(57)【要約】  本発明の交流電源装置は、直流電圧を出力する直流電源部と、ブリッジ接続された少なくとも４個のスイッチング素子、直流電源部に接続された入力端子対、および外部負荷に接続される出力端子群を有して構成され、直流電源部から入力端子対に入力された直流電圧を単相または三相の交流電圧に変換して出力端子群から外部負荷に出力する直交変換部と、スイッチング素子を開閉制御するスイッチング制御部と備え、出力端子群の端子間に接続されかつ外部負荷に対して並列接続される効率改善用コイルをさらに備えた。これにより、簡易な回路構成でスイッチング動作時に発生するスイッチング損失を削減でき、かつ放熱フィンの簡素化などにより装置の小形軽量化を実現できる。
2014128935.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧を出力する直流電源部と、
ブリッジ接続された少なくとも４個のスイッチング素子、前記直流電源部に接続された入力端子対、および外部負荷に接続される出力端子群を有して構成され、前記直流電源部から前記入力端子対に入力された前記直流電圧を単相または三相の交流電圧に変換して前記出力端子群から前記外部負荷に出力する直交変換部と、
前記スイッチング素子を開閉制御するスイッチング制御部と、備えた交流電源装置であって、
前記出力端子群の端子間に接続されかつ前記外部負荷に対して並列接続される効率改善用コイルをさらに備えた交流電源装置。
【請求項２】
前記スイッチング素子は、ゲート制御信号が入力されるゲート端子を有して、前記ゲート制御信号の第１レベルで導通状態になり、前記ゲート制御信号の第２レベルで遮断状態になる半導体素子であり、
前記スイッチング制御部は、前記第２レベルから前記第１レベルへの変化率よりも前記第１レベルから前記第２レベルへの変化率が急峻なゲート制御信号を生成して、前記ゲート端子に印加する請求項１に記載の交流電源装置。
【請求項３】
前記外部負荷は非接触給電を行うための給電用素子を含み、前記直交変換部は高周波交流電圧を出力する請求項１または２に記載の交流電源装置。
【請求項４】
前記給電用素子は静電結合方式で非接触給電を行うための給電用電極である請求項３に記載の交流電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング素子を用いたスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して出力する交流電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
移動体に非接触で給電する用途や携帯形の電気機器を非接触で充電する用途に非接触給電装置が用いられる。非接触給電装置の方式として、従来からコイルを用いた電磁誘導方式が多用されてきたが、最近では離隔対向する電極によりコンデンサを構成した静電結合方式も用いられるようになってきており、他に磁界共鳴方式なども検討されている。非接触給電装置では、一般的な商用周波数よりも高い高周波交流電圧で給電することが一般的である。特に、静電結合方式では、コンデンサのインピーダンスが周波数に反比例するので、非接触給電に使用する周波数を高くしてインピーダンスを下げることが好ましい。【０００３】
一方、高周波交流電圧を発生する交流電源装置は通常、直流電源部と、スイッチング素子をブリッジ接続した直交変換部とを含んで構成される。スイッチング素子のスイッチング損失は概ね周波数に比例して増加し、また外部に漏洩する損失も周波数が高いと増加するので、非接触給電に使用する周波数を低くして損失を削減することが好ましい。二つの背反する周波数条件を考慮して、静電結合方式の非接触給電装置では１００ｋＨｚ〜ＭＨｚオーダーの高周波交流電圧が使用される。また、スイッチング損失による温度上昇を低減するために、交流電源装置には放熱フィンなどが必要に応じて設けられる。この種の高周波交流電源装置の一技術例が、特許文献１に開示されている。【０００４】
特許文献１の高周波電源装置は、スイッチング素子により直流電圧をオンオフ制御する高周波インバータを用いた電源装置であって、直流電圧を分圧する中間電位発生回路と、出力端子と同数のインダクタとを具備しており、該インダクタがそれぞれ出力端子と中間電位との間に接続されている。この装置では、コイルに常にバイアス電流が流れて、出力電流を出力電圧に対して遅れ位相にでき、ソフトスイッチング機能を常時保つことができるため、装置の小形化、低ロス化に大きく貢献する、と記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００４−６４９０７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところで、特許文献１で、出力電流を出力電圧に対して遅れ位相にすれば、ソフトスイッチングでスイッチング損失を零にできる旨が記載されているが、実際の回路ではスイッチング損失は零になっていない。現実のスイッチング動作では、或る程度のスイッチング動作時間が必要であり、この間のスイッチング素子の内部抵抗、加えられている電圧、および流れる電流に依存したスイッチング損失が発生する。したがって、特許文献１の技術は、必ずしも装置の小形化、低ロス化を実現する効果的な方策とは言えない。【０００７】
本発明は、上記背景技術の問題点に鑑みてなされたものであり、簡易な回路構成でスイッチング動作時に発生するスイッチング損失を削減し、かつ放熱フィンの簡素化などにより装置の小形軽量化を実現した交流電源装置を提供することを解決すべき課題とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決する請求項１に係る交流電源装置の発明は、直流電圧を出力する直流電源部と、ブリッジ接続された少なくとも４個のスイッチング素子、前記直流電源部に接続された入力端子対、および外部負荷に接続される出力端子群を有して構成され、前記直流電源部から前記入力端子対に入力された前記直流電圧を単相または三相の交流電圧に変換して前記出力端子群から前記外部負荷に出力する直交変換部と、前記スイッチング素子を開閉制御するスイッチング制御部と、備えた交流電源装置であって、前記出力端子群の端子間に接続されかつ前記外部負荷に対して並列接続される効率改善用コイルをさらに備えた。
【発明の効果】
【０００９】
請求項１に係る交流電源装置の発明では、外部負荷に対して効率改善用コイルを並列接続しており、負荷電流に遅れ位相のコイル電流が重畳して全電流となり、直交変換部のスイッチング素子は全電流を開閉する。ここで、スイッチング素子が遮断状態から導通状態に変化する導通動作のときに、コイル電流は負値であるので全電流は減少する。したがって、導通動作１回あたりのスイッチング損失は顕著に減少する。一方、スイッチング素子が導通状態から遮断状態に変化する遮断動作のときには、全電流は増加し得る。しかしながら一般的に遮断動作時間は導通動作時間よりも短時間であるので、遮断動作１回あたりのスイッチング損失はあまり顕著に増加しない。したがって、従来回路に無い効率改善用コイルを追加するだけの簡易な回路構成で、導通動作および遮断動作を繰り返したときの単位時間当たりのスイッチング損失を削減できる。また、スイッチング素子の発熱量が減少するので放熱フィンの簡素化などが可能になり、装置を小形軽量化できる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の第１実施形態の交流電源装置の構成を示した構成図である。
【図２】スイッチング制御部のスイッチング素子１個に対応する回路構成を模式的に示す回路図である。
【図３】第１実施形態の交流電源装置の動作の大略を示す時間波形である。
【図４】第１実施形態の交流電源装置のスイッチング素子の導通動作を模式的に説明する時間波形である。
【図５】従来回路のスイッチング素子の導通動作を模式的に説明する時間波形である。
【図６】第１実施形態の交流電源装置のスイッチング素子の遮断動作を模式的に説明する時間波形である。
【図７】従来回路のスイッチング素子の遮断動作を模式的に説明する時間波形である。
【図８】第２実施形態の交流電源装置および外部負荷としての非接触給電装置の構成を示した構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
本発明を実施するための第１実施形態について、図１〜図７を参考にして説明する。図１は、本発明の第１実施形態の交流電源装置１の構成を示した構成図である。交流電源装置１は、単相交流電圧を外部負荷９に出力する装置である。交流電源装置１は、直流電源部２、直交変換部４、スイッチング制御部５、および効率改善用コイル６などで構成されている。効率改善用コイル６以外の構成要件２〜５については、従来回路の技術を適宜応用することができる。
【００１２】
直流電源部２は、正極端子２１および負極端子２２から電源電圧Ｖｓの直流電圧を出力する。正極端子２１は、直交変換部４の入力端子４１に接続されている。負極端子２２は、装置１に共通なアースＥに接地されている。直流電源部２には、例えば、商用周波数の交流電圧を整流して直流電圧を出力する整流回路やバッテリなどを用いることができる。
【００１３】
直交変換部４は、入力端子対として、直流電源部２の正極端子２１に接続された入力端子４１、ならびに、アースＥに接地されたアース端子４２を有している。直交変換部４は、出力端子対として第１出力端子４３および第２出力端子４４を有している。第１出力端子４３と第２出力端子４４との間には、外部負荷９が接続される。直交変換部４は、４個のスイッチング素子３１〜３４がブリッジ接続されて構成されている。本実施形態で、スイッチング素子３１〜３４に３端子型の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を用いており、その他の種類の半導体素子を用いてもよい。
【００１４】
ブリッジ接続について詳述すると、直交変換部４の入力端子４１とアース端子４２との間に、第１スイッチング素子３１と第３スイッチング素子３３とが直列接続されている。第１スイッチング素子３１のドレイン端子Ｄは入力端子４１に接続されている。第１スイッチング素子３１のソース端子Ｓは、第３スイッチング素子３３のドレイン端子Ｄ、ならびに第１出力端子４３に接続されている。第３スイッチング素子３３のソース端子Ｓは、アース端子４２に接続されている。なお、図1で第１スイッチング素子３１の端子符号を例示し、第２〜第４スイッチング素子３２〜３４の端子符号は省略している。
【００１５】
同様に、直交変換部４の入力端子Ｖ４１とアース端子４２との間に、第２スイッチング素子３２と第４スイッチング素子３４とが直列接続されている。第２スイッチング素子３２のドレイン端子Ｄは入力端子Ｖ４１に接続されている。第２スイッチング素子３２のソース端子Ｓは、第４スイッチング素子３４のドレイン端子Ｄ、ならびに第２出力端子４４に接続されている。第４スイッチング素子３４のソース端子Ｓは、アース端子４２に接続されている。
【００１６】
各スイッチング素子３１〜３４には、ソース端子Ｓからドレイン端子Ｄへの通電を許容し、逆方向の通電を阻止するダイオードdiodが付設されている。各スイッチング素子３１〜３４のゲート端子Ｇはそれぞれ、スイッチング制御部５に接続されている。各スイッチング素子３１〜３４は、ゲート端子Ｇに入力されるゲート制御信号、すなわちゲート電圧ＶＧ（ゲート端子Ｇのソース端子Ｓに対する電圧）により開閉制御される。ゲート電圧ＶＧが所定のハイレベル以上になると、各スイッチング素子３１〜３４は、ドレイン端子Ｄとソース端子Ｓとの間の内部抵抗が概ねゼロの導通状態になる。また、ゲート電圧ＶＧが所定のローレベル以下になると、各スイッチング素子３１〜３４は、内部抵抗が概ね無限大の遮断状態になる。さらに、過渡的にゲート電圧ＶＧがハイレベルとローレベルの間の中間的なレベルになると、各スイッチング素子３１〜３４の内部抵抗は有限値で変化する。
【００１７】
前記した所定のハイレベルは本発明の第１レベルに相当し、所定のローレベルは本発明の第２レベルに相当している。これに限定されず、第１レベルと第２レベルの大小関係が入れ替わってもよい。つまり、ゲート制御信号が高いと遮断状態になり、ゲート制御信号が低いと導通状態になるタイプの半導体素子を用いてもよい。
【００１８】
直交変換部４では、或るタイミングに第１スイッチング素子３１と第４スイッチング素子３４とが同期して導通状態に制御され、同時に第２スイッチング素子３２と第３スイッチング素子３３とが遮断状態に制御される。また、次のタイミングに第１スイッチング素子３１と第４スイッチング素子３４とが同期して遮断状態に制御され、同時に第２スイッチング素子３２と第３スイッチング素子３３とが導通状態に制御される。これにより、第１出力端子４３と第２出力端子４４との間に、矩形波の交流の出力電圧Ｖｏｕｔが発生する。また、外部負荷９に流れる負荷電流ＩＬも交流電流となる。
【００１９】
スイッチング制御部５は、同じ構成の４つの回路からなり、各スイッチング素子３１〜３４を独立して開閉制御できる。これに限定されず、第１スイッチング素子３１と第４スイッチング素子３４とに共通な回路、ならびに、第２スイッチング素子３２と第３スイッチング素子３３とに共通な回路の合計２回路からなるスイッチング制御部であってもよい。図２は、スイッチング制御部５のスイッチング素子１個に対応する回路構成を模式的に示す回路図である。図示されるように、スイッチング制御部５の１つの回路は、各スイッチング素子３１〜３４のゲート端子ＧとアースＥとの間に設けられ、制御電源５１、制御スイッチ５２、充放電抵抗５３、放電抵抗５４、およびダイオード５５で構成されている。
【００２０】
制御電源５１は、前記したハイレベルよりも高い直流電圧Ｖｄｃを出力する直流電源である。制御電源５１は、直流電源部２の電源電圧Ｖｓを適宜分圧して構成してもよく、直流電源部２と別個に設けてもよい。制御電源５１の負側端子はアースＥに接地され、正側端子は制御スイッチ５２の充電端子５２１に接続されている。制御スイッチ５２は、ゲート電圧ＶＧのレベルを切り替え制御するスイッチであり、充電端子５２１、アースＥに接地された放電端子５２２、および共通端子５２３を有する。制御スイッチ５２は、充電端子５２１または放電端子５２２のいずれか一方に、共通端子５２３を選択的に接続する。
【００２１】
制御スイッチ５２は、図略の電子制御部からの電子制御によって切り替えられる無接点式スイッチが好ましいが、これに限定されない。また、制御電源５１および制御スイッチ５２が電子制御部に含まれる構成であってもよい。
【００２２】
充放電抵抗５３は、抵抗値Ｒ１を有し、制御スイッチ５２の共通端子５２３とスイッチング素子３１〜３４のゲート端子Ｇとの間に接続されている。充放電抵抗５３に対して並列に、抵抗値Ｒ２の放電抵抗５４およびダイオード５５の直列回路が接続されている。ダイオード５５は、ゲート端子Ｇから放電抵抗５４を経由して共通端子５２３への通電を許容し、逆方向の通電を阻止している。
【００２３】
図２に示されるように、制御スイッチ５２の共通端子５２３が放電端子５２２に接続されていると、ゲート端子Ｇは充放電抵抗５３および放電抵抗５４を経由してアースＥに接地されるため、ゲート電圧ＶＧはローレベルになる。ここで、制御スイッチ５２が充電端子５２１側に切り替え制御されると、制御電源５１の直流電圧Ｖｄｃが充放電抵抗５３を経由してゲート端子Ｇに加えられるため、ゲート電圧ＶＧが上昇する。このときの充電時定数τ１は、スイッチング素子３１〜３４のゲート端子Ｇとソース端子Ｓとの間の漂遊容量Ｃｆおよび充放電抵抗５３の抵抗値Ｒ１で表される次の（式１）を用いて求めることができる。
充電時定数τ１＝Ｒ１・Ｃｆ
したがって、ゲート電圧ＶＧは、充電時定数τ１で緩慢に増加し、或る立上り時間を経過した時点でハイレベルに到達する。
【００２４】
一方、ゲート電圧ＶＧが概ね直流電圧Ｖｄｃまで上昇した後に、制御スイッチ５２を放電端子５２２側に切り替えると、ゲート電圧ＶＧが下降する。このときの放電時定数τ２は、充放電抵抗５３の抵抗値Ｒ１と放電抵抗５４の抵抗値Ｒ２との並列回路で概ね定まり、極めて小さい。したがって、ゲート電圧ＶＧは極めて小さな立下り時間で急峻に減少して、ほぼ瞬時にローレベルに到達する。
【００２５】
図１に戻り、効率改善用コイル６は、第１出力端子４３と第２出力端子４４との間に接続されている。効率改善用コイル６は、外部負荷９に対して並列接続される。効率改善用コイル６のインダクタンス値は限定されないが、想定される外部負荷９を考慮して適宜設計することが好ましい。効率改善用コイル６は、従来回路には設けられておらず、本発明の必須の構成要件である。
【００２６】
また、直交変換部４の各スイッチング素子３１〜３４やその他の回路素子、および直流電源部２などで発生した損失（発熱）を放散して温度上昇を低減するために、交流電源装置１には図略の放熱フィンが適当数だけ設けられている。
【００２７】
次に、上述のように構成された第１実施形態の交流電源装置１の動作および作用について、従来回路と比較しながら説明する。図３は、第１実施形態の交流電源装置１の動作の大略を示す時間波形である。図３で、一番上の波形は、第２出力端子４４に対する第１出力端子４３の電位を示す出力電圧Ｖｏｕｔである、上から２番目の波形は、第１スイッチング素子３１および第４スイッチング素子３４のソース端子Ｓに対するドレイン端子Ｄの電位を示す端子電圧Ｖ１４である。３番目の波形は、第２スイッチング素子３２および第３スイッチング素子３３のソース端子Ｓに対するドレイン端子Ｄの電位を示す端子電圧Ｖ２３である。４番目の波形は、外部負荷９に流れる負荷電流ＩＬであり、第１出力端子４３から第２出力端子４４に流れる方向を正とし、逆方向を負とする。５番目の波形は、効率改善用コイル６に流れるコイル電流Ｉｃｏｉｌであり、第１出力端子４３から第２出力端子４４に流れる方向を正とし、逆方向を負とする。６番目の波形は、負荷電流ＩＬとコイル電流Ｉｃｏｉｌをベクトル的に加算した全電流Ｉｔｏｔである。
【００２８】
ここで、説明を簡易にするために、外部負荷９に流れる負荷電流ＩＬは、出力電圧Ｖｏｕｔと同位相の正弦波であるとする。また、コイル電流Ｉｃｏｉｌは、出力電圧Ｖｏｕｔが矩形波であることから、遅れ位相の三角波になる。効率改善用コイル６を備えない従来回路では、上から４番目までの波形は実施形態と同じになり、下の２つの波形は生じない。
【００２９】
図３の時刻ｔ１で、スイッチング制御部５は、第１スイッチング素子３１および第４スイッチング素子３４を同期して導通状態に制御し、同時に第２スイッチング素子３２および第３スイッチング素子３３を遮断状態に制御する。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔは、直流電源部２の電源電圧Ｖｓに略一致する。端子電圧Ｖ１４は略ゼロになり、端子電圧Ｖ２３は電源電圧Ｖｓに略一致する。また、出力電圧Ｖｏｕｔと同相の負荷電流ＩＬは、時刻ｔ１でゼロ点を横切って増加する。さらに、コイル電流Ｉｃｏｉｌは、時刻ｔ１で最小値（負の最大値）から増加に転じ、以降は一定の傾きで増加する。全電流Ｉｔｏｔは、コイル電流Ｉｃｏｉｌの影響を受けて遅れ位相となっているため、時刻ｔ１で負値となる。
【００３０】
図３の時刻ｔ２で、スイッチング制御部５は、第１スイッチング素子３１および第４スイッチング素子３４を同期して遮断状態に制御し、同時に第２スイッチング素子３２および第３スイッチング素子３３を導通状態に制御する。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔは交番されて、絶対値が電源電圧Ｖｓに略一致した負電圧になる。端子電圧Ｖ１４は電源電圧Ｖｓに略一致し、端子電圧Ｖ２３は略ゼロになる。また、負荷電流ＩＬは、時刻ｔ１〜時刻ｔ２の間で正弦波の正の半波状に変化し、時刻ｔ２でゼロ点を横切って減少する。さらに、コイル電流Ｉｃｏｉｌは、時刻ｔ２で最大値から減少に転じ、以降は一定の傾きで減少する。全電流Ｉｔｏｔは、コイル電流Ｉｃｏｉｌの影響を受けて遅れ位相となっているため、時刻ｔ２で正値となる。
【００３１】
上述した時刻ｔ１および時刻ｔ２におけるスイッチング動作が以降も定時間間隔の時刻ｔ３〜時刻ｔ７で繰り返されて、外部負荷９に交流の出力電圧Ｖｏｕｔが印加され、交流の負荷電流ＩＬが流れる。また、スイッチング動作の繰り返し周期Ｔにより、交流の周波数が定まる。
【００３２】
次に、スイッチング動作で発生するスイッチング損失について説明する。図４は、第１実施形態の交流電源装置１のスイッチング素子３１の導通動作を模式的に説明する時間波形である。図４は、第１スイッチング素子３１の時刻ｔ１、時刻ｔ３、時刻ｔ５、および時刻ｔ７における導通動作を例示したものであり、横軸は図３よりも拡大されている。図４で、上段の波形はゲート電圧ＶＧ、中段の波形は端子電圧Ｖ１４、下段の波形は全電流Ｉｔｏｔである。
【００３３】
図４で、時刻ｔ１１に遮断状態から導通状態への導通動作の制御が開始されると、ゲート電圧ＶＧは、ゼロから時定数τ１で緩慢に増加し始める。このとき、ドレイン端子Ｄとソース端子Ｓとの間の内部抵抗が無限大から減少し始めて、端子電圧Ｖ１４も減少し始める。立上り時間が経過した時刻ｔ１３に、ゲート電圧ＶＧが所定のハイレベルに到達すると、この時点で内部抵抗がゼロになり、端子電圧Ｖ１４が消滅して導通動作が終了する。この後の時刻ｔ１４で、遅れ位相の全電流Ｉｔｏｔが流れ始めるが、既に内部抵抗がゼロになった後なので、スイッチング損失は発生しない。
【００３４】
これに対して、図５は、従来回路のスイッチング素子の導通動作を模式的に説明する時間波形である。図５で、ゲート電圧ＶＧおよび端子電圧Ｖ１４の波形は実施形態と同じであり、全電流Ｉｔｏｔの波形が負荷電流ＩＬの波形に置き換わる。従来回路では、ゲート電圧ＶＧがハイレベルに到達する以前の時刻ｔ１２で、負荷電流ＩＬが流れ始める。この時点で内部抵抗がゼロになっておらず、スイッチング損失が発生する。導通動作１回あたりのスイッチング損失は、端子電圧Ｖ１４と負荷電流ＩＬとの積を時刻ｔ１２から時刻ｔ１３まで積分した値になる。
【００３５】
なお、外部負荷９の大きさおよび種類に依存して、実施形態でも多少のスイッチング損失が発生する場合も生じ得る。例えば、負荷電流ＩＬが出力電圧Ｖｏｕｔに対して進み位相であると、導通動作に重なる負荷電流ＩＬが増加する。さらに、負荷電流ＩＬが正弦波でない場合も当然に生じ得る。これらの場合でも、効率改善用コイル６に流れるコイル電流Ｉｃｏｉｌが全電流Ｉｔｏｔの位相を遅らせる作用により、導通動作に重なる全電流Ｉｔｏｔの大きさを低減できる。したがって、本実施形態によれば、導通動作１回あたりのスイッチング損失は顕著に減少する。
【００３６】
次に、図６は、第１実施形態の交流電源装置１のスイッチング素子３１の遮断動作を模式的に説明する時間波形である。図６は、第１スイッチング素子３１の時刻ｔ２、時刻ｔ４、および時刻ｔ６における遮断動作を例示したものであり、横軸は図３よりも拡大されている。図６で、上段の波形はゲート電圧ＶＧ、中段の波形は端子電圧Ｖ１４、下段の波形は全電流Ｉｔｏｔである。
【００３７】
図６で、時刻ｔ２１に導通状態から遮断状態への遮断動作の制御が開始されると、ゲート電圧ＶＧは、制御電源５１の直流電圧Ｖｄｃから急峻に減少し始める。このとき、ドレイン端子Ｄとソース端子Ｓとの間の内部抵抗がゼロから増加し始めて、端子電圧Ｖ１４も増加し始める。極めて短い立下り時間が経過した時刻ｔ２３に、ゲート電圧ＶＧが所定のローレベルに到達すると、この時点で内部抵抗が無限大になり、端子電圧Ｖ１４が直流電源部の電源電圧Ｖｓに概ね一致して遮断動作が終了する。時刻ｔ２１から時刻ｔ２３までの極めて短い時間が遮断動作時間である。この遮断動作時間の間には、全電流Ｉｔｏｔによりスイッチング損失が発生する。
【００３８】
これに対して、図７は、従来回路のスイッチング素子の遮断動作を模式的に説明する時間波形である。図７で、ゲート電圧ＶＧおよび端子電圧Ｖ１４の波形は実施形態と同じであり、全電流Ｉｔｏｔの波形が負荷電流Ｉの波形に置き換わる。すなわち、従来回路では、ゲート電圧ＶＧがローレベルに到達する以前の時刻ｔ２２で、負荷電流ＩＬがゼロになる。したがって、スイッチング損失は時刻ｔ２１から時刻ｔ２２までの間で発生する。
【００３９】
図６と図７とを比較すれば分かるように、遮断動作のときには、実施形態の全電流Ｉｔｏｔのほうが従来回路の負荷電流Ｉよりも大きくなり得る。しかしながら、遮断動作時間（＝ｔ２３−ｔ２１）は導通動作時間（＝ｔ１３−ｔ１１）よりも極めて短時間であるので、遮断動作１回あたりのスイッチング損失はあまり顕著に増加しない。
【００４０】
図４〜図７を用いたスイッチング損失の説明は、４個のスイッチング素子３１〜３４の全てに当てはまる。そして、第１実施形態において、導通動作時にスイッチング損失を顕著に低減できる効果は、遮断動作時にスイッチング損失が増加する弊害よりも格段に大きい。したがって、従来回路に効率改善用コイル６を追加した簡易な回路構成で、導通動作および遮断動作を繰り返したときの単位時間当たりのスイッチング損失を削減できる。
【００４１】
第１実施形態の交流電源装置１の効果を確認するために、外部負荷９などの条件を揃え、効率改善用コイル６を付けたり外したりして、高周波交流電圧を外部負荷９に出力する比較試験を行った。比較試験の結果、効率改善用コイル６を付けたときのスイッチング素子３１〜３４の温度上昇値は、効率改善用コイル６を外したときと比較して半分以下になった。このことは、本発明を実施することで、放熱フィンを大いに簡素化して、交流電源装置１を小形軽量化できることを意味している。
【００４２】
上述の第１実施形態の交流電源装置１Ａで、スイッチング素子３１〜３４は、ゲート電圧ＶＧ（ゲート制御信号）が入力されるゲート端子Ｇを有して、ゲート電圧ＶＧのハイレベル（第１レベル）で導通状態になり、ゲート電圧ＶＧのローレベル（第２レベル）で遮断状態になる半導体素子であり、スイッチング制御部５は、ローレベルからハイレベルへの変化率よりもハイレベルからローレベルへの変化率が急峻なゲート電圧ＶＧを生成して、ゲート端子Ｇに印加する。したがって、遮断動作時間は導通動作時間よりも確実に短時間となり、スイッチング損失を削減する効果が顕著になる。
【００４３】
次に、第２実施形態の交流電源装置１Ａについて説明する。第２実施形態において、交流電源装置１Ａの構成自体は第１実施形態と変わらないが、外部負荷が静電結合方式の非接触給電装置７に特定されている。図８は、第２実施形態の交流電源装置１Ａおよび外部負荷としての非接触給電装置７を示した構成図である。非接触給電装置７は、固定部に設けられた交流電源装置１Ａを電源として、可動部７１上の電気負荷７９に非接触で高周波交流電力を給電する。
【００４４】
図８に示されるように、固定部側の交流電源装置１Ａの第１出力端子４３には、共振用コイル８３を介して第１給電用電極８１が接続されている。同様に、第２出力端子４３にも、共振用コイル８４を介して第２給電用電極８２が接続されている。一方、可動部７１には、第１給電用電極８１に離隔対向して第１受電用電極７２が配設され、第２給電用電極８２に離隔対向して第２受電用電極７３が配設され、ている。第１受電用電極７２および第２受電用電極７３は電気負荷７９に接続されている。電気負荷７９は、第１受電用電極７２および第２受電用電極７３が受け取った高周波交流電力を変成する受電変成回路を含んでいる。
【００４５】
上述した構成で、離隔対向する第１給電用電極８１と第１受電用電極７２との間、ならびに離隔対向する第２給電用電極８２と第２受電用電極７３との間に、それぞれ結合コンデンサが形成される。また、結合コンデンサと共振用コイル８３、８４との直列回路で共振条件を満たすように回路が構成される。すなわち、共振用コイル８３、８４のインダクタンス値が適切に設定され、直交変換部４のスイッチング動作の頻度が制御されて高周波の周波数が適切に制御される。これにより、非接触給電装置７で効率的に非接触給電を行える。
【００４６】
第２実施形態においても、効率改善用コイル６を備えることでスイッチング損失を削減できる効果、および放熱フィンを簡素化して交流電源装置１Ａを小形軽量化できる効果は同様に発生する。
【００４７】
上述の第２実施形態の交流電源装置１Ａで、外部負荷９は非接触給電を行うための給電用電極８１、８２（給電用素子）を含み、直交変換部４は高周波交流電圧を出力する。
【００４８】
これによれば、直交変換部４のスイッチング動作回数は商用周波数のインバータ装置と比較して桁違いに多いので、スイッチング損失を削減する効果が顕著になる。また、スイッチング素子３１〜３４の発熱量が減少しても放熱フィンを簡素化しない場合には装置１Ａの温度上昇値が減少するので、その分だけ多くの電流を流して非接触給電容量を増容量することもできる。
【００４９】
また、給電用素子は、静電結合方式で非接触給電を行うための給電用電極８１、８２とされている。ここで、スイッチング素子３１〜３４の発熱量が減少して温度上昇値が減少する分だけスイッチング動作の頻度を増して、高周波の周波数を大きしても熱的な弊害が発生しない。これにより、結合コンデンサのインピーダンスが小さくなるので、相当する分だけ給電用電極８１、８２ならびに受電用電極７２、７３を小形化しても同等の非接触給電容量を確保できる。
【００５０】
なお、第１および第２実施形態では単相出力の構成を例示したが、これに限定されず三相出力の交流電源装置とすることもできる。この場合、少なくとも６個のスイッチング素子で直交変換部を構成し、三相の出力端子の各端子間に合計で３個の効率改善用コイルを設ける。また、本発明はスイッチング動作頻度の高い高周波交流電源装置に好適であるが、これに限定されるものではない。さらに、外部負荷９の種類も非接触給電装置７に限定されない。本発明は、その他にも様々な応用や変形が可能である。
【符号の説明】
【００５１】
１、１Ａ：交流電源装置
２：直流電源部    ２１：正極端子    ２２：負極端子
３１〜３４：第１〜第４スイッチング素子
４：直交変換部    ４１：入力端子    ４２：アース端子
４３：第１出力端子    ４４：第２出力端子
５：スイッチング制御部    ５１：制御電源    ５２：制御スイッチ
５３：充放電抵抗    ５４：放電抵抗    ５５：ダイオード
６：効率改善用コイル
７：静電結合方式の非接触給電装置（外部負荷）    ７１：可動部
７２、７３：第１、第２受電用電極    ７９：電気負荷
８１、８２：第１、第２給電用電極    ８３、８４：共振用コイル
９：外部負荷
Ｖｓ：直流電源部の電源電圧
Ｖｄｃ：制御電源の直流電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【国際調査報告】
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