(57)【要約】  関連する搬送波周波数偏差推定装置においては、消費電力の増大を招くことなく、広範囲にわたって精度よく周波数偏差を推定することが困難であるため、本発明の搬送波周波数偏差推定装置は、入力信号を、入力信号のシンボルレートの複数倍でオーバーサンプリングしたオーバーサンプリング信号に変換するリサンプリング手段と、オーバーサンプリング信号に含まれる時間的に連続する２個のサンプル信号間の時間変動ベクトルを算出する時間変動ベクトル算出手段と、時間変動ベクトルの平均値を算出するフィルタ手段と、平均値に基づいて搬送波周波数偏差推定値を算出する周波数偏差推定手段、とを有する。
2015052894.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を、前記入力信号のシンボルレートの複数倍でオーバーサンプリングしたオーバーサンプリング信号に変換するリサンプリング手段と、
前記オーバーサンプリング信号に含まれる時間的に連続する２個のサンプル信号間の時間変動ベクトルを算出する時間変動ベクトル算出手段と、
前記時間変動ベクトルの平均値を算出するフィルタ手段と、
前記平均値に基づいて搬送波周波数偏差推定値を算出する周波数偏差推定手段、とを有する搬送波周波数偏差推定装置。
【請求項２】
請求項１に記載した搬送波周波数偏差推定装置において、
前記時間変動ベクトル算出手段は、
前記２個のサンプル信号のうち時間的に先行するサンプル信号を１サンプル時間だけ遅延させる遅延器と、
前記遅延器が出力するサンプル信号の複素共役を算出し複素共役サンプル信号を出力する複素共役器と、
前記２個のサンプル信号のうち後続のサンプル信号と、前記複素共役サンプル信号との積を算出する積算器、とを備える
搬送波周波数偏差推定装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載した搬送波周波数偏差推定装置において、
前記周波数偏差推定手段は、
前記平均値から偏角を算出する偏角算出部と、
前記偏角と搬送波周波数偏差との関係に基づいて前記搬送波周波数偏差推定値を算出する周波数偏差算出部、とを備える
搬送波周波数偏差推定装置。
【請求項４】
請求項１から３のいずれか一項に記載した搬送波周波数偏差推定装置である第１の搬送波周波数偏差推定装置と第２の搬送波周波数偏差推定装置と、周波数偏差平均手段、とを有し、
前記第１の搬送波周波数偏差推定装置と前記第２の搬送波周波数偏差推定装置はそれぞれ、中心周波数が同一周波数帯に配置され互いに直交する２個の単一偏波光信号を偏光多重した偏光多重光信号を検波することによって得られる第１の偏波入力信号と第２の偏波入力信号を前記入力信号とし、前記搬送波周波数偏差推定値である第１の搬送波周波数偏差推定値と第２の搬送波周波数偏差推定値をそれぞれ出力し、
前記周波数偏差平均手段は、前記第１の搬送波周波数偏差推定値と前記第２の搬送波周波数偏差推定値の平均である周波数偏差平均値を算出する
搬送波周波数偏差推定装置。
【請求項５】
搬送波周波数偏差推定値を算出する搬送波周波数偏差推定装置と、前記搬送波周波数偏差推定値に基づいて入力信号の搬送波周波数偏差を補償する周波数偏差補償手段を有し、
前記搬送波周波数偏差推定装置は、
前記入力信号を、前記入力信号のシンボルレートの複数倍でオーバーサンプリングしたオーバーサンプリング信号に変換するリサンプリング手段と、
前記オーバーサンプリング信号に含まれる時間的に連続する２個のサンプル信号間の時間変動ベクトルを算出する時間変動ベクトル算出手段と、
前記時間変動ベクトルの平均値を算出するフィルタ手段と、
前記平均値に基づいて前記搬送波周波数偏差推定値を算出する周波数偏差推定手段、とを備える
搬送波周波数偏差補償装置。
【請求項６】
請求項５に記載した搬送波周波数偏差補償装置において、
前記周波数偏差補償手段は、
前記搬送波周波数偏差推定値と単位サンプリング時間に基づいて前記入力信号に対する位相補償量を算出する位相補償量算出部と、
前記入力信号の位相を前記位相補償量だけ回転させることにより、前記搬送波周波数偏差を補償する位相補償部、とを備える
搬送波周波数偏差補償装置。
【請求項７】
請求項５に記載した搬送波周波数偏差補償装置において、
前記周波数偏差補償手段は、
前記入力信号に高速フーリエ変換処理を施すＦＦＴ部と、
前記ＦＦＴ部が出力する高速フーリエ変換処理された入力信号を前記搬送波周波数偏差推定値だけ周波数シフトさせるデータシフト部と、
前記データシフト部の出力信号に逆フーリエ変換処理を施すＩＦＦＴ部、とを備える
搬送波周波数偏差補償装置。
【請求項８】
請求項５または６に記載した搬送波周波数偏差補償装置において、
前記搬送波周波数偏差推定装置である第１の搬送波周波数偏差推定装置と第２の搬送波周波数偏差推定装置と、周波数偏差平均手段、とを有し、
前記第１の搬送波周波数偏差推定装置と前記第２の搬送波周波数偏差推定装置はそれぞれ、中心周波数が同一周波数帯に配置され互いに直交する２個の単一偏波光信号を偏光多重した偏光多重光信号を検波することによって得られる第１の偏波入力信号と第２の偏波入力信号を前記入力信号とし、前記搬送波周波数偏差推定値である第１の搬送波周波数偏差推定値と第２の搬送波周波数偏差推定値をそれぞれ出力し、
前記周波数偏差平均手段は、前記第１の搬送波周波数偏差推定値と前記第２の搬送波周波数偏差推定値の平均である周波数偏差平均値を算出し、
前記周波数偏差補償手段は、前記周波数偏差平均値に基づいて前記第１の偏波入力信号および前記第２の偏波入力信号の搬送波周波数偏差を補償する
搬送波周波数偏差補償装置。
【請求項９】
入力信号を、前記入力信号のシンボルレートの複数倍でオーバーサンプリングしたオーバーサンプリング信号に変換し、
前記オーバーサンプリング信号に含まれる時間的に連続する２個のサンプル信号間の時間変動ベクトルを算出し、
フィルタ処理により前記時間変動ベクトルの平均値を算出し、
前記平均値に基づいて搬送波周波数偏差推定値を算出する
搬送波周波数偏差推定方法。
【請求項１０】
請求項９に記載した搬送波周波数偏差推定方法において、
中心周波数が同一周波数帯に配置され互いに直交する２個の単一偏波光信号を偏光多重した偏光多重光信号を検波することによって得られる第１の偏波入力信号と第２の偏波入力信号を前記入力信号とし、
前記搬送波周波数偏差推定値である第１の搬送波周波数偏差推定値を前記第１の偏波入力信号に対して算出し、
前記搬送波周波数偏差推定値である第２の搬送波周波数偏差推定値を前記第２の偏波入力信号に対して算出し、
前記第１の搬送波周波数偏差推定値と前記第２の搬送波周波数偏差推定値の平均である周波数偏差平均値を算出する
搬送波周波数偏差推定方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、搬送波周波数偏差推定装置および搬送波周波数偏差推定方法に関し、特に、光通信システムに用いられる搬送波周波数偏差推定装置および搬送波周波数偏差推定方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
インターネットの普及により、基幹系通信システムのトラフィック量が急激に増大していることから、１００Ｇｂｐｓを越える超高速の光通信システムの実用化が期待されている。このような超高速の光通信システムを実現する技術として、光位相変調方式と偏波多重分離技術を組み合わせたディジタルコヒーレント方式が注目されている（例えば、特許文献１参照）。【０００３】
従来から用いられている光強度変調方式は送信レーザ光の光強度に対してデータ変調を行うのに対して、光位相変調方式は送信レーザ光の位相に対してデータ変調を行う。光位相変調方式としては、ＱＰＳＫ（４位相偏移変調：Ｑｕａｄｒｕｐｌｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）方式や１６ＱＡＭ（直交振幅変調：Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式などが知られている。【０００４】
また、偏波多重分離技術では、光送信器において、搬送波が同一の周波数帯に配備され、かつ偏光状態が互いに直交する２個の独立した単一偏光の光信号を偏光多重する。そして、光受信器において、受信光信号から前述の２個の独立した単一偏光の光信号を分離する。このような構成とすることにより偏波多重分離技術によれば、２倍の伝送速度を実現することができる。【０００５】
図５は、上述した関連するディジタルコヒーレント方式を用いた光受信器５００の構成を示すブロック図である。局所発振光生成部５０１は受信光信号と同一周波数帯の局所発振光を送出する。受信光信号と局所発振光が９０度ハイブリッド５１０に入力される。９０度ハイブリッド５１０から出力される８個の光信号は、光電変換部５２１〜５２４によって電気信号に変換され、さらにＡＤコンバータ（Ａｎａｌｏｇ−ｔｏ−Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ：ＡＤＣ）５３１〜５３４によりアナログ信号からディジタル信号に変換される。このようにして生成された４個のディジタル信号は、受信光信号のうち次の信号成分に相当する。すなわち、９０度ハイブリッド５１０の偏光軸に平行な信号成分（Ｘ偏波信号）の実数部と虚数部、および９０度ハイブリッド５１０の偏光軸に直交する信号成分（Ｙ偏波信号）の実数部と虚数部に相当する信号である。ＡＤコンバータ５３１〜５３４によって生成されたディジタル信号は、ディジタル信号処理部５４０により復調処理が施された後、シンボル識別部５５１、５５２によりビット列に復号される。【０００６】
次に、関連するディジタルコヒーレント方式を用いた光受信器５００におけるディジタル信号処理の動作について詳細に説明する。【０００７】
図６は、ディジタル信号処理部５４０の構成を示すブロック図である。ＡＤコンバータ５３１、５３２からＸ偏波信号生成部６１１に入力されたディジタル信号からＸ偏波信号が複素数として生成される。同様に、ＡＤコンバータ５３３、５３４からＹ偏波信号生成部６１２に入力されたディジタル信号からＹ偏波信号が複素数として生成される。【０００８】
周波数偏差粗補償部６２１、６２２は、受信光信号の中心周波数と局所発振光の発信周波数の偏差（光搬送波周波数偏差）を粗い精度で補償する。これは受信光信号の位相変調方式の種類や光ＳＮ（ｓｉｇｎａｌ−ｔｏ−ｎｏｉｓｅ）比に起因して光搬送波周波数偏差が大きくなる場合には、後段に配置される偏波分離部６４０が正常に動作しない可能性があるからである。また別の理由として、後段に配置される波形歪み補償部６３１、６３２においてマッチドフィルタを用いる場合、受信光信号とマッチドフィルタの中心周波数に偏差が存在すると信号品質が劣化する可能性があるからである。なお、上述した問題が発生しない場合には、周波数偏差粗補償部６２１、６２２を省略することができる。【０００９】
図７は、周波数偏差粗補償部６２０（６２１、６２２）の構成例を示すブロック図である。２分岐された入力信号の一方を用いて周波数偏差粗推定部６２３が周波数偏差を推定し、位相補償量算出部６２４が位相補償量を算出する。他方の信号は位相補償量が算出されるまで遅延器６２５において待機される。位相補償量は周波数偏差推定値と単位サンプル時間（ＡＤコンバータ５３１〜５３４におけるサンプリングレートの逆数）の積の総和として算出される。遅延器６２５において待機していた入力信号は、算出された位相補償量の分だけ時計方向に位相回転されることにより周波数偏差が補償される。【００１０】
周波数偏差粗補償部６２０の構成は図７に示したものに限らず、図８に示すように、周波数領域において光スペクトルを周波数方向にシフトすることにより周波数偏差を補償する構成を用いることもできる。図８に示した構成では、入力信号はＦＦＴ部６２６において周波数領域の信号に高速フーリエ変換（Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：ＦＦＴ）される。その後、データシフト部６２７において、周波数偏差推定値と逆の周波数方向に周波数シフトされた後、ＩＦＦＴ部６２８における逆高速フーリエ変換（Ｉｎｖｅｒｓｅ  Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：ＩＦＦＴ）処理により時間領域の信号に変換される。なお、ＦＦＴおよびＩＦＦＴにおける処理単位の両端において、ＦＦＴおよびＩＦＦＴが繰り返し信号を仮定することによる演算歪みが生じる可能性があるが、その場合にはオーバーラップ等の処理を別途行うこととすればよい。【００１１】
また、特許文献２に記載されているように、発振周波数を制御することが可能な局所発振光生成部５０１を用いる場合には、局所発振光の発振周波数を周波数偏差推定値と逆方向に制御することによって周波数偏差を補償することも可能である。【００１２】
周波数偏差を粗く推定する周波数偏差粗推定部６２３の構成の一例が特許文献２に記載されている。図９は、特許文献２に記載されている関連する周波数偏差粗推定部６２３の構成を示すブロック図である。図９に示した関連する周波数偏差粗推定部６２３においては、入力信号の実数部および虚数部のそれぞれに対して時間的に連続した２サンプルの積を求め、それらの差分を算出したうえで移動平均等の処理を行う低域通過フィルタを透過させる。所定の周波数偏差の範囲内であれば、低域通過フィルタの出力値と周波数偏差が比例関係になることがシミュレーションによって明らかになっているので、低域通過フィルタの出力値から周波数偏差を推定することが可能である。【００１３】
図６に示した波形歪み補償部６３１、６３２は、周波数偏差粗補償部６２１、６２２から入力された信号に対して、波長分散補償、マッチドフィルタを用いた波形整形、非線形波形歪み補償等の伝送品質を向上させるための各種の補償処理を行う。【００１４】
偏波分離部６４０は、光送信器において偏波多重された２個の独立した光信号に対応する２個のディジタル信号に受信光信号を分離する。偏波分離処理のアルゴリズムとしては、ＣＭＡ（Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ  Ｍｏｄｕｌｕｓ  Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）またはＤＤ−ＬＭＳ（Ｄｅｃｉｓｉｏｎ  Ｄｅｃｉｄｅｄ  Ｌｅａｓｔ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅ）等を用いることができる。【００１５】
偏波分離部６４０から出力される信号はそれぞれリサンプリング部６５１、６５２によってサンプルタイミングを最適化した状態において１倍でオーバーサンプリングした信号に変換される。なおリサンプリング部６５１、６５２は偏波分離部６４０の直前など、他の位置に配置することも可能であるが、周波数偏差補償部６６１、６６２に入力される信号のオーバーサンプリングは１倍である必要がある。【００１６】
周波数偏差補償部６６１、６６２は、周波数偏差粗補償部６２１、６２２が補償しきれなかった光搬送波周波数偏差を完全に補償する。また、位相偏差補償部６７１、６７２は光位相偏差を補償する。【００１７】
図１０に、周波数偏差補償部６６０（６６１、６６２）の構成を示す。周波数偏差補償部６６０の構成は、図７に示した周波数偏差粗補償部６２０が備える周波数偏差粗推定部６２３を周波数偏差推定部６６３に置き換えたものであり、他の構成は同じである。すなわち、周波数偏差補償部６６０は遅延器６２５、周波数偏差推定部６６３、および位相補償量算出部６２４を備える。【００１８】
図１１に周波数偏差推定部６６３の一例を示す。図１１に示した周波数偏差推定部６６３の構成は、Ｍ乗法アルゴリズム（Ｍ−ｔｈ  Ｐｏｗｅｒ  Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）またはビタビアルゴリズムと呼ばれるアルゴリズムを採用した構成である。このアルゴリズムを用いるためには、サンプルタイミングが最適化された状態において１倍でオーバーサンプリングした信号を入力する必要がある。なお、１倍でオーバーサンプリングした信号を用いるため、補償可能な周波数偏差の範囲に制限がある。【００１９】
上記説明した光位相変調方式と偏光多重分離技術を組み合わせたディジタルコヒーレント方式を用いることにより、１００Ｇｂｐｓといった超高速の光通信システムを実現することが可能となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２０】
【特許文献１】特開２０１２−２４８９４４号公報（段落「００２２」〜「００５２」）
【特許文献２】特開２００９−０３８８０１号公報（段落「０００２」〜「００１５」、図１）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２１】
しかしながら、上述した関連する周波数偏差推定部においては、推定可能な周波数偏差の範囲が制限されるため、広範囲にわたって精度よく周波数偏差を推定することが困難であるという問題があった。さらに、多数の演算器を使用する必要があるため、集積回路に実装したときに回路規模が増大し、消費電力が増大するという問題があった。【００２２】
このように、関連する搬送波周波数偏差推定装置においては、消費電力の増大を招くことなく、広範囲にわたって精度よく周波数偏差を推定することが困難であるという問題があった。【００２３】
本発明の目的は、上述した課題である、消費電力の増大を招くことなく、広範囲にわたって精度よく周波数偏差を推定することが困難である、という課題を解決する搬送波周波数偏差推定装置および搬送波周波数偏差推定方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
本発明の搬送波周波数偏差推定装置は、入力信号を、入力信号のシンボルレートの複数倍でオーバーサンプリングしたオーバーサンプリング信号に変換するリサンプリング手段と、オーバーサンプリング信号に含まれる時間的に連続する２個のサンプル信号間の時間変動ベクトルを算出する時間変動ベクトル算出手段と、時間変動ベクトルの平均値を算出するフィルタ手段と、平均値に基づいて搬送波周波数偏差推定値を算出する周波数偏差推定手段、とを有する。【００２５】
本発明の搬送波周波数偏差補償装置は、搬送波周波数偏差推定値を算出する搬送波周波数偏差推定装置と、搬送波周波数偏差推定値に基づいて入力信号の搬送波周波数偏差を補償する周波数偏差補償手段を有し、搬送波周波数偏差推定装置は、入力信号を、入力信号のシンボルレートの複数倍でオーバーサンプリングしたオーバーサンプリング信号に変換するリサンプリング手段と、オーバーサンプリング信号に含まれる時間的に連続する２個のサンプル信号間の時間変動ベクトルを算出する時間変動ベクトル算出手段と、時間変動ベクトルの平均値を算出するフィルタ手段と、平均値に基づいて搬送波周波数偏差推定値を算出する周波数偏差推定手段、とを備える。【００２６】
本発明の搬送波周波数偏差推定方法は、入力信号を、入力信号のシンボルレートの複数倍でオーバーサンプリングしたオーバーサンプリング信号に変換し、オーバーサンプリング信号に含まれる時間的に連続する２個のサンプル信号間の時間変動ベクトルを算出し、フィルタ処理により時間変動ベクトルの平均値を算出し、平均値に基づいて搬送波周波数偏差推定値を算出する。
【発明の効果】
【００２７】
本発明の搬送波周波数偏差推定装置および搬送波周波数偏差推定方法によれば、消費電力の増大を招くことなく、広範囲にわたって精度よく周波数偏差を推定することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る搬送波周波数偏差推定装置の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施形態に係る搬送波周波数偏差推定装置を用いて、周波数偏差と偏角との関係を数値シミュレーションにより算出した結果を示す図である。
【図３】本発明の第１の実施形態に係る搬送波周波数偏差推定装置を用いて、周波数偏差と偏角との関係を数値シミュレーションにより算出した別の結果を示す図である。
【図４】本発明の第２の実施形態に係る搬送波周波数偏差推定装置およびそれを用いた搬送波周波数偏差補償装置の構成を示すブロック図である。
【図５】関連するディジタルコヒーレント方式を用いた光受信器の構成を示すブロック図である。
【図６】関連するディジタルコヒーレント方式を用いた光受信器が備えるディジタル信号処理部の構成を示すブロック図である。
【図７】関連するディジタル信号処理部が備える周波数偏差粗補償部の構成を示すブロック図である。
【図８】関連するディジタル信号処理部が備える周波数偏差粗補償部の別の構成を示すブロック図である。
【図９】関連する周波数偏差粗推定部の構成を示すブロック図である。
【図１０】関連するディジタル信号処理部が備える周波数偏差補償部の構成を示すブロック図である。
【図１１】関連するディジタル信号処理部が備える周波数偏差推定部の構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００２９】
以下に、図面を参照しながら、本発明の実施形態について説明する。
【００３０】
〔第１の実施形態〕
図１は、本発明の第１の実施形態に係る搬送波周波数偏差推定装置１００の構成を示すブロック図である。搬送波周波数偏差推定装置１００は、リサンプリング手段１１０、時間変動ベクトル算出手段１２０、フィルタ手段１３０、および周波数偏差推定手段１４０を有する。
【００３１】
リサンプリング手段１１０は、入力信号を、入力信号のシンボルレートの複数倍でオーバーサンプリングしたオーバーサンプリング信号に変換する。時間変動ベクトル算出手段１２０は、オーバーサンプリング信号に含まれる時間的に連続する２個のサンプル信号間の時間変動ベクトルを算出する。フィルタ手段１３０は、時間変動ベクトルの平均値を算出する。そして、周波数偏差推定手段１４０は、この平均値に基づいて搬送波周波数偏差推定値を算出する。
【００３２】
時間変動ベクトル算出手段１２０は図１に示すように、遅延器、複素共役器、および積算器を備えた構成とすることができる。ここで遅延器は、リサンプリング手段１１０が出力する２個のサンプル信号のうち時間的に先行するサンプル信号を１サンプル時間だけ遅延させる。複素共役器は、遅延器が出力するサンプル信号の複素共役を算出し複素共役サンプル信号を出力する。そして積算器は、２個のサンプル信号のうち後続のサンプル信号と、複素共役サンプル信号との積を算出する。
【００３３】
また、周波数偏差推定手段１４０は図１に示すように、偏角算出部１４１と周波数偏差算出部１４２を備えた構成とすることができる。ここで偏角算出部１４１は、フィルタ手段１３０が算出した時間変動ベクトルの平均値から偏角を算出する。そして周波数偏差算出部１４２は、この偏角と搬送波周波数偏差との関係に基づいて搬送波周波数偏差推定値を算出する。
【００３４】
次に、本実施形態による搬送波周波数偏差推定装置１００の動作について説明する。
【００３５】
搬送波周波数偏差推定装置１００は上述したように、リサンプリング手段１１０において入力信号を所定のサンプリングレートの信号に変換する。その後に、時間変動ベクトル算出手段１２０において、ある時刻のサンプルとその直前のサンプルの複素共役の積を算出する。この積の値は１サンプル時間（サンプリングレートの逆数）当たりの光信号の時間変動を表すベクトル、すなわち時間変動ベクトルを意味する。
【００３６】
フィルタ手段１３０には、移動平均処理等を行う低域通過フィルタを用いることができる。そして、上述した時間変動ベクトルがこのフィルタ手段１３０を透過した後に、偏角算出部１４１において偏角を算出する。この偏角は後述するように周波数偏差と一対一に対応するので、周波数偏差を推定することが可能である。
【００３７】
上述した偏角と周波数偏差との関係について、図２を用いて説明する。
【００３８】
図２は、本実施形態による搬送波周波数偏差推定装置１００を用いて、光信号の周波数偏差と偏角との関係を数値シミュレーションにより算出した結果を示す図である。光信号として、１２８Ｇｂｐｓの偏波多重ＱＰＳＫ光信号を用いた。図２には、リサンプリング後のオーバーサンプリングを１倍、２倍、４倍にそれぞれ設定した場合の結果を示す。図２より、２倍および４倍でオーバーサンプリングした場合には周波数偏差と偏角が広い周波数範囲で比例関係にあることがわかる。それに対して、１倍でオーバーサンプリングした場合には比例関係には無いことがわかる。
【００３９】
図３に、２５６Ｇｂｐｓの偏波多重１６ＱＡＭ光信号に対して、本実施形態による搬送波周波数偏差推定装置１００を用いて、光信号の周波数偏差と偏角との関係を数値シミュレーションにより算出した結果を示す。図２に示した結果と同様に、２倍および４倍でオーバーサンプリングした場合には、周波数偏差と偏角が広い周波数範囲で比例関係にあることがわかる。それに対して、１倍でオーバーサンプリングした場合には比例関係には無いことがわかる。
【００４０】
図２および図３に示したシミュレーション結果に基づいて、本実施形態による搬送波周波数偏差推定装置１００の動作について説明する。
【００４１】
上述したように、本実施形態による搬送波周波数偏差推定装置１００においては、時間変動ベクトルに僅かに存在する周波数偏差により生じる位相回転量を、フィルタ手段１３０としての低域通過フィルタにより抽出している。ここで、サンプリングレートが低い場合、言い換えれば、オーバーサンプリングが１倍のように小さい場合には、時間変動ベクトルに含まれる位相回転量の情報がきわめて少ない。そのため、周波数偏差と偏角の関係が一対一対応とはならず、その結果、周波数偏差を正常に推定することが困難である。それに対して本実施形態による搬送波周波数偏差推定装置１００は、リサンプリング手段１１０において複数倍でオーバーサンプリングする構成としているので、周波数偏差と偏角は比例関係となる。そのため、広範囲にわたって周波数偏差を推定することが可能である。しかも、実装する際に必要となる演算器の個数が増加することはないので、回路規模および消費電力の増大を招くことはない。
【００４２】
次に、本実施形態による搬送波周波数偏差推定方法について説明する。本実施形態の搬送波周波数偏差推定方法においては、まず、入力信号を、入力信号のシンボルレートの複数倍でオーバーサンプリングしたオーバーサンプリング信号に変換する。続いて、このオーバーサンプリング信号に含まれる時間的に連続する２個のサンプル信号間の時間変動ベクトルを算出する。そして、フィルタ処理により時間変動ベクトルの平均値を算出し、この平均値に基づいて搬送波周波数偏差推定値を算出する。
【００４３】
本実施形態による搬送波周波数偏差推定方法によっても、周波数偏差と偏角は比例関係となるため、広範囲にわたって周波数偏差を補償することが可能である。
【００４４】
以上説明したように、本実施形態の搬送波周波数偏差推定装置および搬送波周波数偏差推定方法によれば、消費電力の増大を招くことなく、広範囲にわたって精度よく周波数偏差を推定することができる。
【００４５】
次に、本実施形態による搬送波周波数偏差推定装置１００を用いた搬送波周波数偏差補償装置について説明する。本実施形態の搬送波周波数偏差補償装置は、搬送波周波数偏差推定値を算出する搬送波周波数偏差推定装置１００と、この搬送波周波数偏差推定値に基づいて入力信号の搬送波周波数偏差を補償する周波数偏差補償手段を有する。搬送波周波数偏差推定装置１００の構成は、図１を用いて上述した通りである。
【００４６】
ここで、本実施形態の搬送波周波数偏差補償装置の構成は、図７に示した周波数偏差粗補償部６２０において、周波数偏差粗推定部６２３を搬送波周波数偏差推定装置１００に置き換えた構成とすることができる。すなわち、本実施形態の搬送波周波数偏差補償装置が備える周波数偏差補償手段は、位相補償量算出部と位相補償部を有する構成とすることができる。
【００４７】
位相補償量算出部は、搬送波周波数偏差推定装置１００が算出する搬送波周波数偏差推定値と単位サンプリング時間に基づいて入力信号に対する位相補償量を算出する。そして、位相補償部は入力信号の位相を位相補償量だけ回転させることにより搬送波周波数偏差を補償する。
【００４８】
具体的には図７を用いて説明したように、本実施形態の搬送波周波数偏差補償装置に入力された入力信号のうち、２分岐された入力信号の一方を用いて搬送波周波数偏差推定装置１００が周波数偏差を推定し、位相補償量算出部（６２４）が位相補償量を算出する。他方の信号は位相補償量が算出されるまで位相補償部に含まれる遅延器（６２５）において待機される。位相補償量は周波数偏差推定値と単位サンプル時間の積の総和として算出される。遅延器（６２５）において待機していた入力信号は、算出された位相補償量の分だけ時計方向に位相回転されることにより周波数偏差が補償される。
【００４９】
また、本実施形態の搬送波周波数偏差補償装置の構成は、図８に示した周波数偏差粗補償部６２０において、周波数偏差粗推定部６２３を搬送波周波数偏差推定装置１００に置き換えた構成とすることができる。すなわち、周波数領域において光スペクトルを周波数方向にシフトすることにより周波数偏差を補償する構成を用いることもできる。
【００５０】
具体的には、本実施形態の搬送波周波数偏差補償装置が備える周波数偏差補償手段は、ＦＦＴ部（６２６）、データシフト部（６２７）、およびＩＦＦＴ部（６２８）を備えた構成とすることができる。ここでＦＦＴ部（６２６）は、搬送波周波数偏差補償装置の入力信号に高速フーリエ変換処理を施す。データシフト部（６２７）は、ＦＦＴ部（６２６）が出力する高速フーリエ変換処理された入力信号を、搬送波周波数偏差推定装置１００が算出する搬送波周波数偏差推定値だけ周波数シフトさせる。ＩＦＦＴ部（６２８）はデータシフト部（６２７）の出力信号に逆フーリエ変換処理を施す。
【００５１】
上述した本実施形態の搬送波周波数偏差補償装置によれば、搬送波周波数偏差推定装置１００によって広範囲な搬送波周波数偏差推定値が得られるので、広範囲にわたって周波数偏差を補償することができる。
【００５２】
〔第２の実施形態〕
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。本実施形態では、偏波多重分離技術を用いた場合について説明する。図４は、本発明の第２の実施形態に係る搬送波周波数偏差推定装置２００およびそれを用いた搬送波周波数偏差補償装置３００の構成を示すブロック図である。
【００５３】
本実施形態による搬送波周波数偏差推定装置２００は、第１の搬送波周波数偏差推定装置２１１、第２の搬送波周波数偏差推定装置２１２、および周波数偏差平均手段２２０を有する。ここで第１の搬送波周波数偏差推定装置２１１および第２の搬送波周波数偏差推定装置２１２の構成はそれぞれ、第１の実施形態に係る搬送波周波数偏差推定装置１００の構成と同様である。
【００５４】
第１の搬送波周波数偏差推定装置２１１と第２の搬送波周波数偏差推定装置２１２はそれぞれ、第１の偏波入力信号（Ｘ偏波入力信号）と第２の偏波入力信号（Ｙ偏波入力信号）を入力信号としている。ここで第１の偏波入力信号と第２の偏波入力信号は、中心周波数が同一周波数帯に配置され互いに直交する２個の単一偏波光信号を偏光多重した偏光多重光信号を検波することによって得られる。
【００５５】
第１の搬送波周波数偏差推定装置２１１と第２の搬送波周波数偏差推定装置２１２は、搬送波周波数偏差推定値である第１の搬送波周波数偏差推定値と第２の搬送波周波数偏差推定値をそれぞれ算出し、周波数偏差平均手段２２０に出力する。そして、周波数偏差平均手段２２０は第１の搬送波周波数偏差推定値と第２の搬送波周波数偏差推定値の平均である周波数偏差平均値を算出する。
【００５６】
次に、本実施形態による搬送波周波数偏差推定方法について説明する。本実施形態の搬送波周波数偏差推定方法においては、第１の偏波入力信号と第２の偏波入力信号を入力信号とする。ここで、第１の偏波入力信号と第２の偏波入力信号は、中心周波数が同一周波数帯に配置され互いに直交する２個の単一偏波光信号を偏光多重した偏光多重光信号を検波することによって得られる。
【００５７】
そして、第１の偏波入力信号に対して搬送波周波数偏差推定値である第１の搬送波周波数偏差推定値を算出し、第２の偏波入力信号に対して搬送波周波数偏差推定値である第２の搬送波周波数偏差推定値を算出する。その後に、第１の搬送波周波数偏差推定値と第２の搬送波周波数偏差推定値の平均である周波数偏差平均値を算出する。
【００５８】
上述したように、本実施形態の搬送波周波数偏差推定装置２００および搬送波周波数偏差推定方法においては、第１の偏波入力信号と第２の偏波入力信号のそれぞれを用いて搬送波周波数偏差推定値を平均化した周波数偏差平均値を算出する構成としている。それにより、雑音による影響を削減することができるので、搬送波周波数偏差を推定する精度を向上させることができる。
【００５９】
次に、本実施形態による搬送波周波数偏差補償装置３００について図４を用いて説明する。
【００６０】
搬送波周波数偏差補償装置３００は、上述した搬送波周波数偏差推定装置２００と周波数偏差補償手段を有する。周波数偏差補償手段は、搬送波周波数偏差推定装置２００が算出した周波数偏差平均値に基づいて第１の偏波入力信号（Ｘ偏波入力信号）および第２の偏波入力信号（Ｙ偏波入力信号）の搬送波周波数偏差を補償する。
【００６１】
搬送波周波数偏差補償装置３００について、さらに詳細に説明する。周波数偏差補償手段は、周波数偏差平均値と単位サンプリング時間に基づいて入力信号に対する位相補償量を算出する位相補償量算出部と、入力信号の位相を位相補償量だけ回転させることにより搬送波周波数偏差を補償する位相補償部とを備える。なお、周波数偏差補償手段のＸ偏波入力信号およびＹ偏波入力信号に対する構成は同一である。
【００６２】
具体的には、Ｘ偏波入力信号およびＹ偏波入力信号のうち、２分岐されたＸ偏波入力信号およびＹ偏波入力信号の一方をそれぞれ用いて、搬送波周波数偏差推定装置２００が周波数偏差平均値を算出する。位相補償量算出部３１１（３１２）は周波数偏差平均値に基づいて位相補償量をそれぞれ算出する。Ｘ偏波入力信号およびＹ偏波入力信号の他方の信号は、位相補償量が算出されるまで位相補償部に含まれる遅延器３２１（３２２）においてそれぞれ待機される。位相補償量は周波数偏差平均値と単位サンプル時間の積の総和として算出される。遅延器３２１（３２２）において待機していたＸ偏波入力信号（Ｙ偏波入力信号）は、算出された位相補償量の分だけ時計方向に位相回転されることにより搬送波周波数偏差がそれぞれ補償される。
【００６３】
上述した本実施形態の搬送波周波数偏差補償装置３００によれば、搬送波周波数偏差推定装置２００によって搬送波周波数偏差を推定する精度を向上させることができるので、周波数偏差を高精度で補償することが可能になる。これにより、光通信システムの伝送特性を改善することができる。
【００６４】
以上、上述した実施形態を模範的な例として本発明を説明した。しかしながら、本発明は、上述した実施形態には限定されない。即ち、本発明は、本発明のスコープ内において、当業者が理解し得る様々な態様を適用することができる。
【００６５】
この出願は、２０１３年１０月７日に出願された日本出願特願２０１３−２１００８５を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
【符号の説明】
【００６６】
１００、２００    搬送波周波数偏差推定装置
１１０    リサンプリング手段
１２０    時間変動ベクトル算出手段
１３０    フィルタ手段
１４０    周波数偏差推定手段
１４１    偏角算出部
１４２    周波数偏差算出部
２１１    第１の搬送波周波数偏差推定装置
２１２    第２の搬送波周波数偏差推定装置
２２０    周波数偏差平均手段
３００    搬送波周波数偏差補償装置
３１１、３１２    位相補償量算出部
３２１、３２２    遅延器
５００    関連するディジタルコヒーレント方式を用いた光受信器
５０１    局所発振光生成部
５１０    ９０度ハイブリッド
５２１〜５２４    光電変換部
５３１〜５３４    ＡＤコンバータ（ＡＤＣ）
５４０    ディジタル信号処理部
５５１、５５２    シンボル識別部
６１１    Ｘ偏波信号生成部
６１２    Ｙ偏波信号生成部
６２０、６２１、６２２    周波数偏差粗補償部
６２３    周波数偏差粗推定部
６２４    位相補償量算出部
６２５    遅延器
６２６    ＦＦＴ部
６２７    データシフト部
６２８    ＩＦＦＴ部
６３１、６３２    波形歪み補償部
６４０    偏波分離部
６５１、６５２    リサンプリング部
６６０、６６１、６６２    周波数偏差補償部
６６３    周波数偏差推定部
６７１、６７２    位相偏差補償部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【国際調査報告】
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