(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
モータと、
前記モータによって駆動される冷媒圧縮部と、
前記モータを駆動するインバータと、
前記インバータをＰＷＭ制御することによって前記モータの回転を制御する制御装置とを備え、
前記制御装置は、１制御周期が経過すると前記モータの電流の極性が反転する前記１制御周期の開始時点である制御タイミングにおいて、前記モータの電流の絶対値がしきい値より小さい場合には、前記ＰＷＭ制御で発生するパルスの幅の補正量を第１の補正量に設定し、前記制御タイミングにおいて、前記モータの電流の絶対値がしきい値より大きい場合には、前記ＰＷＭ制御で発生するパルスの幅の補正量の大きさをゼロまたは前記第１の補正量の大きさよりも小さい値に設定する、車載用電動圧縮機。
【請求項２】
前記制御装置は、前記制御タイミング以外において前記モータの電流が正の場合は、前記パルスの幅を広げる方向に前記第１の補正量を設定する、請求項１に記載の車載用電動圧縮機。
【請求項３】
前記制御装置は、前記制御タイミング以外において前記モータの電流が負の場合は、前記パルスの幅を狭める方向に前記第１の補正量を設定する、請求項１または２に記載の車載用電動圧縮機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、車載用電動圧縮機に関し、特に、圧縮機のモータを駆動するインバータの制御に関する。
【背景技術】
【０００２】
車両に搭載される電動圧縮機は、圧縮機を駆動するモータを制御するためのインバータ装置を備えている。このようなインバータ装置は、直流をスイッチング素子の高周波スイッチング動作により出力電流を制御してモータの回転速度を制御する。インバータ装置は、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御によって、モータのコイルに電流を出力する。
【０００３】
ＰＷＭ制御を行なうインバータ装置に使用される各種スイッチング素子の駆動信号には、上アームと下アームのスイッチング素子の同時オンによる短絡防止のためデッドタイムが設けられている。
【０００４】
デッドタイム期間は上アームのスイッチング素子と下アームのスイッチング素子とが両方オフとなるため、モータに狙い通りの電圧が印加されない。そのため、モータに印加する電圧出力に誤差が発生し、モータ運転制御に悪影響を与える。
【０００５】
そのため、特許文献１〜４に示されるような、デッドタイム期間の電圧出力を補正する方法が検討されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開平５−１８４１５７号公報
【特許文献２】国際公開第２００８／０５３５３８号
【特許文献３】特開２０１４−２１２６０６号公報
【特許文献４】特開２０１５−８０２９４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
デッドタイム期間に発生する電圧出力の誤差はデッドタイム中に流れているモータ電流の向きによって決まる。そのためモータ電流に応じてデッドタイムを補正する必要がある。
【０００８】
一方で、車載用圧縮機では小型化が要求されるので、圧縮機のモータも高回転化している。モータをＰＷＭ制御する場合、低速回転のときと同じ制御周期で制御を行なうと、高速回転時には、１回転あたりの制御周期の数（制御サイクル数）が少なくなり、制御が粗くなる。
【０００９】
高速回転時にはデッドタイム期間に発生する誤差が全体に占める影響が大きくなる。具体的には、低速回転ではＰＷＭ制御の電圧波形の１回転あたりのパルス数が多いため、１パルスに誤差があっても１回転中にリカバリができる。これに対して、高速回転では１回転あたりのパルス数が少なくなる。このため、１パルスに誤差が有ると回転制御に与える影響が大きく、たとえば回転にひずみが生じてしまう。
【００１０】
したがって、デッドタイムの補正を従来のように一律に行なうのでは、デッドタイム期間に発生する誤差が回転に与える影響が大きくなってしまう場合がある。
【００１１】
制御周期を短くすることも考えられるが制御周期は短くするにもＣＰＵ等のハードウエアからくる限界がある。
【００１２】
この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、インバータ制御においてデッドタイム期間に発生する電圧波形の誤差を縮小させることができる車載用電動圧縮機を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
この発明は、要約すると、車載用電動圧縮機であって、モータと、モータによって駆動される冷媒圧縮部と、モータを駆動するインバータと、インバータをＰＷＭ制御することによってモータの回転を制御する制御装置とを備える。制御装置は、１制御周期が経過すると前記モータの電流の極性が反転する１制御周期の開始時点である制御タイミングにおいて、モータの電流の絶対値がしきい値より小さい場合には、ＰＷＭ制御で発生するパルスの幅の補正量を第１の補正量に設定し、上記制御タイミングにおいて、モータ電流の絶対値がしきい値より大きい場合には、ＰＷＭ制御で発生するパルスの幅の補正量の大きさをゼロまたは第１の補正量の大きさよりも小さい値に設定する。
【００１４】
好ましくは、制御装置は、上記制御タイミング以外においてモータの電流が正の場合は、パルスの幅を広げる方向に第１の補正量を設定する。
【００１５】
好ましくは、制御装置は、上記制御タイミング以外においてモータの電流が負の場合は、パルスの幅を狭める方向に第１の補正量を設定する。
【００１６】
上記制御タイミングにおいて、モータ電流の絶対値がしきい値よりも小さい場合には、上記制御タイミングにおける位相は１制御周期の中ではゼロクロス点に近いため、標準値である第１の補正量の補正を行なっても良い。一方、モータ電流の絶対値がしきい値よりも大きい場合には、上記タイミングにおける位相は１制御周期の中ではゼロクロス点から遠いため、標準値である第１の補正量の補正を行なうと、モータに印加される電圧の電圧誤差が大きくなってしまう。そこで、モータ電流の絶対値がしきい値よりも大きい場合には、補正を行なわないか、または補正量を第１の補正量よりも小さくすることによって、電圧誤差を小さく抑えることができる。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、インバータ制御においてデッドタイム期間の誤差を縮小させることができるので、高速回転時における圧縮機の運転が安定化する。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本実施の形態に従う電動圧縮機の構成を示す回路図である。
【図２】ＰＷＭ制御で生成される電圧について示した波形図である。
【図３】モータ電流が正の値である場合の制御信号Ｖｐｕとモータ印加電圧Ｖｕとの関係を説明するための図である。
【図４】モータ電流が負の値である場合の制御信号Ｖｐｕとモータ印加電圧Ｖｕとの関係を説明するための図である。
【図５】モータ電流がゼロクロスする部分について示した図である。
【図６】図５の破線部を拡大して制御信号を付記した図である。
【図７】本実施の形態における電流Ｉｕのゼロクロス前後の制御周期と補正量を示した第１例の波形図である。
【図８】本実施の形態における電流Ｉｕのゼロクロス前後の制御周期と補正量を示した第２例の波形図である。
【図９】デッドタイム生成部が実行する補正制御を説明するためのフローチャートである。
【図１０】モータ電流がゼロクロス部分を正から負に向けて交差する場合を示した波形図である。
【図１１】モータ電流がゼロクロス部分を負から正に向けて交差する場合を示した波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
【００２０】
［全体構成］
図１は、本実施の形態に従う電動圧縮機の構成を示す回路図である。図１を参照して、電動圧縮機は、モータ５と、インバータ装置１０と、モータ５によって駆動されるスクロール圧縮機９とを含む。
【００２１】
インバータ装置１０は、直流電源であるバッテリ１から電力を受けてモータ５を駆動制御する。モータ５は、三相同期交流モータであり、たとえば、自動車のエアコン用モータ（エアコンコンプレッサ用モータ）として使用される。インバータ装置１０は、コンデンサ２０と、インバータ回路３０と、モータ制御部４０とを含む。
【００２２】
バッテリ１の正極端子には、コンデンサ２０の一方の端子およびインバータ回路３０の正極電力線が接続される。また、バッテリ１の負極端子には、コンデンサ２０の他方の端子およびインバータ回路３０の負極電力線が接続される。バッテリ１からは、コンデンサ２０を介してインバータ回路３０に直流電力が供給される。
【００２３】
インバータ回路３０は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６と、ダイオードＤ１〜Ｄ６と、シャント抵抗６３〜６５とを含む。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６として、たとえばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いることができる。正極電力線と負極電力線との間には、Ｕ相用のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびシャント抵抗６３が直列接続され、Ｖ相用のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４およびシャント抵抗６４が直列接続され、Ｗ相用のスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６およびシャント抵抗６５が直列接続される。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６にはそれぞれダイオードＤ１〜Ｄ６が逆並列接続される。スイッチング素子Ｑ１とＱ２、スイッチング素子Ｑ３とＱ４、スイッチング素子Ｑ５とＱ６の接続ノードには、それぞれモータ５の各相のコイル６，７，８が接続される。コイル６，７，８はＹ結線される。
【００２４】
また、シャント抵抗６３〜６５の電圧によりモータ５に流れる電流を検知することができる。
【００２５】
モータ制御部４０は、モータ５をベクトル制御する。モータ制御部４０は、ｕｖｗ／ｄｑ変換部４１と、位置・速度推定部４２と、減算器４３と、速度制御部４４と、減算器４５，４６と、電流制御部４７と、ｄｑ／ｕｖｗ変換部４８とを含む。
【００２６】
モータ制御部４０の減算器４３には、外部からモータ５の指令速度が入力される。モータ制御部４０は、指令速度に応じたベクトル制御によりインバータ回路３０を駆動する。
【００２７】
ｕｖｗ／ｄｑ変換部４１は、シャント抵抗６３〜６５で検知された電流値に基づきモータ５におけるロータ軸上のｄ軸座標およびｑ軸座標にそれぞれ換算された励磁成分電流Ｉｄおよびトルク成分電流Ｉｑを算出する。算出された励磁成分電流Ｉｄおよびトルク成分電流Ｉｑは、位置・速度推定部４２に入力される。また、算出された励磁成分電流Ｉｄは、減算器４５に入力される。さらに、算出されたトルク成分電流Ｉｑは、減算器４６に入力される。
【００２８】
位置・速度推定部４２は、励磁成分電流Ｉｄ、トルク成分電流Ｉｑ、励磁成分電圧Ｖｄおよびトルク成分電圧Ｖｑに基づいて、モータ５におけるロータ推定速度を算出するとともに、ロータ推定位置を算出する。算出されたロータ推定速度は、減算器４３に入力される。また、算出されたロータ推定位置は、ｄｑ／ｕｖｗ変換部４８に供給される。
【００２９】
減算器４３は、指令速度からロータ推定速度を減算する。速度制御部４４は、減算器４３から指令速度と推定速度との差分を受け、励磁成分電流Ｉｄに対する制限値Ｉｄｒｅｆ、および、トルク成分電流Ｉｑに対する制限値Ｉｑｒｅｆを算出する。励磁成分電流Ｉｄに対する制限値Ｉｄｒｅｆは減算器４５に入力される。また、トルク成分電流Ｉｑに対する制限値Ｉｑｒｅｆは減算器４６に入力される。
【００３０】
減算器４５は、減算された制限値Ｉｄｒｅｆから励磁成分電流Ｉｄを減算する。この減算結果が電流制御部４７に入力される。また、減算器４６は、制限値Ｉｑｒｅｆからトルク成分電流Ｉｑを減算する。この減算結果が電流制御部４７に入力される。
【００３１】
電流制御部４７は、制限値Ｉｄｒｅｆと励磁成分電流Ｉｄとの差分に基づいてモータ５におけるロータ軸上のｄ軸座標に換算された励磁成分電圧Ｖｄを算出する。この励磁成分電圧Ｖｄがｄｑ／ｕｖｗ変換部４８および位置・速度推定部４２に入力される。また、電流制御部４７は、制限値Ｉｑｒｅｆとトルク成分電流Ｉｑとの差分に基づいてモータ５におけるロータ軸上のｑ軸座標に換算されたトルク成分電圧Ｖｑを算出する。このトルク成分電圧Ｖｑがｄｑ／ｕｖｗ変換部４８および位置・速度推定部４２に入力される。
【００３２】
ｄｑ／ｕｖｗ変換部４８は、ＰＷＭ信号の基本信号として、Ｕ相制御信号Ｖｐｕ、Ｖ相制御信号Ｖｐｖ、Ｗ相制御信号Ｖｐｗを出力する。
【００３３】
デッドタイム生成部５０は、Ｕ相制御信号Ｖｐｕに対してデッドタイム補正処理を行ないＵ相駆動信号Ｖｐｕｕ，Ｖｐｕｄを出力する。また、デッドタイム生成部５０は、Ｖ相制御信号Ｖｐｖに対してデッドタイム補正処理を行ないＶ相駆動信号Ｖｐｖｕ，Ｖｐｖｄを出力する。また、デッドタイム生成部５０は、Ｗ相制御信号Ｖｐｗに対してデッドタイム補正処理を行ないＷ相駆動信号Ｖｐｗｕ，Ｖｐｗｄを出力する。このデッドタイム生成部５０の処理については、図２〜図１１を用いて後に詳細に説明する。
【００３４】
Ｕ相上アームのスイッチング素子Ｑ１のゲート端子はＵ相駆動信号Ｖｐｕｕを受け、Ｕ相下アームのスイッチング素子Ｑ２のゲート端子はＵ相駆動信号Ｖｐｕｄを受ける。Ｖ相上アームのスイッチング素子Ｑ３のゲート端子はＶ相駆動信号Ｖｐｖｕを受け、Ｖ相下アームのスイッチング素子Ｑ４のゲート端子はＶ相駆動信号Ｖｐｖｄを受ける。Ｗ相上アームのスイッチング素子Ｑ５のゲート端子はＷ相駆動信号Ｖｐｗｕを受け、Ｗ相下アームのスイッチング素子Ｑ６のゲート端子はＷ相駆動信号Ｖｐｗｄを受ける。
【００３５】
これらの駆動波形信号により、上記インバータ回路３０の各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６がオン，オフ駆動される。
【００３６】
このようにして、本実施の形態においては、モータ制御部４０は、シャント抵抗６３〜６５で検知した電流から得られたモータ５における励磁成分電流とトルク成分電流が制限値となるようにモータ５の電流経路に設けられたスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をＰＷＭ制御する。
【００３７】
モータ制御部４０は、ロータの回転速度が所定速度以上となるまでは、初期駆動動作用の制御を実行し、ロータの回転速度が所定速度以上となった後に、センサレス動作用の制御を実行する。センサレス動作は、モータのロータ位置を検出するレゾルバなどの回転速度センサを用いないで、モータ電流などからロータ位置およびロータ回転速度を推定してこの推定値に基づいてモータを回転させる動作である。センサレス動作用の制御については上記の位置・速度推定部４２と速度制御部４４とを用いた速度閉ループ制御が実行される。
【００３８】
以上のような構成によって、指令速度に基づいてインバータ回路３０のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６が制御され直流電流が三相交流電流に変換され、インバータ回路３０で変換された三相交流電流がモータ５の各相のコイル６，７，８に供給される。この三相交流電流によって、電動圧縮機のモータ５が駆動される。
【００３９】
なお、図１ではバッテリ（直流電源）１にインバータ回路３０を接続したが、これに代わり、交流電源の交流電圧を直流電圧に変換し、その直流電圧をインバータ回路３０に供給しても良い。
【００４０】
また、電流検知手段としてシャント抵抗６３〜６５を用いたが、シャント抵抗に代わりカレントトランスを用いてもよい。
【００４１】
［ＰＷＭ制御とデッドタイム補正］
図１のｄｑ／ｕｖｗ変換部４８は、入力されるロータ推定位置、励磁成分電圧Ｖｄ、トルク成分電圧Ｖｑに基づいて、モータ５の各相のコイル６，７，８に対する駆動電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出し、その駆動電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを得るのに必要な駆動波形信号（ＰＷＭ信号）を生成する。
【００４２】
図２は、ＰＷＭ制御で生成される電圧について示した波形図である。図２では、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のうち代表としてＵ相の波形を示している。以下、Ｕ相について説明するが、Ｖ相、Ｗ相についても同様な処理が行なわれる。
【００４３】
図１、図２を参照して、ｄｑ／ｕｖｗ変換部４８は算出した駆動電圧Ｖｕをキャリア信号Ｖｃで変調して、Ｕ相制御信号Ｖｐｕを出力する。デッドタイム生成部５０は、Ｕ相制御信号Ｖｐｕに対してデッドタイム補正処理を行ないＵ相駆動信号Ｖｐｕｕ，Ｖｐｕｄを出力する。このときにモータ電流Ｉｕの符号が正の場合と負の場合とで、実際のモータ電圧Ｖｕが異なってくる。
【００４４】
図３は、モータ電流が正の値である場合の制御信号Ｖｐｕとモータ印加電圧Ｖｕとの関係を説明するための図である。図３を参照して、制御信号Ｖｐｕは、モータに出力したい電圧であり、ＣＰＵでＰＷＭ変調によって演算された値である。これに対して、デッドタイム期間（上アームと下アームが同時にオフする期間）が生じるようにＶｐｕｕ，Ｖｐｕｄが作成される。図１の電流Ｉｕの矢印の向きを正とすると、モータ電流Ｉｕ＞０であれば、スイッチング素子がオフとなるデッドタイム期間でも、モータコイルのＬ成分によって正の電流Ｉｕが流れ続ける。このときに、スイッチング素子に逆並列に接続されている図１のダイオードＤ２が導通するので、デッドタイム期間がモータ印加電圧Ｖｕのローレベル期間として現れる。したがって、制御信号Ｖｐｕに対してデッドタイム分のパルス幅を広げる処理を行なって、制御信号Ｖｐｕ１を発生し、これに基づいて駆動信号Ｖｐｕｕ，Ｖｐｕｄを発生することによって、モータに出力したい電圧をモータ印加電圧Ｖｕとして出力することができる。
【００４５】
図４は、モータ電流が負の値である場合の制御信号Ｖｐｕとモータ印加電圧Ｖｕとの関係を説明するための図である。図４を参照して、制御信号Ｖｐｕは、モータに出力したい電圧であり、ＣＰＵでＰＷＭ変調によって演算された値である。これに対して、デッドタイム期間（上アームと下アームが同時にオフする期間）が生じるようにＶｐｕｕ，Ｖｐｕｄが作成される。図１の電流Ｉｕの矢印の向きを正とすると、モータ電流Ｉｕ＜０であれば、スイッチング素子がオフとなるデッドタイム期間でも、モータコイルのＬ成分によって負の電流Ｉｕが流れ続ける。このときに、スイッチング素子に逆並列に接続されている図１のダイオードＤ１が導通するので、デッドタイム期間がモータ印加電圧Ｖｕのハイレベル期間として現れる。したがって、制御信号Ｖｐｕに対してデッドタイム分のパルス幅を狭める処理を行なって、制御信号Ｖｐｕ１を発生し、これに基づいて駆動信号Ｖｐｕｕ，Ｖｐｕｄを発生することによって、モータに出力したい電圧をモータ印加電圧Ｖｕとして出力することができる。
【００４６】
図３、図４で説明したようなデッドタイム補正処理は、制御周期中にモータ電流がゼロクロスしない場合には、特に問題は生じない。しかし、制御周期中にモータ電流がゼロクロスするような場合には、図３の処理と図４の処理のどちらを行なうのかが問題となってくる。
【００４７】
図５は、モータ電流がゼロクロスする部分について示した図である。図６は、図５の破線部を拡大して制御信号を付記した図である。
【００４８】
現在の制御周期Ｔ０に対して、次回の制御周期Ｔ１とする。制御周期Ｔ１の前半部分はＩｕ＜０であり、後半部分はＩｕ＞０である。このときデッドタイム補正した電圧Ｖｐｕ１を図６に示すように生成すると、前半のデッドタイムは印加電圧Ｖｕのハイレベル期間に算入され、後半のデッドタイムは印加電圧Ｖｕのローレベル期間に算入される。図６に示すように補正後の電圧Ｖｐｕ１を発生するとモータ印加電圧Ｖｕに電圧誤差ＤＴが発生する。
【００４９】
この電圧誤差ＤＴの影響をなるべく小さくするように、図１のデッドタイム生成部５０は、制御タイミングから見て次の制御周期Ｔ１でゼロクロスすると予測される場合に、今回の制御タイミング（Ｔ０とＴ１の境界点）がゼロクロス点に近いか遠いかを判断し、近ければそのまま従来通り補正を行ない、ゼロクロス点に遠ければ補正を行なわないでおく。なお、補正を行なわない代わりに、補正量を＋と−の中間値としてＰＷＭ波形の幅を従来通り補正した場合と補正を遅らせて逆符号で補正した場合の中間値としてもよい。
【００５０】
図７は、本実施の形態における電流Ｉｕのゼロクロス前後の制御周期と補正量を示した第１例の波形図である。図８は、本実施の形態における電流Ｉｕのゼロクロス前後の制御周期と補正量を示した第２例の波形図である。
【００５１】
図１、図７を参照して、デッドタイム生成部５０は、位置・速度推定部４２から電流Ｉｕの周波数情報を得る。また、デッドタイム生成部５０は、シャント抵抗６５からモータ電流値を得る。
【００５２】
デッドタイム生成部５０は、制御周期と周波数情報から、次の制御周期が、電流Ｉｕがゼロクロスした後の制御周期であるか否かを判断する。次の制御周期が電流Ｉｕがゼロクロスする前の期間（制御周期Ｔ０）であれば、デッドタイム補正量ΔＰＷは、切替えないでそのままの符号（補正量−α）とする。次の制御周期がゼロクロスした後の期間（制御周期Ｔ１）であれば、デッドタイム補正量ΔＰＷの切替を行なうかどうかを判断する。
【００５３】
図７に示すように、時刻ｔ１におけるモータ電流値Ｉｕの絶対値がしきい値より小さければゼロクロス点は、時刻ｔ２よりも時刻ｔ１に近い。この場合、従来どおりデッドタイム補正量ΔＰＷを−αから＋αに切替える。
【００５４】
これに対して、図８に示すように、時刻ｔ１におけるモータ電流値Ｉｕの絶対値がしきい値より大きければゼロクロス点は、時刻ｔ１よりも時刻ｔ２に近い。この場合、すぐにデッドタイム補正量ΔＰＷの符号を切換えるとひずみが大きい（リカバリに時間がかかる）。したがって、制御周期Ｔ１におけるデッドタイム補正量ΔＰＷをゼロ（またはαよりも小さい値）にすることによって、そのままの符号の補正量でデッドタイム補正をしたとき（制御周期Ｔ１の補正量ΔＰＷ＝−αとしたとき）と、反転させた符号の補正量でデッドタイム補正をしたとき（図７）との中間的なパルス幅とする。これにより、モータ電流の波形ひずみは従来よりも低減される。
【００５５】
なお、図７に示したように、モータ電流値Ｉｕの絶対値がしきい値より小さければ（時刻ｔ１はゼロクロスに近づいている）、すぐに電流補正量の符号を切換えたほうが、補正量ゼロとしたり、符号を切替えない補正したりするよりも、モータ電流の波形ひずみを小さくできる。
【００５６】
図９は、デッドタイム生成部が実行する補正制御を説明するためのフローチャートである。
【００５７】
図１、図９を参照して、まず処理が開始されると、デッドタイム生成部５０は、ステップＳ１においてモータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する。
【００５８】
続いて、ステップＳ２において、デッドタイム生成部５０は、モータ電流周波数と制御周期（システムで決定されている固定値）から次の制御周期でモータ電流がゼロクロスするか否かを推定する処理を実行する。
【００５９】
モータ電流Ｉｕの値とモータ電流Ｉｖ，Ｉｗの符号から、現在の回転位相θが推定できる。また１制御周期は、回転位相Δθに相当することが予めわかっている。したがって、θ＜１８０°＜θ＋Δθ、が成立する場合にゼロクロスする。またθ＜３６０°＜θ＋Δθ、が成立する場合にもゼロクロスする。
【００６０】
続いて、ステップＳ３において、デッドタイム生成部５０は、モータ電流Ｉｕがゼロクロス部分を正から負に向けて交差すると推定されたか否かを判断する。
【００６１】
図１０は、モータ電流がゼロクロス部分を正から負に向けて交差する場合を示した波形図である。図１０において、制御周期Ｔ０の終了までに、デッドタイム生成部５０は、次の制御周期Ｔ１においてモータ電流Ｉｕがゼロクロス部分を正から負に向けて交差するか否かを判断する。制御周期Ｔ０の終わりのタイミングの回転位相をθとし、制御周期Ｔ１の終わりのタイミングの回転位相をθ＋Δθすると、ゼロクロス部分を正から負に向けて交差する場合は、θ＜１８０°＜θ＋Δθが成立する。
【００６２】
再び図９に戻って、ステップＳ３において、モータ電流Ｉｕがゼロクロス部分を正から負に向けて交差すると推定された場合、ステップＳ４に処理が進められる。その他の場合には、ステップＳ７に処理が進められる。
【００６３】
ステップＳ４に処理が進められた場合、デッドタイム生成部５０は、検出したモータ電流Ｉｕがしきい値Ｉｔｈよりも大きいか否かを判断する。ステップＳ４においてＩｕ＞Ｉｔｈが成立した場合、ステップＳ５に処理が進められ、Ｉｕ＞Ｉｔｈが成立しない場合、ステップＳ６に処理が進められる。なお、図１０の場合は、制御周期Ｔ０の終わりの制御タイミングで、電流Ｉｕ＜Ｉｔｈとなっていることが示されているので、ステップＳ６に処理が進められる。
【００６４】
ステップＳ５に処理が進められた場合、デッドタイム生成部５０は、デッドタイム補正量を−βに設定する。ここで標準のデッドタイム補正量をα（αは正の値）とすると、βは、ゼロ、またはαよりも小さい正の値（０≦β＜α）である。デッドタイム補正量がゼロまたは負の値ということは、指令パルスの幅を変えないか、または狭める方向に補正することを示す。
【００６５】
一方ステップＳ６に処理が進められた場合、デッドタイム生成部５０は、デッドタイム補正量を−αに設定する。この場合デッドタイム補正量が負の値であるので、指令パルスの幅を狭める方向に補正が行なわれる。
【００６６】
また、ステップＳ７に処理が進んだ場合、デッドタイム生成部５０は、モータ電流Ｉｕがゼロクロス部分を負から正に向けて交差すると推定されたか否かを判断する。
【００６７】
図１１は、モータ電流がゼロクロス部分を負から正に向けて交差する場合を示した波形図である。図１１において、制御周期Ｔ０の終了時点において、デッドタイム生成部５０は、次の制御周期Ｔ１においてモータ電流Ｉｕがゼロクロス部分を負から正に向けて交差するか否かを判断する。制御周期Ｔ０の終わりのタイミングの回転位相をθとし、制御周期Ｔ１の終わりのタイミングの回転位相をθ＋Δθすると、ゼロクロス部分を正から負に向けて交差する場合は、θ＜３６０°＜θ＋Δθが成立する。
【００６８】
再び図９に戻って、ステップＳ７において、モータ電流Ｉｕがゼロクロス部分を負から正に向けて交差すると推定された場合、ステップＳ８に処理が進められる。その他の場合には、ステップＳ１１に処理が進められる。
【００６９】
ステップＳ８に処理が進められた場合、デッドタイム生成部５０は、検出したモータ電流Ｉｕがしきい値−Ｉｔｈよりも小さいか否かを判断する。ステップＳ４においてＩｕ＜−Ｉｔｈが成立した場合、ステップＳ９に処理が進められ、Ｉｕ＜−Ｉｔｈが成立しない場合、ステップＳ１０に処理が進められる。なお、図７や図１１に示した場合は、制御周期Ｔ０の終わりの段階で、電流Ｉｕ＞−Ｉｔｈとなっていることが示されているので、ステップＳ１０に処理が進められる。一方、図８に示した場合は、ステップＳ９に処理が進められる。
【００７０】
ステップＳ９に処理が進められた場合、デッドタイム生成部５０は、デッドタイム補正量を＋βに設定する。ここで標準のデッドタイム補正量をα（αは正の値）とすると、βは、ゼロ、またはαよりも小さい正の値（０≦β＜α）である。デッドタイム補正量が正の値ということは、指令パルスの幅を変えないか、または広げる方向に補正することを示す。
【００７１】
一方ステップＳ１０に処理が進められた場合、デッドタイム生成部５０は、デッドタイム補正量を＋αに設定する。この場合、デッドタイム補正量が正の値であるので、指令パルスの幅を広げる方向に補正が行なわれる。
【００７２】
最後に、ステップＳ７からステップＳ１１に処理が進められた場合について説明する。この場合は、次の制御周期ではモータ電流Ｉｕがゼロクロスしない。したがって、モータ電流が正の場合にはデッドタイム補正量は、＋αに設定され、モータ電流が正の場合にはデッドタイム補正量は、−αに設定される。
【００７３】
ステップＳ５，Ｓ６，Ｓ９〜Ｓ１１のいずれかの処理によって、デッドタイム補正量が決定されると、ステップＳ１２において処理はメインルーチンに戻される。
【００７４】
なお、図８で例示した場合には、上記のフローチャートにおける補正量β＝０の場合を示したが、βはαよりも小さな正の値であればゼロでなくても良い。
【００７５】
再び図１を参照して、本実施の形態を総括する。車載用電動圧縮機は、モータ５と、スクロール圧縮機９と、インバータ回路３０と、モータ制御部４０とを備える。スクロール圧縮機９は、モータ５によって駆動される「冷媒圧縮部」である。インバータ回路３０は、モータ５を駆動する。モータ制御部４０は、インバータ回路３０をＰＷＭ制御することによってモータ５の回転を制御する「制御装置」である。
【００７６】
図７および図８に示したように、モータ制御部４０は、１制御周期（Ｔ１）が経過した後にモータの電流Ｉｕの極性が反転すると予測される制御タイミング（ｔ１）において、モータ電流Ｉｕの絶対値｜Ｉｕ｜がしきい値より小さい場合（図７）には、ＰＷＭ制御で発生するパルスの幅の補正量を第１の補正量（＋α）に設定し、上記タイミングにおいて、モータ電流の絶対値｜Ｉｕ｜がしきい値より大きい場合（図８）には、ＰＷＭ制御で発生するパルスの幅の補正量の大きさをゼロまたは第１の補正量の大きさよりも小さい値βに設定する（図９のＳ５またはＳ９）。
【００７７】
上記制御タイミングにおいて、モータ電流の絶対値がしきい値よりも小さい場合には、上記制御タイミング（図７のｔ１）は次回の制御タイミング（図７のｔ２）よりもゼロクロス点に近いため、標準値である第１の補正量（＋αまたは−α）の補正を行なっても良い。一方、モータ電流の絶対値がしきい値よりも大きい場合には、上記制御タイミング（図８のｔ１）は次回の制御タイミング（図８のｔ２）よりもゼロクロス点から遠いため、標準値である第１の補正量（＋αまたは−α）の補正を行なうと、モータに印加される電圧の電圧誤差が大きくなってしまう。そこで、モータ電流の絶対値がしきい値よりも大きい場合には、補正を行なわないか、または補正量を第１の補正量よりも小さい値βにすることによって（図９のＳ５またはＳ９）、電圧誤差を小さく抑えることができる。
【００７８】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した説明ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【００７９】
１  バッテリ、５  モータ、６，７，８  コイル、９  スクロール圧縮機、１０  インバータ装置、２０  コンデンサ、３０  インバータ回路、４０  モータ制御部、４１  ｕｖｗ／ｄｑ変換部、４２  位置・速度推定部、４３，４５，４６  減算器、４４  速度制御部、４７  電流制御部、４８  ｄｑ／ｕｖｗ変換部、４９  入力電流算出部、５０  デッドタイム生成部、６３，６４，６５  シャント抵抗、Ｄ１〜Ｄ６  ダイオード、Ｑ１〜Ｑ６  スイッチング素子。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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