(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
楽音信号に対して効果音を付加するリング変調器であって、
４個のダイオードをリング状に接続し４個の端子を有するダイオードリングと、
前記ダイオードリングの第１端子に接続され、第１の入力信号である楽音信号を非反転増幅出力する第１非反転増幅部と、
前記第１端子に対向する第３端子に接続され、前記第１非反転増幅部の出力信号を反転増幅出力する反転増幅部と、
前記ダイオードリングの第２端子およびこの第２端子に対向する第４端子に接続され、第２の入力信号である可聴帯域の発振信号を非反転増幅出力する第２非反転増幅部と、
前記第２端子および第４端子に接続され、この両端子間の信号の差分を増幅して効果音を出力する差動アンプ部と、を備え、
前記ダイオードリングの各端子には、それぞれ抵抗が接続され、この抵抗を介して対応する増幅部と接続され、前記ダイオードリングの各端子に接続されている各抵抗の抵抗値は総て等しいリング変調器。
【請求項２】
楽音信号に対して効果音を付加するリング変調器であって、
４個のダイオードをリング状に接続し４個の端子を有するダイオードリングと、
前記ダイオードリングの第１の端子に接続され、第１の入力信号である楽音信号を反転増幅出力する第１反転増幅部と、
前記第１端子に対向する第３端子に接続され、前記第１反転増幅部の出力信号を更に反転増幅出力する第２反転増幅部と、
前記ダイオードリングの第２端子およびこの第２端子に対向する第４端子に接続され、第２の入力信号である可聴帯域の発振信号を反転増幅出力する第３反転増幅部と、
前記第２端子および前記第４端子に接続され、この両端子間の信号の差分を増幅して効果音を出力する差動アンプ部と、を備え、
前記ダイオードリングの各端子には、それぞれ抵抗が接続され、この抵抗を介して対応する増幅部と接続され、前記ダイオードリングの各端子に接続されている各抵抗の抵抗値は総て等しいリング変調器。
【請求項３】
請求項１に記載のリング変調器において、
前記第１非反転増幅部および前記第２非反転増幅部は、
その出力を反転端子にフィードバックすると共に、その非反転端子には第１または第２の入力信号が入力する構成とされた演算増幅器を含んで成ることを特徴とするリング変調器。
【請求項４】
請求項２に記載のリング変調器において、
前記第１乃至第３の反転増幅部は、
その出力を抵抗を介して反転端子にフィードバックすると共に、その反転端子には別の抵抗を介して信号が入力する構成とされた演算増幅器を含んで成ることを特徴とするリング変調器。
【請求項５】
請求項１、２、３および４の内のいずれか一項に記載のリング変調器であって、
前記差動アンプ部の出力側には直流成分をカットする交流結合部を更に備えていることを特徴とするリング変調器。  
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ダイオードリングを有して構成され楽音信号に対して「キューン」というような金属音等の効果音を付加可能なリング変調器に関し、特に安価で豊富な倍音の金属音を効果付加可能なリング変調器に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から通信分野において、二重平衡変調器（DBX：Double Balanced Mixer）と称される変調器が提案されている。電子楽器分野においても、このDBXを用いて効果音を発生させるものがあり、「リング変調器」、「リングモジュレーター」等と称されている。このリング変調器（DBX）は、２つの異なる周波数ｆ１、ｆ２（ｆ１＞ｆ２）の信号を入力した場合に、両周波数ｆ１、ｆ２の和の信号である、「ｆ１＋ｆ２」なる周波数の信号と、両周波数ｆ１、ｆ２の差の信号である、「ｆ１−ｆ２」なる周波数の信号とを出力する。
【０００３】
つまり、リング変調器にあっては、楽音信号と可聴帯域の発振信号とを入力することによって、この両信号の周波数の和の信号、および、この両信号の周波数の差の信号を発生させることができるので、元々の楽音信号の音程感が失われ倍音関係も崩れるため「キューン」という金属的な効果音である金属音を生成して楽音信号に付加することができた。
【０００４】
特許文献１（特開平９−１５３７４３）には通信用DBXの一例が示されている（例えば特許文献１図１参照。）。このDBXは、「ダイオードリングを構成する４つのダイオード間の特性バラツキや入力トランス、出力トランスの取り付け状態によるリードインダクタや浮遊容量のバラツキがあって、DBXのバランス状態が崩れスプリアス特性の悪化を防止」するために、「入力トランスの二次側コイルの両端とダイオードリングの入力端子との間、または／および、このダイオードリングの出力端子と出力トランスの一次コイルの両端との間にコイル」を設けたものである。このように、DBXの入力部および出力部には一般にトランスを設けて構成している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開平９−１５３７４３号公報（第２−３頁、第１図）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、リング変調器の入・出力部をコイルで構成した場合には、素子の配置や配線に注意を払う必要があったり、集積化することが難しかったりコスト高になったりするという問題あった。更に、集積化を行うため、ギルバートセル型回路も提案されているが、複雑な回路となりコスト高となっていた。
【０００７】
更に、通信器としての用途では問題点であったダイオードに起因するスプリアス・歪み等は、電子楽器用に用いる場合にあっては「特有の音色」としてユーザに広く認められていたという実情もあった。
【０００８】
そこで、本発明は、ダイオードリングを有して構成されるリング変調器を、トランスを不要として安価に実現することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的を達成するための本発明の第１の態様のリング変調器（１）は、４個のダイオード（４１、４２、４３、４４）をリング状に接続し４個の端子（Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４）を有するダイオードリング（４０）と、
前記ダイオードリング（４０）の第１端子（Ｔ１）に接続され、第１の入力信号（Ｓ１）である楽音信号を非反転増幅出力する第１非反転増幅部（１０）と、
前記第１の端子（Ｔ１）に対向する第３端子（Ｔ３）に接続され、前記第１非反転増幅部（１０）の出力信号を反転増幅する反転増幅部（２０）と、
前記ダイオードリング（４０）の第２端子（Ｔ２）およびこの第２端子（Ｔ２）に対向する第４端子（Ｔ４）に接続され、第２の入力信号（Ｓ２）である可聴帯域の発振信号を非反転増幅出力する第２非反転増幅部（３０）と、
前記第２端子（Ｔ２）および前記第４端子（Ｔ４）に接続され、この両端子（Ｔ１、Ｔ２）間の信号の差分を増幅して効果音を出力する差動アンプ部（５０）と、を備え、  
前記ダイオードリング（５０）の各端子（Ｔ１〜Ｔ４）には、それぞれ抵抗（６５、６６、６７、６８）が接続され、この抵抗（６５〜６８）を介して対応する増幅部（１０、３０、２０）と接続され、前記ダイオードリングの各端子に接続されている各抵抗の抵抗値は総て等しい構成としている。
【００１０】
この構成によれば、ダイオードリング（４０）の第１端子（Ｔ１）とこれと対向する第３端子（Ｔ３）とに、第１の入力信号（Ｓ１）の非反転増幅信号と反転増幅信号とを供給する一方、ダイオードリング（４０）の第２端子（Ｔ２）とこれと対向する第４端子（Ｔ４）とに、第２の入力信号（Ｓ２）の非反転増幅信号を供給する。そして、ダイオードリング（４０）の各端子（Ｔ１〜Ｔ４）には、それぞれに接続された抵抗（６５〜６８）を介して、対応する増幅部（１０、３０、２０）が接続されている。
【００１１】
この結果、ダイオードの非線形領域での歪を利用して第１の信号（Ｓ１）と第２の信号（Ｓ２）の周波数の和や差の信号を得ることができるようになる。つまり、入力歪みの応答を多項式近似したときの二乗の項の係数を考えると、「(sin(A)+sin(B))２=(sin(A))2+2・sin(A)・sin(B)+(sin(B))2」となり、「sin(A)・sin(B)」という乗算成分が現れ、この乗算成分はsin(A)sin(B)=（1/2)・(cos(A-B)-cos(A+B)) 」であり、入力波形を余弦で表せば「cos(A)・cos(B)= （1/2)・(cos(A-B)+cos(A+B))」となる。よって、二入力に対して歪み応答をする系は、多項式近似した場合に二乗係数が0でなければ、入力の乗算項を持つので一般に和と差の周波数成分を生じる。
【００１２】
この得られた信号は、第２端子（Ｔ２）および第４端子（Ｔ４）の両端子（Ｔ２、Ｔ４）から差分アンプ部（５０）に供給されるので、差動アンプ（５０）によって差動増幅出力され出力信号（Ｓ３）となる。例えば、第１の入力信号（Ｓ１）を楽音信号とし、第２の入力信号（Ｓ２）を可聴帯域の発振信号とすると、金属音的な効果音を付加することができる事を確認している。かくしてトランスを不要としダイオードを用いたリング変調器（１）を提供できる。また、ユーザに広く認められている「特有の音色」をダイオードリングを用いて実現することが可能になる。
【００１３】
また、本発明の第２の態様は、４個のダイオード（４１，４２、４３、４４）をリング状に接続し４個の端子（Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４）を有するダイオードリング（４０）と、
前記ダイオードリング（４０）の第１端子（Ｔ１）に接続され、第１の入力信号（Ｓ１）である楽音信号を反転増幅出力する第１反転増幅部（７０）と、
前記第１端子（Ｔ１）に対向する第３端子（Ｔ３）に接続され、前記第１反転増幅部（７０）の出力信号を反転増幅出力する第２反転増幅部（８０）と、
前記ダイオードリング（４０）の第２端子（Ｔ２）およびこの第２端子に対向する第４端子（Ｔ４）に接続され、第２の入力信号である可聴帯域の発振信号を反転増幅出力する第３反転増幅部（９０）と、
前記第２端子（Ｔ２）および前記第４端子（Ｔ４）に接続され、この両端子（Ｔ２、Ｔ４）間の信号の差分を増幅して効果音を出力する差動アンプ部（５０）と、を備え、
前記ダイオードリング（４０）の各端子には、それぞれ抵抗（６５、６６、６７、６８）が接続され、この抵抗（６５〜６８）を介して対応する増幅部（７０、８０、９０）と接続され、前記ダイオードリングの各端子に接続されている各抵抗の抵抗値は総て等しいリング変調器（２）である。
【００１４】
この構成によれば、ダイオードリング（４０）の第１端子（Ｔ１）とこれと対向する第３端子（Ｔ３）とに、第１の入力信号（Ｓ１）の反転増幅信号とこれを反転増幅した信号とを供給する一方、ダイオードリング（４０）の第２端子（Ｔ２）とこれと対向する第４端子（Ｔ４）とに、第２の入力信号（Ｓ２）の反転増幅信号を供給する。そして、ダイオードリング（４０）の各端子（Ｔ１〜Ｔ４）には、それぞれに接続された抵抗（６５〜６８）を介して、対応する増幅部（７０、８０、９０）が接続されている。
【００１５】
この結果、ダイオードの非線形領域での歪を利用して第１の信号（Ｓ１）と第２の信号（Ｓ２）の周波数の和や差の信号を得ることができるようになる。つまり、歪みの応答を多項式近似したとき二乗の項の係数として考えると、「(sin(A)+sin(B))２=(sin(A))2+2・sin(A)・sin(B)+(sin(B))2」となり、「sin(A)・sin(B)」という乗算成分が現れ、この乗算成分はsin(A)sin(B)=（1/2)・(cos(A-B)-cos(A+B)) 」であり、入力波形を余弦で表せば「cos(A)・cos(B)= （1/2)・(cos(A-B)+cos(A+B))」となるので、二入力に対して歪み応答をする系は、多項式近似した場合に二乗係数が0でなければ、入力の乗算項を持つので一般に和と差の周波数成分を生じる。
【００１６】
この得られた信号は、第２端子（Ｔ２）および第４端子（Ｔ４）の両端子（Ｔ２、Ｔ４）から差動アンプ部（５０）に供給されるので、差動アンプ部（５０）によって差動増幅出力され出力信号（Ｓ３）となる。この構成によれば、ダイオードリング（４０）の各端子への信号供給は、「非反転」ではない「反転」増幅部（７０、８０、９０）が行うことになるため、発振等の発生を防止でき回路動作の安定性が向上する。かくして、この発明の態様によっても、トランスを不要としダイオードを用いたリング変調器を提供できる。
【００１７】
この構成によれば、ダイオードリング（４０）の各端子への信号供給は、「非反転」ではない「反転」増幅部（７０、８０、９０）が行うことになるため、発振等の発生を防止でき回路動作の安定性が向上する。かくして、この発明の態様によっても、トランスを不要としダイオードを用いたリング変調器を提供できる。更に、ユーザに広く認められている「特有の音色」をダイオードリングを用いて実現することが可能になる。
【００１８】
また、上記リング変調器（１）の前記第１非反転増幅部（１０）および前記第２非反転増幅部（３０）は、
その出力を反転端子「−」にフィードバックすると共に、その非反転端子「＋」には第１または第２の入力信号（Ｓ１またはＳ２）が入力する構成とされた演算増幅器（１５、３５）を含んで成る構成としたため、汎用オペアンプによって回路系の殆どを実現することができる。
【００１９】
更に、上記リング変調器（２）の第１乃至第３の反転増幅部（７０、２０、８０）を、その出力を抵抗を介して反転端子「−」にフィードバックすると共に、その非反転端子「＋」には別の抵抗を介して信号が入力される構成とした演算増幅器（７５、８５、９５）を含んで成るようにして、汎用オペアンプによって回路系の殆どを実現することができる。
【００２０】
そして、上記リング変調器（１）、（２）において、ダイオードリング（４０）の各端子（Ｔ１〜Ｔ４）に接続されている各抵抗（６５〜６８）の抵抗値を総て等しくすることによって、変調器の出力バランスをとることが可能となる。つまり、第１端子（Ｔ１）および第３端子（Ｔ３）への供給信号と、第２端子（Ｔ２）および第４端子（Ｔ４）への供給信号との平衡をとることができる。なお、Ｒ６６＝Ｒ６８とすることで入力信号がそのまま出力へリークする量を減らせるが、Ｒ６６＝Ｒ６８＝０[Ω]とするとＴ２、Ｔ４間を短絡することになり出力を得ることができない。
【００２１】
また、差動アンプ部（５０）の出力側には直流成分をカットする交流結合部（６０）を更に備えた構成として、直流成分をカットし交流成分のみを出力することが可能である。なお、交流結合部は、例えばコンデンサ（６１）等の容量素子を採用することができる。
【００２２】
以上のリング変調器は基本的にはハードウエアで構成するものであるが、入力信号等をデジタル信号としてソフトウエア的に実現することも可能である。例えば、ＣＰＵ、ＤＳＰ等のプロセッサが、ＲＯＭ等の不揮発性記録デバイスに記録されたプログラムを、ＲＡＭ等の記憶デバイスの記憶領域をワークエリアとして実行する構成としても実現可能である。この場合、非反転増幅部、反転増幅部等をソフトウエア的に実行することが可能である。また、ダイオードの非線形領域における歪を利用した、入力信号同士の和と差の周波数成分の信号生成等もソフトウエア的な演算処理によって実現可能である。
【００２３】
なお、この「課題を解決するための手段」において、発明特定事項等に対して符号を付したのは実施形態との整合性を明確にするためであり、権利範囲の広さを限定的にしたもので無いことは言うまでもない。
【発明の効果】
【００２４】
本発明によれば、ダイオードリングを有して構成されるリング変調器を、トランスを不要として安価に実現することができるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】第１実施形態の構成図である。
【図２】動作を説明するための波形図である。
【図３】理想波形と出力信号Ｓ３のスペクトラムの説明図である。
【図４】第２実施形態の構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００２６】
以下、本発明を実施形態について図面を参照しつつ説明する。図１は本発明の第１の実施形態であるリング変調器１の構成図、図４は本発明の第２の実施形態であるリング変調器２の構成図である。
【００２７】
（第１実施形態の構成）
ダイオードリング４０は、４個のダイオード４１（Ｄ１）、４２（Ｄ２）、４３（Ｄ３）、４４（Ｄ４）をリング状に接続して成っている。１つのダイオードのカソードに次のダイオードのアノードを接続して行くようにして、４個のダイオード４１〜４４（Ｄ１〜Ｄ４）でリング状のダイオードリング４０を形成している。また、図１に示すように、ダイオード４４（Ｄ４）とダイオード４１（Ｄ１）との接続点を第１端子（Ｔ１）、ダイオード４１（Ｄ１）とダイオード４２（Ｄ２）との接続点を第２端子（Ｔ２）、ダイオード４２（Ｄ２）とダイオード４３（Ｄ３）との接続点を第３端子（Ｔ３）、ダイオード４３（Ｄ３）とダイオード４４（Ｄ４）との接続点を第４端子（Ｔ４）としている。
【００２８】
かくして、ダイオードリング４０は４個の端子Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４を有している。この結果、第３端子Ｔ３は第１端子Ｔ１に対向し、第４端子Ｔ４は第２端子Ｔ２に対向する形状のダイオードリング４０が構成できる。
【００２９】
差動アンプ部５０は、ダイオードリング４０の第２端子Ｔ２および第４端子Ｔ４に接続されていて、この両端子Ｔ２、Ｔ４間の信号の差分を増幅する差動増幅部として機能する。具体的には、演算増幅器５５の出力を、抵抗５２（Ｒ２）を介してその反転端子「−」にフィードバックして、非反転端子「＋」は、抵抗５４（Ｒ４）を介して接地している。そして、第２端子Ｔ２、第４端子Ｔ４のそれぞれと、反転端子「−」、非反転端子「＋」とが、抵抗５１（Ｒ１）、抵抗５３（Ｒ３）を介して接続されている。
【００３０】
かくして、ダイオードリング４０の信号が、第２端子Ｔ２および第４端子Ｔ４の両端子から差動アンプ部５０に供給されるので、差動アンプ部５０によって差動増幅出力される。そして、交流結合部６０は一例としてコンデンサ５１で成っていて、差動アンプ部５０の信号の直流成分をカットして交流成分のみを出力信号Ｓ３として出力可能になっている。
【００３１】
第１非反転増幅部１０は、ダイオードリング４０の第１端子Ｔ１に接続され、第１の入力信号Ｓ１を非反転増幅出力する。第１の非反転増幅部１０は、演算増幅器１５の出力を反転端子「−」にフィードバックするボルテージフォロアで構成しており、非反転端子「＋」に入力する第１の入力信号Ｓ１を「＋１」倍して出力する。また、反転増幅部２０は、第１の端子Ｔ１に対向する第３端子Ｔ３に接続され、第１非反転増幅部１０の出力信号を反転増幅する。この反転増幅部２０は、演算増幅器２５の出力を抵抗２２（Ｒ２２）を介して反転端子「−」にフィードバックすると共に、この反転端子「−」に抵抗２１（Ｒ２１）を接続して第１非反転増幅器１０の出力を入力していて、非反転端子「＋」は接地している。
【００３２】
更に、第２非反転増幅部３０は、第２端子Ｔ２およびこの第２端子Ｔ２に対向する第４端子Ｔ４に夫々、抵抗Ｒ６６、抵抗Ｒ６８を介して接続され、第２の入力信号Ｓ２を非反転増幅出力する。この第２非反転増幅部３０は、演算増幅器３５の出力を反転端子「−」にフィードバックするボルテージフォロアで構成しており、非反転端子「＋」に入力する第１の入力信号Ｓ１を「＋１」倍して出力する。
【００３３】
そして、ダイオードリング４０の各端子Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４にはそれぞれ抵抗６５、６７、６６、６８が接続され、この抵抗６５〜６８を介して、対応する第１非反転増幅部１０、第２非反転増幅部３０、反転増幅部２０と接続されている。即ち、第１非反転増幅部１０は抵抗６５（Ｒ６５）を介して第１端子Ｔ１に接続され、反転増幅部２０は抵抗６７（Ｒ６７）を介して第２端子Ｔ２に接続され、第２反転増幅部３０は抵抗６６（Ｒ６６）および抵抗６８（Ｒ６８）を介してそれぞれ第３端子Ｔ３および第４端子Ｔ４に接続される。
【００３４】
したがって、第１の入力信号Ｓ１、第２の入力信号Ｓ２を与えたとすれば、ダイオードリング４０の第１端子Ｔ１とこれと対向する第３端子Ｔ３とに、第１の入力信号Ｓ１の非反転増幅信号とこれを反転増幅した信号とが供給される。一方、ダイオードリング４０の第２端子Ｔ２とこれと対向する第４端子Ｔ４とに、第２の入力信号Ｓ２の非反転増幅信号が供給される。
【００３５】
この結果、リング変調器２は、ダイオードの非線形領域での歪を利用して第１の信号Ｓ１と第２の信号Ｓ２の周波数の差と和の信号を得ることができるようになる。このことは上述したサイン関数の演算にて示した通りである。そして、この信号は、第２端子Ｔ２および第４端子Ｔ４の両端子から差動アンプ部５０に供給されるので、差動アンプ部５０によって差動増幅出力され出力信号Ｓ３となる。
【００３６】
（具体例１）
第１非反転増幅部１０および第２非反転増幅部２０はボルテージフォロアであるため、第１の入力信号Ｓ１および第２の入力信号Ｓ２をそれぞれ「１」倍する。そして、一例として、反転増幅部２０を構成する抵抗２１（Ｒ２１）、抵抗２２（Ｒ２２）の抵抗値をそれぞれ「１００ｋ（Ω）」、「１００ｋ（Ω）」とした。「−Ｒ１２／Ｒ１１＝−１００ｋ／１００ｋ＝−１」なので、入力信号Ｓ１が第１非反転増幅部１０によって「１」倍されて出力され、その出力が反転増幅部２０によって「−１」倍されて出力される。また、第２の信号Ｓ２は、第２非反転増幅部３０によって「１」倍される。
【００３７】
更に、差動アンプ部５０を構成する抵抗５１（Ｒ１）、抵抗５２（Ｒ２）、抵抗３（Ｒ３）、抵抗４（Ｒ４）の抵抗値をそれぞれ「１００ｋ（Ω）」、「１５０ｋ（Ω）」、「１００ｋ（Ω）」、「１５０ｋ（Ω）」とした。差動アンプ部５０の入出力関係は、出力信号は「Ｓ３」であるので、反転端子「−」および非反転端子「＋」への入力信号を「Ｖ１」、「Ｖ２」とすると、「Ｓ３＝（Ｒ４・（Ｒ１＋Ｒ２））／（Ｒ１・（Ｒ３＋Ｒ４））・Ｖ２−（Ｒ２／Ｒ１）・Ｖ１」となる。したがって、「Ｓ３＝（１５０ｋ・（１００ｋ＋１５０ｋ））／（１００ｋ（１００ｋ＋１５０ｋ））Ｖ２−（１５０ｋ／１００ｋ）・Ｖ１＝１．５・（Ｖ２−Ｖ１）」となる。
【００３８】
（動作・効果の説明）
図２は動作例の説明図である。図２（ａ）、図２（ｂ）は、横軸に時間をとり縦軸に電圧をとっている。図２（ａ）は、具体例１の抵抗値を使用し、第１の入力信号Ｓ１および第２の入力信号Ｓ２との入力信号波形を示している。第２の入力信号Ｓ２は、正弦波状に変化する信号であり、第１の入力信号Ｓ１は、第２の入力信号Ｓ２よりも短い周期で変化する正弦波である。この入力信号Ｓ１、Ｓ２をそれぞれ入力すると差動アンプ部５０からは、図２（ｂ）に示すような出力信号Ｓ３が出力される。出力信号Ｓ３の周波数は、第１の入力信号Ｓ１と第２の入力信号Ｓ２の差の周波数の信号となっている。具体的には、「Ｓ１＝１０００（Ｈｚ）、Ｓ２＝１００（Ｈｚ）、Ｓ３＝９００（Ｈｚ）」となっている。
【００３９】
ここで図２（ｂ）において「理想波形」と示した信号波形は第１の入力信号Ｓ１と第２の入力信号Ｓ２の乗算信号の理想的信号波形である。図２（ｂ）を参照して分かるように、「理想波形」と出力信号Ｓ３とは各時刻において振幅の差が生じている。ここで図３に示すように、横軸を周波数、縦軸を振幅とする「理想波形」と「出力信号Ｓ３」のスペクトラムを図示したものが図３である。この図３を見て分かるように、「理想波形」と「出力信号Ｓ３」のスペクトラム振幅にも差が出ている。特に、「出力信号Ｓ３」は「理想波形」と比較して、周波数７００（Ｈｚ）、１３００（Ｈｚ）近傍等で新たなスペクトラム成分が出現しており、本来の倍音関係が崩れて新たな非整数倍音関係が生じ、新たな効果音付加には適したものとなることが確認された。
【００４０】
つまり、「理想波形」と「出力波形Ｓ３」との差は図３に示した様に、「出力波形Ｓ３」は、「理想波形」のスペクトラムに比べて各周波数における周波数成分が少なく、「理想波形」のスペクトラムでは生じていないスプリアス成分の小さなピークが７００（Ｈｚ）、１３００（Ｈｚ）、１５００（Ｈｚ）等に複数生じている。このスプリアス成分は通信器用途では弊害となるものの、電子楽器にあっては単なる乗算では得られない固有の音色（周波数成分比）を得ることができるために必要な要素となる。なお、トランスを備えたリング変調器で用いられていたこのトランスでも非線形歪みは生じるが、ダイオードに起因するスプリアス成分に比較すると可聴帯域内では無視しうる量である。このようにダイオードリングを使用したリング変調器によれば、極めて特異な歪音を生成することが可能になることを確認した。
【００４１】
（第２実施形態の説明）
図４は第２実施形態のリング変調器２の構成図である。なお、図１と同一符号の部分は図１に示すものと同様の機能を有する。このリング変調器２は、第１反転増幅部７０と、第２反転増幅部８０と、第３反転増幅部９０と、ダイオードリング４０と、差動アンプ部５０と、交流結合部６０とを有して構成されている。
【００４２】
ダイオードリング４０は、４個のダイオード４１（Ｄ１）、４２（Ｄ２）、４３（Ｄ３）、４４（Ｄ４）をリング状に接続して成っている。１つのダイオードのカソードに次のダイオードのアノードを接続して行くようにして、４個のダイオード４１〜４４（Ｄ１〜Ｄ４）でリング状のダイオードリング４０を形成している。また、第１形態同様に、ダイオードリング４０は４個の端子Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４を有しており、第３端子Ｔ３は第１端子Ｔ１に対向し、第４端子Ｔ４は第２端子Ｔ２に対向する。
【００４３】
差動アンプ部５０は、ダイオードリング４０の第２端子Ｔ２および第４端子Ｔ４に接続されていて、この両端子Ｔ２、Ｔ４間の信号の差分を増幅する差動増幅部として機能する。具体的には、演算増幅器５５の出力を、抵抗５２（Ｒ２）を介してその反転端子「−」にフィードバックして、非反転端子「＋」は、抵抗５４（Ｒ４）を介して接地している。そして、第２端子Ｔ２、第４端子Ｔ４のそれぞれと、反転端子「−」、非反転端子「＋」とが、抵抗５１（Ｒ１）、抵抗５３（Ｒ３）を介して接続されている。かくして、ダイオードリング４０の信号が、第２端子Ｔ２および第４端子Ｔ４の両端子から差動アンプ部５０に供給されるので、差動アンプ部５０によって差動増幅出力される。また、第１実施形態同様に、交流結合部６０はコンデンサ５１で成り、差動アンプ部５０の信号の交流成分のみを出力信号Ｓ３として出力可能になっている。
【００４４】
第１反転増幅部７０は、ダイオードリング４０の第１端子Ｔ１に接続され、第１の入力信号Ｓ１を反転増幅出力する。演算増幅器７５の出力を抵抗７２（Ｒ７２）を介して反転端子「−」にフィードバックすると共に、この反転端子「−」に抵抗７１（Ｒ７１）を接続して第１の入力信号Ｓ１を入力可能にしており、非反転端子「＋」は接地している。同様に、第２反転増幅部８０は、第１端子Ｔ１に対向する第３端子Ｔ３に接続され、第１反転増幅部７０の出力信号を更に反転増幅出力する。演算増幅器８５の出力を抵抗８２（Ｒ８２）を介して反転端子「−」にフィードバックすると共に、この反転端子「−」に抵抗８１（Ｒ８１）を接続し、第１反転増幅器７０の出力を入力していて、非反転端子「＋」は接地している。
【００４５】
更に、第３反転増幅部９０は、ダイオードリング４０の第２端子Ｔ２およびこの第２端子Ｔ２に対向する第４端子Ｔ４に接続され、第２の入力信号Ｓ２を反転増幅出力する。演算増幅器９５の出力を抵抗９２（Ｒ９２）を介して反転端子「−」にフィードバックすると共に、この反転端子「−」に抵抗９１（Ｒ９１）を接続して第２の入力信号Ｓ２を入力可能にしていて、非反転端子「＋」は接地している。
【００４６】
そして、ダイオードリング４０の各端子Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４にはそれぞれ抵抗６５、６６、６７、６８が接続され、この抵抗６５〜６８を介して、対応する第１反転増幅部７０、第２反転増幅部８０、第３反転増幅部９０と接続されている。即ち、第１反転増幅部７０は抵抗６５（Ｒ６５）を介して第１端子Ｔ１に接続され、第２反転増幅部８０は抵抗６６（Ｒ６６）を介して第２端子Ｔ２に接続され、第３反転増幅部９０の出力信号は抵抗６７（Ｒ６７）および抵抗６８（Ｒ６８）を介してそれぞれ第３端子Ｔ３および第４端子Ｔ４に接続されている。
【００４７】
したがって、第１の入力信号Ｓ１、第２の入力信号Ｓ２を与えたとすれば、ダイオードリング４０の第１端子Ｔ１とこれと対向する第３端子Ｔ３とに、第１の入力信号Ｓ１の反転増幅信号とこれを更に反転増幅した信号とが供給される。一方、ダイオードリング４０の第２端子Ｔ２とこれと対向する第４端子Ｔ４とに、第２の入力信号Ｓ２の反転増幅信号が供給される。
【００４８】
この結果、リング変調器１と同様に、ダイオードの非線形領域での歪を利用して第１の信号Ｓ１と第２の信号Ｓ２の周波数の差と和の信号を得ることができるようになり（このことは上述したサイン関数の演算にて示した通りである）、差動アンプ部５０、コンデンサ６１によって差動増幅出力として出力される出力信号Ｓ３となる。
【００４９】
このリング変調器２によれば、ダイオードリング４０の各端子Ｔ１〜Ｔ４への信号供給は、「非反転」ではない「反転」の増幅部である第１反転増幅部７０、第２反転増幅部８０、第３反転増幅部９０が行う。したがって、第１実施形態のリング変調器１に比べて、演算増幅器の発振等を防止できる。この結果。回路動作の安定性が向上する。
【００５０】
（具体例２）
一例として、第１反転増幅部７０を構成する抵抗７１（Ｒ７１）、抵抗７２（Ｒ７２）の抵抗値をそれぞれ「１００ｋ（Ω）」、「１００ｋ（Ω）」、第２反転増幅部８０を構成する抵抗８１（Ｒ８１）、抵抗８２（Ｒ８２）の抵抗値をそれぞれ「１００ｋ（Ω）」、「１００ｋ（Ω）」、第３反転増幅部９０を構成する抵抗９１（Ｒ９１）、抵抗９２（Ｒ９２）の抵抗値をそれぞれ「１００ｋ（Ω）」、「２００（Ω）」とした。「−Ｒ７２／Ｒ７１＝−Ｒ８２／Ｒ８１＝−１００ｋ／１００ｋ＝−１」なので、入力信号Ｓが第１反転増幅部７０によって「−１」倍されて出力され、その出力が更に第２反転増幅部８０によって「−１」倍されて出力される。また、第３反転増幅部９０は、「−Ｒ９２／Ｒ９１＝−２００ｋ／１００ｋ＝−２」なので入力信号Ｓ２を「−２」倍する。
【００５１】
更に、差動アンプ部５０を構成する抵抗５１（Ｒ１）、抵抗５２（Ｒ２）、抵抗３（Ｒ３）、抵抗４（Ｒ４）の抵抗値をそれぞれ「１００ｋ（Ω）」、「１５０ｋ（Ω）」、「１００ｋ（Ω）」、「１５０ｋ（Ω）」とした。差動アンプ部５０の入出力関係は、出力信号は「Ｓ３」であるので、反転端子「−」および非反転端子「＋」への入力信号を「Ｖ１」、「Ｖ２」とすると、「Ｓ３＝（Ｒ４・（Ｒ１＋Ｒ２））／（Ｒ１・（Ｒ３＋Ｒ４））・Ｖ２−（Ｒ２／Ｒ１）・Ｖ１」となる。
【００５２】
したがって、「Ｓ３＝（１５０ｋ・（１００ｋ＋１５０ｋ））／（１００ｋ（１００ｋ＋１５０ｋ））Ｖ２−（１５０ｋ／１００ｋ）・Ｖ１＝１．５・（Ｖ２−Ｖ１）」となる。例えば第１の入力信号Ｓ１、第２の入力信号を図２（ａ）に示す信号とすれば、第１実施形態同様に、図２（ｂ）に示すような出力信号Ｓ３を得ることができた。
【００５３】
以上説明してきたように、本発明の実施形態によれば、トランスを不要としたリング変調器１、２を、ダイオード４１、４２、４３、４４をリング状に接続したリングダイオード４０を含んだ構成で実現することが可能である。そして、このリング変調器１、２は例えばアナログシンセサイザ等に組み込んで楽音信号に対して金属音等の効果付加を施すことが可能になる。その結果、ユーザは幅広い演奏を行うことが可能になる。
【００５４】
また、上述した非反転増幅部や反転増幅部は汎用オペアンプを用いて実現できるので、極めて廉価に製造することが可能になる。更に、トランスを不要としたことも相まって集積化が容易ともなる。そして、ダイオードリングを用いたリング変調器が実現されることによって、ユーザが広く「特有の音」として認めている効果音の付加を実現することが可能となる。更に、各端子Ｔ１〜Ｔ４に接続された総ての抵抗６５（Ｒ６５）〜抵抗６８（Ｒ６８）の値を等しくすることによって、第１端子Ｔ１および第３端子Ｔ３への供給信号と、第２端子Ｔ２および第４端子Ｔ４への供給信号との平衡をとることができるので、抵抗値を揃えるだけで平衡をとることが可能となる。
【００５５】
また、例えば第２実施形態における第２反転増幅部８０の入力信号を第１反転増幅部７０の出力信号とするのではなく、第１反転増幅部７０と独立に設ける構成とすること等も考えられるが、その分コスト高となるので、提案した実施形態がより廉価となるので優れている。
【産業上の利用可能性】
【００５６】
以上説明してきたように、本発明のリング変調器は、例えば楽音信号に効果付加を行うアナログシンセサイザ等に適用することができる。
【符号の説明】
【００５７】
１  リング変調器
２  リング変調器
１０  第１非反転増幅部
１５  演算増幅器
２０  反転増幅部
２５  演算増幅器
３０  第２非反転増幅部
３５  演算増幅器
４０  ダイオードリング
４１  ダイオード
４２  ダイオード
４３  ダイオード
４４  ダイオード
５０  差動アンプ部
５５  演算増幅器
６０  交流結合部
６１  コンデンサ
６５  抵抗（Ｒ６５）
６６  抵抗（Ｒ６６）
６７  抵抗（Ｒ６７）
６８  抵抗（Ｒ６８）
７０  第１反転増幅部
７５  演算増幅器
８０  第２反転増幅部
８５  演算増幅器
９０  第３反転増幅部
９５  演算増幅器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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