(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源に接続するための入力と、
負荷を駆動するのに適した出力を提供する前記入力に結合された共振回路と、
駆動信号を前記共振回路に提供する少なくとも１つのハーフブリッジ駆動回路と、
前記ハーフブリッジ駆動回路のためのスイッチコントローラと、を備え、
前記ハーフブリッジ駆動回路はハイサイドスイッチとローサイドスイッチを有し、
前記ハイサイドスイッチ及び前記ローサイドスイッチのそれぞれはエミッタ又はソース端末を有し、
前記ハイサイドスイッチ及び前記ローサイドスイッチはハーフブリッジの中央で接続されたそれぞれのエミッタ又はソース端末と共に配置され、
前記ハイサイドスイッチ及び前記ローサイドスイッチは前記エミッタ又はソース端末の電圧に関連して決定されるベース又はゲート端末での切り替え電圧を有して構成され、前記ハイサイドスイッチ及び前記ローサイドスイッチの前記エミッタ又はソース端末の接続は浮動接地の形式の前記ハイサイドスイッチ及び前記ローサイドスイッチの前記切り替え電圧に共通の参照を提供し、
前記スイッチコントローラは、
（ｉ）前記ハイサイドスイッチ及び前記ローサイドスイッチに異なる継続期間のオン時間を提供するモード、
（ｉｉ）前記ハイサイドスイッチ及び前記ローサイドスイッチに重複するオン時間を提供するモード、及び、
（ｉｉｉ）前記ハイサイドスイッチ及び前記ローサイドスイッチに同期のオン時間を提供するモード、
のうち少なくとも一つのモードを有する、電源アダプタ。
【請求項２】
前記スイッチコントローラは、
（ｉｉ）前記ハイサイドスイッチ及び前記ローサイドスイッチに重複するオン時間を提供するモード、及び、
（ｉｉｉ）前記ハイサイドスイッチ及び前記ローサイドスイッチに同期のオン時間を提供するモード、
のうち少なくとも一つのモードを有する、請求項１に記載の電源アダプタ。
【請求項３】
前記ハイサイドスイッチ及び前記ローサイドスイッチは少なくとも発振器を含む駆動回路により駆動され、
前記駆動回路の前記接地接続は前記ハイサイドスイッチ及び前記ローサイドスイッチの前記エミッタ又はソース端末に接続され、前記駆動回路の前記接地接続は、浮動接地の形式の前記ハイサイドスイッチ及び前記ローサイドスイッチに共通の参照を有する、請求項１または２に記載の電源アダプタ。
【請求項４】
前記電源アダプタは、
減光スイッチを含む主電源から固体光源を駆動し、
２つ以上の動作モードを切り替え、２つ以上のモードのそれぞれはハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチのためのオン時間の異なる構成を提供し、
適切な動作モードを選択するためにどの種類の減光スイッチが使用中であるかを識別する請求項１から３の何れか一項に記載の電源アダプタ。
【請求項５】
前記共振回路は、前記共振回路の共振周波数もしくは各モードにおける前記共振周波数の分数調波、又は近似で駆動される、請求項４に記載の電源アダプタ。
【請求項６】
前記スイッチコントローラは前記ハイサイドスイッチ及び前記ローサイドスイッチに異なる継続時間のオン時間、即ち非対称のオン時間を提供し、
前記ハイサイドスイッチと前記ローサイドスイッチの非対称の程度は前記入力から引き出される電流を少なくとも部分的に決定する、請求項１から５の何れか一項に記載の電源アダプタ。
【請求項７】
前記入力で引き出される電流は前記出力で提供される電流とほぼ等しい、請求項６に記載の電源アダプタ。
【請求項８】
前記スイッチコントローラは各入力サイクルの間に前記ハイサイドスイッチと前記ローサイドスイッチの非対称の程度を変化させ、前記入力から引き出される電流の波形を決定するようになされる、請求項１から６の何れか一項に記載の電源アダプタ。
【請求項９】
前記スイッチコントローラは前記ハイサイドスイッチ及び前記ローサイドスイッチに重複するオン時間を提供し、各入力サイクルにおいて重複期間の負荷状態を生成し、各入力サイクルにおいて重複期間の前記出力に搬送される電流に対して前記入力で引き出される電流を増加させる、請求項１から８の何れか一項に記載の電源アダプタ。
【請求項１０】
前記電源アダプタは固体光源を駆動するようになされ、重複期間において、減光スイッチのラッチ電流が各入力サイクルにおいて引き出され、低い保持電流が各入力サイクルにおいて引き出されるようになされ、
前記共振回路はほぼ同じ周波数で駆動される、請求項９に記載の電源アダプタ。
【請求項１１】
前記電源アダプタは前記出力において電力が提供されないモードを有し、
前記電源アダプタは、前記ハイサイドスイッチ及び前記ローサイドスイッチに同時のオン時間を提供する前記スイッチコントローラにより前記入力に負荷状態を提供する、請求項１から１０の何れか一項に記載の電源アダプタ。
【請求項１２】
前記電源アダプタは負荷状態が前記スイッチの重複する又は同期のオン時間により生成されるモードを有し、
前記コントローラは、前記電源の電圧を監視し、負荷状態のインピーダンスが前記電源の電圧にとって許容可能であるかを決定するようになされる、請求項１から１１の何れか一項に記載の電源アダプタ。
【請求項１３】
前記スイッチコントローラは、電源の電圧を監視する請求項１から１２の何れか一項に記載の電源アダプタ。
【請求項１４】
前記電源アダプタは入力電圧を監視するようになされ、前記入力電圧に基づいて前記出力で提供される電流と前記入力に亘る抵抗の比率を変更する、請求項１３に記載の電源アダプタ。
【請求項１５】
前記出力で提供される電流と前記入力に亘る抵抗の前記比率は前記入力電圧に基づいて比例的に変化され、電流及び／又は入力抵抗の急激な変化はモードを切り替える時に生成されない、請求項１４に記載の電源アダプタ。
【請求項１６】
前記ハイサイドスイッチ及び前記ローサイドスイッチはバイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴｓ）である、請求項１から１５の何れか一項に記載の電源アダプタ。
【請求項１７】
前記共振回路はＬＣＬ直並列共振回路である、請求項１から１６の何れか一項に記載の電源アダプタ。
【請求項１８】
前記電源アダプタは入力電圧を変化させるほぼ定電流の入力を保持するようになされる、請求項１から１７の何れか一項に記載の電源アダプタ。
【請求項１９】
前記電源アダプタは、前記ハイサイドスイッチ及び前記ローサイドスイッチに異なる継続時間のオン時間、即ち非対称のオン時間を提供し、各入力サイクルの間、前記ハイサイドスイッチと前記ローサイドスイッチの非対称の程度を変更し、前記入力から引き出される電流にほぼ正弦波形を提供するスイッチコントローラにより、主電源からほぼ正弦電流波形を引き出すようになされる、請求項１から１７の何れか一項に記載の電源アダプタ。
【請求項２０】
前記ハイサイドスイッチはＮＰＮバイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）であり、ローサイドスイッチはＰＮＰバイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）である、請求項１から１９の何れか一項に記載の電源アダプタ。
【請求項２１】
前記スイッチコントローラは集積回路の形式を取り、
前記スイッチコントローラの接地接続は前記ハイサイドスイッチ及び前記ローサイドスイッチの前記エミッタ又はソース端末に接続され、前記スイッチコントローラの前記接地接続は浮動接地の形式の前記ハイサイドスイッチ及び前記ローサイドスイッチに共通の参照を有する、請求項１から２０の何れか一項に記載の電源アダプタ。
【請求項２２】
前記電源アダプタは従来の減光スイッチを含む主電源からの固体光源を駆動するようになされる、請求項１から２１の何れか一項に記載の電源アダプタ。
【請求項２３】
前記電源アダプタはモータを駆動するようになされる、請求項１から２２の何れか一項に記載の電源アダプタ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電源アダプタに関し、特に固体光源のための電源アダプタの改良に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＬＥＤは、よりエネルギー効率の良いシステムを提供するため、例えば蛍光灯及び白熱電灯等の従来の照明装置と置き換えられるように開発された光源である。白熱光源は通常６０から１００Ｗを消費して寿命が短いため、ＬＥＤ電球が電力消失を大幅に減らして寿命を長くする優れた代替物になるであろう。よって、照明装置に普及しているトライアック調光器に対応するＬＥＤ電球の開発に多大な研究が行われてきた。
【０００３】
トライアック調光可能なＬＥＤ電球の主な課題は調光器の適合性である。従来のトライアック調光器は白熱電球により誘導されて何百ワットの電気を処理するよう設計されていた。ずっと少ない電力を消費するＬＥＤ電球は高電力の装置から成るそれらの調光器と相互作用するであろう。調光器とＬＥＤ電球の間の相互作用が安定しないと、可視のちらつきが感知される。
【０００４】
可視のちらつきを防止するため、従来のトライアック調光器は点火時のラッチ電流と点火後のトライアックがオンになる間の保持電流を必要とする。これら２つの電流が満たされないと、トライアック調光器は不発に終わりＬＥＤ光源はちらつきを生じる。
ラッチ電流と保持電流は異なる調光器モデルの間で異なっている。典型的なラッチ電流と保持電流の範囲は約５から５０ｍＡである。これらの操作要件は、白熱電球の高い電力消費のため、白熱電球が使用される時は課題を生じない。しかし、ずっと少ない出力電力を有するＬＥＤ電球は、追加の回路無しでは全体の回路サイクルに亘りこの電流の量を保持することが出来ない。
【０００５】
もう一つの課題は、一般に電流突入と呼ばれる従来のトライアック調光器の点火の際に生じる大きな電流のスパイクである。その様な電流のスパイクは、電源アダプタのコンデンサの急速な充電の結果として生じ、且つ回路電流の振動を生じるという欠点を有する。上記に論ずるように、トライアック調光器は点火の間のラッチ電流と点火後の保持電流を必要とし、これらの電流レベルが満たされないと調光器は不発に終わり、結果として固体光源のちらつきを生じる。よって、そのような回路電流の振動は要求された電力レベルが満たされず、調光器が不発に終わる結果になり得、又はトライアック調光器に損害を与えることにさえなり得る。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】国際公開第２００８／１２００１９号明細書
【特許文献２】国際公開第２０１０／０４０１６７号明細書
【特許文献３】国際公開第２０１０／１３９９９２号明細書
【特許文献４】国際公開第２０１１／０８３３３６号明細書
【特許文献５】国際公開第２０１２／０１０９００号明細書
【特許文献６】英国特許第２４４９６１６号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
本発明の目的は、従来技術に関連する上述の及び／又は他の欠点を克服する又は実質的に緩和する改良された電源アダプタを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の第１の態様による電源アダプタは、交流電源に接続するための入力と、負荷を駆動するのに適した出力を提供する入力に結合された共振回路と、駆動信号を共振回路に提供する少なくとも１つのハーフブリッジ駆動回路と、ハーフブリッジ駆動回路のためのスイッチコントローラとを備える。ハーフブリッジ駆動回路はハイサイドスイッチとローサイドスイッチを有する。スイッチコントローラは、（ｉ）ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチに異なる継続期間のオン時間を提供するモード、（ｉｉ）ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチに重複するオン時間を提供するモード、及び（ｉｉｉ）ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチに同期のオン時間を提供するモード、のうち少なくとも一つのモードを有する。
【０００９】
本発明は主に、スイッチコントローラが、ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチに異なる継続時間のオン時間、重複するオン時間及び／又は同期のオン時間を提供し、且つ共振回路が駆動される周波数を変更する必要なしに出力に搬送される電流を制御するのに使用され得るという理由で有利である。このことは出力の電流が、共振回路が駆動される周波数を変更せずに、よって共振回路自体を変更させずに制御されることを可能にする。
【００１０】
異なる継続時間のオン時間を有するハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチは入力から引き出される電流を制御するのに使用され得る。特に、ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチは異なる継続時間のオン時間、即ち非対称のオン時間を有し得、その結果ハイサイドスイッチとローサイドスイッチの非対称の程度は入力から引き出される電流を決定する。ハイサイドスイッチとローサイドスイッチのオン時間の非対称の程度が大きいほど、入力から引き出される電流は少なくなることが分かった。
【００１１】
例えばハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチのオン時間の重複が無い場合、入力で引き出される電流は出力で提供される電流とほぼ等しくなり得る。このことは共振回路が駆動される周波数を変更する必要なしに、よって共振回路自体を変更する必要なしにスイッチコントローラにより達成される調光操作を可能とする。特に、入力から引き出される電流及び出力で提供される電流を減らすため、ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチのオン時間は互いに変化され得、例えばその結果ハイサイドスイッチのオン時間はローサイドスイッチのオン時間より短くなる。
【００１２】
異なる継続時間のオン時間、即ち非対称のオン時間を有するハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチは、例えば調光器の互換性を提供する及び／又は高調波ひずみを減らすため入力で引き出される電流の波形を決定するために使用され得る。特に、このことはハイサイドスイッチとローサイドスイッチに異なる継続時間のオン時間、即ち非対称のオン時間を提供し、且つ各入力サイクルの間にハイサイドスイッチとローサイドスイッチの非対称の程度を変化させて入力から引き出される電流の波形を決定するスイッチコントローラにより達成され得る。
【００１３】
ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチのオン時間の重複は各入力サイクルにおいて重複期間の負荷状態を生成するのに使用され得、そのことは各入力サイクルにおいて重複期間の出力に搬送される電流に対して入力で引き出される電流を増加させ得る。このことは例えば入力で引き出される電流を減少させずに出力の電流を減少可能とする。加えて、それは重複期間において、減光スイッチのラッチ電流が各入力サイクルにおいて引き出され、その後、共振回路が駆動される周波数を変化させる必要なしに低い保持電流が各入力サイクルにおいて引き出されることを可能にする。主電源（例えば８５ｍＡ）における従来の減光スイッチのためのラッチ電流は、通常数ｍｓで引き出される保持電流（例えば５０ｍＡ）に対して通常数百μｓだけ引き出されれば良いため、出力に提供されない追加の電流（３５ｍＡ）は例えば２３０Ｖの主電源で１００から２００ｍＷの受け入れ可能な小さな損失になるであろう。この制御はまた従来の減光スイッチのトライアックが点火した直後に見られる電圧減少の問題を軽減し、よってスナバ回路の必要性及びそれらに関連する損失を否定する。
【００１４】
電源アダプタは出力において電力が提供されないモードも有し得るが、電源アダプタは、ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチに同時のオン時間を提供するスイッチコントローラにより入力に負荷状態を提供する。
【００１５】
オン時間の重複期間又は同時のオン時間の期間が長いほど、抵抗又は負荷の動的インピーダンスは低くなる。これは例えばＬＥＤのような固体光源に特に有利である。特に、この負荷状態は偽の起動状態を防止する直流通路を提供し得る。これは調光器と共に使用することを可能にし、またピックアップ供給から生じるグローを防止する。
【００１６】
スイッチコントローラはオン時間の上記の構成の組合せを使用可能であり、入力において望ましい電流の引き出しと、出力において必要な電流を提供する。
【００１７】
電源アダプタが、負荷状態がスイッチの重複する又は同期のオン時間により生成されるモードを有する場合、コントローラは負荷状態のインピーダンスが電源の電圧にとって許容可能であるかを決定するようになされ得る。よってコントローラは好ましくは電源の電圧を監視するようになされる。
【００１８】
電源アダプタは２つ以上のモードを切り替えるようになされ得、２つ以上のモードのそれぞれはハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチのためのオン時間の異なる構成を提供する。本発明は共振回路が駆動される周波数を変更せずに異なるモードを可能にするため、共振回路は好ましくは、共振回路の共振周波数もしくは各モードにおける共振周波数の分数調波、又はその近似で駆動される。
【００１９】
電源アダプタは入力電圧を監視するようになされ得、入力電圧に基づいて出力で提供される電流と入力に亘る抵抗の比率を変更する。特に、この比率は入力電圧に基づいて比例的に変化され得、その結果電流及び／又は入力抵抗の急激な変化はモードを切り替える時に生成されない。電源アダプタが主電源及び固体光源と共に使用されるようなされた場合、これらの電流及び／又は入力抵抗の急激な変化はリンギング又は主電源での高調波、出力でのちらつきの可能性を生じ得、その結果調光器の不適合性につながり得る。その割合はハイサイドスイッチとローサイドスイッチのオン時間の重複の量を変化させることにより変えられ得る。
【００２０】
ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチは好ましくは、通常電界効果トランジスタ（ＦＥＴｓ）より安価なバイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴｓ）である。更に、ＢＪＴｓは制限された利得を有するため、無限の利得を有し減衰回路を必要とするＦＥＴに対し、電流突入からの切り替えに対する損害の危険性が少なくなる。
【００２１】
例えば、従来の減光スイッチ（例えばトライアック及びＳＣＲスイッチ）と互換性のあるＬＥＤ等の固体光源を駆動する電源アダプタのいくつかの応用のため、電源アダプタは入力電圧を変えるほぼ定電流の入力を保持することが好ましい。
【００２２】
よって共振回路はＬＣＬ直並列共振回路であっても良い。ＬＣＬ直並列共振回路は、直列に接続された第１のインダクタＬ１並びに第１のコンデンサＣ１、及び第２のインダクタＬ２を含む並列の負荷脚を備える。第１のインダクタＬ１と第１のコンデンサＣ１は共振回路の２つの入力端末の間に直列に接続され、負荷脚は第１のコンデンサＣ１を越えて並列に接続され、負荷脚は直列に接続された第２のインダクタＬ２と負荷を駆動する出力を備える。
【００２３】
ＬＣＬ直並列共振回路を使用する電源アダプタは国際公開第２００８／１２００１９号、国際公開第２０１０／０４１０６７号、国際公開第２０１０／１３９９９２号、国際公開第２０１１／０８３３３６号及び国際公開第２０１２／０１０９００号に記載されており、それぞれの教示が全体として本明細書に使用される。
【００２４】
ＬＣＬ直並列の共振回路の使用はほぼ定電流の引き出し及び高い効率を有する、例えばＬＥＤのような固体光源に適した電源アダプタを提供する。特に、出力電流は出力電圧から独立しており、もし電源アダプタが低周波正弦電圧入力により電力供給され、且つ出力電圧が一定、即ち、ＬＥＤ負荷である場合、入力電流はトライアック調光器による駆動に理想的な低周波の、ほぼ方形波となる。その理由は、電源アダプタは保持電流を可能な限り低い電力で保持し、一方ＬＥＤに低周波の入力電圧に関して輝度を変化させる電流源を提供する、即ち、電源アダプタはＬＥＤに電球のように動作させ、トライアック調光器による、他の電源アダプタ技術に対して大幅に減少された電力及び高い力率で制御することを可能にするためである。
【００２５】
よって負荷は１つ以上のＬＥＤであっても良く、入力はトライアック又はＳＣＲ調光器から引き出されても良い。
【００２６】
高電圧のＬＥＤが使用される場合、ＬＣＬ直並列共振回路の第２のインダクタは大幅に減らされる、又は除去され得ることも分かった。よって共振回路は固体光源を駆動するのに適した出力を提供するＬＣ共振回路であっても良く、ＬＣ共振回路は、ＬＣ共振回路が交流電源からほぼ定電流を引き出し可能とするある周波数で、又は任意にデッドバンドと共に駆動される。交流電源に関して「ほぼ定電流」とは、ほぼ方形波の電流の引き出しを意味する。
【００２７】
ＬＣ共振回路は駆動されて上記に論じたＬＣＬ直並列共振回路のものと同じ特性を提供し得るが、ＬＥＤが例えば少なくとも＋／−５０％、又は好ましくは＋／−２５％の交流電源のｒｍｓ電圧に相当する電圧を有する場合に限ることが分かった。
【００２８】
所定の市場及び／又は電灯の種類のため、例えば１５％未満の低い主電流合計高調波ひずみ（ＩTHD）を提供することが望ましい。これらの実施形態では、主電源からのほぼ定電流の引き出しではなく、電源アダプタは主電源からほぼ正弦電流波形を引き出すようになされても良い。このことはハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチに異なる継続時間のオン時間、即ち非対称のオン時間を提供し、各入力サイクルの間、ハイサイドスイッチとローサイドスイッチの非対称の程度を変更し、入力から引き出される電流の波形を決定するスイッチコントローラにより達成される。特に、ハイサイドスイッチとローサイドスイッチのオン時間の非対称の程度が大きいほど、入力から引き出される電流が少ないことが分かった。更に、共振回路が主電源の入力サイクルの増加する半分で充電される直流リンクコンデンサを含む場合、より多くの電流が主電源入力サイクルの増加する端部で引き出されるであろう。そのようであるため、これを補償するためハーフサイクルの増加する側での電力増加を遅らせることが必要であり、一方主電圧の下降側において、電力は電圧が減少するにつれ減少する。
【００２９】
現在好ましい実施形態において、ハーフブリッジ駆動回路のハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチはハーフブリッジの中央で接続されたそれぞれのエミッタ又はソース端末と共に配置される。
【００３０】
この実施形態において、トランジスタのベース又はゲート端末に付与される切り替え電圧はエミッタ又はソース端末の電圧に対して参照されるため、これは浮動接地の形式の共通の参照を可能にする。このことは、通常高価であり電力損失を生じ、よって効率を下げる高電圧回路であるレベルシフタ回路の必要性を除去する。よって本発明はコストを減らし、従来技術に対する効率を高める。加えて、本発明は駆動回路を低電圧にすることが出来、同じ駆動回路がハイサイドスイッチとローサイドスイッチの両方を駆動できるようにする。実際、本発明の更なる態様によれば、ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチを含むハーフブリッジ駆動回路であって、ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチのそれぞれはエミッタ又はソース端末を有し、ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチはハーフブリッジの中央で接続されたそれぞれのエミッタ又はソース端末と共に配置される、ハーフブリッジ駆動回路が提供される。
【００３１】
ハイサイドスイッチは好ましくはＮＰＮバイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）か、又は同様に機能するトランジスタである。ローサイドスイッチは好ましくはＰＮＰバイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）か、又は同様に機能するトランジスタである。バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴｓ）であるトランジスタはスイッチコントローラを例えば５Ｖ未満、例えば２Ｖのような低い電圧にすることが出来得る。集積回路が提供される場合、低電圧の電源が１つ以上のダイオードと、例えばコンデンサのようなエネルギー保存装置により形成され得る。
【００３２】
スイッチは通常エミッタ又はソース端末の電圧に関連して決定されるベース又はゲート端末での切り替え電圧を有して構成される。よってハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチのエミッタ又はソース端末の接続は浮動接地の形式のハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチの切り替え電圧に共通の参照を提供する。ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチのコレクタ又はドレン端子は回路の正の供給電圧及び例えば０Ｖの通常接地にそれぞれ接続され得る。
【００３３】
ローサイドスイッチは好ましくは浮動接地の形式の共通の参照に関連して決定されたスイッチのベース／ゲートでの負の切り替え電圧を有する。負の切り替え電圧は例えば電荷ポンプにより生成され得る。
【００３４】
スイッチコントローラは集積回路の形式を取る。好ましくはスイッチコントローラの接地接続はハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチのエミッタ又はソース端末に接続され、その結果スイッチコントローラの接地接続は浮動接地の形式のハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチに共通の参照を有する。
【００３５】
好ましくは、スイッチコントローラはローカル電源又は通常接地からのブートストラップを備え、又は通常ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチに亘って接続されるコンデンサがスイッチコントローラに電力供給するために適用されても良く、これらはマイクロプロセッサの電荷ポンプダイオードに電力供給し得る。
【００３６】
本発明のこの実施形態は、ＬＣＬ直並列共振回路を駆動するのに使用される時、特に有利である。この配置はハーフブリッジ駆動回路に、例えばインダクタから発振器ドライブへ等のフィードバック無しで機能することを可能にする。この配置はまた大型で高価なフィードバック変圧器の必要性を除去する。また、本発明はＬＣＬ回路に対して特に有利である。その理由はＬＣＬ回路が低圧プロセスの使用を可能にするためである。
【００３７】
スイッチコントローラは低圧プロセス集積回路を含み得、ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチは集積回路の外側にあっても良い。スイッチコントローラはマイクロプロセッサを含み得、マイクロプロセッサのポートのＥＳＤダイオードはマイクロプロセッサのための電源の提供における電荷ポンプダイオードとして使用される。
【００３８】
スイッチコントローラは例えば国際公開第２０１１／０８３３３６Ａ２号及び国際公開第２０１２／０１０９００Ａ２号に記載される多数の動作モードを有する整流器回路のような出力段階も制御するように構成され得る。スイッチコントローラは出力段階の参照と同様の、又は同一の電位を有する例えば浮動接地のようなハーフブリッジ駆動回路の中央点で参照されるため、上記のことは本発明のこの実施形態により可能となる。
【００３９】
共振回路は、共振の中又はその近くにある時大量のオーバーシュート電流を引き出し得るため、駆動トランジスタに亘る逆並列ダイオードは存在しなくても良い。逆並列ダイオードは高圧ダイオードでなければならないため、このことは有利である。しかし、逆並列ダイオードを有しない影響を最小限にするため、トランジスタの共通ポイントとトランジスタのベース端末との間に接続されるダイオードが迅速なスイッチオフのためのベース抽出電流を提供するために使用され得る。
【００４０】
本発明による電源アダプタは、従来の減光スイッチを含む主電源からの固体光源の駆動に関して特に有利である。しかし、更に上記に論じた制御は例えばモータ制御に関連する他の分野で使用され得る。特に、本発明は例えば双方向のモータ制御、及び例えば直流モータ及び高周波交流モータの駆動を可能にする。
【００４１】
その教示の全体が本明細書に参照として使用される国際公開第２０１１／０４０１６７号は、ＬＥＤ固体照明装置の駆動回路に有用な電源アダプタの改良を開示する。その様なシステムは「ＲＡＩＳ」技術と呼ばれ、直列に接続された第１のインダクタＬ１と第１のコンデンサＣ１、及び第２のインダクタＬ２を含む平行負荷脚を備えるＬＣＬ直並列共振回路を組み込む。第１のインダクタＬ１と第１のコンデンサＣ１は共振回路の２つの入力端子の間に直列に接続され、負荷脚が第１のコンデンサＣ１に亘って並列に接続され、負荷脚は直列に接続された第２のインダクタＬ２と負荷を駆動する出力を備える。ＬＣＬ回路は出力整流器ブリッジに接続される（国際公開第２０１０／０４０１６７号の図４の２４に示される）。
【００４２】
減光した固体照明装置のちらつきを防止するため、ＲＡＩＳ技術は使用中の調光器の種類に理想的な波形を提供する。ＲＡＩＳはどちらの種類の調光器が使用中であるかに応じて２つの異なる動作モードを有し、これら２つのモードは「ダブルホールド」及び「ハーフパワー」と呼ばれる。
【００４３】
例えばトライアックのような前縁の調光器にとって、動作のための電流が１８０°の主電源サイクルのうち最初の９０°のためのみに全出力で引き出され、これはＲＡＩＳのダブルホールドの適用である。調光器がスイッチオンされると、ＲＡＩＳ技術は出力ブリッジに共振波形を送信し、このプロセスは調光器のオン時間の継続時間の間持続する。しかし、修正された出力ブリッジは、異なる減光曲線が必要な場合にこの信号をおよそ第２の半分またはそれより長くショートし、結果として電流は予期した時間のおよそ半分の入力で引き出される。
【００４４】
しかし、後端の調光器は全体の主サイクルにハーフパワーで動作する電流を引き出し、これはＲＡＩＳの動作のハーフパワーモードである。この動作モードを実施可能とする整流器回路は国際公開第２０１１／０８３３３６号に記載され、その全体の教示が本明細書に参照として使用される。
【００４５】
明らかに、適切な動作モードが選択されるため、どの種類の調光器が使用中であるかを識別できることが必要である。これを達成する知られた方法は入力電圧波形を監視することを必要とする。特に、そのような方法はＶＤＣ（整流された主交流電流）への接続を必要とする。入力電圧波形は監視され、速い端部が検知されれば、使用中の調光器はトライアック調光器であると判断される。これはＲＡＩＳ技術にダブルホールドの動作モードを使用することを促す。速い端部が検知されなければ、調光器は後端であると判断されハーフパワーの動作モードが使用される。
【００４６】
調光器の種類、よって必要な動作モードを、入力電圧波形を監視せずに識別することが可能であると分かった。
【００４７】
本発明の更なる態様によると、交流電源に接続するための入力と、負荷を駆動するのに適した出力を提供する入力に結合された共振回路を含む電源アダプタであって、共振回路は共振波形を生成し、電源アダプタは共振波形を監視して共振波形の変化を検知するようになされる、電源アダプタが提供される。
【００４８】
共振波形の変化は隙間、速い変化又は他の変形の形式を有し得る。波形は例えばＡＣ１の信号を適切なプロセッサ、タイミング回路等に結合するといった当業者に自明な様々な手段により監視され得る。波形は一連のパルスの形式を取り得る。
【００４９】
共振波形の変化の有無は電源アダプタが接続される電力減少装置の種類を示し得る。共振波形における隙間、変形又は速い変化の存在は、調光器の再起動及び前端（例えばトライアック）の調光器の存在を示し得る。これはその後、ダブルホールドの動作モードの起動につながる。
【００５０】
共振波形のその様な変形が検知されない場合は、電源アダプタはハーフパワーモードで動作する。これを実施するため、電源アダプタは国際公開第２０１１／０８３３３６号に記載された種類の整流器を備え得る。
【００５１】
本発明の利点はモニタ回路との接続を必要としないことであり、よってモニタ回路は省いても良い。よって図１のＶＤＣ接続３は本発明のこの態様では必要でなく、代わりに共振波形がＡＣ１及び／又はＡＣ２で監視される。よってシステムは絶縁回路にはるかに良く適する。
【００５２】
本発明は更に、共振波形の隙間、変形又は速い変化が１から３の主ハーフサイクルで検知できる点で有利である。よって、ダブルホールドの動作モードが迅速に起動され、その結果固体照明装置のちらつきが人間の眼により感知されない。
【００５３】
更に、一つの低電力電灯が調光器に接続された場合、調光器が不安定で偽のトリガとなる場合、電灯は上記のようにダブルホールドの方法で電力を引き出す。本発明において、電灯の数が追加されるにつれ、調光器は安定し全体のサイクルに亘って電流を引き出し、回路により良い力率（ＰＦ）を提供する。これは僅かに低い力率を引き出す単一の電灯システムの力率を相殺するであろう。
【００５４】
交流電源に接続される入力及び負荷を駆動するのに適した出力を提供する入力に結合された共振回路を備える電源アダプタであって、共振回路は第１の動作モードを有し、共振回路の少なくとも１つのインダクタンスと容量性成分が修正又は除去される第２の動作モードが提供される。
【００５５】
本発明による電源アダプタは、主に共振回路が２つの異なるレベルで電力供給し、一方両方の動作モードの効率を最適化する理由で有利である。
【００５６】
共振回路は好ましくはＬＣＬ直並列共振回路である。ＬＣＬ直並列共振回路は、直列に接続された第１のインダクタＬ１並びに第１のコンデンサＣ１、及び第２のインダクタＬ２を含む並列の負荷脚を備える。第１のインダクタＬ１と第１のコンデンサＣ１は共振回路の２つの入力端末の間に直列に接続され、負荷脚は第１のコンデンサＣ１を越えて並列に接続され、負荷脚は直列に接続された第２のインダクタＬ２と負荷を駆動する出力を備える。
【００５７】
ＬＣＬ直並列共振回路を使用する電源アダプタは国際公開第２００８／１２００１９号、国際公開第２０１０／０４１０６７号、国際公開第２０１０／１３９９９２号、国際公開第２０１１／０８３３３６号及び国際公開第２０１２／０１０９００号に記載されており、それぞれの教示が全体として本明細書に使用される。
【００５８】
ＬＣＬ直並列の共振回路の使用はほぼ定電流の引き出し及び高い効率を有する、例えばＬＥＤのような固体光源に適した電源アダプタを提供する。特に、出力電流は出力電圧から独立しており、もし電源アダプタが低周波正弦電圧入力により電力供給され、且つ出力電圧が一定、即ち、ＬＥＤ負荷である場合、入力電流はトライアック調光器による駆動に理想的な低周波の、ほぼ方形波となる。その理由は、電源アダプタは保持電流を可能な限り低い電力で保持し、一方ＬＥＤに低周波の入力電圧に関して輝度を変化させる電流源を提供する、即ち、電源アダプタはＬＥＤに電球のように動作させ、トライアック調光器による、他の電源アダプタ技術に対して大幅に減少された電力及び高い力率で制御することを可能にするためである。
【００５９】
よって負荷は好ましくは１つ以上のＬＥＤであり、入力はトライアック調光器から引き出されても良い。
【００６０】
電源アダプタは共振回路の容量性成分が減少される第２の動作モードを有し得る。このことはコンデンサを共振回路から除去する例えばトランジスタ又はサイリスタ等の電気スイッチを使用することにより達成され得る。例えば、共振回路の容量性成分は並列の少なくとも２つのコンデンサにより提供され得、その内少なくとも１つのコンデンサは電気スイッチを使用して共振回路から除去される。電気スイッチは例えば集積回路のようなコントローラにより制御され得る。この第２の動作モードは第１の動作モードに対して、負荷に少ない電力を提供するのに使用され得る。
よって第１の動作モードは高い電流引き出しを提供し、それゆえ第２の動作モードに対して高い電力引き出しを提供するように構成され得る。よって第１の動作モードはトライアック調光器のラッチ電流を引き出すのに使用され得、共振回路の駆動信号のデッドバンドがトライアック調光器の（通常低い）保持電流を引き出すため誘導及び／又は変化され得る。しかし、安定した低電力の電灯のため、第２のモードが使用されても良い。
【００６１】
第２の動作モードに入る際、共振回路の駆動信号の周波数は通常変化される必要があり、及び／又は修正された共振回路を機能させるため、任意のデッドバンドが通常変化される必要がある。
【００６２】
この第２の動作モードは低電力電灯による使用のためのずっと低い電力を可能にし、共振回路が主電源と、電灯が安定する前縁及び後縁の調光器と共に使用されるダブルホールド原理を使用可能とする。不安定性が検知される、又は前縁の検知においてモードを切り替えることが好ましい場合、モードは第１の動作モードに戻り、よってかなり大量の電力と必要とされる保持電流を引き出す。
【００６３】
他の構成はその出力に亘ってコンデンサを有するＬＣＬ直並列共振回路を備える。このコンデンサは例えばＬＥＤのような固体光源を駆動する時に伝導性放射の減少を提示するものとして国際公開第２０１１／０８３３３６号に記載される。この構成において、電源アダプタはＬＣＬ共振回路の容量性成分が除去される第２の動作モードを有し得る。この第２の動作モードにおいて、ＬＣＬ共振回路はその出力に亘る静電容量と直列のＬＣＬ共振回路の残りのインダクタから成るＬＣ共振回路に変化する。ＬＣ共振回路は駆動されて上記に論じたＬＣＬ直並列共振回路のものと同じ特性を提供し得るが、ＬＥＤが例えば少なくとも＋／−５０％、又は好ましくは＋／−２５％の交流電源のｒｍｓ電圧に相当する電圧を有する場合に限ることが分かった。
【００６４】
以下の特徴は、上記に論じた２つのモードの構成だけでなく、共振回路を備える電源アダプタに関して有利であると考えられる。よって、本発明の更なる態様によると、交流電源に接続するための入力と、負荷を駆動するのに適した出力を提供する入力に結合された共振回路を備え、以下に記載する１つ以上の特徴を含む電源アダプタが提供される。
【００６５】
電源アダプタは例えばＬＥＤへの電力を減少させ、なお同じ電流を引き出す共振回路の駆動信号へのデッドバンドを誘導し得る。よってデッドバンドは、しばしば保持電流より高いラッチ電流を引き出し可能とするために全体の電力が増加される場合に、ＬＥＤへの低量電力を可能とするのに使用され得る。このことはＲＣブリーダー回路の必要性を除去する。
【００６６】
共振回路は１つ以上の駆動トランジスタ、好ましくは２つのトランジスタ―ハイサイドトランジスタ及びローサイドトランジスタにより駆動され得る。トランジスタは通常発振器を含む適切な駆動回路により駆動されても良いが、好ましくは例えば集積回路のようなコントローラにより駆動される。トランジスタはバイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴｓ）であっても良く、その特徴は駆動回路を例えば５Ｖ未満、例えば２Ｖ等の低電圧にすることを可能にする。集積回路が提供される場合、低電圧の電源が１つ以上のダイオード及び例えばコンデンサ等のエネルギー保存装置により形成され得る。
【００６７】
駆動トランジスタの利得は効率の高い迅速なスタートを提供するために使用され得、抵抗は駆動トランジスタのベース端末に電力供給し、そのことは例えばコンデンサ等のエネルギー保存装置に抵抗及び駆動トランジスタの利得が決定した速度で充電する。
【００６８】
ハイサイドトランジスタ及びローサイドトランジスタのパルス幅は例えばＮＰＮとＰＮＰトランジスタとの間の異なるスイッチオフ時間を説明するために異なっていても良い。例えば、ハイサイド駆動トランジスタのパルス幅は、ローサイドＰＮＰトランジスタのより長いベース保存時間に対応するため、ローサイド駆動トランジスタのパルス幅より広くても良い。
【００６９】
共振回路は、共振の中又はその近くにある時大量のオーバーシュート電流を引き出すため、駆動トランジスタに亘る逆並列ダイオードは存在しなくても良い。逆並列ダイオードは高圧ダイオードでなければならないため、このことは有利である。しかし、逆並列ダイオードを有しない影響を最小限にするため、トランジスタの共通ポイントとトランジスタのベース端末との間に接続されるダイオードが迅速なスイッチオフのためのベース抽出電流を提供するために使用され得る。
【００７０】
上記に論じたように、高電圧のＬＥＤが使用される場合、ＬＣＬ直並列共振回路の第２のインダクタは大幅に減らされる、又は除去され得ることが分かった。よって、本発明の更なる態様によると、交流電源に接続するための入力と、固体光源を駆動するのに適した出力を提供する入力に結合されたＬＣ共振回路を備える電源アダプタであって、ＬＣ共振回路は、ＬＣ共振回路が交流電源からほぼ定電流を引き出し可能とするある周波数で、又は任意にデッドバンドと共に駆動される、電源アダプタが提供される。
【００７１】
交流電源に関して「ほぼ定電流」とは、ほぼ方形波の電流の引き出しを意味する。
ＬＣ共振回路は駆動されて上記に論じたＬＣＬ直並列共振回路のものと同じ特性を提供し得るが、ＬＥＤが例えば少なくとも＋／−５０％、又は好ましくは＋／−２５％の交流電源のｒｍｓ電圧に相当する電圧を有する場合に限ることが分かった。
【００７２】
本発明の更なる態様によると、活性の減衰回路を備える固体光源のための電源アダプタであって、活性の減衰回路は定電流回路と並列の抵抗負荷を有する、電源アダプタが提供される。
【００７３】
本発明のこの態様による電源アダプタは主に、活性の減衰回路がトライアック調光器内のトライアックの点火に関連した電流のスパイク又は電流突入を減衰し、一方電流スパイク又は電流突入が存在しない場合は定電流回路により高い効率を保持するという理由で有利である。これは主に、連続して活性の２つの減衰回路が存在し、それらの活性化に点火時調整又は遅延が存在せず、高い効率の保持に結びつく点で従来技術に対して有利である。更に、抵抗負荷に亘るＦＥＴを備える従来技術の配置はスイッチが作動する際の電流のリンギングの被害を受けることが分かった―本発明はこの課題を解決する。
【００７４】
電流のスパイク又は電流の突入が存在する時、電流は抵抗負荷及び定電流回路からの定電流により制限される。電流のスパイク又は電流の突入が存在しない時、定電流回路は電源アダプタに電力供給する。本発明のこの態様は上記に論じたように例えばＬＣＬ直並列共振回路又はＬＣ共振回路を使用する等のほぼ定電流を引き出す電源アダプタに対して有利である。定電流回路は例えばＬＣＬ共振回路等の電源アダプタの共振回路に共振回路が必要とするよりも大きな電流で電源供給するようになされ、その結果定電流回路に亘る電圧降下は最少になる。
【図面の簡単な説明】
【００７５】
【図１】本発明による電源アダプタの第1実施例のスイッチコントローラ及びハーフブリッジ駆動回路を示す図である。
【図２】本発明による電源アダプタの第1実施例のＬＣＬ直並列共振回路及び直流リンクコンデンサを示す図である。
【図３ａ】本発明による電源アダプタの一実施例のハーフブリッジ駆動回路のハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチに対する異なる波形の例を示す図である。
【図３ｂ】本発明による電源アダプタの一実施例のハーフブリッジ駆動回路のハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチに対する異なる波形の例を示す図である。
【図３ｃ】本発明による電源アダプタの一実施例のハーフブリッジ駆動回路のハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチに対する異なる波形の例を示す図である。
【図３ｄ】本発明による電源アダプタの一実施例のハーフブリッジ駆動回路のハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチに対する異なる波形の例を示す図である。
【図３ｅ】本発明による電源アダプタの一実施例のハーフブリッジ駆動回路のハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチに対する異なる波形の例を示す図である。
【図３ｆ】本発明による電源アダプタの一実施例のハーフブリッジ駆動回路のハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチに対する異なる波形の例を示す図である。
【図４】本発明による電源アダプタの第２実施例を示す図である。
【図５】図５の回路をＩＣ１として使用するのに適する低電圧プロセスハーフブリッジ駆動集積回路（ＩＣ）の例を示す図である。
【図６】本発明による電源アダプタの第３実施例を示す図である。
【図７】本発明による電源アダプタの第４実施例の回路である。
【図８】本発明による電源アダプタの第５実施例の回路である。
【発明を実施するための形態】
【００７６】
本発明の例示的な実施形態は、添付の図面を参照して、例示の目的のみで以下に詳細に記載される。
本発明による電源アダプタの実施形態は入力整流器段階（図示せず）、スイッチコントローラ（ＲＡＩＳ‐ＤＨ）及びハーフブリッジ駆動回路（ＨＳＤ、ＬＳＤ）（図１に示す）、並びにＬＣＬ直並列共振回路（Ｌ１、Ｃ１及びＬ２）及び出力整流器段階（図２に示す）を備える。ハイサイドスイッチであるＱ１はＮＰＮ  ＢＪＴトランジスタであり、ローサイドスイッチであるＱ２はＰＮＰ  ＢＪＴトランジスタである。Ｑ１及びＱ２は、Ｑ１とＱ２の両方のための浮動接地を形成する共通ポイントに接続されるエミッタ／ソースと共に配置される。この共通ポイントはまたハーフブリッジ駆動回路の出力を提供し、ハーフブリッジ駆動回路の出力は本実施形態において固体光源（英国特許第２４４９６１６Ｂ８号及び国際公開第２０１０／０４０１６７Ａ１号に詳細に記載された形式のもの）を駆動するのに適したＬＣＬ直並列共振回路に供給される。
【００７７】
Ｑ１及びＱ２のそれぞれは、切り替えパルスをそれぞれのベース／ゲートに提供することにより切り替えられ、切り替えパルスの電圧はスイッチのエミッタ／ソースに参照される。Ｑ１の電源がオンされると、浮動接地は例えば３３０Ｖの正の供給電圧になり、Ｑ１のベース／ゲートの電圧は浮動接地、よってエミッタ／ソース電圧に関して正となる。Ｑ２の電源がオンされると、浮動接地は例えば０Ｖの通常接地となり、Ｑ１のベース／ゲートの電圧は浮動接地、よってエミッタ／ソース電圧に関して負となる。
【００７８】
ハイサイドスイッチＱ１及びローサイドスイッチＱ２は、これも浮動接地に参照されるＲＡＩＳ‐ＤＨを指定した集積回路であるスイッチコントローラにより駆動される。スイッチコントローラＲＡＩＳ‐ＤＨは＋−０．７Ｖを要するＢＪＴトランジスタを駆動しているため、スイッチコントローラは２Ｖで電力供給される。Ｑ１をスイッチオンするため、スイッチコントローラは浮動接地（例えば３３０Ｖの正の供給電圧）、よってエミッタ／ソース電圧に関してＱ１のベース／ゲートに対して正のパルスを提供する。Ｑ２をスイッチオンするため、スイッチコントローラは浮動接地（例えば０Ｖの通常接地）、よってエミッタ／ソース電圧に関してＱ２のベース／ゲートに対して負のパルスを提供する。
【００７９】
Ｑ１はＬＣＬ直並列共振回路（図２に示す）のためのハイサイドドライブ（ＨＳＤ）を形成し、Ｑ２はローサイドドライブ（ＬＳＤ）を形成し、そのことは固体光源を駆動するのに適した出力を提供する。スイッチコントローラはハイサイドドライブ（ＨＳＤ）とローサイドドライブ（ＬＳＤ）のオン時間を制御することにより入力で引き出される電流、出力で搬送される電流及び／又は電源アダプタのインピーダンスを操作するように構成される。これは上記に詳しく記載される。
【００８０】
ハイサイドドライブ（ＨＳＤ）及びローサイドドライブ（ＬＳＤ）の波形の例は図３に示される。図３ａは重複の無い従来の対称な駆動信号を示し、図３ｂから図３ｆは本発明による駆動波形を示す。
【００８１】
図３ｂは異なる継続時間のオン時間、即ち非対称のオン時間を有するハイサイドドライブ（ＨＳＤ）及びローサイドドライブ（ＬＳＤ）を示す。ハイサイドスイッチとローサイドスイッチの非対称の程度は入力から引き出された電流を決定する。ハイサイドスイッチとローサイドスイッチのオン時間の非対称の程度が大きいほど、入力から引き出される電流が少ないことが分かった。よって、図３ｂの波形は図３ａの波形より入力で引き出される電流が少なくなる。更に、ハイサイドドライブ（ＨＳＤ）とローサイドドライブ（ＬＳＤ）のオン時間は重複しないため、出力においてほぼ同じ電流が提供される。
【００８２】
図３ｃは異なる継続時間のオン時間、即ち非対称のオン時間を有するハイサイドドライブ（ＨＳＤ）及びローサイドドライブ（ＬＳＤ）であるが、重複期間も有するものを示す。このスイッチのオン時間の重複は各入力サイクルにおいて重複期間の負荷状態を生成し、これは各入力サイクルにおける重複期間に出力へ搬送される電流に対する入力で引き出される電流を増加させる。このことは共振回路が駆動される周波数を変化させる必要なしに、重複期間に各入力サイクルで減光スイッチのラッチ電流が引き出され、その後に各入力サイクルで低い保持電流が引き出されることを可能にする。主電源（例えば８５ｍＡ）における従来の減光スイッチのためのラッチ電流は、通常数ｍｓで引き出される保持電流（例えば５０ｍＡ）に対して通常数百μｓだけ引き出されれば良いため、出力に提供されない追加の電流（３５ｍＡ）は例えば２３０Ｖの主電源で１００から２００ｍＷの受け入れ可能な小さな損失になるであろう。この制御はまた従来の減光スイッチのトライアックが点火した直後に見られる電圧減少の問題を軽減し、よってスナバ回路の必要性及びそれらに関連する損失を否定する。
【００８３】
図３ｄは図３ｃの波形と同じ重複期間を有するが、スイッチのオン時間にかなり大きな非対称性を有するハイサイドドライブ（ＨＳＤ）及びローサイドドライブ（ＬＳＤ）を示す。よって、図３ｄの波形は各入力サイクルにおいて高いラッチ電流と低い保持電流の間に同じ変化を提供するが、ハイサイドドライブ（ＨＳＤ）とローサイドドライブ（ＬＳＤ）の間の大きな非対称性のため、図３ｃの波形に関連して、全体の入力サイクルに亘って入力時に少ない電流が引き出され、それに対応して出力時に少ない電流が提供される。
【００８４】
図３ｅ及び図３ｆは、同時のオン時間を有するハイサイドドライブ（ＨＳＤ）及びローサイドドライブ（ＬＳＤ）であって、それぞれが入力に負荷状態を提供するものを示す。しかし、オン時間の重複期間又は同時のオン時間の期間が長くなるほど、抵抗又は負荷の動作インピーダンスが低くなる。よって、図３ｆの波形は図３ｅの波形より低い抵抗又は動作インピーダンスを提供する。これは例えばＬＥＤのような固体光源に特に有利である。特に、この負荷状態は偽の起動状態を防止する直流通路を提供し得る。これは調光器と共に使用することを可能にし、またピックアップ供給から生じるグローを防止する。
【００８５】
本発明による電源アダプタは、従来の減光スイッチを含む主電源からの固体光源の駆動に関連して特に有利である。しかし、それに加えて、上記に論じた制御は例えばモータ制御に関連する他の分野において使用され得る。特に、本発明は例えば双方向のモータ制御、並びに例えば直流及び高周波交流モータを駆動することを可能にする。
【００８６】
本発明による電源アダプタの第２実施例が図４に示される。ハイサイドスイッチであるＱ１はＮＰＮトランジスタ（又はｎチャンネルの電界効果トランジスタ）であり、ローサイドスイッチであるＱ２はＰＮＰトランジスタ（又はｐチャンネルの電界効果トランジスタ）である。Ｑ１及びＱ２は、Ｑ１及びＱ２の両方に対する浮動接地を形成する共通ポイントに接続されたエミッタ／ソースと共に配置される。この共通ポイントはハーフブリッジ駆動回路の出力も提供し、ハーフブリッジ駆動回路は本実施形態において（英国特許第２４４９６１６Ｂ８号及び国際公開第２０１０／０４１０６７Ａ１号に詳細に記載された形式の）固体光源を駆動するのに適したＬＣＬ直並列共振回路に電力供給される。
【００８７】
Ｑ１及びＱ２のそれぞれは切り替えパルスをそれぞれのベース／ゲートに提供することにより切り替えられ、切り替えパルスの電圧はスイッチのエミッタ／ソースに参照される。Ｑ１の電源がオンされると、浮動接地は例えば３３０Ｖの正の供給電圧になり、Ｑ１のベース／ゲートでの電圧は、浮動接地よってエミッタ／ソース電圧に対して通常１−２０Ｖ、＋５Ｖである正となる。Ｑ２の電源がオンされると、浮動接地は例えば０Ｖの通常接地となり、Ｑ１のベース／ゲートの電圧は浮動接地よってエミッタ／ソース電圧に対して通常１−２０Ｖ、−５Ｖである負となる。
【００８８】
ハイサイドスイッチＱ１及びローサイドスイッチＱ２は集積回路ＩＣ１により駆動され、集積回路ＩＣ１も浮動接地に参照される。Ｑ１の電源をオンするために、ＩＣ１は浮動接地（例えば３３０Ｖの正の供給電圧において）よってエミッタ／ソース電圧に対し、＋５ＶのパルスをＱ１のベース／ゲートに提供する。Ｑ２の電源をオンするために、ＩＣ１は浮動接地（例えば０Ｖのような通常接地において）よってエミッタ／ソース電圧に対し、−５ＶのパルスをＱ２のベース／ゲートに提供する。
【００８９】
Ｑ２のベース／ゲートに提供された負の電圧切り替えパルスは、ＩＣ１により駆動され、Ｃ７、Ｄ１及びＤ２により形成される電荷ポンプにより生成される。電荷ポンプはＩＣ１からの入力電圧が５Ｖから０Ｖに降下し、その後５Ｖに戻る時に−５Ｖの切り替えパルスを生成する。特に、ＩＣ１からの入力電圧が５Ｖから０Ｖに降下すると、Ｃ７にかかる電圧が５Ｖに保持され、それは電荷ポンプの出力を−５Ｖに引き下げる。ＩＣ１からの入力電圧が５Ｖに戻ると、出力は０Ｖに戻る。
【００９０】
浮動接地は例えば３３０Ｖの正の供給電圧と例えば０Ｖの通常接地の間のハーフブリッジ駆動回路の出力と共に変化する。ＩＣ１は最初にＲ１、Ｃ３及びＲ１０により電力供給される。一たん出力が切り替えを始めると、出力はブートストラップ回路（Ｃ４、Ｒ６、Ｚ１及びＤ３）を使用して、浮動する正の電力供給又はＣ１０、Ｃ１３を経由して供給される無効の容量性供給を提供できる。これらのコンデンサはいずれにしても、スイッチを越えて存在するものになり得る。
【００９１】
尚、バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）が使用される場合、ＰＮＰ装置はずっと遅い電源オフ時間を有し得る。よって抵抗Ｒ５がこれに対処するためのベースの抽出電流を提供するために追加された。遅延ＮＰＮ装置が使用されると、この技術もまたその装置に使用され得る。
【００９２】
従来技術に関し、本発明は通常高価であり電力損失を生じ、よって効率を下げる高電圧回路であるレベルシフタの必要性を除去する。よって本発明はコストを減らし、従来技術に対する効率を高める。加えて、本発明は駆動回路（ＩＣ１）を低電圧にすることが出来、同じ駆動回路がハイサイドスイッチとローサイドスイッチの両方を駆動できるようにする。
【００９３】
図５は図４の実施形態の単純な集積回路の実施を示す。
図６はマイクロプロセッサを含む発明の更なる実施形態を示し、その実施形態では、マイクロプロセッサのポートのＥＳＤダイオードがマイクロプロセッサへの電力供給の提供に使用される。
【００９４】
図７に示す回路は、入力整流器ブリッジ、集積回路Ｕ１及びトランジスタＱ１、Ｑ２により駆動されるＬＣＬ直並列回路（Ｌ１、Ｌ２ｍ、Ｃ１ｂ及びＣ１１）、及び出力整流器ブリッジを備える電源アダプタである。このタイプの電源アダプタは国際公開第２００８／１２００１９号、国際公開第２０１０／０４１０６７号、国際公開第２０１０／１３９９９２号、国際公開第２０１１／０８３３３６号及び国際公開第２０１２／０１０９００号に記載されている。
【００９５】
この構成は定電流の引き出し及び高い効率を有する、例えばＬＥＤのような固体光源に適した電源アダプタを提供する。特に、出力電流は出力電圧から独立しており、もし電源アダプタが低周波正弦電圧入力により電力供給され、且つ出力電圧が一定、即ち、ＬＥＤ負荷である場合、入力電流はトライアック調光器による駆動に理想的な低周波の、ほぼ方形波となる。その理由は、電源アダプタは保持電流を可能な限り低い電力で保持し、一方ＬＥＤに低周波の入力電圧に関して輝度を変化させる電流源を提供する、即ち、電源アダプタはＬＥＤに電球のように動作させ、トライアック調光器による、他の電源アダプタ技術に対して大幅に減少された電力及び高い力率で制御することを可能にするためである。
【００９６】
図１に示されたＬＣＬ直並列共振回路の静電容量は、並列に接続されたＣ１ｂ及びＣ１１により提供される。しかし、それに加えて、図７に示される回路は、レベルシフタＱ３を経由して集積回路Ｕ１により制御されるサイリスタＱ４を使用して回路からＣ１１を切り替える可能性を提供する。Ｃ１１が切り替えられると、ＬＣＬ直並列共振回路の静電容量はＣ１ｂのみの静電容量へ大幅に減少される。
【００９７】
従って電源アダプタはＬＣＬ直並列共振回路の静電容量がＣ１ｂ及びＣ１１により提供される第１のモードと、ＬＣＬ直並列共振回路の静電容量がＣ１ｂのみにより提供され、よってずっと低くなる第２のモードを有する。第１のモードは高い電流引き出しを提供し、よって第２のモードに対して高い電力引き出しを提供する。従って第１のモードはラッチ電流を引き出すのに使用され得、デッドバンドは（通常低い）保持電流を引き出すため変化され得る。しかし、安定した低電力の電灯のため、第２のモードが使用されても良い。
【００９８】
回路からＣ１１を切り替えて第２のモードに入る際、集積回路Ｕ１は駆動周波数及びデッドバンドを、修正された共振回路が作動するのに必要なものに変化させる。このことは低電力の電灯により使用されるためのずっと低い電力を可能にし、共振回路が主電源と、電灯が安定している前縁及び後縁の調光器と共に使用される場合にダブルホールド原理が使用されることを可能にする。もし前縁の検知の際に不安定性が検知される、又はモードを切り替えることが好ましければ、モードはＣ１１を回路へ切り替えることにより変化でき、よって非常に高い電力及び必要な保持電流を引き出すことが出来る。
【００９９】
図７に示される回路はＬＣＬ直並列共振回路の静電容量の全体的な切り替えを可能にするため修正され得、よってＬＣ共振回路を残す。これはＣ１ｂを全体的に除去する、又は集積回路Ｕ１によりＣ１ｂを回路から切り替え可能とすることにより達成され得る。この修正された構成において、ＬＣＬ共振回路はＣ９と直列のＬ１＋Ｌ２から成るＬＣ共振回路へ変化する。集積回路Ｕ１は駆動周波数及びデッドバンドを、ＬＣ共振回路が作動するのに必要なものに変化させる。ＬＣ共振回路は駆動されて上記に論じたＬＣＬ直並列共振回路のものと同じ特性を提供し得るが、ＬＥＤが例えば少なくとも＋／−５０％、又は好ましくは＋／−２５％の交流電源のｒｍｓ電圧に相当する電圧を有する場合に限ることが分かった。
【０１００】
これらの変形例の両方のため、共振回路に電力供給される駆動信号におけるデッドバンドがＬＥＤへの電力を減少させ、なお同じ電流を引き出すために使用され得る。従ってデッドバンドは、しばしば保持電流より高いラッチ電流を引き出し可能とするために全体の電力が増加される場合に、ＬＥＤへ低量の電力を供給可能とするのに使用され得る。このことはＲＣブリーダー回路の必要性を除去する。
【０１０１】
集積回路Ｕ１は＋−０．７Ｖを必要とするＢＪＴトランジスタを駆動しているため、集積回路は２Ｖになり得る。従って集積回路の電力は３つの順方向バイアスのダイオードＤ１１Ｂ、Ｄ１２Ａ及びＤ１２Ｂにより抽出され得る。これらのダイオードに亘る電圧降下は集積回路Ｕ１のためのＣ３に保存される。
【０１０２】
トランジスタＱ１及びＱ２の利得は効率の高い迅速なスタートのために使用され得る。特に、Ｒ６及びＲ７はＱ１及びＱ２のベースに電力供給し、それはＣ３をトランジスタＱ１及びＱ２の利得により増加されたＲ６及びＲ７により設定された速度で充電する。従って数マイクロアンペアの効率の損失が数ミリアンペアのＣ３の充電になる。
【０１０３】
図７に示される回路の更なる可能な修正はＬ２のインダクタンスを大幅に減らす、又はＬ２全体を除去し、よってＬＣ共振回路をＬ１及びＣ１ｂ＋Ｃ１１により形成されたままにすることである。ＬＣ共振回路は駆動されて上記に論じたＬＣＬ直並列共振回路のものと同じ特性を提供し得るが、ＬＥＤが例えば少なくとも＋／−５０％、又は好ましくは＋／−２５％の交流電源のｒｍｓ電圧に相当する電圧を有する場合に限ることが分かった。
【０１０４】
図８に示される回路は集積回路ＩＣ１及びトランジスタＱ１、Ｑ２により駆動されるＬＣＬ直並列回路（Ｌ１、Ｌ２及びＣ１）と、出力整流器ブリッジを備える電源アダプタである。このタイプの電源アダプタは国際公開第２００８／１２００１９号、国際公開第２０１０／０４１０６７号、国際公開第２０１０／１３９９９２号、国際公開第２０１１／０８３３３６号及び国際公開第２０１２／０１０９００号に記載されている。
【０１０５】
この回路はまた高い突入電流が活性の場合に電流を制限するための活性の減衰回路を含む。活性の減衰回路はＱ５、Ｒ１０、Ｄ１及びＤ２により形成される定電流回路と共にトライアックの点火に関連付けられた電流のスパイク又は電流突入を減衰するための抵抗（Ｒ２）を備える。高い突入電流が活性の時、電流はＲ２と定電流回路からの定電流により制限される。回路が高い突入を見ない時、定電流回路はＬＣＬ共振回路に電力供給する。定電流回路は共振回路により必要とされるよりも大量の電流でＬＣＬ共振回路に電力供給するようになされ、その結果定電流回路に亘る電圧降下は最少になる。
【符号の説明】
【０１０６】
Ｑ１      ・・・ハイサイドスイッチ
Ｑ２      ・・・ローサイドスイッチ
Ｑ３      ・・・レベルシフタ
Ｑ４      ・・・サイリスタ
ＩＣ１、Ｕ１      ・・・集積回路
【図１】
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【図２】
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【図３ａ】
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【図３ｂ】
0006476169.tif 000005
【図３ｃ】
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【図３ｄ】
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【図３ｅ】
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【図３ｆ】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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