(57)【要約】  本開示は、低コスト化および小型化を図ることができるようにする無線通信装置および動作方法に関する。所定数の入力信号それぞれに対して、後段の非線形回路における歪を補償する歪補償処理が施された所定数の歪補償信号がそれぞれ異なる周波数にアップコンバートされて合成された後に増幅されて出力される出力信号に基づいて、入力信号に対して施す歪補正処理の調整を行う調整部が、フィードバック部において出力信号に対するダウンコンバートが行われるのに伴って信号スペクトルが反転されるフィードバック信号の周波数成分について、その周波数成分に対応する入力信号との信号スペクトルの比較を行う際に、フィードバック信号および入力信号のいずれか一方の信号スペクトルを反転する処理を行う。本技術は、例えば、歪補償処理を備えた無線通信装置に適用できる。
2016129590.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定数の入力信号それぞれに対して、後段の非線形回路における歪を補償する歪補償処理を施す所定個数の歪補償処理部と、
前記歪補償処理部において前記入力信号に歪補償処理が施された前記所定数の歪補償信号がそれぞれ異なる周波数にアップコンバートされて合成された後に増幅されて出力される出力信号をフィードバック信号として、前記歪補償処理部が前記入力信号に対して施す歪補正処理の調整を行う調整部と、
前記所定数の異なる周波数成分からなる前記出力信号を、前記所定数より少ない数の中間周波数にダウンコンバートして、前記調整部にフィードバックするフィードバック部と
を備え、
前記所定個数の歪補償処理部の各々には、各自が歪補償処理を施す対象とする前記入力信号とともに、その入力信号以外の全ての前記入力信号が入力され、
前記歪補償処理部から出力される前記歪補償信号は、前記調整部に入力され、
前記調整部は、前記フィードバック部において前記出力信号に対するダウンコンバートが行われるのに伴って信号スペクトルが反転される前記フィードバック信号の周波数成分について、その周波数成分に対応する前記入力信号との信号スペクトルの比較を行う際に、前記フィードバック信号および前記入力信号のいずれか一方の信号スペクトルを反転する処理を行う
無線通信装置。
【請求項２】
前記フィードバック部は、前記所定数より少ない個数のダウンコンバート部を有して構成され、前記出力信号に含まれる所定の２つの周波数の中心の周波数に基づいて、前記出力信号を前記中間周波数にダウンコンバートする
請求項１に記載の無線通信装置。
【請求項３】
前記フィードバック部は、前記所定数より１つ少ない個数のダウンコンバート部を有して構成され、前記所定数の異なる周波数成分からなる前記出力信号を、１つの中間周波数にダウンコンバートする
請求項１に記載の無線通信装置。
【請求項４】
前記歪補償処理部は、前記所定数の周波数成分に対応した所定数の並列ディジタル信号処理を行う１チップの信号処理回路により構成される
請求項１乃至３のいずれかに記載の無線通信装置。
【請求項５】
前記フィードバック部から出力される前記中間周波数の信号をディジタル信号に変換して前記調整部に供給するディジタル変換部をさらに備え、
前記調整部は、前記歪補償処理部に対する処理をディジタル信号処理により行う信号処理回路により構成される
請求項１乃至４のいずれかに記載の無線通信装置。
【請求項６】
前記調整部は、前記歪補償処理部から供給される前記歪補償信号と、前記フィードバック部を介して供給される前記フィードバック信号との時間のズレを補正する時間調整部を有する
請求項１乃至５のいずれかに記載の無線通信装置。
【請求項７】
所定数の入力信号それぞれに対して、後段の非線形回路における歪を補償する歪補償処理を施す所定個数の歪補償処理部と、
前記歪補償処理部において前記入力信号に歪補償処理が施された前記所定数の歪補償信号がそれぞれ異なる周波数にアップコンバートされて合成された後に増幅されて出力される出力信号をフィードバック信号として、前記歪補償処理部が前記入力信号に対して施す歪補正処理の調整を行う調整部と、
前記所定数の異なる周波数成分からなる前記出力信号を、前記所定数より少ない数の中間周波数にダウンコンバートして、前記調整部にフィードバックするフィードバック部と
を備える無線通信装置の動作方法であって、
前記所定個数の歪補償処理部の各々には、各自が歪補償処理を施す対象とする前記入力信号とともに、その入力信号以外の全ての前記入力信号が入力され、
前記歪補償処理部から出力される前記歪補償信号は、前記調整部に入力され、
前記調整部が、前記フィードバック部において前記出力信号に対するダウンコンバートが行われるのに伴って信号スペクトルが反転される前記フィードバック信号の周波数成分について、その周波数成分に対応する前記入力信号との信号スペクトルの比較を行う際に、前記フィードバック信号および前記入力信号のいずれか一方の信号スペクトルを反転する処理を行う
動作方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本開示は、無線通信装置および動作方法に関し、特に、低コスト化および小型化を図ることができるようにした無線通信装置および動作方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、無線信号を発生する無線通信装置に対して、無線通信装置から送信される無線信号が隣接チャネルに妨害を与えることを回避するように、隣接帯域への輻射を厳しく制限する規定が電波法によって課せられている。【０００３】
しかしながら、一般的に、無線通信装置の送信回路に含まれるアップコンバータや増幅器などは非線形性を有しており、振幅が時間的に変化するように変調された無線信号を無線通信装置から送信すると、非線形性による相互変調（ＩＭ：intermodulation）ひずみが発生してしまう。そこで、相互変調ひずみの発生を十分低く抑制する非線形補償技術が重要となる。例えば、非線形補償技術として、非線形回路に入力される信号を、非線形回路の非線形入出力特性の逆特性となるように予めひずませておく、プリディストーション法が用いられている。【０００４】
図１は、従来のディジタルプリディストーション非線形補償型の送信回路の一構成例を示す図である。【０００５】
図１に示すように、従来の送信回路１１は、DPD（Digital Pre-Distorter）１２、DAC（Digital to Analog Converter）１３、アップコンバータ１４、局部発振器（local oscillator）１５、電力増幅器１６、カプラ１７、ダウンコンバータ１８、ADC（Analog to Digital Converter）１９、およびパラメータ調整部２０を備えて構成される。【０００６】
送信回路１１に入力される入力信号ｘは、電力増幅器１６の非線形性を補償するように予め歪ませるディジタル信号処理がDPD１２により施され、歪補償信号ｖとしてDPD１２から出力される。歪補償信号ｖは、DAC１３によりアナログ変換され、アップコンバータ１４により局部発振器１５の局部発振周波数ｆLと混合されて無線周波数ｆにアップコンバートされ、電力増幅器１６において電力増幅される。このとき、電力増幅器１６の非線形性によって、DPD１２により施された歪補償信号ｖの歪が元に戻り、入力信号ｘと同様の波形の出力信号が電力増幅器１６から出力される。また、この出力信号はカプラ１７により分岐され、ダウンコンバータ１８により局部発振器１５の局部発振周波数ｆLに基づいて中間周波数にダウンコンバートされる。その後、広帯域のADC１９によりディジタル変換された出力信号が、フィードバック信号ｙとしてパラメータ調整部２０に入力される。【０００７】
このように構成される送信回路１１では、高精度の非線形補償を行うためにディジタル信号処理が導入されており、DPD１２がルックアップテーブル型である場合、入力信号ｘの振幅に対する出力信号のベクトル振幅値が格納されたルックアップテーブルが用いられる。このルックアップテーブルのパラメータをパラメータ調整部２０が調整することで、送信回路１１における高精度の非線形補償が維持される。なお、DPD１２が演算型である場合には、演算回路の多項式を調整することで高精度の非線形補償が維持される。【０００８】
一方で近年、ブロードバンド携帯無線通信に対する需要の大幅な増加から、従来の周波数帯域のみでは帯域が不足する事態となっており、新たに帯域の追加が行なわれている。しかしながら一括して広い帯域を割り当てることが困難なため、複数の周波数帯域を同時に使用して等価的に帯域を広げて送受信を行う、キャリア・アグリゲーション技術の導入が検討・実施されている。キャリア・アグリゲーション技術によって飛び飛びの周波数帯域を同時に使用する場合、複数の異なる周波数帯域の送信機を並列運転することになるが、周波数帯域数が多い場合、周波数帯域毎に送信機を用意することによって製造コストが増大することが想定される。【０００９】
そこで、１台の広帯域の送信機で複数の周波数帯域を同時に増幅する方法が考えられるが、周波数帯域毎に非線形回路の入出力特性が異なることから、非線形補償については、周波数帯域毎に補償をする必要がある。【００１０】
図２は、２周波数帯域の同時送信および非線形補償が可能な従来の送信回路の一構成例を示す図である。【００１１】
図２に示すように、送信回路１１Ａは、２個のDPD１２−１および１２−２、２個のDAC１３−１および１３−２、２個のアップコンバータ１４−１および１４−２、２個の局部発振器１５−１および１５−２、電力増幅器１６、カプラ１７、２個のダウンコンバータ１８−１および１８−２、２個のADC１９−１および１９−２、パラメータ調整部２０、並びに、加算器２１を備えて構成される。【００１２】
送信回路１１Ａでは、２周波数に対応する中間周波数での入力信号ｘ1およびｘ2が、ディジタルプリディストーション回路であるDPD１２−１および１２−２の両方に入力される。DPD１２−１から出力される歪補償信号ｖ1は、DAC１３−１によりアナログ変換された後、アップコンバータ１４−１により局部発振器１５−１の局部発振周波数ｆL1と混合され、無線周波数ｆ1にアップコンバートされる。同様に、DPD１２−２から出力される歪補償信号ｖ2は、DAC１３−２によりアナログ変換された後、アップコンバータ１４−２により局部発振器１５−２の局部発振周波数ｆL2と混合され、無線周波数ｆ2にアップコンバートされる。【００１３】
このように、それぞれ異なる無線周波数ｆ1およびｆ2にアップコンバートされた歪補償信号ｖ1およびｖ2は加算器２１によって加算されて合成された後、非線形回路である電力増幅器１６において電力増幅される。このとき、電力増幅器１６の非線形性によって、歪補償信号ｖ1およびｖ2の歪が元に戻り、それぞれ入力信号ｘ1およびｘ2と同様の波形の出力信号が出力される。【００１４】
また、電力増幅器１６から出力される出力信号は、カプラ１７によって分岐され、ダウンコンバータ１８−１および１８−２に供給される。そして、出力信号は、ダウンコンバータ１８−１により局部発振器１５−１の局部発振周波数ｆL1に基づいて中間周波数にダウンコンバートされ、ADC１９−１によりディジタル変換されて、フィードバック信号ｙ1としてパラメータ調整部２０に入力される。同様に、出力信号は、ダウンコンバータ１８−２により局部発振器１５−２の局部発振周波数ｆL2に基づいて中間周波数にダウンコンバートされ、ADC１９−２によりディジタル変換されて、フィードバック信号ｙ2としてパラメータ調整部２０に入力される。従って、パラメータ調整部２０が、フィードバック信号ｙ1およびフィードバック信号ｙ2を用いて、DPD１２−１および１２−２がルックアップテーブル型である場合、それぞれのルックアップテーブルのパラメータを調整することで、送信回路１１Ａにおいて高精度の非線形補償が維持される。なお、DPD１２−１および１２−２が演算型である場合には、演算回路の多項式を調整することで高精度の非線形補償が維持される。【００１５】
このように、従来、２周波数に対応する送信回路１１Ａは、出力信号をフィードバックするための二組のフィードバック回路（ダウンコンバータ１８−１および１８−２並びにADC１９−１および１９−２）を備える必要があった。例えば、特許文献１に開示されているディジタルプリディストータも、送信回路１１Ａと同様に、２個のADCを備えて構成されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１６】
【特許文献１】特開２０１４−１５８２３０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
ところで、図２の送信回路１１Ａと同様の構成方法で、さらに多数の周波数帯域に対応する場合、それらの周波数帯域に比例した複数組のフィードバック回路を備える必要があった。このため、対応する周波数帯域の増加に伴って、送信回路の製造コストが上昇するとともに、送信回路が大型化することになっていた。【００１８】
本開示は、このような状況に鑑みてなされたものであり、低コスト化および小型化を図ることができるようにするものである。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
本開示の一側面の無線通信装置は、所定数の入力信号それぞれに対して、後段の非線形回路における歪を補償する歪補償処理を施す所定個数の歪補償処理部と、歪補償処理部において入力信号に歪補償処理が施された所定数の歪補償信号がそれぞれ異なる周波数にアップコンバートされて合成された後に増幅されて出力される出力信号をフィードバック信号として、歪補償処理部が入力信号に対して施す歪補正処理の調整を行う調整部と、所定数の異なる周波数成分からなる出力信号を、所定数より少ない数の中間周波数にダウンコンバートして、調整部にフィードバックするフィードバック部とを備え、所定個数の歪補償処理部の各々には、各自が歪補償処理を施す対象とする入力信号とともに、その入力信号以外の全ての入力信号が入力され、歪補償処理部から出力される歪補償信号は、調整部に入力され、調整部は、フィードバック部において出力信号に対するダウンコンバートが行われるのに伴って信号スペクトルが反転されるフィードバック信号の周波数成分について、その周波数成分に対応する入力信号との信号スペクトルの比較を行う際に、フィードバック信号および入力信号のいずれか一方の信号スペクトルを反転する処理を行う。【００２０】
本開示の一側面の動作方法は、所定数の入力信号それぞれに対して、後段の非線形回路における歪を補償する歪補償処理を施す所定個数の歪補償処理部と、歪補償処理部において入力信号に歪補償処理が施された所定数の歪補償信号がそれぞれ異なる周波数にアップコンバートされて合成された後に増幅されて出力される出力信号をフィードバック信号として、歪補償処理部が入力信号に対して施す歪補正処理の調整を行う調整部と、所定数の異なる周波数成分からなる出力信号を、所定数より少ない数の中間周波数にダウンコンバートして、調整部にフィードバックするフィードバック部とを備える無線通信装置の動作方法であって、所定個数の歪補償処理部の各々には、各自が歪補償処理を施す対象とする入力信号とともに、その入力信号以外の全ての入力信号が入力され、歪補償処理部から出力される歪補償信号は、調整部に入力され、調整部が、フィードバック部において出力信号に対するダウンコンバートが行われるのに伴って信号スペクトルが反転されるフィードバック信号の周波数成分について、その周波数成分に対応する入力信号との信号スペクトルの比較を行う際に、フィードバック信号および入力信号のいずれか一方の信号スペクトルを反転する処理を行う。【００２１】
本開示の一側面においては、所定個数の歪補償処理部の各々には、各自が歪補償処理を施す対象とする入力信号とともに、その入力信号以外の全ての入力信号が入力され、歪補償処理部から出力される歪補償信号は、調整部に入力される。そして、出力信号に対するダウンコンバートが行われるのに伴って信号スペクトルが反転されるフィードバック信号の周波数成分について、その周波数成分に対応する入力信号との信号スペクトルの比較を行う際に、フィードバック信号および入力信号のいずれか一方の信号スペクトルを反転する処理が行われる。
【発明の効果】
【００２２】
本開示の一側面によれば、低コスト化および小型化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】従来のディジタルプリディストーション非線形補償型の送信回路の一構成例を示す図である。
【図２】２周波数帯域の同時送信および非線形補償が可能な従来の送信回路の一構成例を示す図である。
【図３】本技術を適用した送信回路の第１の実施の形態の構成例を示すブロック図である。
【図４】パラメータ調整部の構成例を示すブロック図である。
【図５】送信回路のフィードバック回路での周波数の関係を示す図である。
【図６】送信回路の性能について説明する図である。
【図７】本技術を適用した送信回路の第２の実施の形態の構成例を示すブロック図である。
【図８】多段ダウンコンバータの構成例を示すブロック図である。
【図９】多段ダウンコンバータにおける周波数の関係を示す図である。
【図１０】相互変調ひずみについて説明する図である。
【図１１】２つの周波数帯域を同時に非線形補償する際の特性を説明する図である。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
以下、本技術を適用した具体的な実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。
【００２５】
図３は、本技術を適用した送信回路の第１の実施の形態の構成例を示すブロック図である。
【００２６】
図３において、送信回路３１は、２個のDPD３２−１および３２−２、２個のDAC３３−１および３３−２、２個のアップコンバータ３４−１および３４−２、２個の局部発振器３５−１および３５−２、加算器３６、電力増幅器３７、カプラ３８、ダウンコンバータ３９、局部発振器４０、ADC４１、並びに、パラメータ調整部４２を備えて構成される。
【００２７】
DPD３２−１は、送信回路３１に入力される入力信号ｘ1に対して、電力増幅器３７の非線形性に対して逆特性の非線形性となるようなディジタル信号処理を施すことにより、電力増幅器３７における歪を補償した歪補償信号ｖ1を生成して、DAC３３−１およびパラメータ調整部４２に供給する。また、DPD３２−２は、DPD３２−１と同様のディジタル信号処理を入力信号ｘ2に対して施し、歪補償信号ｖ2をDAC３３−２およびパラメータ調整部４２に供給する。
【００２８】
なお、異なる無線周波数の入力信号ｘ1およびｘ2が送信回路３１から送信される場合、図示するように、DPD３２−１および３２−２それぞれに、入力信号ｘ1およびｘ2の両方を入力することが必要になる。これは、電力増幅器３７が共通であることより、入力信号ｘ1およびｘ2によって混変調歪が発生するためである。従って、DPD３２−１は、入力信号ｘ1のみならず入力信号ｘ2の影響を受ける歪を補償した歪補償信号ｖ1を生成し、DPD３２−２は、入力信号ｘ2のみならず入力信号ｘ1の影響を受ける歪を補償した歪補償信号ｖ2を生成する。ここで、DPD３２−１および３２−２は、２個の並列ディジタル信号処理を行う１チップの信号処理回路（例えば、FPGA：Field Programmable Gate Array）により構成される。
【００２９】
DAC３３−１は、DPD３２−１から供給される歪補償信号ｖ1をアナログ変換して、アップコンバータ３４−１に供給する。同様に、DAC３３−２は、DPD３２−２から供給される歪補償信号ｖ2をアナログ変換して、アップコンバータ３４−２に供給する。
【００３０】
アップコンバータ３４−１は、DAC３３−１から供給されるアナログの歪補償信号ｖ1に、局部発振器３５−１から供給される局部発振周波数ｆL1の局部発振信号を乗算することにより、歪補償信号ｖ1を無線周波数ｆ1にアップコンバートして、無線周波数ｆ1の歪補償信号ｖ1を加算器３６に供給する。同様に、アップコンバータ３４−２は、歪補償信号ｖ2を無線周波数ｆ2にアップコンバートして、加算器３６に供給する。
【００３１】
局部発振器３５−１は、送信回路３１から出力される無線信号の周波数が無線周波数ｆ1となるような局部発振周波数ｆL1の局部発振信号を生成してアップコンバータ３４−１に供給する。同様に、局部発振器３５−２は、局部発振周波数ｆL2の局部発振信号を生成してアップコンバータ３４−２に供給する。
【００３２】
加算器３６は、アップコンバータ３４−１から供給される無線周波数ｆ1の歪補償信号ｖ1と、アップコンバータ３４−２から供給される無線周波数ｆ2の歪補償信号ｖ2とを加算することにより合成し、その合成された出力信号を電力増幅器３７に供給する。
【００３３】
電力増幅器３７は、加算器３６において合成された出力信号を電力増幅する。このとき、電力増幅器３７の非線形性によって、DPD３２−１および３２−２により施された歪補償信号ｖ1およびｖ2の歪が元に戻ることになる。これにより、無線周波数ｆ1を中心とした入力信号ｘ1と同様の波形と、無線周波数ｆ2を中心とした入力信号ｘ2と同様の波形とが合成された出力信号が、電力増幅器３７から出力される。
【００３４】
カプラ３８は、電力増幅器３７から出力される出力信号を送信回路３１の後段の回路（図示せず）に出力するとともに、その出力信号を分岐して、フィードバック信号ｙ（ｆ1，ｆ2）としてダウンコンバータ３９に供給する。
【００３５】
ダウンコンバータ３９は、電力増幅器３７からフィードバックされるフィードバック信号ｙ（ｆ1，ｆ2）を、局部発振器４０から供給される局部発振周波数ｆLOに基づいて、中間周波数ｆIFにダウンコンバートしたフィードバック信号ｙ（ｆIF）を生成してADC４１に供給する。
【００３６】
局部発振器４０は、局部発振周波数ｆLOの局部発振信号を生成してダウンコンバータ３９に供給する。このとき、局部発振器４０の局部発振周波数ｆLOは、無線周波数ｆ1と無線周波数ｆ2との中心｛ｆLO＝（ｆ1＋ｆ2）／２｝に設定される。例えば、無線周波数ｆ1が1.8GHzであり、無線周波数ｆ2が2.1GHzである場合、局部発振周波数ｆLOは、1.95GHz｛＝（1.8＋2.1）／２｝に設定される。これにより、フィードバック信号ｙ（ｆIF）は、無線周波数ｆ1および無線周波数ｆ2と局部発振周波数ｆLOとの差分（0.3GHz）の１／２となる中間周波数ｆIF、即ち、150MHz｛ｆIF＝（ｆ2−ｆ1）／２｝にダウンコンバートされる。
【００３７】
このように局部発振器４０の局部発振周波数ｆLOを設定することにより、無線周波数ｆ1およびｆ2を中心とした２つの周波数帯域のフィードバック信号ｙ（ｆ1，ｆ2）が、中間周波数ｆIFを中心とした同一の周波数帯域のフィードバック信号ｙ（ｆIF）に変換される。
【００３８】
ADC４１は、ダウンコンバータ３９から供給されるフィードバック信号ｙ（ｆIF）をディジタル変換して、パラメータ調整部４２に供給する。
【００３９】
パラメータ調整部４２は、フィードバック信号ｙ（ｆIF）を、DPD３２−１および３２−２のルックアップテーブルのパラメータを補正するための情報として使用する。即ち、パラメータ調整部４２は、フィードバック信号ｙ（ｆIF）に含まれる入力信号ｘ1に対応する周波数成分の信号スペクトルと、入力信号ｘ1の信号スペクトルとを比較し、それらが一致するように、DPD３２−１のルックアップテーブルのパラメータを補正する。ここで、パラメータ調整部４２は、後述するように、フィードバック信号ｙ（ｆIF）に含まれる入力信号ｘ1に対応する周波数成分の信号スペクトルが反転していることより、入力信号ｘ1の信号スペクトルを反転する処理を行って、比較を行う。
【００４０】
同様に、パラメータ調整部４２は、フィードバック信号ｙ（ｆIF）に含まれる入力信号ｘ2に対応する周波数成分の信号スペクトルと、入力信号ｘ2の信号スペクトルとが一致するように処理を行い、DPD３２−２のルックアップテーブルのパラメータを補正する。
【００４１】
このように、パラメータ調整部４２が、DPD３２−１および３２−２のルックアップテーブルのパラメータを補正することにより、電力増幅器３７における歪を補償することができる。なお、DPD３２−１および３２−２が演算型である場合には、パラメータ調整部４２は、演算回路の多項式を調整することにより、電力増幅器３７における歪を補償することができる。
【００４２】
そして、このように構成される送信回路３１は、図２を参照して説明した従来の送信回路１１Ａと比較してフィードバック回路が異なる構成となっており、ダウンコンバータ３９およびADC４１を一組だけ備えて構成されている。
【００４３】
つまり、送信回路３１のフィードバック回路では、局部発振器４０の局部発振周波数ｆLOを、無線周波数ｆ1と無線周波数ｆ2との中心に設定することで、フィードバック信号ｙ（ｆ1，ｆ2）を、中間周波数ｆIFを中心とした同一の周波数帯域のフィードバック信号ｙ（ｆIF）に変換することができる。これにより、送信回路３１は、ダウンコンバータ３９およびADC４１を一組だけ備える構成であっても、パラメータ調整部４２は、フィードバック信号ｙ（ｆIF）を用いたフィードバックを行うことができる。
【００４４】
次に、図４は、図３のパラメータ調整部４２の構成例を示すブロック図である。
【００４５】
図４に示すように、パラメータ調整部４２は、時間調整部５１、２つのＰＡ（Power Amplifier）モデル５２−１および５２−２、モデリング部５３、並びに、逆特性モデリング部５４を備えて構成される。
【００４６】
時間調整部５１には、DPD３２−１および３２−２から歪補償信号ｖ1およびｖ2が供給されるとともに、ダウンコンバータ３９からフィードバック信号ｙが供給され、フィードバック信号ｙに対する歪補償信号ｖ1およびｖ2の時間のズレを補正する。この時間のズレは、DPD３２−１および３２−２から出力された歪補償信号ｖ1およびｖ2が電力増幅器３７を経由してフィードバック信号ｙとしてパラメータ調整部４２に入力されるまでのフィードバック回路において発生し、無線周波数によって異なるものとなる。そして、時間調整部５１は、フィードバック信号ｙに対する時間ズレを補正した歪補償信号ｖ1およびｖ2を、モデリング部５３に供給する。
【００４７】
ＰＡモデル５２−１は、入力信号ｘ1に対する電力増幅器３７の入出力非線形特性を表すモデルであり、ＰＡモデル５２−２は、入力信号ｘ2に対する電力増幅器３７の入出力非線形特性を表すモデルである。ＰＡモデル５２−１および５２−２には、それぞれ入力信号ｘ1およびｘ2の両方が入力される。そして、ＰＡモデル５２−１および５２−２は、例えば、次の式（１）により表される。
【００４８】
【数１】
2016129590.tif 000003
【００４９】
ＰＡモデル５２−１は、式（１）のｙm1（ｎ）の多項式の係数の組{ａq,r,m}により決定され、これらの係数を係数ベクトルＡ1としてモデルパラメータとして用いる。同様に、ＰＡモデル５２−２は、式（１）のｙm2（ｎ）の多項式の係数の組{ｂq,r,m}により決定され、これらの係数を係数ベクトルＡ2としてモデルパラメータとして用いる。この結果、ＰＡモデル５２−１からの出力ｙm1とＰＡモデル５２−２からの出力ｙm2は、入力を入力信号ｘ1およびｘ2とする次の式（２）により表され、この値は、DPD３２−１および３２−２を設けない構成における電力増幅器３７の出力と考えることができる。
【００５０】
【数２】
2016129590.tif 000004
【００５１】
モデリング部５３は、フィードバック信号ｙと、時間調整部５１から供給される時間ズレを補正した歪補償信号ｖ1およびｖ2とを比較する。このとき、モデリング部５３は、フィードバック信号ｙから出力ｙ1および出力ｙ2を分離して、出力ｙ1をスペクトル反転したものを、その共役複素数で表した共役複素数出力ｙ*1とすると、フィードバック信号ｙは、次の式（３）で表される。なお、式（３）において、Ｘ1およびＸ2は、式（２）と等価であるが、入力を歪補償信号ｖ1およびｖ2とするベクトルである。
【００５２】
【数３】
2016129590.tif 000005
【００５３】
そして、モデリング部５３は、フィードバック信号ｙと、時間ズレを補正した歪補償信号ｖ1およびｖ2との間に、この式（３）の関係があることを利用して、係数ベクトルＡ1およびＡ2を最小二乗法によって推定する。これにより、モデリング部５３は、係数ベクトルＡ1およびＡ2を、ＰＡモデル５２−１および５２−２の係数を決定するために用いることができる。但し、出力ｙ1がスペクトル反転していることより、得られた係数ベクトルはＡの共役複素数Ａ*となるので、この複素共役をとることで係数ベクトルＡとする。なお、モデリング部５３は、次の式（４）および式（５）に従って、フィードバック信号ｙから出力ｙ1および出力ｙ2を分離することができる。
【００５４】
【数４】
2016129590.tif 000006
【数５】
2016129590.tif 000007
【００５５】
逆特性モデリング部５４は、モデリング部５３によりＰＡモデル５２−１および５２−２が求められると、上述の式（１）に示す多項式の逆多項式を求め、その逆多項式をDPD３２−１および３２−２の多項式とする。
【００５６】
このようにパラメータ調整部４２は構成されており、フィードバック信号ｙ（ｆIF）から入力信号ｘ1およびｘ2それぞれに対応する出力ｙ1および出力ｙ2を分離して、電力増幅器３７の逆特性となるようにDPD３２−１および３２−２を調整することができる。
【００５７】
図５には、送信回路３１のフィードバック回路での周波数の関係が示されている。
【００５８】
図５のＡには、ダウンコンバータ３９に入力されるフィードバック信号ｙ（ｆ1，ｆ2）の信号スペクトルが示されており、図５のＢには、ダウンコンバータ３９によりダウンコンバートされたフィードバック信号ｙ（ｆIF）の信号スペクトルが示されている。
【００５９】
図５のＡに示すように、フィードバック信号ｙ（ｆ1，ｆ2）は、無線周波数ｆ1および無線周波数ｆ2それぞれを中心とした信号スペクトルにより表される。上述したように、ダウンコンバータ３９は、無線周波数ｆ1および無線周波数ｆ2の中心の局部発振周波数ｆLO｛＝（ｆ1＋ｆ2）／２｝に基づいて、フィードバック信号ｙ（ｆ1，ｆ2）をダウンコンバートする。
【００６０】
これにより、図５のＢに示すように、無線周波数ｆ1および無線周波数ｆ2それぞれを中心とした信号スペクトルは、中間周波数ｆIF｛＝（ｆ2−ｆ1）／２｝を中心として重なるように表される。つまり、ダウンコンバータ３９が局部発振周波数ｆLOに基づいてダウンコンバートを行うと、局部発振周波数ｆLOより低い無線周波数ｆ1を中心とした信号スペクトルは折り返されることになる結果、２つの信号スペクトルが中間周波数ｆIFを中心として重なることになる。
【００６１】
ところで、このようなダウンコンバートが行われることで、局部発振周波数ｆLOより低い無線周波数ｆ1を中心とした信号スペクトルが反転することになる。このため、パラメータ調整部４２は、無線周波数ｆ1を中心とした信号スペクトル、即ち、入力信号ｘ1に対応する周波数成分の信号スペクトルを、直接的に、入力信号ｘ1と比較して誤差を求めることはできない。
【００６２】
そこで、パラメータ調整部４２は、入力信号ｘ1の信号スペクトルを反転する処理を行って、その反転後の入力信号ｘ1の信号スペクトルと、フィードバック信号ｙ（ｆIF）に含まれる入力信号ｘ1に対応する周波数成分の信号スペクトルとを比較する必要がある。もちろん、パラメータ調整部４２は、フィードバック信号ｙ（ｆIF）に含まれる入力信号ｘ1に対応する周波数成分の信号スペクトルを反転して、そのままの入力信号ｘ1の信号スペクトルと比較を行ってもよい。即ち、パラメータ調整部４２は、入力信号ｘ1について、いずれか一方の信号スペクトルを反転する処理を行えばよい。
【００６３】
なお、局部発振周波数ｆLOより高い無線周波数ｆ2を中心とした信号スペクトルは、そのまま反転されることなく中間周波数ｆIFに変換される。このため、パラメータ調整部４２が、フィードバック信号ｙ（ｆIF）と入力信号ｘ2と比較して誤差を求める際に、入力信号ｘ2の信号スペクトルを反転する処理を行う必要はない。
【００６４】
このように、２つの周波数に対応する送信回路３１において、ダウンコンバータ３９およびADC４１を一組だけ備える構成としても、従来とほぼ同様に、相互変調ひずみの発生を抑制することができる。
【００６５】
次に、図６を参照して、送信回路３１の性能について説明する。
【００６６】
図６は、送信回路３１が、周波数1.75GHzの信号と周波数2.75GHzの信号との２つの信号を送信した場合における、周波数の低い方の信号（1.75GHz）のスペクトルを示したものである。例えば、図６のＡには、DPDを有さない構成の送信装置から出力される出力信号の信号スペクトルが示されている。図６のＢには、図２に示したような送信回路１１Ａ、即ち、対応する周波数帯域に比例した複数組のフィードバック回路を備えた従来の構成における出力信号の信号スペクトルが示されている。図６のＣには、送信回路３１の構成における信号スペクトルが示されている。なお、周波数の高い方の信号（2.75GHz）についても、周波数の低い方の信号と同様の効果がみられるので、周波数の高い方の信号のスペクトルの図示は省略し、周波数の低い方の信号を参照して説明を行う。
【００６７】
図６のＡに示すように、DPDを有さない構成では、信号スペクトルの波形の幅が広がっており、出力信号に相互変調ひずみが発生していることが分かる。
【００６８】
これに対し、図６のＢおよび図６のＣに示すように、信号スペクトルの波形の幅の広がりが抑制されており、どちらの構成においても相互変調ひずみの発生が抑制されている。また、図６のＢおよび図６のＣの信号スペクトルは、ほぼ同様の波形となっており、送信回路３１は、従来の構成の送信回路１１Ａとほぼ同等の性能を備えていることが分かる。
【００６９】
即ち、一組のフィードバック回路（ダウンコンバータ３９およびADC４１）を備える構成の送信回路３１は、従来の構成送信回路１１Ａと比較しても、その性能が低下することはない。従って、送信回路３１は、フィードバック回路の構成を削減することによって、従来と同様に相互変調ひずみの発生を抑制する機能を、より低コストかつ小型に実現することができる。
【００７０】
次に、図７は、本技術を適用した送信回路の第２の実施の形態の構成例を示すブロック図である。
【００７１】
図７の送信回路３１Ａにおいて、図３の送信回路３１と共通する構成については同一の符号を付し、その詳細な説明は省略する。例えば、送信回路３１Ａは、加算器３６、電力増幅器３７、カプラ３８、および、ADC４１を備える点で、図３の送信回路３１と共通する構成となっている。
【００７２】
但し、送信回路３１Ａは、Ｎ個のDPD３２−１乃至３２−Ｎ、Ｎ個のDAC３３−１乃至３３−Ｎ、Ｎ個のアップコンバータ３４−１乃至３４−Ｎ、Ｎ個の局部発振器３５−１乃至３５−Ｎ、およびパラメータ調整部４２Ａを備えるとともに、図３のダウンコンバータ３９および局部発振器４０に替えて多段ダウンコンバータ４３を備える点で、図３の送信回路３１と異なる構成となっている。
【００７３】
つまり、送信回路３１Ａは、Ｎ周波数帯域の同時送信および非線形補償が可能となるように構成されており、Ｎ個のDPD３２−１乃至３２−Ｎ、Ｎ個のDAC３３−１乃至３３−Ｎ、Ｎ個のアップコンバータ３４−１乃至３４−Ｎ、およびＮ個の局部発振器３５−１乃至３５−Ｎによって、Ｎ系列の入力信号ｘ1乃至ｘNに対応している。ここで、DPD３２−１乃至３２−Ｎは、Ｎ個の並列ディジタル信号処理を行う１チップの信号処理回路により構成される。
【００７４】
そして、送信回路３１Ａでは、これらのＮ系列の出力信号が加算器３６により合成された後に電力増幅器３７に入力されて、電力増幅器３７から出力される出力信号がカプラ３８により分岐され、フィードバック信号ｙ（ｆ1，ｆ2，ｆ3，・・・ｆN）として多段ダウンコンバータ４３に入力される。
【００７５】
多段ダウンコンバータ４３は、フィードバック信号ｙ（ｆ1，ｆ2，ｆ3，・・・ｆN）に対して、後述の図８および図９を参照して説明するように複数段でダウンコンバートを行い、中間周波数ｆIFにダウンコンバートしたフィードバック信号ｙ(N)を生成してADC４１に供給する。また、パラメータ調整部４２Ａは、図３のパラメータ調整部４２と同様に、フィードバック信号ｙ（ｆ1，ｆ2，ｆ3，・・・ｆN）に基づいて、DPD３２−１乃至３２−Ｎのパラメータの補正、または、演算回路の多項式の調整を行う。例えば、パラメータ調整部４２Ａは、DPD３２−１乃至３２−Ｎに応じたＮ個のＰＡモデル５２（図４参照）を有している。
【００７６】
ここで、図８は、多段ダウンコンバータ４３の構成例を示すブロック図である。
【００７７】
図８に示すように、多段ダウンコンバータ４３は、Ｎ−１個のダウンコンバータ３９−１乃至３９−（Ｎ−１）が直列に接続され、ダウンコンバータ３９−１乃至３９−（Ｎ−１）それぞれに対してＮ−１個の局部発振器４０−１乃至４０−（Ｎ−１）が設けられている。
【００７８】
ダウンコンバータ３９−１は、局部発振器４０−１から供給される局部発振周波数ｆLO(1)に基づいて、フィードバック信号ｙ（ｆ1，ｆ2，ｆ3，・・・ｆN）をダウンコンバートしたフィードバック信号ｙ(1)を生成する。このとき、局部発振器４０−１の局部発振周波数ｆLO(1)は、無線周波数ｆ1と無線周波数ｆ2との中心｛ｆLO(1)＝（ｆ1＋ｆ2）／２｝に設定される。
【００７９】
同様に、ダウンコンバータ３９−２は、局部発振器４０−２から供給される局部発振周波数ｆLO(2)に基づいて、フィードバック信号ｙ(1)をダウンコンバートしたフィードバック信号ｙ(2)を生成する。このとき、局部発振器４０−２の局部発振周波数ｆLO(2)は、フィードバック信号ｙ(1)の中間周波数｛（ｆ2−ｆ1）／２｝と、無線周波数ｆ3をダウンコンバータ３９−１でダウンコンバートした周波数｛ｆ3−（ｆ1＋ｆ2）／２｝との中心｛ｆLO(2)＝（ｆ3−ｆ1）／２｝に設定される。
【００８０】
また同様に、ダウンコンバータ３９−３は、局部発振器４０−３から供給される局部発振周波数ｆLO(3)に基づいて、フィードバック信号ｙ(2)をダウンコンバートしたフィードバック信号ｙ(3)を生成する。このとき、局部発振器４０−３の局部発振周波数ｆLO(3)は、フィードバック信号ｙ(2)の中間周波数｛（ｆ3−ｆ2）／２｝と、無線周波数ｆ4をダウンコンバータ３９−１および３９−２でダウンコンバートした周波数｛ｆ4−（ｆ2＋ｆ3）／２｝との中心｛ｆLO(2)＝（ｆ4−ｆ2）／２｝に設定される。
【００８１】
以下、同様に、ダウンコンバータ３９−４乃至３９−（Ｎ−２）においてダウンコンバートが行われ、ダウンコンバータ３９−（Ｎ−１）は、局部発振器４０−（Ｎ−１）から供給される局部発振周波数ｆLO(N-1)に基づいて、フィードバック信号ｙ(N-1)をダウンコンバートしたフィードバック信号ｙ(N)を生成する。このとき、局部発振器４０−（Ｎ−１）の局部発振周波数ｆLO(N-1)は、フィードバック信号ｙ(N-2)の中間周波数｛（ｆN-1−ｆN-2）／２｝と、無線周波数ｆNをダウンコンバータ３９−１乃至３９−（Ｎ−２）でダウンコンバートした周波数｛ｆN−（ｆN-2＋ｆN-1）／２｝との中心｛ｆLO(N-1)＝（ｆN−ｆN-2）／２｝に設定される。
【００８２】
その結果、多段ダウンコンバータ４３からは、中間周波数ｆIF｛＝（ｆN−ｆN-1）／２｝のフィードバック信号ｙ(N)が出力される。
【００８３】
そして、送信回路３１Ａにおいても、上述した送信回路３１と同様に、多段ダウンコンバータ４３によるダウンコンバートによって信号スペクトルが反転するため、パラメータ調整部４２Ａは、信号スペクトルの反転に考慮して比較を行う必要がある。
【００８４】
図９は、多段ダウンコンバータ４３における周波数の関係を示す図である。
【００８５】
図９に示すように、入力信号ｘ1乃至ｘNそれぞれに対応する無線周波数ｆ1乃至ｆNは、無線周波数ｆ1が最も小さく、無線周波数ｆ1から無線周波数ｆNまでの順に従って大きくなるように設定されている。また、図９では、無線周波数ｆ1乃至ｆNの低い順に周波数を退縮させる例が示されている。
【００８６】
つまり、ダウンコンバータ３９−１は、局部発振周波数ｆLO(1)｛＝（ｆ1＋ｆ2）／２｝に基づいてダウンコンバートを行って、入力信号ｘ1およびｘ2に対応する無線周波数ｆ1および無線周波数ｆ2の周波数成分については、同一の中間周波数｛（ｆ2−ｆ1）／２｝に退縮して変換される。このとき、残りの無線周波数ｆ3乃至ｆNの周波数成分は、それぞれ局部発振周波数ｆLO(1)｛＝（ｆ1＋ｆ2）／２｝だけ低い周波数に変換される。この結果、ダウンコンバータ３９−１から出力されるフィードバック信号ｙ(1)は、図９の上から２段目に示すようになる。
【００８７】
続いて、ダウンコンバータ３９−２が、局部発振周波数ｆLO(2)｛＝（ｆ3−ｆ1）／２｝に基づいてダウンコンバートを行うことで、入力信号ｘ1乃至ｘ3に対応する無線周波数ｆ1乃至ｆ3の周波数成分は、同一の中間周波数｛（ｆ3−ｆ2）／２｝に退縮して変換される。このとき、残りの無線周波数ｆ4乃至ｆNの周波数成分は、それぞれ局部発振周波数ｆLO(2)｛＝（ｆ3−ｆ1）／２｝だけ低い周波数に変換される。この結果、ダウンコンバータ３９−２から出力されるフィードバック信号ｙ(2)は、図９の上から３段目に示すようになる。
【００８８】
以下、同様に、ダウンコンバータ３９の段数が増えるごとに、周波数が１波ずつ退縮し、ダウンコンバータ３９−（Ｎ−１）が、局部発振周波数ｆLO(N-1)｛＝（ｆN−ｆN-2）／２｝に基づいてダウンコンバートを行うことで、入力信号ｘ1乃至ｘNに対応する無線周波数ｆ1乃至ｆNの周波数成分は、図９の上から４段目に示すように、同一の中間周波数ｆIF｛＝（ｆN−ｆN-1）／２｝に退縮して変換される。
【００８９】
このようなダウンコンバートが多段ダウンコンバータ４３において行われる結果、フィードバック信号ｙ(N)では、入力信号ｘの系統数Ｎが偶数の場合、無線周波数ｆ1，ｆ3，・・・ｆN-1の信号スペクトルが反転する一方、無線周波数ｆ2，ｆ4，・・・ｆNの信号スペクトルはそのまま出力される。従って、パラメータ調整部４２Ａは、入力信号ｘの系統数Ｎが偶数の場合、入力信号ｘ1，ｘ3，・・・ｘN-1を中間周波数帯域で表現した信号スペクトルを反転した後に、フィードバック信号ｙ(N)と比較する必要がある。なお、入力信号ｘの系統数Ｎが偶数の場合、入力信号ｘ2，ｘ4，・・・ｘNについては、このような反転を行う必要はない。
【００９０】
同様に、入力信号ｘの系統数Ｎが奇数の場合、無線周波数ｆ2，ｆ4，・・・ｆNの信号スペクトルが反転する一方、無線周波数ｆ1，ｆ3，・・・ｆN-1の信号スペクトルはそのまま出力される。従って、パラメータ調整部４２Ａは、入力信号ｘの系統数Ｎが奇数の場合、入力信号ｘ2，ｘ4，・・・ｘNを中間周波数帯域で表現した信号スペクトルを反転した後に、フィードバック信号ｙ(N)と比較する必要がある。なお、入力信号ｘの系統数Ｎが奇数の場合、入力信号ｘ1，ｘ3，・・・ｘN-1については、このような反転を行う必要はない。
【００９１】
このように、パラメータ調整部４２Ａは、入力信号ｘの系統数Ｎに従って反転を行う入力信号を決定し、多段ダウンコンバータ４３によるダウンコンバートが行われるのに伴って反転される信号スペクトルの周波数成分については、その周波数成分に対応する入力信号を反転する処理を行った後に、フィードバック信号ｙ(N)との比較を行う。
【００９２】
以上のように、送信回路３１Ａは、複数の周波数帯域の出力信号を単一の中間周波数に変換することができるので、多段ダウンコンバータ４３から出力されるフィードバック信号ｙ(N)を単一のADC４１によってディジタル変換してパラメータ調整部４２Ａに供給することができる。このように、単一のADC４１で処理を行うことができる結果、従来の送信回路と比較して、使用するADCの個数を削減することができるため、回路の簡易化、低消費電力化、小型化、および低コスト化を図ることができる。
【００９３】
ところで、図１０に示すように、入力信号ｘ1には、入力信号ｘ1によって歪ｄ（１，１）が発生するだけでなく、入力信号ｘ2によっても歪ｄ（１，２）が発生する。同様に、入力信号ｘ２には、入力信号ｘ２によって歪ｄ（２，２）が発生するだけでなく、入力信号ｘ１によっても歪ｄ（２，１）が発生する。このように、入力信号ｘ1および入力信号ｘ2には、互いの影響による相互変調ひずみが発生する。
【００９４】
そこで、本技術を適用した図３の送信回路３１は、DPD３２−１には、DPD３２−１がディジタル信号処理を施す対象とする入力信号ｘ1とともに、入力信号ｘ２も入力されるように構成される。同様に、DPD３２−２には、DPD３２−２がディジタル信号処理を施す対象とする入力信号ｘ２とともに、入力信号ｘ１も入力される。
【００９５】
これにより、DPD３２−１は、入力信号ｘ1を用いて歪ｄ（１，１）を補償するだけでなく、入力信号ｘ２を用いて歪ｄ（１，２）を補償するディジタル信号処理を行って、歪ｄ（１，１）および歪ｄ（１，２）を補償した歪補償信号ｖ１を生成することができる。同様に、DPD３２−２は、入力信号ｘ２を用いて歪ｄ（２，２）を補償するだけでなく、入力信号ｘ１を用いて歪ｄ（２，１）を補償するディジタル信号処理を行って、歪ｄ（２，２）および歪ｄ（２，１）を補償した歪補償信号ｖ2を生成することができる。
【００９６】
また、図７の送信回路３１Ａも同様に、DPD３２−１乃至３２−Ｎの各々には、各自がディジタル信号処理を施す対象とする入力信号ｘ1乃至ｘNのいずれかが入力されるだけでなく、全ての入力信号ｘ1乃至ｘNが入力されるように構成される。
【００９７】
従って、送信回路３１および送信回路３１Ａは、複数の入力信号ｘどうしの影響により発生する相互変調ひずみを補償した歪補償信号ｖを生成することができるので、より高精度に歪補償を行うことができる。これにより、送信回路３１および送信回路３１Ａは、アップコンバータ３４によるアップコンバートによって歪補償信号ｖの歪が確実に元に戻され、それぞれの入力信号ｘと同様の波形の出力信号を出力することができる。
【００９８】
ここで、図１１を参照して、本技術を適用した送信回路３１のように、２つの周波数帯域を同時に非線形補償する際の特性について説明する。
【００９９】
図１１には、入力信号ｘ1を送信する周波数帯域を１０MHzとし、入力信号ｘ２を送信する周波数帯域を２０MHzとして、DPD３２による歪補償処理があるときと、DPD３２による歪補償処理がないときのとのパワースペクトル密度（Power spectral density）のシミュレーション結果が示されている。
【０１００】
図１１のＡは、送信回路３１の構成、即ち、ダウンコンバータ３９により１つの中間周波数ｆIFにダウンコンバートしたフィードバック信号ｙを用いてパラメータ調整部４２がパラメータを調整するようなフィードバックが行われる構成（Spectra-Folding Feed Back）におけるパワースペクトル密度のシミュレーション結果が示されている。
【０１０１】
一方、このようなフィードバックが行われない構成におけるパワースペクトル密度のシミュレーション結果のうち、図１１のＢには、ＰＡモデルの振幅−振幅特性を１０％変化（２％ずつプラス側およびマイナス側に変化）させたときのシミュレーション結果が示されている。同様に、図１１のＣには、ＰＡモデルの振幅−位相特性を１０％変化させたときのシミュレーション結果が示されている。図１１のＢおよび図１１のＣに示すように、フィードバックが行われない構成では、ＰＡモデルの特性を変化させると、パワースペクトル密度の波形に歪みが発生してしまう。
【０１０２】
これに対し、図１１のＡに示すように、送信回路３１は、上述したようなフィードバックが行われる構成を採用することで、２つの周波数帯域を同時に非線形補償するときに、パワースペクトル密度の波形に歪みが発生することを抑制することができる。即ち、本技術を適用した送信回路３１は、２つの周波数帯域を同時に非線形補償しても、より高精度な歪補償を行うことができる。
【０１０３】
なお、本実施の形態においては、複数の周波数帯域の出力信号を単一の中間周波数にダウンコンバートする構成例について説明を行ったが、例えば、少なくとも入力信号の数より少ない数の中間周波数にダウンコンバートすることにより、従来の構成と比較して上述の効果を得ることができる。
【０１０４】
なお、本実施の形態は、上述した実施の形態に限定されるものではなく、本開示の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能である。
【符号の説明】
【０１０５】
３１および３１Ａ  送信回路，  ３２  DPD，  ３３  DAC，  ３４  アップコンバータ，  ３５  局部発振器，  ３６  加算器，  ３７  電力増幅器，  ３８  カプラ，  ３９  ダウンコンバータ，  ４０  局部発振器，  ４１  ADC，  ４２および４２Ａ  パラメータ調整部，  ４３  多段ダウンコンバータ，  ５１  時間調整部，  ５２−１および５２−２  ＰＡモデル，  ５３  モデリング部，  ５４  逆特性モデリング部
【図１】
2016129590.tif 000008
【図２】
2016129590.tif 000009
【図３】
2016129590.tif 000010
【図４】
2016129590.tif 000011
【図５】
2016129590.tif 000012
【図６】
2016129590.tif 000013
【図７】
2016129590.tif 000014
【図８】
2016129590.tif 000015
【図９】
2016129590.tif 000016
【図１０】
2016129590.tif 000017
【図１１】
2016129590.tif 000018
【手続補正書】
【提出日】平成28年12月8日(2016.12.8)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定数の入力信号それぞれに対して、後段の非線形回路における歪を補償する歪補償処理を施す所定個数の歪補償処理部と、
前記歪補償処理部において前記入力信号に歪補償処理が施された前記所定数の歪補償信号がそれぞれ異なる周波数にアップコンバートされて合成された後に増幅されて出力される出力信号をフィードバック信号として、前記歪補償処理部が前記入力信号に対して施す歪補正処理の調整を行う調整部と、
前記所定数の異なる周波数成分からなる前記出力信号を、前記所定数より少ない数の中間周波数にダウンコンバートして、前記調整部にフィードバックするフィードバック部と
を備え、
前記所定個数の歪補償処理部の各々には、各自が歪補償処理を施す対象とする前記入力信号とともに、その入力信号以外の全ての前記入力信号が入力され、
前記歪補償処理部から出力される前記歪補償信号は、前記調整部に入力され、
前記調整部は、前記フィードバック部において前記出力信号に対するダウンコンバートが行われるのに伴って信号スペクトルが反転される前記フィードバック信号の周波数成分について、その周波数成分に対応する前記入力信号との信号スペクトルの比較を行う際に、前記フィードバック信号および前記入力信号のいずれか一方の信号スペクトルを反転する処理を行い、
前記フィードバック部は、前記所定数より少ない個数のダウンコンバート部を有して構成され、前記出力信号に含まれる所定の２つの周波数の中心の周波数に基づいて、前記出力信号を前記中間周波数にダウンコンバートする
無線通信装置。
【請求項２】
（削除）
【請求項３】
前記フィードバック部は、前記所定数より１つ少ない個数のダウンコンバート部を有して構成され、前記所定数の異なる周波数成分からなる前記出力信号を、１つの中間周波数にダウンコンバートする
請求項１に記載の無線通信装置。
【請求項４】
前記歪補償処理部は、前記所定数の周波数成分に対応した所定数の並列ディジタル信号処理を行う１チップの信号処理回路により構成される
請求項１乃至３のいずれかに記載の無線通信装置。
【請求項５】
前記フィードバック部から出力される前記中間周波数の信号をディジタル信号に変換して前記調整部に供給するディジタル変換部をさらに備え、
前記調整部は、前記歪補償処理部に対する処理をディジタル信号処理により行う信号処理回路により構成される
請求項１乃至４のいずれかに記載の無線通信装置。
【請求項６】
前記調整部は、前記歪補償処理部から供給される前記歪補償信号と、前記フィードバック部を介して供給される前記フィードバック信号との時間のズレを補正する時間調整部を有する
請求項１乃至５のいずれかに記載の無線通信装置。
【請求項７】
所定数の入力信号それぞれに対して、後段の非線形回路における歪を補償する歪補償処理を施す所定個数の歪補償処理部と、
前記歪補償処理部において前記入力信号に歪補償処理が施された前記所定数の歪補償信号がそれぞれ異なる周波数にアップコンバートされて合成された後に増幅されて出力される出力信号をフィードバック信号として、前記歪補償処理部が前記入力信号に対して施す歪補正処理の調整を行う調整部と、
前記所定数の異なる周波数成分からなる前記出力信号を、前記所定数より少ない数の中間周波数にダウンコンバートして、前記調整部にフィードバックし、前記所定数より少ない個数のダウンコンバート部を有して構成されるフィードバック部と
を備える無線通信装置の動作方法であって、
前記所定個数の歪補償処理部の各々には、各自が歪補償処理を施す対象とする前記入力信号とともに、その入力信号以外の全ての前記入力信号が入力され、
前記歪補償処理部から出力される前記歪補償信号は、前記調整部に入力され、
前記調整部が、前記フィードバック部において前記出力信号に対するダウンコンバートが行われるのに伴って信号スペクトルが反転される前記フィードバック信号の周波数成分について、その周波数成分に対応する前記入力信号との信号スペクトルの比較を行う際に、前記フィードバック信号および前記入力信号のいずれか一方の信号スペクトルを反転する処理を行い、
前記フィードバック部が、前記出力信号に含まれる所定の２つの周波数の中心の周波数に基づいて、前記出力信号を前記中間周波数にダウンコンバートする
動作方法。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００５
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００５】
課題を解決するための手段
［００１９］
本開示の一側面の無線通信装置は、所定数の入力信号それぞれに対して、後段の非線形回路における歪を補償する歪補償処理を施す所定個数の歪補償処理部と、歪補償処理部において入力信号に歪補償処理が施された所定数の歪補償信号がそれぞれ異なる周波数にアップコンバートされて合成された後に増幅されて出力される出力信号をフィードバック信号として、歪補償処理部が入力信号に対して施す歪補正処理の調整を行う調整部と、所定数の異なる周波数成分からなる出力信号を、所定数より少ない数の中間周波数にダウンコンバートして、調整部にフィードバックするフィードバック部とを備え、所定個数の歪補償処理部の各々には、各自が歪補償処理を施す対象とする入力信号とともに、その入力信号以外の全ての入力信号が入力され、歪補償処理部から出力される歪補償信号は、調整部に入力され、調整部は、フィードバック部において出力信号に対するダウンコンバートが行われるのに伴って信号スペクトルが反転されるフィードバック信号の周波数成分について、その周波数成分に対応する入力信号との信号スペクトルの比較を行う際に、フィードバック信号および入力信号のいずれか一方の信号スペクトルを反転する処理を行い、前記フィードバック部は、前記所定数より少ない個数のダウンコンバート部を有して構成され、前記出力信号に含まれる所定の２つの周波数の中心の周波数に基づいて、前記出力信号を前記中間周波数にダウンコンバートする。
［００２０］
本開示の一側面の動作方法は、所定数の入力信号それぞれに対して、後段の非線形回路における歪を補償する歪補償処理を施す所定個数の歪補償処理部と、歪補償処理部において入力信号に歪補償処理が施された所定数の歪補償信号がそれぞれ異なる周波数にアップコンバートされて合成された後に増幅されて出力される出力信号をフィードバック信号として、歪補償処理部が入力信号に対して施す歪補正処理の調整を行う調整部と、所定数の異なる周波数成分からなる出力信号を、所定数より少ない数の中間周波数にダウンコンバートして、調整部にフィードバックし、前記所定数より少ない個数のダウンコンバート部を有して構成されるフィードバック部とを備える無線通信装置の動作方法であって、所定個数の歪補償処理部の各々には、各自が歪補償処理を施す対象とする入力信号とともに、その入力信号以外の全ての入力信号が入力され、歪補償処理部から出力される歪補償信号は、調整部に入力され、調整部が、フィードバック部において出力信号に対するダウンコンバートが行われるのに伴って信号スペクトルが反転されるフィードバック信号
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００６
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００６】
の周波数成分について、その周波数成分に対応する入力信号との信号スペクトルの比較を行う際に、フィードバック信号および入力信号のいずれか一方の信号スペクトルを反転する処理を行い、前記フィードバック部が、前記出力信号に含まれる所定の２つの周波数の中心の周波数に基づいて、前記出力信号を前記中間周波数にダウンコンバートする。
［００２１］
本開示の一側面においては、所定個数の歪補償処理部の各々には、各自が歪補償処理を施す対象とする入力信号とともに、その入力信号以外の全ての入力信号が入力され、歪補償処理部から出力される歪補償信号は、調整部に入力される。そして、出力信号に対するダウンコンバートが行われるのに伴って信号スペクトルが反転されるフィードバック信号の周波数成分について、その周波数成分に対応する入力信号との信号スペクトルの比較を行う際に、フィードバック信号および入力信号のいずれか一方の信号スペクトルを反転する処理が行われる。さらに、所定数より少ない個数のダウンコンバート部を有して構成されるフィードバック部により、出力信号に含まれる所定の２つの周波数の中心の周波数に基づいて、出力信号が中間周波数にダウンコンバートされる。
発明の効果
［００２２］
本開示の一側面によれば、低コスト化および小型化を図ることができる。
図面の簡単な説明
［００２３］
［図１］従来のディジタルプリディストーション非線形補償型の送信回路の一構成例を示す図である。
［図２］２周波数帯域の同時送信および非線形補償が可能な従来の送信回路の一構成例を示す図である。
［図３］本技術を適用した送信回路の第１の実施の形態の構成例を示すブロック図である。
［図４］パラメータ調整部の構成例を示すブロック図である。
［図５］送信回路のフィードバック回路での周波数の関係を示す図である。
［図６］送信回路の性能について説明する図である。
［図７］本技術を適用した送信回路の第２の実施の形態の構成例を示すブロック図である。
［図８］多段ダウンコンバータの構成例を示すブロック図である。
【国際調査報告】
2016129590.tif 000019
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2016129590.tif 000021
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