(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源から出力された交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路からの脈流電圧を直流電圧に変換する変換回路と、前記変換回路を制御する制御回路と、を有し、
前記変換回路は、第１コンデンサと、第１インダクタと、スイッチング素子と、第２コンデンサと、第２インダクタと、第１ダイオードと、第３コンデンサと、第２ダイオードと、ツェナーダイオードと、を備え、
前記第１コンデンサは、前記整流回路の一対の出力端に電気的に接続され、前記第１インダクタ及び前記スイッチング素子の第１直列回路は、前記第１コンデンサの両端間に電気的に接続され、前記第２コンデンサ及び前記第２インダクタの第２直列回路は、前記スイッチング素子と電気的に並列接続され、前記第１ダイオード及び前記第３コンデンサの第３直列回路は、前記第２インダクタと電気的に並列接続され、
前記スイッチング素子は、前記制御回路にスイッチング制御され、
前記第２ダイオードのカソードは、前記第１コンデンサと前記第１インダクタとの接続点に接続され、前記ツェナーダイオードのカソードは、前記第１インダクタと前記第２コンデンサとの接続点に接続され、前記第２ダイオードのアノードと前記ツェナーダイオードのアノードが電気的に接続されており、
前記ツェナーダイオードのツェナー電圧は、前記変換回路の出力電圧よりも大きいことを特徴とする直流電源装置。
【請求項２】
前記ツェナー電圧は、前記変換回路の出力電圧よりも１．５倍以上大きいことを特徴とする請求項１記載の直流電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
直流電源装置の従来例として、特許文献１記載のＬＥＤ駆動装置を例示する。特許文献１記載のＬＥＤ駆動装置は、交流電源から入力する交流電圧をダイオードブリッジで全波整流し、全波整流された脈流電圧を、スイッチング制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータで所望の直流電圧に変換している。また、特許文献１記載のＬＥＤ駆動装置では、ＤＣ−ＤＣコンバータとして、ＳＥＰＩＣ（Single Ended Primary Inductance Converter）と呼ばれるＤＣ−ＤＣコンバータが用いられている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１１−８２２０４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、ＳＥＰＩＣを構成する回路部品のうち、スイッチング素子、出力コンデンサ及びダイオードを除く回路部品、具体的には、入力コンデンサ、結合コンデンサ、第１インダクタ及び第２インダクタがＬＣ共振回路を形成している。そして、交流電源が投入された後、スイッチング素子のスイッチングが開始されるまでの期間に、上記ＬＣ共振回路に共振電流が流れる場合がある。ここで、スイッチング素子は、入力コンデンサと第１インダクタの直列回路、並びに結合コンデンサと第２インダクタの直列回路にそれぞれ並列接続されている。そのため、上述のようにＬＣ共振回路に共振電流が流れた場合、スイッチング素子に過大な電圧が印加される可能性がある。特に、交流電源電圧が高い状態で、交流電源が投入された場合に顕著である。
【０００５】
本発明は、上記問題に鑑みてなされており、スイッチング素子に対する過大な電圧の印加を抑制することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の一態様に係る直流電源装置は、交流電源から出力された交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路からの脈流電圧を直流電圧に変換する変換回路と、前記変換回路を制御する制御回路と、を有し、前記変換回路は、第１コンデンサと、第１インダクタと、スイッチング素子と、第２コンデンサと、第２インダクタと、第１ダイオードと、第３コンデンサと、第２ダイオードと、ツェナーダイオードと、を備え、前記第１コンデンサは、前記整流回路の一対の出力端に電気的に接続され、前記第１インダクタ及び前記スイッチング素子の第１直列回路は、前記第１コンデンサの両端間に電気的に接続され、前記第２コンデンサ及び前記第２インダクタの第２直列回路は、前記スイッチング素子と電気的に並列接続され、前記第１ダイオード及び前記第３コンデンサの第３直列回路は、前記第２インダクタと電気的に並列接続され、前記スイッチング素子は、前記制御回路にスイッチング制御され、前記第２ダイオードのカソードは、前記第１コンデンサと前記第１インダクタとの接続点と接続され、前記ツェナーダイオードのカソードは、前記第１インダクタと前記第２コンデンサとの接続点に接続され、前記第２ダイオードのアノードと前記ツェナーダイオードのアノードとが電気的に接続されており、前記ツェナーダイオードのツェナー電圧は、前記変換回路の出力電圧よりも大きいことを特徴とする。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、スイッチング素子に対する過大な電圧の印加を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】図１は本発明の一実施形態に係る直流電源装置の回路ブロック図である。
【図２】図２は同上の直流電源装置の変換回路の動作を示すタイミングチャートである。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
以下、本発明の一実施形態に係る直流電源装置１について、図面を参照して詳細に説明する。
【００１０】
実施形態に係る直流電源装置１は、交流電源ＡＣ１から出力された交流電圧を直流電圧に変換し、変換した直流電圧を、負荷（例えば光源９０）に供給する。なお、光源９０は、例えば多数の発光ダイオードが電気的に直列に接続されて構成されることが好ましい。光源９０として、発光ダイオードを用いた構成を例示したが、これに限定されず、例えば有機ＥＬ（Electro Luminescence）素子を用いた構成にしてもよい。
【００１１】
直流電源装置１は、図１に示すように整流回路３と、変換回路４と、制御回路５とを備えている。
【００１２】
整流回路３は、ダイオードブリッジで構成されており、交流電源ＡＣ１から出力された交流電圧を全波整流している。整流回路３は、一対の入力端３Ａ，３Ｂを有する。一対の入力端３Ａ，３Ｂの間には、交流電源ＡＣ１が電気的に接続されている。また、整流回路３は、一対の出力端３Ｃ，３Ｄを有する。一対の出力端３Ｃ，３Ｄには、変換回路４の一対の入力端４Ａ，４Ｂが電気的に接続されている。
【００１３】
変換回路４は、スイッチング制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータであるＳＥＰＩＣ回路を有しており、整流回路３からの脈流電圧を直流電圧に変換している。変換回路４は、第１コンデンサＣ１と、第１インダクタＬ１と、スイッチング素子Ｑ１と、第２コンデンサＣ２と、第２インダクタＬ２と、第１ダイオードＤ１と、第３コンデンサＣ３と、第２ダイオードＤ２と、ツェナーダイオードＺＤとを備えている。また、変換回路４は、一対の入力端４Ａ，４Ｂ及び一対の出力端４Ｃ，４Ｄを有する。
【００１４】
第１コンデンサＣ１は、一対の入力端４Ａ，４Ｂに電気的に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ１は、例えばＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）で構成されていることが好ましい。変換回路４は、第１直列回路４１、第２直列回路４２、および第３直列回路４３を有する。第１直列回路４１は、第１インダクタＬ１とスイッチング素子Ｑ１とを有する。第１直列回路４１は、第１インダクタＬ１の一端と、スイッチング素子Ｑ１のドレイン端子とが電気的に接続されて構成されている。また、第１直列回路４１では、第１インダクタＬ１の他端が、第１コンデンサＣ１の高電位側の一端に電気的に接続されており、スイッチング素子Ｑ１のソース端子が、第１コンデンサＣ１の低電位側の他端に電気的に接続されている。したがって、第１直列回路４１は、第１コンデンサＣ１に対して、電気的に並列接続されている。また、第２直列回路４２は、第２コンデンサＣ２と第２インダクタＬ２とを有する。第２直列回路４２は、第２コンデンサＣ２の低電位側の一端が第２インダクタＬ２の一端に電気的に接続されて構成されている。第２直列回路４２では、第２コンデンサＣ２の高電位側の他端が、スイッチング素子Ｑ１のドレイン端子に電気的に接続されており、第２インダクタＬ２の他端がスイッチング素子Ｑ１のソース端子に電気的に接続されている。したがって、第２直列回路４２は、スイッチング素子Ｑ１に対して、電気的に並列接続されている。第３直列回路４３は、第１ダイオードＤ１と第３コンデンサＣ３とを有する。第３直列回路４３は、第１ダイオードＤ１のカソードと第３コンデンサＣ３の高電位側の一端とが電気的に接続されて構成されている。第３直列回路４３では、第１ダイオードＤ１のアノードが第２インダクタＬ２の一端に電気的に接続されており、第３コンデンサＣ３の低電位側の他端が第２インダクタＬ２の他端に電気的に接続されている。したがって、第３直列回路４３は、第２インダクタＬ２に対して、電気的に並列接続されている。なお、光源９０は、第３コンデンサＣ３の両端に対して、電気的に並列接続されている。
【００１５】
第２ダイオードＤ２のカソードは、第１コンデンサＣ１の高電位側の一端と第１インダクタＬ１の他端との接続点４４に電気的に接続されている。また、ツェナーダイオードＺＤのカソードは、第１インダクタＬ１の一端と第２コンデンサＣ２の高電位側の他端との接続点４５に電気的に接続されている。また、第２ダイオードＤ２のアノードとツェナーダイオードＺＤのアノードとは、電気的に接続されている。なお、ツェナーダイオードＺＤは、ツェナー電圧が変換回路４の出力電圧（第３コンデンサＣ３の両端電圧）よりも大きいツェナーダイオードである。
【００１６】
制御回路５は、スイッチング素子Ｑ１のオン・オフをＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御して、変換回路４の出力電流を定電流化するスイッチング制御を行うように構成されている。制御回路５は、電流検出部５１と、電流検出抵抗５２と、演算部５３と、駆動部５４とを有する。電流検出部５１は、例えば光源９０のカソードと変換回路４の出力端４Ｄとの間に、電気的に直列接続された電流検出抵抗５２の両端電圧（以下、検出電圧）をサンプリングし、かつ、Ａ／Ｄ変換するように構成されている。演算部５３は、電流検出部５１で検出された検出電圧（ディジタルの検出値）を、所定の目標値に一致させるように、ＰＷＭ信号のデューティ比を変化させる演算を行う。具体的には、演算部５３は、所定の目標値に対してデジタルの検出値が小さいときに、スイッチング素子Ｑ１のオン期間を増加し、デジタルの検出値が大きいときに、スイッチング素子Ｑ１のオン期間を低減させる。駆動部５４は、演算部５３から出力されるＰＷＭ信号にしたがって、スイッチング素子Ｑ１をオン・オフする。
【００１７】
以下では、変換回路４の動作について説明する。
【００１８】
スイッチング素子Ｑ１がオフ状態からオン状態になると、第１コンデンサＣ１→第１インダクタＬ１→スイッチング素子Ｑ１→第１コンデンサＣ１の経路で電流が流れる。また、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態からオン状態になると、第２コンデンサＣ２→スイッチング素子Ｑ１→第２インダクタＬ２→第２コンデンサＣ２の経路で電流が流れる。これにより、スイッチング素子Ｑ１がオン状態の場合に、第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２に磁気エネルギーが蓄積される。
【００１９】
また、スイッチング素子Ｑ１がオン状態からオフ状態になると、第１インダクタＬ１に起電力が発生する。したがって、第１インダクタＬ１→第２コンデンサＣ２→第１ダイオードＤ１→第３コンデンサＣ３→第１コンデンサＣ１→第１インダクタＬ１の経路で電流が流れる。また、スイッチング素子Ｑ１がオン状態からオフ状態になると、第２インダクタＬ２に起電力が発生する。したがって、第２インダクタＬ２→第１ダイオードＤ１→第３コンデンサＣ３→第２インダクタＬ２の経路で電流が流れる。これにより、第２コンデンサＣ２と第３コンデンサＣ３とが充電され、第３コンデンサＣ３の両端電圧が所定の閾値電圧（光源９０の順方向電圧）以上の場合に、直流電流を光源９０に出力することが可能となる。
【００２０】
ここで、変換回路４では、交流電源ＡＣ１が投入された後に、図１に示すように第１コンデンサＣ１、第１インダクタＬ１、第２コンデンサＣ２及び第２インダクタＬ２により形成されたＬＣ共振回路を有している。そして、従来技術で説明したように、交流電源ＡＣ１が投入されてから、制御回路５がスイッチング素子Ｑ１のスイッチングを開始するまでの期間に、ＬＣ共振回路に、共振電流が流れてしまう場合がある。また、スイッチング素子Ｑ１は、第１コンデンサＣ１と第１インダクタＬ１、並びに第２コンデンサＣ２と第２インダクタＬ２の第２直列回路４２にそれぞれ並列接続されている。したがって、ＬＣ共振回路に共振電流が流れた場合に、第１インダクタＬ１の両端に過大な電圧が印加されてしまう可能性がある。
【００２１】
これに対して、直流電源装置１は、第１インダクタＬ１に対して、ツェナーダイオードＺＤが電気的に並列接続されている。そのため、第１インダクタＬ１に生じる共振電圧がツェナーダイオードＺＤのツェナー電圧ＶＺＤにクランプされるので、第１インダクタＬ１の両端には、ツェナー電圧ＶＺＤよりも大きな電圧が印加されない。したがって、ＬＣ共振回路に共振電流が流れたとしても、ツェナーダイオードＺＤを有しない回路構成に比べて、第１インダクタＬ１の両端に生じる電圧を低減することができる。よって、第１インダクタＬ１に直列接続されたスイッチング素子Ｑ１のドレイン端子とソース端子との間に印加される電圧を低減することができ、スイッチング素子Ｑ１に対する過大な電圧の印加を抑制することができる。
【００２２】
また、直流電源装置１では、第２ダイオードＤ２のカソードが接続点４４に電気的に接続されている。よって、交流電源ＡＣ１の交流電圧に雷サージ電圧が印加された場合に、光源９０に過大な電流が流れるのを抑制することができる。
【００２３】
また、制御回路５がスイッチング素子Ｑ１をスイッチングしている状態において、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態のとき、第１インダクタＬ１の両端電圧について、下記の式（１）が成立する。なお、式（１）において、ＶＬ１は、第１インダクタＬ１の両端電圧を表しており、Ｖｉｎは、変換回路４の入力電圧を表している。また、式（１）において、ＶＣ２は、第２コンデンサＣ２の両端電圧を表しており、Ｖｏｕｔは、変換回路４の出力電圧を表している。
【００２４】
【数１】
0006593759.tif 000002
【００２５】
また、第２コンデンサＣ２の両端電圧ＶＣ２は、変換回路４の入力電圧Ｖｉｎに加えて変動幅を有しており、第２コンデンサＣ２の両端電圧ＶＣ２について、下記の式（２）が成立する。なお、ΔＶＣ２は、第２コンデンサＣ２の両端電圧ＶＣ２の変動幅を表している。
【００２６】
【数２】
0006593759.tif 000003
【００２７】
式（２）のＶＣ２を式（１）に当てはめると、下記の式（３）が成立する。
【００２８】
【数３】
0006593759.tif 000004
【００２９】
ここで、変換回路４において、スイッチング素子Ｑ１を正常動作させようとすると、ツェナーダイオードＺＤのツェナー電圧は、第１インダクタＬ１の両端電圧の絶対値よりも大きく設定されていなければならない。よって、直流電源装置１では、下記の式（４）の条件が成立するツェナー電圧のツェナーダイオードＺＤを用いることが好ましい。なお、式（４）において、ＶＺＤは、ツェナーダイオードＺＤのツェナー電圧を表している。
【００３０】
【数４】
0006593759.tif 000005
【００３１】
したがって、ツェナー電圧ＶＺＤが式（４）を満足すれば、第１インダクタＬ１の両端に印加される正常な電圧を、ツェナーダイオードＺＤによりクランプさせずに、変換回路４の動作を安定させることができる。
【００３２】
また、第２コンデンサＣ２の両端電圧ＶＣ２の変動幅ΔＶＣ２について、下記の式（５）が成立する。
【００３３】
【数５】
0006593759.tif 000006
【００３４】
なお、Ｃ２は、第２コンデンサＣ２のキャパシタンスを表している。また、ＩC2は、第２コンデンサＣ２を流れる電流を表しており、ＩL1は、第１インダクタＬ１を流れる電流を表している。
【００３５】
また、式（５）の積分部分は、第１ダイオードＤ１のオン期間中に、第１インダクタＬ１を流れる電流の積分値を示しており、図２における網掛け部分の面積に相当する。なお、図２において、縦軸は電流値を示し、横軸は時間を示している。図２において、Ｉｐｐ１は、第１インダクタＬ１を流れる電流ＩＬ１の変動幅を表しており、Ｉｂは、第１インダクタＬ１を流れる電流ＩＬ１の最小値を表している。また、Ｔｏｎは、スイッチング素子Ｑ１のオン期間を表しており、Ｔｏｆｆ′は、第１ダイオードＤ１のオン期間を表している。よって、第２コンデンサＣ２の両端電圧ＶＣ２の変動幅ΔＶＣ２は、下記の式（６）により算出することができる。
【００３６】
【数６】
0006593759.tif 000007
【００３７】
また、スイッチング素子Ｑ１のオン期間Ｔｏｎは、下記の式（７）で算出することができる。
【００３８】
【数７】
0006593759.tif 000008
【００３９】
なお、Ｖｆは、光源９０の順方向電圧を表しており、Ｉｆは、光源９０に流れる順方向電流を表している。また、Ｌ//は、第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２の合成インピーダンスを表しており、Ｖａｃは、交流電源ＡＣ１から出力された交流電圧を表している。Ｔは、スイッチング素子Ｑ１がオン・オフする周期を表している。
【００４０】
第１ダイオードＤ１のオン期間Ｔｏｆｆ′は、下記の式（８）で算出することができる。
【００４１】
【数８】
0006593759.tif 000009
【００４２】
第１インダクタＬ１の出力電流の最小値Ｉｂは、下記の式（９）で算出することができる。
【００４３】
【数９】
0006593759.tif 000010
【００４４】
なお、Ｌ１は、第１インダクタＬ１のインピーダンスを表しており、Ｌ２は、第２インダクタＬ２のインピーダンスを表している。
【００４５】
また、第１インダクタＬ１を流れる電流の変動幅Ｉｐｐ１は、下記の式（１０）で算出することができる。
【００４６】
【数１０】
0006593759.tif 000011
【００４７】
ここで、ＳＥＰＩＣを構成する回路部品に関する具体的な設定値として、Ｃ１＝０．１［μＦ］，Ｃ２＝０．０６８［μＦ］，Ｌ１＝１６００［μＨ］，Ｌ２＝４５５［μＨ］と設定した。変換回路４の入力電圧Ｖｉｎ、変換回路４の出力電圧Ｖｏｕｔ及び変換回路４の出力電力Ｉｏｕｔの具体的な設定値として、Ｖｉｎ＝２４２［Ｖ］，Ｖｏｕｔ＝６６．５［Ｖ］及びＩｏｕｔ＝２６９［ｍＡ］と設定した。また、スイッチング素子Ｑ１がオン・オフする周期Ｔの具体的な設定値として、Ｔ＝１６．６６［μｓ］と設定した。
【００４８】
上記のＶｏｕｔ，Ｉｏｕｔ，Ｌ１，Ｌ２，Ｔ及びＶａｃの設定値を、式（７）に代入すると、Ｔｏｎ＝１．９［μｓ］が算出され、上記のＶａｃ，Ｖｏｕｔ，Ｉｏｕｔ，Ｌ１，Ｌ２及びＴの設定値を式（８）に代入すると、Ｔｏｆｆ′＝９．８［μｓ］が算出される。上記のＶｉｎ，Ｖｏｕｔ，Ｌ１，Ｌ２，Ｔｏｎ及びＴの設定値を式（９）に代入すると、Ｉｂ＝−３７．７［ｍＡ］が算出される。また、上記のＶｉｎ，Ｖｏｕｔ，Ｌ１，Ｔｏｎ及びＴｏｆｆ′の設定値を式（１０）に代入すると、変換回路４の入力電圧Ｖｉｎがピーク値の場合に、Ｉｐｐ１＝４０６．２［ｍＡ］が算出される。上記のＣ２の設定値と、算出されたＩｂ，Ｉｐｐ１，Ｔｏｆｆ′の値とを式（６）に代入すると、ΔＶＣ２＝２３．８［Ｖ］が算出される。算出されたΔＶＣ２の値を式（４）に代入すると、ＶＺＤ＞６６．５［Ｖ］＋２３．８［Ｖ］＝９０．３［Ｖ］が算出される。よって、直流電源装置１では、ツェナー電圧が９０．３［Ｖ］以上であり、製造コストの面から光源９０に印加される電圧の１．５倍程度のツェナー電圧ＶＺＤを有するツェナーダイオードＺＤを用いることが好ましい。したがって、直流電源装置１では、第１インダクタＬ１に印加される正常な電圧を、ツェナーダイオードＺＤによりクランプさせずに、安定させることができる。
【００４９】
上述のように実施形態に係る直流電源装置１は、交流電源ＡＣ１から出力された交流電圧を整流する整流回路３と、整流回路３からの脈流電圧を直流電圧に変換する変換回路４と、変換回路４を制御する制御回路５とを有する。変換回路４は、第１コンデンサＣ１と、第１インダクタＬ１と、スイッチング素子Ｑ１と、第２コンデンサＣ２と、第２インダクタＬ２と、第１ダイオードＤ１と、第３コンデンサＣ３と、を備える。また、変換回路４は、第２ダイオードＤ２と、ツェナーダイオードＺＤと、を備える。第１コンデンサＣ１は、出力端３Ｃ，３Ｄに電気的に接続され、第１インダクタＬ１及びスイッチング素子Ｑ１の第１直列回路４１は、第１コンデンサＣ１の両端間に電気的に接続されている。また、第２コンデンサＣ２及び第２インダクタＬ２の第２直列回路４２は、スイッチング素子Ｑ１と電気的に並列接続されている。第１ダイオードＤ１及び第３コンデンサＣ３の第３直列回路４３は、第２インダクタＬ２と電気的に並列接続されている。また、スイッチング素子Ｑ１は、制御回路５にスイッチング制御される。第２ダイオードＤ２のカソードは、第１コンデンサＣ１と第１インダクタＬ１との接続点４４に接続されている。ツェナーダイオードＺＤのカソードは、第１インダクタＬ１と第２コンデンサＣ２との接続点４５に接続され、第２ダイオードＤ２のアノードとツェナーダイオードＺＤのアノードとが電気的に接続されている。また、ツェナーダイオードＺＤのツェナー電圧は、変換回路４の出力電圧よりも大きい。
【００５０】
実施形態に係る直流電源装置１は上述のように構成されているので、第１インダクタＬ１に生じる共振電圧がツェナーダイオードＺＤにクランプされ、第１インダクタＬ１の両端には、ツェナー電圧よりも大きな電圧が印加されない。したがって、ＬＣ共振回路に共振電流が流れたとしても、ツェナーダイオードＺＤを有しない回路構成に比べて、第１インダクタＬ１の両端に生じる電圧を低減することができる。よって、第１インダクタＬ１に直列接続されたスイッチング素子Ｑ１のドレイン端子とソース端子との間に印加される電圧を低減することができ、スイッチング素子Ｑ１に対する過大な電圧の印加を抑制することができる。
【００５１】
また、実施形態に係る直流電源装置１において、ツェナー電圧は、変換回路４の出力電圧よりも１．５倍以上大きいことが好ましい。
【００５２】
実施形態に係る直流電源装置が上述のように構成されれば、第１インダクタＬ１に印加される正常な電圧を、ツェナーダイオードＺＤによりクランプさせずに、安定させることができる。
【符号の説明】
【００５３】
１  直流電源装置
３  整流回路
３Ｃ，３Ｄ  出力端
４  変換回路
５  制御回路
４１  第１直列回路
４２  第２直列回路
４３  第３直列回路
４４  接続点
４５  接続点
Ｃ１  第１コンデンサ
Ｃ２  第２コンデンサ
Ｃ３  第３コンデンサ
Ｄ１  第１ダイオード
Ｄ２  第２ダイオード
Ｌ１  第１インダクタ
Ｌ２  第２インダクタ
Ｑ１  スイッチング素子
ＺＤ  ツェナーダイオード
【図１】
0006593759.tif 000012
【図２】
0006593759.tif 000013