(57)【要約】  寄生キャパシタンス及び接地点を介して循環する漏洩電流を打ち消すことにより、各種の電力変換装置における雑音端子電圧を低減させる。  スイッチング素子５０，５１同士が接続されたＡ点及び双方向スイッチ５４内のＢ点の電位変動を抑制するための第１，第２の接地コンデンサ４４，４５及びリアクトル６２からなる電位変動抑制部を備える。この電位変動抑制部は、交流電圧の正負の極性におけるＡ点の電位変動によって流れる第１の漏洩電流を、リアクトル６２と接地コンデンサ４４とを介して流れる第１の補償電流により打ち消してＡ点の電位変動を抑制し、かつ、交流電圧の負極性におけるＢ点の電位変動によって流れる第２の漏洩電流を、リアクトル６２とスイッチ８及び接地コンデンサ４５を介して流れる第２の補償電流により打ち消して第２の接続点の電位変動を抑制する。
2016030933.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の半導体スイッチング素子のスイッチング動作により、電源から供給される電力を変換して負荷に供給する電力変換装置であって、第１，第２の半導体スイッチング素子同士が接続された第１の接続点と、第３，第４の半導体スイッチング素子同士が接続された第２の接続点と、を有し、前記第１の接続点に加わる交流電圧の一方の極性における前記第１の接続点の電位変動パターンと前記第２の接続点の電位変動パターンとが異なる電力変換装置において、
前記第１の接続点及び前記第２の接続点の電位変動を抑制する電位変動抑制部を備え、
前記電位変動抑制部は、
前記交流電圧の一方及び他方の極性における前記第１の接続点の電位変動により前記第１の接続点から寄生キャパシタンスを介して接地点に流れる第１の漏洩電流を、前記第１の接続点に接続されたリアクトルと第１の接地コンデンサとを介して流れる第１の補償電流により打ち消して前記第１の接続点の電位変動を抑制し、かつ、
前記交流電圧の他方の極性における前記第２の接続点の電位変動により前記第２の接続点から寄生キャパシタンスを介して接地点に流れる第２の漏洩電流を、前記リアクトルと第２の接地コンデンサとを介して流れる第２の補償電流により打ち消して前記第２の接続点の電位変動を抑制することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１に記載した電力変換装置において、
前記第２の接続点は、２個の半導体スイッチング素子が逆直列に接続された双方向スイッチ内の前記２個の半導体スイッチング素子同士の接続点であり、前記双方向スイッチを構成する一方の半導体スイッチング素子に前記第１の接続点が接続されていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載した電力変換装置において、
前記リアクトルは、一端が前記第１の接続点に接続され、他端に補助巻線の一端が接続された主巻線と、前記主巻線とは誘起電圧が逆極性となる前記補助巻線とを備え、
前記補助巻線の他端を前記第１の接地コンデンサに接続し、かつ、スイッチを介して前記第１の接地コンデンサに接続すると共に、
前記スイッチは、前記第１の接続点に加わる交流電圧の一方の極性では開き、他方の極性では閉じるように構成されていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
請求項３に記載した電力変換装置において、
前記スイッチは、前記補助巻線の誘起電圧の極性に応じて開閉動作する半導体スイッチング素子であることを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
請求項１または２に記載した電力変換装置において、
前記第１〜第４の半導体スイッチング素子は、交流電圧を直流電圧に変換するためにスイッチング動作することを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】
請求項１または２に記載した電力変換装置において、
前記第１〜第４の半導体スイッチング素子は、直流電圧を交流電圧に変換するためにスイッチング動作することを特徴とする電力変換装置。
【請求項７】
請求項１または２に記載した電力変換装置において、
前記第１〜第４の半導体スイッチング素子は、交流電圧を交流電圧に変換するためにスイッチング動作することを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置のスイッチング動作に伴う雑音端子電圧を低減させる技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
図５は、交流電圧を直流電圧に変換する第１のコンバータと直流電圧を交流電圧に変換する第２のコンバータとを備えたダブルコンバータの回路図である。
図５において、単相交流電源１の両端はＥＭＩ（Electro Magnetic Interference）フィルタ２１を介して交流入力端子Ｒ１，Ｓ１に接続されている。交流入力端子Ｒ１，Ｓ１と接地点との間には、接地コンデンサ３０が接続され、交流入力端子Ｒ１，Ｓ１の間には、コンデンサ３３が接続されている。【０００３】
交流入力端子Ｒ１は、リアクトル６０を介して、半導体スイッチング素子５０，５１同士の接続点であるＡ点に接続される。
スイッチング素子５０，５１の直列回路には、コンデンサ３１，３２の直列回路及びスイッチング素子５２，５３の直列回路がそれぞれ並列に接続され、コンデンサ３１，３２同士の接続点は交流入力端子Ｓ１に接続されている。スイッチング素子５２，５３同士の接続点をＢ点とすると、Ｂ点と交流入力端子Ｓ１との間には、リアクトル６１とコンデンサ３４とが直列に接続されている。また、コンデンサ３４の両端にはＥＭＩフィルタ２２が接続され、その両端には負荷７が接続されている。更に、コンデンサ３４の両端と接地点との間には、接地コンデンサ３５が接続される。【０００４】
図５では、全てのスイッチング素子５０〜５３にＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を使用した場合を示しているが、ＩＧＢＴの代わりにＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Silicon Field Effect Transistor）が用いられる場合もあり、また、スイッチング素子５０に代えてダイオードを用いる場合もある。
このダブルコンバータにおいては、第１のコンバータを構成するスイッチング素子５０，５１のオンオフ動作により、交流電圧を直流電圧に変換してコンデンサ３１，３２を充電すると共に、第２のコンバータを構成するスイッチング素子５２，５３のオンオフ動作により、直流電圧を交流電圧に変換して負荷７に供給している。【０００５】
ここで、スイッチング素子５０〜５３のスイッチング動作に伴い、スイッチング素子同士の接続点であるＡ点，Ｂ点の電位は、高い周波数で変動する。
図６に示すように、回路内の各部、例えば、Ａ点，Ｂ点と接地点との間には寄生キャパシタンス４０，４１が存在する。このため、Ａ点，Ｂ点の電位変動に伴い、寄生キャパシタンス４０と接地コンデンサ３０を介した高周波漏洩電流Ｉ１、または、寄生キャパシタンス４１と接地コンデンサ３５を介した高周波漏洩電流Ｉ３が回路内を循環することにより、コモンモードノイズに起因する雑音端子電圧が発生する。【０００６】
この種の電力変換装置では、高効率化、小型化を図るために高いスイッチング周波数で動作することが要求される場合があり、例えば、数百［ｋＨｚ］という高周波数でスイッチングする場合もある。このような高いスイッチング周波数のもとでは、スイッチング動作に伴う電位の時間変化率（ｄｖ／ｄｔ）が大きくなり、高周波漏洩電流が大きくなるため、結果的に雑音端子電圧も大きくなる傾向にある。【０００７】
ＥＭＩフィルタ２１，２２は、交流電源１を共有する外部機器に対して、スイッチング動作によるノイズを除去するためのコモンモードノイズフィルタとして機能している。従って、ＥＭＩフィルタ２１，２２を大容量化することにより、雑音端子電圧の低減効果を高めることができるが、部品や装置の大型化、コスト増加を招くという問題がある。【０００８】
雑音端子電圧の抜本的な低減方法は、図６に示したような寄生キャパシタンス４０，４１を極小化することである。このため、従来から部品の配置や配線ルートなど、様々な工夫が行われているが、いずれも限界があり、寄生キャパシタンスを完全になくすことは極めて困難である。【０００９】
雑音端子電圧を低減する従来技術の一例として、特許文献１に記載された発明が知られている。
図７は、特許文献１に記載された発明の主要部を示す回路図である。図７において、Ｑは半導体スイッチング素子、Ｌはリアクトル、Ｎ１は主巻線、Ｎ２は補助巻線、Ｃ１１，Ｃ１２はコンデンサ、Ｄ１はダイオード、Ｃ１はＸ点と機器のシャーシ（接地点）との間に存在する寄生キャパシタンス、Ｃ２は補助巻線と上記シャーシとの間に接続されたコンデンサ、Ｖｉｎは入力電圧、Ｖｏｕｔは出力電圧である。【００１０】
図７の動作としては、スイッチング素子Ｑのオンオフ動作によりＸ点の電位が変動し、寄生キャパシタンスＣ１を介して漏洩電流Ｉ１がシャーシに流れると、この電流Ｉ１と大きさが同じで逆向きの電流Ｉ３がコンデンサＣ２を介して補助巻線Ｎ２に流れる。
ここで、主巻線Ｎ１及び補助巻線Ｎ２の巻数を参照符号と同様にＮ１，Ｎ２とし、寄生キャパシタンスＣ１及びコンデンサＣ２の容量値を参照符号と同様にＣ１，Ｃ２とすると、Ｃ１・Ｎ１＝Ｃ２・Ｎ２となるように設定することにより、Ｘ点の電位変動による漏洩電流Ｉ１を打ち消すことができ、雑音端子電圧を低減することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開２００３−１５３５４２号公報（段落［００２６］〜［００３４］、図２等）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
一方、最近では、高効率化を図る目的で多レベルの電力変換装置が提供されている。
例えば、図８に示す電力変換装置は３レベルＡＣ−ＤＣ変換装置（３レベルコンバータ）であり、交流入力電圧Ｖｒｓから３つの直流電位Ｖｐｓ，Ｖｓｎ，０〔Ｖ〕を生成するものである。【００１３】
図８において、図６と異なる部分を中心に説明すると、スイッチング素子５０，５１同士の接続点であるＡ点とコンデンサ３１，３２同士の接続点であるＳ点との間に、例えば２個の低耐圧ＭＯＳＦＥＴの逆直列回路からなる双方向スイッチ５４が接続されている（２個のＭＯＳＦＥＴ同士の接続点をＢ点とする）。また、４０はＡ点と接地点との間の寄生キャパシタンス、４３はＢ点と接地点との間の寄生キャパシタンスである。
この３レベルコンバータにおいて、コンデンサ３１，３２の直列回路の両端を正負の出力端子Ｐ，Ｎとすると、スイッチング素子５０，５１及び双方向スイッチ５４のオンオフ動作により、直流出力端子であるＰ点，Ｎ点及びＳ点から３つの直流電位（Ｖｐｓ，Ｖｓｎ，０〔Ｖ〕）を発生させることが可能である。【００１４】
図８の３レベルコンバータでは、図９に示すように、Ａ点，Ｂ点の電位が交流入力電圧Ｖｒｓの極性に応じて変化する。
すなわち、Ａ点の電位は、交流入力電圧Ｖｒｓが正の期間では、Ｓ点電位（−Ｖｒｓ／２）とＰ点電位（Ｖｐｓ−Ｖｒｓ／２）との間を変動し、交流入力電圧Ｖｒｓが負の期間では、Ｓ点電位（−Ｖｒｓ／２）とＮ点電位（Ｖｓｎ−Ｖｒｓ／２）との間を変動する。また、Ｂ点の電位は、交流入力電圧Ｖｒｓが正の期間ではＳ点電位（−Ｖｒｓ／２）と同様になり、交流入力電圧Ｖｒｓが負の期間では、Ａ点と同様、つまりＳ点電位（−Ｖｒｓ／２）とＮ点電位（Ｖｓｎ−Ｖｒｓ／２）との間を変動する。【００１５】
上記のように、交流入力電圧Ｖｒｓが負の期間では、Ａ点とＢ点とは同じパターンで電位変動するが、交流入力電圧Ｖｒｓが正の期間では、Ａ点とＢ点とが異なるパターンで電位変動する。従って、寄生キャパシタンス４０，４３に流れる漏洩電流Ｉ１，Ｉ３は、交流入力電圧Ｖｒｓの極性に応じて異なるパターンで変化することになる。
このため、前述した特許文献１のように、回路内の一点の電位変動をコンデンサ及び補助巻線を用いて低減する方法では、漏洩電流Ｉ１，Ｉ３を同時に打ち消すことができない。【００１６】
そこで、本発明の目的は、寄生キャパシタンスと接地点を介して回路内に環流する漏洩電流を確実に打ち消すことにより、雑音端子電圧を低減させた各種の電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
上記目的を達成するため、本発明は、複数の半導体スイッチング素子のスイッチング動作により、電源から供給される電力を変換して負荷に供給するコンバータやインバータ等の電力変換装置であって、第１，第２の半導体スイッチング素子同士が接続された第１の接続点と、第３，第４の半導体スイッチング素子同士が接続された第２の接続点と、を有し、第１の接続点に加わる交流電圧の一方の極性（例えば正極性）における第１の接続点の電位変動パターンと第２の接続点の電位変動パターンとが異なる電力変換装置を対象とする。
そして、本発明の特徴は、第１の接続点及び第２の接続点の電位変動を抑制するために電圧を注入する電位変動抑制部を備えている。この電位変動抑制部は、交流電圧の一方及び他方の極性（すなわち、正及び負の極性）における第１の接続点の電位変動により第１の接続点から寄生キャパシタンスを介して接地点に流れる第１の漏洩電流を、第１の接続点に接続されたリアクトルと第１の接地コンデンサとを介して流れる第１の補償電流により打ち消して第１の接続点の電位変動を抑制する。電位変動抑制部は、更に、交流電圧の他方の極性（例えば負極性）における第２の接続点の電位変動により第２の接続点から寄生キャパシタンスを介して接地点に流れる第２の漏洩電流を、リアクトルと第２の接地コンデンサとを介して流れる第２の補償電流により打ち消して第２の接続点の電位変動を抑制するように動作する。【００１８】
なお、上記第２の接続点は、２個の半導体スイッチング素子が逆直列に接続された双方向スイッチ内の半導体スイッチング素子同士の接続点であり、双方向スイッチを構成する一方の半導体スイッチング素子に第１の接続点が接続されているものである。【００１９】
電位変動抑制部を構成するリアクトルは、一端が第１の接続点に接続され、他端に補助巻線の一端が接続された主巻線と、この主巻線とは誘起電圧が逆極性となる補助巻線とを備えており、この補助巻線の他端を第１の接地コンデンサに接続し、かつ、半導体スイッチング素子等からなるスイッチを介して第１の接地コンデンサに接続する。そして、上記スイッチは、第１の接続点に加わる交流電圧の一方の極性（例えば正極性）では開き、他方の極性（同じく負極性）では閉じるように構成されている。
このようにスイッチを開閉動作させるには、補助巻線の誘起電圧の極性に応じてオンオフするように半導体スイッチング素子等を接続すれば良い。【００２０】
本発明に係る電力変換装置には、第１〜第４の半導体スイッチング素子の動作により、交流−直流変換、または直流−交流変換、もしくは交流−交流変換を行う各種のコンバータ、インバータが含まれるものである。
【発明の効果】
【００２１】
本発明によれば、電力変換装置内に、交流電圧の極性に応じて電位変動のパターンが異なるスイッチング素子同士の接続点が二つ存在するような場合でも、上記極性に応じた電位変動抑制部の動作によって漏洩電流を自動的に打ち消すことができる。これにより、各接続点の電位変動を抑制して雑音端子電圧を低減することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１Ａ】本発明の第１実施形態を示す回路図である。
【図１Ｂ】図１Ａにおける双方向スイッチ５４の他の構成図である。
【図２】図１Ａにおけるスイッチ８を具体化した回路図である。
【図３】本発明の第２実施形態を示す回路図である。
【図４】本発明の第３実施形態を示す回路図である。
【図５】従来のダブルコンバータの回路図である。
【図６】図５における漏洩電流の経路を説明するための回路図である。
【図７】特許文献１に記載された従来技術の主要部を示す回路図である。
【図８】従来の３レベルコンバータの回路図である。
【図９】図８における各点の電位の説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。まず、図１Ａは、本発明の第１実施形態を示す３レベルコンバータの回路図であり、図８と同一の機能を有するものには同一の参照符号を付してある。
図１Ａにおいて、単相交流電源１の両端はＥＭＩフィルタ２１を介して交流入力端子Ｒ１，Ｓ１に接続されている。交流入力端子Ｒ１，Ｓ１と接地点との間には、接地コンデンサ３０が接続される。また、交流入力端子Ｒ１，Ｓ１の間には、コンデンサ３３が接続されている。
【００２４】
交流入力端子Ｒ１は、リアクトル６２の主巻線６２ｍを介して、半導体スイッチング素子５０，５１同士の接続点であるＡ点に接続される。リアクトル６２に設けられた補助巻線６２ｓの一端は主巻線６２ｍの交流入力端子Ｒ側の一端に接続され、補助巻線６２ｓの他端は補償用の接地コンデンサ４４を介して接地される。更に、補助巻線６２ｓの他端は、スイッチ８と補償用の接地コンデンサ４５との直列回路を介して接地されている。ここで、主巻線６２ｍと補助巻線６２ｓとは、誘起電圧の極性が逆になるように接続されている。
【００２５】
ＡＣ−ＤＣコンバータの主回路構成は、図８と同一である。すなわち、スイッチング素子５０，５１の直列回路に並列に、コンデンサ３１，３２の直列回路が接続され、コンデンサ３１，３２同士の接続点であるＳ点と前記Ａ点との間に、例えば低耐圧ＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素子５４ａ，５４ｂを逆直列接続した双方向スイッチ５４が接続されている（２個のスイッチング素子５４ａ，５４ｂ同士の接続点をＢ点とする）。
なお、４０はＡ点と接地点との間の寄生キャパシタンス、４３はＢ点と接地点との間の寄生キャパシタンス、Ｐ点，Ｎ点は直流出力端子である。
【００２６】
ここで、Ａ点は請求項における第１の接続点、Ｂ点は第２の接続点、接地コンデンサ４４は第１の接地コンデンサ、接地コンデンサ４５は第２の接地コンデンサ、寄生キャパシタンス４０は第１の寄生キャパシタンス、寄生キャパシタンス４３は第２の寄生キャパシタンスに相当する。
また、接地コンデンサ４４，４５及びリアクトル６２は、請求項における電位変動抑制部を構成している。
【００２７】
双方向スイッチの構成は図示例に限定されるものではなく、例えば、図１Ｂに示すように、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子５４１ａ，５４１ｂを逆直列接続して双方向スイッチ５４１を構成しても良い。
【００２８】
上記構成において、リアクトル６２の主巻線６２ｍと補助巻線６２ｓとの巻数比をＮ：１とすると、補助巻線６２ｓの誘起電圧は主巻線６２ｍの１／Ｎとなる。
また、接地コンデンサ４４，４５の容量値は、以下の条件を満足するものとする。
まず、交流入力電圧Ｖｒｓが正のときにスイッチ８をオフした場合の接地コンデンサ４４の容量値Ｃ４４を、数式１とする。
［数式１］
Ｃ４４＝Ｎ×Ｃ４０
なお、Ｃ４０は寄生キャパシタンス４０の容量値である。
【００２９】
また、交流入力電圧Ｖｒｓが負のときにスイッチ８をオンした場合の接地コンデンサ４４の容量値Ｃ４４と接地コンデンサ４５の容量値Ｃ４５との和を、数式２とする。
［数式２］
Ｃ４４＋Ｃ４５＝Ｎ×Ｃ４０＋Ｎ×Ｃ４３
なお、Ｃ４３は寄生キャパシタンス４３の容量値である。
【００３０】
従って、交流入力電圧Ｖｒｓが正のとき、主巻線６２ｍとは逆極性の電圧が補助巻線６２ｓに印加されるため、接地コンデンサ４４にＡ点からの漏洩電流Ｉ１と逆方向の補償電流Ｉ２が流れる。また、交流入力電圧Ｖｒｓが負のとき、前記同様に、接地コンデンサ４４に漏洩電流Ｉ１と逆方向の補償電流Ｉ２を流れるほか、スイッチ８をオンすることにより、接地コンデンサ４５にＢ点からの漏洩電流Ｉ３と逆方向の補償電流Ｉ４が流れる。
【００３１】
また、主巻線６２ｍにおける誘起電圧の変化分がΔＶであるとすると、補助巻線６２ｓにおける誘起電圧は（−ΔＶ／Ｎ）となるので、漏洩電流Ｉ１，Ｉ２及び補償電流Ｉ３，Ｉ４は数式３〜数式６によって表される。
［数式３］
漏洩電流Ｉ１＝Ｃ４０×ΔＶ
［数式４］
漏洩電流Ｉ３＝Ｃ４３×ΔＶ
［数式５］
補償電流Ｉ２＝−Ｃ４４×ΔＶ／Ｎ＝Ｎ×Ｃ４０×ΔＶ／Ｎ＝Ｃ４０×ΔＶ
［数式６］
補償電流Ｉ４＝−Ｃ４５×ΔＶ／Ｎ＝Ｎ×Ｃ４３×ΔＶ／Ｎ＝Ｃ４３×ΔＶ
【００３２】
このように、漏洩電流Ｉ１と補償電流Ｉ３、漏洩電流Ｉ２と補償電流Ｉ４とは、それぞれ大きさが同じで方向が逆になる。従って、前述した補助巻線６２ｓ及び接地コンデンサ４４，４５の作用により、スイッチング素子５０，５１及び双方向スイッチ５４のスイッチングにより発生する高周波の漏洩電流を打ち消して雑音端子電圧を低減させることができる。
【００３３】
補助巻線６２ｓの巻数は２ターン以上でも良いが、構造を簡略化するためには、巻数を最小の１ターンとすれば良い。補助巻線６２ｓの巻数が２ターン以上の場合には、数式７，８の条件を満足すれば良い。
［数７］
Ｃ４０×Ｎ１＝Ｃ４４×Ｎ２
［数８］  
Ｃ４３×Ｎ１＝Ｃ４５×Ｎ２
上記の数式７，８において、Ｎ１は主巻線６２ｍの巻数、Ｎ２は補助巻線６２ｓの巻数である。
【００３４】
次に、図２は、図１Ａにおけるスイッチ８を具体化した回路図である。
図２において、スイッチ８は、半導体スイッチング素子８１と、そのゲートと交流入力端子Ｓ１との間に接続された抵抗８２と、スイッチング素子８１のゲートと接地コンデンサ４４の一端との間に接続されたツェナーダイオード８３と、から構成されている。ここで、スイッチング素子８１には、図示するＭＯＳＦＥＴのほか、ＩＧＢＴを用いても良い。
【００３５】
上記構成のスイッチ８によれば、交流入力電圧Ｖｒｓが負のときにスイッチング素子８１がオンとなり、接地コンデンサ４５が回路に接続されて補償電流Ｉ４が流れる。また、交流入力電圧Ｖｒｓが正のときにはスイッチング素子８１がオフして接地コンデンサ４５の放電経路が遮断されるため、補償電流Ｉ４は流れない。
このスイッチ８によれば制御回路が不要であり、構成が簡単である。なお、ツェナーダイオード８３は、スイッチング素子８１のゲートへの過電圧印加を防ぐためのものである。
【００３６】
次いで、本発明の第２実施形態を、図３を参照しつつ説明する。図３は、３レベルＤＣ−ＡＣ変換器（３レベルインバータ）の回路図であり、三つの直流電位から交流電圧を生成するものである。図３において、図１Ａ，図２と同一の機能を有するものには同一の参照符号を付してある。
【００３７】
この３レベルインバータの構成を説明すると、直流電源９１，９２の直列回路に並列に、スイッチング素子５２，５３の直列回路が接続されている。また、直流電源９１，９２同士の接続点であるＦ点と、スイッチング素子５２，５３同士の接続点であるＣ点との間には、双方向スイッチ５４が接続されている。なお、双方向スイッチ５４内のスイッチング素子５４ａ，５４ｂ同士の接続点をＤ点とする。ここで、スイッチング素子５４ａ，５４ｂは、ＭＯＳＦＥＴだけでなくＩＧＢＴでも良い。
【００３８】
前記Ｃ点はリアクトル６２の主巻線６２ｍの一端に接続され、主巻線６２ｍの他端は補助巻線６２ｓと接地コンデンサ４４との直列回路を介して接地されている。前記同様に、主巻線６２ｍと補助巻線６２ｓとは、誘起電圧の極性が逆になるように接続されている。
また、補助巻線６２ｓと接地コンデンサ４４との接続点と接地点との間には、スイッチ８と接地コンデンサ４５とが直列に接続されている。
主巻線６２ｍと補助巻線６２ｓとの接続点と、前記Ｆ点との間には、コンデンサ３４が接続されている。このコンデンサ３４の両端と接地点との間には接地コンデンサ３５が接続され、コンデンサ３４の両端にはＥＭＩフィルタ２２を介して負荷７が接続されている。
【００３９】
ここで、Ｃ点は請求項における第１の接続点、Ｄ点は第２の接続点、接地コンデンサ４４は第１の接地コンデンサ、接地コンデンサ４５は第２の接地コンデンサ、寄生キャパシタンス４７は第１の寄生キャパシタンス、寄生キャパシタンス４６は第２の寄生キャパシタンスに相当する。
【００４０】
この３レベルインバータは、スイッチング素子５２，５３及び双方向スイッチ５４のスイッチング動作により、Ｃ点とＦ点との間の電圧が直流電源９１の正電圧、直流電源９２の負電圧、０［Ｖ］と変化する。このため、スイッチング素子５２，５３及び双方向スイッチ５４をパルス幅変調制御することにより、正弦波状の交流電圧を負荷７に供給することができる。
【００４１】
図３の回路においては、出力電圧の極性によってＣ点とＤ点との電位変動のパターンが異なる。従って、第１実施形態と同様に、Ｃ点の電位変動により寄生キャパシタンス４７に流れる漏洩電流Ｉ１は、出力電圧が正のときに接地コンデンサ４４を流れる補償電流Ｉ２により打ち消し、Ｄ点の電位変動により寄生キャパシタンス４６に流れる漏洩電流Ｉ３は、出力電圧が負であってスイッチング素子８１がオンしたときに接地コンデンサ４５を流れる補償電流Ｉ４により、それぞれ打ち消すことができる。
【００４２】
次に、本発明の第３実施形態を、図４を参照しつつ説明する。図４は、４レベルＡＣ−ＡＣ変換器（４レベルインバータ）の回路図である。
図４において、図１Ａ，図２，図３と同一の機能を有するものには同一の参照符号を付してある。すなわち、交流入力端子Ｒ１，Ｓ１より前段の構成は図１Ａ，図２と同様であり、Ｃ点，Ｆ点以降の構成は図３と同様である。以下では、図１Ａ，図２，図３と異なる部分を中心に説明する。
【００４３】
交流入力端子Ｒ１は双方向スイッチ５４を介して、スイッチング素子５２，５３同士の接続点であるＣ点に接続されている。他方、交流入力端子Ｓ１は、直流電源９１，９２同士の接続点であるＦ点に接続されている。
また、Ｆ点とＣ点との間には、交流入力電圧Ｖｒｓを出力させる際にオフするスイッチ５７が接続されている。
前記同様に、双方向スイッチ５４は２個のＩＧＢＴを逆直列接続して構成しても良い。
【００４４】
ここで、第２実施形態と同様に、Ｃ点は請求項における第１の接続点、Ｄ点は第２の接続点、接地コンデンサ４４は第１の接地コンデンサ、接地コンデンサ４５は第２の接地コンデンサ、寄生キャパシタンス４７は第１の寄生キャパシタンス、寄生キャパシタンス４６は第２の寄生キャパシタンスに相当する。
【００４５】
この４レベルインバータでは、スイッチング素子５２，５３、双方向スイッチ５４及びスイッチ７の動作により、直流電源９１，９２の電圧Ｖｐｓ，Ｖｐｎ、０［Ｖ］、交流入力電圧Ｖｒｓの４つを組み合わせて交流電圧Ｖｏを生成する。
図４の回路においても、出力電圧の極性によってＣ点とＤ点との電位変動のパターンが異なる。従って、第１，第２実施形態と同様に、Ｃ点の電位変動により寄生キャパシタンス４７に流れる漏洩電流Ｉ１は、出力電圧が正のときに接地コンデンサ４４を流れる補償電流Ｉ２により打ち消し、Ｄ点の電位変動により寄生キャパシタンス４６に流れる漏洩電流Ｉ３は、出力電圧が負であってスイッチング素子８１がオンしたときに接地コンデンサ４５を流れる補償電流Ｉ４により、それぞれ打ち消すことができる。
【００４６】
前述した第１実施形態は単相交流電圧を多レベルの直流電圧に変換する単相コンバータの例であり、第２，第３実施形態は直流電圧を含む多レベルの電圧を単相交流電圧に変換する単相インバータの例であるが、本発明は、３相コンバータ、３相インバータにもそれぞれ適用可能である。
【符号の説明】
【００４７】
１：単相交流電源
７：負荷
８：スイッチ
２１，２２：ＥＭＩフィルタ
３０，３５：接地コンデンサ
３１，３２，３３：コンデンサ
４１，４４，４５：コンデンサ
４０，４３，４６，４７：寄生キャパシタンス
５０，５１，５２，５３：半導体スイッチング素子
５４，５４１：双方向スイッチ
５４ａ，５４ｂ，５４１ａ，５４１ｂ：半導体スイッチング素子
５７：スイッチ
６２：リアクトル
６２ｍ：主巻線
６２ｓ：補助巻線
８１：半導体スイッチング素子
８２：抵抗
８３：ツェナーダイオード
９１，９２：直流電源
Ｒ１，Ｓ１：交流入力端子
Ｐ，Ｎ：直流出力端子
【図１Ａ】
2016030933.tif 000003
【図１Ｂ】
2016030933.tif 000004
【図２】
2016030933.tif 000005
【図３】
2016030933.tif 000006
【図４】
2016030933.tif 000007
【図５】
2016030933.tif 000008
【図６】
2016030933.tif 000009
【図７】
2016030933.tif 000010
【図８】
2016030933.tif 000011
【図９】
2016030933.tif 000012
【手続補正書】
【提出日】平成28年9月1日(2016.9.1)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３０
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００３０】  従って、交流入力電圧Ｖｒｓが正のとき、主巻線６２ｍとは逆極性の電圧が補助巻線６２ｓに印加されるため、接地コンデンサ４４にＡ点からの漏洩電流Ｉ１と逆方向の補償電流Ｉ２が流れる。また、交流入力電圧Ｖｒｓが負のとき、前記同様に、接地コンデンサ４４に漏洩電流Ｉ１と逆方向の補償電流Ｉ２が流れるほか、スイッチ８をオンすることにより、接地コンデンサ４５にＢ点からの漏洩電流Ｉ３と逆方向の補償電流Ｉ４が流れる。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００３１】  また、主巻線６２ｍにおける誘起電圧の変化分がΔＶであるとすると、補助巻線６２ｓにおける誘起電圧は（−ΔＶ／Ｎ）となるので、漏洩電流Ｉ１，Ｉ３及び補償電流Ｉ２，Ｉ４は数式３〜数式６によって表される。  ［数式３］  漏洩電流Ｉ１＝Ｃ４０×ΔＶ  ［数式４］  漏洩電流Ｉ３＝Ｃ４３×ΔＶ  ［数式５］  補償電流Ｉ２＝−Ｃ４４×ΔＶ／Ｎ＝Ｎ×Ｃ４０×ΔＶ／Ｎ＝Ｃ４０×ΔＶ  ［数式６］  補償電流Ｉ４＝−Ｃ４５×ΔＶ／Ｎ＝Ｎ×Ｃ４３×ΔＶ／Ｎ＝Ｃ４３×ΔＶ
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３２
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００３２】  このように、漏洩電流Ｉ１と補償電流Ｉ２、漏洩電流Ｉ３と補償電流Ｉ４とは、それぞれ大きさが同じで方向が逆になる。従って、前述した補助巻線６２ｓ及び接地コンデンサ４４，４５の作用により、スイッチング素子５０，５１及び双方向スイッチ５４のスイッチングにより発生する高周波の漏洩電流を打ち消して雑音端子電圧を低減させることができる。
【国際調査報告】
2016030933.tif 000013
2016030933.tif 000014
2016030933.tif 000015
2016030933.tif 000016