５と高電圧ノード用コンデンサ４とを付加しただけであるので、構成は簡易である。
【００６７】
したがって、簡易な構成でノイズ低減と安定電位ノードの電位安定化とを両立するスイッチング電源回路１Ａを提供することができる。
【００６８】
また、コモンモードノイズを低減することにより、ノイズフィルタ１２の小型化も可能になるという効果もある。
【００６９】
また、本実施の形態におけるスイッチング電源回路１Ａでは、高電圧ノード用コンデンサ４の容量値は、２５ｐＦ以上かつ１００ｐＦ以下である。これにより、ノイズフィルタ１２のインダクタンス値を半減し得るノイズ低減効果を得ることができる。この結果、高電圧ノード用コンデンサ４の容量値を変えるという簡単な構成にて、ノイズフィルタ１２を小型化することができる。
【００７０】
また、本実施の形態におけるスイッチング電源回路１Ａでは、高電圧ノード用コンデンサ４の容量値は、４５ｐＦ以上かつ８５ｐＦ以下であることが好ましい。
【００７１】
これにより、ノイズフィルタ１２のインダクタンス値を１／４になし得るノイズ低減効果を得ることができる。この結果、高電圧ノード用コンデンサ４の容量値を変えるという簡単な構成にて、ノイズフィルタ１２をさらに小型化することができる。
【００７２】
また、本実施の形態におけるスイッチング電源回路１Ａでは、低電圧ノード用コンデンサ５の容量値は、高電圧ノード用コンデンサ４の容量値の５倍以上かつ１８倍以下である。
【００７３】
これにより、安定電位ノードの電位安定化を図ると共に、ノイズフィルタ１２のインダクタンス値を半減し得るノイズ低減効果を得ることができる。この結果、ノイズフィルタ１２を、小型化することができる。
【００７４】
また、本実施の形態におけるスイッチング電源回路１Ａでは、低電圧ノード用コンデンサ５の容量値は、高電圧ノード用コンデンサ４の容量値の５．５倍以上かつ１０倍以下であることが好ましい。
【００７５】
これにより、安定電位ノードの電位安定化を図ると共に、ノイズフィルタ１２のインダクタンス値を１／４になし得るノイズ低減効果を得ることができる。この結果、ノイズフィルタ１２を、さらに小型化することができる。
【００７６】
また、本実施の形態におけるスイッチング電源回路１Ａでは、トランス２０、スイッチングＦＥＴ１５及び整流素子３１にてフライバックコンバータの動作を行うようになっている。
【００７７】
すなわち、フライバックコンバータでは、１次側と２次側とが絶縁分離されたトランス２０を用いて、スイッチングＦＥＴ１５のオン期間中に、１次側と２次側とが絶縁分離されたトランス２０の１次側に電力を蓄える。そして、スイッチングＦＥＴ１５がオフに切り替わると、トランス２０の逆起電力を利用して、１次側に蓄えられていた電力を２次側に出力する。
【００７８】
このフライバックコンバータでは、１〜２００Ｗ程度といった小電力〜中電力の用途に適している。また、部品点数が少ないにもかかわらず、比較的高い変換効率が得られるため、パソコンや産業機器等の電子機器への適用に適している。
【００７９】
したがって、小型化及び軽量化が図れ、低コスト化にも有利なスイッチング電源回路１Ａを提供することができる。
【００８０】
〔実施の形態２〕
本発明の他の実施の形態について図４に基づいて説明すれば、以下のとおりである。尚、本実施の形態において説明すること以外の構成は、前記実施の形態１と同じである。また、説明の便宜上、前記の実施の形態１の図面に示した部材と同一の機能を有する部材については、同一の符号を付し、その説明を省略する。
【００８１】
前記実施の形態１のスイッチング電源回路１Ａでは、整流素子３１は、ダイオード３１ａからなっていた。しかし、本実施の形態のスイッチング電源回路１Ｂでは、整流素子３１が、ＭＯＳＦＥＴ３１ｂからなっている点が異なっている。
【００８２】
本実施の形態のスイッチング電源回路１Ｂの構成について、図４に基づいて説明する。図４は、本実施の形態のスイッチング電源回路１Ｂの構成を示す回路図である。
【００８３】
本実施の形態のスイッチング電源回路１Ｂは、図４に示すように、整流素子３１は、スイッチング金属酸化物半導体電界効果トランジスタとしてのＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor：金属酸化物半導体電界効果トランジスタ）３１ｂからなっている。
【００８４】
上記整流素子３１としてのＭＯＳＦＥＴ３１ｂは、ソースが整流素子３１のアノードに相当し、ドレインがカソードに相当する。ＭＯＳＦＥＴ３１ｂのゲートは、トランス１次側部１０のスイッチングＦＥＴ１５に逆位相で同期してスイッチングされる、いわゆる同期整流回路構成になっている。その他の構成は、実施の形態のスイッチング電源回路１Ａの構成と同じである。
【００８５】
このような構成であっても、２次側高電圧端子２２ａが１次側低電圧端子２１ｂとは逆位相のホットノイズノードになるため、前記実施の形態１のスイッチング電源回路１Ａと同様に、コモンモードノイズの相殺効果により、ノイズ計測器３にて計測されるノイズを低減することが可能である。
【００８６】
また、本実施の形態のスイッチング電源回路１Ｂでは、実施の形態１に示すスイッチング電源回路１Ａにおいて整流素子３１としてのダイオード３１ａがオンしたときの該ダイオード３１ａの順方向電圧を低オン電圧のＭＯＳＦＥＴ３１ｂにて置換することができる。この結果、スイッチング電源回路１Ｂの損失も低減される。
【００８７】
このように、本実施の形態のスイッチング電源回路１Ｂでは、整流素子３１は、アノードとしてのソースがトランス２０の２次側高電圧端子２２ａに接続され、かつカソードとしてのドレインが２次側高電圧安定電位ノードＨＮ２に接続されたＭＯＳＦＥＴ３１ｂからなっている。
【００８８】
これにより、整流素子３１として、ＭＯＳＦＥＴ３１ｂを使用する。このＭＯＳＦＥＴ３１ｂは、オン抵抗が極めて低い。この結果、ＭＯＳＦＥＴ３１ｂを整流素子３１として用いると、大電流を僅かな電圧降下で効率よく整流でき、スイッチング電源回路１Ｂの損失が低減される。
【００８９】
したがって、整流素子３１してシリコンからなるダイオード３１ａを使用するよりも効率の優れたスイッチング電源回路１Ｂを提供することができる。
【００９０】
〔実施の形態３〕
本発明のさらに他の実施の形態について図５に基づいて説明すれば、以下のとおりである。尚、本実施の形態において説明すること以外の構成は、前記実施の形態１と同じである。また、説明の便宜上、前記の実施の形態１の図面に示した部材と同一の機能を有する部材については、同一の符号を付し、その説明を省略する。
【００９１】
前記実施の形態１のスイッチング電源回路１Ａでは、高電圧ノード用コンデンサ４及び低電圧ノード用コンデンサ５は、それぞれ１個ずつ設けられていた。しかし、本実施の形態のスイッチング電源回路１Ｃでは、低電圧ノード用コンデンサ５及び高電圧ノード用コンデンサ４は、それぞれ複数個ずつ設けられている点が異なっている。
【００９２】
本実施の形態のスイッチング電源回路１Ｃの構成について、図５に基づいて説明する。図５は、本実施の形態のスイッチング電源回路１Ｃの構成を示す回路図である。
【００９３】
本実施の形態のスイッチング電源回路１Ｃは、図５に示すように、低電圧ノード用コンデンサ５は、複数個としての２個が直列に設けられており、高電圧ノード用コンデンサ４についても複数個としての２個が直列に設けられている。
【００９４】
すなわち、実施の形態１に示すスイッチング電源回路１Ａにおいて、図１に示すように、高電圧ノード用コンデンサ４及び低電圧ノード用コンデンサ５は、トランス１次側部１０とトランス２次側部３０とに接続されるため、安全上その接続点間は一定の距離を確保する必要がある。
【００９５】
そこで、本実施の形態では、コンデンサを直列に接続することにより、コンデンサ自身の物理サイズを利用して、１次側接続点と２次側接続点との距離をより確保し易くなるようにしている。具体的には、高電圧ノード用コンデンサ４では、第１の高電圧ノード用コンデンサ４ａと第２の高電圧ノード用コンデンサ４ｂとが、直列接続されている。また、低電圧ノード用コンデンサ５では、第１の低電圧ノード用コンデンサ５ａと第２の低電圧ノード用コンデンサ５ｂとが、直列接続されている。
【００９６】
直列に接続するコンデンサの個数は３個以上であってもよい。また、高電圧ノード用コンデンサ４又は低電圧ノード用コンデンサ５のみにて安全距離が確保できる場合はコンデンサの直列接続をしなくてもよい。
【００９７】
このように、本実施の形態のスイッチング電源回路１Ｃでは、高電圧ノード用コンデンサ４と低電圧ノード用コンデンサ５との少なくとも一方は、複数のコンデンサの直列接続回路にて構成されている。
【００９８】
これにより、高電圧ノード用コンデンサ４及び低電圧ノード用コンデンサ５におけるそれぞれの接続点間の距離をより確保し易くすることができる。
【００９９】
尚、本発明は、上記の実施の形態に限定されるものではなく、本発明の範囲内で種々の変更が可能である。例えば、上記実施の形態では、実施の形態１に示すスイッチング電源回路１Ａにおいて、高電圧ノード用コンデンサ４と低電圧ノード用コンデンサ５との少なくとも一方を、複数個のコンデンサの直列配列としている。
【０１００】
しかしながら、必ずしもこれに限らず、例えば、実施の形態２に示すスイッチング電源回路１Ｂにおいて、高電圧ノード用コンデンサ４と低電圧ノード用コンデンサ５との少なくとも一方を、複数個のコンデンサの直列配列としてもよい。
【０１０１】
〔実施の形態４〕
本発明のさらに他の実施の形態について図６に基づいて説明すれば、以下のとおりである。尚、本実施の形態において説明すること以外の構成は、前記実施の形態１と同じである。また、説明の便宜上、前記の実施の形態１の図面に示した部材と同一の機能を有する部材については、同一の符号を付し、その説明を省略する。
【０１０２】
前記実施の形態１のスイッチング電源回路１Ａでは、高電圧ノード用コンデンサ４及び低電圧ノード用コンデンサ５がそれぞれ１個ずつ設けられていた。しかし、本実施の形態のスイッチング電源回路１Ｄでは、低電圧ノード用コンデンサ５及び高電圧ノード用コンデンサ４に加えて、それぞれ第１の高周波ノイズ減衰手段６及び第２の高周波ノイズ減衰手段７が直列に接続されている点が異なっている。
【０１０３】
本実施の形態のスイッチング電源回路１Ｄの構成について、図６に基づいて説明する。図６は、本実施の形態のスイッチング電源回路１Ｃの構成を示す回路図である。
【０１０４】
本実施の形態のスイッチング電源回路１Ｄは、図６に示すように、高電圧ノード用コンデンサ４に直列に第１の高周波ノイズ減衰手段６が接続され、低電圧ノード用コンデンサ５に直列に第２の高周波ノイズ減衰手段７が接続されている。
【０１０５】
第１の高周波ノイズ減衰手段６及び第２の高周波ノイズ減衰手段７の具体例としては、例えば抵抗、フェライトビーズ、インダクタ又はこれら複数の組合せ回路が使用できる。
【０１０６】
スイッチング周波数帯にてコモンモードノイズが低減するように高電圧ノード用コンデンサ４の容量値を設定した場合でも、スイッチング電源回路１Ｄの伝送路、及び大地２との浮遊容量Ｃのインピーダンスは周波数特性を有する。このため、スイッチング周波数以外の周波数では、コモンモードノイズの相殺効果が弱くなると共に、高電圧ノード用コンデンサ４又は低電圧ノード用コンデンサ５を介した高周波ノイズの増大の可能性もあり得る。
【０１０７】
雑音の規格周波数帯で考えると、スイッチング周波数よりも高い周波数帯の占める比帯域が大きく、スイッチング周波数よりも高い周波数帯でのノイズ増大が特に懸念される。
【０１０８】
本実施の形態では、高電圧ノード用コンデンサ４に直列に第１の高周波ノイズ減衰手段６を接続すると共に、低電圧ノード用コンデンサ５に直列に第２の高周波ノイズ減衰手段７を接続している。このため、特にスイッチング周波数よりも高い周波数帯でのノイズも抑制することが可能となる。
【０１０９】
尚、第１の高周波ノイズ減衰手段６及び第２の高周波ノイズ減衰手段７は、両方又は一方のみであってもよい。
【０１１０】
このように、本実施の形態のスイッチング電源回路１Ｄでは、高電圧ノード用コンデンサ４には、第１の高周波ノイズ減衰手段６が直列に接続されている。
【０１１１】
これにより、高電圧ノード用コンデンサ４によるスイッチング周波数でのコモンモードノイズの相殺効果に加えて、第１の高周波ノイズ減衰手段６によるスイッチング周波数以外の周波数でのコモンモードノイズの相殺効果を付加することができる。
【０１１２】
したがって、例えば、スイッチング周波数よりも高い周波数帯でのコモンモードノイズも抑制することが可能となる。
【０１１３】
また、本実施の形態におけるスイッチング電源回路１Ｄでは、低電圧ノード用コンデンサ５には、第２の高周波ノイズ減衰手段７が直列に接続されている。
【０１１４】
これにより、低電圧ノード用コンデンサ５による安定電位ノードの電位変動の抑制に加えて、第２の高周波ノイズ減衰手段７によるスイッチング周波数以外の周波数でのコモンモードノイズの減衰効果を付加することができる。
【０１１５】
したがって、例えば、スイッチング周波数よりも高い周波数帯でのコモンモードノイズも抑制することが可能となる。
【０１１６】
尚、本発明は、上記の実施の形態に限定されるものではなく、本発明の範囲内で種々の変更が可能である。例えば、上記実施の形態では、実施の形態１に示すスイッチング電源回路１Ａにおいて、高電圧ノード用コンデンサ４及び低電圧ノード用コンデンサ５との少なくとも一方に、第１の高周波ノイズ減衰手段６又は第２の高周波ノイズ減衰手段７を直列接続している。
【０１１７】
しかしながら、必ずしもこれに限らず、例えば、実施の形態２に示すスイッチング電源回路１Ｂにおいて、高電圧ノード用コンデンサ４及び低電圧ノード用コンデンサ５との少なくとも一方に、第１の高周波ノイズ減衰手段６又は第２の高周波ノイズ減衰手段７を直列接続することも可能である。
【０１１８】
〔実施の形態５〕
本発明のさらに他の実施の形態について図７に基づいて説明すれば、以下のとおりである。尚、本実施の形態において説明すること以外の構成は、前記実施の形態１〜実施の形態４と同じである。また、説明の便宜上、前記の実施の形態１〜実施の形態４の図面に示した部材と同一の機能を有する部材については、同一の符号を付し、その説明を省略する。
【０１１９】
本実施の形態５のスイッチング電源回路１Ｅでは、図７に示すように、実施の形態３のスイッチング電源回路１Ｃと、実施の形態４のスイッチング電源回路１Ｄとを与わせたものとなっている点が異なっている。
【０１２０】
本実施の形態のスイッチング電源回路１Ｅの構成について、図７に基づいて説明する。図７は、本実施の形態のスイッチング電源回路１Ｅの構成を示す回路図である。
【０１２１】
本実施の形態のスイッチング電源回路１Ｅは、図７に示すように、第１の高電圧ノード用コンデンサ４ａと第２の高電圧ノード用コンデンサ４ｂと第１の高周波ノイズ減衰手段６とが直列接続されている。また、第１の低電圧ノード用コンデンサ５ａと第２の低電圧ノード用コンデンサ５ｂと第２の高周波ノイズ減衰手段７とが直列接続されている。
【０１２２】
尚、第１の高電圧ノード用コンデンサ４ａと第２の高電圧ノード用コンデンサ４ｂと第１の高周波ノイズ減衰手段６とが直列接続されているか、又は、第１の低電圧ノード用コンデンサ５ａと第２の低電圧ノード用コンデンサ５ｂと第２の高周波ノイズ減衰手段７とが直列接続されているかのいずれか一方であってもよい。
【０１２３】
また、本実施の形態においても、実施の形態２に示すスイッチング電源回路１Ｂにおける整流素子３１としてのＭＯＳＦＥＴ３１ｂを用いることが可能である。
【０１２４】
〔まとめ〕
本発明の態様１におけるスイッチング電源回路１Ａ・１Ｂは、１次側と２次側とを絶縁分離し、かつ電力を２次側に伝達するトランス２０と、該トランス２０の１次側の電力をスイッチングするスイッチング電界効果トランジスタ（スイッチングＦＥＴ１５）と、該トランス２０の２次側の電力を整流する整流素子３１（ダイオード３１ａ、ＭＯＳＦＥＴ３１ｂ）とを備えたスイッチング電源回路において、上記トランス２０の１次側端子の一端（１次側高電圧端子２１ａ）は、１次側高電圧安定電位ノードＨＮ１に接続され、上記トランス２０の１次側端子の他端（１次側低電圧端子２１ｂ）は、上記スイッチング電界効果トランジスタ（スイッチングＦＥＴ１５）のドレインに接続され、上記スイッチング電界効果トランジスタ（スイッチングＦＥＴ１５）のソースは、１次側低電圧安定電位ノードＬＮ１に接続され、上記トランス２０の２次側端子の一端（２次側高電圧端子２２ａ）は、上記整流素子３１（ダイオード３１ａ、ＭＯＳＦＥＴ３１ｂ）のアノードに接続され、上記整流素子３１（ダイオード３１ａ、ＭＯＳＦＥＴ３１ｂ）のカソードは、２次側高電圧安定電位ノードＨＮ２に接続され、上記トランス２０の２次側端子の他端（２次側低電圧端子２２ｂ）は、２次側低電圧安定電位ノードＬＮ２に接続されていると共に、上記１次側低電圧安定電位ノードＬＮ１と上記２次側低電圧安定電位ノードＬＮ２との間には、低電圧ノード用コンデンサ５が接続され、上記１次側高電圧安定電位ノードＨＮ１と上記整流素子３１（ダイオード３１ａ、ＭＯＳＦＥＴ３１ｂ）のアノードとの間には、高電圧ノード用コンデンサ４が接続されていることを特徴としている。
【０１２５】
上記の発明によれば、１次側低電圧安定電位ノードと２次側低電圧安定電位ノードとの間には、低電圧ノード用コンデンサが接続されている。このため、低電圧ノード用コンデンサによって１次側低電圧安定電位ノードと２次側低電圧安定電位ノードとが電気的に結合されるので、安定電位ノードの電位変動が抑制される。
【０１２６】
また、本発明では、１次側高電圧安定電位ノードと整流素子のアノードとの間には、高電圧ノード用コンデンサが接続されている。このため、高電圧ノード用コンデンサを経由して流れるコモンモードノイズ電流は、低電圧ノード用コンデンサとトランスの寄生容量とを経由して流れるコモンモードノイズ電流とは逆位相となる。この結果、２次側低電圧安定電位ノードと大地との浮遊容量を介して流れるコモンモードノイズ電流が抑制される。
【０１２７】
さらに、本発明では、低電圧ノード用コンデンサと高電圧ノード用コンデンサとを付加しただけであるので、構成は簡易である。
【０１２８】
したがって、簡易な構成でノイズ低減と安定電位ノードの電位安定化とを両立するスイッチング電源回路を提供することができる。
【０１２９】
本発明の態様２におけるスイッチング電源回路は、態様１におけるスイッチング電源回路において、前記高電圧ノード用コンデンサの容量値は、２５ｐＦ以上かつ１００ｐＦ以下であることが好ましい。
【０１３０】
これにより、コモンモードノイズフィルタのインダクタンス値を半減し得るノイズ低減効果を得ることができる。この結果、高電圧ノード用コンデンサの容量値を変えるという簡単な構成にて、コモンモードノイズフィルタを小型化することができる。
【０１３１】
本発明の態様３におけるスイッチング電源回路は、態様１又は２におけるスイッチング電源回路において、前記高電圧ノード用コンデンサの容量値は、４５ｐＦ以上かつ８５ｐＦ以下であることが好ましい。
【０１３２】
これにより、コモンモードノイズフィルタのインダクタンス値を１／４になし得るノイズ低減効果を得ることができる。この結果、高電圧ノード用コンデンサの容量値を変えるという簡単な構成にて、コモンモードノイズフィルタをさらに小型化することができる。
【０１３３】
本発明の態様４におけるスイッチング電源回路は、態様１、２又は３におけるスイッチング電源回路において、前記低電圧ノード用コンデンサの容量値は、前記高電圧ノード用コンデンサの容量値の５倍以上かつ１８倍以下であることが好ましい。
【０１３４】
これにより、安定電位ノードの電位安定化を図ると共に、コモンモードノイズフィルタのインダクタンス値を半減し得るノイズ低減効果を得ることができる。この結果、コモンモードノイズフィルタを小型化することができる。
【０１３５】
本発明の態様５におけるスイッチング電源回路は、態様１〜４のいずれか１におけるスイッチング電源回路において、前記低電圧ノード用コンデンサの容量値は、前記高電圧ノード用コンデンサの容量値の５．５倍以上かつ１０倍以下であることが好ましい。
【０１３６】
これにより、安定電位ノードの電位安定化を図ると共に、コモンモードノイズフィルタのインダクタンス値を１／４になし得るノイズ低減効果を得ることができる。この結果、コモンモードノイズフィルタをさらに小型化することができる。
【０１３７】
本発明の態様６におけるスイッチング電源回路１Ｂは、態様１〜５のいずれか１におけるスイッチング電源回路において、前記整流素子３１は、前記アノードとしてのソースが前記トランス２０の２次側端子の一端（２次側高電圧端子２２ａ）に接続され、かつ前記カソードとしてのドレインが前記２次側高電圧安定電位ノードＨＮ２に接続されたスイッチング金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ３１ｂ）からなっていることが好ましい。
【０１３８】
これにより、整流素子として、スイッチング金属酸化物半導体電界効果トランジスタを使用する。このスイッチング金属酸化物半導体電界効果トランジスタは、オン抵抗が極めて低い。この結果、スイッチング金属酸化物半導体電界効果トランジスタを整流素子として用いると、大電流を僅かな電圧降下で効率よく整流でき、スイッチング電源回路の損失が低減される。
【０１３９】
したがって、整流素子としてシリコンダイオードを使用するよりも効率の優れたスイッチング電源回路を提供することができる。
【０１４０】
本発明の態様７におけるスイッチング電源回路１Ａ〜１Ｅは、態様１〜６のいずれか１におけるスイッチング電源回路において、前記トランス２０、スイッチング電界効果トランジスタ（スイッチングＦＥＴ１５）及び整流素子３１にてフライバックコンバータの動作を行うようになっていることが好ましい。
【０１４１】
フライバックコンバータでは、１〜２００Ｗ程度といった小電力〜中電力の用途に適している。また、部品点数が少ないにもかかわらず、比較的高い変換効率が得られるため、パソコンや産業機器等の電子機器への適用に適している。
【０１４２】
したがって、フライバックコンバータ方式を採用することにより、小型化及び軽量化が図れ、低コスト化にも有利なスイッチング電源回路を提供することができる。
【０１４３】
本発明の態様８におけるスイッチング電源回路１Ｃは、態様１〜７のいずれか１におけるスイッチング電源回路において、前記高電圧ノード用コンデンサ４と低電圧ノード用コンデンサ５との少なくとも一方は、複数のコンデンサの直列接続回路にて構成されていることが好ましい。
【０１４４】
高電圧ノード用コンデンサ及び低電圧ノード用コンデンサは、トランスの１次側と２次側とに接続されるため、安全上、その接続点間は一定の距離を確保する必要がある。
【０１４５】
そこで、前記高電圧ノード用コンデンサと低電圧ノード用コンデンサとの少なくとも一方を、複数のコンデンサの直列接続回路にて構成することによって、その接続点間の距離をより確保し易くなる。
【０１４６】
本発明の態様９におけるスイッチング電源回路は、態様１〜８のいずれか１におけるスイッチング電源回路において、前記高電圧ノード用コンデンサには、第１の高周波ノイズ減衰手段が直列に接続されていることが好ましい。
【０１４７】
これにより、高電圧ノード用コンデンサによるスイッチング周波数でのコモンモードノイズの相殺効果に加えて、第１の高周波ノイズ減衰手段によるスイッチング周波数以外の周波数でのコモンモードノイズの相殺効果を付加することができる。
【０１４８】
したがって、例えば、スイッチング周波数よりも高い周波数帯でのコモンモードノイズも抑制することが可能となる。
【０１４９】
本発明の態様１０におけるスイッチング電源回路は、態様１〜９のいずれか１におけるスイッチング電源回路において、前記低電圧ノード用コンデンサには、第２の高周波ノイズ減衰手段が直列に接続されていることが好ましい。
【０１５０】
これにより、低電圧ノード用コンデンサによる安定電位ノードの電位変動の抑制に加えて、第２の高周波ノイズ減衰手段によるスイッチング周波数以外の周波数でのコモンモードノイズの減衰効果を付加することができる。
【０１５１】
したがって、例えば、スイッチング周波数よりも高い周波数帯でのコモンモードノイズも抑制することが可能となる。
【０１５２】
尚、本発明は、上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。
【産業上の利用可能性】
【０１５３】
本発明は、１次側と２次側とを絶縁分離し、かつ電力を２次側に伝達するトランスと、該トランスの１次側の電力をスイッチングするスイッチングトランジスタと、該トランスの２次側の電力を整流する整流素子とを備えたスイッチング電源回路に適用することができる。
【符号の説明】
【０１５４】
１Ａ          スイッチング電源回路
１Ｂ          スイッチング電源回路
１Ｃ          スイッチング電源回路
１Ｄ          スイッチング電源回路
１Ｅ          スイッチング電源回路
２            大地
３            ノイズ計測器
４            高電圧ノード用コンデンサ
４ａ          第１の高電圧ノード用コンデンサ
４ｂ          第２の高電圧ノード用コンデンサ
５            低電圧ノード用コンデンサ
５ａ          第１の低電圧ノード用コンデンサ
５ｂ          第２の低電圧ノード用コンデンサ
６            第１の高周波ノイズ減衰手段
７            第２の高周波ノイズ減衰手段
１０            トランス１次側部
１１ａ・１１ｂ  ＡＣ入力端子
１２            ノイズフィルタ（コモンモードノイズフィルタ）
１３            整流回路
１４            電圧平滑用高電圧ノード用コンデンサ
１４ａ          上側端子
１４ｂ          下側端子
２０            トランス
２１            １次側巻線
２１ａ          １次側高電圧端子（トランスの１次側端子の一端）
２１ｂ          １次側低電圧端子（トランスの１次側端子の他端）
２２            ２次側巻線
２２ａ          ２次側高電圧端子（トランスの２次側端子の一端）
２２ｂ          ２次側低電圧端子（トランスの２次側端子の他端）
３０            トランス２次側部
３１            整流素子
３１ａ          ダイオード
３１ｂ          ＭＯＳＦＥＴ
３２            電圧平滑用コンデンサ
３３ａ・３３ｂ  ＤＣ出力端子
Ｃ              浮遊容量
Ｃｔ            寄生容量
ＨＮ１          １次側高電圧安定電位ノード
ＨＮ２          ２次側高電圧安定電位ノード
Ｉａ            コモンモードノイズ電流
Ｉｂ            コモンモードノイズ電流
ＬＮ１          １次側低電圧安定電位ノード
ＬＮ２          ２次側低電圧安定電位ノード
Ｑｐ            準尖頭値検波ノイズ値
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【国際調査報告】
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