(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電気機械振動子を共振回路の一部として用いた発振回路において、
前記共振回路にベース端子が接続された発振トランジスタと、前記ベース端子の信号を入力する高入力インピーダンスの第１のバッファ回路と、該第１のバッファ回路の出力信号を整流する整流回路と、該整流回路で得られた整流電圧を反転増幅する反転増幅器と、該反転増幅器の出力信号を前記発振トランジスタの前記ベース端子に負帰還させる帰還回路とを備えたことを特徴とする発振回路。
【請求項２】
請求項１に記載の発振回路において、
前記発振トランジスタは、前記ベース端子にバイアス電圧が印加され、エミッタ端子に負荷抵抗が接続され、コレクタ端子に電源端子が接続されたバイポーラのトランジスタからなり、
前記第１のバッファ回路は、ベース端子に前記発振トランジスタのベース端子が接続され、コレクタ端子に電源端子が接続され、エミッタ端子から前記整流電圧が得られるようにしたバイポーラのトランジスタからなることを特徴とする発振回路。
【請求項３】
請求項１又は２に記載の発振回路において、
前記電気機械振動子と前記発振トランジスタの前記ベース端子との間に接続されたキャパシタと、該キャパシタと前記電気機械振動子との共通接続点に入力側が接続された高入力インピーダンスの第２のバッファ回路とをさらに備え、該第２のバッファ回路の出力側から出力発振電圧を取り出すことを特徴とする発振回路。
【請求項４】
請求項２に記載の発振回路において、
前記発振トランジスタとしての前記バイポーラのトランジスタと前記第１のバッファ回路としての前記バイポーラのトランジスタを、それぞれＭＯＳのトランジスタに置き換え、前記ベース端子をゲート端子に、前記エミッタ端子をソース端子に、前記コレクタ端子をドレイン端子に、それぞれ置き換えたことを特徴とする発振回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電気機械振動子を用いた発振回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
電気機械振動子である水晶振動子等を用いた発振回路は、電子回路において多く用いられている。図４に水晶振動子を用いた従来の発振回路（特許文献１の図２）を示す。この発振回路はコルピッツ型であり、水晶振動子Ｘ１１が発振トランジスタＱ１１のベース端子（ノードＮ１１）に接続され、そのベース端子とエミッタ端子（ノードＮ１２）間にキャパシタＣ１１が接続され、エミッタ端子と接地間にキャパシタＣ１２が接続されている。
【０００３】
発振トランジスタＱ１１のエミッタ端子に接続された負荷抵抗Ｒ１１に現れる発振電圧Ｖ１２は、キャパシタＣ１５を介して出力発振電圧Ｖｏｕｔとなる。また、発振電圧Ｖ１２は、キャパシタＣ１３で容量結合されたダイオードＤ１，Ｄ２により整流され、ノードＮ１３においてキャパシタＣ１４で平滑された整流電圧Ｖ１３となる。
【０００４】
得られた整流電圧Ｖ１３は、トランジスタＱ１２のベース端子に入力することによって電流変換されて、トランジスタＱ１２のコレクタ端子に接続された抵抗Ｒ１２を経由して、発振トランジスタＱ１１のベース端子に負帰還する。Ｒ１３は発振トランジスタＱ１１のベースバイアス抵抗、Ｒ１４は整流用バイアス抵抗、Ｄ３は整流用バイアス用ダイオードである。
【０００５】
水晶振動子を用いた発振回路では、電源電圧Ｖｃｃが低いときは、得られる発振電圧Ｖ１２の振幅を極力大きくし、かつ、その発振電圧Ｖ１２の波形の歪を小さく抑えたい場合がある。
【０００６】
そこで図４の従来の発振回路では、出力発振電圧Ｖｏｕｔの振幅レベルを所定値に保持するために、発振トランジスタＱ１１のエミッタ端子に出力する発振電圧Ｖ１２の振幅に対応して、発振トランジスタＱ１１のベースバイアス電圧Ｖ１１を負帰還制御している。この結果、発振トランジスタＱ１１のエミッタ端子から出力する発振電圧Ｖ１２の波形の歪を低減しながら、その発振電圧Ｖ１２の振幅を大きくすることが可能となる。
【０００７】
すなわち、発振電圧Ｖ１２の振幅が大きいときは、発振トランジスタＱ１１のベースバイアス電圧Ｖ１１を低くする。つまり、共振回路に並列で接続されたトランジスタＱ１２のコレクタ端子とエミッタ端子間の可変インピーダンスを小さくすることで、発振電圧Ｖ１２の振幅を小さくするよう負帰還制御する。
【０００８】
逆に、発振電圧Ｖ１２の振幅が小さいときは、発振トランジスタＱ１１のベースバイアス電圧Ｖ１１を高くする。つまり、共振回路に並列で接続されたトランジスタＱ１２のコレクタ端子とエミッタ端子間の可変インピーダンスを大きくすることで、発振トランジスタＱ１１の駆動能力を上げて発振電圧Ｖ１２の振幅を大きくするよう負帰還制御する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開昭５９−０１０６１７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、この図４の従来の発振回路は、発振トランジスタＱ１１のベースバイアス電圧Ｖ１１を高くして発振トランジスタＱ１１の増幅能力を上げることで発振電圧Ｖ１２の振幅が大きくなっていくと、発振トランジスタＱ１１はコレクタが電圧Ｖｃｃの電源端子に接続されていることから、ベースバイアスアス電圧Ｖ１１がコレクタ電圧（電源電圧Ｖｃｃ）を上回る事態が発生する。
【００１１】
このため、発振電圧Ｖ１２の正側において、発振トランジスタＱ１１のベース・コレクタ間接合電圧が順方向バイアス電圧になる。発振トランジスタＱ１１のベースバイアス電圧Ｖ１１がさらに高くなると、そのベース・コレクタ間の順方向バイアス電圧がさらに大きくなることで、図５に示すように、発振電圧Ｖ１２の波形がクランプされる事態となる。
【００１２】
発振電圧Ｖ１２の波形がクランプされると、図５に示すように、その振幅がＶｐ１からＶｐ２に小さくなる。この結果、図６に示すように、負帰還制御に供される整流電圧Ｖ１３が低下するので、発振トランジスタＱ１１のベースバイアス電圧Ｖ１１を高くする方向へ負帰還制御が行われる。よって、発振電圧Ｖ１２の波形のクランプがより強くかかることになって整流電圧Ｖ１３はさらに小さくなり、クランプが発生する前とクランプが発生した後とでは、ベースバイアス電圧Ｖ１１と整流電圧Ｖ１３の変化の方向が逆になる。
【００１３】
このため、ベースバイアス電圧Ｖ１１は上限の電圧に張り付き、発振電圧Ｖ１２の波形は大きく歪んだままとなってしまう。このように、図４の従来の発振回路では、発振電圧Ｖ１２の振幅を大きくし、かつ、歪を小さくしたいという目的には適さない場合があつた。
【００１４】
また、図４の従来の発振回路は、共振回路と整流回路がキャパシタＣ１４を介在して接続されているため、比較的インピーダンスが低い整流回路が共振回路に深く影響を及ぼし、発振そのものへの影響が大きくなるため、各素子の定数設定が難しいという問題もあった。
【００１５】
本発明の目的は、これらを改善し、発振電圧の振幅を大きくしながら、発振電圧の波形の歪を低減することができる発振回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
上記課題を解決するため、請求項１にかかる発明は、電気機械振動子を共振回路の一部として用いた発振回路において、前記共振回路にベース端子が接続された発振トランジスタと、前記ベース端子の信号を入力する高入力インピーダンスの第１のバッファ回路と、該第１のバッファ回路の出力信号を整流する整流回路と、該整流回路で得られた整流電圧を反転増幅する反転増幅器と、該反転増幅器の出力信号を前記発振トランジスタの前記ベース端子に負帰還させる帰還回路とを備えたことを特徴とする。
【００１７】
請求項２にかかる発明は、請求項１に記載の発振回路において、前記発振トランジスタは、前記ベース端子にバイアス電圧が印加され、エミッタ端子に負荷抵抗が接続され、コレクタ端子に電源端子が接続されたバイポーラのトランジスタからなり、前記第１のバッファ回路は、ベース端子に前記発振トランジスタのベース端子が接続され、コレクタ端子に電源端子が接続され、エミッタ端子から前記整流電圧が得られるようにしたバイポーラのトランジスタからなることを特徴とする。
【００１８】
請求項３にかかる発明は、請求項１又は２に記載の発振回路において、前記電気機械振動子と前記発振トランジスタの前記ベース端子との間に接続されたキャパシタと、該キャパシタと前記電気機械振動子との共通接続点に入力側が接続された高入力インピーダンスの第２のバッファ回路とをさらに備え、該第２のバッファ回路の出力側から出力発振電圧を取り出すことを特徴とする。
【００１９】
請求項４にかかる発明は、請求項２に記載の発振回路において、前記発振トランジスタとしての前記バイポーラのトランジスタと前記第１のバッファ回路としての前記バイポーラのトランジスタを、それぞれＭＯＳのトランジスタに置き換え、前記ベース端子をゲート端子に、前記エミッタ端子をソース端子に、前記コレクタ端子をドレイン端子に、それぞれ置き換えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２０】
本発明によれば、発振トランジスタのベース端子の電圧を高入力インピーダンスの第１のバッファ回路を介在して整流し、その整流電圧を反転増幅し帰還回路を介在して発振トランジスタのベース端子に負帰還しているので、クランプ状態が発生する前とクランプ状態が発生した後とで、発振トランジスタのベースバイアス電圧の変化の方向が整流電圧の変化の方向と同じとなり、発振トランジスタのベースバイアス電圧が上限に張り付くことが防止される。また、負帰還信号生成用の整流電圧は、発振トランジスタのベース端子から高入力インピーダンスの第１のバッファ回路に入力されてから整流されるので、共振回路と整流回路との間を分離でき、整流回路の定数に影響されることなく、発振回路の定数を設定することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】本発明の第１の実施例の発振回路のブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施例の発振回路の回路図である。
【図３】本発明の第２の実施例の発振回路のブロック図である。
【図４】従来の発振回路の回路図である。
【図５】図４の発振回路の動作波形図である。
【図６】図４の発振回路の動作特性図である。
【図７】本発明の第１の実施例の動作特性図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
＜第１の実施例＞
図１に本発明の第１の実施例の発振回路のブロック図を示す。図１において、１０は水晶振動子Ｘ１とキャパシタＣ１，Ｃ２からなる共振回路であり、その共振回路１０のノードＮ１とノードＮ２が発振用増幅器２０に接続されている。３０は入力側がノードＮ１に接続された高入力インピーダンスの第１のバッファ回路、４０はその第１のバッファ回路３０の出力電圧を整流する整流回路、５０は整流回路４０の出力信号を反転増幅する反転増幅器、５０は反転増幅器４０の出力電圧をノードＮ１に負帰還させてそのノードＮ１のベースバイアス電圧を設定する帰還回路である。
【００２３】
共振回路１０と発振用増幅器２０によって生成した発振信号は、第１のバッファ回路３０でインピーダンス変換され整流回路４０で整流されてから、反転増幅器５０で反転増幅され帰還回路６０を経由して、ノードＮ１に負帰還される。本実施例では、発振電圧から負帰還信号を生成する部分（第１のバッファ回路３０、整流回路４０、反転増幅器５０、帰還回路６０）を、出力発振電圧Ｖｏｕｔを生成する部分（発振用増幅器２０）から独立して構成しているため、出力発振電圧Ｖｏｕｔの振幅を所定の大きさに保持しながら、出力発振電圧Ｖｏｕｔの波形の歪を低減することができる。このとき、負帰還に関わる回路は、高入力インピーダンスの第１のバッファ回路３０により共振回路１０からも分離されているので、負帰還に関わる回路が発振動作に悪影響を与えることはない。
【００２４】
図２に図１の発振回路の具体的回路を示す。発振用増幅器２０は、ＮＰＮ型の発振トランジスタＱ１とそのエミッタ端子に接続された負荷抵抗Ｒ１により構成される。出力発振電圧Ｖｏｕｔは発振トランジスタＱ１のエミッタ端子から直流カット用のキャパシタＣ４を経由して取り出される。第１のバッファ回路３０と整流回路４０は、発振トランジスタＱ１と同じＮＰＮ型で高入力インピーダンスのバッファトランジスタＱ２と抵抗Ｒ２とキャパシタＣ３とで構成される。反転増幅器５０は、基準電圧Ｖｒｅｆが非反転入力端子に印加されたオペアンプ５１と、ゲインを決める抵抗Ｒ３，Ｒ４により構成されている。
【００２５】
バッファトランジスタＱ２のエミッタ端子のノードのＮ３には、発振トランジスタＱ１のベースバイアス電圧Ｖ１に交流成分の発振電圧が重畳したノードＮ１の電圧から、バッファトランジスタＱ２のベース・エミッタ接合電圧を差し引いた整流電圧Ｖ３が出力される。このため、ノードＮ２の発振電圧Ｖ２の振幅が大きくなって、トランジスタＱ１のベース・コレクタ間接合電圧が順方向電圧になり、発振電圧Ｖ２の波形がクランプされるようになっても、バッファトランジスタＱ２のエミッタ端子の整流電圧Ｖ３が、波形がクランプされない場合の電圧より低下することはない。
【００２６】
また、発振トランジスタＱ１のエミッタ端子の発振電圧Ｖ２の波形がクランプされる程度が大きくなると、発振トランジスタＱ１のベース・コレクタ間接合に流れる電流も増すので、そのベース・コレクタ間電圧は若干増すことになり、エミッタ端子の発振電圧Ｖ２も若干ながら増加する。このように、ノードＮ２の発振電圧Ｖ２の波形がクランプされても、ノードＮ３の整流電圧Ｖ３は、図７に示すように、若干の勾配をもって上昇する。
【００２７】
したがって、クランプ状態が発生する前とクランプ状態が発生した後とで、ノードＮ１のベースバイアス電圧Ｖ１の変化の方向は、ノードＮ３の整流電圧Ｖ３の変化と同じ方向であることが維持されるので、発振トランジスタＱ１のベースバイアス電圧Ｖ１が上限に張り付くことが避けられる。
【００２８】
また、ノードＮ３の整流電圧Ｖ３は、発振トランジスタＱ１のベース端子から高入力インピーダンスのバッファトランジスタＱ２のベース端子に入力され、整流されるように構成したことにより、共振回路１０と整流回路４０との間が分離されるので、整流回路４０の定数に影響されることなく、発振回路の定数を設定できる。
【００２９】
＜第２の実施例＞
図３は本発明の第２の実施例の発振回路を示す図である。ここでは、水晶振動子Ｘ１のノードＮ４と発振トランジスタＱ１のベース端子のノードＮ１との間に直流カット用のキャパシタＣ５を接続することで共振回路１０Ａを構成する。そして、ノードＮ４に現れる発振電圧Ｖ４を高入力インピーダンスの第２のバッファ回路７０を介して出力発振電圧Ｖｏｕｔとして取り出すようにしている。
【００３０】
このように、本実施例では、高い入力インピーダンスのバッファトランジスタＱ２を介して発振電圧を整流のために取り出す図２のノードＮ１とは別のノードＮ４から、発振電圧Ｖ４を取り出すように構成している。このため、発振トランジスタＱ１による発振電圧Ｖ４の波形の歪の影響を減らして信号を取り出すことができ、かつ、発振電圧Ｖ４を取り出すことによる影響が発振トランジスタＱ１の側へ及ぶことをさらに低減させることができる。
【符号の説明】
【００３１】
１０，１０Ａ：共振回路
２０：発振用増幅器、Ｑ１：発振トランジスタ
３０：高入力インピーダンスの第１のバッファ回路、Ｑ２：バッファトランジスタ
４０：整流回路
５０：反転増幅器
６０：帰還回路
７０：高入力インピーダンスの第２のバッファ回路
【図１】
0006560077.tif 000002
【図２】
0006560077.tif 000003
【図３】
0006560077.tif 000004
【図４】
0006560077.tif 000005
【図５】
0006560077.tif 000006
【図６】
0006560077.tif 000007
【図７】
0006560077.tif 000008