(57)【要約】  装置の大型化や高コスト化を招くことなく、各相電流の検出期間を拡大して、各相電流に基づく制御の高精度化を図ることができる電力変換装置を得ること。直流電源１の負電圧側とインバータ２との間に設けられた電源シャント抵抗５と、３つのアームのうちの２つの各相下アームスイッチング素子３ｄ，３ｅと電源シャント抵抗５との間にそれぞれ設けられた各相下アームシャント抵抗６ａ，６ｂとを設け、各相下アームスイッチング素子３ｄ，３ｅおよび各相下アームシャント抵抗６ａ，６ｂの各接続点と直流電源１の負電圧側との間の各電圧を検出し、その各検出値に基づいて、負荷装置９に流れる各相電流を算出するようにした。
2014167719.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源から供給される直流電力を負荷装置に供給する３相交流電力に変換する電力変換装置であって、
上アームスイッチング素子および下アームスイッチング素子からなるアームを３相分並列に接続して構成されるインバータと、
前記直流電源の負電圧側と前記インバータとの間に設けられた電源シャント抵抗と、
３相のうちの少なくとも２相分の前記各相下アームスイッチング素子と前記電源シャント抵抗との間にそれぞれ設けられた各相下アームシャント抵抗と、
前記各相下アームスイッチング素子および前記各相下アームシャント抵抗の各接続点と前記直流電源の負電圧側との間の電圧を検出する各相下アーム電圧検出部と、
前記各相下アーム電圧検出部の各検出値に基づいて、前記負荷装置に流れる各相電流を算出し、当該各相電流に基づいて、前記各相上アームスイッチング素子および前記各相下アームスイッチング素子に対応する６つの駆動信号を生成する制御部と、
を備える
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記各相下アームシャント抵抗および前記各相下アーム電圧検出部は、３相のうちの２相分設けられたことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記各相下アームシャント抵抗および前記各相下アーム電圧検出部は、３相分設けられたことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記制御部は、前記インバータの運転状況に応じて、前記各相電流の算出に用いる前記各相下アーム電圧検出部の検出値の検出期間を切り替えることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記運転状況は、前記インバータの変調率であることを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記制御部は、前記変調率が予め設定した閾値未満である場合には、前記各相上アームスイッチング素子が全てＯＦＦ状態となる期間を前記検出期間とし、前記変調率が前記閾値以上である場合には、前記各相上アームスイッチング素子の１つあるいは２つがＯＮ状態となる期間を前記検出期間とすることを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記制御部は、前記変調率と前記検出期間とを関連付けたテーブルに基づいて、前記変調率に対応した前記検出期間を選択することを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
【請求項８】
請求項１〜７の何れか一項に記載の電力変換装置を備えたことを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項９】
請求項８に記載のモータ駆動装置を備えたことを特徴とする送風機。
【請求項１０】
請求項８に記載のモータ駆動装置を備えたことを特徴とする圧縮機。
【請求項１１】
請求項９に記載の送風機あるいは請求項１０に記載の圧縮機のうちの少なくとも一方を備えたことを特徴とする空気調和機。
【請求項１２】
請求項９に記載の送風機あるいは請求項１０に記載の圧縮機のうちの少なくとも一方を備えたことを特徴とする冷蔵庫。
【請求項１３】
請求項９に記載の送風機あるいは請求項１０に記載の圧縮機のうちの少なくとも一方を備えたことを特徴とする冷凍機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置、およびそれを備えたモータ駆動装置、およびそれを備えた送風機、圧縮機、およびそれらを備えた空気調和機、冷蔵庫、ならびに冷凍機に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＰＷＭ変調方式の３相インバータを構成するスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を組み合わせることにより、３相交流電圧を生成して負荷に供給する電力変換装置では、例えばモータ等の３相負荷に流れる各相電流を検出し、その各相電流に基づいて負荷を制御している。【０００３】
３相負荷に流れる各相電流を検出する手段としては、インバータを構成するスイッチング素子に直列に接続された電流センサやシャント抵抗を設けるものがある。シャント抵抗を設ける構成としては、直流電源とインバータ装置間の電流を検出する電源シャント抵抗を設ける構成や、下アームスイッチング素子と直流電源のマイナス側との間に当該相の相電流を検出する下アームシャント抵抗を設ける構成がある。電源シャント抵抗や下アームシャント抵抗を設ける構成では、位相毎に検出する相電流を特定する必要があり、制御ソフトが複雑化する。また、電源シャント抵抗を設ける構成では、１相分の電流しか検出できない場合に、２相分の電流を検出するために通電調節を行う必要がある。つまり、１スイッチング周期において各相電流を検出する期間が狭い範囲に限定される。このため、例えば、「電源シャント抵抗と、少なくとも２相分の下アームシャント抵抗を設けて、下アームシャント抵抗により検出できない相電流を、電源シャント抵抗により検出する」ことにより、位相毎の検出電流特定、通電調節、時系列的な電流検出を必要としない簡単な制御ソフトで相電流の検出ができるインバータ装置が開示されている（例えば、特許文献１）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００６−６７７４７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
シャント抵抗を設ける構成では、インバータの動作に影響する、また、余分な電力を消費することのないように、シャント抵抗の抵抗値は十分に小さいものとする必要がある。このシャント抵抗に流れる電流を検出するためには、シャント抵抗の両端電圧を増幅して制御手段に取り込む必要があるため、制御手段の前段に増幅手段を設ける必要がある。【０００６】
上記特許文献１に記載された技術では、下アームシャント抵抗の両端電圧と電源シャント抵抗の両端電圧とを制御手段に取り込む必要があるため、２相分の下アームシャント抵抗と電源シャント抵抗とを設ける構成では、少なくとも３つの増幅手段が必要となり、３相分の下アームシャント抵抗と電源シャント抵抗とを設ける構成では、少なくとも４つの増幅手段が必要となる。【０００７】
また、下アームシャント抵抗と電源シャント抵抗とで抵抗値が異なる場合には、下アームシャント抵抗の両端電圧を増幅する増幅手段と電源シャント抵抗の両端電圧を増幅する増幅手段とではゲインも異なるため、ハードウェアに起因する検出値のばらつきが大きくなる。【０００８】
さらに、下アームシャント抵抗により検出できなかった相電流を電源シャント抵抗により検出するようにしているので、制御手順が複雑化する。【０００９】
したがって、上記特許文献１に記載された技術では、増幅手段の増加、検出値のばらつきの抑制、制御手順の複雑化等に伴い、装置の大型化や高コスト化を招く場合がある、という問題があった。【００１０】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、装置の大型化や高コスト化を招くことなく、各相電流の検出期間を拡大して、各相電流に基づく制御の高精度化を図ることができる電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上述した課題を解決し、目的を達成するため、直流電源から供給される直流電力を負荷装置に供給する３相交流電力に変換する電力変換装置であって、上アームスイッチング素子および下アームスイッチング素子からなるアームを３相分並列に接続して構成されるインバータと、前記直流電源の負電圧側と前記インバータとの間に設けられた電源シャント抵抗と、３相のうちの少なくとも２相分の前記各相下アームスイッチング素子と前記電源シャント抵抗との間にそれぞれ設けられた各相下アームシャント抵抗と、前記各相下アームスイッチング素子および前記各相下アームシャント抵抗の各接続点と前記直流電源の負電圧側との間の電圧を検出する各相下アーム電圧検出部と、前記各相下アーム電圧検出部の各検出値に基づいて、前記負荷装置に流れる各相電流を算出し、当該各相電流に基づいて、前記各相上アームスイッチング素子および前記各相下アームスイッチング素子に対応する６つの駆動信号を生成する制御部と、を備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、装置の大型化や高コスト化を招くことなく、各相電流の検出期間を拡大して、各相電流に基づく制御の高精度化を図ることができる、という効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】図１は、実施の形態１にかかる電力変換装置の一構成例を示す図である。
【図２】図２は、実施の形態１にかかる電力変換装置の制御部の一構成例を示す図である。
【図３】図３は、空間ベクトル変調方式における各相上アームスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態とインバータの出力電圧ベクトルとの関係を示す図である。
【図４】図４は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ１（１００）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
【図５】図５は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ２（０１０）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
【図６】図６は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ３（００１）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
【図７】図７は、インバータの出力電圧ベクトルがゼロベクトルＶ０（０００）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
【図８】図８は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ４（１１０）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
【図９】図９は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ５（０１１）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
【図１０】図１０は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ６（１０１）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
【図１１】図１１は、実施の形態２にかかる電力変換装置の一構成例を示す図である。
【図１２】図１２は、実施の形態１にかかる電力変換装置の制御部の一構成例を示す図である。
【図１３】図１３は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ１（１００）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
【図１４】図１４は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ２（０１０）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
【図１５】図１５は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ３（００１）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
【図１６】図１６は、インバータの出力電圧ベクトルがゼロベクトルＶ０（０００）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
【図１７】図１７は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ４（１１０）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
【図１８】図１８は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ５（０１１）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
【図１９】図１９は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ６（１０１）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態にかかる電力変換装置について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。
【００１５】
実施の形態１．
図１は、実施の形態１にかかる電力変換装置の一構成例を示す図である。図１に示す例では、実施の形態１にかかる電力変換装置１００は、直流電源１から供給される直流電力を負荷装置（図１に示す例ではモータ）９に供給する３相交流電力に変換する構成としている。
【００１６】
図１に示すように、電力変換装置１００は、モータ９に３相交流電力を供給するための主たる構成要素として、上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃ（ここでは、３ａ：Ｕ相、３ｂ：Ｖ相、３ｃ：Ｗ相）および下アームスイッチング素子３ｄ〜３ｆ（ここでは、３ｄ：Ｕ相、３ｅ：Ｖ相、３ｆ：Ｗ相）からなる３つのアームで構成されるインバータ２と、各相上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃおよび各相下アームスイッチング素子３ｄ〜３ｆに対応する６つの駆動信号を生成して、それぞれ各相上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃおよび各相下アームスイッチング素子３ｄ〜３ｆに出力する制御部７とを備えている。各相上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃおよび各相下アームスイッチング素子３ｄ〜３ｆは、それぞれ逆並列接続された還流ダイオード４ａ〜４ｆ（ここでは、４ａ：Ｕ相上アーム、４ｂ：Ｖ相上アーム、４ｃ：Ｗ相上アーム、４ｄ：Ｕ相下アーム、４ｅ：Ｖ相下アーム、４ｆ：Ｗ相下アーム）を含み構成されている。
【００１７】
制御部７は、例えばマイコンやＣＰＵ等で構成され、入力されたアナログの電圧信号をデジタル値に変換して、モータ９の制御アプリケーションに応じた演算・制御を行う演算・制御手段である。
【００１８】
また、実施の形態１にかかる電力変換装置１００は、直流電源１の負電圧側（図１に示す例ではＧＮＤ）とインバータ２との間に設けられた電源シャント抵抗５と、３つのアームのうちの２つ（ここでは、Ｕ相およびＶ相）の各相下アームスイッチング素子３ｄ，３ｅと電源シャント抵抗５との間にそれぞれ設けられた各相下アームシャント抵抗６ａ，６ｂ（ここでは、６ａ：Ｕ相、６ｂ：Ｖ相）と、各相下アームスイッチング素子３ｄ，３ｅおよび各相下アームシャント抵抗６ａ，６ｂの各接続点と直流電源１の負電圧側（ここではＧＮＤ）との間の各電圧（以下、「各相下アーム電圧」という）Ｖｕ，Ｖｖを検出する各相下アーム電圧検出部８ａ，８ｂ（ここでは、８ａ：Ｕ相、８ｂ：Ｖ相）とを備えている。なお、図１に示す例では、電源シャント抵抗５の抵抗値をＲｄｃ、各相下アームシャント抵抗６ａ，６ｂの抵抗値をＲｓｈとしている。
【００１９】
各相下アーム電圧検出部８ａ，８ｂは、例えば、各相下アーム電圧Ｖｕ，Ｖｖを、制御部７で扱い易い電圧値とするための増幅手段で構成される。
【００２０】
図２は、実施の形態１にかかる電力変換装置の制御部の一構成例を示す図である。実施の形態１にかかる電力変換装置１００の制御部７は、各相下アーム電圧検出部８ａ，８ｂにより検出された各相下アーム電圧Ｖｕ，Ｖｖに基づいて、モータ９の各相巻線に流れる各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを演算する電流演算部１０、電流演算部１０の出力である各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づいて、インバータ２からモータ９の各相巻線に出力される各相電圧指令値ＶＬｕ＊，ＶＬｖ＊，ＶＬｗ＊を算出する電圧指令値算出部１１、電圧指令値算出部１１から出力される各相電圧指令値ＶＬｕ＊，ＶＬｖ＊，ＶＬｗ＊に基づいて、各相上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃおよび各相下アームスイッチング素子３ｄ〜３ｆに出力する各駆動信号Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎを生成する駆動信号生成部１２、および、各駆動信号Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎの基準周波数となる三角波や鋸歯波等のキャリア信号ｆｃ＊を生成するキャリア信号生成部１３を備えている。
【００２１】
電流演算部１０は、電圧指令値算出部１１から出力される各相電圧指令値ＶＬｕ＊，ＶＬｖ＊，ＶＬｗ＊、およびキャリア信号生成部１３から出力されるキャリア信号ｆｃ＊から、後述する空間ベクトル変調方式における各相上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃのＯＮ／ＯＦＦ状態を判別し、この各相上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃのＯＮ／ＯＦＦ状態に応じた各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを演算する。この空間ベクトル変調方式における各相上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃのＯＮ／ＯＦＦ状態に応じた各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの演算手法については後述する。
【００２２】
電圧指令値算出部１１は、電流演算部１０から出力される各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに応じて、駆動信号生成部１２から出力される各駆動信号Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎのオンデューティー（つまり、１スイッチング周期における各相上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃおよび各相下アームスイッチング素子３ｄ〜３ｆのオン時間の割合）に換算した各相電圧指令値ＶＬｕ＊，ＶＬｖ＊，ＶＬｗ＊を算出する。
【００２３】
駆動信号生成部１２は、電圧指令値算出部１１から出力された各相電圧指令値ＶＬｕ＊，ＶＬｖ＊，ＶＬｗ＊とキャリア信号生成部１３から出力されたキャリア信号ｆｃ＊とを比較し、各相電圧指令値ＶＬｕ＊，ＶＬｖ＊，ＶＬｗ＊とキャリア信号ｆｃ＊との大小関係により、各スイッチング素子３ａ〜３ｆに出力する各駆動信号Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎを生成する。
【００２４】
なお、上述した制御部７の構成は、負荷装置であるモータ９を制御するための一構成例であり、この制御部７の構成や制御手法により、本発明が制限されるものではない。
【００２５】
つぎに、ＰＷＭ変調による各相上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃおよび各相下アームスイッチング素子３ｄ〜３ｆへの駆動信号を生成する、空間ベクトル変調方式について説明する。図３は、空間ベクトル変調方式における各相上アームスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態とインバータの出力電圧ベクトルとの関係を示す図である。図３（ａ）は、各相上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃのＯＮ／ＯＦＦ状態とインバータ２の出力電圧ベクトルとの関係を示す模式図であり、図３（ｂ）は、インバータ２の出力電圧ベクトルの定義を示している。なお、図３に示す例では、各相上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃがＯＮ状態である場合を「１」、ＯＦＦ状態である場合を「０」と定義する。
【００２６】
図３に示すように、各相上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃのＯＮ／ＯＦＦ状態としては、ＯＮ状態（つまり、「１」）とＯＦＦ状態（つまり、「０」）との２通り存在し、また、各相上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃのＯＮ／ＯＦＦ状態の組み合わせに対応して、インバータ２の出力電圧ベクトルは、（（Ｕ相上アームスイッチング素子３ａの状態）（Ｖ相上アームスイッチング素子３ｂの状態）（Ｗ相上アームスイッチング素子３ｃの状態））の形式で定義すると、Ｖ０（０００），Ｖ１（１００），Ｖ２（０１０），Ｖ３（００１），Ｖ４（１１０），Ｖ５（０１１），Ｖ６（１０１），Ｖ７（１１１）の８通り存在する。これらインバータの出力電圧ベクトルのうち、大きさを持たないＶ０（０００）およびＶ７（１１１）をゼロベクトルと呼び、これら以外の大きさが等しく互いに６０度の位相差を持つＶ１（１００），Ｖ２（０１０），Ｖ３（００１），Ｖ４（１１０），Ｖ５（０１１），Ｖ６（１０１）を実ベクトルと呼ぶ。
【００２７】
制御部７は、これら各ゼロベクトルＶ０，Ｖ７、および各実ベクトルＶ１〜Ｖ６を任意の組み合わせで合成して各相上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃおよび各相下アームスイッチング素子３ｄ〜３ｆに対応する３相ＰＷＭ電圧の駆動信号を生成する。
【００２８】
つぎに、実施の形態１にかかる電力変換装置１００における各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの演算手法について、図４〜図１０を参照して説明する。
【００２９】
図４は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ１（１００）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。図４に示す例では、モータ９の各相巻線の高電位側から低電位側に流れる各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを正の値としている。なお、以下の各図に示す例においても、図４と同様の記載とする。
【００３０】
図４に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ１（１００）である場合には、直流電源１の正電圧側からＵ相上アームスイッチング素子３ａを介してモータ９に向かいＵ相電流ｉｕが流れ、モータ９からＶ相下アームスイッチング素子３ｅ、Ｖ相下アームシャント抵抗６ｂ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＶ相電流ｉｖが流れ、Ｗ相下アームスイッチング素子３ｆ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＷ相電流ｉｗが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、およびＶ相下アーム電圧Ｖｖは、以下の（１），（２）式で表すことができる。
【００３１】
Ｖｕ＝ｉｕ×Ｒｄｃ  …（１）
Ｖｖ＝ｉｕ×Ｒｄｃ＋ｉｖ×Ｒｓｈ  …（２）
【００３２】
また、図４に示すＸ点においてキルヒホッフの第一法則を適用すると、
【００３３】
ｉｕ＝ｉｖ＋ｉｗ  …（３）
【００３４】
となる。つまり、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ１（１００）である場合には、上記（１），（２），（３）式を用いて各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。
【００３５】
図５は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ２（０１０）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
【００３６】
図５に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ２（０１０）である場合には、直流電源１の正電圧側からＶ相上アームスイッチング素子３ｂを介してモータ９に向かいＶ相電流ｉｖが流れ、モータ９からＵ相下アームスイッチング素子３ｄ、Ｕ相下アームシャント抵抗６ａ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＵ相電流ｉｕが流れ、Ｗ相下アームスイッチング素子３ｆ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＷ相電流ｉｗが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、およびＶ相下アーム電圧Ｖｖは、以下の（４），（５）式で表すことができる。
【００３７】
Ｖｕ＝ｉｖ×Ｒｄｃ＋ｉｕ×Ｒｓｈ  …（４）
Ｖｖ＝ｉｖ×Ｒｄｃ  …（５）
【００３８】
また、図５に示すＸ点においてキルヒホッフの第一法則を適用すると、
【００３９】
ｉｖ＝ｉｕ＋ｉｗ  …（６）
【００４０】
となる。つまり、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ２（０１０）である場合には、上記（４），（５），（６）式を用いて各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。
【００４１】
図６は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ３（００１）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
【００４２】
図６に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ３（００１）である場合には、直流電源１の正電圧側からＷ相上アームスイッチング素子３ｃを介してモータ９に向かいＷ相電流ｉｗが流れ、モータ９からＵ相下アームスイッチング素子３ｄ、Ｕ相下アームシャント抵抗６ａ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＵ相電流ｉｕが流れ、Ｖ相下アームスイッチング素子３ｅ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＶ相電流ｉｖが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、およびＶ相下アーム電圧Ｖｖは、以下の（７），（８）式で表すことができる。
【００４３】
Ｖｕ＝ｉｗ×Ｒｄｃ＋ｉｕ×Ｒｓｈ  …（７）
Ｖｖ＝ｉｗ×Ｒｄｃ＋ｉｖ×Ｒｓｈ  …（８）
【００４４】
また、図６に示すＸ点においてキルヒホッフの第一法則を適用すると、
【００４５】
ｉｗ＝ｉｕ＋ｉｖ  …（９）
【００４６】
となる。つまり、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ３（００１）である場合には、上記（７），（８），（９）式を用いて各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。
【００４７】
図７は、インバータの出力電圧ベクトルがゼロベクトルＶ０（０００）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。図７に示す例では、一例として、実ベクトルＶ１（１００）からゼロベクトルＶ０（０００）に移行した場合に、インバータ２に流れる電流を示している。
【００４８】
図７に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ１（１００）からゼロベクトルＶ０（０００）に移行した場合には、電源シャント抵抗５には電流はほとんど流れず、Ｘ点の電圧はほぼゼロとなる。このとき、Ｘ点から還流ダイオード４ｄを介してモータ９に向かいＵ相電流ｉｕが流れ、モータ９からＶ相下アームスイッチング素子３ｅ、Ｖ相下アームシャント抵抗６ｂを介してＸ点に向かいＶ相電流ｉｖが流れ、Ｗ相下アームスイッチング素子３ｆを介してＸ点に向かいＷ相電流ｉｗが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、およびＶ相下アーム電圧Ｖｖは、以下の２式で表すことができる。
【００４９】
Ｖｕ＝（−ｉｕ）×Ｒｓｈ  …（１０）
Ｖｖ＝ｉｖ×Ｒｓｈ  …（１１）
【００５０】
また、Ｘ点においてキルヒホッフの第一法則を適用すると、
【００５１】
ｉｕ＝ｉｖ＋ｉｗ  …（１２）
【００５２】
となる。つまり、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ１（１００）からゼロベクトルＶ０（０００）に移行した場合には、上記（１０），（１１），（１２）式を用いて各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。
【００５３】
このように、本実施の形態にかかる電力変換装置１００では、実ベクトルＶ１（１００），Ｖ２（０１０），Ｖ３（００１）、およびゼロベクトルＶ０（０００）である場合には、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、およびＶ相下アーム電圧Ｖｖを検出することにより、モータ９の各相巻線に流れる各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。
【００５４】
図８は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ４（１１０）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
【００５５】
図８に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ４（１１０）である場合には、直流電源１の正電圧側からＵ相上アームスイッチング素子３ａを介してモータ９に向かいＵ相電流ｉｕが流れ、Ｖ相上アームスイッチング素子３ｂを介してモータ９に向かいＶ相電流ｉｖが流れ、モータ９からＷ相下アームスイッチング素子３ｆ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＷ相電流ｉｗが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、およびＶ相下アーム電圧Ｖｖは、以下の（１３），（１４）式で表すことができる。
【００５６】
Ｖｕ＝ｉｗ×Ｒｄｃ  …（１３）
Ｖｖ＝ｉｗ×Ｒｄｃ  …（１４）
【００５７】
ここで、モータ９が３相平衡負荷である場合には、相電流の平衡条件より、
【００５８】
ｉｕ＋ｉｖ＝ｉｗ  …（１５）
ｉｕ＝ｉｖ＝（１／２）ｉｗ  …（１６）
【００５９】
となる。つまり、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ４（１１０）であり、モータ９が３相平衡負荷である場合には、上記（１３），（１４）式のいずれか一方、および（１６）式を用いて各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。
【００６０】
図９は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ５（０１１）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
【００６１】
図９に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ５（０１１）である場合には、直流電源１の正電圧側からＶ相上アームスイッチング素子３ｂを介してモータ９に向かいＶ相電流ｉｖが流れ、Ｗ相上アームスイッチング素子３ｃを介してモータ９に向かいＷ相電流ｉｗが流れ、モータ９からＵ相下アームスイッチング素子３ｄ、Ｕ相下アームシャント抵抗６ａ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＵ相電流ｉｕが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、およびＶ相下アーム電圧Ｖｖは、以下の（１７），（１８）式で表すことができる。
【００６２】
Ｖｕ＝ｉｕ×Ｒｄｃ＋ｉｕ×Ｒｓｈ  …（１７）
Ｖｖ＝ｉｕ×Ｒｄｃ  …（１８）
【００６３】
ここで、モータ９が３相平衡負荷である場合には、相電流の平衡条件より、
【００６４】
ｉｖ＋ｉｗ＝ｉｕ  …（１９）
ｉｖ＝ｉｗ＝（１／２）ｉｕ  …（２０）
【００６５】
となる。つまり、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ５（０１１）であり、モータ９が３相平衡負荷である場合には、上記（１７），（１８）式のいずれか一方、および（２０）式を用いて各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。
【００６６】
図１０は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ６（１０１）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
【００６７】
図１０に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ６（１０１）である場合には、直流電源１の正電圧側からＵ相上アームスイッチング素子３ａを介してモータ９に向かいＵ相電流ｉｕが流れ、Ｗ相上アームスイッチング素子３ｃを介してモータ９に向かいＷ相電流ｉｗが流れ、モータ９からＶ相下アームスイッチング素子３ｅ、Ｖ相下アームシャント抵抗６ｂ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＶ相電流ｉｖが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、およびＶ相下アーム電圧Ｖｖは、以下の（２１），（２２）式で表すことができる。
【００６８】
Ｖｕ＝ｉｖ×Ｒｄｃ  …（２１）
Ｖｖ＝ｉｖ×Ｒｄｃ＋ｉｖ×Ｒｓｈ  …（２２）
【００６９】
ここで、モータ９が３相平衡負荷である場合には、相電流の平衡条件より、
【００７０】
ｉｕ＋ｉｗ＝ｉｖ  …（２３）
ｉｕ＝ｉｗ＝（１／２）ｉｖ  …（２４）
【００７１】
となる。つまり、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ６（１０１）であり、モータ９が３相平衡負荷である場合には、上記（２１），（２２）式のいずれか一方、および（２４）式を用いて各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。
【００７２】
このように、本実施の形態にかかる電力変換装置１００では、実ベクトルＶ４（１１０），Ｖ５（０１１），Ｖ６（１０１）である場合でも、モータ９が３相平衡負荷である場合には、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、およびＶ相下アーム電圧Ｖｖのいずれか一方を検出することにより、モータ９の各相巻線に流れる各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。
【００７３】
以上説明したように、実施の形態１の電力変換装置によれば、直流電源の負電圧側とインバータとの間に設けられた電源シャント抵抗と、３つのアームのうちの２つの各相下アームスイッチング素子と電源シャント抵抗との間にそれぞれ設けられた各相下アームシャント抵抗とを設け、各相下アームスイッチング素子および各相下アームシャント抵抗の各接続点と直流電源の負電圧側との間の各電圧である２つの各相下アーム電圧を検出し、その各検出値に基づいて、負荷装置に流れる各相電流を算出するようにしたので、増幅手段により構成される電圧検出部の数は２つでよく、同様に２相分の各相下アームシャント抵抗と電源シャント抵抗とを設けた従来構成よりも装置の小型化、低コスト化を図ることができる。
【００７４】
また、各相上アームスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態、つまり、インバータの出力電圧ベクトルがゼロベクトルＶ０である場合だけでなく、実ベクトルＶ１〜Ｖ６である場合においても、２つの各相下アーム電圧に基づいて各相電流を算出することができ、各相電流に基づく制御の高精度化を図ることができる。
【００７５】
実施の形態２．
実施の形態１では、Ｕ相、Ｖ相、およびＷ相のうち、２相の下アームスイッチング素子に下アームシャント抵抗を接続し、これら２相の下アーム電圧を検出することにより、負荷装置に流れる各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出する手法について説明したが、本実施の形態では、Ｕ相、Ｖ相、およびＷ相の各相下アームスイッチング素子に下アームシャント抵抗を接続し、これら３相の下アーム電圧を検出して、負荷装置に流れる各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出する手法について説明する。
【００７６】
図１１は、実施の形態２にかかる電力変換装置の一構成例を示す図である。なお、実施の形態１と同一または同等の構成部には同一符号を付して、その詳細な説明は省略する。
【００７７】
実施の形態２にかかる電力変換装置１００ａは、実施の形態１の構成に加え、Ｗ相下アームスイッチング素子３ｆと電源シャント抵抗５との間に設けられたＷ相下アームシャント抵抗６ｃと、Ｗ相下アームスイッチング素子３ｆおよびＷ相下アームシャント抵抗６ｃの接続点と直流電源１の負電圧側（ここではＧＮＤ）との間の電圧（Ｗ相下アーム電圧）Ｖｗを検出するＷ相下アーム電圧検出部８ｃとを備えている。なお、図１１に示す例では、各相下アームシャント抵抗６ａ，６ｂの抵抗値と同様に、Ｗ相下アームシャント抵抗６ｃの抵抗値をＲｓｈとしている。
【００７８】
Ｗ相下アーム電圧検出部８ｃは、Ｕ相下アーム電圧検出部８ａおよびＶ相下アーム電圧検出部８ｂと同様に、例えば、Ｗ相下アーム電圧Ｖｗを、制御部７ａで扱い易い電圧値とするための増幅手段で構成される。
【００７９】
図１２は、実施の形態１にかかる電力変換装置の制御部の一構成例を示す図である。実施の形態２にかかる電力変換装置１００ａの制御部７ａは、実施の形態１における電流演算部１０に代えて、各相下アーム電圧検出部８ａ，８ｂ，８ｃにより検出された各相下アーム電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに基づいて、モータ９の各相巻線に流れる各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを演算する電流演算部１０ａを備えている。
【００８０】
つぎに、実施の形態２にかかる電力変換装置１００ａにおける各相電流の演算手法について、図１３〜図１９を参照して説明する。
【００８１】
図１３は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ１（１００）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。図１３に示す例では、モータ９の各相巻線の高電位側から低電位側に流れる電流を、それぞれｉｕ，ｉｖ，ｉｗとしている。なお、以下の各図に示す例においても、図１３と同様の記載とする。
【００８２】
図１３に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ１（１００）である場合には、直流電源１の正電圧側からＵ相上アームスイッチング素子３ａを介してモータ９に向かいＵ相電流ｉｕが流れ、モータ９からＶ相下アームスイッチング素子３ｅ、Ｖ相下アームシャント抵抗６ｂ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＶ相電流ｉｖが流れ、Ｗ相下アームスイッチング素子３ｆ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＷ相電流ｉｗが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、Ｖ相下アーム電圧Ｖｖ、およびＷ相下アーム電圧Ｖｗは、以下の（２５），（２６），（２７）式で表すことができる。
【００８３】
Ｖｕ＝ｉｕ×Ｒｄｃ  …（２５）
Ｖｖ＝ｉｕ×Ｒｄｃ＋ｉｖ×Ｒｓｈ  …（２６）
Ｖｗ＝ｉｕ×Ｒｄｃ＋ｉｗ×Ｒｓｈ  …（２７）
【００８４】
つまり、上記（２５），（２６），（２７）式を用いて各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。
【００８５】
図１４は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ２（０１０）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
【００８６】
図１４に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ２（０１０）である場合には、直流電源１の正電圧側からＶ相上アームスイッチング素子３ｂを介してモータ９に向かいＶ相電流ｉｖが流れ、モータ９からＵ相下アームスイッチング素子３ｄ、Ｕ相下アームシャント抵抗６ａ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＵ相電流ｉｕが流れ、Ｗ相下アームスイッチング素子３ｆ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側端子に向かいＷ相電流ｉｗが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、Ｖ相下アーム電圧Ｖｖ、およびＷ相下アーム電圧Ｖｗは、以下の（２８），（２９），（３０）式で表すことができる。
【００８７】
Ｖｕ＝ｉｖ×Ｒｄｃ＋ｉｕ×Ｒｓｈ  …（２８）
Ｖｖ＝ｉｖ×Ｒｄｃ  …（２９）
Ｖｗ＝ｉｖ×Ｒｄｃ＋ｉｗ×Ｒｓｈ  …（３０）
【００８８】
つまり、上記（２８），（２９），（３０）式を用いて各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。
【００８９】
図１５は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ３（００１）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
【００９０】
図１５に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ３（００１）である場合には、直流電源１の正電圧側からＷ相上アームスイッチング素子３ｃを介してモータ９に向かいＷ相電流ｉｗが流れ、モータ９からＵ相下アームスイッチング素子３ｄ、Ｕ相下アームシャント抵抗６ａ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＵ相電流ｉｕが流れ、Ｖ相下アームスイッチング素子３ｅ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＶ相電流ｉｖが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、Ｖ相下アーム電圧Ｖｖ、およびＷ相下アーム電圧Ｖｗは、以下の（３１），（３２），（３３）式で表すことができる。
【００９１】
Ｖｕ＝ｉｗ×Ｒｄｃ＋ｉｕ×Ｒｓｈ  …（３１）
Ｖｖ＝ｉｗ×Ｒｄｃ＋ｉｖ×Ｒｓｈ  …（３２）
Ｖｗ＝ｉｗ×Ｒｄｃ  …（３３）
【００９２】
つまり、上記（３１），（３２），（３３）式を用いて各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。
【００９３】
図１６は、インバータの出力電圧ベクトルがゼロベクトルＶ０（０００）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。図６に示す例では、一例として、実ベクトルＶ１（１００）からゼロベクトルＶ０（０００）に移行した場合に、インバータ２に流れる電流を示している。
【００９４】
図１６に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ１（１００）からゼロベクトルＶ０（０００）に移行した場合には、電源シャント抵抗５には電流はほとんど流れず、Ｘ点の電位はほぼゼロとなる。このとき、Ｘ点から還流ダイオード４ｄを介してモータ９に向かいＵ相電流ｉｕが流れ、モータ９からＶ相下アームスイッチング素子３ｅ、Ｖ相下アームシャント抵抗６ｂを介してＸ点に向かいＶ相電流ｉｖが流れ、Ｗ相下アームスイッチング素子３ｅを介してＸ点に向かいＷ相電流ｉｗが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、Ｖ相下アーム電圧Ｖｖ、およびＷ相下アーム電圧Ｖｗは、以下の（３４），（３５），（３６）式で表すことができる。
【００９５】
Ｖｕ＝（−ｉｕ）×Ｒｓｈ  …（３４）
Ｖｖ＝ｉｖ×Ｒｓｈ  …（３５）
Ｖｗ＝ｉｗ×Ｒｓｈ  …（３６）
【００９６】
つまり、上記（３４），（３５），（３６）式を用いて各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。
【００９７】
このように、本実施の形態にかかる電力変換装置１００ａでは、実ベクトルＶ１（１００），Ｖ２（０１０），Ｖ３（００１）、およびゼロベクトルＶ０（０００）である場合には、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、Ｖ相下アーム電圧Ｖｖ、およびＷ相下アーム電圧Ｖｗを検出することにより、モータ９の各相巻線に流れる各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。
【００９８】
また、キルヒホッフの第一法則や、相電流の平衡条件を用いることなく、各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを得ることから、モータ９が不平衡負荷である場合でも適用可能である。
【００９９】
図１７は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ４（１１０）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
【０１００】
図１７に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ４（１１０）である場合には、直流電源１の正電圧側からＵ相上アームスイッチング素子３ａを介してモータ９に向かいＵ相電流ｉｕが流れ、Ｖ相上アームスイッチング素子３ｂを介してモータ９に向かいＶ相電流ｉｖが流れ、モータ９からＷ相下アームスイッチング素子３ｆ、Ｗ相下アームシャント抵抗６ｃ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＷ相電流ｉｗが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、Ｖ相下アーム電圧Ｖｖ、およびＷ相下アーム電圧Ｖｗは、以下の（３７），（３８），（３９）式で表すことができる。
【０１０１】
Ｖｕ＝ｉｗ×Ｒｄｃ  …（３７）
Ｖｖ＝ｉｗ×Ｒｄｃ  …（３８）
Ｖｗ＝ｉｗ×Ｒｄｃ＋ｉｗ×Ｒｓｈ  …（３９）
【０１０２】
ここで、モータ９が３相平衡負荷である場合には、相電流の平衡条件より、
【０１０３】
ｉｕ＋ｉｖ＝ｉｗ  …（４０）
ｉｕ＝ｉｖ＝（１／２）ｉｗ  …（４１）
【０１０４】
となる。つまり、モータ９が３相平衡負荷である場合には、上記（３７），（３８），（３９）式のうちのいずれか１式、および（４１）式を用いて各相電流ｉｕ，ｉｖ，Ｉｗを算出することができる。
【０１０５】
図１８は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ５（０１１）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
【０１０６】
図１８に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ５（０１１）である場合には、直流電源１の正電圧側からＶ相上アームスイッチング素子３ｂを介してモータ９に向かいＶ相電流ｉｖが流れ、Ｗ相上アームスイッチング素子３ｃを介してモータ９に向かいＷ相電流ｉｗが流れ、モータ９からＵ相下アームスイッチング素子３ｄ、Ｕ相下アームシャント抵抗６ａ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＵ相電流ｉｕが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、Ｖ相下アーム電圧Ｖｖ、およびＷ相下アーム電圧Ｖｗは、以下の（４２），（４３），（４４）式で表すことができる。
【０１０７】
Ｖｕ＝ｉｕ×Ｒｄｃ＋ｉｕ×Ｒｓｈ  …（４２）
Ｖｖ＝ｉｕ×Ｒｄｃ  …（４３）
Ｖｗ＝ｉｕ×Ｒｄｃ  …（４４）
【０１０８】
ここで、モータ９が３相平衡負荷である場合には、相電流の平衡条件より、
【０１０９】
ｉｖ＋ｉｗ＝ｉｕ  …（４５）
ｉｖ＝ｉｗ＝（１／２）ｉｕ  …（４６）
【０１１０】
となる。つまり、モータ９が３相平衡負荷である場合には、上記（４２），（４３），（４４）式のうちのいずれか１式、および（４６）式を用いて各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。
【０１１１】
図１９は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ６（１０１）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
【０１１２】
図１９に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ６（１０１）である場合には、直流電源１の正電圧側からＵ相上アームスイッチング素子３ａを介してモータ９に向かいＵ相電流ｉｕが流れ、Ｗ相上アームスイッチング素子３ｃを介してモータ９に向かいＷ相電流ｉｗが流れ、モータ９からＶ相下アームスイッチング素子３ｅ、Ｖ相下アームシャント抵抗６ｂ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＶ相電流ｉｖが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、Ｖ相下アーム電圧Ｖｖ、およびＷ相下アーム電圧Ｖｗは、以下の（４７），（４８），（４９）式で表すことができる。
【０１１３】
Ｖｕ＝ｉｖ×Ｒｄｃ  …（４７）
Ｖｖ＝ｉｖ×Ｒｄｃ＋ｉｖ×Ｒｓｈ  …（４８）
Ｖｗ＝ｉｖ×Ｒｄｃ  …（４９）
【０１１４】
ここで、モータ９が３相平衡負荷である場合には、相電流の平衡条件より、
【０１１５】
ｉｕ＋ｉｗ＝ｉｖ  …（５０）
ｉｕ＝ｉｗ＝（１／２）ｉｖ  …（５１）
【０１１６】
となる。つまり、モータ９が３相平衡負荷である場合には、上記（４７），（４８），（４９）式のうちのいずれか１式、および（５１）式を用いて各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。
【０１１７】
このように、実ベクトルＶ４（１１０），Ｖ５（０１１），Ｖ６（１０１）である場合でも、モータ９が３相平衡負荷である場合には、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、Ｖ相下アーム電圧Ｖｖ、およびＷ相下アーム電圧Ｖｗのうちのいずれか１つを検出することにより、モータ９の各相巻線に流れる各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。
【０１１８】
以上説明したように、実施の形態２の電力変換装置によれば、実施の形態１の構成に対し、各相下アームシャント抵抗を３相分設け、各相下アームスイッチング素子および各相下アームシャント抵抗の各接続点と直流電源の負電圧側との間の各電圧である３つの各相下アーム電圧を検出し、その各検出値に基づいて、負荷装置に流れる各相電流を算出するようにしたので、増幅手段により構成される電圧検出部の数は３つとなるが、同様に３相分の各相下アームシャント抵抗と電源シャント抵抗とを設けた従来構成よりも装置の小型化、低コスト化を図ることができる。
【０１１９】
また、実施の形態１と同様に、インバータの出力電圧ベクトルがゼロベクトルＶ０である場合だけでなく、実ベクトルＶ１〜Ｖ６である場合においても、各相電流を算出することができるので、各相電流に基づく制御の高精度化を図ることができる。
【０１２０】
さらに、インバータの出力電圧ベクトルがゼロベクトルＶ０、実ベクトルＶ１〜Ｖ３である場合には、キルヒホッフの第一法則や、相電流の平衡条件を用いることなく、各相電流を得ることができるので、負荷装置が不平衡負荷である場合でも適用可能である。
【０１２１】
なお、上述した実施の形態では、インバータの運転状況によらず、各相上アームスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態、つまり、インバータの出力電圧ベクトルに応じて、各相電流を演算する例について説明したが、例えば、負荷装置であるモータの制御アプリケーションに対応したインバータの運転状況に応じて、各相電流の演算に用いる各相下アーム電圧の検出期間を切り替えるようにしてもよい。
【０１２２】
例えば、比較的低速運転を行う低速運転域において、インバータの変調率が低い運転状況で長時間運転を行うようなアプリケーションでは、ゼロベクトルＶ０（０００）の発生期間が長く、実ベクトルＶ１（１００）〜Ｖ６（１０１）の発生期間が短くなる。逆に、比較的高速運転を行う通常運転域において、インバータの変調率が高い運転状況で長時間運転を行うようなアプリケーションでは、実ベクトルＶ１（１００）〜Ｖ６（１０１）の発生期間が長く、ゼロベクトルＶ０（０００）の発生期間が短くなる。
【０１２３】
したがって、インバータの変調率が低い運転状況で長時間運転を行うようなアプリケーションでは、ゼロベクトルＶ０（０００）の発生期間における各相下アーム電圧に基づいて各相電流を演算し、インバータの変調率が高い運転状況で長時間運転を行うようなアプリケーションでは、実ベクトルＶ１（１００）〜Ｖ６（１０１）の発生期間における各相下アーム電圧に基づいて各相電流を演算することにより、各相下アーム電圧の検出精度が向上し、これに伴い各相電流の精度の向上を図ることが可能となる。
【０１２４】
このような制御を実現する手法としては、例えば、予めインバータの変調率に対する閾値を設定しておき、インバータの変調率と閾値との大小関係に応じて、各相電流の演算に用いる各相下アーム電圧の検出期間を切り替えるようにすればよい。
【０１２５】
より具体的には、インバータの変調率が上述した閾値未満であれば、ゼロベクトルＶ０（０００）の発生期間における各相下アーム電圧に基づいて各相電流を演算し、インバータの変調率が上述した閾値以上であれば、実ベクトルＶ１（１００）〜Ｖ６（１０１）の発生期間における各相下アーム電圧に基づいて各相電流を演算する手法が考えられる。
【０１２６】
この場合、例えば、インバータの変調率に対する閾値を、ゼロベクトルＶ０（０００），Ｖ７（１１１）の発生期間がキャリア信号の半周期となる０．５とするのが望ましい。このようにすれば、インバータの変調率が０．５以上となる場合には、ゼロベクトルＶ０（０００），Ｖ７（１１１）の発生期間がキャリア信号の半周期以下となるため、より高精度な各相電流の演算が可能な実ベクトルＶ１（１００）〜Ｖ６（１０１）の発生期間における各相下アーム電圧に基づいて各相電流を演算し、インバータの変調率が０．５未満となる場合には、ゼロベクトルＶ０（０００），Ｖ７（１１１）の発生期間がキャリア信号の半周期よりも長くなり、より高精度な各相電流の演算が可能なゼロベクトルＶ０（０００）の発生期間における各相下アーム電圧に基づいて各相電流を演算することが可能となる。
【０１２７】
また、インバータの変調率に応じて、各相電流の演算に用いる各相下アーム電圧の検出期間を切り替える手法としては、予めインバータの変調率と検出期間とを関連付けてテーブル化しておき、インバータの運転中においてこのテーブルを参照し、インバータの変調率に対応した検出期間を選択して、その検出期間における各相下アーム電圧に基づいて各相電流を演算するようにしてもよい。
【０１２８】
なお、上述した実施の形態において説明した電力変換装置を、モータを負荷とするモータ駆動装置に適用し、このモータ駆動装置を、空気調和機や冷蔵庫、冷凍機等の送風機や圧縮機に適用することにより、これらモータ駆動装置、送風機、圧縮機、空気調和機、冷蔵庫、および冷凍機の小型化、低コスト化や制御の高精度化を図ることができる。
【０１２９】
また、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。
【産業上の利用可能性】
【０１３０】
以上のように、本発明にかかる電力変換装置、およびそれを備えたモータ駆動装置、およびそれを備えた送風機、圧縮機、およびそれらを備えた空気調和機、冷蔵庫、ならびに冷凍機は、ＰＷＭ変調方式の３相インバータを具備した構成に有用であり、特に、装置の大型化や高コスト化を招くことなく、各相電流の検出期間を拡大して、各相電流に基づく制御の高精度化を図ることができる技術として適している。
【符号の説明】
【０１３１】
１  直流電源、２  インバータ、３ａ  Ｕ相上アームスイッチング素子、３ｂ  Ｖ相上アームスイッチング素子、３ｃ  Ｗ相上アームスイッチング素子、３ｄ  Ｕ相下アームスイッチング素子、３ｅ  Ｖ相下アームスイッチング素子、３ｆ  Ｗ相下アームスイッチング素子、４ａ〜４ｆ  還流ダイオード、５  電源シャント抵抗、６ａ  Ｕ相下アームシャント抵抗、６ｂ  Ｖ相下アームシャント抵抗、６ｃ  Ｗ相下アームシャント抵抗、７，７ａ  制御部、８ａ  Ｕ相下アーム電圧検出部、８ｂ  Ｖ相下アーム電圧検出部、８ｃ  Ｗ相下アーム電圧検出部、９  負荷装置（モータ）、１０，１０ａ  電流演算部、１１  電圧指令値算出部、１２  駆動信号生成部、１３  キャリア信号生成部、１００，１００ａ  電力変換装置。
【図１】
2014167719.tif 000003
【図２】
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【図３】
2014167719.tif 000005
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【手続補正書】
【提出日】平成27年7月31日(2015.7.31)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源から供給される直流電力を３相交流電力に変換する電力変換装置であって、
上アームスイッチング素子および下アームスイッチング素子からなるアームを３相分並列に接続して構成されるインバータと、
前記直流電源の負電圧側と前記インバータとの間に設けられた電源シャント抵抗と、
３相のうちの少なくとも２相分の前記各相下アームスイッチング素子と前記電源シャント抵抗との間にそれぞれ設けられた各相下アームシャント抵抗と、
前記各相下アームスイッチング素子および前記各相下アームシャント抵抗の各接続点と前記直流電源の負電圧側との間の電圧を検出する電圧検出部と、
前記電圧検出部の各検出値を入力して、前記各相上アームスイッチング素子および前記各相下アームスイッチング素子に対応する６つの駆動信号を生成する制御部と、
を備えた電力変換装置。
【請求項２】
前記制御部は、前記電圧検出部の各検出値に基づいて、負荷装置に流れる各相電流を算出し、当該各相電流に基づいて、前記各駆動信号を生成する請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記各相下アームシャント抵抗および前記電圧検出部は、３相のうちの２相分設けられた請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記各相下アームシャント抵抗および前記電圧検出部は、３相分設けられた請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記制御部は、前記インバータの運転状況に応じて、前記各相電流の算出に用いる前記電圧検出部の検出値の検出期間を切り替える請求項２から４の何れか一項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記運転状況は、前記インバータの変調率である請求項５に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記制御部は、前記変調率が予め設定した閾値未満である場合には、前記各相上アームスイッチング素子が全てＯＦＦ状態となる期間を前記検出期間とし、前記変調率が前記閾値以上である場合には、前記各相上アームスイッチング素子の１つあるいは２つがＯＮ状態となる期間を前記検出期間とする請求項６に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記制御部は、前記変調率と前記検出期間とを関連付けたテーブルに基づいて、前記変調率に対応した前記検出期間を選択する請求項６に記載の電力変換装置。
【請求項９】
請求項１から８の何れか一項に記載の電力変換装置を備えたモータ駆動装置。
【請求項１０】
請求項９に記載のモータ駆動装置を備えた送風機。
【請求項１１】
請求項９に記載のモータ駆動装置を備えた圧縮機。
【請求項１２】
請求項１０に記載の送風機あるいは請求項１１に記載の圧縮機のうちの少なくとも一方を備えた空気調和機。
【請求項１３】
請求項１０に記載の送風機あるいは請求項１１に記載の圧縮機のうちの少なくとも一方を備えた冷蔵庫。
【請求項１４】
請求項１０に記載の送風機あるいは請求項１１に記載の圧縮機のうちの少なくとも一方を備えた冷凍機。
【手続補正書】
【提出日】平成28年11月24日(2016.11.24)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源から供給される直流電力を３相交流電力に変換して負荷装置に供給する電力変換装置であって、
上アームスイッチング素子および下アームスイッチング素子からなるアームを３相分並列に接続して構成されるインバータと、
前記直流電源の負電圧側と前記インバータとの間に設けられた電源シャント抵抗と、
３相のうちの少なくとも２相分の前記各相下アームスイッチング素子と前記電源シャント抵抗との間にそれぞれ設けられた各相下アームシャント抵抗と、
前記各相下アームスイッチング素子および前記各相下アームシャント抵抗の各接続点と前記直流電源の負電圧側との間の電圧を検出する電圧検出部と、
前記電圧検出部の各検出値に基づいて、前記負荷装置に流れる各相電流を算出し、当該各相電流に基づいて、前記各相上アームスイッチング素子および前記各相下アームスイッチング素子に対応する６つの駆動信号を生成する制御部と、
を備えた電力変換装置。
【請求項２】
前記各相下アームシャント抵抗および前記電圧検出部は、３相のうちの２相分設けられた請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記各相下アームシャント抵抗および前記電圧検出部は、３相分設けられた請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記制御部は、前記インバータの運転状況に応じて、前記各相電流の算出に用いる前記電圧検出部の検出値の検出期間を切り替える請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記運転状況は、前記インバータの変調率である請求項４に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記制御部は、前記変調率が予め設定した閾値未満である場合には、前記各相上アームスイッチング素子が全てＯＦＦ状態となる期間を前記検出期間とし、前記変調率が前記閾値以上である場合には、前記各相上アームスイッチング素子の１つあるいは２つがＯＮ状態となる期間を前記検出期間とする請求項５に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記制御部は、前記変調率と前記検出期間とを関連付けたテーブルに基づいて、前記変調率に対応した前記検出期間を選択する請求項５に記載の電力変換装置。
【請求項８】
請求項１から７の何れか一項に記載の電力変換装置を備えたモータ駆動装置。
【請求項９】
請求項８に記載のモータ駆動装置を備えた送風機。
【請求項１０】
請求項８に記載のモータ駆動装置を備えた圧縮機。
【請求項１１】
請求項９に記載の送風機あるいは請求項１０に記載の圧縮機のうちの少なくとも一方を備えた空気調和機。
【請求項１２】
請求項９に記載の送風機あるいは請求項１０に記載の圧縮機のうちの少なくとも一方を備えた冷蔵庫。
【請求項１３】
請求項９に記載の送風機あるいは請求項１０に記載の圧縮機のうちの少なくとも一方を備えた冷凍機。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１３】
【図１】図１は、実施の形態１にかかる電力変換装置の一構成例を示す図である。
【図２】図２は、実施の形態１にかかる電力変換装置の制御部の一構成例を示す図である。
【図３】図３は、空間ベクトル変調方式における各相上アームスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態とインバータの出力電圧ベクトルとの関係を示す図である。
【図４】図４は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ１（１００）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
【図５】図５は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ２（０１０）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
【図６】図６は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ３（００１）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
【図７】図７は、インバータの出力電圧ベクトルがゼロベクトルＶ０（０００）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
【図８】図８は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ４（１１０）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
【図９】図９は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ５（０１１）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
【図１０】図１０は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ６（１０１）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
【図１１】図１１は、実施の形態２にかかる電力変換装置の一構成例を示す図である。
【図１２】図１２は、実施の形態２にかかる電力変換装置の制御部の一構成例を示す図である。
【図１３】図１３は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ１（１００）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
【図１４】図１４は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ２（０１０）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
【図１５】図１５は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ３（００１）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
【図１６】図１６は、インバータの出力電圧ベクトルがゼロベクトルＶ０（０００）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
【図１７】図１７は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ４（１１０）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
【図１８】図１８は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ５（０１１）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
【図１９】図１９は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ６（１０１）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００７９
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００７９】
図１２は、実施の形態２にかかる電力変換装置の制御部の一構成例を示す図である。実施の形態２にかかる電力変換装置１００ａの制御部７ａは、実施の形態１における電流演算部１０に代えて、各相下アーム電圧検出部８ａ，８ｂ，８ｃにより検出された各相下アーム電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに基づいて、モータ９の各相巻線に流れる各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを演算する電流演算部１０ａを備えている。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００８６
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００８６】
図１４に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ２（０１０）である場合には、直流電源１の正電圧側からＶ相上アームスイッチング素子３ｂを介してモータ９に向かいＶ相電流ｉｖが流れ、モータ９からＵ相下アームスイッチング素子３ｄ、Ｕ相下アームシャント抵抗６ａ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＵ相電流ｉｕが流れ、Ｗ相下アームスイッチング素子３ｆ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＷ相電流ｉｗが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、Ｖ相下アーム電圧Ｖｖ、およびＷ相下アーム電圧Ｖｗは、以下の（２８），（２９），（３０）式で表すことができる。
【手続補正５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００９３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００９３】
図１６は、インバータの出力電圧ベクトルがゼロベクトルＶ０（０００）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。図１６に示す例では、一例として、実ベクトルＶ１（１００）からゼロベクトルＶ０（０００）に移行した場合に、インバータ２に流れる電流を示している。
【手続補正６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００９４
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００９４】
図１６に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ１（１００）からゼロベクトルＶ０（０００）に移行した場合には、電源シャント抵抗５には電流はほとんど流れず、Ｘ点の電位はほぼゼロとなる。このとき、Ｘ点から還流ダイオード４ｄを介してモータ９に向かいＵ相電流ｉｕが流れ、モータ９からＶ相下アームスイッチング素子３ｅ、Ｖ相下アームシャント抵抗６ｂを介してＸ点に向かいＶ相電流ｉｖが流れ、Ｗ相下アームスイッチング素子３ｆを介してＸ点に向かいＷ相電流ｉｗが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、Ｖ相下アーム電圧Ｖｖ、およびＷ相下アーム電圧Ｖｗは、以下の（３４），（３５），（３６）式で表すことができる。
【手続補正７】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１０４
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０１０４】
となる。つまり、モータ９が３相平衡負荷である場合には、上記（３７），（３８），（３９）式のうちのいずれか１式、および（４１）式を用いて各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。
【国際調査報告】
2014167719.tif 000022
2014167719.tif 000023
2014167719.tif 000024