(57)【要約】電力変換装置（１００）は、それぞれ複数の半導体スイッチング素子（３０、４０）と直流コンデンサ（３４、４４）とから成る変換器セル（１０）を複数直列接続して構成された正側アーム（５）および負側アーム（６）と、制御回路（２０）とを備える。制御回路（２０）内のアームバランス制御部（２７）は、正側アーム（５）内の直流コンデンサ（３４、４４）の電圧（Ｖｃｐｐ）と負側アーム（６）内の直流コンデンサ（３４、４４）の電圧（Ｖｃｐｎ）とを均衡させる第１電圧調整値ΔＶｃを演算する。制御回路（２０）は、第１電圧調整値（ΔＶｃ）を用いて交流制御指令（Ｖｃｐ）を調整し、各相交流線に出力する交流電圧の交流電圧指令（Ｖａｃｐ）を演算する。
2016147935.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
それぞれ正側アームと負側アームとが直列接続され、各相交流線に接続される複数のレグ回路を正負の直流母線間に並列接続して備え、三相交流と直流との間で電力変換を行う電力変換器と、
該電力変換器を制御する制御装置とを備えた電力変換装置において、
前記各レグ回路の前記正側アーム、前記負側アームのそれぞれは、互いに直列接続された複数の半導体スイッチング素子の直列体とこの直列体に並列接続された直流コンデンサとから成る変換器セルを備え、
前記制御装置は、前記正側アームに対する正側アーム電圧指令と前記負側アームに対する負側アーム電圧指令とを生成する電圧指令生成部を有して、前記正側アーム、前記負側アーム内の前記各変換器セルをＰＷＭ制御により出力制御し、
前記電圧指令生成部は、
前記各相交流線に流れる交流電流成分を制御する交流制御指令を演算する交流電流制御部と、前記正側アーム内の前記直流コンデンサの電圧である正側コンデンサ電圧と前記負側アーム内の前記直流コンデンサの電圧である負側コンデンサ電圧とに基づいて、前記正側コンデンサ電圧と前記負側コンデンサ電圧とを均衡させる第１電圧調整値を演算するアームバランス制御部と、前記各相交流線に出力する交流電圧の交流電圧指令を出力する交流側指令演算部と、前記交流電圧指令および前記直流母線間の直流電圧指令に基づいて前記正側アーム電圧指令および前記負側アーム電圧指令を決定する指令分配部とを備え、
前記交流側指令演算部は、前記交流制御指令を前記第１電圧調整値を用いて調整することにより前記交流電圧指令を演算する、
電力変換装置。
【請求項２】
前記正側アーム、前記負側アームのそれぞれは、前記変換器セルを複数直列接続して備える、
請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記電圧指令生成部は、中性点電圧を制御する中性点電圧指令を出力する中性点指令演算部を備え、
前記アームバランス制御部は、前記正側コンデンサ電圧と前記負側コンデンサ電圧とに基づいて前記中性点電圧を調整する第２電圧調整値を演算し、
前記中性点指令演算部は、前記第２電圧調整値と検出された前記中性点電圧とを基に前記中性点電圧指令を演算し、
前記指令分配部は、前記交流電圧指令と前記直流電圧指令とさらに前記中性点電圧指令とに基づいて前記正側アーム電圧指令および前記負側アーム電圧指令を決定する、
請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記第１電圧調整値は、零相成分を除去して演算された値である、
請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記アームバランス制御部は、前記正側コンデンサ電圧と前記負側コンデンサ電圧との電圧差を小さくするように演算した演算結果から零相成分を演算し、前記演算結果から前記零相成分を減算することにより前記第１電圧調整値を演算する、
請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記アームバランス制御部は、前記正側コンデンサ電圧と、前記負側コンデンサ電圧と、さらに前記正側アーム、前記負側アーム内の零相電流の極性情報とに基づいて、前記第２電圧調整値を演算する、
請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記アームバランス制御部は、前記電力変換器を流れる直流電流、有効電力の少なくとも一方の極性を前記極性情報として判定し、前記正側コンデンサ電圧と前記負側コンデンサ電圧との電圧差を小さくするように演算した演算結果から零相成分を演算し、該零相成分に前記極性情報を乗算することで、前記第２電圧調整値を演算する、
請求項６に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記中性点指令演算部は、前記電力変換器を流れる直流電流、有効電力の少なくとも一方の大きさがそれぞれに設定された閾値以下の場合は、前記第２電圧調整値を用いずに検出された前記中性点電圧のみを基に前記中性点電圧指令を演算する、
請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記交流側指令演算部は、前記電力変換器を流れる直流電流、有効電力の少なくとも一方の大きさがそれぞれに設定された閾値を超える場合は、前記交流制御指令の前記第１電圧調整値を用いた調整をせずに前記交流電圧指令を演算する、
請求項３または請求項８に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記アームバランス制御部は、各相毎に前記第１電圧調整値を演算する、
請求項１から請求項９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１１】
前記電圧指令生成部は、前記各レグ回路間で循環する各相の循環電流成分を制御する循環制御指令を生成する循環電流制御部を備え、
前記指令分配部は、前記交流電圧指令と前記直流電圧指令とさらに前記循環制御指令とに基づいて前記正側アーム電圧指令および前記負側アーム電圧指令を決定する、
請求項１から請求項１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１２】
前記各レグ回路内の前記正側アームまたは前記負側アームのいずれか一方にリアクトルが直列に接続される、
請求項１から請求項１１のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１３】
前記各レグ回路内の前記正側アームおよび前記負側アームのそれぞれに、互いにリアクタンスが異なるリアクトルが直列接続される、
請求項１から請求項１１のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１４】
前記正側コンデンサ電圧および前記負側コンデンサ電圧は、それぞれ前記正側アームおよび前記負側アーム内の前記直流コンデンサの電圧の平均値である、
請求項１から請求項１３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、複数相の交流回路と直流回路との間で電力の変換を行う電力変換装置に係り、特に、変換器を多重化した大容量の電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
大容量の電力変換装置は、変換器出力が高電圧または大電流となるため、複数の変換器を直列または並列に多重化することで構成されている場合が多い。変換器を多重化することは、変換器容量を大きくするのみでなく、出力を合成することにより、出力電圧波形に含まれる高調波を低減する。その結果、系統に流出する高調波電流を低減できることが知られている。
変換器を多重化する方法は、様々存在し、リアクトル多重や変圧器多重、直接多重などがある。変圧器で多重化すると、交流側は変圧器で絶縁されるため各変換器の直流を共通化できるというメリットがある。しかし、出力電圧が高電圧となると多重変圧器の構成が複雑となる点、および変圧器のコストが高くなる点がデメリットである。
そこで、高圧用途に適した多重変圧器を必要としない電力変換装置として、複数の変換器の出力をカスケード接続したマルチレベル変換器が提案されており、その中の一つにモジュラーマルチレベル変換器（以下、ＭＭＣと称す）がある。【０００３】
ＭＭＣは、セルと呼ばれる複数の単位変換器（以下、変換器セルと称す）がカスケード接続されたアームで構成されている。各変換器セルは、複数の半導体スイッチと直流コンデンサとを備えており、半導体スイッチをオン・オフさせることにより、直流コンデンサの両端電圧およびゼロ電圧を出力する。【０００４】
三相ＭＭＣの場合は、各相個別に上記アームが構成されている。この各相アームは互いに並列接続されており、互いに並列接続された両端の接続端子を直流端子としている。また各相アームは、カスケード接続された変換器セルの総数の半数をそれぞれ有する正側アーム、負側アームから成る。正側アームと負側アームとの接続点を交流側入出力端子としている。【０００５】
ＭＭＣの各変換器セルの出力は、ＭＭＣの交流端および直流端の両側に接続されているため、各変換器セルは、直流および交流の両方を出力する特徴を持つ。つまり、各アームを流れる電流には交流成分と直流成分とが存在する。よって、ＭＭＣでは、これら複数の電流成分を制御している。さらにＭＭＣは、各変換器セルにそれぞれ直流コンデンサを有している。そのため、これらの直流コンデンサの電圧ばらつきにより、正側アーム内の直流コンデンサの電圧と負側アーム内の直流コンデンサの電圧との不均衡が発生する場合がある。そのためこの不均衡を抑制するための直流コンデンサの電圧制御が必要となる。【０００６】
従来の電力変換装置としてのＭＭＣは、直流コンデンサの電圧を制御する手段として、第１のアーム内の前記直流コンデンサの電圧値と第２のアーム内の直流コンデンサの電圧値とに基づいて、循環電流指令値を作成する指令値作成手段を備えている。
さらに、従来のＭＭＣは、第１のアームを流れる電流と第２のアームを流れる電流との和の半分である循環電流が、循環電流指令値に追従するよう制御する制御手段を備えている。そして、指令値作成手段は、第１のアーム内の全ての直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値と、第２のアーム内の全ての直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値との差を用いて、循環電流指令値の、交流側入出力端子間の端子電圧と同相の基本波成分を生成する基本波成分生成手段を備える。さらに、指令値作成手段は、全ての直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値を用いて循環電流指令値の直流成分を生成する直流成分生成手段を備える。こうして従来のＭＭＣは、演算した循環電流指令値に追従するような循環電流を流すことにより、直流コンデンサの電圧を制御している（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２０１２−４４８３９号公報  （第２頁）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
上記従来の電力変換装置では、交流端子間の端子電圧と同相の電流を流すために、交流端子における電圧の位相を各相毎に検出する必要があり、演算量が増加する。また系統の事故などにより交流端子間の端子電圧の位相が急変した場合は、直流コンデンサの電圧制御の制御性が劣化する。そのため、直流コンデンサの電圧が過電圧となる問題点があった。【０００９】
この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、演算量を低減しつつ、正側アーム内の直流コンデンサの電圧と負側アーム内の直流コンデンサの電圧とを均衡させて直流コンデンサの過電圧を防ぎ、系統の異常時にも安定的な動作が可能な電力変換装置の提供を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
この発明に係る電力変換装置は、それぞれ正側アームと負側アームとが直列接続され、各相交流線に接続される複数のレグ回路を正負の直流母線間に並列接続して備え、三相交流と直流との間で電力変換を行う電力変換器と、
該電力変換器を制御する制御装置とを備えた電力変換装置において、
前記各レグ回路の前記正側アーム、前記負側アームのそれぞれは、互いに直列接続された複数の半導体スイッチング素子の直列体とこの直列体に並列接続された直流コンデンサとから成る変換器セルを備え、
前記制御装置は、前記正側アームに対する正側アーム電圧指令と前記負側アームに対する負側アーム電圧指令とを生成する電圧指令生成部を有して、前記正側アーム、前記負側アーム内の前記各変換器セルをＰＷＭ制御により出力制御し、
前記電圧指令生成部は、
前記各相交流線に流れる交流電流成分を制御する交流制御指令を演算する交流電流制御部と、前記正側アーム内の前記直流コンデンサの電圧である正側コンデンサ電圧と前記負側アーム内の前記直流コンデンサの電圧である負側コンデンサ電圧とに基づいて、前記正側コンデンサ電圧と前記負側コンデンサ電圧とを均衡させる第１電圧調整値を演算するアームバランス制御部と、前記各相交流線に出力する交流電圧の交流電圧指令を出力する交流側指令演算部と、前記交流電圧指令および前記直流母線間の直流電圧指令に基づいて前記正側アーム電圧指令および前記負側アーム電圧指令を決定する指令分配部とを備え、
前記交流側指令演算部は、前記交流制御指令を前記第１電圧調整値を用いて調整することにより前記交流電圧指令を演算するものである。
【発明の効果】
【００１１】
本発明に係る電力変換装置によれば、演算量を低減しつつ、正側アーム内の直流コンデンサの電圧と負側アーム内の直流コンデンサの電圧とを均衡させることができるため、直流コンデンサの過電圧を防止でき、系統異常時にも安定的な動作が可能になると共に高調波の流出を抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の実施の形態１による電力変換装置の概略構成図である。
【図２】本発明の実施の形態１による電力変換装置における変換器セルの一例を示す回路構成図である。
【図３】本発明の実施の形態１による電力変換装置における変換器セルの別例を示す回路構成図である。
【図４】本発明の実施の形態１による電力変換装における制御装置の構成例を示すブロック図である。
【図５】本発明の実施の形態１によるアームバランス制御部の詳細構成を示すブロック図である。
【図６】本発明の実施の形態１による電力変換装置の他の構成を示す概略構成図である。
【図７】本発明の実施の形態２によるアームバランス制御部の詳細構成を示すブロック図である。
【図８】本発明の実施の形態３によるアームバランス制御部の詳細構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
実施の形態１．
以下、本発明の実施の形態１による電力変換装置１００について図を用いて説明する。
図１は、本発明の実施の形態１による電力変換装置１００の概略構成図である。
図１に示すように、電力変換装置１００は主回路である電力変換器１と、電力変換器１を制御する制御装置２０とを備える。電力変換器１は、三相交流と直流との間で電力変換を行うものである。この電力変換器１の交流側は、連系変圧器１３を介して三相交流回路としての系統である三相の交流電源１４に接続される。そして、電力変換器１の直流側は、インピーダンス１５を介して直流系統である直流電源１６に接続される。
電力変換器１は、各相にレグ回路４を備える。各レグ回路４は、正側アーム５と負側アーム６とが、接続点である交流端子７において直列接続されて構成される。各相のレグ回路４は正負の直流母線２、３間に並列接続され、そして交流端子７は各相交流線に接続される。
【００１４】
各レグ回路４の正側アーム５、負側アーム６のそれぞれは、１以上の変換器セル１０を直列接続したセル群５ａ、６ａで構成される。そして正側アーム５には、正側リアクトル９ｐが直列に接続されており、負側アーム６ａには、負側リアクトル９ｎが直列に接続されている。この場合、正側リアクトル９ｐと負側リアクトル９ｎは、正負のアーム５、６の交流端子７側に接続されて、３端子のリアクトル８を構成している。
なお、正側リアクトル９ｐと負側リアクトル９ｎとは、互いにリアクタンスが異なっていてもよい。
また、制御装置２０は、正側アーム電圧指令Ｖｐ＋と負側アーム電圧指令Ｖｐ−とを生成する電圧指令生成部２１と、ＰＷＭ回路２２とを備えて、ゲート信号２２ａを生成する。生成されたゲート信号２２ａにより、各相の正側アーム５、負側アーム６内の各変換器セル１０が制御される。
【００１５】
各相の正側アーム５、負側アーム６に流れる正側アーム電流ｉｐ＋、負側アーム電流ｉｐ−、各相交流線に流れる交流電流ｉｐは、それぞれ図示しない電流検出器により検出されて制御装置２０に入力される。
さらに、図示しない電圧検出器により検出される交流電源１４の各相電圧（以降、交流電圧Ｖｓｐと称す）、電力変換器１の中性点電圧Ｖｓｎ、正負の直流母線２、３間の電圧である直流電源１６の電圧の指令値（以降、直流電圧指令Ｖｄｃと称す）、が制御装置２０に入力される。
なお、各相の交流電流ｉｐは、各相の正側アーム５、負側アーム６にそれぞれ流れる正側アーム電流ｉｐ＋、負側アーム電流ｉｐ−とから演算して用いても良い。
【００１６】
制御装置２０では、電圧指令生成部２１が、入力された上記の電圧、電流の情報に基づいて、各相の正側アーム５に対する正側アーム電圧指令Ｖｐ＋と、各相の負側アーム６に対する負側アーム電圧指令Ｖｐ−とを生成する。そして、ＰＷＭ回路２２は、正側アーム電圧指令Ｖｐ＋、負側アーム電圧指令Ｖｐ−に基づいてパルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）によるゲート信号２２ａを生成する。
なお、正側アーム電圧指令Ｖｐ＋、負側アーム電圧指令Ｖｐ−を生成するための、制御装置２０の構成および動作の詳細は後述する。
【００１７】
各変換器セル１０の構成例を図２に示す。
図２は、ハーフブリッジ構成を採用した変換器セル１０の回路構成図である。
図２の変換器セル１０は、それぞれダイオード３１が逆並列に接続された複数（この場合２個）の半導体スイッチング素子３０（以降、単にスイッチング素子と称す）の直列体３２と、この直列体３２に並列接続され直流電圧を平滑化する直流コンデンサ３４とから構成される。
【００１８】
スイッチング素子３０は、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）やＧＣＴ（Ｇａｔｅ  Ｃｏｍｍｕｔａｔｅｄ  Ｔｕｒｎ−ｏｆｆ  ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ）等の自己消弧型のスイッチング素子から成る。このスイッチング素子３０に、それぞれダイオード３１が逆並列に接続されて、スイッチ３３Ｐ、３３Ｎが構成される。
そして、図２に示すように、変換器セル１０は、スイッチ３３Ｎのスイッチング素子３０の両端子を出力端とし、スイッチング素子３０をオン、オフさせることにより、この出力端から、直流コンデンサ３４の両端電圧およびゼロ電圧を出力する。
【００１９】
各変換器セル１０の構成の別例を図３に示す。
図３は、フルブリッジ構成を採用した変換器セル１０を示す回路構成図である。
図３の変換器セル１０は、並列接続された２つの直列体４２と、直列体４２に並列接続され直流電圧を平滑化する直流コンデンサ４４とを備える。
各直列体４２は、それぞれダイオード４１が逆並列に接続された複数（この場合２個）のスイッチング素子４０を直列接続して構成される。
スイッチング素子４０は、ＩＧＢＴやＧＣＴ等の自己消弧型のスイッチング素子から成る。このスイッチング素子４０に、それぞれダイオード４１が逆並列に接続されて、スイッチ４３Ｐ、４３Ｎが構成される。
【００２０】
そして、図３に示すように、変換器セル１０は、それぞれの直列体４２の中間接続点となるスイッチング素子４０の端子を出力端とし、スイッチング素子４０をオン、オフさせることにより、この出力端から、直流コンデンサ４４両端の正電圧、負電圧およびゼロ電圧を出力する。
なお、変換器セル１０は、複数のスイッチング素子により構成された直列体と、この直列体に並列に接続された直流コンデンサとから成り、スイッチング動作により直流コンデンサの電圧を選択的に出力する構成であれば、図２、図３で示した構成に限定されるものではない。
【００２１】
電力変換器１は直流および交流を出力するため、直流側と交流側の両側の制御が必要となる。さらに、交流側出力にも直流側出力にも寄与しないで正側アーム５、負側アーム６間を還流する循環電流ｉｚｐが電力変換器１内を流れる。このため、直流側制御、交流側制御に加え循環電流ｉｚｐの制御が必要となる。この場合、交流端子７が系統の交流電源１４に連系されているため、交流側制御に必要な交流電圧を電力変換器１から出力する必要があり、交流連系点の各相の交流電圧Ｖｓｐをフィードフォワードすることにより制御する。
【００２２】
図４は、本発明の実施の形態１による電力変換装置１００における、制御装置２０の構成例を示すブロック図である。
制御装置２０は、上述したように電圧指令生成部２１とＰＷＭ回路２２とを備える。
電圧指令生成部２１は、交流電流ｉｐを制御するための交流電流制御部２６と、正側アーム５内の直流コンデンサ３４（４４）の電圧（以降、正側コンデンサ電圧Ｖｃｐｐと称す）と負側アーム６内の直流コンデンサ３４（４４）の電圧（以降、負側コンデンサ電圧Ｖｃｐｎと称す）とのばらつきを抑制するためのアームバランス制御部２７と、電力変換器１内で循環する各相の循環電流ｉｚｐを制御するための循環電流制御部２８と、交流電圧指令Ｖａｃｐを演算する交流側指令演算部２４と、中性点電圧指令Ｖｎを演算する中性点指令演算部２５と、さらに各相の正側アーム電圧指令Ｖｐ＋および負側アーム電圧指令Ｖｐ−を決定する指令分配部２３とを備える。
【００２３】
交流電流制御部２６は、検出された交流電流ｉｐと、設定された交流電流指令ｉｐ＊との偏差が０になるように電圧指令である交流制御指令Ｖｃｐを演算する。即ち、各相交流線に流れる交流電流ｉｐを交流電流指令ｉｐ＊に追従制御するための交流制御指令Ｖｃｐを演算する。
循環電流制御部２８は、各相の循環電流ｉｚｐを、設定された循環電流指令値ｉｚｐ＊（例えば０）に追従制御するための循環制御指令Ｖｚｐを演算する。
【００２４】
この場合、アームバランス制御部２７は、各相において、正側アーム５内のすべての直流コンデンサ３４（４４）の検出電圧の平均値を正側コンデンサ電圧Ｖｃｐｐに用い、負側アーム６内のすべての直流コンデンサ３４（４４）の検出電圧の平均値を負側コンデンサ電圧Ｖｃｐｎに用いる。
そして、アームバランス制御部２７は、正側コンデンサ電圧Ｖｃｐｐと負側コンデンサ電圧Ｖｃｐｎとを均衡させて正側アーム５と負側アーム６との間における電圧ばらつきを抑制するため、交流側電圧調整値である第１電圧調整値ΔＶｃと、中性点電圧Ｖｓｎを調整するための中性点電圧調整値である第２電圧調整値ΔＶｓｎとを演算する。
【００２５】
交流側指令演算部２４は、交流電流制御部２６にて演算された交流制御指令Ｖｃｐを、アームバランス制御部２７にて演算された第１電圧調整値ΔＶｃを用いて調整する。
さらに、交流側指令演算部２４は、フィードフォワードされる各相の交流電圧Ｖｓｐを用いて、各相交流線に出力する交流電圧の交流電圧指令Ｖａｃｐを演算する。
中性点指令演算部２５は、アームバランス制御部２７にて演算された第２電圧調整値ΔＶｓｎと、検出された中性点電圧Ｖｓｎとを基に、中性点電圧指令Ｖｎを演算する。
【００２６】
指令分配部２３には、交流電圧指令Ｖａｃｐ、中性点電圧指令Ｖｎ、循環制御指令Ｖｚｐと、正負の直流母線２、３間の電圧の直流電圧指令Ｖｄｃとが入力される。
そして指令分配部２３は、これら入力情報に基づいて、正側アーム５、負側アーム６がそれぞれ出力分担する電圧から、正側アーム５、負側アーム６内のインダクタンス成分による電圧降下分をそれぞれ差し引いて、電圧成分を分配する。
これにより、指令分配部２３は、各相の正側アーム５に対する正側アーム電圧指令Ｖｐ＋と、各相の負側アーム６に対する負側アーム電圧指令Ｖｐ−とを決定する。
【００２７】
このように電圧指令生成部２１が生成する各相の正側アーム電圧指令Ｖｐ＋、負側アーム電圧指令Ｖｐ−は、直流電源１６の電圧を直流電圧指令Ｖｄｃに制御し、交流電圧を交流電圧指令Ｖａｃｐに制御し、中性点電圧を中性点電圧指令Ｖｎに制御する出力電圧指令となる。
なお、中性点電圧Ｖｓｎは直流電源１６の電圧により演算された値でも、検出した値でもよい。また、直流電圧指令Ｖｄｃは、直流出力制御により与えられても、一定値でもよい。
【００２８】
ＰＷＭ回路２２は、正側アーム電圧指令Ｖｐ＋、負側アーム電圧指令Ｖｐ−に基づいて、各相の正側アーム５、負側アーム６内の各変換器セル１０をＰＷＭ制御するゲート信号２２ａを生成する。
生成されたゲート信号２２ａにより各変換器セル１０内のスイッチング素子３０（４０）が駆動制御され、電力変換器１の出力電圧は所望の値に制御される。
【００２９】
以下、正側コンデンサ電圧Ｖｃｐｐと負側コンデンサ電圧Ｖｃｐｎとのばらつきを抑制するための、本実施の形態の要部となるアームバランス制御部２７について詳細を説明する。
図５は、本発明の実施の形態１によるアームバランス制御部２７の詳細構成を示すブロック図である。
アームバランス制御部２７は、第１電圧調整値ΔＶｃを演算する交流側調整値演算部５０と、第２電圧調整値ΔＶｓｎを演算する中性点調整値演算部５１とを備える。
【００３０】
始めに、交流側調整値演算部５０の演算手法について説明する。
図に示すように、交流側調整値演算部５０は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相個別に第１電圧調整値ΔＶｃ（ΔＶｃｕ、ΔＶｃｖ、ΔＶｃｗ）を演算する構成を有している。以下にて説明する第１電圧調整値ΔＶｃの演算手法は各相共通である。
【００３１】
まず、減算器５５により、検出された正側コンデンサ電圧Ｖｃｐｐ（Ｖｃｐｐ−ｕ、Ｖｃｐｐ−ｖ、Ｖｃｐｐ−ｗ）と、検出された負側コンデンサ電圧Ｖｃｐｎ（Ｖｃｐｎ−ｕ、Ｖｃｐｎ−ｖ、Ｖｃｐｎ−ｗ）との差であるΔＶｃｐｐｎ（ΔＶｃｐｐｎ−ｕ、ΔＶｃｐｐｎ−ｖ、ΔＶｃｐｐｎ−ｗ）を演算する。
【００３２】
次に、フィルタ５６によりΔＶｃｐｐｎから特定の周波数成分を除去する。これは、正側コンデンサ電圧Ｖｃｐｐと負側コンデンサ電圧Ｖｃｐｎとの電圧差であるΔＶｃｐｐｎには、基本波周波数成分や基本波周波数の２倍の周波数成分が含まれており、これらの特定の周波数成分は制御対象としないため、このようにフィルタ５６により除去する。
フィルタ５６は、例えば基本波周波数や基本波周波数の２倍の周波数などの特定の周波数を除去するようなバンドストップフィルタでよく、制御対象の周波数帯域をパスさせるようなフィルタを用いればよい。
【００３３】
次に、補償器５７は、上記のように不要な周波数成分を除去されたΔＶｃｐｐｎが、ゼロとなるような電圧調整値５７ａを演算する。この電圧調整値５７ａは各相個別に演算されるため、正相成分、逆相成分、零相成分のすべての成分が含まれている。
次に、各相の電圧調整値５７ａを加算器５９にて加算して１／３を掛けることにより零相成分ΔＶｃｚを演算する。
次に、減算器５８は、演算された各相の電圧調整値５７ａより零相成分ΔＶｃｚを減算して、各相毎に第１電圧調整値ΔＶｃ（ΔＶｃｕ、ΔＶｃｖ、ΔＶｃｗ）を演算する。
このように零相成分ΔＶｃｚを除去する理由は、零相成分ΔＶｃｚを別途制御するためであり、詳細は後述する。
【００３４】
次に、中性点調整値演算部５１の演算手法について説明する。
まず、極性判定部６１にて、直流電流Ｉｄｃから正側アーム５、負側アーム６内の零相電流の方向、即ち極性６１ａを判定する。
次に、乗算器６０は、交流側調整値演算部５０により演算された零相成分ΔＶｃｚに、零相電流の極性６１ａを乗算し、第２電圧調整値ΔＶｓｎを演算する。
なお、直流電流Ｉｄｃは、直接検出してもよいし、演算により求めてもよい。
【００３５】
このように、交流側調整値演算部５０は、検出された各相の正側コンデンサ電圧Ｖｃｐｐと、検出された各相の負側コンデンサ電圧Ｖｃｐｎとから、各相の電圧調整値５７ａのうち、零相成分であるΔＶｃｚと、零相成分ΔＶｃｚを除去した第１電圧調整値ΔＶｃ（ΔＶｃｕ、ΔＶｃｖ、ΔＶｃｗ）とを演算する。
また、中性点調整値演算部５１は、交流側調整値演算部５０で演算された零相電圧成分ΔＶｃｚと、正側アーム５、負側アーム６内の零相電流の極性情報（極性６１ａ）とに基づいて、第２電圧調整値ΔＶｓｎを演算する。
【００３６】
上記のようなアームバランス制御部２７による制御が、正側コンデンサ電圧Ｖｃｐｐと負側コンデンサ電圧Ｖｃｐｎとを均衡させ、正側アーム５と負側アーム６との間の電圧ばらつきを抑制することについて以下に説明する。
【００３７】
まず、電力変換器１に流れる電流成分について説明する。
電力変換器１は直流および交流を出力するため、電力変換器１に流れる電流は直流成分と交流基本波成分との２つの成分が主成分となる。よって、正側アーム電流ｉｐ＋、負側アーム電流ｉｐ−の主成分も直流成分と交流基本波成分との２成分となる。
電流の直流成分は、正側アーム電流ｉｐ＋と負側アーム電流ｉｐ−とで大きさおよび極性が等しい成分であり、電流の交流基本波成分は正側アーム電流ｉｐ＋と負側アーム電流ｉｐ−とで大きさが等しく逆極性の成分である。
【００３８】
次に電力変換器１が出力する電圧成分について説明する。
電力変換器１は直流および交流を出力するため、電力変換器１が出力する電圧についても、直流成分と交流基本波成分との２つの成分が主成分となる。よって、正側アーム５内のセル群５ａが出力する電圧と、負側アーム６内のセル群６ａが出力する電圧の主成分も、直流成分と交流基本波成分との２成分となる。
正側アーム５内のセル群５ａが出力する電圧と負側アーム６内のセル群６ａが出力する電圧の直流成分は、それぞれ大きさおよび極性が等しい成分であり、交流基本波成分はそれぞれ大きさが等しく逆極性の成分である。
【００３９】
正側コンデンサ電圧Ｖｃｐｐと負側コンデンサ電圧Ｖｃｐｎとがアンバランスな状態である場合、例えば、正側コンデンサ電圧Ｖｃｐｐが負側コンデンサ電圧Ｖｃｐｎより高い状態であるとする。この場合、正側アーム５内の直流コンデンサ３４（４４）を放電し、負側アーム６内の直流コンデンサ３４（４４）を充電することで、正側コンデンサ電圧Ｖｃｐｐと負側コンデンサ電圧Ｖｃｐｎとを均衡させることができる。つまり、正側アーム５内の直流コンデンサ３４（４４）と負側アーム６内の直流コンデンサ３４（４４）とで、それぞれ充放電を逆極性とする必要がある。
【００４０】
正側アーム５内の直流コンデンサ３４（４４）と、負側アーム６内の直流コンデンサ３４（４４）の充放電を逆極性とするには、正側アーム５と負側アーム６との間で同極性の交流基本波成分の電圧を発生させるか、同極性の交流基本波成分の電流を流すか、逆極性の直流成分の電圧を発生させるか、逆極性の直流成分の電流を流すか、のいずれかをすればよい。
本実施の形態では、交流端子における電圧位相が不要となる、逆極性の直流成分の電圧を発生させる手法を用いる。
【００４１】
上述のとおり、電圧の交流基本波成分は正側アーム５と負側アーム６との間で逆極性の成分である。そのため、正側コンデンサ電圧Ｖｃｐｐと負側コンデンサ電圧Ｖｃｐｎとを均衡させるために必要な逆極性の直流成分の電圧を発生させるためには、各相交流線に出力する交流電圧の電圧指令に、直流成分の調整値を与える。
この直流成分の調整値には、アームバランス制御部２７の交流側調整値演算部５０で演算された第１電圧調整値ΔＶｃを用い、交流制御指令Ｖｃｐをこの第１電圧調整値ΔＶｃで調整して交流電圧指令Ｖａｃｐを演算する。
【００４２】
次に、中性点調整値演算部５１が、すべての相の正側コンデンサ電圧Ｖｃｐｐと負側コンデンサ電圧Ｖｃｐｎとの電圧バランスを一括で制御する手法について詳述する。
すべての相の正側コンデンサ電圧Ｖｃｐｐと負側コンデンサ電圧Ｖｃｐｎとの電圧バランスを一括で制御するためには、中性点電圧Ｖｓｎ（零相電圧）を調整すればよい。
よって交流側調整値演算部５０で演算された各相の交流側の電圧調整値５７ａから、零相成分であるΔＶｃｚを演算し、演算された零相成分ΔＶｃｚを中性点電圧Ｖｓｎの調整値としての第２電圧調整値ΔＶｓｎに用いる。
【００４３】
ただし、中性点電圧Ｖｓｎを調整するための極性は、零相電流の極性つまり直流電流Ｉｄｃの極性６１ａに依存するため、零相成分ΔＶｃｚに対して直流電流Ｉｄｃの極性６１ａを付加したΔＶｓｎを、第２電圧調整値ΔＶｓｎとする。
このように、第２電圧調整値ΔＶｓｎを用いて中性点電圧Ｖｓｎ（零相電圧）を別途調整する制御のため、上述した電圧調整値５７ａから零相成分ΔＶｃｚを減算している。
【００４４】
こうして、正側コンデンサ電圧Ｖｃｐｐと負側コンデンサ電圧Ｖｃｐｎとを均衡させるための、第１電圧調整値ΔＶｃと第２電圧調整値ΔＶｓｎとが演算される。
そして、第１電圧調整値ΔＶｃが与えられた交流電圧指令Ｖａｃｐと、第２電圧調整値ΔＶｓｎが与えられた中性点電圧指令Ｖｎとに基づいた、正側アーム電圧指令Ｖｐ＋および負側アーム電圧指令Ｖｐ−が決定される。
こうして各変換器セル１０内のスイッチング素子３０（４０）が駆動制御され、正側コンデンサ電圧Ｖｃｐｐと負側コンデンサ電圧Ｖｃｐｎとが均衡される。
【００４５】
上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置１００によると、位相を検出する演算などを不要として演算量を低減しつつ、正側アーム５内の直流コンデンサ３４（４４）の電圧Ｖｃｐｐと、負側アーム６内の直流コンデンサ３４（４４）の電圧Ｖｃｐｎとを均衡させることができる。これにより、直流コンデンサ３４（４４）の過電圧を防止することができ、系統異常時にも安定的な動作が可能になる。また、このように、系統異常時にも安定的な動作が可能になるため、高調波の流出を抑制できると共に、電力変換効率を向上させることができる。
【００４６】
さらに、中性点調整値演算部５１により演算された第２電圧調整値ΔＶｓｎを用いることにより、すべての相の正側アーム５と負側アーム６との間の直流コンデンサ３４（４４）の電圧バランスを一括で容易に制御することができる。
また、第１電圧調整値ΔＶｃは、各相毎に演算される。そのため、例えば相毎に正側コンデンサ電圧Ｖｃｐｐと負側コンデンサ電圧Ｖｃｐｎとの電圧バランスが異なる場合でも、各相の状態に対応した制御が可能となる。これにより、さらにアームバランス制御の精度が向上する。
【００４７】
なお、本実施の形態では、正側コンデンサ電圧Ｖｃｐｐと負側コンデンサ電圧Ｖｃｐｎとして、それぞれ正側アーム５内の直流コンデンサ３４（４４）の検出電圧の平均値と、負側アーム６内の直流コンデンサ３４（４４）の検出電圧の平均値とを用いた。
しかしながら、平均値に限るものではなく、例えば任意に選出した直流コンデンサ３４（４４）の電圧を用いてもよい。
【００４８】
なお、正側リアクトル９ｐ、負側リアクトル９ｎが挿入される位置は、正側アーム５、負側アーム６内のいずれの位置でも良く、それぞれ複数個であっても良い。また、正側アーム５または負側アーム６のいずれか一方にのみリアクトルを備える構成でもよい。
図６は、本発明の実施の形態１の他の構成による電力変換装置１００ａを示す概略構成図である。
図６に示すように、負側アーム６のみに、セル群６ａの負極側に負側リアクトル９ｎが直列に挿入されてもよい。
【００４９】
また、図１で示した電力変換装置１００では、正側アーム５と負側アーム６との接続点である交流端子７を各相交流線に接続することで、三相の交流電源１４と電力授受を行うものであったが、この構成に限定するものではない。
例えば、正側アーム５と負側アーム６とが直列接続され、トランスを介して各相交流線に接続することで、三相の交流電源１４と電力授受を行う構成としてもよい。
【００５０】
上記で示した電力変換装置１００では、アームバランス制御部２７が、第１電圧調整値ΔＶｃを演算する交流側調整値演算部５０と、第２電圧調整値ΔＶｓｎを演算する中性点調整値演算部５１とを備える構成とした。しかしこの構成に限るものではなく、アームバランス制御部２７が、交流側調整値演算部５０のみを備える構成としてもよい。この場合、中性点指令演算部２５は、第２電圧調整値ΔＶｓｎを用いず、検出された中性点電圧Ｖｓｎのみを基に中性点電圧指令Ｖｎの演算をおこなう。
【００５１】
実施の形態２．
以下、本発明の実施の形態２を、上記実施の形態１と異なる箇所を中心に図を用いて説明する。上記実施の形態１と同様の部分は同一符号を付して説明を省略する。
図７は、本発明の実施の形態２によるアームバランス制御部２２７の詳細構成を示すブロック図である。
実施の形態１との違いは、実施の形態１では直流電流Ｉｄｃから正側アーム５、負側アーム６内の零相電流の極性６１ａを判定したが、本実施の形態では有効電力Ｐから正側アーム５、負側アーム６内の零相電流の極性６１ａを判定して検出する点が異なる。
【００５２】
まず、極性判定部６１にて、有効電力Ｐから正側アーム５、負側アーム６内の零相電流の方向、即ち極性６１ａを判定する。
次に、乗算器６０は、交流側調整値演算部５０により演算された零相成分ΔＶｃｚに、零相電流の極性６１ａを乗算し、第２電圧調整値ΔＶｓｎを演算する。
ここで有効電力Ｐは、交流側出力電力でもよいし、直流側出力電力でもよい。
【００５３】
上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置１００によると、実施の形態１と同様の効果を奏し、位相を検出する演算などを不要として演算量を低減しつつ、正側アーム５内の直流コンデンサ３４（４４）の電圧Ｖｃｐｐと負側アーム６内の直流コンデンサ３４（４４）の電圧Ｖｃｐｎとを均衡させることができる。これにより、直流コンデンサ３４（４４）の過電圧を防止することができ、系統異常時にも安定的な動作が可能になる。また、このように、系統異常時にも安定的な動作が可能になるため、高調波の流出を抑制できると共に、電力変換効率を向上させることができる。
【００５４】
実施の形態３．
以下、本発明の実施の形態３を、上記実施の形態１と異なる箇所を中心に図を用いて説明する。上記実施の形態１と同様の部分は同一符号を付して説明を省略する。
図８は、本発明の実施の形態３によるアームバランス制御部３２７の詳細構成を示すブロック図である。
本実施の形態による中性点調整値演算部３５１は、電力変換器１を流れる直流電流Ｉｄｃの大きさを、設定された閾値と比較する選択判定部８０を備える。
【００５５】
直流電流Ｉｄｃの大きさが閾値以下の場合は、選択判定部８０は「０」を判定情報８０ａ１として出力し、「１」を判定情報８０ａ２として出力する。
乗算器８１は、乗算器６０の出力６０ａに判定情報８０ａ１を乗算する。この場合、判定情報８０ａ１は０であるため、乗算器８１から出力される第２電圧調整値ΔＶｓｎは０となり、無効となる。
乗算器８２は、減算器５８の出力５８ａに、判定情報８０ａ２を乗算する。この場合、判定情報８０ａ２は１であるため乗算器８２から出力される第１電圧調整値ΔＶｃは有効となる。
【００５６】
そして、中性点指令演算部２５は、第２電圧調整値ΔＶｓｎを用いず、検出された中性点電圧Ｖｓｎのみを基に中性点電圧指令Ｖｎを演算する。
一方、交流側指令演算部２４は、実施の形態１、２と同様に、交流制御指令Ｖｃｐを第１電圧調整値ΔＶｃで調整して交流電圧指令Ｖａｃｐを演算する。
すなわち第２電圧調整値ΔＶｓｎを用いた調整をおこなわず、第１電圧調整値ΔＶｃのみを用いたアームバランス制御をおこなう。
【００５７】
直流電流Ｉｄｃの大きさが閾値を超える場合は、選択判定部８０は「１」を判定情報８０ａ１として出力し、「０」を判定情報８０ａ２として出力する。
この場合、判定情報８０ａ１は１であるため第２電圧調整値ΔＶｓｎは有効となり、判定情報８０ａ２は０であるため第１電圧調整値ΔＶｃは無効となる。
そして、交流側指令演算部２４は、交流制御指令Ｖｃｐの第１電圧調整値ΔＶｃを用いた調整をせずに交流電圧指令Ｖａｃｐを演算する。
一方、中性点指令演算部２５は、実施の形態１、２と同様に、第２電圧調整値ΔＶｓｎと検出された中性点電圧Ｖｓｎとを基に中性点電圧指令Ｖｎを演算する。
すなわち第１電圧調整値ΔＶｃを用いた調整をおこなわず、第２電圧調整値ΔＶｓｎのみを用いたアームバランス制御をおこなうことができる。
【００５８】
このように、電力変換器１を流れる直流電流Ｉｄｃの大きさが閾値以下の場合では、第２電圧調整値ΔＶｓｎを無効とした制御としている。
これは通常、中性点調整値演算部５１は、直流電流Ｉｄｃを用いて第２電圧調整値ΔＶｓｎを演算するものであって、電力変換装置１００に電流が流れている場合のみに有効な演算である。そのため直流電流Ｉｄｃの値が閾値以下のような小さい値の場合では、第２電圧調整値ΔＶｓｎが正常に演算されないおそれが生ずるため、第２電圧調整値ΔＶｓｎを用いない制御としている。
一方、第１電圧調整値ΔＶは、直流電流Ｉｄｃを用いて演算される値ではない。このため、直流電流Ｉｄｃが小さい場合であっても第１電圧調整値ΔＶの演算に支障はなく、交流側指令演算部２４は第１電圧調整値ΔＶｃを用いた演算をおこなう。
【００５９】
なお、上記では、直流電流Ｉｄｃの大きさが閾値を超える場合においては、第２電圧調整値ΔＶｓｎのみを有効とし、第１電圧調整値ΔＶｃを無効としたが、これに限るものではない。第１電圧調整値ΔＶｃと第２電圧調整値ΔＶｓｎとの両方を有効にして、実施の形態１と同様に、第１電圧調整値ΔＶｃと第２電圧調整値ΔＶｓｎとの両方を用いる制御としてもよい。
また、上記では、直流電流Ｉｄｃの大きさを閾値と比較する制御を示したが、有効電力Ｐの大きさを用いて比較判定をするものでもよい。
【００６０】
上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置１００によると、実施の形態１、２と同様の効果を奏し、位相を検出する演算などを不要として演算量を低減しつつ、正側アーム５内の直流コンデンサ３４（４４）の電圧Ｖｃｐｐと負側アーム６内の直流コンデンサ３４（４４）の電圧Ｖｃｐｎとを均衡させることができる。これにより、直流コンデンサ３４（４４）の過電圧を防止することができ、系統異常時にも安定的な動作が可能になる。また、このように、系統異常時にも安定的な動作が可能になるため、高調波の流出を抑制できると共に、電力変換効率を向上させることができる。
さらに、電力変換器１を流れる直流電流Ｉｄｃや有効電力Ｐの大きさが小さい場合でも、安定したアームバランス制御を提供できる。
【００６１】
なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。
【図１】
2016147935.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2016147935.tif 000009
【図８】
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【国際調査報告】
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