(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
周波数帯域において容量性出力インピーダンスを有する半導体素子と、
外部負荷に接続される出力端子と、
第１の端部と、前記第１の端部とは反対の側に設けられた第２の端部と、を有する第１の伝送線路と、前記半導体素子の出力電極と、前記第１の伝送線路の前記第１の端部と、を接続するボンディングワイヤと、を含む出力整合回路と、
を備え、
前記周波数帯域の上限周波数において、前記第１の伝送線路の前記第１の端部と前記第１の伝送線路の前記第２の端部との間の第１の電気長をＤ（度）、前記容量性出力インピーダンスの実部に対する外部負荷の抵抗値の比であるインピーダンス変換比をＸとするとき、
３≦Ｘ≦１０において、  下記式、 
【数３】
0006523108.tif 000006
を満たす高周波半導体増幅器。
【請求項２】
前記出力整合回路は、前記上限周波数で９０度以下の第２の電気長と、前記第１の伝送線路の特性インピーダンスよりも高い第２の特性インピーダンスと、を有し、前記第１の伝送線路と前記出力端子との間に設けられた第２の伝送線路をさらに有し、
前記第２の電気長は、前記第２の伝送線路の第１の端部と、前記第２の伝送線路の前記第１の端部とは反対の側に設けられた前記第２の伝送線路の第２の端部と、の間とされる、請求項１記載の高周波半導体増幅器。
【請求項３】
前記半導体素子は、電界効果トランジスタである請求項１または２に記載の高周波半導体増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、高周波半導体増幅器に関する。
【背景技術】
【０００２】
１ＧＨｚ以上の高周波において、通信機器、レーダー装置などに用いる増幅器には、高い電力付加効率が求められる。
【０００３】
負荷インピーダンスを開放インピーダンスの近くにすると、電力負荷効率を高めることができる。
【０００４】
１ＧＨｚ以上の周波数において、ＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor）を含む電界効果トランジスタなどの出力インピーダンスは、基本波において容量性である。半導体増幅素子により増幅された信号を効率よく取り出すためには、基本波においては、半導体増幅素子の出力インピーダンスと負荷インピーダンスとがインピーダンス整合していることが必要である。
【０００５】
このためには、基本波において半導体増幅素子からみた負荷インピーダンスは誘導性の所望のインピーダンスであることが必要である。他方、電力付加効率を高めるには、２倍波において負荷インピーダンスは開放インピーダンス近傍であることが必要である。
【０００６】
２倍波における伝送線路端での負荷インピーダンスを誘導性にすることで、基本波においては、半導体増幅素子の出力インピーダンスと負荷インピーダンスとをインピーダンス整合させつつ、同時に２倍波における負荷インピーダンスを開放インピーダンス近傍にする技術がある（特許文献１）。  
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特許第５６０３８９３号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
半導体素子のインピーダンス変換比が小さいとき、基本波における負荷インピーダンスは大きくなるので、２倍波における負荷インピーダンスが基本波の負荷インピーダンスに比べて十分に大きいとは見えなくなる。半導体素子のインピーダンス変換比が小さくても、２倍波における負荷インピーダンスを開放インピーダンス近傍にし、高い電力付加効率動作が容易な高周波半導体増幅器を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
実施形態の高周波半導体増幅器は、半導体素子と、出力端子と、出力整合回路と、を有する。前記半導体素子は、周波数帯域において容量性出力インピーダンスを有する。前記出力端子は、外部負荷に接続される。前記出力整合回路は、第１の端部と、前記第１の端部とは反対の側に設けられた第２の端部と、を有する第１の伝送線路と、前記半導体素子の出力電極部と、前記第１の端部と、を接続するボンディングワイヤと、を含む。前記周波数帯域の上限周波数において、前記第１の伝送線路の前記第１の端部と前記第１の伝送線路の前記第２の端部との間の第１の電気長をＤ（度）、前記容量性出力インピーダンスの実部に対する外部負荷の抵抗値の比であるインピーダンス変換比をＸとするとき、３≦Ｘ≦１０において、下記式、
【数３】
0006523108.tif 000002
が満たされる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】第１の実施形態にかかる高周波半導体増幅器の構成を表す模式図である。
【図２】図２（ａ）は第１の実施形態において半導体素子の出力電極からみた基本波および２倍波負荷インピーダンスを表すスミス図、図２（ｂ）は基本波の入力側リターンロスを表すグラフ図、図２（ｃ）は２倍波の反射係数を表すグラフ図、である。
【図３】図３（ａ）は第２の実施形態において半導体素子の出力電極からみた基本波および２倍波負荷インピーダンスを表すスミス図、図３（ｂ）は基本波の入力側リターンロスを表すグラフ図、図３（ｃ）は２倍波の反射係数を表すグラフ図、である。
【図４】第３の実施形態にかかる高周波半導体増幅器の構成を表す模式図である。
【図５】図５（ａ）は第３の実施形態において半導体素子の出力電極からみた基本波および２倍波負荷インピーダンスを表すスミス図、図５（ｂ）は基本波の入力側リターンロスを表すグラフ図、図５（ｃ）は２倍波の反射係数を表すグラフ図、である。
【図６】図６（ａ）は第３の実施形態において第１伝送線路の電気長に対する２倍波負荷インピーダンスを表すスミス図、図６（ｂ）はリターンロスを表すグラフ図、図６（ｃ）は反射係数を表すグラフ図、である。
【図７】比較例にかかる高周波半導体増幅器の構成を表す模式図である。
【図８】図８（ａ）は比較例において第１伝送線路の電気長に対する２倍波負荷インピーダンスを表すスミス図、図８（ｂ）はリターンロスを表すグラフ図、図８（ｃ）は反射係数を表すグラフ図、である。
【図９】図９（ａ）は第１の実施形態にかかる高周波半導体増幅器の第１伝送線路の電気長に対する２倍波負荷インピーダンスを表するスミス図、図９（ｂ）はリターンロスを表すグラフ図、図９（ｃ）は反射係数を表すグラフ図、である。
【図１０】図１０（ａ）は第４の実施形態にかかる半導体素子の出力電極からみた基本波および２倍波負荷インピーダンスを表すスミス図、図１０（ｂ）は基本波の入力側リターンロスを表すグラフ図、図１０（ｃ）は２倍波の反射係数を表すグラフ図、である。
【図１１】インピーダンス変換比に対する第１伝送線路の許容電気長依存性を表すグラフ図である。
【図１２】インピーダンス変換比の逆数に対する第１伝送線路の許容電気長依存性を表すグラフ図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、図面を参照しつつ、本発明の実施形態について説明する。
図１は、第１の実施形態にかかる高周波半導体増幅器の構成を表す模式図である。
高周波半導体増幅器１０は、半導体素子２０と、出力整合回路３０と、出力端子８２と、を有する。
【００１２】
半導体素子２０は、周波数帯域において容量性出力インピーダンスを有する。出力端子８２は、外部負荷に接続される。半導体素子２０は、ＨＥＭＴを含む電界効果トランジスタなどとすることができる。なお、電界効果トランジスタがマルチセル構造であると、所望の出力電力に対応してセル数が決定される。図１の電界効果トランジスタは、たとえば、中出力程度とする。この場合、インピーダンス変換比（外部負荷の抵抗値／半導体素子の出力インピーダンス実部）が、たとえば、３程度などである。
【００１３】
出力整合回路３０は、第１の伝送線路３２と、ボンディングワイヤ７４と、を少なくとも有する。第１の伝送線路３２は、第１の端部３２ａと、第１の端部３２ａとは反対の側に設けられた第２の端部３２ｂと、を有する。ボンディングワイヤ７４は、半導体素子２０の出力電極に接続された第１の端部７４ａと、第１の伝送線路３２の第１の端部３２ａに接続された第２の端部７４ｂと、を有する。
【００１４】
第１の伝送線路３２において、第１の端部３２ａと第２の端部３２ｂとの間の電気長は、周波数帯域の上限周波数ｆｈで１５°以上かつ４５°以下とする。基本波ｆｃにおいて、容量性出力インピーダンスは外部負荷ＺＬに整合される。半導体素子２０からみた２倍波負荷インピーダンスｚ２は、誘導性を保ちつつ開放インピーダンスに近づく周波数軌跡を有する。
【００１５】
出力整合回路３０は、上限周波数ｆｈで９０°以下の電気長と、第１の伝送線路３２の特性インピーダンスよりも高い第２の特性インピーダンスと、を有し、第１の伝送線路３２と出力端子８２との間に設けられた第２の伝送線路４０をさらに有することができる。
【００１６】
基準面Ｑ１は、第２の伝送線路４０とボンディングワイヤ７６との接続位置を含む。基準面Ｑ２は、第１の伝送線路３２とボンディングワイヤ７６との接続位置を含む。なお、第１の伝送線路３２と第２の伝送線路４０とがパターンで接続されてもよい。基準面Ｑ３は、ボンディングワイヤ７４と第１の伝送線路３２との接続位置を含む。基準面Ｑ４は、半導体素子２０の出力電極とボンディングワイヤ７４との接続位置を含む。
【００１７】
また、高周波半導体増幅器１０は、入力端子８０と、入力整合回路５０と、ボンディングワイヤ７０と、をさらに有することができる。
【００１８】
たとえば、出力整合回路３０において、第１の伝送線路３２は、比誘電率Ｋ１が４０、厚さＴ１が０．１ｍｍの誘電体層を含むマイクロストリップ線路とする。ストライプ形状の上部電極は、幅Ｗ１が０．２ｍｍ（特性インピーダンスが１６．６Ω）、長さＬ１が０．７ｍｍ（電気長４４°）である。また、第２の伝送線路４０は、比誘電率Ｋ２が１０、厚さＴ２が０．２５４ｍｍの誘電体層を含むマイクロストリップ線路とする。ストライプ形状の上部電極は、幅Ｗ２が０．４ｍｍ（特性インピーダンスが３８Ω）、長さＬ２が２．７ｍｍ（電気長８７°）である。
【００１９】
入力整合回路５０において、第３の伝送線路５２は、比誘電率Ｋ２が１０、厚さＴ３が０．２５４ｍｍの誘電体層を含むマイクロストリップ線路とする。ストライプ形状の上部電極は、幅Ｗ３が０．６ｍｍ、長さＬ３が２．７ｍｍである。また、第４の伝送線路６０は、比誘電率Ｋ１が４０、厚さＴ４が０．１ｍｍの誘電体層を含むマイクロストリップ線路とする。ストライプ形状の上部電極は、幅Ｗ４が０．５ｍｍ、長さＬ４が１．４ｍｍである。
【００２０】
入力端子８０には外部負荷ＺＳ、出力端子８２には外部負荷ＺＬがそれぞれ接続される。負荷ＺＳ、ＺＬの抵抗値は、それそれ５０Ωなどとする。
【００２１】
図２（ａ）は第１の実施形態において半導体素子の出力電極からみた基本波および２倍波負荷インピーダンスを表すスミス図、図２（ｂ）は基本波の入力側リターンロスを表すグラフ図、図２（ｃ）は２倍波の反射係数を表すグラフ図、である。
図２（ａ）のスミス図は特性インピーダンスＺｃｃが１５Ωとして正規化されている。図２（ｂ）において、縦軸はリターンロス（ｄＢ）、横軸は周波数（ＧＨｚ）、である。また図２（ｃ）において、縦軸は反射係数、横軸は周波数（ＧＨｚ）、である。
【００２２】
ボンディングワイヤ７４の第１の端部７４ａは、半導体素子２０の出力電極に接続される。基準面Ｑ４からみた基本波負荷インピーダンスｚ１＠Ｑ４は、半導体素子２０の出力インピーダンス[（１５ーｊ３０）Ω]と複素共役となるよう設計される。すなわち、（１５＋ｊ３０）Ω近傍となる。この結果、出力側のリターンロスは、図２（ｂ）に表すように、帯域の中心周波数ｆｃ（＝１０ＧＨｚ）で７０ｄＢ以上となり、基本波は整合状態となる。
【００２３】
他方、基準面Ｑ４からみた２倍波負荷インピーダンスｚ２＠Ｑ４は、誘導性を保ちつつ開放インピーダンスに近づく周波数軌跡を有する。この結果、図２（ｃ）に表すように、２倍波（ｍ５＝２ｆｃ＝２０ＧＨｚ）において、反射係数は約０．９８と高く、２倍波が反射により十分に抑制され、電力付加効率を高くできる。高周波半導体増幅器１０の帯域を中心周波数ｆｃの１０％とするとき、下限周波数ｆｌに対する２倍波（ｍ４＝２ｆｌ）は１９ＧＨｚ、上限周波数ｆｈに対する２倍波（ｍ６＝２ｆｈ）は２１ＧＨｚとなる。使用周波数帯域の２倍波における反射係数は０．９７以上が確保されている。
【００２４】
図３（ａ）は第１の実施形態において半導体素子の出力電極からみた基本波および２倍波負荷インピーダンスを表すスミス図、図３（ｂ）は基本波の入力側リターンロスを表すグラフ図、図３（ｃ）は２倍波の反射係数を表すグラフ図、である。
第２の実施形態において、出力整合回路３０は、第２の伝送線路を有していないものとする。図３（ａ）のスミス図は特性インピーダンスＺｃｃが１５Ωとして正規化されている。図３（ｂ）において、縦軸はリターンロス（ｄＢ）、横軸は周波数（ＧＨｚ）、である。また図３（ｃ）において、縦軸は反射係数、横軸は周波数（ＧＨｚ）、である。基本波のリターンロスは図２（ｂ）よりも数ｄＢ低くなっているものの、２５ｄＢを確保できている。
なお、第２の伝送線路４９を省略してもよい。インピーダンス変換比が小さいときは、第２の伝送線路４９を省略してもインピーダンス整合が容易である。
【００２５】
図４は、第３の実施形態にかかる高周波半導体増幅器の構成を表す模式図である。
高周波半導体増幅器は、半導体素子２０と、出力整合回路３０と、出力端子８２と、を有する。比較例において、セル数が多く、半導体素子２０の出力インピーダンスは、（１．５−ｊ３）Ωのようになる。この結果、インピーダンス変換比が、たとえば、３３などのように大きくなる。
【００２６】
第３の実施形態ではセル数が多いので、半導体素子２０のチップは幅広になる。これに対応して第１の伝送線路３２の幅Ｗ１を３ｍｍ（第１の実施形態の第１の伝送線路３２の幅の１５倍）と広くする。
【００２７】
図５（ａ）は第３の実施形態において半導体素子の出力電極からみた基本波および２倍波負荷インピーダンスを表すスミス図、図５（ｂ）は基本波の入力側リターンロスを表すグラフ図、図５（ｃ）は２倍波の反射係数を表すグラフ図、である。
図５（ａ）のスミス図は特性インピーダンスＺｃｃが１．５Ωとして正規化されている。図５（ｂ）において、縦軸はリターンロス（ｄＢ）、横軸は周波数（ＧＨｚ）、である。また図５（ｃ）において、縦軸は反射係数、横軸は周波数（ＧＨｚ）、である。
【００２８】
基準面Ｑ４からみた基本波負荷インピーダンスｚ１＠Ｑ４を、半導体素子２０の出力インピーダンスに整合させるには、図５（ａ）のように、負荷インピーダンスｚ１＠Ｑ４を（１．５＋ｊ３）Ωとすればよい。この場合、出力側のリターンロスは、図５（ｂ）に表すように、中心周波数１０ＧＨｚ近傍で７０ｄＢ以上となり、基本波は整合した状態である。
【００２９】
他方、基準面Ｑ４からみた２倍波負荷インピーダンスｚ２＠Ｑ４は、誘導性を保ちつつ開放インピーダンスに近づく周波数軌跡となる。この結果、図５（ｃ）に表すように、２倍波（ｍ５＝２ｆｃ＝２０ＧＨｚ）において、反射係数は約０．９８２と高く、２倍波が反射により十分に抑制され、電力付加効率を高くできる。
【００３０】
図６（ａ）は第３の実施形態において第１伝送線路の電気長に対する２倍波負荷インピーダンスを表すスミス図、図６（ｂ）はリターンロスを表すグラフ図、図６（ｃ）は反射係数を表すグラフ図、である。
図６（ａ）のスミス図は特性インピーダンスＺｃｃが１．５Ωとして正規化されている。図６（ｂ）において、縦軸はリターンロス（ｄＢ）、横軸は周波数（ＧＨｚ）、である。また図６（ｃ）において、縦軸は反射係数、横軸は周波数（ＧＨｚ）、である。
図６（ａ）に表すように、第１の伝送線路３２の電気長が９０°であると、２倍波負荷インピーダンスｚ２＠Ｑ４は開放から大きく離間する。すなわち、図６（ｃ）に表すように、電気長が７７°以下の範囲では、２倍波（ｍ５＝２ｆｃ＝２０ＧＨｚ）における反射係数が０．９８２以上となるので十分に反射される。
【００３１】
しかし、電気長が７７°よりも大きくなると、図６（ａ）の２倍波負荷インピーダンスｚ２＠Ｑ４は、開放インピーダンスを通り過ぎて容量性に変化する。この結果、電気長が９０°である２倍波周波数（ｍ５＝２ｆｃ）では、反射係数が約０．９４まで低下するので２倍波が十分に反射されない。
【００３２】
他方、電気長が５２°以下では、図６（ｂ）に表すように、基本波ｆｃにおける帯域が狭くなる。すなわち、インピーダンス変換比が３３のように高い場合、第１の伝送線路３２の電気長は、７７°以下、かつ５２°以上とすればよい。
【００３３】
図７は、比較例にかかる高周波半導体増幅器の構成を表す模式図である。
比較例の半導体素子１２１の出力インピーダンスは、（１５−ｊ３０）Ωであり、インピーダンス変換比は、約３．３と小さい。第１の伝送線路３２の電気長は、７５°（第３実施形態と略同一）とする。伝送線路の幅（Ｗ１＝０．３ｍｍ）は、第３の実施形態の伝送線路の幅Ｗ１＝３ｍｍ）の１０％と狭くしてある。
【００３４】
図８（ａ）は比較例において第１の伝送線路の電気長に対する２倍波負荷インピーダンスを表すスミス図、図８（ｂ）はリターンロスを表すグラフ図、図８（ｃ）は反射係数を表すグラフ図、である。
図８（ａ）のスミス図は特性インピーダンスＺｃｃ＝１５Ωとして正規化されている。図８（ｂ）において、縦軸はリターンロス（ｄＢ），横軸は周波数（ＧＨｚ）、である。また図８（ｃ）において、縦軸は反射係数、横軸は周波数（ＧＨｚ）、である。
【００３５】
図８（ａ）に表すように、第１の伝送線路１３１の電気長を７５°にしても、図８（ａ）、（ｂ）に表すように、基本波負荷インピーダンスｚ１＠Ｑ４を半導体素子１２１の出力インピーダンス[（１５−ｊ３０）Ω]に整合させることができる。図８（ａ）に表すように、基準面Ｑ４からみた２倍波負荷インピーダンスｚ２＠Ｑ４は、誘導性を保つが開放インピーダンスから遠ざかる周波数軌跡となる。また、図８（ｃ）に表すように、２倍波（ｍ５＝２ｆｃ＝２０ＧＨｚ）において、反射係数が０．９２と低下する。このため、２倍波の抑制が不十分となり電力付加効率が低下する。
【００３６】
図９（ａ）は第１の実施形態にかかる高周波半導体増幅器の第１の伝送線路の電気長の電気長に対する２倍波負荷インピーダンスを示すスミス図、図９（ｂ）はリターンロスを表すグラフ図、図９（ｃ）は反射係数を表すグラフ図、である。
図９（ａ）のスミス図は特性インピーダンスＺｃｃが１５Ωとして正規化されている（変換比は約３．３）。図９（ｂ）において、縦軸はリターンロス（ｄＢ），横軸は周波数（ＧＨｚ）、である。また図９（ｃ）において、縦軸は反射係数、横軸は周波数（ＧＨｚ）、である。
【００３７】
図９（ｃ）に表すように、第１の伝送線路３２の電気長が４５°以下にあるとき、反射係数を０．９７以上とでき、２倍波負荷インピーダンスは、誘導性を保ちつつ開放インピーダンスに近づく軌跡を有する。
【００３８】
次に、第１の伝送線路３２の電気長が６０°となると反射係数が低下し始め、電気長さらに大きくなるに従い反射係数はさらに低下する。この場合、図９（ａ）に表すように、電気長が４５°から９０°まで増加するに従い、負荷インピーダンスは開放インピーダンスから遠ざかる。十分な２倍波反射を得るには、電気長を５２°以下にすることが好ましい。電気長が４５°以下であれば、インピーダンス変換比が３程度の２倍波（ｍ５＝２ｆｃ）における反射係数を高く保つことができる。
【００３９】
他方、図９（ｂ）に表すように、電気長を３３°以上にしないと基本波における帯域を確保できない。すなわち、第１の実施形態において、第１の伝送線路３２の電気長を３３°以上かつ５２°以下とすることにより、２倍波を抑制し高い電力付加効率を保つことができる。
【００４０】
図１０（ａ）は第４の実施形態にかかる半導体素子の出力電極からみた基本波および２倍波負荷インピーダンスを表すスミス図、図１０（ｂ）は基本波の入力側リターンロスを表すグラフ図、図１０（ｃ）は２倍波の反射係数を表すグラフ図、である。
回路構成は、第１の実施形態と同じとする。第４の実施形態の出力インピーダンスは、（５−ｊ１５）Ωとし、インピーダンス変換比は１０程度とする。図１０（ａ）のスミス図は特性インピーダンスＺｃｃが５Ωとして正規化されている。図１０（ｂ）において、縦軸はリターンロス（ｄＢ）、横軸は周波数（ＧＨｚ）、である。また図１０（ｃ）において、縦軸は反射係数、横軸は周波数（ＧＨｚ）、である。
【００４１】
図１０（ａ）に表すように、第１の伝送線路３２の電気長が７５°であると、２倍波負荷インピーダンスｚ２＠Ｑ４は開放から大きく離間する。すなわち、図１０（ｃ）に表すように、電気長を７０°以下にすると、２倍波（ｍ５＝２ｆｃ＝２０ＧＨｚ）が十分に反射される。
【００４２】
インピーダンス変換比に依存して、第１の伝送線路３２の電気長の許容範囲は変化する。第１の伝送線路３２の電気長の下限値は基本波におけるリターンロスで決まり、上限値は２倍波における反射係数で決まる。
【００４３】
図１１は、インピーダンス変換比に対する第１伝送線路の電気長依存性を表すグラフ図である。
周波数帯域の上限周波数において、第１の伝送線路３２の第１の端部３２ａと第２の端部３２ｂとの間の電気長の上限値をＹＵ、下限をＹＬとする。また、容量性出力インピーダンスの実部に対する外部負荷ＺＬの抵抗値の比であるインピーダンス変換比をＸとする。
【００４４】
図１２は、インピーダンス変換比Ｘの逆数に対する第１伝送線路３２の電気長依存性を表すグラフ図である。
図１２に表すシミュレーション結果から、３≦Ｘ≦３０に対して、周波数帯域の上限周波数における電気長の上限ＹＵの近似式を式（１）で表し、その下限ＹＬの近似式を式（２）で表すことができる。  
【００４５】
【数１】
0006523108.tif 000003
【００４６】
【数２】
0006523108.tif 000004
【００４７】
すなわち、周波数帯域の上限周波数における電気長Ｄ（度）は、式（３）を満たすものとする。
【００４８】
【数３】
0006523108.tif 000005
【００４９】
インピーダンス変換比Ｘの範囲を複数のグループに分けたとき、電気長の範囲は以下のようになる。インピーダンス変換比Ｘが３近傍の場合、電気長は３０〜５０°、とする。インピーダンス変換比Ｘが５近傍の場合、電気長は４５〜６０°とする。インピーダンス変換比Ｘが１０近傍の場合、電気長は５０〜７０°とする。インピーダンス変換比Ｘが３０近傍の場合、電気長は５０〜８０°とする。
【００５０】
本実施形態の高周波半導体増幅器は、小型かつ低消費電力であり、レーダー装置や通信機器に広く用いることができる。
【００５１】
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【符号の説明】
【００５２】
１０  高周波半導体増幅器、２０  半導体素子、３２  第１の伝送線路、３２ａ  第１の伝送線路の第１の端部、３２ｂ  第１の伝送線路の第２の端部、４０  出力整合回路、４９  第２の伝送線路、７４  ボンディングワイヤ、７４ａ  ボンディングワイヤの第１の端部、７４ｂ  ボンディングワイヤの第２の端部、８２  出力端子、ＺＬ  外部負荷、ｆｃ  中心周波数、ｆｈ  上限周波数、ｍ４  ２倍波下限周波数、ｍ５  ２倍波中心周波数、ｍ６  ２倍波上限周波数
【図１】
0006523108.tif 000007
【図２】
0006523108.tif 000008
【図３】
0006523108.tif 000009
【図４】
0006523108.tif 000010
【図５】
0006523108.tif 000011
【図６】
0006523108.tif 000012
【図７】
0006523108.tif 000013
【図８】
0006523108.tif 000014
【図９】
0006523108.tif 000015
【図１０】
0006523108.tif 000016
【図１１】
0006523108.tif 000017
【図１２】
0006523108.tif 000018