(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
同一の特性を持つ個別のｎ個（ｎは２以上の整数）のトランスによって昇圧トランスを構成し、前記ｎ個のトランスの各励磁巻線にそれぞれ入力電圧を印加して流す励磁電流をスイッチングするスイッチッング素子を設け、前記ｎ個のトランスの各出力巻線を、フレームグラウンド側の第１の出力端子と電圧発生側の第２の出力端子との間に互いに直列又は直列と並列とが混在するように接続し、前記第１、第２の出力端子間に交番する出力電圧を発生するインバータ装置であって、
前記スイッチング素子を、同一のスイッチング信号でオン・オフ駆動される第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子で構成し、
前記ｎ個のトランスのうち最も前記第２の出力端子側のトランスの前記励磁巻線の励磁電流を、前記第１のスイッチング素子によってスイッチングし、他の各トランスの前記励磁巻線を並列に接続して、その各励磁巻線の励磁電流を前記第２のスイッチング素子によってスイッチングするようにし、
前記ｎ個のトランスの互いに直列に接続された各出力巻線相互の接続点のうち、少なくとも一つの接続点と前記第２の出力端子との間に、該第２の出力端子に向かって電流が流れる向きに、ダイオードとコンデンサの直列回路を接続したことを特徴とするインバータ装置。
【請求項２】
前記少なくとも一つの接続点が、前記接続点の総数が奇数の場合は配列位置が中央の接続点であり、偶数の場合は配列位置が中央に最も近い二つの接続点の一方であることを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
【請求項３】
前記ｎ個のトランスの互いに直列に接続された各出力巻線相互の接続点のうち、配列位置が均等な間隔の二つの各接続点と前記第２の出力端子との間に、該第２の出力端子に向かって電流が流れる向きに、それぞれ前記ダイオードとコンデンサの直列回路を接続したことを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
【請求項４】
前記ｎ個のトランスの互いに直列に接続された各出力巻線相互の接続点のうち、該接続点の総数の１／２以上の各接続点と前記第２の出力端子との間に、該第２の出力端子に向かって電流が流れる向きに、それぞれ前記ダイオードとコンデンサの直列回路を接続したことを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
【請求項５】
前記接続点の総数の１／２以上の各接続点が、全ての前記接続点であることを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
【請求項６】
前記ダイオードとコンデンサの直列回路にそれぞれにインダクタを直列に介挿したことを特徴とする請求項１から５のいずれか一項に記載のインバータ装置。
【請求項７】
前記ダイオードとコンデンサの直列回路それぞれにおける前記コンデンサの容量が、該コンデンサを通して前記第１の出力端子と前記第２の出力端子間に存在する静電容量を充電するときの共振角周波数（ωｃ）が、前記昇圧トランスを構成する前記各トランスの直列に接続された出力巻線の総インダクタンスと前記静電容量による電圧共振の共振角周波数（ωo）の１倍から２倍の帯域幅になる容量であることを特徴とする請求項１から６のいずれか一項に記載のインバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、昇圧トランスを同一の特性を持つ個別の複数個のトランスによって構成したインバータ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
大型プラズマディスプレー用放電管、プラズマ発生装置など、種々の装置に高電圧を供給するためにインバータ装置が用いられている。
一般には出力電力値が数Ｗ程度のものが多く使用されているが、プラズマ発生装置などには、出力電圧が数ｋＶで電力値が数十Ｗ以上の交流の出力を持つインバータ装置が使用される。
【０００３】
このような高電圧を供給するための電源装置として、特許文献１に記載の高電圧インバータ装置がある。その高電圧インバータ装置は、図１６に示すように、別個のコアを持つ同じ特性の複数のトランスＴ１，Ｔ２によって昇圧トランスＴを構成している。
そして、制御回路によってオン・オフ制御されるスイッチング素子Ｑによって入力電圧Ｖinをスイッチングして、各トランスＴ１，Ｔ２の並列に接続した励磁巻線Ｎｐ１，Ｎｐ２に同時に励磁電流を流して励磁する。
その各トランスＴ１，Ｔ２の出力巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２を互いに直列に接続して、その各出力巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２に誘起される電圧波形が重畳された交流高電圧の出力電圧Ｖoutを負荷に出力する。その負荷として、例えばプラズマ発生装置の電極等の負荷容量Ｃｏを有するものが接続される。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、このような従来のインバータ装置では、出力電力は出力電圧に対して（１／４）πだけ進んでいる時点で最大になり、出力電圧が最大の時点ではその振幅が０（ゼロ）になってしまう。
プラズマ発生装置のような負荷には、高電圧と大きな電力を同時に印加（供給）しないと、効率よくプラズマを発生させることができない。しかし、上述したように、従来の高電圧インバータ装置ではそれを十分に達成できなかった。
【０００５】
この発明は、このような背景に鑑みてなされたものであり、インバータ装置における出力電圧と出力電力がそれぞれ最大になるタイミングのずれを少なくし、負荷に高電圧と大電力を同時に印加（供給）できる期間を増加することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この発明は上記の目的を達成するため、同一の特性を持つ個別のｎ個（ｎは２以上の整数）のトランスによって昇圧トランスを構成し、そのｎ個のトランスの各励磁巻線にそれぞれ入力電圧を印加して流す励磁電流をスイッチングするスイッチング素子を設け、上記ｎ個のトランスの各出力巻線を、フレームグラウンド側の第１の出力端子と電圧発生側の第２の出力端子との間に互いに直列又は直列と並列が混在するように接続し、上記第１、第２の出力端子間に交番する出力電圧を発生するインバータ装置であって、
上記スイッチング素子を、同一のスイッチング信号でオン・オフ駆動される第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子で構成し、上記ｎ個のトランスのうち最も上記第２の出力端子側のトランスの上記励磁巻線の励磁電流を、上記第１のスイッチング素子によってスイッチングし、他の各トランスの上記励磁巻線を並列に接続して、その各励磁巻線の励磁電流を上記第２のスイッチング素子によってスイッチングするようにし、
上記ｎ個のトランスの互いに直列に接続された各出力巻線相互の接続点のうち、少なくとも一つの接続点と上記第２の出力端子との間に、その第２の出力端子に向かって電流が流れる向きに、ダイオードとコンデンサの直列回路を接続したことを特徴とする。
【発明の効果】
【０００７】
この発明によるインバータ装置は、出力電圧と出力電力がそれぞれ最大になるタイミングのずれが少なくなり、負荷に高電圧と大電力を同時に印加（供給）できる期間を増加することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】この発明によるインバータ装置の第１の実施形態の回路図である。
【図２】同じくその第１の実施形態による出力波形観測結果を示す波形図である。
【図３】同じくその出力電圧と出力電力の波形を明瞭化してスイッチング素子のドレイン電流の波形と共に示す波形図である。
【図４】同じく第１、第２のスイッチング素子の各ドレイン電圧の変化を示す波形図である。
【図５】この発明を適用しなかった場合の図１に対応するインバータ装置の比較例を示す回路図である。
【図６】同じくその比較例による出力波形観測結果を示す波形図である。
【図７】この発明によるインバータ装置の第２の実施形態の回路図である。
【図８】各トランスの出力巻線のインダクタンスが同じでない場合の出力電圧と各接続点の電圧波形観測結果を示す波形図である。
【図９】この発明によるインバータ装置の第３の実施形態の回路図である。
【図１０】同じくその第３の実施形態のコンデンサの容量が望ましい範囲内の場合の出力波形観測結果を示す波形図である。
【図１１】同じくその第３の実施形態のコンデンサの容量が望ましい範囲外の場合の出力波形観測結果を示す波形図である。
【図１２】この発明によるインバータ装置の第４の実施形態の回路図である。
【図１３】同じくその第４の実施形態による出力波形観測結果を示す波形図である。
【図１４】同じくその第４の実施形態による入力電圧を上げて出力電圧を調整した場合の出力波形観測結果を示す波形図である。
【図１５】同じくその第４の実施形態による入力電圧をさらに上げて出力電圧を調整した場合の出力波形観測結果を示す波形図である。
【図１６】従来のインバータ装置の一例の要部を示す回路図である。
【図１７】そのインバータ装置の出力電圧と出力電流及び出力電力の関係を示す波形図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
まず、この発明の基本的な概念を説明する。
図１６に示したような高電圧インバータ装置の出力側は、トランスＴ１，Ｔ２の各出力巻線が直列に接続されたインダクタンスＬｓと、その出力巻線間に分布もしくは寄生する静電容量Ｃｓと負荷容量Ｃｏとの合成容量とによる電圧共振回路を構成する。
その電圧共振回路の共振定数は上記Ｌｓ、Ｃｓ、Ｃｏである。しかし、電気経路上に強磁場がかかり、その共振定数が温度や線間長のずれなどから変化するため、高電圧で交番される出力電圧Ｖoutは完全に基本波のみとはならず、歪の入った出力波形となる。したがって、出力電圧をフーリエ展開すると、高次数に交番されて減衰していく電圧に分解される。
【００１０】
ここで共振定数ＬｓとＣｓは、複数個のトランスＴ１，Ｔ２の合成特性である。トランスの数が２個の場合は、個々のトランスの出力インダクタンスは略Ｌｓ／２、寄生容量などの静電容量Ｃｓ（負荷容量Ｃｏは除く）は略２・Ｃｓとなる。
出力電圧は、交番された数ｋＶないし数十ｋＶの電圧であり、平均出力電力は、数Ｗ乃至数十ｋＷの範囲にある。
【００１１】
理想状態においては、その並列共振の出力電圧Ｖ(t）は次の式で表される。
Ｖ(t）＝Ｖout sin（ωｔ）・・・・・・・（１）
ここで、Ｖoutは出力電圧の最大値（Ｖ）、ωは角周波数である。ωは、ＬＣ共振状態のときの共振周波数ｆ0に対して ω＝２πｆoの関係がある。 
よって、共振状態にある共振角周波数ωｏは、ωｏ＝１／√ＬＣである。
【００１２】
出力回路に流れる出力電流Ｉ(t)は次式で表される。
Ｉ(t)＝Ｉout cos（ωｔ）・・・・・・・・（２）
したがって、出力電流Ｉ(t)は出力電圧Ｖ(t）に対して、位相が（１／２）π  rad（ラジアン）進んでいることになる。
そして、負荷には、出力電圧Ｖ(t）と出力電流Ｉ(t)の積による電力Ｐ(t)が印加されることになる。
【００１３】
三角関数の加法定理より、その出力電力Ｐ(t)は次式により求められる。
Ｐ(t)＝Ｖout sin（ωｔ）・Ｉout cos（ωｔ）
＝Ｖout・Ｉout｛sin（ωｔ＋ωｔ）+sin(0)｝／２ 
＝Ｖout・Ｉout・sin（２ωｔ)／２  ・・・・（３）
よって、出力電力の最大値Ｐmaxは、
Ｐmax＝Ｖout・Ｉout／２  ・・・・・・・・・（４）
となり、それ以上にはならない。
【００１４】
この出力電圧Ｖ(t）、出力電流Ｉ(t）及び出力電力Ｐ(t)の関係を、横軸を時間軸とした波形図で示すと図１７のようになる。
この図１７から分かるように、出力電圧Ｖ(t）と出力電流Ｉ(t)は、いずれも周期が２π（ラジアン）で、出力電流Ｉ(t)は出力電圧Ｖ(t）よりπ／２だけ位相が進んでいる。
また、出力電力Ｐ(t)の周期はπであり、出力電圧Ｖ(t）を基準にすると、１／８周期（π／４）だけ位相が進んでいることになる。そして、出力電圧Ｖ(t)＝出力電流Ｉ(t)のときに最大になる。
【００１５】
そこで、この出力電圧Ｖ(t）と出力電流Ｉ(t）を、出力電力Ｐ(t)の最大値に位相をずらして合わせ込めば、出力電力の最大値が増加して、しかも出力電圧と出力電力が最大になるタイミングが一致することになるので、最もよい状態になる。したがって、
Ｖ(t）＝Ｖout sin｛ωｔ＋（１／４）π）・・・・・（５）でかつ
Ｉ(t）＝Ｉout cos｛ωｔ−（１／４）π）・・・・・（６）
にすればよいことになる。
【００１６】
また、平均電力Ｐｍは、図１７における出力電力Ｐ(t)の波形に斜線を施した、正の期間ａの領域の面積Ａと負の期間ｂの領域の面積Ｂの差であり、次式となる。
Ｐｍ＝Ａ−Ｂ  ・・・・・・・・・（７）
この差が負荷の消費電力となる。
並列共振の理想状態ではＰｍ＝０となるが、負荷がプラズマ発生状態にある時には、負荷容量の誘電損失により、熱、音、光（一部プラズマ）、電波、振動などの損失が生じるため、実際はＡ＞Ｂとなる。したがって、Ｐｍ＞０になる。
【００１７】
この発明で注目しているのは、出力電圧の（１／４）π進んでいるところでの出力電力Ｐ(t)の最大値である。式（１）による出力電圧Ｖ(t）より出力電力Ｐ(t)は進相であるから、出力電力Ｐ(t)の最大時に出力電圧の位相を合わせると式（５）になる。式（５）は、式（１）より進相となる。それによって出力電力が増加するため、式（７）の差をより大きくすることになる。
【００１８】
出力電流Ｉ(t）も式（６）を満たすようにできればよいが、どちらか一方しか調整できない。すなわち、式（５）と式（６）を同時に満たそうとすると、並列共振から外れてしまう。
しかし、現実的には、式（７）におけるＡを大きくできればよい。そこでこの発明では、出力の共振状態がなくならず、且つ出力電力を増加するとともに、出力電圧と出力電力の位相差を少なくするように、出力電圧の位相をずらすようにしている。
【００１９】
以下、この発明を実施するための形態を図面に基づいて具体的に説明する。
〔第１の実施形態〕
図１はこの発明によるインバータ装置の第１実施例の回路図である。
この図１に示すインバータ装置は、同一の特性を持つ個別の（コアを別にする）５個のトランスＴ１〜Ｔ５によって昇圧トランス３を構成している。その５個のトランスＴ１〜Ｔ５の各励磁巻線Ｌｐ１〜Ｌｐ５に、それぞれ第１、第２の入力端子１ａ，１ｂから供給される入力電圧Ｖinを印加して励磁電流を流し、その各励磁電流を同時にスイッチングする。そのためのスイッチング素子を、第１のスイッチング素子Ｑ１と第２のスイッチング素子Ｑ２とで構成している。
【００２０】
その第１のスイッチング素子Ｑ１と第２のスイッチング素子Ｑ２は、制御回路５から出力される同一のスイッチング信号が、それぞれ保護抵抗Ｒ１又はＲ２を介してゲートに印加されてオン・オフ駆動されるＭＯＳ型ＦＥＴである。スイッチング信号は、例えば２０ｋＨｚ程度の一定周期の矩形波パルス信号であり、その１周期内のＯＮ時間の割合であるデューティを可変することもできる。
【００２１】
そして、第１のスイッチング素子Ｑ１は、入力電圧Ｖinが供給される入力端子１ａ、１ｂ間に、トランスＴ５の励磁巻線Ｌｐ５と直列に接続し、その励磁巻線Ｌｐ５の励磁電流だけをスイッチングする。
トランスＴ1〜Ｔ４の励磁巻線Ｌｐ１〜Ｌｐ４は全て並列に接続し、その並列回路を入力端子１ａ、１ｂ間に、第２のスイッチング素子Ｑ２と直列に接続する。したがって、第２のスイッチング素子Ｑ２は、トランスＴ1〜Ｔ４の各励磁巻線Ｌｐ１〜Ｌｐ４の励磁電流をスイッチングする。
【００２２】
一方、昇圧トランス３を構成する５個のトランスＴ１〜Ｔ５の各出力巻線Ｌｓ１〜Ｌｓ５は、フレームグラウンド側の第１の出力端子２ａと電圧発生側の第２の出力端子２ｂとの間に互いに直列に接続している。そして、その第１、第２の出力端子２ａ，２ｂ間に交番する出力電圧Ｖ(t)を発生する。
図１には示していないが、第１、第２の出力端子２ａ，２ｂ間には、図１６に示した従来例と同様に、負荷容量Ｃｏを持つプラズマ発生装置等の負荷が接続される。
【００２３】
第１、第２の出力端子２ａ，２ｂ間の静電容量Ｃは、その場合のトランスＴ１〜Ｔ５の各出力巻線Ｌｓ１〜Ｌｓ５間に分布もしくは寄生する静電容量Ｃｓと負荷容量との合成容量である。
第１の入力端子１ａと第１の出力端子２ａ及び第１、第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各ソース端子は全てフレームグラウンド（アース）ＧＮＤに接続されている。制御回路５には、入力端子１ａ，１ｂからの入力電圧Ｖinが供給される。
【００２４】
トランスＴ１〜Ｔ５は、それぞれその励磁巻線Ｌｐ１〜Ｌｐ５に励磁電流が流れている期間にエネルギーを蓄え、励磁電流がＯＦＦになると、各出力巻線Ｌｓ１〜Ｌｓ５にそのエネルギーを吐き出して二次電圧を誘起し、二次側に前述した電圧共振を起こす。そして、直列接続された出力巻線Ｌｓ１〜Ｌｓ５にそれぞれ発生する二次電圧が、積み上げるように加算されるので、交番する出力電圧Ｖ(t)はトランス1個の場合の５倍近い出力電力が得られる。このようなインバータ回路を、この明細書中では「積み上げ吐き出し回路」と称する。
【００２５】
さらに、この第１の実施形態の５個のトランスＴ１〜Ｔ５の互いに直列に接続された各出力巻線Ｌｓ１〜Ｌｓ５は、各接続点ｅ，ｆ，ｇ，ｈで相互に接続されている。その各接続点ｅ，ｆ，ｇ，ｈと第２の出力端子２ｂとの間に、第２の出力端子２ｂに向かって電流が流れる向きに、それぞれダイオードとコンデンサの直列回路を接続している。この各直列回路が進相回路の機能を有する。
【００２６】
すなわち、接続点ｅと第２の出力端子２ｂとの間にダイオードＤ１とコンデンサＣ１の直列回路を、接続点ｆと第２の出力端子２ｂとの間にダイオードＤ２とコンデンサＣ２の直列回路を接続している。
また、接続点ｇと第２の出力端子２ｂとの間にダイオードＤ３とコンデンサＣ３の直列回路を、接続点ｈと第２の出力端子２ｂとの間にダイオードＤ４とコンデンサＣ４の直列回路を接続している。
【００２７】
図２は、この第１の実施形態による出力波形観測結果を示す波形図であり、図３は、その出力電圧と出力電力の波形を明瞭化してスイッチング素子のドレイン電流の波形と共に示す波形図である。図４は、同じく第１、第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各ドレイン電圧の変化を示す波形図である。
図２には、出力電圧Ｖ(t)と出力電力Ｐ(t)の他に、図１におけるそれぞれ隣接する出力巻線の接続点ｅ，ｆ，ｇ，ｈに発生する電圧波形も示している。
【００２８】
図３におけるＩｄ１は、第１のスイッチング素子Ｑ１のドレイン電流、すなわちトランスＴ５の励磁電流に相当する。Ｉｄ２は、第２のスイッチング素子Ｑ２のドレイン電流、すなわちトランスＴ１〜Ｔ４の各励磁電流の和に相当する。このドレイン電流Ｉｄ１とＩｄ２のＯＮ期間内での電流変化の傾斜は大きく相違しており、ドレイン電流Ｉｄ２の傾斜の方が大きい。
図４に示すように、第１のスイッチング素子Ｑ１のドレイン電圧Ｖｄｓ１と、第２のスイッチング素子Ｑ２のドレイン電流Ｖｄｓ２の波形も大きく異なっている。
図２及び図３から分かるように、出力電力Ｐ(t)の波形は幾分乱れているが、その面積は増加し、その波形の正のピークと出力電圧Ｖ(t)の正のピークの時間差が縮まっている。
【００２９】
この実施形態では、積み上げ吐き出し回路を構成する昇圧トランス３を同一の特性を持つ個別の５個のトランスで構成したが、ｎ個（ｎは２以上の整数）のトランスで構成すればよい。そこで、その場合について図１に対応させて説明する。
そのｎ個のトランスを図１の下側（フレームグラウンド側：第１の出力端子側）から上側（電圧発生側：第２の出力端子側）へ、トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３，・・・，Ｔn-1，Ｔｎとする。その各励磁巻線をＬｐ１，Ｌｐ２，Ｌｐ３，・・・、Ｌｐn-1，Ｌｐｎとし、各出力巻線をＬｓ１，Ｌｓ２，Ｌｓ３，・・・，Ｌｓn-1，Ｌｓｎとする。
【００３０】
そして、一番上側のトランスＴｎの励磁巻線Ｌｐｎだけは第１のスイッチング素子Ｑ１によって、励磁電流がスイッチングされる。それより下側のトランスＴ１〜Ｔn-1の各励磁巻線Ｌｐ１〜Ｌｐn-1は、互いに並列に接続され、その各励磁電流が第２のスイッチング素子Ｑ２によって同時にスイッチングされる。
トランスＴ１〜Ｔｎの各出力巻線Ｌｓ１〜Ｌｓｎは第１の出力端子２ａと第２の出力端子２ｂとの間に直列に接続される。
【００３１】
その互いに直列に接続された各出力巻線Ｌｓ１〜Ｌｓｎ相互の接続点のそれぞれと、
第２の出力端子２ｂとの間に、いずれも第２の出力端子２ｂに向かって電流が流れる向きに、ダイオードとコンデンサの直列回路を接続する。
一番高出力電圧側のトランスTｎの出力巻線Ｌｓｎに、ダイオードとコンデンサの直列回路による共振の影響が出ないようにするため、このトランスTｎの励磁電流だけは、独立した第１のスイッチング素子Ｑ１でスイッチングするようにしている。
【００３２】
さて、積み上げ吐き出し回路においては、出力巻線Ｌｓ１〜Ｌｓｎのインダクタンスの和（総インダクタンスΣＬｓｎとする）と、その出力巻線間に分布もしくは寄生する静電容量と負荷容量との合成容量である静電容量Ｃとによる共振になる。その共振角周波数ω０は数１の式上にある。
【００３３】
【数１】
0006531588.tif 000002
図２に示した出力電力Ｐ(t) が正の期間ａは、出力巻線Ｌｓ１〜Ｌｓｎから負荷に電流が流れる期間を示し、出力電力Ｐ(t) が負の期間ｂは、負荷から出力巻線Ｌｓ１〜Ｌｓｎへ電流が戻る期間を示す。
【００３４】
積み上げ吐き出し回路においては、ｎ個のトランスによるｎ段の積み上げの場合、各トランスの出力巻線Ｌｓ１〜Ｌｓｎに発生する電圧が同時にｎ段積み上げられてくる。そのため、ｎ−1番目のトランスＴn-1の出力巻線Ｌｓn-1とｎ番目のトランスＴｎの出力巻線Ｌｓｎとの接続点の電圧が、Ｖout（波高値：最大値）に達するまでの時間が総インダクタンスΣＬｓｎの影響で遅れる。
【００３５】
その時間の遅れを改善するため、各トランスの出力巻線の接続点ごとに、ダイオード（Ｄ１〜Ｄn-1）とコンデンサ（Ｃ１〜Ｃn-1）との直列回路を、電圧発生側の第２の出力端子２ｂとの間に接続した構成にした。高電圧のため各出力巻線Ｌｓ１〜ＬｓｎのインダクタンスはｍＨオーダであり、大きいため遅相が顕著にでる。
図２の期間ａにおいて、図１で一番低電圧側の接続点ｅからコンデンサＣ１を通して静電容量Ｃを充電する際の共振角周波数ω１は、数２の式によって求まる。数２におけるＬｓ１は、出力巻線Ｌｓ１のインダクタンスを意味する。
【００３６】
【数２】
0006531588.tif 000003
【００３７】
同様に、それより上段側の各接続点から、それぞれコンデンサＣ２，・・・，Ｃn-1を通して合成容量Ｃを充電する共振角周波数ω２，・・・，ωn-1の電圧が、静電容量Ｃに順次積み上げられる。
静電容量Ｃを充電する期間だけしか各コンデンサＣ１〜Ｃn-1が上記動作をしないように、各コンデンサＣ１〜Ｃn-1にそれぞれ直列にダイオードＤ１〜Ｄn-1を設けている。
【００３８】
積み上げ吐き出し回路においては、理論上各出力巻線Ｌｓ１〜Ｌｓｎのインダクタンスは同一であり、ｎ−１番目のトランスＴn-1の出力巻線Ｌｓn-1とｎ番目のトランスＴｎの出力巻線Ｌｓｎとの接続点が最終となる。その接続点（図１では接続点ｈ）からコンデンサＣn-1を通して静電容量Ｃを充電する際の共振角周波数ωn-1は、数３の式によって求まる。
【００３９】
【数３】
0006531588.tif 000004
【００４０】
これは、その一つ前、さらにその一つ前と接続点から各コンデンサを介した回路での共振が完了し、図２の期間ａが成立するため、数３の式が成立することになる。したがって、それよりも前段の回路は考えなくてもよいからｎ番目の出力巻線のインダクタンスLｓｎのみで共振するのと同じことになる。
したがって、最後の出力電圧以外の各接続点の電圧での期間ａのみでの各共振角周波数ω２，・・・，ωn-1の間には、次式の関係が成立する。
ω１＝ω２＝・・・・＝ωn-1  ・・・・・・（８）
この共振角周波数を、ここではωｃとする。
【００４１】
ここで、出力電圧Ｐ(t) が、前述した式（３）上にあるためには、出力電圧Ｖ(t) の前述した式（１）の半周期が期間ａ内に完了することが必要である。
そこで、上述したダイオードとコンデンサの直列回路それぞれにおけるコンデンサの容量を次のようにするとよい。上記各コンデンサを通して第１の出力端子２ａと第２の出力端子２ｂとの間に存在する静電容量を充電するときの共振角周波数ωｃが、昇圧トランス３を構成する各トランスＴ１〜Ｔ５の直列に接続された出力巻線Ｌｓ１〜Ｌｓ５の総インダクタンスと上記静電容量による電圧共振の共振角周波数ωoの１倍から２倍となる帯域幅で許容されるようにするとよい。
そして、数３の式から数４の式が成立する。
【００４２】
【数４】
0006531588.tif 000005
【００４３】
ここで、積み上げ吐き出し回路では、トランスＴ１〜Ｔｎの各出力巻線Ｌｓ１〜Ｌｓｎのインダクタンスは同一の値である。また、静電容量Ｃと、ｎ＋１番目（最上位）の接続点に接続されたコンデンサＣn-1の容量は、いずれも正の実数の値であるから、数４の式から、コンデンサＣn-1の容量をＣn-1とすると、それは数５によって求まる。
【００４４】
【数５】
0006531588.tif 000006
同様にして、ωｃ＝ω０のときには、コンデンサＣn-1の容量をＣn-1とすると、それは数６によって求まる。
【００４５】
【数６】
0006531588.tif 000007
【００４６】
積み上げ吐き出し回路は、トランスは２段以上であるから、ｎ≠１となる。
期間ａが完了すると期間ｂに戻る。このときの関係は式（７）にあるが、期間ａで電圧分散させたので、同じ条件では波高値（Ｖout）が低下する。 
数６の式から ｎ＝５、 各コンデンサの容量Ｃ１＝Ｃ2＝Ｃ３＝Ｃ４＝１．２５Ｃ  (合成容量Ｃ=１００ｐＦ)、入力電圧Ｖin＝６０V（ＤＣ）の時、すなわち図１の実施形態の場合の観測波形を図２に示している。
【００４７】
このときも効果が出ているが、数５の式では、各コンデンサの容量が１．６６６Ｃ（１６７ｐF）のとき期間ａが最大になった。波形形状は同一形状なので省く。
この場合、期間ａ＋ｂが広がるため、固定スイッチング周波数においては、必要な励磁を行う時間（各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のＯＮ期間）に影響が出る。ωｃがω０を超えると期間ａ＋ｂが広がり、式（３）による出力電力Ｐ(t) は、再び＋領域となって電力は増大するが、その期間内ではスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をＯＮできない。
【００４８】
この期間内でスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をＯＮにすると、出力電圧が短絡して過大電流が流れる。したがって、実際上は、各トランスを励磁するＯＮ時間を減らす必要がでてくる。
よって 全ての接続点と第２の出力端子２ｂとの間にダイオードとコンデンサの直列回路を接続した実施形態では、前述したように、ωｃがω０の１倍から２倍（ω０〜２ω０）の範囲になるように、各コンデンサＣ１〜Ｃｎを設定するとよい。
【００４９】
〔比較例との比較〕
比較例として、この発明を適用していないインバータ装置の例を図５に示す。このインバータ装置の昇圧トランス３の構成は図１に示したこの発明によるインバータ装置の昇圧トランス３と同じである。但し、その個別のトランスＴ１〜Ｔ５の各励磁巻線Ｌｐ１〜Ｌｐ５は全て並列に接続され、その各励磁電流が共通のスイッチング素子Ｑによってスイッチングされる。各出力巻線Ｌｓ１〜Ｌｓ５は、第１の出力端子２ａと第２の出力端子２ｂとの間に直列に接続されているが、その相互の接続点ｅ，ｆ，ｇ，ｈと第２の出力端子２ｂとの間に、ダイオードとコンデンサの直列回路は接続していない。その他は図１のインバータ装置と同じである。
【００５０】
図６は、図５に示した比較例による出力波形観測結果を示す波形図であり、時間軸は図２と同じで、各波形は図１に示した各波形と対応している。
図２と図６の出力電力Ｐ(t)及び出力電圧Ｖ(t)の波形を比較すると、第１の実施形態の波形である図２の方が、出力電圧Ｖ(t)の波高値（Ｖout）は低くなっているが、期間ａが広くなり、電力導通角が広くなっている。そのため無効電力（休んでいる時間）が減り、電力面積が増加していることが分かる。また、出力電圧Ｖ(t)は、式（５）によって進相側に分散したことが分かる。
【００５１】
このとき、出力電圧Ｖ(t)の立ち上がり時間ｄｖ・ｄｔは、出力インダクタンスを分けているから、出力電圧Ｖ(t)の幅が広がっているにもかかわらず、コンデンサの効果で急峻になっている。
また、コンデンサＣ１〜Ｃ４（Ｃn-1）の各容量が数５と数６の式を満たす範囲において、出力電圧Ｖ(t)の１／４π進相 に合わせて電力が増した。 
出力電圧Ｖ(t)の波高値（Ｖout）が低くなった分は、入力電圧Ｖinを上げることと、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のＯＮ時間を広げることなどで、調整可能である。その具体例は後述する。
【００５２】
〔第２の実施形態〕
この発明によるインバータ装置の第２の実施形態を図７に示す。
このインバータ装置も、各トランスＴ１〜Ｔ５の出力巻線Ｌｓ１〜Ｌｓ５の相互の接続点ｅ，ｆ，ｇ，ｈと第２の出力端子２ｂとの間に、それぞれダイオードＤ１〜Ｄ４とコンデンサＣ１〜Ｃ４の各直列回路を接続している。その各直列回路にそれぞれインダクタＬ１〜Ｌ４を介挿した点だけが、図１に示した第１の実施形態と相違する。
【００５３】
第１の実施形態では、図２に示したように電力波形がリンギングの多いものになっている。そこで、この図７に示す第２の実施形態では、各コンデンサＣ１〜Ｃ４にそれぞれ直列に若干のインダクタＬ１〜Ｌ４を介挿した。これによって、電力波形のリンギングを低減することができ、出力電力Ｐ(t)の波形は、図３に示したようなリンギングの少ない波形になる。
なお、図７に示した例では、最下段のトランスＴ１の出力巻線Ｌｓ１の下端とフレームグラウンド側の第１の出力端子２ａとを結ぶラインにダイオードＤ５を介挿している。これは、リンギング除去用のサージアブソーバであるが、この発明の機能上は省略してもよい。
この場合も、昇圧トランス３を構成するトランスの数は２個以上であればよい。
【００５４】
図８は、各トランスＴ１〜Ｔ５の出力巻線Ｌｓ１〜Ｌｓ５のインダクタンスが同じでない（各励磁巻線Ｌｐ１〜Ｌｐ５のインダクタンスが同じ）場合の、出力電圧Ｖ(t)と各接続点ｅ〜ｈの電圧波形観測結果を示す波形図である。このように各出力巻線のインダクタンスが相違すると、調整が困難になる。
【００５５】
〔第３の実施形態〕
次に、この発明によるインバータ装置の第３の実施形態を図９〜図１１によって説明する。図９はそのインバータ装置の図１と同様な回路図、図１０及び図１１は、その第３の実施形態の出力波形観測結果を示す波形図である。
図９に示すインバータ装置は、５個のトランスＴ１〜Ｔ５の出力巻線Ｌｓ１〜Ｌｓ５の相互の接続点ｅ〜ｈのうち、接続点ｇと第２の出力端子２ｂとの間だけに、ダイオードＤ３とコンデンサＣ３の直列回路を接続している。この直列回路に直列にインダクタを接続してもよい。その他の構成は、図１によって説明した第１の実施形態と同じであるから、説明を省略する。
【００５６】
この場合も、昇圧トランス３を構成するトランスの数は２個以上であればよいので、ｎ個の場合に一般化して説明する。
昇圧トランス３を構成するトランスの数がｎ個（ｎは２以上の整数）で、フレームグラウンド側から第ｎ番目のトランスと第ｎ−１番目のトランスの出力巻線の接続点にのみ、ダイオードとコンデンサの直列回路を接続したとする。
【００５７】
そのダイオードとコンデンサの直列回路は進相回路として機能するが、上記のように最上段の接続点と高電圧出力側の第２の出力端子２ｂとの間にのみ、その直列回路を接続した場合は、それよりも下段のトランスの出力巻線の影響が出る。そのため、トランスの数にもよるが、進相しきれなくなって、十分な効果が得られなくなる場合がある。
そこで、ｎ個のトランスの各出力巻線相互の各接続のうち、なるべくその配列方向の中央又は中央に最も近い位置の接続点に、ダイオードとコンデンサの直列回路を接続するのが望ましい。
【００５８】
したがって、ｎ個のトランスの各出力巻線相互の各接続点の総数が奇数の場合は配列位置が中央の接続点、偶数の場合は配列位置が中央に最も近い二つの接続点の一方に、ダイオードとコンデンサの直列回路を接続するのが望ましい。
図９に示した実施形態は、トランスの数が５個で、接続点の数が４個（偶数）であるから、各接続点ｅ〜ｈの配列方向の中央に最も近い二つの接続点ｆとｇの一方の接続点ｇに、ダイオードＤ３とコンデンサＣ３の直列回路を接続している。
【００５９】
この場合、上記計算と同様にすると、その配置間のＬｓでの値のみ変化するので、２個飛びの場合は、Ｃn-2=|ｎ／(ｎ−２)|・Ｃ 〜ｎ・Ｃ／２の範囲となる。
【００６０】
図９に示したように、ｎ＝５（トランス５段積み上げ）とし、コンデンサＣ３の容量が１６７ｐＦ〜２５０ｐＦ  (Ｃ＝１００ｐＦ)、入力電圧Vin＝６０Ｖ(ＤＣ)の時の、出力波形観測結果を図１０に示す。
この図から分かるように、全ての接続点にダイオードとコンデンサの直列回路を接続した場合に比べて期間ａは広くはない。しかし。電圧進相はある程度なされており、出力電力Ｐ(t)が増加しているので、作用効果は十分ある。
コンデンサＣ３の容量が大きいと、出力電圧の共振バランスを崩してしまう恐れがあるが、全ての接続点にダイオードとコンデンサの直列回路を接続した場合に比べて、励磁時間を確保するための共振時間への影響は少ない。
【００６１】
図１０は、図９におけるコンデンサＣ３の容量が、上述した、Ｃn-2=|ｎ／(ｎ−２)|・Ｃ 〜ｎ・Ｃ／２の範囲（ωｃがω０〜２ω０）の好ましい範囲である場合の波形を示す。
図１１は、図９におけるコンデンサＣ３の容量Ｃ３が上記望ましい範囲から外れた値、例えば４００ｐFであった場合の出力波形観測結果を示す波形図である。この場合は、期間ａと期間ｂのバランスがくずれ、期間ａが十分に広がらない。
【００６２】
〔第４の実施形態〕
次に、この発明によるインバータ装置の第４の実施形態を図１２〜図１５によって説明する。図１２はそのインバータ装置の図１と同様な回路図、図１３乃至図１５は、その第４の実施形態の入力電圧がそれぞれ異なる場合の出力波形観測結果を示す波形図である。
図１２に示すインバータ装置は、５個のトランスＴ１〜Ｔ５の出力巻線Ｌｓ１〜Ｌｓ５の相互の接続点ｅ〜ｈのうち、２個の接続点ｅ及びｇと第２の出力端子２ｂとの間に、それぞれダイオードとコンデンサの直列回路を接続している。
【００６３】
接続点ｅには、第２の出力端子２ｂに向かって電流が流れる向きに、ダイオードＤ１とコンデンサＣ１の直列回路を接続している。接続点ｇには、第２の出力端子２ｂに向かって電流が流れる向きに、ダイオードＤ３とコンデンサＣ３の直列回路を接続している。これらの直列回路に直列にインダクタを接続してもよい。その他の構成は、図１によって説明した第１の実施形態と同じであるから、説明を省略する。
【００６４】
この場合も、昇圧トランス３を構成するトランスの数は２個以上であればよいので、ｎ個の場合に一般化して説明する。
昇圧トランス３を構成するトランスの数がｎ個（ｎは２以上の整数）の場合、その各トランスＴ１〜Ｔｎの各出力巻線Ｌｓ１〜Ｌｓｎの相互の接続点の総数はｎ−１になる。
その接続点の総数ｎ−１の１／２以上の各接続点と、高電圧出力側の第２の出力端子２ｂとの間に、それぞれ第２の出力端子２ｂに向かって電流が流れる向きに、ダイオードとコンデンサの直列回路（進相回路として機能する）を接続する。その場合、その直列回路を接続する接続点は、出力巻線Ｌｓ１〜Ｌｓｎの相互の接続点の両端間に略均等な間隔で配置されているのが望ましい。
【００６５】
図１２に示したインバータ装置は、トランスの数ｎ＝５の場合であり、接続点の総数は４である。その１／２である２つの接続点として一番下（フレームグラウンド側）の接続点ｅと、上から（高電圧出力側から）２番目の接続点ｇと、第２の出力端子２ｂとの間に、それぞれ、ダイオードＤ１，Ｄ３とコンデンサＣ１，Ｃ３の直列回路を接続している。
図１３は、このインバータ装置の入力電圧Ｖinを低目にして動作させた場合の、出力波形観測結果を示す波形図である。
【００６６】
図１４は入力電圧を上げて出力電圧を調整した場合、図１５は入力電圧をさらに上げて出力電圧を調整した場合の、それぞれ出力波形観測結果を示す波形図である。各波形図における左側縦軸の電圧目盛、および右側縦軸の電力目盛が大幅に異なっている。
何れの場合も、期間ａに相当する導通角が広がって出力電力Ｐ(t)が増加し、出力電圧Ｖ(t)の進相もなされており、充分な効果が得られている。
また、入力電圧Ｖinの大きさを変えることによって、出力電圧及び出力電力を任意に調整することができる。
【００６７】
〔実施形態のまとめ〕
以上説明したこの発明によるインバータ装置の各実施形態をまとめると、次のようになる。
昇圧トランス３を構成するｎ個のトランスＴ１〜Ｔｎのうち最も第２の出力端子側（電圧発生側）のトランスＴｎの励磁巻線Ｌｐｎの励磁電流を、第１のスイッチング素子Ｑ１によってスイッチングする。他の各トランスＴ１〜Ｔn-1の励磁巻線Ｌｐ１〜Ｌｐn-1は並列に接続して、その各励磁巻線の励磁電流を第２のスイッチング素子Ｑ２によってスイッチングする。
【００６８】
そして、ｎ個のトランスＴ１〜Ｔｎの互いに直列に接続された各出力巻線Ｌｓ１〜Ｌｓn-1相互の接続点ｅ，ｆ，ｇ等のうち、少なくとも一つの接続点と第２の出力端子２ｂとの間に、第２の出力端子２ｂに向かって電流が流れる向きに、ダイオード（Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３等）とコンデンサ（Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３等）の直列回路を接続する。
その少なくとも一つの接続点は、上記接続点の総数が奇数の場合は配列位置が中央の接続点であるのが望ましく、偶数の場合は配列位置が中央に最も近い二つの接続点の一方であるのが望ましい。
【００６９】
上記ｎ個のトランスの互いに直列に接続された各出力巻線Ｌｓ１〜Ｌｓn-1相互の接続点ｅ，ｆ，ｇ等のうち、配列位置が均等な間隔の二つの各接続点と第２の出力端子２ｂとの間に、それぞれダイオードとコンデンサの直列回路を接続するのがさらに望ましい。
上記接続点の総数の１／２以上の各接続点と第２の出力端子２ｂとの間に、それぞれ上記ダイオードとコンデンサの直列回路を接続してもよい。
上記接続点の全てと第２の出力端子２ｂとの間に、それぞれ上記ダイオードとコンデンサの直列回路を接続すれば最もよい。
上記ダイオードとコンデンサの直列回路に、図７の実施形態に示したように、それぞれにインダクタを直列に介挿することによって、出力電力のリンギングを低減することができる。
【００７０】
上記ダイオードとコンデンサの直列回路それぞれにおける各コンデンサ（Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３等）の容量は、その各コンデンサを通して第１の出力端子２ａと第２の出力端子２ｂの間に存在する静電容量Ｃを充電するときの共振角周波数（ωｃ）が、昇圧トランス３を構成する各トランスＴ１〜Ｔｎの直列に接続された出力巻線Ｌｓ１〜Ｌｓｎの総インダクタンスと上記静電容量による電圧共振の共振角周波数（ωo）の１倍から２倍の帯域幅になる容量にするのが望ましい。
【００７１】
上記第１、第２の出力端子２ａ，２ｂ間の静電容量Ｃは、トランスＴ１〜Ｔｎの各出力巻線Ｌｓ１〜Ｌｓｎ間に分布もしくは寄生する静電容量Ｃｓと負荷容量Ｃｏとの合成容量である。
上記各コンデンサを通して上記静電容量を各周波数充電するときの共振角周波数ωｃが、上記出力回路全体の共振角周波数ωoの１倍から２倍の範囲にあるときに、出力波形のバランスが共振状態をほぼ保ち、最もよい結果が得られる。この範囲から外れると出力電圧の波形が歪む割合が大きくなるが、この発明による作用効果は十分得られる。
上述した各実施形態では、昇圧トランスを構成するｎ個のトランスの各出力巻線を、フレームグラウンド側の第１の出力端子と電圧発生側の第２の出力端子との間にすべて互いに直列に接続している。しかし、これに限るものではなく、各出力巻線を直列と並列とが混在するように接続してもよい。
【００７２】
この発明の上記各実施形態は、インバータ装置の出力電圧の位相を部分的に進相させ、導通角を広げて電力を増加させると共に、出力電圧と出力電力がそれぞれピークになるタイミングのずれを少なくすることができる。それによって、負荷に高電圧と大電力を同時に印加（供給）できる期間を増加することができる。
このインバータ装置をプラズマ発生装置の電源として使用すれば、プラズマを効率よく発生させることができる。
【００７３】
例えば、大気圧プラズマは、表面処理の一つの手段として、表面の改質や汚染物の除去等、様々な工業製品に応用されている。樹脂等の接着や印刷、コーティング等を施す場合に、大気圧プラズマにより前処理を行うと、濡れ性を向上させることが可能になる。
電子写真方式による画像形成装置により樹脂トナーが印刷された印刷物に、紫外線硬化型のニスをコーティングしようとすると、樹脂トナーに含まれるワックス成分により、樹脂トナー印刷部分のニスを弾いてしまう場合がある。
【００７４】
しかし、大気圧プラズマによる表面処理を行うと、濡れ性が向上するため、ニスコーティングが可能になり、印刷物の付加価値が向上する。また、インク発色が向上し、インク付着量削減効果がある。すなわち、環境対応技術でもある。
その大気圧プラズマを発生させるためには高電圧が必要となり、この発明によるインバータ装置によって効率よく高電圧をかけ、表面処理に必要なラジカル種を多量に安定して供給することができる。
【００７５】
以上、この発明の各実施形態について説明してきたが、その実施形態の各部の具体的な構成や動作の内容等は、そこに記載したものに限るものではない。
また、この発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲の各請求項に記載された技術的特徴を有する以外は、何ら限定されるものではないことは言うまでもない。
さらに、以上説明してきた各実施形態の回路例、動作例及び変形例等は、適宜変更又は追加し、あるいは一部を削除してもよく、相互に矛盾しない限り任意に組み合わせて実施することも可能であることは勿論である。
【符号の説明】
【００７６】
１ａ，１ｂ：入力端子    ２ａ：第１の出力端子（フレームグラウンド側）
２ｂ：第２の出力端子（電圧発生側）    ３：昇圧トランス    ５：制御回路    
Ｔ１〜Ｔ５：トランス    Ｌｐ１〜Ｌｐ５：励磁巻線
Ｌｓ１〜Ｌｓ５：出力巻線（及びそのインダクタンス）    
Ｑ１：第１のスイッチング素子    Ｑ２：第２のスイッチング素子    
Ｒ，Ｒ１，Ｒ２：保護抵抗    Ｄ１〜Ｄ５：ダイオード    
Ｃ１〜Ｃ４：コンデンサ（及びその容量）
Ｃｏ：負荷容量    Ｃ：静電容量（合成容量）    Ｌ１〜Ｌ４：インダクタ    
Ｖin：入力電圧    Ｖ(t)：出力電圧    Ｖout：波高値    Ｐ(t)：出力電力
【先行技術文献】
【特許文献】
【００７７】
【特許文献１】特開２０１２−１８６９８４号公報
【図１】
0006531588.tif 000008
【図２】
0006531588.tif 000009
【図３】
0006531588.tif 000010
【図４】
0006531588.tif 000011
【図５】
0006531588.tif 000012
【図６】
0006531588.tif 000013
【図７】
0006531588.tif 000014
【図８】
0006531588.tif 000015
【図９】
0006531588.tif 000016
【図１０】
0006531588.tif 000017
【図１１】
0006531588.tif 000018
【図１２】
0006531588.tif 000019
【図１３】
0006531588.tif 000020
【図１４】
0006531588.tif 000021
【図１５】
0006531588.tif 000022
【図１６】
0006531588.tif 000023
【図１７】
0006531588.tif 000024