(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
磁気共鳴撮像システムのための傾斜増幅器であって、
傾斜コイル電流を傾斜コイルへ供給するよう構成される電力増幅器と、
前記電力増幅器へ結合され、前記傾斜コイル電流の高調波成分を減衰させるよう構成されるパッシブフィルタであり、該パッシブフィルタの発振によって引き起こされる発振電流が前記傾斜コイル電流において存在する、前記パッシブフィルタと、
前記パッシブフィルタと前記傾斜コイルとの間に結合され、前記発振電流を補償する補償電流を生成するよう構成されるアクティブパワーフィルタと
を有する傾斜増幅器。
【請求項２】
前記パッシブフィルタは、ダンピング抵抗を使用しないＬＣフィルタを有する、
請求項１に記載の傾斜増幅器。
【請求項３】
前記アクティブパワーフィルタは、
前記傾斜コイル電流と所定の基準電流との間の差に基づき第１の電圧を出力するよう構成されるインバータと、
前記第１の電圧を第２の電圧へ昇圧するよう構成される変圧器と、
前記補償電流を生成するよう前記第２の電圧によって駆動されるインダクタ回路と
を更に有する、請求項１に記載の傾斜増幅器。
【請求項４】
前記インダクタ回路は、第１のインダクタ及び第２のインダクタを更に有し、
前記変圧器は、第１の二次巻線及び第２の二次巻線を有し、
前記第１の二次巻線、前記第１のインダクタ、前記傾斜コイル、前記第２のインダクタ及び前記第２の二次巻線は、直列に順次に結合され、
前記第１の二次巻線及び前記第２の二次巻線の接点ノードは、接地へ結合され、
前記傾斜コイルの中心は、接地へ結合される、
請求項３に記載の傾斜増幅器。
【請求項５】
前記インバータのための駆動信号を生成するよう構成されるコントローラを更に有し、
前記駆動信号のデューティサイクルは、前記傾斜コイル電流と前記所定の基準電流との間の差によって決定される、
請求項３に記載の傾斜増幅器。
【請求項６】
前記インバータは、直列に結合されているハイサイド・トランジスタ及びローサイド・トランジスタを備えた第１のハーフブリッジと、直列に結合されているハイサイド・トランジスタ及びローサイド・トランジスタを備えた第２のハーフブリッジとを含むＨブリッジインバータを有し、
前記第１のハーフブリッジ及び前記第２のハーフブリッジの夫々におけるハイサイド・トランジスタ及びローサイド・トランジスタは、交互にオンされ、
前記第１のハーフブリッジにおけるハイサイド・トランジスタ及び前記第２のハーフブリッジにおけるローサイド・トランジスタのための駆動信号は、同じデューティサイクル及び互いとの１８０°の位相シフトを有する、
請求項３に記載の傾斜増幅器。
【請求項７】
前記Ｈブリッジインバータにおける各トランジスタは、内蔵ダイオードと並列に結合される、
請求項６に記載の傾斜増幅器。
【請求項８】
前記補償電流及び前記発振電流は、同じ大きさを有し、
前記補償電流及び前記発振電流は、互いと位相がずれている、
請求項１に記載の傾斜増幅器。
【請求項９】
磁気共鳴撮像システムの傾斜増幅器において傾斜コイルへ電流を供給する方法であって、
電力増幅器によって、傾斜コイル電流を傾斜コイルへ供給するステップと、
前記電力増幅器へ結合されているパッシブフィルタによって、前記傾斜コイル電流の高調波成分を減衰させるステップであり、前記パッシブフィルタの発振によって引き起こされる発振電流が前記傾斜コイル電流において存在する、前記減衰させるステップと、
前記パッシブフィルタと前記傾斜コイルとの間に結合されているアクティブパワーフィルタによって、前記発振電流を補償する補償電流を生成するステップと
を有する方法。
【請求項１０】
前記アクティブパワーフィルタは、インバータ、変圧器及びインダクタ回路を有し、
前記補償電流を生成するステップは、
前記インバータによって、前記傾斜コイル電流と所定の基準電流との間の差に基づき第１の電圧を生成することと、
前記変圧器によって、前記第１の電圧を第２の電圧へ昇圧することと、
前記補償電流を生成するよう前記第２の電圧によって前記インダクタ回路を駆動することと
を更に有する、請求項９に記載の方法。
【請求項１１】
前記インダクタ回路は、第１のインダクタ及び第２のインダクタを更に有し、
前記変圧器は、第１の二次巻線及び第２の二次巻線を有し、
前記第１の二次巻線、前記第１のインダクタ、前記傾斜コイル、前記第２のインダクタ及び前記第２の二次巻線は、直列に順次に結合され、
前記第１の二次巻線及び前記第２の二次巻線の接点は、接地へ結合され、
前記傾斜コイルの中心は、接地へ結合される、
請求項１０に記載の方法。
【請求項１２】
コントローラによって、前記インバータのための駆動信号を生成するステップを更に有し、
前記駆動信号のデューティサイクルは、前記傾斜コイル電流と前記所定の基準電流との間の差によって決定される、
請求項１０に記載の方法。
【請求項１３】
前記インバータは、直列に結合されているハイサイド・トランジスタ及びローサイド・トランジスタを備えた第１のハーフブリッジと、直列に結合されているハイサイド・トランジスタ及びローサイド・トランジスタを備えた第２のハーフブリッジとを含むＨブリッジインバータを有し、
前記第１の電圧を生成することは、前記第１のハーフブリッジ及び前記第２のハーフブリッジの夫々におけるハイサイド・トランジスタ及びローサイド・トランジスタを、駆動信号によって、交互にオンするように駆動することを更に有し、
前記第１のハーフブリッジにおけるハイサイド・トランジスタ及び前記第２のハーフブリッジにおけるローサイド・トランジスタのための駆動信号は、同じデューティサイクル及び互いとの１８０°の位相シフトを有する、
請求項１０に記載の方法。
【請求項１４】
前記補償電流及び前記発振電流は、同じ大きさを有し、
前記補償電流及び前記発振電流は、互いと位相がずれている、
請求項１に記載の傾斜増幅器。
【請求項１５】
請求項１に記載の傾斜増幅器を有する磁気共鳴撮像システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、磁気共鳴撮像（ＭＲＩ；magnetic  resonance  imaging）システムに係り、特に、ＭＲＩシステムにおける傾斜増幅器システム、及びＭＲＩシステムの傾斜コイルへ電流を供給する方法に係ります。
【背景技術】
【０００２】
磁気共鳴撮像は、撮像のための空間符号化を行うために、磁場傾斜を使用する。傾斜コイルは、磁気共鳴撮像の要件を満足する指令値を厳守した正確な電流を供給するよう、傾斜増幅器によって駆動される。
【０００３】
しかし、傾斜増幅器の高周波スイッチング特性に起因して、粗悪な撮像品質をもたらすコモンモード及び差動モード高調波電流が、傾斜コイル電流において生成される。高調波は、電圧又は電流波形へのひずみを記述する数学的な方法である。傾斜増幅器に存在する高調波電流は、基本周波数の整数倍で現れる、傾斜コイル電流の高調波成分である。広く知られているように、電力系統の高調波は、相当の注目を集めており、様々な技術が、公共電力系統に存在する高調波電流を低減するよう実施されてきた（例えば、受動ろ過、能動ろ過、及び電流波形整形システム）。しかし、電力系統の高調波は、非線形な負荷によって引き起こされ、且つ、例えば５０Ｈｚ又は６０Ｈｚのような安定した基本周波数の整数倍である。一方で、傾斜増幅器の高調波は、高周波スイッチングによって引き起こされ、基本周波数は、画像捕捉シーケンスの周波数とともに変動する。高調波の異なる原因及び異なる特性に起因して、それらの技術は、ＭＲＩ傾斜増幅器システムに存在する高調波電流の低減には適用可能でない。例えばSiemens、General  Electric（ＧＥ）、Analogic、日立、などのような、ＭＲＩシステムの主要な製造業者は全て、傾斜増幅器システムにおいて受動電磁干渉（ＥＭＩ；electromagnetic  interference）フィルタを用いている。
【０００４】
図１に示されるように、ＥＭＩフィルタ１２０は、傾斜増幅器１１０と傾斜コイル１３０との間に結合されている。ＥＭＩフィルタ１２０は、通常は、例えばインダクタＬ１、Ｌ２、ダンピング抵抗Ｒ１、Ｒ２、及びキャパシタＣ１、Ｃ２、Ｃ３のような、ＲＬＣ素子から成る。
【０００５】
Ｌ１Ｃ１及びＬ２Ｃ２から成るＬＣフィルタは、高調波電流にフィルタをかけるために使用される。しかし、ＬＣフィルタは、高調波電流にフィルタをかけながら、ＬＣ発振電流をコイル電流に導入し得る。それが、ダンピング抵抗Ｒ１及びＲ２がＥＭＩフィルタにおいて使用される理由である。図２Ａに示されるように、ダンピング抵抗Ｒ１及びＲ２がＥＭＩフィルタに含まれていない場合には、ＬＣ発振電流は傾斜コイル電流Ｉｇｃにおいて現れる。そして、図２Ｂに示されるように、ダンピング抵抗Ｒ１及びＲ２は、ダンピング電流ＤＣを導入することによって、傾斜コイル電流Ｉｇｃに重畳されたＬＣ発振電流を減衰し得る。
【発明の概要】
【０００６】
しかし、本願の発明者は、ダンピング抵抗Ｒ１及びＲ２の大きな抵抗値がエネルギ効率の悪化を生じさせることに気付いた。例えば、図１に示されるＥＭＩフィルタでは、Ｒ１及びＲ２の両方のたった１Ωが、追加の７２Ｗの電力損失を生じさせる。
【０００７】
本発明者はまた、傾斜コイルパラメータの変動によって引き起こされ得る受動ＥＭＩフィルタの他の問題に気付いた。通常、傾斜コイルパラメータは、インダクタンス及び抵抗に相当し、少なくとも±１０％の変動を有している。大きい変動では、従来の受動ＥＭＩフィルタにおけるダンピング抵抗Ｒ１及びＲ２は、発振電流を有効に減衰することができないことがある。図２Ｃに示されるように、傾斜コイル電流Ｉｇｃに現れる発振電流は、ダンピング電流ＤＣによって十分に減衰されない。そして、ＬＣ発振は、ダンピング抵抗を流れる、より一層高い電流を生じさせ、この例では、各ダンピング抵抗の１．２ｋＷ超の電力損失を生じさせる。
【０００８】
上述されたような問題を鑑み、本発明は、アクティブパワーフィルタを組み込むことによって、エネルギ効率を改善することができ且つロバスト性を改善することができる解決法を提供する。代替的に、ＬＣフィルタとともにアクティブパワーフィルタを使用することによって、ダンピング抵抗の必要性は回避され、それによって、ダンピング抵抗から生じる電力損失は回避され得る。
【０００９】
本発明の一態様に従って、それは、磁気共鳴撮像システムのための傾斜増幅器であって、傾斜コイル電流を傾斜コイルへ供給するよう構成される電力増幅器と、前記電力増幅器へ結合され、前記傾斜コイル電流の高調波成分を減衰させるよう構成されるパッシブフィルタであり、該パッシブフィルタの発振によって引き起こされる発振電流が前記傾斜コイル電流において存在する、前記パッシブフィルタと、前記パッシブフィルタと前記傾斜コイルとの間に結合され、前記発振電流を補償する補償電流を生成するよう構成されるアクティブパワーフィルタとを有する傾斜増幅器を提供する。
【００１０】
パッシブフィルタの発振によって引き起こされる発振電流を補償するアクティブパワーフィルタを組み込むことを通じて、発振電流の減衰のための電力消費は著しく削減され得る。発振電流の補償結果は、傾斜コイルパラメータの変動によって実質的に影響を及ぼされず、傾斜増幅器信頼性は改善される。より具体的には、ダンピング抵抗を使用しないＬＣフィルタと一緒にアクティブパワーフィルタを使用することによって、ダンピング抵抗から生じる電力損失は回避され得る。
【００１１】
本発明の一態様に従って、前記アクティブパワーフィルタは、前記傾斜コイル電流と所定の基準電流との間の差に基づき第１の電圧を出力するよう構成されるインバータと、前記第１の電圧を第２の電圧へ昇圧するよう構成される変圧器と、前記補償電流を生成するよう前記第２の電圧によって駆動されるインダクタ回路とを有する。
【００１２】
傾斜コイル電流と所定の基準電流との間の差を監視することを通じて、適切な補償電流は、その監視に基づいて、発振電流を補償するよう生成され得る。補償は、傾斜コイル電流を監視することに基づき行われるので、補償結果は、たとえ傾斜コイルパラメータの変動が大きいとしても、堅牢であることができる。
【００１３】
本発明の一態様に従って、前記インダクタ回路は、第１のインダクタ及び第２のインダクタを更に有し、前記変圧器は、第１の二次巻線及び第２の二次巻線を有し、前記第１の二次巻線、前記第１のインダクタ、前記傾斜コイル、前記第２のインダクタ及び前記第２の二次巻線は、直列に順次に結合され、前記第１の二次巻線及び前記第２の二次巻線の接点ノードは、接地へ結合され、前記傾斜コイルの中心は、接地へ結合される。
【００１４】
前記変圧器、前記インダクタ回路及び前記傾斜コイルの好ましい構造において、様々な監視アルゴリズムが実装されてよく、発振電流の補償は有効に実施され得る。
【００１５】
本発明の一態様に従って、当該傾斜増幅器は、前記インバータのための駆動信号を生成するよう構成されるコントローラを更に有してよく、前記駆動信号のデューティサイクルは、前記傾斜コイル電流と前記所定の基準電流との間の差によって決定される。
【００１６】
前記コントローラは、傾斜コイル電流の監視に基づき駆動信号を生成するために使用されるデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ；digital  signal  processor）、中央演算処理装置（ＣＰＵ；central  processing  unit）、汎用プロセッサなどのうちの１つであってよい。生成された駆動信号の駆動の下で、適切な補償電流が前記インバータによって生成され得、補償結果は堅牢であることがき、電力消費は高効率であることができる。
【００１７】
本発明の一態様に従って、前記インバータは、直列に結合されているハイサイド・トランジスタ及びローサイド・トランジスタを備えた第１のハーフブリッジと、直列に結合されているハイサイド・トランジスタ及びローサイド・トランジスタを備えた第２のハーフブリッジとを含むＨブリッジインバータを有し、前記第１のハーフブリッジ及び前記第２のハーフブリッジの夫々におけるハイサイド・トランジスタ及びローサイド・トランジスタは、交互にオンされ、前記第１のハーフブリッジにおけるハイサイド・トランジスタ及び前記第２のハーフブリッジにおけるローサイド・トランジスタのための駆動信号は、同じデューティサイクル及び互いとの１８０°の位相シフトを有する。
【００１８】
前記インバータの好ましい構造及び上述されたような関係を有している駆動信号を使用することによって、前記インバータは、適切な補償電流波形を有効に生成し得る。
【００１９】
本発明の一態様に従って、前記Ｈブリッジインバータにおける各トランジスタは、内蔵ダイオードと並列に結合される。
【００２０】
ここで、内蔵ダイオードは、エネルギ効率にとって重要である。この構造によれば、同期駆動技術が、電力損失を低減するよう有効にされ得る。
【００２１】
本発明の一態様に従って、前記補償電流及び前記発振電流は、同じ大きさを有し、前記補償電流及び前記発振電流は、互いと位相がずれている。
【００２２】
このように、発振電流は、傾斜コイル電流から有効に補償又は相殺され得る。
【００２３】
本発明の一態様に従って、それは、磁気共鳴撮像システムの傾斜増幅器において傾斜コイルへ電流を供給する方法を提供する。当該方法は、電力増幅器によって、傾斜コイル電流を傾斜コイルへ供給するステップと、前記電力増幅器へ結合されているパッシブフィルタによって、前記傾斜コイル電流の高調波成分を減衰させるステップであり、前記パッシブフィルタの発振によって引き起こされる発振電流が前記傾斜コイル電流において存在する、前記減衰させるステップと、前記パッシブフィルタと前記傾斜コイルとの間に結合されているアクティブパワーフィルタによって、前記発振電流を補償する補償電流を生成するステップとを有する。
【００２４】
パッシブフィルタの発振によって引き起こされる発振電流を補償するアクティブパワーフィルタを組み込むことを通じて、発振電流の減衰のための電力消費は著しく削減され得る。発振電流の補償結果は、傾斜コイルパラメータの変動によって実質的に影響を及ぼされず、傾斜増幅器信頼性は改善される。より具体的には、ダンピング抵抗を使用しないＬＣフィルタと一緒にアクティブパワーフィルタを使用することによって、ダンピング抵抗から生じる電力損失は回避され得る。
【００２５】
本発明の一態様に従って、前記アクティブパワーフィルタは、インバータ、変圧器及びインダクタ回路を有する。前記補償電流を生成するステップは、前記インバータによって、前記傾斜コイル電流と所定の基準電流との間の差に基づき第１の電圧を生成することと、前記変圧器によって、前記第１の電圧を第２の電圧へ昇圧することと、前記補償電流を生成するよう前記第２の電圧によって前記インダクタ回路を駆動することとを更に有する。
【００２６】
本発明の一態様に従って、当該方法は、コントローラによって、前記インバータのための駆動信号を生成するステップを更に有し、前記駆動信号のデューティサイクルは、前記傾斜コイル電流と前記所定の基準電流との間の差によって決定される。
【００２７】
本発明の一態様に従って、前記インバータは、直列に結合されているハイサイド・トランジスタ及びローサイド・トランジスタを備えた第１のハーフブリッジと、直列に結合されているハイサイド・トランジスタ及びローサイド・トランジスタを備えた第２のハーフブリッジとを含むＨブリッジインバータを有する。前記第１の電圧を生成することは、前記第１のハーフブリッジ及び前記第２のハーフブリッジの夫々におけるハイサイド・トランジスタ及びローサイド・トランジスタを、駆動信号によって、交互にオンするように駆動することを更に有し、前記第１のハーフブリッジにおけるハイサイド・トランジスタ及び前記第２のハーフブリッジにおけるローサイド・トランジスタのための駆動信号は、同じデューティサイクル及び互いとの１８０°の位相シフトを有する。
【００２８】
添付の図面と併せて以下の説明を参照することで、本発明の他の目的及び利点は、より明らかになり、容易に理解されるだろう。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
本発明は、以降、実施形態とともに、且つ、図面を参照して、より詳細に記載及び説明される。
【図１】先行技術において受動ＥＭＩフィルタを使用する傾斜増幅器システムを表す。
【図２Ａ】ＥＭＩフィルタにおいてＬＣ発振によって引き起こされる発振電流を表す。
【図２Ｂ】受動ＥＭＩフィルタにおけるダンピング抵抗による発振電流の減衰を表す。
【図２Ｃ】傾斜コイルパラメータが変動を有する場合に、受動ＥＭＩフィルタにおけるダンピング抵抗による発振電流の減衰を表す。
【図３Ａ】本発明の実施形態に従うＭＲＩシステムにおける傾斜増幅器を表す。
【図３Ｂ】本発明の実施形態に従うＭＲＩシステムにおける傾斜増幅器を表す。
【図３Ｃ】本発明の実施形態に従う発振電流及び該発振電流を補償する補償電流を表す。
【図３Ｄ】本発明の実施形態に従うアクティブパワーフィルタによる発振電流の補償を表す。
【図４Ａ】本発明の実施形態に従って傾斜増幅器で使用されるアクティブパワーフィルタを表す。
【図４Ｂ】本発明の実施形態に従って傾斜増幅器で使用されるアクティブパワーフィルタを表す。
【図４Ｃ】本発明の実施形態に従うアクティブパワーフィルタにおけるインバータの構造の例を表す。
【図５Ａ】本発明の実施形態に従うインバータを駆動する駆動信号の例を表す。
【図５Ｂ】本発明の実施形態に従うインバータのトランジスタのスイッチング状態を表す。
【図５Ｃ】本発明の実施形態に従うインバータのトランジスタの電力損失を表す。
【図５Ｄ】本発明の実施形態に従って、傾斜コイルパラメータが変動を有する場合に、アクティブパワーフィルタの補償効果を表す。
【図６Ａ】本発明の実施形態に従って、傾斜コイルと結合されるアクティブパワーフィルタのための等価回路モデルを表す。
【図６Ｂ】本発明の実施形態に従って、補償電流を監視するプロセスの例を表す。
【図６Ｃ】本発明の実施形態に従って、ＭＲＩシステムにおいて傾斜コイルへ電流を供給する方法を表す。  図中の同じ参照符号は、同様の又は対応する特徴及び／又は機能を示す。
【発明を実施するための形態】
【００３０】
本発明の実施形態は、以降、図面を参照して、より詳細に記載される。
【００３１】
図３Ａは、本発明の実施形態に従うＭＲＩシステムで使用される傾斜増幅器３００を表す。電力増幅器３１０、パッシブフィルタ３２０、及びアクティブパワーフィルタ３４０を有する傾斜増幅器３００は、様々な正確な波形を有する電流を傾斜コイル３３０へ供給し得る。
【００３２】
図３Ｂは、本発明の実施形態に従う傾斜増幅器３００の一例を表す。パッシブフィルタ３２０は、図３Ｂに示される具体的な構造に制限されず、パッシブフィルタの他の構造も傾斜増幅器システムにおいて使用され得ることが、理解されるべきである。
【００３３】
電力増幅器３１０は、傾斜コイル電流を傾斜コイル３３０へ供給するよう構成され得る。パッシブフィルタ３２０は、電力増幅器３１０へ結合されており、傾斜コイル電流の高調波成分を減衰させるよう構成され得る。一実施形態において、パッシブフィルタ３２０は、図３Ｂに示されるように、ダンピング抵抗を使用しないＬＣフィルタである。パッシブフィルタの発振によって、特に、Ｌ１Ｃ１及びＬ２Ｃ２のＬＣ発振によって引き起こされる発振電流Ｉｏｓｃが、傾斜コイル電流において存在する。パッシブフィルタ３２０と傾斜コイル３３０との間に結合されているアクティブパワーフィルタ３４０は、発振電流Ｉｏｓｃを補償する補償電流Ｉａｐｆを生成するよう構成され得る。
【００３４】
図３Ｃに示されるように、補償電流Ｉａｐｆ及び発振電流Ｉｏｓｃは、実質的に同じ大きさを有し、互いと位相がずれている。このように、発振電流Ｉｏｓｃは、図３Ｄに表されるように、傾斜コイル電流から有効に補償又は相殺され得る。図３Ｄは、補償電流Ｉａｐｆ及び傾斜コイル電流Ｉｇｃを示す。図３Ｄにおける矢印は、補償有効点を示す。
【００３５】
有利なことに、アクティブパワーフィルタ３４０と、ダンピング抵抗を使用しないパッシブフィルタ３２０とを使用することによって、ダンピング抵抗から生じる電力損失は、電力効率を改善するように回避され得る。更には、補償電流の積極的な導入のおかげで、傾斜コイル電流に存在する発振電流は、常に監視され、傾斜コイルパラメータの変動にかかわらず補償され得る。それによって、傾斜増幅器のロバスト性は高められる。
【００３６】
代替的に、たとえダンピング抵抗がパッシブフィルタ３２０において存在するとしても、例えば、従来の受動ＥＭＩフィルタを使用するならば、アクティブパワーフィルタ３４０は、より効率的な方法において高調波を低減するよう自動的に発振電流を補償する補償電流を生成することによってＥＭＩフィルタの欠点を有効に和らげることができる。その上、アクティブパワーフィルタ３４０は、更なる、付加価値のある特徴を提供する。付加価値のある特徴は、傾斜コイルパラメータに対するロバスト性の改善、高調波に対する自己適応性、及び高度なＭＲＩ応用における信頼性を含む。特に、いくつかの高度なＭＲＩ応用において、傾斜増幅器の電流シーケンスの周波数は最大で４ｋＨｚであることができる。この事例において、アクティブパワーフィルタ３４０の導入は、ダンピング抵抗を損傷から守るのに必須である。
【００３７】
図４Ａは、本発明の実施形態に従う傾斜増幅器３００で使用されるアクティブパワーフィルタ３４０を表す。アクティブパワーフィルタ３４０は、インバータ４１０、変圧器４２０、及びインダクタ回路４３０を含んでよい。インバータ４１０は、傾斜コイル電流と傾斜コイル３３０のための所定の基準電流との間の差に基づき第１の電圧を出力するよう構成される高周波インバータであってよい。変圧器４２０は、第１の電圧を第２の電圧に昇圧するよう構成され得る。インダクタ回路４３０は、発振電流を補償する補償電流を生成するよう第２の電圧によって駆動され得る。
【００３８】
図４Ｂは、本発明の実施形態に従う傾斜増幅器３００で使用されるアクティブパワーフィルタ３４０の一例を表す。図４Ｂに示されるように、アクティブパワーフィルタ３４０は傾斜コイル３３０へ結合されている。Ｌｇｃ及びＲｇｃから成る、表されている傾斜コイル３３０は、傾斜コイルパラメータ、すなわち、インダクタンスＬｇｃ及び抵抗Ｒｇｃ、を示すための等価回路であると理解されるべきである。傾斜コイルは物理的にコイルであるべきである。
【００３９】
図４Ｂに示されるように、インバータ４１０の出力は、変圧器４２０の一次巻線へ結合され得る。変圧器４２０は、一次巻線Ｔ１、第１の二次巻線Ｔ２及び第２の二次巻線Ｔ３を有する。インダクタ回路４３０は、第１のインダクタＬ１及び第２のインダクタＬ２を有する。この実施形態において、変圧器４２０の第１の二次巻線、インダクタ回路４３０の第１のインダクタ、傾斜コイル３３０、インダクタ回路４３０の第２のインダクタ、及び変圧器４２０の第２の二次巻線は、直列に順次に結合されている。変圧器４２０の第１及び第２の二次巻線の接点Ｎｊは、接地へ結合されており、傾斜コイル３３０の中心点Ｎｃは、接地へ結合されている。表されている構造は、ＭＲＩシステムの傾斜増幅器システムにおけるアクティブパワーフィルタの制御を助けることができる。
【００４０】
実施形態において、インバータ４１０はＨブリッジインバータであってよい。Ｈブリッジインバータ４１０は、駆動信号によって駆動され、一次電圧ＶＡＢを変圧器４２０へ出力する。図４Ｂに示されるように、Ｈブリッジインバータ４１０は、第１のハーフブリッジ及び第２のハーフブリッジを含んでよい。第１のハーフブリッジは、直列に結合されているハイサイド・トランジスタＱ１及びローサイド・トランジスタＱ２を含み、第２のハーフブリッジは、直列に結合されているハイサイド・トランジスタＱ３及びローサイド・トランジスタＱ４を含む。トランジスタは、駆動信号の制御下で、必要とされる波形を有する電圧を出力するために、高周波スイッチとして使用される。
【００４１】
第１及び第２のハーフブリッジの夫々におけるハイサイド・トランジスタ及びローサイド・トランジスタは、各々の駆動信号によって交互にオンされ、第１のハーフブリッジにおけるハイサイド・トランジスタ及び第２のハーフブリッジにおけるローサイド・トランジスタのための駆動信号は、同じデューティサイクル、及び互いとの１８０°の位相シフトを有している。そして、第１及び第２のハーフブリッジの夫々におけるハイサイド・トランジスタ及びローサイド・トランジスタを交互にオンするために、当該ハーフブリッジにおけるハイサイド・トランジスタ及びローサイド・トランジスタのための駆動信号は、位相がずれている、すなわち、位相が逆であるべきである。
【００４２】
図４Ｂに示されるように、Ｈブリッジインバータ４１０におけるトランジスタＱ１乃至Ｑ４の夫々は、ダイオードＤ１乃至Ｄ４のうちの１つと並列に結合されている。ダイオードは、ＭＯＳＦＥＴ内で対応するトランジスタとともにパックされている内蔵ダイオードであってよい。
【００４３】
インバータ４１０におけるトランジスタＱ１乃至Ｑ４の夫々は、ＭＯＳＦＥＴドライバのようなトランジスタドライバへ結合され得る。トランジスタドライバは、簡単のために図示されない。ドライバは、デジタル駆動信号を受信し、トランジスタをオンするのに十分に高く駆動信号を生成するよう構成され得る。
【００４４】
インバータ４１０は、図４Ｂに示されるＨブリッジインバータの構造に制限されない。図４Ｃは、インバータ４１０の一例を表す。図４Ｃに示されるＨブリッジインバータにおいて、夫々のハーフブリッジレッグは、並列に結合されている２つのハイサイド・トランジスタと、並列に結合されている２つのローサイド・トランジスタとを含む。すなわち、図４Ｃに示されるＨブリッジインバータは、図４Ｂに示されるＨブリッジインバータの各スイッチングトランジスタを、並列に結合された２つのトランジスタへと拡張することによって、取得され得る。各スイッチングトランジスタは、同様に、並列に結合された２つよりも多いトランジスタへ拡張され得ることが理解されるべきである。図４Ｃに示されるこの構造を使用することによって、より高い電力定格又はより高い電流がインバータのために必要とされながら、単一のトランジスタによっては提供され得ない場合に、インバータは、より高い負荷を利用可能にするよう容易に拡張され得る。
【００４５】
インバータ４１０は、具体的な構造に制限されず、他の種類の構造もアクティブパワーフィルタにおいて使用されてよいことが、理解されるべきである。例えば、高周波インバータ４１０は、中性点クランプ型（ＮＰＣ；neutral-point-clamped）インバータとして実装されてよく、あるいは、複数のカスケード接続されたＨブリッジインバータから成るカスケード接続型Ｈブリッジインバータとして実装されてよい。
【００４６】
アクティブパワーフィルタ３４０は電力整流器を有してよい。電力整流器は、簡単のために、図面には示されない。電力整流器は、インバータ４１０のためのＤＣ電力供給を提供するよう交流（ＡＣ）電圧をＤＣバス電圧ＶＢｕｓへとレギュレートするために使用され得る。
【００４７】
実施形態において、傾斜増幅器３００はコントローラを有してよい。コントローラは、簡単のために、図面に示されない。コントローラは、具体的な設計に応じて、傾斜増幅器システムにておいて含まれてよく、あるいは、傾斜増幅器システムの部分でなくてよい。コントローラは、ＤＳＰ、ＣＰＵ、又は汎用プロセッサなどであってよい。コントローラは、傾斜コイル電流と傾斜コイルの所定の基準電流との差に基づき、アクティブパワーフィルタによって供給される補償電流Ｉａｐｆを監視するよう構成される。特に、コントローラは、変圧器４２０及びインダクタ回路４３０を用いて補償電流Ｉａｐｆを供給するようインバータ４１０を駆動するインバータ４１０のための駆動信号を生成し得る。駆動信号のデューティサイクルは、傾斜コイル電流と所定の基準電流との間の差によって最終的に決定される。
【００４８】
図５Ａは、インバータ４１０のスイッチングトランジスタＱ１乃至Ｑ４を駆動する駆動信号の例を表す。図５Ｂは、Ｑ１のための駆動信号のオンレベルの間の、インバータ４１０のトランジスタＱ１乃至Ｑ４のスイッチング状態を表す。
【００４９】
図５Ａに示されるように、Ｑ１のための駆動信号は、特定のデューティサイクルを有するスイッチング信号である。この例では、オンレベルは駆動信号のハイレベルであり、オフレベルは駆動信号のローレベルである。Ｑ２のための駆動信号は、理想的には、Ｑ１のための駆動信号と位相が逆であるべきである。しかし、同じブリッジレッグにおけるＱ１及びＱ２が同時にオンしないことを確かにするために、Ｑ１及びＱ２のための両方の駆動信号がオフレベルにある期間が存在する。この期間は不感時間（dead  time）と呼ばれ、両方のトランジスタがこの期間中はオフ状態にある。Ｑ１のための駆動信号は、Ｑ４のための駆動信号との１８０°の位相シフトを有している。そして、同じブリッジレッグにおけるＱ４及びＱ３のための駆動信号は、Ｑ１及びＱ２のための駆動信号の関係と同じ関係を有している。
【００５０】
図５Ａを参照して、図５Ｂに示されるように、Ｑ１のための駆動信号のオンレベル期間中に、４つの状態Ｓ１乃至Ｓ４が存在する。
【００５１】
第１の状態Ｓ１において、Ｑ４のための駆動信号もオンレベルにあり、よって、Ｑ１及びＱ４は、この状態においてオンされ、電流Ｉｐｒｉは、図４Ｂに示される変圧器４２０の一次巻線を経由してＱ１及びＱ４を流れる。
【００５２】
第２の状態Ｓ２において、Ｑ３及びＱ４のための駆動信号の不感時間の間、Ｑ３及びＱ４はいずれもオフ状態にあり、その場合に、電流ＩｐｒｉはダイオードＤ３を流れる又はフリーホイーリングする。ダイオードのインピーダンスは極めて小さいので、ダイオードＤ３は、Ｑ３がオンされる前に、トランジスタＱ３の両端で、零に近い極めて小さい電圧を供給する。このようにして、Ｑ３がオンされる場合に、Ｑ３はほとんど電力を消費しない。対照的に、トランジスタがオンされる前にトランジスタにかかる電圧が高い場合には、トランジスタがオンされるときに電圧が高い値からほぼ零まで低下することにより、トランジスタによって電力損失が引き起こされることになる。
【００５３】
第３の状態Ｓ３において、Ｑ３のための駆動信号は、不感時間後にオンレベルにあり、Ｑ３はオンされる。トランジスタは、ダイオードよりもずっと低いターンオン電圧を有しているので、電流Ｉｐｒｉは、ダイオードＤ３を流れ続けるのではなく、トランジスタＱ３を流れる。トランジスタのインピーダンスはダイオードのインピーダンスよりも小さいので、導通電力損失は、この状態において更に低減され得る。
【００５４】
第４の状態Ｓ４において、Ｑ３のための駆動信号は、オンレベルからオフレベルへ移り、一方、Ｑ４のための駆動信号は、依然としてオフレベルにある。第２の状態と同様に、Ｑ３及びＱ４のための駆動信号のこの不感時間の間、電流ＩｐｒｉはダイオードＤ３を流れる。
【００５５】
この例において、Ｑ１についての全損失は、導通及びスイッチング損失から成り、トランジスタの損失パラメータは、以下の表１でリストアップされる。表１において、トランジスタはＭＯＳＦＥＴである。図５Ｃは、上側においてトランジスタＱ１の電力損失ＰＬを示すとともに、下側において傾斜コイル電流Ｉｇｃを示す。図５Ｃに示されるように、１２．６Ｗ平均損失がＱ１において起こる。それにより、アクティブパワーフィルタにおける４つのＭＯＳＦＥＴについて、１２．６×４＝５０．４Ｗの損失が発生する。これは、従来の受動ＥＭＩフィルタ（すなわち、Ｒ１及びＲ２の両方について１Ωの７２Ｗ電力損失）よりも３０％低い。
【表１】
0006605029.tif 000002
【００５６】
加えて、図２Ｃに関連して上述されたのと同じ、傾斜コイルパラメータの変動によれば、アクティブパワーフィルタは、電流発振を有効に補償することができ、一方、電力損失は、それほど増大しない。図５Ｄは、傾斜コイルパラメータの±１０％変動を有する場合におけるアクティブパワーフィルタの補償効果を表す。
【００５７】
ＭＲＩシステムの傾斜増幅器システムにおいて、インバータ４１０は高周波インバータである必要がある。アクティブパワーフィルタは発振電流を補償するために使用されるので、故に、インバータ４１０のスイッチング周波数は、発振電流よりもずっと高い必要がある。一例において、支配的な発振電流が２０ｋＨｚであり、よって、インバータ４１０のスイッチング周波数は４００ｋＨｚであるよう選択され得る。スイッチング周波数は具体的な値に制限されないことが、留意されるべきである。更には、Ｑ１及びＱ４駆動信号の間に１８０°位相シフトを導入することによって、出力Ａ及びＢの間の電圧ＶＡＢの等価出力周波数は２倍になり得る。電圧ＶＡＢと駆動信号のデューティサイクルＤとの間の関係は：
ＶＡＢ＝（２Ｄ−１）×ＶＢｕｓ      式１
として記述され得る。ＶＢｕｓは、図４Ｂに示されるように、インバータ４１０のためのＤＣ供給電圧である。
【００５８】
発振電流を補償するために、アクティブパワーフィルタ３４０は、逓昇変圧器４２０によって傾斜コイルよりも高い電圧を生成する必要がある。傾斜コイル電圧は：
Ｖｃｏｉｌ＝Ｌｃｏｉｌ（ｄＩｃｏｉｌ／ｄｔ）＋Ｒｃｏｉｌ×Ｉｃｏｉｌ  式２
によって決定される。Ｌｃｏｉｌは傾斜コイルのインダクタンスであり、Ｉｃｏｉｌは傾斜コイル電流であり、Ｒｃｏｉｌは傾斜コイルの抵抗である。よって、アクティブパワーフィルタは、電圧：
Ｖａｐｆ＝Ｖｃｏｉｌ＋２π×ｆｏｓｃ×Ｉｏｓｃ×（Ｌ１＋Ｌ２）    式３
を生成する必要がある。ｆｏｓｃは発振電流の周波数であり、Ｉｏｓｃは発振電流であり、Ｌ１及びＬ２は回路４３０のインダクタのインダクタンスである。
【００５９】
２つの二次巻線Ｎ２及びＮ３の巻数と一次巻線Ｎ１の巻数との間の巻数比は：
Ｎ２／Ｎ１＝Ｎ３／Ｎ１＝（（１／２）Ｖａｐｆ）／ＶＢｕｓ      式４
によって決定され得る。
【００６０】
一例において、整流器によってインバータ４１０へ供給されるＤＣバス電圧は１００Ｖであるように制御され、逓昇変圧器４２０の巻数比は１：１０：１０であり、それにより、インバータの出力電圧は、発振電流Ｉｏｓｃを補償する補償電流Ｉａｐｆを生成するよう、例えば２つの４７μＦインダクタのようなインダクタ回路４３０を駆動するために、±１０００Ｖであるように変圧器によって昇圧される。
【００６１】
図６Ａは、傾斜コイル３３０と結合されているアクティブパワーフィルタ３４０についての等価回路モデルを表す。インバータ４１０及び変圧器４２０は、電圧Ｖａｐｆ（ｓ）を出力する電圧源と等価であり得る。インダクタ回路４３０は、電圧Ｖａｐｆ（ｓ）の駆動下で補償電流Ｉａｐｆ（ｓ）を供給するインダクタンスＬ１（ｓ）と等価であり得る。傾斜コイル３３０は、抵抗Ｒｇｃ及びインダクタンスＬｇｃと等価であり得る。出力電圧Ｖａｐｆ（ｓ）とデューティサイクルｄ（ｓ）との間の関係は、次の：
Ｖａｐｆ（ｓ）／ｄ（ｓ）＝２×ＶＢｕｓ×Ｎ      式５
Ｉａｐｆ（ｓ）×（Ｌｇｃ（ｓ）＋Ｒｇｃ）＝Ｖａｐｆ（ｓ）×（Ｌｇｃ（ｓ）＋Ｒｇｃ）／（（Ｌｇｃ（ｓ）＋Ｒｇｃ）＋Ｌ１（ｓ））          式６
Ｇｉｄ（ｓ）＝Ｉａｐｆ（ｓ）／ｄ（ｓ）＝（２ＶＢｕｓ×Ｎ）／（Ｌｇｃ（ｓ）＋Ｒｇｃ＋Ｌ１（ｓ））          式７
ようにＳ領域において記述され得る。
【００６２】
図６Ｂは、補償電流Ｉａｐｆを監視するプロセスの例を示す。プロセスは、例えばＤＳＰ、ＣＰＵなどのようなコントローラにおいて行われ得る。発振電流の監視は具体的なプロセスに制限されず、他の監視アルゴリズムも使用されることが、理解されるべきである。
【００６３】
図６Ｂに示されるように、補償電流Ｉａｐｆは、傾斜コイル基準電流Ｉｇｃ＿ｒｅｆと傾斜コイルフィードバック電流Ｉｇｃとの間の差に基づき取得され得る。傾斜コイル基準電流Ｉｇｃ＿ｒｅｆは、傾斜コイルへ供給されるよう意図される所定の電流を表す。傾斜コイル電流Ｉｇｃは、傾斜コイルを流れる測定された電流を表し、コントローラへフィードバックされる。センサは、傾斜コイル電流Ｉｇｃを測定するために傾斜コイル３３０において設置され得る。Ｉａｐｆは、監視される補償電流を表す。
【００６４】
図６Ｂに示されるように、比例積分（ＰＩ；proportional  plus  integral）関数Ｇｉｃ（ｓ）は、傾斜コイルの基準電流、傾斜コイルのフィードバック電流、及び監視される補償電流に基づき、具体的には、（Ｉｇｃ＿ｒｅｆ−Ｉｇｃ）とＩａｐｆとの差に基づき、デューティサイクルｄ（ｓ）を決定するために使用され得る。ＰＩ関数Ｇｉｃ（ｓ）がこの例では電流監視のために用いられているが、他の制御アルゴリズムも使用され得ることが、理解されるべきである。
【００６５】
式７及び図６Ｂに示されるように、Ｇｉｄ（ｓ）＝Ｉａｐｆ（ｓ）／ｄ（ｓ）である。デューティサイクルｄ（ｓ）は、Ｇｉｃ（ｓ）によって決定され、Ｉａｐｆ（ｓ）は、測定された補償電流であり、コントローラへフィードバックされる。センサは、補償電流Ｉａｐｆ（ｓ）を測定するために、図４Ｂに示されるインダクタ回路４３０のインダクタにおいて設置され得る。Ｇｉｄ（ｓ）の出力は、監視された平均補償電流Ｉａｐｆ＿ａｖｅである。
【００６６】
関数Ｇｈａｌｌは、Ｇｉｄ（ｓ）によって出力される監視された平均補償電流を、Ｇｉｃ（ｓ）関数によって処理されるのに適した値へとスケールダウンするために使用される伝達関数である。例えば、関数Ｇｈａｌｌは、Ｇｉｄ（ｓ）の出力を調整するための一定値であってよい。従って、Ｇｈａｌｌの出力は、監視された補償電流Ｉａｐｆを表す。
【００６７】
図６Ｃは、本発明の実施形態に従う、ＭＲＩシステムにおいて傾斜コイルへ電流を供給する方法を表す。
【００６８】
ブロック７１０で、電力増幅器３１０は、傾斜コイル電流を傾斜コイル３３０へ供給し得る。ブロック７２０で、電力増幅器３１０へ結合されているＥＭＩフィルタ３２０は、傾斜コイル電流の高調波成分を減衰させ得る。このとき、パッシブフィルタ３２０の発振によって引き起こされる発振電流は、傾斜コイル電流において存在する。ブロック７３０で、ＥＭＩフィルタ３２０と傾斜コイル３３０との間に結合されているアクティブパワーフィルタ３４０は、発振電流を補償する補償電流を生成し得る。
【００６９】
実施形態において、アクティブパワーフィルタ３４０は、次のステップを通じて、ブロック７３０で示されるように補償電流を生成し得る。アクティブパワーフィルタ３４０のインバータ４１０は、傾斜コイル電流と所定の基準電流との間の差に基づき第１の電圧を生成し得る。アクティブパワーフィルタ３４０の変圧器４２０は、第１の電圧を第２の電圧へ昇圧し得る。そして、アクティブパワーフィルタ３４０のインダクタ回路４３０は、補償電流を生成するよう第２の電圧によって駆動され得る。
【００７０】
実施形態において、インバータ４１０は、図４Ｂに示されるようにＨブリッジインバータであってよい。インバータ４１０は、第１及び第２のハーフブリッジの夫々におけるハイサイド・トランジスタ及びローサイド・トランジスタを、駆動信号によって、交互にオンするよう駆動することによって、第１の電圧を生成し得る。このとき、第１のハーフブリッジにおけるハイサイド・トランジスタ及び第２のハーフブリッジにおけるローサイド・トランジスタのための駆動信号は、同じデューティサイクル、及び互いとの１８０°位相シフトを有している。
【００７１】
実施形態において、インバータ４１０を駆動するために、コントローラは、インバータのための駆動信号を生成し得る。駆動信号のデューティサイクルは、傾斜コイル電流と所定の基準電流との間の差によって決定され得る。コントローラは、補償電流を監視し、インバータのための駆動信号を然るべく生成するために、図６Ａ及び６Ｂに関連して先に説明された監視プロセスを用いてよい。本発明は、その監視方法に制限されず、様々な監視方法が、本発明で提案される傾斜増幅器システムで補償電流を監視するために使用されてよいことが、理解されるべきである。
【００７２】
図６Ｃに関連して先に説明された方法の動作に加えて、方法は、図３Ａ乃至６Ｂに関連して説明された如何なる動作も含んでよい。
【００７３】
上記の実施形態は、本発明を制限するのではなく説明しており、当業者であれば、添付の特許請求の範囲の適用範囲から逸脱することなしに、代替の実施形態を設計することができることが、留意されるべきである。特許請求の範囲において、語「有する（comprising）」は、請求項又は明細書において挙げられていない要素又はステップの存在を除外しない。要素の単称形（不定冠詞a又はan）は、そのような要素の複数個の存在を除外しない。第１、第２、などの語の使用は、如何なる順序も示さない。それらの語は、名称と解釈されるべきである。
【図１】
0006605029.tif 000003
【図２Ａ】
0006605029.tif 000004
【図２Ｂ】
0006605029.tif 000005
【図２Ｃ】
0006605029.tif 000006
【図３Ａ】
0006605029.tif 000007
【図３Ｂ】
0006605029.tif 000008
【図３Ｃ】
0006605029.tif 000009
【図３Ｄ】
0006605029.tif 000010
【図４Ａ】
0006605029.tif 000011
【図４Ｂ】
0006605029.tif 000012
【図４Ｃ】
0006605029.tif 000013
【図５Ａ】
0006605029.tif 000014
【図５Ｂ】
0006605029.tif 000015
【図５Ｃ】
0006605029.tif 000016
【図５Ｄ】
0006605029.tif 000017
【図６Ａ】
0006605029.tif 000018
【図６Ｂ】
0006605029.tif 000019
【図６Ｃ】
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