(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング電源の出力電圧の誤差を検出する出力電圧検出部と、
該出力電圧検出部の出力に応じて制御量を演算する補償部と、
該補償部の出力信号に応じて周波数を設定する周波数設定部と、
該周波数設定部が設定した周波数に拡散幅を重畳させる周波数拡散部と、
該周波数拡散部の出力値に応じた周波数の信号を出力する電圧制御発振部と、
前記スイッチング電源のスイッチング素子に流れる電流と前記補償部の出力信号とが入力されてオン時間を生成するオン時間生成部と、
前記電圧制御発振部の出力と前記オン時間生成部の出力とが入力されてパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調信号生成部とを備え、
前記周波数拡散部は、時間経過に応じて値が変更される第１係数を生成する第１係数生成部と、前記周波数設定部の出力値に応じた第２係数を生成する第２係数生成部と、前記周波数設定部の出力値に対し前記第２係数とは別の対応関係を有する第３係数を生成する第３係数生成部と、前記第１係数、前記第２係数及び前記第３係数と前記周波数設定部の出力値とに基づいて拡散幅を演算する拡散幅演算部とを有する
ことを特徴とするスイッチング電源のスイッチング制御装置。
【請求項２】
前記拡散幅演算部は、前記第１係数、前記第２係数及び前記第３係数を乗算する乗算部と、該乗算部の乗算出力と前記周波数設定部の出力値とを加算する加算部とを備えていることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源のスイッチング制御装置。
【請求項３】
前記第１係数生成部は、前記パルス幅変調信号生成部のパルス幅変調信号に基づいてスイッチング回数を計測するカウンタと、該カウンタの計数値をコード変換して前記第１係数を形成するコード変換部とを備えていることを特徴とする請求項１又は２に記載のスイッチング電源のスイッチング制御装置。
【請求項４】
前記コード変換部は、前記カウンタの計数値が零から上限値に到達するまでの期間に出力される信号の平均値が零となる入出力特性を有することを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源のスイッチング制御装置。
【請求項５】
前記第２係数生成部は、前記周波数設定部の出力値に比例する第２係数を生成することを特徴とする請求項１から４の何れか１項に記載のスイッチング電源のスイッチング制御装置。
【請求項６】
前記第２係数生成部は、前記周波数設定部の出力値に対する除算を行う回路であることを特徴とする請求項５に記載のスイッチング電源のスイッチング制御装置。
【請求項７】
前記第３係数生成部は、前記周波数設定部の出力値又は出力範囲を判定する判定部と、予め値が書き込まれた複数のレジスタと、前記判定部の判定出力に応じて前記複数のレジスタのいずれかを選択して該選択さえたレジスタに書き込まれた値を前記第３係数として出力する選択部とを備えていることを特徴とする請求項１から６の何れか１項に記載のスイッチング電源のスイッチング制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、周波数拡散制御を行うスイッチング電源のスイッチング制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般にスイッチング電源では、スイッチング素子をパルス信号によってオン／オフさせ、入力電圧Ｖｉｎから所望の出力電圧Ｖｏｕｔを生成するが、入力電圧や負荷電流が変化しても出力電圧が一定となるように制御するスイッチング制御装置を備え、このスイッチング制御装置で出力電圧誤差（出力電圧と目標電圧との差を増幅した信号）を検出してパルス信号のオン／オフの時比率すなわちデューティ比を調整するパルス幅変調（ＰＷＭ）制御方式が用いられている。
【０００３】
近年、電子機器から発生する妨害波（ＥＭＩ）に対する規制が定められており、スイッチング電源においてもスイッチング素子を制御するパルス信号の周波数（以下、スイッチング周波数ｆｓｗと称す）の高調波成分が問題となる。これに対して、スイッチング電源のスイッチング制御装置に周波数拡散部を備え、スイッチング周波数ｆｓｗを所望の拡散幅Δｆｓｗで変調させることで、ノイズスペクトラムの平均値を抑えることが知られている（例えば、特許文献１及び２参照）。
【０００４】
一方、スイッチング電源装置では、電力変換効率を向上させるため、軽負荷時の損失として支配的となるスイッチング損失を低減させるため、パルス幅変調制御に加えて、負荷電流が小さくなるにつれてスイッチング周波数を下げる周波数制御（以下、ＰＦＭ制御と称す）が用いられている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００４−２６６７８０号公報
【特許文献２】特開２００８−３１２３５９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところで、ＰＦＭ制御機能を有するスイッチング電源のスイッチング制御装置では、周波数拡散幅が一定の場合、スイッチング周波数が高くなるほど周波数拡散比率（スイッチング周波数に対する周波数拡散幅）が減少し、ノイズスペクトラムの低減効果が薄れることになる。そのため、ＰＦＭ制御の場合、スイッチング周波数に応じて周波数拡散幅も変化させる必要がある。
【０００７】
特許文献１に記載された従来例では、図１２に示すように、三角波発振回路でスイッチング周波数を生成しており、発振周波数を決定する電流値は、Ｄ／Ａ変換器で設定する構成となっている。この構成ではＤ／Ａ変換器への入力を変化させることで周波数の拡散幅を変化させることはできるが、スイッチング周波数を決める電流Ｉｒｅｆ１は固定値であり、スイッチング電源の負荷に応じて周波数を変化させるＰＦＭ制御には対応していない。仮に電流Ｉｒｅｆ１を負荷に応じて変化させるとした場合も、電流Ｉｒｅｆ１と拡散幅を決める電流Ｉｓｓは独立しており、スイッチング周波数が変化しても周波数拡散幅は一定となり、周波数が高くなるほど、ノイズ低減効果は小さくなってしまうという課題がある。
【０００８】
一方、特許文献２に記載の先行技術では、図１３に示すように、ＰＦＭ制御回路１２０とＰＦＭ周波数変調回路１３０とを備えており、負荷に応じてスイッチング周波数を制御するＰＦＭ制御機能を備えるとともに、スイッチング周波数に応じて周波数拡散幅も変化させることができる。この先行技術では、出力誤差を検出して制御量を決める誤差増幅器の出力ＶｆｂをＰＦＭ制御回路１２０へ入力して、カレントミラー回路１４０への入力電流を決定する構成としている。ＰＦＭ周波数変調回路１３０ではカレントミラー回路１４０の出力電流に応じて振幅が変化するスイッチング周波数よりも十分周期の長い三角波信号を生成し、この三角波信号を電流変換した電流をＰＦＭ制御回路１２０のカレントミラー回路１４０の別の出力電流に重畳することで、ＰＦＭ制御回路の出力信号の周波数を変調（拡散）させる。ＰＦＭ制御回路１２０では、この重畳された電流に応じて周波数が変化する矩形波を生成しており、これがスイッチング周波数となる。したがって、誤差増幅器の出力Ｖｆｂに応じたカレントミラー回路１４０の出力電流に、誤差増幅器の出力Ｖｆｂに応じたカレントミラー回路１４０の別の出力電流によって変化するＰＦＭ周波数変調回路１３０の出力電流を重畳することにより、負荷に応じてスイッチング周波数も変化し、併せて周波数拡散幅も変調させることができる。
【０００９】
しかしながら、特許文献２に記載の先行技術の構成では、周波数拡散幅はＰＦＭ周波数変調回路の出力である三角波信号Ｖｊｉｔの最大振幅（三角形の高さ）で決まる。三角波信号Ｖｊｉｔの最大振幅は図１３の三角波発振回路のＶｈ端子に入力される電流値で決まるため、誤差増幅器の出力Ｖｆｂ、言い換えると負荷電流（入力電圧、出力電圧が一定の場合、）に比例してその三角波振幅は変化するため、任意の周波数だけ周波数拡散幅を変化させることはできない。
【００１０】
例えば、負荷電流に応じて１ｋＨｚ〜１００ｋＨｚの周波数範囲でスイッチング周波数が変化するスイッチング電源において、１５０ｋＨｚ以上を規制する伝導ノイズに対して、スイッチング周波数７５ｋＨｚ以上の動作条件では第２次高調波から規制の対象となるが、スイッチング周波数７５ｋＨｚ未満では第３次高調波からとなり、後者のスイッチング周波数帯域の方が１５０ｋＨｚ以上のノイズ測定ではノイズピーク値は低く現れる。このような場合に、スイッチング周波数７５ｋＨｚ以上のノイズ低減を図る方法として、７５ｋＨｚ以上の周波数帯域に対するノイズを抑制するフィルタを追加する第１の方法や、７５ｋＨｚ以上に対してのみ周波数拡散幅を拡げる第２の方法が考えられる。
【００１１】
第２の方法を用いる場合には、特許文献２に記載された先行技術では周波数帯域に応じて周波数拡散幅を変化させることができず、一律に周波数拡散幅を大きくせざるをえない。このことは周波数拡散による出力電圧リップルを大きくするなど出力電圧安定性を損なう弊害を起こし得るという課題がある。
そこで、本発明は、上記特許文献１及び２に記載された先行技術の課題に着目してなされたものであり、特定のスイッチング周波数又は周波数範囲に対して、任意に周波数拡散幅を設定することが可能なスイッチング電源のスイッチング制御装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明の一態様であるスイッチング電源のスイッチング制御装置は、スイッチング電源の出力電圧の誤差を検出する出力電圧検出部と、この出力電圧検出部の出力に応じて制御量を演算する補償部と、この補償部の出力信号に応じて周波数を設定する周波数設定部と、この周波数設定部が設定した周波数に拡散幅を重畳させる周波数拡散部と、この周波数拡散部の出力値に応じた周波数の信号を出力する電圧制御発振部と、スイッチング電源のスイッチング素子に流れる電流と補償部の出力信号とが入力されてオン時間を生成するオン時間生成部と、電圧制御発振部の出力とオン時間生成部の出力とが入力されてパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調信号生成部とを備えている。そして、周波数拡散部は、時間経過に応じて値が変更される第１係数を生成する第１係数生成部と、周波数設定部の出力値に応じた第２係数を生成する第２係数生成部と、周波数設定部の出力値に対し第２係数とは別の対応関係を有する第３係数を生成する第３係数生成部と、第１係数、第２係数及び第３係数と周波数設定部の出力値とに基づいて拡散幅を演算する拡散幅演算部とを有している。
【発明の効果】
【００１３】
本発明の一態様によれば、特定のスイッチング周波数又は周波数範囲に対して、任意に周波数拡散幅を設定することが可能であり、スイッチング電源のスイッチング周波数の高調波成分による伝導ノイズを有効に抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明に係るスイッチング電源のスイッチング制御装置の第１の実施形態を示すブロックである。
【図２】図１の周波数設定部及び電圧制御発振部の入出力特性を示す特性線図であり、（ａ）は周波数設定部の入出力特性を示す特性線図、（ｂ）は周波数拡散を行わない場合の、電圧制御発振部の出力信号Ｖｆｓｗの周波数ｆｓｗと出力電流との関係を示す特性線図である。
【図３】図１の周波数拡散部の具体的構成を示すブロック図である。
【図４】図３の第１係数生成部の入出力特性例を示す特性線図である。
【図５】図３の第２係数生成部の入出力特性を示す図である。
【図６】図３の周波数拡散部の出力特性を示す特性線図である。
【図７】本発明に係るスイッチング電源のスイッチング制御装置の第２の実施形態を示すブロック図である。
【図８】図７の周波数設定部及び電圧制御発振部の入出力特性を示す特性線図であり、（ａ）は周波数設定部の入出力特性を示す特性線図、（ｂ）は電圧制御発振部の周波数設定部の入力に対するスイッチング周波数設定値との関係を示す特性線図である。
【図９】図７の周波数拡散部の入出力特性を示す特性線図であって、（ａ）は第１係数生成部におけるスイッチング周期数と第１係数との関係を示す特性線図、（ｂ）は第２係数生成部における周波数拡散部入力と第２係数との関係を示す特性図である。
【図１０】図７の周波数拡散部の第３係数生成部の入出力特性を示す特性線図である。
【図１１】本発明による効果を説明する伝導ＥＭＩ測定結果を示す特性線図である。
【図１２】特許文献１に記載された先行技術を示す構成図である。
【図１３】特許文献２に記載された先行技術を示す構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
次に、図面を参照して、本発明の一実施の形態を説明する。以下の図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付している。
また、以下に示す実施の形態は、本発明の技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、本発明の技術的思想は、構成部品の材質、形状、構造、配置等を下記のものに特定するものでない。本発明の技術的思想は、特許請求の範囲に記載された請求項が規定する技術的範囲内において、種々の変更を加えることができる。
【００１６】
以下、本発明の一の実施の形態に係るスイッチング電源のスイッチング制御装置について図面を参照して説明する。
スイッチング電源１０は、図１に示すように、フライバックコンバータの構成を有する。このスイッチング電源１０は、交流電源を整流した直流電源が入力される入力端子１１を有し、この入力端子１１にトランス１２の一次側巻線ＴＬ１の一端が接続されている。トランス１２の一次側巻線ＴＬ１の他端は、スイッチング素子１３および電流検出用抵抗１４を介して接地されている。入力端子１１と接地との間には平滑用の入力コンデンサ１５接続されている。
【００１７】
トランス１２の一次側巻線ＴＬ１とは逆極性となる二次側巻線ＴＬ２の一端がダイオード１６を介して一方の出力端子ｔｏｕｔ１に接続され、二次側巻線ＴＬ２の他端が直接他方の出力端子ｔｏｕｔ２に接続されている。また、ダイオード１６のカソードと出力端子ｔｏｕｔ１との間の接続点と、二次側巻線ＴＬ２の他端と出力端子ｔｏｕｔ２との間の接続点との間に平滑用の出力コンデンサ１７が接続されている。
出力端子ｔｏｕｔ１及びｔｏｕｔ２には負荷１８が接続されている。
【００１８】
また、スイッチング素子１３は、ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子で構成され、そのゲートが駆動回路１９に接続され、この駆動回路１９によってオン・オフ制御される。
このスイッチング素子１３のオン・オフのスイッチング動作に伴ってトランス１２の二次側巻線ＴＬ２に生起される交番電圧がダイオード１６で整流された後、出力コンデンサ１７で平滑化されて出力電圧Ｖｏｕｔとして負荷１８へ出力される。
【００１９】
駆動回路１９は、スイッチング制御回路２０から供給されるパルス幅変調（ＰＷＭ）信号ＳＰＷＭによってスイッチング素子１３をオン・オフ制御する。
スイッチング制御回路２０は、出力電圧検出部２１、デジタル補償部２２、周波数設定部２３、周波数拡散部２４、電圧制御発振部２５、オン時間生成部２６及びパルス幅変調信号生成部（以下、ＰＷＭ信号生成部と称す）２７、Ｄ／Ａ変換器２８を備えている。
【００２０】
出力電圧検出部２１は、例えば、比較器もしくは演算増幅器、フォトカプラやトランスなどの絶縁型信号伝達素子、Ａ／Ｄ変換器等を含んで構成され、基準電圧Ｖｒｅｆが入力されるとともに、スイッチング電源の出力電圧Ｖｏｕｔが入力され、基準電圧Ｖｒｅｆと出力電圧Ｖｏｕｔの検出値（出力電圧Ｖｏｕｔ自身、分圧、レベルシフトした電圧など）との誤差分をデジタル値に変換してデジタル誤差検出信号Ｄｅを形成し、このデジタル誤差検出信号Ｄｅをデジタル補償部２２へ出力する。
【００２１】
デジタル補償部２２は、出力電圧検出部２１から入力されるデジタル誤差検出信号Ｄｅに基づいて例えば下記（１）式で表されるＰＩ（比例・積分）制御演算を行って制御量Ｄｐｉを算出し、演算した制御量Ｄｐｉを周波数設定部２３及びオン時間生成部２６へ出力する。詳細な説明は省略するが、この制御量Ｄｐｉは、出力電圧一定の条件の下で、負荷電流に応じて変化する制御量になる。
Ｄｐｉ(n)＝Ｄｐｉ(n-1)＋Ｃ０＊Ｄｅ(n)−Ｃ１＊Ｄｅ(n-1)    ・・・（１）
Ｄｐｉ(n)：現在のスイッチング周期nでのデジタル補償部出力
Ｄｐｉ(n-1)：前回のスイッチング周期(n-1)でのデジタル補償部出力
Ｄｅ(n)：現在のスイッチング周期nでのデジタル誤差信号
Ｄｅ(n-1)：前回のスイッチング周期(n-1)でのデジタル誤差信号
Ｃ０：演算係数１
Ｃ１：演算係数２
【００２２】
周波数設定部２３は、デジタル補償部２２から出力される制御量Ｄｐｉが入力され、制御量Ｄｐｉをコード変換するもので、例えば図２（ａ）に示す入出力特性に設定されている。すなわち、制御量Ｄｐｉが零から第１設定値Ｄｐｉ１に達するまでの間は、周波数設定値Ｄｆｓｗは比較的小さい第１設定値Ｄｆｓｗ１を維持する。そして、制御量Ｄｐｉが第１設定値Ｄｐｉ１を超えると、第１設定値Ｄｐｉ１より大きな第２設定値Ｄｐｉ２に達するまで、周波数設定値Ｄｆｓｗは制御量Ｄｐｉの増加に比例して第１設定値Ｄｆｓｗ１より大きい第２設定値Ｄｆｓｗ２まで増加する。次いで、制御量Ｄｐｉが第２設定値Ｄｐｉ２を超えると、周波数設定値Ｄｆｓｗは第２設定値Ｄｆｓｗ２を維持する。
【００２３】
ここで、周波数拡散部２４で後述する周波数拡散制御を行わない場合を仮定してこの周波数拡散部２４の入出力は等しいものとし、さらにその後段の電圧制御発振部２５の出力信号Ｖｆｓｗの周波数ｆｓｗが電圧制御発振部２５の入力電圧に比例するとし、且つ前述したようにデジタル補償部２２から出力される制御量Ｄｐｉが負荷電流Ｉｏｕｔに応じて変化する条件（すなわち出力電圧一定）とすると、周波数ｆｓｗとスイッチング電源１０の出力電流Ｉｏｕｔは図２（ｂ）に示される関係となる。
【００２４】
オン時間生成部２６は、スイッチング素子１３を流れる電流が電流検出用抵抗１４で電流検出電圧Ｖｃｓに変換されて入力されるとともに、デジタル補償部２２から出力される制御量ＤｐｉがＤ／Ａ変換器２８でアナログ電圧のフィードバック電圧Ｖｆｂに変換されて入力されている。このオン時間生成部２６では、電流検出電圧Ｖｃｓとフィードバック電圧Ｖｆｂとを比較するコンパレータを内蔵し、このコンパレータで電流検出電圧Ｖｃｓがフィードバック電圧Ｖｆｂを超える状態すなわちＶｃｓ＞Ｖｆｂとなるとローレベル“Ｌ”からハイレベル“Ｈ”となるオン時間生成信号Ｖｔｏｎを生成し、このオン時間生成信号ＶｔｏｎをＰＷＭ信号生成部２７へ出力する。
【００２５】
ＰＷＭ信号生成部２７では、電圧制御発振部２５の出力信号Ｖｆｓｗと等しい周期で、且つ電圧制御発振部２５の出力信号Ｖｆｓｗの立ち上がりからオン時間生成部２６のオン時間生成信号Ｖｔｏｎがハイレベル“Ｈ”となるまでの間ハイレベル“Ｈ”を維持する矩形波のパルス幅変調信号（以下、ＰＷＭ信号と称す）ＳＰＷＭを駆動回路１９に出力する。
したがって、駆動回路１９によってスイッチング素子１３がＰＷＭ信号ＳＰＷＭに応じてオン・オフ制御される。
【００２６】
一方、周波数拡散部２４は、図３に示すように構成されている。この周波数拡散部２４は、周波数設定部２３からの周波数設定値Ｄｆｓｗが入力される入力端子ｔｉと、第１係数生成部２４ａと、第２係数生成部２４ｂと、第３係数生成部２４ｃと、拡散幅演算部２４ｄと、出力端子ｔｏｕｔとを備えている。
第１係数生成部２４ａは、ＰＷＭ信号生成部２７からＰＷＭ信号ＳＰＷＭが入力されてカウントアップするカウンタ３１と、このカウンタ３１の計数値が入力されるコード変換部３２とを備えている。
【００２７】
カウンタ３１は、ＰＷＭ信号ＳＰＷＭのパルス数すなわちスイッチング素子１３のスイッチング回数を計数する。カウンタ上限値は周波数拡散制御の１周期を設定するものとし、例えば７ビットカウンタで構成した場合、１２８スイッチング周期で１周期の周波数拡散制御を行う。
コード変換部３２は、周波数拡散１周期での平均値が零となる任意の入出力特性を設定するもので、例えば図４（ａ）に示すように、スイッチング回数に対して“０”から“７”まで増加した後減少して“０”に戻り、次いで“−７”まで減少してから“０”に戻る三角形波状の第１係数Ｃｏ１を出力する。この第１係数Ｃｏ１は、時間変化に対する周波数拡散幅の変化のステップ数（階調）を決める。図４（ａ）では１５階調となる。
【００２８】
このコード変換部３２は、１周期での平均値が零となるならば任意の周波数拡散パターンで設計することが可能であり、例えば図４（ｂ）に示すように、１５階調の台形波状としたり、図４（ｃ）に示すように、３階調の複数の矩形波状としたりすることができる。これら図４（ａ）〜図４（ｃ）では最大値／最小値を全て同じ＋７／−７として設定しているが、これに限定されるものではなく、最大値／最小値を任意に設定することができる。
【００２９】
第２係数生成部２４ｂは、現在のスイッチング周波数に対して最小の周波数拡散幅を決定するものである。ここでは、スイッチング周波数に比例した値とし、スイッチング周波数の１％を最小拡散幅とした例を示す。この第２係数生成部２４ｂでは、周波数設定値Ｄｆｓｗが入力される除算部（除算回路）４１を有し、この除算部４１で周波数設定値Ｄｆｓｗを例えば“１００”で除して入力される周波数設定値Ｄｆｓｗの設定比率１％の第２係数Ｃｏ２を得る。ここで、周波数設定部２３の入出力信号のデータ幅をそれぞれ９ｂｉｔと仮定すると、丸め誤差により入力信号に対する除算結果は図５に示すようになる。すなわち、Ｄｆｓｗ＜１００であるときに第２係数Ｃｏ２が“０”、１００≦Ｄｆｓｗ＜２００であるときに第２係数Ｃｏ２が“１”、２００≦Ｄｆｓｗ＜３００であるときに第２係数Ｃｏ２が“２”、・・・、５００≦Ｄｆｓｗ＜５１１であるときに第２係数Ｃｏ２が“５”となる。
【００３０】
なお、周波数設定値Ｄｆｓｗから第２係数Ｃｏ２を得るための除数は１００に設定する場合に限るものではなく、周波数設定値Ｄｆｓｗに対し任意に設定する第２係数Ｃｏ２の設定比率に応じて設定することができる。
第３係数生成部２４ｃは、周波数範囲ごとに周波数拡散幅を変化させる場合の係数を決定するものである。例として、前段の周波数設定部２３の入出力特性が図２（ａ）であるものとした場合について説明する。
【００３１】
この第３係数生成部２４ｃは、図３に示すように、比較器５１、５２、判定器５３、レジスタ５４及びセレクタ５５を備えている。
比較器５１は、入力される周波数設定値Ｄｆｓｗと第１設定値Ｄｆｓｗ１とを比較し、Ｄｆｓｗ≦Ｄｆｓｗ１であるときにローレベル“Ｌ”、Ｄｆｓｗ＞Ｄｆｓｗ１であるときにハイレベル“Ｈ”の比較信号Ｓｃ１を出力する。
【００３２】
比較器５２は、入力される周波数設定値Ｄｆｓｗと第２設定値Ｄｆｓｗ２とを比較し、Ｄｆｓｗ＜Ｄｆｓｗ２であるときにローレベル“Ｌ”、Ｄｆｓｗ≧Ｄｆｓｗ２であるときにハイレベル“Ｈ”の比較信号Ｓｃ２を出力する。
レジスタ５４は、第３係数Ｃｏ３となる３つの係数“０”、“１”及び“２”を個別のレジスタ領域に格納している。
セレクタ５５は、レジスタ５４に格納されている３つの係数のうちの１つを判定器５３からの選択信号に基づいて選択して、第３係数Ｃｏ３として出力する。
【００３３】
判定器５３は、比較信号Ｓｃ１がローレベル“Ｌ”であるときに周波数設定値Ｄｆｓｗが第１設定値Ｄｆｓｗ１と等しいと判定し、レジスタ５４の係数“０”を選択する選択信号をセレクタ５５に出力する。また、判定器５３は、比較信号Ｓｃ１がハイレベル“Ｈ”であり、比較信号Ｓｃ２がローレベル“Ｌ”であるときに周波数設定値Ｄｆｓｗが第１設定値Ｄｆｓｗ１と第２設定値Ｄｆｓｗ２との間の値すなわちＤｆｓｗ１＜Ｄｆｓｗ＜Ｄｆｓｗ２であると判定し、レジスタ５４の係数“２”を選択する選択信号をセレクタ５５に出力する。さらに、判定器５３は、比較信号Ｓｃ２がハイレベル“Ｈ”であるときに周波数設定値Ｄｆｓｗが第２設定値Ｄｆｓｗ２と等しいと判定し、レジスタ５４の係数“１”を選択する選択信号をセレクタ５５に出力する。
【００３４】
ここで、比較器５１，５２及び判定器５３で判定部５６が構成され、レジスタ５４及びセレクタ５５で選択部５７が構成されている。
したがって、第３係数生成部２４ｃでは、前段の周波数設定部２３の入出力特性が図２（ａ）であるとした場合に、周波数拡散部２４に入力される周波数設定値Ｄｆｓｗが第１設定値Ｄｆｓｗ１と等しい場合（Ｄｆｓｗ＝Ｄｆｓｗ１）には第３係数Ｃｏ３を“０”に設定する。また、周波数設定値Ｄｆｓｗが第１設定値Ｄｆｓｗ１を超え、第２設定値Ｄｆｓｗ２未満である場合（Ｄｆｓｗ１＜Ｄｆｓｗ＜Ｄｆｓｗ２）には第３係数Ｃｏ３を“２”に設定する。さらに、周波数設定値Ｄｆｓｗが第２設定値Ｄｆｓｗ２と等しい場合（Ｄｆｓｗ＝Ｄｆｓｗ２）には第３係数Ｃｏ３を“１”に設定する。
【００３５】
拡散幅演算部２４ｄは、乗算部６１と加算部６５とを備えている。
乗算部６１は、第１係数生成部２４ａから出力される第１係数Ｃｏ１と、第２係数生成部２４ｂから出力される第２係数Ｃｏ２と、第３係数生成部２４ｃから出力される第３係数Ｃｏ３とを乗算して、拡散幅ΔＤｆｓｗを算出し、算出した拡散幅ΔＤｆｓｗを加算部６２に出力する。
【００３６】
加算部６２は、入力端子ｔｉに入力される周波数設定値Ｄｆｓｗと、乗算部６１から出力される拡散幅ΔＤｆｓｗとが入力され、周波数設定値Ｄｆｓｗに拡散幅ΔＤｆｓｗを加算して周波数拡散信号Ｄｆｓｗｓｐを算出し、算出した周波数拡散信号Ｄｆｓｗｓｐを電圧制御発振部２５へ出力する。この加算部６２は、第１係数Ｃｏ１が正負の値を持つことから拡散幅ΔＤｆｓｗが正負の値を持ち、実際には加減算部として動作する。
【００３７】
したがって、周波数拡散部２４では、第１係数Ｃｏ１でスイッチング回数（時間）に応じて周波数拡散幅を変化させることができ、第２係数Ｃｏ２で入力信号（スイッチング周波数情報）に比例して拡散幅を変化させることができ、さらに第３係数Ｃｏ３で特定の周波数だけ拡散幅を変化させることができる。
そして、第１係数生成部２４ａ、第２係数生成部２４ｂ及び第３係数生成部２４ｃを上述したように設定した場合のスイッチング回数に対する拡散幅をΔｆｓｗを周波数ｆｓｗで除した周波数拡散比率Δｆｓｗ／ｆｓｗは、図６（ａ）に示すようになる。
【００３８】
すなわち、周波数設定値Ｄｆｓｗが第１設定値Ｄｆｓｗ１以下である場合（Ｄｆｓｗ≦Ｄｆｓｗ１）には第３係数Ｃｏ３が“０”となることから周波数拡散比率Δｆｓｗ／ｆｓｗが特性線Ｌ１で示すようにスイッチング回数にかかわらず常に“０”となる。
また、周波数設定値Ｄｆｓｗが第１設定値号Ｄｆｓｗ１を超え、第２設定値Ｄｆｓｗ２未満である場合（Ｄｆｓｗ１＜Ｄｆｓｗ＜Ｄｆｓｗ２）には第３係数Ｃｏ３が“２”となることからスイッチング回数に対する周波数拡散比率Δｆｓｗ／ｆｓｗが特性線Ｌ２で示すように最大±１４％まで増加する。
【００３９】
さらに、周波数設定値Ｄｆｓｗが第１設定値Ｄｆｓｗ２以上である場合（Ｄｆｓｗ≧Ｄｆｓｗ２）には第３係数Ｃｏ３が“１”となることから周波数拡散比率Δｆｓｗ／ｆｓｗが特性線Ｌ３で示すように特性線Ｌ２の半分の値±７％となる。
したがい、ＰＷＭ信号ＳＰＷＭの出力周波数（スイッチング周波数）に対する周波数拡散比率Δｆｓｗ／ｆｓｗの最大値は、図６（ｂ）に示すように、第１設定周波数ｆｓｗ１以下では“０”、第１設定周波数ｆｓｗ１を超え第２設定周波数ｆｓｗ２未満では１４％、第２設定周波数ｆｓｗ２以上では７％となる。
【００４０】
このように、周波数拡散部２４では、周波数設定部２３で設定された設定された周波数設定値Ｄｆｓｗに拡散幅ΔＤｆｓｗを加算して周波数拡散信号Ｄｆｓｗｓｐ（＝Ｄｆｓｗ＋ΔＤｆｓｗ）を電圧制御発振部２５に出力する。
この電圧制御発振部２５では周波数拡散信号Ｄｆｓｗｓｐに応じた周期の電圧発振信号ＶｆｓｗをＰＷＭ信号生成部２７に供給する。このＰＷＭ信号生成部２７には、オン時間生成部２６でスイッチング素子１３を流れる電流に応じた電流検出電圧Ｖｃｓとデジタル補償部２２から出力される制御量ＤｐｉをＤ／Ａ変換器２８でアナログ電圧に変換したフィードバック電圧Ｖｆｂとに基づいて生成した、オン時間生成信号Ｖｔｏｎが入力されている。
【００４１】
したがって、ＰＷＭ信号生成部２７で、電圧制御発振信号Ｖｆｓｗと等しい周期で、且つ電圧制御発振信号Ｖｆｓｗの立ち上がりからオン時間生成信号Ｖｔｏｎの立ち上がりまでがハイレベル“Ｈ”となる矩形波でなる時間変化に応じて周波数が変化するＰＷＭ信号ＳＰＷＭが生成され、このＰＷＭ信号ＳＰＷＭが駆動回路１９に供給されて、このＰＷＭ信号ＳＰＷＭに基づいてスイッチング素子１３がスイッチング動作される。
【００４２】
このように、第１の実施形態では、スイッチング周波数情報をデジタル値で出力する周波数設定部２３及び周波数拡散部２４を備えることで、ＰＦＭ制御動作においても周波数拡散が可能であり、軽負荷での効率向上と伝導ノイズ低減との双方を実現することができる。
しかも、周波数拡散部２４内に、第１係数生成部２４ａ、第２係数生成部２４ｂ及び第３係数生成部２４ｃの３つの係数生成部を設け、スイッチング回数（時間）に応じて周波数拡散幅を変化させる第１係数Ｃｏ１と、周波数設定部２３から入力される周波数設定値（スイッチング周波数情報）に比例して拡散幅を変化させる第２係数Ｃｏ２と、周波数又は周波数範囲によって拡散幅を変化させる第３係数Ｃｏ３とを生成し、これら第１係数Ｃｏ１〜第３係数Ｃｏ３に基づいてデジタル値の拡散幅を演算するようにしている。このため、前述した特許文献２の課題である特定の周波数又は周波数範囲についてだけ周波数拡散幅を任意且つ容易に変化させることが可能となる。
【００４３】
次に、本発明に係るスイッチング電源のスイッチング制御装置の第２の実施形態について図７〜図１０を参照して説明する。
この第２の実施形態では、トランス１２の一次側に配置した補助巻線から二次側巻線ＴＬ２に生起される二次側交流電圧に比例する補助交流電圧を発生させ、この補助交流電圧に基づいて出力電圧検出とスイッチング制御回路２０の電源供給を行うようにしている。
すなわち、第２の実施形態では、図７に示すように、トランス１２の一次側に二次側巻線ＴＬ２と同極性の補助巻線ＴＬ３を設け、この補助巻線ＴＬ３から二次側巻線ＴＬ２に生起される二次側交流電圧に比例する補助交流電圧を発生させている。
【００４４】
入力端子１１と一次側巻線ＴＬ１との間の接続点が抵抗７１を介してスイッチング制御回路２０の高圧入力端子ＶＨに接続されている。また、補助巻線ＴＬ３の一端には、ダイオード７２のアノードが接続され、このダイオード７２のカソードが電源端子ＶＣＣに接続されている。補助巻線ＴＬ３の他端は接地されている。ダイオード７２のカソード及び接地間には平滑用コンデンサ７３が接続されている。スイッチング制御回路２０の内部で高圧入力端子ＶＨと電源端子ＶＣＣが起動回路３０を介して接続されている。起動回路３０は、スイッチング電源の起動時に平滑用コンデンサ７３の充電電流を供給する。
【００４５】
また、補助巻線ＴＬ３の一端とダイオード７２のアノードとの間と接地との間に分圧抵抗７４及び７５が接続され、これら分圧抵抗７４及び７５の接続点がスイッチング制御回路２０に設けられた検出端子ＶＳを介してサンプルホールド部（Ｓ／Ｈ）２９に接続されている。したがって、サンプルホールド部２９には、補助巻線ＴＬ３に生起される二次側巻線ＴＬ２に生起される二次側交流電圧に比例した補助交流電圧、すなわちスイッチング電源１０の出力電圧Ｖｏｕｔに比例する電圧（正確には、出力電圧Ｖｏｕｔにダイオード１６の順方向電圧が加算された電圧に比例する電圧）が、スイッチング素子１３がオフしているときに印加される。サンプルホールド部２９は、この比例電圧を所定周期でサンプルホールドする。
【００４６】
そして、サンプルホールド部２９でサンプルホールドされた検出電圧が前述した第１の実施形態のスイッチング制御回路２０における出力電圧検出部２１に入力されている。その他の構成については、出力電圧検出部２１の絶縁型信号伝達素子が不要となることを除いて第１の実施形態における図１の構成と同一構成を有するので、図１との対応部分には同一符号を付し、その詳細説明はこれを省略する。
この第２の実施形態では、スイッチング電源１０は、一例として入力電圧がＡＣ９０Ｖ〜２５５Ｖ、出力電圧が１９Ｖ、定格負荷が６５Ｗにそれぞれ設定されている。
【００４７】
また、スイッチング制御回路２０の周波数設定部２３の入出力特性が図８（ａ）に示すように、第１設定制御量Ｄｐｉ１が３１２に設定され、第２設定制御量Ｄｐｉ２が４３２に設定されている。また、周波数設定部２３の入力である制御量Ｄｐｉに対するスイッチング周波数ｆｓｗの特性は、図８（ｂ）に示すように、制御量Ｄｐｉが第１設定制御量Ｄｐｉ１＝３１２であるときに第１設定周波数ｆｓｗ１＝２６ｋＨｚとなり、制御量Ｄｐｉが第２設定制御量Ｄｐｉ２＝４３２であるときに第２設定周波数ｆｓｗ２＝６５ｋＨｚとなるように設定されている。
【００４８】
また、スイッチング制御回路２０の周波数拡散部２４は、第１係数生成部２４ａのスイッチング周期に対する第１係数Ｃｏ１の特性が、図９（ａ）に示すように、前述した第１の実施形態における図４（ａ）と同様の特性としている。また、除算部４１を７ビットシフトするシフトレジスタで構成して周波数設定値Ｄｆｓｗを１２８で除算する回路とし、第２係数生成部２４ｂの周波数拡散部２４の入力信号である周波数設定値Ｄｆｓｗの周波数範囲と第２係数Ｃｏ２との関係が、図９（ｂ）に示すように、Ｄｆｓｗ＜１２８で第２係数Ｃｏ２が“１”、１２８≦Ｄｆｓｗ＜１９２の範囲で第２係数Ｃｏ２が“２”、１９２≦Ｄｆｓｗ＜２５６の範囲で第２係数Ｃｏ２が“２”、・・・４４８≦Ｄｆｓｗ＜５１１の範囲で第２係数Ｃｏ２が“５”となるように設定されている。
【００４９】
さらに、第３係数生成部２４ｃの周波数拡散部２４に入力される周波数設定値Ｄｆｓｗに対する第３係数Ｃｏ３の値が伝導ＥＭＩ評価を比較するために、図１０（ａ）及び（ｂ）に示すように、二通り設定されている。
第一番目の設定１では、図１０（ａ）では、周波数設定値Ｄｆｓｗが第１設定周波数設定値Ｎ１（２６ｋＨｚを指示）で第３係数Ｃｏ３が“０”、周波数設定値Ｄｆｓｗが第１設定周波数設定値Ｎ１より大きく第２設定周波数設定値Ｎ２（６５ｋＨｚを指示）以下で第３係数Ｃｏ３が“１”に設定されている。
【００５０】
第二番目の設定２では、図１０（ｂ）に示すように、周波数設定値Ｄｆｓｗが第１設定周波数設定値Ｎ１（２６ｋＨｚを指示）で第３係数Ｃｏ３が“０”、周波数設定値Ｄｆｓｗが第１設定周波数設定値Ｎ１より大きく第２周波数設定値Ｎ２（６５ｋＨｚを指示）未満で第３係数Ｃｏ３が“１”に設定され、周波数設定値Ｄｆｓｗが第２設定周波数設定値Ｎ２（６５ｋＨｚを指示）で第３係数Ｃｏ３が“２”に設定されている。
この第３係数生成部２４ｃの第一番目の設定１では、スイッチング周波数が６５ｋＨｚの場合、周波数拡散比率は最大７％であり、第二番目の設定２ではスイッチング周波数が６５ｋＨｚの場合、周波数拡散比率は最大１４％となる。
【００５１】
この第２の実施形態でのスイッチング電源１０及びスイッチング制御回路２０の動作は、第３係数生成部２４ｃで生成される第３係数Ｃｏ３が互いに異なる二通りに設定されることを除いては、第１の実施形態と同様の動作となる。すなわち、ＰＦＭ制御動作においても周波数拡散が可能であり、軽負荷での効率向上と伝導ノイズ低減との双方を実現することができる。しかも、周波数拡散部２４内に、第１係数生成部２４ａ、第２係数生成部２４ｂ及び第３係数生成部２４ｃの３つの係数生成部を設け、これら第１係数Ｃｏ１〜第３係数Ｃｏ３に基づいてデジタル値の拡散幅を演算するので、前述した特許文献２の課題である特定の周波数又は周波数範囲についてだけ周波数拡散幅を任意且つ容易に変化させることが可能となる。
【００５２】
そして、第３係数生成部２４ｃの特性を、第一番目の設定１とした場合と、第二番目の設定２とした場合とで、伝導ＥＭＩ評価を行った結果を図１１に示す。この図１１はスイッチング電源１０の負荷１８に供給する出力電力Ｐｏｕｔ（Ｗ）と、ＥＭＩ−ＡＶマージン（ｄＢμＶ）との関係を表すものであり、出力電力Ｐｏｕｔが５Ｗから３６Ｗ程度までは第３係数生成部２４ｃを第一番目の設定とした場合と、第二番目の設定とした場合とでノイズ規制値に対するＥＭＩ−ＡＶマージンが略同一の値となるが、出力電力Ｐｏｕｔが増加してスイッチング周波数６５ｋＨｚで動作する定格負荷付近の条件（出力電力Ｐｏｕｔ＝６１Ｗ近傍）では、第３係数生成部２４ｃを第一番目の設定１とした場合に、ＥＭＩ−ＡＶマージンが低下するが、第二番目の設定２とした場合では、ＥＭＩ−ＡＶマージンを広げることができた。
【００５３】
このように、上記実施例では、図１１に示すように、ほとんどの帯域でノイズマージンが十分にとれているが、ある周波数帯域だけノイズマージンが不足する場合に対しては、第３係数生成部２４ｃで生成する第３係数Ｃｏ３をノイズマージンが不足する周波数帯域だけ大きい係数“２”に設定することにより、ノイズマージン不足を解消することができる。このように、ある周波数帯域だけノイズマージンが不足する場合に対してはより大きな効果を発揮することができる。
【００５４】
なお、上記第１及び第２の実施形態においては、スイッチング素子１３を駆動する駆動回路１９をスイッチング制御回路２０の外部に設けた場合について説明したが、これに限定されるものではなく、スイッチング制御回路２０内に駆動回路１９を配置するようにしてもよい。
【符号の説明】
【００５５】
１０…スイッチング電源、１１…入力端子、１２…トランス、ＴＬ１…一次側巻線、ＴＬ２…二次側巻線、ＴＬ３…補助巻線、１５…入力コンデンサ、１６…ダイオード、１７…出力コンデンサ、１８…負荷、１９…駆動回路、２０…スイッチング制御回路、２１…出力電圧検出部、２２…デジタル補償部、２３…周波数設定部、２４…周波数拡散部、２４ａ…第１係数生成部、２４ｂ…第２係数生成部、２４ｃ…第３係数生成部、２４ｄ…拡散幅演算部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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