(57)【要約】  この無停電電源装置は、交流電力を直流電力に変換するコンバータ（５）と、直流電力を交流電力に変換して負荷（２４）に供給するインバータ（１０）と、コンバータ（５）およびインバータ（１０）を制御する制御装置（１８）とを備える。制御装置（１８）は、波形歪の無い正弦波状の交流電圧（ＶＯ）を負荷（２４）に与える正弦波出力モードと、負荷（２４）にとって許容範囲内の波形歪を有する交流電圧（ＶＯ）を負荷（２４）に与える波形歪発生モードとのうちの選択されたモードを実行する。
2016092613.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
商用交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換するコンバータと、
直流電力を交流電力に変換して負荷に供給するインバータと、
前記コンバータおよび前記インバータを制御する制御装置とを備え、
前記商用交流電源から交流電力が供給される通常時は前記コンバータで生成された直流電力が前記インバータに供給されるとともに電力蓄積装置に蓄えられ、前記商用交流電源からの交流電力の供給が停止された停電時は前記電力蓄積装置の直流電力が前記インバータに供給され、
前記制御装置は、波形歪の無い正弦波状の交流電圧を前記負荷に与える第１のモードと、前記負荷にとって許容範囲内の波形歪を有する交流電圧を前記負荷に与える第２のモードとのうちの選択されたモードを実行する、無停電電源装置。
【請求項２】
前記第２のモードを実行している場合における前記無停電電源装置の効率は前記第１のモードを実行している場合における前記無停電電源装置の効率よりも高い、請求項１に記載の無停電電源装置。
【請求項３】
前記波形歪を有する交流電圧の波形は台形波状である、請求項１に記載の無停電電源装置。
【請求項４】
前記制御装置は、
前記通常時において前記第１のモードが選択されている場合は、第１の直流電圧を出力するように前記コンバータを制御するとともに、前記第１の直流電圧の２分の１よりも小さな振幅の正弦波状の交流電圧を出力するように前記インバータを制御し、
前記通常時において前記第２のモードが選択されている場合は、前記第１の直流電圧よりも小さな第２の直流電圧を出力するように前記コンバータを制御するとともに、前記第２の直流電圧の２分の１よりも大きな振幅の正弦波状の交流電圧を出力するように前記インバータを制御する、請求項１に記載の無停電電源装置。
【請求項５】
さらに、前記通常時は前記コンバータで生成された直流電力を前記電力蓄積装置に供給し、前記停電時は前記電力蓄積装置の直流電力を前記インバータに供給する双方向チョッパを備え、
前記制御装置は、
前記停電時において前記第１のモードが選択されている場合は、前記第１の直流電圧を出力するように前記双方向チョッパを制御するとともに、前記第１の直流電圧の２分の１よりも小さな振幅の正弦波状の交流電圧を出力するように前記インバータを制御し、
前記停電時において前記第２のモードが選択されている場合は、前記第２の直流電圧を出力するように前記双方向チョッパを制御するとともに、前記第２の直流電圧の２分の１よりも大きな振幅の正弦波状の交流電圧を出力するように前記インバータを制御する、請求項４に記載の無停電電源装置。
【請求項６】
前記制御装置は、前記第２のモードが選択されている場合は前記インバータのスイッチング周波数を前記第１のモードが選択されている場合における前記インバータのスイッチング周波数より小さくする、請求項４に記載の無停電電源装置。
【請求項７】
前記負荷は許容入力電圧範囲内の交流電圧を受けて一定の交流電力を消費し、
前記無停電電源装置の定格容量に対する負荷容量の割合が予め定められた値である場合に前記無停電電源装置の効率は最大になり、
前記制御装置は、前記第２のモードが選択された場合において、前記定格容量に対する前記負荷容量の割合が前記予め定められた値と異なる場合は、前記効率が上昇するように前記許容入力電圧範囲内で前記インバータの出力電圧を制御する、請求項１に記載の無停電電源装置。
【請求項８】
前記制御装置は、前記定格容量に対する前記負荷容量の割合が前記予め定められた値よりも小さい場合は、前記効率が上昇するように前記負荷の許容入力電圧範囲内で前記インバータの出力電圧を低下させて負荷電流を増大させる、請求項７に記載の無停電電源装置。
【請求項９】
前記制御装置は、前記定格容量に対する前記負荷容量の割合が前記予め定められた値よりも大きい場合は、前記効率が上昇するように前記許容入力電圧範囲内で前記インバータの出力電圧を上昇させて負荷電流を減少させる、請求項７に記載の無停電電源装置。
【請求項１０】
前記制御装置は、前記インバータの出力電圧を制御した場合に負荷電流が変動する場合は、前記インバータの出力電圧を定格電圧に設定する、請求項７に記載の無停電電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は無停電電源装置に関し、特に、商用交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換するコンバータと、直流電力を交流電力に変換して負荷に供給するインバータとを備えた無停電電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
たとえば特開２０１０−１２４５５７号公報（特許文献１）には、コンバータ、インバータ、および直流昇降圧器を備えた無停電電源装置が開示されている。コンバータは、商用交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換する。インバータは、直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する。直流昇降圧器は、商用交流電源から交流電力が供給される通常時はコンバータで生成された直流電力を蓄電池に供給し、商用交流電源からの交流電力の供給が停止された停電時は蓄電池の直流電力をインバータに供給する。したがって、停電が発生した場合でも、蓄電池に直流電力が蓄えられている期間は負荷の運転を継続することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１０−１２４５５７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
このような無停電電源装置は、商用交流電源からの交流電圧に波形歪がある場合でも、波形歪の無い正弦波状の交流電圧を負荷に供給する。しかし、負荷にとって波形歪が許容範囲内であれば、波形歪の有る交流電圧を負荷に供給することも可能である。さらに、波形歪の無い交流電圧を供給するよりも波形歪の有る交流電圧を供給した方が無停電電源装置の効率が高くなる場合がある。【０００５】
それゆえに、この発明の主たる目的は、効率の高い無停電電源装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この発明に係る無停電電源装置は、商用交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換するコンバータと、直流電力を交流電力に変換して負荷に供給するインバータと、コンバータおよびインバータを制御する制御装置とを備えたものである。商用交流電源から交流電力が供給される通常時はコンバータで生成された直流電力がインバータに供給されるとともに電力蓄積装置に蓄えられ、商用交流電源からの交流電力の供給が停止された停電時は電力蓄積装置の直流電力がインバータに供給される。制御装置は、波形歪の無い正弦波状の交流電圧を負荷に与える第１のモードと、負荷にとって許容範囲内の波形歪を有する交流電圧を負荷に与える第２のモードとのうちの選択されたモードを実行する。
【発明の効果】
【０００７】
この発明に係る無停電電源装置では、波形歪の無い交流電圧と波形歪の有る交流電圧とのうちの選択された交流電圧を負荷に与えるので、波形歪の無い交流電圧しか負荷に与えることができなかった従来よりも効率を高くすることができる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】この発明の実施の形態１による無停電電源装置の構成を示す回路ブロック図である。
【図２】図１に示したコンバータおよびインバータの構成を示す回路図である。
【図３】図１に示した双方向チョッパの構成を示す回路図である。
【図４】図１に示した無停電電電源装置の出力電圧の波形を示すタイムチャートである。
【図５】図１に示した無停電電源装置の定格容量に対する負荷容量の割合と無停電電源装置の効率と出力電圧の歪率との関係を示す図である。
【図６】図２に示したスイッチング素子の構成を例示する回路図である。
【図７】図６に示したＩＧＢＴで発生する損失を示すタイムチャートである。
【図８】この発明の実施の形態２による無停電電源装置の原理を説明するための図である。
【図９】実施の形態２の無停電電源装置に含まれる制御装置の波形歪発生モード時の動作を示すフローチャートである。
【図１０】実施の形態２の変更例を示すフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
[実施の形態１]
図１は、この発明の実施の形態１による無停電電源装置１の構成を示す回路ブロック図である。この無停電電源装置１は、商用交流電源２１からの三相交流電力を直流電力に一旦変換し、その直流電力を三相交流電力に変換して負荷２４に供給するものであるが、図面および説明の簡単化のため、図１では一相分の回路のみが示されている。
【００１０】
図１において、この無停電電源装置１は、交流入力端子Ｔ１、バイパス入力端子Ｔ２、バッテリ端子Ｔ３、および交流出力端子Ｔ４を備える。交流入力端子Ｔ１は、商用交流電源２１から商用周波数の交流電力を受ける。バイパス入力端子Ｔ２は、バイパス交流電源２２から商用周波数の交流電力を受ける。バイパス交流電源２２は、商用交流電源であってもよいし、発電機であってもよい。
【００１１】
バッテリ端子Ｔ３は、バッテリ（電力蓄積装置）２３に接続される。バッテリ２３は、直流電力を蓄える。バッテリ２３の代わりにコンデンサが接続されていても構わない。交流出力端子Ｔ４は、負荷２４に接続される。負荷２４は、交流電力によって駆動される。波形歪の無い正弦波状で定格電圧の交流電圧によって負荷２４を駆動させることが好ましいが、負荷２４にとって許容される範囲内であれば波形歪を有し、かつ負荷２４にとって許容される入力電圧範囲内の交流電圧によって負荷２４を駆動させることも可能である。
【００１２】
この無停電電源装置１は、さらに、電磁接触器２，８，１３，１６、保護用ヒューズ３，６、交流リアクトル４，１１、コンバータ５、双方向チョッパ７、平滑用電解コンデンサ９、インバータ１０、コンデンサ１２、電流検出器１４、半導体スイッチ１５、操作部１７、および制御装置１８を備える。
【００１３】
電磁接触器２、保護用ヒューズ３、および交流リアクトル４は、交流入力端子Ｔ１とコンバータ５の入力ノードとの間に直列接続される。電磁接触器２は、無停電電源装置１の使用時はオンされ、たとえば無停電電源装置１のメンテナンス時にオフされる。電磁接触器２と保護用ヒューズ３の間のノードＮ１に現れる交流入力電圧ＶＩの瞬時値は、制御装置１８によって検出される。交流入力電圧ＶＩの検出値に基づいて、停電の発生の有無などが判別される。
【００１４】
保護用ヒューズ３は、過電流が流れた場合にブローされ、無停電電源装置１などを保護する。交流リアクトル４は、低域通過フィルタを構成し、商用交流電源２１からコンバータ５に商用周波数の交流電力を通過させ、コンバータ５で発生するスイッチング周波数の信号が商用交流電源２１に通過することを防止する。
【００１５】
コンバータ５は、順変換器であって制御装置１８によって制御され、商用交流電源２１から交流電力が供給されている通常時は、交流電力を直流電力に変換して電源ノードＮ２に出力する。商用交流電源２１からの交流電力の供給が停止された停電時は、コンバータ５の運転は停止される。コンバータ５の出力電圧は、所望の値に制御可能になっている。平滑用電解コンデンサ９は、電源ノードＮ２に接続され、電源ノードＮ２の電圧を平滑化させる。電源ノードＮ２に現れる直流電圧ＶＤＣの瞬時値は、制御装置１８によって検出される。
【００１６】
保護用ヒューズ６は、電源ノードＮ２と双方向チョッパ７の高電圧側ノードとの間に接続され、過電流が流れた場合にブローされ、無停電電源装置１、バッテリ２３などを保護する。双方向チョッパ７の低電圧側ノードは電磁接触器８を介してバッテリ端子Ｔ３に接続される。電磁接触器８は、無停電電源装置１の使用時はオンされ、たとえば無停電電源装置１およびバッテリ２３のメンテナンス時にオフされる。バッテリ端子Ｔ３に現れるバッテリ２３の端子間電圧ＶＢの瞬時値は、制御装置１８によって検出される。
【００１７】
双方向チョッパ７は、直流昇降圧回路であって制御装置１８によって制御され、商用交流電源２１から交流電力が供給されている通常時は、コンバータ５によって生成された直流電力をバッテリ２３に蓄え、商用交流電源２１からの交流電力の供給が停止された停電時は、バッテリ２３の直流電力を電源ノードＮ２を介してインバータ１０に供給する。
【００１８】
双方向チョッパ７は、直流電力をバッテリ２３に蓄える場合は、電源ノードＮ２の直流電圧ＶＤＣを所定値の直流電圧に降圧してバッテリ２３に与える。また、双方向チョッパ７は、バッテリ２３の直流電力をインバータ１０に供給する場合は、バッテリ２３の端子間電圧ＶＢを所望の直流電圧に昇圧して電源ノードＮ２に出力する。電源ノードＮ２は、インバータ１０の入力ノードに接続されている。
【００１９】
インバータ１０は、逆変換器であって制御装置１８によって制御され、コンバータ５または双方向チョッパ７から電源ノードＮ２を介して供給される直流電力を商用周波数の交流電力に変換して出力ノード１０ａに出力する。すなわちインバータ１０は、通常時はコンバータ５から電源ノードＮ２を介して供給される直流電力を交流電力に変換し、停電時はバッテリ２３から双方向チョッパ７を介して供給される直流電力を交流電力に変換する。インバータ１０の出力電圧は所望の値に制御可能になっている。
【００２０】
インバータ１０の出力ノード１０ａは交流リアクトル１１を介して電磁接触器１３の一方端子に接続され、電磁接触器１３の他方端子（ノードＮ３）は交流出力端子Ｔ４に接続される。コンデンサ１２は、電磁接触器１３の一方端子に接続される。交流リアクトル１１およびコンデンサ１２は、低域通過フィルタを構成し、インバータ１０で生成された商用周波数の交流電力を交流出力端子Ｔ４に通過させ、インバータ１０で発生するスイッチング周波数の信号が交流出力端子Ｔ４に通過することを防止する。
【００２１】
電磁接触器１３は、制御装置１８によって制御され、インバータ１０によって生成された交流電力を負荷２４に供給するインバータ給電モード時にはオンされ、バイパス交流電源２２からの交流電力を負荷２４に供給するバイパス給電モード時にはオフされる。
【００２２】
ノードＮ３に現れる交流出力電圧ＶＯの瞬時値は、制御装置１８によって検出される。電流検出器１４は、ノードＮ３と交流出力端子Ｔ４の間に流れる負荷電流ＩＯを検出し、その検出値を示す信号を制御装置１８に与える。
【００２３】
半導体スイッチ１５は、サイリスタを含み、バイパス入力端子Ｔ２とノードＮ３の間に接続される。電磁接触器１６は、半導体スイッチ１５に並列接続される。半導体スイッチ１５は、制御装置１８によって制御され、通常はオフし、インバータ１０が故障した場合に瞬時にオンし、バイパス交流電源２２からの交流電力を負荷２４に供給する。半導体スイッチ１５は、オンしてから所定時間経過後にオフする。
【００２４】
電磁接触器１６は、インバータ１０によって生成された交流電力を負荷２４に供給するインバータ給電モード時にはオフされ、バイパス交流電源２２からの交流電力を負荷２４に供給するバイパス給電モード時にはオンされる。また電磁接触器１６は、インバータ１０が故障した場合にオンし、バイパス交流電源２２からの交流電力を負荷２４に供給する。つまり、インバータ１０が故障した場合は、半導体スイッチ１５が瞬時に所定時間だけオンするとともに電磁接触器１６がオンする。これは、半導体スイッチ１５が過熱されて破損するのを防止するためである。
【００２５】
操作部１７は、無停電電源装置１の使用者によって操作される複数のボタン、種々の情報を表示する画像表示部などを含む。使用者が操作部１７を操作することにより、無停電電源装置１の電源をオン／オフしたり、バイパス給電モード、インバータ給電モード、後述の正弦波出力モード（第１のモード）、後述の波形歪発生モード（第２のモード）などのうちのいずれかのモードを選択したり、種々のパラメータを制御装置１８に記憶させることが可能となっている。
【００２６】
制御装置１８は、操作部１７からの信号に基づいて動作し、交流入力電圧ＶＩ、直流電圧ＶＤＣ、バッテリ電圧ＶＢ、交流出力電圧ＶＯ、および負荷電流ＩＯの瞬時値を検出し、それらの検出値に基づいて無停電電源装置１全体を制御する。すなわち、制御装置１８は、交流入力電圧ＶＩの検出値に基づいて停電が発生したか否かを検出し、交流入力電圧ＶＩの位相に同期してコンバータ５およびインバータ１０を制御する。
【００２７】
さらに制御装置１８は、直流電圧ＶＤＣが所望の目標直流電圧ＶＤＣＴになるようにコンバータ５を制御し、バッテリ電圧ＶＢが所望の目標バッテリ電圧ＶＢＴになるように双方向チョッパ７を制御する。さらに制御装置１８は、操作部１７を用いて正弦波出力モードが選択された場合は、出力電圧ＶＯが正弦波状に変化し、かつ定格電圧になるようにインバータ１０を制御する。さらに制御装置１８は、操作部１７を用いて波形歪発生モードが選択された場合は、出力電圧ＶＯに波形歪を発生させる。
【００２８】
図２は、コンバータ５およびインバータ１０の構成を示す回路図である。図２において、コンバータ５は入力ノード５ａ〜５ｃおよびスイッチング素子３１〜３６を含み、インバータ１０はスイッチング素子４１〜４６および出力ノード１０ａ〜１０ｃを含む。
【００２９】
コンバータ５の入力ノード５ａ〜５ｃは、商用交流電源２１からの三相交流電圧をそれぞれ受ける。スイッチング素子３１〜３３の一方電極は直流正母線Ｌ１に接続され、それらの他方電極はそれぞれ入力ノード５ａ〜５ｃに接続される。スイッチング素子３４〜３６の一方電極はそれぞれ入力ノード５ａ〜５ｃに接続され、それらの他方電極は直流負母線Ｌ２に接続される。平滑用電解コンデンサ９は、直流正母線Ｌ１と直流負母線Ｌ２の間に接続され、母線Ｌ１，Ｌ２間の直流電圧ＶＤＣを平滑化させる。
【００３０】
インバータ１０のスイッチング素子４１〜４３の一方電極は直流正母線Ｌ１に接続され、それらの他方電極はそれぞれ出力ノード１０ａ〜１０ｃに接続される。スイッチング素子４４〜４６の一方電極はそれぞれ出力ノード１０ａ〜１０ｃに接続され、それらの他方電極は直流負母線Ｌ２に接続される。なお、スイッチング素子３１〜３６，４１〜４６の各々にはダイオードが逆並列に接続されているが、図面および説明の簡単化のためダイオードの図示は省略されている。
【００３１】
スイッチング素子３１〜３６，４１〜４６の各々は、制御装置１８によって制御され、商用交流電源２１からの三相交流電圧ＶＩに同期して所定のタイミングでオン／オフされる。スイッチング素子３１〜３３は三相交流電圧ＶＩに同期してオン／オフされ、スイッチング素子３１〜３３がオン／オフされたときにそれぞれスイッチング素子３４〜３６がオフ／オンされる。スイッチング素子４１〜４３は三相交流電圧ＶＩに同期してオン／オフされ、スイッチング素子４１〜４３がオン／オフされたときにそれぞれスイッチング素子４４〜４６がオフ／オンされる。
【００３２】
商用交流電源２１からの三相交流電圧ＶＩとスイッチング素子３１〜３６をオン／オフさせるタイミングとの位相差を調整することにより、直流電圧ＶＤＣを所望の電圧に調整することが可能となっている。また、スイッチング素子４１〜４６の各々をオンさせる時間を調整することにより出力電圧ＶＯを所望の電圧に調整することが可能となっている。
【００３３】
図３は、双方向チョッパ７の構成を示す回路図である。図３において、双方向チョッパ７は、スイッチング素子５１，５２、ダイオード５３〜５５、およびリアクトル５６を含む。スイッチング素子５１，５２は、平滑用電解コンデンサ９の正極および負極間に直列接続される。ダイオード５３，５４は、それぞれスイッチング素子５１，５２に逆並列に接続される。リアクトル５６は、スイッチング素子５１，５２間のノードとバッテリ２３の正極との間に接続され、バッテリ２３の負極は平滑用電解コンデンサ９の負極に接続される。ダイオード５５のアノードおよびカソードはそれぞれバッテリ２３の負極および正極に接続される。
【００３４】
バッテリ２３を充電する場合は、スイッチング素子５１が所定の周期でオン／オフされ、スイッチング素子５２はオフされる。スイッチング素子５１がオンされると、平滑用電解コンデンサ９からスイッチング素子５１およびリアクトル５６を介してバッテリ２３に電流が流れ、バッテリ２３が充電されるとともにリアクトル５６に電磁エネルギーが蓄えられる。
【００３５】
スイッチング素子５２がオフされると、リアクトル５６、バッテリ２３、およびダイオード５４の経路で電流が流れ、バッテリ２３が充電される。バッテリ２３の電圧ＶＢは平滑用電解コンデンサ９の電圧ＶＤＣよりも低くなる。各周期におけるスイッチング素子５１のオン時間とオフ時間の比を調整することにより、バッテリ電圧ＶＢを調整することが可能となっている。
【００３６】
バッテリ２３を放電させる場合は、スイッチング素子５２が所定の周期でオン／オフされ、スイッチング素子５１はオフされる。スイッチング素子５２がオンされると、バッテリ２３、リアクトル５６、およびスイッチング素子５２の経路で電流が流れ、リアクトル５６に電磁エネルギーが蓄えられる。
【００３７】
スイッチング素子５２がオフされると、バッテリ２３からリアクトル５６およびダイオード５３を介して平滑用電解コンデンサ９に電流が流れ、平滑用電解コンデンサ９が充電される。平滑用電解コンデンサ９の電圧ＶＤＣは、リアクトル５６に発生する電圧分だけバッテリ２３の電圧ＶＢよりも高くなる。各周期におけるスイッチング素子５２のオン時間とオフ時間の比を調整することにより、直流電圧ＶＤＣを調整することが可能となっている。
【００３８】
図４（ａ）（ｂ）は出力電圧ＶＯの波形を示すタイムチャートである。図４（ａ）は正弦波出力モード時の出力電圧ＶＯの波形を示し、図４（ｂ）は波形歪発生モード時の出力電圧ＶＯの波形を示している。図４（ａ）に示すように、正弦波出力モードが選択された場合、制御装置１８は、直流電圧ＶＤＣが所定値２×Ｖ１になるようにコンバータ５または双方向チョッパ７を制御するとともに、振幅がＶ１よりも小さな所定値Ａ１の正弦波状の交流電圧ＶＯを出力するようにインバータ１０を制御する。このモードでは、直流電圧Ｖ１が交流電圧ＶＯの振幅Ａ１よりも大きいので、出力電圧ＶＯは歪の無い正弦波となる。出力電圧ＶＯは、一定の定格電圧に維持される。
【００３９】
図４（ｂ）に示すように、波形歪発生モードが選択された場合、制御装置１８は、直流電圧ＶＤＣが２Ｖ１よりも小さな所定値２×Ｖ２になるようにコンバータ５または双方向チョッパ７を制御するとともに、振幅がＶ２よりも大きな所定値Ａ２の正弦波状の交流電圧ＶＯを出力するようにインバータ１０を制御する。このモードでは、直流電圧Ｖ２が交流電圧ＶＯの振幅Ａ２よりも小さいので、出力電圧ＶＯは−Ｖ２〜＋Ｖ２の範囲内に制限され、出力電圧ＶＯの波形は正弦波状ではなく台形波状になる。このような波形の電圧ＶＯは基本波と高調波に分解され、電圧ＶＯの歪率は、たとえば基本波の実効値に対する高調波成分の実効値の比率で表される。振幅Ａ２と直流電圧Ｖ２の比あるいは差を調整することにより、出力電圧ＶＯの歪率を調整することができる。
【００４０】
図５は、無停電電源装置１の定格容量ＰＲに対する負荷容量ＰＬの割合ＰＬ／ＰＲ（％）と、無停電電源装置１の効率η（％）と、出力電圧ＶＯの歪率ＶＤ（％）との関係を示す図である。効率ηは、商用交流電源２１から供給される交流電力ＰＩに対する負荷２４に供給される交流電力ＰＯの割合ＰＯ／ＰＩ（％）である。正弦波出力モードを選択して出力電圧ＶＯの歪率ＶＤを０％に設定した場合、ＰＬ／ＰＲを２０，４０，６０，８０，１００％に設定すると効率ηはそれぞれ９４．５，９６．４，９６．８，９６．９，９６．８％となった。
【００４１】
これに対して波形歪発生モードを選択して出力電圧ＶＯの歪率ＶＤを２％に設定した場合、ＰＬ／ＰＲを２０，４０，６０，８０，１００％に設定すると効率ηはそれぞれ９４．４，９６．５，９７．０，９７．１，９７．１％となった。したがって、ＰＬ／ＰＲが４０〜１００％である通常の使用範囲では、正弦波出力モード時における効率ηよりも、波形歪発生モード時における効率ηの方が高くなった。これは、正弦波出力モード時の直流電圧Ｖ１よりも波形歪発生モード時の直流電圧Ｖ２の方が低いため、コンバータ５、インバータ１０などで発生する損失が正弦波出力モード時よりも波形歪発生モード時の方が小さくなるからである。
【００４２】
すなわち、コンバータ５およびインバータ１０に含まれるスイッチング素子３１〜３６，４１〜４６の各々は、図６（ａ）（ｂ）に示すように、ＩＧＢＴ６０（Insulated  Gate  Bipolar  Transistor：絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）、ＮＰＮバイポーラトランジスタ６２などで構成される。ＩＧＢＴ６０やトランジスタ６２にはダイオード６１が逆並列に接続される。
【００４３】
図７（ａ）（ｂ）は、ＩＧＢＴ６０のオン／オフ動作を示すタイムチャートである。図７（ａ）はＩＧＢＴ６０のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖおよびエミッタ電流Ｉを示し、図７（ｂ）はＩＧＢＴ５０で発生する損失を示している。
【００４４】
図７（ａ）（ｂ）に示すように、ＩＧＢＴ６０をオフさせている期間にはＩＧＢＴ６０の抵抗値は十分に高くなり、電流Ｉは０ＡになるのでＩＧＢＴ６０で損失は発生しない。しかし、ＩＧＢＴ６０をオンさせている期間には、ＩＧＢＴ６０に大きな電流Ｉが流れるとともにＩＧＢＴ６０の抵抗値は０Ωにならないので、ＩＧＢＴ６０で導通損失が発生する。
【００４５】
また、ＩＧＢＴ６０をオフ状態からオン状態に切り替えたり、オフ状態からオン状態に切り替えるとき、電圧Ｖおよび電流Ｉが変化するのにある程度の時間が掛かるので、スイッチング損失Ｖ×Ｉが発生する。直流電圧ＶＤＣを低下させてＩＧＢＴ６０のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖを低下させれば、スイッチング損失Ｖ×Ｉを小さくすることができる。コンバータ５およびインバータ１０では、ＩＧＢＴ６０をオン／オフさせる頻度が高いので、スイッチング損失を低減させる効果は大きい。
【００４６】
そこで、本実施の形態１では、波形歪の有る交流電圧ＶＯによって負荷２４を駆動させることが可能である場合は、波形歪発生モードを選択し、負荷２４にとって許容範囲内の波形歪を有する交流電圧ＶＯを負荷２４に印加し、無停電電源装置１の効率ηを高める。波形歪の無い交流電圧ＶＯによって負荷２４を駆動させる必要がある場合は、正弦波出力モードを選択し、波形歪の無い正弦波状の交流電圧ＶＯを負荷２４に印加する。
【００４７】
次に、この無停電電源装置１の動作について説明する。商用交流電源２１から交流電力が供給されている通常時では、電磁接触器２，８，１３がオンされ、半導体スイッチ１５および電磁接触器１６がオフされている。商用交流電源２１から供給される交流電力は、コンバータ５によって直流電力に変換される。コンバータ５によって生成された直流電力は、双方向チョッパ７によってバッテリ２３に蓄えられるとともに、インバータ１０によって交流電力に変換されて負荷２４に供給される。
【００４８】
通常時において正弦波出力モードが選択されている場合、図４（ａ）で示したように、コンバータ５によって直流電圧２×Ｖ１が生成され、インバータ１０によって正弦波状の交流電圧ＶＯが生成される。通常時において波形歪発生モードが選択されている場合、図４（ｂ）で示したように、コンバータ５によって直流電圧２×Ｖ２が生成され、インバータ１０によって台形波状の交流電圧ＶＯが生成され、無停電電源装置１の効率ηが高められる。
【００４９】
商用交流電源２１からの交流電力の供給が停止された停電時は、コンバータ５の運転が停止され、バッテリ２３の直流電力が双方向チョッパ７によってインバータ１０に供給される。インバータ１０は、バッテリ２３から双方向チョッパ７を介して供給される直流電力を交流電力に変換して負荷２４に供給する。したがって、停電が発生した場合でも、バッテリ２３に直流電力が蓄えられている期間は、負荷２４の運転を継続することができる。
【００５０】
停電時において正弦波出力モードが選択されている場合、図４（ａ）で示したように、双方向チョッパ７によって直流電圧２×Ｖ１が生成され、インバータ１０によって正弦波状の交流電圧ＶＯが生成される。停電時において波形歪発生モードが選択されている場合、図４（ｂ）で示したように、双方向チョッパ７によって直流電圧２×Ｖ２が生成され、インバータ１０によって台形波状の交流電圧ＶＯが生成され、無停電電源装置１の効率ηが高められる。
【００５１】
通常時においてインバータ１０が故障した場合は、半導体スイッチ１５が瞬時にオンし、バイパス交流電源２２から半導体スイッチ１５を介して負荷２４に交流電力が供給される。次いで電磁接触器１６がオンするとともに電磁接触器１３がオフし、半導体スイッチ１５がオフする。これにより、バイパス交流電源２２から電磁接触器１６を介して負荷２４に交流電力が供給される。
【００５２】
以上のように、この実施の形態１では、波形歪の無い交流電圧ＶＯと波形歪の有る交流電圧ＶＯとのうちの選択された交流電圧ＶＯを負荷２４に与えるので、波形歪の無い交流電圧ＶＯしか負荷２４に与えることができなかった従来よりも無停電電源装置１の効率ηを高くすることができる。
【００５３】
なお、この実施の形態１では、直流電圧ＶＤＣを下げてインバータ１０の出力電圧ＶＯに波形歪を発生させたが、さらに、インバータ１０のスイッチング素子４１〜４６をオン／オフさせるスイッチング周波数を小さくしてインバータ１０の出力電圧ＶＯに波形歪を発生させても構わない。この場合は、インバータ１０のスイッチング素子４１〜４６をオン／オフさせる回数を減らすので、スイッチング素子４１〜４６におけるスイッチング損失を減らすことができ、無停電電源装置１の効率ηをさらに上げることができる。
【００５４】
[実施の形態２]
実施の形態１では、波形歪発生モードが選択された場合、負荷２４にとって許容範囲内の波形歪を有する交流電圧ＶＯを負荷２４に印加して、無停電電源装置１の効率ηを高めた。この実施の形態２では、波形歪発生モードが選択された場合、さらに、無停電電源装置１の効率ηが良くなるように出力電圧ＶＯのレベルを制御する。
【００５５】
図８は、無停電電源装置１の定格容量ＰＲに対する負荷容量ＰＬの割合ＰＬ／ＰＲ（％）と無停電電源装置１の効率η（％）との関係を示す図である。効率ηは、商用交流電源２１から供給される交流電力ＰＩに対する負荷２４に供給される交流電力ＰＯの割合ＰＯ／ＰＩ（％）である。
【００５６】
図８に示すように、定格容量ＰＲに対する負荷容量ＰＬの割合ＰＬ／ＰＲ（％）が所定値α（図では約６５％）の場合に無停電電源装置１の効率ηは最大値ηmaxとなり、ＰＬ／ＰＲが所定値αよりも大きくなるに従って効率ηは徐々に低下し、ＰＬ／ＰＲが所定値αよりも小さくなるに従って効率ηは徐々に低下する。
【００５７】
効率ηがピーク値ηmaxを持つのは、負荷電流ＩＯが大きくなると交流リアクトル４，１１などの抵抗成分における消費電力が大きくなる一方、負荷電流ＩＯが小さくなると負荷電流ＩＯに対する制御装置１８の消費電流の割合が大きくなるからである。したがって、図８の横軸を無停電電源装置１の定格電流ＩＲに対する負荷電流ＩＯの割合ＩＯ／ＩＲ（％）で置き換えることができる。さらに定格電流ＩＲは一定であるので、図８の横軸を負荷電流ＩＯの値で置き換えることができ、αを負荷電流ＩＯの所定値ＩＯαで置き換えることができる。
【００５８】
したがって、負荷２４の消費電力が一定に維持される場合、ＰＬ／ＰＲが所定値αよりも小さいときは負荷２４の許容入力電圧範囲内で出力電圧ＶＯを低下させて負荷電流ＩＯをＩＯα以下の範囲内で増大させることにより、効率ηを高めることができる。
【００５９】
また、負荷２４の消費電力が一定に維持される場合、ＰＬ／ＰＲが所定値αよりも大きいときは負荷２４の許容入力電圧範囲内で出力電圧ＶＯを上昇させて負荷電流ＩＯをＩＯα以上の範囲内で減少させることにより、効率ηを高めることができる。
【００６０】
波形歪発生モード時における出力電圧ＶＯの制御は、たとえば、図４（ｂ）で示した振幅Ａ２と直流電圧Ｖ２の比を一定に維持しながら、振幅Ａ２および直流電圧Ｖ２の値を制御することにより行なう。
【００６１】
図９は、波形歪発生モード時における制御装置１８の動作を示すフローチャートである。無停電電源装置１の使用者が操作部１７を操作することにより正弦波出力モードから波形歪発生モードに切り換えたものとする。これに応じて制御装置１８は、ステップＳ１においてコンバータ５（または双方向チョッパ７）およびインバータ１０を制御し、負荷２４にとって許容範囲内の波形歪を交流電圧ＶＯに発生させる。
【００６２】
次に制御装置１８は、ステップＳ２において出力電圧ＶＯと負荷電流ＩＯを検出し、ステップＳ３においてＶＯ，ＩＯの検出値に基づいて負荷容量ＰＬを演算し、ステップＳ４においてＰＬ／ＰＲを演算する。次いで制御装置１８は、ステップＳ５においてＰＬ／ＰＲが所定値αよりも小さいか否かを判別し、ＰＬ／ＰＲ＜αである場合はステップＳ６に進み、ＰＬ／ＰＲ＞αである場合はステップＳ７に進む。
【００６３】
制御装置１８は、ステップＳ６において、負荷２４の許容入力電圧範囲内で出力電圧ＶＯを低下させて負荷電流ＩＯをＩＯα以下の範囲内で増大させる。また制御装置１８は、ステップＳ７において、負荷２４の許容入力電圧範囲内で出力電圧ＶＯを上昇させて負荷電流ＩＯをＩＯα以上の範囲内で減少させる。制御装置１８は、ステップＳ８で出力電圧ＶＯを固定し、負荷２４の運転を継続する。
【００６４】
なお、定格容量ＰＲ、所定値α、ＩＯα、負荷２４にとっての波形歪の許容範囲、負荷２４の許容入力電圧範囲は、予め制御装置１８に記憶されているものとする。
【００６５】
たとえば、ＰＬ／ＰＲと効率ηの関係が図８で示される場合、ＰＬ／ＰＲが４５％であるときに出力電圧ＶＯを１０％下げて負荷電流ＩＯを１０％上げると、ＰＬ／ＰＲを５５％に高めることができ、効率ηを高めることができる。他の構成および動作は実施の形態１と同じであるので、その説明は繰り返さない。
【００６６】
以上のように、この実施の形態２では、波形歪発生モード時において、無停電電源装置１の効率ηが上昇するように負荷２４の許容入力電圧範囲内で無停電電源装置１の出力電圧ＶＯを制御する。したがって、出力電圧ＶＯを一定の定格電圧に固定する場合よりも無停電電源装置１の効率ηを高くすることができる。
【００６７】
さらに、この実施の形態２では、出力電圧ＶＯを低下させる場合は、出力電圧ＶＯの歪率を維持するために直流電圧ＶＤＣも低下させるので（図４（ｂ）参照）、コンバータ５およびインバータ１０に含まれるスイッチング素子３１〜３６，４１〜４６の損失を低減させて効率ηをさらに上昇させることができる。
【００６８】
図１０は、実施の形態２の変更例を示すフローチャートであって、図９と対比される図である。図１０を参照して、この変更例が実施の形態２と異なる点は、ステップＳ８Ａ，Ｓ８Ｂが追加されている点である。制御装置１８は、ステップＳ１〜Ｓ７を実行した後、ステップＳ８Ａにおいて負荷電流ＩＯが一定値に安定しているか否かを判別する。制御装置１８は、負荷電流ＩＯが一定値に安定していると判別した場合は、ステップＳ８において出力電圧ＶＯを固定して負荷２４の運転を継続する。制御装置１８は、負荷電流ＩＯが一定値に安定していないと判別した場合は、ステップＳ８Ｂにおいて出力電圧ＶＯを定格電圧ＶＯＲに戻して負荷２４の運転を継続する。
【００６９】
この変更例では、実施の形態２と同じ効果が得られる他、出力電圧ＶＯを増減させた場合に負荷電流ＩＯが不安定になったときは、出力電圧ＶＯを定格電圧ＶＯＲに戻して負荷電流ＩＯを安定させることができる。
【００７０】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明でなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【００７１】
１  無停電電源装置、Ｔ１  交流入力端子、Ｔ２  バイパス入力端子、Ｔ３  バッテリ端子、Ｔ４  交流出力端子、２，８，１３，１６  電磁接触器、３，６  保護用ヒューズ、４，１１  交流リアクトル、５  コンバータ、７  双方向チョッパ、９  平滑用電解コンデンサ、１０  インバータ、１２  コンデンサ、１４  電流検出器、１５  半導体スイッチ、１７  操作部、１８  制御装置、２１  商用交流電源、２２  バイパス交流電源、２３  バッテリ、２４  負荷、３１〜３６，４１〜４６，５１，５２  スイッチング素子、５３〜５５，６１  ダイオード、６０  ＩＧＢＴ、６２  ＮＰＮバイポーラトランジスタ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【国際調査報告】
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