(57)【要約】  本発明の多段干渉計回路は、少なくとも１つの合波ポートと、各段が、それぞれ経路長差がＭ・ΔＬ／２の整数倍の２光路遅延回路と第１の光カプラを備え、第１段目のラティス型２光束干渉計の２光路遅延回路が第２の光カプラを介して少なくとも１つの合波ポートに接続されたＮ−１段のラティス型２光束干渉計と、最終段のラティス型２光束干渉計の第１の光カプラに接続された２組の１×（Ｍ／２）光カプラと、１×（Ｍ／２）光カプラに接続されて遅延長がΔＬずつ異なるＭアレイ遅延回路と、Ｍアレイ遅延回路に接続されたＭ×Ｍ光カプラとを有するＭ光束干渉計と、Ｍ×Ｍ光カプラに接続されたＭ本の分波ポートとを備える多段干渉計回路であって、分波ポートと合波ポートとの間を導波する光が少なくとも１度通過するように多段干渉計回路内に１又は複数のトランスバーサルフィルタが配置される。
2016132747.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも１つの合波ポートと、
Ｎ−１段（Ｎは２以上の自然数）のラティス型２光束干渉計であって、各段のラティス型２光束干渉計は、それぞれ経路長差がＭ・ΔＬ／２（Ｍは自然数）の整数倍の２光束遅延回路と第１の光カプラを備え、第１段目のラティス型２光束干渉計の前記２光束遅延回路が第２の光カプラを介して前記少なくとも１つの合波ポートに接続された、Ｎ−１段のラティス型２光束干渉計と、
第Ｎ−１段目のラティス型２光束干渉計の前記第１の光カプラの２つの出力各々に入力が接続された２組の１×（Ｍ／２）光カプラと、前記１×（Ｍ／２）光カプラに接続されて遅延長がΔＬずつ異なるＭアレイ遅延回路と、前記Ｍアレイ遅延回路に接続されたＭ×Ｍ光カプラとを有するＭ光束干渉計と、
前記Ｍ×Ｍ光カプラに接続されたＭ本の分波ポートと  を備える多段干渉計回路であって、
前記分波ポートと前記合波ポートとの間を導波する光が少なくとも１度通過するように前記多段干渉計回路内に１又は複数のトランスバーサルフィルタが配置されることを特徴とする多段干渉計回路。
【請求項２】
前記Ｎ−１段のラティス型２光束干渉計のうちの少なくとも１つのラティス型２光束干渉計の２本のアーム導波路の両方に、同じ透過特性のトランスバーサルフィルタが挿入されることを特徴とする請求項１に記載の多段干渉計回路。
【請求項３】
前記Ｎ−１段のラティス型２光束干渉計のうちの１つのラティス型２光束干渉計２本のアーム導波路の両方に、トランスバーサルフィルタが組み込まれ、一方のアーム導波路のトランスバーサルフィルタは、他方のアーム導波路のトランスバーサルフィルタに対して遅延差が設けられることを特徴とする請求項１に記載の多段干渉計回路。
【請求項４】
前記Ｎ−１段のラティス型２光束干渉計のうちの少なくとも２つのラティス型２光束干渉計２本のアーム導波路の両方に、トランスバーサルフィルタが組み込まれ、一方のアーム導波路のトランスバーサルフィルタは、他方のアーム導波路のトランスバーサルフィルタに対して遅延差が設けられ、１の段のラティス型２光束干渉計のトランスバーサルフィルタは、他の段のラティス型２光束干渉計のトランスバーサルフィルタと群遅延周波数特性の符号が逆であることを特徴とする請求項１に記載の多段干渉計回路。
【請求項５】
前記少なくとも１つ以上の合波ポートのうち、信号光を入力するポート、又は信号光を出力するポートにトランスバーサルフィルタが挿入されることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の多段干渉計回路。
【請求項６】
前記Ｍ本の分波ポートのうち、信号光を入力するポート、又は信号光を出力するポートにトランスバーサルフィルタが挿入されることを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載の多段干渉計回路。
【請求項７】
前記第Ｎ−１段目の前記ラティス型２光束干渉計の前記第１の光カプラの第１の出力と、前記Ｍ光束干渉計の前記２組の１×（Ｍ／２）光カプラのうち第１の１×（Ｍ／２）光カプラの入力との間、及び前記第Ｎ−１段目の前記ラティス型２光束干渉計の前記第１の光カプラの第２の出力と、前記Ｍ光束干渉計の前記２組の１×（Ｍ／２）光カプラのうち第２の１×（Ｍ／２）光カプラの入力との間に、同じ透過特性のトランスバーサルフィルタがそれぞれ挿入されることを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項に記載の多段干渉計回路。
【請求項８】
前記トランスバーサルフィルタは、１×Ｓカプラ（Ｓは２以上の自然数）と、１×Ｓカプラ９０１のＳ本の出力に接続されたＳアレイ遅延回路と、Ｓアレイ遅延回路９０２のＳ本のアーム導波路にＳ本の出力それぞれが接続されたＳ×１カプラから構成され、前記Ｓアレイ遅延回路の隣り合うアーム導波路間の経路長差がＭ・ΔＬの整数倍であることを特徴とする請求項１乃至７のいずれか１項に記載の多段干渉計回路。
【請求項９】
前記Ｍ×Ｍ光カプラが、ｍ段接続されたＭ／２アレイの２×２光カプラの組み合わせで構成され、
前記Ｍ×Ｍ光カプラのｔ段目ｕ番（ｔは１〜ｍの整数、ｕは１〜Ｍ／２の自然数、ｍ＝ｌｏｇ2（Ｍ））の２×２光カプラがｘ番目の経路とｙ番目の経路を結合し、前記ｘ、ｙの値は、
【数１】
2016132747.tif 000004
であり、（ｕ−１）ｄｉｖ２m-ｔと（ｕ−１）ｍｏｄ２m-ｔはそれぞれ（ｕ−１）を２m-ｔで割った商と余りを表すことを特徴とする請求項１乃至８のいずれか１項に記載の多段干渉計回路。
【請求項１０】
前記Ｍアレイ遅延回路は、ｕ、ｔ（ｔは１〜ｍの整数、ｕは１〜Ｍ／２の自然数、ｍ＝ｌｏｇ2（Ｍ））をパラメータとして、
【数２】
2016132747.tif 000005
で指定されるｘ番目の遅延経路とｙ番目の遅延経路において、両遅延経路の経路長差が２m-k・ΔＬである
ことを特徴とする請求項９に記載の多段干渉計回路。
【請求項１１】
マルチキャリア信号光を送信するマルチキャリア光送信機であって、
前記マルチキャリア光送信機は、電気信号を信号光に変換する複数の送信器と、前記送信器から出力される個別サブキャリア信号光を合波して前記マルチキャリア信号にする合波器とを備え、
前記合波器は、請求項１乃至１０のいずれか１項に記載の多段干渉計回路であることを特徴とするマルチキャリア光送信機。
【請求項１２】
マルチキャリア光受信器であって、
前記マルチキャリア光受信器は、前記マルチキャリア信号を個別のサブキャリア信号光に分波する分波器と、前記マルチキャリア信号光をそれぞれ光信号から電気信号に変換する受信機とを備え、
前記分波器は、請求項１乃至１０のいずれか１項に記載の多段干渉計回路であることを特徴とするマルチキャリア光受信器。
【請求項１３】
マルチキャリア信号光を送信するマルチキャリア光送受信機であって、
電気信号を信号光に変換する複数の送信器と、前記送信器から出力される個別サブキャリア信号光を合波して前記マルチキャリア信号にする合波器とを備えるマルチキャリア光送信器であって、
前記合波器は、請求項１乃至１０のいずれか１項に記載の多段干渉計回路であることを特徴とするマルチキャリア光送信機と、
マルチキャリア光受信器であって、
前記マルチキャリア光受信器は、前記マルチキャリア信号を個別のサブキャリア信号光に分波する分波器と、前記マルチキャリア信号光をそれぞれ光信号から電気信号に変換する受信機とを備え、
前記分波器は、
少なくとも１つの合波ポートと、
Ｎ−１段（Ｎは２以上の自然数）のラティス型２光束干渉計であって、各段のラティス型２光束干渉計は、それぞれ経路長差がＭ・ΔＬ／２（Ｍは自然数）の整数倍の２光束遅延回路と第１の光カプラを備え、第１段目のラティス型２光束干渉計の前記２光束遅延回路が第２の光カプラを介して前記少なくとも１つの合波ポートに接続された、Ｎ−１段のラティス型２光束干渉計と、
第Ｎ−１段目のラティス型２光束干渉計の前記第１の光カプラの２つの出力各々に入力が接続された２組の１×（Ｍ／２）光カプラと、前記１×（Ｍ／２）光カプラに接続されて遅延長がΔＬずつ異なるＭアレイ遅延回路と、前記Ｍアレイ遅延回路に接続されたＭ×Ｍ光カプラとを有するＭ光束干渉計と、
前記Ｍ×Ｍ光カプラに接続されたＭ本の分波ポートと
を備える多段干渉計回路であることを特徴とするマルチキャリア光送受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は光合分波器機能又は光フィルタ機能を有する多段干渉計回路に関し、より詳細にはナイキスト波形整形等の波形整形フィルタリング機能を備えた多段干渉計回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
現在、実用化されている長距離１００Ｇ伝送では、多値変調技術の一種である４相位相変調（Quadrature Phase-Shift Keying：ＱＰＳＫ変調）方式と多重技術の一種である偏波多重方式を用い、変調シンボル速度を約３２Ｇｂａｕｄにすることで１チャンネル当たり１２８Ｇｂｐｓの高速伝送を実現している。（伝送レート１２８Ｇｂｐｓの内、２８Ｇｂｐｓ分は伝送制御上必要な情報や誤り訂正で用いられるビットであり、正味のデータ伝送レートは１００Ｇｂｐｓになる。）更なる高速伝送、例えば４００Ｇ或いは１Ｔ伝送といった次世代の高速伝送では、変調シンボルの多値化、変調シンボル速度の高速化に加えて、光の搬送キャリアを複数用いる光マルチキャリア方式の伝送技術の導入が有望視されている。光マルチキャリア方式は、一種の波長分割多重技術／周波数分割多重技術であり、複数の光の搬送キャリアをそれぞれサブチャンネル（サブキャリア）として扱い並列化することで、チャンネルの大容量化を実現する。従って、複数の光の搬送キャリアを並列に処理するためにデバイスの数が複数必要になるというデメリットはあるものの、実現容易性という観点では、比較的容易にトータルのチャンネル伝送レートを向上させることができる。このような複数の光のサブキャリアをまとめた大容量チャンネルは、スーパーチャンネルとも呼ばれる。【０００３】
マルチキャリア方式では、変調器／復調器の並列化と共に、各サブキャリアを合分波するための合分波器となる多段干渉計回路が必要となる。この多段干渉計回路には、低損失、完全周回動作、平坦な通過域、多ポート、狭チャンネル間隔といった要件が要求される。これらを満たす多段干渉計回路として、特許文献１に記載されている多段干渉計回路がある。【０００４】
また、近年、光ファイバ伝送のスペクトル利用効率を高めるために、信号の波形整形を行い、信号占有帯域幅を狭くすることができるナイキスト波形整形技術が注目されている。波形整形を行わない通常の変調技術では、信号光スペクトルの幅が、主要電力を占めるメインローブの幅で変調シンボル速度の２倍、サイドローブも含めると２倍以上になる。これに対して、ナイキスト波形整形技術を用いると信号スペクトルの幅が変調シンボル速度程度まで狭くなった高矩形のスペクトルになる。このため、通常の変調技術に比べて、ナイキスト波形整形技術を用いた変調信号では、高密度にキャリア配置を行うことができ、伝送路のスペクトル利用効率を高めることができる。このことは、前述のスーパーチャンネルにおけるサブキャリアの配置に関しても当てはまる。即ち、各サブキャリアにおいてナイキスト波形整形技術を用いた方が、密にサブキャリアを並べることができ、チャンネルのトータル占有帯域幅を低減することができるので、スペクトル利用効率が高くなる。【０００５】
ナイキスト波形整形技術には、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）を用いる方法と光フィルタを用いる方法が主にある。ＤＳＰを用いる方法は、送信機においてナイキスト波形整形された信号波形をデジタル領域で算出すると共に、デジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）でその波形を電気信号として発生し、その電気信号を光変調器で信号光に変換することで、ナイキスト波形整形された信号光を生成する方法である（例えば、非特許文献１参照）。光フィルタを用いる方法は、通常の変調技術で発生させた信号光を光フィルタでアナログ的に帯域制限、及びスペクトル形状の補正することで、ナイキスト波形整形された信号光を得る方法である（例えば、非特許文献２、３参照）。【０００６】
ＤＳＰを用いてナイキスト波形整形を行う方法では、まず単純にＤＳＰの消費電力が増大するといった問題があった。また、送信機におけるＤＳＰでは、ナイキスト波形整形機能以外にも、信号の多値化や、送信デバイス／伝送路の線形／非線形予等化、など多くの機能を実装することが期待されている。一方で、高速なＤＡＣでは有効ビット数は５ビット程度であり、波形整形のためには十分なビット数とは言えない。よって、特に上記機能を全て盛り込んだ場合、十分な波形整形機能の特性を引き出せないという問題があった。また、ＤＳＰを用いる方法において、波形整形は、発生させる信号光毎に処理を行うものである。従って、マルチキャリア方式のように複数のサブキャリア信号がある場合、当然の事ながらサブキャリア毎にナイキスト波形整形機能付きのＤＳＰが必要になり、消費電力が大きくなるという問題があった。【０００７】
光フィルタを用いる方法では、ナイキスト波形整形に用いる光フィルタには急峻でやや複雑な周波数特性が求められ、また、各チャンネルの中心波長に合わせた特性も求められる。その為、光フィルタには空間光学技術を用いた高分解能可変フィルタを用いられていたが、このような光フィルタは高価、且つ、デバイスサイズが大きく伝送装置規模が大きくなるという問題があった。【０００８】
本発明は、このような問題を鑑みてなされたもので、その目的とするところは、安価でデバイスサイズが小さい導波路型技術で波形整形光フィルタ機能を有する多段干渉計回路を提供することにある。更には、マルチキャリア方式において必要となる合分波機能も集積し、各サブキャリアを合分波すると共に一括して波形整形することが可能な多段干渉計回路を提供することにある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特願２０１３−０５４０９８号明細書
【非特許文献】
【００１０】
【非特許文献１】K. Roberts et al., “Flexible Transceivers,” in Proc. ECOC 2012, paper We.3.A.3.
【非特許文献２】Y. Huang et al., “Real-Time 400G Superchannel Transmission using 100-GbE based 37.5-GHz Spaced Subcarriers with Optical Nyquist Shaping over 3,600-km DMF link,” in Proc. OFC/NFOEC 2013, paper NW4E.1.
【非特許文献３】C. Pulikkaseril et al., “Spectral modeling of channel band shapes in wavelength selective switches,” Optics Express, Vol. 19, No. 9, pp. 8458-8470 (2011).
【非特許文献４】K.Jinguji, et al., "Mach-Zehnder interferometer type optical waveguide coupler with wavelength-flattened coupling ratio," electronics letter, vol.26, no.17, pp.1326-1327, 1990.
【発明の概要】
【００１１】
このような目的を達成するために、本発明の第１の態様は、少なくとも１つの合波ポートと、Ｎ−１段（Ｎは自然数）のラティス型２光束干渉計であって、各段のラティス型２光束干渉計は、それぞれ経路長差がＭ・ΔＬ／２（Ｍは自然数）の整数倍の２光路遅延回路と第１の光カプラを備え、第１段目のラティス型２光束干渉計の前記２光路遅延回路が第２の光カプラを介して前記少なくとも１つの合波ポートに接続された、Ｎ−１段のラティス型２光束干渉計と、第Ｎ−１段目のラティス型２光束干渉計の前記第１の光カプラの２つの出力各々に入力が接続された２組の１×（Ｍ／２）光カプラと、前記１×（Ｍ／２）光カプラに接続されて遅延長がΔＬずつ異なるＭアレイ遅延回路と、前記Ｍアレイ遅延回路に接続されたＭ×Ｍ光カプラとを有するＭ光束干渉計と、前記Ｍ×Ｍ光カプラに接続されたＭ本の分波ポートとを備える多段干渉計回路であって、前記分波ポートと前記合波ポートとの間を導波する光が少なくとも１度通過するように前記多段干渉計回路内に１又は複数のトランスバーサルフィルタが配置されることを特徴とする。
【００１２】
本発明によれば、安価でデバイスサイズが小さい導波路型技術で波形整形光フィルタ機能を有する多段干渉計回路を実現でき、更には、各サブキャリアを合分波すると共に一括して波形整形することが可能な多段干渉計回路を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明の多段干渉計回路の基本的な構成を示す図である。
【図２Ａ】図１の多段干渉計回路のＭ＝２の場合のＭ×Ｍカプラの構成例を示す図である。
【図２Ｂ】図１の多段干渉計回路のＭ＝４の場合のＭ×Ｍカプラの構成例を示す図である。
【図２Ｃ】図１の多段干渉計回路のＭ＝８の場合のＭ×Ｍカプラの構成例を示す図である。
【図３】分波ポートが８ポート（Ｍ＝８）、干渉計段数が４段（Ｎ＝４）の場合の設計パラメータ例を示す図である。
【図４Ａ】図３に記載の設計パラメータを用いたときの、ＴＦ無しの多段干渉計回路のパワー透過率特性を示す図である。
【図４Ｂ】図３に記載の設計パラメータを用いたときの、ＴＦ無しの多段干渉計回路の通過域のパワー透過率特性を示す図である。
【図４Ｃ】図３に記載の設計パラメータを用いたときの、ＴＦ無しの多段干渉計回路の通過域の群遅延特性を示す図である。
【図５】図１の多段干渉計回路を用いたマルチキャリア送受信機の一例を示す構成図である。
【図６Ａ】図５の偏波多重ＩＱ変調器を駆動する、ＱＰＳＫ変調を想定した理想的な電気信号波形である方形波の信号波形を示す図である。
【図６Ｂ】図５の偏波多重ＩＱ変調器を駆動する、ＱＰＳＫ変調を想定した実際の電気信号波形である二乗余弦波の信号波形を示す。
【図７Ａ】図５の偏波多重ＩＱ変調器からの信号光のスペクトル全体の特性を示す図である。
【図７Ｂ】図５の偏波多重ＩＱ変調器からの信号光のスペクトルのメインローブでの詳細特性を示す図である。
【図８Ａ】図５の送信機において、図７Ａ及び図７Ｂのスペクトル形状を持つ信号光をＴＦ無し多段干渉計回路に透過させたときの信号光の計算スペクトル等の全域での特性を示す図である。
【図８Ｂ】図５の送信機において、図７Ａ及び図７Ｂのスペクトル形状を持つ信号光をＴＦ無し多段干渉計回路に透過させたときの信号光の計算スペクトル等のメインローブ／通過域付近での詳細特性を示す図である。
【図９Ａ】本発明に使用されるＴＦの一般的構成例を示す図である。
【図９Ｂ】本発明に使用されるＴＦの具体的な構成例を示す図である。
【図９Ｃ】本発明に使用されるＴＦの具体的な構成例を示す図である。
【図９Ｄ】本発明に使用されるＴＦの具体的な構成例を示す図である。
【図９Ｅ】本発明に使用されるＴＦの具体的な構成例を示す図である。
【図９Ｆ】本発明に使用されるＴＦの具体的な構成例を示す図である。
【図９Ｇ】本発明に使用されるＴＦの具体的な構成例を示す図である。
【図９Ｈ】本発明に使用されるＴＦの具体的な構成例を示す図である。
【図９Ｉ】本発明に使用されるＴＦの具体的な構成例を示す図である。
【図９Ｊ】本発明に使用されるＴＦの具体的な構成例を示す図である。
【図１０Ａ】図９ＢのＴＦのパワー透過率特性を示す図である。
【図１０Ｂ】図９ＢのＴＦの設計特性２での群遅延特性を示す図である。
【図１１Ａ】図９ＣのＴＦのパワー透過率特性を示す図である。
【図１１Ｂ】図９ＣのＴＦの群遅延特性を示す図である。
【図１２】４タップＴＦのパラメータを微妙に変えたときの図９ＣのＴＦの計算透過特性を示す図である。
【図１３Ａ】図９ＨのＴＦのパワー透過率特性を示す図である。
【図１３Ｂ】図９ＨのＴＦの群遅延特性を示す図である。
【図１３Ｃ】図９ＨのＴＦの等価回路を示す図である。
【図１３Ｄ】図９ＨのＴＦのインパルス応答を示す図である。
【図１４Ａ】図９ＩのＴＦのパワー透過率特性を示す図である。
【図１４Ｂ】図９ＩのＴＦの群遅延特性を示す図である。
【図１５】本発明の実施形態１に係る多段干渉計回路を示す構成図である。
【図１６Ａ】実施形態１又は実施形態２の多段干渉計回路のパワー透過率特性を示す図である。
【図１６Ｂ】実施形態１又は実施形態２の多段干渉計回路の通過域のパワー透過率特性を示す図である。
【図１６Ｃ】実施形態１又は実施形態２の多段干渉計回路の通過域の群遅延特性を示す図である。
【図１７Ａ】実施形態１又は実施形態２の多段干渉計回路を送信機の合波器に用いた時の送信信号光スペクトル等の全域での特性を示す図である。
【図１７Ｂ】実施形態１又は実施形態２の多段干渉計回路を送信機の合波器に用いた時の送信信号光スペクトル等のメインローブ／通過域付近での特性を示す図である。
【図１８】本発明の実施形態２に係る多段干渉計回路を示す構成図である。
【図１９】本発明の実施形態３に係る多段干渉計回路を示す構成図である。
【図２０Ａ】実施形態３の多段干渉計回路のパワー透過率特性を示す図である。
【図２０Ｂ】実施形態３の多段干渉計回路の通過域のパワー透過率特性を示す図である。
【図２０Ｃ】実施形態３の多段干渉計回路の通過域の群遅延特性を示す図である。
【図２１Ａ】実施形態３の多段干渉計回路を送信機の合波器に用いた時の送信信号光スペクトル等の全域での特性を示す図である。
【図２１Ｂ】実施形態３の多段干渉計回路を送信機の合波器に用いた時の送信信号光スペクトル等のメインローブ／通過域付近での特性を示す図である。
【図２２】本発明の実施形態４に係る多段干渉計回路を示す構成図である。
【図２３Ａ】実施形態４の多段干渉計回路のパワー透過率特性を示す図である。
【図２３Ｂ】実施形態４の多段干渉計回路の通過域のパワー透過率特性を示す図である。
【図２３Ｃ】実施形態４の多段干渉計回路の通過域の群遅延特性を示す図である。
【図２４Ａ】実施形態４の多段干渉計回路を送信機の合波器に用いた時の送信信号光スペクトル等の全域での特性を示す図である。
【図２４Ｂ】実施形態４の多段干渉計回路を送信機の合波器に用いた時の送信信号光スペクトル等のメインローブ／通過域付近での特性を示す。
【図２５Ａ】本発明の一実施例に係る多段干渉計回路の回路レイアウトの上面透視図を示す図である。
【図２５Ｂ】図２５ＡのＸＸＶＢ−ＸＸＶＢ´における断面図を示す図である。
【図２５Ｃ】図２５ＡのＸＸＶＣ−ＸＸＶＣ´における断面図を示す図である。
【図２６Ａ】本実施例として作製したＴＦ有りの多段干渉計回路（送信用ＴＦ有り合波器）の全ポートのパワー透過特性を示す図である。
【図２６Ｂ】本実施例として作製したＴＦ有りの多段干渉計回路（送信用ＴＦ有り合波器）の通過域のパワー透過特性を示す図である。
【図２６Ｃ】参考として作製したＴＦ無しの多段干渉計回路（送信用ＴＦ無し分波器）の全ポートのパワー透過特性を示す図である。
【図２６Ｄ】参考として作製したＴＦ無しの多段干渉計回路（送信用ＴＦ無し分波器）の通過域のパワー透過特性を示す図である。
【図２７Ａ】マルチキャリア送信機における各偏波多重ＱＰＳＫ変調器から出力された各サブキャリア信号の光スペクトルを示す図である。
【図２７Ｂ】マルチキャリア送信機における各サブキャリア信号を、作製した図２５Ａの多段干渉計回路による合波器で合波したマルチキャリア信号、即ち、送信機としての送信信号光のスペクトルを示す図である。
【図２７Ｃ】送信機からのマルチキャリア信号を、マルチキャリア受信機における、作製したＴＦ無しの多段干渉計回路による分波器で分波したサブキャリア＃２の信号を示す図である。
【図２８Ａ】実施形態１又は実施形態２の多段干渉計回路を受信機の分波器として用いるときの全分波ポートにおけるパワー透過率特性を示す図である。
【図２８Ｂ】実施形態１又は実施形態２の多段干渉計回路を受信機の分波器として用いるときの通過域パワーの透過率特性を示す図である。
【図２８Ｃ】実施形態１又は実施形態２の多段干渉計回路を受信機の分波器として用いるときの通過後域の群遅延特性を示す図である。
【図２９Ａ】実施形態１又は実施形態２の多段干渉計回路を受信機の分波器に用いたときの受信スペクトル、サンプリング後の受信信号光スペクトル等の全域での特性を示す図である。
【図２９Ｂ】実施形態１又は実施形態２の多段干渉計回路を受信機の分波器に用いたときの受信信号光スペクトル等のメインローブ／通過域付近での特性を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
本発明の実施形態を説明する前に、幾つかの構成要素の形態について予め述べておく。
【００１５】
まず、光カプラの構成には、方向性結合器やマルチモード干渉計（Multimode Interference：ＭＭＩ）型光カプラ、或いは、後述の実施例で用いている波長無依存カプラ（Wavelength Insensitive Coupler：ＷＩＮＣ）と呼ばれる一種のＭＺＩで構成された光カプラ（非特許文献４）など幾つかの構成が知られている。本発明に係る多段干渉計回路に使用される光カプラとしては、基本的にはいずれの構成を用いても構わない。これらの光カプラは、方向性結合器ではバー経路に対するクロス経路の相対位相がπ／２遅れ、マルチモード干渉計型光カプラではπ／２進むなど、細かな点で異なる。しかし、特許文献１に詳細が記載されているように光カプラの前後に±π／２の移相器を設けるなどの補正を行うことで、これら光カプラ間での方向性結合器の相互の置き換えが可能である。本実施形態では、特に断りが無ければ基本的に方向性結合器を用いた場合で説明を行っていく。
【００１６】
また、以下の実施形態では、１×２分岐器、或いは、２×１出力合流器には、主にＹ分岐回路を用いた場合で説明を行っていくが、２×２カプラを用いて１ポートを未接続とした構成を用いても構わない。但し、２×２カプラを用いる場合は、上述のように、ポート間でπ／２の相対位相ズレが生じるので、特許文献１に詳細が記載されているようにクロス経路側にπ／２の移相器を設けるなどの補正を行う。なお、２×２カプラを用いた場合は、不要ポートをモニターポートやテストポートとして活用しても、勿論構わない。このことについては、固定結合比率の光カプラだけでなく、結合比率可変の可変光カプラについても勿論同様である。
【００１７】
可変光カプラは、二つの３ｄＢ２×２カプラを２個の可変移相器を介して接続したＭＺＩで構成されている。この可変移相器の移相量を変えることでＭＺＩ全体を光カプラとしてみた場合の結合率を動的に変えることができる。なお、通常の光カプラをこの可変光カプラに置き換える場合の等価変換則の詳細は特許文献１に記載されている。勿論、可変光カプラはこのようなＭＺＩ構成だけでなく、方向性結合器の結合部の屈折率を変えることで結合器としての結合率を変える構成など他の構成を用いても良い。
【００１８】
また、干渉計中に設けられている移相器は、干渉計の各経路を伝搬する光の相対位相変化を設定する為のものなので、絶対値が重要なのではなく各経路間での相対値が意味をもつ。従って、例えばＡとＢの２経路の干渉計、即ち２光束干渉計において、Ｂ経路の伝搬光の位相変化に対してＡ経路の伝搬光の位相変化をφだけ大きくする場合、Ａ経路にのみ＋φの移相器を設けても良いし、Ａ経路に＋φ／２の移相器を、Ｂ経路に−φ／２の移相器を設けても良い。また、移相量には２πの任意性がある。これらをまとめると、相対位相変化量φを設定する場合、Ａ経路には＋φ＋ψ＋２π・ａの位相変化を与える移相器を、Ｂ経路には＋ψ＋２π・ｂの位相変化を与える移相器を設ければ良い。ここで、ψは任意数、ａ，ｂは任意整数である。以下の説明では、この任意性に関しては特に記載せず、例えば「Ａ経路にのみ＋φの移相器を設ける」といった分かりやすい記載とするが、この任意性が含まれていることを予め断っておく。また、ある一本の経路において伝搬光が受ける位相変化量は経路中の要素で受ける位相変化量の総和になるので、総位相変化量は各要素の順序には依らない。よって、一本の経路中にある移相器や遅延線等の順序は入れ替えることができることも予め断っておく。これら移相器における移相量の相対性や移相器の順序の交換性については、移相量固定の移相器だけでなく、移相量を可変にした可変移相器に関しても勿論当てはまる。
【００１９】
また、移相器の実現手段には、僅かな長さの遅延線を用いるもの、導波媒体の実効屈折率を変えるものなど、幾つかの手段があるがいずれを用いても良い。導波媒体の実効屈折率を変える手段としては、導波媒体を構成する物質の屈折率を変える熱光学効果や電気光学効果、光弾性効果等の物理現象を利用しても良いし、導波媒体が導波路である場合は、導波路幅等の導波路サイズや構造を変えることによる構造屈折率変化を利用しても良い。
【００２０】
また、以下で述べる実施形態、実施例では、主に多段干渉計回路の合分波数Ｍが２のべき乗（Ｍ＝２m；ｍは自然数）であるとして例示／説明を行う。これは、本発明の多段干渉計回路の構成上、ポート数が２のべき乗であると、全体構成が過不足の無い構成になる為、都合が良いからである。然しながら、ポート数が２のべき乗以外の場合でも、ポート数がＭ’＝２m’（ここで、ｍ’は、Ｍ＜２m’である最小の自然数）である構成を基本構成として、一部のポート、及び、この一部のポートのみに関連する回路要素を省く構成とすれば、本発明の構成を適用できる。
【００２１】
また、説明の便宜上、各種の実施形態、実施例の構成は主に分波器として図示／説明（光の入出力の向き等）するが、入出力を入れ替えることで合波器として用いることが出来る。即ち、入出力が逆になるだけで本質的には合波器と分波器は同一の構成であることを予め断っておく。また、分波器として用いた場合における、入力側のポートを合波ポート、出力側のポートを分波ポートとして、一般化して記載する場合もある。また、多段干渉計の段の序数は分波器として用いた場合の入力側を若番とする。
【００２２】
〔基本構成〕
図１は、本発明の多段干渉計回路の基本的な構成を示す図である。図１の多段干渉計回路１００は、Ｎ段の干渉計（１１０−１〜１１０−Ｎ）を有する干渉計回路であり、２×２カプラ１０３、１１１−１〜１１１−Ｎ−１と遅延回路１１２−１〜１１２−Ｎとが交互に接続され、最後にＭ×Ｍカプラ１１１−Ｎが接続されている。多段干渉計回路１００は、合波ポート１０１及び１０２と、合波ポート１０１及び１０２に接続された２×２カプラ１０３と、Ｎ段の干渉計１１０−１〜１１０−Ｎと、第Ｎ段目の干渉計１１０−Ｎに接続された分波ポート１３２−１〜１３２−Ｍを備える。
【００２３】
第１段目の干渉計１１０−１は、２×２カプラ１０３に接続された遅延回路１１２−１と、遅延回路１１２−１に接続された２×２カプラ１１１−１とを備える。第２段目の干渉計１１０−２から第Ｎ−１段目の干渉計１１０−Ｎ−１についても、１段前の干渉計（１１０−１〜１１０−Ｎ−２）の２×２カプラ（１１１−１〜１１１−Ｎ−２）に接続された遅延回路（１１２−２〜１１２−Ｎ−１）と、遅延回路（１１２−２〜１１２−Ｎ−１）に接続された２×２カプラ（１１１−２〜１１１−Ｎ−１）とを備える。第Ｎ段目の干渉計１１０−Ｎは、２×２カプラ１１１−Ｎ−１の２つの導波路にそれぞれ接続された１×（Ｍ／２）カプラ１１６−Ｎ及び１１７−Ｎと、１×（Ｍ／２）カプラ１１６−Ｎ１１７−Ｎに接続されたＭアレイ遅延回路１１２−Ｎと、Ｍアレイ遅延回路１１２−Ｎに接続されたＭ×Ｍカプラ１１１−Ｎとを備える。Ｍ×Ｍカプラ１１１−Ｎのそれぞれのポートには、分波ポート１３２−１〜１３２−Ｍが接続されている。
【００２４】
ここで、合波ポート１０１又は１０２は、多段干渉計回路１００を分波器として使用する場合には、信号光の入力ポートとして使用され、多段干渉計回路１００を合波器として使用する場合には、信号光の出力ポートとして使用される。また、分波ポート１３２−１〜１３２−Ｍは、多段干渉計回路１００を合波器として使用する場合には、信号光の入力ポートとして使用され、多段干渉計回路１００を分波器として使用する場合には、信号光の出力ポートとして使用される。
【００２５】
また、多段干渉計回路１００の光路には、多光束干渉計からなるトランスバーサルフィルタ（ＴＦ：１０４、１０５、１１４−１〜１１４−Ｎ、１１５−１〜１１５−Ｎ、１３１−１〜１３１−Ｍ）が挿入されている。ＴＦの挿入位置は、分波ポート１０１及び１０２と合波ポート１３２−１〜１３２−Ｍとの間を導波する光が少なくとも１度通過するように多段干渉計回路１００内に配置される。すなわち多段干渉計回路１００を分波器として使用する場合には、合波ポート１０１及び／または１０２から入力した光が、合波ポート１３２−１〜１３２−Ｍに達するまでに、少なくとも１度ＴＦを通過する位置、又は、多段干渉計回路１００を合波器として使用する場合には、合波ポート１３２−１〜１３２−Ｍから入力した光が、分波ポート１０１及び／または１０２に達するまでに、少なくとも１度ＴＦを通過する位置であればどの位置でも良い。なお、具体的なＴＦの挿入位置については、後述する。また、干渉計（１１０−１〜１１０−Ｎ）各段の遅延回路（１１２−１〜１１２−Ｎ）の前又は後には設計に応じて移相器（１１３−１〜Ｎ）を配置する。なお、図１では、Ｍアレイ遅延回路の後の移相器を配置していないが、後述する実施例１等で説明するように配置する場合もある。
【００２６】
なお、図１においては、合波ポート１０１及び１０２を入力ポートとし、分波ポート１３２−１〜１３２−Ｍを出力ポートとした、分波ポート数Ｍ＝８の分波器の場合を例としている。しかし、分波ポート１３２−１〜１３２−Ｍを入力ポートとし、合波ポート１０１及び１０２を出力ポートとした合波器としてもよく、ポート数もＭ＝８に限定されるものではない。
【００２７】
第１段目の干渉計１１０−１から第Ｎ−１段目の干渉計１１０−Ｎ−１の遅延回路１１２−１〜１１２−Ｎ−１は、短尺アーム導波路及び長尺アーム導波路の２本のアーム導波路を有し、短尺アーム導波路と長尺アーム導波路との経路長差、すなわち遅延長がＭ・ΔＬ／２の整数倍ｋｑである２光束干渉計をベース構成としている。ここで、ΔＬは、
ΔＬ＝ｃ／（ｎ・Ｍ・Δｆ）        式１
であり、ここで、ｃは光速、ｎは導波路の実効屈折率、Δｆは合分波周波数間隔である。
【００２８】
また、第Ｎ段目の干渉計１１０−ＮのＭアレイ遅延回路１１２−Ｎは、Ｍ光束干渉計をベース構成としている。ここで、Ｍアレイ遅延回路１１２−Ｎのアーム導波路を短いものから順に１、２、・・・、Ｍと番号をつけた場合、番号ｉ（１≦ｉ≦Ｍ）のアーム導波路の、最短のアーム導波路に対する経路長差は、
（ｉ−１）・ΔＬ                      （１≦ｉ≦Ｍ／２）          式２
（（ｋN−１）・Ｍ／２＋ｉ−１）・ΔＬ   （Ｍ／２＋１≦ｉ≦Ｍ）      式３
となっている。
【００２９】
尚、ｋｑ（ｑは１〜Ｎの整数）は基本的には様々な整数での設計があり得る。しかし、後述の実施形態のように段毎にべき乗（ｋｑが２のべき乗）で異なる設計にすると、入力ポートから出力ポートまでの取り得る光の伝搬経路の経路長に重複がなく効率的に複数の経路長を得ることができ、少ない段数で所望の特性に近い設計を得ることができる。
【００３０】
Ｍ×Ｍカプラ１１１−Ｎは、ｍ段接続されたＭ／２アレイの２×２カプラで構成され、ｔ段目ｕ番（ｔは１〜ｍの整数、ｕは１〜Ｍ／２の自然数）の２×２カプラがｘ番目の経路とｙ番目の経路を結合するように接続する。ここで、ｍ＝ｌｏｇ2（Ｍ）であり、
【００３１】
【数１】
2016132747.tif 000003
【００３２】
である。なお、（ｕ−１）ｄｉｖ２m-ｔと（ｕ−１）ｍｏｄ２m-ｔはそれぞれ（ｕ−１）を２m-ｔで割った商と余りを表している。図２Ａは、図１の多段干渉計回路１００のＭ×Ｍカプラ１１１−ＮのＭ＝２とした場合の構成例を示す図であり、図２ＢはＭ＝４とした場合のＭ×Ｍカプラの構成例を示す図であり、図２ＣはＭ＝８とした場合のＭ×Ｍカプラの構成例を示す図である。
【００３３】
Ｍアレイ遅延回路は、上記ｕ、ｔをパラメータとして上式で指定されるｘ番目の遅延経路とｙ番目の遅延経路において、両遅延経路の経路長差が２m-ｔ・ΔＬの関係となることを基本とする。更にＭアレイ遅延回路において上方半分の遅延経路にＭ・ΔＬ／２の整数倍の経路長を上乗せする場合もある。なお、図１には遅延回路１１２−１〜１１２−Ｎ−１の経路長が紙面上方が長く、Ｍアレイ遅延回路１１２−Ｎの経路長が紙面下方から上方に向かって順にΔＬずつ増加している構成を代表例として示しているが、遅延回路の配置は、回路のレイアウトによるものであり、双方とも紙面下方を長い遅延線としても良く、或いは後述の実施形態のようにそれらが混在する構成にしても良い。
【００３４】
また、図１では、１×（Ｍ／２）カプラは、複数の１×（Ｍ／２）カプラを二分木状に接続して構成しているが、ＭＭＩ型１×（Ｍ／２）カプラ等の他の構成でも勿論良い。
【００３５】
本構成において、トランスバーサルフィルタ１０４、１０５、１１４−１〜１１４−Ｎ、１１５−１〜１１５−Ｎ、１３１−１〜１３１−Ｍ以外の構成は、特許文献１に記載の構成と同じになる。即ち、本発明の構成は、特許文献１に記載されている構成とは、ＴＦ１０４、１０５、１１４−１〜１１４−Ｎ、１１５−１〜１１５−Ｎ、１３１−１〜１３１−Ｍが、少なくとも１段以上の干渉計において全ての干渉光経路、及び／又は、合波ポートの少なくともいずれか一方、及び／又は、分波ポート、に挿入されている点で大きく異なる。このＴＦが挿入されることの効果に関して説明するために、先ず、ＴＦが挿入されていない構成（ＴＦ無しの多段干渉計回路：特許文献１参照）での特性について簡単に述べる。
【００３６】
〔ＴＦ無しの場合の特性〕
図３に、分波ポートが８ポート（Ｍ＝８）、干渉計段数が４段（Ｎ＝４）の場合の設計パラメータ例を示す。ここで、遅延長倍数ｋiが負の場合は、図１において遅延回路の経路長が下側経路の方が長いことを表す。また、光カプラのパラメータθiは、結合位相角と呼ばれるもので光カプラの光結合係数を角度表現した量であり、（ｓｉｎ（θi））2が結合率のパワー比、即ちクロス経路へのパワー分配比になる。なお、順群遅延リップル設計（順ＧＤＲ設計）と逆群遅延リップル設計（逆ＧＤＲ設計）では、最終段の移相器φ4の値と使用する合波ポートが異なる。なお、本構成では、前述のように少ない段数で所望の高矩形な透過特性が得られる、ｋiが段毎に２のべき乗で異なる設計を用いている。しかし、特許文献１に記載されているように様々な整数での設計もあり得ることを付記しておく。図４Ａに、図３に記載の設計パラメータを用いたときの、ＴＦ無しの多段干渉計回路の全分波ポートのパワー透過率特性を示し、図４Ｂに、ＴＦ無しの多段干渉計回路の通過域のパワー透過率特性を示し、図４Ｃは、ＴＦ無しの多段干渉計回路の通過域の群遅延率特性を示す。これらの図において、横軸は合分波間隔で規格化された相対周波数で示してある。なお、図４Ｂ、図４Ｃに示した通過域の特性は、すべての分波ポートで同じ特性になる。また、図４Ａ、図４Ｂに示したパワー透過率特性は順ＧＤＲ設計と逆ＧＤＲ設計で全く同じ特性になる。一方、群遅延特性は図４Ｃに示すように順ＧＤＲ設計（０４０１）と逆ＧＤＲ設計（０４０２）で上下が反転した特性になる。パワー透過率特性の図で分かるように、ＴＦ無しの本多段干渉計回路は、原理損失が小さく低損失であり、通過域は広帯域で平坦性に優れている。特許文献１に記載されているように、この平坦性に関しては干渉計段数を増やすことで更に平坦性を上げることができる。分波ポート数に関してもＭ光束干渉計の干渉経路アレイ数Ｍを増やすことで干渉計段数を増やすことなく即ち回路サイズの大幅な増加を招くことなく更に分波ポート数を増やすことができる。また、本回路で用いられているあらゆる干渉計の経路長差がΔＬの整数倍であることから、ＦＳＲ＝ｃ／（ｎ・ΔＬ）での完全周回動作が担保されている。
【００３７】
群遅延特性は、図４Ｃに示すように帯域内で群遅延リップルを持つ。なお、これらの図において、前述のように横軸の周波数は規格化されているので、群遅延量もそれに合わせて規格化して図示している。規格化された群遅延量を実際の数値に換算するには、周波数単位がｆunit［Ｈｚ］である場合は、群遅延単位を１／ｆunit［ｓ］と見なせばよい。例えば、周波数単位が３７．５ＧＨｚである場合は、群遅延単位は２６．６ｐｓになるので、本図の通過域におけるリップル量は約１８ｐｓになる。一般に通信システムでは、多くの場合、合波器と分波器は対で使用される。マルチキャリア方式においては、送信機で合波器を使用し、受信機で分波器を使用する。上述のように、順ＧＤＲ設計と逆ＧＤＲ設計で上下が反転した特性になる。従って、送信機に順ＧＤＲ設計の合波器を用い、受信機で逆ＧＤＲ設計の分波器を用いることで、それぞれの多段干渉計回路の群遅延リップルを、送受信システム全体の特性において相殺させてゼロにすることができる。
【００３８】
以上説明したように、ＴＦ無しの多段干渉計回路は、通過域平坦特性に優れた矩形状の透過特性を持つ。従って、信号光をこのＴＦ無しの多段干渉計回路に透過させれば、高矩形のスペクトルを持つナイキスト信号を生成できるように思われる。しかしながら、実際には変調器からの出力信号光、即ち多段干渉計回路に入力する元々の信号光がフラットなスペクトルを持たないため、そのようにはならない。以下に詳しく説明する。
【００３９】
図５は、図１の多段干渉計回路１００を用いたマルチキャリア送受信機の一例であるマルチキャリア送受信機５００の構成例を示す図である。なお、本図ではサブキャリア数４の場合で図示している。図５のマルチキャリア送受信機５００は、送信機５１０と、受信機５２０とを備える。送信機５１０は、サブキャリア毎に用意された、搬送波光源５１１−１〜５１１−４と、サブキャリアごとの２値電気信号及び搬送波光源５１１−１〜５１１−４からの光が入力される偏波多重ベクトル変調器（偏波多重ＩＱ変調器）５１２−１〜５１２−４と、各サブキャリア信号光を合波してマルチキャリア信号にまとめる合波器５１３とを備える。受信機５２０は、送信機５１０からのマルチキャリア信号を各サブキャリア信号に分波する分波器５２１と、サブキャリア毎に用意された局発光源５２２−１〜５２２−４と、各サブキャリア信号及び局発光源５２２−１〜５２２−４からの光が入力されるコヒーレント復調器５２３−１〜５２３−４と、コヒーレント復調器５２３−１〜５２３−４からの復調電気信号がそれぞれ入力されるアナログデジタル変換器（ＡＤＣ）／デジタル信号処理器（ＤＳＰ）５２４−１〜５２４−４とを備える。
【００４０】
送信機５１０においてナイキスト波形整形は電気信号の段階では行わずに光信号の段階で行うことを想定しているので、変調器を駆動する電気信号は方形波になる。ここで、図６Ａは、ＱＰＳＫ変調を想定して変調器を駆動する２値の理想的な電気信号を示す図であり、図６Ｂは、ＱＰＳＫ変調を想定して変調器を駆動する、通常用いる電気データ信号源からの実際の２値の電気信号波形を示す。変調器を駆動する電気信号は、図６Ａのように、方形波をベースとした波形となるのが理想である。しかし、実際の駆動波形は、電気デバイスの帯域が有限であるため、図６Ｂに示すようにレベルの遷移部分が鈍った二乗余弦波と呼ばれる波形になる。１６値直交振幅変調（１６ＱＡＭ変調）など多値変調においても、電気信号のレベルが４値等に増えるだけで、方形波が駆動波形の基本となっており、それが鈍った波形が実際の駆動波形となっていることに変わりは無い。
【００４１】
図７Ａは、図５の偏波多重ＩＱ変調器５１２−１〜５１２−４からの偏波多重ＱＰＳＫ変調信号光のスペクトル全体の特性を示し、図７Ｂは偏波多重ＱＰＳＫ変調信号光のスペクトルのメインローブでの詳細特性を示す。図６Ａ又は図６Ｂの電気信号波形で駆動した偏波多重ＩＱ変調器からの偏波多重ＱＰＳＫ変調信号光のスペクトルは、図７Ａに示すようにＳｉｎｃ関数で表される形状を基本としたスペクトル形状になる。図６Ａに示した完全な方形波の電気信号で駆動した場合はＳｉｎｃ形状になる。図６Ｂに示した二乗余弦波の電気信号で駆動した場合は、純粋なＳｉｎｃ形状と比べて、サイドローブが減衰し、また、メインローブがやや尖った形状になる。これらの形状は、図７Ａ及び図７Ｂに記載した各種条件下での算出スペクトルを見て分かるように、駆動振幅や変調器自身の周波数特性に依存して微妙に変化する。
【００４２】
図８Ａは、送信機５１０において、図７Ａ及び図７Ｂのスペクトル形状を持つ信号光をＴＦ無し多段干渉計回路（送信機内なので合波器として用いる）に透過させたときの信号光の計算スペクトル等の全域での特性を示し、図８Ｂはメインローブ／通過域付近での詳細特性を示している。図８Ａ及び図８Ｂにおいて、合波器５１３のサブキャリア間隔とサブキャリア信号光のシンボル速度の比は約１．１７（サブキャリア間隔＝３７．５ＧＨｚ、シンボル速度＝３２Ｇｂａｕｄに相当）、サブキャリア信号の変調方式は偏波多重ＱＰＳＫ変調、変調器の駆動条件は二乗余弦波電気信号による２Ｖπ振幅駆動で、変調器の帯域は制限無しとしている。そもそも、変調器からの出力信号光、即ち合波器に入力される元々の信号光の電力スペクトル密度（８０２、８１２）がフラットではなく山形である。この計算結果から分かるように、合波器５１３の透過率特性（８０１、８１１）が通過域平坦性に優れた高矩形な形状であっても、合波器を透過した信号光、即ち送信機としての送信信号光の電力スペクトル密度（８０３、８１３）もやはり山形となる。もちろん、帯域幅という観点では、サイドローブが除去されメインローブの幅も狭くなるため、ナイキスト信号に近くなる。
【００４３】
従って、送信信号光のスペクトル形状もナイキスト信号のように高矩形な形状にするためには、合波器５１３の通過域に、元信号のＳｉｎｃスペクトル形状を補正するディップ形状の特性を持たせることが必要である。簡易に通過域にディップ特性を持たせる方法としては、特許文献１に記載されているように光カプラのパラメータθiを適切に調整して高域をブーストする方法がある。然しながら、このパラメータθiを調整する方法は、隣接チャンネルの消光比が劣化する点が問題になる。送信機の合波器として用いた場合、隣接チャンネルの消光比劣化は該当サブキャリアへの隣接サブキャリア信号光のサイドローブ部分の漏れ込み、即ちクロストークに繋がる。これは信号品質低下になるので望ましくない。
【００４４】
このクロストークの原因をわかりやすく理解する為に、分波器としての動作で説明すると、ＴＦ無しの多段干渉計回路の場合、合波ポートに入力した信号光は、いずれかの分波ポートに出力される。即ち、該当チャンネルの通過域にディップ形状の特性を持たせた場合、ディップとして損失を与えた分の光はどこかに消えるのではなく、必ず、他の分波ポートに出力されるので、パラメータθiを調整する方法は本質的にクロストークが生じる方法となってしまっている。
【００４５】
〔ＴＦの構成〕
クロストークを生じずにディップ形状の特性を持たせるには、ディップとなった分の光を分波ポート以外に捨てる構成が必須となる。本発明の多段干渉計回路の構成では、クロストークを生じずにディップ形状の特性を持たせることをＴＦにより実現している。図９Ａ〜図９Ｊは、本発明におけるＴＦの構成例を示す図である。図９ＡはＴＦの一般的構成であり、図９Ｂ〜図９ＪはＴＦの詳細な構成例である。図９ＡのＴＦ９００は、１入力Ｓ出力カプラ（１×Ｓカプラ）９０１と、１×Ｓカプラ９０１のＳ本の出力に接続されたＳアレイ遅延回路９０２と、Ｓアレイ遅延回路９０２のＳ本のアーム導波路のＳ本の出力それぞれが接続されたＳ入力１出力カプラ（Ｓ×１カプラ）９０３とを備えた多光束干渉計である。また、必要に応じてＳアレイ遅延回路９０２の各アーム導波路には移相器（ηi）９０４−１〜９０４−ｓが挿入される。
【００４６】
Ｓアレイ遅延回路９０２の各アーム導波路（遅延線）の隣り合うアーム導波路間の経路長差はΔＬTFである。（従って、Ｓアレイ遅延回路９０２の最短のアーム導波路と最長のアーム導波路との経路長差は（Ｓ−１）・ΔＬTFである。）このとき、ＴＦはΔＬTFで定まる周期で繰り返す透過特性を持つ。繰り返し周期ＦＳＲTFは、
ＦＳＲTF＝ｃ／（ｎ・ΔＬTF）          式６
となる。ここで、ｃは光速、ｎは導波路の実効屈折率である。通常、ΔＬTFは
ΔＬTF＝Ｍ・ΔＬ          式７
に設定される。但し、ＴＦを多段干渉計回路の出力ポートに挿入する場合はこの限りではない。式６に式７を代入し、式１を用いると、ＦＳＲTF＝Δｆとなる。従って、ΔＬTFが式６の関係にある場合は、ＴＦの特性の繰り返し周期は、多段干渉計回路の合分波間隔に一致し、各ポートのサブキャリア信号に対して、一括して同じ補正特性を与えることができる。一般的に、トランスバーサルフィルタでは、各タップの強度／位相の値により、ＦＳＲで定まる定義周波数範囲で透過特性を定めることができ、タップ数が多くなればなるほど、その透過特性の設計自由度が多くなる。従って、本構成のＴＦ９００でも１×Ｓカプラ９０１の分岐比、Ｓ×１カプラ９０３の合流比、及び移相器の移相量を適切に設定することで、Ｓｉｎｃ特性をほぼ補正するディップ特性を得ることができる。
【００４７】
図９ＢのＴＦ９１０は、経路長差がΔＬTFの２光束干渉計としての２タップＴＦである。１×２カプラ９１１、２×１カプラ９１３には、不要な入出力ポートを未使用にした２×２カプラを用いている。図１０Ａは、ＴＦ９１０のパワー透過率特性を示し、図１０ＢはＴＦ９１０の設計特性２での群遅延特性を示す。図１０Ａのパワー透過率特性は、各２×２カプラ９１１、９１３の結合位相角（結合率）ξ1の設計値を、設計１：０．１５１８π（２１．１％）、設計２：０．１２９２π（１５．６％）として計算し、図１０Ｂに示す群遅延特性は、設計２のパラメータにより計算している。なお、図１０Ａには二乗余弦波信号で２Ｖπ振幅駆動した時の信号光のスペクトル形状を補正する目標特性も併せて示す。目標補正特性１は所謂ナイキスト帯域±Ｂ／２の全範囲で補正する場合、目標補正特性２はそれよりもやや狭い範囲内でのみ補正する場合を想定している。ここで、Ｂは信号光のシンボル速度である。図１０Ａを見て分かるように、２タップＴＦでも、大雑把にはＳｉｎｃ形状のスペクトルを補正することができる。但し、設計１では１ｄＢ程度の帯域内リップルが残ると算出され、また、設計２ではリップル量は小さくなるものの補正できる範囲がナイキスト帯域よりもやや小さくなる。なお、図１０Ａのパワー透過特性は、入力ポート０（Ｉｎ０）／出力ポート０（Ｏｕｔ０）を用いた場合も、入力ポート１（Ｉｎ１）／出力ポート１（Ｏｕｔ１）を用いた場合でも、いずれの場合も同じ特性になる。但し、図１０Ｂに示すように、群遅延特性は、入力ポート０／出力ポート０を用いた場合と入力ポート１／出力ポート１を用いた場合で上下が反転した特性になる。
【００４８】
図９Ｃは、経路長がΔＬTFずつ異なる４光束干渉計としての４タップＴＦ９２０の構成例を示す。１×４カプラ９２１、４×１カプラ９２３は、２×２カプラを組み合わせ、且つ、不要な入出力ポートを未使用にする構成を用いている。経路長差３ΔＬTFと２ΔＬTFの経路にはπ移相器９２４−２、９２４−３が挿入されている。図１１Ａは、ＴＦ９２０のパワー透過率特性を示し、図１１ＢはＴＦ９２０の群遅延特性を示す。図１１Ａの透過特性は、各２×２カプラ９２１、９２３の結合位相角（結合率）をξ1＝０．１５１８π（２１．１％）、ξ2＝０．００８８π（７．５％）として計算した。なお、図１１Ａには二乗余弦波信号で２Ｖπ振幅駆動した時の信号光のスペクトル形状をナイキスト帯域±Ｂ／２の全範囲で補正する目標特性も併せて示す。図１１Ａを見て分かるように、４タップＴＦでは、Ｓｉｎｃ形状のスペクトルをほぼ目標特性に近いディップ形状の特性で補正できる。なお、このパワー透過率特性は、同じ番号の入出力ポートの組、すなわち入力ポートｐ（Ｉｎｐ）／出力ポートｐ（Ｏｕｔｐ）（ｐ＝０〜３の整数）、のいずれを用いた場合も同じ特性になる。但し、図１１Ｂに示すように、群遅延特性は入出力ポートの組によって異なり、ｐ＝０と３、又は、ｐ＝１と２の場合でそれぞれ上下が反転した特性になる。
【００４９】
図９Ｄ〜図９Ｆは、経路長がΔＬTFずつ異なる４光束干渉計としての４タップＴＦの構成例であるが、１×４カプラ、４×１カプラの構成や移相器の位置が図９Ｃの構成とは異なる。これらの４タップＴＦのパワー透過率特性、群遅延特性は図１１Ｂに示した特性と全く同じになる。なお、これらの中で、図９Ｃ及びＦの構成は、１入力１出力のＴＦとして用いたときに１×４カプラ（９２１、９５１）、４×１カプラ（９２３、９５３）の中で交差導波路を用いる必要が無いので、設計レイアウト上、及び損失特性上、図９Ｄ及びＥの構成と比べて、若干、有利な構成であると言える。
【００５０】
図９Ｇに示したＴＦ９６０は、２光束干渉計（ＭＺＩ）を２段縦続に接続した構成となっており、１段目のＭＺＩ９６１の経路長差はΔＬTFであり、２段目のＭＺＩ９６２の経路長差は２ΔＬTFであり、２段目のＭＺＩ９６２には片方の経路にπ移相器９６７が挿入されている。この２段接続のＴＦ９６０の特性も図１１Ａに示した入力ポート３／出力ポート３における特性と全く同じになる。
【００５１】
図９Ｃに記載のＴＦ９２０〜図９Ｇに記載のＴＦ９６０の特性が同じになる理由を簡単に説明する。図９Ｄに記載の構成例２のＴＦ９３０は、経路長差ΔＬTFのＭＺＩ（ＭＺＩ１とする）の両干渉経路に経路長差２ΔＬTFのＭＺＩ（ＭＺＩ２とする）を入れ子にした構成になっている。ＭＺＩ１の全経路に同じ構成のＭＺＩ２が入っている、即ち、全経路の光は、同じＭＺＩ２の透過特性を受けることになるので、このＭＺＩ２はＭＺＩ１の外に括り出して、ＭＺＩ１の外でまとめてＭＺＩ２の透過特性を与えても、トータルの透過特性は変わらない。このＭＺＩ２をＭＺＩ１の外に括り出した構成は、図９Ｇに記載の２段接続のＴＦ９６０の構成そのものである。従って、図９Ｄに記載の構成例２のＴＦ９３０と図９Ｇに記載の２段接続のＴＦ９６０は、同じ透過特性となる。なお、２段接続のＴＦ９６０において、各段のＭＺＩのどの入出力ポート（上側／下側）を用いるかが、図９Ｄの構成例２のＴＦ９３０においてどの入出力ポートの組を用いるかにそのまま該当する。
【００５２】
図９Ｆに示したＴＦ９５０に関しても、ＭＺＩ２にＭＺＩ１が入れ子になっているので同様の理由で同じ透過特性になることが分かる。図９Ｃに記載の構成例１のＴＦ９２０に関しては、構成例４の４×１カプラの中のξ1の結合率の２×２カプラの両出力にある移相器の位置が、両方ともこの光カプラの両入力に移動しただけなので、やはり同じ透過特性になる。図９Ｅに記載の構成例３のＴＦ９４０は構成例１のＴＦ９２０と比べて４×１カプラの中の２×２カプラの編み込みの順番が異なるだけであり、各経路からの合流比、及び、各経路からの位相関係は、いずれの４×１カプラでも同じになるので、やはり同じ透過特性になる。
【００５３】
ここまで、２光束干渉計、４光束干渉計について各種の詳細構成を説明したが、８光束干渉計等の更なる多光束干渉計においても同様の考えでＴＦを構成できる。干渉数が増すことは、それだけ設計自由度が増すことを意味し、より目標特性に近い特性を得ることができる。図１１Ａには、２段接続ＴＦのＭＺＩ１単体とＭＺＩ２単体のパワー透過率特性を併せて示してある。これら単体特性をデシベル表示にて和を取ると全体の設計特性に一致することから分かるように、等価回路である多段構成における段数が増えることは、より高次のリップルを持った透過特性を設定できることを意味し、より目標特性に合わせた特性を設計できることを意味する。
【００５４】
さて、図７Ａ及びＢにおいて前述したように、補正すべき信号光のスペクトルは、基本的にはＳｉｎｃ形状をしているが、駆動条件等によって微妙にその形状が異なっている。従って、目標補正特性も駆動条件等によって異なる。図１２は、代表的な駆動条件において異なっている目標補正特性、及び、それら目標補正特性に合わせて４タップＴＦのパラメータを微妙に変えたときのＴＦ９２０のパワー透過特性を示す。各目標補正特性に対して、４タップＴＦのパラメータ、例えば、各２×２カプラ９２１、９２３の結合位相角（結合率）を、設計１（ξ1＝０．１３８０π（１７．６％）、ξ2＝０．０７５π（５．５％））、設計２、（ξ1＝０．１５１８π（２１．１％）、ξ2＝０．０８８π（７．５％））、設計３（ξ1＝０．１６６８π（２５．０％）、ξ2＝０．１０４π（１０．３％）として計算した。図１２に示すように、４タップ程度のＴＦで、各駆動条件の目標補正特性いずれに対しても概ね目標通りの補正ディップ特性を実現できることが分かる。なお、合波器５１３のサブキャリア間隔とサブキャリア信号光とのシンボル速度の比が前述の１．１７と異なった場合でも、上述のように必要なタップ数を適宜選択して、設計パラメータを合わせ混めば良い。
【００５５】
図９ＢのＴＦ９１０〜図９ＧのＴＦ９６０では、群遅延特性においてリップルが発生、即ち、群速度分散が生じていた。群速度分散がある媒体を信号光が通ると、波形歪が生じる。現在、ＱＰＳＫ変調方式など高次の変調方式を用いた伝送においては、コヒーレント検波器、及び、デジタル信号処理（ＤＳＰ）技術を用いて復調処理を行う方法が主流になっている。群速度分散により生じた信号波形歪みは、このデジタル信号処理技術によりある程度補正することができる。しかし、群速度分散に大きな周波数依存性がある場合、即ち群遅延リップルが大きい場合などは、補正処理を行う回路規模が大きくなるという問題がある。また、デジタル信号処理技術を用いずに直接検波受信を行うような信号方式の場合は、群速度分散／群遅延リップルの影響をそのまま受けてしまう。従って、伝送信号を通す多段干渉計回路は、群速度分散がゼロ、即ち、群遅延が通過域において一定でリップルを持たないことが望ましい。
【００５６】
図９Ｈは、経路長がΔＬTFずつ異なる３光束干渉計としての３タップＴＦ９７０の構成例を示す。１×３カプラ９７１、３×１カプラ９７２には、２×２カプラを組み合わせ、且つ、不要な入出力ポートを未使用にする構成を用いている。各２×２カプラ９７１、９７２の結合位相角（結合率）は、ξ1＝０．０９７８π（９．１％）、ξ2＝０．０９３０π（８．４％）とした。図１３Ａは、ＴＦ９７０のパワー透過率特性を示し、図１３Ｂは、ＴＦ９７０の群遅延特性を示し、図１３Ｃは、ＴＦ９７０の等価回路を示し、図１３ＤはＴＦ９７０のインパルス応答を示す。パワー透過率特性は前述の２タップＴＦと同程度の補正近似度になる。一方、群遅延特性はフラットでリップルを持たない。ＴＦ９７０の構成を模式的に描くと図１３Ｃのようになる。即ち、各遅延線を通過する信号光のパワー比が、経路長が真ん中である遅延線に対して対称になっている。これは、この回路のインパルス応答が、図１３Ｄに示すように時間に対して左右対称な応答になることを示している。そのため、群速度分散がゼロの特性が得られる。図１３Ｄにおいて、κiは各２×２カプラのξiに対応する結合率である。
【００５７】
図９ＩのＴＦ９８０は、経路長が基本的にはΔＬTFずつ異なるが、経路長が一部の経路では同じ長さになっているＴＦである。具体的には、下から２番目と３番目の経路の経路長が同じ長さであり、ともに１番下の経路の経路長に対してΔＬTF長くなった設計になっている。２×２光カプラ９８１、９８３の結合位相角（結合率）はξ1＝ξ2＝０．０９８４π（９．３％）とした。図１４Ａは、ＴＦ９８０のパワー透過率特性、図１４ＢはＴＦ９８０の群遅延特性を示す。ＴＦ９８０も、パワー透過率特性は前述の２タップＴＦと同程度の補正近似度になる。群遅延特性は入出力ポートの組で異なるが、ｐ＝１と２の場合はフラットでリップルを持たない。ＴＦ９８０は、前述した多段構成への等価変換と同様の理屈で、図９Ｊに示した２段接続構成のＴＦ９９０に等価変換することができる。図９Ｊに記載した２段接続構成のＴＦ９９０は、経路長差がΔＬTFの２光束干渉計（ＭＺＩ）としての２タップＴＦを縦続に接続したもので、１段目ＭＺＩ９９１は１×２カプラ９９３の入力ポート１（下側のポート）及び２×１カプラ９９４の出力ポート１（下側のポート）を用い、２段目ＭＺＩ９９２は１×２カプラ９９５の入力ポート０（上側のポート）及び２×１カプラ９９６の出力ポート０（上側のポート）を用いた構成になっている。両ＭＺＩ９９１、９９２の２×２カプラの結合位相各はξ1＝ξ2であり同じなので、前述したように群遅延特性は１段目ＭＺＩ９９１と２段目ＭＺＩ９９２で上下が反転した特性になる。従って、トータルでは群遅延リップルは１段目ＭＺＩ９９１と２段目ＭＺＩ９９２で相殺し合って、フラットでリップルを持たない特性になる。参考までに、２段接続構成における各段のＭＺＩ単体のパワー透過率特性、群遅延特性も図１４Ａおよび図１４Ｂに記載しておく。なお、図９Ｉに記載したＴＦ９８０の結合位相角（結合率）をξ1＝０．０９８４π（９．３％）；ξ2＝π／２−ξ1（９０．７％）とした場合でも、群遅延リップルを持たないポートの組が単純にｐ＝０と３に入れ替わるだけで、その他の特性に関する違いは生じず、同様に群遅延リップルを持たない特性を得ることが出来る。
【００５８】
以上の図９Ａ〜図９Ｊいずれの構成のＴＦ９００〜９９０においても、ディップとして損失を与えた分の光は未使用のポートに出力されて捨てられる。或いは、光カプラにＹ分岐カプラを用いた場合は放射モードとして捨てられる。例えば、図９Ｂの２タップＴＦ９１０において入力ポート１及び出力ポート１を用いた場合、ディップとして損失を与えた分の光は未使用のポートである出力ポート０に出力される。従って、ＴＦ９００〜９９０を本発明の多段干渉計回路に組み込んでディップ特性を与えても、ディップとして損失を与えた分の光が多段干渉計回路の他のチャンネルのポートに出力されることはない。そのため、過剰なクロストークを生じることなく、純粋に多段干渉計回路の通過域透過特性にＳｉｎｃスペクトル形状を補正するディップ形状の特性を持たせることができ、元信号をナイキスト信号の特徴である高矩形なスペクトルに整形し出力することができる。
【００５９】
なお、このディップ特性は基本的には図５の送信機５１０の合波器５１３でのみ必要となる。送信機５１０から送信されてくる信号光が高矩形なスペクトル形状のサブキャリア信号が合波されたマルチキャリア信号（スーパーチャンネル）であれば、受信機５２０の分波器５２１では各サブキャリア信号の高矩形性を保って分波すれば良いので、通過域の特性としては低損失で平坦な矩形状の透過特性あれば良い。従って、受信機５２０で用いる分波器５２１には、ＴＦ無しの多段干渉計回路を用いれば基本的には問題ない。但し、受信機５２０のコヒーレント復調器５２３−１〜５２３−４の受光器やＡＤＣの周波数特性が必要帯域において十分に平坦でない場合、例えば帯域不足で高域の利得が小さくなっている場合には、送信機５１０の合波器５１３と同様に通過域の特性にディップ形状の特性を持たせ、受信信号の高域成分を相対的に大きくすることで、これらデバイスの帯域不足を補償するといった用い方をしても勿論良い。これ以外にも、中域の利得が小さくなっている場合は、受信信号の中域成分を相対的に大きくするなど、通過域の特性形状は補償するデバイスの周波数特性に合わせた補償特性にすれば良い。いずれの場合も、補償特性によって減衰させる周波数域の光はＴＦで捨てられ、他のチャンネルのポートに出力されることはないので、過剰なクロストークを生じることなく、通過域の信号特性を補正することができる。
【００６０】
なお、図９Ａ〜図９Ｊに記載のＴＦ９００〜９９０では、Ｓアレイ遅延回路の各遅延経路に対する、１×Ｓカプラ（分岐カプラ）の分岐比と、Ｓ×１カプラ（合流カプラ）の合流比を同じにしているが、これはこのように比率を揃えることが理論的な過剰損失を低く抑えることができるからである。過剰損失が生じることを許せば、必ずしも比率は同じでなくても良い。例えば、Ｓ＝２の場合で、各遅延経路に対する分岐比、合流比を双方ともｘ：ｙで構成したＴＦと、分岐カプラの分岐比を１：１、合流カプラの合流比をｘ2：ｙ2として構成したＴＦは、各遅延経路経由の光の電界振幅比が同じであるので透過特性の周波数特性の形状は同じであるが、前者に比べて後者は透過率が（ｘ＋ｙ）／√（２（ｘ2＋ｙ2））倍となって、ｘ≠ｙの場合は過剰損失が生じる。
【００６１】
〔多段干渉計回路へのＴＦの組み込み〕
多段干渉計回路へのＴＦの組み込み方には、いくつかの方法がある。１番目の方法は、図１に記載の多段干渉計回路１００の構成における合波ポート１０１及び／又は１０２、すなわち図１のＴＦ１０４及び／又はＴＦ１０５の位置（ＴＦ0）に組み込む方法である。透過信号光は、図４Ａ〜図４Ｃに記載した合分波特性に加えて、ＴＦの特性を受けることになる。なお、通常、合波ポートは、多段干渉計回路１００を分波器として使用する場合には、二つの内いずれか一方のみを用いて信号光を入力することが多いので、ＴＦの組み込みは、合波ポート１０１及び１０２のうち、信号光を入力するポートのみでも良い。また、多段干渉計回路１００を合波器として使用する場合でも、二つの内いずれか一方のみから信号光を出力することが多いので、ＴＦの組み込みは、合波ポート１０１及び１０２のうち、信号光を出力するポートのみでも良い。この組み込み方法の場合、ＴＦが多段干渉計回路の外にあるので、回路設計や回路調整が容易になるというメリットがある他、合波ポート１０１及び１０２のうち、一方のポートのみに組み込む場合は、組み込むＴＦの数が一つだけで済むというメリットがある。
【００６２】
２番目の方法は、以下の具体的な実施形態で詳しく述べるように、図１記載の構成における干渉計回路１１０−１〜１１０−Ｎの内部、すなわち図１のＴＦ１１４−１〜１１４−Ｎ、１１５−１〜１１５−Ｎ（ＴＦ1〜ＴＦN）の位置に組み込む方法である。干渉計のどの段に組み込むかは任意であるが、組み込む段においては、全ての光路にＴＦを組み込む。例えば、第１段目の干渉計１１０−１に組み込む場合は、干渉計１１０−１の長尺アーム導波路（図面上側経路）と短尺アーム導波路（図面下側経路）の両アーム導波路に同じ透過特性のＴＦ（ＴＦ１１４−１、１１５−１）を組み込む。このようにＴＦを干渉計の両経路に組み込むことで、全光路の光はＴＦの同じ透過特性を受けることになるので、ＴＦを多段干渉計回路の外に括り出した構成と等価な構成と見ることができ、上記１番目の合波ポートへの組み込み方法と同じ特性を得ることができる。第２段目の干渉計１１０−２から第Ｎ−１段目の干渉計１１０−Ｎ−１に組み込む場合についても、同様である。
【００６３】
また、２番目の方法の変形例として、多段干渉計回路の遅延回路にＴＦを組み込み、多段干渉計の遅延回路の遅延長をＴＦの遅延回路に組み込んだ遅延回路部とすることができる。２番目の方法の変形例は、遅延回路段数という観点では、干渉計にＴＦを組み込んでもその段数が増えないというメリットがある。従って、実質的な回路の導波路長の増加を抑える事が出来るので、回路サイズ増加を避けることできると共に、損失増を抑える事が出来る。この２番目の方法に関しては、後述の実施形態において具体的に述べる。
【００６４】
なお、第Ｎ段目の干渉計については、第Ｎ−１段目の干渉計の２×２カプラ１１１−Ｎ−１の第１の出力と１×（Ｍ／２）カプラ１１６−Ｎの入力との間、及び第Ｎ−１段目の干渉計の２×２カプラ１１１−Ｎ−１の第２の出力と１×（Ｍ／２）カプラ１１７−Ｎの入力との間に同じ特性のＴＦを挿入するのが良い（図１の１１４−Ｎおよび１１５−Ｎ（ＴＦN）の位置）。Ｍアレイ遅延回路１１２−Ｎの各アーム導波路にＴＦを挿入した場合、ＴＦの数がＭとなりＭアレイ遅延回路１１２−Ｎのスペースが大きくなり、多段干渉計回路１００の回路規模が大きくなる。この場合、多段干渉計回路１００を組み込むデバイスのサイズの小型化の観点で不利になる。
【００６５】
３番目の方法は、図１記載の構成における分波ポート１３２−１〜１３２−Ｍ、すなわち、図１のＴＦ１３１−１〜１３１−Ｍ（ＴＦN+1）の位置に組み込む方法である。１番目の方法と同様に透過信号光は、図４Ａ〜図４Ｃに記載した合分波特性に加えて、各分波ポートに組み込んだＴＦの特性を受けることになる。多段干渉計回路１００を分波器として使用する場合に、もし、一部の分波ポートから光を出力しないのであれば、分波ポート１３１−１〜１３１−Ｍのうち、光を出力する分波ポートのみに組み込むことにしても良い。また、多段干渉計回路１００を合波器として使用する場合に、もし、一部の分波ポートから光を入力しないのであれば、分波ポート１３１−１〜１３１−Ｍのうち、光を入力する分波ポートのみに組み込むことにしても良い。この３番目の組み込み方法の場合、ＴＦが各分波ポートに個別にあるので、多数のサブキャリアを合分波する場合でもΔＬTFは式８の関係を必ずしも満たす必要が無く、補正特性に対する設計自由度が増すというメリットがある。また、設計パラメータを各分波ポートで変えられるというメリットがある。
【００６６】
上記１番目から３番目の方法の少なくとも一つの方法でＴＦを配置すれば、分波ポート１０１及び１０２と、合波ポート１３２−１〜１３２−Ｍとの間を導波する光が少なくとも１度通過することができ、分波ポート１０１または１０２からの出力光、又は合波ポート１３２−１〜１３２−Ｍからの出力光がＴＦを通過するため、出力光の波形整形をすることができる。なお、１番目、２番目の方法において合分波するサブキャリア数が２以上の場合は、合分波する各サブキャリア信号を、組み込まれたＴＦで一括して補正することになるので、ＴＦのΔＬTFは式７の関係を満たす必要がある。また、組み込むＴＦの種類は複数種類でも良く、例えば、第１段目には種類ＡのＴＦを、第２段目には種類Ｂを組み込むといった具合にしても良い。
【００６７】
〔実施形態１〕
図１５は、本発明の実施形態１に係る多段干渉計回路１５００を示す構成図である。図１５の多段干渉計回路１５００は、合分波数、即ち、分波ポート数は８（Ｍ＝８）の場合の例である。干渉計段数は４段（Ｎ＝４）とし、ＴＦ以外の設計パラメータは、図３に記載のパラメータと同じである。
【００６８】
多段干渉計回路１５００は、入力ポート１５０１（図１の合波ポート１０１に該当）及び１５０２（図１の合波ポート１０２に該当）からの入力光を結合する２×２カプラ１５０３と、出力ポート１５０４−１〜１５０４−８（図１の分波ポート１３２−１〜１３２−Ｍに該当）との間に、干渉計１５１０−１〜１５１０−４が直列に配置されている。ここで、第１段目の干渉計１５１０−１は、図１に記載の多段干渉計回路１００の第１段目の干渉計１１０−１に図９Ｆに記載の４タップＴＦ９５０をＴＦ1（ＴＦ１１４−１、ＴＦ１１５−１）として組みこんだ構成としている（１５１２−１、及び１５１４−１）。具体的には、本実施形態の干渉計１５１０−１の遅延回路の短尺アーム導波路には、４タップＴＦ９５０を組みこんでいる（１５１４−１）。一方で、干渉計１５１０−１の遅延回路の長尺アーム導波路にも、４タップＴＦ９５０を組みこみ、２つのＴＦに対して干渉計１５１０−１の遅延差を付与している（１５１２−１）。つまり、図１の第１段目の干渉計１１０−１の遅延回路１１２−１の長尺アーム導波路の遅延長をＴＦ１１４−１（ＴＦ1）の各アーム導波路に基礎遅延長として繰り込み、第１段目の干渉計１５１０−１の長尺アーム導波路を基礎遅延付きの４タップＴＦ１５１２−１としている。従って、基礎遅延付きの４タップＴＦ１５１２−１の各経路の遅延長は、干渉計１５１０−１の短尺アーム経路側に配置した４タップＴＦ１５１４−１の一番短い経路の経路長を基準として、３２ΔＬ、４０ΔＬ、４８ΔＬ、５６ΔＬとなっている。このように、遅延回路とＴＦとをまとめることで干渉計総段数の増加を避けることができ、回路サイズを抑えることが出来る。４タップＴＦ１５１４−１、及び基礎遅延付きの４タップＴＦ１５１２−１のΔＬTFは８ΔＬであり、式７の関係（ΔＬTF＝Ｍ・ΔＬ）を満たす。また、４タップＴＦ１５１４−１、及び基礎遅延付きの４タップＴＦ１５１２−１の各２×２カプラの結合位相角（結合率）は、前述のξ1＝０．１５１８π（２１．１％）、ξ2＝０．００８８π（７．５％）を用いている。
【００６９】
なお、４タップＴＦ１５１４−１からの光と基礎遅延付きの４タップＴＦ１５１２−１からの光は２×２カプラ１５１１−１により結合され、４タップＴＦ１５１４−１と２×２カプラ１５１１−１との間には移相量πの移相器１５１３−１が挿入される。
【００７０】
第２段目の干渉計１５１０−２は、遅延回路１５１２−２と、遅延回路１５１２−２からの光を結合する２×２カプラ１５１１−２とを備え、干渉計１５２０−２の長尺アーム導波路には移相量πの移相器１５１３−２が挿入される。第３段目の干渉計１５１０−３は、遅延回路１５１２−３と、遅延回路１５１２−３からの光を結合する２×２カプラ１５１１−３とを備える。第４段目の干渉計１５１０−４は、２×２カプラ１５１１−３からの光をさらに８の出力に分岐する１×４カプラ１５１６−４、１５１７−４と、１×４カプラ１５１６−４、１５１７−４からの光が入力される８アレイ遅延回路１５１２−４と、８アレイ遅延回路１５１２−４からの光が入力される８×８カプラ１５１１−４とを備える。８×８カプラ１５１１−４のそれぞれの出力には、出力ポート１５０４−１〜１５０４−８が接続されている。２×２カプラ１５１１−３と１×４カプラ１５１６−４との間には移相器１５１３−４が挿入される。順ＧＤＲ設計の場合は、移相器１５１３−４の移相量をゼロにして、入力ポート１５０１を使用する。逆ＧＤＲ設計の場合は、移相器１５１３−４の移相量をπにして、入力ポート１５０２を使用する。
【００７１】
なお、図１５の多段干渉計回路１５００においては、入力ポート１５０１又は１５０２から光を入力し、出力ポート１５０４−１〜１５０４−８から分波光を出力する分波器の場合を例としている。しかし、出力ポート１５０４−１〜１５０４−８から光を入力し、入力ポート１５０１又は１５０２から合波光を出力する合波器としてもよい。また、多段干渉計回路１５００は、光フィルタとしての機能も有している。
【００７２】
また、本実施形態では、４タップＴＦを多段干渉計の第１段目（１５１０−１）に配置したが、別の段、例えば多段干渉計の第２段目（１５１０−２）等に配置しても良い。但し、多段干渉計の２段目（１５１０−２）や第３段目（１５１０−３）への配置は、遅延経路のレイアウトがやや行いにくい。第２段目の遅延回路１５１２−２の遅延長が１６ΔＬであり、第３段目の遅延回路１５１２−３の遅延長が８ΔＬであるのに対して、４タップＴＦの遅延回路の最大遅延長が２４ΔＬであるので、４タップＴＦの遅延回路と多段干渉計の遅延回路をまとめにくいからである。また、多段干渉計の第４段目（１５１０−４）への配置は、第２段目や第３段目への配置と同様にレイアウト上の問題があると同時に、Ｍアレイ遅延回路１５１２−４とまとめる場合には各遅延経路全てに４タップＴＦを組み入れる必要があるので、第４段目の総遅延経路数がかなり多くなってしまうという問題がある。多段干渉計のどの段にＴＦを配置するかは、このような遅延経路のレイアウトの容易性等を考慮して決めれば良い。他の実施形態においても同様である。
【００７３】
図１６Ａは、実施形態１の多段干渉計回路１５００のパワー透過率特性を示し、図１６Ｂは多段干渉計回路１５００の通過域のパワー透過率特性を示し、図１６Ｃは多段干渉計回路１５００の通過域の群遅延特性を示している。なお、図１６Ｂ及び図１６Ｃに示した通過域の特性は、すべての分波ポートで同じ特性になる。図１６Ａ及び図１６Ｂに示したパワー透過率特性は順ＧＤＲ設計と逆ＧＤＲ設計で全く同じ透過特性になる。図１６Ａを見て分かるように、全てのポートにおいて通過域に同じディップ特性を付与することができている。これは、４タップＴＦ１５１４−１及び基礎遅延付きの４タップＴＦ１５１２−１のΔＬTFが８ΔＬであり、式７の関係を満たすので、４タップＴＦ１５１４−１及び基礎遅延付きの４タップＴＦ１５１２−１の特性繰返し周期と多段干渉計回路の合分波間隔が完全に一致しているためである。また、図１６Ａに記載のパワー透過率特性を図４Ａに記載のＴＦ無しの多段干渉計回路でのパワー透過率特性と比較して分かるように、隣接ポートへの消光比は合分波グリッド上で双方とも約１３ｄＢで同じである。このように、ＴＦを設ける本発明の構成により、過剰なクロストークを生じずに、通過域パワー透過特性にディップ形状の特性を持たせることができる。
【００７４】
図１６Ｃには、順ＧＤＲ設計（１６０１）、逆ＧＤＲ設計（１６０２）及びＴＦ単体（１６０３）での群遅延特性が記載されている。群遅延特性は、順ＧＤＲ設計（１６０１）と逆ＧＤＲ設計（１６０２）で上下非対称な特性となるが、これは、図４Ｃに示したＴＦ無し多段干渉計回路での順ＧＤＲ設計（０４０１）や逆ＧＤＲ設計（０４０２）の群遅延特性にＴＦ単体の特性（１６０３）が加わった為である。ここで、前述したように、送信機にはＳｉｎｃ補正のためにＴＦ有り合波器を、受信機にはＴＦ無し分波器を使用する場合を想定し、送受信システム全体での残留群遅延リップルがどのようになるかを考えてみる。送信機に本実施形態の４タップＴＦ有りで順ＧＤＲ設計の合波器を、受信機に前述のＴＦ無しで逆ＧＤＲ設計の分波器を用いると、合波器におけるＴＦ無しの多段干渉計回路構成に起因する群遅延リップル（０４０１）は、ＴＦ無しである分波器の群遅延リップル（０４０２）と相殺され、結局、合波器におけるＴＦ単体での群遅延リップル（１６０３）が残ることになる。合分波間隔が３７.５ＧＨｚであるとすると、本実施形態におけるＴＦ単体の群遅延リップル量、即ち送受信システム全体での残留群遅延リップル量は約１５ｐｓになる。
【００７５】
図１７Ａは、実施形態１の多段干渉計回路１５００を送信機の合波器に用いた時の送信信号光の送信信号光スペクトル等の全域での特性を示し、図１７Ｂは、多段干渉計回路１５００の送信信号光スペクトル等のメインローブ／通過域付近での特性を示す。スペクトルの計算において、多段干渉計回路のサブキャリア間隔とサブキャリア信号光のシンボル速度の比は約１．１７（サブキャリア間隔＝３７．５ＧＨｚ、シンボル速度＝３２Ｇｂａｕｄに相当）、サブキャリア信号の変調方式は偏波多重ＱＰＳＫ変調、変調器の駆動条件は二乗余弦波電気信号による２Ｖπ振幅駆動で、変調器の帯域は制限無しとしている。
【００７６】
図１７Ａには多段干渉計回路１５００のパワー透過率（１７０１）、ＴＦ単体のパワー透過率（１７０２：参考）、送信機で使用する光変調器から出力される信号光、即ち多段干渉計回路１５００に入力される信号光の電力スペクトル密度（１７０３）、多段干渉計回路１５００を透過した送信信号光、即ち送信機としての送信信号光の電力スペクトル密度（１７０４）、ルートナイキスト信号（α＝０．３２）の電力スペクトル密度（１７０５）を記載している。また、図１７Ｂには、多段干渉計回路１５００のパワー透過率（１７１１）、ＴＦなしの多段干渉計回路のパワー透過率（１７１２：参考）、ＴＦ単体の透過率（１７１３：参考）、送信機で使用する光変調器から出力される信号光の電力スペクトル密度（１７１４）、多段干渉計回路１５００（ＴＦあり）を透過した送信信号光の電力スペクトル密度（１７１５）、ルートナイキスト信号（α＝０．３２）の電力スペクトル密度（１７１６）を記載している。図１７Ａ及び図１７Ｂに示すように、本実施形態の多段干渉計１５００のパワー透過率特性（１７０１、１７１１）は、ＴＦなしの多段干渉計回路の通過域のフラットなパワー透過率特性（１７１２）に、ＴＦ単体のパワー透過率特性（１７０２、１７１３）を乗じたパワー透過率特性になっている。その通過域のパワー透過率特性（１７１１）は、Ｓｉｎｃスペクトルを補正するディップ形状の特性となっている。前述したように、変調器からの信号光の電力スペクトル密度（１７０３、１７１４）は、Ｓｉｎｃ形状の山形スペクトル形状を持つ。従って、変調器からの信号光を多段干渉計回路１５００に通過させると、信号光の電力スペクトル密度（１７０３、１７１４）は、多段干渉計１５００のパワー透過率特性（１７０１、１７１１）によって整形され、多段干渉計回路１５００を通過した送信信号光の電力スペクトル密度（１７０４、１７１５）は、ルートナイキスト信号の電力スペクトル密度（１７０５、１７１６）にきわめて近い高矩形なスペクトルになる。このように、多段干渉計回路１５００の通過域透過特性（１７０１、１７１１）は、変調器から出力される信号光の電力スペクトル密度（１７０３、１７１４）のＳｉｎｃ形状を、ルートナイキスト信号の電力スペクトル密度（１７０５、１７１６）にきわめて近い高矩形なスペクトル（１７０４、１７１５）に補正することができる。
【００７７】
本実施形態の場合、送信信号光のスペクトルトップの平坦性はリップル０．２ｄＢ以下となり、送信信号光のスペクトルの急峻性は、帯域幅が若干合っていないがスペクトルの曲がり落ち方という観点で大雑把に数値化すると、ロールオフ率αで約０．３２となる。
【００７８】
〔実施形態２〕
図１８は、本発明の実施形態２に係る多段干渉計回路１８００を示す構成図である。図１８の多段干渉計回路１８００も、合分波数、即ち、分波ポート数は８（Ｍ＝８）の場合の例である。干渉計段数も４段（Ｎ＝４）とし、ＴＦ以外の設計パラメータは、実施形態１と同様に図３に記載のパラメータと同じである。
【００７９】
多段干渉計回路１８００は、入力ポート１８０１（図１の合波ポート１０１に該当）及び１８０２（図１の合波ポート１０２に該当）からの入力光を結合する２×２カプラ１８０３と、出力ポート１８０４−１〜１８０４−８（図１の分波ポート１３２−１〜１３２−Ｍに該当）との間に、干渉計１８１０−１〜１８１０−４が直列に配置されている。ここで、第１段目の干渉計１８１０−１は、図１に記載の多段干渉計回路１００の第１段目の干渉計１１０−１に図９Ｇに記載の２段接続構成ＴＦ９６０の２段目ＭＺＩ９６２をＴＦ1（ＴＦ１１４−１、ＴＦ１１５−１）として組み込んだ構成としている（１８１２−１、及び１８１４−１）。また、第２段目の干渉計１８１０−２は、図１に記載の多段干渉計回路１００の第２段目の干渉計１１０−２に図９Ｇに記載の２段接続構成ＴＦ９６０の１段目ＭＺＩ９６１をＴＦ2（ＴＦ１１４−２、ＴＦ１１５−２）として組み込んだ構成としている１８１２−２、及び１８１４−２）。具体的には、本実施形態の干渉計１８１０−１の遅延回路の短尺アーム導波路には、２段接続構成ＴＦ９６０の２段目ＭＺＩ９６２を組みこんでいる（１８１４−１）。一方で、干渉計１８１０−１の遅延回路の長尺アーム導波路にも、２段接続構成ＴＦ９６０の２段目ＭＺＩ９６２を組みこみ、２つのＴＦに対して干渉計１８１０−１の遅延差を付与している（１８１２−１）。つまり、図１の第１段目の干渉計１１０−１の遅延回路１１２−１の長尺アーム導波路の遅延長をＴＦ１１４−１（ＴＦ1）の各アーム導波路に基礎遅延長として繰り込み、第１段目の干渉計１８１０−１の長尺アーム導波路を、基礎遅延付きの２タップＴＦ１８１２−１としている。従って、基礎遅延付きの２タップＴＦ１８１２−１の各経路の遅延長は、干渉計１８１０−１の短尺アーム経路側に配置した２タップＴＦ１８１４−１の一番短い経路の経路長を基準として、３２ΔＬ、４８ΔＬとなっている。また、干渉計１８１０−２の遅延回路の短尺アーム導波路には、２段接続構成ＴＦ９６０の１段目ＭＺＩ９６１を組みこんでいる（１８１４−２）。一方で、干渉計１８１０−１の遅延回路の長尺アーム導波路にも、２段接続構成ＴＦ９６０の１段目ＭＺＩ９６１を組みこみ、２つのＴＦに対して干渉計１８１０−２の遅延差を付与している（１８１２−２）。つまり、図１の第２段目の干渉計１１０−２の遅延回路１１２−２の長尺アーム導波路の遅延長をＴＦ１１４−２（ＴＦ2）の各アーム導波路に基礎遅延長として繰り込み、第２段目の干渉計１８１０−２の長尺アーム導波路を、基礎遅延付きの２タップＴＦ１８１２−２としている。従って、基礎遅延付きの２タップＴＦ１８１２−２の各経路の遅延長は、干渉計１８１０−２の短尺アーム経路側に配置した２タップＴＦ１８１４−２の一番短い経路の経路長を基準として、１６ΔＬ、２４ΔＬとなっている。このように、２段接続構成ＴＦ９６０の１段目ＭＺＩ９６１と２段目ＭＺＩ９６２を、多段干渉計の中の別々の段に分けて配置することで、ＴＦが２段接続構成であるにも拘らず、多段干渉計回路全体の干渉計段数を不要に増やすことを避けることができ、回路サイズを抑えることが出来る。２段接続構成ＴＦ９６０のΔＬTFは８ΔＬであり、式���の関係（ΔＬTF＝Ｍ・ΔＬ）を満たす。また、２段接続構成ＴＦ９６０の各２×２カプラ９６３〜９６６の結合位相角（結合率）は、実施形態１と同じξ1＝０．１５１８π（２１．１％）、ξ2＝０．００８８π（７．５％）である。
【００８０】
なお、２タップＴＦ１８１４−１からの光と基礎遅延付きの２タップＴＦ１８１２−１からの光とは２×２カプラ１８１１−１により結合され、２タップＴＦ１８１４−１と２×２カプラ１８１１−１との間には移相量πの移相器１８１３−１が挿入される。２タップＴＦ１８１４−２からの光と基礎遅延付きの２タップＴＦ１８１２−２からの光は２×２カプラ１８１１−２により結合され、基礎遅延付きの２タップＴＦ１８１２−２と２×２カプラ１８１１−２との間には移相量πの移相器１８１３−２が挿入される。
【００８１】
第３段目の干渉計１８１０−３は、遅延回路１８１２−３と、遅延回路１８１２−３からの光を結合する２×２カプラ１８１１−３とを備える。第４段目の干渉計１８１０−４は、２×２カプラ１８１１−３からの光をさらに８の出力に分岐する１×４カプラ１８１６−４及び１８１７−４と、１×４カプラ１８１６−４及び１８１７−４からの光が入力される８アレイ遅延回路１８１２−４と、８アレイ遅延回路１８１２−４からの光が入力される８×８カプラ１８１１−４とを備える。８×８カプラ１８１１−４のそれぞれの出力には、出力／合波ポート１８０４−１〜１８０４−８が接続されている。２×２カプラ１８１１−３と１×４カプラ１８１６−４との間には移相器１８１３−４が挿入される。順ＧＤＲ設計の場合は、移相器１８１３−４の移相量をゼロにして、入力ポート１５０１を使用する。逆ＧＤＲ設計の場合は、移相器１８１３−４の移相量をπにして、入力ポート１５０２を使用する。
【００８２】
なお、図１８の多段干渉計回路１８００においては、入力ポート１８０１又は１８０２から光を入力し、出力ポート１８０４−１〜１８０４−８から分波光を出力する分波器の場合を例としている。しかし、出力ポート１８０４−１〜１８０４−８から光を入力し、入力ポート１８０１又は１８０２から合波光を出力する合波器としてもよい。また、多段干渉計回路１８００は、光フィルタとしての機能も有している。
【００８３】
なお、本実施形態でも実施形態１と同様に、２段接続構成ＴＦの各ＭＺＩは多段干渉計のいずれの段（１８１０−１〜１８１０−４）に配置しても良い。
【００８４】
実施形態２の多段干渉計回路１８００の計算透過特性は、実施形態１の特性とまったく同じ、即ち、図１６Ａ〜図１６Ｃに記載した透過特性になる。これは、前述したように、実施形態１で適用した図９Ｆ記載の４タップＴＦと本実施形態で適用した図９Ｇ記載の２段接続構成ＴＦ９６０が、基本的に等価な回路であり、同じ透過特性を持つからである。
【００８５】
実施形態２は、実施形態１と比較して、同じ透過特性が得られるにも拘わらず、遅延回路の最大遅延長が短く、遅延経路の総数も少なくなるので、レイアウト設計が容易になり、有利な構成であると言える。
【００８６】
実施形態２で示したように、多タップＴＦを多段接続ＴＦに置き換えることができる場合は、多タップＴＦを多段干渉計の一か所の段に配置する方法（実施形態１で示した配置方法）と多段接続ＴＦを多段干渉計の中の別々の段に分けて配置する方法（実施形態２で示した配置方法）等、同じ特性で複数の配置方法を採ることができる。例えば、８光束干渉計としての８タップＴＦは、前述のＴＦの構成で説明した考えと同様の考えを用いて、２タップＴＦを３段接続した構成の他に、４タップＴＦと２タップＴＦの２段接続構成でも同じ透過特性を得ることができる。従って、実施形態１で示したように、８タップＴＦを多段干渉計の一か所の段に配置する方法、実施形態２で示したように３段の２タップＴＦを多段干渉計の中の別々の三つの段に分けて配置する方法に加えて、４タップＴＦと２タップＴＦを多段干渉計の中の別々の二つの段に分けて配置する方法も採ることができる。このように多タップＴＦを用いる場合は、同じ透過特性を得る合分波回路としての実現方法、即ちそのＴＦの配置方法に複数の方法があることを付記しておく。
【００８７】
〔実施形態３〕
図１９は、本発明の実施形態３に係る多段干渉計回路１９００の構成を示す。図１５の多段干渉計回路１９００も、合分波数、即ち、分波ポート数は８（Ｍ＝８）の場合の例である。干渉計段数も４段（Ｎ＝４）とし、ＴＦ以外の設計パラメータは、実施形態１と同様に図３に記載のパラメータと同じである。
【００８８】
多段干渉計回路１９００は、入力ポート１９０１（図１の合波ポート１０１に該当）及び１９０２（図１の合波ポート１０２に該当）からの入力光を結合する２×２カプラ１９０３と、出力ポート１９０４−１〜１９０４−８（図１の分波ポート１３２−１〜１３２−Ｍに該当）との間に、干渉計１９１０−１〜１９１０−４が直列に配置されている。ここで、第１段目の干渉計１９１０−１は、図１に記載の多段干渉計回路１００の第１段目の干渉計１１０−１に図９Ｂに記載の２タップＴＦ９１０をＴＦ1（ＴＦ１１４−１、ＴＦ１１５−１）として組みこんだ構成としている（１９１２−１、及び１９１４−１）。具体的には、本実施形態の干渉計１９１０−１の遅延回路の短尺アーム導波路には、２タップＴＦ９１０を組みこんでいる（１９１４−１）。一方で、干渉計１９１０−１の長尺アーム導波路にも、２タップＴＦ９１０を組みこみ、２つのＴＦに対して干渉計１９１０−１の遅延差を付与している（１９１２−１）。つまり、図１の第１段目の干渉計１１０−１の遅延回路１１２−１の長尺アーム導波路の遅延長をＴＦ１１４−１（ＴＦ1）の各アーム導波路に基礎遅延長として繰り込み、第１段目の干渉計１９１０−１の長尺アーム導波路を、基礎遅延付きの２タップＴＦ１９１２−１としている。従って、基礎遅延付きの４タップＴＦ１９１２−１の各経路の遅延長は、干渉計１９１０−１の短尺アーム経路側に配置した２タップＴＦ１９１４−１の一番短い経路の経路長を基準として、３２ΔＬ、４０ΔＬとなっている。このように、実施形態３においても前述の実施形態１及び２と同様に、遅延回路とＴＦとをまとめることで干渉計総段数の増加を避けることができ、回路サイズを抑えることが出来る。２タップＴＦ１９１４−１及び基礎遅延付きの４タップＴＦ１９１２−１のΔＬTFは８ΔＬであり、式７の関係（ΔＬTF＝Ｍ・ΔＬ）を満たす。また、２タップＴＦ９１０の各２×２カプラ９１１、９１３の結合位相角（結合率）は、前述のξ1＝０．１２９２π（１５．６％）を用いている。
【００８９】
なお、２タップＴＦ１９１４−１からの光と基礎遅延付きの２タップＴＦ１９１２−１からの光は２×２カプラ１９１１−１により結合され、４タップＴＦ１９１４−１と２×２カプラ１９１１−１との間には移相量πの移相器１９１３−１が挿入される。
【００９０】
第２段目の干渉計１９１０−２は、遅延回路１９１２−２と、遅延回路１９１２−２からの光を結合する２×２カプラ１９１１−２とを備え、干渉計１９１０−２の長尺アームには移相器１９１３−２が挿入される。第３段目の干渉計１９１０−３は、遅延回路１９１２−３と、遅延回路１９１２−３からの光を結合する２×２カプラ１９１１−３とを備える。第４段目の干渉計１９１０−４は、２×２カプラ１９１１−３からの光をさらに８の出力に分岐する１×４カプラ１９１６−４、１９１７−４と、１×４カプラ１９１６−４、１９１７−４からの光が入力される８アレイ遅延回路１９１２−４と、８アレイ遅延回路１９１２−４からの光が入力される８×８カプラ１９１１−４とを備える。８×８カプラ１９１１−４のそれぞれの出力には、出力ポート１９０４−１〜１９０４−８が接続されている。２×２カプラ１９１１−３と１×４カプラ１９１６−４との間には移相器１９１３−４が挿入される。順ＧＤＲ設計の場合は、移相器１９１３−４の移相量をゼロにして、入力ポート１５０１を使用する。逆ＧＤＲ設計の場合は、移相器１９１３−４の移相量をπにして、入力ポート１５０２を使用する。
【００９１】
なお、図１９の多段干渉計回路１９００においては、入力ポート１９０１又は１９０２から光を入力し、出力ポート１９０４−１〜１９０４−８から分波光を出力する分波器の場合を例としている。しかし、出力ポート１９０４−１〜１９０４−８から光を入力し、入力ポート１９０１又は１９０２から合波光を出力する合波器としてもよい。また、多段干渉計回路１９００は、光フィルタとしての機能も有している。
【００９２】
なお、本実施形態でも実施形態１と同様に、２タップＴＦは多段干渉計のいずれの段（１９１０−１〜１９１０−４）に配置しても良い。
【００９３】
図２０Ａは、実施形態３の多段干渉計回路１９００の全分波ポートのパワー透過率特性を示し、図２０Ｂは、多段干渉計回路１９００の通過域のパワー透過率特性を示し、図２０Ｃは、多段干渉計回路１９００の通過域の群遅延特性を示している。なお、図２０Ｂ及び図２０Ｃに示した通過域の特性は、すべての分波ポートで同じ特性になる。図２０Ａ及び図２０Ｂに示した透過率強度特性は実施形態１と同様に順ＧＤＲ設計と逆ＧＤＲ設計で全く同じ透過特性になる。実施形態３でも、ＴＦのΔＬTFが式７の関係であるので、２タップＴＦの特性繰返し周期と多段干渉計回路の合分波間隔が完全に一致しており、全てのポートにおいて通過域に同じディップ特性を付与することができている。また、隣接ポートへの消光比は合分波グリッド上で双方とも約１３ｄＢであり、ＴＦを設ける本発明の構成により、過剰なクロストークを生じずに、通過域パワー透過特性にディップ形状の特性を持たせることができている。群遅延特性は図２０Ｃに示すように、実施形態１と同様、ＴＦ無し多段干渉計回路での群遅延特性にＴＦ単体の特性が加わった特性になっている。送信機にＴＦ有り順ＧＤＲ設計合波器を、受信機にＴＦ無し逆ＧＤＲ設計分波器を使用した場合の残留群遅延リップルであるＴＦ単体での群遅延リップル量は、合分波間隔が３７．５ＧＨｚであるとすると、約１０ｐｓになる。
【００９４】
図２１Ａは、実施形態３の多段干渉計回路１９００を送信機の合波器に用いた時の送信信号光スペクトル等の全域での特性を示し、図２１Ｂは、多段干渉計回路１９００の送信信号光スペクトル等のメインローブ／通過域付近での特性を示す。スペクトルの計算における条件は、実施形態１で記載した条件と同じである。実施形態３においても、光変調器から出力される信号光の電力スペクトル密度（２１０３、２１１４）が、多段干渉計回路１９００の透過率特性（２１０１、２１１１）により整形される。その結果、多段干渉計回路からの出力信号光、即ち送信機としての送信信号光の電力スペクトル密度（２１０４、２１１５）はルートナイキスト信号の電力スペクトル密度（２１０５、２１１６）の特徴である高矩形なスペクトルに概ね整形される。但し、出力信号光のスペクトルトップの平坦性はリップル０．５ｄＢ以下となり、実施形態１の多段干渉計回路を用いた場合と比べると平坦性が若干低下する。なお、出力信号光のスペクトルの急峻性は、ロールオフ率αで約０．３８であり実施形態１の場合と概ね同程度である。
【００９５】
実施形態３は、実施形態１、２と比較して、若干特性が劣るものの、遅延回路の最大遅延長が短く、遅延経路の総数も少なくなるので、レイアウト設計に関しては有利な構成であると言える。
【００９６】
〔実施形態４〕
図２２は、本発明の実施形態４に係る多段干渉計回路２２００を示す構成図である。図２２の多段干渉計回路２２００も、合分波数、即ち、分波ポート数は８（Ｍ＝８）の場合で図示している。干渉計段数は４段（Ｎ＝４）とし、ＴＦ以外の設計パラメータは、実施形態１と同様に図３に記載のパラメータと同じである。
【００９７】
多段干渉計回路２２００は、入力ポート２２０１（図１の合波ポート１０１に該当）及び２２０２（図１の合波ポート１０２に該当）からの入力光を結合する２×２カプラ２２０３と、出力ポート２２０４−１〜２２０４−８（図１の分波ポート１３２−１〜１３２−Ｍに該当）との間に、干渉計２２１０−１〜２２１０−４が直列に配置されている。ここで、第１段目の干渉計２２１０−１は、図１に記載の多段干渉計回路１００の第１段目の干渉計１１０−１に図９Ｊ記載の２段接続構成ＴＦ９９０の１段目ＭＺＩ９９１をＴＦ1（ＴＦ１１４−１、ＴＦ１１５−１）として組みこんだ構成としている（２２１２−１、及び２２１４−１）。また、第２段目の干渉計２２１０−２は、図１に記載の多段干渉計回路１００の第２段目の干渉計１１０−２に図９Ｊ記載の２段接続構成ＴＦ９９０の２段目ＭＺＩ９６２をＴＦ2（ＴＦ１１４−２、ＴＦ１１５−２）として組みこんだ構成としている（２２１２−２、及び２２１４−２）。具体的には、本実施形態の干渉計２２１０−１の遅延回路の短尺アーム導波路には、２段接続構成ＴＦ９９０の１段目ＭＺＩ９９１（経路長差ΔＬTF：下側のポートである入力ポート１／出力ポート１を使用）を組みこんでいる（２２１４−１）。一方で、干渉計２２１０−１の遅延回路の長尺アーム導波路にも、２段接続構成ＴＦ９９０の１段目ＭＺＩ９９１を組みこみ、２つのＴＦに対して干渉計２２１０−１の遅延差を付与している（２２１２−１）。つまり、図１の第１段目の干渉計１１０−１の遅延回路１１２−１の長尺アーム導波路の遅延長をＴＦ１１４−１（ＴＦ1）の各アーム導波路に基礎遅延長として繰り込み、第１段目の干渉計２２１０−１の長尺アーム導波路を、基礎遅延付きの２タップＴＦ２２１２−１としている。従って、基礎遅延付きの２タップＴＦ２２１２−１の各経路の遅延長は、干渉計２２１０−１の短尺アーム経路側に配置した２タップＴＦ２２１４−１の一番短い経路の経路長を基準として、３２ΔＬ、４０ΔＬとなっている。また、干渉計２２１０−２の遅延回路の短尺アーム導波路には、２段接続構成ＴＦ９９０の２段目ＭＺＩ９９２（経路長差ΔＬTF：上側ポートである入力ポート０／出力ポート０を使用）を組みこんでいる（２２１４−２）。一方で、干渉計２２１０−１の遅延回路の長尺アーム導波路にも、２段接続構成ＴＦ９９０の２段目ＭＺＩ９９２を組みこみ、干渉計２２１０−２の遅延差を付与している（２２１２−２）。つまり、図１の第２段目の干渉計１１０−２の遅延回路１１２−２の長尺アーム導波路の遅延長をＴＦ１１４−２（ＴＦ2）の各アーム導波路に基礎遅延長として繰り込み、第２段目の干渉計２２１０−２の長尺アーム導波路を、基礎遅延付きの２タップＴＦ２２１２−２としている。従って、基礎遅延付きの２タップＴＦ２２１２−２の各経路の遅延長は、干渉計２２１０−２の短尺アーム経路側に配置した２タップＴＦ２２１４−２の一番短い経路の経路長を基準として、１６ΔＬ、２４ΔＬとなっている。このように、２段接続構成ＴＦ９９０の１段目ＭＺＩ９９１と２段目ＭＺＩ９９２を、多段干渉計の中の別々の段に分けて配置することで、ＴＦが２段接続構成であるにも拘らず、多段干渉計回路全体の干渉計段数��不要に増やすことを避けることができ、回路サイズを抑えることが出来る。２段接続構成ＴＦ９９０のΔＬTFは８ΔＬであり、式７の関係（ΔＬTF＝Ｍ・ΔＬ）を満たす。また、２段接続構成ＴＦ９９０の各２×２カプラ９９３〜９９６の結合位相角（結合率）は、前述のξ1＝０．０９８４π（９．３％）を用いている。
【００９８】
２タップＴＦ２２１４−１からの光と基礎遅延つき２タップＴＦ２２１２−１からの光は２×２カプラ２２１１−１により結合され、２タップＴＦ２２１４−１と２×２カプラ２２１１−１との間には移相器２２１３−１が挿入される。２タップＴＦ２２１４−２からの光と基礎遅延つき２タップＴＦ２２１２−２からの光は２×２カプラ２２１１−２により結合され、基礎遅延つき２タップＴＦ２２１２−２と２×２カプラ２２１１−２との間には移相器２２１３−２が挿入される。
【００９９】
第３段目の干渉計２２１０−３は、遅延回路２２１２−３と、遅延回路２２１２−３からの光を結合する２×２カプラ２２１１−３とを備える。第４段目の干渉計２２１０−４は、２×２カプラ２２１１−３からの光をさらに８の出力に分岐する１×４カプラ２２１６−４、２２１７−４と、１×４カプラ２２１６−４、２２１７−４からの光が入力される８アレイ遅延回路２２１２−４と、８アレイ遅延回路２２１２−４からの光が入力される８×８カプラ２２１１−４とを備える。８×８カプラ２２１１−４のそれぞれの出力には、出力／合波ポート２２０４−１〜２２０４−８が接続されている。２×２カプラ２２１１−３と１×４カプラ２２１６−４との間には移相器２２１３−４が挿入される。順ＧＤＲ設計の場合は、移相器２２１３−４の移相量をゼロにして、入力ポート１５０１を使用する。逆ＧＤＲ設計の場合は、移相器２２１３−４の移相量をπにして、入力ポート１５０２を使用する。
【０１００】
なお、図２２の多段干渉計回路２２００においては、入力ポート２２０１又は２２０２から光を入力し、出力ポート２２０４−１〜２２０４−８から分波光を出力する分波器の場合を例としている。しかし、出力ポート２２０４−１〜２２０４−８から光を入力し、入力ポート２２０１又は２２０２から合波光を出力する合波器としてもよい。また、多段干渉計回路２２００は、光フィルタとしての機能も有している。
【０１０１】
また、本実施形態でも前述の実施形態と同様に、各２タップＴＦは多段干渉計のいずれの段（２２１０−１〜２２１０−４）に配置しても良い。
【０１０２】
図２３Ａは、実施形態４の多段干渉計回路２２００の全分波ポートのパワー透過率特性を示し、図２３Ｂは、多段干渉計回路２２００の通過域のパワー透過率特性を示し、図２３Ｃは、多段干渉計回路２２００の通過域の群遅延特性を示している。なお、図２３Ｂ及び図２３Ｃに示した通過域の特性は、すべての分波ポートで同じ特性になる。図２３Ａ及び図２３Ｂに示したパワー透過率特性は実施形態１と同様に順ＧＤＲ設計と逆ＧＤＲ設計で全く同じ特性になる。実施形態４でも、ＴＦのΔＬTFが式７の関係であるので、各２タップＴＦの特性繰返し周期と多段干渉計回路の合分波間隔が完全に一致しており、全てのポートにおいて通過域に同じディップ特性を付与することができている。また、隣接ポートへの消光比は合分波グリッド上で双方とも約１３ｄＢであり、ＴＦを設ける本発明の構成により、過剰なクロストークを生じずに、通過域パワー透過特性にディップ形状の特性を持たせることができている。
【０１０３】
群遅延特性は図２３Ｃに示すように、順ＧＤＲ設計と逆ＧＤＲ設計で上下が反転した特性になり、図４Ｃに記載されているＴＦ無の多段干渉計回路の群遅延特性と同じになる。これは、本実施形態で適用した図９Ｊ記載の２段接続構成ＴＦ９９０の群遅延特性がフラットでリップルを持たない、即ち、本実施形態ではＴＦ単体での群遅延特性（２タップＴＦ２２１４−１又は基礎遅延付きの２タップＴＦ２２１２−１と、２タップＴＦ２２１４−２又は基礎遅延付きの２タップＴＦ２２１２−２の合計の群遅延特性）がフラットでリップルを持たない為である。別の言い方をすると、実施形態４で用いられているＴＦの群遅延特性は、２タップＴＦ２２１４−１又は基礎遅延付きの２タップＴＦ２２１２−１と、２タップＴＦ２２１４−２又は基礎遅延付きの２タップＴＦ２２１２−２で上下が反転した特性になる。従って、群遅延リップルは両者で相殺し合って、ＴＦ単体部分としての群遅延特性はフラットでリップルを持たない。このように、実施形態４の群遅延特性はＴＦ無しの多段干渉計回路の群遅延特性と同じになるので、実施形態４のＴＦ有り順ＧＤＲ設計合波器を送信機に、ＴＦ無し逆ＧＤＲ設計分波器を受信機に使用した場合、送受信システム全体での残留群遅延リップルをゼロにすることができる。
【０１０４】
図２４Ａは、実施形態４の多段干渉計回路２２００を送信機の合波器に用いた時の送信信号光スペクトル等の全域での特性を示し、図２４Ｂは、多段干渉計回路２２００の送信信号光スペクトル等のメインローブ／通過域付近での特性を示す。スペクトルの計算における条件は、実施形態１で記載した条件と同じである。実施形態４においても、光変調器から出力される信号光の電力スペクトル密度（２４０３、２４１４）は、多段干渉計回路２２００の透過率特性（２４０１、２４１１）により成形される。その結果、多段干渉計回路からの出力信号光、即ち送信機としての送信信号光の電力スペクトル密度（２４０４、２４１５）はルートナイキスト信号の電力スペクトル密度（２４０５、２４１６）の特徴である高矩形なスペクトルに概ね整形される。但し、出力信号光のスペクトルトップの平坦性はリップル０．５ｄＢ以下となり、実施形態１の多段干渉計回路を用いた場合と比べると平坦性が若干低下する。なお、出力信号光のスペクトルの急峻性は、ロールオフ率αで約０．３６であり実施形態１の場合と概ね同程度である。
【０１０５】
実施形態４は、実施形態１、２と比較して、若干特性が劣るものの、上述のように送受信システム全体での残留群遅延リップルをゼロにすることができる点が大きなメリットになる。遅延経路の総数から見た回路規模は、実施形態２と同程度であると言える。
【０１０６】
なお、実施形態４では、多段干渉計回路に組み込んだＴＦとして２タップＴＦを用いたが、本発明はこれに限定されるわけではなく、他のタップ数のＴＦを組み込んだ場合でも同様の考えでＴＦ単体部分の群遅延特性がフラットでリップルを持たない実施形態を実現することができる。例えば、図９Ｃ〜９Ｆに記載したような４タップＴＦの場合は、Ｉｎ／Ｏｕｔ０を用いた４タップＴＦとＩｎ３／Ｏｕｔ３を用いた４タップＴＦをそれぞれ多段干渉計の第１段目と第２段目にディップ量を分担して組み込めば良い。
【０１０７】
以上、本発明の多段干渉計回路の実施形態をいくつかのＴＦの種類において具体的に説明したが、本発明の構成はこれに限定されることなく、例えば、実施形態３において２タップＴＦの代わりに図９Ｈに記載の３タップＴＦ９７０や図９Ｉに記載の３タップ／４経路ＴＦ９８０等を用いても勿論良く、使用するＴＦの種類や数量、多段干渉計への組み込む段の位置等に様々な組み合わせがあることを付記しておく。
【０１０８】
また、本実施形態では複数の分波ポートを持つ多段干渉計回路として説明を行ってきたが、Ｍポートの分波ポートの内、一部の分波ポートは省略し、且つ、省略ポートのみに係わる光回路も省略して、限定された分波ポートのみを用いる構成であっても勿論良い。極端な場合を例に挙げると、分波ポートは１ポートのみを残した構成とし、合分波機能は持たせずに１入力１出力のナイキスト波形整形フィルタとして用いても勿論良い。
【０１０９】
〔実施例〕
実際に作製した本発明の多段干渉計回路を実施例として説明する。図２５Ａは、本実施例に係る多段干渉計回路の回路レイアウト２５００の上面透視図を示し、図２５Ｂは、図２５ＡのＸＸＶＢ−ＸＸＶＢ´における断面図を示し、図２５Ｃは、図２５ＡのＸＸＶＣ−ＸＸＶＣ´における断面図を示す。本実施例では、本発明の多段干渉計回路の実現手段として、石英系平面光波回路（石英系ＰＬＣ）を用いている。これは、石英系ＰＬＣが、低挿入損失性、設計自由度、信頼性、量産性に優れ、多段干渉計回路のような受動回路の実用基盤技術として確立しているからである。しかしながら、本発明は、回路構成に関する発明であるので、実現技術には基本的に異存しないことは明らかである。従って、他の材料系の導波路、例えば、シリコンやインジウムリン（ＩｎＰ）等の半導体材料や高分子、多元系酸化物等の材料等を用いた導波回路で実現しても良く、本実施例等で示した効果がこれらの他の材料系での回路においても同様に得られることに変わりは無い。
【０１１０】
本実施例では、図１５の実施形態１に係る多段干渉計回路１５００の構成を作製した。分波ポート数は８（Ｍ＝８）、干渉計段数は４段（Ｎ＝４）である。本実施例の回路レイアウト２５００は、シリコン基板の回路チップ２５０１上に実施形態１の多段干渉計回路１５００を配置したものである。本実施例は、回路全体を数回折り畳むようにレイアウトすることで、チップサイズをできるだけ小さくしている。この折り畳みレイアウトの際に、各段の遅延回路１５１２−１〜１５１２−４、１５１４−１において短い経路を長い経路よりもチップの中心側に配置する。このために、（１）遅延回路１５１２−２の前に交差導波路２５１１を挿入し、（２）遅延回路１５１２−３の後に交差導波路２５１２を挿入することで、（３）遅延回路１５１２−２から遅延回路１５１２−３までの干渉計の上下の経路を入れ替え、（４）部分的に干渉計の向きを反転させた。合分波間隔は３７．５ＧＨｚとし、また、石英ＰＬＣの実効屈折率は約１．４５なので、ΔＬの値は約６７５μｍになる。
【０１１１】
多段干渉計の２×２カプラ１５０３（θ0）、１５１１−１（θ1）、１５１１−２（θ2）、１５１１−３（θ3）、及びＴＦの２×２カプラ２５１３、２５１６（ξ1）、２５１４、２５１５（ξ2）には、透過特性をある程度調整できるように結合率が可変の光カプラを用いた。この可変結合率光カプラは、２個の３ｄＢ２×２カプラを可変移相器が挿入された２本の経路で接続したＭＺＩからなり、可変移相器によりＭＺＩの干渉条件を変えることで、可変結合率の光カプラ機能を実現している。多段干渉計の８×８カプラ１５１１−４を構成している２×２カプラ２５１７（θ4）、及び３ｄＢカプラ２５１８、２５１９には３ｄＢ結合の波長無依存カプラ（ＷＩＮＣ）を用いている。ＷＩＮＣには一種のＭＺＩからなる公知の構成を用いている。多段干渉計回路の中の各移相器は、各経路での光路長誤差即ち位相誤差を修正する為の位相調整器を兼ねて、各段、及び８×８カプラ中に、相対位相調整器２５２１〜２５３０として設けている。図１５に記載の第１段目の干渉計１５１０−１の移相器１５１３−１、及びＴＦの中の各移相器は、相対位相調整器２５２３及び２５２４にまとめている。第２段目の干渉計１５１０−２の移相器１５１３−２は、相対位相調整器２５２５及び２５２６にまとめている。第３段目の干渉計１５１０−３の移相器１５１３−３は、相対位相調整器２５２７及び２５２８にまとめている。第４段目の干渉計１５１０−４の移相器１５１３−４は、相対位相調整器２５２９、２５３０にまとめている。例えば、第４段目の干渉計１５１０−４の移相器１５１３−４の値をπ変える場合は、相対位相調整器２５２９、２５３０の内、８アレイ遅延回路の遅延量４ΔＬ〜７ΔＬの４本に設けられている可変移相器の移相量を同時にπ変えればよい。
【０１１２】
各相対位相調整器や可変カプラの可変移相器は、熱光学移相器を用いている。熱光学移相器は、導波路クラッド上に設けた薄膜ヒータによって局所的に導波路の温度を制御し、熱光学効果により薄膜ヒータ直下の導波路の屈折率、即ち導波光の位相を制御するものである。例として、可変移相器２５２８で詳細構造を説明する。図２５Ａの上面透視図には示していないが、図２５ＢのＸＸＶＢ−ＸＸＶＢ´断面図に示すように、可変移相器２５２８の導波路クラッド２５３１及び２５３２上に熱光学移相器の薄膜ヒータ２５３３及び２５３４が形成されている。導波路クラッド２５３１及び２５３２の両側は熱光学移相器の消費電力を低減する為の断熱溝２５３５〜２５３７が形成されている。また、各薄膜ヒータへは駆動連流を給電するための電気配線パターンが回路チップ２５０１上に形成されている。
【０１１３】
石英系ＰＬＣの導波路は複屈折性がある。従って、遅延回路においては、縦偏光モードの導波光と横偏光モードの導波光で光路長が異なる。これは、各偏光モードで合分波周波数のズレを引き起こすことになるので望ましくない。本実施例では、この偏光依存性を解消する為に遅延回路１５１２−１及び１５１４−１の中間地点、及び遅延回路１５１２−３の中間地点に偏波回転器２５４２を備え、８アレイ遅延回路１５１２−４の中間地点、及び遅延回路１５１２−２の中間地点に偏波回転器２５４１を備える構成としている。例として、偏波回転器２５４１で説明すると、図２５ＣのＸＸＶＣ−ＸＸＶＣ´断面図に示すように、偏波回転器２５４１は、４５°に主軸を傾けた半波長板を回路チップ２５０１上に形成した溝２５４３に挿入することで実現している。この偏波回転器２５４１及び２５４２により、導波光の偏光モードが入れ替わるので複屈折による光路長差ズレを相殺することができる。また、相対位相調整器２５２１〜２５３０も、位相調整時に生じる僅かな複屈折の変動を相殺する為に、偏波回転器２５４１及び２５４２の前後に分割して配置した。
【０１１４】
回路チップ２５０１は、火炎堆積（ＦＨＤ）法等のガラス膜堆積技術と反応性イオンエッチング（ＲＩＥ）等の微細加工技術の組み合わせを用いて作製した。具体的には、シリコン基板上に下部クラッド層となるガラス膜を堆積／透明化し、引き続き、屈折率がクラッド層よりもやや高いコア層を堆積した。次に、光導波回路となるコアパターンを微細加工技術によりパターン化し、上部クラッド層となるガラス膜を堆積／透明化することで埋め込み型の光導波路を作製した。そして、上部クラッド表面に薄膜ヒータとなる金属を真空蒸着法等で堆積し、これを微細加工技術でパターン化し、熱光学移相器の薄膜ヒータを装荷した。更に、熱光学移相器の断熱溝を微細加工技術により形成した。波長板挿入溝をダイシングソーにより形成し、その溝に半波長板を挿入して接着剤固定した。最後に、入出力ポートには光ファイバを接続し、温度調節器付きのケースにチップを収納し、合分波モジュールとした。導波路のコアとクラッドの比屈折率差は１．５％である。導波路の最小曲げ半径は２ｍｍで設計を行っておりチップサイズは約６６×１５ｍｍとコンパクトに多段干渉計回路を実現できた。なお、ＴＦ無しの多段干渉計回路も参考として併せて作製した。
【０１１５】
図２６Ａは、本実施例として作製したＴＦ有りの多段干渉計回路（送信用ＴＦ有り合波器）の全ポートの透過特性を示し、図２６Ｂは本実施例として作製したＴＦ有りの多段干渉計回路（送信用ＴＦ有り合波器）の通過域の透過特性を示し、図２６Ｃは参考として作製したＴＦ無しの多段干渉計回路（送信用ＴＦ無し合波器）の全ポートの透過特性を示し、図２６Ｄは参考として作製したＴＦ無しの多段干渉計回路（送信用ＴＦ無し合波器）の通過域の透過特性を示す。各可変光カプラの結合率、及び各相対位相調整器は、実施形態１で説明した順ＧＤＲ設計での結合率、移相量になるように微調整しているが、後述する光変調のＥＯ帯域の周波数特性の補正も考慮して、ＴＦのディップ量はやや設計値よりも深めになるようにした。なお、参考として、同時に作製したＴＦ無の多段干渉計回路の合分波特性（通過域特性がフラット）も合わせて図２６Ｂ及び図２６Ｄに示しているが、ＴＦ無の多段干渉計回路は、逆ＧＤＲ設計となるように調整を行っている。
【０１１６】
全８ポートにおいて、ほぼ設計通りの良好な特性が得られている。通過域のディップ形状も８ポートすべて同じ形状になっており、一括で補正特性が得られていることがわかる。また、隣接ポートへの消光比は合分波グリッド上で約１２ｄＢであり、ＴＦ無しの多段干渉計回路での消光比と殆ど同じで変わらない。従って、ＴＦを設ける本発明の構成により、過剰なクロストークを生じずに、通過域透過特性にディップ形状の特性を持たせられることがわかる。
【０１１７】
作製した本実施例の多段干渉計回路を用いて、図５に記載した送信機／受信機を構成し、ナイキスト整形されたマルチキャリア信号の送受信テストを行った。送信機５１０には上述の順ＧＤＲ設計のＴＦ有り多段干渉計回路を合波器として用い、受信機５２０には逆ＧＤＲ設計のＴＦ無し多段干渉計回路を分波器として用いている。今回作製した多段干渉計回路は８ポートの分波ポートを持っているので、８つのサブキャリアの合分波が可能であるが、実験設備の都合上、３つのサブキャリアのみ用いて合分波実験を行った。各サブキャリア信号の変調方式は偏波多重ＱＰＳＫ変調、変調器の駆動条件は２Ｖπ振幅駆動である。駆動電気信号には概ね二乗余弦波の波形を持った疑似乱数符号を用いている。変調シンボル速度は３２Ｇｂａｕｄである。各サブキャリアの搬送波周波数は、周波数軸上で連接するポート：＃７，＃２，＃６に適合する１９３．３７５０ＴＨｚ，１９３．４１２５ＴＨｚ，１９３．４５００ＴＨｚをそれぞれ用いている。
【０１１８】
図２７Ａは、上記送信機における各偏波多重ＱＰＳＫ変調器から出力された各サブキャリア信号の光スペクトル（図５の観測点１）を示し、図２７Ｂは、各サブキャリア信号を上記合波器で合波したマルチキャリア信号、即ち、送信機としての送信信号光の光スペクトル（図５の観測点２）を示し、図２７Ｃは、送信機からのマルチキャリア信号を、受信機において上記分波器で分波したサブキャリア＃２の信号、即ちポート２からの信号光スペクトル（図５の観測点３）を示す。なお、図２７Ｂ及び図２７Ｃにおいては、非該当のサブキャリア信号の変調器出力をオフにし、該当のサブキャリア信号のみを単独で多段干渉計回路に通した時の光スペクトルも合わせて図示する。
【０１１９】
図２７Ａ及び図２７Ｂから、変調器からの出力信号光、即ち合波器に入力される各サブキャリア信号の光スペクトルは山形であるが、上記合波器を通過することで各サブキャリア信号はナイキスト信号の特徴である平坦で高矩形なスペクトルに整形され、ナイキスト整形されたマルチキャリア信号を良好に生成できていることがわかる。また、図２７Ｂから、送信機から出力されたマルチキャリア信号において各サブキャリアの信号レベルと隣接サブキャリアからの漏れ込み信号レベルの比、即ちクロストーク量は各キャリアの中心周波数において−３０ｄＢ程度に十分低く抑えられていることがわかる。
【０１２０】
以上のように、本発明の構成によって、複数の光サブキャリアを合分波すると共に一括して波形整形することが可能な光フィルタ多段干渉計回路を、安価でデバイスサイズが小さい導波路形態で実現することができる。そして、簡易な電気信号源を用いて発生させた光サブキャリア信号であっても、これら光サブキャリア信号を本発明の多段干渉計回路を用いて合波するだけで、ナイキスト波形整形された光サブキャリアからなるマルチキャリア信号を生成することができる。従って、送信機において波形整形ＤＳＰや空間光学フィルタが不要となり、消費電力が小さく装置規模が小さいマルチキャリア送信機を実現することができる。
【０１２１】
また、本発明の構成の多段干渉計回路は、その通過域の特性を変えることができることから、多段干渉計回路を受信機の分波器に用いることで、通過域に適切な特性を持たせて受信信号の周波数成分を相対的に調整することができる。これにより、受光器やアナログデジタル変換機（ＡＤＣ）等の受信機内の素子の周波数特性の不完全性を補償することができる。例えば、受光器やＡＤＣに帯域不足がある場合にはディップ特性を持たせて受信信号の高域成分を相対的に大きくする等、通過域の形状は補償するデバイスの周波数特性に合わせた補償特性を持たせれば良い。また、周波数特性の不完全性は、デバイスそのものの特性に起因するだけでなく、アナログデジタル変換のサンプリングに伴う０次ホールドによっても原理的に生じる。特にサンプリングレートが受信すべき信号帯域に対して十分高くない場合には、通過域平坦性に無視できない影響が生じる。これに関しても、同様に分波器の通過域に適切なディップ特性を持たせることで補償を行うことができる。
【０１２２】
例えば、受光器の周波数特性とＡＤＣの周波数特性を持たせた特性が、５次のベッセルトムソンフィルターの特性で近似でき、３ｄＢ帯域幅が変調シンボル速度の３２Ｇｂａｕｄの約７割の２２．６ＧＨｚであったとする。また、ＡＤＣでのサンプリングレートは６４Ｇｓｐｓであったとする。この場合、変調シンボル速度の３２Ｇｂａｕｄナイキスト信号における電気の帯域幅である１６ＧＨｚの周波数において、受光器特性／ＡＤＣ特性／サンプリング特性の総合的な利得は、直流成分である０Ｈｚでの利得と比較して約２．４ｄＢ低下する。
【０１２３】
これを補償するためには、例えば、適切なディップを持つようにパラメータを設計し直した実施形態１の多段干渉計回路１５００を受信機の分波器として用いれば良い。上記条件に合わせた具体的な設計パラメータとして、実施形態１の多段干渉計回路１５００の４タップＴＦ１５１４−１、および基礎遅延付きの４タップ１５１２−１の各２×２カプラの結合位相角（結合率）を、ξ１＝０．１１π（１１．５％）、ξ２＝０．０５π（２．４％）としている。もちろん、受光器／ＡＤＣの特性やサンプリングレートが異なれば補償すべき特性は変わるので、これら各２×２カプラの結合位相角やＴＦタップ数は補償特性に合わせて適宜、最適な値に設計する。
【０１２４】
図２８Ａは、上記パラメータでの実施形態１の多段干渉計回路１５００の全分波ポートのパワー透過率特性を示し、図２８Ｂは、多段干渉計回路１５００の通過域のパワー透過率特性を示し、図２８Ｃは、多段干渉計回路１５００の通過域の群遅延特性を示している。図２８Ｃには、順ＧＤＲ設計（２８０１）、逆ＧＤＲ設計（２８０２）およびＴＦ単体（２８０３）での群遅延特性が記載されている。
【０１２５】
図２９Ａは、送信器から実施形態１で示した合波器から出力されてくる光信号、すなわち、電力スペクトル密度（１７０４、１７１５）を持つ光信号が送信され、上記パラメータの分波器を備えた受信機でこの光信号を受信したときの、多段干渉計回路１５００の透過後の信号光スペクトルの全域での特性を示し、図２９Ｂは、信号光スペクトルのメインローブ／通過域付近での特性を示す。スペクトルの計算において、多段干渉計回路のサブキャリア間隔とサブキャリア信号光のシンボル速度の比は約１．１７（サブキャリア間隔＝３７．５ＧＨｚ、シンボル速度＝３２Ｇｂａｕｄに相当）としている。
【０１２６】
図２９Ａには、上記パラメータでの多段干渉計回路１５００のパワー透過率（２９０１）、ＴＦ単体のパワー透過率（２９０２）、受信機に入力される信号光、すなわち多段干渉計回路１５００に入力される信号光の電力スペクトル密度（２９０３）、多段干渉計回路１５００を透過した受信信号光、すなわち受光器に入力される信号光の電力スペクトル密度（２９０４）、サンプリング効果を含んだ受光器／ＡＤＣの総合的な利得特性（２９０５）、受光およびＡＤ変換後、すなわちサンプリング後の信号の電力スペクトル密度（２９０６）、ナイキスト信号（α＝０．３２）の電力スペクトル密度（２９０７）を記載している。また、図２９Ｂには、上記パラメータでの多段干渉計回路１５００のパワー透過率（２９１１）、ＴＦなしの多段干渉計回路のパワー透過率（２９１２）、ＴＦ単体の透過率（２９１３）、受信機に入力される信号光、すなわち多段干渉計回路１５００に入力される信号光の電力スペクトル密度（２９１４）、多段干渉計回路１５００（ＴＦあり）を透過した受信信号光、すなわち受光器に入力される信号光の電力スペクトル密度（２９１５）、サンプリング効果を含んだ受光器／ＡＤＣの総合的な利得特性（２９１６）、受光およびＡＤ変換後、すなわちサンプリング後の信号の電力スペクトル密度（２９１７）、ナイキスト信号（α＝０．３２）の電力スペクトル密度（２９１８）を記載している。
【０１２７】
図２９Ａおよび図２９Ｂに示すように、上記パラメータでの多段干渉計回路１５００のパワー透過率特性（２９０１、２９１１）は、ＴＦなしの多段干渉計回路１５００の通過域のフラットなパワー透過特性（２９１２）に、ＴＦ単体のパワー透過率特性（２９０２、２９１３）を乗じたパワー透過率特性になっている。その通過域のパワー透過率特性（２９１１）は、サンプリング効果を含んだ受光器／ＡＤＣの総合的な利得特性（２９１６）を補正するディップトップ形状の特性となっている。従って、受信機に入力された信号光を多段干渉計回路１５００に通過させると、信号光のスペクトル密度（２９０３、２９１４）は、多段干渉計回路１５００のパワー透過率特性（２９０１、２９１１）によって整形され、多段干渉計回路１５００を透過した信号光の電力スペクトル密度（２９０４、２９１５）は、一旦、ディップトップ形状のスペクトルとなる。しかし、信号光が受光器／ＡＤＣを経て電気信号に変換され、さらに離散信号にサンプリングされると、サンプリング後の信号の電力スペクトル密度（２９０６、２９１７）に示すように、ナイキスト信号の電力スペクトル（２９０７、２９１８）にきわめて近い高矩形なスペクトルになる。このように、上記パラメータでの多段干渉計回路１５００の通過域透過特性（２９０１、２９１１）は、サンプリング効果を含んだ受光器／ＡＤＣの総合的な利得特性（２９０５、２９１６）があっても、これを補正して、受信機に入力された信号光のフラットトップのスペクトル密度（２９０３、２９１４）をそのまま保って、高矩形フラットトップのスペクトル密度（２９０６、２９１７）を持つ離散信号に変換することができる。このように、フラットトップのスペクトル密度を保ったまま光電変換や離散信号への変換を行うことで、受光器等で生じる雑音の影響やＡＤ変換に伴う量子化雑音の影響を極力低減することができる。
【０１２８】
なお、今回の実施例では移相器を位相調整器、即ち可変移相器で構成したが、所定の導波路長差や導波路幅を部分的に変えて実行屈折率を変えることで実現する固定移相器で構成しても良い。固定移相器を用いた場合、製造精度上、光路長調整が必要な場合は紫外光誘起恒久屈折率変化等を利用したトリミング技術を用いて合わせ込みを行えば良いことを付記しておく。
【図１】
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【図２Ａ】
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【図２Ｂ】
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【図２Ｃ】
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【図３】
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【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
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【図４Ｃ】
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【図５】
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【図６Ａ】
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【図６Ｂ】
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【図７Ａ】
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【図７Ｂ】
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【図８Ａ】
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【図８Ｂ】
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【図９Ａ】
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【図９Ｂ】
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【図９Ｃ】
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【図９Ｄ】
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【図９Ｅ】
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【図９Ｆ】
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【図９Ｇ】
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【図９Ｈ】
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【図９Ｉ】
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【図９Ｊ】
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【図１０Ａ】
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【図１０Ｂ】
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【図１１Ａ】
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【図１１Ｂ】
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【図１２】
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【図１３Ａ】
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【図１３Ｂ】
2016132747.tif 000037
【図１３Ｃ】
2016132747.tif 000038
【図１３Ｄ】
2016132747.tif 000039
【図１４Ａ】
2016132747.tif 000040
【図１４Ｂ】
2016132747.tif 000041
【図１５】
2016132747.tif 000042
【図１６Ａ】
2016132747.tif 000043
【図１６Ｂ】
2016132747.tif 000044
【図１６Ｃ】
2016132747.tif 000045
【図１７Ａ】
2016132747.tif 000046
【図１７Ｂ】
2016132747.tif 000047
【図１８】
2016132747.tif 000048
【図１９】
2016132747.tif 000049
【図２０Ａ】
2016132747.tif 000050
【図２０Ｂ】
2016132747.tif 000051
【図２０Ｃ】
2016132747.tif 000052
【図２１Ａ】
2016132747.tif 000053
【図２１Ｂ】
2016132747.tif 000054
【図２２】
2016132747.tif 000055
【図２３Ａ】
2016132747.tif 000056
【図２３Ｂ】
2016132747.tif 000057
【図２３Ｃ】
2016132747.tif 000058
【図２４Ａ】
2016132747.tif 000059
【図２４Ｂ】
2016132747.tif 000060
【図２５Ａ】
2016132747.tif 000061
【図２５Ｂ】
2016132747.tif 000062
【図２５Ｃ】
2016132747.tif 000063
【図２６Ａ】
2016132747.tif 000064
【図２６Ｂ】
2016132747.tif 000065
【図２６Ｃ】
2016132747.tif 000066
【図２６Ｄ】
2016132747.tif 000067
【図２７Ａ】
2016132747.tif 000068
【図２７Ｂ】
2016132747.tif 000069
【図２７Ｃ】
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【図２８Ａ】
2016132747.tif 000071
【図２８Ｂ】
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【図２８Ｃ】
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【図２９Ａ】
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【図２９Ｂ】
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【手続補正書】
【提出日】平成28年7月22日(2016.7.22)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
（削除）
【請求項２】
（削除）
【請求項３】
（削除）
【請求項４】
（削除）
【請求項５】
（削除）
【請求項６】
（削除）
【請求項７】
（削除）
【請求項８】
（削除）
【請求項９】
（削除）
【請求項１０】
（削除）
【請求項１１】
（削除）
【請求項１２】
（削除）
【請求項１３】
（削除）
【請求項１４】
少なくとも１つの合波ポートと、
Ｎ−１段（Ｎは２以上の自然数）のラティス型２光束干渉計であって、各段のラティス型２光束干渉計は、それぞれ経路長差がＭ・ΔＬ／２（Ｍは自然数）の整数倍の２光束遅延回路と第１の光カプラを備え、第１段目のラティス型２光束干渉計の前記２光束遅延回路が第２の光カプラを介して前記少なくとも１つの合波ポートに接続された、Ｎ−１段のラティス型２光束干渉計と、
第Ｎ−１段目のラティス型２光束干渉計の前記第１の光カプラの２つの出力各々に入力が接続された２組の１×（Ｍ／２）光カプラと、前記１×（Ｍ／２）光カプラに接続されて遅延長がΔＬずつ異なるＭアレイ遅延回路と、前記Ｍアレイ遅延回路に接続されたＭ×Ｍ光カプラとを有するＭ光束干渉計と、
前記Ｍ×Ｍ光カプラに接続されたＭ本の分波ポートと
を備える多段干渉計回路であって、
前記分波ポートと前記合波ポートとの間を導波する光が少なくとも１度通過するように前記多段干渉計回路内に１又は複数の１入力１出力トランスバーサルフィルタ干渉計が配置されることを特徴とする多段干渉計回路。
【請求項１５】
前記Ｎ−１段のラティス型２光束干渉計のうちの少なくとも１つのラティス型２光束干渉計の２本のアーム導波路の両方に、１入力１出力トランスバーサルフィルタ干渉計が挿入されることを特徴とする請求項１４に記載の多段干渉計回路。
【請求項１６】
前記Ｎ−１段のラティス型２光束干渉計のうちの少なくとも１つのラティス型２光束干渉計の２本のアーム導波路の両方に挿入される１入力１出力トランスバーサルフィルタ干渉計は、同じ透過特性であることを特徴とする請求項１５に記載の多段干渉計回路。
【請求項１７】
前記Ｎ−１段のラティス型２光束干渉計のうちの少なくとも１つのラティス型２光束干渉計２本のアーム導波路の両方に、１入力１出力トランスバーサルフィルタ干渉計が組み込まれ、一方のアーム導波路の１入力１出力トランスバーサルフィルタ干渉計は、他方のアーム導波路の１入力１出力トランスバーサルフィルタ干渉計に対して遅延差が設けられることを特徴とする請求項１４に記載の多段干渉計回路。
【請求項１８】
前記Ｎ−１段のラティス型２光束干渉計のうちの少なくとも１つのラティス型２光束干渉計の２本のアーム導波路の両方に組み込まれる１入力１出力トランスバーサルフィルタ干渉計は、同じ透過特性であることを特徴とする請求項１７に記載の多段干渉計回路。
【請求項１９】
前記Ｎ−１段のラティス型２光束干渉計のうちの少なくとも２つのラティス型２光束干渉計２本のアーム導波路の両方に、１入力１出力トランスバーサルフィルタ干渉計が組み込まれ、１の段のラティス型２光束干渉計の１入力１出力トランスバーサルフィルタ干渉計は、他の段のラティス型２光束干渉計の１入力１出力トランスバーサルフィルタ干渉計と群遅延周波数特性の符号が逆であることを特徴とする請求項１４乃至１８のいずれか１項に記載の多段干渉計回路。
【請求項２０】
前記少なくとも１つ以上の合波ポートのうち、信号光を入力するポート、又は信号光を出力するポートに１入力１出力トランスバーサルフィルタ干渉計が挿入されることを特徴とする請求項１４乃至１９のいずれか１項に記載の多段干渉計回路。
【請求項２１】
前記Ｍ本の分波ポートのうち、信号光を入力するポート、又は信号光を出力するポートに１入力１出力トランスバーサルフィルタ干渉計が挿入されることを特徴とする請求項１４乃至２０のいずれか１項に記載の多段干渉計回路。
【請求項２２】
前記第Ｎ−１段目の前記ラティス型２光束干渉計の前記第１の光カプラの第１の出力と、前記Ｍ光束干渉計の前記２組の１×（Ｍ／２）光カプラのうち第１の１×（Ｍ／２）光カプラの入力との間、及び前記第Ｎ−１段目の前記ラティス型２光束干渉計の前記第１の光カプラの第２の出力と、前記Ｍ光束干渉計の前記２組の１×（Ｍ／２）光カプラのうち第２の１×（Ｍ／２）光カプラの入力との間に、１入力１出力トランスバーサルフィルタ干渉計がそれぞれ挿入されることを特徴とする請求項１４乃至２０のいずれか１項に記載の多段干渉計回路。
【請求項２３】
前記第Ｎ−１段目の前記ラティス型２光束干渉計の前記第１の光カプラの第１の出力と、前記Ｍ光束干渉計の前記２組の１×（Ｍ／２）光カプラのうち第１の１×（Ｍ／２）光カプラの入力との間、及び前記第Ｎ−１段目の前記ラティス型２光束干渉計の前記第１の光カプラの第２の出力と、前記Ｍ光束干渉計の前記２組の１×（Ｍ／２）光カプラのうち第２の１×（Ｍ／２）光カプラの入力との間に挿入される１入力１出力トランスバーサルフィルタ干渉計は、同じ透過特性であることを特徴とする請求項２２に記載の多段干渉計回路。
【請求項２４】
前記１入力１出力トランスバーサルフィルタ干渉計は、１×Ｓカプラ（Ｓは２以上の自然数）と、１×Ｓカプラ９０１のＳ本の出力に接続されたＳアレイ遅延回路と、Ｓアレイ遅延回路９０２のＳ本のアーム導波路にＳ本の出力それぞれが接続されたＳ×１カプラから構成され、前記Ｓアレイ遅延回路の隣り合うアーム導波路間の経路長差がＭ・ΔＬの整数倍であることを特徴とする請求項１４乃至２３のいずれか１項に記載の多段干渉計回路。
【請求項２５】
前記Ｍ×Ｍ光カプラが、ｍ段接続されたＭ／２アレイの２×２光カプラの組み合わせで構成され、
前記Ｍ×Ｍ光カプラのｔ段目ｕ番（ｔは１〜ｍの整数、ｕは１〜Ｍ／２の自然数、ｍ＝ｌｏｇ２（Ｍ））の２×２光カプラがｘ番目の経路とｙ番目の経路を結合し、前記ｘ、ｙの値は、
【数１】
2016132747.tif 000076
であり、（ｕ−１）ｄｉｖ２ｍ−ｔと（ｕ−１）ｍｏｄ２ｍ−ｔはそれぞれ（ｕ−１）を２ｍ−ｔで割った商と余りを表すことを特徴とする請求項１４乃至２４のいずれか１項に記載の多段干渉計回路。
【請求項２６】
前記Ｍアレイ遅延回路は、ｕ、ｔ（ｔは１〜ｍの整数、ｕは１〜Ｍ／２の自然数、ｍ＝ｌｏｇ２（Ｍ））をパラメータとして、
【数２】
2016132747.tif 000077
で指定されるｘ番目の遅延経路とｙ番目の遅延経路において、両遅延経路の経路長差が２ｍ−ｋ・ΔＬである
ことを特徴とする請求項２５に記載の多段干渉計回路。
【請求項２７】
マルチキャリア信号光を送信するマルチキャリア光送信機であって、
前記マルチキャリア光送信機は、電気信号を信号光に変換する複数の送信器と、前記送信器から出力される個別サブキャリア信号光を合波して前記マルチキャリア信号光にする合波器とを備え、
前記合波器は、請求項１４乃至２６のいずれか１項に記載の多段干渉計回路であることを特徴とするマルチキャリア光送信機。
【請求項２８】
マルチキャリア光受信器であって、
前記マルチキャリア光受信器は、前記マルチキャリア信号光を個別のサブキャリア信号光に分波する分波器と、前記マルチキャリア信号光をそれぞれ光信号から電気信号に変換する受信機とを備え、
前記分波器は、請求項１４乃至２６のいずれか１項に記載の多段干渉計回路であることを特徴とするマルチキャリア光受信器。
【国際調査報告】
2016132747.tif 000078
2016132747.tif 000079
2016132747.tif 000080
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