(57)【要約】  電力変換装置において、非対称三角波をキャリア信号としてパルス幅変調を行うと高調波が生じる。この高調波を抑制するため、指令値を歪ませるように予め補正し、補正後の指令値と非対称キャリア信号によってスイッチング動作のゲート信号を決定してパルス幅変調を行い、歪の無い出力電圧または出力電流を得るようにした。
2017010142.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
半導体デバイスのスイッチング動作によって電力変換を行う電力変換回路、キャリア信号が最大値から最小値へと変化するのに要する信号減少期間と最小値から最大値へと変化するのに要する信号増加期間が異なる非対称キャリア信号を発生する非対称キャリア信号発生手段、指令値を発生する指令値発生手段、前記非対称キャリア信号発生手段からの前記非対称キャリア信号と前記指令値発生手段の前記指令値を受け、前記指令値を前記非対称キャリア信号に基づいて補正して補正後指令値を出力する指令値補正手段、および前記指令値補正手段からの前記補正後指令値と前記非対称キャリア信号とを比較して前記電力変換回路の前記スイッチング動作のゲート信号を決定する比較手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記指令値補正手段は、前記非対称キャリア信号によって生じる高調波を用いて前記電力変換回路の出力の指令値を補正する高調波電圧歪補正手段であって、前記高調波電圧歪補正手段は、前記高調波のうち２次高調波を抑制するようにしたことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記高調波電圧歪補正手段は、減算器を備え、前記減算器において前記指令値から前記高調波を差し引いて前記補正後指令値を前記比較手段に出力することを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記高調波電圧歪補正手段は、前記指令値をもとに前記非対称キャリア信号によって生じる高調波成分を参照して補正信号を出力する高調波参照手段を備え、前記補正信号を用いて前記指令値を補正して前記補正後指令値を出力することを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記高調波電圧歪補正手段は、前記指令値と前記非対称キャリア信号から高調波を演算する高調波演算手段を備え、算出された高調波信号を前記指令値から差し引いて前記補正後指令値を出力することを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記電力変換回路の出力を検出する検出手段と、前記検出手段から取得した検出値から前記非対称キャリア信号によって生じる高調波歪を抽出する高調波抽出手段と、前記高調波抽出手段の出力によって補正信号を設定する制御手段とを備えたことを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記高調波電圧歪補正手段は、前記指令値をもとに前記非対称キャリア信号によって生じる高調波成分を参照して補正信号を出力する高調波参照手段を備え、前記補正信号を用いて前記指令値を補正して第一の補正信号を設定すると共に、前記制御手段にて設定される補正信号を第二の補正信号とし、前記第一の補正信号と前記第二の補正信号とを用いて前記指令値を補正して前記補正後指令値を出力することを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記電力変換回路が、直流電力と多相交流電力とを双方向に供給可能な多相電力変換回路であって、
前記指令値発生手段は、指令値として第一の指令を発生し、
前記多相電力変換回路に設けられた直流母線電流検出手段、前記多相電力変換回路のスイッチングパターンと前記直流母線電流検出手段によって検出された直流母線電流から多相交流側に流れる相電流を復元する相電流復元部、前記相電流の復元のための第二の指令を出力する第二の指令作成手段、および前記指令値補正手段からの前記補正後指令値と前記第二の指令のどちらの指令を前記比較手段へ送信するか選択する電圧指令選択手段を備え、前記電圧指令選択手段は前記非対称キャリア信号の前記信号増加期間と前記信号減少期間のうち、短い方の期間で前記第二の指令を出力することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、半導体デバイスをスイッチング素子に使用した電力変換装置に関するもので、特に、非対称波形の信号をキャリア信号として使用する電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来から、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）や金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）やサイリスタといった半導体デバイスをスイッチングさせることにより入力電力を任意の形態の出力電力へと変換する電力変換装置が、様々な用途で使用されている。
この電力変換装置において、入出力電力に歪が含まれていると、機器類の騒音や振動の原因となるため、この入出力電力の歪を抑制する対策が行われてきた。この一つとして、パルス幅変調方式が用いられ、高速に制御を行い、出力をできるだけ正弦波に近づけるようにしている。また、ここでは、スイッチング信号を生成するために、キャリア比較方式という手法が行われている。【０００３】
このキャリア比較方式とは、キャリア信号あるいは搬送波と呼ばれる高周波信号と、電圧または電流による指令値とを比較してスイッチング信号を決定するもので、具体的には、キャリア信号よりも指令値が、大きい場合には、スイッチング信号を「ハイ」とし、小さい場合にはスイッチング信号を「ロウ」とするものである。【０００４】
このキャリア信号には、通常、対称三角波が用いられている。この「対称三角波」とは、特に、最大値から最小値に単調減少するのに要する信号減少期間と、最小値から最大値に単調増加するまでの信号増加期間が等しい左右対称な三角波波形である。
対称三角波を使用する理由は、対称三角波の持つ高調波成分と非対称三角波の持つ高調波成分との比較から、前者に比べて後者の方が、低次高調波が多くなるからである。【０００５】
しかし、対称三角波を生成する回路構成よりも、非対称三角波を生成する回路構成の方がシンプルであるため、対称三角波に代えて、信号増加期間と信号減少期間が等しくない三角波波形、すなわち「非対称三角波」を使用することが考えられるが、非対称三角波をキャリア信号として用いた場合には、低次高調波が出力の歪を引き起こすことから、特許文献１に提案されている内容のように、非対称三角波を使用するにしても、非対称三角波をそのまま指令値との比較信号として使用するのではなく、鋸歯波形の信号に補正を加えて対称三角波に整え、この整った対称三角波をキャリア信号とし、指令値との比較を行うようにしたもので、非対称三角波をそのままキャリア信号として使用するものではなかった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特許第３３２６７９０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
従来の電力変換装置では、非対称波形の信号をキャリア信号として使用した場合には高調波の問題が想定されることから、キャリア信号として対称三角波を使用することが当然と考えられていたため、非対称波形の信号をキャリア信号として使用するような電力変換装置は検討されていなかった。
この発明は、非対称波形の信号をキャリア信号として使用し、出力波形の高調波を抑制できる電力変換装置を提供することを目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の電力変換装置は、半導体デバイスのスイッチング動作によって電力変換を行う電力変換回路、キャリア信号が最大値から最小値へと変化するのに要する信号減少期間と最小値から最大値へと変化するのに要する信号増加期間が異なる非対称波形のキャリア信号を発生する非対称キャリア信号発生手段、指令値を発生する指令値発生手段、前記非対称キャリア信号発生手段からの前記非対称キャリア信号と前記指令値発生手段の前記指令値を受け、前記指令値を前記非対称キャリア信号に基づいて補正して補正後指令値を出力する指令値補正手段、および前記指令値補正手段からの前記補正後指令値と前記非対称キャリア信号とを比較して前記電力変換回路の前記スイッチング動作のゲート信号を決定する比較手段を備えたものである。
【発明の効果】
【０００９】
この発明による電力変換装置によれば、除去したい次数の高調波信号が重畳されるように指令値を補正してから非対称キャリア信号によりパルス幅変調を行うことにより、歪の小さい出力波形を得ることが可能である。このため、非対称波形の信号をキャリア信号として用いても、電力変換装置の出力電力の波形の高調波を抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】この発明の実施の形態１の電力変換装置を示す構成図である。
【図２】この発明の実施の形態１に対する比較例の電力変換装置の構成を示す構成図である。
【図３】この発明の実施の形態１の電力変換装置の動作状態を示す信号波形図である。
【図４】この発明の実施の形態１に対する比較例の電力変換装置の動作状態を示す波形図である。
【図５】この発明の実施の形態１の電力変換装置においてキャリア信号として鋸歯波形の信号を使用した場合のキャリアスペクトルを示す図である。
【図６】対称三角波と非対称三角波のフーリエ係数を比較した図である。
【図７】この発明の実施の形態２に係る電力変換装置の構成図である。
【図８】この発明の実施の形態３に係る電力変換装置の構成図である。
【図９】この発明の実施の形態３に係る電力変換装置の高調波参照手段の振幅スペクトルの説明図である。
【図１０】この発明の実施の形態３に係る電力変換装置の高調波電圧歪補正手段の効果を示す説明図である。
【図１１】この発明の実施の形態４の電力変換装置の構成図である。
【図１２】この発明の実施の形態５の電力変換装置の構成図である。
【図１３】この発明の実施の形態６の電力変換装置の構成図である。
【図１４】この発明の実施の形態７に係る電力変換装置の構成図である。
【図１５】この発明の実施の形態７に係る相電流復元方法の原理を説明する説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置を、図１に基づいて説明する。
図１は、実施の形態１に係る電力変換装置１１０の概略的な構成図であって、パルス幅変調制御を実現するキャリア比較方式の構成を表している。
この電力変換装置１１０には、半導体デバイスをスイッチング素子に使用した電力変換回路３を備えており、電力変換回路３には比較手段５が接続され、比較手段５から電力変換回路３に、スイッチング動作を制御するゲート信号が供給される。
【００１２】
比較手段５は、キャリア比較方式によってゲート信号を生成するもので、比較手段５には、非対称キャリア信号発生手段４と指令値補正手段１６が接続されている。また、指令値補正手段１６には所望の波形の指令値を供給する指令値発生手段１５が接続されている。指令値発生手段１５から所望の波形の指令値信号が指令値補正手段１６に供給され、この指令値補正手段１６において指令値信号は補正され、補正後指令値信号が生成される。この補正は、非対称キャリア信号発生手段４において生成される非対称三角波の状態に応じて行われる。
【００１３】
この発明の実施の形態１と従来の技術との相違を明確にするために、従来技術の概略的な構成を図２に示す。図２に示す構成は、従来のパルス幅変調制御を実現する電力変換装置で、図において、同一又は相当する部分には同じ符号を付けている。図に示すように、本願発明と異なっているところは、比較手段５に接続されている構成である。すなわち、この図２に示すものでは、比較手段５には、対称キャリア信号発生手段１４０と指令値発生手段１５が接続され、対称キャリア信号発生手段１４０から対称三角波信号がキャリア信号として供給され、指令信号がそのまま指令値発生手段１５から供給されている。
【００１４】
この図１と図２とを比較すれば明らかなように、本願発明ではキャリア信号として非対称波形の信号を使用して、その非対称キャリア信号の状態に応じて指令値信号に補正を加えて補正後指令値信号を生成し、補正後指令値信号とキャリア信号とを比較するようにしている。
【００１５】
図１に示した実施の形態１の動作状態を信号波形図によって表すと図３の通りである。
図３（ａ）は、信号の状態を表しており、図において、ａはキャリア信号であって、非対称三角波信号である。ｂは所望の電圧波形の指令値信号である。ｃは指令値信号ｂに非対称三角波信号ａの２次高調波を重畳した補正後指令値信号を表している。なお、図３（ａ）中の階段状の波形は、補正後指令値信号ｃをゼロ次ホールドした信号を表している。図３（ｂ）は、図３（ａ）に示した非対称三角波信号ａと補正後指令値信号ｃとを用いてパルス幅変調制御して得られた出力信号（ゲート信号）を表している。図３（ｃ）は、図３（ｂ）に示した出力信号を周波数解析した結果であって、ここに示す通り、指令値信号に対して補正を行ったことにより２次高調波スペクトルがほとんど立っていない。この例では、２次高調波だけを指令値に重畳してから変調を行ったが、他の次数の高調波を抑制したい場合にはその次数の高調波を指令値に重畳すれば良い。次数の異なる２つ以上の高調波を同時に重畳することももちろん可能である。この方法では、重畳する高調波の振幅と位相が極めて重要であるが、これを求めることはさほど難しくない。
【００１６】
図２に示した比較例における信号の状態を、図３と同様に、図４に示す。
図４（ａ）は、信号の状態を表しており、ａ０は、キャリア信号であって、対称三角波信号である。ｂは、所望の電圧波形の指令値信号である。なお、図４（ａ）中の階段状の波形は、補正後指令値信号ｃをゼロ次ホールドした信号を表している。図４（ｂ）は、図４（ａ）に示した対称三角波信号ａ０と指令値信号ｂとを用いてパルス幅変調制御して得られた出力信号（ゲート信号）を表している。図４（ｃ）は、図４（ｂ）に示した出力信号を周波数解析した結果であって、ここに示す通り、出力波形にキャリア波のスペクトルが含まれているものの、低次高調波のスペクトルはほとんど立っていない。これは対称三角波が偶数次のスペクトルを持っていないためである。
【００１７】
この対称三角波信号に対して、非対称三角波の一種である鋸歯波形信号をキャリア信号として用いてパルス幅変調制御を行った場合の出力信号を周波数解析した結果を、図５に示す。図５に示すように、キャリア周波数と指令値の振幅および周波数を、図４に示した場合と同条件としたにも関わらず、鋸歯波形信号の場合には、２次高調波（２ｆ）スペクトルが顕著に大きくなっており、さらに３次高調波（３ｆ）スペクトルも増加している。キャリア周波数と指令値の周波数が接近した場合や、キャリア振幅と指令値の振幅の比率である変調度が大きくなった場合には、これらの高調波スペクトルが大きくなる。
【００１８】
実施の形態１と比較例から理解できるように、キャリア信号に使用する信号によっては高調波が存在し、この高調波によって騒音などの問題が発生することから高調波の少ない状態のキャリアを使用するのが、比較例に示した構成であるのに対して、この実施の形態１においては、高調波の存在するキャリア信号であっても、指令値信号を補正することによって高調波による影響を抑制した出力電圧信号を形成できることが明らかである。
【００１９】
図６に、対称三角波と非対称三角波の持つ高調波成分の違いを示す。ここでは、対称三角波と三種類の非対称三角波のフーリエ係数を比較している。信号増加期間と信号減少期間の比率が１：１（対称三角波）（１）、１：３（２）、１：９（３）、１：無限大（鋸歯波形）（４）の四種類の波形のスペクトルを比べてみると、波形が左右対称に近いほうが基本波のスペクトルが大きく、高調波スペクトルも小さいことがわかる。このため、指令値信号の周波数がキャリア信号の周波数に対して十分低い場合を除いて、通常は、対称三角波信号をキャリア信号に用いることが好ましいことになる。しかし、予め高調波成分の存在を承知して、この高調波の存在するキャリア信号であることを前提として、指令値信号を補正し、補正後指令値信号を使用することによって高調波の影響を抑制した出力電圧信号を得ることができることになる。このことによって、設計の自由度が大きくなり、回路構成の原価低減に結び付けることができることになる。
【００２０】
実施の形態２
次に、実施の形態２として、指令値信号を補正する具体的な構成について説明する。
図７は、実施の形態２に係る電力変換装置の構成図である。図７において、図１に示した構成と各々同一又は相当部分にはそれぞれ同一の符号を付けて説明する。図７では、電力変換装置１１０として、電圧型単相インバータを示している。電力変換装置１１０は、電力変換回路３、電力変換回路３の制御装置１００および上位コントローラ１０３を備えている。上位コントローラ１０３は電力変換回路３の制御装置１００に対して、電圧や電流の指令値を送信する。負荷１がモータである場合には、上位コントローラ１０３は速度指令や位置指令を制御装置１００へ与えることもある。電力変換装置１１０はこの指令値に基づいて動作する。
【００２１】
電力変換回路の制御装置１００は、ハードウエアとして、非対称キャリア信号発生手段４、比較手段５、プロセッサ１０１およびメモリ１０２を備える。メモリ１０２は、図示していないが、ランダムアクセスメモリ等の揮発性記憶装置と、フラッシュメモリ等の不揮発性の補助記憶装置とを備えている。なお、メモリ１０２は、図示していないが、ランダムアクセスメモリ等の揮発性記憶装置と、不揮発性の補助記憶装置の代わりにハードディスク等の補助記憶装置とを具備してもよい。プロセッサ１０１は、メモリ１０２から入力されたプログラムを実行する。メモリ１０２が補助記憶装置と揮発性記憶装置とを具備するため、プロセッサ１０１に、補助記憶装置から揮発性記憶装置を介してプログラムが入力される。また、プロセッサ１０１は、演算結果等のデータをメモリ１０２の揮発性記憶装置に出力しても良いし、揮発性記憶装置を介して補助記憶装置に前記データを保存しても良い。
【００２２】
ここでは図示していないが、この装置はさらに電力変換回路に流れる電流を検出する電流検出手段や電力変換回路に印加されている電圧を検出する電圧検出手段を有しても良い。これらの電流検出手段や電圧検出手段によって取得した数値をプロセッサ１０１やメモリ１０２へ送信しても良い。
【００２３】
非対称キャリア信号発生手段４は非対称キャリア信号を発生する。なお、最大値から最小値に単調減少するのに要する信号減少期間と、最小値から最大値に単調増加するまでの信号増加期間が等しくない、左右非対称なキャリア信号を「非対称キャリア信号」と呼んでいる。非対称三角波の代表例は鋸歯波形である。
プロセッサ１０１は非対称キャリア信号によって生じる高調波を抑制するために電圧指令に補正を加えた補正後電圧指令を決定する。すなわち、前述の実施の形態１において示した指令値補正手段１６に相当し、図示していないが、非対称キャリア信号発生手段４から発生された非対称キャリア信号に関する情報を入手して、補正後電圧指令を決定するものである。
【００２４】
比較手段５は非対称キャリア信号と補正後電圧指令を比較して、電力変換回路３のゲート信号を決定する。この実施例では、電力変換回路３は単相インバータ回路であるので、電源２の直流電圧を任意の電圧に変換して、負荷１へ印加するために、半導体スイッチ３ａ、３ｂを相補的にスイッチングする。プロセッサの入出力インターフェースには大容量の半導体スイッチをドライブする能力が備わっていないことも多いので、その場合にはゲートドライバ回路３ｃを用いる。図７では半導体スイッチ３ａ、３ｂをＩＧＢＴとしたが、これには発明を限定する意図はなく、パワートランジスタやＦＥＴでも良い。
【００２５】
実施の形態３
図８は、この発明の実施の形態３に係る電力変換装置の構成を示す図である。電力変換回路の制御装置１００は、非対称キャリア信号発生手段４、比較手段５、高調波電圧歪補正手段６を備えている。図８に示した高調波電圧歪補正手段６は、図７に示したメモリ１０２に記憶されたプログラムを実行するプロセッサ１０１、または図示していないシステムＬＳＩ等の処理回路によって実現される。また、複数のプロセッサ１０１および複数のメモリ１０２が連携して前述の機能を実行しても良いし、複数の処理回路が連携して前述の機能を実行してもよい。また、複数のプロセッサ１０１および複数のメモリ１０２と、複数の処理回路との組み合わせにより連携して前述の機能を実行しても良い。
【００２６】
図８の高調波電圧歪補正手段６は、減算器６ａと電圧指令から非対称キャリア信号によって発生する高調波を参照する高調波参照手段６ｂから構成され、電圧指令から高調波信号を差し引くことで補正後電圧指令を決定するもので、実施の形態１に示した指令値補正手段１６に相当し、前の実施の形態において説明したように、非対称キャリア信号に関する情報を受けて電圧指令値を補正し、補正後電圧指令を決定するものである。
非対称キャリア信号を用いて正弦波状の指令値信号をそのままパルス幅変調すると、指令値信号の周波数がキャリア信号の周波数に接近した際に、出力信号に含まれる高調波が増大することは既に説明した通りであるが、このことを数式的に表現すると以下のように説明できる。
【００２７】
電圧指令Ｖｒｅｆが式（１）のように与えられ、非対称キャリア信号によって変調を行った場合、負荷１に印加される電圧Ｖｌｏａｄは、式（２）のように表現できる。
【数１】
2017010142.tif 000003
【数２】
2017010142.tif 000004
ここで、Ｖｆは電圧指令の振幅、ωは電圧指令の角周波数、θ１は電圧指令の位相、ｅｘｐはネピアの数を底とする指数関数、ｊは複素数、Ｖ２ｈ、Ｖ３ｈは２次高調波および３次高調波の振幅、θ２、θ３は２次高調波および３次高調波の位相、Ｖｃａｒｒｉｅｒはキャリアスペクトルの電圧の総和をそれぞれ表す。
【００２８】
指令値信号を予め歪ませてからパルス幅変調を行うことで、出力信号に含まれる高調波を除去することが可能であって、式（３）のように、電圧指令値の補正を行い、この補正後指令値Ｖｒｅｆ２を非対称キャリア信号によって変調する。式（３）では２次高調波成分の補正を行っており、これにより式（４）に示すように、負荷１に印加される電圧Ｖｌｏａｄから２次高調波成分が除去されることになる。
【数３】
2017010142.tif 000005
【数４】
2017010142.tif 000006
なお、ここで、２次高調波の振幅Ｖ２ｈおよび位相θ２は、補正を行わなかった場合に負荷１に印加されるであろう電圧を基に決定することになる。
【００２９】
図９は、この発明の実施の形態３に係る電力変換装置において示した高調波参照手段６ｂの振幅スペクトルについて説明するための説明図である。これは正弦波信号をある非対称キャリア信号でパルス幅変調したときに発生する２次高調波の振幅スペクトルについて計算した結果の一例である。例えば、キャリア信号の周波数を５ｋＨｚとして、正弦波信号とキャリア信号の振幅比である変調率と正弦波信号の周波数を変化させていくと、パルス幅変調制御信号に含まれる２次高調波成分は図９のように変化する。
図９の計算では高速フーリエ変換のアルゴリズムを用いているが、高速フーリエ変換を行うと高調波の振幅スペクトルと位相スペクトルが同時に求まるので、求めた高調波信号を電圧指令から差し引いて補正を行う。この図９のような計算結果を計算機シミュレーションで得ることによって、実施の形態３では、図９に示される計算結果をもとに電圧指令値信号の補正を行っている。
【００３０】
図８の高調波参照手段６ｂは、例えば、図９に示される計算結果を、例えば、実施の形態２に示したメモリ１０２のような記憶装置に格納したルックアップテーブルで、電圧指令値信号の周波数と変調率をもとに非対称キャリア信号によって生じる高調波成分を参照して、減算器６ａへ高調波成分を補正信号として出力する。減算器６ａにおいて電圧指令値から補正信号すなわち前記高調波成分を差し引くことで、電圧指令値を予め歪ませる補正を行う。補正後電圧指令を非対称キャリア信号によりパルス幅変調することで、結果的に負荷１に印加される電圧からは高調波歪が除去される。
【００３１】
図１０は、この発明の実施の形態３に係る電力変換装置１１０の高調波電圧歪補正手段６の効果を示す説明図で、本発明を実施した場合の出力信号をフーリエ変換した結果についてまとめたものである。図９では条件によっては基本波振幅の大きさの１０％を超える２次高調波歪が発生していたが、本発明を実施することにより、出力信号の２次高調波歪を１％程度まで抑えこむことが可能となる。
【００３２】
このように、この発明の実施の形態３では、キャリア信号に非対称三角波を用いても、出力波形の高調波を抑制でき、非常に簡単な手段で非対称キャリア信号のデメリットである高調波に関する問題を解決することができる。また、ここでは単純な正弦波信号を非対称キャリア信号でパルス幅変調した場合について説明したが、電圧形三相インバータ回路では電圧利用率を改善するために、正弦波信号に３次高調波信号を重畳することもでき、高調波スペクトルを計算し直して、指令値信号を補正すれば、実効のある対応が可能になる。
【００３３】
実施の形態３では、電圧指令の補正を行うために事前に高調波スペクトルを計算し、ルックアップテーブルへ格納することについて説明したが、計算機の演算性能に余裕があるのならば、実施の形態２のプロセッサ１０１内部でリアルタイムに高調波スペクトルを計算しても良い。非対称キャリア信号の周波数や信号増加期間と信号減少期間の比率が頻繁に変更するようなケースでは、メモリ１０２に格納しておくべきデータ量が増えてしまうので、プロセッサ１０１内部でリアルタイムに高調波スペクトルを計算したほうが良い場合もあり得る。
【００３４】
実施の形態４
図１１は、この発明の実施の形態４の電力変換装置１１０の構成図である。実施の形態３との相違点として、高調波電圧歪補正手段６は、減算器６ａと、電圧指令を非対称キャリア信号によってパルス幅変調する比較手段６ｄと、この比較手段６ｄによって生成されたパルス列をフーリエ変換して高調波スペクトルを計算する高調波演算手段６ｃから構成されているところである。この高調波電圧歪補正手段６においては、電圧指令から高調波信号を差し引くことで補正後電圧指令を決定している。
高調波スペクトルを計算する方法としては、一例としては、パルス幅変調の結果得られるパルスを実際にフーリエ変換する方法がある。その他には、複素二重フーリエ級数やスイッチング関数を用いる計算法がある。実際には、パルスを実際にフーリエ変換するほうが簡単に高調波を求められるので、この高調波演算手段６ｃでは単に高調波を演算して出力するものとする。
【００３５】
ここでは、非対称キャリア信号発生手段４の出力と電圧指令とを比較手段６ｄにおいて比較してパルス幅変調の出力を得て、この出力信号に基づいて高調波演算手段６ｃにおいて高調波を演算して高調波信号を算出し、減算器６ａにおいて、算出された高調波信号を電圧指令信号から差し引いて補正後指令信号を生成している。実施の形態３では、高調波参照手段６ｂを使用して、高調波を設定していたのに対して、ここでは、高調波演算手段６ｃにおいてリアルタイムに計算することによって高調波を算出している。このため、キャリア信号波形が頻繁に変更されたとしても、保存するデータ量を少なくすることができる。
【００３６】
実施の形態５
実施の形態２から４ではフィードフォワード制御的な構成を示したが、フィードバック制御で非対称キャリア信号による高調波歪を抑制することも可能である。
図１２は、この発明の実施の形態５に係る電力変換装置の構成図である。図１２では電流検出手段７を新たに備え、電流検出手段７によって得られる検出電流または検出電圧から、非対称キャリア信号によって生じる高調波電流歪を、高調波抽出手段６ｅで抽出し、これをもとに電圧指令に対して補正を加える構成となっている。具体的な高調波の抽出方法としてはフーリエ変換を使う方法を使用できる。
【００３７】
電流検出手段７の代わりに電圧検出手段を備えても良い。もちろん、電流検出手段７と電圧検出手段の両方を備えても良く、電力変換回路３の電圧と電流の両方を用いて電圧指令に補正を加えても良い。補正値は、高調波電圧歪補正手段６の中に設けた制御手段６ｆにおいて決定するが、これは例えばＰＩＤ制御器により構成する。ＰＩＤ制御器は、ｅを偏差として、指令値ｒと検出値ｘの偏差ｅが零になるように、制御量ｙを自動調整する制御器の一種である。ＰＩＤ制御器の制御式は一般に式（５）および式（６）によって表される。
【数５】
2017010142.tif 000007
【数６】
2017010142.tif 000008
ここで、Ｋｐは比例ゲイン、ＫＩは積分ゲイン、ＫＤは微分ゲインである。ＰＩＤ制御器ではゲインを変更することによって指令値への収束の早さや安定性が変化する。ゲインの調整法については様々な方法が提案されている。
【００３８】
例えば、電流検出手段７と高調波抽出手段６ｅにより、負荷１に流れる電流に含まれる２次高調波の余弦成分Ｉ２ｃと正弦成分Ｉ２ｓが分かった場合（これは電流に含まれる２次高調波の振幅と位相が分かったということに相当する）の制御手段６ｆの構成法について詳述する。これらの２次高調波は両方とも零になるのが望ましいのだが、電圧指令に補正を加えることにあたり、電圧指令にどのような２次高調波を重畳するかが問題になる。
【００３９】
負荷１のインピーダンスが既知であれば、重畳すべき２次高調波電圧を逆算することは容易である。しかし、インピーダンスが未知の場合や温度変動などの外乱要因によってインピーダンスが変動する場合は、そういった手段を取ることができない。
このような場合に関しては、二つのＰＩＤ制御器を用いて補正電圧を決定するのが良い。一つ目のＰＩＤ制御器は２次高調波電流の余弦成分Ｉ２ｃを零にするためものであり、重畳する２次高調波電圧の余弦成分を決定する。二つ目のＰＩＤ制御器は正弦成分Ｉ２ｓを零にするためのものであり、重畳する２次高調波電圧の正弦成分を決定する。余弦成分と正弦成分が判れば、式（３）に示される２次高調波の振幅Ｖ２ｈと位相θ２を計算することができるので、あとは実施の形態２および３と同様の補正を加えれば良い。
この方法は、電流や電圧を検出しながら、高調波歪が小さくなるように指令値を操作するので、非対称キャリア信号以外にも高調波歪が増大する外乱要因があるような場合にも有効である。
【００４０】
実施の形態６
実施の形態２および３では、フィードフォワード補償とフィードバック補償を個別に説明してきたが、もちろん、フィードフォワード補償とフィードバック補償を併用することも可能である。
図１３は、この発明の実施の形態６の電力変換装置の構成図である。図１３では、電流検出手段７と高調波電圧歪補正手段６を備えており、高調波電圧歪補正手段６の内容として、高調波参照手段６ｂ、高調波抽出手段６ｅおよび制御手段６ｆを備え、実施の形態３で説明したフィードフォワード補償と、実施の形態５で説明したフィードバック補償の両方を行っている。すなわち、実施の形態３において説明したように、指令信号に基づいてこの二通りの制御系を組み合わせて使用することにより指令信号の補正をより確実に行うことができるため、高調波をより効果的に低減することが可能となる。
【００４１】
実施の形態７
図１４は、この発明の実施の形態７に係る電力変換装置の構成を示す図である。
この実施の形態７は、前述の実施の形態１から６に説明した非対称キャリア信号を使用したパルス幅変調を行う電力変換装置を使用し、さらに、１シャント電流検出を行うようにしたものである。このため、多相電力変換回路３１は直流電力と多相交流電力とを双方向に供給可能なＤＣ−ＡＣ変換器であり、直流母線側に流れる直流母線電流を検出する直流母線電流検出手段７ｂと、ＤＣ−ＡＣ変換器のスイッチングパターンと前記直流母線電流から多相交流側に流れる多相交流電流を復元する相電流復元部８を備えている。
すなわち、図１４に示すように、第一の電圧指令作成手段９において、別途供給される電流指令および周波数指令に基づいて第一の電圧指令が作成される。この第一の電圧指令は、高調波電圧歪補正手段６において、高調波による電圧歪分が補正されて補正後の第一の電圧指令が設定される。
一方、第二の電圧指令作成手段１０においては、多相交流電流を復元するために必要な電流検出待ち時間が確保された第二の電圧指令を出力する。
【００４２】
そして、補正後の第一の電圧指令と、確実に電流を復元するために用意された第二の電圧指令を交互に出力するにあたって、非対称キャリア信号の信号増加期間と信号減少期間のうち、長い方の期間で第一の電圧指令を出力し、短い方の期間で多相交流電流を復元するために必要な電流検出待ち時間が確保された第二の電圧指令を出力するように構成している。
負荷に供給される電力を制御するのは前述の第一の電圧指令の役割だが、インバータの最終的な出力電圧は第一の電圧指令と第二の電圧指令の両方を加味した時間平均によって決定される。多くの場合、第一の電圧指令と第二の電圧指令のベクトルの方向は一致しないため、前述の第二の電圧指令を出力する期間が長ければ長いほど、インバータが出力可能な最大電圧は減少する。
この実施の形態７では非対称キャリア信号を用いることで、第二の電圧指令の出力期間を極力短くし、電源電圧の利用率を向上させている。
【００４３】
この実施の形態７においては、多相モータ１ｂを負荷として、この多相モータ１ｂを所望の状態に駆動するため、多相電力変換回路３１のスイッチング動作をゲートドライバ回路３ｃによって制御するとともに、直流母線電流検出手段７ｂにより検出した直流母線電流と多相電力変換回路３１のゲート信号から、多相モータ１ｂに流れる相電流を復元する。相電流の復元は相電流復元部８で行う。
【００４４】
第一の電圧指令は、多相モータ１ｂの相電流の振幅および周波数を所望の値に制御するための指令信号で、電流指令および周波数指令に基づいて第一の電圧指令作成手段９において決定される。この決定は、例えばベクトル制御のような、一般的な電流制御法で決定することができる。この第一の電圧指令は、高調波電圧歪補正手段６によって補正され、補正後の第一の電圧指令が生成される。そして、電圧指令選択手段１１では、補正後の第一の電圧指令と第二の電圧指令のどちらの電圧指令を比較手段５へ送信するか選択する。
【００４５】
補正後の第一の電圧指令が比較手段５に送られると、非対称キャリア信号発生手段４からの非対称キャリア信号により、ゲート信号が決定され、多相電力変換回路３１が動作して、多相モータ１ｂに電力が供給されて駆動される。
第二の電圧指令が比較手段５に送られると、比較手段５から多相電力変換回路３１と相電流復元部８に対して直流母線電流の検出の指令が出される。
【００４６】
つぎに、この実施の形態７における相電流復元の基本的な仕組みについて説明する。
電圧形三相インバータの上下スイッチは基本的には相補的に動作する。つまり、多相電力変換回路３１の、上側のスイッチがオンのときは下側のスイッチがオフ、下側のスイッチがオンのときは上側のスイッチがオフとなる。また、電圧形三相インバータの電流経路は、ゲート信号によって決定され、例えば、ｕ相上側のゲート信号がオン、ｖ相上側およびｗ相上側のゲート信号がオフであった場合、インバータは、Ｖ１という電圧ベクトルを出力するが、インバータの直流母線部に流れる電流は、三相モータのｕ相電流に等しくなる。したがって、電圧ベクトルＶ１を出力しているときに直流母線電流を検出すると、ｕ相電流の値を得ることができる。また、ｕ相上側およびｖ相上側のゲート信号がオン、ｗ相上側のゲート信号がオフであった場合、インバータはＶ２という電圧ベクトルを出力するが、インバータの直流母線部に流れる電流は三相モータのｗ相電流に等しくなる。
【００４７】
したがって、電圧ベクトルＶ２を出力しているときに直流母線電流を検出すると、ｗ相電流の値を得ることができる。電圧形三相インバータにおいてスイッチの状態の組合せは８通り存在するが、そのうちの６種類の組合せではいずれかの相の電流を検出可能である。相電流の検出が不可能なスイッチの組合せは、ｕ相上側、ｖ相上側、ｗ相上側のゲート信号がすべて同じとなる組合せで、上側スイッチが全てオフとなる場合と、全てオンとなる場合の２種類がある。このときに出力される電圧ベクトルはそれぞれＶ０、Ｖ７と呼ばれるが、Ｖ０もしくはＶ７が出力されている場合、モータに流れる相電流はモータ内を還流するので、基本的にインバータの直流母線部に電流は流れない。そして、２相分の相電流が復元できれば、もう一相の電流はキルヒホッフの電流則によって計算することが可能である。このことを利用して、タイミング良く直流母線電流を検出すれば、単一の電流センサでモータに流れる三相の相電流全てを検出することが可能となる。
【００４８】
図１５は、この発明の実施の形態７に係る相電流復元方法の原理を説明する説明図である。この実施の形態では、電流制御のための第一の電圧指令に、高調波電圧歪補正を施した補正後の第一の電圧指令Ｖｕ１＊、Ｖｖ１＊、Ｖｗ１＊と電流検出に適した第二の電圧指令Ｖｕ２＊、Ｖｖ２＊、Ｖｗ２＊を適宜選択しながら制御を行う。
図１５においては、非対称キャリア信号の信号減少期間のほうが信号増加期間よりも短いので、信号減少期間で第二の電圧指令Ｖｕ２＊、Ｖｖ２＊、Ｖｗ２＊を出力し、信号増加期間で第一の電圧指令Ｖｕ１＊、Ｖｖ１＊、Ｖｗ１＊を出力している。
【００４９】
信号減少期間よりも信号増加期間のほうが短い場合には、  信号増加期間で第二の電圧指令Ｖｕ２＊、Ｖｖ２＊、Ｖｗ２＊を出力し、信号減少期間で第一の電圧指令Ｖｕ１＊、Ｖｖ１＊、Ｖｗ１＊を出力するようにする。
図１５において、インバータの電圧ベクトルはＶ１、Ｖ２、Ｖ７、Ｖ２、Ｖ１の順に変化する。三相電流を復元するには、  Ｖ０とＶ７以外の電圧ベクトルを所定の期間、出力し続ける必要がある。ここでは電流検出に必要な待ち時間をＴｗとしている。なお、Ｔｗをどの程度の長さに設定すれば良いかについては、直流母線電流の波形から判断することができる。
【００５０】
補正後の第一の電圧指令Ｖｕ１＊、Ｖｖ１＊、Ｖｗ１＊は、電流制御の都合によってほぼ定まる。図１５において、信号増加期間におけるＶ１の出力期間をｔ１、Ｖ２の出力期間をｔ２とした場合、ｔ１とｔ２の両方が待ち時間Ｔｗよりも大きくなるとは限らないので、第二の電圧指令Ｖｕ２＊、Ｖｖ２＊、Ｖｗ２＊と非対称キャリア信号を適切に設定することで、電圧ベクトルを待ち時間Ｔｗの期間、固定する。
【００５１】
図１５の信号減少期間では、まず電圧ベクトルをＶ１に固定し、電流検出に必要な待ち時間が経過した後、直流母線電流を検出する。前述の通り、Ｖ１を出力しているとき、直流母線電流はｕ相電流ｉｕに等しい。一度目の直流母線電流検出が終わった後、電圧ベクトルをＶ２へ変化させ、その状態で電流検出に必要な待ち時間が経過するのを待つ。待ち時間経過後、再度、直流母線電流を検出する。Ｖ２を出力しているときの直流母線電流はｗ相電流ｉｗに等しい。ｕ相電流ｉｕとｗ相電流ｉｗが分かれば、ｖ相電流ｉｖはキルヒホッフの電流則（ｉｕ+ｉｖ+ｉｗ＝０）で求めることができる。
前述の通り、第一の電圧指令は一般的な制御法で求まり、高調波歪の補正については実施の形態６までに説明した方法で行うことができる。
【００５２】
この実施の形態において重要なのは、第二の電圧指令をどのように設定するかである。
前述の通り、インバータの最終的な出力電圧は第一の電圧指令と第二の電圧指令の両方を加味した時間平均によって決定される。第二の電圧指令を平均値が零の高周波電圧信号とすれば、出力電圧はおおよそ第一の電圧指令に等しくなるのだが、そうした場合、２つのデメリットが生じる。１つは第二の電圧指令を出力している期間の分だけ、出力可能な最大電圧が下がるということである。もう１つは高周波電圧を印加することによってトルク脈動や振動、騒音と言った問題が生じる恐れがあることである。このようなデメリットを回避するため、この実施の形態では第二の電圧指令の平均値が零になることにはこだわらず、第二の電圧指令を以下のように決定する。
まず、第一の電圧指令Ｖｕ１＊、Ｖｖ１＊、Ｖｗ１＊の大小関係を調べる。そして、第二の電圧指令は第一の電圧指令が大きい相の順番で、キャリア信号の最大値、キャリア信号の中間値、キャリア信号の最小値に設定する。例えば、図１５の場合、第一の電圧指令が最も大きいのはｕ相で、次に大きいのはｖ相、最も小さいのはｗ相となるので、第二のｕ相電圧指令Ｖｕ２＊はキャリア信号の最大値、第二のｖ電圧指令Ｖｖ２＊はキャリア信号の中間値、第二のw相電圧指令Ｖｗ２＊はキャリア信号の最小値とする。
このように第二の電圧指令を決定すると、第一の電圧指令と第二の電圧指令のベクトルの位相差が小さくなる。これにより、第二の電圧指令による最大電圧の低下が小さく抑えられるので、電源電圧を有効に活用できる。高周波電圧を印加するわけでもないので、トルク脈動や振動、騒音といった問題も生じにくい。
【００５３】
この方法では、第二の電圧指令の平均値が零ではないので、第一の電圧指令と最終的な出力電圧の間に多少の誤差が生じるが、この誤差を補正するのは容易である。この誤差を計算して、第一の電圧指令に対して逆向きに足し込めば良い。なお、この誤差は、第二の電圧指令Ｖｕ２＊、Ｖｖ２＊、Ｖｗ２＊と第一の電圧指令Ｖｕ１＊、Ｖｖ１＊、Ｖｗ１＊の差を相ごとに計算し、キャリア信号一周期間のうち第一の電圧指令を出力する時間を掛け、第二の電圧指令を出力する時間で除することで求めることができる。
【００５４】
また、非対称キャリア信号を積極活用して、補正後の第一の電圧指令を出力している時間に比べて第二の電圧指令を出力している時間を相対的に短くすると、誤差自体が小さくなるので、場合によっては誤差補正が不要になる。
次に、非対称キャリア信号の決定方法について説明する。まず、インバータの発熱の観点からキャリア信号の周波数ｆｃを決定する。キャリア信号の周期Ｔｃは、Ｔｃ＝１／ｆｃで求められる。信号増加期間と信号減少期間のうち短い方の期間を、２Ｔｗと同じか、２Ｔｗよりもわずかに長い値に設定するのが良い。図１５では、信号減少期間をほぼ２Ｔｗ、信号増加期間をほぼＴｃ−２Ｔｗに設定している。
この実施の形態において説明した第二の電圧指令と非対称キャリア信号の設定法は、相電流復元を確実かつ簡単に行い、かつ電流検出タイミングのズレと制御遅延を最小限にするために行ったものである。
【００５５】
キャリア信号が最大値となった瞬間から制御を開始するとして、ほぼ最短のタイミングで２回の直流母線電流を検出し、三相電流を復元する。電圧指令の更新は通常、キャリア信号の頂点で行われるので、次にキャリア信号が最大となるタイミングまでに制御演算を終える必要があるが、このように最短のタイミングで三相電流を復元すれば、制御演算を行う時間が確保しやすい。そのため、１サンプリング前の電流を使わずに制御ができるので、その分、制御遅延を増やさずに済む。また、電流検出タイミングのズレも極力小さく抑えられるので、電流復元誤差も小さく抑えられる。さらに、前述の通り、第二の電圧指令Ｖｕ２＊、Ｖｖ２＊、Ｖｗ２＊の出力時間を短くすることにはインバータの電圧利用率改善の効果もあるのだが、それに加えて、本実施例での第二の電圧指令は、平均値が零ではないので、より大きな電圧が出力可能である。これにより、多相モータの回転数−トルク特性を改善することが可能である。
【００５６】
これらのことから、このケースではキャリア信号の信号増加期間と信号減少期間の長さに差があるほうが良いと思われる。しかしながら、非対称キャリア信号を用いると、モータの周波数とキャリア信号の周波数が接近した際に低次高調波が顕著に顕れる。信号増加期間と信号減少期間の長さに差があればあるほど、低次高調波の問題は深刻になる。
また、この発明は一般的な計算機による実装が容易である。この発明は、非対称キャリア信号を用いた１シャント電流復元技術と併用可能であり、安価な装置構成で振動や騒音の小さいモータ駆動システムを提供する。また、キャリア信号の周波数を高めずとも非対称三角波による高調波を抑制することが可能となるため、スイッチング損失が低減されて放熱部品を小型化することが可能となる。
【００５７】
なお、実施の形態７においては、多相モータ１ｂを三相モータ、多相電力変換回路３１を電圧形三相インバータとして説明したが、四相以上のモータや電力変換回路についても同様のことが問題なくできる。また、図１４では、高調波電圧歪補正手段６は、第一の電圧指令のみに対して補正しているが、第一の電圧指令に加えて第二の電圧指令に対しても同様に補正しても良い。
【００５８】
また、本発明は、その発明の範囲内において、実施の形態を自由に組み合わせたり、実施の形態の任意の構成要素を適宜、変更または省略したりすることが可能である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【国際調査報告】
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