(57)【要約】  直流電源装置は、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂで構成される切替部７と、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂの動作を制御する制御部８と、を備え、切替部７は、オンデューティが第１の値である第１のモードと、オンデューティが第１の値より大きい第２の値である第２のモードとを有し、制御部８は、切替部７を第１のモードから第２のモードへ遷移させる場合、オンデューティが第２の値となるまでの時間が一定時間以上となるよう切替部７を制御し、オンデューティが第２の値となった後、切替部７の動作周期を延長するよう制御する。
2015056721.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子を備え、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子のオンデューティが第１の値である第１のモードと、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子のオンデューティが前記第１の値より大きい第２の値である第２のモードとを有する切替部と、
前記切替部を前記第１のモードから前記第２のモードへ遷移させる場合、オンデューティが前記第２の値となるまでの時間が一定時間以上となるよう前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子を制御し、オンデューティが前記第２の値となった後、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子の動作周期を延長するよう制御する切替制御部と、
を備える直流電源装置。
【請求項２】
第１のコンデンサと第２のコンデンサで構成される電荷蓄積部、
を備え、
前記切替部は、前記電荷蓄積部からの電荷の逆流を抑制する逆流防止素子、を備え、
前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子の中点と、前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサの中点とが接続された請求項１に記載の直流電源装置。
【請求項３】
第１のコンデンサと第２のコンデンサで構成される電荷蓄積部、
を備え、
前記切替部は、前記電荷蓄積部からの電荷の逆流を抑制する逆流防止素子、を備え、
前記第１のスイッチング素子と前記第２のコンデンサの中点と、前記第１のコンデンサと前記第２のスイッチング素子の中点とがダイオードを介して接続された請求項１に記載の直流電源装置。
【請求項４】
前記逆流防止素子はワイドバンドギャップ半導体によって形成されている請求項２または３に記載の直流電源装置。
【請求項５】
前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドである請求項４に記載の直流電源装置。
【請求項６】
前記第１の値を０％とし、前記第２の値を５０％とする請求項１から３のいずれか１つに記載の直流電源装置。
【請求項７】
前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子のうちの少なくとも１つはワイドバンドギャップ半導体によって形成されている請求項１から６のいずれか１つに記載の直流電源装置。
【請求項８】
交流電源に接続される整流回路を備え、
前記整流回路を構成する整流素子はワイドバンドギャップ半導体によって形成されている請求項１から７のいずれか１つに記載の直流電源装置。
【請求項９】
電動機を駆動する電動機駆動装置であって、
請求項１から８のいずれか１つに記載の直流電源装置と、
前記直流電源装置から供給される直流電流を用いて前記電動機を制御するインバータと、
前記電動機に流れる電流を検出する電流検出部と、
前記電流検出部により検出された電流に基づいて前記インバータを制御する駆動制御部と、
を備える電動機駆動装置。
【請求項１０】
前記駆動制御部は、前記電動機の負荷量に基づいて前記インバータへ供給される直流電流の電圧を決定し、決定した前記電圧を前記直流電源装置へ指示し、
前記直流電源装置は、前記駆動制御部からの指示に基づいて前記インバータへ供給される直流電流の電圧を制御する請求項９に記載の電動機駆動装置。
【請求項１１】
前記電動機は希土類元素以外で構成される永久磁石を有する請求項９または１０に記載の電動機駆動装置。
【請求項１２】
前記インバータを構成するスイッチング素子はワイドバンドギャップ半導体によって形成されている請求項９から１１のいずれか１つに記載の電動機駆動装置。
【請求項１３】
前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドである請求項１２に記載の電動機駆動装置。
【請求項１４】
請求項９から１３のいずれか１つに記載の電動機駆動装置と、
前記電動機駆動装置により駆動される電動機を有する圧縮機と、
を備える空気調和機。
【請求項１５】
請求項９から１３のいずれか１つに記載の電動機駆動装置と、
前記電動機駆動装置により駆動される電動機を有する圧縮機と、
を備える冷蔵庫。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電源装置、電動機駆動装置、空気調和機および冷蔵庫に関する。
【背景技術】
【０００２】
商用三相電源に接続され、整流された直流電圧を基準値と比較して、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子を動作させるまたは停止させることで２００Ｖと４００Ｖとを標準化する技術が示されている（例えば特許文献１）。また、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子を同時にオンオフさせる、または、同時にオンさせる期間、一方のみオンする期間、同時にオンする期間、他方のみオンする期間を連続させることで、リアクトルにエネルギーを蓄え、昇圧する技術が示されている（例えば特許文献２）。【０００３】
また、商用単相電源について、２個の直列接続されたスイッチング素子を交互にスイッチングさせることで全波整流と倍電圧整流を制御し、幅広い出力電圧に制御できる技術が示されている（例えば特許文献３）。【０００４】
さらに、多相電源の星型結線の中性点に各相に挿入されたスイッチング素子とリアクタで構成された昇圧チョッパ部が接続され、スイッチング素子が動作することにより高調波が抑制される技術が開示されている（例えば特許文献４）。【０００５】
また、電力変換装置において、コンデンサへの突入電流（ラッシュ電流）を抑制するため、サイリスタの点弧角を制御する技術（例えば特許文献５）やスイッチング素子の導通時間を時間の経過とともに長くしていく技術（例えば特許文献６）が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００８−１２５８６号公報
【特許文献２】特開２００９−５０１０９号公報
【特許文献３】特開２０００−２７８９５５号公報
【特許文献４】特開平６−２５３５４０号公報
【特許文献５】特開２００７−２８８９６８号公報
【特許文献６】特開２０１０−２１３４７３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
特許文献１〜４に記載されている電力変換装置では、電源電圧よりも高い出力電圧を得ることができるが、この出力電圧は全てスイッチング素子による動作により得られる。しかしながら、スイッチング素子の動作開始による突入電流の抑制方法に対する記載がない。【０００８】
特許文献５、６には、サイリスタの点弧角制御により初期充電電流を制限する、またはスイッチング素子の導通時間を時間の経過とともに長くすることで、コンデンサへの突入電流の抑制方法が開示されている。しかしながら、特許文献５、６に記載の技術は、コンデンサへの初期充電の突入電流の抑制方法であり、全波整流動作から倍電圧動作への切替え時や瞬停からの復旧時等の突入電流を抑制することができないといった課題があった。【０００９】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、スイッチング素子の動作開始時に発生する突入電流を抑制可能な直流電源装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子を備え、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子のオンデューティが第１の値である第１のモードと、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子のオンデューティが前記第１の値より大きい第２の値である第２のモードとを有する切替部と、前記切替部を前記第１のモードから前記第２のモードへ遷移させる場合、オンデューティが前記第２の値となるまでの時間が一定時間以上となるよう前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子を制御し、オンデューティが前記第２の値となった後、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子の動作周期を延長するよう制御する切替制御部と、を備える。
【発明の効果】
【００１１】
本発明にかかる直流電源装置、電動機駆動装置、空気調和機および冷蔵庫は、スイッチング素子の動作開始時に発生する突入電流を抑制することができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】図１は、実施の形態１の直流電源装置の構成例を示す回路ブロック図である。
【図２】図２は、実施の形態１の直流電源装置におけるスイッチング制御状態の一例を示す図である。
【図３】図３は、実施の形態１の直流電源装置における各動作モードを示す図である。
【図４】図４は、昇圧モードで動作を開始する前後の直流電圧の一例を示す図である。
【図５】図５は、全波整流モードから昇圧モードへの移行時のオンデューティと直流電圧の変化の一例を示す図である。
【図６】図６は、起動時にオンデューティを徐々に増加させる動作のシミュレーション結果を示す動作波形の一例を示す図である。
【図７】図７は、スイッチング周波数を起動時に変化させた場合のシミュレーション結果を示す動作波形の一例を示す図である。
【図８】図８は、図７の点線部を拡大した波形図である。
【図９】図９は、スイッチング周波数を低下させる様子を模式化した図である。
【図１０】図１０は、実施の形態１の変形例である直流電源装置の構成例を示す図である。
【図１１】図１１は、実施の形態１の変形例である直流電源装置の構成例を示す図である。
【図１２】図１２は、実施の形態２の電動機駆動装置の構成例を示す回路ブロック図である。
【図１３】図１３は、実施の形態３の空気調和機の構成例を示す回路ブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下に、本発明にかかる直流電源装置、電動機駆動装置、空気調和機および冷蔵庫の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００１４】
実施の形態１．
図１は、本発明にかかる直流電源装置１００の実施の形態１の構成例を示す回路ブロック図である。本実施の形態の直流電源装置１００は、交流直流電力変換装置であり、交流電源１から供給される三相交流を直流に変換して負荷１１に供給する。負荷１１は、直流で電力消費を行う負荷であれば、どのようなものであってもよい。ここでは、負荷１１として、例えば冷凍サイクルを適用する機器に用いられる圧縮機のモータを駆動するインバータ負荷を想定している。冷凍サイクルを適用する機器としては、例えば、空気調和機、冷凍機、洗濯乾燥機、冷蔵庫、除湿器、ヒートポンプ式給湯機、ショーケースなどがある。負荷１１は、冷凍サイクルを適用する機器の負荷に限らず、掃除機、ファンモータや換気扇、手乾燥機、誘導加熱電磁調理器などにおける負荷であってもよい。
【００１５】
直流電源装置１００は、三相交流を整流する整流回路（整流器）２と、整流回路２の出力側に接続されたリアクトル３と、負荷１１への出力端子間に直列接続された第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂと、これら第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの一方あるいは両方を選択的に充電する切替部７と、切替部７を制御する制御部（切替制御部）８と、三相交流の電圧を検出する電源電圧検出部９と、負荷１１へ出力する直流電圧を検出する直流電圧検出部１０とを備えている。第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂは、電荷を蓄積する電荷蓄積部を構成する。なお、図１に示す例では、リアクトル３を整流回路２の出力側に接続した例を示したが、整流回路２の入力側に接続した構成であってもよい。
【００１６】
整流回路２は、６つの整流ダイオードがフルブリッジ接続された三相全波整流回路である。電源電圧検出部９は、図１に示す例では、交流電源１から供給される三相交流のうちの二相（ここでは、ｒ相、ｓ相とする）の線間電圧を検出する例を示している。
【００１７】
切替部７は、第２のコンデンサ６ｂの充電と非充電とを切り替える第１のスイッチング素子４ａと、第１のコンデンサ６ａの充電と非充電とを切り替える第２のスイッチング素子４ｂと、第１のコンデンサ６ａの充電電荷の第１のスイッチング素子４ａへの逆流を防止する第１の逆流防止素子５ａと、第２のコンデンサ６ｂの充電電荷の第２のスイッチング素子４ｂへの逆流を防止する第２の逆流防止素子５ｂとを備えている。
【００１８】
第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂからなる直列回路の中点と第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂからなる直列回路の中点２００とが接続される。第１のコンデンサ６ａは、第１のスイッチング素子４ａのコレクタと接続点２０１で接続され、第１のスイッチング素子４ａのコレクタと接続点２０１との間に、接続点２０１に向けて順方向に第１の逆流防止素子５ａが接続される。第２のコンデンサ６ｂは、第２のスイッチング素子４ｂのエミッタと接続点２０２で接続され、第２のスイッチング素子４ｂのエミッタと接続点２０２との間に、第２のスイッチング素子４ｂのエミッタに向けて順方向に第２の逆流防止素子５ｂが接続される。
【００１９】
第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの容量は、同一である。また、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂとしては、例えば、パワートランジスタ、パワーＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の半導体素子が用いられる。
【００２０】
制御部８は、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンとオフを制御する（スイッチング制御する）ことにより、負荷１１に供給する直流電圧を制御する。以下、この制御部８による第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのスイッチング制御について、図１〜３を参照して説明する。
【００２１】
図２は、本実施の形態の直流電源装置１００におけるスイッチング制御状態の一例を示す図である。なお、図２では、図の簡略化のため、各構成要素の符号を省略している。
【００２２】
図２の状態Ａは、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂが双方ともオフ制御されている（制御部８によりオフとなるよう制御されている）状態を示している。この状態では、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの充電が行われる。
【００２３】
図２の状態Ｂは、第１のスイッチング素子４ａがオン制御（制御部８によりオンとなるように制御）され、第２のスイッチング素子４ｂがオフ制御されている状態を示している。この状態では、第２のコンデンサ６ｂのみ充電が行われる。
【００２４】
図２の状態Ｃは、第２のスイッチング素子４ｂがオン制御され、第１のスイッチング素子４ａがオフ制御されている状態を示している。この状態では、第１のコンデンサ６ａのみ充電が行われる。
【００２５】
図２の状態Ｄは、２つのスイッチング素子４ａ，４ｂが双方ともオン制御されている短絡状態を示している。この状態では、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの双方の充電が行われない。
【００２６】
本実施の形態では、図２に示す各状態を切り替えることにより、負荷１１に供給する直流電圧を制御しつつ、交流電源１から流れる電流が急峻に大きくなる突入電流を抑制する。
【００２７】
図３は、本実施の形態の直流電源装置１００における各動作モードを示す図である。図３に示すように、本実施の形態の直流電源装置１００は、動作モードとして、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂを常時オフ制御状態とした全波整流モード（第１のモード）と、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂを交互にオン制御する昇圧モード（第２のモード）とを有する。
【００２８】
昇圧モードとしては、昇圧モードａ、昇圧モードｂ、昇圧モードｃの３種類がある。昇圧モードａでは、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティが、いずれも５０％である。昇圧モードｂでは、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティが、いずれも５０％未満である。昇圧モードｃでは、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティが５０％よりも大きい。
【００２９】
全波整流モードでは、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂを常時オフ制御状態とする（図１の状態Ａ）。したがって、整流回路２により全波整流された電圧が直流電源装置１００の出力電圧となる。
【００３０】
昇圧モードａでは、第１のスイッチング素子４ａのオンタイミングと第２のスイッチング素子４ｂのオフタイミングとがほぼ同時となり、第１のスイッチング素子４ａのオフタイミングと第２のスイッチング素子４ｂのオンタイミングとがほぼ同時となる。したがって、昇圧モードａでは、図２に示す状態Ｂと状態Ｃとが繰り返される。このときの出力電圧は、全波整流モードにおける出力電圧の略２倍となる。このように、昇圧モードａは、出力電圧が全波整流モードの略２倍となる倍電圧モードである。
【００３１】
昇圧モードｂでは、第１のスイッチング素子４ａと第２のスイッチング素子４ｂの一方がオンとなる期間と、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂが共にオフとなる同時オフ期間とを設けている。昇圧モードｂでは、図２に示す状態Ｂ→状態Ａ→状態Ｃ→状態Ａの状態遷移が周期的に繰り返され、このときの出力電圧は、全波整流モードにおける出力電圧と、昇圧モードａ（倍電圧モード）における出力電圧との中間電圧となる。
【００３２】
昇圧モードｃでは、第１のスイッチング素子４ａと第２のスイッチング素子４ｂの一方がオンとなる期間と、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂが共にオンとなる同時オン期間とを設けている。昇圧モードｃでは、図２に示す状態Ｄ→状態Ｃ→状態Ｄ→状態Ｂの状態遷移が周期的に繰り返される。第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂがともにオンとなる期間（ここでは状態Ｄの期間）において、リアクトル３にエネルギーが蓄えられる。このときの出力電圧は、昇圧モードａ（倍電圧モード）における出力電圧以上の電圧となる。
【００３３】
このように、本実施の形態では、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティを変化させることにより、負荷１１に供給する直流電圧を制御することができる。
【００３４】
ここで、出力電圧として、昇圧モードａにより供給される出力電圧を用いたい場合、昇圧モードａ（倍電圧モード）での動作を開始することをスイッチング動作の起動と定義する。起動前は常時オフ制御状態とした全波整流モードであり、昇圧モードａで動作するためにスイッチング動作を起動すると交流電源１より突入電流（ラッシュ電流）が流れる。
【００３５】
突入電流（ラッシュ電流）が流れるしくみについて説明する。直流電圧検出部１０で検出される電圧は、起動前は全波整流モードの直流電圧（例えば、交流電源１の線間電圧実効値がＶｓとすると直流電圧検出部１０では√２×Ｖｓ）である。この状態から、スイッチング動作を起動して昇圧モードａの動作を開始すると、直流電圧検出部１０で検出される電圧は、倍電圧状態の直流電圧（直流電圧検出部１０では√２×Ｖｓ×２）となり、直流電圧が起動前の直流電圧の２倍になる。
【００３６】
図４は、昇圧モードａで動作を開始する前後の直流電圧の一例を示す図である。図４の起動時刻は、スイッチング素子がオフからオンとなる時刻、すなわち昇圧モードａの動作開始の時刻を示す。図４に示すように起動時刻から急激に直流電圧が上昇し、倍電圧状態の電圧に収束する。第１のコンデンサ６ａと第２のコンデンサ６ｂが直列に接続されているため、起動前は、図４に示すＶ１電圧の１／２ずつをコンデンサ６ａと６ｂが分担していたことになる。起動後に第１のコンデンサ６ａと第２のコンデンサ６ｂが交互に充電を開始し、第１のコンデンサ６ａにＶ１、第２のコンデンサ６ｂにＶ１の合計Ｖ１×２（＝Ｖ２）の電圧が充電される。このため、この時のＶ１／２からＶ１への充電によって突入電流が流れることになる。
【００３７】
上記の突入電流を抑制するには、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂを徐々に充電するか、充電時の電流経路のインピーダンスを大きくして突入電流を下げることが考えられる。しかしながら、インピーダンスを大きくすると、追加したインピーダンスによって損失が増加する。本実施の形態では、損失を増加させずに突入電流を抑制するために、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂを徐々に充電するようにスイッチング素子を制御する。
【００３８】
第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂを徐々に充電する場合、図５に示すように、オンデューティを徐々に５０％にする方法が考えられる。図５は、全波整流モードから昇圧モードａへの移行時のオンデューティと直流電圧の変化の一例を示す図である。図５に示すように、オンデューティを徐々に（たとえば、オンデューティの時間変化率が一定値以下となるように）増加させる。すなわち、オンデューティが０％となっている状態から５０％となるまでの時間（以下、オンデューティの上昇時間（図５のＴ１））を長くする（一定時間以上となるようにする）。なお、図５の例では、オンデューティの傾き（オンデューティの時間変化率）を一定として線形に増加するように制御しているが、オンデューティの増加のさせ方は、この例に限定されない。例えば、オンデューティの上昇時間を２つにわけて、前半と後半で傾きを変えるような増加方法であってもよく、オンデューティの上昇時間（Ｔ１）の開始時刻、終了時刻のみ傾きを緩やかにし、中央の傾きを大きくするようなＳ字カーブであってもよい。
【００３９】
なお、起動時刻とは、全波整流モードから昇圧モードａへの移行時刻を示すが、オンデューティを徐々に増加させる場合は、全波整流モードから昇圧モードａへの移行の開始時刻、すなわちオンデューティの上昇時間の開始時刻を示す。
【００４０】
入力電流のピークを抑制する為には、オンデューティを徐々に５０％に増加させるようにすればよいが、この方法では、ピーク抑制の為の自由度が低い。ここでいうピーク抑制の自由度とは、瞬時的なピーク値を抑えるだけでなく、複数周期に渡ってピークが継続する場合においてもピークだけでなく、ピークが発生する周期を低減するなど、ピークの出方に応じて抑制した結果の挙動の自由度のことをさしている。本実施の形態では、スイッチング制御の起動時に、オンデューティを徐々に５０％に増加させるだけでなく、スイッチング周波数も変化させる。これにより、ピーク抑制の自由度を高めることができる。
【００４１】
なお、スイッチング素子がオンオフする動作において、１回のオン期間とこのオン期間に連続する１回のオフ期間との組合せを１周期（動作周期）とすると、１周期は図３に示す矢印間となる。この１周期をＴｒ（秒）とし、Ｔｒの逆数をスイッチング周波数と定義する。本実施の形態では、このスイッチング周波数もオンデューティと同時に制御することで突入電流を抑制する。
【００４２】
図６は、起動時にオンデューティを徐々に増加させる動作のシミュレーション結果を示す動作波形の一例を示す図である。図６では、図５に示したようにオンデューティを徐々に５０％に増加させるスイッチング制御を行う条件でシミュレーションを実施した場合の、シミュレーション結果である。図６（ａ）は入力電流（交流電源１から整流器２へ流れる入力電流）、図６（ｂ）は直流電圧、図６（ｃ）は入力電力（交流電源１から供給される入力電力）、図６（ｄ）はスイッチング素子４ａおよび４ｂのオンオフ信号、図６（ｅ）はスイッチング周波数を表す三角波信号、図６（ｆ）はオンデューティである。
【００４３】
図６では、スイッチング周波数は電源周期の３倍とし、起動の前後でスイッチング周波数は変更していない。この方法による起動の場合、オンデューティが増加するに従い、入力電流のピーク値が増加している。直流電圧（ｂ）が倍電圧レベルまで上昇すると入力電流のピークが低下している。このことから、倍電圧レベルまで上昇するまでの間は、交流電源１からの突入電流が増加していることで入力電流のピークが増加していることがわかる。
【００４４】
図７は、スイッチング周波数を起動時に変化させた場合のシミュレーション結果として得られた動作波形の一例を示す図である。図７では、図６の場合と同様に、起動後より、オンデューティを０％から５０％に増加させるとともに、オンデューティが５０％になった後にスイッチング周波数を段階的に低下させた場合のシミュレーション結果を示す動作波形図である。図７の（ａ）〜（ｆ）は、図６と同様の項目を示している。
【００４５】
図８は、図７の点線部を拡大した波形図である。図８で示した矢印のタイミングでスイッチング周波数を低下させている。すなわち、図８に示すように、オンデューティが５０％になった後に、５段階でスイッチング周波数を低下させている。すなわち、段階的に動作周期を延長している。なお、このシミュレーションでは、図８の左から１番目の矢印で１０ｋＨｚ→８ｋＨｚ、以降、８ｋＨｚ→５ｋＨｚ、５ｋＨｚ→３ｋＨｚ、３ｋＨｚ→１ｋＨｚ、１ｋＨｚ→電源周期の３倍と変化させているが、変化させる幅によって効果が損なわれることは無く、あくまでも一例であることは言うまでもない。
【００４６】
スイッチング周波数が高い場合、時間当たりの充電量（例えば、１秒間での充電量）はスイッチング周波数が低い場合と変わらないが、１回の充電時間が短くなる。これは、交互に充電するサイクル数が増加していることと同義である。故に、時間を延長するオンデューティの変化とは違い、充電サイクル数を等価的に増加させることで、徐々に充電することにつながるため、図７，８のシミュレーション結果が示すように、突入電流が抑制できる。
【００４７】
図９は、スイッチング周波数を低下させる様子を模式化した図である。図９に示すように、全波整流モードから昇圧モードａへ移行する場合、移行開始時にはまず、オンデューティを０％から５０％に増加させる。その後、段階的にスイッチング周波数を低下させる。
【００４８】
図７および図８に示すように、スイッチング周波数を低下させた場合には、入力電流が多少大きくなっており、突入電流が発生しているが、図６のように大幅に大きくなっているわけではない。このことから、スイッチング周波数を低下させない図６の例に比べ、突入電流を抑制できていることがわかる。さらに、図７の例よりスイッチング周波数が高周波であれば、オンデューティを徐々に増加させることによる突入電流の抑制の効果は図７の例より大きくなり、入力電流のピークを抑制できる。このように、オンデューティを変化させた後に、スイッチング周波数を低下させることで、入力電流の突入電流を抑制することができる。
【００４９】
また、図７によると、スイッチング周波数を低下させる際、入力電力が一定値ではなく増加している。したがって、図７のシミュレーションは、入力電力が増加するタイミングであっても突入電流を抑制できることを示しており、負荷増加中であっても突入電流を抑制することができることを示唆している。また、図７および図８では５段階でスイッチング周波数を変化させているが、スイッチング周波数を変化させる段階数は５に限定されない。変化の回数を増加させることで、突入電流の抑制効果は高くなる。また、スイッチング周波数をステップ的に変化させるのではなく、スイッチング周波数自体を線形的に変化させて三角波を生成することで、突入電流は限りなくゼロに近づけることができる。例えば、三角波の１周期毎にスイッチング周波数が生成できる最小単位にて変化させることで線形的にスイッチング周波数を変化させることも可能である。スイッチング周波数を低下させる方法は、これらの例に限定されず、線形に変化させた後にステップ的に変化させる等でもよく、どのような方法であってもよい。
【００５０】
本実施の形態では、全波整流モードから昇圧モードａへの移行時に、オンデューティを変化させた後にスイッチング周波数を低下させるようにした。このため、オンデューティを変化させるだけの場合に比べて、より突入電流を抑制することができる。また、本実施の形態では、スイッチング周波数を低下させない場合に比べ、スイッチング周波数を低下させることにより、スイッチング素子の損失を抑えることができる。このため、スイッチング素子の損失の増加を抑えて、起動時の突入電流を抑制することができる。また、瞬停など装置が停止した後、再起動する場合においても本実施の形態の構成および動作を用いれば、再起動時の突入電流が抑制できる同等効果を有することは言うまでもない。
【００５１】
定常状態、所謂、スイッチング素子を長時間動作させる状態では、スイッチング周波数は低い方が、スイッチング素子４ａおよびスイッチング素子４ｂのスイッチング損失が低減でき、また、スイッチングによるノイズも低減できる。本実施の形態では、オンデューティを変化させた後にスイッチング周波数を低下させるため、スイッチング損失が低減でき、高効率な直流電源装置を提供することができる。
【００５２】
定常状態でのスイッチング周波数は１ｋＨｚ以下が望ましい。しかしながら、スイッチング素子としてワイドバンドギャップ半導体を用いる場合、スイッチング周波数が１ｋＨｚ以下でなくとも、本実施の形態の効果は失われない。
【００５３】
また、全波整流モードから昇圧モードｂまたは昇圧モードｃへ移行する場合にも、同様にオンデューティを変化させた後にスイッチング周波数を低下させることで突入電流を抑制することができる。
【００５４】
以上より、本実施の形態の直流電源装置は、低速スイッチングによる低損失スイッチングを維持しながら、電源電圧の２倍の直流電圧まで昇圧でき、かつ、スイッチング素子の動作を開始する起動時の突入電流を抑制することができる。
【００５５】
次に、本実施の形態の直流電源装置の変形例について説明する。図１０は、図１に示した直流電源装置１００の変形例である直流電源装置１００ａの構成例を示す図である。図１と同様の機能を有する構成要素には図１と同一の符号を付し、重複する説明は省略する。図１に示した直流電源装置１００には交流電源１から三相交流が入力されるが、図１０に示す直流電源装置１００ａには、直流電源５０から直流電圧が入力される。直流電源装置１００ａは、図１の直流電源装置１００と同様に、リアクトル３、第１のコンデンサ６ａ、第２のコンデンサ６ｂ、切替部７、制御部８および直流電圧検出部１０を備える。さらに、直流電源装置１００ａは、直流電源５０の電力を蓄えるコンデンサ５１と、直流電源５０から供給される直流電力の直流電圧を検出する電源電圧検出器５２とを備える。
【００５６】
直流電源５０は、太陽光発電用のＰＶ（Photo  Voltaic）パネルまたは蓄電池、電気自動車またはプラグインハイブリッド自動車に搭載された蓄電池などであり、また、将来、直流での送電および配電が実現された場合の系統電源であってもよい。
【００５７】
図１では、三相交流が入力される例を示したが、入力される電力は三相交流でなくとも良く、図１０に示すように直流電源５０から直流電圧が入力される場合であっても、図１の直流電源装置１００と同様に、突入電流を抑制することができる。図１の整流器２の出力側は直流電圧となっており、図１の整流器２の出力側は、図１０の直流電源５０からの入力と同等である。したがって、上述した図１の構成例における制御部８および切替部７による起動時の突入電流抑制制御は図１０の直流電源装置１００ａにおいても適用できることは言うまでもない。
【００５８】
図１１は、他の変形例である直流電源装置１００ｂの構成例を示す図である。図１１に示した直流電源装置１００ｂは、整流回路２と、リアクトル３と、第１のスイッチング素子４ｃおよび第２のスイッチング素子４ｄと逆流防止素子５ｃ，５ｄとを有する切替部７ａと、第１のスイッチング素子４ｃに直列に接続される第１のコンデンサ６ｄ、第２のスイッチング素子４ｄに直列に接続される第２のコンデンサ６ｃと、切替部７ａを制御する制御部８ａと、電源電圧検出部９、直流電圧検出部１０と、切替部７ａと並列に接続され、切替部７ａからの出力を充電して出力電圧を安定化させるコンデンサ５３とを備える。
【００５９】
第１のコンデンサ６ｃおよび第２のコンデンサ６ｄの容量は、同一である。また、第１のスイッチング素子４ｃおよび第２のスイッチング素子４ｄとしては、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂと同様に、パワートランジスタ、パワーＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ等の半導体素子を用いることができる。
【００６０】
直流電源装置１００ｂの動作について説明する。第２のスイッチング素子４ｄをオフとし第１のスイッチング素子４ｃをオンとすると第１のコンデンサ６ｄが充電され、第１のスイッチング素子４ｃをオフとし第２のスイッチング素子４ｄをオンとすると第２のコンデンサ６ｃが充電される。したがって、第１のスイッチング素子４ｃと第２のスイッチング素子４ｄを交互にオンすることにより、第１のコンデンサ６ｄおよび第２のコンデンサ６ｃを充電することができる。制御部８ａは、電源電圧、すなわち直流電源５０のから供給される直流電圧のピーク電圧となる位相角度付近で第１のスイッチング素子４ｃまたは第２のスイッチング素子４ｄをオンすることで、第１のコンデンサ６ｄ、第２のコンデンサ６ｃの充電を行う。なお、この時、第２の逆流防止素子５ｄによりコンデンサ５３からの逆流を防止できる。電源電圧がピーク電圧となる位相角度付近で充電することにより、直流電源５０のピーク電圧をＶ１とすれば、第１のスイッチング素子４ｃおよび第２のスイッチング素子４ｄをオンとすることにより、図４の全波整流と同様の状態となる。
【００６１】
また、第１のスイッチング素子４ｃおよび第２のスイッチング素子４ｄをオフとすると、第１のコンデンサ６ｄおよび第２のコンデンサ６ｃから電荷が放電される。また、第１のスイッチング素子４ｃおよび第２のスイッチング素子４ｄをオフとすると、逆流防止素子５ｃを介して、第１のコンデンサ６ｄと第２のコンデンサ６ｃは直列接続される。その結果、コンデンサ５３には、第１のコンデンサ６ｄの電圧と第２のコンデンサ６ｃの電圧とが加算された電圧、図４の倍電圧整流Ｖ２と同様の電圧が印加される。
【００６２】
電荷は高い電位から低い電位に移動することが一般的に知られている。そのため、直流電源装置１００ｂでは、ダイオード５ｄにより逆流を防止している。また、第１のスイッチング素子４ｃおよび第２のスイッチング素子４ｄを同時にオンとすれば短絡状態、図２のＤの状態と同様の状態を実現できる。
【００６３】
図１ではスイッチング素子を直列に接続した構成を示したが、図１１に示す通り、スイッチング素子とコンデンサが直列接続されたものを並列に接続すること、言い換えれば、スイッチング素子を並列接続した構成でも、図１の構成と同様な動作を行うことができる。また、図１１に示した直流電源装置１００ｂにおいても、第１のスイッチング素子４ｃおよび第２のスイッチング素子４ｄをオフとしたモードを第１のモードとすれば、第２のスイッチング素子４ｄをオンとし第１のスイッチング素子４ｃをオフとした状態と第２のスイッチング素子４ｄをオフとし第１のスイッチング素子４ｃをオンとした状態と交互に繰り返す第２のモードの方が、オンデューティが長い。したがって、制御部８ａが、オンデューティが長くなるモードへの移行する場合に、オンデューティを変化させた後にスイッチング周波数を低下させる制御を行うことにより、図１の構成例の場合と同様に、上述の本実施の形態の効果を得ることができる。
【００６４】
実施の形態２．
図１２は、本発明の実施の形態２の電動機駆動装置の構成例を示す回路ブロック図である。図１２では図１に示す回路構成と同様な動作をする構成要素は実施の形態１と同一符号を付し、重複する説明を略する。図１２に示す電動機駆動装置は、実施の形態１の直流電源装置１００を備える。図１の負荷１１は、図１２のインバータ３０および電動機３１に対応する。インバータ３０は、第１のコンデンサ６ａと第２のコンデンサ６ｂで構成される直列回路の両端に接続される。インバータ３０には直流電圧が入力される。
【００６５】
本実施の形態の電動機駆動装置は、実施の形態１の直流電源装置１００に加え、電流検出器３２（３２ａ，３２ｂ）および駆動制御部３３を備える。電流検出器３２は、電動機３１に流れる電流を検出する。駆動制御部３３は、電流検出器３２により検出された電流と直流電圧検出部１０により検出される直流電圧とに基づいてインバータ３０を制御する。
【００６６】
電動機３１は、インバータ３０により駆動制御される。したがって、インバータ３０に入力される直流電圧によって、電動機３１の駆動動作範囲が変化する。特に電動機３１が、回転子に永久磁石を用いた電動機である場合、この直流電流は回転子に使用される永久磁石の磁石特性へも影響を及ぼす。
【００６７】
永久磁石として、例えば、磁力の強い希土類磁石を用いる永久磁石電動機が適用されている。希土類磁石は磁力が強いために少ない電流でトルクが発生する。このため、希土類磁石は、省エネルギーが求められる機器で用いられる電動機３１に適用される。しかしながら、希土類磁石の材料はレアアースと呼ばれる稀少金属であるため、入手が困難である。希土類磁石を使用せず、希土類磁石より磁力の弱いフェライトなどの磁石を使用した永久磁石電動機では、同じ電流であれば希土類磁石を用いる場合に比べ出力トルクが小さくなる。このため、磁力の弱いフェライトなどの磁石を使用した永久磁石電動機では、磁石磁力の低下分だけ電流を増加させてトルクを補うか、または出力トルクは電流×巻線の巻数に比例するため、巻数を増加して電流を増加させずに出力トルクを補う。電流を増加させると、電動機３１の銅損やインバータ３０での導通損失が増加する。
【００６８】
損失が増加することを避けるために、電流を増加させずに、巻数を増加させた場合、電動機３１の回転数に応じた誘起電圧が増加する。インバータ３０は誘起電圧よりも高い直流電圧を必要とするので、巻数を増加させる場合、直流電圧を上昇させる必要がある。
【００６９】
そこで、本実施の形態では、電動機駆動装置において、電動機３１を駆動するインバータ３０に電力を供給する電力変換装置として実施の形態１で述べた直流電源装置１００を使用する。これにより、インバータ３０に、全波整流状態、倍電圧整流状態等の複数種類の直流電圧を供給することができる。このため、電動機３１として希土類磁石を用いずに巻数を増加させた電動機を用いる場合に、電動機３１に適した直流電圧を供給することができる。したがって、希土類磁石を用いない電動機３１の損失を増加させずに電動機３１を駆動することができる。
【００７０】
また、実施の形態１の直流電源装置１００を用いることにより、電動機３１の動作状態（負荷量）に応じて、電動機３１へ適切な電圧が印加されるため、効率の良い駆動動作が実現できる。具体的には、駆動制御部３３が、電流検出器３２により検出された電流に基づいて電動機３１の動作状態を把握し、動作状態に基づいて制御部８に対して電圧を指示する。制御部８は、この指示された電圧となるよう切替部７のモード（全波整流モード、昇圧モードａ、昇圧モードｂ、昇圧モードｃ）を選択し、選択したモードで切替部７を動作させる。
【００７１】
特に、フェライト磁石などの磁力が希土類磁石と比較して小さい磁石を用いた電動機３１において、動作状態に応じて適切な電圧が印加されることにより損失の増加を抑え効率の良い駆動動作を実現することができる。従って、直流電源装置１００は、フェライト磁石などの永久磁石電動機を駆動するインバータ向け直流電源装置として好適である。
【００７２】
さらに、スーパージャンクション構造のＭＯＳＦＥＴと称されるＭＯＳＦＥＴを、本実施の形態の直流電源装置を構成する素子（第１のスイッチング素子４ａ、第２のスイッチング素子４ｂ、第１の逆流防止素子５ａ、第２の逆流防止素子５ｂ、整流回路２を構成する整流素子）、インバータ３０のスイッチング素子のうちの１つ以上に用いることで、更なる低損失化を実現でき、高効率な直流電源装置を提供できる。尚、スーパージャンクション構造とは、通常のＭＯＳＦＥＴよりも深いＰ層を持つ構造であり、深いＰ層がｎ層と広く接することで低オン抵抗でありながら高い電圧耐力を有することが知られている。
【００７３】
また、本実施の形態の直流電源装置を構成する素子、インバータ３０のスイッチング素子のうち１つ以上を、ＧａＮ（窒化ガリウム）やＳｉＣ（シリコンカーバイド）、ダイヤモンドなどのワイドバンドギャップ半導体で構成しても更なる低損失な直流電源装置を提供できることは言うまでも無い。さらに、ワイドバンドギャップ半導体を用いることで耐電圧性が高く、許容電流密度も高くなるため、ＭＯＳＦＥＴの小型化が可能であり、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。耐熱性も高いため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化も可能になる。さらにワイドバンドギャップ半導体は従来シリコン（Ｓｉ）半導体より耐圧が高く、高電圧化に優位に作用するため、低損失で電圧の高い直流電源装置もしくはインバータ３０を構成することでワイドバンドギャップ半導体の特性を更に引き出すことができる。
【００７４】
以上のように、本実施の形態では、実施の形態１の直流電源装置１００を電動機駆動装置へ適用した例を示した。本実施の形態の電動機駆動装置では、電動機３１を駆動制御するインバータ３０へ供給する電圧を電動機３１の構成（永久磁石の種類，巻数等）や動作状態に応じて適切に制御することができる。これにより、フェライト磁石などの磁力が希土類磁石と比較して小さい磁石を用いた電動機３１を駆動制御する場合にも、損失を抑えて効率のよい駆動動作を実現できる。また、実施の形態１で述べたとおり、突入電流を抑制することができる。
【００７５】
実施の形態３．
図１３は、本発明の実施の形態３の空気調和機の構成例を示す回路ブロック図である。本実施の形態の空気調和機は、実施の形態２で述べた電動機駆動装置を備える。本実施の形態の空気調和機は、実施の形態２の電動機３１を内蔵した圧縮機４１、四方弁４２、室外熱交換器４３、膨張弁４４、室内熱交換器４５が冷媒配管４６を介して取り付けられた冷凍サイクルを有して、セパレート形空気調和機を構成している。
【００７６】
圧縮機４１内部には冷媒を圧縮する圧縮機構４７とこれを動作させる電動機３１が設けられ、圧縮機４１から熱交換器４３と４５間を冷媒が循環することで冷暖房などを行う冷凍サイクルが構成されている。図１３に示した回路ブロックは、空気調和機だけなく、冷蔵庫、冷凍庫等の冷凍サイクルを備える機器に適用可能である。
【００７７】
冷凍サイクルにより、冷房や暖房を行う空気調和機では、室内温度が使用者が設定した設定温度まで近づくと安定状態となり、圧縮機４１に搭載された電動機３１を低速で回転させるようインバータ３０が動作する。従って、空気調和機では低速回転が長時間継続されるため、低速運転時の効率改善が省エネルギーに大きく寄与する。このため、電動機３１として、電流が少なくなるよう希土類磁石もしくは巻数を増加させた磁力の弱い永久磁石を用いた電動機を用いると省エネルギーに寄与することになる。
【００７８】
本実施の形態の空気調和機は、実施の形態２で述べたように稀少金属である希土類磁石を用いずとも、巻数を増加させた磁力の弱い永久磁石を用いた電動機３１を効率良く駆動制御することができる。このため、巻数を増加させた磁力の弱い永久磁石を用いた電動機３１を用いた場合も、省エネルギーを実現できる。
【００７９】
特に、冷蔵庫のような２４時間常時運転するような機器に実施の形態２の電動機駆動装置を適用すると、低速回転における低電流状態での運転が長いため、巻数を増加させたフェライト磁石等を適用した電動機３１により、低コストで省エネルギー化を実現できる。
【産業上の利用可能性】
【００８０】
以上のように、本発明にかかる直流電源装置は、直流で電力消費を行う負荷向けの電源装置に利用可能である。特に、直流電源装置を必要とするインバータの電源装置として利用でき、永久磁石電動機を駆動するインバータに適用することによる省エネの実現のほか、希少金属である希土類磁石を用いることなく安価で省エネルギー性の高い電動機駆動装置を構成できることから、空気調和機や冷凍機、洗濯乾燥機のほか、冷蔵庫、除湿器、ヒートポンプ式給湯機、ショーケース、掃除機など家電製品全般に適用可能であり、ファンモータや換気扇、手乾燥機、誘導加熱電磁調理器などへの適用も可能である。
【符号の説明】
【００８１】
１  交流電源、２  整流回路、３  リアクトル、４ａ，４ｃ  第１のスイッチング素子、４ｂ，４ｄ  第２のスイッチング素子、５ａ  第１の逆流防止素子、５ｂ  第２の逆流防止素子、５ｃ，５ｄ  逆流防止素子、６ａ，６ｄ  第１のコンデンサ、６ｂ，６ｃ  第２のコンデンサ、７，７ａ  切替部、８，８ａ  制御部、９  電源電圧検出部、１０  直流電圧検出部、１１  負荷、３０  インバータ、３１  電動機、３２  電流検出器、３３  駆動制御部、４１  圧縮機、４２  四方弁、４３  室外熱交換器、４４  膨張弁、４５  室内熱交換器、４６  冷媒配管、４７  圧縮機構、５０  直流電源、５１，５３  コンデンサ、５２  電源電圧検出器、１００，１００ａ，１００ｂ  直流電源装置。
【図１】
2015056721.tif 000003
【図２】
2015056721.tif 000004
【図３】
2015056721.tif 000005
【図４】
2015056721.tif 000006
【図５】
2015056721.tif 000007
【図９】
2015056721.tif 000008
【図１０】
2015056721.tif 000009
【図１１】
2015056721.tif 000010
【図１２】
2015056721.tif 000011
【図１３】
2015056721.tif 000012
【図６】
2015056721.tif 000013
【図７】
2015056721.tif 000014
【図８】
2015056721.tif 000015
【手続補正書】
【提出日】平成27年12月7日(2015.12.7)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電圧である第１の電圧を第２の電圧に変換する直流電源装置であって、
第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子を備え、
動作モードを前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子のオンデューティが第１の値である第１のモードから前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子のオンデューティが前記第１の値より大きい第２の値である第２のモードへ遷移させる場合、
第１の時間以上かけてオンデューティを前記第１の値から前記第２の値にし、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子の動作周期が前記第１のモードにおける動作周期よりも延長された直流電源装置。
【請求項２】
第１のコンデンサと第２のコンデンサで構成される電荷蓄積部と、
前記第１のモードと前記第２のモードとを切替える切替部と、
を備え、
前記切替部は、前記電荷蓄積部からの電荷の逆流を抑制する逆流防止素子、を備え、
前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子の中点と、前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサの中点とが接続された請求項１に記載の直流電源装置。
【請求項３】
第１のコンデンサと第２のコンデンサで構成される電荷蓄積部と、
前記第１のモードと前記第２のモードとを切替える切替部と、
を備え、
前記切替部は、前記電荷蓄積部からの電荷の逆流を抑制する逆流防止素子、を備え、
前記第１のスイッチング素子と前記第２のコンデンサの中点と、前記第１のコンデンサと前記第２のスイッチング素子の中点とがダイオードを介して接続された請求項１に記載の直流電源装置。
【請求項４】
前記逆流防止素子はワイドバンドギャップ半導体によって形成されている請求項２または３に記載の直流電源装置。
【請求項５】
前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドである請求項４に記載の直流電源装置。
【請求項６】
前記第１の値を０％とし、前記第２の値を５０％とする請求項１から３のいずれか１つに記載の直流電源装置。
【請求項７】
前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子のうちの少なくとも１つはワイドバンドギャップ半導体によって形成されている請求項１から６のいずれか１つに記載の直流電源装置。
【請求項８】
交流電源に接続される整流回路を備え、
前記整流回路を構成する整流素子はワイドバンドギャップ半導体によって形成されている請求項１から７のいずれか１つに記載の直流電源装置。
【請求項９】
電動機を駆動する電動機駆動装置であって、
請求項１から８のいずれか１つに記載の直流電源装置と、
前記直流電源装置から供給される直流電流を用いて前記電動機を制御するインバータと、
前記電動機に流れる電流を検出する電流検出部と、
前記電流検出部により検出された電流に基づいて前記インバータを制御する駆動制御部と、
を備える電動機駆動装置。
【請求項１０】
前記駆動制御部は、前記電動機の負荷量に基づいて前記インバータへ供給される直流電流の電圧を決定し、決定した前記電圧を前記直流電源装置へ指示し、
前記直流電源装置は、前記駆動制御部からの指示に基づいて前記インバータへ供給される直流電流の電圧を制御する請求項９に記載の電動機駆動装置。
【請求項１１】
前記電動機は希土類元素以外で構成される永久磁石を有する請求項９または１０に記載の電動機駆動装置。
【請求項１２】
前記インバータを構成するスイッチング素子はワイドバンドギャップ半導体によって形成されている請求項９から１１のいずれか１つに記載の電動機駆動装置。
【請求項１３】
前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドである請求項１２に記載の電動機駆動装置。
【請求項１４】
請求項９から１３のいずれか１つに記載の電動機駆動装置と、
前記電動機駆動装置により駆動される電動機を有する圧縮機と、
を備える空気調和機。
【請求項１５】
請求項９から１３のいずれか１つに記載の電動機駆動装置と、
前記電動機駆動装置により駆動される電動機を有する圧縮機と、
を備える冷蔵庫。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１０
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１０】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、入力電圧である第１の電圧を第２の電圧に変換する直流電源装置であって、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子を備え、動作モードを前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子のオンデューティが第１の値である第１のモードから前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子のオンデューティが前記第１の値より大きい第２の値である第２のモードへ遷移させる場合、第１の時間以上かけてオンデューティを前記第１の値から前記第２の値にし、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子の動作周期が前記第１のモードにおける動作周期よりも延長される。 
【国際調査報告】
2015056721.tif 000016
2015056721.tif 000017