(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ワイドバンドギャップ半導体からなるＭＯＳＦＥＴ（２）と、該ＭＯＳＦＥＴに逆並列接続し上記ワイドバンドギャップ半導体からなるワイドバンドギャップダイオード（３）とを備える第１半導体素子対（１１）と、
シリコン半導体からなるＩＧＢＴ（４）と、該ＩＧＢＴに逆並列接続し上記シリコン半導体からなるシリコンダイオード（５）とを備える第２半導体素子対（１２）と、
上記ＭＯＳＦＥＴ及び上記ＩＧＢＴのスイッチング動作を制御する制御回路部（６）とを備え、
上アームに配された上記第１半導体素子対と、下アームに配された上記第２半導体素子対とを直列接続して、直列接続体の両端が接続される負荷側と、上アームと下アームの間に接続される電源側との間で、直流電力の入出力を行う構成とし、
上記第１半導体素子対は、上記ＭＯＳＦＥＴに逆並列接続するボディダイオード（２０）と、上記ＭＯＳＦＥＴと別体の上記ワイドバンドギャップダイオードとを有し、
上記制御回路部は、上記ＭＯＳＦＥＴ及び上記ＩＧＢＴが同時にオフとなるデッドタイムを設けて、上記デッドタイムに、上記ワイドバンドギャップダイオードに主に電流を流すよう構成されている、電力変換装置（１）。
【請求項２】
上記ワイドバンドギャップダイオードは、ショットキー接合を有するショットキーバリアダイオードである、請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
上記制御回路部は、還流電流が発生する期間に、上記ＭＯＳＦＥＴをオンして該ＭＯＳＦＥＴと上記ワイドバンドギャップダイオードに上記還流電流を流すよう構成されている、請求項１又は２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
上記第１半導体素子対と上記第２半導体素子対との間に昇圧用のリアクトル（１３）を接続してあり、上記下アームに配された上記第２半導体素子対の上記ＩＧＢＴをスイッチング動作させることにより、直流電源（８）の直流電圧を昇圧するよう構成されている、請求項１〜３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項５】
上記制御回路部は、上記ＩＧＢＴをスイッチング動作させることにより上記直流電圧を昇圧する昇圧放電モードにおいて、上記ＩＧＢＴがオフした期間に、上記ＭＯＳＦＥＴをオンするよう構成されている、請求項４記載の電力変換装置。
【請求項６】
上記制御回路部は、上記直流電源の直流電圧を昇圧することなく出力する非昇圧放電モードを行うことが可能に構成され、該非昇圧放電モードにおいて、上記ＩＧＢＴをスイッチング動作させず、上記ＭＯＳＦＥＴをオンし続けるよう構成されている、請求項４又は請求項５記載の電力変換装置。
【請求項７】
上記制御回路部は、上記電力変換装置に接続した負荷から供給される直流電力を、降圧することなく上記直流電源に伝え、該直流電源を充電する非降圧充電モードを行うことが可能に構成され、該非降圧充電モードにおいて、上記ＩＧＢＴをスイッチング動作させず、上記ＭＯＳＦＥＴをオンし続けるよう構成されている、請求項４〜６のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
上記ＭＯＳＦＥＴに、上記シリコン半導体又は上記ワイドバンドギャップ半導体からなる補助スイッチング素子（７）を並列接続してある、請求項１〜７のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項９】
上記補助スイッチング素子はバイポーラ型トランジスタであり、上記制御回路部は、出力電流が予め定められた値より少ない場合には、上記ＭＯＳＦＥＴのみをスイッチング動作させるよう構成されている、請求項８に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング素子を備える電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、電力変換装置として、複数のスイッチング素子と、該スイッチング素子の動作制御をする制御回路部とを備えたものが知られている。上記スイッチング素子には、例えば、シリコン半導体からなるＩＧＢＴが用いられる。上記電力変換装置は、制御回路部を用いてＩＧＢＴをスイッチング動作させ、これにより、電力変換を行うよう構成されている。
【０００３】
近年、スイッチング素子の損失がより低い電力変換装置が望まれている。そのため、シリコン半導体からなるＩＧＢＴの代わりに、ＳｉＣやＧａＮ等のワイドバンドギャップ半導体からなるＭＯＳＦＥＴを用いることが検討されている。ＩＧＢＴは拡散電位が存在するため、電流が比較的少ない領域ではオン抵抗が大きいが、ワイドバンドギャップ半導体からなるＭＯＳＦＥＴは、拡散電位が存在しないためオン抵抗が小さい。そのため、このＭＯＳＦＥＴを用いれば、電力変換装置の損失を低減することが可能になる。
【０００４】
また、上記ＭＯＳＦＥＴに逆並列接続したダイオードを、ワイドバンドギャップ半導体によって構成することも検討されている。このようにすると、ダイオードのリカバリー損失を低減できる。そのため、電力変換装置全体の損失をより低減することが可能になる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０１６−３９６３９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、上記電力変換装置は、製造コストが高いという問題がある。すなわち、ワイドバンドギャップ半導体からなるＭＯＳＦＥＴやダイオードは、シリコン半導体からなるＩＧＢＴやダイオードに比べて現状では高価である。そのため、全ての素子をワイドバンドギャップ半導体によって形成すると、電力変換装置の製造コストが高くなってしまう。
【０００７】
本発明は、かかる背景に鑑みてなされたものであり、損失を低減でき、かつ製造コストを低減できる電力変換装置を提供しようとするものである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の一態様は、ワイドバンドギャップ半導体からなるＭＯＳＦＥＴ（２）と、該ＭＯＳＦＥＴに逆並列接続し上記ワイドバンドギャップ半導体からなるワイドバンドギャップダイオード（３）とを備える第１半導体素子対（１１）と、
シリコン半導体からなるＩＧＢＴ（４）と、該ＩＧＢＴに逆並列接続し上記シリコン半導体からなるシリコンダイオード（５）とを備える第２半導体素子対（１２）と、
上記ＭＯＳＦＥＴ及び上記ＩＧＢＴのスイッチング動作を制御する制御回路部（６）とを備え、
上アームに配された上記第１半導体素子対と、下アームに配された上記第２半導体素子対とを直列接続して、直列接続体の両端が接続される負荷側と、上アームと下アームの間に接続される電源側との間で、直流電力の入出力を行う構成とし、
上記第１半導体素子対は、上記ＭＯＳＦＥＴに逆並列接続するボディダイオード（２０）と、上記ＭＯＳＦＥＴと別体の上記ワイドバンドギャップダイオードとを有し、
上記制御回路部は、上記ＭＯＳＦＥＴ及び上記ＩＧＢＴが同時にオフとなるデッドタイムを設けて、上記デッドタイムに、上記ワイドバンドギャップダイオードに主に電流を流すよう構成されている、電力変換装置（１）にある。
【発明の効果】
【０００９】
上記電力変換装置では、ワイドバンドギャップ半導体からなるＭＯＳＦＥＴとダイオード（ワイドバンドギャップダイオード）とを逆並列接続して、上記第１半導体素子対を形成してある。また、シリコン半導体からなるＩＧＢＴとダイオード（シリコンダイオード）とを逆並列接続して、上記第２半導体素子対を形成してある。そして、これらの半導体素子対を直列に接続してある。
そのため、全ての素子をワイドバンドギャップ半導体によって形成する必要がなくなり、素子の一部を、価格の低いシリコン半導体によって形成することができる。したがって、電力変換装置の製造コストを低減できる。
【００１０】
また、上記電力変換装置では、ワイドバンドギャップ半導体からなるＭＯＳＦＥＴを用いている。ワイドバンドギャップ半導体からなるＭＯＳＦＥＴは、拡散電位が存在しないためオン抵抗が小さい。よって、このＭＯＳＦＥＴを用いることにより、電力変換装置の損失を低減することが可能になる。
【００１１】
以上のごとく、本態様によれば、損失を低減でき、かつ製造コストを低減できる電力変換装置を提供することができる。
なお、特許請求の範囲及び課題を解決する手段に記載した括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものであり、本発明の技術的範囲を限定するものではない。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】実施形態１における、昇圧放電モードで下アームのＩＧＢＴをオンしているときの、電力変換装置の回路図。
【図２】実施形態１における、昇圧放電モードで上アームのＭＯＳＦＥＴをオンしているときの、電力変換装置の回路図。
【図３】実施形態１における、昇圧放電モードでのタイミング図。
【図４】実施形態１における、降圧充電モードで上アームのＭＯＳＦＥＴをオンしているときの、電力変換装置の回路図。
【図５】実施形態１における、降圧充電モードで上アームのＭＯＳＦＥＴをオフしているときの、電力変換装置の回路図。
【図６】実施形態１における、降圧充電モードでのタイミング図。
【図７】実施形態１における、非昇圧放電モードでの、電力変換装置の回路図。
【図８】実施形態１における、非昇圧放電モードでのタイミング図。
【図９】実施形態１における、電力変換装置１を、インバータ及び三相交流モータと共に描いた回路図。
【図１０】実施形態２における、昇圧放電モードで下アームのＩＧＢＴをオンしているときの、電力変換装置の回路図。
【図１１】実施形態２における、昇圧放電モードで上アームのＭＯＳＦＥＴをオンしているときの、電力変換装置の回路図。
【図１２】実施形態２における、降圧充電モードでの電力変換装置の回路図。
【図１３】実施形態３における、電力変換装置の回路図。
【図１４】実施形態３における、半導体モジュールの一部透視斜視図。
【図１５】参考形態４における、電力変換装置の回路図。
【図１６】参考形態５における、昇圧放電モードでＭＯＳＦＥＴ及び補助スイッチング素子をオンしている状態での、電力変換装置の回路図。
【図１７】参考形態５における、昇圧放電モードでＭＯＳＦＥＴ及び補助スイッチング素子をオフしている状態での、電力変換装置の回路図。
【図１８】参考形態５における、ＩＧＢＴをオフするときの、電流および電圧の波形図。
【図１９】参考形態５における、ＭＯＳＦＥＴをオフするときの、電流および電圧の波形図。
【図２０】参考形態６における、電力変換装置の回路図。
【図２１】参考形態７における、降圧充電モードで上アームのＩＧＢＴをオンしているときの電力変換装置の回路図。
【図２２】参考形態７における、降圧充電モードで下アームのＭＯＳＦＥＴをオンしているときの電力変換装置の回路図。
【図２３】実施形態８における、非降圧充電モードで上アームのＭＯＳＦＥＴをオンし続けているときの電力変換装置の回路図。
【図２４】実施形態８における、非降圧充電モードでのタイミング図。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
上記電力変換装置は、電気自動車やハイブリッド車等に搭載するための、車載用電力変換装置とすることができる。
【００１４】
（実施形態１）
上記電力変換装置に係る実施形態につき、図１〜図９を参照して説明する。図１に示すごとく、本形態の電力変換装置は、第１半導体素子対１１と、第２半導体素子対１２と、制御回路部６とを備える。第１半導体素子対１１は、ワイドバンドギャップ半導体からなるＭＯＳＦＥＴ２と、該ＭＯＳＦＥＴ２に逆並列接続し上記ワイドバンドギャップ半導体からなるワイドバンドギャップダイオード３とを備える。本形態では、ワイドバンドギャップダイオード３として、ショットキー接合を有するショットキーバリアダイオードを用いている。
【００１５】
また、第２半導体素子対１２は、シリコン半導体からなるＩＧＢＴ４と、該ＩＧＢＴ４に逆並列接続しシリコン半導体からなるシリコンダイオード５とを備える。
【００１６】
制御回路６は、ＭＯＳＦＥＴ２及びＩＧＢＴ４のスイッチング動作を制御する。
第１半導体素子対１１と第２半導体素子対１２とは、直列接続されている。
【００１７】
上記電力変換装置１は、電気自動車やハイブリッド車等に搭載するための、車載用電力変換装置である。この電力変換装置１は、直流電源８の電圧を昇圧するＤＣ−ＤＣコンバータとして利用されている。
【００１８】
図１に示すごとく、電力変換装置１は、フィルタコンデンサ１４と、リアクトル１３と、平滑用のコンデンサ１５とを備える。また、第１半導体素子対１１は上アームに配され、第２半導体素子対１２は下アームに配されている。本形態では、下アームに配された第２半導体素子対１２のＩＧＢＴ４をスイッチング動作させ、これにより、直流電源８の直流電圧を昇圧するよう構成されている。
【００１９】
電力変換装置１の出力端子１８、１９は、図９に示すごとく、インバータ１７に接続される。インバータ１７は、三相交流モータ８１に接続している。また、本形態の電力変換装置１は、昇圧放電モードと降圧充電モードとを行うことが可能に構成されている。昇圧放電モードでは、直流電源８の直流電圧を昇圧し、インバータ１７に加える。インバータ１７は、昇圧後の直流電力を交流電力に変換する。この交流電力を用いて、三相交流モータ８１を駆動させ、上記車両を走行するよう構成されている。また、降圧充電モードでは、三相交流モータ８１から供給される電力を用いて、直流電源８を充電する。
【００２０】
図１に示すごとく、昇圧放電モードでは、まず、ＭＯＳＦＥＴ２をオフにし、ＩＧＢＴ４をオンする。このようにすると、直流電源８からリアクトル１３に電流が流れ、リアクトル１３にエネルギーが蓄えられる。
【００２１】
その後、図２に示すごとく、ＩＧＢＴ４をオフする。このようにすると、リアクトル１３に蓄えられたエネルギーが開放され、リアクトル１３から、電流Ｉが流れる。電流Ｉは、ワイドバンドギャップダイオード３を通り、出力端子１８から出力される。
【００２２】
また、本形態の制御回路部６は、ＩＧＢＴがオフしている期間に、ＭＯＳＦＥＴ２をオンするよう構成されている。ＭＯＳＦＥＴ２をオンすると、リアクトル１３の電流ＩがＭＯＳＦＥＴ２を流れる。ＭＯＳＦＥＴ２はソースからドレインに電流Ｉを流すことができるため、このような制御が可能になる。
【００２３】
図３に、昇圧放電モードにおける、電力変換装置１のタイミング図を示す。同図に示すごとく、ＩＧＢＴ４はオンオフを繰り返す。ＩＧＢＴ４がオフしている期間に、ＭＯＳＦＥＴ２がオンする。より詳しくは、例えば時刻ｔ１においてＩＧＢＴ４がオンからオフに切り替わり、所定時間を経過して時刻ｔ２となってから、ＭＯＳＦＥＴ２がオンになる。その後、時刻ｔ３においてＭＯＳＦＥＴ２がオフし、所定期間を経過して時刻ｔ４となってから、ＩＧＢＴ４が再びオンする。このような動作を繰り返す。
【００２４】
時刻ｔ１〜ｔ２、ｔ３〜ｔ４の期間は、いわゆるデッドタイムとして設けられている。これにより、ＭＯＳＦＥＴ２とＩＧＢＴ４が同時にオンして短絡することを防止している。また、時刻ｔ１〜ｔ２、ｔ３〜ｔ４の期間は、ＭＯＳＦＥＴ２がオンしていないため、リアクトル１３の電流Ｉは、主にワイドバンドギャップダイオード３に流れる。電流Ｉの一部は、ＭＯＳＦＥＴ２に形成されたボディダイオード２０（図２参照）にも流れる。
【００２５】
又、時刻ｔ２〜ｔ３の間は、ＭＯＳＦＥＴ２がオンするため、リアクトル１３の電流Ｉは、オン抵抗が小さいＭＯＳＦＥＴ２に主に流れる。
【００２６】
次に、降圧充電モードについて説明する。上述したように、本形態の電力変換装置１は、直流電源８を充電する降圧充電モードを行うよう構成されている。図４に示すごとく、降圧充電モードでは、制御回路部６は、ＩＧＢＴ４をオフした状態で、ＭＯＳＦＥＴ２をオンする。このようにすると、負荷側からリアクトル１３に電流が流れ、リアクトル１３にエネルギーが蓄えられる。その後、図５に示すごとく、ＩＧＢＴ４をオフしたまま、ＭＯＳＦＥＴ２をオフする。このようにすると、リアクトル１３に蓄えられたエネルギーが解放され、リアクトル１３から直流電源８へ電流が流れる。そのため、直流電源８が充電される。電流（リアクトル１３の還流電流ＩF）は、シリコンダイオード５を流れる。
【００２７】
図６に、降圧充電モードを行うときのタイミング図を示す。同図に示すごとく、ＩＧＢＴ４をオフしたまま、ＭＯＳＦＥＴ２のオンオフを繰り返す。ＭＯＳＦＥＴ２がオンしている期間は、ＭＯＳＦＥＴに電流が流れる。また、ＭＯＳＦＥＴ２がオフしている期間は、シリコンダイオード５に電流が流れる。
【００２８】
一方、本形態の制御回路部６は、直流電源８の直流電圧を昇圧することなく出力する非昇圧放電モードを行うことが可能に形成されている。非昇圧放電モードは、例えば、インバータ１７（図９参照）を用いて、直流電源８の直流電力をそのまま交流電力に変換すれば、三相交流モータ８１を駆動できる場合に行う。
【００２９】
図７に示すごとく、非昇圧放電モードでは、ＩＧＢＴ４をオフし、ＭＯＳＦＥＴ２をオンし続ける。このようにすると、直流電源８から電流Ｉが、リアクトル１３を通り、さらにＭＯＳＦＥＴ２を主に流れて、出力される。電流Ｉの一部は、ワイドバンドギャップダイオード３にも流れる。非昇圧放電モードでは、ＩＧＢＴ４をオフし続けるため、昇圧されない。
【００３０】
図８に、非昇圧放電モードにおけるタイミング図を示す。同図に示すごとく、非昇圧放電モードでは、ＩＧＢＴ４をオフし続け、ＭＯＳＦＥＴ２をオンし続ける。ＭＯＳＦＥＴ２には、一定の電流ＩMOSが流れ続ける。また、電流の一部はＭＯＳＦＥＴ２に逆並列に構成されているワイドバンドギャップダイオード３にも流れる。
【００３１】
次に、本形態の作用効果について説明する。図１に示すごとく、本形態では、ワイドバンドギャップ半導体からなるＭＯＳＦＥＴ２と、ダイオード（ワイドバンドギャップダイオード３）とを逆並列接続して、第１半導体素子対１１を形成してある。また、シリコン半導体からなるＩＧＢＴ４と、ダイオード（シリコンダイオード５）とを逆並列接続して、第２半導体素子対１２を形成してある。そして、これらの半導体素子対１１、１２を直列に接続してある。
そのため、全ての素子をワイドバンドギャップ半導体によって形成する必要がなくなり、素子の一部を、価格の低いシリコン半導体によって形成することができる。したがって、電力変換装置１の製造コストを低減できる。
【００３２】
また、本形態では、ワイドバンドギャップ半導体からなるＭＯＳＦＥＴ２を用いている。ワイドバンドギャップ半導体からなるＭＯＳＦＥＴ２は、拡散電位が存在しないため、オン抵抗が小さい。そのため、このＭＯＳＦＥＴ２を用いることにより、電力変換装置１の損失を低減することが可能となる。
【００３３】
また、本形態では、ワイドバンドギャップダイオード３として、ショットキーバリアダイオードを用いている。
ショットキーバリアダイオードは、リカバリー電流が流れない。そのため、ショットキーバリアダイオードを用いることにより、リカバリー損を低減することができる。また、ＭＯＳＦＥＴ２に逆方向に電流が流れるときに、ＭＯＳＦＥＴ２のボディダイオード２０とワイドバンドギャップダイオード３とに電流を分けて流すことができる。そのため、ＭＯＳＦＥＴ２のボディダイオード２０に大きな電流が流れにくくなり、製造コストの高いＭＯＳＦＥＴ２を小型化できる。そのため、電力変換装置１の製造コストを低減できる。
【００３４】
また、本形態の電力変換装置１は、図１、図２に示すごとく、第１半導体素子対１１を上アームに配置し、第２半導体素子対１２を下アームに配置してある。そして、下アームに配された第２半導体素子対１２のＩＧＢＴ４をスイッチング動作させることにより、直流電源８の直流電圧を昇圧するよう構成されている。
このようにすると、昇圧放電モードにおいて、実燃費領域のような昇圧比が低い場合は、上アームを導通する時間が長いため、シリコンのダイオードより低い抵抗値を有するワイドバンドギャップダイオード３に、出力電流ＩOを長時間流すことができ、昇圧放電モードの損失を低減できる。ここで仮に、第２半導体素子対１２を上アームに配置（図１５参照）したとすると、シリコンダイオード５が上アームに配されるため、出力電流ＩOはシリコンダイオード５を通らざるを得ず、実燃費領域のような昇圧比が低い場合は、低い抵抗値で出力電流ＩOを流しにくくなる。これに対して、図２に示すごとく、本形態のように、第１半導体素子対１１を上アームに配置すれば、電流を流しやすいワイドバンドギャップダイオード３を上アームに設けることができ、出力電流ＩOを、低い抵抗値のワイドバンドギャップダイオード３を介して出力できる。
【００３５】
また、本形態の電力変換装置１は、図２、図３に示すごとく、昇圧放電モードにおいて、ＩＧＢＴ４がオフした期間に、ＭＯＳＦＥＴ２をオンしている。
そのため、出力電流ＩOをＭＯＳＦＥＴ２に流すことができ、ワイドバンドギャップダイオード３に流れる出力電流ＩOの量を低減できる。したがって、製造コストが高いワイドバンドギャップダイオード３を小型化でき、電力変換装置１の製造コストを低減できる。
【００３６】
また、図７、図８に示すごとく、本形態の電力変換装置１は、非昇圧放電モードにおいて、ＩＧＢＴ４をスイッチング動作せず、ＭＯＳＦＥＴ２をオンし続けるよう構成されている。
そのため、非昇圧放電モードにおける出力電流ＩOをＭＯＳＦＥＴ２に流すことができ、ワイドバンドギャップダイオード３に流れる出力電流ＩOの量を低減できる。したがって、製造コストが高いワイドバンドギャップダイオード３を小型化でき、電力変換装置１の製造コストを低減できる。
【００３７】
以上のごとく、本形態によれば、損失を低減でき、かつ製造コストを低減できる電力変換装置を提供することができる。
【００３８】
なお、本形態では、ＭＯＳＦＥＴ２及びワイドバンドギャップダイオード３を構成するワイドバンドギャップ半導体として、ＳｉＣを用いているが、本発明はこれに限るものではなく、ＧａＮやダイヤモンド等を用いることもできる。
【００３９】
以下の実施形態においては、図面に用いた符号のうち、実施形態１において用いた符号と同一のものは、特に示さない限り、実施形態１と同様の構成要素等を表す。
【００４０】
（実施形態２）
本形態は、図１０に示すごとく、ＭＯＳＦＥＴ２に、補助スイッチング素子７を並列接続した例である。補助スイッチング素子７は、シリコン半導体からなるバイポーラ型トランジスタである。ここでバイポーラ型トランジスタとは、バイポーラトランジスタ、又はＩＧＢＴを意味する。
【００４１】
本形態の電力変換装置１は、昇圧放電モードでは、図１０、図１１に示すごとく、ＩＧＢＴ４をスイッチング動作させる。そして、ＩＧＢＴ４をオンする期間（図１０参照）はＭＯＳＦＥＴ２をオフし、ＩＧＢＴ４をオフする期間（図１１参照）はＭＯＳＦＥＴ２をオンする。補助スイッチング素子７はエミッタからコレクタに電流が流れないため、ＭＯＳＦＥＴ２をオンするときに補助スイッチング素子７をオフする。なお、このとき、補助スイッチング素子７をオンしてもよい。
【００４２】
図１１に示すごとく、ＩＧＢＴ４をオフし、ＭＯＳＦＥＴ２をオンすると、リアクトル１３の電流Ｉは、主にＭＯＳＦＥＴ２に流れる。また、電流Ｉの一部は、ワイドバンドギャップダイオード３にも流れる。
【００４３】
また、降圧充電モードでは、図１２に示すごとく、ＭＯＳＦＥＴ２及び補助スイッチング素子７を同時にスイッチング動作させる。そのため、ＭＯＳＦＥＴ２と補助スイッチング素子７との双方に電流を流すことができ、充電電流ＩCの量を増やすことができる。また、補助スイッチング素子７に電流を流すことができるため、ＭＯＳＦＥＴ２に流れる電流の量を低減できる。そのため、製造コストが高いＭＯＳＦＥＴ２を小型化でき、電力変換装置１の製造コストを低減できる。
その他、実施形態１と同様の構成および作用効果を備える。
【００４４】
なお、本形態では、補助スイッチング素子７をシリコン半導体によって形成したが、本発明はこれに限るものではなく、補助スイッチング素子７をワイドバンドギャップ半導体によって形成してもよい。
【００４５】
（実施形態３）
本形態は、補助スイッチング素子７の構成を変更した例である。図１３に示すごとく、本形態では、補助スイッチング素子７に、還流用のダイオード７０を逆並列接続してある。これらダイオード７０と補助スイッチング素子７とは、１個の半導体チップ７９に形成されている。そして、図１４に示すごとく、上記半導体チップ７９と、ＭＯＳＦＥＴ２と、ワイドバンドギャップダイオード３とによって、半導体モジュール１６を構成してある。
その他、実施形態２と同様の構成および作用効果を備える。
【００４６】
（参考形態４）
本形態は、第１半導体素子対１１と第２半導体素子対１２との位置関係を変更した例である。図１５に示すごとく、本形態では、第１半導体素子対１１を下アームに配置し、第２半導体素子対１２を上アームに配置してある。
その他、実施形態１と同様の構成および作用効果を備える。
【００４７】
（参考形態５）
本形態は、図１６に示すごとく、第１半導体素子対１１を下アームに配置し、さらに、ＭＯＳＦＥＴ２に補助スイッチング素子７を並列接続した例である。補助スイッチング素子７はＩＧＢＴである。
【００４８】
本形態では、昇圧放電モードにおいて、出力電流ＩOが予め定められた値よりも高い場合は、図１６、図１７に示すごとく、ＭＯＳＦＥＴ２と補助スイッチング素子７とを両方ともスイッチング動作させる。これにより、電流を、ＭＯＳＦＥＴ２と補助スイッチング素子７との双方に流すよう構成してある。これによって、ＭＯＳＦＥＴ２を単独で用いる場合よりも、多くの電流を流し、高い出力電流ＩOを得られるようにしている。
【００４９】
また、出力電流ＩOが予め定められた値よりも少ない場合は、ＭＯＳＦＥＴ２のみスイッチング動作させる。これにより、スイッチング損失をより低減するよう構成されている。すなわち、図１８に示すごとく、ＩＧＢＴは、オフするときに電流Ｉが速く低減せず、徐々に低減することがある。そのため、電流が徐々に低減する期間で、損失Ｐが余分に発生してしまう。出力電流ＩOが低いときは、この損失Ｐが、全体の損失に占める割合が高くなる。
【００５０】
これに対して、ＭＯＳＦＥＴ２は、図１９に示すごとく、オフする際に、電流Ｉが急速に低減する。そのため、ＩＧＢＴと比べて、損失Ｐが少ない。したがって、出力電流ＩOが低いときは、ＭＯＳＦＥＴ２のみをスイッチング動作させることにより、損失Ｐを抑制することが可能になる。
その他、実施形態１と同様の構成および作用効果を備える。
【００５１】
（参考形態６）
本形態は、電力変換装置１の回路構成を変更した例である。図２０に示すごとく、本形態では、複数の第１半導体素子対１１と、複数の第１半導体素子対１２とによって、インバータ回路１００を構成してある。このインバータ回路１００を用いて、直流電源８から供給される直流電力を交流電力に変換している。そして、得られた交流電力を用いて、三相交流モータ８１を駆動している。
【００５２】
電力変換装置１を駆動すると、下アームのＩＧＢＴ４がオフしたときに、上アーム側に還流電流が流れる。本形態の制御回路部６は、還流電流が発生する期間にＭＯＳＦＥＴ２をオンし、このＭＯＳＦＥＴ２に還流電流を流すようにしている。これにより、ワイドバンドギャップダイオード３に流れる還流電流の量を低減している。そのため、ワイドバンドギャップダイオード３を小型化でき、電力変換装置１の製造コストを低減できる。
その他、実施形態１と同様の構成および作用効果を備える。
【００５３】
（参考形態７）
本形態では、図２１、図２２に示すごとく、第１半導体素子対１１を下アームに配置し、第２半導体素子対１２を上アームに配置し、かつ降圧充電モードを行うことができるよう構成した例である。降圧充電モードでは、上アームのＩＧＢＴ４をオンし、下アームのＭＯＳＦＥＴ２をオフする期間（図２１参照）と、上アームのＩＧＢＴ４をオフし、下アームのＭＯＳＦＥＴ２をオンする期間（図２２参照）とを繰り返す。
【００５４】
図２１に示すごとく、ＩＧＢＴ４をオンすると、負荷から電流Ｉが流れ、リアクトル１３にエネルギーが蓄えられる。また、図２２に示すごとく、ＩＧＢＴ４をオフすると、リアクトル１３に蓄えられたエネルギーが開放され、電流Ｉが流れる。この電流Ｉにより、直流電源８を充電している。このとき、上述したように、ＭＯＳＦＥＴ２がオンになる。そのため、リアクトル１３の還流電流ＩFは、ワイドバンドギャップ半導体３とＭＯＳＦＥＴ２とに流れる。これにより、還流電流ＩFを多く流し、損失を低減するようにしている。
その他、実施形態１と同様の構成および作用効果を備える。
【００５５】
（実施形態８）
本形態は、負荷から供給される直流電力を、降圧することなく直流電源８に伝え、該直流電源８を充電する非降圧充電モードを行うよう構成した例である。図２３に示すごとく、非降圧充電モードでは、制御回路部６は、下アームのＩＧＢＴ４をオフし、上アームのＭＯＳＦＥＴ２をオンし続ける。このようにすると、電流Ｉ（充電電流ＩC）が負荷からＭＯＳＦＥＴ２に流れ、さらにリアクトル１３を通って、直流電源８に流れる。そのため、直流電源８が充電される。
【００５６】
図２４に、非降圧充電モードを行うときのタイミング図を示す。同図に示すごとく、非降圧充電モードを行う際は、下アームのＩＧＢＴ４をオフし続け、上アームのＭＯＳＦＥＴ２をオンし続ける。また、非降圧充電モードでは、ＭＯＳＦＥＴ２に充電電流ＩCが、直流電源８を充電する向きに流れる。
【００５７】
本形態の作用効果について説明する。本形態では、非降圧充電モードにおいて、上アームに配したＭＯＳＦＥＴ２をオンし続けている。そのため、オン抵抗が低い、ワイドバンドギャップ半導体からなるＭＯＳＦＥＴ２に充電電流ＩCを流すことができる。したがって、非降圧充電モードにおける損失を低減することができる。
その他、実施形態１と同様の構成および作用効果を備える。
【符号の説明】
【００５８】
１  電力変換装置
１１  第１半導体素子対
１２  第２半導体素子対
２  ＭＯＳＦＥＴ
３  ワイドバンドギャップダイオード
４  ＩＧＢＴ
５  シリコンダイオード
６  制御回路部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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