(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電圧が整流された後の入力電圧を分圧して制御電圧を生成する分圧回路と、
前記制御電圧が第１の入力端子に入力され、第２の入力端子に入力される基準電圧より前記制御電圧が低い場合は第１の比較信号を出力し、前記基準電圧より前記制御電圧が高い場合は、第２の比較信号を出力する比較回路と、
前記入力電圧から定電圧を生成して出力する定電圧出力回路と、
前記制御電圧のピーク電圧を保持するピーク電圧保持回路と、
前記定電圧出力回路の出力端子と前記ピーク電圧保持回路の出力端子とを前記比較回路の前記第２の入力端子に対し並列に接続することで、前記第２の入力端子に前記基準電圧を入力する基準電圧生成回路と、
前記第１の比較信号を受信するとオンし、前記第２の比較信号を受信するとオフして、光源に流れる電流のスイッチングを行うスイッチ素子と、
前記光源の所定通電後にリセット信号を出力して、前記ピーク電圧保持回路のピーク電圧保持動作をリセットするリセット信号生成回路と、
を有することを特徴とする光源駆動回路。
【請求項２】
前記基準電圧生成回路は、
第１の抵抗、第２の抵抗および第３の抵抗を含み、
前記第１の抵抗の一端には前記ピーク電圧保持回路の前記出力端子が接続されて前記ピーク電圧が印加し、前記第３の抵抗の一端には前記定電圧出力回路の前記出力端子が接続されて前記定電圧が印加し、前記第１の抵抗の他端と、前記第２の抵抗の一端と、前記第３の抵抗の他端とが接続し、前記第２の抵抗の他端は前記入力電圧の低電位側に接続し、
前記第１の抵抗の他端と、前記第２の抵抗の一端と、前記第３の抵抗の他端との接続部位における電圧を前記基準電圧とする、ことを特徴とする請求項１記載の光源駆動回路。
【請求項３】
前記光源の通電期間は、前記入力電圧に反比例して、前記入力電圧の増加とともに減少または前記入力電圧の減少とともに増加し、前記光源に流れる電流は、前記入力電圧によらず一定になる、ことを特徴とする請求項１記載の光源駆動回路。
【請求項４】
前記第１の抵抗の抵抗値を前記第２の抵抗の抵抗値より大きく、前記第３の抵抗の抵抗値を前記第２の抵抗の抵抗値より大きくした状態で、前記第２の抵抗の抵抗値を可変することで、前記光源が調光されることを特徴とする請求項２記載の光源駆動回路。
【請求項５】
交流電圧を整流して入力電圧を生成する整流回路と、
前記入力電圧を分圧して制御電圧を生成する分圧回路と、前記制御電圧が第１の入力端子に入力され、第２の入力端子に入力される基準電圧より前記制御電圧が低い場合は第１の比較信号を出力し、前記基準電圧より前記制御電圧が高い場合は、第２の比較信号を出力する比較回路と、前記入力電圧から定電圧を生成して出力する定電圧出力回路と、前記制御電圧のピーク電圧を保持するピーク電圧保持回路と、前記定電圧出力回路の出力端子と前記ピーク電圧保持回路の出力端子とを前記比較回路の前記第２の入力端子に対し並列に接続することで、前記第２の入力端子に前記基準電圧を入力する基準電圧生成回路と、前記第１の比較信号を受信するとオンし、前記第２の比較信号を受信するとオフして、光源に流れる電流のスイッチングを行うスイッチ素子と、前記光源の所定通電後にリセット信号を出力して、前記ピーク電圧保持回路のピーク電圧保持動作をリセットするリセット信号生成回路とを備える光源駆動回路と、
を有することを特徴とする光源駆動モジュール。
【請求項６】
光源と、
交流電圧を整流して入力電圧を生成する整流回路と、制御電圧が第１の入力端子に入力され、第２の入力端子に入力される基準電圧より前記制御電圧が低い場合は第１の比較信号を出力し、前記基準電圧より前記制御電圧が高い場合は、第２の比較信号を出力する比較回路と、前記入力電圧を分圧して前記制御電圧を生成する分圧回路と、前記入力電圧から定電圧を生成して出力する定電圧出力回路と、前記制御電圧のピーク電圧を保持するピーク電圧保持回路と、前記定電圧出力回路の出力端子と前記ピーク電圧保持回路の出力端子とを前記比較回路の前記第２の入力端子に対し並列に接続することで、前記第２の入力端子に前記基準電圧を入力する基準電圧生成回路と、前記第１の比較信号を受信するとオンし、前記第２の比較信号を受信するとオフして、前記光源に流れる電流のスイッチングを行うスイッチ素子と、前記光源の所定通電後にリセット信号を出力して、前記ピーク電圧保持回路のピーク電圧保持動作をリセットするリセット信号生成回路とを備える光源駆動モジュールと、
を有することを特徴とする光源駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本技術は、光源駆動回路、光源駆動モジュールおよび光源駆動装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
工作機械等の産業機器を駆動するためのスイッチ（コマンドスイッチ）として、駆動のオン／オフを表示可能な照光式スイッチが広く用いられている。このような照光式スイッチに使用される光源は、通常、商用交流電源からの交流を整流した電圧によって駆動されている。
【０００３】
従来技術として、交流電源を整流する回路の出力立上がり時には、出力電圧が所定値に達するまで光源への出力供給を行い、出力立下がり時には出力電圧が所定値以下になったときに光源への出力供給を行い、出力電圧が所定値を超える間は、出力供給を遮断する技術が提案されている（特許文献１）。
【０００４】
また、発光素子に流れる電流に応じた比較電圧と、整流部で整流された電圧に応じた基準電圧とを比較し、比較結果に応じて、発光素子への電流を供給・遮断するためのスイッチング制御を行う技術が提案されている（特許文献２）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００８−０４７５４４号公報
【特許文献２】特開２０１１−２３３４５０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
照光式スイッチは、商用交流電源の電圧が変動しても、光源の明るさが一定になることが望まれる。しかし、従来では、商用交流電源の電圧変動に応じて、光源に流れる電流が増減してしまい、光源の明るさが変わってしまうという問題がある。
【０００７】
本技術はこのような点に鑑みてなされたものであり、商用交流電源の電圧によらず光源の明るさを一定に保つ光源駆動回路、光源駆動モジュールおよび光源駆動装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決するために、１つの案では、光源駆動回路が提供される。光源駆動回路は、分圧回路、定電圧出力回路、ピーク電圧保持回路、基準電圧生成回路、比較回路、スイッチ素子およびリセット信号生成回路を有する。
【０００９】
分圧回路は、交流電圧が整流された後の入力電圧を分圧して制御電圧を生成する。比較回路は、制御電圧が第１の入力端子に入力され、第２の入力端子に入力される基準電圧より制御電圧が低い場合は第１の比較信号を出力し、基準電圧より制御電圧が高い場合は、第２の比較信号を出力する。定電圧出力回路は、入力電圧から定電圧を生成して出力する。ピーク電圧保持回路は、制御電圧のピーク電圧を保持する。基準電圧生成回路は、定電圧出力回路の出力端子とピーク電圧保持回路の出力端子とを比較回路の第２の入力端子に対し並列に接続することで、第２の入力端子に基準電圧を入力する。スイッチ素子は、第１の比較信号を受信するとオンし、第２の比較信号を受信するとオフして、光源に流れる電流のスイッチングを行う。リセット信号生成回路は、光源の所定通電後にリセット信号を出力して、ピーク電圧保持回路のピーク電圧保持動作をリセットする。
【００１０】
また、１つの案では、光源駆動モジュールが提供される。光源駆動モジュールは、整流回路と、光源駆動回路とを有する。光源駆動回路は、分圧回路、定電圧出力回路、ピーク電圧保持回路、基準電圧生成回路、比較回路、スイッチ素子およびリセット信号生成回路を備える。
【００１１】
整流回路は、交流電圧を整流して入力電圧を生成する。分圧回路は、入力電圧を分圧して制御電圧を生成する。比較回路は、制御電圧が第１の入力端子に入力され、第２の入力端子に入力される基準電圧より制御電圧が低い場合は第１の比較信号を出力し、基準電圧より制御電圧が高い場合は、第２の比較信号を出力する。定電圧出力回路は、入力電圧から定電圧を生成して出力する。ピーク電圧保持回路は、制御電圧のピーク電圧を保持する。基準電圧生成回路は、定電圧出力回路の出力端子とピーク電圧保持回路の出力端子とを比較回路の第２の入力端子に対し並列に接続することで、第２の入力端子に基準電圧を入力する。スイッチ素子は、第１の比較信号を受信するとオンし、第２の比較信号を受信するとオフして、光源に流れる電流のスイッチングを行う。リセット信号生成回路は、光源の所定通電後にリセット信号を出力して、ピーク電圧保持回路のピーク電圧保持動作をリセットする。
【００１２】
さらに、１つの案では、光源駆動装置が提供される。光源駆動装置は、光源と、光源駆動モジュールとを有する。光源駆動モジュールは、整流回路、分圧回路、定電圧出力回路、ピーク電圧保持回路、基準電圧生成回路、比較回路、スイッチ素子およびリセット信号生成回路を備える。
【００１３】
整流回路は、交流電圧を整流して入力電圧を生成する。比較回路は、制御電圧が第１の入力端子に入力され、第２の入力端子に入力される基準電圧より制御電圧が低い場合は第１の比較信号を出力し、基準電圧より制御電圧が高い場合は、第２の比較信号を出力する。分圧回路は、入力電圧を分圧して制御電圧を生成する。定電圧出力回路は、入力電圧から定電圧を生成して出力する。ピーク電圧保持回路は、制御電圧のピーク電圧を保持する。基準電圧生成回路は、定電圧出力回路の出力端子とピーク電圧保持回路の出力端子とを比較回路の第２の入力端子に対し並列に接続することで、第２の入力端子に基準電圧を入力する。スイッチ素子は、第１の比較信号を受信するとオンし、第２の比較信号を受信するとオフして、光源に流れる電流のスイッチングを行う。リセット信号生成回路は、光源の所定通電後にリセット信号を出力して、ピーク電圧保持回路のピーク電圧保持動作をリセットする。
【発明の効果】
【００１４】
商用交流電源の電圧によらず光源の明るさを一定に保つことが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】（ａ）は本発明にかかる光源駆動回路の構成例を示す図である。（ｂ）は本発明にかかる光源駆動回路の通電期間および電流の変化を示す図である。
【図２】従来の光源駆動装置の構成例を示す図である。
【図３】従来の光源駆動装置における電圧波形を示す図である。
【図４】従来の光源駆動装置におけるＬＥＤの通電期間に流れる電流を示す図である。
【図５】従来の光源駆動装置における電圧波形を示す図である。
【図６】（ａ）は従来の光源駆動装置におけるＬＥＤの通電期間に流れる電流を示す図である。（ｂ）は従来の光源駆動装置における電流波形を拡大した図である。
【図７】本発明にかかる光源駆動装置の構成例を示す図である。
【図８】本発明にかかる基準電圧の算出を説明するための図である。
【図９】本発明にかかる電圧波形を示す図である。
【図１０】（ａ）は本発明にかかるＬＥＤの通電期間に流れる電流を示す図である。（ｂ）は本発明にかかる電流波形を拡大した図である。
【図１１】入力電圧の変動に対する通電期間を示す図である。
【図１２】入力電圧の変動に対する平均電流を示す図である。
【図１３】ピーク電圧保持回路の構成例を示す図である。
【図１４】リセット信号生成回路の構成例を示す図である。
【図１５】リセット信号の生成動作を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、実施の形態を図面を参照して説明する。なお、本明細書および図面において実質的に同一の機能を有する要素については、同一の符号を付することにより重複説明を省略する場合がある。
【００１７】
図１（ａ）は本発明にかかる光源駆動回路の構成例を示す図である。光源駆動回路１は、交流電圧を整流した後の電圧にもとづいて、光源を駆動する装置である。
光源駆動回路１は、分圧回路１ａ、定電圧出力回路１ｂ、ピーク電圧保持回路１ｃ、基準電圧生成回路１ｄ、比較回路１ｅ、スイッチ素子１ｆおよびリセット信号生成回路１ｇを有する。
【００１８】
分圧回路１ａは、交流電圧（例えば、商用交流電源からの交流電圧）が整流（全波整流または半波整流）された後の入力電圧ＶＩＮを分圧して制御電圧ＶＴＨを生成する。定電圧出力回路１ｂは、入力電圧ＶＩＮから定電圧Ｖｃを生成して出力する。
【００１９】
ピーク電圧保持回路１ｃは、制御電圧ＶＴＨのピーク電圧ＶＴＨpeakを保持する。基準電圧生成回路１ｄは、ピーク電圧ＶＴＨpeakおよび定電圧Ｖｃを分圧して基準電圧Ｖｒｂを生成する。
【００２０】
比較回路１ｅは、制御電圧ＶＴＨと基準電圧Ｖｒｂとを比較し、制御電圧ＶＴＨが基準電圧Ｖｒｂより低い場合は第１の比較信号を出力し、制御電圧ＶＴＨが基準電圧Ｖｒｂより高い場合は、第２の比較信号を出力する。
【００２１】
スイッチ素子１ｆは、第１の比較信号を受信するとオンし、第２の比較信号を受信するとオフして、光源３０に流れる電流のスイッチングを行う。リセット信号生成回路１ｇは、光源３０の所定通電後にリセット信号ｒｅｓを出力して、ピーク電圧保持回路１ｃのピーク電圧保持動作をリセットする。
【００２２】
図１（ｂ）は本発明にかかる光源駆動回路の通電期間および電流の変化を示す図である。縦軸は電流または電圧、横軸は時間である。入力電圧ＶＩＮ１のとき、光源駆動回路１の構成により、光源３０は、通電期間Ｔｏｎ１の時間帯に電流が流れ、面積Ｓ１は、通電期間Ｔｏｎ１のときに流れる電流の積算値に等しい。
【００２３】
また、入力電圧が変動して、入力電圧ＶＩＮ１から入力電圧ＶＩＮ２に増加したとする。入力電圧ＶＩＮ２のとき、光源駆動回路１の構成により、光源３０は、通電期間Ｔｏｎ２の時間帯に電流が流れ、面積Ｓ２は、通電期間Ｔｏｎ２のときに流れる電流の積算値に等しく、また面積Ｓ１と等しい。
【００２４】
すなわち、入力電圧が増加した場合、通電期間は狭まって（Ｔｏｎ２＜Ｔｏｎ１）、電流積算値（光源３０の明るさ）は変わらずに一定となる（Ｓ１＝Ｓ２）。逆に入力電圧が減少した場合、通電期間は減少前よりも広くなり、やはり電流積算値は変わらずに一定となる。これは言い換えると入力電圧が変動しても光源に流れる平均電流が一定であることになる。
【００２５】
このように、光源駆動回路１では、光源３０に流れる平均電流を、入力電圧ＶＩＮに依存せずに一定にすることができるので（詳細については後述する）、光源３０の明るさを商用交流電源の電圧によらず一定に保つことが可能になる。
【００２６】
次に光源駆動回路１について具体的な構成例を示しながら段階的に説明する。最初に、商用交流電源の電圧に依存して光源の明るさが変動する場合の回路構成について図２〜図６を用いて説明する。なお、以降の説明では、光源３０としてＬＥＤ（Light Emitting Diode）を使用するものとする。
【００２７】
図２は従来の光源駆動装置の構成例を示す図である。光源駆動装置１０は、商用交流電源２に接続し、全波整流回路１１、定電圧出力回路１２、分圧回路１３、ピーク電圧保持回路１４、基準電圧生成回路１５、コンパレータ１６、リセット信号生成回路１７、ＬＥＤ３およびスイッチ素子Ｎ１を備える。
【００２８】
全波整流回路１１は、ダイオードブリッジを構成しており、ダイオードＤ１〜Ｄ４を含む。分圧回路１３は、抵抗Ｒ１、Ｒ２を含む。基準電圧生成回路１５は、抵抗Ｒ３、Ｒ４を含む。また、スイッチ素子Ｎ１には、例えば、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）が使用されており、以降ではＮＭＯＳトランジスタＮ１と呼ぶ。
【００２９】
各構成要素の接続関係を記すと、商用交流電源２の一方の出力端子は、ダイオードＤ１のアノードと、ダイオードＤ２のカソードと接続し、商用交流電源２の他方の出力端子は、ダイオードＤ４のアノードと、ダイオードＤ３のカソードと接続する。
【００３０】
ダイオードＤ１のカソードは、ダイオードＤ４のカソード、定電圧出力回路１２の端子ａ１、抵抗Ｒ１の一端およびＬＥＤ３のアノードに接続する。ＬＥＤ３のカソードは、ＮＭＯＳトランジスタＮ１のドレインに接続する。
【００３１】
ダイオードＤ２のアノードは、ダイオードＤ３のアノード、定電圧出力回路１２の端子ａ２、抵抗Ｒ２の一端、抵抗Ｒ４の一端およびＮＭＯＳトランジスタＮ１のソースに接続する。なお、ダイオードＤ１、Ｄ４のカソード側の電位は、入力電圧ＶＩＮの高電位側になり、ダイオードＤ２、Ｄ３のアノード側の電位は、入力電圧ＶＩＮの低電位側になる。
【００３２】
抵抗Ｒ１の他端は、抵抗Ｒ２の他端、ピーク電圧保持回路１４の端子ｂ１およびコンパレータ１６の入力端子（−）に接続する。ピーク電圧保持回路１４の端子ｂ２は、リセット信号生成回路１７の端子ｃ２と接続し、ピーク電圧保持回路１４の端子ｂ３は、抵抗Ｒ３の一端と接続する。
【００３３】
抵抗Ｒ３の他端は、抵抗Ｒ４の他端と、コンパレータ１６の入力端子（＋）と接続する。コンパレータ１６の出力端子は、ＮＭＯＳトランジスタＮ１のゲートと、リセット信号生成回路１７の端子ｃ１と接続する。
【００３４】
動作について説明する。なお、以降の説明では、信号に付した符号や抵抗に付した符号は、その信号の値または抵抗値と共用する場合がある。
全波整流回路１１は、商用交流電源２からの交流電圧を全波整流して、脈動電圧である入力電圧ＶＩＮを生成する。
【００３５】
定電圧出力回路１２は、入力電圧ＶＩＮから定電圧を生成して出力する。この定電圧は、例えば、５Ｖの電圧であり、ピーク電圧保持回路１４、コンパレータ１６およびリセット信号生成回路１７などの周辺回路の電源電圧として供給される。
【００３６】
分圧回路１３は、入力電圧ＶＩＮを抵抗Ｒ１、Ｒ２で分圧して、制御電圧ＶＴＨ（＝Ｒ２・ＶＩＮ／（Ｒ１＋Ｒ２））を生成する。この分圧回路は、例えば入力電圧ＶＩＮが後段のピーク電圧保持回路などの耐圧よりも大きい場合に、入力電圧ＶＩＮを後段の回路が扱える電圧（例えばＶＴＨ）にするために設けられている。すなわち入力電圧ＶＩＮが後段の回路が扱える電圧であれば必ずしも必要ない。
【００３７】
ピーク電圧保持回路１４は、制御電圧ＶＴＨのピーク値であるピーク電圧ＶＴＨpeakを保持して出力する。また、ピーク電圧保持回路１４は、リセット信号生成回路１７から出力されるリセット信号ｒｅｓによって、ピーク電圧保持動作をリセットする。
【００３８】
基準電圧生成回路１５は、ピーク電圧ＶＴＨpeakを抵抗Ｒ３、Ｒ４で分圧して、基準電圧Ｖｒａ（＝Ｒ４・ＶＴＨpeak／（Ｒ３＋Ｒ４））を生成する。
コンパレータ１６は、制御電圧ＶＴＨを負側入力電圧とし、基準電圧Ｖｒａを正側入力電圧として、制御電圧ＶＴＨと基準電圧Ｖｒａとを比較する。そして、コンパレータ１６は、制御電圧ＶＴＨが基準電圧Ｖｒａより低い場合には、Ｈレベル（ハイレベル）の信号を出力し、制御電圧ＶＴＨが基準電圧Ｖｒａより高い場合には、Ｌレベル（ローレベル）の信号を出力する。
【００３９】
ＮＭＯＳトランジスタＮ１は、コンパレータ１６の出力信号がゲートに印加され、コンパレータ１６の出力信号がＨレベルの場合はオンして、ＬＥＤ３を通電させて発光させる。また、コンパレータ１６の出力信号がＬレベルの場合はオフして、ＬＥＤ３を非通電にして消光させる。
【００４０】
リセット信号生成回路１７は、コンパレータ１６の出力レベル変化にもとづいて、リセット信号ｒｅｓを生成し、ＬＥＤ３の通電後にリセット信号ｒｅｓをピーク電圧保持回路１４へ出力する。
【００４１】
次に電圧波形について説明する。図３は従来の光源駆動装置における電圧波形を示す図である。グラフｇ１は、縦軸は入力電圧ＶＩＮ、横軸は時間ｔであり、入力電圧ＶＩＮ（ｔ）の波形を示している。
【００４２】
ＶＩＮ（ｔ）の周期はＴである。また、通電期間Ｔｏｎは、ＬＥＤ３に電流が流れる時間帯を示しており、この期間でのみＬＥＤ３が発光する。なお、入力電圧ＶＩＮのピーク値ＶＩＮpeakは、例えば、実効電圧が１００Ｖの場合、１４１Ｖ程度である。
【００４３】
グラフｇ２は、縦軸は制御電圧ＶＴＨ、横軸は時間ｔであり、制御電圧ＶＴＨ（ｔ）の波形を示している。なお、制御電圧ＶＴＨのピーク値（すなわち、ピーク電圧ＶＴＨpeakの値）は、例えば、実効電圧が１００Ｖの場合、１．４Ｖ程度である。
【００４４】
グラフｇ３は、縦軸はピーク電圧保持回路１４の出力電圧、横軸は時間ｔであり、ピーク電圧保持回路１４から出力されるピーク電圧ＶＴＨpeakの波形を示している。
グラフｇ４は、縦軸はリセット信号生成回路１７の出力電圧、横軸は時間ｔであり、リセット信号生成回路１７から出力されるパルス状のリセット信号ｒｅｓの波形を示している。
【００４５】
〔０＜ｔ≦ｔ１〕グラフｇ２において、ＶＴＨ＜Ｖｒａなので、コンパレータ１６はＨレベルを出力し、ＮＭＯＳトランジスタＮ１はオンして、期間ＴｏｎにおいてＬＥＤ３は通電して発光する。
【００４６】
また、ｔ＝ｔ１のとき、グラフｇ４に示すようにリセット信号ｒｅｓがリセット信号生成回路１７から出力される。この場合、ピーク電圧保持回路１４のピーク電圧保持動作は、リセット信号ｒｅｓの立ち上がりでリセットされ、グラフｇ３に示すように、ピーク電圧保持回路１４の出力レベルは、ｔ＝ｔ１で低下する。
【００４７】
〔ｔ１＜ｔ＜ｔ２〕グラフｇ２において、Ｖｒａ＜ＶＴＨなので、コンパレータ１６はＬレベルを出力し、ＮＭＯＳトランジスタＮ１はオフして、ＬＥＤ３は非通電となり消光する。また、グラフｇ３において、ピーク電圧保持回路１４の出力レベルは徐々に上昇していき、ピーク電圧ＶＴＨpeakに達する。
【００４８】
〔ｔ２≦ｔ≦ｔ３〕グラフｇ２において、ＶＴＨ＜Ｖｒａなので、コンパレータ１６はＨレベルを出力し、期間（Ｔｏｎ×２）においてＬＥＤ３は通電して発光する。
また、ｔ＝ｔ３のとき、グラフｇ４に示すようにリセット信号ｒｅｓがリセット信号生成回路１７から出力される。ピーク電圧保持回路１４のピーク電圧保持動作は、リセット信号ｒｅｓの立ち上がりでリセットされ、グラフｇ３に示すように、ピーク電圧保持回路１４の出力レベルは、ｔ＝ｔ３からリセット信号が立ち上がった区間で低下する。
【００４９】
〔ｔ３＜ｔ＜ｔ４〕グラフｇ２において、Ｖｒａ＜ＶＴＨなので、コンパレータ１６はＬレベルを出力し、ＬＥＤ３は非通電となり消光する。また、グラフｇ３において、ピーク電圧保持回路１４の出力レベルは徐々に上昇していき、ピーク電圧ＶＴＨpeakに達する。以下、同様にして繰り返される。
【００５０】
図４は従来の光源駆動装置におけるＬＥＤの通電期間に流れる電流を示す図である。グラフｇ５は、縦軸は電流、横軸は時間ｔであり、太実線はＬＥＤ３に流れる電流Ｉａ（ｔ）を示している。なお、点線波形は入力電圧ＶＩＮを示している。このように、入力電圧ＶＩＮが低い値（０Ｖ近傍）になる期間（通電期間Ｔｏｎ）において、ＬＥＤ３が通電して発光することになる。
【００５１】
次にＬＥＤ３の通電期間Ｔｏｎおよび通電期間Ｔｏｎに流れる平均電流の算出式について説明する。まず、入力電圧ＶＩＮ（ｔ）は、図３のグラフｇ１から式（１）で表せる。
【００５２】
【数１】
0006547326.tif 000002
【００５３】
ただし、ω＝π／Ｔである。
また、通電期間Ｔｏｎにおいて、ＬＥＤ３に流れる電流波形Ｉａ（ｔ）は、ＬＥＤ３およびＮＭＯＳトランジスタＮ１のオン抵抗の合成値をＲとすれば、式（２）で表せる。
【００５４】
Ｉａ（ｔ）＝ＶＩＮ（ｔ）／Ｒ      ・・・（２）
したがって、式（２）のＶＩＮ（ｔ）に式（１）を代入すると、Ｉａ（ｔ）は、式（２ａ）となる。
【００５５】
【数２】
0006547326.tif 000003
【００５６】
また、周期Ｔの中に通電期間Ｔｏｎが２つ含まれるから、ＬＥＤ３の平均電流Ｉａｍは、式（３）で表せる。
【００５７】
【数３】
0006547326.tif 000004
【００５８】
そして、式（３）のＩａ（ｔ）に式（２ａ）を代入すると、平均電流Ｉａｍは、式（４）のように展開される。
【００５９】
【数４】
0006547326.tif 000005
【００６０】
ただし、０≦ｔ≦Ｔｏｎでωｔは十分小さいので、ｓｉｎ（ωｔ）≒ωｔとしている。
なお、制御電圧ＶＴＨ（ｔ）は、図２の回路構成から、
ＶＴＨ（ｔ）＝Ｒ２・ＶＩＮ（ｔ）／（Ｒ１＋Ｒ２）・・・（５）
と表される。
【００６１】
また、制御電圧ＶＴＨのピーク値（＝ピーク電圧ＶＴＨpeak）と、入力電圧ＶＩＮのピーク値ＶＩＮpeakも式（５）の関係を持つから、ＶＴＨ（ｔ）をＶＴＨpeakに、ＶＩＮ（ｔ）をＶＩＮpeakに置き換えれば、ピーク電圧ＶＴＨpeakは、
ＶＴＨpeak＝Ｒ２・ＶＩＮpeak／（Ｒ１＋Ｒ２）・・・（６）
と表される。
【００６２】
一方、基準電圧Ｖｒａは、図２の回路構成から、
Ｖｒａ＝Ｒ４・ＶＴＨpeak／（Ｒ３＋Ｒ４）・・・（７）
である。また、基準電圧Ｖｒａは、図３のグラフｇ２に示す関数ＶＴＨ（ｔ）の時刻Ｔｏｎにおける値であるから式（７ａ）とも書ける。
【００６３】
【数５】
0006547326.tif 000006
【００６４】
式（７ａ）は、０≦ｔ≦Ｔｏｎでωｔは十分小さいので、ｓｉｎ（ωｔ）≒ωｔとできるので、式（７ｂ）となる。
【００６５】
【数６】
0006547326.tif 000007
【００６６】
したがって、式（７）と式（７ｂ）とが等しいので、Ｔｏｎ／Ｔを左辺に移項して整理すると、Ｔｏｎ／Ｔは、式（８）となる。
【００６７】
【数７】
0006547326.tif 000008
【００６８】
そして、式（４）中のＴｏｎ／Ｔに、式（８）を代入することにより、平均電流Ｉａｍは、式（９）で表せることになる。
【００６９】
【数８】
0006547326.tif 000009
【００７０】
ここで、式（８）は、通電期間Ｔｏｎの算出式であり、式（９）は、平均電流の算出式である。式（８）は、入力電圧ＶＩＮに関するパラメータを含まないから、通電期間Ｔｏｎは、入力電圧ＶＩＮによらず一定値をとることがわかる。
【００７１】
また、式（９）は、入力電圧ＶＩＮに関するパラメータ（ＶＩＮpeak）を含んでおり、ＬＥＤ３に流れる平均電流Ｉａｍは、入力電圧ＶＩＮに比例することがわかる。
次に入力電圧ＶＩＮの変動時におけるＬＥＤ３の通電期間および平均電流について説明する。なお、入力電圧ＶＩＮが増加する場合を例に挙げて説明する。
【００７２】
図５は従来の光源駆動装置における電圧波形を示す図である。グラフｇ１−１は、縦軸は入力電圧ＶＩＮ、横軸は時間ｔであり、入力電圧ＶＩＮが増加し、ＶＩＮ（ｔ）からＶＩＮ１（ｔ）に上がった状態を示している。
【００７３】
なお、電圧ＶＩＮpeakは、入力電圧増加前のＶＩＮ（ｔ）のピーク値であり、電圧ＶＩＮpeak１は、入力電圧増加後のＶＩＮ１（ｔ）のピーク値である。
グラフｇ２−１は、縦軸は制御電圧ＶＴＨ、横軸は時間ｔであり、制御電圧ＶＴＨが増加し、ＶＴＨ（ｔ）からＶＴＨ１（ｔ）に上がった状態を示している。
【００７４】
なお、ピーク電圧ＶＴＨpeakは、増加前の制御電圧ＶＴＨ（ｔ）のピーク値であり、ピーク電圧ＶＴＨpeak１は、増加後の制御電圧ＶＴＨ１（ｔ）のピーク値である。
また、入力電圧ＶＩＮがＶＩＮ（ｔ）からＶＩＮ１（ｔ）に増加すると、制御電圧ＶＴＨもＶＴＨ（ｔ）からＶＴＨ１（ｔ）に増加するので、制御電圧ＶＴＨから生成されている基準電圧もＶｒａからＶｒａ１に増加している。
【００７５】
グラフｇ３−１は、縦軸はピーク電圧保持回路１４の出力電圧、横軸は時間ｔであり、ピーク電圧がＶＴＨpeakからＶＴＨpeak１へ上がった状態を示している。
グラフｇ４は、縦軸はリセット信号生成回路１７の出力電圧、横軸は時間ｔであり、リセット信号ｒｅｓの信号波形を示している。
【００７６】
図６（ａ）は従来の光源駆動装置におけるＬＥＤの通電期間に流れる電流を示す図である。図６（ｂ）は従来の光源駆動装置における電流波形を拡大した図であり、図６（ａ）に示す点線丸領域５を拡大したものである。グラフｇ５−１は、縦軸は電流、横軸は時間ｔであり、ＬＥＤ３に流れる電流の変化を示している。
【００７７】
入力電圧ＶＩＮの増加前の電流Ｉａ（ｔ）の電流積算値は、面積Ｓ１ａ（点線領域）であり、入力電圧ＶＩＮの増加後の電流Ｉａ１（ｔ）の電流積算値は、面積Ｓ２ａ（実線領域）である。
【００７８】
ここで、上述の通電期間Ｔｏｎの算出式（８）から、通電期間Ｔｏｎは、入力電圧ＶＩＮに依存しない。したがって、入力電圧ＶＩＮが増加した場合、図５および図６に示されるように、通電期間Ｔｏｎは変わらない。
【００７９】
また、上述の平均電流算出の式（９）から、平均電流Ｉａｍは、入力電圧ＶＩＮに比例している。したがって、入力電圧ＶＩＮが増加した場合、図５および図６に示されるように、ＬＥＤ３に流れる電流の積算値は、面積Ｓ１ａから面積Ｓ２ａへ増え、ＬＥＤ３に流れる電流精算値は増加することになる。
【００８０】
このように、入力電圧ＶＩＮが増加すると、ＬＥＤ３の通電期間は変わらず、平均電流値は高くなり、増加前に比べてより明るく発光することになる。逆に入力電圧ＶＩＮが低下すると、ＬＥＤ３の通電期間は変わらず、平均電流値は低くなり、減少前に比べて明るさが低下して発光することになる。
【００８１】
以上説明したように、図２に示す光源駆動装置１０の構成の場合、ＬＥＤ３への通電期間は商用交流電源２の電圧値によらず一定となり、また、商用交流電源２の電圧値に比例してＬＥＤ３に流れる電流が増減する。このため、商用交流電源２の電圧が変動するとＬＥＤ３の明るさが変わってしまうことになる。
【００８２】
次に本発明の技術による光源駆動装置について詳しく説明する。図７は本発明にかかる光源駆動装置の構成例を示す図である。光源駆動装置１０ａは、商用交流電源２に接続し、ＬＥＤ３と、光源駆動モジュール１ａ−１とを備える。
【００８３】
また、光源駆動モジュール１ａ−１は、全波整流回路１１と、光源駆動回路１−１とを備える。さらに、光源駆動回路１−１は、定電圧出力回路１２、分圧回路１３、ピーク電圧保持回路１４、基準電圧生成回路１５ａ、コンパレータ１６、リセット信号生成回路１７およびＮＭＯＳトランジスタＮ１を備える。
【００８４】
ここで、基準電圧生成回路１５ａは、抵抗Ｒ３（第１の抵抗）、抵抗Ｒ４（第２の抵抗）の他に、新たな抵抗Ｒ５（第３の抵抗）を含む。抵抗Ｒ５の一端は、定電圧出力回路１２の端子ａ３に接続する。
【００８５】
端子ａ３は、定電圧出力回路１２から定電圧Ｖｃ（例えば、５Ｖ）が出力される端子である。抵抗Ｒ５の他端は、抵抗Ｒ３、Ｒ４の他端と、コンパレータ１６の入力端子（＋）と接続する。なお、その他の構成および接続関係は、図２に示した光源駆動装置１０と同じである。
【００８６】
ここで、図２に示した光源駆動装置１０の基準電圧生成回路１５では、全波整流後の入力電圧ＶＩＮを抵抗Ｒ１、Ｒ２で分圧したピーク電圧ＶＴＨpeakをさらに抵抗Ｒ３、Ｒ４で分圧した電圧を生成している。そして、このように生成した電圧をコンパレータ１６の入力端子（＋）に入力する基準電圧Ｖｒａとしていた。
【００８７】
これに対し、図７に示す光源駆動装置１０ａの基準電圧生成回路１５ａでは、全波整流後の入力電圧ＶＩＮを抵抗Ｒ１、Ｒ２で分圧した制御電圧ＶＴＨのピーク電圧ＶＴＨpeakと、定電圧出力回路１２から出力される定電圧Ｖｃとを抵抗Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５で分圧した電圧を生成する。そして、このように生成した電圧をコンパレータ１６の入力端子（＋）に入力する基準電圧Ｖｒｂとしている。
【００８８】
このような構成において、コンパレータ１６は、制御電圧ＶＴＨが、基準電圧Ｖｒｂより低い場合にＨレベルの信号を出力し、制御電圧ＶＴＨが基準電圧Ｖｒｂより高い場合には、Ｌレベルの信号を出力する。
【００８９】
また、ＮＭＯＳトランジスタＮ１は、コンパレータ１６からＨレベル信号が出力されたときはオンして、ＬＥＤ３を通電させて発光させる。また、コンパレータ１６からＬレベル信号が出力されたときはオフして、ＬＥＤ３を非通電にして消光させる。
【００９０】
次に基準電圧Ｖｒｂの算出式について説明する。図８は本発明にかかる基準電圧の算出を説明するための図である。抵抗Ｒ３（第１の抵抗）の一端には、ピーク電圧ＶＴＨpeakが印加し、抵抗Ｒ５（第３の抵抗）の一端には、定電圧Ｖｃが印加する。
【００９１】
また、抵抗Ｒ３の他端と、抵抗Ｒ４の一端と、抵抗Ｒ５の他端とが接続し、抵抗Ｒ４の他端は、入力電圧の低電位側（通常、ＧＮＤ）に接続する。また、抵抗Ｒ３の他端と、抵抗Ｒ４の一端と、抵抗Ｒ５の他端との接続部位における電圧が基準電圧Ｖｒｂとなる。
【００９２】
ここで、抵抗Ｒ３には、電流ｉ１が流れ、抵抗Ｒ５には、電流ｉ２が流れるとする。したがって、抵抗Ｒ４には、電流（ｉ１＋ｉ２）が流れることになる。
このような構成において、以下の３つの式（１０ａ）〜（１０ｃ）が成り立つ。
【００９３】
Ｖｒｂ＝（ｉ１＋ｉ２）×Ｒ４・・・（１０ａ）
ＶＴＨpeak−Ｖｒｂ＝ｉ１×Ｒ３・・・（１０ｂ）
Ｖｃ−Ｖｒｂ＝ｉ２×Ｒ５・・・（１０ｃ）
式（１０ｂ）のｉ１を式（１０ａ）に代入し、式（１０ｃ）のｉ２を式（１０ａ）に代入して整理すると、基準電圧Ｖｒｂは、以下の式（１１）となる。
【００９４】
【数９】
0006547326.tif 000010
【００９５】
次にＬＥＤ３の通電期間Ｔｏｎおよび通電期間Ｔｏｎに流れる平均電流の算出式について説明する。式（１１）で表される基準電圧Ｖｒｂは、上述した式（７ｂ）でも表現できるから、式（１０）と式（７ｂ）を等しいとおいて、Ｔｏｎ／Ｔを求めると式（１２）にように展開される。
【００９６】
【数１０】
0006547326.tif 000011
【００９７】
また、光源駆動装置１０ａにおける平均電流Ｉｂｍは、上述の式（４）のＴｏｎ／Ｔに式（１２）を代入することで求まり、式（１３）となる。
【００９８】
【数１１】
0006547326.tif 000012
【００９９】
ここで、通電期間算出式（１２）は、入力電圧ＶＩＮに関するパラメータ（ＶＩＮpeak）を含み、通電期間Ｔｏｎと、入力電圧ＶＩＮとは、反比例の関係になっている。したがって、通電期間Ｔｏｎは、入力電圧が増加すると減少し、入力電圧が減少すると増加することがわかる。
【０１００】
また、平均電流算出式（１３）では、入力電圧に比例する項（１４ａ）
【０１０１】
【数１２】
0006547326.tif 000013
【０１０２】
と、
入力電圧に反比例する項（１４ｂ）
【０１０３】
【数１３】
0006547326.tif 000014
【０１０４】
とを含んでいる。
このため、抵抗Ｒ３、Ｒ５の抵抗値を調整して、入力電圧に比例する項（１４ａ）と入力電圧に反比例する項（１４ｂ）とを合成することにより、平均電流Ｉｂｍは、入力電圧によらずほぼ一定にすることができる。
【０１０５】
次に入力電圧ＶＩＮの変動時におけるＬＥＤ３の通電期間および平均電流について説明する。なお、入力電圧ＶＩＮが増加する場合を例に挙げて説明する。
図９は本発明にかかる電圧波形を示す図である。グラフｇ１−２は、縦軸は入力電圧ＶＩＮ、横軸は時間ｔであり、入力電圧ＶＩＮが増加し、ＶＩＮ（ｔ）からＶＩＮ１（ｔ）に上がった状態を示している。
【０１０６】
なお、電圧ＶＩＮpeakは、入力電圧増加前のＶＩＮ（ｔ）のピーク値であり、電圧ＶＩＮpeak１は、入力電圧増加後のＶＩＮ１（ｔ）のピーク値である。
グラフｇ２−２は、縦軸は制御電圧ＶＴＨ、横軸は時間ｔであり、制御電圧ＶＴＨが増加し、ＶＴＨ（ｔ）からＶＴＨ１（ｔ）に上がった状態を示している。
【０１０７】
なお、ピーク電圧ＶＴＨpeakは、増加前の制御電圧ＶＴＨ（ｔ）のピーク値であり、ピーク電圧ＶＴＨpeak１は、増加後の制御電圧ＶＴＨ１（ｔ）のピーク値である。
また、入力電圧ＶＩＮがＶＩＮ（ｔ）からＶＩＮ１（ｔ）に増加すると、制御電圧ＶＴＨもＶＴＨ（ｔ）からＶＴＨ１（ｔ）に増加するので、制御電圧ＶＴＨおよび定電圧Ｖｃから生成されている基準電圧もＶｒｂからＶｒｂ１に増加している。
【０１０８】
グラフｇ３−２は、縦軸はピーク電圧保持回路１４の出力電圧、横軸は時間ｔであり、ピーク電圧がＶＴＨpeakからＶＴＨpeak１へ上がった状態を示している。
グラフｇ４は、縦軸はリセット信号生成回路１７の出力電圧、横軸は時間ｔであり、リセット信号ｒｅｓの信号波形を示している。
【０１０９】
図１０（ａ）は本発明にかかるＬＥＤの通電期間に流れる電流を示す図である。図１０（ｂ）は本発明にかかる電流波形を拡大した図であり、図１０（ａ）に示す点線丸領域５ａを拡大したものである。グラフｇ５−２は、縦軸は電流、横軸は時間ｔであり、ＬＥＤ３に流れる電流の変化を示している。
【０１１０】
入力電圧ＶＩＮの増加前の電流Ｉｂ（ｔ）の電流積算値は、面積Ｓ１（点線領域）であり、入力電圧ＶＩＮの増加後の電流Ｉｂ１（ｔ）の電流積算値は、面積Ｓ２（実線領域）である。
【０１１１】
ここで、上述の通電期間Ｔｏｎの算出式（１２）から、通電期間Ｔｏｎは、入力電圧ＶＩＮに反比例する。したがって、入力電圧ＶＩＮがＶＩＮ（ｔ）からＶＩＮ１（ｔ）に増加すると、ＮＭＯＳトランジスタＮ１のオン時間は、Ｔｏｎ１からＴｏｎ２に狭まり、通電期間Ｔｏｎは、入力電圧の増加と共に減少することになる。
【０１１２】
また、上述の平均電流算出の式（１３）から、平均電流値Ｉｂｍは入力電圧によらずほぼ一定となる。したがって、入力電圧ＶＩＮが増加した場合、図９および図１０に示されるように、ＬＥＤ３に流れる電流の値については、増加後と増加前の電流積算値は等しく（Ｓ１≒Ｓ２）、ＬＥＤ３に流れる電流積算値は一定になる。このことは一定期間における電流積算値が一定であること、すなわち入力電圧が変動してもＬＥＤ３に流れる平均電流が一定になることを表している。
【０１１３】
このように、光源駆動装置１０ａの構成では、入力電圧が増加した場合、通電期間が減少し、平均電流は変わらず、増加前と同じ明るさで発光することになる。逆に入力電圧が低下した場合、通電期間が増加し、平均電流は変わらず、減少前と同じ明るさで発光することになる。
【０１１４】
次にＬＥＤ３の調光制御について説明する。光源駆動装置１０ａでは、商用交流電源２の電圧によらずＬＥＤ３の明るさを一定に保つという特徴の他に、さらに、ＬＥＤ３の調光を容易に行うこともできるという特徴を有している。
【０１１５】
基準電圧生成回路１５ａにおいて、抵抗Ｒ３の抵抗値を抵抗Ｒ４の抵抗値より十分大きく（Ｒ４＜＜Ｒ３）、抵抗Ｒ５の抵抗値を抵抗Ｒ４の抵抗値より十分大きく（Ｒ４＜＜Ｒ５）すると以下の式（１５）が成り立つ。
【０１１６】
【数１４】
0006547326.tif 000015
【０１１７】
したがって、式（１３）の平均電流は、以下の式（１６）で表される。
【０１１８】
【数１５】
0006547326.tif 000016
【０１１９】
式（１６）から、抵抗Ｒ４の抵抗値によって平均電流を調整できることがわかる。したがって、抵抗Ｒ４にボリューム（可変抵抗器）を使用すれば、ＬＥＤ３の明るさを容易に調光することが可能になる。
【０１２０】
次に光源駆動装置１０、１０ａにおける通電期間Ｔｏｎおよび平均電流のシミュレーション結果について説明する。
本シミュレーションにおいて、光源駆動装置１０ａの抵抗Ｒ１〜Ｒ５、ＬＥＤ３とＮＭＯＳトランジスタＮ１のオン抵抗Ｒ、および定電圧Ｖｃの値を、例えば、Ｒ１＝３９１ｋΩ、Ｒ２＝４ｋΩ、Ｒ３＝２４０ｋΩ、Ｒ４＝１６．４ｋΩ、Ｒ５＝６００ｋΩ、Ｒ＝１００Ω、Ｖｃ＝５Ｖと設定した。
【０１２１】
図１１は入力電圧の変動に対する通電期間を示す図である。縦軸は通電期間Ｔｏｎ（ｍｓ）、横軸は入力電圧実効値（Ｖａｃ）である。
グラフｋ１は、図２の光源駆動装置１０における通電期間Ｔｏｎであり、入力電圧実効値が変動しても一定になっている。一方、グラフｋ１ａは、図７の光源駆動装置１０ａにおける通電期間Ｔｏｎであり、入力電圧実効値に反比例しており、入力電圧実効値が増加すると減少している。
【０１２２】
図１２は入力電圧の変動に対する平均電流を示す図である。縦軸は平均電流（ｍＡ）、横軸は入力電圧実効値（Ｖａｃ）である。グラフｋ２は、図２の光源駆動装置１０における平均電流であり、入力電圧実効値に比例し、入力電圧実効値が増加すると増加している。グラフｋ２ａは、図７の光源駆動装置１０ａにおける平均電流であり、入力電圧実効値が変動してもほぼ一定になっている。
【０１２３】
次にピーク電圧保持回路１４およびリセット信号生成回路１７の構成例について説明する。図１３はピーク電圧保持回路の構成例を示す図である。ピーク電圧保持回路１４は、オペアンプ１４−１、１４−２、ダイオードＤ５、ＮＭＯＳトランジスタＮ２およびコンデンサＣ１を含む。
【０１２４】
接続関係について、オペアンプ１４−１の入力端子（＋）は、端子ｂ１に接続し、制御電圧ＶＴＨが印加される。オペアンプ１４−１の入力端子（−）は、ダイオードＤ５のカソード、ＮＭＯＳトランジスタＮ２のドレイン、コンデンサＣ１の一端およびオペアンプ１４−２の入力端子（＋）に接続する。
【０１２５】
オペアンプ１４−１の出力端子は、ダイオードＤ５のアノードに接続する。ＮＭＯＳトランジスタＮ２のゲートは、端子ｂ２に接続し、リセット信号ｒｅｓが入力する。
ＮＭＯＳトランジスタＮ２のソースおよびコンデンサＣ１の他端は、ＧＮＤに接続する。オペアンプ１４−２の入力端子（−）は、オペアンプ１４−２の出力端子に接続し、該出力端子は端子ｂ３に接続し、端子ｂ３からピーク電圧ＶＴＨpeakが出力される。
【０１２６】
動作について簡潔に説明する。コンデンサＣ１にかかる電圧より制御電圧ＶＴＨが高い場合、ダイオードＤ５を通じて電流が流れ、コンデンサＣ１に対して、制御電圧ＶＴＨのピーク値と同じ電圧になるまで電荷が蓄積される。
【０１２７】
そして、制御電圧ＶＴＨが、コンデンサＣ１に保持されている電圧より低くなると、ダイオードＤ５があるために、Ｐ２点からＰ１点へはコンデンサＣ１から電流が流れない。また、オペアンプ１４−１、１４−２は、ボルテージフォロワでありバッファアンプとして使用している。したがって、バッファアンプの入力側は、高入力インピーダンスであるから、点Ｐ２からオペアンプ１４−２へは電流が流れない。
【０１２８】
このため、コンデンサＣ１に蓄積された電荷は移動しないので、コンデンサＣ１の電圧が保持されてピーク電圧が保持されることになる。なお、リセット信号ｒｅｓが入力されることで、コンデンサＣ１の電荷はゼロになり、新たなピーク値を保持する動作が可能になる。
【０１２９】
図１４はリセット信号生成回路の構成例を示す図である。リセット信号生成回路１７は、インバータ１７ａ、１７ｂ、１７ｃ、１７ｄ、抵抗Ｒ６、コンデンサＣ２および論理積素子１７ｅを含む。
【０１３０】
接続関係について、インバータ１７ａの入力端子は、端子ｃ１に接続し、コンパレータ１６の出力信号が入力する。インバータ１７ａの出力端子は、インバータ１７ｂの入力端子と、論理積素子１７ｅの一方の入力端子と接続する。インバータ１７ｂの出力端子は、インバータ１７ｃの入力端子に接続し、インバータ１７ｃの出力端子は、抵抗Ｒ６の一端に接続する。
【０１３１】
抵抗Ｒ６の他端は、コンデンサＣ２の一端と、インバータ１７ｄの入力端子と接続し、コンデンサＣ２の他端はＧＮＤに接続する。インバータ１７ｄの出力端子は、論理積素子１７ｅの他方の入力端子に接続する。論理積素子１７ｅの出力端子は、端子ｃ２に接続し、端子ｃ２からリセット信号ｒｅｓが出力される。
【０１３２】
図１５はリセット信号の生成動作を説明するための図である。縦軸が電圧で横軸が時間を表している。リセット信号生成回路１７の端子ｃ１に対して、コンパレータ１６の出力信号が入力し、該出力信号がＨレベルからＬレベルへ変化したとする。このとき、Ｐ３点では、ＬレベルからＨレベルに変化する信号Ｓｇ１が流れる。
【０１３３】
また、信号Ｓｇ１は、インバータ１７ｂ〜１７ｄおよび時定数回路（抵抗Ｒ６、コンデンサＣ２による回路）によって所定時間遅延し、さらにインバータ１７ｂ〜１７ｄによって論理が反転される。したがって、Ｐ４点では、信号Ｓｇ１が所定時間遅延して、論理が反転された信号Ｓｇ２が流れる。
【０１３４】
そして、論理積素子１７ｅは、信号Ｓｇ１、Ｓｇ２の論理積をとって、パルス状のリセット信号ｒｅｓを出力する。なお、リセット信号ｒｅｓのパルス幅τ（信号Ｓｇ１の遅延時間）は、抵抗Ｒ６およびコンデンサＣ２の時定数によって調整可能である。
【０１３５】
以上、実施の形態を例示したが、実施の形態で示した各部の構成は同様の機能を有する他のものに置換することができる。また、他の任意の構成物や工程が付加されてもよい。
【符号の説明】
【０１３６】
１  光源駆動回路
１ａ  分圧回路
１ｂ  定電圧出力回路
１ｃ  ピーク電圧保持回路
１ｄ  基準電圧生成回路
１ｅ  比較回路
１ｆ  スイッチ素子
１ｇ  リセット信号生成回路
３０  光源
ＶＩＮ、ＶＩＮ１、ＶＩＮ２  入力電圧
ＶＴＨ  制御電圧
ＶＴＨpeak  ピーク電圧
Ｖｒｂ  基準電圧
ｒｅｓ  リセット信号
Ｔｏｎ１、Ｔｏｎ２  通電期間
Ｓ１、Ｓ２  通電期間における電流積算値
【図１】
0006547326.tif 000017
【図２】
0006547326.tif 000018
【図３】
0006547326.tif 000019
【図４】
0006547326.tif 000020
【図５】
0006547326.tif 000021
【図６】
0006547326.tif 000022
【図７】
0006547326.tif 000023
【図８】
0006547326.tif 000024
【図９】
0006547326.tif 000025
【図１０】
0006547326.tif 000026
【図１１】
0006547326.tif 000027
【図１２】
0006547326.tif 000028
【図１３】
0006547326.tif 000029
【図１４】
0006547326.tif 000030
【図１５】
0006547326.tif 000031