(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ヒステリシス領域（１１）内で、ＤＣ／ＤＣコンバータ（３）の出力電流（６）を、平均出力電流のための設定値（１９）に、ヒステリシス制御するための方法であって、
前記出力電流（６）が測定されて、前記ヒステリシス領域（１１）の下方のまたは上方の限界値（９，１０）に一致する第１の基準値、および、前記出力電流の前記設定値（１９）に一致する第２の基準値と比較され、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータ（３）のスイッチ（７）は、前記出力電流（６）が前記第１の基準値に達する第１の基準時点（２０）と、前記出力電流が前記第２の基準値に達する第２の基準時点（２４）とに依存して、前記ヒステリシス領域（１１）の限界において切り換えられ、
当該切り換えの際、前記スイッチ（７）は、前記第２の基準時点（２４）の後で遅延時間を伴って切り換えられ、
前記遅延時間は、前記第１の基準時点（２０）と前記第２の基準時点（２４）との間の時間差分に依存して、前記出力電流（６）が前記設定値（１９）よりも大きい間の期間と、前記出力電流（６）が前記設定値（１９）よりも小さい間の期間とが均等化されるように選択される方法。
【請求項２】
前記遅延時間は、測定された前記時間差分と実質的に同じものとして求められ、前記出力電流（６）が前記設定値（１９）よりも大きい間の前記期間と、前記出力電流（６）が前記設定値（１９）よりも小さい間の前記期間との均等化のために変更される、請求項１記載の方法。
【請求項３】
前記遅延時間は、前記第２の基準時点（２４）からの前記出力電流（６）の電流変化の線形外挿により、測定された前記時間差分、前記出力電流（６）の２つの前記基準値、および前記ヒステリシス領域（１１）の所定の限界値に依存して求められ、前記出力電流（６）が前記設定値（１９）よりも大きい間の前記期間と、前記出力電流（６）が前記設定値（１９）よりも小さい間の前記期間との均等化のために変更される、請求項１記載の方法。
【請求項４】
前記ＤＣ／ＤＣコンバータ（３）の１つの完全な周期の間に前記出力電流（６）がそれぞれの前記基準値に達するすべての前記基準時点（２２，２３，２０，２４）の間の時間差分が測定され、測定された前記時間差分、２つの前記基準値および平均出力電流のための前記設定値（１９）から、前記出力電流（６）が前記設定値（１９）よりも大きかった間の第１の期間と、前記出力電流（６）が前記設定値（１９）よりも小さかった間の第２の期間とが求められ、前記遅延時間は、後続の周期において、前記第１および前記第２の期間の間の差分が均等化されるように変更される、請求項１から３までのいずれか１項記載の方法。
【請求項５】
前記第１の基準値は、前記ヒステリシス領域（１１）の前記下方の限界値（９）に一致し、前記ヒステリシス領域（１１）の下方限界との交差は前記第１の基準時点（２０）に一致し、前記ヒステリシス領域（１１）の上方限界における切り換え時点は、前記第２の基準時点（２４）と前記第１の基準時点（２０）との間の時間差分、ならびに前記第２の基準値と前記ヒステリシス領域（１１）の前記下方の限界値（９）との間の電流差分から求められる、請求項１から４までのいずれか１項記載の方法。
【請求項６】
前記第１の基準値は、前記ヒステリシス領域（１１）の前記上方の限界値（１０）に一致し、前記ヒステリシス領域（１１）の上方限界との交差は前記第１の基準時点に一致し、前記ヒステリシス領域（１１）の下方限界における切り換え時点は、前記第２の基準時点と前記第１の基準時点との間の時間差分、ならびに前記ヒステリシス領域（１１）の前記上方の限界値と前記第２の基準値との間の電流差分から求められる、請求項１から４までのいずれか１項記載の方法。
【請求項７】
請求項１から６までのいずれか１項記載の方法を実施するための装置であって、
ＤＣ／ＤＣコンバータ（３）の出力電流（６）を監視するための測定手段と、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータ（３）のスイッチ（７）を切り換えるためのスイッチング手段と、を備え、
前記測定手段は、測定された出力電流を、ヒステリシス領域（１１）の下方のまたは上方の限界値（９，１０）に一致する第１の基準値、および、前記出力電流（６）の前記設定値（１９）に一致する第２の基準値と比較するための比較手段に接続されており、
前記比較手段は、前記第１または前記第２の基準値への到達をシグナリングするように構成されており、
前記比較手段は、当該比較手段の信号間の時間差分を求めるように構成されているタイマーと接続されており、
前記タイマーは、求められた前記時間差分に依存して遅延時間を算出するように構成されている計算手段と接続されており、前記遅延時間の経過後に前記スイッチ（７）は、切り換えられ、それによって、前記出力電流が設定値（１９）よりも大きい間の期間と、前記出力電流が前記設定値（１９）よりも小さい間の期間とが均等化され、
前記計算手段は、前記スイッチング手段と接続されており、それによって、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ（３）の前記スイッチ（７）は、算出された前記遅延時間の経過後に切り換え可能である装置。
【請求項８】
前記計算手段は、前記出力電流（６）の電流変化を線形外挿するように構成されている、請求項７記載の装置。
【請求項９】
前記計算手段は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ（３）の１つの完全な周期の間に求められた、前記比較手段の信号間のすべての前記時間差分を記憶するように構成されており、さらに前記計算手段は、求められた前記時間差分、２つの前記基準値および平均出力電流のための前記設定値から、前記出力電流（６）が前記設定値（１９）よりも大きかった間の第１の期間と、前記出力電流（６）が前記設定値（１９）よりも小さかった間の第２の期間とを求め、前記遅延時間を、後続の周期において、前記第１および第２の期間の間の差分が均等化されるように変更するように構成されている、請求項７または８記載の装置。
【請求項１０】
前記第１の基準値は、前記ヒステリシス領域（１１）の前記下方の限界値（９）に一致している、請求項７から９までのいずれか１項記載の装置。
【請求項１１】
前記第１の基準値は、前記ヒステリシス領域（１１）の前記上方の限界値（１０）に一致している、請求項７から９までのいずれか１項記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ヒステリシス領域内で、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流を、平均出力電流のための設定値にヒステリシス制御するための方法、ならびに該方法を実施するための装置に関し、出力電流が測定されて、第１および第２の基準値と比較され、ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチは、出力電流が第１の基準値に達する第１の基準時点と、出力電流が第２の基準値に達する第２の基準時点とに依存して、ヒステリシス領域の限界において切り換わる。相応にこの装置は、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流を監視するための測定手段と、ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチを切り換えるためのスイッチング手段とを有し、測定手段は、測定された出力電流を第１および第２の基準値と比較するための比較手段に接続されており、比較手段は、第１または第２の基準値の達成をシグナリングするように構成されている。
【０００２】
可変の負荷の定電流供給のためにＤＣ／ＤＣコンバータを使用する場合は、コンバータの出力電圧を、変化する負荷インピーダンスに適合化可能にするために、制御が不可欠である。典型的な電流制御器、例えばＰＩ制御器は、温度依存性または経年劣化依存性の効果のように緩慢な効果、場合によっては緩慢に変動する入力電圧を補償することはできるが、しかしながら例えばＬＥＤグループの場合に現れるような迅速に変化する負荷は、積分ループの緩慢な反応のために処理することができず、例えば点滅光を引き起こしかねない過電流または不足電流を生じさせる可能性がある。
【０００３】
この場合において、上述したようなコンバータのスイッチング特性に影響を与えるヒステリシス制御は、変化する負荷に対応する出力電圧を、ひいては所望の電流を提供するために、はるかに有望である。コンバータの２つのスイッチング過程の間の時間は、この場合出力電圧に依存し、周期ごとに変化する可能性がある。それにより、動的でかつ非常に迅速に変化する負荷を有する消費部品にも実質的に一定の電流を供給することができる。
【０００４】
この種の制御の欠点は、切り換え時点が、電流だけに依存するのではなく、出力電圧および他のパラメータ、例えばコンパレータの遅延、コンバータのＦＥＴスイッチのゲート電圧、ゲートドライバの強度等にも依存することにある。この理由から、ほとんど常に電流のオーバーシュートおよびアンダーシュートが発生しており、この場合のオーバーシュートおよびアンダーシュートの振幅は、スイッチング時点に依存し、電流の立ち上がりもしくは立ち下がりに依存する。しかしながら、電流の立ち上がりも立ち下がりも、入力電圧と出力電圧との差にも依存しており、これらのどちらも変動する。それゆえ、平均電流と設定値との偏差は、ほぼ避けられない。
【０００５】
独国特許出願公開第１０２０１２２２３４５２号明細書（ＤＥ１０２０１２２２３４５２Ａ１）には、限界値のシフトにより、偏差を非常に迅速に、すなわち周期ごとに補償し、それによって、平均電流の補正を達成することが示されている。この場合の欠点は、増幅した場合にダイオード電圧よりも大きくなるオーバーシュートもしくはアンダーシュートのみが補償されることにある。その他に、全部で４つの増幅回路が使用され、このことは、補償なしの回路（２つの増幅器／比較器を有する）に比べて製造コストを増加させる。
【０００６】
欧州特許出願公開第２７４１５７８号明細書（ＥＰ２７４１５７８Ａ１）には、所定の平均値を通る電流の通過の記録、および上方と下方のスイッチング閾値の補償によるオーバーシュートもしくはアンダーシュートのデジタル補償が示されている。この回路は、補償なしの回路に比べて付加的なコンパレータ１つだけで十分である。
【０００７】
それに対して本発明の課題は、設定値からの平均電流（すなわちＤＣ／ＤＣコンバータの１つ以上の周期にわたる電流の平均値）の偏差を補正し、これにより既知の方法および回路に比べて、さらにより低コストな製造が可能な手段を提案することにある。
【０００８】
本発明の一態様は、ヒステリシス領域内で、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流を、平均出力電流のための設定値に、ヒステリシス制御するための方法に関しており、出力電流が測定されて、第１および第２の基準値と比較され、ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチは、出力電流が第１の基準値に達する第１の基準時点と、出力電流が第２の基準値に達する第２の基準時点とに依存して、ヒステリシス領域の限界において切り換えられる。スイッチは、第２の基準時点の後で遅延時間を伴って切り換えられ、遅延時間は、第１の基準時点と第２の基準時点との間の時間差分に依存して、出力電流が設定値よりも大きい間の期間と、出力電流が設定値よりも小さい間の期間とが均等化されるように選択される。
【０００９】
遅延時間の持続時間は、所定の方法に従って決定され、すなわちこの持続時間は、任意に選択可能である。ここで、遅延時間とは、第２の基準時点と、該第２の基準時点に割り当てられた第２の切り換え時点、すなわち通常は、再び第１の基準時点に達する前の、第２の基準時点に時系列で続く切り換え時点との間の時間間隔を表す。第１もしくは第２の基準時点とは、それぞれ、出力電流がそれぞれの基準値に達した時点、もしくは（上方または下方から）それぞれの基準値を超えた時点を表し、もちろん各周期は、少なくとも１つの第１および第２の基準時点を有する。本発明による遅延時間の算出に対しては、これらの（理論的には無限の）数の第１および第２の基準時点のうちの、遅延時間によって定められる切り換え時点前の、それぞれ最後の（最新の）第１もしくは第２の基準時点が意図される。したがって、スイッチの切り換えのために、第２の基準時点に対して、先行する第１の基準時点との差分が求められ、かつ、これに依存して所要の遅延時間が求められる。引き続き第２の基準時点から開始されて、求められた遅延時間だけ待機され、当該遅延時間の経過直後にスイッチが切り換わり、そのため出力電流の変化の極性が逆になる。出力電流が設定値よりも大きいかもしくは小さい間の全期間は、それにより、時間的に平均して相互に近似する。それらの期間は、ＤＣ／ＤＣコンバータの１つ以上の周期にわたって、好ましくは各周期にわたって、すなわち周期ごとに、均等化される。
【００１０】
本発明の別の態様は、上述した実施形態および以下で説明する実施形態のうちの１つによる方法を実施するための装置に関しており、この装置は、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流を監視するための測定手段と、ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチを切り換えるためのスイッチング手段と、を備え、測定手段は、測定された出力電流を第１および第２の基準値と比較するための比較手段に接続されており、比較手段は、第１または第２の基準値への到達をシグナリングするように構成されている。この比較手段は、当該比較手段の信号間の時間差分を求めるように構成されているタイマーと接続されており、このタイマーは、求められた時間差分に依存して遅延時間を算出するように構成されている計算手段と接続されている。遅延時間の経過後にはスイッチが切り換えられ、それによって、出力電流が設定値よりも大きい間の期間と、出力電流が設定値よりも小さい間の期間とが均等化され、計算手段が、スイッチング手段と接続されており、それによって、ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチは、算出された遅延時間の経過後に切り換え可能である。
【００１１】
本発明の装置では、２つの基準値のみが出力電流と比較される。したがって、２つのコンパレータのみが必要とされる。すなわちこれは、補償のない制御に比べて、さらなるコンパレータもしくは付加的な電力コンポーネントを必要としない。この方法を実施するための付加的な機能性は、それ自体が複雑なタスク用であって最小の空間（少なくとも付加的な電力コンポーネントよりも小さな空間）に収容することができ、かつ著しく安価に入手もしくは生産が可能である、デジタルコンポーネントのみによって実現可能である。
【００１２】
この方法の好ましい簡単な変化形態によれば、遅延時間が、測定された時間差分と実質的に同じものとして求められ、出力電流が設定値よりも大きい間の期間と、出力電流が設定値よりも小さい間の期間との均等化のために変更される。この場合は、遅延時間の計算の中で、基準値または電流の変化率を明示的に考慮する必要はなく、このことは計算を簡単にさせる。
【００１３】
好ましくは、遅延時間は、第２の基準時点からの出力電流の電流変化の線形外挿により、測定された時間差分、出力電流の２つの基準値、およびヒステリシス領域の所定の限界値に依存して求められ、出力電流が設定値よりも大きい間の期間と、出力電流が設定値よりも小さい間の期間との均等化のために変更される。それに応じて装置の計算手段は、好ましくは、出力電流の電流変化の線形外挿用に構成されている。線形外挿は、特に簡単に実現できる。これは、ヒステリシス制御の切り換え点の間の電流変化が実質的に線形に経過し、そのためロバストでかつ少なくとも平均的に適正な近似であるという事実に基づいている。つまりヒステリシス領域の限界における切り換え点の間の出力電流の変化率（すなわち数学的には時間微分）は、実質的に一定であるとみなされ、第２の基準値と第１の基準値との間の差分と、第２の基準時点と第１の基準時点との間の時間差分との比によって推定される。ヒステリシス領域の所定の限界値と、第２の基準値との差分から、遅延時間が求められ、この遅延時間の経過後に出力電流は、第２の基準時点から見込みとして限界値に達する。基準値の選択に応じて、遅延時間の算出のために、前述の差分を、求められた変化率で除算することを行うことができる。そのようにして求められた補正なしの遅延時間は、引き続きさらに、出力電流が設定値の上方もしくは下方にある間の期間の均等化のために変更され、すなわち場合によっては延長または短縮される。
【００１４】
さらに、好ましくは、ＤＣ／ＤＣコンバータの１つの完全な周期の間に、出力電流がそれぞれの基準値に達するすべての基準時点の間の時間差分が測定され、測定された時間差分、２つの基準値および平均出力電流のための設定値から、出力電流が設定値よりも大きかった間の第１の期間と、出力電流が設定値よりも小さかった間の第２の期間とが求められ、この場合遅延時間は、後続の周期において、第１および第２の期間の間の差分が均等化されるように変更される。
【００１５】
相応に、好ましくは、計算手段は、ＤＣ／ＤＣコンバータの１つの完全な周期の間に求められた、比較手段の信号間のすべての時間差分を記憶するように構成されており、さらにこの計算手段は、求められた時間差分、２つの基準値および平均出力電流のための設定値から、出力電流が設定値よりも大きかった間の第１の期間と、出力電流が設定値よりも小さかった間の第２の期間とを求め、遅延時間を、後続の周期において、第１および第２の期間の間の差分が均等化されるように変更するのに適している。出力電流が設定値に達する時点は、この場合、複数の切り換え時点のうちの少なくとも１つと同様に、２つの基準値および基準時点の間の内挿または外挿によって、求めることが可能である。そのようにして求められた、設定値を通る出力電流の通過点の間の切り換え時点の情報から、これらの通過点の間の期間を、設定値の「上方」もしくは「下方」として対応付けすることが可能になり、それによって、これらの期間の差分から、出力電流が、比較的長期にわたって平均的に、設定値よりも大きかったか、または設定値よりも小さかったか、を導出することが可能になる。線形の電流変化に基づいて、そのような時間的非対称性は、相応の偏差を引き起こし、すなわち設定値からの平均電流の上昇または下降を引き起こす。遅延時間の相応の補正、したがって少なくとも１つの切り換え時点の相応の補正により、これらの非対称性の補償が、設定値の上方および下方への出力電流の時間的に均等化された分散を目標としてもたらされることにより、平均出力電流も補正することができ、したがってこの平均出力電流は、設定値に一致する。
【００１６】
第２の基準値が、出力電流の設定値に一致すると有利であることが判明している。この場合は、設定値を通る通過の時点を直接測定することができ、これらの時点を、第１および第２の基準時点に基づく推定によって求める必要は無い。出力電流が設定値の上方または下方にある間の期間は、それにより測定値から正確に知られ、そのためそれに基づく遅延時間の補正も正確に行うことができる。したがって、出力電流は、平均的に、特に設定値に正確に近似することが可能である。
【００１７】
さらに好ましくは、第１の基準値は、ヒステリシス領域の下方の限界値に一致し、ヒステリシス領域の下方限界との交差は第１の基準時点に一致し、ヒステリシス領域の上方限界における切り換え時点は、第２の基準時点と第１の基準時点との間の時間差分、ならびに第２の基準値とヒステリシス領域の下方の限界値との間の電流差分から求められ、または代替的に、第１の基準値は、ヒステリシス領域の上方の限界値に一致し、ヒステリシス領域の上方限界との交差は第１の基準時点に一致し、ヒステリシス領域の下方限界における切り換え時点は、第２の基準時点と第１の基準時点との間の時間差分、ならびにヒステリシス領域の上方の限界値と第２の基準値との間の電流差分から求められる。これらの２つの代替案のそれぞれにおいて、遅延時間は、ヒステリシス領域の２つの限界のうちの一方においてのみ使用される。すなわち、設定値の一方の側でのみ、期間の補正が可能である。それにもかかわらず、補償が、双方向で、すなわち近くの限界値に達する前でも、達した後でも、可能とされ、この場合、第２の基準値は、ヒステリシス領域のある程度内側にあるべきであり、すなわち、限界値の１つと一致すべきではなく、例えばヒステリシス領域の幅に対して中心から９５％以内にあるべきである。理想的には、第２の基準値もしくは設定値は、平均値を形成するよう、ヒステリシス領域の正確に中央におかれる。これらの２つの変化形態の利点は、簡単な実施にある。なぜなら、第１の基準時点から開始して遅延時間を待つ必要がなく、スイッチはこの時点ですぐに切り換えられるからである。
【００１８】
以下では本発明を、特に好ましいが、これに対する限定は意図されるべきでない実施例に基づき、図面を参照して、より詳細に説明する。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】ＬＥＤグループの供給のためのそれ自体従来のＤＣ／ＤＣコンバータチェーンの概略的ブロック回路図
【図２】従来技術によるヒステリシス制御器における電流経過線図
【図３】図２からの当該図中の領域ＩＩＩに係る部分図
【図４】本発明による方法に従ったヒステリシス制御器における電流経過線図
【図５】図４に示す方法を実施するための好ましい装置の概略的ブロック回路図
【図６】本発明による方法の経過のフローチャート
【００２０】
図１は、本発明による方法または本発明による装置の典型的な適用場面での基本構造を示す。チェーン１は、昇圧コンバータ（ブーストコンバータ）２と、降圧コンバータ（バックコンバータ）３とを備えたＤＣ／ＤＣコンバータ２，３である。昇圧コンバータ２は、（供給）電源網電圧４に接続されており、この電源網電圧は、より高い中間回路電圧５に変換される。降圧コンバータ３または一般的に複数の降圧コンバータは、設けられた中間回路電圧５に接続され、この中間回路電圧５から出発して所定の出力電流６が生成される。したがって、降圧コンバータ３の出力電圧は、接続されている負荷（図示されていない）に応じて、所定の出力電流６が生じるように制御される。
【００２１】
ＤＣ／ＤＣ変換器２，３は（それ自体公知であるため詳細には図示もしくは説明しない）、実質的に周期的に動作するスイッチ（図５のスイッチ７参照）と、１つ以上のエネルギー蓄積器とを有する。降圧コンバータ３の所望の出力電圧または所望の出力電流６は、エネルギー蓄積器の充放電周期の相応の設定または制御によって得られる。対応する従来技術で公知のヒステリシス制御器の出力電流６の経過８は、図２に示されている。横軸ｔは時間軸であり、そのスケーリングは、エネルギー蓄積器のほぼ２回の充／放電周期全体が見られるように選択されている。縦軸Ｉには、制御されたコンバータ３の出力電流６がプロットされており、２つの水平破線９，１０が、出力電流６の下方の限界値９と上方の限界値１０とを表している。これらの２つの限界値９，１０の間の領域は、ヒステリシス領域１１である。出力電流６の所定の値は、２つの限界値９，１０の間のヒステリシス領域１１の中央にある。
【００２２】
図示の電流経過８は、充電区間１２によって開始される。出力電流６が上方の限界値１０を超えると直ちにこのことが電流測定によって識別され、それに基づいて当該充電区間１２が終了され、放電区間１３が開始される。ここではスイッチング遅延Δｔに基づき（図３参照）、測定の際に上方の限界値１０のオーバーシュートが生じる。同じことは、下方の限界値９のアンダーシュートに対しても同様に当て嵌まる。ここでは、出力電流６が下方の限界値９に達すると直ちに、放電区間１３が終了され、新たな充電区間１４が開始される。１つ以上の周期にわたる出力電流６の平均値は、所定の値に一致すべきである。この目標は、この場合、１つの周期における２つの限界値１０，９のオーバーシュートおよびアンダーシュートが偶発的に同一となった場合にのみ達成することができる。しかしながらこのことは、実際にはそうはならない。なぜならば、例えば供給電圧５および負荷の変動は、絶え間なく急速に変化する条件にかかわるからである。
【００２３】
第２の充電区間１４から第２の放電区間１５への移行は、図２中では矩形領域ＩＩＩによって表されており、さらに図３に詳細に示されている。それに応じてこの図３の線図の軸ｔ，Ｉは、図２と同一である。水平破線は、出力電流６の上方の限界値１０を表す。ここでは、充電区間１４から放電区間１５への切り換えが、限界値１０への到達の際に直ちに起こるのではなく、スイッチング遅延Δｔの後で初めて起こることが明らかに見て取れる。降圧コンバータ３のエネルギー蓄積器は、時間Δｔの間、さらに充電されるので、出力電流６も引き続き上昇する。充電区間１４と放電区間１５との間の反転ポイント１６において、出力電流６は、上方の限界値１０から差分ΔＩだけ上方にある値に達する。反転ポイント１６の後では、放電区間１５の間に、出力電流６が再び上方の限界値１０の内部に、すなわちこの場合は下方に存在する前に、オーバーシュートの量ΔＩだけ放電されなければならない。
【００２４】
図２および図３から認識できるように、充電区間１４および放電区間１５の勾配は、一般的に異なっている。それにより、一定のスイッチング遅延Δｔは、異なる電流差ΔＩに結び付く。差分ΔＩが大きければ大きいほど、遅延区間１４，１５の勾配は大きくなる（このことはもちろん負の符号を伴っていても、すなわち下方の限界値９の領域においても当てはまる）。変化する供給電圧５および変化する負荷の他に、この作用は、差分ΔＩの変動にもかかわる。その他にも、例えば温度の影響または経年劣化に基づく、より緩慢な変化も考慮しなければならない。付加的な制御または補償なしでは、降圧コンバータ３によって生成される電流６の平均値は、上記の影響下では所定の値から頻繁に大きく偏差する。
【００２５】
図４は、本発明による方法に従った電流制御における電流経過１７もしくはシャント抵抗１８（図５参照）における電圧経過を示す。横軸ｔは時間軸であり、そのスケーリングは、エネルギー蓄積器のほぼ２回の充／放電周期全体が見られるように選択されている。縦軸Ｉには、制御されたコンバータ３の出力電流６がプロットされており、２つの水平破線９もしくは１０が、出力電流６の下方の限界値９もしくは上方の限界値１０を表している。これらの２つの限界値９，１０の間の領域は、ヒステリシス領域１１である。平均出力電流６の設定値１９は、２つの限界値９，１０の間のヒステリシス領域１１の中央にある。
【００２６】
この実施例では、下方の限界値９が、第１の基準値として使用され、設定値１９が、第２の基準値として使用される。したがって、図４には、出力電流６が下方の限界値９に達する第１の基準時点２０，２１と、出力電流６が設定値１９に達する第２の基準時点２２〜２６とが示されている。スイッチング過程の遅延時間によって電流変化率の評価が誤ったものとならないようにするために、第１の基準時点２０，２１に対しては、出力電流の立ち上がりエッジにおける通過点のみが考慮される。このことは有利ではあるが必須ではない。第２の基準時点２２〜２６に対しては、出力電流の立ち下がりエッジにおける通過点も立ち上がりエッジにおける通過点も考慮される。ここではスイッチングは行われないので、電圧依存性の遅延成分も存在しない。残留誤差（コンパレータ遅延）は、すべての正（２２，２４，２６）および負（２３，２５）の遷移に対して等しいので、平均的にゼロになる。
【００２７】
以下の説明での参照を容易にするために、一般性を限定することなしで、基準時点２２と２４との間の周期を第１の周期と称し、基準時点２４と２６との間の周期を第２の周期と称する。
【００２８】
ヒステリシス領域１１の下方の限界値９における切り換え時点は、それ自体公知の方法で求められ、すなわち下方の限界値９に達した際にスイッチ７が切り換えられ、それによって、避けられない遅延時間の後に、出力電流が再び上昇する（図２および関連する説明参照）。
【００２９】
しかしながら、ヒステリシス領域１１の上方の限界値１０における切り換え時点は、このような方法では求められない。その代わりに、既に充電区間１４の開始時点で、第１の基準値に達した際に、すなわち基準時点２０において、切り換えカウンタがリセットされて開始される。その後、出力電流が上昇している間、切り換えカウンタは、固定の周波数で増分される。第２の基準値に達すると直ちに、すなわち、図４の基準時点２４において、切り換えカウンタの計数方向が反転する。すなわち、切り換えカウンタはこの時点から減分される。切り換えカウンタが、ゼロで初期化された補正値（ゆえにこの補正値は最初はゼロとみなすことが可能）に達すると、スイッチ７が切り換えられ、充電区間１４が終了し、放電区間１５が開始する。したがって、ヒステリシス領域１１の上方の限界値１０における切り換え時点は、遅延時間の測定と、充電区間１４における出力電流６の直前に暗に求められた上昇とから求めることができる。測定される遅延時間は、第２の基準時点２４と計数方向の反転とによって開始される。遅延時間の終了により、スイッチ７の切り換えがトリガされる。これの特に簡単なケースでは、第１および第２の基準値の選択に基づいて、第２の基準時点２４からそれに続く切り換え時点までの遅延時間は、第１の基準時点２０と第２の基準時点２４との間の期間と同じであるとみなすことができる。この場合、電流差分と求められた電流変化率とに基づく遅延時間の計算は不要である。一般的には、すなわち、別に選択される基準値の場合には、充電区間１４における単位時間当たりの電流上昇は、既知の基準値と、第１の基準時点と第２の基準時点との間で測定された期間とから計算することができる。待機すべき遅延時間は、上方の限界値１０と第２の基準値との間の差分から、求められた電流増加分の除算により、求めることができる。それにより、スイッチ７は上方の限界値１０に達した際に切り換わる。
【００３０】
ヒステリシス領域１１の限界の一方における切り換え時点の説明してきた推定は、それ自体のみでは、まだ出力電流の変動の補償には結び付かない。しかしながら、それは、遅延時間の変更のための補正値の導入という既に示唆した選択肢を提供する。すなわち、この補正値を用いることで、切り換え時点を時間的に前方にまたは後方にシフトさせることが可能である。このことは、結果として、割り当てられた限界値の一時的なシフトに対応し、すなわち、本願の実施例では、上方の限界値の一時的なシフトに対応するが、しかし、負荷成分の操作は必要ではない。遅延時間は、スイッチ７がデジタル制御される場合には、純粋にデジタルで計算され、測定される。
【００３１】
当該の例では、補正値は、出力電流６が設定値１９の上方または下方にある間の期間を比較することによって求められる。これらの期間を説明するために、図４では、対応する領域２７，２８が異なって陰影付けされている。電流経過１７と設定値１９との間の領域２７，２８は、一般的に異なるエッジ長を有する三角形を形成する。比較の視覚的な描写のために、図４では、領域２７が、領域２８の上方に再現されており、これは、設定値１９の上方または下方の期間に対応する、水平方向のエッジ（辺）の長さの直接比較を可能にする。図示の例では、上方の領域２７の期間は、下方の領域２８の期間よりも長い。このことは、出力電流６が第１の周期では、比較的長い期間の間、設定値１９よりも大きかったことを意味する。この偏差（ずれ）の原因は、第１の周期におけるヒステリシス領域１１の切り換えの遅延にあり、このことは、例えば負荷変動（突然の負荷の低下）に起因する可能性がある。それにより、第１の周期における平均出力電流は、設定値１９に比べて高まることとなる。補正なしでは、（これ以上の負荷変動がないものと仮定して）出力電流６は、図４の補正なしの電流経過２９に追従するであろう。この場合、平均出力電流は、確かに第２の周期では設定値１９に一致するであろうが、２つの周期にわたって平均すると設定値１９よりも高いものとなる。それゆえ、効果的な補正値が、補償のために考慮されるべきであり、それによって２つの周期にわたる平均出力電流は、第２の周期の後で、再び設定値１９に一致する。
【００３２】
補正値は、期間の間の差分の測定から求めることが可能である。この場合、補償カウンタは、充電区間における第１の基準時点、すなわち第１の周期における基準時点２２に達すると直ちにリセットされ、開始される。この基準時点２２から、補償カウンタは、固定の周波数で増分される。放電区間における第１の基準時点、すなわち基準時点２３に達すると直ちに、補償カウンタの計数方向が反転され、すなわち、補償カウンタはこの時点から減分される。ここにおいて、後続の充電区間１４の第１の基準時点に達した場合、補償カウンタの値は、設定値１９より上方または下方の期間の差分３０に比例している。しかしながらこの差分３０は、直接補正値として使用されるべきではなく、比例係数が乗算される。この比例係数は、充電区間１４または放電区間１５において費やされた時間の割合に対応しており、すなわち充電区間１４は、より大きな電流変化率に基づき、比較的僅かな電流変化率を有する放電区間１５よりも僅かに短くなる。したがって、そのように求められた遅延の補正値は、充電区間１４において過度に長く費やされた時間に比例する。図４からは、ヒステリシス領域１１の上方の限界値における補正された電流経過１７と補正されていない電流経過２９の切り換え時点の間の差分が、領域２７および２８の期間の差分よりも小さいことが直接見て取れる。
【００３３】
説明された方法に従ってそのようなヒステリシス制御を実施するように構成された装置３１は、図５において、概略的なブロック回路図に基づいて示されている。ここでは、降圧コンバータ３（図１参照）のスイッチ７、ならびに出力側（ＶＯＵＴ）で降圧コンバータ３に接続されているシャント抵抗１８が、概略的に示されている。このスイッチ７は、好ましくは半導体スイッチであり、特に、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）である。負荷回路（図示しない）に属するシャント抵抗１８は、第１のコンパレータ３２の「＋」入力側に接続されている。このコンパレータ３２は、シャント抵抗１８における電圧降下を、第１の基準値に対応する第１の基準電圧と比較する。当該コンパレータは、第１の基準値（当該コンパレータ３２の「−」の入力側）に達したときまたはそれを下回ったときに、出力側の電圧をアクティブにする。第１の基準電圧は、第１の基準電流源３３によって、降圧コンバータ３の出力電圧ＶＯＵＴに対向する第１の基準抵抗３４に印加される。さらに、シャント抵抗１８には、第２のコンパレータ３５（の「−」入力側）が接続されている。この第２のコンパレータ３５は、シャント抵抗１８における電圧降下を、第２の基準値に対応する（当該コンパレータの「＋」入力側に印加される）第２の基準電圧と比較する。この第２のコンパレータ３５は、第２の基準値に達したときまたはそれを上回ったときに出力側の電圧をアクティブにする。第２の基準電圧は、第２の基準電流源３６によって、降圧コンバータ３の出力電圧ＶＯＵＴに対向する第２の基準抵抗３７に印加される。高い電力損失を回避するために、２つの基準電流源３３，３６の電流は、μＡの範囲にすべきであろう。基準抵抗３４，３７の仕様は、それらに基づいて例えば１００ｋΩの範囲にすることが可能である。
【００３４】
第１のコンパレータ３２の出力側は、フリップフロップ３８のセット入力側およびデジタル制御器３９の第１の入力側ＩＮ−１に接続されている。第２のコンパレータ３５の出力側は、デジタル制御器３９の第２の入力ＩＮ−２に接続されている。デジタル制御器３９の出力側ＯＵＴは、フリップフロップ３８のリセット入力側に接続されている。デジタル制御器３９は、計算手段と、高周波クロックの形態のタイマーとを含んでいる。このクロックの周波数は、降圧コンバータ３の最大スイッチング周波数に比べて高くなければならない。例えば、コンバータ３が２ＭＨｚまでの周波数でスイッチング可能な場合、時間測定において重大な誤差を導入しないためには、クロックの周波数は２００ＭＨｚ以上にすべきであろう。デジタル制御器３９の計算手段は、上述したカウンタ、すなわち切り換えカウンタと、補償カウンタとを備え、上述した方法を実施するように構成されている。コンパレータ３２，３５からデジタル制御器の入力側で受信された信号に依存して、これらの信号は、カウンタを増分し、カウント方向を切り換え、減分およびリセットし、さらにカウント状態に依存して、信号を出力側からフリップフロップ３８のために出力することができる。フリップフロップ３８の出力側Ｑは、ゲートドライバ４０を介してスイッチ７に、例えばＦＥＴの場合にはそのゲートに接続されている。これによりスイッチ７は、フリップフロップ３８の出力側Ｑの信号に応じて、スイッチオンまたはスイッチオフされる。
【００３５】
図６は、図５による回路で可能な方法の経過をフローチャートで示しており、ここではこれについて詳細に説明される。
【００３６】
図６によるフローチャートでは、開始フィールド４１の後で、図５によるデジタル制御器３９内で実現されているスイッチカウンタＳＣ（Switch Counter）ならびにトライアングルカウンタＴＣ（Triangle Counter）のリセット、さらに補正値ＣＶ（Correction Value）のリセットが行われる。このリセットブロック４２の後では、問合せフィールド４３に従って、電流が既に第１の閾値もしくは基準値以上であるかどうかが問合せされ（（ＩＮ−１）＝０？）、この条件が満たされていない場合には、当該問合せフィールド４３の入力側にフィードバックされ、当該の問合せ結果がイエスになるまでこの問合せが繰り返される。その後、それにより、電流が第１の閾値の上方にあることが検出された場合には、ブロック４４に従って、図５によるフリップフロップ３８が「オン」に切り換えられ、ＳＣが０にセットされる。次のブロック４５では、ＳＣの値が「１」だけ高められ、問合せフィールド４６に従って、ここでの電流が既に第２の閾値もしくは基準値の上方にあるのかどうかが、すなわち（ＩＮ−２）＝１？が問合せされる。それが「ノー」の場合、すなわち、電流が第１の閾値と第２の閾値との間にある場合には、スイッチカウンタＳＣを新たに「１」だけ増分するために、ブロック４５の入力側にフィードバックされる。しかしながら、その他の場合には、ブロック４７に従って、補正値ＣＶが、量ＴＣ／ＤＦだけ高められ、この場合ＤＦは、固定の減衰率であり、これはデジタル制御器３９に記憶されている。その後で、ブロック４８に従って、トライアングルカウンタＴＣが「０」にセットされ、さらにブロック４９に従って、当該カウンタＴＣが「１」だけ増分される。その後で、ブロック５０に従って、スイッチカウンタＳＣが「１」だけ減分される。その後で問合せフィールド５１に従って、値ＳＣおよびＣＶが等しいかどうか、すなわち既に遮断時間に達しているかどうかが問合せされ、そして「ノー」の場合には、ブロック４９にフィードバックされ、しかしながらその他の場合には、ブロック５２に従って、図５によるデジタル制御器３９の出力側「Ｏｕｔ」が「１」にセットされる。このことは、その時点からスイッチング技術による遅延が生じる遮断時間に達していることを意味している。それにより、出力側「Ｏｕｔ」に接続されているフリップフロップ３８のリセット入力側Ｒには、信号が印加され、それにより、フリップフロップ３８の出力側Ｑは「０」（すなわち「オフ」）にセットされ、スイッチ７が、フリップフロップ３８の出力側Ｑに接続されたゲートドライバ４０を介して開かれるもしくはスイッチオフされる。
【００３７】
それに関連して、ブロック５３に従って、カウンタ値ＴＣが「１」だけ増分され、問合せフィールド５４において、デジタル制御器３９の入力側における値（ＩＮ−２）が「０」であるかどうかが問合せされる。このことは、電流が既に第２の閾値の下方にあるかどうかを問合せることを意味する。「ノー」の場合には、ブロック５３にフィードバックされる。その他の場合には、ブロック５５に従って、ここではデジタル制御器３９の出力側「Ｏｕｔ」が「０」にセットされる。このことは、フリップフロップ３８のリセット入力側Ｒが「０」（すなわち「オフ」）にセットされるかまたは「０」（「オフ」）のままであることを意味する。その後で、図６によるフローチャートのブロック５６に従って、値ＴＣが「１」だけ減分され、問合せフィールド５７に従って、ここでは入力側の値（ＩＮ−１）＝１であるかどうか、すなわち電流が既に第１の閾値の下方にあるかどうかが問合せされる。「ノー」の場合には、ブロック５６にフィードバックされ、それ以外は、ブロック５８に従って、スイッチカウンタのための値ＳＣが「０」にセットされ、これは、電流が第１の閾値の下方にあり、かつフリップフロップ３８が「オン」に切り換えられることに相当する。その後で、ブロック５９に従って、値ＴＣは「１」だけ減分され、ブロック６０に従って値ＳＣが「１」だけ増分される。その後、問合せフィールド６１に従って、入力側（ＩＮ−２）＝１であるかどうか、すなわち、電流が既に第２の閾値の上方にあるかどうかが問合せされる。「ノー」の場合には、ブロック５９の入力側に移行され、それ以外（「イエス」の出力）の場合は、電流が第２の閾値の上方にあることが検出され、場合によっては、次のループを実行するためにブロック４７の入力側にフィードバックされる。
【００３８】
上記の例から出発して、当業者であれば、もちろん、第１の基準値が、ヒステリシス領域１１の上方の限界値１０に一致する（図４参照）、等価的な回路を想定することも可能である。その場合には、図５において、第１の基準電流源３３および／または第１の基準抵抗３４のみが適合化されなければならない。その他に、そのような等価的な解決手段の場合には、好ましくは常に（第１の周期から）上方の限界値１０のオーバーシューティング（条件ＩＮ−１’＝０）が待機され、アンダーシューティングは待機されず、一方で、上述した経過の際、第１の周期において、下方の限界値９のオーバーシューティング（条件ＩＮ−１＝０）が待機され、そこからは、好ましくは常に下方の限界値９のアンダーシューティングのみ（条件ＩＮ−１＝１）が待機される。第２の基準値に関しては、両方の状況において、オーバーシューティング（条件ＩＮ−２＝１）もアンダーシューティング（条件ＩＮ−２＝０）も監視される。その他にも、当業者であれば、発明のステップを踏むことなく、デジタル制御器３９を、本発明の範囲から逸脱することなく任意の基準値が使用できるように適合化させることも可能である。両者は、特に、降圧コンバータ３をＤＣＭモード（不連続導通モード）で動作させるべき場合に有利であるが、詳細な実施形態では、暗示的にこれを防止する降圧コンバータ３が記載されている。
【００３９】
また、当業者であるならば、発明のステップを踏む必要性なしで、デジタル制御器３９の経過を、平均値補正のための、つまり第２の基準時点後の遅延時間の変更のための別の制御特性を達成するために、適合化することも可能である。
【符号の説明】
【００４０】
１      ＤＣ／ＤＣコンバータチェーン
２      昇圧コンバータ（ブーストコンバータ）
３      降圧コンバータ（バックコンバータ）
４      電源網電圧
５      供給電圧
６      出力電流
７      降圧コンバータスイッチ
８      出力電流の時間経過
９      下方の限界値（定数）
１０    上方の限界値（定数）
１１    ヒステリシス領域（定数）
１２    充電区間
１３    放電区間
１４    第２の充電区間
１５    第２の放電区間
１６    反転ポイント
１７    電流経過
１８    シャント抵抗
１９    設定値
２０，２１  第１の基準時点
２２〜２６  第２の基準時点
２７    設定値上方の電流経過領域
２８    設定値下方の電流経過領域
２９    補正なしの電流経過
３０    設定値上方もしくは下方の期間の差分
３１    装置
３２    第１のコンパレータ
３３    第１の基準電流源
３４    第１の基準抵抗
３５    第２のコンパレータ
３６    第２の基準電流源
３７    第２の基準抵抗
３８    フリップフロップ
３９    デジタル制御器
４０    ゲートドライバ
４１〜６１  フローチャート内のインストラクションと分岐
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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