(57)【要約】  増幅回路は、電荷信号を電圧信号に変換する。電荷信号は、検出対象を検出する圧電素子から出力される検出結果を電荷量の変化で表す。電荷信号は、所定の周波数帯域の変位信号を含む。増幅回路は、電荷信号を受ける反転入力端子と、電圧信号を出力するための出力端子とを有するオペアンプと、反転入力端子と出力端子との間に電気的に接続された抵抗と、抵抗に並列に接続されたコンデンサとを備える。変位信号の周波数帯域において、抵抗のインピーダンスの絶対値がコンデンサのインピーダンスの絶対値よりも低くなるように、抵抗の抵抗値およびコンデンサの容量値は定められる。抵抗値と容量値との積に応じて決まるカットオフ周波数は、変位信号の周波数帯域よりも高く定められる。
2015053241.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
検出対象を検出する電荷出力型センサから出力される、検出結果を電荷量の変化で表す電荷信号を電圧信号に変換する増幅回路であって、
前記電荷信号は、所定の周波数帯域の第１の信号成分を含み、
前記増幅回路は、
前記電荷信号を受ける反転入力端子と、前記電圧信号を出力するための出力端子とを有するオペアンプと、
前記反転入力端子と前記出力端子との間に電気的に接続された抵抗と、
前記抵抗に並列に接続されたコンデンサとを備え、
前記第１の信号成分の周波数帯域において、前記抵抗のインピーダンスの絶対値が前記コンデンサのインピーダンスの絶対値よりも低くなるように、前記抵抗の抵抗値および前記コンデンサの容量値は定められ、
前記抵抗値と前記容量値との積に応じて決まるカットオフ周波数は、前記第１の信号成分の周波数帯域よりも高く定められる、増幅回路。
【請求項２】
前記検出対象は、生体の動きであって、
前記第１の信号成分は、前記生体の前記動きに応じて電荷量が変化する信号成分である、請求項１に記載の増幅回路。
【請求項３】
前記電荷信号は、前記第１の信号成分の周波数帯域よりも周波数帯域が高い第２の信号成分をさらに含み、
前記第２の信号成分の周波数帯域において、前記コンデンサのインピーダンスの絶対値が前記抵抗のインピーダンスの絶対値よりも低くなるように、前記抵抗値および前記容量値は定められ、
前記カットオフ周波数は、前記第２の信号成分の周波数帯域よりも低く定められる、請求項２に記載の増幅回路。
【請求項４】
前記第２の信号成分は、前記生体の前記動きにより生じた音声に応じて電荷量が変化する信号成分である、請求項３に記載の増幅回路。
【請求項５】
前記電荷出力型センサは、第１および第２のセンサを含み、
前記増幅回路は、前記第１のセンサからの前記第１の信号成分と、前記第２のセンサからの前記第２の信号成分とを受ける、請求項３に記載の増幅回路。
【請求項６】
請求項１〜４のいずれか１項に記載の増幅回路と、
前記電荷出力型センサとを備える、検出装置。
【請求項７】
前記第１の信号成分の周波数帯域は、商用電源の周波数よりも低く、
前記第２の信号成分の周波数帯域は、前記商用電源の周波数よりも高く、
前記検出装置は、
前記商用電源の周波数よりも低いカットオフ周波数を有し、前記第１の信号成分の周波数帯域の前記電圧信号を通過させる低域通過フィルタと、
前記商用電源の周波数よりも高いカットオフ周波数を有し、前記第２の信号成分の周波数帯域の前記電圧信号を通過させる高域通過フィルタとをさらに備える、請求項６に記載の検出装置。
【請求項８】
前記電荷出力型センサは、
前記第１の信号成分を出力するための第１のセンサと、
前記第２の信号成分を出力するための第２のセンサとを含む、請求項６に記載の検出装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、増幅回路およびそれを備えた検出装置に関し、より特定的には、電荷信号を電圧信号に変換する増幅回路およびそれを備えた検出装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
圧電素子は、たとえば振動、トルク、荷重などの検出に用いられる。圧電素子は、検出結果として電荷信号を出力する。圧電素子からの電荷信号を電圧信号に変換するためにチャージアンプ回路が利用される。このようなチャージアンプ回路が、たとえば特開平３−１８２１０９号公報（特許文献１）に開示されている。【０００３】
振動を検出する装置として、たとえば被験者の体に取り付けられたセンサにより、被験者の状態を検出する検出装置が提案されている。たとえば特開２００９−２７９１２２号公報（特許文献２）は、被験者の嚥下または咳を検出する状態検出装置を開示する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開平３−１８２１０９号公報
【特許文献２】特開２００９−２７９１２２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
以下、本願発明者が見出した課題について説明する。
図１４は、一般的なチャージアンプ回路の構成の一例を示す回路図である。図１４を参照して、チャージアンプ回路９０は、圧電素子１からの電荷信号Ｑｉｎを電圧信号Ｖｏｕｔに変換する。電荷信号Ｑｉｎの周波数帯域は、たとえば１００ｍＨｚ〜１０Ｈｚである。チャージアンプ回路９０は、オペアンプＵ１と、抵抗Ｒ１と、コンデンサＣ１と、出力部Ｏ１とを含む。【０００６】
オペアンプＵ１は、反転入力端子と、非反転入力端子と、出力端子とを有する。圧電素子１は、オペアンプＵ１の反転入力端子と非反転入力端子との間に電気的に接続される。反転入力端子は、圧電素子１の一端から電荷信号Ｑｉｎを受ける。非反転入力端子および圧電素子１の他端は、基準電位Ｖｒｅｆに電気的に接続される。電圧信号Ｖｏｕｔは出力端子から出力される。【０００７】
抵抗Ｒ１は、オペアンプＵ１の反転入力端子と出力端子との間に電気的に接続される。コンデンサＣ１は、抵抗Ｒ１に並列に接続される。【０００８】
抵抗Ｒ１の抵抗値は、たとえば５０ＭΩである。コンデンサＣ１の容量値は、たとえば１０ｎＦである。したがって、チャージアンプ回路９０の時定数τは、τ＝Ｒ１×Ｃ１＝０．５ｓと計算される。【０００９】
チャージアンプ回路９０では、電荷信号ＱｉｎがコンデンサＣ１に流れるため、コンデンサＣ１に電荷が蓄えられる。コンデンサは低周波の信号を通過させにくいので、チャージアンプ回路９０はＨＰＦ（High  Pass  Filter）の周波数特性を有する。このＨＰＦのカットオフ周波数ｆｃは、ｆｃ＝１／２πτ＝３００ｍＨｚ程度である。【００１０】
図１５は、図１４に示すチャージアンプ回路９０のチャージゲインの周波数特性および群遅延の周波数特性の例を示す図である。図１５を参照して、横軸は、電荷信号Ｑｉｎの周波数を対数目盛で示す。縦軸は、チャージゲイン（電荷信号Ｑｉｎの電荷量に対する電圧信号Ｖｏｕｔの電圧値の比、左側の縦軸参照）、および電荷信号Ｑｉｎに対する電圧信号Ｖｏｕｔの群遅延（右側の縦軸参照）を示す。曲線１５ａは、チャージゲインの周波数特性を表す。曲線１５ｂは、群遅延の周波数特性を表す。【００１１】
図１５に示す例では、電荷信号Ｑｉｎの周波数帯域は１００ｍＨｚ〜１０Ｈｚである。チャージアンプ回路９０のカットオフ周波数ｆｃは３００ｍＨｚである。つまり、カットオフ周波数ｆｃは電荷信号Ｑｉｎの周波数帯域に含まれる。【００１２】
群遅延はカットオフ周波数付近の周波数で急激に変化する。電荷信号Ｑｉｎの周波数が１００ｍＨｚの場合、群遅延は約４５０ｍｓである。一方、電荷信号Ｑｉｎの周波数が１０Ｈｚの場合、群遅延はほぼ０である。このように、カットオフ周波数ｆｃ近辺では理想的なチャージアンプ回路の動作にならないため、入力される電荷信号Ｑｉｎに含まれる周波数成分によっては応答性が悪い。また、入力される電荷信号の波形とは異なる出力電圧波形が生じる可能性がある。【００１３】
この課題の解決のため、カットオフ周波数ｆｃを電荷信号Ｑｉｎの周波数帯域よりも低周波側に調整することが考えられる。カットオフ周波数ｆｃを電荷信号Ｑｉｎの周波数帯域よりも低くすると、群遅延の周波数特性が電荷信号Ｑｉｎの周波数帯域全域にわたって平坦になるためである。【００１４】
しかしながら、カットオフ周波数ｆｃを低くするためには、時定数τを大きくする必要がある。すなわち、抵抗Ｒ１の抵抗値を高くするか、あるいはコンデンサＣ１の容量値を大きくする必要がある。【００１５】
高い抵抗値を有する抵抗は、多くの場合、サイズが大きい、あるいはコストが高い。そのため、そのようなより高い抵抗値を有する抵抗を抵抗Ｒ１に採用することができない場合がある。【００１６】
一方、理想的なチャージアンプ回路において、チャージゲインはコンデンサＣ１の容量に反比例する（Ｖｏｕｔ／Ｑｉｎ＝１／Ｃ１）。つまり、コンデンサＣ１の容量値を大きくすると、チャージゲインが小さくなってしまう。【００１７】
さらに、時定数τを大きくすると、チャージアンプ回路の起動に要する時間が長くなる。【００１８】
それゆえに本発明は係る課題を解決するためになされたものであって、本発明の目的は、電荷出力型センサから出力される信号を増幅する増幅回路の周波数特性を改善する技術を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
本発明のある局面に従う増幅回路は、検出対象を検出する電荷出力型センサから出力される、検出結果を電荷量の変化で表す電荷信号を電圧信号に変換する増幅回路である。電荷信号は、所定の周波数帯域の第１の信号成分を含む。増幅回路は、オペアンプと、抵抗と、コンデンサとを備える。オペアンプは、電荷信号を受ける反転入力端子と、電圧信号を出力するための出力端子とを有する。抵抗は、反転入力端子と出力端子との間に電気的に接続される。コンデンサは、抵抗に並列に接続されたコンデンサを備える。第１の信号成分の周波数帯域において、抵抗のインピーダンスの絶対値がコンデンサのインピーダンスの絶対値よりも低くなるように、抵抗の抵抗値およびコンデンサの容量値は定められる。上記抵抗値と上記容量値との積に応じて決まるカットオフ周波数は、第１の信号成分の周波数帯域よりも高く定められる。【００２０】
好ましくは、上記検出対象は、生体の動きである。第１の信号成分は、生体の動きに応じて電荷量が変化する信号成分である。【００２１】
好ましくは、電荷信号は、第１の信号成分の周波数帯域よりも周波数帯域が高い第２の信号成分をさらに含む。第２の信号成分の周波数帯域において、コンデンサのインピーダンスの絶対値が抵抗のインピーダンスの絶対値よりも低くなるように、上記抵抗値および上記容量値は定められる。上記カットオフ周波数は、第２の信号成分の周波数帯域よりも低く定められる。【００２２】
好ましくは、第２の信号成分は、生体の動きにより生じた音声に応じて電荷量が変化する信号成分である。【００２３】
好ましくは、電荷出力型センサは、第１および第２のセンサを含む。増幅回路は、第１のセンサからの第１の信号成分と、第２のセンサからの第２の信号成分とを受ける。【００２４】
本発明の他の局面に従う検出装置は、上記増幅回路と、電荷出力型センサとを備える。
好ましくは、第１の信号成分の周波数帯域は、商用電源の周波数よりも低い。第２の信号成分の周波数帯域は、商用電源の周波数よりも高い。検出装置は、低域通過フィルタと、高域通過フィルタとをさらに備える。低域通過フィルタは、商用電源の周波数よりも低いカットオフ周波数を有し、第１の信号成分の周波数帯域の電圧信号を通過させる。高域通過フィルタは、商用電源の周波数よりも高いカットオフ周波数を有し、第２の信号成分の周波数帯域の電圧信号を通過させる。【００２５】
好ましくは、電荷出力型センサは、第１の信号成分を出力するための第１のセンサと、第２の信号成分を出力するための第２のセンサとを含む。
【発明の効果】
【００２６】
本発明によれば、電荷出力型センサから出力される信号を増幅する増幅回路の周波数特性を改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】本発明の実施の形態１に係る検出装置の設置状況を示す概要図である。
【図２】図１に示す検出装置の構成を概略的に示すブロック図である。
【図３】図２に示す電荷出力型センサおよび増幅回路の構成を示す回路図である。
【図４】図３に示す増幅回路のトランスインピーダンスゲインの周波数特性および群遅延の周波数特性を示す図である。
【図５】本発明の実施の形態２に係る検出装置の設置状況を示す概要図である。
【図６】図５に示す検出装置の構成を概略的に示すブロック図である。
【図７】図６に示す電荷出力型センサおよび増幅回路の構成を示す回路図である。
【図８】図７に示す変位信号についてのトランスインピーダンスゲインの周波数特性および群遅延の周波数特性の例を示す図である。
【図９】図７に示す電圧信号の波形の一例を示す図である。
【図１０】図７に示す音声信号についてのチャージゲインの周波数特性および群遅延の周波数特性の例を示す図である。
【図１１】本発明の実施の形態３に係る検出装置の設置状況を示す概要図である。
【図１２】図１１に示す検出装置の構成を概略的に示すブロック図である。
【図１３】本発明の実施の形態４に係る検出装置の設置状況を示す概要図である。
【図１４】一般的なチャージアンプ回路の構成の一例を示す回路図である。
【図１５】図１４に示すチャージアンプ回路のチャージゲインの周波数特性および群遅延の周波数特性の例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２８】
以下において、本発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付して、その説明は繰り返さない。
【００２９】
以後の説明において、本発明およびその実施の形態における「電荷出力型センサ（または第１および第２のセンサ）」の１つの例示的形態として、圧電素子を示す。しかし、本発明に係る「電荷出力型センサ」は、検出対象を検出して、その検出結果を電荷量の変化で表す電荷信号を出力するセンサであれば、圧電素子に限定されるものではない。本発明に係る「電荷出力型センサ」は、たとえば焦電素子であってもよい。
【００３０】
本発明およびその実施の形態における「検出対象」とは、電荷出力型センサに電荷量の変化を生じさせ得る、生体または物体の動き（たとえば変形、変位）、生体または物体の温度変化、圧力変化等である。本発明の実施の形態において、電荷出力型センサが圧電素子であり、その検出対象が「生体の動き」である場合について説明する。しかしながら、電荷出力型センサの検出対象は「生体の動き」に限定されるものではない。たとえば電荷出力型センサが焦電素子であり、その検出対象が物体の温度変化あるいは環境の温度変化であってもよい。
【００３１】
本発明およびその実施の形態において、「生体の動き（または体動）」とは、生体（たとえば被験者）の動き、および、その動きによって生じる生体の環境の変化（たとえば被験者が触れた物体の変形、変位、荷重の変化など）を意味する。また、検出対象となる生体はヒトに限られず、ヒト以外の動物であってもよい。
【００３２】
［実施の形態１］
図１は、本発明の実施の形態１に係る体動検出装置の設置状況を示す概要図である。図１を参照して、体動検出装置１００は、たとえば被験者８に装着されて、被験者８の体動を検出する。なお、圧電素子１の「検出対象」および「検出結果」とは、被験者８の体動に相当する。
【００３３】
なお、図示の都合上、図１では体動検出装置１００の位置を被験者８の腰のあたりの位置として示しているが、体動検出装置１００の位置は、用途に応じて適切に定めることができる。
【００３４】
図２は、図１に示す体動検出装置１００の構成を概略的に示すブロック図である。図２を参照して、体動検出装置１００は、圧電素子１と、増幅回路１１と、Ａ／Ｄ（アナログ−デジタル）変換回路２１と、信号処理部３とを備える。
【００３５】
圧電素子１は、体動によって変形して、その変形量を電荷量の変化で表す電荷信号Ｉｉｎを増幅回路１１に出力する。圧電素子１には、たとえばモノモルフ型、バイモルフ型、積層型などの公知の構成を適用できるので、ここでは詳細な説明を繰り返さない。
【００３６】
増幅回路１１は、圧電素子１からの電荷信号Ｉｉｎを増幅して、電圧信号Ｖｏｕｔに変換する。増幅回路１１の構成については後により詳細に説明する。
【００３７】
Ａ／Ｄ変換回路２１は、増幅回路１１から電圧信号Ｖｏｕｔを受けて、電圧信号Ｖｏｕｔをアナログ信号からデジタル信号に変換する。
【００３８】
信号処理部３は、Ａ／Ｄ変換回路２１からのデジタル信号を演算処理する。信号処理部３は、マイクロコンピュータ３１と、表示部３２と、通信部３３とを含む。マイクロコンピュータ３１は、デジタル信号を内部のメモリ（図示せず）に記憶させるとともに、デジタル信号を解析して、解析結果（たとえば体動の種類、回数、大きさ）をメモリに記憶させる。なお、マイクロコンピュータ３１は、解析結果を表示部３２に表示させてもよいし、あるいは解析結果を通信部３３から外部のサーバ（図示せず）等に送信してもよい。
【００３９】
図３は、図２に示す増幅回路１１の構成を示す回路図である。図３を参照して、増幅回路１１は、オペアンプＵ１と、抵抗Ｒ１と、コンデンサＣ１と、出力部Ｏ１とを含む。電荷信号Ｉｉｎの周波数ｆの帯域は、ｆｍｉｎ≦ｆ≦ｆｍａｘと表される。
【００４０】
オペアンプＵ１は、反転入力端子と、非反転入力端子と、出力端子とを有する。圧電素子１は、オペアンプＵ１の反転入力端子と非反転入力端子との間に電気的に接続される。反転入力端子は、圧電素子１の一端から電荷信号Ｉｉｎを受ける。非反転入力端子および圧電素子１の他端は、基準電位Ｖｒｅｆに電気的に接続される。電圧信号Ｖｏｕｔは出力端子から出力される。
【００４１】
抵抗Ｒ１は、オペアンプＵ１の反転入力端子と出力端子との間に電気的に接続される。コンデンサＣ１は、抵抗Ｒ１に並列に接続される。
【００４２】
電荷信号Ｉｉｎの周波数帯域において、抵抗Ｒ１のインピーダンスの絶対値がコンデンサＣ１のインピーダンスの絶対値よりも低くなるように、抵抗Ｒ１の抵抗値およびコンデンサＣ１の容量値は定められる。これにより、増幅回路１１をトランスインピーダンスアンプ回路として動作させることができる。
【００４３】
より詳細に説明すると、圧電素子１は被験者８の体動により変形する。圧電素子１の変形量に応じて圧電体が分極する。圧電体が分極すると、圧電体を挟む電極間には電位差が生じる。この電位差により、圧電素子１と増幅回路１１とをつなぐ配線に電流が流れる。そのような電流の形態で生じる電荷量の変化を電荷信号Ｉｉｎと呼ぶ。電荷信号Ｉｉｎの周波数帯域において、抵抗Ｒ１のインピーダンスの絶対値はコンデンサＣ１のインピーダンスの絶対値よりも十分に低い。このため、すべての電流は抵抗Ｒ１を流れる。抵抗Ｒ１の端子間電圧は、抵抗Ｒ１の抵抗値と、抵抗Ｒ１を流れる電流値との積に等しい。したがって、増幅回路１１によれば、電流を電圧に変換することができる。
【００４４】
圧電体の分極によって圧電体に現れる電荷量は、被験者の体動に応じて時間的に変化し得る。増幅回路１１は、電荷信号Ｉｉｎを増幅するとともに、電荷信号Ｉｉｎを電圧信号Ｖｏｕｔに変換する。
【００４５】
トランスインピーダンスアンプ回路は、ＬＰＦ（Low  Pass  Filter）の周波数特性を有する。抵抗Ｒ１の抵抗値およびコンデンサＣ１の容量値は、そのＬＰＦのカットオフ周波数ｆｃ（＝１／２πτ、τ＝Ｒ１×Ｃ１）が電荷信号Ｉｉｎの周波数帯域よりも高周波側になるように調整される（ｆｃ＞ｆｍａｘ）。言い換えると、抵抗Ｒ１の抵抗値とコンデンサＣ１の容量値との積に応じて決まるカットオフ周波数ｆｃは、電荷信号Ｉｉｎの周波数帯域よりも高く定められる。
【００４６】
図４は、図３に示す増幅回路１１のトランスインピーダンスゲインの周波数特性および群遅延の周波数特性を示す図である。横軸は、電荷信号Ｉｉｎの周波数を対数目盛で示す。縦軸は、トランスインピーダンスゲイン（電荷信号Ｉｉｎの電流値に対する電圧信号Ｖｏｕｔの電圧値の比、左側の縦軸参照）、および電荷信号Ｉｉｎに対する電圧信号Ｖｏｕｔの群遅延（右側の縦軸参照）を示す。曲線４ａは、トランスインピーダンスゲインの周波数特性を表す。曲線４ｂは群遅延の周波数特性を表す。
【００４７】
群遅延はカットオフ周波数ｆｃ付近で急激に変化する。しかし、群遅延は、カットオフ周波数ｆｃ付近よりも低周波側の周波数帯域においては一定である。上述のように、カットオフ周波数ｆｃは、電荷信号Ｉｉｎの周波数帯域よりも高周波側に位置する。これにより、群遅延の周波数特性を、電荷信号Ｉｉｎの周波数帯域全域にわたってほぼ平坦にすることができる。つまり、群遅延は、電荷信号Ｉｉｎの周波数にほとんど依存せず、ほぼ一定になる。したがって、実施の形態１によれば、電荷出力型センサからの信号を増幅する増幅回路の群遅延の周波数特性を改善することができる。
【００４８】
［実施の形態２］
実施の形態２では、実施の形態１に示した体動検出装置の１つの具体例として嚥下検出装置を説明する。
【００４９】
図５は、本発明の実施の形態２に係る嚥下検出装置の設置状況を示す概要図である。図５を参照して、嚥下検出装置２００は、被験者８の嚥下の回数および強さの評価に用いられる装置である。被験者８の喉頭８０には圧電素子１，２が装着される。
【００５０】
舌骨８１は、嚥下時に大きく上方に変位する。これに伴って、喉頭８０は上方に引き上げられる。圧電素子１は、喉頭８０が動くことにより変形する。これにより、圧電素子１は舌骨８１の変位を検出することができる。圧電素子１は、舌骨８１の変位量に応じて電荷量を変化させる。本実施の形態では、圧電素子１の変形量に応じた電荷量の変化を表す電荷信号を変位信号Ｉ１（図６参照）と称する。変位信号Ｉ１の周波数帯域は、たとえば１００ｍＨｚ〜１０Ｈｚ程度である。
【００５１】
圧電素子２は、嚥下時に生じる音（嚥下音）を検出して、その音の大きさに応じて電荷量を変化させる。本実施の形態では、圧電素子２の変形量に応じた電荷量の変化を表す電荷信号を音声信号Ｑ２（図６参照）と称する。音声信号Ｑ２の周波数帯域は、変位信号Ｉ１の周波数帯域よりも高く、たとえば１００Ｈｚ〜１０ｋＨｚ程度である。
【００５２】
圧電素子１には、たとえばプラスチックＰＶＤＦ（PolyVinylidene  DiFluoride、ポリフッ化ビニリデン）を材料とする圧電フィルムを採用することができる。圧電素子２には、たとえばプラスチックＰＶＤＦを材料する圧電フィルムマイクを採用することができる。ただし、圧電素子１，２の構成はこれに限定されず、圧電素子１，２の材料は、ＰＺＴ（lead  zirconate  titanate、ジルコン酸チタン酸鉛）、ＢａＴｉＯ３（barium  titanate、チタン酸バリウム）などであってもよい。
【００５３】
このように２つの圧電素子を用いることにより、嚥下の回数および強さをより高精度に判定することができる。たとえば、圧電素子１からの変位信号Ｉ１および圧電素子２からの音声信号Ｑ２の双方が検出された場合、その検出結果を嚥下と判定することができる。一方、音声信号Ｑ２のみが検出された場合、その音声を声あるいは呼吸音と判定することができる。逆に、変位信号Ｉ１のみが検出された場合、その検出結果を誤検出（たとえばアーティファクト）と判定することができる。
【００５４】
なお、圧電素子１は、本発明に係る「第１のセンサ」に相当する。圧電素子１の「検出対象」および「検出結果」は、嚥下時の舌骨の変位である。また、変位信号Ｉ１は、本発明に係る「第１の信号成分」に相当する。圧電素子２は、本発明に係る「第２のセンサ」に相当する。圧電素子２の「検出対象」および「検出結果」は、嚥下音である。また、音声信号Ｑ２は、本発明に係る「第２の信号成分」に相当する。
【００５５】
図６は、図５に示す嚥下検出装置２００の構成を概略的に示すブロック図である。図７は、図６に示す圧電素子１，２および増幅回路１２の構成を示す回路図である。
【００５６】
図６および図７を参照して、嚥下検出装置２００は、圧電素子１，２と、増幅回路１２と、ＬＰＦ（低域通過フィルタ）４１と、ＨＰＦ（高域通過フィルタ）４２と、Ａ／Ｄ変換回路２１，２２と、信号処理部３とを備える。
【００５７】
増幅回路１２において、抵抗Ｒ１の抵抗値は、たとえば５０ＭΩに設定される。コンデンサＣ１の容量値は、たとえば３３ｐＦに設定される。したがって、増幅回路１２の時定数τは、τ＝Ｒ１×Ｃ１＝１．６５ｍｓと計算される。なお、時定数τを調整するために、抵抗Ｒ１に可変抵抗を採用してもよい。あるいは、コンデンサＣ１に可変コンデンサを採用してもよい。
【００５８】
トランスインピーダンスアンプ回路の回路構成とチャージアンプ回路の回路構成とは、抵抗Ｒ１およびコンデンサＣ１が、オペアンプＵ１の非反転入力端子と出力端子との間に並列に接続される点において共通である。
【００５９】
ただし、トランスインピーダンスアンプ回路では電流が抵抗Ｒ１を流れる。これにより、電流が電圧に変換される。つまり、抵抗Ｒ１は、トランスインピーダンスアンプにおいて電流を電圧に変換するための構成要素である。一方、コンデンサＣ１は、負帰還安定性を確保するために設けられるものである。
【００６０】
これに対し、チャージアンプ回路では電荷がコンデンサＣ１に蓄えられる。これにより、電荷が電圧に変換される。つまり、コンデンサＣ１は、チャージアンプにおいて電荷を電圧に変換するための構成要素である。一方、抵抗Ｒ１は、コンデンサＣ１に蓄えられた電荷を時定数τで放出するために設けられるものである。
【００６１】
抵抗Ｒ１のインピーダンスＺＲ＝Ｒは、変位信号Ｉ１または音声信号Ｑ２の周波数に依らず一定である。一方、コンデンサＣ１のインピーダンスＺＣ＝１／（ｊ×２πｆ×Ｃ１）は、オペアンプＵ１に入力される信号の周波数ｆに応じて変わる。コンデンサＣ１のインピーダンスＺＣは、理想的にはオペアンプＵ１に入力される信号の周波数に反比例する。
【００６２】
増幅回路１２がトランスインピーダンスアンプ回路として動作するか、あるいはチャージアンプ回路として動作するかは、変位信号Ｉ１または音声信号Ｑ２の周波数帯域において、抵抗Ｒ１のインピーダンスＺＲの絶対値｜ＺＲ｜とコンデンサＣ１のインピーダンスＺＣの絶対値｜Ｚｃ｜とのいずれが低いかにより決まる。抵抗Ｒ１のインピーダンスＺＲの絶対値｜ＺＲ｜がコンデンサＣ１のインピーダンスＺＣの絶対値｜Ｚｃ｜よりも低い場合、増幅回路１２はトランスインピーダンスアンプ回路として動作する。一方、コンデンサＣ１のインピーダンスＺＣの絶対値｜Ｚｃ｜が抵抗Ｒ１のインピーダンスＺＲの絶対値｜ＺＲ｜よりも低い場合、増幅回路１２はチャージアンプ回路として動作する。
【００６３】
変位信号Ｉ１の周波数帯域（１００ｍＨｚ〜１０Ｈｚ）において、抵抗Ｒ１のインピーダンスＺＲの絶対値｜ＺＲ｜がコンデンサＣ１のインピーダンスＺＣの絶対値｜Ｚｃ｜よりも低くなるように、抵抗Ｒ１の抵抗値およびコンデンサＣ１の容量値は定められる。
【００６４】
数値を用いて説明すると、抵抗Ｒ１のインピーダンスＺＲの絶対値｜ＺＲ｜は５０ＭΩである。一方、変位信号Ｉ１の周波数が１０Ｈｚ（最大値）の場合に、コンデンサＣ１のインピーダンスＺＣの絶対値｜Ｚｃ｜は最小になる。インピーダンスＺＣの絶対値｜Ｚｃ｜の最小値は、１／（２π×１０×３３×１０−１２）＝４８２ＭΩである。
【００６５】
このように、変位信号Ｉ１の周波数帯域において、抵抗Ｒ１のインピーダンスＺＲの絶対値｜ＺＲ｜はコンデンサＣ１のインピーダンスＺＣの絶対値｜Ｚｃ｜よりも低い。したがって、増幅回路１２は、変位信号Ｉ１に対してトランスインピーダンスアンプ回路として動作する。つまり、増幅回路１２は変位信号Ｉ１を増幅して、電圧信号Ｖｏｕｔに変換する。
【００６６】
トランスインピーダンスアンプ回路として動作する場合、増幅回路１２はＬＰＦの周波数特性を有する。このＬＰＦのカットオフ周波数ｆｃは、変位信号Ｉ１の周波数帯域（１００ｍＨｚ〜１０Ｈｚ）よりも高く定められる。本実施の形態において、カットオフ周波数ｆｃは、ｆｃ＝１／２πτ＝９６．５Ｈｚである。
【００６７】
一方で、音声信号Ｑ２の周波数帯域（１００Ｈｚ〜１０ｋＨｚ）において、コンデンサＣ１のインピーダンスＺＣの絶対値｜Ｚｃ｜が抵抗Ｒ１のインピーダンスＺＲの絶対値｜ＺＲ｜よりも低くなるように、抵抗Ｒ１の抵抗値およびコンデンサＣ１の容量値は定められる。
【００６８】
数値を用いて説明すると、抵抗Ｒ１のインピーダンスＺＲの絶対値｜ＺＲ｜は５０ＭΩである。一方、音声信号Ｑ２の周波数が１００Ｈｚ（最小値）の場合に、コンデンサＣ１のインピーダンスＺＣの絶対値｜Ｚｃ｜は最大になる。インピーダンスＺＣの絶対値｜Ｚｃ｜の最大値は、１／（２π×１００×３３×１０−１２）＝４８ＭΩである。
【００６９】
このように、音声信号Ｑ２の周波数帯域において、コンデンサＣ１のインピーダンスＺＣの絶対値｜Ｚｃ｜は抵抗Ｒ１のインピーダンスＺＲの絶対値｜ＺＲ｜よりも低い。したがって、増幅回路１２は、音声信号Ｑ２に対してチャージアンプ回路として動作する。つまり、増幅回路１２は音声信号Ｑ２を増幅して、電圧信号Ｖｏｕｔに変換する。
【００７０】
チャージアンプ回路として動作する場合、増幅回路１２はＨＰＦの周波数特性を有する。このＨＰＦのカットオフ周波数ｆｃ（＝９６．５Ｈｚ）は、音声信号Ｑ２の周波数帯域（１００Ｈｚ〜１０ｋＨｚ）よりも低く定められている。増幅回路１２のそれ以外の構成は、増幅回路１１（図３参照）の構成と同等であるため、詳細な説明を繰り返さない。
【００７１】
以上のように、増幅回路１２は、変位信号Ｉ１の周波数帯域についてはトランスインピーダンスアンプ回路として動作する一方で、音声信号Ｑ２の周波数帯域についてはチャージアンプ回路として動作する。つまり、共通の増幅回路を用いて、２つの周波数帯域の電荷信号を電圧信号に変換することができる。これにより、変位信号Ｉ１を電圧信号Ｖｏｕｔに変換するための増幅回路と、音声信号Ｑ２を電圧信号Ｖｏｕｔに変換するための増幅回路とを独立して設ける場合と比べて、嚥下検出装置のサイズおよびコストを低減することができる。
【００７２】
電圧信号Ｖｏｕｔには、変位信号Ｉ１に由来する信号成分と、音声信号Ｑ２に由来する信号成分とが含まれる。これらの信号成分を分離するためにＬＰＦ４１およびＨＰＦ４２が設けられる。
【００７３】
ＬＰＦ４１は、変位信号Ｉ１の周波数帯域の電圧信号Ｖｏｕｔを通過させる。ＨＰＦ４２は、音声信号Ｑ２の周波数帯域の電圧信号Ｖｏｕｔを通過させる。本実施の形態において、ＬＰＦ４１は、周波数が１０Ｈｚ以下の信号成分を通過させる。ＨＰＦ４２は、周波数が１００Ｈｚ以上の信号成分を通過させる。
【００７４】
Ａ／Ｄ変換回路２１は、ＬＰＦ４１から変位信号Ｉ１の周波数帯域の電圧信号Ｖｏｕｔを受けて、その信号成分をアナログ信号からデジタル信号に変換する。Ａ／Ｄ変換回路２２は、ＨＰＦ４２から音声信号Ｑ２の周波数帯域の電圧信号Ｖｏｕｔを受けて、その信号成分をアナログ信号からデジタル信号に変換する。Ａ／Ｄ変換回路２１，２２からのデジタル信号は、いずれも信号処理部３に出力される。嚥下検出装置２００のそれ以外の構成は、体動検出装置１００（図２参照）の対応する構成と同等であるため、詳細な説明を繰り返さない。
【００７５】
ＬＰＦ４１およびＨＰＦ４２が設けられる理由を別の観点から説明する。体動などの生体情報を検出する検出装置では、微弱な信号が扱われることが多い。また、商用電源の周波数（日本では５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）は、信号の周波数に近い。そのため、商用電源の周波数のノイズが信号に重畳した場合に、その影響が大きい。より詳細に説明すると、たとえば壁面にコンセントが設けられている場合、壁面および床の電位は商用電源の周波数でわずかに変動している。したがって、被験者８と壁面または床とが容量的に結合することにより、たとえ嚥下検出装置２００の電力供給源が商用電源でない場合でも、ノイズが信号に重畳し得る。そのため、嚥下検出装置２００の検出精度が低下してしまうおそれがある。
【００７６】
本実施の形態によれば、周波数帯域が１０Ｈｚ〜１００Ｈｚのノイズは除去される。つまり、商用電源の周波数で変動するノイズを除去することができる。これにより、嚥下検出装置の検出精度を向上することができる。
【００７７】
図８は、図７に示す変位信号Ｉ１についてのトランスインピーダンスゲインの周波数特性および群遅延の周波数特性の例を示す図である。図８を参照して、図８は図４と対比される。
【００７８】
トランスインピーダンスゲインの周波数特性および群遅延の周波数特性は、変位信号Ｉ１の周波数帯域全域にわたってほぼ平坦である。したがって、本実施の形態によれば、トランスインピーダンスゲインの周波数特性および群遅延の周波数特性を改善することができる。
【００７９】
また、トランスインピーダンスゲインの周波数特性が平坦な領域でのトランスインピーダンスゲインの値は、抵抗Ｒ１の抵抗値（５０ＭΩ）によって決定されていることがわかる（Ｖｏｕｔ／Ｉ１＝Ｒ１）。この点からも、増幅回路１２がトランスインピーダンスアンプ回路として動作していることが裏付けられる。
【００８０】
さらに、群遅延の周波数特性を、増幅回路１２とチャージアンプ回路９０（図１４参照）との間で比較すると、変位信号Ｉ１の周波数帯域は、電荷信号Ｉｉｎの周波数帯域（図１５参照）と等しい。この周波数帯域において、チャージアンプ回路９０における群遅延の最大値は約４５０ｍｓである（図１５参照）。これに対し、増幅回路１２における群遅延の最大値は約１．６ｍｓである。このように本実施の形態によれば、増幅回路をトランスインピーダンスアンプ回路として動作させることにより、増幅回路の応答性を向上することができる。その理由を以下により詳細に説明する。
【００８１】
共通の回路構成であるチャージアンプ回路およびトランスインピーダンスアンプ回路の群遅延Ｄ（ｆ）は、いずれも以下の式（１）で表される。
【００８２】
Ｄ（ｆ）＝τ／｛１＋（２π×ｆ×τ）２｝            ・・・（１）
式（１）より、時定数τを小さくすることで群遅延Ｄ（ｆ）を小さくできることが分かる。増幅回路１２の時定数τは、τ＝１．６５ｍｓ（＝５０ＭΩ×３３ｐＦ）である。一方、チャージアンプ回路９０の時定数τは、τ＝５００ｍｓ（＝５０ＭΩ×１０ｎＦ）である。つまり、図７に示すトランスインピーダンスアンプ回路では、チャージアンプ回路９０と比較して、群遅延が３１２倍程度改善している。したがって、増幅回路１２をインピーダンスアンプ回路として動作させることにより、増幅回路１２の応答性を向上することができる。
【００８３】
たとえば４５０ｍｓ程度の群遅延が生じた場合、被験者８は、電圧信号Ｖｏｕｔが体動から少し遅れて出力されると感じ得る。これに対し、１．６ｍｓ程度の群遅延であれば、被験者８は、電圧信号Ｖｏｕｔが体動の後すぐに出力されていると感じることができる。したがって、本実施の形態によれば、嚥下検出装置２００の応答性が良いので、嚥下検出装置２００をストレスなく使用することができる。
【００８４】
なお、カットオフ周波数ｆｃは、変位信号Ｉ１の周波数帯域よりも高周波側に調整される。つまり、時定数τを小さくすることになるので、抵抗値の高い抵抗Ｒ１を用いる必要がない。したがって、抵抗Ｒ１のサイズまたはコストの増加という問題を生じずに、トランスインピーダンスゲインの周波数特性および群遅延の周波数特性の改善ならびに応答性の向上という効果を得ることができる。
【００８５】
図９は、図７に示す電圧信号Ｖｏｕｔの波形の一例を示す図である。図９を参照して、横軸は時間軸である。縦軸は電荷量および電圧を表す。
【００８６】
図９を参照して、たとえば時刻ｔ１から時刻ｔ２までの５秒間、圧電素子１は変位信号Ｉ１を出力する。電圧信号Ｖｏｕｔは、変位信号Ｉ１の微分形の信号である。したがって、電圧信号Ｖｏｕｔは、電荷量の時間的変化が大きい時刻ｔ１，ｔ２の前後にパルス状に変化する。言い換えると、電荷量の時間的変化が大きい時刻（図９では変位信号Ｉ１の立ち下がりの時刻ｔ１および立ち上がりの時刻ｔ２）が強調された出力波形を得ることができる。
【００８７】
図１０は、図７に示す音声信号Ｑ２についてのチャージゲインの周波数特性および群遅延の周波数特性の例を示す図である。図１０を参照して、横軸は、音声信号Ｑ２の周波数を対数目盛で示す。縦軸は、チャージゲイン（音声信号Ｑ２の電荷量に対する電圧信号Ｖｏｕｔの電圧値の比、左側の縦軸参照）、および音声信号Ｑ２に対する電圧信号Ｖｏｕｔの群遅延（右側の縦軸参照）を示す。曲線１０ａは、チャージゲインの周波数特性を表す。曲線１０ｂは群遅延の周波数特性を表す。
【００８８】
図１０に示す例では、音声信号Ｑ２の周波数帯域は１００Ｈｚ〜１０ｋＨｚである。増幅回路１２のカットオフ周波数ｆｃは９６．５Ｈｚである。つまり、カットオフ周波数ｆｃは音声信号Ｑ２の周波数帯域の低周波側に位置する。したがって、群遅延の周波数特性は、音声信号Ｑ２の周波数帯域のほぼ全域にわたってほとんど変化しない。具体的に、１ｋＨｚ以上の周波数帯域における群遅延は、ほぼ０である。また、周波数が１００Ｈｚの場合の群遅延も高々０．８ｍｓ程度である。
【００８９】
さらに、チャージゲインは、５００Ｈｚ以上の周波数帯域において３０．３（Ｖ／ｎＣ）程度である。この値は、図１４に示すチャージアンプ回路９０のチャージゲイン（図１５参照）に比べて３００倍程度高い。周波数が１００Ｈｚの場合のチャージゲインも２１．９（Ｖ／ｎＣ）程度である。このように、チャージゲインの周波数特性も、音声信号Ｑ２の周波数帯域全域にわたってあまり変化しない。
【００９０】
以上のように、増幅回路１２をチャージアンプ回路として動作させる場合には、カットオフ周波数ｆｃを音声信号Ｑ２の周波数帯域よりも低周波側に設定することにより、群遅延の周波数特性およびチャージゲインの周波数特性を改善し得ることがわかる。
【００９１】
また、一般に増幅回路を起動してから動作が安定するまでには、時定数の数倍程度の時間が必要である。この性質は時定数が大きい場合に特に問題になり得る。本実施の形態によれば、カットオフ周波数ｆｃが高周波側に調整されるため、時定数は小さくなる。したがって、増幅回路が安定するまでにかかる時間を短縮することができる。
【００９２】
なお、カットオフ周波数ｆｃを高周波側に調整する（時定数τを小さくする）には、抵抗Ｒ１の抵抗値を小さくするか、あるいはコンデンサＣ１の容量値を小さくすることが考えられる。チャージゲインは理想的には、１／Ｃ１で表される。つまり、チャージゲインはコンデンサＣ１の容量値が小さいほど高い。したがって、カットオフ周波数ｆｃを高周波側に調整するためには、コンデンサＣ１の容量値を小さくする方が抵抗Ｒ１の抵抗値を低くするよりも好ましい。増幅回路１２（図７参照）をチャージアンプ回路９０（図１４参照）と比較すると、抵抗Ｒ１の抵抗値は５０ＭΩで共通である一方で、コンデンサＣ１の容量値が１０ｎＦから３３ｐＦに変更されている。
【００９３】
さらに、嚥下検出装置２００の検出精度を向上するためには、増幅回路１２の前段にノイズ除去用のフィルタを挿入する構成も考えられる。しかしながら、そのようなフィルタを挿入すると、変位信号Ｉ１（または音声信号Ｑ２）の遅延が生じるとともに、変位信号Ｉ１の波形がなまる。この遅延の影響は、変位信号Ｉ１の周波数が低くなるにつれて顕著になる。したがって、変位信号Ｉ１にノイズが重畳することを防ぐために、圧電素子１、増幅回路１１、または圧電素子１と増幅回路１１とをつなぐ配線を、ノイズからシールドすることが好ましい。具体的には、たとえば増幅回路１２を金属の筐体（図示せず）で囲うことができる。これにより、変位信号Ｉ１の遅延が生じないため、嚥下検出装置２００の応答性を向上することができる。
【００９４】
なお、本発明に係る「第１の信号成分」は、生体または生体の環境の変位を示す変位信号に限らず、変形、荷重の変化などを示す信号であってもよい。また、本発明に係る「第２の信号成分」は、その周波数帯域が「第１の信号成分」の周波数帯域よりも高いのであれば、生体の動きにより生じた音声を示す音声信号に特に限定されない。「音声」には、ヒトの可聴域の音（たとえば２０Ｈｚ〜２０ｋＨｚ）に限らず、超低周波音（たとえば周波数が２０Ｈｚよりも低い音）および超音波（たとえば周波数が２０ｋＨｚよりも高い音）が含まれる。
【００９５】
［実施の形態３］
実施の形態３では、体動検出装置１００の他の１つの具体例として、咳嗽検出装置について説明する。
【００９６】
図１１は、本発明の実施の形態３に係る咳嗽検出装置の設置状況を示す概要図である。図１１を参照して、咳嗽検出装置において、圧電素子１は腹部に装着されることが好ましく、横隔膜の下のあたりに装着されることがより好ましい。この位置に装着することにより、微弱な咳嗽を検出することが可能になる。また、喉に装着されるよりも誤検出が生じにくいため、精度を向上することができる。
【００９７】
実施の形態３において、変位信号Ｉ１および音声信号Ｑ２は単一の圧電素子１から出力される。より具体的に説明すると、咳嗽により筋肉（呼吸筋など）が収縮する。圧電素子１は、この収縮による腹部の変位を検出して、変位信号Ｉ１を出力する。また、咳嗽の際、腹部に接した空気が振動するため、音声が発生する。圧電素子１は、この音声を検出して、音声信号Ｑ２を出力する。このように、単一の圧電素子により互いに異なる周波数帯域の信号を得ることにより、周波数帯域ごとに圧電素子を設置する場合と比べて、検出装置のコストおよびサイズを低減することができる。
【００９８】
なお、圧電素子１の「検出対象」および「検出結果」は、腹部の変位である。圧電素子２の「検出対象」および「検出結果」は、腹部の変位により生じた音である。
【００９９】
図１２は、図１１に示す咳嗽検出装置３００の構成を概略的に示すブロック図である。図１２を参照して、咳嗽の検出における変位信号Ｉ１および音声信号Ｑ２の周波数帯域は、嚥下の検出における周波数帯域と同程度である。このため、たとえば嚥下検出装置２００と同じ増幅回路１２（図７参照）を利用することができる。咳嗽検出装置３００のそれ以外の構成は、嚥下検出装置２００（図６参照）の対応する構成と同等であるため、詳細な説明を繰り返さない。
【０１００】
変位信号Ｉ１および音声信号Ｑ２を取得することにより、咳嗽の回数および強さをより高精度に判定することができる。たとえば、変位信号Ｉ１および音声信号Ｑ２の双方が検出された場合、その検出結果を咳嗽と判定することができる。また、咳嗽の際、音声信号Ｑ２には強度が大きい波形が集まった波形群が形成される。この波形群のパターンを解析することにより、被験者８の状態（たとえば呼吸器の疾患であるか否か）を判定することができる。
【０１０１】
なお、咳嗽検出装置３００と同様の構成により、呼吸を検出することもできる。咳嗽の音は呼吸の音よりも大きい。したがって、音声信号Ｑ２の強度に応じて、咳嗽と呼吸とを区別することができる。また、音声信号Ｑ２のみが検出された場合、その検出結果を誤検出と判定することができる。
【０１０２】
実施の形態２では嚥下検出装置に２つの圧電素子が用いられる。実施の形態３では咳嗽検出装置に１つの圧電素子が用いられる。しかし、圧電素子の数は特に限定されず、検出対象に応じて適切に設定することができる。たとえば、嚥下検出装置に１つまたは３つ以上の圧電素子を用いてもよい。あるいは、咳嗽検出装置に２つ以上の圧電素子を用いてもよい。
【０１０３】
［実施の形態４］
圧電素子を被験者に直接装着しなくても体動を検出することができる。実施の形態４では圧電素子が車両に設置される構成について説明する。
【０１０４】
図１３は、本発明の実施の形態４に係るドライバ状態検出装置の設置状況を示す概要図である。図１３を参照して、車両８２内のドライバ状態検出装置において、圧電素子１は、たとえば運転席のヘッドレスト８３内に設置される。
【０１０５】
ドライバの頭がヘッドレスト８３を押した場合、圧電素子１が変形する。圧電素子１は、その変形量に応じて電荷量が変化する変位信号Ｉ１を出力する。
【０１０６】
たとえばドライバが居眠りをしているときに、頭がヘッドレスト８３から離れたり戻ったりすることが繰り返される場合がある。たとえば圧電素子１から変位信号Ｉ１が出力される場合には、ドライバが眠たくなっている可能性がある。増幅回路１２は変位信号Ｉ１を増幅して、電圧信号Ｖｏｕｔに変換する。たとえば車両８２のＥＣＵ（Electronic  Control  Unit、図示せず）は、増幅回路１２からの電圧信号Ｖｏｕｔを処理して、ドライバに注意を促すための処理を実行してもよい。さらに、たとえば車両８２の前方に取り付けられたカメラ８４で撮影されたドライバの画像情報と組み合わせて、上記の処理を実行してもよい。
【０１０７】
このように、圧電素子の設置箇所は被験者の体に限られるものではない。本発明に係る「電荷型出力センサ部（または第１および第２のセンサ）」は、生体（たとえば被験者、ドライバなど）の動きによって、生体の環境に変形、変位、荷重の変化などが生じるのであれば、生体の環境に設置されてもよい。
【０１０８】
なお、圧電素子１の「検出対象」および「検出結果」は、運転席のヘッドレスト８３に対するドライバの体動およびその体動により生じた音声である。
【０１０９】
今回開示された実施の形態は全ての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内で全ての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【０１１０】
１，１ａ，２  圧電素子、１１，１２，９０  増幅回路、Ｕ１  オペアンプ、Ｒ１  抵抗、Ｃ１  コンデンサ、Ｏ１  出力部、２１，２２  Ａ／Ｄ変換回路、３  信号処理部、３１  マイクロコンピュータ、３２  表示部、３３  通信部、４１  ＬＰＦ、４２  ＨＰＦ、１００  体動検出装置、２００  嚥下検出装置、３００  咳嗽検出装置、８  被験者、８０  喉頭、８１  舌骨、８２  車両、８３  ヘッドレスト、８４  カメラ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【手続補正書】
【提出日】平成28年7月25日(2016.7.25)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
生体の動きを検出する電荷出力型センサから出力される、検出結果を電荷量の変化で表す電荷信号を電圧信号に変換する増幅回路であって、
前記電荷信号は、
前記生体の前記動きに応じて電荷量が変化する信号成分であって、所定の周波数帯域の第１の信号成分と、
前記生体の前記動きにより生じた音声に応じて電荷量が変化する信号成分であって、前記第１の信号成分の周波数帯域よりも周波数帯域が高い第２の信号成分とを含み、
前記増幅回路は、
前記電荷信号を受ける反転入力端子と、前記電圧信号を出力するための出力端子とを有するオペアンプと、
前記反転入力端子と前記出力端子との間に電気的に接続された抵抗と、
前記抵抗に並列に接続されたコンデンサとを備え、
前記抵抗の抵抗値および前記コンデンサの容量値は、前記第１の信号成分の周波数帯域において前記抵抗のインピーダンスの絶対値が前記コンデンサのインピーダンスの絶対値よりも低くなり、かつ、前記第２の信号成分の周波数帯域において前記コンデンサのインピーダンスの絶対値が前記抵抗のインピーダンスの絶対値よりも低くなるように定められ、
前記抵抗値と前記容量値との積に応じて決まるカットオフ周波数は、前記第１の信号成分の周波数帯域よりも高く、かつ、前記第２の信号成分の周波数帯域よりも低く定められ、
前記増幅回路の時定数は、前記第１の信号成分に対する前記電圧信号の群遅延が前記第１の信号成分の周波数帯域の全域にわたって略一定となり、かつ、前記第２の信号成分に対する前記電圧信号の群遅延が０になる周波数を前記第２の信号成分の周波数帯域が含むように定められる、増幅回路。
【請求項２】
前記電荷出力型センサは、第１および第２のセンサを含み、
前記増幅回路は、前記第１のセンサからの前記第１の信号成分と、前記第２のセンサからの前記第２の信号成分とを受ける、請求項１に記載の増幅回路。
【請求項３】
請求項１に記載の増幅回路と、
前記電荷出力型センサとを備える、検出装置。
【請求項４】
前記第１の信号成分の周波数帯域は、商用電源の周波数よりも低く、
前記第２の信号成分の周波数帯域は、前記商用電源の周波数よりも高く、
前記検出装置は、
前記商用電源の周波数よりも低いカットオフ周波数を有し、前記第１の信号成分の周波数帯域の前記電圧信号を通過させる低域通過フィルタと、
前記商用電源の周波数よりも高いカットオフ周波数を有し、前記第２の信号成分の周波数帯域の前記電圧信号を通過させる高域通過フィルタとをさらに備える、請求項３に記載の検出装置。
【請求項５】
前記電荷出力型センサは、
前記第１の信号成分を出力するための第１のセンサと、
前記第２の信号成分を出力するための第２のセンサとを含む、請求項３に記載の検出装置。
【請求項６】
前記第１の信号成分は、前記生体が嚥下するときの舌骨の変位に応じて電荷量が変化する信号成分である、請求項３〜５のいずれか１項に記載の検出装置。
【国際調査報告】
2015053241.tif 000018
2015053241.tif 000019
2015053241.tif 000020