(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
回転機（１０）に対する指令電圧を演算する指令電圧演算手段（２２）と、
前記回転機の電気角位置に応じた電気角位置信号を取得し、前記電気角位置信号、及び前記指令電圧の位相と同期するように、前記回転機の１周期あたりに複数の周期を有する搬送波を電気角単位で生成し、且つ、前記指令電圧の位相の変化に応じて前記搬送波の周期を変更する搬送波生成手段（２６１、２６２）と、
前記指令電圧に基づくデューティと前記搬送波との大小関係に基づき、前記回転機に電力を供給する電力変換回路（３０）のスイッチング素子を操作する操作信号としてＰＷＭ信号を電気角単位で生成する操作信号生成手段（２４）と、
を備え、
前記指令電圧の位相が一定の状態における搬送波周期を基準間隔角度と定義し、
前記指令電圧の位相の変化量を間隔変化角度と定義し、
前記基準間隔角度から前記間隔変化角度を減じた角度を間隔角度と定義すると、
前記操作信号生成手段は、今周期の始点の電気角位置のタイミングで得られた電気角及び電流値に基づいて算出される次周期のデューティを取得し、次周期の始点の電気角位置、間隔変化角度、間隔角度、及びデューティに基づき、次周期の出力パルスの立下がりエッジ角及び立上がりエッジ角を算出してＰＷＭ信号のパルスを生成することを特徴とする回転機の制御装置。
【請求項２】
前記搬送波生成手段は、
前記回転機の１周期において、前記指令電圧が最大又は最小となる電気角位置を前記搬送波の谷又は山に一致させるように前記搬送波を生成することを特徴とする請求項１に記載の回転機の制御装置。
【請求項３】
前記搬送波生成手段は、前記回転機の１周期における前記搬送波の周期数である同期数を、前記回転機の１周期内に複数回切替可能であることを特徴とする請求項２に記載の回転機の制御装置。
【請求項４】
前記回転機は３相回転機であり、前記同期数は、奇数且つ３の倍数に設定されていることを特徴とする請求項３に記載の回転機の制御装置。
【請求項５】
前記搬送波生成手段（２６２）は、前記電気角位置信号として取得した所定角度毎のパルス信号を逓倍処理する逓倍処理部（２７）、又は、前記パルス信号を分周処理する分周処理部（２８）の少なくとも一方を有し、逓倍処理又は分周処理されたパルス信号に基づいて前記搬送波を生成することを特徴とする請求項１〜４のいずれか一項に記載の回転機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、回転機に対する指令電圧と搬送波との大小関係に基づき、回転機の駆動を制御する回転機の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、回転機に対する指令電圧と搬送波との大小関係に基づくＰＷＭ制御により電力変換回路のスイッチング操作を操作し、回転機の駆動を制御する制御装置において、回転機の回転に同期した搬送波を用いて同期ＰＷＭ制御を行う制御装置が知られている。
特許文献１に記載された回転機の制御装置は、回転機の１回転周期内に、１周期が互いに相違する複数種の搬送波（キャリア）を生成する。例えば、エンコーダの出力信号に基づき、電気角の１回転周期内に４０９６個のエッジを有するキャリア生成信号が生成される。キャリア生成部は、このエッジを用いて波高値「２２８」及び「２２６」の２種類の搬送波を、９周期の合計が電気角の１回転周期に一致するように生成する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００９−２０７２６１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特許文献１の制御装置では、搬送波と電圧位相とを同期させていないため、電圧位相変化時には、出力電圧の対称性が担保されず、制御性が低下する。また、予め決められた複数の搬送波を電気角位置信号に基づいて生成するため、複数の搬送波周期、及びその順番等の多くの情報入力が必要となる。
さらに、回転機の１周期における搬送波の周波数である同期数を、回転機の１周期内に１回しか切り替えることができない。したがって、損失低減効果や制御性向上効果が十分に得られない場合がある。
【０００５】
本発明はこのような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、電圧位相に応じて適切に回転機を制御する回転機の制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の回転機の制御装置は、指令電圧演算手段と、搬送波生成手段と、操作信号生成手段とを備える。
指令電圧演算手段は、回転機に対する指令電圧を演算する。
搬送波生成手段は、回転機の電気角位置に応じた電気角位置信号を取得し、電気角位置信号、及び指令電圧の位相と同期するように、回転機の１周期あたりに複数の周期を有する搬送波を電気角単位で生成し、且つ、指令電圧の位相の変化に応じて搬送波の周期を変更する。
操作信号生成手段は、指令電圧に基づくデューティと搬送波との大小関係に基づき、回転機に電力を供給する電力変換回路のスイッチング素子を操作する操作信号としてＰＷＭ信号を電気角単位で生成する。
指令電圧の位相が一定の状態における搬送波周期を基準間隔角度と定義し、指令電圧の位相の変化量を間隔変化角度と定義し、基準間隔角度から間隔変化角度を減じた角度を間隔角度と定義する。
操作信号生成手段は、今周期の始点の電気角位置のタイミングで得られた電気角及び電流値に基づいて算出される次周期のデューティを取得し、次周期の始点の電気角位置、間隔変化角度、間隔角度、及びデューティに基づき、次周期の出力パルスの立下がりエッジ角及び立上がりエッジ角を算出してＰＷＭ信号のパルスを生成する。
【０００７】
本発明によると、搬送波生成手段は、搬送波を電気角位置に同期させることに加え、搬送波を指令電圧の位相とも同期させる。これにより、回転機の電圧位相と同期した出力電圧を維持することができる。
また、搬送波生成手段は、指令電圧の位相の変化に応じて搬送波の周期を変更する。つまり、刻一刻と変化する電圧位相と同期するように搬送波周期を可変とする。これにより、出力電圧を、指令電圧の位相変化に追従させることができる。
【０００８】
また、好ましくは、搬送波生成手段は、回転機の１周期において、指令電圧が最大又は最小となる電気角位置を搬送波の谷又は山に一致させるように搬送波を生成する。これにより、出力電圧の１周期内対称性を維持することができる。
この場合、搬送波生成手段は、回転機の１周期における搬送波の周期数である同期数を、回転機の１周期内に複数回切替可能であることがより好ましい。これにより、制御の高い応答性の維持やスイッチング損失の低減を実現することができる。
【０００９】
さらに、搬送波生成手段は、電気角位置信号として取得した所定角度毎のパルス信号を逓倍処理する逓倍処理部、又は、パルス信号を分周処理する分周処理部の少なくとも一方を有し、逓倍処理又は分周処理されたパルス信号に基づいて搬送波を生成するようにしてもよい。
逓倍処理手段を備える場合、搬送波の生成に用いるパルスの分解能が向上し、回転機の制御性を高く維持することができる。分周処理手段を備える場合、ソフトウェア実装時のカウンタオーバーフロー等を回避し、マイコンの処理負荷を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の第１実施形態による回転機の制御装置の制御ブロック図。
【図２】本発明の第１実施形態による制御装置の処理の概要を説明する図。
【図３】搬送波のトリガ生成原理を説明する図。
【図４】ＰＷＭ信号のパルス生成原理を説明する図。
【図５】電圧位相進角時のトリガ追従性を説明する図。
【図６】電圧位相進角時のパルス追従性を説明する図。
【図７】電圧位相遅角時のトリガ追従性を説明する図。
【図８】電圧位相遅角時のパルス追従性を説明する図。
【図９】出力電圧の１周期内対称性を説明する図。
【図１０】１周期内での搬送波同期数の複数回変更を説明する図。
【図１１】本発明の第２実施形態による回転機の制御装置の制御ブロック図。
【図１２】本発明の第２実施形態による逓倍処理及び分周処理を説明する図。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、本発明の実施形態による回転機の制御装置を図面に基づいて説明する。この回転機の制御装置は、例えば、ハイブリッド自動車の駆動力源であるモータジェネレータの制御装置として適用される。
【００１２】
（第１実施形態）
本発明の第１実施形態の回転機の制御装置の構成及び作用について、図１〜図８を参照して説明する。
図１に示すように、回転機の制御装置（以下、単に「制御装置」と記す。）２０１は、図示しない車両制御装置からの指令トルクｔｒｑ*に基づき、インバータ３０の出力電圧を操作することにより、モータジェネレータ１０の駆動を制御する。「電力変換回路」としてのインバータ３０は、周知の通り、上下アームのスイッチング素子がブリッジ接続されて構成されている。「回転機」としてのモータジェネレータ１０は、例えば永久磁石式同期型の三相交流電動機である。
【００１３】
モータジェネレータ１０のロータ近傍には、回転角度（以下、回転角度は「電気角」を意味する。）を検出する回転角センサとして、例えばエンコーダ１２が設けられている。エンコーダ１２は、モータジェネレータ１０の電気角位置に応じたパルス数のＡ相信号及びＢ相信号を「電気角位置信号」として出力する。
また、制御装置２０１は、エンコーダ１２により検出された電気角θをベクトル制御の座標変換演算に用いる。
【００１４】
制御装置２０１は、３相２相変換部１８、指令電流演算部２１、指令電圧演算部２２、２相３相変換部２３、ＰＷＭ信号生成部２４、電圧位相算出部２５及び搬送波生成部２６１を有している。電圧位相算出部２５及び搬送波生成部２６１を除いては、基本的に周知のベクトル制御、且つＰＷＭ制御による電流フィードバック制御の構成に相当する。
指令電圧演算部２２、ＰＷＭ信号生成部２４、及び搬送波生成部２６１は、それぞれ、特許請求の範囲に記載の「指令電圧演算手段」、「操作信号生成手段」、及び「搬送波生成手段」に相当する。
【００１５】
３相２相変換部１８は、インバータ３０からモータジェネレータ１０へ接続される電力線に設けられた電流センサ１４、１６から相電流検出値を取得する。本実施形態では、Ｖ相、Ｗ相に設けられた電流センサ１４、１６によりＶ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗを検出し、残るＵ相の電流Ｉｕをキルヒホッフの法則に基づいて推定する。他の実施形態では、どの二相の電流を検出してもよく、三相の電流を検出してもよい。或いは、一相の電流検出値に基づいて他の二相の電流を推定する技術を採用してもよい。
３相２相変換部１８は、電気角θに基づき、三相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗをｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑにｄｑ変換する。
【００１６】
指令電流演算部２１は、指令トルクｔｒｑ*に基づき、マップや数式等を用いてｄｑ軸指令電流Ｉｄ*、Ｉｑ*を演算する。
指令電圧演算部２２は、３相２相変換部１８からフィードバックされたｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑと指令電流Ｉｄ*、Ｉｑ*との偏差をゼロに収束させるように、ＰＩ制御演算等によってｄｑ軸指令電圧Ｖｄ*、Ｖｑ*を演算する。
２相３相変換部２３は、電気角θに基づき、ｄｑ軸指令電圧Ｖｄ*、Ｖｑ*を、三相指令電圧Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*に変換する。
【００１７】
ＰＷＭ信号生成部２４は、搬送波生成部２６１が生成した搬送波と、三相指令電圧Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*から算出されるデューティ信号との大小関係に基づき、インバータ３０のスイッチング素子を操作する「操作信号」としてＰＷＭ信号を生成する。
このＰＷＭ信号に基づき、インバータ３０のスイッチング素子がスイッチング動作し、直流電力を三相交流電力に変換する。インバータ３０が所望の三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗをモータジェネレータ１０に印加することにより、モータジェネレータ１０は、指令トルクｔｒｑ*に応じたトルクを出力するように駆動が制御される。
【００１８】
電圧位相算出部２５は、指令電圧演算部２２が演算したｄｑ軸指令電圧Ｖｄ*、Ｖｑ*をｄ軸及びｑ軸成分とする指令電圧ベクトルＶ*の電圧位相φを算出する。例えばｄ軸を基準とすると、電圧位相φはＶｄ*、Ｖｑ*の正負に応じて次式（１．１）〜（１．３）により算出される。
［Ｖｄ*＞０、Ｖｑ*≧０］  φ＝ａｒｃｔａｎ（Ｖｑ*／Ｖｄ*）・・・（１．１）
［Ｖｄ*＜０］  φ＝ａｒｃｔａｎ（Ｖｑ*／Ｖｄ*）＋１８０  ・・・（１．２）
［Ｖｄ*＞０、Ｖｑ*＜０］  φ＝ａｒｃｔａｎ（Ｖｑ*／Ｖｄ*）＋３６０
・・・（１．３）
電圧位相算出部２５は、算出した電圧位相φを搬送波生成部２６１に出力する。
【００１９】
搬送波生成部２６１は、ＰＷＭ制御に用いられる搬送波を生成する。特に、本実施形態の搬送波生成部２６１は、エンコーダ１２から取得した電気角位置信号に同期し、且つ、電圧位相算出部２５から取得した電圧位相φに同期するように、モータジェネレータ１０の１周期（以下、１周期は「電気１周期」を意味する。）に複数の周期を有する搬送波を生成することを特徴とする。
【００２０】
次に、図２を参照し、制御装置２０１の作用の概要について説明する。図２は、指令電圧（ａ）の１周期におけるモータ位置（ｄ）と、搬送波生成カウンタ（ｃ）、及び、搬送波（ｂ）との関係を示す。搬送波生成部２６１は、エンコーダ１２から取得したモータ位置の情報、及び、電圧位相算出部２５から取得した指令電圧の位相情報によりカウントされた搬送波生成カウンタの値に基づき、搬送波を生成する。
【００２１】
モータ位置及び搬送波生成カウンタは、１周期内の電気角位置に応じて０から最大値Ｘまで増加し、次の周期の開始時に０に戻り、再び０から最大値Ｘまで増加を繰り返す。図示では直線的に増加しているように見えるが、実際には多数のパルス信号がステップ状に増加する。モータ位置と搬送波生成カウンタとの位相差θdifは、電圧位相φによって決まる。以下、明細書及び図面で電気角単位を［ｄｅｇＥ］と記す。
【００２２】
図２に示す実施形態では、搬送波として、上昇側と低下側とが対称である三角波が用いられる。この搬送波は、モータ位置及び指令電圧の位相と同期している。また、モータジェネレータ１０の１周期における搬送波の周期数である「同期数」は９であり、奇数且つ３の倍数に該当する。同期数９の場合、電圧位相φが一定の状態では、搬送波周期は４０［ｄｅｇＥ］である。この「電圧位相φが一定の状態における搬送波周期」を後述の説明では「基準間隔角度θint_ref」という。
【００２３】
ところで、指令電圧演算部２２が所定の制御周期で電流フィードバック制御により指令電圧を演算することに伴い、電圧位相φは刻一刻と変化する。したがって、搬送波を電圧位相φと同期させるため、電圧位相φの変化に追従させるように搬送波を生成する必要がある。その具体的な方法として、本実施形態の搬送波生成部２６１は、電圧位相φの変化に応じて搬送波の周期を変更する。
続いて、搬送波生成部２６１が電圧位相φの変化に応じて搬送波周期を変更し、また、周期が変更された搬送波に基づいてＰＷＭ信号生成部２４がＰＷＭ信号の出力パルスを生成する方法について、図３〜図８を参照して説明する。
【００２４】
まず、図３及び図４を参照し、搬送波のトリガ生成原理、及びパルス生成原理について説明する。その後、電圧位相変化時におけるトリガ追従性、及びパルス追従性の具体例として、電圧位相進角時について図５及び図６を参照し、電圧位相遅角時について図７及び図８を参照して説明する。
【００２５】
図３〜図８の記載について、図３、図４を代表として説明する。図３、図４の横軸は、共通に電気角である。図３（ａ）には搬送波Ｃ及び指令電圧Ｖ*を示し、縦軸はデューティ［％］である。指令電圧Ｖ*は、搬送波と比較されるスケールで、すなわちデューティ信号に換算された値として示される。図４には、図３（ａ）と同様の搬送波Ｃ、指令電圧Ｖ*に加え、ＰＷＭ信号の出力パルスＰを示す。以上の説明は、図５〜図８に援用する。
【００２６】
ここで、次式（２）、（３）のように用語を定義する。
間隔変化角度Δφ＝新電圧位相φnew−旧電圧位相φold      ・・・（２）
間隔角度θint＝基準間隔角度θint_ref−間隔変化角度Δφ  ・・・（３）
「間隔変化角度Δφ」は、電圧位相φが変化したときの角度変化量であり、図３（ｃ）に示される。「基準間隔角度θint_ref」は、「電圧位相φが一定の状態における搬送波周期」であり、例えば搬送波Ｃの同期数が９の場合、４０［ｄｅｇＥ］である。「間隔角度θint」は、基準間隔角度θint_refから間隔変化角度Δφを減じた角度である。
また、電気角に電圧位相φを加算した角度を「比較角」と定義する。ただし本実施形態を説明する上では、電気角に間隔変化角度Δφを加算した角度を「比較角」と解釈してもよい。図３（ｂ）は、電圧位相φの変化に伴う電気角及び比較角の変化を示す。
【００２７】
図３（ａ）及び図４に示した３周期の搬送波Ｃのうち、１周期目を「前周期」、２周期目を「今周期」、３周期目を「次周期」とする。そして、前周期、今周期、次周期の始点の電気角位置をθ０、θ１、θ２とする。搬送波Ｃの同期数が９であり、前周期で電圧位相φが一定であることを前提とし、θ０＝３２０［ｄｅｇＥ］、θ１＝０［ｄｅｇＥ］とする。θ０からθ１までの間隔角度は、「基準間隔角度θint_ref」＝４０［ｄｅｇＥ］に相当する。
【００２８】
図３（ａ）を参照し、搬送波Ｃの折れ点、すなわち谷又は山の位置を決定するトリガの生成タイミングを説明する。立下がりエッジ角のトリガは、搬送波の谷に対応し、立上がりエッジ角のトリガは、搬送波の山に対応する。図中、トリガを「ｔｒｇ」と記す。
まず、今周期の始点を決定するトリガｔｒｇ１は、前周期の始点の電気角位置θ０、基準間隔角度θint_ref、及び「前周期でのΔφ＝０」から、次式（４．１）により算出される。なお、以下の式では、３６０［ｄｅｇＥ］＝０［ｄｅｇＥ］として記載する。
ｔｒｇ１＝θ０＋θint_ref＋Δφ（＝３２０＋４０＋０＝０）  ・・・（４．１）
【００２９】
トリガの検討においては、上記の「間隔角度」を「トリガ間隔角度」の意味で解する。今周期の間隔角度θint１は、前周期のフィードバック演算（図中「ＦＢ演算」と記す。）（１）により算出される。前周期においては、電気角位置θ０（３２０［ｄｅｇＥ］）のタイミングで得られた電気角θ及び電流値Ｉｄ，Ｉｑに基づきフィードバック演算（１）が実行され、指令電圧演算部２２により今周期の指令電圧Ｖｄ*、Ｖｑ*が算出され、電圧位相算出部２５により電圧位相φが算出される。そして、式（２）により得られた間隔変化角度Δφに基づき、式（３）により今周期の間隔角度θint１が決まる。
図３に示す例では、前周期から今周期での間隔変化角度Δφは０であり、今周期の間隔角度θint１は基準間隔角度θint_ref（４０［ｄｅｇＥ］）に等しい。
【００３０】
今周期の搬送波Ｃは、トリガｔｒｇ１により、電気角位置０［ｄｅｇＥ］に開始する。このタイミングで、次の立上がりエッジ角のトリガｔｒｇ２、及び、立下がりエッジ角のトリガｔｒｇ３が、次式（４．２）、（４．３）により生成される。
ｔｒｇ２＝ｔｒｇ１＋（θint１）／２  ・・・（４．２）
ｔｒｇ３＝ｔｒｇ１＋θint１          ・・・（４．３）
【００３１】
次に、今周期から次周期では電圧位相φが変化する、すなわち、間隔変化角度Δφ≠０となる可能性があるものとする。図３（ｂ）、（ｃ）では次周期の間隔変化角度Δφを破線で示す。
そのため、次周期の始点を決定するトリガｔｒｇ４は、トリガｔｒｇ３に間隔変化角度Δφを加算し、次式（４．４）のように算出される。
ｔｒｇ４＝ｔｒｇ３＋Δφ  ・・・（４．４）
【００３２】
次周期の間隔角度θint２は、今周期のフィードバック演算（２）により算出される。今周期においては、電気角位置θ１（０［ｄｅｇＥ］）のタイミングで得られた電気角θ及び電流値Ｉｄ，Ｉｑに基づきフィードバック演算（２）が実行され、上記のフィードバック演算（１）と同様に次周期の間隔角度θint２が決まる。
【００３３】
次周期の搬送波Ｃは、トリガｔｒｇ４により電気角位置４０［ｄｅｇＥ］に開始する。このタイミングで、次の立上がりエッジ角のトリガｔｒｇ５、及び、立下がりエッジ角のトリガｔｒｇ６が、次式（４．５）、（４．６）により生成される。
ｔｒｇ５＝ｔｒｇ４＋（θint２）／２  ・・・（４．５）
ｔｒｇ６＝ｔｒｇ４＋θint２          ・・・（４．６）
【００３４】
次に図４を参照し、パルス生成について説明する。次周期における出力パルスの立下がりエッジ角をα、立上がりエッジ角をβとする。
まず、デューティの算出について説明する。今周期の始点の電気角位置θ１（０［ｄｅｇＥ］）のタイミングで得られた電気角θ及び電流値Ｉｄ、Ｉｑに基づき、次周期の中間点、すなわち１．５周期先のデューティ（Ｄｕｔｙ［％］）が算出される。
【００３５】
続いて出力パルスの生成について説明する。次周期の出力パルスの立下がりエッジ角α及び立上がりエッジ角βは、次周期の始点の電気角位置θ２、間隔変化角度Δφ、間隔角度θint２、及びデューティ（Ｄｕｔｙ［％］）に基づき、次式（５．１）、（５．２）により算出される。
α＝θ２＋Δφ＋（θint２×Ｄｕｔｙ／１００）／２  ・・・（５．１）
β＝θ２＋Δφ＋（θint_ref−Δφ）−（θint２×Ｄｕｔｙ／１００）／２
＝θ２＋θint_ref−（θint２×Ｄｕｔｙ／１００）／２  ・・・（５．２）
【００３６】
ＰＷＭ信号生成部２４は、こうして算出されたエッジ角α、βと、比較角との大小関係に基づき、α＜比較角≦βのときＯＦＦ、それ以外のときＯＮとなるように出力パルスを生成する。言い換えれば、立下がりエッジ角αは「出力ＯＦＦ角度」であり、立上がりエッジ角βは「出力ＯＮ角度」である。
このように、一般のＰＷＭ制御では時間軸のタイミングで出力パルスを生成するのに対し、本実施形態では、角度軸において基準間隔角度θint_ref及び間隔変化角度Δφを用いて出力パルスを生成する点が特徴である。
【００３７】
上述のトリガ生成原理及びパルス生成原理を基礎として、電圧位相φが変化したときに制御装置２０１が実行する処理について具体例により説明する。
図５、図６では、今周期から次周期までの間に電圧位相φが１０［ｄｅｇＥ］、進角した場合、すなわち、間隔変化角度Δφが＋１０［ｄｅｇＥ］である場合を想定する。図５（ｂ）に示すように、電気角位置４０［ｄｅｇＥ］にて、比較角は４０［ｄｅｇＥ］から５０［ｄｅｇＥ］にオフセットする。
式（３）より、次周期の間隔角度θint２は、３０［ｄｅｇＥ］となる。
θint２＝θint_ref−Δφ＝４０−（＋１０）＝３０
これは、電圧位相φの変化に応じて搬送波周期が変更されたことを意味している。
【００３８】
図５（ａ）において、今周期及び次周期における搬送波Ｃのトリガｔｒｇ１〜ｔｒｇ６は、式（４．１）〜（４．６）より、比較角で次のように算出される。
ｔｒｇ１＝３２０＋θint_ref＝３２０＋４０＝０［ｄｅｇＥ］
ｔｒｇ２＝ｔｒｇ１＋（θint１）／２＝０＋（４０／２）＝２０［ｄｅｇＥ］
ｔｒｇ３＝ｔｒｇ１＋θint１＝０＋４０＝４０［ｄｅｇＥ］
ｔｒｇ４＝ｔｒｇ３＋Δφ＝４０＋１０＝５０［ｄｅｇＥ］
ｔｒｇ５＝ｔｒｇ４＋（θint２）／２＝５０＋（３０／２）＝６５［ｄｅｇＥ］
ｔｒｇ６＝ｔｒｇ４＋θint２＝５０＋３０＝８０［ｄｅｇＥ］
【００３９】
また、図６にて、デューティが８０［％］とすると、立下がりエッジ角α及び立上がりエッジ角βは、式（５．１）、（５．２）より、比較角で次のように算出される。
α＝４０＋１０＋（３０×８０／１００）／２＝５０＋１２＝６２［ｄｅｇＥ］
β＝４０＋４０−（３０×８０／１００）／２＝８０−１２＝６８［ｄｅｇＥ］
したがって、ＰＷＭ信号生成部２４は、６２＜比較角≦６８のときＯＦＦ、それ以外のときＯＮとなるように出力パルスを生成する。これにより、出力電圧が指令電圧の位相φの変化に追従する。
【００４０】
図７、図８では、今周期から次周期までの間に電圧位相φが１０［ｄｅｇＥ］、遅角した場合、すなわち、間隔変化角度Δφが−１０［ｄｅｇＥ］である場合を想定する。図７（ｂ）に示すように、電気角位置４０［ｄｅｇＥ］にて、比較角は４０［ｄｅｇＥ］から３０［ｄｅｇＥ］にオフセットする。
式（３）より、次周期の間隔角度θint２は、５０［ｄｅｇＥ］となる。
θint２＝θint_ref−Δφ＝４０−（−１０）＝５０
これは、電圧位相φの変化に応じて搬送波周期が変更されたことを意味している。
【００４１】
図７（ａ）において、今周期及び次周期における搬送波Ｃのトリガｔｒｇ１〜ｔｒｇ６は、式（４．１）〜（４．６）より、比較角で次のように算出される。
ｔｒｇ１＝３２０＋θint_ref＝３２０＋４０＝０［ｄｅｇＥ］
ｔｒｇ２＝ｔｒｇ１＋（θint１）／２＝０＋（４０／２）＝２０［ｄｅｇＥ］
ｔｒｇ３＝ｔｒｇ１＋θint１＝０＋４０＝４０［ｄｅｇＥ］
ｔｒｇ４＝ｔｒｇ３＋Δφ＝４０−１０＝３０［ｄｅｇＥ］
ｔｒｇ５＝ｔｒｇ４＋（θint２）／２＝３０＋（５０／２）＝５５［ｄｅｇＥ］
ｔｒｇ６＝ｔｒｇ４＋θint２＝３０＋５０＝８０［ｄｅｇＥ］
【００４２】
また、図８にて、デューティが８０［％］とすると、立下がりエッジ角α及び立上がりエッジ角βは、式（５．１）、（５．２）より、比較角で次のように算出される。
α＝４０−１０＋（５０×８０／１００）／２＝３０＋２０＝５０［ｄｅｇＥ］
β＝４０＋４０−（５０×８０／１００）／２＝８０−２０＝６０［ｄｅｇＥ］
したがって、ＰＷＭ信号生成部２４は、５０＜比較角≦６０のときＯＦＦ、それ以外のときＯＮとなるように出力パルスを生成する。これにより、出力電圧が指令電圧の位相φの変化に追従する。
【００４３】
（効果）
本発明の実施形態による回転機の制御装置の効果について、図９、図１０を参照して説明する。上述のように、本発明の実施形態は、搬送波を電気角位置に同期させることに加え、刻一刻と変化する電圧位相φと同期するように搬送波周期を可変とする。すなわち、電圧位相の変化に応じて、設定すべき搬送波周期を随時演算により求める。これにより、本発明の実施形態は、特許文献１の従来技術に比べ以下の効果を奏する。
【００４４】
（１）図９（ａ）に、本発明の実施形態により生成した搬送波Ｃ、指令電圧Ｖ*、及びＰＷＭ信号Ｐの一例を示す。指令電圧Ｖ*は、モータジェネレータ１０に印加したい電圧を意味し、ＰＷＭ信号Ｐは、実際の駆動電圧を意味する。搬送波Ｃは、電気１周期において、指令電圧Ｖ*が最大となる電気角位置が搬送波Ｃの谷と一致し、指令電圧Ｖ*が最小となる電気角位置が搬送波Ｃの山と一致するように生成される。
【００４５】
本発明の実施形態では、搬送波周期を可変とし指令電圧Ｖ*の位相に追従させるため、指令電圧Ｖ*が最大又は最小となる電気角位置を電気１周期の起点とすると、この起点を、毎周期、搬送波Ｃの谷又は山に一致させることができる。その結果、電気角位置０及び１８０［ｄｅｇＥ］の対称軸に対しＰＷＭ信号Ｐのパルス幅が対称となる。したがって、モータジェネレータ１０への出力電圧の「１周期内対称性」を維持することができる。
【００４６】
これに対し、図９（ｂ）に示す特許文献１の従来技術では、搬送波Ｃは指令電圧Ｖ*の位相とは同期しておらず、電気角位置の対称軸に対しＰＷＭ信号Ｐのパルス幅が非対称となる。つまり、特許文献１の従来技術では、電圧位相φの変化時に出力電圧の対称性が担保されない。
【００４７】
（２）３相のモータジェネレータ１０に適用される本発明の実施形態は、搬送波の同期数が、「９」等の「奇数且つ３の倍数」に設定されることが好ましい。同期数を奇数に設定することにより、図９（ａ）に示すように、出力電圧のうちの正側の電圧と負側の電圧とが対称となる。また、同期数を３の倍数に設定することにより、３相の相間対称性を確保することができる。
【００４８】
（３）図９（ａ）のように電気１周期の起点を搬送波の谷又は山に一致させる前提で、同期数が９、１５、２１の３種類の搬送波を図１０に示す。これらの同期数は、いずれも奇数且つ３の倍数である。同期数が３の倍数であるため、３種類の搬送波は、電気角位置０、６０、１２０、１８０、２４０、３００［ｄｅｇＥ］で山又は谷が重なる。よって、１周期内に少なくともそれらの電気角位置で搬送波の同期数を切り替えることができる。
また、例えば同期数９の搬送波と同期数２７の搬送波とは２０［ｄｅｇＥ］の倍数の電気角位置、同期数１５の搬送波と同期数４５の搬送波とは１２［ｄｅｇＥ］の倍数の電気角位置でも同期数を切り替えることができる。よって、本発明の実施形態では、搬送波の同期数を１周期内に複数回切替可能である。
【００４９】
これに対し特許文献１の従来技術では、複数の搬送波周期の合計が回転機の１周期に一致するように搬送波周期を予め設定するため、１周期内に同期数を切替可能な電気角位置は０［ｄｅｇＥ］のみであり、それ以外の電気角位置では同期数を切り替えることができない。すなわち、搬送波の同期数を１周期内に複数回切替えることは不可能である。
本発明の実施形態では、搬送波の同期数を１周期内に複数回切替可能であるため、高い応答性の維持やスイッチング損失の低減を実現することができる。
【００５０】
（４）また、特許文献１の従来技術では、搬送波の同期数分の周期合計値を電気角位置信号の１周期に完全に一致させる必要があり、そのために、複数の搬送波周期やその順番等の多くの情報入力が必要である。
本発明の実施形態では、搬送波周期を可変化し電圧位相に追従させるため、搬送波の同期数分の周期合計値を電気角位置信号の１周期に完全に一致させる必要がない。よって、処理に必要な情報入力を低減することができる。
【００５１】
（第２実施形態）
次に、本発明の第２実施形態の回転機の制御装置について、図１１、図１２を参照して説明する。図１１の制御ブロック図において、第１実施形態の図１と実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。
図１１に示すように、第２実施形態の制御装置２０２は、「搬送波生成手段」としての搬送波生成部２６２が逓倍処理部２７及び分周処理部２８を有している。なお、逓倍処理部２７及び分周処理部２８を両方有するのでなく、少なくともいずれか一方を有するようにしてもよい。
【００５２】
図１２は、第１実施形態の図２に対応し、指令電圧（ａ）の１周期におけるモータ位置（ｄ）と、搬送波生成カウンタ（ｃ）、及び、搬送波（ｂ）との関係を示す。モータ位置及び搬送波生成カウンタは、１周期内の電気角位置に応じてステップ状に増加するパルス信号として表される。詳しくは、１周期の初め（０［ｄｅｇＥ］直後）と終わり（３６０［ｄｅｇＥ］直前）における搬送波に対応する部分のステップ状の信号が拡大して示される。モータ位置と搬送波生成カウンタとの位相差θdifは、電圧位相φによって決まる。
【００５３】
逓倍処理部２７は、エンコーダ１２から取得したパルス信号の周波数をｎ倍に変換して出力する逓倍処理を実行する。したがって、図１２（ｄ）の「逓倍処理前」のモータ位置信号は、より分解能の高い「逓倍処理後」のモータ位置信号に変換される。
これにより、搬送波の生成に用いるパルスの分解能が向上し、モータジェネレータ１０の制御性を高く維持することができる。
【００５４】
分周処理部２８は、エンコーダ１２から取得したパルス信号の周波数を（１／ｎ）に変換して出力する分周処理を実行する。したがって、図１２（ｄ）の「分周処理前」のモータ位置信号は、よりカウンタ数の少ない「分周処理後」のモータ位置信号に変換される。
これにより、ソフトウェア実装時のカウンタオーバーフロー等を回避し、マイコンの処理負荷を低減することができる。
【００５５】
以上のように、本発明の第２実施形態では、第１実施形態と同様の効果に加え、モータジェネレータ１０の回転数や使用するマイコンの処理能力等に応じて、搬送波生成部２６２が、より適切に電気角位置信号を取得し、搬送波の生成処理を実行することができる。
【００５６】
（その他の実施形態）
（ア）上記実施形態の搬送波生成部は、指令電圧の位相変化に応じて搬送波周期を変更することにより、指令電圧の位相φと同期するように搬送波を生成する。その他の実施形態では、指令電圧の位相変化の最小角度単位に合わせて、搬送波の周期を設定するようにしてもよい。例えば、電圧位相算出部２５が指令電圧の位相変化を５［ｄｅｇＥ］単位で出力し、搬送波の周期を５［ｄｅｇＥ］に設定すれば、電圧位相φが変化したとき、常に搬送波を指令電圧の位相φと同期させることができる。
【００５７】
（イ）上記実施形態の図１０では、指令電圧Ｖ*が最大又は最小となる電気角位置である電気１周期の起点を搬送波Ｃの谷又は山に一致させつつ、１周期内に複数回、搬送波の同期数を切り替えている。その他の実施形態では、電気１周期の起点を搬送波Ｃの谷又は山とずらし、且つ、１周期内に複数回、搬送波の同期数を切り替えるようにしてもよい。
【００５８】
（ウ）搬送波生成部が取得する「回転機の電気角位置に応じた電気角位置信号」は、エンコーダ等の回転角センサによって検出されたセンサ信号に限らない。例えば、センサレスの制御システムにおいて推定手段により推定された電気角を電気角位置信号として取得してもよい。
（エ）搬送波としては、上記実施形態で示した三角波に限らず、鋸波を用いてもよい。
【００５９】
（オ）本発明の特徴構成部分以外の制御装置の構成は、上記実施形態の図１、図１１に例示した構成に限らず、電流フィードバック制御を実現可能な構成であればよい。
（カ）本発明の制御対象とする回転機は、三相回転機に限らず、四相以上の多相回転機であってもよい。ｎ相の回転機に適用される場合、相間での対称性を担保するため、搬送波の同期数はｎの倍数とすることが好ましい。
【００６０】
（キ）本発明は、ハイブリッド自動車や電気自動車の主機モータとして使用される回転機以外に、車両の補機用モータや、車両以外の昇降機、一般機械等に用いられる回転機に適用されてもよい。
以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。
【符号の説明】
【００６１】
１０・・・モータジェネレータ（回転機）、
１２・・・エンコーダ（回転角センサ）、
２０１、２０２・・・制御装置（回転機の制御装置）、
２２・・・指令電圧演算部（指令電圧演算手段）、
２４・・・ＰＷＭ信号生成部（操作信号生成手段）、
２６１、２６２・・・搬送波生成部（搬送波生成手段手段）、
２７・・・逓倍処理部、
２８・・・分周処理部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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