(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
異なる２つの駆動方式での制御が可能で、制御されることによって生成した電圧を三相モータの巻線に印加する駆動回路と、
前記三相モータの巻線の電圧を検出する電圧検出部と、
前記三相モータの始動前に、所定のＰＷＭ制御信号に基づいて一方の駆動方式で前記駆動回路を制御した後に、該所定のＰＷＭ制御信号に基づいて他方の駆動方式で前記駆動回路を制御して、異なる２つの駆動方式の各々で電圧を生成するように前記駆動回路を制御し、前記他方の駆動方式で生成された電圧が前記三相モータの巻線に印加されることにより前記電圧検出部で検出された電圧が、前記一方の駆動方式で生成した電圧が前記三相モータの巻線に印加されることにより前記電圧検出部で検出された電圧と一致するように該所定のＰＷＭ制御信号を変化させ、該所定のＰＷＭ制御信号と該変化させたＰＷＭ制御信号との差異に基づいて、前記２つの駆動方式の前記一方の駆動方式から前記他方の駆動方式に変更する場合の補正値を算出すると共に、前記三相モータの始動後、前記駆動回路の駆動方式を変更する場合に、入力された指令信号に基づいたＰＷＭ制御信号を前記補正値に基づいて補正し、前記２つの異なる駆動方式のいずれか一方で補正したＰＷＭ制御信号を用いて前記駆動回路を制御する駆動回路制御部と、
を含むモータ制御装置。
【請求項２】
前記駆動回路制御部は、前記三相モータの始動前に、前記一方の駆動方式で前記駆動回路を制御して第１相の巻線から第２相の巻線を介して接地領域に通電させた後に、前記他方の駆動方式で前記駆動回路を制御して前記第１相の巻線から前記第２相の巻線を介して接地領域に通電させることにより、前記三相モータのロータを回転させずに前記補正値を算出する請求項１に記載のモータ制御装置。
【請求項３】
前記駆動回路制御部は、前記三相モータの初回の始動時前に前記補正値を算出して記憶し、初回以後の前記三相モータの始動では該記憶した補正値に基づいて前記ＰＷＭ制御信号を補正する請求項１又は２に記載のモータ制御装置。
【請求項４】
前記２つの駆動方式は、ロータの回転位置に応じていずれか１相の巻線を無通電にし、他の２相の巻線の一方の巻線から他方の巻線に通電されるように前記駆動回路を制御する第１駆動方式と、ロータの回転位置に応じていずれか１相の巻線を無通電にし、他の２相の巻線の一方の巻線から他方の巻線に通電された後、前記一方の巻線から前記他方の巻線に流れる電流を減衰させる通電がされるように前記駆動回路を制御する第２駆動方式と、を含む請求項１〜３のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
【請求項５】
三相モータのロータの回転位置に応じて前記三相モータのいずれか１相の巻線を無通電にし、他の２相の巻線の一方の巻線から他方の巻線に通電する第１駆動方式と、前記三相モータのロータの回転位置に応じて前記三相モータのいずれか１相の巻線を無通電にし、他の２相の巻線の一方の巻線から他方の巻線に通電された後、前記一方の巻線から前記他方の巻線に流れる電流を減衰させる通電をする第２駆動方式との２つの駆動方式での制御が可能で、制御されることによって生成した電圧を前記三相モータの巻線に印加する駆動回路と、
前記第２駆動方式において前記一方の巻線から前記他方の巻線に流れる電流を減衰させる通電の時間と前記駆動回路において直列に接続されたスイッチング素子が同時にオンにならないようにするために設けられた通電停止時間とに基づいて前記２つの駆動方式の一方の駆動方式から他方の駆動方式に変更する場合の補正値を算出すると共に、前記三相モータの始動後、前記駆動回路の駆動方式を変更する場合に、入力された指令信号に基づいたＰＷＭ制御信号を前記補正値に基づいて補正し、前記第１駆動方式及び前記第２駆動方式のいずれか一方で補正したＰＷＭ制御信号を用いて前記駆動回路を制御する駆動回路制御部と、
を含むモータ制御装置。
【請求項６】
前記駆動回路制御部は、前記三相モータの回転速度が高速の場合には前記第１駆動方式で、前記三相モータの回転速度が低速の場合には前記第２駆動方式で、前記駆動回路を各々制御する請求項４又は５に記載のモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、車両のウォータポンプ駆動用のモータ制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
水冷式エンジンでは、エンジンブロック等に設けられた冷却水の流路であるウォータジャケットに不凍液を添加した冷却水を循環させることにより、エンジンを冷却している。水冷式エンジンのエンジンブロックには、冷却水を循環させるためのウォータポンプが取り付けられており、ウォータポンプは、車両が備えるＥＣＵ（Electronic Control Unit）によって回転速度が制御されるポンプ駆動用モータによって駆動される。
【０００３】
ポンプ駆動用モータには、ブラシレスＤＣモータが主に用いられるが、ブラシレスＤＣモータ（以下、「モータ」と称する）等の同期モータの巻線に印加する電圧を生成するための制御には種々の方式が存在し、目的に応じて使い分けられる場合がある。
【０００４】
特許文献１には、モータの巻線の電流の位相を進角させる場合には矩形波状の電圧を生成する矩形波制御を行い、モータの巻線の位相を進角させる必要がない場合には、正弦波波形の電圧を生成するＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御を行う交流電動機の駆動制御装置が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特許第３６８３１３５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、電圧を生成する制御の方式が異なれば、生成される電圧及び電流は同一ではない。特許文献１に記載の発明では、モータが回転中に電圧生成の駆動方式を変更するので、駆動方式の変更の際に、生成される電圧及び電流に差異が生じ、その結果、モータの回転速度に意に反して変動するおそれがあるという問題点があった。
【０００７】
本発明は上記に鑑みてなされたもので、回転速度に応じて電圧生成の駆動方式を変更する場合に、モータの回転速度の変動を抑制し得るモータ制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
前記課題を解決するために、請求項１に記載のモータ制御装置は、異なる２つの駆動方式での制御が可能で、制御されることによって生成した電圧を三相モータの巻線に印加する駆動回路と、前記三相モータの巻線の電圧を検出する電圧検出部と、前記三相モータの始動前に、所定のＰＷＭ制御信号に基づいて一方の駆動方式で前記駆動回路を制御した後に、該所定のＰＷＭ制御信号に基づいて他方の駆動方式で前記駆動回路を制御して、異なる２つの駆動方式の各々で電圧を生成するように前記駆動回路を制御し、前記他方の駆動方式で生成された電圧が前記三相モータの巻線に印加されることにより前記電圧検出部で検出された電圧が、前記一方の駆動方式で生成した電圧が前記三相モータの巻線に印加されることにより前記電圧検出部で検出された電圧と一致するように該所定のＰＷＭ制御信号を変化させ、該所定のＰＷＭ制御信号と該変化させたＰＷＭ制御信号との差異に基づいて、前記２つの駆動方式の前記一方の駆動方式から前記他方の駆動方式に変更する場合の補正値を算出すると共に、前記三相モータの始動後、前記駆動回路の駆動方式を変更する場合に、入力された指令信号に基づいたＰＷＭ制御信号を前記補正値に基づいて補正し、前記２つの異なる駆動方式のいずれか一方で補正したＰＷＭ制御信号を用いて前記駆動回路を制御する駆動回路制御部と、を含んでいる。
【００１１】
このモータ制御装置によれば、他方の駆動方式で生成した電圧が三相モータの巻線に印加されることにより検出された電圧が、一方の駆動方式で生成した電圧が三相モータの巻線に印加されることにより検出された電圧と一致するようにＰＷＭ制御信号を変化させている。変化前と変化後とのＰＷＭ制御信号の差異に基づいて補正値を算出し、ＰＷＭ制御信号を算出した補正値で補正することにより、電圧生成の駆動方式を変更する場合に、モータの回転速度の変動を抑制できる。
【００１２】
請求項２に記載のモータ制御装置は、請求項１に記載のモータ制御装置において、前記駆動回路制御部は、前記三相モータの始動前に、前記一方の駆動方式で前記駆動回路を制御して第１相の巻線から第２相の巻線を介して接地領域に通電させた後に、前記他方の駆動方式で前記駆動回路を制御して前記第１相の巻線から前記第２相の巻線を介して接地領域に通電させることにより、前記三相モータのロータを回転させずに前記補正値を算出する。
【００１３】
このモータ制御装置によれば、三相モータのロータを回転させないようにすることにより、補正値の算出に特化した制御が可能になる。
【００１４】
請求項３に記載のモータ制御装置は、請求項１又は２に記載のモータ制御装置において、前記駆動回路制御部は、前記三相モータの初回の始動時前に前記補正値を算出して記憶し、初回以後の前記三相モータの始動では該記憶した補正値に基づいて前記ＰＷＭ制御信号を補正する。
【００１５】
このモータ制御装置によれば、記憶した補正値を用いることにより、三相モータの始動毎に補正値を算出することを要しないので、三相モータの制御を簡易迅速化できる。
【００１６】
請求項４に記載のモータ制御装置は、請求項１〜３のいずれか１項に記載のモータ制御装置において、前記２つの駆動方式は、ロータの回転位置に応じていずれか１相の巻線を無通電にし、他の２相の巻線の一方の巻線から他方の巻線に通電されるように前記駆動回路を制御する第１駆動方式と、ロータの回転位置に応じていずれか１相の巻線を無通電にし、他の２相の巻線の一方の巻線から他方の巻線に通電された後、前記一方の巻線から前記他方の巻線に流れる電流を減衰させる通電がされるように前記駆動回路を制御する第２駆動方式と、を含む。
【００１７】
このモータ制御装置によれば、第２駆動方式では通電した巻線に残留する電流を減衰させる通電をしている。かかる通電により、無通電の相の誘起電圧に生じるノイズを軽減でき、低速回転時に誘起電圧に基づくロータの位置の検出が容易となる。
【００１８】
前記課題を解決するために、請求項５に記載のモータ制御装置は、三相モータのロータの回転位置に応じて前記三相モータのいずれか１相の巻線を無通電にし、他の２相の巻線の一方の巻線から他方の巻線に通電する第１駆動方式と、前記三相モータのロータの回転位置に応じて前記三相モータのいずれか１相の巻線を無通電にし、他の２相の巻線の一方の巻線から他方の巻線に通電された後、前記一方の巻線から前記他方の巻線に流れる電流を減衰させる通電をする第２駆動方式との２つの駆動方式での制御が可能で、制御されることによって生成した電圧を前記三相モータの巻線に印加する駆動回路と、前記第２駆動方式において前記一方の巻線から前記他方の巻線に流れる電流を減衰させる通電の時間と前記駆動回路において直列に接続されたスイッチング素子が同時にオンにならないようにするために設けられた通電停止時間とに基づいて前記２つの駆動方式の一方の駆動方式から他方の駆動方式に変更する場合の補正値を算出すると共に、前記三相モータの始動後、前記駆動回路の駆動方式を変更する場合に、入力された指令信号に基づいたＰＷＭ制御信号を前記補正値に基づいて補正し、前記第１駆動方式及び前記第２駆動方式のいずれか一方で補正したＰＷＭ制御信号を用いて前記駆動回路を制御する駆動回路制御部と、を含んでいる。
【００１９】
このモータ制御装置によれば、設計時等に算出された理論上の補正値に基づいてＰＷＭ制御信号を補正することにより、電圧生成の駆動方式を変更する場合に、モータの回転速度の変動を抑制できる。
【００２０】
請求項６に記載のモータ制御装置は、請求項４又は５に記載のモータ制御装置において、前記駆動回路制御部は、前記三相モータの回転速度が高速の場合には前記第１駆動方式で、前記三相モータの回転速度が低速の場合には前記第２駆動方式で、前記駆動回路を各々制御する。
【００２１】
このモータ制御装置によれば、三相モータの回転速度が低速の場合にはロータの位置検出が容易な第２駆動方式を用い、三相モータの回転速度が高速の場合には駆動回路のスイッチング動作が少ない第１駆動方式を用いることにより、回転速度に応じて三相モータの制御を最適化できる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明の実施の形態に係るポンプ駆動用モータの分解斜視図である。
【図２】本発明の実施の形態に係るモータ制御装置の一例を示す概略図である。
【図３】冷却水を吐出する際の配管抵抗を流量と圧力の比で表したグラフである。
【図４】本発明の実施の形態に係るモータ制御装置のマイコンに設けられたＰＷＭの演算回路の一例を示した概略図である。
【図５】本発明の実施の形態に係るモータ制御装置におけるインバータＦＥＴのゲートに印加される信号、センサレス位置検出タイミング、Ｗ相電圧、誘起電圧検出期間の一例を示した概略図であり、（Ａ）は片側ＰＷＭ駆動の場合、（Ｂ）は平衡駆動の場合を各々示している。
【図６】本発明の実施の形態において、モータのＵ相コイルからＶ相コイルへの通電におけるインバータ回路の動作を示した概略図であり、（Ａ）は片側ＰＷＭ駆動の場合、（Ｂ）は平衡ＰＷＭ駆動の場合を各々示している。
【図７】本発明の実施の形態に係るモータ制御装置における指令信号、インバータＦＥＴのゲートに印加される信号、Ｕ相電圧、Ｖ相電圧、Ｕ−Ｖ間電圧の一例を示した概略図であり、（Ａ）は片側ＰＷＭ駆動の場合、（Ｂ）は平衡駆動の場合を各々示している。
【図８】本発明の実施の形態に係るモータ制御装置におけるモータの始動のセンサレス制御の一例を示したフローチャートである。
【図９】本発明の実施の形態におけるセンサレス駆動の一例を示したフローチャートである。
【図１０】本発明の実施の形態における位置決め制御の一例を示したフローチャートである。
【図１１】本発明の実施の形態における位置決め制御におけるロータの回転速度、プリドライバに出力されるＰＷＭ制御信号であるPWM DUTY、Ｕ相端子電圧、Ｖ相端子電圧、Ｕ−Ｖ相間の平均電圧の各々の変化を記したタイミングチャートの一例である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
図１は、本実施の形態に係るポンプ駆動用モータ１０（以下、「モータ１０」と略記）の分解斜視図である。図１に示されるように、モータ１０は、ハウジング１２と、ベース部材１４と、ロータ１６と、ステータ１８と、制御基板２０と、シールドカバー２２と、ステータホルダ２４とを備えている。
【００２４】
ハウジング１２は、樹脂製とされている。このハウジング１２は、板状のハウジング本体２６と、ロータ１６を収容する開口２８Ａを備えたロータ１６収容室２８の周壁部３０とを一体に有している。ハウジング本体２６の一端部には、コネクタ３２が設けられており、ロータ１６収容室２８の周壁部３０は、ハウジング本体２６の中央部よりも他端部寄りの位置に円筒状に形成されている。
【００２５】
モータ１０は、例えばエンジン冷却水を循環させるウォータポンプとして好適に用いられるものであり、ロータ１６収容室２８は、ハウジング１２が自動車のエンジンブロック等に取り付けられた場合に、エンジンブロックに形成されたポンプ室と連通される。
【００２６】
ベース部材１４は、伝熱性が高く導電性を有する金属の一例として、例えば、アルミニウム合金製とされている。このベース部材１４には、ロータ１６収容室２８の底壁部３１が形成されており、この底壁部３１には、接合部３８及びシャフト支持部４０が形成されている。この接合部３８及びシャフト支持部４０は、それぞれ円筒状に形成されている。
【００２７】
接合部３８は、シャフト支持部４０の径方向外側に形成されると共に、周壁部３０の先端部と同軸上に形成されている。この接合部３８は、ロータ１６収容室２８側に突出しており、周壁部３０の先端部における外周部と接合されている。この接合部３８の内周部と周壁部３０の先端部における外周部との間には、例えばＯリング等のシール材が設けられている。
【００２８】
シャフト支持部４０は、周壁部３０の径方向内側に形成されており、ロータ１６収容室２８の内部に突出されている。このシャフト支持部４０の内側には、ロータ１６収容室２８の軸方向に延びるシャフト４４の一端が圧入されており、これにより、シャフト４４は、シャフト支持部４０に支持されている。
【００２９】
ロータ１６は、ロータ１６収容室２８に回転可能に収容されている。このロータ１６は、軸受４６を介してシャフト４４に回転可能に支持されている。ロータ１６は、永久磁石で構成されており、シャフト４４の軸方向にインペラ部材４８が設けられている。
【００３０】
インペラ部材４８にはインペラ５６が形成されている。インペラ５６は、エンジンブロックのポンプ室に収容される。ポンプ室内でインペラ５６が回転することにより、ポンプ室内に液体が流入されると共に、ポンプ室から液体が吐出される。なお、ロータ１６収容室２８は、ポンプ室と連通されるので、ポンプ室３６に液体が流入すると、ロータ１６収容室２８は、液体で充満される。
【００３１】
ステータ１８は、周壁部３０の周囲に設けられており、この周壁部３０を介してロータ１６と径方向に対向されている。このステータ１８は、環状のステータコアに巻装された巻線を有している。ステータ１８の巻線に印加する電圧の極性を制御することによって、ステータ１８にはいわゆる回転磁界生じる。ロータ１６を構成する永久磁石が、ステータ１８に生じた回転磁界に吸引又は反発することにより、ロータ１６が回転磁界に追随して回転する。
【００３２】
制御基板２０は、プリント基板等の基板本体６４に複数の素子が実装されている。基板本体６４は、底壁部３１にロータ１６収容室２８と反対側から重ね合わされている。なお、基板本体６４は、底壁部３１との間に例えば伝熱シートや伝熱ゲル等の介在物を介して底壁部３１に重ね合わされていても良い。
【００３３】
シールドカバー２２は、例えば鉄等の強磁性体により形成されている。このシールドカバー２２は、上述の制御基板２０及びベース部材１４と後述するステータホルダ２４の保持部７６とを包囲する包囲部７２と、制御基板２０に対する底壁部３１と反対側から制御基板２０を覆う被覆部７４とを有している。このシールドカバー２２は、モータ１０の外形部を形成している。
【００３４】
ステータホルダ２４は、例えば鉄等の強磁性体により形成されている。このステータホルダ２４は、円筒状の保持部７６を有している。この保持部７６は、ステータ１８と包囲部７２との間に設けられている。この保持部７６の内周部に、巻線が巻回されたステータコアが圧入されることにより、ステータ１８は、保持部７６によって保持されている。
【００３５】
また、この保持部７６におけるハウジング本体２６側の端部には、この板状のハウジング本体２６に沿って包囲部７２に向けて延びる延長フランジ７８が形成されている。さらに、上述のシールドカバー２２の周縁部には、第１フランジ８０が形成されており、ステータホルダ２４の周縁部には、第２フランジ８２が形成されている。この第１フランジ８０及び第２フランジ８２は、締結具等により互いに結合されている。なお、この第１フランジ８０及び第２フランジ８２は、シールドカバー２２とステータホルダ２４との接続部の一例である。
【００３６】
シールドカバー２２及びステータホルダ２４が互いに固定された際に形成される空間に、上述の制御基板２０が収容されている。
【００３７】
制御基板２０の基板本体６４には、上述の延長フランジ７８と同じ側に延びる延長部８６が形成されている。保持部７６の側方で延長フランジ７８と延長部８６との間に形成された空間には、基板本体６４に実装されている素子よりも大型の電気部品９０が配置されている。電気部品９０は、例えば雑防素子とされており、基板本体６４における底壁部側の面に実装されている。なお、ベース部材１４には、底壁部３１から延長部８６と同じ側に延びる支持部９２が形成されており、延長部８６は、支持部９２に重ね合わされている。
【００３８】
図２は、本実施の形態に係るモータ制御装置１００の一例を示す概略図である。インバータ回路１１４は、イグニッションスイッチ１２４がオンになり、車載のバッテリ１２０から供給された電力をスイッチングし、モータ本体１１８（以下、「モータ１１８」と略記）のステータ１８のコイルに印加する電圧を生成する。例えば、インバータＦＥＴ１１４Ａ，４４ＤはＵ相のコイルに、インバータＦＥＴ１１４Ｂ，４４ＥはＶ相のコイルに、インバータＦＥＴ１１４Ｃ，４４ＦはＷ相のコイルに、各々印加する電圧を生成するスイッチングを行う。
【００３９】
インバータＦＥＴ１１４Ａ，１１４Ｂ，１１４Ｃの各々のドレインは車載のバッテリ１２０の正極に接続されている。また、インバータＦＥＴ１１４Ｄ，１１４Ｅ，１１４Ｆの各々のソースはバッテリ１２０の負極に接続されている。
【００４０】
本実施の形態では、モータ１１８のロータ１６が回転によって生じる誘起電圧によりロータ１６の回転速度及び位置（回転位置）を検出する。一般に、ブラシレスＤＣモータは、シャフト４４と同軸に設けられたロータ１６のマグネット又はセンサマグネットの磁界をホール素子で検出し、検出された磁界に基づいてロータ１６の回転速度及び位置（回転位置）を検出する。しかしながら、本実施の形態に係るモータ１１８は、エンジンのウォータポンプ１２８に用いられるので、作動時には、エンジンの熱にさらされる。半導体であるホール素子は熱に弱いので、本実施の形態に係るモータ１１８では、ホール素子は使用せず、無通電の相のコイルに生じた誘起電圧によってロータ１６の回転速度及び位置を検出する。
【００４１】
誘起電圧は、ロータ１６の回転に応じて変化する正弦波状のアナログ信号であるが、本実施の形態では、コンパレータを含む位置検出回路１１６により、矩形波状のパルス信号に変換してマイコン１１０に入力する。
【００４２】
マイコン１１０は、位置検出回路１１６から入力された信号からロータ１６の位置を算出し、算出したロータ１６の位置と上位の制御装置であるＥＣＵ１２２から入力された指令信号とに基づいて、インバータ回路１１４のスイッチングの制御に係るＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御のデューティ比を算出する。ＥＣＵ１２２には、エンジンの冷却水の温度を検知する水温センサ１２６が接続されており、冷却水の温度が上昇するに従って、ウォータポンプ１２８の冷却水の吐出量が多くなるようにモータ１１８の回転速度を制御する。また、水温センサ１２６は、エンジンのウォータジャケット又はラジエータ等の冷却水の流路の一角に設けられている。また、本実施の形態では、バッテリ１２０とインバータ回路１１４とモータ１１８とで構成された回路の電圧を計測する電圧センサ１３０が設けられている。
【００４３】
マイコン１１０によって算出されたデューティ比の信号（ＰＷＭ制御信号）は、プリドライバ１１２を介してインバータ回路１１４に出力され、インバータ回路１１４は当該デューティ比に基づいて電圧を生成し、モータ１１８のコイルに印加する。
【００４４】
図３は、冷却水を吐出する際の配管抵抗を流量と圧力の比で表したグラフである。図３に示したように、ウォータポンプが吐出する冷却水の流量が増えるに従って、高い圧力を要するようになり、配管抵抗が大きくなっている。本実施の形態では、流量が少ない場合には、インペラ５６を駆動するモータ１１８の回転速度を低くし、流量が大きくなるに従って、インペラ５６を駆動するモータ１１８の回転速度を高くしていく。
【００４５】
後述するように、モータ１１８のコイルに印加する電圧を生成する駆動方式は、モータ１１８の回転速度によって至適な方式が存在する。本実施の形態では、流量が少なくモータ１１８の回転速度が低い場合には平衡ＰＷＭ駆動と称する駆動方式で、流量が多くモータ１１８の回転速度が高い場合には片側ＰＷＭ駆動と称する駆動方式で、各々モータ１１８のコイルに印加する電圧を生成する。
【００４６】
図４は、本実施の形態に係るモータ制御装置１００のマイコン１１０に設けられたＰＷＭの演算回路の一例を示した概略図である。図４に示した演算回路は、ＥＣＵ１２２から指令信号である指令DUTYが入力される演算回路選択部１３２と、片側ＰＷＭ駆動ＤＵＴＹＴ演算回路１３４Ａと、平衡ＰＷＭ駆動ＤＵＴＹＴ演算回路１３４Ｂとを備えている。
【００４７】
演算回路選択部１３２は、入力された指令信号の指令値であるデューティ比が所定の閾値Ｘ％以上か否かにより、モータ１１８のコイルに印加する電圧のデューティ比を算出する演算回路を選択する。例えば、指令信号のデューティ比がＸ％以上の場合は、モータ１１８を高速で回転させる場合なので、片側ＰＷＭ駆動ＤＵＴＹＴ演算回路１３４Ａに指令信号を入力する。片側ＰＷＭ駆動ＤＵＴＹＴ演算回路１３４Ａは、モータ印加ＤＵＴＹ演算部１３６Ａによって入力された指令信号に基づいてモータ１１８のコイルに印加する電圧のデューティ比を算出する。算出されたデューティ比の信号はＰＷＭ制御信号としてプリドライバ１１２に入力される。
【００４８】
指令信号のデューティ比がＸ％未満の場合は、モータ１１８を低速で回転させる場合なので、平衡ＰＷＭ駆動ＤＵＴＹＴ演算回路１３４Ｂに指令信号を入力する。平衡ＰＷＭ駆動ＤＵＴＹＴ演算回路１３４Ｂは、モータ印加ＤＵＴＹ演算部１３６Ｂによって入力された指令信号に基づいてモータ１１８のコイルに印加する電圧のデューティ比を算出する。そして、モータ印加ＤＵＴＹ演算部１３６Ｂによって算出されたデューティ比は、補正部１３８により、平衡ＰＷＭ駆動から片側ＰＷＭ駆動に駆動方式が変更された際に、モータ１１８の回転速度が変動しないように補正される。補正されたデューティ比の信号はＰＷＭ制御信号としてプリドライバ１１２に入力される。なお、所定の閾値Ｘは、モータ１１８の仕様等によって異なるので、製品に応じて適宜設定する。
【００４９】
図５は、本実施の形態に係るモータ制御装置１００におけるインバータＦＥＴ１１４Ａ，１１４Ｂ，１１４Ｄ，１１４Ｅのゲートに印加される信号、センサレス位置検出タイミング、Ｗ相電圧、誘起電圧検出期間の一例を示した概略図であり、（Ａ）は片側ＰＷＭ駆動の場合、（Ｂ）は平衡駆動の場合を各々示している。図５のＰＷＭ周期Ｔは、１のコイルから他のコイルを介して接地領域への通電するためのＰＷＭ制御に必要な周期で、図５では、Ｕ相コイルからＶ相コイルを介して接地領域に１パルスを通電するためのＰＷＭ制御に要する周期である。本実施の形態では、ＰＷＭ周期Ｔは、略５０μ秒である。
【００５０】
図５（Ａ）の「Ｕ相上段ＦＥＴゲート波形」に示したように、Ｕ相コイルへの通電に係るインバータＦＥＴ１１４Ａのゲートには連続的にハイレベルの信号が印加され、その結果、インバータＦＥＴ１１４ＡはＰＷＭ周期Ｔにおいて連続的にオンになっている。また、図５（Ａ）の「Ｖ相下段ＦＥＴゲート波形」に示したように、Ｖ相コイルの通電に係るインバータＦＥＴ１１４Ｅのゲートにはデッドタイム１５２の直後にハイレベル信号が印加されてインバータＦＥＴ１１４Ｅがオンになり、Ｕ相コイル１８Ｕ及びＶ相コイル１８Ｖが通電される。なお、デッドタイム１５２は、直列に接続されたインバータＦＥＴが同時にオンにならないようにするために設けられた時間である。
【００５１】
その後、インバータＦＥＴ１１４Ｅがオフになって、デッドタイム１５２が経過した後に、インバータＦＥＴ１１４Ｂのゲートにハイレベル信号が印加されてインバータＦＥＴ１１４Ｂがオンになる。
【００５２】
図５（Ａ）に示したように、Ｕ相コイル１８Ｕに通電するためのスイッチングを行うインバータＦＥＴを連続的にオンにする一方で、Ｖ相コイル１８Ｖに通電するためのスイッチングを行うインバータＦＥＴをＰＷＭ制御でオンオフさせているので、本実施の形態では、図５（Ａ）のような場合を片側ＰＷＭ駆動と呼称する。
【００５３】
図５（Ａ）の場合は、Ｗ相は無通電相なので、回転する永久磁石であるロータ１６の磁界の影響で生じた誘起電圧が観測される。誘起電圧は、前述のように、電気角３６０度等の巨視的なスケールでは正弦波状の波形を示し、図５（Ａ）のような微視的なスケールでは、単調増加又は単調減少する略直線状の波形として理論上は表現される。
【００５４】
しかしながら、実際には図５（Ａ）に示したように、無通電相であっても、Ｕ相、Ｖ相の通電の影響を受け、台形波状のパルスが現れている。
【００５５】
本実施の形態に係るモータ１１８は、前述のようにホール素子を用いず、バッテリ１２０の電力が通電されていない相のコイルに生じた誘起電圧を検出して、ロータ１６の位置を検出する。しかしながら、図５（Ａ）のＷ相電圧のように、台形波状のパルスが生じると、センサレス位置検出タイミング１５４Ａが台形波状のパルスの影響を受け、ロータ１６の位置検出に至適な信号が抽出可能なタイミングが限られるおそれがある。
【００５６】
図５（Ａ）において、Ｗ相において誘起電圧が単調増加を示す誘起電圧検出可能期間１５６Ａで、理論上は誘起電圧が検知できるが、実効的な電圧値の検知が可能なタイミングは、図５（Ａ）に示した最低検出期間１５６Ｍに限られる。
【００５７】
ロータ１６の位置検出に至適な信号が抽出可能なタイミングが限られると、モータ１１８の回転速度が低速な場合ほどロータ１６の位置検出が困難になりやすい。モータ１１８の回転速度が小さくなるほど、図５（Ａ）に示したＷ相コイル１８Ｗのような無通電のコイルが出現するタイミングが単位時間に対して少なくなるからである。従って、モータ１１８の回転速度が小さい場合、本実施の形態であれば、インペラ５６を低速回転させるような場合には、図５（Ａ）に示した片側ＰＷＭ駆動とは異なる駆動方式である平衡ＰＷＭ制御を要する。
【００５８】
図５（Ｂ）の「Ｕ相上段ＦＥＴゲート波形」に示したように、平衡駆動では、ＰＷＭ周期Ｔにおいて、デッドタイム１５２の経過後にＵ相コイルへの通電に係るインバータＦＥＴ１１４Ａがオンになる。同時に図５（Ｂ）の「Ｖ相下段ＦＥＴゲート波形」に示したように、Ｖ相コイルへの通電に係るインバータＦＥＴ１１４Ｅのゲートにハイレベル信号が印加されてインバータＦＥＴ１１４Ｅがオンになる。その結果、周期Ｔ１において、Ｕ相コイル１８Ｕ及びＶ相コイル１８Ｖが通電される。
【００５９】
その後、図５（Ｂ）の「Ｕ相上段ＦＥＴゲート波形」及び「Ｖ相下段ＦＥＴゲート波形」に示したように、インバータＦＥＴ１１４Ａ及びインバータＦＥＴ１１４Ｅは同時にオフになる。そして、デッドタイム１５２が経過した後に、図５（Ｂ）の「Ｕ相下段ＦＥＴゲート波形」及び「Ｖ相上段ＦＥＴゲート波形」に示したように、インバータＦＥＴ１１４Ｂ及びインバータＦＥＴ１１４Ｄのゲートにハイレベル信号が印加されて、インバータＦＥＴ１１４Ｂ及びインバータＦＥＴ１１４Ｄがオンになる。その結果、周期Ｔ２において、周期Ｔ１の通電によって生じたＵ相コイル１８Ｕ及びＶ相コイル１８Ｖの電流を減衰させる。
【００６０】
図５（Ｂ）の場合は、周期Ｔ１で通電した電流を周期Ｔ２で減衰させることにより、インバータ回路１１４及びモータ１１８のコイルの電位を平衡にする。本実施の形態では、図５（Ｂ）に示した場合を平衡駆動と呼称する。
【００６１】
周期Ｔ１で通電した電流を周期Ｔ２で打ち消すことにより、無通電相であるＷ相に対するＵ相、Ｖ相の通電の影響を軽減でき、その結果、無通電相に生じた誘起電圧の検知が容易になる。図５（Ｂ）に示したように、Ｗ相コイル１８Ｗに生じる誘起電圧は、多少はスパイク波が生じるものの、パルス状のノイズは解消され、センサレス位置検出タイミング１５４Ｂを誘起電圧検出可能期間１５６Ｂのいずれかに設定でき、ロータ１６の位置検出に至適な信号の抽出が容易となる。
【００６２】
図６は、モータ１１８のＵ相コイル１８ＵからＶ相コイル１８Ｖへの通電におけるインバータ回路１１４の動作を示した概略図であり、（Ａ）は片側ＰＷＭ駆動の場合、（Ｂ）は平衡ＰＷＭ駆動の場合を各々示している。
【００６３】
図６（Ａ）に示した片側ＰＷＭ駆動の場合は、モータ１１８に印加する電圧のデューティ比を大きくする場合である。図６（Ａ）では、バッテリ１２０から供給された電力を、インバータＦＥＴ１１４ＡをオンにしてＵ相コイル１８Ｕに印加し、Ｖ相コイル１８ＶとインバータＦＥＴ１１４Ｅとを経由して接地させている。
【００６４】
図６（Ａ）において、電流１４０はインバータＦＥＴ１１４Ｅがオンになった場合の電流である。電流１４０は、連続的にオンになっているインバータＦＥＴ１１４Ａを介してＵ相コイル１８Ｕに流れ、さらにＶ相コイル１８ＶとインバータＦＥＴ１１４Ｅとを経由して接地領域に流れている。
【００６５】
図６（Ａ）において、電流１４２は、電流１４２は、インバータＦＥＴ１１４Ｅがオフになり、インバータＦＥＴ１１４Ｂがオンになった場合の電流である。電流１４２は、電流１４０が流れた影響によるものであり、インバータＦＥＴ１１４Ｅがオフになっても、直前に流れた電流１４０の影響により、電流１４０と同一方向、すなわちＵ相コイル１８ＵからＶ相コイル１８Ｖへ電流を流そうとする起電力によるものである。
【００６６】
電流１４２は、インバータＦＥＴ１１４Ｅがオフになっているので、接地領域には流れず、Ｕ相コイル１８Ｕ、Ｖ相コイル１８Ｖ、インバータＦＥＴ１１４Ｂ、インバータＦＥＴ１１４Ａを構成された回路を循環するに留まる。しかしながら、後述するように、電流１４０，１４２によって、前述のように、Ｗ相コイル１８Ｗに生じる誘起電圧が影響されるというおそれがある。
【００６７】
図６（Ｂ）に示した平衡ＰＷＭ駆動の場合は、モータ１１８に印加する電圧のデューティ比を小さくする場合である。図６（Ｂ）において、電流１４４はインバータＦＥＴ１１４Ａ及びインバータＦＥＴ１１４Ｅがオンになった場合の電流である。電流１４４は、インバータＦＥＴ１１４Ａを介してＵ相コイル１８Ｕに流れ、さらにＶ相コイル１８ＶとインバータＦＥＴ１１４Ｅとを経由して接地領域に流れている。
【００６８】
図６（Ｂ）において、電流１４６は、インバータＦＥＴ１１４Ｂ及びインバータＦＥＴ１１４Ｄがオンになった場合の電流である。電流１４６は、Ｕ相コイル１８Ｕ及びＶ相コイル１８Ｖにおいて電流１４４と順方向の電流である。インバータＦＥＴ１１４Ｂ及びインバータＦＥＴ１１４Ｄをオンにする制御は、電流１４４と逆方向の電流を流すものであるが、電流１４４の影響により、インバータＦＥＴ１１４Ｂ及びインバータＦＥＴ１１４Ｄがオンになった場合であっても、なおも電流１４４と順方向の電流が実際には観測される。しかしながら、インバータＦＥＴ１１４Ｂ及びインバータＦＥＴ１１４Ｄがオンになることで、電流１４４の影響による電流１４６を減衰させる効果がある。
【００６９】
電流１４４の影響による電流１４６を減衰させるためにインバータＦＥＴ１１４Ｂ及びインバータＦＥＴ１１４Ｄをオンにする周期Ｔ２は、インバータＦＥＴ１１４Ａ及びインバータＦＥＴ１１４Ｅをオンにする周期Ｔ１よりも短時間でよい。周期Ｔ１に対する周期Ｔ２は、モータ１１８の仕様等によって異なるので、実機を用いた実験等を通じて具体的に決定する。
【００７０】
図７は、本実施の形態に係るモータ制御装置１００における指令信号、インバータＦＥＴ１１４Ａ，１１４Ｂ，１１４Ｄ，１１４Ｅのゲートに印加される信号、Ｕ相電圧、Ｖ相電圧、Ｕ−Ｖ間電圧の一例を示した概略図であり、（Ａ）は片側ＰＷＭ駆動の場合、（Ｂ）は平衡駆動の場合を各々示している。
【００７１】
図７（Ａ）の「Ｕ相上段ＦＥＴゲート波形」に示したように、指令信号が変化しても、Ｕ相コイルへの通電に係るインバータＦＥＴ１１４Ａのゲートには連続的にハイレベルの信号が印加され、インバータＦＥＴ１１４ＡはＰＷＭ周期Ｔにおいて連続的にオンになっている。また、図７（Ａ）の「Ｖ相下段ＦＥＴゲート波形」に示したように、Ｖ相コイルの通電に係るインバータＦＥＴ１１４Ｅのゲートには指令信号に基づいて周期Ｔ'２のハイレベル信号が印加されてインバータＦＥＴ１１４Ｅがオンになる。その結果、Ｕ相コイル１８Ｕ及びＶ相コイル１８Ｖが通電され、周期Ｔ'２において、Ｕ相電圧１６０ＵＡはバッテリ１２０の正極の電圧であるＶｂ、Ｖ相電圧１６０ＶＡは０となってＵ相コイルとＶ相コイルとに電位差が生じる。なお、図７（Ａ）に示したように、インバータＦＥＴ１１４Ｅのスイッチング動作の影響により、Ｖ相電圧１６０ＶＡの波形は完全な矩形波ではなく略台形状を呈する。
【００７２】
周期Ｔ'２経過後の周期Ｔｄのデットタイム１５２ではインバータＦＥＴ１１４Ｅはオフになるので、Ｕ相電圧１６０ＵＡはバッテリ１２０の正極の電圧であるＶｂ、Ｖ相電圧１６０ＶＡはＶｂ以上の電圧を示す。デッドタイム１５２においてＶ相電圧１６０ＶＡがＶｂ以上の電圧を示すのは、オフになっているインバータＦＥＴ１１４Ｂの寄生ダイオードを介して電流が流れるためである。当該寄生ダイオードの順電圧ＶＦであれば、デッドタイム１５２である周期ＴｄにおいてＶ相電圧１６０ＶＡはＶｂよりも順電圧ＶＦの分で高い電圧を示す。しかしながら順電圧ＶＦは、シリコン系半導体の場合、０．６５Ｖ程度の値なので、本実施の形態では、以下、順電圧ＶＦは略０であるとして、近似的に電圧の算出を行う。
【００７３】
片側ＰＷＭ駆動のＰＷＭ周期ＴにおけるＵ−Ｖ間電圧１６２Ａは、Ｕ相電圧１６０ＵＡとＶ相電圧１６０ＶＡとの差である。そして、Ｕ−Ｖ間平均電圧１６４Ａは、以下の式（１）によって算出される。
Ｕ−Ｖ間平均電圧＝Ｖｂ×Ｔ'２／Ｔ                      …（１）
【００７４】
図７（Ｂ）の「Ｕ相上段ＦＥＴゲート波形」に示したように、平衡駆動では、指令信号のエッジが立ち上がってからデッドタイム１５２の経過後にＵ相コイルへの通電に係るインバータＦＥＴ１１４Ａがオンになる。同時に図７（Ｂ）の「Ｖ相下段ＦＥＴゲート波形」に示したように、Ｖ相コイルへの通電に係るインバータＦＥＴ１１４Ｅのゲートにハイレベル信号が印加されてインバータＦＥＴ１１４Ｅがオンになる。その結果、周期Ｔ"２において、Ｕ相電圧１６０ＵＢはバッテリ１２０の正極の電圧であるＶｂ、Ｖ相電圧１６０ＶＢは０となってＵ相コイルとＶ相コイルとに電位差が生じる。
【００７５】
その後、図７（Ｂ）の「Ｕ相上段ＦＥＴゲート波形」及び「Ｖ相下段ＦＥＴゲート波形」に示したように、指令信号のエッジが立ち下がるとインバータＦＥＴ１１４Ａ及びインバータＦＥＴ１１４Ｅは同時にオフになる。そして、デッドタイム１５２が経過した後に、図７（Ｂ）の「Ｕ相下段ＦＥＴゲート波形」及び「Ｖ相上段ＦＥＴゲート波形」に示したように、インバータＦＥＴ１１４Ｂ及びインバータＦＥＴ１１４Ｄのゲートにハイレベル信号が印加されて、インバータＦＥＴ１１４Ｂ及びインバータＦＥＴ１１４Ｄがオンになる。
【００７６】
平衡ＰＷＭ駆動のＰＷＭ周期ＴにおけるＵ−Ｖ間電圧１６２Ｂは、Ｕ相電圧１６０ＵＢとＶ相電圧１６０ＶＢとの差である。そして、Ｕ−Ｖ間平均電圧１６４Ｂは、以下の式（２）によって算出される。
Ｕ−Ｖ間平均電圧＝Ｖｂ×（Ｔ"２−Ｔ"４−２Ｔｄ）/Ｔ        …（２）
【００７７】
一般に指令信号のデューティ比が片側ＰＷＭ駆動と平衡ＰＷＭ駆動とで同じであれば、図７の周期Ｔ'２＝周期Ｔ"２となるが、上記の式（１），（２）より、片側ＰＷＭ駆動の方がＵ−Ｖ間平均電圧は高くなる。また、片側ＰＷＭ駆動の方がスイッチング素子の動作回数が少なくなるので、インバータ回路１１４の負荷も少なくなる。
【００７８】
しかしながら、上述のように、片側ＰＷＭ駆動では低速回転時にはロータ１６の位置検出に至適な信号の抽出が容易ではない。従って、モータ１１８の高速回転時には片側ＰＷＭ駆動を行い、モータ１１８の低速回転時には平衡ＰＷＭ駆動を行う事が望ましい。
【００７９】
本実施の形態では、前述のように、指令信号のデューティ比が所定の値Ｘ％を超えた場合には片側ＰＷＭ駆動によってモータ１１８に印加する電圧を生成する。又は、モータ１１８の回転速度が所定の回転速度を超えた場合、若しくは別途備えた電流センサが検知したコイルの電流が所定の値を超えた場合に片側ＰＷＭ駆動によってモータ１１８に印加する電圧を生成してもよい。
【００８０】
駆動方式を平衡ＰＷＭ駆動から片側ＰＷＭ駆動に切り換える場合には、デューティ比が同じ指令信号の場合には、上述のように、平衡ＰＷＭ駆動によって生成される電圧が片側ＰＷＭ駆動によって生成される電圧よりも低くなることが問題となる。本実施の形態では、図７（Ｂ）に示したインバータＦＥＴのスイッチング動作による遅延時間Ｔｏｆｆを補正項として、上述の式（２）を変形した式（３）によって平衡ＰＷＭ駆動におけるＵ−Ｖ間平均電圧を想定する。
Ｕ−Ｖ間平均電圧＝Ｖｂ×（Ｔ"２−Ｔ"４−２Ｔｄ＋Ｔｏｆｆ）/Ｔ…（３）
【００８１】
本実施の形態では、周期Ｔ'２＝周期Ｔ"２の場合に、下記の式（４）によって、Ｔｏｆｆを算出する。
Ｖｂ×Ｔ'２／Ｔ＝Ｖｂ×（Ｔ"２−Ｔ"４−２Ｔｄ＋Ｔｏｆｆ）/Ｔ
Ｔ'２＝Ｔ"２−Ｔ"４−２Ｔｄ＋Ｔｏｆｆ
Ｔｏｆｆ＝Ｔ"４＋２Ｔｄ                                            …（４）
【００８２】
上記の式（４）に示したように、補正項Ｔｏｆｆは、周期Ｔ"４に基づいた値を示す。
【００８３】
本実施の形態では、図４に示した補正部１３８で、算出した補正項Ｔｏｆｆを用いてモータ１１８のコイルに印加する電圧のデューティ比を補正する。
【００８４】
しかしながら、補正項Ｔｏｆｆの値は製品毎にばらつきがある場合があり、かかる場合には上記の式（４）で算出される値が補正値として至適であるとは限らないこともある。本実施の形態では、モータ１１８の出荷前の始動テスト時に補正値を算出する場合もある。
【００８５】
図８は、本実施の形態に係るモータ制御装置１００におけるモータ１１８の始動のセンサレス制御の一例を示したフローチャートである。センサレス制御とは、本実施の形態に係るモータ１１８のようにホール素子を用いず、無通電相に生じた誘起電圧を検出してロータ１６の位置を検出する制御を意味する。
【００８６】
図８のステップ５００では、モータ１１８の始動前に位置決め制御が行われる。位置決め制御の詳細については、図１０，１１を用いて後述するが、位置決め制御では、平衡ＰＷＭ駆動から片側ＰＷＭ駆動に切り換える際のモータ１１８の回転速度の変動を抑制するためのデューティ比の補正値の算出が行われる。
【００８７】
ステップ５０２では、位置決め制御から規定時間が経過したか否かを判定し、肯定判定の場合には、ステップ５０４において強制転流制御が行われる。ステップ５０４では、低速の一定周期で各相のコイルに順番に通電し、通電の電圧を徐々に上げながらモータ１１８のロータ１６を回転させる。
【００８８】
ステップ５０６では、センサレス駆動条件を充足するか否かを判定する。具体的には、ロータ１６の回転速度が向上し、誘起電圧によるロータ１６の位置検出可能な速度になった場合に肯定判定を行う。ステップ５０６で肯定判定の場合には、ステップ５０８において誘起電圧によるロータ１６の位置検出に基づくセンサレス駆動を実行する。
【００８９】
図９は、図８のステップ５０８のセンサレス駆動のフローチャートである。ステップ６００では、駆動条件Ａを充足するか否かを判定する。具体的には、指令信号のデューティ比が所定の値Ｘ％を超えた場合に駆動Ａ条件を充足すると判定し、ステップ６０２で片側ＰＷＭ駆動（以下、「駆動Ａ」と称する）によってモータ１１８に印加する電圧を生成して処理を終了する。
【００９０】
ステップ６００で否定判定の場合には、ステップ６０４で平衡ＰＷＭ駆動（以下、「駆動Ｂ」と称する）によってモータ１１８に印加する電圧を生成して処理を終了する。
【００９１】
図１０は、図８のステップ５００の位置決め制御の一例を示したフローチャートである。ステップ７００では、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相のコイルのうち、例えばＵ相コイルからＶ相コイルへのような、特定の２相のコイル間にのみ規定のデューティ比のＰＷＭ制御信号に基づき駆動Ａによって生成した電圧を印加する。特定の２相のコイル間にのみ通電する理由は、モータ１１８のロータ１６を回転させないようにするためである。本実施の形態では、駆動Ａ及び駆動Ｂの各々で生成した電圧をロータ１６を回転させないように特定の１相のコイルからもう１相のコイルへ通電した際に電圧センサ１３０によって各々検知した電圧に基づいて、ＰＷＭ制御信号の補正値を算出する。後述するように、本実施の形態では、Ｕ相からＶ相へ通電するが、Ｖ相からＷ相、Ｗ相からＵ相に各々通電してもよい。また、ロータ１６を回転させても構わないのであれば、上述のように特定の１相のコイルからもう１相のコイルへ通電することを重視しなくてもよい。
【００９２】
ステップ７０２では、ステップ７００での通電の結果生じた電圧を電圧センサ１３０で検出する。電圧センサ１３０が検知した電圧は、例えば、図１１の時間ｔ０からｔ１の間に検知されるＵ相端子電圧１７４Ｕ、Ｖ相端子電圧１７４Ｖである。本実施の形態では、Ｕ相端子電圧１７４ＵとＶ相端子電圧１７４Ｖの所定時間の積分値を時間で微分する等の既知の方法によってＵ−Ｖ相間の平均電圧１７６を算出する。ここで、図１１は、本実施の形態における位置決め制御におけるロータ１６の回転速度１７０、プリドライバ１１２に出力されるＰＷＭ制御信号であるPWM DUTY１７２、Ｕ相端子電圧１７４Ｕ、Ｖ相端子電圧１７４Ｖ、Ｕ−Ｖ相間の平均電圧１７６の各々の変化を記したタイミングチャートの一例である。
【００９３】
図７の時間ｔ０で初期値（START_DUTY）のＰＷＭ制御信号が入力されたことをトリガとして、駆動Ａにより生成した電圧をＵ相コイル１８ＵからＶ相コイル１８Ｖを介して接地領域に通電する。具体的には、インバータＦＥＴ１１４Ａをオン状態に保ち、インバータＦＥＴ１１４ＥをＰＷＭ制御信号の初期値に応じてオン、オフさせる。かかる通電直後は、図１１の回転速度１７０が示すように、ロータ１６は微動することがある。
【００９４】
ステップ７０２では、電圧センサ１３０が検知したＵ相端子電圧１７４Ｕ及びＶ相端子電圧１７４ＶからＵ−Ｖ相間の平均電圧１７６を算出する。
【００９５】
ステップ７０４では、規定時間が経過したか否かを判定する。規定時間は、例えば、図１１の時間ｔ１が経過したか否かによって判定する。ステップ７０４で肯定判定の場合には手順をステップ７０６に移行させる。ステップ７０４で否定判定の場合には手順をステップ７００に戻し、駆動Ａによるコイルへの通電と電圧の検出を継続する。
【００９６】
ステップ７０６では、初期値のＰＷＭ制御信号（START_DUTY）に基づき駆動Ｂによって生成した電圧をコイルに印加する。ステップ７０８では、ステップ７０６での通電の結果生じた電圧を検出する。デューティ比が同じＰＷＭ制御信号に基づいた場合、平衡ＰＷＭ駆動（駆動Ｂ）の方が片側ＰＷＭ駆動（駆動Ａ）よりも生成される電圧が低くなる。図１１においても、Ｕ−Ｖ相間の平均電圧１７６は駆動Ｂが始まった時間ｔ１で低下している。
【００９７】
ステップ７１０では、規定時間が経過したか否かを判定する。規定時間は、例えば、図１１の時間ｔ２が経過したか否かによって判定する。ステップ７１０で肯定判定の場合には手順をステップ７１２に移行させる。ステップ７１０で否定判定の場合には手順をステップ７０６に戻し、駆動Ｂによるコイルへの通電と電圧の検出を継続する。
【００９８】
ステップ７１２では、駆動ＡによるＵ−Ｖ相間の平均電圧と駆動ＢによるＵ−Ｖ相間の平均電圧とに差異があるか否かを判定し、肯定判定の場合には、ステップ７１４で駆動ＡのＵ−Ｖ相間の平均電圧と駆動ＢのＵ−Ｖ相間の平均電圧とが一致するようにＰＷＭ制御信号のデューティ比を調整する。そして、ステップ７１６で駆動Ｂの電圧を検出し、再びステップ７１２で駆動ＡのＵ−Ｖ相間の平均電圧と駆動ＢのＵ−Ｖ相間の平均電圧とに差異があるか否かを判定する。
【００９９】
図１１の時間ｔ２から時間ｔ３の間の処理が、図１０のステップ７１２〜７１６の処理に該当する。図１１に示すように、時間ｔ２から徐々にＰＷＭ制御信号であるPWM DUTY１７２を上げてゆき、Ｕ−Ｖ相間の平均電圧１７６が時間ｔ１までの駆動ＡによるＵ−Ｖ相間の平均電圧１７６と一致した場合のデューティ比をEND_DUTYとして抽出する。
【０１００】
ステップ７１２で否定判定の場合、すなわち駆動ＡのＵ−Ｖ相間の平均電圧と駆動ＢのＵ−Ｖ相間の平均電圧とが一致した場合に、END_DUTYに基づいてＰＷＭ制御信号の補正値を算出して処理を終了する。ＰＷＭ制御信号の補正値は、END_DUTYとSTART_DUTYとの差異に基づくが、END_DUTYとSTART_DUTYとの差でもよいし、END_DUTYとSTART_DUTYとの比でもよい。END_DUTYとSTART_DUTYとの差を補正値とした場合は、駆動Ｂによってモータ１１８のコイルに印加する電圧を生成する際に、ＰＷＭ制御信号のデューティ比に補正値を加算して補正したデューティ比に基づいて駆動Ｂで電圧を生成する。END_DUTYとSTART_DUTYとの比を補正値とした場合は、駆動Ｂによってモータ１１８のコイルに印加する電圧を生成する際に、ＰＷＭ制御信号のデューティ比に補正値を乗算して補正したデューティ比に基づいて駆動Ｂで電圧を生成する。
【０１０１】
本実施の形態では、片側ＰＷＭ駆動である駆動Ａに比してＵ−Ｖ相間の平均電圧が低下する平衡ＰＷＭ駆動である駆動ＢのＰＷＭ制御信号のデューティ比を補正することにより、駆動ＢのＵ−Ｖ相間の平均電圧を駆動ＡのＵ−Ｖ相間の平均電圧に一致させている。
【０１０２】
上述の本実施の形態とは逆に、平衡ＰＷＭ駆動である駆動Ｂに比してＵ−Ｖ相間の平均電圧１７６が大きくなる片側ＰＷＭ駆動である駆動ＡのＰＷＭ制御信号のデューティ比を補正することにより、駆動ＡのＵ−Ｖ相間の平均電圧を駆動ＢのＵ−Ｖ相間の平均電圧に一致させてもよい。かかる場合には、駆動Ａによってモータ１１８のコイルに印加する電圧を生成する際に、ＰＷＭ制御信号のデューティ比からEND_DUTYとSTART_DUTYとの差である補正値を減算して補正したデューティ比に基づいて駆動Ａで電圧を生成する。又は、駆動Ａによってモータ１１８のコイルに印加する電圧を生成する際に、ＰＷＭ制御信号のデューティ比にEND_DUTYとSTART_DUTYとの比である補正値を除算して補正したデューティ比に基づいて駆動Ａで電圧を生成する。
【０１０３】
又は、図１１の場合とは逆に、駆動Ｂで生成した電圧を印加した後、駆動Ａで生成した電圧を印加し、駆動ＡのＰＷＭ制御信号のデューティ比を補正する補正値を算出してもよい。
【０１０４】
本実施の形態では、モータ１１８の始動時に上述の補正値を算出するが、出荷前の動作テスト等の初回の始動時に補正値を算出して記憶装置に記憶しておき、以後、記憶した補正値を用いてＰＷＭ制御信号のデューティ比を補正する。
【０１０５】
以上説明したように、本実施の形態によれば、モータ１１８の始動時にモータの特定の２相のコイルに異なる２つの駆動方式で生成した電圧を各々印加した際の各々のＵ−Ｖ相間の平均電圧１７６の値から駆動方式を切り換える際のＰＷＭ制御信号のデューティ比の補正値を算出している。かかる補正値で一方の駆動方式のＰＷＭ制御信号のデューティ比を補正することにより、回転速度に応じて電圧生成の駆動方式を変更する場合に、モータの回転速度の変動を抑制できる。
【符号の説明】
【０１０６】
１０…ポンプ駆動用モータ、１２…ハウジング、１４…ベース部材、１６…ロータ、１８…ステータ、１８Ｕ…相コイル、１８Ｖ…相コイル、１８Ｗ…相コイル、２０…制御基板、２２…シールドカバー、２４…ステータホルダ、２６…ハウジング本体、２８…収容室、２８Ａ…開口、３０…周壁部、３１…底壁部、３２…コネクタ、３６…ポンプ室、３８…接合部、４０…シャフト支持部、４４…シャフト、４６…軸受、４８…インペラ部材、５６…インペラ、６４…基板本体、７２…包囲部、７４…被覆部、７６…保持部、７８…延長フランジ、８０…フランジ、８２…フランジ、８６…延長部、９０…電気部品、９２…支持部、１００…モータ制御装置、１１０…マイコン、１１２…プリドライバ、１１４…インバータ回路、ＦＥＴ１１４Ａ，１１４Ｂ，１１４Ｃ，１１４Ｄ，１１４Ｅ，１１４Ｆ…インバータＦＥＴ、１１６…位置検出回路、１１８…モータ本体、１２０…バッテリ、１２４…イグニッションスイッチ、１２６…水温センサ、１２８…ウォータポンプ、１３０…電圧センサ、１３２…演算回路選択部、１３４Ａ…片側ＰＷＭ駆動ＤＵＴＹＴ演算回路、１３４Ｂ…平衡ＰＷＭ駆動ＤＵＴＹ演算回路、１３６Ａ…モータ印加ＤＵＴＹ演算部演算部、１３６Ｂ…モータ印加ＤＵＴＹ演算部演算部、１３８…補正部、１４０，１４２，１４４，１４６…電流、１５２…デッドタイム、１５４Ａ，１５４Ｂ…センサレス位置検出タイミング、１５６Ａ，１５６Ｂ…誘起電圧検出可能期間、１５６Ｍ…最低検出期間、１６０ＵＡ，１６０ＵＢ…Ｕ相電圧、１６０ＶＡ，１６０ＶＢ…Ｖ相電圧、１６２Ａ，１６２Ｂ…Ｕ−Ｖ間電圧、１６４Ａ，１６４Ｂ…Ｕ−Ｖ間平均電圧、１７０…回転速度、１７２…PWM DUTY、１７４Ｕ…Ｕ相端子電圧、１７４Ｖ…Ｖ相端子電圧、１７６…Ｕ−Ｖ相間の平均電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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