(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
差動入力信号を受け、電流源と直列に接続された半導体レーザ素子を駆動するレーザ駆動回路であって、
第１の可変電流源と、該第１の可変電流源に直列に接続された一対の第１のトランジスタと、該一対の第１のトランジスタのそれぞれに接続された一対の第１の抵抗と、を有し、該一対の第１のトランジスタが前記差動入力信号を受けて差動出力信号を生成する差動回路と、
基準電位を生成する基準電位回路と、
前記一対の第１の抵抗と電源との間に接続された可変抵抗を有し、前記可変抵抗を調整して前記差動出力信号の平均電位を前記基準電位に一致させる調整回路と、
前記半導体レーザ素子と並列に接続され、前記差動出力信号の一方を受けて前記電流源が供給する電流を分流するバイパス回路と、
を備え、
前記バイパス回路は、前記差動出力信号の一方を受けて動作する第２のトランジスタと、該第２のトランジスタに直列に接続された第２の抵抗と、を有し、
前記基準電位回路は、それぞれ互いに直列に接続された第２の可変電流源、ダイオード接続されたダイオード接続トランジスタ、及び第３の抵抗を有し、
前記ダイオード接続トランジスタのサイズは前記第２のトランジスタのサイズの１／ｎ倍であり、前記第３の抵抗は前記第２の抵抗のｎ倍であり、前記基準電位は、前記第２の可変電流源が供給する電流が前記ダイオード接続トランジスタ及び前記第３の抵抗を流れて発生する降下電圧を含んで生成される、レーザ駆動回路。
【請求項２】
前記差動出力信号の平均電位は、前記一対の第１のトランジスタと前記一対の第１の抵抗とがそれぞれ接続された一対の接続点の間にそれぞれ互いに直列に接続された２つの第５の抵抗の中間点により与えられる、請求項１に記載のレーザ駆動回路。
【請求項３】
差動入力信号を受け、電流源と直列に接続された半導体レーザ素子を駆動するレーザ駆動回路であって、
第１の可変電流源と、該第１の可変電流源に直列に接続された一対の第１のトランジスタと、該一対の第１のトランジスタのそれぞれに接続された一対の第１の抵抗と、を有し、該一対の第１のトランジスタが前記差動入力信号を受けて差動出力信号を生成する差動回路と、
基準電位を生成する基準電位回路と、
前記一対の第１の抵抗と電源との間に接続された可変抵抗を有し、前記可変抵抗を調整して前記差動出力信号の平均電位を前記基準電位に一致させる調整回路と、
前記半導体レーザ素子と並列に接続され、前記差動出力信号の一方を受けて前記電流源が供給する電流を分流するバイパス回路と、
を備え、
前記調整回路は、前記差動回路に並列に接続され、且つ、互いに直列に接続された第３の可変電流源及び第４の抵抗を更に有し、
前記第３の可変電流源は、前記第１の可変電流源の１／ｍ倍（ｍ＞１）の電流を生成し、
前記第４の抵抗は、前記一対の第１の抵抗のｍ／２倍であり、
前記差動出力信号の平均電位は、前記第３の可変電流源の供給する電流が前記第４の抵抗を流れて発生する降下電圧で与えられる、レーザ駆動回路。
【請求項４】
前記可変抵抗はＭＯＳ型ＦＥＴによって構成されている、請求項１〜３のいずれか一項に記載のレーザ駆動回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、レーザ駆動回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１には、レーザ駆動回路を内蔵した光送信モジュールが記載されている。この文献に記載されたレーザ駆動回路は、相補的な差動信号を受けて動作する一対のトランジスタを有し、該一対のトランジスタの一方を流れる電流を抵抗素子により電圧に変換して、駆動信号を生成する。半導体レーザ素子のカソード側に別のトランジスタが直列接続されており、このトランジスタは、エミッタフォロワを介して上記駆動信号を制御端子に受ける。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】米国特許出願公開第２０１０／００９２１８４号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
光通信システムに用いられる光送信器は、例えば、信号再生回路（クロックデータリカバリ、ＣＤＲ）を搭載するプリント基板（ＰＣＢ）と、半導体レーザ素子及びレーザ駆動回路を含む光送信用サブアセンブリ（ＴＯＳＡ）と、プリント基板及びＴＯＳＡを相互に接続するフレキシブルプリント基板（ＦＰＣ）とを備える。ＣＤＲは、光送信器の外部から与えられた差動信号（正相信号、逆相信号）に含まれる伝送信号波形を再生する。波形再生後の差動信号は、ＰＣＢ及びＦＰＣを経て、ＴＯＳＡのレーザ駆動回路に到達する。レーザ駆動回路は、この差動信号に基づいて、半導体レーザ素子を流れる電流を変調する。
【０００５】
近年、光通信の高速化に伴い、半導体レーザ素子の変調レートは例えば２８Ｇｂ／ｓといった速度にまで高速化されている。従って、レーザ駆動回路に提供される差動信号も高速化される。しかし、差動信号を伝送するＰＣＢやＦＰＣは導体損や誘電体損等による高周波損失を有するので、外部から光送信器に与えられる差動信号は、光送信器の外部だけでなくその内部をレーザ駆動回路に到達するまでの間にも波形が劣化する場合が増えている。ＣＤＲはそのような劣化した波形を受けて、劣化する前の差動信号の波形を再生する。しかしながら、例えば従来の１０Ｇｂ／ｓよりも高速な２８Ｇ／ｓ以上の高速な差動信号の場合には、ＣＤＲにて再生された伝送信号波形は、レーザ駆動回路に到達するまでに再び劣化する。
【０００６】
このような問題に対し、レーザ駆動回路の線形動作範囲を超える振幅を有する差動信号を入力すれば、入力される差動信号の振幅が波形の劣化によって時間の経過と共に変動したとしても、レーザ駆動回路から出力される伝送信号波形の上値及び下値が各々一定値に制限されるので、伝送信号波形を改善することができる。しかしながら、そのような方式では、変調振幅を調整する際に、光送信器から出力される光信号の平均発光パワーを一定に保つためにレーザ駆動回路の外部に複雑な制御回路を付加する必要があり、光送信器の小型化を妨げてしまう。
【０００７】
なお、特許文献１に記載された光送信モジュールは、レーザ駆動回路の前段にプリアンプを搭載することによって、利得を高めている。しかし、特許文献１ではこのプリアンプを線形動作させており、高周波における利得が低周波における利得とほぼ等しいので、高周波損失による伝送信号波形の劣化を改善することは困難である。
【０００８】
本発明は、このような問題点に鑑みてなされたものであり、レーザ駆動回路の線形動作範囲を超える振幅を有する差動信号を入力する場合であっても、変調振幅を調整する際に平均発光パワーを一定に保つことができるレーザ駆動回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上述した課題を解決するために、本発明の一実施形態に係るレーザ駆動回路は、差動入力信号を受け、電流源と直列に接続された半導体レーザ素子を駆動するレーザ駆動回路であって、第１の可変電流源と、該第１の可変電流源に直列に接続された一対の第１のトランジスタと、該一対の第１のトランジスタのそれぞれに接続された一対の第１の抵抗と、を有し、該一対の第１のトランジスタが差動入力信号を受けて差動出力信号を生成する差動回路と、基準電位を生成する基準電位回路と、一対の第１の抵抗と電源との間に接続された可変抵抗を有し、可変抵抗を調整して差動出力信号の平均電位を基準電位に一致させる調整回路と、半導体レーザ素子と並列に接続され、差動出力信号の一方を受けて電流源が供給する電流を分流するバイパス回路と、を備える。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によるレーザ駆動回路によれば、レーザ駆動回路の線形動作範囲を超える振幅を有する差動信号を入力する場合であっても、変調振幅を調整する際に平均発光パワーを一定に保つことができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】図１は、本発明の一実施形態に係る光送信器の内部構成の概略を示す。
【図２】図２は、本発明の一実施形態に係るレーザ駆動回路の回路図を示す。
【図３】図３（ａ）は、プリント基板に入力される劣化した差動信号のアイパターンの例を示す。図３（ｂ）は、ＣＤＲによって改善した差動信号のアイパターンの例を示す。図３（ｃ）は、再び劣化した差動信号のアイパターンの例を示す。
【図４】図４（ａ）は、調整用の電流Ｉｍｏｄを変化させたときの出力電流Ｉｏｕｔの変化を示す。図４（ｂ）は、電流Ｉｍｏｄを変化させたときの平均電位Ｖｃｏｍの変化を示す。
【図５】図５（ａ）は、電流Ｉｍｏｄを変化させたときの光信号の消光比の変化を示す。図５（ｂ）は、電流Ｉｍｏｄ変化させたときの光信号の平均光パワーの変化を示す。
【図６】図６（ａ）は、比較例に係るレーザ駆動回路において、調整用の電流Ｉｍｏｄを変化させたときの出力電流Ｉｏｕｔの変化を示す。図６（ｂ）は、比較例に係るレーザ駆動回路において、電流Ｉｍｏｄを変化させたときの平均電位Ｖｃｏｍの変化を示す。
【図７】図７（ａ）は、比較例に係るレーザ駆動回路において、電流Ｉｍｏｄを変化させたときの光信号の消光比の変化を示す。図７（ｂ）は、比較例に係るレーザ駆動回路において、電流Ｉｍｏｄ変化させたときの光信号の平均光パワーの変化を示す。
【図８】図８は、線形動作範囲で動作する従来のシャント駆動回路での波形例を示す。
【図９】図９は、線形動作範囲で動作する従来のシャント駆動回路での波形例を示す。
【図１０】図１０は、一実施形態によるレーザ駆動回路での波形例を示す。
【図１１】図１１は、一変形例に係る調整回路の構成を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
［本願発明の実施形態の説明］
最初に、本発明の実施形態の内容を列記して説明する。本発明の一実施形態に係るレーザ駆動回路は、差動入力信号を受け、電流源と直列に接続された半導体レーザ素子を駆動するレーザ駆動回路であって、第１の可変電流源と、該第１の可変電流源に直列に接続された一対の第１のトランジスタと、該一対の第１のトランジスタのそれぞれに接続された一対の第１の抵抗と、を有し、該一対の第１のトランジスタが差動入力信号を受けて差動出力信号を生成する差動回路と、基準電位を生成する基準電位回路と、一対の第１の抵抗と電源との間に接続された可変抵抗を有し、可変抵抗を調整して差動出力信号の平均電位を基準電位に一致させる調整回路と、半導体レーザ素子と並列に接続され、差動出力信号の一方を受けて電流源が供給する電流を分流するバイパス回路と、を備える。
【００１３】
このレーザ駆動回路において、線形動作範囲を超える振幅を有する差動入力信号が差動回路に入力されると、この差動入力信号は一対の第１のトランジスタを動作させ、第１の抵抗に生じる電圧降下により、差動回路から差動出力信号が出力される。この差動出力信号の上値及び下値は、差動入力信号が線形動作範囲を超えると差動回路の利得が無くなるためリミットされる。これにより、ＰＣＢやＦＰＣを通過する際に劣化した伝送信号波形が差動出力信号において再び再生されるので、正確な伝送信号波形に基づいて半導体レーザ素子を駆動することができる。
【００１４】
また、このレーザ駆動回路では、差動回路の第１の可変電流源における電流量を変化させて第１の抵抗における電圧降下量を変化させることにより、差動出力信号の変調振幅を調整することができる。その際、差動出力信号の上値及び下値の電位は可変抵抗における電圧降下量に依存するが、調整回路が、差動出力信号の平均電位（差動出力信号の上値と下値との中間の電位。コモン電位ともいう）が基準電位に一致するように、可変抵抗を制御する。これにより、差動出力信号の変調振幅を調整する際に平均電位を一定値（基準電位）に保持できるので、半導体レーザ素子における平均発光パワーを一定に保つことができる。
【００１５】
上記のレーザ駆動回路において、バイパス回路は、差動出力信号の一方を受けて動作する第２のトランジスタと、該第２のトランジスタに直列に接続された第２の抵抗と、を有し、基準電位回路は、それぞれ互いに直列に接続された第２の可変電流源、ダイオード接続されたダイオード接続トランジスタ、及び第３の抵抗を有し、ダイオード接続トランジスタのサイズは第２のトランジスタのサイズの１／ｎ倍であり、第３の抵抗は第２の抵抗のｎ倍であり、基準電位は、第２の可変電流源が供給する電流がダイオード接続トランジスタ及び第３の抵抗を流れて発生する降下電圧を含んで生成されてもよい。これにより、ダイオード接続トランジスタが第２のトランジスタを模擬し、第３の抵抗が第２の抵抗を模擬することができるので、バイパス回路の動作特性に合致した基準電位を簡易な構成により発生させることができる。
【００１６】
上記のレーザ駆動回路において、調整回路は、差動回路に並列に接続され、且つ、互いに直列に接続された第３の可変電流源及び第４の抵抗を更に有し、第３の可変電流源は、第１の可変電流源の１／ｍ倍（ｍ＞１）の電流を生成し、第４の抵抗は、一対の第１の抵抗のｍ／２倍であり、差動出力信号の平均電位は、第３の可変電流源の供給する電流が第４の抵抗を流れて発生する降下電圧で与えられてもよい。これにより、差動出力信号の平均電位を簡易な構成により発生させることができる。
【００１７】
上記のレーザ駆動回路において、差動出力信号の平均電位は、一対の第１のトランジスタと一対の第１の抵抗とがそれぞれ接続された一対の接続点の間にそれぞれ互いに直列に接続された２つの第５の抵抗の中間点により与えられてもよい。これにより、差動出力信号の平均電位を簡易な構成により発生させることができる。
【００１８】
上記のレーザ駆動回路において、可変抵抗はＭＯＳ型ＦＥＴによって構成されてもよい。これにより、可変抵抗を簡易な構成により実現できる。
【００１９】
［本願発明の実施形態の詳細］
本発明の実施形態に係るレーザ駆動回路の具体例を、以下に図面を参照しつつ説明する。なお、本発明はこれらの例示に限定されるものではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。以下の説明では、図面の説明において同一の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。
【００２０】
図１は、本発明の一実施形態に係る光送信器１Ａの内部構成の概略を示す。図１に示されるように、本実施形態の光送信器１Ａは、筐体１１と、それぞれ筐体１１内に収容されたプリント基板１２、フレキシブルプリント基板１３、及び光送信用サブアセンブリ（Transmitter Optical SubAssembly；ＴＯＳＡ）１４を備える。筐体１１内において、プリント基板１２とフレキシブルプリント基板１３の一端側とは、端子１７ａ〜１７ｅを介して互いに電気的に接続されている。また、フレキシブルプリント基板１３の他端側と光送信用サブアセンブリ１４とは、端子１８ａ〜１８ｅを介して互いに電気的に接続されている。フレキシブルプリント基板１３の内部において、端子１７ａ〜１７ｅと端子１８ａ〜１８ｅとは、配線１９ａ〜１９ｅを介してそれぞれ電気的に接続されている。
【００２１】
プリント基板１２は、ＣＤＲ１５、カップリングコンデンサ１６ａ及び１６ｂ、並びに定電流源２０を有する。ＣＤＲ１５は、光送信器１Ａの外部からの差動入力信号を構成する正相側送信信号（以下、正相信号という）ＩＮＰ及び逆相側送信信号（以下、逆相信号という）ＩＮＮを、一対の入力端子１５ａ，１５ｂにて受ける。ＣＤＲ１５は、これら正相信号ＩＮＰ及び逆相信号ＩＮＮの波形整形を行い、整形後の正相信号ＩＮＰ及び逆相信号ＩＮＮを一対の出力端子１５ｃ，１５ｄから出力する。ＣＤＲ１５の出力端子１５ｃ，１５ｄは、カップリングコンデンサ１６ａ及び１６ｂの一方の電極にそれぞれ電気的に接続されている。カップリングコンデンサ１６ａ及び１６ｂの他方の電極は、端子１７ｃ，１７ｄにそれぞれ電気的に接続されている。整形後の正相信号ＩＮＰ及び逆相信号ＩＮＮは、端子１７ｃ，１７ｄ、配線１９ｃ，１９ｄ、及び端子１８ｃ，１８ｄを介して、光送信用サブアセンブリ１４のレーザ駆動回路２２（後述）に提供される。なお、ＣＤＲ１５とレーザ駆動回路２２とを結ぶ配線要素は、高周波信号を伝送するための伝送線路２１を構成している。
【００２２】
定電流源２０は、光送信用サブアセンブリ１４に設けられているレーザダイオード（半導体レーザ素子）２３に直流の定電流Ｉｄｃを提供する。定電流源２０は、端子１７ａと電気的に接続されている。端子１７ａ、配線１９ａ及び端子１８ａを介して、光送信用サブアセンブリ１４のレーザダイオード２３に定電流Ｉｄｃが供給される。
【００２３】
端子１７ｂは、プリント基板１２に含まれる電源配線に接続されている。端子１７ｂ、配線１９ｂ及び端子１８ｂを介して、光送信用サブアセンブリ１４のレーザ駆動回路２２に電源電圧が供給される。端子１７ｅは、プリント基板１２に含まれる基準電位線（ＧＮＤ線）に接続されている。端子１７ｅ、配線１９ｅ及び端子１８ｅを介して、光送信用サブアセンブリ１４のレーザ駆動回路２２に基準電位が供給される。
【００２４】
光送信用サブアセンブリ１４は、レーザ駆動回路２２、レーザダイオード２３、及びフェライトビーズインダクタ（以下、単にインダクタという）２４を有する。レーザ駆動回路２２は、シャント駆動方式によりレーザダイオード２３を駆動するための電子回路である。レーザ駆動回路２２は、端子１８ｃ，１８ｄから正相信号ＩＮＰ及び逆相信号ＩＮＮを受け、これらの信号に基づいて、レーザダイオード２３を迂回する電流（バイパス電流）を制御することにより、レーザダイオード２３を流れる電流を変調する。前述したように、レーザ駆動回路２２は、端子１８ｂ，１８ｅを介して電源電圧及び基準電位の提供を受ける。端子１８ｂからレーザ駆動回路２２へは電源電流が流れ、レーザ駆動回路２２から端子１８ｅへも電源電流が流れる。レーザ駆動回路２２は、電源電流と電源電圧との積に応じた電力を消費電力として消費する。
【００２５】
レーザダイオード２３は、端子１８ａを介して定電流源２０に直列に接続されており、定電流Ｉｄｃを受ける。そして、この定電流Ｉｄｃがレーザ駆動回路２２により変調されることによって、レーザダイオード２３において光信号Ｌｓが生成される。生成された光信号Ｌｓは、光送信用サブアセンブリ１４に接続された光ファイバを通じて、光送信器１Ａの外部へ出力される。
【００２６】
インダクタ２４は、レーザダイオード２３のアノードと端子１８ａとの間に電気的に接続されている。インダクタ２４は、レーザダイオード２３への定電流Ｉｄｃを通過させるとともに、高周波域において抵抗として働き、レーザ駆動回路２２から端子１８ａへの高周波信号の通過、並びに端子１８ａからレーザダイオード２３及びレーザ駆動回路２２への高周波信号の通過を阻む。
【００２７】
図２は、レーザ駆動回路２２の回路図を示す。図２に示されるように、レーザ駆動回路２２は、一対の終端抵抗３１ａ，３１ｂと、一対の入力側エミッタフォロワ回路３２ａ，３２ｂと、差動回路３３と、出力側エミッタフォロワ回路３４と、バイパス回路３５と、フィルタ回路３６と、基準電位回路３７と、調整回路３８とを有する。
【００２８】
終端抵抗３１ａは、端子１８ｂから延びる電源配線３０ｂと、端子１８ｃから延びる正相信号ＩＮＰの配線３０ｃとの間に接続されている。終端抵抗３１ｂは、電源配線３０ｂと、端子１８ｄから延びる逆相信号ＩＮＮの配線３０ｄとの間に接続されている。終端抵抗３１ａ及び３１ｂそれぞれは、正相信号配線３０ｃ及び逆相信号配線３０ｄを介して到達した正相信号ＩＮＰ及び逆相信号ＩＮＮのエネルギーを消費して各信号に含まれる高周波成分の反射を抑制するために設けられる。また、終端抵抗３１ａ及び３１ｂは、プリント基板１２及びフレキシブルプリント基板１３の伝送線路の特性インピーダンスと整合する為に、一例では５０Ωといった抵抗値を有する。
【００２９】
入力側エミッタフォロワ回路３２ａ，３２ｂは、次段の差動回路３３の入力容量負荷を配線３０ｃ及び３０ｄから分離して、正相信号ＩＮＰ及び逆相信号ＩＮＮの電気的な反射を抑制するために設けられる。一例では、入力側エミッタフォロワ回路３２ａはトランジスタ３２ａ１及び定電流源３２ａ２を含む。トランジスタ３２ａ１は、例えばｎｐｎ型のバイポーラトランジスタである。トランジスタ３２ａ１の制御端子（ベース）は正相信号配線３０ｃに接続され、一方の電流端子（コレクタ）は電源配線３０ｂに接続され、他方の電流端子（エミッタ）は定電流源３２ａ２の一端に接続されている。定電流源３２ａ２の他端は、端子１８ｅから延びる基準電位線３０ｅに接続されている。入力側エミッタフォロワ回路３２ｂもまた同様に、トランジスタ３２ｂ１及び定電流源３２ｂ２を含む。トランジスタ３２ｂ１は、例えばｎｐｎ型のバイポーラトランジスタである。トランジスタ３２ｂ１の制御端子（ベース）は逆相信号配線３０ｄに接続され、一方の電流端子（コレクタ）は電源配線３０ｂに接続され、他方の電流端子（エミッタ）は定電流源３２ｂ２の一端に接続されている。定電流源３２ｂ２の他端は基準電位線３０ｅに接続されている。
【００３０】
差動回路３３は、可変電流源３３ｅと、可変電流源３３ｅに直列に接続された一対のトランジスタ３３ａ，３３ｂと、一対のトランジスタ３３ａ，３３ｂのそれぞれに接続された一対の抵抗３３ｃ，３３ｄとを有する。そして、差動回路３３は、一対のトランジスタ３３ａ，３３ｂが入力側エミッタフォロワ回路３２ａ，３２ｂから差動入力信号（正相信号ＩＮＰ及び逆相信号ＩＮＮ）を受けることにより、差動出力信号を生成する。言い換えれば、差動回路３３は、一対の直列回路、すなわちトランジスタ３３ａ及び抵抗３３ｃを含む直列回路と、トランジスタ３３ｂ及び抵抗３３ｄを含む直列回路とが互いに並列接続されてなる並列回路を有する。トランジスタ３３ａ，３３ｂは本実施形態における第１のトランジスタの例であり、抵抗３３ｃ，３３ｄは本実施形態における第１の抵抗の例であり、可変電流源３３ｅは本実施形態における第１の可変電流源の例である。トランジスタ３３ａ，３３ｂは、例えばｎｐｎ型のバイポーラトランジスタである。
【００３１】
具体的には、トランジスタ３３ａの制御端子（ベース）は、入力側エミッタフォロワ回路３２ａの出力端、すなわちトランジスタ３２ａ１の他方の電流端子（エミッタ）と定電流源３２ａ２との間のノードに接続されている。同様に、トランジスタ３３ｂの制御端子（ベース）は、入力側エミッタフォロワ回路３２ｂの出力端、すなわちトランジスタ３２ｂ１の他方の電流端子（エミッタ）と定電流源３２ｂ２との間のノードに接続されている。トランジスタ３３ａ，３３ｂの一方の電流端子（コレクタ）は、それぞれ抵抗３３ｃ，３３ｄの各一端に接続されている。トランジスタ３３ａ，３３ｂの他方の電流端子（エミッタ）は、互いに接続されている。
【００３２】
抵抗３３ｃ，３３ｄの他端は互いに接続されており、後述する調整回路３８のトランジスタ３８ａを介して電源配線３０ｂに接続されている。なお、一例では、抵抗３３ｃ、３３ｄの抵抗値は互いに等しい。また、抵抗３３ｃ，３３ｄの他端と電源配線３０ｂとの間には、トランジスタ３８ａと並列に、バイパスコンデンサ３３ｆが更に接続されている。これにより、抵抗３３ｃ，３３ｄの他端は、交流的に（あるいは高周波成分に対して）電源配線３０ｂに接地される。
【００３３】
可変電流源３３ｅは、トランジスタ３３ａ，３３ｂの他方の電流端子（エミッタ）間のノードと基準電位線３０ｅとの間に接続されている。可変電流源３３ｅは、上記一対の直列回路を流れる電流量を規定する。
【００３４】
前述したように、差動回路３３は、差動出力信号を生成する。本実施形態の差動回路３３は、差動出力信号のうち一方、すなわち一対の直列回路のうち一方に含まれる抵抗（例えば抵抗３３ｃ）における電圧降下から生成される駆動信号Ｖｍｏｄを出力する。そのため、差動回路３３の出力端は、一方のトランジスタ３３ａの一方の電流端子（コレクタ）と抵抗３３ｃとの間のノードＮ１に設定されている。
【００３５】
出力側エミッタフォロワ回路３４は、次段のバイパス回路３５の入力容量負荷を差動回路３３の出力端から分離する。一例では、出力側エミッタフォロワ回路３４はトランジスタ３４ａ及び定電流源３４ｂを含む。トランジスタ３４ａは、例えばｎｐｎ型のバイポーラトランジスタである。トランジスタ３４ａの制御端子（ベース）は、差動回路３３の出力端すなわちノードＮ１に接続されている。トランジスタ３４ａの一方の電流端子（コレクタ）は電源配線３０ｂに接続され、他方の電流端子（エミッタ）は定電流源３４ｂの一端に接続されている。定電流源３４ｂの他端は基準電位線３０ｅに接続されている。
【００３６】
バイパス回路３５は、レーザダイオード２３と並列に接続され、駆動信号Ｖｍｏｄを受けて定電流Ｉｄｃからバイパス電流を分流することにより、レーザダイオード２３を流れる電流を変調する。一例では、バイパス回路３５は、駆動信号Ｖｍｏｄに基づいて動作するトランジスタ３５ａ（第２のトランジスタ）と、トランジスタ３５ａに対して直列に接続された抵抗３５ｂ（第２の抵抗）とを含む。トランジスタ３５ａは、例えばｎｐｎ型のバイポーラトランジスタである。トランジスタ３５ａの制御端子（ベース）はトランジスタ３４ａの他方の電流端子（エミッタ）と定電流源３４ｂとの間のノードに接続され、トランジスタ３５ａの一方の電流端子（コレクタ）はインダクタ２４とレーザダイオード２３との間のノード（接続点）に接続され、他方の電流端子（エミッタ）は抵抗３５ｂを介して基準電位線３０ｅに接続されている。バイパス電流は、トランジスタ３５ａの一方の電流端子（コレクタ）から他方の電流端子（エミッタ）へと流れる。従って、駆動信号Ｖｍｏｄの変化に伴ってトランジスタ３５ａの制御端子（ベース）に印加される電圧が変化し、それに応じてバイパス電流が増減する。
【００３７】
フィルタ回路３６は、レーザダイオード２３に対して並列に接続され、高周波ノイズを除去する。一例では、フィルタ回路３６は抵抗３６ａ及びコンデンサ３６ｂを含む。抵抗３６ａの一端はインダクタ２４とレーザダイオード２３との間のノードに接続され、他端はコンデンサ３６ｂの一方の電極に接続されている。コンデンサ３６ｂの他方の電極は基準電位線３０ｅに接続されている。
【００３８】
基準電位回路３７は、基準電位Ｖｔｇｔを生成する。一例では、基準電位回路３７は、可変電流源３７ａ（第２の可変電流源）と、それぞれトランジスタ３４ａ及び３５ａを模擬するダイオード接続トランジスタ３７ｂ及び３７ｃと、抵抗３５ｂを模擬する抵抗３７ｄ（第３の抵抗）とを有する。ダイオード接続トランジスタ３７ｂ及び３７ｃのサイズはトランジスタ３４ａ及び３５ａのサイズの１／ｎ倍（ｎは０より大きい実数）となっている。また、抵抗３７ｄの抵抗値は、抵抗３５ｂの抵抗値のｎ倍となっている。可変電流源３７ａ、ダイオード接続トランジスタ３７ｂ及び３７ｃ、並びに抵抗３７ｄは、電源配線３０ｂと基準電位線３０ｅとの間においてそれぞれに同一の電流が流れるように互いに直列に接続されている。基準電位Ｖｔｇｔは、ダイオード接続トランジスタ３７ｂ及び３７ｃ、並びに抵抗３７ｄにおける降下電圧を含んで生成され、可変電流源３７ａとトランジスタ３７ｂとの間のノードから出力される。ダイオード接続トランジスタ３７ｂとしてはトランジスタ３４ａと略同一の特性を有するものが用いられ、ダイオード接続トランジスタ３７ｃとしてはトランジスタ３５ａと略同一の特性を有するものが用いられる。実際の個々のトランジスタや抵抗は、個体差によって互いに若干の特性の違いを有する場合があるが、可変電流源３７ａの電流値を調整することによって基準電位Ｖｔｇｔを適当な値に調整することができる。
【００３９】
調整回路３８は、トランジスタ３８ａ、オペアンプ３８ｂ、抵抗３８ｃ及び３８ｄを含む。トランジスタ３８ａは、差動回路３３を構成する並列回路と直列に接続された可変抵抗の一例である。トランジスタ３８ａは、例えばｐＭＯＳ型のＦＥＴである。これにより、可変抵抗を簡易な構成により実現できる。トランジスタ３８ａは、一対の抵抗３３ｃ，３３ｄと電源配線３０ｂとの間に接続されている。具体的には、トランジスタ３８ａの制御端子（ゲート）はオペアンプ３８ｂの出力端に接続され、一方の電流端子（ソース）は電源配線３０ｂに接続され、他方の電流端子（ドレイン）は差動回路３３の一対の抵抗３３ｃ，３３ｄの他端に接続されている。このトランジスタ３８ａの電流端子間の抵抗値は、オペアンプ３８ｂからの出力電圧に応じて変化する。
【００４０】
調整回路３８は、以下に記すようにしてトランジスタ３８ａの抵抗値を調整し、調整回路３８の差動出力信号の平均電位を基準電位Ｖｔｇｔに一致させる。すなわち、２つの抵抗３８ｃ及び３８ｄの各一端は互いに接続されており、これら一端間のノードはオペアンプ３８ｂの非反転入力端に接続されている。そして、抵抗３８ｃの他端は、ノードＮ１に接続されており、トランジスタ３３ａの一方の電流端子（コレクタ）と同電位となる。また、抵抗３８ｄの他端は、トランジスタ３３ｂと抵抗３３ｄとの間のノードＮ２に接続されており、トランジスタ３３ｂの一方の電流端子（コレクタ）と同電位となる。抵抗３８ｃ，３８ｄの抵抗値が互いに等しい場合、ノードＮ１，Ｎ２の間において直列に接続された２つの抵抗３８ｃ，３８ｄの中間点により、トランジスタ３３ａのコレクタ電位と、トランジスタ３３ｂのコレクタ電位との中間の電位（すなわち差動入力信号を受けている時の差動出力信号の上値と下値との平均電位Ｖｃｏｍ）が与えられる。このような構成により、差動出力信号の平均電位Ｖｃｏｍを簡易な構成により発生させることができる。オペアンプ３８ｂの非反転入力端には、この平均電位Ｖｃｏｍが入力される。抵抗３８ｃ，３８ｄの値は、例えば１０ｋΩである。また、オペアンプ３８ｂの反転入力端には、基準電位Ｖｔｇｔが入力される。このような回路構成により、調整回路３８は、オペアンプ３８ｂに入力される平均電位Ｖｃｏｍと基準電位Ｖｔｇｔとの差がゼロになるように、トランジスタ３８ａの両電流端子間の抵抗値を制御する。特に、オペアンプ３８ｂの利得が十分に大きい場合には、基準電位Ｖｔｇｔは平均電位Ｖｃｏｍとほぼ一致するように可変抵抗（トランジスタ３８ａ）の帰還制御が行われる。ところで、駆動信号Ｖｍｏｄ及び平均電位Ｖｃｏｍは、トランジスタ３３ａの他方の電流端子と抵抗３３ｃ、３３ｄの他端とが接続されたノードＮ３の電位が基準となる。すなわち、ノードＮ３の電位をＶｃとすると、駆動信号Ｖｍｏｄの上値はＶｃと等しく、駆動信号Ｖｍｏｄの下値はＶｃ−Ｒ３３ｃ×Ｉｍｏｄとなり（ここでＲ３３ｃは抵抗３３ｃの抵抗値）、平均電位ＶｃｏｍはＶｃｏｍ＝Ｖｃ−Ｒ３３ｃ×Ｉｍｏｄ／２と表される。
【００４１】
以上に説明した、本実施形態のレーザ駆動回路２２の動作を説明する。前述したように、差動入力信号を構成する正相信号ＩＮＰ及び逆相信号ＩＮＮの伝送信号波形は、光送信器１Ａの外部のプリント基板やコネクタ等での高周波損失の影響を受け、劣化する。図３（ａ）は、プリント基板１２に入力される劣化した差動入力信号の波形（アイパターン）の例を示す。その後、差動信号の波形は、ＣＤＲ１５によって再生され、ＣＤＲ１５から出力される差動入力信号のアイパターンは図３（ｂ）のように改善する。
【００４２】
しかしながら、例えば２８Ｇｂ／ｓといった極めて速い伝送速度では、プリント基板１２、フレキシブルプリント基板１３、及びカップリングコンデンサ１６ａ，１６ｂなどにより構成される伝送線路２１において生じる高周波損失の影響を受け、差動信号のアイパターンが図３（ｃ）のように再び劣化する。本実施形態では、この劣化したアイパターンを、レーザ駆動回路２２において再び整形する。そのために、レーザ駆動回路２２の差動回路３３の線形動作範囲を超える振幅を有する正相信号ＩＮＰ及び逆相信号ＩＮＮを、レーザ駆動回路２２に入力する。これらの振幅は、例えば２００ｍＶｐｐｄ以上である。
【００４３】
これら正相信号ＩＮＰ及び逆相信号ＩＮＮは、カップリングコンデンサ１６ａ，１６ｂを通過したのち、レーザ駆動回路２２の入力側エミッタフォロワ回路３２ａ，３２ｂにそれぞれ入力される。これにより、入力側エミッタフォロワ回路３２ａからはレベルシフトされた正相信号ＩＮＰが出力され、入力側エミッタフォロワ回路３２ｂからはレベルシフトされた逆相信号ＩＮＮが出力される。
【００４４】
レベルシフト後の正相信号ＩＮＰは、トランジスタ３３ａのオン／オフを切り替える。また、レベルシフト後の逆相信号ＩＮＮは、トランジスタ３３ａに対して相補的なタイミングでトランジスタ３３ｂのオン／オフを切り替える。トランジスタ３３ａがオン状態且つトランジスタ３３ｂがオフ状態になると、可変電流源３３ｅによって規定される電流が抵抗３３ｃ及びトランジスタ３３ａを流れ、抵抗３３ｃにおいて電圧降下が生じ、ノードＮ１の電位が低下する。逆に、トランジスタ３３ａがオフ状態且つトランジスタ３３ｂがオン状態になると、可変電流源３３ｅによって規定される電流が抵抗３３ｄ及びトランジスタ３３ｂを流れ、抵抗３３ｄにおいて電圧降下が生じ、ノードＮ２の電位が低下するとともに、ノードＮ１の電位は上昇する。このように、ノードＮ１の電位は、トランジスタ３３ａ，３３ｂの動作に応じて昇降し、その信号論理は、正相信号ＩＮＰの論理が反転したものとなる。このようなノードＮ１の電位が、駆動信号Ｖｍｏｄとして差動回路３３から出力される。なお、トランジスタ３３ａ及び３３ｂのオン／オフは、それぞれに入力される正相信号ＩＮＰの電位と逆相信号ＩＮＮの電位との大小関係によって決まる。すなわち、正相信号ＩＮＰの電位が逆相信号ＩＮＮの電位よりも高い時にはトランジスタ３３ａがオンになり、トランジスタ３３ｂはオフとなる。また、正相信号ＩＮＰの電位が逆相信号ＩＮＮの電位よりも低い時にはトランジスタ３３ａがオフとなり、トランジスタ３３ｂはオンになる。
【００４５】
前述したように、正相信号ＩＮＰ及び逆相信号ＩＮＮは、線形動作範囲を超える振幅を有する。従って、駆動信号Ｖｍｏｄの上値（Ｈｉ電圧）及び下値（Ｌｏ電圧）は、トランジスタ３３ａ，３３ｂの飽和領域によってリミットされ、それぞれ一定値となる。これにより、プリント基板１２やフレキシブルプリント基板１３を通過する際に劣化した伝送信号波形が駆動信号Ｖｍｏｄにおいて再び再生される。
【００４６】
なお、トランジスタ３３ａ及び３３ｂを流れる電流は、いずれかのトランジスタのうちオンしている方に多く流れるが、オンしている方のトランジスタを流れる電流の値は最大でも可変電流源３３ｅの電流値と等しい値となる。従って、抵抗３３ｃあるいは抵抗３３ｄに電流が流れることによって生じる電圧降下は、それぞれの抵抗３３ｃ、３３ｄの値と可変電流源３３ｅの電流値との積に制限される。このように駆動信号Ｖｍｏｄの上値及び下値がリミットされると、正相信号ＩＮＰ及び逆相信号ＩＮＮの振幅を変化させても駆動信号Ｖｍｏｄの振幅は変化しない。従って、消光比を調整する際には、可変電流源３３ｅの電流量を調整することにより、駆動信号Ｖｍｏｄの振幅を調整する。
【００４７】
差動回路３３から出力された駆動信号Ｖｍｏｄは、出力側エミッタフォロワ回路３４に入力される。これにより、出力側エミッタフォロワ回路３４からはレベルシフトされた駆動信号Ｖｍｏｄが出力される。定電流源３４ｂはトランジスタ３４ａのための定電流源である。
【００４８】
レベルシフトされた駆動信号Ｖｍｏｄは、バイパス回路３５のトランジスタ３５ａのオン／オフを切り替える。トランジスタ３５ａがオン状態になると、定電流Ｉｄｃの少なくとも一部がバイパス回路３５へ分流してトランジスタ３５ａ及び抵抗３５ｂを流れる。従って、レーザダイオード２３を流れる電流量が減少し、レーザダイオード２３の発光量（光出力パワー）はローレベル（或いは消光状態）となる。また、トランジスタ３５ａがオフ状態になると、定電流Ｉｄｃの全部がレーザダイオード２３を流れ、レーザダイオード２３の発光量はハイレベル（或いは発光状態）となる。このような変調動作により、レーザダイオード２３から差動入力信号に応じた光信号Ｌｓが出力される。
【００４９】
バイパス回路３５について更に詳しく述べる。バイパス回路３５では、抵抗３５ｂによってバイパス回路３５のトランスコンダクタンスが決まり、抵抗３５ｂの抵抗値をＲＥとすると、トランスコンダクタンスはおおよそ１／ＲＥとなる。その一方で、駆動信号Ｖｍｏｄは、それが下値となってもトランジスタ３５ａがオフしないように、直流オフセットバイアスを含むことが好ましい。それにより、駆動信号Ｖｍｏｄがトランジスタ３５ａにおいてリミットされることなく、線形に増幅される。その場合、トランジスタ３５ａの一方の電流端子（コレクタ）側では、変調電流成分Ｉｏｕｔ（ｍｏｄ）と直流電流成分Ｉｏｕｔ（ＤＣ）とが重畳して流れる。トランジスタ３５ａの一方の電流端子はレーザダイオード２３にシャント接続されているので、出力電流Ｉｏｕｔ＝Ｉｏｕｔ（ｍｏｄ）＋Ｉｏｕｔ（ＤＣ）がレーザダイオード２３に供給される。これによりレーザダイオード２３を流れる電流が変調され、光信号Ｌｓが強度変調される。
【００５０】
なお、レーザダイオード２３を流れる電流の直流成分ＩＬＤ（ＤＣ）は、ＩＬＤ（ＤＣ）＝Ｉｄｃ−Ｉｏｕｔ（ＤＣ）となる。そして、レーザダイオード２３のしきい値電流をＩｔｈとすると、レーザダイオード２３の平均発光パワーＰａｖｅは、Ｐａｖｅ＝ＳＬＤ×（Ｉｄｃ−Ｉｏｕｔ（ＤＣ）−Ｉｔｈ）となる。ここでＳＬＤはレーザダイオード２３の発光効率を表し、単位はＷ／Ａである。
【００５１】
また、上記の動作の際、フィルタ回路３６は、出力電流Ｉｏｕｔに対し、高周波且つ交流的なダンピングを付与する。すなわち、フィルタ回路３６は、出力電流Ｉｏｕｔの高周波成分をバイパスし、出力電流Ｉｏｕｔの周波数特性を補正し、最適な光波形を得るために用いられる。
【００５２】
ここで、駆動信号Ｖｍｏｄの平均電位（コモン電位）の安定化について説明する。上述したように、光信号の消光比を調整する際、可変電流源３３ｅの電流量を調整することにより駆動信号Ｖｍｏｄの振幅を調整する。このとき、何らの対策も施さなければ、駆動信号Ｖｍｏｄの平均電位は振幅調整に応じて変動してしまう。そこで、本実施形態では、レーザ駆動回路２２に基準電位回路３７及び調整回路３８が設けられている。調整回路３８は、駆動信号Ｖｍｏｄの平均電位Ｖｃｏｍが基準電位Ｖｔｇｔに近づくように、可変抵抗（トランジスタ３８ａ）の抵抗値を制御する。
【００５３】
本実施形態の基準電位回路３７は、可変電流源３７ａと、ダイオード接続トランジスタ３７ｂ及び３７ｃと、抵抗３７ｄとが、電源配線３０ｂと基準電位線３０ｅとの間においてそれぞれ同一電流が流れるように互いに直列に接続されて成る。そして、ダイオード接続トランジスタ３７ｂ及び３７ｃのサイズはトランジスタ３４ａ，３５ａのサイズの１／ｎ倍であり、抵抗３７ｄは抵抗３５ｂのｎ倍であり、基準電位Ｖｔｇｔは、ダイオード接続トランジスタ３７ｂ，３７ｃ及び抵抗３７ｄにおける降下電圧を含んで生成される。このような基準電位回路３７の構成によれば、ダイオード接続トランジスタ３７ｂ及び３７ｃがトランジスタ３４ａ及び３５ａをそれぞれ模擬し、抵抗３７ｄが抵抗３５ｂを模擬することができるので、バイパス回路３５の動作特性に合致した基準電位Ｖｔｇｔを簡易な構成により発生させることができる。
【００５４】
一例では、基準電位回路３７の可変電流源３７ａによって規定される電流量は、出力電流Ｉｏｕｔの直流電流成分Ｉｏｕｔ（ＤＣ）の１／ｍ倍（ｍは実数。好ましくは、ｍは１より大きい）とされる。この場合、抵抗３７ｄの抵抗値は抵抗３５ｂのｍ倍とされる。これにより、ダイオード接続トランジスタ３７ｃと抵抗３７ｄとの間の電位Ｖｅ２を、トランジスタ３５ａと抵抗３５ｂとの間の電位Ｖｅ１に近づける（好ましくは、略等しくする）ことができる。
【００５５】
また、ダイオード接続トランジスタ３７ｂ，３７ｃの電圧降下は、それぞれ対応するトランジスタ３４ａ，３５ａの電圧降下と同程度となるが、厳密には僅かに異なる。その場合、可変電流源３７ａにより規定される電流量を上記のような１／ｍ倍ではなく１／ｍ’倍に微調整することにより、基準電位Ｖｔｇｔを精度良く得ることができる。なお、トランジスタ３４ａ，３５ａ，３７ｂ，及び３７ｃのベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅがおおよそ一致しているとすると、基準電位Ｖｔｇｔは、以下の数式（１）によって与えられる。
Ｖｔｇｔ≒２×Ｖｂｅ＋Ｉｏｕｔ（ＤＣ）／ＲＥ
≒２×Ｖｂｅ＋Ｉｏｕｔ（ＤＣ）／ｍ’×ｍ×ＲＥ    ・・・（１）
調整回路３８において、駆動信号Ｖｍｏｄの平均電位Ｖｃｏｍがオペアンプ３８ｂの非反転入力端子に入力され、上記の基準電位Ｖｔｇｔがオペアンプ３８ｂの反転入力端子に入力されると、オペアンプ３８ｂは、これらの差電圧を増幅して出力する。この増幅された差電圧はトランジスタ３８ａの制御端子に入力される。ｐＭＯＳ型ＦＥＴであるトランジスタ３８ａは、可変抵抗として３極管領域で動作する。すなわち、制御端子の電位（ゲート電位）が他方の電流端子（ソース）の電位に対してｐＭＯＳ型ＦＥＴの閾値電圧よりも下がると、両電流端子間（ドレイン−ソース間）の抵抗値が低下し、駆動信号Ｖｍｏｄの平均電位Ｖｃｏｍが上昇する。逆に、制御端子の電位（ゲート電位）が他方の電流端子（ソース）の電位に対してｐＭＯＳ型ＦＥＴの閾値電圧よりも上昇すると、両電流端子間（ドレイン−ソース間）の抵抗値が増加し、駆動信号Ｖｍｏｄの平均電位Ｖｃｏｍが低下する。このような平均電位Ｖｃｏｍの増減を利用することにより、振幅調整の際に平均電位Ｖｃｏｍを一定値（基準電位）に保つことができ、ひいては、トランジスタ３５ａを流れる電流Ｉｏｕｔの直流成分Ｉｏｕｔ（ＤＣ）の大きさを一定に保つことができる。従って、光信号の消光比の調整の際に、レーザダイオード２３における平均発光パワーを一定に保つことができる。
【００５６】
図４及び図５は、上述した本実施形態による効果の一例を示すグラフである。ここで、電源配線３０ｂの電圧を３Ｖ、基準電位Ｖｔｇｔを２Ｖ、抵抗３３ｃ，３３ｄの抵抗値を６０Ω、抵抗３５ｂの抵抗値を１２Ω、出力電流の直流成分Ｉｏｕｔ（ＤＣ）を２０ｍＡ、トランジスタ３４ａ，３５ａ，３７ｂ，及び３７ｃのベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅを０．８８Ｖ、定電流Ｉｄｃを６０ｍＡ、しきい値電流Ｉｔｈを１０ｍＡとする。また、トランジスタ３５ａは線形に動作するものとする。
【００５７】
図４（ａ）は、可変電流源３３ｅにより規定される調整用の電流Ｉｍｏｄ（横軸、単位ｍＡ）を３ｍＡ〜８ｍＡの間で変化させたときの、出力電流Ｉｏｕｔ（縦軸、単位ｍＡ）の変化を示す。グラフＧ１１は駆動信号Ｖｍｏｄの電位が高い（ハイレベルの）場合の出力電流値Ｉｈｉｇｈ、グラフＧ１２は駆動信号Ｖｍｏｄの電位が低い（ローレベルの）場合の出力電流値Ｉｌｏｗをそれぞれ示す。また、グラフＧ１３は、これらの出力電流値の平均値Ｉａｖｅ＝（Ｉｈｉｇｈ−Ｉｌｏｗ）／２を示す。図に示されるように、電流Ｉｍｏｄの増加に伴い、出力電流値Ｉｈｉｇｈが増加し、出力電流値Ｉｌｏｗが減少するが、平均値Ｉａｖｅは一定に保たれる。
【００５８】
図４（ｂ）は、電流Ｉｍｏｄ（横軸、単位ｍＡ）を３ｍＡ〜８ｍＡの間で変化させたときの、駆動信号Ｖｍｏｄの平均電位Ｖｃｏｍ（縦軸、単位Ｖ）の変化を示す。図に示されるように、電流Ｉｍｏｄの変化にかかわらず、平均電位Ｖｃｏｍは一定に保たれる。
【００５９】
図５（ａ）は、電流Ｉｍｏｄ（横軸、単位ｍＡ）を３ｍＡ〜８ｍＡの間で変化させたときの、レーザダイオード２３の光信号の消光比（縦軸、単位ｄＢ）を示す。消光比ＥＲは、下の数式（２）として表すことができ、２〜７ｄＢの範囲で変化する。電流Ｉｍｏｄの増加に従って、消光比ＥＲが大きくなる。
ＥＲ＝１０×ｌｏｇ10｛（Ｉｄｃ−Ｉｌｏｗ−Ｉｔｈ）／（Ｉｄｃ−Ｉｈｉｇｈ−Ｉｔｈ）｝  ・・・（２）
【００６０】
図５（ｂ）は、電流Ｉｍｏｄ（横軸、単位ｍＡ）を３ｍＡ〜８ｍＡの間で変化させたときの、レーザダイオード２３から出力される光信号の平均光パワー（縦軸、単位ｄＢ）を示す。図に示されるように、電流Ｉｍｏｄの変化にかかわらず、レーザダイオード２３の平均光パワーは一定に保たれる。
【００６１】
以上の図４及び図５に示されたように、本実施形態のレーザ駆動回路２２によれば、調整回路３８によって平均電位Ｖｃｏｍが適切に制御されることにより、電流Ｉｍｏｄの変化に伴って変化するパラメータは消光比のみとなる。
【００６２】
上述した本実施形態と比較するために、基準電位回路３７及び調整回路３８を備えないレーザ駆動回路について検討する。このようなレーザ駆動回路では、変調振幅を変えると同時に光送信パワーの平均値も変動してしまい、制御が複雑となる。なお、以下の説明においても、各電圧値、抵抗値、電流値等を上の説明と同じとする。
【００６３】
図６（ａ）は、比較例に係るレーザ駆動回路において、調整用の電流Ｉｍｏｄ（横軸、単位ｍＡ）を３ｍＡ〜８ｍＡの間で変化させたときの、出力電流Ｉｏｕｔ（縦軸、単位ｍＡ）の変化を示す。図に示されるように、電流Ｉｍｏｄの増加に伴い、出力電流値Ｉｈｉｇｈ及び出力電流値Ｉｌｏｗが共に減少し、平均値Ｉａｖｅも減少する。これは、次に述べるように、電流Ｉｍｏｄの変化に対して平均電位Ｖｃｏｍが低下してしまうことに起因する。
【００６４】
図６（ｂ）は、比較例に係るレーザ駆動回路において、電流Ｉｍｏｄ（横軸、単位ｍＡ）を３ｍＡ〜８ｍＡの間で変化させたときの、平均電位Ｖｃｏｍ（縦軸、単位Ｖ）の変化を示す。図に示されるように、電流Ｉｍｏｄが増加に伴って平均電位Ｖｃｏｍは次第に低下する。
【００６５】
図７（ａ）は、比較例に係るレーザ駆動回路において、電流Ｉｍｏｄ（横軸、単位ｍＡ）を３ｍＡ〜８ｍＡの間で変化させたときの、レーザダイオード２３から出力される光信号の消光比（縦軸、単位ｄＢ）を示す。消光比は３〜６ｄＢの範囲で変化する。電流Ｉｍｏｄの増加に従って、消光比は小さくなる。
【００６６】
図７（ｂ）は、比較例に係るレーザ駆動回路において、電流Ｉｍｏｄ（横軸、単位ｍＡ）を３ｍＡ〜８ｍＡの間で変化させたときの、レーザダイオード２３の光信号の平均光パワー（縦軸、単位ｄＢ）を示す。図に示されるように、電流Ｉｍｏｄが６ｍＡであるときの平均光パワーを基準とすると、１〜２ｍＡ程度の比較的小さな電流Ｉｍｏｄの変化に対して、平均光パワーは±３ｄＢ以上変化してしまう。
【００６７】
なお、比較例に係るレーザ駆動回路において光信号の平均光パワーを一定に保つ為に、レーザ駆動回路とは別に制御回路を新たに設けて、定電流Ｉｄｃの大きさを調整することも考えられる。その場合、レーザダイオード２３の温度変化や経年劣化による平均光パワーの変動を検出し、該平均光パワーが一定になるように定電流Ｉｄｃ及び調整用の電流Ｉｍｏｄの大きさが調整される。しかしながら、図６（ａ）に示されたとおり、出力電流Ｉｏｕｔは、電流Ｉｍｏｄの増加とともに急激に減少する。そして、出力電流Ｉｌｏｗ（グラフＧ１２）が０ｍＡにまで低下すると波形がつぶれてしまい、リニアな増幅が困難となる。従って、調整可能な消光比の範囲は極めて狭い。
【００６８】
以上に示されたように、比較例に係るレーザ駆動回路では、光信号の消光比の調整のために調整用の電流Ｉｍｏｄを変化させると、光信号の平均光パワーが変動してしまう。そして、平均発光パワーを一定に保つためにレーザ駆動回路の外部に制御回路を付加したとしても、調整可能な消光比の範囲は極めて狭く、また、このような制御回路の付加によって光送信器の小型化を妨げてしまう。本実施形態のレーザ駆動回路２２によれば、広範囲の消光比の調整であっても、レーザダイオード２３における平均発光パワーを、簡易な構成でもって一定に保つことができる。すなわち、レーザ駆動回路の外部に複雑な制御回路を付加することなく、平均発光パワーを一定に保ちながら消光比を所定の値に容易に調整することができる。
【００６９】
続いて、差動回路３３に入力される差動信号（正相信号ＩＮＰ，逆相信号ＩＮＮ）が、線形動作範囲を超える振幅を有することによる効果について、図８〜図１０を参照しながら説明する。図８は、入力される差動信号の２０％から８０％への立ち上がり時間ｔｒと８０％から２０％への立ち下がり時間ｔｆとがそれぞれ１２ｐｓｅｃと比較的小さい場合における、線形動作範囲で動作する従来のシャント駆動回路での波形を示す。図９は、立ち上がり時間ｔｒ及び立ち下がり時間ｔｆがそれぞれ１６ｐｓｅｃと比較的大きい場合における、線形動作範囲で動作する従来のシャント駆動回路での波形を示す。図１０は、本実施形態によるレーザ駆動回路２２において、立ち上がり時間ｔｒ及び立ち下がり時間ｔｆがそれぞれ１６ｐｓｅｃである場合の波形を示す。これらの図８〜図１０において、変調レートは２８Ｇｂ／ｓとする。また、図８（ａ）、図９（ａ）、及び図１０（ａ）は、入力差動信号のアイパターンを示し、図８（ｂ）、図９（ｂ）、及び図１０（ｃ）は、レーザダイオード２３から出力される光信号の強度（電圧換算値）のアイパターンを示す。図１０（ｂ）は、駆動信号Ｖｍｏｄのアイパターンを示す。
【００７０】
レーザ駆動回路２２が受ける差動入力信号の立ち上がり時間ｔｒ及び立ち下がり時間ｔｆが比較的小さい場合、光信号のアイパターンの開口は、規格に定められたパルスマスクＭ１に重なることなく良好な大きさとなる（図８（ｂ））。しかし、同じ差動入力信号の立ち上がり時間ｔｒ及び立ち下がり時間ｔｆが比較的大きい場合、光信号の波形（特に立ち下がり波形）は鈍ってしまい、パルスマスクＭ１にアイパターンが重なってしまうことがある（図９（ｂ））。パルスマスクＭ１にアイパターンが重なると、それ自体が光送信器１Ａの規格を満たさないことになり、実際にそのような光信号を光受信器にて受信した場合に信号誤りが増えてしまうことになる。これに対し、同様に立ち上がり時間ｔｒ及び立ち下がり時間ｔｆが比較的大きい場合であっても、本実施形態のレーザ駆動回路２２によれば、駆動信号Ｖｍｏｄの上値及び下値が一定値に制限されるので（図１０（ｂ））、駆動信号Ｖｍｏｄにおいて信号の再生が行われ、その結果、立ち上がり時間ｔｒ及び立ち下がり時間ｔｆが差動信号を受けたときよりも小さい値に改善される。これにより、光信号Ｌｓにおける立ち上がり時間ｔｒ及び立ち下がり時間ｔｆも改善され、その結果、光信号Ｌｓのアイパターン開口が大きくなってパルスマスクＭ１との重なりが回避される（図１０（ｃ））。
【００７１】
（変形例）
図１１は、上記実施形態の一変形例に係る調整回路３９の構成を示す回路図である。上記実施形態のレーザ駆動回路２２は、調整回路３８に代えて、本変形例の調整回路３９を備えてもよい。
【００７２】
図１１に示される調整回路３９は、トランジスタ３８ａ及びオペアンプ３８ｂに加えて、可変電流源３９ａ（第３の可変電流源）及び抵抗３９ｂ（第４の抵抗）を有する。可変電流源３９ａ及び抵抗３９ｂは、互いに直列に接続されており、且つ、差動回路３３のトランジスタ３３ａ，３３ｂ及び抵抗３３ｃ，３３ｄを含む並列回路、並びに可変電流源３３ｅに対して並列に接続されている。具体的には、抵抗３９ｂの一端が抵抗３３ｃ，３３ｄの電源配線３０ｂ側の他端に接続されており、抵抗３９ｂの他端が可変電流源３９ａの一端に接続されている。可変電流源３９ａの他端は、基準電位線３０ｅに接続されている。
【００７３】
この調整回路３９において、可変電流源３９ａは、可変電流源３３ｅの電流量の１／ｍ倍（ｍ＞１）の電流を生成する。そして、抵抗３９ｂは、抵抗３３ｃ，３３ｄのｍ／２倍の抵抗値を有する。この場合、抵抗３９ｂにおける電圧降下量は、抵抗３３ｃ，３３ｄにおける電圧降下量の最小値と最大値との中間の大きさ（平均値）となる。従って、平均電位Ｖｃｏｍは、可変電流源３９ａの供給する電流が抵抗３９ｂを流れて発生する降下電圧で与えられる。すなわち、抵抗３９ｂの他端における電圧が、平均電位Ｖｃｏｍとしてオペアンプ３８ｂの非反転入力端子に入力される。
【００７４】
本変形例によれば、上記実施形態の調整回路３８と同様に、平均電位Ｖｃｏｍを好適に生成することができる。また、平均電位Ｖｃｏｍを簡易な構成により発生させることができる。
【００７５】
本発明によるレーザ駆動回路は、上述した実施形態に限られるものではなく、他に様々な変形が可能である。例えば、上述した実施形態ではトランジスタ３２ａ１，３２ｂ１，３３ａ，３３ｂ，３４ａ，３５ａ，３７ｂ，３７ｃとしてバイポーラトランジスタを例示しているが、これらのトランジスタは必要に応じて適宜ＦＥＴに置き換えられてもよい。その場合、制御端子はゲート、一方の電流端子はドレイン、他方の電流端子はソースとなる。また、基準電位回路及び調整回路は、上記実施形態の構成に限られない。基準電位を生成し、駆動信号の平均電位と基準電位との差が小さくなるように可変抵抗の抵抗値を制御するための様々な回路が適用され得る。
【００７６】
また、例えば差動回路３３において、一対の直列回路のそれぞれにおいて、ノードＮ１とトランジスタ３３ａとの間及びノードＮ２とトランジスタ３３ｂとの間に差動回路３３の高速性能の向上のためにカスケードトランジスタを付加した回路構成を有しても良い。また、出力側エミッタフォロワ回路３４は、初段のエミッタフォロワ回路に次段のエミッタフォロワ回路が縦続に接続された２段構成のエミッタフォロワ回路であっても良い。その場合、基準電位回路３７は、その２段構成のエミッタフォロワ回路に合わせてダイオード接続されたトランジスタを更に有しても良い。
【符号の説明】
【００７７】
１Ａ…光送信器、１１…筐体、１２…プリント基板、１３…フレキシブルプリント基板、１４…光送信用サブアセンブリ、１５…ＣＤＲ、１７ａ〜１７ｅ，１８ａ〜１８ｅ…端子、１９ａ〜１９ｅ…配線、２０…定電流源、２１…伝送線路、２２…レーザ駆動回路、２３…レーザダイオード、２４…インダクタ、３０ｂ…電源配線、３０ｃ…正相信号配線、３０ｄ…逆相信号配線、３０ｅ…基準電位線、３１ａ，３１ｂ…終端抵抗、３２ａ，３２ｂ…入力側エミッタフォロワ回路、３３…差動回路、３４…出力側エミッタフォロワ回路、３５…バイパス回路、３６…フィルタ回路、３７…基準電位回路、３８，３９…調整回路、Ｉｏｕｔ…出力電流、Ｌｓ…光信号、Ｍ１…パルスマスク、Ｎ１，Ｎ２…ノード、Ｖｃｏｍ…平均電位、Ｖｍｏｄ…駆動信号、Ｖｔｇｔ…基準電位。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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