(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
データ及びパイロットを含むＤＦＴ拡散ＯＦＤＭシンボルを形成する方法であって、
時間領域においてパイロットシンボルを形成するステップであって、前記パイロットシンボルは、少なくとも２つの部分を含み、前記パイロットシンボルの第１の部分は、前パイロットのサンプルを含み、前記パイロットシンボルの第２の部分は、ヌル値を含み、前記パイロットシンボルの前記第１の部分に連続しているものと、
前記パイロットシンボルのＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調を行うステップと、
前記ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調前のデータシンボルの前記第１の部分に対応する前記ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調されたデータシンボルの一部分に対するデータ寄与の変更を補償するために前記データをプリコーディングするステップと、
前記プリコーディングされたデータを、前記時間領域におけるデータシンボルの形式にするステップであって、前記データシンボルは、少なくとも２つの部分を含み、前記データシンボルの第１の部分は、ヌル値を含み、前記データシンボルの第２の部分は、前記データを含み、前記データシンボルの前記第２の部分は、前記データシンボルの前記第１の部分に連続しているものと、
前記データシンボルのＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調を行うステップと、
結合されるＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調されたデータシンボルを形成するために、前記ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調前の前記データシンボルの前記第１の部分に対応する前記ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調されたデータシンボルの前記部分を変更するステップと、
フルＤＦＴ拡散ＯＦＤＭシンボルを形成するために、前記結合されるＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調されたデータシンボルを、前記ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調されたパイロットシンボルに結合するステップと、
を含む、方法。
【請求項２】
前記パイロットシンボルの前記第１の部分の末尾のパイロットサンプルが、該パイロットシンボルの該第１の部分の先頭にコピーされる、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記データシンボルのＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調後の前記データ寄与の前記変更は、前記ＤＦＴ拡散変調前の前記データシンボルの前記第１の部分に対応する前記ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調されたデータシンボルの前記部分をゼロ化することにある、請求項１又は２に記載の方法。
【請求項４】
前記データシンボルの前記第１の部分のサイズは、前記パイロットシンボルの前記第１の部分のサイズと同一であり、前記データシンボルの前記第２の部分のサイズは、前記パイロットシンボルの前記第２の部分のサイズと同一である、請求項１から３までのいずれか１項に記載の方法。
【請求項５】
前記パイロットシンボルは、第３の部分を含み、該パイロットシンボルの該第３の部分は、後パイロットを含み、前記パイロットシンボルの前記第２の部分に連続しており、前記データシンボルは第３の部分を含み、該データシンボルの該第３の部分は、ヌル値を含み、前記データシンボルの前記第２の部分に連続している、請求項１から４までのいずれか１項に記載の方法。
【請求項６】
前記データシンボルのＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調後の前記データ寄与の前記変更は、前記後パイロットに対し更に行われる、請求項５に記載の方法。
【請求項７】
前記後パイロットの前記サンプルは、前記パイロットシンボルの前記第１の部分の先頭にコピーされる前記サンプルと可能な限り同一であるように決定される、請求項６に記載の方法。
【請求項８】
前記パイロットシンボルの前記第１の部分の先頭に挿入される前記サンプルと可能な限り同一であるように決定される前記後パイロットの前記サンプルは、制約付き二次距離に従って決定される、請求項７に記載の方法。
【請求項９】
前記データシンボルのＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調後の前記データ寄与の前記変更は、前記ＤＦＴ拡散変調前の前記データシンボルの前記第３の部分に対応する前記ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調されたデータシンボルの前記部分をゼロ化することにある、請求項５から８までのいずれか１項に記載の方法。
【請求項１０】
前記データシンボルの前記第３の部分のサイズは、前記パイロットシンボルの前記第３の部分のサイズと同一である、請求項５から９までのいずれか１項に記載の方法。
【請求項１１】
前記ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調前の前記パイロットシンボルの前記第２の部分に対応する前記ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調パイロットシンボルの前記部分は変更されない、請求項１から１０までのいずれか１項に記載の方法。
【請求項１２】
データ及びパイロットを含むＤＦＴ拡散ＯＦＤＭシンボルを形成するためのデバイスであって、
時間領域においてパイロットシンボルを形成する手段であって、前記パイロットシンボルは、少なくとも２つの部分を含み、前記パイロットシンボルの第１の部分は、前パイロットを含み、前記パイロットシンボルの第２の部分は、ヌル値を含み、前記パイロットシンボルの前記第１の部分に連続しているものと、
前記パイロットシンボルのＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調を行う手段と、
前記ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調前のデータシンボルの前記第１の部分に対応する前記ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調されたデータシンボルの一部分に対するデータ寄与の変更を補償するために前記データをプリコーディングする手段と、
前記プリコーディングされたデータを、前記時間領域におけるデータシンボルの形式にする手段であって、前記データシンボルは、少なくとも２つの部分を含み、前記データシンボルの第１の部分は、ヌル値を含み、前記データシンボルの第２の部分は、前記データを含み、前記データシンボルの前記第２の部分は、前記データシンボルの前記第１の部分に連続しているものと、
前記データシンボルのＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調を行う手段と、
結合されるＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調されたデータシンボルを形成するために、前記ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調前の前記データシンボルの前記第１の部分に対応する前記ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調されたデータシンボルの前記部分を変更する手段と、
フルＤＦＴ拡散ＯＦＤＭシンボルを形成するために、前記結合されるＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調されたデータシンボルを、前記ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調されたパイロットシンボルに結合する手段と、
を備える、デバイス。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、包括的には、データ及びパイロットを含むＤＦＴ拡散ＯＦＤＭシンボルを形成するための方法及びデバイスに関する。
【背景技術】
【０００２】
離散フーリエ変換拡散直交周波数分割多重（ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ）変調は、電気通信技術においてますます用いられるようになっている。
【０００３】
例えば、非特許文献１に開示されているように、ＳＣ−ＦＤＭＡ（シングルキャリア周波数分割多重接続）の頭字語の下で、３ＧＰＰ／ＬＴＥネットワークにおけるアップリンク送信を実施するのにＤＦＴ拡散ＯＦＤＭが用いられている。
【０００４】
例えば、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭは、ＤＶＢ−ＮＧＨシステムハイブリッドプロファイルの衛星コンポーネントを実施するのに用いられている（非特許文献２を参照されたい）。
【０００５】
２つの上述したシステムにおいて、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭは、送信機における電力消費を低減するための成功の鍵となる、低い電力包絡線変動に起因して選択された。ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭは、実際に、シングルキャリア（ＳＣ）及びマルチキャリア（ＭＣ）の波形の適切な特性、すなわち、シングルキャリア変調の柔軟性のある低電力変動と、マルチキャリア変調の低い受信機複雑性とを組み合わせる。
【０００６】
ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調において、コンスタレーションサンプルは、まず、ＤＦＴによって周波数を拡散される。２つの帯域エッジにおいてヌルサブキャリアが追加された後、拡散されたシンボルがＯＦＤＭ変調され、期待されるスペクトル形状を有する信号が得られる。拡散のためのＤＦＴと、変調のためのＩＤＦＴとを組み合わせることによって、単に元のサンプルのオーバーサンプリングされたバージョンとして理解することができる結果としての信号がもたらされる。これは、連続時間補間における基数正弦関数又は正弦関数の、ＤＦＴ補完における均等物である、ディリクレ核としても知られるディリクレ波形によりフィルタリング除去される。
【０００７】
これは実際に、既知のＦＦＴ又はフーリエオーバーサンプリングアルゴリズムの原理である。ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調は、シングルキャリア信号の生成を行うための基本時間領域フィルタリングに対する代替として解釈することができると考えることができる。ＤＦＴ畳み込みの循環性に起因して、各ＯＦＤＭシンボルにわたる最初の数サンプル及び最後の数サンプルは、複数のおおよそ４〜６×Ｎ’／Ｋ’個のサンプル、すなわち、ディリクレ波形の最初の２つ又は３つのローブにわたって互いに大きく相関する。ここで、Ｎ’はＯＦＤＭ変調後のサンプル数であり、Ｋ’は、ＤＦＴ変換後のサンプル数である。
【０００８】
従来のＯＦＤＭ変調は、チャネルの影響を、各サブキャリアにわたって単純な１タップイコライザーによって容易に修復することができるため、周波数選択性チャネルに特によく適している。イコライザー係数を計算するために、受信機は、全てのデータサブキャリアにわたってチャネル係数を推定する必要がある。
【０００９】
正確なチャネル推定は、ＯＦＤＭ受信機の主要な機能として現れる。チャネルは通常、受信機において既知のパイロットとも呼ばれる基準シンボルを用いて推定される。シングルキャリア信号と異なり、ＯＦＤＭにおいて、無線データ／パイロットを、周波数領域及び時間領域の双方におけるチャネル特性に従って調整することが可能である。例えば、チャネルコヒーレンス帯域幅が非常に高いが、チャネルが急速に変化する場合、時間において規則的に、例えば、数δシンボルごとに１ＯＦＤＭシンボル離間して、僅かな数のパイロット、例えば、γ＞＞１個のサブキャリアごとに１パイロットのみを周波数領域に挿入することが可能である。更には時間ごとにパイロットの位置を変更することが可能である。
【００１０】
これは、シングルキャリア変調及びＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調に対する、ＯＦＤＭ変調の主要な利点のうちの１つである。
【００１１】
ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調が、等化に関してＯＦＤＭ系統から利益を得る場合、これはパイロットの挿入には当てはまらない。実際、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ信号包絡線の低電力変動は、ＤＦＴ拡散シンボルのＯＦＤＭ変調から生じる。例えば、基準サブキャリアの挿入を通じた拡散サブキャリアの任意の恣意的な変更は、信号のピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）特性を崩す可能性がある。この理由により、３ＧＰＰ／ＬＴＥアップリンクシステムは、ザドフ−チューシーケンスとして周波数領域に直接挿入される、フルパイロット、すなわち、パイロットを搬送するシンボルの全ての変調されたサブキャリアを指定する。ザドフ−チューシーケンスは、一定の振幅を有し、ＤＦＴ後にザドフ−チューシーケンスを保つ。このため、送信されたパイロットは、シングルキャリア信号の良好なＰＡＰＲ特性を保持する。
【００１２】
パイロットオーバヘッドを低減するために、ＤＶＢ−ＮＧＨシステムは、データ及び基準情報を組み合わせるパイロット（以後、ハイブリッドパイロットシンボルと呼ばれる）を指定する。データは、パイロットが挿入されない場合、用いられるＤＦＴのサイズの半分に等しい長さを有するデータのブロックにわたって拡散ＤＦＴを適用することによって得られる。次に、拡散データは、拡散ザドフ−チューシーケンス（同様に通常のデータシンボルに対し半分の長さを有する）に沿って、２つのサブキャリアごとに１つインターリーブされる。基準シンボル（データ及びパイロット）の成分ごとに、結果として得られる信号は、単に、元の半分の長さのシーケンスの２つの連続したコピーのオーバーサンプリングされたバージョンである。
【００１３】
２つのシングルキャリア信号の和として、結果として得られる信号は、もはや単なるＳＣ信号ではない。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００１４】
【非特許文献１】A document 3GPP TS 36.211 v10.4.0, entitled "3rd Generation Partnership Project; Technical Specification Group Radio Access Network; Evolved Universal Terrestrial Radio Access (E-UTRA); Physical Channels and Modulation," issued on Dec. 2011.
【非特許文献２】Digital Video Broadcasting (DVB); Next Generation broadcasting system to Handheld, physical layer specification, DVB Document A160 issued on Nov. 2012 under the acronym of SC-OFDM (Single Carrier-Orthogonal Frequency Division Multiplexing
【非特許文献３】A paper of Coleman, T. F. and Y. Li entitled "A Reflective Newton Method for Minimizing a Quadratic Function Subject to Bounds on Some of the Variables," published in SIAM Journal on Optimization, Vol. 6, Number 4, pp. 1040-1058, 1996
【非特許文献４】A book of Gill, P. E., W. Murray, and M. H. Wright. Entitled Practical Optimization, Academic Press, London, UK, 1981
【非特許文献５】Draft ETSI EN 303 105 V1.1.1, "Digital Video Broadcasting (DVB); Next Generation broadcasting system to Handheld, physical layer specification (DVB-NGH)," June 2013
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
本発明は、シングルキャリア信号の低ＰＡＰＲ特性を依然として保持しながら、チャネル需要に従ってパイロットシンボルにおけるデータ／パイロットサブキャリア比を制御する能力を用いて、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調のための基準シンボルを生成することができる方法及びデバイスを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
このために、本発明は、データ及びパイロットを含むＤＦＴ拡散ＯＦＤＭシンボルを形成する方法であって、
時間領域においてパイロットシンボルを形成するステップであって、パイロットシンボルは、少なくとも２つの部分を含み、パイロットシンボルの第１の部分は、前パイロット（front pilots）のサンプルを含み、パイロットシンボルの第２の部分は、ヌル値を含み、パイロットシンボルの第１の部分に連続している、ステップと、
パイロットシンボルのＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調を行うステップと、
ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調前のデータシンボルの第１の部分に対応するＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調されたデータシンボルの一部分に対するデータ寄与の変更を補償するためにデータをプリコーディングするステップと、
プリコーディングされたデータを、時間領域におけるデータシンボルの形式にするステップであって、データシンボルは、少なくとも２つの部分を含み、データシンボルの第１の部分は、ヌル値を含み、データシンボルの第２の部分は、データを含み、データシンボルの第２の部分は、データシンボルの第１の部分に連続している、ステップと、
データシンボルのＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調を行うステップと、
結合されるＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調されたデータシンボルを形成するために、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調前のデータシンボルの第１の部分に対応するＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調されたデータシンボルの部分を変更するステップと、
フルＤＦＴ拡散ＯＦＤＭシンボルを形成するために、結合されるＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調されたデータシンボルを、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調されたパイロットシンボルに結合するステップと、
を含むことを特徴とする、方法に関する。
【００１７】
本発明はまた、データ及びパイロットを含むＤＦＴ拡散ＯＦＤＭシンボルを形成するためのデバイスであって、
時間領域においてパイロットシンボルを形成する手段であって、パイロットシンボルは、少なくとも２つの部分を含み、パイロットシンボルの第１の部分は、前パイロットを含み、パイロットシンボルの第２の部分は、ヌル値を含み、パイロットシンボルの第１の部分に連続している、手段と、
パイロットシンボルのＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調を行う手段と、
ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調前のデータシンボルの第１の部分に対応するＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調されたデータシンボルの一部分に対するデータ寄与の変更を補償するためにデータをプリコーディングする手段と、
プリコーディングされたデータを、時間領域におけるデータシンボルの形式にする手段であって、データシンボルは、少なくとも２つの部分を含み、データシンボルの第１の部分は、ヌル値を含み、データシンボルの第２の部分は、データを含み、データシンボルの第２の部分は、データシンボルの第１の部分に連続している、手段と、
データシンボルのＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調を行う手段と、
結合されるＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調されたデータシンボルを形成するために、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調前のデータシンボルの第１の部分に対応するＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調されたデータシンボルの部分を変更する手段と、
フルＤＦＴ拡散ＯＦＤＭシンボルを形成するために、結合されるＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調されたデータシンボルを、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調されたパイロットシンボルに結合する手段と、
を備えることを特徴とする、デバイスに関する。
【００１８】
このため、本発明は、シングルキャリア信号の低電力包絡線変動特性を依然として保持しながら、チャネル需要に従ってシンボルにおけるデータ／パイロットサブキャリア比を制御する能力を用いて、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調のためのシンボルを生成することを可能にする。
【００１９】
特定の特徴によれば、パイロットシンボルの第１の部分の末尾のパイロットサンプルが、パイロットシンボルの第１の部分の先頭にコピーされる。
【００２０】
このため、受信機は、前パイロットの抽出から、ＦＦＴ領域におけるチャネルを正確に推定することができる。この前パイロットは、低減された長さの基準ＯＦＤＭパイロットとして用いられ、この低減された長さのＯＦＤＭシンボルに関連するサイクリックプレフィックスの挿入により、循環しているように見えるチャネルを有する。
【００２１】
特定の特徴によれば、データシンボルのＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調後のデータ寄与の変更は、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調前のデータシンボルの第１の部分に対応するＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調されたデータシンボルの部分をゼロ化することにある。
【００２２】
このため、前パイロットは、未知のデータサンプルからのいかなる寄与も含まず、このため、受信機において既知の前パイロットの値を用いて受信機におけるチャネルの正確な推定を可能にする。
【００２３】
特定の特徴によれば、データシンボルの第１の部分のサイズは、パイロットシンボルの第１の部分のサイズと同一であり、データシンボルの第２の部分のサイズは、パイロットシンボルの第２の部分のサイズと同一である。
【００２４】
このため、パイロットサンプルからの干渉なしでデータ部分をＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ復調することができる。
【００２５】
特定の特徴によれば、パイロットシンボルは、第３の部分を含み、パイロットシンボルの第３の部分は、後パイロット（end pilots）を含み、パイロットシンボルの第２の部分に連続しており、データシンボルは第３の部分を含み、データシンボルの第３の部分は、ヌル値を含み、データシンボルの第２の部分に連続している。
【００２６】
このため、データ部分は、シンボル全体の循環性の欠如の影響から保護される。サイクリックプレフィックスは、ＯＦＤＭにおいて一般的に行われるようにＯＦＤＭシンボルの最後の部分ではなく、前パイロットに対して挿入される。
【００２７】
特定の特徴によれば、データシンボルのＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調後のデータ寄与の変更は、後パイロットに対し更に行われる。
【００２８】
このため、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調後の後パイロットに対するデータの寄与を軽減し、これにより任意の必要とされる需要に従って後パイロットの生成を単純化することが可能である。
【００２９】
特定の特徴によれば、後パイロットのサンプルは、パイロットシンボルの第１の部分の先頭にコピーされるサンプルと可能な限り同一であるように決定される。
【００３０】
このため、挿入されるサイクリックプレフィックスは、前パイロットのＯＦＤＭ復調及びフルＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調されたシンボルの双方に関連する。
【００３１】
特定の特徴によれば、パイロットシンボルの第１の部分の先頭に挿入されるサンプルと可能な限り同一であるように決定される後パイロットのサンプルは、制約付き二次距離に従って決定される。
【００３２】
このため、パイロットサンプルは、低複雑度のアルゴリズムにより計算することができる。
【００３３】
特定の特徴によれば、データシンボルのＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調後のデータ寄与の変更は、ＤＦＴ拡散変調前のデータシンボルの第３の部分に対応するＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調されたデータシンボルの部分をゼロ化することにある。
【００３４】
このため、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調後の後パイロットに対するデータの寄与をなくし、これにより、任意の必要な需要に対し、後パイロットの生成を単純化することが可能である。
【００３５】
特定の特徴によれば、データシンボルの第３の部分のサイズは、パイロットシンボルの第３の部分のサイズと同一である。
【００３６】
このため、後パイロットサンプルからの干渉なしでデータ部分をＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ復調することができる。
【００３７】
特定の特徴によれば、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調前のパイロットシンボルの第２の部分に対応するＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調パイロットシンボルの部分は変更されない。
【００３８】
このため、パイロットサンプルから生じる任意の寄与によって干渉されることなくデータを復調することができる。
【００３９】
更に別の態様によれば、本発明は、プログラマブルデバイス内に直接ロードすることができるコンピュータープログラムであって、このコンピュータープログラムがプログラマブルデバイスにおいて実行されると本発明による方法のステップを実施する命令又はコード部を含む、コンピュータープログラムに関する。
【００４０】
このコンピュータープログラムに関する特徴及び利点は、本発明による方法及び装置に関連して上記で述べたものと同じであるので、ここでは繰り返さないことにする。
【００４１】
本発明の特徴は、一例示の実施の形態の以下の説明を読むことによってより明らかになる。この説明は、添付図面に関して作成されたものである。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】本発明が実施される無線システムを表す図である。
【図２】本発明が実施される送信元のアーキテクチャを表す図である。
【図３】本発明による、送信元の無線インターフェースのアーキテクチャの例を表す図である。
【図４】本発明による、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭシンボルを形成するために送信元によって実行されるアルゴリズムを表す図である。
【図５Ａ】本発明による、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭシンボルを形成するのに用いられるサンプルの様々なビューを開示する図である。
【図５Ｂ】本発明による、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭシンボルを形成するのに用いられるサンプルの様々なビューを開示する図である。
【図５Ｃ】本発明による、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭシンボルを形成するのに用いられるサンプルの様々なビューを開示する図である。
【図５Ｄ】本発明による、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭシンボルを形成するのに用いられるサンプルの様々なビューを開示する図である。
【図５Ｅ】本発明による、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭシンボルを形成するのに用いられるサンプルの様々なビューを開示する図である。
【発明を実施するための形態】
【００４３】
図１は、本発明が実施される無線システムを表している。
【００４４】
本発明は、送信元Ｓｒｃによって転送された信号が受信機Ｒｅｃに転送される一例において開示される。
【００４５】
例えば、送信元Ｓｒｃは、衛星又は地上送信機に含めることができ、少なくとも１つの受信機に信号を転送する。
【００４６】
受信機Ｒｅｃは、可動性であっても可動性でなくてもよい。
【００４７】
本発明によれば、送信元Ｓｒｃは、
時間領域においてパイロットシンボルを形成し、パイロットシンボルは、少なくとも２つの部分を含み、パイロットシンボルの第１の部分は、前パイロットのサンプルを含み、パイロットシンボルの第２の部分は、ヌル値を含み、パイロットシンボルの第１の部分に連続しており、
パイロットシンボルのＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調を行い、
ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調前のデータシンボルの第１の部分に対応するＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調されたデータシンボルの一部分に対するデータ寄与の変更を補償するためにデータをプリコーディングし、
プリコーディングされたデータを、時間領域におけるデータシンボルの形式にし、データシンボルは、少なくとも２つの部分を含み、データシンボルの第１の部分は、ヌル値を含み、データシンボルの第２の部分は、データを含み、データシンボルの第２の部分は、データシンボルの第１の部分に連続しており、
データシンボルのＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調を行い、
結合されるＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調されたデータシンボルを形成するために、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調前のデータシンボルの第１の部分に対応するＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調されたデータシンボルの部分を変更し、
フルＤＦＴ拡散ＯＦＤＭシンボルを形成するために、結合されるＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調されたデータシンボルを、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調されたパイロットシンボルに結合する。
【００４８】
図２は、本発明が実施される送信元のアーキテクチャを表す図である。
【００４９】
送信元Ｓｒｃは、例えば、バス２０１によって互いに接続された構成要素と、図４に開示されるようなプログラムによって制御されるプロセッサ２００とに基づくアーキテクチャを有する。
【００５０】
ここで、送信元Ｓｒｃは、専用集積回路に基づくアーキテクチャを有することができることに留意すべきである。
【００５１】
バス２０１は、プロセッサ２００を、読み出し専用メモリＲＯＭ２０２、ランダムアクセスメモリＲＡＭ２０３及び無線インターフェース２０５にリンクする。
【００５２】
メモリ２０３は、変数と、図４に開示されるようなアルゴリズムに関連したプログラムの命令とを収容するように意図されたレジスタを含む。
【００５３】
プロセッサ２００は、無線インターフェース２０５の動作を制御する。
【００５４】
読み出し専用メモリ２０２は、図４に開示されるようなアルゴリズムに関連したプログラムの命令を含む。これらの命令は、送信元Ｓｒｃに電源が投入されると、ランダムアクセスメモリ２０３に転送される。
【００５５】
図４に関して以下で説明するアルゴリズムの全てのステップは、ＰＣ（パーソナルコンピューター）、ＤＳＰ（デジタル信号プロセッサ）又はマイクロコントローラー等のプログラマブルコンピューティングマシンによる一組の命令又はプログラムの実行によってソフトウェアで実施することもできるし、それ以外にＦＰＧＡ（フィールドプログラマブルゲートアレイ）又はＡＳＩＣ（特定用途向け集積回路）等のマシン又は専用構成要素によってハードウェアで実施することもできる。
【００５６】
換言すれば、送信元Ｓｒｃは、図４に関して以下で説明するアルゴリズムのステップを送信元Ｓｒｃに実行させる回路部、又は回路部を備えるデバイスを備える。
【００５７】
図３は、本発明による、送信元の無線インターフェースのアーキテクチャの例を表す図である。
【００５８】
無線インターフェース２０５は、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ信号を生成するのに用いられる基準サンプルの値を計算する前パイロット及び後パイロット生成モジュール３１０を備える。最終的なＤＦＴ拡散ＯＦＤＭシンボルにおけるパイロット及びデータの寄与は、別個に計算され、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調の線形性を利用して、後の段階において組み合わされる。
【００５９】
ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調は、以下のように表すことができる。パースされてサイズＭのデータブロックｘにされるデータシンボルを、ｘｋで表す。ｉ番目のデータブロックｘ（ｉ）は、以下のように書かれる。
【００６０】
【数１】
0006501239.tif 000002
【００６１】
ここで、［］Ｔは、行ベクトル［］の転置である。
【００６２】
データブロックｘ（ｉ）は、まず、Ｍ点正規化離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を用いて周波数において以下のように「拡散」される。
【００６３】
【数２】
0006501239.tif 000003
【００６４】
ここで、ＦＭは、ｋ番目の行及びｎ番目の列に要素
【００６５】
【数３】
0006501239.tif 000004
【００６６】
を有する（Ｍ，Ｍ）行列の形式の下でのＭ点正規化離散フーリエ変換（ＤＦＴ）である。ここで、ｋ，ｎ＝０．．．Ｍ−１であり、ωＭ＝ｅｘｐ（ｊ２π／Ｍ）は、１の原始根である。次に、結果として得られるベクトルは、サブキャリアマッピング（Ｎ，Ｍ）行列Ｑによって逆ＤＦＴのＮ個の入力のうちのＭ個の組にマッピングされ、サイズＮのベクトルｚ（ｉ）が得られる。
【００６７】
【数４】
0006501239.tif 000005
【００６８】
ここで、マッピング行列Ｑは、基本的に、Ｍ個のサブキャリアの２つの帯域エッジにヌルサブキャリアを挿入するのに用いられる。上記の信号は、元のサンプルの関数として表すこともできる。
【００６９】
【数５】
0006501239.tif 000006
【００７０】
ここで、Ｇは、（Ｎ，Ｍ）行列であり、
【００７１】
【数６】
0006501239.tif 000007
【００７２】
は定義により等しいことを表す。
【００７３】
最終的に、Ｎ点正規化逆離散フーリエ変換（ＤＦＴ）をサブキャリアベクトルに適用することによって、ＳＣ−ＯＦＤＭ信号が生成される。
【００７４】
【数７】
0006501239.tif 000008
【００７５】
ここで、Ｈは、（Ｎ，Ｍ）行列であり、ＦＮは、ｋ番目の行及びｎ番目の列に要素
【００７６】
【数８】
0006501239.tif 000009
【００７７】
を有する（Ｎ，Ｎ）行列の形式の下でのＮ点正規化離散フーリエ変換（ＤＦＴ）であり、［］Ｈは行列［］のエルミート変換（共役及び転置）である。
【００７８】
チャネル分散及びノイズを有しない理想的なチャネルにわたる送信を仮定すると、復調は、行列式を用いて以下のように表すこともできる。
【００７９】
【数９】
0006501239.tif 000010
【００８０】
ここで、
【００８１】
【数１０】
0006501239.tif 000011
【００８２】
は、（Ｍ，Ｎ）行列であり、デマッピング行列
【００８３】
【数１１】
0006501239.tif 000012
【００８４】
は、基本的に、情報を搬送するＭ個のサブキャリアの２つの帯域エッジにおけるヌルサブキャリアを除いたデータを含むサブキャリアを抽出するのに用いられる。
【００８５】
実際に、信号は、受信機において軽減される必要がある影響である加法的白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）を有する、周波数選択性の、場合によっては時間とともに変動するチャネルを通じて受信される。ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭは、ＭＣ−ＣＤＭＡ（マルチキャリア−符号分割多重アクセス）等のプレコーディングされたＯＦＤＭ方式とみなすことができる。任意のＯＦＤＭベースの方式に関して、ＯＦＤＭ信号のために一般的に用いられる周波数領域等化（ＦＤＥ）逆フィルタリング手法に依拠してＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調を復調することが可能である。受信機は、まず、受信機において既知のパイロットシンボルからチャネルを推定する。基本的に、受信機は、パイロットのＯＦＤＭ復調を行い、復調されたサンプルをパイロットサンプルの既知の値で除算することにより、基準サンプルを搬送するサブキャリアのためのチャネル係数の値を推定する。取得されたチャネル係数を用いて、全てのサブキャリア（周波数領域）及びＯＦＤＭシンボル（時間領域）について、任意の適切な手段、通常はノイズ低減にも役立つことができる補間フィルタリングによりチャネルを推定する。チャネル係数から、受信機は、ゼロフォーシング（ＺＦ）又は最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）イコライザーの係数を計算することができる。
【００８６】
等化後、信号は、逆拡散され、正規化及び軟デマッピング後に対数尤度比（ＬＬＲ）軟ビットが計算される。何回かの軽度の簡単化の下で、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ受信機は、ＩＤＦＴ逆拡散器機能を挿入することを明確に必要として、純粋なＯＦＤＭ受信機と類似させることができることが有利である。
【００８７】
明確にするために、処理の下でのＯＦＤＭシンボル番号（ｉ）への参照は、下記において無視される。この事例において、ハイブリッドパイロットシンボルを生成するのに用いられるデータブロックは、３つの別個の部分、すなわち、前パイロット、データ部、及び最後に後パイロットから作成される。
【００８８】
【数１２】
0006501239.tif 000013
【００８９】
ここで、ｆは、以下で開示されるサイズＫを有する前パイロットのベクトルであり、ｅは、以下で開示されるサイズＬ≦Ｋを有する後パイロットのベクトルであり、ｄは、サイズＭ−Ｋ−Ｌを有する送信されるユーザーデータのベクトルである。
【００９０】
ここで、ハイブリッドパイロットシンボルが連続している場合、後パイロットは省くことができることに留意されたい。そのような場合、次のハイブリッドパイロットシンボルの前パイロットが、現在のハイブリッドパイロットシンボルの後パイロットに置き換わる。
【００９１】
ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調によれば、変調後の生成されたシンボルは、おおよそ、サンプルｘの元の組のオーバーサンプリングされたバージョンである。変調後の３つの部分の各々の長さは、それらの長さ（それぞれ、Ｋ、Ｍ−Ｋ−Ｌ、及びＬ）をオーバーサンプリング係数Ｎ／Ｍと乗算することによって得られる。
【００９２】
本発明によれば、受信機は、前パイロットに対応するサンプルの部分を抽出し、これをチャネル推定のための基準ＯＦＤＭシンボルとして用いることができる。ＤＦＴ拡散変調後に得られるＰ個のパイロットの長さは、より短いＯＦＤＭシンボルのＦＦＴビンが、より長いＯＦＤＭシンボル（サイズＮを有する）のサブキャリア上に位置するように、すなわち、比Ｎ／Ｐが整数であるように選択される。ＤＦＴ拡散変調後に得られるＰ個のパイロットを生成するのに必要なサンプル数Ｋは、以下のように選択される。
【００９３】
【数１３】
0006501239.tif 000014
【００９４】
ここで、ｃｅｉｌ（ｘ）は、ｘ以上の最も小さな整数である。換言すれば、Ｋ個のサンプルから生成された信号の部分は、インデックスＰ−１及びＰを有するサンプル間に行き着き、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調後に前パイロットとして選択される部分は、最初のＰ個のサンプルである。
【００９５】
次に、受信機は、フィルタリングされた前パイロットサンプルに対応する最初のＰ個のサンプルを抽出し、受信機において既知のこの低減された長さのＯＦＤＭシンボルにわたってＯＦＤＭ復調を行うことができる。この原理によれば、受信機は、或る意味で、散乱したＯＦＤＭパイロットと同様に、生成された信号の良好なＰＡＰＲ特性を依然として保持しながら、規則的に離間されたサブキャリアにおいてチャネルを推定することができる。
【００９６】
同様に、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調後に得られる最後のＲ個のパイロットサンプルを生成するのに必要なサンプル数Ｌは、以下のように選択される。
【００９７】
【数１４】
0006501239.tif 000015
【００９８】
以下で開示されるように、前パイロット及び後パイロット生成モジュール３１０は、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調後に、後パイロット（シンボル全体の最後のＲ個のサンプル）が、サイクリックプレフィックスの挿入に用いられる前パイロットの最後のサンプル（Ｐ−ＲからＰ−１の範囲のインデックスを有するサンプル）に密に類似するようにパイロットサンプルを生成する。これを行うことにより、サイクリックプレフィックスは、シンボル全体及びそれに続いてデータサンプルのチャネル推定及び復調の双方に有効となる。
【００９９】
以下で開示されるように、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調後の生成された信号の最初のＰ個及び最後のＲ個のサンプルに対する、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調前のデータサンプルの寄与が除去されるので、生成されたシンボルの最初のＰ個のサンプル及び最後のＲ個のサンプルに対する前パイロット及び後パイロットの寄与のみが最初に計算される。通常、生成される信号は、以下のように表すことができる。
【０１００】
【数１５】
0006501239.tif 000016
【０１０１】
ここで、Ｈｆ＝Ｈ［０：Ｎ−１；０：Ｋ−１］は、行列Ｈにおいて、最初のＫ個の列を選択することによって得られる（Ｎ，Ｋ）行列であり、Ｈｅ＝Ｈ［０：Ｎ−１；０：Ｍ−Ｌ：Ｍ−１］は、行列Ｈにおいて、Ｌ個の最後の列を選択することによって得られる（Ｎ，Ｌ）行列であり、Ｈｄ＝Ｈ［０：Ｎ−１；Ｋ：Ｍ−Ｌ−１］は、行列Ｈにおいて、残りのＭ−Ｋ−Ｌ個の列を選択することによって得られる（Ｎ，Ｍ−Ｋ−Ｌ）行列であり、ｙｆは、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調後の生成された信号に対するＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調前の前パイロットの寄与であり、ｙｄは、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調後の生成された信号に対するＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調前のデータの寄与であり、ｙｅは、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調後の生成された信号に対するＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調前の後パイロットの寄与である。このため、生成された信号の最初のＰ個及び最後のＲ個のサンプルに対するＫ個のパイロットサンプルの寄与は、以下によって与えられる。
【０１０２】
【数１６】
0006501239.tif 000017
【０１０３】
ここで、ｙｆｆは、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調後の生成された信号の最初のＰ個に対するＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調前のＫ個のパイロットサンプルの寄与であり、ｙｆｅは、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調後の生成された信号の最後のＲ個に対するＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調前のＫ個のパイロットサンプルの寄与である。このため、生成された信号の最初のＰ個及び最後のＲ個のサンプルに対する最後のＬ個の後パイロットの寄与は、以下によって得られる。
【０１０４】
【数１７】
0006501239.tif 000018
【０１０５】
ここで、ｙｅｆは、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調後の生成された信号の最初のＰ個のサンプルに対するＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調前のＬ個の後パイロットサンプルの寄与であり、ｙｅｅは、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調後の生成された信号の最後のＲ個のサンプルに対するＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調前のＬ個の後パイロットの寄与である。
【０１０６】
ここでの目的は、生成されたシンボル全体の最後のＲ個のサンプル（Ｎ−Ｒ〜Ｎ−１のインデックスを有するサンプル）と、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調後の前パイロットの最後のＲ個のサンプル（Ｐ−Ｒ〜Ｐ−１のインデックスを有するサンプル）との間の誤差を最小にする前パイロットｆ及び後パイロットｅを見つけることである。理想的には、これらのサンプルは、以下の等式を保証する。
【０１０７】
【数１８】
0006501239.tif 000019
【０１０８】
ここで、［０］Ｒは、Ｒ個の行がゼロに等しいベクトルである。
【０１０９】
上記で定義されたサイズ（Ｒ，Ｋ＋Ｌ）を有する行列のカーネルに属するベクトルが探索される。行列が最大階数である限り、カーネルの階数はＫ＋Ｌ−Ｒに等しい。
【０１１０】
ここで、最小二乗の意味で、良好なＰＡＰＲ特性のために選択された基準ベクトルに対し復調されたパイロットベクトルの最初のＫ個のサンプル間の距離を最小限にするベクトルを保持することが提案される。サイズＫを有するそのようなベクトルをｆｒｅｆで表す。生成された信号に対する前パイロット及び後パイロットの寄与は以下によって与えられる。
【０１１１】
【数１９】
0006501239.tif 000020
【０１１２】
ここで、Ｈｆ，ｅ＝Ｈ［０：Ｎ−１；０：Ｋ−１∪Ｍ−Ｌ：Ｍ−１］は、行列Ｈにおいて、最初のＫ個の列及び最後のＬ個の列を選択することによって得られる（Ｎ，Ｋ＋Ｌ）行列である。
【０１１３】
ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ復調後のこの信号の全体寄与は、以下となる。
【０１１４】
【数２０】
0006501239.tif 000021
【０１１５】
最初のＫ個のサンプルに対応する部分
【０１１６】
【数２１】
0006501239.tif 000022
【０１１７】
は、以下のように定義される。
【０１１８】
【数２２】
0006501239.tif 000023
【０１１９】
最終的に解かれる系（system）は、
【０１２０】
【数２３】
0006501239.tif 000024
【０１２１】
であり、以下の制約を受ける。
【０１２２】
【数２４】
0006501239.tif 000025
【０１２３】
そのような系の解決は、例えば、非特許文献３に開示されている方法又は非特許文献４に開示されている方法を用いて行うことができる。
【０１２４】
前パイロット（Ｋ個のサンプル）及び後パイロット（Ｌ個のサンプル）生成モジュール３１０の出力は、時間領域におけるパイロット生成モジュール３０４に与えられる。
【０１２５】
時間領域におけるパイロット生成モジュール３０４は、ＤＦＴ拡散前に、すなわち、データ／パイロット比を制御する能力を用いて、時間領域においてパイロットを挿入する。より詳細には、Ｋ個のパイロットが、変調されるデータの先頭に挿入される。
【０１２６】
時間領域におけるパイロット生成モジュール３０４は、時間領域においてパイロットをマッピングする。
【０１２７】
図５Ｃは、時間領域におけるパイロット生成モジュール３０４によって形成されるパイロットブロックの例である。
【０１２８】
パイロットブロックは、３つの部分に分解される。
【０１２９】
５２１で示される部分は、以下で開示されるようにＫ個の前パイロットを含み、５２２で示される後続の部分は、Ｍ−Ｋ−Ｌ個のヌル値を含み、５２３で示される最後の部分は、以下で開示されるようにＬ個の後パイロットを含む。
【０１３０】
ここで、前パイロット（Ｋ個のサンプル）及び後パイロット（Ｌ個のサンプル）に対応するＫ＋Ｌ個のサンプルがステップ３１０において計算されたと仮定される。長さＭ−Ｋ−Ｌを有するヌルベクトルが、最初のＫ個のインデックス間に挿入され、サンプルは前パイロットに対応し、最後のＬ個のインデックスにおいて、サンプルは後パイロットに対応する。
【０１３１】
ＤＦＴ拡散変調の前に得られるパイロットは、ＤＦＴ拡散変調モジュール３０５に与えられる。ＤＦＴ拡散変調モジュール３０５は、まず、Ｍ点正規化離散フーリエ変換を用いて周波数において「拡散」し、次に、結果として得られるベクトルが、サブキャリアマッピング（Ｎ，Ｍ）行列Ｑによって逆ＤＦＴのＮ個の入力のうちのＭ個の組にマッピングされ、結果としてサイズＮのベクトルが得られる。ここで、マッピング行列Ｑは、基本的に、Ｍ個のサブキャリアの、５１１及び５１２で表される２つの帯域エッジ上にヌルサブキャリアを挿入するのに用いられる。
【０１３２】
最終的に、サブキャリアベクトルにＮ点正規化逆離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を適用することによって、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ信号が生成される。前パイロット及び後パイロットは、前もって計算し、適切な記憶手段に記憶することができることに留意されたい。
【０１３３】
ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調３０５の後、データ部分（Ｐ〜Ｎ−Ｒ−１のインデックスを有するサンプル）に対するパイロット寄与が存在する。
【０１３４】
ＤＦＴ拡散変調３０５及びデータ寄与ゼロ化モジュール３０３の出力は、結合モジュール３０６に与えられ、結合モジュール３０６は、データから形成されたＤＦＴ拡散ＯＦＤＭシンボル及びパイロットから形成されたＤＦＴ拡散ＯＦＤＭシンボルを合算する。
【０１３５】
フルＤＦＴ拡散ＯＦＤＭシンボルと呼ばれる結合モジュールシンボルによって与えられるＤＦＴ拡散ＯＦＤＭシンボルが図５Ｄに示される。
【０１３６】
図５Ｄは、本発明に従って形成されるフルＤＦＴ拡散ＯＦＤＭシンボルの例である。
【０１３７】
５３１で示される部分は、Ｐ個のサンプルを含み、５３２で示される後続の部分は、Ｎ−Ｐ−Ｒ個のデータサンプルを含み、最後の部分５３３は、Ｒ≦Ｓ個のサンプルを含み、ここで、Ｓは、ガードインターバルのサンプル数である。
【０１３８】
ＤＦＴ拡散変調後のデータ部分に対するパイロットの寄与は、５３４ａ及び５３４ｂで示される。
【０１３９】
無線インターフェースは、データプリコーディングモジュール３００を備える。
【０１４０】
データプリコーディングモジュール３００は、以下で開示されるように、前パイロット及び後パイロットに対するゼロ化のように、データ変調を補償するためにデータのプリコーディングを行う。データプリコーディングモジュール３００は、Ｍ−Ｋ−Ｌ個のデータサンプルを変更し、これらのサンプルは、受信機に対しゼロ化動作をマスキングするために、ハイブリッド基準ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭシンボルによって、前パイロット及び後パイロットと共に伝達される。
【０１４１】
プリコーディングの原理は、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調前のデータシンボルの第１の部分に対応するＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調されたデータシンボルの部分に対するデータの寄与の変更を補償することにある。
【０１４２】
例えば、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調後の前パイロットサンプル及び後パイロットサンプルに対するデータ寄与の変更は、パイロット部分に対するデータ寄与をゼロ化することである。パイロット部分に対するデータ寄与のゼロ化については、以下で開示される。
【０１４３】
ゼロ化後の復調データサンプルに対するデータ寄与は、行列形式で表すことができる。
【０１４４】
シンボルのパイロット部分が変更なしで送信されるので、復調されたデータサンプルに対するパイロット寄与は、完全なイコライザーを仮定してヌルである。
【０１４５】
このため、以下の計算において、復調されたデータサンプルに対するパイロット寄与を無視することが可能である。
【０１４６】
まず、生成された信号に対するデータサンプルの寄与を計算する。通常、生成された信号は、以下のように表すことができる。
【０１４７】
【数２５】
0006501239.tif 000026
【０１４８】
ここで、Ｈｆ，ｅ＝Ｈ［０：Ｎ−１；０：Ｋ−１∪Ｍ−Ｌ：Ｍ−１］は、行列Ｈにおいて、最初のＫ個の列及び最後のＬ個の列を選択することによって得られる（Ｎ，Ｋ＋Ｌ）行列であり、Ｈｄ＝Ｈ［０：Ｎ−１；Ｋ：Ｍ−Ｌ−１］は、行列Ｈにおいて、残りのＭ−Ｋ−Ｌ個の列を選択することによって得られる（Ｎ，Ｍ−Ｋ−Ｌ）行列であり、ｙｄは、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調後の生成されたシンボルに対するＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調前のデータサンプルの寄与であり、ｙｆ，ｅは、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調後の生成されたシンボルに対するＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調前の前パイロットサンプル及び後パイロットサンプルの共同の寄与である。
【０１４９】
このため、インデックスＰから始まるｙにおけるＮ−Ｐ−Ｒ個の中央サンプルに対するデータ部分の寄与は、以下によって与えられる。
【０１５０】
【数２６】
0006501239.tif 000027
【０１５１】
ここで、パイロット部分（最初のＰ個及び最後のＲ個のインデックス）に対するデータサンプルの寄与は、ゼロ化動作によってゼロ値に強制されるため、無視される。パイロット部分（最初のＰ個及び最後のＲ個のサンプル）へのデータの寄与をゼロに設定した後の復調されたデータサンプルに対する元のデータサンプルの寄与は、以下によって与えられる。
【０１５２】
【数２７】
0006501239.tif 000028
【０１５３】
ここで、
【０１５４】
【数２８】
0006501239.tif 000029
【０１５５】
は、行列
【０１５６】
【数２９】
0006501239.tif 000030
【０１５７】
において、インデックスＰから始まるＮ−Ｐ−Ｒ個の中央列を選択することによって得られる（Ｍ，Ｎ−Ｐ−Ｒ）行列である。
【０１５８】
ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調後のパイロット部分に対するデータ寄与をゼロ化した後、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ復調後のデータサンプルに対するＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調前のデータの寄与を以下のように表すことができる。
【０１５９】
【数３０】
0006501239.tif 000031
【０１６０】
プレコーディングの目標は、ゼロ化動作によって変更された復調サンプルと元データとの間の距離を最小限にするためにデータサンプルの値を変更することである。
【０１６１】
基本的な解は、以下の系を解くために、摂動αｄをデータに加えることにある。
【０１６２】
【数３１】
0006501239.tif 000032
【０１６３】
このため、解は、行列の積の逆の計算を通じて得ることができる。このため、実際に送信されるデータのベクトルｄｐｒｅｃｏｄｅｄは、逆行列をデータの元のベクトルと乗算することによって得られる。
【０１６４】
【数３２】
0006501239.tif 000033
【０１６５】
データベクトルが長い場合、最も高度な変更を受けるデータはゼロ化された部分の近く、すなわちパイロット付近のデータであるため、プレコーディングされるデータ数を低減することによって、計算負荷を低減することが可能であり得る。
【０１６６】
次に、プレコーディングされたデータは、時間領域におけるデータ生成モジュール３０１に転送される。
【０１６７】
時間領域におけるデータ生成モジュール３０１は、ユーザーデータをパースしてサイズＭのブロックｘにし、データシンボルを形成する。ｉ番目のデータブロックｘは、以下のように書かれる。
【０１６８】
【数３３】
0006501239.tif 000034
【０１６９】
ここで、時間への参照は、簡単にするために無視される。各データブロックは、それぞれデータ及びゼロ値を含む３つの部分からなる。データブロックの例が、図５Ａを参照して与えられる。
【０１７０】
図５Ａは、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調前に時間領域におけるデータ生成モジュール３０１によって形成されるデータブロックの例である。
【０１７１】
データブロックは、３つの部分に分解される。
【０１７２】
５０１で示される部分は、Ｋ個のヌル値を含み、５０２で示される後続の部分は、Ｍ−Ｋ−Ｌ個の値を含み、５０３で示される最後の部分は、Ｌ個のヌル値を含む。
【０１７３】
各データブロックは、ＤＦＴ拡散変調モジュール３０２に提供される。
【０１７４】
ＤＦＴ拡散変調モジュール３０２は、以下のプロセスを行う。
【０１７５】
データブロックｘは、まず、Ｍ点正規化離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を用いて周波数において以下のように「拡散」される。
【０１７６】
【数３４】
0006501239.tif 000035
【０１７７】
ここで、ＦＭは、ｋ番目の行かつｎ番目の列において要素
【０１７８】
【数３５】
0006501239.tif 000036
【０１７９】
を有する（Ｍ，Ｍ）行列の形式の下でのＭ点正規化離散フーリエ変換（ＤＦＴ）である。次に、結果として得られるベクトルは、サブキャリアマッピング（Ｎ，Ｍ）行列Ｑによって逆ＤＦＴのＮ個の入力のうちのＭ個の組にマッピングされ、結果として以下のサイズＮのベクトルが得られる。
【０１８０】
【数３６】
0006501239.tif 000037
【０１８１】
ここで、マッピング行列Ｑは、基本的に、２つの帯域エッジにヌルサブキャリアを挿入するのに用いられる。上記の信号は、元のサンプルの関数として表すこともできる。
【０１８２】
【数３７】
0006501239.tif 000038
【０１８３】
ここで、Ｇは（Ｎ，Ｍ）行列である。
【０１８４】
最終的に、サブキャリアベクトルにＮ点正規化逆離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を適用することによって、ＤＦＴ拡散変調ＯＦＤＭ信号が生成される。
【０１８５】
【数３８】
0006501239.tif 000039
【０１８６】
ここで、Ｈは、（Ｎ，Ｍ）行列である。
【０１８７】
ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調モジュール３０２の出力は、データ寄与ゼロ化モジュール３０３に与えられる。
【０１８８】
ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調後、前パイロット部分及び後パイロット部分に対するデータ寄与が存在する。図５Ｂを参照して例が与えられる。
【０１８９】
図５Ｂは、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調後のパイロットに対するデータ寄与の例である。
【０１９０】
５１１で示される部分は、Ｐ個のサンプルを含み、５１２で示される後続の部分は、Ｎ−Ｐ＝Ｒ個のデータサンプルを含み、最後の部分５１３は、Ｒ≦Ｓ個のサンプルを含み、Ｓについては以下で紹介する。サイクリックプレフィックスの通常のサイズ未満のサンプルを用いることによって、後パイロットの挿入に起因したスペクトル効率損失を低減することが可能になる。
【０１９１】
ＤＦＴ拡散変調後のパイロットに対するデータ寄与は、５１４ａ及び５１４ｂで示される。
【０１９２】
データ寄与ゼロ化モジュール３０３は、部分５１１及び５１３に含まれる全ての値をヌル値にセットする。
【０１９３】
ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調３０５及びデータ寄与ゼロ化モジュール３０３の出力は、データから形成されたＤＦＴ拡散ＯＦＤＭシンボル及びパイロットから形成されたＤＦＴ拡散ＯＦＤＭシンボルを合算する結合モジュール３０６に与えられる。
【０１９４】
フルＤＦＴ拡散ＯＦＤＭシンボルと呼ばれる結合モジュールシンボルによって生成されるＤＦＴ拡散ＯＦＤＭシンボルが図５Ｄに示される。
【０１９５】
図５Ｄは、本発明に従って形成されるフルＤＦＴ拡散ＯＦＤＭシンボルの例である。
【０１９６】
５３１で示される部分は、Ｐ個のサンプルを含み、５３２で示される後続の部分は、Ｎ−Ｐ−Ｒ個のデータサンプルを含み、最後の部分５３３は、Ｒ≦Ｓ個のサンプルを含む。
【０１９７】
ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調後のデータに対するパイロット寄与は、５３４ａ及び５３４ｂで示される。
【０１９８】
結合モジュール３０６の出力は、サイクリックプレフィックス加算モジュール３０７に与えられる。
【０１９９】
サイクリックプレフィックスを用いて、チャネル応答との畳み込みを循環させることは、逆フィルタリング手法に依拠して復調を行う際に特に重要である。チャネルが循環しているように見え、これはサンプルの同じパターンの無限かつ周期的送信と等価であるため、逆フィルターの適用により、アナログ領域における逆フィルターがシーケンスの長さ（又はＦＦＴの長さ）よりもはるかに長いサポートにわたって延びる場合であっても、送信されたサンプルを正確に復元することが可能である。実際に、逆フィルターは、基礎をなす信号が、サンプルの同じ組の永続的な複製であることを利用する。同じことは、チャネルの推定にも当てはまる。チャネルの推定は、ＯＦＤＭ復調の結果を、既知のサンプルによって除算することによって行われ、これもまた逆フィルタリング動作である。
【０２００】
サイクリックプレフィックス加算モジュール３０７は、Ｓ個のサンプルのガードインターバルに前パイロットの最後の数サンプルを供給し、すなわち、前パイロットに関連するサイクリックプレフィックスを導入する。サンプルは、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調の完了後に挿入される。サイクリックプレフィックス加算モジュール３０７は、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調後の生成されたシンボルの前に、前パイロットの最後の数サンプルのコピーであるＳ個のサンプルを挿入する。これらは、Ｐ−Ｓ〜Ｐ−１の範囲のインデックスを有するサンプルである。前パイロットは、少なくとも、チャネル分散に従って定義することができるサイクリックプレフィックスと同じだけの長さがある必要があることも述べておく。
【０２０１】
前パイロットに関するガードインターバルの導入により、離散領域におけるチャネルの正確な推定が可能になる。
【０２０２】
しかし、副次的影響として、フルＯＦＤＭシンボルの末尾の数サンプルに循環的に関連していないガードインターバルがシンボル全体に先行する。これは、前パイロットに関連するサイクリックプレフィックスに密に類似した最後の数サンプルを有する信号の生成を可能にするための後パイロットの目的である。
【０２０３】
サイクリックプレフィックス挿入の例は、図５Ｅを参照して与えられる。
【０２０４】
図５Ｅは、本発明に従ってサイクリックプレフィックスが挿入されるフルＤＦＴ拡散ＯＦＤＭシンボルの例である。
【０２０５】
５４１で示される部分は、Ｐ個のサンプルを含み、５４２で示される後続の部分は、Ｎ−Ｐ−Ｒ個のデータサンプルを含み、最後の部分５４３は、Ｒ≦Ｓ個のサンプルを含む。
【０２０６】
ＤＦＴ拡散変調後のパイロットに対するデータ寄与は、５３４ａ及び５３４ｂで示される。
【０２０７】
サイクリックプレフィックス加算モジュール３０７は、５４５ｂで示されるＳ個のサンプルのガードインターバルに前パイロットの最後の数サンプル５４５ａを供給し、すなわち、前パイロットに関連するサイクリックプレフィックスを導入する。高度に劣化したチャネルに対するロバスト性が低くなることと引き換えにスペクトル効率の損失を低減するために、後パイロットの長さを、複数のＲ≦Ｓ個のサンプルに設定することができる。
【０２０８】
図４は、本発明による、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭシンボルを形成するために送信元によって実行されるアルゴリズムを表している。
【０２０９】
ステップＳ４００において、前パイロット及び最終的に後パイロットが生成される。
【０２１０】
ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ信号を生成するために用いられる基準サンプルの値は、フロントエンドパイロット生成モジュール３１０によって行われるのと同様にして計算されるか、又はメモリから取得される。
【０２１１】
ステップＳ４０１において、前パイロット（Ｋ個のサンプル）及び後パイロット（Ｌ個のサンプル）生成ステップの出力は、時間領域において生成される。
【０２１２】
パイロットは、ＤＦＴ拡散の前に、すなわち、時間領域におけるパイロット生成モジュール３０４によって行われるのと同じようにデータ／パイロットの比を制御する能力を用いて、時間領域において挿入される。
【０２１３】
時間領域におけるパイロット生成は、図５Ｃに開示されるように、時間領域においてパイロットをマッピングする。
【０２１４】
パイロットブロックは、３つの部分に分解される。
【０２１５】
５２１で示される部分は、以下で開示されるようにＫ個の前パイロットを含み、５２２で示される後続の部分は、Ｍ−Ｋ−Ｌ個のヌル値を含み、５２３で示される最後の部分は、以下で開示されるようにＬ個の後パイロットを含む。
【０２１６】
ここで、前パイロット（Ｋ個のサンプル）及び後パイロット（Ｌ個のサンプル）に対応するＫ＋Ｌ個のサンプルがステップ３１０において計算されたと想定される。長さＭ−Ｋ−Ｌを有するヌルベクトルが、前パイロットに対応するサンプルである最初のＫ個のインデックスと、後パイロットに対応するサンプルである最後のＬ個のインデックスとの間に挿入される。
【０２１７】
次のステップＳ４０２において、時間領域において生成されたパイロットに対しＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調が行われる。
【０２１８】
ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調は、まず、Ｍ点正規化離散フーリエ変換を用いて周波数において入力サンプルを「拡散」し、次に、結果として得られるベクトルが、サブキャリアマッピング（Ｎ，Ｍ）行列Ｑによる逆ＤＦＴのＮ個の入力のうちのＭ個の組にマッピングされ、結果としてサイズＮのベクトルが得られる。ここで、マッピング行列Ｑは、基本的に、Ｍ個のサブキャリアの、５１１及び５１２で示される２つの帯域エッジ上にヌルサブキャリアを挿入するのに用いられる。
【０２１９】
最終的に、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ信号は、サブキャリアベクトルにＮ点正規化逆離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を適用することによって生成される。パイロットは、前もって計算し、適切な記憶手段に記憶することができることに留意されたい。
【０２２０】
ＤＦＴ拡散変調の後、データ部分（Ｐ〜Ｎ−Ｒ−１のインデックスを有するサンプル）に対するパイロット寄与が存在する。
【０２２１】
ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調によれば、変調後の生成されたシンボルは、おおよそ、サンプルｘの元の組のオーバーサンプリングされたバージョンである。変調後の３つの部分の各々の長さは、それらの長さ（それぞれ、Ｋ、Ｍ−Ｋ−Ｌ、及びＬ）をオーバーサンプリング係数Ｎ／Ｍと乗算することによって得られる。
【０２２２】
ステップＳ４０３において、前パイロット及び後パイロットに対するデータ取り消しを補償するために、データのプリコーディングが行われる。データのプリコーディングは、データプリコーディングモジュール３００によって行われるのと同様にして行われる。
【０２２３】
プリコーディングは、Ｍ−Ｋ−Ｌ個のデータサンプルを変更し、これらのサンプルは、受信機に対しゼロ化動作をマスキングするために、ハイブリッド基準ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭシンボルによって、前パイロット及び後パイロットと共に伝達される。
【０２２４】
プリコーディングの原理は、復調データサンプルにおいて、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調前のデータシンボルの第１の部分又は第１の部分及び第３の部分に対応するＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調されたデータシンボルの部分に対するデータ寄与の変更の影響を軽減することにある。
【０２２５】
例えば、ＤＦＴ拡散復調後の前パイロットサンプル及び後パイロットサンプルに対するデータ寄与の変更は、パイロット部分に対するデータ寄与をゼロ化することである。パイロット部分に対するデータ寄与のゼロ化については、以下で開示される。
【０２２６】
次のステップＳ４０４において、時間領域におけるデータ生成モジュール３０１によって行われるのと同様にして、データシンボルが、プリコーディングされたデータを用いて時間領域において生成される。
【０２２７】
時間領域におけるデータ生成は、ユーザーデータをパースしてサイズＭのブロックｘにし、データシンボルを形成する。
【０２２８】
図５Ａに開示されるように、各データブロックは、それぞれデータ及びゼロ値を含む３つの部分からなる。
【０２２９】
５０１で示される部分は、Ｋ個のヌル値を含み、５０２で示される後続の部分は、Ｍ−Ｋ−Ｌ個の値を含み、５０３で示される最後の部分は、Ｌ個のヌル値を含む。
【０２３０】
次のステップＳ４０５において、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調モジュール３０２によって行われるのと同様にして、データブロックごとにＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調が行われる。
【０２３１】
次のステップＳ４０６において、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調前のデータシンボルの第１の部分及び最終的に第３の部分に対応するＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調されたデータシンボルの部分の変更が行われる。
【０２３２】
例えば、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調前のデータシンボルの第１の部分に対応するＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調されたデータシンボルの部分の変更は、ゼロ化である。
【０２３３】
ゼロ化は、データ寄与ゼロ化モジュール３０３によって行われるものと同様にして行われる。
【０２３４】
ステップＳ４０７において、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調ステップＳ４０３及びデータ寄与ゼロ化ステップＳ４０６の出力は、データから形成されたＯＦＤＭシンボル及びパイロットから形成されたＤＦＴ拡散ＯＦＤＭシンボルを合算する結合モジュール３０６によって行われるのと同様にして結合される。
【０２３５】
ステップＳ４０８において、サイクリックプレフィックスが加算される。
【０２３６】
サイクリックプレフィックス加算は、Ｓ個のサンプルのガードインターバルに前パイロットの最後の数サンプルを供給し、すなわち、前パイロットに関連するサイクリックプレフィックスを導入する。サンプルは、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調の完了後に挿入される。サイクリックプレフィックス加算モジュール３０７は、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ変調後、生成されたシンボルの前に、前パイロットの最後の数サンプルのコピーであるＳ個のサンプルを挿入する。これらは、Ｐ−Ｓ〜Ｐ−１の範囲のインデックスを有するサンプルである。前パイロットは、少なくとも、チャネル分散に従って定義することができるサイクリックプレフィックスと同じだけの長さがある必要があることも述べておく。
【０２３７】
サイクリックプレフィックスの加算は、サイクリックプレフィックス加算モジュール３０７によって行われるものと同様である。
【０２３８】
本発明は、任意のＤＦＴ拡散ＯＦＤＭベースのシステムに適用することができる。ここで、実施の例は、非特許文献５に指定されているＤＶＢ−ＮＧＨブロードキャストシステムの変更実施態様において与えられる。
【０２３９】
ＤＶＢ−ＮＧＨ規格は、コアプロファイルに加えて、地上ネットワークに由来する主要コンポーネント及び衛星に由来する追加コンポーネントで構成されるハイブリッドプロファイルを指定している。
【０２４０】
ＳＣ−ＯＦＤＭ変調は、ハイブリッドプロファイルのための２つの基準波形として、ＯＦＤＭと共に選択されてきた。ハイブリッドプロファイルの衛星コンポーネントは、Ｌ及びＳ帯域で伝送するための２つの帯域幅、２．５ＭＨｚ及び５ＭＨｚについて定義されている。
【０２４１】
ＮＧＨハイブリッドプロファイルのＤＦＴ拡散ＯＦＤＭモードは、ＰＰ９として定義される新たなパイロットパターンを指定する。ＰＰ９パイロットパターンは、６つのＯＦＤＭシンボルごとに１つ挿入される。
【０２４２】
通常、ザドフ−チュー（ＺＣ）シーケンスは、それらの低ＰＡＰＲ並びに良好な直交性及び相関プロファイルに起因して、パイロットパターンとして用いられる。ＤＶＢ−ＮＧＨブロードキャストシステムでは、６シンボルで構成される各ＮＧＨデータセクションの最後のＤＦＴ拡散ＯＦＤＭシンボルにおいて、サブキャリアの半分がＤＦＴ拡散データに割り当てられる一方、サブキャリアのもう半分は、パイロットを伝達する。データ及びパイロットは、周波数領域において多重化される、すなわち、連続していない。
【０２４３】
本発明は、そのようなシステムにおいて用途を見出し、周波数領域におけるパイロット数を調整することを可能にする。例えば、Ｎ＝５１２（Ｍ＝４３２）及び最大で０．０８の正規化ドップラースプレッドを有するシステムを仮定すると、本発明は、Ｑ＝１６を用いることによって、より良好な結果を提供することができ、これは、少なくともＰ＝２Ｑ＝３２個のサンプルを有する前パイロットを意味する一方で、後パイロットは、最大で１６個の追加のサンプルを必要とする。これは、前パイロットの場合の複数のＫ＝２７個のサンプル、及び後パイロットの場合の１４個のサンプルに対応し、すなわち、ＰＰ９パターンを有するＤＶＢ−ＮＧＨブロードキャストシステムにおいて用いられる技法の場合、４３２／２＝２１６個のサンプルではなく、合計４１個のサンプルとなる。
【０２４４】
さらに、本発明は、より良好なチャネル推定が必要とされる場合に、Ｋ＝５４、Ｐ＝６４又はＫ＝１０８及びＰ＝１２８のような中間値を定義することを可能にする。
【０２４５】
パイロットを構築するために用いられるシンボルは、ＰＰ９アルゴリズムのために用いられるのと同じザドフ−チューシーケンスとすることができる。
【０２４６】
当然のことながら、本発明の範囲から逸脱することなく、上記で説明した本発明の実施の形態に対して多くの変更を行うことができる。
【産業上の利用可能性】
【０２４７】
本発明の方法及びデバイスは、多種の分野においてデータ及びパイロットを含むＤＦＴ拡散ＯＦＤＭシンボルを形成するための方法及びデバイスに適用可能である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５Ａ】
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【図５Ｂ】
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【図５Ｃ】
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【図５Ｄ】
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【図５Ｅ】
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