(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＬＥＤ用電源装置であって、
交流電源電圧を整流して整流出力電圧を出力する整流回路と、
前記整流出力電圧から直流の出力電流を生成して該出力電流をＬＥＤに供給するＤＣ／ＤＣコンバータと、
所定端子を有し、該所定端子の電圧の増加に対して前記出力電流を増加させるように前記ＤＣ／ＤＣコンバータを駆動するドライバ回路と、
前記出力電流が目標値に一致するように前記所定端子の電圧を決定するフィードバック回路と、
前記整流出力電圧の分圧値を第１の分圧比及び第１の時定数で基準値として取得する基準値取得回路、前記整流出力電圧の分圧値を前記第１の分圧比よりも高い第２の分圧比及び前記第１の時定数よりも小さい第２の時定数で検出値として取得する検出値取得回路、前記基準値と前記検出値を比較して前記検出値が前記基準値未満となる場合に所定論理を出力する比較回路、並びに前記所定論理の出力に応じて前記フィードバック回路の動作にかかわらず前記所定端子の電圧を低下させる放電回路を有する端子電圧引抜回路と
を備えたＬＥＤ用電源装置。
【請求項２】
請求項１に記載のＬＥＤ用電源装置において、前記検出値取得回路の前記分圧値を平滑する検出側コンデンサの容量が、前記基準値取得回路の前記分圧値を平滑する基準側コンデンサの容量よりも小さい、ＬＥＤ用電源装置。
【請求項３】
請求項１又は２に記載のＬＥＤ用電源装置において、前記ＤＣ／ＤＣコンバータがフライバックコンバータからなり、前記整流出力電圧を平滑する入力コンデンサの容量が、前記フライバックコンバータの出力側に接続される出力コンデンサの容量よりも小さい、ＬＥＤ用電源装置。
【請求項４】
ＬＥＤ用電源装置であって、
交流電源電圧を整流して第１の整流出力電圧を出力する第１の整流回路と、
前記第１の整流出力電圧から直流の出力電流を生成して該出力電流をＬＥＤに供給するＤＣ／ＤＣコンバータと、
所定端子を有し、該所定端子の電圧の増加に対して前記出力電流を増加させるように前記ＤＣ／ＤＣコンバータを駆動するドライバ回路と、
前記出力電流が目標値に一致するように前記所定端子の電圧を決定するフィードバック回路と、
前記交流電源電圧を整流して第２の整流出力電圧を出力する第２の整流回路と、
前記第１の整流出力電圧の分圧値を第１の分圧比及び第１の時定数で基準値として取得する基準値取得回路、前記第２の整流出力電圧の分圧値を前記第１の分圧比よりも高い第２の分圧比及び前記第１の時定数よりも小さい第２の時定数で検出値として取得する検出値取得回路、前記基準値と前記検出値を比較して前記検出値が前記基準値未満となる場合に所定論理を出力する比較回路、並びに前記所定論理の出力に応じて前記フィードバック回路の動作にかかわらず前記所定端子の電圧を低下させる放電回路を有する端子電圧引抜回路と
を備えたＬＥＤ用電源装置。
【請求項５】
請求項４に記載のＬＥＤ用電源装置において、前記ＤＣ／ＤＣコンバータがフライバックコンバータからなり、前記第１の整流出力電圧を平滑する入力コンデンサの容量が、前記フライバックコンバータの出力側に接続される出力コンデンサの容量よりも大きい、ＬＥＤ用電源装置。
【請求項６】
請求項１から５のいずれか一項に記載のＬＥＤ用電源装置において、前記比較回路がコンパレータを含み、前記基準値が前記コンパレータの一方の入力端子に接続されるとともに前記検出値が前記コンパレータの他方の入力端子に入力され、前記所定論理が前記コンパレータによって出力されるように構成された、ＬＥＤ用電源装置。
【請求項７】
請求項１から６のいずれか一項に記載のＬＥＤ用電源装置において、
前記基準値取得回路が、前記第１の分圧比を有する抵抗分圧回路と、該抵抗分圧回路の分圧点の電圧を平滑する基準側コンデンサと、前記抵抗分圧回路の分圧点から前記基準側コンデンサに向かう電流経路に挿入されてアノードが前記分圧点に接続されるとともにカソードが前記基準側コンデンサに接続されたダイオードとを備え、前記カソードの電圧が前記基準値として取得されるように構成された、ＬＥＤ用電源装置。
【請求項８】
請求項１から７のいずれか一項に記載のＬＥＤ用電源装置と、前記ＬＥＤとを備えたＬＥＤ照明装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＬＥＤ用電源装置及びそれを用いたＬＥＤ照明装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１の電源装置は、交流を直流に変換する変換部と、変換部からトランス１次側に供給される直流をスイッチングするスイッチング素子と、トランス２次側に設けられる負荷の過負荷状態を検出する過負荷検出部と、過負荷検出部で過負荷状態を検出した場合にスイッチング素子の動作を停止させるとともに停止状態を保持する過負荷保護部とを備える。この電源装置はまた、変換部が出力する電圧を検出する電圧検出部と、電圧検出部で検出した電圧が閾値より低い場合にスイッチング素子の動作を停止させる制御部とを備える。これにより、商用電源の瞬時停電又は瞬時電圧低下の場合に、制御部によってスイッチング素子の動作が停止される。そして、商用電源が正常に復帰した場合には、制御部によってスイッチング素子の動作が再開される。また、上記電圧検出部は、平滑回路部の出力端に接続したダイオードとコンデンサとの直列回路と、ダイオードとコンデンサとの接続点の電圧を分圧する抵抗の直列回路と、この分圧点にツェナーダイオード及びダイオードを介してベース端子が接続されたＮＰＮトランジスタを備える。ＮＰＮトランジスタのエミッタ端子は、過負荷保護回路部に対する制御端子として機能する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特許第５４３５９１２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ＬＥＤ用電源装置においては、詳細を後述するように、電源電圧低下後の電源復帰時に制御回路の過渡的な動作に起因するＬＥＤ電流のオーバーシュートが問題となる。このオーバーシュートを抑制するためには、電源電圧の低下及び復帰（すなわち、電源電圧変動）が正確に検出される必要がある。そして、近年では、一機種のＬＥＤ用電源装置を広範囲の電源電圧（例えば、ＡＣ１００Ｖ及びＡＣ２００Ｖの双方）に対応させて回路の標準化を図るのが一般的となってきているため、電源電圧変動を検出するための回路も広範囲の電源電圧に対応することが望まれる。
【０００５】
ここで、特許文献１に開示される電圧検出部においては、詳細を後述するように電源電圧変動の検出精度の問題及び広範囲の電源電圧への対応の問題がある。概略として、上記電圧検出部においては検出精度がトランジスタの動作閾値に依存するが、トランジスタの動作閾値は一般に個体ばらつきが大きいため、この動作閾値を用いて電源電圧変動を高精良く検出することは難しい。また、上記電圧検出部は、電源電圧に比例する検出値を１つの閾値と比較する構成であるため、検出動作を複数の電源電圧に対応させて回路を標準化することができない。
【０００６】
そこで、本発明は、広範囲の電源電圧に対して標準化された回路構成で精度良く電源電圧変動を検出し、電源電圧低下後の電源復帰時におけるＬＥＤ電流のオーバーシュートを抑制することを可能とするＬＥＤ用電源装置及びそれを用いたＬＥＤ照明装置を提供することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の第１の形態によるＬＥＤ用電源装置は、交流電源電圧を整流して整流出力電圧を出力する整流回路と、整流出力電圧から直流の出力電流を生成してこの出力電流をＬＥＤに供給するＤＣ／ＤＣコンバータと、所定端子を有して所定端子の電圧の増加に対して出力電流を増加させるようにＤＣ／ＤＣコンバータを駆動するドライバ回路と、出力電流が目標値に一致するように所定端子の電圧を決定するフィードバック回路と、端子電圧引抜回路とを備え、端子電圧引抜回路は、整流出力電圧の分圧値を第１の分圧比及び第１の時定数で基準値として取得する基準値取得回路と、整流出力電圧の分圧値を第１の分圧比よりも高い第２の分圧比及び第１の時定数よりも小さい第２の時定数で検出値として取得する検出値取得回路と、基準値と検出値を比較して検出値が基準値未満となる場合に所定論理を出力する比較回路と、所定論理の出力に応じてフィードバック回路の動作にかかわらず所定端子の電圧を低下させる放電回路を有する。
【０００８】
上記構成によると、基準値が相対的に低い分圧比及び大きい時定数で取得されるとともに検出値が相対的に高い分圧比及び小さい時定数で取得される。これにより、電源電圧値にかかわらず、電源電圧の定常時においては検出値が基準値を上回り、電源電圧低下時においては検出値が基準値よりも速く電源電圧の低下に応答することにより検出値が基準値を下回り、この基準値と検出値の大小関係の逆転に応じて所定端子の電圧が引き抜かれる。したがって、広範囲の電源電圧に対して標準化された回路構成で精度良く電源電圧変動を検出することが可能となる。そして、電源電圧復帰時に、所定端子の電圧が引き抜かれた状態でＤＣ／ＤＣコンバータの駆動が開始されるので、電源電圧低下後の電源復帰時における出力電流、すなわちＬＥＤ電流のオーバーシュートを抑制することが可能となる。
【０００９】
また、検出値取得回路の分圧値を平滑する検出側コンデンサの容量は、基準値取得回路の分圧値を平滑する基準側コンデンサの容量よりも小さいことが好ましい。これにより、検出値取得回路の抵抗成分と基準値取得回路の抵抗成分を近い値として第２の時定数を第１の時定数に対して大幅に高くすることが可能となり、検出値取得回路及び基準値取得回路の設計が容易となる。また、検出側コンデンサの小容量化が可能となることから、高い応答速度での電源電圧変動の検出が可能となる。
【００１０】
また、ＤＣ／ＤＣコンバータはフライバックコンバータからなり、整流出力電圧を平滑する入力コンデンサの容量はフライバックコンバータの出力側に接続される出力コンデンサの容量よりも小さい。このように、本形態は、小容量の入力コンデンサを有する力率改善型のフライバックコンバータに好適に適用される。
【００１１】
本発明の第２の形態によるＬＥＤ用電源装置は、交流電源電圧を整流して第１の整流出力電圧を出力する第１の整流回路と、第１の整流出力電圧から直流の出力電流を生成してこの出力電流をＬＥＤに供給するＤＣ／ＤＣコンバータと、所定端子を有して所定端子の電圧の増加に対して出力電流を増加させるようにＤＣ／ＤＣコンバータを駆動するドライバ回路と、出力電流が目標値に一致するように所定端子の電圧を決定するフィードバック回路と、交流電源電圧を整流して第２の整流出力電圧を出力する第２の整流回路と、端子電圧引抜回路とを備え、端子電圧引抜回路は、第１の整流出力電圧の分圧値を第１の分圧比及び第１の時定数で基準値として取得する基準値取得回路と、第２の整流出力電圧の分圧値を第１の分圧比よりも高い第２の分圧比及び第１の時定数よりも小さい第２の時定数で検出値として取得する検出値取得回路と、基準値と検出値を比較して検出値が基準値未満となる場合に所定論理を出力する比較回路と、所定論理の出力に応じてフィードバック回路の動作にかかわらず所定端子の電圧を低下させる放電回路を有する。
【００１２】
上記構成によると、第１の形態と同様に、広範囲の電源電圧に対して標準化された回路構成で精度良く電源電圧変動を検出し、電源電圧低下後の電源復帰時における出力電流、すなわちＬＥＤ電流のオーバーシュートを抑制することが可能となる。また、第１の整流回路の整流出力の容量成分にかかわらず電源電圧変動に対する検出値の応答性が確保され、適時の端子電圧引抜動作が可能となる。
【００１３】
ここで、ＤＣ／ＤＣコンバータはフライバックコンバータからなり、第１の整流出力電圧を平滑する入力コンデンサの容量はフライバックコンバータの出力側に接続される出力コンデンサの容量よりも大きい。このように、本形態は、大容量の入力コンデンサを有する非力率改善型のフライバックコンバータにも好適に適用される。
【００１４】
上記第１及び第２の形態において、比較回路がコンパレータを含み、基準値がコンパレータの一方の入力端子に入力されるとともに検出値がコンパレータの他方の入力端子に入力され、所定論理がコンパレータによって出力されるように構成される。これにより、基準値と検出値の高精度な比較に基づく放電回路の作動が可能となる。
【００１５】
また、上記第１及び第２の形態において、基準値取得回路は、第１の分圧比を有する抵抗分圧回路と、抵抗分圧回路の分圧点の電圧を平滑する基準側コンデンサと、抵抗分圧回路の分圧点から基準側コンデンサに向かう電流経路に挿入されてアノードが分圧点に接続されるとともにカソードが基準側コンデンサに接続されたダイオードとを備え、カソードの電圧が基準値として取得されるように構成してもよい。これにより、電源電圧が低下した期間における基準側コンデンサから抵抗分圧回路への放電がダイオードによって抑制され、電源電圧低下前に得られた基準値がより長時間にわたって維持される。したがって、より長期間の電源電圧低下に対しても確実に端子電圧引抜作用が維持される。
【００１６】
本発明のＬＥＤ照明装置は、上記いずれかのＬＥＤ用電源装置と、ＬＥＤとを備える。本構成のＬＥＤ照明装置は、上記のように出力電流のオーバーシュートを抑制可能なＬＥＤ用電源装置を備えるので、電源電圧低下後の電源復帰時におけるＬＥＤの明るさのオーバーシュートが抑制された快適な照明が実現される。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】第１の実施形態によるＬＥＤ用電源装置及びＬＥＤ照明装置を示す図である。
【図２】図１のＬＥＤ用電源装置のドライバ回路を説明する図である。
【図３】第１の実施形態によるＬＥＤ用電源装置の動作を説明する図である。
【図４】第２の実施形態によるＬＥＤ用電源装置及びＬＥＤ照明装置を示す図である。
【図５】第３の実施形態によるＬＥＤ用電源装置の端子電圧引抜回路を示す図である。
【図６Ａ】変形例による端子電圧引抜回路を示す図である。
【図６Ｂ】変形例による端子電圧引抜回路を示す図である。
【図７】変形例による端子電圧引抜回路を示す図である。
【図８】比較例による端子電圧引抜回路を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
＜第１の実施形態＞
図１に、第１の実施形態によるＬＥＤ用電源装置１００及びＬＥＤ照明装置１５０を示す。ＬＥＤ照明装置１５０は、ＬＥＤ用電源回路１００及びＬＥＤ５０（ＬＥＤユニット）を備える。ＬＥＤ用電源装置１００には、交流電源ＡＣ（例えば、商用電源）からの入力電源電圧が入力端子Ｔ１及びＴ２を介して給電され、ＬＥＤ用電源装置１００によって生成される直流出力電流が出力端子Ｔ３及びＴ４、配線Ｗ１及びＷ２並びに端子Ｔ５及びＴ６を介してＬＥＤ５０に供給される。ＬＥＤ５０は、直列接続又は直並列接続された複数のＬＥＤ素子のアレイである。ＬＥＤ用電源装置１００は、整流回路２００、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００、検出回路４００、補助電源回路５００、ドライバ回路６００、フィードバック回路７００及び端子電圧引抜回路８００を備える。なお、本開示において、交流電源ＡＣからの入力電源電圧を「電源電圧」という。
【００１９】
整流回路２００は、電流ヒューズ１及び２、ダイオードブリッジ３、入力コンデンサ４、並びに必要に応じてノイズフィルタを備える。整流回路２００には交流電源ＡＣからの交流電圧が入力され、ダイオードブリッジ３による全波整流出力が入力コンデンサ４（例えば、フィルムコンデンサ）によって若干平滑されてＤＣ／ＤＣコンバータ３００に出力される。
【００２０】
ＤＣ／ＤＣコンバータ３００は、本実施形態においては絶縁型フライバックコンバータからなり、力率改善機能を持つ、いわゆるワンコンバータ方式のフライバック回路を構成する。ＤＣ／ＤＣコンバータ３００は、スイッチング素子５、トランス６、電流検知抵抗７、ダイオード８、及び出力コンデンサ９を含む。本実施形態では、スイッチング素子５はＭＯＳＦＥＴからなるので、以降においてスイッチング素子５のことをＦＥＴ５ともいう。また、トランス６の一次巻線側の基準電位（すなわち、入力コンデンサ４の低電位電極側ノード）を一次側グランドＧ１といい、二次巻線側の基準電位（すなわち、出力コンデンサ９の低電位電極側ノード）を二次側グランドＧ２というものとする。本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ３００は力率改善型であるので、出力コンデンサ９（例えば、電解コンデンサ）が低周波リップル（入力電源周波数に基づくリップル）の平滑機能を担う。したがって、入力コンデンサ４の容量≪出力コンデンサ９の容量である。
【００２１】
ＤＣ／ＤＣコンバータ３００のＰＷＭ制御において、ＦＥＴ５のオン期間にトランス６の一次巻線にエネルギーが蓄積され、ＦＥＴ５のオフ期間にそのエネルギーがトランス６の二次巻線側からダイオード８を介して出力コンデンサ９に充電される。ＤＣ／ＤＣコンバータ３００の出力は、ＦＥＴ５のオンデューティ（オン幅）、トランス６の一次巻線に対する二次巻線の巻数比等によって決まる。ＦＥＴ５は、制御ＩＣ２０から出力されるＰＷＭゲート信号によって駆動される。なお、以降の説明において、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００の出力電流を「出力電流」といい、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００の出力電圧を「出力電圧」という。本開示において、ＬＥＤ電流は出力電流に実質的に等しい。
【００２２】
検出回路４００は、電流検出抵抗１０からなる電流検出回路並びに抵抗１１、１２及び１３からなる電圧検出回路を含み、二次側グランドＧ２を基準電位とする。電流検出抵抗１０は二次側グランドＧ２とＬＥＤ５０のカソード端との間に挿入された低抵抗素子からなり、出力電流に比例した電圧が電流検出抵抗１０に発生する。電圧検出回路（抵抗１１、１２及び１３）は出力コンデンサ９に並列接続された分圧抵抗回路からなり、出力電圧に比例した電圧が抵抗１３に発生する。
【００２３】
補助電源回路５００は、一次側グランドＧ１を基準電位とする一次側電源回路、及び二次側グランドＧ２を基準電位とする二次側電源回路（不図示）を備える。一次側電源回路は、トランス６の補助巻線６ｓ、抵抗１４及び１５、ダイオード１６、コンデンサ１７並びに必要に応じてツェナーダイオード１８を有する。一次側電源回路は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００の入力電圧及びＦＥＴ５のスイッチング動作に基づいてドライバ回路６００の制御電源Ｖｃｃ１を生成する。具体的には、入力電圧が抵抗１４及び１５を介して降下されるとともに、補助巻線６ｓに発生する電圧がダイオード１６及びコンデンサ１７によって整流及び平滑され、必要に応じてツェナーダイオード１８によって定電圧化されることにより、制御電源Ｖｃｃ１が生成される。不図示の二次側電源回路においては、トランス６の他の補助巻線（不図示）又は出力コンデンサ９に発生する電圧が定電圧回路（不図示）によって定電圧化されることにより、制御電源Ｖｃｃ２が生成される。定電圧回路は、三端子レギュレータ、シリーズレギュレータ、シャントレギュレータ等であればよい。
【００２４】
ドライバ回路６００は、制御ＩＣ２０及びコンデンサ１９を含み、制御電源Ｖｃｃ１の供給を受けて一次側グランドＧ１を基準電位として動作する。コンデンサ１９は、後述のフィードバック端子（ＦＢ端子）と一次側グランドＧ１の間に接続される。ドライバ回路６００は、フィードバック回路７００からのＦＢ端子への入力に応じてＤＣ／ＤＣコンバータ３００のＦＥＴ５をＰＷＭ駆動する。なお、制御ＩＣ２０のＦＢ端子以外の端子にも、不図示の周辺回路部品及び配線が適宜接続され得る。
【００２５】
制御ＩＣ２０は、フライバックコンバータを駆動するための汎用のスイッチング制御ＩＣであればよく、少なくとも、制御電源端子（ＶＣＣ端子）、グランド端子（ＧＮＤ端子）、ゲート出力端子（ＯＵＴ端子）、電流センス端子（ＩＳＮＳ端子）及びフィードバック端子（ＦＢ端子）を有する。さらに、制御ＩＣ２０は、不図示のゼロクロス検出端子（ＺＣＤ端子）、マルチプライヤ入力端子（ＭＵＬ端子）及び補償端子（ＣＯＭＰ端子）を有する。
【００２６】
制御ＩＣ２０は、制御電源Ｖｃｃ１に接続されたＶＣＣ端子から動作電源の供給を受け、一次側グランドＧ１に接続されたＧＮＤ端子を基準電位として動作する。なお、制御ＩＣ２０は、起動時又は停止時、すなわち補助巻線６ｓからの給電がない場合には、抵抗１４及び１５を介して給電されて動作する。ＯＵＴ端子はＦＥＴ５のゲート端子に（必要に応じて不図示のゲート抵抗を介して）接続され、その内部回路がＦＥＴ５のＰＷＭゲート信号を出力する。ＩＳＮＳ端子は、電流検知抵抗７とＦＥＴ５のソース端子との接続点に接続され、電流検知抵抗７に発生するＦＥＴ電流に対応する電圧の入力を受ける。ＭＵＬ端子（不図示）及びＩＳＮＳ端子の入力によってＦＥＴ５のスイッチング動作が適正化される。ＦＢ端子は、フォトトランジスタ３０ｔのコレクタ端子及びコンデンサ１９に接続される。
【００２７】
図２に示すように、制御ＩＣ２０の内部では、例えば、ＦＢ端子は内部基準電圧源２０ａ（例えば、５Ｖの定電圧源）に抵抗２０ｂを介して接続され、ＯＵＴ端子はゲート回路２０ｃに接続される。ゲート回路２０ｃでは、ＦＢ端子の入力電圧に応じて、ＰＷＭゲート信号のパルス幅（オン幅）が決定される。具体的には、制御ＩＣ２０では、ＦＢ端子電圧の増加に対してＰＷＭゲート信号のオン幅が増加するように構成されているものとし、これによりＦＢ端子電圧の増加に対して出力電流が増加する。また、制御ＩＣ２０は、ＦＢ端子電圧が下限閾値（例えば、０．５Ｖ程度）以下の場合にはＯＵＴ端子からのＰＷＭゲート信号の出力を停止する。この停止状態は、ＦＢ端子電圧が下限閾値より高くなることにより解除される。なお、上述した各端子を有するような制御ＩＣ２０は市場で入手可能であり（例えば、ミツミ電機株式会社製のＭＭ３４６０）、他の端子のそれぞれの機能は当業者には周知であるので、その詳細な説明を省略する。
【００２８】
フィードバック回路７００は、オペアンプ２１及び２２、電圧源２３、２４及び２７、ダイオード２５及び２６、抵抗２８及び２９並びにフォトカプラ３０（フォトダイオード３０ｄ及びフォトトランジスタ３０ｔ）を含み、二次側制御回路を構成する。フィードバック回路７００は、制御電源Ｖｃｃ２の供給を受けて二次側グランドＧ２を基準電位として動作する。概略として、オペアンプ２１は出力電流を一定化させる機能を担う定電流制御用のオペアンプであり、オペアンプ２２は出力電圧を一定化させる機能を担う定電圧制御用のオペアンプである。そして、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００の出力状態に応じて、定電流制御及び定電圧制御の一方がダイオード２５及び２６からなるダイオードＯＲ回路によって選択され、フォトダイオード３０ｄの入力状態が決定される。なお、フォトカプラ３０の入力信号又は出力信号をフィードバック信号というものとする。
【００２９】
定電流制御用のオペアンプ２１の反転入力端子（−）には検出回路４００（電流検出抵抗１０）によって検出された検出電流値が入力され、非反転入力端子（＋）には出力電流の目標値（目標電流値）に対応する電圧が電圧源２３から入力される。なお、オペアンプ２１の反転入力端子と出力端子間には不図示の帰還素子（抵抗、コンデンサ、又はこれらの直列回路若しくは並列回路）が接続されるものとする。オペアンプ２１は、反転入力端子に入力される検出電流値と、非反転入力端子に入力される目標電流値との誤差を増幅して出力する。言い換えると、ダイオード２５がオンされて定電流制御が選択されている場合には、オペアンプ２１は、検出電流値が目標電流値に一致するようにフィードバック信号を生成することになる。電圧源２３の電圧値は、制御電源Ｖｃｃ２の分圧値であればよい。
【００３０】
定電圧制御用のオペアンプ２２の反転入力端子（−）には検出回路４００（抵抗１１、１２及び１３）によって検出された検出電圧値が入力され、非反転入力端子（＋）には出力電圧の目標電圧値（上限電圧値）に対応する電圧が電圧源２４から入力される。なお、オペアンプ２２の反転入力端子と出力端子間にも不図示の帰還素子が接続されるものとする。オペアンプ２２は、反転入力端子に入力される検出電圧値と、非反転入力端子に入力される上限電圧値との誤差を増幅して出力する。言い換えると、ダイオード２６がオンされて定電圧制御が選択されている場合には、オペアンプ２２は、検出電圧値が上限電圧値に一致するようにフィードバック信号を生成することになる。電圧源２４の電圧値は、制御電源Ｖｃｃ２の分圧値であればよい。
【００３１】
ダイオード２５及び２６からなるダイオードＯＲ回路は、オペアンプ２１の出力端子電圧又はオペアンプ２２の出力端子電圧のいずれか低い方に対してオンする。ダイオードＯＲ回路の共通アノードはフォトダイオード３０ｄのカソード側に接続される。フォトダイオード３０ｄのアノードは電圧源２７に抵抗２８を介して接続され、フォトダイオード３０ｄに抵抗２９が並列接続される。電圧源２７の電圧値は、制御電源Ｖｃｃ２等であればよい。フォトトランジスタ３０ｔには、フォトダイオード３０ｄに流れる電流（発光）に応じた出力電流が流れる。このように、フィードバック回路７００において、検出電流値（又は検出電圧値）と目標電流値（又は上限電圧値）の誤差に基づいてフィードバック信号が生成され、フォトカプラ３０を介してフィードバック回路７００から一次側のドライバ回路６００に伝達される。
【００３２】
したがって、例えば定電流制御において、検出電流値が目標電流値よりも高い時点では、オペアンプ２１の誤差増幅作用によってフォトダイオード３０ｄ及びフォトトランジスタ３０ｔの電流が増加する。これにより、制御ＩＣ２０のＦＢ端子電圧が低下し、ＦＥＴ５のＰＷＭ駆動におけるオン幅が狭まり、出力電流が減少する。逆に、検出電流値が目標電流値よりも低い時点では、オペアンプ２１の誤差増幅作用によってフォトダイオード３０ｄ及びフォトトランジスタ３０ｔの電流が減少する。これにより、制御ＩＣ２０のＦＢ端子電圧が上昇し、ＦＥＴ５のＰＷＭ駆動におけるオン幅が拡がり、出力電流が増加する。
【００３３】
ここで、端子電圧引抜回路８００がなかったとした場合のＬＥＤ用電源装置１００において電源電圧の低下が発生した場合の回路動作を説明する。端子電圧引抜回路８００がなかったとした場合においては、電源電圧復帰時に出力電流のオーバーシュートが発生してしまうことが問題となる。この出力電流のオーバーシュートは、ＬＥＤ５０、ＦＥＴ５等の故障又は短寿命化をもたらし得る。
【００３４】
具体的には、電源電圧の低下量が比較的大きい場合（例えば、電源電圧が定格値の約３０％以下となった場合）、補助電源回路５００から得られる制御電源Ｖｃｃ１及びＶｃｃ２の低下に起因して、ドライバ回路６００及びフィードバック回路７００とも動作を停止する。したがって、この状態においては、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００は動作を停止し、ＬＥＤ５０は消灯する。ここで、電源電圧が低下を開始してから制御電源Ｖｃｃ１及びＶｃｃ２が生成できなくなるまでの短い期間において、電源電圧低下に対するフィードバック回路７００の定電流制御の作用によってＦＢ端子電圧は上昇する。したがって、ドライバ回路６００、フィードバック回路７００及びＤＣ／ＤＣコンバータ３００が動作を停止した時点で、ＦＢ端子に接続されたコンデンサ１９には、上昇したＦＢ端子電圧が充電された状態となる。この状態で、その後電源電圧が復帰し、ドライバ回路６００が動作を開始すると、ドライバ回路６００は、上昇したＦＢ端子電圧に基づいてＤＣ／ＤＣコンバータ３００のＦＥＴ５の駆動を開始することになる。このため、電源電圧復帰後にフィードバック回路７００の応答が安定するまでは、目標値以上の出力電流が出力され、これが出力電流のオーバーシュート、及びＬＥＤ５０の照度におけるオーバーシュートとなってしまう。
【００３５】
また、電源電圧の低下量が比較的小さい場合（例えば、電源電圧が定格値の約３０〜７０％となった場合）、ドライバ回路６００、フィードバック回路７００及びＤＣ／ＤＣコンバータ３００は動作を継続し、ＬＥＤ５０は点灯を継続する。電源電圧が低下した状態においては、電源電圧低下に対するフィードバック回路７００の定電流制御の作用によってＦＢ端子電圧は上昇する。そして、電源電圧復帰時において、ドライバ回路６００は、上昇したＦＢ端子電圧に基づいてＤＣ／ＤＣコンバータ３００のＦＥＴ５を駆動することになる。このため、電源電圧復帰後にフィードバック回路７００の応答が安定するまでは、目標値以上の出力電流が出力され、これが出力電流のオーバーシュート、及びＬＥＤ５０の照度におけるオーバーシュートとなってしまう。なお、電源電圧の低下量が小さい場合（例えば、電源電圧が定格値の約７０％以上である場合）には、出力電流及び照度におけるオーバーシュートは小さく、問題とはならない。
【００３６】
したがって、電源電圧が所定量以上低下した場合には制御ＩＣ２０のＦＢ端子電圧（すなわちコンデンサ１９の電圧）を引き抜き、電源電圧復帰時に、ＦＢ端子電圧が充分に低い状態からドライバ回路６００を動作させる必要がある。ここで、電源電圧低下時にＦＢ端子電圧を引き抜く構成の前提として、電源電圧の変動を精度良く検出する必要がある。
【００３７】
図８に、比較例の端子電圧引抜回路Ｘを示す。図８に示すように、端子電圧引抜回路Ｘは、抵抗６１、６２及び６３からなる抵抗分圧回路、平滑コンデンサ６４、ＦＥＴ６５、抵抗６６及びトランジスタ６７を有する。ダイオードブリッジ３の高電位側出力端と一次側グランドＧ１間に抵抗分圧回路（６１〜６３）が接続され、その分圧点がＦＥＴ６５のゲート端子に接続される。入力コンデンサ４が小容量であることからダイオードブリッジ３の整流出力電圧は脈流波形となるため、分圧値を平滑するための比較的容量の大きい平滑コンデンサ６４が抵抗６３に並列接続される。ＦＥＴ６５のドレイン端子及びトランジスタ６７のベース端子は抵抗６６を介して制御電源Ｖｃｃ１から給電され、ＦＥＴ６５のソース端子及びトランジスタ６７のエミッタ端子は一次側グランドＧ１に接続される。トランジスタ６７のコレクタ端子は、制御ＩＣ２０のＦＢ端子に接続される。
【００３８】
端子電圧引抜回路Ｘでは、以下の動作が意図されている。電源電圧が正常範囲の場合には、抵抗分圧回路６１〜６３の分圧値がＦＥＴ６５の動作閾値以上となり、ＦＥＴ６５がオン状態となり、トランジスタ６７がオフ状態となり、ＦＢ端子電圧は端子電圧引抜回路Ｘに影響されない。一方、電源電圧が所定値を下回ると、抵抗分圧回路６１〜６３の分圧値がＦＥＴ６５の動作閾値未満となり、ＦＥＴ６５がオフし、トランジスタ６７がオンし、ＦＢ端子電圧が引き抜かれてゼロとなる。
【００３９】
しかし、端子電圧引抜回路Ｘにおいては、検出精度、対応電源電圧範囲及び応答性に関して問題がある。検出精度に関して、端子電圧引抜回路Ｘにおいては、電源電圧の低下の検出精度が、専らＦＥＴ６５の動作閾値の精度に依存する。一般的に、ＦＥＴの動作閾値は１．５〜３Ｖ程度の範囲でばらつくものであり、制御電源Ｖｃｃ１の範囲が概ね１５〜２０Ｖであることを考慮すると、この動作閾値のばらつきによって検出精度の向上が困難となる。対応電源電圧範囲に関して、単一の抵抗分圧回路による分圧値とＦＥＴの動作閾値とを比較する構成では、単一の電源電圧にしか対応できない。例えば、電源電圧がＡＣ１００Ｖの場合とＡＣ２００Ｖの場合とでは、分圧値が２倍異なることになるため（電源電圧がＡＣ１００Ｖの場合の正常時の検出値が、電源電圧がＡＣ２００Ｖの場合の５０％低下時の検出値と等しくなってしまうため）、同一の回路で双方の電源電圧低下を検出及び比較することはできない。応答性に関して、検出値の定電圧化が必要な構成上、比較的容量の大きい平滑コンデンサ６４が必要となるため、電源電圧の変動に対する検出の応答性、すなわち端子電圧引抜回路Ｘの応答性は低い。このため、端子電圧引抜動作が適時に実行されない可能性がある。
【００４０】
本実施形態の端子電圧引抜回路８００は、上記の検出精度、対応電源電圧範囲及び応答性の問題を解決して、電源電圧復帰時の出力電流のオーバーシュートを適切に抑制することを可能とする。図１に戻り、端子電圧引抜回路８００は、基準値取得回路Ｒｆ、検出値取得回路Ｄｔ、比較回路Ｃｐ及び放電回路Ｄｓを備える。
【００４１】
基準値取得回路Ｒｆは、抵抗３１、３２及び３３からなる抵抗分圧回路並びに基準側コンデンサ３４を含み、ダイオードブリッジ３の高電位側出力端と一次側グランドＧ１の間に接続される。抵抗分圧回路による分圧値（抵抗３３の電圧）が基準側コンデンサ３４で平滑されて基準値となる。
【００４２】
検出値取得回路Ｄｔは、抵抗３５、３６及び３７からなる抵抗分圧回路並びに検出側コンデンサ３８を含み、ダイオードブリッジ３の高電位側出力端と一次側グランドＧ１の間に接続される。抵抗分圧回路による分圧値（抵抗３７の電圧）が検出側コンデンサ３８で若干平滑されて検出値となる。
【００４３】
抵抗３５〜３７の分圧比は、抵抗３１〜３３の分圧比よりも若干高い。すなわち、電源電圧に変動がない場合には、検出値（抵抗３７の電圧）が基準値（抵抗３３の電圧）よりも若干高くなるように、各抵抗値が設定される。抵抗３１〜３３の合計抵抗値と抵抗３５〜３７の合計抵抗値とは、上記分圧比の若干の差を確保する範囲で概ね近似する（同じオーダーとなる）ものとなる。これは、合計抵抗値が低過ぎると損失が増大し、高過ぎるとノイズ耐性が低下するためである。
【００４４】
また、検出値取得回路Ｄｔの時定数は、基準値取得回路Ｒｆの時定数よりも小さい。上述のように、抵抗３１〜３３の合計抵抗値と抵抗３５〜３７の合計抵抗値とは近似することから、検出側コンデンサ３８の容量が基準側コンデンサ３４の容量よりも充分に小さくなるように各容量が設定される。これにより、基準値取得回路Ｒｆの時定数を検出値取得回路Ｄｔの時定数に対して大幅に高くすることが可能となる。また、検出側コンデンサ３８の小容量化が可能であることから、電源電圧変動の検出における高い応答性が得られる。
【００４５】
比較回路Ｃｐは、抵抗３９及び４０並びにコンパレータ４１を含む。コンパレータ４１は、制御電源Ｖｃｃ１の給電を受けて（給電線は不図示）、一次側グランドＧ１を基準電位として動作する。コンパレータ４１の反転入力端子（−）には抵抗３９を介して基準値が入力され、非反転入力端子（＋）には抵抗４０を介して検出値が入力される。コンパレータ４１の出力は、検出値が基準値以上となる場合には論理ハイ（例えば、オープン）となり、検出値が基準値未満となる場合には論理ロー（一次側グランドＧ１の電位）となる。比較回路Ｃｐがコンパレータ４１を含むことにより、基準値と検出値の高精度な比較に基づく放電回路Ｄｓの作動が可能となる。
【００４６】
放電回路Ｄｓは、抵抗４２、ＦＥＴ４３、抵抗４４及びトランジスタ４５を含む。コンパレータ４１の出力端子はＦＥＴ４３のゲート端子に接続され、ＦＥＴ４３のゲート端子は抵抗４２を介して制御電源Ｖｃｃ１から給電される。なお、コンパレータ４１の出力が論理ハイの場合にコンパレータ４１の出力端子がオープンとなるのではなく電圧を出力できる場合には、抵抗４２はなくてもよい。ＦＥＴ４３のドレイン端子及びトランジスタ４５のベース端子は抵抗４４を介して制御電源Ｖｃｃ１から給電され、ＦＥＴ４３のソース端子及びトランジスタ４５のエミッタ端子は一次側グランドＧ１に接続される。トランジスタ４５のコレクタ端子が制御ＩＣ２０のＦＢ端子に接続される。コンパレータ４１の出力がハイの場合、ＦＥＴ４３がオン状態となり、トランジスタ４５がオフ状態となる。したがって、ＦＢ端子電圧は、端子電圧引抜回路８００に影響されない。一方、コンパレータ４１の出力がローの場合、ＦＥＴ４３がオフ状態となり、トランジスタ４５がオン状態となり、ＦＢ端子電圧がゼロに低下する。なお、各スイッチ素子に関して、ＦＥＴ４３の代わりにトランジスタを用いてもよいし、トランジスタ４５の代わりにＦＥＴを用いてもよい。
【００４７】
図３に、端子電圧引抜回路８００を有するＬＥＤ用電源装置１００の電源電圧低下時の各部波形を示す。図３は、下段から、交流電源ＡＣの電源電圧、コンパレータ４１の入力電圧、コンパレータ４１の出力状態、ＦＢ端子電圧、及び出力電流を示し、横軸は時間である。なお、図は寸法通りではない。
【００４８】
時刻ｔ１までは、電源電圧は定常状態（正常な状態）にある。この場合、検出値が基準値よりも高く、コンパレータ４１の出力はハイとなる。ここで、検出側コンデンサ３８の容量が基準側コンデンサ３４の容量よりも小さいため、検出値のリップルは基準値のリップルよりも大きい。検出値の波形と基準値の波形の差分は小さいが、検出値のリップルと基準値のリップルとは同位相であるため、電源電圧に変動がない期間においては、両者のリップルに起因して検出値と基準値との大小関係が逆転することはない。コンパレータ４１の出力はハイであるので、ＦＥＴ４３／トランジスタ４５はそれぞれオン状態／オフ状態であり、ＦＢ端子電圧は、フィードバック回路７００からのフィードバック信号によって決定された電圧Ｖａとなる。これにより、出力電流は、ＦＢ端子電圧Ｖａに対応する値Ｉａ（目標電流値に対応する電流値）となる。
【００４９】
時刻ｔ１において、電源電圧が急峻に低下するものとする。ここで、基準側コンデンサ３４の相対的に大きい容量（基準値取得回路Ｒｆの相対的に大きい時定数）に起因して、基準値は電源電圧の低下に対して遅く低下していく。一方、検出側コンデンサ３８の相対的に小さい容量（検出値取得回路Ｄｔの相対的に小さい時定数）に起因して、検出値は電源電圧の低下に対して急峻に低下する。すなわち、検出値の低下は基準値の低下よりも速い。なお、時刻ｔ１の直後でのＦＢ端子電圧の上昇は、フィードバック回路７００の定電流制御の作用によるものである。
【００５０】
時刻ｔ１の直後の時刻ｔ２において、検出値が基準値を下回る。これにより、コンパレータ４１の出力はローとなり、ＦＥＴ４３／トランジスタ４５はそれぞれオフ状態／オン状態となり、ＦＢ端子電圧はトランジスタ４５によって引き抜かれてゼロとなる。これにより、ＦＥＴのスイッチングが停止され、出力電流はゼロとなる。時刻ｔ２以降においては、ＦＥＴ５のスイッチングの停止により補助巻線６ｓからの給電は停止するが、コンパレータ４１及びトランジスタ４５を動作させる程度の制御電源Ｖｃｃ１は、抵抗１４及び１５からの給電によって確保される。
【００５１】
時刻ｔ３において、電源電圧が復帰して急峻に上昇するものとする。ここで、基準側コンデンサ３４の相対的に大きい容量（相対的に大きい時定数）に起因して、基準値は電源電圧の上昇に対して遅く上昇していく。一方、検出側コンデンサ３８の相対的に小さい容量（相対的に小さい時定数）に起因して、検出値は電源電圧の上昇に対して急峻に上昇する。すなわち、検出値の上昇は基準値の上昇よりも速い。
【００５２】
時刻ｔ３の直後の時刻ｔ４において、検出値が基準値を上回る。これにより、コンパレータ４１の出力はハイとなり、ＦＥＴ４３／トランジスタ４５はそれぞれオン状態／オフ状態となり、ＦＢ端子電圧は、フィードバック回路７００によって決定された電圧Ｖａとなる。これにより、時刻ｔ１前と同様に、ＦＢ端子電圧に対応する出力電流Ｉａが得られる。
【００５３】
上述のように、端子電圧引抜回路８００では、電源電圧定常時においては基準値に対して検出値が相対的に高いこと、及び電源電圧変動時においては基準値の変化速度に対して検出値の変化速度が大きいことを利用して端子電圧引抜動作が制御される。このように、基準値と検出値の差分を小さくするとともに基準値と検出値の変化速度の差を大きくすることによって、広範囲の電源電圧に対して、より高い精度で電源電圧の変動を検出することが可能となる。さらに、国内及び諸外国におけるＡＣ１００Ｖ、ＡＣ１１０Ｖ、ＡＣ１１５Ｖ、ＡＣ１２０Ｖ、ＡＣ１２７Ｖ、ＡＣ２００Ｖ、ＡＣ２２０Ｖ、ＡＣ２３０Ｖ、ＡＣ２４２Ｖ、ＡＣ２５６Ｖ等（それぞれ公称値）といった種々の電源電圧に対して同じ回路定数の端子電圧引抜回路８００を採用することができ、回路の標準化が促進される。また、検出側コンデンサ３８を小容量化することができるので、電源電圧変動に対する端子電圧引抜動作の応答性も確保される。
【００５４】
以上のように、本実施形態のＬＥＤ用電源装置１００は、交流電源ＡＣの電源電圧を整流して整流出力電圧を出力する整流回路２００と、整流出力電圧から直流の出力電流を生成してこの出力電流をＬＥＤ５０に供給するＤＣ／ＤＣコンバータ３００と、ＦＢ端子電圧の増加に対して出力電流を増加させるようにＤＣ／ＤＣコンバータ３００を駆動するドライバ回路６００と、出力電流が目標電流値に一致するようにＦＢ端子電圧を決定するフィードバック回路７００と、端子電圧引抜回路８００を備え、端子電圧引抜回路８００は、基準値取得回路Ｒｆ、検出値取得回路Ｄｔ、比較回路Ｃｐ及び放電回路Ｄｓを備える。基準値取得回路Ｒｆでは、整流出力電圧の分圧値が相対的に低い分圧比及び相対的に大きい時定数で基準値として取得され、検出値取得回路Ｄｔでは、整流出力電圧の分圧値が相対的に高い分圧比及び相対的に小さい時定数で検出値として取得される。比較回路Ｃｐにおいて、基準値と検出値とが比較され、検出値が基準値未満となる場合に所定論理（本例では論理ロー）が出力される。放電回路Ｄｓは、上記所定論理の出力に応じてフィードバック回路７００の動作にかかわらずＦＢ端子電圧を低下させるように構成される。
【００５５】
このように、基準値が相対的に低い分圧比及び大きい時定数で取得されるとともに検出値が相対的に高い分圧比及び小さい時定数で取得される。これにより、電源電圧値にかかわらず、電源電圧の定常時においては検出値が基準値を上回り、電源電圧低下時においては検出値が基準値よりも速く電源電圧の低下に応答することにより検出値が基準値を下回り、この基準値と検出値の大小関係の逆転に応じて所定端子の電圧が引き抜かれる。したがって、広範囲の電源電圧（例えば、ＡＣ１００Ｖ〜ＡＣ２５６Ｖ）に対して標準化された回路構成で精度良く電源電圧低下を検出することが可能となる。そして、電源電圧復帰時に、ＦＢ端子電圧が引き抜かれた状態でＦＥＴ５の駆動が開始されるので、電源電圧復帰時における出力電流のオーバーシュートを抑制することが可能となる。出力電流のオーバーシュートの抑制により、ＬＥＤ５０、ＦＥＴ５等の短寿命化が回避され、信頼性が向上する。また、ＬＥＤ照明装置１５０は、上記のように出力電流のオーバーシュートを抑制可能なＬＥＤ用電源装置１００を備えるので、電源復帰時におけるＬＥＤ５０の明るさのオーバーシュートが抑制された快適な照明が実現される。
【００５６】
＜第２の実施形態＞
上記第１の実施形態では、入力コンデンサの容量が出力コンデンサの容量よりも小さい力率改善型のフライバックコンバータを用いる構成を示したが、本実施形態では入力コンデンサの容量が出力コンデンサの容量よりも大きい非力率改善型のフライバックコンバータを用いる構成を示す。このような力率改善型でないフライバックコンバータは、低ワット用（入力電力が３０Ｗ以下）のＬＥＤ用電源装置に適用される場合がある。ここで、非力率改善型のフライバックコンバータを用いるＬＥＤ用電源装置にも第１の実施形態と同様の端子電圧引抜回路８００が適用可能であり、この場合、整流回路２００の整流出力は入力コンデンサによって充分に平滑されるので理論的には基準側コンデンサ３４をなくすことが可能となる（ただし、ノイズ除去などのために小容量の基準側コンデンサ３４は必要となり得る）。一方、本実施形態では、電源電圧変動が入力コンデンサの平滑電圧に現れる前に、ＦＢ端子電圧引抜回路を作動させる構成を示す。
【００５７】
図４に、本実施形態によるＬＥＤ用電源装置１００及びＬＥＤ照明装置１５０を示す。本実施形態において、第１の実施形態と実質的に同様の構成又は対応する構成には同様の符号を付し、その重複する説明を省略する。
【００５８】
本実施形態では、整流回路２００の出力部に入力コンデンサ５４（例えば、電解コンデンサ）が接続され、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００の出力部に出力コンデンサ５９（例えば、フィルムコンデンサ）が接続される。入力コンデンサ５４の容量は出力コンデンサ５９の容量よりも充分に大きい。したがって、整流回路２００（ダイオードブリッジ３）の整流出力は、脈流波形ではなく実質的に電源電圧のピーク値に等しい定電圧波形となる。
【００５９】
本実施形態では、整流回路２００とは別に整流回路２０５が設けられる。整流回路２０５はダイオードブリッジからなり、このダイオードブリッジは交流電源ＡＣから見てダイオードブリッジ３と並列に接続される。検出値取得回路Ｄｔは、整流回路２０５の高電位側出力端と一次側グランドＧ１の間に接続される。基準値取得回路Ｒｆは、第１の実施形態と同様に、整流回路２００（ダイオードブリッジ３）の高電位側出力端と一次側グランドＧ１の間に接続される。
【００６０】
ここで、基準値取得回路Ｒｆの抵抗３１〜３３の抵抗値及び基準側コンデンサ３４の容量並びに検出値取得回路Ｄｔの抵抗３５〜３７の抵抗値及び検出側コンデンサ３８の容量は、結果として得られる基準値及び検出値の波形が第１の実施形態の場合（図３に示す基準値及び検出値）と同様の波形となるように選定されればよい。あるいは、基準値は、第１の実施形態の場合よりも更に平滑化されてもよい。したがって、本実施形態のＬＥＤ用電源装置１００の動作は、図３に示す第１の実施形態のものと実質的に同じである。
【００６１】
すなわち、本実施形態の基準値取得回路Ｒｆ及び大容量の入力コンデンサ５４によって決定される時定数が、第１の実施形態の基準値取得回路Ｒｆ及び小容量の入力コンデンサ４によって決定される時定数（入力コンデンサ４の容量はほとんど影響しない）と同等かそれ以上となればよい。したがって、本実施形態における基準側コンデンサ３４の容量は、第１の実施形態における基準側コンデンサ３４の容量以下であってもよい。また、本実施形態の検出値取得回路Ｄｔの回路定数は、第１の実施形態の検出値取得回路Ｄｔの回路定数と同様であればよい。このように、電源電圧変動に伴う基準値の変動は入力コンデンサ５４の影響を受ける一方で、検出値の変動は入力コンデンサ５４の影響を受けないため、電源電圧変動に対する検出の応答性（したがって端子電圧引抜動作の応答性）が確保される。
【００６２】
以上のように、本実施形態のＬＥＤ用電源装置１００は、交流電源ＡＣの電源電圧を整流して整流出力電圧を出力する整流回路２００及び２０５と、整流出力電圧から直流の出力電流を生成してこの出力電流をＬＥＤ５０に供給するＤＣ／ＤＣコンバータ３００と、ＦＢ端子電圧の増加に対して出力電流を増加させるようにＤＣ／ＤＣコンバータ３００を駆動するドライバ回路６００と、出力電流が目標電流値に一致するようにＦＢ端子電圧を決定するフィードバック回路７００と、端子電圧引抜回路８００を備え、端子電圧引抜回路８００は、基準値取得回路Ｒｆ、検出値取得回路Ｄｔ、比較回路Ｃｐ及び放電回路Ｄｓを備える。基準値取得回路Ｒｆでは、整流回路２００の整流出力電圧の分圧値が相対的に低い分圧比及び相対的に大きい時定数で基準値として取得され、検出値取得回路Ｄｔでは、整流回路２０５の整流出力電圧の分圧値が相対的に高い分圧比及び相対的に小さい時定数で検出値として取得される。比較回路Ｃｐにおいて、基準値と検出値とが比較され、検出値が基準値未満となる場合に所定論理（本例では論理ロー）が出力される。放電回路Ｄｓは、上記所定論理の出力に応じてフィードバック回路７００の動作にかかわらずＦＢ端子電圧を低下させるように構成される。
【００６３】
本実施形態では、第１の実施形態と同様の効果が得られる。すなわち、本実施形態でも、広範囲の電源電圧に対して標準化された回路構成で精度良く電源電圧低下を検出し、電源電圧復帰時における出力電流のオーバーシュートを抑制することが可能となる。また、本実施形態では、整流回路２００の整流出力の容量成分（入力コンデンサ５４の容量）にかかわらず電源電圧変動に対する検出値の応答性が確保されるので、適時の端子電圧引抜動作が可能となる。
【００６４】
＜第３の実施形態＞
上記第１及び第２実施形態では、比較的短時間（例えば、１秒以内程度）の電源電圧低下が想定されている（例えば、ＩＥＣ規格６１０００−４−１１参照）。一方、本実施形態では、比較的長時間の電源電圧低下に対応する構成を示す。図５に、本実施形態の端子電圧引抜回路８００を示す。本実施形態において、第１又は第２の実施形態と実質的に同様の構成又は対応する構成には同様の符号を付し、その重複する説明を省略する。
【００６５】
図５に示すように、基準値取得回路Ｒｆは、少なくとも抵抗３１〜３３、基準側コンデンサ３４及びダイオード４６を備える。検出値取得回路Ｄｔは、整流回路２００（第１の実施形態参照）又は整流回路２０５（第２の実施形態参照）の高電位側出力端に接続される。ダイオード４６は、抵抗分圧回路（３１〜３３）の分圧点から基準側コンデンサ３４に向かう電流経路に挿入接続される。ダイオード４６のアノードが分圧点に接続され、カソードが基準側コンデンサ３４に接続され、ダイオード４６のカソードの電圧が基準値となる。なお、コンパレータ４１の入力インピーダンスを若干低下させるために、抵抗３３よりも抵抗値が充分に高い抵抗４７が、ダイオード４６のカソードと一次側グランドＧ１の間に接続されてもよい。
【００６６】
本実施形態の回路動作と第１の実施形態の回路動作（図３参照）とは基本的には同様であるが、電源電圧が低下を開始する時刻ｔ１から電源電圧が復帰する時刻ｔ３までの期間における基準値の波形が異なる。具体的には、時刻ｔ１において電源電圧が低下を開始すると、抵抗３３の電位が下がり、ダイオード４６がオフして基準側コンデンサ３４の放電経路が抵抗４７のみとなる。抵抗４７の抵抗値は抵抗３３の抵抗値よりも充分に高いため、ダイオード４６が接続されない場合と比べて、時刻ｔ１〜ｔ３における基準値の低下は小さくなる。また、時刻ｔ１〜ｔ３においては、電源電圧の全波整流波形に対応するリップルは基準値に現れない。
【００６７】
上述したように、本実施形態の端子電圧引抜回路８００によると、電源電圧が低下した期間における基準側コンデンサ３４から抵抗分圧回路（特に抵抗３３）への放電がダイオード４６によって抑制され、電源電圧低下前に得られた基準値がより長時間にわたって維持される。したがって、長期間の電源電圧低下に対しても確実に端子電圧引抜作用が維持される。
【００６８】
＜変形例＞
以上に本発明の好適な実施形態を示したが、本発明は、例えば以下に示すように種々の態様に変形可能である。
【００６９】
（１）端子電圧引抜回路８００の変形
上記各実施形態では、端子電圧引抜回路８００の放電回路Ｄｓを２段のスイッチ素子（ＦＥＴ４３及びトランジスタ４５）で形成したが、図６Ａに示すように、コンパレータ４１の論理を反転して１段のスイッチ素子（ＦＥＴ４３）で構成してもよい。また、コンパレータ４１の電流引込能力が充分である場合には、図６Ｂに示すように、スイッチ素子を設けずにコンパレータ４１の出力端子を直接ＦＢ端子に接続してもよい。この場合、コンパレータ４１の出力端子とＦＢ端子の間の配線が放電回路Ｄｓを構成する。なお、いずれの場合であっても、放電回路Ｄｓにおいて、スイッチ素子としてのＦＥＴとトランジスタは互換可能である。
【００７０】
（２）端子電圧引抜回路８００の変形
上記各実施形態では、端子電圧引抜回路８００の動作時にＦＢ端子電圧がゼロまで低下されることにより出力電流が停止され、ＬＥＤ５０は消灯される構成を示した。一方、図７に示すように、ＦＢ端子とトランジスタ４５のコレクタ端子の間に適切な抵抗値の抵抗４８を接続して、端子電圧引抜回路８００の動作時にＦＢ端子電圧が充分に低い電圧に低下される構成としてもよい。これにより、電源電圧が低下した状態において、ドライバ回路６００等の動作が継続した状態で出力電流が低減され、ＬＥＤ５０が減光点灯される。ただし、フォトカプラ３０のフォトトランジスタ３０ｔがオフ状態であっても出力電流のオーバーシュートが起こらない程度にＦＢ端子電圧の低下量（すなわち、抵抗４８の抵抗値）が決定される必要がある。なお、本変形例の構成は、図６Ａ及び図６Ｂの回路にも適用可能である。
【００７１】
（３）ＤＣ／ＤＣコンバータ３００の変形
上記各実施形態においては、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００がフライバックコンバータである構成を示したが、本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００が、バックコンバータ、バックブーストコンバータ等の他の形態のＤＣ／ＤＣコンバータである構成にも適用可能である。また、本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００の前段（すなわち、整流回路２００の後段）に力率改善回路（昇圧チョッパ回路など）が接続される構成にも適用可能である。
【００７２】
（４）制御ＩＣ２０に関する変形
上記各実施形態においては、ドライバ回路６００が特定の制御ＩＣ２０で構成される場合を説明したが、上述した各端子の機能を実現する他の制御ＩＣ又はアナログ回路でドライバ回路６００が構成される場合にも本発明は適用可能である。
【符号の説明】
【００７３】
４、５４  入力コンデンサ
９、５９  出力コンデンサ
３１〜３３、３５〜３７  抵抗（抵抗分圧回路）
３４  基準側コンデンサ
３８  検出側コンデンサ
４１  コンパレータ
４６  ダイオード
５０  ＬＥＤ
１００  ＬＥＤ用電源装置
１５０  ＬＥＤ照明装置
２００、２０５  整流回路
３００  ＤＣ／ＤＣコンバータ
６００  ドライバ回路
７００  フィードバック回路
８００  端子電圧引抜回路
Ｒｆ  基準値取得回路
Ｄｔ  検出値取得回路
Ｃｐ  比較回路
Ｄｓ  放電回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６Ａ】
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【図６Ｂ】
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【図７】
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【図８】
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