(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、
該整流回路の出力である直流電圧を平滑する平滑コンデンサと、
該平滑コンデンサの出力である直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、を備えた電力変換装置において、
前記インバータ回路の出力電流における電流ビート成分の位相をＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ  Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ）処理により算出するとともに、前記電流ビート成分の固定／回転座標変換に基づくｄｂ軸電流分量およびｑｂ軸電流分量のうち、前記ｄｂ軸電流分量を約０にしたときの前記ｑｂ軸電流分量を前記電流ビート成分の振幅として算出し、前記位相および前記振幅に基づき前記インバータ回路への電圧指令を補正する制御部を備えることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１の電力変換装置において、
前記制御部は、前記インバータ回路の前記出力電流と前記インバータ回路への電流指令値との差分に基づき前記電流ビート成分を算出することを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項１の電力変換装置において、
前記制御部は、比例・積分制御器または積分器を用いて、ｄｂ−ｑｂ軸の前記ｄｂ軸電流分量に基づき、前記電流ビート成分の周波数を算出し、算出した該周波数から積分演算により前記ｄｂ−ｑｂ軸の前記位相を算出することを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
請求項３に記載の電力変換装置において、
前記制御部は、前記電流ビート成分の前記振幅と、所定値と、の比較に基づいて、ビート現象の発生を判定し、前記ビート現象が発生した場合に前記電圧指令の補正を実行することを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
請求項１〜４のいずれか一項に記載の電力変換装置において、
前記制御部は、比例制御器または積分制御器、比例・積分器を用いて、ｄｂ−ｑｂ軸の前記ｑｂ軸電流分量と所定値との差分からｑｂ軸の電圧指令の補正量を算出し、回転／固定座標変換を用いて、前記補正量と前記ｄｂ−ｑｂ軸の位相とに基づいて三相の電圧補正量を算出することを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】
請求項３に記載の電力変換装置を備え、前記インバータ回路の出力電流により、前記インバータ回路に接続されたモータを駆動するモータ駆動装置であって、
前記制御部は、算出した前記周波数と前記モータの回転数とから前記交流電源の周波数を推定することを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項７】
電力変換装置を備えるモータ駆動装置であって、
前記電力変換装置は、
交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、
該整流回路の出力である直流電圧を平滑する平滑コンデンサと、
該平滑コンデンサの出力である直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、を備えるとともに、
前記インバータ回路の出力電流における電流ビート成分の位相をＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ  Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ）処理により算出し、前記電流ビート成分の前記位相および振幅に基づき前記インバータ回路への電圧指令を補正する制御部を備え、
前記インバータ回路の出力電流により、前記インバータ回路に接続されたモータが駆動され、
前記制御部は、ｄｂ−ｑｂ軸のｄｂ軸電流分量に基づき、前記電流ビート成分の周波数を算出し、算出した前記周波数と前記モータの回転数とから前記交流電源の周波数を推定することを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項８】
冷媒を圧縮する圧縮機と、
冷媒と空気とで熱交換を行う熱交換器と、
該熱交換器に空気を流す送風ファンと、を備えた冷凍装置において、
前記圧縮機に設けられる圧縮機用の前記モータと、
該圧縮機用の前記モータを駆動する請求項６又は請求項７に記載のモータ駆動装置と、を備えることを特徴とする冷凍装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置およびモータ駆動装置、これを備えた冷凍装置に関する。特に、直流電圧を交流電圧に変換するインバータを用いてモータを駆動するモータ駆動装置において、直流電圧の電圧リップルの影響によって発生する低周波の電流ビートを抑制し、モータのトルクリップルや振動・騒音を低減する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
交流電源による交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、直流電圧を交流電圧に変換するインバータから構成されるモータ駆動装置がエアコンなどの冷凍機器や産業装置において広く普及している。
【０００３】
単相または３相の交流電圧をダイオード整流回路により直流電圧に変換した場合、直流電圧には整流回路に入力される交流電圧の周波数（ｆｓ）に対して、２倍または６倍の周波数成分を持つ電圧リップルが発生する。この電圧リップルは、整流回路の出力側に接続する平滑コンデンサ容量を大きくすれば低減できるが、コストと体積が増加してしまう課題がある。
【０００４】
直流電圧に電圧リップルが存在する場合、直流電圧の検出遅延とインバータ制御器の演算遅延などの影響で、インバータの出力電圧には、インバータの出力周波数（ｆ１）成分の他に、直流電圧リップル周波数（ｆｒ）成分とインバータの出力周波数成分との「差の周波数成分」（｜ｆｒ−ｆ１｜）が含まれることになる。
【０００５】
インバータの出力周波数と直流電圧リップル周波数が接近すると、インバータにより駆動するモータの巻線の抵抗値やインダクタンスが小さい場合、前記の「差の周波数成分」によって、大きな脈動電流が発生し、モータの出力トルクが脈動するビート現象が発生する。特に，インバータの過変調領域においては、出力電圧の幅を調整できない区間が存在するため、このビート現象が顕著になる。
【０００６】
このビート現象の抑制方式について、例えば、特許文献１（特開２００４−１０４８９８号公報）には、回転座標系のγ−δ軸電流の高周波成分を検出して、３相の相電流ビート成分を演算し、この演算値を増幅して、３相の電圧指令値を修正する方法が開示されている。
【０００７】
また、特許文献２（特開２００８−１６７５６８号公報）には、モータ電流の検出値を正弦（ｓｉｎ）信号と余弦（ｃｏｓ）信号の乗算などの処理でインバータの出力電圧値を補正して、電流ビートを抑制する手段が開示されている。
【０００８】
更に、特許文献３（特開２０１５−４２０１０号公報）には、インバータの各相出力電圧を周期積分処理により低周波の脈動成分を検出して、各相電圧指令を補正する方法が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２００４−１０４８９８号公報
【特許文献２】特開２００８−１６７５６８号公報
【特許文献３】特開２０１５−４２０１０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
上記特許文献１（特開２００４−１０４８９８号）に記載の方法は、ハイパス・フィルタもしくはローパス・フィルタを用いて、モータ電流の検出信号から電流ビート成分を抽出し、増幅器でビート補償電圧を算出するような簡単な制御構成であるが、電流検出信号にノイズや歪みがある場合、補償電圧にも同様なノイズや歪みが現れ、制御系が不安定になる恐れがある。特に、負荷急変など起因のモータ電流急変に対して、制御の誤動作が発生する可能性がある。また、この方法には、増幅器のゲインが無限大ではない限り、原理的に電流ビート成分が残る欠点がある。
【００１１】
一方、特許文献２（特開２００８−１６７５６８号公報）に記載の方法は、ハイパス・フィルタもしくはローパス・フィルタの代わりに、正弦（ｓｉｎ）信号と余弦（ｃｏｓ）信号の乗算など処理でモータ電流の検出信号から補償電圧を算出し、インバータの電圧指令値を補正して、電流ビートを抑制するものである。この方法では、正弦（ｓｉｎ）信号と余弦（ｃｏｓ）信号の乗算により、ビート補償電圧にビート周波数成分のみ残るため、制御の安定性が高いが、過変調時にインバータの出力電圧が飽和になるため補正効果が低下する欠点がある。つまり、インバータの出力電圧指令に補償成分を加算するが、過変調の場合、出力電圧が飽和状態となり、これ以上の電圧が出力できなくなるため、補正量を加算した出力電圧が出なくなる。
【００１２】
また、特許文献３（特開２０１５−４２０１０号公報）には、インバータの出力電圧の脈動成分を電圧検出回路で直接に検出して、ビート補償電圧を算出する手段を開示されているが、高精度の電圧検出回路が必要になる。
【００１３】
そこで、本発明は、ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ−Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ）処理を用いて、バイパス・フィルタや電圧検出回路等の追加構成を不要としながら、過変調時にも有効な電流ビートの抑制を実現できる電力変換装置およびモータ駆動装置、冷凍装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記課題を解決するために本発明は、交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、該整流回路の出力である直流電圧を平滑する平滑コンデンサと、該平滑コンデンサの出力である直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、を備え、前記インバータ回路の出力電流における電流ビート成分の位相をＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ  Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ）処理により算出するとともに、前記電流ビート成分の固定／回転座標変換に基づくｄｂ軸電流分量およびｑｂ軸電流分量のうち、前記ｄｂ軸電流分量を約０にしたときの前記ｑｂ軸電流分量を前記電流ビート成分の振幅として算出し、前記位相および前記振幅に基づき前記インバータ回路への電圧指令を補正する制御部を備える電力変換装置またはモータ駆動装置、冷凍装置であることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、バイパス・フィルタや電圧検出回路等の追加構成を不要としながら、過変調時にも有効な電流ビートの抑制を実現できる電力変換装置およびモータ駆動装置、冷凍装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明の実施例１のモータ駆動装置の構成図である。
【図２】本発明の実施例１のモータ駆動装置の制御部の機能ブロック構成図である。
【図３】本発明の実施例１のモータ駆動装置の制御軸、モータ回転軸である。
【図４】本発明の実施例１のモータ駆動装置のビート抑制制御器の構成図である。
【図５】本発明の実施例１のモータ駆動装置のＰＬＬ制御器の構成図である。
【図６】本発明の実施例１のモータ駆動装置の電流と電圧波形である。
【図７】本発明の実施例１のモータ駆動装置の電流と電圧波形である。
【図８】本発明の実施例１のモータ駆動装置のビート抑制効果を示す電流と電圧波形である。
【図９】本発明の実施例２のモータ駆動モジュールの外観図である。
【図１０】本発明の実施例３の冷凍機器の構成図である。
【発明を実施するための形態】
【実施例１】
【００１７】
以下、本発明の実施例１について説明する。
【００１８】
（全体構成）
図１は実施例１のモータ駆動装置の全体構成を示す図である。本実施例のモータ駆動装置は、交流電源１に接続され、交流電源１からの交流電圧を直流電圧に変換する整流回路２を備える。平滑コンデンサ３は整流回路２の直流出力端子に接続され、整流回路２の出力である直流電圧を平滑する。インバータ回路４は平滑コンデンサ３の出力である直流電圧と制御器からのＰＷＭ制御信号から電圧を出力し、モータ５の回転数を可変駆動する。
【００１９】
母線電流検出器（シャント抵抗と増幅器）７は平滑コンデンサ３とインバータ回路４の間に設けられたシャント抵抗により、インバータ回路４の直流電流（母線電流）を検出する。またインバータ回路４を制御する制御器６と、直流電圧検出回路８と、を備えてモータ駆動装置が構成されている。なお、制御器６はマイクロコンピュータもしくはＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）等の半導体演算素子を用いている。
【００２０】
（制御器構成）
図２はインバータ回路４の制御器６の構成を示す図であり、各機能はＣＰＵ（コンピュータ）及び記憶プログラムにより実現される。制御器６は、ベクトル制御により、モータ５に印加する電圧指令信号を演算し、インバータ回路４のＰＷＭ制御信号を生成するものであり、速度制御器１０と、ｄ軸電流指令発生器１１と、電圧制御器１２と、２軸／３相変換器１３と、指令電圧調整器１４と、速度＆位相推定器１５と、３相／２軸変換器１６と、電流再現演算器１７と、ＰＷＭ制御器１８と、ビート抑制制御器１９を備える。
【００２１】
電流再現演算器１７は、母線電流検出器７から出力される検出信号（Ｉｓｈ）と、三相電圧指令値（Ｖｕ＊’，Ｖｖ＊’，Ｖｗ＊’）を用いてインバータ回路４の出力電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを再現する。ここで、回路コストを低減するために、母線電流から三相電流を再現する方式を採用しているが、電流センサなど手段を用いて三相の出力電流を直接に検出しても良い。
【００２２】
図３は本実施例のモータ駆動装置の制御軸、モータ回転軸を示す図であり、ｄｃ−ｑｃ軸は制御系の推定軸、ｄ−ｑ軸はモータ回転子軸であり、ｄ−ｑ軸とｄｃ−ｑｃ軸との軸誤差をΔθｃと定義する。そして３相／２軸変換器１６は、再現された三相の出力電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗと、速度＆位相推定器１５により推定された位相情報（θｄｃ）に基づいて、ｄｃ軸電流（Ｉｄｃ）とｑｃ軸電流（Ｉｑｃ）とを次式に基づいて演算する。
【００２３】
【数１】
0006614825.tif 000002
【００２４】
速度制御器１０は、外部からの速度指令値（ｆ＊）に従って、速度指令値（ｆ＊）と推定速度（ｆ１）との差分よりｑ軸電流指令値（ｉｑｃ＊）を作成する。また、モータ電流を最小化するためにｄ軸電流指令発生器からｄ軸電流指令値（ｉｄｃ＊）を発生する。
【００２５】
電圧制御器１２では、ｄ軸電流指令発生器１１から与えられる電流指令値Ｉｄｃ＊と、速度制御器１０から与えられる電流指令値Ｉｑｃ＊と、ｄｃ軸電流検出値Ｉｄｃと、ｑｃ軸電流検出値Ｉｑｃと、モータ定数を用いて、ｄｃ軸電圧指令値Ｖｄｃ＊、ｑｃ軸電圧指令値Ｖｑｃ＊を演算する。
【００２６】
算出したｄｃ-ｑｃ軸の指令電圧（Ｖｄｃ＊、  Ｖｑｃ＊）と速度＆位相推定器１５からの位相情報（θｄｃ）を用いて、２軸／３相変換器１３により三相指令電圧（Ｖｕ＊、  Ｖｖ＊、  Ｖｗ＊）を算出する。
【００２７】
【数２】
0006614825.tif 000003
【００２８】
速度＆位相推定器１５内の処理は、特許文献２に開示されているものと同様であり、ここでの詳細な説明は省略する。この制御によって、モータ５の回転子位置センサが無くても良いので、駆動システム全体のコスト低減が可能である。もちろん、エンコーダなど回転子位置センサを採用して常に回転子の位置情報を検出しても良い。
【００２９】
ビート抑制制御器１９からの演算量（Ｖｕｂ＊、Ｖｖｂ＊、Ｖｗｂ＊）を用いて、三相指令電圧（Ｖｕ＊、  Ｖｖ＊、  Ｖｗ＊）を補正してＰＷＭ制御器１８に入力する。ビート抑制制御器１９の演算方法の詳細説明は、後述する。
【００３０】
最後に、直流電圧検出回路８からの直流電圧信号（Ｅｄ）を用いて、ＰＷＭ制御器１８で変調率を算出してインバータ回路４のＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  ｗｉｄｔｈ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御信号を作成する。インバータ回路４の半導体スイッチング素子（ＩＧＢTやパワーＭＯＳなど）が前記ＰＷＭ制御信号に従ってオン・オフ動作し、各相の出力端子から、パルス状の電圧（振幅値が直流電圧、幅がＰＷＭ信号によって変化）を出力する。
【００３１】
図４は、ビート抑制制御器１９の詳細な構成を説明する図である。最初に、２軸／３相変換器２０を用いて、ｄｃ−ｑｃ軸の電流指令（Ｉｄｃ＊とＩｑｃ＊）を三相電流指令（Ｉｕ＊、Ｉｖ＊、Ｉｗ＊）に変換する。
【００３２】
【数３】
0006614825.tif 000004
【００３３】
検出された三相電流信号（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）と三相電流指令との差分演算で各相の電流ビート成分（Ｉｕｂ、Ｉｖｂ、Ｉｗｂ）を算出する。
【００３４】
【数４】
0006614825.tif 000005
【００３５】
次に、３相／２軸変換器２１を用いて、ビート回転軸（ｄｂ−ｑｂ軸）での電流分量（Ｉｄｂ、Ｉｑｂ）を算出する。ここで、ビート回転軸（ｄｂ−ｑｂ軸）が前記制御軸（ｄｃ−ｑｃ軸）及びモータ軸（ｄ−ｑ軸）と無関係の座標系と定義され、その軸位相（θｂ）はＰＬＬ処理器２２で調整される。
【００３６】
【数５】
0006614825.tif 000006
【００３７】
ＰＬＬ処理器２２の詳細構成は図５に示す。前記ビート回転軸のｄｂ軸電流分量（Ｉｄｂ）をＰＩ制御器２５に入力してビート周波数の調整量（Δｆｂ）を算出する。この調整量（Δｆｂ）と、推定速度（ｆ１）もしくは速度指令（ｆ＊）と事前に設定した直流電圧リップル周波数（ｆｒ０）との差分で算出されたビート周波数の理論値（ｆｂ０）と合わせてビート周波数（ｆｂ）を得て、積分器２６を用いてビート回転軸の位相（θｂ）を算出する。
【００３８】
ここで、直流電圧リップル周波数（ｆｒ０）は、電源周波数（５０／６０Ｈｚ）と交流相数に従って、事前に設定したものである。電源周波数が事前に分からない場合、ＰＬＬ処理器２２で周波数の設定誤差を補正できるため、直流電圧リップル周波数（ｆｒ０）を２種類の電源周波数の中間値（５５Ｈｚ）に対応するように設定しても良い。そうすれば、製品出荷や設置時に、電源周波数の調整作業が不要になる。また、ＰＬＬ処理器２２での周波数誤差から、直流電圧のリップル周波数を推定して交流電源周波数を検知することもできる。
【００３９】
ＰＬＬ処理器２２の調整により、ビート回転軸のｄｂ軸電流分量（Ｉｄｂ）が約０になれば、ビート回転軸のｑｂ軸電流分量（Ｉｑｂ）は、電流ビートの大きさ（振幅値）に相当する。また、ｑｂ軸電流分量（Ｉｑｂ）の大きさと所定値との比較により、電流ビート現象の発生を判定することができる。そこで、電流ビートを抑制するように、ビート回転軸のｑｂ軸電流分量（Ｉｑｂ）と０との差分をＰＩ制御器２３で処理して、電圧補正量（Ｖｑｂ*）を算出する。
【００４０】
なお、ここではＰＩ制御器を用いて比例積分制御により電圧補正量（Ｖｑｂ*）を算出したが、このＰＩ制御器の代わりに比例制御器または積分制御器の何れかの制御器により算出するようにしてもよい。ＰＩ制御器もしくは積分制御器を利用すれば、理論上で定常状態の電流ビートを完全になくすことが可能になる。
【００４１】
最後に、２軸／３相変換器２４を用いて、電圧補正量のｄｂ軸分量（Ｖｄｂ*＝０）と電圧補正量のｑｂ軸分量（Ｖｑｂ*）及びビート回転軸の位相（θｂ）から三相の電圧補正量（Ｖｕｂ＊、Ｖｖｂ＊、Ｖｗｂ＊）を算出する。ここで、電圧補正量のｄｂ軸分量（Ｖｄｂ*）を０に設定する理由は、ｄｂ軸電流分量（Ｉｄｂ）が約０であり、ビート周波数が低いためビート成分に対してモータの巻線抵抗の影響が主な要素なので、電圧と電流の関係がほぼ線形関係であるためである。
【００４２】
【数６】
0006614825.tif 000007
【００４３】
続いて、電圧補正量（Ｖｕｂ＊、Ｖｖｂ＊、Ｖｗｂ＊）により電流ビートを抑制する原理を説明する。
【００４４】
図６には、ビート抑制制御が無い（電圧補正量（Ｖｕｂ＊、Ｖｖｂ＊、Ｖｗｂ＊）が０である）ときに、ＰＷＭ制御器１８でのＵ相変調波３０（Ｍｕ＝Ｖｕ＊’／（Ｅｄ／２））とキャリア波３１、直流電圧３２、及びＵ相の出力電圧３３と電流３４の波形を示す。Ｕ相変調波３０と三角波のキャリア波３１との比較によりＵ相のＰＷＭパルスを発生し、Ｕ相の出力電圧３３を制御する。ここで、分かりやすいため、Ｕ相の出力電圧３３はＵ相出力端子と直流電圧の仮想中性点との間の電圧波形である。
【００４５】
図６の直流電圧が高い区間（例えば時間軸の１．２９８ｓ前後）において、Ｕ相の出力電圧３３の絶対値が大きく、逆に直流電圧が低い区間（例えば時間軸の１．２９６ｓ前後）において、Ｕ相の出力電圧３３の絶対値が小さくなる。言い換えると、直流電圧の変動がＵ相の出力電圧３３の大きさにも同様に現れる。
【００４６】
図６に示すように、Ｕ相変調波３０がキャリア波の正のピーク値より高い区間もしくはＵ相変調波３０がキャリア波の負のピーク値より低い区間において、Ｕ相の出力電圧３３のパルス幅の調整が出来なくなる。故に、直流電圧の脈動周波数が出力電圧の周波数と近くになると、Ｕ相の出力電圧３３の正の電圧出力区間と直流電圧の高い区間及びＵ相の出力電圧３３の負の電圧出力区間と直流電圧の低い区間と同期であれば、Ｕ相の出力電圧に正の平均成分が現れる。その影響で、Ｕ相の出力電流３４にも正の平均成分が現れる。逆に、Ｕ相の出力電圧３３の正の電圧出力区間と直流電圧の低い区間及びＵ相の出力電圧３３の負の電圧出力区間と直流電圧の高い区間と同期であれば、Ｕ相の出力電圧に負の平均成分が現れる。その影響で、Ｕ相の出力電流３４にも負の平均成分が現れる。
【００４７】
図７は、電圧補正量（Ｖｕｂ＊、Ｖｖｂ＊、Ｖｗｂ＊）によりビート抑制の効果を示す波形である。図７のＵ相変調波３０は、電圧補正量（Ｖｕｂ＊、Ｖｖｂ＊、Ｖｗｂ＊）を加算した後の変調波である。電圧補正量（Ｖｕｂ＊、Ｖｖｂ＊、Ｖｗｂ＊）の補正により、変調波にバイアス分量が重畳される。
【００４８】
例えば、図７に示すように、Ｕ相の電圧補正量（Ｖｕｂ＊）が負の場合、Ｕ相変調波３０が負方向にシフトされ、Ｕ相の出力電圧３３の正の出力電圧の幅が狭く、負の出力電圧の幅が広くなる。その結果、直流電圧３２が高い区間（例えば時間軸の１．９７２ｓ前後）において、Ｕ相の出力電圧３３の正の出力電圧の幅が狭くなる。逆に、直流電圧３２が低い区間（例えば時間軸の１．９７７ｓ前後）において、Ｕ相の出力電圧３３の負の出力電圧の幅が広くなる。これにより、Ｕ相の出力電圧の平均成分が、電圧補正量（Ｖｕｂ＊）により調整（補償）されて、電流ビートを抑制できる。
【００４９】
図８は、上述した電圧補正の効果を示す波形であり、Ｕ相出力電流４０と、Ｕ相電流ビート成分（Ｉｕｂ）４１と、ビート回転軸の位相（θｂ）４２と、電圧補正量（Ｖｑｂ*）と、Ｕ相の電圧補正量（Ｖｕｂ＊）の波形を示す。時間軸の０．４ｓから、本実施例の電圧補正量の加算により、電流ビート成分が大幅に抑制されたことを確認できる。
【実施例２】
【００５０】
図９は、本発明の第２実施例のモータ駆動モジュール１００の外観図であり、最終製品の一形態を示す。
【００５１】
モジュール１００は、制御部基板１０１に半導体素子１０２が搭載されたモータ駆動装置用のモジュールであり、制御部基板１０１は、図１に記載の母線電流検出回路７、直流電圧検出器８、制御器６などが直接実装され、インバータ回路４が１チップ化された半導体素子１０２として実装されている。モジュール化によって、小型化が達成され、コストの低減が図れる。
【００５２】
なお、モジュールとは「規格化された構成単位」という意味であり、分離可能なハードウエア／ソフトウエアの部品から構成されているものである。また、製造上、同一基板上で構成されていることが好ましいが、同一基板に限定はされない。これより、同一筐体に内蔵された複数の回路基板上に構成されてもよい。
【００５３】
本実施形態によれば、第１の実施例のモータ駆動装置を使用することにより、小容量の平滑コンデンサを使用するときに直流電圧の電圧リップルがあっても、モータ電流の低周波脈動（ビート）を抑制し、高い駆動性能を確保できる。また、平滑コンデンサの容量低減により、電解コンデンサの代わりに、小容量・長寿命のフィルムコンデンサの使用が可能である。
【実施例３】
【００５４】
図１０は、本発明の第３実施例の空気調和機や冷凍機などの冷凍機器の構成図を示す。冷凍機器２００は、空気温度を調和する装置であり、室外機と室内機とが冷媒配管２０６により接続されて構成される。ここで室外機は冷媒と空気の熱交換を行う室外熱交換器２０２と、この室外熱交換器２０２に空気を送風する室外ファン２０４と、冷媒を圧縮して循環させる圧縮機２０５を備える。
【００５５】
また、圧縮機２０５は内部に永久磁石同期モータを備えた圧縮機用モータ２０８を有し、モータ駆動装置２０７により圧縮機用モータ２０８を駆動することで圧縮機が駆動される。モータ駆動装置２０７は、交流電源の交流電圧を直流電圧に変換して、モータ駆動用インバータに提供し、モータを駆動する。
【００５６】
圧縮機２０５は詳細な図示構造はないが、ロータリ圧縮機やスクロール圧縮機等が採用され、内部に圧縮機構部を備えており、この圧縮機構部は圧縮機用モータ２０８により駆動される。
【００５７】
圧縮機構部はスクロール圧縮機であれば、固定スクロールと旋回スクロールとにより構成され、固定スクロールに対して旋回スクロールが旋回運動を行うことで、スクロール間に圧縮室が形成されるものである。
【００５８】
このモータ駆動装置２０７として実施例１のモータ駆動装置、又は実施例２のモータ駆動用モジュールを使用することにより、直流電圧の電圧リップルがあっても、モータ電流の低周波脈動（ビート）を抑制し、高い制御性能を確保できる。また、モータ電流ビートの抑制により、より高い変調率（過変調）の安定駆動ができるので、インバータの電圧利用率が改善できる。また、冷凍機器として、実施例１のモータ駆動装置、又は実施例２のモータ駆動用モジュールを用いると、製品の振動や騒音の低減ができる。
【符号の説明】
【００５９】
１  交流電源
２  整流回路
３  平滑コンデンサ
４  インバータ
５  モータ
６  制御器（制御部）
７  電流検出回路
８  直流電圧検出回路
１０  速度制御器
１１  ｄ軸電流指令発生器
１２  電圧制御器
１３  ２軸／３相変換器
１４  指令電圧調整器
１５  速度＆位相推定器
１６  ３相／２軸変換器
１７  電流再現演算器
１８  ＰＷＭ制御器
１９  ビート抑制制御器
２０  ２軸／３相変換器
２１  ３相／２軸変換器
２２  ＰＬＬ処理器
２３  ＰＩ制御器
２４  ２軸／３相変換器
２５  ＰＩ制御器
２６  積分器
３０  Ｕ相変調波波形
３１  キャリア波
３２  直流電圧波形
３３  Ｕ相電圧波形
３４  Ｕ相電流波形
４０  Ｕ相電流波形
４１  Ｕ相電流ビート波形
４２  ビート回転軸位相波形
４３  電圧補正量のｑｂ軸分量波形
４４  Ｕ相電圧補正量波形
１００  モジュール
１０１  基板
１０２  半導体スイッチング素子（パワーモジュール）
２００  冷凍機器
２０１、２０２  熱交換器
２０３、２０４  ファン
２０５  圧縮機
２０６  配管
２０７  モータ駆動装置
２０８  圧縮機用モータ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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