(57)【要約】  本発明の課題は、双方向に電圧変換を行うことが可能で、かつ、変換効率を向上させることが可能なＤＣ−ＤＣコンバータを提供することである。本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ（１０）は、スイッチング回路（１）、インダクタ（Ｌ１）、コンデンサ（Ｃ１）、トランス（Ｔ１）、スイッチング回路（２）および制御回路（３）を備える。スイッチング回路（１）の一対の接続端（１ｃ，１ｄ）間には、第１巻線（Ｎ１１）が電気的に接続されている。インダクタ（Ｌ１）とコンデンサ（Ｃ１）との直列回路（４）は、一対の接続端（１ｃ，１ｄ）間において第１巻線（Ｎ１１）と電気的に直列接続されている。
2016017170.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１直流電圧と第２直流電圧とを双方向に電圧変換を行うＤＣ−ＤＣコンバータであって、
第１スイッチング素子を具備する第１スイッチング回路と、インダクタと、コンデンサと、トランスと、第２スイッチング素子を具備する第２スイッチング回路と、前記第１スイッチング回路および前記第２スイッチング回路を制御する制御回路とを備え、
前記第１スイッチング回路は、前記第１直流電圧と第１交流電圧とを双方向に電圧変換を行うように構成され、
前記第２スイッチング回路は、第２交流電圧と前記第２直流電圧とを双方向に電圧変換を行うように構成され、
前記トランスは、第１巻線と第２巻線とを備え、前記第１巻線と前記第２巻線とは、磁気的に結合され、
前記第１スイッチング回路における前記第１交流電圧側の一対の接続端間には、前記第１巻線が電気的に接続され、
前記第２スイッチング回路における前記第２交流電圧側の一対の接続端間には、前記第２巻線が電気的に接続され、
前記インダクタと前記コンデンサとの直列回路は、前記第１スイッチング回路における前記一対の接続端間において、前記第１巻線と電気的に直列接続されている
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記第１巻線の巻線数を前記第２巻線の巻線数で除算した値で表される前記トランスの巻数比は、前記第１直流電圧の最大値を前記第２直流電圧の最小値で除算した値よりも小さく、かつ、前記第１直流電圧の最小値を前記第２直流電圧の最大値で除算した値よりも大きい
ことを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記第１直流電圧と前記第２直流電圧との一方は、蓄電池の端子間電圧であり、
前記第１直流電圧と前記第２直流電圧との他方は、直流電圧源の端子間電圧であり、
前記第１巻線の巻線数を前記第２巻線の巻線数で除算した値で表される前記トランスの巻数比は、前記直流電圧源の端子間電圧を、前記蓄電池における充電時の端子間電圧と前記蓄電池における放電時の端子間電圧との平均値で除算した値を基準値とする所定範囲内の値である
ことを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記制御回路は、前記第１スイッチング素子を制御する第１制御信号により前記第１スイッチング回路を制御し、かつ、前記第２スイッチング素子を制御する第２制御信号により前記第２スイッチング回路を制御するように構成され、
前記第１制御信号および前記第２制御信号の各々は、ＰＷＭ信号であり、前記第１制御信号と前記第２制御信号とは、同じ周波数、かつ、同じデューティ比であり、
前記制御回路は、前記第１制御信号と前記第２制御信号との間の位相差を可変とするように、前記第１制御信号の位相と前記第２制御信号の位相とを調節するように構成されている
ことを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記制御回路は、前記第１制御信号と前記第２制御信号との一方の位相を、前記第１制御信号と前記第２制御信号との他方の位相よりも遅らせるように構成されている
ことを特徴とする請求項４記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項６】
前記第１制御信号および前記第２制御信号それぞれの周波数は、前記直列回路の共振周波数以上である
ことを特徴とする請求項５記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項７】
前記制御回路は、前記第１制御信号と前記第２制御信号との間の位相差が増加するとき、前記第１制御信号および前記第２制御信号それぞれの周波数を増加させる
ことを特徴とする請求項５または請求項６記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項８】
前記直列回路に流れる共振電流の位相を検出する検出回路を、更に備え、
前記制御回路は、前記検出回路により検出された前記共振電流の位相に応じて、前記第１スイッチング回路もしくは前記第２スイッチング回路における前記一対の接続端間の電圧の位相と、前記共振電流の位相との位相差が小さくなるように、前記第１スイッチング回路および前記第２スイッチング回路のスイッチング周波数を制御するように構成されている
ことを特徴とする請求項５ないし請求項７のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項９】
前記検出回路は、前記第１スイッチング回路もしくは前記第２スイッチング回路に流れる検出電流を検出するように構成され、
前記制御回路は、前記検出回路により検出された前記検出電流と、予め設定された設定電流との差が小さくなるように、前記第１制御信号と前記第２制御信号との間の位相差を制御するように構成されている
ことを特徴とする請求項８記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１０】
前記検出回路は、前記第１直流電圧および前記第２直流電圧を検出するように構成され、
前記制御回路は、前記検出回路により検出された前記第１直流電圧および前記第２直流電圧に基づいて、前記第１直流電圧と前記第２直流電圧との電圧比を算出するように構成され、
前記制御回路は、特定の制御を行う特定動作モードを有し、
前記特定動作モードでは、前記制御回路が、前記第２制御信号の位相を前記第１制御信号の位相よりも遅らせ、かつ、前記第１制御信号がオン状態のときに前記第２制御信号がオフ状態となるように、前記第１スイッチング回路および前記第２スイッチング回路を制御し、
前記制御回路に設けられた記憶部には、第１設定電圧比と、前記第１設定電圧比よりも大きい第２設定電圧比とが、記憶され、
前記制御回路は、前記電圧比が前記第１設定電圧比よりも小さくかつ前記第２直流電圧から前記第１直流電圧に変換するときと、前記電圧比が前記第２設定電圧比よりも大きくかつ前記第１直流電圧から前記第２直流電圧に変換するときとのそれぞれにおいて、前記特定動作モードにより前記第１スイッチング回路および前記第２スイッチング回路を制御する
ことを特徴とする請求項９記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１１】
前記制御回路は、前記特定動作モードである第１動作モードとは異なる、第２動作モードを有し、
前記第２動作モードでは、前記制御回路が、前記第２制御信号の位相を前記第１制御信号の位相よりも遅らせ、かつ、前記第１制御信号のデューティ比が前記第２制御信号のデューティ比よりも小さくなるように、前記第１スイッチング回路および前記第２スイッチング回路を制御し、
前記制御回路は、前記電圧比が前記第１設定電圧比よりも小さくかつ前記第１直流電圧から前記第２直流電圧に変換する場合と、前記電圧比が前記第２設定電圧比よりも大きくかつ前記第２直流電圧から前記第１直流電圧に変換する場合とのそれぞれで、かつ、前記設定電流、前記第１直流電圧と前記第２直流電圧との一方および前記設定電流の積で得られる電力、前記第１制御信号と前記第２制御信号との間の位相差のいずれかの絶対値が所定値以下のとき、前記第２動作モードにより前記第１スイッチング回路および前記第２スイッチング回路を制御する
ことを特徴とする請求項１０記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１２】
前記第１制御信号のデューティ比は、前記第１制御信号と前記第２制御信号との間の位相差に比例する
ことを特徴とする請求項１１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１３】
前記検出回路は、前記第１直流電圧および前記第２直流電圧を検出するように構成され、
前記制御回路は、前記検出回路により検出された前記第１直流電圧および前記第２直流電圧に基づいて、前記第１直流電圧と前記第２直流電圧との電圧比を算出するように構成され、
前記制御回路は、特定の制御を行う特定動作モードを有し、
前記特定動作モードでは、前記制御回路が、前記第１制御信号の位相を前記第２制御信号の位相よりも遅らせ、かつ、前記第２制御信号がオン状態のときに前記第１制御信号がオフ状態となるように、前記第１スイッチング回路および前記第２スイッチング回路を制御し、
前記制御回路に設けられた記憶部には、第１設定電圧比と、前記第１設定電圧比よりも大きい第２設定電圧比とが、記憶され、
前記制御回路は、前記電圧比が前記第１設定電圧比よりも小さくかつ前記第２直流電圧から前記第１直流電圧に変換するときと、前記電圧比が前記第２設定電圧比よりも大きくかつ前記第１直流電圧から前記第２直流電圧に変換するときとのそれぞれにおいて、前記特定動作モードにより前記第１スイッチング回路および前記第２スイッチング回路を制御する
ことを特徴とする請求項９記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１４】
前記制御回路は、前記特定動作モードである第１動作モードとは異なる、第２動作モードを有し、
前記第２動作モードでは、前記制御回路が、前記第１制御信号の位相を前記第２制御信号の位相よりも遅らせ、かつ、前記第２制御信号のデューティ比が前記第１制御信号のデューティ比よりも小さくなるように、前記第１スイッチング回路および前記第２スイッチング回路を制御し、
前記制御回路は、前記電圧比が前記第１設定電圧比よりも小さくかつ前記第１直流電圧から前記第２直流電圧に変換する場合と、前記電圧比が前記第２設定電圧比よりも大きくかつ前記第２直流電圧から前記第１直流電圧に変換する場合とのそれぞれで、かつ、前記設定電流、前記第１直流電圧と前記第２直流電圧との一方および前記設定電流の積で得られる電力、前記第１制御信号と前記第２制御信号との間の位相差のいずれかの絶対値が所定値以下のとき、前記第２動作モードにより前記第１スイッチング回路および前記第２スイッチング回路を制御する
ことを特徴とする請求項１３記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１５】
前記第２制御信号のデューティ比は、前記第１制御信号と前記第２制御信号との間の位相差に比例する
ことを特徴とする請求項１４記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般に、ＤＣ−ＤＣコンバータに関し、より詳細には、双方向に電圧変換を行うＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、高電圧の第１バッテリと、低電圧の第２バッテリとの間で変圧可能な双方向ＤＣ−ＤＣコンバータが提案されている（文献１［日本国公開特許公報第２００９−１７７９４０号］参照）。【０００３】
文献１に記載された双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（以下、「従来例１のＤＣ−ＤＣコンバータ」）は、トランスと、１次側直交変換部と、２次側直交変換部と、昇圧回路とを備えている。【０００４】
また、従来、第１端子と第２端子との間において双方向に変圧を行う電力変換回路が提案されている（文献２［日本国公開特許公報第２０１４−５７３８７号］参照）。【０００５】
文献２に記載された電力変換回路（以下、「従来例２のＤＣ−ＤＣコンバータ」）は、２段式変圧回路と、制御回路とを備えている。２段式変圧回路は、チョッパ回路と、双方向変圧回路とを備えている。【０００６】
従来例２のＤＣ−ＤＣコンバータでは、第１端子から第２端子への変圧のとき、チョッパ回路による動作を行わず、双方向変圧回路に設けられたトランスを用いて変圧を行う。また、従来例２のＤＣ−ＤＣコンバータでは、第２端子から第１端子への変圧のとき、チョッパ回路による動作を行い、チョッパ回路および上記トランスを用いて変圧を行う。【０００７】
ところで、従来例１のＤＣ−ＤＣコンバータでは、双方向に電圧変換を行うために、変換回路（トランス、１次側直交変換部および２次側直交変換部）と、昇圧回路とが必要となり、２段の回路構成を備えることになる。そのため、従来例１のＤＣ−ＤＣコンバータにおける変換回路だけでは、双方向に電圧変換を行うことが難しい。また、従来例１のＤＣ−ＤＣコンバータでは、２段の回路構成を備えることになるため、変換効率を向上させることが難しい。【０００８】
また、従来例２のＤＣ−ＤＣコンバータでは、第１端子から第２端子への変圧のとき、チョッパ回路による動作を行わないため、従来例１のＤＣ−ＤＣコンバータに比べて、一方向の電圧変換において変換効率を向上させることが可能となる。【０００９】
しかしながら、従来例２のＤＣ−ＤＣコンバータでは、第２端子から第１端子への変圧のとき、チョッパ回路による動作を行うため、双方向の電圧変換において変換効率を向上させることが難しい。また、従来例２のＤＣ−ＤＣコンバータでも、２段の回路構成（チョッパ回路および双方向変圧回路）を備えることになるため、変換効率を向上させることが難しい。
【発明の概要】
【００１０】
本発明の目的は、双方向に電圧変換を行うことが可能で、かつ、双方向の電圧変換において変換効率を向上させることが可能なＤＣ−ＤＣコンバータを提供することである。
【００１１】
本発明に係る一態様のＤＣ−ＤＣコンバータは、第１直流電圧と第２直流電圧とを双方向に電圧変換を行うＤＣ−ＤＣコンバータである。前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、第１スイッチング素子を具備する第１スイッチング回路と、インダクタと、コンデンサと、トランスとを備えている。また、前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、第２スイッチング素子を具備する第２スイッチング回路と、前記第１スイッチング回路および前記第２スイッチング回路を制御する制御回路とを備えている。前記第１スイッチング回路は、前記第１直流電圧と第１交流電圧とを双方向に電圧変換を行うように構成されている。前記第２スイッチング回路は、第２交流電圧と前記第２直流電圧とを双方向に電圧変換を行うように構成されている。前記トランスは、第１巻線と第２巻線とを備えている。前記第１巻線と前記第２巻線とは、磁気的に結合されている。前記第１スイッチング回路における前記第１交流電圧側の一対の接続端間には、前記第１巻線が電気的に接続されている。前記第２スイッチング回路における前記第２交流電圧側の一対の接続端間には、前記第２巻線が電気的に接続されている。前記インダクタと前記コンデンサとの直列回路は、前記第１スイッチング回路における前記一対の接続端間において、前記第１巻線と電気的に直列接続されている。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】一実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図２】一実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータに関し、第１直流電圧を第２直流電圧に変換するときのタイミングチャートである。
【図３】一実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータに関し、第２直流電圧を第１直流電圧に変換するときのタイミングチャートである。
【図４】一実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、制御回路の動作モードを説明する説明図である。
【図５】一実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータに関し、第１動作モードによって第１直流電圧を第２直流電圧に変換するときのタイミングチャートである。
【図６】一実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータに関し、第１動作モードによって第２直流電圧を第１直流電圧に変換するときのタイミングチャートである。
【図７】一実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータに関し、第２動作モードによって第１直流電圧を第２直流電圧に変換するときのタイミングチャートである。
【図８】一実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータに関し、第２動作モードによって第２直流電圧を第１直流電圧に変換するときのタイミングチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下では、一実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１０について、図１〜図３を参照しながら説明する。
【００１４】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、第１直流電圧Ｖｄ１と第２直流電圧Ｖｄ２とを双方向に電圧変換を行うＤＣ−ＤＣコンバータである。
【００１５】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、スイッチング回路１と、インダクタＬ１と、コンデンサＣ１と、トランスＴ１と、スイッチング回路２と、制御回路３とを備えている。トランスＴ１は、第１巻線Ｎ１１と第２巻線Ｎ１２とを備えている。第１巻線Ｎ１１と第２巻線Ｎ１２とは、磁気的に結合されている。
【００１６】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、スイッチング回路１が、第１スイッチング回路に相当する。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、スイッチング回路２が、第２スイッチング回路に相当する。
【００１７】
スイッチング回路１は、第１直流電圧Ｖｄ１と第１交流電圧Ｖａ１とを双方向に電圧変換を行うように構成されている。スイッチング回路１は、例えば、フルブリッジ回路である。
【００１８】
スイッチング回路１は、一対の接続端１ａ，１ｂと、一対の接続端１ｃ，１ｄと、４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４とを備えている。なお、一対の接続端１ａ，１ｂは、スイッチング回路１における第１直流電圧Ｖｄ１側の一対の接続端に相当する。また、一対の接続端１ｃ，１ｄは、スイッチング回路１における第１交流電圧Ｖａ１側の一対の接続端に相当する。また、４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の各々は、第１スイッチング素子に相当する。
【００１９】
一対の接続端１ａ，１ｂ間には、例えば、蓄電池１１が電気的に接続される。蓄電池１１としては、例えば、鉛蓄電池、リチウムイオン電池などが挙げられる。接続端１ａは、蓄電池１１のプラス端子と電気的に接続される。接続端１ｂは、蓄電池１１のマイナス端子と電気的に接続される。蓄電池１１の端子間電圧は、第１直流電圧Ｖｄ１である。
【００２０】
一対の接続端１ｃ，１ｄ間には、インダクタＬ１とコンデンサＣ１と第１巻線Ｎ１１との直列回路が電気的に接続されている。要するに、一対の接続端１ｃ，１ｄ間には、第１巻線Ｎ１１が電気的に接続されている。また、インダクタＬ１とコンデンサＣ１との直列回路４は、スイッチング回路１における一対の接続端１ｃ，１ｄ間において、第１巻線Ｎ１１と電気的に直列接続されている。直列回路４は、直列型の共振回路を構成している。
【００２１】
４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の各々は、例えば、ノーマリオフ型のｎチャネルＭＯＳＦＥＴである。図１中の４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に付加されたダイオードは、寄生ダイオードである。
【００２２】
スイッチング素子Ｑ１のドレイン端子は、接続端１ａと電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ１のソース端子は、スイッチング素子Ｑ２のドレイン端子と電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ１のゲート端子は、制御回路３と電気的に接続されている。
【００２３】
スイッチング素子Ｑ２のドレイン端子は、接続端１ｃと電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ２のソース端子は、接続端１ｂと電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ２のゲート端子は、制御回路３と電気的に接続されている。
【００２４】
スイッチング素子Ｑ３のドレイン端子は、スイッチング素子Ｑ１のドレイン端子と電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ３のソース端子は、スイッチング素子Ｑ４のドレイン端子と電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ３のゲート端子は、制御回路３と電気的に接続されている。
【００２５】
スイッチング素子Ｑ４のドレイン端子は、接続端１ｄと電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ４のソース端子は、スイッチング素子Ｑ２のソース端子と電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ４のゲート端子は、制御回路３と電気的に接続されている。
【００２６】
なお、スイッチング回路１は、フルブリッジ回路に限らず、例えば、ハーフブリッジ回路またはプッシュプル回路であってもよい。
【００２７】
スイッチング回路２は、スイッチング回路１と同様に、第２交流電圧Ｖａ２と第２直流電圧Ｖｄ２とを双方向に電圧変換を行うように構成されている。スイッチング回路２は、例えば、フルブリッジ回路である。
【００２８】
スイッチング回路２は、一対の接続端２ａ，２ｂと、一対の接続端２ｃ，２ｄと、４つのスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８とを備えている。なお、一対の接続端２ａ，２ｂは、スイッチング回路２における第２交流電圧Ｖａ２側の一対の接続端に相当する。また、一対の接続端２ｃ，２ｄは、スイッチング回路２における第２直流電圧Ｖｄ２側の一対の接続端に相当する。また、４つのスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８の各々は、第２スイッチング素子に相当する。
【００２９】
一対の接続端２ａ，２ｂ間には、第２巻線Ｎ１２が電気的に接続されている。
【００３０】
一対の接続端２ｃ，２ｄ間には、例えば、直流電圧源１２が電気的に接続される。直流電圧源１２は、例えば、電解コンデンサである。接続端２ｃは、電解コンデンサの高電位側の端子と電気的に接続される。接続端２ｄは、電解コンデンサの低電位側の端子と電気的に接続される。直流電圧源１２の端子間電圧は、第２直流電圧Ｖｄ２である。なお、直流電圧源１２は、電解コンデンサであるが、これに限定されない。
【００３１】
４つのスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８の各々は、例えば、ノーマリオフ型のｎチャネルＭＯＳＦＥＴである。図１中の４つのスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８に付加されたダイオードは、寄生ダイオードである。
【００３２】
スイッチング素子Ｑ５のドレイン端子は、スイッチング素子Ｑ７のドレイン端子と電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ５のソース端子は、スイッチング素子Ｑ６のドレイン端子と電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ５のゲート端子は、制御回路３と電気的に接続されている。
【００３３】
スイッチング素子Ｑ６のドレイン端子は、接続端２ａと電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ６のソース端子は、スイッチング素子Ｑ８のソース端子と電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ６のゲート端子は、制御回路３と電気的に接続されている。
【００３４】
スイッチング素子Ｑ７のドレイン端子は、接続端２ｃと電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ７のソース端子は、スイッチング素子Ｑ８のドレイン端子と電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ７のゲート端子は、制御回路３と電気的に接続されている。
【００３５】
スイッチング素子Ｑ８のドレイン端子は、接続端２ｂと電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ８のソース端子は、接続端２ｄと電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ８のゲート端子は、制御回路３と電気的に接続されている。
【００３６】
なお、スイッチング回路２は、フルブリッジ回路に限らず、例えば、ハーフブリッジ回路またはプッシュプル回路であってもよい。
【００３７】
制御回路３は、スイッチング回路１およびスイッチング回路２を制御するように構成されている。制御回路３は、例えば、プログラムが搭載されたマイクロコンピュータである。なお、制御回路３は、マイクロコンピュータに限らず、例えば、制御用ＩＣであってもよい。
【００３８】
制御回路３は、第１制御信号によりスイッチング回路１を制御するように構成されている。言い換えれば、制御回路３は、４つの第１制御信号によって、４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を各別に制御するように構成されている。
【００３９】
４つの第１制御信号は、それぞれ対応する４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御する信号である。すなわち、制御回路３は、スイッチング回路１において４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を各別に制御するように構成されている。４つの第１制御信号の各々は、例えば、ＰＷＭ信号である。
【００４０】
また、制御回路３は、第２制御信号によりスイッチング回路２を制御するように構成されている。言い換えれば、制御回路３は、４つの第２制御信号によって、４つのスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８を各別に制御するように構成されている。
【００４１】
４つの第２制御信号は、それぞれ対応する４つのスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８を制御する信号である。すなわち、制御回路３は、スイッチング回路２において４つのスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８を各別に制御するように構成されている。４つの第２制御信号の各々は、例えば、ＰＷＭ信号である。
【００４２】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、４つの第１制御信号それぞれの周波数と、４つの第２制御信号それぞれの周波数とが、同じ周波数である。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、４つの第１制御信号それぞれのデューティ比と、４つの第２制御信号それぞれのデューティ比とが、同じデューティ比である。
【００４３】
また、制御回路３は、スイッチング回路１の動作とスイッチング回路２の動作とを同期させるように構成されている。言い換えれば、制御回路３は、４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４それぞれのスイッチング動作と、４つのスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８それぞれのスイッチング動作とを同期させるように構成されている。例えば、制御回路３は、２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４と、２つのスイッチング素子Ｑ５，Ｑ８とを同時にオン状態にするように構成されている。
【００４４】
ところで、制御回路３は、第１制御信号と第２制御信号との間の位相差Ｔｄ（図２，３参照）を可変とするように、第１制御信号の位相と第２制御信号の位相とを調節するように構成されている。なお、図２および図３中の横軸は、時間軸を表している。
【００４５】
一例を挙げて説明すると、制御回路３は、図２に示すように、第１直流電圧Ｖｄ１を第２直流電圧Ｖｄ２に変換するとき、スイッチング素子Ｑ５を制御する第２制御信号の位相を、スイッチング素子Ｑ１を制御する第１制御信号の位相よりも遅らせる。また、制御回路３は、図２に示すように、第１直流電圧Ｖｄ１を第２直流電圧Ｖｄ２に変換するとき、スイッチング素子Ｑ６を制御する第２制御信号の位相を、スイッチング素子Ｑ２を制御する第１制御信号の位相よりも遅らせる。なお、図２中のＱ１〜Ｑ４は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４にそれぞれ入力される第１制御信号の波形を表している。図２中のＱ５〜Ｑ８は、スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８にそれぞれ入力される第２制御信号の波形を表している。
【００４６】
また、他の例を挙げて説明すると、制御回路３は、図３に示すように、第２直流電圧Ｖｄ２を第１直流電圧Ｖｄ１に変換するとき、スイッチング素子Ｑ１を制御する第１制御信号の位相を、スイッチング素子Ｑ５を制御する第２制御信号の位相よりも遅らせる。また、制御回路３は、図３に示すように、第２直流電圧Ｖｄ２を第１直流電圧Ｖｄ１に変換するとき、スイッチング素子Ｑ２を制御する第１制御信号の位相を、スイッチング素子Ｑ６を制御する第２制御信号の位相よりも遅らせる。なお、図３中のＱ１〜Ｑ４は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４にそれぞれ入力される第１制御信号の波形を表している。図３中のＱ５〜Ｑ８は、スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８にそれぞれ入力される第２制御信号の波形を表している。スイッチング素子Ｑ４を制御する第１制御信号の位相と、スイッチング素子Ｑ８を制御する第２制御信号の位相との関係は、スイッチング素子Ｑ１を制御する第１制御信号の位相と、スイッチング素子Ｑ５を制御する第２制御信号の位相との関係と同じである。また、スイッチング素子Ｑ３を制御する第１制御信号の位相と、スイッチング素子Ｑ７を制御する第２制御信号の位相との関係は、スイッチング素子Ｑ２を制御する第１制御信号の位相と、スイッチング素子Ｑ６を制御する第２制御信号の位相との関係と同じである。
【００４７】
以下では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０に関し、第１直流電圧Ｖｄ１を第２直流電圧Ｖｄ２に変換するときの動作について、図２に基づいて説明する。なお、蓄電池１１は、予め充電されており、蓄電池１１が第１直流電圧Ｖｄ１を出力する場合について説明する。図２中のＶｒは、直列回路４で発生する共振電圧の波形を表している。図２中のＩｒは、直列回路４に流れる共振電流の波形を表している。図２中のＩＱ１〜ＩＱ８は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８に流れる電流の波形を表している。図２中のＩａ１は、スイッチング回路１から出力された電流の波形を表している。図２中のＩａ２は、スイッチング回路２に入力された電流の波形を表している。
【００４８】
制御回路３は、２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４と、２つのスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３とが交互にオン状態となるようにスイッチング回路１を制御する。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、スイッチング回路１が、第１直流電圧Ｖｄ１を第１交流電圧Ｖａ１に変換するインバータ回路として動作する。
【００４９】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、スイッチング回路１からの第１交流電圧Ｖａ１が直列回路４によって共振され、直列回路４により共振された電圧がトランスＴ１の第１巻線Ｎ１１に印加される。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、トランスＴ１の巻数比に応じてトランスＴ１の第２巻線Ｎ１２に第１誘起電圧（第２交流電圧Ｖａ２）が発生し、第２交流電圧Ｖａ２をスイッチング回路２に入力することが可能となる。
【００５０】
制御回路３は、４つの第２制御信号それぞれの位相を、４つの第１制御信号それぞれの位相よりも遅らせる。また、制御回路３は、２つのスイッチング素子Ｑ５，Ｑ８と、２つのスイッチング素子Ｑ６，Ｑ７とが交互にオン状態となるようにスイッチング回路２を制御する。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、スイッチング回路２に入力された第２交流電圧Ｖａ２を第２直流電圧Ｖｄ２に変換することが可能となる。
【００５１】
したがって、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、スイッチング回路１により第１直流電圧Ｖｄ１を第１交流電圧Ｖａ１に変換した後、スイッチング回路２により第２交流電圧Ｖａ２を第２直流電圧Ｖｄ２に変換することが可能となる。その結果、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、第１直流電圧Ｖｄ１を第２直流電圧Ｖｄ２に変換することが可能となり、第２直流電圧Ｖｄ２を、直流電圧源１２である電解コンデンサに印加することが可能となる。要するに、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、蓄電池１１を放電することが可能となる。
【００５２】
また、以下では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０に関し、第２直流電圧Ｖｄ２を第１直流電圧Ｖｄ１に変換するときの動作について、図３に基づいて説明する。なお、直流電圧源１２である電解コンデンサに、電荷が予め蓄積されており、直流電圧源１２が第２直流電圧Ｖｄ２を出力する場合について説明する。図３中のＶｒは、直列回路４で発生する共振電圧の波形を表している。図３中のＩｒは、直列回路４に流れる共振電流の波形を表している。図３中のＩＱ１〜ＩＱ８は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８に流れる電流の波形を表している。図３中のＩａ１は、スイッチング回路１に入力された電流の波形を表している。図３中のＩａ２は、スイッチング回路２から出力された電流の波形を表している。
【００５３】
制御回路３は、２つのスイッチング素子Ｑ５，Ｑ８と、２つのスイッチング素子Ｑ６，Ｑ７とが交互にオン状態となるようにスイッチング回路２を制御する。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、スイッチング回路２が、第２直流電圧Ｖｄ２を第２交流電圧Ｖａ２に変換するインバータ回路として動作する。よって、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、スイッチング回路２により変換された第２交流電圧Ｖａ２をトランスＴ１の第２巻線Ｎ１２に印加することが可能となる。その結果、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、トランスＴ１の第１巻線Ｎ１１に第２誘起電圧が発生する。
【００５４】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、トランスＴ１の第１巻線Ｎ１１で発生した第２誘起電圧が直列回路４によって共振され、直列回路４により共振された電圧（第１交流電圧Ｖａ１）をスイッチング回路１に入力することが可能となる。
【００５５】
制御回路３は、４つの第１制御信号それぞれの位相を、４つの第２制御信号それぞれの位相よりも遅らせる。また、制御回路３は、２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４と、２つのスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３とが交互にオン状態となるようにスイッチング回路１を制御する。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、スイッチング回路１に入力された第１交流電圧Ｖａを第１直流電圧Ｖｄ１に変換することが可能となる。
【００５６】
したがって、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、スイッチング回路２により第２直流電圧Ｖｄ２を第２交流電圧Ｖａ２に変換した後、スイッチング回路１により第１交流電圧Ｖａ１を第１直流電圧Ｖｄ１に変換することが可能となる。その結果、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、第２直流電圧Ｖｄ２を第１直流電圧Ｖｄ１に変換することが可能となり、第１直流電圧Ｖｄ１を、蓄電池１１に印加することが可能となる。要するに、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、蓄電池１１を充電することが可能となる。
【００５７】
以上のとおり、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、第１直流電圧Ｖｄ１を第２直流電圧Ｖｄ２に変換するとき、制御回路３が、第２制御信号の位相を第１制御信号の位相よりも遅らせる。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、スイッチング回路１から出力された電流Ｉａ１を、スイッチング回路２に入力された電流Ｉａ２よりも大きくすることが可能となる。よって、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、第１直流電圧Ｖｄ１を第２直流電圧Ｖｄ２に変換することが可能となる。
【００５８】
また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、第２直流電圧Ｖｄ２を第１直流電圧Ｖｄ１に変換するとき、制御回路３が、第１制御信号の位相を第２制御信号の位相よりも遅らせる。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、スイッチング回路２から出力された電流Ｉａ２を、スイッチング回路１に入力された電流Ｉａ１よりも大きくすることが可能となる。よって、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、第２直流電圧Ｖｄ２を第１直流電圧Ｖｄ１に変換することが可能となる。
【００５９】
よって、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、従来例１のＤＣ−ＤＣコンバータにおける昇圧回路もしくは従来例２のＤＣ−ＤＣコンバータにおけるチョッパ回路を用いることなく、簡単な構成で双方向に電圧変換を行うことが可能となる。その結果、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、従来例１のＤＣ−ＤＣコンバータおよび従来例２のＤＣ−ＤＣコンバータに比べて、変換効率を向上させることが可能となる。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、従来例２のＤＣ−ＤＣコンバータにおけるチョッパ回路が不要となるので、従来例２のＤＣ−ＤＣコンバータに比べて、双方向の電圧変換において変換効率を向上させることが可能となる。すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、双方向に電圧変換を行うことが可能で、かつ、双方向の電圧変換において変換効率を向上させることが可能となる。
【００６０】
また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、制御回路３が、第１制御信号と第２制御信号との間の位相差を可変とするように、第１制御信号の位相と第２制御信号の位相とを調節するように構成されている。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、第１直流電圧Ｖｄ１と第２直流電圧Ｖｄ２との大小関係を適宜変更することが可能となる。よって、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、トランスＴ１の巻数比と、第１直流電圧Ｖｄ１と第２直流電圧Ｖｄ２とを双方向に電圧変換を行う電圧変換比との大小関係に関わらず、双方向に電圧変換を行うことが可能となる。
【００６１】
ただし、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、上記電圧変換比によって、第１直流電圧Ｖｄ１を第２直流電圧Ｖｄ２に変換するときの変換効率と、第２直流電圧Ｖｄ２を第１直流電圧Ｖｄ１に変換するときの変換効率との差が生じる可能性がある。なお、以下では、説明の便宜上、第１直流電圧Ｖｄ１を第２直流電圧Ｖｄ２に変換するときの変換効率を「第１変換効率」と称し、第２直流電圧Ｖｄ２を第１直流電圧Ｖｄ１に変換するときの変換効率を「第２変換効率」と称する。
【００６２】
本願発明者は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０において、トランスＴ１の巻数比と上記電圧変換比とを同じ比率にすれば、第１変換効率と第２変換効率との差を抑制することが可能になるという知見を得た。しかしながら、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、第１直流電圧Ｖｄ１の電圧値と第２直流電圧Ｖｄ２の電圧値とが一定の範囲内でそれぞれ変動するため、トランスＴ１の巻数比と上記電圧変換比とを同じ比率にすることが難しい。
【００６３】
そこで、トランスＴ１の巻数比は、第１直流電圧Ｖｄ１の最大値を第２直流電圧Ｖｄ２の最小値で除算した値よりも小さく、かつ、第１直流電圧Ｖｄ１の最小値を第２直流電圧Ｖｄ２の最大値で除算した値よりも大きいことが好ましい。トランスＴ１の巻数比は、第１巻線Ｎ１１の巻線数を第２巻線Ｎ１２の巻線数で除算した値で表される。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、第１直流電圧Ｖｄ１の電圧値と第２直流電圧Ｖｄ２の電圧値とが一定の範囲内でそれぞれ変動する場合であっても、第１変換効率と第２変換効率との差を抑制することが可能となる。
【００６４】
また、トランスＴ１の巻数比は、直流電圧源１２の端子間電圧を、蓄電池１１における充電時の端子間電圧と蓄電池１１における放電時の端子間電圧との平均値で除算した値を基準値とする所定範囲内の値であってもよい。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、トランスＴ１の巻数比によっても、第１直流電圧Ｖｄ１と第２直流電圧Ｖｄ２とを双方向に電圧変換を行うことが可能となる。その結果、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、第１変換効率と、第２変換効率との差を抑制することが可能となる。
【００６５】
第１制御信号および第２制御信号それぞれの周波数は、直列回路４の共振周波数以上であることが好ましい。例えば、第１制御信号および第２制御信号それぞれの周波数は、第１制御信号および第２制御信号それぞれの周波数をｆ、直列回路４の共振周波数をｆｒとするとき、ｆ≧ｆｒを満たす。
【００６６】
これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４および４つのスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８の各々が、ハードスイッチング動作するのを抑制することが可能となる。よって、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、スイッチング損失を抑制することが可能となる。その結果、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、従来例１のＤＣ−ＤＣコンバータおよび従来例２のＤＣ−ＤＣコンバータに比べて、変換効率を、より向上させることが可能となる。
【００６７】
制御回路３は、第１制御信号と第２制御信号との間の位相差Ｔｄが増加するとき、第１制御信号および第２制御信号それぞれの周波数を増加させることが好ましい。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、第１制御信号と第２制御信号との間の位相差Ｔｄが増加すると、直列回路４に印加される電圧の絶対値が増加する。その結果、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、第１制御信号と第２制御信号との間の位相差Ｔｄがゼロの場合に比べて、インダクタＬ１とコンデンサＣ１との間におけるエネルギー移動が加速され、直列回路４の共振周波数が見かけ上、上昇する。
【００６８】
そこで、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、第１制御信号と第２制御信号との間の位相差Ｔｄが増加するときに、第１制御信号および第２制御信号それぞれの周波数を増加させる。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４および４つのスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８の各々が、ハードスイッチング動作するのを抑制することが可能となる。よって、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、スイッチング損失を抑制することが可能となる。その結果、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、従来例１のＤＣ−ＤＣコンバータおよび従来例２のＤＣ−ＤＣコンバータに比べて、変換効率を、より向上させることが可能となる。
【００６９】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、図１に示すように、直列回路４に流れる共振電流Ｉｒの位相を検出する検出回路５を、更に備えている。
【００７０】
検出回路５は、第１検出部６と、第２検出部７とを備えている。
【００７１】
制御回路３は、直列回路４に流れる共振電流Ｉｒの位相に応じて、一対の接続端１ｃ，１ｄ間の電圧もしくは一対の接続端２ａ，２ｂ間の電圧の位相と共振電流Ｉｒの位相との位相差が小さくなるように、スイッチング回路１およびスイッチング回路２のスイッチング周波数を制御する。直列回路４に流れる共振電流Ｉｒの位相は、第１検出部６もしくは第２検出部７によって検出される。
【００７２】
具体的に説明すると、制御回路３は、共振電流Ｉｒの位相が一対の接続端１ｃ，１ｄ間の電圧もしくは一対の接続端２ａ，２ｂ間の電圧の位相に対して進相であるとき、スイッチング回路１およびスイッチング回路２のスイッチング周波数を増加させる。一方、制御回路３は、共振電流Ｉｒの位相が一対の接続端１ｃ，１ｄ間の電圧もしくは一対の接続端２ａ，２ｂ間の電圧の位相に対して遅相であるとき、スイッチング回路１およびスイッチング回路２のスイッチング周波数を減少させる。スイッチング回路１およびスイッチング回路２のスイッチング周波数は、同じ周波数である。
【００７３】
これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、スイッチング回路１もしくはスイッチング回路２のスイッチング損失を最小化することが可能となる。よって、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、従来例１のＤＣ−ＤＣコンバータおよび従来例２のＤＣ−ＤＣコンバータに比べて、変換効率を、より向上させることが可能となる。
【００７４】
共振電流Ｉｒとの位相差の対象となる一対の接続端間の電圧の位相は、電力を供給する側として作用するスイッチング回路における一対の接続端間の電圧の位相であることが望ましい。例えば、上記対象となる一対の接続端間の電圧の位相は、スイッチング回路１からスイッチング回路２へ電力変換が行われるとき、一対の接続端１ｃ，１ｄ間の電圧の位相であることが望ましい。また、上記対象となる一対の接続端間の電圧の位相は、スイッチング回路２からスイッチング回路１へ電力変換が行われるとき、一対の接続端２ａ，２ｂ間の電圧の位相であることが望ましい。スイッチング周波数は、例えば、スイッチング回路１における４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をスイッチング動作させるための周波数を意味する。
【００７５】
検出回路５は、第１検出部６と第２検出部７との両方を備えているが、第１検出部６と第２検出部７とのいずれか一方だけを備えていてもよい。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、検出回路５を備えているが、検出回路５を備えていなくてもよい。
【００７６】
検出回路５は、スイッチング回路１に流れる検出電流（以下、「第１検出電流」）とスイッチング回路２に流れる検出電流（以下、「第２検出電流」）とを検出するように構成されていることが好ましい。具体的に説明すると、第１検出部６は、スイッチング回路１に流れる第１検出電流を検出するように構成されていることが好ましい。第２検出部７は、スイッチング回路２に流れる第２検出電流を検出するように構成されていることが好ましい。
【００７７】
制御回路３は、検出回路５により検出された第１検出電流もしくは第２検出電流と、操作部により予め設定された設定電流との差が小さくなるように、第１制御信号と第２制御信号との間の位相差Ｔｄを制御するように構成されていることが好ましい。
【００７８】
具体的に説明すると、制御回路３は、検出回路５により検出された第１検出電流もしくは第２検出電流の絶対値が設定電流の絶対値よりも大きいとき、位相差Ｔｄの絶対値を減少させる。一方、制御回路３は、検出回路５により検出された第１検出電流もしくは第２検出電流の絶対値が設定電流の絶対値よりも小さいとき、位相差Ｔｄの絶対値を増加させる。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、スイッチング回路１もしくはスイッチング回路２の設定電流に応じた最小損失動作点を選択することが可能となる。よって、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、従来例１のＤＣ−ＤＣコンバータおよび従来例２のＤＣ−ＤＣコンバータに比べて、変換効率を、より一層向上させることが可能となる。
【００７９】
この場合、設定電流は、制御回路３である上記マイクロコンピュータの記憶部３ａに記憶されている。制御回路３は、記憶部３ａに記憶された設定電流と、検出回路５により検出された第１検出電流もしくは第２検出電流との比較演算を行い、この演算結果に基づいて第１制御信号および第２制御信号を生成するように構成されている。
【００８０】
ところで、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、第１直流電圧Ｖｄ１の電圧値と第２直流電圧Ｖｄ２の電圧値とが許容範囲外まで変動する場合がある。許容範囲は、第１直流電圧Ｖｄ１と第２直流電圧Ｖｄ２とについて変動することが許容されている範囲である。つまり、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、第１直流電圧Ｖｄ１と第２直流電圧Ｖｄ２との電圧比がトランスＴ１の巻数比と乖離する場合があり、動作が不安定になる可能性がある。
【００８１】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、検出回路５が、第１直流電圧Ｖｄ１および第２直流電圧Ｖｄ２を検出するように構成されていることが好ましい。検出回路５は、第３検出部８と、第４検出部９とを備えている。第３検出部８は、第１直流電圧Ｖｄ１を検出するように構成されている。第４検出部９は、第２直流電圧Ｖｄ２を検出するように構成されている。第３検出部８および第４検出部９は、制御回路３と電気的に接続されている。
【００８２】
制御回路３は、検出回路５により検出された第１直流電圧Ｖｄ１および第２直流電圧Ｖｄ２に基づいて、第１直流電圧Ｖｄ１と第２直流電圧Ｖｄ２との電圧比を算出するように構成されていることが好ましい。
【００８３】
制御回路３は、図４に示すように、上述した制御（通常の制御）とは異なる、特定の制御を行う特定動作モードとして、第１動作モードと、第２動作モードとを有している。なお、通常の制御とは、制御回路３が、第１制御信号と第２制御信号との一方の位相を、第１制御信号と第２制御信号との他方の位相よりも遅らせるように、第１スイッチング回路１および第２スイッチング回路２を制御することを意味する（図４中のＡ１領域）。以下では、説明の便宜上、通常の制御を行う動作モードを、「通常の動作モード」と称する。
【００８４】
第１動作モードでは、制御回路３が、後述の規定状態となるように、第１スイッチング回路１および第２スイッチング回路２を制御する。規定状態とは、第１制御信号と第２制御信号との一方の位相を、第１制御信号と第２制御信号との他方の位相よりも遅らせ、かつ、上記他方がオン状態のときに上記一方がオフ状態である（図５および図６参照）。なお、図５は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０に関し、第１直流電圧Ｖｄ１を第２直流電圧Ｖｄ２に変換するときのタイミングチャートを表している。また、図６は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０に関し、第２直流電圧Ｖｄ２を第１直流電圧Ｖｄ１に変換するときのタイミングチャートを表している。図５および図６中の横軸は、時間軸を表している。
【００８５】
図５に基づいて説明すると、第１動作モードでは、制御回路３が、第２制御信号の位相を第１制御信号の位相よりも遅らせ、かつ、第１制御信号がオン状態のときに第２制御信号がオフ状態となるように、スイッチング回路１およびスイッチング回路２を制御する。
【００８６】
第２動作モードでは、制御回路３が、上記一方の位相を上記他方の位相よりも遅らせ、かつ、上記他方のデューティ比が上記一方のデューティ比よりも小さくなるように、第１スイッチング回路１および第２スイッチング回路２を制御する（図７および図８参照）。なお、図７は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０に関し、第１直流電圧Ｖｄ１を第２直流電圧Ｖｄ２に変換するときのタイミングチャートを表している。また、図８は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０に関し、第２直流電圧Ｖｄ２を第１直流電圧Ｖｄ１に変換するときのタイミングチャートを表している。図７および図８中の横軸は、時間軸を表している。
【００８７】
図７に基づいて説明すると、第２動作モードでは、制御回路３が、第２制御信号の位相を第１制御信号の位相よりも遅らせ、かつ、第１制御信号のデューティ比が第２制御信号のデューティ比よりも小さくなるように、スイッチング回路１およびスイッチング回路２を制御する。第１制御信号のデューティ比は、５０％よりも小さい。
【００８８】
ここで、第２制御信号の位相を第１制御信号の位相よりも遅らせる場合、第１制御信号のデューティ比は、第１制御信号と第２制御信号との間の位相差Ｔｄに比例することが好ましい。以下、具体的に説明する。制御回路３は、動作モードを、例えば、第２動作モード（図４中のＡ５領域）から第１動作モード（図４中のＡ３領域）へ変更するとき、第１制御信号のデューティ比を位相差Ｔｄに比例させ、かつ、第２制御信号のデューティ比を数％（０％〜５％の範囲内）とする。また、制御回路３は、動作モードを、例えば、第２動作モード（図４中のＡ５領域）から通常の動作モード（図４中のＡ１領域の右側領域）へ変更するとき、第１制御信号のデューティ比を位相差Ｔｄに比例させ、かつ、第２制御信号のデューティ比を５０％とする。また、第１制御信号の位相を第２制御信号の位相よりも遅らせる場合、第２制御信号のデューティ比は、位相差Ｔｄに比例することが好ましい。以下、具体的に説明する。制御回路３は、動作モードを、例えば、第２動作モード（図４中のＡ４領域）から第１動作モード（図４中のＡ２領域）へ変更するとき、第２制御信号のデューティ比を位相差Ｔｄに比例させ、かつ、第１制御信号のデューティ比を数％（０％〜５％の範囲内）とする。また、制御回路３は、動作モードを、例えば、第２動作モード（図４中のＡ４領域）から通常の動作モード（図４中のＡ１領域の左側領域）へ変更するとき、第２制御信号のデューティ比を位相差Ｔｄに比例させ、かつ、第１制御信号のデューティ比を５０％とする。
【００８９】
これにより、制御回路３は、第２動作モードから第１動作モードに切り替わるときに、第１制御信号および第２制御信号の波形を一致させることが可能になる。また、制御回路３は、第２動作モードから通常の動作モードに切り替わるときに、第１制御信号および第２制御信号の波形を一致させることが可能になる。その結果、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、制御回路３による動作モードの切替時に、出力波形が急変するのを回避することが可能となり、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の動作を安定させることが可能になる。
【００９０】
制御回路３の記憶部３ａには、第１設定電圧比Ｒａ１（図４参照）と、第２設定電圧比Ｒａ２（図４参照）とが、記憶されている。第１設定電圧比Ｒａ１および第２設定電圧比Ｒａ２の各々は、上記電圧比と比較するための電圧比である。第２設定電圧比Ｒａ２は、第１設定電圧比Ｒａ１よりも大きい。
【００９１】
制御回路３は、後述の第１条件のとき、第１動作モードにより第１スイッチング回路１および第２スイッチング回路２を制御する。第１条件は、上記電圧比が第１設定電圧比Ｒａ１よりも小さく、かつ、第２直流電圧Ｖｄ２から第１直流電圧Ｖｄ１に変換するとき（充電時）である（図４中のＡ２領域）。
【００９２】
また、制御回路３は、後述の第２条件のとき、第１動作モードにより第１スイッチング回路１および第２スイッチング回路２を制御する。第２条件は、上記電圧比が第２設定電圧比Ｒａ２よりも大きく、かつ、第１直流電圧Ｖｄ１から第２直流電圧Ｖｄ２に変換するとき（放電時）である（図４中のＡ３領域）。
【００９３】
制御回路３は、後述の第３条件のとき、第２動作モードにより第１スイッチング回路１および第２スイッチング回路２を制御する。第３条件は、上記電圧比が第１設定電圧比Ｒａ１よりも小さく、かつ、第１直流電圧Ｖｄ１から第２直流電圧Ｖｄ２に変換するとき（放電時）で、かつ、上述の設定電流の絶対値が所定値以下のときである（図４中のＡ４領域）。
【００９４】
また、制御回路３は、後述の第４条件のとき、第２動作モードにより第１スイッチング回路１および第２スイッチング回路２を制御する。第４条件は、上記電圧比が第２設定電圧比Ｒａ２よりも大きく、かつ、第２直流電圧Ｖｄ２から第１直流電圧Ｖｄ１に変換するとき（充電時）で、かつ、設定電流の絶対値が上記所定値以下のときである（図４中のＡ５領域）。
【００９５】
よって、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、制御回路３が、通常の動作モードに限らず、第１動作モードと第２動作モードとの一方の特定動作モードにより第１スイッチング回路１および第２スイッチング回路２を制御するように構成されている。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、第１直流電圧Ｖｄ１の電圧値と第２直流電圧Ｖｄ２の電圧値とが許容範囲外まで変動する場合であっても、動作を安定させることが可能になる。
【００９６】
なお、制御回路３は、第２動作モードにより第１スイッチング回路１および第２スイッチング回路２を制御するときに、設定電流の絶対値が所定値以下のときを条件としているが、この条件に限らない。
【００９７】
制御回路３は、第２動作モードにより第１スイッチング回路１および第２スイッチング回路２を制御するときに、第１直流電圧Ｖｄ１と第２直流電圧Ｖｄ２との一方および設定電流の積で得られる電力の絶対値が上記所定値以下のときを条件としてもよい。また、制御回路３は、第２動作モードにより第１スイッチング回路１および第２スイッチング回路２を制御するときに、第１制御信号と第２制御信号との間の位相差Ｔｄの絶対値が上記所定値以下のときを条件としてもよい。
【００９８】
また、制御回路３は、動作モードとして、第１動作モードと第２動作モードとの両方を有しているが、これに限らず、第１動作モードと第２動作モードとの一方を有していてもよい。
【００９９】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、一対の接続端１ａ，１ｂ間に蓄電池１１が電気的に接続され、一対の接続端２ｃ，２ｄ間に直流電圧源１２が電気的に接続されているが、これに限らない。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、一対の接続端１ａ，１ｂ間に直流電圧源１２が電気的に接続され、一対の接続端２ｃ，２ｄ間に蓄電池１１が電気的に接続されていてもよい。
【０１００】
以上述べた実施形態から明らかなように、本発明に係る第１の態様のＤＣ−ＤＣコンバータ（１０）は、第１直流電圧（Ｖｄ１）と第２直流電圧（Ｖｄ２）とを双方向に電圧変換を行うＤＣ−ＤＣコンバータである。ＤＣ−ＤＣコンバータ（１０）は、第１スイッチング素子（Ｑ１）を具備する第１スイッチング回路（１）と、インダクタ（Ｌ１）と、コンデンサ（Ｃ１）と、トランス（Ｔ１）とを備えている。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ（１０）は、第２スイッチング素子（Ｑ５）を具備する第２スイッチング回路（２）と、第１スイッチング回路（１）および第２スイッチング回路（２）を制御する制御回路（３）とを備えている。第１スイッチング回路（１）は、第１直流電圧（Ｖｄ１）と第１交流電圧（Ｖａ１）とを双方向に電圧変換を行うように構成されている。第２スイッチング回路（２）は、第２交流電圧（Ｖａ２）と第２直流電圧（Ｖｄ２）とを双方向に電圧変換を行うように構成されている。トランス（Ｔ１）は、第１巻線（Ｎ１１）と第２巻線（Ｎ１２）とを備えている。第１巻線（Ｎ１１）と第２巻線（Ｎ１２）とは、磁気的に結合されている。第１スイッチング回路（１）における第１交流電圧（Ｖａ１）側の一対の接続端（１ｃ，１ｄ）間には、第１巻線（Ｎ１１）が電気的に接続されている。第２スイッチング回路（２）における第２交流電圧（Ｖａ２）側の一対の接続端（２ａ，２ｂ）間には、第２巻線（Ｎ１２）が電気的に接続されている。インダクタ（Ｌ１）とコンデンサ（Ｃ１）との直列回路は、第１スイッチング回路（１）における一対の接続端（１ｃ，１ｄ）間において、第１巻線（Ｎ１１）と電気的に直列接続されている。
【０１０１】
第１の態様によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ（１０）では、従来例１のＤＣ−ＤＣコンバータにおける昇圧回路もしくは従来例２のＤＣ−ＤＣコンバータにおけるチョッパ回路を用いることなく、簡単な構成で双方向に電圧変換を行うことが可能となる。その結果、ＤＣ−ＤＣコンバータ（１０）では、従来例１のＤＣ−ＤＣコンバータおよび従来例２のＤＣ−ＤＣコンバータに比べて、変換効率を向上させることも可能となる。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ（１０）では、従来例２のＤＣ−ＤＣコンバータにおけるチョッパ回路が不要となるので、従来例２のＤＣ−ＤＣコンバータに比べて、双方向の電圧変換において変換効率を向上させることが可能となる。すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ（１０）では、双方向に電圧変換を行うことが可能で、かつ、双方向の電圧変換において変換効率を向上させることが可能となる。
【０１０２】
本発明に係る第２の態様のＤＣ−ＤＣコンバータ（１０）では、第１の態様において、第１巻線（Ｎ１１）の巻線数を第２巻線（Ｎ１２）の巻線数で除算した値で表されるトランス（Ｔ１）の巻数比は、第１直流電圧（Ｖｄ１）の最大値を第２直流電圧（Ｖｄ２）の最小値で除算した値よりも小さく、かつ、第１直流電圧（Ｖｄ１）の最小値を第２直流電圧（Ｖｄ２）の最大値で除算した値よりも大きいことが好ましい。
【０１０３】
第２の態様によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ（１０）では、第１直流電圧（Ｖｄ１）の電圧値と第２直流電圧（Ｖｄ２）の電圧値とが一定の範囲内でそれぞれ変動する場合であっても、第１変換効率と、第２変換効率との差を抑制することが可能となる。
【０１０４】
本発明に係る第３の態様のＤＣ−ＤＣコンバータ（１０）では、第１の態様において、第１直流電圧（Ｖｄ１）と第２直流電圧（Ｖｄ２）との一方は、蓄電池（１１）の端子間電圧であることが好ましい。第１直流電圧（Ｖｄ１）と第２直流電圧（Ｖｄ２）との他方は、直流電圧源（１２）の端子間電圧であることが好ましい。トランス（Ｔ１）の巻数比は、直流電圧源（１２）の端子間電圧を、蓄電池（１１）における充電時の端子間電圧と蓄電池（１１）における放電時の端子間電圧との平均値で除算した値を基準値とする所定範囲内の値であることが好ましい。
【０１０５】
第３の態様によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ（１０）では、第１変換効率と、第２変換効率との差を抑制することが可能となる。
【０１０６】
本発明に係る第４の態様のＤＣ−ＤＣコンバータ（１０）では、第１の態様ないし第３の態様のいずれか１つの態様において、制御回路（３）は、第１スイッチング素子（Ｑ１）を制御する第１制御信号により第１スイッチング回路（１）を制御するように構成されていることが好ましい。また、制御回路（３）は、第２スイッチング素子（Ｑ５）を制御する第２制御信号により第２スイッチング回路２を制御するように構成されていることが好ましい。第１制御信号および第２制御信号の各々は、ＰＷＭ信号であることが好ましい。第１制御信号と第２制御信号とは、同じ周波数、かつ、同じデューティ比であることが好ましい。制御回路（３）は、第１制御信号と第２制御信号との間の位相差（Ｔｄ）を可変とするように、第１制御信号の位相と第２制御信号の位相とを調節するように構成されていることが好ましい。
【０１０７】
第４の態様によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ（１０）では、第１直流電圧（Ｖｄ１）と第２直流電圧（Ｖｄ２）とを双方向に電圧変換を行うことが可能となる。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ（１０）では、従来例１のＤＣ−ＤＣコンバータにおける昇圧回路もしくは従来例２のＤＣ−ＤＣコンバータにおけるチョッパ回路を用いることなく、簡単な構成で双方向に電圧変換を行うことが可能となる。その結果、ＤＣ−ＤＣコンバータ（１０）では、従来例１のＤＣ−ＤＣコンバータおよび従来例２のＤＣ−ＤＣコンバータに比べて、変換効率を向上させることが可能となる。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ（１０）では、従来例２のＤＣ−ＤＣコンバータにおけるチョッパ回路が不要となるので、従来例２のＤＣ−ＤＣコンバータに比べて、双方向の電圧変換において変換効率を向上させることが可能となる。すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ（１０）では、双方向に電圧変換を行うことが可能で、かつ、双方向の電圧変換において変換効率を向上させることが可能となる。
【０１０８】
本発明に係る第５の態様のＤＣ−ＤＣコンバータ（１０）では、第４の態様において、制御回路（３）は、第１制御信号と第２制御信号との一方の位相を、第１制御信号と第２制御信号との他方の位相よりも遅らせるように構成されていることが好ましい。
【０１０９】
第５の態様によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ（１０）では、第１直流電圧（Ｖｄ１）と第２直流電圧（Ｖｄ２）とを双方向に電圧変換を行うことが可能となる。
【０１１０】
本発明に係る第６の態様のＤＣ−ＤＣコンバータ（１０）では、第５の態様において、第１制御信号および第２制御信号それぞれの周波数は、直列回路（４）の共振周波数以上であることが好ましい。
【０１１１】
第６の態様によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ（１０）では、第１スイッチング素子（Ｑ１）および第２スイッチング素子（Ｑ５）の各々が、ハードスイッチング動作するのを抑制することが可能となる。よって、ＤＣ−ＤＣコンバータ（１０）では、スイッチング損失を抑制することが可能となる。その結果、ＤＣ−ＤＣコンバータ（１０）では、従来例１のＤＣ−ＤＣコンバータおよび従来例２のＤＣ−ＤＣコンバータに比べて、変換効率を、より向上させることが可能となる。
【０１１２】
本発明に係る第７の態様のＤＣ−ＤＣコンバータ（１０）では、第５の態様または第６の態様において、制御回路（３）は、第１制御信号と第２制御信号との間の位相差（Ｔｄ）が増加するとき、第１制御信号および第２制御信号それぞれの周波数を増加させることが好ましい。
【０１１３】
第７の態様によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ（１０）では、スイッチング損失を抑制することが可能となる。その結果、ＤＣ−ＤＣコンバータ（１０）では、従来例１のＤＣ−ＤＣコンバータおよび従来例２のＤＣ−ＤＣコンバータに比べて、変換効率を、より向上させることが可能となる。
【０１１４】
本発明に係る第８の態様のＤＣ−ＤＣコンバータ（１０）では、第５の態様ないし第７の態様のいずれか１つの態様において、ＤＣ−ＤＣコンバータ（１０）は、直列回路（４）に流れる共振電流（Ｉｒ）の位相を検出する検出回路（５）を、更に備えていることが好ましい。制御回路（３）は、検出回路（５）により検出された共振電流（Ｉｒ）の位相に応じて、第１スイッチング回路（１）における一対の接続端（１ｃ，１ｄ）間もしくは第２スイッチング回路（２）における一対の接続端（２ａ，２ｂ）間の電圧の位相と、共振電流（Ｉｒ）の位相との位相差が小さくなるように、第１スイッチング回路（１）および第２スイッチング回路（２）のスイッチング周波数を制御するように構成されていることが好ましい。
【０１１５】
第８の態様によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ（１０）では、従来例１のＤＣ−ＤＣコンバータおよび従来例２のＤＣ−ＤＣコンバータに比べて、変換効率を、より向上させることが可能となる。
【０１１６】
本発明に係る第９の態様のＤＣ−ＤＣコンバータ（１０）では、第８の態様において、検出回路（５）は、第１スイッチング回路（１）もしくは第２スイッチング回路（２）に流れる検出電流を検出するように構成されていることが好ましい。制御回路（３）は、検出回路（５）により検出された検出電流と、予め設定された設定電流との差が小さくなるように、第１制御信号と第２制御信号との間の位相差を制御するように構成されていることが好ましい。
【０１１７】
第９の態様によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ（１０）では、従来例１のＤＣ−ＤＣコンバータおよび従来例２のＤＣ−ＤＣコンバータに比べて、変換効率を、より一層向上させることが可能となる。
【０１１８】
本発明に係る第１０の態様のＤＣ−ＤＣコンバータ（１０）では、第９の態様において、検出回路（５）は、第１直流電圧（Ｖｄ１）および第２直流電圧（Ｖｄ２）を検出するように構成されていることが好ましい。制御回路（３）は、検出回路（５）により検出された第１直流電圧（Ｖｄ１）および第２直流電圧（Ｖｄ２）に基づいて、第１直流電圧（Ｖｄ１）と第２直流電圧（Ｖｄ２）との電圧比を算出するように構成されていることが好ましい。制御回路（３）は、特定の制御を行う特定動作モードを有していることが好ましい。特定動作モードでは、制御回路（３）が、第２制御信号の位相を第１制御信号の位相よりも遅らせ、かつ、第１制御信号がオン状態のときに第２制御信号がオフ状態となるように、第１スイッチング回路（１）および第２スイッチング回路（２）を制御する。制御回路（３）に設けられた記憶部には、第１設定電圧比と、第１設定電圧比よりも大きい第２設定電圧比とが、記憶されていることが好ましい。制御回路（３）は、上記電圧比が第１設定電圧比よりも小さくかつ第２直流電圧（Ｖｄ２）から第１直流電圧（Ｖｄ１）に変換するときと、上記電圧比が第２設定電圧比よりも大きくかつ第１直流電圧（Ｖｄ１）から第２直流電圧（Ｖｄ２）に変換するときとのそれぞれにおいて、特定動作モードにより第１スイッチング回路（１）および第２スイッチング回路（２）を制御することが好ましい。
【０１１９】
第１０の態様によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ（１０）では、第１直流電圧Ｖｄ１の電圧値と第２直流電圧Ｖｄ２の電圧値とが一定の範囲内で変動しない場合であっても、動作を安定させることが可能になる。すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、第１直流電圧Ｖｄ１と第２直流電圧Ｖｄ２とが変動する許容範囲に制約がなくなり、第１直流電圧Ｖｄ１と第２直流電圧Ｖｄ２とが変動する許容範囲を拡張することが可能になる。
【０１２０】
本発明に係る第１１の態様のＤＣ−ＤＣコンバータ（１０）では、第１０の態様において、制御回路（３）は、特定動作モードである第１動作モードとは異なる、第２動作モードを有していることが好ましい。第２動作モードでは、制御回路（３）が、第２制御信号の位相を第１制御信号の位相よりも遅らせ、かつ、第１制御信号のデューティ比が第２制御信号のデューティ比よりも小さくなるように、第１スイッチング回路（１）および第２スイッチング回路（２）を制御する。制御回路（３）は、上記電圧比が第１設定電圧比よりも小さくかつ第１直流電圧（Ｖｄ１）から第２直流電圧（Ｖｄ２）に変換する場合と、上記電圧比が第２設定電圧比よりも大きくかつ第２直流電圧（Ｖｄ２）から第１直流電圧（Ｖｄ１）に変換する場合とのそれぞれで、かつ、上記設定電流、第１直流電圧（Ｖｄ１）と第２直流電圧（Ｖｄ２）との一方および上記設定電流の積で得られる電力、第１制御信号と第２制御信号との間の位相差（Ｔｄ）のいずれかの絶対値が所定値以下のとき、第２動作モードにより第１スイッチング回路（１）および第２スイッチング回路（２）を制御することが好ましい。
【０１２１】
第１１の態様によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ（１０）では、第１直流電圧Ｖｄ１の電圧値と第２直流電圧Ｖｄ２の電圧値とが一定の範囲内で変動しない場合であっても、動作をより安定させることが可能になる。よって、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、第１直流電圧Ｖｄ１と第２直流電圧Ｖｄ２とが変動する許容範囲を、より拡張することが可能になる。
【０１２２】
本発明に係る第１２の態様のＤＣ−ＤＣコンバータ（１０）では、第１１の態様において、第１制御信号のデューティ比は、第１制御信号と第２制御信号との間の位相差（Ｔｄ）に比例することが好ましい。
【０１２３】
第１２の態様によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ（１０）では、制御回路（３）は、第２動作モードから第１動作モードに切り替わるときに、第１制御信号および第２制御信号の波形を一致させることが可能になる。また、制御回路（３）は、第２動作モードから通常の動作モードに切り替わるときに、第１制御信号および第２制御信号の波形を一致させることが可能になる。その結果、ＤＣ−ＤＣコンバータ（１０）では、制御回路（３）による動作モードの切替時に、出力波形が急変するのを回避することが可能となり、ＤＣ−ＤＣコンバータ（１０）の動作を安定させることが可能になる。
【０１２４】
本発明に係る第１３の態様のＤＣ−ＤＣコンバータ（１０）では、第９の態様において、検出回路（５）は、第１直流電圧（Ｖｄ１）および第２直流電圧（Ｖｄ２）を検出するように構成されていることが好ましい。制御回路（３）は、検出回路（５）により検出された第１直流電圧（Ｖｄ１）および第２直流電圧（Ｖｄ２）に基づいて、第１直流電圧（Ｖｄ１）と第２直流電圧（Ｖｄ２）との電圧比を算出するように構成されていることが好ましい。制御回路（３）は、特定の制御を行う特定動作モードを有していることが好ましい。特定動作モードでは、制御回路（３）が、第１制御信号の位相を第２制御信号の位相よりも遅らせ、かつ、第２制御信号がオン状態のときに第１制御信号がオフ状態となるように、第１スイッチング回路（１）および第２スイッチング回路（２）を制御する。制御回路（３）に設けられた記憶部には、第１設定電圧比と、第１設定電圧比よりも大きい第２設定電圧比とが、記憶されていることが好ましい。制御回路（３）は、上記電圧比が第１設定電圧比よりも小さくかつ第２直流電圧（Ｖｄ２）から第１直流電圧（Ｖｄ１）に変換するときと、上記電圧比が第２設定電圧比よりも大きくかつ第１直流電圧（Ｖｄ１）から第２直流電圧（Ｖｄ２）に変換するときとのそれぞれにおいて、特定動作モードにより第１スイッチング回路（１）および第２スイッチング回路（２）を制御することが好ましい。
【０１２５】
第１３の態様によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ（１０）では、第１直流電圧Ｖｄ１の電圧値と第２直流電圧Ｖｄ２の電圧値とが一定の範囲内で変動しない場合であっても、動作を安定させることが可能になる。すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、第１直流電圧Ｖｄ１と第２直流電圧Ｖｄ２とが変動する許容範囲に制約がなくなり、第１直流電圧Ｖｄ１と第２直流電圧Ｖｄ２とが変動する許容範囲を拡張することが可能になる。
【０１２６】
本発明に係る第１４の態様のＤＣ−ＤＣコンバータ（１０）では、第１３の態様において、制御回路（３）は、特定動作モードである第１動作モードとは異なる、第２動作モードを有していることが好ましい。第２動作モードでは、制御回路（３）が、第１制御信号の位相を第２制御信号の位相よりも遅らせ、かつ、第２制御信号のデューティ比が第１制御信号のデューティ比よりも小さくなるように、第１スイッチング回路（１）および第２スイッチング回路（２）を制御する。制御回路（３）は、上記電圧比が第１設定電圧比よりも小さくかつ第１直流電圧（Ｖｄ１）から第２直流電圧（Ｖｄ２）に変換する場合と、上記電圧比が第２設定電圧比よりも大きくかつ第２直流電圧（Ｖｄ２）から第１直流電圧（Ｖｄ１）に変換する場合とのそれぞれで、かつ、上記設定電流、第１直流電圧（Ｖｄ１）と第２直流電圧（Ｖｄ２）との一方および上記設定電流の積で得られる電力、第１制御信号と第２制御信号との間の位相差（Ｔｄ）のいずれかの絶対値が所定値以下のとき、第２動作モードにより第１スイッチング回路（１）および第２スイッチング回路（２）を制御することが好ましい。
【０１２７】
第１４の態様によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ（１０）では、第１直流電圧Ｖｄ１の電圧値と第２直流電圧Ｖｄ２の電圧値とが一定の範囲内で変動しない場合であっても、動作をより安定させることが可能になる。よって、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、第１直流電圧Ｖｄ１と第２直流電圧Ｖｄ２とが変動する許容範囲を、より拡張することが可能になる。
【０１２８】
本発明に係る第１５の態様のＤＣ−ＤＣコンバータ（１０）では、第１４の態様において、第２制御信号のデューティ比は、第１制御信号と第２制御信号との間の位相差（Ｔｄ）に比例することが好ましい。
【０１２９】
第１５の態様によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ（１０）では、制御回路（３）は、第２動作モードから第１動作モードに切り替わるときに、第１制御信号および第２制御信号の波形を一致させることが可能になる。また、制御回路（３）は、第２動作モードから通常の動作モードに切り替わるときに、第１制御信号および第２制御信号の波形を一致させることが可能になる。その結果、ＤＣ−ＤＣコンバータ（１０）では、制御回路（３）による動作モードの切替時に、出力波形が急変するのを回避することが可能となり、ＤＣ−ＤＣコンバータ（１０）の動作を安定させることが可能になる。
【０１３０】
本発明を幾つかの好ましい実施形態によって記述したが、この発明の本来の精神および範囲、即ち請求の範囲を逸脱することなく、当業者によって様々な修正および変形が可能である。
【図１】
2016017170.tif 000003
【図２】
2016017170.tif 000004
【図３】
2016017170.tif 000005
【図４】
2016017170.tif 000006
【図５】
2016017170.tif 000007
【図６】
2016017170.tif 000008
【図７】
2016017170.tif 000009
【図８】
2016017170.tif 000010
【手続補正書】
【提出日】平成27年12月22日(2015.12.22)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１直流電圧と第２直流電圧とを双方向に電圧変換を行うＤＣ−ＤＣコンバータであって、
第１スイッチング素子を具備する第１スイッチング回路と、インダクタと、コンデンサと、トランスと、第２スイッチング素子を具備する第２スイッチング回路と、前記第１スイッチング回路および前記第２スイッチング回路を制御する制御回路とを備え、
前記第１スイッチング回路は、前記第１直流電圧と第１交流電圧とを双方向に電圧変換を行うように構成され、
前記第２スイッチング回路は、第２交流電圧と前記第２直流電圧とを双方向に電圧変換を行うように構成され、
前記トランスは、第１巻線と第２巻線とを備え、前記第１巻線と前記第２巻線とは、磁気的に結合され、
前記第１スイッチング回路における前記第１交流電圧側の一対の接続端間には、前記第１巻線が電気的に接続され、
前記第２スイッチング回路における前記第２交流電圧側の一対の接続端間には、前記第２巻線が電気的に接続され、
前記インダクタと前記コンデンサとの直列回路は、前記第１スイッチング回路における前記一対の接続端間において、前記第１巻線と電気的に直列接続され、
前記第１巻線の巻線数を前記第２巻線の巻線数で除算した値で表される前記トランスの巻数比は、前記第１直流電圧の最大値を前記第２直流電圧の最小値で除算した値よりも小さく、かつ、前記第１直流電圧の最小値を前記第２直流電圧の最大値で除算した値よりも大きい
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
（削除）
【請求項３】
第１直流電圧と第２直流電圧とを双方向に電圧変換を行うＤＣ−ＤＣコンバータであって、
第１スイッチング素子を具備する第１スイッチング回路と、インダクタと、コンデンサと、トランスと、第２スイッチング素子を具備する第２スイッチング回路と、前記第１スイッチング回路および前記第２スイッチング回路を制御する制御回路とを備え、
前記第１スイッチング回路は、前記第１直流電圧と第１交流電圧とを双方向に電圧変換を行うように構成され、
前記第２スイッチング回路は、第２交流電圧と前記第２直流電圧とを双方向に電圧変換を行うように構成され、
前記トランスは、第１巻線と第２巻線とを備え、前記第１巻線と前記第２巻線とは、磁気的に結合され、
前記第１スイッチング回路における前記第１交流電圧側の一対の接続端間には、前記第１巻線が電気的に接続され、
前記第２スイッチング回路における前記第２交流電圧側の一対の接続端間には、前記第２巻線が電気的に接続され、
前記インダクタと前記コンデンサとの直列回路は、前記第１スイッチング回路における前記一対の接続端間において、前記第１巻線と電気的に直列接続され、
前記第１直流電圧と前記第２直流電圧との一方は、蓄電池の端子間電圧であり、
前記第１直流電圧と前記第２直流電圧との他方は、直流電圧源の端子間電圧であり、
前記第１巻線の巻線数を前記第２巻線の巻線数で除算した値で表される前記トランスの巻数比は、前記直流電圧源の端子間電圧を、前記蓄電池における充電時の端子間電圧と前記蓄電池における放電時の端子間電圧との平均値で除算した値を基準値とする所定範囲内の値である
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記制御回路は、前記第１スイッチング素子を制御する第１制御信号により前記第１スイッチング回路を制御し、かつ、前記第２スイッチング素子を制御する第２制御信号により前記第２スイッチング回路を制御するように構成され、
前記第１制御信号および前記第２制御信号の各々は、ＰＷＭ信号であり、前記第１制御信号と前記第２制御信号とは、同じ周波数、かつ、同じデューティ比であり、
前記制御回路は、前記第１制御信号と前記第２制御信号との間の位相差を可変とするように、前記第１制御信号の位相と前記第２制御信号の位相とを調節するように構成されている
ことを特徴とする請求項１または請求項３記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記制御回路は、前記第１制御信号と前記第２制御信号との一方の位相を、前記第１制御信号と前記第２制御信号との他方の位相よりも遅らせるように構成されている
ことを特徴とする請求項４記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項６】
前記第１制御信号および前記第２制御信号それぞれの周波数は、前記直列回路の共振周波数以上である
ことを特徴とする請求項５記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項７】
前記制御回路は、前記第１制御信号と前記第２制御信号との間の位相差が増加するとき、前記第１制御信号および前記第２制御信号それぞれの周波数を増加させる
ことを特徴とする請求項５または請求項６記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項８】
前記直列回路に流れる共振電流の位相を検出する検出回路を、更に備え、
前記制御回路は、前記検出回路により検出された前記共振電流の位相に応じて、前記第１スイッチング回路もしくは前記第２スイッチング回路における前記一対の接続端間の電圧の位相と、前記共振電流の位相との位相差が小さくなるように、前記第１スイッチング回路および前記第２スイッチング回路のスイッチング周波数を制御するように構成されている
ことを特徴とする請求項５ないし請求項７のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項９】
前記検出回路は、前記第１スイッチング回路もしくは前記第２スイッチング回路に流れる検出電流を検出するように構成され、
前記制御回路は、前記検出回路により検出された前記検出電流と、予め設定された設定電流との差が小さくなるように、前記第１制御信号と前記第２制御信号との間の位相差を制御するように構成されている
ことを特徴とする請求項８記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１０】
前記検出回路は、前記第１直流電圧および前記第２直流電圧を検出するように構成され、
前記制御回路は、前記検出回路により検出された前記第１直流電圧および前記第２直流電圧に基づいて、前記第１直流電圧と前記第２直流電圧との電圧比を算出するように構成され、
前記制御回路は、特定の制御を行う特定動作モードを有し、
前記特定動作モードでは、前記制御回路が、前記第２制御信号の位相を前記第１制御信号の位相よりも遅らせ、かつ、前記第１制御信号がオン状態のときに前記第２制御信号がオフ状態となるように、前記第１スイッチング回路および前記第２スイッチング回路を制御し、
前記制御回路に設けられた記憶部には、第１設定電圧比と、前記第１設定電圧比よりも大きい第２設定電圧比とが、記憶され、
前記制御回路は、前記電圧比が前記第１設定電圧比よりも小さくかつ前記第２直流電圧から前記第１直流電圧に変換するときと、前記電圧比が前記第２設定電圧比よりも大きくかつ前記第１直流電圧から前記第２直流電圧に変換するときとのそれぞれにおいて、前記特定動作モードにより前記第１スイッチング回路および前記第２スイッチング回路を制御する
ことを特徴とする請求項９記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１１】
前記制御回路は、前記特定動作モードである第１動作モードとは異なる、第２動作モードを有し、
前記第２動作モードでは、前記制御回路が、前記第２制御信号の位相を前記第１制御信号の位相よりも遅らせ、かつ、前記第１制御信号のデューティ比が前記第２制御信号のデューティ比よりも小さくなるように、前記第１スイッチング回路および前記第２スイッチング回路を制御し、
前記制御回路は、前記電圧比が前記第１設定電圧比よりも小さくかつ前記第１直流電圧から前記第２直流電圧に変換する場合と、前記電圧比が前記第２設定電圧比よりも大きくかつ前記第２直流電圧から前記第１直流電圧に変換する場合とのそれぞれで、かつ、前記設定電流、前記第１直流電圧と前記第２直流電圧との一方および前記設定電流の積で得られる電力、前記第１制御信号と前記第２制御信号との間の位相差のいずれかの絶対値が所定値以下のとき、前記第２動作モードにより前記第１スイッチング回路および前記第２スイッチング回路を制御する
ことを特徴とする請求項１０記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１２】
前記第１制御信号のデューティ比は、前記第１制御信号と前記第２制御信号との間の位相差に比例する
ことを特徴とする請求項１１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１３】
前記検出回路は、前記第１直流電圧および前記第２直流電圧を検出するように構成され、
前記制御回路は、前記検出回路により検出された前記第１直流電圧および前記第２直流電圧に基づいて、前記第１直流電圧と前記第２直流電圧との電圧比を算出するように構成され、
前記制御回路は、特定の制御を行う特定動作モードを有し、
前記特定動作モードでは、前記制御回路が、前記第１制御信号の位相を前記第２制御信号の位相よりも遅らせ、かつ、前記第２制御信号がオン状態のときに前記第１制御信号がオフ状態となるように、前記第１スイッチング回路および前記第２スイッチング回路を制御し、
前記制御回路に設けられた記憶部には、第１設定電圧比と、前記第１設定電圧比よりも大きい第２設定電圧比とが、記憶され、
前記制御回路は、前記電圧比が前記第１設定電圧比よりも小さくかつ前記第２直流電圧から前記第１直流電圧に変換するときと、前記電圧比が前記第２設定電圧比よりも大きくかつ前記第１直流電圧から前記第２直流電圧に変換するときとのそれぞれにおいて、前記特定動作モードにより前記第１スイッチング回路および前記第２スイッチング回路を制御する
ことを特徴とする請求項９記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１４】
前記制御回路は、前記特定動作モードである第１動作モードとは異なる、第２動作モードを有し、
前記第２動作モードでは、前記制御回路が、前記第１制御信号の位相を前記第２制御信号の位相よりも遅らせ、かつ、前記第２制御信号のデューティ比が前記第１制御信号のデューティ比よりも小さくなるように、前記第１スイッチング回路および前記第２スイッチング回路を制御し、
前記制御回路は、前記電圧比が前記第１設定電圧比よりも小さくかつ前記第１直流電圧から前記第２直流電圧に変換する場合と、前記電圧比が前記第２設定電圧比よりも大きくかつ前記第２直流電圧から前記第１直流電圧に変換する場合とのそれぞれで、かつ、前記設定電流、前記第１直流電圧と前記第２直流電圧との一方および前記設定電流の積で得られる電力、前記第１制御信号と前記第２制御信号との間の位相差のいずれかの絶対値が所定値以下のとき、前記第２動作モードにより前記第１スイッチング回路および前記第２スイッチング回路を制御する
ことを特徴とする請求項１３記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１５】
前記第２制御信号のデューティ比は、前記第１制御信号と前記第２制御信号との間の位相差に比例する
ことを特徴とする請求項１４記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【国際調査報告】
2016017170.tif 000011
2016017170.tif 000012