(57)【要約】電力変換装置の電力変換制御部（７）は、漏れ電流Ｉ１ｃを抑制するよう検出された漏れ電流に基づき位相シフト量（ｄθ）を演算し、位相を互いに（ｄθ）だけシフトした各スイッチングレグ（Ａ、Ｂ）のキャリア信号を生成するキャリア生成部（３３）と、漏れ電流を抑制するよう検出された漏れ電流に基づき電圧指令補正量を演算し、生成された瞬時電圧指令（Ｖｏ＊）を電圧指令補正量により補正して各スイッチングレグ（Ａ、Ｂ）の補正後電圧指令（Ｖｏａ＊、Ｖｏｂ＊）を生成する電圧指令補正部（３２）、およびキャリア信号と補正後電圧指令とに基づき各スイッチングレグ（Ａ、Ｂ）のスイッチング素子（１〜４）をオンオフ制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部（３４）とを備えて、漏れ電流を抑制する。
2016147489.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のスイッチング素子の直列体からなる複数個のスイッチングレグを直流電源の両極間に接続し、前記各スイッチングレグの中間点から交流フィルタを介して交流負荷に接続し前記スイッチング素子をオンオフ制御することにより前記直流電源からの直流電圧を交流電圧に変換して前記交流負荷に出力する電力変換部、前記直流電源の一方の極と接地との間に接続され漏れ電流を検出する漏れ電流検出部、前記交流電圧の瞬時電圧指令を生成する電圧指令生成部、前記漏れ電流を抑制するように前記スイッチング素子をオンオフ制御するための前記各スイッチングレグのキャリア信号を、その位相を互いにシフトして生成するキャリア生成部、前記漏れ電流を抑制するように検出された前記漏れ電流に基づき電圧指令補正量を演算し、前記電圧指令生成部により生成された前記瞬時電圧指令を前記電圧指令補正量により補正して前記各スイッチングレグの前記スイッチング素子をオンオフ制御するための補正後電圧指令を生成する電圧指令補正部、および前記キャリア生成部により生成された前記各スイッチングレグの前記キャリア信号と前記電圧指令補正部により生成された前記各スイッチングレグの前記補正後電圧指令とに基づき前記各スイッチングレグの前記スイッチング素子をオンオフ制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部を備える電力変換装置。
【請求項２】
前記キャリア生成部は、検出された前記漏れ電流の実効値が予め設定された漏れ電流規定値を超えたときに、これを前記漏れ電流規定値まで抑制するように位相シフト量を演算して、前記各スイッチングレグの前記キャリア信号を、その位相を互いに前記位相シフト量だけシフトして生成する請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記電圧指令補正部は、前記瞬時電圧指令の補正による前記漏れ電流の抑制が実効あるよう前記瞬時電圧指令と前記位相シフト量とに基づき前記電圧指令補正量を制限するための補正リミッタ値を演算する補正リミッタ演算部を備える請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記補正リミッタ演算部は、下式により前記補正リミッタ値ｄＶｏ＊ｌｉｍを演算する請求項３記載の電力変換装置。
ｄＶｏ＊ｌｉｍ＝
（１−２×Ｔｄ／Ｔｃ）・（（Ｖｄｃ−｜Ｖｏ＊｜）／２）・（１−ｄθ／１８０°）
但し、Ｔｄは前記ＰＷＭ信号のデッドタイム期間、Ｔｃは前記キャリア信号の周期、Ｖｄｃは前記直流電源の出力電圧、Ｖｏ＊は前記瞬時電圧指令、ｄθは前記位相シフト量である。
【請求項５】
前記直流電源の出力電圧Ｖｄｃを検出する計測部を備え、検出された前記出力電圧を用いて前記補正リミッタ値を演算するようにした請求項４記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記電圧指令補正部は、検出された前記漏れ電流の瞬時値に基づき対地電圧変化量を演算する制御器、および前記対地電圧変化量を前記補正リミッタ値の制限範囲内で出力することにより前記電圧指令補正量を演算する補正量演算部を備えた請求項３から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、スイッチング素子をオンオフ制御することにより直流電源からの直流電圧を交流電圧に変換して交流負荷に出力する電力変換装置であって、特に、接地との間に流れる漏れ電流を抑制する技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
スイッチング素子を有する電力変換装置は、所定の電圧を出力するための電圧指令に応じて、スイッチング素子のオン期間またはオフ期間を調整する。その際に、スイッチング素子の動作パターン（スイッチングパターン）によっては、対地電圧の変化が生じて、漏れ電流が生じる。
漏れ電流が発生すると、装置と接地との間に電位差が生じ、その値によっては感電事故を招く恐れがある。また、漏れ電流の経路にホコリ等の物体があると、これが漏れ電流で発熱し火災事故に至る可能性がある。【０００３】
そこで、この漏れ電流を抑制する対策が必要となるが、例えば、特許文献１の例では、電力変換装置のスイッチング信号を生成するキャリアの周波数を高速化することで、漏れ電流経路のインピーダンスを増加させる方法が紹介されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００５−５７９１８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかし、特許文献１の例では、キャリア周波数を高速化すると、高速スイッチングが必要となりスイッチング素子自体が高価になり、スイッチング損失も増大し、装置が大型高価になる。また、キャリア周波数を高くすると、スイッチング周期に対して、電圧出力に寄与しない短絡防止時間の割合が増大し、交流出力電圧指令値に対する交流出力電圧値の誤差が増大する等の課題がある。【０００６】
この発明は、これらの課題を解消するためになされたもので、キャリア周波数を高速化することなく、小型低損失で安価に漏れ電流の抑制を可能とする電力変換装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
この発明に係る電力変換装置は、複数のスイッチング素子の直列体からなる複数個のスイッチングレグを直流電源の両極間に接続し、前記各スイッチングレグの中間点から交流フィルタを介して交流負荷に接続し前記スイッチング素子をオンオフ制御することにより前記直流電源からの直流電圧を交流電圧に変換して前記交流負荷に出力する電力変換部、前記直流電源の一方の極と接地との間に接続され漏れ電流を検出する漏れ電流検出部、前記交流電圧の瞬時電圧指令を生成する電圧指令生成部、前記漏れ電流を抑制するように前記スイッチング素子をオンオフ制御するための前記各スイッチングレグのキャリア信号を、その位相を互いにシフトして生成するキャリア生成部、前記漏れ電流を抑制するように検出された前記漏れ電流に基づき電圧指令補正量を演算し、前記電圧指令生成部により生成された前記瞬時電圧指令を前記電圧指令補正量により補正して前記各スイッチングレグの前記スイッチング素子をオンオフ制御するための補正後電圧指令を生成する電圧指令補正部、および前記キャリア生成部により生成された前記各スイッチングレグの前記キャリア信号と前記電圧指令補正部により生成された前記各スイッチングレグの前記補正後電圧指令とに基づき前記各スイッチングレグの前記スイッチング素子をオンオフ制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部を備えたものである。
【発明の効果】
【０００８】
この発明に係る電力変換装置は、以上のように、各スイッチングレグのキャリア信号の位相を互いにシフトするキャリア生成部と各スイッチングレグの瞬時電圧指令を補正する電圧指令補正部とを採用することで、キャリア周波数を高速化することなく、小型低損失で安価に漏れ電流を抑制することが出来る。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の全体構成を示す図である。
【図２】図１において交流負荷の対地インピーダンスを含めた漏れ電流経路Ｒｏを説明するための図である。
【図３】図１のキャリア生成部３３の内部構成を示す図である。
【図４】キャリア生成部３３の位相シフトによる効果を説明するためのタイミングチャートである。
【図５】図１の電圧指令補正部３２の内部構成を示す図である。
【図６】図１のＰＷＭ信号生成部３４の内部構成を示す図である。
【図７】図１のキャリア生成部３３と電圧指令補正部３２との出力に基づきＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部３４の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図８】この発明の実施の形態１における漏れ電流の状況を、比較例との比較により説明するタイミングチャートである。
【図９】この発明の実施の形態２に係る電力変換装置の全体構成の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の全体構成を示す図である。図１の電力変換装置は、直流電源１０からの直流電圧を交流電圧に変換して交流負荷１１に出力する電力変換部９および制御上位からの電圧指令値Ｖ＊と直流電源１０の負極と接地との間に接続された漏れ電流検出部８からの漏れ電流検出値Ｉ１ｃとに基づきＰＷＭ（パルス幅変調）信号を生成する電力変換装置制御部７から構成される。以下、これらの構成の細部について説明する。
【００１１】
電力変換部９は、直流電源１０の両極間に接続された、スイッチング素子１とスイッチング素子２との直列体からなるスイッチングレグＡおよびスイッチング素子３とスイッチング素子４との直列体からなるスイッチングレグＢ、更に、両スイッチングレグＡ、Ｂの中間点と交流負荷１１との間に接続された、リアクトル５とコンデンサ６とからなる交流フィルタを備えている。そして、各スイッチング素子１、２、３、４は、例えば、スイッチング素子１で示すと、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素子Ｓ１とこれと逆並列に接続された環流ダイオードＤ１とで構成されている。
【００１２】
電力変換装置制御部７は、電圧指令生成部３１、電圧指令補正部３２、キャリア生成部３３およびＰＷＭ信号生成部３４を備えており、以下、これら各部の構成について説明する。
【００１３】
電圧指令生成部３１は、制御上位からの電圧指令値Ｖ＊に基づき瞬時電圧指令Ｖｏ＊を生成する。
キャリア生成部３３は、漏れ電流Ｉ１ｃを抑制するように、検出された漏れ電流Ｉ１ｃに基づき位相シフト量ｄθを演算する。そして、キャリア生成部３３は、各スイッチングレグＡ、Ｂのスイッチング素子１〜４をオンオフ制御するためのキャリア信号を、その位相を互いに位相シフト量ｄθだけシフトして生成する。詳しくは、更に後段の図３を参照して説明する。
【００１４】
電圧指令補正部３２は、漏れ電流Ｉ１ｃを抑制するように、検出された漏れ電流Ｉ１ｃに基づき電圧指令補正量ｄＶｏａ＊、ｄＶｏｂ＊を演算する。そして、電圧指令補正部３２は、生成された瞬時電圧指令Ｖｏ＊を電圧指令補正量ｄＶｏａ＊、ｄＶｏｂ＊により補正して各スイッチングレグＡ、Ｂのスイッチング素子１〜４をオンオフ制御するための補正後電圧指令Ｖｏａ＊、Ｖｏｂ＊を生成する。詳しくは、更に後段の図５を参照して説明する。
【００１５】
ＰＷＭ信号生成部３４は、生成された各スイッチングレグＡ、Ｂのキャリア信号と生成された各スイッチングレグＡ、Ｂの補正後電圧指令Ｖｏａ＊、Ｖｏｂ＊とに基づき各スイッチングレグＡ、Ｂのスイッチング素子１〜４をオンオフ制御するＰＷＭ信号を生成する。詳しくは、更に後段の図６を参照して説明する。
【００１６】
図２は、図１において交流負荷１１の対地インピーダンスを含めた漏れ電流経路Ｒｏを示す図である。図２において、スイッチングレグＡの中間点から交流フィルタを介して接続される交流負荷１１の一端をＰＡ点とし、スイッチングレグＢの中間点から交流フィルタを介して接続される交流負荷１１の他端をＰＢ点として示す。また、図２において、負荷並列インピーダンス４１、負荷ＰＡ側対地インピーダンス４２（ＰＡ点側の負荷対地インピーダンス）、負荷ＰＢ側対地インピーダンス４３（ＰＢ点側の負荷対地インピーダンス）を示す。また、負荷ＰＡ側対地インピーダンス４２および負荷ＰＢ側対地インピーダンス４３は、直列静電容量を有しているものとする。また、ＰＡ側対地静電容量１２ａ、ＰＢ側対地静電容量１２ｂを示す。
【００１７】
漏れ電流Ｉ１ｃの経路（漏れ電流経路Ｒｏ）としては、直流電源１０の負極から電力変換部９を介し、更に、ＰＡ側対地静電容量１２ａと負荷ＰＡ側対地インピーダンス４２と負荷ＰＢ側対地インピーダンス４３とＰＢ側対地静電容量１２ｂとの並列回路および漏れ電流検出部８を経て再び直流電源１０の負極に至る経路で流れる。
また、負荷ＰＡ側対地インピーダンス４２または負荷ＰＢ側対地インピーダンス４３が変化すると、漏れ電流経路のインピーダンスが変化して漏れ電流が生じる場合もある。
【００１８】
この実施の形態では、漏れ電流検出部８で検出した漏れ電流Ｉ１ｃから、電力変換装置制御部７で電力変換装置のスイッチングパターンを変更することで、スイッチングパターンによる漏れ電流を抑制する。また、負荷ＰＡ側対地インピーダンス４２、または負荷ＰＢ側対地インピーダンス４３の変化による漏れ電流を抑制する。
【００１９】
この実施の形態では、この漏れ電流Ｉ１ｃを抑制するため、先ず、キャリア生成部３３により、両スイッチングレグＡ、Ｂのキャリア信号の位相を互いにシフトする。
図３は、このキャリア生成部３３の内部構成例である。キャリア生成部３３は、制御入力演算部６１、位相シフト量演算部６２、三角波発生器６３および位相シフト回路６４を備えており、以下、各要素について説明する。
【００２０】
制御入力演算部６１は、漏れ電流検出部８で検出された漏れ電流Ｉ１ｃを入力し、以下の（１）式に示す演算を行い、漏れ電流出力ｄＩ１ｃを出力する。
【００２１】
ｄＩ１ｃ＝｜Ｉ１ｃｒｍｓ｜−Ｉ１ｃ＊                  ・・・（１）
【００２２】
ここで、｜Ｉ１ｃｒｍｓ｜は、漏れ電流Ｉ１ｃ実効値の絶対値である。また、Ｉ１ｃ＊は、漏れ電流として有害となるレベル等を考慮して任意に設定される漏れ電流規定値である。
即ち、一般的に漏れ電流の評価としては、デジタルボルトメータが用いられるため、漏れ電流の実効値Ｉ１ｃｒｍｓを抑制することを考える。そして、キャリア生成部３３は、この任意に設定できる漏れ電流規定値Ｉ１ｃ＊を超える漏れ電流Ｉ１ｃを検出した場合に動作させる。
【００２３】
位相シフト量演算部６２は、積分演算要素を備え、漏れ電流出力ｄＩ１ｃが入力されると、即ち、検出された漏れ電流実効値｜Ｉ１ｃｒｍｓ｜が漏れ電流規定値Ｉ１ｃ＊を超えると、これを漏れ電流規定値Ｉ１ｃ＊まで抑制するよう位相シフト量ｄθを演算して出力する。
【００２４】
なお、後段の図４で詳しく触れるが、位相シフト量ｄθに関し、ｄθ＝１８０°が、スイッチング素子Ｓ１とＳ４との波形が一致する場合に相当し、ｄθ＝０°が、両波形が逆極性になる場合に相当する。そして、位相シフト量演算部６２は、０°≦ｄθ≦１８０°の範囲で位相シフト量ｄθを出力する。
【００２５】
三角波発生器６３は、ＰＷＭ信号を生成するための三角波を生成し、スイッチングレグＡのＰＷＭ信号生成に用いるキャリア信号ｃａを出力する。位相シフト回路６４は、位相シフト量演算部６２で算出した位相シフト量ｄθに応じて、三角波発生器６３で生成された三角波の位相をシフトし、スイッチングレグＢのＰＷＭ信号生成に用いるキャリア信号ｃｂを出力する。
【００２６】
次に、このキャリア生成部３３のキャリア信号の位相シフトによる効果について図４を参照して説明する。
図４は、互いに位相シフトされたキャリア信号に基づきＰＷＭ制御されるスイッチング素子１〜４のスイッチング動作を示す。図４において、Ｖａｃは、交流負荷１１の印加電圧、Ｓ１（ここでは、半導体スイッチング素子の符号をそのまま信号の符号に流用しており、以下も同じ）は、スイッチング素子１のスイッチング（ＯＮ／ＯＦＦパルス）信号、Ｓ２は、スイッチング素子２のスイッチング（ＯＮ／ＯＦＦパルス）信号、Ｓ３は、スイッチング素子３のスイッチング（ＯＮ／ＯＦＦパルス）信号、Ｓ４は、スイッチング素子４のスイッチング（ＯＮ／ＯＦＦパルス）信号、Ｖｎａは、図２におけるＰＡ側対地電圧、Ｖｎｂは、図２におけるＰＢ側対地電圧、Ｖａは、図２におけるＰＡ点の漏れ電流に作用するＰＡ側対地電圧、Ｖｂは、図２におけるＰＢ点の漏れ電流に作用するＰＢ側対地電圧、Ｖｄｃは、直流電源１０の出力電圧である。
【００２７】
なお、ＶｎａとＶｎｂの電圧波形において、Ｖａｃによって変化する電圧成分は、ＰＡ点ＰＢ点間を流れる電流に作用する対地電圧である。従って、Ｖａｃの周波数に対する対地静電容量１２ａ、１２ｂが十分小さく、そのインピーダンスが十分に大きい場合は、Ｖａｃによる漏れ電流への影響は十分に小さい。そのため、ここでは、漏れ電流に作用する対地電圧としては、ＶｎａとＶｎｂからＶａｃの成分を除いた電圧Ｖａ、Ｖｂで検討する。
【００２８】
なお、図４では、簡略化のために図２におけるリアクトル５、漏れ電流検出部８のインピーダンス、対地静電容量１２ａ、１２ｂ、負荷ＰＡ側対地インピーダンス４２、負荷ＰＢ側対地インピーダンス４３の過渡現象は考慮せず、波形はすべて完全な矩形波形としている。
【００２９】
キャリア生成部３３により、両スイッチングレグＡ、Ｂのキャリア信号ｃａ、ｃｂの位相を互いにシフトする結果、電力変換部９は、キャリア周期の間に、図４の期間ａ〜ｄのいずれかのスイッチングパターンを組合せて動作する。
【００３０】
期間ａは、スイッチング素子１とスイッチング素子３とがＯＮとなる期間で、対地電圧Ｖａ＝Ｖｂ＝Ｖｄｃとなる。期間ｂは、スイッチング素子１とスイッチング素子４とがＯＮとなる期間で、対地電圧Ｖａ＝Ｖｂ＝Ｖｄｃ／２となる。期間ｃは、スイッチング素子２とスイッチング素子４とがＯＮとなる期間で、対地電圧Ｖａ＝Ｖｂ＝０Ｖとなる。期間ｄは、スイッチング素子２とスイッチング素子３とがＯＮとなる期間で、対地電圧Ｖａ＝Ｖｂ＝Ｖｄｃ／２となる。
【００３１】
そのため、ＰＡ側対地電圧ＶａおよびＰＢ側対地電圧Ｖｂのキャリア周期の平均は、キャリア周期における各スイッチングパターンのＰＡ側対地電圧ＶａおよびＰＢ側対地電圧Ｖｂの平均値となる。
【００３２】
また、実施環境によっては、スイッチングパターンによる対地電圧Ｖａ、Ｖｂの変動で、定常的に漏れ電流が規定値を超過する恐れが有る。この原因となるのは、対地電圧がＶｄｃとなるスイッチング素子１およびスイッチング素子３がＯＮとなる状態と、対地電圧が０Ｖとなるスイッチング素子２およびスイッチング素子４がＯＮとなる状態との対地電圧変化である。
【００３３】
そのような場合は、スイッチングレグＡのキャリア信号ｃａの位相と、スイッチングレグＢのキャリア信号ｃｂの位相とを互いにシフトする。これにより、スイッチング周期におけるスイッチング素子１およびスイッチング素子３がＯＮとなる状態と、スイッチング素子２およびスイッチング素子４がＯＮとなる状態の比率を調整させることができる。それにより、スイッチングパターンによる対地電圧の変動で、定常的に漏れ電流が規定値を超過するのを抑制することができる。
【００３４】
即ち、キャリア生成部３３は、検出された漏れ電流実効値｜Ｉ１ｃｒｍｓ｜が漏れ電流規定値Ｉ１ｃ＊を超えると、これを漏れ電流規定値Ｉ１ｃ＊まで抑制するように、スイッチングレグＡのキャリア信号ｃａと、スイッチングレグＢのキャリア信号ｃｂとを互いに位相シフト量ｄθだけシフトする。
【００３５】
ところで、スイッチング素子１およびスイッチング素子３が同時にＯＮまたはスイッチング素子２およびスイッチング素子４が同時にＯＮする期間では、リアクトル５のスイッチング素子側に印加される電圧が０Ｖになる。そのため、漏れ電流を規定値に抑制する動作範囲内で、スイッチング素子１およびスイッチング素子３が同時にＯＮまたはスイッチング素子２およびスイッチング素子４が同時にＯＮするスイッチングパターンを用いることで、キャリア周期の平均リアクトル電圧変化を小さくでき、リアクトル５の電流リップルを低減できるという利点もある。
【００３６】
次に、図４で説明した期間ａと期間ｃとの比率を調整することで、特に、負荷インピーダンス４２、４３の変化に伴う漏れ電流の増大を効果的に抑制することができる電圧指令補正部３２について図５を参照して説明する。図５は、その内部構成例を示す図である。
【００３７】
電圧指令補正部３２は、補正リミッタ演算部７１、制御器７２、補正量演算部７３および加算器７４、加算器７５を備えており、以下、各要素について説明する。
図５において、ｄＶｏ＊は、対地電圧変化量であり、ｄＶｏ＊ｌｉｍは、対地電圧変化量ｄＶｏ＊から電圧指令の補正量を求める際のリミッタ値であり、ｄＶｏａ＊は、スイッチング素子１とスイッチング素子２とで構成されるスイッチングレグＡをＯＮ／ＯＦＦするための電圧指令補正量であり、ｄＶｏｂ＊は、スイッチング素子３とスイッチング素子４とで構成されるスイッチングレグＢをＯＮ／ＯＦＦするための電圧指令補正量である。
【００３８】
図４で説明したように、スイッチング素子１およびスイッチング素子３が同時にＯＮする期間ａの対地電圧は最高のＶｄｃであるので、この期間ａを増加させると、キャリア周期における対地電圧が増加する。また、スイッチング素子２およびスイッチング素子４が同時にＯＮする期間ｃの対地電圧は最低の０Ｖであるので、この期間ｃを増加させると、キャリア周期における対地電圧が減少する。
そこで、電圧指令補正部３２は、キャリア周期におけるスイッチング素子１およびスイッチング素子３がＯＮする状態と、スイッチング素子２およびスイッチング素子４がＯＮする状態の比率を調整するように、電圧指令補正量ｄＶｏａ＊およびｄＶｏｂ＊を算出する。
【００３９】
図５において、制御器７２は、漏れ電流Ｉ１ｃから対地電圧の変化を推定して、対地電圧変化量ｄＶｏ＊を算出する。対地インピーダンスの主成分は静電容量であることから、漏れ電流Ｉ１ｃの積分値が対地電圧変化量ｄＶｏ＊に相当する。そのため、制御器７２は、少なくとも積分要素を含む制御構成とする。
【００４０】
前述したとおり、電圧指令の補正を行うのは、図４に示す期間ａと期間ｃとの比率を調整するためであるので、スイッチングパターンとして両期間が存在していることが前提である。この前提を確保する目的で、補正リミッタ演算部７１は、位相シフト量ｄθと瞬時電圧指令Ｖｏ＊とに基づき、対地電圧変化量ｄＶｏ＊から求める電圧指令補正量ｄＶｏａ＊、ｄＶｏｂ＊に制限をかけるリミッタ値を演算するものである。
補正リミッタ値ｄＶｏ＊ｌｉｍは、以下の（２）式で表される。
【００４１】
ｄＶｏ＊ｌｉｍ＝（１−２×Ｔｄ／Ｔｃ）
・（（Ｖｄｃ−｜Ｖｏ＊｜）／２）・（１−ｄθ／１８０°）
・・・（２）
【００４２】
ここで、Ｔｄは、ＰＷＭ信号のデッドタイム期間、Ｔｃは、キャリア生成部３３で生成されるキャリアの周期、Ｖｄｃは、直流電源１０の出力電圧を示す。
【００４３】
（２）式右辺第３項が１となるｄθ＝０°のときは、既述したとおり、スイッチング素子Ｓ１とＳ４との波形が逆極性となり、図４の期間ａが最大となって最大限の電圧指令の補正が可能となる。同第２項は、そのときの補正可能電圧最大値、同第１項は、デッドタイムによる出力電圧減量を反映したものである。
【００４４】
補正量演算部７３は、対地電圧変化量ｄＶｏ＊と補正リミッタ値ｄＶｏ＊ｌｉｍとに基づき以下の（３）式（４）式により、電圧指令補正量ｄＶｏａ＊、ｄＶｏｂ＊を演算する。
【００４５】
ｄＶｏａ＊＝ｄＶｏ＊                          ・・・（３）
［リミッタ：―ｄＶｏ＊ｌｉｍ≦ｄＶｏａ＊≦ｄＶｏ＊ｌｉｍ］
ｄＶｏｂ＊＝−ｄＶｏ＊                        ・・・（４）
［リミッタ：―ｄＶｏ＊ｌｉｍ≦ｄＶｏｂ＊≦ｄＶｏ＊ｌｉｍ］
【００４６】
そして、加算器７４、７５は、以下の（５）式（６）式により、補正後電圧指令Ｖｏａ＊、Ｖｏｂ＊を演算出力する。
【００４７】
Ｖｏａ＊＝Ｖｏ＊＋ｄＶｏａ＊                  ・・・（５）
Ｖｏｂ＊＝Ｖｏ＊＋ｄＶｏｂ＊                  ・・・（６）
【００４８】
次に、ＰＷＭ信号生成部３４について図６を参照して説明する。
ＰＷＭ信号生成部３４は、コンパレータ８１、８２、論理反転回路８３、８４、遅延器８５〜８８、ＡＮＤ回路８９〜９２および符号反転器９３を備えている。
【００４９】
図６において、スイッチング素子１のＰＷＭ信号は、キャリア生成部３３で生成されたキャリア信号ｃａと電圧指令補正部３２で補正された補正後電圧指令Ｖｏａ＊とをコンパレータ８１で比較し、更に、遅延器８５とＡＮＤ回路８９でデッドタイムＴｄを挿入することで得られるＰＷＭ信号である。スイッチング素子２のＰＷＭ信号は、コンパレータ８１で生成したＰＷＭ信号を論理反転回路８３で反転し、更に、遅延器８６とＡＮＤ回路９０とでデッドタイムＴｄを挿入することで得られるＰＷＭ信号である。
【００５０】
スイッチング素子３のＰＷＭ信号は、キャリア生成部３３で生成されたキャリア信号ｃｂと符号反転器９３で符号を反転した、電圧指令補正部３２で補正された補正後電圧指令Ｖｏｂ＊とをコンパレータ８２で比較し、更に、遅延器８７とＡＮＤ回路９１でデッドタイムＴｄを挿入することにより得られるＰＷＭ信号である。スイッチング素子４のＰＷＭ信号は、コンパレータ８２で生成したＰＷＭ信号を論理反転回路８４で反転し、更に、遅延器８８とＡＮＤ回路９２でデッドタイムＴｄを挿入することにより得られるＰＷＭ信号である。
【００５１】
図７は、キャリア生成部３３と電圧指令補正部３２との出力に基づき、図６に示すＰＷＭ信号生成部３４によりＰＷＭ信号を生成する動作を説明するためのタイミングチャートである。図７では簡略化のため、デッドタイムＴｄによる影響は考慮しない。
【００５２】
図７では、キャリア生成部３３の位相シフト量演算部６２により、キャリア信号ｃａおよびキャリア信号ｃｂに位相差Ｔｃ（１−ｄθ／１８０°）／２が生じている。また、電圧指令補正部３２により、瞬時電圧指令Ｖｏ＊を電圧指令補正量ｄＶｏａ＊およびｄＶｏｂ＊だけ補正した補正後電圧指令Ｖｏａ＊およびＶｏｂ＊に応じてスイッチングが行われている。
【００５３】
この結果、図７で示す例では、電圧指令の補正をしていない図４の場合と比較すると、対地電圧がＶｄｃの期間ａが増加し、対地電圧が０Ｖの期間ｃが減少し、キャリア周期における対地電圧の平均値が変化していることが分かる。
【００５４】
但し、（２）式のところで既述したように、位相シフト量ｄθ＝１８０°の場合は、補正リミッタ値ｄＶｏ＊ｌｉｍ＝０Ｖとなり、本願の電圧指令補正部３２では電圧指令の補正は出来ないようにしている。これは、期間ａ、期間ｃが存在しない場合に相当し、この場合、敢えて電圧指令の補正を行うと電力変換装置としての交流出力電圧が瞬時電圧指令Ｖｏ＊と一致しなくなる。なお、ｄθ＝０°では、電圧指令０Ｖにおいて、期間ａが５０％、期間ｃが５０％となる。
このことから、期間ａおよび期間ｃは、ｄθに依存し、その比率が（１−ｄθ／１８０°）になる（（２）式参照）。
【００５５】
図８は、この実施の形態を適用した場合の漏れ電流の状況を、上述した漏れ電流Ｉ１ｃの抑制対策を、行わない比較例と比較して説明するためのタイミングチャートである。図８において、Ｖａｍは、図２におけるＰＡ点の漏れ電流に作用するＰＡ側対地電圧のキャリア周期平均値、Ｖｂｍは、図２におけるＰＢ点の漏れ電流に作用するＰＢ側対地電圧のキャリア周期平均値である。
【００５６】
図８（ａ）は、定常的な漏れ電流がない場合の動作例、図８（ｂ）は、定常的な漏れ電流がある場合の動作例である。
また、図の左右中央位置から開始される負荷対地インピーダンスの変化は、図２における負荷ＰＡ側対地インピーダンス４２と負荷ＰＢ側対地インピーダンス４３の変化であり、簡略化のためこのインピーダンス変化によるＶａｍとＶｂｍの変化は等しいとする。
【００５７】
図８（ａ）の「定常的な漏れ電流なし」において、比較例では、負荷対地インピーダンス変化による対地電圧変化で、漏れ電流の実効値Ｉ１ｃｒｍｓが一時的に増加する。それに対して、本実施の形態では、負荷対地インピーダンス変化による対地電圧変化で、電圧指令補正部３２が動作し、電圧指令補正量ｄＶｏａ＊、ｄＶｏｂ＊が立ち上がり、漏れ電流実効値Ｉ１ｃｒｍｓのピークを低減している。
【００５８】
また、図８（ｂ）の「定常的な漏れ電流あり」において、比較例では、定常的に過剰な漏れ電流が流れる。それに対して、本実施の形態では、キャリア生成部３３の位相シフト動作が実行され、定常的な漏れ電流を任意に設定できる漏れ電流規定値Ｉ１ｃ＊に抑制できている。
図８（ｂ）において、負荷対地インピーダンス変化に対し、本実施の形態では、位相シフトと電圧指令補正の両者が動作し、漏れ電流を効果的に抑制していることが分かる。
【００５９】
以上のように、この発明の実施の形態１による電力変換装置では、キャリア生成部３３で生成されるスイッチングレグＡのキャリア信号ｃａおよびスイッチングレグＢのキャリア信号ｃｂの位相を漏れ電流に応じて互いにシフトするとともに、電圧指令生成部３１で生成される瞬時電圧指令Ｖｏ＊を漏れ電流に応じて補正することで、漏れ電流を効率的連続的に抑制することが出来る。従来のように、キャリア周波数を高速化する必要がないので、小型低損失で安価に漏れ電流を抑制することが出来る。
【００６０】
また、上記した、漏れ電流を規定値に抑制する動作範囲内で、リアクトル５に印加される電圧が小さくなるスイッチングパターン（スイッチング素子１およびスイッチング素子３が同時にＯＮまたはスイッチング素子２およびスイッチング素子４が同時にＯＮするスイッチングパターン）を用いることで、リアクトル５の電流リップルを低減し、リアクトル５の小型化が可能となる。
【００６１】
なお、本実施の形態では、漏れ電流検出部８は、直流電源１０の負極と接地との間に接続したが、これに限るものではなく、直流電源１０の正極と接地との間に接続しても良い。
【００６２】
上述した実施の形態１のその他の変形例について以下に説明する。
先の実施の形態１では、直流電圧を単相の交流電圧に変換する電力変換装置の場合について説明したが、直流電圧を三相等の交流電圧に変換する電力変換装置にあっても、以上で説明した技術内容を応用することにより、同様に適用でき同等の効果を奏する。
【００６３】
また、実施の形態１では、直流電源１０は、定電圧源としたがこれに限るものではなく、交流電圧または直流電圧を直流電圧に変換する装置（ＡＣ／ＤＣ変換装置またはＤＣ／ＤＣ変換装置）から出力される直流電圧であっても良い。
【００６４】
実施の形態２．
以下、本発明の実施の形態２を、上記実施の形態１と異なる箇所を中心に図を用いて説明する。上記実施の形態１と同様の部分は同一符号を付して説明を省略する。
図９は、この発明の実施の形態２に係る電力変換装置の全体構成の一例を示す図である。
図９に示す電力変換装置では、直流電源１０の出力電圧Ｖｄｃを計測する計測部１３を追加している。そして、この計測部１３によって測定したＶｄｃを（２）式に用いても良い。より正確な補正リミッタ値を適用することで的確な電圧指令補正動作が補償される。
【００６５】
なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【国際調査報告】
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