(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電圧コンバータであって、
第１の直流（ＤＣ）電圧源（２０）に結合されたシリコン系パワーデバイス（Ｓｉ系パワーデバイス）の第１の組（１２）と、
第２のＤＣ電圧源（２２）に結合されたＳｉ系パワーデバイスの第２の組（１２）と、
前記Ｓｉ系パワーデバイスの第１の組（１２）および前記Ｓｉ系パワーデバイスの第２の組（１２）に結合されたシリコンカーバイド系パワーデバイス（ＳｉＣ系パワーデバイス）の第１の組（１４）であって、前記ＳｉＣ系パワーデバイスの第１の組（１４）の各ＳｉＣ系パワーデバイスは、前記Ｓｉ系パワーデバイスの第１の組および第２の組（１２）の各Ｓｉ系パワーデバイス（１２）と比較して、より高い周波数でスイッチするように構成された、シリコンカーバイド（ＳｉＣ）系パワーデバイスの第１の組と、を有し、
前記電圧コンバータに含まれるＳｉ系パワーデバイスは、前記電圧コンバータに含まれるＳｉＣ系パワーデバイスの電圧規格よりも高い電圧規格を有し、
前記Ｓｉ系パワーデバイスの第１の組の内の１つのＳｉ系パワーデバイスが非導通状態に切り替わる前に、前記ＳｉＣ系パワーデバイスの第１の組の内の１つのＳｉＣ系パワーデバイスであって、前記１つのＳｉ系パワーデバイスに直列に結合される前記１つのＳｉＣ系パワーデバイスが非導通状態に切り替えられる、電圧コンバータ。
【請求項２】
前記電圧コンバータに含まれるＳｉ系パワーデバイスは、前記電圧コンバータに含まれるＳｉＣ系パワーデバイスの電圧規格の２倍である電圧規格を有し、
前記Ｓｉ系パワーデバイスの第１の組および第２の組のそれぞれは、１つ又は複数の絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）を含み、
前記ＳｉＣ系パワーデバイスの第１の組は、１つ又は複数のＭＯＳ電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を含む請求項１記載の電圧コンバータ。
【請求項３】
所望の正弦波に対応する、前記電圧コンバータからのＡＣ電圧出力（４０）がゼロをクロスしたときに、前記ＳｉＣ系パワーデバイスの第１の組（１４）の各ＳｉＣ系パワーデバイスへのゲート信号が除去され、
前記電圧コンバータからのＡＣ電圧出力（４０）がゼロをクロスする前の第１の期間に前記Ｓｉ系パワーデバイスの第１の組に含まれるＳｉ系パワーデバイス（Ｔ１）がオンになり、前記Ｓｉ系パワーデバイスの第２の組に含まれるＳｉ系パワーデバイス（Ｔ４）がオフになり、前記ＳｉＣ系パワーデバイスの第１の組に含まれる第１のＳｉＣ系パワーデバイス（Ｔ５）が前記第１の期間に複数回繰り返しオン・オフされ、前記ＳｉＣ系パワーデバイスの第１の組に含まれる第２のＳｉＣ系パワーデバイス（Ｔ６）が前記第１の期間に複数回繰り返しオン・オフされ、
前記電圧コンバータからのＡＣ電圧出力（４０）がゼロをクロスした後の第２の期間に前記Ｓｉ系パワーデバイスの第１の組に含まれるＳｉ系パワーデバイス（Ｔ１）がオフになり、前記Ｓｉ系パワーデバイスの第２の組に含まれるＳｉ系パワーデバイス（Ｔ４）がオフになり、前記ＳｉＣ系パワーデバイスの第１の組に含まれる第１のＳｉＣ系パワーデバイス（Ｔ５）が前記第２の期間に複数回繰り返しオン・オフされ、前記ＳｉＣ系パワーデバイスの第１の組に含まれる第２のＳｉＣ系パワーデバイス（Ｔ６）が前記第２の期間に複数回繰り返しオン・オフされる、請求項１または２に記載の電圧コンバータ。
【請求項４】
前記Ｓｉ系パワーデバイスの第１の組および第２の組ならびに前記ＳｉＣ系パワーデバイスの第１の組に、複数のゲート信号を提供するように構成されたプロセッサ（２６）を有し、前記複数のゲート信号は、前記Ｓｉ系パワーデバイスの第１の組および第２の組と比較してより高い周波数で前記ＳｉＣ系パワーデバイスの第１の組をスイッチさせるように構成された請求項１乃至３のいずれかに記載の電圧コンバータ。
【請求項５】
前記Ｓｉ系パワーデバイスの第１の組および第２の組の各Ｓｉ系パワーデバイスが基本周波数でスイッチするように構成された請求項１乃至４のいずれかに記載の電圧コンバータ。
【請求項６】
前記基本周波数は６０Ｈｚである請求項５記載の電圧コンバータ。
【請求項７】
前記ＳｉＣ系パワーデバイスの第１の組に結合されたコンデンサ（７２）と、
前記コンデンサ（７２）および前記ＳｉＣ系パワーデバイスの第１の組に結合されたＳｉＣ系パワーデバイスの第２の組と、を有する請求項１乃至６のいずれかに記載の電圧コンバータ。
【請求項８】
前記ＳｉＣ系パワーデバイスの第１の組の各ＳｉＣ系パワーデバイスは、１ｋＨｚ以上でスイッチするように構成された請求項１乃至７のいずれかに記載の電圧コンバータ。
【請求項９】
直流（ＤＣ）電圧信号を交流（ＡＣ）電圧信号に変換するように構成された装置（６０）であって、
第１の直流（ＤＣ）電圧源（２０）に結合されたシリコンカーバイド系パワー電子デバイス（ＳｉＣ系パワー電子デバイス）の第１の組（１４）と、
第２の直流（ＤＣ）電圧源（２２）に結合されたＳｉＣ系パワー電子デバイスの第２の組（１４）と、
前記ＳｉＣ系パワー電子デバイスの第１の組（１４）および前記ＳｉＣ系パワー電子デバイスの第２の組（１４）に結合されたシリコン系パワー電子デバイス（Ｓｉ系パワー電子デバイス）の第１の組（１２）であって、前記ＳｉＣ系パワー電子デバイスの第１の組および第２の組（１４）の各ＳｉＣ系パワー電子デバイス（１４）は、前記Ｓｉ系パワー電子デバイスの第１の組（１２）の各Ｓｉ系パワー電子デバイス（１２）と比較してより高い周波数でスイッチするように構成された、シリコン系パワー電子デバイスの第１の組と、を有し、
前記装置（６０）に含まれるＳｉ系パワー電子デバイスは、前記装置（６０）に含まれるＳｉＣ系パワー電子デバイスの電圧規格よりも高いる電圧規格を有し、
前記Ｓｉ系パワー電子デバイスの第１の組の内の１つのＳｉ系パワー電子デバイスが非導通状態に切り替わる前に、前記ＳｉＣ系パワー電子デバイスの第１の組の内の１つのＳｉＣ系パワー電子デバイスであって、前記１つのＳｉ系パワー電子デバイスに直列に結合される前記１つのＳｉＣ系パワー電子デバイスが非導通状態に切り替えられる、装置。
【請求項１０】
前記電圧コンバータに含まれるＳｉ系パワーデバイスは、前記電圧コンバータに含まれるＳｉＣ系パワーデバイスの電圧規格の２倍である電圧規格を有し、
前記Ｓｉ系パワー電子デバイスの第１の組は、１つ又は複数の絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）を含み、
前記ＳｉＣ系パワー電子デバイスの第１の組および第２の組のそれぞれは、１つ又は複数のＭＯＳ電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を含む請求項９記載の装置。
【請求項１１】
前記装置が、負荷に対して所望の正弦波に対応するＡＣ電圧出力（４０）を供給する、請求項９または１０に記載の装置。
【請求項１２】
前記Ｓｉ系パワー電子デバイスの第１の組は、互いに直列に結合された少なくとも２つの絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）を含む請求項９乃至１１のいずれかに記載の装置。
【請求項１３】
前記ＳｉＣ系パワー電子デバイスの第１の組および第２の組のそれぞれは、互いに直列に結合された少なくとも２つのＭＯＳ電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を含む請求項９乃至１２のいずれかに記載の装置。
【請求項１４】
前記シリコン系パワー電子デバイスの第１の組の各Ｓｉ系パワー電子デバイスは、基本周波数でスイッチするように構成された請求項９乃至１３のいずれかに記載の装置。
【請求項１５】
前記ＳｉＣ系パワー電子デバイスの第１の組および第２の組の各ＳｉＣ系パワー電子デバイスは、基本周波数の半分でスイッチするように構成された請求項９乃至１４のいずれかに記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
ここに開示される本主題は、電圧コンバータシステムに関連する。より詳細には、本開示は、損失を減少させ効率を高めるために電圧コンバータシステムに異なる種類のスイッチを用いることに一般的に関連する。
【背景技術】
【０００２】
シリコンカーバイド（ＳｉＣ）は、ＭＯＳ電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）のようなパワー電子デバイスにますます用いられている半導体である。ＳｉＣパワー電子デバイスは、それぞれのデバイス内にシリコンカーバイドを利用しない他のパワー電子デバイスと比較して、一般的に、相対的に高いスイッチング速度（たとえば、キロヘルツ（ｋＨｚ）の範囲）で相対的に低いスイッチング損失を有し、相対的に高い接合温度で動作し、相対的に高い電圧で動作する。したがって、ＳｉＣパワー電子デバイスは、それらのスイッチンッグ性能および高温動作能力のため近年興味を引いている。しかし、ＳｉＣパワー電子デバイスを製造するコストは、他のパワー電子デバイスと比較して同等ではないため、他のシリコン系パワー電子デバイスが、ＳｉＣパワー電子デバイスを有するシステムを用いることに対する低コストの代替手段として用いられている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】米国特許出願公開第２０１５／００８４６１１号公報
【発明の概要】
【課題を解決するための手段】
【０００４】
１つの実施形態において、電圧コンバータは、第１の直流（ＤＣ）電圧源に結合されたシリコン（Ｓｉ）系パワーデバイスの第１の組と第２のＤＣ電圧源に結合されたＳｉ系パワーデバイスの第２の組を有することができる。電圧コンバータは、また、上記Ｓｉ系パワーデバイスの第１の組および上記Ｓｉ系パワーデバイスの第２の組に結合されたシリコンカーバイド（ＳｉＣ）系パワーデバイスの第１の組を有することができる。上記ＳｉＣ系パワーデバイスの第１の組の各ＳｉＣ系パワーデバイスは、上記Ｓｉ系パワーデバイスの第１の組および第２の組の各Ｓｉ系パワー電子デバイスと比較して、より高い周波数でスイッチすることができる。
【０００５】
他の実施形態において、直流（ＤＣ）電圧信号を交流（ＡＣ）電圧信号に変換する装置は、第１の直流（ＤＣ）電圧源に結合されたシリコンカーバイド（ＳｉＣ）系パワー電子デバイスの第１の組と第２の直流（ＤＣ）電圧源に結合されたシリコンカーバイド系パワー電子デバイスの第２の組を有する。装置は、また、上記ＳｉＣ系パワー電子デバイスの第１の組および上記ＳｉＣ系パワーデバイスの第２の組に結合されたシリコン系パワー電子デバイスの第１の組であって、上記ＳｉＣ系パワー電子デバイスの第１の組および第２の組の各ＳｉＣ系パワー電子デバイスは、上記Ｓｉ系パワー電子デバイスの第１の組の各シリコン系パワー電子デバイスと比較してより高い周波数でスイッチするように構成された、シリコン系パワー電子デバイスの第１の組を有することができる。
【０００６】
さらに他の実施形態において、電圧コンバータは、第１のＤＣ電圧源に結合されたシリコン（Ｓｉ）系パワーデバイスの第１の組と第２のＤＣ電圧源に結合されたＳｉ系パワーデバイスの第２の組を有することができる。電圧コンバータは、また、上記Ｓｉ系パワーデバイスの第１の組および上記Ｓｉ系パワーデバイスの第２の組に結合されたシリコンカーバイド（ＳｉＣ）系パワーデバイスの第１の組を有することができる。電圧コンバータは、また、上記ＳｉＣ系パワー電子デバイスの第１の組のうちの１つのＳｉＣ系パワーデバイスが上記シリコン系パワー電子デバイスの第１の組又は第２の組のうちの１つのＳｉ系パワー電子デバイスにいつでも直列に電流を伝えるように、上記ＳｉＣ系パワーデバイスの第１の組の各ＳｉＣ系パワーデバイスならびに上記Ｓｉ系パワーデバイスの第１の組および第２の組の各Ｓｉ系パワーデバイスのスイッチングを制御することができるプロセッサを有することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
本発明のこれらと他の特徴、態様および利点は、以下の詳細な説明が図面全体を通して同様の符号が同様の部分を表す添付の図面を参照して読まれるとき、よりよく理解されるであろう。
【図１】図１は、一実施形態に従う、３レベルハイブリッドコンバータシステムの回路図である。
【図２】図２は、一実施形態に従う、図１のハイブリッドコンバータシステムにおけるスイッチングデバイスに提供されるゲート信号のタイミング図を伴った、ハイブリッドコンバータシステムによって出力される電圧信号の図である。
【図３】図３は、一実施形態に従う、異なる種類のコンバータシステムのエネルギー損失を比較する棒グラフを表す。
【図４】図４は、一実施形態に従う、他の３レベルハイブリッドコンバータシステムの回路図である。
【図５】図５は、一実施形態に従う、５レベルハイブリッドコンバータシステムの回路図である。
【発明を実施するための形態】
【０００８】
１つ又は複数の特定の実施形態が、以下に記載される。これらの実施形態の簡潔な記載を提供するために、実際の実施のすべての特徴が、この明細書に記載されているわけではいない。任意の技術又は設計プロジェクトにおけるような、任意の実施の開発において、実施によって変化する、システムに関連するおよびビジネスに関連する制約の順守のような、多くの実施に特定の決定が、開発者の特定の目標を達成するために、なされる必要がある。さらに、そのような開発努力は、複雑でかつ時間がかかることもあり得るが、それでも、この開示の利益を有する通常の知識を有する者にとって、設計、製作および製造の日常の仕事であるであろう。
【０００９】
本開示のさまざまな実施形態の要素を導入するとき、冠詞「ａ」、「ａｎ」および「ｔｈｅ」は、１つ又は複数の要素があること意味することが意図されている。用語「ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ」、「ｉｎｃｌｕｄｉｎｇ」および「ｈａｖｉｎｇ」は、排他的ではないことが意図されており、列挙された要素以外の他の追加の要素があることもある。
【００１０】
シリコン（Ｓｉ）パワー電子デバイスは、電圧信号を交流（ＡＣ）電圧信号から直流（ＤＣ）電圧信号に、および、逆に、変換するさまざまなパワー変換システム（たとえば、整流器、インバータ）に広く用いられている。しかし、シリコン絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）のようなシリコン系パワー電子デバイスは、高い周波数でのスイッチングの間、それらのエネルギーのうち熱損失として増大していく部分を失うことがある。したがって、シリコン系パワー電子デバイスの性能は、あるスイッチング周波数（たとえば、１ｋＨｚ）に限定されることがあり得る。
【００１１】
シリコン系パワー電子デバイスと対照的に、シリコンカーバイドＭＯＳ電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）のような、シリコンカーバイド系パワー電子デバイスは、シリコン系パワー電子デバイスと比較して大幅により低いスイッチング損失を示し得る。したがって、ＳｉＣパワー電子デバイスは、頻繁に（たとえば、＞１ｋＨｚ）およびより高い温度でスイッチするとき、Ｓｉパワー電子デバイスよりもより効率的に動作することができる。
【００１２】
Ｓｉパワー電子デバイスのスイッチング損失は、ＳｉＣパワー電子デバイスのスイッチング損失よりも大きくなり得るけれども、Ｓｉパワー電子デバイスにわたる導電損失（又は、電圧降下）は、ＳｉＣパワー電子デバイスの導電損失と比較して相対的に一定であり、又は、より低い速度で増加し得る。つまり、Ｓｉ  ＩＧＢＴのようなＳｉパワー電子デバイスの構造のために、Ｓｉパワー電子デバイスにわたる電圧降下は、同じ定格電流について、ＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴのようなＳｉＣパワー電子デバイスと比較して、一般的により低くなり得る。
【００１３】
上記を念頭におくと、１つの実施形態では、Ｓｉパワー電子デバイスおよびＳｉＣパワー電子デバイスの双方は、電力変換動作をより効率的に行うために、回路内にいっしょに用いられることができる。つまり、ここに開示されるハイブリッドコンバータシステムは、ある低い周波数範囲（たとえば、０−１ｋＨｚ、電源周波数、基本周波数）内でスイッチするＳｉパワー電子デバイスを、より高い周波数範囲（たとえば、＞１ｋＨｚ）でスイッチするＳｉＣパワー電子デバイスと共に、一般的には利用する。Ｓｉパワー電子デバイスを電源周波数又は基本周波数でスイッチさせそしてＳｉＣパワー電子デバイスを高い周波数でスイッチするように用いることによって、ハイブリッドコンバータシステムは、ＳｉＣパワー電子デバイスの低スイッチング損失特性の利益を最大化させる高品質の電圧出力を生成することができる。さらに、ハイブリッドコンバータシステムは、Ｓｉパワー電子デバイスがスイッチしている間Ｓｉパワー電子デバイスがゼロの電流を運ぶことができるように、ＳｉＣパワー電子デバイスおよびＳｉＣパワー電子デバイスに提供されるゲート信号をうまく調整することができる。したがって、Ｓｉパワー電子デバイスは、スイッチング損失を有しないことができる。
【００１４】
まず始めに、図１は、本アプローチの一実施形態に従う、ＤＣ電圧信号をＡＣ電圧信号に変換するためのＳｉパワー電子デバイスおよびＳｉＣパワー電子デバイスの双方を含む３レベルハイブリッドコンバータシステム１０の回路図を表す。３レベルハイブリッドコンバータシステム１０（ハイブリッドコンバータシステム１０）は、Ｓｉパワー電子デバイスおよびＳｉＣパワー電子デバイスの双方を用いるハイブリッドスイッチアッセンブリを有するアクティブ中性点クランプ型マルチレベルコンバータとして特徴付けられることができる。図１の回路図は、マルチフェーズコンバータシステムの１つのフェーズレッグを表すことができることに注意すべきである。したがって、３レベルハイブリッドコンバータシステム１０は、そのようなマルチフェーズコンバータシステムの１つ又は複数のレッグに利用されることができる。
【００１５】
１つの実施形態では、ハイブリッドコンバータシステム１０のＳｉパワー電子デバイスおよびＳｉＣパワー電子デバイスは、それぞれ、Ｓｉ  ＩＧＢＴ  １２およびＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴ  １４であってよい。Ｓｉ  ＩＧＢＴ  １２は、導通状態と非導通状態との間をスイッチするための半導体材料としてＳｉを用いる、異なる規格のさまざまな種類のＩＧＢＴ（たとえば、１．７ｋＶ、３．３ｋＶ、４．５ｋＶ又は６．５ｋＶ  ＩＧＢＴ）を含むことができる。同様に、ＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴは、導通状態と非導通状態との間をスイッチするための半導体材料としてＳｉＣを用いる、異なる規格のさまざまな種類のＭＯＳＦＥＴを含むことができる。さまざまなハイブリッドコンバータシステムの以下の記載は、表されたＳｉ  ＩＧＢＴ  １２およびＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴ  １４について考察されるけれども、他の実施形態では、任意の適切な種類のＳｉパワー電子デバイスおよびＳｉＣパワー電子デバイスが、Ｓｉ  ＩＧＢＴ  １２およびＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴ  １４のかわりに用いられることができることに注意するべきである。
【００１６】
いくつかの実施形態では、複数のＳｉ  ＩＧＢＴ  １２が、モジュール１６の部分としていっしょにグループ化されることができる。たとえば、ハイブリッドコンバータシステム１０では、２つのＳｉ  ＩＧＢＴ  １２が、互いに直列に電気的に結合され、モジュール１６が他の電子コンポーネントに結合されることができる３つの相互接続点（たとえば、１１、１３、１５）を提供することができる。相互接続点は、Ｓｉ  ＩＧＢＴ  １２のうちの１つのコレクタ側に、Ｓｉ  ＩＧＢＴ  １２のうちの１つのエミッタ側に、および２つのＳｉ  ＩＧＢＴ  １２の間に配置されることができる。
【００１７】
同様に、複数のＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴ  １４が、２つのＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴ  １４が互いに直列に電気的に結合されることができるように、モジュール１８の部分としていっしょにグループされることができる。さらに、モジュール１８は、また、モジュール１８が他の電子コンポーネントに結合されることができる３つの相互接続点（たとえば、１３、１７、１９）をもつことができる。モジュール１８の相互接続点は、ＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴ  １４の１つのドレイン側に、ＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴ  １４の１つのソース側に、および２つのＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴ  １４の間に配置されることができる。
【００１８】
モジュール１６およびモジュール１８の双方は、ある実施形態では、ハイブリッドシステム１０を構築するために用いられることができる、標準化された互いに交換できるコンポーネントであってもよい。したがって、モジュール１６およびモジュール１８は、それぞれ、個別的に製造されることができ、組立業者が標準の構築コンポーネントを用いて異なる電圧および電流の規格をもつ異なるハイブリッドコンバータシステムを作りだすために利用できるように作られることができる。
【００１９】
これを念頭におくと、ハイブリッドコンバータシステム１０の各Ｓｉ  ＩＧＢＴモジュール１６は、ＤＣ電圧源（たとえば、ＤＣ電圧源２０、ＤＣ電圧源２２）にわたって結合されることができる。そして、各Ｓｉ  ＩＧＢＴモジュール１６の相互接続点（たとえば、１３、１９）又は出力は、ＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴモジュール１８と直列に結合されることができる。たとえば、モジュール１６の２つのＳｉ  ＩＧＢＴ  １２の間の相互接続点は、モジュール１８のＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴのソース側およびドレイン側に結合されることができる。
【００２０】
ハイブリッドコンバータシステム１０のＡＣ出力電圧は、モジュール１８のＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴの間の相互接続点（たとえば、１７）および電圧源２０と電圧源２２との間の相互接続点（たとえば、１５）に結合されている、出力端子（たとえば、２１、２３）に提供されることができる。いくつかの実施形態では、電圧源２０および電圧源２２の双方は、同じ量のＤＣ電圧を提供することができる。したがって、Ｓｉ  ＩＧＢＴ  １２およびＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴ  １４は、制御された方法でオンとオフにスイッチされて、電圧源２０および２２を介して提供されたＤＣ電圧信号を、ハイブリッドコンバータシステム１０によって出力されるＡＣ電圧信号に変換することができる。そして、ＡＣ電圧信号出力は、ＡＣモータなどのような、さまざまな種類のＡＣ方式の装置に供給されて、さまざまな種類の動作を行うことができる。
【００２１】
１つの実施形態では、Ｓｉ  ＩＧＢＴ  １２およびＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴ  １４のスイッチングは、Ｓｉ  ＩＧＢＴ  １２およびＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴ  １４のゲートに提供されるゲート信号によって制御されることができる。したがって、ハイブリッドコンバータシステム１０は、ハイブリッドコンバータシステム１０の動作を制御するためにハイブリッドコンバータシステム１０内のＳｉ  ＩＧＢＴ  １２およびＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴ  １４のそれぞれにゲート信号を提供することができる、ハイブリッドコンバータ制御システム２４を有することができる。
【００２２】
ハイブリッドコンバータ制御システム２４は、一般的に、ＤＣ電圧源２０および２２を用いて所望のＡＣ電圧出力信号を生成するためにハイブリッドコンバータシステム１０のＳｉ  ＩＧＢＴ  １２およびＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴ  １４に提供される適切なゲート信号を決定するプロセッサ２６を有することができる。プロセッサ２６は、コンピュータ実行可能な命令（たとえば、ソフトウェアコード、プログラム、アプリケーション）を実行する能力のある、任意の種類のコンピュータプロセッサ又はマイクロプロセッサであってよい。プロセッサ２６は、また、以下に記載の動作を実行するように共同することができる複数のプロセッサを含んでいてもよい。
【００２３】
一般的に、上で考察したように、プロセッサ２６は、結果として生ずるＡＣ電圧出力が所望の電圧信号に対応するように、Ｓｉ  ＩＧＢＴ  １２およびＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴ  １４に提供されるゲート信号を決定するためのプログラムを含むソフトウェアアプリケーションを実行することができる。たとえば、図２は、図１のハイブリッドコンバータシステム１０の実施形態のためのＳｉ  ＩＧＢＴ  １２およびＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴ  １４のそれぞれゲートに提供されるゲート信号の例示のタイミングダイアグラム３０を表す。
【００２４】
ある実施形態では、プロセッサ２６は、１つのＳｉ  ＩＧＢＴ  １２が１つのＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴ  １４にいつでも直列であるように、Ｓｉ  ＩＧＢＴ  １２およびＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴ  １４にゲート信号を提供できる。加えて、プロセッサ２６は、Ｓｉ  ＩＧＢＴ  １２を基本電源周波数（たとえば、６０Ｈｚ）でスイッチさせるための、ゲート信号をＳｉ  ＩＧＢＴ  １４に送ることができ、所望のＡＣ電圧出力波を合成するためにより高い周波数（たとえば、＞１ｋＨｚ）でスイッチさせるための、ゲート信号をＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴ  １４に送ることができる。したがって、図２に示されているように、Ｓｉ  ＩＧＢＴ  １２に提供されるゲート信号（たとえば、Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３、Ｇ４）は、ＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴ  １４に提供されるゲート信号（たとえば、Ｇ５、Ｇ６）と比較して、より小さい頻度で変化する。結果として、ＡＣ電圧出力４０（基準波）は、図２に表されたように、所望の正弦波に対応することができる。図２は、また、搬送波４２を表す。搬送波４２とＡＣ電圧出力４０との交点は、Ｓｉ  ＩＧＢＴ  １２およびＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴ  １４を制御するために用いられることができる、矩形波形又はパルス幅変調（ＰＷＭ）のゲート波形を一般的に形成する。
【００２５】
上記を念頭におくと、ＡＣ電圧出力４０を生成するために、プロセッサ２６は、上で考察されたように、１つのＳｉ  ＩＧＢＴ  １２が１つのＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴ  １４といつでも電気的に直列に共に作動させられ、互いに直列に電流を伝導するように、Ｓｉ  ＩＧＢＴ  １２およびＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴ  １４に提供されるゲート信号をうまく調整することができる。たとえば、図１を参照すると、スイッチＴ１（たとえば、Ｓｉ  ＩＧＢＴ  １２）およびスイッチＴ５（たとえば、ＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴ  １４）は、ある時間間隔の間互いに直列であることができる。ある時刻に、ただ１つのＳｉ  ＩＧＢＴ  １２が、ある１つのＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴ  １４と直列であること（たとえば、１つのＳｉ  ＩＧＢＴ  １２がある１つのＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴ  １４と直列に電流を伝導している）ことを確実にするために、プロセッサ２６は、１つのＳｉ  ＩＧＢＴ  １２をターンオフするときにその１つのＳｉ  ＩＧＢＴ  １２からゲート信号（たとえば、時刻ｔ1で）を除去する（たとえば、停止する又は中止する）ことができ、少し遅れて（たとえば、可能性のあるシュートスルーを避けるために、双方のＩＧＢＴがオフである、デッドタイム、約１μｓが提供される）他のＳｉ  ＩＧＢＴ  １２をターンオンするためのゲート信号をそのＳｉ  ＩＧＢＴ  １２に提供することができる。１つの実施形態では、プロセッサ２６は、ＡＣ電圧出力４０がゼロをクロスしたときに（時刻ｔ１で）、それぞれのゲート信号を除去することおよび提供することができる。
【００２６】
しかし、ゲート信号がそれぞれのＳｉ  ＩＧＢＴ  １２から除去されＳｉ  ＩＧＢＴがターンオフし又は非導通状態に入ったとき、それぞれのＳｉ  ＩＧＢＴ  １２に直列に結合されていた対応するＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴ  １４は既にターンオフされているだろう。つまり、対応するＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴ  １４は、その対応するＳｉ  ＩＧＢＴ  １２よりも早く非導通状態であることができる。したがって、対応するＳｉ  ＩＧＢＴ  １２のゲート信号が除去されたとき、Ｓｉ  ＩＧＢＴ  １２における電流は、既にオフであるＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴ  １４のせいで既にゼロである。結果として、ＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴと比較してより高いスイッチング損失を伝統的に有する、Ｓｉ  ＩＧＢＴ  １２は、ターンオフの間、少い損失か又は無損失である。
【００２７】
同様に、他のＳｉ  ＩＧＢＴ  １２のためのゲート信号が、そのＳｉ  ＩＧＢＴ  １２をターンオンするために提供されたときに、対応するＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴ  １４は、対応するＳｉ  ＩＧＢＴ  １２が完全にオンになり全導通（又は、オン）状態になるまで、ターンオンされないであろう。この時刻（たとえば、時刻ｔ1）で、それぞれのＳｉ  ＩＧＢＴ  １２における電流は、Ｓｉ  ＩＧＢＴ  １２にわたる電圧がほとんどゼロになるまで依然ゼロである。したがって、Ｓｉ  ＩＧＢＴ  １２におけるターンオン損失もまた、最小化され、小さいか又は無（たとえば、ゼロ）スイッチング損失の結果となる。
【００２８】
上記のハイブリッドコンバータシステム１０を用いることによって、コンバータシステムが、単にＳｉＣパワー電子デバイスを用いる変換システムよりもより効率的であることに、注意すべきである。たとえば、図３は、単にＳｉＣパワー電子デバイスを用いた２レベルコンバータシステムに対するエネルギー損失（たとえば、棒５２）、単にＳｉＣパワー電子デバイスを用いた３レベルコンバータシステムに対するエネルギー損失（たとえば、棒５４）、および、図１のハイブリッドコンバータシステム１０に対応する３レベルハイブリッドコンバータシステムに対するエネルギー損失（たとえば、棒５６）を比較する棒グラフ５０を表す。
【００２９】
図３のグラフ５０は、単にＳｉＣパワー電子デバイスを用いた２レベルコンバータシステムに起こる損失（たとえば、棒５２）、単にＳｉＣパワー電子デバイスを用いた３レベルコンバータシステムに起こる損失（たとえば、棒５４）、および、１．５ＭＷ／４．１６ｋＶ高速媒体電圧ドライブに利用された図１のハイブリッドコンバータシステム１０に対応する３レベルハイブリッドコンバータシステムに起こる損失（たとえば、棒５６）を比較している。さらに、ＡＣ電圧出力端子での効果的なスイッチング周波数は、約２０ｋＨｚである。グラフ５０に関連付けられたシミュレーションは、ハイブリッドコンバータシステム１０の部分として、ＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴ  １４として１．７ｋＶのＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴを、Ｓｉ  ＩＧＢＴ  １２として６．５ｋＶ／２５０ＡのＳｉ  ＩＧＢＴを、用いた。グラフ５０に示されているように、ハイブリッドシステム１０は、全ＳｉＣの３レベルコンバータと比較して合計損失で２０％の減少を有し、また、コンポーネントのコストの削減も表している。
【００３０】
上記を念頭におくと、いくつかの実施形態では、ハイブリッドコンバータシステム１０のＳｉ  ＩＧＢＴ  １２およびＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴ  １４は、異なる方法で配置されることができる。たとえば、図４は、モジュール１８（ＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴ  １４を含む）およびモジュール１６（Ｓｉ  ＩＧＢＴ  １２を含む）の位置を図１のハイブリッドコンバータシステム１０の実施形態に対し相対的にかえた３レベルハイブリッドコンバータシステム６０の回路図を表す。上で考察したハイブリッドコンバータシステム１０のように、ハイブリッドコンバータシステム６０もまた、アクティブ中性点クランプ型マルチレベルコンバータとして特徴付けられることができる。
【００３１】
１つの実施形態では、ハイブリッドコンバータシステム６０は、おおよそ基本周波数（たとえば、６０Ｈｚ）でスイッチすることができる、Ｓｉ  ＩＧＢＴ  １２と比較して、ＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴ  １４が、基本サイクルの半分（たとえば、３０Ｈｚ）でスイッチするように、動作することができる。したがって、ハイブリッドコンバータシステム６０は、図１のハイブリッドコンバータシステム１０と比較してスイッチング損失について同じ利益を有することができる。さらに、図１のハイブリッドコンバータシステム１０のように、ハイブリッドコンバータシステム６０のための制御システムは、Ｓｉ  ＩＧＢＴ  １２がオフ又はオンにスイッチするように予定されているときにＳｉ  ＩＧＢＴ  １２に存在する電流の量を制限するための、上記と同様の方法で、ＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴ  １４およびＳｉ  ＩＧＢＴ  １２に提供されるゲート信号をうまく調整することができる。
【００３２】
上記の、３レベルハイブリッドコンバータシステム１０および３レベルハイブリッドコンバータシステム６０に加えて、図５は、ＤＣ電圧信号をＡＣ電圧信号に変換するために利用されることもできる５レベルハイブリッドコンバータシステム７０を表す。ハイブリッドコンバータシステム７０は、コンデンサ７２および追加のＳｉＣ  ＭＯＦＥＴモジュール１８と共に、上記のハイブリッドコンバータシステム１０の回路を有することができる。
【００３３】
上に考察されたハイブリッドコンバータ１０のように、ハイブリッドコンバータシステム７０のＳｉ  ＩＧＢＴ  １２は、基本周波数（たとえば、６０Ｈｚ）でスイッチするようにゲート信号が提供されることができる。ＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴ  １４は、一方で、ＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴ  １４をより頻繁にスイッチさせるゲート信号が提供されることができ、より高いスイッチング周波数（たとえば、＞１ｋＨｚ）の結果となる。
【００３４】
ある実施形態では、ハイブリッドコンバータシステム７０の各Ｓｉ  ＩＧＢＴ  １２は、ＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴ  １４の電圧規格の約２倍又は２倍である電圧規格を有することができる。したがって、低電圧のＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴ  １４が、より高い電圧規格をもつコンバータを構築するために用いられることができる。このように、ハイブリッドコンバータシステム７０は、単にＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴ  １４又は単にＳｉ  ＩＧＢＴを利用するコンバータと比較して、相対的に低い導通およびスイッチングの損失を維持することができる。たとえば、５レベルコンバータにおいて、Ｓｉ  ＩＧＢＴ電圧規格は、ＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴ電圧規格の２倍であってよい。これにかえて、より高い電圧を達成するために低電圧ＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴが、直列に接続されてもよい。
【００３５】
発明の技術的効果は、ＳｉＣパワー電子デバイスの低スイッチング損失の利益をＳｉパワー電子デバイスの低導通損失の利益と組合せて、ＤＣ信号からＡＣ信号に電圧を変換するための効率的なコンバータシステムを提供することを含む。さらに、Ｓｉパワー電子デバイスと比較してＳｉＣパワー電子デバイスに関連付けられた相対的に高いコストを考慮して、ここに開示された実施形態は、システムに用いられるＳｉＣパワー電子デバイスの数を最小にしつつ、ＳｉＣパワー電子デバイスの利益を活用する（leverage）するシステムを提供する。結果として、ここに記載されたハイブリッドコンバータシステムは、ハイブリッドでないコンバータシステムと比較してより低いコストおよびよりよい性能の選択肢を提供する。
【００３６】
この明細書は、最良の形態を含む発明を開示するための、また、任意の装置又はシステムを作ることと使用することおよび任意の組み込まれた方法を実行することを含む、当分野における通常の知識を有する任意の者が発明を実施することを可能とするための、例を用いている。発明の特許可能な範囲は、特許請求の範囲によって規定され、当分野における通常の知識を有する者に対して起こる他の例を含み得る。そのような他の例は、それらが特許請求の範囲の文言と異ならない構成要素を含む場合、又はそれらが特許請求の範囲の文言と実質的な相違を有しない均等の構成要素を含む場合、特許請求の範囲内に入ることが意図されている。
【００３７】
最後に、代表的な実施態様を以下に示す。
［実施態様１］
第１の直流（ＤＣ）電圧源（２０）に結合されたシリコン（Ｓｉ）系パワーデバイスの第１の組（１２）と、
第２のＤＣ電圧源（２２）に結合されたＳｉ系パワーデバイスの第２の組（１２）と、
前記Ｓｉ系パワーデバイスの第１の組（１２）および前記Ｓｉ系パワーデバイスの第２の組（１２）に結合されたシリコンカーバイド（ＳｉＣ）系パワーデバイスの第１の組（１４）であって、前記ＳｉＣ系パワーデバイスの第１の組（１４）の各ＳｉＣ系パワーデバイスは、前記Ｓｉ系パワー電子デバイスの第１の組および第２の組（１２）の各Ｓｉ系パワーデバイス（１２）と比較して、より高い周波数でスイッチするように構成された、シリコンカーバイド（ＳｉＣ）系パワーデバイスの第１の組と、を有する電圧コンバータ。
［実施態様２］
前記Ｓｉ系パワーデバイスの第１の組および第２の組のそれぞれは、１つ又は複数の絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）を含む実施態様１記載の電圧コンバータ。
［実施態様３］
前記ＳｉＣ系パワーデバイスの第１の組は、１つ又は複数のＭＯＳ電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を含む実施態様１記載の電圧コンバータ。
［実施態様４］
前記Ｓｉ系パワーデバイスの第１の組および第２の組ならびに前記ＳｉＣ系パワーデバイスの第１の組に、複数のゲート信号を提供するように構成されたプロセッサ（２６）を有し、前記複数のゲート信号は、前記Ｓｉ系パワーデバイスの第１の組および第２の組と比較してより高い周波数で前記ＳｉＣ系パワーデバイスの第１の組をスイッチさせるように構成された実施態様１記載の電圧コンバータ。
［実施態様５］
前記シリコン系パワー電子デバイスの第１の組および第２の組の各Ｓｉ系パワー電子デバイスは、基本周波数でスイッチするように構成された実施態様１記載の電圧コンバータ。
［実施態様６］
前記基本周波数は６０Ｈｚである実施態様５記載の電圧コンバータ。
［実施態様７］
前記Ｓｉ系パワーデバイスの第１の組に結合されたコンデンサ（７２）と、
前記コンデンサ（７２）および前記シリコンカーバイド系パワー電子デバイスの第１の組に結合されたＳｉＣ系パワーデバイスの第２の組を有する実施態様１記載の電圧コンバータ。
［実施態様８］
前記シリコンカーバイド系パワー電子デバイスの第１の組の各シリコンカーバイド系パワー電子デバイスは、１ｋＨｚまたそれ以上でスイッチするように構成された実施態様１記載の電圧コンバータ。
［実施態様９］
直流（ＤＣ）電圧信号を交流（ＡＣ）電圧信号に変換するように構成された装置（６０）であって、
第１の直流（ＤＣ）電圧源（２０）に結合されたシリコンカーバイド（ＳｉＣ）系パワー電子デバイスの第１の組（１４）と、
第２の直流（ＤＣ）電圧源（２２）に結合されたＳｉＣ系パワー電子デバイスの第２の組（１４）と、
前記ＳｉＣ系パワー電子デバイスの第１の組（１４）および前記ＳｉＣ系パワーデバイスの第２の組（１４）に結合されたシリコン系パワー電子デバイスの第１の組（１２）であって、前記ＳｉＣ系パワー電子デバイスの第１の組および第２の組（１４）の各ＳｉＣ系パワーデバイス（１４）は、前記Ｓｉ系パワー電子デバイスの第１の組（１２）の各Ｓｉ系パワー電子デバイス（１２）と比較してより高い周波数でスイッチするように構成された、シリコン系パワー電子デバイスの第１の組と、を有する装置。
［実施態様１０］
前記Ｓｉ系パワー電子デバイスの第１の組は、１つ又は複数の絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）を含む実施態様９記載の装置。
［実施態様１１］
前記ＳｉＣ系パワー電子デバイスの第１の組および第２の組のそれぞれは、１つ又は複数のＭＯＳ電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を含む実施態様９記載の装置。
［実施態様１２］
前記Ｓｉ系パワー電子デバイスの第１の組は、互いに直列に結合された少なくとも２つの絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）を含む実施態様９記載の装置。
［実施態様１３］
前記ＳｉＣ系パワー電子デバイスの第１の組および第２の組のそれぞれは、互いに直列に結合された少なくとも２つのＭＯＳ電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を含む実施態様９記載の装置。
［実施態様１４］
前記シリコン系パワー電子デバイスの第１の組の各Ｓｉ系パワー電子デバイスは基本周波数でスイッチするように構成された実施態様９記載の装置。
［実施態様１５］
前記ＳｉＣ系パワー電子デバイスの第１の組および第２の組の各ＳｉＣ系パワー電子デバイスは基本周波数の半分でスイッチするように構成された実施態様９記載の装置。
［実施態様１６］
第１のＤＣ電圧源（２０）に結合されたシリコン（Ｓｉ）系パワーデバイスの第１の組（１２）と、
第２のＤＣ電圧源（２２）に結合されたＳｉ系パワーデバイスの第２の組（１２）と、
前記Ｓｉ系パワーデバイスの第１の組（１２）および前記Ｓｉ系パワーデバイスの第２の組（１２）に結合されたシリコンカーバイド（ＳｉＣ）系パワーデバイスの第１の組（１４）と、
前記ＳｉＣ系パワー電子デバイスの第１の組（１４）のうちの１つのＳｉＣ系パワーデバイスが前記シリコン系パワー電子デバイスの第１の組（１２）又は第２の組（１２）のうちの１つのＳｉ系パワー電子デバイスにいつでも直列に電流を伝えるように、前記ＳｉＣ系パワーデバイスの第１の組（１４）の各ＳｉＣ系パワーデバイスならびに前記Ｓｉ系パワーデバイスの第１の組（１２）および第２の組（１２）の各Ｓｉ系パワーデバイスのスイッチングを制御するように構成されたプロセッサ（２６）と、を有する電圧コンバータ。
［実施態様１７］
前記プロセッサ（２６）は、前記Ｓｉ系パワーデバイスの第１の組のうちの第１のＳｉ系パワーデバイスから第１のゲート信号を除去し、前記Ｓｉ系パワーデバイスの第２の組のうちの第２のＳｉ系パワーデバイスに第２のゲート信号を提供するように構成された実施態様１６の電圧コンバータ。
［実施態様１８］
前記プロセッサ（２６）は、前記コンバータの電圧出力がゼロをまたぐとき、前記第１の信号を除去し、前記第２の信号を提供するように構成された実施態様１７の電圧コンバータ。
［実施態様１９］
前記Ｓｉ系パワー電子デバイスの第１の組および第２の組のそれぞれは、１つ又は複数の絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）を含む実施態様１６の電圧コンバータ。
［実施態様２０］
前記ＳｉＣ系パワーデバイスの第１の組が、１つ又は複数のＭＯＳ電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を含む実施態様１６の電圧コンバータ。
【符号の説明】
【００３８】
１０  ハイブリッドコンバータシステム
１１、１３、１５、１７、１９  相互接続点
１２  Ｓｉ  ＩＧＢＴ
１４  ＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴ
１６、１８  モジュール
２０、２２  電圧源
２４  ハイブリッドコンバータ制御システム
２６  プロセッサ
３０  タイミングダイアグラム
４０  ＡＣ電圧出力
４２  搬送波
５０  損失比較
５２、５４、５６  棒
７２  コンデンサ
Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３、Ｇ４、Ｇ５、Ｇ６  ゲート信号
ｔ1  時刻
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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