(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電界効果型トランジスタ又は絶縁ゲート型バイポーラトランジスタで構成された第１のスイッチと、負荷への過電流を検出する電流検出抵抗とを有し、第１の電流供給源から前記負荷へ電流を供給する電流供給ラインと、
前記電流検出抵抗と並列に接続され、前記電流供給ラインに接続されるエミッタと前記第１のスイッチのゲートに接続されるコレクタとを有し、前記負荷への過電流を制限するオフ状態へ前記第１のスイッチを切り替えることが可能な保護用トランジスタと、
前記保護用トランジスタのベースに接続され、前記保護用トランジスタがオン状態に切り替わる閾値電圧より小さい基準電圧を発生する電圧発生部と
を具備し、
前記電圧発生部は、前記閾値電圧以上の第１の電圧を発生する基準電圧発生源と、前記第１の電圧を前記基準電圧に相当する第２の電圧に分圧する分圧回路部とを有する
過電流保護回路。
【請求項２】
請求項１に記載の過電流保護回路であって、
前記第１のスイッチは、前記電流検出抵抗と前記負荷との間に接続されたＰ型電界効果型トランジスタで構成され、
前記基準電圧発生源は、前記電流検出抵抗の出力端とグランド端子との間に接続され、
前記保護用トランジスタは、前記第１の電流供給源に接続されるエミッタと、前記第１のスイッチのゲートに接続されるコレクタと、前記分圧回路部に接続されるベースとを有するＰＮＰ型バイポーラトランジスタで構成される
過電流保護回路。
【請求項３】
請求項２に記載の過電流保護回路であって、
前記分圧回路部は、
前記電流検出抵抗の出力端と前記グランド端子との間に接続された第１の抵抗素子と、
前記第１の抵抗素子と前記グランド端子との間に接続され、前記電流検出抵抗よりも大きな抵抗値を有する第２の抵抗素子とを有する
過電流保護回路。
【請求項４】
請求項３に記載の過電流保護回路であって、
前記基準電圧発生源は、前記電流検出抵抗の出力端と前記グランド端子との間に前記第１の抵抗素子及び前記第２の抵抗素子と並列的に接続された整流素子を含み、
前記電圧発生部は、前記第２の抵抗素子と前記グランド端子との間に接続された第３の抵抗素子をさらに有する
過電流保護回路。
【請求項５】
請求項４に記載の過電流保護回路であって、
前記基準電圧発生源は、前記整流素子と直列に接続された第４の抵抗素子をさらに有する
過電流保護回路。
【請求項６】
請求項４に記載の過電流保護回路であって、
前記電圧発生部は、前記第３の抵抗素子と前記グランド端子との間の接続を遮断可能な第２のスイッチを含む切替回路部をさらに有する
過電流保護回路。
【請求項７】
請求項６に記載の過電流保護回路であって、
前記第２のスイッチは、電界効果型トランジスタで構成され、
前記切替回路部は、前記第１のスイッチのゲートと前記第２のスイッチのソースとの間に接続された第５の抵抗素子をさらに有する
過電流保護回路。
【請求項８】
請求項７に記載の過電流保護回路であって、
前記第５の抵抗素子は、前記第３の抵抗素子よりも大きな抵抗値を有する
過電流保護回路。
【請求項９】
請求項２に記載の過電流保護回路であって、
前記第１のスイッチのソースとゲートとの間に接続されたインピーダンス素子をさらに具備する
過電流保護回路。
【請求項１０】
請求項４に記載の過電流保護回路であって、
前記整流素子は、前記保護用トランジスタの閾値電圧と実質的に同一の閾値電圧を有する、ダイオード接続されたバイポーラトランジスタで構成される
過電流保護回路。
【請求項１１】
請求項４に記載の過電流保護回路であって、
前記整流素子は、前記保護用トランジスタの閾値電圧と実質的に同一の動作電圧を有するダイオードで構成される
過電流保護回路。
【請求項１２】
請求項１に記載の過電流保護回路であって、
前記第１のスイッチは、前記第１の電流供給源と前記電流検出抵抗との間に接続されたＮ型電界効果トランジスタで構成され、
前記基準電圧発生源は、第２の電流供給源と前記電流検出抵抗の入力端との間に接続され、
前記保護用トランジスタは、前記電流検出抵抗の出力端に接続されるエミッタと、前記第１のスイッチのゲートに接続されるコレクタと、前記分圧回路部に接続されるベースとを有するＮＰＮ型バイポーラトランジスタで構成される
過電流保護回路。
【請求項１３】
請求項１２に記載の過電流保護回路であって、
前記分圧回路部は、
前記第２の電流供給源と前記電流検出抵抗の入力端との間に接続された第１の抵抗素子と、
前記第１の抵抗素子と前記第２の電流供給源との間に接続され、前記電流検出抵抗よりも大きな抵抗値を有する第２の抵抗素子とを有する
過電流保護回路。
【請求項１４】
請求項１３に記載の過電流保護回路であって、
前記基準電圧発生源は、前記第２の電流供給源と前記電流検出抵抗の入力端との間に前記第１の抵抗素子及び前記第２の抵抗素子と並列的に接続された整流素子を含み、
前記電圧発生部は、前記第２の電流供給源と前記第２の抵抗素子との間に接続された第３の抵抗素子をさらに有する
過電流保護回路。
【請求項１５】
請求項１４に記載の過電流保護回路であって、
前記電圧発生部は、前記第２の電流供給源と前記第３の抵抗素子との間の接続を遮断可能な第２のスイッチを含む切替回路部をさらに有する
過電流保護回路。
【請求項１６】
請求項１に記載の過電流保護回路であって、
前記第１のスイッチは、前記負荷と前記電流検出抵抗との間に接続されたＮ型電界効果トランジスタで構成され、
前記電流検出抵抗は、前記負荷とグランド端子との間に接続され、
前記基準電圧発生源は、第２の電流供給源と前記電流検出抵抗の入力端との間に接続され、
前記保護用トランジスタは、前記電流検出抵抗の出力端に接続されるエミッタと、前記第１のスイッチのゲートに接続されるコレクタと、前記分圧回路部に接続されるベースとを有するＮＰＮ型バイポーラトランジスタで構成される
過電流保護回路。
【請求項１７】
請求項１６に記載の過電流保護回路であって、
前記分圧回路部は、
前記第２の電流供給源と前記電流検出抵抗の入力端との間に接続された第１の抵抗素子と、
前記第１の抵抗素子と前記第２の電流供給源との間に接続され、前記電流検出抵抗よりも大きな抵抗値を有する第２の抵抗素子とを有する
過電流保護回路。
【請求項１８】
請求項１７に記載の過電流保護回路であって、
前記基準電圧発生源は、前記第２の電流供給源と前記電流検出抵抗の入力端との間に前記第１の抵抗素子及び前記第２の抵抗素子と並列的に接続された整流素子を含み、
前記電圧発生部は、前記第２の電流供給源と前記整流素子との間に接続された第３の抵抗素子をさらに有し、
前記基準電圧発生源は、前記整流素子と直列に接続された第４の抵抗素子をさらに有する
過電流保護回路。
【請求項１９】
電界効果型トランジスタ又は絶縁ゲート型バイポーラトランジスタで構成された第１のスイッチと、負荷への過電流を検出する電流検出抵抗とを有し、第１の電流供給源から前記負荷へ電流を供給する電流供給ラインと、
前記電流検出抵抗と並列に接続され、前記電流供給ラインに接続されるエミッタと前記第１のスイッチのゲートに接続されるコレクタとを有し、前記負荷への過電流を制限するオフ状態へ前記第１のスイッチを切り替えることが可能な保護用トランジスタと、
前記保護用トランジスタのベースに接続され、前記保護用トランジスタがオン状態に切り替わる閾値電圧より小さい基準電圧を発生する電圧発生部と、
前記保護用トランジスタと前記電圧発生部との間を熱的に接続する伝熱部材と
を具備する過電流保護回路。
【請求項２０】
請求項１〜１９のいずれか１つに記載の過電流保護回路であって、
前記保護用トランジスタおよび前記電圧発生部を共通に封止するパッケージ体をさらに具備する
過電流保護回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、過電流の検出時に負荷への通電を制限する過電流保護回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば負荷側の回路の地絡が原因で過電流を検出した場合に、負荷への通電を制限する保護回路が知られている。例えば特許文献１には、電源と負荷との間に接続される主トランジスタと、負荷への過電流を検出する負荷電流検出抵抗と、負荷電流抵抗における電圧降下が予め決められた過電流検出電圧に達したときに動作して主トランジスタをオフ状態に切り替える第１トランジスタと、を備えた過電流保護回路が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１１−７８２３５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
従来の過電流保護回路においては、第１トランジスタの閾値電圧が負荷電流検出抵抗における過電流検出電圧に相当する大きさに設定されている。このため、第１トランジスタの動作により過電流保護機能が働くときの過電流検出抵抗の発熱量を低減することが難しく、その結果、発熱量を考慮して過電流検出抵抗に比較的大型の抵抗を使用したり、過電流検出抵抗の放熱のための機構部を大きくしたりする必要があった。【０００５】
以上のような事情に鑑み、本発明の目的は、負荷電流検出抵抗の発熱量を低減することができる過電流保護回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記目的を達成するため、本発明の一形態に係る過電流保護回路は、電流供給ラインと、保護用トランジスタと、電圧発生部とを具備する。
前記電流供給ラインは、第１のスイッチと、電流検出抵抗とを有する。前記第１のスイッチは、電界効果型トランジスタ又は絶縁ゲート型バイポーラトランジスタで構成される。前記電流検出抵抗は、負荷への過電流を検出する。前記電流供給ラインは、第１の電流供給源から前記負荷へ電流を供給する。
前記保護用トランジスタは、前記電流検出抵抗と並列に接続される。前記保護用トランジスタは、前記電流供給ラインに接続されるエミッタと前記第１のスイッチのゲートに接続されるコレクタとを有し、前記負荷への過電流を制限するオフ状態へ前記第１のスイッチを切り替えることが可能に構成される。
前記電圧発生部は、前記保護用トランジスタのベースに接続され、前記保護用トランジスタがオン状態に切り替わる閾値電圧より小さい基準電圧を発生する。【０００７】
上記過電流保護回路は、電圧発生部を備えているため、電流検出抵抗の抵抗値を従来よりも小さくすることができる。これにより、過電流保護機能が働くときの電流検出抵抗の発熱量の低減を図ることができる。【０００８】
前記電圧発生部は、前記閾値電圧以上の第１の電圧を発生する基準電圧発生源と、前記第１の電圧を前記基準電圧に相当する第２の電圧に分圧する分圧回路部とを有してもよい。
これにより、過電流が生じた時に第１のスイッチをオフ状態に安定に切り替えることができる。【０００９】
前記第１のスイッチは、前記電流検出抵抗と前記負荷との間に接続されたＰ型電界効果型トランジスタで構成されてもよい。この場合、前記基準電圧発生源は、前記電流検出抵抗の出力端とグランド端子との間に接続され、前記保護用トランジスタは、前記第１の電流供給源に接続されるエミッタと、前記第１のスイッチのゲートに接続されるコレクタと、前記分圧回路部に接続されるベースとを有するＰＮＰ型バイポーラトランジスタで構成される。
この構成により、過電流検出時において、保護用トランジスタのベース−エミッタ間に、保護用トランジスタの閾値電圧以上の電圧を発生させることができる。【００１０】
前記分圧回路部は、第１の抵抗素子と、第２の抵抗素子とを有してもよい。前記第１の抵抗素子は、前記電流検出抵抗の出力端と前記グランド端子との間に接続される。前記第２の抵抗素子は、前記第１の抵抗素子と前記グランド端子との間に接続され、前記電流検出抵抗よりも大きな抵抗値を有する【００１１】
前記基準電圧発生源は、前記電流検出抵抗の出力端と前記グランド端子との間に前記第１の抵抗素子及び前記第２の抵抗素子と並列的に接続された整流素子を含み、前記電圧発生部は、前記第２の抵抗素子と前記グランド端子との間に接続された第３の抵抗素子をさらに有してもよい。【００１２】
前記基準電圧発生源は、前記整流素子と直列に接続された第４の抵抗素子をさらに有してもよい。
これにより、電圧発生部の回路特性を調整することができる。【００１３】
前記電圧発生部は、前記第３の抵抗素子と前記グランド端子との間の接続を遮断可能な第２のスイッチを含む切替回路部をさらに有してもよい。
これにより、過電流の検出時以外にも第１のスイッチをオフ状態に維持して負荷へ流れる電流を制限するスタンバイモードを実現することができるとともに、当該スタンバイモード時における電圧発生部における電流の消費を抑えることができる。【００１４】
前記第２のスイッチは、電界効果型トランジスタで構成され、前記切替回路部は、前記第１のスイッチのゲートと前記第２のスイッチのソースとの間に接続された第５の抵抗素子をさらに有してもよい。【００１５】
この場合、前記第５の抵抗素子は、前記第３の抵抗素子よりも大きな抵抗値を有してもよい。
これにより、電流検出抵抗を流れる電流のピーキングの発生を抑制し、例えば、負荷への電力投入時における過剰な電流供給を防止することができる。【００１６】
前記過電流保護回路は、前記第１のスイッチのソースとゲートとの間に接続されたインピーダンス素子をさらに具備してもよい。
これにより、過電流検出時において第１のスイッチをサージ電流から保護することができる。【００１７】
前記整流素子は、前記保護用トランジスタの閾値電圧と実質的に同一の閾値電圧を有する、ダイオード接続されたトランジスタで構成されてもよい。
あるいは、前記整流素子は、前記保護用トランジスタの閾値電圧と実質的に同一の動作電圧を有するダイオードで構成されてもよい。【００１８】
一方、前記第１のスイッチは、前記第１の電流供給源と前記電流検出抵抗との間に接続されたＮ型電界効果トランジスタで構成されてもよい。この場合、前記基準電圧発生源は、第２の電流供給源と前記電流検出抵抗の入力端との間に接続され、前記保護用トランジスタは、前記電流検出抵抗の出力端に接続されるエミッタと、前記第１のスイッチのゲートに接続されるコレクタと、前記分圧回路部に接続されるベースとを有するＮＰＮ型バイポーラトランジスタで構成される。
この構成により、過電流検出時において、保護用トランジスタのベース−エミッタ間に、保護用トランジスタの閾値電圧以上の電圧を発生させることができる。【００１９】
前記分圧回路部は、第１の抵抗素子と、第２の抵抗素子とを有してもよい。前記第１の抵抗素子は、前記第２の電流供給源と前記電流検出抵抗の入力端との間に接続される。前記第２の抵抗素子は、前記第１の抵抗素子と前記第２の電流供給源との間に接続され、前記電流検出抵抗よりも大きな抵抗値を有する。【００２０】
前記基準電圧発生源は、前記第２の電流供給源と前記電流検出抵抗の入力端との間に前記第１の抵抗素子及び前記第２の抵抗素子と並列的に接続された整流素子を含み、前記電圧発生部は、前記第２の電流供給源と前記第２の抵抗素子との間に接続された第３の抵抗素子をさらに有してもよい。【００２１】
前記電圧発生部は、前記第２の電流供給源と前記第３の抵抗素子との間の接続を遮断可能な第２のスイッチを含む切替回路部をさらに有してもよい。
これにより、過電流の検出時以外にも第１のスイッチをオフ状態に維持して負荷へ流れる電流を制限するスタンバイモードを実現することができるとともに、当該スタンバイモード時における電圧発生部における電流の消費を抑えることができる。【００２２】
一方、前記第１のスイッチは、前記負荷と前記電流検出抵抗との間に接続されたＮ型電界効果トランジスタで構成されてもよい。この場合、前記電流検出抵抗は、前記負荷と前記グランド端子との間に接続され、前記基準電圧発生源は、第２の電流供給源と前記電流検出抵抗の入力端との間に接続され、前記保護用トランジスタは、前記電流検出抵抗の出力端に接続されるエミッタと、前記第１のスイッチのゲートに接続されるコレクタと、前記分圧回路部に接続されるベースとを有するＮＰＮ型バイポーラトランジスタで構成される。【００２３】
この場合も、前記分圧回路部は、第１の抵抗素子と、第２の抵抗素子とを有してもよい。前記第１の抵抗素子は、前記第２の電流供給源と前記電流検出抵抗の入力端との間に接続される。前記第２の抵抗素子は、前記第１の抵抗素子と前記第２の電流供給源との間に接続され、前記電流検出抵抗よりも大きな抵抗値を有する。【００２４】
前記基準電圧発生源は、前記第２の電流供給源と前記電流検出抵抗の入力端との間に前記第１の抵抗素子及び前記第２の抵抗素子と並列的に接続された整流素子を含んでもよい。この場合、前記電圧発生部は、前記第２の電流供給源と前記整流素子との間に接続された第３の抵抗素子をさらに有し、前記基準電圧発生源は、前記整流素子と直列に接続された第４の抵抗素子をさらに有する。【００２５】
前記過電流保護回路は、前記保護用トランジスタと前記電圧発生源との間を熱的に接続する伝熱部材をさらに具備してもよい。
あるいは、前記過電流保護回路は、前記保護用トランジスタおよび前記電圧発生源を共通に封止するパッケージ体をさらに具備してもよい。
これにより、保護用トランジスタと電圧発生源とを共通の温度環境に維持することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】本発明の一実施形態に係る過電流保護回路の基本構成を示す回路図である。
【図２】比較例に係る過電流保護回路を示す回路図である。
【図３】本発明の第１の実施形態に係る過電流保護回路を示す回路図である。
【図４】本発明の第２の実施形態に係る過電流保護回路を示す回路図である。
【図５】上記過電流保護回路における電源電圧と出力電流との関係の一例を示す図である。
【図６】本発明の第３の実施形態に係る過電流保護回路を示す回路図である。
【図７】本発明の第４の実施形態に係る過電流保護回路を示す回路図である。
【図８】上記過電流保護回路の各部における電源電位との関係の一例を示す図である。
【図９】上記過電流保護回路の一作用を説明する図である。
【図１０】上記過電流保護回路の一作用を説明する図である。
【図１１】本発明の第５の実施形態に係る過電流保護回路を示す回路図である。
【図１２】本発明の第６の実施形態に係る過電流保護回路の要部の一構成例を説明する図である。
【図１３】上記過電流保護回路の要部の他の構成例を説明する図である。
【図１４】本発明の第７の実施形態に係る過電流保護回路を示す回路図である。
【図１５】本発明の第８の実施形態に係る過電流保護回路を示す回路図である。
【図１６】本発明の第９の実施形態に係る過電流保護回路を示す回路図である。
【図１７】本発明の第１０の実施形態に係る過電流保護回路を示す回路図である。
【図１８】本発明の第１１の実施形態に係る過電流保護回路を示す回路図である。
【図１９】上記過電流保護回路の他の構成例を示す回路図である。
【図２０】上記過電流保護回路のさらに他の構成例を示す回路図である。
【図２１】本発明の第１２の実施形態に係る過電流保護回路の要部の一構成例を説明する図である。
【図２２】上記過電流保護回路の要部の他の構成例を説明する図である。
【図２３】本発明の一実施形態に係る過電流保護回路の構成の一変形例を示す回路図である。
【図２４】上記過電流保護回路の構成の他の変形例を示す回路図である。
【図２５】上記過電流保護回路の構成のさらに他の変形例を示す回路図である。
【図２６】上記過電流保護回路の構成のさらに他の変形例を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２７】
以下、図面を参照しながら、本発明の実施形態を説明する。
【００２８】
＜第１の実施形態＞
［基本構成］
図１は、本発明の一実施形態に係る過電流保護回路の基本構成を示す回路図である。
【００２９】
本実施形態の過電流保護回路１００は、電流供給ライン２１と、保護用トランジスタＱ１１と、電圧発生部Ｘ１０とを有する。
【００３０】
電流供給ライン２１は、電源１０（第１の電流供給源）と負荷Ｌに接続される出力ポート１１との間に接続されたメインスイッチ（第１のスイッチ）Ｍ１１と、負荷Ｌへの過電流を検出する電流検出抵抗Ｒｓとを有する。
保護用トランジスタＱ１１は、電源１０と負荷Ｌ（出力ポート１１）との間に電流検出抵抗Ｒｓと並列に接続される。
電圧発生部Ｘ１０は、保護用トランジスタＱ１１のベースに接続され、保護用トランジスタＱ１１がオン状態に切り替わる閾値電圧（Ｖbe）よりも小さい基準電圧（Ｖref）を発生することが可能に構成される。
【００３１】
以下、各部の詳細について説明する。
【００３２】
電源１０は、本実施形態では、バッテリ等の直流電源で構成される。
メインスイッチＭ１１は、電流検出抵抗Ｒｓと出力ポート１１（負荷Ｌ）との間に接続される。メインスイッチＭ１１は、制御ライン２２を介して保護用トランジスタＱ１１のコレクタと接続されるゲートと、電流検出抵抗Ｒｓに接続されるソースと、出力ポート１１に接続されるドレインとを有するＰ型のＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect-Transistor）で構成される。
保護用トランジスタＱ１１は、電圧発生部Ｘ１０に接続されるベースと、電源１０と電流検出抵抗Ｒｓとの間の電流供給ライン２１に接続されるエミッタと、制御ライン２２を介してメインスイッチＭ１１のゲートに接続されるコレクタとを有するＰＮＰ型バイポーラトランジスタで構成される。
【００３３】
メインスイッチＭ１１は、保護用トランジスタＱ１１によって、電源１０から負荷Ｌへ電流を供給するオン状態と、電源１０から負荷Ｌへ供給される電流を制限するオフ状態とを切り替え可能に構成される。
ここで、「電流を制限する」とは、本実施形態では、負荷Ｌへ供給される電流を所定の電流値以下に規制することをいうが、これに限られず、負荷Ｌへ供給される電流を遮断する（出力電流をゼロにする）ようにメインスイッチＭ１１が構成されてもよい。
【００３４】
過電流保護回路１００は、制御ライン２２を介してメインスイッチＭ１１のゲートに接続される入力ポート１２を有する。入力ポート１２には、メインスイッチＭ１１をオンオフ制御することが可能な入力信号が入力可能に構成される。
メインスイッチＭ１１のゲートは、メインスイッチＭ１１のソースとドレイン間のインピーダンスを調整する。入力ポート１２に与える入力信号（電圧）のインピーダンスは、保護用トランジスタＱ１１のエミッタとコレクタ間が導通した際のインピーダンスに比べて高く、保護用トランジスタＱ１１の動作が優先的に働くように構成される。
【００３５】
保護用トランジスタＱ１１は、電流検出抵抗Ｒｓの電圧降下が所定の過電流検出電圧に達したときにオン状態に切り替わる閾値電圧（Ｖbe）を有し、ベース−エミッタ間の電圧が当該閾値電圧（Ｖbe）以上のときにメインスイッチＭ１１を上記オフ状態へ切り替えることが可能に構成される。
【００３６】
電圧発生部Ｘ１０は、電流検出抵抗ＲｓとメインスイッチＭ１１との間の電流供給ライン２１と、保護用トランジスタＱ１１のベースとの間に接続される。電圧発生部Ｘ１０は、基準電圧（Ｖref）を発生する。基準電圧（Ｖref）は、保護用トランジスタＱ１１の閾値電圧（Ｖbe）に満たない適宜の大きさに設定される。さらに、基準電圧（Ｖref）は、電流検出抵抗Ｒｓにおける電圧降下が所定の大きさ（以下、過電流検出電圧（ΔＶrs）ともいう）に達したとき、その過電流検出電圧（ΔＶrs）と基準電圧（Ｖref）との加算値が保護用トランジスタＱ１１の閾値電圧（Ｖbe）以上となる値に設定される。
【００３７】
これにより、負荷Ｌへ所定量の（過電流ではない）電流が供給される通常時においては、保護用トランジスタＱ１１はオフ状態に維持される。一方、電流検出抵抗Ｒｓの電圧降下が所定の過電流検出電圧（ΔＶrs）に達したときは、その過電流検出電圧（ΔＶrs）と基準電圧（Ｖref）との加算値が保護用トランジスタＱ１１のベース−エミッタ間に入力されることで、保護用トランジスタＱ１１がオン状態に切り替えられるように構成される。
【００３８】
このように本実施形態の過電流保護回路１００においては、保護用トランジスタＱ１１のベースに基準電圧（Ｖref）を入力する電圧発生部Ｘ１０を備えているため、電流検出抵抗Ｒｓでの電圧降下が比較的小さい場合でも保護用トランジスタＱ１１をオン状態に切り替えて、メインスイッチＭ１１をオフ状態へ切り替えることが可能となる。
【００３９】
比較例として、電圧発生部Ｘ１０を備えていない過電流保護回路１を図２に示す。
【００４０】
同図に示すように、比較例の過電流保護回路１は、電流検出抵抗Ｒｓの出力端（電流供給ライン１０）と保護用トランジスタＱ１１のベースとがダイレクトに接続されている。過電流保護回路１においては、電流検出抵抗Ｒｓでの電圧降下が、保護用トランジスタＱ１１の閾値電圧（Ｖbe）以上になったときに、保護用トランジスタＱ１１がオン状態に切り替わる。これによりメインスイッチＭ１１が、電源１０から負荷Ｌへ供給される電流を制限するオフ状態に切り替えられる。
【００４１】
比較例の過電流保護回路１においては、過電流が生じたときの電流検出抵抗Ｒｓの発熱量が問題となる。過電流の電流値をＩmax［Ａ］、電流検出抵抗Ｒｓの抵抗値をＲs1［Ω］、保護用トランジスタＱ１１の閾値電圧をＶbe［Ｖ］、過電流発生時における電流検出抵抗Ｒｓの発熱量をＰmax1［Ｗ］とすると、過電流保護回路１においては以下の関係を満たす。
【００４２】
Ｉmax＝Ｖbe／Ｒs1  …（１）
Ｐmax1＝（Ｉmax）2・Ｒs1
＝（Ｖbe）2／Ｒs1  …（２）
【００４３】
比較例の過電流保護回路１において、保護用トランジスタＱ１１の閾値電圧（Ｖbe）が０．６［ｖ］である条件下での電流、電流検出抵抗Ｒｓの抵抗値、電流検出抵抗Ｒｓでの損失電力の関係を表１に示す。
【００４４】
【表１】
0006488432.tif 000002
【００４５】
一方、本実施形態の過電流保護回路１００は、電流検出抵抗Ｒｓにおける過電流検出電圧を保護用トランジスタＱ１１の閾値電圧（Ｖbe）以上の電圧（Ｖref）に変換することが可能な電圧発生部Ｘ１０を有する。このため、電流検出抵抗Ｒｓに、比較例よりも低い抵抗値の抵抗素子を用いることが可能となり、これにより過電流発生時における電流検出抵抗Ｒｓの発熱量を比較例における発熱量よりも低く抑えることができる。
【００４６】
例えば、本実施形態の過電流保護回路１００における電流検出抵抗Ｒｓの抵抗値をＲs100（＝Ｒs1／（１＋ａ）［Ω］（係数ａは正数））、過電流発生時における電流検出抵抗Ｒｓの発熱量をＰmax100［Ｗ］とすると、以下のように、発熱量Ｐmax100は、比較例における発熱量Ｐmax1の１／（１＋ａ）倍に低下する。
【００４７】
Ｉmax＝Ｖbe／Ｒs100＝Ｖbe／Ｒs1／(1+a)  …（３）
Ｐmax100＝（Ｉmax）2・Ｒs100
＝［Ｖbe／｛Ｒs1／(1+a)｝］2・Ｒs1／(1+a)
＝Ｐmax1／(1+a)  …（４）
【００４８】
［電圧発生部］
以下、電圧発生部Ｘ１０の詳細について説明する。
【００４９】
図３は、本実施形態の電圧発生部Ｘ１１を備えた過電流保護回路１０１を示す回路図である。図において図１と対応する部分については同一の符号を付し、その詳細な説明は省略する。以下、保護用トランジスタＱ１１の閾値電圧を「Ｖbe1」として説明する。
【００５０】
電圧発生部Ｘ１１は、電流検出抵抗Ｒｓの出力端と保護用トランジスタＱ１１のベースとの間に接続される。電圧発生部Ｘ１１は、基準電圧発生源ＶＳと、分圧回路部ＶＤとを有する。
【００５１】
基準電圧発生源ＶＳは、保護用トランジスタＱ１１の閾値電圧（Ｖbe1）以上の第１の電圧を発生することが可能に構成される。分圧回路部ＶＤは、上記第１の電圧を基準電圧（Ｖref）に相当する第２の電圧に分圧することが可能に構成される。
【００５２】
本実施形態において、基準電圧発生源ＶＳは、上記第１の電圧として、保護用トランジスタＱ１１の閾値電圧（Ｖbe1）に相当する電圧（以下、標準電圧ともいう）を発生することが可能に構成される。基準電圧発生源ＶＳは、電流検出抵抗Ｒｓの出力端とグランド端子（GND）との間に接続された電圧発生用トランジスタＱ１２を含む。電圧発生用トランジスタＱ１２は、整流素子で構成され、本実施形態では、ダイオード接続されたバイポーラトランジスタで構成される。
【００５３】
より具体的に、電圧発生用トランジスタＱ１２は、電流供給ライン２１（電流検出抵抗Ｒｓの出力端）に接続されるエミッタと、グランド端子（GND）に抵抗Ｒ３を介して接続されたコレクタと、コレクタに接続されたベースとを有するＰＮＰ型バイポーラトランジスタで構成される。
【００５４】
上記標準電圧は、電圧発生用トランジスタＱ１２がオン動作する閾値電圧（Ｖbe2）に相当し、本実施形態では、保護用トランジスタＱ１１の閾値電圧（Vbe1）と同一の値に設定される（以下、上記標準電圧を標準電圧（Ｖbe2）ともいう）。電圧発生用トランジスタＱ１２は、典型的には、保護用トランジスタＱ１１と同一のトランジスタ素子で構成される。これにより、周囲温度の変化等による両トランジスタＱ１１，Ｑ１２間における特性のバラツキを防ぐことができる。
【００５５】
分圧回路部ＶＤは、電流供給ライン２１（電流検出抵抗Ｒｓの出力端）とグランド端子（GND）との間に基準電圧発生源ＶＳと並列的に接続される。分圧回路部ＶＤは、相互に直列接続された２つの抵抗Ｒ１（第１の抵抗素子）及び抵抗Ｒ２（第２の抵抗素子）を含み、これら２つの抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点が保護用トランジスタＱ１１のベースに接続される。これにより、分圧回路部ＶＤにおいて、標準電圧（Ｖbe2）が基準電圧（Ｖref）に分圧される。
【００５６】
抵抗Ｒ１は、電流検出抵抗Ｒｓの出力端とグランド端子（GND）との間に接続され、抵抗Ｒ２は、抵抗Ｒ１とグランド端子（GND）との間に接続される。抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値は、過電流検出時に保護用トランジスタＱ１１の閾値電圧（Vbe1）以上の電圧を保護用トランジスタＱ１１のベースへ入力できる値であれば、特に限定されない。典型的には、抵抗Ｒ１の抵抗値（R1）は、抵抗Ｒ２の抵抗値（R2）よりも大きく設定される。本実施形態において、抵抗Ｒ２の抵抗値は、電流検出抵抗Ｒｓの抵抗値よりも大きな値に設定される。抵抗Ｒ２の抵抗値は、電流検出抵抗Ｒｓに流れる電流が大きくなっていき、抵抗Ｒ２に生じる電位差に対して、電流検出抵抗Ｒｓの電位差の方が大きくなった場合に保護機能が働く（保護用トランジスタＱ１１がオンになる）値に設定されるのが好ましい。
【００５７】
一例として、保護用トランジスタＱ１１の閾値電圧（Ｖbe1）及び標準電圧（Ｖbe2）がいずれも０．６［ｖ］、電流検出抵抗Ｒｓにおける過電流検出電圧が０．１［ｖ］の場合、抵抗Ｒ１，Ｒ２は、０．５［ｖ］以上０．６［ｖ］未満の基準電圧（Ｖref）が得られるように標準電圧（Ｖbe2）を分圧することが可能な抵抗値に設定される。これにより、電圧検出抵抗Ｒｓに０．１［ｖ］の電圧降下が生じたときに、その電圧検出抵抗Ｒｓの両端電位差が基準電圧（Ｖref）に加算されることで、保護用トランジスタＱ１１がオン状態に切り替えられる。
【００５８】
電圧発生部Ｘ１１は、抵抗Ｒ３（第３の抵抗素子）を有する。抵抗Ｒ３は、抵抗Ｒ２とグランド端子（GND）との間に接続される。抵抗Ｒ３の抵抗値は、基準電圧発生源ＶＳが上述の標準電圧（Vbe2）を発生させることができる値であれば、特に限定されない。
【００５９】
［過電流保護回路の動作］
続いて、以上のように構成される本実施形態の過電流保護回路１０１の典型的な動作について説明する。
【００６０】
電源１０から負荷Ｌへ所定量の電流を供給する通常状態では、入力ポート１２にはメインスイッチＭ１１をオン状態に維持する信号電圧が入力される。これにより、電源１０から投入された電流は、電流検出抵抗Ｒｓ及びメインスイッチＭ１１を含む電流供給ライン２１を介して出力ポート１１及びこれに接続される負荷Ｌへ上記所定量の電流が供給される。
【００６１】
電圧発生部Ｘ１１は、電流検出端子Ｒｓの出力端からグランド端子（GND）へ流れる電流から基準電圧（Ｖref）を発生する。より具体的に、電圧発生部Ｘ１１は、基準電圧発生源ＶＳにおいて標準電圧（Ｖbe2）を生成し、これを分圧回路部ＶＤにおいて基準電圧（Ｖref）に分圧する。このようにして得られた基準電圧（Ｖref）は、保護用トランジスタＱ１１のベース（ベース−エミッタ間）に入力される。
【００６２】
負荷Ｌが地絡すると、負荷Ｌに対する電源電位（Ｖcc）が上昇し、出力電流（Ｉout）が増大する結果、電流検出抵抗Ｒｓでの電圧降下も増加する。保護用トランジスタＱ１１のベース−エミッタ間にはあらかじめ基準電圧（Ｖref）が入力されており、この基準電圧（Ｖref）は、過電流検出電圧（ΔＶrs）との加算時に上記ベース−エミッタ間電圧が保護用トランジスタＱ１１の閾値電圧（Ｖbe1）以上となる値に設定されている。
【００６３】
したがって、電流検出抵抗Ｒｓにおける電圧降下が所定の過電流検出電圧（ΔＶrs）にまで増加すると、電圧発生部Ｘ１１における基準電圧（Ｖref）と電流検出抵抗Ｒｓにおける電圧降下分との加算値が保護用トランジスタＱ１１の閾値電圧（Ｖbe1）に達する。その結果、保護用トランジスタＱ１１がオン状態に切り替えられ、メインスイッチＭ１１をオフ状態に切り替えるための制御信号（コレクタ電流）が制御ライン２２を介してメインスイッチＭ１１のゲートに入力される。これにより、電源１０から負荷Ｌへ供給される電流値が制限されるため、負荷Ｌを過電流から保護することが可能となる。
【００６４】
負荷Ｌの地絡が解消した場合、負荷Ｌに対する電源電位（Ｖcc）は通常時の電位に復帰するため、電源１０から負荷Ｌへ供給される電流の大きさは通常時の所定量に減少し、したがって電流検出抵抗Ｒｓにおける電圧降下分も減少する。その結果、保護用トランジスタＱ１１がオフ状態となり、メインスイッチＭ１１が再びオン状態に切り替えられる。これにより、過電流保護回路１０１を電流出力停止（制限）モードから通常の電流出力動作モードへ自動的に復帰させることができる。
【００６５】
以上のように本実施形態の過電流保護回路１０１は、電圧発生部Ｘ１１を備えているため、電流検出抵抗Ｒｓの抵抗値を比較例の過電流保護回路１（図２参照）よりも小さくすることができる。これにより、過電流保護機能が働くときの電流検出抵抗Ｒｓの発熱量の低減を図ることができる。
【００６６】
例えば、保護用トランジスタＱ１１の閾値電圧（Vbe1）及び標準電圧（Ｖbe2）がいずれも０．６［ｖ］、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との比が９：１である条件下での電流と、電流検出抵抗Ｒｓと、電流検出抵抗Ｒｓでの損失電力の関係を表２に示す。
【００６７】
【表２】
0006488432.tif 000003
【００６８】
表２に示すように、本実施形態によれば、図２の過電流保護回路１と比較して、電流検出抵抗Ｒｓでの損失電力を１／１０にまで低下させることができる。これにより、電流検出抵抗Ｒｓでの発熱量の大幅な削減を図ることができるため、電流検出抵抗Ｒｓをより小型の抵抗素子で構成することができる。また、放熱機構の小型化や簡素化を図ることが可能となる。
【００６９】
＜第２の実施形態＞
図４は、本発明の第２の実施形態に係る過電流保護回路１０２を示す回路図である。以下、第１の実施形態と異なる構成について主に説明し、第１の実施形態と同様の構成については同様の符号を付しその説明を省略または簡略化する。
【００７０】
本実施形態の過電流保護回路１０２は、電圧発生部Ｘ１２の構成が第１の実施形態と異なる。本実施形態において電圧発生部Ｘ１２の基準電圧発生源ＶＳは、電圧発生用トランジスタＱ１２と直列に接続された抵抗Ｒ４（第４の抵抗素子）をさらに有する。本実施形態では、抵抗Ｒ４は、電圧発生用トランジスタＱ１２と抵抗Ｒ３との間に接続されるが、これに限られず、電圧発生用トランジスタＱ１２のエミッタ側に接続されてもよい。
【００７１】
保護用トランジスタＱ１１及び電圧発生用トランジスタＱ１２各々の閾値電圧（Vbe1,Vbe2）は、温度依存性を有し、低温になるほど上昇（増加）する傾向にある。電圧発生部Ｘ１２は、抵抗Ｒ４の抵抗値の大きさによって、負荷Ｌに対する電源電圧（Ｖcc）の上昇に応じた基準電圧発生源ＶＳの標準電圧（Vbe2）の変化を調整することができる。
【００７２】
図５Ａ〜Ｃは、過電流保護回路１０２における負荷Ｌに対する電源電圧（Ｖcc）と出力電流（Ｉout）との関係を示す実験結果である。ここでは、簡易的に、抵抗Ｒ４の抵抗値が「小」、「中」、「大」の３つを用い、それぞれについて環境温度（周囲の空気の温度：ｔａ）が−４０℃、２５℃、８５℃のときの出力電流の測定値をプロットした。
【００７３】
図５Ａ〜Ｃに示すように、抵抗Ｒ４の大きさに関係なく、環境温度が低温になるほど、電源電圧（Ｖcc）の上昇に応じて出力電流（Ｉout）が増加する傾向にある。また、抵抗Ｒ４の抵抗値が大きくなるに従い、電源電圧（Ｖcc）の上昇に伴って出力電流（Ｉout）が低下する傾向にある。
【００７４】
出力電流（Ｉout）は、メインスイッチＭ１１の出力特性に依存し、メインスイッチＭ１１の出力特性は、保護用トランジスタＱ１１の出力特性に依存する。さらに、保護用トランジスタＱ１１の出力特性は、過電流検出時における電圧発生部Ｘ１２の回路特性に強い相関を有する。このため、例えば、電圧発生部Ｘ１２の出力特性が電源１０と負荷Ｌとの間の電圧に大きく依存する場合等において、抵抗Ｒ４の抵抗値を最適化することで、電圧発生部Ｘ１２の出力特性の調整が可能となる。
【００７５】
以上のように構成される本実施形態の過電流保護回路１０２においても、上述の第１の実施形態と同様の作用効果を得ることができる。本実施形態によれば、基準電圧発生源ＶＳが抵抗Ｒ４を有しているため、この抵抗Ｒ４の値を調整することで、電圧発生部Ｘ１２の所望とする回路特性を得ることができる。
【００７６】
＜第３の実施形態＞
図６は、本発明の第３の実施形態に係る過電流保護回路１０３を示す回路図である。以下、第２の実施形態と異なる構成について主に説明し、第２の実施形態と同様の構成については同様の符号を付しその説明を省略または簡略化する。
【００７７】
本実施形態の過電流保護回路１０３は、電圧発生部Ｘ１３の構成が第２の実施形態と異なる。本実施形態の電圧発生部Ｘ１３は、切替スイッチＭ１２（第２のスイッチ）を含む切替回路部ＳＣをさらに有する。そして、過電流保護回路１０３はさらに、スタンバイポート１３をさらに有する。
【００７８】
切替スイッチＭ１２は、抵抗Ｒ３とグランド端子（GND）との間の接続を遮断可能なスイッチング素子で構成される。本実施形態において切替スイッチＭ１２は、抵抗Ｒ３とグランド端子（GND）との間に接続されたＮ型のＭＯＳＦＥＴで構成される。切替スイッチＭ１２は、スタンバイポート１３に接続されるゲートと、抵抗Ｒ３に接続されるドレインと、グランド端子（GND）に接続されるソースとを有する。
スタンバイポート１３は、切替スイッチＭ１２をオンオフ制御することが可能なスタンバイ信号が入力可能に構成される。
【００７９】
本実施形態の過電流保護回路１０３は、入力ポート１２及びスタンバイポート１３へ入力される外部信号の電位を調整することにより、待機状態モードと、電流出力動作モードと、電流出力停止モードとを切り替えることが可能に構成される。入力信号及びスタンバイ信号と電流出力との関係を表３に示す。
【００８０】
【表３】
0006488432.tif 000004
【００８１】
待機状態モードでは、入力ポート１２へ入力される信号（Ｉ信号）はメインスイッチＭ１１をオフにさせる電位に調整され、スタンバイポート１３へ入力される信号（Standby信号）は切替スイッチＭ１２をオフにしてグランド端子（GND）に流れる電流を制限する電位に調整される。このモードでは、出力ポート１１から出力される電源電流がメインスイッチＭ１１によって制限され、抵抗Ｒ３の暗電流も抑制される。このため、機器の非動作時等において電源１０の電流消費を最小限に抑えることができる。
【００８２】
電流出力動作モードでは、入力ポート１２へ入力される信号（Ｉ信号）がメインスイッチＭ１１をオンにさせる電位に調整され、スタンバイポート１３へ入力される信号（Standby信号）は切替スイッチＭ１２をオンにさせる電位に調整される。このモードでは、機器の動作時において過電流保護回路１０３は有効となり、地絡の発生時においては電圧発生部Ｘ１３の動作によりメインスイッチＭ１１がオフ状態に切り替わることで、適正な過電流保護機能が得られる。
【００８３】
電流出力停止モードでは、入力ポート１２へ入力される信号（Ｉ信号）がメインスイッチＭ１１をオフにさせる電位に調整され、スタンバイポート１３へ入力される信号（Standby信号）は切替スイッチＭ１２をオンにさせる電位に調整される。このモードでは、例えば、地絡以外の他の理由で機器の動作を停止させたい場合に入力ポート１２からの入力信号によってメインスイッチＭ１１をオフ状態に遷移させて負荷への電流供給を制限する場合に適用される。
【００８４】
以上のように本実施形態によれば、第２の実施形態と同様の作用効果を得ることができるとともに、過電流保護回路１０３が外部の制御回路に接続されることで、通常モード（電流出力動作モード）以外の他の動作モードを実行することが可能となる。
【００８５】
なお、入力ポート１２は、上記制御回路へ接続されていなくてもよい。この場合、入力ポート１２は、適宜の抵抗素子を介してグランド端子に接続される。
【００８６】
切替スイッチＭ１２は、ＦＥＴで構成される場合に限られず、バイポーラトランジスタ、フォトカプラ、フォトＭＯＳ等のスイッチング素子で構成されてもよい。あるいは、切替スイッチＭ１２は、ＣＰＵで制御しやすいスイッチ素子であれば、メカニカルなリレーで構成されてもよい。
【００８７】
＜第４の実施形態＞
図７は、本発明の第４の実施形態に係る過電流保護回路１０４を示す回路図である。以下、第３の実施形態と異なる構成について主に説明し、第３の実施形態と同様の構成については同様の符号を付しその説明を省略または簡略化する。
【００８８】
本実施形態の過電流保護回路１０４においては、入力ポート１２の設置が省略され、スタンバイポート１３に入力ポート１２の機能が付加されている点で、第３の実施形態と異なる。図７の回路例では、スタンバイポート１３に切替スイッチＭ１２をオフにさせるスタンバイ信号は、メインスイッチＭ１１をオフにさせる入力信号を兼ねる。これにより、メインスイッチＭ１１及び切替スイッチＭ１２を切替制御するための外部の制御回路の構成を簡素化することができる。
【００８９】
本実施形態における電圧発生部Ｘ１４の切替回路部ＳＣは、抵抗Ｒ５（第５の抵抗素子）をさらに有する。抵抗Ｒ５は、制御ライン２２と切替スイッチＭ１２のソースとの間に接続される。抵抗Ｒ５は、メインスイッチＭ１１のベースにグランドに対して所定のバイアス電位を与えるためのものである。
【００９０】
さらに電圧発生部Ｘ１４は、メインスイッチＭ１１のソースとベースとの間に接続された抵抗Ｒ６（第６の抵抗素子）をさらに有する。抵抗Ｒ６は、メインスイッチＭ１１をオフ状態に切り替えた際の電流供給ライン２１に生じるサージを吸収するインピーダンス素子として構成される。これにより過電流検出時においてメインスイッチＭ１１をサージ電流から保護することができる。
【００９１】
スタンバイポート１３へ切替スイッチＭ１２をオンにする電位が入力されると、メインスイッチＭ１１がオンになる電流出力動作モードに切り替えられる。これにより、出力ポート１１を介して電源１０から負荷へ所定の値の電流が供給される。
【００９２】
図８Ａ〜Ｄは、過電流保護回路１０４の各部における電源電圧との関係の一例を示す図である。Ａは、電流検出抵抗Ｒｓを流れる電流（ＩRS）を、Ｂは、保護用トランジスタＱ１１のコレクタ電流（ＩQ1）を、Ｃは、電流検出抵抗Ｒｓおよび分圧回路部ＶＤにおける抵抗Ｒ１，Ｒ２の電圧（ＶRS、ＶR1、ＶR2）を、そしてＤは、抵抗Ｒ４の電圧（ＶR4）をそれぞれ示している。
【００９３】
ここでは、保護用トランジスタＱ１１及び電圧発生用トランジスタＱ１２の閾値電圧（Vbe1，Vbe2）がいずれも０．６Ｖであり、過電流検出時における電流検出抵抗Ｒｓの電流値が５Ａになるように抵抗Ｒ１〜Ｒ６がそれぞれ設定された例を示す。本例においては、基準電圧発生源ＶＳ（電圧発生用トランジスタＱ１２）の動作点は約４Ｖであり、保護用トランジスタＱ１１による電流制限開始電圧は約８Ｖである。
【００９４】
図８Ａ〜Ｄに示した過電流保護回路１０４において、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ５の抵抗値の大小関係を異ならせて測定したＲｓ電流（ＩRS）の電源電圧依存特性を図９Ａ〜Ｃに示す。
【００９５】
同図において、Ａは、抵抗Ｒ３の抵抗値（R3）が抵抗Ｒ５の抵抗値（R5）より大きい（R3＞R5）ときを示し、Ｂは、R3=R5のとき、そしてＣは、R3＜R5のときをそれぞれ示している。具体的に、Ａは、R3=100ｋΩ、R5=82ｋΩ、Ｂは、R3=R5=100ｋΩ、Ｃは、R3=82ｋΩ、R5=100ｋΩである。図中、二点鎖線、実線及び破線は、環境温度（ｔａ）がそれぞれ−２５℃、２５℃、７５℃のときを示す。電流検出抵抗Ｒｓは、２５℃、電源電圧（Ｖcc）１４Ｖのとき、Ｒｓ電流が５Ａとなるように調整した。また、出力ポート１１に接続される負荷Ｌ（図１参照）の抵抗値は０．１Ωとした。
【００９６】
図９Ａ〜Ｃに示すように、環境温度が低温になるほど、Ｒｓ電流が上昇する傾向にある。これは、保護用トランジスタＱ１１及び電圧発生用トランジスタＱ１２の閾値電圧（Vbe1、Vbe2）の温度特性に依るものであり、図５Ａ〜Ｃを参照して説明した出力電流（Ｉout）の電流特性と一致する。
【００９７】
また、抵抗Ｒ３，Ｒ５の抵抗値がR3＞R5の関係にあるとき、低温時（−２５℃）におけるＲｓ電流にピーキングが発生することが確認された（図９ＡのＰで示す領域参照）。ピーキングの発生により、電流検出抵抗Ｒｓには大電流が流れることになるため、負荷への電流供給が過剰となり、負荷（機器）の誤作動や動作不良を招くおそれがある。
【００９８】
これに対して、抵抗Ｒ３，Ｒ５の抵抗値がR3≦R5の関係にあるとき、ピーキングの発生が阻止される。特に、R3＜R5の場合、Ｒｓ電流の立ち上がりが緩やかとなる。これにより、負荷への電力投入時における過剰な電流供給を確実に防止することができる。
【００９９】
Ｒｓ電流（ＩRS）と抵抗Ｒ４の抵抗値（R4）との関係を図１０Ａ〜Ｃに示す。Ａは、R4＝0Ωのときを、Ｂは、R4＝30Ωのときを、Ｃは、R4＝100Ωのときをそれぞれ示している。
【０１００】
図１０Ａ〜Ｃにおいて、抵抗Ｒ３及び抵抗Ｒ５の抵抗値はR3＜R5の関係にあり、ここでは、R3＝82ｋΩ、R5＝100ｋΩとした。図中、二点鎖線、実線及び破線は、環境温度（ｔａ）がそれぞれ−２５℃、２５℃、７５℃のときを示す。電流検出抵抗Ｒｓは、２５℃、電源電圧（Ｖcc）１４Ｖのとき、Ｒｓ電流が５Ａとなるように調整した。
【０１０１】
図１０Ａ〜Ｃに示すように、抵抗Ｒ４の抵抗値が大きくなるに従い、電源電圧（Ｖcc）の上昇に伴ってＲｓ電流（ＩRS）が低下する傾向にある点は、図５Ａ〜Ｃを参照して説明した出力電流（Ｉout）の電流特性と一致する。抵抗Ｒ３及び抵抗Ｒ５の抵抗値がR3＜R5の関係にある場合、抵抗Ｒ４の抵抗値（R4）の大きさに関係なく、Ｒｓ電流のピーキングが抑えられる。
【０１０２】
＜第５の実施形態＞
図１１は、本発明の第５の実施形態に係る過電流保護回路１０５を示す回路図である。以下、第４の実施形態と異なる構成について主に説明し、第４の実施形態と同様の構成については同様の符号を付しその説明を省略または簡略化する。
【０１０３】
本実施形態の過電流保護回路１０５は、第４の実施形態と同様に、電圧発生部Ｘ１５と、切替回路部ＳＣとを有する。本実施形態の過電流保護回路１０５は、さらに、第１及び第２のインピーダンス素子Ｚ１、Ｚ２と抵抗Ｒ７（第７の抵抗素子）を有する点で、第４の実施形態と異なる。
【０１０４】
第１のインピーダンス素子Ｚ１は、第４の実施形態の抵抗Ｒ６に代わって、メインスイッチＭ１１のソースとゲートとの間に接続される。第２のインピーダンス素子Ｚ２は、切替スイッチＭ１２のゲートとソースとの間に接続される。抵抗Ｒ７は、保護用トランジスタＱ１１のコレクタとメインスイッチＭ１１のゲートとの間に接続される。
【０１０５】
第１及び第２のインピーダンス素子Ｚ１，Ｚ２は、メインスイッチＭ１１及び切替スイッチＭ１２を外来ノイズや使用環境の負荷から守るために設けられる。特に、第１のインピーダンス素子Ｚ１及び抵抗Ｒ７により、メインスイッチＭ１１をオフ状態に切り替えた際の電流供給ライン２１に生じるサージを吸収することができる時定数が設定される。これにより過電流検出時においてメインスイッチＭ１１をサージ電流から保護することができる。
【０１０６】
第１及び第２のインピーダンス素子は、抵抗素子、容量素子、整流素子等の２以上の受動素子を適宜組み合わせた並列回路で構成される。なお図示せずとも、メインスイッチＭ１１のドレインと出力ポート１１との間にフェライトビーズ等の電波吸収材が別途設置されてもよい。
【０１０７】
＜第６の実施形態＞
図１２は、本発明の第６の実施形態に係る過電流保護回路を示す回路図である。以下、第１の実施形態と異なる構成について主に説明し、第１の実施形態と同様の構成については同様の符号を付しその説明を省略または簡略化する。
【０１０８】
［基本構成］
本実施形態の過電流保護回路２００は、電流供給ライン２１と、保護用トランジスタＱ２１と、電圧発生部Ｘ２０とを有する。
【０１０９】
電流供給ライン２１は、電源１０（第１の電流供給源）と負荷Ｌに接続される出力ポート１１との間に接続されたメインスイッチ（第１のスイッチ）Ｍ２１と、負荷Ｌへの過電流を検出する電流検出抵抗Ｒｓとを有する。
保護用トランジスタＱ２１は、電源１０と負荷Ｌ（出力ポート１１）との間に電流検出抵抗Ｒｓと並列に接続される。
電圧発生部Ｘ２０は、保護用トランジスタＱ２１のベースに接続され、保護用トランジスタＱ２１がオン状態に切り替わる閾値電圧（Ｖbe）よりも小さい基準電圧（Ｖref）を発生することが可能に構成される。
【０１１０】
以下、各部の詳細について説明する。
【０１１１】
メインスイッチＭ２１は、電源１０と電流検出抵抗Ｒｓとの間に接続される。メインスイッチＭ２１は、制御ライン２２を介して保護用トランジスタＱ２１のコレクタと接続されるゲートと、電流検出抵抗Ｒｓに接続されるソースと、電源１０に接続されるドレインとを有するＮ型のＭＯＳＦＥＴで構成される。
保護用トランジスタＱ２１は、電圧発生部Ｘ２０に接続されるベースと、電流検出抵抗Ｒｓと出力ポート１１との間の電流供給ライン２１に接続されるエミッタと、制御ライン２２を介してメインスイッチＭ２１のゲートに接続されるコレクタとを有するＮＰＮ型バイポーラトランジスタで構成される。
【０１１２】
メインスイッチＭ２１は、保護用トランジスタＱ２１によって、電源１０から負荷Ｌへ電流を供給するオン状態と、電源１０から負荷Ｌへ供給される電流を制限するオフ状態とを切り替え可能に構成される。
ここで、「電流を制限する」とは、第１の実施形態と同様に、負荷Ｌへ供給される電流を所定の電流値以下に規制することをいうが、これに限られず、負荷Ｌへ供給される電流を遮断する（出力電流をゼロにする）ようにメインスイッチＭ２１が構成されてもよい。
【０１１３】
過電流保護回路２００は、制御ライン２２を介してメインスイッチＭ２１のゲートに接続される入力ポート１２を有する。入力ポート１２には、メインスイッチＭ２１をオンオフ制御することが可能な入力信号が入力可能に構成される。
【０１１４】
保護用トランジスタＱ２１は、電流検出抵抗Ｒｓの電圧降下が所定の過電流検出電圧（ΔＶrs）に達したときにオン状態に切り替わる閾値電圧（Ｖbe）を有し、ベース−エミッタ間の電圧が当該閾値電圧（Ｖbe）以上のときにメインスイッチＭ２１を上記オフ状態へ切り替えることが可能に構成される。
【０１１５】
電圧発生部Ｘ２０は、電流検出抵抗ＲｓとメインスイッチＭ２１との間の電流供給ライン２１と、保護用トランジスタＱ２１のベースとの間に接続される。電圧発生部Ｘ２０はさらに、基準電圧（Ｖref）を発生するための補助電源２０（第２の電流供給源）に接続される。基準電圧（Ｖref）は、保護用トランジスタＱ２１の閾値電圧（Ｖbe）に満たない適宜の大きさに設定される。さらに、基準電圧（Ｖref）は、電流検出抵抗Ｒｓにおける電圧降下が所定の大きさ（過電流検出電圧（ΔＶrs））に達したとき、その過電流検出電圧（ΔＶrs）と基準電圧（Ｖref）との加算値が保護用トランジスタＱ２１の閾値電圧（Ｖbe）以上となる値に設定される。
【０１１６】
これにより、負荷Ｌへ所定量の（過電流ではない）電流が供給される通常時においては、保護用トランジスタＱ２１はオフ状態に維持される。一方、電流検出抵抗Ｒｓの電圧降下が所定の過電流検出電圧（ΔＶrs）に達したときは、その過電流検出電圧（ΔＶrs）と基準電圧（Ｖref）との加算値が保護用トランジスタＱ２１のベース−エミッタ間に入力されることで、保護用トランジスタＱ２１がオン状態に切り替えられるように構成される。
【０１１７】
［電圧発生部］
以下、電圧発生部Ｘ２０の詳細について説明する。
【０１１８】
図１３は、本実施形態の電圧発生部Ｘ２１を備えた過電流保護回路２０１を示す回路図である。図において図１２と対応する部分については同一の符号を付し、その詳細な説明は省略する。以下、保護用トランジスタＱ２１の閾値電圧を「Ｖbe1」として説明する。
【０１１９】
電圧発生部Ｘ２１は、電流検出抵抗Ｒｓの入力端と保護用トランジスタＱ２１のベースとの間に接続される。電圧発生部Ｘ２１は、第１の実施形態と同様に、基準電圧発生源ＶＳと、分圧回路部ＶＤとを有する。
【０１２０】
基準電圧発生源ＶＳは、保護用トランジスタＱ２１の閾値電圧（Ｖbe1）以上の第１の電圧を発生することが可能に構成される。分圧回路部ＶＤは、上記第１の電圧を基準電圧（Ｖref）に相当する第２の電圧に分圧することが可能に構成される。
【０１２１】
本実施形態において、基準電圧発生源ＶＳは、上記第１の電圧として、保護用トランジスタＱ２１の閾値電圧（Ｖbe1）に相当する電圧（標準電圧）を発生させることが可能に構成される。基準電圧発生源ＶＳは、補助電源２０と電流検出抵抗Ｒｓの入力端との間に接続された電圧発生用トランジスタＱ２２を含む。電圧発生用トランジスタＱ２２は、整流素子で構成され、本実施形態では、ダイオード接続されたバイポーラトランジスタで構成される。
【０１２２】
より具体的に、電圧発生用トランジスタＱ２２は、電流供給ライン２１（電流検出抵抗Ｒｓの入力端）に接続されるエミッタと、補助電源２０に抵抗Ｒ３を介して接続されたコレクタと、コレクタに接続されたベースとを有するＮＰＮ型バイポーラトランジスタで構成される。
【０１２３】
補助電源２０は、図１３に示すように、電圧発生部Ｘ２１の抵抗Ｒ３と出力ポート１１との間に接続された直流電源で構成される。補助電源２０の電圧（Ｖp）は、典型的には、電源１０の電圧（Ｖcc）よりも高い。一例を挙げると、電源１０が１２Ｖの場合、補助電源２０には２２Ｖの直流電源が用いられる。補助電源２０の回路構成は特に限定されず、典型的には、チャージポンプあるいはＤＣ−ＤＣコンバータで構成される。
【０１２４】
上記標準電圧は、電圧発生用トランジスタＱ２２がオン動作する閾値電圧（Ｖbe2）に相当し、本実施形態では、保護用トランジスタＱ２１の閾値電圧（Vbe1）と同一の値に設定される（以下、上記標準電圧を標準電圧（Ｖbe2）ともいう）。電圧発生用トランジスタＱ２２は、第１の実施形態と同様に、保護用トランジスタＱ２１と同一のトランジスタ素子で構成される。
【０１２５】
分圧回路部ＶＤは、電流供給ライン２１（電流検出抵抗Ｒｓの入力端）と補助電源２０との間に基準電圧発生源ＶＳと並列的に接続される。分圧回路部ＶＤは、相互に直列接続された２つの抵抗Ｒ１（第１の抵抗素子）及び抵抗Ｒ２（第２の抵抗素子）を含み、これら２つの抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点が保護用トランジスタＱ２１のベースに接続される。これにより、分圧回路部ＶＤにおいて、標準電圧（Ｖbe2）が基準電圧（Ｖref）に分圧される。
【０１２６】
抵抗Ｒ１は、電流検出抵抗Ｒｓの入力端と補助電源２０との間に接続され、抵抗Ｒ２は、抵抗Ｒ１と補助電源２０との間に接続される。抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値は、過電流検出時に保護用トランジスタＱ２１の閾値電圧（Vbe1）以上の電圧を保護用トランジスタＱ２１のベースへ入力できる値であれば、特に限定されない。典型的には、抵抗Ｒ１の抵抗値（R1）は、抵抗Ｒ２の抵抗値（R2）よりも大きく設定され、抵抗Ｒ２の抵抗値は、電流検出抵抗Ｒｓの抵抗値よりも大きな値に設定される。抵抗Ｒ２の抵抗値は、電流検出抵抗Ｒｓに流れる電流が大きくなっていき、抵抗Ｒ２に生じる電位差に対して、電流検出抵抗Ｒｓの電位差の方が大きくなった場合に保護機能が働く（保護用トランジスタＱ２１がオンになる）値に設定されるのが好ましい。
【０１２７】
電圧発生部Ｘ２１は、抵抗Ｒ３（第３の抵抗素子）を有する。抵抗Ｒ３は、抵抗Ｒ２と補助電源２０との間に接続される。抵抗Ｒ３の抵抗値は、基準電圧発生源ＶＳが上述の標準電圧（Vbe2）を発生させることができる値であれば、特に限定されない。
【０１２８】
［過電流保護回路の動作］
続いて、以上のように構成される本実施形態の過電流保護回路２０１の典型的な動作について説明する。
【０１２９】
電源１０から負荷Ｌへ所定量の電流を供給する通常状態では、入力ポート１２にはメインスイッチＭ２１をオン状態に維持する信号電圧が入力される。これにより、電源１０から投入された電流は、メインスイッチＭ２１及び電流検出抵抗Ｒｓを含む電流供給ライン２１を介して出力ポート１１及びこれに接続される負荷Ｌへ上記所定量の電流が供給される。
【０１３０】
一方、電圧発生部Ｘ２１は、補助電源２０から供給される電流から基準電圧（Ｖref）を発生させる。より具体的に、電圧発生部Ｘ２１は、基準電圧発生源ＶＳにおいて標準電圧（Ｖbe2）を生成し、これを分圧回路部ＶＤにおいて基準電圧（Ｖref）に分圧する。このようにして得られた基準電圧（Ｖref）は、保護用トランジスタＱ２１のベース（ベース−エミッタ間）に入力される。
【０１３１】
負荷Ｌが地絡すると、出力電流（Ｉout）が増大する結果、電流検出抵抗Ｒｓでの電圧降下も増加する。保護用トランジスタＱ２１のベース−エミッタ間にはあらかじめ基準電圧（Ｖref）が入力されており、この基準電圧（Ｖref）は、過電流検出電圧（ΔＶrs）との加算時に上記ベース−エミッタ間電圧が保護用トランジスタＱ２１の閾値電圧（Ｖbe1）以上となる値に設定される。
【０１３２】
したがって、電流検出抵抗Ｒｓにおける電圧降下が所定の過電流検出電圧（ΔＶrs）にまで増加すると、電圧発生部Ｘ２１における基準電圧（Ｖref）と電流検出抵抗Ｒｓにおける電圧降下分との加算値が保護用トランジスタＱ２１の閾値電圧（Ｖbe1）に達する。その結果、保護用トランジスタＱ２１がオン状態に切り替わり、メインスイッチＭ２１のゲート電位が制御ライン２２を介して電流供給ライン２１へ放電されることで、メインスイッチＭ２１がオフ状態に切り替えられる。これにより、電源１０から負荷Ｌへ供給される電流値が制限されるため、負荷Ｌを過電流から保護することが可能となる。
【０１３３】
負荷Ｌの地絡が解消した場合、電源１０から負荷Ｌへ供給される電流の大きさは通常時の所定量に減少し、したがって電流検出抵抗Ｒｓにおける電圧降下分も減少する。その結果、保護用トランジスタＱ２１がオフ状態となり、メインスイッチＭ２１が再びオン状態に切り替えられる。これにより、過電流保護回路２０１を電流出力停止（制限）モードから通常の電流出力動作モードへ自動的に復帰させることができる。
【０１３４】
本実施形態の過電流保護回路２０１においても第１の実施形態と同様の作用効果を得ることができ、電流検出抵抗Ｒｓの抵抗値を比較例の過電流保護回路１（図２参照）よりも小さくすることができる。これにより、過電流保護機能が働くときの電流検出抵抗Ｒｓの発熱量の低減を図ることができる。
【０１３５】
＜第７の実施形態＞
図１４は、本発明の第７の実施形態に係る過電流保護回路を示す回路図である。以下、第６の実施形態と異なる構成について主に説明し、第６の実施形態と同様の構成については同様の符号を付しその説明を省略または簡略化する。
【０１３６】
本実施形態の過電流保護回路２０２は、電圧発生部Ｘ２２の構成が第６の実施形態と異なる。本実施形態において電圧発生部Ｘ２２の基準電圧発生源ＶＳは、電圧発生用トランジスタＱ２２と直列に接続された抵抗Ｒ４（第４の抵抗素子）をさらに有する。本実施形態では、抵抗Ｒ４は、電圧発生用トランジスタＱ２２と抵抗Ｒ３との間に接続されるが、これに限られず、電圧発生用トランジスタＱ２２のエミッタ側に接続されてもよい。
【０１３７】
本実施形態の過電流保護回路２０２においても、上述の第６の実施形態と同様の作用効果を得ることができる。また、本実施形態によれば、基準電圧発生源ＶＳが抵抗Ｒ４を有しているため、図４を参照して説明した第２の実施形態と同様に、抵抗Ｒ４の値を調整することで電圧発生部Ｘ２２の所望とする回路特性を得ることができる。
【０１３８】
＜第８の実施形態＞
図１５は、本発明の第８の実施形態に係る過電流保護回路を示す回路図である。以下、第７の実施形態と異なる構成について主に説明し、第７の実施形態と同様の構成については同様の符号を付しその説明を省略または簡略化する。
【０１３９】
本実施形態の過電流保護回路２０３は、電圧発生部Ｘ２３の構成が第７の実施形態と異なる。本実施形態の電圧発生部Ｘ２３は、切替スイッチＭ２２（第２のスイッチ）を含む切替回路部ＳＣをさらに有する。そして、過電流保護回路２０３はさらに、スタンバイポート１３をさらに有する。
【０１４０】
切替スイッチＭ２２は、補助電源２０と抵抗Ｒ３との間の接続を遮断可能なスイッチング素子で構成される。本実施形態において切替スイッチＭ２２は、スタンバイポート１３に接続されるゲートと、補助電源２０に接続されるソースと、抵抗Ｒ３に接続されるドレインとを有するＰ型のＭＯＳＦＥＴで構成される。
スタンバイポート１３は、切替スイッチＭ２２をオンオフ制御することが可能なスタンバイ信号が入力可能に構成される。
【０１４１】
本実施形態の過電流保護回路２０３は、入力ポート１２及びスタンバイポート１３へ入力される外部信号の電位を調整することにより、待機状態モードと、電流出力動作モードと、電流出力停止モードとを切り替えることが可能に構成される。入力信号及びスタンバイ信号と電流出力との関係を表４に示す。
【０１４２】
【表４】
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【０１４３】
待機状態モードでは、入力ポート１２へ入力される信号（Ｉ信号）はメインスイッチＭ２１をオフにさせる電位に調整され、スタンバイポート１３へ入力される信号（Standby信号）は切替スイッチＭ２２をオフにして補助電源２０から電圧発生部Ｘ２３へ流れる電流を制限する電位に調整される。このモードでは、出力ポート１１から出力される電源電流がメインスイッチＭ２１によって制限され、抵抗Ｒ３の暗電流も抑制される。このため、機器の非動作時等において補助電源２０の電流消費を最小限に抑えることができる。
【０１４４】
電流出力動作モードでは、入力ポート１２へ入力される信号（Ｉ信号）がメインスイッチＭ２１をオンにさせる電位に調整され、スタンバイポート１３へ入力される信号（Standby信号）は切替スイッチＭ２２をオンにさせる電位に調整される。このモードでは、機器の動作時において過電流保護回路２０３は有効となり、地絡の発生時においては電圧発生部Ｘ２３の動作によりメインスイッチＭ２１がオフ状態に切り替わることで、適正な過電流保護機能が得られる。
【０１４５】
電流出力停止モードでは、入力ポート１２へ入力される信号（Ｉ信号）がメインスイッチＭ２１をオフにさせる電位に調整され、スタンバイポート１３へ入力される信号（Standby信号）は切替スイッチＭ２２をオンにさせる電位に調整される。このモードでは、例えば、地絡以外の他の理由で機器の動作を停止させたい場合に入力ポート１２からの入力信号によってメインスイッチＭ２１をオフ状態に遷移させて負荷への電流供給を制限する場合に適用される。
【０１４６】
以上のように本実施形態によれば、第７の実施形態と同様の作用効果を得ることができるとともに、過電流保護回路２０３が外部の制御回路に接続されることで、通常モード（電流出力動作モード）以外の他の動作モードを実行することが可能となる。
【０１４７】
切替スイッチＭ２２は、ＦＥＴで構成される場合に限られず、バイポーラトランジスタ、フォトカラ、フォトＭＯＳ等のスイッチング素子で構成されてもよい。あるいは、切替スイッチＭ２２は、ＣＰＵで制御しやすいスイッチ素子であれば、メカニカルなリレーで構成されてもよい。
【０１４８】
＜第９の実施形態＞
図１６は、本発明の第９の実施形態に係る過電流保護回路を示す回路図である。以下、第８の実施形態と異なる構成について主に説明し、第８の実施形態と同様の構成については同様の符号を付しその説明を省略または簡略化する。
【０１４９】
本実施形態の過電流保護回路２０４においては、入力ポート１２の設置が省略され、スタンバイポート１３に入力ポート１２の機能が付加されている点で、第８の実施形態と異なる。図１６の回路例では、スタンバイポート１３に切替スイッチＭ２２をオフにさせるスタンバイ信号は、メインスイッチＭ２１をオフにさせる入力信号を兼ねる。これにより、メインスイッチＭ２１及び切替スイッチＭ２２を切替制御するための外部の制御回路の構成を簡素化することができる。
【０１５０】
本実施形態における電圧発生部Ｘ２４の切替回路部ＳＣは、抵抗Ｒ５（第５の抵抗素子）をさらに有する。抵抗Ｒ５は、制御ライン２２と切替スイッチＭ２２のソースとの間に接続される。抵抗Ｒ５は、メインスイッチＭ２１のゲートに入力される切替スイッチＭ２２からの出力電流を適宜の値に調整するためのものである。
【０１５１】
スタンバイポート１３へ切替スイッチＭ２２をオンにする電位が入力されると、メインスイッチＭ２１がオンになる電流出力動作モードに切り替えられる。これにより、出力ポート１１を介して電源１０から負荷へ所定の値の電流が供給される。
【０１５２】
本実施形態の過電流保護回路２０４は、さらに、第１及び第２のインピーダンス素子Ｚ１、Ｚ２と抵抗Ｒ７（第７の抵抗素子）を有する点で、第８の実施形態と異なる。第１のインピーダンス素子Ｚ１は、メインスイッチＭ２１のソースとゲートとの間に接続される。第２のインピーダンス素子Ｚ２は、切替スイッチＭ２２のゲートとソースとの間に接続される。抵抗Ｒ７は、保護用トランジスタＱ２１のコレクタとメインスイッチＭ２１のゲートとの間に接続される。
【０１５３】
第１及び第２のインピーダンス素子Ｚ１，Ｚ２は、抵抗素子、容量素子、整流素子等の２以上の受動素子を適宜組み合わせた並列回路で構成される。第１及び第２のインピーダンス素子Ｚ１，Ｚ２は、メインスイッチＭ２１及び切替スイッチＭ２２を外来ノイズや使用環境の負荷から守るために設けられる。特に、第１のインピーダンス素子Ｚ１及び抵抗Ｒ７により、メインスイッチＭ２１をオフ状態に切り替えた際の電流供給ライン２１に生じるサージを吸収することができる時定数が設定される。これにより、過電流検出時においてメインスイッチＭ２１をサージ電流から保護することができる。
【０１５４】
＜第１０の実施形態＞
図１７は、本発明の第１０の実施形態に係る過電流保護回路を示す回路図である。以下、第６の実施形態と異なる構成について主に説明し、第６の実施形態と同様の構成については同様の符号を付しその説明を省略または簡略化する。
【０１５５】
本実施形態の過電流保護回路３０１は、メインスイッチＭ３１がＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）で構成されている点で、第６の実施形態と異なる。
【０１５６】
すなわち、メインスイッチＭ３１は、電源１０と電流検出抵抗Ｒｓとの間に接続され、制御ライン２２を介して保護用トランジスタＱ２１のコレクタと接続されるゲートと、電流検出抵抗Ｒｓに接続されるエミッタと、電源１０に接続されるコレクタとを有するＮ型のＩＧＢＴで構成される。
【０１５７】
メインスイッチＭ３１は、保護用トランジスタＱ２１によって、電源１０から負荷Ｌへ電流を供給するオン状態と、電源１０から負荷Ｌへ供給される電流を制限するオフ状態とを切り替え可能に構成される。
ここで、「電流を制限する」とは、第１の実施形態と同様に、負荷Ｌへ供給される電流を所定の電流値以下に規制することをいうが、これに限られず、負荷Ｌへ供給される電流を遮断する（出力電流をゼロにする）ようにメインスイッチＭ３１が構成されてもよい。
【０１５８】
以上のように構成される本実施形態の過電流保護回路３０１においても上述の第６の実施形態と同様の作用効果を得ることができる。本実施形態においてメインスイッチＭ３１がＩＧＢＴで構成されているため、比較的大電流が流れる電流供給ラインに設けられる過電流保護回路として好適に用いることができる。
【０１５９】
上述の第７〜第１０の実施形態についても同様に、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴで構成されたメインスイッチＭ２１をＮ型ＩＧＢＴで構成されたメインスイッチＭ３１に置き換えて過電流保護回路２０２〜２０４を構成してもよい。
【０１６０】
＜第１１の実施形態＞
図１８は、本発明の第１１の実施形態に係る過電流保護回路を示す回路図である。以下、第５の実施形態と異なる構成について主に説明し、第５の実施形態と同様の構成については同様の符号を付しその説明を省略または簡略化する。
【０１６１】
本実施形態の過電流保護回路１０６は、図１１を参照して説明した第５の実施形態に係る過電流保護回路１０５に、監視回路ＭＣを設置することで構成される。
【０１６２】
監視回路ＭＣは、電源１０とメインスイッチＭ１１との間に保護用トランジスタＱ１１に対して並列的に接続される監視用トランジスタＱ１３を有する。監視用トランジスタＱ１３は、監視ポート１４と接続されるベースと、電源１０に接続されるエミッタと、制御ライン２２を介してメインスイッチＭ１１のゲートに接続されるコレクタとを有するＰＮＰ型バイポーラトランジスタで構成される。
【０１６３】
監視回路ＭＣは、メインスイッチＭ１１からの出力電流（Ｉout）の大きさを監視し、これが所定の過電流に相当する電流値であることを検出したとき、監視ポート１４から監視用トランジスタＱ１３をオン状態に切り替える入力信号が監視用トランジスタＱ１３のベースに入力される。これにより、メインスイッチＭ１１がオフ状態へ切り替えられ、負荷Ｌを過電流から保護することができる。
【０１６４】
監視用トランジスタＱ１３がオン状態に切り替わるタイミングは、電流検出抵抗Ｒｓにおける過電流検出電圧の検出時に保護用トランジスタＱ１１がオン状態へ切り替わるタイミングと同一であってもよいし、これよりも早いタイミングであってもよい。監視回路ＭＣを併用することにより、過電流検出時において負荷Ｌを過電流から速やかに保護することができる。また、第１のインピーダンス素子Ｚ１及び抵抗Ｒ７により、過電流検出時においてメインスイッチＭ１１をサージ電流から効果的に保護することができる。
【０１６５】
図１９に示す過電流保護回路２０５は、図１６を参照して説明した第１０の実施形態に係る過電流保護回路２０４に、監視回路ＭＣを設置したものに相当する。
本例において監視回路ＭＣは、補助電源２０と負荷Ｌ（出力ポート１１）との間に保護用トランジスタＱ２１に対して並列的に接続される監視用トランジスタＱ２３を有する。監視用トランジスタＱ２３は、監視ポート１４と接続されるベースと、出力ポート１１に接続されるエミッタと、補助電源２０に接続されるコレクタとを有するＮＰＮ型バイポーラトランジスタで構成される。
本例においても上述と同様の作用効果を得ることができる。
【０１６６】
図２０に示す過電流保護回路３０２は、図１９に示した過電流保護回路２０５のメインスイッチが、Ｎ型ＩＧＢＴで構成されたメインスイッチＭ３１に置き換えられたものに相当する。それ以外の構成は図１９の構成と同様であり、本例においても上述と同様の作用効果を得ることができる。
【０１６７】
監視用トランジスタＱ１３，Ｑ２３は、バイポーラトランジスタで構成される場合に限られず、ＦＥＴ、フォトカプラ、フォトＭＯＳ等のスイッチング素子で構成されてもよい。
【０１６８】
＜第１２の実施形態＞
上述の各実施形態の過電流保護回路において、保護用トランジスタＱ１１，Ｑ２１（以下、Ｑ１と総称する）及び電圧発生用トランジスタＱ１２，Ｑ２２（以下、Ｑ２と総称する）は、各々の閾値電圧（Vbe1、Vbe2）に温度特性を有する（例えば、約−２ｍＶ／℃）。このため、これら温度特性による両トランジスタの素子特性のバラツキを防ぐには、両トランジスタを共通のトランジスタ素子で構成するのが好ましい。
【０１６９】
一方、上記過電流保護回路における電圧発生部は、図１及び図１２に示したように、例えば図２に示す過電流保護回路１に対して外付けされる別途の回路部品として構成することが可能である。この場合、保護用トランジスタＱ１と電圧発生用トランジスタＱ２とは異なるパッケージ部品で構成されることが多い。このため、両トランジスタ間において温度差が発生し易く、これが原因で、両トランジスタの閾値電圧に差異が生じ、その差異が大きくなると、過電流保護回路としての目的とする動作を確保することができなくなるおそれがある。
【０１７０】
そこで本実施形態の過電流保護回路６０１は、図２１に示すように、保護用トランジスタＱ１を内蔵する第１のパッケージ部品６１と、電圧発生用トランジスタＱ２を内蔵する第２のパッケージ部６２と、これら２つのパッケージ部品６１，６２との間を熱的に接続する伝熱部材６３とを備える。
【０１７１】
第１のパッケージ部品６１は、保護用トランジスタＱ１を封止するパッケージ体６１０と、保護用トランジスタＱ１のベース、エミッタ及びコレクタにそれぞれ接続される外部端子６１１〜６１３とを有する。
同様に、第２のパッケージ部品６２は、電圧発生用トランジスタＱ２を封止するパッケージ体６２０と、電圧発生用トランジスタＱ２のベース、エミッタ及びコレクタにそれぞれ接続される外部端子６２１〜６２３とを有する。
なお、各パッケージ部品６１，６２の外部端子の配置は図示の例に限られず、任意の位置に変更可能である。また、同一パッケージ内の素子の端子配置を変えてもよい。
【０１７２】
伝熱部材６３は、典型的には、銅やアルミニウム等の伝熱性が比較的高い金属材料で構成される。伝熱部材６３は、典型的には板状に形成されるが、これに限られず、箱状、棒状、メッシュ状等であってもよい。各パッケージ部品６１，６２と伝熱部材６３との間の接続には、例えば熱伝導性接着剤が用いられるが、これに限られず、例えば二色成形法等によってパッケージ体６１０，６２０と一体的に形成されてもよい。
【０１７３】
本実施形態の過電流保護回路６０１は、両パッケージ部品６１，６２が伝熱部材６３によって相互に接続されているため、両パッケージ部品６１，６２間における温度差の発生が抑制される。これにより、保護用トランジスタＱ１及び電圧発生用トランジスタＱ２を共通の温度環境に維持することができるため、温度差に起因する動作バラツキが抑えられ、目的とする過電流保護動作を安定に確保することができる。
【０１７４】
一方、第１及び第２のパッケージ部品６１，６２は、共通の１つのパッケージ部品で構成されてもよい。例えば図２２Ａ，Ｂに示すパッケージ部品６４は、保護用トランジスタＱ１及び電圧発生用トランジスタＱ２を封止するパッケージ体６４０と、保護用トランジスタＱ１及び電圧発生用トランジスタＱ２各々のベース、エミッタ及びコレクタにそれぞれ接続される外部端子６１１〜６１３，６２１〜６２３とを有する。
【０１７５】
上記構成によれば、保護用トランジスタＱ１及び電圧発生用トランジスタＱ２が共通のパッケージ体６４０に収容されているため、保護用トランジスタＱ１及び電圧発生用トランジスタＱ２の温度差の発生を極力阻止することができる。また、パッケージ本体６４に温度分布が生じ得るような場合、図２２Ｂに示すように、パッケージ本体６４の表面を銅板や銅箔等で構成された伝熱部材６５で被覆することで、パッケージ本体６４での温度分布の発生を抑えることができる。
【０１７６】
以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明は上述の実施形態にのみ限定されるものではなく種々変更を加え得ることは勿論である。
【０１７７】
例えば以上の第２〜５、７〜９及び１１の実施形態では、電圧発生部における抵抗Ｒ４が電圧発生用トランジスタＱ１２，Ｑ２２と抵抗Ｒ３との間に接続されたが、これに限られない。例えば図２３に示す電圧発生部Ｘ１６のように、電圧発生用トランジスタＱ１２が抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ３との間に接続されてもよい。この構成は、図２４及び図２５を参照して後述する回路例についても同様に適用可能である。
【０１７８】
基準電圧発生源ＶＳを構成する電圧発生用トランジスタＱ１２は、ＰＮＰ型のバイポーラトランジスタで構成される例に限られない。例えば図２４に示す電圧発生部Ｘ１７のように、電圧発生用トランジスタＱ１４がＮＰＮ型のバイポーラトランジスタで構成されてもよい。この場合も、電圧発生用トランジスタＱ１４は、保護用トランジスタＱ１１と同一の閾値電圧を有するとともに、ベース−コレクタ間が接続（ダイオード接続）されることで整流素子として構成される。これにより、上述の各実施形態と同様の作用効果を得ることができる。
同様に、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタで構成される電圧発生用トランジスタＱ２２（例えば図１２参照）は、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタで構成されてもよい。
【０１７９】
基準電圧発生源ＶＳを構成する整流素子は、トランジスタに限られない。例えば図２５に示す電圧発生部Ｘ１８のように、基準電圧発生源ＶＳを構成する整流素子は、ダイオードＤ１で構成されてもよい。ダイオードは、第１のトランジスタＱ１の閾値電圧（Vbe）と同等の動作電圧（Vf）を有し、電流供給ライン２１（電流検出抵抗Ｒｓ）から抵抗Ｒ４に向かう電流の流れが順方向となるように接続される。このような構成によっても、上述の各実施形態と同様の作用効果を得ることができる。
【０１８０】
以上の各実施形態では、メインスイッチＭ１，Ｍ２としてＰ型のＭＯＳＦＥＴあるいはＮ型のＭＯＳＦＥＴで構成されたが、各メインスイッチが相補型のＭＯＳＦＥＴ（ＣＭＯＳ：Complementary MOS）に置き換えられてもよい。また、各メインスイッチを相補型のＭＯＳＦＥＴに置き換えるとともに、高電位（電源端子）側を低電位（グランド端子）側に、低電位（グランド端子）側を高電位（電源端子）側に置き換えることで、同様の機能をもつ過電流保護回路を実現してもよい。
【０１８１】
さらに以上の各実施形態では、メインスイッチが負荷Ｌに対して電源２０側に設置されるハイサイド駆動方式の過電流保護回路を例に挙げて説明したが、これに限られず、メインスイッチが負荷Ｌに対してグランド側に設置されるローサイド駆動方式の過電流保護回路にも本発明は適用可能である。
この場合、図２６に示す過電流保護回路１０７のように、メインスイッチＭ３は、Ｎ型のＭＯＳＦＥＴで構成される。保護用トランジスタＱ３１は、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタで構成され、電圧発生部Ｘ１９における電圧発生用トランジスタＱ３２もまた、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタで構成される。
【０１８２】
過電流保護回路１０７において、メインスイッチＭ３及び電流検出抵抗Ｒｓは、負荷Ｌとグランド端子（GND）との間の直列に接続され、メインスイッチＭ３は負荷Ｌと電流検出抵抗Ｒｓとの間に接続される。
保護用トランジスタＱ３１は、前記電流検出抵抗Ｒｓと並列に接続され、電流供給ライン２１に接続されるエミッタとメインスイッチＭ３のゲートに接続されるコレクタとを有し、負荷Ｌへの過電流を制限するオフ状態へメインスイッチＭ３を切り替えることが可能に構成される。
電圧発生部Ｘ１９は、保護用トランジスタＱ３１のベースに接続され、保護用トランジスタＱ３１がオン状態に切り替わる閾値電圧（Ｖbe1）より小さい基準電圧（Ｖref）を発生する。本例において、電圧発生部Ｘ１９は、図１６を参照して説明した第９の実施形態における電圧発生部Ｘ２４と同様な構成を有し、補助電源２０から供給される電流から標準電圧（Ｖbe2）を発生させる電圧発生用トランジスタＱ３２を含む。
その他の構成については、図１６と同様であるため、その詳細な説明は省略する。
このような構成においても、上述の各実施形態と同様の作用効果を得ることができる。
【要約】
本発明の一形態に係る過電流保護回路は、電流供給ラインと、保護用トランジスタと、電圧発生部とを具備する。前記電流供給ラインは、第１のスイッチと、電流検出抵抗とを有する。前記第１のスイッチは、電界効果型トランジスタ又は絶縁ゲート型バイポーラトランジスタで構成される。前記電流検出抵抗は、負荷への過電流を検出する。前記電流供給ラインは、第１の電流供給源から前記負荷へ電流を供給する。前記保護用トランジスタは、前記電流検出抵抗と並列に接続される。前記保護用トランジスタは、前記電流供給ラインに接続されるエミッタと前記第１のスイッチのゲートに接続されるコレクタとを有し、前記負荷への過電流を制限するオフ状態へ前記第１のスイッチを切り替えることが可能に構成される。【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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