(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力変換用の半導体スイッチング素子と、前記半導体スイッチング素子の高電位側端子と直流電源との間に接続されて前記半導体スイッチング素子の短絡を検出するためのダイオードと、を備えた電力変換装置において、
前記ダイオードの温度を検出する温度検出手段と、前記ダイオードを流れる電流を検出する電流検出手段と、前記温度検出手段による温度検出値と前記電流検出手段による電流検出値とに基づいて推定した前記ダイオードのオン電圧から前記半導体スイッチング素子のオン電圧を推定する第１の推定手段と、を備え、
前記ダイオードを、ワイドバンドギャップ半導体により形成したことを特徴とする電力変換装置。 
【請求項２】
請求項１に記載した電力変換装置において、
前記第１の推定手段により推定した前記半導体スイッチング素子のオン電圧と、前記半導体スイッチング素子を流れる電流とに基づいて、前記半導体スイッチング素子の温度を推定する第２の推定手段を備え、 
前記第２の推定手段により推定した前記半導体スイッチング素子の温度が所定の基準温度を上回る時に保護動作を実行することを特徴とする電力変換装置。 
【請求項３】
請求項１または２に記載した電力変換装置において、
前記半導体スイッチング素子をワイドバンドギャップ半導体により形成したことを特徴とする電力変換装置。 
【請求項４】
請求項３に記載した電力変換装置において、
前記半導体スイッチング素子及び前記ダイオードを、炭化珪素により形成したことを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高速スイッチングを可能にした電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
電力変換装置の一例として、三相インバータが良く知られている。
図７は、一般的な三相インバータの全体構成図である。図７において、Ｖｓは交流電源、Ｄｒｅｃは交流電圧を直流電圧に変換する整流回路、Ｃｍは直流電圧を平滑するコンデンサ、ＩＮＶは直流電力を三相の交流電力に変換するインバータ部、Ｍはモータ等の負荷、ＣＴは電流検出器、１０は制御装置である。
インバータ部ＩＮＶは、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素子Ｑｕ，Ｑｖ，Ｑｗ，Ｑｘ，Ｑｙ，Ｑｚにより構成されており、制御装置１０から出力される駆動指令に従って運転される。
【０００３】
図８は、図７におけるインバータ部ＩＮＶの一相分、例えばＵ相のスイッチング素子Ｑｕ，Ｑｘのゲート駆動手段を示す図である。スイッチング素子Ｑｕ，Ｑｘは、制御装置１０からの駆動指令が入力されるゲート駆動回路Ｇｕ，Ｇｘによってそれぞれオン・オフされるように構成されている。
【０００４】
図９は、ゲート駆動手段の他の例を示す回路図である。この例では、ゲート駆動回路Ｇｕ，Ｇｘと、これらのゲート駆動回路Ｇｕ，Ｇｘにより駆動されるスイッチング素子Ｑｕ，Ｑｘの高電位側端子との間に、短絡検出用のダイオードＤＥｕ，ＤＥｘがそれぞれ接続されている。図示されていないが、ダイオードＤＥｕ，ＤＥｘのアノードは、例えば、ゲート駆動回路Ｇｕ，Ｇｘ内においてプルアップ抵抗を介して直流電源に接続されていると共に、上記アノードはコンパレータの一方の入力端子に接続されており、スイッチング素子の短絡によるアノードの電位変化をコンパレータにより検出可能に構成されている。
図９において、ＳＷ（Ｑｕ）はスイッチング素子Ｑｕに対する駆動指令、ＶＣＥ（Ｑｕ）はスイッチング素子Ｑｕのコレクタ−エミッタ間電圧、ＡＣ（ｕ）はＵ相出力端子、ＥｄｃはコンデンサＣｍの電圧である。
【０００５】
図９に示した従来技術は、制御装置１０から与えられる駆動指令とスイッチング素子の高電位側端子の電圧検出値との論理を演算してインバータ部ＩＮＶの内部における短絡事故を検出する機能を備えたものであり、例えば、特許文献１により公知となっている。
【０００６】
また、この種の電力変換装置においては、スイッチング素子の損失等に起因する過熱等の異常を把握しておくことが安全上、重要であり、例えば特許文献２には、マイクロプロセッサを用いて素子の損失を演算する機能を備えたモータ制御装置が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特許第４２２３３３１号公報（段落［００２４］〜［００４６］、図１，図２等）
【特許文献２】特許第５６４６６８７号公報（段落［００１５］〜［００４９］、図１等）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
近年では、ＳｉＣ（炭化珪素）やＧａＮ（窒化ガリウム）等のワイドバンドギャップ半導体が注目されている。これらのワイドバンドギャップ半導体は、高耐圧で逆回復損失が少ない等の特性によって高速スイッチングが可能であり、例えば、図７〜図９に示したスイッチング素子Ｑｕ〜Ｑｚをワイドバンドギャップ半導体素子に置き換えることにより、高速スイッチングを行うことができる。
ただし、この場合には以下のような問題が生じる。
【０００９】
図１０は図９の動作説明図であり、ゲート駆動回路Ｇｕによりワイドバンドギャップ半導体からなるスイッチング素子Ｑｕを駆動する場合のものである。
図１０（ａ）において、ｔＳＷはスイッチング周期、ＶＣＥ（Ｑｕ）はスイッチング素子Ｑｕのコレクタ−エミッタ間電圧、Ｉ（ＤＥｕ）は短絡検出用のダイオードＤＥｕを流れる電流を示し、図１０（ｂ），（ｃ）において、ＰｆはダイオードＤＥｕの導通損失、Ｐｒｒは逆回復損失である。なお、図１０（ｃ）は、導通損失Ｐｆ及び逆回復損失Ｐｒｒの大きさを模式的に示したものである。
【００１０】
図１０から判るように、スイッチング素子Ｑｕを高速でスイッチングすると、ダイオードＤＥｕも同様に高速スイッチング動作となり、電流Ｉ（ＤＥｕ）は図示するように変化する。
この結果、ダイオードＤＥｕの１回のスイッチング当たりの逆回復損失をＰｒｒとすると、この逆回復損失Ｐｒｒとスイッチング周波数との積で損失が発生するため、スイッチング素子Ｑｕ〜Ｑｚに従来のＳｉ（シリコン）系の半導体を用いる場合に比べて発熱量が多くなり、最悪の場合にはダイオードＤＥｕを破壊してしまう恐れがある。
【００１１】
そこで、本発明の解決課題は、短絡検出用のダイオードの逆回復損失に起因する破壊を防止しつつ高速スイッチングを可能にした電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、電力変換用の半導体スイッチング素子と、前記半導体スイッチング素子の高電位側端子と直流電源との間に接続されて前記半導体スイッチング素子の短絡を検出するためのダイオードと、を備えた電力変換装置において、
前記ダイオードの温度を検出する温度検出手段と、前記ダイオードを流れる電流を検出する電流検出手段と、前記温度検出手段による温度検出値と前記電流検出手段による電流検出値とに基づいて推定した前記ダイオードのオン電圧から前記半導体スイッチング素子のオン電圧を推定する第１の推定手段と、を備え、
前記ダイオードを、ワイドバンドギャップ半導体により形成したことを特徴とする。
【００１３】
請求項２に係る発明は、請求項１に記載した電力変換装置において、前記第１の推定手段により推定した前記半導体スイッチング素子のオン電圧と、前記半導体スイッチング素子を流れる電流とに基づいて、前記半導体スイッチング素子の温度を推定する第２の推定手段を備え、
前記第２の推定手段により推定した前記半導体スイッチング素子の温度が所定の基準温度を上回る時に保護動作を実行することを特徴とする。 
【００１４】
請求項３に係る発明は、請求項１または２に記載した電力変換装置において、前記半導体スイッチング素子をワイドバンドギャップ半導体により形成したことを特徴とする。 
【００１５】
請求項４に係る発明は、請求項３に記載した電力変換装置において、前記半導体スイッチング素子及び前記ダイオードを、炭化珪素により形成したことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、半導体スイッチング素子の短絡検出用のダイオードにＳｉＣ等のワイドバンドギャップ半導体を用いることにより、ダイオードの逆回復損失に起因した破壊を防止することができ、電力変換装置を安全に運転することができる。特に、本発明においては、半導体スイッチング素子にもワイドバンドギャップ半導体を使用することにより、高速スイッチング動作を低損失にて行うことが可能である。
また、必要に応じてダイオードの温度検出値や電流検出値に基づきダイオードや半導体スイッチング素子のオン電圧を推定して各種の保護動作を行わせることもできる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の基本形態を示す回路構成図である。
【図２】図１の動作説明図である。
【図３】本発明の第１実施形態を示す回路構成図である。
【図４】図３における主要部を抜き出した回路構成図である。
【図５】本発明の第１実施形態の動作説明図である。
【図６】本発明の第２実施形態の動作説明図である。
【図７】一般的な三相インバータの全体構成図である。
【図８】図７におけるインバータ部の一相分のゲート駆動手段を示す回路図である。
【図９】ゲート駆動手段の他の例を示す回路図である。
【図１０】図９の動作説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の基本形態を示す回路構成図である。図１において、図９と同一の部品については同一記号を付して説明を省略し、以下では図９と異なる部分を中心に説明する。
【００２０】
前記同様に、図１はインバータ部の一相分、例えばＵ相を示したものであり、三相のインバータであれば、他のＶ相，Ｗ相についても図１と同様のゲート駆動手段を備えている。ここで、スイッチング素子Ｑｕ，Ｑｘには、ＳｉＣやＧａＮ（窒化ガリウム）等のワイドバンドギャップ半導体が使用されており、Ｖ相，Ｗ相のスイッチング素子についても同様である。
【００２１】
図１において、短絡検出用のダイオードとしては、ワイドバンドギャップ半導体であるＳｉＣを用いたダイオード（以下、ＳｉＣ−ＳＢＤともいう）ＳＢＤＥｕ，ＳＢＤＥｘが、ゲート駆動回路Ｇｕ，Ｇｘとスイッチング素子Ｑｕ，Ｑｘのコレクタとの間にそれぞれ接続されている。図示されていないが、図９と同様に、ダイオードＳＢＤＥｕ，ＳＢＤＥｘのアノードは、例えばゲート駆動回路Ｇｕ，Ｇｘ内においてプルアップ抵抗を介して直流電源に接続されていると共に、上記アノードはコンパレータの一方の入力端子に接続されており、スイッチング素子の短絡に伴うアノードの電位変化をコンパレータにより検出可能に構成されている。
【００２２】
図２は、図１の動作説明図である。
ＳｉＣ−ＳＢＤの逆回復動作においては、逆回復電流が略ゼロであるため、図２（ｂ），（ｃ）に示すように、逆回復損失Ｐｒｒはほとんど存在しない。このため、スイッチング素子Ｑｕ，Ｑｘとしてワイドバンドギャップ半導体を使用し、そのスイッチング周波数を高くした場合でも、短絡検出用のダイオードＳＢＤＥｕ，ＳＢＤＥｘにおける損失はほとんど増加することがない。
【００２３】
なお、ダイオードＳＢＤＥｕ，ＳＢＤＥｘをＳｉＣ−ＳＢＤとすることで導通損失Ｐｆが増加する恐れがあるが、導通損失Ｐｆはダイオードのオン電圧ＶＦと流れる電流との積に、導通時間の割合（デューティ）を乗じたものであるから、一般にＳｉＣ−ＳＢＤのオン電圧ＶＦが高い傾向にあったとしても、これらはＳｉＣ−ＳＢＤに流す電流量をゲート駆動回路Ｇｕ，Ｇｘにより調整すれば良いため、問題にはならない。
【００２４】
次に、図３は、本発明の第１実施形態を示す回路構成図である。図３において、図１と同一の部品については同一記号を付して説明を省略し、以下では図１と異なる部分を中心に説明する。
【００２５】
図３に示すように、ダイオードＳＢＤＥｕ，ＳＢＤＥｘの温度検出手段の一例として、負特性サーミスタＮＴＣｕ，ＮＴＣｘをダイオードＳＢＤＥｕ，ＳＢＤＥｘに近接してそれぞれ配置すると共に、ゲート駆動回路Ｇｕ１，Ｇｘ１は、ダイオードＳＢＤＥｕ，ＳＢＤＥｘに流れる電流を検出する電流検出手段ＣＴＤｕ，ＣＴＤｘを備えている。なお、ダイオードＳＢＤＥｕ，ＳＢＤＥｘの温度検出手段としては、正特性サーミスタを用いても良い。
【００２６】
次いで、この実施形態の動作を、図４を参照しつつ説明する。
図４は、図３におけるＵ相の上アームのスイッチング素子Ｑｕ及びゲート駆動回路Ｇｕ１を抜き出したものである。ゲート駆動回路Ｇｕ１内のＲはプルアップ抵抗、Ｖｃｃは直流電源を示す。
【００２７】
制御装置１０からの駆動指令ＳＷ（Ｑｕ）によりゲート駆動回路Ｇｕ１が動作してスイッチング素子Ｑｕがオンすると、スイッチング素子Ｑｕに電流Ｉｃが流れる。すると、スイッチング素子Ｑｕには、その素子の特性から電圧（オン電圧）ＶＣＥ（ｓａｔ）が発生する。
このため、ゲート駆動回路Ｇｕ１における電圧検出値Ｖｄｅｔは、数式１のようになる。なお、数式１において、ＶＦｓｂｄはダイオードＳＢＤＥｕのオン電圧（両端電圧）である。
［数式１］
Ｖｄｅｔ＝ＶＦｓｂｄ＋ＶＣＥ（ｓａｔ）
【００２８】
ここで、図５は、短絡検出用のダイオードの両端電圧とダイオードを流れる電流との関係（Ｖ−Ｉ特性）を示しており、図５（ａ）は従来のＳｉ系のダイオードを用いた場合のＶＦ−ＩＤ特性、図５（ｂ）は、本実施形態のようにワイドバンドギャップ半導体からなるダイオードＳＢＤＥｕを用いた場合のＶＦｓｂｄ−Ｉ（ＳＢＤ）特性である。
【００２９】
図５（ｂ）に示すように、負特性サーミスタＮＴＣｕによるダイオードＳＢＤＥｕの温度検出値Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３に関わらず、ＶＦｓｂｄ−Ｉ（ＳＢＤ）特性はほぼ直線である。このため、ダイオードＳＢＤｕの電流検出値Ｉｄ（ｓｂｄ）が得られれば、温度検出値Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３に応じたダイオードＳＢＤｕのオン電圧ＶＦｓｂｄをＶ１，Ｖ２，Ｖ３のようにそれぞれ推定することができる。
この結果、前述した数式１より、スイッチング素子Ｑｕのオン電圧ＶＣＥ（ｓａｔ）を推定することができる。なお、従来技術に相当する図５（ａ）では、このようにしてオン電圧ＶＣＥ（ｓａｔ）を推定することはできない。
【００３０】
この実施形態において、短絡検出用のダイオードの温度検出値と電流検出値とに基づいて推定したダイオードのオン電圧からスイッチング素子のオン電圧ＶＣＥ（ｓａｔ）を推定する手段が、請求項における第１の推定手段に相当する。
【００３１】
次いで、本発明の第２実施形態を説明する。この実施形態は、請求項２に係る発明に相当する。
図６（ａ）は、インバータ部ＩＮＶのスイッチング素子Ｑｕ〜Ｑｚのオン電圧と電流Ｉｏとの関係を、温度に応じて示した周知の特性図である。この特性図によれば、スイッチング素子のオン電圧ＶＣＥ（ｓａｔ）とスイッチング素子に流れる電流Ｉｏが判ればスイッチング素子の温度を推定することができ、スイッチング素子Ｑｕ〜Ｑｚを流れる電流Ｉｏは、前述した図７の電流検出器ＣＴによりそれぞれ把握できるから、電流検出値Ｉｏとオン電圧推定値Ｖ１０とを突き合わせれば、スイッチング素子の温度を推定することができる。
勿論、図６（ｂ）に示すように、電流検出値Ｉｏ＝Ｉｃのもとで、スイッチング素子のオン電圧ＶＣＥ（ｓａｔ）と温度Ｔｊとの関係を予め求めておき、このＶＣＥ（ｓａｔ）−Ｔｊ特性を用いて、スイッチング素子のオン電圧推定値Ｖ２０から温度Ｔｊ（２０）を推定しても良い。
【００３２】
この第２実施形態において、第１実施形態により推定したスイッチング素子のオン電圧ＶＣＥ（ｓａｔ）とスイッチング素子を流れる電流Ｉｃとに基づいてスイッチング素子の温度Ｔｊを推定する手段が、請求項における第２の推定手段に相当する。
上記のようにしてスイッチング素子の温度を推定し、その温度推定値が所定の基準温度を上回る場合には、電力変換装置の出力を制限するか、あるいは、全ゲートオフによって電力変換装置の運転を停止する等の保護動作を実行することにより、装置の異常過熱や破壊を未然に防止することができる。
【００３３】
なお、第１，第２実施形態における負特性サーミスタＮＴＣｕ，ＮＴＣｘや電流検出手段ＣＴＤｕ，ＣＴＤｘ、電圧検出手段等は、インバータ部ＩＮＶのスイッチング素子に比べて十分に低電圧、小電流仕様であって小型の素子または部品を使用可能であるため、装置が大型化する心配はない。
また、各実施形態において、例えばアーム短絡が発生した場合には、従来技術と同様に、ダイオードＳＢＤＥｕ，ＳＢＤＥｘが短絡を検出して全ゲートオフや警報発生等の保護動作を行うことは言うまでもない。  
【産業上の利用可能性】
【００３４】
本発明は、実施形態として説明した三相インバータだけでなく、ＤＣ／ＤＣチョッパや３レベルインバータ等、各種の電力変換装置に利用することができる。
【符号の説明】
【００３５】
１０：制御装置
Ｖｓ：交流電源
Ｄｒｅｃ：整流回路
ＩＮＶ：インバータ部
Ｃｍ：コンデンサ
Ｍ：負荷
Ｑｕ〜Ｑｚ：半導体スイッチング素子
ＣＴ：電流検出器
Ｇｕ，Ｇｘ，Ｇｕ１，Ｇｘ１：ゲート駆動回路
ＤＥｕ，ＤＥｘ，ＳＢＤＥｕ，ＳＢＤＥＥｘ：短絡検出用のダイオード
ＮＴＣｕ，ＮＴＣｘ：負特性サーミスタ（温度検出手段）
ＣＴＤｕ，ＣＴＤｘ：電流検出手段
Ｒ：プルアップ抵抗
Ｖｃｃ：直流電源
【図１】
0006536224.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
0006536224.tif 000005
【図５】
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【図６】
0006536224.tif 000007
【図７】
0006536224.tif 000008
【図８】
0006536224.tif 000009
【図９】
0006536224.tif 000010
【図１０】
0006536224.tif 000011