(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧を所定の直流電圧に変換するチョッパと、
前記チョッパの直流出力電圧をインバータ部，共振回路及び絶縁トランスを介して高周波の交流電圧に変換し、前記交流電圧を整流回路及び出力コンデンサにより整流・平滑して所定の直流電圧に変換する共振型ＤＣ−ＤＣコンバータと、を備え、
前記チョッパ及び前記共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧をそれぞれ検出する電圧検出器を備え、前記共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの起動時に、前記電圧検出器により検出された前記チョッパ及び前記共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧に基づいて、前記インバータ部を構成する半導体スイッチング素子のオン／オフ時間を制御しながらソフトスタートを行う電力変換装置において、
前記共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が、前記チョッパの出力電圧と前記共振型ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周波数とによって決まる第１の出力電圧より大きいときに、前記インバータ部を構成する半導体スイッチング素子を、短絡防止時間を除く最大オン時間により起動し、前記共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が、前記第１の出力電圧より小さいときに、前記半導体スイッチング素子のオン時間をゼロから短絡防止時間を除く最大オン時間まで長くすることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１に記載した電力変換装置において、
前記出力コンデンサの直流電圧を所定の直流電圧または交流電圧に変換する第２の電力変換装置を、前記共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの起動完了後に起動することを特徴とした電力変換装置。
【請求項３】
直流電圧を所定の直流電圧に変換するチョッパと、
前記チョッパの直流出力電圧をインバータ部，共振回路及び絶縁トランスを介して高周波の交流電圧に変換し、前記交流電圧を整流回路及び出力コンデンサにより整流・平滑して所定の直流電圧に変換する共振型ＤＣ−ＤＣコンバータと、を備え、
前記チョッパ及び前記共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧をそれぞれ検出する電圧検出器を備え、前記共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの起動時に、前記電圧検出器により検出された前記チョッパ及び前記共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧に基づいて、前記インバータ部を構成する半導体スイッチング素子のオン／オフ時間を制御しながらソフトスタートを行う電力変換装置において、
前記インバータ部を構成する半導体スイッチング素子のオン時間をゼロから短絡防止時間を除く最大オン時間まで長くし、かつ、前記共振型ＤＣ−ＤＣコンバータを前記チョッパと同時に起動することを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
請求項１〜３の何れか１項に記載した電力変換装置において、
前記インバータ部のスイッチング周波数を、前記共振回路の共振周波数以下の一定値に制御することを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、起動時間の短縮及び起動時における過電流の抑制を可能にした高周波絶縁方式の電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、商用絶縁方式の電力変換装置、例えば鉄道車両用の補助電源装置では、架線または第三軌条から供給された直流電力をインバータにより交流電力に変換し、リアクトル及びコンデンサからなるＬＣフィルタと商用の絶縁トランスとによって絶縁した後、車内設備（冷暖房装置、表示装置等）に必要とされる５０／６０［Ｈｚ］の三相交流電力または単相交流電力に変換している。
【０００３】
図７は、この種の補助電源装置の従来技術を示しており、補助電源装置は、大きく分けて、三相インバータ７、ＬＣフィルタ８、及び、５０／６０［Ｈｚ］の商用の絶縁トランス９によって構成されている。なお、図７において、１ａはパンタグラフ、１ｂは入力スイッチ、１ｃは初期充電抵抗、１ｄは短絡スイッチ、１ｅは入力リアクトル、１ｆは入力コンデンサ、１ｇは車輪（レール）、１ｈはダイオードである。
この従来技術では、絶縁トランス９が５０／６０［Ｈｚ］の交流電圧により励磁されるため、必要とされる鉄心の断面積が非常に大きくなり、絶縁トランス９の質量・体積が大きくなるという問題がある。
【０００４】
近年、絶縁トランスの小型・軽量化を目的として、産業用電力変換装置や鉄道車両用の補助電源装置等、比較的大容量の電力変換装置においても、高周波絶縁トランスが適用されている。高周波絶縁トランスでは、入力を高周波交流に変換する必要があるため、直流をインバータにより高周波交流に変換して高周波絶縁トランスに入力し、その交流出力を整流回路及び平滑コンデンサにより整流・平滑して再び直流に変換する直流−直流変換回路が一般的に使われている。
【０００５】
通常、トランスは、周波数を増加させるほど小型化できるという特徴を有することから、トランスの小型・軽量化を一層進めるためには、インバータに使われている半導体デバイスを極力高い周波数でスイッチングする必要がある。
しかしながら、半導体デバイスから発生する損失はスイッチング周波数に比例して増加するため、装置の放熱器の性能によってスイッチング周波数の上限値も制約を受けることになる。
【０００６】
このような背景のもとで、半導体デバイスの発生損失を低減しつつスイッチング周波数を増加させる手段として、半導体デバイスに印加される電圧がゼロになってからターンオン動作を行い、または、半導体デバイスに流れる電流がゼロになってからターンオフ動作を行う電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータが知られている。この電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いれば、スイッチング周波数を増加させながら半導体デバイスの発生損失を抑制することができ、絶縁トランスの小型・軽量化を図ることが可能になる。
【０００７】
例えば、後述の特許文献１に記載されているように、従来の電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた出力電圧の制御は、半導体スイッチング素子のスイッチング周波数を制御することにより行われる。このスイッチング周波数は、例えば出力電圧が目標値より小さいときに共振周波数より低く制御して出力電圧を目標値に追従させ、逆に出力電圧が目標値より大きいときは、スイッチング周波数を共振周波数とほぼ等しくするか、共振周波数より高く制御することにより、出力電圧を目標値に追従させることが可能である。
また、出力電圧が０［Ｖ］の状態から起動する場合は、スイッチング周波数を高い周波数から徐々に低下させていくことにより、コンバータの出力コンデンサの充電に伴う過電流を抑制することができる。
【０００８】
更に、後述の特許文献２には、共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力コンデンサに残留電圧が残っている場合に高い周波数でコンバータをスイッチングすると出力側に電力を伝達できないことから、コンバータの出力電圧を検出し、出力電圧対スイッチング周波数の特性に基づいて適切な起動周波数を決め、ソフトスタートにより低耐圧のスイッチング素子を駆動するようにした電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータが開示されている。
【０００９】
また、下記の非特許文献１には、共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの入力部に昇圧チョッパを用いた回路が記載されている。上記昇圧チョッパでは、入力電圧が変動してもコンバータの入力電圧を一定に制御することができ、コンバータのスイッチング周波数を変化させなくてもその出力電圧を一定値に保つことが可能である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開２００６−２０４０４８号公報（段落［００２６］〜［００３７］、図１等）
【特許文献２】特開２０１２−２９４３６号公報（段落［００５１］〜［００６５］、図１，図４，図５等）
【非特許文献】
【００１１】
【非特許文献１】J Weber, et al., “Galvanic separated high frequency power cオンverter for auxiliary railway supply”, EPE2003.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
特許文献１，２に示されている電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法において、入力電圧が高くなった場合には、コンバータのスイッチング周波数を共振周波数より高い周波数に制御して出力電圧を一定に保つことができるが、スイッチング素子のターンオフ電流が増加する結果、スイッチング損失が増加するという問題がある。更に、スイッチング周波数を高くするためには演算能力が高い高価な制御装置が必要となり、コストが増加するという問題もある。
【００１３】
非特許文献１に開示されている回路では、共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの前段に電圧を安定化する昇圧チョッパを備えているため、入力電圧の変動に関わらず、コンバータのスイッチング周波数が一定でもその出力電圧を目標値通りに制御することが可能である。しかし、この回路によると、図７に示したような商用絶縁方式の電力変換装置に比べて昇圧チョッパ等の回路要素が増えるため、何ら対策を講じない場合には、負荷側で必要とされる電力を出力するまでの起動時間が長くなるという問題があった。
【００１４】
そこで、本発明の解決課題は、共振型ＤＣ−ＤＣコンバータを含む装置全体の起動時間を短縮し、しかも起動時における出力コンデンサへの過電流の流入を抑制可能とした電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、直流電圧を所定の直流電圧に変換するチョッパと、
前記チョッパの直流出力電圧をインバータ部，共振回路及び絶縁トランスを介して高周波の交流電圧に変換し、前記交流電圧を整流回路及び出力コンデンサにより整流・平滑して所定の直流電圧に変換する共振型ＤＣ−ＤＣコンバータと、を備え、
前記チョッパ及び前記共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧をそれぞれ検出する電圧検出器を備え、前記共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの起動時に、前記電圧検出器により検出された前記チョッパ及び前記共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧に基づいて、前記インバータ部を構成する半導体スイッチング素子のオン／オフ時間を制御しながらソフトスタートを行う電力変換装置において、
前記共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が、前記チョッパの出力電圧と前記共振型ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周波数とによって決まる第１の出力電圧より大きいときに、前記インバータ部を構成する半導体スイッチング素子を、短絡防止時間を除く最大オン時間により起動し、前記共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が、前記第１の出力電圧より小さいときに、前記半導体スイッチング素子のオン時間をゼロから短絡防止時間を除く最大オン時間まで長くするものである。
【００１６】
請求項２に係る発明は、請求項１に記載した電力変換装置において、前記出力コンデンサの直流電圧を所定の直流電圧または交流電圧に変換する第２の電力変換装置を、前記共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの起動完了後に起動するものである。
【００１７】
請求項３に係る発明は、直流電圧を所定の直流電圧に変換するチョッパと、
前記チョッパの直流出力電圧をインバータ部，共振回路及び絶縁トランスを介して高周波の交流電圧に変換し、前記交流電圧を整流回路及び出力コンデンサにより整流・平滑して所定の直流電圧に変換する共振型ＤＣ−ＤＣコンバータと、を備え、
前記チョッパ及び前記共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧をそれぞれ検出する電圧検出器を備え、前記共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの起動時に、前記電圧検出器により検出された前記チョッパ及び前記共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧に基づいて、前記インバータ部を構成する半導体スイッチング素子のオン／オフ時間を制御しながらソフトスタートを行う電力変換装置において、
前記インバータ部を構成する半導体スイッチング素子のオン時間をゼロから短絡防止時間を除く最大オン時間まで長くし、かつ、前記共振型ＤＣ−ＤＣコンバータを前記チョッパと同時に起動するものである。
【００１８】
請求項４に係る発明は、請求項１〜３の何れか１項に記載した電力変換装置において、前記インバータ部のスイッチング周波数を、前記共振回路の共振周波数以下の一定値に制御するものである。
【発明の効果】
【００２０】
本発明によれば、高周波絶縁方式の電力変換装置を構成するチョッパ及び共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧に基づいて、上記コンバータを構成するインバータ部のスイッチング素子のオン／オフ時間を制御しながら起動することにより、装置全体の起動時間を短縮すると共に出力コンデンサへの過電流の流入を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】本発明の第１実施例に係る電力変換装置の回路図である。
【図２】本発明の第２実施例に係る電力変換装置の回路図である。
【図３】本発明の第３実施例に係る電力変換装置の回路図である。
【図４】本発明の第４実施例に係る電力変換装置の回路図である。
【図５】本発明の第５実施例に係る電力変換装置の回路図である。
【図６】本発明の第６実施例に係る電力変換装置の回路図である。
【図７】従来の商用絶縁方式の補助電源装置を示す回路図である。
【図８】共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を示す波形図である。
【図９】共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を示す波形図である。
【図１０】共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を示す波形図である。
【図１１】図１の回路を対象とした従来の起動方式と本発明における起動方式とを示すタイミングチャートである。
【図１２】図２の回路を対象とした従来の起動方式と本発明における起動方式とを示すタイミングチャートである。
【図１３】出力コンデンサに残留電圧が存在する状態で再起動する場合の動作を示すタイミングチャートである。
【図１４】出力コンデンサに残留電圧が存在する状態で再起動する場合の動作を示すタイミングチャートである。
【図１５】共振型ＤＣ−ＤＣコンバータを構成するスイッチング素子の駆動信号、共振電流、絶縁トランスの励磁電流を示す波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について説明する。なお、以下の説明や各図の内容は、あくまで一実施形態を示すものであり、本発明の技術的範囲を何ら限定するものではない。
【００２３】
まず、図１は、本発明の第１実施例に係る電力変換装置の回路図であり、この電力変換装置では、共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの前段に設けられるチョッパとして、一般的な昇圧チョッパを用いている。図１において、図７と同一部分については同一の符号を付してあり、以下では図７と異なる部分を中心に説明する。
【００２４】
図１において、１１０は昇圧チョッパであり、入力コンデンサ１ｆの両端に接続されたリアクトル２ａとスイッチング素子２ｂとの直列回路と、スイッチング素子２ｂの両端に接続されたダイオード２ｃと平滑コンデンサ２ｄとの直列回路と、によって構成されている。
２００は、昇圧チョッパ１１０の出力側に接続された共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ（以下、単に共振コンバータともいう）であり、スイッチング素子３ａ〜３ｄの高周波スイッチングにより昇圧チョッパ１１０の直流出力電圧を交流電圧に変換するインバータ部３と、共振回路を構成する共振コンデンサ４ａ及び共振リアクトル４ｂと、絶縁トランス４ｃと、整流回路を構成するダイオード５ａ〜５ｄと、出力コンデンサ６と、を備えている。ここで、共振リアクトル４ｂは、絶縁トランス４ｃの漏れインダクタンス成分によって代用しても良い。
【００２５】
出力コンデンサ６の両端には、第２の電力変換装置としての三相インバータ７とＬＣフィルタ８とが接続されている。第２の電力変換装置としては、三相インバータ７に限らず、共振コンバータ２００の直流出力電圧を所定の直流電圧に変換する直流−直流変換装置であっても良い。
【００２６】
なお、図１において、Ｖｆｃは入力コンデンサ１ｆの電圧、Ｖｃｈは昇圧チョッパ１１０の出力電圧、Ｖｉｏは共振コンバータ２００（整流回路）の出力電圧、Ｖｉｎｖは三相インバータ７の出力電圧である。図示されていないが、この電力変換装置には、上記の各電圧Ｖｆｃ，Ｖｃｈ，Ｖｉｏ，Ｖｉｏを検出する電圧検出器が設けられている。
【００２７】
次に、図１の回路を対象とした、従来の起動方式と本発明における起動方式とを図１１に基づいて説明する。
図１１において、従来の起動方式では、時刻ｔ０において架線からパンタグラフ１ａを介して受電し、入力スイッチ１ｂを投入することにより、初期充電抵抗１ｃ及び入力リアクトル１ｅを介して入力コンデンサ１ｆが充電されると共に、昇圧チョッパ１１０の出力部に設けられた平滑コンデンサ２ｄも、リアクトル２ａ及びダイオード２ｃを介して充電される。これにより、電圧Ｖｆｃ，Ｖｃｈはほぼ同様に上昇していく。
【００２８】
図１１における時刻ｔ１で初期充電が完了し、初期充電抵抗１ｃは短絡スイッチ１ｄによって短絡される。その後、昇圧チョッパ１１０がソフトスタートを開始し、時刻ｔ２でソフトスタートを完了することで目標値通りの電圧を出力する。
ここで、周知のようにソフトスタートとは、起動開始時にスイッチング素子のオン／オフ比率を示すデューティ比を小さくし、時間の経過に応じてデューティ比を制御することで突入電流を抑制しつつチョッパやコンバータを起動することをいう。
【００２９】
共振コンバータ２００は、時刻ｔ２以後、インバータ部３のスイッチング素子３ａ，３ｄのペア、及びスイッチング素子３ｂ，３ｃのペアのオン時間を、スイッチング周期内で交互に０％から短絡防止時間を除く最大オン時間（図１５を参照）まで徐々に長くしていき、時刻ｔ３においてソフトスタートを完了する。
出力コンデンサ６の後段に負荷が接続されている場合はこれにより起動終了となるが、図１に示すように三相インバータ７が接続されている場合には、共振コンバータ２００の出力電圧Ｖｉｏが確立した時刻ｔ３から三相インバータ７をソフトスタートさせ、時刻ｔ４に三相インバータ７の出力電圧が一定になって電力変換装置全体の起動が完了することになる。
【００３０】
これに対し、本発明における起動方式（架線電圧、入力コンデンサ電圧Ｖｆｃ、昇圧チョッパ出力電圧Ｖｃｈは従来の起動方式と同一である）では、図１１において、昇圧チョッパ１１０がソフトスタートを開始する時刻ｔ１で共振コンバータ２００も同時にソフトスタートを行い、時刻ｔ２でソフトスタートを完了する。この共振コンバータ２００のソフトスタート動作は、昇圧チョッパ１１０の出力電圧Ｖｃｈ及び共振コンバータ２００の出力電圧Ｖｉｏを検出し、これらの検出値に基づいて、インバータ部３のスイッチング素子３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄのオン／オフを制御することにより実行される。
【００３１】
これにより、出力コンデンサ６の後段に負荷が接続されている場合や三相インバータ７等の第２の電力変換装置が接続されている場合の何れにおいても、従来の起動方式に比べて共振コンバータ２００の起動時間が早まる分だけ、電力変換装置全体の起動時間が短縮される。また、共振コンバータ２００は、昇圧チョッパ１１０の出力電圧が低い状態から、時刻ｔ１以後、スイッチング素子３ａ，３ｄのペア、及びスイッチング素子３ｂ，３ｃのペアの最大オン時間を徐々に長くしていくことにより、従来の起動方式に比べて出力コンデンサ６の充電電流のピーク値を抑制することができる。
【００３２】
図２は、本発明の第２実施例に係る電力変換装置の回路図である。この電力変換装置では、チョッパとして降圧チョッパを用いている。図２において、図１と同一部分については同一の符号を付してあり、以下では図１と異なる部分を中心に説明する。
図２の降圧チョッパ１２０は、入力コンデンサ１ｆの両端に接続されたスイッチング素子２ｂとダイオード２ｃとの直列回路と、ダイオード２ｃの両端に接続されたリアクトル２ａと平滑コンデンサ２ｄとの直列回路と、によって構成されている。
【００３３】
次に、図２の回路を対象とした、従来の起動方式と本発明における起動方式とを図１２に基づいて説明する。なお、図１２の本発明による起動方式において、架線電圧、入力コンデンサの電圧Ｖｆｃ、降圧チョッパ１２０の出力電圧Ｖｃｈは従来の起動方式と同一である。
【００３４】
図２の回路では、図１の昇圧チョッパ１１０を用いた回路に比べ、初期充電抵抗１ｃを介して入力コンデンサ１ｆを充電する際に、降圧チョッパ１２０の出力側のコンデンサ２ｄはスイッチング素子２ｂによって充電経路が遮断されるため、充電されることはない。このため、共振コンバータ２００は、時刻ｔ１において、降圧チョッパ１２０の出力電圧が０[Ｖ]の状態から降圧チョッパ１２０と同時にソフトスタートすることができるので、出力コンデンサ６の充電電流のピーク値抑制に効果的である。
また、図１２によれば、図１１と同様に、従来の起動方式に比べて共振コンバータ２００の起動時間が早まる分だけ、電力変換装置全体の起動時間を短縮することができる。
【００３５】
ここで、図１１及び図１２に示した起動方式は、出力コンデンサ６の電圧初期値（残留電圧）が０[Ｖ]の場合である。そこで、電力変換装置の一時的な故障等により出力コンデンサ６に残留電圧が存在する状態で起動する場合の動作を、図１３，図１４に示す。
【００３６】
まず、図１３は、共振コンバータ２００の出力コンデンサ６の後段に、例えば三相インバータ７等の第２の電力変換装置が接続されている場合である。従来方式及び本発明の何れの場合も、共振コンバータ２００の起動が完了する時刻までは後段の三相インバータ７が停止しているため、共振コンバータ２００から見ると無負荷の状態と同様である。
共振コンバータ２００の出力コンデンサ６の残留電圧が、チョッパ１１０または１２０の平滑コンデンサ２ｄの残留電圧と共振コンバータ２００のインバータ部３のスイッチング周波数とによって決まる出力電圧より大きい場合には、チョッパを起動する前に、共振コンバータ２００のスイッチング素子を、短絡防止時間を除く最大オン時間により起動させ、その後、時刻ｔ１においてチョッパをソフトスタートさせる。
【００３７】
時刻ｔ２においてチョッパのソフトスタートが完了し、目標値通りの出力電圧が共振コンバータ２００に印加されると、共振コンバータ２００の出力電圧も目標値通りとなり、その後、出力コンデンサ６の後段の三相インバータ７がソフトスタートを行う。
共振コンバータ２００のインバータ部３のスイッチング素子を最大のオン時間で瞬時に起動させても、絶縁トランス４ｃの二次側出力電圧は出力コンデンサ６の残留電圧より小さいため、ダイオード５ａ〜５ｄからなる整流回路が導通することはなく、絶縁トランス４ｃの一次側には励磁電流相当の電流しか流れないことになる。また、出力コンデンサ６の後段の三相インバータ７が時刻ｔ２にソフトスタートを開始することで、負荷が徐々に増えるので、共振コンバータ２００の電流が振動することはない。
【００３８】
図１４は、図１３と同様に出力コンデンサ６に残留電圧が存在する状態で起動する場合のタイミングチャートであるが、共振コンバータ２００の出力側に負荷が直接接続されており、出力コンデンサ６の残留電圧が、チョッパの平滑コンデンサ２ｄの残留電圧と共振コンバータ２００のインバータ部３のスイッチング周波数とによって決まる出力電圧レベルより小さい場合のものである。
この場合は、時刻ｔ２においてチョッパのソフトスタートと同時に共振コンバータ２００がソフトスタートを行い、出力コンデンサ６の充電電流のピーク値を抑制しながら、電力変換装置全体の起動時間の短縮を図る。
図１３，図１４から明らかなように、本発明によれば、出力コンデンサ６に残留電圧が存在する場合でも、従来より起動時間を短縮することが可能である。
【００３９】
図１または図２に示した回路において、共振コンバータ２００のインバータ部３のスイッチング周波数は一定値とし、このスイッチング周波数は、共振回路（共振コンデンサ４ａ及び共振リアクトル４ｂ）の共振周波数と等しくするか、または上記共振周波数より低い値に設定する。
ここで、図８〜図１０は、それぞれ、インバータ部３のスイッチング周波数が共振周波数より低い場合、等しい場合、高い場合における、共振電流、絶縁トランスの励磁電流、スイッチング素子３ａ〜３ｄ及びダイオード５ａ〜５ｄに流れる電流、並びにスイッチング素子３ａ〜３ｄのゲート信号の波形図である。
【００４０】
インバータ部３のスイッチング周波数が共振周波数より低い場合及び共振周波数と等しい場合には、スイッチング素子３ａ〜３ｄは、絶縁トランス４ｃの微弱な励磁電流でターンオフするのに対し、共振コンバータ２００のスイッチング周波数が共振周波数より高い場合には、共振周期の途中でスイッチング素子３ａ〜３ｄがターンオフすることになるので、ターンオフ電流が増え、結果的にスイッチング損失が増えてしまう。
本発明においては、図８または図９に示すごとく、インバータ部３のスイッチング周波数を共振周波数より低く、または共振周波数と等しくすることにより、図１０に比べてターンオフ電流が小さくなるため、スイッチング損失の低減が可能になる。
【００４１】
図３〜図６は、本発明の第３〜第６実施例に係る電力変換装置の回路図である。
図３は、チョッパとして３レベル昇圧チョッパ１３０を用いた実施例であり、２ｂ１はスイッチング素子、２ｃ１はダイオード、２ｄ１は平滑コンデンサである。また、図４は、チョッパとして３レベル降圧チョッパ１４０を用いた実施例であり、１ｆ１は入力コンデンサである。
更に、図５は、共振コンバータ２１０の入力部に平滑コンデンサ２ｄ，２ｄ１及びスイッチング素子３ａ，３ｃからなるハーフブリッジ型のインバータ部３Ａを用いた実施例であり、図６は、共振コンバータ２２０の入力部にハーフブリッジ型のインバータ部３Ａを用いると共に、出力部にスイッチング素子５ａ１，５ｂ１，５ｃ１，５ｄ１からなる同期整流回路を用いた実施例である。
【００４２】
これらの図３〜図６に示した回路においても、本発明を適用することで、装置全体の起動時間の短縮及び出力コンデンサ６の充電電流のピーク値の抑制を行うことが可能である。
【産業上の利用可能性】
【００４３】
本発明は、チョッパと共振型ＤＣ−ＤＣコンバータとが直列に接続された高周波絶縁方式の各種電力変換装置に利用することができる。
【符号の説明】
【００４４】
１ａ：パンタグラフ
１ｂ：入力スイッチ
１ｃ：初期充電抵抗
１ｄ：短絡スイッチ
１ｅ：入力リアクトル
１ｆ，１ｆ１：入力コンデンサ
２ａ：リアクトル
２ｂ，２ｂ１：スイッチング素子
２ｃ，２ｃ１：ダイオード
２ｄ，２ｄ１：平滑コンデンサ
３，３Ａ：インバータ部
３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ：スイッチング素子
４ａ：共振コンデンサル
４ｂ：共振リアクトル
４ｃ：絶縁トランス
５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ：ダイオード
５ａ１，５ｂ１，５ｃ１，５ｄ１：スイッチング素子
６：出力コンデンサ
７：三相インバータ
８：ＬＣフィルタ
１１０：昇圧チョッパ
１２０：降圧チョッパ
１３０：３レベル昇圧チョッパ
１４０：３レベル降圧チョッパ
２００，２１０，２２０：共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ（共振型コンバータ）
【図１】
0006555635.tif 000002
【図２】
0006555635.tif 000003
【図３】
0006555635.tif 000004
【図４】
0006555635.tif 000005
【図５】
0006555635.tif 000006
【図６】
0006555635.tif 000007
【図７】
0006555635.tif 000008
【図８】
0006555635.tif 000009
【図９】
0006555635.tif 000010
【図１０】
0006555635.tif 000011
【図１１】
0006555635.tif 000012
【図１２】
0006555635.tif 000013
【図１３】
0006555635.tif 000014
【図１４】
0006555635.tif 000015
【図１５】
0006555635.tif 000016