(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源電圧供給ノード（Ｎ１）と基準電位ノード（Ｎ２）との間にハイサイドスイッチ（ＳＨ）、誘導性負荷（２）、及びローサイドスイッチ（ＳＬ）が順に直列に接続されると共に、前記ハイサイドスイッチと前記ローサイドスイッチとの間に接続された電流検出抵抗（Ｒｒ）に生じる信号を信号変換部（３）により変換し前記誘導性負荷に流れる電流を検出する電流検出回路の電流補正回路であって、
前記信号変換部（３）は前記電流検出抵抗に生じる信号を、当該電流検出抵抗に流れる電流に比例するゲイン項とそれ以外のオフセット項を用いた一次線形性を備えた特性に応じて変換するように構成され、
前記ハイサイドスイッチがオンされると共に前記ローサイドスイッチがオフされた状態において前記電源電圧供給ノードに少なくとも２つ以上の互いに異なる電源電圧が印加されたときの前記信号変換部の変換結果を取得する変換結果取得部（２１）と、
前記変換結果取得部により取得された前記信号変換部の少なくとも２つ以上の変換結果に応じて、前記一次線形性のゲイン項及びオフセット項に対応する補正値を取得する補正値取得部（２２）と、
前記誘導性負荷を駆動するときに前記補正値取得部により取得された補正値に応じて前記電流検出抵抗に流れる電流値を補正する補正部（２４）と、
を備える電流補正回路。
【請求項２】
請求項１記載の電流補正回路において、
内部温度の情報を取得する温度情報取得部（２３）をさらに備え、
前記変換結果取得部は、前記温度情報取得部により取得される内部温度が一定範囲内に収まっている条件を満たすときに前記信号変換部の変換結果を取得する電流補正回路。
【請求項３】
請求項１記載の電流補正回路において、
前記変換結果取得部は、出荷前に前記電源電圧供給ノードに互いに異なる複数の検査用の電源電圧が印加されたときの前記信号変換部の変換結果を取得する電流補正回路。
【請求項４】
請求項１記載の電流補正回路において、
前記変換結果取得部は、前記誘導性負荷が駆動されていないときに前記電源電圧供給ノードに互いに異なる複数の電源電圧を印加して前記信号変換部の変換結果を取得する電流補正回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、検出電流を補正する電流補正回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えばソレノイドの通電電流を検出するために電流検出回路が用いられる（例えば特許文献１参照）。特許文献１記載の技術によれば、ソレノイドの電流の検出用抵抗の両端の電圧を、オペアンプ及び抵抗を用いた増幅回路に入力し、これにより電流を検出している。抵抗は厚膜抵抗により構成されており、この厚膜抵抗の抵抗値をトリミングすることで、増幅回路のオフセットを調整している。また、トリミング作業を行うことでキャンセルできない誤差をメモリに保存し、電流値を計算するときにメモリに記憶された誤差を用いて補正している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開平５−１４３７５６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特許文献１記載の技術を用いると、オフセット補正するために厚膜抵抗をトリミングでキャンセルしなければならない。このため、プリント配線基板に固定抵抗を搭載したときなどには調整することができず、例えば抵抗などの素子値のばらつきを補正できない。このような課題は、オペアンプによる増幅回路に関わらず、一次線形性の特性を備えた回路によって信号変換する場合にも同様に生じる課題である。
【０００５】
本発明の開示の目的は、回路のばらつきの影響を極力補正できるようにした電流補正回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
請求項１記載の発明は、電源電圧供給ノードと基準電位ノードとの間にハイサイドスイッチ、誘導性負荷、及び、ローサイドスイッチが順に直列に接続されると共に、ハイサイドスイッチとローサイドスイッチとの間に接続された電流検出抵抗に生じる信号を変換し誘導性負荷に流れる電流を検出する電流検出回路を対象としている。請求項１記載の発明によれば、次のように作用する。信号変換部は電流検出抵抗に生じる信号を当該電流検出抵抗に流れる電流に比例するゲイン項及びそれ以外のオフセット項を用いた一次線形性を備えた特性に応じて変換する。
【０００７】
変換結果取得部はハイサイドスイッチがオンされると共にローサイドスイッチがオフされた状態において電源電圧供給ノードに少なくとも２つ以上の互いに異なる電源電圧を印加して信号変換部の変換結果を取得する。このため、ゲイン項及びオフセット項を用いた一次線形性を備えた信号変換部の特性について、電流検出抵抗に流れる電流を原理的にゼロとした条件における少なくとも２以上の互いに異なる電源電圧に応じた一次関係式を導くことができる。
【０００８】
少なくとも２以上の電源電圧に応じた一次関係式を導くことができれば、これらの２つ以上の一次関係式を連立方程式とし、ゲイン項及びオフセット項の値を解くことができ、補正値取得部は信号変換部の少なくとも２つ以上の変換結果に応じて一次線形性のゲイン項及びオフセット項の補正値を取得できる。したがって、補正部はゲイン項及びオフセット項の補正値に応じて電流検出抵抗に流れる電流値を補正できる。これにより、たとえ回路の素子値がばらついたとしても、これらの影響を補正でき、極力高精度で補正できる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】第１実施形態のシステムを概略的に示す電気的構成図
【図２】制御回路の内部構成を機能的に示すブロック図
【図３】出荷検査時における補正値の算出処理を概略的に示すフローチャート
【図４】誘導性負荷を駆動するときの処理を概略的に示すフローチャート
【図５】第２実施形態において誘導性負荷の非駆動時における補正値の算出処理を概略的に示すフローチャート
【図６】バッテリ電圧の変化例を示すタイミングチャート
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、誘導性負荷としてのリニアソレノイドに流れる電流を検出する電流検出回路に適用した幾つかの実施形態について図面を参照しながら説明する。以下に説明する各実施形態において、同一又は類似の動作を行う構成については、同一又は類似の符号を付して必要に応じて説明を省略する。なお、各種のスイッチとして、トランジスタについてＭＯＳＦＥＴを用いて以下の説明を行うが、これはバイポーラトランジスタなど他種類のトランジスタを用いても良い。
【００１１】
（第１実施形態）
図１から図４は第１実施形態の説明図を示す。図１はリニアソレノイドを駆動する負荷駆動制御装置の内部構成を電気的構成図により示している。また図２は制御回路の内部構成を機能的なブロック図により示している。この図１に示す負荷駆動制御装置１は、例えば自動車などの車両に搭載された誘導性負荷としての油圧制御弁のリニアソレノイド２を駆動する。リニアソレノイド２は、油圧によりクラッチの係合、開放を制御し、ひいては、車両のオートマチックトランスミッションを目標ギア段に制御するために用いられる。
【００１２】
負荷駆動制御装置１は、通常、電源電圧としてのバッテリ電圧ＶＢが与えられることにより動作し、ハイサイドスイッチＳＨ、ローサイドスイッチＳＬ、電流検出回路としての電流検出抵抗Ｒｒ、信号変換部３、フィルタ４、温度検出回路５、及び、制御回路６を主に備え、電流補正回路としての機能を備えるものである。電源電圧供給ノードＮ１にはバッテリ電圧ＶＢが入力される。基準電位ノードとしてのグランド電位ノードＮ２にはグランド電位が与えられている。負荷駆動制御装置１は上流端子１ａ及び下流端子１ｂを備え、上流端子１ａと下流端子１ｂとの間にはリニアソレノイド２が外部に接続されている。
【００１３】
電源電圧供給ノードＮ１と上流端子１ａとの間にはハイサイドスイッチＳＨが接続されている。また、下流端子１ｂとグランド電位ノードＮ２との間にはローサイドスイッチＳＬが接続されている。ハイサイドスイッチＳＨは例えばＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴにより構成されており、制御回路６から駆動部１１を通じて制御信号を入力するとオン／オフする。ローサイドスイッチＳＬもまた例えばＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴにより構成され、制御回路６から駆動部１２を通じて制御信号を入力するとオン／オフする。ハイサイドスイッチＳＨ及びローサイドスイッチＳＬの間には電流検出抵抗Ｒｒが接続されている。これにより、電源電圧供給ノードＮ１とグランド電位ノードＮ２との間には、ハイサイドスイッチＳＨ、リニアソレノイド２、電流検出抵抗Ｒｒ、及びローサイドスイッチＳＬが順に直列接続されている。ローサイドスイッチＳＬと電流検出抵抗Ｒｒとの共通接続点Ｎ３と電源電圧供給ノードＮ１との間にはダイオードＤ１が順方向接続されている。
【００１４】
電流検出抵抗Ｒｒには信号変換部３が接続されている。信号変換部３は、電流検出抵抗Ｒｒの両端子の信号を入力して電流電圧変換するように構成され、例えば差動増幅回路７を用いて構成される。図１に示すように、差動増幅回路７は、オペアンプＯＰ１及び抵抗Ｒ１〜Ｒ４を備える。オペアンプＯＰ１の非反転入力端子と下流端子１ｂとの間には抵抗Ｒ１が接続されており、抵抗Ｒ１および非反転入力端子間の共通接続点とグランド電位ノードＮ２との間には抵抗Ｒ２が接続されている。また、電流検出抵抗ＲｒとローサイドスイッチＳＬとの共通接続点とオペアンプＯＰ１の反転入力端子との間には抵抗Ｒ３が接続されており、この抵抗Ｒ３とオペアンプＯＰ１の反転入力端子との共通接続点とオペアンプＯＰ１の出力端子との間には抵抗Ｒ４が接続されている。
【００１５】
差動増幅回路７の出力にはフィルタ４が接続されている。このフィルタ４は、例えば抵抗Ｒ５及びコンデンサＣ１によるローパスフィルタにより構成され、差動増幅回路７の出力信号から高周波ノイズを除去し、この高周波ノイズを除去した後の電圧Ｖｏを制御回路６に入力させる。制御回路６は、ＣＰＵ８、ＲＡＭ、ＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭなどのメモリ９、及び、Ａ／Ｄ変換回路１０を備えたマイクロコンピュータにより構成される。この制御回路６には、ローサイドスイッチＳＬと電流検出抵抗Ｒｒとの共通接続点Ｎ３の電圧Ｖｒが入力される。
【００１６】
また、温度検出回路５は抵抗Ｒ６と温度センサＲｓの直列回路により構成され、制御回路６はこれらの共通接続点の電圧Ｖｔｈを入力する。このため、図２に示すように、制御回路６は、負荷駆動制御装置１の内部温度の情報を取得する温度情報取得部２３としての機能を備える。
【００１７】
図１に示すように、Ａ／Ｄ変換回路１０は電圧Ｖｏ、Ｖｒ、ＶｔｈをそれぞれＡ／Ｄ変換処理する。これにより、制御回路６のＣＰＵ８は電圧Ｖｏ、Ｖｒ、Ｖｔｈの情報を取得できる。制御回路６は、ＣＰＵ８がメモリ９に記憶されたプログラムを実行することに応じて、駆動部１１によりハイサイドスイッチＳＨをオン／オフ制御し、駆動部１２によりローサイドスイッチＳＬをオン／オフ制御する。
【００１８】
前述の構成の作用について説明する。まず、前述回路構成を用いたときのリニアソレノイド２に流れる電流値を理論的に説明する。ローサイドスイッチＳＬのドレイン電位（＝ドレインソース間電圧）をＶｚとし、電流検出抵抗Ｒｒにかかる電圧をＶｒとし、フィルタ４の出力電圧をＶｏとし、オペアンプＯＰ１の反転入力端子、非反転入力端子の電圧をそれぞれＶｉｎ−、Ｖｉｎ＋としたとき、下記（１）式が成立する。なお、フィルタ４は例えばローパスフィルタにより構成されているため、各スイッチＳＨ、ＳＬのオン／オフの駆動周波数がフィルタ４のカットオフ周波数より低ければ、電圧Ｖｏは実質的にオペアンプＯＰ１の出力電圧と同一電圧となる。
【００１９】
【数１】
0006485375.tif 000002
この（１）式を電圧Ｖｉｎ−について解くと（２−１）式のように表すことができる。オペアンプＯＰ１の非反転入力端子の電圧Ｖｉｎ＋は、電圧Ｖｚ＋Ｖｒの抵抗Ｒ１及びＲ２による分圧電圧であるため、（２−２）式のように表すことができる。
【００２０】
【数２】
0006485375.tif 000003
オペアンプＯＰ１の各入力端子は仮想短絡するため、Ｖｉｎ−＝Ｖｉｎ＋として電圧Ｖｏについて解くと（３）式のように表すことができる。
【００２１】
【数３】
0006485375.tif 000004
ここで、電圧Ｖｒは電流検出抵抗Ｒｒに流れる電流に比例するため、（３）式中のＶｒの項をゲイン項αと称する。また（３）式のＶｚ項の第２項のＲ４／Ｒ３の部分をβとすれば、電圧Ｖｚの項はα−βと定義できる。電圧ＶｚはローサイドスイッチＳＬのドレイン電位に相当する電圧であるため、電圧Ｖｚの項をオフセット項α−βと称する。このように信号変換部３はゲイン項αとオフセット項α−βとで表現可能な一次線形性を備えた特性に応じて電圧を出力する。
【００２２】
この関係性は下記の（４−１）式のように表すことができる。これらのゲイン項α、オフセット項α−βは抵抗Ｒ１〜Ｒ４の値により決定されるため定数となる。この（４−１）式を電圧Ｖｒについて解くと下記の（４−２）式のように表すことができる。
【００２３】
【数４】
0006485375.tif 000005
理論的には、この（４−２）式の電圧Ｖｒを電流検出抵抗Ｒｒの値により除算して得られる値がリニアソレノイド２に流れる電流値となる。実用上では、抵抗Ｒ１〜Ｒ４等の値のバラつきや経年劣化等に応じてリニアソレノイド２の電流検出誤差を生じる。このため、本実施形態では、負荷駆動制御装置１を製造し出荷する前に、図３に示す手順でゲイン項α、オフセット項α−βを算出し、この算出されたゲイン項α、オフセット項α−βを用いて実動作時に電流検出処理を行う。
【００２４】
以下、ゲイン項α、オフセット項α−βを算出するための補正値α、βの導出方法について図３を参照しながら説明する。
製造者が各種の部品を基板に組み付けて負荷駆動制御装置１を製造した後、出荷検査が行われる。この出荷検査は、負荷駆動制御装置１の内部温度の情報に対応した温度検出回路５の電圧Ｖｔｈが一定範囲内に調整された環境下において行われることが望ましい。
【００２５】
この出荷検査工程では、例えば図３に流れを示すように出荷検査が行われる。まず制御回路６は、ステップＳ１において、駆動部１１を通じてハイサイドスイッチＳＨをオンし、駆動部１２を通じてローサイドスイッチＳＬをオフする。そして図示しない外部の検査装置がバッテリ電圧ＶＢの代わりとなる検査用の複数の互いに異なる電源電圧を電源電圧供給ノードＮ１に印加する。このとき、この検査用の電源電圧は、標準値（例えば１２Ｖ）を基準とした最大電圧Ｖｍａｘと最小電圧Ｖｍｉｎとの間で調整可能になっている。
【００２６】
検査装置は、ステップＳ２において、バッテリ電圧ＶＢの代わりとして最大電圧Ｖｍａｘを電源電圧供給ノードＮ１に印加する。このとき最大電圧ＶｍａｘがハイサイドスイッチＳＨ、リニアソレノイド２、及び電流検出抵抗Ｒｒを通じてローサイドスイッチＳＬのドレインに印加される。ローサイドスイッチＳＬはオフしているため、電流が電流検出抵抗Ｒｒに流れることはなく、ローサイドスイッチＳＬのドレイン電位は最大電圧Ｖｍａｘに近い電位まで上昇する。
【００２７】
そして制御回路６は、ステップＳ３において、最大電圧Ｖｍａｘが電源電圧供給ノードＮ１に印加されたときの電圧Ｖｚと電圧Ｖｏとを取得し、これらの電圧Ｖｚと電圧Ｖｏとをそれぞれ最大時電圧Ｖｚｍａｘ、Ｖｏｍａｘとしてメモリ９に記憶させる。電流検出抵抗Ｒｒには電流が流れないため、電圧Ｖｒ＝０となる。
【００２８】
次に検査装置は、ステップＳ４において、バッテリ電圧ＶＢの代わりとして最小電圧Ｖｍｉｎを電源電圧供給ノードＮ１に印加する。そして制御回路６は、ステップＳ５において、検査装置により最小電圧Ｖｍｉｎを電源端子に印加したときの電圧Ｖｚと電圧Ｖｏとを取得し、これらの電圧Ｖｚと電圧Ｖｏとをそれぞれ最小時電圧Ｖｚｍｉｎ、Ｖｏｍｉｎとしてメモリ９に記憶させる。このときも、電流検出抵抗Ｒｒには電流が流れないため、電圧Ｖｒ＝０となる。このように制御回路６は、信号変換部３の変換結果を取得するため図２に示す変換結果取得部２１として機能する。
【００２９】
そして制御回路６は、ステップＳ６において、メモリ９に記憶された最大時電圧Ｖｚｍａｘ、Ｖｏｍａｘと電圧Ｖｒ＝０を（４−２）式に代入して補正値αとβの関係式を取得し、さらに、メモリ９に記憶された最小時電圧Ｖｚｍｉｎ、Ｖｏｍｉｎと電圧Ｖｒ＝０を（４−２）式に代入して補正値αとβの関係式を取得する。これらの関係式は、補正値αとβを変数とした連立方程式として式を２つ導出できるため、制御回路６はステップＳ６において変数となる補正値α、βを計算できる。このため、図２に示すように、制御回路６は補正値α、βを取得する補正値取得部２２として機能することになる。その後、制御回路６は、ステップＳ７においてこの補正値α、βをメモリ９に保存させる。これにより、ゲイン項α、オフセット項α−βを取得できる。補正値α、βがメモリ９に保存された状態で負荷駆動制御装置１は出荷される。
【００３０】
以下、負荷駆動制御装置１の出荷後におけるリニアソレノイド２の通電電流の検出動作について図４を参照しながら説明する。
通常、リニアソレノイド２に通電させるための指令信号が発生すると、制御回路６は、目標電流に相当する電流がリニアソレノイド２に通電されるようにハイサイドスイッチＳＨ及びローサイドスイッチＳＬをオンさせる。このとき、信号変換部３は、差動増幅回路７を用いて電流検出抵抗Ｒｒに流れる電流を電流電圧変換し、フィルタ４を通じて制御回路６に入力させ、制御回路６は電流検出抵抗Ｒｒに流れる電流の値を取得する。制御回路６は、目標電流値とリニアソレノイド２の検出電流値との差に応じてハイサイドスイッチＳＨ及びローサイドスイッチＳＬをオン／オフする。
【００３１】
以下、この流れを詳細説明する。図４に示すように、まず、リニアソレノイド２に通電させるための指令信号が発生すると、制御回路６は、ステップＴ１においてハイサイドスイッチＳＨをオン、ローサイドスイッチＳＬをオンする。制御回路６は、ステップＴ２において、指令信号の状態を取得し駆動継続するか否かを判定し、駆動継続しないと判定すれば、ステップＴ１３において、ハイサイドスイッチＳＨ及びローサイドスイッチＳＬを共にオフする。制御回路６は、ステップＴ２において駆動継続すると判定すれば、ステップＴ３において、電圧Ｖｚ、Ｖｏを取得する。その後、制御回路６は、ステップＴ４において、この電圧Ｖｚ、Ｖｏを（４−２）式に代入して電圧Ｖｒを算出する。このとき（４−２）式の補正値α、βとしては、出荷時に予めメモリ９に記憶された補正値α、βを用いる。
【００３２】
そして、制御回路６は、ステップＴ５において、この電圧Ｖｒを電流検出抵抗Ｒｒの標準値で除することで、電流検出抵抗Ｒｒに流れる電流の値を取得する。このとき、制御回路６は、ステップＴ６において電流値が目標電流より大きいか否かを判定し、電流値が目標電流以下であればステップＴ１に処理を戻し、ハイサイドスイッチＳＨ及びローサイドスイッチＳＬをオンさせたままとする。他方、電流値が目標電流より大きければ、制御回路６は、ステップＴ７において、ハイサイドスイッチＳＨをオンしたままローサイドスイッチＳＬをオフする。これにより、リニアソレノイド２の通電電流はローサイドスイッチＳＬに流れなくなる。このとき、リニアソレノイド２の通電電流はダイオードＤ１を通じて還流し、電流検出抵抗Ｒｒに流れる電流が徐々に低下する。
【００３３】
そして制御回路６は、ステップＴ８において、駆動継続するか否かを判定し、駆動継続しないと判定すれば、ステップＴ１３において、ハイサイドスイッチＳＨ及びローサイドスイッチＳＬを共にオフする。
【００３４】
制御回路６は、ステップＴ８において指令信号の状態を取得し駆動継続すると判定すれば、ステップＴ９において、電圧Ｖｚ、Ｖｏを取得する。その後、制御回路６は、ステップＴ１０において、この電圧Ｖｚ、Ｖｏを（４−２）式に代入して電圧Ｖｒを算出する。このとき（４−２）式の補正値α、βは、出荷時に予めメモリ９に記憶された補正値α、βを用いる。
【００３５】
そして制御回路６は、ステップＴ１１において、この電圧Ｖｒを電流検出抵抗Ｒｒの標準値で除することで、電流検出抵抗Ｒｒに流れる電流値を取得する。制御回路６は、ステップＴ１２において、電流値が目標電流より小さいか否かを判定し、電流値が目標電流以上であればステップＴ９〜Ｔ１１の電流値取得処理に戻り、電流値が目標電流より小さくなるまで待機する。電流値が目標電流より小さくなると、制御回路６は、ステップＴ１に処理を戻し、ハイサイドスイッチＳＨ及びローサイドスイッチＳＬをオンする。このようにして通常処理を繰り返すことができる。このため、制御回路６は、リニアソレノイド２を駆動するときに、補正値α、βに応じて電流検出抵抗Ｒｒに流れる電流を補正することができる。このため、制御回路６は図２に示すように補正部２４として機能することになる。
【００３６】
以上説明したように、信号変換部３が電流検出抵抗Ｒｒに生じる信号を、電流検出抵抗Ｒｒに流れる電流に比例するゲイン項αとそれ以外のオフセット項α−βを用いた一次線形性を備えた特性に応じて変換するものであるときに、次のように作用することがわかる。制御回路６は、ハイサイドスイッチＳＨがオンされると共にローサイドスイッチＳＬがオフされた状態において、検査装置により電源電圧供給ノードＮ１に最大電圧Ｖｍａｘおよび最大電圧Ｖｍｉｎが印加されたときの信号変換部３の変換結果Ｖｏを取得し、信号変換部３の変換結果Ｖｏに応じて、ゲイン項α及びオフセット項α−βに対応する補正値α、βを取得する。そして、制御回路６は、リニアソレノイド２を駆動するときに補正値α、βに応じて電流検出抵抗Ｒｒに流れる電流を補正する。この結果、回路にばらつきの影響を生じていたとしても、リニアソレノイド２に流れる電流を高精度に補正できる。
【００３７】
また出荷検査が負荷駆動制御装置１の内部温度の情報に対応した温度検出回路５の電圧Ｖｔｈが一定範囲内に調整された環境下において行われている場合、負荷駆動制御装置１の内部温度の変化に伴う抵抗Ｒ１〜Ｒ４等の抵抗値の変化を抑制でき、算出される補正値α、βの変化を極力抑制できる。
【００３８】
また出荷検査するときに補正値α、βを予め算出しているため、出荷後に複雑な手順を踏んで電流の補正処理を行わなくても良くなる。出荷後にリニアソレノイド２の初回駆動時から電流検出精度が悪化していると、製造者にはその分だけロバスト性を確保した回路設計方針を構築することが要求される。本形態では、出荷検査するときに補正値α、βを算出してメモリ９に記憶させておき、この補正値α、βを用いて補正することで電流検出精度を高めることができるようになり、従来のようにロバスト性を考慮した設計手順を削減でき設計時間を短縮できる。
【００３９】
（第２実施形態）
図５および図６は第２実施形態の追加説明図を示す。第１実施形態では、負荷駆動制御装置１を出荷前の出荷検査するときに補正値α、βを取得するようにした形態を示したが、第２実施形態では、負荷駆動制御装置１を出荷した後、車両が実際にリニアソレノイド２を動作させているときに補正値α、βを取得できるようにした形態を示す。具体的には、リニアソレノイド２が駆動されていないときに、電圧Ｖｏを取得し、補正値α、βを取得する。
【００４０】
補正値α、βの算出、取得タイミングは、電子制御装置の内部温度が一定範囲となる条件下で、且つ、電源電圧であるバッテリ電圧ＶＢが大きく変化するときに算出することが望ましく、この場合、補正値α、βの算出精度を高めることができる。
【００４１】
例えば、車両内のスタータスイッチ（例えばイグニッションスイッチ）がオンされた直後においては、車両内で大電力を消費するため、バッテリ電圧ＶＢが大きく変化することが確認されている。このため、この期間中に電圧Ｖｚ、Ｖｏ、Ｖｔｈを取得し、これらの電圧Ｖｚ、Ｖｏ、Ｖｔｈに基づいて補正値α、βを算出することが望ましい。図示していないが、負荷駆動制御装置１の制御回路６にはスタータスイッチのオン／オフ信号が与えられている。
【００４２】
図５は図３に代わる処理を示すフローチャートであり、図６はバッテリ電圧ＶＢの時間変化を概略的に示している。スタータスイッチがオンされるとバッテリ電圧ＶＢが電源電圧供給ノードＮ１に印加される。
【００４３】
他方、制御回路６は、ステップＳ１１において、駆動部１１によりハイサイドスイッチＳＨをオンし、駆動部１２によりローサイドスイッチＳＬをオフする。そして、車両が起動中には、制御回路６は、ステップＳ１２において、所定期間Ｔａｄ（例えば数十［msec］〜数［sec］）の間、１［msec］程度の所定のサンプリング間隔で電圧Ｖｚ、Ｖｏ、Ｖｔｈを取得しメモリ９に保存する。
【００４４】
スタータスイッチがオンされエンジンが動作すると、この後、所定期間Ｔｓｔの間、車両内では様々な電力負荷が動作するため、バッテリ電圧ＶＢが図６に示すように大きく変化する。ただ、この所定期間Ｔｓｔは、負荷駆動制御装置１の内部温度がほとんど変化しない程度のわずかな時間であるため、内部温度の情報に対応する電圧Ｖｔｈは所定範囲内に収まっている。
【００４５】
制御回路６は、ステップＳ１３において、このような条件下においてメモリ９に保存された電圧Ｖｚ、Ｖｏ、Ｖｔｈの中から電圧Ｖｚの差が最も大きい２点を選択する。図６に示す所定期間Ｔａｄにおいて電圧Ｖｚがメモリ９に保存されている期間中、バッテリ電圧ＶＢは初期に大きく低下するため、図６に示すタイミングＰｍａｘ、Ｐｍｉｎの電圧Ｖｚ、Ｖｏ、Ｖｔｈを、ステップＳ１３の条件を満たす電圧として取得する。
【００４６】
制御回路６は、ステップＳ１４において、電圧Ｖｚが最も大きいタイミングＰｍａｘの電圧Ｖｚを最大時電圧Ｖｚｍａｘとし、このタイミングＰｍａｘの電圧Ｖｏを最大時電圧Ｖｏｍａｘとして取得する。また、制御回路６は、ステップＳ１５において、電圧Ｖｚが最も小さいタイミングＰminの電圧Ｖｚを最小時電圧Ｖｚｍｉｎとし、このタイミングＰｍｉｎの電圧Ｖｏを最小時電圧Ｖｏｍｉｎとして取得する。制御回路６は、これらの最大時電圧Ｖｚｍａｘ、Ｖｏｍａｘと、最小時電圧Ｖｚｍｉｎ、Ｖｏｍｉｎとをメモリ９に記憶させる。
【００４７】
そして、制御回路６は、ステップＳ６において、メモリ９に記憶された最大時電圧Ｖｚｍａｘ、Ｖｏｍａｘと電圧Ｖｒ＝０を（４−２）式に代入して補正値αとβの関係式を取得し、さらに、メモリ９に記憶された最小時電圧Ｖｚｍｉｎ、Ｖｏｍｉｎと電圧Ｖｒ＝０を（４−２）式に代入して補正値αとβの関係式を取得する。これらの関係式は、補正値αとβを変数とした連立方程式として２つの式を導出できるため、制御回路６は、ステップＳ１６において、補正値α、βを計算できる。その後、制御回路６は、ステップＳ１７において、この補正値α、βをメモリ９に保存させる。これにより、ゲイン項α、オフセット項α−βを取得できる。リニアソレノイド２の通電電流の検出動作については第１実施形態と同様であるため、その説明を省略する。
【００４８】
このように、スタータスイッチが動作した後、例えば車両内の電力負荷が大きく変動しバッテリ電圧ＶＢが大きく変動しているときに最大時電圧Ｖｚｍａｘ、Ｖｏｍａｘ、最小時電圧Ｖｚｍｉｎ、Ｖｏｍｉｎを取得することができる。
【００４９】
この結果、リニアソレノイド２を駆動していないときに補正値α、βを取得でき、ゲイン項α、オフセット項α−βを取得できる。制御回路６は、このゲイン項α、オフセット項α−βにより、（４−２）式に基づいて電圧Ｖｒを算出することができ、電流検出抵抗Ｒｒに流れる電流を高精度に補正できる。
【００５０】
以上説明したように、本実施形態によっても前述実施形態と同様の作用効果を奏する。また、第１実施形態に示した検査装置を用いることなく、リニアソレノイド２の非駆動時に補正値α、βを取得できるため、例えば抵抗Ｒ１〜Ｒ４、Ｒ５、コンデンサＣ１、又はオペアンプＯＰ１などの素子特性が経年劣化などに応じて変化したとしても、これらの素子特性の変化に対応して随時補正値α、βを算出、取得できるようになり、電流検出抵抗Ｒｒに流れる電流を高精度に補正できる。
【００５１】
（他の実施形態）
本発明は、前述した実施形態に限定されるものではなく、種々変形して実施することができ、その要旨を逸脱しない範囲で種々の実施形態に適用可能である。例えば以下に示す変形又は拡張が可能である。
【００５２】
信号変換部は前述した差動増幅回路による回路形態に限られるものではない。信号変換部は、その出力電圧Ｖｏが電圧Ｖｒに線形的に比例すると共にオフセット項を備えるような構成、すなわち、一次線形性を備えた数式に置換可能な回路構成であれば良く、例えば、オペアンプによる増幅回路を複数段備えた構成であっても良いし、その他様々な回路構成を適用可能である。電流検出回路を、電流検出抵抗Ｒｒにより構成した形態を示したが、電流検出抵抗Ｒｒによる構成に限られない。
【００５３】
最大時電圧Ｖｚｍａｘ、Ｖｏｍａｘ、最小時電圧Ｖｚｍｉｎ、Ｖｏｍｉｎを取得し、これらを（４−２）式に代入して補正値α、βを算出したが、これに限定されるものではなく、例えば時間的に変化する２つ以上の任意の信号を用いて補正値α、βを算出しても良い。
【００５４】
電流検出抵抗Ｒｒが上流端子１ａよりもハイサイドスイッチＳＨの側に接続されており、信号変換部３が、この電流検出抵抗Ｒｒの信号を変換するように構成されていても良い。
【００５５】
第２実施形態では、制御回路６が、スタータスイッチの起動タイミングから所定の期間Ｔａｄの間に、最大時電圧Ｖｚｍａｘ、Ｖｏｍａｘ、最小時電圧Ｖｚｍｉｎ、Ｖｏｍｉｎを取得する形態を示したが、リニアソレノイド２の非駆動時であればどのようなタイミングで取得しても良い。前述した複数の実施形態を組み合わせて構成しても良い。
【００５６】
なお、特許請求の範囲に記載した括弧内の符号は、本発明の一つの態様として前述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものであって、本発明の技術的範囲を限定するものではない。
【符号の説明】
【００５７】
図面中、１は負荷駆動制御装置（電流補正回路）、２はリニアソレノイド（誘導性負荷）、３は信号変換部、６は制御回路、９はメモリ、２１は変換結果取得部、２２は補正値取得部、２３は温度情報取得部、２４は補正部、ＳＨはハイサイドスイッチ、ＳＬはローサイドスイッチ、Ｎ１は電源電圧供給ノード、Ｎ２はグランド電位ノード（基準電位ノード）、Ｒｒは電流検出抵抗（電流検出回路）、を示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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