(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子を駆動してインダクタに誘導電圧を発生させることにより、入力電圧を所定の出力電圧に変換する電圧変換回路と、
前記スイッチング素子の制御端子に駆動電圧を出力して、前記スイッチング素子を所定のタイミングで駆動させる制御部と、を備え、
前記制御部は、
パルス状の電圧を出力するパルス電圧出力部と、
前記パルス電圧出力部から出力された電圧のパルス幅を短くし、前記駆動電圧として前記スイッチング素子に出力するパルス幅可変部と、
前記パルス電圧出力部が出力したパルス状の電圧を前記駆動電圧として前記スイッチング素子に出力する第１出力経路、または、前記パルス幅可変部によりパルス幅を短くしたパルス状の電圧を前記駆動電圧として前記スイッチング素子に出力する第２出力経路に切り替える出力経路切替部と、
前記入力電圧と前記所定の出力電圧との入出力電圧差を算出する電圧差算出部とを有し、
前記出力経路切替部は、前記入出力電圧差が閾値以下の場合に、前記第２出力経路に切り替えることを特徴とする電圧変換装置。
【請求項２】
スイッチング素子を駆動してインダクタに誘導電圧を発生させることにより、入力電圧を所定の出力電圧に変換する電圧変換回路と、
前記スイッチング素子の制御端子に駆動電圧を出力して、前記スイッチング素子を所定のタイミングで駆動させる制御部と、を備え、
前記制御部は、
パルス状の電圧を出力するパルス電圧出力部と、
前記パルス電圧出力部から出力された電圧のパルス幅を短くし、前記駆動電圧として前記スイッチング素子に出力するパルス幅可変部と、
前記パルス電圧出力部が出力したパルス状の電圧を前記駆動電圧として前記スイッチング素子に出力する第１出力経路、または、前記パルス幅可変部によりパルス幅を短くしたパルス状の電圧を前記駆動電圧として前記スイッチング素子に出力する第２出力経路に切り替える出力経路切替部と、
前記パルス電圧出力部が出力したパルス状の電圧のパルス幅を算出するパルス幅算出部とを有し、
前記出力経路切替部は、前記算出したパルス幅が閾値以下の場合に、前記第２出力経路に切り替えることを特徴とする電圧変換装置。
【請求項３】
前記出力経路切替部は、前記第１出力経路または前記第２出力経路に切り替えるリレー回路を有することを特徴とする請求項１または２記載の電圧変換装置。
【請求項４】
スイッチング素子を駆動してインダクタに誘導電圧を発生させることにより、入力電圧を所定の出力電圧に変換する電圧変換回路と、
前記スイッチング素子の制御端子に駆動電圧を出力して、前記スイッチング素子を所定のタイミングで駆動させる制御部と、を備え、
前記制御部は、
パルス状の電圧を出力するパルス電圧出力部と、
前記パルス電圧出力部から出力された電圧のパルス幅を短くし、前記駆動電圧として前記スイッチング素子に出力するパルス幅可変部とを有し、
前記電圧変換回路は、２以上のスイッチング素子を、各スイッチング素子に対応する位相ごとに駆動することで入力電圧を所定の出力電圧に変換し、
前記制御部は、前記２以上のスイッチング素子のうち、少なくとも１つの位相に対応するスイッチング素子に、前記パルス幅可変部によりパルス幅を短くした電圧を前記駆動電圧として出力することを特徴とする電圧変換装置。
【請求項５】
前記制御部は、前記２以上のスイッチング素子のうち、前記パルス幅可変部から駆動電圧を出力するスイッチング素子以外の１以上のスイッチング素子に対して、駆動電圧の出力を停止することを特徴とする請求項４記載の電圧変換装置。
【請求項６】
スイッチング素子を駆動してインダクタに誘導電圧を発生させることにより、入力電圧を所定の出力電圧に変換する電圧変換回路と、
前記スイッチング素子の制御端子に駆動電圧を出力して、前記スイッチング素子を所定のタイミングで駆動させる制御部と、を備え、
前記制御部は、
パルス状の電圧を出力するパルス電圧出力部と、
前記パルス電圧出力部から出力された電圧のパルス幅を短くし、前記駆動電圧として前記スイッチング素子に出力するパルス幅可変部と、
前記パルス電圧出力部が出力した電圧の振幅を変化させる振幅可変部を有することを特徴とする電圧変換装置。
【請求項７】
スイッチング素子を駆動してインダクタに誘導電圧を発生させることにより、入力電圧を所定の出力電圧に変換する電圧変換回路と、
前記スイッチング素子の制御端子に駆動電圧を出力して、前記スイッチング素子を所定のタイミングで駆動させる制御部と、を備え、
前記制御部は、
パルス状の電圧を出力するパルス電圧出力部と、
前記パルス電圧出力部から出力された電圧のパルス幅を短くし、前記駆動電圧として前記スイッチング素子に出力するパルス幅可変部とを有し、
前記電圧変換回路は、前記スイッチング素子の電源電圧を変化させる電源電圧可変部をさらに有することを特徴とする電圧変換装置。
【請求項８】
スイッチング素子を駆動してインダクタに誘導電圧を発生させることにより、入力電圧を所定の出力電圧に変換する電圧変換回路の制御方法において、
パルス状の電圧を出力する第１ステップと、
前記出力されたパルス状の電圧のパルス幅を短くし、駆動電圧としてスイッチング素子の制御端子に印加して、前記スイッチング素子を所定のタイミングで駆動させる第２ステップと、
前記第１ステップで出力したパルス状の電圧を前記駆動電圧として前記スイッチング素子に出力する第１出力経路、または、前記第２ステップでパルス幅を短くしたパルス状の電圧を前記駆動電圧として前記スイッチング素子に出力する第２出力経路に切り替える第３ステップと、
前記入力電圧と前記所定の出力電圧との入出力電圧差を算出する第４ステップとを有し、
前記第３ステップは、前記入出力電圧差が閾値以下の場合に、前記第２出力経路に切り替えるステップを含む
ことを特徴とする電圧変換装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えばＤＣＤＣコンバータなど、入力電圧を所定の出力電圧に変換する電源変換装置、及び電源変換装置の制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
スイッチング素子を駆動してインダクタに誘導電圧を発生させることにより、バッテリの電圧を昇圧したり降圧したりして出力するスイッチング方式の電源変換装置が一般的に用いられている。例えば、自動車のアイドリングストップからのエンジン再始動時などにおいては、バッテリの電圧降下を補償するため、パルス幅変調（ＰＷＭ）の駆動電圧によりスイッチング素子を駆動するＤＣＤＣコンバータが用いられている。このようなＤＣＤＣコンバータでは、エンジン再始動時はバッテリ電圧を早く昇圧させるためデューティ比を大きくするが、バッテリ電圧が回復して定常状態に近づいてくると、デューティ比を小さくして微小な電圧昇圧が必要となる。
【０００３】
ＰＷＭで駆動電圧を制御する場合に設定できる最小デューティ比、つまり最小パルス幅に限界がある場合は、例えば、特許文献１には、ＤＣＤＣコンバータの動作モードパルススキップモードに変更することが記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１４−５７４６９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上述した特許文献１に記載のように、パルススキップモードによって微小昇圧動作を行った場合では、パルス幅を変えずにパルス周期を長くする、つまり、１パルスによる昇圧を大きくするため、出力電圧に発生するリップルが増大するという問題がある。
【０００６】
本発明の目的は、上述した課題に鑑みてなされたものであり、例えば微小に昇圧または降圧する低負荷動作時においても出力電圧波形に生じるリップルが抑制された電圧を出力可能な電圧変換装置、及び、その制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明に係る電圧変換装置は、スイッチング素子を駆動してインダクタに誘導電圧を発生させることにより、入力電圧を所定の出力電圧に変換する電圧変換回路と、前記スイッチング素子の制御端子に駆動電圧を出力して、前記スイッチング素子を所定のタイミングで駆動させる制御部と、を備え、前記制御部は、パルス状の電圧を出力するパルス電圧出力部と、前記パルス電圧出力部から出力された電圧のパルス幅を短くし、前記駆動電圧として前記スイッチング素子に出力するパルス幅可変部と、を有することを特徴とする。
【０００８】
本発明によれば、パルス電圧出力部から出力可能な最小パルス幅と比べて更に短いパルス幅の電圧により、スイッチング素子を駆動することができる。つまり、微小に昇圧または降圧する軽負荷動作時において、リップルを抑制しながら、入力電圧を所定の出力電圧に変圧して出力することができる。
【０００９】
本発明の好ましい態様に係る電圧変換装置は、前記制御部が、前記パルス電圧出力部が出力したパルス状の電圧を前記駆動電圧として前記スイッチング素子に出力する第１出力経路、または、前記パルス幅可変部によりパルス幅を短くしたパルス状の電圧を前記駆動電圧として前記スイッチング素子に出力する第２出力経路に切り替える出力経路切替部をさらに有することを特徴とする。
【００１０】
本態様によれば、第１出力経路または第２出力経路に切り替えることにより、幅広いパルス幅の電圧をスイッチング素子の駆動電圧として出力することができる。これにより、軽負荷動作時でのリップルの発生を抑制しつつ、電圧変換回路で昇圧または降圧可能なダイナミックレンジをできるだけ広くすることができる。
【００１１】
本発明の好ましい態様に係る電圧変換装置は、前記出力経路切替部が、前記第１出力経路または前記第２出力経路に切り替えるリレー回路を有することを特徴とする。
【００１２】
本態様によれば、電圧変換回路の負荷状態に応じて第１及び第２出力経路を自律的に切り替えることで、出力経路切替専用のマイクロプロセッサを別途設ける必要がないため、装置規模の増大を抑えることができる。
【００１３】
本発明の好ましい態様に係る電圧変換装置は、前記制御部が、前記入力電圧と前記所定の出力電圧との入出力電圧差を算出する電圧差算出部をさらに有し、前記出力経路切替部は、前記入出力電圧差が閾値以下の場合に、前記第２出力経路に切り替えることを特徴とする。
【００１４】
本態様によれば、入出力電圧差が閾値以下の場合には、電圧変換回路が重負荷動作から軽負荷動作時に遷移したものとして、パルス幅の短い電圧をスイッチング素子の駆動電圧として出力することができる。
【００１５】
本発明の好ましい態様に係る電圧変換装置は、前記制御部が、前記パルス電圧出力部が出力したパルス状の電圧のパルス幅を算出するパルス幅算出部をさらに有し、前記出力経路切替部は、前記算出したパルス幅が閾値以下の場合に、前記第２出力経路に切り替えることを特徴とする。
【００１６】
本態様によれば、パルス電圧出力部が出力した電圧のパルス幅が閾値以下の場合には、電圧変換回路が重負荷動作から軽負荷動作時に遷移したものとして、パルス幅の短い電圧をスイッチング素子の駆動電圧として出力することができる。
【００１７】
本発明の好ましい態様に係る電圧変換装置は、前記電圧変換回路が、２以上のスイッチング素子を、各スイッチング素子に対応する位相ごとに駆動することで入力電圧を所定の出力電圧に変換し、前記制御部は、前記２以上のスイッチング素子のうち、少なくとも１つの位相に対応するスイッチング素子に、前記パルス幅可変部によりパルス幅を短くした電圧を前記駆動電圧として出力することを特徴とする。
【００１８】
本態様によれば、例えば２相以上のマルチフェーズタイプの電圧変換処理において、任意のフェーズ（相）に対応するスイッチング素子を、他のフェーズに比べてより短いパルス幅の電圧により駆動させることができる。
【００１９】
本発明の好ましい態様に係る電圧変換装置は、前記制御部が、前記２以上のスイッチング素子のうち、前記パルス幅可変部から駆動電圧を出力するスイッチング素子以外の１以上のスイッチング素子に対して、駆動電圧の出力を停止することを特徴とする。
【００２０】
本態様によれば、例えば２相以上のマルチフェーズタイプの電圧変換処理において、任意のフェーズ（相）に対応するスイッチング素子を、他のフェーズに比べて短いパルス幅の電圧により駆動させ、当該他のフェーズについてはスイッチング素子の動作を停止することができる。このようにして１以上のスイッチング素子の動作を停止することにより、リップルの発生を抑制しながら、より微小な電圧変換を行うことができる。
【００２１】
本発明の好ましい態様に係る電圧変換装置は、前記制御部が、前記パルス電圧出力部が出力した電圧の振幅を変化させる振幅可変部をさらに有することを特徴とする。
【００２２】
本態様によれば、パルス振幅を変化させることで、スイッチング素子の駆動電流を制御して、スイッチング素子を緩やかにＯＮにすることができ、リップルの発生を抑制することができる。
【００２３】
本発明の好ましい態様に係る電圧変換装置は、前記電圧変換回路が、前記スイッチング素子の電源電圧を変化させる電源電圧可変部をさらに有することを特徴とする。
【００２４】
本態様によれば、スイッチング素子の電源電圧を変化させることで、より微小な動作範囲でスイッチング素子を動作させることができ、リップルの発生を抑制することができる。
【００２５】
本発明は、上述した電圧変換装置に限定されず、当該電圧変換装置の制御方法として捉えることも可能である。
【発明の効果】
【００２６】
本発明によれば、例えば微小に昇圧または降圧する軽負荷動作時においても出力電圧波形に生じるリップルが抑制された電圧を出力可能な電圧変換装置、及び、その制御方法を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】第１実施形態に係るＤＣＤＣコンバータの回路構成を示す図である。
【図２】パルス幅可変部の動作を説明するための波形図である。
【図３】アイドリングストップ車に搭載されるバッテリの電圧変動について説明するための図である。
【図４】第２実施形態に係るＤＣＤＣコンバータの機能構成を示すブロック図である。
【図５】第１出力経路で出力可能なパルス幅の範囲と、第２出力経路で出力可能なパルス幅の範囲を示した図である。
【図６】第２実施形態に係るＤＣＤＣコンバータの機能を実現する具体的な回路構成を示す図である。
【図７】第２実施形態に係るＤＣＤＣコンバータを用いて、アイドリングストップ車に搭載されるバッテリの電圧を補償する処理について説明するためのフローチャートである。
【図８】第２実施形態の第１変形例に係るＤＣＤＣコンバータの機能を実現する具体的な回路構成を示す図である。
【図９】第２実施形態の第２変形例に係るＤＣＤＣコンバータの機能を実現する具体的な回路構成を示す図である。
【図１０】第３実施形態に係るＤＣＤＣコンバータの機能を実現する具体的な回路構成を示す図である。
【図１１】第３実施形態に係るＤＣＤＣコンバータで行われる処理を説明するためのフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００２８】
本発明を実施するための形態（以下、本実施形態という。）について具体例を示して説明する。本発明は、スイッチング素子を駆動してインダクタに誘導電圧を発生させることにより、入力電圧を所定の出力電圧に変換する電源変換装置に関する。
【００２９】
（１）第１実施形態
第１実施形態では、本発明が適用された電源変換装置の具体例として、図１に示すような、入力端子１１１と出力端子１１２とが絶縁されていない非絶縁型のＤＣＤＣコンバータ１ａの構成について説明する。
【００３０】
ＤＣＤＣコンバータ１は、図１に示すように、入力端子１１１に印加された直流入力電圧を所定の直流出力電圧に昇圧して出力端子１１２から出力するため、電圧変換回路１２０と、制御部１３０とを備える。
【００３１】
具体的に、電圧変換回路１２０は、チョークコイル１２１と、スイッチング素子であるＦＥＴ１２２と、逆流防止用ダイオード１２３と、平滑化コンデンサ１２４と、から構成される。チョークコイル１２１は、一端が入力端子１１１に接続され、他端がＦＥＴ１２２のドレイン端子および逆流防止用ダイオード１２３のアノード側に接続されている。ＦＥＴ１２２は、ソース端子が接地されたＮチャネルのＭＯＳＦＥＴであって、ドレイン端子がチョークコイル１２１に接続され、ゲート端子が制御部１３０のバッファアンプ１３４に接続されている。逆流防止用ダイオード１２３は、アノード側がチョークコイル１２１およびＦＥＴ１２２のドレイン端子に接続され、カソード側が平滑化コンデンサ１２４および出力端子１１２に接続されている。
【００３２】
上記の接続関係からなる電圧変換回路１２０は、ＦＥＴ１２２によるオンオフ動作に応じてチョークコイル１２１に流れる電流を変化させて誘導電圧を発生させる。そして、電圧変換回路１２０は、誘導電圧によって入力電圧を変圧した出力電圧を、逆流防止用ダイオード１２３を介して平滑化コンデンサ１２４で平滑化して出力端子１１２から出力する。
【００３３】
制御部１３０は、ＦＥＴ１２２のオンオフ動作を制御するため、パルス電圧出力部１３１と、ローパスフィルタ１３２と、ダイオード１３３と、バッファアンプ１３４とから構成される。
【００３４】
パルス電圧出力部１３１は、出力端子１１２と直列に接続された２つの抵抗素子１３１ａ、１３１ｂからなる分圧回路を有し、出力端子１１２の出力電圧を分圧で変換して検出する。また、パルス電圧出力部１３１は、入力端子１１１と接続されており、例えば入力電圧と出力電圧との差に応じてパルス幅変調した電圧をローパスフィルタ１３２側に出力する。
【００３５】
ローパスフィルタ１３２は、抵抗素子１３２Ｒとコンデンサ１３２Ｃとから構成される。抵抗素子１３２Ｒは、一端が接続点Ａを介してパルス電圧出力部１３１に接続され、他端が接続点Ｂを介してコンデンサ１３２Ｃおよびバッファアンプ１３４に接続されている。
【００３６】
ダイオード１３３は、アノード側が接続点Ｂに接続され、カソード側が接続点Ａに接続されている。
【００３７】
バッファアンプ１３４は、接続点Ｂの電圧をバッファしてＦＥＴ１２２の駆動電圧として出力する。
【００３８】
上記の接続関係からなる制御部１３０では、ローパスフィルタ１３２、ダイオード１３３およびバッファアンプ１３４が、パルス電圧出力部１３１から出力された電圧のパルス幅を短くするパルス幅可変部１３ａとして機能する。接続点Ａ〜Ｃの電圧波形を図２に示す。まず、図２（Ａ）は、パルス電圧出力部１３１から最小パルス幅ｄｍｉｎよりも大きいパルス幅（通常パルス幅）の電圧を出力したときの、接続点Ａ〜Ｃの電圧波形である。また、図２（Ｂ）は、パルス電圧出力部１３１から最小パルス幅ｄｍｉｎの電圧を出力したときの、接続点Ａ〜Ｃの電圧波形である。図２（Ａ）及び図２（Ｂ）から明らかなように、接続点Ａの電圧波形に対して、周波数の高い成分がローパスフィルタ１３２で除去されることにより接続点Ｂの電圧波形はパルスの立ち上がり部分が緩やかになることから、接続点Ａの電圧波形と比較して接続点Ｃの電圧はパルス幅が短くなる。
【００３９】
したがって、図２（Ｂ）に着目すれば、最小パルス幅ｄｍｉｎよりも小さいパルス幅の電圧を、接続点ＣからＦＥＴ１２２の駆動電圧として出力することができる。このようにしてパルス幅が短くなるように調整できるため、電圧変換回路１２０が微小に入力電圧を昇圧する軽負荷動作時において、リップルを抑制しながら入力電圧を出力電圧に変圧して出力することができる。
【００４０】
上述したリップルの抑制を実現する具体例として、アイドリングストップ車の搭載バッテリの電圧を補償する用途として、ＤＣＤＣコンバータ１を適用した適用例を挙げて説明する。まず、アイドリングストップ車に搭載されるバッテリの電圧は、エンジン再始動期間Ｔ０に降下するため、図３（Ａ）の破線Ｖｉｎ３０１で示す当該電圧降下の期間に、バッテリの電圧を昇圧して実線Ｖｏｕｔ３０１の波形で出力することを要する。実際には図３（Ａ）のように一様に電圧が降下せず、図３（Ｂ）の波形Ｖｉｎ３０２に示すように、エンジン始動が始まった瞬間にバッテリ電圧が一気に降下し、その後バッテリー電圧が徐々に回復する。このようにバッテリ電圧の立ち上がる時間（回復時間）は立ち下がり時間に比べ長いため、入力電圧が閾値電圧Ｖｔｈ以上であるが要求出力（１２Ｖ）以下である期間（軽負荷期間ＴＬ）が発生する。この特性は車両ならではのもので、バッテリーの劣化具合によっては立ち上がり時間（回復時間）がさらに長くなる。バッテリーの劣化具合によってはバッテリー電圧が要求出力以上まで回復できず、エンジン再始動前から昇圧しなければならない場合もある。
【００４１】
ここで、上記の軽負荷動作期間ＴＬでは、入力電圧に対して微小に昇圧することが要求され、例えばパルス電圧出力部１３１の最小パルス幅ｄｍｉｎの電圧でＦＥＴ１２２を駆動した場合には、リップルが発生し得る。一方、本実施形態に係るＤＣＤＣコンバータ１は、微小な昇圧が要求される軽負荷動作期間ＴＬにおいて、最小パルス幅ｄｍｉｎよりも小さいパルス幅の駆動電圧でＦＥＴ１２２を駆動することができるため、軽負荷動作期間ＴＬで発生し得るリップルを抑制しながら、入力電圧を出力電圧に変圧して出力することができる。
【００４２】
（２）第２実施形態
（２−１）全体構成
第２実施形態に係るＤＣＤＣコンバータ１ｂについて図４を用いて説明する。図４は、ＤＣＤＣコンバータ１ｂの構成を模式的に示したブロック図である。つまり、ＤＣＤＣコンバータ１ｂでは、制御部１３０が、パルス電圧出力部１３１と、パルス幅可変部１３ａと、パルス振幅可変部１３５と、入出力電圧差検出部１３６と、出力経路切替部１３７とを有する。第１実施形態と同様の構成については説明を省略し、以下では、パルス振幅可変部１３５、入出力電圧差検出部１３６および出力経路切替部１３７について説明する。
【００４３】
パルス振幅可変部１３５は、パルス幅可変部１３ａから出力される電圧の振幅値を変化させて、ＦＥＴ１２２の駆動電圧として出力する。
【００４４】
入出力電圧差算出部１３６は、入力端子１１１に入力される入力電圧と、出力端子１１２から出力される出力電圧との入出力電圧差を算出して、当該算出結果を出力経路切替部１３７に出力する。
【００４５】
出力経路切替部１３７は、入出力電圧差算出部１３６による算出結果に応じて、第１出力経路又は第２出力経路に切り替える。ここで、第１出力経路は、パルス電圧出力部１３１が出力したパルス状の電圧を、パルス幅可変部１３ａおよびパルス振幅可変部１３５を介さずに、ＦＥＴ１２２の駆動電圧として直接出力する経路である。また、第２出力経路は、パルス幅可変部１３ａによりパルス幅を短くしたパルス状の電圧をＦＥＴ１２２の駆動電圧として出力する経路である。上述した図３の例に当てはめれば、出力経路切替部１３７は、入出力電圧差が所定の閾値以上である場合には、軽負荷期間ではなく、比較的大きなパルス幅の駆動電圧でＦＥＴ１２２を駆動させる必要があるものとして、第１出力経路に切り替える。一方、出力経路切替部１３７は、入出力電圧差が所定の閾値以下である場合には、軽負荷期間であり、比較的小さなパルス幅の駆動電圧でＦＥＴ１２２を駆動させる必要があるものとして、第２出力経路に切り替える。図５は、横軸にパルス幅Ｗを示し、縦軸に第１出力経路および第２出力経路それぞれについて出力可能なパルス幅の出力可能範囲Ｗ１、Ｗ２を示した図である。まず、第１出力経路の出力可能範囲Ｗ１は、パルス電圧出力部１３１の最小パルス幅ｄｍｉｎから最大パルス幅ｄｍａｘまでの範囲となる。一方、第２出力経路では、出力可能範囲Ｗ２に示すとおり、パルス電圧出力部１３１の最小パルス幅ｄｍｉｎよりも短いパルス幅で出力できるが、パルス電圧出力部１３１の最大パルス幅ｄｍａｘに近い領域のパルス幅で出力することができない。このような図５に示す出力可能範囲Ｗ１、Ｗ２から明らかなように、第１出力経路と第２出力経路とのうち一の出力経路に切り替えることにより、幅広いパルス幅の電圧をスイッチング素子の駆動電圧として出力することができる。つまり、軽負荷動作時でのリップルの発生を抑制しつつ、重負荷動作時にはより大きく昇圧することができる。つまり、変圧可能なダイナミックレンジをできるだけ広く確保することができる。
【００４６】
上述したＤＣＤＣコンバータ１ｂの機能を実現する具体的な回路構成について、図６を参照して説明する。なお、図１で説明した構成については同様の符号を付して、その説明を省略する。
【００４７】
パルス振幅可変部１３５は、図６に示すような、可変抵抗素子１３５ａと、ローパスフィルタ１３２の抵抗素子１３２Ｒとからなる分圧回路によって実現される。つまり、可変抵抗素子１３５ａに応じて分圧比を調整することで、接続点ＣからＦＥＴ１２２に出力される電圧の振幅値を変化させる。このようにして電圧の振幅値を変化させることにより、スイッチング素子（ＦＥＴ１２２）の駆動電流を制御して、スイッチング素子（ＦＥＴ１２２）を緩やかにＯＮにすることができ、リップルの発生を抑制することができる。
【００４８】
入出力電圧差検出部１３６は、図６に示すように、出力端子１１２から出力される出力電圧を、入力端子１１１から接続点Ｄを介して入力した入力電圧で減算して出力する減算器１３６ａによって実現される。減算器１３６ａの出力（入出力電圧差）は、後述する比較器１３７ｂに入力される。
【００４９】
出力経路切替部１３７は、閾値電圧源１３７ａと、閾値電圧源１３７ａの閾値電圧と入出力電圧差とを比較する比較器１３７ｂと、比較器１３７ｂによる出力値に応じて第１又は第２出力経路に切り替えるリレー回路１３７ｃと、によって実現される。例えば比較器１３７ｂは、入出力電圧差が閾値電圧を超えた場合、「０」の論理出力をしてリレー回路１３７ｃを第１出力経路側に切り替える。一方、入出力電圧差が閾値電圧以下の場合、「１」の論理出力をしてリレー回路１３７ｃを第２出力経路側に切り替える。このような構成からなる出力経路切替部１３７は、電圧変換回路１２０の動作状態である入出力差に応じて、リレー回路１３７ｃが第１及び第２出力経路を自律的に切り替えることで、出力経路の切替専用のマイクロプロセッサを別途設ける必要がないため、装置規模の増大を抑えることができる。
【００５０】
次に、ＤＣＤＣコンバータ１ｂを用いて、アイドリングストップ車の搭載バッテリの電圧を補償する処理について、図７に示すフローチャートに従って説明する。
【００５１】
ステップＳ７０１において、アイドリングストップからエンジンの始動を開始した場合（Ｓ７０１：Ｙｅｓ）にはステップＳ７０２に進み、エンジンの始動が開始しない場合（Ｓ７０１：Ｎｏ）には図７に示す処理を終了する。
【００５２】
ステップＳ７０２において、出力経路切替部１３７は、第２出力経路に切り替えて、ＦＥＴ１２２を制御する。つまり、パルス幅可変部１３ａがパルス幅を短くした電圧をＦＥＴ１２２の駆動電圧として出力する。
【００５３】
ステップＳ７０３において、エンジン始動が終了した場合（Ｓ７０３：Ｙｅｓ）には図７に示す処理を終了する。エンジン始動が終了していない場合（Ｓ７０３：Ｎｏ）にはステップＳ７０４に進む。
【００５４】
ステップＳ７０４において、出力切替部１３７は、電圧変換回路１２０が軽負荷状態であるか否かを判断する。具体的には、入出力電圧差検出部１３６が検出した入出力電圧差が閾値電圧以下であるか否かを比較器１３７ｂで判断する。そして、入出力電圧差が閾値電圧以下である場合（Ｓ７０４：Ｙｅｓ）にはステップＳ７０２に戻る。一方、入出力電圧差が閾値電圧以下ではない場合（Ｓ７０４：Ｎｏ）、つまり、入出力電圧差が閾値電圧を超えている場合にはステップＳ７０５に進む。
【００５５】
ステップＳ７０５において、出力切替部１３７は、第１出力経路に切り替えて、ＦＥＴ１２２を制御する。つまり、パルス幅可変部１３ａおよびパルス振幅可変部１３５を介さずに、パルス電圧出力部１３１から出力された電圧を直接ＦＥＴ１２２の駆動電圧として出力する。
【００５６】
ステップＳ７０６において、エンジン始動が終了した場合（Ｓ７０６：Ｙｅｓ）には図７に示す処理を終了する。エンジン始動が終了していない場合（Ｓ７０６：Ｎｏ）にはステップＳ７０４に戻る。
【００５７】
上記図７に示す処理によれば、入出力電圧差が閾値を超えていれば重負荷動作とみなし、第１出力経路に切り替えてパルス電圧出力部１３１から出力された比較的長いパルス幅の駆動電圧でＦＥＴ１２２を駆動することができる。一方、入出力電圧差が閾値以下の場合には軽負荷動作とみなし、パルス幅可変部１３ａがパルス幅を短くした駆動電圧によりスイッチング素子を駆動することができる。
【００５８】
（２−２）変形例
なお、ＤＣＤＣコンバータ１ｂは、上述した図６に示した構成に限らず、たとえば図８に示すように、電圧変換回路１２０が、チョークコイル１２１とＦＥＴ１２２のドレイン端子との間に接続される可変インダクタ１２５を備えてもよい。可変インダクタ１２５は、ＦＥＴ１２２のドレイン電圧、すなわちＦＥＴ１２２の電源電圧を変化させる電源電圧可変部として機能する。このようにしてＦＥＴ１２２の電源電圧を変化させることで、より微小な動作範囲でＦＥＴ１２２を動作させることができ、リップルの発生を抑制することができる。
【００５９】
また、ＤＣＤＣコンバータ１ｂは、上述した図６及び図８に示した構成に限らず、たとえば図９（Ａ）に示すような構成を採用してもよい。つまり、ＤＣＤＣコンバータ１ｂは、入出力電圧差検出部１３６の代わりに、図９（Ａ）に示すように、パルス電圧出力部１３１から出力された電圧のパルス幅を算出するパルス幅検出部１３８を備えてもよい。パルス幅算出部１３８は、たとえばパルス電圧出力部１３１の出力電圧のパルス幅を実効平均電圧に変換して算出するため、ダイオード１３８ａとコンデンサ１３８ｂとから構成される。ダイオード１３８ａは、アノード側がパルス電圧出力部１３１に接続され、カソード側がコンデンサ１３８ｂに接続される。コンデンサ１３８ｂは、ダイオード１３８ａを介してパルス電圧出力部１３１から出力された電圧を平均化し、実効平均電圧を出力経路切換部１３７の比較器１３７ｂに印加する。ここで、パルス電圧出力部１３１の出力電圧のパルス幅の変化に応じた実効平均電圧の変化を図９（Ｂ）に示す。図９（Ｂ）から明らかなように、パルス幅Ｗｉｄｔｈが大きくなるほど実効平均電圧Ｖａが大きくなるため、パルス幅Ｗｉｄｔｈを実効平均電圧Ｖａに変換して算出することができる。
【００６０】
出力経路切替部１３７では、比較器１３７ｂが、パルス幅算出部１３８により算出した実効平均電圧Ｖａと閾値電圧とを比較して、リレー回路１３７ｃが、比較器１３７ｂによる出力値に応じて第１又は第２出力経路に切り替える。例えば比較器１３７ｂは、実効平均電圧Ｖａが閾値電圧を超えた場合、すなわち、パルス電圧出力部１３１の出力電圧のパルス幅が所定値よりも大きい場合、「０」を論理出力してリレー回路１３７ｃを第１出力経路側に切り替える。一方、実効平均電圧が閾値電圧以下の場合、すなわち、パルス電圧出力部１３１の出力電圧のパルス幅が所定値以下の場合、「１」を論理出力してリレー回路１３７ｃを第２出力経路側に切り替える。
【００６１】
上記図９（Ａ）に示した構成によれば、パルス電圧出力部１３１が出力した電圧のパルス幅が閾値以下の場合には、電圧変換回路１２０が軽負荷動作時であるものとして、パルス幅の短い電圧をスイッチング素子の駆動電圧として出力することができる。一方、パルス電圧出力部１３１が出力した電圧のパルス幅が閾値を超えている場合には、電圧変換回路１２０が重負荷動作時であるものとして、パルス電圧出力部１３１から出力される比較的パルス幅が長い電圧を直接ＦＥＴ１２２の駆動電圧として出力することができる。
【００６２】
（３）第３実施形態
第３実施形態に係るＤＣＤＣコンバータ１ｃについて、図１０を参照して説明する。ＤＣＤＣコンバータ１ｃは、２以上のスイッチング素子を、対応する位相（フェーズ）ごとに駆動することで入力電圧を所定の出力電圧に変換するため、電圧変換回路２２０と制御部２３０とを備える。
【００６３】
具体的に、電圧変換回路２２０は、上述した第１実施形態の電圧変換回路１２０と同様の構成に加えて、チョークコイル２２１と、スイッチング素子であるＦＥＴ２２２と、逆流防止用ダイオード２２３と、をさらに有する。チョークコイル２２１は、一端が入力端子１１１に接続され、他端がＦＥＴ２２２のドレイン端子および逆流防止用ダイオード２２３のアノード側に接続されている。ＦＥＴ２２２は、ソース端子が接地されたＮチャネルのＭＯＳＦＥＴであって、ドレイン端子がチョークコイル２２１に接続され、ゲート端子が後述するパルス電圧出力部２３１に接続されている。逆流防止用ダイオード２２３は、アノード側がチョークコイル２２１に接続され、カソード側が平滑化コンデンサ１２４および出力端子１１２に接続されている。
【００６４】
上記の接続関係からなる制御部２３０では、ＦＥＴ１２２、２２２がそれぞれ異なるフェーズ、具体的には位相が１８０度異なるタイミングでオンオフ動作をすることにより、チョークコイル１２１、２２１がそれぞれ独立して入力電圧を変圧した出力電圧を出力端子１１２に出力する。
【００６５】
制御部２３０は、パルス電圧出力部２３１と、パルス振幅部１３ａとを有する。パルス電圧出力部２３１は、位相が１８０度異なる電圧Ｇａｔｅ１、Ｇａｔｅ２を、パルス幅可変部１３ａおよびＦＥＴ２２２のゲート端子に出力する。
【００６６】
次に、ＤＣＤＣコンバータ１ｃを用いて、アイドリングストップ車に搭載されるバッテリの電圧を補償する処理について、図１１に示すフローチャートに従って説明する。
【００６７】
ステップＳ１１０１において、アイドリングストップからエンジンの始動を開始した場合（Ｓ１１０１：Ｙｅｓ）にはステップＳ１１０２に進み、エンジンの始動が開始しない場合（Ｓ１１０１：Ｎｏ）には図１１に示す処理を終了する。
【００６８】
ステップＳ１１０２において、パルス電圧出力部２３１は、マルチフェーズでＦＥＴ１２２、２２２を制御して、ステップＳ１１０３に進む。つまり、本ステップにおいて、パルス電圧出力部２３１は、異なるフェーズで電圧Ｇａｔｅ１、２をそれぞれ出力する。そして、電圧Ｇａｔｅ１は、パルス幅可変部１３ａでパルス幅を短くしてＦＥＴ１２２に出力する。一方、電圧Ｇａｔｅ２は、パルス幅を短くすることなく直接ＦＥＴ２２２に出力する。
【００６９】
ステップＳ１１０３において、エンジン始動が終了した場合（Ｓ１１０３：Ｙｅｓ）には図１１に示す処理を終了する。エンジン始動が終了していない場合（Ｓ１１０３：Ｎｏ）にはステップＳ１１０４に進む。
【００７０】
ステップＳ１１０４において、パルス電圧出力部２３１は、入力電圧の電圧値に応じて電圧変換回路２２０が軽負荷であるか否かを判断する。そして、電圧変換回路２２０が軽負荷である場合（Ｓ１１０４：Ｙｅｓ）、例えば入力電圧が閾値を超えており微小な昇圧動作が必要な場合にはステップＳ１１０２に戻る。一方、電圧変換回路２２０が軽負荷ではない場合（Ｓ１１０４：Ｎｏ）、例えば入力電圧が閾値以下で比較的大きな昇圧動作が必要な場合にはステップＳ１１０５に進む。
【００７１】
ステップＳ１１０５において、制御部２３０は、ＦＥＴ２２２への駆動電圧の出力を停止して、ＦＥＴ１２２のみに駆動電圧を出力する。具体的には、制御部２３０は、ＦＥＴ１２２のみに対して、パルス幅可変部１３ａによりパルス幅を短くした電圧を駆動電圧として駆動させる。
【００７２】
ステップＳ１１０６において、エンジン始動が終了した場合（Ｓ１１０６：Ｙｅｓ）には図１１に示す処理を終了する。エンジン始動が終了していない場合（Ｓ１１０６：Ｎｏ）にはステップＳ１１０４に戻る。
【００７３】
上記図１１に示す処理によれば、上述したように２相のマルチフェーズタイプの電圧変換処理において、一のフェーズ（位相）に対応するＦＥＴ１２２を、他のフェーズ（位相）に対応するＦＥＴ２２２に比べてより短いパルス幅の電圧により駆動させることができる。
【００７４】
さらに、上記図１１に示す処理によれば、２つのスイッチング素子のうち、パルス幅可変部から駆動電圧を出力するスイッチング素子（ＦＥＴ１２２）以外のスイッチング素子（ＦＥＴ２２２）に対して、駆動電圧の出力を停止する。例えば２相のマルチフェーズタイプの電圧変換処理において、一のフェーズ（位相）に対応するスイッチング素子（ＦＥＴ１２２）を短いパルス幅の電圧により駆動させ、他のフェーズに対応するスイッチング素子（ＦＥＴ２２２）に対して動作を停止する。このような処理により、リップルの発生を抑制しながら、より微小な電圧変換を行うことができる。
【００７５】
なお、第３実施形態では、２相のマルチフェーズとしたが、これに限らず、３つ、４つのスイッチング素子を設けて、それぞれ異なる相に分けて動作させてもよい。つまり、２以上のスイッチング素子のうち、少なくとも１つの位相に対応付けられたスイッチング素子に、パルス幅可変部によりパルス幅を短くした電圧を駆動電圧として出力し、その他のスイッチング素子に対して、駆動電圧の出力を停止してもよい。
【００７６】
（４）その他
本発明が適用される電圧変換装置は、上述した昇圧型ＤＣＤＣコンバータに限らず、降圧型ＤＣＤＣコンバータに適用することができる。また、本発明が適用される電圧変換装置は、スイッチング素子を駆動してインダクタに誘導電圧を発生させ入力電圧を所定の出力電圧に変換するものであれば、上記の実施形態で説明した非絶縁型のＤＣＤＣコンバータに限らず、例えば、入力端子と出力端子とがトランスを介して絶縁された絶縁型ＤＣＤＣコンバータにも適用することができる。
【符号の説明】
【００７７】
１２０  電圧変換回路
１２１、２２１  チョークコイル
１２２、２２２  ＦＥＴ
１３０、２３０  制御部
１３１、２３１  パルス電圧出力部
１３ａ  パルス幅可変部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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