(57)【要約】  インバータの直流部のコンデンサの発熱を抑制し、装置全体の小型化、低コスト化を可能にした制御方法及び制御装置、並びにインバータ装置を提供する。  半導体スイッチング素子ＵＰ〜ＷＮをオン／オフさせて交流出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗに現れる直流電圧源Ｂの直流電圧の時間比率を変化させることにより、インバータから所望の大きさ及び周波数のｎ相（例えば三相）交流電圧を出力させる制御方法において、一相の交流出力端子が一定期間にわたって直流電圧源Ｂの正極または負極に接続される状態を維持し、かつ、他相の交流出力端子が前記一定期間より短い期間にわたって直流電圧源Ｂの負極または正極に接続されると共に、前記一定期間内で、全ての交流出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗが直流電圧源Ｂの正極または負極に同時に接続される期間を最小化するように、スイッチング素子ＵＰ〜ＷＮをオン／オフさせる。
2017034028.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
二つの半導体スイッチング素子の直列回路をｎ（ｎは複数）個備え、前記ｎ個の直列回路を直流電圧源に対して全て並列に接続すると共に、前記直列回路を構成する二つの半導体スイッチング素子同士の接続点を一相の交流出力端子としてｎ相交流負荷の各相にそれぞれ接続してなるインバータの制御方法であって、前記半導体スイッチング素子をオン／オフさせて前記交流出力端子に現れる前記直流電圧源の直流電圧の時間比率を変化させることにより、前記インバータから所望の大きさ及び周波数のｎ相交流電圧を出力させる制御方法において、
ｎ相のうち少なくとも特定の一相の交流出力端子が一定期間にわたって前記直流電圧源の正極または負極に接続される状態を維持し、かつ、ｎ相のうち前記特定の相以外の他相の交流出力端子が前記一定期間より短い期間にわたって前記直流電圧源の負極または正極にそれぞれ接続されると共に、前記一定期間内で、ｎ相全ての交流出力端子が前記直流電圧源の正極または負極に同時に接続される期間が短くなるように、各相の前記半導体スイッチング素子をオン／オフさせることを特徴とするインバータの制御方法。
【請求項２】
二つの半導体スイッチング素子の直列回路をｎ（ｎは複数）個備え、前記ｎ個の直列回路を直流電圧源に対して全て並列に接続すると共に、前記直列回路を構成する二つの半導体スイッチング素子同士の接続点を一相の交流出力端子としてｎ相交流負荷の各相にそれぞれ接続してなるインバータの制御方法であって、前記半導体スイッチング素子をオン／オフさせて前記交流出力端子に現れる前記直流電圧源の直流電圧の時間比率を変化させることにより、前記インバータから所望の大きさ及び周波数のｎ相交流電圧を出力させる制御方法において、
ｎ相のうち少なくとも特定の一相の交流出力端子が動作期間内の一定期間にわたって前記直流電圧源の正極または負極に接続される状態を維持し、かつ、ｎ相のうち前記特定の相以外の他相の交流出力端子が前記一定期間より短い期間にわたって前記直流電圧源の負極または正極にそれぞれ接続されると共に、
前記動作期間内における前記半導体スイッチング素子のオン／オフ周期の少なくとも１周期が、ｎ相全ての交流出力端子が前記直流電圧源の正極または負極に同時に接続される状態が存在しない周期となるように、各相の前記半導体スイッチング素子をオン／オフさせることを特徴とするインバータの制御方法。
【請求項３】
請求項１または２に記載したインバータの制御方法において、
どの相の交流出力端子を一定期間にわたって前記直流電圧源の正極または負極に接続した状態に維持するか、及び、当該交流出力端子を前記直流電圧源の正極または負極の何れに接続するかを、出力電圧の位相または大きさに応じて切り替えることを特徴とするインバータの制御方法。
【請求項４】
請求項１〜３の何れか１項に記載したインバータの制御方法において、
位相が異なる複数のキャリアとして複数の三角波を備え、前記ｎ相の出力電圧指令に相当するｎ個の変調信号のそれぞれを、前記特定の相以外の他相に相当する変調信号が一つのキャリアに重複しないように前記複数のキャリアの何れかに対応させ、前記ｎ個の変調信号のそれぞれを前記対応させたキャリアと比較してそれぞれが相当する相の半導体スイッチング素子をオン／オフさせる駆動信号を生成することを特徴とするインバータの制御方法。
【請求項５】
請求項１〜３の何れか１項に記載したインバータの制御方法において、
波形が異なる複数のキャリアとして複数の鋸歯状波を備え、前記ｎ相の出力電圧指令に相当するｎ個の変調信号のそれぞれを、前記特定の相以外の他相に相当する変調信号が一つのキャリアに重複しないように前記複数のキャリアの何れかに対応させ、前記ｎ個の変調信号のそれぞれを前記対応させたキャリアと比較して各変調信号に相当する相の半導体スイッチング素子をオン／オフさせる駆動信号を生成することを特徴とするインバータの制御方法。
【請求項６】
請求項４または５に記載したインバータの制御方法において、
ｎ個の変調信号のうち、出力電圧の位相または大きさに応じて選択された少なくとも１個の変調信号の大きさを前記キャリアの最大値または最小値と同一にし、かつ、当該変調信号の大きさを前記キャリアの最大値または最小値の何れと同一にするかも、出力電圧の位相または大きさに応じて決定することを特徴とするインバータの制御方法。
【請求項７】
請求項１〜６の何れか１項に記載した制御方法を第１の制御方法とし、
前記ｎ相の出力電圧指令に相当するｎ個の変調信号を単一のキャリアとそれぞれ比較してｎ相の半導体スイッチング素子をオン／オフさせる駆動信号を生成する制御方法を第２の制御方法とし、
出力電圧の位相または大きさ、及び、出力電流の極性または位相に応じて、前記第１の制御方法と前記第２の制御方法とを切り替えることを特徴とするインバータの制御方法。
【請求項８】
二つの半導体スイッチング素子の直列回路をｎ（ｎは複数）個備え、前記ｎ個の直列回路を直流電圧源に対して全て並列に接続すると共に、前記直列回路を構成する二つの半導体スイッチング素子同士の接続点を一相の交流出力端子としてｎ相交流負荷の各相にそれぞれ接続してなるインバータの、前記半導体スイッチング素子をオン／オフさせて前記交流出力端子に現れる前記直流電圧源の直流電圧の時間比率を変化させることにより、所望の大きさ及び周波数のｎ相交流電圧を前記インバータから出力させるための制御装置において、
ｎ相のうち少なくとも特定の一相の交流出力端子が一定期間にわたって前記直流電圧源の正極または負極に接続される状態を維持し、かつ、ｎ相のうち前記特定の相以外の他相の交流出力端子が前記一定期間より短い期間にわたって前記直流電圧源の負極または正極にそれぞれ接続されると共に、前記一定期間内で、ｎ相全ての交流出力端子が前記直流電圧源の正極または負極に同時に接続される期間が短くなるように、各相の前記半導体スイッチング素子をオン／オフさせることを特徴とするインバータの制御装置。
【請求項９】
二つの半導体スイッチング素子の直列回路をｎ（ｎは複数）個備え、前記ｎ個の直列回路を直流電圧源に対して全て並列に接続すると共に、前記直列回路を構成する二つの半導体スイッチング素子同士の接続点を一相の交流出力端子としてｎ相交流負荷の各相にそれぞれ接続してなるインバータの、前記半導体スイッチング素子をオン／オフさせて前記交流出力端子に現れる前記直流電圧源の直流電圧の時間比率を変化させることにより、所望の大きさ及び周波数のｎ相交流電圧を前記インバータから出力させるための制御装置において、
ｎ相のうち少なくとも特定の一相の交流出力端子が動作期間内の一定期間にわたって前記直流電圧源の正極または負極に接続される状態を維持し、かつ、ｎ相のうち前記特定の相以外の他相の交流出力端子が前記一定期間より短い期間にわたって前記直流電圧源の負極または正極にそれぞれ接続されると共に、
前記動作期間内における前記半導体スイッチング素子のオン／オフ周期の少なくとも１周期が、ｎ相全ての交流出力端子が前記直流電圧源の正極または負極に同時に接続される状態が存在しない周期となるように、各相の前記半導体スイッチング素子をオン／オフさせることを特徴とするインバータの制御装置。
【請求項１０】
請求項８または９に記載したインバータの制御装置において、
位相が異なる複数の三角波または波形が異なる複数の鋸歯状波を複数のキャリアとして発生するキャリア発生手段と、
出力電圧の位相または大きさに応じて、前記ｎ相の出力電圧指令に相当するｎ個の変調信号のそれぞれを、前記特定の相以外の他相に相当する変調信号が一つのキャリアに重複しないように前記複数のキャリアの何れかに対応させる変調信号選択手段と、
前記変調信号選択手段により選択された前記ｎ個の変調信号のそれぞれを前記対応させたキャリアと比較する比較手段と、
を備え、
前記比較手段の出力信号を用いて、前記ｎ相の半導体スイッチング素子をオン／オフさせることを特徴とするインバータの制御装置。
【請求項１１】
請求項１０に記載したインバータの制御装置において、
前記キャリア発生手段により発生させた複数のキャリアのうち、出力電圧の位相または大きさ、及び、出力電流の極性または位相に応じて選択したキャリアを前記比較手段に与えるキャリア選択手段を更に備え、
前記比較手段が、前記キャリア選択手段により選択されたキャリアと前記ｎ個の変調信号とを比較して得た出力信号を用いて、前記ｎ相の半導体スイッチング素子をオン／オフさせることを特徴とするインバータの制御装置。
【請求項１２】
請求項１〜７の何れか１項に記載した制御方法により、各相の前記半導体スイッチング素子がオン／オフされることを特徴とするインバータ装置。
【請求項１３】
請求項８〜１１の何れか１項に記載した制御装置により、各相の前記半導体スイッチング素子がオン／オフされることを特徴とするインバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバータの直流部に設けられるコンデンサの発熱を抑制するためのインバータの制御方法及び制御装置、並びに、これらの制御方法または制御装置が適用されるインバータ装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図１は、三相インバータの構成図である。なお、以下の説明における用語「インバータ」は、主に直流電圧源と複数の半導体スイッチング素子とを有する主回路を示し、この「インバータ」（主回路）と制御装置とを備えた装置全体を「インバータ装置」というものとする。
図１において、直流電圧源ＢにはコンデンサＣが並列に接続され、コンデンサＣの両端には、三相ブリッジ回路を構成するＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮが接続されている。各相のスイッチング素子同士の接続点は、交流出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗを介して電動機等の三相交流負荷Ｍに接続されている。【０００３】
図１において、Ｌはリアクトル（意図的に接続したリアクトル、または、意図せずに配線上に存在する浮遊リアクトル）、Ｐ，Ｎは直流電圧源Ｂの正極，負極である。また、Ｅｄは直流電圧源Ｂの電圧、ＶｃはコンデンサＣの電圧、Ｉｂａｔは直流電圧源Ｂの出力電流、ＩｃはコンデンサＣを流れる電流、Ｉｄｃはインバータの直流部を流れる電流、Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは各相の出力電流である。【０００４】
この三相インバータでは、スイッチング素子ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮを所定の時間比率でオン／オフさせることにより、直流電圧を所望の周波数及び大きさを有する三相交流電圧に変換し、負荷Ｍに供給している。
ここで、スイッチング素子ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮをオン／オフさせる方法、言い換えればインバータの制御方法としては、キャリアとしての三角波と三相各相の出力電圧指令に相当する変調信号とを比較してスイッチング素子ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮの駆動信号（ゲート信号）を得る方法が一般に知られている。この種の制御方法は、例えば特許文献１や非特許文献１にＰＷＭ制御方法として開示されている。【０００５】
なお、図７は、キャリアとしての三角波と各相の変調信号とを比較して得た駆動信号により図１のスイッチング素子ＵＰ〜ＷＮをオン／オフさせた場合の動作波形の一例を示している。この動作波形は、各相の出力電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが正弦波であり、力率を１とした場合のものである。【０００６】
図７の変調信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、いわゆる２アーム変調または二相変調によるものであり、この２アーム変調は、一定期間にわたり、三相のうちの一相のスイッチング素子のオン／オフ状態を固定して残り二相のスイッチング素子のオン／オフを制御する変調方式として良く知られている。２アーム変調の詳細な内容については、例えば非特許文献１に記載されているため、ここでは説明を省略する。
インバータを２アーム変調により制御すると、三相の出力線間電圧を正弦波に維持しつつ、スイッチング素子のオン／オフに伴って生じるスイッチング損失を抑制することができ、しかもインバータの電圧利用率が向上する等の利点が得られる。【０００７】
また、図８は、キャリアに鋸歯状波を用いて２アーム変調を行った時の動作波形である。この場合の動作は、キャリアに三角波を用いた場合と基本的に同一である。【０００８】
図７，図８によれば、スイッチング素子ＵＰ〜ＷＮのオン／オフに伴って、インバータの直流部に流れる電流Ｉｄｃはパルス列状の波形となり、直流成分と交流成分とが含まれていることが判る。
図１に示したように、直流電圧源ＢとコンデンサＣとの間にはリアクトルＬが存在しており、直流部に流れる電流Ｉｄｃは、直流電圧源Ｂから供給されてリアクトルＬを流れる直流電流成分Ｉｂａｔと、コンデンサＣから供給される交流電流成分Ｉｃとの和になる。すなわち、電流Ｉｄｃ＝Ｉｂａｔ＋Ｉｃである。【０００９】
この時、コンデンサＣは、上記の交流電流成分Ｉｃが流れることに伴う自己発熱によって温度が上昇する。一般にコンデンサは、温度が高くなると寿命が短くなることから、温度の上昇を抑制するためには、必要以上に大型（大容量）のコンデンサを使用する、または、コンデンサを積極的に冷却するための冷却手段を備える等の対策が必要となる。
なお、非特許文献２には、インバータ内のコンデンサの冷却手段として、コンデンサの熱をその周囲に配置された水冷ジャケットに熱伝導させて冷却する技術が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開２０１３−１８３６３６号公報（図３等）
【非特許文献】
【００１１】
【非特許文献１】一般社団法人電気学会，「半導体電力変換回路」，ｐｐ．１２４−１２５，１９９５年５月２５日発行
【非特許文献２】木村隆志ほか，「ハイブリッド電気自動車向け高電力密度インバータ」，日立評論，ＶＯＬ.９５，Ｎｏ.１１，ｐｐ．７５４−７５５，２０１３年１１月号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
上記のように、従来においては、インバータの直流部に設けられたコンデンサの発熱を抑制し、または冷却するための対策が必要であり、これが装置の小型化や低コスト化の妨げとなっていた。
そこで、本発明の解決課題は、インバータの直流部のコンデンサに流れる電流を減少させてコンデンサの発熱を抑制し、主回路や冷却手段を含む装置全体の小型化、低コスト化を可能にしたインバータの制御方法及び制御装置、並びにインバータ装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記課題を解決するため、請求項１に係る制御方法は、二つの半導体スイッチング素子の直列回路をｎ（ｎは複数）個備え、前記ｎ個の直列回路を直流電圧源に対して全て並列に接続すると共に、前記直列回路を構成する二つの半導体スイッチング素子同士の接続点を一相の交流出力端子としてｎ相交流負荷の各相にそれぞれ接続してなるインバータの制御方法であって、前記半導体スイッチング素子をオン／オフさせて前記交流出力端子に現れる前記直流電圧源の直流電圧の時間比率を変化させることにより、前記インバータから所望の大きさ及び周波数のｎ相交流電圧を出力させる制御方法において、
ｎ相のうち少なくとも特定の一相の交流出力端子が一定期間にわたって前記直流電圧源の正極または負極に接続される状態を維持し、かつ、ｎ相のうち前記特定の相以外の他相の交流出力端子が前記一定期間より短い期間にわたって前記直流電圧源の負極または正極にそれぞれ接続されると共に、前記一定期間内で、ｎ相全ての交流出力端子が前記直流電圧源の正極または負極に同時に接続される期間が短くなるように、各相の前記半導体スイッチング素子をオン／オフさせるものである。【００１４】
請求項２に係る制御方法は、二つの半導体スイッチング素子の直列回路をｎ（ｎは複数）個備え、前記ｎ個の直列回路を直流電圧源に対して全て並列に接続すると共に、前記直列回路を構成する二つの半導体スイッチング素子同士の接続点を一相の交流出力端子としてｎ相交流負荷の各相にそれぞれ接続してなるインバータの制御方法であって、前記半導体スイッチング素子をオン／オフさせて前記交流出力端子に現れる前記直流電圧源の直流電圧の時間比率を変化させることにより、前記インバータから所望の大きさ及び周波数のｎ相交流電圧を出力させる制御方法において、
ｎ相のうち少なくとも特定の一相の交流出力端子が動作期間内の一定期間にわたって前記直流電圧源の正極または負極に接続される状態を維持し、かつ、ｎ相のうち前記特定の相以外の他相の交流出力端子が前記一定期間より短い期間にわたって前記直流電圧源の負極または正極にそれぞれ接続されると共に、
前記動作期間内における前記半導体スイッチング素子のオン／オフ周期の少なくとも１周期が、ｎ相全ての交流出力端子が前記直流電圧源の正極または負極に同時に接続される状態が存在しない周期となるように、各相の前記半導体スイッチング素子をオン／オフさせるものである。【００１５】
請求項３に係る制御方法は、請求項１または２に記載したインバータの制御方法において、
どの相の交流出力端子を一定期間にわたって前記直流電圧源の正極または負極に接続した状態に維持するか、及び、当該交流出力端子を前記直流電圧源の正極または負極の何れに接続するかを、出力電圧の位相または大きさに応じて切り替えるものである。【００１６】
請求項４に係る制御方法は、請求項１〜３の何れか１項に記載したインバータの制御方法において、
位相が異なる複数のキャリアとして複数の三角波を備え、前記ｎ相の出力電圧指令に相当するｎ個の変調信号のそれぞれを、前記特定の相以外の他相に相当する変調信号が一つのキャリアに重複しないように前記複数のキャリアの何れかに対応させ、前記ｎ個の変調信号のそれぞれを前記対応させたキャリアと比較してそれぞれが相当する相の半導体スイッチング素子をオン／オフさせる駆動信号を生成するものである。【００１７】
請求項５に係る制御方法は、請求項１〜３の何れか１項に記載したインバータの制御方法において、
波形が異なる複数のキャリアとして複数の鋸歯状波を備え、前記ｎ相の出力電圧指令に相当するｎ個の変調信号のそれぞれを、前記特定の相以外の他相に相当する変調信号が一つのキャリアに重複しないように前記複数のキャリアの何れかに対応させ、前記ｎ個の変調信号のそれぞれを前記対応させたキャリアと比較して各変調信号に相当する相の半導体スイッチング素子をオン／オフさせる駆動信号を生成するものである。【００１８】
請求項６に係る制御方法は、請求項４または５に記載したインバータの制御方法において、
ｎ個の変調信号のうち、出力電圧の位相または大きさに応じて選択された少なくとも１個の変調信号の大きさを前記キャリアの最大値または最小値と同一にし、かつ、当該変調信号の大きさを前記キャリアの最大値または最小値の何れと同一にするかも、出力電圧の位相または大きさに応じて決定するものである。【００１９】
請求項７に係る制御方法は、請求項１〜６の何れか１項に記載した制御方法を第１の制御方法とし、
前記ｎ相の出力電圧指令に相当するｎ個の変調信号を単一のキャリアとそれぞれ比較してｎ相の半導体スイッチング素子をオン／オフさせる駆動信号を生成する制御方法を第２の制御方法とし、
出力電圧の位相または大きさ、及び、出力電流の極性または位相に応じて、前記第１の制御方法と前記第２の制御方法とを切り替えるものである。【００２０】
請求項８に係る制御装置は、二つの半導体スイッチング素子の直列回路をｎ（ｎは複数）個備え、前記ｎ個の直列回路を直流電圧源に対して全て並列に接続すると共に、前記直列回路を構成する二つの半導体スイッチング素子同士の接続点を一相の交流出力端子としてｎ相交流負荷の各相にそれぞれ接続してなるインバータの、前記半導体スイッチング素子をオン／オフさせて前記交流出力端子に現れる前記直流電圧源の直流電圧の時間比率を変化させることにより、所望の大きさ及び周波数のｎ相交流電圧を前記インバータから出力させるための制御装置において、
ｎ相のうち少なくとも特定の一相の交流出力端子が一定期間にわたって前記直流電圧源の正極または負極に接続される状態を維持し、かつ、ｎ相のうち前記特定の相以外の他相の交流出力端子が前記一定期間より短い期間にわたって前記直流電圧源の負極または正極にそれぞれ接続されると共に、前記一定期間内で、ｎ相全ての交流出力端子が前記直流電圧源の正極または負極に同時に接続される期間が短くなるように、各相の前記半導体スイッチング素子をオン／オフさせるものである。【００２１】
請求項９に係る制御装置は、二つの半導体スイッチング素子の直列回路をｎ（ｎは複数）個備え、前記ｎ個の直列回路を直流電圧源に対して全て並列に接続すると共に、前記直列回路を構成する二つの半導体スイッチング素子同士の接続点を一相の交流出力端子としてｎ相交流負荷の各相にそれぞれ接続してなるインバータの、前記半導体スイッチング素子をオン／オフさせて前記交流出力端子に現れる前記直流電圧源の直流電圧の時間比率を変化させることにより、所望の大きさ及び周波数のｎ相交流電圧を前記インバータから出力させるための制御装置において、
ｎ相のうち少なくとも特定の一相の交流出力端子が動作期間内の一定期間にわたって前記直流電圧源の正極または負極に接続される状態を維持し、かつ、ｎ相のうち前記特定の相以外の他相の交流出力端子が前記一定期間より短い期間にわたって前記直流電圧源の負極または正極にそれぞれ接続されると共に、
前記動作期間内における前記半導体スイッチング素子のオン／オフ周期の少なくとも１周期が、ｎ相全ての交流出力端子が前記直流電圧源の正極または負極に同時に接続される状態が存在しない周期となるように、各相の前記半導体スイッチング素子をオン／オフさせるものである。【００２２】
請求項１０に係る制御装置は、請求項８または９に記載したインバータの制御装置において、
位相が異なる複数の三角波または波形が異なる複数の鋸歯状波を複数のキャリアとして発生するキャリア発生手段と、
出力電圧の位相または大きさに応じて、前記ｎ相の出力電圧指令に相当するｎ個の変調信号のそれぞれを、前記特定の相以外の他相に相当する変調信号が一つのキャリアに重複しないように前記複数のキャリアの何れかに対応させる変調信号選択手段と、
前記変調信号選択手段により選択された前記ｎ個の変調信号のそれぞれを前記対応させたキャリアと比較する比較手段と、を備え、
前記比較手段の出力信号を用いて、前記ｎ相の半導体スイッチング素子をオン／オフさせるものである。【００２３】
請求項１１に係る制御装置は、請求項１０に記載したインバータの制御装置において、
前記キャリア発生手段により発生させた複数のキャリアのうち、出力電圧の位相または大きさ、及び、出力電流の極性または位相に応じて選択したキャリアを前記比較手段に与えるキャリア選択手段を更に備え、
前記比較手段が、前記キャリア選択手段により選択されたキャリアと前記ｎ個の変調信号とを比較して得た出力信号を用いて、前記ｎ相の半導体スイッチング素子をオン／オフさせるものである。【００２４】
請求項１２に係るインバータ装置は、請求項１〜７の何れか１項に記載した制御方法により、各相の前記半導体スイッチング素子がオン／オフされるものである。
また、請求項１３に係るインバータ装置は、請求項８〜１１の何れか１項に記載した制御装置により、各相の前記半導体スイッチング素子がオン／オフされるものである。
【発明の効果】
【００２５】
本発明によれば、インバータの直流部のコンデンサに流れる電流を減少させてコンデンサの発熱を抑制し、これによって主回路や冷却手段を含む装置全体の小型化、低コスト化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】三相インバータ（主回路）の構成図である。
【図２】本発明の第１実施形態において、第１，第２のキャリアに三角波を用いた場合の２アーム変調時の動作波形図である。
【図３】従来技術及び第１実施形態のコンピュータシミュレーション結果を示す波形図である。
【図４】第１実施形態の変形例として、第１，第２のキャリアに鋸歯状波を用いた場合の２アーム変調時の動作波形図である。
【図５】従来技術、第１実施形態及び第２実施形態のコンピュータシミュレーション結果を示す波形図である。
【図６】本発明の実施形態に係る制御装置の主要部を示す機能ブロック図である。
【図７】従来技術において、キャリアに三角波を用いた場合の２アーム変調時の動作波形図である。
【図８】従来技術において、キャリアに鋸歯状波を用いた場合の２アーム変調時の動作波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００２７】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
なお、以下の各実施形態が適用されるインバータは、例えば図１に示したような三相インバータであるが、後述するように、本発明が適用されるインバータの相数は特に限定されるものではない。
【００２８】
始めに、図２に基づいて本発明に係る制御方法の第１実施形態を説明する。
図２は、第１，第２のキャリアとしての三角波１，三角波２を備え、これらの三角波１，三角波２と各相の出力電圧指令に相当する変調信号とを比較して図１のインバータを制御する場合の動作波形の一例である。図７と同様に、負荷Ｍに流れる各相の出力電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは正弦波であり、力率は１であるものとする。
【００２９】
第１実施形態が図７の従来技術と異なる点は、本実施形態では、振幅が同一であって１８０°位相の異なる三角波１，三角波２を備え、例えば、図２の期間１（三角波１，２の一周期間）では、三角波１と二つの変調信号Ｖｕ，Ｖｖとを比較し、三角波２と変調信号Ｖｗとを比較することで、図１に示したスイッチング素子ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮのオン／オフを決定している点である。
【００３０】
例えば、図２の期間１において、
変調信号Ｖｕ≧三角波１の場合は、スイッチング素子ＵＰをオン、変調信号Ｖｕ＜三角波１の場合は、スイッチング素子ＵＮをオン、
変調信号Ｖｖ≧三角波１の場合は、スイッチング素子ＶＰをオン、変調信号Ｖｖ＜三角波１の場合は、スイッチング素子ＶＮをオン、
変調信号Ｖｗ≧三角波２の場合は、スイッチング素子ＷＰをオン、変調信号Ｖｗ＜三角波２の場合は、スイッチング素子ＷＮをオン、とする。
【００３１】
また、大きさが三角波１，２の最大値または最小値に維持される変調信号は、出力電圧位相（または大きさ、以下同じ）に応じて変化させると共に、三角波２と比較する変調信号も出力電圧位相に応じて変化させる。
具体的には、図２に示すごとく、三角波１，２の最大値に維持される変調信号Ｖｕ→三角波１，２の最小値に維持される変調信号Ｖｗ→三角波１，２の最大値に維持される変調信号Ｖｖ→ ……のごとく変化させ、三角波２と比較する変調信号もＶｗ→Ｖｖ→Ｖｕ→ ……のごとく変化させる。
【００３２】
図２の期間１では、変調信号Ｖｕの大きさが三角波１，２の最大値に維持されているので、スイッチング素子ＵＰのオンにより、Ｕ相の出力端子Ｕは、直流電圧源Ｂの正極Ｐに接続され続ける。
一方、Ｖ相，Ｗ相の出力端子Ｖ，Ｗは、それぞれ、三角波１，２と変調信号Ｖｖ，Ｖｗとの大小関係に基づき、スイッチング素子ＶＰまたはＶＮのオン、スイッチング素子ＷＰまたはＷＮのオンにより、直流電圧源Ｂの正極Ｐと負極Ｎとに交互に接続される。
【００３３】
この時、Ｖ相，Ｗ相の出力端子Ｖ，Ｗが、それぞれ、期間１内で直流電圧源Ｂの正極Ｐ，負極Ｎに接続される時間比率は、図７の従来技術と図２の本実施形態とで同じである。すなわち、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の時間平均的な出力電圧は、従来技術と本実施形態とで同一である。
【００３４】
一方、出力端子Ｖ，Ｗが、それぞれ直流電圧源Ｂの正極Ｐまたは負極Ｎに接続されるタイミングは、図７の従来技術と図２の本実施形態とで異なっている。
更に特徴的なのは、図７の従来技術では、期間１において、出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗの全てが正極Ｐに接続される期間が存在するのに対し、図２の本実施形態では、出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗの全てが正極Ｐに接続される期間が存在していない。このことに関連して、直流電流Ｉｄｃに着目すると、図７の従来技術では、出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗの全てが正極Ｐに接続される期間は直流電流Ｉｄｃが流れずに０となる。これに対し、図２の本実施形態では、出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗの全てが正極Ｐに接続される期間が存在しないため、直流電流Ｉｄｃが０となる期間が存在しない。
つまり、本実施形態によれば、直流電流Ｉｄｃの変化量が図７の従来技術と比べて少なくなる結果、直流電流Ｉｄｃに含まれる交流成分、換言すれば、コンデンサＣに流れるＩｃが小さくなるため、コンデンサＣの発熱が抑制されることになる。
【００３５】
なお、図２に示したのは、一例として、ある出力電圧の大きさを想定した場合の動作波形である。この例では、全ての相の出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗが正極Ｐまたは負極Ｎに同時に接続される期間が存在しないが、例えば、出力電圧が低くなってくると、出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗが正極Ｐまたは負極Ｎに同時に接続される期間が発生する。しかし、その期間は、図７の従来技術と比べて短くなるので、図２の場合と同様の効果を得ることができる。
すなわち、動作期間内における半導体スイッチング素子のオン／オフ周期の少なくとも１周期が、ｎ相全ての交流出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗが直流電圧源Ｂの正極Ｐまたは負極Ｎに同時に接続される状態が存在しない周期となるように、各相のスイッチング素子をオン／オフさせれば、上記の少なくとも１周期では直流電流Ｉｄｃが０にならないため、Ｉｄｃの変化量が小さくなってコンデンサＣの電流Ｉｃが減少し、発熱を抑制することができる。
【００３６】
表１は、本実施形態の制御動作の一例をまとめたものであり、出力電圧位相に応じて、三角波１，２との比較対象になる変調信号と、大きさが三角波１，２の最大値または最小値に維持される変調信号と、変調信号の大きさが三角波１，２の最大値または最小値のどちらに維持されるかを示している。表中に記載した電気角は、Ｕ相の変調信号Ｖｕを基準としており、電気角が０°の時にＵ相の変調信号Ｖｕが最大になる前提である。
【００３７】
【表１】
2017034028.tif 000003
【００３８】
図３は、従来技術と本実施形態のコンピュータシミュレーション結果を示す波形図であり、（ａ）が従来技術、（ｂ）が本実施形態である。このシミュレーション結果において、電流の遅れ角＝０°（負荷力率：１．０）であり、図中の波形に付した記号は、これまでに説明した電流、電圧の記号と同一である。また、図３には、直流電流Ｉｄｃの交流成分Ｉｃの実効値Ｉｄｃａｃｒｍｓを、三角波の周期を基本周期として計算した結果も併せて記載してある。
【００３９】
図３（ａ），（ｂ）の比較から明らかなように、本実施形態によれば、直流電流Ｉｄｃの交流成分Ｉｃの実効値Ｉｄｃａｃｒｍｓが減少している、すなわち、コンデンサＣに流れる電流Ｉｃの実効値が減少していることが判る。
なお、表１では、例えば電気角０°〜３０°の期間において、変調信号Ｖｗを三角波２と比較しているが、三角波２の比較対象となる変調信号は、三角波１，２の最大値または最小値に維持する変調信号以外であれば良い。よって、電気角０°〜３０°の期間では、変調信号Ｖｖを三角波２と比較し、変調信号Ｖｗは三角波１と比較しても良い。このことは、他の電気角の範囲においても同様である。
【００４０】
次に、図４は、第１実施形態の変形例を示す動作波形図である。
この変形例では、第１，第２のキャリアとして、三角波１，２の代わりに、振幅が同一であって互いに波形の異なる鋸歯状波１，２を用いている。ここで、鋸歯状波１は時間に対して増加する鋸歯状波であり、鋸歯状波２は時間に対して減少する鋸歯状波である。
この変形例においても、図４における直流電流Ｉｄｃの変化量が図８の従来技術と比べて少なくなり、直流電流Ｉｄｃに含まれる交流成分、すなわちコンデンサＣに流れるＩｃが減少するため、コンデンサＣの発熱を抑制することができる。
【００４１】
次いで、図５は、本発明に係る制御方法の第２実施形態のコンピュータシミュレーション結果を、従来技術及び第１実施形態と対比して示した動作波形図であり、（ａ）は従来技術、（ｂ）は第１実施形態、（ｃ）は第２実施形態である。ここでは、電流の遅れ角＝４５°（負荷力率：０．７１）に設定してあり、図中の波形に付した記号は、これまでに説明した電流、電圧の記号と同一である。また、図５には、直流電流Ｉｄｃの交流成分Ｉｃの実効値Ｉｄｃａｃｒｍｓを、三角波の周期を基本周期として計算した結果も併せて記載してある。
【００４２】
図５（ａ）の従来技術と図５（ｂ）の第１実施形態とを比較すると、図５（ｂ）では、直流電流Ｉｄｃの交流成分Ｉｃの実効値Ｉｄｃａｃｒｍｓが増加していることが判る。これは、前述した第１実施形態における負荷力率の条件（（負荷力率：１．０）に対して、図５のシミュレーション条件では負荷力率が低い（負荷力率：０．７１）ためであり、換言すれば、第１実施形態の制御方法は、負荷力率が悪い場合には適用する意味がないことになる。
【００４３】
この問題を解決するために、第２実施形態では、インバータの出力電圧位相や出力電流極性（または位相、以下同じ）に応じて、第１，第２のキャリア（例えば三角波１，２）と比較される各相の変調信号をどの相のものとするかを変更すると共に、第１，第２のキャリアの最大値または最小値に値を維持する各相の変調信号をどの相のものとするかも変更することとした。
更に、第２実施形態では、出力電圧位相及び電流極性次第では、二つのキャリアと各相の変調信号とを比較するのではなく、図７等の従来技術と同様に、単一のキャリアと全ての相の変調信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとをそれぞれ比較するようにした。
【００４４】
以下の表２は、出力電圧位相及び出力電流極性に応じた、三角波１，２との比較対象になる変調信号と、大きさが三角波の最大値または最小値に維持される変調信号と、変調信号の大きさが三角波の最大値または最小値のどちらに維持されるかを示している。表中に記載した電気角は、Ｕ相の変調信号Ｖｕを基準としており、電気角が０°の時に、Ｕ相の変調信号Ｖｕが最大となる前提である。なお、表２に記載した出力電流極性は、インバータから負荷Ｍに向かって電流が流れる場合を「＋」としている。
また、表２の備考欄に「従来」と記載したモードは、単一の三角波と全相の変調信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとをそれぞれ比較するモードである。
【００４５】
【表２】
2017034028.tif 000004
【００４６】
例えば、表２において、出力電圧位相が０°〜６０°の範囲にあり、出力電流極性として、Ｕ相が「＋」、Ｖ相が「−」、Ｗ相が「−」であった場合には、変調信号Ｖｕ，Ｖｗを三角波１と比較し、変調信号Ｖｖを三角波２と比較する。
この時、変調信号Ｖｕは、三角波１の最大値に維持し、他の変調信号Ｖｖ，Ｖｗは、Ｖｕが三角波１の最大値に維持されることを考慮して、所望の出力線間電圧が得られるように補正される。
一方、出力電圧位相が０〜６０°の範囲にあっても、出力電流極性が表２に記載した条件を満たさなければ、従来と同様に、単一の三角波と各相の変調信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとをそれぞれ比較する。
【００４７】
図５（ｃ）は、表２に従って変調信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ及び三角波１，２を選択することによりスイッチング素子のオン／オフを決定した場合のシミュレーション結果である。
この図５（ｃ）を図５（ａ）の従来技術と比較すると、直流電流Ｉｄｃの交流成分Ｉｃの実効値Ｉｄｃａｃｒｍｓが減少していることが判る。なお、図５（ａ）と図５（ｃ）とでは変調信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの波形が異なっているが、これは、前述したように所定の相の変調信号を補正したことによるものであり、ＵＶ相間，ＶＷ相間，ＷＵ相間の出力線間電圧については、同一の値が得られている。
【００４８】
つまり、第２実施形態によれば、負荷力率が低い場合でも、同一の出力線間電圧を得ながらコンデンサに流れる電流を減少させてその発熱を抑制することができる。
なお、この第２実施形態は、三角波１，２の代わりに鋸歯状波１，２を用いた場合にも適用可能である。
【００４９】
ここで、図６は、上述した制御方法の第１，第２実施形態を実現するための制御装置の主要部を示す機能ブロック図である。なお、この制御装置は、三相インバータを対象とし、キャリアに二つの三角波を用いる場合のものである。
図６において、変調信号選択手段１０には、各相の変調信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと、ある相（例えばＵ相）を基準とした出力電圧位相（または大きさ）と、各相の出力電流極性（または位相）と、が入力されている。また、キャリア発生手段２０から、例えば、振幅が同一であって１８０°位相の異なる三角波１，三角波２が出力され、これらの三角波１，三角波２は、前記出力電圧位相及び出力電流極性と共にキャリア選択手段３０に入力されている。
【００５０】
キャリア選択手段３０からは、三角波１、及び、三角波２（または三角波１）がそれぞれ比較手段４１，比較手段４２に出力され、比較手段４１では、変調信号選択手段１０により選択された二つの相の変調信号が三角波１と比較されると共に、比較手段４２では、変調信号選択手段１０により選択された残り一つの相の変調信号が三角波２（または三角波１）と比較される。
そして、比較手段４１，比較手段４２の出力に基づく駆動信号が、図１のインバータのスイッチング素子ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮにそれぞれ分配されるようになっている。
【００５１】
ここで、前述した第１実施形態では、キャリア選択手段３０が三角波１を比較手段４１に、三角波２を比較手段４２にそれぞれ出力する。また、変調信号選択手段１０は、表１に基づき、出力電圧位相に応じて所定の二相の変調信号と所定の一相の変調信号を比較手段４１，４２にそれぞれ出力する。
比較手段４１，４２は、入力された各相の変調信号を三角波１または三角波２と比較することにより、スイッチング素子ＵＰ〜ＷＮの駆動信号を生成する。この場合、表１における三角波最大値／最小値維持変調信号は、比較手段４１に入力された二つの変調信号のうちの何れかとなる。
【００５２】
また、前述した第２実施形態では、キャリア選択手段３０が、表２に基づき、出力電圧位相及び出力電流極性に応じて、三角波１を比較手段４１に、三角波２（または三角波１）を比較手段４２にそれぞれ出力する。
ここで、三角波１を比較手段４２に出力するモードは、表２において出力電流極性が「上記以外」であって備考欄に「従来」と記載されている場合である。このモードでは、単一の三角波すなわち三角波１を比較手段４１，４２に与えることにより、全ての相の変調信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを単一の三角波１と比較することになる。
【００５３】
第２実施形態では、変調信号選択手段１０が、出力電圧位相及び出力電流極性に応じて所定の二相の変調信号と所定の一相の変調信号を比較手段４１，４２にそれぞれ出力する。比較手段４１，４２は、入力された所定相の変調信号を三角波１，三角波２と比較するか、従来と同様の制御方法を実施する場合には単一の三角波１のみと比較することにより、スイッチング素子ＵＰ〜ＷＮの駆動信号を生成する。
ここで、図６に示した制御装置の各機能は、マイクロコンピュータ等の演算処理装置と、これに実装されるプログラムとによって実現可能である。
【００５４】
なお、上記の各実施形態が適用されるインバータの半導体素子（スイッチング素子やダイオード）には、シリコンを材料とする従来の半導体素子だけでなく、高温環境下でも使用可能なＳｉＣ（炭化珪素）等を用いたワイドバンドギャップ半導体素子を用いても良い。
この場合、ワイドバンドギャップ半導体素子の周辺部品について高温環境への対応が課題として残ることになるが、本発明によれば、インバータの直流部のコンデンサの発熱が抑制されるので、既存のコンデンサを使用できることがある。
【産業上の利用可能性】
【００５５】
本発明は、単相インバータや、三相以外の多相インバータを対象とする制御方法及び制御装置、並びにこれらの制御方法または制御装置を用いて制御されるインバータ装置に利用することができる。
【符号の説明】
【００５６】
Ｂ：直流電圧源
Ｃ：コンデンサ
Ｌ：リアクトル
ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮ：半導体スイッチング素子
Ｍ：三相交流負荷
Ｐ：正極
Ｎ：負極
Ｕ，Ｖ，Ｗ：交流出力端子
１０：変調信号選択手段
２０：キャリア発生手段
３０：キャリア選択手段
４１，４２：比較手段
【図１】
2017034028.tif 000005
【図２】
2017034028.tif 000006
【図３】
2017034028.tif 000007
【図４】
2017034028.tif 000008
【図５】
2017034028.tif 000009
【図６】
2017034028.tif 000010
【図７】
2017034028.tif 000011
【図８】
2017034028.tif 000012
【手続補正書】
【提出日】平成29年8月8日(2017.8.8)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
二つの半導体スイッチング素子の直列回路をｎ（ｎは複数）個備え、前記ｎ個の直列回路を直流電圧源に対して全て並列に接続すると共に、前記直列回路を構成する二つの半導体スイッチング素子同士の接続点を一相の交流出力端子としてｎ相交流負荷の各相にそれぞれ接続してなるインバータの制御方法であって、前記半導体スイッチング素子をオン／オフさせて前記交流出力端子に現れる前記直流電圧源の直流電圧の時間比率を変化させることにより、前記インバータから所望の大きさ及び周波数のｎ相交流電圧を出力させる制御方法において、
位相が異なる複数のキャリアとして複数の三角波を備え、前記ｎ相の出力電圧指令に相当するｎ個の変調信号のそれぞれを、前記特定の一相以外の他相に相当する変調信号が一つのキャリアに重複しないように前記複数のキャリアの何れかに対応させ、前記ｎ個の変調信号のそれぞれを前記対応させたキャリアと比較してそれぞれが相当する相の半導体スイッチング素子をオン／オフさせる駆動信号を生成し、
ｎ個の変調信号のうち、出力電圧の位相または大きさに応じて選択された少なくとも１個の変調信号の大きさを前記キャリアの最大値または最小値と同一にし、かつ、当該変調信号の大きさを前記キャリアの最大値または最小値の何れと同一にするかについても、出力電圧の位相または大きさに応じて決定することを第１の制御方法とし、
前記ｎ相の出力電圧指令に相当するｎ個の変調信号を単一のキャリアとそれぞれ比較してｎ相の半導体スイッチング素子をオン／オフさせる駆動信号を生成する制御方法を第２の制御方法とし、
出力電圧の位相または大きさ、及び、出力電流の極性または位相に応じて、前記第１の制御方法と前記第２の制御方法とを切り替えることを特徴とするインバータの制御方法。
【請求項２】
請求項１に記載のインバータの制御方法において、
位相が異なる複数のキャリアとして複数の三角波を備え、前記ｎ相の出力電圧指令に相当するｎ個の変調信号として、
少なくとも、出力電流の絶対値が最大となる相に相当する相の変調信号をキャリアの最大値もしくは最小値に一致させた時に所望の出力電圧が得られる場合に、当該相の変調信号をキャリアの最大値または最小値に一致させ、かつ、当該相以外の他相に相当する変調信号が一つのキャリアに重複しないように前記複数のキャリアの何れかに対応させ、前記ｎ個の変調信号のそれぞれを前記対応させたキャリアと比較して、それぞれが相当する相の半導体スイッチング素子をオン／オフさせることを特徴とするインバータの制御方法。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００１】
本発明は、インバータの直流部に設けられるコンデンサの発熱を抑制するためのインバータの制御方法に関するものである。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１２
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１２】
上記のように、従来においては、インバータの直流部に設けられたコンデンサの発熱を抑制し、または冷却するための対策が必要であり、これが装置の小型化や低コスト化の妨げとなっていた。
そこで、本発明の解決課題は、インバータの直流部のコンデンサに流れる電流を減少させてコンデンサの発熱を抑制し、主回路や冷却手段を含む装置全体の小型化、低コスト化を可能にしたインバータの制御方法を提供することにある。
【手続補正５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１３】
上記課題を解決するため、請求項１に係る制御方法は、二つの半導体スイッチング素子の直列回路をｎ（ｎは複数）個備え、前記ｎ個の直列回路を直流電圧源に対して全て並列に接続すると共に、前記直列回路を構成する二つの半導体スイッチング素子同士の接続点を一相の交流出力端子としてｎ相交流負荷の各相にそれぞれ接続してなるインバータの制御方法であって、前記半導体スイッチング素子をオン／オフさせて前記交流出力端子に現れる前記直流電圧源の直流電圧の時間比率を変化させることにより、前記インバータから所望の大きさ及び周波数のｎ相交流電圧を出力させる制御方法において、
位相が異なる複数のキャリアとして複数の三角波を備え、前記ｎ相の出力電圧指令に相当するｎ個の変調信号のそれぞれを、前記特定の一相以外の他相に相当する変調信号が一つのキャリアに重複しないように前記複数のキャリアの何れかに対応させ、前記ｎ個の変調信号のそれぞれを前記対応させたキャリアと比較してそれぞれが相当する相の半導体スイッチング素子をオン／オフさせる駆動信号を生成し、
ｎ個の変調信号のうち、出力電圧の位相または大きさに応じて選択された少なくとも１個の変調信号の大きさを前記キャリアの最大値または最小値と同一にし、かつ、当該変調信号の大きさを前記キャリアの最大値または最小値の何れと同一にするかについても、出力電圧の位相または大きさに応じて決定することを第１の制御方法とし、
前記ｎ相の出力電圧指令に相当するｎ個の変調信号を単一のキャリアとそれぞれ比較してｎ相の半導体スイッチング素子をオン／オフさせる駆動信号を生成する制御方法を第２の制御方法とし、
出力電圧の位相または大きさ、及び、出力電流の極性または位相に応じて、前記第１の制御方法と前記第２の制御方法とを切り替えるものである。
【手続補正６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１４
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１４】
請求項２に係る制御方法は、請求項１に記載のインバータの制御方法において、
位相が異なる複数のキャリアとして複数の三角波を備え、前記ｎ相の出力電圧指令に相当するｎ個の変調信号として、
少なくとも、出力電流の絶対値が最大となる相に相当する相の変調信号をキャリアの最大値もしくは最小値に一致させた時に所望の出力電圧が得られる場合に、当該相の変調信号をキャリアの最大値または最小値に一致させ、かつ、当該相以外の他相に相当する変調信号が一つのキャリアに重複しないように前記複数のキャリアの何れかに対応させ、前記ｎ個の変調信号のそれぞれを前記対応させたキャリアと比較して、それぞれが相当する相の半導体スイッチング素子をオン／オフさせるものである。
【手続補正７】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１５
【補正方法】削除
【補正の内容】
【手続補正８】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１６
【補正方法】削除
【補正の内容】
【手続補正９】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１７
【補正方法】削除
【補正の内容】
【手続補正１０】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１８
【補正方法】削除
【補正の内容】
【手続補正１１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１９
【補正方法】削除
【補正の内容】
【手続補正１２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２０
【補正方法】削除
【補正の内容】
【手続補正１３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２１
【補正方法】削除
【補正の内容】
【手続補正１４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２２
【補正方法】削除
【補正の内容】
【手続補正１５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２３
【補正方法】削除
【補正の内容】
【手続補正１６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２４
【補正方法】削除
【補正の内容】
【国際調査報告】
2017034028.tif 000013
2017034028.tif 000014
2017034028.tif 000015
2017034028.tif 000016