(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
半導体スイッチング素子を有する三相のインバータ主回路と、前記インバータ主回路の出力電流を検出する電流検出器と、前記インバータ主回路の出力電圧を検出する電圧検出器と、前記電流検出器による電流検出値及び前記電圧検出器による電圧検出値が入力されて前記半導体スイッチング素子の駆動信号を生成する制御回路と、を備え、前記半導体スイッチング素子のオン・オフ動作により、直流電圧を三相交流電圧に変換して負荷に供給する三相インバータ装置であって、
前記負荷が、その運転時に前記三相インバータ装置の出力電流に脈動を生じさせる脈動負荷である三相インバータ装置において、
前記制御回路は、
前記出力電流の実効値を演算する実効値演算部と、
前記出力電流の実効値の平均値を演算する平均値演算部と、
前記実効値演算部が演算した前記実効値を前記平均値演算部が演算した前記平均値により除算して電流比率を求める除算部と、
前記除算部により演算した前記電流比率から当該電流比率の平均値を中心とした変動分を求め、この変動分に基づいて指令補償値を演算する補償値演算部と、
前記半導体スイッチング素子に対する制御指令に前記指令補償値を乗算して前記出力電流の振動を補償するための制御指令を演算する乗算部と、を備え、
前記乗算部により演算した制御指令により前記駆動信号のオン・オフ時間を決定することを特徴とする三相インバータ装置。
【請求項２】
半導体スイッチング素子を有する三相のインバータ主回路の出力電流及び出力電圧を検出し、前記出力電流及び出力電圧に基づいて前記半導体スイッチング素子をオン・オフさせることにより、直流電圧を三相交流電圧に変換して負荷に供給する三相インバータ装置の制御方法であって、前記負荷が、その運転時に前記出力電流に脈動を生じさせる脈動負荷である場合の三相インバータ装置の制御方法において、
前記半導体スイッチング素子をオン・オフさせるための駆動信号を生成する制御回路が、前記出力電流の実効値と当該実効値の平均値とを演算し、前記実効値を前記平均値により除算して電流比率を求め、この電流比率の平均値を中心とした変動分に基づいて指令補償値を演算すると共に、前記半導体スイッチング素子に対する制御指令に前記指令補償値を乗算して前記出力電流の振動を補償するための制御指令を演算し、この制御指令を用いて前記駆動信号のオン・オフ時間を決定することを特徴とする三相インバータ装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電圧を三相交流電圧に変換して誘導モータ等の脈動負荷に供給する三相インバータ装置及びその制御方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
例えば、直流き電方式の鉄道車両用の三相インバータ装置は、パンタグラフから入力された直流電圧をインバータ部の動作により三相交流電圧に変換し、ブレーキシステムやドア駆動装置、空調設備の駆動源であるコンプレッサモータや、蛍光灯等の抵抗負荷に供給している。
ここで、コンプレッサモータは、空気の圧縮サイクルに応じて入力電流が周期的に脈動する性質がある。これにより、コンプレッサモータの入力側では、フィルタ等による電圧降下が周期的に発生することによって電圧が変動し、同一給電線路に接続された蛍光灯がちらつくという問題がある。
【０００３】
このため、特許文献１には、鉄道車両用の三相インバータ装置において、コンプレッサモータの運転時に発生する電圧の振動を抑制して蛍光灯のフリッカを防止する技術（第１の従来技術）が開示されている。
【０００４】
図５は、第1の従来技術に係る三相インバータ装置の全体的な構成を示している。
図５において、１０１はパンタグラフ、１０２は車輪、１０３はＤＣ／ＤＣコンバータ、２００は三相インバータ装置、２０１はインバータブリッジ、２０２は交流リアクトル、２０３はコンデンサ、２０４は変圧器、２０５，２１２はダイオードブリッジ、２０６は駆動回路、２１０は負荷変動補償回路、２１１は変流器、２１３はバンドパスフィルタ、２１４は増幅器、２１５は位相シフト回路、２２０はインバータ制御回路、２２１は基準電圧発生器、２２２は一次遅れ要素、２２３はＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変換器、Ｍはコンプレッサモータ（誘導モータ）である。
【０００５】
負荷変動補償回路２１０では、変流器２１１からダイオードブリッジ２１２を介して検出した出力電流を電圧に変換し、バンドパスフィルタ２１３により電源周波数のリプルを除去して振動成分のみを抽出した後に、この振動成分を増幅器２１４により増幅する。増幅器２１４の出力を位相シフト回路２１５に入力して位相を１８０度シフトすることにより、振動成分を相殺するための補償信号を生成し、この補償信号をインバータ制御回路２２０に入力することにより、電圧制御に割り込みをかけている。
【０００６】
インバータ制御回路２２０では、基準電圧とダイオードブリッジ２０５からの出力電圧検出値との偏差を一次遅れ要素２２２に入力し、ＰＷＭ制御の通流率を演算する。この通流率に前記補償信号を加算することにより補正した通流率をＰＷＭ変換器２２３に入力し、インバータブリッジ２０１の半導体スイッチング素子に対するオン・オフ信号に変換する。このオン・オフ信号に基づき、駆動回路２０６を介して半導体スイッチング素子をオン・オフさせることにより、コンプレッサモータＭの運転に起因する三相インバータ装置２００の出力電圧の振動を抑制して蛍光灯のフリッカを防止している。
【０００７】
なお、特許文献２には、特許文献１と同様に出力電圧の安定化を目的とした三相インバータ装置（第２の従来技術）が記載されている。
第２の従来技術では、図６に示すごとく、インバータ装置の出力側から振動成分を含む無効電流ｉＱを検出し、この無効電流ｉＱと、ローパスフィルタ３０１を通して平均化した無効電流成分との偏差に比例ゲイン３０２を乗算する。そして、比例ゲイン３０２を乗算した後の出力Δｆを基準周波数ｆに加算してインバータ装置の最終的な周波数指令ｆ＊を得ることにより、出力電圧の安定化を図っている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開平４−３４０３６９号公報（段落［００１５］〜［００３０］、図１等）
【特許文献２】特開２００６−３２５３２６号公報（段落［００１０］等）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
図５に示した第１の従来技術において、負荷を誘導モータとして、中心周波数が商用周波数（５０［Ｈz］または６０［Ｈz］）であるバンドパスフィルタ２１３を用いて出力電圧の低周波振動成分の抑制効果を検証したところ、負荷変動補償回路２１０からの補償信号を用いたとしても、実際の低周波振動成分とのずれが大きく、出力電圧の振動を十分に抑制することができない場合がある。
また、出力電流の振動成分のみを抽出して補償すると、同じ振動幅の低周波電流成分に対しても、出力電流実効値の平均値の大きさによっては、抑制効果が過小または過大になって適度な抑制効果が得られないこともある。
【００１０】
更に、図５のインバータ制御回路２２０のように、三相インバータ装置の基準電圧と出力電圧検出値との偏差に補償信号を加算することは、出力電圧指令値に外乱を導入することに相当する。このため、補償信号のゲインが大きい場合には、三相インバータ装置の出力電圧を一定値に保つことができない場合があった。
【００１１】
また、図６に示した第２の従来技術において、無効電流とローパスフィルタを通過した無効電流との偏差に比例する補正信号を用いて周波数指令を補正するだけでは、三相インバータ装置の出力電圧の振動を十分に抑制することが困難であった。
【００１２】
そこで、本発明の目的は、入出力電圧及び電流の振動を従来よりも抑制することができる三相インバータ装置及びその制御方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記課題を解決するため、請求項１に係る三相インバータ装置は、半導体スイッチング素子を有する三相のインバータ主回路と、前記インバータ主回路の出力電流を検出する電流検出器と、前記インバータ主回路の出力電圧を検出する電圧検出器と、前記電流検出器による電流検出値及び前記電圧検出器による電圧検出値が入力されて前記半導体スイッチング素子の駆動信号を生成する制御回路と、を備え、前記半導体スイッチング素子のオン・オフ動作により、直流電圧を三相交流電圧に変換して負荷に供給する三相インバータ装置であって、
前記負荷が、その運転時に前記三相インバータ装置の出力電流に脈動を生じさせる脈動負荷である三相インバータ装置において、
前記制御回路は、
前記出力電流の実効値を演算する実効値演算部と、
前記出力電流の実効値の平均値を演算する平均値演算部と、
前記実効値演算部が演算した前記実効値を前記平均値演算部が演算した前記平均値により除算して電流比率を求める除算部と、
前記除算部により演算した前記電流比率から当該電流比率の平均値を中心とした変動分を求め、この変動分に基づいて指令補償値を演算する補償値演算部と、
前記半導体スイッチング素子に対する制御指令に前記指令補償値を乗算して前記出力電流の振動を補償するための制御指令を演算する乗算部と、を備え、  前記乗算部により演算した制御指令により前記駆動信号のオン・オフ時間を決定することを特徴とする。
【００１４】
請求項２に係る三相インバータ装置の制御方法は、半導体スイッチング素子を有する三相のインバータ主回路の出力電流及び出力電圧を検出し、前記出力電流及び出力電圧に基づいて前記半導体スイッチング素子をオン・オフさせることにより、直流電圧を三相交流電圧に変換して負荷に供給する三相インバータ装置の制御方法であって、前記負荷が、その運転時に前記出力電流に脈動を生じさせる脈動負荷である場合の三相インバータ装置の制御方法において、
前記半導体スイッチング素子をオン・オフさせるための駆動信号を生成する制御回路が、前記出力電流の実効値と当該実効値の平均値とを演算し、前記実効値を前記平均値により除算して電流比率を求め、この電流比率の平均値を中心とした変動分に基づいて指令補償値を演算すると共に、前記半導体スイッチング素子に対する制御指令に前記指令補償値を乗算して前記出力電流の振動を補償するための制御指令を演算し、この制御指令を用いて前記駆動信号のオン・オフ時間を決定することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、三相インバータ装置により誘導モータ等の脈動負荷を駆動する場合に、脈動負荷に起因して三相インバータ装置の入出力電圧及び電流に含まれる振動成分を抑制することができる。これにより、三相インバータ装置の入出力電圧及び電流を安定化させることができ、脈動負荷と同一の給電線路に接続された蛍光灯のフリッカ等を防止することも可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の実施形態に係る三相インバータ装置及びその制御回路の概略的なブロック図である。
【図２】図１における制御回路の主要部の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明によるシミュレーション結果を示す電圧、電流、指令補償値の波形図である。
【図４】本発明によるシミュレーション結果を示す電圧、電流、指令補償値の波形図である。
【図５】特許文献１に記載された第１の従来技術の全体構成図である。
【図６】特許文献２に記載された第２の従来技術の主要部の構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の実施形態に係る三相インバータ装置の全体構成図である。この三相インバータ装置は、例えば、直流き電方式の鉄道車両に搭載される補助電源装置に適用されるものである。
【００１９】
図１において、パンタグラフ１０１と接地点１０３（車輪及びレール）との間には、直流リアクトル１１及びコンデンサ１２からなる入力側ＬＣフィルタ１０が接続されている。
コンデンサ１２の両端には，例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等の半導体スイッチング素子２１〜２６を三相フルブリッジ接続したインバータ主回路２０の直流入力側が接続されている。インバータ主回路２０の交流出力側の二相（例えばＵ相，Ｗ相）には、電流検出器３１，３２が設けられている。
インバータ主回路２０の半導体スイッチング素子２１〜２６としては、図示するＩＧＢＴ以外に、バイポーラパワトランジスタやＧＴＯ（Gate Turn Off）サイリスタ、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）等のパワー半導体素子を用いても良い。
【００２０】
インバータ主回路２０の交流出力側の各相は、出力側ＬＣフィルタ４０を介して三相のコンプレッサモータＭ（以下、誘導モータＭとする）、及び、蛍光灯等の抵抗負荷４３に接続されている。出力側ＬＣフィルタ４０は、三相の各相に挿入された交流リアクトル４１と、各相間に接続されたコンデンサ４２とから構成されている。
出力側ＬＣフィルタ４０と誘導モータＭとの間には、各相出力電圧を検出する電圧検出器（計器用変圧器）４４の一次側が接続され、その二次側には制御回路５０が接続されている。
【００２１】
制御回路５０は、電流検出器３１，３２による出力電流検出値と電圧検出器４４による出力電圧検出値とをＡ／Ｄ（Analog／Digital）変換し、インバータ主回路２０から一定の大きさ及び周波数の三相交流電圧を出力させるようにＰＷＭ演算等を行い、インバータ主回路２０の半導体スイッチング素子２１〜２６をオン・オフさせる駆動信号（ゲート信号）を生成する。
【００２２】
上記の構成において、入力側ＬＣフィルタ１０は、直流入力電圧のリプルを除去して平滑し、インバータ主回路２０に入力する。インバータ主回路２０は、制御回路５０から送られたゲート信号により半導体スイッチング素子２１〜２６をオン・オフさせ、直流入力電圧をパルス状の交流電圧に変換して出力する。
また、出力側ＬＣフィルタ４０は、インバータ主回路２０の交流出力電圧を正弦波状に整形して誘導モータＭ及び抵抗負荷４３に供給する。
【００２３】
この実施形態では、入力側ＬＣフィルタ１０、インバータ主回路２０、出力側ＬＣフィルタ４０、電流検出器３１，３２、電圧検出器４４、及び制御回路５０を含む全体を、三相インバータ装置というものとする。
【００２４】
次に、図２は、制御回路５０の主要部の構成を示すブロック図であり、主としてマイクロコンピュータのソフトウェアによって実現されるものである。
図２において、インバータ主回路２０の出力電圧指令値５１と、前記電圧検出器４４による出力電圧検出値をＡ／Ｄ変換して得た三相の電圧情報Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとの偏差が、電圧安定化制御部５２に入力される。電圧安定化制御部５２は、インバータ主回路２０の出力電圧を一定の大きさ及び周波数の正弦波にするための指令を生成して出力する。
【００２５】
電圧安定化制御部５２から出力された指令は、ＰＷＭ演算部５３に入力される。このＰＷＭ演算部５３では、インバータ主回路２０の各相（Ｕ，Ｖ，Ｗ相）の半導体スイッチング素子２１〜２６に対するオン・オフ時間を決定するための制御指令Ｓ２１＊〜Ｓ２６＊を演算して出力する。
【００２６】
一方、前記電流検出器３１，３２による出力電流検出値をＡ／Ｄ変換して得たＵ相及びＷ相の電流情報Ｉｕ，Ｉｗは、実効値演算部５５に入力される。この実効値演算部５５では、三相交流電流であるインバータ主回路２０の出力電流実効値Ｉｒｍｓを演算する。
【００２７】
出力電流実効値Ｉｒｍｓは平均値演算部としてのローパスフィルタ５６を通過することにより、ローパスフィルタ５６の時定数に相当する期間の平均値Ｉａｖｅが演算される。
そして、除算部５８によって出力電流実効値Ｉｒｍｓを平均値Ｉａｖｅにて除算することにより、電流比率（Ｉｒｍｓ／Ｉａｖｅ）が求められる。この電流比率（Ｉｒｍｓ／Ｉａｖｅ）は、図１に示した脈動負荷である誘導モータＭに起因して出力電流に含まれる振動成分の比率に相当する。
【００２８】
なお、電流比率（Ｉｒｍｓ／Ｉａｖｅ）は、その平均値を中心として変動する。このため、後述する補償値演算部５９において、電流比率（Ｉｒｍｓ／Ｉａｖｅ）の変動分のみに所定のゲインＧを乗算して指令補償値αを求める必要があるので、演算処理上、上記平均値に相当する“１”を減算部５７により減算し、補償値演算部５９によりゲインＧを乗じた後で“１”を加算している。ここで、減算部５７は除算部５８と補償値演算部５９との間に設けても良い。
【００２９】
補償値演算部５９により演算した指令補償値αを乗算部５４に入力して制御指令Ｓ２１＊〜Ｓ２６＊と乗算することにより、制御指令Ｓ２１＊〜Ｓ２６＊のレベルを補正した補償後の制御指令Ｓ２１＊＊〜Ｓ２６＊＊を演算する。
図示されていないが、これらの制御指令Ｓ２１＊＊〜Ｓ２６＊＊をキャリアと比較して生成したゲート信号は、補正前の制御指令Ｓ２１＊〜Ｓ２６＊に基づいて生成されるゲート信号に対し、半導体スイッチング素子２１〜２６のオン・オフ時間が補正されたものとなる。
【００３０】
すなわち、この実施形態においては、誘導モータＭの運転によるインバータ主回路２０の出力電流の脈動成分を情報として含む出力電流実効値Ｉｒｍｓを指令補償値αに反映させ、この指令補償値αを用いて制御指令Ｓ２１＊＊〜Ｓ２６＊＊を演算することにより、半導体スイッチング素子２１〜２６のオン・オフ時間を補正している。
これにより、三相インバータ装置の出力電圧及び出力電流の振動を抑制し、誘導モータＭと同一給電線路に接続された蛍光灯等の抵抗負荷４３への悪影響（フリッカ）を防止することができる。更には、入力電圧（コンデンサ１２の両端電圧）及び入力電流の振動を抑制することも可能である。
【００３１】
次に、図３，図４は、この実施形態の効果を説明するためのシミュレーション結果を示す波形図である。
各図の（ａ）は、図１の回路により誘導モータＭを起動した場合の三相インバータ装置の入力電圧（コンデンサ１２の両端電圧）、（ｂ）は同じく入力電流、（ｃ）は同じく出力電流（三相分）、（ｄ）は指令補償値αである。
なお、図３は、図２における指令補償値αにより制御指令Ｓ２１＊〜Ｓ２６＊を補正しない（すなわち、本発明による補償を行わない）場合の波形図であり、図４は、指令補償値αにより制御指令Ｓ２１＊〜Ｓ２６＊を補正して得た制御指令Ｓ２１＊＊〜Ｓ２６＊＊を用いてインバータ主回路２０を制御した（すなわち、本発明による補償を行った）場合の波形図である。
【００３２】
図３において、時刻ｔ０で誘導モータＭを起動すると、（ａ）の入力電圧、（ｂ）の入力電流、及び（ｃ）の出力電流が振動し始める。その後の時刻ｔ１では、（ｃ）の出力電流の振動幅がほぼ最小であり、（ｄ）の指令補償値αはほぼ最大となっている。更に、時刻ｔ２では、（ｃ）の出力電流の振動幅がほぼ最大であり、（ｄ）の指令補償値αはほぼ最小となっている。
図３（ｃ），（ｄ）を時間軸に沿って観察すると、（ｃ）の出力電流の振動幅の大きさと（ｄ）の指令補償値αの大きさとは、おおむね、大小関係が逆になっており、出力電流の振動に同期して所定の大きさの指令補償値αが演算されている。
【００３３】
一方、図４では、時刻ｔ０で誘導モータＭを起動することにより、図３とほぼ同様に、（ａ）の入力電圧、（ｂ）の入力電流、及び（ｃ）の出力電流が振動し始める。しかし、このシミュレーションにおいては、（ｄ）の指令補償値αによる補償後の制御指令Ｓ２１＊＊〜Ｓ２６＊＊を用いて半導体スイッチング素子２１〜２６のオン・オフ時間を制御しているため、（ａ），（ｂ），（ｃ）の電圧、電流の振動が次第に抑制され、安定した値にそれぞれ収束していることが確認されている。
【産業上の利用可能性】
【００３４】
本発明は、直流き電方式の鉄道車両用の補助電源装置に限らず、誘導モータ等の脈動負荷を駆動する各種の三相インバータ装置及びその制御方法に利用することができる。
【符号の説明】
【００３５】
１０：入力側ＬＣフィルタ
１１：直流リアクトル
１２：コンデンサ
２０：インバータ主回路
２１〜２６：半導体スイッチング素子
３１，３２：電流検出器
４０：出力側ＬＣフィルタ
４１：交流リアクトル
４２：コンデンサ
４３：抵抗負荷
４４：変圧器
５０：制御回路
５１：出力電圧指令値
５２：電圧安定化制御部
５３：ＰＷＭ演算部
５４：乗算部
５５：実効値演算部
５６：平均値演算部（ローパスフィルタ）
５７：減算部
５８：除算部
５９：補償値演算部
１０１：パンタグラフ
１０３：接地点
Ｍ：コンプレッサモータ（誘導モータ）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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