(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
広帯域無線周波数電力増幅器であって、
ネットワーク出力端子と、第１ＲＦチョークインダクターを介して第１増幅器に接続されたネットワーク入力端子とを有する第１広帯域包絡線負荷ネットワークを備え、該第１広帯域包絡線負荷ネットワークは、
前記ネットワーク入力端子に接続されたローパスフィルターと、
前記ネットワーク出力端子に接続された包絡線チョークインダクターと、
前記ローパスフィルターの出力端子と前記包絡線チョークインダクターとの間に一端が接続され、他端が終端抵抗器を介して接地されたＤＣ遮断器と、
を備え、
前記ネットワーク出力端子は、前記包絡線チョークインダクターを介して前記ローパスフィルターの出力端子に接続されるとともに、ＤＣ電源に直接接続され、
前記ローパスフィルターは、前記ネットワーク入力端子と前記ＤＣ遮断器との間に接続される
広帯域無線周波数電力増幅器。
【請求項２】
段間整合ネットワークによって前記第１増幅器に接続される第２増幅器をさらに備える、請求項１に記載の広帯域無線周波数電力増幅器。
【請求項３】
ネットワーク出力端子と、第２ＲＦチョークインダクターを介して前記第２増幅器に接続されたネットワーク入力端子とを有する第２広帯域包絡線負荷ネットワークをさらに備える、請求項２に記載の広帯域無線周波数電力増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、包括的には、超広帯域ＲＦ電力増幅器（ＰＡ）に関し、より詳細には、ワイヤレス通信の広帯域動作およびマルチバンド動作のためにＰＡを使用することに関する。
【背景技術】
【０００２】
新たなワイヤレス通信技術に起因して、非常に広い信号帯域幅（約１０ＭＨｚ〜１００ＭＨｚ）の無線周波数（ＲＦ）電力増幅器の需要が大幅に高まってきた。費用対効果が高い解決策は、広帯域符号分割多元接続（ＷＣＤＭＡ：Wideband Code Division Multiple Access（登録商標））、モバイル通信用グローバルシステム（ＧＳＭ：Global System for Mobile Communications（登録商標））、一方の周波数帯域ではＧＳＭ進化型高速データレート（ＥＤＧＥ：Enhanced Data rates for GSM Evolution）および他方の周波数帯域では新たなロングタームエボリューション（ＬＴＥ：Long-Term Evolution）技術のような、既存の通信技術をサポートすることができる単一の電力増幅器である。しかしながら、高性能の超高帯域幅ＲＦ電力増幅器を低コストで実現するには、数多くの設計上の難題がある。
【０００３】
非常に高いピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）信号を送信するワイヤレス通信技術では、平均電力効率が特に重要である。従来の線形ＰＡでは、高ＰＡＰＲ信号の場合の平均電力効率は、電力効率が基本的に出力電力に比例するので、ピーク電力効率より著しく低い。例えば、ピーク出力電力においてピーク電力効率が６０％である場合には、理想的なＡ級ＰＡでも、６ｄＢ出力電力バックオフにおける電力効率は、３０％にすぎず、５０％を超える損失を示す。能動素子は、常に導通したままである。１０ｄＢより高いＰＡＰＲを有する、４０ＭＨｚの総合帯域幅を有する同時デュアルバンドＬＴＥ信号の場合、理想的なＡ級ＰＡの平均効率は、約６％にすぎない。
【０００４】
図１は、高ＰＡＰＲ信号の場合に平均電力効率を著しく改善する従来技術の包絡線追跡（envelope tracking）ＰＡを示す。例えば、特許文献１〜４を参照されたい。包絡線追跡電力増幅器システムは、通常、１０１（ＤＣ遮断キャパシター）およびＲＦチョーク１０２から構成される直流（ＤＣ）バイアスネットワークと、ＲＦチョークインダクター１０３と、主ＲＦ  ＰＡ１２０と、包絡線増幅器１１０とを含む。
【０００５】
ＲＦ信号１０４のデジタルベースバンドから、またはアナログＲＦ信号から直接、包絡線信号振幅１０６（０ＶＰＡ〜２ＶＰＡ）が抽出され、一方、ＰＡ供給電圧１０７を変調するために、包絡線増幅器１１０に入力信号１０５が給電される。包絡線増幅器１１０は、ＰＡ供給電圧を動的に変調するので、ＰＡ１２０は、所与の供給電圧において、常に最大出力電力を与える。それゆえ、理想的な包絡線追跡増幅器の平均電力効率は、理論的には、主電力増幅器のピーク効率と同じであり、それは、極めて重要な利点である。
【０００６】
しかしながら、包絡線追跡電力増幅器システムは、高い電力効率および広い帯域幅で動作しなければならない包絡線増幅器にとって、極めて困難な設計要件を有する。従来の線形ＰＡと比べて、包絡線追跡ＰＡの不都合な点は、包絡線増幅器から生じる限られた帯域幅および効率である。出力電力と帯域幅との間の包絡線増幅器に関する設計上のトレードオフを改善しようと取り組んできたが、包絡線追跡ＰＡを用いて２０ＭＨｚより広いチャネル帯域幅を有するＲＦ信号を送信することは、非常に難しい。例えば、特許文献５〜７を参照されたい。包絡線追跡ＰＡの別の不都合な点は、包絡線増幅器１１０が複雑であることに起因して増加する実現コストおよびフォームファクターである。
【０００７】
図２は、入力ネットワーク２００および自己包絡線負荷ネットワーク（self-envelope load network）２１０を使用することによって包絡線増幅器を不要にする、従来技術の自己包絡線追跡ＰＡを示す。それゆえ、図２に示される自己包絡線追跡ＰＡは、図１に示される包絡線追跡ＰＡと比べて、著しいコスト削減およびサイズ縮小の両方を達成することができる。
【０００８】
自己包絡線追跡ＰＡの動作は、以下の通りである。ＲＦ入力信号２０５が、ＤＣ遮断器２０１を通して印加される。ＲＦ入力信号の包絡線振幅が、反転され（２０６）、その後、別のＤＣ遮断器２０３を通して印加される。ＲＦ入力信号２０５は、ＲＦ周波数において高いインピーダンスを与えるインダクター２０２を使用することによって、ＤＣ電源に向かって進むのを妨げられる。主ＰＡ２２０のゲートバイアスは、抵抗器２０４によって確立され、抵抗器２０４は、ＲＦ入力信号２０５および包絡線信号２０６の両方からＤＣゲートバイアスを分離する。包絡線信号２０６は、ＲＦチョークインダクター２２１と、自己包絡線負荷ネットワーク２１０のインダクター２１２との間のノードにおいて、ＰＡ供給電圧２１３を変調する。キャパシター２１１およびインダクター２１２によって形成されるＬＣタンクの共振周波数を、信号のＣＤＦ（累積分布関数）が約５０％である周波数に同調させる。自己包絡線追跡ＰＡの別の利点は、低い供給電圧を使用できることである。従来の包絡線追跡ＰＡの供給電圧Ｖｐａより低い供給電圧Ｖｄｄを使用することによって、ＰＡ出力信号２２２を得ることができ、システム電力効率をさらに改善することができる。
【０００９】
図３は、従来の自己包絡線追跡ＰＡの１つの不都合な点を示す。自己包絡線負荷ネットワーク２１０は、共振周波数ｆ０を有するので、自己包絡線追跡ＰＡの電力効率３００は、共振周波数ｆ０において最も高い。それゆえ、自己包絡線追跡ＰＡの帯域幅は、制限される。交差周波数ｆｃを超えると、自己包絡線追跡ＰＡの電力効率３００は、定電圧供給ＰＡの電力効率よりさらに低くなる。従来の自己包絡線負荷ネットワーク２１０によれば、交差周波数ｆｃは、通常１０ＭＨｚ未満である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】米国特許第８７３７９４０号
【特許文献２】米国特許第８６２６０９１号
【特許文献３】米国特許第８６００３２１号
【特許文献４】特開第２０１１−１０９２３３号
【特許文献５】米国特許出願公開第２０１３０２１７３４５号
【特許文献６】米国特許出願公開第２０１３０２００８６５号
【特許文献７】米国特許第６０４３７０７号
【発明の概要】
【００１１】
本発明の実施の形態は、従来の自己包絡線追跡ＰＡに伴う制限された帯域幅の問題を克服する、広帯域自己包絡線追跡電力増幅器（ＰＡ）を提供する。従来の自己包絡線追跡ＰＡは、専用の包絡線増幅器を必要としないが、同程度の平均効率、１０ＭＨｚ以下のチャネル帯域幅のＲＦ信号を与える。ＬＴＥアドバンストのような最新の通信信号が、４０ＭＨｚより広いチャネル帯域幅を利用できることを考えると、自己包絡線追跡ＰＡの帯域幅は、決定的な限界である。本発明は、電力効率を高めた自己包絡線追跡ＰＡによって高度な最新の通信信号を送信することができるように、自己包絡線追跡ＰＡの従来の包絡線帯域幅限界を１０倍以上改善する。
【００１２】
本発明を実現できるようにする上で鍵を握る要素は、汎用多段ローパスフィルターに基づく新規の包絡線負荷ネットワークである。包絡線負荷ネットワークは、ＲＦチョークインダクターと主ＤＣ電源との間に位置し、主ＤＣ電源は、専用の包絡線増幅器を使用することなく、動的に変調されたＰＡ供給電圧を与える。
【００１３】
従来の自己包絡線追跡ＰＡは、共振タンクに基づく包絡線負荷ネットワークを使用する。共振タンク包絡線負荷と比べて、本発明の多段ローパスフィルターに基づく包絡線負荷ネットワークは、ベースバンド包絡線信号のためにはるかに広い帯域幅を与える。包絡線負荷ネットワークにおいてローパスフィルターを使用することに関する主な難題は、包絡線負荷ネットワークと接続し、ローパスフィルターに非常に低いインピーダンスを与える適度な大きさのＤＣ電源を用いて、フィルターの１つの端点を有限インピーダンスで終端できないことである。ローパスフィルターのいずれかの端部が短絡に近いとき、ローパスフィルターの通過帯域は、著しく歪み、その結果、広い包絡線帯域幅を達成することができない。
【００１４】
第１の利点として、本発明は、ＡＣ終端を使用することによって、この設計上の難題を解決し、ＡＣ終端は、あらゆるＤＣ電力消費を回避しながら、フィルター終端インピーダンスを用いて、広帯域ローパス周波数応答を与える。
【００１５】
自己包絡線追跡ＰＡの第２の利点は、電池で動作するモバイルデバイスにおいて重要な利点である、低い供給電圧を使用できることである。同じ出力電力を生成するために、本発明における自己包絡線追跡ＰＡの必要な供給電圧は、通常、従来の線形ＰＡおよび包絡線追跡ＰＡの両方より２０％〜３０％低い。
【００１６】
広帯域自己包絡線追跡ＰＡの第３の利点は、電池で動作するモバイルデバイスにおいて、同様に非常に重要な利点である、より高い出力電力を与えることができることである。高ＰＡＰＲ信号を送信するとき、平均出力電力レベルは、ピーク出力電力より著しく低い。それゆえ、電池電圧が経時的に徐々に低下するため、高ＰＡＰＲ信号で必要な平均出力電力を達成することは、困難な課題である。同じ供給電圧を用いる従来の線形ＰＡおよび包絡線追跡ＰＡと比べて、本発明の自己包絡線追跡ＰＡは、通常、１ｄＢ〜２ｄＢ高い出力電力を与えることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】従来技術の包絡線追跡電力増幅器（ＰＡ）の概略図である。
【図２】従来技術の自己包絡線追跡ＰＡの概略図である。
【図３】従来技術の自己包絡線追跡ＰＡの周波数の関数としての電力効率のグラフである。
【図４】本発明の実施の形態による、広帯域包絡線負荷ネットワークの概略図である。
【図５】本発明のいくつかの実施の形態による、例示的な包絡線負荷ネットワークの概略図である。
【図６Ａ】本発明のいくつかの実施の形態による、広帯域自己包絡線追跡ＰＡの概略図である。
【図６Ｂ】本発明のいくつかの実施の形態による、段間整合を用いる広帯域自己包絡線追跡ドライバ増幅器の概略図である。
【図７】本発明のいくつかの実施の形態による、広帯域自己包絡線追跡ＰＡの包絡線周波数の関数としての電力効率のグラフである。
【図８】２０ＭＨｚの間隔を有する２トーン信号の場合の本発明のいくつかの実施の形態による、広帯域自己包絡線追跡ＰＡの出力電力の関数としての電力効率のグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
図４は、本発明の広帯域包絡線負荷ネットワーク４００を示しており、この広帯域包絡線負荷ネットワークは、出力４０５を備えるローパスフィルター４０１と、ＡＣ終端４１０と、包絡線チョークインダクター４０２とを含む。包絡線負荷ネットワーク４００の入力端子４０３は、ＲＦ周波数において主ＰＡ４４０に高いインピーダンスを与えるＲＦチョークインダクター４３０に接続される。包絡線負荷ネットワーク４００の出力端子４０４は、非常に低い出力インピーダンスを有するＤＣ電源４２０に接続される。それゆえ、包絡線チョークインダクター４０２を用いない場合、ローパスフィルター４０１は、非常に低いインピーダンスによって終端され、それにより、ローパスフィルター４０１の通過帯域周波数応答が著しく歪む。ＡＣ終端４１０は、ＤＣ電源４２０の低い出力インピーダンスによって引き起こされる、この望ましくない通過帯域周波数歪みを防ぐ。ＡＣ終端４１０内のＤＣ遮断器は、結合伝送線路またはキャパシターのいずれかによって実現することができる。抵抗器４１２は、フィルター４０１に必要な終端インピーダンスを与える。ＤＣ遮断器４１１があるので、抵抗器４１２はＤＣエネルギーを浪費せず、高いＰＡ電力効率を維持する。
【００１９】
図５は、本発明の広帯域包絡線負荷ネットワーク４００の１つの実施の形態を示す。ローパスフィルター４０１は、ＬＣローパスフィルター５００として実現され、インダクター５０２および５０４と、キャパシター５０１および５０３とを含む。ＡＣ終端５１０内のＤＣ遮断器は、キャパシター５０５および抵抗器５０６で実現される。入力端子５１１とフィルター出力ノード５１２との間の周波数応答は、ローパスフィルター５００のカットオフ周波数まで平坦である。共振ＬＣタンクに基づく従来の自己包絡線追跡ＰＡにおいて使用される包絡線負荷ネットワークと比べて、本設計の利点は、はるかに広い包絡線帯域幅を与えることができることである。包絡線帯域幅が広いほど、より広い帯域幅のチャネルを占有する送信信号の場合に、電力付加効率（ＰＡＥ：power-added efficiency）が改善される。包絡線チョークインダクター５０７は、包絡線負荷ネットワークを、ノード５１３に接続されるＤＣ電源の非常に低い出力インピーダンスから分離する。
【００２０】
図６Ａは、本発明の包絡線負荷ネットワークに基づく、いくつかの実施の形態による広帯域自己包絡線追跡ＰＡを示す。その広帯域自己包絡線追跡ＰＡは、入力ネットワーク６００と、包絡線負荷ネットワーク６１０と、主ＰＡ６１２と、ＲＦチョークインダクター６２２とを含む。ＲＦ入力信号６０２は、カップリングキャパシター６０３によってＤＣバイアス点から分離される。別の信号源６０１によって与えられるＲＦ入力信号のＤＣバイアス点および包絡線振幅は、信号源６０１をＲＦ入力信号６０２から分離するインダクター６０４を通して加えられる。包絡線信号６０１は、ＰＡ供給電圧６１６を変調する。
【００２１】
包絡線チョークインダクター６１１は、Ｖｄｄの出力電圧を有するＤＣ電源に接続される。また、包絡線負荷ネットワークは、キャパシター６１２および６１５と、インダクター６１４と、抵抗器６１３とを含む。包絡線負荷ネットワークは、共振に起因してＤＣ電源出力電圧Ｖｄｄより高いＰＡ供給電圧Ｖｐａを与える。それゆえ、主ＰＡ出力６２３は、２Ｖｐａの出力スイングを有する。
【００２２】
図６Ｂは、本発明の包絡線負荷ネットワークに基づく、いくつかの実施の形態による広帯域自己包絡線追跡ドライバ増幅器を示す。広帯域自己包絡線追跡ドライバ増幅器は、入力ネットワーク６００と、包絡線負荷ネットワーク６１０と、ＲＦチョークインダクター６２２とを含む。ＲＦ入力信号６０２は、カップリングキャパシター６０３によってＤＣバイアス点から分離される。別の信号源６０１によって与えられるＲＦ入力信号のＤＣバイアス点および包絡線振幅は、信号源６０１をＲＦ入力信号６０２から分離するインダクター６０４を通して加えられる。包絡線信号６０１は、ドライバ増幅器供給電圧６１６を変調する。
【００２３】
ドライバ増幅器６４１の出力は、段間整合ネットワーク６４２を通して、最終段増幅器６４３の入力に接続され、段間整合ネットワーク６４２は、ドライバ増幅器と最終段増幅器との間の最大電力送達条件を整合させるために使用される。この構成では、図６Ａの実施の形態の場合に説明されたように、ドライバ増幅器段の全配列の電力効率が高められる。それゆえ、両方の増幅器段のための電圧を供給するために包絡線負荷ネットワーク６１０が使用されるとき、ドライバ増幅器段および最終段増幅器の両方を含む、ＲＦ配列全体の効率が高められる。
【００２４】
図７は、本発明の広帯域自己包絡線追跡ＰＡの包絡線周波数の関数としての電力効率を示す。本発明による電力効率曲線７０３は、従来の自己包絡線追跡ＰＡの電力効率曲線７０２と比べて、はるかに広い帯域幅にわたって高い。電力効率曲線７０１は、包絡線追跡技法が適用されない場合の従来のＰＡのものである。自己包絡線追跡ＰＡの電力効率曲線が従来のＰＡの電力効率と交わる交差周波数は、ｆｃとして表される。本発明の広帯域自己包絡線追跡ＰＡの交差周波数は、従来の自己包絡線追跡ＰＡの交差周波数を１０倍程度だけ超えるように設計することができる。
【００２５】
共振包絡線負荷ネットワークを用いる従来の自己包絡線追跡ＰＡのピーク効率は、通常、本発明における広帯域自己包絡線追跡ＰＡのピーク効率より、２つの理由から高い。第一に、多段ローパスフィルターに基づく広帯域包絡線負荷ネットワークは、共振包絡線負荷ネットワークより低いＱ値を有する。第二に、広帯域包絡線負荷ネットワークは、主ＰＡと主ＤＣ電源との間に直列に複数のインダクターを含む可能性がある。これらの直列に接続されるインダクターの寄生直列抵抗は、主ＰＡのドレイン電流への負荷になるので、電力効率が低下する。
【００２６】
より広い帯域幅を有する送信信号を用いて電力効率改善が達成される広帯域自己包絡線追跡ＰＡの利点は、従来の自己包絡線追跡ＰＡのより高いピーク電力効率に勝る。
【００２７】
図８は、２０ＭＨｚの間隔を有する２トーン信号の場合の本発明の自己包絡線追跡ＰＡの電力効率対出力電力バックオフを示す。本発明の広帯域自己包絡線追跡ＰＡの２トーン電力効率曲線８０１が、包絡線追跡技法を用いない従来のＰＡの２トーン電力効率曲線８０２と比較される。１０ｄＢ未満の出力電力バックオフの場合に、出力電力バックオフに応じて、５％〜１０％の電力効率改善を達成することができる。従来技術の従来の自己包絡線追跡ＰＡによれば、２０ＭＨｚの間隔を有する２トーン信号の場合の電力効率は、自己包絡線追跡負荷ネットワークの制限された帯域幅に起因して、電力効率曲線８０２より低くなるであろう。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６Ａ】
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【図６Ｂ】
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【図７】
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【図８】
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