(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも１つのスピーカ（ＨＰ）の音響信号の電源回路であって、前記回路は前記少なくとも１つのスピーカ（ＨＰ）の電源電流の所与の１つの周波数において発生する共振ピークのフィルタ装置と、前記少なくとも１つのスピーカの上流に直列に配置された少なくとも２つの非インバータ変換器（Ａ、Ａ０）と、を有し、前記２つの変換器（Ａ、Ａ０）のそれぞれは、正の電源端末と負の電源端末と、そして出力を有し、前記２つの変換器（Ａ、Ａ０）の最上流の変換器（Ａ）は前記回路の入力電源に接続される正の電源端末を有し、一方前記最上流の変換器（Ａ）の出力は中間回路経由で第２の変換器（Ａ０）の前記正の電源端末に接続し、前記第２の変換器（Ａ０）の出力は前記少なくとも１つのスピーカ（ＨＰ）に接続する、前記少なくとも１つのスピーカ（ＨＰ）の音響信号の電源回路において、
前記少なくとも１つのスピーカ（ＨＰ）の共振ピークの前記フィルタ装置は前記２つの変換器（Ａ、Ａ０）の間の前記中間回路を迂回する第１の支線に組み込まれ、当該フィルタ装置は、インピーダンス（Ｚ３）の形態で純粋に電気的であり、一方で前記中間回路の１点に接続し、他方で接地機器に接続し、前記インピーダンス（Ｚ３）は、直列に配置された少なくとも１つの第１の抵抗（Ｒ３）と、少なくとも第１の１つのコンデンサ（Ｃ３）と、そして少なくとも１つの第１のインダクタ（Ｌ３）と、を有するためＲＬＣと呼ばれ、前記第１の抵抗（Ｒ３）と、第１のコンデンサ（Ｃ３）と、そして第１のインダクタ（Ｌ３）のパラメータは前記少なくとも１つのスピーカ（ＨＰ）のフィルタリングされる前記共振ピークの関数として事前に決定される、ことを特徴とする少なくとも１つのスピーカ（ＨＰ）の音響信号の電源回路。
【請求項２】
前記第１のインダクタ（Ｌ３）は直列に配置された２つの非インバータ補助変換器（Ａ１／２、Ａ２／２）から形成される仮想インダクタであり、前記２つの非インバータ補助変換器（Ａ１／２、Ａ２／２）のそれぞれは正の電源端末と負の電源端末と、そして出力を有し、前記２つの補助変換器（Ａ１／２、Ａ２／２）の最上流の補助変換器（Ａ１／２）は前記第１のコンデンサ（Ｃ３）の出力に接続される正の電源端末を有し、一方前記最上流の補助変換器（Ａ１／２）の出力は第１の補助中間回路により前記第２の補助変換器（Ａ２／２）の正の電源端末に接続し、前記第１の補助中間回路は補助コンデンサ（ＣＡ）を有し、そして第１の補助抵抗（ＲＢ）を有する第１の補助機器接地回路に迂回路で接続し、前記第２の補助変換器（Ａ２／２）の出力は、第２の補助抵抗（ＲＡ）を有する第２の補助中間回路により前記第１の補助変換器（Ａ１／２）に接続し、前記それぞれの補助変換器（Ａ１／２、Ａ２／２）は自身のフィードバックループを有し、前記フィードバックループの出力は前記それぞれの補助変換器（Ａ１／２、Ａ２／２）の負の電源端末に接続する、ことを特徴とする請求項１に記載の回路。
【請求項３】
前記第１の仮想インダクタ（Ｌ３）の値は前記第１の補助抵抗（ＲＢ）、前記第２の補助抵抗（ＲＡ）および前記補助コンデンサ（ＣＡ）の値の積に等しい、ことを特徴とする請求項２に記載の回路。
【請求項４】
前記第１の抵抗（Ｒ３）と前記第２の補助抵抗（ＲＡ）は以下の式により、合計抵抗（Ｒ０３）から互いに差し引かれる、ことを特徴とする請求項３に記載の回路：
Ｒ３＝Ｒ０３−ＲＡ
【請求項５】
第２のコンデンサ（Ｃｈ）が前記２つの変換器（Ａ、Ａ０）の間の前記中間回路を迂回する第２の支線の中に配置され、前記第２のコンデンサ（Ｃｈ）は第２の抵抗（Ｒｈ）を伴い、前記第２のコンデンサ（Ｃｈ）と前記第２の抵抗（Ｒｈ）のパラメータは、高周波信号を減少させるように事前設定される、ことを特徴とする請求項１に記載の回路。
【請求項６】
前記２つの非インバータ変換器（Ａ、Ａ０）の間の前記中間回路は、前記最上流の非インバータ変換器（Ａ）の出力と、前記フィルタ装置を組み込む前記中間回路の前記第１の支線との間に配置される、第３の抵抗（Ｒｐ）を有する、ことを特徴とする請求項５に記載の回路。
【請求項７】
１９７Ｈｚの共振ピークに対し、前記少なくとも１つの第１の抵抗（Ｒ３）の値はゼロに等しく、前記少なくとも第１の１つのコンデンサ（Ｃ３）と、前記少なくとも１つの第１のインダクタ（Ｌ３）の値はそれぞれ０．２９μＦと２．２８Ｈに等しく、前記第１の補助抵抗（ＲＢ）と前記第２の補助抵抗（ＲＡ）の値はそれぞれ１，２００Ωと４００Ωに等しく、前記第３の抵抗（Ｒｐ）の値は３，０００Ωである、ことを特徴とする請求項６に記載の回路。
【請求項８】
それぞれの非インバータ変換器（Ａ、Ａ０）は自身のフィードバックループを有し、当該フィードバックループの出力はそれぞれの非インバータ変換器（Ａ、Ａ０）の負の電源端末に接続し、それぞれの当該フィードバックループは、前記最上流の変換器（Ａ）に対しては、前記２つの非インバータ変換器（Ａ、Ａ０）の間の前記中間回路を迂回して、そして最下流の前記変換器（Ａ０）に対しては、前記少なくとも１つのスピーカ（ＨＰ）の下流に配置される、第４の抵抗（ＲＢ１）を有する機器接地回路を迂回して、搭載される、ことを特徴とする請求項７に記載の回路。
【請求項９】
少なくとも１つのスピーカ（ＨＰ）の音響信号電源の電源制御の方法であって、前記音響信号電源は請求項１に記載の少なくとも１つのスピーカの共振ピークのフィルタ装置を組み込み、前記共振ピークの補正ステップが前記フィルタ装置により実行され、前記補正ステップは前記少なくとも１つのスピーカ（ＨＰ）の上流で実行される、ことを特徴とする方法。
【請求項１０】
前記スピーカ及び前記フィルタ装置の全体の共振成分（ＱＨＰ＋Ｚ３）はバターワースフィルタに対して設定される、ことを特徴とする請求項９に記載の制御方法。
【請求項１１】
前記少なくとも１つのスピーカ（ＨＰ）が振動板を有する場合、前記共振ピークのフィルタリングが、前記少なくとも１つのスピーカ（ＨＰ）の前記振動板に垂直な軸の方向の最も高い周波数における音のレベルの低減と同時に実行される、ことを特徴とする請求項１０に記載の制御方法。
【請求項１２】
前記少なくとも１つのスピーカ（ＨＰ）の温度変化は、前記フィルタ装置のインピーダンス（Ｚ３）のパラメータに適合する変化により、前記フィルタ装置により考慮される、ことを特徴とする請求項１１に記載の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、少なくとも１つのスピーカの電源供給回路における共振ピークをフィルタリングする装置および方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来のスピーカは、通常、永久磁石が発生する磁界内で移動可能な組立体上に配置されたコイルからなる電磁アクチュエータを含むことが知られている。
【０００３】
スピーカのコイルが周波数変調電流により横切られると、可聴周波数において誘導される機械的変位が、音響放射体とも呼ばれる放射面として機能する膜の手段により音場に変換される。
【０００４】
スピーカの音質は、周波数応答曲線すなわち、電流又は電圧のいずれかの電気的負荷に対する機械的加速度応答に依存し、それは全帯域幅について一定であることが希求される。音質はまた、高調波歪み及び相互変調の最小値の存在によって特徴付けられる、装置の線形性に依存する。
【０００５】
スピーカとして機能する変換器がすべての周波数を等しく増進する場合、有用な倍音を構成する楽器の音色の再生は、一見したところ確保されるように見える。
【０００６】
しかし、現実は、高品質な楽器の音響シグナチャの代表的サウンドの瞬間的アタック音を適切に再現する必要性の観点から、より複雑である。スピーカの瞬間的アタック音に対する応答は「忠実度」の必須の要件であり、それは、スピーカがパルス列によって要請されている場合に、膜の「スミアリング」を検出することによって試験することができる。移動組立体の慣性および自己誘導現象による力がこの欠陥に関与している。
【０００７】
音響的、光学的および電気的測定は、理想的なスピーカがなく、各実現形態は帯域幅の制限、種々の共振ピークおよび慣性の点で欠陥があることを示している。いくつかの変換器の連結は、原則として多くの欠点を克服するが、しかし逆に、時には高品質な音楽再生に対してそれら欠点が悪い方向に積み重なることがある。
【０００８】
スピーカでは、移動組立体の変位の出発点における有用な駆動力は、Ｂと表示される誘導磁界と、時間ｔの関数であるｉ（ｔ）で表示される電流により横切られる巻線の長さの各要素との相互作用により生ずる。局所的には、誘導磁界内で変位した負荷キャリアに印加される要素の力はローレンツ力と呼ばれ、そしてそれはキャリアのスコープと速度によって規定される平面に垂直な方向に印加される。その現象をうける負荷キャリアの要素ボリューム内の均衡は、以下の式を導く：
【数１】
0006452207.tif 000002
【０００９】
全てはあたかもｌで表記される巻き線の巻かれていない長さが、均質な誘導磁界にさらされているように起こり、そのことはスピーカの可動部分の力率（ニュートン／アンペアやテスラ・メートル）と呼ばれる量Ｂｌ＝Ｂ・ｌの定義を可能にする。
【００１０】
強度によって変調されるこの力は、移動組立体を必要とし、その機械的挙動は３つの成分によって表わされる：慣性力、Ｍｍによって表示される可動部分の質量と加速度の積；ダンピング力、ｆｍニュートン／メートル／秒またはキロ／秒で表記され、通常１つの定数を介して変位速度に比例すると想定される；そして復元力、ｋｍニュートン／メートルで表記され、機械的バネに関係し、剛性に影響される。
ｘ軸上の案内される平行移動に対する、そのような理想化された変換器の行動方程式は：
【数２】
0006452207.tif 000003
【００１１】
スピーカの端子における電流−電圧の関係は、磁界内で移動する移動組立体によって特徴付けられる、スピーカの構造によって支配される。このように、電気的挙動は、以下の３つの寄与要素を基礎とする、二つのメカニズム、すなわち、オームの法則に関係するジュール効果による発散と誘導起電力の点での電磁相互作用、によって規定される：
−  ソレノイド巻線組立体の抵抗成分に関連する電圧降下、
−  変位の間の磁束の変化に関連する誘導起電力、
−  レンツの法則によって支配される自己誘導起電力。
【００１２】
したがって、システムの線形性の仮定のもとで、スピーカの機械的行動を支配する上記の式に電気的行動方程式が追加される：
【数３】
0006452207.tif 000004
【００１３】
ここで非線形性を考慮に入れた場合、Ｒｅは、巻線の純粋な抵抗成分であり、温度によって変化しやすく、オームで測定され、そしてＬｅはその自己インダクタンスであり、変位の関数であり、ヘンリーで測定される。実際に、第２式の左辺に関与する電流が直接第３式に従う場合は、後者に関係する非連続性または非直線性は膜の変位およびその派生関数に影響を引き起こす。
【００１４】
スピーカを制御するためには２つのそれぞれの戦略、即ち、電流制御または電圧制御がある。両方の場合において、前置増幅ステージによる信号処理が電圧として一貫して測定可能な制御信号をもたらすならば、電圧制御の場合には、それは変換器がスピーカとして作用するときに変換器が示す双極子のインピーダンスに自然に依存する。この制御は、スピーカに電力供給可能な、理想的テブナン発電機の間の結合に似ている。またスピーカは、ほぼゼロインピーダンスの電源の支流の負荷を構成し、そして生成される任意の起電力または起電力成分は、集合回路を流れる電流に直接影響を与える。
【００１５】
逆に、電流制御に対しては、電流電圧変換が特別に設計された信号調整器により提供され、変換器はこの調整器の出力電流によって必要とされる。この制御は、変換器に電力供給することが可能な理想的なノートン発電機に類似している。後者は、その後無限大インピーダンスの下で必要とされる負荷を表し、それは負荷により生成された任意の起電力成分ＥＭＦの変動が、集合回路の挙動に重大な影響を与えることなく残存する。さらに良いことに、この電圧は測定され、そしてサーボ戦略の補正信号として使用することができる。
【００１６】
一般的には電圧制御は、インピーダンスの構成パラメータに従う電気的挙動を前提として、スピーカを直接必要とする。適切な調整器が与えられることを前提として、特異的に電気的に制御されるスピーカの設計のために多くの研究が行われたのは比較的最近である。
【００１７】
スピーカの挙動を示す電気的および機械的パラメータのうち、前述の３つの数値Ｂ１、Ｒｅ、Ｌｅが、基本的に調整器−変換器集合回路の再生の品質を決定する。相互作用は、設計者による電流と電圧の２つの制御モードの間の選択に依存して、同じではない。
【００１８】
電流制御では、調整器−変換器集合回路は、生成される応力に対して本質的に全く影響を受けない。しかしそのような選択に対して、式（２）に関わるパラメータの変化に内在する欠陥を、可能であれば、検出して補正する必要があり、その欠陥は以下の式によるソレノイドの電流強度の２乗またはｉ２の寄生項関数の力を示す：  
【数４】
0006452207.tif 000005
【００１９】
式（２）は周波数変域で記載することができる：
【数５】
0006452207.tif 000006
ここでＸはラプラス変換による変位であり、ＩはユニットのＩ倍を意味し、比率ｆｍ／Ｍｍは減衰を表し、緩和時間の逆関数であり、一方ｋｍ／Ｍｍは共振角周波数の２乗を意味する。
【００２０】
ｆｍ／Ｍｍ＝２／τ、そして  ｋｍ／Ｍｍ＝ω０２、ここでω０は初期角速度、と表示することにより、電流に適用される変位の伝達関数は以下で示される：
【数６】
0006452207.tif 000007
【００２１】
式（２）及び（３）は、周波数変域で高調波レジームにおいて考慮され、そして、カスケード伝達関数の点から組み合わすことができる。それらの展開部分の分離された複合強度をＥ０とＩ０と表示することにより、その指標は「フェーザ」と呼ばれる特定の角周波数を示し、次式が得られる：
【数１０１】
0006452207.tif 000008
【００２２】
最初の関係式において積ｐ．Ｘを置換えると、インピーダンス伝達関数が、２つの項を含む複合形ですぐに表示される：
【数７】
0006452207.tif 000009
【００２３】
リアクタンス成分を無視すると、スピーカのインピーダンスは次のように書くことができる：
【数７ａ】
0006452207.tif 000010
パラメータのグループ化は、次の簡単な式を導く：
【数７ｂ】
0006452207.tif 000011
【００２４】
電圧制御に関連する挙動を表す多項式Ｖ１は、電流制御方式に関連する多項式Ｐ１よりもなおさら大きく減衰することを特徴としていることがすぐに判る。電流制御方式の粘性摩擦係数ｆｍは、電圧制御方式に対して次のような体系的に増加した係数に置換される：
【数８】
0006452207.tif 000012
【００２５】
それぞれ関係する固有の時間（τｍとτｍ＋ｅ）に関して、機械的共振係数ＱｍとＱｍ＋ｅは次のように定義される：
【数９−９ａ】
0006452207.tif 000013
特異的電気係数Ｑｅはｆｍをゼロにすることによって定義することができ、そして
共振成分を結合させる簡単な関係は、次式で示すことができる：
【数１０】
0006452207.tif 000014
【００２６】
変換器のインピーダンスは純粋に電気的な成分と運動インピーダンスと呼ばれる第２の成分とを組み合わせる。このように、スピーカインピーダンスＺＨＰはＺＨＰ＝Ｚｅ＋Ｚｍと書かれ，ここで：
【数１１−１１ａ】
0006452207.tif 000015
【００２７】
運動インピーダンスは帯域通過型挙動を示す特性２次多項式によって影響されるように見える。また、もし所定の値により公称インピーダンスを規定することが通例であれば、電力変換器には４Ｗと８Ｗ、ヘッドフォンに装着されるミニとマイクロシステム用には１６Ｗと３２Ｗを使用し、運動インピーダンスの寄与は、変換器が電圧を印加されなければならない場合には決して無視できない。同様に周波数が増加すると、誘導性リアクタンス成分ｊ．Ｌ．ｗが徐々に信号の再生を減衰させる。
【００２８】
電圧印加モードの変換器の挙動は、合成伝達関数の点で組み合わされた式（８）及び（９ｂ）の結合を示す。ここでは相対変位関数Ｘ（ｐ）を考慮し、式（６）の前の表記を再開する。
【数１０２】
0006452207.tif 000016
【００２９】
また変換器のインピーダンスを記述する式（１１）は次式をもたらす：
【数１２】
0006452207.tif 000017
これにより、振動板の速度と加速度の伝達関数が派生量に関して２つの式で表現される：
【数１２−１２ａ】
0006452207.tif 000018
【００３０】
変位に関連する関数を考える場合は、一般的に次のように表すことができる：
【数１３】
0006452207.tif 000019
【００３１】
共振の近くの方式を見ると、電流制御の場合、フィルタリングによる補正の必要性が、本明細書の記載の重要な結果としてすぐに現れる。電圧制御は，電圧制御の選択を正当化する決定的な議論としてしばしば引用されるように、電流制御の場合よりもはるかに大きい自然減衰の効果を有し、この点について大きな優位性を有する。
【００３２】
文献ＦＲ−Ａ−２４２２３０９（特許文献１）は、その導入部分において、電流制御されるスピーカにとって、スピーカの膜は高周波数において変形または定在波の所在地であることができ、そのことは電流制御にとって特に不利である、と記載している。逆に、この文献は、電圧制御が限定された周波数変域でのみ使用可能であることを認識している。
【００３３】
電流制御を改善するために、この文献は、スピーカのすべての機械的共振をカバーする周波数に対し、電流制御とサーボ加速を組み合わせることを提案している。しかし、この解決策は、サーボ加速が各スピーカに特異なすべての機械的共振を補償することができなかったため、満足のいくものでは決してなかった。
【００３４】
ＧＢ−Ａ−２４７３９２１（特許文献２）は、その導入部分で、電気力学スピーカの音質が、スピーカに対し多く使用される電圧制御の代わりに電流制御を提供することにより大幅に改善しうることを開示している。電流制御はドライバから見た電源インピーダンスが、ドライバの自己インピーダンスと比較して高い場合に得られる。
【００３５】
この文書はまた、電流制御においては、コーン型スピーカの上昇過程の典型的なピーク周波数は、単にコンダクタと並列にＲＣネットワークを追加することによっては補償することができず、その後電源の高インピーダンスが失われることを認識している。
【００３６】
従って、この文書は、１つのインピーダンスと組み合わせて使用する２重コイルによるスピーカの制御を提供し、それは、高周波数でボイスコイルの１つを無効にし、必要な応答の補正を生成し、一方で比較的高い電源インピーダンスを維持する。
【００３７】
しかし２重コイルの追加は、通常は二重でない電流制御コイルの完全な再構築を必要とする。これは、電流制御に対し高費用すぎ、そして設計特異的な設定を提示する。
【００３８】
上記の従来技術の文書によれば、スピーカの電流制御の利点が認識されてはいたが、次のような電流制御の２つの固有の大きな欠点を効果的に直す解決法が今日まで開発されていなかった、即ち：
−第１に、補正されずにいることができない共振ピークの存在、一方電圧制御は、変換器の共振周波数に合わせた運動インピーダンスの効果により共振ピークに自然修正をもたらす。
−第２に、音響研究によれば、周波数が高くなるにつれて、スピーカの増大する指向性効果がダイアフラムに垂直な軸方向の音圧レベルを測定可能に増大させ、この現象は「ホーン効果」と呼ばれる。繰り返すが、電圧制御を使用する場合、高い周波数における音のレベルを低下させる前に、変換器の誘導成分が局所的にこの影響を補正する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００３９】
【特許文献１】ＦＲ−Ａ−２４２２３０９
【特許文献２】ＧＢ−Ａ−２４７３９２１
【発明の概要】
【００４０】
本発明の目的は、任意のカテゴリーのスピーカに対して、スピーカに電流制御をおこなう場合において、電気的手段により、そして、スピーカの電流制御に特定の適応をすることなく、それは従来技術から不変であって、少なくとも共振ピークの存在を補正することである。
【００４１】
この目的のため本発明は、少なくとも１つのスピーカの音響信号の電源回路であって、その回路は上記少なくとも１つのスピーカの電源電流の所与の１つの周波数において発生する共振ピークのフィルタ装置と、上記少なくとも１つのスピーカの上流に直列に配置された少なくとも２つの非インバータ変換器と、を有し、その２つの変換器のそれぞれは、正の電源端末と負の電源端末と、そして出力を有し、２つの変換器の最上流の変換器は回路の入力電源に接続される正の電源端末を有し、一方最上流の変換器の出力は中間回路経由で第２の変換器の正の電源端末に接続し、第２の変換器の出力は上記少なくとも１つのスピーカに接続する、少なくとも１つのスピーカの音響信号の電源回路において、上記少なくとも１つのスピーカの共振ピークのフィルタ装置は２つの変換器の間の中間回路を迂回する第１の支線に組み込まれ、当該フィルタ装置はインピーダンスの形態で純粋に電気的であり、一方で中間回路の１点に接続し、他方で接地機器に接続し、そのインピーダンスは、直列に配置された少なくとも１つの第１の抵抗と、少なくとも第１の１つのコンデンサと、そして少なくとも１つの第１のインダクタと、を有する場合にＲＬＣと呼ばれ、その第１の抵抗と、第１のコンデンサと、そして第１のインダクタのパラメータは上記少なくとも１つのスピーカのフィルタリングされる共振ピークの関数として事前設定される、ことを特徴とする少なくとも１つのスピーカの音響信号の電源回路、に関する。
【００４２】
技術的効果は、上記の利点を持ち、一方で、電圧制御の場合と異なり、この電流制御で補正されない共振ピークを生成するという電流制御の主要な欠点を隠す、電流制御を使用できることである。
【００４３】
仮想インダクタは、それを構成する要素を交換することなく、それらの相互作用および／または動作を変更することによって容易に変化させることができるため、特に有益である。したがってこのような仮想インピーダンスは、例えば上記少なくとも１つのスピーカの温度変化またはスピーカのオーバーヒートに起因する、共振ピーク周波数の変化を監視することを限定されないが含む、上記少なくとも１つのスピーカの動作条件に容易に適合するという大きな利点を提供する。
【００４４】
有利には第１の仮想インダクタの値は第１の補助抵抗、第２の補助抵抗および補助コンデンサの値の積に等しい。
有利には第１の抵抗と第２の補助抵抗は以下の式により、合計抵抗から互いに際し引かれる：
Ｒ３＝Ｒ０３−ＲＡ
有利には第２のコンデンサが２つの変換器の間の中間回路を迂回する第２の支線の中に配置され、その第２のコンデンサは第２の抵抗を伴い、その第２のコンデンサと第２の抵抗のパラメータは、高周波信号を減少させるように事前設定される。
【００４５】
有利には２つの非インバータ変換器の間の中間回路は、最上流の非インバータ変換器の出力と、フィルタ装置を組み込む中間回路の第１の支線との間に配置される、第３の抵抗を有する。
有利には１９７Ｈｚの共振ピークに対し、少なくとも１つの第１の抵抗の値はゼロに等しく、少なくとも第１の１つのコンデンサと、少なくとも１つの第１のインダクタの値はそれぞれ０．２９μＦと２．２８Ｈに等しく、第１の補助抵抗と第２の補助抵抗の値はそれぞれ１，２００Ωと４００Ωに等しく、第３の抵抗の値は３，０００Ωである。
【００４６】
有利にはそれぞれの非インバータ変換器は自身のフィードバックループを有し、当該フィードバックループの出力はそれぞれの非インバータ変換器の負の電源端末に接続し、それぞれの当該フィードバックループは、最上流の変換器に対しては、２つの非インバータ変換器の間の中間回路を迂回して、そして最下流の変換器に対しては、少なくとも１つのスピーカの下流に配置される、第４の抵抗を有する機器接地回路を迂回して、搭載される。
【００４７】
本発明はまた、少なくとも１つのスピーカの音響信号への電力の供給を制御する方法であって、その電源が共振ピークのフィルタ装置を組み込む、方法に関し、その方法では、フィルタ装置による共振ピークの補正ステップが実行され、その補正ステップは上記少なくとも１つのスピーカの上流で実行される。
【００４８】
有利には、スピーカ及びフィルタ装置の全体の共振成分はバターワースフィルタに対して設定される。
有利には、少なくとも１つのスピーカが振動板を有する場合、その少なくとも１つのスピーカの振動板に垂直な軸の方向の高周波数における音のレベルの低減が、共振ピークのフィルタリングと同時に実行される。
【００４９】
有利には、少なくとも１つのスピーカの温度変化は、フィルタ装置のインピーダンスのパラメータに対応する変化により、フィルタ装置により考慮される。
【００５０】
電流制御は電圧制御と異なり上記少なくとも１つのスピーカのオーバーヒートを調節しない。これは上記の２つの欠点、即ち補償されない共振ピークの形成と、少なくとも１つのスピーカの振動板に直交する軸方向への高周波の音のレベルの増加、に加わる１つの欠点となりうる。また、共振ピークの周波数は、少なくとも１つのスピーカの温度変化に応じて変化しうる。したがって、好適には特に共振ピークを補正する場合は、少なくとも１つのスピーカの温度変化が考慮されるべきである。
【００５１】
これらすべては、フィルタ装置のインピーダンス、特に、仮想インダクタでありうるインダクタのパラメータを変化させることにより、補償されうる。この場合、測定または推定可能なスピーカの温度を考慮することは、仮想インダクタを構成する様々な要素、例えば、限定されないが補助変換器をそれぞれ変化させることによって自動的に実行される。
【図面の簡単な説明】
【００５２】
本発明の他の利点および特徴は、非限定的な実施形態の詳細な説明、および以下の付帯する図面を読むことにより明らかになろう：
【図１】図１は本発明の第１の実施形態による共振ピークのフィルタ装置を備える、少なくとも１つのスピーカの音響信号電源回路の概略図である。
【図２】図１に示された音響信号電源回路のフィルタ装置の１つの実施形態を示し、そのフィルタ装置のインダクタは仮想インダクタの形態であり、その仮想インダクタはこの図では図１に比べて拡大されている。
【図３】図２に示す実施形態に対する、仮想インダクタを有するインピーダンスを示す図である。
【図４】スピーカの電流制御時における共振ピークのフィルタ装置がある場合と無い場合、および電圧制御時のそれぞれの加速度基準単位の曲線を示し、ここでフィルタリングは本発明の第１の実施形態によるフィルタ装置で実行される。
【図５】周波数の関数としての角度の曲線を示し、フィルタリングは図１に示す本発明の第１の実施の形態によるフィルタ装置を用いて行われる。
【発明を実施するための形態】
【００５３】
本発明によれば、理想的な電流制御の解決策は、２つの効果、すなわち共振ピーク及びスピーカの指向性の影響を、ＣＤＩという名で知られる電流制御インデックスを変更することなく、フィルタリングするフィルタリング方法を見出すことである。本発明によれば、最適な方法で電流制御インデックスを維持しながら、共振ピークのみをフィルタリングすることが可能である。
【００５４】
スピーカの電流制御にフィルタを適用することは、テブナン電源の見地から、たとえ低い値でも、有限のインピーダンスという特性に起因して、スピーカと平行に配置されたどのようなフィルタ構造をも排除することになる。これは、インデックスＣＤＩに対し悪い影響を与え、それによりスペクトルの有用な部分を台無しにする可能性がある。
【００５５】
共振ピークの補正は変換器の固有の挙動に関係するため、本発明は、少なくとも１つのスピーカの上流での補正に対する受動的解決策を提供する。
したがって、本発明は、少なくとも１つのスピーカＨＰの音響信号電源回路の電流制御方法に関し、その電源は共振ピークのフィルタ装置を有し、その方法は、フィルタ装置により共振ピークを補正するステップにより実行され、そしてその補正ステップは、少なくとも１つのスピーカＨＰの上流で行われる。
【００５６】
スピーカの上流で行われる補正、またはアプリオリ補正、「フィードフォワード補正」とも呼ばれるが、の利点は、スピーカの制御に関して電流の制御インデックスまたはＣＤＩが不変であることを保証することである。
【００５７】
有利には、少なくとも１つのスピーカが振動板を有する場合、共振ピークのフィルタリングは、スピーカの振動板に垂直な軸方向の最も高い周波数の音のレベルの低下と同時に実行される。音響信号電源回路の実施形態においては、この低減は、主回路を迂回する、接続された抵抗およびコンデンサシステムにより提供され、それは後に詳述される。
【００５８】
有利には、スピーカおよびフィルタ装置全体の共振成分はバターワースフィルタの値をとり、これは後に詳述される。
【００５９】
本発明に基づきそして図１−３をより詳細に参照して、本発明による少なくとも１つのスピーカＨＰの音響信号電源回路は、共振ピークのフィルタ装置を有する。その回路は、少なくとも１つのスピーカ（ＨＰ）の上流に直列に配置された少なくとも２つの非インバータ変換器（Ａ、Ａ０）を有し、２つの変換器（Ａ、Ａ０）のそれぞれは、正の電源端末と負の電源端末と、そして出力を有する。
【００６０】
２つの変換器（Ａ、Ａ０）の最上流の変換器（Ａ）は回路の入力電源に接続される正の電源端末を有し、一方その最上流の変換器（Ａ）の出力は中間回路経由で第２の変換器（Ａ０）の正の電源端末に接続する。第２の変換器（Ａ０）の出力は上記少なくとも１つのスピーカ（ＨＰ）に接続し、共振ピークは、上記少なくとも１つのスピーカ（ＨＰ）の電源電流の所与の１つの周波数において発生する。
【００６１】
その回路の最も必要不可欠な特徴は、少なくとも１つのスピーカ（ＨＰ）の共振ピークのフィルタ装置が２つの変換器（Ａ、Ａ０）の間の中間回路を迂回する第１の支線に組み込まれることである。当該フィルタ装置はインピーダンス（Ｚ３）の形態で純粋に電気的であり、一方で上記中間回路の１点に接続し、他方で接地機器に接続する。このインピーダンス（Ｚ３）は、直列に配置された少なくとも１つの第１の抵抗（Ｒ３）と、少なくとも第１の１つのコンデンサ（Ｃ３）と、そして少なくとも１つの第１のインダクタ（Ｌ３）と、を有する場合、ＲＬＣと呼ばれる。第１の抵抗（Ｒ３）と、第１のコンデンサ（Ｃ３）と、そして第１のインダクタ（Ｌ３）のパラメータは上記少なくとも１つのスピーカ（ＨＰ）のフィルタリングされる共振ピークに基づいて事前に設定される。
【００６２】
有利には第１のインダクタ（Ｌ３）は仮想インダクタであり、即ち、第１のインダクタ（Ｌ３）は例えばインダクタとして機能する能動回路のシステムから構成される。このような提案される補正は最初に事前設定され、そして少なくとも１つのスピーカ（ＨＰ）の上流でのフィルタリングの解決法は、「フィードフォワード補正」とも呼ばれるが、中程度のパワーの要素で構築することができ、電流は５０ｍＡ未満に留まり、インダクタンスを能動回路のシステムで置き換える。
【００６３】
仮想インダクタを使用する実施形態では、電圧電流変換器の上流でフィルタリングする配置の基礎的な優位点は、フィルタリングに関係する強度値が低いことであり、それにより低ノイズのオペアンプの多くの標準部品を仮想インダクタを構成に使用できる。低ノイズで銅の巻き線を持たない、効果的フィルタ装置はこのように構築することができる。
【００６４】
究極的に、仮想インダクタを有するこの実施形態は、スピーカ（ＨＰ）のありうる環境変化に関連する任意の変動を補正するための、フィルタ装置の作動中の自己調整を可能にする。これはスピーカＨＰの加熱による共振周波数変位の自動補正につながりうる。したがってプロセスは、熱フィードバックループ内の、フィルタ装置の上流での電気制御との結合の一部である。
【００６５】
有利には、能動回路システムは直列に配列された２つの補助非インバータ変換器（Ａ１／２、Ａ２／２）により構成される。２つの補助変換器のそれぞれは、正の電源端末と負の電源端末および出力端末を有する。
２つの補助変換器（Ａ１／２、Ａ２／２）の最上流の（Ａ１／２）はその正の電源端末が第１のコンデンサ（Ｃ３）の出力に接続し、一方最上流の補助変換器（Ａ１／２）の出力は第１の補助中間回路により第２の補助変換器（Ａ２／２）の正の電源端末に接続されている。
【００６６】
その第１の補助中間回路は補助コンデンサ（ＣＡ）を有し、そしてう回路で第１の補助抵抗（ＲＢ）を有する補助機器接地回路に接続している。第２の補助変換器（Ａ２／２）の出力は第２の補助抵抗（ＲＡ）を有する第２の補助中間回路により第１の補助変換器（Ａ１／２）に接続され、それぞれの補助変換器（Ａ１／２、Ａ２／２）はその負の電源端末にフィードバックループの出力が接続される。
【００６７】
有利には、インピーダンス（Ｚ３）の構成要素に対して、それらは最小ノイズと低い値に維持される電流との間で妥協点を満たし、例えば、インピーダンス（Ｚ３）内の電流強度は５ｍＡより小さい。
第１の仮想インダクタ（Ｌ３）の値は有利には第１の補助抵抗（ＲＢ）と第２の補助抵抗（ＲＡ）および補助コンデンサ（ＣＡ）の値の積に等しい。
【００６８】
１つの好適な実施形態では、上記の少なくとも２つの変換器（Ａ、Ａ０）の間の中間回路を迂回する第２の支線に第２のコンデンサ（Ｃｈ）が配置されてもよい。この第２のコンデンサ（Ｃｈ）は第２の抵抗（Ｒｈ）を伴い第２の抵抗（Ｒｈ）と第２のコンデンサ（Ｃｈ）のパラメータは、固有の実効時間Ｒｐ．Ｃｈで高周波信号を減少させるために事前設定される。第２の抵抗（Ｒｈ）と第２のコンデンサ（Ｃｈ）の値はそれぞれＲｈ：約１Ω、Ｃｈ：約４．７ｎＦでよい。しかしこの値は単に例示である。
【００６９】
電流制御は、スピーカの誘導成分が自然に信号レベルを減少させる電圧制御と異なり、高周波の減衰を引き起こさないことで知られている。従って電流制御において高周波、特に、振動板に垂直な軸方向で測定される音のレベルを増大させることにつながるスピーカの増大する指向性に関して、強制的に減少させることを期待するのは適切である。
【００７０】
有利には、２つの非インバータ変換器（Ａ、Ａ０）の間の中間回路は上流側の非インバータ変換器の出力と、フィルタ装置を有する中間回路の第１の迂回支線と、の間に第３の抵抗（Ｒｐ）を有する。
【００７１】
有利には、それぞれの非インバータ変換器（Ａ、Ａ０）は自身のフィードバックループを有し、そのフィードバックループはその出力をそれぞれの変換器の負の電源端末に接続し、それぞれのフィードバックループは、上流の変換器Ａに対しては、２つの非インバータ変換器（Ａ、Ａ０）の間の中間回路を迂回し、そして下流の変換器（Ａ０）に対しては、スピーカ（ＨＰ）の下流に配置された、第４の抵抗（ＲＢ１）を有する機器接地回路を迂回するように搭載される。
【００７２】
Ｖ１とＶ３は図１に示される電圧であり、Ｖ３は中間回路を迂回する、共振ピークのフィルタ装置の第１支線の迂回点と接地回路との間の電圧であり、そしてＶ１は第１の上流側変換器Ａの出力と接地回路との間の電圧であり、従来技術の計算により、ＲｐとＲ３Ｌ３Ｃ３直列ネットワークの直列配置により構成されるフィルタの伝達関数Ｖ３／Ｖ１を次のように獲得することが可能になる：
【数２０１】
0006452207.tif 000020
【００７３】
従って、実行され、おそらくフィルタＲｈ、Ｃｈによる高周波低減と組み合わされたフィルタリングは、パワーアンプに割り当てられた電圧電流調整器の機能のみを維持し、そして少なくとも１つのスピーカに電力供給することを可能にする。この構成の特異性は２つの能動要素を使用するインダクタ（Ｌ３）の仮想的構成にある。実際、組立体ＲＡ、ＲＢ、ＣＡ、Ａ、Ａ０のインピーダンスを考慮して、次の２つの関係を組み合わせることができる：
【数１４−１４ａ】
0006452207.tif 000021
【００７４】
要素の識別は次のようなインピーダンスの挙動をもたらす：
【数１５】
0006452207.tif 000022
【００７５】
その組み合わせは抵抗（ＲＡ）と直列に配置された値Ｌ３＝ＲＡ・ＲＢ・ＣＡを持つインダクタまたはチョークのように振る舞う。ＲＡによってＲ３を与える式Ｒ３＝Ｒ０３−ＲＡを作ることが可能である。選択されたパラメータの設定はこの部品を搭載する必要性を無くし、ＲＡシリーズの値は、式（９）と式（１０）に記載のとおり、所望の減衰、１／Ｑｍを保証するのにほぼ必要な値を有する。実際、もし：
【数１６】
0006452207.tif 000023
【００７６】
有利には、全体の共振成分は最適値、ＱＨＰ＋Ｚ３＝１／√２に相当するバターワースフィルタの値をとることにより定義されうる。
【００７７】
上記式から出発して、次のパラメータ値の選択が実行される：
【数２０２】
0006452207.tif 000024
【００７８】
図４は、共振ピークのフィルタリングの有り、無しの場合のスピーカの電流制御と、電圧制御の加速度基準単位の曲線を示し、フィルタリングは、図１−３に示される本発明の実施形態によるフィルタ装置により実行される。
【００７９】
フィルタの無い電流制御の曲線は長方形の点で示され、フィルタの有る電流制御の曲線は丸の点で示され、そして電圧制御の曲線はダイアモンド型の点で示される。
【００８０】
丸の点の中間の曲線は電流制御でかつ第１の実施形態によるフィルタ装置によりフィルタリングされる曲線であり、フィルタリングの無い電流制御を示す上方の曲線とは異なり、共振ピークが無いことを示す。さらに、中間の曲線は加速度基準単位が実質的に一定の周波数範囲を有し、その範囲は電圧制御の曲線であるダイアモンド型の点の下方の曲線に比べ幅広い。
【００８１】
もしＬ３＝６Ｈに近い値のインダクタを獲得するために、２つの補助変換器を有する２つの能動回路を追加することに不利益を与えないと考えるならば、共振ピークを有しそしてフィルタリングされた加速度基準単位は満足できる挙動を有する。
【００８２】
図５は周波数に対する角度曲線を示し、フィルタリングは図１−３に示す本発明の実施形態によるフィルタ装置により実行される。スピーカ（ＨＰ）の位相は長方形の点の曲線で示され、位相Ｖ３／Ｖ１は丸の点の曲線で示される。
図５の曲線は、位相変位角度が対象周波数変域において完全に許容できる値の範囲に留まることを示している。
【００８３】
本発明の好適な実施形態において、静電容量に割り当てられたマイクロファラッドのオーダーの中間的値は、ポリプロピレンのＭＫＰコンデンサの実装を可能にし、そのコンデンサは過渡状態によく適合している。
【００８４】
スピーカに対する次の特性を持つ非限定的事例がいまや与えられる：Ｂｌ＝２．６７５Ｔｍ、Ｍｍ＝３．６７ｇ、ｆｍ＝０．５３９Ｎ／ｍ、ｋｍ＝５６５０Ｎ／ｍ、共振周波数＝１９７Ｈｚ、Ｒｅ＝３．６５Ω、Ｌ＝０．１２ｍＨ。
このようなスピーカにおいて、以下の値が本発明による種々の回路要素に対し選択可能である：Ｒ３＝０Ω、Ｃ３＝０．２９μＦ、Ｒｐ＝３ｋΩ、そしてＬ３は、ＲＡ＝４００Ω、ＲＢ＝１２００Ω、ＣＡ＝４．７μＦで能動的に再生されるか、またはＬ３は２．２８Ｈに等しい。
【００８５】
上記の記載において少なくとも１つの非インバータ変換器が計算の簡略化のために回路内で使用されている。これは限定するものではなく、そして本発明は複数の非インバータ変換器と１つまたは複数のインバータ変換器を有する回路にも適用可能である。
【００８６】
音響再生、特に高性能再生のマーケットが本発明によるフィルタ装置に関係する。Ｂｏｓｅ（登録商標），Ｂａｎｇ＆Ｏｌｕｆｓｅｎ（登録商標），Ｈａｒｍａｎ  Ｋａｒｄｏｎ（登録商標），Ｂ＆Ｗ（登録商標）、その他の主要ブランドは、このようなフィルタ装置の商業的流通に間違いなく興味を示すであろう。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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