(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電力および三相交流電力の間で電力変換を行なう電力変換装置であって、
複数のスイッチング素子を有する三相インバータと、
三相電圧指令に基づいて前記三相インバータをＰＷＭ制御する制御装置とを備え、
前記制御装置は、
二相変調方式と前記三相電圧指令の３次高調波成分とを用いて零相電圧指令を生成し、
生成した前記零相電圧指令を前記三相電圧指令に加算することにより前記三相電圧指令を補正し、
補正された前記三相電圧指令と搬送波とを比較することにより、前記複数のスイッチング素子のスイッチングを制御するための制御信号を生成する、電力変換装置。
【請求項２】
前記制御装置は、前記二相変調方式を用いて生成される零相電圧指令と前記３次高調波成分との組み合わせに基づいて、前記零相電圧指令を生成する、請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記制御装置は、
前記三相電圧指令のうち電圧値が最大となる相の電圧指令を最大電圧指令に選択する第１の選択部と、
前記三相電圧指令のうち電圧値が最小となる相の電圧指令を最小電圧指令に選択する第２の選択部と、
前記搬送波の最小値から前記最小電圧指令を減算した第１の値と、前記３次高調波成分に係数を乗じた第２の値とのうちの最大値を選択する第３の選択部と、
前記第３の選択部の選択結果と、前記搬送波の最大値から前記最大電圧指令を減算した第３の値とのうちの最小値を選択する第４の選択部とを含み、
前記第４の選択部の選択結果に基づいて、前記零相電圧指令を生成する、請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記制御装置は、前記係数の大きさおよび正負を調整可能に構成される、請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記制御装置は、前記係数の大きさおよび正負を調整することにより、
前記二相変調方式により前記三相インバータをＰＷＭ制御する第１の形態と、
前記二相変調方式および前記３次高調波成分を用いて前記三相インバータをＰＷＭ制御する第２の形態と、
前記三相電圧指令に基づいた正弦波比較方式により前記三相インバータをＰＷＭ制御する第３の形態と、
前記３次高調波成分が重畳された前記三相電圧指令に基づいて前記三相インバータをＰＷＭ制御する第４の形態とを切り替えるように構成される、請求項３または４に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
直流電力および三相交流電力の間で電力変換を行なう三相インバータの制御構成として、ＰＷＭ（Pulse  Width  Modulation）制御が広く適用されている（例えば、特開平９−１４９６６０号公報（特許文献１）参照）。一般的なＰＷＭ制御として、正弦波比較方式がある。正弦波比較方式では、正弦波状の電圧指令と搬送波（代表的には三角波）との電圧比較に従って、各相のスイッチング素子のオンオフを制御する。【０００３】
正弦波比較方式では各相のスイッチング素子は常にオンオフする。特許文献１では、三相のうち二相のスイッチング素子のみオンオフさせる二相変調方式を適用することで、各相のスイッチング素子のスイッチング回数を減らしている。これにより、三相インバータのスイッチング損失を低減できる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開平９−１４９６６０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
二相変調方式では、各相の正弦波状の電圧指令のうち、振幅が最大の相の電圧指令を搬送波の振幅と一致させるとともに、他の二相の電圧指令を補正することで、三相インバータの出力線間電圧に影響を及ぼさないようにすることができる。【０００６】
しかしながら、補正後の各相の電圧指令は、スイッチングしない相を切り替えるときに不連続となる。そのため、三相インバータから出力される電圧波形に歪みが生じてしまう。この波形歪みによって、三相インバータの出力電圧に含まれる高調波成分が増加するとともに、零相電流が増加することが懸念される。【０００７】
この発明はこのような課題を解決するためになされたものであって、その目的は、二相変調方式の適用時における三相インバータの出力電圧の波形歪みを抑制することが可能な電力変換装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明のある局面に従うと、直流電力および三相交流電力の間で電力変換を行なう電力変換装置であって、複数のスイッチング素子を有する三相インバータと、三相電圧指令に基づいて三相インバータをＰＷＭ制御する制御装置とを備える。制御装置は、二相変調方式と三相電圧指令の３次高調波成分とを用いて零相電圧指令を生成する。制御装置は、生成した零相電圧指令を三相電圧指令に加算することによって三相電圧指令を補正する。制御装置は、補正された三相電圧指令と搬送波とを比較することにより、複数のスイッチング素子のスイッチングを制御するための制御信号を生成する。
【発明の効果】
【０００９】
この発明によれば、二相変調方式の適用時における三相インバータの出力電圧の波形歪みを抑制することが可能な電力変換装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】この発明の実施の形態に係る電力変換装置の主回路構成図である。
【図２】比較例に係る二相変調補正部の構成例を示す図である。
【図３】比較例に係る二相変調補正部を適用してＰＷＭを行なったときの三相インバータの動作波形を示す図である。
【図４】本実施の形態に係る二相変調補正部の構成例を示す図である。
【図５】図４に示した二相変調補正部の動作を説明するための図である。
【図６】比較例に係る二相変調補正部により生成される三相電圧指令および制御信号の波形図である。
【図７】本実施の形態に係る二相変調補正部において−Ｋ＝−０．３としたときの信号波形図である。
【図８】本実施の形態に係る二相変調補正部において−Ｋ＝−１．０としたときの信号波形図である。
【図９】本実施の形態に係る二相変調補正部において−Ｋ＝−０．１５としたときの信号波形図である。
【図１０】本実施の形態に係る二相変調補正部において−Ｋ＝＋０．１５としたときの信号波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則的には繰返さないものとする。
【００１２】
図１は、この発明の実施の形態に係る電力変換装置の主回路構成図である。本実施の形態に従う電力変換装置は、直流電力および三相交流電力（Ｕ相電力、Ｖ相電力、Ｗ相電力）の間で電力変換を行なうように構成される。
【００１３】
図１を参照して、本実施の形態に従う電力変換装置は、直流端子Ｔ１，Ｔ２と、交流端子Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５と、三相インバータ２と、制御装置５とを備える。
【００１４】
直流端子Ｔ１（高電位側直流端子）は直流電源１の正極端子と電気的に接続され、直流端子Ｔ２（低電位側直流端子）は直流電源１の負極端子と電気的に接続される。直流端子Ｔ１には直流正母線ＰＬ１が接続され、直流端子Ｔ２には直流負母線ＮＬ１が接続される。交流端子Ｔ３〜Ｔ５には図示しない負荷が接続される。本明細書において「電気的に接続」とは、直接的な接続、あるいは、他要素を介した接続によって電気エネルギの伝達が可能な接続状態を示すものとする。交流端子Ｔ３はＵ相端子であり、交流端子Ｔ４はＶ相端子であり、交流端子Ｔ５はＷ相端子である。
【００１５】
三相インバータ２は、直流電源１から供給される直流電力を三相交流電力に変換する。三相交流電力は交流端子Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５を介して図示しない負荷に供給される。三相インバータ２は、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」とも称する）Ｑ１〜Ｑ６を有する。
【００１６】
スイッチング素子Ｑ１は、直流正母線ＰＬ１（すなわち直流端子Ｔ１）およびノードｕの間に電気的に接続される。スイッチング素子Ｑ２は、ノードｕおよび直流負母線ＮＬ１（すなわち直流端子Ｔ２）の間に電気的に接続される。ノードｕは交流端子Ｔ３（Ｕ相端子）と電気的に接続される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２はＵ相アーム３Ｕを構成する。
【００１７】
スイッチング素子Ｑ３は、直流正母線ＰＬ１およびノードｖの間に電気的に接続される。スイッチング素子Ｑ４は、ノードｖおよび直流負母線ＮＬ１の間に電気的に接続される。ノードｖは交流端子Ｔ４（Ｖ相端子）と電気的に接続される。スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４はＶ相アーム３Ｖを構成する。
【００１８】
スイッチング素子Ｑ５は、直流正母線ＰＬ１およびノードｗの間に電気的に接続される。スイッチング素子Ｑ６は、ノードｗおよび直流負母線ＮＬ１の間に電気的に接続される。ノードｗは交流端子Ｔ５（Ｗ相端子）と電気的に接続される。スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６はＷ相アーム３Ｗを構成する。Ｕ相アーム３Ｕ、Ｖ相アーム３ＶおよびＷ相アーム３Ｗは、直流正母線ＰＬ１および直流負母線ＮＬ１の間に互いに並列に接続される。
【００１９】
なお、図１では、スイッチング素子として、ＩＧＢＴ（Insulated  Gate  Bipolar  Transistor）を用いているが、ＭＯＳＦＥＴ（Metal  Oxide  Semiconductor  Field  Effect  Transistor）などの任意の自己消弧型のスイッチング素子を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６にはそれぞれ、ダイオードＤ１〜Ｄ６が逆並列に接続されている。ダイオードＤ１〜Ｄ６各々は、対応するスイッチング素子のオフ時にフリーホイール電流を流すために設けられている。スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴである場合、フリーホイールダイオードは寄生のダイオード（ボディダイオード）で構成される。スイッチング素子がダイオードを内蔵しないＩＧＢＴである場合、フリーホイールダイオードはＩＧＢＴに逆並列に接続されたダイオードで構成される。
【００２０】
制御装置５は、Ｕ相アーム３Ｕ、Ｖ相アーム３ＶおよびＷ相アーム３Ｗの各々におけるスイッチング素子の導通（オン）および遮断（オフ）を制御する。具体的には、制御装置５は、Ｕ相アーム３Ｕのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフを制御するための制御信号ＧＵ、Ｖ相アーム３Ｖのスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のオンオフを制御するための制御信号ＧＶ、およびＷ相アーム３Ｗのスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６のオンオフを制御するための制御信号ＧＷを生成する。
【００２１】
制御装置５は、ＰＷＭ制御方式を利用して制御信号ＧＵ，ＧＶ，ＧＷを生成する。ＰＷＭ制御方式は、制御周期ごとに方形波出力電圧のパルス幅を変化させることにより、当該周期間の出力電圧の平均値を変化させる制御方式である。ＰＷＭ制御方式には、正弦波状の各相の電圧指令と周波数が一定の搬送波とを比較することで、三相のスイッチング素子を常にオンオフ動作させる「正弦波比較方式」と、三相のうち二相のスイッチング素子のみオンオフ動作させる「二相変調方式」とがある。本実施の形態では、二相変調方式を適用するものとする。
【００２２】
具体的には、制御装置５は、電圧指令発生器６と、二相変調補正部８と、比較器１０と、搬送波発生器１２とを有する。電圧指令発生器６は、三相電圧指令（Ｕ相電圧指令Ｖｕ♯、Ｖ相電圧指令Ｖｖ♯、Ｗ相電圧指令Ｖｗ♯）を生成する。各相の電圧指令Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯は正弦波状に変化し、その振幅は搬送波の振幅よりも小さい。
【００２３】
二相変調補正部８は、電圧指令発生器６で生成された三相電圧指令Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯を補正することにより、三相電圧指令（Ｕ相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令Ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令Ｖｗ＊）を生成する。各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は、振幅が搬送波ＣＷの振幅と一致する期間を有している。この期間は、各相の電圧指令Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯のうち、振幅が最大の相の電圧指令に対して設けられる。
【００２４】
搬送波発生器１２は、搬送波ＣＷとして三角波信号を生成する。搬送波ＣＷは、三相電圧指令（Ｕ相電圧指令Ｖｕ♯、Ｖ相電圧指令Ｖｖ♯、Ｗ相電圧指令Ｖｗ♯）の整数倍の周波数を有しており、三相電圧指令に同期した信号である。
【００２５】
比較器１０は、三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と搬送波ＣＷとを比較する。各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と搬送波ＣＷの振幅とが一致するタイミングで対応する相の２つのスイッチング素子がオンオフされるように、制御信号ＧＵ，ＧＶ，ＧＷが生成される。なお、電源短絡を避けるために、各相の２つのスイッチング素子はオンオフ動作が反対になるように制御される。
【００２６】
次に、図１に示した二相変調補正部８の構成について説明する。最初に、比較例として、一般的な二相変調方式が適用された二相変調補正部８Ａの構成例を説明する。
【００２７】
図２は、比較例に係る二相変調補正部８Ａの構成例を示す図である。図２を参照して、二相変調補正部８Ａは、最大値選択部２０と、最小値選択部２２と、減算器２４，２６と、絶対値回路（ＡＢＳ）２８，３０と、比較器３２と、切替部３４と、加算器３６，３８，４０とを有する。
【００２８】
最大値選択部２０は、正弦波状の三相電圧指令Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯のうち、電圧値が最大となる相の電圧指令を選択する。電圧値が最大となる相はＵ相、Ｖ相、Ｗ相の順に１２０°ごとに切り替わる。最大値選択部２０は、選択した相の電圧指令（以下、「最大電圧指令ＭＡＸ」とも称す）を減算器２４に出力する。最大値選択部２０は「第１の選択部」の一実施例に対応する。
【００２９】
最小値選択部２２は、三相電圧指令Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯のうち、電圧値が最小となる相の電圧指令を選択する。電圧値が最小となる相はＵ相、Ｖ相、Ｗ相の順に１２０°ごとに切り替わる。最小値選択部２２は、選択した相の電圧指令（以下、「最小電圧指令ＭＩＮ」とも称す）を減算器２６に出力する。最小値選択部２２は「第２の選択部」の一実施例に対応する。
【００３０】
以下の説明では、搬送波ＣＷの振幅を「１」とする。搬送波ＣＷは最大値が１となり、最小値が−１となる。なお、三相電圧指令Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯の振幅は搬送波の振幅１よりも小さいため、ＭＡＸ＜１，−１＜ＭＩＮとなる。
【００３１】
減算器２４は、搬送波ＣＷの最大値１から最大電圧指令ＭＡＸを減算し、減算結果（１−ＭＡＸ）を示す信号を出力する。減算器２４の減算結果（１−ＭＡＸ）は「第３の値」に相当する。減算器２６は、搬送波ＣＷの最小値（−１）から最小電圧指令ＭＩＮを減算し、減算結果（−１−ＭＩＮ）を示す信号を出力する。減算器２６の減算結果（−１−ＭＩＮ）は「第１の値」に相当する。
【００３２】
絶対値回路２８は、最大電圧指令ＭＡＸの絶対値を算出し、算出結果を示す信号を出力する。絶対値回路３０は、最小電圧指令ＭＩＮの絶対値を算出し、算出結果を示す信号を出力する。
【００３３】
比較器３２は、絶対値回路２８の出力信号と絶対値回路３０の出力信号とを比較し、比較結果を示す信号を出力する。絶対値回路２８の出力信号が絶対値回路３０の出力信号よりも大きいとき、すなわち、最大電圧指令ＭＡＸの絶対値＞最小電圧指令ＭＩＮの絶対値のとき、比較器３２はＨ（論理ハイ）レベルの信号を出力する。一方、絶対値回路２８の出力信号が絶対値回路３０の出力信号よりも小さいとき、すなわち、最大電圧指令ＭＡＸの絶対値＜最小電圧指令ＭＩＮの絶対値のとき、比較器３２はＬ（論理ロー）レベルの信号を出力する。
【００３４】
切替部３４は、第１入力端子、第２入力端子および出力端子を有する。第１入力端子は減算器２４の出力信号（１−ＭＡＸ）を受け、第２入力端子は減算器２６の出力信号（−１−ＭＩＮ）を受ける。切替部３４は、比較器３２の出力信号に基づいて、２つの入力信号のいずれか一方を選択し、選択した信号を出力端子から出力する。具体的には、比較器３２の出力信号がＨレベルのとき、切替部３４は、減算器２４の出力信号（１−ＭＡＸ）を選択する。比較器３２の出力信号がＬレベルのとき、切替部３４は、減算器２６の出力信号（−１−ＭＩＮ）を選択する。
【００３５】
すなわち、最大電圧指令ＭＡＸの絶対値＞最小電圧指令ＭＩＮの絶対値の場合、減算器２４の出力信号（１−ＭＡＸ）が選択される。一方、最大電圧指令ＭＡＸの絶対値＜最小電圧指令ＭＩＮの絶対値の場合、減算器２６の出力信号（−１−ＭＩＮ）が選択される。切替部３４にて選択された信号は「零相電圧指令Ｖｚ」を構成する。
【００３６】
加算器３６は、Ｕ相電圧指令Ｖｕ♯に零相電圧指令Ｖｚを加算することにより、Ｕ相電圧指令Ｖｕ＊を生成する（Ｖｕ＊＝Ｖｕ♯＋Ｖｚ）。加算器３８は、Ｖ相電圧指令Ｖｖ♯に零相電圧指令Ｖｚを加算することにより、Ｖ相電圧指令Ｖｖ＊を生成する（Ｖｖ＊＝Ｖｖ♯＋Ｖｚ）。加算器４０は、Ｗ相電圧指令Ｖｗ♯に零相電圧指令Ｖｚを加算することにより、Ｗ相電圧指令Ｖｗ＊を生成する（Ｖｗ＊＝Ｖｗ♯＋Ｖｚ）。
【００３７】
二相変調補正部８Ａによれば、例えば、最大電圧指令ＭＡＸがＵ相電圧指令Ｖｕ♯のとき、各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は次式（１）〜（３）により求められる。ただし、Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯の振幅をＥとする（Ｅ＜１）。
Ｖｕ＊＝Ｅｓｉｎθ＋（１−Ｅｓｉｎθ）＝１              ・・・（１）
Ｖｖ＊＝Ｅｓｉｎ（θ−２π／３）＋（１−Ｅｓｉｎθ）    ・・・（２）
Ｖｗ＊＝Ｅｓｉｎ（θ＋２π／３）＋（１−Ｅｓｉｎθ）    ・・・（３）
また、最小電圧指令ＭＩＮがＵ相電圧指令Ｖｕ♯のとき、各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は次式（４）〜（６）により求められる。
Ｖｕ＊＝Ｅｓｉｎθ＋（−１−Ｅｓｉｎθ）＝−１          ・・・（４）
Ｖｖ＊＝Ｅｓｉｎ（θ−２π／３）＋（−１−Ｅｓｉｎθ）  ・・・（５）
Ｖｗ＊＝Ｅｓｉｎ（θ＋２π／３）＋（−１−Ｅｓｉｎθ）  ・・・（６）
式（１）〜（３）の右辺の第１項は各相の電圧指令Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯に相当し、第２項の（１−Ｅｓｉｎθ）は零相電圧指令Ｖｚに相当する。式（４）〜（６）の右辺の第１項は各相の電圧指令Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯に相当し、第２項の（−１−Ｅｓｉｎθ）は零相電圧指令Ｖｚに相当する。
【００３８】
式（１）〜（６）から明らかなように、各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に零相電圧指令Ｖｚを加算しても、三相インバータ２の出力線間電圧には影響を及ぼさない。Ｖ相電圧指令Ｖｖ♯およびＷ相電圧指令Ｖｗ♯が最大電圧指令ＭＡＸまたは最小電圧指令ＭＩＮとなるときにも、同様にして各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を求めることができる。
【００３９】
図３は、比較例に係る二相変調補正部８Ａを適用してＰＷＭを行なったときの三相インバータ２の動作波形を示す図である。図３において、一点鎖線は正弦波状の三相電圧指令Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯を示す。三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は、三相電圧指令Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯に零相電圧指令Ｖｚを加算したものである。
【００４０】
図３には、さらに、三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と搬送波ＣＷとを比較して生成された制御信号ＧＵ，ＧＶ，ＧＷと、制御信号ＧＵ，ＧＶ，ＧＷを用いてスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をオンオフさせることによる出力線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕが示されている。
【００４１】
各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と搬送波ＣＷの振幅とが一致するタイミングで、対応する相の２つのスイッチング素子（例えばスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２）のオンオフが行なわれる。なお、電源短絡を避けるために、各相の２つのスイッチング素子はオンオフ動作が反対になるように制御される。出力線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの基本波成分は、対応する三相電圧指令Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯と同じ周波数の正弦波となる。
【００４２】
図３から分かるように、一般的な二相変調方式では、各相のスイッチング素子は１スイッチング周期当たり１２０°の期間スイッチングしないため、正弦波比較方式と比べてスイッチング素子のスイッチング回数が２／３になる。このように、二相変調方式によれば、正弦波比較方式に比べてスイッチング回数が減るため、三相インバータ２で発生するスイッチング損失を低減することができる。
【００４３】
しかしながら、一方で、二相変調方式では、各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は６０°の期間ごとに電圧値が急激に変化する。このような各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の不連続性によって、三相インバータ２から出力される電圧波形に歪みが生じてしまう。この波形歪みによって、三相インバータ２の出力電圧に含まれる高調波成分が増加するとともに、零相電流が増加することが懸念される。
【００４４】
そこで、本実施の形態では、二相変調の適用時における三相インバータ２の出力電圧の波形歪みを抑制するための新たな制御構成を提案する。以下、図４および図５を用いて、本実施の形態に係る二相変調方式について説明する。
【００４５】
図４は、本実施の形態に係る二相変調補正部８の構成例を示す図である。図４を参照して、本実施の形態に係る二相変調補正部８は、図２に示した比較例に係る二相変調補正部８Ａと比較して、絶対値回路２８，３０、比較器３２および切替部３４に代えて、乗算器４６、最大値選択部４８および最小値選択部５０を有する点が異なる。
【００４６】
二相変調補正部８では、以下に説明するように、零相電圧指令Ｖｚの生成に三相電圧指令Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯と同期した３次高調波成分３ｆを用いる。本願明細書では、３次高調波成分３ｆをｓｉｎ（３θ）と定義する。
【００４７】
乗算器４６は、３次高調波成分３ｆに係数「−Ｋ」を乗算する。「Ｋ」は３次高調波成分３ｆの振幅を決めるための係数である。Ｋ＝１のとき、３次高調波成分（−Ｋ・３ｆ）＝−ｓｉｎ（３θ）となり、搬送波ＣＷと同じ振幅となる。なお、係数Ｋに「−」を付すことで、Ｋが正の場合、（−Ｋ・３ｆ）は３次高調波成分３ｆの位相を１８０°ずらした信号（すなわち、３次高調波成分３ｆの正負を反転させた信号）となる。一方、Ｋが負の場合には、（−Ｋ・３ｆ）は３次高調波成分３ｆと同位相の信号となる。乗算器４６の乗算結果（−Ｋ・３ｆ）を示す信号は「第２の値」に相当する。
【００４８】
最大値選択部４８は、減算器２６の減算結果（−１−ＭＩＮ）を示す信号（第１の値）および乗算器４６が出力する３次高調波成分（−Ｋ・３ｆ）を示す信号（第２の値）のうち、電圧値が大きい方を選択する。最大値選択部４８は「第３の選択部」の一実施例に対応する。
【００４９】
最小値選択部５０は、減算器２４の減算結果（１−ＭＡＸ）を示す信号（第３の値）および最大値選択部４８の出力信号のうち、電圧値が小さい方を選択する。最小値選択部５０で選択された信号は「零相電圧指令Ｖｚ」を構成する。最小値選択部５０は「第４の選択部」の一実施例に対応する。
【００５０】
加算器３６は、Ｕ相電圧指令Ｖｕ♯に零相電圧指令Ｖｚを加算することにより、Ｕ相電圧指令Ｖｕ＊を生成する（Ｖｕ＊＝Ｖｕ♯＋Ｖｚ）。加算器３８は、Ｖ相電圧指令Ｖｖ♯に零相電圧指令Ｖｚを加算することにより、Ｖ相電圧指令Ｖｖ＊を生成する（Ｖｖ＊＝Ｖｖ♯＋Ｖｚ）。加算器４０は、Ｗ相電圧指令Ｖｗ♯に零相電圧指令Ｖｚを加算することにより、Ｗ相電圧指令Ｖｗ＊を生成する（Ｖｗ＊＝Ｖｗ♯＋Ｖｚ）。
【００５１】
すなわち、各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は次式（７）〜（９）により求められる。ただし、Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯の振幅をＥとする（Ｅ＜１）。
Ｖｕ＊＝Ｅｓｉｎθ＋Ｖｚ                  ・・・（７）
Ｖｖ＊＝Ｅｓｉｎ（θ−２π／３）＋Ｖｚ    ・・・（８）
Ｖｗ＊＝Ｅｓｉｎ（θ＋２π／３）＋Ｖｚ    ・・・（９）
ただし、零相電圧指令Ｖｚは次式（１０）で与えられる。
Ｖｚ＝ｍｉｎ［ｍａｘ｛（−１−ＭＩＮ），−Ｋ・ｓｉｎ（３θ）｝，（１−ＭＡＸ）］  ・・・（１０）
式（７）〜（９）から明らかなように、各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に零相電圧指令Ｖｚを加算しても、三相インバータ２の出力線間電圧には影響を及ぼさない。
【００５２】
図５は、図４に示した二相変調補正部８の動作を説明するための図である。図５（Ａ）は、比較例に係る二相変調補正部８Ａ（図２参照）により生成された零相電圧指令Ｖｚの波形を示す。なお、図中の破線は減算器２４の出力信号（１−ＭＡＸ）および減算器２６の出力信号（−１−ＭＩＮ）を示す。図中の実線はこれら２つの信号に基づいて生成された零相電圧指令Ｖｚを示す。
【００５３】
図５（Ｂ）は、本実施の形態に係る二相変調補正部８（図４参照）で生成された零相電圧指令Ｖｚの波形を示す。図中の破線は減算器２４の出力信号（１−ＭＡＸ）および減算器２６の出力信号（−１−ＭＩＮ）を示す。図中の一点鎖線は乗算器４６の出力する３次高調波成分（−Ｋ・３ｆ）を示す。図５（Ｂ）の例では、−Ｋ＝−０．３としている。図中の実線はこれら３つの信号に基づいて生成された零相電圧指令Ｖｚを示す。
【００５４】
図５（Ａ）によると、零相電圧指令Ｖｚは６０°の期間毎に正負の間を急峻に変化している。そのため、図３に示したように、各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は不連続となってしまう。
【００５５】
これに対して、本実施の形態では、零相電圧指令Ｖｚは、（１−ＭＡＸ）、（−１−ＭＩＮ）および３次高調波成分（−Ｋ・３ｆ）の組み合わせに基づいて生成される。図５（Ｂ）の例では、零相電圧指令Ｖｚは、（−１−ＭＩＮ）および（−Ｋ・３ｆ）のうちの電圧値が大きい方と、（１−ＭＡＸ）および（−Ｋ・３ｆ）のうちの電圧値が小さい方とが、３次高調波成分３ｆの１／２周期毎に交互に切り替わるように構成されている。そして、この構成において、零相電圧指令Ｖｚは、３次高調波成分（−Ｋ・３ｆ）の影響を受けて、６０°の期間毎に正負の間をなだらかに変化する。
【００５６】
図５（Ｃ）は、図５（Ｂ）に示す零相電圧指令Ｖｚを、各相の電圧指令Ｖｕ♯，Ｖｖ♯,Ｖｗ♯に加算することによって生成された各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の波形を示す。図５（Ｃ）の三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と、図３に示した三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊とを比較すると、図５（Ｃ）では、振幅が最大となる相の他の２相の電圧指令がなだらかに変化していることが分かる。これによると、各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の不連続性が低減されるため、三相インバータ２の出力電圧における波形歪みを低減することができる。この結果、三相インバータ２の出力電圧に含まれる高調波成分および零相電流の増加を抑制することができる。
【００５７】
ここで、図４で説明したように、３次高調波成分３ｆに乗じる係数「−Ｋ」によって、零相電圧指令Ｖｚの生成に用いられる３次高調波成分３ｆの振幅および正負を調整することができる。３次高調波成分３ｆの振幅および正負によって零相電圧指令Ｖｚの波形が変化することで、三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の波形も変化する。以下、零相電圧指令Ｖｚおよび三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と係数「−Ｋ」との関係について説明する。
【００５８】
図６は、比較例に係る二相変調補正部８Ａ（図２参照）により生成される三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊および制御信号ＧＵ，ＧＶ，ＧＷの波形図である。図６に示すように、各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は、１スイッチング周期当たり１２０°の期間に振幅が１に固定されている。この期間中、対応する相の制御信号が固定されるため、対応する相の２つのスイッチング素子はスイッチングしない。一方、残りの二相の各々において２つのスイッチング素子のオンオフが行なわれる。
【００５９】
図７は、本実施の形態に係る二相変調補正部８（図４参照）において−Ｋ＝−０．３（すなわちＫ＝０．３）としたときの信号波形図である。図７（Ａ）は零相電圧指令Ｖｚの波形図であり、図７（Ｂ）は三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊および制御信号ＧＵ，ＧＶ，ＧＷの波形図である。
【００６０】
−Ｋ＝−０．３の場合、３次高調波成分３ｆの振幅は０．３となる。図７（Ａ）において、破線は減算器２４の出力信号（１−ＭＡＸ）および減算器２６の出力信号（−１−ＭＩＮ）を示し、一点鎖線は３次高調波成分（−Ｋ・３ｆ）を示す。
【００６１】
図７（Ａ）において、実線は上記３つの信号の組み合わせにより生成された零相電圧指令Ｖｚを示す。零相電圧指令Ｖｚは、（−１−ＭＩＮ）および（−０．３・ｓｉｎ（３θ））のうちの電圧値が大きい方と、（１−ＭＡＸ）および（−０．３・ｓｉｎ（３θ））のうちの電圧値が小さい方とが、３次高調波成分３ｆの１／２周期毎に交互に切り替わるように構成される。
【００６２】
零相電圧指令Ｖｚは、３次高調波成分３ｆの影響を受けて正負の間を連続して変化している。その結果、図７（Ｂ）に示すように、三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は不連続性が低減され、なだらかに変化する。この三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に従ってＰＷＭ制御を行なうことにより、三相インバータ２の出力電圧における波形歪みが低減される。この結果、三相インバータ２の出力電圧に含まれる高調波成分および零相電流を低減することができる。
【００６３】
その一方で、図７（Ｂ）では、図６と比較して、１スイッチング周期当たりに振幅が１に固定される期間が短くなっている。そのため、スイッチング回数が多くなり、結果的に三相インバータ２のスイッチング損失が増加してしまう。
【００６４】
図８は、本実施の形態に係る二相変調補正部８（図４参照）において−Ｋ＝−１．０（すなわちＫ＝１．０）としたときの信号波形図である。図８（Ａ）は零相電圧指令Ｖｚの波形図であり、図８（Ｂ）は三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊および制御信号ＧＵ，ＧＶ，ＧＷの波形図である。
【００６５】
−Ｋ＝−１．０の場合、３次高調波成分３ｆの振幅は１．０となる。図８（Ａ）において、破線は減算器２４の出力信号（１−ＭＡＸ）および減算器２６の出力信号（−１−ＭＩＮ）を示し、一点鎖線は３次高調波成分（−Ｋ・３ｆ）を示す。
【００６６】
図８（Ａ）において、実線は上記３つの信号の組み合わせにより生成された零相電圧指令Ｖｚを示す。図７（Ａ）と同様に、零相電圧指令Ｖｚは、（−１−ＭＩＮ）および（−１．０・ｓｉｎ（３θ））のうちの電圧値が大きい方と、（１−ＭＡＸ）および（−１．０・ｓｉｎ（３θ））のうちの電圧値が小さい方とが、３次高調波成分３ｆの１／２周期毎に交互に切り替わるように構成される。
【００６７】
しかしながら、図８（Ａ）では、Ｋを大きくしたことで３次高調波成分３ｆの振幅が大きくなっている。そのため、３次高調波成分３ｆの変化が急峻となり、結果的に零相電圧指令Ｖｚも正負の間を急峻に変化している。すなわち、Ｋの値を大きくする（３次高調波成分の振幅を大きくする）に従って、零相電圧指令Ｖｚは３次高調波成分の寄与が小さくなり、一般的な二相変調方式における零相電圧指令Ｖｚ（図５（Ａ）参照）に近づくことになる。
【００６８】
この結果、図８（Ｂ）に示すように、三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊には不連続性が現れており、図６に示した三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の波形に近づいている。これによると、−Ｋ＝−０．３の場合（図７参照）と比較して、三相インバータ２の出力電圧における波形歪みが生じるため、出力電圧に含まれる高調波成分および零相電流が増加することが懸念される。その一方で、−Ｋ＝−０．３の場合と比較して、１スイッチング周期当たりに振幅が１に固定される期間が長くなるため、スイッチング回数が減少している。よって、三相インバータ２のスイッチング損失を低減できる。
【００６９】
図９は、本実施の形態に係る二相変調補正部８（図４参照）において−Ｋ＝−０．１５（すなわちＫ＝０．１５）としたときの信号波形図である。図９（Ａ）は零相電圧指令Ｖｚの波形図であり、図９（Ｂ）は三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊および制御信号ＧＵ，ＧＶ，ＧＷの波形図である。
【００７０】
−Ｋ＝−０．１５の場合、３次高調波成分３ｆの振幅は０．１５となる。図９（Ａ）において、破線は減算器２４の出力信号（１−ＭＡＸ）および減算器２６の出力信号（−１−ＭＩＮ）を示し、一点鎖線は３次高調波成分（−Ｋ・３ｆ）を示す。
【００７１】
図９（Ａ）において、実線は上記３つの信号の組み合わせにより生成された零相電圧指令Ｖｚを示す。図７（Ａ）と同様に、零相電圧指令Ｖｚは、（−１−ＭＩＮ）および（−０．１５・ｓｉｎ（３θ））のうちの電圧値が大きい方と、（１−ＭＡＸ）および（−０．１５・ｓｉｎ（３θ））のうちの電圧値が小さい方とが、３次高調波成分３ｆの１／２周期毎に交互に切り替わるように構成される。
【００７２】
しかしながら、図９（Ａ）では、Ｋの値を小さくしたことで３次高調波成分（−Ｋ・３ｆ）の振幅が小さくなっている。そのため、零相電圧指令Ｖｚにおける３次高調波成分の寄与が大きくなっている。
【００７３】
この結果、図９（Ｂ）に示すように、三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は１スイッチング周期当たりに振幅が１に固定される期間が短くなり、その波形が正弦波に近づいている。これによると、−Ｋ＝−０．３の場合（図７参照）と比較して、三相インバータ２の出力電圧における波形歪みが抑制されるため、出力電圧に含まれる高調波成分および零相電流をより一層低減することができる。その一方で、−Ｋ＝−０．３の場合と比較して、スイッチング回数が増えるため、三相インバータ２のスイッチング損失が増加することになる。
【００７４】
このようにＫの値を０に近づけるに従って、三相インバータ２のＰＷＭ制御は、二相変調方式から正弦波比較方式へとシフトしていく。なお、Ｋ＝０とした場合には、零相電圧指令Ｖｚ＝０となる。そのため、三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は、実質的に三相電圧指令Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯と同じとなる。したがって、正弦波比較方式により三相インバータ２のＰＷＭ制御が行なわれることになる。
【００７５】
図１０は、本実施の形態に係る二相変調補正部８（図４参照）において−Ｋ＝＋０．１５（すなわちＫ＝−０．１５）としたときの信号波形図である。図１０（Ａ）は零相電圧指令Ｖｚの波形図であり、図１０（Ｂ）は三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊および制御信号ＧＵ，ＧＶ，ＧＷの波形図である。
【００７６】
−Ｋ＝＋０．１５の場合、３次高調波成分３ｆの振幅は０．１５となる。図１０（Ａ）において、破線は減算器２４の出力信号（１−ＭＡＸ）および減算器２６の出力信号（−１−ＭＩＮ）を示し、一点鎖線は３次高調波成分（−Ｋ・３ｆ）を示す。
【００７７】
図１０（Ａ）において、実線は上記３つの信号の組み合わせにより生成された零相電圧指令Ｖｚを示す。―Ｋ＝−０．１５の場合（図９参照）と比較すると、３次高調波成分（−Ｋ・３ｆ）の正負が反転している。図１０（Ａ）の例では、（＋０．１５・３ｆ）は、（１−ＭＡＸ）および（−１−ＭＩＮ）のいずれとも交差していない。よって、零相電圧指令Ｖｚは、３次高調波成分（＋０．１５・ｓｉｎ（３θ））のみで構成される。
【００７８】
この結果、図１０（Ｂ）に示すように、三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は、各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に対して３次高調波成分（＋０．１５・ｓｉｎ（３θ））を重畳したものとなっている。各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の振幅は搬送波ＣＷの振幅１よりも小さいため、全期間でＰＷＭが行なわれる。３次高調波成分は三相インバータ２の出力線間電圧に影響を及ぼさないため、線間電圧の基本波振幅が大きくなり、電圧利用率を高めることができる。ただし、図７および図８の場合とは対照的に、三相のスイッチング素子は常にオンオフ動作を行なうため、三相インバータ２のスイッチング損失が増加することになる。
【００７９】
以上説明したように、３次高調波成分３ｆに乗じる係数「−Ｋ」によって３次高調波成分の振幅および正負を調整することで、零相電圧指令Ｖｚに含まれる３次高調波成分３ｆを変化させることができる。上述した例では、係数「−Ｋ」を−０．３から−１．０に変化させて３次高調波成分３ｆの振幅を大きくすると、零相電圧指令Ｖｚは一般的な二相変調方式における零相電圧指令に近づいていく。よって、三相インバータ２の出力電圧における高調波成分および零相電流が増えるものの、三相インバータ２で発生するスイッチング損失を低減できるという利点がある。
【００８０】
これに対して、係数「−Ｋ」を−０．３から−０．１５に変化させて３次高調波成分３ｆの振幅を小さくすると、零相電圧指令Ｖｚにおける３次高調波成分（−Ｋ・３ｆ）の寄与が大きくなる。これにより、三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は正弦波に近づくため、三相インバータ２のスイッチング損失が増えるものの、三相インバータ２の出力電圧における高調波成分および零相電流を抑制できるという利点がある。さらにＫの値を０に近づけるに従って、正弦波比較方式によるＰＷＭ制御に近づき、Ｋ＝０のときには正弦波比較方式によるＰＷＭ制御となる。
【００８１】
さらに、係数「−Ｋ」の正負を反転させた場合には、三相電圧指令Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯に３次高調波成分３ｆを重畳したものに基づいて三相インバータ２のＰＷＭ制御が行なわれることになる。この場合、電圧利用率を高めることができるという利点がある。
【００８２】
このように本実施の形態に係る電力変換装置によれば、３次高調波成分３ｆに乗じる係数「−Ｋ」の大きさおよび正負を調整することにより、二相変調方式により三相インバータ２をＰＷＭ制御する第１の形態（例えば図８参照）と、二相変調方式および３次高調波成分を用いて三相インバータ２をＰＷＭ制御する第２の形態（例えば図７および図９参照）と、三相電圧指令Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯に基づいた正弦波比較方式により三相インバータ２をＰＷＭ制御する第３の形態（例えばＫ＝０のとき）と、３次高調波成分３ｆが重畳された三相電圧指令Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯に基づいて三相インバータ２をＰＷＭ制御する第４の形態（例えば図１０参照）とを切り替えることが可能となる。
【００８３】
これによると、第１から第４の形態の各々の利点および欠点を比較した上で、優先したい利点に応じて第１から第４の形態のいずれかを選択することができる。具体的には、三相インバータ２のスイッチング損失の低減を優先したい場合には第１の形態を選択する一方で、出力電圧に含まれる高調波成分および零相電流の低減を優先したい場合には、第２または第３の形態を選択することができる。また、電圧利用率の向上を優先したい場合には第４の形態を選択することができる。例えば、制御装置５は、三相インバータ２に流れる電流および／または出力電圧の大きさに基づいて、第１から第４の形態のいずれかを選択することができる。
【００８４】
例えば、本実施の形態に係る電力変換装置を無停電電源装置に適用する場合を想定する。無停電電源装置では、一般に、出力電力が定格負荷以下の範囲では、三相インバータの出力電圧のスペックとして、出力電圧の歪率が所定の閾値を超えないことが定められている。その一方で、出力電力が過負荷となる範囲では、上記のスペックを補償していない。そこで、出力電力が定格負荷以下の場合には、第３の形態または第４の形式を選択することで、出力電圧の歪率を優先することができる。一方で、出力電力が過負荷となる場合には、第１の形態または第２の形態を選択することで、三相インバータ２の電力損失の低減を優先することができる。
【００８５】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【００８６】
１  直流電源、２  三相インバータ、３Ｕ  Ｕ相アーム、３Ｖ  Ｖ相アーム、３Ｗ  Ｗ相アーム、５  制御装置、６  電圧指令発生器、８，８Ａ  二相変調補正部、１０，３２  比較器、１２  搬送波発生器、２０，４８  最大値選択部、２２，５０  最小値選択部、２４，２６  減算器、２８，３０  絶対値回路、３４  切替部、３６，３８，４０  加算器、４６  乗算器、ＣＷ  搬送波、Ｑ１〜Ｑ６  スイッチング素子、Ｄ１〜Ｄ６  ダイオード、Ｔ１，Ｔ２  直流端子、Ｔ３〜Ｔ５  交流端子、ＰＬ１  直流正母線、ＮＬ１  直流負母線、Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯  三相電圧指令、Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊  三相電圧指令（補正後）、Ｖｚ  零相電圧指令。
【要約】
電力変換装置は、複数のスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）を有する三相インバータ（２）と、三相電圧指令（Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯）に基づいて三相インバータ（２）をＰＷＭ制御する制御装置（５）とを備える。制御装置（５）は、二相変調方式と三相電圧指令の３次高調波成分（３ｆ）とを用いて零相電圧指令を生成する。制御装置（５）は、生成した零相電圧指令を三相電圧指令（Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯）に加算することにより三相電圧指令を補正する。制御装置（５）は、補正された三相電圧指令（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）と搬送波（ＣＷ）とを比較することにより、複数のスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）のスイッチングを制御するための制御信号（ＧＵ，ＧＶ，ＧＷ）を生成する。【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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