(57)【要約】  本発明の課題は、インバータ回路の動作周波数を進相領域に入りにくくした非接触給電装置及び非接触給電システムを提供することである。制御部（２２）は、インバータ回路（２１）の動作周波数を規定範囲内で変動させてインバータ回路（２１）の出力電力に関連する物理量を計測する。制御部（２２）は、動作周波数が規定範囲における下限値であるときの物理量と、動作周波数が規定範囲における上限値であるときの物理量との差分が規定値以下になると、動作周波数が進相領域に入らないように所定動作を行う。
2016157853.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次側コイル及び一次側コンデンサを含む一次側共振部と、
直流電力を交流電力に変換して前記交流電力を前記一次側共振部に出力するインバータ回路と、
前記インバータ回路を所定の動作周波数で動作させる制御部とを備え、
前記制御部は、前記動作周波数を規定範囲内で変動させて前記インバータ回路の出力電力に関連する物理量を計測し、
前記制御部は、前記動作周波数が前記規定範囲における下限値であるときの前記物理量と、前記動作周波数が前記規定範囲における上限値であるときの前記物理量との差分が規定値以下になると、前記動作周波数が進相領域に入らないように所定動作を行うことを特徴とする非接触給電装置。
【請求項２】
前記所定動作は、前記インバータ回路を停止させる動作であることを特徴とする請求項１記載の非接触給電装置。
【請求項３】
前記所定動作は、前記動作周波数を高くする動作であることを特徴とする請求項１記載の非接触給電装置。
【請求項４】
前記所定動作は、前記一次側コイルのインダクタンスを増加させる動作及び前記一次側コンデンサのキャパシタンスを増加させる動作のうち少なくとも何れか一方であることを特徴とする請求項１記載の非接触給電装置。
【請求項５】
前記一次側共振部は、二次側コイル及び二次側コンデンサを含む二次側共振部との電磁結合を利用して負荷に非接触で給電するように構成され、
前記動作周波数は、前記一次側共振部の共振周波数よりも高く、かつ、前記インバータ回路が前記負荷を動作させるのに必要な最小電力を出力するときの周波数以下であることを特徴とする請求項１〜４の何れか１項に記載の非接触給電装置。
【請求項６】
請求項１〜５の何れか１項に記載の非接触給電装置と、前記非接触給電装置から供給される電力を受ける非接触受電装置とを備え、
前記非接触受電装置は、二次側コイル及び二次側コンデンサを含み前記一次側共振部との電磁結合を利用して供給される電力を負荷に出力する二次側共振部を備えたことを特徴とする非接触給電システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、非接触給電装置及び非接触給電システムに関し、より詳細には、負荷に非接触で給電する非接触給電装置及び非接触給電システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、電気自動車やハイブリッド電気自動車などの車両に非接触で給電する非接触給電装置が提供されている（例えば特許文献１参照）。特許文献１記載の非接触給電装置は、インバータ部（インバータ回路）と、送電アンテナ（一次側共振部）と、送電制御部とを備える。【０００３】
インバータ部は、フルブリッジ型のインバータ回路を含む。このインバータ回路は、４つの電界効果トランジスタで構成されている。このインバータ部は、直流電圧を所定の周波数の交流電圧に変換し、変換した交流電圧を送電アンテナに出力する。送電制御部は、インバータ部に入力される直流電圧の電圧値と、インバータ部から出力される交流電圧の周波数とを制御する。【０００４】
この非接触給電装置では、車両に搭載された受電アンテナが送電アンテナと向かい合う位置に配置されると、送電アンテナと受電アンテナとの共鳴現象により送電アンテナから受電アンテナに非接触で交流電力が伝送される。そして、車両では、受電アンテナに伝送された交流電力が車両に設けられた整流器及び充電器を介して電池に充電される。【０００５】
ところで、上述の特許文献１記載の非接触給電装置では、例えば周囲温度が変化することによりインバータ部の周波数特性が変化した場合、インバータ部の動作周波数が進相領域に入る可能性があった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２０１３−２１１９３２号公報
【発明の概要】
【０００７】
本発明は上記問題点に鑑みてなされており、インバータ回路の動作周波数を進相領域に入りにくくした非接触給電装置及び非接触給電システムを提供することを目的とする。
【０００８】
本発明の一態様に係る非接触給電装置は、一次側共振部と、インバータ回路と、制御部とを備える。前記一次側共振部は、一次側コイル及び一次側コンデンサを含む。前記インバータ回路は、直流電力を交流電力に変換して前記交流電力を前記一次側共振部に出力する。前記制御部は、前記インバータ回路を所定の動作周波数で動作させる。前記制御部は、前記動作周波数を規定範囲内で変動させて前記インバータ回路の出力電力に関連する物理量を計測する。前記制御部は、前記動作周波数が前記規定範囲における下限値であるときの前記物理量と、前記動作周波数が前記規定範囲における上限値であるときの前記物理量との差分が規定値以下になると、前記動作周波数が進相領域に入らないように所定動作を行う。
【０００９】
本発明の一態様に係る非接触給電システムは、上述の非接触給電装置と、非接触受電装置とを備える。前記非接触受電装置は、前記非接触給電装置から供給される電力を受ける。前記非接触受電装置は、二次側共振部を備える。前記二次側共振部は、二次側コイル及び二次側コンデンサを含み、前記一次側共振部との電磁結合を利用して供給される電力を負荷に出力する。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の一実施形態に係る非接触給電装置及び非接触給電システムを示す概略回路図である。
【図２】本発明の一実施形態に係る非接触給電システムの使用例を示す概略図である。
【図３】本発明の一実施形態に係るインバータ回路の周波数特性を示す図である。
【図４】図４Ａ〜図４Ｃは、本発明の一実施形態に係る非接触給電装置の動作を説明する説明図である。
【図５】本発明の一実施形態に係る非接触給電装置の動作を説明するフローチャートである。
【図６】本発明の一実施形態の変形例１に係る非接触給電装置の動作を説明するフローチャートである。
【図７】図７Ａは、本発明の一実施形態の変形例２に係る一次側共振部の一次側コンデンサを示す回路図である。図７Ｂは、本発明の一実施形態の変形例２に係る一次側共振部の一次側コイルを示す回路図である。
【図８】本発明の一実施形態の変形例３に係る非接触給電装置の動作を説明するフローチャートである。
【図９】本発明の一実施形態の変形例４に係る非接触給電装置の動作を説明するフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
本発明の実施形態に係る非接触給電装置２及び非接触給電システム１について、図面を参照しながら具体的に説明する。ただし、以下に説明する構成は、本発明の一例に過ぎず、本発明は下記の実施形態に限定されない。したがって、この実施形態以外であっても、本発明に係る技術的思想を逸脱しない範囲であれば、設計等に応じて種々の変更が可能である。
【００１２】
本実施形態の非接触給電システム１は、図１に示すように、非接触給電装置２と、非接触受電装置３とを備える。非接触給電装置２は、インバータ回路２１と、制御部２２と、一次側共振部２３とを備える。また、非接触給電装置２は、直流電源２０と、電流検知部２４とをさらに備えるのが好ましい。
【００１３】
インバータ回路２１は、図１に示すように、フルブリッジ型のインバータ回路を含む。このインバータ回路は、例えばｎチャネルのエンハンスメント型ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）からなる４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を有する。なお、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、バイポーラトランジスタやＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor：絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）等の他の半導体スイッチング素子であってもよい。
【００１４】
インバータ回路２１では、２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路と、２つのスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の直列回路とが並列に電気的に接続される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のドレインは、直流電源２０の高電位側の出力端にそれぞれ電気的に接続される。また、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のソースは、直流電源２０の低電位側の出力端にそれぞれ電気的に接続される。
【００１５】
そして、スイッチング素子Ｑ３のソースとスイッチング素子Ｑ４のドレインとの接続点が、インバータ回路２１の第１出力端となる。また、スイッチング素子Ｑ１のソースとスイッチング素子Ｑ２のドレインとの接続点が、インバータ回路２１の第２出力端となる。
【００１６】
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４は、制御部２２から出力される第１駆動信号Ｇ１によりオン／オフする。また、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３は、制御部２２から出力される第２駆動信号Ｇ２によりオン／オフする。第２駆動信号Ｇ２は、第１駆動信号Ｇ１とは位相が１８０度異なる矩形波状の信号である。
【００１７】
インバータ回路２１は、第１駆動信号Ｇ１及び第２駆動信号Ｇ２により、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４のオン期間と、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のオン期間とを交互に切り替えるように動作する。これにより、インバータ回路２１は、直流電源２０から供給される直流電力を交流電力に変換し、変換した交流電力を一次側共振部２３に出力する。
【００１８】
以下では、図１に示すように、直流電源２０からインバータ回路２１へ入力される電圧を「入力電圧Ｖ１」、直流電源２０からインバータ回路２１へ入力される電流を「入力電流Ｉ１」と称す。また、図１に示すように、インバータ回路２１が出力する電圧を「出力電圧Ｖ２」、インバータ回路２１が出力する電流を「出力電流Ｉ２」と称す。
【００１９】
制御部２２は、例えばマイクロコンピュータを主構成として備えている。この制御部２２は、インバータ回路２１のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に第１駆動信号Ｇ１及び第２駆動信号Ｇ２を出力することにより、インバータ回路２１を制御する。
【００２０】
一次側共振部２３は、一次側コイルＬ１と、一次側コンデンサＣ１とを有する。一次側コイルＬ１は、例えば導線が渦巻状に巻かれたスパイラル型のコイルである。一次側コンデンサＣ１は、一次側コイルＬ１に直列に電気的に接続されている。この一次側共振部２３は、一次側コイルＬ１と一次側コンデンサＣ１とで共振回路（一次側の共振回路）を形成する。
【００２１】
一次側コイルＬ１は、インバータ回路２１が出力する交流電流が流れると、磁束を発生する。つまり、一次側コイルＬ１は、インバータ回路２１が出力する交流電力を受けて磁束を発生する。
【００２２】
電流検知部２４は、例えばシャント抵抗やホール素子などを含む。電流検知部２４は、図１に示すように、直流電源２０からインバータ回路２１への入力電流Ｉ１を検知する。この電流検知部２４の検知結果（入力電流Ｉ１の瞬時電流）は、制御部２２に入力される。また、制御部２２には、直流電源２０からインバータ回路２１への入力電圧Ｖ１も入力される。したがって、制御部２２は、これらの入力電流Ｉ１及び入力電圧Ｖ１よりインバータ回路２１への入力電力Ｐ１（瞬時電力）を求めることができる。
【００２３】
本実施形態の非接触給電システム１において、非接触給電装置２は、図２に示すように、床や地面上に設置される。なお、非接触給電装置２は、床や地面上のみならず、床や地面に埋め込んで配置してもよい。また、非接触給電装置２は、一次側コイルＬ１のみを二次側コイルＬ２と対向可能な位置に配置し、その他の部品や回路等を一次側コイルＬ１から離れた場所に配置するように構成してもよい。
【００２４】
非接触受電装置３は、二次側共振部３１と、整流部３２とを備える。
【００２５】
二次側共振部３１は、図１に示すように、整流部３２の一対の入力端に、二次側コイルＬ２と二次側コンデンサＣ２とを直列に電気的に接続して構成される。また、二次側コイルＬ２は、二次側コンデンサＣ２とともに共振回路（二次側の共振回路）を形成する。
【００２６】
二次側コイルＬ２は、一次側コイルＬ１と同様に、例えば導線が渦巻状に巻かれたスパイラル型のコイルである。この二次側コイルＬ２は、図２に示すように、電気自動車１００が規定の停車位置に停車すると、一次側コイルＬ１の近傍に位置するように配置される。言い換えれば、二次側コイルＬ２は、電気自動車１００が規定の停車位置に停車すると、一次側コイルＬ１と所定の間隔を空けて対向するように配置される。
【００２７】
二次側コイルＬ２は、一次側コイルＬ１が発生する磁束を受けると、電磁誘導により交流電流が流れる。つまり、二次側コイルＬ２は、一次側コイルＬ１が発生する磁束を受けて交流電力を発生する。
【００２８】
整流部３２は、図１に示すように、ダイオードブリッジ３２１と、コンデンサＣ３とを含む。ダイオードブリッジ３２１は、４つのダイオードで構成される。ダイオードブリッジ３２１は、二次側コイルＬ２で発生した交流電流を脈流電流に変換して脈流電流を出力する。コンデンサＣ３は、ダイオードブリッジ３２１の一対の出力端に電気的に接続され、ダイオードブリッジ３２１から出力される脈流電流を平滑化し、直流電流を出力する。
【００２９】
つまり、整流部３２は、二次側コイルＬ２で発生した交流電力を直流電力に整流して直流電力を出力する。整流部３２が出力する直流電力は、負荷４（本実施形態では、充電回路１０２）に供給される。
【００３０】
本実施形態の非接触給電システム１において、非接触受電装置３は、図２に示すように、電気自動車１００の車体内に設置される。非接触受電装置３は、充電回路１０２を介して蓄電池１０１に電気的に接続される。蓄電池１０１は、例えばニッケル水素電池やリチウムイオン電池、高容量のコンデンサ等を含む。蓄電池１０１は、電気自動車１００の備える電動機の電源として用いられる。
【００３１】
本実施形態の非接触給電システム１では、磁気共鳴現象を利用した共鳴方式により、一次側共振部２３から二次側共振部３１に電力を伝送している。そして、本実施形態の非接触給電システム１では、一次側共振部２３と二次側共振部３１との磁気共鳴を利用して、非接触給電装置２の出力電力を効率よく非接触受電装置３に伝送している。したがって、一次側共振部２３の周波数特性と、二次側共振部３１の周波数特性とが互いに一致するのが好ましい。
【００３２】
以下、本実施形態の非接触給電システム１における一次側共振部２３の周波数特性（以下、「共振特性」と称す）について、図３を参照しながら具体的に説明する。
【００３３】
本実施形態の非接触給電システム１では、共振特性は、一次側コイルＬ１と二次側コイルＬ２との磁気的な結合の疎密に応じて変化する。言い換えれば、共振特性は、一次側コイルＬ１と二次側コイルＬ２との結合係数の大小に応じて変化する。そして、結合係数がある程度大きい場合、共振特性は、図３に示すように一次側共振部２３の出力の極大値が２箇所現れる、いわゆる双峰特性を示す。
【００３４】
この共振特性では、第１周波数ｆｒ１で一次側共振部２３の出力が極大値となる山と、第２周波数ｆｒ２（ｆｒ２＞ｆｒ１）で一次側共振部２３の出力が極小値となる谷とが現れている。また、この共振特性では、第３周波数ｆｒ３（ｆｒ３＞ｆｒ２）で一次側共振部２３の出力が極大値となる山が現れている。つまり、この共振特性（双峰特性）は、２つの共振周波数（第１周波数ｆｒ１、第３周波数ｆｒ３）を有している。
【００３５】
ここで、インバータ回路２１の動作周波数ｆ１（例えば、８５±５ｋＨｚ）と各周波数ｆｒ１〜ｆｒ３との相関に応じて、インバータ回路２１は遅相モード又は進相モードの何れかのモードで動作する。なお、「動作周波数ｆ１」は、第１駆動信号Ｇ１及び第２駆動信号Ｇ２の周波数、言い換えれば、インバータ回路２１の出力電圧Ｖ２の周波数である。
【００３６】
進相モードは、インバータ回路２１の出力電流Ｉ２の位相が、インバータ回路２１の出力電圧Ｖ２の位相よりも進んだ状態でインバータ回路２１が動作するモードである。進相モードでは、インバータ回路２１のスイッチング動作がいわゆるハードスイッチングになる。
【００３７】
遅相モードは、インバータ回路２１の出力電流Ｉ２の位相が、インバータ回路２１の出力電圧Ｖ２の位相よりも遅れた状態でインバータ回路２１が動作するモードである。遅相モードでは、インバータ回路２１のスイッチング動作がいわゆるソフトスイッチングになる。
【００３８】
遅相モードでは、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチングによる損失を低減することができ、またスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に過大な電気的ストレスがかかるのを防止することができる。したがって、本実施形態の非接触給電装置２では、インバータ回路２１が遅相モードで動作するのが好ましい。
【００３９】
インバータ回路２１は、図３に示すように、動作周波数ｆ１が第１周波数ｆｒ１と第２周波数ｆｒ２との間の周波数領域に位置する場合と、動作周波数ｆ１が第３周波数ｆｒ３よりも大きい周波数領域に位置する場合との何れかで、遅相モードで動作する。
【００４０】
なお、第１周波数ｆｒ１と第２周波数ｆｒ２との間の周波数領域、及び第３周波数ｆｒ３よりも大きい周波数領域が、遅相モードで動作する領域、すなわち「遅相領域」となる。また、第１周波数ｆｒ１よりも小さい周波数領域、及び第２周波数ｆｒ２と第３周波数ｆｒ３との間の周波数領域が、進相モードで動作する領域、すなわち「進相領域」となる。
【００４１】
ところで、本実施形態の非接触給電装置２では、インバータ回路２１の動作周波数ｆ１が一定の周波数であると仮定すると、周囲温度の変化に伴ってインバータ回路２１の周波数特性が変化することにより、動作周波数ｆ１が進相領域に入る可能性がある。
【００４２】
そこで、本実施形態の非接触給電装置２では、インバータ回路２１の周波数特性が変化した場合でも動作周波数ｆ１が進相領域に入りにくくなるように、インバータ回路２１の出力電力に関連する物理量を計測し、計測結果に基づいて所定動作を行う。なお以下では、インバータ回路２１の動作周波数ｆ１を高くする動作を所定動作として説明する。
【００４３】
図４Ａ〜図４Ｃはインバータ回路２１の周波数特性を示す図であり、特に動作周波数ｆ１と入力電力Ｐ１との関係を示す図である。したがって、本実施形態では、インバータ回路２１の出力電力に関連する物理量として、インバータ回路２１への入力電力Ｐ１を求めている。また、図５は制御部２２の動作を説明するフローチャートである。以下、図４Ａ〜図４Ｃ及び図５を参照しながら具体的に説明する。
【００４４】
なお、上述のように、インバータ回路２１は遅相モードで動作させるのが好ましく、したがってインバータ回路２１の動作周波数ｆ１は、一次側共振部２３の共振周波数よりも高くする必要がある。また、インバータ回路２１の動作周波数ｆ１は、負荷４を動作させるのに必要な最小電力を出力する周波数よりも低くする必要がある。
【００４５】
制御部２２は、図４Ａに示すように、インバータ回路２１の動作周波数ｆ１を周波数ｆ１１とし、かつ、この周波数ｆ１１を含む規定範囲で動作周波数ｆ１を変動させる（図５中のステップＳ１）。図４Ａに示す例では、制御部２２は、周波数ｆ１１±Δｆ１（例えば、Δｆ１＝１ｋＨｚ）の範囲で動作周波数ｆ１を変動させる。また、動作周波数ｆ１を変動させる動作は、例えば１００Ｈｚのサンプリング周期で行うのが好ましい。
【００４６】
次に、制御部２２は、上記の規定範囲における下限値での入力電力Ｐ１及び上限値での入力電力Ｐ１をそれぞれ求め、これらの入力電力Ｐ１の差分ΔＰ１を求める（図５中のステップＳ２）。図４Ａに示す例では、制御部２２は、周波数ｆ１２（＝ｆ１１−Δｆ１）のときの入力電力Ｐ１１と、周波数ｆ１３（＝ｆ１１＋Δｆ１）のときの入力電力Ｐ１２との差分ΔＰ１（＝Ｐ１１−Ｐ１２）を求める。
【００４７】
そして、制御部２２は、差分ΔＰ１と予め設定した規定値との大小を比較し、図４Ａに示す例では、差分ΔＰ１が上記の規定値より大きいため、ステップＳ１に移行する（図５中のステップＳ３のＮＯ）。このとき、インバータ回路２１は、最初に設定された動作周波数ｆ１（＝ｆ１１）で動作を継続する。
【００４８】
ところで、インバータ回路２１の周波数特性は、周囲温度が変化すると、図４Ｂに示すように破線ａ１から実線ａ２に変化する。動作周波数ｆ１は図４Ａと同じ周波数ｆ１１であるため、上記の規定範囲における下限値（ｆ１＝ｆ１２）での入力電力Ｐ１３と上限値（ｆ１＝ｆ１３）での入力電力Ｐ１４との差分ΔＰ１（＝Ｐ１３−Ｐ１４）は、周囲温度が変化しない場合に比べて小さくなる。
【００４９】
そして、制御部２２は、この差分ΔＰ１が上記の規定値以下である場合（図５中のステップＳ３のＹＥＳ）、図４Ｃに示すように動作周波数ｆ１を周波数ｆ１１よりもαだけ高くする（図５中のステップＳ４）。これは、入力電力Ｐ１の差分ΔＰ１が小さくなると、進相領域に近づくことを利用しており、この場合、進相領域から離れるように動作周波数ｆ１を高くする。その結果、インバータ回路２１の動作周波数ｆ１を一定とする場合に比べて、動作周波数ｆ１を進相領域に入りにくくすることができる。
【００５０】
動作周波数ｆ１が周波数ｆ１１よりもαだけ高くなると、上記の規定範囲における下限値（ｆ１＝ｆ１４）での入力電力Ｐ１５と上限値（ｆ１＝ｆ１５）での入力電力Ｐ１６との差分ΔＰ１（＝Ｐ１５−Ｐ１６）は、動作周波数ｆ１が一定の場合に比べて大きくなる。そして、制御部２２は、差分ΔＰ１が上記の規定値よりも大きいことから、ステップＳ３からステップＳ１に移行する。
【００５１】
上述の実施形態では、インバータ回路２１の動作周波数ｆ１を高くすることで、動作周波数ｆ１を進相領域に入りにくくしたが、動作周波数ｆ１を高くする代わりにインバータ回路２１を停止させてもよい。つまり、インバータ回路２１を停止させる動作を所定動作としてもよい。以下、図６を参照しながら変形例１について具体的に説明する。
【００５２】
制御部２２は、上記の規定範囲でインバータ回路２１の動作周波数ｆ１を変動させる（図６中のステップＳ１１）。次に、制御部２２は、上記の規定範囲における下限値での入力電力Ｐ１と上限値での入力電力Ｐ１とをそれぞれ求め、これらの入力電力Ｐ１の差分ΔＰ１を求める（図６中のステップＳ１２）。
【００５３】
さらに、制御部２２は、差分ΔＰ１と予め設定した規定値との大小を比較し、差分ΔＰ１が上記の規定値よりも大きい場合（図６中のステップＳ１３のＮＯ）、ステップＳ１１に移行する。また、制御部２２は、差分ΔＰ１が上記の規定値以下である場合（図６中のステップＳ１３のＹＥＳ）、インバータ回路２１を停止する（図６中のステップＳ１４）。この場合も同様に、インバータ回路２１の動作を継続する場合に比べて、インバータ回路２１の動作周波数ｆ１を進相領域に入りにくくすることができる。
【００５４】
さらに、一次側共振部２３において一次側コンデンサＣ１のキャパシタンス及び一次側コイルＬ１のインダクタンスのうち少なくとも何れか一方を増加させる動作を所定動作としてもよい。以下、図７Ａ及び図７Ｂを参照しながら、変形例２について具体的に説明する。
【００５５】
図７Ａは、制御部２２によってキャパシタンスを調整可能な一次側コンデンサＣ１を示す概略回路図である。一次側コンデンサＣ１は、２つのコンデンサＣ１１，Ｃ１２と、２つのスイッチＱＣ１，ＱＣ２とを備える。２つのコンデンサＣ１１，Ｃ１２は、キャパシタンスが互いに異なっている。スイッチＱＣ１は、コンデンサＣ１１に直列に電気的に接続される。また、スイッチＱＣ２は、コンデンサＣ１２に直列に電気的に接続される。そして、コンデンサＣ１１及びスイッチＱＣ１の直列回路と、コンデンサＣ１２及びスイッチＱＣ２の直列回路とが並列に電気的に接続される。
【００５６】
また、図７Ｂは、制御部２２によってインダクタンスを調整可能な一次側コイルＬ１を示す概略回路図である。一次側コイルＬ１は、２つのコイルＬ１１，Ｌ１２と、スイッチＱＬ１とを備える。２つのコイルＬ１１，Ｌ１２は、互いに直列に電気的に接続されている。スイッチＱＬ１は、一方のコイルＬ１２に並列に電気的に接続されている。
【００５７】
スイッチＱＣ１，ＱＣ２，ＱＬ１は、例えばＭＯＳＦＥＴのような半導体スイッチである。また、スイッチＱＣ１，ＱＣ２，ＱＬ１は、それぞれ制御部２２によってオン／オフを制御される。
【００５８】
したがって、図７Ａに示す構成において、制御部２２がスイッチＱＣ１，ＱＣ２のオン／オフを制御することにより、一次側コンデンサＣ１のキャパシタンスを調整することができる。同様に、図７Ｂに示す構成において、制御部２２がスイッチＱＬ１のオン／オフを制御することにより、一次側コイルＬ１のインダクタンスを調整することができる。
【００５９】
そして、上記の規定範囲における下限値での入力電力Ｐ１と上限値での入力電力Ｐ１との差分ΔＰ１が上記の規定値以下である場合、一次側コンデンサＣ１のキャパシタンス及び一次側コイルＬ１のインダクタンスのうち少なくとも何れか一方を増加させる。これにより、インバータ回路２１の周波数特性が、周波数が低くなる方向にシフトするため、インバータ回路２１の動作周波数ｆ１を進相領域に入りにくくすることができる。
【００６０】
上述の図５及び図６に示す例では、上記の規定範囲における下限値での入力電力Ｐ１と上限値での入力電力Ｐ１との差分ΔＰと、上記の規定値との大小を比較したが、前回取得した差分ΔＰ１と今回取得した差分ΔＰ２との大小を比較するようにしてもよい。この場合、差分ΔＰ２が差分ΔＰ１よりも小さくなるときの周波数が遅相領域における変曲点となることから、この点を検出した時点で上記何れかの所定動作を行なえばよい。以下、図８及び図９を参照しながら変形例３，４について説明する。
【００６１】
まず、所定動作として、インバータ回路２１の動作周波数ｆ１を高くする場合（変形例３）について、図８を参照しながら説明する。なお、図８中のΔＰ１は前回求めた差分である。
【００６２】
制御部２２は、上記の規定範囲でインバータ回路２１の動作周波数ｆ１を変動させる（図８中のステップＳ２１）。その後、制御部２２は、上記の規定範囲における下限値での入力電力Ｐ１と上限値での入力電力Ｐ１とをそれぞれ求め、これらの入力電力Ｐ１の差分ΔＰ２を求める（図８中のステップＳ２２）。
【００６３】
そして、制御部２２は、今回求めた差分ΔＰ２と前回求めた差分ΔＰ１との大小を比較し、差分ΔＰ２が差分ΔＰ１以上である場合にはステップＳ２１に戻る（図８中のステップＳ２３のＮＯ）。このとき、制御部２２は、差分ΔＰ１を破棄し、差分ΔＰ２を次回の差分ΔＰ１として保持する（図８中のステップＳ２５）。
【００６４】
また、制御部２２は、差分ΔＰ２が差分ΔＰ１よりも小さい場合（図８中のステップＳ２３のＹＥＳ）には、動作周波数ｆ１をαだけ高くする（図８中のステップＳ２４）。これにより、インバータ回路２１の動作周波数ｆ１を変化させない場合に比べて、動作周波数ｆ１を進相領域に入りにくくすることができる。
【００６５】
続けて、所定動作として、インバータ回路２１を停止させる場合（変形例４）について、図９を参照しながら説明する。なお、図９中のΔＰ１は前回求めた差分である。
【００６６】
制御部２２は、上記の規定範囲でインバータ回路２１の動作周波数ｆ１を変動させる（図９中のステップＳ３１）。その後、制御部２２は、上記の規定範囲における下限値での入力電力Ｐ１と上限値での入力電力Ｐ１とをそれぞれ求め、これらの入力電力Ｐ１の差分ΔＰ２を求める（図９中のステップＳ３２）。
【００６７】
そして、制御部２２は、今回求めた差分ΔＰ２と前回求めた差分ΔＰ１との大小を比較し、差分ΔＰ２が差分ΔＰ１以上である場合にはステップＳ３１に戻る（図９中のステップＳ３３のＮＯ）。このとき、制御部２２は、差分ΔＰ１を破棄し、差分ΔＰ２を次回の差分ΔＰ１として保持する（図９中のステップＳ３５）。
【００６８】
また、制御部２２は、差分ΔＰ２が差分ΔＰ１よりも小さい場合（図９中のステップＳ３３のＹＥＳ）には、インバータ回路２１を停止する（図９中のステップＳ３４）。これにより、インバータ回路２１の動作を継続する場合に比べて、動作周波数ｆ１を進相領域に入りにくくすることができる。
【００６９】
なお、本実施形態では、インバータ回路２１への入力電力Ｐ１をインバータ回路２１の出力電力に関連する物理量としたが、上記の物理量は入力電力Ｐ１に限定されない。例えば、インバータ回路２１への入力電流を上記の物理量としてもよいし、インバータ回路２１の出力電力そのものを上記の物理量としてもよい。
【００７０】
また、本実施形態では、電気自動車１００の充電回路１０２を負荷４としたが、負荷４は充電回路１０２に限らず、電力の供給を必要とする機器であればよい。さらに、本実施形態では、非接触給電装置２が直流電源２０を備えている場合を例に説明したが、非接触給電装置２の外部に直流電源が設けられていてもよい。また、外部から供給される交流電力を直流電力に変換する変換回路を非接触給電装置２が備えていてもよい。
【００７１】
さらに、本実施形態では、周囲温度の変化に伴ってインバータ回路２１の動作周波数ｆ１の周波数特性が変化する場合を例に説明したが、例えば電気自動車１００の車高変化に伴って動作周波数ｆ１の周波数特性が変化する場合に本発明の技術思想を適用してもよい。
【００７２】
また、本実施形態では、一次側コイルＬ１及び二次側コイルＬ２としてスパイラル型のコイルを用いたが、コアに対して導線が螺旋状に巻き付けられたソレノイド型のコイルであってもよい。
【００７３】
ただし、スパイラル型のコイルの場合、ソレノイド型のコイルに比べて不要輻射ノイズが生じにくいという利点がある。また、スパイラル型のコイルを用いることで不要輻射ノイズが低減される結果、インバータ回路２１において使用可能な動作周波数の範囲が拡大されるという利点もある。以下、この点について詳述する。
【００７４】
本実施形態の非接触給電システム１における共振特性は、一次側コイルＬ１と二次側コイルＬ２との結合係数に応じて変化し、ある条件下では、図３に示すような双峰特性を示す。なお、図３に示す例では、第２周波数ｆｒ２よりも低い周波数領域が「低周波領域」であり、第２周波数ｆｒ２よりも高い周波数領域が「高周波領域」である。
【００７５】
ここで、ソレノイド型のコイルを採用した場合、インバータ回路２１の動作周波数ｆ１が低周波領域の“山”にあるときと、高周波領域の“山”にあるときとを比較すると、低周波領域の“山”にあるときの方が、不要輻射ノイズは小さくなる。つまり、高周波領域の“山”においては、一次側コイルＬ１を流れる電流と、二次側コイルＬ２を流れる電流とは同位相になる。これに対して、低周波領域の“山”においては、一次側コイルＬ１を流れる電流と、二次側コイルＬ２を流れる電流とは逆位相になる。
【００７６】
そのため、低周波領域の“山”においては、一次側コイルＬ１で生じる不要輻射ノイズと、二次側コイルＬ２で生じる不要輻射ノイズとが、互いに相殺されることになり、非接触給電システム１全体でみれば不要輻射ノイズは低減される。
【００７７】
したがって、ソレノイド型のコイルを採用する場合でも、インバータ回路２１の動作周波数ｆ１が低周波領域の“山”の遅相領域（ｆｒ１＜ｆ１＜ｆｒ２）にあれば、インバータ回路２１が遅相モードで動作し、かつ不要輻射ノイズも低減されることになる。しかし、低周波領域の“山”の遅相領域は、一次側コイルＬ１と二次側コイルＬ２との結合係数に応じて変化するため、このような不確定な遅相領域にインバータ回路２１の動作周波数ｆ１を収める制御が必要になる。
【００７８】
これに対して、スパイラル型のコイルであれば、たとえインバータ回路２１の動作周波数ｆ１が高周波領域の“山”の遅相領域（ｆｒ３より高周波側）にあっても、ソレノイド型のコイルに比べれば不要輻射ノイズは大幅に低減される。つまり、スパイラル型のコイルが用いられることで、インバータ回路２１の動作周波数ｆ１は低周波領域の“山”の遅相領域に制限されず、インバータ回路２１において使用可能な動作周波数ｆ１の範囲が拡大されることになる。
【００７９】
なお、高周波領域の“山”の遅相領域も不確定な領域ではあるが、インバータ回路２１の動作周波数ｆ１を十分に高い周波数から低周波側にスイープさせれば動作周波数ｆ１は高周波領域の“山”の遅相領域を通るので、複雑な制御は不要である。
【００８０】
以上説明したように、本発明に係る第１の態様の非接触給電装置（２）は、一次側共振部（２３）と、インバータ回路（２１）と、制御部（２２）とを備える。一次側共振部（２３）は、一次側コイル（Ｌ１）及び一次側コンデンサ（Ｃ１）を含む。インバータ回路（２１）は、直流電力を交流電力に変換して交流電力を一次側共振部（２３）に出力する。制御部（２２）は、インバータ回路（２１）を所定の動作周波数で動作させる。制御部（２２）は、動作周波数を規定範囲内で変動させてインバータ回路（２１）の出力電力に関連する物理量を計測する。制御部（２２）は、動作周波数（ｆ１）が規定範囲における下限値であるときの物理量と、動作周波数（ｆ１）が規定範囲における上限値であるときの物理量との差分が規定値以下になると、動作周波数（ｆ１）が進相領域に入らないように所定動作を行う。
【００８１】
第１の態様によれば、インバータ回路（２１）の動作周波数（ｆ１）を進相領域に入りにくくすることができる。
【００８２】
本発明に係る第２の態様の非接触給電装置（２）では、第１の態様において、所定動作は、インバータ回路（２１）を停止させる動作である。
【００８３】
第２の態様によれば、インバータ回路（２１）の動作周波数を進相領域に入りにくくすることができる。
【００８４】
本発明に係る第３の態様の非接触給電装置（２）では、第１の態様において、所定動作は、インバータ回路（２１）の動作周波数（ｆ１）を高くする動作である。
【００８５】
第３の態様によれば、インバータ回路（２１）の動作周波数を進相領域に入りにくくすることができる。
【００８６】
本発明に係る第４の態様の非接触給電装置（２）では、第１の態様において、所定動作は、一次側コイル（Ｌ１）のインダクタンスを増加させる動作及び一次側コンデンサ（Ｃ１）のキャパシタンスを増加させる動作のうち少なくとも何れか一方である。
【００８７】
第４の態様によれば、インバータ回路（２１）の動作周波数を進相領域に入りにくくすることができる。
【００８８】
本発明に係る第５の態様の非接触給電装置（２）では、第１〜第４の態様のうちいずれかの態様において、一次側共振部（２３）は、二次側共振部（３１）との電磁結合を利用して負荷（４）に非接触で給電するように構成される。二次側共振部（３１）は、二次側コイル（Ｌ２）及び二次側コンデンサ（Ｃ２）を含む。この場合、インバータ回路（２１）の動作周波数（ｆ１）は、一次側共振部（２３）の共振周波数よりも高く、かつ、インバータ回路（２１）が負荷（４）を動作させるのに必要な最小電力を出力するときの周波数以下である。
【００８９】
第５の態様によれば、インバータ回路（２１）の動作周波数を進相領域に入りにくくしつつ、負荷（４）を動作させるのに必要な電力を供給することができる。
【００９０】
本発明に係る第６の態様の非接触給電システム（１）は、非接触給電装置（２）と、非接触受電装置（３）とを備える。非接触受電装置（３）は、非接触給電装置（２）から供給される電力を受ける。非接触受電装置（３）は、二次側共振部（３１）を備える。二次側共振部（３１）は、二次側コイル（Ｌ２）及び二次側コンデンサ（Ｃ２）を含み、一次側共振部（２３）との電磁結合を利用して供給される電力を負荷（４）に出力する。
【００９１】
第６の態様によれば、上述の非接触給電装置（２）を用いることによって、インバータ回路（２１）の動作周波数を進相領域に入りにくくすることができる。
【符号の説明】
【００９２】
１  非接触給電システム
２  非接触給電装置
３  非接触受電装置
４  負荷
２１  インバータ回路
２２  制御部
２３  一次側共振部
３１  二次側共振部
ｆ１  動作周波数
Ｃ１  一次側コンデンサ
Ｃ２  二次側コンデンサ
Ｌ１  一次側コイル
Ｌ２  二次側コイル
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【国際調査報告】
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