(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ｕ相ホールセンサ、Ｖ相ホールセンサおよびＷ相ホールセンサと、を有するブラシレスモータと、外部から取得された指令電圧に基づいて前記ブラシレスモータを矩形波駆動又は正弦波駆動のいずれかで制御させる制御部と、ゲートドライバと、インバータとを備えるモータ駆動装置であって、
前記制御部は、
前記指令電圧に基づき、前記矩形波駆動であるか否かを判定し、
前記矩形波駆動である場合は、前記指令電圧とモータ電圧とが等しくなるようにＰＷＭ  Ｄｕｔｙレジスタを設定し、
前記矩形波駆動でない場合は、ＰＷＭ  Ｄｕｔｙ算出による座標変換によってＰＷＭ  Ｄｕｔｙレジスタを設定し、
前記ＰＷＭ  Ｄｕｔｙレジスタが有するモータ電圧を基にＰＷＭ信号を前記ゲートドライバに出力させる、
ことを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項２】
前記制御部は、前記所定の電気角を、前記ホールセンサのエッジ間隔時間である電気角６０度回転時間を所定の数で除算することにより算出し、前記電気角６０度回転時間から前記所定の電気角が経過する毎に前記ＰＷＭ信号を変化させる、
ことを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。
【請求項３】
前記制御部は、前記ＰＷＭ信号の生成に用いる三角関数の値を記憶するテーブルを有する、
ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のモータ駆動装置。
【請求項４】
前記制御部は、
前記所定の電気角を、前記所定の電気角で算出される制御次数成分が、前記ブラシレスモータの共振周波数と一致しないように設定する、
ことを特徴とする請求項１から請求項３いずれか一項に記載のモータ駆動装置。
【請求項５】
Ｕ相ホールセンサ、Ｖ相ホールセンサおよびＷ相ホールセンサと、を有するブラシレスモータと、外部から取得された指令電圧に基づいて前記ブラシレスモータを矩形波駆動又は正弦波駆動のいずれかで制御させる制御部と、ゲートドライバと、インバータとを備えるモータ駆動装置の制御方法であって、
前記制御部は、
前記指令電圧に基づき、前記矩形波駆動であるか否かを判定し、
前記矩形波駆動である場合は、前記指令電圧とモータ電圧とが等しくなるようにＰＷＭ  Ｄｕｔｙレジスタを設定する工程と、
前記矩形波駆動でない場合は、ＰＷＭ  Ｄｕｔｙ算出による座標変換によってＰＷＭ  Ｄｕｔｙレジスタを設定する工程と、
前記ＰＷＭ  Ｄｕｔｙレジスタが有するモータ電圧を基にＰＷＭ信号を前記ゲートドライバに出力させる工程と、
を備えることを特徴とするモータ駆動装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ駆動装置及びモータ駆動装置の制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
モータのステータコイル電圧を正弦波状に変化させる正弦波駆動は、矩形波状に変化させる矩形波駆動よりも低騒音、低振動である。正弦波駆動を行うためには高価な絶対角度センサ（レゾルバ等）が必要となる。絶対角度センサを使用しない場合、例えばホールセンサを使用する場合は、ホールセンサの出力間隔を一定時間経過（レゾルバの出力値を読み込むサンプリングタイミングに相当する時間）毎に、ロータ位置を推定して通電タイミングを切り替えることにより、精度は低下するが正弦波駆動を行うことができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開平９−１２１５８３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかし、この場合、設定した時間からロータ位置を推定する計算が複雑になり、処理負荷が増加してしまうという問題がある。また、ロータ位置推定の計算誤差が大きくなってしまうという問題がある。また、誤差を小さくするために、高分解能のマップデータ（ＳＩＮ、ＣＯＳ等）を保持しようとすると、使用するメモリ容量が増加してしまうという問題がある。
【０００５】
本発明は、上記の事情を考慮してなされたものであり、ロータ位置を推定する計算における処理負荷の増加を抑制できるモータ駆動装置及びモータ駆動装置の制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決するため、実施形態のモータ駆動装置は、Ｕ相ホールセンサ、Ｖ相ホールセンサおよびＷ相ホールセンサと、を有するブラシレスモータと、外部から取得された指令電圧に基づいて前記ブラシレスモータを矩形波駆動又は正弦波駆動のいずれかで制御させる制御部と、ゲートドライバと、インバータとを備えるモータ駆動装置であって、前記制御部は、前記指令電圧に基づき、前記矩形波駆動であるか否かを判定し、前記矩形波駆動である場合は、前記指令電圧とモータ電圧とが等しくなるようにＰＷＭ  Ｄｕｔｙレジスタを設定し、前記矩形波駆動でない場合は、ＰＷＭ  Ｄｕｔｙ算出による座標変換によってＰＷＭ  Ｄｕｔｙレジスタを設定し、前記ＰＷＭ  Ｄｕｔｙレジスタが有するモータ電圧を基にＰＷＭ信号を前記ゲートドライバに出力させる、ことを特徴とする。
【０００７】
また、実施形態のモータ駆動装置は、前記制御部は、前記所定の電気角を、前記ホールセンサのエッジ間隔時間である電気角６０度回転時間を６０の約数で除算することにより算出し、前記電気角６０度回転時間から前記所定の電気角が経過する毎に前記ＰＷＭ信号を変化させる、ことを特徴とする。
【０００８】
また、実施形態のモータ駆動装置は、前記制御部は、前記ＰＷＭ信号の生成に用いる三角関数の値を記憶するテーブルを有する、ことを特徴とする。
【０００９】
また、実施形態のモータ駆動装置は、前記制御部は、前記所定の電気角を、所定の電気角で算出される制御次数成分が、前記ブラシレスモータの共振周波数と一致しないように設定する、ことを特徴とする。
【００１０】
また、実施形態のモータ駆動装置の制御方法は、Ｕ相ホールセンサ、Ｖ相ホールセンサおよびＷ相ホールセンサと、を有するブラシレスモータと、外部から取得された指令電圧に基づいて前記ブラシレスモータを矩形波駆動又は正弦波駆動のいずれかで制御させる制御部と、ゲートドライバと、インバータとを備えるモータ駆動装置の制御方法であって、前記制御部は、前記指令電圧に基づき、前記矩形波駆動であるか否かを判定し、前記矩形波駆動である場合は、前記指令電圧とモータ電圧とが等しくなるようにＰＷＭ  Ｄｕｔｙレジスタを設定する工程と、前記矩形波駆動でない場合は、ＰＷＭ  Ｄｕｔｙ算出による座標変換によってＰＷＭ  Ｄｕｔｙレジスタを設定する工程と、前記ＰＷＭ  Ｄｕｔｙレジスタが有するモータ電圧を基にＰＷＭ信号を前記ゲートドライバに出力させる工程と、を備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、制御部は、磁束変化の信号に基づいて、ロータの回転数を算出し、当該回転数が変化しても、所定の電気角で前記ブラシレスモータの各相への通電タイミングを切り替えるＰＷＭ信号をゲートドライバに出力させる。インバータは、ＰＷＭ信号に基づいて、ブラシレスモータのステータコイルへの電圧供給を、正弦波状に変化させて供給する。これにより、ロータ位置を推定する計算における処理負荷の増加を抑制できるモータ駆動装置及びモータ駆動装置の制御方法を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】モータ駆動装置１の構成を示す図である。
【図２】モータ駆動装置１の動作におけるフローチャートである。
【図３】モータ駆動装置１の動作を示すタイミングチャートである。
【図４】電気角θの設定の仕方について説明するための図である。
【図５】駆動方式が異なる場合のＰＷＭ  Ｄｕｔｙの変換方法を説明するための図である。
【図６】駆動方式を切り換える方法について説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。図１は、モータ駆動装置１の構成を示す図である。図１に示したモータ駆動装置１は、ブラシレスモータ１１と、ホールセンサ１２と、制御部１３と、ゲートドライバ１４と、インバータ１５と、直流電源１６とを備える。
【００１４】
ブラシレスモータ１１は、３相のモータ構造を有するモータである。ブラシレスモータ１１は、３相の電機子巻線であるＵ相ステータコイル、Ｖ相ステータコイル及びＷ相ステータコイルが巻かれたステータと、複数の磁極を有する永久磁石ロータとを備えている。
また、ブラシレスモータ１１には、永久磁石ロータ近傍に、ホールセンサ１２が取り付けられている。ホールセンサ１２は、ブラシレスモータの動作時における磁束変化の信号を検出する３個のＵ相ホールセンサ、Ｖ相ホールセンサ、Ｗ相ホールセンサから構成される。Ｕ相ホールセンサは、永久磁石ロータの磁極の切り替わりを検出し、検出した結果をハイ（Ｈ）又はロー（Ｌ）の２値信号であるＵ相ホールセンサ信号を制御部１３に出力する。また、Ｖ相ホールセンサは、永久磁石ロータの磁極の切り替わりを検出し、検出した結果をＨ又はＬの２値信号であるＶ相ホールセンサ信号を制御部１３に出力する。また、Ｗ相ホールセンサは、永久磁石ロータの磁極の切り替わりを検出し、検出した結果をＨ又はＬの２値信号であるＷ相ホールセンサ信号を制御部１３に出力する。
【００１５】
制御部１３は、Ｕ相ホールセンサ信号、Ｖ相ホールセンサ信号、Ｗ相ホールセンサ信号に基づいて、ブラシレスモータ１１のロータ回転数を求め、ロータ回転数が変化しても、所定の電気角を算出し、所定の電気角でブラシレスモータ１１の各相への通電タイミングを切り替えるＰＷＭ信号をゲートドライバ１４に出力させる。
インバータ１５は、ＰＷＭ信号に基づいて、ブラシレスモータ１１のステータコイルへの電圧供給を、正弦波状に変化させて供給する。
直流電源１６は、インバータ１５がブラシレスモータ１１のステータコイルへの電圧供給をするための、直流電圧を供給する。
【００１６】
ここで、通電タイミングについて説明する。従来において、例えば６極９スロット３相ブラシレスモータの場合、１８０度正弦波駆動を行う際、通電タイミングＴが固定なので、ここから電気角θを算出しなければならなかった。通電タイミングＴは、Ｔ＝電気角６０度回転時間÷６０×電気角θという式で求まる。ここで、電気角６０度回転時間とは、例えばＵ相ホールセンサ信号がＬからＨに変わった時刻とＷ相ホールセンサがＨからＬに変わった時刻との間の時間である。例えば、電気角６０度回転時間が１．１１ｍｓの場合、ロータの回転数が３０００ｒｐｍと求まる。従って、上記式に電気角６０度回転時間＝１．１１ｍｓ、Ｔ＝０．１ｍｓを代入すると、ロータの回転数が３０００ｒｐｍのときの電気角θは、５．４度となる。また、電気角６０度回転時間が３．３３ｍｓの場合、ロータの回転数が１０００ｒｐｍと求まる。従って、上記式に電気角６０度回転時間＝３．３３ｍｓ、Ｔ＝０．１ｍｓを代入すると、ロータの回転数が１０００ｒｐｍのときの電気角θは、１．８度となる。このように、通電タイミングＴを固定すると、この通電タイミングＴからロータの回転数に応じて電気角θを計算しなければなかった。このため、従来においては、通電タイミングＴからロータ位置（電気角θ）を推定する計算が複雑になり、ロータ位置を推定する計算における処理負荷が増加してしまうという問題があった。
また、仮に分解能１度でｓｉｎ、ｃｏｓのマップデータを保持する場合、最低でも０〜３５９度の３６０個のデータが必要となるうえ、０．４度、０．２度の計算誤差が生じる。また、例えば分解能０．１度にしようとすると、１０倍の３６００個のデータが必要となってしまう。
【００１７】
そこで、本実施形態では、通電タイミングＴを、従来のような固定のタイミングではなく、電気角６０度回転時間を所定の数で除算して求まる所定の電気角として変化させることを特徴とする。すなわち、電気角θを所定の電気角に固定すれば、通電タイミングＴをロータの回転数に応じて決めることができる。
例えば、電気角６０度回転時間が３．３３ｍｓの場合、ホールセンサ信号からロータの回転数が１０００ｒｐｍと求まる。このとき、通電タイミングを０．５５５ｍｓとするには、電気角６０度回転時間を所定の数として６で割って所定の電気角（θ＝１０度）とすればよい。また、電気角６０度回転時間が１．１１ｍｓの場合、ホールセンサ信号からロータの回転数が３０００ｒｐｍと求まる。このとき、通電タイミングを０．１８５ｍｓとするには、電気角６０度回転時間を所定の数６で割って所定の電気角（θ＝１０度）とすればよい。
このように、本実施形態では、通電タイミングＴを、電気角６０度回転時間を所定の数で除算して求まる所定の電気角として変化させることを特徴とする。
このため、制御部１３は、Ｕ相ホールセンサ信号、Ｖ相ホールセンサ信号、Ｗ相ホールセンサ信号に基づいて、ブラシレスモータ１１のロータ回転数を求め、ロータ回転数が変化しても、所定の電気角を算出し、前記所定の電気角でブラシレスモータ１１の各相への通電タイミングを切り替えるＰＷＭ信号をゲートドライバ１４に出力させる。また、制御部１３は、所定の電気角を、ホールセンサ１２のエッジ間隔時間である電気角６０度回転時間を所定の数で除算することにより算出し、電気角６０度回転時間から所定の電気角が経過する毎にＰＷＭ信号を変化させる。
【００１８】
以下、まず制御部１３が所定の電気角をどのように決定し、電気角６０度回転時間から所定の電気角が経過する毎にＰＷＭ信号を変化させるかについて、図２を用いて説明する。図２は、モータ駆動装置１の動作におけるフローチャートである。
制御部１３は、ホールセンサ信号（Ｕ相ホールセンサ信号、Ｖ相ホールセンサ信号、Ｗ相ホールセンサ信号）のレベルを判定する（ステップＳＴ１）。
制御部１３は、ホールセンサ信号のレベルから、磁極位置＝０、磁極位置＝６０、磁極位置＝１２０、磁極位置＝１８０、磁極位置＝２４０、磁極位置＝３００を確定する。
磁極位置＝０とは、電気角θが０度〜６０度の範囲である。
制御部１３は、Ｕ相ホールセンサ信号、Ｖ相ホールセンサ信号、Ｗ相ホールセンサ信号がそれぞれＨ、Ｌ、Ｈのとき、磁極位置＝０と判定する。
磁極位置＝６０とは、電気角θが６０度〜１２０度の範囲である。
制御部１３は、Ｕ相ホールセンサ信号、Ｖ相ホールセンサ信号、Ｗ相ホールセンサ信号がそれぞれＨ、Ｌ、Ｌのとき磁極位置＝６０と判定する。
磁極位置＝１２０とは、電気角θが１２０度〜１８０度の範囲である。
制御部１３は、Ｕ相ホールセンサ信号、Ｖ相ホールセンサ信号、Ｗ相ホールセンサ信号がそれぞれＨ、Ｈ、Ｌのとき磁極位置＝１２０と判定する。
磁極位置＝１８０とは、電気角θが１８０度〜２４０度の範囲である。
制御部１３は、Ｕ相ホールセンサ信号、Ｖ相ホールセンサ信号、Ｗ相ホールセンサ信号がそれぞれＬ、Ｈ、Ｌのとき磁極位置＝１８０と判定する。
磁極位置＝２４０とは、電気角θが２４０度〜３００度の範囲である。
制御部１３は、Ｕ相ホールセンサ信号、Ｖ相ホールセンサ信号、Ｗ相ホールセンサ信号がそれぞれＬ、Ｈ、Ｈのとき磁極位置＝２４０と判定する。
磁極位置＝３００とは、電気角θが３００度〜３６０度の範囲である。
制御部１３は、Ｕ相ホールセンサ信号、Ｖ相ホールセンサ信号、Ｗ相ホールセンサ信号がそれぞれＬ、Ｌ、Ｈのとき磁極位置＝３００と判定する。
【００１９】
制御部１３は、センサエッジ間隔時間を取得する（ステップＳＴ２）。
制御部１３は、磁極位置＝０の場合、センサエッジ間隔時間（電気角６０度回転時間）を、ホールセンサ信号（Ｕ相ホールセンサ信号、Ｖ相ホールセンサ信号、Ｗ相ホールセンサ信号）から取得する。
制御部１３は、Ｕ相ホールセンサ信号がＬからＨに変わった時刻とＷ相ホールセンサがＨからＬに変わった時刻との間の時間から、磁極位置＝０におけるセンサエッジ間隔時間を取得する。
制御部１３は、Ｗ相ホールセンサ信号がＨからＬに変わった時刻とＶ相ホールセンサがＬからＨに変わった時刻との間の時間から、磁極位置＝６０におけるセンサエッジ間隔時間を取得する。
制御部１３は、Ｖ相ホールセンサ信号がＬからＨに変わった時刻とＵ相ホールセンサがＨからＬに変わった時刻との間の時間から、磁極位置＝１２０におけるセンサエッジ間隔時間を取得する。
制御部１３は、Ｕ相ホールセンサ信号がＨからＬに変わった時刻とＷ相ホールセンサがＬからＨに変わった時刻との間の時間から、磁極位置＝１８０におけるセンサエッジ間隔時間を取得する。
制御部１３は、Ｗ相ホールセンサ信号がＬからＨに変わった時刻とＶ相ホールセンサがＨからＬに変わった時刻との間の時間から、磁極位置＝２４０におけるセンサエッジ間隔時間を取得する。
制御部１３は、Ｖ相ホールセンサ信号がＨからＬに変わった時刻とＵ相ホールセンサがＬからＨに変わった時刻との間の時間から、磁極位置＝３００におけるセンサエッジ間隔時間を取得する。
【００２０】
制御部１３は、センサエッジ間隔時間を元に電気角Ｘ度回転時間を算出する（ステップＳＴ３）。ここで、制御部１３は、電気角Ｘ度回転時間（所定の電気角）を算出する際、センサエッジ間隔時間（電気角６０度回転時間）を、例えば、６０の約数（所定の数）で除算することにより電気角Ｘ度回転時間を算出する。
制御部１３は、ホールセンサ信号間隔（電気角Ｘ度回転時間）を直前の電気角６０度回転時間から推定して補正する。なお、ホールセンサ１２の取付ばらつきを補正するには、電気角Ｘ度回転時間の移動平均結果から推定して補正するのが好ましい。
【００２１】
制御部１３は、通電切り替えタイマの動作を開始させ、電気角Ｘ度回転時間経過毎に割り込み処理を行う（ステップＳＴ４）。この際、制御部１３は、最新のセンサエッジ間隔時間で算出した時間でタイマを更新する。
制御部１３は、ステップＳＴ１で確定した磁極位置ｉ×６０（ｉ＝０、１、２、３、４、５のいずれか）の次の磁極位置（ｉ＋１）×６０における一番目の電気角Ｘ度回転時間において、通電切り替えタイマの動作を開始させる。
制御部１３は、ｄｑ三相変換（ＰＷＭ  Ｄｕｔｙ算出）を行う（ステップＳＴ５）。
この算出には、ホールセンサ１２の磁極位置で算出するため、電気角θ＝（ｉ＋１）×６０度が用いられる。
制御部１３は、ＰＷＭ  Ｄｕｔｙを出力する（ステップＳＴ６）。制御部１３は、算出されたＰＷＭ  Ｄｕｔｙ（ＰＷＭ指令信号）をゲートドライバ１４に出力し、ゲートドライバ１４にＰＷＭ信号を出力させる。
制御部１３は、磁極位置（ｉ＋１）におけるｊ（ｊ＝２〜６０／Ｘ）番目の電気角Ｘ度回転時間において、通電切り替えタイマの動作を開始させる（ステップＳＴ４）。
制御部１３は、磁極位置をＸ度加える処理を行う（ステップＳＴ７）。
これは、電気角Ｘ度回転時間毎に割り込みを発生させるため、電気角Ｘ度回転したと推定するためである。
制御部１３は、ｄｑ三相変換（ＰＷＭ  Ｄｕｔｙ算出）を行う（ステップＳＴ８）。
この算出にはホールセンサ１２の磁極位置で算出するため、電気角θ＝（ｉ＋１）×６０＋（ｊ−１）×Ｘ度が用いられる。
制御部１３は、ＰＷＭ  Ｄｕｔｙを出力する（ステップＳＴ９）。制御部１３は、算出されたＰＷＭ  Ｄｕｔｙをゲートドライバ１４に出力し、ゲートドライバ１４にＰＷＭ信号を出力させる。
このようにして、磁極位置（ｉ＋１）における磁極位置検出が終了した後、制御部１３は、ステップ２に戻り磁極位置（ｉ＋２）における磁極位置検出へ移行する。すなわち、制御部１３は、ホールセンサ１２の切り替わりで磁極位置認識を更新する。この際、ロータが加速または減速した場合であっても絶対位置（電気角θ）が更新される。
【００２２】
ここで、制御部１３が行う、ｄｑ三相変換（ＰＷＭ  Ｄｕｔｙ算出）について説明する。
インバータ１５は、ＰＷＭ信号に基づいて、ブラシレスモータ１１のステータコイルへの電圧供給を、正弦波状に変化させて供給する。このため、制御部１３は、インバータ１５がステータコイルへ供給する電圧（Ｕ相電圧、Ｖ相電圧、Ｗ相電圧）が、下記各式で表されるように、ＰＷＭ  Ｄｕｔｙ（ＰＷＭ指令信号）の算出を行う。
Ｖｕ＝（√２／３）×（Ｖｄ×ｃｏｓθ−Ｖｑ×ｓｉｎθ）
Ｖｖ＝（√２／３）×｛Ｖｄ×ｃｏｓ（θ−２π／３）−Ｖｑ×ｓｉｎ（θ−２π／３）｝
Ｖｗ＝−Ｖｕ−Ｖｖ
なお、Ｖｄ、Ｖｑは制御部１３の外部から入力される指令電圧であり、Ｖｄはｄ軸電圧を示し、Ｖｑはｑ軸電圧を示している。
ＰＷＭ  Ｄｕｔｙ（デューティ）とは、直流電源１６の電圧レベル、例えば１２Ｖに対する上記各Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗのレベルの割合である。そこで、制御部１３は、上記式に基づき、デューティ（電気角Ｘ度回転時間に対するＰＷＭ指令信号がＨである時間の割合）を算出して、このデューティを持つ、デジタル信号であるＰＷＭ指令信号６本をゲートドライバ１４に対して出力する。
ゲートドライバ１４は、インバータ１５を構成する上側のＦＥＴを駆動する場合は、デジタル信号であるＰＷＭ指令信号３本のレベルを昇圧してＰＷＭ信号を生成し、ＦＥＴのゲートを駆動する。また、ゲートドライバ１４は、インバータ１５を構成する下側のＦＥＴを駆動する場合は、デジタル信号であるＰＷＭ指令信号３本のレベルのままＰＷＭ信号を生成し、ＦＥＴのゲートを駆動する。
これにより、制御部１３は、電気角Ｘ度回転時間でブラシレスモータ１１の各相への通電タイミングを切り替えるＰＷＭ信号をゲートドライバ１４に出力させる。インバータ１５は、ＰＷＭ信号に基づいて、ブラシレスモータ１１のステータコイルへの電圧供給を、正弦波状に変化させて供給する。
【００２３】
本実施形態において、制御部１３の外部から入力される指令電圧は、ｑ軸電圧Ｖｑであり、ｄ軸電圧Ｖｄは常に０としている。なお、進角制御を行う場合は、ホールセンサ信号を用いて実施すればよい。
すなわち、インバータ１５がステータコイルへ供給する電圧（Ｕ相電圧、Ｖ相電圧、Ｗ相電圧）が、下記各式で表される。
Ｖｕ＝（√２／３）×（−Ｖｑ×ｓｉｎθ）
Ｖｖ＝（√２／３）×｛−Ｖｑ×ｓｉｎ（θ−２π／３）｝
Ｖｗ＝−Ｖｕ−Ｖｖ
これにより、制御部１３がＰＷＭ信号の生成に用いる三角関数の値を記憶するテーブルは、（３６０度／電気角Ｘ度）＝（６０度／所定の数）×６個のｓｉｎθをマップデータとして予め記憶しておけばよい。このようにして、従来のような計算誤差が生じることがなくなり、使用するメモリ容量の増加を抑制することができる。
また、図２に示す処理を、電気角０度〜３６０度について行うことにより、すなわち通電タイミングを（３６０度／電気角Ｘ）回に分けた所定の電気角において行うことにより、ブラシレスモータ１１のステータコイル電圧を正弦波状に変化させることが可能となる。すなわち、モータ駆動装置１によれば、レゾルバに比べて安価なホールセンサ１２及び回路構成が簡易な制御部１３を用いてロータ位置の推定を正確に行うことができ、ブラシレスモータ１１のステータコイル電圧を正弦波状に変化させるという適切なモータ駆動を行うことができる。
【００２４】
図３は、モータ駆動装置１の動作を示すタイミングチャートである。
図３において、電気角Ｘ度回転時間を電気角１０度回転時間（所定の角度）とした場合の、Ｕ相電圧、Ｖ相電圧、Ｗ相電圧各々のレベル変化、Ｕ相ホールセンサ信号、Ｖ相ホールセンサ信号、Ｗ相ホールセンサ信号のレベル変化を、電気角θを横軸にして示している。
電気角θ＝０度〜３６０度において６０度毎に縦方向に一点鎖線を引いてある。このそれぞれの一点鎖線の間が、センサエッジ間隔（電気角６０度回転時間）を示している。
このうち、電気角θ＝０度〜６０度で示される電気角６０度回転時間を６で割った値が、電気角θ＝６０度〜１２０度で示される電気角１０度回転時間となる。電気角θ＝６０度〜１２０度で示される電気角１０度回転時間毎に、ｄｑ三相変換が６回行われる。これにより、電気角θ＝６０度〜１２０度におけるＵ相電圧、Ｖ相電圧、Ｗ相電圧各々のレベル変化が得られる。このｄｑ三相変換が３６回行われることで、ブラシレスモータ１１のステータコイル電圧が正弦波状に変化させられる。
【００２５】
以上のように本発明の実施形態によれば、制御部１３は、ホールセンサ信号（磁束変化の信号）に基づいて、ロータの回転数を算出し、当該回転数が変化しても、電気角１０度回転時間（所定の電気角）でブラシレスモータ１１の各相への通電タイミングを切り替えるＰＷＭ信号をゲートドライバ１４に出力させる。インバータ１５は、ＰＷＭ信号に基づいて、ブラシレスモータ１１のステータコイルへの電圧供給を、正弦波状に変化させて供給する。これにより、ロータ位置を推定する計算における処理負荷の増加を抑制できるモータ駆動装置１及びモータ駆動装置１の制御方法を提供することができる。
【００２６】
続いて、電気角θの設定の仕方について説明する。
モータヨークや、モータの振動が伝わる関係にあるものの共振周波数（ブラシレスモータの共振周波数）と、電気角θで通電タイミングを切り換えるときの周波数とが一致する場合、作動音が増大するという問題があった。
図４は、電気角θの設定の仕方について説明するための図である。図４（ａ）は、電気角θで通電タイミングを切り換えるときの周波数と音圧との関係を示す図であり、図４（ｂ）は、電気角θでの制御次数成分を示す図である。
制御次数成分とは、モータ（ロータ）が機械的に１回転する場合の所定の電気角θでの通電タイミングの周波数のことであり、下記式で表される。
制御次数成分［Ｈｚ］＝｛（３６０×Ｐ×Ｎ）／（θ×６０）｝×次数
制御次数成分は、ここで、Ｐは極対数であり、Ｎは回転数［ｒｐｍ］を表す。
θ＝６０（矩形波）の場合、１次の７２０Ｈｚ、２次の１４４０Ｈｚ、…、１０次の７２００Ｈｚとなるにつれて、ピークが徐々に小さくなっている。また、θ＝６の場合は、１次の７２００Ｈｚでピークが表れる。このように、通電タイミングの周波数が、ブラシレスモータの共振周波数（７０００Ｈｚ付近の共振周波数）と一致する場合、作動音が増大している。これにたいして、θ＝１０の場合は、ピークが表れることがない。
このように、モータヨークや、モータの振動が伝わる関係にあるものの共振周波数（ブラシレスモータの共振周波数）と、モータ相電流でピークとなる次数成分が一致しないように電気角θを設定することで作動音を低減できる。なお、共振周波数は、予め設計のときに判っている値である。
すなわち、制御部１３は、電気角θ（所定の電気角）を、電気角θで算出される制御次数成分が、ブラシレスモータの共振周波数と一致しないように設定することにより、作動音を低減することができる。
【００２７】
次に、電圧指令方式の矩形波駆動と正弦波駆動のコントローラ（制御部１３）に対して、指令を与える側のＥＣＵの指令値を変更しなくて済ませる手法について説明する。
従来の電圧指令方式の矩形波駆動においては、指令電圧＝モータ端子電圧となるように、指令電圧をモータ駆動用のＰＷＭ  Ｄｕｔｙに変換していた。
これに対して、電圧を正弦波状に印可する場合、駆動ＰＷＭ  Ｄｕｔｙは、上記説明によりロータ位置（所定の電気角）により可変となるため、矩形波駆動時のような単純なＰＷＭ  Ｄｕｔｙへの変換はできない。
図５は、駆動方式が異なる場合のＰＷＭ  Ｄｕｔｙの変換方法を説明するための図である。
制御部１３は、指令電圧を外部のＥＣＵから取得する（ステップＳＴ２１）。
制御部１３は、駆動方式が矩形波駆動か否かを判定する（ステップＳＴ２２）。
制御部１３は、駆動方式が矩形波駆動の場合（ステップＳＴ２２−Ｙｅｓ）、矩形波駆動処理に進む（ステップＳＴ２３）。
ステップＳＴ２３において、制御部１３は、通電パターンの確定を行う（ステップＳＴ３１）。
制御部１３は、指令電圧をＰＷＭ  Ｄｕｔｙレジスタに入力する（ステップＳＴ３２）。制御部１３は、指令電圧＝モータ電圧となるようにＰＷＭ  Ｄｕｔｙレジスタを設定する。
一方、制御部１３は、駆動方式が正弦波駆動の場合（ステップＳＴ２２−Ｎｏ）、正弦波駆動処理に進む（ステップＳＴ２４）。
ステップＳＴ２４において、制御部１３は、指令電圧であるｑ軸電圧Ｖｑを√（３）倍する（ステップＳＴ４１）。これにより、矩形波駆動時のモータ電圧と正弦波駆動時のモータ電圧実効値を同等にできる。
制御部１３は、ｄ軸電圧Ｖｄは常に０とする（ステップＳＴ４２）。制御部１３は、座標変換を行う（ステップＳＴ４３）。この座標変換は、上記説明のｄｑ三相変換（ＰＷＭ  Ｄｕｔｙ算出）である。
制御部１３は、座標変換をＰＷＭ  Ｄｕｔｙレジスタに入力する（ステップＳＴ４４）。制御部１３は、座標変換結果＝モータ電圧となるように、ＰＷＭ  Ｄｕｔｙレジスタを設定する。ここで、制御部１３は、ＰＷＭ  Ｄｕｔｙレジスタが有するモータ電圧を基に、デジタル信号であるＰＷＭ指令信号をゲートドライバ１４に対して出力する。
これにより、電圧指令方式の矩形波駆動と正弦波駆動のコントローラ（制御部１３）に対して、指令を与える側のＥＣＵの指令値を変更しなくて済ませることができる。また、制御部１３が、指令値を電流値や回転数に置き換える処理を不要とすることができる。
【００２８】
次に、電圧正弦波駆動と、矩形波駆動とを切り替える手法について説明する。
モータの駆動方法において、正弦波着磁されたモータに対して、モータ相電流が正弦波状になるように駆動する正弦波駆動は、矩形波駆動と比較してトルクリップルが小さくなるため作動音が小さくなる。ただし、進角等の駆動条件によっては、矩形波駆動と比較してトルクが低減する場合があり、高負荷、高回転領域では、必要なトルクを出せない場合がある。         
そこで、電圧正弦波駆動ではトルクが足りない領域では矩形波駆動を使用する。そして、作動音が気になる領域と、トルクが多く必要な領域とに対して、モータの動作領域毎に駆動方式を電圧正弦波駆動方式、矩形波駆動方式と切り替える。
図６は、駆動方式を切り換える方法について説明するための図である。
制御部１３は、高回転指令があるか否かを判定する（ステップＳＴ５１）。
制御部１３は、高回転指令がある場合（ステップＳＴ５１−Ｙｅｓ）、矩形波駆動処理に進む（ステップＳＴ５２）。このステップＳＴ５２は、図５に示すステップＳ２３と同じである。制御部１３は、図５に示すステップＳ３１に進む。
一方、制御部１３は、高回転指令がない場合（ステップＳＴ５１−Ｎｏ）、正弦波駆動処理に進む（ステップＳＴ５３）。このステップＳＴ５３は、図５に示すステップＳ２４と同じである。制御部１３は、図５に示すステップＳ４１に進む。
これにより、モータ側の仕様変更（トルク定数アップ）無しで、高負荷、高回転域での作動と、特に作動音が気になる低負荷、低回転域での作動音低減作動とを両立することができる。
【００２９】
以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明のモータ駆動装置は、上述の図示例にのみ限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変更を加え得ることは勿論である。
【符号の説明】
【００３０】
１  モータ駆動装置
１１  ブラシレスモータ
１２  ホールセンサ
１３  制御部
１４  ゲートドライバ
１５  インバータ
１６  直流電源
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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