(57)【要約】ドライバ素子にワイドギャップ半導体を使用しても損失電力を低減可能な電流増幅器を得る。入力電圧に対応した電流を出力する電流増幅器において、入力電圧に対し所要の電圧を加えるバイアス回路と、バイアス回路の電源である第１の電源と、バイアス回路により所要の電圧を加えられた電圧が入力されることで、負荷に出力する電流の大きさを調整する、ワイドギャップ半導体であるドライバ素子と、負荷、及びドライバ素子に流れる電流を供給するための、第１の電源よりも電圧の低い第２の電源とを備える。
2014091518.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電圧に対応した電流を出力する電流増幅器において、
入力電圧に対し所要の電圧を加えるバイアス回路と、
前記バイアス回路の電源である第１の電源と、
前記バイアス回路により所要の電圧を加えられた電圧が入力されることで、負荷に出力する電流の大きさを調整する、ワイドギャップ半導体であるドライバ素子と、
前記ドライバ素子にて調整される電流を供給するための、前記第１の電源よりも電圧の低い第２の電源とを備えた電流増幅器。
【請求項２】
前記所要の電圧は、前記ドライバ素子のゲート・ソース間電圧である請求項１に記載の電流増幅器。
【請求項３】
ガルバノミラーを駆動するモータと、
正の入力電圧に対して、前記モータに所定の向きに流れる電流を出力する請求項１に記載の第１の電流増幅器と、
負の入力電圧に対して、前記モータに前記第１の電流増幅器の出力する電流とは逆向きの電流を出力する請求項１に記載の第２の電流増幅器と
を備えたガルバノスキャナ。
【請求項４】
前記モータに流す電流を検出する電流検出手段と、
前記電流検出手段により検出された電流を電圧に変換する電流変換手段と、
前記入力電圧と前記電流変換手段の結果との差に応じて、前記バイアス回路に入力する電圧を制御する電流フィ−ドバック段とをさらに備えた
請求項３に記載のガルバノスキャナ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、ワイドギャップ半導体を備えた電流増幅器、及び該増幅器を備えたガルバノスキャナに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の電流増幅器では、入力電圧に対し所要の電圧を加えるバイアス回路と、バイアス回路により所要の電圧を加えられた電圧が入力されることで、負荷に流れる電流の大きさを調整するドライバ素子と、バイアス回路の電源であり、かつ負荷に流れる電流を供給する電源でもある共用の電源とで構成されている（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特公昭６３−６２１２４（第２頁、第１図）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
レーザ加工機に関して、市場から期待されている性能としては、携帯電話、スマ−トフォンなどの小型精密電子機器の普及に伴い、生産性の向上が特に望まれている。このため、特にレーザ加工の際に必要なミラ−駆動に用いられるガルバノスキャナなどのモ−タ駆動用ドライバとしては、動作の高速化、高精度化が特に重要なキ−技術となっている。モ−タを高速で駆動するためには、ドライバの高電流化、高速動作が必要で、ドライバの高電流化には、モ−タ印加電圧を上げる必要があるが、そのためにはドライバ素子の高耐圧性、耐高温度性が必要となっている。【０００５】
ここで最近では、Ｓｉ半導体に代わり、ＳｉＣ、ＧａＮ、ダイヤモンドなどのワイドギャップ半導体が徐々に普及してきている。ワイドギャップ半導体では、高速動作特性、高耐圧特性、耐高温特性、低オン抵抗など従来のＳｉ半導体で困難であった領域の特性をもっている。ＳｉＣ（炭化珪素）は、禁制帯幅がＳｉに比べて２〜３倍と広い（従ってワイドギャップという）半導体材料の一つである。高速動作、高耐電圧、高熱伝導、高温動作が可能で熱伝導率も大きい特徴をもっており、Ｓｉに比べて絶縁破壊電界が１桁大きくなると共に、飽和電子速度が２倍、熱伝導率も３倍大きい値を有し、次世代のパワ−エレクトロニクス材料として注目されている。動作温度の上限が５００℃〜６００℃にも達する上に、熱伝導率が大きいため、冷却ＳｉＣデバイスのオン状態での抵抗値はＳｉデバイスよりも約２桁低く、システムを小型化、簡略化することが可能である。これらの利点の結果、ＳｉＣデバイスを用いることにより電力変換器や制御系素子の小型化、省電力化が大きく進むことが期待されている。【０００６】
そこで、発明者は、ガルバノスキャナ用駆動ドライバの電流増幅器を、ドライブ段の電源と出力段の電源とを共用とする従来の回路に、ワイドギャップ半導体からなるＭＯＳＦＥＴのドライバ素子を適用して構成することにより、高速高精度ガルバノスキャナ用駆動ドライバの実現を試みた。しかし、ドライバ素子にワイドギャップ半導体を単に適用するだけでは、ゲート・ソース間電圧が従来のＳｉ半導体の場合より高く、ドライブ段の電圧を高くする必要があり、結果的に出力段と共用の電源の電圧を高くすることとなり、無駄な損失電力が増えるといった問題があることが判明した。【０００７】
この発明は上述のような課題を解決するためになされたもので、ワイドギャップ半導体を用いても損失電力を低減可能な電流増幅器、及び該電流増幅器を備えたガルバノスキャナを得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
この発明に係る電流増幅器においては、入力電圧に対し所要の電圧を加えるバイアス回路と、バイアス回路の電源である第１の電源と、バイアス回路により所要の電圧を加えられた電圧が入力されることで、負荷に出力する電流の大きさを調整する、ワイドギャップ半導体であるドライバ素子と、前記負荷、及び前記ドライバ素子に流れる電流を供給するための、前記第１の電源よりも電圧の低い第２の電源とを備えるものである。
【発明の効果】
【０００９】
この発明は、ドライブ段の電源である第一の電源と、出力段の電源である第二の電源を別々に備えることにより、ワイドギャップ半導体を用いた場合でも出力段の電源の電圧を、ドライブ段と出力段の電源を共用するよりも低くすることができる。これにより、ワイドギャップ半導体を用いた場合でもドライバ素子で発生する消費電力を削減できる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】この発明の実施の形態１〜３にかかるガルバノスキャナの構成を示す概略図である。
【図２】この発明の実施の形態１を示す電流増幅器の回路図である。
【図３】この発明の実施の形態１にかかる電流増幅器のバイアス回路通過前後の電圧を表すグラフである。
【図４】出力段とドライブ段の電源を共用している従来の構成にＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを適用した場合の回路図の一例である。
【図５】この発明の実施の形態２を示す電流増幅器の回路図である。
【図６】出力段とドライブ段の電源を共用している従来の構成にＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを適用した場合の回路図のその他の例である。
【図７】この発明の実施の形態３にかかるガルバノスキャナのモ−タ駆動回路の回路図である。
【図８】この発明の実施の形態３にかかるガルバノスキャナのモ−タ駆動回路を表すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１〜３にかかるガルバノスキャナの構成を示す概略図である。ガルバノスキャナ１は制御装置１０１、Ｄ／Ａ変換器１０２、駆動アンプ１０３、ガルバノスキャナ本体１０４から成り、ミラ−１０４ａの角度を制御し反射されるレーザ光の照射位置を変えることで、加工すべき位置にレーザ光を照射させる。具体的には、制御装置１０１が加工すべき位置に照射するためのデジタル信号である制御信号を出力し、Ｄ／Ａ変換器１０２が制御信号をアナログ信号に変換し、駆動アンプ１０３がアナログ信号を電圧信号に変換する。駆動アンプ１０３に含まれる増幅回路ＡＭＰでは、電圧信号を増幅して電流を生成し、モ−タ１０４ｂに供給する。モ−タ１０４ｂには例えばコイルＬＤがあり、コイルＬＤは電流が流れることで磁力を発生させる。モ−タ１０４ｂはコイルＬＤにより発生された磁力を回転運動に変換しミラ−１０４ａの角度を変化させ、ミラ−１０４ａは加工すべき位置にレーザ光を照射することができる。
【００１２】
図２は、この発明の実施の形態１にかかる電流増幅器の回路図である。この電流増幅器は、例えばレーザ加工機において、加工に用いるレーザ光を走査するガルバノスキャナのモ−タ駆動用ドライバに組み込まれており、図１の増幅回路ＡＭＰに相当する。電流増幅器は、指令電源２により入力された電圧に対し、所要の電流をガルバノスキャナ用モ−タ１０４ｂに流し、例えば、入力１Ｖに対して、ガルバノスキャナ用モ−タ１０４ｂに２Ａの電流を流すように動作する。なお、実施の形態１ではいわゆるプッシュプル回路にて構成されており、ガルバノスキャナ用モ−タ１０４ｂに実線矢印の向きに電流を流す上側の回路ａ（以下「上側の回路」、適宜「上側」と記載する）と、これとは逆向きの点線矢印の向きに電流を流す下側の回路ｂ（以下「下側の回路」、適宜「下側」と記載する）とが接続された構成となっている。なお、図２において、上側の回路を構成する素子には符号ａを付し、下側の回路を構成する素子には符号ｂを付した。図２に示したとおりこの電流増幅器は、上側のドライブ段３ａと下側のドライブ段３ｂ、上側の出力段４ａ、下側の出力段４ｂから構成される。ドライブ段３ａ、３ｂは指令電源２から入力される入力電圧Ｖｉに対し、所定のバイアス電圧を加える働きをする。出力段４ａ、４ｂは、バイアス電圧が加わった入力電圧に応じて、ガルバノスキャナ用モ−タ１０４ｂに電流を流す働きをする。
【００１３】
以下、上側の回路についてのみ説明するが、特に注記のない場合は下側の回路についても電流、電圧の符号が異なるのみで動作は同様である。上側のドライブ段３ａは定電流源６ａ、ツェナ−ダイオ−ド７ａを有するバイアス回路８ａと、バイアス回路８ａを動作させる第一の電源９ａとから成る。バイアス回路８ａでは、ツェナ−ダイオ−ド７ａに定電流を流すことでツェナ−ダイオ−ド７ａに一定の電圧が発生し、この電圧をバイアス電圧として指令電源２からの電圧に加える。なお、バイアス回路８ａの構成については、図２の構成に限定されるものではなく、入力電圧に一定の電圧を加えることができる回路であれば実施の形態３で示すような回路でもよいし、その他の回路であってもよい。
【００１４】
上側の出力段４ａは、バイアス回路８ａでバイアス電圧が加えられた電圧を入力として、入力に応じてガルバノスキャナ用モ−タ１０４ｂに流す電流を調整するドライバ素子１０ａと、ガルバノスキャナ用モ−タ１０４ｂに電流を流すための第２の電源１１ａから構成されている。ドライバ素子１０ａはｎ型ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ（下側のドライバ素子１０ｂ  はｐ型ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ）で、ゲ−ト端子１０ａ１、ソ−ス端子１０ａ２、ドレイン端子１０ａ３を有する。ゲ−ト端子１０ａ１はバイアス回路８ａに接続され、バイアス回路８ａによりゲ−ト端子１０ａ１に指令電源２の電圧値Ｖｉにバイアス電圧を加えた電圧がかけられる。
【００１５】
ゲ−ト端子１０ａ１に入力された、バイアス回路を通過した電圧がＶｔｈｒａ（≧０）以上の場合（下側は、電圧がＶｔｈｒｂ（≦０）以下の場合）、出力段の電圧である第二の電源１１ａによりドレイン端子１０ａ３からソ−ス端子１０ａ２に電流が流れ、ガルバノスキャナ用モ−タ１０４ｂを駆動させる。これにより、ガルバノスキャナ用モ−タ１０４ｂの動作が可能となる。ここでバイアス電圧Ｖｔｈｒａとは、ドライバ素子１０ａのドレイン端子１０ａ３〜ソ−ス端子１０ａ２間に電流が流れ始めるゲート端子１０ａ１〜ソース端子１０ａ２間の閾値電圧のことで、ドライバ素子１０ａを構成する半導体の不純物の量や構造により決まる。
【００１６】
図３はバイアス回路通過前後の電圧をグラフ化したものである。横軸が時間、縦軸が電圧で、実線が指令電源２により入力された電圧Ｖｉでバイアス回路８ａ通過前の電圧であり、バイアス回路通過後の電圧５ａは実線よりバイアス電圧Ｖｔｈｒａだけ＋側にシフトした値となる。（下側のバイアス回路通過後の電圧５ｂは−側にＶｔｈｒｂだけシフトした値。）これにより、指令電源２の電圧Ｖｉをガルバノスキャナ用モ−タ１０４ｂを動作させるのに必要な電圧とすれば、バイアス電圧Ｖｔｈｒａが加算され、ゲート・ソース間電圧の電圧降下後もガルバノスキャナ用モ−タ１０４ｂに動作させるのに必要な電圧を供給できる。ガルバノスキャナ用モ−タ１０４ｂにかかる電圧をＶｏ［Ｖ］とするとＶｏ＝Ｖｉであり、ドライブ段の電源９ａの電圧をＶ１とすると、以下の式（１）が成り立つ。
Ｖ１≧  Ｖｉ＋（ゲート・ソース間電圧）＝Ｖｏ＋（ゲート・ソース間電圧）              ・・・（１）
【００１７】
次に、ガルバノスキャナ用モ−タ１０４ｂに流れる電流をＩｏ［Ａ］、出力段の電源１１ａの電圧をＶ２［Ｖ］、ドレイン端子１０ａ３〜ソ−ス端子１０ａ２間のオン抵抗値をＲｏｎ［Ω］とすると下記の式（２）が成り立つ。オン抵抗値Ｒｏｎとは、ドレイン端子１０ａ３〜ソ−ス端子１０ａ２間の電流が流れる時の、ドレイン端子１０ａ３〜ソ−ス端子１０ａ２間の抵抗値である。
Ｖ２≧Ｖｏ＋Ｒｏｎ・Ｉｏ  ・・・（２）
ここで、ドライバ素子１０ａの損失電力は、以下の式で表される。
損失電力＝（ドレイン端子〜ソ−ス端子間に流れる電流）×
（ドレイン端子〜ソ−ス端子間の電圧）          ・・・（３）
図２の回路構成の場合、ドレイン端子〜ソ−ス端子間の電圧は出力段の電源１１ａの電圧Ｖ２に依存する。
【００１８】
一方、出力段とドライブ段の電源を共用している従来の構成にＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを適用した場合を図４に示す。図４の構成の本発明との相違点は、図２のドライブ段の電源９ａと出力段の電源１１ａが一つの電源１２ａで構成されている点である。ここで、電源１２ａは式（１）、式（２）で表されるＶ１，Ｖ２の両方の電圧を発生させる必要があるので、Ｖ１，Ｖ２のうち大きい方の値を電圧値としてとらなければならない。したがって、ドライブ段の電源と出力段の電源を別々にしたこの発明による実施の形態１では、Ｖ２による電力のみの損失が発生するのに対し、出力段とドライブ段の電源を共用している構成ではＶ１，Ｖ２両方のうち、大きい方の値による電力の損失が発生することがわかる。
【００１９】
以下に具体例として、例えばガルバノスキャナ１ｍｍピッチ移動の繰り返し時の消費電力を、ドライブ段の電源と出力段の電源を別々にした図２に示した実施の形態１の場合と、電源を共用した図４に示した構成の場合とで比較する。この動作に必要なＶｏの最大出力電圧は８５［Ｖ］、Ｉｏの最大出力電流は±５［Ａ］である。ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの特性は、ドレイン電流が５［Ａ］のときドレイン端子〜ソ−ス端子間のオン抵抗値は８０［ｍΩ］程度であるため、出力段の電源電圧は式（２）より式（４）のようになる。
Ｖ２＝  Ｖｏ＋Ｒｏｎ・Ｉｏ  ≦８５［Ｖ］＋５［Ａ］×０．０８［Ω］≒８６［Ｖ］              ・・・（４）
【００２０】
次に、ドライブ段の電源の電圧Ｖ１を求める。ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴは、ドレイン電流５［Ａ］程度を流す場合にはゲート・ソース間電圧は８〜９［Ｖ］程度必要であるので、ドライブ段の電源電圧は式（１）より以下の式（５）になる。
Ｖ１≧Ｖｏ＋（ゲート・ソース間電圧）＝８５［Ｖ］＋９［Ｖ］＝９４［Ｖ］              ・・・（５）
【００２１】
つまり、実施の形態１のようにＶ１，Ｖ２を別電源とする構成では、ドライバ素子の損失電力はＶ２＝８６［Ｖ］にのみ依存し、２２６．９Ｗ程度となる。一方、出力段とドライブ段の電源を共用している構成では、電源をＶ１とＶ２の大きい方の値とする必要がある。つまりドライバ素子の損失電力は、９４［Ｖ］に依存し、２５１．２［Ｗ］となる。よってガルバノスキャナ１ｍｍピッチ移動の繰り返し時には、実施の形態１では、共用電源による構成と比べ１０％程度損失電力を削減可能となる。よって、出力段の電源とドライブ段の電源を別々とすることで、ゲート・ソース間電圧が大きいというワイドギャップ半導体のデメリットを克服し、ワイドギャップ半導体のメリットを活かした回路構成を実現可能である。ガルバノスキャナの動作の高速化、高精度化により、市場に求められる生産性を向上し、精密な処理が可能なレーザ加工機が実現できる。
【００２２】
実施の形態２．
実施の形態１ではプッシュプル回路を例として説明したが、本発明はプッシュプル回路に限定されるものではない。例えば、回転方向が一定のモ−タを駆動するならば、図５に示したように、モ−タ１３に流れる電流の向きが常に一定になるように、図２の上側もしくは下側のみの回路構成としてもよく、同様の効果を奏する。すなわち、出力段の電源１１ａの電圧Ｖ２については式（２）、ドライブ段の電源９ａの電圧Ｖ１については式（１）がそれぞれ成り立つ。
【００２３】
一方、図５の場合と同様に、出力段４ａとドライブ段３ａの電源を共用している構成にＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを適用し、上側の回路のみの場合を図６に示す。この構成についても実施の形態１で示したのと同様に、電源１２ａの電圧はＶ１，Ｖ２のうち大きい方の値となる。損失電力は出力段の電圧に依存するため、実施の形態２の構成ではＶ２のみに依存するのに対し、電源を共用した構成ではＶ１，Ｖ２のうち大きい方の値に依存することがわかる。よって、実施の形態２の構成でも、実施の形態１と同様、出力段とドライブ段の電源を別々とすることにより、損失電力を削減することができる。なお、実施の形態２では、上側の回路のみの場合としたが、下側の回路のみでも同様である。
【００２４】
実施の形態３．
図７は、この発明の実施の形態３におけるガルバノスキャナ用モ−タ駆動回路の回路図である。ここでも実施の形態１と同様に、いわゆるプッシュプル回路にて構成されており、ガルバノスキャナ用モ−タ１０４ｂに実線矢印の向きに電流を流す上側の回路ａと、これとは逆向きの点線矢印の向きに電流を流す下側の回路ｂとが接続された構成となっている。上側の回路ａは、正の入力電圧に対して、モータ１０４ｂに所定の向きに流れる電流を出力する第一の電流増幅器であり、下側の回路ｂは、負の入力電圧に対して、モータ１０４ｂに第一の電流増幅器の出力する電流とは逆向きの電流を出力する第二の電流増幅器に対応する。上側ドライブ段３ａ、下側ドライブ段３ｂ、上側出力段４ａ、下側出力段４ｂは実施の形態１の上側ドライブ段３ａ、下側ドライブ段３ｂ、上側出力段４ａ、下側出力段４ｂに対応する。バイアス回路８ａについては、実施の形態１では電流源６ａとダイオ−ド７ａで構成したが、実施の形態３ではトランジスタ１５ａとダイオ−ド１６ａ、抵抗１４ａ１，１４ａ２，１４ａ３で構成している。なお、符号を付記していないが、下側のバイアス回路についても同様の構成となっている。バイアス回路８ａへの入力１７は抵抗１４ａ１を通過しトランジスタ１５ａの端子１５ａ１に入力され、バイアス電圧が加算され、電圧が増幅されて端子１５ａ２から出力される。バイアス電圧が加算された電圧はＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴであるドライバ素子１０ａに入力される。ここで、このバイアス回路８ａで加算され増幅された電圧は大きく、ドライバ素子１０ａには高電圧が入力される。
【００２５】
実施の形態１に対し追加した回路部は、電圧フィ−ドバック段１８、誤差増幅段１９、電流フィ−ドバック段２０、電流検出手段２１である。ガルバノスキャナ用モ−タ１０４ｂを高精度に高速動作させるには、指令電源２が１００ｋＨｚ以上もの高周波領域においても、入力電圧に応じた所要な電流をガルバノスキャナ用モ−タ１０４ｂに正確に流す必要があるため、これらの回路部が必要である。指令電源２は誤差増幅段１９に接続され、誤差増幅段１９は電圧フィ−ドバック段１８に接続される。電圧フィ−ドバック段１８は、ガルバノスキャナ用モ−タ１０４ｂに入力される電圧を取得しフィ−ドバックする。電流検出手段２１は例えば抵抗であり、ガルバノスキャナ用モ−タ１０４ｂを通過した電流を検出し、検出した電流を電圧に変換して電流フィ−ドバック段２０に入力する。電流フィ−ドバック段２０は誤差増幅段１９に接続され、電流検出手段２１が検出した電流を誤差増幅段１９にフィ−ドバックする。
【００２６】
図８は、図７で構成されるガルバノスキャナ用モ−タ駆動回路の動作を示すブロック図である。指令電源２がガルバノスキャナ用モ−タ１０４ｂに必要な電流を流すための電圧を出力すると、誤差増幅段１９で電流フィ−ドバック段２０の出力と差分をとり増幅する。次に、誤差増幅段１９の出力は電圧フィ−ドバック段１８に入力され、バイアス回路８ａ，８ｂ後の電圧と差分をとることで、電圧フィ−ドバックされ、オペアンプを通過する。電圧フィ−ドバック段１８を通過した後の電圧は、ガルバノスキャナ用モ−タ１０４ｂに必要な大電流を流すためバイアス回路８ａ，８ｂで増幅される。バイアス回路８ａ，８ｂで増幅された大電圧はガルバノスキャナ用モ−タ１０４ｂに大電流を流す。ここで、電圧フィ−ドバック段１８、バイアス回路８ａ，８ｂでゲインを増幅することで、指令電源２の入力に対するガルバノスキャナ用モ−タ１０４ｂに流す電流の倍率を一定（周波数に依存しない）とすることができる。つまり、指令電源２の入力に対するガルバノスキャナ用モ−タ１０４ｂに流す電流の周波数特性を改善できる。次に、電流検出手段２１がガルバノスキャナ用モ−タ１０４ｂを流れた電流を検出し、電圧に変換され、電流フィ−ドバック段２０により倍率掛けされる。電流フィ−ドバック段２０の出力は、指令電源２の出力との差分をとるため、誤差増幅段１９に入力される。誤差増幅段１９、電流フィ−ドバック段２０、電流検出手段２１は入力電圧に応じた所要な電流をガルバノスキャナ用モ−タ１０４ｂに流せるようゲインの精度を改善させる働きをする。これらにより、ガルバノスキャナ用モ−タ１０４ｂに流すべき電流が入力電圧に応じた所要な電流に近づくよう、指令電源２が流すべき電流を制御することができ、高精度な制御が可能となる。なお、図８のブロック図中、及び図７の回路図中にかかれた数値及び数式は倍率、変換式で、用いられている係数は実験的に決められた値であり、本発明はこれらの値に限定されるものではない。
【符号の説明】
【００２７】
１０ａ，１０ｂドライバ素子
９ａ，９ｂ  第一の電源
１１ａ，１１ｂ  第二の電源
１０４ｂ  ガルバノスキャナ用モ−タ
【図１】
2014091518.tif 000003
【図２】
2014091518.tif 000004
【図３】
2014091518.tif 000005
【図４】
2014091518.tif 000006
【図５】
2014091518.tif 000007
【図６】
2014091518.tif 000008
【図７】
2014091518.tif 000009
【図８】
2014091518.tif 000010
【国際調査報告】
2014091518.tif 000011
2014091518.tif 000012
2014091518.tif 000013
2014091518.tif 000014