(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
通信装置に用いられる信号処理装置であって、
差動符号化によって、搬送波によって変調された変調信号をΔΣ変調することで生成されたパルス信号から符号化パルス信号を生成する符号化器と、
前記符号化パルス信号から、前記パルス信号よりもパルス幅が短い短幅パルス信号を生成する生成器と、
を備え、
前記生成器は、前記符号化パルス信号の立ち上がり位置及び立ち下がり位置を示すパルスを含むことで、前記変調信号の搬送波周波数における主信号成分の高調波信号成分であって通信信号として出力される前記高調波信号成分を含んだ信号を、前記短幅パルス信号として生成するよう構成されている
信号処理装置。
【請求項２】
前記生成器は、前記立ち上がりエッジ及び前記立ち下りエッジを検出する検出回路を含む
請求項１記載の信号処理装置。
【請求項３】
前記検出回路は、前記符号化パルス信号を微分した微分信号を出力する微分回路である
請求項２記載の信号処理装置。
【請求項４】
前記生成器は、前記微分信号における前記立ち上がり変化を示す信号値及び前記立ち下がり変化を示す信号値の正負を揃えた信号を、前記短幅パルス信号として出力するよう構成されている
請求項３記載の信号処理装置。
【請求項５】
前記生成器は、前記微分信号における前記立ち上がり変化を示す信号値及び前記立ち下がり変化を示す信号値の大きさを揃えた信号を、前記短幅パルス信号として出力するよう構成されている
請求項３又は４記載の信号処理装置。
【請求項６】
信号処理装置を備えた通信装置であって、
前記信号処理装置は、
差動符号化によって、パルス信号から符号化パルス信号を生成する符号化器と、
前記符号化パルス信号から、前記パルス信号よりもパルス幅が短い短幅パルス信号を生成する生成器と、を備え、
前記生成器は、前記符号化パルス信号の立ち上がり位置及び立ち下がり位置を示すパルスを含む信号を、前記短幅パルス信号として生成するよう構成され、
前記信号処理装置は、搬送波によって変調された変調信号からΔΣ変調によって前記パルス信号を生成するΔΣ変調器を更に備え、
前記変調信号の搬送波周波数における主信号成分の高調波信号成分を、通信信号として出力するよう構成されている
通信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ΔΣ変調器を有する信号処理装置及び通信装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１は、ΔΣ変調器から出力されたパルス信号に対してＲＺ符号化処理を行うことを開示している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１４−１４０６６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
パルス信号は、ＲＺ符号化によって、パルス幅が短くなる。このようなパルス幅を短くする処理は、様々な状況で必要とされる。特許文献１では、パルス幅を短くするために、パルス信号の周波数ｆｓの２倍の周波数のクロックと、パルス信号と、の論理積演算が行われる。
【０００５】
このように、パルス幅を短くするには、パルス信号よりも高速のクロックが必要となる。しかし、クロックの高速化は、回避することが望まれる。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の一の態様は、差動符号化によって、パルス信号から符号化パルス信号を生成する符号化器と、前記パルス信号よりもパルス幅が短い短幅パルス信号を生成する生成器と、を備える信号処理装置である。前記生成器は、前記符号化パルス信号の立ち上がり位置及び立ち下がり位置を示すパルスを含む信号を、前記短幅パルス信号として生成するよう構成されている。
【０００７】
本発明の他の態様は、前記信号処理装置を備えた通信装置である。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、クロックの高速化を回避することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】通信装置の構成図である。
【図２】差動符号化器の回路図である。
【図３】パルス信号ａｎ、差動符号化パルス信号ｂｎ、微分信号ｃｎ、及び短幅パルス信号ｄｎの波形図である。
【図４】パルス信号ａｎ及び短幅パルス信号ｄｎの波形図である。
【図５】微分回路の回路図である。
【図６】整流回路の回路図及び動作説明図である。
【図７】同高パルス生成に関する説明図である。
【図８】生成器の他の例を示す説明図である。
【図９】図９（Ａ）はオリジナルパルス信号の周波数スペクトラムであり、図９（Ｂ）は、短幅パルス信号の周波数スペクトラムである。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
［１．実施形態の概要］
（１）実施形態に係る信号処理装置は、差動符号化によって、パルス信号から符号化パルス信号を生成する符号化器と、前記符号化パルス信号から、前記パルス信号よりもパルス幅が短い短幅パルス信号を生成する生成器と、を備える。前記生成器は、前記符号化パルス信号の立ち上がり位置及び立ち下がり位置を示すパルスを含む信号を、前記短幅パルス信号として生成するよう構成されている。差動符号化は、クロックを必要としないため、クロックの高速化を回避できる。
【００１１】
（２）前記生成器は、前記立ち上がりエッジ及び前記立ち下りエッジを検出する検出回路を含むのが好ましい。検出回路によって、パルス信号の立ち上がりエッジ及び立ち下りエッジを検出することができる。
【００１２】
（３）前記検出回路は、前記符号化パルス信号を微分した微分信号を出力する微分回路であるのが好ましい。微分回路は、パルス信号の立ち上がりエッジ及び立ち下りエッジを容易に検出することができる。
【００１３】
（４）前記生成器は、前記微分信号における前記立ち上がり変化を示す信号値及び前記立ち下がり変化を示す信号値の正負を揃えた信号を、前記短幅パルス信号として出力するよう構成されているのが好ましい。微分信号におけるパルスの立ち上がり変化を示す信号値及び立ち下がり変化を示す信号値の正負を揃えることで、容易に短幅パルス信号を生成できる。
【００１４】
（５）前記生成器は、前記微分信号における前記立ち上がり変化を示す信号値及び前記立ち下がり変化を示す信号値の大きさを揃えた信号を、前記短幅パルス信号として出力するよう構成されているのが好ましい。信号値の大きさを揃えることで、パルス高の揃ったより適切な短幅パルス信号となる。
【００１５】
（６）実施形態に係る通信装置は、上記（１）〜（５）のいずれか１項に記載の信号処理装置を備えた通信装置である。この場合、短幅パルス信号を通信に利用できる。
【００１６】
（７）前記信号処理装置は、搬送波によって変調された変調信号からΔΣ変調によって前記パルス信号を生成するΔΣ変調器を更に備えているのが好ましい。通信装置は、前記変調信号の搬送波周波数における主信号成分の高調波信号成分を、通信信号として出力するよう構成されているのが好ましい。この場合、高調波信号成分を通信信号として出力できる。
【００１７】
［２．実施形態の詳細］
実施形態の詳細を、図面を参照しながら説明する。
【００１８】
［２．１  通信装置］
図１は、通信装置１を示している。通信装置１は、信号処理装置１０と、バンドパスフィルタ（アナログバンドパスフィルタ）１５と、を備えている。通信装置１は、ベースバンド信号を変調した変調信号を出力する。変調信号は、例えば、無線信号（ＲＦ信号）である。通信装置１から出力される信号は、通信に使用される信号（通信信号）である。ここでの通信信号は、搬送波周波数がｆｔａｒｇｅｔのＲＦ信号である。
【００１９】
一方、信号処理装置１０から出力される信号（短幅パルス信号ＰＳ）は、搬送波周波数がｆｔａｒｇｅｔのＲＦ信号以外に他の周波数の信号も含んでいる。バンドパスフィルタ１５は、通信信号として出力されることが望まれる周波数（ここでは、ｆｔａｒｇｅｔ）近傍の信号を通過させ、それ以外の周波数の信号を阻止する。なお、通信装置１は、バンドパスフィルタ１５を介さずに、信号処理装置１０から出力される信号（短幅パルス信号ＰＳ）を出力するものであってもよい。
【００２０】
［２．２  信号処理装置］
信号処理装置１０は、デジタル信号処理をするデジタル回路１０ａと、アナログ信号処理をするアナログ回路１０ｂと、を備えている。デジタル回路１０は、バンドパス型ΔΣ変調器（Ｂａｎｄ  Ｐａｓｓ  Ｄｅｌｔａ−Ｓｉｇｍａ  Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ）１１と、符号化器（Ｅｎｃｏｄｅｒ）１２と、を備えている。デジタル回路１０ａは、ベースバンド信号（例えば、ＩＱベースバンド信号）に対して、デジタル直交変調などの一次変調を行って、デジタル変調信号（デジタルＲＦ信号）を生成する。ここで、デジタル変調信号の搬送波周波数はｆ０である。
【００２１】
デジタル回路１０ａは、生成したデジタル変調信号を、ΔΣ変調器１１に与える。なお、一次変調は、直交変調に限られず、ベースバンド信号を搬送波（周波数ｆ０）によって変調するものであればよい。
【００２２】
ΔΣ変調器１１は、入力信号であるデジタルＲＦ信号に対して２次変調としてのΔΣ変調をし、量子化信号であるオリジナルパルス信号ａｎ（ｎは整数であり、オリジナルパルス信号を発生するクロックタイミングを示す）を出力する。ΔΣ変調器１１のサンプリング周波数（データ速度）ｆＳは、ΔΣ変調器１１に入力される変調信号の搬送波周波数ｆ０よりも大きく設定される（ｆ０＜ｆＳ）。なお、ｆｔａｒｇｅｔと、ｆ０,ｆＳと、の関係は、後述する。
【００２３】
本実施形態において、オリジナルパルス信号ａｎは、ΔΣ変調信号であるが、ΔΣ変調信号でなくてもよい。
【００２４】
パルス信号ａｎは、差動符号化をする符号化器１２により、符号化パルス信号を生成する。差動符号化は、１クロック前の符号化パルス信号ｂｎ−１と現在のオリジナルパルス信号ａｎの値との排他的論理和演算により行われる。すなわち、符号化パルス信号ｂｎは、ｂｎ−１ＸＯＲａｎで表される。
【００２５】
差動符号化を行う符号化器１２は、例えば、図２に示す回路によって構成される。符号化器１２は、遅延素子１２ａと、排他的論理和回路１２ｂと、を有する。遅延素子１２ａは、１クロック分の遅延τを生じさせる。符号化器１２に入力されたパルス信号ａｎの経路は、２つに分岐しており、分岐の一方を流れるパルス信号ａｎは、排他的論理和回路１２ｂにそのまま与えられ、分岐の他方を流れるパルス信号ａｎは、遅延素子１２ａを介して、排他的論理和回路１２ｂに与えられる。排他的論理和回路１２ｂは、ｂｎ−１ＸＯＲａｎの演算を行い、差動符号化パルス信号ｂｎを出力する。図３に示すように、パルス信号ａ３＝１であり、１クロック前の符号化パルス信号ｂ２＝０であれば、ｂ３＝１となる。また、パルス信号ａ４＝１であり、１クロック前の符号化パルス信号ｂ２＝１であれば、ｂ４＝０となる。
【００２６】
符号化パルス信号ｂｎは、アナログ回路１０ｂに与えられる。アナログ回路１０ｂは、差動符号化パルス信号ｂｎから、短幅パルス信号ｄｎを生成する生成器として機能する。短幅パルス信号ｄｎは、オリジナルパルス信号ａｎよりもパルス幅が短い信号である。
【００２７】
ΔΣ変調器１１から出力されるオリジナルパルス信号ａｎのパルス幅（１パルス区間の幅）をＴａｎとし、短幅パルス信号ｄｎのパルス幅をＴｄｎとすると、図４に示すように、ＴｄｎはＴａｎよりも短い。オリジナルパルス信号ａｎは、１パルス区間全体がＨｉｇｈレベル及びＬｏｗレベルのいずれか一方のレベルであり、パルス幅（１パルス区間の幅）Ｔａｎは、１／ｆＳとなる。一方、図示の短幅パルス信号ｄｎにおいては、１パルス区間の前側にだけパルスがあり、全ての１パルス区間の後側はＬｏｗレベル領域となっている。短幅パルス信号ｄｎは、オリジナルパルス信号ａｎよりもパルス幅を短くしたものにすぎないため、オリジナルパルス信号ａｎが示す情報は保存されている。すなわち、短幅パルス信号ｄｎが示すバイナリデータは、オリジナルパルス信号ａｎが示すバイナリデータと等価である。
【００２８】
なお、短幅パルス信号ｄｎのデータ速度は、ｆｓのままである。また、短幅パルス信号ｄｎにおいて、Ｌｏｗレベル領域は、１パルス区間の前側にあってもよい。
【００２９】
オリジナルパルス信号ａｎにおいては、バイナリデータとしての情報（０又は１）を示す部分が１パルス区間全体に亘っているため、バイナリデータとしての情報（０又は１）を示す部分が時間的に隣接している。このようなオリジナルパルス信号ａｎにおいては、パルスの立ち上がり波形と立ち下り波形とが異なると、データ間干渉（符号間干渉）となり、オリジナルパルス信号ａｎをＲＦ信号として扱った場合に、ＲＦ信号の歪の原因の一つとなる。
【００３０】
これに対して、短幅パルス信号ｄｎにおいては、バイナリデータとしての情報（０又は１）を示す部分が、パルス幅Ｔｄｎの部分であり、バイナリデータとしての情報（０又は１）を示す部分の間には、Ｌｏｗレベル領域が介在している。この場合、パルスの立ち上がり波形と立ち下り波形とが異なっても、データ間干渉（符号間干渉）が生じないため、ＲＦ信号の歪が抑えられることを本発明者は見出している。したがって、短幅パルス信号ｄｎをＲＦ信号として扱うことで、ＲＦ信号の歪を抑えることができる。
【００３１】
さて、オリジナルパルス信号ａｎは、バイナリデータにおける０，１を、信号レベル（Ｈｉｇｈ，Ｌｏｗ）で直接的に表現したものである。このため、例えば、図３に示すように、バイナリデータとして”１”が３つ連続した場合、オリジナルパルス信号ａｎにおいては、Ｈｉｇｈレベルが３クロック分（３パルス区間分）連続することになる。この場合、短幅パルスｄｎにおいては、３つの非連続のＨｉｇｈレベルが生じるべきである。本実施形態では、オリジナルパルス信号ａｎにおける連続したＨｉｇｈレベルから、複数の非連続Ｈｉｇｈレベルを有する短幅パルス信号ｄｎを生成するため、上述の差動符号化パルス信号ｂｎを用いる。
【００３２】
差動符号化パルス信号ｂｎは、直前のデータからのデータ変化の有無で情報を表現するものである。したがって、バイナリデータとして”１”が連続するためにオリジナルパルス信号ａｎにおいてＨｉｇｈレベルが連続する場合、差動符号化パルス信号ｂｎにおいては、立ち上がりと立ち下がりが繰り返され、ＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベルが交互に生じる。したがって、差動符号化パルス信号ｂｎにおける信号変化（立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジ）それぞれが、オリジナルパルス信号ａｎにおける各Ｈｉｇｈレベルに対応する。例えば、図７に示すように、ｎ＝３，４，５のタイミングにおいて３つのＨｉｇｈレベルが連続する場合、差動符号化パルス信号ｂｎにおける信号変化（立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジ）は、ｎ＝３，４，５の各タイミングの冒頭で生じる。
【００３３】
本実施形態では、差動符号化パルス信号ｂｎにおける信号変化（立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジ）を短幅パルスｄｎ生成のトリガとして用いることで、クロックを用いることなく、オリジナルパルス信号ａｎに対応した短幅パルスｄｎを生成する。
【００３４】
生成器１０ｂは、差動符号化パルス信号ｂｎから短幅パルス信号ｄｎを生成するため、微分回路１３と非負化回路１４とを備えている。微分回路１３は、符号化パルス信号の信号変化位置である立ち上がり位置及び立ち下がり位置を検出する検出回路として機能する。微分回路１３は、信号の変化を示す微分信号ｃｎを出力する（図３参照）。微分回路１３は、例えば、図５に示すように、コンデンサ１３ａと抵抗１３ｂとを有するＣＲ微分回路（受動型微分回路）として構成される。微分回路１３は、オペアンプなどを用いた能動型微分回路であってもよいが、受動型であるほうが電力消費を抑えることができ有利である。
【００３５】
微分回路１３は、図３に示すように、符号化パルス信号の立ち上がり位置及び立ち下がり位置において信号値の絶対値が大きくなる部分（ピーク）を含む微分信号ｃｎを出力する。微分信号ｃｎの信号値は、符号化パルス信号の立ち上がり位置に対応した位置において、正の方向に大きくなる正のピークが生じ、符号化パルス信号の立ち下がり位置に対応した位置において、負の方向に大きくなる負のピークが生じる。このように、微分信号ｃｎにおいては、立ち上がり変化を示す信号値（正のピーク）と、立ち下がり変化を示す信号値（負のピーク）とでは、符号（正負）が逆になる。
【００３６】
非負化回路１４は、微分信号ｃｎにおける各ピークの正負を正（又は負）の方向に揃えた信号ｄｎを出力する。非負化回路１４の出力信号ｄｎにおける各ピークは、オリジナルパルス信号ａｎのパルス幅を短くした短幅パルスに相当するため、非負化回路１４の出力信号ｄｎは、短幅パルス信号となっている。なお、短幅パルス信号ｄｎは、オリジナルパルス信号ａｎと同じバイナリデータを示すものであるため、生成器１０ｂは、差動符号化パルス信号を差動復号行っていることになる。
【００３７】
非負化回路１４は、微分信号ｃｎにおける正のピークをそのままにしつつ負のピークを反転させる回路、又は微分信号ｃｎにおける電力を検出する電力計によって構成できる。電力計は、微分信号ｃｎの２乗検波をするもの、又は微分信号ｃｎの電力値の絶対値を出力するものなどを利用できる。
【００３８】
微分信号ｃｎにおける正のピークをそのままにしつつ負のピークを反転させる回路としては、図６（ａ）に示す整流回路１４を用いることができる。図６（ａ）に示す整流回路１４は、図６（ｂ）に示すように、正のピークが入力された場合、正のピークを出力し、図６（ｃ）に示すように、負のピークが入力された場合、正のピークを出力する。
【００３９】
前述のように微分回路１３が受動型微分回路として構成され、しかも非負化回路１４として受動型回路である整流回路１４を用いる場合、生成器１０ｂ全体を受動型回路として構成でき有利である。
【００４０】
図７（ａ）に示すように、非負化回路１４から出力された短幅パルスｄｎは、微分信号ｃｎに基づいて生成されたものであるため、パルス毎にパルス高さが揃わないことがある。特に、パルスの立ち上がり特性と立ち下がり特性とは異なることが多いため、微分信号ｃｎにおける正のピーク値と負のピーク値とは異なることが多いため、微分信号ｃｎから短幅パルスｄｎを生成すると、パルス高さが揃い難くなる。パルス高さが揃っていないと、短幅パルス信号ｄｎをＲＦ信号として扱った場合に、ＲＦ信号の歪の原因の一つとなる。
【００４１】
そこで、短幅パルス信号ｄｎのパルス高さを揃えるために、図７（ｂ）に示すように、生成器１０ｂは、非負化回路１４の後段に、同高パルス生成回路１４ａを備えても良い。同高パルス生成器１４ａは、図７（ａ）に示すように、パルス高の揃っていない短幅パルス信号ｄｎをトリガとして、パルス高の揃った短幅パルスｅｎを出力する。同高パルス生成回路１４ａは、例えば、短幅パルス信号ｄｎの立ち上がりエッジがトリガとして与えられ、Ｔａｎよりも短いパルス幅のパルスを出力するワンショット回路（単安定マルチバイブレータ回路）を出力する。ワンショット回路は能動型デジタル回路であるため、その出力パルス高は揃っている。したがって、トリガである短幅パルス信号ｄｎのパルス高が揃っていなくても、パルス高さの揃った短幅パルス信号ｅｎが得られる。
【００４２】
生成器１０ａは、図８（ａ）に示すように、遅延素子２１と、排他的論理和回路２２と、を有して構成されていてもよい。遅延素子２１は、オリジナルパルスａｎ及び符号化パルス信号ｂｎの１パルス区間長であるパルス幅Ｔａｎよりも小さい遅延量Ｄを発生させる（Ｔａｎ＞Ｄ）。生成器１０ａに入力された符号化パルス信号ｂｎの経路は、２つに分岐しており、分岐の一方を流れる符号化パルス信号ｂｎは、排他的論理和回路２２にそのまま与えられ、分岐の他方を流れる符号化パルス信号ｂｎは、遅延素子２１を介して、排他的論理和回路２２に与えられる。排他的論理和回路２２は、遅延していない符号化パルス信号ｂｎと遅延量Ｄほど遅延した符号化パルス信号ｂｎとの排他的論理和演算を行う。
【００４３】
排他的論理化回路２２は、遅延していない符号化パルス信号ｂｎの立ち上がりエッジ又は立ち下がりエッジがパルス開始位置であり、パルス幅がＤであるパルス信号ｆｎを、短幅パルス信号として出力する。このように、遅延素子２１及び排他的論理和回路２２は、符号化パルス信号ｂｎの立ち上がりエッジ又は立ち下がりエッジを検出する検出回路でもある。
【００４４】
排他的論理和回路２２は、能動型デジタル回路であるため、その出力におけるＨｉｇｈレベルは安定している。したがって、図８（ａ）の生成器１０ａによれば、パルス高さの揃った短幅パルス信号ｆｎが得られる。
【００４５】
以上のようにして得られる短幅パルス信号ｄｎ，ｅｎ，ｆｎは、信号処理装置１０から出力され、（必要に応じて）バンドパスフィルタ１５を介して、通信装置１からＲＦ信号として出力される。
【００４６】
［２．３  ΔΣ変調器の出力に含まれる高調波成分］
図９（Ａ）は、オリジナルパルス信号ａｎの周波数スペクトラムを示し、図９（Ｂ）は、短幅パルス信号ｄｎ，ｅｎ，ｆｎの周波数スペクトラムを示している。
【００４７】
オリジナルパルス信号ａｎは、ΔΣ変調器１１に入力される変調信号の搬送波周波数ｆ０において、主信号成分を有する。このように、ΔΣ変調器１１から出力された信号ａｎは、パルス信号（デジタル信号）であるが、アナログ信号としてみると、ΔΣ変調器１１に入力された変調信号（ＲＦ信号）を信号成分として含んでいる。
【００４８】
オリジナルパルス信号ａｎは、主信号成分（周波数ｆ０）だけでなく、折り返しによって、高調波の信号成分も有する。高調波信号成分は、ｎ×ｆＳ＋ｆ０（ｎは絶対値が１以上の整数）に現れる。ΔΣ変調器１１のサンプリング周波数ｆＳは、入力される変調信号の周波数ｆ０よりも大きくする必要がある。したがって、主信号成分（周波数ｆ０）を、通信装置１が出力する通信信号（周波数ｆｔａｒｇｅｔ）とする場合、例えば、通信信号の周波数が２ＧＨｚであれば、サンプリング周波数ｆＳは３ＧＨｚ（データ速度＝３Ｇｂ／Ｓ）よりも大きくなければならない。つまり、ΔΣ変調器１１及びΔΣ変調器１１を有する信号処理装置１０の動作速度を３ＧＨｚよりも大きくしなければならず、信号処理装置１０のコストを増大させる。
【００４９】
しかし、高調波信号成分（例えば、周波数ｆＳ＋ｆ０）を、通信装置１が出力する通信信号（周波数ｆｔａｒｇｅｔ）とする場合、例えば、通信信号の周波数が３ＧＨｚであれば、サンプリング周波数ｆＳは、３ＧＨｚ（データ速度＝３Ｇｂ／Ｓ）よりも小さくてよく、例えば、２ＧＨｚでもよい。この場合、ΔΣ変調器１１に入力される変調信号の搬送波の周波数ｆ０を、１ＧＨｚとすれば、高調波の信号成分（ｆｔａｒｇｅｔ＝ｆＳ＋ｆ０）を３ＧＨｚとすることができる。
このように、高調波信号成分を利用すると、所望される通信周波数ｆｔａｒｇｅｔに比べて、信号処理装置１０の動作速度を低く抑え、コスト低減を図ることができる。
【００５０】
ただし、図９（Ａ）に示すように、高調波信号成分（例えば、周波数ｆＳ＋ｆ０）は、主信号成分（周波数ｆ０）に比べて、信号強度が大きく低下する。オリジナルパルス信号のように、パルス幅Ｔａｎが１／ｆｓである場合、信号成分及び雑音成分は、周波数が０からｆＳに向けて徐々に低下し、成分強度がゼロになるノッチ部が周波数ｆＳにおいて生じる。ここでは、周波数０から周波数ｆＳまでを、第１ゾーンという。周波数が第１ゾーンを超えて更に大きくなると再び成分強度が増加するが、２ｆＳにおいて成分強度が再びゼロになるノッチ部が生じる。ここでは、周波数ｆｓから周波数２ｆｓまでを第２ゾーンという。
第２ゾーンの高調波信号成分の信号強度は、第１ゾーンの主信号成分の信号強度に対して１３．５ｄＢ程度減衰したものとなっている。しかも、２ｆｓ以上の周波数領域で生じる高調波信号成分は、第２ゾーンの高調波信号成分よりも更に信号強度が低下したものとなる。
【００５１】
ここで、ノッチ部が生じる周波数は、パルス幅Ｔａｎによって決まり、パルス幅Ｔａｎが１／ｆＳである場合、ノッチ部はデータ速度（サンプリング周波数）ｆＳの整数倍で生じることになる。しかし、ノッチ部が生じる周波数は、パルス幅によって決まるため、データ速度（サンプリング周波数）がｆＳであっても、パルス幅が小さくなれば、ノッチ部が生じる周波数は高くなる。例えば、短縮パルス信号ｄｎのハルス幅Ｔｄｎが、Ｔａｎの１／２である場合、図９（Ｂ）に示すように、最も周波数の低いノッチ部の位置は、２ｆＳとなる。すなわち、第１ゾーンが０から周波数２ｆＳの範囲に拡張される。
【００５２】
この結果、周波数ｆＳよりも大きい周波数領域に生じる高調波信号成分の周波数（例えば、ｆＳ＋ｆ０）も、第１ゾーンに含まれることになる。ｎを２以上の整数とした場合、第ｎゾーンの成分強度は、第１ゾーンの成分強度に比べて大幅に低下する。しかし、高調波信号を第１ゾーンに含ませることで、高調波信号成分の信号強度低下を抑制することができる。
第１ゾーンは、短縮パルス信号ｄｎのパルス幅Ｔｄｎが小さいほど、広くなるため、パルス幅Ｔｄｎを小さくするほど、より高い周波数の高調波成分を、第１ゾーンに含ませることができ有利である。本実施形態では、短幅パルスとして微分回路１３で検出されるピークを用いるため、短縮パルス信号ｄｎのパルス幅Ｔｄｎを小さくするのが容易である。
【００５３】
［３．付記］
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した意味ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味、及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【００５４】
１  通信装置
１０  信号処理装置
１０ａ  デジタル回路
１０ｂ  アナログ回路（生成器）
１１  ΔΣ変調器
１２  符号化器
１３  微分回路（検出回路）
１４  非負化回路
１５  バンドパスフィルタ
【図１】
0006623683.tif 000002
【図２】
0006623683.tif 000003
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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