(57)【要約】  共振回路（１）は共振子（１１）を備える。共振子（１１）には、インダクタ（Ｌｐ１）が並列接続されている。共振器（１１）及びインダクタ（Ｌｐ１）の並列回路には、インダクタ（Ｌｓ１）が直列接続されている。さらに、共振器（１１）及びインダクタ（Ｌｐ１）の並列回路と、インダクタ（Ｌｓ１）との直列回路には、可変キャパシタ（Ｃｐ１）が並列接続され、これら回路に、可変キャパシタ（Ｃｓ１）が直列接続されている。これにより、より多くの通信信号に対応できる共振回路、及び高周波フィルタを提供する。
2015045793.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直列接続された共振子、第１インダクタ及び第１可変キャパシタと、
前記共振子に並列接続された第２インダクタと、
直列接続された前記共振子及び前記第１インダクタに並列接続された第２可変キャパシタと、
を備えた共振回路。
【請求項２】
直列接続された共振子、第１インダクタ及び第１可変キャパシタと、
直列接続された前記共振子及び前記第１インダクタに並列接続された第２インダクタと、
直列接続された前記共振子、前記第１インダクタ及び前記第１可変キャパシタに並列接続された第２可変キャパシタと、
を備えた共振回路。
【請求項３】
直列接続された共振子、第１インダクタ及び第１可変キャパシタと、
前記共振子に並列接続された第２インダクタと、
直列接続された前記共振子、前記第１インダクタ及び前記第１可変キャパシタに並列接続された第２可変キャパシタと、
を備えた共振回路。
【請求項４】
直列接続された共振子、第１インダクタ及び第１可変キャパシタと、
直列接続された前記共振子及び前記第１インダクタに並列接続された第２インダクタと、
直列接続された前記共振子及び前記第１インダクタに並列接続された第２可変キャパシタと、
を備えた共振回路。
【請求項５】
前記共振子は表面弾性波共振子である、請求項１から４の何れかに記載の共振回路。
【請求項６】
前記共振子はバルク弾性波共振子である、請求項１から４の何れかに記載の共振回路。
【請求項７】
請求項１〜６に記載の何れか二つの共振回路を備え、
前記二つの共振回路はそれぞれ、異なる通過帯域及び減衰帯域を有している、
高周波フィルタ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、共振点と反共振点を有する共振子を含む共振回路、及びそれを備えた高周波フィルタに関する。
【背景技術】
【０００２】
近年の通信装置は、様々な周波数帯域での通信を行う。このため、通信装置は、複数の周波数帯域に対応した複数のフィルタを備え、異なる通信信号毎に使用するフィルタを切替えている。このフィルタは、より広帯域に亘って通過特性を可変にでき、一つのフィルタで複数の通信信号を処理できるチューナブルフィルタ（可変フィルタ）が望まれている。【０００３】
特許文献１には、二つの共振器を有するＴ型可変フィルタの構成が開示されている。特許文献１に記載の可変フィルタは、Ｔ型回路の入出力間に直列に接続された２つの共振器と、それぞれの共振器に並列に接続されたインダクタと、入出力端子と共振器の間に直列に接続された２つの可変キャパシタとを備えている。そして、共振器の共振周波数が所望の周波数となるように、２つの共振器に並列に接続されるインダクタの値を予め設定してから、可変キャパシタを調整することで可変フィルタに要求される通過特性に合わせて、それぞれの共振器の共振周波数を可変にしている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】米国特許第５２９１１５９号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、特許文献１では、主に共振器の共振周波数を動かすことで可変フィルタの通過特性を調整している。このため、特許文献１の可変フィルタは、伝送特性における通過帯域の中心周波数を調整できる周波数範囲は限定されている。一方で、現在無線通信に使用されている通信信号は、様々な周波数帯域を持っており、特許文献１に記載の技術では、より多くの通信信号に対応できる可変フィルタを構成することができない。【０００６】
そこで、本発明の目的は、より多くの通信信号に対応できる共振回路、及び高周波フィルタを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明に係る共振回路は、直列接続された共振子、第１インダクタ及び第１可変キャパシタと、前記共振子に並列接続された第２インダクタと、直列接続された前記共振子及び前記第１インダクタに並列接続された第２可変キャパシタとを備えることを特徴とする。【０００８】
本発明に係る共振回路は、直列接続された共振子、第１インダクタ及び第１可変キャパシタと、直列接続された前記共振子及び前記第１インダクタに並列接続された第２インダクタと、直列接続された前記共振子、前記第１インダクタ及び前記第１可変キャパシタに並列接続された第２可変キャパシタとを備えることを特徴とする。【０００９】
本発明に係る共振回路は、直列接続された共振子、第１インダクタ及び第１可変キャパシタと、前記共振子に並列接続された第２インダクタと、直列接続された前記共振子、前記第１インダクタ及び前記第１可変キャパシタに並列接続された第２可変キャパシタとを備えることを特徴とする。【００１０】
本発明に係る共振回路は、直列接続された共振子、第１インダクタ及び第１可変キャパシタと、直列接続された前記共振子及び前記第１インダクタに並列接続された第２インダクタと、直列接続された前記共振子及び前記第１インダクタに並列接続された第２可変キャパシタとを備えることを特徴とする。【００１１】
この構成では、共振子に第１インダクタ及び第２インダクタを接続して、共振子の共振周波数及び反共振周波数の間隔を広げ、さらに第１可変キャパシタ及び第２可変キャパシタを接続して、共振子の共振周波数及び反共振周波数の間隔を狭めている。すなわち、共振回路は、共振子の共振周波数及び反共振周波数の両方を調整できる。これにより、共振回路を用いれば、例えばフィルタとして、所望の通過特性及び減衰特性を、容易かつ精確に実現できる。【００１２】
前記共振子は表面弾性波共振子でもよい。【００１３】
前記共振子はバルク弾性波共振子でもよい。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、共振周波数及び反共振周波数の両方を可変できる。そして、所望の通過特性及び減衰特性を、容易かつ精確なフィルタを実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】実施形態１に係る共振回路の回路図
【図２】共振回路に各素子を順に接続していったときのインピーダンス特性を示す図
【図３】実施形態２に係る共振回路の回路図
【図４】共振子に各素子を順に接続していったときのインピーダンス特性を示す図
【図５】実施形態３に係る共振回路の回路図
【図６】共振子に各素子を順に接続していったときのインピーダンス特性を示す図
【図７】実施形態４に係る共振回路の回路図
【図８】共振子に各素子を順に接続していったときのインピーダンス特性を示す図
【図９】実施形態５に係る高周波フィルタの回路図
【図１０】図９に示す高周波フィルタの通過帯域特性を示す図
【図１１】実施形態６に係る高周波フィルタの回路図
【図１２】図１１に示す高周波フィルタの通過帯域特性を示す図
【発明を実施するための形態】
【００１６】
（実施形態１）
図１は、実施形態１に係る共振回路１の回路図である。
【００１７】
共振回路１は入出力端子ＩＯ１，ＩＯ２を備えている。入出力端子ＩＯ１，ＩＯ２の間には、入出力端子ＩＯ１側から順に、共振子１１、インダクタＬｓ１及び可変キャパシタＣｓ１が直列接続されている。インダクタＬｓ１は、本発明に係る第１インダクタに相当し、可変キャパシタＣｓ１は、本発明に係る第１可変キャパシタに相当する。
【００１８】
共振子１１は、インピーダンス特性に共振点（共振周波数）及び反共振点（反共振周波数）を有する素子である。具体的には、共振子１１は圧電共振子であり、例えばＳＡＷ（Surface Acoustic Wave）デバイスで構成されている。そして、本実施形態に係る共振子１１は、中心周波数が８００ＭＨｚ、特性インピーダンスが５０Ωである。なお、共振子１１は、ＢＡＷ（Bulk Acoustic Wave）デバイス（バルク弾性波共振子）であってもよい。
【００１９】
共振子１１には、インダクタＬｐ１が並列に接続されている。より詳細には、インダクタＬｐ１の一端は入力端子ＩＯ１に接続され、他端は共振器１１とインダクタＬｓ１との接続点に接続されている。インダクタＬｐ１は、本発明に係る第２インダクタに相当する。
【００２０】
直列接続された共振子１１及びインダクタＬｓ１には、可変キャパシタＣｐ１が並列に接続されている。可変キャパシタＣｐ１は、本発明に係る第２可変キャパシタに相当する。
【００２１】
なお、可変キャパシタＣｓ１，Ｃｐ１として用いることができる可変容量素子としては、例えば、可変容量ダイオード、ＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical System）型可変容量素子、ＢＳＴ（（Ｂａ，Ｓｒ）ＴｉＯ3）の強誘電体層を用いた可変容量コンデンサなどが挙げられる。
【００２２】
本実施形態では、共振子１１にインダクタＬｐ１を並列に接続している（以下、本実施形態では第１並列回路と言う）。この構成により、共振子１１の反共振周波数を優先的に高周波側に調整できる。さらに、本実施形態では、第１並列回路にインダクタＬｓ１を直列接続している（本実施形態では第１直列回路と言う）。この構成により、第１並列回路の共振周波数を優先的に低周波側に調整できる。
【００２３】
また、本実施形態では、第１直列回路に対して、可変キャパシタＣｐ１を並列に接続している（以下、本実施形態では第２並列回路と言う）。この構成により、第１直列回路の反共振周波数を優先的に低周波側に調整できる。さらに、本実施形態では、第２並列回路に対して可変キャパシタＣｓ１を直列接続している。この構成により、第２並列回路の共振周波数を優先的に高周波側に調整できる。なお、共振回路１の共振周波数及び反共振周波数それぞれのインピーダンス値は、可変キャパシタＣｐ１，Ｃｓ１それぞれのキャパシタンスを変化させることで調整できる。
【００２４】
以下に、実施形態１に係る共振回路１の共振周波数及び反共振周波数の調整方法について説明する。図１に示す共振回路１では、共振子１１に対し、インダクタＬｐ１、インダクタＬｓ１、可変キャパシタＣｐ１、可変キャパシタＣｓ１の順に接続され、共振子１１の共振周波数及び反共振周波数が調整される。
【００２５】
図２は、共振子１１に各素子を順に接続していったときのインピーダンス特性を示す図である。図２の横軸は周波数［ＭＨｚ］、縦軸はインピーダンス［Ω］を表している。
【００２６】
図２示す波形（１）は、入出力端子ＩＯ１，ＩＯ２間に共振子１１のみを接続したときのインピーダンス特性を示す。この共振子１１の共振周波数は約７７５ＭＨｚであり、反共振周波数は約８２５ＭＨｚである。
【００２７】
波形（２）は、共振子１１に、１０ｎＨのインダクタＬｐ１を並列接続した第１並列回路のインピーダンス特性を示す。共振子１１にインダクタを並列接続することで、共振子１１の反共振周波数は高くなる。この第１並列回路では、共振周波数は約７７５ＭＨｚであり、反共振周波数は約９５５ＭＨｚである。すなわち、波形（２）は、波形（１）と比べて、共振周波数が変わらず、反共振周波数が高い。また、本実施形態では、インピーダンス値の変動が小さい状態で、反共振周波数を高周波側へ調整できる。
【００２８】
波形（３）は、第１並列回路に、１０ｎＨのインダクタＬｓ１を直列接続した第１直列回路のインピーダンス特性を示す。第１並列回路にインダクタＬｓ１を直列接続することで、第１並列回路の共振周波数は低くなる。この第１直列回路では、共振周波数は約７３０ＭＨｚであり、反共振周波数は約９５５ＭＨｚである。すなわち、波形（３）は、波形（２）と比べて、反共振周波数が変わらず、共振周波数が低い。
【００２９】
波形（４）は、第１直列回路に可変キャパシタＣｐ１を並列接続した第２並列回路のインピーダンス特性を示す。波形（３）は、可変キャパシタＣｐ１を５ｐＦとした場合の波形である。第１直列回路に可変キャパシタＣｐ１を並列接続することで、第１の直列回路の反共振周波数を低くなる。第２並列回路では、共振周波数は約７３０ＭＨｚであり、反共振周波数は約７７７ＭＨｚである。すなわち、波形（４）は、波形（３）と比べて、共振周波数が変わらず、反共振周波数が約１７８ＭＨｚ低い。そして、可変キャパシタＣｐ１の容量値を変えることで、反共振周波数をどれだけ低くするかを調整できる。
【００３０】
波形（５）は、第２並列回路に可変キャパシタＣｓ１を直列接続した回路、すなわち、実施形態１に係る共振回路１のインピーダンス特性を示す。波形（５）は、可変キャパシタＣｓ１を５ｐＦとした場合の波形である。第２並列回路にキャパシタを直列接続することで、第２並列回路の共振周波数は高くなる。共振回路１では、共振周波数は約７５１ＭＨｚであり、反共振周波数は約７７７ＭＨｚである。すなわち、波形（５）は、波形（４）と比べて、反共振周波数が変わらず、共振周波数が約１９ＭＨｚ高い。そして、可変キャパシタＣｓ１の容量値を変えることで、反共振周波数をどれだけ低くするかを調整できる。
【００３１】
この波形（５）を波形（１）と比べると、共振周波数及び反共振周波数の両方が低くなっている。すなわち、共振回路１は、共振子１１の共振周波数及び反共振周波数の両方を可変できる。この結果、共振回路１は、通過特性、及び減衰特性を調整できる。
【００３２】
また、本実施形態では、共振子１１に対し、インダクタＬｐ１，Ｌｓ１を接続して、共振周波数及び反共振周波数の間隔を広げてから、図２の矢印に示すように、可変キャパシタＣｐ１，Ｃｓ１を接続し、その容量値を調整することで、上記広げられた共振周波数及び反共振周波数の間隔内で共振回路１が所望の共振周波数及び反共振周波数となるように設定している。
【００３３】
仮に共振子１１の共振周波数が固定された状態、すなわち、インダクタＬｓ１が共振子１１に接続されていない状態で、反共振周波数のみを動かした場合、反共振周波数は、共振子１１の共振周波数７７５ＭＨｚより低くなることはない。本実施形態では、インダクタＬｓ１を接続して共振子１１の共振周波数を低くすることで、反共振周波数は、共振子１１の共振周波数７７５ＭＨｚよりも低い７７０ＭＨｚに調整できる。
【００３４】
また、インダクタＬｐ１を共振子１１に接続することで、反共振周波数の可変幅を大きくできる。具体的には、インダクタＬｐ１を接続しない共振子１１では、約８２５ＭＨｚから約７７７ＭＨｚの範囲でしか調整できないのに対し、インダクタＬｐ１を接続した共振回路１では、反共振周波数は、約９５５ＭＨｚから約７７７ＭＨｚの範囲で調整できる。
【００３５】
このように、共振子１１のみでは実現できない共振周波数及び反共振周波数を実現でき、共振回路１として共振周波数及び反共振周波数をより広い周波数帯域で実現できる。
【００３６】
また、共振子１１の共振周波数及び反共振周波数の間隔を一度広げることにより、可変キャパシタＣｐ１，Ｃｓ１による共振周波数及び反共振周波数の可変幅を広げることができる。
【００３７】
このように、本実施形態では、共振子単体、又は従来構成よりも確実により多くの通信信号に適した共振回路１を構成できる。なお、本実施形態に係る共振回路１は、反共振周波数を大きく変化させることができるため、通過帯域の中心周波数または帯域幅を変化させたり、あるいは、減衰特性を大きく変化させたりする可変フィルタに有効である。
【００３８】
（実施形態２）
図３は、実施形態２に係る共振回路２の回路図である。
【００３９】
共振回路２の入出力端子ＩＯ１，ＩＯ２の間には、入出力端子ＩＯ１側から順に、共振子１２、インダクタＬｓ２及び可変キャパシタＣｓ２が直列接続されている。インダクタＬｓ２は、本発明に係る第１インダクタに相当し、可変キャパシタＣｓ２は、本発明に係る第１可変キャパシタに相当する。
【００４０】
共振子１２及びインダクタＬｓ２の直列回路（以下、本実施形態では第１直列回路と言う）には、インダクタＬｐ２が並列に接続されている。より詳細には、インダクタＬｐ２の一端は入力端子ＩＯ１に接続され、他端はインダクタＬｓ２と可変キャパシタＣｓ２との接続点に接続されている。インダクタＬｐ２は、本発明に係る第２インダクタに相当する。
【００４１】
直列接続された第１直列回路及び可変キャパシタＣｓ２には、可変キャパシタＣｐ２が並列に接続されている。可変キャパシタＣｐ２は、本発明に係る第２可変キャパシタに相当する。
【００４２】
なお、共振子１２、インダクタＬｓ２，Ｌｐ２、及び可変キャパシタＣｓ２，Ｃｐ２はそれぞれ、実施形態１に係る共振子１１、インダクタＬｓ１，Ｌｐ１、及び可変キャパシタＣｓ１，Ｃｐ１と同じ素子である。
【００４３】
本実施形態では、共振子１２にインダクタＬｓ２を直列に接続している。この構成により、共振子１２の共振周波数を優先的に低周波側に調整できる。さらに、本実施形態では、第１直列回路にインダクタＬｐ２を並列接続している（本実施形態では第１並列回路と言う）。この構成により、第１直列回路の反共振周波数を優先的に高周波側に調整できる。
【００４４】
また、本実施形態では、第１並列回路に対して、可変キャパシタＣｓ２を直列に接続している（以下、本実施形態では第２直列回路と言う）。この構成により、第１並列回路の共振周波数を優先的に高周波側に調整できる。さらに、本実施形態では、第２直列回路に対して可変キャパシタＣｐ２を並列接続している。この構成により、第２直列回路の反共振周波数を優先的に低周波側に調整できる。
【００４５】
以下に、実施形態２に係る共振回路２の共振周波数及び反共振周波数の調整方法について説明する。図３に示す共振回路２は、共振子１２に対し、インダクタＬｓ２、インダクタＬｐ２、可変キャパシタＣｓ２、可変キャパシタＣｐ２の順に接続していき、共振周波数及び反共振周波数が調整（可変）される。
【００４６】
図４は、共振子１２に各素子を順に接続していったときのインピーダンス特性を示す図である。図４の横軸は周波数［ＭＨｚ］、縦軸はインピーダンス［Ω］を表している。
【００４７】
図４示す波形（１）は、入出力端子ＩＯ１，ＩＯ２間に共振子１２のみを接続した回路のインピーダンス特性を示す。この共振子１２は、実施形態１に係る共振子１１と同様、共振周波数は約７７５ＭＨｚであり、反共振周波数は約８２５ＭＨｚである。
【００４８】
波形（２）は、共振子１２に、１０ｎＨのインダクタＬｓ２を直列接続した第１直列回路のインピーダンス特性を示す。この第１直列回路では、共振周波数は約６６０ＭＨｚであり、反共振周波数は約８２５ＭＨｚである。すなわち、波形（２）は、波形（１）と比べて、共振周波数が低く、反共振周波数が変わらない。この実施形態では、実施形態１と比べて、インピーダンス値の変動が小さい状態で、共振周波数を大きく低周波側に可変できる。
【００４９】
波形（３）は、第１直列回路に、１０ｎＨのインダクタＬｐ２を並列接続した第１並列回路のインピーダンス特性を示す。この第１並列回路では、共振周波数は約６６０ＭＨｚであり、反共振周波数は約８６０ＭＨｚである。すなわち、波形（３）は、波形（２）と比べて、共振周波数が変わらず、反共振周波数が高い。
【００５０】
波形（４）は、第１並列回路に可変キャパシタＣｓ２を直列接続した第２直列回路のインピーダンス特性を示す。波形（４）は、可変キャパシタＣｓ２を５ｐＦとした場合の波形である。第２直列回路では、共振周波数は約８２６ＭＨｚであり、反共振周波数は約８６０ＭＨｚである。すなわち、波形（４）は、波形（３）と比べて、共振周波数が約１６６ＭＨｚ高く、反共振周波数が変わらない。また、本実施形態では、共振周波数は、実施形態１と比べて、インピーダンス値の変動が小さい状態で、調整できる。
【００５１】
波形（５）は、第２直列回路に可変キャパシタＣｐ２を並列接続した回路、すなわち、実施形態２に係る共振回路２のインピーダンス特性を示す。波形（５）は、可変キャパシタＣｓ２を５ｐＦとした場合の波形である。共振回路２では、共振周波数は約８２６ＭＨｚであり、反共振周波数は約８４０ＭＨｚである。すなわち、波形（５）は、波形（４）と比べて、共振周波数が変わらず、反共振周波数が約２０ＭＨｚ低い。
【００５２】
この波形（５）を波形（１）と比べると、共振周波数及び反共振周波数の両方が低くなっている。すなわち、共振回路２は、共振子１２の共振周波数及び反共振周波数の両方を可変できる。この結果、共振回路２は、通過特性、及び減衰特性の両方を調整できる。
【００５３】
また、本実施形態では、共振子１２に対し、インダクタＬｐ２，Ｌｓ２を接続して、共振周波数及び反共振周波数の間隔を広げてから、図４の矢印に示すように、可変キャパシタＣｐ２，Ｃｓ２を接続して共振周波数及び反共振周波数の間隔を狭めている。このため、実施形態１と同様に、共振子１２のみでは実現できない共振周波数及び反共振周波数を実現でき、共振回路として実現できる共振周波数及び反共振周波数を多様化できる。
【００５４】
また、共振子１２の共振周波数及び反共振周波数の間隔を一度広げることにより、可変キャパシタＣｐ２，Ｃｓ２による共振周波数及び反共振周波数の可変幅を広げることができる。
【００５５】
このように、本実施形態では、共振子単体、又は従来構成よりも確実により多くの通信信号に適した共振回路２を構成できる。なお、本実施形態に係る共振回路２は、実施形態１と比べて、共振周波数を大きく変化させることができる。通過帯域の中心周波数または帯域幅を変化させたり、あるいは、減衰特性を大きく変化させたりする可変フィルタに有効である。
【００５６】
（実施形態３）
図５は、実施形態３に係る共振回路３の回路図である。
【００５７】
共振回路３の入出力端子ＩＯ１，ＩＯ２の間には、入出力端子ＩＯ１側から順に、共振子１３、インダクタＬｓ３及び可変キャパシタＣｓ３が直列接続されている。インダクタＬｓ３は、本発明に係る第１インダクタに相当し、可変キャパシタＣｓ３は、本発明に係る第１可変キャパシタに相当する。
【００５８】
共振子１３には、インダクタＬｐ２が並列に接続されている（以下、本実施形態では第１並列回路と言う）。より詳細には、インダクタＬｐ３の一端は入力端子ＩＯ１に接続され、他端は共振子１３とインダクタＬｓ３との接続点に接続されている。インダクタＬｐ３は、本発明に係る第２インダクタに相当する。
【００５９】
直列接続された、第１並列回路、インダクタＬｓ３及び可変キャパシタＣｓ３には、可変キャパシタＣｐ３が並列に接続されている。可変キャパシタＣｐ３は、本発明に係る第２可変キャパシタに相当する。
【００６０】
本実施形態では、共振子１３にインダクタＬｐ３を並列に接続している。この構成により、共振子１３の反共振周波数を優先的に高周波側に調整できる。さらに、本実施形態では、第１並列回路にインダクタＬｓ３を直列接続している（以下、本実施形態では第１直列回路と言う）。この構成により、第１並列回路の共振周波数を優先的に低高周波側に調整できる。
【００６１】
また、本実施形態では、第１直列回路に対して、可変キャパシタＣｓ３を直列に接続している（以下、本実施形態では第２直列回路と言う）。この構成により、第１直列回路の共振周波数を優先的に高周波側に調整できる。さらに、本実施形態では、第２直列回路に対して可変キャパシタＣｐ３を並列接続している。この構成により、第２直列回路の反共振周波数を優先的に低周波側に調整できる。
【００６２】
以下に、実施形態３に係る共振回路３の共振周波数及び反共振周波数の調整方法について説明する。図５に示す共振回路３は、共振子１３に対し、インダクタＬｐ３、インダクタＬｓ３、可変キャパシタＣｓ３、可変キャパシタＣｐ３の順に接続していき、共振周波数及び反共振周波数が調整（可変）される。
【００６３】
図６は、共振子１３に各素子を順に接続していったときのインピーダンス特性を示す図である。図６の横軸は周波数［ＭＨｚ］、縦軸はインピーダンス［Ω］を表している。
【００６４】
図６示す波形（１）は、入出力端子ＩＯ１，ＩＯ２間に共振子１３のみを接続した回路のインピーダンス特性を示す。この共振子１３は、実施形態１に係る共振子１１と同様、共振周波数は約７７５ＭＨｚであり、反共振周波数は約８２５ＭＨｚである。
【００６５】
波形（２）は、共振子３に、１０ｎＨのインダクタＬｐ３を並列接続した第１並列回路のインピーダンス特性を示す。この第１並列回路では、共振周波数は約７７５ＭＨｚであり、反共振周波数は約９５５ＭＨｚである。すなわち、波形（２）は、波形（１）と比べて、共振周波数が変わらず、反共振周波数が高い。
【００６６】
波形（３）は、第１並列回路に、１０ｎＨのインダクタＬｓ３を直列接続した第１直列回路のインピーダンス特性を示す。この第１直列回路では、共振周波数は約７３０ＭＨｚであり、反共振周波数は約９５５ＭＨｚである。すなわち、波形（３）は、波形（２）と比べて、共振周波数が低く、反共振周波数が同じである。
【００６７】
波形（４）は、第１直列回路に可変キャパシタＣｓ３を直列接続した第２直列回路のインピーダンス特性を示す。波形（４）は、可変キャパシタＣｓ３を５ｐＦとした場合の波形である。第２直列回路では、共振周波数は約７７２ＭＨｚであり、反共振周波数は約９５５ＭＨｚである。すなわち、波形（４）は、波形（３）と比べて、共振周波数が約４２ＭＨｚ高く、反共振周波数が変わらない。
【００６８】
波形（５）は、第２直列回路に可変キャパシタＣｐ３を並列接続した回路、すなわち、実施形態３に係る共振回路３のインピーダンス特性を示す。波形（５）は、可変キャパシタＣｐ３を５ｐＦとした場合の波形である。共振回路３では、共振周波数は約７７２ＭＨｚであり、反共振周波数は約８０５ＭＨｚである。すなわち、波形（５）は、波形（４）と比べて、共振周波数が変わらず、反共振周波数が約１５０ＭＨｚ低い。
【００６９】
本実施形態は実施形態１に係る共振回路１と比較して、第１可変キャパシタおよび第２可変キャパシタ間の接続関係が異なる。この結果、本実施形態に係る共振回路３では、反共振周波数が約７７７ＭＨｚとなる実施形態１の共振回路１と比べて、反共振周波数は高い。また、本実施形態に係る共振回路３では、共振周波数が約７５１ＭＨｚとなる実施形態１の共振回路１と比べて、共振周波数が高い。
【００７０】
この波形（５）を波形（１）と比べると、共振周波数及び反共振周波数の両方が低くなっている。すなわち、共振回路３は、共振子１３の共振周波数及び反共振周波数の両方を可変できる。この結果、共振回路３は、通過特性、及び減衰特性の両方を調整できる。
【００７１】
また、本実施形態では、共振子１３に対し、インダクタＬｐ３，Ｌｓ３を接続して、共振周波数及び反共振周波数の間隔を広げてから、図６の矢印に示すように、可変キャパシタＣｐ３，Ｃｓ３を接続して共振周波数及び反共振周波数の間隔を狭めている。このため、実施形態１と同様に、共振子１２のみでは実現できない共振周波数及び反共振周波数を実現でき、共振回路として実現できる共振周波数及び反共振周波数を多様化できる。
【００７２】
また、共振子１３の共振周波数及び反共振周波数の間隔を一度広げることにより、可変キャパシタＣｐ３，Ｃｓ３による共振周波数及び反共振周波数の可変幅を広げることができる。
【００７３】
このように、本実施形態では、共振子単体、又は従来構成よりも確実により多くの通信信号に適した共振回路３を構成できる。
【００７４】
（実施形態４）
図７は、実施形態４に係る共振回路４の回路図である。
【００７５】
共振回路４の入出力端子ＩＯ１，ＩＯ２の間には、入出力端子ＩＯ１側から順に、共振子１４、インダクタＬｓ４及び可変キャパシタＣｓ４が直列接続されている。インダクタＬｓ４は、本発明に係る第１インダクタに相当し、可変キャパシタＣｓ４は、本発明に係る第１可変キャパシタに相当する。
【００７６】
共振子１４及びインダクタＬｓ４の直列回路（以下、本実施形態では第１直列回路と言う）には、インダクタＬｐ４が並列に接続されている。より詳細には、インダクタＬｐ４の一端は入力端子ＩＯ１に接続され、他端はインダクタＬｓ４と可変キャパシタＣｓ４との接続点に接続されている。インダクタＬｐ４は、本発明に係る第２インダクタに相当する。
【００７７】
さらに、第１直列回路、及びインダクタＬｐ４それぞれには、可変キャパシタＣｐ４が並列に接続されている。可変キャパシタＣｐ４は、本発明に係る第２可変キャパシタに相当する。
【００７８】
本実施形態では、共振子１４にインダクタＬｓ４を直列に接続している。この構成により、共振子１４の共振周波数を優先的に低周波側に調整できる。さらに、本実施形態では、第１直列回路にインダクタＬｐ４を並列接続している（以下、本実施形態では、第１並列回路と言う）。この構成により、第１直列回路の反共振周波数を優先的に高周波側に調整できる。
【００７９】
また、本実施形態では、第１並列回路及びインダクタＬｐ４それぞれに対して、可変キャパシタＣｐ４を並列に接続している（以下、本実施形態では第２並列回路と言う）。この構成により、第１並列回路の反共振周波数を優先的に低周波側に調整できる。さらに、本実施形態では、第２並列回路に対して可変キャパシタＣｓ４を直列に接続している。この構成により、第２並列回路の共振周波数を優先的に高周波側に調整できる。
【００８０】
以下に、実施形態４に係る共振回路４の共振周波数及び反共振周波数の調整方法について説明する。図７に示す共振回路４は、共振子１４に対し、インダクタＬｓ４、インダクタＬｐ４、可変キャパシタＣｐ４、可変キャパシタＣｓ４の順に接続していき、共振周波数及び反共振周波数が調整（可変）される。
【００８１】
図８は、共振子１４に各素子を順に接続していったときのインピーダンス特性を示す図である。図８の横軸は周波数［ＭＨｚ］、縦軸はインピーダンス［Ω］を表している。
【００８２】
図８示す波形（１）は、入出力端子ＩＯ１，ＩＯ２間に共振子１４のみを接続した回路のインピーダンス特性を示す。この共振子１４は、実施形態１に係る共振子１１と同様、共振周波数は約７７５ＭＨｚであり、反共振周波数は約８２５ＭＨｚである。
【００８３】
波形（２）は、共振子１４に、１０ｎＨのインダクタＬｓ４を直列接続した第１直列回路のインピーダンス特性を示す。この第１直列回路では、共振周波数は約６５５ＭＨｚであり、反共振周波数は約８２５ＭＨｚである。すなわち、波形（２）は、波形（１）と比べて、共振周波数が低く、反共振周波数が変わらない。この実施形態では、実施形態１と比べて、インピーダンス値の変動が小さい状態で、共振周波数を大きく低周波側に可変できる。
【００８４】
波形（３）は、第１直列回路に、１０ｎＨのインダクタＬｐ４を並列接続した第１並列回路のインピーダンス特性を示す。この第１並列回路では、共振周波数は約６５５ＭＨｚであり、反共振周波数は約８６０ＭＨｚである。すなわち、波形（３）は、波形（２）と比べて、共振周波数が変わらず、反共振周波数が高い。
【００８５】
波形（４）は、第１並列回路、及びインダクタＬｐ４に可変キャパシタＣｐ４を並列接続した第２並列回路のインピーダンス特性を示す。波形（４）は、可変キャパシタＣｐ４を５ｐＦとした場合の波形である。第２並列回路では、共振周波数は約６５５ＭＨｚであり、反共振周波数は約８１７ＭＨｚである。すなわち、波形（４）は、波形（３）と比べて、共振周波数が変わらず、反共振周波数が約４３ＭＨｚ低い。
【００８６】
波形（５）は、第２並列回路に可変キャパシタＣｓ４を直列接続した回路、すなわち、実施形態４に係る共振回路４のインピーダンス特性を示す。波形（５）は、可変キャパシタＣｓ４を５ｐＦとした場合の波形である。共振回路４では、共振周波数は約７７０ＭＨｚであり、反共振周波数は約８２５ＭＨｚである。すなわち、波形（５）は、波形（４）と比べて、共振周波数が約１１５ＭＨｚ高く、反共振周波数が変わらない。
【００８７】
本実施形態は実施形態２に係る共振回路２と比較して、第１可変キャパシタおよび第２可変キャパシタ間の接続関係が異なる。この結果、本実施形態に係る共振回路４では、反共振周波数が約８４０ＭＨｚとなる実施形態１の共振回路１と比べて、反共振周波数は低い。また、本実施形態に係る共振回路３では、共振周波数が約８２６ＭＨｚとなる実施形態２の共振回路２と比べて、共振周波数が低い。
【００８８】
この波形（５）を波形（１）と比べると、共振周波数及び反共振周波数の両方が低くなっている。すなわち、共振回路４は、共振子１４の共振周波数及び反共振周波数の両方を可変できる。この結果、共振回路４は、通過特性、及び減衰特性の両方を調整できる。
【００８９】
また、本実施形態では、共振子１４に対し、インダクタＬｐ４，Ｌｓ４を接続して、共振周波数及び反共振周波数の間隔を広げてから、図８の矢印に示すように、可変キャパシタＣｐ４，Ｃｓ４を接続して共振周波数及び反共振周波数の間隔を狭めている。このため、実施形態１と同様に、共振子１４のみでは実現できない共振周波数及び反共振周波数を実現でき、共振回路として実現できる共振周波数及び反共振周波数を多様化できる。
【００９０】
また、共振子１４の共振周波数及び反共振周波数の間隔を一度広げることにより、可変キャパシタＣｐ４，Ｃｓ４による共振周波数及び反共振周波数の可変幅を広げることができる。
【００９１】
このように、本実施形態では、共振子単体、又は従来構成よりも確実により多くの通信信号に適した共振回路４を構成できる。
【００９２】
以上、実施形態１〜４の回路についてそれぞれ説明したが、同じ素子値の素子を用いても、素子の接続構成を異ならせることにより、異なった共振周波数、反共振周波数、及び可変幅を得ることができる。これにより、同じ素子を用いつつ、接続構成を変えることで、より多くの通信信号に適した共振回路を実現できる。
【００９３】
（実施形態５）
以下に、本発明に係る共振回路を備えた高周波フィルタについて説明する。
【００９４】
図９は、実施形態５に係る高周波フィルタの回路図である。本実施形態に係る高周波フィルタ５は、実施形態１に係る共振回路１と実施形態２に係る共振回路２とを備えている。共振回路２は、入出力端子ＩＯ１，ＩＯ２との間の信号ラインに接続されている。共振回路１は、一端が出力端子ＩＯ２に接続され、他端がグランドに接続されている。
【００９５】
図１０は、図９に示す高周波フィルタ５の通過帯域特性を示す図である。この例では、共振回路１の共振子１１は、中心周波数が７２０ＭＨｚ、特性インピーダンスが５０Ωである。また、共振回路２の共振子１２は、中心周波数が８００ＭＨｚ、特性インピーダンスが１２０Ωである。また、Ｌｓ１＝５ｎＨ、Ｌｐ１＝４ｎＨ、Ｌｓ２＝９ｎＨ、Ｌｐ２＝９ｎＨである。
【００９６】
図中の実線は、Ｃｓ１＝５ｐＦ、Ｃｐ１＝５ｐＦ、Ｃｓ２＝１２ｐＦ、Ｃｐ２＝１２ｐＦ、とした場合の挿入損失を示す波形である。図中の破線は、Ｃｓ１＝１．７ｐＦ、Ｃｐ１＝３ｐＦ、Ｃｓ２＝６ｐＦ、Ｃｐ２＝６ｐＦとした場合の挿入損失を示す波形である。図中の一点鎖線は、Ｃｓ１＝１．２ｐＦ、Ｃｐ１＝２ｐＦ、Ｃｓ２＝３．５ｐＦ、Ｃｐ２＝２ｐＦとした場合の挿入損失を示す波形である。
【００９７】
図１０から読み取れるように、実線では通過帯域Ｂｆ１が約７００〜７８０ＭＨｚであり、破線では通過帯域Ｂｆ２が約８００〜８６０ＭＨｚであり、一点鎖線では通過帯域Ｂｆ３が約８９０〜９４０ＭＨｚである。そして、これら特性は挿入損失がほぼ同じ（２ｄＢ程度）である。このように、高周波フィルタ５は、共振回路１，２を組み合わせて、可変キャパシタＣｐ１，Ｃｓ１，Ｃｐ２，Ｃｓ２のキャパシタンスを調整させることで、損失をほぼ変えずに、通過帯域をシフトさせることができる。すなわち、挿入損失が低い、帯域可変のバンドパスフィルタを実現できる。
【００９８】
（実施形態６）
以下に、本発明に係る共振回路を備えた高周波フィルタについて説明する。
【００９９】
図１１は、実施形態６に係る高周波フィルタの回路図である。本実施形態に係る高周波フィルタ６は、実施形態３に係る共振回路３と実施形態４に係る共振回路４とを備えている。共振回路４は、入出力端子ＩＯ１，ＩＯ２の間の信号ラインに接続されている。共振回路３は、一端が信号ラインに接続され、他端がグランドに接続されている。
【０１００】
図１２は、図１１に示す高周波フィルタ６の通過帯域特性を示す図である。この例では、共振回路３の共振子１３は、中心周波数が６７０ＭＨｚ、特性インピーダンスが５０である。また、共振回路４の共振子１４は、中心周波数が８００ＭＨｚ、特性インピーダンスが８０Ωである。また、Ｌｓ３＝５ｎＨ、Ｌｐ３＝５ｎＨ、Ｌｓ４＝５ｎＨ、Ｌｐ４＝６ｎＨである。
【０１０１】
図中の実線は、Ｃｓ３＝１０ｐＦ、Ｃｐ３＝８ｐＦ、Ｃｓ４＝１２ｐＦ、Ｃｐ４＝１０ｐＦとした場合の挿入損失を示す波形である。図中の破線は、Ｃｓ３＝４．２ｐＦ、Ｃｐ３＝７．０ｐＦ、Ｃｓ４＝２．５ｐＦ、Ｃｐ４＝４．０ｐＦとした場合の挿入損失を示す波形である。図中の一点鎖線は、Ｃｓ３＝２．７ｐＦ、Ｃｐ３＝６．０ｐＦ、Ｃｓ４＝１．５ｐＦ、Ｃｐ４＝２．０ｐＦとした場合の挿入損失を示す波形である。
【０１０２】
図１２から読み取れるように、実線では通過帯域Ｂｆ１が約７００〜７６０ＭＨｚであり、破線では通過帯域Ｂｆ２が約８１０〜８６０ＭＨｚであり、一点鎖線では通過帯域Ｂｆ３が約８９０〜９４０ＭＨｚである。そして、これら特性は挿入損失がほぼ同じ（２ｄＢ程度）である。このように、高周波フィルタ６は、共振回路３，４を組み合わせて、可変キャパシタＣｐ１，Ｃｓ１，Ｃｐ２，Ｃｓ２のキャパシタンスを調整させることで、損失をほぼ変えずに、通過帯域をシフトさせることができる。すなわち、挿入損失が低い、帯域可変のバンドパスフィルタを実現できる。
【０１０３】
なお、実施形態５，６で説明したように、２つの共振回路を組み合わせて高周波フィルタを構成する場合には、組み合わせる共振回路を適宜選択することで、所望のフィルタ特性を実現しやすくなる。例えば、共振周波数の可変幅が広い共振回路を直列に接続し、反共振周波数の可変幅が広い共振回路を並列に接続すれば、通過帯域の可変幅が広いバンドパスフィルタを実現できる。
【符号の説明】
【０１０４】
１，２，３，４…共振回路
５，６…高周波フィルタ
１１〜１４…共振子
Ｃｐ１〜Ｃｐ４…可変キャパシタ
Ｃｓ１〜Ｃｓ４…可変キャパシタ
Ｌｐ１〜Ｌｐ４…インダクタ
Ｌｓ１〜Ｌｓ４…インダクタ
ＩＯ１…入出力端子
ＩＯ２…入出力端子
【図１】
2015045793.tif 000003
【図２】
2015045793.tif 000004
【図３】
2015045793.tif 000005
【図４】
2015045793.tif 000006
【図５】
2015045793.tif 000007
【図６】
2015045793.tif 000008
【図７】
2015045793.tif 000009
【図８】
2015045793.tif 000010
【図９】
2015045793.tif 000011
【図１０】
2015045793.tif 000012
【図１１】
2015045793.tif 000013
【図１２】
2015045793.tif 000014
【手続補正書】
【提出日】平成28年2月22日(2016.2.22)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１５
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１５】
【図１】実施形態１に係る共振回路の回路図
【図２】共振子に各素子を順に接続していったときのインピーダンス特性を示す図
【図３】実施形態２に係る共振回路の回路図
【図４】共振子に各素子を順に接続していったときのインピーダンス特性を示す図
【図５】実施形態３に係る共振回路の回路図
【図６】共振子に各素子を順に接続していったときのインピーダンス特性を示す図
【図７】実施形態４に係る共振回路の回路図
【図８】共振子に各素子を順に接続していったときのインピーダンス特性を示す図
【図９】実施形態５に係る高周波フィルタの回路図
【図１０】図９に示す高周波フィルタの通過帯域特性を示す図
【図１１】実施形態６に係る高周波フィルタの回路図
【図１２】図１１に示す高周波フィルタの通過帯域特性を示す図
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１９
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１９】
共振子１１には、インダクタＬｐ１が並列に接続されている。より詳細には、インダクタＬｐ１の一端は入出力端子ＩＯ１に接続され、他端は共振器１１とインダクタＬｓ１との接続点に接続されている。インダクタＬｐ１は、本発明に係る第２インダクタに相当する。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００４０
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００４０】
共振子１２及びインダクタＬｓ２の直列回路（以下、本実施形態では第１直列回路と言う）には、インダクタＬｐ２が並列に接続されている。より詳細には、インダクタＬｐ２の一端は入出力端子ＩＯ１に接続され、他端はインダクタＬｓ２と可変キャパシタＣｓ２との接続点に接続されている。インダクタＬｐ２は、本発明に係る第２インダクタに相当する。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００５８
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００５８】
共振子１３には、インダクタＬｐ２が並列に接続されている（以下、本実施形態では第１並列回路と言う）。より詳細には、インダクタＬｐ３の一端は入出力端子ＩＯ１に接続され、他端は共振子１３とインダクタＬｓ３との接続点に接続されている。インダクタＬｐ３は、本発明に係る第２インダクタに相当する。
【手続補正５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００６０
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００６０】
本実施形態では、共振子１３にインダクタＬｐ３を並列に接続している。この構成により、共振子１３の反共振周波数を優先的に高周波側に調整できる。さらに、本実施形態では、第１並列回路にインダクタＬｓ３を直列接続している（以下、本実施形態では第１直列回路と言う）。この構成により、第１並列回路の共振周波数を優先的に低周波側に調整できる。
【手続補正６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００６５
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００６５】
波形（２）は、共振子１３に、１０ｎＨのインダクタＬｐ３を並列接続した第１並列回路のインピーダンス特性を示す。この第１並列回路では、共振周波数は約７７５ＭＨｚであり、反共振周波数は約９５５ＭＨｚである。すなわち、波形（２）は、波形（１）と比べて、共振周波数が変わらず、反共振周波数が高い。
【手続補正７】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００７６
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００７６】
共振子１４及びインダクタＬｓ４の直列回路（以下、本実施形態では第１直列回路と言う）には、インダクタＬｐ４が並列に接続されている。より詳細には、インダクタＬｐ４の一端は入出力端子ＩＯ１に接続され、他端はインダクタＬｓ４と可変キャパシタＣｓ４との接続点に接続されている。インダクタＬｐ４は、本発明に係る第２インダクタに相当する。
【手続補正８】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００８５
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００８５】
波形（４）は、第１並列回路に可変キャパシタＣｐ４を並列接続した第２並列回路のインピーダンス特性を示す。波形（４）は、可変キャパシタＣｐ４を５ｐＦとした場合の波形である。第２並列回路では、共振周波数は約６５５ＭＨｚであり、反共振周波数は約８１７ＭＨｚである。すなわち、波形（４）は、波形（３）と比べて、共振周波数が変わらず、反共振周波数が約４３ＭＨｚ低い。
【手続補正９】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１００
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０１００】
図１２は、図１１に示す高周波フィルタ６の通過帯域特性を示す図である。この例では、共振回路３の共振子１３は、中心周波数が６７０ＭＨｚ、特性インピーダンスが５０Ωである。また、共振回路４の共振子１４は、中心周波数が８００ＭＨｚ、特性インピーダンスが８０Ωである。また、Ｌｓ３＝５ｎＨ、Ｌｐ３＝５ｎＨ、Ｌｓ４＝５ｎＨ、Ｌｐ４＝６ｎＨである。
【国際調査報告】
2015045793.tif 000015
2015045793.tif 000016
2015045793.tif 000017
2015045793.tif 000018