(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
離れている複数の周波数帯域における線形の周波数変調信号をそれぞれ生成し、それぞれ生成した複数の周波数変調信号を合成し、複数の周波数帯域の線形周波数変調信号である合成信号を出力する信号生成部と、
前記信号生成部から出力された合成信号を送信信号として送信する信号送信部と、
前記信号送信部により送信された送信信号が目標に反射された信号であり、複数の周波数帯域の線形周波数変調信号である受信信号を受信する信号受信部と、
前記信号受信部により受信された受信信号の複数の周波数帯域におけるそれぞれの周波数帯域の周波数成分と、前記信号送信部により送信された送信信号の複数の周波数帯域における線形の周波数変調信号の複数の周波数帯域における、前記受信信号の複数の周波数帯域におけるそれぞれの周波数帯域の周波数成分に対応するそれぞれの周波数帯域の周波数成分とから、複数の周波数帯域それぞれにおけるクロススペクトルを算出するクロススペクトル算出部と、
前記信号受信部により受信された受信信号の受信時刻と前記送信信号の送信時刻との時刻差である前記受信信号の遅延時間を推定し、前記遅延時間から、前記目標までの距離を算出する距離算出部とを備え、
前記距離算出部は、前記クロススペクトル算出部により算出された複数の周波数帯域におけるクロススペクトルそれぞれに含まれている複数の周波数成分のうち、前記離れている複数の周波数帯域それぞれから周波数成分を１つ以上合計２つ以上含む一方の集合と、前記クロススペクトル算出部により算出された複数の周波数帯域におけるクロススペクトルそれぞれに含まれている複数の周波数成分のうち、前記一方の集合に含まれている周波数成分の周波数をそれぞれシフトしたとき、当該周波数をシフトした周波数成分における周波数軸上の配置と周波数軸上の配置が同一になる他方の集合を生成し、前記一方の集合と前記他方の集合との間で対応する周波数成分の相対関係を用いて、前記遅延時間を推定することを特徴とするレーダ装置。
【請求項２】
前記距離算出部で用いる前記一方の集合及び前記他方の集合において、前記一方の集合に含まれている周波数成分における周波数軸上の配置と前記他方の集合に含まれている周波数成分における周波数軸上の配置とが同一になるシフトの量は、同じ周波数帯域に含まれている２つの周波数成分の間の周波数差であることを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
【請求項３】
前記信号生成部は、前記複数の周波数帯域を不等間隔に配置して、前記複数の周波数帯域における周波数変調信号をそれぞれ生成することを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
【請求項４】
前記信号生成部は、各々の周波数帯域において、周波数変調信号のチャープ率と、周波数変調信号の中心周波数との比が等しくなるように、前記複数の周波数帯域における線形の周波数変調信号をそれぞれ生成することを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
【請求項５】
前記信号生成部は、前記距離算出部により生成される２つの集合の配置が中心対称となるように、前記複数の周波数帯域を中心対称に配置して、前記複数の周波数帯域における周波数変調信号をそれぞれ生成することを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
【請求項６】
前記距離算出部は、前記信号受信部により受信された受信信号に含まれている複数の周波数成分の中から、前記目標の速度により発生するドップラー周波数に対応する周波数成分と、前記ドップラー周波数に隣接している周波数に対応する周波数成分とをそれぞれ抽出し、それぞれ抽出した周波数成分を含む信号の遅延時間を推定することを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
【請求項７】
離れている複数の周波数帯域における線形の周波数変調信号をそれぞれ生成し、それぞれ生成した複数の周波数変調信号を合成し、複数の周波数帯域の線形周波数変調信号である合成信号を出力する信号生成部と、
前記信号生成部から出力された合成信号を送信信号として送信する信号送信部と、
前記信号送信部により送信された送信信号が目標に反射された信号であり、複数の周波数帯域の線形周波数変調信号である受信信号を受信する信号受信部と、
前記信号受信部により受信された受信信号の複数の周波数帯域における信号と前記信号生成部で生成された複数の周波数帯域における線形の周波数変調信号それぞれとから、複数の周波数帯域それぞれにおけるビート信号を算出するビート信号算出部と、
前記信号受信部により受信された受信信号の受信時刻と前記送信信号の送信時刻との時刻差である前記受信信号の遅延時間を推定し、前記遅延時間から、前記目標までの距離を算出する距離算出部とを備え、
前記距離算出部は、前記ビート信号算出部により算出された複数の周波数帯域におけるビート信号それぞれに含まれている複数の標本点のうち、前記離れている複数の周波数帯域それぞれから標本点を１つ以上合計２つ以上含む一方の集合と、前記ビート信号算出部により算出された複数の周波数帯域におけるビート信号それぞれに含まれている複数の標本点のうち、前記一方の集合に含まれている標本点の時刻をそれぞれシフトしたとき、当該時刻をシフトした標本点における時間軸上の配置が同一になる他方の集合を生成し、前記一方の集合と前記他方の集合の間で対応する標本点の相対関係を用いて、前記遅延時間を推定する
ことを特徴とするレーダ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、目標までの距離を算出するレーダ装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、レーダ装置は、目標の分離性能を高めるため、高距離分解能化が求められている。
高距離分解能化を図るレーダ装置の手段として、周波数帯域の広帯域化を図る手段が有効である。
しかし、使用可能な周波数は、逼迫しているため、周波数帯域の広帯域化を図ることは困難である。このため、離れている複数の周波数帯域を合成して高距離分解能化を実現する技術が求められている。
以下の特許文献１には、高距離分解能化を実現しているレーダ装置が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開平１１−１３３１３０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
従来のレーダ装置は以上のように構成されているので、高距離分解能化を実現することができる。しかし、離れている複数の周波数帯域を合成し、合成した周波数帯域を用いると、実際に目標が存在していない距離に、偽目標が発生してしまうことがあるという課題があった。
上記のように、偽目標が発生してしまう原理は、アレイアンテナを用いて、目標からの電波の到来方位を推定する際に、アレイアンテナを構成する複数の素子の間隔が広いと、素子間位相差の周期性によってグレーティングローブが発生してしまう結果、偽目標が発生してしまう原理と同様である。【０００５】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、偽目標の発生を招くことなく、高距離分解能化を実現することができるレーダ装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この発明に係るレーダ装置は、離れている複数の周波数帯域における線形の周波数変調信号をそれぞれ生成し、それぞれ生成した複数の周波数変調信号を合成し、複数の周波数帯域の線形周波数変調信号である合成信号を出力する信号生成部と、信号生成部から出力された合成信号を送信信号として送信する信号送信部と、信号送信部により送信された送信信号が目標に反射された信号であり、複数の周波数帯域の線形周波数変調信号である受信信号を受信する信号受信部と、信号受信部により受信された受信信号の複数の周波数帯域におけるそれぞれの周波数帯域の周波数成分と、信号送信部により送信された送信信号の複数の周波数帯域における線形の周波数変調信号の複数の周波数帯域における、受信信号の複数の周波数帯域におけるそれぞれの周波数帯域の周波数成分に対応するそれぞれの周波数帯域の周波数成分とから、複数の周波数帯域それぞれにおけるクロススペクトルを算出するクロススペクトル算出部と、信号受信部により受信された受信信号の受信時刻と送信信号の送信時刻との時刻差である受信信号の遅延時間を推定し、遅延時間から、目標までの距離を算出する距離算出部とを備え、距離算出部は、クロススペクトル算出部により算出された複数の周波数帯域におけるクロススペクトルそれぞれに含まれている複数の周波数成分のうち、離れている複数の周波数帯域それぞれから周波数成分を１つ以上合計２つ以上含む一方の集合と、クロススペクトル算出部により算出された複数の周波数帯域におけるクロススペクトルそれぞれに含まれている複数の周波数成分のうち、一方の集合に含まれている周波数成分の周波数をそれぞれシフトしたとき、当該周波数をシフトした周波数成分における周波数軸上の配置と周波数軸上の配置が同一になる他方の集合を生成し、一方の集合と他方の集合との間で対応する周波数成分の相対関係を用いて、遅延時間を推定するようにしたものである。
【発明の効果】
【０００７】
この発明によれば、距離算出部が、クロススペクトル算出部により算出されたクロススペクトルに含まれている複数の周波数成分のうち、２つ以上の周波数成分を含む集合を２つ生成し、２つの集合の間で対応する周波数成分の相対関係を用いて、遅延時間を推定するように構成したので、偽目標の発生を招くことなく、高距離分解能化を実現することができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】この発明の実施の形態１によるレーダ装置を示す構成図である。
【図２】この発明の実施の形態１によるレーダ装置の信号処理回路１９を示す構成図である。
【図３】信号処理回路１９のハードウェアを示すハードウェア構成図である。
【図４】信号処理回路１９がソフトウェア又はファームウェアなどで実現される場合のコンピュータのハードウェア構成図である。
【図５】信号処理回路１９がソフトウェア又はファームウェアなどで実現される場合の処理手順を示すフローチャートである。
【図６】クロススペクトルに含まれている複数の周波数成分から生成される２つの集合の一例を示す説明図である。
【図７】ＤＤＳ４−１〜４−Ｓにより生成される複数の周波数帯域における周波数変調信号及び周波数帯域間の遅延時間ずれが補償された結果の一例を示す説明図である。
【図８】２つの集合の配置が中心対称となる場合の、遅延時間の推定問題と等価なＤＯＡの推定問題における２つのシフト不変なサブアレイの例を示す説明図である。
【図９】サブアレイ（１）及びサブアレイ（２）の同素子数（６素子）の３個の素子アレイがそれぞれ等間隔に配置されたシフト不変なサブアレイの例を示す説明図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための形態について、添付の図面に従って説明する。
【００１０】
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１によるレーダ装置を示す構成図である。
図１において、信号生成部１は、基準信号発生回路２、制御装置３、ＤＤＳ（Ｄｉｒｅｃｔ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｙｎｔｈｅｓｉｚｅｒ：デジタル直接合成発振器）４−１〜４−Ｓ、高周波信号発生回路５、ミキサ６−１〜６−Ｓ、フィルタ７−１〜７−Ｓ及び合成器８を備えている。
信号生成部１は、離れている複数の周波数帯域における線形の周波数変調信号をそれぞれ生成し、それぞれ生成した複数の周波数変調信号の合成信号を信号送信部９に出力する。
【００１１】
基準信号発生回路２は、基準信号を発生する回路である。
制御装置３は、複数の周波数帯域における周波数変調信号の送信開始時刻、開始周波数、チャープ率及び信号長を示す制御情報をＤＤＳ４−１〜４−Ｓ及び信号処理回路１９に出力する。
ＤＤＳ４−１〜４−Ｓは、基準信号発生回路２から発生された基準信号と、制御装置３から出力された制御情報とに従って周波数変調信号を生成し、生成した周波数変調信号をミキサ６−１〜６−Ｓに出力する。
【００１２】
高周波信号発生回路５は、高周波信号を発生する回路である。
ミキサ６−１〜６−Ｓは、ＤＤＳ４−１〜４−Ｓから出力された周波数変調信号に、高周波信号発生回路５から発生された高周波信号を混合して、ＤＤＳ４−１〜４−Ｓから出力された周波数変調信号の周波数を変換し、周波数変換後の周波数変調信号をフィルタ７−１〜７−Ｓに出力する。
フィルタ７−１〜７−Ｓは、ミキサ６−１〜６−Ｓより出力された周波数変調信号から所望の信号帯域の信号を取り出し、取り出した信号帯域の信号を合成器８に出力する。
合成器８は、フィルタ７−１〜７−Ｓの出力信号を合成し、複数の出力信号の合成信号を送信信号として増幅器１０に出力する。
【００１３】
信号送信部９は、増幅器１０、送受切替器１１及びアンテナ１２を備えている。
信号送信部９は、信号生成部１から出力された合成信号である送信信号を送信する。
増幅器１０は、信号生成部１の合成器８から出力された合成信号である送信信号を増幅し、増幅後の送信信号を送受切替器１１に出力する。
送受切替器１１は、増幅器１０から出力された送信信号をアンテナ１２に出力する。
また、送受切替器１１は、アンテナ１２から出力された受信信号を増幅器１４に出力する。
アンテナ１２は、送受切替器１１から出力された送信信号を目標に向けて空間に放射する一方、目標に反射された信号である反射信号を受信し、受信した反射信号を受信信号として送受切替器１１に出力する。
【００１４】
信号受信部１３は、送受切替器１１、アンテナ１２、増幅器１４、高周波信号発生回路５、ミキサ１５、フィルタ１６、増幅器１７及びアナログデジタル変換器（以下、Ａ／Ｄ変換器と称する）１８を備えている。
信号受信部１３は、信号送信部９により送信された送信信号が目標に反射された信号である反射信号を受信する。
【００１５】
増幅器１４は、送受切替器１１から出力された受信信号を増幅し、増幅後の受信信号をミキサ１５に出力する。
ミキサ１５は、増幅器１４から出力された受信信号に、高周波信号発生回路５から発生された高周波信号を混合して、増幅器１４から出力された受信信号の周波数を変換し、周波数変換後の受信信号をフィルタ１６に出力する。
フィルタ１６は、ミキサ１５より出力された受信信号から所望の信号帯域の信号を取り出し、取り出した信号帯域の信号を増幅器１７に出力する。
増幅器１７は、フィルタ１６の出力信号を増幅し、増幅後の出力信号をＡ／Ｄ変換器１８に出力する。
Ａ／Ｄ変換器１８は、増幅器１７の出力信号をアナログ信号からデジタル信号に変換し、デジタル信号を信号処理回路１９に出力する。
【００１６】
信号処理回路１９は、図２に示すクロススペクトル算出部２１及び距離算出部２２を備えている。
図２は、この発明の実施の形態１によるレーダ装置の信号処理回路１９を示す構成図である。
図３は、信号処理回路１９のハードウェアを示すハードウェア構成図である。
クロススペクトル算出部２１は、例えば、図３に示すクロススペクトル算出回路３１で実現される。
クロススペクトル算出部２１は、信号受信部１３により受信された反射信号である受信信号と、信号送信部９により送信された合成信号である送信信号との複数の周波数帯域におけるクロススペクトルを算出する処理を実施する。
距離算出部２２は、例えば、図３に示す距離算出回路３２で実現される。
距離算出部２２は、信号受信部１３により受信された受信信号の受信時刻と、信号送信部９により送信された送信信号の送信時刻との時刻差である受信信号の遅延時間を推定し、推定した遅延時間から、目標までの距離を算出する処理を実施する。
また、距離算出部２２は、クロススペクトル算出部２１により算出されたクロススペクトルに含まれている複数の周波数成分のうち、２つ以上の周波数成分を含む集合を２つ生成し、２つの集合の間で対応する周波数成分の相対関係を用いて、遅延時間を推定する処理を実施する。
【００１７】
図２では、信号処理回路１９の構成要素であるクロススペクトル算出部２１及び距離算出部２２のそれぞれが、図３に示すような専用のハードウェアで実現されるものを想定している。即ち、クロススペクトル算出回路３１及び距離算出回路３２で実現されるものを想定している。
ここで、クロススペクトル算出回路３１及び距離算出回路３２は、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ  Ｓｐｅｃｉｆｉｃ  Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ−Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ  Ｇａｔｅ  Ａｒｒａｙ）、または、これらを組み合わせたものが該当する。
【００１８】
信号処理回路１９の構成要素は、専用のハードウェアで実現されるものに限るものではなく、信号処理回路１９がソフトウェア、ファームウェア、または、ソフトウェアとファームウェアとの組み合わせで実現されるものであってもよい。
ソフトウェア又はファームウェアはプログラムとして、コンピュータのメモリに格納される。コンピュータは、プログラムを実行するハードウェアを意味し、例えば、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  Ｕｎｉｔ）、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、あるいは、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）が該当する。
図４は、信号処理回路１９がソフトウェア又はファームウェアなどで実現される場合のコンピュータのハードウェア構成図である。
信号処理回路１９がソフトウェア又はファームウェアなどで実現される場合、クロススペクトル算出回路３１及び距離算出回路３２の処理手順をコンピュータに実行させるためのプログラムをメモリ４１に格納し、コンピュータのプロセッサ４２がメモリ４１に格納されているプログラムを実行するようにすればよい。
図５は、信号処理回路１９がソフトウェア又はファームウェアなどで実現される場合の処理手順を示すフローチャートである。
【００１９】
この実施の形態１のレーダ装置の動作を説明する前に、受信信号の遅延時間を推定する方式について説明する。
遅延時間の推定問題は、アレイアンテナを用いるＤＯＡ（Ｄｉｒｅｃｔｉｏｎ  ｏｆ  Ａｒｒｉｖａｌ：到来方位）の推定問題として取り扱うことができる。
離れている複数の周波数帯域における線形の周波数変調信号を送信するレーダ装置において、遅延時間の推定問題における複数の周波数帯域は、ＤＯＡの推定問題において、離隔して設置されている素子アレイと対応している。
遅延時間の推定問題における複数の周波数帯域の受信信号についてのクロススペクトルｘ（τ）は、ＤＯＡの推定問題における受信信号と同様に、以下の式（１）で表現される。
【００２０】
0006615405.tif 000002
式（１）において、Ａ（τ）は、以下の式（２）〜（４）で定義されるステアリング行列である。
0006615405.tif 000003
0006615405.tif 000004
τは、Ｋ個の目標に反射された信号の受信信号の遅延時間であり、αは、当該受信信号の複素振幅である。Ｔは、転置を表す記号である。
0006615405.tif 000005
【００２１】
式（４）は、ｓ（ｓ＝１，２，・・・，Ｓ）番目の素子アレイのステアリングベクトルを示しており、Ｓ個の周波数帯域の中のｓ番目の周波数帯域と対応している。
ｓ番目の素子アレイは、ｍｓ個の素子で構成されており、素子アレイ全体の素子数の合計は、Ｍである。
0006615405.tif 000006
Δωは、フーリエ変換の離散周波数間隔であり、ｆｓは、ｓ番目の周波数帯域の中心周波数である。
【００２２】
この実施の形態１のレーダ装置は、図６に示すように、複数の周波数帯域におけるクロススペクトルに含まれている複数の周波数成分のうち、２つ以上の周波数成分を含む集合を２つ生成し、２つの集合の間で対応する周波数成分の相対関係を用いて、反射信号である受信信号の遅延時間を推定する。
図６は、クロススペクトルに含まれている複数の周波数成分から生成される２つの集合の一例を示す説明図である。
図６では、図６に示すように、低い周波数帯域と、高い周波数帯域と、低い周波数帯域と高い周波数帯域間の相対関係を使用しない周波数帯域に分けた説明図である。
レーダ装置は、図６に示すように、２つの集合のうち、一方の集合に含まれている複数の周波数成分の周波数をそれぞれシフトしたとき、周波数をシフトした複数の周波数成分における周波数軸上の配置が、他方の集合に含まれている複数の周波数成分における周波数軸上の配置と同一になるような２つの集合を生成する。
図６では、一方の集合に含まれている複数の周波数成分の中で、低い周波数帯域に含む最も周波数が低い周波数成分と、他方の集合に含まれている複数の周波数成分の中で、低い周波数帯域に含む最も周波数が低い周波数成分とが、２つの集合の間で対応する、低い周波数帯域の周波数成分として例示し、一方の集合に含まれている複数の周波数成分の中で、高い周波数帯域に含む最も周波数が高い周波数成分と、他方の集合に含まれている複数の周波数成分の中で、高い周波数帯域に含む最も周波数が高い周波数成分とが、２つの集合の間で対応する、高い周波数帯域の周波数成分として例示している。
すなわち、図６図示から明らかなように、一方の集合には、低い周波数帯域の最も周波数が高い周波数成分以外のうち１つ以上の周波数成分を含むとともに、低い周波数帯域から離れている高い周波数帯域の最も周波数が高い周波数成分以外のうち１つ以上の周波数成分を含み、合計２つ以上の周波数成分を含んでいる。
また、他方の集合には、一方の集合に含まれている低い周波数帯域および高い周波数帯域それぞれに含まれている周波数成分の周波数シフトした周波数成分を含んでいる。
ただし、これは一例に過ぎず、一方の集合に含まれている低い周波数帯域における複数の周波数成分の中で、周波数がｎ番目に低い周波数成分と、他方の集合に含まれている低い周波数帯域における複数の周波数成分の中で、周波数がｎ番目に低い周波数成分とが、２つの集合の間で対応する周波数成分である。高い周波数帯域においても同様である。
２つの集合の特性を「シフト不変」と称し、シフトさせる所定の周波数は、同じ周波数帯域に含まれている２つの周波数成分の間の周波数差である。
２つの周波数成分は、例えば、隣接している２つの周波数の成分である。
なお、遅延時間の推定問題を、ＤＯＡの推定問題として取り扱うと、後述する図８及び図９において、サブアレイ（１）に含まれる複数の素子は、一方の集合に相当し、サブアレイ（２）に含まれる複数の素子は、他方の集合に相当する。
【００２３】
２つの集合の間で対応する周波数成分の相対関係から受信信号の遅延時間を推定する手法として、例えば、ＥＳＰＲＩＴ（Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ  ｏｆ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ  ｖｉａ  Ｒｏｔａｔｉｏｎａｌ  Ｉｎｖａｒｉａｎｃｅ  Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ）タイプのＤＯＡ推定手法を用いることができる。標準のＥＳＰＲＩＴ法を用いる場合、複数の周波数帯域は、任意の間隔で配置し、周波数帯域幅も各々の周波数帯域で異なるように設定することができる。
【００２４】
ＤＯＡの推定では、複数の受信信号から構成されている計測行列Ｘの共分散行列Ｒを以下の式 （９）で算出する。Ｈは、行列の複素共役転置を表す記号である。
0006615405.tif 000007
ただし、遅延時間の推定問題をＤＯＡの推定問題として取り扱う場合、信号のコヒーレンシーのために共分散行列Ｒが通常フルランクとならないため、ランクを回復する手段が必要となる。
【００２５】
そこで、この実施の形態１のレーダ装置は、以下の式（１１）で定義される空間平均法を共分散行列Ｒに適用して、共分散行列Ｒチルダを算出する。共分散行列Ｒチルダは、ランクを回復した共分散行列である。明細書の文章中では、電子出願の関係上、文字の上に“〜”の記号を付することができないので、“Ｒチルダ”のように表記している。
0006615405.tif 000008
式（１１）において、Ｌは、空間平均で使用するサブアレイの数であり、Ｂｍ，Ｌ，ｌは、以下の式（１２）で定義される選択行列である。
0006615405.tif 000009
式（１３）において、Ｉｎは、ｎ×ｎの単位行列、０ｉ，ｊは、ｉ×ｊの零行列である。
なお、空間平均を適用すると、周波数帯域に対応する各々の素子アレイの素子数ｍｓチルダは、以下のように減少する。
0006615405.tif 000010
【００２６】
以下、標準のＥＳＰＲＩＴ法を用いる遅延時間の推定手順を説明する。
まず、レーダ装置は、空間平均が適用された共分散行列Ｒチルダの固有値分解を行う。
ここでは、受信信号の数をｄとして、絶対値が最も大きいｄ個の固有ベクトルをＥｓとする。
0006615405.tif 000011
【００２７】
次に、レーダ装置は、優決定系な連立方程式（１７）をトータル最小二乗法によって解くようにする。
0006615405.tif 000012
0006615405.tif 000013
ここでは、連立方程式（１７）をトータル最小二乗法によって解いているが、連立方程式（１７）を通常の最小二乗法によって解くようにしてもよい。
【００２８】
次に、レーダ装置は、以下の式（２１）に示すように、トータル最小二乗法によって解いた解の固有値分解γを計算する。
0006615405.tif 000014
【００２９】
レーダ装置は、以下の式（２３）に示すように、受信信号の遅延時間τｋを算出する。
0006615405.tif 000015
式（２３）において、ａｒｇωｋは、式（４）に示す位相差Δωτに相当する。
レーダ装置は、以下の式（２４）に示すように、受信信号の遅延時間τｋから、目標までの距離ｒｋを算出する。
0006615405.tif 000016
式（２４）において、ｃは光速である。
【００３０】
なお、目標までの距離の算出において、複数の周波数帯域の間隔としては、任意の間隔を用いることができるが、不等間隔とすることにより、目標間の距離に依存した距離分解能の低下を抑制することができる。
【００３１】
ここまでは、受信信号の遅延時間τｋを推定する方式について説明してきたが、目標が移動している場合、周波数帯域毎に、異なるドップラー周波数が発生するため、目標までの距離ｒｋを正確に推定するためには、周波数帯域間の遅延時間ずれΔτを補償する必要がある。
周波数帯域間の遅延時間ずれΔτは、線形周波数変調のチャープ率をαとすると、以下の式（２５）で表される。
0006615405.tif 000017
式（２５）において、ｆｄはドップラー周波数である。
【００３２】
周波数帯域間の遅延時間ずれΔτは、以下の式（２６）に示すように、各々の周波数帯域のチャープ率αｓと中心周波数ｆｓとの比が等しくなるようにすれば、図７に示すように、目標の移動速度が変化しても、等しくすることができる。周波数帯域間の遅延時間ずれΔτは、周波数帯域間の距離誤差に相当する。
言い換えると、各々の周波数帯域のチャープ率αｓと中心周波数ｆｓとの比が等しくなるように、レーダ装置が、線形の周波数変調信号を生成すれば、周波数帯域間の遅延時間ずれΔτを補償することができる。
0006615405.tif 000018
図７は、ＤＤＳ４−１〜４−Ｓにより生成される複数の周波数帯域における周波数変調信号及び周波数帯域間の遅延時間ずれが補償された結果の一例を示す説明図である。
【００３３】
次に、レーダ装置の動作について説明する。
まず、信号生成部１は、離れている複数の周波数帯域における線形の周波数変調信号をそれぞれ生成し、それぞれ生成した複数の周波数変調信号の合成信号を信号送信部９に出力する。
以下、信号生成部１の動作を具体的に説明する。
【００３４】
信号生成部１の基準信号発生回路２は、基準信号を発生する。
信号生成部１の制御装置３は、離れている複数の周波数帯域における周波数変調信号の送信開始時刻、開始周波数、チャープ率及び信号長を示す制御情報をＤＤＳ４−１〜４−Ｓ及び信号処理回路１９に出力する。
信号生成部１のＤＤＳ４−１〜４−Ｓは、基準信号発生回路２から発生された基準信号と、制御装置３から出力された制御情報とに従って周波数変調信号を生成し、生成した周波数変調信号をミキサ６−１〜６−Ｓに出力する。
図７では、説明の簡単化のため、Ｓ＝２であり、２つの周波数変調信号が生成される例を示している。
ＤＤＳ４−１〜４−Ｓにより生成される各々の周波数変調信号は、周波数帯域間の遅延時間ずれを補償するために、式（２６）に示すように、各々の周波数帯域のチャープ率αｓと中心周波数ｆｓとの比が等しくなるように生成されている。
【００３５】
信号生成部１の高周波信号発生回路５は、高周波信号を発生する。
信号生成部１のミキサ６−１〜６−Ｓは、ＤＤＳ４−１〜４−Ｓから出力された周波数変調信号に、高周波信号発生回路５から発生された高周波信号を混合して、ＤＤＳ４−１〜４−Ｓから出力された周波数変調信号の周波数を変換し、周波数変換後の周波数変調信号をフィルタ７−１〜７−Ｓに出力する。
信号生成部１のフィルタ７−１〜７−Ｓは、ミキサ６−１〜６−Ｓより出力された周波数変調信号から所望の信号帯域の信号を取り出し、取り出した信号帯域の信号を合成器８に出力する。
信号生成部１の合成器８は、フィルタ７−１〜７−Ｓの出力信号を合成し、複数の出力信号の合成信号を送信信号として増幅器１０に出力する。
【００３６】
信号送信部９は、信号生成部１から出力された合成信号である送信信号を送信する。
以下、信号送信部９の動作を具体的に説明する。
信号送信部９の増幅器１０は、信号生成部１の合成器８から送信信号を受けると、その送信信号を増幅し、増幅後の送信信号を送受切替器１１に出力する。
信号送信部９の送受切替器１１は、増幅器１０から出力された送信信号をアンテナ１２に出力する。
アンテナ１２は、送受切替器１１から出力された送信信号を目標に向けて空間に放射する。
【００３７】
信号受信部１３は、信号送信部９により送信された送信信号が目標に反射された信号である反射信号を受信する。
以下、信号受信部１３の動作を具体的に説明する。
アンテナ１２は、目標に反射された信号である反射信号を受信し、受信した反射信号を受信信号として送受切替器１１に出力する。
信号受信部１３の送受切替器１１は、アンテナ１２から出力された受信信号を増幅器１４に出力する。
【００３８】
信号受信部１３の増幅器１４は、送受切替器１１から出力された受信信号を増幅し、増幅後の受信信号をミキサ１５に出力する。
信号受信部１３のミキサ１５は、増幅器１４から出力された受信信号に、高周波信号発生回路５から発生された高周波信号を混合して、増幅器１４から出力された受信信号の周波数を変換し、周波数変換後の受信信号をフィルタ１６に出力する。
信号受信部１３のフィルタ１６は、ミキサ１５より出力された受信信号から所望の信号帯域の信号を取り出し、取り出した信号帯域の信号を増幅器１７に出力する。
信号受信部１３の増幅器１７は、フィルタ１６の出力信号を増幅し、増幅後の出力信号をＡ／Ｄ変換器１８に出力する。
信号受信部１３のＡ／Ｄ変換器１８は、増幅器１７から出力された信号をアナログ信号からデジタル信号に変換し、デジタル信号を信号処理回路１９に出力する。
【００３９】
信号処理回路１９のクロススペクトル算出部２１は、式（１）に示すように、信号受信部１３により受信された反射信号である受信信号と信号送信部９により送信された合成信号との複数の周波数帯域におけるクロススペクトルｘ（τ）を算出する。
以下、クロススペクトル算出部２１の処理内容を具体的に説明する。
【００４０】
クロススペクトル算出部２１は、制御装置３から出力された制御信号が示す複数の周波数帯域における周波数変調信号の送信開始時刻を基準にして、Ａ／Ｄ変換器１８から出力されたデジタル信号をフーリエ変換することで、デジタル信号に含まれている複数の周波数帯域における周波数変調信号（以下、「受信変調信号」と称する）の周波数成分を求める。
また、クロススペクトル算出部２１は、制御装置３から出力された制御信号及び基準信号発生回路２から出力された基準信号に基づいて、ＤＯＳ４−１〜４−Ｓにより生成される周波数変調信号と同様の周波数変調信号（以下、「送信変調信号」と称する）を生成し、生成した送信変調信号をフーリエ変換する。
クロススペクトル算出部２１は、各々の周波数帯域における受信変調信号の周波数成分と、各々の受信変調信号の周波数成分と対応する周波数帯域における送信変調信号のフーリエ変換の複素共役成分との積であるクロススペクトルｘ（τ）をそれぞれ算出する（図５のステップＳＴ１）。
【００４１】
信号処理回路１９の距離算出部２２は、式（９）〜（２３）に従って、Ａ／Ｄ変換器１８から出力された受信変調信号を用いて、受信変調信号の遅延時間τｋを算出する（図５のステップＳＴ２）。受信変調信号の遅延時間τｋは、送信変調信号の送信開始時刻からの遅延時間である。
次に、距離算出部２２は、遅延時間τｋを式（２４）に代入することで、目標までの距離ｒｋを算出する（図５のステップＳＴ３）。
以下、距離算出部２２による距離ｒｋの算出処理を具体的に説明する。
【００４２】
距離算出部２２は、クロススペクトル算出部２１が複数の周波数帯域におけるクロススペクトルｘ（τ）を算出すると、図６に示すように、複数の周波数帯域におけるクロススペクトルに含まれている複数の周波数成分のうち、２つ以上の周波数成分を含む集合を２つ生成する。
即ち、距離算出部２２は、図６に示すように、２つの集合のうち、一方の集合に含まれている複数の周波数成分の周波数のそれぞれを所定の周波数だけシフトしたとき、周波数をシフトした複数の周波数成分における周波数軸上の配置が、他方の集合に含まれている複数の周波数成分における周波数軸上の配置と同一になるような２つの集合を生成する。
式（１８）で表されるＫ１は、一方の集合に含まれる周波数成分を選択する行列を表しており、式（１９）で表されるＫ２は、他方の集合に含まれる周波数成分を選択する行列を表している。
【００４３】
次に、距離算出部２２は、２つの集合の間で対応する周波数成分の相対関係を用いて、受信信号の遅延時間τｋを推定し、推定した遅延時間を式（２４）に代入することで、目標までの距離ｒｋを算出する。
【００４４】
以上で明らかなように、この実施の形態１によれば、距離算出部２２が、クロススペクトル算出部２１により算出されたクロススペクトルに含まれている複数の周波数成分のうち、２つ以上の周波数成分を含む集合を２つ生成し、２つの集合の間で対応する周波数成分の相対関係を用いて、遅延時間を推定するように構成したので、偽目標の発生を招くことなく、高距離分解能化を実現することができる効果を奏する。
ＤＯＡの推定問題では、アレイアンテナを構成する複数の素子の間隔が広い場合の素子間位相差がグレーティングローブの発生原因となるが、この実施の形態１では、素子間隔が広い素子間位相差に相当する周波数成分の相対関係を使用しないため、偽目標の発生を抑制することができる。
【００４５】
また、この実施の形態１によれば、信号生成部１が、各々の周波数帯域において、周波数変調信号のチャープ率と、周波数変調信号の中心周波数との比が等しくなるように、複数の周波数帯域における線形の周波数変調信号をそれぞれ生成するように構成したので、目標の移動速度が変化しても、目標までの距離の算出精度の低下を抑えることができる効果を奏する。
【００４６】
実施の形態２．
この実施の形態２では、距離算出部２２により生成される２つの集合の配置が中心対称となるように、複数の周波数帯域を中心対称に配置して、複数の周波数帯域における周波数変調信号をそれぞれ生成する例を説明する。
【００４７】
信号生成部１は、上記実施の形態１と同様に、離れている複数の周波数帯域における線形の周波数変調信号をそれぞれ生成し、それぞれ生成した複数の周波数変調信号の合成信号を信号送信部９に出力する。
ただし、この実施の形態２では、信号生成部１は、複数の周波数帯域における線形の周波数変調信号をそれぞれ生成する際、上記実施の形態１と異なり、距離算出部２２により生成される２つの集合の配置が中心対称となるように、複数の周波数帯域を中心対称に配置する。
図８は、２つの集合の配置が中心対称となる場合の、遅延時間の推定問題と等価なＤＯＡの推定問題における２つのシフト不変なサブアレイの例を示す説明図である。
図８において、サブアレイ（１）とサブアレイ（２）の配置が中心対称になっている。
図８では、サブアレイ（１）とサブアレイ（２）の配置が中心対称になっている例を示しているが、図９に示すように、サブアレイ（１）とサブアレイ（２）の素子数が同じであり、サブアレイ（１）及びサブアレイ（２）の素子がそれぞれ等間隔に配置されたシフト不変なサブアレイであってもよい。
【００４８】
信号処理回路１９の距離算出部２２は、クロススペクトル算出部２１が複数の周波数帯域におけるクロススペクトルｘ（τ）を算出すると、上記実施の形態１と同様に、目標の反射信号である受信信号の遅延時間τｋを推定する。
ただし、この実施の形態２では、距離算出部２２は、受信信号の遅延時間τｋを推定する際、実数演算によるユニタリＥＳＰＲＩＴを用いる点で、上記実施の形態１と異なっている。
【００４９】
以下、距離算出部２２による遅延時間τｋの推定処理を具体的に説明する。
距離算出部２２は、式（９）の代わりに、以下の式（２７）によって共分散行列Ｒを算出する。Ｘの上のバーは、複素共役を表す記号である。
式（２７）による共分散行列Ｒの算出は、受信信号の信号数を２倍にして、ＦＢ（Ｆｏｒｗａｒｄ  Ｂａｃｋｗａｒｄ）空間平均を適用することに相当する。
0006615405.tif 000019
距離算出部２２は、上記実施の形態１と同様に、式（１１）で定義される空間平均法を共分散行列Ｒに適用して、共分散行列Ｒチルダを算出する。
【００５０】
次に、距離算出部２２は、以下の式（２８）に示すように、共分散行列Ｒチルダを実数値行列Τ（Ｒチルダ）に変換する。
0006615405.tif 000020
式（２８）において、ＱＭ−Ｓ（Ｌ−１）は、Ｍ−Ｓ（Ｌ−１）が偶数であれば、以下の式（２９）で表され、Ｍ−Ｓ（Ｌ−１）が奇数であれば、以下の式（３０）で表される。
0006615405.tif 000021
【００５１】
この実施の形態２では、式（１８）で表されるＫ１は、以下の式（３１）で表され、式（１９）で表されるＫ２は、以下の式（３２）で表される。
0006615405.tif 000022
以降、距離算出部２２は、上記実施の形態１と同様に、受信信号の遅延時間τｋを推定し、推定した遅延時間τｋを用いて、目標までの距離ｒｋを算出する。
【００５２】
以上で明らかなように、この実施の形態２によれば、信号生成部１が、距離算出部２２により生成される２つの集合の配置が中心対称となるように、複数の周波数帯域を中心対称に配置して、複数の周波数帯域における周波数変調信号をそれぞれ生成するように構成したので、距離算出部２２では、実数演算によるユニタリＥＳＰＲＩＴを用いて、目標までの距離を算出することができる。この結果、距離の算出精度の向上と計算負荷の低減を図ることができる。
【００５３】
実施の形態３．
上記実施の形態１，２では、距離算出部２２が、信号受信部１３により受信された反射信号を用いて、目標までの距離ｒｋを算出する例を示している。
この実施の形態３では、距離算出部２２が、信号受信部１３により受信された反射信号に含まれている複数の周波数成分の中から、目標の速度により発生するドップラー周波数に対応する周波数成分と、ドップラー周波数に隣接している周波数に対応する周波数成分とをそれぞれ抽出する。
そして、距離算出部２２は、それぞれ抽出した周波数成分を含む信号から、目標までの距離ｒｋを算出する例を説明する。
【００５４】
まず、信号生成部１は、複数の周波数変調信号の合成信号を一定間隔で出力し、信号送信部９は、信号生成部１から出力された合成信号を送信する。
信号受信部１３は、信号送信部９により送信された送信信号が目標に反射された信号である反射信号を受信する。
距離算出部２２は、信号受信部１３のＡ／Ｄ変換器１８から出力された複数の受信変調信号から構成されている計測行列Ｘを行方向にフーリエ変換する。
次に、距離算出部２２は、行方向のフーリエ変換結果が示す周波数成分の中から、所望の目標速度により発生するドップラー周波数に対応する周波数成分と、ドップラー周波数と隣接している周波数に対応する周波数成分とをそれぞれ抽出する。ここで、所望の目標速度により発生するドップラー周波数は、事前に設定されている周波数である。
この実施の形態３では、ドップラー周波数と隣接している周波数に対応する周波数成分は、行方向のフーリエ変換結果が示す周波数成分の中で、ドップラー周波数よりも１つ高い周波数に対応する周波数成分と、ドップラー周波数よりも１つ低い周波数に対応する周波数成分とを含むものとする。ただし、これは一例に過ぎず、ドップラー周波数と隣接している周波数は、ドップラー周波数との差分が〇〇Ｈｚ以内の周波数であると定義されている場合、ドップラー周波数から〇〇Ｈｚ以内の周波数に対応する周波数成分を抽出すればよい。
【００５５】
距離算出部２２は、それぞれ抽出した周波数成分を以下の式（３３）に示す計測行列Ｘ’と定義し、計測行列Ｘ’の共分散行列Ｒを算出する。
0006615405.tif 000023
式（３３）において、Ｎ’は、距離算出部２２により抽出された周波数成分の数である。
距離算出部２２は、算出した共分散行列Ｒを用いて、それぞれ抽出した周波数成分を含む信号の遅延時間τｋを推定し、推定した遅延時間τｋを用いて、目標までの距離ｒｋを算出する。
【００５６】
以上で明らかなように、この実施の形態３によれば、距離算出部２２が、信号受信部１３により受信された反射信号に含まれている複数の周波数成分の中から、目標の速度により発生するドップラー周波数に対応する周波数成分と、ドップラー周波数に隣接している周波数に対応する周波数成分とをそれぞれ抽出し、それぞれ抽出した周波数成分を含む信号の遅延時間を推定するように構成したので、目標の速度から離れた速度で移動している物体からの反射信号の影響を抑圧することができる。その結果、上記実施の形態１，２よりも、距離の算出精度を高めることができる効果を奏する。
【００５７】
実施の形態４．
上記実施の形態１，２，３では、離れている複数の周波数帯域における線形の周波数変調信号をそれぞれ生成し、それぞれ生成した複数の周波数変調信号の合成信号を出力する信号生成部１と、信号生成部１から出力された合成信号を送信する信号送信部９と、信号送信部９により送信された合成信号が目標に反射された信号である反射信号を受信する信号受信部１３と、信号受信部１３により受信された反射信号と信号送信部９により送信された合成信号との複数の周波数帯域におけるクロススペクトルを算出するクロススペクトル算出部２１とを設け、クロススペクトル算出部２１により算出された複数の周波数帯域におけるクロススペクトルを用いて、目標までの距離を算出する例を示している。
この実施の形態４では、クロススペクトル算出部２１の代わりに、信号受信部１３により受信された反射信号と信号送信部９により送信された合成信号との複数の周波数帯域におけるビート信号を算出するビート信号算出部を備え、距離算出部２２が、クロススペクトル算出部２１により算出されたクロススペクトルの代わりに、前記ビート信号算出部により算出された複数の周波数帯域におけるビート信号から、目標までの距離を算出する例を説明する。
【００５８】
まず、１個の目標に反射され、遅延時間τの信号の受信信号のｓ番目の周波数帯域におけるビート信号のサンプリングデータは、式（４）と同形式の式（３４）で表現される。
0006615405.tif 000024
ｍｓは、ｓ番目の周波数帯域の標本数、ｆｓは、ｓ番目の周波数帯域の中心周波数、Δωは、以下の式（３５）で表される。
0006615405.tif 000025
式（３５）において、αはチャープ率、Δｔはビート信号のサンプリング間隔である。
式（４）と式（３４）は、同形式であるため、距離算出部２２は、それぞれ抽出したビート信号を式（１０）に示した計測行列Xとして取り扱うことで、実施の形態１，２，３と同様に距離を算出することができる。即ち、クロススペクトルをビート信号に置き換え、クロススペクトルに含まれている複数の周波数成分を、ビート信号に含まれている複数の標本点に置き換えれば、実施の形態１，２，３と同様に、目標までの距離を算出することができる。
この実施の形態４では、距離算出部２２は、ビート信号算出部により算出されたビート信号に含まれている複数の標本点のうち、２つ以上の標本点を含む集合を２つ生成し、２つの集合の間で対応する標本点の相対関係を用いて、遅延時間を推定することになる。
【００５９】
以上で明らかなように、この実施の形態４によれば、クロススペクトル算出部２１の代わりにビート信号算出部が、信号受信部１３により受信された反射信号と信号送信部９により送信された合成信号との複数の周波数帯域におけるビート信号を算出するように構成したので、距離算出部２２が、それぞれ算出したビート信号から、目標までの距離を算出することができる。この結果、サンプリング周波数を低くし、少ない計算量で目標までの距離を算出することができる。
【００６０】
なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。
【産業上の利用可能性】
【００６１】
この発明は、目標までの距離を算出するレーダ装置に適している。
【符号の説明】
【００６２】
１  信号生成部、２  基準信号発生回路、３  制御装置、４−１〜４−Ｓ  ＤＤＳ、５  高周波信号発生回路、６−１〜６−Ｓ  ミキサ、７−１〜７−Ｓ  フィルタ、８  合成器、９  信号送信部、１０  増幅器、１１  送受切替器、１２  アンテナ、１３  信号受信部、１４  増幅器、１５  ミキサ、１６  フィルタ、１７  増幅器、１８  Ａ／Ｄ変換器、１９  信号処理回路、２１  クロススペクトル算出部、２２  距離算出部、３１  クロススペクトル算出回路、３２  距離算出回路、４１  メモリ、４２  プロセッサ。
【図１】
0006615405.tif 000026
【図２】
0006615405.tif 000027
【図３】
0006615405.tif 000028
【図４】
0006615405.tif 000029
【図５】
0006615405.tif 000030
【図６】
0006615405.tif 000031
【図７】
0006615405.tif 000032
【図８】
0006615405.tif 000033
【図９】
0006615405.tif 000034