(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
インバータ回路と、該インバータ回路に接続された直列共振回路とを有する直列共振型電源装置の制御方法において、
前記直列共振型電源装置から所望の出力を得るための制御量に基づいて、前記インバータ回路の出力パルスを、前記直列共振回路の共振周期の半分の奇数倍の幅を持つパルス波形に制御する、
ことを特徴とする直列共振型電源装置の制御方法。
【請求項２】
前記直列共振型電源装置は整流平滑回路を備え、該整流平滑回路の出力に対する前記制御量に基づいて前記出力パルスを制御する、
ことを特徴とする請求項１に記載の直列共振型電源装置の制御方法。
【請求項３】
前記直列共振型電源装置は、前記直列共振回路と前記整流平滑回路との間に接続された変圧器を備える、
ことを特徴とする請求項２に記載の直列共振型電源装置の制御方法。
【請求項４】
前記直列共振型電源装置は、前記直列共振回路に並列に接続された複数の変圧器と、複数の前記変圧器の各々の二次巻線に接続された整流平滑回路とを備え、一つの前記整流平滑回路の出力に対する前記制御量に基づいて前記出力パルスを制御する、
ことを特徴とする請求項１に記載の直列共振型電源装置の制御方法。
【請求項５】
前記直列共振型電源装置は、前記直列共振回路に接続された多巻線変圧器と、該多巻線変圧器の各々の二次巻線に接続された整流平滑回路とを備え、
一つの前記整流平滑回路の出力に対する前記制御量に基づいて前記出力パルスを制御する、
ことを特徴とする請求項１に記載の直列共振型電源装置の制御方法。
【請求項６】
前記制御量は、所望の出力電圧を得るための制御量である、ことを特徴とする請求項１乃至５のいずれか一項に記載の直列共振型電源装置の制御方法。
【請求項７】
前記制御量は、所望の出力電流を得るための制御量である、
ことを特徴とする請求項１乃至５のいずれか一項に記載の直列共振型電源装置の制御方法。
【請求項８】
前記制御量は０から１までの実数として、該制御量を前記共振周期の半分の時間ごとに加算し、該加算値が１以上で、前記出力パルスのパルス幅が前記共振周期の半周期の奇数倍となる時に、前記加算値から１を減算するとともに前記出力パルスを反転させる、
ことを特徴とする請求項１乃至７のいずれか一項に記載の直列共振型電源装置の制御方法。
【請求項９】
インバータ回路と、該インバータ回路に接続された直列共振回路とを有する直列共振型電源装置の制御装置において、
前記直列共振型電源装置の出力のフィードバック信号を入力して所望の出力を得るための制御量を演算する制御量演算部と、
該制御量演算部で演算された前記制御量に基づいて、前記インバータ回路の出力パルスを、前記直列共振回路の共振周期の半分の奇数倍の幅を持つパルス波形に制御するゲート信号を生成するゲート信号生成部と、
を備える、ことを特徴とする直列共振型電源装置の制御装置。
【請求項１０】
前記制御量演算部は、前記制御量を０から１までの実数として演算し、
前記ゲート信号生成部は、前記制御量を前記共振周期の半分の時間ごとに加算し、該加算値が１以上で、前記出力パルスのパルス幅が、前記共振周期の半周期の奇数倍となる時に、前記加算値から１を減算するとともに前記出力パルスを反転させる前記ゲート信号を生成する、
ことを特徴とする請求項９に記載の直列共振型電源装置の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直列共振型電源装置の制御方法及び制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、図７に示すような直列共振型電源装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。この直列共振型電源装置１００は、入力される直流電力を交流電力に変換するインバータ回路２００と、インバータ回路２００に接続された直列共振回路３００と、直列共振回路３００に接続された絶縁変圧器４００と、絶縁変圧器４００の二次巻線に接続された整流平滑回路５００と、を備える。インバータ回路２００は、公知の４つの半導体スイッチング素子２０１〜２０４を有して構成される。直列共振回路３００は、コイル３０１とコンデンサ３０２とが直列に接続されて構成されている。整流平滑回路５００は、ブリッジ型全波整流回路５０１と平滑コンデンサ５０２とを備え、絶縁変圧器４００から得られる交流電力を直流電力に変換して出力する。
【０００３】
図７に示す直列共振型電源装置１００は、インバータ回路２００の半導体スイッチング素子２０１〜２０４のゲート電極に供給するゲート信号を制御装置６００により制御して、インバータ回路２００から、直列共振回路３００の共振周期の半分の幅のパルス波形を、直列共振回路３００の共振周波数で出力することにより、ゼロ電流でスイッチングすることができる。これにより、低い電力損失で動作させることができる。この時の出力電圧は、インバータ回路２００の入力電圧と変圧器１３０の変圧比とに比例した値となる。
【０００４】
しかし、このような動作方法では、入力電圧の変動によって出力電圧も変動することになる。その解決策として、インバータ回路２００の出力パルス幅を短縮することで電力を制限するＰＷＭ制御、インバータ回路２００の出力パルスの周波数を可変することで直列共振回路３００による電圧降下により電圧を制御するＰＦＭ制御、インバータ回路２００の出力パルスを一定パルス幅の運転状態とゼロ電圧又はゲートブロック状態とした停止状態とに切り替える断続運転制御が知られている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０１３−２２６００２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、ＰＷＭ制御やＰＦＭ制御では、ゼロ電流スイッチングを行うことができないため、大きな電力損失が発生することになる。また、断続運転制御では、デッドタイム確保のためにゼロ電流スイッチングができない場合、運転状態から停止状態に移る直前に共振電流の最大となる周期でスイッチングを行う必要があるため、電力損失が増加することになる。
【０００７】
したがって、かかる点に鑑みてなされた本発明の目的は、低電力損失で、所望の出力が得られる直列共振型電源装置の制御方法及び制御装置を提供しようとするものである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成する本発明は、インバータ回路と、該インバータ回路に接続された直列共振回路とを有する直列共振型電源装置の制御方法において、
前記直列共振型電源装置から所望の出力を得るための制御量に基づいて、前記インバータ回路の出力パルスを、前記直列共振回路の共振周期の半分の奇数倍の幅を持つパルス波形に制御する、ことを特徴とするものである。
【０００９】
前記直列共振型電源装置は整流平滑回路を備え、該整流平滑回路の出力に対する前記制御量に基づいて前記出力パルスを制御してもよい。
【００１０】
前記直列共振型電源装置は、前記直列共振回路と前記整流平滑回路との間に接続された変圧器を備えてもよい。
【００１１】
前記直列共振型電源装置は、前記直列共振回路に並列に接続された複数の変圧器と、複数の前記変圧器の各々の二次巻線に接続された整流平滑回路とを備え、一つの前記整流平滑回路の出力に対する前記制御量に基づいて前記出力パルスを制御してもよい。
【００１２】
前記直列共振型電源装置は、前記直列共振回路に接続された多巻線変圧器と、該多巻線変圧器の各々の二次巻線に接続された整流平滑回路とを備え、一つの前記整流平滑回路の出力に対する前記制御量に基づいて前記出力パルスを制御してもよい。
【００１３】
前記制御量は、所望の出力電圧を得るための制御量とするとよい。
【００１４】
前記制御量は、所望の出力電流を得るための制御量とするとよい。
【００１５】
前記制御量は０から１までの実数として、該制御量を前記共振周期の半分の時間ごとに加算し、該加算値が１以上で、前記出力パルスのパルス幅が前記直列共振回路の共振周期の半周期の奇数倍となる時に、前記加算値から１を減算するとともに前記出力パルスを反転させるとよい。
【００１６】
さらに、上記目的を達成する本発明は、インバータ回路と、該インバータ回路に接続された直列共振回路とを有する直列共振型電源装置の制御装置において、
前記直列共振型電源装置の出力のフィードバック信号を入力して所望の出力を得るための制御量を演算する制御量演算部と、
該制御量演算部で演算された前記制御量に基づいて、前記インバータ回路の出力パルスを、前記直列共振回路の共振周期の半分の奇数倍の幅を持つパルス波形に制御するゲート信号を生成するゲート信号生成部と、
を備える、ことを特徴とするものである。
【００１７】
前記制御量演算部は、前記制御量を０から１までの実数として演算し、
前記ゲート信号生成部は、前記制御量を前記共振周期の半分の時間ごとに加算し、該加算値が１以上で、前記出力パルスのパルス幅が、前記共振周期の半周期の奇数倍となる時に、前記加算値から１を減算するとともに前記出力パルスを反転させる前記ゲート信号を生成するとよい。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、低電力損失で、所望の出力が得られる直列共振型電源装置の制御方法及び制御装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】第１実施の形態を説明するための図である。
【図２】図１のインバータ回路の出力パルス電圧Ｖと出力電流Ｉとを示す一例の波形図である。
【図３】図１のインバータ回路の出力パルス電圧Ｖと、制御量演算部による制御量Ａと、ゲート信号生成部におけるバッファ変数Ｂとを示す一例の波形図である。
【図４】第２実施の形態を説明するための図である。
【図５】第３実施の形態を説明するための図である。
【図６】第４実施の形態を説明するための図である。
【図７】従来の技術を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、本発明の実施の形態について、図を参照して説明する。
【００２１】
（第１実施の形態）
図１は、第１実施の形態を説明するための図で、直列共振型電源装置及びその制御装置の要部の構成を示すものである。図１に示す直列共振型電源装置１０は、図７と同様に、入力される直流電力を交流電力に変換するインバータ回路２０と、インバータ回路２０に接続された直列共振回路３０と、直列共振回路３０に接続された絶縁変圧器４０と、絶縁変圧器４０の二次巻線に接続された整流平滑回路５０と、を備える。インバータ回路２０は、公知の４つの半導体スイッチング素子２１〜２４を有して構成される。直列共振回路３０は、コイル３１とコンデンサ３２とが直列に接続されて構成されている。整流平滑回路５０は、ブリッジ型全波整流回路５１と平滑コンデンサ５２とを備え、絶縁変圧器４０から得られる交流電力を直流電力に変換して出力する。
【００２２】
また、制御装置６０は、制御量演算部６１とゲート信号生成部６２とを備える。制御量演算部６１は、整流平滑回路５０の出力電圧を表すフィードバック信号を入力して、予め設定された所望の出力電圧を得るための制御量を演算する。ゲート信号生成部６２は、制御量演算部６１からの制御量に基づいて、インバータ回路２０の出力パルスを制御するゲート信号を生成する。ゲート信号生成部６２で生成されたゲート信号は、インバータ回路２０の半導体スイッチング素子２１〜２４のゲート電極に入力される。
【００２３】
本実施の形態において、制御量演算部６１は、制御量を０から１までの実数として演算する。また、ゲート信号生成部６２は、制御量演算部６１で演算された制御量を、直列共振回路３０の共振周期の半分の時間ごとに加算する。以下の説明では、この加算値を便宜上、バッファ変数と称する。そして、ゲート信号生成部６２は、バッファ変数が１以上で、インバータ回路２０の出力パルスのパルス幅が、直列共振回路３０の共振周期の半周期の奇数倍となる時に、バッファ変数から１を減算するとともに、インバータ回路２０の出力パルスを反転させるゲート信号を生成する。これにより、インバータ回路２０の出力パルスを、直列共振回路３０の共振周期の半分の奇数倍の幅を持つパルス波形に制御する。
【００２４】
図２は、本実施の形態によるインバータ回路２０の出力パルス電圧Ｖと出力電流Ｉとを示す一例の波形図である。また、図３は、インバータ回路２０の出力パルス電圧Ｖと、制御量演算部６１による制御量Ａと、ゲート信号生成部６２におけるバッファ変数Ｂとを示す一例の波形図である。
【００２５】
本実施の形態によれば、所望の出力を得るための制御量に基づいて、インバータ回路２０の出力パルスを、直列共振回路３０の共振周期の半分の奇数倍の幅を持つパルス波形に制御するので、広い電圧制御範囲とゼロ電流スイッチングによる低い電力損失とを両立させながら、所望の出力電圧を得ることができる。また、デッドタイム確保のためにゼロ電流スイッチングができない場合でも、断続制御とは異なり、共振電流の最大となる周期でスイッチングを行わないので、低電力損失で高周波大電流を得ることができる。したがって、インバータ回路２０の発熱を低減できるので、冷却器の小型軽量化やインバータ出力の高周波化による直列共振回路３０の小型軽量化が実現できる。
【００２６】
（第２実施の形態）
図４は、第２実施の形態を説明するための図である。本実施の形態は、直列共振型電源装置１１の構成が図１と異なるものである。すなわち、直列共振型電源装置１１は、直列共振回路３０に並列に接続された複数（図４では、２台）の絶縁変圧器４０−１、４０−２と、その各々の二次巻線に接続された整流平滑回路５０−１、５０−２とを備える。その他の構成は、図１の直列共振型電源装置１０と同様である。制御装置６０は、整流平滑回路５０−１、５０−２のいずれか一方の出力電圧を表すフィードバック信号を入力し、その制御量に基づいて第１実施の形態の場合と同様にインバータ回路２０のゲート信号を制御する。
【００２７】
本実施の形態によれば、第１実施の形態と同様の効果が得られる他、絶縁変圧器４０−１、４０−２の各々の変圧比を適宜設定することにより、異なる所望の出力電圧を得ることができる。したがって、例えば、高電圧の動力回路と低電圧の制御回路とに同時に給電する多出力直流電源装置を実現することが可能となる。
【００２８】
（第３実施の形態）
図５は、第３実施の形態を説明するための図である。本実施の形態は、直列共振型電源装置１２の構成が図４と異なるものである。すなわち、直列共振型電源装置１２は、図４の複数の絶縁変圧器４０−１、４０−２に代えて、直列共振回路３０に多巻線変圧器４１（図５では、三巻線変圧器）を接続し、その各々の二次巻線に整流平滑回路５０−１、５０−２を接続したものである。その他の構成及び動作は、第２実施の形態と同様である。
【００２９】
本実施の形態によれば、第２実施の形態と同様の効果が得られる他、多巻線変圧器４１を用いているので、異なる所望の出力電圧を得る絶縁型多出力直流電源装置を小型軽量で低価格で実現することが可能となる。
【００３０】
（第４実施の形態）
図６は、第４実施の形態を説明するための図である。本実施の形態は、直列共振型電源装置１３が、インバータ回路２０と直列共振回路３０とで構成され、直列共振回路３０の出力が負荷に供給される。また、制御装置６０は、図１と同様に構成されるが、本実施の形態では、直列共振回路３０の出力電流すなわち負荷電流を表すフィードバック信号を入力して、予め設定された所望の出力電流を得るための制御量を演算し、その制御量に基づいて、上述した実施の形態と同様にゲート信号を生成してインバータ回路２０の出力パルスを制御する。
【００３１】
本実施の形態によれば、直列共振型電源装置１３を小型軽量にできるとともに、低電力損失で所望の出力電流が得られる大電流の高周波電源として利用することが可能となる。
【００３２】
なお、本発明は、上述した実施の形態に限定されるものではなく、幾多の変更又は変形が可能である。例えば、第１〜３実施の形態においても、第４実施の形態と同様に、直列共振型電源装置の出力電流を表すフィードバック信号を入力して、予め設定された所望の出力電流を得るための制御量を演算し、その制御量に基づいてゲート信号を生成してインバータ回路２０の出力パルスを制御することもできる。
【産業上の利用可能性】
【００３３】
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置、電気動車用補助電源装置、非接触送電装置用電源装置の制御方法及び制御装置として幅広く利用可能である。
【符号の説明】
【００３４】
１０、１１、１２、１３  直列共振型電源装置
２０  インバータ回路
２１〜２４  半導体スイッチング素子
３０  直列共振回路
３１  コイル
３２  コンデンサ
４０、４０−１、４０−２  絶縁変圧器
４１  多巻線変圧器
５０、５０−１、５０−２  整流平滑回路
５１  ブリッジ型全波整流回路
５２  平滑コンデンサ
６０  制御装置
６１  制御量演算部
６２  ゲート信号生成部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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