(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
損失性導電性媒体に沿って進行する誘導表面Ｚｅｎｎｅｃｋ進行波から電気エネルギーを得るように構成された誘導表面波受信構造体であって、前記誘導表面Ｚｅｎｎｅｃｋ進行波は、誘導表面導波路プローブによって発せられ、前記誘導表面波受信構造体の位相遅れは、前記誘導表面波受信構造体の近くの前記損失性導電性媒体の複素ブルースター角に関連付けられたウェーブチルトの角度と整合するように設定された、前記誘導表面波受信構造体と、
データ信号を参照して、前記誘導表面波受信構造体に結合された総電気的負荷を変調するように構成された変調回路と、
を備えるシステム。
【請求項２】
前記総電気的負荷は、可変制御負荷と並列に接続された電気的負荷を含み、
前記可変制御負荷は、開状態と閉状態との間を切替可能なスイッチに接続され、
前記可変制御負荷のインピーダンスは、前記スイッチの動作によって変化する、
請求項１に記載のシステム。
【請求項３】
前記変調回路は、前記可変制御負荷の前記インピーダンスを変調するように構成されている、請求項２に記載のシステム。
【請求項４】
前記変調回路は、前記可変制御負荷を引き抜く回路を前記開状態と前記閉状態との間で変調するように構成されている、請求項２に記載のシステム。
【請求項５】
前記総電気的負荷は、前記誘導表面Ｚｅｎｎｅｃｋ進行波によって供給される電力を消費する前記可変制御負荷及び電気的負荷によって示される、請求項２に記載のシステム。
【請求項６】
前記誘導表面波受信構造体は、線形プローブ、同調共振器、又は磁気コイルのうちの少なくとも１つを含む、請求項１〜請求項５のいずれか１項に記載のシステム。
【請求項７】
前記誘導表面導波路プローブの電流における変調を検出するように構成された電流検出回路をさらに備える、請求項１〜請求項５のいずれか１項に記載のシステム。
【請求項８】
前記電流検出回路は、埋め込まれたシンボルを得るために前記電流をサンプリングするように構成されている、請求項７に記載のシステム。
【請求項９】
前記電流をサンプリングし、前記埋め込まれたシンボルの異なる２進数値に対応する異なる電流レベルを検出する、請求項８に記載のシステム。
【請求項１０】
前記電流検出回路は、前記誘導表面導波路プローブに結合された電流計を備える、請求項７に記載のシステム。
【請求項１１】
前記電流検出回路の出力を受けるフィルタをさらに備える、請求項７に記載のシステム。
【請求項１２】
誘導表面波受信構造体の位相遅れを、前記誘導表面波受信構造体の近くの損失性導電性媒体の複素ブルースター角に関連付けられたウェーブチルトの角度と整合するように設定し、
前記誘導表面波受信構造体を使用して、誘導表面Ｚｅｎｎｅｃｋ進行波の形態で電気エネルギーを受信し、
前記誘導表面波受信構造体に結合された電気的負荷に、電気エネルギーを供給し、
データ信号を参照して、前記誘導表面波受信構造体に結合された総電気的負荷を変調し、
前記総電気的負荷は、前記電気的負荷及び可変制御負荷によって示される、
方法。
【請求項１３】
前記誘導表面Ｚｅｎｎｅｃｋ進行波を生成する誘導表面導波路プローブの電流における変調を検出する、ことをさらに含む、請求項１２に記載の方法。
【請求項１４】
前記データ信号の少なくとも一部に対応するシンボルを判断することをさらに含み、
前記電気的負荷は、前記シンボルを具体化する電流状態をもたらすように変調される、
請求項１２に記載の方法。
【請求項１５】
前記電流状態は、振幅状態を含む、請求項１４に記載の方法。
【請求項１６】
前記誘導表面波受信構造体は、線形プローブ、同調共振器、又は磁気コイルのうちの少なくとも１つを含む、請求項１２〜請求項１５のいずれか１項に記載の方法。
【請求項１７】
前記総電気的負荷を変調することは、前記可変制御負荷のインピーダンスを変調することを含む、請求項１２〜請求項１５のいずれか１項に記載の方法。
【請求項１８】
前記総電気的負荷を変調することは、前記可変制御負荷を引き抜く回路を開状態と閉状態との間で変調することを含む、請求項１２〜請求項１５のいずれか１項に記載の方法。
【請求項１９】
誘導表面導波路プローブを用いて損失性導電性媒体に沿って誘導表面Ｚｅｎｎｅｃｋ進行波の形態で電気エネルギーを送信することであって、前記誘導表面Ｚｅｎｎｅｃｋ進行波は、前記誘導表面導波路プローブによって発せられ、前記誘導表面導波路プローブの位相遅れは、前記誘導表面導波路プローブの近くの前記損失性導電性媒体の複素ブルースター角に関連付けられたウェーブチルトの角度と整合するように設定されており、
前記誘導表面導波路プローブの電流における変調を検出し、
埋め込まれたシンボルを得るために前記電流をサンプリングする、
ことを含む、方法。
【請求項２０】
前記電流をサンプリングし、前記埋め込まれたシンボルの異なる２進数値に対応する異なる電流レベルを検出する、請求項１９に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
［関連出願の相互参照］
本出願は、２０１４年９月１１日に出願された、「ＥＭＢＥＤＤＩＮＧ  ＤＡＴＡ  ＯＮ  ＰＯＷＥＲ／ＳＩＧＮＡＬ  ＰＯＷＥＲＥＤ  ＴＲＡＮＳＣＥＩＶＥＲ」と題された、同時係属中の米国仮特許出願第６２／０４９，０８１号、及び、２０１５年９月８日に出願され、米国特許出願第１４／８４７，３７０号が付された、「ＥＭＢＥＤＤＩＮＧ  ＤＡＴＡ  ＯＮ  Ａ  ＰＯＷＥＲ  ＳＩＧＮＡＬ」と題された米国特許出願の利益及び優先権を主張する。これら文献の内容は、本明細書により、その全体が、参照することにより組み込まれる。
【０００２】
本出願は、２０１３年３月７日に出願され、出願番号第１３／７８９，５３８号が付され、米国特許出願公開第２０１４／０２５２８８６号として２０１４年９月１１日に公開された、「Ｅｘｃｉｔａｔｉｏｎ  ａｎｄ  Ｕｓｅ  ｏｆ  Ｇｕｉｄｅｄ  Ｓｕｒｆａｃｅ  Ｗａｖｅ  Ｍｏｄｅｓ  ｏｎ  Ｌｏｓｓｙ  Ｍｅｄｉａ」と題された同時係属中の米国非仮特許出願に関する。この文献は、その全体を、参照により本明細書に組み込む。本出願は、２０１３年３月７日に出願され、出願番号第１３／７８９，５２５号が付され、米国特許出願公開第２０１４／０２５２８６５号として２０１４年９月１１日に公開された、「Ｅｘｃｉｔａｔｉｏｎ  ａｎｄ  Ｕｓｅ  ｏｆ  Ｇｕｉｄｅｄ  Ｓｕｒｆａｃｅ  Ｗａｖｅ  Ｍｏｄｅｓ  ｏｎ  Ｌｏｓｓｙ  Ｍｅｄｉａ」と題された同時係属中の米国非仮特許出願にも関する。この文献は、その全体を、参照により本明細書に組み込む。本出願はさらに、２０１４年９月１０日に出願され、出願番号第１４／４８３，０８９号が付された、「Ｅｘｃｉｔａｔｉｏｎ  ａｎｄ  Ｕｓｅ  ｏｆ  Ｇｕｉｄｅｄ  Ｓｕｒｆａｃｅ  Ｗａｖｅ  Ｍｏｄｅｓ  ｏｎ  Ｌｏｓｓｙ  Ｍｅｄｉａ」と題された同時係属中の米国非仮特許出願に関する。この文献は、その全体を、参照により本明細書に組み込む。本出願はさらに、２０１５年６月２日に出願され、出願番号第１４／７２８，５０７号が付された、「Ｅｘｃｉｔａｔｉｏｎ  ａｎｄ  Ｕｓｅ  ｏｆ  Ｇｕｉｄｅｄ  Ｓｕｒｆａｃｅ  Ｗａｖｅｓ」と題された同時係属中の米国非仮特許出願に関する。この文献は、その全体を、参照により本明細書に組み込む。本出願はさらに、２０１５年６月２日に出願され、出願番号第１４／７２８，４９２号が付された、「Ｅｘｃｉｔａｔｉｏｎ  ａｎｄ  Ｕｓｅ  ｏｆ  Ｇｕｉｄｅｄ  Ｓｕｒｆａｃｅ  Ｗａｖｅｓ」と題された同時係属中の米国非仮特許出願に関する。この文献は、その全体を、参照により本明細書に組み込む。
【背景技術】
【０００３】
一世紀以上にわたり、電波によって伝達される信号は、従来のアンテナ構造を使用して発せられる放射場を含んでいた。無線科学とは対照的に、前世紀における電力分配システムは、導電体に沿って誘導されるエネルギーの伝達を含んでいた。無線周波数（ＲＦ）と電力伝達との間の区別についてのこの知識が、１９００年代初頭から存在していた。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
本開示の実施形態は、誘導表面波上のデータ埋め込みに関する。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
他の実施形態のうち一実施形態では、システムは、損失性導電性媒体に沿って移動する誘導表面波から電気エネルギーを得るように構成された誘導表面波受信構造体を備え、誘導表面波は、誘導表面導波路プローブによって起動される。このようなシステムは、さらに、データ信号を参照して、誘導表面波受信構造体に結合された総電気的負荷を変調するように構成された変調回路を備える。
【０００６】
一実施形態では、このようなシステムは、誘導表面波受信構造体に結合された可変制御負荷をさらに含み、総電気的負荷は、少なくとも可変制御負荷によって示され、総電気的負荷は、誘導表面波を生成する誘導表面導波路プローブに結合された励起源で負荷としてとして体験される（ｅｘｐｅｒｉｅｎｃｅｄ）。
【０００７】
一実施形態では、このようなシステム用の変調回路は、可変制御負荷のインピーダンスを変調するように構成されている。一実施形態では、このようなシステム用の変調回路は、可変制御負荷を引き抜く（ｄｒａｗｉｎｇ）回路を開状態と閉状態との間で変調するように構成される。一実施形態では、このようなシステム用の総電気的負荷は、誘導表面波によって供給される電力を消費する可変制御負荷及び電気的負荷によって示される。一実施形態では、このようなシステム用の誘導表面波受信構造体は、線形プローブ、同調共振器、又は磁気コイルのうちの少なくとも１つを含む。
【０００８】
一実施形態では、このようなシステムは、誘導表面導波路プローブの電流における変調を検出するように構成された電流検出回路を備える。一実施形態では、このようなシステム用の電流検出回路は、埋め込まれたシンボルを得るために電流をサンプリングするように構成される。一実施形態では、このようなシステムでは、電流をサンプリングし、埋め込まれたシンボルの異なる２進数値に対応する異なる電流レベルを検出する。一実施形態では、このようなシステム用の電流検出回路は、誘導表面導波路プローブに結合された電流計を備えている。一実施形態では、このようなシステムは、電流検出回路の出力を受けるフィルタをさらに備えている。
【０００９】
別の実施形態では、方法は、誘導表面波受信構造体を使用して、誘導表面波の形態で電気エネルギーを受信し、誘導表面波受信構造体に結合された電気的負荷に、電気エネルギーを供給し、データ信号を参照して、誘導表面波受信構造体に結合された総電気的負荷を変調することであって、総電気的負荷は、電気的負荷及び可変制御負荷によって示される、ことを含む。
【００１０】
一実施形態では、このような方法は、誘導表面波を生成する誘導表面導波路プローブの電流における変調を検出することをさらに含む。一実施形態では、このような方法は、データ信号の少なくとも一部に対応するシンボルを判断することをさらに含み、電気的負荷は、シンボルを具体化する電流状態をもたらすように変調される。一実施形態では、このような方法では、電流状態は、振幅状態を含む。
【００１１】
一実施形態では、このような方法のための誘導表面波受信構造体は、線形プローブ、同調共振器、又は磁気コイルの内の少なくとも１つを含む。一実施形態では、このような方法は、総電気的負荷を変調することは、可変制御負荷のインピーダンスを変調することを含む。一実施形態では、このような方法は、総電気的負荷を変調することは、可変制御負荷を引き抜く回路を開状態と閉状態との間で変調することを含む。
【００１２】
別の実施形態では、方法は、誘導表面導波路プローブを用いて誘導表面波の形態で電気エネルギーをでんたつ送信し、誘導表面導波路プローブの電流における変調を検出し、埋め込まれたシンボルを得るために電流をサンプリングすることを含む。
【００１３】
一実施形態では、このような方法の場合、電流をサンプリングし、埋め込まれたシンボルの異なる２進数値に対応する異なる電流レベルを検出する。
【００１４】
本開示の他のシステム、方法、特徴、及び利点が、以下の図面及び詳細な説明の試験により、当業者に明らかになることになるか、明らかになる。このような追加のシステム、方法、特徴、及び利点は、この説明に含まれ、本発明の範囲内であり、添付の特許請求の範囲によって保護されることが意図されている。
【００１５】
さらに、すべての任意選択的及び好ましい、記載の実施形態の特徴及び変更は、本明細書に教示された開示のすべての態様に使用できる。さらに、従属請求項の個別の特徴、ならびに、すべての任意選択的及び好ましい、記載の実施形態の特徴及び変更は、相互に組み合わせることが可能であるか、取り換えることが可能である。
【００１６】
本開示の多くの態様が、以下の図面を参照することにより、よりよく理解され得る。各図面の要素は必ずしも正確な縮尺ではなく、本開示の原理を明確に示すことに主眼が置かれている。さらに、図面では、同様の参照符号は、いくつかの図を通して、対応する部品を示している。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】誘導電磁場及び放射電磁場に関する、距離の関数としての場の強度を示すチャートである。
【図２】本開示の様々な実施形態に係る、誘導表面波の伝達のために採用された２つの領域を有する伝播界面を示す図である。
【図３】本開示の様々な実施形態に係る、図２の伝播界面に関して配置された誘導表面導波路プローブを示す図である。
【図４】本開示の様々な実施形態に係る、一次ハンケル関数の近傍漸近線及び遠方漸近線の大きさの例のプロットを示す図である。
【図５Ａ】本開示の様々な実施形態に係る、誘導表面導波路プローブによって合成された電場の複素入射角を示す図である。
【図５Ｂ】本開示の様々な実施形態に係る、誘導表面導波路プローブによって合成された電場の複素入射角を示す図である。
【図６】本開示の様々な実施形態に係る、図５Ａの電場がブルースター角で損失性導電性媒体と交差する位置に対する帯電端子の高さの影響を線図で示す図である。
【図７】本開示の様々な実施形態に係る誘導表面導波路プローブの例を線図で示す図である。
【図８Ａ】本開示の様々な実施形態に係る、図３及び図７の誘導表面導波路プローブの、等価の像平面モデルの例を線図で示す図である。
【図８Ｂ】本開示の様々な実施形態に係る、図３及び図７の誘導表面導波路プローブの、等価の像平面モデルの例を線図で示す図である。
【図８Ｃ】本開示の様々な実施形態に係る、図３及び図７の誘導表面導波路プローブの、等価の像平面モデルの例を線図で示す図である。
【図９Ａ】本開示の様々な実施形態に係る、図８Ｂの誘導表面導波路プローブの、等価の像平面モデルの、単一ワイヤの伝達線及び基本的な伝達線のモデルの例を線図で示す図である。
【図９Ｂ】本開示の様々な実施形態に係る、図８Ｃの誘導表面導波路プローブの、等価の像平面モデルの、単一ワイヤの伝達線及び基本的な伝達線のモデルの例を線図で示す図である。
【図１０】本開示の様々な実施形態に係る、損失性導電性媒体の表面に沿って誘導表面波を発するための、図３及び７の誘導表面導波路プローブの調整の例を示すフローチャートである。
【図１１】本開示の様々な実施形態に係る、図３及び７の誘導表面導波路プローブの、ウェーブチルトの角度と位相遅れとの間の関係の例を示すプロットである。
【図１２】本開示の様々な実施形態に係る誘導表面導波路プローブの例を示す図である。
【図１３】本開示の様々な実施形態において、誘導表面導波モードを整合させるために、合成された電場が、ハンケル交差距離において複素ブルースター角で入射する様子を示す図である。
【図１４】本開示の様々な実施形態に係る、図１２の誘導表面導波路プローブの例を示す図である。
【図１５Ａ】本開示の様々な実施形態に係る誘導表面導波路プローブの、帯電端子Ｔ１の位相遅れ（ΦＵ）の虚数部分と実数部分との例のプロットを含む図である。
【図１５Ｂ】本開示の様々な実施形態に係る、図１４の誘導表面導波路プローブの概略図である。
【図１６】本開示の様々な実施形態に係る誘導表面導波路プローブの例を示す図である。
【図１７】本開示の様々な実施形態に係る、図１６の誘導表面導波路プローブの例を線図で示す図である。
【図１８Ａ】本開示の様々な実施形態に係る、誘導表面導波路プローブによって発せられた誘導表面波の形式で伝達されたエネルギーを受信するために採用され得る受信構造の例を示す図である。
【図１８Ｂ】本開示の様々な実施形態に係る、誘導表面導波路プローブによって発せられた誘導表面波の形式で伝達されたエネルギーを受信するために採用され得る受信構造の例を示す図である。
【図１８Ｃ】本開示の様々な実施形態に係る、誘導表面導波路プローブによって発せられた誘導表面波の形式で伝達されたエネルギーを受信するために採用され得る受信構造の例を示す図である。
【図１８Ｄ】本開示の様々な実施形態に係る、受信構造の調整の例を示すフローチャートである。
【図１９】本開示の様々な実施形態に係る、誘導表面導波路プローブによって発せられた誘導表面波の形式で伝達されたエネルギーを受信するために採用され得る追加の受信構造の例を示す図である。
【図２０Ａ】本開示の実施形態に関して使用される様々な概略的シンボルの例を示す図である。
【図２０Ｂ】本開示の実施形態に関して使用される様々な概略的シンボルの例を示す図である。
【図２０Ｃ】本開示の実施形態に関して使用される様々な概略的シンボルの例を示す図である。
【図２０Ｄ】本開示の実施形態に関して使用される様々な概略的シンボルの例を示す図である。
【図２０Ｅ】本開示の実施形態に関して使用される様々な概略的シンボルの例を示す図である。
【図２１】本開示の様々な実施形態に係る復調器構成要素を備えた誘導表面導波路プローブを有する送信機を示す図である。
【図２２Ａ】本開示の様々な実施形態に係る、誘導表面導波路プローブによって発せられた誘導表面波の形態で伝達されたエネルギーを受信するため、かつ受信したエネルギーを引き抜く電気負荷を変調するために採用されてもよい誘導表面受信構造体の例を示す図である。
【図２２Ｂ】本開示の様々な実施形態に係る、誘導表面導波路プローブによって発せられた誘導表面波の形態で伝達されたエネルギーを受信するため、かつ受信したエネルギーを引き抜く電気負荷を変調するために採用されてもよい誘導表面受信構造体の例を示す図である。
【図２３】本開示の様々な実施形態に係る、誘導表面導波路プローブによって発せられた誘導表面波の形態で伝達されたエネルギーを受信するため、かつ受信したエネルギーを得る電気負荷を変調するために採用されてもよい誘導表面波受信構造体の例を示す図である。
【図２４Ａ】本開示の様々な実施形態に係る、得られた電気負荷を変調する受信回路と通信可能に結合された誘導表面導波路プローブの電流計の検出電流の波形の例を示す図である。
【図２４Ｂ】本開示の様々な実施形態に係る、得られた電気負荷を変調する受信回路と通信可能に結合された誘導表面導波路プローブの電流計の検出電流の波形の例を示す図である。
【図２４Ｃ】本開示の様々な実施形態に係る、得られた電気負荷を変調する受信回路と通信可能に結合された誘導表面導波路プローブの電流計の検出電流の波形の例を示す図である。
【図２５】本開示の様々な実施形態に係る受信回路の一部及び誘導表面導波路プローブ一部の動作の例を説明するフローチャート図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
初めに、以下に続く概念の説明を明確にするために、いくつかの用語を定義する。第１に、本明細書で意図するように、放射（ｒａｄｉａｔｅｄ）電磁場と誘導（ｇｕｉｄｅｄ）電磁場とを明確に区別する。
【００１９】
本明細書で意図するように、放射電磁場には、導波路に束縛されていない波の形式で発生源構造から発せられた電磁エネルギーが含まれている。たとえば、放射電磁場は概して、アンテナなどの電気的構造を離れ、大気又は他の媒体を通って伝播し、いずれの導波路構造にも束縛されない場である。放射電磁波がアンテナなどの電気的構造を離れると、電磁波は、発生源が動作し続けているかに関わらず、その発生源とは独立して、電磁波が消散するまで伝播媒体（空気など）内を伝播し続ける。電磁波は、一旦放射されると遮断されない限り復元不可能であり、放射電磁波に固有のエネルギーは遮断されない場合に永遠に失われる。アンテナなどの電気的構造は、構造損失抵抗に対する放射抵抗の比を最大化することにより、電磁場を放射するように設計されている。放射エネルギーは空間に広がり、受信機が存在するかに関わらず、失われる。放射場のエネルギー密度は、幾何学的広がりに起因する距離の関数である。したがって、本明細書において使用されるすべての形式の「放射（ｒａｄｉａｔｅ）」との用語は、この形式の電磁気伝播に関する。
【００２０】
誘導電磁場は、異なる電磁的特性を有する媒体間の境界内又は境界付近でそのエネルギーが凝縮された伝播電磁波である。この意味で、誘導電磁場は、導波路に束縛された電磁場であり、導波路を流れる電流によって搬送されるものとして特徴付けられてもよい。誘導電磁波において搬送されたエネルギーを受信及び／又は消散する負荷がない場合、誘導媒体の導電性により消散されたエネルギーを除き、エネルギーは失われない。別の言い方をすると、誘導電磁波に対して負荷がない場合、エネルギーは消費されない。したがって、誘導電磁場を生成する生成器又は他の発生源は、負荷抵抗が存在しない限り、実際の力を送ることはない。このため、そのような生成器又は他の発生源は基本的に、負荷が与えられるまでアイドリング状態で動作する。このことは、電気的負荷が存在しない電力線にわたって伝達される６０ヘルツの電磁波を発生する生成器を動作させることと同質である。誘導電磁場又は誘導電磁波は、「伝達線モード」と呼ばれるものに等しいことに留意されたい。このことは、放射波を発生させるために実際の電力がすべての時点で供給される放射電磁波と相違する。放射電磁波とは異なり、誘導電磁エネルギーは、エネルギー源を停止した後に、有限の長さの導波路に沿って伝播し続けることはない。したがって、本明細書において使用されるすべての形式の「誘導（ｇｕｉｄｅ）」との用語は、この形式の電磁気伝播に関する。
【００２１】
ここで図１を参照すると、放射電磁場と誘導電磁場との間の差異をさらに示すために、ボルト／メートルでの任意の基準を超えるデシベル（ｄＢ）での場の強度が、対数−ｄＢのプロット上のキロメートル単位での距離の関数としてグラフ１００に示されている。図１のグラフ１００は、誘導電磁場の場の強度を距離の関数として示す、誘導場の強度曲線１０３を示している。この誘導場の強度曲線１０３は基本的に、伝達線モードと同じである。図１のグラフ１００は、放射電磁場の場の強度を距離の関数として示す、放射場の強度曲線１０６も示している。
【００２２】
誘導波と放射の伝播に各々対応する曲線１０３と１０６との形状が重要である。放射場の強度曲線１０６は、幾何学的に減少しており（１／ｄ、ここで、ｄは距離である）、このことは、対数−対数スケール上に直線で示されている。一方、誘導場の強度曲線１０３は、ｅ−αｄ／√ｄの特徴的な指数関数的減衰を有し、対数−対数スケール上で特有の屈曲部１０９を示している。誘導場の強度曲線１０３と放射場の強度曲線１０６とは、点１１２で交差している。この交差は、交差距離において生じる。交差点１１２における交差距離より短い距離においては、誘導電磁場の場の強度がほとんどの位置において放射電磁場の場の強度よりも著しく大きい。交差距離よりも長い距離においては、これとは反対になる。したがって、誘導場の強度曲線１０３と放射場の強度曲線１０６とはさらに、誘導電磁場と放射電磁場との間の根本的な伝播の差異を示している。誘導電磁場と放射電磁場との間の差異の簡単な説明については、Ｍｉｌｌｉｇａｎ，Ｔ．，Ｍｏｄｅｒｎ  Ａｎｔｅｎｎａ  Ｄｅｓｉｇｎ，ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ，１ｓｔ  Ｅｄｉｔｉｏｎ，１９８５，ｐｐ．８−９を参照し、その全体を参照により本明細書に組み込む。
【００２３】
上述の、放射電磁波と誘導電磁波との間の差異は、容易に定式化して厳密な議論に基づかせることが可能である。同一の線形偏微分方程式、即ち、波動方程式から、２つの一般解が問題に課される境界条件から解析的に導かれる。波動方程式に関するグリーン関数は、それ自体が、放射波の性質と誘導波の性質との間の差異を含んでいる。
【００２４】
空の空間において、波動方程式は、その固有関数が、複素波数平面上で固有値の連続スペクトルを有する、微分演算子である。この横電磁場（ＴＥＭ場）は、放射場と呼ばれ、その伝播場は「ヘルツ波」と呼ばれる。しかし、導電性の境界が存在する場合、波動方程式と境界条件とを合わせると、数学的に、連続スペクトルと離散スペクトルとが合わさって構成された波数のスペクトル表現に繋がる。このため、Ｓｏｍｍｅｒｆｅｌｄ，Ａ．，「Ｕｂｅｒ  ｄｉｅ  Ａｕｓｂｒｅｉｔｕｎｇ  ｄｅｒ  Ｗｅｌｌｅｎ  ｉｎ  ｄｅｒ  Ｄｒａｈｔｌｏｓｅｎ  Ｔｅｌｅｇｒａｐｈｉｅ」，Ａｎｎａｌｅｎ  ｄｅｒ  Ｐｈｙｓｉｋ，Ｖｏｌ．２８，１９０９，ｐｐ．６６５−７３６を参照する。Ｐａｒｔｉａｌ  Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｅｑｕａｔｉｏｎｓ  ｉｎ  Ｐｈｙｓｉｃｓ  −  Ｌｅｃｔｕｒｅｓ  ｏｎ  Ｔｈｅｏｒｅｔｉｃａｌ  Ｐｈｙｓｉｃｓ、Ｖｏｌｕｍｅ  ＶＩ，Ａｃａｄｅｍｉｃ  Ｐｒｅｓｓ，１９４９，ｐｐ．２３６−２８９，２９５−２９６のＣｈａｐｔｅｒ  ６に発表されたＳｏｍｍｅｒｆｅｌｄ，Ａ．「Ｐｒｏｂｌｅｍｓ  ｏｆ  Ｒａｄｉｏ」、Ｃｏｌｌｉｎ，Ｒ．Ｅ．，「Ｈｅｒｔｚｉａｎ  Ｄｉｐｏｌｅ  Ｒａｄｉａｔｉｎｇ  Ｏｖｅｒ  ａ  Ｌｏｓｓｙ  Ｅａｒｔｈ  ｏｒ  Ｓｅａ：Ｓｏｍｅ  Ｅａｒｌｙ  ａｎｄ  Ｌａｔｅ  ２０ｔｈ  Ｃｅｎｔｕｒｙ  Ｃｏｎｔｒｏｖｅｒｓｉｅｓ」，ＩＥＥＥ  Ａｎｔｅｎｎａｓ  ａｎｄ  Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ  Ｍａｇａｚｉｎｅ，Ｖｏｌ．４６，Ｎｏ．２，Ａｐｒｉｌ  ２００４，ｐｐ．６４−７９、ならびに、Ｒｅｉｃｈ，Ｈ．Ｊ．，Ｏｒｄｎｕｎｇ，Ｐ．Ｆ，Ｋｒａｕｓｓ，Ｈ．Ｌ．，及びＳｋａｌｎｉｋ，Ｊ．Ｇ．，Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ  Ｔｈｅｏｒｙ  ａｎｄ  Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ，  Ｖａｎ  Ｎｏｓｔｒａｎｄ，１９５３，ｐｐ．２９１−２９３をも参照されたい。これら参考文献の各々は、その全体が、参照により本明細書に組み込まれる。
【００２５】
「地上波」との用語と、「表面波」との用語とは、２つの明確に異なる物理的伝播現象を示す。表面波は、平面波スペクトルの離散成分を生じる特定の極から解析的に生じる。たとえば、Ｃｕｌｌｅｎ，Ａ．Ｌ．による「Ｔｈｅ  Ｅｘｃｉｔａｔｉｏｎ  ｏｆ  Ｐｌａｎｅ  Ｓｕｒｆａｃｅ  Ｗａｖｅｓ」（Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ  ｏｆ  ｔｈｅ  ＩＥＥ  （Ｂｒｉｔｉｓｈ），Ｖｏｌ．１０１，Ｐａｒｔ  ＩＶ，Ａｕｇｕｓｔ  １９５４，ｐｐ．２２５−２３５）を参照されたい。この文脈では、表面波は誘導表面波であると考えられている。表面波（Ｚｅｎｎｅｃｋ−Ｓｏｍｍｅｒｆｅｌｄの誘導波の意味）は、物理的かつ数学的に、（無線放送においてよく知られる）地上波（Ｗｅｙｌ−Ｎｏｒｔｏｎ−ＦＣＣの意味）と同じものではない。これら２つの伝播メカニズムは、複素平面上における固有値スペクトルの異なるタイプ（連続又は離散）の励起から生じる。誘導表面波の場の強度は、図１の曲線１０３によって示すように、距離とともに指数関数的に減衰する（これは、損失性導波路内の伝播に類似している）。また、球状に伝播し、固有値の連続値を有し、図１の曲線１０６によって示すように幾何学的に減少し、分枝切断積分に起因する、地上波の古典的なヘルツ放射とは対照的に、径方向の伝達線の伝播を示している。「Ｔｈｅ  Ｓｕｒｆａｃｅ  Ｗａｖｅ  ｉｎ  Ｒａｄｉｏ  Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ  ｏｖｅｒ  Ｐｌａｎｅ  Ｅａｒｔｈ」（Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ  ｏｆ  ｔｈｅ  ＩＲＥ，Ｖｏｌ．２５，Ｎｏ．２，Ｆｅｂｒｕａｒｙ，１９３７，ｐｐ．２１９−２２９）及び「Ｔｈｅ  Ｓｕｒｆａｃｅ  Ｗａｖｅ  ｉｎ  Ｒａｄｉｏ  Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ」  （Ｂｅｌｌ  Ｌａｂｏｒａｔｏｒｉｅｓ  Ｒｅｃｏｒｄ，Ｖｏｌ．１５，Ｊｕｎｅ  １９３７，ｐｐ．３２１−３２４）においてＣ．Ｒ．Ｂｕｒｒｏｗｓにより試験的に示されたように、垂直アンテナは、地上波を放射するが、誘導表面波は発しない。
【００２６】
上述のことをまとめると、第１に、分枝切断積分に対応する、波数固有値スペクトルの連続部分は、放射場を生成し、第２に、離散スペクトル、及び、これに対応する積分路によって囲まれた極から生じる留数の和が、伝播方向と横断する方向において指数関数的に減衰する、非ＴＥＭの進行表面波を生成する。そのような表面波は、誘導伝達線モードである。さらなる説明のために、Ｆｒｉｅｄｍａｎ，Ｂ．，Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓ  ａｎｄ  Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ  ｏｆ  Ａｐｐｌｉｅｄ  Ｍａｔｈｅｍａｔｉｃｓ，Ｗｉｌｅｙ，１９５６，ｐｐ．ｐｐ．２１４，２８３−２８６，２９０，２９８−３００を参照する。
【００２７】
自由空間では、アンテナは、放射場である、波動方程式の連続固有値を励起し、ここでは、Ｅｚ及びＨφが同相で外側に伝播するＲＦエネルギーは、永遠に失われる。一方、導波路プローブは、離散固有値を励起し、伝達線伝播を生じる。Ｃｏｌｌｉｎ，Ｒ．Ｅ．，ＦｉｅｌｄＴｈｅｏｒｙ  ｏｆ  Ｇｕｉｄｅｄ  Ｗａｖｅｓ，ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ，１９６０，ｐｐ．４５３，４７４−４７７を参照されたい。そのような理論上の分析により、損失性均質媒体の平面又は球面にわたって、開表面誘導波を発生する可能性を示す仮説が提供されてきたが、一世紀を超える間、これを実際に達成するための構造は工学の分野において知られていない。不幸にも、１９００年代前半にこのことが明らかになってからは、上に説明した理論分析は、基本的に理論の範囲に留まり、損失性一様媒体の平面又は球面にわたって開表面誘導波を生成することを実際に達成するための構造は知られていない。
【００２８】
本開示の様々な実施形態によれば、損失性導電性媒体の表面に沿って誘導表面導波モードに結合した電場を励起するように構成された様々な誘導表面導波路プローブが記載されている。そのような誘導電磁場は、大きさ及び位相が損失性導電性媒体の表面上の誘導表面波モードに、実質的にモード整合している。そのような誘導表面波モードは、Ｚｅｎｎｅｃｋ導波モードとも呼ばれる。本明細書に記載の誘導表面導波路プローブによって励起された結果として得られる場が、損失性導電性媒体の表面上の誘導表面導波モードに、実質的にモード整合しているという事実により、誘導表面波の形態の誘導電磁場は、損失性導電性媒体の表面に沿って発せられる。一実施形態によれば、損失性導電性媒体は、地球などの陸上媒体を含んでいる。
【００２９】
図２を参照すると、Ｊｏｎａｔｈａｎ  Ｚｅｎｎｅｃｋの文献のＺｅｎｎｅｃｋ，Ｊ．，「Ｏｎ  ｔｈｅ  Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ  ｏｆ  Ｐｌａｎｅ  Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ  Ｗａｖｅｓ  Ａｌｏｎｇ  ａ  Ｆｌａｔ  Ｃｏｎｄｕｃｔｉｎｇ  Ｓｕｒｆａｃｅ  ａｎｄ  ｔｈｅｉｒ  Ｒｅｌａｔｉｏｎ  ｔｏ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｔｅｌｅｇｒａｐｈｙ」，Ａｎｎａｌｅｎ  ｄｅｒ  Ｐｈｙｓｉｋ，Ｓｅｒｉａｌ  ４，Ｖｏｌ．２３，Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ  ２０，１９０７，ｐｐ．８４６−８６６に説明されているように、１９０７年にＪｏｎａｔｈａｎ  Ｚｅｎｎｅｃｋにより示されたマクスウェル方程式に対する境界値解を検討する際の伝播界面が示されている。図２は、領域１として特定された損失性導電性媒体と、領域２として特定された絶縁体との間の界面に沿って径方向に伝播する波のための円筒座標を示している。領域１は、たとえば、任意の損失性導電性媒体を含み得る。一実施例では、そのような損失性導電性媒体は、地球又は他の媒体などの陸上媒体を含み得る。領域２は、領域１と境界面を共有し、領域１とは異なる構成パラメータを有する第２の媒体である。領域２は、たとえば、大気又は他の媒体などの任意の絶縁体を含み得る。そのような境界面の反射係数は、たとえば、複素ブルースター角における入射に関してのみゼロになる。Ｓｔｒａｔｔｏｎ，Ｊ．Ａ．，Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ  Ｔｈｅｏｒｙ，ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ，１９４１，ｐ．５１６を参照されたい。
【００３０】
様々な実施形態によれば、本開示は、領域１を含む損失性導電性媒体の表面上の誘導表面導波モードに実質的にモード整合した電磁場を生成する様々な誘導表面導波路プローブを示す。様々な実施形態によれば、そのような電磁場は、反射がゼロになり得る、損失性導電性媒体の複素ブルースター角における波面入射を実質的に合成する。
【００３１】
さらなる説明のために、ｅｊωｔの場の変動を推定し、ρ≠０かつｚ≧０（ｚは、領域１の表面に対して直角な垂直座標、ρは、円筒座標における径方向の寸法である）である領域２では、界面に沿う境界条件を満たすマクスウェル方程式の、Ｚｅｎｎｅｃｋによる閉形式の厳密な解が、以下の電場要素と磁界要素によって表される。
【数１】
0006599445.tif 000002
（１）
【数２】
0006599445.tif 000003
（２）
【数３】
0006599445.tif 000004
（３）
【００３２】
ｅｊωｔの場の変動を推定し、ρ≠０かつｚ≧０である領域１では、界面に沿う境界条件を満たすマクスウェル方程式の、Ｚｅｎｎｅｃｋによる閉じた形式の厳密な解が、以下の電場要素と磁界要素によって表される。
【数４】
0006599445.tif 000005
（４）
【数５】
0006599445.tif 000006
（５）
【数６】
0006599445.tif 000007
（６）
【００３３】
これらの数式表現において、ｚは、領域１の表面に対して直角な垂直座標であり、ρは径方向座標であり、Ｈｎ（２）（−ｊγρ）は、第２種及び次数ｎの複素引数のハンケル関数であり、ｕ１は、領域１における正の垂直（ｚ）方向の伝播定数であり、ｕ２は、領域２における垂直（ｚ）方向の伝播定数であり、σ１は領域１の導電性であり、ωは２πｆに等しく、ここで、ｆは励起周波数であり、ε０は自由空間の誘電率であり、ε１は領域１の誘電率であり、Ａは、供給源によって課される供給源定数であり、γは表面波の径方向伝播定数である。
【００３４】
±ｚ方向の伝播定数は、領域１と領域２との間の界面の上と下とで、波動方程式を分離し、境界条件を課すことによって特定される。これを行うと、領域２において
【数７】
0006599445.tif 000008
（７）
が与えられ、領域１において
【数８】
0006599445.tif 000009
（８）
が与えられる。
径方向の伝播定数γは、
【数９】
0006599445.tif 000010
（９）
によって与えられる。この式は、ｎが、以下の式で与えられる複素屈折率である、複素数表現である。
【数１０】
0006599445.tif 000011
（１０）
上述の方程式すべてにおいて、
【数１１】
0006599445.tif 000012
（１１）
かつ
【数１２】
0006599445.tif 000013
（１２）
である。ここで、εｒは、領域１の相対誘電率を含んでおり、σ１は領域１の導電性であり、ε０は自由空間の誘電率であり、μ０は自由空間の透磁性を含んでいる。したがって、発生した表面波は、界面に平行に伝播し、界面に垂直に、指数関数的に減衰する。このことは、消散として知られている。
【００３５】
したがって、方程式（１）〜（３）は、円筒状に対称であり、径方向に伝播する導波モードであると見なすことができる。Ｂａｒｌｏｗ，Ｈ．Ｍ．，及びＢｒｏｗｎ，Ｊ．，Ｒａｄｉｏ  Ｓｕｒｆａｃｅ  Ｗａｖｅｓ，Ｏｘｆｏｒｄ  Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ  Ｐｒｅｓｓ，１９６２，ｐｐ．１０−１２，２９−３３を参照されたい。本開示は、この「開境界」導波モードを励起する構造を詳述する。具体的には、様々な実施形態によれば、誘導表面導波路プローブには、電圧及び／又は電流が供給され、領域２と領域１との間の境界面に関して配置された、適切なサイズの帯電端子が設けられている。このことは、図３を参照することにより、よりよく理解されるであろう。図３は、損失性導電性媒体２０３によって与えられた平面に対して直角である垂直軸ｚに沿って、損失性導電性媒体２０３（たとえば、地球）上に位置を上げて配置された帯電端子Ｔ１を含む誘導表面導波路プローブ２００ａの例を示している。損失性導電性媒体２０３は領域１を形成しており、第２の媒体２０６は領域２を形成し、境界面を損失性導電性媒体２０３と共有している。
【００３６】
一実施形態によれば、損失性導電性媒体２０３は、惑星である地球などの陸上媒体を含み得る。このために、そのような陸上媒体は、自然のものであるか人工のものであるかに関わらず、その上に含まれるすべての構造又は構成を含んでいる。たとえば、そのような陸上媒体は、我々の惑星を形成する、岩、土、砂、淡水、海水、木、植物などの自然の要素、及び他のすべての自然の要素を含み得る。さらに、そのような陸上媒体は、コンクリート、アスファルト、建築材料、及び他の人工の材料などの人工の要素を含み得る。他の実施形態では、損失性導電性媒体２０３は、自然に発生するか人工であるかに関わらず、地球とは別のいくつかの媒体を含み得る。他の実施形態では、損失性導電性媒体２０３は、自動車、航空機、人工材料（合板、プラスチックシート、もしくは他の材料など）、又は他の媒体などの、人工の表面及び構造などの他の媒体を含み得る。
【００３７】
損失性導電性媒体２０３が陸上媒体又は地球を含んでいる場合では、第２の媒体２０６は、地上の大気を含み得る。そのように、大気は、地球の大気を形成する空気及び他の要素を含む「大気媒体」と呼ばれ得る。さらに、第２の媒体２０６は、損失性導電性媒体２０３に関係する他の媒体を含み得ることが可能である。
【００３８】
誘導表面導波路プローブ２００ａは、励起源２１２を帯電端子Ｔ１に、たとえば垂直供給線導体を介して結合する給電ネットワーク２０９を含んでいる。様々な実施形態によれば、電荷Ｑ１が帯電端子Ｔ１に印加されて、特定の瞬間に端子Ｔ１に印加された電圧に基づき、電場を合成する。電場（Ｅ）の入射角（θｉ）に応じて、電場を、領域１を含む損失性導電性媒体２０３の表面上の誘導表面導波モードに実質的にモード整合させることが可能である。
【００３９】
方程式（１）〜（６）の、Ｚｅｎｎｅｃｋの閉じた形態の解を考慮することにより、領域１と領域２との間のＬｅｏｎｔｏｖｉｃｈインピーダンスの境界条件を以下のように示すことができる。
【数１３】
0006599445.tif 000014
（１３）
0006599445.tif 000015
方程式（１３）は、方程式（１）〜（３）に特定された電場及び磁界が、境界面に沿っての径方向表面電流密度になる場合があることを示している。ここで、径方向表面電流密度は、以下の式によって特定することができる。
【数１４】
0006599445.tif 000016
（１４）
ここで、Ａは定数である。
さらに、誘導表面導波路プローブ２００（ρ＜＜λに関する）の近傍では、上の方程式（１４）が以下のような振る舞いを示すことに留意されたい。
【数１５】
0006599445.tif 000017
（１５）
マイナス記号は、電源電流（Ｉ０）が、図３に示すように、垂直方向に上方に流れる場合、「近傍の（ｃｌｏｓｅ−ｉｎ）」接地電流が径方向内側に流れることを意味している。Ｈφの「近傍」に整合する場により、以下を導出することができる。
【数１６】
0006599445.tif 000018
（１６）
ここで、方程式（１）〜（６）及び（１４）において、ｑ１＝Ｃ１Ｖ１である。したがって、方程式（１４）の径方向表面電流密度は、以下のように言い換えることができる。
【数１７】
0006599445.tif 000019
（１７）
方程式（１）〜（６）及び（１７）によって表される場は、地上波の伝播に関連付けられた放射場ではなく、損失性界面に束縛された伝達線モードの性質を有している。Ｂａｒｌｏｗ，Ｈ．Ｍ．，及びＢｒｏｗｎ，Ｊ．，Ｒａｄｉｏ  Ｓｕｒｆａｃｅ  Ｗａｖｅｓ，Ｏｘｆｏｒｄ  Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ  Ｐｒｅｓｓ，１９６２，ｐｐ．１−５を参照されたい。
【００４０】
ここで、方程式（１）〜（６）及び（１７）に使用されたハンケル関数の性質の再検討をこれら波動方程式の解について行う。第１種及び第２種、ならびに次数ｎのハンケル関数が、第１種及び第２種の標準ベッセル関数の複素数結合として規定されることが分かる。
【数１８】
0006599445.tif 000020
（１８）
及び
【数１９】
0006599445.tif 000021
（１９）
これら関数は、径方向内側に伝播する円筒状の波（Ｈｎ（１））と、径方向外側に伝播する円筒状の波（Ｈｎ（２））とを各々示している。この規定は、ｅ±ｊｘ＝ｃｏｓｘ±ｊｓｉｎｘの関係に相似している。たとえば、Ｈａｒｒｉｎｇｔｏｎ，Ｒ．Ｆ．，Ｔｉｍｅ−Ｈａｒｍｏｎｉｃ  Ｆｉｅｌｄｓ，ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ，１９６１，ｐｐ．４６０−４６３を参照されたい。
【００４１】
Ｈｎ（２）（ｋρρ）が外に向かう波であることは、その独立変数を大きくした場合にＪｎ（ｘ）及びＮｎ（ｘ）の級数定義から直接得られる漸近挙動から確認できる。誘導表面導波路プローブの遠方において、
【数２０ａ】
0006599445.tif 000022
（２０ａ）
となり、この式は、ｅｊωｔで乗算すると、空間的変位を１／√ρとしたｅｊ（ωｔ−ｋρ）の形式の、外側に伝播する円筒状の波である。一次解（ｎ＝１）は、方程式（２０ａ）から導びかれ、以下の式を得る。
【数２０ｂ】
0006599445.tif 000023
（２０ｂ）
誘導表面導波路プローブ（ρ＜＜λに関する）の近傍では、第２種の１次ハンケル関数が以下のように振る舞う。
【数２１】
0006599445.tif 000024
（２１）
これら漸近的表現は複素数であることに留意されたい。ｘが実数である場合、方程式（２０ｂ）及び（２１）は、位相が、４５度、又は等価的にはλ／８の、余分な位相進行又は「位相の増大（ｐｈａｓｅ  ｂｏｏｓｔ）」に対応する√ｊだけ異なる。第２種の一次ハンケル関数の近傍又は遠方漸近線は、距離ρ＝Ｒｘにおいて大きさが等しくなるハンケル「交差点」又は遷移点を有している。
【００４２】
したがって、ハンケル交差点を超えると、ハンケル関数の「遠方」表現が「近傍」表現を圧倒している。ハンケル交差点までの距離（すなわち、ハンケル交差距離）は、方程式（２０ｂ）及び（２１）を、−ｊγρにおいて等式で結び、これをＲｘについて解くことにより得ることができる。ｘ＝σ／ωε０では、遠方及び近傍のハンケル関数漸近線が周波数に依存しており、ハンケル交差点が、周波数が低下するに従い、外側に移動することを見て取ることができる。ハンケル関数の漸近線は、損失性導電性媒体の導電性（σ）が変化するのに応じても変化する場合があることにも留意されたい。たとえば、土の導電性は、天候条件の変化に応じて変化し得る。
【００４３】
図４を参照すると、動作周波数１８５０ｋＨｚにおける、導電性σ＝０．０１０ｍｈｏｓ／ｍ、相対誘電率εｒ＝１５の領域１に関する、方程式（２０ｂ）及び（２１）の一次ハンケル関数の大きさのプロットの例が示されている。曲線１１５は、方程式（２０ｂ）の遠方の漸近線の大きさであり、曲線１１８は、方程式（２１）の近傍の漸近線の大きさである。ハンケル交差点１２１は、Ｒｘ＝５４フィートの距離で生じている。大きさが等しい一方、ハンケル交差点１２１において、２つの漸近線間に位相のオフセットが存在している。ハンケル交差距離が、動作周波数の波長よりかなり小さいことも見て取ることができる。
【００４４】
領域２におけるＺｅｎｎｅｃｋの閉形式の解の、方程式（２）及び（３）によって与えられた電場成分を考慮すると、ＥｚとＥρとの比は漸近的に、以下のようになることを見て取ることができる。
【数２２】
0006599445.tif 000025
（２２）
ここで、ｎは方程式（１０）の複素屈折率であり、θｉは電場の入射角である。さらに、方程式（３）のモード整合電場の垂直成分は、漸近的に以下のようになる。
【数２３】
0006599445.tif 000026
（２３）
この式は、端子の電圧における、上昇した帯電端子の静電容量の絶縁された要素の自由電荷に線形的に比例している。すなわち、ｑｆｒｅｅ＝Ｃｆｒｅｅ×ＶＴである。
【００４５】
たとえば、図３の位置を上げて配置した帯電端子Ｔ１の高さＨ１は、帯電端子Ｔ１の自由電荷の量に影響する。帯電端子Ｔ１が領域１の地面に近い場合、端子上の電荷Ｑ１の多くは、「拘束」されている。帯電端子Ｔ１が位置を上げて配置されているため、拘束された電荷は、帯電端子Ｔ１が、絶縁された電荷のほぼすべてが自由になる高さに達するまで低減される。
【００４６】
帯電端子Ｔ１のための静電容量の高さが増大することの利点は、位置を上げて配置した帯電端子Ｔ１の電荷が地面からさらに除去され、自由電荷ｑｆｒｅｅの量が増大して、エネルギーを誘導表面導波モードに結合することになることである。帯電端子Ｔ１が地面から離れるように移動するにつれて、電荷の分布は、端子の表面の周りにより一様に分布されるようになる。自由電荷の量は、帯電端子Ｔ１の自己容量に関連する。
【００４７】
たとえば、球状端子の静電容量は、地面上の物理的高さの関数として表すことができる。完全な地面の上の物理的高さｈにおける球の静電容量は、以下により与えられる。
【数２４】
0006599445.tif 000027
（２４）
ここで、球の直径は２ａであり、また、Ｍ＝ａ／２ｈであり、ｈは球状端子の高さである。端子の高さｈの増大により、帯電端子の静電容量Ｃが低減されることを見て取ることができる。直径の約４倍（４Ｄ＝８ａ）以上の高さに帯電端子Ｔ１を配置することにより、球状端子の周りで電荷の分布はほぼ一様となり、これにより、誘導表面導波モードへの結合が向上され得ることが示され得る。
【００４８】
十分に絶縁された端子の場合では、導電性の球の自己容量は、Ｃ＝４πε０ａによって近似することができる。ここで、ａはメートル単位での球の半径である。ディスクの自己容量は、Ｃ＝８ε０ａによって近似することができる。ここで、ａは、メートル単位でのディスクの半径である。帯電端子Ｔ１は、球、ディスク、円筒、円錐、トーラス、フード、１つ又は複数のリング、又は、任意の他の無作為に選ばれた形状又は形状の組合せなどの任意の形状を含むことができる。帯電端子Ｔ１の位置決めのために等価の球の直径を特定して、これを使用することができる。
【００４９】
このことは、図３の例を参照してさらに理解することができる。ここで、帯電端子Ｔ１は、損失性導電性媒体２０３上のｈｐ＝Ｈ１の物理的高さに配置されている。「拘束された」電荷の影響を低減するために、帯電端子Ｔ１は、帯電端子Ｔ１の球の直径（又は等価の球の直径）の少なくとも４倍の物理的高さに配置されて、拘束された電荷の影響を低減することができる。
【００５０】
次に図５Ａを参照すると、図３の帯電端子Ｔ１上の高められた電荷Ｑ１によって生成された電場の光線光学的解釈が示されている。光学系のように、入射電場の反射を最小化することにより、損失性導電性媒体２０３の誘導表面導波モードに結合したエネルギーを増大及び／又は最大化することができる。
0006599445.tif 000028
【数２５】
0006599445.tif 000029
（２５）
ここで、θｉは、表面法線に対して測定された通常の入射角である。
【００５１】
0006599445.tif 000030
入射角が以下の場合に、方程式（２５）の分子がゼロになることを見て取ることができる。
【数２６】
0006599445.tif 000031
（２６）
ここで、ｘ＝σ／ωε０である。この複素入射角（θｉ、Ｂ）は、ブルースター角と呼ばれる。再び方程式（２２）を参照すると、同じ複素ブルースター角（θｉ、Ｂ）の関係が、方程式（２２）と方程式（２６）との両方に存在することを見て取ることができる。
【００５２】
図５Ａに示されているように、電場ベクトルＥは、入射面に対して平行に偏光された、非一様入射平面波として示すことができる。電場ベクトルＥは、以下のように、個別の水平成分と垂直成分とから構成することができる。
【数２７】
0006599445.tif 000032
（２７）
幾何学的に、図５Ａに示すものは、電場ベクトルＥは以下によって与えられ得ることを示唆している。
【数２８ａ】
0006599445.tif 000033
（２８ａ）
及び
【数２８ｂ】
0006599445.tif 000034
（２８ｂ）
このことは、場の比が以下であることを意味している。
【数２９】
0006599445.tif 000035
（２９）
【００５３】
「ウェーブチルト」と呼ばれる、一般化されたパラメータＷは、本明細書において、以下によって与えられる、垂直電場成分に対する、水平電場成分の比として示されている。
【数３０ａ】
0006599445.tif 000036
（３０ａ）
又は
【数３０ｂ】
0006599445.tif 000037
（３０ｂ）
これらは、複素数であり、大きさと位相との両方を有している。領域２の電磁波に関して、ウェーブチルトの角度（Ψ）は、領域１との境界面における波面の法線と、境界面の接線との間の角度に等しい。このことは、径方向の円筒状の誘導表面波に関する電磁波の等位相表面及びその法線を示す、図５Ｂからより容易に見て取ることができる。完全導体との境界面（ｚ＝０）においては、波面の法線は、境界面の接線に平行であり、Ｗ＝０となる。しかし、損失性誘電体の場合、波面の法線がｚ＝０における境界面の接線と平行ではないためにウェーブチルトＷが存在する。
【００５４】
方程式（３０ｂ）を誘導表面波に適用すると、以下の式が与えられる。
【数３１】
0006599445.tif 000038
（３１）
複素ブルースター角（θｉ、Ｂ）に等しい入射角では、方程式（２５）のフレネルの反射係数は、以下に示すようにゼロになる。
【数３２】
0006599445.tif 000039
（３２）
方程式（２２）の複素数の場の比を調整することにより、反射が低減されるか除去される複素角で入射するように入射場を合成することができる。この比をｎ＝√（εｒ−ｊｘ）として確立することにより、合成された電場が複素ブルースター角で入射する結果となり、反射はゼロになる。
【００５５】
電気的に有効な高さの概念が、誘導表面導波路プローブ２００により複素入射角を有する電場を合成することに関してさらなる洞察を与えることができる。電気的に有効な高さ（ｈｅｆｆ）は、ｈｐの物理的高さ（又は長さ）の単極に関して、以下のように規定されている。
【数３３】
0006599445.tif 000040
（３３）
この表現が、構造に沿う発生源の分布の大きさ及び位相に基づくため、有効高さ（又は長さ）は、通常は複素数である。構造の分布電流Ｉ（ｚ）の積分が、構造の物理的高さ（ｈｐ）にわたって実施され、構造の基底（又は入力）を通って上方に流れる接地電流（Ｉ０）に正規化される。構造に沿った分布電流は、以下によって示すことができる。
【数３４】
0006599445.tif 000041
（３４）
ここで、β０は、構造上を伝播する電流の伝播因子である。図３の例では、ＩＣは、誘導表面導波路プローブ２００ａの垂直構造に沿った分布電流である。
【００５６】
たとえば、構造の底部の低損失コイル（たとえば螺旋コイル）、及び、コイルと帯電端子Ｔ１との間に接続された垂直供給線導体を含む給電ネットワーク２０９を考慮する。コイル（又は螺旋遅れ線）に起因する位相遅れは、θｃ＝βｐｌｃであり、ｌＣは物理的長さであり、以下は伝播因子である。
【数３５】
0006599445.tif 000042
（３５）
ここで、Ｖｆは構造上の速度因子であり、λ０は供給周波数における波長であり、λｐは、速度因子Ｖｆの結果としての伝播波長である。位相遅れは、接地（杭）電流Ｉ０に対して測定される。
【００５７】
さらに、垂直供給線導体の長さｌｗに沿う空間的な位相遅れは、θｙ＝βｗｌｗによって与えられ得る。ここで、βｗは、垂直供給線導体に関する伝播位相定数である。いくつかの実施態様では、空間的位相遅れは、θｙ＝βｗｈｐによって近似してもよい。この理由は、誘導表面導波路プローブ２００ａの物理的高さｈｐと、垂直供給線導体の長さｌｗとの間の差が、供給周波数（λ０）において、波長よりもかなり小さいためである。結果として、コイルと垂直供給線導体とを通しての総位相遅れはΦ＝θｃ+θｙであり、物理的構造の底部からコイルの頂部へと供給される電流は以下のようになる。
【数３６】
0006599445.tif 000043
（３６）
ここで、総位相遅れΦは、接地（杭）電流Ｉ０に対して測定される。結果として、誘導表面導波路プローブ２００の電気的に有効な高さは、以下によって近似され得る。
【数３７】
0006599445.tif 000044
（３７）
これは、物理的高さがｈｐ＜＜λ０の場合に関する。Φの角度（又は位相シフト）における単極の複素有効高さｈｅｆｆ＝ｈｐは、供給される場を誘導表面導波モードに整合させるとともに、誘導表面波が損失性導電性媒体２０３上で発せられるように、調整することができる。
【００５８】
図５Ａの例では、光線光学が、ハンケル交差距離（Ｒｘ）１２１において複素ブルースター角（θｉ、Ｂ）で入射する入射電場（Ｅ）の複素角度三角法を示すために使用されている。方程式（２６）から想起されるのは、損失性導電性媒体に関して、ブルースター角が複素数であり、以下によって特定されることである。
【数３８】
0006599445.tif 000045
（３８）
電気的に、幾何学的パラメータは、以下により、帯電端子Ｔ１の電気的に有効な高さ（ｈｅｆｆ）によって関連付けられる。
【数３９】
0006599445.tif 000046
（３９）
ここで、ψｉ、Ｂ＝（π／２）−θｉ、Ｂは、損失性導電性媒体の表面から測定されたブルースター角である。誘導表面導波モードに結合するために、ハンケル交差距離における電場のウェーブチルトは、電気的に有効な高さとハンケル交差距離との比として表され得る。
【数４０】
0006599445.tif 000047
（４０）
物理的高さ（ｈｐ）とハンケル交差距離（Ｒｘ）との両方が実量であるため、ハンケル交差距離（Ｒｘ）における所望の誘導表面ウェーブチルトの角度（Ψ）は、複素有効高さ（ｈｅｆｆ）の位相（Φ）に等しい。このことは、コイルの供給点における位相、そしてひいては、方程式（３７）の位相シフトを変化させることにより、複素有効高さの位相Φが、ハンケル交差点１２１における誘導表面導波モードのウェーブチルトの角度Ψに整合する（Φ＝Ψ）ように操作され得ることを示している。
【００５９】
図５Ａでは、直角三角形が、損失性導電性媒体表面に沿う長さＲｘの隣接する辺、及び、Ｒｘにおけるハンケル交差点１２１と帯電端子Ｔ１の中心との間に延びる光線１２４と、ハンケル交差点１２１と帯電端子Ｔ１との間の損失性導電性媒体表面１２７と、の間で測定された複素ブルースター角ψｉ、Ｂを有して示されている。物理的高さｈｐに位置し、適切な位相遅れΦを有する電荷で励起された帯電端子Ｔ１により、結果として得られる電場は、ハンケル交差距離Ｒｘ及びブルースター角で損失性導電性媒体境界面に入射する。これら条件下で、誘導表面導波モードは、反射なしで、又は実質的に無視できる反射で励起され得る。
【００６０】
帯電端子Ｔ１の物理的高さを、有効高さ（ｈｅｆｆ）の位相シフトΦを変化させることなく低減した場合、誘導表面導波路プローブ２００からの距離が減少された位置において、ブルースター角で損失性導電性媒体２０３と交差する電場が結果として得られる。図６は、帯電端子Ｔ１の物理的高さを低減することが、電場がブルースター角において入射する距離に与える影響を図示している。高さがｈ３からｈ２を通してｈ１へと低減されるにつれて、電場がブルースター角で損失性導電性媒体（たとえば、地球）と交差する点は、帯電端子の位置に近付くように移動する。しかし、方程式（３９）が示すように、帯電端子Ｔ１の高さＨ１（図３）は、ハンケル関数の遠方成分を励起するために、物理的高さ（ｈｐ）以上であるものとする。帯電端子Ｔ１が有効高さ（ｈｅｆｆ）又はそれより高い位置に配置されている場合、損失性導電性媒体２０３は、図５Ａに示すように、ハンケル交差距離（Ｒｘ）１２１において、又はこの距離を超えて、入射ブルースター角（ψｉ、Ｂ＝（π／ｗ）−θｉ、Ｂ）において照射され得る。帯電端子Ｔ１上に拘束された電荷を低減するか最小化するために、高さは、上述のように、帯電端子Ｔ１の球の直径（又は等価の球の直径）の少なくとも４倍であるものとする。
【００６１】
誘導表面導波路プローブ２００は、損失性導電性媒体２０３の表面に複素ブルースター角で照射する波に対応するウェーブチルトを有する電場を確立するように構成することができ、それにより、Ｒｘのハンケル交差点１２１における（又はそれを越える）誘導表面波モードに実質的にモード整合させることにより、径方向表面電流を励起する。
【００６２】
図７を参照すると、帯電端子Ｔ１を含む誘導表面導波路プローブ２００ｂが図示されている。ＡＣ源２１２は、誘導表面導波路プローブ２００ｂに、たとえば螺旋コイルなどのコイル２１５を備えた給電ネットワーク２０９（図３）を通して結合した、帯電端子Ｔ１のための励起源として作用する。他の実施態様では、ＡＣ源２１２は、一次コイルを通してコイル２１５に誘導的に結合され得る。いくつかの実施形態では、ＡＣ源２１２のコイル２１５への結合を向上及び／又は最大化するためにインピーダンス整合ネットワークを含めてもよい。
【００６３】
図７に示すように、誘導表面導波路プローブ２００ｂは、損失性導電性媒体２０３によって与えられた面に対してほぼ直角である垂直軸ｚに沿って配置された上方の帯電端子Ｔ１（たとえば、高さｈｐの球）を含み得る。第２の媒体２０６は、損失性導電性媒体２０３の上に位置している。帯電端子Ｔ１は、自己容量ＣＴを有している。動作時には、電荷Ｑ１が、所定の時間に端子Ｔ１に印加された電圧に基づき、端子Ｔ１に印加される。
【００６４】
図７の例では、コイル２１５は、第１の端部で接地杭２１８に結合し、垂直供給線導体２２１を介して帯電端子Ｔ１に結合している。いくつかの実施態様では、図７に示すように、帯電端子Ｔ１へのコイルの接続は、コイル２１５のタップ２２４を使用して調整され得る。コイル２１５は、コイル２１５の下方部分において、タップ２２７を通してＡＣ源２１２によって動作周波数で通電され得る。他の実施態様では、ＡＣ源２１２は、一次コイルを通してコイル２１５に誘導的に結合され得る。
【００６５】
誘導表面導波路プローブ２００の構成及び調整は、伝達周波数、損失性導電性媒体（たとえば、土の導電性σ及び相対誘電率εｒ）の条件、ならびに、帯電端子Ｔ１のサイズなどの様々な作動条件に基づいている。屈折率は、方程式（１０）及び（１１）から、以下のように計算することができる。
【数４１】
0006599445.tif 000048
（４１）
ここで、ｘ＝σ／ωε０であり、ω＝２πｆである。導電性σ及び相対誘電率εｒは、損失性導電性媒体２０３の試験測定を通して特定され得る。直角表面から測定される複素ブルースター角（θｉ、Ｂ）も、方程式（２６）から以下のように特定され得る。
【数４２】
0006599445.tif 000049
（４２）
又は、図５Ａに示すように、その表面から、以下のように測定される。
【数４３】
0006599445.tif 000050
（４３）
ハンケル交差距離におけるウェーブチルト（ＷＲｘ）も、方程式（４０）を使用して見出され得る。
【００６６】
ハンケル交差距離も、図４によって示されるように、方程式（２０ｂ）及び（２１）の大きさを−ｊγρに関して等しくし、Ｒｘに関して解くことによって見出され得る。このため、電気的に有効な高さは、ハンケル交差距離及び複素ブルースター角を使用して、方程式（３９）から以下のように特定され得る。
【数４４】
0006599445.tif 000051
（４４）
方程式（４４）から見て取ることができるように、複素有効高さ（ｈｅｆｆ）は、帯電端子Ｔ１の物理的高さ（ｈｐ）に関連付けられた大きさと、ハンケル交差距離（Ｒｘ）におけるウェーブチルトの角度（Ψ）に関連付けられることになる位相遅れ（Φ）とを含んでいる。これら変数及び選択された帯電端子Ｔ１の構成により、誘導表面導波路プローブ２００の構成を決定することが可能である。
【００６７】
帯電端子Ｔ１が物理的高さ（ｈｐ）又はそれより上に位置していると、給電ネットワーク２０９（図３）及び／又は、給電ネットワークを帯電端子Ｔ１に接続する垂直供給線は、帯電端子Ｔ１の電荷Ｑ１の位相（Φ）を、ウェーブチルト（Ｗ）の角度（Ψ）に整合するように調整され得る。帯電端子Ｔ１のサイズは、端子に印加される電荷Ｑ１のための十分に大きい表面を提供するように選択してよい。通常は、帯電端子Ｔ１を実施できる程度に大きく形成することが望ましい。帯電端子Ｔ１のサイズは、周囲の空気のイオン化を避けるために十分に大きいものとする。周囲の空気のイオン化は、帯電端子の周囲での放電又はスパーキングに繋がり得る。
【００６８】
螺旋状に巻かれたコイルの位相遅れθｃは、Ｃｏｒｕｍ，Ｋ．Ｌ．及びＪ．Ｆ．Ｃｏｒｕｍ，「ＲＦ  Ｃｏｉｌｓ，Ｈｅｌｉｃａｌ  Ｒｅｓｏｎａｔｏｒｓ  ａｎｄ  Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｍａｇｎｉｆｉｃａｔｉｏｎ  ｂｙ  Ｃｏｈｅｒｅｎｔ  Ｓｐａｔｉａｌ  Ｍｏｄｅｓ」，Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ  Ｒｅｖｉｅｗ，Ｖｏｌ．７，Ｎｏ．２，Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ  ２００１，ｐｐ．３６−４５に論じられたように、マクスウェル方程式から特定され得る。この文献は、参照により、その全体が本明細書に組み込まれる。Ｈ／Ｄ＞１の螺旋コイルに関して、コイルの長手軸に沿う波の伝播速度（ν）の、光速（ｃ）に対する比、すなわち「速度因子」は、以下によって与えられる。
【数４５】
0006599445.tif 000052
（４５）
ここで、Ｈは螺旋構造の軸方向の長さ、Ｄはコイルの直径、Ｎはコイルの巻き数、ｓ＝Ｈ／Ｎは、コイルの隣接する巻回の間隔（又は螺旋ピッチ）、λ０は自由空間の波長である。この関係に基づき、螺旋コイルの電気的長さ、又は位相遅れは、以下によって与えられる。
【数４６】
0006599445.tif 000053
（４６）
螺旋が渦巻き状に巻かれているか、短く太い場合、原理は同じであるが、Ｖｆ及びθｃは、試験的測定によって得ることが容易である。螺旋状の伝達線の特性（波）インピーダンスの表示も、以下のように得られる。
【数４７】
0006599445.tif 000054
（４７）
【００６９】
構造の空間的位相遅れθｙは、垂直供給線導体２２１（図７）の進行波の位相遅れを使用して特定することができる。理想地面上の円筒状の垂直導電体の静電容量は、以下のように表すことができる。
【数４８】
0006599445.tif 000055
（単位：ファラド）（４８）
ここで、ｈｗは、導電体の垂直長さ（又は高さ）、ａは半径（ｍｋｓ単位）である。螺旋コイルのように、垂直供給線導体の進行波位相遅れは、以下によって与えられ得る。
【数４９】
0006599445.tif 000056
（４９）
ここで、βｗは垂直供給線導体に関する伝播位相定数であり、ｈｗは垂直供給線導体の垂直長さ（又は、高さ）であり、Ｖｗはワイヤ上の速度因子であり、λ０は供給周波数における波長であり、λｗは、速度因子Ｖｗの結果としての伝播波長である。一様な円筒状の導電体に関して、速度因子はＶｗは約０．９４で一定であるか、約０．９３〜約０．９８の範囲にある。支柱が一様な伝達線であると見なされる場合、その平均的特性インピーダンスは、以下によって近似される。
【数５０】
0006599445.tif 000057
（５０）
ここで、一様な円筒状の導電体ではＶｗが約０．９４であり、ａは導電体の半径である。単一ワイヤの供給線の特性インピーダンスに関する、アマチュア無線の記述で採用されてきた代替的表示は、以下によって与えられ得る。
【数５１】
0006599445.tif 000058
（５１）
方程式（５１）は、単一ワイヤフィーダに関するＺｗは周波数とともに変化することを暗示している。位相遅れは、静電容量及び特性インピーダンスに基づいて特定され得る。
【００７０】
図３に示すように、帯電端子Ｔ１が損失性導電性媒体２０３上に位置していると、給電ネットワーク２０９は、ハンケル交差距離におけるウェーブチルトの角度（Ψ）に等しい複素有効高さ（ｈｅｆｆ）の位相シフト（Φ）、すなわちΦ＝Ψで、帯電端子Ｔ１を励起するように調整され得る。この条件が満たされると、帯電端子Ｔ１上で振動する電荷Ｑ１によって生じる電場は、損失性導電性媒体２０３の表面に沿って進行する誘導表面導波モードに結合される。たとえば、ブルースター角（θｉ、Ｂ）、垂直供給線導体２２１（図７）に関連付けられた位相遅れ（θｙ）、及びコイル２１５（図７）の構成が知られている場合、タップ２２４（図７）の位置は、帯電端子Ｔ１に位相Φ＝Ψで振動する電荷Ｑ１を印加するように決定及び調整され得る。タップ２２４の位置は、伝わっている表面波の誘導表面導波モードへの結合を最大化するように調整してもよい。タップ２２４の位置を越える余分なコイルの長さは、静電容量の影響を低減するために除去してもよい。螺旋コイルの垂直ワイヤ長さ及び／又は幾何学的パラメータも、様々な値を取るよう変化させてよい。
【００７１】
誘導表面導波モードへの損失性導電性媒体２０３の表面上での結合は、帯電端子Ｔ１上の電荷Ｑ１に関連付けられた複素像平面に関する定常波共振のために、誘導表面導波路プローブ２００を同調させることにより、向上及び／又は最適化され得る。こうすることにより、誘導表面導波路プローブ２００の性能は、帯電端子Ｔ１上の増大した及び／又は最大の電圧（そしてひいては電荷Ｑ１）のために調整され得る。再び図３を参照すると、領域１における損失性導電性媒体２０３の影響が、鏡像論理分析を使用して試験され得る。
【００７２】
物理的に、完全導電性面上で位置を上げて配置した電荷Ｑ１は、完全導電性面上の自由電荷を集め、次いで、位置を上げて配置した電荷Ｑ１の下の領域で「蓄積」される。結果として得られる、完全導電性面上の「拘束された」電気の分布は、ベル形状の曲線に類似している。位置を上げて配置した電荷Ｑ１の電位と、電荷Ｑ１の下の「蓄積」された電荷が印加された電位の重ね合わせにより、完全導電性面に関してゼロ等電位面が強要される。完全導電性面の上の領域の場を示す境界値の問題の解は、鏡像電荷の古典的概念を使用して得ることができ、ここで、位置を上げて配置した電荷からの場は、完全導電性面の下の対応する「鏡像」電荷からの場と重ね合わせられる。
【００７３】
この分析は、誘導表面導波路プローブ２００の下に有効な鏡像電荷Ｑ１’が存在すると仮定することにより、損失性導電性媒体２０３に関して使用することもできる。有効な鏡像電荷Ｑ１’は、図３に示すように、導電像平面１３０の周りの帯電端子Ｔ１上の電荷Ｑ１と同時に生じる。しかし、完全導体の場合のように、鏡像電荷Ｑ１’は単に、いくつかの実際の深さで、帯電端子Ｔ１上の一次供給源の電荷Ｑ１に対して１８０度位相がずれて位置しているわけではない。むしろ、損失性導電性媒体２０３（たとえば、陸上媒体）は、位相がシフトした像を与えている。すなわち、鏡像電荷Ｑ１’は、損失性導電性媒体２０３の表面（又は物理的境界）の下の複素深さにある。複素像深さの議論に関し、Ｗａｉｔ，Ｊ．Ｒ．，「Ｃｏｍｐｌｅｘ  Ｉｍａｇｅ  Ｔｈｅｏｒｙ−Ｒｅｖｉｓｉｔｅｄ」，ＩＥＥＥ  Ａｎｔｅｎｎａｓ  ａｎｄ  Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ  Ｍａｇａｚｉｎｅ，Ｖｏｌ．３３，Ｎｏ．４，Ａｕｇｕｓｔ  １９９１，ｐｐ．２７−２９を参照する。この文献は、参照により、その全体が本明細書に組み込まれる。
【００７４】
電荷Ｑ１の物理的高さ（Ｈ１）に等しい深さにある鏡像電荷Ｑ１’の代わりに、導電性の像基底面１３０（完全導体を示している）が、ｚ＝−ｄ／２の複素深さに位置しており、鏡像電荷Ｑ１’は、複素深さに表れ（すなわち、「深さ」は大きさと位相との両方を有している）、−Ｄ１＝−（ｄ／２+ｄ／２+Ｈ１）≠Ｈ１によって与えられる。地球上で垂直に偏光された供給源は、以下のようになる。
【数５２】
0006599445.tif 000059
（５２）
ここで、方程式（１２）に示すように、
【数５３】
0006599445.tif 000060
（５３）
及び
【数５４】
0006599445.tif 000061
（５４）
である。鏡像電荷の複素変位により、外部の場が、界面が誘電体か完全導体のいずれかである場合には直面しなかった追加の位相シフトを経ることになることを示している。損失性導電性媒体では、波面の法線が、領域１と領域２との間の境界面においてではなく、ｚ＝−ｄ／２において導電性の像基底面１３０の接線に平行である。
【００７５】
損失性導電性媒体２０３が、物理的境界１３６を有する、有限導電性の地球１３３である図８Ａに示すケースを考慮する。有限導電性の地球１３３は、物理的境界１３６の下の複素深さｚ１に位置する、図８Ｂに示す完全導電性の像基底面１３９によって置き換えてもよい。この等価表現は、物理的境界１３６において界面内を見下ろす場合に、同じインピーダンスを示している。図８Ｂの等価表現は、図８Ｃに示すように、等価伝達線としてモデル化することができる。等価構造の断面は、（ｚ方向の）端部に負荷のある伝達線として示されており、完全導電性の像平面のインピーダンスは短絡している（ｚＳ＝０）。深さｚ１は、地球において見下ろすＴＥＭ波のインピーダンスを、図８Ｃの伝達線を見る像基底面インピーダンスｚｉｎと等しくすることにより特定することができる。
【００７６】
図８Ａの場合、上方領域（空気）１４２の伝播定数及び波固有のインピーダンスは以下のようになる。
【数５５】
0006599445.tif 000062
（５５）
及び
【数５６】
0006599445.tif 000063
（５６）
損失性の地球１３３では、伝播定数及び波固有のインピーダンスは以下のようになる。
【数５７】
0006599445.tif 000064
（５７）
及び
【数５８】
0006599445.tif 000065
（５８）
直角方向の入射に関して、図８Ｂの等価表現は、特性インピーダンスが空気の特性インピーダンス（ｚ０）であり、伝播定数がγ０であり、長さがｚ１である、ＴＥＭ伝達線と等価である。そのように、図８Ｃの短絡した伝達線に関する界面に見られる像基底面のインピーダンスＺｉｎは、以下によって与えられる。
【数５９】
0006599445.tif 000066
（５９）
図８Ｃの等価モデルに関連付けられた像基底面のインピーダンスＺｉｎを、図８Ａの直角の入射波のインピーダンスに等しくし、ｚ１について解くことにより、短絡（完全導電性の像基底面１３９）への距離が以下のように与えられる。
【数６０】
0006599445.tif 000067
（６０）
ここで、逆双曲線正接に関する級数展開の第１項のみが、この近似に関して考慮される。空気の領域１４２において、伝播定数がγ０＝ｊβ０であるため、Ｚｉｎ＝ｊＺ０ｔａｎβ０ｚ１となる（これは、ｚ１が実数である場合に、純虚数量である）が、σ≠０である場合、ｚｅは複素数値であることに留意されたい。したがって、ｚ１が複素距離である場合のみ、Ｚｉｎ＝Ｚeである。
【００７７】
図８Ｂの等価表現が完全導電性の像基底面１３９を含み、地球の表面（物理的境界１３６）にある電荷又は電流に関する像の深さが、像基底面１３９の他方側において距離ｚ１に等しく、又は、地球の表面下では、ｄ＝２×ｚ１である（ｚ＝０の位置にある）。したがって、完全導電性の像基底面１３９への距離は、以下によって近似され得る。
【数６１】
0006599445.tif 000068
（６１）
さらに、「鏡像電荷」は、実際の電荷と「等しくかつ反対」であり、このため、深さｚ１＝−ｄ／２における完全導電性の像基底面１３９の電位はゼロになる。
【００７８】
図３に示すように、地球の表面から距離Ｈ１だけ上に電荷Ｑ１の位置を上げた場合、鏡像電荷Ｑ１’は、表面下のＤ１＝ｄ+Ｈ１の複素距離にあるか、像基底面１３０の下の複素距離ｄ／２+Ｈ１にある。図７の誘導表面導波路プローブ２００ｂは、図８Ｂの完全導電性の像基底面１３９に基づく等価の単一ワイヤ伝達線像平面モデルとしてモデル化することができる。図９Ａは、等価の単一ワイヤ伝達線像平面モデルの例を示している。図９Ｂは、図８Ｃの短絡した伝達線を含む、等価の古典的な伝達線モデルの例を示している。
【００７９】
図９Ａ及び９Ｂに示された等価の像平面モデルでは、Φ＝θｙ+θｃは、地球１３３（又は損失性導電性媒体２０３）を規準とした誘導表面導波路プローブ２００の、進行波の位相遅れである。θｃ＝βｐＨは、角度で表される、物理長さＨの、（図７の）コイル２１５の電気的長さである。θｙ＝βｗｈｗは、角度で表される、物理長さｈｗの、（図７の）垂直供給線導体２２１の電気的長さである。θｄ＝β０ｄ／２は、像基底面１３９と、地球（１３３又は損失性導電性媒体２０３）の物理的境界１３６との間の位相シフトである。図９Ａ及び９Ｂの例では、Ｚｗは、オームで表される位置を上げて配置した垂直供給線導体２２１の特性インピーダンスであり、Ｚｃは、オームで表されるコイル２１５の特性インピーダンスであり、ｚ０は、自由空間の特性インピーダンスである。
【００８０】
0006599445.tif 000069
【数６２】
0006599445.tif 000070
（６２）
ここで、ＣＴは、帯電端子Ｔ１の自己容量であり、垂直供給線導体２２１（図７）を「見上げている」ように見られるインピーダンスは、以下によって与えられる。
【数６３】
0006599445.tif 000071
（６３）
コイル２１５（図７）を「見上げている」ように見られるインピーダンスは、以下によって与えられる。
【数６４】
0006599445.tif 000072
（６４）
0006599445.tif 000073
【数６５】
0006599445.tif 000074
（６５）
ここで、Ｚｓ＝０である。
【００８１】
0006599445.tif 000075
したがって、誘導表面導波路プローブ２００内を「見上げる」物理的境界１３６におけるインピーダンスは、損失性導電性媒体２０３内を「見下ろす」物理的境界１３６におけるインピーダンスの共役である。進行波の位相遅れΦを媒体のウェーブチルトの角度Ψに等しくなるように維持し、それによりΦ＝Ψとしつつ、帯電端子Ｔ１の負荷インピーダンスＺＬを調整する。このことが、損失性導電性媒体２０３（たとえば地球）の表面に沿う、プローブの電場の、誘導表面導波モードへの結合を向上及び／又は最大化することにより、図９Ａ及び９Ｂの等価の像平面モデルが、像基底面１３９に関して共振するように同調され得る。この方式で、等価の複素像平面のモデルのインピーダンスは純粋に抵抗性であり、これにより、電圧及び、端子Ｔ１上で位置を上げて配置した電荷を最大化するプローブ構造上の重ね合わせられた定常波が維持される。また、方程式（１）〜（３）及び（１６）により、伝播する表面波が最大化される。
【００８２】
ハンケル解から、誘導表面導波路プローブ２００によって励起された誘導表面波は、外側に伝播する進行波であることが導かれる。帯電端子Ｔ１と、誘導表面導波路プローブ２００の接地杭２１８（図３及び７）との間の給電ネットワーク２０９に沿う供給源の分布は、実際に、構造上の進行波と定常波の重ね合わせで構成されている。帯電端子Ｔ１が物理的高さｈｐ又はその上に位置していると、給電ネットワーク２０９を通って移動する進行波の位相遅れは、損失性導電性媒体２０３に関連付けられたウェーブチルトの角度に整合している。このモード整合により、進行波が損失性導電性媒体２０３に沿って発せられることを可能にしている。位相遅れが進行波に関して確立されると、帯電端子Ｔ１の負荷インピーダンスＺＬが、プローブ構造を、−ｄ／２の複素深さにある像基底面（図３の１３０又は図８の１３９）に対して定常波共振するように調整される。その場合、像基底面から見られるインピーダンスは、リアクタンスがゼロであり、帯電端子Ｔ１の電荷が最大化される。
【００８３】
進行波現象と定常波現象との間の差異は、（１）長さｄの伝達線（「遅れ線」と呼ばれる場合がある）の部分の進行波の位相遅れ（θ＝βｄ）が、伝播時間の遅れに起因していることと、一方、（２）定常波（前方又は後方に伝播する波で構成されている）の位置に応じた位相が、線の長さの伝播時間の遅れと、異なる特性インピーダンスの線部分間の界面におけるインピーダンスの遷移との両方に基づくことと、である。正弦波の定常状態で動作する伝達線の部分の物理的長さに起因して生じる位相遅れに加え、ｚｏａ／ｚｏｂの比に起因する、インピーダンスの不連続性における追加の反射係数の位相が存在する。ここで、ｚｏａ及びｚｏｂは、たとえば特性インピーダンスｚｏａ＝ｚｃの螺旋コイル部分（図９Ｂ）と、特性インピーダンスｚｏｂ＝ｚｗの垂直供給線導体の直線部分（図９Ｂ）などの、伝達線の２つの部分の特性インピーダンスである。
【００８４】
この現象の結果として、大きく異なる特性インピーダンスを有する比較的短い２つの伝達線部分が、かなり大きい位相シフトを提供するために使用され得る。たとえば、１つが低インピーダンスで、１つが高インピーダンスであり、あわせて、いわゆる０．０５λの物理的長さになる、伝達線の２つの部分で構成されたプローブ構造が、０．２５λの共振と等価である９０度の位相シフトを提供するように形成され得る。このことは、特性インピーダンスの大きい飛躍に起因する。この方法で、物理的に短いプローブ構造は、合わせられた２つの物理的長さより電気的に長くなり得る。このことは、図９Ａ及び９Ｂに示されており、インピーダンスの比の不連続性により、位相の大きい飛躍が与えられている。インピーダンスの不連続性により、各部分が結合している場所において実質的な位相シフトが提供される。
【００８５】
図１０を参照すると、誘導表面導波路プローブ２００（図３及び７）を調整して、損失性導電性媒体２０３（図３）の面に沿う誘導表面進行波を発する、損失性導電性媒体の表面上の誘導表面導波モードに実質的にモード整合させる例を示すフローチャート１５０が示されている。最初に、１５３において、誘導表面導波路プローブ２００の帯電端子Ｔ１が損失性導電性媒体２０３上の規定の高さに配置される。損失性導電性媒体２０３の特性と、誘導表面導波路プローブ２００の動作周波数を利用して、ハンケル交差距離も、図４に示すように、方程式（２０ｂ）及び（２１）の大きさを−ｊγρに関して等しくし、Ｒｘに関して解くことによって見出され得る。複素屈折率（ｎ）は、方程式（４１）を使用して特定することができ、また、複素ブルースター角（θｉ、Ｂ）は次いで、方程式（４２）から特定することができる。帯電端子Ｔ１の物理的高さ（ｈｐ）は次いで、方程式（４４）から特定され得る。帯電端子Ｔ１は、ハンケル関数の遠方の要素を励起するために、物理的高さ（ｈｐ）以上にあるものとする。この高さの関係は、表面波を発する際に最初に考慮される。帯電端子Ｔ１上の拘束された電荷を低減するか最小化するために、高さは、帯電端子Ｔ１の球の直径（又は等価の球の直径）の少なくとも４倍の物理的高さであるものとする。
【００８６】
１５６では、帯電端子Ｔ１上の位置を上げて配置した電荷Ｑ１の電気的位相遅れΦが複素ウェーブチルトの角度Ψに整合される。螺旋コイルの位相遅れ（θＣ）及び／又は垂直供給線導体の位相遅れ（θｙ）は、Φを、ウェーブチルト（Ｗ）の角度（Ψ）と等しくするように調整され得る。方程式（３１）に基づき、ウェーブチルトの角度（Ψ）は、以下から特定され得る。
【数６６】
0006599445.tif 000076
（６６）
電気的位相Φは、次いで、ウェーブチルトの角度に整合され得る。この角度（又は位相）の関係は次に、表面波を発する際に考慮される。たとえば、電気的位相遅れΦ＝θｃ+θｙは、コイル２１５の幾何学的パラメータ（図７）及び／又は垂直供給線導体２２１（図７）の長さ（又は高さ）を変化させることにより調整することができる。Φ＝Ψに整合させることにより、電場が、表面の導波モードを励起するとともに損失性導電性媒体２０３に沿って進行波を発するために、境界面における複素ブルースター角でハンケル交差距離（Ｒｘ）又はそれを越える位置で確立され得る。
【００８７】
次に１５９において、帯電端子Ｔ１の負荷インピーダンスが、誘導表面導波路プローブ２００の等価の像平面モデルを共振させるように同調する。図９Ａ及び９Ｂの導電性の像基底面１３９（又は図３の１３０）の深さ（ｄ／２）は、方程式（５２）、（５３）、及び（５４）、ならびに、測定され得る損失性導電性媒体２０３（たとえば地球）の値を使用して特定され得る。その深さを使用して、像基底面１３９と、損失性導電性媒体２０３の物理的境界１３６との間の位相シフト（θｄ）は、θｄ＝β０ｄ／２を使用して特定され得る。損失性導電性媒体２０３を「見下ろす」ように見られるインピーダンス（Ｚｉｎ）は、次いで、方程式（６５）を使用して特定され得る。この共振関係は、発せられた表面波を最大化するように考慮され得る。
【００８８】
コイル２１５の調整されたパラメータ及び垂直供給線導体２２１の長さに基づき、速度因子、位相遅れ、ならびに、コイル２１５のインピーダンス及び垂直供給線導体２２１が、方程式（４５）〜（５１）を使用して特定され得る。さらに、帯電端子Ｔ１の自己容量（ＣＴ）は、たとえば、方程式（２４）を使用して特定され得る。コイル２１５の伝播因子（βｐ）は、方程式（３５）を使用して特定され得、垂直供給線導体２２１のための伝播位相定数（βｗ）は、方程式（４９）を使用して特定され得る。コイル２１５及び垂直供給線導体２２１の自己容量及び特定された値を使用して、コイル２１５を「見上げる」ように見られる誘導表面導波路プローブ２００のインピーダンス（Ｚｂａｓｅ）は、方程式（６２）、（６３）、及び（６４）を使用して特定され得る。
【００８９】
誘導表面導波路プローブ２００の等価の像平面モデルは、Ｚｂａｓｅの共振要素Ｘｂａｓｅが、Ｚｉｎの共振要素Ｘｉｎをキャンセルする、すなわち、Ｘｂａｓｅ+Ｘｉｎであるように、負荷インピーダンスＺＬを調整することにより、共振するように同調し得る。したがって、誘導表面導波路プローブ２００内を「見上げる」物理的境界１３６におけるインピーダンスは、損失性導電性媒体２０３内を「見下ろす」物理的境界１３６におけるインピーダンスの共役である。負荷インピーダンスＺＬは、帯電端子Ｔ１の電気的位相遅れΦ＝θＣ+θｙを変化させることなく、帯電端子Ｔ１の静電容量（ＣＴ）を変化させることにより、調整され得る。導電性の像基底面１３９（又は１３０）に対する等価の像平面モデルの共振のために、負荷インピーダンスＺＬを同調させるために反復法を用いてもよい。この方式で、電場の、損失性導電性媒体２０３（たとえば、地球）の表面に沿っての誘導表面導波モードへの結合が向上されるか最大化され得る。
【００９０】
このことは、複数の例の場合を説明することによってよりよく理解されるであろう。帯電端子Ｔ１が頂部にある、物理的高さｈｐの、頂部に負荷された垂直スタッドを備えた誘導表面導波路プローブ２００を考慮する。ここで、帯電端子Ｔ１は、螺旋コイル及び垂直供給線導体を通して、１．８５ＭＨｚの動作周波数（ｆ０）で励起される。１６フィートの高さ（Ｈ１）、ならびに、εｒ＝１５の相対誘電率及びσ１＝０．０１０ｍｈｏｓ／ｍの導電性を有する損失性導電性媒体２０３（たとえば、地球）により、いくつかの表面波伝播パラメータが、ｆ０＝１．８５ＭＨｚに関して計算され得る。これら条件下で、ハンケル交差距離が、物理的高さｈｐ＝５．５フィートにおいてＲｘ＝５４．５フィートであることが分かる。このことは、帯電端子Ｔ１の実際の高さより十分に下にある。Ｈ１＝５．５フィートの帯電端子の高さが使用されてきたが、より高いプローブ構造が拘束静電容量を低減し、帯電端子Ｔ１の自由電荷のより高いパーセンテージを許容し、より高い場の強度及び、進行波の励起を提供してきた。
【００９１】
波長は以下のように特定され得る。
【数６７】
0006599445.tif 000077
（６７）
ここで、ｃは光速である。複素屈折率は、方程式（４１）から、以下のようになる。
【数６８】
0006599445.tif 000078
（６８）
ここで、ｘ＝σ１／ωε０は、ω＝２πｆ０である。また、複素ブルースター角は、方程式（４２）から、以下のようになる。
【数６９】
0006599445.tif 000079
（６９）
方程式（６６）を使用すると、ウェーブチルトの値は、以下のように特定され得る。
【数７０】
0006599445.tif 000080
（７０）
したがって、螺旋コイルは、Φ＝Ψ＝４０．６１４°に整合するように調整され得る。
【００９２】
垂直供給線導体の速度因子（直径０．２７インチの一様な円筒状の導電体として近似される）は、Ｖｗ＝約０．９３として与えられる。ｈｐ＜＜λ０であるため、垂直供給線導体に関する伝播位相定数は、以下のように近似され得る。
【数７１】
0006599445.tif 000081
（７１）
方程式（４９）から、垂直供給線導体の位相遅れは、以下のようになる。
【数７２】
0006599445.tif 000082
（７２）
螺旋コイルの位相遅れをθｃ＝２８．９７４°＝４０．６１４°−１１．６４０°となるように調整することにより、ΦはΨと等しくなって、誘導表面導波モードに整合する。ΦとΨとの間の関係を説明するために、図１１は、周波数領域上のΦとΨとの両方のプロットを示している。ΦとΨとの両方が周波数依存であるため、ΦとΨとのそれぞれの曲線が、約１．８５ＭＨｚにおいて相互に交差していることを見て取ることができる。
【００９３】
０．０８８１インチの導電体直径、３０インチのコイルの直径（Ｄ）、及び、４インチの巻回間の間隔（ｓ）の螺旋コイルに関して、コイルに関する速度因子は、方程式（４５）を使用して以下のように特定され得る。
【数７３】
0006599445.tif 000083
（７３）
伝播因子は、方程式（３５）から、以下のようになる。
【数７４】
0006599445.tif 000084
（７４）
θｃ＝２８．９７４°とすると、螺旋形状（Ｈ）の軸方向の長さは、方程式（４６）を使用して、以下のように特定され得る。
【数７５】
0006599445.tif 000085
（７５）
この高さにより、垂直供給線導体が接続された螺旋コイル上の位置が特定され、結果として８．８１８巻（Ｎ＝Ｈ／ｓ）のコイルを得る。
【００９４】
コイル及び垂直供給線導体の進行波位相遅れが、ウェーブチルトの角度に整合するように調整されていることで（Φ＝θｃ+θｙ＝Ψ）、帯電端子Ｔ１の負荷インピーダンス（ＺＬ）は、誘導表面波プローブ２００の等価の像平面モデルの定常波共振に関して調整され得る。測定された地球の誘電率、導電性、及び透磁性から、径方向伝播定数が、方程式（５７）を使用して特定され得る。
【数７６】
0006599445.tif 000086
（７６）
また、導電性の像基底面の複素深さは、方程式（５２）から以下のように近似され得る。
【数７７】
0006599445.tif 000087
（７７）
導電性の像基底面と地球の物理的境界との間の対応する位相シフトは、以下によって与えられる。
【数７８】
0006599445.tif 000088
（７８）
方程式（６５）を使用して、損失性導電性媒体２０３（すなわち、地球）を「見下ろす」ように見られるインピーダンスは、以下のように特定され得る。
【数７９】
0006599445.tif 000089
（７９）
【００９５】
損失性導電性媒体２０３を「見下ろす」ように見られる無効分（Ｘｉｎ）を、誘導表面波プローブ２００を「見上げる」ように見られる無効分（Ｘｂａｓｅ）と整合させることにより、誘導表面導波モードへの結合を最大化することができる。このことは、コイル及び垂直供給線導体の進行波位相遅れを変化させることなく、帯電端子Ｔ１の静電容量を調整することにより、達成され得る。たとえば、帯電端子静電容量（ＣＴ）を６１．８１２６ｐＦに調整することにより、方程式（６２）からの負荷インピーダンスは以下のようになる。
【数８０】
0006599445.tif 000090
（８０）
また、境界における無効分は整合される。
【００９６】
方程式（５１）を使用して、垂直供給線導体（０．２７インチの直径（２ａ）を有する）のインピーダンスは、以下のように与えられる。
【数８１】
0006599445.tif 000091
（８１）
また、垂直供給線導体を「見上げている」ように見られるインピーダンスは、方程式（６３）によって以下のように与えられる。
【数８２】
0006599445.tif 000092
（８２）
方程式（４７）を使用して、螺旋コイルの特性インピーダンスは、以下のように与えられる。
【数８３】
0006599445.tif 000093
（８３）
また、コイル基からそれを「見上げている」ように見られるインピーダンスは、方程式（６４）によって以下のように与えられる。
【数８４】
0006599445.tif 000094
（８４）
方程式（７９）の解と比べると、無効分が、逆であるとともにほぼ等しく、したがって、相互に共役であることを見て取ることができる。したがって、完全導電性の像基底面からの、図９Ａ及び９Ｂの等価の像平面モデルを「見上げる」ように見られるインピーダンス（Ｚｉｐ）は、もっぱら抵抗性であるか、Ｚｉｐ＝Ｒ+ｊ０である。
【００９７】
誘導表面導波路プローブ２００（図３）によって提供される電場が、給電ネットワークの進行波位相遅れをウェーブチルトの角度に整合させることによって確立され、また、プローブ構造が複素深さｚ＝−ｄ／２において完全導電性の像基底面に対して共振された場合、場は、損失性導電性媒体の表面上の誘導表面導波モードに、実質的にモード整合しており、誘導表面進行波は、損失性導電性媒体の表面に沿って発せられる。図１に示すように、誘導電磁場の誘導場の強度曲線１０３は、ｅ−αｄ／√ｄの特徴的指数関数的減衰を有し、対数−対数スケール上に特有の屈曲部１０９を示している
【００９８】
まとめると、解析的かつ試験的に、誘導表面導波路プローブ２００の構造上の進行波成分が、その上方の端子において、表面進行波のウェーブチルトの角度（Ψ）に整合する位相遅れ（Φ）を有している（Φ＝Ψ）。この条件下では、表面導波路は、「モード整合した」と見なすことができる。さらに、誘導表面導波路プローブ２００の構造上の共振定常波の要素は、帯電端子Ｔ１におけるＶＭＡＸと、下の像平面１３９（図８Ｂ）におけるＶＭＩＮを有している。ここで、損失性導電性媒体２０３（図８Ｂ）の物理的境界１３６における接続部においてではなく、ｚ＝−ｄ／２の複素深さにおいて、Ｚｉｐ＝Ｒｉｐ+ｊ０である。最後に、帯電端子Ｔ１は、複素ブルースター角における損失性導電性媒体２０３上への電磁波の入射が、ある距離においてそれほど離れていない（≧Ｒｘ）ように、図３の十分な高さＨ１（ｈ≧Ｒｘｔａｎψｉ、Ｂ）を有している。ここでは、１／√ｒの項が優勢である。受信回路は、無線伝達及び／又は電力搬送システムを促進するために、１つ又は複数の誘導表面導波路プローブとともに利用され得る。
【００９９】
再び図３を参照すると、誘導表面導波路プローブ２００の動作が、誘導表面導波路プローブ２００と関連付けられた動作条件の変化に関して調整するように制御することができる。たとえば、適合されたプローブ制御システム２３０は、誘導表面導波路プローブ２００の動作を制御するために、給電ネットワーク２０９及び／又は帯電端子Ｔ１を制御するように使用され得る。動作条件には、限定しないが、損失性導電性媒体２０３の特性（たとえば、導電性σ及び相対誘電率εｒ）の変化、場の強度の変化、及び／又は誘導表面導波路プローブ２００の負荷の変化が含まれ得る。方程式（３１）、（４１）、及び（４２）から見られるように、屈折率（ｎ）、複素ブルースター角（θｉ、Ｂ）、及びウェーブチルト（｜Ｗ｜ｅｊΨ）は、たとえば天気の条件からの、土の導電性及び誘電率の変化によって影響され得る。
【０１００】
たとえば導電性測定プローブ、誘電率センサ、接地パラメータメータ、フィールドメータ、電流モニタ、及び／又は負荷受信機などの設備が、動作条件の変化について監視し、現在の動作条件に関する情報を、適応したプローブ制御システム２３０に提供するために使用され得る。プローブ制御システム２３０はこのため、誘導表面導波路プローブ２００に関する特定の動作条件を維持するために、１つ又は複数の調整を誘導表面導波路プローブ２００に対して行うことができる。たとえば、湿度及び温度が変化するにつれて、土の導電性も変化する。導電性測定プローブ及び／又は誘電率センサは、誘導表面導波路プローブ２００周りの複数の位置に配置されてもよい。概して、動作周波数に関するハンケル交差距離Ｒｘ、又はその上の導電性及び／又は誘電率を監視することが望ましい。導電性測定プローブ及び／又は誘電率センサは、誘導表面導波路プローブ２００周りの複数の位置（たとえば、各象限）に配置されてもよい。
【０１０１】
導電性測定プローブ及び／又は誘電率センサは、特定の周期で導電性及び／又は誘電率を評価し、プローブ制御システム２３０に情報を通信するように構成され得る。情報は、プローブ制御システム２３０に、限定しないが、ＬＡＮ、ＷＬＡＮ、セルラネットワーク、又は他の適切な有線もしくは無線通信ネットワークなどのネットワークを通して通信することができる。監視された導電性及び／又は誘電率に基づき、プローブ制御システム２３０は、屈折率（ｎ）、複素ブルースター角（θｉ、Ｂ）、及び／又はウェーブチルト（｜Ｗ｜ｅｊΨ）の変化を評価するとともに、ウェーブチルトの角度（Ψ）に等しい給電ネットワーク２０９の位相遅れ（Φ）を維持し、かつ／又は、誘導表面導波路プローブ２００の等価の像平面モデルの共振を維持するために、誘導表面導波路プローブ２００を調整してもよい。このことは、たとえば、θｙ、θｃ、及び／又はＣＴを調整することによって達成され得る。たとえば、プローブ制御システム２３０は、誘導表面波の電気的な発信効率を最大又はその近傍に維持するために、帯電端子Ｔ１の自己容量、及び／又は帯電端子Ｔ１に印加される位相遅れ（θｙ、θｃ）を調整することができる。たとえば、帯電端子Ｔ１の自己容量は、端子のサイズを変化させることによって変化し得る。電荷の分布も、帯電端子Ｔ１のサイズを増大させることによって向上され得る。このことは、帯電端子Ｔ１からの放電の可能性を低減し得る。他の実施形態では、帯電端子Ｔ１は、負荷インピーダンスＺＬを変化させるように調整され得る可変インダクタンスを含み得る。帯電端子Ｔ１に印加される位相は、発信効率を最大化するために、コイル２１５上のタップの位置（図７）を変化させること、及び／又は、コイル２１５に沿う予め規定された複数のタップを含み、予め規定された様々なタップ位置間で切り換えることにより、調整され得る。
【０１０２】
場又は場の強度（ＦＳ）メータも、誘導表面波に関連付けられた場の、場の強度を測定するために、誘導表面導波路プローブ２００周りに配置することができる。場又はＦＳメータは、場の強度及び／又は場強度の変化（たとえば、電場の強度）を探知し、その情報をプローブ制御システム２３０に通信するように構成され得る。情報は、プローブ制御システム２３０に、限定しないが、ＬＡＮ、ＷＬＡＮ、セルラネットワーク、又は他の適切な通信ネットワークなどのネットワークを通して通信することができる。動作中に負荷及び／又は環境条件が変わるか変化するにつれて、誘導表面導波路プローブ２００は、受信機への適切な電力伝達及び受信機によって供給される負荷を確実にするために、ＦＳメータの位置における特定の場の強度（ｓ）を維持するように調整することができる。
【０１０３】
たとえば、帯電端子Ｔ１に印加される位相遅れ（Φ＝θｙ+θｃ）は、ウェーブチルトの角度（Ψ）に整合するように調整され得る。一方又は両方の位相遅れを調整することにより、誘導表面導波路プローブ２００は、複素ブルースター角に対応するウェーブチルトを確実にするように調整され得る。このことは、帯電端子Ｔ１に供給される位相遅れを変化させるために、コイル２１５上のタップ位置（図７）を調整することによって達成され得る。帯電端子Ｔ１に供給される電圧レベルも、電場強度を調整するために増減され得る。このことは、励起源２１２の出力電圧を調整すること、又は、給電ネットワーク２０９を調整もしくは再構成することにより、達成することができる。たとえば、ＡＣ源２１２のためのタップ２２７の位置（図７）は、帯電端子Ｔ１に見られる電圧を増大させるように調整され得る。場の強度レベルを予め規定された範囲内に維持することにより、受信機による結合が向上し、接地電流の損失を低減し、また、他の誘導表面導波路プローブ２００からの伝達との干渉を避けることができる。
【０１０４】
プローブ制御システム２３０は、ハードウェア、ファームウェア、ハードウェアによって実行されるソフトウェア、又はそれらの組合せによって実施され得る。たとえば、プローブ制御システム２３０は、プロセッサ及びメモリを含む処理回路を含み得る。プロセッサとメモリとの両方は、たとえば、当業者に理解され得るように、付随する制御／アドレスバスを伴うデータバスなどのローカルインターフェースに結合することができる。プローブの制御アプリケーションは、監視されている条件に基づいて誘導表面導波路プローブ２００の動作を調整するために、プロセッサによって実行することができる。プローブ制御システム２３０も、様々なモニタリングデバイスと通信するための１つ又は複数のネットワークインターフェースを含み得る。通信は、限定ではないが、ＬＡＮ、ＷＬＡＮ、セルラネットワーク、又は他の適切な通信ネットワークなどのネットワークを通し得る。プローブ制御システム２３０は、たとえば、サーバ、デスクトップコンピュータ、ラップトップ、又は同様の能力を有する他のシステムなどのコンピュータシステムを備えていてもよい。
【０１０５】
再び図５Ａの例を参照すると、複素角度三角法が、ハンケル交差距離（Ｒｘ）における複素ブルースター角（θｉ、Ｂ）の帯電端子Ｔ１の入射電場（Ｅ）の光線光学的解釈に関して示されている。損失性導電性媒体に関して、ブルースター角が複素数であり、方程式（３８）によって特定されることを思い出してもらいたい。電気的に、幾何学的パラメータは、方程式（３９）により、帯電端子Ｔ１の電気的に有効な高さ（ｈｅｆｆ）によって関連付けられる。物理的高さ（ｈｐ）とハンケル交差距離（Ｒｘ）との両方が実量であるため、ハンケル交差距離における所望の誘導表面のウェーブチルト（ＷＲｘ）の角度は、複素有効高さ（ｈｅｆｆ）の位相（Φ）に等しい。物理的高さｈｐに位置し、適切な位相Φを有する電荷で励起された帯電端子Ｔ１により、結果として得られる電場は、ハンケル交差距離Ｒｘ及びブルースター角における損失性導電性媒体境界面に入射する。これら条件下で、誘導表面導波モードは、反射なしで、又は実質的に無視できる反射で励起され得る。
【０１０６】
しかし、方程式（３９）は、誘導表面導波路プローブ２００の物理的高さが比較的小さくなり得ることを意味している。このことは、誘導表面導波モードを励起する一方、自由電荷がほとんどなく、拘束された電荷が過度に大きくなる結果となり得る。これに対して補償するために、帯電端子Ｔ１は、自由電荷の量を増大させるために、適切な高さに上げられてもよい。１つの例示的経験則のように、帯電端子Ｔ１は、帯電端子Ｔ１の有効直径の約４〜５倍（又はそれより大）の高さに位置され得る。図６は、図５Ａに示した物理的高さ（ｈｐ）の上の、帯電端子Ｔ１を上昇させることの効果を示している。高さを上げることにより、ウェーブチルトが損失性導電性媒体に入射する距離を、ハンケル交差点１２１（図５Ａ）を越えるよう移動させる。誘導表面導波モードにおける結合を向上させるため、そしてひいては、誘導表面波の発信効率をより大きくするために、下方の補償端子Ｔ２が、ハンケル交差距離におけるウェーブチルトがブルースター角となるように、帯電端子Ｔ１の総有効高さ（ｈＴＥ）を調整するために使用され得る。
【０１０７】
図１２を参照すると、損失性導電性媒体２０３によって与えられた面に対して直角である垂直軸ｚに沿って位置を上げて配置した帯電端子Ｔ１及び下方の補償端子Ｔ２を含む誘導表面導波路プローブ２００ｃの例が示されている。これに関して、帯電端子Ｔ１は、補償端子Ｔ２の直上に配置されているが、２つ以上の帯電端子及び／又は補償端子ＴＮのいくつかの他の構成を使用することが可能である。誘導表面導波路プローブ２００ｃは、本開示の一実施形態に従って、損失性導電性媒体２０３の上に配置されている。損失性導電性媒体２０３は領域１を形成しており、領域２を形成する第２の媒体２０６が境界面を損失性導電性媒体２０３と共有している。
【０１０８】
誘導表面導波路プローブ２００ｃは、励起源２１２を帯電端子Ｔ１及び補償端子Ｔ２に結合する給電ネットワーク２０９を含んでいる。様々な実施形態によれば、特定の瞬間に端子Ｔ１と端子Ｔ２とに印加される電圧に応じて、電荷Ｑ１と電荷Ｑ２とが、各々の帯電端子Ｔ１と補償端子Ｔ２とに印加され得る。Ｉ１は、端子リードを介して帯電端子Ｔ１に電荷Ｑ１を供給する伝導電流であり、Ｉ２は、端子リードを介して補償端子Ｔ２に電荷Ｑ２を供給する伝導電流である。
【０１０９】
図１２の実施形態によれば、帯電端子Ｔ１は、物理的高さＨ１において損失性導電性媒体２０３上に位置しており、補償端子Ｔ２は、物理的高さＨ２において、垂直軸ｚに沿ってＴ１の直下に位置している。ここで、Ｈ２はＨ１よりも小である。伝達構造の高さｈは、ｈ＝Ｈ１−Ｈ２として計算することができる。帯電端子Ｔ１は、絶縁された（又は自己）静電容量Ｃ１を有し、補償端子Ｔ２は、絶縁された（又は自己）静電容量Ｃ２を有する。相互静電容量ＣＭも、端子Ｔ１と端子Ｔ２との間に、その間の距離に応じて存在し得る。動作時には、電荷Ｑ１とＱ２とが、ある瞬間において帯電端子Ｔ１と補償端子Ｔ２とに印加された電圧に応じて、帯電端子Ｔ１と補償端子Ｔ２とに各々印加される。
【０１１０】
次に図１３を参照すると、図１２の帯電端子Ｔ１及び補償端子Ｔ２上の位置を上げて配置した電荷Ｑ１によって与えられた効果の光線光学的解釈が示されている。線１６３で示されるように、ハンケル交差点１２１よりも大である距離において光線が損失性導電性媒体とブルースター角で交差する高さに帯電端子Ｔ１が上げられると、補償端子Ｔ２は、増大した高さを補償することにより、ｈＴＥを調整するために使用され得る。補償端子Ｔ２の効果は、ハンケル交差距離におけるウェーブチルトが、線１６６によって示されているようなブルースター角であるように、誘導表面導波路プローブの電気的に有効な高さを低減する（又は、損失性媒体界面を効果的に上昇させる）ことである。
【０１１１】
総有効高さは、以下のように、帯電端子Ｔ１に関連付けられた上方有効高さ（ｈＵＥ）と、補償端子Ｔ２に関連付けられた下方有効高さ（ｈＬＥ）との重ね合わせとして記載され得る。
【数８５】
0006599445.tif 000095
（８５）
ここで、ΦＵは、上方の帯電端子Ｔ１に印加される位相遅れ、ΦＬは、下方の補償端子Ｔ２に印加される位相遅れ、β＝２π／λｐは、方程式（３５）からの伝播因子、ｈｐは、帯電端子Ｔ１の物理的高さ、ｈｄは、補償端子Ｔ２の物理的高さである。追加のリード長さを考慮する場合、それら長さは、以下に示すように、帯電端子のリード長さｚを帯電端子Ｔ１の物理的高さｈｐに加えるとともに、補償端子のリード長さｙを補償端子Ｔ２の物理的高さｈｄに加えることで対処され得る。
【数８６】
0006599445.tif 000096
（８６）
下方の有効高さは、総有効高さ（ｈＴＥ）を図５Ａの複素有効高さ（ｈｅｆｆ）と等しくなるように調整するために使用され得る。
【０１１２】
方程式（８５）又は（８６）は、ハンケル交差距離における所望のウェーブチルトを得るために、下方の補償端子Ｔ２のディスクの物理的高さ、及び、端子に供給する位相角度を特定するのに使用され得る。たとえば、方程式（８６）は、以下を与えるように、補償端子の高さ（ｈｄ）の関数として帯電端子Ｔ１に印加される位相シフトとして書き直すことができる。
【数８７】
0006599445.tif 000097
（８７）
【０１１３】
補償端子Ｔ２の位置決めを特定するために、上述の関係が利用され得る。第１に、総有効高さ（ｈＴＥ）は、方程式（８６）に示したように、上方の帯電端子Ｔ１の複素有効高さ（ｈＵＥ）と、下方の補償端子Ｔ２の複素有効高さ（ｈＬＥ）との重ね合わせである。次に、入射角の正接は、幾何学的に以下のように表され得る。
【数８８】
0006599445.tif 000098
（８８）
このことは、ウェーブチルトＷの規定に等しい。最後に、所望のハンケル交差距離Ｒｘの場合、ｈＴＥは、ハンケル交差点１２１において、入射光のウェーブチルトを複素ブルースター角に整合させるように調整され得る。このことは、たとえばｈｐ、ΦＵ、及びｈｄを調整することによって達成され得る。
【０１１４】
これらの概念は、誘導表面導波路プローブの例をとって議論する場合に、よりよく理解されるであろう。図１４を参照すると、損失性導電性媒体２０３によって与えられた面に対してほぼ直角である垂直軸ｚに沿って配置された、上方の帯電端子Ｔ１（たとえば、高さｈＴにおける球）と、下方の補償端子Ｔ２（たとえば、高さｈｄのディスク）を含む誘導表面導波路プローブ２００ｄの例が図示されている。動作時には、電荷Ｑ１と電荷Ｑ２とが、特定の瞬間に端子Ｔ１と端子Ｔ２とに印加される電圧に応じて、帯電端子Ｔ１と補償端子Ｔ２とに各々印加される。
【０１１５】
ＡＣ源２１２は、誘導表面導波路プローブ２００ｄに、たとえば螺旋コイルなどのコイル２１５を備えた給電ネットワーク２０９を通して結合した、帯電端子Ｔ１のための励起源として作用する。ＡＣ源２１２は、図１４に示すように、コイル２１５の下方部分を越えてタップ２２７を通して接続され得るか、一次コイルによってコイル２１５に誘導的に結合され得る。コイル２１５は、第１の端部で接地杭２１８に結合され得、第２の端部において帯電端子Ｔ１に結合され得る。いくつかの実施態様では、帯電端子Ｔ１への接続は、コイル２１５の第２の端部において、タップ２２４を使用して調整され得る。補償端子Ｔ２は、損失性導電性媒体２０３（たとえば、地面又は地球）上に、損失性導電性媒体２０３とほぼ水平に配置され、コイル２１５に結合したタップ２３３を通して給電される。コイル２１５と接地杭２１８との間に位置する電流計２３６は、誘導表面導波路プローブの基における電流の大きさ（Ｉ０）の表示を提供するのに使用され得る。代替的には、電流の大きさ（Ｉ０）の表示を得るために、電流固定が、接地杭２１８に結合した導電体周りで使用することができる。
【０１１６】
図１４の例では、コイル２１５は、第１の端部で接地杭２１８に結合し、第２の端部において垂直供給線導体２２１を介して帯電端子Ｔ１に結合している。いくつかの実施態様では、図１４に示すように、帯電端子Ｔ１への接続は、コイル２１５の第２の端部において、タップ２２４を使用して調整され得る。コイル２１５は、コイル２１５の下方部分において、タップ２２７を通してＡＣ源２１２によって動作周波数で通電され得る。他の実施態様では、ＡＣ源２１２は、一次コイルを通してコイル２１５に誘導的に結合され得る。補償端子Ｔ２は、コイル２１５に結合したタップ２３３を通して給電される。コイル２１５と接地杭２１８との間に位置する電流計２３６は、誘導表面導波路プローブ２００ｄの基における電流の大きさの表示を提供するのに使用され得る。代替的には、電流の大きさの表示を得るために、電流固定が、接地杭２１８に結合した導電体周りで使用することができる。補償端子Ｔ２は、損失性導電性媒体２０３（たとえば、地面）上に、損失性導電性媒体２０３とほぼ水平に配置されている。
【０１１７】
図１４の例では、帯電端子Ｔ１との接続部は、コイル２１５上の、補償端子Ｔ２のためのタップ２３３の接続ポイントの上に位置している。そのような調整により、増大した電圧（そしてひいては、より高い電荷Ｑ１）を上方の帯電端子Ｔ１に印加することが可能である。他の実施形態では、帯電端子Ｔ１の接続点と補償端子Ｔ２の接続点とが逆になり得る。誘導表面導波路プローブ２００ｄの総有効高さ（ｈＴＥ）を、ハンケル交差距離Ｒｘにおいて誘導表面ウェーブチルトを有する電場を励起するように調整することが可能である。ハンケル交差距離も、方程式（２０ｂ）及び（２１）の大きさを−ｊγρに関して等しくし、図４によって示されるように、Ｒｘに関して解くことによって見出され得る。屈折率（ｎ）、複素ブルースター角（θｉ、Ｂ及びψｉ、Ｂ）、ウェーブチルト（｜Ｗ｜ｅｊΨ）、ならびに複素有効高さ（ｈｅｆｆ＝ｈｐeｊΦ）は、上の方程式（４１）〜（４４）に関して記載したように特定され得る。
【０１１８】
選択された帯電端子Ｔ１の構成では、球の直径（又は有効な球の直径）が特定され得る。たとえば、帯電端子Ｔ１が球として構成されていない場合、端子の構成は、有効な球の直径を有する球状の静電容量としてモデル化することができる。帯電端子Ｔ１のサイズは、端子に印加される電荷Ｑ１のための十分に大きい表面を提供するように選択され得る。通常は、帯電端子Ｔ１を実施できる程度に大きく形成することが望ましい。帯電端子Ｔ１のサイズは、周囲の空気のイオン化を避けるために十分に大きいものとする。周囲の空気のイオン化は、帯電端子の周囲での放電又はスパーキングに繋がり得る。帯電端子Ｔ１上の拘束された電荷の量を低減するために、誘導表面波を発するための帯電端子Ｔ１に自由電荷を提供する所望の高さは、損失性導電性媒体（たとえば、地球）上の、有効な球の直径の少なくとも４〜５倍であるものとする。補償端子Ｔ２は、Ｒｘにおいて誘導表面ウェーブチルトを有する電場を励起するように、誘導表面導波路プローブ２００ｄの総有効高さ（ｈＴＥ）を調整するために使用され得る。補償端子Ｔ２は、ｈｄ＝ｈＴ−ｈｐで帯電端子Ｔ１の下に配置され得る。ここで、ｈＴは、帯電端子Ｔ１の総物理的高さである。補償端子Ｔ２の位置が固定され、位相遅れΦＵが上方の帯電端子Ｔ１に印加されると、下方の補償端子Ｔ２に印加される位相遅れΦＬが、以下のように、方程式（８６）の関係を使用して特定され得る。
【数８９】
0006599445.tif 000099
（８９）
代替的実施形態では、補償端子Ｔ２は、高さｈｄに配置され得る。ここで、Ｉｍ｛ΦＬ｝＝０である。このことは、ΦＵの実数部分と虚数部分とのそれぞれのプロット１７２とプロット１７５とを示す図１５Ａに図示されている。補償端子Ｔ２は、プロット１７２に図示するように、高さｈｄに配置されている。ここで、Ｉｍ｛ΦＵ｝＝０である。この固定された高さでは、コイルの位相ΦＵは、プロット１７５に図示するように、Ｒｅ｛ΦＵ｝から特定され得る。
【０１１９】
ＡＣ源２１２がコイル２１５（たとえば、結合を最大化する５０Ωのポイント）に結合していると、タップ２３３の位置は、動作周波数におけるコイルの少なくとも一部分との、補償端子Ｔ２の並列共振のために調整され得る。図１５Ｂは、図１４の概略的な電気接続図の概略図を示している。図中、Ｖ１は、ＡＣ源２１２からタップ２２７を通してコイル２１５の下方部分に印加される電圧、Ｖ２は、上方の帯電端子Ｔ１に供給される、タップ２２４における電圧、Ｖ３は、タップ２３３を通して下方の補償端子Ｔ２に印加される電圧である。抵抗Ｒｐと抵抗Ｒｄとは、帯電端子Ｔ１と補償端子Ｔ２との各々の帰地抵抗を示している。帯電端子Ｔ１及び補償端子Ｔ２は、球、円筒、トロイド、リング、フード、又は、静電容量の構造の任意の他の組合せとして構成することができる。帯電端子Ｔ１及び補償端子Ｔ２のサイズは、各端子に印加される電荷Ｑ１及び電荷Ｑ２のための十分に大きい表面を提供するように選択され得る。通常は、帯電端子Ｔ１を実施できる程度に大きく形成することが望ましい。帯電端子Ｔ１のサイズは、周囲の空気のイオン化を避けるために十分に大きいものとする。周囲の空気のイオン化は、帯電端子の周囲での放電又はスパーキングに繋がり得る。帯電端子Ｔ１と補償端子Ｔ２との各々の自己容量Ｃｐと自己容量Ｃｄとは、たとえば、方程式（２４）を使用して特定され得る。
【０１２０】
図１５Ｂに見て取ることができるように、共振回路は、コイル２１５のインダクタンスの少なくとも一部分、補償端子Ｔ２の自己容量Ｃｄ、及び補償端子Ｔ２に関連付けられた帰地抵抗Ｒｄで形成されている。並列共振は、補償端子Ｔ２に印加される電圧Ｖ３を調整すること（たとえば、コイル２１５上のタップ２３３の位置を調整すること）、又は、補償端子Ｔ２の高さ及び／もしくはサイズを調整してＣｄを調整することにより、達成され得る。コイルのタップ２３３の位置は、並列共振のために調整され得る。このことは、接地杭２１８を通るとともに電流計２３６を通る接地電流が最大点に達する結果となる。補償端子Ｔ２の並列共振が確立された後に、ＡＣ源２１２のためのタップ２２７の位置は、コイル２１５上の５０Ωの点に調整され得る。
【０１２１】
コイル２１５からの電圧Ｖ２は、帯電端子Ｔ１に印加することができ、タップ２２４の位置は、総有効高さ（ｈＴＥ）の位相（Φ）が、ハンケル交差距離（Ｒｘ）における誘導表面のウェーブチルト（ＷＲｘ）の角度にほぼ等しくなるように調整され得る。コイルのタップ２２４の位置は、この動作点に達するまで調整され得る。このことは、電流計２３６を通る接地電流が最大点に増大する結果となる。この点において、誘導表面導波路プローブ２００ｄによって励起されて得られる場は、結果として、損失性導電性媒体２０３の表面上の誘導表面導波モードにほぼモード整合しており、誘導表面波を損失性導電性媒体２０３の表面に沿って発する。このことは、誘導表面導波路プローブ２００から延びる放射線に沿って場の強度を測定することにより、証明され得る。
【０１２２】
補償端子Ｔ２を含む回路の共振は、帯電端子Ｔ１の取付け、及び／又は、タップ２２４を通して帯電端子Ｔ１に印加される電圧の調整とともに変化する場合がある。共振のための補償端子回路の調整が、次の帯電端子の接続の調整の助けになるが、ハンケル交差距離（Ｒｘ）における誘導表面ウェーブチルト（ＷＲｘ）を確立することは不要である。システムは、ＡＣ源２１２に関するタップ２２７の位置を、コイル２１５上の５０Ωの点になるように繰返し調整することと、タップ２３３の位置を、電流計２３６を通る接地電流を最大化するように調整することとにより、結合を向上させるようにさらに調整することができる。補償端子Ｔ２を含む回路の共振は、タップ２２７及びタップ２３３の位置が調整されるにつれて、又は他の要素がコイル２１５に取り付けられる場合に、ドリフトする場合がある。
【０１２３】
他の実施態様では、コイル２１５からの電圧Ｖ２は、帯電端子Ｔ１に印加することができ、タップ２３３の位置は、総有効高さ（ｈＴＥ）の位相（Φ）が、Ｒｘにおける誘導表面ウェーブチルトの角度（Ψ）にほぼ等しくなるように調整され得る。コイルのタップ２２４の位置は、この動作点に達するまで調整され得、電流計２３６を通る接地電流が最大点に実質的に到達する結果となる。結果として得られる場は、損失性導電性媒体２０３の表面上の誘導表面導波モードにほぼモード整合しており、誘導表面波は、損失性導電性媒体２０３の表面に沿って発せられる。このことは、誘導表面導波路プローブ２００から延びる放射線に沿って場の強度を測定することにより、証明され得る。システムは、ＡＣ源２１２に関するタップ２２７の位置を、コイル２１５上の５０Ωの点になるように繰返し調整することと、タップ２２４及び／又はタップ２３３の位置を、電流計２３６を通る接地電流を最大化するように調整することとにより、結合を向上させるようにさらに調整することができる。
【０１２４】
再び図１２を参照すると、誘導表面導波路プローブ２００の動作を、誘導表面導波路プローブ２００と関連付けられた動作条件の変化に関して調整するために制御してもよい。たとえば、プローブ制御システム２３０は、誘導表面導波路プローブ２００の動作を制御するために、給電ネットワーク２０９、ならびに／又は、帯電端子Ｔ１及び／もしくは補償端子Ｔ２の位置決めを制御するように使用され得る。動作条件には、限定しないが、損失性導電性媒体２０３の特性（たとえば、導電性σ及び相対誘電率εｒ）の変化、場の強度の変化、及び／又は誘導表面導波路プローブ２００の負荷の変化が含まれ得る。方程式（４１）〜（４４）から見て取ることができるように、屈折率（ｎ）、複素ブルースター角（θｉ、Ｂ及びψｉ、Ｂ）、ウェーブチルト（｜Ｗ｜ｅｊΨ）、ならびに複素有効高さ（ｈｅｆｆ＝ｈｐｅｊΦ）は、たとえば天気の条件からの、土の導電性及び誘電率の変化によって影響され得る。
【０１２５】
たとえば導電性測定プローブ、誘電率センサ、接地パラメータメータ、フィールドメータ、電流モニタ、及び／又は負荷受信機などの設備が、動作条件の変化について監視し、現在の動作条件に関する情報をプローブ制御システム２３０に提供するために使用され得る。プローブ制御システム２３０はこのため、誘導表面導波路プローブ２００に関する特定の動作条件を維持するために、誘導表面導波路プローブ２００に１つ又は複数の調整を行うことができる。たとえば、湿度及び温度が変化するにつれて、土の導電性も変化する。導電性測定プローブ及び／又は誘電率センサは、誘導表面導波路プローブ２００周りの複数の位置に配置されてもよい。概して、動作周波数に関するハンケル交差距離Ｒｘ、又はその上の導電性及び／又は誘電率を監視することが望ましい。導電性測定プローブ及び／又は誘電率センサは、誘導表面導波路プローブ２００周りの複数の位置（たとえば、各象限）に配置されてもよい。
【０１２６】
図１６を参照すると、垂直軸ｚに沿って配置された、帯電端子Ｔ１及び帯電端子Ｔ２を含む誘導表面導波路プローブ２００ｅの例が示されている。誘導表面導波路プローブ２００ｅは、領域１を形成する損失性導電性媒体２０３の上に配置されている。さらに、第２の媒体２０６は、境界面を損失性導電性媒体２０３と共有し、領域２を形成している。帯電端子Ｔ１及び帯電端子Ｔ２は、損失性導電性媒体２０３上に配置されている。帯電端子Ｔ１は、物理的高さＨ１に位置しており、帯電端子Ｔ２は、物理的高さＨ２において、垂直軸ｚに沿ってＴ１の直下に配置されている。ここで、Ｈ２はＨ１よりも小である。誘導表面導波路プローブ２００ｅによって与えられる伝達構造の高さｈは、ｈ＝Ｈ１−Ｈ２である。誘導表面導波路プローブ２００ｅは、励起源２１２を帯電端子Ｔ１及び帯電端子Ｔ２に結合する給電ネットワーク２０９を含んでいる。
【０１２７】
帯電端子Ｔ１及び／又は帯電端子Ｔ２は、電荷を保持することが可能である導電性の物質を含んでいる。この物質は、実際に可能な範囲で最大限の電荷を保持するようなサイズとすることができる。帯電端子Ｔ１は、自己容量Ｃ１を有しており、帯電端子Ｔ２は、自己容量Ｃ２を有している。これら自己容量は、たとえば方程式（２４）を使用して特定され得る。帯電端子Ｔ２の直上の帯電端子Ｔ１の配置により、相互静電容量ＣＭが帯電端子Ｔ１と帯電端子Ｔ２との間に形成される。帯電端子Ｔ１と帯電端子Ｔ２とは同一である必要はないが、各々が別々のサイズ及び形状を有していてよく、異なる導電性材料を含み得ることに留意されたい。最終的に、誘導表面導波路プローブ２００ｅによって発せられる誘導表面波の場の強度は、端子Ｔ１の電荷の量に正比例している。電荷Ｑ１は、このため、Ｑ１＝Ｃ１Ｖであることから、帯電端子Ｔ１に関連付けられた自己容量Ｃ１に比例している。ここで、Ｖは帯電端子Ｔ１に印加される電圧である。
【０１２８】
予め規定された動作周波数において動作するように適切に調整されている場合、誘導表面導波路プローブ２００ｅは、損失性導電性媒体２０３の表面に沿って誘導表面波を生成する。励起源２１２は、構造を励起するために誘導表面導波路プローブ２００ｅに印加される、予め規定された周波数において、電気エネルギーを生じ得る。誘導表面導波路プローブ２００ｅによって生じる電磁場が、損失性導電性媒体２０３とほぼモード整合している場合、電磁場は、複素ブルースター角における入射波面を実質的に合成し、反射がほとんどないか、反射しない結果となる。したがって、表面導波路プローブ２００ｅは、放射波を生成しないが、損失性導電性媒体２０３の表面に沿って誘導表面進行波を発する。励起源２１２からのエネルギーは、Ｚｅｎｎｅｃｋの表面電流として、誘導表面導波路プローブ２００ｅの有効伝達範囲内に位置する１つ又は複数の受信機に伝達され得る。
【０１２９】
損失性導電性媒体２０３の表面上の放射Ｚｅｎｎｅｃｋ表面電流Ｊρ（ρ）の漸近線を近傍のＪ１（ρ）及び遠方のＪ２（ρ）として特定することができる。
近傍（ρ＜λ／８）：
【数９０】
0006599445.tif 000100
（９０）
及び
遠方（ρ＞＞λ／８）：
【数９１】
0006599445.tif 000101
（９１）
ここで、Ｉ１は、第１の帯電端子Ｔ１に電荷Ｑ１を供給する伝導電流であり、Ｉ２は、第２の帯電端子Ｔ２に電荷Ｑ２を供給する伝導電流である。上方の帯電端子Ｔ１の電荷Ｑ１は、Ｑ１＝Ｃ１Ｖ１によって特定される。ここで、Ｃ１は帯電端子Ｔ１の絶縁静電容量である。ここで、ＥρＱ１／Ｚρによって与えられる、上に説明したＪ１のための第３の要素が存在することに留意されたい。これは、Ｌｅｏｎｔｏｖｉｃｈ境界条件からくる、第１の帯電端子Ｑ１の位置を上げて配置した振動電荷の準静的場によってポンピングされる損失性導電性媒体２０３の放射電流に由来するものである。Ｚρ＝ｊωμ０／γｅの量は、損失性導電性媒体の放射インピーダンスであり、ここで、γｅ＝（ｊωμ１σ１−ω２μ１ε１）１／２である。
【０１３０】
方程式（９０）と（９１）とによって説明した放射電流の近傍と遠方とを示す漸近線は複素数である。様々な実施形態によれば、物理表面電流Ｊ（ρ）は、大きさ及び位相が電流の漸近線にできる限り近くに整合するように合成される。すなわち、近傍の｜Ｊ（ρ）｜は、｜Ｊ１｜の正接になり、遠方の｜Ｊ（ρ）｜は、｜Ｊ２｜の正接になる。やはり、様々な実施形態によれば、Ｊ（ρ）の位相は、遠方のＪ２の位相に対する近傍のＪ１の位相からの遷移であるものとする。
【０１３１】
伝達の場面において誘導表面波モードを、誘導表面波を発するように整合させるために、遠方の｜Ｊ２｜の表面電流の位相は、近傍の｜Ｊ２｜の表面電流の位相から、ｅ−ｊβ（ρ２−ρ１）と、約４５度又は２２５度の定数との和に対応する伝播位相だけ異なっているものとする。この理由は、√γに関して２つの根があり、１つはπ／４の近くであり、１つは５π／４の近くであるからである。適切に調整された合成放射表面電流は以下のようになる。
【数９２】
0006599445.tif 000102
（９２）
この方程式は方程式（１７）と一致していることに留意されたい。マクスウェル方程式により、Ｊ（ρ）などの表面電流が自動的に、以下に適合する場を自動的に形成する。
【数９３】
0006599445.tif 000103
（９３）
【数９４】
0006599445.tif 000104
（９４）
及び
【数９５】
0006599445.tif 000105
（９５）
したがって、整合されることになる誘導表面波モードに関する、遠方の表面電流｜Ｊ２｜の位相と、近傍の表面電流｜Ｊ１｜との間の位相差は、方程式（１）〜（３）と一致している方程式（９３）〜（９５）にハンケル関数の特性に基づいている。方程式（１）〜（６）及び（１７）、ならびに方程式（９２）〜（９５）によって表される場が、地上波の伝播に関連付けられた放射場ではなく、損失性界面に束縛された伝達線モードの性質を有していることを確認することは重要である。
【０１３２】
所与の位置における誘導表面導波路プローブ２００ｅの所与の設計に関する適切な電圧の大きさ及び位相を得るために、反復法を使用することができる。具体的には、端子Ｔ１及び端子Ｔ２への供給電流、帯電端子Ｔ１及び帯電端子Ｔ２の電荷、及び、それらの損失性導電性媒体２０３における鏡像を考慮して、誘導表面導波路プローブ２００ｅの所与の励起及び構成について分析を行い、発生した径方向表面電流密度を特定することができる。このプロセスを、所与の誘導表面導波路プローブ２００ｅに関する最適な構成及び励起が所望のパラメータに基づいて特定されるまで繰返し実施することができる。所与の誘導表面導波路プローブ２００ｅが最適なレベルで動作しているかどうかの特定を補助するために、誘導場の強度曲線１０３（図１）は、誘導表面導波路プローブ２００ｅの位置における領域１の導電性（σ１）及び領域１の誘電率（ε１）に関する値に基づき、方程式（１）〜（１２）を使用して生成することができる。そのような誘導場の強度曲線１０３は、測定された場の強度を、誘導場の強度曲線１０３によって示された大きさと比較することにより最適な伝達が達成されているかを判定することを可能とし、動作に関する基準を提供し得る。
【０１３３】
最適な条件に達するために、誘導表面導波路プローブ２００ｅに関連付けられた様々なパラメータを調整することができる。誘導表面導波路プローブ２００ｅを調整するよう変化させることができるパラメータの１つは、損失性導電性媒体２０３の表面に対する、帯電端子Ｔ１及び／又は帯電端子Ｔ２の一方又は両方の高さである。さらに、帯電端子Ｔ１と帯電端子Ｔ２との間の距離又は間隔も調整することができる。そのようにする場合、帯電端子Ｔ１及び帯電端子Ｔ２と、損失性導電性媒体２０３との間の相互静電容量ＣＭ又は任意の拘束静電容量を、最小化する別様に変更できることが分かる。帯電端子Ｔ１及び／又は帯電端子Ｔ２の各々のサイズも、調整され得る。帯電端子Ｔ１及び／又は帯電端子Ｔ２のサイズを変化させることにより、各々の自己容量Ｃ１及び／又は自己容量Ｃ２、ならびに相互静電容量ＣＭを変更できることが分かる。
【０１３４】
さらにまた、調整可能である別のパラメータは、誘導表面導波路プローブ２００ｅに関連付けられた給電ネットワーク２０９である。このことは、給電ネットワーク２０９を形成する誘導的及び／又は静電容量のリアクタンスのサイズを調整することにより、達成することができる。たとえば、そのような誘導的リアクタンスがコイルを備えている場合、そのようなコイルの巻き数を調整することができる。最終的に、給電ネットワーク２０９に対する調整は、給電ネットワーク２０９の電気的長さを変更し、それにより、帯電端子Ｔ１及びＴ２の電圧の大きさ及び位相に影響するために行われ得る。
【０１３５】
様々な調整を行うことによって行われる伝達の繰返しが、コンピュータモデルを使用することによって、又は、物理的構造を調整することによって、実施可能であることに留意されたい。上述の調整を行うことにより、上に説明した方程式（９０）及び（９１）に特定された誘導表面波モードの同じ電流Ｊ（ρ）に近似する、対応する「近傍」表面電流Ｊ１と「遠方」表面電流Ｊ２とを形成することができる。そのようにする際に、結果として得られる電磁場は、損失性導電性媒体２０３の表面上の誘導表面波モードに、実質的又はほぼモード整合している。
【０１３６】
図１６の例には示されていないが、誘導表面導波路プローブ２００ｅの動作は、誘導表面導波路プローブ２００と関連付けられた動作条件の変化に関して調整するために制御することができる。たとえば、図１２に示すプローブ制御システム２３０は、誘導表面導波路プローブ２００ｅの動作を制御するために、給電ネットワーク２０９ならびに／又は、帯電端子Ｔ１及び／もしくは帯電端子Ｔ２の位置決め及び／もしくはサイズを制御するように使用され得る。動作条件には、限定しないが、損失性導電性媒体２０３の特性（たとえば、導電性σ及び相対誘電率εｒ）の変化、場の強度の変化、及び／又は誘導表面導波路プローブ２００ｅの負荷の変化が含まれ得る。
【０１３７】
ここで図１７を参照すると、ここでは誘導表面導波路プローブ２００ｆとして示された図１６の誘導表面導波路プローブ２００ｅの例が示されている。誘導表面導波路プローブ２００ｆは、損失性導電性媒体２０３（たとえば、地球）によって与えられた面に対してほぼ直角である垂直軸ｚに沿って配置された帯電端子Ｔ１及びＴ２を含み得る。第２の媒体２０６は、損失性導電性媒体２０３の上に位置している。帯電端子Ｔ１は自己容量Ｃ１を有しており、帯電端子Ｔ２は自己容量Ｃ２を有している。動作時には、電荷Ｑ１と電荷Ｑ２とが、特定の瞬間において帯電端子Ｔ１と帯電端子Ｔ２とに印加される電圧に応じて、帯電端子Ｔ１と帯電端子Ｔ２とに各々印加される。相互静電容量ＣＭは、帯電端子Ｔ１と帯電端子Ｔ２との間に、その間の距離に応じて存在するようにしてよい。さらに、拘束静電容量は、損失性導電性媒体２０３に対する各々の帯電端子Ｔ１及び帯電端子Ｔ２の高さに基づき、各々の帯電端子Ｔ１及び帯電端子Ｔ２と、損失性導電性媒体２０３との間に存在するようにしてよい。
【０１３８】
誘導表面導波路プローブ２００ｆは、帯電端子Ｔ１と帯電端子Ｔ２との各々に結合された一対のリードを有するコイルＬ１ａを備えている誘導インピーダンスを備えた給電ネットワーク２０９を含んでいる。一実施形態では、コイルＬ１ａは、誘導表面導波路プローブ２００ｆの動作周波数における波長の２分の１（１／２）の電気的長さを有するように特定されている。
【０１３９】
コイルＬ１ａの電気的長さは動作周波数における波長の約２分の１（１／２）に設定するが、コイルＬ１ａは、他の値における電気的長さによって設定してもよいことを理解されたい。一実施形態によれば、コイルＬ１ａが、動作周波数において波長の約２分の１の電気的長さを有するという事実により、帯電端子Ｔ１と帯電端子Ｔ２とに最大電圧差が形成されることの利点が与えられる。それにも関わらず、コイルＬ１ａの長さ又は直径は誘導表面波モードの最適な励起を得るように、誘導表面導波路プローブ２００ｆを調整する場合に増減してもよい。コイルの長さの調整は、コイルの一方又は両方の端部に位置するタップによって提供することができる。他の実施形態では、誘導インピーダンスが、誘導表面導波路プローブ２００ｆの動作周波数における波長の１／２より著しく小さいか大きい電気的長さを有するように設定することができる。
【０１４０】
励起源２１２は、給電ネットワーク２０９に磁気結合によって結合され得る。具体的には、励起源２１２は、コイルＬ１ａに誘導的に結合したコイルＬＰに結合されている。このことは、リンク結合、タップが置かれたコイル、可変リアクタンス、又は他の結合の手法によって行うことができることが分かる。このため、コイルＬＰは、一次コイルとして作用し、コイルＬ１ａは二次コイルとして作用することが分かる。
【０１４１】
所望の誘導表面波の伝達のための誘導表面導波路プローブ２００ｆを調整するために、各々の帯電端子Ｔ１及び帯電端子Ｔ２の高さは、損失性導電性媒体２０３に対して、及び、互いに対して変更してもよい。帯電端子Ｔ１と帯電端子Ｔ２とのサイズも変更することができる。さらに、コイルＬ１ａのサイズは、巻き数を増やすか減らすこと、又は、コイルＬ１ａのいくつかの他の寸法を変更することによって変更することができる。コイルＬ１ａは、図１７に示すように、電気的長さを調整するための１つ又は複数のタップをも含み得る。帯電端子Ｔ１と帯電端子Ｔ２のいずれかに接続されたタップの位置も調整され得る。
【０１４２】
次に図１８Ａ、１８Ｂ、１８Ｃ、及び１９を参照すると、無線給電システムにおいて表面で誘導波を使用するための概略化された受信回路の例が示されている。図１８Ａと図１８Ｂ〜１８Ｃとは、線形プローブ３０３と同調共振器３０６とを各々示している。図１９は、本開示の様々な実施形態に係る磁気コイル３０９である。様々な実施形態によれば、線形プローブ３０３、同調共振器３０６、及び磁気コイル３０９の各々が、様々な実施形態に係る、損失性導電性媒体２０３の表面上の、誘導表面波の形態で伝達された電力を受信するために採用することができる。上述のように、一実施形態では、損失性導電性媒体２０３は、陸上媒体（すなわち地球）を含んでいる。
【０１４３】
特に図１８Ａを参照すると、線形プローブ３０３の出力端子３１２における開回路端子の電圧は、線形プローブ３０３の有効高さに基づいている。このため、端子点の電圧は、以下のように計算することができる。
【数９６】
0006599445.tif 000106
（９６）
ここで、Ｅｉｎｃは、ボルト毎メートルでの、線形プローブ３０３に印加された入射電場の強度であり、ｄｌは、線形プローブ３０３の方向に沿う積分要素であり、ｈeは、線形プローブ３０３の有効高さである。電気的負荷３１５は、インピーダンス整合ネットワーク３１８を通して出力端子３１２に結合されている。
【０１４４】
線形プローブ３０３が上述のように誘導表面波を受ける場合、可能性のあるケースとして、共役インピーダンス整合ネットワーク３１８を通して電気的負荷３１５に印加することができる出力端子３１２の両側の電圧が生じる。電気的負荷３１５への電力の流れを促進するために、電気的負荷３１５は、以下に記載するように、線形プローブ３０３に、実質的にインピーダンスが整合するものとする。
【０１４５】
図１８Ｂを参照すると、誘導表面波のウェーブチルトに等しい位相シフトを保持する接地電流励起コイル３０６ａは、損失性導電性媒体２０３上に位置を上げて配置した（又はつるした）帯電端子ＴＲを含んでいる。帯電端子ＴＲは、自己容量ＣＲを有している。さらに、帯電端子ＴＲと損失性導電性媒体２０３との間にも、損失性導電性媒体２０３上の帯電端子ＴＲの高さに基づき、拘束静電容量（図示せず）が存在する場合がある。拘束静電容量は、好ましくは、実際に可能である限り最小化されるものとする。しかし、このことは、すべての場合において全体的に必要ではない場合がある。
【０１４６】
同調共振器３０６ａも、位相シフトΦを有するコイルＬＲを備えた受信機ネットワークを含んでいる。コイルＬＲの一方の端部は、帯電端子ＴＲに結合しており、コイルＬＲの他方の端部は、損失性導電性媒体２０３に結合している。受信機ネットワークは、コイルＬＲを帯電端子ＴＲに結合する垂直供給線導体を含み得る。このため、コイルＬＲ（同調共振器ＬＲ−ＣＲとも呼ばれる場合がある）は、帯電端子ＣＲとコイルＬＲとが連続して配置されるように列が調整された共振器を備えている。コイルＬＲの位相遅れは、帯電端子ＴＲのサイズ及び／もしくは高さを変更すること、ならびに／又は、構造の位相ΦがウェーブチルトΨの角度にほぼ等しくなるように、コイルＬＲのサイズを調整することにより、調整され得る。垂直供給線の位相遅れも、たとえば、導電体の長さを変更することにより、調整することができる。
【０１４７】
たとえば、自己容量ＣＲによって与えられたリアクタンスは、１／ｊωＣＲとして計算される。構造３０６ａの総静電容量も、帯電端子ＴＲと損失性導電性媒体２０３との間の静電容量を含んでもよいことに留意されたい。ここで、構造３０６ａの総静電容量は、自己容量ＣＲと、任意の拘束静電容量との両方から計算できることが分かる。一実施形態によれば、帯電端子ＴＲは、あらゆる拘束静電容量を実質的に低減するか除去するように、ある高さに上げて配置することができる。拘束静電容量の存在は、すでに論じたように、帯電端子ＴＲと損失性導電性媒体２０３との間の静電容量測定から判定することができる。
【０１４８】
別個の要素のコイルＬＲによって与えられる誘導リアクタンスは、ｊωＬとして計算することができる。ここで、Ｌは、コイルＬＲの集中素子としてのインダクタンスである。コイルＬＲが分布素子である場合、その等価の端子点の誘導リアクタンスを、従来の手法によって特定することができる。構造３０６ａを同調させるために、動作周波数において表面導波路にモード整合させる目的のために、位相遅れがウェーブチルトに等しくなるように調整することになる。この条件下では、受信構造は、表面導波路と「モード整合した」と見なしてよい。構造及び／又はインピーダンス整合ネットワーク３２４周りのトランスのリンクは、電力を負荷に繋げるために、プローブと電気的負荷３２７との間に挿入することができる。インピーダンス整合ネットワーク３２４をプローブ端子３２１と電気的負荷３２７との間に挿入することは、電気的負荷３２７への最大電力の伝達のための共役整合した条件に影響し得る。
【０１４９】
動作周波数における表面電流が存在する中に置かれると、電力は、表面誘導波から電気的負荷３２７に送られる。このために、電気的負荷３２７は、磁気結合、静電容量結合、又は導電性（直接タップによる）結合により、構造３０６ａに結合することができる。結合ネットワークの要素は、集中素子であるか分布素子としてよいことが分かる。
【０１５０】
図１８Ｂに示す実施形態では、磁気結合が採用されている。ここでは、コイルＬＳが、トランス一次コイルとして作用するコイルＬＲに対する二次コイルとして配置されている。コイルＬＳは、同じコア構造周りにコイルを幾何学的に巻くこと、及び、結合した磁束を調整することにより、コイルＬＲにリンク結合することができる。さらに、受信構造３０６ａが連続同調共振器を備えているが、並列同調共振器又は、適切な位相遅れを有する分布要素共振器さえも、やはり使用することができる。
【０１５１】
電磁場に浸されている受信構造が、場からのエネルギーと結合する場合があるが、極性が整合した構造が、結合を最大化することにより、最もよく作用することが分かる。ここでは、導波モードへのプローブ結合に関する従来のルールが見られる。たとえば、ＴＥ２０（横方向電気モード）導波路プローブが、ＴＥ２０モードで励起された従来の導波路からエネルギーを抽出するのに最適である場合がある。同様に、これら場合では、モード整合し、位相整合した受信構造は、表面で誘導波からの電力を結合するために最適化され得る。損失性導電性媒体２０３の表面上の、誘導表面導波路プローブ２００によって励起された誘導表面波は、開いた導波路の導波モードと見なされ得る。導波路の損失を除き、電源のエネルギーが完全に回復され得る。有用な受信構造は、Ｅ場結合されたか、Ｈ場結合されたか、表面電流が励起される場合がある。
【０１５２】
受信構造は、受信構造の近くでの損失性導電性媒体２０３の局所的特性に基づいて、誘導表面波との結合を増大するか最大化するように調整され得る。これを達成するために、受信構造の位相遅れ（Φ）は、受信構造における表面進行波のウェーブチルトの角度（Ψ）に整合するように調整され得る。適切に構成された場合、受信構造は、複素深さｚ＝−ｄ／２における完全導電性の像基底面と共振するよう同調させることができる。
【０１５３】
たとえば、図１８Ｂの同調共振器３０６ａを備え、コイルＬＲ、及び、コイルＬＲと帯電端子ＴＲとの間に接続された垂直供給線を含む受信構造を考慮する。帯電端子ＴＲが、損失性導電性媒体２０３の上の規定の高さに位置していると、コイルＬＲ及び垂直供給線の総位相シフトΦは、同調共振器３０６ａの位置におけるウェーブチルトの角度（Ψ）に整合し得る。方程式（２２）から、ウェーブチルトが漸近的に以下となることを見て取ることができる。
【数９７】
0006599445.tif 000107
（９７）
ここで、εｒは相対誘電率を含んでおり、σ１は、受信構造の位置における損失性導電性媒体２０３の導電率であり、ε０は自由空間の誘電率である。また、ω＝２πｆであり、ここで、ｆは励起周波数である。したがって、ウェーブチルトの角度（Ψ）は、方程式（９７）から特定され得る。
【０１５４】
同調共振器３０６ａの総位相シフト（Φ＝θｃ+θｙ）は、コイルＬＲを通しての位相遅れ（θｃ）と、垂直供給線（θｙ）の位相遅れとの両方を含んでいる。垂直供給線の導体長さｌｗに沿う空間的な位相遅れは、θｙ＝βｗｌｗによって与えられ得る。ここで、βｗは、垂直供給線導体に関する伝播位相定数である。コイル（又は螺旋遅れ線）に起因する位相遅れはθｃ＝βｐｌＣであり、ｌＣは物理的長さであり、以下は伝播因子である。
【数９８】
0006599445.tif 000108
（９８）
ここで、Ｖｆは構造上の速度因子であり、λ０は供給周波数における波長であり、λｐは、速度因子Ｖｆの結果としての伝播波長である。一方又は両方の位相遅れ（θｃ+θｙ）は、位相シフトΦをウェーブチルトの角度（Ψ）に整合させるように調整され得る。たとえば、タップの位置は、総位相シフトをウェーブチルトの角度に整合させる（Φ＝Ψ）ようにコイルの位相遅れ（θｃ）を調整するために、図１８ＢのコイルＬＲ上で調整することができる。たとえば、コイルの一部分は、図１８Ｂに示すように、タップ接続によってバイパスされ得る。垂直供給線導体も、コイルＬＲにタップを介して接続され得る。タップのコイル上の位置は、総位相シフトをウェーブチルトの角度に整合させるように、調整することができる。
【０１５５】
同調共振器３０６ａの位相遅れ（Φ）が調整されると、帯電端子ＴＲのインピーダンスは、複素深さｚ＝−ｄ／２における完全導電性の像基底面に関する共振に同調するように調整され得る。このことは、コイルＬＲ及び垂直供給線の進行波位相遅れを変化させることなく、帯電端子Ｔ１の静電容量を調整することにより、達成され得る。この調整は、図９Ａ及び９Ｂに関して記載した調整に類似している。
【０１５６】
複素像平面に対する、損失性導電性媒体２０３を「見下ろす」ように見られるインピーダンスは、以下によって与えられる。
【数９９】
0006599445.tif 000109
（９９）
ここで、β０＝ω√（μ０ε０）である。地球上の垂直に偏光された供給源に関して、複素像平面の深さは以下によって与えられ得る。
【数１００】
0006599445.tif 000110
（１００）
ここで、μ１は損失性導電性媒体２０３の透磁性であり、ε１＝εｒε０である。
【０１５７】
0006599445.tif 000111
【数１０１】
0006599445.tif 000112
（１０１）
ここで、ＣＲは、帯電端子ＴＲの自己容量であり、同調共振器３０６ａの垂直供給線導体を「見上げている」ように見られるインピーダンスは、以下によって与えられる。
【数１０２】
0006599445.tif 000113
（１０２）
また、同調共振器３０６ａのコイルＬＲを「見上げている」ように見られるインピーダンスは、以下によって与えられる。
【数１０３】
0006599445.tif 000114
（１０３）
損失性導電性媒体２０３を「見下ろす」ように見られる無効分（Ｘｉｎ）を、同調共振器３０６ａを「見上げる」ように見られる無効分（Ｘｂａｓｅ）に整合させることにより、誘導表面導波モードへの結合を最大化することができる。
【０１５８】
次に図１８Ｃを参照すると、受信構造の頂部に帯電端子ＴＲを含まない同調共振器３０６ｂの例が示されている。この実施形態では、同調共振器３０６ｂは、コイルＬＲと帯電端子ＴＲとの間に結合した垂直供給線を含んでいない。したがって、同調共振器３０６ｂの総位相シフト（Φ）は、コイルＬＲを通しての位相遅れ（θｃ）のみを含んでいる。図１８Ｂの同調共振器３０６ａのように、コイルの位相遅れθｃは、方程式（９７）から特定されたウェーブチルトの角度（Ψ）に整合するように調整され得、これにより、Φ＝Ψとの結果となる。電力の抽出が表面導波モードに結合した受信構造で可能であるが、帯電端子ＴＲによって提供された可変無効負荷なしでは、誘導表面波との結合を最大化するように受信構造を調整することは困難である。
【０１５９】
図１８Ｄを参照すると、受信構造を調整して、損失性導電性媒体２０３の表面上の誘導表面導波モードに実質的にモード整合させる例を示すフローチャート１８０が示されている。１８１で始まり、受信構造が帯電端子ＴＲを含んでいる（たとえば、図１８Ｂの同調共振器３０６ａの受信構造）場合、１８４において、帯電端子ＴＲが損失性導電性媒体２０３上の規定の高さに配置される。表面誘導波が誘導表面導波路プローブ２００によって確立されているため、帯電端子ＴＲの物理的高さ（ｈｐ）は、有効高さの物理的高さより下とすることができる。物理的高さは、帯電端子ＴＲの拘束された電荷を低減するか最小化するように選択することができる（たとえば、帯電端子の球の直径の４倍）。受信構造が帯電端子ＴＲを含んでいない（たとえば、図１８Ｃの同調共振器３０６ｂの受信構造）場合、フローは１８７に進む。
【０１６０】
１８７では、受信構造の電気的位相遅れΦが、損失性導電性媒体２０３の局所的特性によって規定される複素ウェーブチルトの角度Ψに整合される。螺旋コイルの位相遅れ（θｃ）及び／又は垂直供給線の位相遅れ（θｙ）は、Φを、ウェーブチルト（Ｗ）の角度（Ψ）と等しくするように調整され得る。ウェーブチルトの角度（Ψ）は、方程式（８６）から特定され得る。電気的位相Φは、次いで、ウェーブチルトの角度に整合され得る。たとえば、電気的位相遅れΦ＝θｃ+θｙは、コイルＬＲの幾何学的パラメータ及び／又は垂直供給線導体の長さ（又は高さ）を変化させることにより調整することができる。
【０１６１】
次に１９０において、帯電端子ＴＲの負荷インピーダンスが、同調共振器３０６ａの等価の像平面モデルを共振させるように同調し得る。導電性の像基底面１３９（図９Ａ）の受信構造の下の深さ（ｄ／２）は、方程式（１００）、及び、局所的に測定され得る、受信構造における損失性導電性媒体２０３（たとえば地球）の値を使用して特定され得る。その複素深さを使用して、像基底面１３９と、又は損失性導電性媒体２０３の物理的境界１３６（図９Ａ）との間の位相シフト（θｄ）は、θｄ＝β０ｄ／２を使用して特定され得る。損失性導電性媒体２０３を「見下ろす」ように見られるインピーダンス（Ｚｉｎ）は、次いで、方程式（９９）を使用して特定され得る。この共振関係は、誘導表面波との結合を最大化するように考慮され得る。
【０１６２】
コイルＬＲの調整されたパラメータ及び垂直供給導体の長さに基づき、コイルＬＲ及び垂直供給線の速度因子、位相遅れ、及び、インピーダンスが特定され得る。さらに、帯電端子ＴＲの自己容量（ＣＲ）は、たとえば方程式（２４）を使用して特定され得る。コイルＬＲの伝播因子（βｐ）は、方程式（９８）を使用して特定され得、垂直供給線のための伝播位相定数（βｗ）は、方程式（４９）を使用して特定され得る。コイルＬＲ及び垂直供給線の自己容量及び特定された値を使用して、コイルＬＲを「見上げる」ように見られる同調共振器３０６ａのインピーダンス（Ｚｂａｓｅ）は、方程式（１０１）、（１０２）、及び（１０３）を使用して特定され得る。
【０１６３】
図９Ａの等価の像平面モデルも、図１８Ｂの同調共振器３０６ａに適用される。同調共振器３０６ａは、Ｚｂａｓｅの共振要素Ｘｂａｓｅが、ＺｉｎのＸｉｎの共振要素をキャンセルする、すなわち、Ｘｂａｓｅ+Ｘｉｎ＝０であるように、帯電端子ＴＲの負荷インピーダンスＺＲを調整することにより、複素像平面に関して共振するように同調され得る。したがって、同調共振器３０６ａのコイルを「見上げる」物理的境界１３６（図９Ａ）におけるインピーダンスは、損失性導電性媒体２０３内を「見下ろす」物理的境界１３６におけるインピーダンスの共役である。負荷インピーダンスＺＲは、帯電端子ＴＲによって見られる電気的位相遅れΦ＝θｃ+θｙを変化させることなく、帯電端子ＴＲの静電容量（ＣＲ）を変化させることにより、調整され得る。導電性の像基底面１３９に対する等価の像平面モデルの共振のために、負荷インピーダンスＺＲを同調させるため反復法を採用してもよい。この方式で、電場の、損失性導電性媒体２０３（たとえば、地球）の表面に沿っての誘導表面導波モードへの結合が向上されるか最大化され得る。
【０１６４】
図１９を参照すると、磁気コイル３０９は、インピーダンス整合ネットワーク３３３を通して電気的負荷３３６に結合された受信回路を備えている。誘導表面波からの電力の受信及び／又は抽出を促進するために、磁気コイル３０９は、誘導表面波の磁束Ｈψが磁気コイル３０９を通過し、それにより、磁気コイル３０９内に電流を誘導し、その出力端子３３０において端子点電圧を生成するように、配置してもよい。単一巻き数のコイルに結合された誘導表面波の磁束は、以下によって示されている。
【数１０４】
0006599445.tif 000115
（１０４）
0006599445.tif 000116
磁気コイル３０９の断面エリアにわたって一様な入射磁界との最大の結合に適合したＮ巻の磁気コイル３０９に関して、磁気コイル３０９の出力端子３３０において表れる開回路に誘導された電圧は、以下のようになる。
【数１０５】
0006599445.tif 000117
（１０５）
ここで、変数は上述のように規定される。磁気コイル３０９は、可能性のあるケースとして、誘導表面波の周波数に、分配共振器として、又は、その出力端子３３０の両側のコンデンサと、同調され得、次いで、共役インピーダンス整合ネットワーク３３３を通して外部の電気的負荷３３６とインピーダンスが整合する。
【０１６５】
磁気コイル３０９及び電気的負荷３３６によって与えられる、結果として得られる回路は、適切に調整され、インピーダンス整合ネットワーク３３３を介して共役インピーダンスが整合されると推定すると、磁気コイル３０９内に誘導された電流が、電気的負荷３３６に最適に給電するように採用することができる。磁気コイル３０９によって与えられた受信回路は、物理的に接地されている必要がないという利点を有している。
【０１６６】
図１８Ａ、１８Ｂ、１８Ｃ、及び１９を参照すると、線形プローブ３０３、モード整合構造３０６、及び磁気コイル３０９によって与えられた各受信回路は、各々が、上述の誘導表面導波路プローブ２００の実施形態のいずれか１つから伝達される電力の受信を促進する。このため、受信されたエネルギーは、電気的負荷３１５／３２７／３３６を、共役整合ネットワークを介して給電するために使用できることが分かる。このことは、放射電磁場の形態で伝達された、受信機で受信される場合がある信号と相反している。そのような信号は、かなり低い有効電力を有し、そのような信号の受信機は、伝達器をロードしない。
【０１６７】
線形プローブ３０３、モード整合構造３０６、及び磁気コイル３０９によって与えられた各受信回路が、誘導表面導波路プローブ２００に適用された励起源２１２（たとえば、図３、１２、及び１６）をロードし、それにより、そのような受信回路が受ける誘導表面波を生成することも、上述の誘導表面導波路プローブ２００を使用して生成された本誘導表面波の特性である。このことは、上述の所与の誘導表面導波路プローブ２００によって生成される誘導表面波が伝達線モードを含むという事実を反映している。比較として、放射電磁波を生成する放射アンテナを駆動させる動力源は、採用される受信機の数に関わらず、受信機によってはロードされていない。
【０１６８】
したがって、１つもしくは複数の誘導表面導波路プローブ２００及び１つもしくは複数の線形プローブ３０３の形態の受信回路、同調されたモード整合構造３０６、ならびに／又は、磁気コイル３０９は、ともに、無線分配システムを形成することができる。上に説明した誘導表面導波路プローブ２００を使用した誘導表面波の伝達距離が周波数に基づく場合、無線電力分配が広いエリアにわたって、地球規模でさえ達成され得ることが可能である。
【０１６９】
従来の無線電力伝達／分配システムは今日、放射場、及び、誘導性又は無効近接場に結合したセンサからの「エネルギーハーベスティング」を含み、広く研究されている。対照的に、本無線給電システムは、妨げられていなければ永遠に失われる、放射の形態の電力を浪費しない。本件に開示された無線給電システムが、従来の相互リアクタンスに結合した近接場システムのように、極めて狭い範囲に限定されることもない。本明細書に開示の無線給電システムは、新規の表面誘導伝達線モードにプローブ結合し、このことは、導波路によって電力を負荷に送ること、又は、遠方の発電機に直接線で繋げられた負荷に電力を送ることと等価である。伝達場の強度を維持するのに必要な電力と、表面導波路内で消散する電力（極めて低い周波数においては、６０Ｈｚにおける従来の高電圧電力線の伝達損失に比べて重要ではないため）を考慮しないことで、発電機の電力はすべて、所望の電気的負荷のみに行く。電気的負荷の要請が切断された場合、供給源の発電機は相対的にアイドリング状態になる。
【０１７０】
次に図２０Ａ〜２０Ｅを参照すると、以下の議論に関連して使用される、様々な概略的シンボルの例が示されている。図２０Ａを特に参照すると、誘導表面導波路プローブ２００ａ、２００ｂ、２００ｃ、２００ｅ、２００ｄ、もしくは２００ｆのいずれか１つ、又はそれらの任意の変形形態を示すシンボルが示されている。以下の図面及び議論では、このシンボルの表示は、誘導表面導波路プローブＰと呼ばれる。以下の議論の単純化のために、誘導表面導波路プローブＰに対するあらゆる参照は、誘導表面導波路プローブ２００ａ、２００ｂ、２００ｃ、２００ｅ、２００ｄ、もしくは２００ｆのいずれか１つ、又はそれらの変形形態に対する参照である。
【０１７１】
同様に、図２０Ｂを参照すると、線形プローブ３０３（図１８Ａ）、同調共振器３０６（図１８Ｂ〜１８Ｃ）、又は磁気コイル３０９（図１９）のいずれか１つを含む場合がある誘導表面波受信構造体を示すシンボルが記載されている。以下の図面及び議論では、このシンボルの表示は、誘導表面波受信構造体Ｒと呼ばれる。以下の議論の単純化のために、誘導表面波受信構造体Ｒに対するあらゆる参照は、線形プローブ３０３、同調共振器３０６、もしくは磁気コイル３０９のいずれか１つ、又はそれらの変形形態に対する参照である。
【０１７２】
さらに、図２０Ｃを参照すると、線形プローブ３０３（図１８Ａ）を特に示すシンボルが示されている。以下の図面及び議論では、このシンボルの表示は、誘導表面波受信構造体ＲＰと呼ばれる。以下の議論の単純化のために、誘導表面波受信構造体ＲＰに対するあらゆる参照は、線形プローブ３０３又はその変形形態に対する参照である。
【０１７３】
さらに、図２０Ｄを参照すると、同調共振器３０６（図１８Ｂ〜１８Ｃ）を特に示すシンボルが示されている。以下の図面及び議論では、このシンボルの表示は、誘導表面波受信構造体ＲＲと呼ばれる。以下の議論の単純化のために、誘導表面波受信構造体ＲＲに対するあらゆる参照は、同調共振器３０６又はその変形形態に対する参照である。
【０１７４】
さらに、図２０Ｅを参照すると、磁気コイル３０９（図１９）を特に示すシンボルが示されている。以下の図面及び議論では、このシンボルの表示は、誘導表面波受信構造体ＲＭと呼ばれる。以下の議論の単純化のために、誘導表面波受信構造体ＲＭに対するあらゆる参照は、磁気コイル３０９又はその変形形態に対する参照である。
【０１７５】
図２１を参照すると、損失性導電性媒体２０３によって与えられた面に対してほぼ直角である垂直軸Ｚに沿って配置された、上方の帯電端子Ｔ１（たとえば、高さｈＴにおける球）と、下方の補償端子Ｔ２（たとえば、高さｈｄのディスク）を含む誘導表面導波路プローブＰ、２１００の例の図解が示されている。誘導表面導波路プローブ２１００の本実施形態は、復調器２１１０及びフィルタ２１２０部品の追加的構成要素と共に図１４の導波路プローブとの類似点を共有する。誘導表面導波路プローブ２１００は、本開示の様々な実施形態を説明するために例として示されているが、本明細書に記載された誘導表面導波路プローブの他の実施形態が使用されてもよいことを理解されたい。
【０１７６】
動作時には、電荷Ｑ１と電荷Ｑ２とが、その瞬間において端子Ｔ１と端子Ｔ２とに印加される電圧に応じて、帯電端子Ｔ１と補償端子Ｔ２とにそれぞれ印加される。
【０１７７】
ＡＣ源２１２は、誘導表面導波路プローブ２００ｄに、たとえば螺旋コイルなどのコイル２１５を備えた給電ネットワーク２０９を通して結合した、帯電端子Ｔ１のための励起源として作用する。ＡＣ源２１２は、タップ２２７を介してコイル２１５の下側部分に接続することができ、図１４に示すように、一次コイルを介してコイル２１５に誘導的に結合される。コイル２１５は、第１の端部で接地杭２１８に結合、第２の端部において帯電端子Ｔ１に結合される。いくつかの実施態様では、帯電端子Ｔ１への接続は、コイル２１５の第２の端部において、タップ２２４を使用して調整される。補償端子Ｔ２は、損失性導電性媒体２０３（たとえば、接地すなわち地球）上に、損失性導電性媒体２０３とほぼ水平に配置され、コイル２１５に結合したタップ２３３を通して給電される。コイル２１５と接地杭２１８との間に位置する電流計２３６は、誘導表面導波路プローブのベースにおける電流の大きさ（Ｉｏ）の表示を提供するのに使用される。
【０１７８】
この測定は、誘導表面導波路プローブ２１００を調整する際の因子であってもよく、以下に説明するように、受信回路によって埋め込まれたデータを検出するためであってもよい。フィルタ２１２０は、電流計２３６に結合されて、検出電流にフィルタを適用してもよい。たとえば受信回路は、所定の周波数以上で制御負荷を変調することによりデータを埋め込む場合、フィルタ２１２０は、所定の周波数より低い検出電流をフィルタリングするローパスフィルタを含んでいてもよい。
【０１７９】
復調器２１１０は、電流計２３６に結合され、電流に埋め込まれた変調をデータに変換してもよい。示されるように、復調器２１１０は、フィルタ２１２０を介して電流計２３６に結合されてもよい。復調器２１１０は、さらに直接電流計２３６に結合されるか、又は他の中間部品を介して電流計２３６に結合されてもよい。復調器２１１０は、元の埋め込みデータ信号を得るために、受信回路によって埋め込まれたデータに対して適用された変調方式に対応した復調方式を適用するように構成される。
【０１８０】
次に図２２Ａ、２２Ｂ、及び２２Ｃを参照すると、様々な実施形態における誘導表面導波路給電システムにおいて、誘導表面波を使用するための概略化された受信回路の例が示されている。これらの図に示される受信回路は、追加の構成要素であるｃｏｍスイッチを含んで、図１８Ａ、１８Ｂ及び１９の受信回路との類似点を共有する。
【０１８１】
図２２Ａ及び２２Ｂは、線形プローブ３０３及び同調共振器３０６を含んでいる。図２３は、本開示の様々な実施形態による磁気コイル３０９である。様々な実施形態によれば、線形プローブ３０３、同調共振器３０６、及び磁気コイル３０９の各々が、様々な実施形態に係る、損失性導電性媒体２０３（図２１）の表面上の、誘導表面波の形態で伝達された電力を受信するために採用されてもよい。上述したように、一実施形態では、損失性導電性媒体２０３は、陸上媒体を含む。電気的負荷３１５は、インピーダンス整合ネットワーク３１８（たとえば、電圧レギュレータ）を通して出力端子３１２に結合されている。
【０１８２】
線形プローブ３０３が上述のように誘導表面波を受ける場合、可能性のあるケースとして、インピーダンス整合ネットワーク３１８を通して電気的負荷３１５に印加されてもよい電圧が、出力端子３１２の両側に生じる。電気的負荷３１５への電力の流れを促進するために、インピーダンス整合ネットワーク３１８は、以下に説明するように、電気的負荷３１５と線形プローブ３０３との間にインピーダンス整合を提供する。
【０１８３】
さらに、可変制御負荷Ｚｃは、電気的負荷３１５に並列に結合されている。ｃｏｍスイッチ２２１０は、たとえば、手動制御スイッチ、固体デバイス、コンピューティングデバイスによって制御されるスイッチ、又は回路スイッチを開閉するように構成された他の装置を含んでいてもよい。本実施形態では、ｃｏｍスイッチ２２１０が閉じている場合、可変制御負荷Ｚｃの合成インピーダンスはＺ１とＺ２を合わせたインピーダンスであり、ｃｏｍスイッチ２２１０が開いている場合は、Ｚ１のインピーダンスのみである。開いた状態と閉じた状態の間でｃｏｍスイッチ２２１０を変調することによって、可変制御負荷Ｚｃと電気負荷３１５によって示される総負荷は、可変制御負荷Ｚｃの変動するインピーダンスにより調節される。代替的実施形態では、同調共振器３０６に結合された総負荷が、電気的負荷３１５のみ（ｃｏｍスイッチはインピーダンスＺ１を通る経路を開いたままにする）と、電気的負荷３１５に並列であるインピーダンスＺ２との間で変化するよう、インピーダンスＺ１を省略してもよい。電気的負荷３１５と並列であるインピーダンスを変化させることによって、ｃｏｍスイッチは、線形プローブ３０３に結合された総電気的負荷を変調する。さらに、理解できるように、負荷を変調する多くの他の方法があってもよい。
【０１８４】
別の実施形態では、電気負荷３１５は、回路の一部でなくてもよい。このような場合は、可変制御負荷Ｚｃは、インピーダンス整合ネットワーク３１８に結合された唯一の負荷である。
【０１８５】
図２２Ｂを参照すると、同調共振器３０６は、損失性導電性媒体２０３の上方に配置される帯電端子ＴＲを含む。帯電端子ＴＲは、自己容量ＣＲを有する。また、損失性導電性媒体２０３の上方の帯電端子ＴＲの高さに応じて、帯電端子ＴＲと損失性導電性媒体２０３との間の拘束静電容量（図示せず）がさらにあってもよい。拘束静電容量は、好ましくは可能な限り最小化されるべきであるが、多相導波路プローブのすべての例において完全に必要でなくてもよい。
【０１８６】
同調共振器３０６は、さらにコイルＬＲを含む。コイルＬＲの片端が帯電端子ＴＲに結合され、コイルＬＲの他端は損失性導電性媒体２０３に結合される。このため、同調共振器３０６（同調共振器ＬＲ−ＣＲとも呼ばれる場合がある）は、帯電端子ＣＲとコイルＬＲとが直列配置される直列同調共振器を備えている。同調共振器３０６は、帯電端子ＴＲのサイズ及び／もしくは高さを変更すること、ならびに／又は、構造のリアクタンス性インピーダンスが実質的に除去されるように、コイルＬＲのサイズを調整することにより、同調される。
【０１８７】
たとえば、自己容量ＣＲによって示されるリアクタンスは、１／ｊωＣＲである。同調共振器３０６の総静電容量も、帯電端子ＴＲと損失性導電性媒体２０３との間の静電容量を含む場合があることに留意されたい。ここで、同調共振器３０６の総静電容量は、理解できるように、自己容量ＣＲと、任意の拘束静電容量との両方から計算される場合がある。一実施形態によれば、帯電端子ＴＲは、あらゆる拘束静電容量を実質的に低減するか除去するように、ある高さに上昇される場合がある。拘束静電容量の存在は、帯電端子ＴＲと損失性導電性媒体２０３との間の静電容量測定から判断される場合がある。
【０１８８】
別個の要素のコイルＬＲによって与えられる誘導リアクタンスは、ｊωＬとして計算される場合がある。ここで、Ｌは、コイルＬＲのまとまった要素のインダクタンスである。コイルＬＲが分配された要素である場合、その等価の端子ポイントの誘導リアクタンスが、従来の手法によって判断される場合がある。同調共振器３０６を同調させるために、コイルＬＲによって示される誘導リアクタンスは、同調共振器３０６によって示される静電容量リアクタンスと等しくなるように調整し、その結果、結果として得られる同調共振器３０６の正味のリアクタンスが動作周波数において実質的にゼロになる。電気的負荷３２７への金言電力の伝達のための共役整合した条件に影響を与えるために、インピーダンス整合ネットワーク３２４（すなわち電圧レギュレータ）をプローブ端子３２１と電気的負荷３２７との間に挿入してもよい。さらに、コイルＬＲは、帯電端子ＴＲと損失性導電性媒体２０３との間に結合された、結果として得られた受信機ネットワークが、入射する誘導表面波に関連付けられたウェーブチルト角（Ψ）と一致する位相遅れ（Φ）を有するように調整され、ウェーブチルト角（Ψ）は、上述したように同調共振器３０６の近傍の損失性導電性媒体２０３の特性に少なくとも部分的に基づいている。
【０１８９】
上述したように同調共振器３０６の周波数で生成された誘導表面波の存在する中に置かれると、最大電力は、誘導表面波から電気的負荷３２７に送られる。つまり、一旦共役インピーダンス整合が同調共振器３０６と電気的負荷３２７との間で確立されると、電力が構造から電気的負荷３２７に送られる。このため、電気的負荷３２７は、磁気結合、静電容量結合、又は導電性（直接タップによる）結合により、同調共振器３０６に結合される場合がある。結合ネットワークの要素は、理解できるように、集まった要素であるか分配された要素である場合がある。図２２Ｂに示す実施形態では、磁気結合が採用されている。ここでは、コイルＬＳが、トランス一次コイルとして作用するコイルＬＲに対する二次コイルとして配置されている。コイルＬＳは、理解できるように、同じコア構造周りにコイルを幾何学的に巻くこと、及び、結合した磁気フラックスを調整することにより、コイルＬＲにリンク結合している場合がある。さらに、同調共振器３０６が直列同調共振器を備えているが、並列同調共振器又は、適切な位相遅れの要素が分配された共振器さえも、やはり使用される場合がある。
【０１９０】
ｃｏｍスイッチ２２２０は、電気負荷３２７及びインピーダンス整合ネットワーク３２４と並列に結合される。ｃｏｍスイッチ２２２０は、たとえば、手動制御スイッチ、固体デバイス、コンピューティングデバイスによって制御されるスイッチ、又は回路スイッチを開閉するように構成された他の装置を含んでいてもよい。したがって、この非制限的な例では、インピーダンス整合ネットワーク３２４と電気負荷３２７を接続する回路は、並列に接続された抵抗器Ｒ１及び抵抗器Ｒ２を備える可変制御負荷Ｚｃを含む。本実施形態では、ｃｏｍスイッチ２２２０が閉じている場合、回路の合成インピーダンスは、Ｒ１とＲ２を合わせた合成抵抗であり、ｃｏｍスイッチ２２２０が開いている場合は、Ｒ１の抵抗のみである。開いた状態と閉じた状態の間でｃｏｍスイッチ２２２０を変調することによって、可変制御負荷Ｚｃと電気負荷３２７によって示される総負荷は、可変制御負荷Ｚｃの変動するインピーダンスにより調節される。代替的実施形態では、同調共振器３０６に結合された総負荷が、電気的負荷３２７のみ（ｃｏｍスイッチは抵抗器Ｒ１を通る経路を開いたままにする）と、電気的負荷３１５に並列である抵抗器Ｒ２との間で変化するように抵抗器Ｒ１を省略してもよい。電気的負荷３１５と並列である抵抗を変化させることによって、ｃｏｍスイッチは、線形プローブ３０３に結合された最終の総電気的負荷を変調する。さらに、理解できるように、負荷を変調する多くの他の方法があってもよい。
【０１９１】
別の実施形態では、電気負荷３２７は、回路の一部でなくてもよい。このような場合は、可変制御負荷Ｚｃは、インピーダンス整合ネットワーク３２４に結合された唯一の負荷である。
【０１９２】
図２３を参照すると、磁気コイル３０９は、インピーダンス整合ネットワーク３３３を通して電気的負荷３３６に結合された受信回路を備えている。誘導表面波からの電力の受信及び／又は抽出を促進するために、磁気コイル３０９は、誘導表面波の磁気フラックスＨφが磁気コイル３０９を通過し、それにより、磁気コイル３０９内に電流を誘導し、その出力端子３３０において端子ポイント電圧を生成するように、配置されてもよい。
【０１９３】
磁気コイル３０９と電気的負荷３３６により示される結果として得られる回路が適正に調整され、共役インピーダンス整合されていると仮定すると、インピーダンス整合ネットワーク３３３を介して、磁気コイル３０９に誘導された電流は、電気的負荷３３６に電源を最適に供給されてもよい。磁気コイル３０９によって与えられた受信回路は、物理的に接地に接続されている必要がないという利点を提供している。
【０１９４】
ｃｏｍスイッチ２３１０は、インピーダンス整合ネットワーク３３３及び電気負荷３３６と並列に結合される。ｃｏｍスイッチ２３１０は、たとえば、手動制御スイッチ、固体デバイス、コンピューティングデバイスによって制御されるスイッチ、又は回路スイッチを開閉するように構成された他の装置を含んでいてもよい。示されているように、インピーダンス整合ネットワーク３３３と電気負荷３３６を接続する回路は、並列に接続された抵抗器Ｒ１及び抵抗器Ｒ２の形態でインピーダンスの可変制御負荷Ｚｃを含んでいてもよい。本実施形態では、ｃｏｍスイッチ２３１０が閉じている場合、可変制御負荷Ｚｃの合成インピーダンスは、Ｒ１とＲ２を合わせた合成抵抗であり、ｃｏｍスイッチ２３１０が開いている場合は、Ｒ１の抵抗のみである。開いた状態と閉じた状態の間でｃｏｍスイッチ２３１０を変調することによって、可変制御負荷Ｚｃと電気負荷３３６を備えることによって示される総負荷は、制御負荷Ｚｃの変動するインピーダンスに応じて調節される。代替的実施形態では、磁気コイル３０９に結合された総負荷が、電気的負荷３３６のみ（ｃｏｍスイッチは抵抗器Ｒ１を通る経路を開いたままにする）と、電気的負荷３３６に並列である抵抗器Ｒ２との間で変化するように抵抗器Ｒ１を省略してもよい。電気的負荷３３６と並列である抵抗を変化させることによって、ｃｏｍスイッチ２３１０は、線形プローブ３０３に結合された最終の総電気的負荷を変調する。さらに、理解できるように、負荷を変調する多くの他の方法があってもよい。
【０１９５】
別の実施形態では、電気負荷３３６は、回路の一部でなくてもよい。このような場合は、可変制御負荷Ｚｃは、インピーダンス整合ネットワーク３２４に結合された唯一の負荷である。
【０１９６】
図２２Ａ、２２Ｂ及び２３を参照すると、線形プローブ３０３、同調共振器３０６、及び磁気コイル３０９によって与えられた誘導表面波受信構造体は、各々が、上述の誘導表面導波路プローブＰの実施形態のいずれか１つから伝達される電力の受信を促進する。このため、受信されたエネルギーは、電気的負荷３１５、３２７又は３３６を給電するために使用される場合がある。このことは、放射された電磁場の形態で伝達された、誘導表面波受信構造体で受信される場合がある信号と相反している。そのような信号は、かなり低い有効電力を有し、そのような信号の誘導表面波受信構造体は、伝達器に負荷を与えない。
【０１９７】
線形プローブ３０３、同調共振器３０６ならびにｃｏｍスイッチ２２１０、２２２０又は２３１０を用いる磁気コイル３０９によって与えられた各誘導表面波受信構造体によって得られた負荷を変調することによって、電流中の対応する変化が、誘導表面導波路プローブ２１００（図２１）の電流計２３６（図２１）によって検出されてもよい。
【０１９８】
たとえば、データはバイナリデータとして符号化されてもよく、これは次に符号化技術によって規定されたシンボルに変換されてもよい。シンボルは各々、振幅状態、周波数状態、位相状態又は他の状態のような異なる電流状態に対応している。ｃｏｍスイッチ２２１０、２２２０又は２３１０は、電気負荷３１５、３２７又は３３６を変調して、シンボルのサンプリングに応じた電流状態をもたらす場合がある。電流計２３６は、次に埋め込まれたシンボルを得るために検出電流をサンプリングし、シンボルを再び取り込む。理解できるように、電気負荷３１５、３２７又は３３６を変調して変調信号を埋め込むのに他の手法を用いてもよい。
【０１９９】
図２４Ａ〜２４Ｃに移り、様々な実施形態による、線形プローブ３０３（図２２Ａ）、同調共振器３０６（図２２Ｂ）又は磁気コイル３０９（図２３）などの誘導表面受信構造体に通信可能に接続された誘導表面導波路プローブ２１００（図２１）の電流計２３６（図２１）によって観測された変調電流の例示的なグラフが示されている。図２４Ａでは、たとえば誘導表面波受信構造体例は、上述したように、電気的負荷３１５、３２７又は３３６（図２２Ａ、２２Ｂ又は２３）、及び並列抵抗器Ｒ１とＲ２との間にｃｏｍスイッチ２２１０、２２２０又は２３１０（図２２Ａ、２２Ｂ又は２３）を有する制御負荷Ｚｃによって示される総負荷を有する回路を実現する。したがって、ｃｏｍスイッチ２２１０、２２２０又は２３１０が接続状態と切断状態との間で移行すると、電流計２３６で観測される電流は、電流レベルＣ１とＣ２を交互に繰り返す。
【０２００】
図２４Ｂでは、たとえば誘導表面波受信構造体例は、電気負荷３１５、３２７又は３３６、及び単一の抵抗器Ｒ１に直列に接続されたｃｏｍスイッチ２２１０、２２２０又は２３１０を有する制御負荷Ｚｃによって示される総負荷を有する回路を実現する。したがって、ｃｏｍスイッチ２２１０、２２２０又は２３１０が接続状態と切断状態との間で移行すると、電流計２３６で観測される電流は、閉回路を示す電流レベルＣ１と開回路を示す電流なしを交互に繰り返す。図２４Ａ及び図２４Ｂで説明した実施形態によると、電流計２３６によって検出された電流はサンプリングされてもよく、埋め込まれたシンボルは電流の包絡線を観測又は処理することにより検出されてもよい。シンボルは次いで復調器２１１０によって、埋め込みデータに変換される。
【０２０１】
図２４Ｃでは、たとえば誘導表面波受信構造体例は、電気負荷３１５、３２７又は３３６、及び単一の抵抗器Ｒ１に直列に接続されたｃｏｍスイッチ２２１０、２２２０又は２３１０を有する制御負荷Ｚｃによって示される総負荷を有する回路を実現する。したがって、ｃｏｍスイッチ２２１０、２２２０又は２３１０が接続状態と切断状態との間で移行すると、電流計２３６で観測される電流は、閉回路を示す電流Ｃ１と開回路を示す電流なしを交互に繰り返す。図２４Ａ〜２４Ｃで説明した実施形態によると、電流計２３６によって検出された電流はサンプリングされてもよく、埋め込まれたシンボルは電流の包絡線を観測又は処理することにより検出されてもよい。例示的な実施例では、電流計２３６により検知された電流の位相レベルＰ１、Ｐ２及びＰ３は、図２４Ｃに示されるように、埋め込まれた信号を判断するために処理されてもよい。シンボルは次いで復調器２１１０によって、埋め込みデータに変換される。
【０２０２】
次に図２５を参照すると、様々な実施形態による誘導表面波受信構造体及び関連する回路の一部の動作の一例を提供するフローチャートが示される。ボックス２５０３で開始して、誘導表面波受信構造体３０３、３０６又は３０９を使用して、誘導表面波の形態で電気エネルギーが受信される。次に、ボックス２５０５で、電気エネルギーが、誘導表面波受信構造体３０３、３０６又は３０９に結合された電気的負荷に供給される。ボックス２５０７で、データ信号に基づいて、制御負荷回路（たとえば、可変インピーダンス制御負荷Ｚｃに結合されたｃｏｍスイッチ２２１０、２２２０又は２３１０）を介して、誘導表面波受信構造体３０３、３０６又は３０９に結合された総負荷が変調又は変更される。ここで総負荷は、電気的負荷３１５、３２７又は３３６及び可変制御負荷Ｚｃによって示される。あるいは、電気的負荷３１５、３２７又は３３６がそれぞれの回路に存在しない場合は、可変制御負荷Ｚｃは、それぞれの誘導表面波受信構造体３０３、３０６又は３０９に結合された全負荷を含む。これに対応して、ボックス２５０９で、誘導表面導波路プローブＰで、誘導表面波を生成する誘導表面導波路プローブＰの電流における変調を検出することができる。次に、ボックス２５１１で、データ信号の少なくとも一部に対応する誘導表面導波路プローブＰでの電流に埋め込まれたシンボル又は値を判断することができる。一実施形態によると、異なる電流レベル（Ｃ１又はＣ２）は、２進数字（０又は１）に対応してもよい。他の実施形態では、変調された信号の異なる位相レベル又は周波数レベルは、異なる２進数字に対応してもよい。したがって、信号からデータを得ることができる。
【０２０３】
本開示の上述の実施形態は、単に、本開示の原理の明確な理解のための、説明された実施態様の可能性のある例であることが強調されるものとする。多くの変形及び変更が、実質的に本開示の精神及び原理から逸脱することなく、上述の実施形態（複数の場合もある）に行われる場合がある。そのような変更及び変形はすべて、本明細書において、本開示の範囲内に含まれ、添付の特許請求の範囲によって保護されることが意図されている。さらに、すべての任意選択的及び好ましい、記載の実施形態及び従属請求項の特徴及び変更は、本明細書に教示された開示のすべての態様において使用可能である。さらに、従属請求項の個別の特徴、ならびに、すべての任意選択的及び好ましい、記載の実施形態の特徴及び変更は、相互に組み合わせることが可能であるか、取り換えることが可能である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５Ａ】
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【図５Ｂ】
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【図６】
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【図７】
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【図８Ａ】
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【図８Ｂ】
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【図８Ｃ】
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【図９Ａ】
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【図９Ｂ】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５Ａ】
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【図１５Ｂ】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８Ａ】
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【図１８Ｂ】
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【図１８Ｃ】
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【図１８Ｄ】
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【図１９】
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【図２０Ａ】
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【図２０Ｂ】
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【図２０Ｃ】
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【図２０Ｄ】
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【図２０Ｅ】
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【図２１】
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【図２２Ａ】
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【図２２Ｂ】
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【図２３】
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【図２４Ａ】
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【図２４Ｂ】
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【図２４Ｃ】
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【図２５】
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