(57)【要約】  電動機（５）が交流電力を出力する電力変換装置（３Ａ）で駆動されるシステムにおける前記電力変換装置を制御する電力変換装置用の制御装置（７Ａ）であって、前記電力変換装置用の制御装置（７Ａ）は、前記電力変換装置（３Ａ）の制御パルスを発生する制御パルス発生部（７０〜７３）と、前記制御パルス発生部の出力するパルス信号と前記電動機の回転速度情報（ω）とを入力して、前記制御パルス発生部の出力信号の反転信号を生成する負相作成部（７４）と、を備え、前記制御パルス発生部の発生する電圧１周期間における半周期のパルス信号と、前記負相作成部の発生する電圧１周期における次の半周期のパルス信号とが電圧の正負の関係において対称である。
2016132421.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電動機が交流電力を出力する電力変換装置で駆動されるシステムにおける前記電力変換装置を制御する電力変換装置用の制御装置であって、
前記電力変換装置用の制御装置は、
前記電力変換装置の制御パルスを発生する制御パルス発生部と、
前記制御パルス発生部の出力するパルス信号と前記電動機の回転速度情報とを入力して、前記制御パルス発生部の出力信号の反転信号を生成する負相作成部と、
を備え、
前記制御パルス発生部の発生する電圧１周期間における半周期のパルス信号と、前記負相作成部の発生する電圧１周期における次の半周期のパルス信号とが電圧の正負の関係において対称である
ことを特徴とする電力変換装置用の制御装置。
【請求項２】
請求項１において、
前記電力変換装置用の制御装置は、
さらに、前記制御パルス発生部のパルス信号と前記負相作成部のパルス信号とを合成する信号合成部を備える
ことを特徴とする電力変換装置用の制御装置。
【請求項３】
請求項２において、
前記制御パルス発生部は、
前記電力変換装置の出力の指令情報を発生する出力指令発生部と、
前記電力変換装置の出力の電流値と前記電動機の回転速度情報と前記出力指令発生部の指令情報と、に基づき電圧指令値を演算する電圧指令演算部と、
搬送波を発生する搬送波発生部と、
前記電圧指令値と前記搬送波の電圧値とを比較してパルス信号を発生する比較部と、
を備える
ことを特徴とする電力変換装置用の制御装置。
【請求項４】
請求項３において、
前記搬送波発生部は、搬送波の周期の決定に関与するカウンタ部を具備して構成され、
前記電圧指令値が上方向または下方向に変化して所定の値を通過するときに、前記カウンタ部をリセットする
ことを特徴とする電力変換装置用の制御装置。
【請求項５】
請求項２において、
前記制御パルス発生部は、
前記電力変換装置の出力の指令情報を発生する出力指令発生部と、
前記電力変換装置の出力の電流値と前記電動機の回転速度情報と前記出力指令発生部の指令情報と、に基づき電圧指令値を演算する電圧指令演算部と、
搬送波を発生する搬送波発生部と、
前記電圧指令値と前記搬送波の電圧値とを比較してパルス信号を発生する比較部と、
前記比較部のパルス信号を記憶して、該パルス信号の位相情報に基づき、π／２毎の時間軸に対して位相を反転したパルス信号を生成して出力する位相反転部と、
前記比較部のパルス信号と前記位相反転部の出力する位相反転したパルスとをπ／２の四半周期毎に切替えて出力する出力切替部と、
を備え、
前記制御パルス発生部の発生する電圧１周期間における半周期のパルス信号と、前記負相作成部の発生する電圧１周期における次の半周期のパルス信号とが電圧の正負の関係において対称であるとともに、
前記制御パルス発生部の発生する半周期間におけるパルス信号が、π／２毎の時間軸に対して、前半と後半とが対称である
ことを特徴とする電力変換装置用の制御装置。
【請求項６】
請求項２において、
前記信号合成部は、前記制御パルス発生部のパルス信号と前記負相作成部のパルス信号を加算する加算部である
ことを特徴とする電力変換装置用の制御装置。
【請求項７】
請求項２において、
前記信号合成部は、前記制御パルス発生部のパルス信号と前記負相作成部のパルス信号を切替えて出力する出力切替部である
ことを特徴とする電力変換装置用の制御装置。
【請求項８】
請求項１乃至請求項７のいずれか一項に記載の電力変換装置用の制御装置を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項９】
請求項１乃至請求項７のいずれか一項に記載の電力変換装置用の制御装置を用いたシステムにおいて、
前記電力変換装置が中性点接地形の３レベル電力変換装置である
ことを特徴とする電動機駆動システム。
【請求項１０】
請求項１乃至請求項７のいずれか一項に記載の電力変換装置用の制御装置を用いたシステムにおいて、
さらに、前記電動機を動力源とする圧縮機と、
を備える
ことを特徴とする圧縮機駆動システム。
【請求項１１】
請求項１乃至請求項７のいずれか一項に記載の電力変換装置用の制御装置を用いたシステムにおいて、
さらに、
前記電動機を動力源とする圧縮機と、
前記電動機が回転軸に接続されているガスタービンと、
を備え、
前記電動機は、前記電力変換装置により駆動される、または前記電力変換装置に電力を回生する
ことを特徴とするガスタービン発電システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置用の制御装置、電力変換装置、およびそれを用いた電動機駆動システム、圧縮機駆動システム、ガスタービン発電システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、電動機の駆動制御には、直流電力を任意の周波数の交流電力に変換できるインバータ等の電力変換装置が広く用いられている。インバータは、電圧指令値に基づいて半導体スイッチング素子をオン・オフさせて所望の周波数の電力を出力し、電動機駆動電流を制御することができる。インバータのスイッチング素子の制御には、パルス幅変調(ＰＷＭ：Ｐulse Ｗidth Ｍodulation)信号によって素子のスイッチングタイミングを決定するＰＷＭ制御が利用される場合が多い。
このＰＷＭ制御において、単に電圧指令値の信号と搬送波の信号を比較することで、スイッチングのタイミングを決定し、ＰＷＭパルスを作成する非同期ＰＷＭ制御がある。【０００３】
また、前記の基本的な非同期ＰＷＭ制御以外の技術として、特許文献１および特許文献２がある。
特許文献１には、「同期ＰＷＭ判定器４６は、同期ＰＷＭ制御における同期数を決定し、同期ＰＷＭ位相制御器４８は、同期数に応じて三角波キャリアの周波数を決定するとともに、同期数切り換えのタイミングを決定する。ＰＷＭ制御部４０は、電圧指令の位相に対し三角波キャリアの位相を同期させる同期ＰＷＭ制御を実施する（要約の［解決手段］参照）。」として、同期ＰＷＭ制御の技術が開示されている。
また、特許文献２には、「インバータ制御回路は、位相判定部２８で正弦波基準信号の位相を判定し、変換した交流電流波形が正の期間のみフィードバック制御して目標電流を出力し、負の期間では直前の正の期間に出力した波形を記憶部２５に記憶して反転して出力し、正の期間と負の期間に出力する電流の大きさが等しくなるよう制御する（要約の［解決手段］参照）。」として、ＰＷＭ制御の技術が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１０−５１１２９号公報
【特許文献２】特開２００６−２０４０６７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、前記の基本的な非同期ＰＷＭ制御では、搬送波の周波数が電圧指令値の周波数に比較的接近している場合には、インバータの出力電圧の１周期のうち、正の値の半周期と負の値の半周期の対称性が崩れ、低次高調波の増加やビート現象の発生等の問題が生じる（後記する比較例１、図３、図４Ａ、図４Ｂ参照）。
この状態で電動機を駆動すると、大きなトルク脈動が発生することが知られている。トルク脈動が大きい場合、例えば、電動機がガスタービンの軸に接続されているガスタービン発電システムにおいては、電動機のトルク脈動がガスタービンの軸振動を引き起こして、タービントリップが生じる可能性がある。また、圧延機駆動システムにおいては圧延精度が悪化したり、電車や電気自動車においては乗り心地に悪影響を与えたりする。【０００６】
また、特許文献１に記載されているような同期ＰＷＭ制御では、搬送波の周波数と位相を電圧指令値に合わせて調整する制御部と、搬送波周波数とパルス数を切り替えるための制御部が必要であるため、制御回路が複雑になることが課題となっている。また、電圧指令値の周波数が変化するようなシステムでは、半周期の電圧と次の半周期の対称性が崩れるという課題がある。
また、特許文献２に記載されているようなＰＷＭ制御では、可変速の電動機駆動のように周波数が変化する負荷の場合に対称性が崩れるという課題がある。【０００７】
そこで、本発明は前記の課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、負荷の周波数が変化してもＰＷＭ制御パルスの対称性を維持し、低次高調波によるトルク脈動を抑制した電力変換装置の制御装置、電力変換装置、およびそれらを用いた電動機駆動システム、圧縮機駆動システム、ガスタービン発電システムを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
前記の課題を解決するために、本発明を以下のように構成した。
すなわち、本発明の電力変換装置用の制御装置は、電動機が交流電力を出力する電力変換装置で駆動されるシステムにおける前記電力変換装置を制御する電力変換装置用の制御装置であって、前記電力変換装置用の制御装置は、前記電力変換装置の制御パルスを発生する制御パルス発生部と、前記制御パルス発生部の出力するパルス信号と前記電動機の回転速度情報とを入力して、前記制御パルス発生部の出力信号の反転信号を生成する負相作成部と、を備え、前記制御パルス発生部の発生する電圧１周期間における半周期のパルス信号と、前記負相作成部の発生する電圧１周期における次の半周期のパルス信号とが電圧の正負の関係において対称であることを特徴とする。【０００９】
また、その他の手段は、発明を実施するための形態のなかで説明する。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、負荷の周波数が変化してもＰＷＭ制御パルスの対称性を維持し、低次高調波によるトルク脈動を抑制した電力変換装置の制御装置、電力変換装置、およびそれらを用いた電動機駆動システム、圧縮機駆動システム、ガスタービン発電システムを提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の第１実施形態に係る電力変換装置用の制御装置の構成例を示すとともに、電力変換装置、電動機との関連を示す図である。
【図２】本発明の第１実施形態に係る電力変換装置用の制御装置の動作例の詳細を示す図である。
【図３】比較例１の比率ｎ１が小さい場合における搬送波として、２段の三角波との比較による非同期ＰＷＭ制御の出力パルスの信号波形を生成する方法について示す図である。
【図４Ａ】比較例１の非同期ＰＷＭ制御による相電圧と、本発明の第１実施形態による非同期ＰＷＭ制御による相電圧の電圧波形例を比較した図である。
【図４Ｂ】図４Ａに示した相電圧の波形を高速フーリエ変換して高調波成分を抽出し、それぞれの高調波含有率の解析結果例を示した図である。
【図５】本発明の第２実施形態に係る電力変換装置用の制御装置の構成例を示すとともに、電力変換装置、電動機との関連を示す図である。
【図６】本発明の第３実施形態に係る電力変換装置用の制御装置の構成例を示す図である。
【図７】本発明の第４実施形態に係る電力変換装置用の制御装置の構成例を示す図である。
【図８】本発明の第５実施形態に係る電力変換装置用の制御装置の構成例を示す図である。
【図９】本発明の第７実施形態に係る圧縮機駆動システムの構成例を示す図である。
【図１０】本発明の第８実施形態に係るガスタービン発電システムの構成例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下に、本願の発明を実施するための形態（以下、「実施形態」と称す）を、図面を参照して説明する。
【００１３】
≪第１実施形態：電力変換装置用の制御装置≫
本発明の第１実施形態に係る電力変換装置用の制御装置を図１、および図２を参照して説明する。
【００１４】
図１は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置用の制御装置７Ａの構成例を示すとともに、電力変換装置３Ａ、電動機５との関連を示す図である。
まず、電力変換装置用の制御装置７Ａの詳細な構成を説明する前に、電力変換装置用の制御装置７Ａが制御する電力変換装置３Ａを用いた電動機５の駆動システム（電動機駆動システム）の構成と動作について説明する
図１において、電力変換装置３Ａは、正、負、０の電位を出力する３レベル電力変換装置である。
平滑コンデンサ２は、直流電源１によって充電され、直流電圧（電力）を電力変換装置３Ａに供給する。
電力変換装置３Ａは、平滑コンデンサ２から出力された該直流電圧をＰＷＭ変調することにより交流電圧（電力）を出力する。電力変換装置３ＡにおけるＰＷＭ変調は、電力変換装置用の制御装置（以下、適宜、「制御装置」と表記する）７Ａにより制御され、前記の交流電圧は所定（所望）の周波数と電圧振幅となる。
【００１５】
電動機５は、前記交流電圧（電力）により所定の回転速度（回転数／単位時間）と出力電圧（電力）で駆動される。
電流センサ４ｕと電流センサ４ｗは、電力変換装置３Ａの三相交流（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の、それぞれＵ相の電流ｉｕとＷ相の電流ｉｗを検出して、制御装置７Ａに、それらの信号を送る。なお、Ｕ相の電流ｉｕとＶ相の電流ｉｖとＷ相の電流ｉｗの和は０となるので、Ｕ相の電流ｉｕとＷ相の電流ｉｗを検出すれば、Ｖ相の電流ｉｖも把握できる。
また、回転センサ６は、電動機５の回転を検出して、その信号ω（回転速度情報、回転速度は回転数／単位時間）を制御装置７に送る。
なお、図１の制御装置７Ａによる電力変換装置３Ａの制御は、非同期ＰＷＭ制御を行うことを想定している。
【００１６】
《制御装置７Ａの構成と動作の概要》
図１において、制御装置（電力変換装置用の制御装置）７Ａは、出力指令発生器（出力指令発生部）７０、電圧指令演算器（電圧指令演算部）７１、搬送波発生器（搬送波発生部）７２、比較器（比較部）７３、負相作成器（負相作成部）７４、信号合成器（信号合成部）７５を備えて構成されている。
出力指令発生器７０は、電力変換装置３Ａが直流電圧（電力）を三相交流に変換する基となる出力指令（出力指令値）Ｃｒｅｆを発生して出力する。
電圧指令演算器７１は、電流センサ４ｕと電流センサ４ｗの検出した電流ｉｕと電流ｉｗの信号と、回転センサ６の信号ωを参照して、出力指令Ｃｒｅｆを適正な電圧に演算して、電圧指令値ｖ＊を出力する。なお、電圧指令値ｖ＊は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３本の信号である。
【００１７】
搬送波発生器７２は、後記する基本的な構成の三角波（ｅｔｕ、図２）を搬送波として発生する。
比較器７３は、電圧指令値ｖ＊（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３本の信号）のそれぞれの信号と、三角波の搬送波と電圧を比較して、正相のＰＷＭ信号Ｐｐ（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３本の信号）を出力する（詳細は図２を参照して後記する）。
なお、以上の出力指令発生器７０、電圧指令演算器７１、搬送波発生器７２、比較器７３によって、制御パルス発生器（制御パルス発生部）７０〜７３が構成されている。
【００１８】
負相作成器７４は、制御パルス発生器（７０〜７３）の出力信号、すなわち比較器７３の出力信号である正相のＰＷＭ信号Ｐｐの正負を反転し、記憶して、位相π（電圧指令値ｖ＊を１周期２πとして）分を遅延させて、負相のＰＷＭ信号Ｐｎを出力する（詳細は図２を参照して後記する）。なお、位相π分を遅延させる過程においては、回転センサ６の信号ωを参照する。
換言すれば、制御パルス発生器（７０〜７３）の出力するパルス信号と電動機５の回転速度情報ωとを入力して、制御パルス発生器（７０〜７３）の出力信号の反転信号を生成する負相作成器７４を備えることにより、制御パルス発生器（７０〜７３）の発生する電圧１周期間における半周期のパルス信号と、前記負相作成器の発生する電圧１周期における次の半周期のパルス信号とが電圧の正負の関係において対称となる。
【００１９】
信号合成器７５は、加算器（加算部）７５で構成されており、比較器７３の出力信号である正相のＰＷＭ信号Ｐｐと、負相作成器７４の出力信号である負相のＰＷＭ信号Ｐｎとを合成（加算）して、制御装置７Ａの出力信号として正負両相のＰＷＭ信号Ｐｐｎを出力する。
制御装置７Ａは、正負両相のＰＷＭ信号Ｐｐｎによって、電力変換装置３Ａを制御する。
なお、正相のＰＷＭ信号Ｐｐを「正相パルスＰｐ」、負相のＰＷＭ信号Ｐｎを「負相パルスＰｎ」、正負両相のＰＷＭ信号Ｐｐｎを「正負両相パルスＰｐｎ」と適宜、表記する。
【００２０】
《制御装置７Ａの動作の詳細》
次に、制御装置７Ａの動作の詳細について説明する。
図２は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置用の制御装置７Ａの動作の詳細を示す図である。
図２において、横軸は、時間の経緯であり、縦軸には、最上段に電圧指令値ｖ＊と搬送波ｅｔｕ、次の段に比較器７３の出力の正相パルスＰｐ、その次の段に負相作成器の出力の負相パルスＰｎ、最下段に制御装置７Ａの出力のＰＷＭ信号である正負両相パルスＰｐｎを示している。
なお、図２においては、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の一相分のみについて示している。例えば、Ｕ相に関する動作の波形である。
【００２１】
最上段に示す電圧指令値ｖ＊は、１周期（０〜２π）間の正弦波の波形であり、搬送波ｅｔｕは、三角波である。なお、搬送波ｅｔｕは、正の値をとる一つの波形（一段のみ）から構成されている。
電圧指令値ｖ＊の正弦波が０〜πの半周期は、電圧指令値ｖ＊は正の値をとり、搬送波ｅｔｕの三角波と、比較器７３（図１）で比較すると、正弦波形の大きい時間に正の値（他の区間は０）が出力される。すなわち、図２のおける次の段に示す波形のＰＷＭ信号である正相パルスＰｐ（２０１）が比較器７３から出力される。
また、電圧指令値ｖ＊の正弦波がπ〜２πの半周期では、電圧指令値ｖ＊が負となるので、正の値をとる搬送波ｅｔｕとの比較によって、比較器７３は前記のπ〜２πの半周期で０を出力する。
【００２２】
負相作成器７４（図１）は、０〜πの半周期で入力した正相パルスＰｐの正負の符号を反転させた後、位相π分だけ遅延させて負相パルスＰｎ（２０２）を出力する。
この位相π分を遅延させる過程においては、前記したように、回転センサ６の信号ωを参照する。
【００２３】
信号合成器（加算器）７５は、前記したように、比較器７３の出力信号であるＰＷＭ信号（正相パルス）Ｐｐと、負相作成器７４の出力信号であるＰＷＭ信号（負相パルス）Ｐｎとを合成（加算）して出力する。すなわち、制御装置７Ａの出力信号としてＰＷＭ信号（正負両相パルス）Ｐｐｎ（２０１、２０２、図２）を出力する。
この比較器７３から出力された正相パルスＰｐと、負相作成器７４から出力された負相パルスＰｎを合成（加算）した正負両相パルスＰｐｎは、０〜πの半周期と、次のπ〜２πの半周期の信号が対称なＰＷＭ信号パルスとなる。そのため、制御装置７Ａ（図１）の出力電圧の高調波、特に低次側の高調波を抑制できる（図４Ａ、図４Ｂ参照、詳細は後記する）。
【００２４】
なお、電圧指令値ｖ＊が負の値となるπ〜２πの半周期において、前記したように、比較器７３から出力される信号はゼロであるので、電圧指令値ｖ＊の位相に応じて比較器の出力を止める必要はない。
また、前記したように、図２に示した各波形は、例えば、Ｕ相に関する動作の波形である。このとき図示していないＶ相、Ｗ相の電圧指令値ｖ＊と搬送波ｅｔｕ、正相パルスＰｐ、負相パルスＰｎ、正負両相パルスＰｐｎは、Ｕ相に対して、それぞれ２π／３、４π／３の位相差の波形となる。
Ｖ相、Ｗ相の各波形は、Ｕ相に対して、それぞれ２π／３、４π／３の位相差がある以外は、同様であるので重複する説明は省略する。
【００２５】
＜比較例１＞
次に、比較例として、電圧指令値ｖ＊の周波数ｆ１と搬送波ｅｔ（図３参照）の周波数ｆｃの比率ｎ１（＝ｆｃ／ｆ１）が整数でない場合（非同期ＰＷＭ制御）で、かつ、比率ｎ１が小さい場合を示す。
一般に、非同期ＰＷＭ制御の場合には、閉ループ制御系の一部に組み込むことが容易であり、高応答のシステムが実現できる。
しかし、非同期ＰＷＭ制御では、低トルク脈動で高応答な速度制御や出力制御を行うような場合、前記の比率ｎ１は、１４〜１５程度以上が必要とされている。
小、中容量のシステムの場合には、電力変換装置のスイッチング素子による熱損失が小さいため、搬送波の周波数ｆｃを高く設定できて、前記の比率ｎ１を十分大きくできる。
しかし、圧延機ドライブ、電車、無効電力補償装置等、大容量の電力変換装置を必要とする装置において、高速なスイッチング素子は、熱損失の観点から搬送波の周波数ｆｃを高く設定することが難しくなる。
例えば、搬送波の周波数ｆｃを高く設定するためには、冷却装置の高性能化や装置自体の大型化が必要となる。
【００２６】
図３は、比較例１の比率ｎ１（＝ｆｃ／ｆ１）が小さい場合（約１０）における搬送波ｅｔとして、２段の三角波（ｅｔ１、ｅｔ２）との比較による非同期ＰＷＭ制御の出力パルスＰの信号波形（Ｐ：３０１、３０２）を生成する方法について示す図である。
図３においては、電圧指令値ｖ＊を、正側の三角波による第１の搬送波ｅｔ１と、負側の三角波による第２の搬送波ｅｔ２とによって、比較器で比較し、０〜πにおける正側のパルス３０１と、π〜２πにおける負側のパルス３０２とを生成している。
図３のＰＷＭ制御の出力パルスＰとなる信号波形（Ｐ）は、正側のパルス３０１と負側のパルス３０２が合成されたものとして、制御装置から出力される。そのとき、正側のパルス３０１と負側のパルス３０２は、正負が非対称である。そのため、高調波の発生が無視できない程度になる。
【００２７】
さらに、比率ｎ１（＝ｆｃ／ｆ１）が小さくなるに従って、電圧指令値ｖ＊の周波数ｆ１と搬送波ｅｔ（ｅｔ１、ｅｔ２）の周波数ｆｃが近づくため、搬送波周期内で電圧指令値は一定とみなせなくなる。そのため、搬送波と電圧指令とのわずかな位相差が出力パルスＰの波形に大きな影響を及ぼす。
このとき、図３に示したように、出力パルスＰ（３０１、３０２）の波形の正負非対称性が増加するとともに、低次高調波が増加し、ビート成分が発生する場合がある。また、それに伴い、出力電流の脈動が増加することにより電動機５（図１）のトルク脈動が増加する。
【００２８】
＜第１実施形態と比較例１との高調波含有率の比較＞
次に、第１実施形態と比較例１との高調波含有率を、シミュレーション結果である図４Ａ、図４Ｂを参照して、比較をする。
なお、図４Ａ、図４Ｂの比較において、電力変換装置として中性点電圧設置形の３レベル電力変換装置（出力電圧が正、負、０）を使用している。また、可変速の電動機駆動システムとするため、搬送波周波数が９４０Ｈｚで一定であるのに対し、電圧指令値の周波数は１００Ｈｚから１周期で１％増加させている。また、比較例１については、二段の搬送波方式（ｅｔ１、ｅｔ２：図３）を用いている。
【００２９】
図４Ａは、比較例１の非同期ＰＷＭ制御による相電圧Ｖｕ１と、本発明の第１実施形態による非同期ＰＷＭ制御による相電圧Ｖｕ２の電圧波形を比較した図である。また、図４Ａにおける横軸は、時間の経緯である。
図４Ａにおいて、比較例１の相電圧Ｖｕ１は、明らかに正負非対称となっている。それに対して、本発明の第１実施形態の相電圧Ｖｕ２は、正負が対称となっている。
【００３０】
また、図４Ｂは、図４Ａに示した相電圧Ｖｕ１、Ｖｕ２の波形を高速フーリエ変換して高調波成分を抽出し、それぞれの高調波含有率の解析結果例を示した図である。
図４Ｂにおいて、横軸には２次から８次の高調波次数、縦軸には各次の高調波の含有率（高調波成分の実効値／基本波成分の実効値）を示している。
また、黒色の矩形で示したのが本発明の第１実施形態の特性値であり、白色の矩形で示したのが比較例１の特性値である。
図４Ｂにより、比較例１の相電圧Ｖｕ１に対し、本発明の第１実施形態の相電圧Ｖｕ２は４、６、８次の高調波が大きく減少していることがわかる。
また、４、６、８次以外の他の次数の高調波は、大きな差がみられない。
【００３１】
また、２次から８次までの高調波の歪率ＴＨＤについては、図４Ｂから算出すると、比較例１が１７．９％であるのに対し、本発明の第１実施形態では１０．７％となり、大きく減少する。
なお、各次の高調波の合計の歪率ＴＨＤは、各次の高調波のそれぞれの実効値（波高値の２乗に比例）の合計を基本波の実効値で割り、平方根をとって算出される。したがって、図４Ｂの各次の高調波の含有率を単純に合計した値とは異なる。
以上の結果により、比較例１に対して、本発明の第１実施形態は、トルク脈動の原因となる低次高調波（４、６、８次）を抑制しているのがわかり、本発明の有効性を示している。
【００３２】
＜比較例２＞
次に、比較例２として、同期ＰＷＭ制御について概略を説明し、本発明の第１実施形態と比較する。
搬送波の周波数ｆｃを低くして用いたい場合がある。ただし、搬送波の周波数ｆｃと電圧指令値ｖ＊の正弦波の周波数ｆ１とが同期していない（非同期）場合には、トルク脈動が増加する可能性がある。
このように、搬送波の周波数ｆｃを低くして用いたい場合の対策としては、同期ＰＷＭ制御がある。
同期ＰＷＭ制御においては、搬送波の周波数ｆｃと電圧指令値ｖ＊の周波数ｆ１の比率ｎ１（＝ｆｃ／ｆ１）を所定の整数倍にして、電圧指令値ｖ＊と搬送波ｅｔの位相差を調整する。
【００３３】
同期ＰＷＭ制御の場合には、前記したように、搬送波の周波数ｆｃと電圧指令値ｖ＊の周波数ｆ１の比率ｎ１（＝ｆｃ／ｆ１）が所定の整数倍の関係にあり、周波数ｆ１の１周期を単位として比較が繰り返されるので、電力変換装置の出力電流に不必要な低次高調波やビート成分などが含まれず、トルク脈動を抑制できる。
しかし、電動機の速度制御や出力制御システムのように、電圧指令値ｖ＊の周波数ｆ１の変化に伴い、搬送波の周波数ｆｃが大きく変化するシステムでは、同期ＰＷＭ制御は閉ループ制御系には適用が難しい。
また、搬送波の周波数ｆｃが変化するため耳障りな騒音が発生する。
また、電力変換装置のパルス数の切り替わり時にトルク脈動が生じる。
また、制御回路や制御ソフトウェア構成が複雑になる。
また、負荷の高応答制御が困難になる等の問題がある。
【００３４】
＜第１実施形態の効果＞
以上の比較例１、比較例２と比較して、本発明の第１実施形態の効果を再記すると以下のようになる。
電圧指令値ｖ＊の周波数ｆ１と搬送波ｅｔ（図３参照）の周波数ｆｃの比率ｎ１の値にかかわらず、半周期と次の半周期の信号が対称なＰＷＭパルスとなるため、出力電圧の低次高調波を抑制できる。
また、電圧指令値ｖ＊が負の値となる半周期間において、比較器７３から出力される信号はゼロであるため、電圧指令値ｖ＊の位相に応じて比較器７３の出力を止める必要はない。そのため回路構成が簡略化できる。
また、比較例１に示した３レベル電力変換装置のＰＷＭ制御では、３レベルの制御信号を作成するために２段の搬送波を用いるが、本発明は半周期分の電圧指令値ｖ＊のみ制御に用いるため、１段のみの搬送波で３レベルの制御信号を作成できる。そのため回路構成が簡略化できる。
【００３５】
≪第２実施形態：電力変換装置用の制御装置≫
次に、本発明の第２実施形態に係る電力変換装置用の制御装置を、図５を参照して説明する。
【００３６】
図５は、本発明の第２実施形態に係る電力変換装置用の制御装置７Ｂの構成例を示すとともに、電力変換装置３Ｂ、電動機５との関連を示す図である。
図５において、図１との相違は、電力変換装置用の制御装置７Ｂ（７Ａ：図１）と電力変換装置３Ｂ（３Ａ：図１）である。
すなわち、図５における電力変換装置用の制御装置（以下、適宜、「制御装置」と表記する）７Ｂにおいて、図１の信号合成器（加算器）７５がなく、比較器７３の出力する正相パルスＰｐと、負相作成器７４の出力する負相パルスＰｎが電力変換装置３Ｂに、直接、入力している。
電力変換装置３Ｂに入力した前記の正相パルスＰｐ、および負相パルスＰｎの信号は、電力変換装置３Ｂの内部でそれぞれ振り分けられる。
【００３７】
すなわち、正相パルスＰｐを反映した信号は、最終的に電力変換装置３Ｂにおける正側アームの各半導体スイッチに入力する。負相パルスＰｎは、最終的に電力変換装置３Ｂにおける負側アームの各半導体スイッチに入力する。
このような関係の電力変換装置３Ｂと制御装置７Ｂの構成である場合には、前記したように、図１の信号合成器（加算器）７５がないことに相当する図５に示した構成の制御装置７Ｂとなる。
第２実施形態を示す図５において、電力変換装置３Ｂと制御装置７Ｂ以外については、第１実施形態で示した図１と同様であるので、重複する説明は省略する。
なお、図５で示した第２実施形態の制御装置７Ｂは、図１の信号合成器（加算器）７５がないので、その分、小型化、低コスト化で可能である。
【００３８】
≪第３実施形態：電力変換装置用の制御装置≫
次に、本発明の第３実施形態に係る電力変換装置用の制御装置を、図６を参照して説明する。
【００３９】
図６は、本発明の第３実施形態に係る電力変換装置用の制御装置７Ｃの構成例を示す図である。
図６における電力変換装置用の制御装置（以下、適宜、「制御装置」と表記する）７Ｃにおいて、図１における電力変換装置用の制御装置７Ａとの相違は、搬送波発生器７２Ｃの構成である。
図６において、搬送波発生器７２Ｃは、搬送波（三角波、ｅｔｕ：図２）の周期の決定に関与する搬送波作成用カウンタ（カウンタ部）７２２を備えて構成されている。そして、電圧指令演算器７１から電圧指令値ｖ＊が、搬送波発生器７２Ｃの搬送波作成用カウンタ７２２に入力している。
【００４０】
この電圧指令値ｖ＊が上方向または下方向に変化して所定の値（０電圧）を通過する、いわゆるゼロクロス検出のタイミングで、搬送波作成用カウンタ７２２をリセットする。このリセット動作で、1周期ごとに電圧指令値ｖ＊の正弦波と、搬送波発生器７２Ｃの出力する搬送波との間で、毎周期ごとに同期をとることが可能となる。
このように、電圧指令値と搬送波の同期をとることが可能となった結果、非同期ＰＷＭ制御であるにもかかわらず、出力電圧の高調波を低減できる。
また、前記の比較例２の同期ＰＷＭ制御システムのように、ＰＬＬ(Phase locked loop)等の同期をとるための回路を必要とせず、その分、制御回路（７Ｃ）の構成を簡略化できる。
【００４１】
≪第４実施形態：電力変換装置用の制御装置≫
次に、本発明の第４実施形態に係る電力変換装置用の制御装置を、図７を参照して説明する。
【００４２】
図７は、本発明の第４実施形態に係る電力変換装置用の制御装置７Ｄの構成例を示す図である。
図７における電力変換装置用の制御装置（以下、適宜、「制御装置」と表記する）７Ｄにおいて、図１における電力変換装置用の制御装置７Ａとの相違は、位相反転器（位相反転部）７６と出力切替器（出力切替部）７７とを備えることである。
図７において、位相反転器７６は、比較器７３の出力から正相パルスＰｐ０を入力し、この正相パルスＰｐ０を四半周期（π／２）ごとに対称化して位相反転パルスＰｐ１を生成し、記憶し、そしてπ／２〜πの期間のタイミングで出力する。
なお、「四半周期（π／２）ごとに対称化して位相反転パルスＰｐ１を生成」とは、例えば（π／２）を対称軸として、０〜π／２の波形（正相パルスＰｐ０）の位相（時間）を反転した波形（位相反転パルスＰｐ１）をπ／２〜πの波形として生成することである。
すなわち、位相反転器７６は、位相（時間）を反転した波形を生成するものであって、電圧の正負を反転した波形を生成する前記の負相作成器７４とは異なる。
【００４３】
また、出力切替器７７は、比較器７３から正相パルスＰｐ０と位相反転器７６から位相反転パルスＰｐ１を入力する。また、電動機５（図１）の回転速度情報６０である信号ωを入力する。
そして、電圧指令値ｖ＊の位相が０〜π／２までの期間は正相パルスＰｐ０を通し、電圧指令値ｖ＊の位相がπ／２〜πまでの期間は位相反転パルスＰｐ１を通す。なお、前記したように、位相反転器７６は記憶した正相パルスＰｐ０を逆の順番から出力する。そのため、位相反転パルスＰｐ１は、正相パルスＰｐ０に対して、（π／２）時間を軸に対称な波形となっている。
以上の０〜π／２の期間の正相パルスＰｐ０と、π／２〜πの期間の位相反転パルスＰｐ１とが、前記のそれぞれの期間で切替えられて、出力切替器７７から正相パルスＰｐとして出力される。
なお、以上の構成と機能により、図７において、出力指令発生器７０、電圧指令演算器７１、搬送波発生器７２、比較器７３、位相反転器７６、出力切替機７７によって、制御パルス発生器（７０〜７３、７６、７７）が構成される。
【００４４】
電圧指令値の位相がπ〜２πまでの期間においては、図１の第１実施形態と同様に、負相作成器７４によって、負相パルスＰｎが生成され、以降は、第１実施形態と同様になる。重複する説明は省略する。
この図７に示した第４実施形態の制御方法により、電力変換装置３に出力される制御用のＰＷＭ信号の正負両相パルスＰｐｎは、四半周期ごとに信号が対称となる。すなわち、非同期ＰＷＭ制御であるにもかかわらず、比率ｎ１（＝ｆｃ／ｆ１）が整数倍で位相が一致した同期ＰＷＭ制御と同様に、四半周期ごとに信号が対称となっている。
このため、トルク脈動の原因となる低次高調波を大きく抑制することが可能となる。
【００４５】
≪第５実施形態：電力変換装置用の制御装置≫
次に、本発明の第５実施形態に係る電力変換装置用の制御装置を、図８を参照して説明する。
【００４６】
図８は、本発明の第５実施形態に係る電力変換装置用の制御装置７Ｅの構成例を示す図である。
図８における電力変換装置用の制御装置（以下、適宜、「制御装置」と表記する）７Ｅにおいて、図１における電力変換装置用の制御装置７Ａとの相違は、信号合成器として出力切替器（出力切替部）７８を備えたことである。
出力切替器７８は、比較器７３の出力である正相パルスＰｐと、負相作成器７４の出力である負相パルスＰｎを入力している。また、電動機５（図１）の回転速度情報６０である信号ωを入力する。
出力切替器７８は、信号ωから得られる位相が０〜πの間で比較器７３の出力である正相パルスＰｐを出力し、位相がπ〜２πの間で負相作成器７４の出力である負相パルスＰｎを出力する。
本（第５）実施形態では、２値のパルス信号の半周期と次の半周期とを対称化することができるため、２レベル変換器に適用することができる。
【００４７】
≪第６実施形態：電力変換装置≫
次に、本発明の第６実施形態に係る電力変換装置について説明する。
図１、図５において、電力変換装置の制御装置（７Ａ、７Ｂ）は、電力変換装置（３Ａ、３Ｂ）とは、別の装置として説明したが、電力変換装置（３Ａ、３Ｂ）が電力変換装置の制御装置（７Ａ、７Ｂ）を、その一部として備えた構成であってもよい。また、図６、図７、図８にそれぞれ示した電力変換装置の制御装置（７Ｃ、７Ｄ、７Ｅ）を、電力変換装置（７Ａ）が、その一部として備えた構成であってもよい。
このように、前記の制御装置（７Ａ、７Ｂ、７Ｃ、７Ｄ、７Ｅ）のいずれかを備えた電力変換装置（３Ａ、３Ｂ）は、低次高調波が抑制された電力変換装置となる効果がある。
【００４８】
≪第７実施形態：圧縮機駆動システム≫
次に、本発明の第７実施形態に係る圧縮機駆動システムの構成を、図９を参照して説明する。
【００４９】
図９は、本発明の第７実施形態に係る圧縮機駆動システムの構成例を示す図である。
図９において、直流電源１、平滑コンデンサ２、電流センサ４ｕ、４ｗ、電動機５、回転センサ６は、図１における同符号の構成要素と共通である。
また、電力変換装置３と制御装置７は、図１における電力変換装置３Ａと制御装置７Ａとにそれぞれ対応している。
図９における圧縮機８は、回転軸９を介して、電動機５によって駆動される。
圧縮機駆動システムにおいては、可変速運転で高効率かつ高信頼性が要求される。
本発明の第１〜第５実施形態の電力変換装置用の制御装置（７Ａ〜７Ｅ）を用いることで、低い搬送波周波数、すなわち低損失であって、かつ、低次高調波によるトルク脈動が抑制された信頼性の高い圧縮機駆動システムを提供できる。
【００５０】
≪第８実施形態：ガスタービン発電システム≫
次に、本発明の第８実施形態に係るガスタービン発電システムの構成を、図１０を参照して説明する。
【００５１】
図１０は、本発明の第８実施形態に係るガスタービン発電システムの構成例を示す図である。
図１０において、電力変換装置３、電動機５、制御装置７、圧縮機８、回転軸９は、図９における同符号の構成要素と共通である。
また、二軸ガスタービン１０は、圧縮機８、前段タービン１０１、後段タービン１０２と、を備えて構成されている。なお、圧縮機８は燃焼するガスを圧縮するものである。また、前段タービン１０１は圧縮機８と一体となって回転するものであり、後段タービン１０２は、燃焼したガスのエネルギーを回転動力に変換する出力用のタービンである。
【００５２】
電動機５は、回転軸９を介して二軸ガスタービン１０の圧縮機８と前段タービン１０１を駆動する。二軸ガスタービン１０の後段タービン１０２は、前記したガスの燃焼によって得られた動力で発電機１１を駆動する。
発電機１１は、前記の回転動力によって発電し、変圧器１３と電力系統１２に電力を供給する。
変圧器１３は、発電機１１から得られた電力の電圧を所定の電圧に変圧して、電力変換装置３に供給する。
電力変換装置３（３Ａ：図１）と制御装置７（７Ａ：図１）と電動機５の関係は、図１を参照して第１実施形態で説明したことと同一であるので、重複する説明は省略する。
【００５３】
また、図１０で示した第７実施形態のガスタービン発電システムは、圧縮機８に接続した電力変換装置駆動の電動機５のトルク制御により、二軸ガスタービン１０の高圧側の圧縮機８およびタービン（１０１、１０２）が有する慣性エネルギーを、フライホイール発電装置の原理と同様に、電力系統１２へ入出力できる。
また、電動機５によって、圧縮機８のアシスト、もしくはブレーキをかけることで、部分負荷運転時の効率向上や、大気温度特性の改善を図ることができる。
なお、これらの運転状況に合わせて電動機５を駆動する必要があるため、電力制御もしくはトルク制御による可変速運転が要求される。
【００５４】
また、電動機５のトルク脈動が大きく、その脈動成分がガスタービン（二軸ガスタービン１０）の共振周波数と重なっている場合、ガスタービンが振動でトリップしてしまう可能性がある。そのため、トルク脈動を抑制する必要がある。
また、電力変換装置３を構成している半導体素子の制約により、搬送波周波数を高くすることは困難な場合、低い搬送波周波数でトルク脈動を抑制する必要がある。
以上の要求、必要性に対して、本発明の第１〜第５実施形態の電力変換装置用の制御装置（７Ａ〜７Ｅ）を用いることで、低い搬送波周波数で、低次高調波によるトルク脈動を抑制できて、信頼性の高いガスタービン発電システムを提供できる。
【００５５】
（その他の実施形態）
以上、本発明の実施形態について図面を参照して説明したが、本発明はこれら実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等があってもよく、以下にその例をあげる。
【００５６】
《負相作成器の遅延情報》
本発明の第１実施形態では、負荷の位相情報（ω）に基づいて、負相作成器７４（図１）の遅延情報を作成しているが、電圧指令値ｖ＊の位相情報に基づいて、負相作成器７４の遅延情報を作成もよい。
この遅延情報を用いる場合には、回転センサ６から制御装置７Ａまでの配線が不要となる効果がある。あるいは、回転センサ６そのものが不要となる可能性がある。
また、電圧指令値ｖ＊は、負相作成器７４と同一の制御装置７Ａにあるので、情報伝達の過程における信号遅延やノイズの影響が低減されるという効果がある。
【００５７】
《搬送波の波形》
本発明の第１実施形態においては、搬送波が三角波であり、指令値が正弦波である場合について説明した。
しかし、搬送波は鋸波でもよい。また、指令値は、他の波形でも適用可能である。
【００５８】
《電力変換装置の出力レベル》
本発明の第１実施形態においては、３レベルの電力変換装置を用いて説明した。しかし、搬送波の下限値が零以上の場合は、４レベル以上の電力変換装置でも適用可能である。
【００５９】
《信号合成器》
本発明の第１実施形態においては、信号合成器７５を加算器として、説明した。また、第５実施形態においては、信号合成器を出力切替器７８として説明した。しかし、信号合成器７５は、加算器や出力切替器に限定されない。正相パルスＰｐと負相パルスＰｎを合成できる機能があればよいのであるので、二つ信号を選択する選択器でもよい。また、パルス波形が複雑になったり、電力変換装置３の電位のレベルが４以上になった場合は、様々な概念の信号合成器がありうる。
【符号の説明】
【００６０】
１    直流電源
２    平滑コンデンサ
３、３Ａ、３Ｂ    電力変換装置
４ｕ、４ｗ    電流センサ
５    電動機
６    回転センサ
７、７Ａ、７Ｂ、７Ｃ、７Ｄ、７Ｅ    制御装置
８    圧縮機
９    回転軸
１０    二軸ガスタービン
１１    発電機
１２    電力系統
１３    変圧器
４０    電流情報
６０    回転速度情報
７０    出力指令発生器、出力指令発生部（制御パルス発生部）
７１    電圧指令演算器、電圧指令演算部（制御パルス発生部）
７２、７２Ｃ    搬送波発生器、搬送波発生部（制御パルス発生部）
７３    比較器、比較部（制御パルス発生部）
７４    負相作成器、負相作成部
７５    信号合成器、信号合成部、加算器、加算部
７６    位相反転器、位相反転部（制御パルス発生部）
７７    出力切替器、出力切替部（制御パルス発生部）
７８    出力切替器、出力切替部（信号合成部）
７２２    搬送波作成用カウンタ、カウンタ部
【図１】
2016132421.tif 000003
【図２】
2016132421.tif 000004
【図３】
2016132421.tif 000005
【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
2016132421.tif 000007
【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
2016132421.tif 000011
【図９】
2016132421.tif 000012
【図１０】
2016132421.tif 000013
【国際調査報告】
2016132421.tif 000014
2016132421.tif 000015
2016132421.tif 000016
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