(57)【要約】  ３レベルインバータを並列化した６相回転機ドライブにおいて、高速時に安定回転が可能で、低騒音な回転機および回転機ドライブシステムを提供する。複数のスロットに巻線を収納して固定子を形成し、Ｙ結線された２組の３相巻線を備えた回転機を駆動する回転機ドライブシステムであって、Ｙ結線された２組の３相巻線の中性点は互いに絶縁されており、各組の各相の巻線は第１のスロット位置から巻回後、亘り線を介して第２のスロット位置から巻回して前記中性点に至るともに、亘り線の前後の２組の巻線は互いに軸対象位置に置かれるように構成された回転機と、交流電源に接続された整流回路と、整流回路に接続され、交流各相に３レベルの交流出力を与える２組の３レベルインバータを備え、２組の３レベルインバータは、回転機の各組の３相巻線の夫々に電力供給するとともに、Ｙ結線された２組の３相巻線の同相の巻線には互いに逆位相の電流が与えられることを特徴とする。
2014207858.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のスロットに巻線を収納して固定子を形成し、Ｙ結線された２組の３相巻線を備えた回転機であって、
前記Ｙ結線された２組の３相巻線の中性点は互いに絶縁されており、各組の各相の巻線は第１のスロット位置から巻回後、亘り線を介して第２のスロット位置から巻回して前記中性点に至るともに、前記亘り線の前後の２組の巻線は互いに軸対象位置に置かれるとともに、前記Ｙ結線された２組の３相巻線の同相の巻線には互いに逆位相の電流が与えられることを特徴とする回転機。
【請求項２】
請求項１に記載の回転機であって、
当該回転機は極数が４Ｎ（Ｎは自然数）であって、各相の回路を構成する巻線群は、対向位置にある巻線同士が直列に接続されていることを特徴とする回転機。
【請求項３】
請求項１に記載の回転機であって、
当該回転機は極数が２Ｎ（Ｎは３以上の奇数）であって、各相の回路を構成する巻線群は、対向位置にある巻線同士が直列に接続されていることを特徴とする回転機。
【請求項４】
複数のスロットに巻線を収納して固定子を形成し、Ｙ結線された２組の３相巻線を備えた回転機を駆動する回転機ドライブシステムであって、
前記Ｙ結線された２組の３相巻線の中性点は互いに絶縁されており、各組の各相の巻線は第１のスロット位置から巻回後、亘り線を介して第２のスロット位置から巻回して前記中性点に至るともに、前記亘り線の前後の２組の巻線は互いに軸対象位置に置かれるように構成された回転機と、交流電源に接続された整流回路と、該整流回路に接続され、交流各相に３レベルの交流出力を与える２組の３レベルインバータとを備え、
前記２組の３レベルインバータは、前記回転機の各組の３相巻線の夫々に電力供給するとともに、前記Ｙ結線された２組の３相巻線の同相の巻線には互いに逆位相の電流が与えられることを特徴とする回転機ドライブシステム。
【請求項５】
請求項４に記載の回転機ドライブシステムであって、
前記３レベルインバータは、正弦波状の電圧指令値と２組のキャリア信号の比較により点弧時点を定めるＰＷＭ演算器により夫々操作されており、一方の前記３レベルインバータの前記ＰＷＭ演算器に与える前記２組のキャリア信号は、この反転信号として他方の前記３レベルインバータの前記ＰＷＭ演算器に与えられていることを特徴とする回転機ドライブシステム。
【請求項６】
請求項４または請求項５に記載の回転機ドライブシステムであって、
上記２組の３レベルインバータのＰＷＭ制御用キャリアの位相差が９０〜２７０度であることを特徴とする回転機ドライブシステム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は複数のインバータで駆動される回転機および回転機ドライブシステムにかかり、特に複数インバータによる大容量化の際の並列化に伴い、並列回路間で異なる電流が流れることに起因するモータの振動を抑制することができる回転機および回転機ドライブシステムに関する。
【背景技術】
【０００２】
近年のＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子の大容量化に伴い、インバータによるＭＷ級の回転機ドライブが可能となっている。【０００３】
また、さらなる大容量化手法として、インバータの並列化がある。これは、単機のインバータで補えない電力供給を複数のインバータを部分的に並列接続することで、回転機ドライブシステムとしての大容量化を図るものである。【０００４】
並列化の回路方式として、直流部を並列接続した回転機ドライブ構成が特許文献１、２に開示されている。また特許文献３では、異常時の回転機内の電磁力バランスを取るために、回転機の巻線を対称にする方法が示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開平３−１５２７３号公報
【特許文献２】特許第４３８０７５５号公報
【特許文献３】特許第４６９１８９７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
並列化による大容量化手法として特許文献１に記載の回転機ドライブシステムでは、直流回路が並列接続された二つの３レベルインバータを備え、二つの３レベルインバータで位相の６０度異なる巻線を備える電動機を駆動している。特許文献１によれば直流回路部における３次の電圧脈動を抑えることができる特徴がある。またこのインバータから発生する交流電圧が安定する。また、この直流回路部を平滑するコンデンサ容量を小さくできる。【０００７】
上記特許文献１の技術では、回転機の並列回路には全く同じ電流が流れることを前提としている。しかしながら現実には、二つの独立回路にそれぞれインバータ電源と回転機のインピーダンスがあるため、電源の性能差や回転機のインピーダンスの微妙な違いにより、厳密に同じ電流を流すことはできない。例えば、インバータのスイッチングタイミングによっても、電流の高調波成分は変わる。これに伴い、本来同じ電流が流れて電磁力がバランスするはずの回転機内がアンバランスになり、安定に回転できないという課題がある。特に、大容量高速回転機の場合には、安定回転のためにバランスが大事で、回転機の振動は大きな事故に繋がる。あるいは、騒音などの問題が生じる。【０００８】
特許文献２では、高調波について述べているが、並列化した二組の三相巻線同士を中性点で繋ぐものであり、目的は電磁ノイズの低減である。二組の三相中性点が異なるタイミングで浮動することにより、その間に電流が流れ、回転機出力に寄与しない電流が増えることになる。大容量の回転機やインバータ回路では、このような電流による損失増加で、冷却が難しくなり、小型化できない問題がある。【０００９】
特許文献３は、異常時に発生する並列回路間の回転機電流の違いを述べており、スイッチングによる電流の違いを考慮していない。【００１０】
本発明は上記に鑑みてなされたものであり、３レベルインバータを並列化した６相回転機ドライブにおいて、高速時に安定回転が可能で、低騒音な回転機および回転機ドライブシステムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記目的を達成するため、本発明の回転機ドライブシステムは、複数のスロットに巻線を収納して固定子を形成し、Ｙ結線された２組の３相巻線を備えた回転機を駆動する回転機ドライブシステムであって、Ｙ結線された２組の３相巻線の中性点は互いに絶縁されており、各組の各相の巻線は第１のスロット位置から巻回後、亘り線を介して第２のスロット位置から巻回して前記中性点に至るともに、亘り線の前後の２組の巻線は互いに軸対象位置に置かれるように構成された回転機と、交流電源に接続された整流回路と、整流回路に接続され、交流各相に３レベルの交流出力を与える２組の３レベルインバータを備え、２組の３レベルインバータは、回転機の各組の３相巻線の夫々に電力供給するとともに、Ｙ結線された２組の３相巻線の同相の巻線には互いに逆位相の電流が与えられることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１２】
本構成により、２つの単機インバータにより出力される電流高調波の作るモータ機内の電磁力は常に１８０度回転対称であるため、回転子に偏心する力が働かないので、高速、大容量なモータでも安定に駆動させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明の同期機（モータ）の巻線構成を示す図。
【図２】本発明に係る回転機ドライブシステムの全体構成を示す図。
【図３】３レベルインバータの構成例を示す図。
【図４】図１のモータのコイルの配置とインバータへの接続方法を示す図。
【図５】図１のモータの巻線を展開したコイル配置を示す図。
【図６】コントローラの具体回路構成を示す図。
【図７】本発明に係るキャリア信号、電圧指令値、相電圧の関係を示す図。
【図８】本発明を採用しない巻線構成事例を示す図。
【図９】円環１次モードを示す図。
【図１０（ａ）】コイル電流波形が相違する事例を示す図。
【図１０（ｂ）】図１０（ａ）のときに生じる円環２次モードを示す図。
【図１１（ａ）】コイル電流波形が相違する事例を示す図。
【図１１（ｂ）】図１１（ａ）のときに生じる円環４次モードを示す図。
【図１２】キャリアを逆転させない時のキャリア信号、電圧指令値、相電圧の関係を示す図。
【図１３】本発明で採用可能な他の回転機巻線の展開事例を示す図。
【図１４】本発明で採用可能な他の回転機巻線の事例を示す図。
【図１５】各極のコイルを９０度回転対称に配置した事例を示す図。
【図１６】本発明で採用可能な６極の回転機巻線の事例を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下、本発明の実施例を、図面を用いて説明する。
【実施例】
【００１５】
本発明に係る回転機ドライブシステムの全体構成を図２に示している。但し図２には、回転機が同期電動機である場合の、回転機ドライブシステム２を示している。なおこの場合の回転機は、同期電動機の例を示しているが、同期発電機あるいは同期発電電動機であってもよい。【００１６】
図２の回転機ドライブシステム２の構成要素を大別すると、これは整流器３０、インバータシステム２１および同期機１０により構成されている。また、回転機ドライブシステム２には、電力系統５０が連係され、回転機ドライブシステム２のインバータシステム３０により同期機１０の回転子（シャフト）７にトルクを生じさせ、負荷６にトルクを伝達する。【００１７】
なお図２の事例では同期電動機を意図しているため、電力は電力系統５０から同期回転機１０の方向に与えられることから整流器３０を設置している。このため、同期機として同期発電機とする場合には、整流器３０に代えてインバータを備え、電力を発電機側から電力系統側に送るようにすればよい。【００１８】
以下同期電動機を念頭に置き、回転機ドライブシステム２の構成要素について、電力系統５０に近い側から順にその構成と概略機能を説明する。【００１９】
まず、整流器３０は、電力系統５０に対して電気的絶縁と電圧変換を目的として設けられる変圧器３２０と、変圧器３２０に接続され入力交流電力を直流電力に変換するダイオード整流器３１０により構成される。この整流器３０は、電力系統５０より受電した交流電力を直流に整流し、インバータシステム２０に直流電力を供給する。【００２０】
次にインバータシステム２１について説明すると、これは電力主回路とその制御回路部分で構成されている。まず電力主回路は、３レベルインバータ２３０、２３５、フィルタリアクトル２４０、２５０、直流コンデンサ４００Ｐ、４００Ｎにより構成されている。このうち３レベルインバータ２３０、２３５は、直流入力端子Ｐ、Ｍ、Ｎ（Ｐ：正端子、Ｍ：中性点端子、Ｎ：負端子）が並列接続されている。また、整流器３１０と３レベルインバータ２３０、２３５を接続する直流回路には容量の等しい２つの直流コンデンサ４００Ｐ、４００Ｎが接続され、直流コンデンサ４００Ｐ、４００Ｎの各端子が図２に示すように３レベルインバータ２３０、２３５の直流端子Ｐ、Ｍ、Ｎに接続されている。なお直流コンデンサ４００は、整流器３０の出力する直流電力の脈動を低減することを目的として設置されている。【００２１】
同期機１０は、パワーアース端子ＰＥが接地点Ｅに接続され、絶縁された２組の３相固定子巻線を備える。各組の３相固定子巻線はそれぞれインバータ２３０、２３５に接続されて給電される。同期機１０の回転子（シャフト）７は負荷６に接続されている。なお、同期機１０の２組の３相固定子巻線の接続関係について図４、図５を用いて後述する。【００２２】
インバータシステム２１の制御回路部分は、コントローラ１０１とその入出力回路部分で構成され、インバータ２３０、２３５はコントローラ１０１が与えるゲート信号Ｇにより制御される。【００２３】
コントローラ１０１は、インバータ２３０、２３５の出力電流ｉを電流センサ８１Ａ、８１Ｃ、８１Ｘ、８１Ｚにより検出し、またインバータ２３０、２３５の出力電圧ｖを電圧センサ８２ＡＢ、８２ＢＣ、８２ＸＹ、８２ＹＺにより検出して、その検出値をコントローラ１０１の入力とする。【００２４】
なお、以後の図示および説明における記号付与上の約束として以下のようにしている。まず、直流入力端子Ｐ、Ｍ、Ｎが並列接続された３レベルインバータ２３０、２３５の交流側端子は、いずれもＵ、Ｖ、Ｗ相で表記している。但し、３レベルインバータ２３０の交流側端子Ｕ、Ｖ、Ｗと３レベルインバータ２３５の交流側端子Ｕ、Ｖ、Ｗとで、扱う電気量を区別して説明した方が良い場合がある。このために、以下の説明では、インバータ２３０側の電流ｉ、電圧ｖには記号Ａ、Ｂ、Ｃまたはａ、ｂ、ｃを付して相や線間を区別し、インバータ２３５側の電流ｉ、電圧ｖには記号Ｘ、Ｙ、Ｚまたはｘ、ｙ、ｚを付して相や線間を区別するものとする。【００２５】
また図２の図示において、電流ｉについて３相のうちの２相の電流（図示ではインバータ２３０側についてｉａ、ｉｃ、インバータ２３５側についてｉｘ、ｉｚ）のみコントローラ１０１に入力し、電圧ｖについて３つの線間のうちの２つの線間電圧（図示ではインバータ２３０側についてｖａｂ、ｖｂｃ、インバータ２３５側についてｖｘｙ、ｖｙｚ）のみコントローラ１０１に入力している。これは残りの１相の電流ｉｂ、ｉｙ、残りの１つの線間の電圧ｖｃａ、ｖｚｘは合成により求めることができるため入力回路部分の構成を簡略化したものであり、コントローラ１０１内部では３相量として取り扱われる。【００２６】
コントローラ１０１の詳しい演算内容は図６を用いて後述するが、要するにここでは、トルク指令τｒｅｆと同期機１０への出カトルクが一致するよう３レベルインバータ２３０、２３５のゲート信号Ｇ（Ｇ−ＡＢＣ、Ｇ−ＸＹＺ）を算出し、ゲート信号Ｇをそれぞれ３レベルインバータ２３０、２３５に出力する。なお、３レベルインバータ２３０に与えられるゲート信号Ｇ―ＡＢＣと、３レベルインバータ２３５に与えられるゲート信号Ｇ一ＸＹＺは、先に説明した記号Ａ、Ｂ、Ｃまたは記号Ｘ、Ｙ、Ｚにより区別し、表示されている。なおコントローラ１０１は、上記３レベルインバータ２３０、２３５を制御するゲート信号を算出するが、ゲート信号の信号数は１インバータあたり１２点である。【００２７】
図３に、３レベルインバータの構成例を２３０の例で示している。なお、３レベルインバータ２３５は３レベルインバータ２３０と同じ構成を備えるため、説明を省略する。【００２８】
３レベルインバータ２３０は、交流側端子ごとの３つのアームにより構成されるインバータである。各アームは、４直列接続されたＩＧＢＴ素子、および直流中性点の端子Ｍに接続される２つのダイオードにより構成される。【００２９】
この図においてＵ相の交流端子Ｕに接続されたアームが２３０Ｕであり、Ｖ相の交流端子に接続されたアームが２３０Ｖ、Ｗ相の交流端子に接続されたアームが２３０Ｗである。各アームは基本的に同じ構成とされているので、ここではアーム２３０Ｕの例で説明する。【００３０】
アーム２３０Ｕは、４組のＩＧＢＴ素子（２３０ｍ、２３０ｎ、２３０ｓ、２３０ｖ）が直列に接続されており、４直列接続されたＩＧＢＴ素子列の両端が直流回路の正端子Ｐと負端子Ｎにそれぞれ接続されている。図の例ではＩＧＢＴ素子２３０ｍのカソード側が直流回路の正端子Ｐに、ＩＧＢＴ素子２３０ｖのエミッタ側が直流回路の負端子Ｎに接続されている。なお各ＩＧＢＴ素子は、ＩＧＢＴとこのＩＧＢＴに逆並列接続されたダイオードにより構成されている。【００３１】
４直列接続されたＩＧＢＴ素子で構成された直列アームは、上側の２個２３０ｍ、２３０ｎで上側アームを構成し、下側の２個２３０ｓ、２３０ｖで下側アームを構成する。かつ上下アームの接続点がＵ相の交流端子に接続されている。【００３２】
またこの直列アームの上側アームの２個のＩＧＢＴ素子２３０ｍ、２３０ｎの接続点と、この直列アームの下側アームの２個のＩＧＢＴ素子２３０ｓ、２３０ｖの接続点の間に、ダイオード２３０ａ、２３０ｄの直列回路を接続している。かつダイオード２３０ａ、２３０ｄの直列回路接続点間を、直流中性点端子Ｍに接続している。直流中性点端子Ｍは図８に示したように、容量の等しい２つの直流コンデンサ４００Ｐ、４００Ｎの直列回路の接続部である。【００３３】
説明を省略したが、他のアーム２３０Ｖ、２３０Ｗも２３０Ｕと同じ構成とされている。係る構成において、３レベルインバータ２３０の直流中性点端子Ｍからは、直流電流ｉＭの分岐電流ｉＭａｂｃが流入しており、これが各アームに分岐する。交流出力電圧が直流中性点端子Ｍと同電位のアームの出力電流の和がｉＭａｂｃとなる。【００３４】
係る構成の３レベルインバータ２３０の各ＩＧＢＴ素子の制御電極であるゲート端子に、コントローラ１０１から出力されるゲート信号を入力することによりＩＧＢＴ素子を駆動する。アーム２３０Ｕを例にして、具体的なＩＧＢＴ素子の制御方法について説明する。【００３５】
３レベルインバータにおけるゲート信号Ｇは、下記３つのパターンで出力される。
パターン１：ＩＧＢＴ素子２３０ｍ、２３０ｎをオン、２３０ｓ、２３０ｖはオフ
パターン２：ＩＧＢＴ素子２３０ｎ、２３０ｓをオン、２３０ｍ、２３０ｖはオフ
パターン３：ＩＧＢＴ素子２３０ｓ、２３０ｖをオン、２３０ｍ、２３０ｎはオフ
パターン１の場合は、交流端子Ｕは直流回路の正端子Ｐの電位、パターン２の場合は、交流端子Ｕは直流回路の中間端子Ｍの電位、パターン３の場合は、交流端子Ｕは直流回路の負端子Ｎの電位となるため、直流中点電位から見て＋Ｖｄｃ／２、０、一Ｖｄｃ／２の３電圧を出力可能である。この関係は他の交流端子においても同じである。【００３６】
以上図２と図３を用いて、２組の３レベルインバータで構成される回転機ドライブシステム２の概略構成を説明した。このシステム２における本発明の特徴的な部分は、同期機１０の巻線構造と、この巻線構造を前提とする制御手法にある。このため以下の説明では、まず同期機１０の巻線構造を説明し、そのあとに制御手法について順次説明することにする。【００３７】
まず、本発明の同期機（モータ）１０の巻線構成を図１に示す。モータ１０は、図２で説明したように２組の３相巻線を備えている。これは図１に示すように、ＡＢＣ相と、ＸＹＺ相でそれぞれ三相を構成したものである。コイル１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃで一組の三相を、１０Ｘ、１０Ｙ、１０Ｚでもう一組の三相を構成した６相モータである。各３相のコイルはＹ結線とされており、それぞれ中性点Ｎ１、Ｎ２を持ち、中性点同士は繋がれていない。【００３８】
また図２に示したように、Ｕ相は３レベルインバータ２３０側がＡ相と表記され、３レベルインバータ２３５側がＸ相と表記されていたが、Ｕ相を表すＡ相とＸ相は、基本波の電流位相が１８０度異なるようにコイルを配置する。これにより、Ｕ相のコイル１０Ａと１０Ｘが同方向位置に配列され、同様にＶ相のコイル１０Ｂと１０Ｙが同方向位置に配列され、Ｗ相のコイル１０Ｃと１０Ｚが同方向位置に配列された構成とされる。【００３９】
図１のモータのコイルの配置とインバータへの接続方法を、図４を用いてさらに説明する。Ｖ相（Ｂ、Ｃ相）とＷ相（Ｙ、Ｚ相）は、それぞれＵ相（Ａ、Ｘ相）のコイルを電気的に１２０度ずらして配置するが、図４では説明を簡便にするためにＵ相（Ａ相、Ｘ相）のコイルのみを図示している。ここでは四極のモータを構成した例について示す。【００４０】
図４に示すように、３レベルインバータ２３０のＵ相（Ａ）は、モータ１０の巻線１０Ａに接続され、３レベルインバータ２３５のＵ相（Ｘ）は、モータ１０の巻線１０Ｘに繋がれている。巻線事例を２４スロットの例で説明する。【００４１】
巻線１０Ａは、スロット番号１、６間で１ターン、さらにスロット番号２、７間で１ターンして２巻線を構成した後で亘り線１０ｋを経由して、さらにスロット番号１３、１８間で１ターン、さらにスロット番号１４、１９間で１ターンして２巻線を構成する。なお、亘線１０ｋの前後の２組の巻線は互いに位相が１８０度相違する位置に置かれる。【００４２】
同様にして巻線１０Ｘは、スロット番号７、１２間で１ターン、さらにスロット番号８、１３間で１ターンして２巻線を構成した後で亘り線１０ｋを経由して、さらにスロット番号１９、２４間で１ターン、さらにスロット番号２０、１間で１ターンして２巻線を構成する。なお、亘線１０ｋの前後の２組の巻線は互いに位相が１８０度相違する位置に置かれる。つまり各相を構成する巻線は、亘線１０ｋの前後で互いに軸対象となる位置に置かれている。【００４３】
このようにコイル１０Ａと１０Ｘはそれぞれ４つずつのコイル巻線で構成され、二つずつが対向するように１８０度回転対称に配置され、これら４つのコイル巻線はすべて直列に接続する。対向するコイル巻線は亘り線１０Ｋで電気的に繋がれる。電気的には、コイル１０ＡはＮ極を形成し、コイル１０ＸはＳ極を構成する。【００４４】
このモータの巻線を展開したコイル配置が図５である。このモータは４極、固定子のスロットは２４のモータであり、各コイルはスロット番号１〜６のピッチ巻かれた２層巻の分布巻となっている。図５の巻線によれば、端子Ａから流入した実線の電流は、スロット番号１−６−２−７−１３−１８−１４−１９を経由して中性点Ｎ１に流れる。【００４５】
本発明では、端子Ａと端子Ｘからは、基本波が逆向きの同じ大きさの交流電流を入力するように運用するので、端子Ａから電流流入する上記説明のタイミングでは、中性点Ｎ２から流入した点線の電流は、スロット番号１−２０−２４−１９−１３−８−１２−７を経由して端子Ｘに流れる。このようにしたことで、Ｎ、Ｓ交互に磁界が発生する。【００４６】
図４に示したインバータとモータの組合せに依れば、直列に巻かれたコイルに常に同じ電流が流れるため、対向するＮ極コイルが発生する電磁力（主に吸引力）は等しく、回転子に偏心させる力が働かない。また、対向するＳ極コイルが発生する電磁力も等しく、こちらも回転子に偏心させる力は働かない。これは１０Ａと１０Ｘに流れる電流が異なっても成立し、このような巻線にすることで、２台の並列インバータにより駆動される６相モータを、偏心力なしにスムーズに回転させることができ、モータの騒音も抑えることができる。【００４７】
以上本発明のモータ１０の巻線の特徴について説明した。これによれば、図１に示すように２組の３相巻線を備えたモータとした。このうち同じ相の２つのコイルは直線状に配置することにした。かつ一方のコイルに流れる電流が入力端子から中性点に向かう方向であるときに、他方のコイルに流れる電流は中性点からその入力端子に向かう方向とした。これにより２組の３相巻線の同相の２つのコイルに流れる電流は同一方向に流れるようにされている。【００４８】
係る巻線配置を前提として、本発明の制御手法では２組の３相巻線の同相の２つのコイルに流れる電流を互いに基本波位相が逆位相となるように制御する。以下、この制御を実現するための制御手法を説明する。この制御はコントローラ１０１により実現される。【００４９】
次にコントローラ１０１について、図６を用いて説明する。コントローラ１０１は、３レベルインバータ２３０用コントローラ１１１ＡＢＣ、３レベルインバータ２３５用コントローラ１１１ＸＹＺ、トルク分配器１１００、ＰＷＭキャリア生成器１１０１により構成される。この２組のコントローラ１１１ＡＢＣ、１１１ＸＹＺにより、３レベルインバータ２３０、２３５から回転機１０に与えられる各組の３相電流を制御する。【００５０】
コントローラ１１１ＡＢＣ、１１１ＸＹＺに与えられる入力について説明する。コントローラ１１１ＡＢＣ、１１１ＸＹＺの本来機能はトルク制御にあるので、入力の一つはトルク指令τｒｅｆである。トルク指令τｒｅｆはトルク分配器１１００により１／２に除算され、コントローラ１１１ＡＢＣ、１１１ＸＹＺへ共通に入力される。従って、２つのコントローラ１１１ＡＢＣ、１１１ＸＹＺは、同一値のトルク指令τｒｅｆで作動する。【００５１】
また、トルク指令τｒｅｆに対応して実際のトルクを導出する必要があるために、電圧センサ、電流センサの検出値を得ている。トルク算出のために使用するのは図２に示したように、電流ｉについてコントローラ１１１ＡＢＣではｉａ、ｉｃ、コントローラ１１１ＸＹＺではｉｘ、ｉｚであり、電圧ｖについてコントローラ１１１ＡＢＣではｖａｂ、ｖｂｃ、コントローラ１１１ＸＹＺではｖｘｙ、ｖｙｚを使用する。【００５２】
なおその他の入力として、コントローラ１１１ＡＢＣ、１１１ＸＹＺにおけるベクトル制御のためのｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆ、点弧タイミングを決定するためのキャリア信号Ｔｒｉを用いる。【００５３】
コントローラ１１１ＡＢＣ、１１１ＸＹＺでは、これらの信号をもとに、最終的に該当インバータ２３０、２３５が同期機１０の回転子に与えるトルクと、上記除算されたトルク指令τｒｅｆ／２が一致するように演算されたインバータの交流出力電圧指令値ｖａｒｅｆ、ｖｂｒｅｆ、ｖｃｒｅｆを、２相／３相変換器１１１ｌＡＢＣから得る。【００５４】
算出された交流出力電圧指令値ｖａｒｅｆ、ｖｂｒｅｆ、ｖｃｒｅｆは、ＰＷＭ演算器１１１２ＡＢＣにおいて、キャリア生成器１１０１の出力であるキャリア信号ＴｒｉＰ、ＴｒｉＮと大小比較される。これにより、インバータ出力電圧の瞬時平均値が上記電圧指令値と一致するようなゲート信号Ｇ一ＡＢＣ、Ｇ一ＸＹＺが算出される。【００５５】
具体的な演算方法について、図を用いて説明する。但し、コントローラ１１１ＡＢＣとコントローラ１１１ＸＹＺは同じ回路構成とされ、等しい演算器を備えるため、コントローラ１１１ＡＢＣの例で説明する。【００５６】
まず電圧検出値ｖａｂ、ｖｂｃは、２相３相演算器１１０１ＡＢＣに入力され、３相の相電圧Ｖａｎｌ、Ｖｂｎｌ、Ｖｃｎｌに変換される。この２相３相演算器内演算は、公知の方法によって実施することができるので詳細説明を割愛する。同様に電流検出値ｉａ、ｉｂは、２相３相演算器１１０２ＡＢＣに入力され、３相電流ｉａ、ｉｂ、ｉｃに変換される。【００５７】
３相化された電圧検出値Ｖａｎｌ、Ｖｂｎｌ、Ｖｃｎｌ、電流検出値ｉａ、ｉｂ、ｉｃは位相算出器１１０３ＡＢＣに入力され、同期機１０の固定子巻線誘起電圧位相が演算される。具体的には、同期機１０の入力電流と既知の値である同期機インピーダンス、入力端子電圧より誘起電圧を推定し、該電圧の位相θａｂｃを算出することにより上記位相演算が実現される。本演算も、本分野で広く知られている位相検出方法であるため、詳細の説明を省略する。【００５８】
トルク算出器１１０５ＡＢＣでは、誘起電圧位相算出値θａｂｃおよび３相に変換された同期機１０の端子電圧ｖａｎｌ、ｖｂｎｌ、ｖｃｎｌ、入力電流ｉａ、ｉｂ、ｉｃを入力として、３レベルインバータ２３０により同期機１０の回転子に印加しているトルクτａｂｃを算出する。【００５９】
トルク補償器１１０７ＡＢＣでは、トルク分配器１１００の出力（トルク指令τｒｅｆ／２）と、実トルクτａｂｃを入力とし、両者の偏差を減らすようトルク電流指令値（ベクトル制御のｑ軸電流指令値）ｉｑｒｅｆを算出し、電流制御器１１０８ＡＢＣに出力する。ここでベクトル制御においては、同時にｄ軸電流も調整しており、電流制御器１１０９ＡＢＣには外部からｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆが与えられている。【００６０】
これらの電流制御器１１０８ＡＢＣ、１１０９ＡＢＣで使用するトルク電流であるｑ軸電流ｉｑ−ａｂｃ、無効電流であるｄ軸電流ｉｄ−ａｂｃは、以下のようにして算出されている。まず入力電流ｉａ、ｉｂ、ｉｃは、α一β演算器１１０４ＡＢＣに入力される。α一β演算器１１０４ＡＢＣは入力された３相量をα―β変換し、該変換値をｄ―ｑ変換器１１０６ＡＢＣに出力する。【００６１】
ｄ―ｑ変換器１１０６ＡＢＣでは、入力電流のα―β変換値を、位相算出値θを用いてｄ―ｑ変換し、トルク電流であるｉｑ−ａｂｃ、無効電流であるｉｄ−ａｂｃを出し、電流制御器１１０８ＡＢＣおよび１１０９ＡＢＣに出力する。電流制御器１１０８ＡＢＣは、トルク電流指令ｉｑｒｅｆ−ａｂｃとｉｑ−ａｂｃが一致するよう、２レベルインバータ２３０のｑ軸出力電圧指令値ｖｑｒｅｆを算出する。また電流制御器１１０９ＡＢＣは、零である無効電流指令値ｉｄｒｅｆ−ａｂｃと無効電流であるｉｄ−ａｂｃが一致するように、３レベルインバータ２３０のｄ軸出力電圧指令値ｖｄｒｅｆを算出する。【００６２】
電圧指令値ｖｄｒｅｆ、ｖｑｒｅｆはｄ―ｑ逆変換器１１１０ＡＢＣでα―β変換されたのち、２相／３相変換器１１１ｌＡＢＣにより３相化され、該３相電圧指令値ｖａｒｅｆ、ｖｂｒｅｆ、ｖｃｒｅｆはＰＷＭ演算器１１１２ＡＢＣに出力される。【００６３】
以上により、３レベルインバータ２３０はトルク指令に一致したトルクを発生させるよう制御される。これに対し、コントローラ１１１ＸＹＺは、コントローラ１１１ＡＢＣと同じ演算を実施する。つまり、電圧検出値ｖｘｙ、ｖｙｚ、電流検出値ｉｘ、ｉｙを用いてトルク指令分配器１１００の出力と、３レベルインバータ２３５が同期機１０の回転子に印加するトルクが一致するよう３レベルインバータ２３５のゲート信号を算出する。なおコントローラ１１ｌＡＢＣとコントローラ１１ｌＸＹＺ内のＰＷＭ演算器は、同等構成とされている。【００６４】
コントローラ１０１における図６の上記構成は、従来から採用され良く知られたものであり、本発明のコントローラ１０１は以下の点に特徴を有している。この特徴は、コントローラ１１１ＡＢＣとコントローラ１１１ＸＹＺでは、ＰＷＭ演算器１１１２ＡＢＣに入力されるキャリアＴｒｉＰ、ＴｒｉＮが乗算器１１１５によって位相反転されている点であり、これにより同期機１０のＸ相、Ｙ相、Ｚ相に誘起される電圧位相が同期機１０のＡ相、Ｂ相、Ｃ相に誘起される電圧位相と反転している点である。【００６５】
図７には、キャリア生成器１１０１の出力であるキャリア信号ＴｒｉＰ、ＴｒｉＮと、乗算器１１１５によって位相反転されたキャリア信号ＴｒｉＰ２、ＴｒｉＮ２、およびこれらキャリア信号と大小比較される電圧指令値ｖａｒｅｆ、ｖｘｒｅｆ、ならびにこの結果得られる相電圧の時系列的変化を示している。但し、これら波形は上段にコントローラ１１ｌＡＢＣのａ相、下段にコントローラ１１ｌＸＹＺのｘ相の波形を代表して示している。【００６６】
図７は、上から順番に３レベルインバータ２３０のキャリアＴｒｉＰ、ＴｒｉＮ、正弦波状の交流出力電圧指令値ｖａｒｅｆ、ａ相の電位Ｖａを示し、次に３レベルインバータ２３５のキャリアＴｒｉＰ２、ＴｒｉＮ２、電圧指令値ｖｘｒｅｆ、そしてｘ相の相電圧Ｖｘの波形を示す。横軸は時間であり、Ｖａｒｅｆ、Ｖｘｒｅｆが正の場合には、ＴｒｉＰと交差する点、Ｖａｒｅｆ、Ｖｘｒｅｆが負の場合には、ＴｒｉＮと交差するタイミングの時刻をｔ１〜ｔ２２で示している。【００６７】
図７の波形によれば、コントローラ１１ｌＡＢＣのＰＷＭ演算器１１１２ＡＢＣに与えられる三角波ＴｒｉＰとＴｒｉＮは、位相と振幅が等しく、直流バイアスが異なる三角波である。直流バイアスにより、三角波ＴｒｉＰが最大値Ｔとなる時点で三角波ＴｒｉＮは０となり、三角波ＴｒｉＰが最小値０となる時点で三角波ＴｒｉＮは負の最大値（―Ｔ）となるように定められている。これによリコントローラ１１ｌＡＢＣからキャリアを用いてゲート信号Ｇ―ＡＢＣを算出し、ａ相の電位Ｖａを生成する。【００６８】
コントローラ１ｌＸＹＺには、乗算器１１１５によってＴｒｉＰ、ＴｒｉＮの位相を反転した三角波ＴｒｉＰ２、ＴｒｉＮ２がキャリアとして入力され、キャリアを用いてゲート信号Ｇ―ＸＹＺを算出し、ｘ相の電位Ｖｘを生成する。【００６９】
コントローラ１１ｌＸＹＺ側にあたえられる三角波ＴｒｉＰ２とＴｒｉＮ２も、位相と振幅が等しく、直流バイアスが異なる三角波であるが、これはコントローラ１１ｌＡＢＣ側にあたえられた三角波ＴｒｉＰとＴｒｉＮを乗算器１１１５により位相反転したものである。これにより、三角波ＴｒｉＮ２が最大値Ｔとなる時点で三角波ＴｒｉＰ２は０となり、三角波ＴｒｉＮ２が最小値０となる時点で三角波ＴｒｉＰ２は負の最大値（―Ｔ）となるように定められている。これによリコントローラ１１ｌＸＹＺ２から該キャリアを用いてゲート信号Ｇ―ＸＹＺを算出、ｘ相の電位Ｖｘを生成する。【００７０】
上記のようにして得られたａ相の電位Ｖａ、ｘ相の電位Ｖｘは、正、零、負の３つのレベルの信号であり、ａ相の電位Ｖａが正または負となる期間では、ｘ相の電位Ｖｘが負または正となる期間であり、極性が反転する。ただしａ相の電位Ｖａがゼロの期間では、ｘ相の電位Ｖｘもゼロとされる。【００７１】
以上述べたように、３レベルインバータ２３０と２３５の電圧指令値ＶａｒｅｆとＶｘｒｅｆは正負対称の波形である。また、キャリアであるＴｒｉＰとＴｒｉＮ、ＴｒｉＰ２とＴｒｉＮ２は、それぞれ同位相で互いに１８０度ずれた位相である。このｔ１〜ｔ２２のタイミングで、インバータの電圧をｏｎ／ｏｆｆ制御した相電圧ＶａとＶｘをみると、図７に示すように、相電圧Ｖａ、Ｖｘの変化タイミングは一致し、波形は同じで上下対称となる。【００７２】
以上の制御結果を、モータの巻線を展開したコイル配置を示す図５の上に示してみると、例えば図７の時刻ｔ１−ｔ２間では正の相電圧を生起してコイル１０Ａに印加している時、コイル１０Ｘには負の相電圧を生起して印加していることになる。これは端子Ａから中性点Ｎ１に向けて電流を流しているとき、中性点Ｎ２から端子Ｘに向けて電流を流していることを意味している。またこのことは、図１において端子Ａから中性点Ｎ１、中性点Ｎ２を経由し、端子Ｘに向けて同じ電流ｉを流していることと等価である。【００７３】
本発明は以上のように構成され、制御されるものであるが、このようにすることの意味について説明する。具体的には、仮にこのような構成、制御手法を採用しなかった場合にどのようなことになるか、本発明での事象と対比しながら説明を行う。【００７４】
まず、巻線構成について、本発明のコイル配置に換えて、たとえば図８のようにコイルを配置したとする。想定事例では、端子Ａに接続される２つの巻線１０Ａ（図８では白抜きのコイルで示す）を互いに隣接配置し、かつ端子Ｘに接続される２つの巻線１０Ｘ（図８では斜線のコイルで示す）を互いに隣接配置して、交互にＮ極とＳ極を配置する。【００７５】
この場合に、１０Ａと１０Ｘのコイル電流の差により、この回転子１０には偏心させる力が働く。このような加振力モードを円環１次モードという。図９には円環１次モードを示しており。回転機軸に対して所定の一方向に偏心力が働く。この円環１次モードが発生すると、回転子を安定に回転させることができない。【００７６】
さらに加振力の円環モードは、電流波形の違いにより変化する。図１０、図１１を用いて、このことを説明する。図１０（ａ）、図１１（ａ）は、コイル１０Ａと１０Ｘに流れるコイル電流波形が相違した事例を示している。ここで太い実線がコイル１０Ａに流れるコイル電流波形ｉＡ、太い点線がコイル１０Ｘに流れるコイル電流波形ｉｘ、細い実線が基本波形ｉを示している。【００７７】
図１０（ａ）の波形は、基本波ｉに高調波が重畳したものであるが、区間Ｔ１に例示するようにｉＡに正の値の高調波が乗った時に、ｉｘに負の値の高調波が乗っている波形である。逆に区間Ｔ２に例示するようにｉＡに負の値の高調波が乗った時に、ｉｘに正の値の高調波が乗っている。これに対し、図１１（ａ）の波形も基本波に高調波が重畳したものであるが、区間Ｔ１に例示するようにｉＡに正の値の高調波が乗った時に、ｉｘにも正の値の高調波が乗っている波形である。逆に区間Ｔ２に例示するようにｉＡに負の値の高調波が乗った時に、ｉｘにも負の値の高調波が乗っている。【００７８】
このような電流波形の相違に対し、まず図１０（ａ）に示した波形のようにＡ相とＸ相に流れる電流が異なると、対向するＮ極と対向するＳ極の力が異なるので、図１０（ｂ）に示すような円環２次モードの加振力が発生する。円環２次モードの加振力では互いに９０度位相が相違する２つの方向に偏心力が発生する。【００７９】
しかし、図１１（ａ）のような電流波形では、対向するＮ極と対向するＳ極が回転子に及ぼす電磁力は同じになる。固定子と回転子の間の電磁力（主に吸引力）は、磁極の向きとは関係なく、磁極の強さだけに依存するためである。このため、図１１（ａ）の電流波形が、図４のモータに流れると、加振力の円環２次モードは現れず、代わりに図１１（ｂ）に示す円環４次のモードが現れることになる。円環一次以外の高次モードは、回転子を偏心させる力ではないが、固定子を変形させ、モータ外径が振動することで騒音が発生する。【００８０】
一般に加振力の円環モードは低次の場合に騒音が問題になる。２次以上の場合は、次数が増えると変形の節が増え、同じ径方向の電磁力に対する変位量が減るためである。このため、電動機の騒音を減らすため、円環低次モードを出さないように、高次のモードにする工夫が必要であり、本発明では、インバータのスイッチングとの組合せで電動機の低騒音を実現できる。【００８１】
以上は、主に電磁力の空間分布の不均衡に対しての対策を述べた。騒音の主な原因は、モータ外径の変形と、軸に働く偏心力であった。本発明はこの円環モードの加振力に注目したものである。【００８２】
また本発明では、制御手法における工夫として、３レベルインバータのキャリヤを逆転させている。この逆転の意味について逆転させない時の問題について説明する。図１２には、キャリアの位相が同じ場合を示している。この図１２において、上半分のコントローラ１１ｌＡＢＣの波形は図７と同じであるが、下半分のコントローラ１１ｌＸＹＺの波形は、キャリアＴｒｉＰ２とＴｒｉＮ２が、上半分のＴｒｉＰとＴｒｉＮと同相である場合である。【００８３】
この場合の電圧指令値Ｖｘｒｅｆは、図７と同様であるが、比較されるキャリアが図７とは異なるため、点弧時期ｔ１〜ｔ２２のタイミングがずれ、相電圧ＶａとＶｘの波形が上下対称とはならない。相電圧ＶａとＶｘの基本波電圧は同じになるが、高調波の電圧成分が異なるため、電流も高調波分が異なることになる。このときの電流のイメージが図１０（ａ）に示されている。【００８４】
電流も電圧波形を反映し、キャリアの位相が１８０度異なる場合は、Ａ相とＸ相は完全に上下対称のような図１１（ａ）、キャリアが同相ならば図１０（ａ）のような波形となる。この仮定はＡ相とＸ相の回路インピーダンスが全く等しく、インバータの性能も全く同じ理想的な場合でも、キャリアの位相によって、Ａ相とＸ相のコイル電流波形が異なる。この点に本発明は注目した。【００８５】
本発明で採用可能な回転機巻線事例についてさらに説明する。図１３は図５と同じコイルであるが、コイルを直列にする接続方法が異なっている。このモータも図５と同じ４極、固定子のスロットは２４のモータであり、各コイルはスロット番号１〜６のピッチで巻かれた２層巻の分布巻となっている。図１３の巻線によれば、端子Ａから流入した実線の電流は、スロット番号１−６−１３−８−１３−１８−１−２０を経由して中性点Ｎ１に流れる。【００８６】
本発明では、端子Ａと端子Ｘからは、基本波が逆向きの同じ大きさの交流電流を入力するように運用するので、端子Ａから電流流入する上記説明のタイミングでは、中性点Ｎ２から流入した点線の電流は、スロット番号２−７−１２−７−１４−１９−２４−１９を経由して端子Ｘに流れる。このようにしたことで、Ｎ、Ｓ交互に磁界が発生する。この場合にも、巻き順などは相違するものの、各相を構成する巻線は、亘線１０ｋの前後で互いに軸対象となる位置に置かれている。【００８７】
このように図１３の巻線事例では、一極を構成するコイルは二つずつあり、一極につき一つずつを直列に接続し、二並列回路とする。このとき、直列コイルの電圧ベクトルの合計が、二並列回路で同じになるように、且つ、直列コイル内の対向するコイルがちょうど１８０度回転対称となるようにコイルを接続している。【００８８】
図１４に示すように対向している直列コイルは１８０度対称になっているが、となりの極のコイルと９０度回転対称にはなっておらず、１スロット分ずれている。この理由は、たとえば、図１５のように各極のコイルを９０度回転対称に配置した場合、１０Ａと１０Ｘのコイルは、回転子から受ける磁束の位相が異なるので誘起電圧が異なり、インバータ２３０と２３５が同じ電圧を発生しても、電流が異なってしまうためである。【００８９】
図１４の巻線は位相の進んだコイルと遅れたコイルが１０Ａ、１０Ｘにそれぞれ二つずつあるため、電圧ベクトルが一致するようになっている。この場合の電磁力（吸引力）の変形モードは図１１（ｂ）のようになり、円環４次のモードが発生する。厳密にいえば、図１５では円環２次は発生しないが、図１４では４回回転対称性が若干崩れているため、円環２次も微小ながら発生する。しかし、２次のモードは小さく抑えられるため、本発明の有効性は変わらない。【００９０】
また、図４、図５の巻線例では４極の場合を例に挙げたが、図１６に示すように６極の場合も同様である。ただし、この場合は対向するコイルを直列にするのではなく、同極のコイルを直列にすると電磁力バランスが取れる。その場合、Ａ相をＮ極性とすると、Ｘ相をＳ極性とする。これにより、３次の円環モードが構造的に発生するが、スイッチングタイミングを逆相にすることで、６次の円環モードまで高次化することができ、これにより低騒音化が図れる。なお図１３の実施例の場合には、極数に関係なく同様の考え方で構成できる。【００９１】
以上の説明は、コイルの位置が厳密に回転対称になるような例で説明したが、コイルの配置が数スロット分ずれていても、電磁力を分散させ、偏心力を小さく、あるいは加振力の円環低次モードを抑える効果があることは言うまでも無い。【００９２】
図１３の場合には、一極を構成するコイルが二つの場合を示したが、偶数であれば同様に構成可能であることは言うまでも無い。【００９３】
また本実施例では、２台のインバータのキャリアを位相差が１８０度の三角波としたが、該位相が１８０度ではなくても、９０度から２７０度の間であれば２つのインバータの出力電流の波形は、ほぼ逆相になるため同様の効果がある。ただし、位相差が１８０度に近いほど電流の対称性が増すため、位相差を１８０度とすることが望ましい。【００９４】
以上詳細に述べたように本発明は、二つの並列回路間で異なる電流が流れても、一つの並列回路を構成する直列コイル群を軸対称位置に配置することで、軸対称の電磁力を等しくし、これにより、回転子に働く偏心させる力、及び、騒音を抑制しようとするものである。
【符号の説明】
【００９５】
１：電動機ドライブシステム，６：負荷，７：シャフト，１０：同期機，２０、２１：インバータシステム，３０：整流器，２３０、２３５：３レベルインバータ，２１０ｍ、２１０ｏ、２１０ｐ、２１０ｑ、２１０ｒ、２３０ｍ、２３０ｎ、２３０ｏ、２３０ｐ、２３０ｑ、２３０ｒ、２３０ｓ、２３０ｔ、２３０ｕ、２３０ｖ、２３０ｗ、２３０ｘ：ＩＧＢＴ素子，２３０ａ、２３０ｂ、２３０ｃ、２３０ｄ、２３０ｅ、２３０ｆ：ダイオード，５０：電力系統，１０１：コントローラ，１０Ａ、１０Ｘ：巻線，１０Ｋ：亘り線，８１Ａ、８１Ｃ、８１Ｘ、８１Ｙ：電流センサ，８２ＡＢ、８２ＢＣ、８２ＸＹ、８２ＹＺ：電圧センサ，２４０、２５０：リアクトル，４００Ｐ、４００Ｎ：直流コンデンサ
【図１】
2014207858.tif 000003
【図２】
2014207858.tif 000004
【図３】
2014207858.tif 000005
【図４】
2014207858.tif 000006
【図５】
2014207858.tif 000007
【図６】
2014207858.tif 000008
【図７】
2014207858.tif 000009
【図８】
2014207858.tif 000010
【図９】
2014207858.tif 000011
【図１０（ａ）】
2014207858.tif 000012
【図１０（ｂ）】
2014207858.tif 000013
【図１１（ａ）】
2014207858.tif 000014
【図１１（ｂ）】
2014207858.tif 000015
【図１２】
2014207858.tif 000016
【図１３】
2014207858.tif 000017
【図１４】
2014207858.tif 000018
【図１５】
2014207858.tif 000019
【図１６】
2014207858.tif 000020
【国際調査報告】
2014207858.tif 000021
2014207858.tif 000022