(57)【要約】  一実施の形態によれば、デジタル送信機（１）は、振幅信号Ａ（ｔ）の関数ｆ（Ａ（ｔ））を振幅変調振幅信号Ａ’（ｔ）として生成する振幅変調振幅信号生成部（１３２）と、ｃｏｓ−１｛Ａ（ｔ）／ｆ（Ａ（ｔ））｝を位相θ１として算出して振幅変調位相信号Ｐ１（ｔ），Ｐ２（ｔ）を生成する振幅変調位相信号生成部（１３３）と、信号Ａ’（ｔ），Ｐ１（ｔ）に基づき、増幅後のＲＦパルス信号を生成する個別デジタル送信部（１１）と、信号Ａ’（ｔ），Ｐ２（ｔ）に基づき、増幅後のＲＦパルス信号を生成する個別デジタル送信部（１２）と、個別デジタル送信部（１１，１２）のそれぞれの出力を合成するＲＦ合成器（１６）と、を備える。
2015040773.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
デジタル信号を直交変調して直交無線信号を出力する直交変換手段と、
前記直交無線信号の振幅を表す振幅信号の第１所定関数を振幅変調振幅信号として生成する、振幅変調振幅信号生成手段と、
前記第１所定関数に応じた値の逆三角関数を第１位相として算出し、前記直交無線信号の位相を表す位相信号からそれぞれ正側及び負側に前記第１位相分だけ位相のずれた第１及び第２振幅変調位相信号を生成する、振幅変調位相信号生成手段と、
前記第１振幅変調位相信号に基づいてパルス波形の第１パルス位相信号を生成する第１パルス位相信号生成手段と、
前記振幅変調振幅信号を前記第１パルス位相信号に同期してΔΣ変調する第１ΔΣ変調手段と、
前記第１ΔΣ変調手段の出力信号と、前記第１パルス位相信号と、を混合して第１ＲＦパルス信号を生成する第１混合手段と、
前記第１ＲＦパルス信号を増幅する第１スイッチングアンプと、
前記第２振幅変調位相信号に基づいてパルス波形の第２パルス位相信号を生成する第２パルス位相信号生成手段と、
前記振幅変調振幅信号を前記第２パルス位相信号に同期してΔΣ変調する第２ΔΣ変調手段と、
前記第２ΔΣ変調手段の出力信号と、前記第２パルス位相信号と、を混合して第２ＲＦパルス信号を生成する第２混合手段と、
前記第２ＲＦパルス信号を増幅する第２スイッチングアンプと、
前記第１及び前記第２スイッチングアンプのそれぞれの出力を合成する合成手段と、を備えた、送信機。
【請求項２】
前記振幅変調位相信号生成手段は、前記振幅信号を前記振幅変調振幅信号で除した値のアークコサイン値を前記第１位相として算出する、請求項１に記載の送信機。
【請求項３】
前記振幅変調振幅信号生成手段は、
前記振幅信号が所定範囲内である場合、前記振幅信号に関わらず一定値の前記振幅変調振幅信号を生成し、前記振幅信号が前記所定範囲外である場合、前記振幅信号に応じた前記振幅変調振幅信号を生成する、請求項１又は２に記載の送信機。
【請求項４】
前記振幅変調振幅信号生成手段は、
前記振幅信号が当該振幅信号の取り得る最大値と０〜１の任意の定数との積未満の場合、前記振幅信号の取り得る最大値と前記定数との積を前記振幅変調振幅信号として生成し、
前記振幅信号が当該振幅信号の取り得る最大値と前記定数との積以上の場合、前記振幅信号を前記振幅変調振幅信号として生成する、請求項１〜３の何れか一項に記載の送信機。
【請求項５】
前記振幅変調振幅信号生成手段は、
前記振幅信号が当該振幅信号の取り得る最大値と０〜１の任意の定数との積未満の場合、前記振幅信号を前記定数で除した値を前記振幅変調振幅信号として生成し、
前記振幅信号が当該振幅信号の取り得る最大値と前記定数との積以上の場合、前記振幅信号の取り得る最大値を前記振幅変調振幅信号として生成する、請求項１〜３の何れか一項に記載の送信機。
【請求項６】
前記振幅変調振幅信号生成手段は、
前記振幅信号のｎ（ｎは０〜１の任意の値）乗と、前記振幅信号の取り得る最大値の（１−ｎ）乗と、の積を前記振幅変調振幅信号として生成する、請求項１又は２に記載の送信機。
【請求項７】
前記第１及び前記第２ΔΣ変調手段は、何れも多値の出力信号を生成し、
前記第１混合手段は、前記第１ΔΣ変調手段の多値の出力信号と、前記第１パルス位相信号と、を混合して多値の前記第１ＲＦパルス信号を生成し、
前記第２混合手段は、前記第２ΔΣ変調手段の多値の出力信号と、前記第２パルス位相信号と、を混合して多値の前記第２ＲＦパルス信号を生成し、
前記第１スイッチングアンプは、多値の前記第１ＲＦパルス信号を増幅し、
前記第２スイッチングアンプは、多値の前記第２ＲＦパルス信号を増幅する、請求項１〜６の何れか一項に記載の送信機。
【請求項８】
前記第１及び前記第２スイッチングアンプと、前記合成手段と、の間に、帯域通過フィルタをさらに備えた、請求項１〜７の何れか一項に記載の送信機。
【請求項９】
前記合成手段の後段に帯域通過フィルタをさらに備えた、請求項１〜７の何れか一項に記載の送信機。
【請求項１０】
デジタル信号を直交変調して直交無線信号を出力し、
前記直交無線信号の振幅を表す振幅信号の第１所定関数を振幅変調振幅信号として生成し、
前記第１所定関数に応じた値の逆三角関数を第１位相として算出し、
前記直交無線信号の位相を表す位相信号から正側及び負側にそれぞれ前記第１位相分だけ位相のずれた第１及び第２振幅変調位相信号を生成し、
前記第１振幅変調位相信号に基づいてパルス波形の第１パルス位相信号を生成し、
前記振幅変調振幅信号を前記第１パルス位相信号に同期してΔΣ変調し、
そのΔΣ変調した結果と、前記第１パルス位相信号と、を混合して第１ＲＦパルス信号を生成し、
前記第１ＲＦパルス信号を第１スイッチングアンプにより増幅し、
前記第２振幅変調位相信号に基づいてパルス波形の第２パルス位相信号を生成し、
前記振幅変調振幅信号を前記第２パルス位相信号に同期してΔΣ変調し、
そのΔΣ変調した結果と、前記第２パルス位相信号と、を混合して第２ＲＦパルス信号を生成し、
前記第２ＲＦパルス信号を第２スイッチングアンプにより増幅し、
前記第１及び前記第２スイッチングアンプのそれぞれの出力を合成する、送信機の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、送信機及びその制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話や無線ＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ  Ａｒｅａ  Ｎｅｔｗｏｒｋ）の通信機器の送信部は、出力電力の大きさに関係なく、送信信号の精度を確保しつつ、低消費電力で動作することが求められる。特に、通信機器の送信部最終段の電力増幅回路は、通信機全体の消費電力の５０％以上を占めるため、高い電力効率であることが求められる。【０００３】
近年、高い電力効率を持つと期待される電力増幅回路として、スイッチング増幅回路が注目されている。スイッチング増幅回路は、入力信号としてパルス波形信号を想定し、その波形を維持して電力増幅する。スイッチング増幅回路によって増幅されたパルス波形信号は、フィルタ素子によって所望の周波数成分以外の周波数成分が十分に抑圧された後に、アンテナより空中に放射される。【０００４】
特許文献１及び非特許文献１には、スイッチング増幅回路の一つであるＤ級増幅回路を備えた送信機の構成が示されている。この送信機は、ＲＦ信号生成器により生成されたＲＦパルス信号をドライバアンプ及びＤ級増幅回路を用いて増幅し、増幅されたＲＦパルス信号の不要成分をＤ級増幅回路の後段のフィルタを用いて除去することで、ＲＦ無線信号を再生する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】国際公開ＷＯ２０１１／０７８１２０号公報
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】S. Hori, K. Kunihiro, K. Takahashi and M. Fukaishi, "A 0.7-3GHz envelope delta-sigma modulator using phase modulated carrier clock for multi-mode/band switching amplifiers", IEEE Radio Frequency Integrated Circuits Symposium Digest, pp. 35-38, June 2011
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
ところで、ＡＣＬＲ（Ａｄｊａｃｅｎｔ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｌｅａｋａｇｅ  Ｒａｔｉｏ）は、現状のキャリア規格にある項目の１つである。本項目は、所望信号が占有するチャネルの隣のチャネルに漏洩する電力を、規格値以下に抑えることを要求するものである。例えば、基地局向けＬＴＥ（Ｌｏｎｇ  Ｔｅｒｍ  Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）規格のＡＣＬＲは、２０ＭＨｚオフセットの場合に４５ｄＢ以上であることが求められる。【０００８】
ここで、関連技術の送信機内のＲＦ信号生成器が生成するＲＦパルス信号には、所望信号の他に量子化雑音が含まれる。関連技術の送信機は、Ｄ級増幅回路の後段に設けられたフィルタによって通過帯域外の量子化雑音を抑圧している。しかしながら、通常、隣接チャネルは、フィルタの帯域内に存在する。したがって、フィルタでは、隣接チャネルに漏れ出る量子化雑音を除去することができない。そのため、フィルタの前段のＤ級増幅回路の出力、又は、少なくともＲＦ信号生成器の出力において量子化雑音を抑圧することで、ＡＣＬＲの条件を満足させる必要がある。しかしながら、関連技術の送信機では、量子化雑音を十分に抑圧することができないため、基地局向けＬＴＥ規格のＡＣＬＲの条件を満足させることができないという問題があった。その他の課題と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。【０００９】
本発明は、このような問題点を解決するためになされたものであり、量子化雑音を低減してＡＣＬＲの条件を満足させることが可能な送信機及びその制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
一実施の形態によれば、無線機は、デジタル信号を直交変調して直交無線信号を出力する直交変換器と、前記直交無線信号の振幅を表す振幅信号の第１所定関数を振幅変調振幅信号として生成する、振幅変調振幅信号生成部と、前記第１所定関数に応じた値の逆三角関数を第１位相として算出し、前記直交無線信号の位相を表す位相信号からそれぞれ正側及び負側に前記第１位相分だけ位相のずれた第１及び第２振幅変調位相信号を生成する、振幅変調位相信号生成部と、前記第１振幅変調位相信号に基づいてパルス波形の第１パルス位相信号を生成する第１パルス位相信号生成器と、前記振幅変調振幅信号を前記第１パルス位相信号に同期してΔΣ変調する第１ΔΣ変調器と、前記第１ΔΣ変調器の出力信号と、前記第１パルス位相信号と、を混合して第１ＲＦパルス信号を生成する第１混合器と、前記第１ＲＦパルス信号を増幅する第１スイッチングアンプと、前記第２振幅変調位相信号に基づいてパルス波形の第２パルス位相信号を生成する第２パルス位相信号生成器と、前記振幅変調振幅信号を前記第２パルス位相信号に同期してΔΣ変調する第２ΔΣ変調器と、前記第２ΔΣ変調器の出力信号と、前記第２パルス位相信号と、を混合して第２ＲＦパルス信号を生成する第２混合器と、前記第２ＲＦパルス信号を増幅する第２スイッチングアンプと、前記第１及び前記第２スイッチングアンプのそれぞれの出力を合成する合成器と、を備える。【００１１】
また、一実施の形態によれば、無線機の制御方法は、デジタル信号を直交変調して直交無線信号を出力し、前記直交無線信号の振幅を表す振幅信号の第１所定関数を振幅変調振幅信号として生成し、前記第１所定関数に応じた値の逆三角関数を第１位相として算出し、前記直交無線信号の位相を表す位相信号からそれぞれ正側及び負側に前記第１位相分だけ位相のずれた第１及び第２振幅変調位相信号を生成し、前記第１振幅変調位相信号に基づいてパルス波形の第１パルス位相信号を生成し、前記振幅変調振幅信号を前記第１パルス位相信号に同期してΔΣ変調し、そのΔΣ変調した結果と、前記第１パルス位相信号と、を混合して第１ＲＦパルス信号を生成し、前記第１ＲＦパルス信号を第１スイッチングアンプにより増幅し、前記第２振幅変調位相信号に基づいてパルス波形の第２パルス位相信号を生成し、前記振幅変調振幅信号を前記第２パルス位相信号に同期してΔΣ変調し、そのΔΣ変調した結果と、前記第２パルス位相信号と、を混合して第２ＲＦパルス信号を生成し、前記第２ＲＦパルス信号を第２スイッチングアンプにより増幅し、前記第１及び前記第２スイッチングアンプのそれぞれの出力を合成する。
【発明の効果】
【００１２】
前記一実施の形態によれば、量子化雑音を低減してＡＣＬＲの条件を満足させることが可能な送信機及びその制御方法を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】実施の形態１にかかるデジタル送信機の構成例を示すブロック図である。
【図２】実施の形態１にかかるデジタル送信機の具体的構成例を示すブロック図である。
【図３Ａ】振幅信号Ａ（ｔ）と振幅変調振幅信号Ａ’（ｔ）との関係を示す図である。
【図３Ｂ】振幅信号Ａ（ｔ）と位相差信号θ１（ｔ）との関係を示す図である。
【図４】関数ｆ（Ａ（ｔ））として関数１が用いられ、かつ、定数ａ＝０．５とした場合における、出力信号Ｄ１（ｔ），Ｄ２（ｔ）の波形、及び、出力信号Ｄｏｕｔ（ｔ）に含まれる所望無線信号Ｐｏｕｔの出力ベクトルを示す図である。
【図５】２０ＭＨｚ帯域を持つＬＴＥ規格の無線信号が用いられた場合における、出力信号Ｄｏｕｔ（ｔ）のスペクトルを示す図である。
【図６Ａ】振幅信号Ａ（ｔ）と振幅変調振幅信号Ａ’（ｔ）との関係を示す図である。
【図６Ｂ】振幅信号Ａ（ｔ）と位相差信号θ１（ｔ）との関係を示す図である。
【図７】関数ｆ（Ａ（ｔ））として関数２が用いられ、かつ、定数ａ＝０．５とした場合における、出力信号Ｄ１（ｔ），Ｄ２（ｔ）の波形、及び、出力信号Ｄｏｕｔ（ｔ）に含まれる所望無線信号Ｐｏｕｔの出力ベクトルを示す図である。
【図８Ａ】振幅信号Ａ（ｔ）と振幅変調振幅信号Ａ’（ｔ）との関係を示す図である。
【図８Ｂ】振幅信号Ａ（ｔ）と位相差信号θ１（ｔ）との関係を示す図である。
【図９】関数ｆ（Ａ（ｔ））として関数３が用いられ、かつ、ｎ＝０．５とした場合における、出力信号Ｄ１（ｔ），Ｄ２（ｔ）の波形、及び、出力信号Ｄｏｕｔ（ｔ）に含まれる所望無線信号Ｐｏｕｔの出力ベクトルを示す図である。
【図１０】実施の形態１にかかるデジタル送信機の変形例を示すブロック図である。
【図１１】関連技術のデジタル送信機の構成例を示すブロック図である。
【図１２】図１１に設けられたＤ級増幅回路の具体的構成例を示す回路図である。
【図１３】図１１に設けられたΔΣ変調器の具体的構成例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
＜発明者による検討＞
本発明の送信機について説明する前に、関連技術の送信機について本発明者が検討した内容について説明する。
【００１５】
図１１は、関連技術の送信機５００の構成例を示すブロック図である。図１１に示す送信機５００には、高い電力効率を持つと期待されるスイッチング増幅回路の代表であるＤ級増幅回路が用いられている。以下、Ｄ級増幅回路が用いられた送信機をデジタル送信機とも称する。
【００１６】
図１２は、Ｄ級増幅回路５０１の具体的構成例を示す回路図である。このＤ級増幅回路５０１は、電源５０２とグランドＧＮＤとの間に、２つのスイッチ素子５０３ａ，５０３ｂが直列に挿入されて成る。２つのスイッチ素子５０３ａ，５０３ｂには、開閉制御信号として相補的なパルス信号Ｓ１，Ｓ２が入力され、どちらか一方のスイッチ素子のみがオン状態となるように制御される。例えば、電源５０２側のスイッチ素子５０３ａがオン、グランドＧＮＤ側のスイッチ素子５０３ｂがオフの場合、Ｄ級増幅回路５０１から電源電圧と等しい電圧が出力され、逆の場合、グランド電位が出力される。
【００１７】
このＤ級増幅回路５０１は、バイアス電流を必要としない。そのため、電力損失は、理想的には０になる。なお、スイッチ素子５０３ａ，５０３ｂは、例えば、ＭＯＳ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）電界効果トランジスタや、バイポーラトランジスタ等によって構成されている。
【００１８】
図１１に戻り、デジタル送信機５００は、ＲＦ信号生成器５０４、ドライバアンプ５０５、Ｄ級増幅回路５０１及びフィルタ５０６等を備える。このデジタル送信機５００は、ＲＦ信号生成器５０４により生成されたＲＦパルス信号をドライバアンプ５０５及びＤ級増幅回路５０１を用いて増幅し、増幅されたＲＦパルス信号の不要成分をＤ級増幅回路５０１の後段のフィルタ５０６を用いて除去することで、ＲＦ無線信号を再生する。
【００１９】
ＲＦ信号生成器５０４は、デジタルベースバンド５０７、ポーラ変換器（振幅・位相検出器）５０８、ΔΣ変調器５０９、比較器（パルス位相信号生成器）５１０及び混合器５１１を備える。ポーラ変換器５０８は、デジタルベースバンド５０７によって生成された直交無線信号Ｉ（ｔ），Ｑ（ｔ）を、下記の式（１）、（２）に従って、振幅信号Ａ（ｔ）と位相信号Ｐ（ｔ）に変換する。
【００２０】
【数１】
2015040773.tif 000003
【００２１】
【数２】
2015040773.tif 000004
【００２２】
なお、αは、下記の式（３）のとおりである。
【００２３】
【数３】
2015040773.tif 000005
【００２４】
また、ωｃはキャリア周波数に対応した、角周波数である。
【００２５】
なお、下記の式（４）に示すとおり、振幅信号Ａ（ｔ）と位相信号Ｐ（ｔ）との積が、無線信号ＲＦ（ｔ）である。
【００２６】
【数４】
2015040773.tif 000006
【００２７】
比較器５１０は、正弦波状の位相信号Ｐ（ｔ）を、ゼロを閾値とした比較動作により、矩形状のパルス信号に変換する。本パルス位相信号ＰＲ（ｔ）は、下記の式（５）で表される。
【００２８】
【数５】
2015040773.tif 000007
【００２９】
なお、Ｈ（ｔ）は、位相信号Ｐ（ｔ）を矩形化した際に生じる、位相信号Ｐ（ｔ）の高調波成分である。
【００３０】
ΔΣ変調器５０９は、クロック信号として供給された比較器５１０の出力信号に同期して動作し、振幅信号Ａ（ｔ）をΔΣ変調する。図１３は、ΔΣ変調器５０９の具体的構成例を示す図である。図１３に示すΔΣ変調器５０９は、一次のΔΣ変調器であって、遅延器５１２，５１３と、量子化器５１４と、加減算器５１５，５１６と、を備える。量子化器５１４は、本例では、入力信号の閾値に対する大小で１／−１を出力する、１ｂｉｔ比較器である。このΔΣ変調器５０９の入力信号をＹ（ｚ）、出力信号Ｗ（ｚ）、量子化器５１４で発生する量子化雑音をＮ（ｚ）であらわすと、これら３者の間には、下記の式（６）が成り立つ。
【００３１】
【数６】
2015040773.tif 000008
【００３２】
なお、ｚ＝ｅ＾ｊ（２πｆ／ｆｓ）である。ｆは、入力信号の周波数である。ｆｓは、ΔΣ変調器５０９のクロック信号のクロックレート（サンプリング周波数）である。
【００３３】
上記の式（６）は、出力信号に、入力信号と、量子化雑音に（１−ｚ−１）を係数として掛け合せたものと、が含まれることを意味している。（１−ｚ−１）の絶対値は、入力信号の周波数がサンプリング周波数より十分に小さい周波数領域の場合にゼロに近くなり、入力信号の周波数がナイキスト周波数（サンプリング周波数の１／２）の場合に、最大値である２となる。
【００３４】
ここで、出力信号の信号対量子化雑音比は、Ｙ（ｚ）及び（１−ｚ−１）・Ｎ（ｚ）の比で表される。したがって、例えば、入力信号の周波数がサンプリング周波数より十分低い周波数領域になるほど、量子化雑音が無視できるほどに小さくなるため、信号対量子化雑音比は高くなる。一方、入力信号の周波数が高い周波数領域の場合、信号対量子化雑音比は小さくなる。すなわち、ΔΣ変調器５０９は、信号帯域幅がサンプリング周波数よりも十分小さい条件においては、信号帯域への量子化雑音の混入を小さく抑えることができる。振幅信号Ａ（ｔ）をＺ変換したものをＡ（ｚ）とすると、ΔΣ変調器の出力信号は、下記の式（７）で表される。
【００３５】
【数７】
2015040773.tif 000009
【００３６】
時間ドメインで書き直すと、下記の式（８）のように表される。
【００３７】
【数８】
2015040773.tif 000010
【００３８】
なお、ＮＨ（ｔ）は、上記の式（７）で表される量子化雑音成分（１−ｚ−１）・Ｎ（ｚ）を時間領域であらわした成分と、Ａ（ｚ）を時間領域で表現した際にナイキスト周波数以上において発生するＡ（ｔ）のイメージ成分と、の和となる。
【００３９】
混合器５１１は、ΔΣ変調器５０９の出力信号と比較器５１０の出力信号との積を出力する。混合器５１１の出力信号（ＲＦパルス信号）ＭＩＸ（ｔ）は、上記の式（５）及び式（８）から、下記の式（９）のように表される。
【００４０】
【数９】
2015040773.tif 000011
【００４１】
上記第１項は、上記の式（４）で示す無線信号ＲＦ（ｔ）である。このことは、ＲＦ信号生成器５０４は、無線信号を含んだパルス信号を生成できることを意味している。本パルス信号を、ドライバアンプ５０５を介してＤ級増幅回路５０１に入力することで、無線信号を所望のレベルにまで増幅することができる。上記の式（９）の第２項以降の不要成分も同時増幅されるが、Ｄ級増幅回路５０１の後段に設けられたフィルタ５０６によって、フィルタ５０６の帯域外の成分は除去される。
【００４２】
ここで、図１１に示すデジタル送信機５００内のＲＦ信号生成器５０４が発生するパルス信号には、所望信号の他に量子化雑音が含まれる。図１１に示すデジタル送信機５００は、Ｄ級増幅回路５０１の後段に設けられたフィルタ５０６によって通過帯域外の量子化雑音を抑圧している。しかしながら、通常、隣接チャネルは、フィルタ５０６の帯域内に存在する。したがって、フィルタ５０６では、隣接チャネルに漏れ出た量子化雑音を除去することができない。そのため、フィルタ５０６の前段のＤ級増幅回路５０１の出力、又は少なくともＲＦ信号生成器５０４の出力において量子化雑音を抑圧することで、ＡＣＬＲの条件を満足させる必要がある。しかしながら、図１１に示すデジタル送信機５００では、量子化雑音を十分に抑圧することができないため、基地局向けＬＴＥ規格のＡＣＬＲの条件を満足させることができないという問題があった。
【００４３】
以下、発明の実施の形態を通じて本発明を説明するが、以下の実施形態は特許請求の範囲にかかる発明を限定するものではなく、また、実施形態の中で説明されている特徴の組み合わせの全てが発明の解決手段に必須であるとは限らない。
【００４４】
＜実施の形態１＞
図１は、実施の形態１に係るデジタル送信機（送信機）１の構成例を示すブロック図である。図１に示すデジタル送信機１は、２つの個別デジタル送信部１１，１２と、無線信号生成部１３と、ＲＦ合成器（合成器）１６と、を備える。個別デジタル送信部１１は、ＲＦ信号生成器１１１及びＤ級増幅回路（第１スイッチングアンプ）１１３を備える。個別デジタル送信部１２は、ＲＦ信号生成器１２１及びＤ級増幅回路（第２スイッチングアンプ）１２３を備える。
【００４５】
図２は、図１に示すデジタル送信機１のより具体的な構成例を示すブロック図である。図２に示すデジタル送信機１は、フィルタ（帯域通過フィルタ）１４，１５をさらに備え、個別デジタル送信部１１内にドライバアンプ１１２をさらに備え、個別デジタル送信部１２内にドライバアンプ１２２をさらに備える。各ドライバアンプ１１２，１２２は、入力信号を駆動して出力するものであり、あればなお良い。フィルタ１４，１５は、所定の帯域の信号成分のみを通過させるものであり、あればなお良い。以下では、図２に示すデジタル送信機１を用いて説明する。
【００４６】
なお、個別デジタル送信部１１に設けられたＲＦ信号生成器１１１、ドライバアンプ１１２、及び、Ｄ級増幅回路１１３は、それぞれ、図１１に示すデジタル送信機５００に設けられたＲＦ信号生成器５０４の一部（５０９，５１０，５１１）、ドライバアンプ５０５、及び、Ｄ級増幅回路５０１に対応するものであり、これらと同一構成である。また、個別デジタル送信部１２に設けられたＲＦ信号生成器１２１、ドライバアンプ１２２、及び、Ｄ級増幅回路１２３は、それぞれ、図１１に示すデジタル送信機５００に設けられたＲＦ信号生成器５０４の一部（５０９，５１０，５１１）、ドライバアンプ５０５、及び、Ｄ級増幅回路５０１に対応するものであり、これらと同一構成である。
【００４７】
無線信号生成部１３は、デジタルベースバンド（直交変換器）１３１、振幅変調振幅信号生成部１３２、及び、振幅変調位相信号生成部１３３を含む。振幅変調振幅信号生成部１３２は、振幅信号の値に応じて振幅信号を加工した、振幅変調振幅信号を生成する。振幅変調位相信号生成部１３３は、振幅信号の値に応じて位相信号を加工した、振幅変調位相信号を生成する。以下、具体的に説明する。
【００４８】
デジタルベースバンド１３１は、デジタル信号を直交変調して直交無線信号Ｉ（ｔ），Ｑ（ｔ）を生成する。
【００４９】
振幅変調振幅信号生成部１３２は、式（１）に基づき直交無線信号Ｉ（ｔ），Ｑ（ｔ）から算出された振幅信号Ａ（ｔ）、の関数（第１所定関数）を振幅変調振幅信号Ａ’（ｔ）として出力する。具体的には、振幅変調振幅信号Ａ’（ｔ）は、以下の式（１０）のように表される。
【００５０】
【数１０】
2015040773.tif 000012
【００５１】
振幅変調位相信号生成部１３３は、式（２）及び式（３）に基づき直交無線信号Ｉ（ｔ），Ｑ（ｔ）から算出された位相信号Ｐ（ｔ）と、先程の振幅信号Ａ（ｔ）と、の関数を、振幅変調位相信号Ｐ１（ｔ），Ｐ２（ｔ）として出力する。具体的には、振幅変調位相信号Ｐ１（ｔ），Ｐ２（ｔ）は、それぞれ以下の式（１１）及び式（１２）のように表される。
【００５２】
【数１１】
2015040773.tif 000013
【００５３】
【数１２】
2015040773.tif 000014
【００５４】
なお、θ１（ｔ）は、以降、位相差信号（第１位相）と称す。
【００５５】
個別デジタル送信部１１には、振幅変調振幅信号生成部１３２にて生成された振幅変調振幅信号Ａ’（ｔ）、及び、振幅変調位相信号生成部１３３にて生成された振幅変調位相信号Ｐ１（ｔ）が入力される。より具体的には、個別デジタル送信部１１内部のＲＦ信号生成器１１１に設けられたΔΣ変調器（第１ΔΣ変調器）１１１１に振幅変調振幅信号Ａ’（ｔ）が入力され、個別デジタル送信部１１内部のＲＦ信号生成器１１１に設けられた比較器（第１パルス位相信号生成器）１１１２に振幅変調位相信号Ｐ１（ｔ）が入力される。
【００５６】
ここで、前述のように、個別デジタル送信部１１は図１１に示すデジタル送信機５００のポーラ変換器５０８以降と同一構成である。したがって、個別デジタル送信部１１の出力信号Ｄ１（ｔ）は、振幅信号Ａ（ｔ）として振幅変調振幅信号Ａ’（ｔ）が用いられ、かつ、位相信号Ｐ（ｔ）として位相信号Ｐ１（ｔ）が用いられた場合における、デジタル送信機５００の出力信号と等しい。したがって、個別デジタル送信部１１の出力信号Ｄ１（ｔ）は、式（９）をベースにして、次の式（１３）のように表すことができる。
【００５７】
【数１３】
2015040773.tif 000015
【００５８】
なお、Ｈ１（ｔ）は、振幅変調位相信号Ｐ１（ｔ）を個別デジタル送信部１１内部の比較器１１１２にて矩形化処理したときに発生する、高調波成分である。また、ＮＨ１（ｔ）は、個別デジタル送信部１１内部のΔΣ変調器１１１１にて発生する量子化雑音と、振幅変調振幅信号Ａ’（ｔ）のイメージ成分と、の和である。
【００５９】
それに対し、個別デジタル送信部１２には、振幅変調振幅信号生成部１３２にて生成された振幅変調振幅信号Ａ’（ｔ）、及び、振幅変調位相信号生成部１３３にて生成された振幅変調位相信号Ｐ２（ｔ）が入力される。より具体的には、個別デジタル送信部１２内部のＲＦ信号生成器１２１に設けられたΔΣ変調器（第２ΔΣ変調器）１２１１に振幅変調振幅信号Ａ’（ｔ）が入力され、個別デジタル送信部１２内部のＲＦ信号生成器１２１に設けられた比較器（第２パルス位相信号生成器）１２１２に振幅変調位相信号Ｐ２（ｔ）が入力される。
【００６０】
個別デジタル送信部１２の出力信号Ｄ２（ｔ）は、個別デジタル送信部１１の出力信号Ｄ１（ｔ）の場合と同様に、式（９）をベースにして、次の式（１４）のように表すことができる。
【００６１】
【数１４】
2015040773.tif 000016
【００６２】
なお、Ｈ２（ｔ）は、振幅変調位相信号Ｐ２（ｔ）を個別デジタル送信部１２内部の比較器１２１２にて矩形化処理したときに発生する、高調波成分である。また、ＮＨ２（ｔ）は、個別デジタル送信部１２内部のΔΣ変調器１２１１にて発生する量子化雑音と、振幅変調振幅信号Ａ’（ｔ）のイメージ成分と、の和である。
【００６３】
ＲＦ合成器１６は、フィルタ１４，１５を介して供給された個別デジタル送信部１１，１２の出力信号Ｄ１（ｔ），Ｄ２（ｔ）を合成して、デジタル送信機１の出力信号である出力信号Ｄｏｕｔ（ｔ）を生成する。具体的には、出力信号Ｄｏｕｔ（ｔ）は、以下の式（１５）のように表される。
【００６４】
【数１５】
2015040773.tif 000017
【００６５】
出力信号Ｄｏｕｔ（ｔ）は、式（１３）、式（１４）及び式（１５）より、次の式（１６）のように書き直すことができる。
【００６６】
【数１６】
2015040773.tif 000018
【００６７】
なお、ＤＲＦ（ｔ）は、次の式（１７）のように表される。
【００６８】
【数１７】
2015040773.tif 000019
【００６９】
ＤＲＦ（ｔ）は、式（１０）、式（１１）、式（１２）及び式（１７）より、次の式（１８）のように書き直すことができる。
【００７０】
【数１８】
2015040773.tif 000020
【００７１】
式（１８）は、ＤＲＦ（ｔ）が、所望無線信号ＲＦ（ｔ）を２倍にスケールアップした信号であることを示している。
【００７２】
式（１６）及び式（１８）より、デジタル送信機１の出力信号Ｄｏｕｔ（ｔ）には、所望無線信号の成分が含まれることがわかる。ここで、デジタル送信機１の出力信号Ｄｏｕｔ（ｔ）に含まれる信号成分のうちＤＲＦ（ｔ）以外の信号成分は、フィルタ１４，１５によって十分に抑圧される。それにより、出力信号Ｄｏｕｔ（ｔ）は、近似的にＤＲＦ（ｔ）と等しくなる。なお、本例では、個別デジタル送信部１１，１２のそれぞれの出力側にフィルタ１４，１５が設けられているが、これに限られず、ＲＦ合成器１６の出力側にフィルタが設けられてもよい。
【００７３】
次に、式（１０）に示される振幅信号Ａ（ｔ）と振幅変調振幅信号Ａ’（ｔ）との間の関数ｆ（Ａ（ｔ））を具体的に定めた場合における、本実施の形態に係るデジタル送信機１の効果について説明する。
【００７４】
＜関数ｆ（Ａ（ｔ））の第１具体例＞
まず、関数ｆ（Ａ（ｔ））の第１具体例として関数１が用いられた場合における、本実施の形態に係るデジタル送信機１の効果について説明する。関数１は、次の式（１９）のように表される。
【００７５】
【数１９】
2015040773.tif 000021
【００７６】
なお、Ａｍａｘは、振幅信号Ａ（ｔ）のとりうる最大値であり、ａは、０から１までの任意の定数である。
【００７７】
このとき、振幅変調振幅信号Ａ’（ｔ）及び位相差信号θ１（ｔ）は、場合分けして以下の式（２０）及び式（２１）のように表される。
【００７８】
【数２０】
2015040773.tif 000022
【００７９】
【数２１】
2015040773.tif 000023
【００８０】
振幅信号Ａ（ｔ）と、振幅変調振幅信号Ａ’（ｔ）及び位相差信号θ１（ｔ）と、の関係は、式（２０）及び式（２１）に基づき、図３Ａ及び図３Ｂのように表される。図３Ａは、振幅信号Ａ（ｔ）と振幅変調振幅信号Ａ’（ｔ）との関係を示す図である。図３Ｂは、振幅信号Ａ（ｔ）と位相差信号θ１（ｔ）との関係を示す図である。
【００８１】
図４は、関数ｆ（Ａ（ｔ））として関数１が用いられ、かつ、定数ａ＝０．５とした場合における、個別デジタル送信部１１，１２の出力信号Ｄ１（ｔ），Ｄ２（ｔ）の波形、及び、デジタル送信機１の出力信号Ｄｏｕｔ（ｔ）に含まれる所望無線信号Ｐｏｕｔの出力ベクトルを示す。
【００８２】
まず、振幅信号Ａ（ｔ）が０．５・Ａｍａｘ以上の場合（図４の中央列及び右列）、式（１１）、式（１２）及び式（２０）より、振幅変調振幅信号Ａ’（ｔ）は振幅信号Ａ（ｔ）と等しくなり、各振幅変調位相信号Ｐ１（ｔ），Ｐ２（ｔ）は位相信号Ｐ（ｔ）と等しくなる。即ち、個別デジタル送信部１１，１２の出力信号Ｄ１（ｔ），Ｄ２（ｔ）は、何れも、図１１に示すデジタル送信機５００の出力信号と等しくなる。したがって、各個別デジタル送信部１１，１２の出力信号Ｄ１（ｔ），Ｄ２（ｔ）では、パルス波形のパターンが振幅に応じて変化する。具体的には、振幅が小さくなるほど、パルスの間引き率が大きくなり、振幅が大きくなるほど、パルスの間引き率が小さくなる。ここで、デジタル送信機１の出力信号Ｄｏｕｔ（ｔ）に含まれる所望無線信号Ｐｏｕｔの振幅値は、図４に示すように、個別デジタル送信部１１，１２の出力信号Ｄ１（ｔ），Ｄ２（ｔ）に含まれる所望無線信号のベクトルＤ１，Ｄ２のベクトル和のノルムに相当する。振幅信号Ａ（ｔ）が０．５・Ａｍａｘ以上の場合、ベクトルＤ１，Ｄ２が等しいため、所望無線信号Ｐｏｕｔの振幅値は、ベクトルＤ１（又はＤ２）のノルムの２倍となる。なお、このとき、各ベクトルＤ１，Ｄ２のノルムはＡ’（ｔ）となり、ベクトルＤ１（又はＤ２）と所望無線信号Ｐｏｕｔとの角度差θ１（ｔ）は０となる。
【００８３】
次に、振幅信号Ａ（ｔ）が０．５・Ａｍａｘ未満の場合（図４の左列）、振幅変調振幅信号Ａ’（ｔ）は、振幅信号Ａ（ｔ）の値に関わらず固定値０．５・Ａｍａｘとなる。また、振幅変調位相信号Ｐ１（ｔ），Ｐ２（ｔ）は、位相信号Ｐ（ｔ）に対してそれぞれ式（２１）に示したθ１（ｔ），−θ１（ｔ）の位相差を持つ。即ち、各個別デジタル送信部１１，１２の出力信号Ｄ１（ｔ），Ｄ２（ｔ）では、パルス波形のパターンが一定となり、位相のみが変化する。ここで、デジタル送信機１の出力信号Ｄｏｕｔ（ｔ）に含まれる所望無線信号Ｐｏｕｔの振幅値は、図４に示すように、個別デジタル送信部１１，１２の出力信号Ｄ１（ｔ），Ｄ２（ｔ）に含まれる所望無線信号のベクトルＤ１，Ｄ２の角度差（位相差信号θ１（ｔ）の２倍）に基づいて決定される。具体的には、θ１（ｔ）が大きくなるほど、所望無線信号Ｐｏｕｔの振幅は小さくなり、θ１（ｔ）が小さくなるほど、所望無線信号Ｐｏｕｔの振幅は大きくなる。
【００８４】
ここで、関数ｆ（Ａ（ｔ））として関数１が用いられ、かつ、定数ａ＝０．５とした場合において、振幅信号Ａ（ｔ）が０．５・Ａｍａｘ以上の場合、ΔΣ変調器１１１１，１２１１にて発生した量子化雑音が出力信号Ｄｏｕｔ（ｔ）に混入してしまう。しかしながら、振幅信号Ａ（ｔ）が０．５・Ａｍａｘ未満の場合、出力信号Ｄｏｕｔ（ｔ）の振幅値はθ１（ｔ）によって決まるため、量子化雑音は出力信号Ｄｏｕｔ（ｔ）に混入されない。そのため、図２に示すデジタル送信機１は、図１１に示すデジタル送信機５００の場合と比較して、出力信号Ｄｏｕｔ（ｔ）に含まれる量子化雑音を平均的に見て小さくすることができる。この効果は、振幅信号が大きく時間変動する無線信号（例えばＬＴＥ規格の無線信号）が用いられた場合に特に顕著に表れる。ここで、出力信号Ｄｏｕｔ（ｔ）に含まれる量子化雑音が小さくなるということは、ＡＣＬＲが改善されたということを意味する。つまり、図２に示すデジタル送信機１は、関数ｆ（Ａ（ｔ））として関数１が用いられ、かつ、定数ａ＝０．５とした場合、量子化雑音を低減してＡＣＲＬの条件を満足させることができる。
【００８５】
図５は、２０ＭＨｚ帯域を持つＬＴＥ規格の無線信号が用いられた場合における、出力信号Ｄｏｕｔ（ｔ）のスペクトルを示す。なお、図５の例では、関数ｆ（Ａ（ｔ））として関数１が用いられ、かつ、定数ａ＝０．５となっている。図５に示すように、２０ＭＨｚオフセットの隣接チャネルに対するＡＣＬＲは８ｄＢ改善され、４０ＭＨｚオフセットの次隣接チャネルに対するＡＣＬＲは８ｄＢ改善されることが確認された。
【００８６】
本実施の形態では、式（１９）の定数ａが０．５である場合を例に説明したが、これに限られない。定数ａの値は０〜１の間の任意の値に適宜変更可能である。例えば、定数ａの値を大きくするほど、量子化雑音の発生する振幅領域は小さくなる。このことは、出力信号Ｄｏｕｔ（ｔ）に含まれる量子化雑音をさらに小さくできることを意味する。ただし、この場合、平均的に見てパルスの間引き率は小さくなるため、Ｄ級増幅回路１１３，１２３によるスイッチング動作のスイッチ損失が大きくなる。このことは、デジタル送信機１の送信効率が低下することを意味する。逆に、定数ａの値を小さくするほど、量子化雑音の発生する振幅領域は大きくなるが、平均的に見てパルスの間引き率は大きくなるため、デジタル送信機１の送信効率は向上する。つまり、デジタル送信機１の送信効率と量子化雑音とはトレードオフの関係である。デジタル送信機１は、このトレードオフの関係を考慮して定数ａを決定することにより、送信効率を向上させるとともに、ＡＣＬＲの条件を満足させることができる。
【００８７】
このように、本実施の形態にかかるデジタル送信機１は、関数ｆ（Ａ（ｔ））として関数１を用いた場合、出力信号Ｄｏｕｔ（ｔ）に含まれる量子化雑音を平均的に見て小さくすることにより、ＡＣＲＬの条件を満足させることができる。
【００８８】
＜関数ｆ（Ａ（ｔ））の第２具体例＞
次に、関数ｆ（Ａ（ｔ））の第２具体例として関数２が用いられた場合における、本実施の形態に係るデジタル送信機１の効果について説明する。関数２は、次の式（２２）のように表される。
【００８９】
【数２２】
2015040773.tif 000024
【００９０】
なお、Ａｍａｘは、振幅信号Ａ（ｔ）のとりうる最大値であり、ａは、０から１までの任意の定数である。
【００９１】
このとき、振幅変調振幅信号Ａ’（ｔ）及び位相差信号θ１（ｔ）は、場合分けして以下の式（２３）及び式（２４）のように表される。
【００９２】
【数２３】
2015040773.tif 000025
【００９３】
【数２４】
2015040773.tif 000026
【００９４】
振幅信号Ａ（ｔ）と、振幅変調振幅信号Ａ’（ｔ）及び位相差信号θ１（ｔ）との関係は、式（２３）及び式（２４）より、図６Ａ及び図６Ｂのように表される。図６Ａは、振幅信号Ａ（ｔ）と振幅変調振幅信号Ａ’（ｔ）との関係を示す図である。図６Ｂは、振幅信号Ａ（ｔ）と位相差信号θ１（ｔ）との関係を示す図である。
【００９５】
図７は、関数ｆ（Ａ（ｔ））として関数２が用いられ、かつ、定数ａ＝０．５とした場合における、個別デジタル送信部１１，１２の出力信号Ｄ１（ｔ），Ｄ２（ｔ）の波形、及び、デジタル送信機１の出力信号Ｄｏｕｔ（ｔ）に含まれる所望無線信号Ｐｏｕｔの出力ベクトルを示す。
【００９６】
まず、振幅信号Ａ（ｔ）が０．５・Ａｍａｘ以上の場合（図７の中央列及び右列）、振幅変調振幅信号Ａ’（ｔ）は、振幅信号Ａ（ｔ）の値に関わらず固定値Ａｍａｘとなる。また、振幅変調位相信号Ｐ１（ｔ），Ｐ２（ｔ）は、位相信号Ｐ（ｔ）に対してそれぞれ式（２３）に示したθ１（ｔ），−θ１（ｔ）の位相差を持つ。即ち、各個別デジタル送信部１１，１２の出力信号Ｄ１（ｔ），Ｄ２（ｔ）では、パルス波形のパターンが一定となり、位相のみが変化する。ここで、デジタル送信機１の出力信号Ｄｏｕｔ（ｔ）に含まれる所望無線信号Ｐｏｕｔの振幅値は、図７に示すように、個別デジタル送信部１１，１２の出力信号Ｄ１（ｔ），Ｄ２（ｔ）に含まれる所望無線信号のベクトルＤ１，Ｄ２のベクトル和のノルムに相当する。したがって、所望無線信号Ｐｏｕｔの振幅値は、ベクトルＤ１，Ｄ２の角度差に基づいて決定される。具体的には、θ１（ｔ）が大きくなるほど、所望無線信号Ｐｏｕｔの振幅は小さくなり、θ１（ｔ）が小さくなるほど、所望無線信号Ｐｏｕｔの振幅は大きくなる。
【００９７】
次に、振幅信号Ａ（ｔ）が０．５・Ａｍａｘ未満の場合（図７の左列）、式（２４）に示す通り、振幅変調振幅信号Ａ’（ｔ）は、振幅信号Ａ（ｔ）を定数ａで除算した、振幅信号Ａ（ｔ）のスケール信号となる。また、振幅変調位相信号Ｐ１（ｔ），Ｐ２（ｔ）は、位相信号Ｐ（ｔ）に対してそれぞれπ／３，−π／３の固定の位相差を持つ。したがって、個別デジタル送信部１１，１２の出力信号Ｄ１（ｔ），Ｄ２（ｔ）では、パルス波形のパターンが振幅に応じて変化する。具体的には、振幅が小さくなるほど、パルスの間引き率が大きくなり、振幅が大きくなるほど、パルスの間引き率が小さくなる。ここで、デジタル送信機１の出力信号Ｄｏｕｔ（ｔ）に含まれる所望無線信号Ｐｏｕｔの振幅値は、図７に示すように、個別デジタル送信部１１，１２の出力信号Ｄ１（ｔ），Ｄ２（ｔ）に含まれる所望無線信号のベクトルＤ１，Ｄ２のベクトル和のノルムに相当する。振幅信号Ａ（ｔ）が０．５・Ａｍａｘ未満の場合、ベクトルＤ１，Ｄ２の位相差が一定であるため、所望無線信号Ｐｏｕｔの振幅値は、ベクトルＤ１，Ｄ２のノルムに基づいて決定される。具体的には、ベクトルＤ１，Ｄ２のノルムが大きくなるほど、所望無線信号Ｐｏｕｔの振幅は大きくなり、ベクトルＤ１，Ｄ２のノルムが小さくなるほど、所望無線信号Ｐｏｕｔの振幅は小さくなる。
【００９８】
ここで、関数ｆ（Ａ（ｔ））として関数２が用いられ、かつ、定数ａ＝０．５とした場合において、振幅信号Ａ（ｔ）が０．５・Ａｍａｘ未満の場合、ΔΣ変調器１１１１，１２１１にて発生した量子化雑音が出力信号Ｄｏｕｔ（ｔ）に混入してしまう。しかしながら、振幅信号Ａ（ｔ）が０．５・Ａｍａｘ以上の場合、出力信号Ｄｏｕｔ（ｔ）の振幅値はθ１（ｔ）によって決まるため、量子化雑音は出力信号Ｄｏｕｔ（ｔ）に混入されない。そのため、図２に示すデジタル送信機１は、図１１に示すデジタル送信機５００の場合と比較して、出力信号Ｄｏｕｔ（ｔ）に含まれる量子化雑音を平均的に見て小さくすることができる。この効果は、振幅信号が大きく時間変動する無線信号（例えばＬＴＥ規格の無線信号）が用いられた場合に特に顕著に表れる。ここで、出力信号Ｄｏｕｔ（ｔ）に含まれる量子化雑音が小さくなるということは、ＡＣＬＲが改善されたということを意味する。つまり、図２に示すデジタル送信機１は、関数ｆ（Ａ（ｔ））として関数２が用いられ、かつ、定数ａ＝０．５とした場合、量子化雑音を低減してＡＣＲＬの条件を満足させることができる。
【００９９】
本実施の形態では、式（２２）の定数ａが０．５である場合を例に説明したが、これに限られない。定数ａの値は０〜１の間の任意の値に適宜変更可能である。例えば、定数ａの値を小さくするほど、量子化雑音の発生する振幅領域は小さくなる。このことは、出力信号Ｄｏｕｔ（ｔ）に含まれる量子化雑音をさらに小さくできることを意味する。ただし、この場合、平均的に見てパルスの間引き率は小さくなるため、Ｄ級増幅回路１１３，１２３によるスイッチング動作のスイッチ損失が大きくなる。このことは、デジタル送信機１の送信効率が低下することを意味する。逆に、定数ａの値を大きくするほど、量子化雑音の発生する振幅領域は大きくなるが、平均的に見てパルスの間引き率は大きくなるため、デジタル送信機１の送信効率は向上する。つまり、デジタル送信機１の送信効率と量子化雑音とはトレードオフの関係である。デジタル送信機１は、このトレードオフの関係を考慮して定数ａを決定することにより、送信効率を向上させるとともに、ＡＣＬＲの条件を満足させることができる。
【０１００】
このように、本実施の形態にかかるデジタル送信機１は、関数ｆ（Ａ（ｔ））として関数２を用いた場合、出力信号Ｄｏｕｔ（ｔ）に含まれる量子化雑音を平均的に見て小さくすることにより、ＡＣＲＬの条件を満足させることができる。
【０１０１】
＜関数ｆ（Ａ（ｔ））の第３具体例＞
次に、関数ｆ（Ａ（ｔ））の第３具体例として関数３が用いられた場合における、本実施の形態に係るデジタル送信機１の効果について説明する。関数３は、次の式（２５）のように表される。
【０１０２】
【数２５】
2015040773.tif 000027
【０１０３】
なおＡｍａｘは、振幅信号Ａ（ｔ）のとりうる最大値であり、ｎは、０から１の任意の数である。
【０１０４】
このとき、振幅変調振幅信号Ａ’（ｔ）及び位相差信号θ１（ｔ）は、以下の式（２６）のように表される。
【０１０５】
【数２６】
2015040773.tif 000028
【０１０６】
振幅信号Ａ（ｔ）と、振幅変調振幅信号Ａ’（ｔ）及び位相差信号θ１（ｔ）との関係は、式（２６）より、図８Ａ及び図８Ｂのように表される。図８Ａは、振幅信号Ａ（ｔ）と振幅変調振幅信号Ａ’（ｔ）との関係を示す図である。図８Ｂは、振幅信号Ａ（ｔ）と位相差信号θ１（ｔ）との関係を示す図である。
【０１０７】
図９は、関数ｆ（Ａ（ｔ））として関数３が用いられ、かつ、ｎ＝０．５とした場合における、個別デジタル送信部１１，１２の出力信号Ｄ１（ｔ），Ｄ２（ｔ）の波形、及び、デジタル送信機１の出力信号Ｄｏｕｔ（ｔ）に含まれる所望無線信号Ｐｏｕｔの出力ベクトルを示す。
【０１０８】
関数ｆ（Ａ（ｔ））として関数３が用いられた場合、関数１及び関数２が用いられた場合と異なり、振幅変調振幅信号Ａ’（ｔ）及び位相差信号θ１（ｔ）は、全振幅領域にわたり、連続的に変化する。すなわち、振幅信号Ａ（ｔ）の値によって、個別デジタル送信部１１，１２の出力信号Ｄ１（ｔ），Ｄ２（ｔ）のパルス波形のパターンが変化するとともに、個別デジタル送信部１１，１２に含まれる所望無線信号のベクトルＤ１，Ｄ２の位相差も変化する。ここで、デジタル送信機１の出力信号Ｄｏｕｔ（ｔ）に含まれる所望無線信号Ｐｏｕｔの振幅値は、図９に示すように、個別デジタル送信部１１，１２の出力信号Ｄ１（ｔ），Ｄ２（ｔ）に含まれる所望無線信号のベクトルＤ１，Ｄ２のベクトル和のノルムに相当する。したがって、所望無線信号Ｐｏｕｔの振幅値は、ベクトルＤ１，Ｄ２のノルム及び角度差（位相差）のそれぞれに基づいて決定される。
【０１０９】
関数ｆ（Ａ（ｔ））として関数３が用いられた場合、全振幅領域にわたり、ΔΣ変調器１１１１，１２１１にて発生した量子化雑音が出力信号Ｄｏｕｔ（ｔ）に混入してしまう。しかしながら、同時に、出力信号Ｄｏｕｔ（ｔ）はθ１（ｔ）によっても制御されているため、出力信号Ｄｏｕｔ（ｔ）に混入される量子化雑音は従来よりも小さくなる。この効果は、振幅信号が大きく時間変動する無線信号（例えばＬＴＥ規格の無線信号）が用いられた場合に特に顕著に表れる。ここで、出力信号Ｄｏｕｔ（ｔ）に含まれる量子化雑音が小さくなるということは、ＡＣＬＲが改善されたということを意味する。つまり、図２に示すデジタル送信機１は、関数ｆ（Ａ（ｔ））として関数３が用いられ、かつ、ｎ＝０．５とした場合、量子化雑音を低減してＡＣＲＬの条件を満足させることができる。なお、ｎの値は０．５の場合に限られず０〜１の間の任意の値に適宜変更可能である。
【０１１０】
このように、本実施の形態にかかるデジタル送信機１は、関数ｆ（Ａ（ｔ））として関数３を用いた場合、出力信号Ｄｏｕｔ（ｔ）に含まれる量子化雑音を小さくすることにより、ＡＣＲＬの条件を満足させることができる。
【０１１１】
なお、本実施の形態では、ΔΣ変調器１１１１，１２１１及びＤ級増幅回路１１３，１２３が２値出力である場合を例に説明したが、これに限られない。図１０に示すように、ΔΣ変調器１１１１，１２１１及びＤ級増幅回路１１３，１２３が多値出力であってもよい。
【０１１２】
以上のように、上記実施の形態にかかるデジタル送信機１は、振幅信号Ａ（ｔ）の関数ｆ（Ａ（ｔ））を振幅変調振幅信号Ａ’（ｔ）として生成する振幅変調振幅信号生成部と、振幅信号Ａ（ｔ）を振幅変調振幅信号Ａ’（ｔ）で除した値のアークコサイン値を位相θ１（ｔ）として算出し、位相信号Ｐ（ｔ）から正側及び負側にそれぞれ位相θ１（ｔ）の位相差を有する振幅変調位相信号Ｐ１（ｔ），Ｐ２（ｔ）を生成する振幅変調位相信号生成部と、振幅変調振幅信号Ａ’（ｔ）及び振幅変調位相信号Ｐ１（ｔ）に基づき、増幅後のＲＦパルス信号である出力信号Ｄ１（ｔ）を生成する第１個別デジタル送信部と、振幅変調振幅信号Ａ’（ｔ）及び振幅変調位相信号Ｐ２（ｔ）に基づき、増幅後のＲＦパルス信号である出力信号Ｄ２（ｔ）を生成する第２個別デジタル送信部と、第１及び第２個別デジタル送信部の出力信号Ｄ１（ｔ），Ｄ２（ｔ）を合成して出力信号Ｄｏｕｔ（ｔ）を生成する合成部と、を備える。それにより、上記実施の形態にかかるデジタル送信機１は、出力信号Ｄｏｕｔ（ｔ）に含まれる量子化雑音を小さくして、ＡＣＲＬの条件を満足させることができる。
【０１１３】
以上、実施の形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記によって限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。
【０１１４】
この出願は、２０１３年９月１８日に出願された日本出願特願２０１３−１９３０７５を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
【符号の説明】
【０１１５】
１  デジタル送信機
１１  個別デジタル送信部
１２  個別デジタル送信部
１３  無線信号生成部
１４，１５  フィルタ
１６  ＲＦ合成器
１１１  ＲＦ信号生成器
１１２  ドライバアンプ
１１３  Ｄ級増幅回路
１２１  ＲＦ信号生成器
１２２  ドライバアンプ
１２３  Ｄ級増幅回路
１３１  デジタルベースバンド
１３２  振幅変調振幅信号生成部
１３３  振幅変調位相信号生成部
５００  デジタル送信機
５０１  Ｄ級増幅回路
５０２  電源
５０３ａ  スイッチ素子
５０３ｂ  スイッチ素子
５０４  ＲＦ信号生成器
５０５  ドライバアンプ
５０６  フィルタ
５０７  デジタルベースバンド
５０８  ポーラ変換器
５０９  ΔΣ変調器
５１０  比較器
５１１  混合器
５１２，５１３  遅延器
５１４  量子化器
５１５，５１６  加減算器
１１１１，１２１１  ΔΣ変調器
１１１２，１２１２  比較器
【図１】
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【図２】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図４】
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【図６Ａ】
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【図６Ｂ】
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【図７】
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【図８Ａ】
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【図８Ｂ】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図５】
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【国際調査報告】
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