(57)【要約】  受信装置１は、アレイアンテナを介して受信された信号に基づく複数のデジタル信号から複数の第１電力遅延プロファイルを推定し、これらを合成して合成電力遅延プロファイルｑ（ｍ，ｌ）を生成し、複数のデジタル信号からアレイ処理信号ｙ（ｋ）を生成し、アレイ処理信号から第２電力遅延プロファイルを推定し、合成電力遅延プロファイルから第２電力遅延プロファイルを減算して差分電力遅延プロファイルｄ（ｍ，ｌ）を生成し、差分電力遅延プロファイルとヌル点の方向とをもとに、到来波の遅延時間と到来角との関係を示す２次元マップを作成する。受信装置１は、以上の処理を、ヌル点の方向を変更して繰り返し、２次元マップをもとにして直接波の到来角θ１を推定する。
2016132591.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数本のアンテナ素子を含むアレイアンテナに到来する電波である到来波を受信する受信装置であって、
前記複数本のアンテナ素子を介して受信された複数の信号をもとにして、前記複数の信号に対応する複数のデジタル信号を生成する無線受信部と、
前記複数のデジタル信号をもとにして、前記複数のデジタル信号に対応する複数の第１電力遅延プロファイルを推定する第１電力遅延プロファイル推定部と、
前記複数の第１電力遅延プロファイルを合成して合成電力遅延プロファイルを生成する合成部と、
前記アレイアンテナのヌル点の方向を変更するアレイ制御部と、
前記複数のデジタル信号に対し、前記アレイ制御部で変更された方向にヌル点を向けてアレイ処理を行って、アレイ処理信号を生成するアレイ処理部と、
前記アレイ処理信号から第２電力遅延プロファイルを推定する第２遅延プロファイル推定部と、
前記合成電力遅延プロファイルから前記第２電力遅延プロファイルを減算して得られる差分電力遅延プロファイルを生成する差分部と、
前記差分電力遅延プロファイルと前記アレイ制御部で変更される前記ヌル点の方向とをもとにして、前記到来波の遅延時間と到来角との関係を示す２次元マップを作成する２次元マップ部と、
前記２次元マップ上における到来波の内の、遅延時間が最も短く且つ電力が最も大きい成分の到来角を出力する到来角推定部と、
を備える受信装置。
【請求項２】
前記２次元マップ部で作成された前記２次元マップを補正し、補正後の２次元マップを前記到来角推定部に与える補正部をさらに備え、
前記補正部は、
前記２次元マップ部で作成された前記２次元マップ上で遅延時間毎に到来角方向の成分をフーリエ変換するフーリエ変換部と、
前記フーリエ変換部から出力される信号を、補正係数で除算する除算部と、
前記除算部から出力される信号を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換部と、
を有し、
前記補正係数は、前記アレイアンテナの指向性の形状をもとにして算出される
ことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
【請求項３】
前記複数の無線受信部で生成された前記複数のデジタル信号を格納する信号メモリ部と、
前記合成部で生成された前記合成電力遅延プロファイルを格納するプロファイルメモリ部と、
をさらに備え、
前記２次元マップ部は、前記信号メモリ部に格納されている前記複数のデジタル信号と前記プロファイルメモリ部に格納されている前記合成電力遅延プロファイルとをもとにして、前記２次元マップを作成する
ことを特徴とする請求項１又は２に記載の受信装置。
【請求項４】
前記アレイアンテナをさらに備えることを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の受信装置。
【請求項５】
前記アレイ制御部による前記ヌル点の変更は、到来波の到来角が−πから＋πまでの範囲内において行われることを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載の受信装置。
【請求項６】
複数本のアンテナ素子を含むアレイアンテナに到来する電波である到来波を受信する受信方法であって、
前記複数本のアンテナ素子を介して受信された複数の信号をもとにして、前記複数の信号に対応する複数のデジタル信号を生成する受信ステップと、
前記複数のデジタル信号をもとにして、前記複数のデジタル信号に対応する複数の第１電力遅延プロファイルを推定する第１推定ステップと、
前記複数の第１電力遅延プロファイルを合成して合成電力遅延プロファイルを生成する合成ステップと、
前記アレイアンテナのヌル点の方向を変更し、前記複数のデジタル信号に対し、前記変更された方向にヌル点を向けてアレイ処理を行って、アレイ処理信号を生成するアレイ処理ステップと、
前記アレイ処理信号から第２電力遅延プロファイルを推定する第２推定ステップと、
前記合成電力遅延プロファイルから前記第２電力遅延プロファイルを減算して得られる差分電力遅延プロファイルを生成する差分ステップと、
前記差分電力遅延プロファイルと前記変更されたヌル点の方向とをもとにして、前記到来波の遅延時間と到来角との関係を示す２次元マップを作成する２次元マップステップと、
前記ヌル点の方向を変更して、前記受信ステップ、前記第１推定ステップ、前記合成ステップ、前記アレイ処理ステップ、前記第２推定ステップ、前記差分ステップ、及び前記２次元マップステップを実行するステップと、
前記２次元マップ上における前記到来波の内の、遅延時間が最も短く且つ電力が最も大きい成分の到来角を出力する到来角推定ステップと、
を有する受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、送信機から送信された電波を受信する受信装置及び受信方法に関し、特に、受信信号をもとにして送信機が存在する方向を特定する技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話、無線ＬＡＮ（ローカルエリアネットワーク）、及び地上デジタル放送等の電波を受信する受信装置（受信機）は、送信機から直接届く到来波である直接波だけではなく、ビル及び建物等のような障害物に反射及び散乱して届く到来波である遅延波をも受信する。このように、送信機から送信された電波が、様々な経路を通って受信機に届くような通信環境をマルチパス環境と言う。【０００３】
マルチパス環境における受信性能の劣化を抑圧する技術の１つとして、複数のアンテナ素子を有するアレイアンテナの指向性制御が知られている。アレイアンテナにおいては、複数のアンテナ素子を通して受信された複数の信号を合成する際に使用する複数の重み係数を制御することで、アレイアンテナに指向性を持たせることができる。マルチパス環境において、アレイアンテナのメインローブを直接波の到来方向（送信機の方向）に向けるようにアレイアンテナの指向性を制御することで、遅延波の影響による受信性能の劣化を抑圧することができる。アレイアンテナの指向性制御により受信性能を向上させるためには、直接波の到来角を精度良く推定する必要がある。【０００４】
受信機が固定されていて送信機の方向が既知である場合には、アレイアンテナのメインローブを送信機に向けるように、アレイアンテナの指向性を手動で調整すれば良い。しかし、車等のような移動体内の受信機で電波を受信する場合には、受信機から見た送信機の方向が変化するため、直接波と遅延波とが多重された受信信号から、直接波の到来角を推定する必要がある。なお、無線通信の電波環境は、受信機から見て送信機が見通し内に存在するＬＯＳ（Ｌｉｎｅ  Ｏｆ  Ｓｉｇｈｔ）と、受信機から見て送信機が見通し外に存在するＮＬＯＳ（Ｎｏｎｅ  Ｌｉｎｅ  Ｏｆ  Ｓｉｇｈｔ）とに分類される。本出願では、ＬＯＳ環境を想定して、直接波の到来角を推定する。【０００５】
一般に、電波の到来角を測定する方法として、Ｎ本（Ｎは２以上の整数）のアンテナ素子を備えるアレイアンテナで受信した信号の相関行列の固有値及び固有値ベクトルを用いたＭＵＳＩＣ（ＭＵｌｔｉｐｌｅ  ＳＩｇｎａｌ  Ｃｌａｓｓｉｆｉｃａｔｉｏｎ）法及びＥＳＰＲＩＴ（Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ  ｏｆ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ  ｖｉａ  Ｒｏｔａｔｉｏｎａｌ  Ｉｎｖａｒｉａｎｃｅ  Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ）法が知られている。【０００６】
しかしながら、ＭＵＳＩＣ法又はＥＳＰＲＩＴ法で測定可能な到来波の数には制限があり、最大でＮ波である。送信機から受信機まで直接届く直接波の他に、周辺の障害物に反射して届く遅延波が多数存在するマルチパス環境下でＭＵＳＩＣ法又はＥＳＰＲＩＴ法を使用する場合には、アンテナアレイは、想定される到来波（直接波及び遅延波）の最大数と同数のアンテナ素子を備える必要があり、アレイアンテナが大きくなり過ぎるという欠点がある。【０００７】
特許文献１は、２本のアンテナ素子で３波以上の到来角を推定する方法を記載している。この方法では、各アンテナ素子で受信した信号から算出される複素遅延プロファイルを用いて、遅延時間の異なる到来波を分離し、分離された各到来波のアンテナ素子間の位相差をもとに、到来波の到来角を推定する。【０００８】
特許文献２及び特許文献３は、アレイアンテナによるマルチビームを利用して到来角を推定する方法を記載している。この方法では、アンテナ素子の本数より多い数の到来波の到来角を推定可能である。この方法では、まず、メインローブの方向が異なる複数のビームフォーミングを用いて、到来角の異なる到来波を分離し、その後、各ビームフォーミングの結果から算出される遅延プロファイルをもとにして、遅延時間を推定する。おおよその到来角は、電力が最も大きいビームフォーミングのメインローブの方向から推定できる。また、メインローブの方向が隣接するビームフォーミング間の電力差をもとにして、到来角の推定を実施することで、到来角の推定精度を一層向上させることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特許第４８３３１４４号公報（第１４−１５頁、図６）
【特許文献２】特開２００９−２０６８８９号公報（第５頁、第７頁、図２）
【特許文献３】特開２００３−８４８３号公報（第６頁、第７頁、図１）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
受信機の近辺に車両又は建物等が存在する場合には、直接波と遅延波の間で、送信機から受信機までの電波伝搬経路長に大きな差がないため、遅延時間が非常に短くなる。この遅延時間が、特許文献１で推定する複素遅延プロファイルの遅延時間分解能より短くなると、推定した複素遅延プロファイル上で、直接波と遅延波が重なり、両者を分離できなくなる。その結果、直接波と遅延波を合成した信号に対する到来角を推定することになり、直接波の到来角の推定精度が大幅に劣化するという問題がある。例えば、帯域幅１０ＭＨｚの信号を受信して推定する複素遅延プロファイルの遅延時間分解能は、帯域幅の逆数の１００ｎｓ程度である。一方、受信機から見て、送信機と反対側の３ｍの位置に車両等の障害物が存在する場合、直接波に対する遅延時間はτ＝（３／ｃ）×２＝２０ｎｓである。ここで、ｃは光の速度３×１０８ｍ／ｓである。このとき、推定する複素遅延プロファイルの遅延時間分解能１００ｎｓに対して、遅延時間は１０ｎｓであり、推定遅延プロファイル上では、直接波と遅延波が重なり１つの到来波を受信したように見える。特許文献１に記載の技術では、到来角が１８０度異なる直接波と遅延波を合成した信号に対する到来角を推定することになり、直接波の到来角の推定精度が劣化する。【００１１】
また、特許文献２及び特許文献３は、アンテナ素子の本数が多い場合は、メインローブの幅を狭くできるため、マルチビームで、到来角の異なる複数の到来波を分離することができる。しかし、アンテナ素子の本数が少なくなるにつれて、メインローブの幅が広くなるため、到来角の異なる複数の到来波を分離することが困難になる。さらに、メインローブの向きが隣接するビームフォーミング間の電力差も小さくなるため、直接波の到来角の推定精度が劣化するという問題がある。【００１２】
そこで、本発明は、遅延時間が遅延プロファイルの分解能より短い遅延波が存在する環境下で、直接波の到来角を、少ない本数のアンテナ素子で、精度良く推定することができる受信装置及び受信方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明に係る受信装置は、複数本のアンテナ素子を含むアレイアンテナに到来する電波である到来波を受信する受信装置であって、前記複数本のアンテナ素子を介して受信された複数の信号をもとにして、前記複数の信号に対応する複数のデジタル信号を生成する無線受信部と、前記複数のデジタル信号をもとにして、前記複数のデジタル信号に対応する複数の第１電力遅延プロファイルを推定する第１電力遅延プロファイル推定部と、前記複数の第１電力遅延プロファイルを合成して合成電力遅延プロファイルを生成する合成部と、前記アレイアンテナのヌル点の方向を変更するアレイ制御部と、前記複数のデジタル信号に対し、前記アレイ制御部で変更された方向にヌル点を向けてアレイ処理を行って、アレイ処理信号を生成するアレイ処理部と、前記アレイ処理信号から第２電力遅延プロファイルを推定する第２遅延プロファイル推定部と、前記合成電力遅延プロファイルから前記第２電力遅延プロファイルを減算して得られる差分電力遅延プロファイルを生成する差分部と、前記差分電力遅延プロファイルと前記アレイ制御部で変更される前記ヌル点の方向とをもとにして、前記到来波の遅延時間と到来角との関係を示す２次元マップを作成する２次元マップ部と、前記２次元マップ上における到来波の内の、遅延時間が最も短く且つ電力が最も大きい成分の到来角を出力する到来角推定部とを備えることを特徴とする。【００１４】
本発明に係る受信方法は、複数本のアンテナ素子を含むアレイアンテナに到来する電波である到来波を受信する受信方法であって、前記複数本のアンテナ素子を介して受信された複数の信号をもとにして、前記複数の信号に対応する複数のデジタル信号を生成する受信ステップと、前記複数のデジタル信号をもとにして、前記複数のデジタル信号に対応する複数の第１電力遅延プロファイルを推定する第１推定ステップと、前記複数の第１電力遅延プロファイルを合成して合成電力遅延プロファイルを生成する合成ステップと、前記アレイアンテナのヌル点の方向を変更し、前記複数のデジタル信号に対し、前記変更された方向にヌル点を向けてアレイ処理を行って、アレイ処理信号を生成するアレイ処理ステップと、前記アレイ処理信号から第２電力遅延プロファイルを推定する第２推定ステップと、前記合成電力遅延プロファイルから前記第２電力遅延プロファイルを減算して得られる差分電力遅延プロファイルを生成する差分ステップと、前記差分電力遅延プロファイルと前記変更されたヌル点の方向とをもとにして、前記到来波の遅延時間と到来角との関係を示す２次元マップを作成する２次元マップステップと、前記ヌル点の方向を変更して、前記受信ステップ、前記第１推定ステップ、前記合成ステップ、前記アレイ処理ステップ、前記第２推定ステップ、前記差分ステップ、及び前記２次元マップステップを実行するステップと、前記２次元マップ上における前記到来波の内の、遅延時間が最も短く且つ電力が最も大きい成分の到来角を出力する到来角推定ステップとを有することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、アレイアンテナのヌル点を走査させながら、ヌル点の方向から到来する到来波の電力遅延プロファイルを算出することで、少ないアンテナ素子の本数でも遅延時間が電力遅延プロファイルの分解能より短い遅延波を分離することができ、直接波の到来角を精度よく推定することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明の実施の形態１による受信装置の構成を概略的に示すブロック図である。
【図２】ＯＦＤＭ伝送方式の遅延プロファイル推定部の構成を概略的に示すブロック図である。
【図３】ＤＳＳＳ伝送方式の遅延プロファイル推定部の構成を概略的に示すブロック図である。
【図４】（ａ）及び（ｂ）は、遅延時間が長い場合の角度プロファイルと遅延プロファイルを示す図である。
【図５】遅延時間が長い場合の到来角の分離の様子を示す図である。
【図６】遅延時間が長い場合の遅延時間と到来角との関係を示す２次元マップを示す図である。
【図７】（ａ）及び（ｂ）は、遅延時間が短い場合の角度プロファイルと遅延プロファイルを示す図である。
【図８】遅延時間が短い場合の到来角の分離の様子を示す図である。
【図９】遅延時間が短い場合の遅延時間と到来角との関係を示す２次元マップを示す図である。
【図１０】本発明の実施の形態２による受信装置の構成を概略的に示すブロック図である。
【図１１】（ａ）及び（ｂ）は、実施の形態２における遅延時間が長い場合の２次元マップを示す図である。
【図１２】（ａ）及び（ｂ）は、実施の形態２における遅延時間が短い場合の遅延時間と到来角との関係を示す２次元マップを示す図である。
【図１３】図１０の補正部の構成を概略的に示すブロック図である。
【図１４】本発明の実施の形態３による受信装置の構成を概略的に示すブロック図である。
【図１５】本発明の実施の形態４による受信方法を示すフローチャートである。
【図１６】ＯＦＤＭ伝送方式の遅延プロファイル推定処理を示すフローチャートである。
【図１７】ＤＳＳＳ伝送方式の遅延プロファイル推定処理を示すフローチャートである。
【図１８】実施の形態１から３の変形例としての受信装置を示すハードウェア構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
《１》実施の形態１
《１−１》実施の形態１の構成
図１は、本発明の実施の形態１による受信装置１の構成を概略的に示すブロック図である。受信装置１は、送信機から発せられる電波（到来波）を受信する。図１に示されるように、実施の形態１による受信装置１は、アレイアンテナを構成するＮ本（Ｎは２以上の整数）のアンテナ素子１０＿１，…，１０＿Ｎに接続されたＮ個の無線受信部１１＿１，…，１１＿Ｎと、アレイ処理部１２と、アレイ制御部１３と、（Ｎ＋１）個の遅延プロファイル推定部１４＿１，…，１４＿Ｎ＋１と、（Ｎ＋１）個の電力算出部１５＿１，…，１５＿Ｎ＋１と、合成部１６と、差分部１７と、２次元マップ部１８と、到来角推定部１９とを備えている。遅延プロファイル推定部１４＿ｎと電力算出部１５＿ｎとは、電力遅延プロファイル推定部２０＿ｎを構成する。電力遅延プロファイル推定部２０＿１，…，２０＿Ｎは、第１電力遅延プロファイル推定部とも言う。電力遅延プロファイル推定部２０＿Ｎ＋１は、第２電力遅延プロファイル推定部とも言う。また、受信装置１は、無線受信部１１＿１，…，１１＿Ｎと、アレイ処理部１２と、アレイ制御部１３と、遅延プロファイル推定部１４＿１，…，１４＿Ｎ＋１と、電力算出部１５＿１，…，１５＿Ｎ＋１と、合成部１６と、差分部１７と、２次元マップ部１８と、到来角推定部１９とを制御する制御部を備えても良い。
【００１８】
Ｎ個の無線受信部１１＿１，…，１１＿Ｎは、Ｎ本のアンテナ素子１０＿１，…，１０＿Ｎを介して受信されたＮ個の受信信号をもとにして、Ｎ個の受信信号に対応するＮ個のデジタル信号ｒ１（ｋ），…，ｒＮ（ｋ）を生成する。Ｎ個の第１電力遅延プロファイル推定部２０＿１，…，２０＿Ｎは、Ｎ個のデジタル信号ｒ１（ｋ），…，ｒＮ（ｋ）をもとにして、Ｎ個のデジタル信号に対応するＮ個の電力遅延プロファイル（第１電力遅延プロファイル）ｐ１（ｍ，ｌ），…，ｐＮ（ｍ，ｌ）を推定する。合成部１６は、Ｎ個の第１電力遅延プロファイルｐ１（ｍ，ｌ），…，ｐＮ（ｍ，ｌ）を合成して合成電力遅延プロファイルｑ（ｍ，ｌ）を生成する。アレイ制御部１３は、アレイアンテナのヌル点の方向を指定（変更）する指向性制御部である。アレイ制御部１３は、複数のアンテナ素子を通して受信された複数の信号を合成する際に使用する複数の重み係数を制御することで、アレイアンテナに指向性を持たせる。アレイ処理部１２は、Ｎ個のデジタル信号ｒ１（ｋ），…，ｒＮ（ｋ）に対し、アレイ制御部１３で指定（変更）された方向にヌル点を向けてアレイ処理を行って、アレイ処理信号ｙ（ｋ）を生成する。第２遅延プロファイル推定部２０＿Ｎ＋１は、アレイ処理信号ｙ（ｋ）から第２電力遅延プロファイルｐＮ＋１（ｍ，ｌ）を推定する。差分部１７は、合成電力遅延プロファイルｑ（ｍ，ｌ）から第２電力遅延プロファイルｐＮ＋１（ｍ，ｌ）を減算して差分電力遅延プロファイルｄ（ｍ，ｌ）を生成する。２次元マップ部１８は、差分電力遅延プロファイルｄ（ｍ，ｌ）とアレイ制御部１３で指定（変更）されるアレイアンテナのヌル点の方向とをもとにして、到来波の遅延時間と到来角との関係を示す２次元マップを作成する。到来角推定部１９は、２次元マップ部１８で作成された到来波の遅延時間と到来角との関係を示す２次元マップをもとにして、到来波の内の直接波の到来角θ１を推定して出力する。到来角推定部１９は、アレイ制御部１３によりアレイアンテナのヌル点を全方向に走査（変更）しながら、２次元マップ部１８で到来波の遅延時間と到来角との関係を示す２次元マップを作成し、２次元マップ上で遅延時間が最も短く且つ電力が最も大きい成分を直接波成分と判断して直接波の到来角θ１を推定する。
【００１９】
《１−２》実施の形態１の動作
無線受信部１１＿１，…，１１＿Ｎは、アンテナ素子１０＿１，…，１０＿Ｎを介して受信されたＮ個の受信信号に、それぞれ周波数変換処理を施して、Ｎ個のベースバンド信号を生成する。無線受信部１１＿１，…，１１＿Ｎは、Ｎ個のベースバンド信号をアナログデジタル（ＡＤ）変換して得られたＮ個のデジタル信号を出力する。Ｎ個のデジタル信号は、遅延プロファイル推定部１４＿１，…，１４＿Ｎにそれぞれ与えられる。また、Ｎ個のデジタル信号は、アレイ処理部１２に与えられる。
【００２０】
アレイ処理部１２は、無線受信部１１＿１，…，１１＿Ｎから出力されたＮ個のデジタル信号に対して、アレイ処理を施す。アレイ処理によってアレイ処理部１２から出力される信号ｙ（ｋ）は次式（１）で表される。
【００２１】
【数１】
2016132591.tif 000003
ここで、ｒｎ（ｋ）は、無線受信部１１＿ｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）から出力される信号であり、ｋは、無線受信部１１＿ｎにおけるＡＤ変換後のサンプル番号（正の整数）であり、ｗｎは、信号ｒｎ（ｋ）についての複素重み係数である。
【００２２】
式（１）の複素重み係数ｗ１，…，ｗＮによって、Ｎ本のアンテナ素子１０＿１，…，１０＿Ｎから構成されるアレイアンテナの指向性が変わり、任意の方向にヌル点を向けることができる。アレイ処理部１２は、アレイ制御部１３で指定（変更）された方向に、ヌル点を向けるように、アレイ処理を行う。アレイ制御部１３の動作は、後述する。
【００２３】
遅延プロファイル推定部１４＿１，…，１４＿Ｎは、無線受信部１１＿１，…，１１＿Ｎから出力される信号ｒ１（ｋ），…，ｒＮ（ｋ）から、遅延プロファイルをそれぞれ推定（算出）する。遅延プロファイル推定部１４＿Ｎ＋１は、アレイ処理部１２から出力される信号ｙ（ｋ）から、遅延プロファイルを推定（算出）する。遅延プロファイルの推定方法は、通信システムで採用されている伝送方式に依存する。本発明による装置及び方法は、任意の伝送方式に適用可能である。ここでは、例として、多くの通信システムで採用されているＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）伝送方式における遅延プロファイルの推定と、ＤＳＳＳ（Ｄｉｒｅｃｔ  Ｓｅｑｕｅｎｃｅ  Ｓｐｅｃｔｒｕｍ  Ｓｐｒｅａｄ）伝送方式における遅延プロファイルの推定とについて述べる。
【００２４】
まず、ＯＦＤＭ伝送方式における遅延プロファイルの推定について述べる。ＯＦＤＭ伝送方式は、直交する複数のサブキャリアを多重化したシンボルを伝送単位とする伝送方式である。ＯＦＤＭ伝送方式を採用する多くの通信システムでは、受信装置側で伝送路歪を補償するために、送受信に際し、一部のサブキャリアを、既知のパイロットサブキャリアとして使用する。実施の形態１では、このパイロットサブキャリアを用いて遅延プロファイルを推定する。
【００２５】
図２は、ＯＦＤＭ伝送方式における遅延プロファイル推定部１４＿ｎ（ｎ＝１，…，Ｎ＋１）の構成を概略的に示すブロック図である。図２に示されるように、ＯＦＤＭ伝送方式の遅延プロファイル推定部１４＿ｎは、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）部１４１＿ｎと、パイロット抽出部１４２＿ｎと、パイロット生成部１４３＿ｎと、除算部１４４＿ｎと、補間部１４５＿ｎと、ＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）部１４６＿ｎとを備えている。ＦＦＴ部１４１＿ｎは、ｎ＝１，…，Ｎのときには、図１の無線受信部１１＿ｎから出力される信号ｒｎ（ｋ）を、シンボル毎に時間軸から周波数軸に変換することで、各サブキャリアを出力する。ＦＦＴ部１４１＿ｎは、ｎ＝Ｎ＋１のときには、アレイ処理部１２から出力される信号ｙ（ｋ）を、シンボル毎に時間軸から周波数軸に変換することで、サブキャリアを出力する。パイロット抽出部１４２＿ｎは、ＦＦＴ部１４１＿ｎから出力される信号からパイロットキャリアを抽出する。パイロット生成部１４３＿ｎは、既知のパイロットキャリアを生成する。除算部１４４＿ｎは、パイロット抽出部１４２＿ｎによって抽出されたパイロットキャリアを、パイロット生成部１４３＿ｎで生成された既知のパイロットキャリアで除算することで、受信信号に含まれるパイロットキャリアに作用する伝送路の伝達関数を生成する。補間部１４５＿ｎは、パイロットキャリアに作用する伝送路の伝達関数をシンボル方向とサブキャリア方向に補間することで、全サブキャリアの伝送路の伝達関数を生成する。最後に、ＩＦＦＴ部１４６＿ｎは、伝送路の伝達関数を時間軸の伝達関数に変換することで、遅延プロファイルを生成し、この遅延プロファイルをシンボル単位で出力する。
【００２６】
次に、ＤＳＳＳ伝送方式における遅延プロファイル推定部について述べる。ＤＳＳＳ伝送方式は、シンボル毎に擬似雑音系列を用いて拡散した信号を送信し、受信装置側で逆拡散する方式である。図３は、ＤＳＳＳ伝送方式における遅延プロファイル推定部１４＿ｎ（ｎ＝１，…，Ｎ＋１）の構成を概略的に示すブロック図である。図３に示されるように、ＤＳＳＳ伝送方式の遅延プロファイル推定部１４＿ｎは、擬似雑音系列生成部１４８＿ｎと、逆拡散部１４９＿ｎとを備えている。擬似雑音系列生成部１４８＿ｎは、送信機側の拡散時に使用した擬似雑音系列を生成する。逆拡散部１４９＿ｎは、図１の無線受信部１１＿ｎ又はアレイ処理部１２から出力される信号ｙ（ｋ）とのスライディング相関をシンボル単位で計算して出力する。この逆拡散部１４９＿ｎの出力が遅延プロファイルである。
【００２７】
図２及び図３において、遅延プロファイル推定部１４＿ｎは、遅延プロファイルをシンボル単位で出力する。遅延プロファイル推定部１４＿ｎにおけるｍ番目のシンボルの遅延プロファイルの推定結果をｈｎ（ｍ，ｌ）で表す。ここで、ｌは、遅延時間のインデックスである。
遅延時間分解能Δτ［ｓ］は、ＯＦＤＭ伝送方式の場合、帯域幅をＷＯＦＤＭ［Ｈｚ］とすると、Δτ＝１／ＷＯＦＤＭである。
また、遅延時間分解能Δτ［ｓ］は、ＤＳＳＳ伝送方式の場合、チップレートをＷＤＳＳＳ［Ｈｚ］とすると、Δτ＝１／ＷＤＳＳＳである。
また、遅延プロファイルの長さＬは、Ｌ×Δτが通信システムで考え得る最大遅延時間より長いものとなるように、設定される。
【００２８】
図１の電力算出部１５＿１，…，１５＿Ｎ＋１は、遅延プロファイル推定部１４＿１，…，１４＿Ｎ＋１から出力される遅延プロファイルｈ１（ｍ，ｌ），…，ｈＮ＋１（ｍ，ｌ）の遅延時間毎に、次式で示される電力ｐｎ（ｍ，ｌ）を計算して出力する。
ｐｎ（ｍ，ｌ）＝｜ｈｎ（ｍ，ｌ）｜２
また、電力算出部１５＿１，…，１５＿Ｎ＋１は、遅延プロファイルの電力の代わりに、遅延プロファイルの振幅を出力しても良い。以降、電力算出部１５＿１，…，１５＿Ｎ＋１から出力される遅延プロファイルの電力ｐｎ（ｍ，ｌ）を、電力遅延プロファイルとも呼ぶ。
【００２９】
図１の合成部１６は、電力算出部１５＿１，…，１５＿Ｎから出力される電力遅延プロファイルｐ１（ｍ，ｌ），…，ｐＮ（ｍ，ｌ）を、次式（２）のように合成する。以降、合成部１６の出力ｑ（ｍ，ｌ）を、合成電力遅延プロファイルと呼ぶ。
【００３０】
【数２】
2016132591.tif 000004
【００３１】
式（２）においてｃｎ（ｎ＝１，…，Ｎ）は、合成係数であり、次式（３）の条件を満たす任意の値である。
【００３２】
【数３】
2016132591.tif 000005
【００３３】
ｃｎ＝１／Ｎのとき、合成部１６は、Ｎ個の電力遅延プロファイルｐ１（ｍ，ｌ），…，ｐＮ（ｍ，ｌ）を合成して、合成電力遅延プロファイルｑ（ｍ，ｌ）として出力する。また、ｃ１＝１、ｃｊ＝０（ｊ＝２，…，Ｎ）のとき、合成部１６は、アンテナ素子１０＿１で受信した信号の電力遅延プロファイルｐ１（ｍ，ｌ）を合成電力遅延プロファイルｑ（ｍ，ｌ）として出力する。
【００３４】
図１の差分部１７は、合成部１６の出力である合成電力遅延プロファイルｑ（ｍ，ｌ）から、電力算出部１５＿Ｎ＋１の出力である電力遅延プロファイルｐＮ＋１（ｍ，ｌ）を減算して得られる差分電力遅延プロファイルｄ（ｍ，ｌ）を出力する。すなわち、差分電力遅延プロファイルｄ（ｍ，ｌ）は、次式で表される。
ｄ（ｍ，ｌ）＝ｑ（ｍ，ｌ）−ｐＮ＋１（ｍ，ｌ）
【００３５】
図４（ａ）及び（ｂ）は、遅延時間が長い場合の角度プロファイルと遅延プロファイルを示す図である。図５の欄Ａ、Ｂ、Ｃは、遅延時間が長い場合の到来角の分離の様子を示す図である。
ここで、図４（ａ）及び（ｂ）に示されるような直接波と遅延波を受信する場合を考える。直接波と遅延波の到来角はそれぞれθ１と−θ２とし、直接波と遅延波の遅延時間の差をτとする。このような環境下で、アレイ処理部１２のヌル点の方向θＮＵＬＬがθ１と等しい場合、合成部１６から出力される合成電力遅延プロファイルｑ（ｍ，ｌ）、電力算出部１５＿Ｎ＋１から出力されるアレイ処理後の電力遅延プロファイルｐＮ＋１（ｍ，ｌ）、及び差分部１７から出力される差分電力遅延プロファイルｄ（ｍ，ｌ）は、図５の欄Ａのようになる。図５の欄Ａにおいて、合成部１６の出力ｑ（ｍ，ｌ）は全到来波の成分が含まれており、電力算出部１５＿ｎ＋１の出力ｐＮ＋１（ｍ，ｌ）は遅延波成分のみが含まれるため、差分部１７の出力（差分電力遅延プロファイル）ｄ（ｍ，ｌ）には直接波の成分が含まれることになる。つまり、差分電力遅延プロファイルｄ（ｍ，ｌ）には、ヌル点の方向から到来する到来波が含まれることになる。
【００３６】
同様に、ヌル点の方向θＮＵＬＬがθ２と等しい場合と、ヌル点の方向θＮＵＬＬがθ１及びθ２のいずれとも異なる場合を、図５の欄Ｂと欄Ｃに示す。図５の欄Ｂでは、ヌル点を遅延波の到来方向に向けているため、差分電力遅延プロファイルｄ（ｍ，ｌ）には遅延波成分が含まれる。図５の欄Ｃでは、到来波が存在しない方向にヌル点を向けているため、差分電力遅延プロファイルｄ（ｍ，ｌ）には到来波成分は含まれない。
【００３７】
なお、ここでは、アレイ処理部１２のアンテナ利得はヌル点で急峻に落ちるものとしている。
【００３８】
図１のアレイ制御部１３は、アレイ処理部１２でヌル点を向ける方向を走査（変更）させる。具体的には、初期のヌル点の方向をθＮＵＬＬ＝−πとし、
θＮＵＬＬ＝−π＋ａ×Δθ  （ａ＝０，１，…，２π／Δθ−１）
のように順次走査する。０≦ａ＜２π／Δθについて、−πからπの全方向の走査が完了するが、引き続き、走査を続けても良い。なお、インデックスａは、Ｍシンボル毎にインクリメントされるものとする。このヌル点の走査方向θＮＵＬＬは、アレイ処理部１２の他に、２次元マップ部１８でも使用される。
【００３９】
図１の２次元マップ部１８は、ヌル点の方向から到来する到来波の電力遅延プロファイル（差分部１７の出力）ｄ（ｍ，ｌ）と、ヌル点の走査方向（アレイ制御部１３の出力）とを用いて、遅延時間と到来方向（到来角）のそれぞれを座標軸とする座標系上に、２次元マップを作成する。具体的には、まず、２次元マップ部１８は、ヌル点が
θＮＵＬＬ＝−π＋ａΔθ  （ａ＝０，１，…，２π／Δθ−１）
に向けられている期間中に出力されるＭシンボル分の差分電力遅延プロファルの平均ｄａ（ｌ）を、次式（４）で計算する。差分電力遅延プロファルの平均ｄａ（ｌ）を、平均差分電力遅延プロファイルとも呼ぶ。
【００４０】
【数４】
2016132591.tif 000006
【００４１】
次に、２次元マップ部１８は、予め準備しておいた２次元配列（２π／Δθ行、Ｌ列）に対して、ａ行目に式（４）で表される平均差分電力遅延プロファイルｄａ（ｌ）（ｌ＝０，１，…，Ｌ）を格納する。
【００４２】
図６は、遅延時間の差τが長い場合の遅延時間と到来角との関係を示す２次元マップを示す図である。例えば、図４（ａ）及び（ｂ）に示される電波環境の場合、遅延時間と到来角との関係を示す２次元マップは図６のようになる。図６に示されるように、直接波の成分が到来角θ１、遅延波の成分が到来角−θ２の位置に存在し、各成分の遅延時間の差はτとなる。
【００４３】
図１の到来角推定部１９は、遅延時間と到来角との関係を示す２次元マップを用いて直接波の到来角θ１を推定する。具体的には、ある一定の閾値を設定して、２次元マップにおいて閾値を超える成分を探索し、その中で最も遅延時間の短い成分を選択する。この選択された成分が直接波であると判断する。複数の成分が選択された場合は、最も電力の大きいものを直接波であると判断する。最後に、到来角推定部１９は、２次元マップにおいて直接波の成分と判断された到来角θ１を出力する。
【００４４】
なお、上記の閾値は、予め決めておいた値であっても良いし、２次元マップ上の最大値から予め決めておいた一定量だけ減衰させた値であっても良い。
【００４５】
図４（ａ）及び（ｂ）の電波環境の場合、図６において閾値より大きな成分として、直接波と遅延波が選択され、その中で最も遅延時間が短いものとして直接波が正しく識別され、到来角θ１が出力されることが分かる。
【００４６】
実施の形態１は、遅延時間が遅延プロファイルの分解能Δτより短い遅延波が存在する環境下でも正確に直接波の到来角θ１を推定可能であることを図７（ａ）及び（ｂ）、図８、及び図９を用いて説明する。
【００４７】
図７（ａ）及び（ｂ）は、遅延時間が短い場合の角度プロファイルと遅延プロファイルを示す図である。図７（ａ）及び（ｂ）は、遅延時間の差τが遅延プロファイルの分解能Δτより短い（τ＜Δτ）遅延波が存在する電波環境を示す。図７（ａ）の到来角は図４（ａ）のものと同じであり、図７（ｂ）の遅延時間は、図４（ｂ）のものと異なる。
【００４８】
図８は、このような環境下で算出される合成電力遅延プロファイル（合成部１６の出力）ｑ（ｍ，ｌ）、特定の方向にヌル点を向けた際の電力遅延プロファイル（電力算出部１５＿Ｎ＋１の出力）ｐＮ＋１（ｍ，ｌ）、及び差分電力遅延プロファイル（差分部１７の出力）ｄ（ｍ，ｌ）を示す図である。図８は模式図であり、直接波を黒丸印、遅延波を白ひし形として区別できるようにしている。実際には、遅延波の遅延時間が遅延プロファイルの遅延時間分解能より短いため、合成電力遅延プロファイルｑ（ｍ，ｌ）において直接波と遅延波の成分が重なる。つまり、到来波が１波だけ存在するように見える。
【００４９】
図８の欄Ａ、Ｂ、Ｃは、遅延時間が短い場合の到来角の分離の様子を示す図である。実施の形態１では、アレイ処理でヌル点を走査（変更）することで、上記の直接波と遅延波を分離することができる。例えば、アレイ処理部１２のヌル点の方向θＮＵＬＬがθ１と等しい場合には、図８の欄Ａに示されるように、直接波がアレイ処理部１２で抑圧されるため、電力算出部１５＿ｎ＋１の出力には直接波成分が含まれない。したがって、差分部１７の出力には直接波の成分が含まれ、遅延波成分は含まれない。つまり、遅延波の遅延時間に関わらず、図４（ａ）及び（ｂ）の電波環境のときと同様に、差分電力遅延プロファイルｄ（ｍ，ｌ）には、ヌル点の方向から到来する到来波が含まれることになる。
【００５０】
同様に、ヌル点の方向θＮＵＬＬがθ２と等しい場合と、ヌル点の方向θＮＵＬＬがθ１及びθ２のいずれとも異なる場合について、図８の欄Ｂと欄Ｃに示す。図８の欄Ｂでは、ヌル点を遅延波の到来方向に向けているため、差分電力遅延プロファイルｄ（ｍ，ｌ）には遅延波成分が含まれる。図８の欄Ｃでは、到来波が存在しない方向にヌル点を向けているため、差分電力遅延プロファイルｄ（ｍ，ｌ）には到来波成分は含まれない。
【００５１】
図９は、遅延時間が短い場合の遅延時間と到来角との関係を示す２次元マップを示す図である。ヌル点を全方向操作して得られる２次元マップを図９に示す。図９の２次元マップにおいて、閾値より大きな成分として直接波と遅延波が選択されるが、遅延時間が遅延プロファイルの分解能より短いため、同一の遅延時間のインデックスに両成分が存在することになる。同一遅延時間に複数の成分が存在する場合、遅延波は障害物に反射する際に電力損失するため、直接波より電力が小さくなることから、最も電力の大きいものを直接波であると判断すればよい。図９において、同一の遅延時間のインデックスに存在する直接波と遅延波において、電力が大きい方を直接波と判断し、到来角推定部１９から到来角θ１が出力されることが分かる。
【００５２】
《１−３》実施の形態１の効果
特許文献１に記載の装置は、遅延時間が遅延プロファイルの遅延時間分解能より短い遅延波が存在する環境下で、直接波と遅延波を分離することができず、直接波の到来角の推定精度が劣化する。これに対して、実施の形態１による受信装置１及び受信方法によれば、図５及び図８に示された原理により、アレイアンテナのヌル点を利用して直接波と遅延波とを分離することが可能であり、精度よく直接波の到来角θ１を推定することができるという効果がある。
【００５３】
また、一般に、アレイアンテナのヌル点はメインローブに比べて鋭い指向性を持つことが知られている。そのため、メインローブを用いて到来波を分離する特許文献２に記載の方法及び特許文献３に記載の装置より、実施の形態１による受信装置の方が、少ない本数のアンテナ素子であっても複数の到来波を分離可能であり、直接波の到来角θ１の推定精度を向上させることができるという効果がある。
【００５４】
《２》実施の形態２
《２−１》実施の形態２の構成
実施の形態１による受信装置１は、図１のアレイ処理部１２のアンテナ利得が、ヌル点で急峻に落ちることを利用している。しかし、実際には、アレイアンテナを構成するアンテナ素子の本数が少なくなるほど、ヌル点周辺におけるアンテナ利得の減衰が緩やかになり、その結果、ヌル点の幅が広くなる。メインローブに比べるとヌル点の幅は狭いため、アンテナ素子の本数が同数の場合、実施の形態１による受信装置の方が特許文献２及び３に記載の装置及び方法よりも、直接波の到来角の推定精度は高い。しかし、アレイアンテナを構成するアンテナ素子の本数が少なくなると、ヌル点の幅が広がり、この広がりに応じて、直接波の到来角θ１の推定精度が劣化する。そこで、実施の形態２に係る受信装置２では、ヌル点の幅の広がりを２次元マップ上で補正し、直接波の到来角θ１の推定精度の劣化を抑圧する。
【００５５】
図１０は、本発明の実施の形態２による受信装置２の構成を概略的に示すブロック図である。図１０において、図１に示される構成要素と同一又は対応する構成要素には、図１に示される符号と同じ符号を付す。実施の形態２による受信装置２は、２次元マップ部１８と到来角推定部１９との間に補正部４０を備えた点が、実施の形態１による受信装置１と相違する。この点以外については、実施の形態２は、実施の形態１と同じである。
【００５６】
図１０の補正部４０は、到来波の遅延時間と到来角との関係を示す２次元マップにおいて、到来角方向にフィルタ処理を施すことで、ヌル点の幅の広がりを補正する。
【００５７】
《２−２》実施の形態２の動作
図１１（ａ）及び（ｂ）は、実施の形態２における遅延時間が長い場合の遅延時間と到来角との関係を示す２次元マップを示す図である。ここで、図４に示される電波環境を考える。アンテナ素子の本数が少なく、ヌル点の幅が広い場合、遅延時間と到来角との関係を示す２次元マップは、図１１（ａ）のようになり、直接波の成分を到来角方向に切り出したｆａ（θ）を図１１（ｂ）に示す。図１１（ｂ）の到来角方向の広がりの形状は、アレイアンテナの指向性の形状から一意に決まるため既知である。この既知の到来角の広がりをｇ（θ）とすると、図１１（ｂ）は次式で表される。
【００５８】
【数５】
2016132591.tif 000007
【００５９】
式（５）において、δ（θ）はθ＝０のときに１となるデルタ関数である。
【００６０】
図１２（ａ）及び（ｂ）は、実施の形態２における遅延時間が短い場合の遅延時間と到来角との関係を示す２次元マップを示す図である。また、図７（ａ）及び（ｂ）に示される電波環境を考える。アンテナ素子の本数が少なく、ヌル点に幅を持つ場合、遅延時間と到来角との関係を示す２次元マップは図１２（ａ）のようになる。遅延時間が遅延プロファイルの遅延時間分解能より短いため、直接波と遅延波が同一の遅延時間インデックス上に存在する。このとき、直接波と遅延波の成分を到来角方向に切り出したｆｂ（θ）を図１２（ｂ）に示す。このｆｂ（θ）は次式で表すことができる。
【００６１】
【数６】
2016132591.tif 000008
【００６２】
式（５）と式（６）より、ヌル点の幅が広いときの２次元マップを特定の遅延時間で切り出した信号（以降、ｆａ（θ）及びｆｂ（θ）を、ｆ（θ）と表す）は、アレイアンテナの指向性の形状から算出されたｇ（θ）と、ヌル点の幅が非常に狭い理想的な信号（デルタ関数で表した項）との畳み込みになる。畳み込み演算は、フーリエ変換すると掛け算になることから、ヌル点の幅の広がりを補正するためには、２次元マップを特定の遅延時間で切り出したｆ（θ）をフーリエ変換してＦ（ξ）を算出し、このＦ（ξ）を、ｇ（θ）をフーリエ変換したＧ（ξ）で除算して、Ｆ′（ξ）＝Ｆ（ξ）／Ｇ（ξ）を算出した後、Ｆ′（ξ）を逆フーリエ変換した結果ｆ′（θ）を算出すれば良いことが分かる。
【００６３】
図１３は、図１０の補正部４０の構成を概略的に示すブロック図である。フーリエ変換（ＦＦＴ）部４０１は、２次元マップの遅延時間インデックスｌ（ｌ＝０，１，…，Ｌ−１）で切り出したｆｌ（θ）をフーリエ変換してＦｌ（ξ）（ｌ＝０，１，…，Ｌ−１）を算出する。補正係数生成部４０２は、予め用意しておいたＧ（ξ）を出力する。除算部４０３は、フーリエ変換部４０１から出力された信号を補正係数生成部４０２から出力された信号で除算して、Ｆｌ（ξ）／Ｇ（ξ）（ｌ＝０，１，…，Ｌ−１）を算出する。最後に、逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）部４０４は、除算部の出力を逆フーリエ変換した結果を出力する。
【００６４】
上記のθ及びξは離散信号であり、フーリエ変換と逆フーリエ変換としては、離散フーリエ変換と逆離散フーリエ変換を実施する。また、到来角のサンプル数２π／Δθが２のべき乗であれば、ＦＦＴとＩＦＦＴによって実現できる。
【００６５】
《２−３》実施の形態２の効果
以上に説明したように、実施の形態２による受信装置２及び受信方法によれば、アンテナ素子の本数Ｎが比較的少ない本数であり、アレイアンテナ利得のヌル点周辺の落ち込みが緩やかになってヌル点の幅が広くなるときに、アレイアンテナの指向性の形状から一意に決まるヌル点の広がりの形状を利用して２次元マップを補正する。このため、直接波の到来角θ１の推定精度が向上するという効果がある。
【００６６】
《３》実施の形態３
《３−１》実施の形態３の構成
実施の形態１及び２による受信装置１及び２は、アレイアンテナで受信した信号に対して、ヌル点の方向を順次変えながら、直接波の到来角θ１を推定している。このような処理手順は、送信機が電波を連続的に送信している場合に有効である。しかし、送信機が所定のフレーム長の信号を送信する場合に、ヌル点の走査（すなわち、ヌル点の方向を順次変えながら、直接波の到来角θ１を推定する処理）が、前記信号のフレーム期間に完了しない場合も考えられる。
【００６７】
そこで、実施の形態３では、送信機から送信される信号を構成するフレームのフレーム長が限られている場合にも、対応可能な受信装置３及び受信方法を提供する。
【００６８】
図１４は、本発明の実施の形態３による受信装置３の構成を概略的に示すブロック図である。図１４において、図１に示される構成要素と同一又は対応する構成要素には、図１に示される符号と同じ符号を付す。図１４に示される受信装置３は、信号メモリ部６０＿１，…，６０＿Ｎを備えている点と、プロファイルメモリ部６１を備えている点とが、実施の形態１による受信装置１と相違する。これ以外の点については、実施の形態３による受信装置３は、実施の形態１による受信装置１と同じである。
【００６９】
《３−２》実施の形態３の動作
実施の形態３においては、所定の期間Ｔ秒分の受信信号を用いる。ここで、Ｔは送信信号のフレーム長以下の時間である。
【００７０】
図１４の信号メモリ部６０＿１，…，６０＿Ｎは、無線受信部１１＿１，…，１１＿Ｎの出力をＴ秒分、一時的に格納する。また、プロファイルメモリ部６１は、Ｔ秒分の受信信号から算出された合成電力遅延プロファイルｑ（ｍ，ｌ）を一時的に格納する。アンテナ素子を介して無線受信部１１＿１，…，１１＿Ｎが信号を受信しているＴ秒間の間、図１４の無線受信部１１＿１，…，１１＿Ｎ、遅延プロファイル推定部１４＿１，…，１４＿Ｎ、電力算出部１５＿１，…，１５＿Ｎ、及び合成部１６は動作するが、残りの機能は動作していない。
【００７１】
Ｔ秒分の信号を信号メモリ部６０＿１，…，６０＿Ｎとプロファイルメモリ部６１に格納し終えた時点で、アレイ処理部１２、アレイ制御部１３，遅延プロファイル推定部１４＿Ｎ＋１、電力算出部１５＿Ｎ＋１、差分部１７、２次元マップ部１８、及び到来角推定部１９が動作を開始する。
【００７２】
アレイ制御部１３は、Ｍシンボル毎にヌル点の方向を変化させる。信号メモリ部６０＿１，…，６０＿Ｎには、Ｔ秒分の信号しか存在しないため、Ｔ秒分の信号を繰り返し読み出すことで、アレイ処理部１２でヌル点を全方向走査する。遅延プロファイル推定部１４＿Ｎ＋１及び電力算出部１５＿Ｎ＋１の動作は、実施の形態１と同じである。
【００７３】
差分部１７は、電力算出部１５＿Ｎ＋１からＭシンボル毎に出力される電力遅延プロファイルｐＮ＋１（ｍ，ｌ）に対して、プロファイルメモリ部６１から合成電力遅延プロファイルｑ（ｍ，ｌ）を読み出して、差分電力遅延プロファイルｄ（ｍ，ｌ）を算出する。２次元マップ部１８と到来角推定部１９の動作は、実施の形態１の場合と同じである。
【００７４】
また、実施の形態３の受信装置３に、実施の形態２において説明した補正部４０を追加してもよい。
【００７５】
《３−３》実施の形態３の効果
以上に説明したように、実施の形態３による受信装置３によれば、所定期間Ｔ秒の受信信号に対応する信号をメモリに格納し、繰り返し読み出しながら２次元マップを作成することで、フレーム長が限られている場合でも、直接波の到来角θ１を正確に推定することができるという効果がある。
【００７６】
《４》実施の形態４
《４−１》実施の形態４による処理
実施の形態４による受信方法は、実施の形態１による受信装置１による処理と同じである。したがって、実施の形態４の説明においては、図１をも参照する。
実施の形態４による受信方法は、アレイ制御部１３がヌル方向を初期化（予め決められた方向に設定）するステップ（Ｓ１）と、無線受信部１１＿１，…，１１＿Ｎが無線信号を受信する受信ステップ（Ｓ２）と、Ｎ個の第１電力遅延プロファイルｐ１（ｋ），…，ｐＮ（ｋ）を推定する第１推定ステップ（Ｓ３，Ｓ４）とを有する。また、実施の形態４による受信方法は、合成電力遅延プロファイルｑ（ｍ，ｌ）を生成する合成ステップ（ステップＳ５）と、アレイ処理信号ｙ（ｋ）を生成するアレイ処理ステップ（Ｓ６）と、アレイ処理信号ｙ（ｋ）から第２電力遅延プロファイルｐＮ＋１（ｍ，ｌ）を推定する第２推定ステップ（Ｓ７，Ｓ８）とを有する。さらに、実施の形態４による受信方法は、合成電力遅延プロファイルｑ（ｍ，ｌ）から第２電力遅延プロファイルｐＮ＋１（ｍ，ｌ）を減算して差分電力遅延プロファイルｄ（ｍ，ｌ）を生成する差分ステップ（Ｓ９）と、差分電力遅延プロファイルｄ（ｍ，ｌ）とアレイ制御部１３で指定（変更）されるヌル点の方向とをもとにして、到来波の遅延時間と到来角との関係を示す２次元マップを作成する２次元マップステップ（Ｓ１０）とを有する。さらにまた、実施の形態４による受信方法は、アレイ制御部１３によるヌル点の走査によってヌル点の方向を変更して、受信ステップ（Ｓ２）、第１推定ステップ（Ｓ３，Ｓ４）、合成ステップ（Ｓ５）、アレイ処理ステップ（Ｓ６）、第２推定ステップ（Ｓ７，Ｓ８）、差分ステップ（Ｓ９）、及び２次元マップステップ（Ｓ１０）を繰り返し実行するステップ（Ｓ１１，Ｓ１２）と、ヌル点走査が全ての方向について完了したときに、到来波の内の直接波の到来角θ１を推定して出力する到来角推定ステップ（Ｓ１３）とを有する。到来角推定ステップ（Ｓ１３）においては、２次元マップ上における搬送波の内の、遅延時間が最も短く且つ電力が最も大きい成分を直接波と判断して直接波の到来角θ１を推定する。
【００７７】
次に、図１５に基づいて、実施の形態４による受信方法をより具体的に説明する。図１５のヌル方向を初期化するためのステップ（Ｓ１）においては、アレイ制御部１３は、アレイアンテナのヌル方向を、例えば、−πに設定する処理である初期化を行う。
【００７８】
受信ステップ（Ｓ２）においては、Ｎ本のアンテナ素子１０＿１，…，１０＿Ｎを通して受信された信号に対して、無線受信部１１＿１，…，１１＿Ｎが、それぞれ受信信号を周波数変換してベースバンド信号に変換し、このベースバンド信号をＡＤ変換してデジタル信号ｒ１（ｋ），…，ｒＮ（ｋ）を生成する。受信ステップ（Ｓ２）の処理は、実施の形態１における無線受信部１１＿１，…，１１＿Ｎによる処理と同じである。
【００７９】
第１推定ステップ（Ｓ３，Ｓ４）では、受信ステップＳ２で生成されたデジタル信号ｒ１（ｋ），…，ｒＮ（ｋ）をもとに、Ｎ個のアンテナ素子１０＿１，…，１０＿Ｎに対応する遅延プロファイルｈｎ（ｍ，ｌ）を推定する。遅延プロファイルの算出方法は、通信システムで採用されている伝送方式に依存する。
【００８０】
図１６は、ＯＦＤＭ伝送方式における第１の遅延プロファイルを推定するステップ（Ｓ３）を示すフローチャートである。図１６の処理は、実施の形態１における図２の処理と同じ処理である。図１６に示されるように、第１の遅延プロファイルを推定するステップ（Ｓ３）は、例えば、ＦＦＴステップ（Ｓ２１）、パイロット抽出ステップ（Ｓ２２）、パイロット生成ステップ（Ｓ２３）、除算ステップ（Ｓ２４）、補間ステップ（Ｓ２５）、及びＩＦＦＴステップ（Ｓ２６）を有する。ＦＦＴステップ（Ｓ２１）では、図１５の受信ステップ（Ｓ２）で生成されたデジタル信号ｒ１（ｋ），…，ｒＮ（ｋ）が、シンボル毎に、時間軸から周波数軸に変換されることで、サブキャリアが生成される。パイロット抽出ステップ（Ｓ２２）では、ＦＦＴステップ（Ｓ２１）で生成されたパイロットキャリアが抽出され、パイロット生成ステップ（Ｓ２３）では、既知のパイロットキャリアが生成される。除算ステップ（Ｓ２４）では、パイロット抽出ステップ（Ｓ２２）で抽出されたパイロットキャリアを、パイロット生成ステップ（Ｓ２３）で生成された既知のパイロットキャリアで除算することで、受信信号に含まれるパイロットキャリアに作用する伝送路の伝達関数が生成される。補間ステップ（Ｓ２５）では、パイロットキャリアに作用する伝送路の伝達関数をシンボル方向とサブキャリア方向に補間することで、全サブキャリアの伝送路の伝達関数が生成される。ＩＦＦＴステップ（Ｓ２６）では、伝送路の伝達関数を時間軸に変換することで、遅延プロファイルが生成される。図１６に示される処理は、実施の形態１（図１及び図２）における遅延プロファイル推定部１４＿１，…，１４＿Ｎ＋１による処理と同じである。
【００８１】
図１７は、ＤＳＳＳ伝送方式における第１の遅延プロファイルを推定するステップ（Ｓ３）を示すフローチャートである。図１７の処理は、実施の形態１における図３の処理と同じ処理である。図１７に示されるように、第１の遅延プロファイルを推定するステップ（Ｓ３）は、例えば、疑似雑音系列を生成するステップ（Ｓ３１）及び逆拡散処理を行うステップ（Ｓ３２）を有する。擬似雑音系列生成ステップ（Ｓ３１）では、送信機側の拡散時に使用した擬似雑音系列が生成され、逆拡散ステップ（Ｓ３２）では、図１５の受信ステップ（Ｓ２）で生成された信号とのスライディング相関をシンボル単位で計算して出力する。この逆拡散部の出力が遅延プロファイルである。図１７に示される処理は、実施の形態１（図１及び図３）における遅延プロファイル推定部１４＿１，…，１４＿Ｎ＋１による処理と同じである。
【００８２】
図１６及び図１７で述べたように、遅延プロファイルはシンボル単位で出力される。以降、ｎ番目のアンテナ素子に対するｍ番目のシンボルの遅延プロファイル推定結果をｈｎ（ｍ，ｌ）で表す。ここで、ｌは遅延時間のインデックスである。遅延時間分解能Δτは、実施の形態１において既に説明されている。
【００８３】
図１５の第１遅延プロファイルの電力を算出するステップ（Ｓ４）では、第１遅延プロファイルの推定ステップ（Ｓ３）で生成された遅延プロファイルの遅延時間毎に電力ｐｎ（ｍ，ｌ）（ｎ＝１，…，Ｎ）を計算して出力する。ステップ（Ｓ４）の処理は、実施の形態１における電力算出部１５＿１，…，１５＿Ｎによる処理と同じである。
【００８４】
図１５の合成ステップ（Ｓ５）では、ステップ（Ｓ４）で生成された第１電力遅延プロファイルを合成して、合成電力遅延プロファイルｑ（ｍ，ｌ）を生成する。ステップ（Ｓ５）の処理は、実施の形態１における合成部１６による処理と同じである。
【００８５】
図１５のアレイ処理ステップ（Ｓ６）は、受信ステップ（Ｓ５）で生成された信号ｒ１（ｋ），…，ｒＮ（ｋ）に対して、アレイ処理を施す。ステップ（Ｓ６）の処理は、実施の形態１におけるアレイ処理部１２による処理と同じである。
【００８６】
図１５の第２遅延プロファイルの推定ステップ（Ｓ７）では、アレイ処理によって生成された信号ｙ（ｋ）から遅延プロファイルを推定する。遅延プロファイルの推定方法は、第１遅延プロファイルの推定ステップ（Ｓ３）と同じである。また、推定ステップ（Ｓ７）の処理は、実施の形態１における遅延プロファイル推定部１４＿Ｎ＋１による処理と同じである。
【００８７】
図１５の第２電力算出ステップ（Ｓ８）は、第２遅延プロファイル推定ステップ（Ｓ７）で生成された遅延プロファイルの遅延時間毎に電力を計算して出力する。電力の計算方法は、第１電力遅延プロファイルの推定ステップ（Ｓ４）と同じである。また、ステップ（Ｓ８）の処理は、実施の形態１における電力算出部１５＿Ｎ＋１による処理と同じである。
【００８８】
図１５の差分ステップ（Ｓ９）は、合成ステップ（Ｓ６）で生成された合成電力遅延プロファイルｑ（ｍ，ｌ）から、第２電力算出ステップ（Ｓ８）で生成された第２電力遅延プロファイルｐＮ＋１（ｍ，ｌ）を減算して得られる差分電力遅延プロファイルｄ（ｍ，ｌ）を出力する。差分ステップ（Ｓ９）の処理は、実施の形態１における差分部１７による処理と同じである。
【００８９】
図１５の２次元マップステップ（Ｓ１０）は、ヌル点の方向から到来する到来波の電力遅延プロファイル（差分ステップの出力）と、ヌル点の方向を用いて、到来波の遅延時間（到来時刻）と到来方向（到来角）の２次元マップを作成する。２次元マップステップ（Ｓ１０）の処理は、実施の形態１における２次元マップ部１８による処理と同じである。
【００９０】
図１５のヌル方向更新ステップ（Ｓ１１）は、ヌルの方向を
θＮＵＬＬ＝−π＋ａ×Δθ  （ａ＝０，１，…，２π／Δθ−１）
のように、Δθ間隔で順次走査する。０≦ａ＜２π／Δθの期間中、受信ステップ（Ｓ２）からヌル方向更新ステップ（Ｓ１１）までを繰り返し実行する。ａ＝２π／Δθになったときに、ヌル方向が、−πからπまでの全方向の走査が完了するため、処理を次のステップに移す。なお、ヌル点の走査方向θＮＵＬＬは、２次元マップステップ（Ｓ１０）でも使用する。
【００９１】
図１５の到来角推定ステップ（Ｓ１３）は、到来波の遅延時間と到来角との関係を示す２次元マップを用いて直接波の到来角θ１を推定する。具体的には、ある一定の閾値を設定して、２次元マップにおいて閾値を超える成分を探索し、その中で最も遅延時間の短い成分を選択する。この選択された成分が直接波であると判断する。複数の成分が選択された場合は、最も電力の大きいものを直接波であると判断する。最後に、到来角推定ステップ（Ｓ１３）では、２次元マップにおいて直接波の成分と判断された到来角を出力する。なお、上記の閾値は、予め決めておいても良いし、２次元マップ上の最大値から予め決めておいた一定量だけ減衰させた値でも良い。なお、到来角推定ステップ（Ｓ１３）の処理は、実施の形態１における到来角推定部１９による処理と同じである。
【００９２】
なお、図１５のフローチャートに示される処理は、実施の形態１による受信装置１の動作と同じである。また、図１５における到来角推定ステップ（Ｓ１３）の前に、実施の形態２における補正部４０（図１０、図１３）による処理ステップを挿入しても良い。
【００９３】
《４−２》実施の形態４の効果
特許文献１は、遅延時間が遅延プロファイルの遅延時間分解能より短い遅延波を分離が存在する環境下で、直接波と遅延波を分離することができず、直接波の到来角の推定精度が劣化するのに対して、実施の形態４によれば、実施の形態１と同様、アレイアンテナのヌル点を利用して直接波と遅延波を分離することが可能であり、精度よく直接波の到来角を推定することができるという効果がある。
【００９４】
また、一般にアレイアンテナのヌル点はメインローブに比べて鋭い指向性を持つことが知られている。そのため、実施の形態１と同様、メインローブを用いて到来波を分離する特許文献２及び特許文献３に記載の技術より、実施の形態４の方が、少ないアンテナ素子の本数でも複数の到来波を分離可能であり、直接波の到来角θ１の推定精度を向上させることができるという効果がある。
【００９５】
《５》変形例
図１８は、上記実施の形態１から３による受信装置の構成例を示すハードウェア構成図である。図１８に示される受信装置１は、ソフトウェアとしてのプログラムを格納する記憶装置としてのメモリ９１と、メモリ９１に格納されたプログラムを実行する情報処理部としてのプロセッサ９２とを有する。図１８に示される受信装置１は、実施の形態１から３による受信装置の構造の具体例を示している。図１８に示される受信装置１の動作は、実施の形態１から３による受信装置の動作又は実施の形態４による受信方法と同じである。メモリ９１に格納されているプログラムは、プロセッサ９２を含むコンピュータで実行可能なプログラムであり、実施の形態４（図１５）に示される処理をコンピュータに実行させることができる。
【００９６】
図１８に示される受信装置１が、実施の形態１から３による受信装置における処理を実現する場合には、図１、図１０、及び図１４に示される受信装置の各構成要素は、プロセッサ９２がメモリ９１に記憶されたプログラムを実行することにより、実現される。なお、図１、図１０、及び図１４に示される受信装置の各構成要素を実現するために、プロセッサ９２とメモリ９１と用いる場合を例示したが、図１、図１０、及び図１４に示される受信装置の各構成要素の内の一部の構成要素をプロセッサ９２とメモリ９１で実現し、他の部分をハードウェア回路で実現してもよい。図１８に示される受信装置によって、実施の形態１から３で説明した受信動作を実現することができる。
【符号の説明】
【００９７】
１，２，３  受信装置、  １０＿１，…，１０＿Ｎ  アンテナ素子、  １１＿１，…，１１＿Ｎ  無線受信部、  １２  アレイ処理部、  １３  アレイ制御部、  １４＿１，…，１４＿Ｎ＋１  遅延プロファイル推定部、  １５＿１，…，１５＿Ｎ＋１  電力算出部、  １６  合成部、  １７  差分部、  １８  ２次元マップ部、  １９  到来角推定部、  ２０＿１，…，２０＿Ｎ  電力遅延プロファイル推定部（第１電力遅延プロファイル推定部）、  ２０＿Ｎ＋１  電力遅延プロファイル推定部（第２電力遅延プロファイル推定部）、  ４０  補正部、  ６０＿１，…，６０＿Ｎ  信号メモリ部、  ６１  プロファイルメモリ部、  １４１＿ｎ  ＦＦＴ部、  １４２＿ｎ  パイロット抽出部、  １４３＿ｎ  パイロット生成部、  １４４＿ｎ  除算部、  １４５＿ｎ  補間部、  １４６＿ｎ  ＩＦＦＴ部、  １４８＿ｎ  擬似雑音生成部、  １４９＿ｎ  逆拡散部、  ４０１  フーリエ変換部、  ４０２  補正係数生成部、  ４０３  除算部、  ４０４  逆フーリエ変換部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【国際調査報告】
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