(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
空間的に直交する複数のアンテナを有する送信機および受信機を備え、情報信号を搬送する搬送波の偏波を回転させて無線通信を行う無線通信システムであって、
前記送信機は、いずれか一つの周波数の整数倍である複数の回転周波数で前記搬送波の偏波を回転させ、該複数の回転周波数の偏波を有する複数の搬送波を併せて送信する送信波生成手段を備え、
前記受信機は、前記情報信号が含まれる受信信号から搬送波を取り除いて、前記複数の回転周波数から得られた各信号を所定の組み合わせで選択して合成する情報信号検出手段を備える
ことを特徴とする無線通信システム。
【請求項２】
空間的に直交する複数のアンテナを有する送信機および受信機を備え、情報信号を搬送する搬送波の偏波を回転させて無線通信を行う無線通信システムであって、
前記送信機は、いずれか一つの周波数の整数倍である複数の回転周波数で前記搬送波の偏波を回転させ、該複数の回転周波数の偏波を有する複数の搬送波を併せて送信する送信波生成手段を備え、
前記受信機は、
前記情報信号が含まれる受信信号から搬送波を取り除く搬送波除去手段と、
前記整数倍の最大整数で前記いずれか一つの周波数に対応する周期を分割した時間間隔でサンプリングし、異なるタイミングで前記周期ごとにサンプリングして取得したデータを蓄積するデータ取得手段と、
前記データを前記いずれか一つの周波数にデジタル周波数変換して得られた複数の信号を所定の組み合わせで選択して合成する情報信号合成手段と、
を備える
ことを特徴とする無線通信システム。
【請求項３】
請求項１または請求項２において、
前記送信機は二つの回転周波数で前記搬送波の偏波を回転させて二つの搬送波を併せて送信し、
前記二つの回転周波数は、一つの周波数とその周波数の整数倍であり、
該周波数の整数倍の回転周波数の搬送波を前記整数倍と異なる整数倍の回転周波数の搬送波とに切り替える
ことを特徴とする無線通信システム。
【請求項４】
請求項３において、
前記一つの周波数とその周波数の整数倍の整数と、前記整数と異なる整数倍の整数とが互いに素であり、
前記互いに素である二つの整数の整数倍の周波数を切り替え、
前記受信機は、前記受信信号から搬送波を取り除いて、前記送信機が用いる二つの回転周波数に分岐し、分岐したそれぞれの信号に対して整数倍の整数で前記いずれか一つの回転周波数に対応する周期を、いずれかの前記整数で分割した時間間隔でサンプリングし、異なるタイミングで前記周期ごとにサンプリングしたデータを蓄積し、それらをいずれか一つの前記周波数にデジタル周波数変換する
ことを特徴とする無線通信システム。
【請求項５】
請求項１乃至請求項４のいずれか一項において、
前記受信機は、前記受信信号から搬送波取り除いて、前記整数倍の最大整数に別の整数を掛けた整数で前記いずれか一つの周波数に対応する周期を分割した時間間隔でサンプリングし、
前記サンプリングした結果を前記別の整数分でまとめて加算し、
異なるタイミングで前記整数倍の最大整数に対応する周期ごとにサンプリングしたデータを蓄積し、それらを前記いずれか一つの周波数にデジタル周波数変換して得られた複数の信号を所定の組み合わせで選択して合成する
ことを特徴とする無線通信システム。
【請求項６】
請求項１乃至請求項５のいずれか一項において、
前記送信機が、異なる回転周波数の余弦波を合成し、情報信号を重畳し、搬送波を掛け合わせて第一のアンテナから送信し、
異なる回転周波数の正弦波を合成し情報信号を重畳し搬送波を掛け合わせて第一のアンテナと空間的に直交する第二のアンテナから送信する
ことを特徴とする無線通信システム。
【請求項７】
請求項１乃至請求項５のいずれか一項において、
前記送信機が、搬送波周波数と回転周波数のゼロを含む整数倍の和の周波数を有する、複数の余弦波信号と正弦波信号を用いて、
搬送波周波数の余弦波信号に搬送波周波数に正の整数倍の回転周波数を加えた複数の余弦波信号を同相で加算し情報信号を重畳し第一のアンテナから送信し、
搬送波周波数の正弦波信号に搬送波周波数に正の整数倍の回転周波数を加えた複数の正弦波信号を逆相で加算し情報信号を重畳し第一のアンテナと空間的に直交する第二のアンテナから送信する
ことを特徴とする無線通信システム。
【請求項８】
請求項６または請求項７において、
前記送信機がデルタシグマ回路を具備し、
搬送波周波数に対するアップコンバート信号を、前記デルタシグマ回路が生成するエイリアス信号を用いて形成する
ことを特徴とする無線通信システム。
【請求項９】
請求項６乃至請求項８のいずれか一項において、
前記送信機は、２値信号変換器を具備し、該２値信号変換器で前記情報信号を２値信号で変調し、
前記受信機は、閾値を設定されたコンパレータを具備し、該コンパレータで前記情報信号を有する受信信号の復調を行う
ことを特徴とする無線通信システム。
【請求項１０】
請求項６乃至請求項８のいずれか一項において、
前記送信機は、情報信号と同期信号を選択的に送信し、
前記受信機は、前記同期信号を検出し、該同期信号で前記送信機との同期をとる
ことを特徴とする無線通信システム。
【請求項１１】
請求項１乃至請求項１０のいずれか一項の無線通信システムを備える
ことを特徴とする昇降機システム。
【請求項１２】
請求項１乃至請求項１０のいずれか一項の無線通信システムを備える
ことを特徴とする変電設備監視システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信システム、および、それを用いた昇降機システム、変電設備監視システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
持続的発展可能な社会の実現に向けて、エネルギー、水、ガス、石油等を生産・分配する社会インフラシステムの高効率運用が重要となっている。社会インフラシステムの高効率運用は、社会インフラシステムを構成する機器の高効率動作によって実現され、この動作を可能とする機器の監視・制御ネットワークが必要となる。
前記機器の高効率動作を行う為に、同機器に多数のセンサを配置し、得られた多くのデータから機器の稼働状況を推測・予測する技術が有望視されている。このように多くのセンサからのデータを収集・解析し、稼働状況を推測し、制御情報を前記機器に伝達する為のネットワークは、伝送経路が極めて多数となるため、従来の有線技術に代わり無線技術によるネットワークの構成が望まれる。
社会インフラシステムを構成する機器に配置されるセンサ、および前記機器を制御するアクチュエータは、前記の機器自体が電磁波散乱体となるので、電磁波を通信媒体として用いる無線ネットワークでは、同ネットワークを構成する無線機が見通し可能な状態で通信をすることが期待できず、前記機器により反射された多重反射波を用いる非見通し波を用いるという特殊な状況で運用される。
電磁波は、ベクトル波であり反射により進行方向に垂直な偏波と呼ばれる物理実態が固有な変化をする。そのため、送信機から自動的に複数の方向に放射された偏波である電波は、複数の機器により固有の反射を行い、受信機に複数の伝搬路を通じて固有の偏波の変化を受けた電波として到来する。したがって、受信機は、これら複数の到来電波のベクトル合成によって生じる予測不能な偏波方向を適正に選択することにより、送受信間で良好な通信状態を実現することができる。
送受信の間に形成される機器による多重反射に起因する複数の伝搬路と固有の偏波の変化は、予測不能である。そのため、送信機は複数の異なる偏波方向を有する偏波を用いて送信し、受信機は複数の異なる偏波方向を有する通信システムが、社会インフラシステムを構成する機器の監視・制御用無線ネットワークに適している。
【０００３】
また、本技術分野の背景技術として、特許文献１がある。
特許文献１には、「無線送信機（１０）は、周波数ｆ１の情報信号を周波数ｆ２の搬送波で変調し、第１の変調信号を出力する変調器（１３）と、この第１の変調信号を直線偏波の送信アンテナ（２０）で送信すると共に、この送信アンテナ（２０）を周波数ｆ３で回転させるモータ（１４）によって、送信する直線偏波の角度を周波数ｆ３で回転させ、独立した２つの垂直偏波成分と水平偏波成分に第１の変調信号を重畳する。無線受信機（３０）は、複数の偏波面でそれぞれ受信して複数の入力信号を得るダイバシチ受信アンテナ（３１）と、この入力信号それぞれの行路差による位相を補正する行路差位相変移器（３２）と、補正した受信信号を合成する合成器（３３）とを備える（［要約］［解決手段］参照）。」と記載され、偏波角度分割ダイバシチ無線送信機の技術が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１５−０３９２１８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、前記の特許文献１には、次のような課題がある。
前記特許文献１に開示された技術では、送信機はアンテナを機械的に回転させ、受信機は空間的に異なる方向に配置された複数のアンテナを用いて、送受信間で良好な通信を実現する送信偏波および受信偏波を得ているが、前記の機械的な回転を伴うために、送信機に対するアンテナ系の稼動部の信頼性、および受信機に対するアンテナ系の装置の寸法増大の課題がある。
【０００６】
本発明は、前記した課題に鑑みて創案されたものであり、高信頼、かつ社会インフラシステム本来の動作を妨げない小型寸法の無線機を備える無線通信システム、および、それを用いた昇降機システム、変電設備監視システムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
前記の課題を解決して、本発明の目的を達成するために、以下のように構成した。
すなわち、本発明の無線通信システムは、空間的に直交する複数のアンテナを有する送信機および受信機を備え、情報信号を搬送する搬送波の偏波を回転させて無線通信を行う無線通信システムであって、前記送信機は、いずれか一つの周波数の整数倍である複数の回転周波数で前記搬送波の偏波を回転させ、該複数の回転周波数の偏波を有する複数の搬送波を併せて送信する送信波生成手段を備え、前記受信機は、前記情報信号が含まれる受信信号から搬送波を取り除いて、前記複数の回転周波数から得られた各信号を所定の組み合わせで選択して合成する情報信号検出手段を備えることを特徴とする。
また、その他の手段は、発明を実施するための形態のなかで説明する。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、高信頼、かつ社会インフラシステム本来の動作を妨げない小型寸法の無線機を備える無線通信システム、および、それを用いた昇降機システム、変電設備監視システムを提供できる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本発明の第１実施形態に係る無線通信システムの構成例を示す図である。
【図２】本発明の第２実施形態に係る無線通信システムの構成例を示す図である。
【図３】本発明の第３実施形態に係る無線通信システムの構成例を示す図である。
【図４】本発明の第４実施形態に係る無線通信システムの受信機の構成例を示す図である。
【図５】本発明の第５実施形態に係る無線通信システムの送信機の構成例を示す図である。
【図６】本発明の第６実施形態に係る無線通信システムの受信機の構成例を示す図である。
【図７】本発明の第７実施形態に係る無線通信システムの送信機の構成例を示す図である。
【図８】本発明の第８実施形態に係る無線通信システムの構成例を示す図である。
【図９】本発明の第９実施形態に係る無線通信システムの送信機の構成例を示す図である。
【図１０】本発明の第１０実施形態に係る無線通信システムの送信機の構成例を示す図である。
【図１１】本発明の第１１実施形態に係る昇降機システムの構成例を示す図である。
【図１２】本発明の第１２実施形態に係る変電設備監視システムの構成例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、本発明を実施するための形態（以下においては「実施形態」と表記する）を、図面を参照して説明する。なお、実施の形態を説明するための全図において、同一の部材には原則として同一の符号を付し、重複する説明は、適宜、省略する。
【００１１】
≪第１実施形態≫
本発明の第１実施形態として、送信機が時系列的に異なる角度の偏波で送信を行い、受信機が異なる角度の偏波で受信を行う無線通信システムの構成例を説明する。
図１は、本発明の第１実施形態に係る無線通信システムの構成例を示す図である。
図１において、送信機１０と受信機２０とによって無線通信システムが構成されている。
【００１２】
＜送信機の構成＞
送信機１０は、デジタル送信モジュール１０１と、搬送波周波数発生回路７１と、送信乗算器１７、２７（第三、第六の送信乗算器）、電力増幅器１８、２８（第一、第二の電力増幅器）と、送信アンテナ１９、２９（第一、第二の送信アンテナ）とを備えている。
なお、デジタル送信モジュール１０１と、搬送波周波数発生回路７１と、送信乗算器１７、２７と、を併せた構成を適宜、送信波生成手段と呼称するものとする。
【００１３】
デジタル送信モジュール１０１は、情報信号発生器１００、基本回転偏波周波数の余弦基本波発生回路１１、基本回転偏波周波数の異なる整数倍の周波数の複数の余弦高調波発生回路１２２〜１２Ｎ（Ｎは３以上の整数）、基本回転偏波周波数の正弦基本波発生回路２１、基本回転偏波周波数の正弦基本波発生回路２１、基本回転偏波周波数の異なる整数倍の周波数の複数の正弦高調波発生回路２２２〜２２Ｎを備えている。
なお、基本回転偏波周波数の余弦基本波発生回路１１は、ｃｏｓωｔを発生する。
基本回転偏波周波数の異なる整数倍の周波数の複数の余弦高調波発生回路１２２〜１２Ｎは、それぞれｃｏｓ２ωｔ，・・・，ｃｏｓＮωｔを発生する。
また、基本回転偏波周波数の正弦基本波発生回路２１は、ｓｉｎωｔを発生する。
基本回転偏波周波数の異なる整数倍の周波数の複数の正弦高調波発生回路２２２〜２２Ｎは、それぞれｓｉｎ２ωｔ，・・・，ｓｉｎＮωｔを発生する。
なお、以上において前記したように、Ｎは３以上の整数である。
また、基本回転偏波周波数ωと、その整数倍の周波数２ω，・・・，Ｎωは、前記の搬送波周波数発生回路７１の発生する搬送波周波数ωｃとは異なる周波数である。
【００１４】
また、デジタル送信モジュール１０１は、送信乗算器１４、１５、２４、２５（第一、第二、第四、第五の送信乗算器）と、切替器１３、２３（第一、第二の切替器）と、加算回路１６、２６（第一、第二の加算回路）とを備えて構成されている。
【００１５】
送信する情報を発生する情報信号発生器１００の出力（ωｉ（ｔ））は、送信乗算器１４、１５、２４、２５に送られる。
送信乗算器（第一の送信乗算器）１４において、情報信号発生器１００の出力（ωｉ（ｔ））と基本回転偏波周波数ωの余弦基本波発生回路１１の変調波ｃｏｓωｔとが掛け合わ（乗算）され、情報信号ωｉ（ｔ）は、変調波ｃｏｓωｔで変調される。
送信乗算器（第二の送信乗算器）１５において、情報信号発生器１００の出力（ωｉ（ｔ））と切替器１３（第一の切替器）を介したｃｏｓ２ωｔ，・・・，ｃｏｓＮωｔのいずれかの信号とが掛け合わ（乗算）され、情報信号ωｉ（ｔ）は、変調波ｃｏｓ２ωｔ，・・・，ｃｏｓＮωｔのいずれかで変調される。
送信乗算器１４の出力と送信乗算器１５の出力は、ともに加算回路１６（第一の加算回路）に入力する。
加算回路１６の出力信号は、前記の送信乗算器（第三の送信乗算器）１７に送られる。
【００１６】
また、送信乗算器（第四の送信乗算器）２４において、情報信号発生器１００の出力（ωｉ（ｔ））と基本回転偏波周波数ωの正弦基本波発生回路２１の変調波ｓｉｎωｔとが掛け合わ（乗算）され、情報信号ωｉ（ｔ）は、変調波ｓｉｎωｔで変調される。
送信乗算器（第五の送信乗算器）２５において、情報信号発生器１００の出力（ωｉ（ｔ））と切替器２３（第二の切替器）を介したｓｉｎ２ωｔ，・・・，ｓｉｎＮωｔのいずれかの信号とが掛け合わ（乗算）され、情報信号ωｉ（ｔ）は、変調波ｓｉｎ２ωｔ，・・・，ｓｉｎＮωｔのいずれかで変調される。
送信乗算器２４の出力と送信乗算器２５の出力は、ともに加算回路２６（第二の加算回路）に入力する。
加算回路２６の出力信号は、前記の送信乗算器（第六の送信乗算器）２７に送られる。
【００１７】
送信乗算器１７に、前記の加算回路１６の出力信号と、搬送波周波数発生回路７１の搬送波ωｃが入力し、掛け合わ（乗算）されることによって、情報信号ωｉ（ｔ）で変調された搬送波の第１の送信信号が得られる。
この第１の送信信号は、電力増幅器１８（第一の電力増幅器）で増幅され、送信アンテナ１９（第一の送信アンテナ）から、電磁波として空間に放射される。
【００１８】
送信乗算器２７に、前記の加算回路２６の出力信号と、搬送波周波数発生回路７１の搬送波ωｃが入力し、掛け合わ（乗算）されることによって、情報信号ωｉ（ｔ）で変調された搬送波の第２の送信信号が得られる。
この第２の送信信号は、電力増幅器２８（第二の電力増幅器）で増幅され、送信アンテナ２９（第二の送信アンテナ）から、電磁波として空間に放射される。
なお、送信アンテナ１９と送信アンテナ２９とは、空間的に互いに直交する方向に設置される。
【００１９】
＜送信機の動作・機能＞
前記した送信機の動作・機能について説明する。
【００２０】
《ｃｏｓωｔ、ｓｉｎωｔによる変調について》
情報信号発生器１００の情報信号ωｉ（ｔ）は、送信乗算器１４において、基本回転偏波周波数であるｃｏｓωｔで変調されて、送信アンテナ１９から電磁波として空間に放射される。
また、情報信号発生器１００の情報信号ωｉ（ｔ）は、送信乗算器２４において、基本回転偏波周波数であるｓｉｎωｔで変調されて、送信アンテナ２９から電磁波として空間に放射される。
そして、前記したように送信アンテナ１９と送信アンテナ２９とは、空間的に互いに直交する方向に設置されている。
これらの構成により、送信アンテナ１９から電磁波として放射されるｃｏｓωｔの偏波と、空間的に直交する方向に設置された送信アンテナ２９から電磁波として放射されるｓｉｎωｔの偏波がベクトル的に合成されて、空間を円形に回転する回転偏波が形成される。
【００２１】
この原理を簡単に説明する。
例えば、複素平面におけるオイラーの公式として次の１式がよく知られている。
ｅｘｐ（ｉθ）＝ ｃｏｓθ＋ｉ・ｓｉｎθ    ・・・  （１式）
ここで、ｉは虚数単位であり、θは回転角である。
１式において、θが各値をとると１式は円を描いて、円周を移動する（回転する）。また、ｃｏｓθは実数であり、ｉ・ｓｉｎθは虚数である。すなわち、実数軸と虚数（ｉ）軸の複素平面において、ｃｏｓθとｉ・ｓｉｎθはベクトルとして、円周を移動、回転する。
この実数軸と虚数（ｉ）軸が直交していることは、本発明の第１実施形態に係る送信アンテナ１９と送信アンテナ２９とが、空間的に直交する方向に設置されていることに対応する。
また、送信アンテナ１９からｃｏｓωｔの偏波が電磁波として放射され、送信アンテナ２９からｓｉｎωｔの偏波が電磁波として放射されることに対応する。
【００２２】
《ｃｏｓ２ωｔ〜ｃｏｓＮωｔ、ｓｉｎ２ωｔ〜ｓｉｎＮωｔの変調について》
図１において、情報信号発生器１００の情報信号ωｉ（ｔ）は、切替器１３（第一の切替器）と送信乗算器１５とを介して、ｃｏｓ２ωｔ〜ｃｏｓＮωｔのいずれかで変調されて、送信アンテナ１９から電磁波として空間に放射される。
また、情報信号発生器１００の情報信号ωｉ（ｔ）は、切替器２３（第二の切替器）と送信乗算器２５とを介して、ｓｉｎ２ωｔ〜ｓｉｎＮωｔのいずれかで変調されて、送信アンテナ２９から電磁波として空間に放射される。
【００２３】
前記したように、ｃｏｓωｔ、ｓｉｎωｔによって、空間を円形に回転する回転偏波が形成されるが、後記するように、電磁波は伝搬する途中において障害物で反射、散乱し、回転偏波の方向も変化するので、受信機２０からみると、基本回転偏波周波数ωを含めて、どの回転偏波のどれが最適であるかは、にわかには判別できない。
そのため、ｃｏｓ２ωｔ〜ｃｏｓＮωｔ、ｓｉｎ２ωｔ〜ｓｉｎＮωｔの高調波の変調波を用いることによって、受信側の送信アンテナ２９の角度により適した回転偏波を用いることを可能とする。
具体的にどのように判別するかは、受信機の項において詳細に説明する。
【００２４】
＜空間の伝播＞
以上の送信機１０の構成により、空間的に直交する二つの送信アンテナ（１９、２９）から同一の信号（ωｉ（ｔ））が同一の伝搬周波数（ωｃ）で第一の回転偏波周波数（ω）で偏波が回転する電波と、回転偏波周波数だけが整数（２〜Ｎ）倍された電波（周波数２ω〜Ｎω）が同時に空間に送信される。
【００２５】
また、送信機１０から送信された前記電波は、空間を進行し、送信機１０と受信機２０との間に存在する機器等の電磁波散乱体で複数回の反射を受けてから、受信機２０に到達する。
なお、送信機１０と受信機２０とが見通しのよい配置にあることは、現場では稀で、実際には前記したように、機器等の電磁波散乱体が存在していることが多い。そのため、前記の電磁波散乱体による反射波が送信に主として寄与する。
送信機１０から送信された回転偏波は、電磁波散乱体に当たると偏波の回転方向が変化する。したがって、受信機２０に到達したときの電波の回転偏波の方向は、一般的には把握できない。このような状況において、受信機２０は、効率よく電波を受信する必要がある。
【００２６】
＜受信機の構成＞
次に、受信機について説明する。
受信機２０は、受信アンテナ３９、４９（第一、第二の受信アンテナ）と、低雑音増幅器３１、４１（第一、第二の低雑音増幅器）と、搬送波と同一の周波数（ωｃ）の局部発振回路３８と、受信乗算器３２、４２（第一、第二の受信乗算器）と、低域通過型フィルタ３３、４３（第一、第二の低域通過型フィルタ）と、バッファアンプ３４、４４（第一、第二のバッファアンプ）と、デジタル受信モジュール２０１と、を備えている。
【００２７】
受信アンテナ３９（第一の受信アンテナ）と、受信アンテナ４９（第二の受信アンテナ）とは、空間的に互いに直交している。
受信機２０は、受信アンテナ３９から得られた受信電力を低雑音増幅器３１（第一の低雑音増幅器）で増幅する。また、受信アンテナ４９から得られた受信電力を低雑音増幅器４１（第二の低雑音増幅器）で増幅する。
前記の低雑音増幅器３１の出力と、搬送波と同一の周波数（ωｃ）の局部発振回路３８の出力とを、受信乗算器３２（第一の受信乗算器）で掛け合わ（乗算）せてダウンコンバート（低い周波数への周波数変換）する。
また、前記の低雑音増幅器４１の出力と、局部発振回路３８の出力とを受信乗算器４２（第二の受信乗算器）で掛け合わ（乗算）せてダウンコンバートする。
【００２８】
受信乗算器３２でダウンコンバートされた信号を、受信電力の搬送波周波数成分（ωｃ）を低域通過型フィルタ３３（第一の低域通過型フィルタ）で除去し、バッファアンプ３４（第一のバッファアンプ）で増幅して、デジタル受信モジュール２０１の第一の入力端子に入力する。
また、受信乗算器４２でダウンコンバートされた信号を、受信電力の搬送波周波数成分（ωｃ）を低域通過型フィルタ４３（第二の低域通過型フィルタ）で除去し、バッファアンプ４４（第二のバッファアンプ）で増幅して、デジタル受信モジュール２０１の第二の入力端子に入力する。
なお、局部発振回路３８、受信乗算器３２、４２、低域通過型フィルタ３３、４３を併せた構成を適宜、搬送波除去手段と呼称するものとする。
また、局部発振回路３８、受信乗算器３２、４２、低域通過型フィルタ３３、４３と、次に説明するデジタル受信モジュール２０１とを併せた構成を適宜、情報信号検出手段と呼称するものとする。
【００２９】
デジタル受信モジュール２０１は、所定の時間間隔（詳細は後記する）の遅延量を持つ第一系列の遅延器（３５１，３５２，・・・，３５Ｎ）と、所定の時間間隔の遅延量を持つ第二系列の遅延器（４５１、４５２・・・４５Ｎ）と、前記第一系列の複数の遅延器の出力にそれぞれ接続される複数の第一系列のデシメータ（３６１，３６２，・・・，３６Ｎ）と、前記第二系列の複数の遅延器の出力にそれぞれ接続される複数の第二系列のデシメータ（４６１，４６２，・・・，４６Ｎ）と、ベースバンド処理回路（ＢＢ）４８と、を備えて構成される。
なお、第一系列の遅延器の所定の時間間隔の遅延量とは、送信機１０が具備する余弦高調波発生回路（１２２〜１２Ｎ）、および正弦高調波発生回路（２２２〜２２Ｎ）の最大の高調数（Ｎ）で、余弦基本波発生回路１１、および正弦基本波発生回路２１の発生する基本回転偏波の周期を分割した時間間隔の遅延量である。
また、複数の第一系列のデシメータ（３６１，３６２，・・・，３６Ｎ）と、複数の第二系列のデシメータ（４６１，４６２，・・・，４６Ｎ）のデシメータの機能は、第一系列の遅延器（３５１，３５２，・・・，３５Ｎ）、および第二系列の遅延器（４５１、４５２・・・４５Ｎ）で検出した信号を前記の最大の高調数Ｎだけダウンコンバートすることである。
【００３０】
デジタル受信モジュール２０１の第一の入力信号は、前記した時間間隔の遅延量を持つ第一系列の遅延器（３５１，３５２，・・・，３５Ｎ）の、前記の最大の高調数Ｎと同一数の縦続接続によって、順次、遅延を受ける。この遅延量を有する第一系列の遅延器（３５１，３５２，・・・，３５Ｎ）、で順次、信号を遅延しながら、それぞれ信号を検出するタイミングをとる。
そして、前記の第一系列の複数の遅延器（３５１，３５２，・・・，３５Ｎ）の一つ一つの出力を、第一系列の複数のデシメータ（３６１，３６２，・・・，３６Ｎ）によって、高調数Ｎだけダウンコンバートして、ベースバンド処理回路（ＢＢ）４８の複数の正相信号入力（ｉ１，ｉ２，・・・，ｉＮ）とする。
【００３１】
また、デジタル受信モジュール２０１の第二の入力信号は、前記した時間間隔の遅延量を持つ第二系列の遅延器（４５１，４５２，・・・，４５Ｎ）の、前記の最大の高調数Ｎと同一数の縦続接続によって、順次、遅延を受ける。この遅延量を有する第二系列の遅延器（４５１、４５２・・・４５Ｎ）で順次、信号を遅延しながら、それぞれ信号を検出するタイミングをとる。
そして、前記の第二系列の複数の遅延器（４５１，４５２，・・・，４５Ｎ）の一つ一つの出力を、第二系列の複数のデシメータ（４６１，４６２，・・・，４６Ｎ）によって、高調数Ｎだけダウンコンバートして、ベースバンド処理回路（ＢＢ）４８の複数の直交信号入力（ｑ１，ｑ２，・・・，ｑＮ）とする。
【００３２】
なお、第一系列の遅延器（３５１，３５２，・・・，３５Ｎ）、第二系列の遅延器（４５１，４５２，・・・，４５Ｎ）、第一系列のデシメータ（３６１，３６２，・・・，３６Ｎ）、第二系列のデシメータ（４６１，４６２，・・・，４６Ｎ）は、例えばＤＳＰ（Digital Signal Processor）で構成される。
また、第一系列の遅延器（３５１，３５２，・・・，３５Ｎ）、第二系列の遅延器（４５１，４５２，・・・，４５Ｎ）、第一系列のデシメータ（３６１，３６２，・・・，３６Ｎ）、第二系列のデシメータ（４６１，４６２，・・・，４６Ｎ）を併せた構成を適宜、データ取得手段と呼称するものとする。
【００３３】
ベースバンド処理回路（ＢＢ）４８は、例えばＣＰＵ（Central Processing Unit）で構成され、前記の複数の正相信号入力（ｉ１，ｉ２，・・・，ｉＮ）と複数の直交信号入力（ｑ１，ｑ２，・・・，ｑＮ）から取得して蓄積したデータを基に演算処理を行う。
この演算処理で実行する内容は、前記の複数の正相信号と直交信号とを用いて、等価的に余弦高調波発生回路（１２２〜１２Ｎ）、および正弦高調波発生回路（２２２〜２２Ｎ）の最大の高調数の分割数（例えばＮ）で、到来した電磁波を偏波角度ごとに区別して受信することに相当する。
また、これらの処理から得られた各信号を、送信機１０で送信した情報信号ωｉ（ｔ）を再構成する観点から、受信感度の最もよくなる選択と組み合わせで合成する。
また、ベースバンド処理回路（ＢＢ）４８を、適宜、情報信号合成手段と呼称するものとする。
なお、前記の到来した電磁波を偏波角度ごとに区別して受信する原理を、次に、詳しく説明する。
【００３４】
＜電磁波を偏波角度ごとに区別して受信する原理＞
前記したように、空間的に直交する二つの送信アンテナ（１９、２９）から、同一の信号（ωｉ（ｔ））が、同一の伝搬周波数（ωｃ）で第一の回転偏波周波数（ω）の偏波が回転する電波と回転偏波周波数（ω）だけが整数倍された電波とで同時に送信される。
送信機１０から出力された前記の電波（電磁波）は、空間を進行し、送受信間に存在する機器等の電磁波散乱体で複数回の反射を受けてから、受信機２０に到達する。
受信機２０において、空間的に直交する二つの受信アンテナ（３９、４９）で受信された電波は、搬送波と同一の周波数（ωｃ）の信号源と掛け合わされてダウンコンバートされ、さらに低域通過フィルタ（３３、４３）によって搬送波成分（ωｃ）が除去され、偏波回転周波数（ω）で正弦波状に振幅が変化する情報と、前記偏波回転周波数（ω）の整数（２，・・・，Ｎ）倍の周波数で正弦波状に振幅が変化する情報が合成された信号が得られる。
【００３５】
この得られた信号は、偏波回転の一周期の中に前記の整数個だけ二つの異なる回転偏波周波数の波が逆相となるタイミングを持つ。
このタイミングは、偏波回転周波数で偏波が回転する電波の特定の偏波方向のタイミングと同一である。そして、そのタイミングで二つの電波が相殺するということは特定の偏波方向と空間的に直交した方向にアンテナの方向が一致していることに相当する。
受信機２０は、空間的に直交する二つの受信アンテナ（３９、４９）を持つから、それらから得られる偏波回転周波数で正弦波状に振幅が変化する情報と、偏波回転周波数の整数倍の周波数で正弦波状に振幅が変化する情報は、やはり直交している。
したがって、この互いに直交した偏波回転周波数で、正弦波状に振幅が変化する情報と、偏波回転周波数の整数倍の周波数で正弦波状に振幅が変化する情報とを用いて、デジタル信号処理（ベースバンド処理回路４８）を適用して受信電波に対して任意の単一方向を向いた受信アンテナを仮想的に形成することができる。
【００３６】
この仮想的な方向の分割数は、基本となる偏波回転周波数の整数倍の周波数を何倍に採るかで決定される。この仮想的な方向の分割数が多いほど、仮想的に実現される受信アンテナの方向に、電波の偏波の方向をより正確に合わせられる可能性が高まる。
なお、整数倍の整数を増加させれば分割数は増加するが、最大の偏波回転周波数が増大して電波が占有する周波数スペクトラムが拡大するので、周波数の有効利用の観点で好ましくない。
また、複数の整数が互いに素の関係であれば、回転偏波の一周期内に二つの偏波回転周波数の波が逆相となる点が異なるので、時間的に偏波回転周波数の整数倍の整数値を変えることで、同時ではないが仮想的に実現される受信アンテナの方向の数を増加させることができる。
【００３７】
また、周波数ω，２ω，・・・，Ｎωの円偏波（回転偏波）のうち、どの周波数が最も送受信に適しているかは、機器等の電磁波散乱体が存在している環境によって異なる。図１に示した送信機１０の偏波回転周波数（ω，２ω，・・・，Ｎω）は、送受信の開始当初において、切替器１３、２３によって、順次、切り替わって用いられる。ただし、前記の環境で、これらの偏波回転周波数（ω，２ω，・・・，Ｎω）のうち、最も送受信の感度が高い偏波回転周波数が存在した場合に、その最も送受信の感度が高い偏波回転周波数を用いるように、切替器１３、２３による偏波回転周波数を固定して用いてもよい。
また、偏波回転周波数を固定した後において、環境の変化により、送受信の感度が低下（変化）した場合や、低下する可能性がある場合に、切替器１３、２３による偏波回転周波数の切り替えを再開する方法もある。
【００３８】
以上により、無線機の送受信において、それぞれ最適な偏波を用いてより品質の高い無線データ伝送を実現することが出来る。
すなわち、本（第１）実施形態によれば、送信機１０は空間的に直交する二つのアンテナ（１９、２９）から、基本回転偏波周波数（第一の回転偏波周波数ω）で９０度の位相差を持つ電磁波を各々放射する。そのため、放射された電磁波は、基本回転偏波周波数で偏波が回転するので異なる時間で異なるすべての偏波（回転偏波周波数の整数倍の周波数）を用いて情報を無線伝送できる。
それによって、受信機２０は仮想的に同時に送信機１０が用いる余弦高調波発生回路（１２２〜１２Ｎ）、および正弦高調波発生回路（２２２〜２２Ｎ）の最大の高調数（Ｎ）の分割数で到来波を偏波角度ごとに区別して受信することができる。
したがって、送受信において、それぞれ最適な偏波を用いてより品質の高い無線データ伝送を実現することができる。
【００３９】
≪第２実施形態≫
本発明の第２実施形態として、送信機が時系列的に異なる角度の偏波で送信を行い、受信機が異なる角度の偏波で受信を行う無線通信システムの他の構成例を説明する。
図２は、本発明の第２実施形態に係る無線通信システムの構成例を示す図である。
図２において、送信機１０Ｂと受信機２０によって無線通信システムが構成されている。
図２に示した第２実施形態が、図１に示した第１実施形態と異なるのは、デジタル送信モジュール１０２の構成である。デジタル送信モジュール１０２を除く送信機１０Ｂの構成や、受信機２０の構成は、図１に示した第１実施形態と同一であるので、重複する説明は省略する。
【００４０】
＜デジタル送信モジュール１０２の構成＞
図２で示すデジタル送信モジュール１０２と、図１で示したデジタル送信モジュール１０１との相違は、送信乗算器（１５２〜１５Ｎ）、送信乗算器（２５２〜２５Ｎ）の個数と接続方法であり、加算回路１６Ｂ、２６Ｂにそれぞれ入力する送信乗算器（１５２〜１５Ｎ）、送信乗算器（２５２〜２５Ｎ）から入力する信号線の数である。また、図２では、図１における切替器１３、２３がないことも相違している。
すなわち、図１においては、複数の余弦高調波発生回路（１２２〜１２Ｎ）の信号を切替器１３で切り替え、複数の正弦高調波発生回路（２２２〜２２Ｎ）を切替器２３で切り替えていた。
【００４１】
それに対して、図２では、複数の余弦高調波発生回路（１２２〜１２Ｎ）の信号を、それぞれ送信乗算器（１５２〜１５Ｎ）に直接入力し、送信乗算器（１５２〜１５Ｎ）のそれぞれの出力をすべて加算回路１６Ｂに入力している。
また、複数の正弦高調波発生回路（２２２〜２２Ｎ）の信号を、それぞれ送信乗算器（２２５〜２２５Ｎ）に直接入力し、送信乗算器（２５２〜２５Ｎ）のそれぞれの出力をすべて加算回路２６Ｂに入力している。
そのため、加算回路１６Ｂの出力には、複数の余弦高調波発生回路（１２２〜１２Ｎ）の信号がすべて含まれ、送信アンテナ１９には、基本回転偏波周波数の異なる整数倍の周波数の複数の余弦高調波ｃｏｓ２ωｔ，・・・，ｃｏｓＮωｔが含まれている。
また、加算回路２６Ｂの出力には、複数の正弦高調波発生回路（２２２〜２２Ｎ）の信号がすべて含まれ、送信アンテナ２９には、基本回転偏波周波数の異なる整数倍の周波数の複数の正弦高調波ｓｉｎ２ωｔ，・・・，ｓｉｎＮωｔが含まれている。
【００４２】
本（第２）実施形態によれば、基本回転偏波周波数（ω）の偏波回転周波数で正弦波状に振幅が変化する情報と同偏波回転周波数の複数の整数倍の周波数で正弦波状に振幅が変化する情報が合成された信号が得られる。
そして、得られた信号が該偏波回転の一周期の中に該整数個だけ二つの異なる回転偏波周波数の波が逆相となるタイミングが、図１に示した第１実施形態に比較して増えるので、良好な無線データ伝送をするために受信機が選択できる到来波を受信する受信アンテナ（３９、４９）における偏波の種類が増え、送受信間の無線データ伝送の品質の向上に効果がある。
【００４３】
≪第３実施形態≫
本発明の第３実施形態として、送信機が時系列的に異なる角度の偏波で送信を行い、受信機が異なる角度の偏波で受信を行う無線通信システムの他の構成例を説明する。
図３は、本発明の第３実施形態に係る無線通信システムの構成例を示す図である。
図３において、送信機１０Ｃと受信機２０Ｃによって、無線通信システムが構成されている。
図３に示した第３実施形態が、図１に示した第１実施形態と異なるのは、デジタル送信モジュール１０３の構成と、デジタル受信モジュール２０２の構成である。デジタル送信モジュール１０３、デジタル受信モジュール２０２を除く送信機１０Ｃの構成や、受信機２０Ｃの構成は、図１に示した第１実施形態と同一であるので、重複する説明は省略する。
【００４４】
＜デジタル送信モジュール１０３の構成＞
図３に示した本発明の第３実施形態が、図１に示した第１実施形態と異なる点は、送信機が具備する余弦高調波発生回路１２Ｍ，１２Ｎと、正弦高調波発生回路２２Ｍ，２２Ｎが互いに素の整数の二つの高調数（Ｍ，Ｎ）を持つ、二種類があることである。
すなわち、図１に示した第１実施形態では、余弦高調波発生回路（１２２〜１２Ｎ）は、それぞれｃｏｓ２ωｔ，・・・，ｃｏｓＮωｔを発生し、正弦高調波発生回路（２２２〜２２Ｎ）は、ｓｉｎ２ωｔ，・・・，ｓｉｎＮωｔを発生していた。
それに対して、図３に示した第３実施形態では、余弦高調波発生回路１２Ｍ，１２Ｎは、それぞれｃｏｓＭωｔ，ｃｏｓＮωｔを発生し、正弦高調波発生回路２２Ｍ，２２Ｎは、ｓｉｎＭωｔ，ｓｉｎＮωｔを発生する。
そして、異なる高調数の余弦高調波発生回路１２Ｍ，１２Ｎ、および正弦高調波発生回路２２Ｍ，２２Ｎを時間的に切り替えて用いる。
この構成による効果は、次の受信機２０Ｃのデジタル受信モジュール２０２の説明と併せて後記する。
【００４５】
＜デジタル受信モジュール２０２の構成＞
図３において、デジタル受信モジュール２０２は、所定の時間間隔の遅延量（Ｎ）を持つ第一系列の遅延器（３５１，３５２，・・・，３５Ｎ）と、所定の時間間隔の遅延量（Ｎ）を持つ第二系列の遅延器（４５１、４５２，・・・，４５Ｎ）と、前記第一系列の複数の遅延器の出力にそれぞれ接続される複数の第一系列のデシメータ（３６１，３６２，・・・，３６Ｎ）と、前記第二系列の複数の遅延器の出力にそれぞれ接続される複数の第二系列のデシメータ（４６１，４６２，・・・，４６Ｎ）と、を備えている。
さらに、デジタル受信モジュール２０２は、所定の時間間隔の遅延量（Ｍ）を持つ第三系列の遅延器（７５１，７５２，・・・，７５Ｍ）と、所定の時間間隔の遅延量（Ｍ）を持つ第四系列の遅延器（８５１、８５２・・・８５Ｍ）と、前記第三系列の複数の遅延器の出力にそれぞれ接続される複数の第三系列のデシメータ（７６１，７６２，・・・，７６Ｍ）と、前記第四系列の複数の遅延器の出力にそれぞれ接続される複数の第四系列のデシメータ（８６１，８６２，・・・，８６Ｍ）と、を備えている。
【００４６】
さらに、デジタル受信モジュール２０２は、複数の第一系列のデシメータ（３６１，３６２，・・・，３６Ｎ）の出力（ｉａ１，ｉａ２，・・・，ｉａＮ）、複数の第二系列のデシメータ（４６１，４６２，・・・，４６Ｎ）の出力（ｑｂ１，ｑｂ２，・・・，ｑｂＮ）、複数の第三系列のデシメータ（７６１，７６２，・・・，７６Ｍ）の出力（ｉｂ１，ｉｂ２，・・・，ｉｂＭ）、複数の第四系列のデシメータ（８６１，８６２，・・・，８６Ｍ）の出力（ｑａ１，ｑａ２，・・・，ｑａＭ）を、それぞれ入力するベースバンド処理回路８８を備えている。
【００４７】
なお、第一系列および第二系列の遅延器の所定の時間間隔の遅延量とは、送信機１０Ｃが具備する余弦高調波発生回路（１２Ｎ）、および正弦高調波発生回路（２２Ｎ）の最大の高調数（Ｎ）で、余弦基本波発生回路１１、および正弦基本波発生回路２１の周期を分割した時間間隔の遅延量である。
また、第三系列および第四系列の遅延器の所定の時間間隔の遅延量とは、送信機１０Ｃが具備する余弦高調波発生回路（１２Ｍ）、および正弦高調波発生回路（２２Ｍ）の最大の高調数（Ｍ）で、余弦基本波発生回路１１、および正弦基本波発生回路２１の周期を分割した時間間隔の遅延量である。
また、複数の第一系列、複数の第二系列、複数の第三系列、複数の第四系列のデシメータの機能は、基本回転偏波成分（周波数ω）を除去することである。
【００４８】
なお、図３に示したデジタル受信モジュール２０２において、第一系列の遅延器（３５１，・・・，３５Ｎ）および第二系列の遅延器（４５１，・・・，４５Ｎ）の遅延量はＴ／Ｎであって、第三系列の遅延器（７５１，・・・，７５Ｎ）および第四系列の遅延器（８５１，・・・，８５Ｎ）の遅延量はＴ／Ｍである。
このように、遅延量が（Ｔ／Ｎ）と（Ｔ／Ｍ）の異なる遅延器の系列を余弦（正弦）高調波発生回路１２Ｎ（２２Ｎ）の周波数Ｎωと、余弦（正弦）高調波発生回路１２Ｍ（２２Ｍ）の周波数Ｍωとによって、別々に設けている。
その理由は、遅延器の遅延量は、余弦（正弦）高調波発生回路の周波数に正確に対応している方が検出感度の観点からは、より好ましいからである。
図１で示した第１実施形態のように、余弦高調波発生回路（１２２，・・・１２Ｎ）のどの周波数（ω，２ω，・・・，Ｎω）に対しても、第一系列の遅延器（３５１，・・・，３５Ｎ）および第二の遅延器（４５１，・・・，４５Ｎ）の遅延量がともにＴ／Ｎとしても、信号の検出は可能であるが、前記の図３の第３実施形態のように、余弦（正弦）高調波発生回路の周波数（Ｎω，Ｍω）と遅延器の遅延量（Ｔ／Ｎ，Ｔ／Ｍ）とは、対応させている方が、受信の検出感度の観点から望ましい。
【００４９】
＜無線通信システム＞
本（第３）実施形態の無線通信システムでは、異なる高調数（Ｍ，Ｎ）の余弦高調波発生回路（１２Ｍ，１２Ｎ）、および正弦高調波発生回路（２２Ｍ，２２Ｎ）を時間的に切り替えて用いる。
送信機１０Ｃが具備する二種類の周波数（Ｍω，Ｎω）の余弦高調波発生回路（１２Ｍ，１２Ｎ）と正弦高調波発生回路（２２Ｍ，２２Ｎ）の高調数（Ｍ，Ｎ）が互いに素であるため、受信機が得る基本回転偏波周波数（ω）の偏波回転周波数（ω）で正弦波状に振幅が変化する情報と、偏波回転周波数の異なる整数倍（Ｍ，Ｎ）の周波数（Ｍω，Ｎω）で正弦波状に振幅が変化する情報が合成された信号が得られる。
【００５０】
この得られた信号が、偏波回転の一周期の中に整数個だけ二つの異なる回転偏波周波数の波が逆相となるタイミングが異なるので、送信機が余弦高調波発生回路（１２Ｍ，１２Ｎ）、および正弦高調波発生回路（２２Ｍ，２２Ｎ）を時間的に切り替えることにより受信機が仮想的に形成する受信アンテナの偏波の種類を増加させることができる。
一般に前記の高調数が増加すると送信機が放射する電波の周波数占有スペクトラムが広がり周波数資源有効活用の点で課題となる。
本（第３）実施形態によれば、少ない高調数で同時ではないものの受信アンテナの偏波の種類を増加させることができるので、本発明の無線システムが用いる周波数資源を低減する効果があり、結果として、本発明の無線システムの低消費電力化が図られる。
【００５１】
≪第４実施形態≫
本発明の第４実施形態として、送信機が時系列的に異なる角度の偏波で送信を行い、受信機が異なる角度の偏波で受信を行う無線通信システムの受信機の他の構成例を説明する。
図４は、本発明の第４実施形態に係る無線通信システムの受信機２０Ｄの構成例を示す図である。
図４において、無線通信システムにおける受信機２０Ｄの構成が図示されている。なお、送信機は、例えば図１の送信機１０（もしくは図２の送信機１０Ｂ）を用いることができるので、図示と説明は省略する。
【００５２】
図４に示した受信機２０Ｄが、図１に示した受信機２０と異なるのは、デジタル受信モジュール２０３の構成である。デジタル受信モジュール２０３以外は、図１に示した受信機２０と同一であるので、重複する説明は、適宜、省略する。
図４において、デジタル受信モジュール２０３は、所定の時間間隔（詳細は後記する）の遅延量（Ｔ１／ｍＮ）を持つ第一系列の合計ｍＮ個からなる遅延器（<７４１１〜７４１ｍ>，・・・，<７４Ｎ１〜７４Ｎｍ>）と、前記所定の時間間隔の遅延量を有する第二系列の合計ｍＮ個からなる遅延器（<８４１１〜８４１ｍ>，・・・，<８４Ｎ１〜８４Ｎｍ>）と、を備えている。
また、デジタル受信モジュール２０３は、第一系列の合計ｍＮ個からなるデシメータ（<３６１１〜３６１ｍ>，・・・，<３６Ｎ１〜３６Ｎｍ>）と、第二系列のｍＮ個からなるデシメータ（<４６１１〜４６１ｍ>，・・・，<４６Ｎ１〜４６Ｎｍ>）と、Ｎ個からなる受信合成回路（第一の受信合成回路）７３１，・・・，７３Ｎと、Ｎ個からなる受信合成回路（第二の受信合成回路）８３１，・・・，８３Ｎと、ベースバンド処理回路４８と、を備えている。
【００５３】
なお、第一系列の遅延器（<７４１１〜７４１ｍ>，・・・，<７４Ｎ１〜７４Ｎｍ>）、および第二系列の遅延器（<８４１１〜８４１ｍ>，・・・，<８４Ｎ１〜８４Ｎｍ>）の所定の時間間隔の遅延量（Ｔ１／ｍＮ）とは、送信機１０が具備する余弦高調波発生回路（１２２〜１２Ｎ）、および正弦高調波発生回路（２２２〜２２Ｎ）の最大の高調数（Ｎ）の整数（ｍ）分、つまりｍＮで、余弦基本波発生回路１１、および正弦基本波発生回路２１の周期を分割した時間間隔の遅延量である。
すなわち、図４に示す第４実施形態においては、図１に示す第１実施形態に比較し、時間間隔の遅延量（Ｔ１／ｍＮ）は、さらにｍ分の１となり、遅延器の数はｍ倍となっている。
また、複数（ｍＮ）個の第一系列のデシメータ（<３６１１〜３６１ｍ>，・・・，<３６Ｎ１〜３６Ｎｍ>）と、複数（ｍＮ）個の第二系列のデシメータ（<４６１１〜４６１ｍ>，・・・，<４６Ｎ１〜４６Ｎｍ>）のデシメータの機能は、最大高調数Ｎだけダウンコンバートすることである。
【００５４】
次に、図４におけるデジタル受信モジュール２０３を更に詳しく説明する。
図４において、デジタル受信モジュール２０３は、所定の時間間隔の遅延量（Ｔ１／ｍＮ）を持つ第一系列の遅延器（<７４１１〜７４１ｍ>，・・・，<７４Ｎ１〜７４Ｎｍ>）を、合計ｍＮ個を縦列接続して具備する。
すなわち、前記の第一系列の遅延器は、一番目の組として、遅延器（７４１１〜７４１ｍ）のｍ個からなり、二番目の組として、遅延器（７４２１〜７４２ｍ）のｍ個（図４では不図示）からなり、そして、最後のＮ番目の組として、遅延器（７４Ｎ１〜７４Ｎｍ）のｍ個からなる。
そして、第一の入力端子から入力した信号は、遅延器７４１１に入力し、順次、遅延器７４１２、・・・、遅延器７４１ｍ、・・・遅延器７４Ｎ１，・・・，遅延器７４Ｎｍへと遅延量（Ｔ１／ｍＮ）を生成しながら伝播する。
【００５５】
また、前記の合計ｍＮ個の第一系列のデシメータは、一番目の組として、デシメータ（３６１１〜３６１ｍ）のｍ個からなり、二番目の組として、デシメータ（３６２１〜３６２ｍ）のｍ個（図４では不図示）からなり、そして、Ｎ番目の組として、デシメータ（３６Ｎ１〜３６Ｎｍ）のｍ個からなる。
前記の合計ｍＮ個の第一系列の遅延器（<７４１１〜７４１ｍ>，・・・，<７４Ｎ１〜７４Ｎｍ>）から出力された各信号は、それぞれ前記の複数（合計ｍＮ個）の第一系列のデシメータ（<３６１１〜３６１ｍ>，・・・，<３６Ｎ１〜３６Ｎｍ>）に入力する。
【００５６】
また、一番目の組として、デシメータ（３６１１〜３６１ｍ）の各出力は、受信合成回路７３１に入力する。すなわち、デシメータ（３６１１〜３６１ｍ）の各出力は、信号の流れに沿って順次、纏められる。
また、二番目の組として、デシメータ（３６２１〜３６２ｍ：不図示）の各出力は、受信合成回路７３２（不図示）に入力する。
そして、Ｎ番目の組として、デシメータ（３６Ｎ１〜３６Ｎｍ）の各出力は、受信合成回路７３Ｎに入力する。
すなわち、デシメータ（３６１１〜３６１ｍ）、・・・、デシメータ（４６Ｎ１〜４６Ｎｍ）の各出力は、信号の流れに沿って、順次、それぞれ受信合成回路（７３１〜７３Ｎ）で纏められる。
複数の受信合成回路（７３１〜７３Ｎ）の各出力は、それぞれベースバンド処理回路４８の複数の正相信号入力である入力端子（ｉ１〜ｉＮ）に入力する。
【００５７】
また、前記の第二系列の遅延器は、一番目の組として、遅延器（８４１１〜８４１ｍ）のｍ個からなり、二番目の組として、遅延器（８４２１〜８４２ｍ）のｍ個（図４では不図示）からなり、そして、最後のＮ番目の組として、遅延器（８４Ｎ１〜８４Ｎｍ）のｍ個からなる。
そして、第二の入力端子から入力した信号は、遅延器８４１１に入力し、順次、遅延器８４１２、・・・、遅延器８４１ｍ、・・・遅延器８４Ｎ１，・・・，遅延器８４Ｎｍへと遅延量（Ｔ１／ｍＮ）を生成しながら伝播する。
【００５８】
また、前記の合計ｍＮ個の第二系列のデシメータは、一番目の組として、デシメータ（４６１１〜４６１ｍ）のｍ個からなり、二番目の組として、デシメータ（４６２１〜４６２ｍ）のｍ個（図４では不図示）からなり、そして、Ｎ番目の組として、デシメータ（４６Ｎ１〜４６Ｎｍ）のｍ個からなる。
前記の合計ｍＮ個の第二系列の遅延器（<８４１１〜８４１ｍ>，・・・，<８４Ｎ１〜８４Ｎｍ>）から出力された各信号は、それぞれ前記の複数（合計ｍＮ個）の第二系列のデシメータ（<４６１１〜４６１ｍ>，・・・，<４６Ｎ１〜４６Ｎｍ>）に入力する。
【００５９】
また、一番目の組として、デシメータ（４６１１〜４６１ｍ）の各出力は、受信合成回路８３１に入力する。すなわち、デシメータ（４６１１〜４６１ｍ）の各出力は、信号の流れに沿って順次、纏められる。
また、二番目の組として、デシメータ（４６２１〜４６２ｍ：不図示）の各出力は、受信合成回路８３２（不図示）に入力する。そして、Ｎ番目の組として、デシメータ（４６Ｎ１〜４６Ｎｍ）の各出力は、受信合成回路８３Ｎに入力する。
すなわち、デシメータ（４６１１〜４６１ｍ）、・・・、デシメータ（８６Ｎ１〜８６Ｎｍ）の各出力は、信号の流れに沿って、順次、それぞれ受信合成回路（８３１〜８３Ｎ）で纏められる。
複数の受信合成回路（８３１〜８３Ｎ）の各出力は、それぞれベースバンド処理回路４８の複数の直交信号入力である入力端子（ｑ１〜ｑＮ）に入力する。
【００６０】
ベースバンド処理回路４８は、例えばＤＳＰ（Digital Signal Processor）で構成され、前記の複数の正相信号と直交信号とを用いて、等価的に余弦高調波発生回路（１２２〜１２Ｎ）、および正弦高調波発生回路（２２２〜２２Ｎ）の最大の高調数のさらにｍ倍の分割数（例えばｍＮ）で、到来した電磁波を偏波角度ごとに区別して受信する。
図４におけるベースバンド処理回路４８は、図１におけるベースバンド処理回路４８と同様の動作、機能を有する。
【００６１】
ただし、図４においては、所定の時間間隔の遅延量（Ｔ１／ｍＮ）を持つ第一系列の遅延器（<７４１１〜７４１ｍ>，・・・，<７４Ｎ１〜７４Ｎｍ>）と、第二系列の遅延器（<８４１１〜８４１ｍ>，・・・，<８４Ｎ１〜８４Ｎｍ>）の出力が、それぞれ前記の複数（合計ｍＮ個）の第一系列のデシメータ（<３６１１〜３６１ｍ>，・・・，<３６Ｎ１〜３６Ｎｍ>）と、前記の複数（合計ｍＮ個）の第二系列のデシメータ（<４６１１〜４６１ｍ>，・・・，<４６Ｎ１〜４６Ｎｍ>）でオーバーサンプリングされた後に、第一系列の受信合成回路（７３１〜７３Ｎ）と第二系列の受信合成回路（８３１〜８３Ｎ）で、それぞれ平均化される。
そのため、送信機１０と受信機２０Ｄ間を伝搬する電波が何らかの外部要因で時間変動した場合、その変動を平均化し、この変動を受信する受信機２０Ｄが仮想的に形成する特定の偏波の受信アンテナ３９、４９の偏波角度決定に対する擾乱を吸収する。
したがって、本（第４）実施形態の送信機１０が任意の偏波で送信を行い、受信機２０Ｄが任意の偏波で受信を行う無線システムにおいて、受信機２０Ｄの動作がより安定するという効果がある。
【００６２】
≪第５実施形態≫
本発明の第５実施形態として、送信機が時系列的に異なる角度の偏波で送信を行い、受信機が異なる角度の偏波で受信を行う無線通信システムの送信機の他の構成例を説明する。
図５は、本発明の第５実施形態に係る無線通信システムの送信機１０Ｅの構成例を示す図である。
図５において、無線通信システムにおける送信機１０Ｅの構成が図示されている。なお、受信機は、例えば図１の受信機２０を用いることができるので、図示と説明は省略する。
【００６３】
図５に示した送信機１０Ｅが、図１に示した送信機１０と異なるのは、デジタル送信モジュール１０４（図５）において、デジタルデルタシグマ変調回路５８、６８（図５）が追加されたことと、図１の搬送波周波数発生回路７１（図１）と送信乗算器１７、２７（図１）が削除されたことである。それら以外は同一であるので、重複する説明は、適宜、省略する。
図５において、加算回路１６および加算回路２６の出力が、デジタルデルタシグマ変調回路（第一のデジタルデルタシグマ変調回路）５８とデジタルデルタシグマ変調回路（第二のデジタルデルタシグマ変調回路）６８を介してそれぞれ電力増幅器１８と電力増幅器２８に入力されている。
【００６４】
この第５実施形態によれば、デジタルデルタシグマ変調回路５８、６８が生成するエイリアス信号を用いて加算回路１６、２６の出力をアップコンバート（高い周波数への周波数変換）できる。
そのため、本（第５）実施形態の送信機１０Ｅが任意の偏波で送信を行い、受信機が任意の偏波で受信を行う無線システムにおいて、送信機から搬送波周波数発生回路７１（図１）と送信乗算器１７、２７（図１）のアナログ回路を除去できる。
したがって、本（第５）実施形態の送信機１０Ｅが任意の偏波で送信を行い、受信機２０（図１）が任意の偏波で受信を行う無線システムの送信機の経年変化耐性、および温度変化耐性を向上できる。また、無線システムの信頼性向上に効果がある。
【００６５】
≪第６実施形態≫
本発明の第６実施形態として、送信機が時系列的に異なる角度の偏波で送信を行い、受信機が異なる角度の偏波で受信を行う無線通信システムの受信機の他の構成例を説明する。
図６は、本発明の第６実施形態に係る無線通信システムの受信機２０Ｆの構成例を示す図である。
図６において、無線通信システムにおける受信機２０Ｆの構成が図示されている。なお、送信機は、例えば図１の送信機１０を用いることができるので、図示と説明は省略する。
【００６６】
図６に示した受信機２０Ｆが、図１に示した受信機２０と異なるのは、局部発振回路３８と、受信乗算器３２、４２と、低域通過型フィルタ３３、４３と、バッファアンプ３４、４４を削除し、その代わりにクロック発生回路（ＣＬＫ）８１と、受信デルタシグマ回路７２、８２を加えたことである。
そして、低雑音増幅器３１、および、低雑音増幅器４１の出力を、それぞれクロック発生回路（ＣＬＫ）８１からクロックを供給される受信デルタシグマ回路（第一の受信デルタシグマ回路）７２、および受信デルタシグマ回路（第二の受信デルタシグマ回路）８２を介して、デジタル受信モジュール２０１の第一の入力および第二の入力としている。
【００６７】
本（第６）実施形態によれば、受信デルタシグマ回路（デルタシグマ回路）７２、８２が生成するエイリアス信号を用いて、低雑音増幅器３１、および、低雑音増幅器４１の出力をダウンコンバートできる。そのため、本実施形態の無線通信システムにおいて、送信機（例えば送信機１０：図１）が任意の偏波で送信を行い、受信機２０Ｆが任意の偏波で受信を行う場合に、受信機２０Ｆから、局部発振回路３８（図１）と受信乗算器３２、４２（図１）と低域通過型フィルタ３３、４３（図１）とバッファアンプ３４、４４（図１）等のアナログ回路を除去できる。
したがって、本（第６）実施形態の送信機（例えば送信機１０：図１）が、任意の偏波で送信を行い、受信機が任意の偏波で受信を行う無線システムの受信機の経年変化耐性、および温度変化耐性を向上することができ、無線システムの信頼性向上に効果がある。
【００６８】
≪第７実施形態≫
本発明の第７実施形態として、送信機が時系列的に異なる角度の偏波で送信を行い、受信機が異なる角度の偏波で受信を行う無線通信システムの送信機の他の構成例を説明する。
図７は、本発明の第７実施形態に係る無線通信システムの送信機１０Ｇの構成例を示す図である。
図７において、無線通信システムにおける送信機１０Ｇの構成が図示されている。なお、受信機は、例えば図１の受信機２０を用いることができるので、図示と説明は省略する。
【００６９】
デジタル送信モジュール１０５は、搬送波周波数（ωｍ）の余弦基本搬送波発生回路５２と、搬送波周波数（ωｍ）に基本回転偏波周波数（ω）、あるいは基本回転偏波周波数の異なる整数倍の周波数（Ｋω）を加えた周波数（ωｍ＋Ｋω）の複数個の余弦副搬送波発生回路（５３１、５３２，・・・，５３Ｋ）と、搬送波周波数（ωｍ）の正弦基本搬送波発生回路６２と、搬送波周波数（ωｍ）に基本回転偏波周波数（ω）、あるいは基本回転偏波周波数の異なる整数倍の（Ｋω）を加えた周波数（ωｍ＋Ｋω）の複数個の正弦副搬送波発生回路（６３１、６３２，・・・，６３Ｋ）と、を備えている。
また、デジタル送信モジュール１０５は、前記の複数個の余弦副搬送波発生回路（５３１、５３２，・・・，５３Ｋ）の各信号を加算（総和）する加算回路（第三の加算回路）５７と、前記の複数個の正弦副搬送波発生回路（６３１、６３２，・・・，６３Ｋ）の各信号を加算（総和）する加算回路（第四の加算回路）６７と、を備えている。
【００７０】
また、デジタル送信モジュール１０５は、前記の余弦基本搬送波発生回路５２の出力と、前記の加算回路５７との出力を同相で合成する同相合成回路５１と、前記の正弦基本搬送波発生回路６２の出力と、前記の加算回路６７との出力を逆相で合成する逆相合成回路６１と、を備えている。
また、デジタル送信モジュール１０５は、情報信号発生器１００の出力（ωｉ（ｔ））と、前記の同相合成回路５１の出力とを掛け合わ（乗算）せる送信乗算器（第九の送信乗算器）５９と、情報信号発生器１００の出力（ωｉ（ｔ））と、前記の逆相合成回路６１の出力とを掛け合わ（乗算）せる送信乗算器（第十の送信乗算器）６９と、を備えている。
また、デジタル送信モジュール１０５は、前記の送信乗算器５９の出力をデルタシグマ変調するデジタルデルタシグマ変調回路５８と、前記の送信乗算器６９の出力をデルタシグマ変調するデジタルデルタシグマ変調回路６８とを備えている。
デジタルデルタシグマ変調回路５８、５９の出力は、デジタル送信モジュール１０５の二本の出力信号として、出力される。
【００７１】
デジタルデルタシグマ変調回路５８の出力は、電力増幅器１８で増幅されて、送信アンテナ１９から空間に放射される。
また、デジタルデルタシグマ変調回路６８の出力は、電力増幅器２８で増幅されて、送信アンテナ２９から空間に放射される。
【００７２】
以上の本発明の第７実施形態に係るデジタル送信モジュール１０５は、図１に示した第１実施形態に係るデジタル送信モジュール１０１と比べて、乗算器数を減少することができるので、デジタル送信モジュールのデジタル信号処理負荷を低減できる。したがって、本（第７）実施形態に係る送信機１０Ｇが任意の偏波で送信を行い受信機が任意の偏波で受信を行う無線システムの送信機の低消費電力化に効果がある。
【００７３】
なお、図７で示したデジタル送信モジュール１０５において、搬送波周波数をωｍと表記し、図１で搬送波周波数発生回路７１では搬送波周波数をωｃと表記している。ωｍもωｃも共に搬送波周波数を表すものであるが、ωｍ＜ωｃの関係がある。すなわち、第７実施形態の図７における搬送波周波数をωｍは、１ＧＨｚ以下の比較的に低い周波数である。つまり、図７のデジタル送信モジュール１０５は、搬送波周波数をωｍが例えば、４００ＭＨｚ以下であれば、ＤＳＰで構成可能となり、送信機１０Ｇのコンパクト化、低コスト化が可能となる効果がある。
【００７４】
≪第８実施形態≫
本発明の第８実施形態として、送信機が時系列的に異なる角度の偏波で送信を行い、受信機が異なる角度の偏波で受信を行う無線通信システムの他の構成例を説明する。
図８は、本発明の第８実施形態に係る無線通信システムの構成例を示す図である。
図８において、無線通信システムにおける送信機１０Ｈと、受信機２０Ｈの構成が図示されている。
【００７５】
＜デジタル送信モジュール１０６＞
図８におけるデジタル送信モジュール１０６は、図５に示した第５実施形態に係る送信機１０Ｅのデジタル送信モジュール１０４の構成に、さらにＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）変調器（ＢＰＳＫＭＯＤ）５０を具備したものである。
情報信号発生器１００の出力を、ＢＰＳＫ変調器（２値信号変換器）５０を用いて正負の２値信号としている。この正負の２値信号に対して、基本回転偏波周波数の余弦の偏波、基本回転偏波周波数の異なる整数倍の周波数の余弦の偏波、基本回転偏波周波数の正弦の偏波、基本回転偏波周波数の異なる整数倍の周波数の正弦の偏波を行う。
なお、ＢＰＳＫ変調器５０を追加した以外は、図５に示した第５実施形態に係る送信機１０Ｅと同じであるので、重複する説明は省略する。
【００７６】
＜受信機２０Ｈ＞
図８に示した受信機２０Ｈが、図１に示した受信機２０と異なるのは、局部発振回路３８と、受信乗算器３２、４２と、低域通過型フィルタ３３、４３と、バッファアンプ３４、４４を削除し、その代わりに閾値生成回路（ＴＨ）７０と、コンパレータ７７、８７を加えたことである。
そして、低雑音増幅器３１、および、低雑音増幅器４１の出力を、閾値生成回路７０から供給される閾値で判定するコンパレータ（第一のコンパレータ）７７、およびコンパレータ（第二のコンパレータ）８７を介して矩形波に変換している。これらの変換された信号をデジタル受信モジュール２０１の第一の入力および第二の入力として、それぞれ入力している。
【００７７】
＜無線通信システム（第８実施形態）＞
本（第８）実施形態によれば、送信機１０Ｈの送信信号を２値信号とすることにより、受信機２０Ｈのアナログ回路から、周波数変換を行う各回路をコンパレータ（７７、８７）と閾値生成回路（ＴＨ）７０とに置き換えることができる。したがって、送信機が任意の偏波で送信を行い受信機が任意の偏波で受信を行う無線システムの受信機の構成を大幅に簡略化でき、同受信機の部品点数削減、寸法縮小、消費電力削減が図られる。また、送信機が任意の偏波で送信を行い受信機が任意の偏波で受信を行う無線システムの導入コスト低減に効果がある。
【００７８】
≪第９実施形態≫
本発明の第９実施形態として、送信機が時系列的に異なる角度の偏波で送信を行い、受信機が異なる角度の偏波で受信を行う無線通信システムの送信機の他の構成例を説明する。
図９は、本発明の第９実施形態に係る無線通信システムの送信機１０Ｉの構成例を示す図である。
図９において、無線通信システムにおける送信機１０Ｉの構成が図示されている。なお、受信機は、例えば図１の受信機２０を用いることができるので、図示と説明は省略する。
【００７９】
図９に示した送信機１０Ｉが、図１に示した送信機１０と異なるのは、図１の情報信号発生器１００が、図９では情報信号発生モジュール６０で置き換えられていることである。それら以外は同一であるので、重複する説明は、適宜、省略する。
図９において、情報信号発生モジュール６０は、情報信号発生回路５４と同期信号発生回路５５と選択スイッチ６４とデータバッファ６５を備えている。
情報信号発生回路５４からは、送信する情報信号が出力する。同期信号発生回路５５からは、同期をとるための同期信号が出力する。
情報信号発生回路５４と同期信号発生回路５５のそれぞれの出力が、選択スイッチ６４にて切り替えられて選択され、情報信号発生回路５４と同期信号発生回路５５とのいずれかの出力がデータバッファ６５に送出され、情報信号発生モジュール６０の出力となる。
【００８０】
例えば図１の受信機２０が、図９の情報信号発生モジュール６０の出力を受信した場合には、受信機２０は、デジタル受信モジュール２０１（図１）によって、受信した信号から前記の同期信号を検出することができる。この検出した同期信号を受信の際の同期をとることに利用できる。
このように同期信号発生回路５５（図９）を加えた構成によって、送信機１０Ｉと受信機（例えば受信機２０：図１）の同期を取ることができるので、送信機１０Ｉが送信する特定の偏波を受信機が知ることができる。そのため、送信機１０Ｉと受信機が送受信間で良好なデータ伝送をするための送信機および受信機の各最適偏波の決定が容易に実現可能となる。
すなわち、本（第９）実施形態の送信機が任意の偏波で送信を行い、受信機が任意の偏波で受信を行う無線通信システムのスループット向上に効果がある。
【００８１】
≪第１０実施形態≫
本発明の第１０実施形態として、送信機が時系列的に異なる角度の偏波で送信を行い、受信機が異なる角度の偏波で受信を行う無線通信システムの送信機の他の構成例を説明する。
図１０は、本発明の第１０実施形態に係る無線通信システムの送信機１０Ｊの構成例を示す図である。なお、受信機は、例えば図１の受信機２０を用いることができるので、図示と説明は省略する。
【００８２】
図１０に示した送信機１０Ｊが、図５に示した送信機１０Ｅと異なるのは、図５の情報信号発生器１００が、図１０では情報信号発生モジュール６０で置き換えられていることである。それら以外は同一であるので、重複する説明は、適宜、省略する。
図１０において、情報信号発生モジュール６０は、情報信号発生回路５４と同期信号発生回路５５と選択スイッチ６４とデータバッファ６５とを備えている。
情報信号発生回路５４と同期信号発生回路５５のそれぞれの出力が、選択スイッチ６４で切り替えられて選択され、情報信号発生回路５４と同期信号発生回路５５とのいずれかの出力がデータバッファ６５に送出され、情報信号発生モジュール６０の出力となる。
図９に示した第９実施形態と同様に、同期信号発生回路５５を加えた構成によって、送信機１０Ｊと受信機（例えば受信機２０：図１）の同期を取ることができるので、送信機１０Ｊが送信する特定の偏波を受信機が知ることができる。そのため、送信機１０Ｊと受信機が送受信間で良好なデータ伝送をするための送信機および受信機の各最適偏波の決定が容易に実現可能となる。
すなわち、本発明の送信機が任意の偏波で送信を行い、受信機が任意の偏波で受信を行う無線通信システムのスループット向上に効果がある。
【００８３】
≪第１１実施形態≫
本発明の第１１実施形態として、送信機が時系列的に異なる角度の偏波で送信を行い、受信機が異なる角度の偏波で受信を行う無線通信システムを適用した昇降機システム１１００の構成例を説明する。
図１１は、本発明の第１１実施形態に係る昇降機システム１１００の構成例を示す図である。
図１１において、本（第１１）実施形態の昇降機システム１１００では、昇降機が設置される建物１１０１の内部を昇降カゴ１１１１が昇降する。
【００８４】
また、建物１１０１の内部の床部には、第１〜第１０実施形態で説明した回転偏波を送受信可能なアンテナを具備する送信機および受信機を具備する基地局無線機１１０３ａと基地局回転偏波アンテナ１１０２ａが結合して設置される。そして、基地局無線機１１０３ａで発生した信号を基地局回転偏波アンテナ１１０２ａから送信する。
なお、基地局回転偏波アンテナ１１０２ａは、直交する二つのアンテナ（例えば送信アンテナ１９，２９：図１）で構成されている。
また、建物１１０１の内部の天井部には、前記の回転偏波を送受信可能なアンテナを具備する送信機および受信機を具備する基地局無線機１１０３ｂと基地局回転偏波アンテナ１１０２ｂが結合して設置される。なお、基地局回転偏波アンテナ１１０２ｂも、直交する二つのアンテナで構成されている。
【００８５】
昇降カゴ１１１１の外部床面には、第１〜第１０実施形態で説明した回転偏波を送受信可能なアンテナを具備する回転偏波の電磁波を用いる送信機および受信機を具備する端末局回転偏波アンテナ１１１２ａが設置されている。
また、昇降カゴ１１１１の外部天井には、前記の回転偏波を送受信可能なアンテナを具備する回転偏波の電磁波を用いる送信機および受信機を具備する端末局回転偏波アンテナ１１１２ｂが設置されている。
端末局回転偏波アンテナ１１１２ａと端末局回転偏波アンテナ１１１２ｂは、ともに高周波ケーブル１１１４を用いて端末局無線機１１１３に結合している。
【００８６】
基地局無線機１１０３ａ，１１０３ｂと端末局無線機１１１３は、建物１１０１の内部を無線伝送媒体とするので、前記の建物１１０１の内壁および昇降カゴ１１１１の外壁によって、電磁波は多重反射を受け、多重波干渉環境が形成される。
本（第１１）実施形態の昇降機システム１１００では、第１実施形態〜第１０実施形態のいずれかの無線通信システムを用いるので、多重波干渉環境下で複数の反射波を用いて送受信間の通信品質の低下を補償する高品質の無線伝送が可能となる。
すなわち、前記の無線通信システムを用いた無線接続手段を用いて、昇降機システム１１００の昇降カゴ１１１１の制御・監視を建物１１０１において、有線接続手段を用いずに遠隔で実施できるので、ケーブル等の該有線接続手段を削除可能となる。
そのため、同一の輸送能力をより小さい建物体積で実現でき、あるいは同一の建物体積で昇降機寸法を増大させることによる輸送能力向上を実現できる。
【００８７】
≪第１２実施形態≫
本発明の第１２実施形態として、送信機が時系列的に異なる角度の偏波で送信を行い、受信機が異なる角度の偏波で受信を行う無線通信システムを適用した変電設備監視システム１２００の構成例を説明する。
図１２は、本発明の第１２実施形態に係る変電設備監視システム１２００の構成例を示す図である。
図１２において、本（第１２）実施形態の変電設備監視システム１２００は、複数の変電機１２０１と、第１実施形態〜第１０実施形態のいずれかの無線通信システムを用いており、端末局無線機１２０３と端末局回転偏波アンテナ１２０２が結合して設置されている。
また、複数の前記変電機１２０１の近傍に、前記の変電機１２０１の数よりも少ない数の基地局装置１２１１が設営される。また、第１実施形態〜第１０実施形態のいずれかの無線通信システムを用いる基地局無線機１２１３と基地局回転偏波アンテナ１２１２が結合し設置される。そして、基地局無線機１２１３で発生した信号を基地局回転偏波アンテナ１２１２から送信する。
【００８８】
また、前記の端末局無線機１２０３は、回転偏波を送受信可能なアンテナを具備する回転偏波の電磁波を用いる無線通信システムの送信機および受信機を備えている。
また、前記の基地局装置１２１１は、回転偏波を送受信可能なアンテナを具備する回転偏波の電磁波を用いる無線通信システムの送信機および受信機を備えている。
なお、図１２において、変電機１２０１、基地局装置１２１１、基地局回転偏波アンテナ１２１２、基地局無線機１２１３は、複数個あるが、代表的なもののみに符号をつけており、同様の形態のものに符号をつけることを省略している。
【００８９】
変電機１２０１の外形の寸法は、数メートルのオーダーであり、無線機が使用する電磁波の周波数である数百ＭＨｚから数ＧＨｚに対応する波長に比べ圧倒的に大きいため、前記の複数の変電機１２０１によって、電磁波は多重反射を受けて、多重波干渉環境が形成される。
本（第１２）実施形態の変電設備監視システム１２００では、前記の第１実施形態〜第１０実施形態のいずれかの無線通信システムを適用しているので、多重波干渉環境下で複数の反射波を用いて送受信間の通信品質の低下を補償する高品質の無線伝送が実現可能となる。
そのため、前記の無線機（送信機、受信機）を適用した無線接続手段を用いて、変電機１２０１の制御・監視を複数の無線基地局の基地局装置１２１１によって、有線接続手段を用いずに遠隔で実施できる。また、変電機１２０１の故障を検出できる。
したがって、ケーブル等の有線接続手段を用いる場合に問題となる高圧誘導電力の問題を解決でき、同ケーブルの敷設コストを削除できる。そのため、変電機１２０１の制御・監視システム（変電設備監視システム）の安全性向上およびコスト削減に効果がある。
【００９０】
≪その他の実施形態≫
以上、本発明は、前記した各実施形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記各実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々、変更可能である。
以下に、その他の実施形態や変形例について、さらに説明する。
【００９１】
《基本回転偏波周波数の異なる整数倍の周波数の組み合わせ：その１》
図１に示した第１実施形態においては、基本回転偏波周波数をωとし、基本回転偏波周波数の異なる整数倍の周波数として、２ω，・・・，Ｎωとして、２からＮを連続する整数として説明したが、必ずしも連続した整数の組み合わせでなくともよい。途中の整数を飛ばした整数の組み合わせでもよい。
【００９２】
《基本回転偏波周波数の異なる整数倍の周波数の組み合わせ：その２》
また、基本回転偏波周波数の異なる整数倍の周波数として、２ω，・・・，Ｎωにおいて、２からＮの整数が２のべき乗、もしくは偶数の組み合わせでもよい。
この場合には、２からＮの整数において、共通の約数２を有するので、図１の受信機２０のデジタル受信モジュール２０１における遅延器（３５１，・・・，３５Ｎ）の遅延量Ｔ／Ｎが、基本回転偏波周波数の異なる整数倍のどの周波数においても、その周波数の周期とサンプリングの周期とが整数倍の関係となるので、ベースバンド処理回路４８（図１）で処理しやすいデータを取得することができるという効果がある。
【００９３】
《基本回転偏波周波数の異なる整数倍の周波数の組み合わせ：その３》
図３に示した第３実施形態においては、基本回転偏波周波数をωとし、基本回転偏波周波数の異なる整数倍の周波数として、Ｍω，Ｎωとして、ＭとＮが互いに素である組み合わせで説明したが、必ずしもＭ，Ｎの２つの組み合わせでなくともよい。例えば、Ｌ，Ｍ，Ｎの互いに素の三つの組み合わせであってもよい。この場合には、有効に活用できる周波数がさらに増大するという効果がある。
【００９４】
《遅延器の遅延量》
図１に示した第１実施形態においては、受信機２０のデジタル受信モジュール２０１における遅延器（３５１，・・・，３５Ｎ）の遅延量はＴ／Ｎであって、このＮは、送信機１０のデジタル送信モジュール１０１における切替器１３の選択に関わらず一定であると説明したが、切替器１３がｃｏｓωｔ，・・・ｃｏｓＮωｔのいずれかを選択することによって、デジタル受信モジュール２０１における遅延器（３５１，・・・，３５Ｎ）の遅延量のＴ／ＮにおけるＮの値を連動して変更する構成であってもよい。
この場合には、受信感度がさらに向上するという効果がある。
【００９５】
《太陽電池発電システムへの適用》
図１２に示した第１２実施形態においては、複数の変電機１２０１を配置した変電設備監視システムの例を説明したが、同様の応用例は前記に限定されない。
例えば、複数の太陽電池を配置した太陽電池発電システムにおける発電設備監視システムにおいても、前記した無線通信システムを適用できる。
複数の太陽電池を配置した発電設備においては、制御、もしくは監視に電気配線を用いるのは、必ずしも得策ではない。そのため、無線通信による制御、もしくは監視を行う。
このとき、複数の太陽電池を配置した環境は、多重波干渉環境下であるので、前記した無線通信システムを適用することが効果的である。
【符号の説明】
【００９６】
１０，１０Ｂ，１０Ｃ，１０Ｅ，１０Ｇ，１０Ｈ，１０Ｉ，１０Ｊ    送信機
１１    余弦基本波発生回路
１３，２３    切替器
１４，１５，１７，２４，２５，２７，５９，６９，１５２〜１５Ｎ，２５２〜２５Ｎ    送信乗算器
１６，２６，１６Ｂ，２６Ｂ，５７，６７    加算回路
１８，２８    電力増幅器
１９，２９    送信アンテナ
２０，２０Ｃ，２０Ｄ，２０Ｆ，２０Ｈ    受信機
２１    正弦基本波発生回路
３１，４１    低雑音増幅器
３２，４２    受信乗算器
３３，４３    低域通過型フィルタ
３４，４４    バッファアンプ
３８    局部発振回路
３９，４９    受信アンテナ
４８，８８    ベースバンド処理回路
５０    ＢＰＳＫ変調器（２値信号変換器）
５１    同相合成回路
５２    余弦基本搬送波発生回路
５４    情報信号発生回路
５５    同期信号発生回路
５８，６８    デジタルデルタシグマ変調回路
６０    情報信号発生モジュール
６１    逆相合成回路
６２    正弦基本搬送波発生回路
６４    選択スイッチ
６５    データバッファ
７０    閾値生成回路
７１    搬送波周波数発生回路
７２，８２    受信デルタシグマ回路
７７，８７    コンパレータ
８１    クロック発生回路
１００    情報信号発生器
１０１，１０２，１０３，１０４，１０５，１０６，１０７，１０８    デジタル送信モジュール
１２２〜１２Ｎ，１２Ｍ    余弦高調波発生回路
２０１，２０２，２０３    デジタル受信モジュール
２２２〜２２Ｎ，２２Ｍ    正弦高調波発生回路
３５１〜３５Ｎ，４５１〜４５Ｎ，７４１１〜７４１ｍ，・・・，７４Ｎ１〜７４Ｎｍ，７５１〜７５Ｍ，８４１１〜８４１ｍ，・・・，８４Ｎ１〜８４Ｎｍ，８５１〜８５Ｍ    遅延器
３６１〜３６Ｎ，４６１〜４６Ｎ，７６１〜７６Ｍ，８６１〜８６Ｍ，３６１１〜３６１ｍ，３６Ｎ１〜３６Ｎｍ，４６１１〜４６１ｍ，４６Ｎ１〜４６Ｎｍ    デシメータ
５３１〜５３Ｋ    余弦副搬送波発生回路
６３１〜６３Ｋ    正弦副搬送波発生回路
７３１〜７３Ｎ，８３１〜８３Ｎ    受信合成回路
１１００    昇降機システム
１１０１    建物
１１０２ａ，１１０２ｂ    基地局回転偏波アンテナ
１１０３ａ，１１０３ｂ    基地局無線機
１１１１    昇降カゴ
１１１２ａ，１１１２ｂ    端末局回転偏波アンテナ
１１１３    端末局無線機
１１１４    高周波ケーブル
１２００    変電設備監視システム
１２０１    変電機
１２０２    端末局回転偏波アンテナ
１２０３    基地局無線機
１２１１    基地局装置
１２１２    基地局回転偏波アンテナ
１２１３    基地局無線機
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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