(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１磁性コアと、当該第１磁性コアに巻かれた第１検出コイルと、を有し、当該第１磁性コアに励磁用交流電流及び励磁用直流電流が印加され、延在方向の磁界に応じた検出電圧を出力する第１センサヘッドと、
第２磁性コアと、当該第２磁性コアに巻かれた第２検出コイルと、を有し、当該第２磁性コアに励磁用交流電流及び励磁用直流電流が印加され、延在方向の磁界に応じた検出電圧を出力する第２センサヘッドと、
前記第１センサヘッドが出力する検出電圧と、前記第２センサヘッドが出力する検出電圧と、の合成電圧が入力され、当該合成電圧に応じた勾配磁界検出信号を出力するセンサ回路と、
を備え、
前記第１センサヘッド及び前記第２センサヘッドは、
互いに離間されながら、各々の延在方向が同一軸線上又は平行となるように配置されるとともに、同一方向の磁界に対して出力する前記検出電圧が互いに打ち消し合うように接続されており、
前記第１磁性コア、前記第２磁性コアの少なくとも一方に印加される前記励磁用直流電流を、独立に変更可能とする励磁調整部を更に備える
勾配磁界センサ。
【請求項２】
前記第１検出コイル及び前記第２検出コイルは、各々の一端が結線され、前記第１検出コイルの他端がグラウンドに接続され、前記第２検出コイルの他端が前記センサ回路に接続されている
請求項１に記載の勾配磁界センサ。
【請求項３】
前記センサ回路は、
帰還抵抗を有する負帰還回路であって、前記合成電圧に応じて当該帰還抵抗間に生ずる電圧の変位を前記勾配磁界検出信号として出力する
請求項１又は請求項２に記載の勾配磁界センサ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、勾配磁界センサに関する。
本願は、２０１３年１０月２２日に、日本に出願された特願２０１３−２１９０１６号に基づき優先権を主張し、その内容をここに援用する。
【背景技術】
【０００２】
心磁界計測は、心疾患等の早期発見に有効な手段である。現在は、ＳＱＵＩＤ（Superconducting QUantum Interference Device）を用いた測定システムが用いられているが、これは、冷却のための液体ヘリウムが高価で保冷のためのデュワーが大型になるだけでなく、シールドルームも必要となり、多大な導入・運転コストがかかる。このため、心磁界測定技術の普及の妨げとなっている。【０００３】
一方、ＳＱＵＩＤに代わる、種々センサを用いた心磁界計測に関する研究が行われている（非特許文献１〜３参照）。特に、冷却・加熱を一切必要としない、基本波型直交フラックスゲートセンサを用いた心磁界計測が試みられている（非特許文献４参照）。例えば、基本波型直交フラックスゲートセンサは、交流の励磁電流（励磁用交流電流）にその振幅値よりも大きな直流電流（励磁用直流電流）をバイアスとして与えたものを、磁性ワイヤに通電する。これにより、バルクハウゼンノイズが大幅に低減されるだけでなく高感度化も達成でき（非特許文献５参照）、１Ｈｚにおいて１．８ｐＴ／√Ｈｚの分解能が得られている（非特許文献６参照）。【０００４】
その他、フラックスゲートセンサに関する種々の技術が提案されている（非特許文献７〜非特許文献１２参照）。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】M. Pannetier-Lecoeur, L. Parkkonen, N. Sergeeva-Chollet, H. Polovy, C. Fermon, and C. Fowley : “Magnetocardiography with sensors based on giant magnetoresistance”, PHYSICS LETTERS 98, 153705"(2011)
【非特許文献２】Svenja Knappe, Tilmann H. Sander, Olaf Kosch, Frank Wiekhorst, John Kitching, and Lutz Trahms : “Cross-validation of microfabricated atomic magnetometers with superconducting quantum interference devices for biomagnetic applications” PHYSICS LETTERS 97, 133703 (2010)
【非特許文献３】G. Bison, N. Castagna, A. Hofer, P. Knowles, J.-L. Schenker, M. Kasprzak, H. Saudan, and A. Weis : “A room temperature 19-channel magnetic field mapping device for cardiac signals”, PHYSICS LETTERS 95, 173701 (2009)
【非特許文献４】原田翔夢・笹田一郎・韓峰：「一次元フラックスゲートアレイの製作と心臓磁界測定への適用」，電気学会論文誌A，Vol.133，No.6 pp.333-338 (2013)
【非特許文献５】I.Sasada :“Orthogonal fluxgate mechanism operated with dc biased excitation” Journal of Applied Physics, Vol.91, No.10, (2002) 7789-7791
【非特許文献６】M.Butta, and I.Sasada, : “Orthogonal Fluxgate With Annealed Wire Core”, IEEE TRANSACTIONS ON MAGNETICS, Vol.49, No.1, pp.62-65 (2013)
【非特許文献７】Jose M.G.Merayo, P.Brauer, and F.Primdahl : “Triaxial fluxgate gradiometer of high stability and linearity”, SENSORS AND ACTUATORS A-PHYSICAL, Vol.120, No.1, pp.71-77 (2005)
【非特許文献８】P.Ripka, and P.Navratil : “Fluxgate sensor for magnetopneumometry”, SENSORS AND ACTUATORS A-PHYSICAL Vol.60, No.1-3, pp.76-79(1997)
【非特許文献９】J.Tomek, A.Platil, P.Ripka, and P.Kaspar: “Application of fluxgate gradiometer in magnetopneumography”, SENSORS AND ACTUATORS A-PHYSICAL Vol.132, No.1, pp.214-217(2006)
【非特許文献１０】笹田一郎・村上雅則：「負帰還構成にした基本波型直交フラックスゲートの動作と特性」，電気学会研究会資料，MAG-08-133 (2008)
【非特許文献１１】I.Sasada and Y.Nakashima :“Planar coil system consisting of three coil pairs for producing a uniform magnetic field”, J. Appl.Phys., Vol.99, No.8 (2006)
【非特許文献１２】Y.Nakashima, Y.Suzuki, I.Sasada, M.Shimada, and T.Takeda :“Experimental Study of the Active Compensation to a Full-SizeSeparate-Shell Magnetic Shield”, IEEE TRANSACTIONS ON MAGNETICS, Vol.46, No.6 (2010)
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかし、このセンサを十分に活用するためには、外部からの磁気雑音を十分に遮蔽する必要がある。このため、ＳＱＵＩＤ心磁計でも用いられている、グラディオメータの構成でフラックスゲートを再構成することが望まれる。フラックスゲートセンサを用いて、差動出力を得るグラディオメータについての報告（非特許文献７、８参照）はすでにあり、肺磁図計測に応用された例がある（非特許文献９参照）。しかし、ここで報告されているものは２つのセンサからの出力を同期検波後に回路で差動化しているため分解能が稼げず、又は、シングルコアの平行フラックスゲートセンサをグラディオメータとしているので、検出コイルのわずかなずれが一様磁界の低減効果を劣化させてしまい、その調整が困難である。【０００７】
また、液体ヘリウムで４．２ケルビン（＝−２６９℃）に冷却される超伝導コイルを用いれば磁界の差に比例する電流を生成することができ、これを利用した差動型のピックアップコイルが知られているが、差を取る精度は２つの円形コイルの形状の整合によって制限され、Ｈは１／５０〜１／１００程度に低減される程度である。また、冷却のためのコストは極めて大きい。【０００８】
本発明は、容易かつ高感度に微弱磁界を測定することができる勾配磁界センサを提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の第１の態様によれば、勾配磁界センサは、第１磁性コアと、当該第１磁性コアに巻かれた第１検出コイルと、を有し、当該第１磁性コアに励磁用交流電流及び励磁用直流電流が印加され、延在方向の磁界に応じた検出電圧を出力する第１センサヘッドと、第２磁性コアと、当該第２磁性コアに巻かれた第２検出コイルと、を有し、当該第２磁性コアに励磁用交流電流及び励磁用直流電流が印加され、延在方向の磁界に応じた検出電圧を出力する第２センサヘッドと、前記第１センサヘッドが出力する検出電圧と、前記第２センサヘッドが出力する検出電圧と、の合成電圧が入力され、当該合成電圧に応じた勾配磁界検出信号を出力するセンサ回路と、を備え、前記第１センサヘッド及び前記第２センサヘッドは、互いに離間されながら、各々の延在方向が同一軸線上又は平行となるように配置されるとともに、同一方向の磁界に対して出力する前記検出電圧が互いに打ち消し合うように接続されており、前記第１磁性コア、前記第２磁性コアの少なくとも一方に印加される前記励磁用直流電流を、独立に変更可能とする励磁調整部を更に備える。
【００１０】
また、本発明の第２の態様によれば、前記第１検出コイル及び前記第２検出コイルは、各々の一端が結線され、前記第１検出コイルの他端がグラウンドに接続され、前記第２検出コイルの他端が前記センサ回路に接続されている。【００１２】
また、本発明の第３の態様によれば、前記センサ回路は、帰還抵抗を有する負帰還回路であって、前記合成電圧に応じて当該帰還抵抗間に生ずる電圧の変位を前記勾配磁界検出信号として出力する。
【発明の効果】
【００１３】
上述の勾配磁界センサによれば、容易かつ高感度に微弱磁界を測定することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】第１の実施形態に係る勾配磁界センサの機能構成を示す図である。
【図２】第１の実施形態に係る勾配磁界センサの調整方法を説明する図である。
【図３】第１の実施形態に係るセンサヘッドの構成を説明する第１の図である。
【図４】第１の実施形態に係るセンサヘッドの構成を説明する第２の図である。
【図５】第１の実施形態に係るセンサヘッドの構成を説明する第３の図である。
【図６Ａ】第１の実施形態に係る勾配磁界センサの評価方法を説明する第１の図である。
【図６Ｂ】第１の実施形態に係る勾配磁界センサの評価方法を説明する第２の図である。
【図７】第１の実施形態に係る勾配磁界センサの評価結果を説明する第１の図である。
【図８】第１の実施形態に係る勾配磁界センサの評価結果を説明する第２の図である。
【図９】第１の実施形態に係る勾配磁界センサの評価結果を説明する第３の図である。
【図１０】第２の実施形態に係るセンサヘッドの構成を説明する図である。
【図１１】第２の実施形態に係る勾配磁界センサの評価結果を説明する第１の図である。
【図１２】第２の実施形態に係る勾配磁界センサの評価結果を説明する第２の図である。
【図１３】第２の実施形態に係る勾配磁界センサの評価結果を説明する第３の図である。
【図１４】対比例に係る勾配磁界センサの機能構成を示す図である。
【図１５】各実施形態の変形例に係る勾配磁界センサの調整方法を説明する図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
＜第１の実施形態＞
以下、第１の実施形態に係る勾配磁界センサについて図面を参照しながら説明する。
【００１６】
図１は、第１の実施形態に係る勾配磁界センサの機能構成を示す図である。
図１に示すように、第１の実施形態に係る勾配磁界センサ４（グラディオメータ）は、いわゆる基本波型直交フラックスゲートセンサヘッド（ＦＭ−ＯＦＧ：fundamental mode orthogonal fluxgate）を構成する２つのセンサヘッド１、２と、フラックスゲートセンサ回路３（センサ回路）と、を備えている。
【００１７】
センサヘッド１（第１センサヘッド）は、磁性コア１１０（第１磁性コア）と、検出コイル１１（第１検出コイル）と、を有してなる。また、センサヘッド２（第２センサヘッド）は、磁性コア１２０（第２磁性コア）と、検出コイル１２（第２検出コイル）と、を有してなる。
磁性コア１１０及び磁性コア１２０は、例えば、Ｕ字型（又はヘアピン型）に形成されたＣｏ基アモルファスワイヤにより構成される。なお、他の実施形態において、磁性コア１１０及び磁性コア１２０（磁性ワイヤ）に用いる材料は、導電率が高く適切な軟磁性を有する材料であればこれに限定されない。
検出コイル１１は、磁性コア１１０の周囲を包むように、その延在方向（Ｚ軸線）回りに巻かれてなるコイルである。同様に、検出コイル１２は、磁性コア１２０の周囲を囲うように、その延在方向回りに巻かれてなるコイルである。
検出コイル１１及び検出コイル１２は、例えば、巻き数が１０００巻とされる。
【００１８】
本実施形態において、センサヘッド１及びセンサヘッド２は、各々の磁性コア（磁性コア１１０、１２０）の延在方向が同一軸（Ｚ軸）線上となるように配置される。このとき、センサヘッド１とセンサヘッド２とは、離間距離ｌだけ離れて配置される（図１参照）。なお、−Ｚ方向側（紙面下方側）に配されるセンサヘッドをセンサヘッド１とし、＋Ｚ方向側（紙面上方側）に配されるセンサヘッドをセンサヘッド２とする。
【００１９】
図１に示すように、磁性コア１１０と磁性コア１２０とは、交流電源ＶＥＸと、その振幅より大きな値を持つ直流電源Ｅと、直列に接続される。交流電源ＶＥＸ及び直流電源Ｅが、磁性コア１１０、磁性コア１２０に対し所定の交流電圧及び直流電圧を印加して通電することで、センサヘッド１、２が励磁される。これにより、センサヘッド１、２は、各々の延在方向に沿う磁界に応じた検出電圧を出力可能な、いわゆる直交フラックスゲートセンサ（基本波型直交フラックスゲート（ＭＦ−ＯＦＧ：Fundamental mode orthogonal fluxgate））をなす。これにより、バルクハウゼンノイズの低減及びセンサの高感度化を図ることができる。
【００２０】
また、図１に示すように、検出コイル１１と、検出コイル１２とは、直列接続となるように各々の一端が電気配線で結線される。また、検出コイル１２の他端側がフラックスゲートセンサ回路３に接続されるとともに、検出コイル１１の他端側がグラウンドに接続される。また、検出コイル１１と、検出コイル１２とは、同一方向の磁界に対して生じる誘起電圧（検出電圧Ｖ１、Ｖ２）が互いに打ち消し合うように（互いの極性が逆向きとなるように）接続される。これにより、同一方向の磁界に対しては、センサヘッド１の検出電圧Ｖ１及びセンサヘッド２の検出電圧Ｖ２の合成電圧（センサ出力）として、それぞれのセンサヘッド１、２から出力される検出電圧の差分を取ったもの（Ｖ２−Ｖ１）が現れる。
このようにすることで、遠方から到達してくるような一様磁気雑音に関しては、センサヘッド１、２の両方で同様にピックアップされてセンサ出力には現れない。しかし、心磁界の様に局所的な磁界に対しては、一方のセンサヘッド（例えば、センサヘッド２）でのみピックアップされるので、センサ出力として観測される。これにより、一様磁気雑音を除去して信号を検出する事ができるようになり、対雑音性能を向上させることができる。
【００２１】
フラックスゲートセンサ回路３は、同期検波回路３０（ＰＳＤ：Phase Sensitive Detector）、平滑回路３１（smoothing filter）、誤差増幅器３２（Error Amplifier）、及び、ローパスフィルタ３３を有して負帰還回路（非特許文献１０参照）を構成する。
センサヘッド１、２からのセンサ出力Ｖ２−Ｖ１は、コンデンサＣ、同期検波回路３０（ＰＳＤ：Phase Sensitive Detector）及び平滑回路３１（smoothing filter）を通じて、センサ出力Ｖ２−Ｖ１に応じた一定電圧となって、誤差増幅器３２（Error Amplifier）に送られる。その後、誤差増幅器３２への入力（センサ出力Ｖ２−Ｖ１）が０になるように、帰還抵抗Ｒｆを通して帰還電流ｉｆが検出コイル１１、１２に流れる。このときに帰還抵抗Ｒｆ間に生じる電圧の変位（勾配磁界検出信号Ｖｏ）がセンサ出力Ｖ２−Ｖ１に相当する。なお、同期検波回路３０で生じるスイッチングリプルを低減するため、勾配磁界検出信号Ｖｏは、ローパスフィルタ３３を介して出力される。
負帰還電流ｉｆは、センサヘッド１においては磁性コア１１０への入力磁界Ｈを強める方向に磁界ｎ・ｉｆを生成し、センサヘッド２においては入力磁界Ｈ＋ｌＧを打ち消す方向に磁界ｎ・ｉｆを生成する。
【００２２】
ここで、上述した負帰還構成のフラックスゲートセンサ回路３を用いた場合に、一様磁界Ｈの環境下で磁界勾配Ｇを検出すると仮定する。すると、センサヘッド１において検出される磁界の大きさΔＨ１と、センサヘッド２において検出される磁界の大きさΔＨ２は、次のように表される。ここで、以下の各式において“ｌ”は２つのセンサヘッド１、２間の離間距離ｌであり、“ｎ”は検出コイル１１、１２の巻き線密度ｎ、“ｉｆ”はフラックスゲートセンサ回路３からセンサヘッド１、２への帰還電流ｉｆを表している。
【００２３】
【数１】
0006472140.tif 000002
【００２４】
【数２】
0006472140.tif 000003
【００２５】
センサヘッド１とセンサヘッド２との検出感度は所定の係数Ｋで等しいとすると、センサヘッド１の検出電圧Ｖ１とセンサヘッド２の検出電圧Ｖ２とは、式（１）、（２）より次式で表される。
【００２６】
【数３】
0006472140.tif 000004
【００２７】
【数４】
0006472140.tif 000005
【００２８】
式（３）、（４）より、フラックスゲートセンサ回路３へ印加される検出コイル１１、１２のセンサ出力Ｖ２−Ｖ１は次式のようになる。
【００２９】
【数５】
0006472140.tif 000006
【００３０】
この時点で、一様磁界Ｈは除去されている事がわかる。負帰還構成のフラックスゲートセンサ回路３では、このセンサ出力Ｖ２−Ｖ１を０にするように負帰還電流ｉｆが流れる。これにより、負帰還電流は次のように導出される。
【００３１】
【数６】
0006472140.tif 000007
【００３２】
このとき、勾配磁界センサ４の最終出力である勾配磁界検出信号Ｖｏは、帰還抵抗Ｒｆにかかる電圧Ｒｆ・ｉｆより与えられるので、勾配磁界検出信号Ｖｏは、離間距離ｌ及び磁界勾配Ｇ（ｌＧ）に比例するが、一様磁界Ｈの影響は受けないことがわかる。このように、２つのセンサヘッド１、２をグラディオメータとすることで一様磁界Ｈを打ち消して、勾配磁界Ｇの検出が出来るということが式からも確認できる。外部磁気雑音は一様磁界Ｈに、心磁界等の局所磁界は磁界勾配Ｇに相当すると見なせるため、本実施形態に係る勾配磁界センサ４を使用する事で外部磁気雑音の影響を無くした信号検出が可能となる。
【００３３】
図２は、第１の実施形態に係る勾配磁界センサの調整方法を説明する図である。
次に、第１の実施形態に係る勾配磁界センサ４の感度の調整方法について、図２を参照しながら説明する。
第１の実施形態に係る勾配磁界センサ４によれば、一様磁界Ｈの影響をなくす事ができることを式（５）で示したが、この式（５）が成り立つのはセンサヘッド１とセンサヘッド２で感度（係数Ｋ）が完全に等しい場合である。センサヘッド１、２の感度が異なると、一様磁界Ｈは完全には打ち消されず、勾配磁界検出信号Ｖｏに影響を与える。実際のセンサヘッド１、２の感度は、磁性コア１１０、１２０の励磁条件を同じにしても製作時に生じる個体差によって、センサヘッド１、２で若干異なる。
【００３４】
本実施形態においては、磁性コア１１０、１２０への励磁電流を調整する方法が有効である。本実施形態に係る勾配磁界センサ４は、基本波型直交フラックスゲートをなすため、磁性コア１１０、１２０に対し、交流電源ＶＥＸによる交流電圧、及び、直流電源Ｅによる直流電圧をバイアスして、センサヘッド１、２を励磁している。基本波型直交フラックスゲートにおいては、励磁用交流電流（交流電源ＶＥＸの交流電圧の印加により流れる電流）を一定とした場合、センサヘッド１、２の感度（係数Ｋ）は、励磁用直流電流（直流電源Ｅの直流電圧の印加により流れる電流）に対し、単調減少の関係を有することが知られている。
そこで、本実施形態に係る勾配磁界センサ４のうち、図１に示す交流電源ＶＥＸ及び直流電源Ｅは、実際には、図２に示すような回路構成とされる。
【００３５】
図２に示すような回路構成によれば、交流電源ＶＥＸによる交流電圧は、抵抗Ｒ１を通じて、直列接続された磁性コア１１０、１２０の各々に印加される。これにより、磁性コア１１０、１２０には、抵抗Ｒ２、Ｒ３に基づく共通の交流電流Ｉａｃ（励磁用交流電流）が流れる。また、直流電源Ｅによる直流電圧も、直列接続された磁性コア１１０、１２０の各々に印加され、これにより、磁性コア１１０、１２０には、抵抗Ｒ２、Ｒ３に基づく共通の直流電流Ｉｄｃ１（励磁用直流電流）が流れる。
また、直流電源Ｅ’（実際には、バッテリー等）が出力する直流電圧は、可変抵抗Ｒｖを通じて磁性コア１２０にのみ印加される。これにより、磁性コア１１０には、可変抵抗Ｒｖに基づく直流電流Ｉｄｃ２（励磁用直流電流）が更に流れる。
このように、直流電源Ｅ’及び可変抵抗Ｒｖは、センサヘッド１の磁性コア１１０に印加される励磁用直流電流を、センサヘッド２に対し独立に変更可能とする励磁調整部として機能する。ただし、図２に示す回路構成は、センサヘッド１（センサヘッド２）の磁性コア１１０（１２０）に印加される励磁用直流電流を独立に変更可能とする手段の一例であって、図２に示す回路構成には限定されない。他の回路構成例については後述する（図１５参照）。
【００３６】
勾配磁界センサ４のオペレータは、可変抵抗Ｒｖの抵抗値を所望に設定することで、センサヘッド２の励磁を独立して調整することができる。即ち、センサヘッド２の感度（係数Ｋ）がセンサヘッド１の感度よりも大きいときは、直流電流Ｉｄｃ２を大きくする（可変抵抗Ｒｖの抵抗値を減少させる）ことで、センサヘッド１、２の感度を同一とすることができる。反対に、センサヘッド１の感度（係数Ｋ）がセンサヘッド２の感度よりも大きいときは、直流電流Ｉｄｃ２を小さくする（可変抵抗Ｒｖの抵抗値を増加させる）ことで、センサヘッド１、２の感度を同一とすることができる。
【００３７】
図３、図４、図５は、ぞれぞれ、第１の実施形態に係るセンサヘッドの構成を説明する第１の図、第２の図、第３の図である。
図３は、センサヘッド１の構成例を示す写真である。図３に示すように、検出コイル１１、１２の延在方向の長さ（センサヘッド長Ｌ）は、例えば３０ｍｍとされる。また、検出コイル１１、１２の延直径は、例えば３ｍｍとされる。
図４は、２つのセンサヘッド１、２の配置例を示している。本実施形態においては、センサヘッド１、２は、図４に示すように、同軸線上（Ｚ軸線上、図１参照）に離間距離ｌをもって配される。離間距離ｌは、具体的には、センサヘッド１、２各々の中心位置間の距離であって、例えば５０ｍｍとされる。
図５は、２つのセンサヘッド１、２のホルダーの例を示している。図５に示すように、２つのセンサヘッド１、２を精確に同一軸線上（図４参照）に配置できるように、プラスチックカバー内にセンサヘッド１、２の２個を格納している。なお、本実施形態においては、図５左側に配される突起にはセンサヘッド１が格納されており、図５右側のプラスチックカバー本体には、センサヘッド２が格納されている。
【００３８】
交流電源ＶＥＸは、例えば、１００ｋＨｚで実効値１２ｍＡの交流電流（励磁用交流電流）が流れるように調整される。また、直流電源Ｅは、約４０ｍＡの直流電流が流れるように調整される。
【００３９】
図６Ａ、図６Ｂは、それぞれ、第１の実施形態に係る勾配磁界センサの評価方法を説明する第１の図、第２の図である。
勾配磁界センサ４の評価には、三組の円形コイルを組み合わせたヘルムホルツコイル５（非特許文献１１参照）を使用している。ヘルムホルツコイル５は、左右のコイルで同じ向きに励磁電流ｉｅを流すと一様磁界を発生させる事ができる（図６Ａ）。本評価例では、例えば、３．５ｍＡの励磁電流ｉｅで、１．０μＴの一様磁界を発生させることができる。
一方、励磁電流ｉｅを逆向きに電流を流すと、ヘルムホルツコイル５間の中心の磁界を０とした磁界勾配を発生させる事ができる（図６Ｂ）。３．５ｍＡの励磁電流ｉｅで、２．２５μＴ／ｍの磁界勾配を発生させることができる。
なお、評価において、一様磁界の環境ノイズ成分を除去するため、ヘルムホルツコイル５には、例えば、５Ｈｚの交流電流を流して評価を行う。また、地磁気の影響を避けるため、センサヘッド１、２の延在方向（Ｚ軸、図１参照）が東西を向くように配置している。
実際に、ヘルムホルツコイルを用いて勾配磁界を発生させて、勾配磁界に対する勾配磁界センサ４の感度を測定した結果、離間距離ｌ＝５ｃｍにおいて５．９８ｍＶ／（μＴ／ｍ）を得ることができる。
【００４０】
図７は、第１の実施形態に係る勾配磁界センサの評価結果を説明する第１の図である。
具体的には、図７に示すグラフは、横軸に、センサヘッド２にのみ流れる直流電流Ｉｄｃ２を示しており、縦軸に、当該直流電流Ｉｄｃ２に応じた抑圧比（Suppression ratio）を示している。ここで、「抑圧比」は、１μＴの一様磁界に対して、本実施形態に係る勾配磁界センサ４（グラディオメータ）として観測した場合と、センサヘッド２を取り外してマグネトメータとして観測した場合と、の勾配磁界検出信号Ｖｏの比としている。
【００４１】
図７に示す測定結果には、勾配磁界センサ４に用いるセンサヘッド２として試作された３つのセンサヘッド（センサヘッドＨｅａｄ１、Ｈｅａｄ２、Ｈｅａｄ３）の各々につき、可変抵抗Ｒ２によるセンサヘッド２への直流電流Ｉｄｃ２（図２参照）を調整した結果、一様磁界に対するセンサヘッド１、２の応答がどのように変化するかが示されている。
図７に示す測定においては、５ＨｚのＦＦＴ（Fast Fourier Transform）処理により勾配磁界検出信号Ｖｏの出力強度（振幅）のみを取得している。図７に示す通り、試作したいずれのセンサヘッドＨｅａｄ１〜Ｈｅａｄ３もＶ字状の特性を示しており、直流電流Ｉｄｃ２を、２ｍＡ以内の調整レンジで、センサヘッドＨｅａｄ１〜Ｈｅａｄ３の各々に対応する値に調整することで、抑圧比を最小化することができる。
【００４２】
図８は、第１の実施形態に係る勾配磁界センサの評価結果を説明する第２の図である。
具体的には、図８は、図７に示すセンサヘッドＨｅａｄ１を用いた場合における勾配磁界検出信号Ｖｏの波形を示している。図７に示す通り、センサヘッドＨｅａｄ１における直流電流Ｉｄｃ２の最適条件は、Ｉｄｃ２＝０．２８ｍＡである。この場合において、図８によれば、勾配磁界検出信号Ｖｏの振幅が最小化していることがわかる。Ｉｄｃ２＝０．２８ｍＡにおける出力信号Ｖｏの振幅は、Ｉｄｃ２＝０ｍＡ（調整なし）の場合に比べて、一様磁界に基づく勾配磁界検出信号Ｖｏの出力強度を１／４２にまで低減できることがわかる。
【００４３】
図９は、第１の実施形態に係る勾配磁界センサの評価結果を説明する第３の図である。
図９に示す表は、試作した３つのセンサヘッドＨｅａｄ１、Ｈｅａｄ２、Ｈｅａｄ３における、未調整時（Ｉｄｃ２＝０）の場合の抑圧比の逆数（1/Supp.ratio）と、各センサヘッドＨｅａｄ１〜Ｈｅａｄ３の最適条件に設定したときの抑圧比の逆数と、をまとめている。
図９によれば、より調和した組が、より少ない直流電流Ｉｄｃ２を要することが分かる。また、直流電流Ｉｄｃ２未調整であっても抑圧比は、１／６０〜１／１５０となる。
【００４４】
＜第２の実施形態＞
次に、第２の実施形態に係る勾配磁界センサ４の場合について説明する。
図１０は、第２の実施形態に係るセンサヘッドの構成を説明する図である。
第２の実施形態に係る勾配磁界センサ４において、センサヘッド１、２は、図１０に示すように、離間距離ｌ（５０ｍｍ）をもって、各々の延在方向が互いに平行となるように配されている。
【００４５】
図１１、図１２、図１３は、それぞれ、第２の実施形態に係る勾配磁界センサの評価結果を説明する第１の図、第２の図、第３の図である。
図１１に示すグラフは、図７と同様、横軸に、センサヘッド２にのみ流れる直流電流Ｉｄｃ２を示しており、縦軸に、当該直流電流Ｉｄｃ２の変化に応じた抑圧比（Suppression ratio）を示している。
【００４６】
図１１に示す特性は、図７とは若干異なるものの、センサヘッド１、２の延在方向が平行に配された場合（第２の実施形態）であっても、同一軸線上に配された場合（第１の実施形態）と同様の調整レンジで高い抑圧比を得られることが分かる。
また、一様磁界と直流電流Ｉｄｃ２との依存性を調査したところ、その依存性は高くないことが判明されている。例えば、一様磁界が１μＴ〜５μＴの範囲では、高い抑圧比を得るための直流電流Ｉｄｃ２は、５％の上昇に留まる。
【００４７】
図１２は、試作した３つのセンサヘッドＨｅａｄ１、Ｈｅａｄ２、Ｈｅａｄ３における、未調整時（Ｉｄｃ２＝０）の場合の抑圧比の逆数（1/Supp.ratio）と、各センサヘッドＨｅａｄ１〜Ｈｅａｄ３の最適条件に設定したときの抑圧比の逆数と、をまとめている。
図１２に示す通り、第２の実施形態に係る勾配磁界センサ４も、第１の実施形態と同様の範囲の抑圧比が得られることが分かる。これは、本実施形態に係る勾配磁界センサ４が、離れた場所から来る磁気ノイズに対する耐性が高いことを意味している。特に、本実施形態の場合、離間距離ｌを１ｃｍ以下まで小さくすることによって、磁気小片のような小さい磁気源をも感知することができる。ただし、この場合において、センサヘッド１、２は、当該磁気小片に対し１ｃｍから５ｍｍ以下の範囲に配置される必要がある。
【００４８】
図１３は、第２の実施形態に係る勾配磁界センサ４において、試作した３つのセンサヘッドＨｅａｄ１〜Ｈｅａｄ３のノイズスペクトル密度を計測した結果である（離間距離ｌ＝５ｃｍ）。
【００４９】
以上のように、上述の第１の実施形態及び第２の実施形態に係る勾配磁界センサ４によれば、一様磁界の影響を大幅に低減可能することができる。例えば、一方のセンサヘッドに対する励磁用直流電流（直流電流Ｉｄｃ２）を適切に調整することで、最大で抑圧比１／４００００を得ることができる。また、このような調整は、センサ出力（勾配磁界検出信号Ｖｏ）をモニタリングしながら励磁用直流電流（具体的には、可変抵抗Ｒｖ（図２参照））を変化させるだけでよいので、極めて簡素に行うことができる。
以上より、上述の実施形態に係る勾配磁界センサ４によれば、容易かつ高感度に微弱磁界を測定できる。
【００５０】
図１４は、対比例に係る勾配磁界センサの機能構成を示す図である。
従来の勾配磁界検出法の一例としては、図１４に示す勾配磁界センサ９のように、２つの独立したセンサヘッド１、２を離間距離ｌで配置し、各々の検出電圧の差から勾配磁界を、作動アンプを通じた減算によって求める。
この方法の場合、フラックスゲートセンサ回路３をセンサヘッド１、２ごとに用意する必要があるため回路規模が２倍程度になるばかりでなく、センサヘッド１、２の感度が整合しておかないと勾配磁界のみならず、その点での磁界の一部まで検出することになり、信号磁界が微弱であれば雑音磁界の影響が大きく計測できなくなる。また、Ｈ＞＞ｌ・Ｇ（Ｈ：一様磁界、Ｇ：離間距離ｌ方向の磁界勾配）であると、センサヘッド１、２は大きな一様磁界Ｈに対してその出力が飽和しないよう感度を小さく設定しなければならない。その結果、ｌ・Ｇの計測は高感度に計測できないことになる。
上述の各実施形態に係る勾配磁界センサ４は、フラックスゲートセンサ回路３の前段、即ち、センサヘッド１、２の段階で一様磁界Ｈをキャンセルすることで上記課題を解決している。また、勾配磁界センサ４は、図１に示す通り、フラックスゲートセンサ回路３を一つのみ有する態様であるため、回路規模の縮小化を図ることができる。
【００５１】
＜第１、第２の実施形態の変形例＞
図１５は、各実施形態の変形例に係る勾配磁界センサの調整方法を説明する図である。
図２において、第１、第２の実施形態に係る勾配磁界センサ４は、磁性コア１１０、磁性コア１２０の少なくとも一方に印加される励磁用直流電流を、独立に変更可能とする励磁調整部（直流電源Ｅ’、可変抵抗Ｒｖ）を有することを説明した。
一方、第１、第２の実施形態の変形例として、例えば、図１５に示すような回路構成により、励磁調整部を実現してもよい。
【００５２】
具体的には、図１５に示すように、磁性コア１１０には、交流電源ＶＥＸに基づく交流電流Ｉａｃ２（励磁用交流電流）と、直流電源Ｅ１に基づく直流電流Ｉｄｃ２（励磁用直流電流）と、が流れる。交流電流Ｉａｃ２は、交流電源ＶＥＸからバッファアンプＢｕｆ、可変抵抗Ｒｖ１及びコンデンサを介して磁性コア１１０に流れる。一方、直流電流Ｉｄｃ２は、直流電源Ｅ１から可変抵抗Ｒｖ２を介して磁性コア１１０に流れる。
これにより、勾配磁界センサ４のオペレータは、可変抵抗Ｒｖ１の抵抗値に基づいて交流電流Ｉａｃ２を独立して変更することができ、また、可変抵抗Ｒｖ２の抵抗値に基づいて直流電流Ｉｄｃ２を独立して変更することができる。
【００５３】
また、磁性コア１２０には、磁性コア１１０と共通の交流電源ＶＥＸに基づく交流電流Ｉａｃ１（励磁用交流電流）と、直流電源Ｅ２に基づく直流電流Ｉｄｃ１（励磁用直流電流）と、が流れる。交流電流Ｉａｃ１は、交流電源ＶＥＸからバッファアンプＢｕｆ、可変抵抗Ｒｖ３及びコンデンサを介して磁性コア１２０に流れる。一方、直流電流Ｉｄｃ１は、直流電源Ｅ２から可変抵抗Ｒｖ４を介して磁性コア１２０に流れる。
これにより、勾配磁界センサ４のオペレータは、可変抵抗Ｒｖ３の抵抗値に基づいて交流電流Ｉａｃ１を独立して変更することができ、また、可変抵抗Ｒｖ４の抵抗値に基づいて直流電流Ｉｄｃ１を独立して変更することができる。
【００５４】
本変形例に係る勾配磁界センサ４によれば、センサヘッド１に流れる交流電流Ｉａｃ２、直流電流Ｉｄｃ２、及び、センサヘッド２に流れる交流電流Ｉａｃ１、直流電流Ｉｄｃ１の各々を、全て独立して調整することができる。このように、励磁用交流電流、励磁用直流電流の調整を一般化することで、励磁用交流電流及び励磁用直流電流（即ち、可変抵抗Ｒｖ１〜Ｒｖ４の抵抗値）の多様な組み合わせに基づいて、抑圧比を一層低減することができる。
【００５５】
以上、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものとする。
【産業上の利用可能性】
【００５６】
上述の勾配磁界センサによれば、容易かつ高感度に微弱磁界を測定することができる。
【符号の説明】
【００５７】
１  センサヘッド（第１センサヘッド）
２  センサヘッド（第２センサヘッド）
１１  検出コイル（第１検出コイル）
１２  検出コイル（第２検出コイル）
１１０  磁性コア（第１磁性コア）
１２０  磁性コア（第２磁性コア）
３  フラックスゲートセンサ回路（センサ回路）
３０  同期検波回路
３１  平滑回路
３２  誤差増幅器
３３  ローパスフィルタ
４  勾配磁界センサ
５  ヘルムホルツコイル
９  勾配磁界センサ
Ｒｖ、Ｒｖ１、Ｒｖ２、Ｒｖ３、Ｒｖ４  可変抵抗（励磁調整部）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６Ａ】
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【図６Ｂ】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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