(57)【要約】入力電圧範囲および出力電流範囲が広くても、低コストで高効率かつ急激な負荷変動にも対応できる電圧変換が可能となる電力変換器を提供する。入力される電圧を昇降圧して直流電圧を出力する非絶縁型昇降圧コンバータ回路（１５）と、非絶縁型昇降圧コンバータ回路（１５）から出力される直流電圧を入力して負荷へ直流電圧を出力する絶縁型コンバータ回路（１６）と、非絶縁型昇降圧コンバータ回路（１５）と絶縁型コンバータ回路（１６）を制御する制御部（１７）を備え、制御部（１７）は入力される電圧と絶縁型コンバータ回路（１６）の出力電圧Ｖｏとの昇降圧比の制御を、非絶縁型昇降圧コンバータ回路（１５）のみで行うことにより、出力電圧Ｖｏが目標値となるように調整する。
2016139745.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力される電圧を昇降圧して直流電圧を出力する非絶縁型昇降圧コンバータ回路と、前記非絶縁型昇降圧コンバータ回路から出力される直流電圧を入力して負荷へ直流電圧を出力する絶縁型コンバータ回路と、前記非絶縁型昇降圧コンバータ回路と前記絶縁型コンバータ回路を制御する制御部を備えたことを特徴とする電力変換器。
【請求項２】
前記制御部は、前記入力される電圧と前記絶縁型コンバータ回路の出力電圧との昇降圧比の制御を、前記非絶縁型昇降圧コンバータ回路のみで行うことを特徴とする請求項１に記載の電力変換器。
【請求項３】
前記非絶縁型昇降圧コンバータ回路は、第１の平滑用リアクトルと、第１の平滑用コンデンサと、ダイオードと、前記第１の平滑用リアクトルの通電を制御する第１の半導体スイッチング素子とを有する極性反転型昇降圧チョッパであることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電力変換器。
【請求項４】
前記非絶縁型昇降圧コンバータ回路は、第１の平滑用リアクトルと、第１の平滑用コンデンサと、２つのダイオードと、前記第１の平滑用リアクトルへの入力電圧の印加時間を制御する第１の半導体スイッチング素子と、前記第１の平滑用コンデンサに蓄積される直流電圧を制御する第２の半導体スイッチング素子とを有するＨブリッジ型昇降圧チョッパであることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電力変換器。
【請求項５】
前記制御部は、前記電力変換器が負荷に電力を伝送しない場合、前記第１の半導体スイッチング素子をオフすることを特徴とする請求項３または請求項４に記載の電力変換器。
【請求項６】
前記制御部は、前記非絶縁型昇降圧コンバータ回路が入力電圧を降圧動作させる場合は、前記第２の半導体スイッチング素子をベタオフし、前記第１の半導体スイッチング素子によって降圧比を制御し、前記非絶縁型昇降圧コンバータ回路が入力電圧を昇圧動作させる場合は、前記第１の半導体スイッチング素子を常時オンし、前記第２の半導体スイッチング素子によって昇圧比を制御することを特徴とする請求項４に記載の電力変換器。
【請求項７】
前記制御部は、前記非絶縁型昇降圧コンバータ回路の昇降圧比が１の場合、前記第１の半導体スイッチング素子を常時オンし、前記第２の半導体スイッチング素子を常時オフすることを特徴とする請求項４に記載の電力変換器。
【請求項８】
前記絶縁型コンバータ回路は、一次巻線及び二次巻線を有するトランスを備え、前記トランスの一次巻線には第３の半導体スイッチング素子と第４の半導体スイッチング素子と共振用リアクトルと共振用コンデンサを接続し、前記トランスの二次巻線には整流回路と平滑用コンデンサを接続した共振型コンバータであることを特徴とする請求項１から７のいずれか１項に記載の電力変換器。
【請求項９】
前記絶縁型コンバータ回路は、一次巻線及び二次巻線を有するトランスを備え、前記トランスの一次巻線には第３の半導体スイッチング素子と第４の半導体スイッチング素子と第５の半導体スイッチング素子と第６の半導体スイッチング素子を接続し、前記トランスの二次巻線には整流回路と平滑用リアクトルを接続したフルブリッジコンバータであることを特徴とする請求項１から７のいずれか１項に記載の電力変換器。
【請求項１０】
前記絶縁型コンバータ回路は、一次巻線及び二次巻線を有するトランスを備え、前記トランスの一次巻線には第３の半導体スイッチング素子と第４の半導体スイッチング素子と前記非絶縁型昇降圧コンバータ回路の出力電圧の半分の電圧をそれぞれ保持する２つの分割用コンデンサを接続し、前記トランスの二次巻線には整流回路と平滑用リアクトルを接続したハーフブリッジコンバータであることを特徴とする請求項１から７のいずれか１項に記載の電力変換器。
【請求項１１】
前記絶縁型コンバータ回路の整流回路は、ダイオードで構成されていることを特徴とする請求項８から請求項１０のいずれか１項に記載の電力変換器。
【請求項１２】
前記絶縁型コンバータ回路の整流回路は、半導体スイッチング素子で構成されている同期整流回路であることを特徴とする請求項８から請求項１０のいずれか１項に記載の電力変換器。
【請求項１３】
前記制御部は、前記絶縁型コンバータ回路の出力電圧が上昇した場合に、前記非絶縁型昇降圧コンバータ回路の出力電圧を上昇させることを特徴とする請求項１２に記載の電力変換器。
【請求項１４】
前記制御部は、前記絶縁型コンバータ回路の出力電圧が上昇した場合に、前記絶縁型コンバータ回路の前記同期整流回路を停止することを特徴とする請求項１２に記載の電力変換器。
【請求項１５】
前記絶縁型コンバータ回路は、前記同期整流回路に流れる電流を検出する出力電流検出回路を備え、前記制御部は前記出力電流検出回路が検出した電流がしきい値以下になった場合に前記同期整流回路をオフすることを特徴とする請求項１２から請求項１４のいずれか１項に記載の電力変換器。
【請求項１６】
前記絶縁型コンバータ回路の共振用リアクトルは、一次巻線及び二次巻線を有する前記トランスの漏れインダクタンスで構成されることを特徴とする請求項８に記載の電力変換器。
【請求項１７】
前記絶縁型コンバータ回路は、ＬＬＣコンバータであることを特徴とする請求項８に記載の電力変換器。
【請求項１８】
前記制御部は、前記ＬＬＣコンバータを固定のスイッチング周波数で動作させることを特徴とする請求項１７に記載の電力変換器。
【請求項１９】
前記制御部は、前記ＬＬＣコンバータの固定スイッチング周波数の半周期の時間と、前記共振用コンデンサと前記共振用リアクトルとで決まる直列共振周波数の半周期にデッドタイムを加えた時間とが等しくなるよう制御することを特徴とする請求項１８に記載の電力変換器。
【請求項２０】
前記電力変換器は温度センサを備え、前記制御部は、前記温度センサが検出した温度値によって、前記ＬＬＣコンバータのスイッチング周波数を制御することを特徴とする請求項１８に記載の電力変換器。
【請求項２１】
前記絶縁型コンバータ回路は、出力回路に流れる電流を検出する出力電流検出回路を備え、前記制御部は、前記出力電流検出回路が検出した電流値によって、前記ＬＬＣコンバータのスイッチング周波数を制御することを特徴とする請求項１８に記載の電力変換器。
【請求項２２】
前記電力変換器は電流センサを備え、前記制御部は、前記電流センサが検出した電流値によって、前記電力変換器の出力電圧目標値を低下させることを特徴とする請求項１から請求項２１のいずれか１項に記載の電力変換器。
【請求項２３】
前記電力変換器の半導体スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体にて形成される素子であることを特徴とする請求項２２に記載の電力変換器。
【請求項２４】
前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化ケイ素、窒化ガリウム系材料、またはダイヤモンドを用いた半導体であることを特徴とする請求項２３に記載の電力変換器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、入力された直流電圧を所定の直流電圧に変換するコンバータ回路を二段構成とした電力変換器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１には、入力電源からの電圧を昇圧する非絶縁型コンバータを前段に備え、絶縁型ブリッジコンバータを後段に備えた構成のＤＣ−ＤＣコンバータが開示されている。前段の非絶縁型コンバータは、出力電圧を検出して、後段の絶縁型ブリッジコンバータへの入力電圧が一定になるよう制御する。後段の絶縁型ブリッジコンバータは、入力電圧に巻き数比をかけたものが出力電圧となるように、固定スイッチング周波数かつ固定オンデューティ比で動作する。特許文献１の構成では、入力電源の電圧が変動しても前段の非絶縁型コンバータが後段の絶縁型ブリッジコンバータの入力電圧を一定に保つため、絶縁型ブリッジコンバータを最も効率のいい動作点で動作させることが可能であった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１３−２５８８６０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかし、特許文献１の構成では、前段の非絶縁型コンバータは昇圧しかできない昇圧コンバータのために、出力電圧を入力電圧に巻き数比をかけた電圧より低くすることができなかった。出力側にバッテリなどの容量負荷が接続されていて、負荷の電圧が入力電圧に巻き数比をかけた電圧より低くなると、電流制御ができずに非絶縁型コンバータと絶縁型ブリッジコンバータに短絡電流が流れてしまうという問題があった。【０００５】
また、短絡電流が流れないようにするためには、非絶縁型コンバータの出力電圧を高くして、非絶縁型コンバータが常に昇圧するように設計すればよいが、各素子にかかる電圧が高くなるため素子耐圧を上げなければならず、効率低下や高コスト化につながるという課題があった。入出力電圧の範囲が広いとさらに効率低下や高コスト化に拍車がかかる。【０００６】
この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、低コストかつ高効率で広い入出力電圧範囲に対応することができる電力変換器を提供することを目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
この発明に係る電力変換器は、入力される電圧を昇降圧して直流電圧を出力する非絶縁型昇降圧コンバータ回路と、非絶縁型昇降圧コンバータ回路から出力される直流電圧を入力して負荷へ直流電圧を出力する絶縁型コンバータ回路と、非絶縁型昇降圧コンバータ回路と絶縁型コンバータ回路を制御する制御部を備えたものである。
【発明の効果】
【０００８】
この発明によれば、コンバータ回路に使用される素子の耐圧を上げずに、低コストかつ高効率で広い入出力電圧範囲に対応することができる電力変換器を得ることができる。また、前段の非絶縁型コンバータ回路が昇降圧可能であるため、出力電圧を０Ｖに下げることも可能である。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】この発明の実施の形態１に係る電力変換器の概略構成図である。
【図２】この発明の実施の形態１に係る電力変換器において、制御部が第１の半導体スイッチング素子をオン、オフさせたときの電流経路を示す説明図である。
【図３】この発明の実施の形態１に係る電力変換器において、制御部が第２の半導体スイッチング素子をオン、オフさせたときの電流経路を示す説明図である。
【図４】この発明の実施の形態１に係る電力変換器において、絶縁型コンバータ回路のスイッチング周波数とゲインとの関係について示した説明図である。
【図５】この発明の実施の形態１に係る電力変換器において、絶縁型コンバータ回路の動作時における各電圧電流波形を示す説明図である。
【図６】この発明の実施の形態１に係る電力変換器において、絶縁型コンバータ回路の半導体スイッチング素子がオン、オフしているときの電流経路を示す説明図である。
【図７】この発明の実施の形態１に係る電力変換器において、絶縁型コンバータ回路の半導体スイッチング素子のスイッチング周波数を直列共振周波数より十分低くした場合の波形図である。
【図８】この発明の実施の形態１に係る電力変換器において、絶縁型コンバータ回路の半導体スイッチング素子のスイッチング周波数を直列共振周波数より十分高くした場合の波形図である。
【図９】この発明の実施の形態１に係る電力変換器の変形例を示す構成図である。
【図１０】この発明の実施の形態２に係る電力変換器の概略構成図である。
【図１１】この発明の実施の形態２に係る電力変換器において、制御部が第１の半導体スイッチング素子をオン、オフさせたときの電流経路を示す説明図である。
【図１２】この発明の実施の形態２に係る電力変換器において、絶縁型コンバータ回路の動作時における各電圧電流波形を示す説明図である。
【図１３】この発明の実施の形態２に係る電力変換器において、絶縁型コンバータ回路の半導体スイッチング素子がオン、オフしているときの電流経路を示す説明図である。
【図１４】この発明の実施の形態２に係る電力変換器において、絶縁型コンバータ回路の半導体スイッチング素子がオン、オフしているときの電流経路を示す説明図である。
【図１５】この発明の実施の形態２に係る電力変換器の変形例を示す構成図である。
【図１６】この発明の実施の形態３に係る電力変換器の概略構成図である。
【図１７】この発明の実施の形態４に係る電力変換器の概略構成図である。
【図１８】この発明の実施の形態５に係る電力変換器の概略構成図である。
【図１９】この発明の実施の形態５に係る電力変換器において、絶縁型コンバータ回路の動作時における各電圧電流波形を示す説明図である。
【図２０】この発明の実施の形態５に係る電力変換器の変形例を示す構成図である。
【図２１】この発明の実施の形態６に係る電力変換器の概略構成図である。
【図２２】この発明の実施の形態６に係る電力変換器において、経年変化による劣化や温度変化により、直列共振周波数が変化した場合の各電圧電流波形を示す説明図である。
【図２３】この発明の実施の形態６に係る電力変換器において、絶縁型コンバータ回路の動作時における各電圧電流波形を示す説明図である。
【図２４】この発明の実施の形態８に係る電力変換器において、出力電流と出力電圧の目標値との関係を示す特性図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、この発明の実施の形態に係る電力変換器を、好適な実施の形態にしたがって図面を用いて説明する。なお、図面の説明においては、同一または相当する部分には同一符号を付して重複する説明を適宜省略する。
【００１１】
実施の形態１．
まずこの発明の実施の形態１における電力変換器を図１から図９に基づいて説明する。図１は実施の形態１に係る電力変換器の概略構成図を示し、図１において、電力変換器は、ＬＬＣ（two  inductors  (LL)  and  a  capacitor  (C)）共振コンバータである絶縁型コンバータ回路１６の前段に非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５を設けた２段構成のコンバータとなっている。入力端子Ｐｉからの入力電圧（直流電圧）Ｖｉを非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５により昇降圧して任意の直流電圧に変換し、この直流電圧を入力して絶縁型コンバータ回路１６により出力端子Ｐｏに出力電圧（直流電圧）Ｖｏとして出力し、図示しない負荷へ供給するようになっている。
【００１２】
非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５は、第１の半導体スイッチング素子１とダイオード２と平滑用リアクトル３と第２の半導体スイッチング素子４とダイオード５と平滑用コンデンサ６とで構成されている。
第１の半導体スイッチング素子１は、そのドレイン端子が入力端子Ｐｉの入力電圧Ｖｉの正極側に接続され、ソース端子が平滑用リアクトル３とダイオード２との接続点に接続されている。ダイオード２は、そのアノード端子が入力端子Ｐｉの入力電圧Ｖｉの負極側と平滑用コンデンサ６の負極側が接続され、カソード端子が第１の半導体スイッチング素子１と平滑用リアクトル３との接続点に接続されている。
【００１３】
第２の半導体スイッチング素子４は、そのドレイン端子が平滑用リアクトル３に接続され、ソース端子が入力端子Ｐｉの入力電圧Ｖｉの負極側と平滑用コンデンサ６の負極側に接続されている。ダイオード５は、そのアノード端子が平滑用リアクトル３と第２の半導体スイッチング素子４の接続点に接続され、カソード端子が平滑用コンデンサ６の正極側に接続されている。制御部１７は第１の半導体スイッチング素子１と第２の半導体スイッチング素子４をオン、オフ制御し、平滑用コンデンサ６の電圧を任意の値に調整する。
【００１４】
絶縁型コンバータ回路１６は、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５の後段に接続され、第３および第４の半導体スイッチング素子７、８と共振用コンデンサ９、トランス１１の漏れインダクタンスで形成される共振用リアクトル１０をトランス１１の一次側に備えている。トランス１１の二次側には整流回路であるダイオード１２、１３と、直流の出力電圧Ｖｏを出力する出力端子Ｐｏ間には平滑用コンデンサ１４を備えている。
【００１５】
第３の半導体スイッチング素子７のドレイン端子は、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５の平滑用コンデンサ６の正極側に接続され、第４の半導体スイッチング素子８のソース端子は平滑用コンデンサ６の負極側に接続される。第３の半導体スイッチング素子７のソース端子と第４の半導体スイッチング素子８のドレイン端子は、共に共振用コンデンサ９の一端に接続される。共振用コンデンサ９、共振用リアクトル１０、トランス１１は直列に接続され、第３の半導体スイッチング素子７のソース端子と第４の半導体スイッチング素子８のドレイン端子との接続点と、第４の半導体スイッチング素子８のソース端子との間に接続される。
【００１６】
図１では、第３の半導体スイッチング素子７のソース端子と第４の半導体スイッチング素子８のドレイン端子の接続点から、順に共振用コンデンサ９→トランス１１の漏れインダクタンスである共振用リアクトル１０→トランス１１の一次巻線に順に接続されているが、これに限ることなく、共振用コンデンサ９はトランス１１と第４の半導体スイッチング素子８のソース端子との間に接続されてもよい。
トランス１１の二次巻線側にはダイオード１２とダイオード１３を備えており、トランス１１の二次巻線は中間タップを有し、中間タップが出力端子Ｐｏの負極側に接続されており、トランス１１の二次巻線の両端にはそれぞれダイオード１２、１３のアノード端子が接続されており、ダイオード１２のカソード端子とダイオード１３のカソード端子はそれぞれ接続されており、その接続点と出力端子Ｐｏの正極側が接続されている。
【００１７】
入力端子Ｐｉと並列に入力電圧検出回路２１が接続され、入力端子Ｐｉからの入力電圧（直流電圧）Ｖｉの電圧値を取得するようになっている。平滑用コンデンサ６と並列に平滑コンデンサ電圧検出回路２２が接続され、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５の出力電圧Ｖｃの電圧値を取得するようになっている。出力端子Ｐｏと並列に出力電圧検出回路２３が接続され、絶縁型コンバータ回路１６からの出力である出力電圧（直流電圧）Ｖｏの電圧値を取得するようになっている。また、出力端子Ｐｏの正極側には出力電流検出回路２４が接続され、出力電流を検出するようになっている。
【００１８】
制御部１７は、制御線３０ａ、３０ｂ、３０ｃ、３０ｄにより、それぞれ第１〜第４の半導体スイッチング素子１、４、７、８のオン、オフを制御する。制御部１７は、信号線３１ａ、３１ｂ、３１ｃによりそれぞれ入力電圧検出回路２１、平滑コンデンサ電圧検出回路２２、出力電圧検出回路２３から電圧の検出値を取得する。また、信号線３１ｄにより出力電流検出回路２４から出力電流の検出値を取得する。
【００１９】
まず、実施の形態１に係る電力変換器の非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５の動作原理について説明する。図１の非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５は、降圧時と昇圧時でスイッチングパターンが異なる。
降圧時は、第１の半導体スイッチング素子１をオン、オフ制御し、第２の半導体スイッチング素子４をベタオフ（常時オフ）させることにより、図２の電流経路を通る。図２において、第１の半導体スイッチング素子１がオンのとき、電流は実線矢印のように流れ、第１の半導体スイッチング素子１がオフのとき、電流は破線矢印のように流れる。
昇圧時は、第１の半導体スイッチング素子１をベタオン（常時オン）し、第２の半導体スイッチング素子４をオン、オフ制御させることにより、図３の電流経路を通る。図２において、第２の半導体スイッチング素子４がオンのとき、電流は実線矢印のように流れ、第２の半導体スイッチング素子４がオフのとき、電流は破線矢印のように流れる。
制御部１７は、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５の出力電圧を制御し、絶縁型コンバータ回路１６の出力電圧Ｖｏを目標値に近づくよう調整する。
【００２０】
次に、絶縁型コンバータ回路１６について説明する。制御部１７は、第３および第４の半導体スイッチング素子７、８をそれぞれオン、オフ制御する。第３および第４の半導体スイッチング素子７、８は、詳しくは、デッドタイムを挟んでほぼ５０％のデューティ比で、かつ、共振用コンデンサ９とトランス１１の漏れインダクタンスである共振用リアクトル１０で構成される直列共振回路の直列共振周波数ｆｓｒの半周期にデッドタイム加えた時間を半周期とするスイッチング周波数ｆｓｗとして交互にオンされる。
【００２１】
ここで、周波数とゲインとの関係について説明する。ＬＬＣ共振コンバータである絶縁型コンバータ回路１６は、スイッチング周波数を制御することで、直列共振回路のインピーダンスを調整することで、トランス１１に印加される電圧が決まる。トランス１１の励磁インダクタンスＬｍと共振用リアクトル１０であるトランス１１の漏れインダクタンスＬｒで決まるインダクタンス比Ｌｎ（＝Ｌｍ／Ｌｒ）によって、同じ負荷状態におけるゲインの値が変わる。図４にインダクタンス比Ｌｎとゲインとの関係を示す。
【００２２】
図４は横軸に周波数、縦軸にゲインを示し、インダクタンス比Ｌｎの大きさによってゲインが変わることを表している、この図４から明らかなように、インダクタンス比Ｌｎが大きくなるほど、スイッチング周波数によってゲインが変化しにくくなり、インダクタンス比Ｌｎが非常に大きい場合は、スイッチング周波数に関係なくゲインは一定となる。
【００２３】
以上から、一般的に共振用リアクトル１０にトランス１１の漏れインダクタンスを使用する場合、漏れインダクタンスＬｒはトランス１１の励磁インダクタンスＬｍよりも小さいため、インダクタンス比Ｌｎが大きくなり、ゲインが変化しづらい。
このため、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５の出力電圧を調整し、絶縁型コンバータ回路１６の入力電圧（≒平滑用コンデンサ６の電圧）を固定することで、この問題を解決し、かつ、一般的に、共振用リアクトル１０を外付け部品で使用する場合に生ずる鉄損、銅損がないため高効率化につながる。また、スイッチング周波数固定のため、平滑用コンデンサ６の電圧Ｖｃによって出力電圧Ｖｏが変化してしまうが、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５で出力電圧Ｖｃを調整し、出力電圧Ｖｏが目標値に近づくように制御する。
【００２４】
制御部１７は、信号線３１ｃを介して取得した出力電圧検出回路２３の電圧値が目標値に近づくよう、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５の出力電圧を調整する。ここで、具体的な制御方法について例をあげて説明する。
非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５の出力部の平滑用コンデンサ６の電圧をＶｃ、トランス１１の巻き数比をＮ：１：１とすると、以下の式（１）が成り立つ。
【数１】
2016139745.tif 000003
式（１）より、出力電圧Ｖｏの目標値をＶｏ＊とすると、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５の出力部の平滑用コンデンサ６の電圧の制御目標値Ｖｃ＊は式（２）のようになる。
Ｖｃ＊＝２×Ｎ×Ｖｏ＊      ・・・（２）
【００２５】
非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５は入力電圧ＶｉをＶｃに変換する回路である。降圧動作時には第１の半導体スイッチング素子１のオンデューティＤ１を用いると式（３）が成り立つ。
Ｖｃ＝Ｄ１×Ｖｉ        ・・・（３）
同様に、昇圧動作時には第２の半導体スイッチング素子４のオンデューティＤ４を用いると式（４）が成り立つ。
【数２】
2016139745.tif 000004
【００２６】
以上から、式（２）で求めた非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５の制御目標値をＶｃ＊に近づくように、降圧動作時には第１の半導体スイッチング素子１のデューティ比を、昇圧動作時には第２の半導体スイッチング素子４のデューティ比を制御する。
このように、制御部１７は、出力電圧Ｖｏが目標値Ｖｏ＊に追従するように、第１および第２の半導体スイッチング素子１、４のデューティ比を制御し、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５の出力電圧（≒平滑用コンデンサ６の電圧Ｖｃ）を調整する。
【００２７】
以上が、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５の出力電圧の制御方法である。実際は、絶縁型コンバータ回路１６の各回路素子の電圧降下や各電圧検出回路のセンサ誤差等により、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５の出力電圧を制御しても、絶縁型コンバータ回路１６の出力電圧Ｖｏが目標値Ｖｏ＊よりも低い（または高い）場合がある。
このときは、出力電圧Ｖｏの目標値をＶｏ＊、出力電圧検出回路２３によって取得した電圧値をＶｏ_monとおくと、以下の式（５）で決まる出力電圧Ｖｏの目標値までの差分△Ｖｏに対し、比例ゲイン、積分ゲインを加えたものを非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５の制御目標値Ｖｃ＊に加えることで、最終的に絶縁型コンバータ回路１６の出力電圧Ｖｏが目標値Ｖｏ＊となるように制御する。
△Ｖｏ＝（Ｖｏ＊−Ｖｏ_mon）    ・・・（５）
【００２８】
ここでは、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５の出力電圧Ｖｃを制御する一例を説明したが、これに限るものではなく、例えば、制御部１７は、出力電圧Ｖｃをフィードバックすることなく、絶縁型コンバータ回路１６の出力電圧Ｖｏが目標値Ｖｏ＊に近づくように非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５の出力電圧を制御してもよい。
【００２９】
次に、絶縁型コンバータ回路１６の基本的な動作について波形を用いて説明する。図５は実施の形態１に係る電力変換器の絶縁型コンバータ回路１６の動作時における各電圧・電流の波形図である。
図５は、横軸を時間軸としている。時刻ｔ２、ｔ６は第３の半導体スイッチング素子７がターンオン、時刻ｔ３、ｔ７は、第３の半導体スイッチング素子７がターンオフするタイミングである。また、時刻ｔ１、ｔ５は第４の半導体スイッチング素子８がターンオフ、時刻ｔ４、ｔ８は第４の半導体スイッチング素子８がターンオンするタイミングである。また、第３および第４の半導体スイッチング素子７、８がそれぞれターンオフ・ターンオンする間にはデッドタイムｔｄが設けられている。
【００３０】
また、図５は、第３の半導体スイッチング素子７のゲート・ソース間に印加されるゲート電圧Ｖｇｓ７、第４の半導体スイッチング素子８のゲート・ソース間に印加されるゲート電圧Ｖｇｓ８、第３の半導体スイッチング素子７のドレイン・ソース間に印加される電圧Ｖｄｓ７、第４の半導体スイッチング素子８のドレイン・ソース間に印加される電圧Ｖｄｓ８、トランス１１の一次側に印加される電圧Ｖｔｒ１、共振用コンデンサ９や共振用リアクトル１０（トランス１１の漏れインダクタンス）に流れる電流（以下、共振電流）ＩＬｒ、トランス１１の励磁インダクタンスＬｍに流れる励磁電流ＩＬｍ、トランス１１の２次側の整流用のダイオード１２、１３に流れる電流ＩＤ１２、ＩＤ１３について、それぞれの波形を示す。なお、トランス１１の一次側に流れる電流は、共振用コンデンサ９からトランス１１に流れる方向を正としている。
【００３１】
図６は、絶縁型コンバータ回路１６の第３および第４の半導体スイッチング素子７、８がオン、オフしている時の、各時刻における電流の経路を示している。
図（ａ）に示すように、時刻ｔ１〜ｔ２において、第４の半導体スイッチング素子８がターンオフした直後は、共振電流ＩＬｒはトランス１１（共振用リアクトル１０を含む）→共振用コンデンサ９→第３の半導体スイッチング素子７のボディダイオードの経路で電流が流れる。
【００３２】
図（ｂ）に示すように、時刻ｔ２〜ｔ３において、第３の半導体スイッチング素子７は直前までボディダイオードに電流が流れており、従って、ドレイン・ソース間の電圧Ｖｄｓ７はゼロであるため、第３の半導体スイッチング素子７はＺＶＳ（Zero  Voltage  Switch）が成立する。図中の実線は時刻ｔ２〜ｔ３のときの電流経路であり、破線は直前まで流れていた共振電流ＩＬｒの電流経路である。
【００３３】
図（ｃ）に示すように、時刻ｔ３〜ｔ４において、第３の半導体スイッチング素子７がターンオフした直後は、共振電流ＩＬｒは共振用コンデンサ９→トランス１１（共振用リアクトル１０を含む）→第４の半導体スイッチング素子８のボディダイオードの経路で電流が流れる。
【００３４】
図（ｄ）に示すように、時刻ｔ４〜ｔ５において、第４の半導体スイッチング素子８は直前までボディダイオードに電流が流れており、従って、ドレイン・ソース間の電圧Ｖｄｓ８はゼロであるため、第４の半導体スイッチング素子８はＺＶＳが成立する。図中の実線は時刻ｔ４〜ｔ５のときの電流経路であり、破線は直前まで流れていた共振電流ＩＬｒの電流経路である。
【００３５】
また、図示していないが、共振電流ＩＬｒと励磁電流ＩＬｍとの差分電流がトランス１１の２次側に流れ、ＩＬｒ＞ＩＬｍのとき、ダイオード１２に電流ＩＤ１２が流れ、ＩＬｍ＞ＩＬｒのとき、ダイオード１３に電流ＩＤ１３が流れる。
【００３６】
実施の形態１では、スイッチング周波数ｆｓｗと、共振用リアクトル１０と共振用コンデンサ９とで構成される直列共振回路の直列共振周波数ｆｓｒにデッドタイムｔｄを加えた周波数が等しくなるように制御している。
一般的に、スイッチング周波数ｆｓｗ≒直列共振周波数ｆｓｒが等しくなるように制御することが推奨されているが、実際は、デッドタイムｔｄ分だけ、先に、半導体スイッチング素子がターンオフしてしまうため、ターンオフ損失が発生してしまう。そこで、本実施の形態では、スイッチング周波数の半周期（Ｔｓｗ／２）と直列共振周波数の半周期（Ｔｓｒ／２）にデッドタイムｔｄを加えた時間とが等しくなるようにスイッチング周波数を決定する。これらの関係式を式（６）に示している。これは、後述するが、トランス１１の２次側整流回路が同期整流の時に最も効果を発揮する。
【数３】
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【００３７】
以下に、対比のために、スイッチング周波数ｆｓｗを直列共振周波数ｆｓｒより十分低くした場合の波形を図７に示し、スイッチング周波数ｆｓｗを直列共振周波数ｆｓｒより十分高くした場合の波形を図８に示す。
このように、図５に比べ、スイッチング周波数ｆｓｗを低くした場合は、共振電流ＩＬｒが流れる時間割合が短くなり、図５と同じ電力を短い時間割合で出力するため、共振電流ＩＬｒのピーク値、電流実効値が大きくなり、損失が増加する。スイッチング周波数ｆｓｗを高くした場合は、t3、t5、t7のターンオフのタイミングでハードスイッチングとなるために、損失が増加する。
【００３８】
以上が、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５、絶縁型コンバータ回路１６の制御方法である。実施の形態１で説明した電力変換器は、絶縁型コンバータ回路１６がほぼ一定の昇降圧比で出力できるよう、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５により、入力電圧Ｖｉを所定の電圧に変換する。そのため、一般的に昇降圧比が１に近いほど効率が良くなる。
【００３９】
高効率化のために、制御部１７は、入力電圧Ｖｉと非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５が出力する電圧が近い所定の範囲内のとき、制御部１７は第１の半導体スイッチング素子１をベタオン、第２の半導体スイッチング素子４をベタオフし、絶縁型コンバータ回路１６のみスイッチング動作させる。これにより、余計なスイッチング損失を防ぐことができ、高効率化につながる。
【００４０】
制御部１７は、出力電圧Ｖｏが目標出力電圧値Ｖｏ＊より著しく高いときなど負荷に電力を伝送する必要がない場合、制御部１７は第１の半導体スイッチング素子１をベタオフする。これにより、負荷に余計な電力を伝送することがなくなり、出力電圧Ｖｏが過電圧になるのを防ぐ。
【００４１】
実施の形態１における電力変換器の基本的な動作について説明した。次に、動作中の負荷変動時における制御方法について説明する。
動作中の負荷電流が過電流閾値に達したとき、電力変換器は垂下特性等の保護動作（フェールセーフ）を行う必要がある。実施の形態１には、絶縁型コンバータ回路１６の出力電流値を取得するセンサ回路（出力電流検出回路２４）を備え、絶縁型コンバータ回路１６の出力部の電流値が所定の値を超えたとき、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５の出力電圧を低下させる。これにより、絶縁型コンバータ回路１６の出力電圧も低下する。絶縁型コンバータ回路１６の出力電圧を低下させることにより電力変換器の出力電力を制限して、電力変換器を保護する。
【００４２】
また、部品のバラつきや経年劣化などで共振周波数が変化しても、出力電流検出回路２４からの電流に基づき、絶縁型コンバータ回路１６のスイッチング周波数を制御することで、共振電流の実効値をおさえて、絶縁型コンバータ回路１６をもっとも効率がよくなる条件で動作させることが可能である。
【００４３】
実施の形態１では、トランス１１の二次巻線の中間タップが出力端子Ｐｏの負側に接続、トランス１１の二次側巻線の両端にはそれぞれダイオード１２、１３のアノード端子が接続されていたが、これに限るものではなく。図９のように、トランス１１の二次巻線の中間タップが出力端子Ｐｏの正側に接続され、トランス１１の二次側巻線の両端にはそれぞれダイオード１２、１３のカソード端子が接続されている構成でもよい。
また、図１および図９に示す電力変換器の周辺に温度センサを設け、温度センサが検出した温度を制御部１７に入力して、制御部１７は温度センサの検出値によって、絶縁型コンバータ回路１６のスイッチング周波数を制御することで、温度条件の変化などで共振周波数が変化しても、共振電流の実効値をおさえて、絶縁型コンバータ回路１６をもっとも効率がよくなる条件で動作させることが可能である。
【００４４】
以上説明した実施の形態１の電力変換器によれば、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５と絶縁型コンバータ回路１６の構成にしたことにより、広い入出力電力範囲に対応することができる。
また、制御部１７は、入力される入力電圧Ｖｉと絶縁型コンバータ回路１６の出力電圧Ｖｏとの昇降圧比の制御を非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５のみで行うようにして、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５が絶縁型コンバータ回路１６の出力電圧制御を行うことにより、絶縁型コンバータ回路１６は、固定のスイッチングパターンでスイッチングすることができ、最も効率の良い条件で動作させることができる。
【００４５】
また、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５を、平滑用リアクトル３と平滑用コンデンサ６と２つのダイオード２、５と、平滑用リアクトル３への入力電圧Ｖｉの印加時間を制御する第１の半導体スイッチング素子１と、平滑用リアクトル３への非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５から出力される直流電圧の印加時間を制御する第２の半導体スイッチング素子４とで構成されるＨブリッジ型昇降圧チョッパとすることにより、特許文献１と同耐圧の半導体スイッチング素子を使用でき、低コストで広い入出力電圧範囲に対応可能になる。
【００４６】
また、昇圧時は、第１の半導体スイッチング素子１をオンした状態で、第２の半導体スイッチング素子４をオン、オフ制御し、降圧時は、第２の半導体スイッチング素子４をオフした状態で、第１の半導体スイッチング素子１をオン、オフ制御して出力電圧制御を行うことにより、特許文献１と同耐圧の半導体スイッチング素子を使用でき、低コストで広い入出力電圧範囲に対応可能になる。
また、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５の入出力電圧がほぼ等しい場合、第１の半導体スイッチング素子１を常時オンし、第２の半導体スイッチング素子４を常時オフとすることで、入出力を直結し、高効率化することができる。
【００４７】
また、絶縁型コンバータ回路１６が電力を出力しない場合、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５の第１の半導体スイッチング素子１をオフすることで、完全に電力を停止することができる。
また、絶縁型コンバータ回路１６は、一次巻線と二次巻線を備えるトランス１１と、一次巻線に接続された第３の半導体スイッチング素子７と第２の半導体スイッチング素子８と共振用コンデンサ９と共振用リアクトル１０と、二次巻線に接続された整流回路のダイオード１２、１３と平滑用コンデンサ１４を有している共振型コンバータであるＬＬＣコンバータを使用し、絶縁型コンバータ回路１６を固定のスイッチングパターンで動作させることにより、共振電流の実効値をおさえて、かつ、ＺＶＳで動作するため高効率化が可能である。
【００４８】
また、絶縁型コンバータ回路１６の整流回路をダイオード整流にすることにより、半導体スイッチング素子で構成する場合に必要なゲートドライバー回路などが不要となり、低下コスト化できる。
また、絶縁型コンバータ回路１６のＬＬＣコンバータの共振用リアクトル１０は、トランス１１の漏れインダクタンスＬｒで構成することにより、部品点数を１点減らすことができ、小型化、低コスト、高効率化が可能である。
【００４９】
また、制御部１７が、電流センサ（出力電流検出回路２４）をモニタして絶縁型コンバータ回路１６のスイッチング周波数を微調整する手段を持つことにより、部品バラつき、経年劣化、温度条件の変化などで共振周波数が変化しても、共振電流の実効値をおさえて、絶縁型コンバータ回路１６をもっとも効率がよくなる条件で動作させることが可能である。
【００５０】
また、制御部１７が、温度情報をモニタして絶縁型コンバータ回路１６のスイッチング周波数を微調整する手段を持つことにより、温度条件の変化などで共振周波数が変化しても、共振電流の実効値をおさえて、絶縁型コンバータ回路１６をもっとも効率がよくなる条件で動作させることが可能である。
【００５１】
実施の形態２．
次に、この発明の実施の形態２における電力変換器を図１０から図１５に基づいて説明する。図１０は実施の形態２に係る電力変換器の概略構成図を示し、図１０において、電力変換器は、電圧共振型コンバータである絶縁型コンバータ回路１６の前段に非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５として極性反転型昇降圧コンバータ回路を設けた２段構成のコンバータとなっている。
入力端子Ｐｉからの入力電圧Ｖｉを極性反転型昇降圧コンバータ回路で構成された非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５により昇降圧して任意の直流電圧に変換し、この直流電圧を入力して絶縁型コンバータ回路１６により出力端子Ｐｏに直流電圧Ｖｏとして出力し、図示しない負荷へ供給するようになっている。
【００５２】
非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５は、入力電圧Ｖｉと平滑用コンデンサ６の電圧Ｖｃは極性が反転するため、入力端子Ｐｉの負極側に接続されているのは、平滑用コンデンサ６の正極側となる。
非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５は、第１の半導体スイッチング素子１とダイオード２と平滑用リアクトル３と平滑用コンデンサ６とで構成され、第１の半導体スイッチング素子１はドレイン端子が入力端子Ｐｉの正極側に接続され、ソース端子が平滑用リアクトル３とダイオード２との接続点に接続されている。ダイオード２はアノード端子には平滑用コンデンサ６の負極側が接続され、カソード端子には第１の半導体スイッチング素子１と平滑用リアクトル３との接続点に接続されている。
制御部１７は、平滑用リアクトル３の通電を制御するため、第１の半導体スイッチング素子１をオン、オフ制御し、平滑用コンデンサ６の電圧を任意の値に調整する。こうすることで、特許文献１の非絶縁コンバータと同じ素子数で非絶縁型昇降圧コンバータを構成できる。
【００５３】
絶縁型コンバータ回路１６は、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５の後段に接続され、第３〜第６の半導体スイッチング素子７ａ、８ａ、７ｂ、８ｂと、共振用コンデンサ９ａ、９ｂ、９ｃ、９ｄと、トランス１１の漏れインダクタンスで形成される共振用リアクトル１０をトランス１１の一次側に備え、トランス１１の二次側には整流回路であるダイオード１２、１３と、出力端子Ｐｏと並列に接続された平滑用コンデンサ１４と、出力端子Ｐｏの一方に直列に接続された平滑用リアクトル１８を備えている。
【００５４】
第３の半導体スイッチング素子７ａのドレイン端子が平滑用コンデンサ６の正極側に接続され、第４の半導体スイッチング素子８ａのソース端子が平滑用コンデンサ６の負極側に接続されている。第３の半導体スイッチング素子７ａのソース端子と第４の半導体スイッチング素子８ａのドレイン端子は互いに接続されている。同様に第６の半導体スイッチング素子８ｂのドレイン端子が平滑用コンデンサ６の正極側に接続され、第５半導体スイッチング素子７ｂのソース端子が平滑用コンデンサ６の負極側に接続されている。第６の半導体スイッチング素子８ｂのソース端子と第５の半導体スイッチング素子７ｂのドレイン端子は互いに接続されている。
【００５５】
また、第３の半導体スイッチング素子７ａと並列に共振用コンデンサ９ａ、第４の半導体スイッチング素子８ａと並列に共振用コンデンサ９ｂ、第６の半導体スイッチング素子８ｂと並列に共振用コンデンサ９ｃ、第５の半導体スイッチング素子７ｂと並列に共振用コンデンサ９ｄが接続されている。共振用リアクトル１０、トランス１１は、第３の半導体スイッチング素子７ａのソース端子と第４の半導体スイッチング素子８ａのドレイン端子との接続点と、第５の半導体スイッチング素子７ｂのドレイン端子と第６の半導体スイッチング素子８ｂのソース端子との接続点間に直列に接続されている。
【００５６】
図１０では、第３の半導体スイッチング素子７ａのソース端子と第４の半導体スイッチング素子８ａのドレイン端子との接続点から、順にトランス１１の漏れインダクタンスである共振用リアクトル１０→トランス１１の順に接続されているが、これに限ることなく、第５の半導体スイッチング素子７ｂのドレイン端子と第６の半導体スイッチング素子８ｂのソース端子との接続点から順に接続されてもよい。
トランス１１の二次巻線側にはダイオード１２とダイオード１３からなる整流回路を備えており、トランス１１の二次巻線は中間タップを有し、中間タップが出力端子Ｐｏの負側に接続されている。トランス１１の二次側巻線の両端にはそれぞれダイオード１２、１３のアノード端子が接続されており、ダイオード１２のカソード端子とダイオード１３のカソード端子はそれぞれ接続されており、その接続点と平滑用リアクトル１８が接続されている。また、平滑用リアクトル１８の他端が出力端子Ｐｏの正側が接続されている。
【００５７】
入力電圧Ｖｉの電圧値を取得するために、入力端子Ｐｉと並列に入力電圧検出回路２１が接続され、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５の出力電圧値を取得するために、平滑用コンデンサ６と並列に平滑コンデンサ電圧検出回路２２が接続され、出力端子Ｐｏの電圧値を取得するために、出力端子Ｐｏに並列に出力電圧検出回路２３が設けられている。また、出力端子Ｐｏの正極側には出力電流検出回路２４が接続され、出力電流を検出するようになっている。
【００５８】
制御部１７は、制御線３０ａ、３０ｃ、３０ｄ、３０ｅ、３０ｆによりそれぞれ第１〜第６の半導体スイッチング素子１、７ａ、８ａ、７ｂ、８ｂをオン、オフ制御する。また、制御部１７は、信号線３１ａ、３１ｂ、３１ｃによりそれぞれ入力電圧検出回路２１、平滑コンデンサ電圧検出回路２２、出力電圧検出回路２３から電圧の検出値を、信号線３１ｄにより出力電流検出回路２４から出力電流値を取得する。
【００５９】
ここでは、実施の形態２に係る電力変換器の非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５の動作原理について説明する。
第１の半導体スイッチング素子１をオン、オフ制御させることにより、図１１に示す電流経路を通る。図１１において、実線の矢印は第１の半導体スイッチング素子１がオンの時の電流の流れを、破線の矢印は第１の半導体スイッチング素子１がオフの時の電流の流れを示す。制御部１７は、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５の出力電圧を制御し、絶縁型コンバータ回路１６の出力電圧Ｖｏを目標値に近づくよう調整する。
【００６０】
次に、絶縁型コンバータ回路１６の動作について説明する。制御部１７は、第３〜第６の半導体スイッチング素子７ａ、８ａ、７ｂ、８ｂをそれぞれオン、オフ制御する。第３の半導体スイッチング素子７ａと第４の半導体スイッチング素子８ａは、デッドタイムｔｄを挟んでほぼ５０％のデューティ比で交互にオンされる。同様に、第５の半導体スイッチング素子７ｂと第６の半導体スイッチング素子８ｂは、デッドタイムｔｄを挟んでほぼ５０％のデューティ比で交互にオンされる。
【００６１】
さらに、絶縁型コンバータ回路１６の基本的な動作について図１２、図１３を用いて説明する。ここで、位相シフト制御として、第５および第６の半導体スイッチング素子７ｂ、８ｂは、第３および第４の半導体スイッチング素子７ａ、８ａより先にオン、オフ（位相が進んでいる）を開始する。（図１２参照）
図１２は実施の形態２に係る電力変換器の絶縁型コンバータ回路１６の動作時における各電圧・電流の波形図である。
【００６２】
図１２は、横軸を時間軸としている。時刻ｔ０、ｔ３は第３の半導体スイッチング素子７ａがターンオン、ターンオフするタイミングである。時刻ｔ４、ｔ７は、第４の半導体スイッチング素子８ａがターンオン、ターンオフするタイミングである。また、時刻ｔ２、ｔ５は第６の半導体スイッチング素子８ｂがターンオン、ターンオフするタイミングである。時刻ｔ１、ｔ６は第５の半導体スイッチング素子７ｂがターンオフ、ターンオンするタイミングである。また、第３および第４の半導体スイッチング素子７ａ、８ａがそれぞれターンオフ・ターンオンする間にはデッドタイムｔｄが設けられている。同様に、第５および第６の半導体スイッチング素子７ｂ、８ｂがそれぞれターンオフ・ターンオンする間にはデッドタイムｔｄが設けられている。
【００６３】
また、図１２は、第３の半導体スイッチング素子７ａのゲート・ソース間に印加されるゲート電圧Ｖｇｓ７ａ、第４の半導体スイッチング素子８ａのゲート・ソース間に印加されるゲート電圧Ｖｇｓ８ａ、第５の半導体スイッチング素子７ｂのゲート・ソース間に印加されるゲート電圧Ｖｇｓ７ｂ、第６の半導体スイッチング素子８ｂのゲート・ソース間に印加されるゲート電圧Ｖｇｓ８ｂ、トランス１１の一次側に印加される電圧Ｖｔｒ１、トランス１１の一次側に流れる電流Ｉｔｒ１、平滑用リアクトル１８に流れる電流ＩＬについて、それぞれの波形を示す。
【００６４】
図１３及び図１４は、絶縁型コンバータ回路１６の第３〜第６の半導体スイッチング素子７ａ、８ａ、７ｂ、８ｂがオン、オフしている時の、各時刻における電流の経路を示している。
時刻ｔ＝ｔ０において、第３の半導体スイッチング素子７ａがオンされて、トランス１１の一次巻線側に流れる電流は、図１３（ａ）に示すように、平滑用コンデンサ６→第３の半導体スイッチング素子７ａ→共振用リアクトル１０→トランス１１→第５の半導体スイッチング素子７ｂの経路で流れる。トランス１１の二次巻線側に流れる電流は、トランス１１→ダイオード１２→平滑用リアクトル１８→平滑用コンデンサ１４の経路で流れる。
【００６５】
時刻ｔ＝ｔ１において、第５の半導体スイッチング素子７ｂがオフされて、共振用コンデンサ９ｄが充電され、共振用コンデンサ９ｃが放電される。トランス１１の一次巻線側に流れる電流は、図１３（ｂ）に示すように、平滑用コンデンサ６→第３の半導体スイッチング素子７ａ→共振用リアクトル１０→トランス１１→共振用コンデンサ９ｄの経路で流れ、共振用コンデンサ９ｄが充電される。また、第３の半導体スイッチング素子７ａ→共振用リアクトル１０→トランス１１→共振用コンデンサ９ｃの経路で流れ、共振用コンデンサ９ｃが放電される。トランス１１の二次巻線側に流れる電流は、トランス１１→ダイオード１２→平滑用リアクトル１８→平滑用コンデンサ１４の経路で流れる。なお、共振用コンデンサ９ｃの放電が完了すると、第６の半導体スイッチング素子８ｂのボディダイオードがオンして、第３の半導体スイッチング素子７ａ→共振用リアクトル１０→トランス１１→第６の半導体スイッチング素子８ｂの経路で流れる。
【００６６】
時刻ｔ＝ｔ２において、第６の半導体スイッチング素子８ｂがオンすると、トランス１１の一次巻線側に流れる電流は、図１３（ｃ）に示すように、第３の半導体スイッチング素子７ａ→共振用リアクトル１０→トランス１１→第６の半導体スイッチング素子８ｂの経路で流れる。トランス１１の二次巻線側に流れる電流は、トランス１１→ダイオード１２→平滑用リアクトル１８→平滑用コンデンサ１４の経路で流れる。直前まで、第６の半導体スイッチング素子８ｂのボディダイオードに電流が流れているため第６の半導体スイッチング素子８ｂの両端にかかる電圧は０Ｖであるため、スイッチング損失は発生しない（ＺＶＳ）。
【００６７】
時刻ｔ＝ｔ３において、第３の半導体スイッチング素子７ａがオフされて、共振用コンデンサ９ａが充電され、共振用コンデンサ９ｂが放電される。トランス１１の一次巻線側に流れる電流は、図１３（ｄ）に示すように、共振用コンデンサ９ａ→共振用リアクトル１０→トランス１１→第６の半導体スイッチング素子８ｂの経路で流れ、共振用コンデンサ９ａが充電される。また、平滑用コンデンサ６→共振用コンデンサ９ｂ→共振用リアクトル１０→トランス１１→第６の半導体スイッチング素子８ｂの経路で流れ、共振用コンデンサ９ｂが放電される。トランス１１の二次巻線側に流れる電流は、トランス１１→ダイオード１２→平滑用リアクトル１８→平滑用コンデンサ１４の経路で流れる。なお、共振用コンデンサ９ｂの放電が完了すると、第４の半導体スイッチング素子８ａのボディダイオードがオンして、第４の半導体スイッチング素子８ａ→共振用リアクトル１０→トランス１１→第６の半導体スイッチング素子８ｂの経路で流れる。
【００６８】
時刻ｔ＝ｔ４において、第６の半導体スイッチング素子８ｂがオンすると、トランス１１の一次巻線側に流れる電流は、図１４（ａ）に示すように、平滑用コンデンサ６→第６の半導体スイッチング素子８ｂ→トランス１１→共振用リアクトル１０→第４の半導体スイッチング素子８ａの経路で流れる。トランス１１の二次巻線側に流れる電流は、トランス１１→ダイオード１３→平滑用リアクトル１８→平滑用コンデンサ１４の経路で流れる。直前まで、第４の半導体スイッチング素子８ａのボディダイオードに電流が流れているため、第４の半導体スイッチング素子８ａの両端にかかる電圧は０Ｖであるため、スイッチング損失は発生しない（ＺＶＳ）。
【００６９】
時刻ｔ＝ｔ５において、第６の半導体スイッチング素子８ｂがオフすると、共振用コンデンサ９ｃが充電され、共振用コンデンサ９ｄが放電される。トランス１１の一次巻線側に流れる電流は、図１４（ｂ）に示すように、平滑用コンデンサ６→共振用コンデンサ９ｃ→トランス１１→共振用リアクトル１０→第４の半導体スイッチング素子８ａの経路で流れ、共振用コンデンサ９ｃが充電される。また、共振用コンデンサ９ｄ→トランス１１→共振用リアクトル１０→第４の半導体スイッチング素子８ａの経路で流れ、共振用コンデンサ９ｄが放電される。トランス１１の二次巻線側に流れる電流は、トランス１１→ダイオード１３→平滑用リアクトル１８→平滑用コンデンサ１４の経路で流れる。なお、共振用コンデンサ９ｄの放電が完了すると、第５の半導体スイッチング素子７ｂのボディダイオードがオンして、第５の半導体スイッチング素子７ｂ→トランス１１→共振用リアクトル１０→第４の半導体スイッチング素子８ａの経路で流れる。
【００７０】
時刻ｔ＝ｔ６において、第５の半導体スイッチング素子７ｂがオンすると、トランス１１の一次巻線側に流れる電流は、図１４（ｃ）に示すように、第５の半導体スイッチング素子７ｂ→トランス１１→共振用リアクトル１０→第４の半導体スイッチング素子８ａの経路で流れる。トランス１１の二次巻線側に流れる電流は、トランス１１→ダイオード１３→平滑用リアクトル１８→平滑用コンデンサ１４の経路で流れる。直前まで、第５の半導体スイッチング素子７ｂのボディダイオードに電流が流れているため、第５の半導体スイッチング素子７ｂの両端にかかる電圧は０Ｖであるため、スイッチング損失は発生しない（ＺＶＳ）。
【００７１】
時刻ｔ＝ｔ７において、第４の半導体スイッチング素子８ａがオフすると、共振用コンデンサ９ｂが充電され、共振用コンデンサ９ａが放電される。トランス１１の一次巻線側に流れる電流は、図１４（ｄ）に示すように、第５の半導体スイッチング素子７ｂ→トランス１１→共振用リアクトル１０→共振用コンデンサ９ｂの経路で流れ、共振用コンデンサ９ｂが充電される。また、共振用コンデンサ９ａ→平滑用コンデンサ６→第５の半導体スイッチング素子７ｂ→トランス１１→共振用リアクトル１０の経路で流れ、共振用コンデンサ９ａが放電される。トランス１１の二次巻線側に流れる電流は、トランス１１→ダイオード１３→平滑用リアクトル１８→平滑用コンデンサ１４の経路で流れる。なお、共振用コンデンサ９ａの放電が完了すると、第３の半導体スイッチング素子７ａのボディダイオードがオンして、平滑用コンデンサ６→第５の半導体スイッチング素子７ｂ→トランス１１→共振用リアクトル１０→第３の半導体スイッチング素子７ａの経路で流れる。時刻ｔ＝ｔ８以降からはｔ＝ｔ０と同じであり、上記を繰り返す。
【００７２】
ここで、図１３（ｂ）、図１４（ｂ）と図１３（ｄ）、図１４（ｄ）のデッドタイム期間中のコンデンサの充放電について説明する。図１３（ｂ）、図１４（ｂ）は直前まで電力伝送が行われていたため、半導体スイッチング素子がオフした直後も、トランス１１は二次側と結合している。このため、共振用コンデンサ９ｃと９ｄを充放電するエネルギーは大きく、ＺＶＳは成立しやすい。
【００７３】
一方、図１３（ｄ）、図１４（ｄ）については、直前までトランス１１二次側の整流用のダイオード１２、１３が両方オンしているため、例えば、図１３（ｄ）において、第３の半導体スイッチング素子７ａがオフし、共振用コンデンサ９ａと９ｂは共振用リアクトル１０とのみ共振回路を形成する。よって、共振用コンデンサ９ａと９ｂを充放電するエネルギーは共振用リアクトル１０だけのため、共振用コンデンサ９ａ、９ｂの容量をＣ、共振用リアクトル１０のインダクタンス成分をＬ、共振用リアクトル１０に流れる電流をＩ、とおくと、式（７）が成立しない場合、共振用コンデンサ９ａと９ｂを完全に充放電することができない。
【００７４】
【数４】
2016139745.tif 000006
図１３（ｂ）、図１４（ｂ）において、この式（７）のインダクタンスＬにはトランス１１の漏れインダクタンス成分も入る。
このため、図１３（ｄ）、図１４（ｄ）でＺＶＳを成立させるには、式（７）を満たすインダクタンス値、電流量が必要であり、一般的に、軽負荷のとき共振用リアクトル１０のインダクタンス値が小さいと、ＺＶＳ不成立となる。
【００７５】
この実施の形態２では、軽負荷の時は非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５によって平滑用コンデンサ６の電圧Ｖｃを下げることで式（７）の電圧Ｖを低くして、式（７）を成立させることが可能で、より広範囲で絶縁型コンバータ回路１６を効率のよい動作点で動作させることが可能である。
【００７６】
また、実施の形態２の絶縁型コンバータ回路１６は、ｔ０〜ｔ１とｔ４〜ｔ５の期間で電力を伝送し、その他の期間では、電力を伝送していない。しかし、電力伝送していないその他の期間でも回路に電流は流れて、その電流値は負荷電流に依存する。よって、絶縁型コンバータ回路１６は、図１２のシフト時間ｔｓを小さくし、ｔ０〜ｔ１とｔ４〜ｔ５以外の期間を短くすることで、高効率で動作する。なお、トランス１１の巻数比をＮ：１：１とすると、平滑コンデンサの電圧Ｖｃと出力電圧Ｖｏとスイッチング周期Ｔｓｗとシフト時間ｔｓとデッドタイムｔｄの関係は式（８）で表される。
【００７７】
【数５】
2016139745.tif 000007
式（８）より、シフト時間ｔｓを小さくするには、平滑コンデンサの電圧Ｖｃを低くすればよい。ここで、シフト時間ｔｓを０とすると、式（８）は式（９）となる。
【数６】
2016139745.tif 000008
【００７８】
よって、絶縁型コンバータ回路１６を高効率で動作させるには、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５で平滑コンデンサの電圧Ｖｃを低くすればよく、平滑コンデンサの電圧Ｖｃが出力電圧ＶｏのＮ倍のときに最も効率が良くなる。
以上より、実施の形態２の絶縁型コンバータ回路１６は、平滑コンデンサ電圧Ｖｃを出力電圧ＶｏのＮ倍になるように非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５を制御することでより高効率で動作する。
【００７９】
制御部１７は、信号線３１ｃを介して取得した出力電圧検出回路２３の電圧値が目標値に近づくよう、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５の電圧を調整する。ここで、具体的な制御方法について例をあげて説明する。非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５の出力部の平滑用コンデンサ６の電圧をＶｃ、トランス１１の巻数比をＮ：１：１とすると、以下の式（１０）が成り立つ。
【数７】
2016139745.tif 000009
【００８０】
式（２）より、出力電圧Ｖｏの目標値をＶｏ＊とすると、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５の出力部の平滑用コンデンサ６の電圧の制御目標値Ｖｃ＊は式（１１）のようになる。
Ｖｃ＊＝Ｎ×Ｖｏ＊        ・・・（１１）
非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５は入力電圧Ｖｉを平滑用コンデンサ６の電圧Ｖｃに変換する回路である。降圧動作時には第１の半導体スイッチング素子１のオンデューティＤ１を用いると式（１２）が成り立つ。
【数８】
2016139745.tif 000010
【００８１】
以上から、式（１１）で求めた非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５の制御目標値をＶｃ*に近づくように制御する。
このように、制御部１７は、出力電圧Ｖｏが目標値に追従するように、第１の半導体スイッチング素子１のデューティ比を制御し、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５の出力電圧（≒平滑用コンデンサ６の電圧）を調整する。
【００８２】
以上が、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５の出力電圧の制御方法である。実際は、絶縁型コンバータ回路１６の各回路素子の電圧降下や各電圧検出回路のセンサ誤差等により、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５の出力電圧を制御しても、絶縁型コンバータ回路１６の出力電圧Ｖｏが目標値Ｖｏ＊よりも低い（または高い）場合がある。このときは、出力電圧Ｖｏの目標値をＶｏ＊、出力電圧検出回路２３によって取得した電圧値をＶｏ_monとおくと、式（５）で決まる出力電圧Ｖｏの目標値までの差分ΔＶｏに対し、比例ゲイン、積分ゲインを加えたものを非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５の制御目標値Ｖｃ＊に加えることで、最終的に絶縁型コンバータ回路１６の出力電圧Ｖｏが目標値Ｖｏ＊となるように制御する。
【００８３】
ここでは、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５の出力電圧Ｖｃを制御する一例を説明したが、これに限るものではなく、例えば、制御部１７は、絶縁型コンバータ回路１６の出力電圧Ｖｏが目標値Ｖｏ＊に近づくように非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５の出力電圧を制御してもよい。
【００８４】
制御部１７は、出力電圧Ｖｏが目標値Ｖｏ＊より著しく高いときなど負荷に電力を伝送
する必要がない場合、制御部１７は第１の半導体スイッチング素子１をベタオフする。これにより、負荷に余計な電力を伝送することがなくなり、出力電圧Ｖｏが過電圧になるのを防ぐ。
【００８５】
実施の形態２では、トランス１１の二次巻線の中間タップが出力端子Ｐｏの負側に接続、トランス１１の二次側巻線の両端にはそれぞれダイオード１２、１３のアノード端子が接続されていたが、これに限るものではなく。図１５のように、トランス１１の二次巻線の中間タップが出力端子Ｐｏの正側に接続され、トランス１１の二次側巻線の両端にはそれぞれダイオード１２、１３のカソード端子が接続されている構成でもよい。
【００８６】
以上説明した実施の形態２の電力変換器によれば、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５と絶縁型コンバータ回路１６の構成にしたことにより、広い入出力電力範囲に対応することができる。
また、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５で絶縁型コンバータ回路１６の出力電圧制御を行うことにより、絶縁型コンバータ回路１６は、固定のスイッチングパターンでスイッチングすることができ、最も効率の良い条件で動作させることができる。
【００８７】
また、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５を、ダイオード２と平滑用リアクトル３と平滑用コンデンサ６と平滑用リアクトル３の通電を制御する第１の半導体スイッチング素子１とを有する極性反転型昇降圧チョッパで構成することにより、特許文献１と同じ部品点数で非絶縁型昇降圧コンバータ回路を構成することができ、低コストで広い入出力電圧範囲に対応可能になる。
【００８８】
また、絶縁型コンバータ回路１６が電力を出力しない場合、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５の第１の半導体スイッチング素子１をオフすることで、完全に電力を停止することができる。
また、絶縁型コンバータ回路１６に電圧共振の共振コンバータを使用することにより、第３〜第６の半導体スイッチング素子７ａ、８ａ、７ｂ、８ｂがＺＶＳで動作するため、高効率化が可能である。
【００８９】
また、絶縁型コンバータ回路１６の整流回路をダイオード整流にすることにより、半導体スイッチング素子で構成する場合に必要なゲートドライバー回路などが不要となり、低下コスト化できる。
また、絶縁型コンバータ回路１６の共振コンバータの共振用リアクトル１０をトランス１１の漏れリアクトルで構成することにより、部品点数を１点減らすことができ、小型化、低コスト、高効率化が可能である。
【００９０】
実施の形態３．
次に、この発明の実施の形態３における電力変換器を図１６に基づいて説明する。図１６は、発明の実施の形態３における電力変換器の概略構成図である。
図１６に示すように、電力変換器は、ハーフブリッジ型コンバータである絶縁型コンバータ回路１６の前段に非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５を設けた２段構成のコンバータとなっている。非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５は、実施の形態１と同じＨブリッジ型であるが、絶縁型コンバータ回路１６は実施の形態２のフルブリッジ型に代えてハーフブリッジ型にしたものである。
入力端子Ｐｉからの入力電圧Ｖｉを非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５により任意の直流電圧に変換し、絶縁型コンバータ回路１６により出力電圧Ｖｏを出力する。
【００９１】
絶縁型コンバータ回路１６は、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５の後段に接続され、トランス１１の一次側に、第３および第４の半導体スイッチング素子７、８と平滑（分割）用コンデンサ６ａ、６ｂを備え、トランス１１の二次側には整流回路であるダイオード１２、１３と平滑用リアクトル１８と平滑用コンデンサ１４を備えているハーフブリッジ型の絶縁型コンバータ回路である。
【００９２】
一般的にハーフブリッジ型の絶縁型コンバータ回路も、実施の形態２の絶縁型コンバータ回路１６と同様に、第３および第４の半導体スイッチング素子７、８が固定の周波数およびデューティ比５０％で相補にオン、オフする場合が最も効率が良いため、絶縁型コンバータ回路１６では、昇降圧比の制御を行わずに、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５で昇降比の制御を行う。こうすることで、入出力条件によらず絶縁型コンバータ回路１６を最も効率のいい条件で動作させることができる。
【００９３】
以上説明した実施の形態３の電力変換器によれば、絶縁型コンバータ回路１６をハーフブリッジコンバータとすることにより、少ない部品点数かつ簡素な接続の回路で絶縁型コンバータ回路１６を構成することが可能で、低コスト化、小型化が可能となる。
【００９４】
実施の形態４．
次に、この発明の実施の形態４における電力変換器を図１７に基づいて説明する。図１７は、この発明の実施の形態４における電力変換器の概略構成図である。
図１７に示すように、電力変換器は、電圧共振型コンバータである絶縁型コンバータ回路１６の前段に非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５を設けた２段構成のコンバータとなっている。非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５は、実施の形態１と同じＨブリッジ型であるが、絶縁型コンバータ回路１６は実施の形態２とほぼ同じフルブリッジ型にしたものである。
入力端子Ｐｉからの入力電圧Ｖｉを非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５により任意の直流電圧に変換し、絶縁型コンバータ回路１６により出力電圧Ｖｏを出力する。
【００９５】
絶縁型コンバータ回路１６は、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５の後段に接続され、トランス１１の一次側に第３〜第６の半導体スイッチング素子７ａ、８ａ、７ｂ、８ｂを備え、トランス１１の二次側には整流回路であるダイオード１２、１３と平滑用リアクトル１８と平滑用コンデンサ１４を備えているフルブリッジ型の絶縁型コンバータ回路である。
【００９６】
一般的にフルブリッジ型の絶縁コンバータ回路は、実施の形態２の絶縁型コンバータ回路と同様に、第３の半導体スイッチング素子７ａと第４の半導体スイッチング素子８ａ、および第５の半導体スイッチング素子７ｂと第６の半導体スイッチング素子８ｂが固定の周波数およびデューティ比５０％で相補にオン、オフする場合が最も効率が良いため、絶縁型コンバータ回路１６では、昇降圧比の制御を行わずに、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５で昇降比の制御を行う。こうすることで、入出力条件によらず絶縁型コンバータ回路１６を最も効率のいい条件で動作させることができる。
【００９７】
以上説明した実施の形態４の電力変換器によれば、絶縁型コンバータ回路１６をフルブリッジコンバータとすることにより、少ない部品点数かつ簡素な接続の回路で絶縁型コンバータ回路１６を構成することが可能で、低コスト化、小型化が可能となる。
【００９８】
実施の形態１〜４で示した非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５と絶縁型コンバータ回路１６は、これらの組み合わせに限らず、どの非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５と絶縁型コンバータ回路１６を組み合わせてもよい。また、実施の形態１〜４で示していない方式であってもよい。
実施の形態１〜４で示した絶縁型コンバータ回路１６は二次側が両波整流回路であったが、その他の整流回路（たとえばブリッジ整流回路）でもよい。
【００９９】
実施の形態５．
次に、この発明の実施の形態５における電力変換器を図１８〜図２０に基づいて説明する。図１８はこの発明の実施の形態５に係る電力変換器の概略構成図である。発明の実施の形態５に係る電力変換器は、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５と絶縁型コンバータ回路１６を備えており、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５は実施の形態１と同じ回路構成である。
【０１００】
一方、絶縁型コンバータ回路１６のトランス１１の二次側整流回路は、半導体スイッチング素子１２０、１３０を用いた同期整流回路構成となっている。これにより、軽負荷時における電力変換器の変換効率を高めることができる。これは、ダイオード整流回路においては、ダイオードに流れる電流が小さくてもダイオードの電圧降下Ｖｆによる損失（Ｗ＝Ｖｆ×Ｉｏ）が発生するのに対し、同期整流においては、ＭＯＳＦＥＴの半導体スイッチング素子１２０、１３０の損失は電流の２乗に比例するため（Ｗ＝Ｒｏｎ×Ｉｏ２）、導通損失が抑えられる。
【０１０１】
次に、実施の形態５における絶縁型コンバータ回路１６の基本的な動作について波形を用いて説明する。図１９は実施の形態５に係る電力変換器の各波形図である。
図１９は、第３および第４の半導体スイッチング素子７、８のゲート・ソース間に印加されるゲート電圧Ｖｇｓ７、Ｖｇｓ８、第３および第４の半導体スイッチング素子７、８のドレイン・ソース間に印加される電圧Ｖｄｓ７、Ｖｄｓ８、共振用コンデンサ９や共振用リアクトル１０（トランス１１の漏れインダクタンス）に流れる電流（以下、共振電流）ＩＬｒ、トランス１１の励磁インダクタンスＬｍに流れる励磁電流ＩＬｍ、トランス１１の一次側に印加される電圧Ｖｔｒ１、半導体スイッチング素子１２０、１３０のゲート・ソース間に印加されるゲート電圧Ｖｇｓ１２、Ｖｇｓ１３、半導体スイッチング素子１２０、１３０に流れる電流ＩＤ１２、ＩＤ１３、のそれぞれの波形を示す。なお、トランス１１の一次側に流れる電流は、共振用コンデンサ９からトランス１１に流れる方向を正としている。
【０１０２】
制御部１７は、第３の半導体スイッチング素子７と半導体スイッチング素子１２０とのオン、オフ制御の同期をとっており、第４の半導体スイッチング素子８は半導体スイッチング素子１３０とオン、オフ制御の同期をとっている。実施の形態５では、実施の形態１で説明したように、スイッチング周波数ｆｓｗの半周期(Ｔｓｗ／２)と、共振用リアクトル１０と共振用コンデンサ９とで構成される直列共振回路の直列共振周波数ｆｓｒの半周期（Ｔｓｒ／２）にデッドタイムｔｄを加えた時間が等しくなるように制御している。
一般的に、スイッチング周波数ｆｓｗ≒直列共振周波数ｆｓｒが等しくなるように制御することが推奨されているが、実際は、デッドタイムｔｄ分だけ、先に、半導体スイッチング素子がターンオフしてしまうため、ターンオフ損失が発生してしまう。これは、効率が悪化する原因となる。
【０１０３】
実施の形態５における電力変換器の絶縁型コンバータ回路１６では、制御部１７は上記のようにデッドタイムｔｄを考慮したスイッチング周波数とすることで、２次側整流回路の半導体スイッチング素子１２０、１３０はほぼ０Ａでターンオフすることができ、ターンオフ損失を低減できるだけでなく、ターンオフ時に発生するサージを抑制できるため、サージ抑制スナバ回路を削減できる。また、図１９より、半導体スイッチング素子１２０、１３０は直前までボディダイオードに電流が流れており、従って、ドレイン・ソース間の電圧Ｖｄｓはゼロであるため、半導体スイッチング素子１２０、１３０はＺＶＳが成立する。
【０１０４】
次に、実施の形態５における電力変換器において、負荷電圧が増加した場合における制御部１７の保護動作について説明する。実施の形態５における電力変換器は、絶縁型コンバータ回路１６が同期整流構成となっているため、出力電圧Ｖｏの電圧が増加したとき、半導体スイッチング素子１２０、１３０のスイッチングよってトランス１１の一次側に発生する電圧が、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５の出力電圧より大きくなるため、出力側から入力側に電流が流れる逆流現象が発生する。これを防ぐため、制御部１７は出力電圧Ｖｏが増加したとき、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５の出力電圧を増加させることで、出力電圧Ｖｏ側から電流が逆流することを防ぐ。
また、制御部１７は出力電圧Ｖｏが増加したとき、同期整流回路である半導体スイッチング素子１２０、１３０をベタオフ（停止）することによっても、出力電圧Ｖｏ側から電流が逆流することを防ぐことができる。
【０１０５】
実施の形態５では、トランス１１の二次巻線の中間タップが出力端子Ｐｏの負側に接続され、トランス１１の二次側巻線の両端にはそれぞれ半導体スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）１２０、１３０のソース端子に接続されていたが、これに限るものではなく、変形例として、例えば、図２０のように、中間タップが出力端子Ｐｏの正側に接続され、トランス１１の二次側巻線の両端にはそれぞれ半導体スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）１２０、１３０のドレイン端子に接続されている構成でもよい。
【０１０６】
以上説明した実施の形態５の電力変換器によれば、絶縁型コンバータ回路１６の整流回路を半導体スイッチング素子による同期整流回路にすることにより、ダイオード整流回路の電圧降下による損失が半導体スイッチング素子の導通損失による損失に低減されることにより、高効率化が可能である。
【０１０７】
また、絶縁型コンバータ回路１６の出力電圧が上昇した際に、同期整流回路の逆流が起こり、半導体スイッチング素子１２０、１３０がハードスイッチングとなり、サージ電圧が発生するが、このとき、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５の出力電圧を上昇させることにより、同期整流回路の逆流を防止することができる。
また、絶縁型コンバータ回路１６の出力電圧が上昇した際に、半導体スイッチング素子１２０、１３０をオフすることにより、逆流を防止することができる。
【０１０８】
実施の形態６．
次に、この発明の実施の形態６における電力変換器を図２１に基づいて説明する。図２１は実施の形態６に係る電力変換器の概略構成図である。この発明の実施の形態６に係る電力変換器は、実施の形態５で説明した回路に加え、トランス１１の二次巻線に流れる電流値を取得する出力電流検出回路２４が接続されている。
なお、この図２１では、制御部１７と、この制御部１７により半導体スイッチング素子１、４、７、８、１２０、１３０をオン、オフ制御する制御線３０ａ、３０ｂ、３０ｃ、３０ｄ、３０ｇ、３０ｈ、および入力電圧検出回路２１、２２、２３、２４から入力する信号線３１ａ、３１ｂ、３１ｃ、３１ｄは図１８と同じに付き省略している。
【０１０９】
実施の形態１および５で説明した制御方法により、この実施の形態６の発明においても入力電圧範囲が広範囲において安定した電圧を高効率で出力できる。しかし、経年変化による劣化や温度変化により、共振用コンデンサ９の容量や、トランス１１の漏れインダクタンスである共振用リアクトル１０のインダクタンスの変化により、実際、直列共振周波数ｆｓｒは変化する。このため、図１９で説明した半導体スイッチング素子１２０、１３０に流れる電流ＩＤ１２、ＩＤ１３の動作波形は、図２２の実線で示すように変化する。図２２の破線は図１９の電流ＩＤ１２、ＩＤ１３の動作波形を示している。
【０１１０】
例えば、図２１は共振用コンデンサ９の容量の低下、または共振用リアクトル１０のインダクタンスの低下（または両方）により直列共振周波数ｆｓｒが増加した場合を示す。図２１の半導体スイッチング素子１２０、１３０に流れる電流ＩＤ１２、ＩＤ１３より、同期整流においては、直列共振周波数ｆｓｒが増加すると、共振電流が反転（ドレインからソースに流れる）してしまう。これにより、ターンオフ時ではスイッチング損失が発生してしまうだけでなく、サージが増大してしまう。
【０１１１】
これを解決するために、実施の形態６で説明した電力変換器において、制御部１７は半導体スイッチング素子１２０、１３０のオン、オフタイミングを第３および第４の半導体スイッチング素子７、８にそれぞれ同期させるだけでなく、出力電流検出回路２４により検出した電流値がしきい値を下回った瞬間に半導体スイッチング素子１２０または半導体スイッチング素子１３０をオフするように制御する。
これにより、半導体スイッチング素子１２０、１３０はターンオフ時にダイオードとなり、０Ａでターンオフできるため、スイッチング損失は発生せず、サージも抑制できる。
【０１１２】
図２３に実施の形態６における、半導体スイッチング素子１２０、１３０のゲート・ソース間に印加されるゲート電圧Ｖｇｓ１２、Ｖｇｓ１３と、半導体スイッチング素子１２０、１３０に流れる電流ＩＤ１２、ＩＤ１３の動作波形を示す。
図２３の実線は実施の形態６において、出力電流検出回路２４が検出した電流値がしきい値を下回ったタイミングで、制御部１７が半導体スイッチング素子１２０、１３０をターンオフした場合である。一方、破線は図２２のサージが発生した場合の動作波形である。なお、半導体スイッチング素子１２０、１３０のターンオフのタイミングは電流が０Ａとなったとき最も良いが、実際にはセンサのばらつきやゲート信号の遅延などできっちり０Ａではオフできないためしきい値を設けることとなる。
【０１１３】
実施の形態６では、絶縁型コンバータ回路１６はＬＬＣコンバータであったがそれに限定されるものではなく、その他の絶縁型コンバータに適用してもよい。
また、実施の形態６では、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５はＨブリッジ型であったが、それに限定されるものではなく、その他の非絶縁型昇降圧コンバータ回路でもよい。
【０１１４】
実施の形態６では、出力電流検出回路２４の電流値をモニタして、制御部１７が半導体スイッチング素子１２０、１３０をターンオフするように説明したが、これに限るものではなく、例えばコンパレータを用いて、出力電流検出回路２４の電流値がしきい値を下回った瞬間に半導体スイッチング素子１２０、１３０をオフするようにハードウェアで制御してもよい。
また、出力電流検出回路２４として、半導体スイッチング素子１２０、１３０に流れる電流をモニタするべく、電流センサをトランス１１の２次側に配置したが、これに限るものではなく、例えばトランス１１の一次側に電流センサを配置し、トランス１１の一次側に流れる共振電流から、トランス１１の二次側電流を推定してもよい。
【０１１５】
また、実施の形態６では、トランス１１の二次巻線の中間タップが出力端子Ｐｏの負側に接続、トランス１１の二次側巻線の両端にはそれぞれ半導体スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）１２０、１３０のドレイン端子に接続されていたが、これに限るものではなく、例えば、中間タップが出力端子Ｐｏの正側に接続され、トランス１１の二次側巻線の両端にはそれぞれ半導体スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）１２０、１３０のソース端子に接続されている構成でもよい（図示省略）。
また、実施の形態６では、トランス１１の二次巻線の中間タップの位置に出力電流検出回路２４を設けたが、これに限るものではなく、各半導体スイッチング素子１２０、１３０と直列にそれぞれ電流センサを設けてもよい。
【０１１６】
以上説明した実施の形態６の電力変換器によれば、絶縁型コンバータ回路１６は同期整流回路に流れる電流をセンシングする電流センサ回路（出力電流検出回路２４）を設け、制御部１７は、同期整流回路に流れる電流がしきい値以下になった場合にオフすることにより、逆流を防止し、かつ可能な限り、同期整流の時間を増やすことで高効率化が可能である。
【０１１７】
実施の形態７．
次に、この発明の実施の形態７における電力変換器について説明する。実施の形態７に係る電力変換器は、実施の形態６と同じ回路構成である。実施の形態６と同様に、経年変化による劣化や温度変化により、共振用コンデンサ９の容量や、共振用リアクトル１０のインダクタンスの変化により、直列共振周波数ｆｓｒが変化した場合における半導体スイッチング素子１２０、１３０のターンオフ時では、スイッチング損失が発生し、サージの増大に対する課題を対象とする。
【０１１８】
実施の形態６は、半導体スイッチング素子１２０、１３０のターンオフするタイミングを出力電流がしきい値を下回ったタイミングでオフするように制御する手段や回路を設けたが、実施の形態７では、絶縁型コンバータ回路１６の第３および第４の半導体スイッチング素子７、８のスイッチング周波数を増減することで、半導体スイッチング素子１２０、１３０が０Ａ付近でオフするように調整する。
【０１１９】
直列共振周波数ｆｓｒが変化することによって、電力変換器の動作波形は図２２のように変化する。このとき、制御部１７は半導体スイッチング素子１２０、１３０がターンオフするタイミングで出力電流検出回路２４の値を取得する。このとき、この電流値が０Ａからある所定の範囲より離れていると、制御部１７はスイッチング周波数を増減させる。
例えば、図２１の場合、制御部１７はスイッチング周波数を増加させる。これにより、スイッチング周波数ｆｓｗが直列共振周波数ｆｓｒに近づくため、０Ａ付近でターンオフすることができる。また、反対に半導体スイッチング素子１２０、１３０の電流が０Ａに達する前にオフしてしまった場合は、制御部１７はスイッチング周波数を低下させる。これにより、上記実施の形態６と同様の効果を奏でる。
【０１２０】
実施の形態７では、半導体スイッチング素子１２０、１３０のターンオフ損失の低減、サージの抑制をするために、電流センサ回路（出力電流検出回路２４）を設け、スイッチング周波数を増減させ、半導体スイッチング素子１２０、１３０が０Ａ付近でオフするような回路としたが、これに限るものではなく、例えば、電力変換器は内部に温度センサ（図示なし）を備え、制御部１７は温度変化によって変化する直列共振周波数ｆｓｒの値を関数として記憶しておき、温度センサのモニタ値によって、スイッチング周波数ｆｓｗを変化させてもよい。
【０１２１】
以上説明した実施の形態７の電力変換器によれば、制御部１７はＬＬＣ共振コンバータである絶縁型コンバータ回路１６の共振電流をモニタして、直列共振周波数ｆｓｒに合わせてスイッチング周波数ｆｓｗを調節することにより、絶縁型コンバータ回路１６を高効率で動作させることが可能である。
また、制御部１７は温度情報をモニタして、直列共振周波数ｆｓｒを予測してスイッチング周波数ｆｓｗを調節することにより、絶縁型コンバータ回路１６を高効率で動作させることが可能である。
【０１２２】
実施の形態８．
次に、この発明の実施の形態８における電力変換器について説明する。実施の形態８に係る電力変換器は、実施の形態６と同じ回路構成である。この電力変換器は、定格電力以上の電力を出力して、電力変換器が破壊することがないように、出力電流検出回路２４により、出力電流Ｉｏを制御部１７に取り込み、制御部１７によって、出力電流Ｉｏの交流成分を制御部のローパスフィルタ等で除去して直流値とし、図２４に示すようなしきい値以上の出力電流Ｉｏが流れると出力電圧の目標値Ｖｏ＊が低下し、出力電圧Ｖｏを低下させるように制御する。図２４での出力電流Ｉｏは交流成分を制御部のローパスフィルタ等で除去した直流値のことを指す。出力電圧の目標値Ｖｏ＊の低下の仕方は、しきい値Ｉｔｈ１までは出力電圧の目標値Ｖｏ＊は維持されてしきい値Ｉｔｈ１で０[Ｖ]となるパターンＡ、しきい値Ｉｔｈ１までは出力電圧の目標値Ｖｏ＊は維持されてしきい値Ｉｔｈ１から徐々に低下し始めしきい値Ｉｔｈ２で０[Ｖ]となるパターンＢ、しきい値Ｉｔｈ１までは出力電圧の目標値Ｖｏ＊は維持されてしきい値Ｉｔｈ１から徐々に低下し始めしきい値Ｉｔｈ３まで徐々に低下していき０[Ｖ]となるパターンＣなどさまざまなパターンがある。
【０１２３】
実施の形態８では、出力電流Ｉｏによって出力電圧の目標値Ｖｏ＊を低下させたが、電力変換器の別の箇所の電流によって出力電圧の目標値Ｖｏ＊を低下させても同様の効果が得られる。
【０１２４】
また、実施の形態８で示した非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５と絶縁型コンバータ回路１６は、これらの組み合わせに限らず、どの非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５と絶縁型コンバータ回路１６を組み合わせてもよい。また、本明細書で示していない方式であってもよい。
【０１２５】
実施の形態８で示した絶縁型コンバータ回路１６は二次側が両波整流回路であったが、その他の整流回路（たとえばブリッジ整流回路）でもよい。
【０１２６】
以上説明した実施の形態８の電力変換器によれば、制御部１７は出力電流検出回路２４により出力電流Ｉｏをセンシングして、出力電流Ｉｏの交流成分を制御部のローパスフィルタ等で除去し、図２４に示すようなしきい値以上の出力電流Ｉｏが流れると出力電圧の目標値Ｖｏ＊が低下し、出力電圧Ｖｏを低下させるように制御することにより、定格電力以上の電力を出力して、電力変換器が破壊することがないようにすることが可能である。
【０１２７】
上記各実施の形態では半導体スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴとしたが、これに限るものではなく、例えば、ＩＧＢＴでもよい。
上記各実施の形態では、整流回路の後段から出力端子Ｐｏ間に並列で平滑用コンデンサ１４が接続されていたが、これに限るものではなく。例えば、出力部に鉛バッテリ等の大きな容量成分となるものが接続されているときは、コンデンサを接続しなくてもよい。
【０１２８】
上記各実施の形態では、絶縁型コンバータ回路１６は半導体スイッチング素子を２つ用いたハーフブリッジ構成としたが、これに限るものではなく、例えばフルブリッジ構成でもよい。
上記各実施の形態において，電力変換器に使用する半導体スイッチング素子は、シリコン（Ｓｉ）半導体から成る半導体スイッチング素子に限るものではなく、例えば、半導体スイッチング素子は、Ｓｉ半導体よりもバンドギャップが広い非Ｓｉ半導体材料から成るものでもよい。また、非Ｓｉ半導体材料であるワイドバンドギャップ半導体としては、例えば、炭化珪素、窒化ガリウム系材料、又はダイヤモンドがある。
【０１２９】
ワイドバンドギャップ半導体から成る半導体スイッチング素子は、Ｓｉ半導体ではユニポーラ動作が困難な高電圧領域で使用可能であり、スイッチング時に発生するスイッチング損失を大きく低減でき、電力損失の大きな低減が可能になる。また、電力損失が小さく、耐熱性も高いため、冷却部を備えてパワーモジュールを構成した場合、ヒートシンクの放熱フィンの小型化や、水冷部の空冷化が可能であるので、半導体モジュールの一層の小型化が可能になる。また、ワイドバンドギャップ半導体から成る半導体スイッチング素子は、高周波スイッチング動作に適しており，高周波化の要求が大きいコンバータ回路に適用すると、スイッチング周波数の高周波化によって、コンバータ回路に接続されるリアクトルやコンデンサなどを小型化することもできる。よって、上記各実施の形態における半導体スイッチング素子は、炭化珪素などワイドギャップ半導体から成る半導体スイッチング素子となる場合にも、同様な効果が得られる。
【０１３０】
以上、この発明の実施の形態を記述したが、この発明は実施の形態に限定されるものではなく、種々の設計変更を行うことが可能であり、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略したりすることが可能である。
【符号の説明】
【０１３１】
１、４、７、７ａ、７ｂ、８、８ａ、８ｂ、１２０、１３０  半導体スイッチング素子、２、５、１２、１３  ダイオード、３  平滑用リアクトル、６  平滑コンデンサ、９、９ａ、９ｂ、９ｃ、９ｄ  共振用コンデンサ、１０  共振用リアクトル、１１  トランス、１４  平滑コンデンサ、１５  非絶縁型昇降圧コンバータ回路、１６  絶縁型コンバータ回路、１７  制御部、１８  平滑用リアクトル、２１  入力電圧検出回路、２２  平滑コンデンサ電圧検出回路、２３  出力電圧検出回路、２４  出力電流検出回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【国際調査報告】
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