(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源の電圧を直流変換するとともにスイッチングによる昇圧機能を有するＰＷＭコンバータと、
前記ＰＷＭコンバータの出力電圧が目標値となるように且つ前記ＰＷＭコンバータへの入力電流が正弦波形となるように前記ＰＷＭコンバータのスイッチングをフィードバック制御するとともに、前記ＰＷＭコンバータの昇圧率が所定値以上の場合に前記フィードバック制御の制御ゲインを低減する制御手段と、
を備えることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記交流電源と前記ＰＷＭコンバータとの間の電源ラインに配置されたノイズフィルタ、
をさらに備え、
前記ＰＷＭコンバータは、複数のリアクタ、これらリアクタを介して入力される電圧を整流する複数のダイオード、これらダイオードに並列接続されたスイッチング素子を備え、これらスイッチング素子のオン，オフによる昇圧機能を有する、
ことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記制御手段は、
前記ＰＷＭコンバータの出力電圧Ｖｄｃと目標値Ｖｄｃrefとの電圧偏差ΔＶｄｃを入力とする第１比例・積分演算により有効分電流の目標値Ｉｄrefを求め、
前記ＰＷＭコンバータへの入力電流を有効分電流Ｉｄおよび無効分電流Ｉｑに座標変換し、
前記有効分電流Ｉｄと前記目標値Ｉｄrefとの偏差ΔＩｄを入力とする第２比例・積分演算により有効分電圧の操作値Ｖｄを求め、
前記無効分電流Ｉｑと目標値Ｉｑrefとの偏差ΔＩｑを入力とする第３比例・積分演算により無効分電圧の操作値Ｖｑを求め、
前記操作値Ｖｄおよび前記操作値Ｖｑに応じて前記ＰＷＭコンバータのスイッチング素子に対するオン，オフ用の駆動信号を生成し、
前記ＰＷＭコンバータの昇圧率が所定値以上の場合に、前記第２および第３比例・積分制御演算の比例制御ゲインを低減する、
ことを特徴とする請求項１または請求項２記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記制御手段は、当該電力変換装置の出力により動作するモータの回転数が閾値以上という条件、前記ＰＷＭコンバータの出力電圧が閾値以上という条件、前記ＰＷＭコンバータへの入力電流が閾値以上という条件のいずれかが成立した場合に、前記ＰＷＭコンバータの昇圧率が所定値以上であると判定する
ことを特徴とする請求項１ないし３のいずれか記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記制御手段は、前記ＰＷＭコンバータの変調率が閾値未満の場合に、前記ＰＷＭコンバータの昇圧率が所定値以上であると判定する
ことを特徴とする請求項１ないし３のいずれか記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、交流電源の電圧を直流変換および昇圧するＰＷＭコンバータを備えた電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
交流電源の電圧を直流変換および昇圧するＰＷＭコンバータを備え、そのＰＷＭコンバータの出力電圧が目標値となるように、かつＰＷＭコンバータへの入力電流（電源電流という）が正弦波形となるように、ＰＷＭコンバータのスイッチングをフィードバック制御する電力変換装置が知られている。ＰＷＭコンバータへの入力電流（電源電流という）を歪みのない正弦波とすることで、力率を向上させるとともに、電源電流に含まれる高調波成分を抑制するようにしている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０００−４１３８１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上記電力変換装置では、例えばＰＷＭコンバータの昇圧率が高くなった場合など、ＰＷＭコンバータへの入力電流に振動（いわゆる制御振動）が生じるようになる。この入力電流の振動は、ＰＷＭコンバータへの入力電圧の振動となって現われる。
【０００５】
本発明の実施形態の目的は、入力電流および入力電圧に生じる振動を抑制できる電力変換装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
請求項１の電力変換装置は、ＰＷＭコンバータおよび制御手段を備える。ＰＷＭコンバータは、交流電源の電圧を直流変換するとともにスイッチングによる昇圧機能を有する。制御手段は、前記ＰＷＭコンバータの出力電圧が目標値となるように且つ前記ＰＷＭコンバータへの入力電流が正弦波形となるように前記ＰＷＭコンバータのスイッチングをフィードバック制御するとともに、前記ＰＷＭコンバータの昇圧率が所定値以上の場合に前記フィードバック制御の制御ゲインを低減する。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１】各実施形態の構成を示すブロック図。
【図２】各実施形態におけるＰＩ制御器の構成を示すブロック図。
【図３】各実施形態におけるＰＷＭ変調を示す信号波形図。
【図４】各実施形態において電源電圧を徐々に低下させた場合にＰＷＭコンバータへの入力電流およびＰＷＭコンバータの出力電圧がどのように変化するかを示す図。
【図５】各実施形態において電源電圧を徐々に上昇させた場合にＰＷＭコンバータへの入力電流およびＰＷＭコンバータの出力電圧がどのように変化するかを示す図。
【図６】第１実施形態の制御を示すフローチャート。
【図７】第１実施形態における比例制御ゲインの変化を回転数、出力電圧、入力電流をパラメータとして示す図。
【図８】第２実施形態の制御を示すフローチャート。
【図９】第２実施形態における比例制御ゲインの変化を変調率をパラメータとして示す図。
【発明を実施するための形態】
【０００８】
［１］第１実施形態について図面を参照して説明する。  
図１に示すように、三相交流電源１にノイズフィルタ２を介してＰＷＭコンバータ３が接続される。ノイズフィルタ２は、各相電源ラインに挿入接続される３つのリアクタ、および各電源ラインの相互間に接続される３つの線間コンデンサを含み、ＰＷＭコンバータ３のスイッチングに伴って電源電圧に重畳するノイズを除去する。このノイズフィルタ２により、ＰＷＭコンバータ３のスイッチングに伴うノイズが三相交流電源１に流出することを防止する。
【０００９】
ＰＷＭコンバータ３は、各相電源ラインに挿入接続された複数のリアクタ４ｒ〜４ｔ、これらリアクタ４ｒ〜４ｔを介した入力電圧を全波整流する複数のダイオードＤａ〜Ｄｆのブリッジ回路５、これらダイオードＤ１〜Ｄ６に並列接続されたスイッチング素子（例えばＭＯＳＦＥＴ）Ｓａ〜Ｓｆ、上記ブリッジ回路５の出力端に接続された平滑コンデンサ６を備え、ダイオードＤａ〜Ｄｆによる直流変換機能を有するとともに、スイッチング素子Ｓａ〜Ｓｆのオン，オフスイッチングによる昇圧・高調波抑制・力率改善等の機能を有する。スイッチング素子Ｓａ〜Ｓｆは、後述のコンバータ制御部３０から供給される駆動信号（ＰＷＭ信号）に応じてオン，オフのスイッチングを繰返す。
【００１０】
ＰＷＭコンバータ３の出力端にインバータ７が接続される。インバータ７は、後述のインバータ制御部５０から供給される駆動信号（ＰＷＭ信号）に応じたスイッチングにより、ＰＷＭコンバータ３の出力電圧（平滑コンデンサ６の電圧）Ｖｄｃを所定周波数Ｆ（およびその周波数Ｆに対応するレベル）の三相交流電圧に変換し出力する。このインバータ７の出力電圧の周波数（出力周波数）Ｆに応じてブラシレスＤＣモータ８の回転数（速度）Ｎが変化する。ブラシレスＤＣモータ８は、圧縮機１０を駆動する圧縮機モータであり、圧縮機１０の密閉ケースに収容される。圧縮機１０は、冷媒を吸込んで圧縮し吐出する。この圧縮機１０に凝縮器（放熱器）１１、膨張弁１２、蒸発器（吸熱器）１３が順次に配管接続される。この配管接続により、図示矢印のように、圧縮機１０の吐出冷媒を凝縮器１１および膨張弁１２を通して蒸発器１３に流し、その蒸発器１３から流出する冷媒を圧縮機１０に戻す冷凍サイクルが構成される。凝縮器１１では熱を放出し、蒸発器１３では、熱を吸収するため、必要に応じて対象物や空間を加熱、冷却することができる。
【００１１】
ＰＷＭコンバータ３におけるリアクタ４ｒ〜４ｔとブリッジ回路５との間の通電ラインに、電流センサ８ｒ〜８ｔが配置される。電流センサ８ｒ〜８ｔは、ＰＷＭコンバータ３への各相の入力電流（リアクタ電流）Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを検知する。この検知結果がＥＣＵ（制御回路）２０のコンバータ制御部（制御手段）３０に供給される。
【００１２】
インバータ７とブラシレスＤＣモータ８との間の通電ラインに、電流センサ９ｒ〜９ｔが配置される。電流センサ９ｒ〜９ｔは、ブラシレスＤＣモータ８の各相巻線に流れる電流を検知する。この検知結果がＥＣＵ２０のインバータ制御部５０に供給される。
【００１３】
コンバータ制御部３０は、ＰＷＭコンバータ３の出力電圧Ｖｄｃが目標値Ｖｄｃrefとなるように、かつＰＷＭコンバータ３への入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔが正弦波形となるように、ＰＷＭコンバータ３のスイッチングをフィードバック制御する。具体的には、コンバータ制御部３０は、ＰＷＭコンバータ３への入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔに周期が追従しつつＰＷＭコンバータ３の出力電圧Ｖｄｃと目標値Ｖｄｃrefとの差に応じて電圧レベルが定まる正弦波信号Ｖｒref，Ｖｓref，Ｖｔrefを生成し、所定周波数の三角波状のキャリア信号を上記生成した正弦波信号Ｖｒref，Ｖｓref，Ｖｔrefでパルス幅変調（電圧比較）することによりＰＷＭコンバータ３のスイッチング素子Ｓａ〜Ｓｆに対するスイッチング用のＰＷＭ信号（パルス信号）を生成する。この処理を実現する手段として、コンバータ制御部３０は、減算部３１、ＰＩ制御器３２、電流検出部３３、減算部３４，３５、ＰＩ制御器３６，３７、正弦波信号生成部３８、ＰＷＭ変調部３９、電源位相計算部４０を含む。
【００１４】
減算部３１は、ＰＷＭコンバータ３の出力電圧Ｖｄｃと目標値Ｖｄｃrefとの偏差ΔＶｄｃを得る。目標値Ｖｄｃrefは、ＰＷＭコンバータ３の出力電圧Ｖｄｃに対する目標値であって、後述の主制御部６０から指令される。ＰＩ制御器３２は、上記偏差ΔＶｄｃを入力とする比例・積分演算（第１比例・積分演算）により、有効分電流の目標値Ｉｄrefを求める。電流検出部３３は、電流センサ８ｒ〜８ｔにより検知される入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを有効分電流（ｄ軸電流）Ｉｄおよび無効分電流（ｑ軸電流）Ｉｑに座標変換する。減算部３４は、有効分電流Ｉｄと上記目標値Ｉｄrefとの偏差ΔＩｄを得る。減算部３５は、無効分電流Ｉｑと目標値Ｉｑref（＝零）との偏差ΔＩｑを得る。ＰＩ制御器３６は、偏差ΔＩｄを入力とする比例・積分演算（第２比例・積分演算）により、有効分電圧の操作値Ｖｄを求める。ＰＩ制御器３７は、偏差ΔＩｑを入力とする比例・積分演算（第３比例・積分演算）により、無効分電圧の操作値Ｖｑを求める。
【００１５】
ＰＩ制御器３２が電圧制御系となり、ＰＩ制御器３６，３７が電流制御系となる。これらＰＩ制御器３２，３６，３７の基本的な構成を図２に示す。Ｋｐが比例制御ゲイン、Ｋｉが積分制御ゲインである。この比例制御ゲインＫｐおよび積分制御ゲインＫｉは、試験等により求められた最適値である。
【００１６】
正弦波信号生成部３８は、ＰＷＭコンバータ３への入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔに周期が追従しつつ上記操作値Ｖｄ，Ｖｑに応じて電圧レベルが定まる正弦波信号Ｖｒref，Ｖｓref，Ｖｔrefを生成する。ＰＷＭ変調部３９は、図３に示すように、所定周波数の三角波状のキャリア信号Ｖｃを正弦波信号Ｖｒref，Ｖｓref，Ｖｔrefでパルス幅変調（電圧比較）することにより、ＰＷＭコンバータ３のスイッチング素子Ｓａ〜Ｓｆに対するオン，オフ用のパルス状の駆動信号（ＰＷＭ信号）を生成する。電源位相計算部４０は、電源電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの零クロス点Ｑを算出し、その算出結果を電流検出部３３および正弦波信号生成部３８に供給する。
【００１７】
インバータ制御部５０は、冷凍負荷の大きさに対応する周波数Ｆの三相交流電圧をインバータ７が出力するよう、電流センサ９ｒ，９ｓ，９ｔの検知結果等に応じてインバータ７のスイッチングをＰＷＭ制御する。
【００１８】
上記ノイズフィルタ２、ＰＷＭコンバータ３、インバータ７、電流センサ８ｒ〜９ｔ、およびＥＣＵ２０により、本実施形態の電力変換装置が構成される。
【００１９】
ＥＣＵ２０は、コンバータ制御部３０およびインバータ制御部５０のほかに、電圧検出部２１および主制御部６０を含む。電圧検出部２１は、平滑コンデンサ６の負側端子の電位を基準として、Ｒ相の電源電圧Ｖｒを検出する。主制御部６０は、各種の制御動作がプログラミングされたマイクロコンピュータを備え、ＰＷＭコンバータ３への入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔに振動が生じないように、コンバータ制御部３０のフィードバック制御の制御ゲインを制御する。
【００２０】
ここで、ＰＷＭコンバータ３への入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔに振動が発生するメカニズムについて解説する。ＰＷＭコンバータ３の出力電圧（昇圧電圧）Ｖｄｃおよびインバータ７の負荷（冷凍負荷）を固定した状態で、電源電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔを徐々に低下させる実験では、図４に示すように、ＰＷＭコンバータ３への入力電流Ｉｒｒ，Ｉｒｓ，Ｉｒｔに振動（制御振動）いわゆるリプル成分が生じ、その影響で電源電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔにも振動が生じる。これらの振動は、電源電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔが低下するほど、増加する。また、ＰＷＭコンバータ３の出力電圧Ｖｄｃおよびインバータ７の負荷を固定した状態で、電源電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔを徐々に上昇させる実験でも、図５に示すように、ＰＷＭコンバータ３への入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔに振動が生じ、その影響で電源電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔにも振動が生じる。なお、図４，５ともに、電源電圧Ｖｒ、入力電流Ｉｒを代表として示しているが、他の相についても同様の状態が生じる。
【００２１】
図４および図５の実験結果から解ることは、ＰＷＭコンバータ３の昇圧率が上昇した場合に振動が大きくなる点である。ノイズフィルタ２およびＰＷＭコンバータ３での損失が無視できると仮定し、かつ平滑コンデンサ６が放電しないと仮定した場合、ＰＷＭコンバータ３の昇圧率は、電源電圧Ｖｒの実効値ＶｒｍｓおよびＰＷＭコンバータ３の出力電圧Ｖｄｃを用いる下記数１の式により、Ｂ（＞１）として求めることができる。  
【数１】
0006550314.tif 000002
【００２２】
ＰＷＭコンバータ３の昇圧率Ｂが高い場合、ＰＷＭコンバータ３ではリアクタ４ｒ〜４ｔにより多くのエネルギーを蓄えてそれを平滑コンデンサ６に転送しなければならない。リアクタ４ｒ〜４ｔがエネルギーを蓄えるのは、図１のブリッジ回路５中に矢印で示すように、スイッチング素子Ｓａ〜Ｓｆのうち上側のすべてのスイッチング素子Ｓａ，Ｓｃ，Ｓｅがオンする状態、または下側のすべてのスイッチング素子Ｓｂ，Ｓｄ，Ｓｆがオンする状態（図示せず）となり三相交流電源１に対する短絡回路が形成される期間（短絡モード期間という）である。この短絡モード期間は、図３のパルス幅変調においてキャリア信号Ｖｃの電圧レベルがすべての正弦波信号Ｖｒref，Ｖｓref，Ｖｔrefの電圧レベルより高くなる期間または低くなる期間（図示破線で囲む期間）である。
【００２３】
短絡モード期間の割合を増加させて昇圧率Ｂを高くするには、正弦波信号Ｖｒref，Ｖｓref，Ｖｔrefの電圧レベルを下げてＰＷＭコンバータ３の変調率を低下させればよい。
【００２４】
正弦波信号Ｖｒref，Ｖｓref，Ｖｔrefの電圧レベルは、電流制御系のＰＩ制御器３６，３７で得られる操作値Ｖｄ，Ｖｑのレベルに応じて定まる。このため、正弦波信号Ｖｒref，Ｖｓref，Ｖｔrefの電圧レベルを下げてＰＷＭコンバータ３の変調率を低下させた場合には、相対的に、ＰＩ制御器３６，３７の比例制御ゲインＫｐが大きめの状態となる。ＰＩ制御器３６，３７の比例制御ゲインＫｐが相対的に大きめの状態になると、スイッチング素子Ｓａ〜Ｓｆに対する駆動信号のオン，オフデューティに制御周期ごとの変動が生じるようになり、それがＰＷＭコンバータ３への入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの振動となって現われる。
【００２５】
とくに、三相交流電源１とＰＷＭコンバータ３との間の電源ラインには電源ラインインピーダンスが存在し、その電源ラインインピーダンスのインダクタ成分、ノイズフィルタ２のリアクタとコンデンサ、ＰＷＭコンバータ３のリアクタ４ｒ〜４ｔなどにより共振回路が形成される。この共振回路は、インダクタンスおよびコンデンサ容量によって定まる共振周波数を有する。このような共振回路が存在する状況において、ＰＷＭコンバータ３の入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔに振動が生じると、その振動の周波数が共振周波数に引きずり込まれるようになり、その結果、ＰＷＭコンバータ３の入力側に過電圧が生じる。この過電圧は、同じ三相交流電源１に接続されている他の電気機器に悪影響を与える。
【００２６】
ＰＷＭコンバータ３の昇圧率Ｂが高い場合でも、ＰＷＭコンバータ３の入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔに振動が生じないようにするためには、正弦波信号Ｖｒref，Ｖｓref，Ｖｔrefの電圧レベルを決める要素となるＰＩ制御器３６，３７の比例制御ゲインＫｐを低下させればよい。
【００２７】
そこで、主制御部６０は、ＰＷＭコンバータ３の昇圧率Ｂが所定値Ｂｓ以上の場合に、ＰＩ制御器３６，３７の比例制御ゲインＫｐを低減する。具体的には、主制御部６０は、インバータ７の出力により動作するブラシレスＤＣモータ８の回転数Ｎが予め定めた閾値Ｎｓ以上という条件、ＰＷＭコンバータ３の出力電圧Ｖｄｃが定めた閾値Ｖｄｃｓ以上という条件、ＰＷＭコンバータ３への入力電流Ｉｒが閾値Ｉｒｓ以上という条件のいずれかが成立した場合に、ＰＷＭコンバータ３の昇圧率Ｂが所定値Ｂｓ以上であると判定する。
【００２８】
ブラシレスＤＣモータ８の回転数Ｎが高くなると、ブラシレスＤＣモータ８の相巻線に誘起する電圧が上昇するため、インバータ７の出力だけではブラシレスＤＣモータ８の回転数Ｎをそれ以上高めることが困難となる。この場合、主制御部６０は、ＰＷＭコンバータ３の昇圧率Ｂを高めて出力電圧Ｖｄｃを上昇させる制御を実行する。したがって、回転数Ｎが閾値Ｎｓ以上という状況を、ＰＷＭコンバータ３の昇圧率Ｂが所定値Ｂｓ以上であると判定することができる。
【００２９】
図４の実験結果として示したように、ＰＷＭコンバータ３の出力電圧Ｖｄｃが変わらなくても、電源電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔが低下すればＰＷＭコンバータ３の昇圧率Ｂが上昇する。例えば、圧縮機１０の圧縮負荷が増えた場合、ＰＷＭコンバータ３への入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔが上昇する。この場合、配線のインピーダンス、ノイズフィルタ２のリアクタ、ＰＷＭコンバータ３のリアクタ４ｒ〜４ｔなどで電圧降下が生じ、その影響で、電源電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔが低下する。電源電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔが低下すると、ＰＷＭコンバータ３の昇圧率Ｂが上昇する。したがって、出力電圧Ｖｄｃが定めた閾値Ｖｄｃｓ以上という状況を、ＰＷＭコンバータ３の昇圧率Ｂが所定値Ｂｓ以上であると判定することができる。
【００３０】
三相変調を行うＰＷＭコンバータ３の採用に当たっては、過変調領域において電源電流に生じる高調波成分が、ＰＷＭコンバータ３の昇圧率Ｂに比例して改善していく。この点を考慮し、主制御部６０は、検出した入力電流Ｉｒから高調波成分を求め、求めた高調波成分が目標値内に収まるようにＰＷＭコンバータ３の昇圧率Ｂを上昇させる制御を行う。したがって、入力電流Ｉｒが閾値Ｉｒｓ以上という状況を、ＰＷＭコンバータ３の昇圧率Ｂが所定値Ｂｓ以上であると判定することができる。
【００３１】
主制御部６０が実行する制御を図６のフローチャートを参照しながら説明する。  
主制御部６０は、負荷であるブラシレスＤＣモータ８の運転開始に際し（ステップＳ１のＹＥＳ）、ＰＩ制御器３６，３７の比例制御ゲインＫｐを予め定めた初期値（上限値）Ｋｐｓに設定する（ステップＳ２）。そして、主制御部６０は、コンバータ制御部３０およびインバータ制御部５０を起動してＰＷＭコンバータ３およびインバータ７のスイッチングをオンする(ステップＳ３，Ｓ４)。ＰＷＭコンバータ３およびインバータ７のスイッチングがオンされることにより、ブラシレスＤＣモータ８が起動する。
【００３２】
主制御部６０は、ブラシレスＤＣモータ８の起動に伴い、ブラシレスＤＣモータ８の回転数Ｎと閾値Ｎｓとを比較する（ステップＳ５）。この場合、主制御部６０は、インバータ７の出力周波数Ｆから回転数Ｎを認識する。
【００３３】
回転数Ｎが閾値Ｎｓ以上の場合（ステップＳ５のＹＥＳ）、主制御部６０は、ＰＷＭコンバータ３の昇圧率Ｂが所定値Ｂｓ以上であるとの判定の下に、回転数用比例制御ゲインＫｐｎの予め定めた初期値（上限値）または前制御ループにおける更新設定値より所定値ΔＫｐｎだけ小さい値を、新たな回転数用比例制御ゲインＫｐｎとして更新設定する（ステップＳ６）。主制御部６０は、この更新設定を回転数用比例制御ゲインＫｐｎの予め定めた下限値を限度に制御ループごとに繰り返す。
【００３４】
回転数Ｎが閾値Ｎｓ未満の場合（ステップＳ５のＮＯ）、主制御部６０は、ＰＷＭコンバータ３の昇圧率Ｂが所定値Ｂｓ未満であるとの判定の下に、回転数用比例制御ゲインＫｐｎの初期値（上限値）または前制御ループにおける更新設定値より所定値ΔＫｐｎだけ大きい値を、新たな回転数用比例制御ゲインＫｐｎとして更新設定する（ステップＳ７）。主制御部６０は、この更新設定を回転数用比例制御ゲインＫｐｎの初期値（上限値）を限度に制御ループごとに繰り返す。
【００３５】
このステップＳ６またはＳ７の処理の後、主制御部６０は、ＰＷＭコンバータ３の出力電圧（昇圧電圧）Ｖｄｃと閾値Ｖｄｃｓとを比較する（ステップＳ８）。出力電圧Ｖｄｃが閾値Ｖｄｃｓ以上の場合（ステップＳ８のＹＥＳ）、主制御部６０は、ＰＷＭコンバータ３の昇圧率Ｂが所定値Ｂｓ以上であるとの判定の下に、昇圧用比例制御ゲインＫｐｖの予め記憶した初期値（上限値）または前制御ループにおける更新設定値より所定値ΔＫｐｖだけ小さい値を、新たな昇圧用比例制御ゲインＫｐｖとして更新設定する（ステップＳ９）。主制御部６０は、この更新設定を昇圧用比例制御ゲインＫｐｖの予め定めた下限値を限度に制御ループごとに繰り返す。
【００３６】
出力電圧Ｖｄｃが閾値Ｖｄｃｓ未満の場合（ステップＳ８のＮＯ）、主制御部６０は、ＰＷＭコンバータ３の昇圧率Ｂが所定値Ｂｓ未満であるとの判定の下に、昇圧用比例制御ゲインＫｐｖの初期値（上限値）または前制御ループにおける更新設定値より所定値ΔＫｐｖだけ大きい値を、新たな昇圧用比例制御ゲインＫｐｖとして更新設定する（ステップＳ１０）。主制御部６０は、この更新設定を昇圧用比例制御ゲインＫｐｖの初期値（上限値）を限度に制御ループごとに繰り返す。
【００３７】
このステップＳ９またはＳ１０の処理の後、主制御部６０は、ＰＷＭコンバータ３への入力電流Ｉｒと閾値Ｉｒｓとを比較する（ステップＳ１１）。入力電流Ｉｒが閾値Ｉｒｓ以上の場合（ステップＳ１のＹＥＳ）、主制御部６０は、ＰＷＭコンバータ３の昇圧率Ｂが所定値Ｂｓ以上であるとの判定の下に、電流用比例制御ゲインＫｐｉの予め記憶した初期値（上限値）または前制御ループにおける更新設定値より所定値ΔＫｐｉだけ小さい値を、新たな電流用比例制御ゲインＫｐｉとして更新設定する（ステップＳ１２）。主制御部６０は、この更新設定を電流用比例制御ゲインＫｐｉの予め定めた下限値を限度に制御ループごとに繰り返す。
【００３８】
入力電流Ｉｒが閾値Ｉｒｓ未満の場合（ステップＳ１１のＮＯ）、主制御部６０は、ＰＷＭコンバータ３の昇圧率Ｂが所定値Ｂｓ未満であるとの判定の下に、電流用比例制御ゲインＫｐｉの初期値（上限値）または前制御ループにおける更新設定値より所定値ΔＫｐｉだけ大きい値を、新たな電流用比例制御ゲインＫｐｉとして更新設定する（ステップＳ１３）。主制御部６０は、この更新設定を電流用比例制御ゲインＫｐｉの初期値（上限値）を限度に制御ループごとに繰り返す。
【００３９】
このステップＳ１２またはＳ１３の処理の後、主制御部６０は、これまで更新設定した回転数用比例制御ゲインＫｐｎ、昇圧用比例制御ゲインＫｐｖ、電流用比例制御ゲインＫｐｉのうち最小値を抽出し、それをＰＩ制御器３６，３７の比例制御ゲインＫｐとして確定する（ステップＳ１４）。確定された比例制御ゲインＫｐに基づいて、コンバータ制御部３０のフィードバック制御が実行される。
【００４０】
ブラシレスＤＣモータ８の運転継続の場合（ステップＳ１５のＮＯ）、主制御部６０は、上記ステップＳ５からの同様の処理を繰り返す。
【００４１】
ＰＩ制御器３６，３７の比例制御ゲインＫｐの変化を図７に示す。比例制御ゲインＫｐは、回転数Ｎ、出力電圧Ｖｄｃ、入力電流Ｉｒがそれぞれ閾値未満の場合は上限値（初期値）一定に保持され、回転数Ｎ、出力電圧Ｖｄｃ、入力電流Ｉｒの少なくとも１つが閾値以上に上昇した場合に減少方向に逐次に変化していく。
【００４２】
この比例制御ゲインＫｐの低減により、ＰＷＭコンバータ３の昇圧率Ｂの上昇に伴ってＰＷＭコンバータ３への入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔに重畳する制御振動を抑制することができる。ひいては、ＰＷＭコンバータ３への入力電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔに振動や過電圧が生じる不具合を回避できる。
【００４３】
ブラシレスＤＣモータ８の運転停止に際し（ステップＳ１５のＹＥＳ）、主制御部６０は、コンバータ制御部３０およびインバータ制御部５０を停止してＰＷＭコンバータ３およびインバータ７のスイッチングをオフする(ステップＳ１６，Ｓ１７)。ＰＷＭコンバータ３およびインバータ７のスイッチングがオフされることにより、ブラシレスＤＣモータ８が停止する。
【００４４】
［２］第２実施形態について説明する。  
ノイズフィルタ２およびＰＷＭコンバータ３での損失による電圧低下がほとんどなく、しかも力率が“１”に制御されている場合、ＰＷＭコンバータ３の出力電圧Ｖｄｃは電源電圧Ｖｒの実効値Ｖｒｍｓとほぼ一致する。したがって、図３に示すＰＷＭ変調用のキャリア信号Ｖｃの正側レベルから負側レベルまでの電圧振幅がＰＷＭコンバータ３の出力電圧Ｖｄｃと同じであると仮定すると、図３に示すＰＷＭ変調用の正弦波信号Ｖｒref，Ｖｓref，Ｖｔrefの正側レベルから負側レベルまでの電圧振幅は、［（“２”の平方根）・Ｖｒｍｓ］であると考えることができる。この考えに基づき、ＰＷＭコンバータ３の変調率は、電源電圧Ｖｒの実効値Ｖｒｍｓ、ＰＷＭコンバータ３の出力電圧Ｖｄｃ、ＰＷＭコンバータ３の昇圧率Ｂを用いる下記数２の式により、Ｍとして求めることができる。つまり、ＰＷＭコンバータ３の変調率Ｍは、ＰＷＭコンバータ３の昇圧率Ｂに応じて変化する。昇圧率Ｂは、上記した数１の式で求めることができる。
【数２】
0006550314.tif 000003
【００４５】
主制御部６０は、この数２の式で変調率Ｍを求め、求めた変調率Ｍが予め定めた閾値Ｍｓ未満に低下した場合に、ＰＷＭコンバータ３の昇圧率Ｂが所定値Ｂｓ以上であるとの判定の下に、ＰＩ制御器３６，３７の比例制御ゲインＫｐを低減する。ここで、数２から分かる通り、変調率Ｍと昇圧率Ｂは、反比例の関係にある。
【００４６】
主制御部６０が実行する制御を図８のフローチャートを参照しながら説明する。  
主制御部６０は、負荷であるブラシレスＤＣモータ８の運転開始に際し（ステップＳ２１のＹＥＳ）、ＰＩ制御器３６，３７の比例制御ゲインＫｐを初期値（上限値）Ｋｐｓに設定する（ステップＳ２２）。そして、主制御部６０は、コンバータ制御部３０およびインバータ制御部５０を起動してＰＷＭコンバータ３およびインバータ７のスイッチングをオンする(ステップＳ２３，Ｓ２４)。ＰＷＭコンバータ３およびインバータ７のスイッチングがオンされることにより、ブラシレスＤＣモータ８が起動する。
【００４７】
主制御部６０は、ブラシレスＤＣモータ８の起動に伴い、変調率Ｍと閾値Ｍｓとを比較する（ステップＳ２５）。変調率Ｍが閾値Ｍｓ未満の場合（ステップＳ２５のＹＥＳ）、主制御部６０は、ＰＷＭコンバータ３の昇圧率Ｂが所定値Ｂｓ以上であるとの判定の下に、変調率用比例制御ゲインＫｐｍの予め定めた初期値（上限値）または前制御ループにおける更新設定値より所定値ΔＫｐｍだけ小さい値を、新たな変調率用比例制御ゲインＫｐｍとして更新設定する（ステップＳ２６）。主制御部６０は、この更新設定を変調率用比例制御ゲインＫｐｍの予め定めた下限値を限度に制御ループごとに繰り返す。
【００４８】
変調率Ｍが閾値Ｍｓ以上の場合（ステップＳ２５のＮＯ）、主制御部６０は、ＰＷＭコンバータ３の昇圧率Ｂが所定値Ｂｓ未満であるとの判定の下に、変調率用比例制御ゲインＫｐｍの初期値（上限値）または前制御ループにおける更新設定値より所定値ΔＫｐｍだけ大きい値を新たな変調率用比例制御ゲインＫｐｍとして更新設定する（ステップＳ２７）。主制御部６０は、この更新設定を変調率用比例制御ゲインＫｐｍの初期値（上限値）を限度に制御ループごとに繰り返す。
【００４９】
このステップＳ２６またはＳ２７の処理の後、主制御部６０は、これまで更新設定した変調率用比例制御ゲインＫｐｍをＰＩ制御器３６，３７の比例制御ゲインＫｐとして確定する（ステップＳ２８）。確定された比例制御ゲインＫｐに基づいて、コンバータ制御部３０のフィードバック制御が実行される。
【００５０】
ブラシレスＤＣモータ８の運転継続の場合（ステップＳ２９のＮＯ）、主制御部６０は、上記ステップＳ２５からの同様の処理を繰り返す。
【００５１】
ＰＩ制御器３６，３７の比例制御ゲインＫｐは、図９に示すように、変調率Ｍが閾値以上の場合は上限値（初期値）一定に保持され、変調率Ｍが閾値未満に下降した場合に減少方向に逐次に変化していく。
【００５２】
この比例制御ゲインＫｐの低減により、ＰＷＭコンバータ３の昇圧率Ｂの上昇に伴ってＰＷＭコンバータ３への入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔに重畳する制御振動を抑制することができる。ひいては、ＰＷＭコンバータ３への入力電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔに振動や過電圧が生じる不具合を回避できる。
【００５３】
ブラシレスＤＣモータ８の運転停止に際し（ステップＳ２９のＹＥＳ）、主制御部６０は、コンバータ制御部３０およびインバータ制御部５０を停止してＰＷＭコンバータ３およびインバータ７のスイッチングをオフする(ステップＳ３０，Ｓ３１)。ＰＷＭコンバータ３およびインバータ７のスイッチングがオフされることにより、ブラシレスＤＣモータ８が停止する。  
他の構成および制御は第１実施形態と同じである。
【００５４】
［３］変形例  
上記各実施形態のようにＰＩ制御器３６，３７の比例制御ゲインＫｐを低減しても、電源ラインインピーダンスの影響等により、入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔに制御振動が発生する可能性がある。これまで述べたように、入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの制御振動はＰＷＭコンバータ３の昇圧率Ｂが高い（変調率Ｍが低い）場合に発生する。入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの制御振動は、電源電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの検出値やコンバータ制御部３０の内部変数の挙動から検出することが可能である。したがって、上記各実施形態において、ＰＩ制御器３６，３７の比例制御ゲインＫｐが下限値に達したにもかかわらず、入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの制御振動を検出した場合には、ＰＷＭコンバータ３の昇圧率Ｂを強制的に低下させればよい。ＰＷＭコンバータ３の昇圧率Ｂを強制的に低下させるには、例えばブラシレスＤＣモータ８の回転数Ｎを低減し、これにより負荷電力を低減させればよい。こうして、ＰＷＭコンバータ３の昇圧率Ｂの上昇を強制的に抑制できれば、入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの制御振動を抑制できる。
【００５５】
上記各実施形態では、負荷がブラシレスＤＣモータである場合を例に説明したが、ブラシレスＤＣモータ以外の機器が負荷である場合にも同様に実施できる。
【００５６】
その他、上記実施形態および変形は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。この新規な実施形態および変形例は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、書き換え、変更を行うことができる。これら実施形態や変形は、発明の範囲は要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【符号の説明】
【００５７】
１…三相交流電源、２…ノイズフィルタ、３…ＰＷＭコンバータ、４ｒ〜４ｔ…リアクタ、５…ブリッジ回路、Ｄａ〜Ｄｆ…ダイオード、Ｓａ〜Ｓｆ…スイッチング素子、６…平滑コンデンサ、７…インバータ、８…ブラシレスＤＣモータ（負荷）、２０…ＥＣＵ、３０…コンバータ制御部、５０…インバータ制御部、６０…主制御部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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