(57)【要約】  スイッチング制御回路（９０）は、スイッチング素子（Ｑ１）オンさせることにより高圧トランス（Ｔ１）を励磁し、オフするまでの励磁量に応じた共振電圧パルスを高圧トランス（Ｔ１）の２次コイル（Ｎ２）に発生させる。スイッチング制御回路（９０）は、スイッチング素子（Ｑ１）に印加される共振電圧パルスが位相９０°から２７０°までの期間にスイッチング素子（Ｑ１）をターンオンさせた後、高圧トランス（Ｔ１）のリーケージインダクタンス（Ｌｅ）と分布容量（Ｃ１）とで生じる高調波振動の電流の極性が反転した後にスイッチング素子（Ｑ１）をターンオフさせる。
2015105171.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次コイルおよび２次コイルを有する高圧トランスと、前記高圧トランスの１次コイルをスイッチング駆動するスイッチング素子と、前記スイッチング素子をパルス駆動することにより、前記スイッチング素子のオンによりトランスを励磁し、オフするまでの励磁量によりエネルギー補充することで、前記２次コイルと前記２次コイル間の分布容量による共振動作を継続的に行うスイッチング制御回路と、を備え、
前記スイッチング制御回路は、前記スイッチング素子のオフ時に当該スイッチング素子に印加される共振電圧パルスの位相が９０°から２７０°までの期間に前記スイッチング素子をターンオンさせた後、前記高圧トランスのリーケージインダクタンスと前記分布容量とで生じる高調波振動の電流の極性がゼロとなる近辺で前記スイッチング素子をターンオフさせることを特徴とする高圧電源装置。
【請求項２】
前記スイッチング制御回路は、前記スイッチング素子のオンタイミングを制御することで前記高圧トランスの出力電圧を制御する出力電圧制御回路を備えた、請求項１に記載の高圧電源装置。
【請求項３】
前記出力電圧制御回路は、前記高圧トランスの出力電圧に対して、当該出力電圧が上昇するほど増大するオフセット電圧を重畳するオフセット回路と、このオフセット電圧が重畳された電圧のゼロクロスタイミングを前記スイッチング素子のオンタイミングとして検出するゼロクロス検出回路とを備えた、請求項２に記載の高圧電源装置。
【請求項４】
前記スイッチング制御回路は、前記トランスの１次コイルまたは２次コイルに流れる電流に応じて、前記スイッチング素子をＰＷＭ制御により、出力電圧を安定化するＰＷＭ制御回路を備える、請求項１〜３のいずれかに記載の高圧電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば、イオン発生装置、オゾン発生装置、高電圧を利用する電子機器等に用いられる高圧電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
例えばイオン発生装置においては、１ｋＶ〜数ｋＶの交流高電圧を発生する高圧電源装置が組み込まれている。例えば特許文献１には、高圧トランスと、この高圧トランスの１次コイルに接続されたトランジスタと、高圧トランスの２次コイルに接続されたフィードバック制御回路とを備え、フィードバック制御回路が高圧トランスの２次コイルの誘起電圧に基づきトランジスタのＯＮ／ＯＦＦ制御を行うことで、高圧トランスの２次コイルに正弦波電圧を発生させるようにした回路が示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００２−３１９４７２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特許文献１に示されるような従来の高圧電源装置においては、高圧トランスの１次コイルを駆動するトランジスタを能動領域で使用するため、トランジスタの損失が大きい。ここで、トランジスタの損失について典型的な電流・電圧波形を図１５に示す。図１５において、コレクタ電圧Vcと高圧トランスの１次コイル電流I1との積がトランジスタで生じる損失Plである。図１５に表れているように、高圧トランスの１次コイル電流I1が流れている期間にコレクタに電圧が掛かっているので、その期間に損失が生じる。また、入力電圧が変動しても、出力電圧が一定となるようにベース電流がフィードバック制御されるので、入力電圧が上昇すると、その上昇分がそのまま損失として増加することになる。また、トランジスタを完全なＯＮ／ＯＦＦ動作とすることも可能であるが、その場合、スイッチングノイズが発生してしまう。【０００５】
本発明の目的は、高圧トランスの１次コイルの電流をスイッチングするスイッチング素子における損失およびスイッチングノイズを低減した高圧電源装置を提供すること、さらには損失を増大させることなく出力電圧の制御を容易に行えるようにした高圧電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
（１）本発明の高圧電源装置は、１次コイルおよび２次コイルを有する高圧トランスと、高圧トランスの１次コイルをスイッチング駆動するスイッチング素子と、スイッチング素子をパルス駆動することにより、スイッチング素子のオンによりトランスを励磁し、オフするまでの励磁量によりエネルギー補充することで、２次コイルと分布容量による共振動作を継続的に行うスイッチング制御回路と、を備え、
スイッチング制御回路は、スイッチング素子のオフ時に当該スイッチング素子に印加される共振電圧パルスの位相が９０°から２７０°までの期間にスイッチング素子をターンオンさせた後、高圧トランスのリーケージインダクタンスと分布容量とで生じる高調波振動の電流の極性がゼロとなる近辺でスイッチング素子をターンオフさせることを特徴とする。【０００７】
（２）上記前記スイッチング制御回路は、スイッチング素子のオンタイミングを制御することで高圧トランスの出力電圧を制御する（オンタイミングを早めることで出力電圧を上げ、オンタイミングを遅くすることで出力電圧を下げる）出力電圧制御回路を備えることが好ましい。これにより、損失を増大させることなく、簡易な制御で出力電圧の制御を行うことできる。【０００８】
（３）上記（２）において、前記出力電圧制御回路は、高圧トランスの出力電圧に対して、当該出力電圧が上昇するほど増大するオフセット電圧を重畳するオフセット回路と、このオフセット電圧が重畳された電圧のゼロクロスタイミングをスイッチング素子のオンタイミングとして検出するゼロクロス検出回路とを備えることが好ましい。これにより、出力電圧を一定に保つことができ、安定した高電圧を負荷に供給できる。【０００９】
（４）上記（１）〜（３）のいずれかにおいて、前記スイッチング制御回路は、前記トランスの１次コイルまたは２次コイルに流れる電流に応じて、前記スイッチング素子をＰＷＭ制御により、出力電圧を安定化するＰＷＭ制御回路を備えることが好ましい。これにより、例えば軽負荷時に出力電圧が異常に上昇する現象を防いだり、重負荷時に出力電圧を低下させたりできる等、より安定動作させることができる。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、高圧トランスの１次コイルの電流をスイッチングするスイッチング素子における損失が低減され、また、スイッチングノイズが低減される。これにより、高効率で低ノイズの高圧電源装置が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】図１は第１の実施形態に係る高圧電源装置１０１の回路図である。
【図２】図２は第１の実施形態に係る高圧電源装置の簡易回路図である。
【図３】図３（Ａ）は高圧電源装置１０１の等価回路図であり、図３（Ｂ）は図３（Ａ）の各部の波形図である。
【図４】図４は図１各部の波形図である。
【図５】図５は、図３（Ａ）に示した等価回路におけるスイッチＳ１のターンオン・オフタイミングを変化させたときの共振電流波形の変化について示す図である。
【図６】図６は電圧制御について示す波形図である。
【図７】図７は高圧電源装置１０１の各部の波形図である。
【図８】図８はスイッチング素子Ｑ１での損失を示す波形図である。
【図９】図９は第２の実施形態に係る高圧電源装置１０２の回路図である。
【図１０】図１０は第３の実施形態に係る高圧電源装置の回路の一部を示す図である。
【図１１】図１１は第４の実施形態に係る高圧電源装置１０４の回路図である。
【図１２】図１２は高圧電源装置１０４の各部の波形図である。
【図１３】図１３は高圧電源装置１０４の各部の波形図である。
【図１４】図１４は高圧電源装置１０４の、負荷の軽重による出力電圧V2の変化の例を示す図である。
【図１５】図１５は従来の高圧電源装置におけるトランジスタの損失についての典型的な電流・電圧波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以降、図を参照して幾つかの具体的な例を挙げて、本発明を実施するための複数の形態を示す。各図中には同一箇所に同一符号を付している。各実施形態は例示であり、異なる実施形態で示した構成の部分的な置換または組み合わせが可能であることは言うまでもない。
【００１３】
《第１の実施形態》
図１は第１の実施形態に係る高圧電源装置１０１の回路図であり、図２は第１の実施形態に係る高圧電源装置の簡易回路図である。
【００１４】
先ず、図２を参照して高圧電源装置１０１Ｓの構成および動作について説明する。図２に示す高圧電源装置１０１Ｓは高圧トランス（以下、単に「トランス」）Ｔ１の１次コイルＮ１にスイッチング素子Ｑ１が接続されている。このスイッチング素子Ｑ１のゲートにスイッチング制御回路９０が接続されている。トランスＴ１の２次コイルＮ２に、交流高電圧負荷としてのオゾン発生素子２０１が接続されている。ＬｅはトランスＴ１のリーケージインダクタンスを回路素子として図示したもの、キャパシタＣ１は高圧トランスＴ１およびオゾン発生素子２０１の分布容量を回路素子として図示したものである。なお、キャパシタＣ１は外付けされていてもよい。
【００１５】
スイッチング制御回路９０がスイッチング素子Ｑ１をオンすると、トランスＴ１の１次コイルＮ１に電流（ドレイン電流）が流れ、トランスＴ１が励磁される。その後、所定タイミングでスイッチング素子Ｑ１をオフさせると、トランスＴ１の励磁エネルギーによって分布容量Ｃ１と２次コイルＮ２とによる共振回路に共振電流が流れ、分布容量Ｃ１の両端に共振電圧が発生する。共振電圧パルスの位相は、０°から９０°および２７０°から３６０°の範囲は分布容量Ｃ１への充電期間に相当し、９０°から２７０°の範囲は放電期間に相当する。
【００１６】
スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数は上記共振回路の共振周波数より高い。そのため、共振電圧パルス（ひと山）が終わらないうちにスイッチング素子Ｑ１のオンが始まる。
【００１７】
この際、共振電圧パルスの位相で９０°〜２７０°の範囲内のタイミング、すなわち分布容量Ｃ１の放電期間でスイッチング素子Ｑ１をターンオンすることにより、分布容量Ｃ１からリーケージインダクタンスＬｅを介して強制的に電流を引き抜くことで、共振動作のエネルギーを供給するとともに、共振動作を継続させることができる。
【００１８】
この範囲でオンさせるのであれば、異常発振や異常電流を生じさせることはない。
【００１９】
図３（Ａ）は高圧電源装置１０１の等価回路図であり、図３（Ｂ）は図３（Ａ）の各部の波形図である。
【００２０】
図２のトランスＴ１およびリーケージインダクタンスＬｅは、図３（Ａ）に示す、励磁インダクタンスＬｐおよびリーケージインダクタンスＬａ，ＬｂによるＴ型回路で表される。また、図２のスイッチング素子Ｑ１は、図３（Ａ）に示すスイッチＳ１で表され、図２のオゾン発生素子２０１は図３（Ａ）に示す負荷抵抗Ｒ４で表される。
【００２１】
スイッチＳ１がオフ状態で、インダクタンスＬｐ，Ｌｂおよび分布容量Ｃ１による並列共振電流（高調波振動）Ｉｐが流れている期間にスイッチＳ１がオンすれば、インダクタンスＬａ，Ｌｂおよび分布容量Ｃ１による直列共振電流Ｉｓが流れる。図３（Ｂ）に示す例では、分布容量Ｃ１から電源に向かって戻りの電流が流れている状態、且つ分布容量Ｃ１に電荷が残っている状態で、スイッチＳ１がオンすることにより、直列共振電流Ｉｓが流れている。
【００２２】
上記高調波振動は分布容量Ｃ１とリーケージインダクタンスＬａ，Ｌｂとで決定される。そのエネルギーは分布容量Ｃ１に溜まっている電荷に比例するので、図２に示したスイッチング素子Ｑ１のドレイン電圧でみた正弦波振動の最下点に達するまでに、（共振電圧パルスの位相で９０°〜２７０°の範囲内で）スイッチング素子Ｑ１をオンすることで高調波振動を発生させることができる。
【００２３】
高調波振動のエネルギーは正弦波電圧として分布容量に残存する電位で決まる。その高調波振動を元々のトランスＴ１の２次コイルＮ２と分布容量Ｃ１で生じていたメイン振動（並列共振による電圧）に重畳させることで、出力電圧をコントロールできる。
【００２４】
上記正弦波電圧は安定していて、その結果、高調波振動も安定した出力として発生されるため、安定した制御が可能である。また、上記高調波振動を発生させている期間には同時にメイン振動のエネルギーつまり負荷に引き抜かれたエネルギーが補充される。したがって、その期間を短くすることで出力電圧を下げることも可能である。
【００２５】
図１に示す高圧電源装置１０１は、図２に示したスイッチング制御回路９０の構成を具体的に示す回路図である。スイッチング制御回路は、ゲート信号発生回路１０、リモートスイッチ回路２０、パルス幅設定回路３０、およびオフセット回路４０を備えている。
【００２６】
図１に示す高圧電源装置１０１のトランスＴ１は出力電圧検出用の３次コイルＮ３を備えている。ゲート信号発生回路１０において、ゼロクロス検出回路１１は３次コイルＮ３の出力電圧のゼロクロスを検出し、ワンショットパルス発生回路１２はゼロクロス検出回路１１の出力信号をトリガーとして、ワンショットパルスをフリップフロップ１５のセット端子へ与える。基準電圧シフト回路１３はリモートスイッチ回路２０の出力電圧に応じてコンパレータ１４へ与える基準電圧を定める。コンパレータ１４はパルス幅設定回路３０の出力電圧と基準電圧シフト回路１３の出力電圧（基準電圧）とを比較し、その結果をフリップフロップ１５のリセット端子へ与える。ドライバー回路１６はフリップフロップ１５の出力電圧を入力してスイッチング素子Ｑ１に対するゲート信号Vgを発生する。
【００２７】
リモートスイッチ回路２０はリモート端子REMOTEの電位に応じて基準電圧シフト回路１３の入力電圧を定める。リモートスイッチ回路２０は、抵抗Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５、キャパシタＣ６およびトランジスタＱ２で構成されている。リモート端子REMOTEのレベルに応じて、基準電圧シフト回路１３は基準電圧を定める。
【００２８】
パルス幅設定回路３０はドライバー回路１６の出力電圧を基にした充放電回路である。パルス幅設定回路３０は抵抗Ｒ６，Ｒ７およびキャパシタＣ７で構成されている。ドライバー回路１６の出力電圧がハイレベルになればキャパシタＣ７の充電電圧が上昇し、コンパレータ１４の＋端子入力電圧が上昇する。この電圧が基準電圧シフト回路１３の出力電圧を超えたときフリップフロップ１５はリセットされ、ドライバー回路１６の出力電圧はローレベルに戻る。すなわち、この動作でスイッチング素子Ｑ１のオン期間が定まる。
【００２９】
オフセット回路４０は、ゼロクロス検出回路１１へ与える電圧信号のレベルをシフトする回路である。後に示すように、オフセット電圧によって出力電圧が制御され、そのことで出力電圧が安定化される。オフセット回路４０はキャパシタＣ８，Ｃ９，Ｃ１０、ダイオードＤ４，Ｄ５，Ｄ６、抵抗Ｒ９，Ｒ１０，Ｒ１２，Ｒ１３，Ｒ１４，可変抵抗ＶＲ１で構成されている。トランスＴ１の３次コイルＮ３の出力電圧は、キャパシタＣ９，Ｃ１０およびダイオードＤ５，Ｄ６で倍電圧整流される。これにより、３次コイルＮ３の出力電圧のピーク−ピーク値（Peak-to-peak value）の直流変換電圧が発生する。この電圧は抵抗Ｒ１２，Ｒ１４および可変抵抗ＶＲ１で分圧され、抵抗Ｒ９，Ｒ１０およびキャパシタＣ８により平滑される。この平滑電圧が３次コイルＮ３の出力電圧に重畳されて、ゼロクロス検出回路１１へ印加される。
【００３０】
図４は図１各部の波形図である。図１に示した高圧電源装置１０１の動作を、図４を参照して説明する。
【００３１】
タイミングt0でREMOTE信号がハイレベルになると、ゲート信号発生回路１０から出力されるゲート信号Vgがハイレベルになり、スイッチング素子Ｑ１がオンする。これにより、ドレイン電流Idが上昇し、トランスＴ１に励磁エネルギーが蓄積される。
【００３２】
タイミングt1でゲート信号Vgがローレベルになると、トランスＴ１の励磁エネルギーの放出が開始される。この励磁エネルギーの放出時に生じる逆起電力はスイッチング素子Ｑ１のターンオフと同時に分布容量Ｃ１への充電電流に変わり、トランスＴ１の励磁エネルギーは分布容量Ｃ１に移る。これにより、２次コイルＮ２の出力電圧、３次コイルＮ３の出力電圧、ドレイン電圧Vdはそれぞれ正弦波状に上昇する（正パルスが生じる）。
【００３３】
トランスＴ１の励磁エネルギーが分布容量Ｃ１に移りきった後は、分布容量Ｃ１からの放電により、２次コイルＮ２の出力電圧、３次コイルＮ３の出力電圧、ドレイン電圧Vdはそれぞれ正弦波状に逆方向へ減少する（負パルスが生じる）。すなわち正弦波状の電圧振動（メイン振動）が生じる。メイン振動の周波数は例えば30〜50kHzである。
【００３４】
オフセット回路４０の出力電圧V3’がゼロクロスを下回るタイミングt2に達したとき、フリップフロップ１５はセットされて、スイッチング素子Ｑ１はターンオンする。これにより、分布容量Ｃ１から２次コイルＮ２へ電流を戻している（トランスＴ１を逆向きに励磁している）途中で、分布容量Ｃ１の電荷が強制的に引き抜かれる（分布容量Ｃ１が強制放電される）。これにより、振動モードが過渡的に変化することで、リーケージインダクタンスＬｅと分布容量Ｃ１とによる共振回路に高調波振動が起きる。この振動はドレイン電流Idの波形に表れている。高調波振動の周波数は例えば80〜200kHzである。
【００３５】
上記高調波振動で発生する逆方向パルス電圧が上記メイン振動の負パルスに重畳されて、電圧振動のピーク−ピーク値は大きくなる。
【００３６】
重畳する電圧レベルはスイッチング素子Ｑ１のターンオン時点の分布容量Ｃ１の電圧レベルで決まり、より高い電圧のタイミングであるほど、重畳される電圧は大きくなる。逆に、低い電圧のタイミングであれば、重畳電圧は小さくなる。この特性を利用して出力電圧を制御することが可能となる。
【００３７】
既に述べたとおり、スイッチング素子Ｑ１のターンオンは、共振電圧パルス（メイン振動）の位相９０°〜２７０°の範囲内のタイミングで行う。
【００３８】
上記メイン振動はスイッチング素子Ｑ１をオンすることで始まるが、同時に１次コイルＮ１の励磁も始まるので、上記高調波振動のエネルギーは継続的に供給されることになり、安定動作が可能である。
【００３９】
t2から所定時間経過後であるタイミングt3でスイッチング素子Ｑ１がターンオフすると、ドレイン電流Idの波形に表れているように、逆方向の電流がスイッチング素子Ｑ１のボディダイオードに流れ始める。その後、タイミングt4でボディダイオードの電流はカットオフされる。したがって、スイッチング素子Ｑ１のオフタイミングは、リーケージインダクタンスＬｅと分布容量Ｃ１で決まる高調波振動周期の位相で１８０°近辺に設定することが好ましい。１８０°から３６０°までの間（高調波振動の電流の極性が反転している期間）では、ターンオフはソフトスイッチ（ゼロ電流スイッチ）およびゼロ電圧スイッチとなるため、スイッチング損失は極めて少なく、スイッチングノイズも小さい。１８０°以下の場合であっても、１８０°近辺であれば、スイッチング損失もそれほど大きくなく、高調波振動の戻り電流を抑制できるため、トランスの損失を抑制することができる。したがって、ゼロ電流スイッチの領域を若干逸脱する場合も考えられるが、高調波共振電流のピーク以下のタイミングでスイッチされる限りにおいては著しい損失の増加とはならない。
【００４０】
上述のとおり、ゼロ電流スイッチングおよびゼロ電圧スイッチングの効果が生じる程度の位相でスイッチング素子Ｑ１をターンオフする、そのタイミングが、上記「高調波振動周期の位相で１８０°近辺」の意味である。
【００４１】
図５および図６は上記電圧制御について示す波形図である。図５は、図３（Ａ）に示した等価回路におけるスイッチＳ１のターンオン・オフタイミングを変化させたときの共振電流波形の変化について示している。図６では、ゲート信号Vgの３つの波形で示すように、スイッチング素子Ｑ１のターンオンタイミングをt21，t22，t23のように変化させた例を示している。
【００４２】
図５に示すように、スイッチＳ１のターンオン・オフタイミングを変化させると、直列共振電流Ｉｓがメインの共振電流（並列共振電流Ｉｐ）に重畳される。したがって、図６に示すように、オンタイミングをt21，t22，t23と変化させることによって、ドレイン電流Idの波形Id1，Id2，Id3に表れているように、リーケージインダクタンスＬｅと分布容量Ｃ１との間で生じる高調波振動の振幅は変化する。これに伴い、出力電圧V2は、V21，V22，V23で示すように変化する。すなわち、共振電圧パルス（メイン振動）の位相で、９０°〜２７０°の範囲内でターンオンタイミングを制御することで、重畳電圧を制御でき、その結果、出力電圧V2のピーク−ピーク値を所定値に制御できる。
【００４３】
図１に示したオフセット回路４０は、負荷への出力電圧Ｖ２の比例値である３次コイルＮ３の出力電圧Ｖ３に対して、出力電圧Ｖ３が上昇するほど増大するオフセット電圧を重畳する。そのため、出力電圧Ｖ３が低下すると、スイッチング素子Ｑ１のターンオンタイミングが早まり、その結果、出力電圧が上昇する。出力電圧Ｖ３が上昇したときはこの逆の動作により、スイッチング素子Ｑ１のターンオンタイミングが遅くなる。この作用によって、負荷への出力電圧Ｖ２が安定化される。
【００４４】
スイッチング素子Ｑ１のオン期間はパルス幅設定回路３０により定まる。本実施形態では、ターンオフタイミングt31,t32,t33でソフトスイッチ（ゼロ電流スイッチ）となるように、スイッチング素子Ｑ１のオン期間を定める。例えばタイミングt21でターンオンすると、この高調波振動の位相で１８０°から３６０°の範囲内でターンオフされるように、上記スイッチング素子Ｑ１のオン期間を定めておく。トランスＴ１のリーケージインダクタンスＬｅと分布容量Ｃ１とで生じる高調波振動の周波数は一定であるので、スイッチング素子Ｑ１のオン期間は固定にできる。また、高調波電流パルスがゼロクロスしたときを検出してオフすることも可能であり、より広い範囲での制御が可能な回路を作成できる。
【００４５】
図７は高圧電源装置１０１の各部の波形図である。ここでは負荷電流I2も表している。このように、負荷に対して正弦波状の交流高電圧が印加され、正弦波状の交流電流が流れる。本実施形態では、高圧電源装置の負荷はオゾン発生素子２０１であるので容量性負荷である。そのため、電流I2は電圧V2より９０°位相が進んでいる。
【００４６】
図８はスイッチング素子Ｑ１での損失を示す波形図である。ドレイン電圧Vdとドレイン電流Idの積がスイッチング素子Ｑ１における損失となるが、スイッチング素子Ｑ１はソフトスイッチおよびゼロ電圧スイッチするので、スイッチングによる損失は殆ど発生しない。
【００４７】
なお、図１に示した例では、トランスＴ１の１次コイルＮ１にインダクタＬ１を直列接続したが、トランスＴ１のリーケージインダクタンスが所定値であれば、このインダクタＬ１は不要である。また、図１では、トランスＴ１の２次コイルＮ２に分布容量Ｃ１を回路素子として図示したが、実際の部品としてのキャパシタをトランスＴ１の２次コイルＮ２に並列接続してもよい。
【００４８】
《第２の実施形態》
図９は第２の実施形態に係る高圧電源装置１０２の回路図である。第１の実施形態と異なり、本実施形態の高圧電源装置１０２は直流負荷であるイオン発生素子２０２に直流高電圧を供給する。
【００４９】
図９に表れているように、トランスＴ１の２次コイルＮ２にリーケージインダクタンスＬｅおよびキャパシタＣ１による共振回路を構成するとともに、ダイオードＤ９，Ｄ１０およびキャパシタＣ１２，Ｃ１３による倍電圧整流回路を構成している。これにより、イオン発生素子２０２へ直流高電圧を供給する。オフセット回路４０には、負荷電圧を分圧する抵抗Ｒ１２，Ｒ１３を備えている。オフセット回路４０のその他の構成は図１に示したものと同じである。さらに、その他の回路部分の構成も図１に示したものと同じである。
【００５０】
トランスＴ１の２次コイルＮ２の出力電圧は正弦波状ではあるが、正負非対称であるので、このように倍電圧整流を行って直流電圧を得ることで、フィードバック制御による出力電圧の安定化が高精度に行える。
【００５１】
《第３の実施形態》
図１０は第３の実施形態に係る高圧電源装置の回路の一部を示す図である。トランスＴ１の１次コイルＮ１にスイッチング素子Ｑ１が直列に接続されていて、スイッチング素子Ｑ１と１次コイルＮ１の第１端との間にダイオードＤ７およびインダクタＬ１が接続されている。また、スイッチング素子Ｑ１のドレインと１次コイルＮ１の第２端との間に、キャパシタＣ１１、抵抗Ｒ１１およびダイオードＤ８からなるスナバ回路が接続されている。
【００５２】
上記ダイオードＤ７は、トランスＴ１の１次側での共振動作を防止する。このダイオードＤ７は１次コイルＮ１の第２端側に接続してもよい。スナバ回路はスイッチング素子Ｑ１のターンオフ時に（ゼロ電流スイッチのタイミングから多少ずれることにより）トランスＴ１の１次コイルに逆起電力が生じても、その逆起電力を吸収する。１次コイルＮ１に接続するインダクタＬ１はスイッチング素子Ｑ１側に接続してもよい。
【００５３】
なお、以上に示した各実施形態では、３次コイルの起電圧のゼロクロスを検出し、それをトリガーとして用いたが、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電圧のゼロクロスを検出し、それをトリガーとして用いてもよい。
【００５４】
《第４の実施形態》
図１１は第４の実施形態に係る高圧電源装置１０４の回路図である。図１１に表れているように、高圧電源装置１０４は、ＡＣパルス発生回路５０を備える。このＡＣパルス発生回路５０は、トランスＴ１の３次コイルＮ３の出力電圧（ＡＣパルス）がゼロクロスするタイミングを検出するための回路である。このＡＣパルスのゼロクロスするタイミングでスイッチング素子Ｑ１がターンオンされる。このことは第１、第２の実施形態で示した高圧電源装置１０１，１０２と同じである。
【００５５】
また、高圧電源装置１０４は、オフセット回路４０を備えている。このオフセット回路４０は、ＡＣパルス電圧が出力電圧V2とほぼ比例することを利用し、ＡＣパルスをＡＣパルスの整流電圧でバイアスする回路である。このオフセット回路４０を備えることにより、ＡＣパルス電圧が低いとＡＣパルスのゼロクロスポイントの位相は左にシフトし（早まり）、出力電圧V2は上昇し、ＡＣパルス電圧が高いとＡＣパルスのゼロクロスポイントの位相は右にシフトし（遅れ）、出力電圧V2は低下する。このことは第１、第２の実施形態で示した高圧電源装置１０１，１０２と同じである。
【００５６】
本実施形態の高圧電源装置１０４は三角波発生回路３１を備えている。スイッチング素子Ｑ１のゲート信号は抵抗Ｒ７およびキャパシタＣ７１，Ｃ７２による積分回路に導入され、三角波とし、そのレベルが基準電圧に達したとき、スイッチング素子Ｑ１をターンオフすることで、ゲート信号のパルス幅を決定している。この構成と作用は、第１、第２の実施形態で示した高圧電源装置１０１，１０２におけるパルス幅設定回路３０と同様である。
【００５７】
しかし、負荷がある程度以上軽くなる状態があると、上記オフセット回路４０の作用でＡＣパルス電圧のバイアス量が大きくなりすぎて、ゼロクロスポイントが存在しなくなり安定制御ができなくなる。負荷が軽くなる時のためだけであればバイアスレベルにリミッターを設ければよいが、出力電圧V2を降下させたい（絞りたい）場合には対応できない。そこで、本実施形態の高圧電源装置１０４は、ダイオードＤ２、抵抗Ｒ６２、キャパシタＣ７２による三角波バイアス回路３２を備えている。三角波バイアス回路３２は、負荷が軽くなって所定のバイアス量を超えた場合に、ダイオードＤ２が導通し、キャパシタＣ７２の充電電圧が高くなる。すなわちダイオードＤ２からあふれた電流を使って三角波をＤＣバイアスする。このことで、スイッチング素子Ｑ１のパルス幅を狭くし、軽負荷での出力電圧V2の上昇を防ぐ。
【００５８】
一方、本実施形態の高圧電源回路１０４は電流検出回路５１を備えている。電流検出回路５１は、スイッチング素子Ｑ１のソースとグランドとの間に接続された、抵抗Ｒ２６、Ｒ２４，キャパシタＣ１６による平滑回路、この平滑回路の出力電圧をＡＣパルス発生回路５０に印加するダイオードＤ１、および三角波バイアス回路３２に印加するダイオードＤ３を備えている。負荷電流I2が増大して、ダイオードＤ１が導通すると、ＡＣパルス発生回路５０へバイアス電圧が加算され、出力電圧を抑えるように動作する。さらに負荷電流が増大した場合、ダイオードＤ３が導通し、三角波バイアス回路３２へバイアス電圧が加算される。このことにより、パルス幅が狭くなって過電流保護がなされる。
【００５９】
図１２、図１３は、図１１に示した高圧電源装置１０４の上記パルス幅制御による出力電圧の変化の例を示す波形図である。図１２ではスイッチング素子Ｑ１のドレイン電圧Vd、ドレイン電流Id、ゲート信号Vg、出力電圧V2について示している。
【００６０】
ゲート信号Vgの幅T を変化させると、リーケージインダクタンスＬｅと分布容量Ｃ１との間で生じる高調波振動の振幅は変化する。これに伴い、出力電圧V2は、V21，V22，V23で示すように変化する。
【００６１】
図１３では、並列共振電流Ip、直列共振電流Is、ゲート信号Vg、総合電流(Ip+Is)について示している。
【００６２】
ゲート信号Vgの幅T を変化させると、リーケージインダクタンスＬｅと分布容量Ｃ１との間で生じる、直列共振電流（高調波振動の振幅）は変化する。これに伴い、トランスＴの１次コイルに流れる総合電流(Ip+Is)は図１３に示すように変化する。
【００６３】
図１４は、高圧電源装置１０４の、負荷の軽重による出力電圧V2の変化の例を示す図である。この例では、負荷抵抗値が１ＭΩを下回る過電流状態になると、上述したように、ソース抵抗で検出した電圧によってＡＣパルス発生回路および三角波がバイアスされて、スイッチング素子Ｑ１のオンパルス幅が狭くなり、出力電圧が低下する。これにより過電流保護がなされる。
【００６４】
なお、第４の実施形態では、交流高電圧を出力する高圧電源装置の例を示したが、トランスＴ１の２次コイルＮ２に、ダイオードおよびキャパシタによる整流平滑回路を構成して、負荷へ直流高電圧を供給するように構成してもよい。
【符号の説明】
【００６５】
Ｃ１…分布容量
Ｃ５〜Ｃ１３…キャパシタ
Ｄ４〜Ｄ１０…ダイオード
I2…負荷電流
Id…ドレイン電流
I1…１次コイル電流
Ｌ１…インダクタ
Ｌｅ…リーケージインダクタンス
Ｎ１…１次コイル
Ｎ２…２次コイル
Ｎ３…３次コイル
Ｑ１…スイッチング素子
Ｒ３〜Ｒ７，Ｒ９〜Ｒ１４…抵抗
REMOTE…リモート端子
Ｔ１…トランス
V2…２次コイル出力電圧
V3…３次コイル出力電圧
Vc…コレクタ電圧
Vd…ドレイン電圧
Vg…ゲート信号
ＶＲ１…可変抵抗
１０…ゲート信号発生回路
１１…ゼロクロス検出回路
１２…ワンショットパルス発生回路
１３…基準電圧シフト回路
１４…コンパレータ
１５…フリップフロップ
１６…ドライバー回路
２０…リモートスイッチ回路
３０…パルス幅設定回路
３１…三角波発生回路
３２…三角波バイアス回路
４０…オフセット回路
５０…ＡＣパルス発生回路
５１…電流検出回路
５２…ＡＣパルスバイアス回路
９０…スイッチング制御回路
１０１，１０１Ｓ，１０２，…高圧電源装置
２０１…オゾン発生素子
２０２…イオン発生素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【国際調査報告】
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