(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＦＭ入力信号を入力して位相が１８０度異なり且つ前記ＦＭ入力信号の周波数に対応した周波数の２相信号を生成する２相信号生成回路と、前記２相信号によって駆動されることで前記ＦＭ入力信号の周波数に対応した値の等価抵抗を生成するスイッチトキャパシタ回路と、該スイッチトキャパシタ回路に電流を流す第１および第２のトランジスタと、前記スイッチトキャパシタ回路に生成される電圧が基準電圧と等しくなるように前記第１のトランジスタを直接制御すると共に第２のトランジスタをローパスフィルタを介して制御するオペアンプと、前記第１のトランジスタの出力側に接続された第１の抵抗と、前記第２のトランジスタの出力側に接続された第２の抵抗とを備え、前記第１の抵抗からＦＭ復調信号が取り出されるようにしたＦＭ復調回路であって、
前記第１の抵抗の値をＲ１とし、前記第２の抵抗の値をＲ２とし、前記第１のトランジスタのサイズ比をＮ１とし、前記第２のトランジスタのサイズ比をＮ２としたとき、Ｒ１・Ｎ１＝Ｒ２・Ｎ２の条件を保持して、Ｎ２＞Ｎ１に設定したことを特徴とするＦＭ復調回路。
【請求項２】
請求項１に記載のＦＭ復調回路において、
前記ローパスフィルタのカットオフ周波数は、前記ＦＭ入力信号の変調周波数よりも低い周波数に設定されていることを特徴とするＦＭ復調回路。
【請求項３】
請求項１又は２に記載のＦＭ復調回路において、
前記スイッチトキャパシタ回路に並列に、前記スイッチトキャパシタ回路のスイッチングノイズを除去するキャパシタが接続されていることを特徴とするＦＭ復調回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、半導体集積回路を用いたＦＭ復調回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＦＭ復調回路として、ＦＭ入力信号を方形波に整形し、その方形波の立上りエッジと立下りエッジのタイミングで同一パルス幅のパルスを生成し、そのパルスを積分することでＦＭ復調信号を取り出すパルスカウント検波方式を利用するものがある。このパルスカウント検波方式は、移相器が不要で線形性の良いＦＭ検波方式として知られている。
【０００３】
しかし、パルスカウント検波の復調感度は、搬送波周波数に対する周波数変調信号成分の周波数偏移の比で決まるため、搬送波周波数の上昇に伴い復調感度が低下してしまう弱点がある。また、復調感度は電源電圧にも依存しており、電源電圧が低電圧化すると復調感度が低下する。
【０００４】
このように、パルスカウント検波は、システムで決まる搬送波周波数や電源電圧に依存して、復調感度が制限されてしまう問題がある。パルスカウント検波の復調感度は特許文献１の数５に対応する次の式（１）に示される通りである。Ａは方形波の電圧、ＴＨはパルスのパルス幅、ＤｅｖはＦＭ入力信号の搬送波周波数ｆｃに対する偏移周波数である。
Ｖｏｕｔ  ∝  Ａ・ＴＨ・Ｄｅｖ［Ｖｐ-ｐ］                        （１）
【０００５】
また、復調感度を高くする解決方法が特許文献１および特許文献２に示されている。特許文献１では、ミキサーによって搬送波周波数を下げることで、搬送波周波数に対する周波数変調信号成分の周波数偏移の比を大きくして復調感度の改善を図っている。また、特許文献２では、クロック信号を用いた制御回路によって復調感度の改善を図っている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００７−０２８５１７号公報
【特許文献２】特許第２９５２９１６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
ところが、特許文献１の方法ではミキサーおよびローカル信号が必要となり、特許文献２の方法では制御回路およびクロック信号が必要となるため、システムや回路規模の増加に繋がってしまう事が問題となる。
【０００８】
ここで、特許文献１の数５に対応する式（１）を書き換えると、パルスカウント検波の復調電圧の振幅Ｖｄｅｍｐｃは式（２）で表される。この式（２）は式（１）のＤｅｖをｆｄｅｖ、ＡをＶ、搬送波周波数ｆｃをＤｕｔｙ＝５０％としてパルス幅ＴＨを１／（２・ｆｃ）としたものである。
Ｖｄｅｍｐｃ＝ｆｄｅｖ・Ｖ／（２・ｆｃ）［Ｖｐ-ｐ］            （２）
【０００９】
式（２）で明らかなように、復調電圧の振幅Ｖｄｅｍｐｃは、搬送波周波数ｆｃに対して反比例するため、搬送波周波数ｆｃが上昇すると復調電圧の振幅Ｖｄｅｍｐｃが小さくなることが分かる。また、Ｖも電源電圧によって制限されるため、パルスカウント検波方式は復調感度を上げることが困難であることがわかる。
【００１０】
特許文献１の方法では、この搬送波周波数ｆｃをミキサーによるダウンコンバージョンによって中間周波数へ下げることで復調感度の向上を図っているが、ＭＩＸ部、ローカル信号を生成するためのＯＳＣ部、中間周波数を取り出すためのＢＰＦ部等の回路ブロックが必要となり、回路規模の増加が必須となる。
【００１１】
特許文献２の方法では、制御回路によって復調感度を改善することが提案されているが、従来のパルスカウント同様、パルス幅の積分を行ってＦＭ復調信号を取り出しているため、搬送波周波数ｆｃの上昇とともに復調感度は低下してしまう。また、制御回路にはクロック信号が必要となる。
【００１２】
本発明の目的は、ＦＭ入力信号の復調感度を大きくでき、また回路規模を小さくできるようにしたＦＭ復調回路を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記目的を達成するために、請求項１にかかる発明は、ＦＭ入力信号を入力して位相が１８０度異なり且つ前記ＦＭ入力信号の周波数に対応した周波数の２相信号を生成する２相信号生成回路と、前記２相信号によって駆動されることで前記ＦＭ入力信号の周波数に対応した値の等価抵抗を生成するスイッチトキャパシタ回路と、該スイッチトキャパシタ回路に電流を流す第１および第２のトランジスタと、前記スイッチトキャパシタ回路に生成される電圧が基準電圧と等しくなるように前記第１のトランジスタを直接制御すると共に第２のトランジスタをローパスフィルタを介して制御するオペアンプと、前記第１のトランジスタの出力側に接続された第１の抵抗と、前記第２のトランジスタの出力側に接続された第２の抵抗とを備え、前記第１の抵抗からＦＭ復調信号が取り出されるようにしたＦＭ復調回路であって、前記第１の抵抗の値をＲ１とし、前記第２の抵抗の値をＲ２とし、前記第１のトランジスタのサイズ比をＮ１とし、前記第２のトランジスタのサイズ比をＮ２としたとき、Ｒ１・Ｎ１＝Ｒ２・Ｎ２の条件を保持して、Ｎ２＞Ｎ１に設定したことを特徴とする。
【００１４】
請求項２にかかる発明は、請求項１に記載のＦＭ復調回路において、前記ローパスフィルタのカットオフ周波数は、前記ＦＭ入力信号の変調周波数よりも低い周波数に設定されていることを特徴とする。
【００１５】
請求項３にかかる発明は、請求項１又は２に記載のＦＭ復調回路において、前記スイッチトキャパシタ回路に並列に、前記スイッチトキャパシタ回路のスイッチングノイズを除去するキャパシタが接続されていることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、スイッチトキャパシタ回路に流れるＦＭ入力信号に対応した復調成分の電流の内の直流成分であるバイアス成分が第２のトランジスタに分流し、その分だけ第１のトランジスタに流れるバイアス成分が減少するので、第１のトランジスタに流れる復調成分の内のＦＭ変調信号成分が相対的に大きくなり、復調感度を大きくすることができる。
【００１８】
また、第１の抵抗の値をＲ１とし、第２の抵抗の値をＲ２とし、第１のトランジスタのサイズ比をＮ１とし、第２のトランジスタのサイズ比をＮ２としたとき、Ｒ１・Ｎ１＝Ｒ２・Ｎ２の条件を保持して、Ｎ２＞Ｎ１に設定することで、搬送波周波数に関係なく復調感度を大きくすることができる。
【００１９】
さらに、搬送波周波数を下げるための回路やクロック信号を必要とせずに構成できるため、従来の解決手段に比べて回路規模の低減を見込むことができる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本発明の第１の実施例のＦＭ復調回路の回路図である。
【図２】本発明の第２の実施例のＦＭ復調回路の回路図である。
【図３】本発明の第３の実施例のＦＭ復調回路の回路図である。
【図４】本発明の第４の実施例のＦＭ復調回路の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
＜第１の実施例＞
本発明の第１の実施例のＦＭ復調回路について、図１を参照して説明する。１は２相信号生成回路であり、ＦＭ入力信号（＝ｆｃ±ｆｄｅｖ）を入力して、その信号と同一周波数の同相信号φ１と１８０度位相が異なった逆相信号φ２を生成する。
【００２２】
２はスイッチトキャパシタ回路であり、信号φ１によってオン／オフするスイッチＳＷ１と、信号φ２によってオン／オフするスイッチＳＷ２と、スイッチＳＷ１がオンすることで電荷が充電されスイッチＳＷ２がオンすることで電荷が放電されるキャパシタＣ１とで構成される。このスイッチトキャパシタ回路２で生成される等価抵抗Ｒ０は、
Ｒ０＝１／（（ｆｃ±ｆｄｅｖ）・Ｃ１）                              （３）
となる。
【００２３】
３はローパスフィルタであり、そのカットオフ周波数がＦＭ入力信号の変調周波数ｆｄｅｖよりも十分低い周波数に設定されている。ＯＰ１はスイッチトキャパシタ回路２が非反転入力端子に接続されるオペアンプ、Ｃ２はスイッチトキャパシタ回路２のスイッチングノイズを除去するためにスイッチトキャパシタ回路２に並列接続されたキャパシタ、ＶｒｅｆはオペアンプＯＰ１の反転入力端子に入力する基準電圧である。
【００２４】
ＭＰ１，ＭＰ２はＰＭＯＳトランジスタであり、そのドレインがオペアンプＯＰ１の非反転入力端子に共通接続され、ソースにはそれぞれ抵抗Ｒ１，Ｒ２が接続されている。そして、トランジスタＭＰ１のゲートはオペアンプＯＰ１の出力端子に直接接続され、トランジスタＭＰ２のゲートはオペアンプＯＰ１の出力端子にローパスフィルタ３を介して接続されている。ＦＭ復調信号は抵抗Ｒ１とトランジスタＭＰ１のソースの共通接続点から取り出される。
【００２５】
さて、オペアンプＯＰ１は反転入力端子に基準電圧Ｖｒｅｆが入力するので、非反転入力端子の電圧がその基準電圧Ｖｒｅｆと等しくなるように、オペアンプＯＰ１がトランジスタＭＰ１，ＭＰ２を制御する。このため、スイッチトキャパシタ回路２に流れる電流Ｉ３は、
Ｉ３＝Ｖｒｅｆ／Ｒ０
＝（ｆｃ±ｆｄｅｖ）・Ｃ１・Ｖｒｅｆ
＝ｆｃ・Ｃ１・Ｖｒｅｆ±ｆｄｅｖ・Ｃ１・Ｖｒｅｆ              （４）
で表される。ｆｃ・Ｃ１・Ｖｒｅｆは搬送波周波数ｆｃに対応したバイアス成分（直流成分）、ｆｄｅｖ・Ｃ１・Ｖｒｅｆは変調周波数ｆｄｅｖに対応した復調信号成分である。
【００２６】
また、トランジスタＭＰ１，ＭＰ２に流れる電流Ｉ１，Ｉ２は、トランジスタＭＰ１，ＭＰ２のサイズ比（Ｗ／Ｌ）および抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗比によって、電流Ｉ３を分配した電流となる。トランジスタＭＰ１のサイズ比をＮ１、トランジスタＭＰ２のサイズ比をＮ２とすると、電流Ｉ１，Ｉ２は以下の式で表される。なお、Ｒ１・Ｎ１＝Ｒ２・Ｎ２とする。
Ｉ１＝ｆｃ・Ｃ１・Ｖｒｅｆ・（Ｎ１／（Ｎ１＋Ｎ２））
±ｆｄｅｖ・Ｃ１・Ｖｒｅｆ                                  （５）
Ｉ２＝ｆｃ・Ｃ１・Ｖｒｅｆ・（Ｎ２／（Ｎ１＋Ｎ２））                （６）
【００２７】
このように、電流Ｉ３の内のバイアス成分であるｆｃ・Ｃ１・Ｖｒｅｆは、Ｎ１／（Ｎ１＋Ｎ２）分が電流Ｉ１として流れ、Ｎ２／（Ｎ１＋Ｎ２）分が電流Ｉ２として流れる。電流Ｉ３の内の復調信号成分であるｆｄｅｖ・Ｃ１・Ｖｒｅｆはすべて電流Ｉ１に流れる。
【００２８】
すなわち、トランジスタＭＰ２のゲートにはローバスフィルタを３が挿入されているので、復調信号成分はこのローパスフィルタ３で除去される。これにより、電流Ｉ２には、変調信号成分ｆｄｅｖで変化する復調信号成分がなくなる。
【００２９】
トランジスタＭＰ１のソースに現れる復調出力電圧ＶＤＥＭは、以下の式で表される。
ＶＤＥＭ＝ｆｃ・Ｃ１・Ｖｒｅｆ・（Ｎ１／（Ｎ１＋Ｎ２））・Ｒ１
±ｆｄｅｖ・Ｃ１・Ｖｒｅｆ・Ｒ１                        （７）
【００３０】
式（７）において復調感度を上げようとした場合、Ｃ１、Ｖｒｅｆ、Ｒ１をそれぞれ大きくすれば可能であることが分かる。ただし、本回路の電流Ｉ１は、式（６）で示すように、搬送波周波数ｆｃに依存しているため、Ｃ１、ＶｒｅｆおよびＲ１の値を大きくしていった場合、抵抗Ｒ１における電圧降下が大きくなって回路が正常に動作しなくなり、これが復調感度を上昇させる限界を決めてしまうことになる。
【００３１】
そこで、本実施例では、サイズ比をＮ２＞Ｎ１の関係に設定する。これにより、式（７）の「Ｎ１／（Ｎ１＋Ｎ２）」の数値が小さくなり、復調出力電圧ＶＤＥＭの内のバイアス成分を小さくすることができ、その分だけ変調信号成分を大きくすることができ、復調感度を大きくすることができる。
【００３２】
すなわち、Ｎ２＞Ｎ１にすると、上記したＲ１・Ｎ１＝Ｒ２・Ｎ２の条件から、Ｒ１＞Ｒ２となり、抵抗Ｒ１に発生する復調信号成分の電圧が大きくなり、バイアス成分による制限を受けずに復調感度を上げることが可能となる。
【００３３】
したがって、式（７）の「Ｎ１／（Ｎ１＋Ｎ２）」の値を小さくすることで、復調電圧の振幅Ｖｄｅｍは以下の式（８）で示すように表される。このように、Ｎ２＞Ｎ１に設定し抵抗Ｒ１の値を大きくすることで、バイアス成分（搬送波周波数ｆｃ）に制限されることなく復調信号成分を大きくすることができ、復調感度を上げることが可能とな。
Ｖｄｅｍ＝ｆｄｅｖ・Ｃ１・Ｖｒｅｆ・Ｒ１［Ｖｐ-ｐ］                （８）
【００３４】
抵抗Ｒ２については、そこに復調信号成分は流れないので、十分小さくしても復調感度には影響しない。この抵抗Ｒ２は、例えば、回路動作に影響しない程度に非常に小さな値（ほぼ短絡）に設定することもできる。
【００３５】
＜第２の実施例＞
図２に、図１のＰＭＯＳトランジスタＭＰ１，ＭＰ２をＮＭＯＳトランジスタＭＮ１，ＭＮ２に置き換えて、トランジスタＭＮ１のドレインから復調信号を取り出した第２の実施例のＦＭ復調回路を示す。この実施例では、オペアンプＯＰ１は反転入力端子と非反転入力端子が入れ替わっている。本実施例のＦＭ復調回路も、図１で説明したＦＭ復調回路とまったく同様に動作して、抵抗Ｒ１の両端から高い感度でＦＭ復調信号を取り出すことができる。
【００３６】
＜第３の実施例＞
図３に、図１の抵抗Ｒ１，Ｒ２をトランジスタＭＰ１，ＭＰ２のドレイン側に接続して、トランジスタＭＰ１のドレインからＦＭ復調信号を取り出した第３の実施例のＦＭ復調回路を示す。本実施例のＦＭ復調回路も、図１で説明したＦＭ復調回路とまったく同様に動作して、抵抗Ｒ１の両端から高い感度でＦＭ復調信号を取り出すことができる。
【００３７】
＜第４の実施例＞
図４に、図３のＰＭＯＳトランジスタＭＰ１，ＭＰ２をＮＭＯＳトランジスタＭＮ１，ＭＮ２に置き換えて、トランジスタＭＮ１のソースから復調信号を取り出した第４の実施例のＦＭ復調回路を示す。この例では、オペアンプＯＰ１は反転入力端子と非反転入力端子が入れ替わっている。本実施例のＦＭ復調回路も、図１で説明したＦＭ復調回路とまったく同様に動作して、抵抗Ｒ１の両端から高い感度でＦＭ復調信号を取り出すことができる。
【００３８】
＜その他の実施例＞
なお、トランジスタはＭＯＳトランジスタに限られるものではなく、バイポーラトランジスタを使用することもできる。つまり、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１，ＭＰ２はＰＮＰトランジスタに、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１，ＭＮ２はＮＰＮトランジスタに置き換えることができる。
【符号の説明】
【００３９】
１：２相信号生成回路
２：スイッチトキャパシタ回路
３：ローパスフィルタ
【図１】
0006572008.tif 000002
【図２】
0006572008.tif 000003
【図３】
0006572008.tif 000004
【図４】
0006572008.tif 000005