(57)【要約】  送信機と受信機とを含み、送信機側の送信アンテナと受信機側の受信アンテナの間で見通し内直交伝送路を形成するＭＩＭＯ通信システムであって、前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間に、対向アンテナ間の直接対向波に用いられる搬送波の位相回転と、斜向アンテナ間の交差波に用いられる搬送波の位相回転とを、それぞれの位相回転の変化量が互いに異なるように変化させて最適アンテナ間隔を短縮する最適アンテナ間隔短縮部を設けた。
2014192845.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信機と受信機とを含み、決定論的通信路を含む伝搬環境下で送信機側の送信アンテナと受信機側の受信アンテナの間で見通し内直交伝送路を形成するＭＩＭＯ通信システムであって、前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間に、対向アンテナ間の直接対向波に用いられる搬送波の位相回転と、斜向アンテナ間の交差波に用いられる搬送波の位相回転とを、それぞれの位相回転の変化量が互いに異なるように変化させて最適アンテナ間隔を短縮する最適アンテナ間隔短縮部を設けたＭＩＭＯ通信システム。
【請求項２】
前記最適アンテナ間隔短縮部は異方性メタマテリアル誘電体から構成され、前記異方性メタマテリアル誘電体の誘電体素子が対向アンテナ方向に対して傾斜するように配置されることを特徴とする請求項１に記載のＭＩＭＯ通信システム。
【請求項３】
前記最適アンテナ間隔短縮部は現アンテナ間隔が最適アンテナ間隔になるように液晶により前記誘電体素子の前記傾斜の角度を変更する傾斜角度変更部を備えることを特徴とする請求項２に記載のＭＩＭＯ通信システム。
【請求項４】
前記最適アンテナ間隔短縮部は平行な金属板の集合から構成された金属板ガイドであり、金属板ガイドのガイド方向が対向アンテナの方向に対して傾斜するように配置されることを特徴とする請求項１に記載のＭＩＭＯ通信システム。
【請求項５】
前記最適アンテナ間隔短縮部は現アンテナ間隔が最適アンテナ間隔になるようにＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical System）により前記金属板ガイドの前記傾斜の角度を変更する傾斜角度変更部を備えることを特徴とする請求項４に記載のＭＩＭＯ通信システム。
【請求項６】
前記最適アンテナ間隔短縮部が送信アンテナ若しくは受信アンテナ又は送信アンテナと受信アンテナの両方の前面に設けられることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載のＭＩＭＯ通信システム。
【請求項７】
送信側若しくは受信側又は送信側と受信側の両方に、直交伝送路を形成する為の行列演算処理を表す行列である直交伝送路形成用行列に基づいて行列演算処理を実行する行列演算処理部を備え、該行列演算処理部にて直交伝送路を形成することを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載のＭＩＭＯ通信システム。
【請求項８】
通信路行列の固有値が重根になるべく前記通信路のアンテナ間距離による幾何学的パラメータを設定し、該固有値に基づいて得られる特異ベクトルあるはその線形和によって得られる特異ベクトルに基づいて構成されるユニタリー行列によって送信或いは受信側での行列演算を行うことにより直交伝送路を形成することを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載のＭＩＭＯ通信システム。
【請求項９】
前記行列演算処理部にて直交伝送路形成用行列を送信アンテナ又は受信アンテナの位置変動、或いは送受のアンテナの位置変動又は伝送路の変動により更新することを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載のＭＩＭＯ通信システム。
【請求項１０】
前記通信路行列の固有値が重根になるべく通信路の幾何学的パラメータを設定し、前記固有値に基づき得られる固有ベクトル或いはその線形和によって得られる固有ベクトルに基づいて構成されるユニタリー行列演算を送信側或いは受信側のどちらか一方のみにおいて行うことにより仮想的な直交伝送路を形成することを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載のＭＩＭＯ通信システム。
【請求項１１】
前記ＭＩＭＯ通信システムが複数のアンテナを用いた固定マイクロ波通信システムであって、送信側または受信側或いは送受信共にアンテナ毎に独立な局部発信器を用いて構成されることを特徴とする請求項１〜１０のいずれか１項に記載のＭＩＭＯ通信システム。
【請求項１２】
決定論的通信路を含む伝搬環境下で送信機側の送信アンテナと受信機側の受信アンテナの間で見通し内直交伝送路を形成するＭＩＭＯ通信システムにおける送信機であって、前記送信アンテナの前面に、対向アンテナ間の直接対向波に用いられる搬送波の位相回転と、斜向アンテナ間の交差波に用いられる搬送波の位相回転とを、それぞれの位相回転の変化量が互いに異なるように変化させて最適アンテナ間隔を短縮する最適アンテナ間隔短縮部を設けた送信機。
【請求項１３】
前記最適アンテナ間隔短縮部は異方性メタマテリアル誘電体から構成され、前記異方性メタマテリアル誘電体の誘電体素子が対向アンテナ方向に対して傾斜するように配置されることを特徴とする請求項１２に記載の送信機。
【請求項１４】
前記最適アンテナ間隔短縮部は現アンテナ間隔が最適アンテナ間隔になるように液晶により前記誘電体素子の前記傾斜の角度を変更する傾斜角度変更部を備えることを特徴とする請求項１３に記載の送信機。
【請求項１５】
前記最適アンテナ間隔短縮部は平行な金属板の集合から構成された金属板ガイドであり、金属板ガイドのガイド方向が対向アンテナの方向に対して傾斜するように配置されることを特徴とする請求項１２に記載の送信機。
【請求項１６】
前記最適アンテナ間隔短縮部は現アンテナ間隔が最適アンテナ間隔になるようにＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical System）により前記金属板ガイドの前記傾斜の角度を変更する傾斜角度変更部を備えることを特徴とする請求項１５に記載の送信機。
【請求項１７】
決定論的通信路を含む伝搬環境下で送信機側の送信アンテナと受信機側の受信アンテナの間で見通し内直交伝送路を形成するＭＩＭＯ通信システムにおける受信機であって、前記送信アンテナの前面に、対向アンテナ間の直接対向波に用いられる搬送波の位相回転と、斜向アンテナ間の交差波に用いられる搬送波の位相回転とを、それぞれの位相回転の変化量が互いに異なるように変化させて最適アンテナ間隔を短縮する最適アンテナ間隔短縮部を設けた受信機。
【請求項１８】
前記最適アンテナ間隔短縮部は異方性メタマテリアル誘電体から構成され、前記異方性メタマテリアル誘電体の誘電体素子が対向アンテナ方向に対して傾斜するように配置されることを特徴とする請求項１７に記載の受信機。
【請求項１９】
前記最適アンテナ間隔短縮部は現アンテナ間隔が最適アンテナ間隔になるように液晶により前記誘電体素子の前記傾斜の角度を変更する傾斜角度変更部を備えることを特徴とする請求項１８に記載の受信機。
【請求項２０】
前記最適アンテナ間隔短縮部は平行な金属板の集合から構成された金属板ガイドであり、金属板ガイドのガイド方向が対向アンテナの方向に対して傾斜するように配置されることを特徴とする請求項１７に記載の受信機。
【請求項２１】
前記最適アンテナ間隔短縮部は現アンテナ間隔が最適アンテナ間隔になるようにＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical System）により前記金属板ガイドの前記傾斜の角度を変更する傾斜角度変更部を備えることを特徴とする請求項２０に記載の受信機。
【請求項２２】
決定論的通信路を含む伝搬環境下で送信側のアンテナと受信側のアンテナの間で見通し内直交伝送路を形成するＭＩＭＯ通信システムにおける送信側又は受信側のアンテナであって、対向アンテナ間の直接対向波に用いられる搬送波の位相回転と、斜向アンテナ間の交差波に用いられる搬送波の位相回転とを、それぞれの位相回転の変化量が互いに異なるように変化させて最適アンテナ間隔を短縮する最適アンテナ間隔短縮部を前面に設けたアンテナ。
【請求項２３】
前記最適アンテナ間隔短縮部は異方性メタマテリアル誘電体から構成され、前記異方性メタマテリアル誘電体の誘電体素子が対向アンテナ方向に対して傾斜するように配置されることを特徴とする請求項２２に記載のアンテナ。
【請求項２４】
前記最適アンテナ間隔短縮部は現アンテナ間隔が最適アンテナ間隔になるように液晶により前記誘電体素子の前記傾斜の角度を変更する傾斜角度変更部を備えることを特徴とする請求項２３に記載のアンテナ。
【請求項２５】
前記最適アンテナ間隔短縮部は平行な金属板の集合から構成された金属板ガイドであり、金属板ガイドのガイド方向が対向アンテナの方向に対して傾斜するように配置されることを特徴とする請求項２２に記載のアンテナ。
【請求項２６】
前記最適アンテナ間隔短縮部は現アンテナ間隔が最適アンテナ間隔になるようにＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical System）により前記金属板ガイドの前記傾斜の角度を変更する傾斜角度変更部を備えることを特徴とする請求項２５に記載のアンテナ。
【請求項２７】
決定論的通信路を含む伝搬環境下で送信側の送信アンテナと受信側の受信アンテナの間で見通し内直交伝送路を形成するＭＩＭＯ通信システムにおけるＭＩＭＯ通信方法であって、前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間にて、対向アンテナ間の直接対向波に用いられる搬送波の位相回転と、斜向アンテナ間の交差波に用いられる搬送波の位相回転とを、それぞれの位相回転の変化量が互いに異なるように変化させて最適アンテナ間隔を短縮する最適アンテナ間隔短縮ステップを含むＭＩＭＯ通信方法。
【請求項２８】
前記最適アンテナ間隔短縮ステップは異方性メタマテリアル誘電体から構成されたマテリアルを、前記異方性メタマテリアル誘電体の誘電体素子が対向アンテナ方向に対して傾斜するように配置することを特徴とする請求項２７に記載のＭＩＭＯ通信方法。
【請求項２９】
前記最適アンテナ間隔短縮ステップは現アンテナ間隔が最適アンテナ間隔になるように液晶により前記誘電体素子の前記傾斜の角度を変更する傾斜角度変更ステップを含むことを特徴とする請求項２８に記載のＭＩＭＯ通信方法。
【請求項３０】
前記最適アンテナ間隔短縮ステップにおいて、送信アンテナ若しくは受信アンテナ又は送信アンテナと受信アンテナの両方の前面に前記マテリアルを設けることを特徴とする請求項２８又は２９に記載のＭＩＭＯ通信方法。
【請求項３１】
前記最適アンテナ間隔短縮ステップは平行な金属板の集合から構成された金属板ガイドを、金属板ガイドのガイド方向が対向アンテナの方向に対して傾斜するように配置することを特徴とする請求項２７に記載のＭＩＭＯ通信方法。
【請求項３２】
前記最適アンテナ間隔短縮ステップは現アンテナ間隔が最適アンテナ間隔になるようにＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical System）により前記金属板ガイドの前記傾斜の角度を変更する傾斜角度変更ステップを含むことを特徴とする請求項３１に記載のＭＩＭＯ通信方法。
【請求項３３】
前記最適アンテナ間隔短縮ステップにおいて、送信アンテナ若しくは受信アンテナ又は送信アンテナと受信アンテナの両方の前面に前記金属板ガイドを設けることを特徴とする請求項３１又は３２に記載のＭＩＭＯ通信方法。
【請求項３４】
送信側若しくは受信側又は送信側と受信側の両方にて、直交伝送路を形成する為の行列演算処理を表す行列である直交伝送路形成用行列に基づいて行列演算処理を実行する行列演算処理ステップを含み、該行列演算処理部にて直交伝送路を形成することを特徴とする請求項２７〜３３のいずれか１項に記載のＭＩＭＯ通信方法。
【請求項３５】
通信路行列の固有値が重根になるべく前記通信路のアンテナ間距離による幾何学的パラメータを設定し、該固有値に基づいて得られる特異ベクトルあるはその線形和によって得られる特異ベクトルに基づいて構成されるユニタリー行列によって送信或いは受信側での行列演算を行うことにより直交伝送路を形成することを特徴とする請求項２７〜３４のいずれか１項に記載のＭＩＭＯ通信方法。
【請求項３６】
前記行列演算処理ステップにて直交伝送路形成用行列を送信アンテナ又は受信アンテナの位置変動、或いは送受のアンテナの位置変動又は伝送路の変動により更新することを特徴とする請求項２７〜３５のいずれか１項に記載のＭＩＭＯ通信方法。
【請求項３７】
前記通信路行列の固有値が重根になるべく通信路の幾何学的パラメータを設定し、前記固有値に基づき得られる固有ベクトル或いはその線形和によって得られる固有ベクトルに基づいて構成されるユニタリー行列演算を送信側或いは受信側のどちらか一方のみにおいて行うことにより仮想的な直交伝送路を形成することを特徴とする請求項２７〜３６のいずれか１項に記載のＭＩＭＯ通信方法。
【請求項３８】
前記ＭＩＭＯ通信システムが複数のアンテナを用いた固定マイクロ波通信システムであって、送信側または受信側或いは送受信共にアンテナ毎に独立な局部発信器を用いて構成されることを特徴とする請求項２７〜３７のいずれか１項に記載のＭＩＭＯ通信方法。
【請求項３９】
決定論的通信路を含む伝搬環境下で送信機側の送信アンテナと受信機側の受信アンテナの間で見通し内直交伝送路を形成すると共に、前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間に、対向アンテナ間の直接対向波に用いられる搬送波の位相回転と、斜向アンテナ間の交差波に用いられる搬送波の位相回転とを、それぞれの位相回転の変化量が互いに異なるように変化させて最適アンテナ間隔を短縮する最適アンテナ間隔短縮部を設け、かつ、前記最適アンテナ間隔短縮部は異方性メタマテリアル誘電体から構成され、前記異方性メタマテリアル誘電体の誘電体素子が対向アンテナ方向に対する傾斜角度を変更自在に配置されるＭＩＭＯ通信システムの送信機又は受信機において、アンテナ間隔を最適化するプログラムであって、
コンピュータを、現アンテナ間隔が最適アンテナ間隔になるように前記傾斜角度を変更させる制御部として機能させるプログラム。
【請求項４０】
決定論的通信路を含む伝搬環境下で送信機側の送信アンテナと受信機側の受信アンテナの間で見通し内直交伝送路を形成すると共に、前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間に、対向アンテナ間の直接対向波に用いられる搬送波の位相回転と、斜向アンテナ間の交差波に用いられる搬送波の位相回転とを、それぞれの位相回転の変化量が互いに異なるように変化させて最適アンテナ間隔を短縮する最適アンテナ間隔短縮部を設け、かつ、前記最適アンテナ間隔短縮部は平行な金属板の集合から構成された金属板ガイドであり、金属板ガイドのガイド方向が対向アンテナの方向に対する傾斜角度を変更自在に配置されるＭＩＭＯ通信システムの送信機又は受信機において、アンテナ間隔を最適化するプログラムであって、
コンピュータを、現アンテナ間隔が最適アンテナ間隔になるように前記ガイド方向の前記傾斜角度を変更させる制御部として機能させるプログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は空間分割多重方式（以下、ＭＩＭＯと略す；Multiple-Input/Multiple-Output）に関するものであり、特に、見通し内通信システムにおける固定マイクロ波通信システムや、反射や散乱を伴う伝搬環境でも見通し内の伝搬が含まれる移動体通信システムや、室内における見通し内を含む伝搬環境で使われるＭＩＭＯ通信システムに関し、更に、そのアンテナに関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信では、これまでにＭＩＭＯを用いた技術が盛んに使われ始めており、ＭＩＭＯ自体もはや新しい技術では無くなりつつある。しかし、従来のＭＩＭＯを用いた技術の中心は移動体通信であって、固定通信への応用はあまり検討されて来なかった。移動体通信における電波伝搬路では送信アンテナから到来した電波が周囲の地形などに応じて反射や散乱を受け一群の素波の集まりとなって受信機に到着する。その為、品質の高い通信を実現する上で常に障害となっていたのが、これらの結果から生じるところのフェージング現象である。移動体通信におけるＭＩＭＯは、このフェージング現象を悪者扱いするのではなく、逆にこのフェージングを移動体通信における電波伝搬に内在する可能性を秘めた環境資源として見直した点で画期的で有った。【０００３】
この様なＭＩＭＯ技術を電波伝搬路が確定されている見通し内固定無線通信へ適用した場合にどうなるかといった疑問に対し、移動体に比べて数は少ないが、見通し内ＭＩＭＯの記載が非特許文献１に開示されている。【０００４】
上述の様な移動体通信では通信路を確率的なマトリクス（行列ともいう）として扱う。これに対して見通し内固定通信路では決定論的に扱う必要がある。【０００５】
同文献には、送信側及び受信側ともにアンテナ間隔を広げることによって、その通信路行列Ｈに対し、
【数１】
2014192845.tif 000003
ここでｎはアンテナの数である、なる記載があり、送受間で対向する様に直線配置された送信アンテナ番号ｉ，受信アンテナ番号ｋに対して、信号の位相回転を
【数２】
2014192845.tif 000004
の様に直線アンテナで構成することが出来るので、例えばｎ＝２の場合、通信路行列Ｈは、
【数３】
2014192845.tif 000005
となって［数１］の条件を満足するアンテナ構成が可能である。［数１］の条件を満足するとＭＩＭＯ構成による通信路容量がＨmaxによって最大となることが同文献に記載されている。【０００６】
即ち、反射や散乱による移動体環境でなく決定論的な見通し内通信環境であっても、ＭＩＭＯによる通信路容量の増大が可能なのである。【０００７】
この様な決定論的見通し内ＭＩＭＯを小型固定マイクロ波通信に適応した場合を考える。一般的に小型固定マイクロ波通信では数ＧＨｚ〜数十ＧＨｚの周波数帯を用いる。波長にして数ｍｍ〜数ｃｍである。従って、風や周囲温度等の微妙な気象条件に対する感度の高いアンテナ方向の動きで激しい位相変位を生ずることになる。このような条件では、上述の確定的な通信路行列を確保することが困難である【０００８】
尚、後述の理論解析では、この様な感度の高いアンテナ方向の変位が有っても、上述の大容量化の為の通信路容量は変わらないことを解析的に示している。【０００９】
ＭＩＭＯ技術では複数の独立な信号を同一帯域で同時に送受信する。その為、信号分離／検出が必要である。その為の手段の一つとして特異値分解（以下「ＳＶＤ」と略す）によって得られるユニタリー行列を使ったマトリクス演算による方法が有る（以下「ＳＶＤ方式」と略す）。このＳＶＤ方式において、受信端から送信端へ理想的にユニタリー行列構築の為のフィードバック情報を受け渡すことが出来たとすると、上述の感度の高いアンテナ方向の変位が有ったとしても、それを補償すべくユニタリー行列が作用する。その結果として、ＭＩＭＯによる大容量固定マイクロ波通信が実現出来ることになる。【００１０】
しかし、この様なフィードバック情報はシステムのオーバーヘッドを増やすばかりでなく、逆回線も用意しなければならない。【００１１】
尚、後述の通信路行列Ｈのモデリングは感度の高いアンテナ変位も含めて解析している。【００１２】
ところで、上述の伝搬路が確定されている見通し内固定通信路を特異値解析すると、固有値が重根となって特異点の生じるアンテナ間位置がある。特異値は一意に決まるが特異ベクトル（Singular Vectors）は一意ではない。特に、この状態は解析的に厄介で、これによって特異ベクトルの激しい遷移を生ずることもある。【００１３】
尚、この現象を逆に利用すると色々な構成が可能である。この特性を生かした各種の構成例については後の章で詳しく説明する。【００１４】
更に、決定論的な見通し内ＭＩＭＯの大きな問題として、上述の従来の方法では送信側或いは受信側におけるアンテナ間のキャリア同期を取る必要があった。即ち、送信側或いは受信側における複数のアンテナ間の位相は同相かまたは或る一定の位相差をもって構成する必要があった。【００１５】
一方、固定マイクロ波通信システムでは扱う周波数の関係からアンテナ間隔を広く取る必要がある。これに伴って局部発信器を含む各無線機は、アンテナ近くに設置される。即ち、アンテナ間のキャリア同期の問題が固定マイクロ波通信システム構築上の大きな制約となる。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００１６】
【非特許文献１】１９９９年２月、アイ・イー・イー・イー・トランザクション・オン・コミュニケーションズ、１７３〜１７６頁、On the capacity of formula for multiple input multiple output wireless channels: a geometric interpretation、pp.173-176
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
以上の様な固定マイクロ波通信システム構築上の大きな制約条件を満足するＭＩＭＯの仮想的な直交伝送路を仮に形成出来たとする。しかし、その為にはアンテナ間隔を広げる必要があり、実際にアンテナを設置する際に場所の確保等のＭＩＭＯ通信システム構築上の制約となっていた。【００１８】
更に、移動通信システムは、上述した様に反射や散乱を繰り返す所謂リッチスキャッタリング環境で用いられるが、近年の小セル化に伴って見通し内で到来する電波の割合が増加して来ている。この様な環境下にあって従来の見通し外（以下「ＮＬＯＳ」と略す）のＭＩＭＯを想定したやり方では特性が極端に劣化する。【００１９】
即ち、ＮＬＯＳ環境下の移動通信システムであっても、決定論的通信路を含む伝搬環境への対策が必要になってきており、その為にはアンテナ間隔を広げるといったＭＩＭＯシステム構築上の制約が大きく立ちはだかっている。【００２０】
更に、近年、室内におけるＨＤＴＶ（High Definition Television）動画の実時間での非圧縮伝送等の家電製品で、短距離高速デジタル無線伝送を行う様になってきており、高速化の為にＭＩＭＯを使う、所謂、短距離ＭＩＭＯ（Short range MIMO）が検討されつつある。しかし、室内の為に見通し内伝搬路になることが多く、通常のＭＩＭＯでは特性が極端に劣化するという問題があった。そこで、上述の決定論的通信路を含む伝搬環境のＭＩＭＯシステムを用いることになるが、室内であるから広いスペースを占領するアンテナ間隔が問題となることが予想される。【００２１】
更に、室内であるから家電製品の移動に伴い、アンテナ間隔等の見通し内ＭＩＭＯ伝送路構築上の幾何学的な位置を変更する必要性が生じる。専門知識の無い家電の使用者にとってアンテナ設置の変更は厄介であり、利便性に欠けるといった問題があった。【００２２】
（発明の目的）
本発明は以上の問題に鑑みなされたものであって、決定論的通信路を含む伝搬環境下で送信側の送信アンテナと受信側の受信アンテナの間で見通し内直交伝送路を形成するＭＩＭＯ通信システムにおいて、送信側、受信側、又はその両方にてアンテナ間隔を短縮することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
本発明のＭＩＭＯ送信システムは、送信機と受信機とを含み、決定論的通信路を含む伝搬環境下で送信機側の送信アンテナと受信機側の受信アンテナの間で見通し内直交伝送路を形成するＭＩＭＯ通信システムであって、前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間に、対向アンテナ間の直接対向波に用いられる搬送波の位相回転と、斜向アンテナ間の交差波に用いられる搬送波の位相回転とを、それぞれの位相回転の変化量が互いに異なるように変化させて最適アンテナ間隔を短縮する最適アンテナ間隔短縮部を設けて構成される。【００２４】
本発明の送信機は、決定論的通信路を含む伝搬環境下で送信機側の送信アンテナと受信機側の受信アンテナの間で見通し内直交伝送路を形成するＭＩＭＯ通信システムにおける送信機であって、前記送信アンテナの前面に、対向アンテナ間の直接対向波に用いられる搬送波の位相回転と、斜向アンテナ間の交差波に用いられる搬送波の位相回転とを、それぞれの位相回転の変化量が互いに異なるように変化させて最適アンテナ間隔を短縮する最適アンテナ間隔短縮部を設けて構成される。【００２５】
本発明の送信機は、決定論的通信路を含む伝搬環境下で送信機側の送信アンテナと受信機側の受信アンテナの間で見通し内直交伝送路を形成するＭＩＭＯ通信システムにおける受信機であって、前記送信アンテナの前面に、対向アンテナ間の直接対向波に用いられる搬送波の位相回転と、斜向アンテナ間の交差波に用いられる搬送波の位相回転とを、それぞれの位相回転の変化量が互いに異なるように変化させて最適アンテナ間隔を短縮する最適アンテナ間隔短縮部を設けて構成される。【００２６】
本発明のアンテナは、決定論的通信路を含む伝搬環境下で送信側のアンテナと受信側のアンテナの間で見通し内直交伝送路を形成するＭＩＭＯ通信システムにおける送信側又は受信側のアンテナであって、対向アンテナ間の直接対向波に用いられる搬送波の位相回転と、斜向アンテナ間の交差波に用いられる搬送波の位相回転とを、それぞれの位相回転の変化量が互いに異なるように変化させて最適アンテナ間隔を短縮する最適アンテナ間隔短縮部を前面に設けて構成される。【００２７】
本発明のＭＩＭＯ通信方法は、決定論的通信路を含む伝搬環境下で送信側の送信アンテナと受信側の受信アンテナの間で見通し内直交伝送路を形成するＭＩＭＯ通信システムにおけるＭＩＭＯ通信方法であって、前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間にて、対向アンテナ間の直接対向波に用いられる搬送波の位相回転と、斜向アンテナ間の交差波に用いられる搬送波の位相回転とを、それぞれの位相回転の変化量が互いに異なるように変化させて最適アンテナ間隔を短縮する最適アンテナ間隔短縮ステップを含むことを特徴とする。【００２８】
本発明のプログラムは、決定論的通信路を含む伝搬環境下で送信機側の送信アンテナと受信機側の受信アンテナの間で見通し内直交伝送路を形成すると共に、前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間に、対向アンテナ間の直接対向波に用いられる搬送波の位相回転と、斜向アンテナ間の交差波に用いられる搬送波の位相回転とを、それぞれの位相回転の変化量が互いに異なるように変化させて最適アンテナ間隔を短縮する最適アンテナ間隔短縮部を設け、かつ、前記最適アンテナ間隔短縮部は異方性メタマテリアル誘電体から構成され、前記異方性メタマテリアル誘電体の誘電体素子が対向アンテナ方向に対する傾斜角度を変更自在に配置されるＭＩＭＯ通信システムの送信機又は受信機において、アンテナ間隔を最適化するプログラムであって、コンピュータを、現アンテナ間隔が最適アンテナ間隔になるように前記傾斜角度を変更させる制御部として機能させることを特徴とする。【００２９】
本発明のプログラムは、決定論的通信路を含む伝搬環境下で送信機側の送信アンテナと受信機側の受信アンテナの間で見通し内直交伝送路を形成すると共に、前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間に、対向アンテナ間の直接対向波に用いられる搬送波の位相回転と、斜向アンテナ間の交差波に用いられる搬送波の位相回転とを、それぞれの位相回転の変化量が互いに異なるように変化させて最適アンテナ間隔を短縮する最適アンテナ間隔短縮部を設け、かつ、前記最適アンテナ間隔短縮部は平行な金属板の集合から構成された金属板ガイドであり、金属板ガイドのガイド方向が対向アンテナの方向に対する傾斜角度を変更自在に配置されるＭＩＭＯ通信システムの送信機又は受信機において、アンテナ間隔を最適化するプログラムであって、コンピュータを、現アンテナ間隔が最適アンテナ間隔になるように前記傾斜角度を変更させる制御部として機能させることを特徴とする。
【発明の効果】
【００３０】
本発明によると、決定論的通信路を含む伝搬環境下で送信側の送信アンテナと受信側の受信アンテナの間で見通し内直交伝送路を形成するＭＩＭＯ通信システムにおいて、送信側、受信側、又はその両方にてアンテナ間隔を短縮することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３１】
【図１】本発明の実施態様における見通し内ＭＩＭＯの構成例を示し、任意のアンテナ間距離で感度の高いアンテナ変位を考慮したＳＶＤ方式を使用している。
【図２】直交伝送路の固有値の計算結果を示す。
【図３】本発明の実施態様における見通し内ＭＩＭＯの構成例〔１〕を示し、送信側のみのユニタリー行列Ｖによる演算を用いている。
【図４】本発明の実施態様における見通し内ＭＩＭＯの構成例〔２〕を示し、送信側のみのマトリクス演算により、異なる値の仮想直交伝送路を形成した例を示している。
【図５】送信のみのマトリクス演算構成の応用例を示す。
【図６】本発明の実施態様における見通し内ＭＩＭＯの構成例〔３〕を示し、受信側のみのユニタリー行列による演算で、送信側に局部発信器を独立に設けた構成である。
【図７】本発明の実施態様における見通し内ＭＩＭＯの構成例〔４〕を示し、受信側のみのユニタリー行列による演算で、送信側及び受信側共に局部発信器を独立に設けた構成である。
【図８】本発明の実施態様における見通し内ＭＩＭＯの構成例〔５〕を示し、受信側のみのマトリクス演算で、異なる値の仮想直交伝送路を形成し、更に送信側及び受信側共に局部発信器を独立に設けた構成である。
【図９】本発明の実施態様における見通し内ＭＩＭＯの構成例〔６〕を示し、アンテナ数が送受共に３本、送受共に局部発信器を独立に設けた構成である。
【図１０】本発明の実施態様における見通し内ＭＩＭＯの構成例〔７〕を示し、アンテナ数が送受共に４本、送受共に局部発信器を独立に設けた構成である。
【図１１】各方式によるアンテナ間距離に対する各仮想直交伝送路のＳＮＲを、各方式で比較して示す図である。
【図１２】送受信で異なるアンテナ間距離を用いた場合の構成例を示す。
【図１３】図１２の伝送路のモデリングを示す。
【図１４】図１２の送受で異なるアンテナ間距離を用いた場合の通信容量を示す。
【図１５】送受信アンテナ形状がアンテナ配置方向に菱形状にずれた場合の構成例を示す。
【図１６】アンテナ配置方向に菱にずれた送受信アンテナ形状で、受信側のみのユニタリー行列による演算の構成例を示す。
【図１７】任意の幾何学形状によるアンテナ配置の場合を示す。
【図１８】ＬＯＳ−ＭＩＭＯの送信アンテナと受信アンテナの構成を示す。
【図１９】メタマテリアル誘電体の誘電率の測定の説明図である。
【図２０】メタマテリアル誘電体素子の説明図である。
【図２１】解析モデル（その１）を示す。
【図２２】解析モデル（その２）を示す。
【図２３】解析モデル（その３）を示す。
【図２４】解析モデル（その４）を示す。
【図２５】解析モデル（その５）を示す。
【図２６】異方性メタマテリアル誘電体素子の説明図である。
【図２７】アンテナ前面に装着したマテリアルを示す。
【図２８】メタマテリアルによるＬＯＳ−ＭＩＭＯアンテナ間隔短縮効果（その１）を示す。
【図２９】メタマテリアルによるＬＯＳ−ＭＩＭＯアンテナ間隔短縮効果（その２）を示す。
【図３０】金属板ガイドを用いたＬＯＳ−ＭＩＭＯアンテナ間隔の短縮の説明図である。
【図３１】室内におけるShort range MIMOの説明図である。
【図３２】移動通信システムへのＭＩＭＯアンテナ間隔短縮の適用例を示す。
【符号の説明】
【００３２】
１０１    ユニタリー行列Ｖによるマトリクス演算処理部
１０２    周波数変換部
１０３    ミキサ
１０４    局部発信器
１０５    ミキサ
１０６    固定アンテナ部
１０７    固定アンテナ部
１０８    周波数変換部
１０９    ミキサ
１１０    局部発信器
１１１    ミキサ
１１２    ユニタリー行列Ｕによるマトリクス演算処理部
２０１    ユニタリー行列Ｖによるマトリクス演算処理部
２０２    固定アンテナ部
２０３    固定アンテナ部
３０１    行列Ｖによるマトリクス演算処理部
３０２    固定アンテナ部
３０３    固定アンテナ部
４０１    パイロット信号生成部
４０２    周波数変換部
４０３    ミキサ
４０４    局部発信器
４０５    局部発信器
４０６    キャリア同期していないことによる位相雑音のモデリング
４０７    ミキサ
４０８    固定アンテナ部
４０９    固定アンテナ部
４１０    ユニタリー行列Ｕによるマトリクス演算処理部
５０１    パイロット信号生成部
５０２    周波数変換部
５０３    ミキサ
５０４    局部発信器
５０５    局部発信器
５０６    キャリア同期していないことによる位相雑音のモデリング
５０７    ミキサ
５０８    固定アンテナ部
５０９    固定アンテナ部
５１０    周波数変換部
５１１    ミキサ
５１２    局部発信器
５１３    局部発信器
５１４    キャリア同期していないことによる位相雑音のモデリング
５１５    ミキサ
５１６    パイロット信号検出部
５１７    ユニタリー行列Ｕによるマトリクス演算処理部
６０１    パイロット信号生成部
６０２    周波数変換部
６０３    ミキサ
６０４    局部発信器
６０５    局部発信器
６０６    キャリア同期していないことによる位相雑音のモデリング
６０７    ミキサ
６０８    固定アンテナ部
６０９    固定アンテナ部
６１０    周波数変換部
６１１    ミキサ
６１２    局部発信器
６１３    局部発信器
６１４    キャリア同期していないことによる位相雑音のモデリング
６１５    ミキサ
６１６    パイロット信号検出部
６１７    行列Ｕによるマトリクス演算処理部
２００１    送信局
２００２    受信局１
２００３    受信局２
２５０１，２５０２    送信アンテナ
２５０３，２５０４    マテリアル
２５０５，２５０６    受信アンテナ
２５０７，２５０８    マテリアル
２９０１，２９０２    アンテナ素子
２９０３，２９０４    マテリアル
２９０１，２９０２    アンテナ
２９０３，２９０４    マテリアル
【発明を実施するための形態】
【００３３】
次に、本発明の実施形態について式と図面を参照しながら説明する前に、先ず決定論的な見通し内通信路であっても通信路容量がＭＩＭＯの最大容量となる理論的な裏付けを解析的に示す。
【００３４】
ＭＩＭＯ構成による仮想直交伝送路の通信路容量は各パスの固有値によって表される。そこで、図１の様なアンテナ構成による固有値解析を行う。下記モデリングは感度の高いアンテナ方向の変位も考慮している。
【００３５】
説明の都合で２アンテナの場合で記すが、任意のアンテナ数でも同様に計算出来る。
相対的な位相シフトで決まるから送受間距離Ｒによる距離減衰、共通位相シフトは無視して考える。対角経路との経路差は、
【数４】
2014192845.tif 000006
であり、経路差による位相回転αは、
【数５】
2014192845.tif 000007
【００３６】
因みに、ＲＦ周波数３０ＧＨｚ、Ｒ＝５０００ｍ、ｄＴ＝ｄＲ＝５ｍとすると
【数６】
2014192845.tif 000008
【００３７】
従って、ｓ２送信アンテナ位置変動による位相シフトΦを考慮したチャネル行列Ｈは、
【数７】
2014192845.tif 000009
【００３８】
従って、
【数８】
2014192845.tif 000010
【００３９】
これより、仮想的な直交伝送路の通信路容量である固有値λ１及びλ２は以下の様に計算出来る。
【数９】
2014192845.tif 000011
数値計算結果を図２に記す。
【００４０】
同図の解析結果はアンテナ毎に単位電力送信の場合であるから、通信路容量がアンテナ本数分の２倍になっていることを示している。ここで注意を要するのは、上記の計算で用いているモデリングに感度の高いアンテナ方向の変位も含まれている点である。それにも関わらず最終的な通信容量である固有値の結果には、その変位成分は現れてこない。即ち、電波伝搬路が確定されている見通し内固定無線通信であってもＭＩＭＯによって大容量化が可能であり、それは感度の高いアンテナ変位に関係ないアンテナ間距離で決定されている。
【００４１】
上記の例では２アンテナの場合であったが、それ以上の場合の例を以下に記す。
【００４２】
送受間で互いに直線配置されたアンテナ素子間の対角経路との経路差による位相回転は［数５］より得られ、素子間隔を共通のｄとすると、
【数１０】
2014192845.tif 000012
【００４３】
そこで、
【数１１】
2014192845.tif 000013
となる様にｄと送受間距離Ｒを定め３アンテナの構成をとると、以下の通信路行列Ｈ３を得る。
【００４４】
【数１２】
2014192845.tif 000014
【００４５】
従って、
【数１３】
2014192845.tif 000015
となって、仮想的な直交伝送路の通信路容量である三つの固有値全てが３となり、全体の通信路容量がアンテナ本数分の３倍になっていることが分かる。
【００４６】
同様に、
【数１４】
2014192845.tif 000016
となる様にｄと送受間距離Ｒを定め４アンテナの構成をとると、以下の通信路行列Ｈ４を得る。
【００４７】
【数１５】
2014192845.tif 000017
【００４８】
従って、
【数１６】
2014192845.tif 000018
となって、仮想的な直交伝送路の通信路容量である四つの固有値全てが４となり、全体の通信路容量がアンテナ本数分の４倍になっていることが分かる。
【００４９】
即ち、アンテナ本数が２を超える値であっても、決定論的な見通し内通信路の通信路容量がＭＩＭＯの最大容量となるアンテナ本数分に拡大されていることが分かる。
【００５０】
尚、以下の例では説明の都合上、２アンテナの場合で記すが、それを超えるアンテナ本数であっても同様のことがいえ、アンテナ本数が２本に限ったことでは無いことはいうまでもない。
【００５１】
次に、ＭＩＭＯにおける信号分離／検出の方法として特異値分解によって得られるユニタリー行列を使ったマトリクス演算による方法（以下「ＳＶＤ方式」と略す。）について記す。
【００５２】
ＳＶＤ方式では送信側でのユニタリー行列Ｖによるマトリクス演算と、受信側でのユニタリー行列Ｕによるマトリクス演算が必要となる。ユニタリー行列Ｖによるマトリクス演算の為には受信端から送信端へユニタリー行列構築の為のフィードバック情報を受け渡す必要がある。
【００５３】
以下、本発明の実施形態について式と図面を参照しながら詳細に説明する。
【００５４】
図１において、送信側でのユニタリー行列Ｖによるマトリクス演算処理部１０１で処理された送信信号は、送信側における局部発信器１０４とミキサ１０３及びミキサ１０５とを含む周波数変換部１０２によって無線周波数に周波数変換された後、複数のアンテナからなる固定アンテナ部１０６からｓ１及びｓ２として送出される。ここでｓ１、ｓ２は等価低域表現による信号表記を用いている。
【００５５】
ここで注意を要するのは、局部発信器は１０４の一つであり、それをミキサ１０３と１０５に供給することでアンテナ間のキャリア同期を取っている点である。これは決定論的通信路が各パスの位相差によって確定されるという空間分割多重型固定マイクロ波通信システム構築上の制約からくるものである。しかしながら後述する様に、この局部発信器をアンテナ毎に独立に設けることも可能であることを追記しておく。
【００５６】
この様にして送出された信号は受信側における複数のアンテナからなる固定アンテナ部１０７にｒ１及びｒ２として受信される。ここで、ｒ１、ｒ２は等価低域表現による信号表記を用いている。受信信号ｒ１及びｒ２は、受信側における局部発信器１１０と、ミキサ１０９及びミキサ１１１とを含む周波数変換部１０８によってベースバンド周波数に周波数変換されたあと、受信におけるユニタリー行列Ｕによるマトリクス演算処理部１１２で処理され、ＭＩＭＯの信号分離／検出が完了する。
【００５７】
ここで注意を要するのは局部発信器が１１０一つであり、それをミキサ１０９及び１１１に供給することによりアンテナ間のキャリア同期を取っているという点である。これは、決定論的通信路が各パスの位相差によって確定されるという空間分割多重型固定マイクロ波通信システム構築上の制約からくるものである。しかしながら後述する様に、この受信側の場合にも送信側同様に局部発信器をアンテナ毎に独立に設ける構成も可能である。また、使用するアンテナとしては、パラボラアンテナやホーンアンテナ等色々なものが使用できるが、これらに限定されるものでもない。
【００５８】
以下、任意のアンテナ間距離と感度の高いアンテナ変位を考慮した以下の通信路行列Ｈを用いて、上述のユニタリー行列Ｖ，Ｕの算出の方法を、詳細に具体的に数式を交えて説明する。
【００５９】
［ここで用いる見通し内伝搬路の通信路行列］
【数１７】
2014192845.tif 000019
【００６０】
また、以降、前述の固有値からの特異値直交行列Λ1/2を次の様に表すことにする。
【数１８】
2014192845.tif 000020
【００６１】
以下では、この通信路行列Ｈを用いてユニタリー行列Ｖ、ユニタリー行列Ｕの順で計算する。
【００６２】
［ユニタリー行列Ｖ］
【数１９】
2014192845.tif 000021
に対する固有ベクトルを、
【数２０】
2014192845.tif 000022
とすると、
【数２１】
2014192845.tif 000023
であるから、
【数２２】
2014192845.tif 000024
より、
【数２３】
2014192845.tif 000025
【００６３】
ところで、
【数２４】
2014192845.tif 000026
の両辺に左からｖＨを掛けて
【数２５】
2014192845.tif 000027
となる。直交するｖを集めて、
【数２６】
2014192845.tif 000028
を得る。
【００６４】
【数２７】
2014192845.tif 000029
より、
【数２８】
2014192845.tif 000030
であるから、上記の固有ベクトル
【数２９】
2014192845.tif 000031
を集めて、
【数３０】
2014192845.tif 000032
を得る。
【００６５】
正規化と直交性を考慮し特解として、
【数３１】
2014192845.tif 000033
とすると、
【数３２】
2014192845.tif 000034
を得る。
【００６６】
［ユニタリー行列Ｕ］
【数３３】
2014192845.tif 000035
より、固有ベクトルｕを
【数３４】
2014192845.tif 000036
とすると、
【数３５】
2014192845.tif 000037
より、
【数３６】
2014192845.tif 000038
を得る。
【００６７】
ところで、
【数３７】
2014192845.tif 000039
の両辺に左からｕＨを掛けて、
【数３８】
2014192845.tif 000040
を得る。
【００６８】
直交するｕを集めて、
【数３９】
2014192845.tif 000041
であるから、上記の固有ベクトル
【数４０】
2014192845.tif 000042
を集めて、
【数４１】
2014192845.tif 000043
を得る。
【００６９】
正規化と直交性を考慮して特解として、
【数４２】
2014192845.tif 000044
とすると、
【数４３】
2014192845.tif 000045
を得る。
【００７０】
以上の計算より得られたユニタリー行列Ｖ、Ｕの確認の為、通信路行列ＨをＶ、Ｕで特異値分解してみる。
【００７１】
［特異値分解Ｈ＝Ｕ・Λ・ＶＨ］
【数４４】
2014192845.tif 000046
となって、上述の例の様に、Ｒ＝５０００ｍ、ｄＴ＝ｄＲ＝５ｍといった最適位置でも、そうでなくとも直交伝送路の形成が可能なことが分かる。
【００７２】
但し、それぞれの伝送路品質は２1/2及び２1/2から、(２＋２cosα)1/2及び(２−２cosα)1/2に比例し、異なる伝送路品質となる。
【００７３】
図１のブロック図に太い矢印で書かれている(２＋２cosα)1/2及び(２−２cosα)1/2が構築された仮想直交伝送路を示している。
【００７４】
ここで注意を要するのは、上記のユニタリー行列は風や周囲温度等の微妙な気象条件に対する感度の高いアンテナ位置変動（同図中Φでモデリングしている。）等の外部要因によって生じた伝送路の変動を上記の行列は含んでいる点で、これによって感度の高いアンテナ方向の変位が有ったとしてもそれを補償すべくユニタリー行列が作用する点である。後述する様にアンテナ毎に独立な局部発信器を用いた構成（以下、単に「局発独立構成」ともいう）でも、その位相差がこのアンテナ位置変動へとモデリングされるので、同構成でも局発独立構成が可能となる。
【００７５】
尚、この構成は、受信端から送信端へＶ行列構築の為のフィードバック情報を受け渡す必要があるが、受信端のみで補償することによってフィードバック情報を無くすことも可能である。
【００７６】
上述の説明は、構築されたパスの太さが異なる場合も含む一般的な仮想直交伝送路の場合であったが、次に、見通し内固定通信路が重根となる特異点での場合について記す。
【００７７】
伝搬路が確定されている見通し内の固定通信路を上述の様に特異値解析すると、固有値が重根となって特異点の生じるアンテナ間位置が存在する。特異値は一意に決まるが、特異ベクトル（Singular Vectors）は一意ではない。特にこの状態（Deficient matrix）は解析的に厄介で、これによって固有ベクトルの激しい遷移を生ずることもある。この現象を逆に利用すると色々な構成が可能である。この特性を生かした各種の構成例をこれから説明するが、その前に原理的な部分について記す。
【００７８】
【数４５】
2014192845.tif 000047
なる位相回転αで、
【数４６】
2014192845.tif 000048
となるアンテナ間位置の場合を考える。以降、煩雑さを避ける為ｊとして記す。
【００７９】
この状態での通信路行列は、
【数４７】
2014192845.tif 000049
となる。
【００８０】
【数４８】
2014192845.tif 000050
であるから、
【数４９】
2014192845.tif 000051
より固有方程式が重根となる。重根の場合には以下の様な変換が可能である。
【００８１】
今、固有値λに対する或る固有ベクトルｕ１に対して、
【数５０】
2014192845.tif 000052
が成り立つ。
【００８２】
同様に固有値λに対する別の固有ベクトルｕ２に対して、
【数５１】
2014192845.tif 000053
が成り立つ。
【００８３】
従って、両固有ベクトルの線形和に対して、
【数５２】
2014192845.tif 000054
が成り立つので、線形和（ｃ１・ｕ１＋ｃ２・ｕ２）も固有ベクトルとなる。
【００８４】
そこで、重根に対して他条件からの漸近的な固有ベクトルを、
【数５３】
2014192845.tif 000055
とすると、
【数５４】
2014192845.tif 000056
より、
【数５５】
2014192845.tif 000057
【００８５】
ところで、
【数５６】
2014192845.tif 000058
の両辺に左からｕＨを掛けて、
【数５７】
2014192845.tif 000059
を得る。
【００８６】
直交するｕを集めて
【数５８】
2014192845.tif 000060
となる。
【００８７】
また、
【数５９】
2014192845.tif 000061
であるから、上記の固有ベクトル
【数６０】
2014192845.tif 000062
を集め、正規化と直交性を考慮して、
【数６１】
2014192845.tif 000063
を得る。
【００８８】
線形結合として和と差を考えると、
【数６２】
2014192845.tif 000064
となり、これより
【数６３】
2014192845.tif 000065
を得る。
【００８９】
また、
【数６４】
2014192845.tif 000066
であるから、
【数６５】
2014192845.tif 000067
となる。
【００９０】
試しに、ここで求めたＵ，Λ１／２，ＶＨよりＨを計算してみると、
【数６６】
2014192845.tif 000068
となって確かに成り立っていることが分かる。これは一例であって、重根による特異点によって同様な方法で色々な分解方法が存在する。
【００９１】
先ず、構成例〔１〕として送信側のみのマトリクス演算を行う構成例を示す。
［構成例〔１〕：（送信側のみのマトリクス演算の場合）］
【００９２】
［特異値直交行列Λ1/2］
同じ値の仮想直交伝送路を有する場合となるから、
【数６７】
2014192845.tif 000069
である。
【００９３】
［通信路行列Ｈ］
【数６８】
2014192845.tif 000070
以上の結果を元に構成したのが図３である。
【００９４】
同図において、送信側でのユニタリー行列Ｖによるマトリクス演算処理部２０１で処理された送信信号は、複数のアンテナからなる固定アンテナ部２０２からｓ１及びｓ２として送出される。ここでｓ１及びｓ２は等価低域表現による信号表記を用いており、周波数変換の処理は煩雑になることを避ける為に省略している。
【００９５】
この様にして送出された信号は受信側における複数のアンテナからなる固定アンテナ部２０３にｒ１，ｒ２として受信される。ここで、ｒ１、及びｒ２は等価低域表現による信号表記を用いており、ベースバンドへの周波数変換は省略している。
【００９６】
ここで、受信側でのユニタリー行列Ｕによるマトリクス演算処理部は全く無く、全ての行列演算は送信側のみで行われている点に特徴がある。［数６８］より送信側だけのマトリクス演算のみでも、風や周囲温度等の微妙な気象条件に対する高感度のアンテナ位置変動（同図中Φでモデリングしている。）等の外部要因によって生じた伝送路の変動を上記の行列は含んでいて、これによって高感度のアンテナ方向の変位が有ったとしてもそれを補償すべくユニタリー行列が作用する点に特徴がある。
【００９７】
尚、この構成は、受信端から送信端へＶ行列構築の為のフィードバック情報を受け渡す必要がある。図中の太い矢印は伝送路品質が２1/2及び２1/2に比例して構築された仮想直交伝送路を示している。また、使用するアンテナとしては、パラボラアンテナやホーンアンテナ等色々なものがあるがこれらに限定されるものでもない。
【００９８】
次に、構成例〔２〕として、異なる太さの仮想直交伝送路を形成し送信側のみのマトリクス演算による構成例を示す。
［構成例〔２〕：（送信側のみのマトリクス演算で異なるパスの太さを持った仮想直交伝送路の場合）］
【００９９】
［特異値直交行列Λ１／２］
異なる値の仮想直交伝送路を有する場合となるから、
【数６９】
2014192845.tif 000071
である。
【０１００】
［通信路行列Ｈ］
【数７０】
2014192845.tif 000072
であるから、
【数７１】
2014192845.tif 000073
【０１０１】
ここで、
【数７２】
2014192845.tif 000074
であるから、
【数７３】
2014192845.tif 000075
を得る。
【０１０２】
但し、ベクトルの二乗ノルムを見ると、
【数７４】
2014192845.tif 000076
であるから、ＶＨはもはやユニタリー行列ではない。従ってＶを求めるには逆行列演算が必要となる。
【０１０３】
試しに、ここで求めたＵ，Λ１／２，ＶＨよりＨを計算してみると、
【数７５】
2014192845.tif 000077
となって確かに成り立っていることが分かる。
【０１０４】
次にＶＨの逆行列Ｖを考えると、任意の行列
【数７６】
2014192845.tif 000078
の逆行列は、
【数７７】
2014192845.tif 000079
【０１０５】
従って、
【数７８】
2014192845.tif 000080
を得る。以上の結果を基に構成したのが図４である。
【０１０６】
同図において、送信側での行列Ｖによるマトリクス演算処理部３０１で処理された送信信号は、複数のアンテナからなる固定アンテナ部３０２からｓ１及びｓ２として送出される。ここで、ｓ１及びｓ２は等価低域表現による信号表記を用いており、周波数変換の処理は煩雑になることを避ける為に省略している。
【０１０７】
この様にして送出された信号は受信側における複数のアンテナからなる固定アンテナ部３０３にｒ１，ｒ２として受信される。ここで、ｒ１，ｒ２は等価低域表現による信号表記を用いており、ベースバンドへの周波数変換は省略している。
【０１０８】
ここで、受信側での行列Ｕによるマトリクス演算処理部は全く無く、全ての行列演算は送信側のみで行われているのが特徴である。［数７８］より送信側だけのマトリクス演算でも、風や周囲温度等の微妙な気象条件に対する感度の高いアンテナ位置変動（同図中Φでモデリングしている。）等の外部要因によって生じた伝送路の変動を上記の行列は含んでいて、これによって感度の高いアンテナ方向の変位が有ったとしてもそれを補償すべく送信側の行列が作用する点に特徴がある。
【０１０９】
尚、この構成は、受信端から送信端へＶ行列構築の為のフィードバック情報を受け渡す必要がある。また、使用するアンテナとしては、パラボラアンテナやホーンアンテナ等色々なものがあるが、これらに限定されるものでもない。
【０１１０】
この様にＲ＝５０００ｍ、ｄＴ＝ｄＲ＝５ｍといった最適位置でなくとも仮想的な直交伝送路の形成が可能であり、しかも送信側の行列処理だけで実現出来ていることが分かる。
【０１１１】
上述の送信側のみのマトリクス演算構成の応用例を図５に示す。同図において、基幹網に近い送信局２００１に複数のアンテナを装備し、ユーザー網に近い受信局２００２及び受信局２００３にはそれぞれ一個のアンテナを装備する。受信局２００１と受信局２００３の間は距離が離れており、マトリクス演算を行うことが出来ない。一方、送信局２００１では送信マトリクス演算を行うことが出来るので、上記で説明した送信側のみのマトリクス演算構成が適用出来る。尚、この様な一局対多局構成の考え方は、次に説明する受信側のみのマトリクス演算構成でも多局対一局として適用出来るのはいうまでもない。
【０１１２】
次に、構成例〔３〕として、受信側のみのユニタリー行列演算による構成例を示す。
［構成例〔３〕：（受信側のみのユニタリー行列演算で送信局発独立構成の場合）］
この構成例〔３〕は受信端から送信端へのフィードバック情報を必要とせず、また送信端で独立なアンテナ毎の局部発信器を用いることが出来る構成で、しかも特性はＳＶＤ方式と全く同じである。
【０１１３】
［特異値直交行列Λ1/2］
同じ値の仮想直交伝送路を有する場合となるから、
【数７９】
2014192845.tif 000081
【０１１４】
［通信路行列Ｈ］
【数８０】
2014192845.tif 000082
を得る。以上の結果を基に構成したのが図６である。
【０１１５】
同図において、送信側でのユニタリー行列Ｖによるマトリクス演算処理部は全く無く、全ての行列演算は受信側のみで行われている点がこの構成の特徴である。［数８０］より受信側だけのマトリクス演算のみでも、風や周囲温度等の微妙な気象条件に対する感度の高いアンテナ位置変動（同図中ΦＡでモデリングしている。）等の外部要因によって生じた伝送路の変動を上記の行列は含んでいて、これによって感度の高いアンテナ方向の変位が有ったとしても、それを補償すべくユニタリー行列が作用する点に特徴がある。
【０１１６】
更に、この構成の最大の特徴は、固定マイクロ波通信システムで扱う周波数の関係からアンテナ間隔を広く取る必要があるが、それに伴って局部発信器をアンテナ近くに設置している点である。即ち、送信側でアンテナ毎に独立な局部発信器を用いている点に特徴がある。
【０１１７】
同図において、送信信号は、パイロット信号生成部４０１によってアンテナ毎のパイロット信号を付加された後、送信側における局部発信器４０４，４０５とミキサ４０３、４０７を含む周波数変換部４０２によって無線周波数に周波数変換され、複数のアンテナからなる固定アンテナ部４０８からｓ１及びｓ２として送出される。ここで、ｓ１及びｓ２は等価低域表現による信号表記を用いている。
【０１１８】
ここで注意を要するのは、アンテナ毎に独立の局部発信器４０４，４０５を用いている点で、その為にアンテナ毎のキャリア間でキャリア同期していないことによって生じる位相雑音ΦＬが発生する。図中の４０６が、それをモデリングしたものである。この様にして送出された信号は受信側における複数のアンテナからなる固定アンテナ部４０９にｒ１，ｒ２として受信される。ここで、ｒ１，ｒ２は等価低域表現による信号表記を用いており、ベースバンドへの周波数変換は省略している。それぞれの受信号ｒ１，ｒ２は、受信側のユニタリー行列Ｕによるマトリクス演算処理部４１０で処理されＭＩＭＯの信号分離／検出が完了する。
【０１１９】
ここで注意を要するのは、送信側でのユニタリー行列Ｖによるマトリクス演算処理部は全く無く、全ての行列演算は受信側のみで行われている点である。［数８０］より受信側だけのマトリクス演算のみでも、風や周囲温度等の微妙な気象条件に対する感度の高いアンテナ位置変動（同図中ΦＡでモデリングしている。）等の外部要因によって生じた伝送路の変動を上記の行列は含んでおり、更に、キャリア同期していないことによる位相雑音ΦＬを含んでいるので、感度の高いアンテナ方向の変位やキャリア間の位相変位が有ったとしてもそれを補償すべくユニタリー行列が作用する。
【０１２０】
尚、この構成による最大のメリットは、受信端から送信端へＶ行列構築の為のフィードバック情報を受け渡す必要がないという点である。図中の太い矢印は伝送路品質が２1/2及び２1/2に比例して構築された仮想直交伝送路を示している。また、使用するアンテナとしては、パラボラアンテナやホーンアンテナ等色々なものがあるが、これらに限定されるものでもない。
【０１２１】
この様に送信端でユニタリー行列演算を用いない構成でも直交伝送路の形成が可能で、またパイロット信号によって位相差Φ＝ΦＬ＋ΦＡが検出可能であれば、送信端で独立の局部発信器を用いたとしても仮想直交伝送路の構築が可能となる。これによって形成される直交伝送路はこの位相差Φの影響を受けない。更に受信端から送信端へのフィードバックを必要としない。使っている行列はユニタリー行列なので特性はＳＶＤ方式と全く同じになる。
【０１２２】
次に構成例〔４〕として、同じ太さの仮想直交伝送路を形成し、受信側のみユニタリー演算で送信側及び受信側共にアンテナ毎に独立な局部発信器を用いた場合による構成例を示す。
【０１２３】
［構成例〔４〕：（受信側のみのユニタリー行列演算で送受局発独立構成の場合）］
この構成例〔４〕も受信端から送信端へのフィードバック情報を必要としない。また、送信、受信共に独立なアンテナ毎の局部発信器を用いることが出来る構成で、しかも特性はＳＶＤ方式と全く同じである。更に、送信アンテナ及び受信アンテナ共に、風や周囲温度等の微妙な気象条件に対する感度の高いアンテナ方向の動きで激しい位相変位を生じても全てアンテナ毎の局発による位相変動と同じモデリングに帰着することが出来ることを利用して解析している。尚、上述の理論解析では、この様な感度の高いアンテナ方向の変位が有っても、上述の大容量化の為の通信路容量は変わらないことを解析的に示している。
【０１２４】
［特異値直交行列Λ1/2］
【数８１】
2014192845.tif 000083
【０１２５】
［通信路行列Ｈ］
【数８２】
2014192845.tif 000084
を得る。以上の結果を基に構成したのが図７である。
【０１２６】
同図において、送信側でのユニタリー行列Ｖによるマトリクス演算処理部は全く無く、全ての行列演算は受信側のみで行われている。受信側だけのマトリクス演算のみでも、風や周囲温度等の微妙な気象条件に対する感度の高い送信側及び受信側のアンテナ位置変動（同図中ΦＡ及びφＡでモデリングしている。）等の外部要因によって生じた伝送路の変動を上記の行列は含んでいて、これによって感度の高いアンテナ方向の変位が有ったとしてもそれを補償すべくユニタリー行列が作用する。
【０１２７】
更に、この構成の特徴として、固定マイクロ波通信システムで扱う周波数の関係からアンテナ間隔を広く取る必要があり、それに伴って局部発信器をアンテナ近くに設置している。即ち、送信側及び受信側共にアンテナ毎に独立な局部発信器を用いている点に最大の特徴がある。この様に送信側、受信側共にアンテナ独立の局部発信器を用いたとしてもパイロット信号を適切に検出すればＳＶＤ方式と等価な特性を得ることが出来る。
【０１２８】
同図において、送信信号は、パイロット信号生成部５０１によってアンテナ毎のパイロット信号を付加された後、送信側における局部発信器５０４，５０５とミキサ５０３、５０７を含む周波数変換部５０２によって無線周波数に周波数変換され、複数のアンテナからなる固定アンテナ部５０８からｓ１及びｓ２として送出される。ｓ１及びｓ２は等価低域表現による信号表記を用いている。
【０１２９】
ここで注意を要するのは、アンテナ毎に独立の局部発信器５０４，５０５を用いている為に、アンテナ毎のキャリア間でキャリア同期していないことによって生じる位相雑音ΦＬが発生する点である。図中に示した５０６が、それをモデリングしたものである。この様にして送出された信号は受信側における複数のアンテナからなる固定アンテナ部５０９にｒ１，ｒ２として受信される。ここで、ｒ１，ｒ２は等価低域表現による信号表記を用いている。
【０１３０】
受信信号ｒ１及びｒ２は、受信側における局部発信器５１２、５１３とミキサ５１１，５１５を含む周波数変換部５１０によってベースバンド信号に周波数変換された後、パイロット信号検出部５１６を通って受信側ユニタリー行列Ｕによるマトリクス演算処理部５１７で処理され、これによってＭＩＭＯの信号分離／検出が完了する。
【０１３１】
受信側の処理で注意を要するのは、アンテナ毎に独立の局部発信器５１２，５１３を用いている点で、その為にアンテナ毎のキャリア間でキャリア同期していないことによって生じる位相雑音φＬが発生する。図中の５１４が、それをモデリングしたものである。また、使用するアンテナとしては、パラボラアンテナやホーンアンテナ等色々なものがあるがこれらに限定されるものでもない。
【０１３２】
パイロット信号検出部５１６では、パイロット信号生成が送信側の局部発信器による処理より前に有り、且つパイロット検出が受信側の局部発信器による処理より後に配置されているので、［数８２］におけるΦ＝ΦＬ＋ΦＡ及びφ＝φＬ＋φＡの検出を行うことが出来る。これによって送信側でのユニタリー行列Ｖによるマトリクス演算処理部を全て省略して全ての行列演算を受信側のみで行うことが出来る。［数８２］より風や周囲温度等の微妙な気象条件に対する感度の高いアンテナ位置変動（同図においてΦＡ及びφＡでモデリングしている。）等の外部要因によって生じた伝送路の変動、及び、キャリア同期していないことによる位相雑音ΦＬやφＬを補償すべくユニタリー行列が作用するからである。
【０１３３】
尚、この構成による最大のメリットは、受信端から送信端へＶ行列構築の為のフィードバック情報を受け渡す必要がないという点である。図中の太い矢印は、伝送路品質が２1/2及び２1/2に比例して構築された仮想直交伝送路を示している。
【０１３４】
この様に送信端でユニタリー行列演算を用いない構成でも直交伝送路の形成が可能で、またパイロット信号によって位相差Φ＝ΦＬ＋ΦＡ及びφ＝φＬ＋φＡの検出が可能なので、送信端で独立の局部発信器を用いても、更に受信端で独立な局部発信器を用いても、仮想直交伝送路を形成することが出来る。これによる直交伝送路はこの位相差Φやφの影響を受けない。更に受信端から送信端へのフィードバックを必要としない。更に、使っている行列はユニタリー行列なので特性はＳＶＤ方式と全く同じになる。
【０１３５】
次に構成例〔５〕として、異なる太さの仮想直交伝送路を形成し、受信側のみのマトリクス演算で、更に、送信側及び受信側共にアンテナ毎に独立な局部発信器を用いた構成例を示す。
【０１３６】
［構成例〔５〕：（異なる太さの仮想直交伝送路で、受信側のみの行列演算、送受共にアンテナ毎の局発）］
異なる値の仮想直交伝送路を形成する例である。この構成例〔５〕も受信端から送信端へのフィードバック情報を必要としない。また、送信及び受信共に独立なアンテナ毎の局部発信器を用いることが出来る構成である。更に、送信アンテナ及び受信アンテナ共に、風や周囲温度等の微妙な気象条件に対する感度の高いアンテナ方向の動きで激しい位相変位を生じても全てアンテナ毎の局発による位相変動と同じモデリングに帰着することが出来ることを利用して解析している。実用的なフレキシビリティのある構成とする為、最適なアンテナ位置と異なるアンテナ間距離で構成されている。従って特性はＳＶＤ方式と異なってくる。この構成の特性解析については後述する。
【０１３７】
［特異値直交行列Λ1/2］
異なる値の仮想直交伝送路を形成する例であるから、
【数８３】
2014192845.tif 000085
【０１３８】
［通信路行列Ｈ］
【数８４】
2014192845.tif 000086
【０１３９】
ここで送信側の感度の高いアンテナ変位ΦＡは送信側の独立なアンテナ毎の局発による位相変動ΦＬに含めてΦとし、受信側の感度の高いアンテナ変位φＡは受信側の独立なアンテナ毎の局発による位相変動φＬに含めてφとしている。
【０１４０】
【数８５】
2014192845.tif 000087
であるから、
【数８６】
2014192845.tif 000088
【０１４１】
また、
【数８７】
2014192845.tif 000089
であるから、
【数８８】
2014192845.tif 000090
【０１４２】
但し、ベクトルの二乗ノルムを見ると、
【数８９】
2014192845.tif 000091
であるからＵは、もはやユニタリー行列ではない。従ってＵＨを求めるには逆行列演算が必要となる。
【０１４３】
試しに、ここで求めたＵ，Λ1/2，ＶＨよりＨを計算してみると、
【数９０】
2014192845.tif 000092
となって確かに成り立っていることが分かる。
【０１４４】
次に、Ｕの逆行列Ｕ−１を考える。
任意の行列
【数９１】
2014192845.tif 000093
の逆行列は、
【数９２】
2014192845.tif 000094
【０１４５】
従って、
【数９３】
2014192845.tif 000095
を得る。以上の結果を基に構成したのが図８である。
【０１４６】
異なる値の仮想直交伝送路の場合であるが、パイロット検出を適切に行えば送受信端共にアンテナ毎の局発を用いた場合でも、直交伝送路の形成が可能である。送信側でのマトリクス演算を用いない構成なので受信端から送信端へのフィードバック情報を必要とせず、送信端位相変動Φや受信端位相変動φといった速い位相変動に対応出来る。
【０１４７】
Ｒ＝５０００ｍ、ｄＴ＝ｄＲ＝５ｍといった最適アンテナ間位置でなくとも送信側マトリクス処理をすることなく異なる伝送路品質をもった直交伝送路の形成が可能となる。但し、ＵＨはもはやユニタリー行列ではない。逆行列Ｕ−１となる。この為、ＳＶＤ方式からの特性劣化が予想される。ＳＶＤ方式とこの方式の特性差については後述する。
【０１４８】
同図において送信信号はパイロット信号生成部６０１によってアンテナ毎に互いに直交するパイロット信号が付加される。用いる直交パイロット信号としてはアダマール行列から得られた直交パターンや、或いは、ＣＡＺＡＣ系列を用いてもよい。この様にしてパイロットが付加された送信信号は、送信側における局部発信器６０４，６０５とミキサ６０３、６０７を含む周波数変換部６０２によって無線周波数に周波数変換され、複数のアンテナからなる固定アンテナ部６０８からｓ１及びｓ２として送出される。ｓ１及びｓ２は等価低域表現による信号表記を用いている。
【０１４９】
ここで注意を要するのは、アンテナ毎に独立の局部発信器６０４，６０５を用いている為に、アンテナ毎のキャリア間でキャリア同期していないことによって生じる位相雑音ΦＬが発生する点である。図中に示した６０６が、それをモデリングしたものである。この様にして送出された信号は受信側における複数のアンテナからなる固定アンテナ部６０９にｒ１，ｒ２として受信される。ここで、ｒ１，ｒ２は等価低域表現による信号表記を用いている。
【０１５０】
受信信号ｒ１及びｒ２は、受信側における局部発信器６１２、６１３とミキサ６１１，６１５を含む周波数変換部６１０によってベースバンド信号に周波数変換された後、パイロット信号検出部６１６を通って受信側行列Ｕによるマトリクス演算処理部６１７で処理され、これによってＭＩＭＯの信号分離／検出が完了する。受信側の処理では、アンテナ毎に独立の局部発信器６１２及び６１３を用いており、その為にアンテナ毎のキャリア間でキャリア同期していないことによって生じる位相雑音φＬが発生する。同図の中の６１４が、それをモデリングしたものである。また、使用するアンテナとしては、パラボラアンテナやホーンアンテナ等色々なものがあるがこれらに限定されるものでもない。
【０１５１】
パイロット信号検出部６１６では、互いに直交するパイロット信号の生成が送信側の局部発信器による処理より前に有り、且つパイロット検出が受信側の局部発信器による処理より後に配置されているので、［数９３］におけるΦ＝ΦＬ＋ΦＡ及びφ＝φＬ＋φＡの検出を行うことが出来る。パイロット信号で用いているパターンはアダマール系列やＣＡＺＡＣ系列といった直交パターンなので図示はしていないが簡単な相関器によってΦ及びφの検出が可能である。全ての行列演算を受信側のみで行うことが出来る様になったのである。即ち［数９３］より風や周囲温度等の微妙な気象条件に対する感度の高いアンテナ位置変動（同図においてΦＡ及びφＡでモデリングしている。）等の外部要因によって生じた伝送路の変動、及び、キャリア同期していないことによる位相雑音ΦＬやφＬを補償すべく受信側の行列が作用するのである。
【０１５２】
尚、この構成による最大のメリットは、受信端から送信端へＶ行列構築の為のフィードバック情報を受け渡す必要がないという点である。図中の太い矢印は仮想直交伝送路で、前の構成例と違って異なる太さになっている。しかし、後述する様にこの構成を用いると同じ伝送路品質となる点に特徴がある。
【０１５３】
以上は２アンテナの構成例で示してきた。しかし、上述した様に、本発明は２アンテナの構成に限らず複数のアンテナ構成が可能である。
【０１５４】
煩雑になるので送受のアンテナのみ図示し、他の箇所は省略するが、以下では２アンテナを超えるアンテナ数の場合を説明する。
【０１５５】
［３アンテナによる構成例〔６〕（受信信側のみのユニタリー行列演算）］
［特異値直交行列Λ1/2］
【数９４】
2014192845.tif 000096
【０１５６】
［通信路行列Ｈ］
図９より、
【数９５】
2014192845.tif 000097
として、
【数９６】
2014192845.tif 000098
【０１５７】
従って、
【数９７】
2014192845.tif 000099
を得る。
【０１５８】
ここで、［数９７］のΦＡ及びφＡは、送信側及び受信側における風や周囲温度等の微妙な気象条件に対する感度の高いアンテナ位置変動によるキャリア位相変位を示しており、添え字の１及び２は、最上部のアンテナを基準とした二番目と三番目のアンテナの位相変位を示している。
【０１５９】
また、固定マイクロ波通信で扱う周波数の関係からアンテナ間隔を広く取る必要があり、それに伴って局部発信器をアンテナ近くに設置している。即ち、送信側及び受信側共にアンテナ毎に独立な局部発信器を用いている。従って、キャリア同期していないことによる位相雑音ΦＬやφＬが発生する。添え字の１及び２は、最上部のアンテナを基準とした二番目と三番目のアンテナの位相変位を示している。
【０１６０】
上記の送信アンテナ及び受信アンテナ共に、風や周囲温度等の微妙な気象条件に対する感度の高いアンテナ方向の動きによる激しい位相変位は、全てアンテナ毎の局発による位相変動と同じモデリングに帰着するので、［数９７］による解析では、最上部のアンテナを基準に送信側の二番目、三番目のアンテナで、Φ1＝ΦＬ1＋ΦＡ1、Φ2＝ΦＬ2＋ΦＡ2とし、受信側における二番目、三番目のアンテナで、φ1＝φＬ1＋φＡ1、φ2＝φＬ2＋φＡ2として解析している。
【０１６１】
即ち、３アンテナでも受信側のユニタリー行列演算のみで仮想直交伝送路の形成が可能である。図中の太い矢印は伝送路品質がそれぞれ３1/2、３1/2及び３1/2に比例して構築された仮想直交伝送路を示している。
【０１６２】
また、それぞれの位相変位をパイロット信号により適切に検出すればＳＶＤ方式と等価な特性を得ることが出来る。通信路容量は全アンテナ電力比較で３倍になる。
【０１６３】
［４アンテナによる構成例〔７〕（受信側のみのユニタリー行列演算、送受共に局発独立）］
［特異値直交行列Λ1/2］
【数９８】
2014192845.tif 000100
【０１６４】
［通信路行列Ｈ］
図１０より、
【数９９】
2014192845.tif 000101
として、
【数１００】
2014192845.tif 000102
【０１６５】
従って、
【数１０１】
2014192845.tif 000103
を得る。
【０１６６】
ここで、［数１０１］のΦＡ及びφＡは、送信側、及び受信側における風や周囲温度等の微妙な気象条件に対する感度の高いアンテナ位置変動によるキャリア位相変位を示しており、添え字の１、２、及び３は、最上部のアンテナを基準とした二番目、三番目及び四番目のアンテナの位相変位を示している。
【０１６７】
ところで、固定マイクロ波通信で扱う周波数の関係からアンテナ間隔を広く取る必要があり、それに伴って局部発信器をアンテナ近くに設置している。即ち、送信側及び受信側共にアンテナ毎に独立な局部発信器を用いている。
【０１６８】
従って、キャリア同期していないことによる位相雑音ΦＬやφＬが発生する。添え字の１、２及び３は、最上部のアンテナを基準とした二番目、三番目及び四番目のアンテナの局部発信器の位相変位を示している。上記の送信アンテナ及び受信アンテナ共に、風や周囲温度等の微妙な気象条件に対する感度の高いアンテナ方向の動きによる激しい位相変位は、全てアンテナ毎の局発による位相変動と同じモデリングに帰着するので、［数１０１］による解析では最上部のアンテナを基準に送信側の二番目、三番目、及び四番目のアンテナで、Φ1＝ΦＬ1＋ΦＡ1、Φ2＝ΦＬ2＋ΦＡ2及びΦ3＝ΦＬ3＋ΦＡ3とし、受信側における二番目、三番目、及び四番目のアンテナで、φ1＝φＬ1＋φＡ1、φ2＝φＬ2＋φＡ2及びφ3＝φＬ3＋φＡ3として解析している。
【０１６９】
即ち、４アンテナでも受信のユニタリー行列演算のみで仮想直交伝送路の形成が可能である。図中の太い矢印は伝送路品質がそれぞれ４1/2、４1/2、４1/2及び４1/2に比例して構築された仮想直交伝送路を示している。
【０１７０】
また、それぞれの位相変位をパイロット信号によりを適切に検出すればＳＶＤ方式と等価な特性を得ることが出来る。通信路容量は全アンテナ電力比較で４倍になる。
【０１７１】
更に、任意のアンテナ本数で、受信のみ、送信のみ、及び送受共にマトリクス演算を用いた場合について順に説明する。
［任意のアンテナ本数Ｎ本の構成（一般解）］
任意のアンテナ本数Ｎ本の構成を考える。
【０１７２】
［特異値直交行列Λ1/2］
【数１０２】
2014192845.tif 000104
【０１７３】
［通信路行列Ｈ］
【数１０３】
2014192845.tif 000105
として、送受位相変位の無い理想的な見通し内伝送路行列を以下の様に記す。
【数１０４】
2014192845.tif 000106
【０１７４】
送信側位相変位行列Ｔを以下の様に定義する。
【数１０５】
2014192845.tif 000107
【０１７５】
同様に受信側位相変位行列Ｗを右の様に定義する。
【数１０６】
2014192845.tif 000108
【０１７６】
ここで
【数１０７】
2014192845.tif 000109
且つ
【数１０８】
2014192845.tif 000110
であって、ΦＡ及びφＡは、送信側及び受信側における風や周囲温度等の微妙な気象条件に対する感度の高いアンテナ位置変動による位相変位をそれぞれ示しており、ΦＬ及びφＬはキャリア同期していないことによる位相変動を示している。また、添え字は、最上部のアンテナを基準としたアンテナに対応した場所を示している。
【０１７７】
従って、送受位相変位の有る実際の見通し内伝送路行列は以下の様になる。
【数１０９】
2014192845.tif 000111
【０１７８】
［受信のみユニタリー行列演算構成の場合］
【数１１０】
2014192845.tif 000112
であるから、
【数１１１】
2014192845.tif 000113
【０１７９】
従って、
【数１１２】
2014192845.tif 000114
を得る。
【０１８０】
即ち、任意のＮアンテナ構成でも、局発独立や感度の高いアンテナ方向のアンテナ変位に対しても受信側のみのマトリクス演算処理によって仮想直交行列を構築することが出来るのである。
【０１８１】
因みに、
【数１１３】
2014192845.tif 000115
【０１８２】
ここで、
【数１１４】
2014192845.tif 000116
【０１８３】
何とならばＮが偶数の時上記の任意の列ベクトル、或いは任意の行ベクトルはＣｈｕ系列を巡回シフトさせたものであり、その自己相関（Ｅ［ａ・ａ＊］）が直交することによる。またＮが奇数の場合は巡回シフトとならないが、後述より直交していることが分かる。
【０１８４】
［送信側のみユニタリー行列演算構成の場合］
【数１１５】
2014192845.tif 000117
であるから、
【数１１６】
2014192845.tif 000118
【０１８５】
従って、
【数１１７】
2014192845.tif 000119
を得る。
【０１８６】
即ち、任意のＮアンテナ構成でも、局発独立や感度の高いアンテナ方向のアンテナ変位に対しても送信側のみのマトリクス演算処理Ｖによって仮想直交行列を構築することが出来るのである。
【０１８７】
［送受共にユニタリー行列演算構成の場合］
［特異値直交行列Λ1/2］
【数１１８】
2014192845.tif 000120
【０１８８】
従って、
【数１１９】
2014192845.tif 000121
ここで、任意のユニタリー行列をＶとして用いると、
【数１２０】
2014192845.tif 000122
を得る。
【０１８９】
因みに、
【数１２１】
2014192845.tif 000123
となって任意のユニタリー行列をＶとして用いてもＵはユニタリー行列となる。
【０１９０】
従って、
【数１２２】
2014192845.tif 000124
を得る。
【０１９１】
即ち、送受共にユニタリー行列演算構成によるＮアンテナ構成でも、局発独立や感度の高いアンテナ方向のアンテナ変位に対しても受信側のみのマトリクス演算処理によって仮想直交行列を構築することが出来るのである。
【０１９２】
このとき、固定された送信行列Ｖは、ユニタリー行列であれば何でも良く、受信側のユニタリー行列演算は、
【数１２３】
2014192845.tif 000125
となって局発やアンテナ変位による変動を補償する様に作用する。
【０１９３】
（例）
簡単な例として、２アンテナ構造に上式を適用してみる。
固定された任意の送信行列として例えば
【数１２４】
2014192845.tif 000126
を選ぶ。
【０１９４】
【数１２５】
2014192845.tif 000127
であるから、
【数１２６】
2014192845.tif 000128
となる。
【０１９５】
以下、上記［数１１４］で用いた直交関係について説明する。
（付録）
【数１２７】
2014192845.tif 000129
における任意のｍ行ベクトルと任意のｎ列ベクトルの積を計算する。
【０１９６】
（１）  ｍ＜ｎの場合。
【数１２８】
2014192845.tif 000130
【０１９７】
ここで、
【数１２９】
2014192845.tif 000131
と置くと、
【数１３０】
2014192845.tif 000132
従って直交する。
【０１９８】
（２）  ｍ＞ｎの場合。
【数１３１】
2014192845.tif 000133
【０１９９】
同様に、
【数１３２】
2014192845.tif 000134
であるから直交する。
【０２００】
以上より、
【数１３３】
2014192845.tif 000135
【０２０１】
以上、複数のアンテナによる構成で、アンテナ毎の感度の高いアンテナ方向の変位、並びに、アンテナ毎の局発を用いた場合のキャリア同期が出来ない構成による位相雑音を受信側のユニタリー行列Ｕのみで補正し通信容量がアンテナ本数倍になる構成について記した。
【０２０２】
以下、この様な理想的でないアンテナ間距離における状態、即ち、仮想直交伝送路が異なる太さになっている状態での特性がどうなるかについて説明する。一例として構成例〔５〕を用いて記す。
【０２０３】
［見通し内固定通信路によるＳＶＤ方式と構成例〔５〕による特性解析］（異なる太さの仮想直交伝送路で、受信側のみの行列演算、送受共にアンテナ毎の局発）
実用的なフレキシビリティのある構成とする為、最適なアンテナ位置とは異なるアンテナ間距離で構成された構成例〔５〕について、ＳＶＤ方式と比較しながら特性解析を行う。
【０２０４】
構成例〔５〕より、受信信号ベクトルをｒとすると、受信マトリクス演算後の信号ベクトルは、
【数１３４】
2014192845.tif 000136
【０２０５】
ここで、Ｓは送信信号ベクトル、ｎは雑音ベクトルである。構成例〔５〕より、
【数１３５】
2014192845.tif 000137
であるから、
【数１３６】
2014192845.tif 000138
とし、更に相対的な値で比較する為、
【数１３７】
2014192845.tif 000139
として正規化すると、λ１チャネルのＳＮＲ１は、
【数１３８】
2014192845.tif 000140
【０２０６】
同様にλ２チャネルのＳＮＲ２は、
【数１３９】
2014192845.tif 000141
となって直交チャネルの太さがλ1＝２＋２cosα, λ2＝２−２cosαと異なるにも関わらずＳＮＲは共にsin2αとなる。
【０２０７】
［ＳＶＤ方式の場合］
以下では、上記構成例〔５〕との比較の為ＳＶＤ方式の特性解析を行う。
図１の構成図より、ＳＶＤ方式のユニタリーマトリクス演算後の受信信号ベクトルは、
【数１４０】
2014192845.tif 000142
［数４３］より
【数１４１】
2014192845.tif 000143
であるから、正規化後のλ１チャネルのＳＮＲ１は、
【数１４２】
2014192845.tif 000144
【０２０８】
同様にλ２チャネルのＳＮＲ２は、
【数１４３】
2014192845.tif 000145
となって直交チャネルの太さがλ1＝２＋２cosα, λ2＝２−２cosαに比例して各ＳＮＲもSNR1＝１＋１cosα, SNR2＝１−１cosαとなる。
【０２０９】
［各方式によるアンテナ間距離に対する各直交チャネルのＳＮＲの比較］
以上の構成例〔５〕及びＳＶＤ方式による特性解析結果をアンテナ間距離ｄＴ，ｄＲで比較すると図１１になる。
【０２１０】
構成例〔５〕は直交チャネルλ１，λ２に関係なく同じＳＮＲ値を示し、アンテナ間距離に対する変化が小さいことが分かる。
【０２１１】
実用的なフレキシビリティのある構成にする為に、固有値が重根となって特異点の生じるアンテナ間位置とは異なる構成も、送信側にフィードバック情報を送る必要がない受信側のみの処理として解析した。
【０２１２】
受信マトリクス演算後の信号電力は構成例〔５〕もＳＶＤ方式も同じで、固有値に比例した電力となるが、ＳＶＤ方式の場合、受信マトリクス演算がユニタリー行列なので、雑音電力は固有値が変わっても変化せず常に同じ値を保つ。その為ＳＶＤ方式の各パスのＳＮＲは固有値に比例した異なる値でアンテナ間距離と共に変化する。
【０２１３】
一方、構成例〔５〕の方式はもはやユニタリー行列ではないので、雑音電力が固有値とともに変化して、その結果、信号電力が固有値に比例した大きな電力と小さな電力にも関わらず、各パスのＳＮＲは常に同じ値を示し、アンテナ間距離に応じて同じ値で同じ様に変化するという解析結果を図１１は示している。
【０２１４】
従って、構成例〔５〕の方式は、アンテナ間距離変動しても仮想直交伝送路に対するＳＮＲが同じで、更にその変化が小さいということを示しているので、ＳＶＤ方式よりも実用的で使いやすい方式といえる。
【０２１５】
尚、上記アンテナ毎の局発独立として理論解析した内容は、感度の高いアンテナ方向の動きに対しても同じモデリングに帰着するので、風等の微妙な気象条件による影響も全てカバーしていることになる。
【０２１６】
次に、実際の設置場所を考慮した配置について記す。よりユーザーに近い位置ではアンテナ設定場所の確保が厳しいことが予想される。一方、基幹網に近い対向するアンテナは比較的アンテナ設置場所の確保に恵まれている可能性がある。両者のアンテナ設定位置の関係から図１２の様な送受間で異なるアンテナ間距離を用いた場合について記す。
【０２１７】
図１２の伝送路を上下対称として下半分をモデリングした図１３より以下の様に解析する。
【０２１８】
相対的な位相シフト量で決まるから送受間距離Ｒによる距離減衰、共通位相シフトは無視して考える。以下、Ｒを基準に考えて、Ｒに対する角度Δθ１の対角経路の経路差は、
【数１４４】
2014192845.tif 000146
【０２１９】
同様にＲに対する角度Δθ２の対角経路の経路差は、
【数１４５】
2014192845.tif 000147
【０２２０】
受信点における二波の経路差による位相回転αは、
【数１４６】
2014192845.tif 000148
【０２２１】
因みにＲＦ周波数３０ＧＨｚ、Ｒ＝２０００ｍ、ｄＴ＝５ｍ、ｄＲ＝２ｍとすると
【数１４７】
2014192845.tif 000149
角度Δθ１の対角経路で正規化されたチャネル行列Ｈはｓ２送信アンテナ位置変動による位相シフトΦを考慮し、
【数１４８】
2014192845.tif 000150
となって今までの結果と同様の条件となる。
【数１４９】
2014192845.tif 000151
より、
【数１５０】
2014192845.tif 000152
を得る。これをグラフにしたのが図１４である。
【０２２２】
同結果より、
【数１５１】
2014192845.tif 000153
とすると今までの結果と同じである。提案の方式もそのまま使えることになる。
【０２２３】
更に変形して、送受アンテナ間でアンテナ配置方向に菱形状のズレが生じた場合について記す。
【０２２４】
図１５において、上記同様にＲを基準に考える。Ｒに対する対角経路の経路差は、
ｄ１１の場合；
【数１５２】
2014192845.tif 000154
ｄ１２の場合；
【数１５３】
2014192845.tif 000155
ｄ２１の場合；
【数１５４】
2014192845.tif 000156
ｄ２２の場合；
【数１５５】
2014192845.tif 000157
【０２２５】
経路差による位相回転を
【数１５６】
2014192845.tif 000158
とすると、経路ｄ１１で正規化されたたチャネル行列Ｈは以下の様になる。
【数１５７】
2014192845.tif 000159
【０２２６】
従って、
【数１５８】
2014192845.tif 000160
【０２２７】
これより、
【数１５９】
2014192845.tif 000161
となって菱形状にズレが生じても各パスの太さである固有値への影響がないことが分かる。
【０２２８】
上記チャネル行列Ｈの特異値分解は、
［特異値分解Ｈ＝Ｕ・Λ1/2・ＶＨ］
【数１６０】
2014192845.tif 000162
【０２２９】
また上記Ｕ，Ｖは、
【数１６１】
2014192845.tif 000163
となって、上記Ｕ、Ｖがユニタリー行列で、Ｈの特異値分解が成り立っていることが確認出来る。
【０２３０】
即ち、菱形状にズレが生じてもずれる前の各パスの太さである固有値のままで、上記チャネル行列Ｈの特異値分解もユニタリー行列Ｕ，Ｖで実現出来る。尚、送信アンテナ位置変動による位相シフトΦが有っても上述と同様の構成が可能であることはいうまでもない。
【０２３１】
次にこの様な菱形状のズレが生じた場合、提案の受信端のみのマトリクス演算の構成がどうなるかについて記す。
【０２３２】
［受信端のみのマトリクス演算で送受信アンテナ間形状が菱形の場合］
本発明の受信端のみのマトリクス演算の構成で、送受アンテナ間でアンテナ配置方向に菱形状のズレが生じた場合について記す。上述の検討で得られた菱形状の通信路行列Ｈをそのまま用いる。
【０２３３】
図１６より一例としてｅｊα＝ｊとなるアンテナ間位置の場合を考えると、
［特異値直交行列Λ１／２］
【数１６２】
2014192845.tif 000164
【０２３４】
［通信路行列Ｈ］
【数１６３】
2014192845.tif 000165
【０２３５】
ここで、
【数１６４】
2014192845.tif 000166
となって、菱形状のズレが生じた場合であっても提案の受信端のみのユニタリー行列演算で構成出来ることが分かる。尚、局発やアンテナ位置変動による位相シフトΦやφが有っても上述と同様の構成が可能である。
【０２３６】
更に一般化した送受アンテナ間形状の場合を記す。見通し内で構成される無線ＬＡＮ等を含む設置位置の自由度が高い応用例である。
【０２３７】
［更に一般化した送受信アンテナ間形状の場合］
図１７より、
【数１６５】
2014192845.tif 000167
【０２３８】
各受信アンテナにおける位相差のみに注目した通信路行列Ｈは図１７より、
【数１６６】
2014192845.tif 000168
これより、
【数１６７】
2014192845.tif 000169
【０２３９】
従って、固有値が重根になる為には一項
【数１６８】
2014192845.tif 000170
と二項
【数１６９】
2014192845.tif 000171
が逆位相になれば良い。即ち、
【数１７０】
2014192845.tif 000172
或いは、一項と二項の差がπということで、
【数１７１】
2014192845.tif 000173
【０２４０】
これより、
【数１７２】
2014192845.tif 000174
を得る。
【０２４１】
この関係にｄ１１〜ｄ２２を代入すると、
【数１７３】
2014192845.tif 000175
となって、
【数１７４】
2014192845.tif 000176
を得る。従って、重根となる条件として以下を得る。
【数１７５】
2014192845.tif 000177
【０２４２】
この条件を満足するアンテナ構成ならば同じ太さのパスで色々な構成が可能である。尚、ここで用いたＲと上述で用いたＲとでは若干定義が異なるので注意を要する。
【０２４３】
尚、以上の説明では外部要因によって生じるアンテナ変動や伝送路の変動、或いは、アンテナ毎に独立な局部発信器を用いることによって生じた位相変動の検出手段としてパイロット信号を用いて説明してきたが、パイロット信号を用いない処理によって検出することも可能である。例えば、情報を運ぶデータを用いる。特に図示はしていないが、等化後の判定結果を用いて位相変動を推定する方法や誤り訂正後の信号を再符号化して推定する方法等がある。以下、その方法について説明の都合上２アンテナの場合で説明する。
【０２４４】
上述で説明した通信路行列
【数１７６】
2014192845.tif 000178
を用いて説明する。
【０２４５】
送信信号ベクトル及び受信信号ベクトルをそれぞれ
【数１７７】
2014192845.tif 000179
とすると、以下を得る。
【数１７８】
2014192845.tif 000180
【０２４６】
ここで、等化後の判定結果、或いは誤り訂正後の信号再生によって上式におけるｓ１，ｓ２が正しく得られたとすると、
【数１７９】
2014192845.tif 000181
の関係より、
【数１８０】
2014192845.tif 000182
を得、これよりΦを検出することが出来る。
【０２４７】
次にこの検出されたΦを用いるが、その前に［数１７８］の関係より、
【数１８１】
2014192845.tif 000183
であるから、
【数１８２】
2014192845.tif 000184
を得る。これよりφを検出することが出来る。
【０２４８】
従って、パイロット信号を用いなくとも情報を運ぶデータにより、外部要因によって生じるアンテナ変動や伝送路の変動、或いは、アンテナ毎に独立な局部発信器を用いることによって生じた位相変動の検出を行うことが出来る。尚、本動作は、初期立ち上げ後の動作を示しているが、一度立ち上げを完了すると、データが絶え間なく流れているので、定常的に上記による位相変動の検出は継続される。
【０２４９】
［ＬＯＳ−ＭＩＭＯのアンテナ間隔の短縮］
以上説明した内容はアンテナ自体の工夫を特に行わず、一般的なアンテナで構成した場合である。しかし、実際のアンテナを設置するには、例えばビルの上とか、ランプポストとか、必ずしも理想的なアンテナ配置が可能であるとは限らない。その様な場合、図１１で示した様にアンテナ間隔ｄを理想的なｄ＝５ｍから短縮することになり、特性が劣化する。或いは、特別な支持具を別途用意することや、場合によっては設置出来ないということになってしまい利便性に欠ける結果となる。
【０２５０】
そこで、ＬＯＳ−ＭＩＭＯのアンテナの小型化をメタマテリアル誘電体によって実現する方法を説明する。
【０２５１】
尚、見通し内ＭＩＭＯをＬＯＳ―ＭＩＭＯ（Line Of Sight MIMO）と記すことにする。見通し内環境はＬＯＳ環境とも言う。逆に、見通し外環境はＮＬＯＳ（Non-Line Of Sight）環境とも言う。
【０２５２】
図１８に示す様な送信アンテナ及び受信アンテナの前面に、レドームの様な形でメタマテリアルの装着を考える。一般的に考えられているメタマテリアルは、等方的に電磁特性が作用する様に構成することが多いが、ここでは敢えて、異方性を強調して構成する。この異方性がＬＯＳ−ＭＩＭＯのアンテナの小型化に味方する。使用する異方性メタマテリアルは、メタマテリアル誘電体で周期的に配列された偏極Ｐの構造体である。Ｐによる双極子能率によって、マイクロ波の入射角により等価的な誘電体の誘電率が変化するのである。
【０２５３】
尚、メタマテリアル誘電体の構成要素の配置方法については、製造の容易性を考慮して異方性を示す角度等の精度を要しない方法を用いるのが好ましい。マイクロ波の入射角により、この偏極Ｐにより誘電率が高い程入射マイクロ波の波長が短縮され、結果としてＬＯＳ−ＭＩＭＯのアンテナの間隔が小さくなるように作用する。
【０２５４】
尚、図１８において、ＭＩＭＯのアンテナの送受間でそれぞれ対向するアンテナ間のマイクロ波を直接対向波と呼び、クロスするアンテナ間のマイクロ波を交差波という言い方をする。
【０２５５】
また、図１８のＬＯＳ−ＭＩＭＯの開口面アンテナの前面にレドームの様な形でメタマテリアル誘電体の装着を考えているが、ここで、レドームとは、アンテナを保護するカバーでアンテナの前面に装着されているものである。また、この様なＬＯＳ−ＭＩＭＯの環境で、アンテナの指向性は変えずにアンテナの間隔を短縮する。
【０２５６】
ＬＯＳ−ＭＩＭＯのアンテナの小型化の為に用いるのがメタマテリアル誘電体で、その偏極Ｐによる誘電率を用いて小型化を行うので、その具体的な構成の説明に入る前に実効的な誘電率の測定法について記しておく。
【０２５７】
［メタマテリアル誘電体の実効的な誘電率の測定］（均質化の概念としての有効誘電率の抽出法）
メタマテリアル誘電体は、電磁波の波長より十分小さな要素を周期的に組み合わせて配置され構成される。その結果得られる実効的な誘電率εがどうなるか、均質化の概念とあいまってその抽出法が重要である。
【０２５８】
実効的な誘電率を簡便に設計したいとき、任意の単位素子と配置に対して電磁界解析が必要となるが、簡便な方法があれば有意義である。そこで、図１９の様な方法を考える。
【０２５９】
単位素子が周期的境界面を境に無限に並んでいるものとする。左端面から入射する平面波で励振したときの値を媒質の右端を開放、あるいは短絡した時の左端面から見たインピーダンスが等質媒質と等しくなる様に決定する。
【０２６０】
今、左端面から右側を見た入力インピーダンスを、メタマテリアル誘電体の場合はＺＭ、連続媒質かつ等質媒質の場合をＺＴとする。それぞれの媒質の右端を短絡した場合をＺＭＳ、ＺＴＳとし、開放した場合をＺＭＯ、ＺＴＯとする。
【０２６１】
連続媒質と等価であるためには、
【数１８３】
2014192845.tif 000185
なる関係が必要である。マイクロ波工学の基礎理論より、次式の関係が成り立つ。
【数１８４】
2014192845.tif 000186
【０２６２】
両式を［数１８３］に示す関係で割ると、
【数１８５】
2014192845.tif 000187
掛けると
【数１８６】
2014192845.tif 000188
【数１８７】
2014192845.tif 000189
【０２６３】
従って、得られた入力インピーダンスＺＭＳ、ＺＴＳより、実効的な誘電率εを求めることが出来る。
【０２６４】
次に、測定で求める代わりに、解析的にメタマテリアル誘電体の実効誘電率を求める。
【０２６５】
［メタマテリアル誘電体（Artificial Dielectrics）］
通常の誘電体は微視的大きさの分子の粒子から構成されている。一方、人工的に作られたメタマテリアル誘電体は巨視的な大きさの別々の金属粒子から出来ている。この粒子の大きさは、使用周波数に比べて小さいものである。例えば電界に平行な大きさは１／４波長よりも小さい。粒子の形状は、金属の球、盤、片、棒等が考えられる。
【０２６６】
［予備検討］
始めに、球の場合を考える。電界Ｅの中に帯電していない導体球を置く。電界によって正と負の電荷が誘導される。これを図１９の様に、距離δｌだけ離れた＋Ｑと−Ｑの点電荷によって代表させる。ベクトルの距離δｌは−Ｑから＋Ｑへ向かう。この様な配置は双極子能率（dipole moment）Ｑδｌの電気双極子（electric dipole）として知られている。
【０２６７】
双極子能率Ｍは、
【数１８８】
2014192845.tif 000190
で定義されるベクトルである。その方向は−ＱからＱ方向に向かう。この双極子による電界を考える。図の電荷＋ＱからベクトルｒＡ、−ＱからベクトルｒＢ隔てた点Ｐの電位ＶＰは
【数１８９】
2014192845.tif 000191
である。ここで、双極子中央部からのＰ点へのベクトルｒがδｌに比べて十分大きい場合、
【数１９０】
2014192845.tif 000192
従って、
【数１９１】
2014192845.tif 000193
【０２６８】
メタマテリアル誘電体の偏極（分極）Ｐを、この双極子能率Ｍの微少体積δＶ中での和と定義する。
【０２６９】
ε０・Ｅも分極Ｐも面積分すると電荷になるような量である。このことは以下の解析より分かる。
【０２７０】
今、任意の形をしたメタマテリアル誘電体が分極した為に現れる電荷を求める為、体積中に双極子が立体的に分布しているとする。任意の点Ｚ（xz,yz,zz）の周りの微小体積δｖを双極子と考え、その能率はP・δｖであるから、図２１の解析モデルよりＸ点の電位は、上式より、
【数１９２】
2014192845.tif 000194
【０２７１】
何とならば、
【数１９３】
2014192845.tif 000195
注）
【数１９４】
2014192845.tif 000196
【０２７２】
しかし、体積積分を行うに当たって被積分関数は点Ｚの関数とする必要がある。現状はＺ固定で点Ｘの関数となっている。そこで、ｒの方向を逆にする。（図２１参照のこと。）即ち、
【数１９５】
2014192845.tif 000197
を
【数１９６】
2014192845.tif 000198
とする。図２０の左の座標軸によるポテンシャルの勾配をgradx、右の座標軸によるポテンシャルの勾配をgradzとする。ここで、
【数１９７】
2014192845.tif 000199
であり、
【数１９８】
2014192845.tif 000200
である。
【０２７３】
図２１よりベクトルｒの方向が逆になっているから、直感的な例としてｘ軸の一次元で見ると、図２２の様になり、右図の動点ｘに対して、電界Ｅは、
【数１９９】
2014192845.tif 000201
【０２７４】
従って、［数１９２］の式は、被積分関数の点Ｚを動点として、
【数２００】
2014192845.tif 000202
となる。ここで、
【数２０１】
2014192845.tif 000203
であるから、上式は、
【数２０２】
2014192845.tif 000204
【０２７５】
ここで、閉曲面Ｓ上のベクトルＪに対して、ｄＳの向きは閉局面Ｓによって囲まれた領域Ｖの外側向きを正として、
【数２０３】
2014192845.tif 000205
であるから、上記［数２０２］の式の第一項は、
【数２０４】
2014192845.tif 000206
となる。ＳはＶを囲む閉曲面である。Ｐｎは電荷面密度となるもので、面ｄＳに対して垂直な偏極（分極）Ｐの成分である。即ち、体積Ｖの境界面Ｓに電荷密度Ｐｎの電荷が生じていることを意味する。
【０２７６】
ここで、電界は図２３より
【数２０５】
2014192845.tif 000207
で、その面積分は、
【数２０６】
2014192845.tif 000208
であるから、
【数２０７】
2014192845.tif 000209
【０２７７】
これを上記［数２０３］の式の微視的な面積分と体積分に適用すると、
【数２０８】
2014192845.tif 000210
となる。また電位は
【数２０９】
2014192845.tif 000211
【０２７８】
従って、［数２０２］の式の第二項
【数２１０】
2014192845.tif 000212
は、体積Ｖの中に体積密度−∇・Ｐの電荷が生じていることを意味する。
【０２７９】
境界面Ｓ上の電荷密度Ｐｎの電荷と体積Ｖ中の体積密度−∇・Ｐの電荷としてＸ点の電位Ｖｘを表記すると、
【数２１１】
2014192845.tif 000213
となる。そこで、体積Ｖに入った電波を考える。等価的に体積Ｖは体積密度−∇・Ｐ＝−div(P)の電荷が漂流している。また真の電荷ρも存在しているとすると、等価的にその中の電界Ｅは、
【数２１２】
2014192845.tif 000214
なる関係を満足する筈である。そこでこの等価的な電荷も含めて扱う為、電界に対応する電束密度Ｄを考える。電束密度Ｄの空間上の作用は、変位電流として直感的に見るのがこの場合には適当である。
【０２８０】
変位電流は、
【数２１３】
2014192845.tif 000215
である。
【０２８１】
［数２１２］の式と［数２１３］の式の意味するところは、図２４に示す様に、divＰが値を持つのはＰに変化のある場所である。その場所では電界Ｅによって誘起される電荷ρ＝ε0・Ｅ＝ε0・div(Ｅ)によって電界Ｅがバランスするが、偏極電荷ρP＝−div(Ｐ)が存在する為にトータルでε0・div(Ｅ)−div(Ｐ)の電荷が存在することになり、電荷の量が減ってＥとバランスすることが出来なくなる。そこで、ρP＝−div(Ｐ)を相殺する為の追加の電荷が変位電流の増量という形で流れるのである。このことは、
【数２１４】
2014192845.tif 000216
のεが増加したことに他ならず、その値はρP＝−div(Ｐ)を相殺するのであるから、
【数２１５】
2014192845.tif 000217
であり、
【数２１６】
2014192845.tif 000218
ベクトルＰとベクトルＥの方向は同じで、定数倍の違いのみであるから、２項はその定数倍となり
【数２１７】
2014192845.tif 000219
上述よりＭ＝Ｑ・δｌでＭ＝Ｐδｖであるから偏極Ｐは立方メートル当たりの電気双極子の数をＮとすると
【数２１８】
2014192845.tif 000220
【０２８２】
従って、
【数２１９】
2014192845.tif 000221
を得る。
【０２８３】
上記で記した図２５の一様な電界Ｅに置かれた球の外部の電位（ポテンシャル）は、元々有る電界Ｅによるポテンシャルと電気双極子Ｐによるポテンシャルの和として表せる。今、図２５のＰ点の電位を見ると、元々有る電界Ｅによるポテンシャルは、ベクトルｒを軸として、原点ｒ＝０からの電位差となるから、
【数２２０】
2014192845.tif 000222
【０２８４】
一様な電界に置かれた球の外部のポテンシャルＶ0は電気双極子Ｐによるポテンシャルとこの元々有る電界ＥによるポテンシャルＶの和である。電気双極子Ｐによるポテンシャルは、上述の［数１９１］の式より、
【数２２１】
2014192845.tif 000223
【０２８５】
従って、
【数２２２】
2014192845.tif 000224
【０２８６】
上記の電界Ｅによるポテンシャルは、ベクトルｒを軸として、原点ｒ＝０を起点にしている。また、電気双極子Ｐによるポテンシャルは、＋の電荷と−の電荷の中央では電位零の場所が現れ、そこを起点に電界と平行な経路を上げると、電位零のまま無限の位置まで延ばすことが出来る。（偏極ベクトルＰとベクトルｒが直交している経路は又電界Ｅとも直交する。）球は導体であるから球のどの場所の電位も全て等しい。又電位零のまま延ばした無限大点の電位も等しい。そこで、その電位を零と置くと、球の表面ではＶ0＝０［ｖ］の電位である。従って、
【数２２３】
2014192845.tif 000225
【０２８７】
従って、
【数２２４】
2014192845.tif 000226
を得る。これを［数２１９］の式に代入すると、
【数２２５】
2014192845.tif 000227
を得る。
【０２８８】
以上の検討内容を用いて異方性メタマテリアル誘電体によるＬＯＳ−ＭＩＭＯのアンテナ間隔の短縮例を以下に詳細に説明する。
【０２８９】
［異方性メタマテリアル誘電体（Artificial Dielectrics）］
図２６の右図の様に置かれた直方体或いは楕円の傾きαによるメタマテリアル誘電体の誘電率の値εの変化を見る。
【０２９０】
αがδα変化すると、δｌは、
【数２２６】
2014192845.tif 000228
へと増加する。
【０２９１】
偏極によるメタマテリアル誘電体の誘電率が支配的だとするとδαによって変化する誘電率δεの割合は、
【数２２７】
2014192845.tif 000229
【０２９２】
このメタマテリアル誘電体の媒質の厚さをｓとする。媒質内における波長λは、
【数２２８】
2014192845.tif 000230
である。従って誘電率が高い程波長は短縮される。
【０２９３】
［異方性メタマテリアル誘電体を用いたＬＯＳ−ＭＩＭＯのアンテナ間隔の短縮の例］
以上得られた結果を用いてアンテナ間距離ｄがどのくらい短縮されるかを示す。説明を分かり易くする為に図２７に示したアンテナの配置で行うが、このアンテナ配置に限ったことではない。
【０２９４】
図２７のアンテナ配置の実施例で説明する。図２７において送信アンテナ２５０１、２５０２の前面にマテリアル２５０３，２５０４をレドームの様な形で装着している。このマテリアル２５０３，２５０４は異方性メタマテリアル誘電体であって、その誘電率εは交差波の方向には大きくなる様に、また直接波の方向には小さくなるようにその異方性メタマテリアル誘電体素子を斜めに配置している。図２６の角度αがその斜めの配置を表しており、［数２２７］の式により交差波と直接波の角度差δαによってδεが異なることになる。更に、斜めの角度αの置き方で、交差波に対して誘電率が大きく、直接波に対して誘電率が小さくなることは上述の議論で容易に理解出来る。
【０２９５】
更に、受信アンテナ２５０５、２５０６の前面に対してマテリアル２５０７，２５０８がレドームの様な形で装着されている。マテリアル２５０３，２５０４は異方性メタマテリアル誘電体であって、その誘電率εは交差波の方向には大きくなる様に、また直接波の方向には小さくなるようにその異方性メタマテリアル誘電体素子を斜めに配置している。上述同様に、図２６と［数２２７］の式の関係からそのことは容易に理解出来る。ここで、［数２２８］の式の関係から、誘電率が高い程、波長が短縮されるから、交差波に対して同じ距離の伝搬でもその搬送波の位相回転が直接対向波に対する搬送波の位相回転よりも大きくなる。即ち、同じ位相回転で考えると、交差波の距離は短くて済むことになる。その結果、図２７から容易に理解出来る様に、アンテナ間隔ｄを短縮する様にマテリアル２５０３，２５０４或いはマテリアル２５０７，２５０８は作用する。
【０２９６】
また、片方のアンテナだけに装着してもそのアンテナの交差波に対する搬送波の位相回転が大きくなるから、アンテナ間隔短縮効果は小さくなるがそれなりの効果は生じる。この実施例の場合、説明のし易さから送信アンテナと受信アンテナの両方にメタマテリアルが装着されているが、送信側のみ、或いは受信側のみでも、片方でも交差波に対して波長が短縮されアンテナ間隔ｄの短縮効果が、程度の差こそあれ存在する。
【０２９７】
以上説明した異方性メタマテリアルがアンテナ間隔を短縮する様に作用する現象を、具体的に、定量的に、以下で説明する。
【０２９８】
今、厚さＳの異方性メタマテリアル誘電体を通過することによって生じる直接対向波と交差波の位相差は、直接対向波に対する伝搬定数をβ、交差波に対する伝搬定数をβ’とすると、［数２２７］の式より、
【数２２９】
2014192845.tif 000231
ここで、
【数２３０】
2014192845.tif 000232
とした。  
注）これは［数２２７］の式を用いた。また「’」は交差波に対応。空間の伝搬定数β0は
【数２３１】
2014192845.tif 000233
としている。
【０２９９】
そこで、［数２２７］の式において、以下の条件１を用いる。この条件によって異方性を示す角度等の精度を要することなく、製造が容易になる。また、この条件そのものも厳密性を要しない。
（条件１）
【数２３２】
2014192845.tif 000234
この条件によって、ｃｏｔα＝１となるから、
【数２３３】
2014192845.tif 000235
【０３００】
従って、位相差は、
【数２３４】
2014192845.tif 000236
【０３０１】
また、送受間隔Ｒ、アンテナ間隔ｄによる経路差は、
【数２３５】
2014192845.tif 000237
【０３０２】
従って、異方性メタマテリアルによる短縮効果によりＭＩＭＯアンテナ間隔ｄの関係は、始めに示したＬＯＳ−ＭＩＭＯの最適なアンテナ配置を考慮すると、
【数２３６】
2014192845.tif 000238
ここで、
【数２３７】
2014192845.tif 000239
で近似した。また、×２は送受両アンテナ分を考慮したものである。
【数２３８】
2014192845.tif 000240
はｒａｄから距離に変換する為のものである。更に
【数２３９】
2014192845.tif 000241
を用いた。
【０３０３】
［数２３６］の式の関係より、異方性メタマテリアル誘電体を用いたＬＯＳ−ＭＩＭＯのアンテナの小型化の効果は以下の方程式を解けば良いことに帰着する。
【数２４０】
2014192845.tif 000242
【０３０４】
この方程式を解くと、
【数２４１】
2014192845.tif 000243
注）解の内、正の値を求めれば良い。
【０３０５】
以上の結果を用いて下記（１）、（２）の二つの例で求めた異方性メタマテリアル誘電体によるＬＯＳ−ＭＩＭＯのアンテナ間隔短縮効果について次に示す。
（１）６０ＧＨｚ、Ｒ＝１００ｍ  （Ｓｈｏｒｔ−Ｒａｎｇｅ）
（２）８０ＧＨｚ（Ｅ−ｂａｎｄ）、Ｒ＝１０００ｍ
【０３０６】
図２８は上記（１）の場合で、搬送波周波数６０ＧＨｚで運用した場合で、送受間距離Ｒ＝１００ｍに置かれたＬＯＳ−ＭＩＭＯの異方性メタマテリアル誘電体によるアンテナ間距離ｄの短縮効果を示したグラフである。
【０３０７】
同図は［数２３１］で示した比誘電率
【数２４２】
2014192845.tif 000244
をパラメータとして用いている。横軸は異方性メタマテリアル誘電体の厚さＳである。縦軸はアンテナ間距離ｄである。ＬＯＳ−ＭＩＭＯのアンテナ前面に何も装着しない通常のＬＯＳ−ＭＩＭＯの最適なアンテナ間隔である距離ｄはＳ＝０の場合に相当する。この実施例の場合ではｄ＝５０ｃｍがそれにあたる。それに対して異方性メタマテリアル誘電体をアンテナの前面に装着させ、厚さＳを増やしていくと、最適なアンテナ間隔である距離ｄが急激に短縮されることが図２８より分かる。
【０３０８】
即ち、上記で説明した様に、アンテナの前面にレドームの様な形で装着した異方性メタマテリアル誘電体によって、交差波に対する搬送波の位相回転と、直接対向波に対する搬送波の位相回転を変えることでＭＩＭＯの最適なアンテナ間隔を短縮出来るのである。
【０３０９】
次の例は上記（２）の場合で図２９にそのアンテナ間隔短縮効果が示されている。搬送波周波数８０ＧＨｚで運用した場合で、送受間距離Ｒ＝１ｋｍに置かれたＬＯＳ−ＭＩＭＯの異方性メタマテリアル誘電体によるアンテナ間距離ｄの短縮効果を示したグラフである。
【０３１０】
同図も［数２３１］で示した比誘電率
【数２４３】
2014192845.tif 000245
をパラメータとして用いている。横軸は異方性メタマテリアル誘電体の厚さＳで、縦軸はアンテナ間距離ｄである。ＬＯＳ−ＭＩＭＯのアンテナ前面に何も装着しない通常のＬＯＳ−ＭＩＭＯの最適なアンテナ間隔である距離ｄはＳ＝０でこの実施例の場合ではｄ＝１４０ｃｍがそれにあたる。それに対して異方性メタマテリアル誘電体をアンテナの前面に装着させ、厚さＳを増やしていくと、最適なアンテナ間隔である距離ｄが急激に短縮されることが図２９より分かる。
【０３１１】
即ち、上記で説明した様に、アンテナの前面にレドームの様な形で装着した異方性メタマテリアル誘電体によって、交差波に対する搬送波の位相回転と、直接対向波に対する搬送波の位相回転を変えることでＭＩＭＯの最適なアンテナ間隔を短縮出来るのである。
【０３１２】
尚、以上のやり方は、上述の固有値が重根となる構成例〔１〕の送信側のみのマトリクス演算の場合も、構成例〔２〕の場合も、重根となる構成例〔３〕の受信のみの行列演算で、送信局発独立構成の場合も、構成例〔４〕で送受局発独立構成の場合も、更に構成例〔５〕の場合も、同様に用いることが出来ることはいうまでもない。
【０３１３】
即ち、アンテナの前面にレドームの様な形で装着した異方性メタマテリアル誘電体によって、交差波に対する搬送波の位相回転と、直接対向波に対する搬送波の位相回転を変えることで上述の構成例で示したＭＩＭＯの最適なアンテナ間隔を短縮出来るのである。
【０３１４】
［ＬＯＳ−ＭＩＭＯのアンテナ間隔の短縮（その２）］
以上説明した方法はメタマテリアルを用いた例である。ここではアンテナの前面に置かれたマテリアルを別の構成で実現する。パスレングスを制御する様に構成された平行な金属板の集合で構成する例である。以下、図を用いて詳細に説明する。
【０３１５】
図３０がその例である。同図で中央に置かれた厚さｓの部分が金属板ガイドで構成されたマテリアルである。同図の水平方向の平面波が直接対向波に相当し、左下から斜め上方向の平面波が交差波に相当する。
【０３１６】
このマテリアルのアンテナへの装着は上記のメタマテリアルと同じで、図２７の様に行われる。従って、金属板ガイドの方向は対向するアンテナ方向に対して斜めになるように配置されている。
【０３１７】
この角度θの金属板ガイドが入ると、パスレングスが制御され、厚さＳのマテリアルを通ることによって生じる位相回りは、
【数２４４】
2014192845.tif 000246
【０３１８】
従って、角度θがδθ変化すると位相の変化は、
【数２４５】
2014192845.tif 000247
となる。ここで、上述の異方性メタマテリアル誘電体を用いた式（条件１）と同じθをπ／４とすると、金属板ガイドを通過することによって生じる直接対向波と交差波の位相差は、
【数２４６】
2014192845.tif 000248
となる。この式は丁度異方性メタマテリアル誘電体を用いた直接対向波と交差波の位相差の［数２３４］の式
【数２４７】
2014192845.tif 000249
に相当するので、同様の原理によってＬＯＳ−ＭＩＭＯのアンテナ間隔の短縮が可能となる。
【０３１９】
即ち、図３０の様にパスレングスを制御する様に構成された平行な金属板の集合によって交差波に対する搬送波の位相回転と、直接対向波に対する搬送波の位相回転を変えることが出来、上述の構成例で示したＭＩＭＯの最適なアンテナ間隔を短縮出来るのである。なお、上記の異方性メタマテリアル誘電体や金属板ガイドにより構成されたマテリアルは、最適なアンテナ間隔を短縮できるものであり、明細書において最適アンテナ間隔短縮手段ともいう。
【０３２０】
［電気的な位相回転の制御を用いたＭＩＭＯのアンテナ間隔の短縮］
近年、室内におけるＨＤＴＶ動画の実時間での非圧縮伝送等の家電製品で、短距離高速デジタル無線伝送を行う様になってきており、高速化の為にＭＩＭＯを使う、所謂、短距離ＭＩＭＯ（Short range MIMO）が検討されつつある。しかし室内の為に見通し内伝搬路になることが多く、通常のＭＩＭＯでは特性が極端に劣化するという問題があった。そこで上述の決定論的通信路を含む伝搬環境のＭＩＭＯシステムを用いることになるが、室内であるから広いスペースを占領するアンテナ間隔が問題となることが予想される。
【０３２１】
また、室内であるから家電製品の移動に伴ってアンテナ間隔等の見通し内ＭＩＭＯ伝送路構築上の幾何学的な位置を変更する必要性が生じる。専門知識の無い家電の使用者にとってアンテナ設置の変更は厄介であり、利便性に欠ける。
【０３２２】
図３１に示すShort range MIMOは、これらの問題に対処した室内の見通し内伝搬環境でも問題なく動作する構成を示している。見通し内環境における直交伝送路の形成用行列演算処理は既に詳細な説明の前半で十分に説明しており、同じ処理を用いることが出来るので説明を省略する。
【０３２３】
ここでは、アンテナ間隔ｄを短縮する構成を説明する。図３１においてアンテナ素子２９０１，２９０２の前面にマテリアル２９０３，２９０４が装着されている。このマテリアル２９０３，２９０４は既に説明した異方性メタマテリアル誘電体でもよいし、金属板ガイドでもよい。そのマテリアル２９０３，２９０４には電気信号２９０５が接続されており、異方性メタマテリアルの誘電体素子の角度αや金属板ガイドの角度θが電気信号２９０５につながれたＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical Systemsの略）によってαやθが変更出来る様になっている。［数２４４］や［数２３０］の式から分かる様に、αやθが変わると直接対向波と交差波の位相回転と位相差が変わる。従って、ＬＯＳ―ＭＩＭＯの為のアンテナ間隔が電気信号２９０５によって自動的に制御され、物理的に同じアンテナ間隔ｄであってもＬＯＳ−ＭＩＭＯの最適なアンテナ間隔に合わせ込むことが出来るのである。このメカニズムによって、アンテナ毎に受信したパイロット信号を基に適応的な最適アンテナ間隔合わせ込み機構も可能となる。このように最適なアンテナ間隔に合わせ込む制御は送信機側又は受信機側のコンピュータ（図示せず）により行ってもよい。
【０３２４】
［液晶による位相回転の制御を用いたＭＩＭＯのアンテナ間隔の短縮］
液晶とは二枚の板の間に液晶分子を入れ電圧をかけることによって液晶分子の向きを変えるというものである。この液晶分子と異方性メタマテリアル素子を連動させる。すると、液晶分子に掛けられた電圧によって異方性メタマテリアルの素子の角度αが電気信号によって変更出来るようになる。［数２３０］から分かる様に、αが変わると直接対向波と交差波の位相回転と位相差が変わる。従ってＬＯＳ―ＭＩＭＯの為のアンテナ間隔が電気信号により自動的に制御され、物理的に同じアンテナ間隔であってもＬＯＳ―ＭＩＭＯの最適なアンテナ間隔に合わせ込むことが出来るのである。
【０３２５】
これによって室内における家電製品等で使用が予想されている短距離ＭＩＭＯ（Short range MIMO）で、スペースを占領するアンテナ設置と設置変更に際し、その利便性を向上させたＭＩＭＯ通信システムを提供することが出来る。なお、上記のＭＥＭＳや液晶は傾斜角度αやθを変更することができ、明細書において傾斜角度変更手段ともいう。
【０３２６】
［移動通信システムへのＭＩＭＯアンテナ間隔短縮の適用］
移動通信システムでは、上述した様に反射や散乱を繰り返す所謂リッチスキャッタリング環境ではあるが、近年の小セル化に伴って見通し内で到来する電波の割合が増加して来ている。この様な環境下にあって従来の見通し外（以下、ＮＬＯＳと略す）のＭＩＭＯを想定したやり方では特性が極端に劣化する。
【０３２７】
即ち、ＮＬＯＳ環境下の移動通信システムであっても、決定論的通信路を含む伝搬環境への対策が必要になってきており、その為にはアンテナ間隔を広げるといったＭＩＭＯシステム構築上の制約が大きく立ちはだかっている。
【０３２８】
移動通信システムの電波伝搬環境は、ＮＬＯＳ（見通し外）とＬＯＳ（見通し内）の合成としてみることが出来る。上述の見通し内伝搬環境で最適化されたＬＯＳ−ＭＩＭＯを見通し外のＮＬＯＳで用いても特性劣化は生じない。逆に、見通し外のＮＬＯＳ環境で使われていたＭＩＭＯを見通し内のＬＯＳ環境で用いると特性が極端に劣化する。
【０３２９】
従って、ＬＯＳ−ＭＩＭＯを前提としてＭＩＭＯシステムを構築した方が特性が良くなる。しかしその為にはアンテナ間隔を広げる必要があり、システム構築上の制約となるのである。
【０３３０】
そこで、図３２に示す様に、アンテナ３００１，３００２の前面に、交差波に対する搬送波の位相回転と、直接対向波に対する搬送波の位相回転を変えるマテリアル３００３，３００４を装着させる。これによってアンテナ間隔が既に説明してきた原理によって短縮されるので、システム構築上の制約条件が緩和される。
【０３３１】
ここで、移動通信の場合は複数の端末で構成される。従って、マテリアル３００３，３００４内の例えば異方性メタマテリアル誘電体素子の角度αをどの様に設定するかという問題になる。その場合には例えば、時分割で有る端末に割り当てられた期間はその端末の位置に合わせてαをセットし、他の端末の時には別の値にαをセットするといった扱いが可能である。時分割処理が出来ない場合には、ホットスポット等のＭＩＭＯの対象となる端末が集まった位置に対して平均的に最も良くなるαをセットする。これでＬＯＳ伝搬環境による特性劣化が緩和されるのである。
【０３３２】
（作用・効果）
以上説明した様に、本発明の一実施形態では、決定論的通信路を含む伝搬環境下のＭＩＭＯ通信システムにおいて、送信側または受信側或いは送受共に通信路行列演算処理手段を備え通信路行列演算処理手段にて直交伝送路を形成し、通信路行列を形作る送信アンテナまたは受信アンテナあるいは送受共にアンテナの前面に、交差波に対する搬送波の位相回転と、直接対向波に対する搬送波の位相回転を変えるマテリアルを具備し、最適アンテナ間隔を短縮する様に作用させることを特徴としているので、ＭＩＭＯ通信システムを構築する上での制約条件となっていたアンテナ配置問題を解消することができる。
【０３３３】
更に、本発明の一実施形態では、決定論的通信路を含む伝搬環境下のＭＩＭＯ通信システムにおいて、通信路行列の固有値が重根になるべくその通信路のアンテナ間距離による幾何学的パラメータを設定し、固有値に基づいて得られる特異ベクトルあるはその線形和によって得られる特異ベクトルに基づいて構成されるユニタリー行列によって送信或いは受信側での行列演算を行うことにより直交伝送路を形成すると共に、通信路行列を形作る送信アンテナまたは受信アンテナ或いは送受共にアンテナの前面に、交差波に対する搬送波の位相回転と、直接対向波に対する搬送波の位相回転を変えるマテリアルを具備し、最適アンテナ間隔を短縮する様に作用させることを特徴としているので、ＭＩＭＯ通信システムを構築する上で制約条件となっていたアンテナ配置問題を解消することが出来る。
【０３３４】
更に、本発明の一実施形態では、決定論的通信路を含む伝搬環境のＭＩＭＯ通信システムにおいて、送信側または受信側、或いは送受共に通信路行列演算処理部を備え、通信路行列演算処理部にて直交伝送路形成用行列を送信アンテナ又は受信アンテナの位置変動或いは送受のアンテナの位置変動または伝送路の変動により更新すると共に、通信路行列を形作る送信アンテナまたは受信アンテナあるいは送受共にアンテナの前面に、交差波に対する搬送波の位相回転と、直接対向波に対する搬送波の位相回転を変えるマテリアルを具備し、最適アンテナ間隔を短縮する様に作用させることを特徴としているので、通信路行列演算処理手段にて送信アンテナ又は受信アンテナの位置変動又は伝送路の変動の補正を行う際に、アンテナ配置問題を解消したアンテナ構成で送信アンテナ又は受信アンテナの位置変動又は伝送路の変動を吸収してＭＩＭＯ通信システムを実現出来る。
【０３３５】
更に、本発明の一実施形態では、決定論的通信路を含む伝搬環境のＭＩＭＯ通信システムにおいて、通信路行列の固有値が重根になるべく通信路の幾何学的パラメータを設定し、固有値に基づき得られる固有ベクトル或いはその線形和によって得られる固有ベクトルに基づいて構成されるユニタリー行列演算を送信側或いは受信側のどちらか一方のみにおいて行うことにより仮想的な直交伝送路を形成すると共に、通信路行列を形作る送信アンテナまたは受信アンテナ或いは送受共にアンテナの前面に、交差波に対する搬送波の位相回転と、直接対向波に対する搬送波の位相回転を変えるマテリアルを具備し、最適アンテナ間隔を短縮する様に作用させることを特徴としているので、アンテナ配置問題を解消し、逆回線によるフィードバック情報のいらない構成で、受信のみ処理とする構成や送信のみの処理とする構成など柔軟性のあるシステム設計を行うことが出来る。
【０３３６】
更に、本発明の一実施形態では、決定論的通信路を含む伝搬環境のＭＩＭＯ通信システムにおいて、ＭＩＭＯ通信システムが複数のアンテナを用いた固定マイクロ波通信システムであって、送信側または受信側或いは送受信共にアンテナ毎に独立な局部発信器を用いて構成されると共に、通信路行列を形作る送信アンテナまたは受信アンテナ或いは送受共にアンテナの前面に、交差波に対する搬送波の位相回転と、直接対向波に対する搬送波の位相回転を変えるマテリアルを具備し、最適アンテナ間隔を短縮する様に作用させることを特徴としているので、アンテナ配置問題を解消し、固定マイクロ波通信用ＭＩＭＯシステム構築上の制約条件となっていたアンテナ間キャリア同期の問題を、アンテナ間隔を短縮しつつ解消することが出来る。
【０３３７】
更に、本発明の一実施形態では、決定論的通信路を含む伝搬環境のＭＩＭＯ通信システムにおいて、上記のマテリアルが異方性メタマテリアル誘電体であって、メタマテリアル誘電体素子は対向アンテナ方向に対して斜めになるように配置されたことを特徴としているので、アンテナ間隔を短縮する際に使われる構造体を小型で効率よく実現出来る。
【０３３８】
更に、本発明の一実施形態では、決定論的通信路を含む伝搬環境のＭＩＭＯ通信システムにおいて、上記のマテリアルがパスレングスを制御する様に構成された平行な金属板の集合であって、金属板ガイドの方向は対向アンテナの方向に対して斜めになる様に配置されたことを特徴としているので、そのアンテナ間隔を短縮する際に使われる構造体を簡単に実現出来る。
【０３３９】
更に、本発明の一実施形態では、決定論的通信路を含む伝搬環境のＭＩＭＯ通信システムにおいて、上記のマテリアルが電気的に位相回転量の制御が可能であって、最適なアンテナ間隔を自動的に制御することを特徴としているので、アンテナ設置位置に変動があっても動的に対応することが出来る。
【０３４０】
更に、本発明の一実施形態では、決定論的通信路を含む伝搬環境のＭＩＭＯ通信システムにおいて、上記のマテリアルが電気的に位相回転量の制御が可能であって、液晶により誘電体素子の方向を変更することによりアンテナ間隔を自動的に制御することを特徴としているので、最適なアンテナ間隔の自動制御を小型で効率よく実現出来る。
【０３４１】
更に、本発明の一実施形態では、決定論的通信路を含む伝搬環境のＭＩＭＯ通信システムにおいて、ＬＯＳ環境とＮＬＯＳ環境が混在したＭＩＭＯ通信システムにおいても、通信路行列を形作る送信アンテナまたは受信アンテナあるいは送受共にアンテナの前面に、交差波に対する搬送波の位相回転と、直接対向波に対する搬送波の位相回転を変えるマテリアルを具備し、最適アンテナ間隔を短縮する様に作用させることを特徴としているので、移動通信システムでＬＯＳ電波伝搬環境を含むＭＩＭＯ通信システムを構築する上での制約条件となっていたアンテナ配置問題を解消することができる。
【０３４２】
更に、本発明の一実施形態によると、固定マイクロ波通信システムの様に決定論的な見通し内通信路へのＭＩＭＯの適用で通信路容量を増加させた空間分割多重方式並びに空間分割多重型の固定マイクロ波通信装置を提供すると共に、実際にアンテナを設置する際に場所の確保等のＭＩＭＯ通信システム構築上の制約を解消したＭＩＭＯ通信システムを提供することができる。
【０３４３】
更に、本発明の一実施形態によると、受信端から送信端へユニタリー行列構築の為のフィードバック情報を必要とする従来のＳＶＤ方式と違い、フィードバック情報を必要とせずＳＶＤ方式と等価な性能を発揮する空間分割多重方式並びに空間分割多重型の固定マイクロ波通信装置を提供すると共に、実際にアンテナを設置する際に場所の確保等のＭＩＭＯ通信システム構築上の制約を解消したＭＩＭＯ通信システムを提供することができる。
【０３４４】
更に、本発明の一実施形態によると、反射や散乱を繰り返す所謂リッチスキャッタリング環境の移動通信システムでも、近年の小セル化に伴って見通し内で到来する電波の割合が増加し、ＮＬＯＳを想定した従来のＭＩＭＯのやり方で特性劣化が発生しても、これらの問題を、アンテナ設置上の制約を解消しつつ解決したＭＩＭＯ通信システムを提供することができる。
【０３４５】
更に、本発明の一実施形態によると、室内における家電製品等での使用が予想されている短距離ＭＩＭＯ（Short range MIMO）で、広いスペースを占領するアンテナ設置と設置変更に際し、その利便性を向上させたＭＩＭＯ通信システムを提供することができる。
【０３４６】
なお、上記の通信システム、送信機、受信機、アンテナは、ハードウェア、ソフトウェア又はこれらの組合せにより実現することができる。また、上記の通信方法も、ハードウェア、ソフトウェア又はこれらに組合せにより実現することができる。ここで、ソフトウェアによって実現されるとは、コンピュータがプログラムを読み込んで実行することにより実現されることを意味する。
【０３４７】
プログラムは、様々なタイプの非一時的なコンピュータ可読媒体（non-transitory computer readable medium）を用いて格納され、コンピュータに供給することができる。非一時的なコンピュータ可読媒体は、様々なタイプの実体のある記録媒体（tangible storage medium）を含む。非一時的なコンピュータ可読媒体の例は、磁気記録媒体（例えば、フレキシブルディスク、磁気テープ、ハードディスクドライブ）、光磁気記録媒体（例えば、光磁気ディスク）、ＣＤ−ＲＯＭ（Read Only Memory）、ＣＤ−Ｒ、ＣＤ−Ｒ／Ｗ、半導体メモリ（例えば、マスクＲＯＭ、ＰＲＯＭ（Programmable ROM）、ＥＰＲＯＭ（Erasable PROM）、フラッシュＲＯＭ、ＲＡＭ（random access memory））を含む。また、プログラムは、様々なタイプの一時的なコンピュータ可読媒体（transitory computer readable medium）によってコンピュータに供給されてもよい。一時的なコンピュータ可読媒体の例は、電気信号、光信号、及び電磁波を含む。一時的なコンピュータ可読媒体は、電線及び光ファイバ等の有線通信路、又は無線通信路を介して、プログラムをコンピュータに供給できる。
【０３４８】
本願は、日本の特願２０１３−１１４０３６（２０１３年５月３０日に出願）に基づいたものであり、又、特願２０１３−１１４０３６に基づくパリ条約の優先権を主張するものである。特願２０１３−１１４０３６の開示内容は、特願２０１３−１１４０３６を参照することにより本明細書に援用される。
【０３４９】
本発明の代表的な実施の形態が詳細に述べられたが、様々な変更(changes)、置き換え(substitutions)及び選択(alternatives)が請求項で定義された発明の精神と範囲から逸脱することなくなされることが理解されるべきである。また、仮にクレームが出願手続きにおいて補正されたとしても、クレームされた発明の均等の範囲は維持されるものと発明者は意図する。
【０３５０】
上記の実施形態の一部又は全部は、以下の付記のようにも記載されうるが、以下には限られない。
【０３５１】
（付記１）
送信機と受信機とを含み、決定論的通信路を含む伝搬環境下で送信機側の送信アンテナと受信機側の受信アンテナの間で見通し内直交伝送路を形成するＭＩＭＯ通信システムであって、前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間に、対向アンテナ間の直接対向波に用いられる搬送波の位相回転と、斜向アンテナ間の交差波に用いられる搬送波の位相回転とを、それぞれの位相回転の変化量が互いに異なるように変化させて最適アンテナ間隔を短縮する最適アンテナ間隔短縮部を設けたＭＩＭＯ通信システム。
【０３５２】
（付記２）
前記最適アンテナ間隔短縮部は異方性メタマテリアル誘電体から構成され、前記異方性メタマテリアル誘電体の誘電体素子が対向アンテナ方向に対して傾斜するように配置されることを特徴とする付記１に記載のＭＩＭＯ通信システム。
【０３５３】
（付記３）
前記最適アンテナ間隔短縮部は現アンテナ間隔が最適アンテナ間隔になるように液晶により前記誘電体素子の前記傾斜の角度を変更する傾斜角度変更部を備えることを特徴とする付記２に記載のＭＩＭＯ通信システム。
【０３５４】
（付記４）
前記最適アンテナ間隔短縮部は平行な金属板の集合から構成された金属板ガイドであり、金属板ガイドのガイド方向が対向アンテナの方向に対して傾斜するように配置されることを特徴とする付記１に記載のＭＩＭＯ通信システム。
【０３５５】
（付記５）
前記最適アンテナ間隔短縮部は現アンテナ間隔が最適アンテナ間隔になるようにＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical System）により前記金属板ガイドの前記傾斜の角度を変更する傾斜角度変更部を備えることを特徴とする付記４に記載のＭＩＭＯ通信システム。
【０３５６】
（付記６）
前記最適アンテナ間隔短縮部が送信アンテナ若しくは受信アンテナ又は送信アンテナと受信アンテナの両方の前面に設けられることを特徴とする付記１〜５のいずれか１に記載のＭＩＭＯ通信システム。
【０３５７】
（付記７）
送信側若しくは受信側又は送信側と受信側の両方に、直交伝送路を形成する為の行列演算処理を表す行列である直交伝送路形成用行列に基づいて行列演算処理を実行する行列演算処理部を備え、該行列演算処理部にて直交伝送路を形成することを特徴とする付記１〜６のいずれか１に記載のＭＩＭＯ通信システム。
【０３５８】
（付記８）
通信路行列の固有値が重根になるべく前記通信路のアンテナ間距離による幾何学的パラメータを設定し、該固有値に基づいて得られる特異ベクトルあるはその線形和によって得られる特異ベクトルに基づいて構成されるユニタリー行列によって送信或いは受信側での行列演算を行うことにより直交伝送路を形成することを特徴とする付記１〜７のいずれか１に記載のＭＩＭＯ通信システム。
【０３５９】
（付記９）
前記行列演算処理部にて直交伝送路形成用行列を送信アンテナ又は受信アンテナの位置変動、或いは送受のアンテナの位置変動又は伝送路の変動により更新することを特徴とする付記１〜８のいずれか１に記載のＭＩＭＯ通信システム。
【０３６０】
（付記１０）
前記通信路行列の固有値が重根になるべく通信路の幾何学的パラメータを設定し、前記固有値に基づき得られる固有ベクトル或いはその線形和によって得られる固有ベクトルに基づいて構成されるユニタリー行列演算を送信側或いは受信側のどちらか一方のみにおいて行うことにより仮想的な直交伝送路を形成することを特徴とする付記１〜９のいずれか１に記載のＭＩＭＯ通信システム。
【０３６１】
（付記１１）
前記ＭＩＭＯ通信システムが複数のアンテナを用いた固定マイクロ波通信システムであって、送信側または受信側或いは送受信共にアンテナ毎に独立な局部発信器を用いて構成されることを特徴とする付記１〜１０のいずれか１に記載のＭＩＭＯ通信システム。
【０３６２】
（付記１２）
決定論的通信路を含む伝搬環境下で送信機側の送信アンテナと受信機側の受信アンテナの間で見通し内直交伝送路を形成するＭＩＭＯ通信システムにおける送信機であって、前記送信アンテナの前面に、対向アンテナ間の直接対向波に用いられる搬送波の位相回転と、斜向アンテナ間の交差波に用いられる搬送波の位相回転とを、それぞれの位相回転の変化量が互いに異なるように変化させて最適アンテナ間隔を短縮する最適アンテナ間隔短縮部を設けた送信機。
【０３６３】
（付記１３）
前記最適アンテナ間隔短縮部は異方性メタマテリアル誘電体から構成され、前記異方性メタマテリアル誘電体の誘電体素子が対向アンテナ方向に対して傾斜するように配置されることを特徴とする付記１２に記載の送信機。
【０３６４】
（付記１４）
前記最適アンテナ間隔短縮部は現アンテナ間隔が最適アンテナ間隔になるように液晶により前記誘電体素子の前記傾斜の角度を変更する傾斜角度変更部を備えることを特徴とする付記１３に記載の送信機。
【０３６５】
（付記１５）
前記最適アンテナ間隔短縮部は平行な金属板の集合から構成された金属板ガイドであり、金属板ガイドのガイド方向が対向アンテナの方向に対して傾斜するように配置されることを特徴とする付記１２に記載の送信機。
【０３６６】
（付記１６）
前記最適アンテナ間隔短縮部は現アンテナ間隔が最適アンテナ間隔になるようにＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical System）により前記金属板ガイドの前記傾斜の角度を変更する傾斜角度変更部を備えることを特徴とする付記１５に記載の送信機。
【０３６７】
（付記１７）
決定論的通信路を含む伝搬環境下で送信機側の送信アンテナと受信機側の受信アンテナの間で見通し内直交伝送路を形成するＭＩＭＯ通信システムにおける受信機であって、前記送信アンテナの前面に、対向アンテナ間の直接対向波に用いられる搬送波の位相回転と、斜向アンテナ間の交差波に用いられる搬送波の位相回転とを、それぞれの位相回転の変化量が互いに異なるように変化させて最適アンテナ間隔を短縮する最適アンテナ間隔短縮部を設けた受信機。
【０３６８】
（付記１８）
前記最適アンテナ間隔短縮部は異方性メタマテリアル誘電体から構成され、前記異方性メタマテリアル誘電体の誘電体素子が対向アンテナ方向に対して傾斜するように配置されることを特徴とする付記１７に記載の受信機。
【０３６９】
（付記１９）
前記最適アンテナ間隔短縮部は現アンテナ間隔が最適アンテナ間隔になるように液晶により前記誘電体素子の前記傾斜の角度を変更する傾斜角度変更部を備えることを特徴とする付記１８に記載の受信機。
【０３７０】
（付記２０）
前記最適アンテナ間隔短縮部は平行な金属板の集合から構成された金属板ガイドであり、金属板ガイドのガイド方向が対向アンテナの方向に対して傾斜するように配置されることを特徴とする付記１７に記載の受信機。
【０３７１】
（付記２１）
前記最適アンテナ間隔短縮部は現アンテナ間隔が最適アンテナ間隔になるようにＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical System）により前記金属板ガイドの前記傾斜の角度を変更する傾斜角度変更部を備えることを特徴とする付記２０に記載の受信機。
【０３７２】
（付記２２）
決定論的通信路を含む伝搬環境下で送信側のアンテナと受信側のアンテナの間で見通し内直交伝送路を形成するＭＩＭＯ通信システムにおける送信側又は受信側のアンテナであって、対向アンテナ間の直接対向波に用いられる搬送波の位相回転と、斜向アンテナ間の交差波に用いられる搬送波の位相回転とを、それぞれの位相回転の変化量が互いに異なるように変化させて最適アンテナ間隔を短縮する最適アンテナ間隔短縮部を前面に設けたアンテナ。
【０３７３】
（付記２３）
前記最適アンテナ間隔短縮部は異方性メタマテリアル誘電体から構成され、前記異方性メタマテリアル誘電体の誘電体素子が対向アンテナ方向に対して傾斜するように配置されることを特徴とする付記２２に記載のアンテナ。
【０３７４】
（付記２４）
前記最適アンテナ間隔短縮部は現アンテナ間隔が最適アンテナ間隔になるように液晶により前記誘電体素子の前記傾斜の角度を変更する傾斜角度変更部を備えることを特徴とする付記２３に記載のアンテナ。
【０３７５】
（付記２５）
前記最適アンテナ間隔短縮部は平行な金属板の集合から構成された金属板ガイドであり、金属板ガイドのガイド方向が対向アンテナの方向に対して傾斜するように配置されることを特徴とする付記２２に記載のアンテナ。
【０３７６】
（付記２６）
前記最適アンテナ間隔短縮部は現アンテナ間隔が最適アンテナ間隔になるようにＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical System）により前記金属板ガイドの前記傾斜の角度を変更する傾斜角度変更部を備えることを特徴とする付記２５に記載のアンテナ。
【０３７７】
（付記２７）
決定論的通信路を含む伝搬環境下で送信側の送信アンテナと受信側の受信アンテナの間で見通し内直交伝送路を形成するＭＩＭＯ通信システムにおけるＭＩＭＯ通信方法であって、前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間にて、対向アンテナ間の直接対向波に用いられる搬送波の位相回転と、斜向アンテナ間の交差波に用いられる搬送波の位相回転とを、それぞれの位相回転の変化量が互いに異なるように変化させて最適アンテナ間隔を短縮する最適アンテナ間隔短縮ステップを含むＭＩＭＯ通信方法。
【０３７８】
（付記２８）
前記最適アンテナ間隔短縮ステップは異方性メタマテリアル誘電体から構成されたマテリアルを、前記異方性メタマテリアル誘電体の誘電体素子が対向アンテナ方向に対して傾斜するように配置することを特徴とする付記２７に記載のＭＩＭＯ通信方法。
【０３７９】
（付記２９）
前記最適アンテナ間隔短縮ステップは現アンテナ間隔が最適アンテナ間隔になるように液晶により前記誘電体素子の前記傾斜の角度を変更する傾斜角度変更ステップを含むことを特徴とする付記２８に記載のＭＩＭＯ通信方法。
【０３８０】
（付記３０）
前記最適アンテナ間隔短縮ステップにおいて、送信アンテナ若しくは受信アンテナ又は送信アンテナと受信アンテナの両方の前面に前記マテリアルを設けることを特徴とする付記２８又は２９に記載のＭＩＭＯ通信方法。
【０３８１】
（付記３１）
前記最適アンテナ間隔短縮ステップは平行な金属板の集合から構成された金属板ガイドを、金属板ガイドのガイド方向が対向アンテナの方向に対して傾斜するように配置することを特徴とする付記２７に記載のＭＩＭＯ通信方法。
【０３８２】
（付記３２）
前記最適アンテナ間隔短縮ステップは現アンテナ間隔が最適アンテナ間隔になるようにＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical System）により前記金属板ガイドの前記傾斜の角度を変更する傾斜角度変更ステップを含むことを特徴とする付記３１に記載のＭＩＭＯ通信方法。
【０３８３】
（付記３３）
前記最適アンテナ間隔短縮ステップにおいて、送信アンテナ若しくは受信アンテナ又は送信アンテナと受信アンテナの両方の前面に前記金属板ガイドを設けることを特徴とする付記３１又は３２に記載のＭＩＭＯ通信方法。
【０３８４】
（付記３４）
送信側若しくは受信側又は送信側と受信側の両方にて、直交伝送路を形成する為の行列演算処理を表す行列である直交伝送路形成用行列に基づいて行列演算処理を実行する行列演算処理ステップを含み、該行列演算処理部にて直交伝送路を形成することを特徴とする付記２７〜３３のいずれか１に記載のＭＩＭＯ通信方法。
【０３８５】
（付記３５）
通信路行列の固有値が重根になるべく前記通信路のアンテナ間距離による幾何学的パラメータを設定し、該固有値に基づいて得られる特異ベクトルあるはその線形和によって得られる特異ベクトルに基づいて構成されるユニタリー行列によって送信或いは受信側での行列演算を行うことにより直交伝送路を形成することを特徴とする付記２７〜３４のいずれか１に記載のＭＩＭＯ通信方法。
【０３８６】
（付記３６）
前記行列演算処理ステップにて直交伝送路形成用行列を送信アンテナ又は受信アンテナの位置変動、或いは送受のアンテナの位置変動又は伝送路の変動により更新することを特徴とする付記２７〜３５のいずれか１に記載のＭＩＭＯ通信方法。
【０３８７】
（付記３７）
前記通信路行列の固有値が重根になるべく通信路の幾何学的パラメータを設定し、前記固有値に基づき得られる固有ベクトル或いはその線形和によって得られる固有ベクトルに基づいて構成されるユニタリー行列演算を送信側或いは受信側のどちらか一方のみにおいて行うことにより仮想的な直交伝送路を形成することを特徴とする付記２７〜３６のいずれか１に記載のＭＩＭＯ通信方法。
【０３８８】
（付記３８）
前記ＭＩＭＯ通信システムが複数のアンテナを用いた固定マイクロ波通信システムであって、送信側または受信側或いは送受信共にアンテナ毎に独立な局部発信器を用いて構成されることを特徴とする付記２７〜３７のいずれか１に記載のＭＩＭＯ通信方法。
【０３８９】
（付記３９）
決定論的通信路を含む伝搬環境下で送信機側の送信アンテナと受信機側の受信アンテナの間で見通し内直交伝送路を形成すると共に、前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間に、対向アンテナ間の直接対向波に用いられる搬送波の位相回転と、斜向アンテナ間の交差波に用いられる搬送波の位相回転とを、それぞれの位相回転の変化量が互いに異なるように変化させて最適アンテナ間隔を短縮する最適アンテナ間隔短縮部を設け、かつ、前記最適アンテナ間隔短縮部は異方性メタマテリアル誘電体から構成され、前記異方性メタマテリアル誘電体の誘電体素子が対向アンテナ方向に対する傾斜角度を変更自在に配置されるＭＩＭＯ通信システムの送信機又は受信機において、アンテナ間隔を最適化するプログラムであって、
コンピュータを、現アンテナ間隔が最適アンテナ間隔になるように前記傾斜角度を変更させる制御部として機能させるプログラム。
【０３９０】
（付記４０）
決定論的通信路を含む伝搬環境下で送信機側の送信アンテナと受信機側の受信アンテナの間で見通し内直交伝送路を形成すると共に、前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間に、対向アンテナ間の直接対向波に用いられる搬送波の位相回転と、斜向アンテナ間の交差波に用いられる搬送波の位相回転とを、それぞれの位相回転の変化量が互いに異なるように変化させて最適アンテナ間隔を短縮する最適アンテナ間隔短縮部を設け、かつ、前記最適アンテナ間隔短縮部は平行な金属板の集合から構成された金属板ガイドであり、金属板ガイドのガイド方向が対向アンテナの方向に対する傾斜角度を変更自在に配置されるＭＩＭＯ通信システムの送信機又は受信機において、アンテナ間隔を最適化するプログラムであって、
コンピュータを、現アンテナ間隔が最適アンテナ間隔になるように前記傾斜角度を変更させる制御部として機能させるプログラム。
【産業上の利用可能性】
【０３９１】
本発明は、ＭＩＭＯ通信に利用でき、特に、見通し内の伝搬環境下で使用される固定マイクロ波通信システムや、反射や散乱を伴う伝搬環境でも見通し内の伝搬が含まれる移動体通信システムや、室内における見通し内を含む伝搬環境で使用される室内ＭＩＭＯ通信システムや、それらのアンテナなどに利用できる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【国際調査報告】
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2014192845.tif 000283
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