(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
永久磁石モータに３相交流電力を供給する電力変換器と、
前記電力変換器の出力電圧を制御する制御装置と、
正弦波電圧通電時に発生する５次及び７次の高次電流成分と逆位相となる電流を発生させる電圧高次成分の電圧位相及び振幅を演算する電圧高次成分演算部と、
前記電圧高次成分演算部で演算された前記電圧位相及び前記振幅からなる前記電圧高次成分を、前記制御装置の電圧指令値に加算する電圧加算部と、
を備えることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
圧縮機と、
前記圧縮機のモータを制御する請求項１に記載のモータ制御装置と、
を備え、
前記永久磁石モータの回転数が所定値以上の場合は、前記電圧位相及び前記振幅からなる前記電圧高次成分を前記電圧指令値に加算しない
ことを特徴とするモータ制御装置。
【請求項３】
請求項２に記載のモータ制御装置を備えることを特徴とする空調機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
モータ制御装置及びこのモータ制御装置を備えた空調機に関する。
【背景技術】
【０００２】
空調機等に使用されるモータ制御装置は小型化・部品点数削減、高効率・高出力化への要求が強く、これらの要求を実現する技術が多数開発されている。
【０００３】
モータの小型・高効率化のため、モータ固定子側を集中巻線化し、永久磁石をモータ回転子の内部に埋め込んだ埋め込み磁石型モータ（IPM : Interior Permanent Magnet motor）を採用すると、モータ巻線に誘起される誘導起電力の波形は理想的な正弦波状から、高調波を含んだ歪んだ波形となる。
【０００４】
このような誘導起電力波形が歪んだモータに対して、モータ制御装置から正弦波状の電圧波形を出力すると、誘導起電力波形の歪みに起因して、モータ電流波形に高調波成分が発生する。モータ電流波形の高調波成分に起因して、モータでは鉄損が増加して効率が低下する。
【０００５】
このような電流波形の高調波成分に起因する鉄損を低減するために、特許文献1は、回転子コア内部にスリットを設けることや、回転子外径に段差を設けることにより、誘導起電力波形を正弦波化することを開示する。また、特許文献2は、モータ電流波形の歪みを低減するために、予め誘導起電力波形の高調波成分データをテーブルとして保持し、これらのデータをもとにモータ電流波形の高調波を低減することを開示する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開2013-255328号公報
【特許文献２】特開2004-64909号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
特許文献1に記載されたモータ形状によって誘導起電力波形を正弦波化する方法において、モータ電流が誘導起電力によって作られる透磁率分布に影響を及ぼさない大きさであれば、電流波形は正弦波となる。しかし、モータ電流が増大し、モータ電流によって発生する磁束が誘導起電力によって作られる透磁率分布に影響を及ぼす大きさになると、モータ電流に3次成分をはじめとする高調波成分が発生する。
【０００８】
同様に、特許文献2に記載された、電流制御器によって電流波形が正弦波状になるように電圧指令値を制御する方式では、モータ電流が誘導起電力によって作られる透磁率分布に影響を及ぼさない大きさであれば、電流波形は正弦波となる。しかし、モータ電流が大きくなり、モータ電流によって発生する磁束が誘導起電力によって作られる透磁率分布に影響を及ぼす大きさになると、あらかじめ記憶した誘導起電力波形取得時の透磁率分布、すなわち外部駆動時の透磁率分布と負荷運転時の透磁率分布とが異なることから、モータ電流の正弦波効果は小さくなる。
【０００９】
本発明は、負荷運転時に発生する電流波形の歪みを抑制することができるモータ制御装置を提供することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
前記課題を解決するため、本発明のモータ制御装置は、永久磁石モータに３相交流電力を供給する電力変換器と、前記電力変換器の出力電圧を制御する制御装置と、正弦波電圧通電時に発生する５次及び７次の高次電流成分と逆位相となる電流を発生させる電圧高次成分の電圧位相及び振幅を演算する電圧高次成分演算部と、前記電圧高次成分演算部で演算された前記電圧位相及び前記振幅からなる前記電圧高次成分を、前記制御装置の電圧指令値に加算する電圧加算部と、を備える。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、負荷運転時に発生する電流波形の歪みを抑制することができるモータ制御装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】モータ制御装置の全体構成図を示すブロック図
【図２】同一回転数、同一基本波電流振幅値における電流5次、7次成分の位相と構成率
【図３】実施例1のモータ制御装置の全体構成図を示すブロック図
【図４】実施例1の電圧高次成分演算部と加算部詳細（回転座標と固定座標）
【図５】電流5次、7次成分の位相差角特性
【図６】従来方式により実機を駆動した場合の電流波形のＦＦＴ結果
【図７】実施例1の方式により実機を駆動した場合の電流波形のＦＦＴ結果
【図８】実機を駆動した場合の電流波形
【図９】実施例2のモータ制御装置の全体構成図を示すブロック図
【図１０】実施例2の電圧高次成分演算部と加算部詳細（回転座標と固定座標）
【図１１】実施例2の電圧高次成分の設定例
【図１２】実施例2の電圧高次成分出力の切替え設定例
【図１３】PWM周波数切替設定例
【図１４】実施例3の空調機の全体構成図
【図１５】実施例3の圧縮機用モータの回転数-トルク特性の概略図
【発明を実施するための形態】
【００１３】
本発明のモータ制御装置は、永久磁石モータに電力を供給する電力変換器と、電力変換機の出力電圧を制御する制御装置と、正弦波電圧通電時に発生する高次電流成分と逆位相となる電流を発生させる電圧高次成分の電圧位相及び振幅を演算する電圧高次成分演算部と、電圧高次成分演算部で演算された電圧位相及び振幅を制御装置の電圧指令値に加算する電圧加算部と、を備える。このような本発明によれば、モータ電流が歪んだ場合でもモータ電流の高次成分に対して180度進んだ電流を発生させることで、電流波形の歪みを抑制することができる。また、モータ電流の高次成分を抑制すことで、電力変換器の出力電力高次成分の増加を抑制し、高効を向上させることができる。また、電流波形の正弦波化により、トルク脈動の低減、振動の低減を図ることができる。
【実施例１】
【００１４】
本発明の第1の実施例を図1から図9を用いて説明する。本実施例は、本発明の制御方法を、永久磁石同期モータ1（以下「モータ」という。）をPWM制御で駆動するモータ制御装置2に適用した場合であり、テーブルを用いて正弦波の電圧指令値に電圧高次成分を加算する例について説明する。
【００１５】
図1に示すように、モータ1を駆動するモータ制御装置2は、直流電源3、直流電源によって発生する直流電力を交流電力に変換する電力変換回路4、電力変換回路4が出力する電流を検出する電流検出部5、及び電流検出部5で検出された出力電流情報5Ａを基にベクトル制御を行う制御装置6により駆動する。
【００１６】
制御装置6は、電流検出部5で検出された電流情報5Aをもとにモータ1への印加電圧指令7Ａを演算するベクトル制御部7、及び印加電圧指令7Ａとキャリア信号を基にしてPWMパルス信号8Aへ変換するPWMパルス作成部8から構成される。また、電力変換回路4は、IGBTとダイオードなどの半導体スイッチング素子から構成された電力変換主回路4Ａ、及びＰＷＭパルス作成部8からのＰＷＭパルス信号8Ａに基づいて主回路のIGBTへのゲート信号を発生するゲート・ドライバ4Ｂから構成される。
【００１７】
ここで、ベクトル制御部7は、「高速用永久磁石同期モータの新ベクトル制御方式の検討」（電学論Ｄ、 Vol.129 (2009) No.1 pp.36-45）や「家電機器向け位置センサレス永久磁石同期モータの簡易ベクトル制御」（電学論Ｄ、 Vol.124 (2004) No.11 pp.1133-1140）で提案されている方式など、一般的なベクトル制御を用いることで実現可能であり、制御方式を特定するものではない。
【００１８】
図2を用いて、電流値と高次電流成分の関係を述べる。図2(a),(b)は同一回転数、同一基本波電流実効値を有する電流基本波成分の位相βを31度、42度、53度としたときの電流5次成分、7次成分のみを抽出した結果である。位相βが大きくなるほど、磁石磁束を打ち消す向きの磁束が発生する。このため、透磁率分布は電流の位相βにより異なる。このとき、縦軸は電流5次成分、7次成分の位相β、横軸は基本波を100としたときの5次成分と7次成分の電流振幅値となる。図2に示すように、位相の増加に伴い電流5次成分、7次成分の振幅と位相が変化する。このように、元の誘導起電力波形に基づいて電流波形を正弦波化しようとした場合、巻線通電時に発生する磁束が多いほど誤差が生じ、条件によってはモータ電流のひずみが大きくなり、振動・騒音の発生や、効率の低下が生じる。
【００１９】
そこで本発明においては、図3に示すように、モータの運転条件を入力として電流高次成分を打ち消す電圧高次成分を演算する電圧高次成分演算部9を備え、電流高次成分を抑制する。
【００２０】
以下、テーブルを用いた電圧高次成分の位相と振幅の演算方法について図4〜図9を用いて説明する。
【００２１】
電圧高次成分演算部9を図4に示す。図4(a)は回転座標を用いた方式、図4(ｂ)は固定座標を用いた方式のブロック図である。電圧高次成分演算部は回転数とトルク又は指令値として与えている回転数指令値とトルク指令値5Bを入力とする。電圧高次成分演算部9は電流高次成分を打ち消すような電圧高次成分の位相と振幅を予めテーブルとして与えられ、各運転条件値(回転数とトルク)を入力として受け取り、各次数における位相と振幅9Ａ_ｄ、9Ａ_ｑ（又は9A_U、9A_V、9A_W）を出力する。その後、電圧高次成分の振幅と位相は電圧加算部10により電圧指令値に加算される。
【００２２】
尚、各運転条件における電圧高次成分の振幅と位相は実機測定結果から求めてもよいし、磁界解析などで求めてもよい。また、後述する電圧方程式を用いてもよい。
【００２３】
図5に電圧5次成分の振幅値を一定とし、位相を0から360度まで振った場合の電流5次成分と7次成分の振幅値を示す。図5より、位相を変えた5次成分だけでなく7次成分も、印加電圧に加算した場合のモータの高次成分も他の高次成分に影響を及ぼしていることから、5次成分を打ち消したことにより、7次成分の振幅値も変化する。電流高次成分を打ち消すための電圧高次成分の位相と振幅は前述した手法によって求めることができるが、モータによってはある次数の高調波成分を消そうとした場合、他の次数の高調波成分を増加させることがある。
【００２４】
図6、図7に電流のFFT結果を、図8、図9に電流波形を示す。図6、図8は電圧高次成分を加算しない従来の制御方式の場合、図7、図9は電圧力高次成分を加算した本実施例の場合の結果である。図6、図8より、電圧高次成分を加算しない場合、5次・7次の電流高次成分が大きく発生することが確認できる。一方、図7、図9では、本実施例の方式により、電圧高次成分を指令電圧に加算すると、モータ電流波形の歪みが抑制され、5次・7次の電流高次成分を低減できることが確認できる。
【００２５】
図4に示す通り、電圧高次成分演算部10を用いることで、モータ電流の高次成分を抑制することが可能となる。言い換えると、本実施例の構成を用いることで、モータ誘導起電力が歪んだ場合でも、モータ電流の高次成分を抑制することが可能となる。また、モータ電流高次成分の抑制により、電流高次成分に起因した電力変換器の出力電力高次成分を抑制し、モータ制御装置の高効率化を実現することが可能となる。
【００２６】
本実施例では2：3集中巻のIPMモータを用いることで効果が大きくなるが、分数スロットや、分布巻機でもいいし、表面磁石モータや誘導機、スイッチドリラクタンスモータやシンクロナスモータについても有効である。
【実施例２】
【００２７】
図10を用い、電圧高次成分9Ａを基本波印加電圧指令への加算する方式の例として、電流波形から電圧方程式を解く方法について説明する。構成としては図3に示すモータ制御装置1と同じであるため説明を省略する。
【００２８】
実施例1では回転数とトルク情報5Ｂから電圧高次成分を求めたが、本実施例では入力として、例えば1シャント抵抗による電流波形取得法によって得た電流情報5Ａを用いる。得られた電流波形をFFT部11によりFFTすることで、現在の運転条件での電流高次成分の位相と振幅を求め、この電流位相に対し180度進んだ電流位相と同一の振幅を持つ電流波形を発生させるようなn次の電圧波形を生成する。このとき、FFT部11は電流波形を入力とし、各次数に対する振幅値と位相を出力し、電圧高次成分演算部に入力する。取得したn次の電流値insinn(・t)から、これを打ち消すのに必要なで電圧Vnを求める式を式（1）に示す。このような手法を用いれば、どのようなモータを取り付けた場合でも自動的に位相と振幅を演算することが可能となる。
Vn(t、 θ)=R*in*sinn(・t + ・)+din /dt *sinn(・t + ・) *L…（1）
なお、理想的には電圧高次成分の振幅と位相を9Ａとして、モータ電流に含まれるすべての高次成分を出力することで、電流高次成分を抑制することが可能となる。しかし、本手法を用いた場合、ＰＷＭパルス数が一定の状態でモータ回転数が高速域となると、低速域に比べ電圧・電流1周期に含まれるＰＷＭパルス数が少なくなるため、電流高次成分の検出精度が落ち、次数の高い成分の出力が困難となる。
【００２９】
そこで、モータ回転数によって誘導起電力高次成分生成部9から次数が大きい成分の出力を停止する方式の例を示したものが図11である。ここでは、電流高次成分：3・5・7次成分をモータ回転数で切換える場合示している。図11に示すように、モータ回転数を加速させて回転数Ｎ1以上となった場合、電流7次成分の振幅値を0として電圧高次成分演算部9からの出力を停止する。同様に回転数Ｎ2以上となった場合、電流5次成分の振幅値を0として電圧高次成分演算部9からの出力を停止する。
【００３０】
なお、電圧高次成分振幅値の切り替えは、切り替え時の電流・回転数・トルクの変動を抑制するため、図12(b)に示すように、電圧高次成分振幅値を回転数N4から回転数N5まで一定の割合で変化させる方式でもよい。また、切り替えをさらにスムーズにするため、図12(c)に示すように、電圧高次成分振幅値を回転数N4から回転数N5まで曲線のように割合を変えながら変化させる方式でもよい。さらに、振幅値の切り替えは、モータの出力トルクや直流母線電流情報5Ａを用いて行う方式でもよい。
【００３１】
また、前述したとおり、ＰＷＭパルス数が一定の状態でモータ回転数が高速域となると、低速域に比べ電圧・電流1周期に含まれるＰＷＭパルス数が少なくなるため、電圧高次成分の次数が大きい成分は電力変換器4から出力することが困難となる。そこで、モータ回転数によってＰＷＭ周波数を変更する方式の例を示したものが図13である。図13では、回転数によってＰＷＭ周波数をｆ1とｆ2の状態へ切り替える場合を示す。図13(a)に示す通り、モータ回転数を加速させて回転数Ｎ6以上となった場合、ＰＷＭ周波数をｆ2からｆ1の状態に切り替える。図13(b)、(c)は周波数変更方法の変形例である。
【００３２】
このように、回転数に応じてＰＷＭ周波数を可変にすることで、高速域ではＰＷＭ周波数を大きくすることで電圧・電流1周期に含まれるＰＷＭパルス数を維持し、電圧高次成分の次数が大きい成分の出力が可能となる。さらに、低速域ではＰＷＭ周波数を小さくすることにより、スイッチング損失を低減し、モータ制御装置1を高効率に駆動することが可能となる。
【００３３】
本実施例では電流検出方法として1シャント抵抗を用いた方式を紹介したが、3シャント抵抗でもいいし、モータ電流センサを用いてもよい。なお、シャント抵抗による検出手法ではPWM周波数に大きく依存するが、電流センサを用いた場合はこの限りではない。また、インピーダンスは周波数の増加に伴い、比例から飽和へと推移する。このとき、次数によっては式（1）の電圧方程式のインダクタンス成分を補正する必要がある。この補正にはテーブルなどを用いてもよい。また、2：3集中巻のIPMモータを用いることで効果が大きいが、分数スロットや分布巻機でも有効であるし、表面磁石モータや誘導機、スイッチドリラクタンスモータやシンクロナスモータについても有効である。
【実施例３】
【００３４】
図14を用いて、実施例1,2のモータ制御装置1を空調機100の圧縮機駆動に適用した実施例3を説明する。
【００３５】
図14に示すように、本実施例の空調機100は、外気と熱交換を行う室外機101、室内と熱交換を行う室内機102、室外機101と室内機102をつなぐ配管103から構成される。室外機101は、冷媒を圧縮する圧縮機104、それを駆動する圧縮機駆動モータ105、それを制御するモータ駆動装置106、及び、圧縮冷媒を用いて外気と熱交換する熱交換機107から構成される。モータ駆動装置106には、実施例1,2のモータ制御装置1が適用される。また、室内機102は、室内と熱交換を行う熱交換機108、室内に送風する送風機109から構成される。
【００３６】
図18に圧縮機駆動用モータの運転点をプロットする。図18において、横軸は回転数、縦軸はトルクである。ここで、エアコンとしての効率は低速低負荷領域の寄与が大きいことから、圧縮機駆動用モータの効率も低速・低負荷領域で向上させる必要がある。
【００３７】
圧縮機駆動用モータの効率寄与点は4点と少ないことから、これらの運転条件（回転数とトルク）を入力とした実施例1の方式を用いることで、必要テーブル数を削減しつつ、モータ効率、ひいてはエアコンの性能向上へとつながる。また、実施例2の手法を用いた場合、効率寄与が高い低速側はPWMパルス数が十分に確保できていることから、低速側のみ適用することで十分な効果が得られる。
【００３８】
特に、高速側は前述したようにスイッチング回数が少なくなると高次成分を発生させることが困難となることから、インバータのスイッチング回数、すなわちキャリア周波数を上げる必要がある。しかし、キャリア周波数を上げることでスイッチング損失が増加することからシステムとしての効率は低下する。従って、高速側では電圧高次成分を発生させないことでシステムとしての効率を向上させる。
【００３９】
上記の通り、実施例3により、運転点が少なく低速回転時の効率が求められるエアコンシステムの場合は、従来のモータ制御装置と同じ電力変換回路の構成で電力変換回路の電力高次成分を減らすことができるため、部品の追加を行うことなく、エアコンの効率を向上させることができる。
【００４０】
またエアコンは家電製品であることから、入力電圧が100V又は200Vに限定され、モータの仕様によっては定格条件で上限電圧値になる。このような場合、前述したように、PWM周波数を増加する方法のほかに、コンバータ側に昇圧回路を設けて上限電圧値を増加させることで同様の効果が得られる。
【００４１】
なお、本実施例においては空調機システムを例にしたが、自動車用主機モータやエレベータ用モータのように、運転点が少ないシステムでは実施例1を、低速回転での効率が求められるシステムでは実施例2を適用又は併用することで同様の効果が得られる。
【００４２】
なお、本発明は実施例1-3に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。また、上記の各構成、機能、処理部、処理手段等は、それらの一部又は全部を、例えば集積回路で設計する等によりハードウェアで実現してもよい。また、制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。
【符号の説明】
【００４３】
1…永久磁石同期機（モータ）、2…モータ制御装置、3…直流電源、4…電力変換器、4A…電力変換主回路、4B…ゲート・ドライバ、5…電力変換器出力電流検出部、6…制御装置、7…ベクトル制御部、8…パルス作成部、9…電圧高次成分演算部、10…電圧加算部、10…FFT部
【図１】
0006499405.tif 000002
【図２】
0006499405.tif 000003
【図３】
0006499405.tif 000004
【図４】
0006499405.tif 000005
【図５】
0006499405.tif 000006
【図６】
0006499405.tif 000007
【図７】
0006499405.tif 000008
【図８】
0006499405.tif 000009
【図９】
0006499405.tif 000010
【図１０】
0006499405.tif 000011
【図１１】
0006499405.tif 000012
【図１２】
0006499405.tif 000013
【図１３】
0006499405.tif 000014
【図１４】
0006499405.tif 000015
【図１５】
0006499405.tif 000016