(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電力を交流電力に変換し、前記交流電力によって永久磁石同期モータを駆動するインバータと、前記インバータをＰＷＭ制御する制御部と、を備えるモータ駆動装置において、
前記制御部は、
前記永久磁石同期モータの空転状態において、前記インバータの上アームまたは下アームの内の少なくとも一つのスイッチング素子にオンパルスを与え、前記スイッチング素子のオン期間に前記上アームまたは前記下アームに流れる電流に基づいて、前記オンパルスのパルス幅を調整する手段と、
前記パルス幅を調整された前記オンパルスによって前記スイッチング素子がオンしている期間に前記上アームまたは前記下アームに流れる電流に基づいて、空転する前記永久磁石同期モータの回転子の状態を推定する手段と、
を備え、
前記制御部は、
変調波と搬送波との比較により前記オンパルスを作成し、前記変調波の大きさあるいは前記搬送波の周期によって前記パルス幅を調整するＰＷＭ制御器を備え、
前記上アームまたは前記下アームに流れる電流が所定値未満の場合、前記変調波を小さくすることにより前記パルス幅を広げ、
オフ幅を確保するために設定される前記変調波の最小リミット値に到達しても、前記パルス幅が不十分な場合、前記搬送波のキャリア周波数を低減することを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項２】
請求項１に記載のモータ駆動装置において、
前記制御部は、推定された前記回転子の状態に基づいて前記永久磁石同期モータを再起動することを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項３】
請求項１に記載のモータ駆動装置において、
前記パルス幅は、前記電流が前記所定値以上かつ許容値以下の値となるように調整されることを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項４】
請求項２に記載のモータ駆動装置において、
前記スイッチング素子に始めに与える前記オンパルスのパルス幅は、前記永久磁石同期モータの最大空転速度において、前記電流が許容値を越えないように設定されることを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項５】
請求項１に記載のモータ駆動装置において、
前記インバータの上アームまたは下アームの全スイッチング素子に前記オンパルスを与えることを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項６】
請求項１に記載のモータ駆動装置において、
前記回転子の状態として前記回転子の位置が推定されることを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項７】
請求項６に記載のモータ駆動装置において、異なる時点において推定された前記回転子の位置の差分に基づいて、前記回転子の状態として前記回転子の回転速度あるいは回転方向が推定されることを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項８】
回路基板に、直流電力を交流電力に変換し、前記交流電力を出力するインバータと、前記インバータを制御する制御部と、が搭載され、前記インバータの出力が永久磁石同期モータに接続されるモータ駆動モジュールにおいて、
前記制御部は、
前記永久磁石同期モータの空転状態において、前記インバータの上アームまたは下アームの内の少なくとも一つのスイッチング素子にオンパルスを与え、前記スイッチング素子のオン期間に前記上アームまたは前記下アームに流れる電流に基づいて、前記オンパルスのパルス幅を調整する手段と、
前記パルス幅を調整された前記オンパルスによって前記スイッチング素子がオンしている期間に前記上アームまたは前記下アームに流れる電流に基づいて、空転する前記永久磁石同期モータの回転子の状態を推定する手段と、
を備え、
前記制御部は、
変調波と搬送波との比較により前記オンパルスを作成し、前記変調波の大きさあるいは前記搬送波の周期によって前記パルス幅を調整するＰＷＭ制御器を備え、
前記上アームまたは前記下アームに流れる電流が所定値未満の場合、前記変調波を小さくすることにより前記パルス幅を広げ、
オフ幅を確保するために設定される前記変調波の最小リミット値に到達しても、前記パルス幅が不十分な場合、前記搬送波のキャリア周波数を低減することを特徴とするモータ駆動モジュール。
【請求項９】
熱交換器と、冷媒を圧縮して循環させる圧縮機と、前記熱交換器への送風を行うファンと、前記ファンを駆動する永久磁石同期モータと、前記永久磁石同期モータを駆動するモータ駆動装置と、を備えた冷凍機器において、
前記モータ駆動装置は、
直流電力を交流電力に変換し、前記交流電力を永久磁石同期モータへ出力するインバータと、
前記インバータを制御する制御部と、
を備え、
前記制御部は、
前記永久磁石同期モータの空転状態において、前記インバータの上アームまたは下アームの内の少なくとも一つのスイッチング素子にオンパルスを与え、前記スイッチング素子のオン期間に前記上アームまたは前記下アームに流れる電流に基づいて、前記オンパルスのパルス幅を調整する手段と、
前記パルス幅を調整された前記オンパルスによって前記スイッチング素子がオンしている期間に前記上アームまたは前記下アームに流れる電流に基づいて、空転する前記永久磁石同期モータの回転子の状態を推定する手段と、
を備え、
前記制御部は、
変調波と搬送波との比較により前記オンパルスを作成し、前記変調波の大きさあるいは前記搬送波の周期によって前記パルス幅を調整するＰＷＭ制御器を備え、
前記上アームまたは前記下アームに流れる電流が所定値未満の場合、前記変調波を小さくすることにより前記パルス幅を広げ、
オフ幅を確保するために設定される前記変調波の最小リミット値に到達しても、前記パルス幅が不十分な場合、前記搬送波のキャリア周波数を低減することを特徴とする冷凍機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータが空転している状態から再始動する手段を備えるモータ駆動装置並びにそれを用いるモータ駆動用モジュールや冷凍機器に関する。
【背景技術】
【０００２】
直流を交流に変換するインバータと永久磁石同期モータから構成されるモータ駆動システムが家電製品や産業機器分野において広く普及している。特に、冷凍機器などの分野では、このようなモータ駆動システムにより機器の高効率化が図られている。
【０００３】
一般的に、永久磁石同期モータを高効率駆動するために、モータの回転子位置情報が必要となる。モータの回転子位置は、エンコーダ等の位置検出器を用いて直接的に検出することができるが、コストと信頼性の問題がある。そこで、近年、位置検出器を用いることなく永久磁石同期モータの回転子位置を検出する位置センサレス制御が、提案され、様々な製品に適用されている。
【０００４】
永久磁石同期モータの位置センサレス制御における課題の一つは、回転子が空転している状態から再始動する方法（「フリーラン起動」と呼ぶ）である。例えば、ファンなどのモータは、負荷の慣性や外力（外風）により、起動前に既に回転している場合がある。空転状態の回転子位置、回転速度および回転方向などの情報が無ければ、モータが停止するまで待つか、強制的にブレーキ制御をかけて回転を停止させ、その後停止状態から再起動しなければならないため、再起動までの時間が長くなる。
【０００５】
これに対し、モータ空転時に発生する誘起電圧を利用して、モータの巻線をインバータによって瞬間的に短絡させ、このときに流れる電流に基づき回転子の位置などを推定する技術が、特許文献１および特許文献２に記載されている。
【０００６】
特許文献１に記載の技術では、モータ駆動用インバータを構成するスイッチング素子のうち一つをオンすることによりモータの巻線を短絡し、そのときに流れる電流に基づいて回転子の位置を推定する。
【０００７】
特許文献２に記載の技術では、特定なＰＷＭパターンを使って、電流情報から回転子位置と回転速度を短時間内に推定する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特許第４１０３０５１号公報
【特許文献２】特許第４８９６４０７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
特許文献１に記載の技術においては、一つの素子をオンする間に短絡電流を検出した直後に、過大な短絡電流を避けるために速やかに素子をオフすることが必要である。そのため、アナログ回路（コンパレータなど）や高速動作可能なＡ／Ｄ変換器で短絡電流の発生を検知する処理が必要である。また、各相に対応する素子を順番にオンして短絡電流を発生させるために、検出時間がかかる。
【００１０】
特許文献２に記載の技術においては、電流の差分を演算するため、電流検出誤差の影響を受けやすい。特に、モータの空転速度が広い範囲で変化する場合、電流検出値の大きさも大幅に変化するため、検出精度の確保が困難である。
【００１１】
そこで、本発明は、過大な短絡電流を流すことなく、高精度に回転子の状態を推定できるモータ駆動装置並びにそれを用いるモータ駆動モジュールや冷凍機器を提供する。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記課題を解決するために、本発明によるモータ駆動装置は、直流電力を交流電力に変換し、交流電力によって永久磁石同期モータを駆動するインバータと、インバータを制御する制御部と、を備えるものであって、制御部は、永久磁石同期モータの空転状態において、インバータの上アームまたは下アームの内の少なくとも一つのスイッチング素子にオンパルスを与え、スイッチング素子のオン期間に上アームまたは下アームに流れる電流に基づいて、オンパルスのパルス幅を調整する手段と、パルス幅を調整されたオンパルスによってスイッチング素子がオンしている期間に上アームまたは下アームに流れる電流に基づいて、空転する永久磁石同期モータの回転子の状態を推定する手段と、を備え、制御部は、変調波と搬送波との比較によりオンパルスを作成し、変調波の大きさあるいは搬送波の周期によってパルス幅を調整するＰＷＭ制御器を備え、上アームまたは下アームに流れる電流が所定値未満の場合、変調波を小さくすることによりパルス幅を広げ、オフ幅を確保するために設定される変調波の最小リミット値に到達しても、パルス幅が不十分な場合、搬送波のキャリア周波数を低減する。
【００１３】
また、本発明によるモータ駆動用モジュールは、回路基板上に、直流電力を交流電力に変換して出力するインバータと、インバータを制御する制御部と、が搭載され、インバータの出力が永久磁石同期モータに接続されるものであって、制御部として上記本発明によるモータ駆動装置の制御部を備える。
【００１４】
また、本発明による冷凍機器は、熱交換器と、冷媒を圧縮して循環させる圧縮機と、熱交換器への送風を行うファンと、ファンを駆動する永久磁石同期モータと、永久磁石同期モータを駆動するモータ駆動装置と、を備えるものであって、モータ駆動装置は、直流電力を交流電力に変換し、交流電力を永久磁石同期モータへ出力するインバータと、インバータを制御する制御部と、を備え、制御部として上記本発明によるモータ駆動装置の制御部を備える。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、オンパルスのパルス幅の調整により、過大な短絡電流を流すことなく、高精度に回転子の状態を推定できる。したがって、モータ駆動装置並びにそれを用いるモータ駆動用モジュールや冷凍機器の起動制御の信頼性が向上する。
【００１６】
上記した以外の課題、構成および効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の実施例１であるモータ駆動装置の全体構成図である。
【図２】制御部の制御構成を示すブロック図である。
【図３】回転座標系の座標軸を示す。
【図４】モータ起動時の電流指令値と回転速度指令値を示す概略波形図である。
【図５】相誘起電圧の波形を示す。
【図６】下アーム側の半導体スイッチング素子をオンさせた状態での等価回路を示す。
【図７】下アーム側の半導体スイッチング素子をターンオフさせた状態での等価回路を示す。
【図８】オンパルス制御信号、ＰＷＭ制御信号、並びに短絡電流の波形例を示す。
【図９】空転時におけるモータ駆動装置の運転状態の遷移を示す状態遷移図である。
【図１０】本発明の実施例２であるモータ駆動用モジュールの外観図である。
【図１１】本発明の実施例３である冷凍機器の構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
空転状態において、永久磁石同期モータは、交流発電機として動作する。このとき固定子巻線に発生する誘起電圧から回転子の状態（位置（位相）、回転速度、回転方向）を推定することができる。誘起電圧を検出するためには通常、電圧センサを要する。これに対し、本実施形態では、永久磁石同期モータを駆動するインバータを構成する、交流の相数分の上アームまたは同相数分の下アームにおける少なくとも一つの半導体スイッチング素子をオンして、固定子巻線を実質短絡して、誘起電圧により交流の相数分の上アームまたは同相数分の下アームに短絡電流を流し、この短絡電流から回転子の状態（位置（位相）、回転速度、回転方向）を推定する。後述する実施例のように、短絡電流を、アームに直列接続されるシャント抵抗により検出すれば、検出回路が簡略化され、モータ駆動装置を小型化できる。なお、上アームあるいは下アームの全ての半導体スイッチング素子をオンした場合は、誘起電圧の位相状態に関わらず、回転子の状態推定に用いる短絡電流が、ターンオンとほぼ同時に流れ出すので、位相の推定に要する時間が短縮され、永久磁石同期モータの起動が高速化できる。
【００１９】
以下、本発明の実施例について図面を用いて説明する。なお、各実施例において、交流の相数は３相である。また、下アームの全ての半導体スイッチング素子がオンされる。
【実施例１】
【００２０】
＜装置構成＞
図１は、本発明の実施例１であるモータ駆動装置の全体構成図である。
【００２１】
図１に示すモータ駆動装置は、直流電源１と、直流電源１からの直流電力を交流電力に変換するインバータ２と、駆動対象となる永久磁石同期モータ３と、永久磁石同期モータ３によって駆動される機械的なモータ負荷４と、インバータ２を制御する制御部５とを備える。なお、本実施例において、モータ負荷４は冷凍機器用のファンである。
【００２２】
直流電源１としては、図示されない商用交流電源などの交流電源から受電する交流電力を直流電力に変換する電力変換装置（例えば、ダイオード整流器や安定化電源など）もしくは電池などが適用される。
【００２３】
インバータ２においては、半導体スイッチング素子（本実施例ではＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor））とダイオードが逆並列に接続される二つのアーム回路、すなわち上アームと下アームが直列に接続される直列接続回路が、直流電源１の一対の端子間に接続される。インバータ２は、３相インバータであるため、このような直列接続回路を交流の相数分すなわち３個備えている。ここで、上アームおよび下アームは、それぞれ、直流電源１の高電位側および低電位側に接続される。上下アームの直列接続点は交流端子に接続され、交流端子には永久磁石同期モータ３が接続される。
【００２４】
インバータ２における各下アームは、同じ抵抗値を有する電流検出抵抗（シャント抵抗）６を介して直流電源１に接続される。三相分の電流検出抵抗６の内、二相分の各電流検出抵抗６によって検出される電流検出信号は、増幅器７を介して制御部５に入力される。ここで、電流検出抵抗６に代えて、電流センサなどの他の電流検出手段を用いても良い。
なお、電流検出信号が制御部へ入力されない相については、三相分の電流の和が零になるという関係に基づいて、制御部５において演算によって電流を算出することができる。なお、三相とも電流検出抵抗６が挿入されるのは、三相の電流バランスを取るためである。なお、制御部５におけるデジタル演算のために、電流検出値を示す増幅器７の出力信号は、サンプリングおよびホールド回路とＡ／Ｄ変換器などにより、デジタル信号に変換される。
【００２５】
制御部５としては、マイクロコンピュータもしくはＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）等の半導体演算装置が用いられる。
【００２６】
なお、本実施例においては、後述するように制御部５がセンサレス制御を実行するため、永久磁石同期モータ３には、回転子や回転軸の位置を検出するホール素子などの磁極位置検出手段は設けていない。
＜通常動作の説明＞
図２は、本実施例１における制御部５の制御構成を示すブロック図である。制御部５は、半導体演算装置が所定のプログラムを実行することにより、各ブロックが示す各機能を備える。
【００２７】
制御部５は、ｄｑベクトル制御により、モータに印加する電圧指令信号を演算し、インバータのＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御信号を生成するものであり、速度制御器１０と、ｄ軸電流指令発生器１１と、電圧制御器１２と、２軸／３相変換器１３と、速度および位相推定器１４と、３相／２軸変換器１５と、電流再現演算器１６と、ＰＷＭ制御器１７とを備える。
【００２８】
なお、空転時における起動制御に関連する関連する機能については後述する。
【００２９】
電流再現演算器１６は、増幅器７（図１）から出力される電流検出信号（Ｉｕ_ｓｈ，Ｉｖ_ｓｈ）と、三相電圧指令（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）を用いてインバータ２からの三相出力電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を再現する。本実施例では、Ｕ相およびＶ相の電流検出信号が用いられるが、これに限らず、任意の二相の電流検出信号を用いることができる。
【００３０】
３相／２軸変換器１５は、再現された三相出力電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）と、速度および位相推定器１４によって推定された位相情報θｄｃとに基づいて、ｄｃ軸電流Ｉｄｃとｑｃ軸電流Ｉｑｃとを数式１および数式２に基づいて演算する。数式１は、いわゆる３相／２軸変換を表し、数式２は回転座標系への変換を表す。
【００３１】
【数１】
0006463966.tif 000002
【００３２】
【数２】
0006463966.tif 000003
【００３３】
図３に、回転座標系の座標軸を示す。ｄｃ−ｑｃ軸は、推定位置情報に基づく制御系の推定軸、ｄ−ｑ軸はモータ回転子軸であり、ここではｄ−ｑ軸とｄｃ−ｑｃ軸との軸誤差はΔθｃと定義する。
【００３４】
図２において、速度制御器１０は、外部からの速度指令値（ω１*）に基づいて、速度指令値と、速度および位相推定器１４によって推定される推定速度との偏差を零に近づけるように、すなわち推定速度を速度指令値に近づけるように、ｑｃ軸電流指令値（iｑｃ＊）を作成する。また、モータ電流を最小化するために、電流指令発生器１１は、ｄｃ軸電流指令値（iｄｃ＊）を発生する。
【００３５】
図２における電圧制御器１２は、電流指令発生器１１から与えられるｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ*と、速度制御器１０から与えられるｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ*と、３相／２軸変換器１５から与えられるｄｃ軸電流検出値Ｉｄｃおよびｑｃ軸電流検出値Ｉｑｃと、速度指令値ω１*並びにモータ定数を用いて、ｄｃ軸電圧指令値Ｖｄｃ*およびｑｃ軸電圧指令値Ｖｑｃ*を演算して出力する。
【００３６】
２軸／３相変換器１３は、電圧制御器１２によって算出されたｄｃ−ｑｃ軸の電圧指令（Ｖｄｃ＊，Ｖｑｃ＊）と速度および位相推定器１５からの位相情報（θｄｃ）を用いて、数式３および数式４に基づいて、三相電圧指令（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）を算出して出力する。なお、数式３は、回転座標系から固定座標系への変換を表す。また、数式４は、いわゆる２軸／３相変換を表す。
【００３７】
【数３】
0006463966.tif 000004
【００３８】
【数４】
0006463966.tif 000005
【００３９】
なお、速度および位相推定器１４は、ｄｃ軸電流検出値Ｉｄｃおよびｑｃ軸電流検出値Ｉｑｃと、ｄｃ−ｑｃ軸の電圧指令（Ｖｄｃ＊，Ｖｑｃ＊）とを用いて、回転子の位置や回転速度を推定し、位相情報（θｄｃ）および推定速度として出力する。これにより、本実施例１では、センサレス制御が可能になり、駆動システム全体のコストが低減できる。なお、速度および位相推定器１４における具体的な推定手段は公知であるため、ここでの詳細説明は省略する。
【００４０】
一般的に、モータ３の停止時および低速回転時は、モータの誘起電圧が小さいため、位置センサレス制御が不安定になる。このため、位置センサレス制御においては、次に説明するような起動シーケンスが採用される。
【００４１】
図４は、モータ起動時の電流指令値と回転速度指令値を示す概略波形図であり、永久磁石同期モータ３モータ３を起動する際の運転モードの遷移を示している。
【００４２】
本図４に示すように、運転モードは、所定のモータ巻線に流れるｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ＊を徐々に増加することにより、回転子を所定の回転位置に固定させる位置決めモードと、所定のｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ＊と回転速度指令値ω１＊とにしたがって永久磁石同期モータ３に印加する印加電圧を制御する同期運転モードと、ｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ＊は零へ減衰させ、軸誤差Δθｃが所定値になるようにｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ＊とインバータ周波数とを調整する位置センサレスモードとの３種類の運転モードが、この順に設定され実行される。
＜空転時動作の説明＞
永久磁石同期モータ３が空転（フリーラン）状態から再始動する場合、永久磁石同期モータ３の回転速度によっては、回転子位置と回転速度及び回転方向情報を取得しなければ、図３に示した起動シーケンスによる起動が難しくなる。
【００４３】
これに対し、本実施例１は、永久磁石同期モータ３が空転状態での回転子位置と回転速度及び回転方向を推定する手段を備えているので、以下、その手段について説明する。
【００４４】
永久磁石同期モータ３が空転すると誘起電圧（Ｅ）を生じる。数式５が示すように、誘起電圧（Ｅ）は、誘起電圧係数（Ｋｅ）と永久磁石同期モータ３の回転速度（ω）の積で表される。
【００４５】
【数５】
0006463966.tif 000006
【００４６】
誘起電圧Ｅは、永久磁石同期モータ３とインバータの接続部であるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の交流端子に印加される。永久磁石同期モータ３の電気位相θの基準をＵ相巻線位置とし、また、永久磁石同期モータ３の三相巻線の中性点を基準電位とすれば、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の相誘起電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、数式６で表される。
【００４７】
【数６】
0006463966.tif 000007
【００４８】
図５は、数式６で表される相誘起電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの波形を示す。
【００４９】
図５に示すように、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは振幅Ｅの正弦波であり、それぞれの位相は２π／３づつ異なる。
【００５０】
図６は、永久磁石同期モータ３の空転時において、インバータ２における下アーム側の三個の半導体スイッチング素子を短時間オンさせた状態での等価回路を示す。なお、上アーム側の三個の半導体スイッチング素子はオフしたままである。本状態では、各相の誘起電圧が永久磁石同期モータ３の各固定子巻線に印加される。このとき、巻線のインダクタンス（Ｌ）と巻線抵抗（Ｒ）があるため、短絡電流は誘起電圧にほぼ比例して増加する。ここで、一般的に巻線抵抗の影響がインダクタンスより十分に小さいため、その影響を無視すれば、数式７により短絡電流と誘起電圧の関係が表される。
【００５１】
【数７】
0006463966.tif 000008
【００５２】
図７は、三つの下アーム側の三個の半導体スイッチング素子を図６に示すオン状態からターンオフオフさせた状態での等価回路を示す。なお、上アーム側の三個の半導体スイッチング素子はオフしたままである。
【００５３】
図７において破線の矢印が示すように、短絡電流が、オフしている半導体スイッチング素子に逆並列に接続されるダイオードを通って、直流電源へ還流する。このとき、直流電源電圧も各固定子巻線に印加されるため、永久磁石同期モータの固定子巻線電流が急速に減衰する。
【００５４】
上記のように、モータ電流が零の状態からインバータ２における下アーム側の三個の半導体スイッチング素子をオンさせるとき、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各短絡電流ｉｕ＿ｓｈ，ｉｖ＿ｓｈ，ｉｗ＿ｓｈと、制御部５から半導体スイッチング素子のゲートに印加されるオンパルス制御信号のパルス時間幅ｔ_ｏｎとの関係は数式８によって表わされる。
【００５５】
【数８】
0006463966.tif 000009
【００５６】
数式８が示すように、各相の短絡電流はその相の誘起電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）およびパルス時間幅（ｔ_ｏｎ）と比例関係にある。
【００５７】
短絡電流は、下アームに直列挿入する電流検出抵抗６と増幅器７で検出される（図２）。三相分の短絡電流の和は零であるため、２相分の短絡電流を同時に検出すれば、その時の残りの１相の短絡電流は演算によって求めることができる。
【００５８】
ここで、図８に、オンパルス制御信号およびそれを発生させるためのＰＷＭ制御信号（３０：変調波，３１：搬送波）、並びに短絡電流の波形例を示す。短絡電流３３が下アーム側の半導体スイッチング素子がオン状態からオフ状態に切り替わるターンオフ直前に最大値になるため、検出精度を向上するため、短絡電流の検出タイミングは、図中の時点２４のようにオンパルス制御信号３２の最終時点（立下り直前）が好ましい。
【００５９】
上述したように、短絡電流は誘起電圧と比例関係があることから（数式８参照）、空転速度が高い場合には誘起電圧が大きくなるため（数式５参照）、過大な短絡電流が発生して、半導体スイッチング素子あるいはダイオードが破壊される恐れがある。一方、空転速度が低い場合には、誘起電圧が小さくなるため、短絡電流も小さくなり、十分な精度で短絡電流を検出することが難しくなる。そこで、本実施例１において、制御部５（図１）における空転制御器４０は、広い範囲の空転速度に対応するため、オンパルス制御信号のパルス時間幅ｔ_ｏｎを調整する。
【００６０】
以下、本実施例１におけるオンパルス調整手段について説明する。
【００６１】
まず、最高空転速度でも過電流が発生しないように、制御部５から最も狭いオンパルスを出力して、三相の短絡電流を検出する。オンパルスは、ＰＷＭ制御１７によって、図８に示すように変調波３０と搬送波（本実施例１では三角波）３１との比較より生成する。空転制御器４０（図２）によって、変調波３０（図２におけるｖ＊）は、ＰＷＭ制御１７に対し設定される。また、搬送波３１のキャリア周波数（ｆｃ）は、空転制御器４０（図２）によって、ＰＷＭ制御１７に対し、最高空転速度に対応する誘起電圧の周波数より十分に大きな値（約十倍以上）に設定される。変調波３０は、図２における空転制御用電圧指令発生器４０によって発生させる。また、キャリア周波数はＰＷＭ制御１７によって選択される。なお、通常動作において機能する電流発生器１１，速度制御器１０，電圧制御器１２，２軸／３相変換器１３は動作停止している。
【００６２】
また、数式９により、検出した短絡電流（ｉｕ＿ｓｈ、ｉｖ＿ｓｈ、ｉｗ＿ｓｈ）の絶対値の和を求めて、短絡電流の大きさ（Ｉ_ｓｈ）を算出する。
【００６３】
【数９】
0006463966.tif 000010
【００６４】
算出された短絡電流の大きさ（Ｉ_ｓｈ）は、予め設定されている所定値と比較する。所定値以上、但し、過熱などによる故障防止のために許容値例えば定格値以下であれば、パルスの調整が不要となるが、所定値に未満の場合、パルス調整を行う。ここでの所定値は、以下説明する位相推定に使われる電流検出値の検出誤差の影響を低減するための設定値であり、定格電流の約１０％以上５０％以下の範囲が好ましい。
【００６５】
オンパルス調整は、まずは変調波すなわち変調率を徐々に小さくして（図８において変調波３０が−方向（図中の下方）へ移行する）、オンパルスのパルス幅ｔ＿ｏｎを広げる。また、毎回、短絡電流が零に戻るようにオフ幅を確保するため、変調率の最小リミット値が設定されている。変調率が最小リミット値に到達しても、パルス幅が不十分である場合は、パルス幅を広げるためにキャリア周波数を低減する。数式５に示したように、誘起電圧の大きさは回転速度と比例関係があるため、この場合キャリア周波数を下げても、キャリア周波数が誘起電圧の周波数より十分に大きいという関係を維持することができる。
【００６６】
次に、半導体スイッチング素子のオン期間に検出した短絡電流から、回転子位置（誘起電圧位相）、回転速度と回転方向を推定する手段を説明する。
【００６７】
位相の推定
制御部５（図１）における空転位相推定器４０（図２）は、位相θｄｃを、数式１０あるいは数式１１を用いて、検出した短絡電流（ｉｕ＿ｓｈ，ｉｖ＿ｓｈ，ｉｗ＿ｓｈ）に基づいて推定する。
【００６８】
【数１０】
0006463966.tif 000011
【００６９】
【数１１】
0006463966.tif 000012
【００７０】
なお、数式１０は、位相と、二相電流あるいはｄ−ｑ軸電流との関係に関する公知の数式を用いて、本発明者が導出したものである。また、数式１１は、数式１０の変形により、本発明者が導出したものである。
【００７１】
制御部５（図１）における空転制御器４０（図２）は、空転位相推定器４１（図２）によって推定された位相を用いて、数式１２に基づいて、空転する回転子の回転速度ωｍを推定する。なお、空転位相推定器４１によって、回転速度ωｍを推定しても良い。
【００７２】
【数１２】
0006463966.tif 000013
【００７３】
ここで、θｄｃ１はある時点の位相推定結果、θｄｃ０は、θｄｃ１の推定時点よりも前の時点における位相推定結果であり、Δｔはこれらの二時点の時間差である。本実施例１では、各オンパルス幅における特定位置で短絡電流を検出して位相を推定しているので、θｄｃ１はある一パルスのパルス幅の特定位置での位相推定結果、θｄｃ０は一パルス前のパルス幅の特定位置での位相推定結果、Δｔはキャリア周期である。
【００７４】
制御部５（図１）における空転制御器４０（図２）は、推定された回転速度ωｍの正負から空転する回転子の回転方向を推定する。なお、空転位相推定器４１によって、回転方向を推定しても良い。
【００７５】
空転制御器４０（図２）は、上記のようにして推定された回転子情報（位相、回転速度、回転方向）に基づいて、永久磁石式同期モータ３を再起動する。
【００７６】
図９は、空転時（フリーラン時）に永久磁石式同期モータ３を再起動する際のモータ駆動装置の運転状態の遷移を示す状態遷移図である。
【００７７】
フリーラン状態では上述したように回転子情報が推定され、推定された回転子情報に応じて運転状態が遷移する。回転子が逆転している場合は、例えば、回転速度の大きさに応じて、逆転（位置）センサレスモード、逆転同期運転モード、正転同期運転モード、正転センサレスモードの内のいずれかの状態へ遷移する。その後、図中の矢印が示すように、逐次、運転状態が遷移する。また、回転子が正転している場合、運転状態は、まず位置決めモードに遷移し、その後、正転同期モード、正転（位置）センサレスモードの順に遷移する。なお、各モードにおける制御は、図４に示したものと略同様である。
【００７８】
以上説明したように、本実施例１によれば、オンパルスのパルス幅調整により、電流検出に十分な大きさの短絡電流を流しつつ、短絡電流の大きさを抑制することができる。従って、過大な短絡電流を流すことなく、センサレスで高精度（または高速）に回転子の状態を推定できる。また、比較的、狭いパルス幅（１０μｓ程度）のオンパルスを用いるので、短時間内に回転子情報を推定できる。また、本実施例１においては、空転時起動制御のために、ＰＷＭ制御信号発生および回転子情報推定機能を加える程度の小規模の機能追加（プログラム追加）がなされるだけであり、大幅な回路追加を要しない。従って、装置サイズやコストの増大を伴うことなく、起動性能を向上することができる。
【実施例２】
【００７９】
図１０は、本発明の実施例２であるモータ駆動用モジュールの外観図である。
【００８０】
モータ駆動用モジュール２００においては、回路基板２０１に、図１に示したような、前述した実施例１によるモータ駆動装置の回路が搭載される。図１におけるインバータ２は、半導体スイッチング素子などからなるインバータ主回路が樹脂モールドパッケージ内に実装される、パワー半導体モジュール２０２から構成される。また、図１における制御部５の主要機能部（図２）は、マイクロコンピュータ２０３から構成される。
【００８１】
回路基板２０１には、他に、電流検出回路（シャント抵抗および増幅器）、直流電源回路、パワー半導体モジュール２０２を駆動するドライバ回路や制御プログラムを記憶する半導体メモリ装置などが搭載される。
【００８２】
モジュール化によって、モータ駆動装置の回路部の小型化が可能になり、装置コストの低減が図れる。なお、モジュールとは「規格化された構成単位」という意味であり、分離可能なハードウェアおよびソフトウェアから構成されているものである。
【００８３】
本実施例では、モータ用駆動モジュール２００が、製造上好ましい、一枚の回路基板によって構成される形態を有しているが、これに限らず、同一筐体に内蔵される複数枚の回路基板によって構成されてもよい。
【００８４】
本実施例２によれば、前述した実施例１による制御機能を有するモータ駆動装置の回路部をモジュール化することによって、モータ駆動用モジュール２００の起動性能が向上すると共に、さらにモータ駆動装置の小型化およびコスト削減ができる。従って、モータ駆動用モジュールを使用するモータ駆動装置の汎用性と利便性を向上できる。
【実施例３】
【００８５】
図１１は、本発明の実施例３である冷凍機器の構成図である。ここで、冷凍機器は、温度を調和する装置であり、空気調和機や冷凍機などである。本実施例３においては、上述した実施例１によるモータ駆動装置によって、ファンモータが駆動される。
【００８６】
図１１に示すように、冷凍機器３００は、熱交換器３０１および３０２と、これらの熱交換器への送風を行うためのファン３０３および３０４と、冷媒を圧縮して循環させる圧縮機３０５と、熱交換器３０１と熱交換器３０２との間、並びに圧縮機３０５と熱交換器３０１および３０２との間に配設され、冷媒が流れる配管３０６と、モータ駆動装置３０７から構成されている。ファン３０３，３０４を回転駆動するファンモータとして、永久磁石同期モータが用いられる。圧縮機３０５を駆動する圧縮機用モータ３０８は、圧縮機３０５の内部に配置されている。なお、圧縮機用モータ３０８としては、永久磁石同期モータもしくは三相誘導モータが用いられる。モータ駆動装置３０７は、商用交流電源からの交流電力を直流電力に変換する直流電源回路、この直流電源回路からの直流電力を交流電力に変換して圧縮機用モータ３０８に供給する圧縮機用モータ駆動用インバータ、並びに同直流電源回路から直流電力を交流電力に変換してファンモータに供給するファンモータ駆動用インバータを備えている。なお、互いに独立した第１および第２の直流電源回路を設け、圧縮機用モータ駆動用インバータおよび圧縮機用モータ駆動用インバータが、それぞれ、第１の直流電源回路および第２の直流電源回路から直流電力を受けるようにしても良い。
【００８７】
本実施例３においては、モータ駆動装置３０７におけるモータ駆動装置３０７におけるファンモータ駆動用インバータが実施例１による制御部によって制御される。また、ファンモータ駆動用インバータが、実施例２によるモータ駆動用モジュールに搭載されていても良い。
【００８８】
本実施例３によれば、ファンモータが外部の風などにより空転していても、センサレスで確実にモータを再始動ができるので、冷凍機器の信頼性が向上する。
【００８９】
なお、本発明は前述した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、前述した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置き換えをすることが可能である。
【００９０】
例えば、ＰＷＭの搬送波は、三角波に限らず、のこぎり波などでも良い。また、短絡電流は、シャント抵抗に代えて、電流トランス（ＣＴ）によって検出しても良い。この場合、電流検出箇所をインバータ出力部としても良い。また、永久磁石同期モータは、埋め込み磁石型でも良いし、表面磁石型でも良い。
【符号の説明】
【００９１】
１  直流電源
２  インバータ
３  永久磁石同期モータ
４  モータ負荷
５  制御部
６  電流検出抵抗
７  増幅器
１０  速度制御器
１１  ｄ軸電流指令発生器
１２  電圧制御器
１３  ２軸３相変換器
１４  速度および位相推定器
１５  ３相２軸変換器
１６  電流再現演算器
１７  ＰＷＭ制御器
２０  ｄｃ軸電流指令
２１  ｑｃ軸電流指令
２２  回転速度指令
３０  変調波
３１  搬送波
３２  オンパルス
３３  短絡電流波形
４０  空転制御器
４１  空転位相推定器
２００  モータ駆動用モジュール
２０１  回路基板
２０２  パワー半導体モジュール
２０３  マイクロコンピュータ
３００  冷凍機器
３０１，３０２  熱交換器
３０３，３０４  ファン
３０５  圧縮機
３０６  配管
３０７  モータ駆動装置
３０８  圧縮機用モータ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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