(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
アンテナから送信され、かつ受信される信号の二重化を制御する信号分離制御装置であって、前記装置は、
送信機チェーンに結合する送信機チェーンタップ入力と、
前記送信機チェーンから取り出された過渡信号を処理するために前記送信機チェーンタップ入力に動作可能に結合される補助送信機チェーンと、を含み、前記補助送信機チェーンは、適応フィルタ部と、ハイブリッド結合部の平衡ノードに動作可能に結合する平衡ノード出力と、を含み、
前記適応フィルタ部は、前記ハイブリッド結合部の出力ノードに動作可能に結合する信号漏洩監視入力を有し、
前記補助送信機チェーンは、前記ハイブリッド結合部の入力ノードから前記ハイブリッド結合部の出力ノードの分離を最大にする分離信号を生成して、前記平衡ノードに印加するために、前記取り出された過渡信号を処理するように構成されている、装置。
【請求項２】
前記信号漏洩監視入力に動作可能に結合される信号漏洩監視タップをさらに含み、
前記補助送信機チェーンは、使用中に、前記信号漏洩監視入力を介して受信処理された漏洩信号を受信するよう構成される、請求項１に記載の装置。
【請求項３】
前記信号漏洩監視入力に動作可能に結合され、前記ハイブリッド結合部の前記出力ノードにおける漏洩信号を受信処理する受信機をさらに含む、請求項２に記載の装置。
【請求項４】
前記補助送信機チェーンは、前記適応フィルタ部の出力に動作可能に結合される入力と、前記平衡ノード出力に動作可能に結合される出力と、を有する送信機チェーン処理部を含み、前記送信機チェーン処理部は、前記送信機チェーンのための所望の変調方式に従って、前記取り出された過渡信号の処理を完了するよう構成される、請求項１、または請求項２、または請求項３に記載の装置。
【請求項５】
前記分離信号は、前記送信機チェーンによって生成された送信信号を除去するための実質的な逆相信号である、請求項１から４のいずれか一項に記載の装置。 
【請求項６】
前記送信機チェーン処理部は、前記補助送信機チェーンによって処理された前記過渡信号を修正するよう構成された非線形生成部を含み、前記補助送信機チェーンによって生成された前記分離信号は、意図的な非線形信号成分を含む、請求項４に記載の装置。
【請求項７】
前記送信機チェーン処理部は、前記非線形生成部に続く増幅器を含み、前記補助送信機チェーンにおいて生成された前置増幅分離信号を前記増幅器によって処理し、前記非線形生成部によって修正されて、前記非線形信号成分を含む前記分離信号をもたらす、請求項６に記載の装置。
【請求項８】
前記出力ノードにおける前記漏洩信号は、送信周波数帯域外のスペクトル成分を含み、前記分離信号の前記非線形信号成分は、前記送信周波数帯域外の、前記漏洩信号の前記スペクトル成分と逆位相でスペクトル的に一致するスペクトル成分を含む、請求項３に従属する請求項６に記載の装置。
【請求項９】
前記平衡ノード出力に動作可能に結合され、前記平衡ノード出力における電力出力の出口を構成するインピーダンスをさらに備える、請求項１から８のいずれか一項に記載の装置。
【請求項１０】
請求項１から９のいずれか一項に記載された前記信号分離制御装置と、
送信信号を受信する前記入力ノード、前記アンテナに結合するアンテナノード、前記アンテナから受信された信号を出力する前記出力ノード及び前記平衡ノードを有するハイブリッド結合部と、を含み、
前記補助送信機チェーンの前記平衡ノード出力は、前記ハイブリッド結合部の前記平衡ノードに動作可能に結合され、
前記信号漏洩監視入力は、前記ハイブリッド結合部の前記出力ノードに動作可能に結合される、デュプレクサ装置。
【請求項１１】
前記適応フィルタ部は、前記ハイブリッド結合部の前記入力ノードと前記出力ノードとの間の信号漏洩の振幅と位相の推定値を近似するよう構成された伝達関数を有し、前記生成された近似値は前記信号漏洩に対して逆位相である、請求項１０に記載のデュプレクサ装置。 
【請求項１２】
前記適応フィルタ部は、使用中に、受信フィードバック信号に応答して前記適応フィルタの係数を修正するよう構成される、請求項１１に記載のデュプレクサ装置。
【請求項１３】
前記送信信号は、前記ハイブリッド結合部の前記入力ノードに印加されたとき、概念上の自己干渉チャネルを介して前記ハイブリッド結合部の前記出力ノードに漏洩し、前記分離信号は、前記ハイブリッド結合部の前記入力ノードへ印加されたとき、概念上の除去チャネルを介して前記ハイブリッド結合部の前記出力ノードに漏洩する、請求項１２にデュプレクサ記載の装置。
【請求項１４】
前記適応フィルタ部は前記取り出された過渡信号を修正するよう構成され、前記修正された過渡信号は、前記補助送信機チェーンによって完全に処理されたとき、前記自己干渉チャネルを介して前記出力ノードで受信された漏洩送信信号を除去する前記除去チャネルを介して、前記出力ノードで受信された前記分離信号となる、請求項１３に記載のデュプレクサ装置。
【請求項１５】
前記適応フィルタ部は、前記信号漏洩監視入力と前記適応フィルタに動作可能に結合された係数プロセッサを含み、前記係数プロセッサは、使用中に、前記受信フィードバック信号に応答して前記適応フィルタの前記係数を修正するよう構成される、請求項１２に記載のデュプレクサ装置。
【請求項１６】
無線送受信機装置であって、
請求項１０に記載のデュプレクサ装置と、
前記ハイブリッド結合部の前記入力ノードに動作可能に結合され、前記送信信号を生成して、前記ハイブリッド結合部の前記入力ノードに印加するよう構成された送信機チェーンと、を含む無線送受信機装置。
【請求項１７】
前記送信機チェーンは、試験信号を生成し、前記ハイブリッド結合部の前記入力ノードへ印加するよう構成され、その間、前記補助送信機チェーンは、前記平衡ノードに前記分離信号を印加するよう構成され、
前記信号漏洩監視入力に動作可能に結合され、前記ハイブリッド結合部の前記出力ノードにおける漏洩信号を受信処理する受信機をさらに含み、
前記受信機は第１の漏洩信号S_RX1(ω)を受信するよう構成され、
前記送信機チェーンは、前記第１の漏洩信号S_RX1(ω)の測定後、前記ハイブリッド結合部の前記入力ノードに前記試験信号を印加しないよう構成され、その間、前記補助送信機チェーンは、前記試験信号に対応する前記過渡信号を処理し、前記ハイブリッド結合部の前記入力ノードから前記ハイブリッド結合部の前記出力ノードの分離を最大にする前記分離信号を前記ハイブリッド結合部の前記平衡ノードに印加するよう構成され
前記受信機は、第２の漏洩信号S_RX2(ω)を受信するよう構成され、 
前記適応フィルタ部は、前記第１および第２の漏洩信号S_RX1(ω), S_RX2(ω)を用いて前記適応フィルタの係数を計算するよう構成される、請求項１６に記載の無線送受信機装置。
【請求項１８】
前記分離信号は、関心のある周波数範囲にわたって前記ハイブリッド結合部の前記出力ノードに漏洩する前記送信信号と破壊的に干渉するように構成される、請求項１７に記載の無線送受信機装置。
【請求項１９】
前記補助送信機チェーンによって生成された前記分離信号は、意図的な非線形信号成分を含み、
前記送信信号は、不要な非線形信号成分を含み、前記意図的な非線形信号成分は、前記不要な非線形信号成分と逆位相である、請求項１６に記載の無線送受信機装置。
【請求項２０】
前記送信機チェーンは、アップコンバータを含み、前記補助送信機チェーンは、別のアップコンバータを含み、前記アップコンバータと前記別のアップコンバータは、局部発振器ノイズ成分が除去する位相コヒーレンスを保証するよう構成される、請求項１６に記載の無線送受信機装置。
【請求項２１】
請求項１から９のいずれか一項に記載の前記信号分離制御装置、請求項１０から１５のいずれか一項に記載の前記デュプレクサ装置、および/または請求項１６から２０のいずれか一項に記載の前記無線送受信機装置を含む通信装置。
【請求項２２】
アンテナから送信され、かつ受信される信号を二重化するハイブリッド結合部を制御する方法であって、前記ハイブリッド結合部は、送信信号を受信する入力ノードと、前記アンテナに結合するアンテナノードと、前記アンテナからの受信信号を出力する出力ノードと、平衡ノードとを含み、前記方法は、
送信機チェーンから過渡的な送信信号を取り出し、補助送信機チェーンに提供し、
前記補助送信機チェーンは、前記過渡的な送信信号を受信し、前記ハイブリッド結合部の前記入力ノードから前記ハイブリッド結合部の前記出力ノードの分離を最大にするフィードフォワード分離信号を生成し、
前記フィードフォワード分離信号を前記平衡ノードに印加する、方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば、二重化機能を提供するハイブリッド結合部を制御するために使用できるタイプの信号分離制御装置に関する。本発明は、また、ハイブリッド結合部を制御する方法に関し、例えば、二重化機能を提供するようハイブリッド結合部を制御するタイプの方法である。
【背景技術】
【０００２】
無線通信システムにおいて、そのようなシステムは、例えば、ポータブル通信装置のようなネットワークインフラ及びユーザ機器を含む。そのような通信装置は、典型的には、同じアンテナまたはアンテナのセットを介して、信号を送受信する。これは、着信信号が送信信号にぶつからないよう、装置が着信信号と送信信号とを分離させるための、何らかの二重化方式が必要であることを意味する。この点で、時分割複信（TDD)や周波数分割複信（FDD)は、両方ともに周知の二重化方式である。
【０００３】
通信システムを動作させるには、無線スペクトルの利用が制限要因であることが知られている。いわゆる4G、またはLTE（Long Term Evolution）は、既存の2Gや3G通信システムの後継規格である。実際、LTE準拠のネットワークは、すでに多くの国で運用されている。歴史的な理由から、LTE規格の3Gパートナーシッププロジェクト（3GPP） Rel.11に定義されているように、LTE規格には３８のLTE動作周波数帯域があり、そのうち２６はFDD動作を必要とする。さらなるモバイルブロードバンドスペクトルが様々な地域の政府によって利用可能にされるにつれ、LTE準拠の後のリリースで、より多くの帯域が定義される可能性がある。
【０００４】
FDD無線動作では、周波数の異なる、二つの別個の搬送波があり、一つはアップリンク送信用であり、もう一つはダウンリンク送信用である。ダウンリンク送信とアップリンク送信との分離は、通常、二重化フィルタ（デュプレクサまたはダイプレクサ）と呼ばれる送信/受信フィルタによって達成される。これらのフィルタは、典型的には、二つの高選択フィルタとして実装され、一つは受信周波数帯域を中心とし、他方は送信周波数帯域を中心にして送受信信号を分離し、これによって、送信信号が受信信号と干渉するのを防止する。表面弾性波（SAW)フィルタのような音響共振器フィルタは、典型的には、二重化フィルタに必要とされる低挿入損失とシャープロールオフを提供するよう使用される。これらは、個別には小型で安価であるが、複数の周波数帯域をサポートする通信装置は、サポートする周波数帯域ごとに一つの二重化フィルタと、二重化フィルタがアンテナを共有できるように周波数帯域間の選択のための無線周波数（RF)スイッチとを必要とする。
【０００５】
さらに、これらのフィルタは、SAWフィルタを構築するために使用される高Q共振器のために、CMOS回路と一体化することができないので、それらはオフチップで実装されなければならない。これは、単一の周波数帯域で動作する単純な無線送受信機では、通常問題とならない。しかしながら、現代の無線送受信機は、通常マルチバンドである。上述のように、LTE規格は、現在２６のFDD周波数帯域を規定している。規定されたすべての周波数帯域をサポートするには、サポートされる周波数帯域ごとに1つの二重化フィルタが必要であるため、複数のフィルタを使用するユーザ機器の製造業者が必要である。離散デュプレクサのバンクは、周知のアプローチの一つであり、バンクは、アンテナと、必要な動作周波数帯域に基づいて適切なデュプレクサを選択するマルチウェイRFスイッチを介する送信機と受信機とに接続される。そのようなアプローチは、マルチバンド送受信機の全体的なサイズとコストを増加させるだけでなく、ユーザ機器の複雑さも増加させる。このアプローチは、また、性能の低下にもつながる。例えば、RFスイッチを導入すると、複数の周波数帯域がサポートされるために、電力損失が発生する。
【０００６】
多くのデバイス製造業者は、異なる周波数帯域の動作をサポートする異なる構成のデバイスを設計して製造することにより、この問題を容易に回避している。よって、製造業者は、それぞれ異なる周波数帯域の組み合わせで、異なる地域のグループで動作可能な一連のデバイスを提供している。したがって、上述のフィルタの必要性を取り除くことによって、“ワールドフォン”の製造に対する障壁がなくなり、携帯電話業界には規模の経済を提供し、国際的な旅行者には不便さを軽減するという利点をもたらすことが分かる。
【０００７】
したがって、固定同調ダイプレクサを、複数の、好ましくはすべての周波数帯域をサポートできる柔軟なデバイスに置き換える解決策への重要な市場の需要が存在する。
【０００８】
ダイプレクサを構成する二重化フィルタを同調させることは可能であるが、このようなアプローチは、所望の選択性と低電力損失を達成するために非常に高いQ値の共振器が必要であるので、現在は、技術的に実用的でない。現在、要求される小さなフィルタサイズを達成するために、このような共振器は、電気的同調を狭い周波数範囲に限定する周知の双共振特性を有する音響共振器としてのみ実現可能である。
【０００９】
代替の二重化解決策は、いわゆるハイブリッド結合またはハイブリッド回路の使用である。これは、伝送ラインの順方向と逆方向の波を分離することができる４ポートネットワークである。ハイブリッド結合は、変圧器、導波管（“マジックティー”）、またはマイクロストリップ（“方向性結合器”）の使用を含む、いくつかの方法で行うことができる。ハイブリッド結合は、また、現代の電子的なアナログ有線電話の場合のように、能動回路を用いて作ることもできる。
【００１０】
ハイブリッド結合は、典型的には、第１の（送信）ポート、第２の（アンテナ）ポート、第３の（受信）ポート、第４の（平衡）ポートを含む。理想的なハイブリッド結合の動作において、送信ポートに入射するすべての電力は、アンテナポートと平衡ポートに分割される。同様に、受信ポートに入射するすべての電力は、アンテナポートと平衡ポートに分割される。したがって、デバイスは損失なく、相互に相反し、それぞれの周りで同様の特性を有する２つの対称面を有する。
【００１１】
ブロードバンドハイブリッドは、例えば、“A Multiband RF Antenna Duplexer on CMOS: Design and Performance”(M.Mikhemar, H.Darabi, A.Abidi、IEEE Journal of Solid-State Circuits、vol.48、pp.2067-2077、2013）に記載されているように、変圧器および単変圧器回路を使用して作ることができる。   
【００１２】
理論上のハイブリッド結合は、デュプレクサとして使用される場合、送信ポートに結合された送信機チェーンの電力増幅器と、受信ポートに結合された低ノイズ増幅器とを有する。上述したように、電力増幅器によって送信ポートに印加された送信電力は、アンテナポートと平衡ポートとに分割され、低ノイズ増幅器は隔離される、すなわち、 アンテナポートと平衡ポートの反射係数が均衡している限り、受信機への送信信号の漏洩はない。
【００１３】
しかしながら、実際には、デュプレクサとしてのハイブリッド結合の使用には、多くの障害がある。第一に、アンテナのインピーダンス、ひいては、アンテナポートでのインピーダンスは、典型的には、時間領域と周波数領域の両方において変化を示す。アンテナのインピーダンスは、例えば、アンテナの近傍において移動する物体のために時間と共に変化し、その結果、これらの変化を構成するために、平衡ポートにおけるインピーダンスをアンテナポートにおけるインピーダンスに動的に適合させる必要がある。アンテナインピーダンスは、また、典型的には、周波数によっても変化するので、関心のある特定の周波数で平衡状態とするためには、平衡ポートにおけるインピーダンスがそれに応じて調整されなければならず、例えば、LTEチャネルに必要な２０MHｚの十分に広いシステム帯域幅にわたっては、良い平衡状態をとれない。
【００１４】
第二に、他の結合メカニズムは、ハイブリッド結合の送信ポートから受信ポートへ送信信号の一部の漏洩を引き起こす。したがって、送信ポートから受信ポートの分離は制限される。
【００１５】
デュプレクサとしてのハイブリッド結合の使用に対しては、インピーダンスバランスを達成するのに必要な電力の吸収が、技術的な阻害要因となる。この点で、上述したように、ハイブリッド結合は、典型的には、ハイブリッド結合の各ブランチにおいて、等しく３ｄB損失して釣り合っている。したがって、二重化に関しては、送信電力の半分が“無駄”であり、受信信号の信号対雑音比(SNR)に影響を及ぼす受信電力の無駄の効果により、３ｄBが効果的に雑音指数に追加される。 
【００１６】
ハイブリッド結合をデュプレクサとして使用することに関連する上述の障害にもかかわらず、不都合を回避または少なくとも軽減するための試みがなされている。例えば、“Optimum Single Antenna Full Duplex Using Hybrid Junctions”(Laughlin, Beach, Morris, Haine、IEEE Journal of Selected Areas In Communications、Vol. 32、No. 9、2014年 9月、pp.1653-1661)では、周波数と、(デチューニングの近傍効果がない限り）最小１０ｄB程度のリターンロスとで幅広く変化するインピーダンスを持つ任意のアンテナを考慮している。これは、幅広く最終製品に組み込むことができ、未知の長さの伝送ラインを介して接続されうる送受信機回路に対して実用的に行われていることである。ハイブリッド結合のいわゆる電気的バランス(EB)は、上記文献で提案されている。
【００１７】
しかしながら、LTE（および他の）通信規格は、送信周波数帯域と受信周波数帯域との間のデュプレックスギャップをサポートする従来の二重化フィルタを念頭に書かれている。残念なことに、EBハイブリッド結合デュプレクサの平衡インピーダンスは、限定された帯域幅にわたる良好な分離しか提供せず、理想的には、これは、送信機から帯域内信号および帯域外信号から受信機に対する双方の干渉を減衰させることになり、したがって、送信周波数帯域および受信周波数帯域の両方をカバーする必要がある。このように、関連規格のデュプレックスギャップは、EBハイブリッド結合デュプレクサではサポートされない。また、実際の（不完全な）EBハイブリッド結合デュプレクサを、実際の可変物理インピーダンスを用いて十分に広い帯域幅でバランスさせる試みは非常に困難である。
【００１８】
結果的に、EBハイブリッド結合デュプレクサの使用は、既存の二重化フィルタと比較すると現時点では実用的でない。
【発明の概要】
【００１９】
本発明の第１の側面に従うと、アンテナから送信され、かつ受信される信号の二重化を制御する信号分離制御装置が提供され、装置は、送信機チェーンに結合する送信機チェーンタップ入力と、送信機チェーンから取り出された過渡信号を処理する送信機チェーンタップ入力に結合された補助送信機チェーンとを含み、補助送信機チェーンは、適応フィルタ部と、ハイブリッド結合部の平衡ノードに結合する平衡ノード出力とを含み、適応フィルタ部は、ハイブリッド結合部の出力ノードに結合する信号漏洩監視入力を有し、補助送信機チェーンは、ハイブリッド結合部の入力ノードからハイブリッド結合部の出力ノードの分離を最大にする分離信号を生成して、平衡ノード出力に印加するために、取り出された過渡信号を処理するように構成されている。 
【００２０】
分離信号は、フィードフォワード信号であってもよい。 
【００２１】
分離信号は、アンテナから反射される送信信号と等しい、または、倍数、または、比例であってもよい。平衡ノード及びアンテナノードにおける実効反射係数は、実質的に同じであってもよい。
【００２２】
装置は、信号漏洩監視入力に結合される信号漏洩監視タップをさらに含み、補助送信機チェーンは、使用中に、信号漏洩監視入力を介して受信処理された漏洩信号を受信するよう構成されてもよい。 
【００２３】
装置は、信号漏洩監視入力に結合され、ハイブリッド結合部の出力ノードにおける漏洩信号を受信処理する受信機をさらに含んでもよい。
【００２４】
受信機はダウンコンバータを含んでもよい。受信機は、送信帯域および受信帯域に対応する帯域幅に関して動作するよう構成されてもよい。
【００２５】
補助送信機チェーンは、適応フィルタ部の出力に結合される入力と、平衡ノード出力に結合される出力と、を有する送信機チェーン処理部を含み、送信機チェーン処理部は、送信機チェーンのための所望の変調方式に従って、取り出された過渡信号の処理を完了するよう構成されてもよい。
【００２６】
分離信号は、送信機チェーンによって生成された送信信号を除去するための実質的な逆相信号であってもよい。
【００２７】
送信機チェーン処理部は、補助送信機チェーンによって処理された過渡信号を修正するよう構成された非線形生成部を含み、補助送信機チェーンによって生成された分離信号は、意図的な非線形信号成分を含んでもよい。
【００２８】
送信機チェーン処理部は、非線形生成部に続く増幅器を含み、補助送信機チェーンにおいて生成された前置増幅分離信号を増幅器によって処理し、非線形生成部によって修正されて、非線形信号成分を含む分離信号をもたらしてもよい。
【００２９】
出力ノードにおける漏洩信号は、送信周波数帯域外のスペクトル成分を含む。分離信号の非線形信号成分は、送信周波数帯域外の、漏洩信号のスペクトル成分と逆位相でスペクトル的に一致するスペクトル成分を含んでもよい。 
【００３０】
したがって、分離信号は、送信信号の帯域外信号成分を除去する、または実質的に減衰させる信号成分をハイブリッド結合部に入力するために使用されてもよい。
【００３１】
装置は、平衡ノード出力に結合され、平衡ノード出力における電力出力の出口を構成するインピーダンスをさらに備えてもよい。インピーダンスは、制御可能であってもよい。
【００３２】
インピーダンスは、切り替え選択できるいくつかの代替抵抗を提供することによって制御可能であってもよい。固定容量およびインダクタンスの複数は、また、切り替え選択されて提供されてもよい。
【００３３】
本発明の第２の側面に従うと、デュプレクサ装置が提供され、本発明の第１の側面に従う信号分離制御装置と、送信信号を受信する入力ノード、アンテナに結合するアンテナノード、アンテナから受信された信号を出力する出力ノード及び平衡ノードを有するハイブリッド結合部と、を含み、補助送信機チェーンの平衡ノード出力は、ハイブリッド結合部の平衡ノードに結合され、 信号漏洩監視入力は、ハイブリッド結合部の出力ノードに結合される。 
【００３４】
適応フィルタ部は、ハイブリッド結合部の入力ノードと出力ノードとの間の信号漏洩の振幅と位相の推定値を近似するよう構成された伝達関数を有する適応フィルタを含んでもよい。生成された近似値は信号漏洩に対して逆位相であってもよい。
【００３５】
伝達関数は、アンテナノードと平衡ノードとの間のインピーダンス不一致の結果としてハイブリッド結合部において反射された信号のみに起因するハイブリッド結合部の漏洩特性をモデル化するよう構成されてもよい。
【００３６】
適応フィルタ部は、取り出された送信機チェーン信号の存在を検出する期間に、フィルタ係数を適応させてもよい。
【００３７】
適応フィルタ部は、過渡信号のフーリエ変換の成分と伝達関数に対応する複素係数ベクトルとを乗算することによって、取り出された送信機チェーン信号からの搬送波を処理するよう構成された周波数領域イコライザを含んでよい。
【００３８】
適応フィルタ部は、使用中に、受信フィードバック信号に応答して適応フィルタの係数を修正するよう構成されてもよい。
【００３９】
送信信号は、ハイブリッド結合部の入力ノードへ印加されたとき、概念上の自己干渉チャネルを介してハイブリッド結合部の出力ノードに漏洩し、分離信号は、ハイブリッド結合部の入力ノードへ印加されたとき、概念上の除去チャネルを介してハイブレッド結合部の出力ノードに漏洩してもよい。
【００４０】
適応フィルタ部は取り出された過渡信号を修正するよう構成され、修正された過渡信号は、補助送信機チェーンによって完全に処理されたとき、自己干渉チャネルを介して出力ノードで受信された漏洩送信信号を除去する除去チャネルを介して、出力ノードで受信された分離信号となってもよい。
【００４１】
適応フィルタ部は、信号漏洩監視入力と適応フィルタに結合された係数プロセッサを含み、係数プロセッサは、使用中に、受信フィードバック信号に応答して適応フィルタの係数を修正するよう構成されてもよい。
【００４２】
本発明の第３の側面に従うと、無線送受信機装置が提供され、本発明の第２の側面に従うデュプレクサ装置と、ハイブリッド結合部の入力ノードに結合され、送信信号を生成してハイブリッド結合部の入力ノードに印加するよう構成された送信機チェーンと、を含む。 
【００４３】
取り出された過渡信号は、副搬送波マッピングに先立って送信機チェーンから取り出された信号であってもよい。あるいは、取り出された過渡信号は、副搬送波マッピングに続いて送信機チェーンから取り出された信号であってもよい。
【００４４】
送信機チェーンは、試験信号を生成し、ハイブリッド結合部の入力ノードへ印加するよう構成され、その間、補助送信機チェーンは平衡ノードにおいて分離信号を印加するよう構成される。受信機は、第１の漏洩信号S_RX1(ω)を受信するよう構成される。送信機チェーンは、第１の漏洩信号S_RX1(ω)の測定後、ハイブリッド結合部の入力ノードに試験信号を印加しないよう構成され、その間、補助送信機チェーンは、試験信号に対応する過渡信号を処理し、試験信号から生成された分離信号をハイブリッド結合部の平衡ノードに印加するよう構成される。受信機は、第２の漏洩信号S_RX2(ω)を受信するよう構成される。 適応フィルタ部は、第１および第２の漏洩信号S_RX1(ω), S_RX2(ω)を用いて適応フィルタの係数を計算するよう構成されてもよい。 
【００４５】
試験信号は、非試験送信信号がハイブリッド結合部を介して送信されるように後に調整されるスタートアップ分離信号を生成するために使用されてもよい。
【００４６】
試験信号は、ハイブリッド結合部の入力ノードから出力ノードへの信号漏洩の応答を調べるのに適したスペクトルを有するサウンディング信号であってもよい。試験信号はアンテナへ印加されてもよく、分離信号はゼロにセットされてもよい。ハイブリッド結合部の平衡ノードは、固定正規化インピーダンスによって終端されてもよい。ハイブリッド結合部の出力ノードの信号は、ハイブリッド結合部の漏洩特性に従ってフィルタリングされた送信信号を構成してもよい。
【００４７】
後続のサウンディング信号、および/または実データシンボルを通して、出力ノードにおける信号は、例えば、副搬送波ごとに、標準最小二乗平均タイプのアルゴリズムを用いて、補正されたフィルタ係数を導出するために、取り出された送信機チェーン信号と相関されてもよい。
【００４８】
補助送信機チェーンは、取り出された送信機チェーン信号のサンプリングレートを増加させるよう構成されたアップサンプラをさらに含んでもよい。
【００４９】
分離信号は、関心のある周波数範囲にわたってハイブリッド結合部の出力ノードに漏洩する送信信号と破壊的に干渉するように構成されてもよい。
【００５０】
送信信号は、不要な非線形信号成分を含んでもよい。意図的な非線形信号成分は、不要な非線形信号成分と逆位相であってもよい。
【００５１】
送信機チェーンは、アップコンバータを含み、補助送信機チェーンは、別のアップコンバータを含む。アップコンバータと別のアップコンバータは、局部発振器ノイズ成分が除去する位相コヒーレンスを保証するよう構成されてもよい。
【００５２】
本発明の第４の側面に従うと、本発明の第１の側面に従う信号分離制御装置、本発明の第２の側面に従うデュプレクサ装置、および/または本発明の第３の側面に従う送受信機装置を含む通信装置が提供される。
【００５３】
本発明の第５の側面に従うと、アンテナから送信され、かつ受信される信号を二重化するハイブリッド結合部を制御する方法が提供され、ハイブリッド結合部は、送信信号を受信する入力ノードと、アンテナに結合するアンテナノードと、アンテナからの受信信号を出力する出力ノードと、平衡ノードとを含み、方法は、送信機チェーンから過渡的な送信信号を取り出し、補助送信機チェーンに提供し、補助送信機チェーンは、過渡的な送信信号を受信し、ハイブリッド結合部の入力ノードからハイブリッド結合部の出力ノードの分離を最大にするフィードフォワード分離信号を生成し、フィードフォワード分離信号を平衡ノードへ印加する。 
【００５４】
これにより、アンテナ応答に依存する適応可能な方法で、平衡ノードに分離信号を与えることができる、信号分離制御装置と、デュプレクサ装置と、無線送受信機装置とその方法を提供することができ、幅広い周波数帯域で動作させることができる。
【００５５】
ハイブリッド結合部の適応は、異なる周波数帯域に関して、アナログ領域よりも信号処理がはるかに容易なデジタル領域で実行できるので、物理的インピーダンスのスイッチングまたは構成への依存を回避できる。したがって、送受信機装置を異なる周波数帯域へ動的に適合させることに関し、製造に必要な構成要素や、それに関連する電力損失を最小限に抑えることが、より効率的に達成できる。
【００５６】
さらに、分離信号を生成するために採用された適応方式は、結合メカニズムに関係なく出力ノードへの送信信号のフィードスルーを排除しようとするので、当該適応方式は、非理想的なハイブリッド結合における不完全性も保証する。
【００５７】
周波数領域等化は２つの複素ベクトルのベクトル乗算であり、信号の副搬送波マッピング後の演算は比較的単純な演算であるので、これは処理を単純化する。したがって、分離信号の生成は、使用される通常の送信機チェーンと同様の方式に従うことができるので、広範囲の周波数帯域をサポートするための可能な適応の範囲を提供することができる。例えば、LTEのSC-FDMA変調の場合、適応フィルタは実質的には周波数領域イコライザである。
【００５８】
また、漏洩信号と取り出された過渡信号とを、取り出された送信機チェーン信号の存在を検出する期間中に比較することによって、時間と共にアンテナノードで変動する反射係数を構成するために、分離信号を定期的に更新することが可能である。
【００５９】
さらに、ハイブリッド結合部の平衡ノードにおけるインピーダンス値は、アンテナノードのインピーダンス値に近づけることができ、ハイブリッド結合部の入力ノードと出力ノードとの間の正の分離を増加させ、分離信号の電力駆動要件を低減させ、入力ノードと出力ノードとの間の全体的な分離を向上させることができる。
【００６０】
加えて、平衡ノードに結合されたインピーダンスを提供することによって、ハイブリッド結合部の平衡ノードに到達する電力は、装置内で吸収されるか、または消散される必要がない。 
【図面の簡単な説明】
【００６１】
本発明の少なくとも一つの実施形態を、添付の図面を参照して、単なる例として以下に説明する。 
【図１】本発明のある実施形態を構成するユーザ機器装置の概略図。
【図２】図１のユーザ機器装置に使用され、本発明の別の実施形態を構成する送受信機装置の一部の概略図。
【図３】図２のハイブリッド結合デバイスにおける信号漏洩の概略図。
【図４】本発明のさらなる実施形態を構成する、図２の送受信機装置の二重化機能の動作のフロー図。
【図５】図２の送受信機装置のさらに詳細な概略図。
【図６】本発明の別の実施形態を構成する、信号を二重化するハイブリッド結合部を制御する方法のフロー図。
【図７】図５の送受信機装置によって使用されるフィルタ係数の設定方法のフロー図。
【図８】本発明の別の実施形態を構成する、図５の送受信機装置の代替の概略図。
【図９】本発明のさらなる実施形態を構成する、図５および図８の送受信機装置の別の代替の概略図。
【図１０】本発明の実施形態を構成する、図９のハイブリッド結合部を制御する別の方法のフロー図。
【図１１】図９の送受信機装置によって使用されるフィルタ係数の別の設定方法のフロー図。
【発明を実施するための形態】
【００６２】
以下の説明を通して、同じ参照番号は、同様の部分を識別するために用いられる。 
【００６３】
図１を参照すると、LTE通信システムで動作するユーザ機器（UE)装置１００は、処理リソース１０２を含み、この例では、処理リソース１０２は、セルラー通信端末のチップセットである。処理リソース１０２は、送信機チェーン１０４及び受信機チェーン１０６に結合され、送受信機チェーン１０４，１０６は、デュプレクサ装置１０８に結合されている。デュプレクサ装置１０８は、アンテナ１１０に結合される。
【００６４】
UE装置１００は、また、例えばRAM１１２のような揮発性メモリと、例えばROM１１４のような不揮発性メモリとを有し、これらは、それぞれ処理リソース１０２に結合されている。処理リソース１０２は、また、マイク１１６、スピーカ１１８、キーパッド１２０およびディスプレイ１２２に結合される。当業者であれば、上述したUE装置１００の構成が他の要素を含むことを理解できるであろうが、そのような追加の要素は、説明の簡潔さ及び明瞭さを保つため、ここでは説明されていない。
【００６５】
図２を参照すると、送受信機において、図１の送信機チェーン１０４は、送信変調部２００と電力増幅器２０２とを含む。送信変調部２００の出力は、電力増幅器２０２の入力に結合される。
【００６６】
図１のデュプレクサ装置１０８は、出力ノード２０６と、入力ノード２０８と、アンテナノード２１０と、平衡ノード２１２と、を有するハイブリッド結合部２０４を含む。ここで、ハイブリッド結合部２０４に関して使用される場合、“入力ノード”および“出力ノード”という用語は、基準点であるハイブリッド結合部２０４の観点から表現される。出力ノード２０６は、低ノイズ増幅器２１４の入力に結合され、受信機チェーン１０６は、低ノイズ増幅器２１４および後続の処理段階（不図示）を含む。アンテナ１１０は、アンテナノード２１０に結合される。デュプレクサ装置１０８は、また、ハイブリッド結合部２０４と、送信変調部２００と、電力増幅器２０２と以下のように結合される信号分離制御装置２１６を含む。
【００６７】
信号制御装置２１６は、適応フィルタ部２１８と、制御可能な電流源２２０と、インピーダンス２２２と、信号監視部２２４とを含む。適応フィルタ部２１８の信号入力は、送信変調部２００の出力と電力増幅器２０２の入力とに結合される。適応フィルタ部２１８の漏洩信号監視入力は、信号監視部２２４の監視出力と結合される。この例では、信号監視部２２４は、送信周波数で動作し、複合ダウンコンバータ（不図示）を含む測定受信機である。測定受信機は、送受信された信号の全帯域幅にわたって動作でき、測定受信機によって受信されたどの信号も受信処理する。なぜなら、ハイブリッド結合部２０４の入力ノード２０８から出力ノード２０６へのいかなる信号漏洩も、ハイブリッド結合部２０４の信号漏洩に関する応答を導出するために特徴付けられる必要があるからである。適応フィルタ部２１８の制御出力は、制御可能な電流源２２０の制御入力と結合される。 
【００６８】
制御可能な電流源２２０の第１の端子は、ハイブリッド結合部２０４の平衡ノード２１２へ結合され、制御可能な電流源２２０の第２の端子は、例えば接地電位で、コモンレール２２６に結合される。この例では、制御可能な電流源２２０は、トランスコンダクタンス増幅器である。しかしながら、制御可能な電流源２２０は、任意の適切な公知の回路を用いて実装して、後述する種類の分離信号を提供することができる。インピーダンス２２２は、また、平衡ノード２１２と結合される第１の端子と、コモンレール２２６と結合される第２の端子とを有する。信号監視部２２４の入力は、装置２１６の信号漏洩監視入力（不図示）を介して、ハイブリッド結合部２０４の出力ノード２０６と低ノイズ増幅器２１４の入力との間のタッピングポイント２２８に結合される。
【００６９】
デュプレクサ装置１０８の動作をより理解するために、理想的なハイブリッド結合部と、非理想的なハイブリッド結合部の動作原理について説明する。理想的なハイブリッド結合部の場合、平衡ノード２１２に関連する反射係数が、アンテナノード２１０に関連する反射係数と等しい、もしくは“一致する”とき、出力ノード２０６と入力ノード２０８との間の信号分離が達成されることが数学的に示される。すなわち、入力ノード２０８の送信信号S^_TXは、アンテナノード２１０と平衡ノード２１２との間で等しく分割され、送信信号S^_TXは出力ノード２０６に到達せず、したがって、低ノイズ増幅器２１４に到達しない。図示のシステムでは、インピーダンス２２２がアンテナインピーダンスに等しい場合に、理想的にこの条件を満たす。しかしながら、実際の場合、アンテナインピーダンスは周波数が変化し、理想的な特性インピーダンスと等しくないので、所与のインピーダンス２２２は、この条件を満たさない。
【００７０】
アンテナノード２１０と平衡ノード２１２とにおける反射係数を等しくするために、信号分離制御装置２１６から平衡ノード２１２へ信号（以後、分離信号と呼ぶ）を注入する必要がある。制御可能な電流源２２０は無限の並列インピーダンスを有するので、インピーダンス２２２にそれ自体は影響しないが、実効インピーダンスは、送信信号から導出される電流信号を注入することによって変更され、平衡ポート２１２における集約信号は、アンテナノード２１０からハイブリッド結合部２０４へ反射され戻った信号と等価となる。
【００７１】
いくつかの例では、ハイブリッド結合部２０４の設計は、ハイブリッドの設計に意図的な“非対称”を導入することによって、アンテナノード２１０からハイブリッド結合部２０４へ反射され戻った信号の比例、または倍数である分離信号により達成されることを理解されたい。これは、平衡ノード２１２へ迂回される送信信号の割合を減らし、より多くの電力を送信ノード２１０で利用できるようにするという利点を有する。また、分離制御装置２１６によって生成される必要のある電力量を削減することができる。 
【００７２】
このような整合されたハイブリッド結合部の伝達関数は、アンテナノード２１０が関連するアンテナノード反射係数ρ_aを有し、平衡ノード２１２が関連する平衡ノード反射係数ρ_bを有すると仮定することによって、導出できる。アンテナ反射係数ρ_aは、周波数に依存する。平衡ノードは整合したと考えられるが、“負荷”はアクティブであり、入射波a_bを生成することができる。簡略化のため、入力ノード２０８と出力ノード２０６も、それぞれ整合されていると仮定する。
【００７３】
反射波振幅は、散乱行列を有する入射波振幅の以下の積によって与えられる：
0006490837.tif 000002
【００７４】
a_0は入力ノード２０８における入射波、a_bは平衡ノード２１２における入射波、b_0は入力ノード２０８における反射波、b_aはアンテナノード２１０における反射波、b_iは出力ノード２０６における反射波、b_bは平衡ノードにおける反射波、kとk’は結合係数である。ハイブリッド結合部２０４は無損失と仮定されるので、k^2+k'^2=1。
等しく電力分割すると、k=k'=1/√2。
【００７５】
散乱行列の３番目と４番目の列を入れ替え、次に散乱行列の３番目と４番目の行を入れ替え、それに応じて列ベクトルの成分の順序を変えて、次式を得る：
0006490837.tif 000003
【００７６】
これより：
0006490837.tif 000004
0006490837.tif 000005
【００７７】
分離させるために、ｂをゼロとしたい、このため：
0006490837.tif 000006
これにより
0006490837.tif 000007
【００７８】
したがって、求める伝達関数は、単にk'ρ_aである。
【００７９】
しかしながら、実際には、ハイブリッド結合部２０４の性能は理想的ではないことを当業者は理解するであろう。このように、ハイブリッド結合部２０４は、アンテナノード２１０と平衡ノード２１２において反射された信号に加えて、入力ノード２０８から出力ノード２０６への信号漏洩をもたらす他の結合メカニズムに依存する。
【００８０】
図３を参照すると、作動中に、アップコンバートされた変調ベースバンド信号S_TXは、送信変調部２００によって生成される。このアップコンバートされた信号S_TXは電力増幅器２０２によって増幅され、電力増幅器２０２の出力、そしてハイブリッド結合部２０４の入力ノード２０８において、増幅された信号（送信信号）S^_TXをもたらす。上述した漏洩メカニズムにより、送信信号S^_TXのいくつかは、入力ノード２０８から出力ノード２０６への信号漏洩に関する漏洩伝達関数L_ioでフィルタリングされ、ハイブリッド結合部２０４の出力ノード２０６に漏洩信号L_io*S^_TXをもたらす。
【００８１】
図２に戻って、入力ノード２０８へ印加された送信信号S^_TXは、ハイブリッド結合部２０４の構成に応じて、アンテナノード２１０と平衡ノード２１２との間で分割される。インピーダンス２２２は、この例では抵抗であり、分割された送信信号に起因する電力の大部分を弱める、例えば消散させるために使用される。これにより、この信号の大部分を消散させる信号分離制御装置２１６の別の部分が必要でなくなる。理想的、または、ほぼ理想的なハイブリッド結合部の状況であって、インピーダンス２２２が、ハイブリッド結合部２０４の特性インピーダンスと実質的に等しいようなときは、平衡ノード２１２における送信信号の成分は吸収され、ハイブリッド結合部２０４を平衡状態にするために、上記分離信号を平衡ノード２１２に注入する必要がある。アンテナノード２１０から反射された送信信号の他の成分と実質的に等しいが、逆位相であるような分離信号を配置する必要があることが分かり、平衡ノード２１２における実効反射係数は、アンテナノード２１０での反射係数と実質的に等しい。そのようなアプローチは、同調可能なインピーダンスのみを用いることよりも、広い周波数帯域にわたる平衡ノード２１２での実効反射係数の制御を可能にする。例えば、インピーダンス２２２がアンテナノード２１０での反射係数と正確に等しい反射係数を生成した場合、制御可能な電流源２２０によって、分離信号として機能するような追加の平衡信号が生成されることは要求されない。インピーダンスがそのような等価な反射係数を生成しない場合、制御可能な電流源２２０は、アンテナノード２１０でのアンテナ反射係数と実質的に等しくなるように、インピーダンス、さらには平衡ノード２１２での反射係数を実際に変化させる電流を供給する必要がある。
【００８２】
別の例では、インピーダンス２２２は、例えば、適応フィルタ部２１８のコントローラ（不図示）によって制御される、例えば、切替抵抗のバンクを利用することで適用可能となりうる。もちろん、これは単なる一例にすぎず、インピーダンスを制御するための抵抗に加えて、例えば切替可能に選択できる固定コンデンサ、および/またはインダクタを使用して、インピーダンス調整の任意の適切な手段を熟考することができる。しかしながら、平衡ノード２１２で見られるインピーダンスをアンテナノード２１０で見られるインピーダンスに近づけることによって、平衡ノード２１２へ注入される分離信号の必要電量を低減して、ハイブリッド結合部２０４の入力ノード２０８と出力ノード２０６との間の本来の分離を増すようにすることができ、また、ハイブリッド結合部２０４の入力ノード２０８と出力ノード２０６との間の全体の分離を増すようにできる。例えば、インピーダンス２２２は、２５，５０，１００オームの抵抗であり、２：１電圧定在波比（VSWR)まで駆動要件を最小にできる。     
【００８３】
図４の動作において、適応フィルタ部２１８は、分離信号の生成を制御するために、信号監視部２２４の監視出力において、受信フィードバック信号を構成する監視信号を使用して調整される。これに関して、信号監視部２２４は、ハイブリッド結合部２０４の出力ノード２０６に存在する漏洩信号の部分を取り出し（ステップ４００）、漏洩信号の部分を受信処理するために、送信信号S^_TXに関連する送信周波数帯域で動作する監視受信回路として機能し、ハイブリッド結合部２０４の出力ノード２０６において漏洩信号の測定を行う（ステップ４０２）。監視信号は、適応フィルタ部２１８によって適用されるフィルタ係数で適応フィルタ部２１８を導く（ステップ４０４）よう機能し、分離信号を決定する。適応フィルタ部２１８は、アップコンバートされた変調信号S_TXの取り出された部分をフィルタリングし、修正することによって、分離信号の生成に寄与する（ステップ４０６）。そして、適応フィルタ２１８によって生成された信号は、制御可能な電流源２２０に印加され（ステップ４０８）、分離信号が生成され（ステップ４１０）、ハイブリッド結合部２０４の平衡ノード２１２へ送られ、印加される（ステップ４１２）。これにより、出力ノード２０６から入力ノード２０８の分離が最大になる。
【００８４】
上記の例は、周波数領域における処理の実施に関するものであるが、いくつかの用途では、適用フィルタリングは、代わりに時間領域で実行することができることを理解されたい。しかしながら、それは、他の非バランス関連の結合メカニズムに起因する漏洩信号をさらに軽減するためである。
【００８５】
図５を参照すると、LTE通信システムのためのシングルキャリア周波数分割多元接続波形のための送信変調部２００は、波形発生器３０２に結合されるデータマッパ３００を含む。波形発生器３０２は、デジタルフーリエ変換部３０４に結合され、デジタルフーリエ変換部３０４は、Mポイントデジタル変換ユニットである。副搬送波マッピング部３０６は、デジタルフーリエ変換部３０４とNポイント逆高速フーリエ変換部３０８に結合され、NはMより大きい。逆フーリエ変換部３０８はアップコンバータ３１０に結合され、アップコンバータ３１０は、電力増幅器２０２の入力に結合された出力を有する。 
【００８６】
この例では、送信機チェーンにおける信号は、使用中には、コピーすることによって取り出される。この点で、タッピングポイント３１２は、デジタルフーリエ変換部３０４の出力に位置し、装置２１６の補助送信機チェーン３１４に結合される。補助送信機チェーン３１４は、タッピングポイント３１２に結合される入力と、補助副搬送波マッピング部３１８に結合される出力とを有する、送信機チェーン処理部、例えば、周波数領域イコライザ（FDE)３１６を含む。本明細書で説明する例では、周波数領域イコライザ３１６の入力は、装置２１６の送信機チェーンタップ入力を構成し、送信されるシンボル信号を表すM個のフーリエ成分のセットである。ハイブリッド結合部２０４の入力ノード２０８と出力ノード２０６の間の“漏洩チャネル”と、平衡ノード２１２と出力ノード２０６の間の“除去チャネル”は、後述の方法で、適応信号プロセッサ３２６によって推定される。これらのチャネル推定は、後述の方法でFDE３１６の係数を決定するために使用される。FDE３１６は、周波数領域伝達関数を表す複素係数ベクトルとして実装されうる。例えば、取り出された過渡信号のフーリエ成分のM個の周波数各々について周波数領域伝達関数の振幅及び位相を符号化するM個の複素係数のセットである。周波数領域イコライザ３１６は、補助副搬送波マッピング部３１８に入力されうるM個の修正されたフーリエ成分を生成するために、使用中に、上述した対応する複素FDE係数と取り出された過渡信号の各フーリエ成分とを逐一乗算するよう機能する。
【００８７】
補助副搬送波マッピング部３１８の出力は、補助Nポイント逆高速フーリエ変換部３２０の入力に結合され、その出力は、補助アップコンバータ３２２の入力に結合される。補助アップコンバータ３２２の出力は、電流源を構成する、補助電力増幅器３２４の入力に結合される。補助電力増幅器３２４の出力は、ハイブリッド結合部２０４の平衡ノード２１２に結合される。この例では、係数プロセッサを構成する適応信号プロセッサ３２６は、周波数領域イコライザ３１６に結合され、これらは共に適応フィルタ部２１８として機能する。適応信号プロセッサ３２６は、また、信号監視部２２４の出力に結合され、適応信号プロセッサ３２６が、取り出された過渡信号を必要とする数学的方法論に依存するかに応じて、タッピングポイント３１２に結合することもできる。局部発振器３２８は、アップコンバータ３１０と、補助アップコンバータ３２２と、信号監視部２２４とに結合される。理解されるように、送信機チェーン処理部は、所望の変調方式、例えば、OFDMに基づいて、取り出された過渡信号の処理を完了するよう機能する。
【００８８】
図６の動作において、M個のデータビットのブロックは、データマッパ３００および波形発生器３０２を使用して、ゼロ中心周波数の搬送波信号上に直交振幅変調（QAM)される（ステップ６００）。次いで、変調された搬送波信号は、デジタルフーリエ変換部３０４により離散フーリエ変換され（ステップ６０２）、QAM波形に反復して対応する、M個の等間隔に隣接する振幅および位相の副搬送波のセットを生成し、LTE規格に従って、M×１５kHzの帯域幅を占有する。次いで、隣接する副搬送波のセットは、副搬送波マッピング部３０６によってLTE規格の全体域にまたがるN個のより大きなセットの一部にマッピングされる（ステップ６０４）。マッピングの後、N個の副搬送波の全セットは、逆フーリエ変換部３０８によって逆高速フーリエ変換され（ステップ６０６）、次いで、アップコンバータ３１０によってアップコンバートされた時間領域波形が生成され（ステップ６０８）、RF信号を形成する。そして、アップコンバートされたRF信号は、電力増幅器２０２によって増幅され（ステップ６１０）、入力ノード２０８に印加される（ステップ６１２）。ユーザ機器１００は受信機チェーン１０６を含むが、ユーザ機器１００のこの部分の動作は、本明細書に記載された本発明の実施例の動作に直接関係しないので、説明を明確かつ簡潔にするために、さらなる詳細な説明は行わない。
【００８９】
補助送信機チェーン３１４の送信機チェーン処理部は、送信変調部２００および電力増幅器２０２の少なくとも一部の処理を再現する。複製される処理の量は、送信変調部２００によって実行される処理段階に依存し、過渡信号は、送信変調部２００及び送信機チェーン２００，２０２（１０４）でのタッピングポイントから取り出される。この例では、取り出された過渡信号は、デジタルフーリエ変換部３０４による離散フーリエ変換の実行までの送信機変調部２００による処理と、当該実行とを構成する。
【００９０】
補助送信機チェーン３１４は、副搬送波マッピング部３０６、Nポイント逆高速フーリエ変換部３０８及びアップコンバータ３１０によって実行される処理を複製する。この点で、変調方式は分離信号を生成するように適応されており、この例では、補助送信機チェーン３１４は、送信機チェーン１０４と同じ残りの処理段階を提供する。分離信号を生成するために、ユーザ機器１００の送信変調部２００は、少なくとも周波数領域等化係数の初期セットが生成される（図７のステップ６５０）ことを可能にする適切な期間中、信号漏洩に関してハイブリッド結合部２０４の応答を探知するのに適したスペクトルを有する、試験信号を構成するサウンディング信号またはトレーニング信号を生成する。この試験信号は、非試験送信信号が送信される前に使用できる。周波数領域等化係数は、漏洩チャネル（以下、“自己干渉チャネル”と呼ぶ）及び上述のいわゆる“除去チャネル”を提供するハイブリッド結合部２０４の動作に基づいて生成される。
【００９１】
この点に関して、ハイブリッド結合部の漏洩は、概念上の自己干渉チャネルとみなされ、このチャネルの影響を測定する必要があり、これは、送信機チェーン１０４を利用してサウンディング信号S_TX1(ω)を最初に送信することによって達成され、サウンディング信号S_TX1(ω)の印加に応答して、ハイブリッド結合部２０４の出力ノード２０６に第１の漏洩信号S_RX1(ω)が存在する。
【００９２】
第１の漏洩信号S_RX1(ω)は、入力/出力伝達関数L_IO(ω)によって特徴付けされる送信されたサウンディング信号S_TX1(ω)に対する自己干渉チャネルの影響の結果であり、当該伝達関数はサウンディング信号S_TX1(ω)を刺激として受け取る入力ノード２０８と、それに応答して漏洩信号S_RX1(ω)を与える出力ノード２０６についての自己干渉チャネルの応答を定義する。これは、次のように表される。
0006490837.tif 000008
【００９３】
したがって、この式を並べ替えると、伝達関数L_IO(ω)の式は、以下のように得られる。
0006490837.tif 000009
【００９４】
平衡ノード２１２に印加される刺激に対するハイブリッド結合部２０４の除去チャネルの影響を推定することも必要である。この点で、平衡ノード２１２と出力ノード２０６との間の概念上の除去チャネルは、送信機チェーン１０４が入力ノード２０８にどの信号も印加しないようにセットされている間、補助送信機チェーン３１４を介して平衡ノード２１２にサウンディング信号S_TX2(ω)を印加することによって測定される。サウンディング信号S_TX2(ω)は補助送信機チェーン３１４を通って印加される点において、除去チャネルは、除去伝達関数L_BO(ω)によって特徴付けられ、当該伝達関数は、刺激として分離信号を受け取る平衡ノード２０８と、それに応答して第２の漏洩信号S_RX2(ω)を与える出力ノード２０６とについての除去チャネルの応答を定義する。これは、次のように表される。
0006490837.tif 000010
【００９５】
したがって、この式を並べ替えると、除去チャネルの伝達関数L_BO(ω)の式は、次のように得られる。
0006490837.tif 000011
【００９６】
漏洩信号S_TX3(ω)、つまり、出力ノード２０６において分離信号I_TX(ω)によって除去される、入力ノードと出力ノードの間でハイブリッド結合部２０４により漏洩する送信信号について、その二つの信号の合計は、ゼロにならなければならない。
0006490837.tif 000012
【００９７】
分離信号I_TX(ω)は送信信号S_TX3(ω) と周波数領域イコライザ３１６の伝達関数FDE(ω)とを乗算して生成される。
0006490837.tif 000013
【００９８】
上記式（１）へこの式を挿入する。
0006490837.tif 000014
【００９９】
この式は周波数領域イコライザ３１６の伝達関数の式を得るために再配置される。
0006490837.tif 000015
【０１００】
同じサウンディング信号が自己干渉チャネルと除去チャネルの双方を測定するために使われる、すなわち、S_TX1(ω) = S_TX2(ω)のとき、周波数領域イコライザ３１６の伝達関数による除去は、さらに簡単化される。
0006490837.tif 000016
【０１０１】
上記の式は、連続的な周波数の場合に関係する。副搬送波の等価的な場合、一般的な式は簡単に離散化される：
0006490837.tif 000017
【０１０２】
同様に、自己干渉チャネルと除去チャネルの双方を推定する点において同じサウンディング信号が使われる特別な場合、すなわち、S_TX1(ω) = S_TX2(ω)のとき、対応する式は簡単に離散化される：
0006490837.tif 000018
【０１０３】
k=1,2,...,Nで、Nは副搬送波の数であり、ω_kはｋ番目の副搬送波の周波数である。
【０１０４】
このように、デジタルフーリエ変換部３０４によって生成された、取り出された過渡信号を構成するM個の副搬送波のセットは、周波数領域イコライザ３１６において処理され（ステップ６１４）、副搬送波に対応する実質的なベクトルは、入力ノード２０８と平衡ノード２１２へ印加された刺激に応答して出力ノード２０６で受信された信号を利用して上述した方法で決定された周波数領域イコライザ３１６の伝達関数FDE(ω_k)を構成する複素係数ベクトルと乗算される。この点において、監視部２２４は監視信号を、ハイブリッド結合部２０４の出力ノード２０６から取り出された漏洩信号の部分を受信処理することで生成する。監視信号は、周波数領域イコライザ３１６により過渡信号の取り出された部分の処理を導くように、適応信号プロセッサ３２６によって上述した方法で使用される。
【０１０５】
周波数領域イコライザ３１６の処理の後、M個のスケールされた副搬送波の処理されたセットは、補助副搬送マッピング部３１８によってマップされる（ステップ６１６）。そして、マップされた副搬送波は、補助逆高速フーリエ変換部３２０によって逆高速フーリエ変換され（ステップ６１８）、補助アップコンバータ３２２によってRF領域にアップコンバートされる（ステップ６２０）。マッピング、逆フーリエ変換、アップコンバートの処理段階は、送信機チェーン１０４の対応する処理段階と同じである。次に、アップコンバートされ、取り出された信号は（アナログ信号として）受信され、補助電力増幅器３２４により増幅される（ステップ６２２）。補助電力増幅器３２４によって生成された、増幅されたRF信号（分離信号）はハイブリッド結合部２０４の平衡ノード２１２へ印加される（ステップ６２４）。このように、補助送信機チェーン３１４（および周波数領域イコライザ３１６）は、過渡信号の取り出された部分を修正する。
【０１０６】
図７によると、処理されたサウンディング信号の形態の送信信号がハイブリッド結合部２０４の入力ノード２０８とその先のアンテナ１１０へ印加されると、分離信号はゼロにセットされ（ステップ６５２）、ハイブリッド結合部２０４の平衡ノード２１２は、インピーダンス２２２（図５において不図示）によって実質的に終端させられる。そして、ハイブリッド結合部２０４の出力ノード２０６から取り出された漏洩信号は、実質的には、出力ノード２０６への不要な信号の（結合メカニズムとは関係ない）結合（の推定の近似）を特徴付ける伝達関数によってフィルタリングされたものとして、ハイブリッド結合部２０４の入力ノード２０８へ印加された送信信号（初期のサウンディング信号）である。この点で、ここで測定される入力ノード２０８と出力ノード２０６との間の漏洩は、入力ノードと出力ノードとの間の全ての漏洩メカニズムを包含するものであり、アンテナノード２１０とバランスノード２１２の間のインピーダンス不整合や、ハイブリッド結合部２０４の非理想的な性質のために生じる入力ノード２０８と出力ノード２０６の間の他の直接的および非直接的な結合に起因する漏洩を含むが、これに限定されない。したがって、測定された漏洩信号の結果として生成された分離信号は、結合メカニズムに関わらず、入力ノード２０８と出力ノード２０６の間の信号漏洩を、信号除去を通して取り除く、または少なくとも軽減するのに役立つ。
【０１０７】
そして、監視部２２４によって生成された（ステップ６５４）受信処理された信号は、（最初のサウンディング信号と関連した）過渡信号の取り出された部分と共に適応信号プロセッサ３２６によって解析され（ステップ６５６）、周波数領域イコライザ３１６に利用される、上述の周波数領域等化係数の初期セットが計算される（ステップ６５８）。
【０１０８】
さらに、サウンディング信号は、周波数領域イコライザ３１６の性能を向上させ、及び/または（動的な環境条件に適合させるために）性能を維持するために、生成され、及び/または、実データシンボルが使用される（ステップ６６０）。これらの信号に応答して信号監視部２２４によって生成された監視信号は、修正された周波数領域等化係数を導出するために、（送信機チェーン１０４から取り出された）これらの信号に基づいて過渡信号の部分と相関させることができる。標準最小二乗法（LMS)タイプのアルゴリズムは、周波数領域等化係数を調整するために、適応信号プロセッサ３２６によって副搬送波ごとに使用される（ステップ６５４から６５８）。このようにして、平衡ノード２１２における送信信号の適応は、分離信号を構成する最適信号へと収束する。
【０１０９】
主送信信号が入力ノード２０８に印加され、それにより主送信信号が、アンテナ１１０による送信のためにハイブリッド結合部２０４のアンテナノード２１０と結合される平衡ノード２１２に印加された場合、上記で計算された周波数領域等化係数と改善されたフィルタ係数を使って生成された分離信号は、ハイブリッド結合部２０４が入力ノード２０８を出力ノード２０６から分離するように働く。この例では、過渡信号がタッピングポイント３１２に存在する限り、分離信号の決定および生成が継続される。
【０１１０】
したがって、サウンディング信号は、初期の、スタートアップの、分離信号を生成するために採用され、分離信号は、実際の送信信号、すなわち、非試験送信信号を、ハイブリッド結合部２０４に印加（して送信）されるよう使用して、調整されることが分かる。
【０１１１】
図８を参照すると、信号分離制御装置の他の例は、図５の例と同様であるが、以下の点で異なる。過渡信号の部分は、図５に関連して上述したタッピングポイント３１２に対する送信機チェーン１０４における異なるポイントから導出される。このように、デジタルフーリエ変換部３０４の出力において過渡信号の部分が送信機チェーン２００，２０２（１０４）から取り出される代わりに、すなわち、副搬送波マッピング部３０６による副搬送波マッピングの実行に先立って、過渡信号の部分が、副搬送波マッピング部３０６の後に取り出される。すでに副搬送波がこのように処理されているので、補助副搬送波マッピング部３１８の必要がなくなる。周波数領域イコライザ３１６の動作は、M個の点の乗算ではなく、N個の点の乗算を実行することによって上記の変化を構成するよう修正され、係数のM個以外の全てはゼロである。このように、図８の例では、全体的に一つの副搬送波マッピング段階しか必要とされない点において、図５と図８のアプローチの複雑さにはわずかな違いがあるが、周波数領域イコライザ３１６に対する複雑さがわずかに増加するのみである。 
【０１１２】
したがって、動作において、信号分離制御装置は、上述の構造上の相違によって影響する違いがあるにもかかわらず、図５の信号分離制御装置と同様に動作する。この点で、補助送信機チェーン３１４は、Nポイント逆高速フーリエ変換部３０８およびアップコンバータ３１０によって実行される処理を複製するが、副搬送波マッピング部３０６の処理は複製しない。この例では、補助送信機チェーン３１４は、少なくとも送信機チェーン１０４と同じ残りの処理段階を与える。過渡信号の取り出された部分を構成する、副搬送波マッピング部３０６によって出力されたM個のマップされた副搬送波のセットは、周波数領域イコライザ３１６で処理される。周波数領域イコライザ３１６の入力に印加された過渡信号の部分を処理する先の段階を考慮に入れ、本質的に、マップされた副搬送波に対応するベクトルは、ハイブリッド結合部２０４の入力ノード２０８と出力ノード２０６の間の漏洩の応答をモデル化する複素係数ベクトルと乗算される。周波数領域イコライザ３１６による処理の後、マップされた副搬送波の処理されたセットは、補助逆高速フーリエ変換部３２０によって逆高速フーリエ変換され、補助アップコンバータ３２２によってRF領域にアップコンバートされる。なお、逆フーリエ変換とアップコンバートの処理段階は、対応する送信機チェーン１０４の処理段階と同じである。次に、アップコンバートされ、取り出された信号は（アナログ信号として）受信され、補助電力増幅器３２４によって増幅される。補助電力増幅器３２４によって生成された増幅RF信号（分離信号）は、図５に関連して上述したのと同じ方法でハイブリッド結合部２０４の平衡ノード２１２に印加される。したがって、送信機チェーン処理部は、所望の変調方式に従って、取り出された過渡信号の処理を完了するよう機能する。
【０１１３】
装置２１６は、アンテナ１１０およびハイブリッド結合部２０４の応答を推定することが分かる。
【０１１４】
上述した信号分離制御装置は、意図的に送信された信号の帯域幅以下の信号帯域幅で動作するため、送信信号の周波数帯域における信号漏洩電力を最小限に抑える機能を果たす。結果として、例えば、エイリアシング、局部発振器のノイズ、電力増幅器の非線形性のような高次の影響の結果として送信機チェーン１０４における帯域外（OOB)信号電力、とりわけ受信周波数帯域に存在する電力は、ハイブリッド結合部２０４の出力ノード２０６へわたって漏洩しうる。 
【０１１５】
OOB信号電力の漏洩を軽減するために、受信周波数帯域および送信周波数帯域におけるOOB信号成分を除去するために補助送信機チェーン３１４を用いて、意図的に上述した例は修正されうる。
【０１１６】
特に、送信されるべき信号のフーリエ成分間の電力増幅器２０２における相互変調は、送信周波数帯域外の周波数成分をもたらす。このような相互変調の歪みを軽減するために、補助電力増幅器３２４の前に補助送信機チェーン３１４によって処理される信号に非線形性が適用される。適用される非線形性は、電力増幅器２０２，３２４によって生成された非線形成分に対して逆位相の追加の非線形成分の生成を確実にするために適応的に制御される。導入されたプリディストーションが補助電力増幅器３２４によって増幅され、逆相の非線形成分が生じ、それが電力増幅器によって生成された、対応する非線形成分とスペクトル的に一致するとき、破壊的干渉の原理を用いて、電力増幅器２０２で生成された、対応する非線形成分を除去することができる。
【０１１７】
図９を参照して、この例では、図２の送信変調部２００は、波形発生器３０２に結合されるデータマッパ３００を含む。波形発生器３０２は、デジタルフーリエ変換部３０４に結合され、デジタルフーリエ変換部３０４はMポイントデジタル変換部である。副搬送波マッピング部３０６は、デジタルフーリエ変換部３０４およびNポイント逆高速フーリエ変換部３０８に結合され、ここで、NはMより大きい。逆高速フーリエ変換部３０８は、アップコンバータ３１０に結合され、アップコンバータ３１０は、電力増幅器２０２の入力と結合された出力を有する。
【０１１８】
送信機チェーンの信号の一部は、装置が使用中に、取り出される。この点で、タッピングポイント３１２は、副搬送波マッピング部３０６の出力に位置し、ノイズキャンセル補助送信機チェーン３５０に結合される。ノイズキャンセル補助送信機チェーン３５０は、タッピングポイント３１２に結合される入力および補助Nポイント逆高速フーリエ変換部３２０に結合される出力を有する周波数領域イコライザ３１６を含み、ここで、NはMより大きい。入力ノード２０８と出力ノード２０６の間のハイブリッド結合部２０４の信号漏洩の所定のモデルが再び考案され、周波数領域イコライザ３１６の機能に統合される。所定のモデルは、伝達関数を表す複素係数ベクトルとして実行されうる。
【０１１９】
補助Nポイント逆高速フーリエ変換部３２０の出力はアップサンプラ３５２に結合され、アップサンプラ３５２の出力は非線形性生成部を構成する非線形フィルタ３５４の入力と結合される。非線形フィルタ３５４の出力は、補助アップコンバータ３２２の入力と接続され、補助アップコンバータ３２２の出力は、補助電力増幅器３２４の入力と結合される。補助電力増幅器３２４の出力は、ハイブリッド結合部２０４の平衡ノード２１２に結合される。この例では、適応信号プロセッサ３２６は、周波数領域イコライザ３１６と、非線形フィルタ３５４と、信号監視部２２４の監視出力とに結合され、適応フィルタの例である、適応信号プロセッサ３２６および周波数領域イコライザ３１６は、適応フィルタ部２１８として機能する。局部発振器３２８はアップコンバータ３１０、補助アップコンバータ３２２および信号監視部２２４と結合される。
【０１２０】
この例では、送信変調部２００は、ユーザ機器装置１００が使用されるLTE通信システムのアップリンクのためのシングルキャリア−周波数分割多重接続方式（SC-FDMA)をサポートするために使用される。
【０１２１】
図１０の動作において、M個のデータビットのブロックは、データマッパ３００及び波形生成器３０２を用いてゼロ中心周波数で搬送波信号上にQAM変調される（ステップ７００）。次いで、変調された搬送波信号は、デジタルフーリエ変換部３０４によって離散フーリエ変換され（ステップ７０２）、QAM波形に反復して対応する、M個の等間隔に隣接する振幅および位相の副搬送波のセットを生成し、LTE規格に従って、M×１５kHzの帯域幅を占有する。次に、隣接する副搬送波のセットは、副搬送波マッピング部３０６によってLTE規格の全体域にまたがるN個のより大きなセットの一部にマップされる（ステップ７０４）。マッピングの後、N個の副搬送波の全セットは、逆フーリエ変換部３０８によって逆高速フーリエ変換され（ステップ７０６）、次いで、アップコンバータ３１０によってアップコンバートされた時間領域波形が生成され（ステップ７０８）、RF信号を形成する。そして、アップコンバートされたRF信号は、電力増幅器２０２によって増幅され（ステップ７１０）、入力ノード２０８に印加される（ステップ７１２）。ユーザ機器１００は受信機チェーン１０６を含むが、ユーザ機器１００のこの部分の動作は、本明細書に記載された本発明の実施例の動作に直接関係しないので、説明を明確かつ簡潔にするために、さらなる詳細な説明は行わない。
【０１２２】
ノイズキャンセル補助送信機チェーン３５０は、少なくとも送信変調部２００及び電力増幅器２０２の部分の処理を再現するが、また電力増幅器２０２の非線形性に起因するOOBの影響を軽減するために非線形信号成分を導入する。複製される処理の量は、送信変調部２００によって実行される処理の段階に依存し、過渡信号の部分が、送信変調部２００と送信機チェーン２００，２０２（１０４）のタッピングポイントから取り出される。この例では、過渡信号の部分は、副搬送波マッピング部３０６による副搬送波マッピングの実行までの送信変調部２００による処理と、当該実行とを構成する。分離信号を生成するために、ユーザ機器１００のモデム（不図示）は、少なくとも周波数領域等化係数の初期セットが生成されることを可能にする適切な期間中、信号漏洩に関してハイブリッド結合部２０４の応答を探知するのに適したスペクトルを有するサウンディング信号を生成する（図１０のステップ７００）。
【０１２３】
プリディストーションを導入することに加え、ノイズキャンセル補助送信機チェーン３５０は、Nポイント逆高速フーリエ変換部３０８及びアップコンバータ３１０によって実行される処理を複製する。この点では、変調方式は、分離信号を生成するように適応され、補助送信機チェーン３１４はこの例では、少なくとも送信機チェーン１０４と同じ残りの処理段階を提供する。副搬送波マッピング部３０６によって出力された、過渡信号の取り出された部分を構成するM個のマップされた副搬送波のセットは、周波数領域イコライザ３１６で処理され（ステップ７１４）、実質的に、副搬送波に対応するベクトルは、入力ノード２０８と平衡ノード２１２へ印加された刺激に応答して出力ノード２０６で受信された信号を利用し上述した方法で決定される周波数領域イコライザ３１６の伝達関数FDE(ω)を構成する複素係数ベクトルと乗算される。この点で、監視部２２４は、受信フィードバック信号を構成する監視信号を、ハイブリッド結合部２０４の出力ノード２０６から取り出された漏洩信号の部分を受信処理して生成する。監視信号は、周波数領域イコライザ３１６及び非線形フィルタ３５４によって過渡信号の取り出された部分の処理を導くために、適応信号プロセッサ３２６によって上述した方法で用いられる。
【０１２４】
周波数領域イコライザ３１６による処理の後、処理され、マップされた副搬送波は補助逆高速フーリエ変換部３２０によって逆高速フーリエ変換される（ステップ７１６）。そして、例えば、３，５、あるいは、７のような、除去された非線形性の次数に依存する適切な係数で、アップサンプラ３５２によってアップサンプリングされる（ステップ７１８）。この点で、アップサンプラは、取り出された過渡信号のサンプリングレートを増加させる。電力増幅器２０２で生成された非線形相互変調積(non-linear intermodulation product)は、送信周波数帯域よりも十分広い周波数範囲にわたり、例えば、3次非線形性によって生成された3次相互変調積は、送信周波数帯域よりも3倍の帯域幅を占め、5次電力非線形性によって生成された5次の積は、送信周波数帯域よりも5倍の帯域幅を占める。したがって、十分広い帯域幅の適切な（逆相の）除去信号が生成されることを確実にするために、ノイズキャンセリング補助送信機チェーン３５０によって処理される取り出された過渡信号のデジタルサンプリングレートを、対応する係数だけ増加させなければならない。アップサンプラ３５２は、補間技術を採用し、例えば、5倍のアップサンプリングの場合は、4つの追加サンプルが、適切なフィルタリング関数、典型的には正弦関数に従って補間される。バランス信号の必要な帯域幅は、二重分離(duplex separation)に依存する。
【０１２５】
アップサンプリングされた信号は、非線形フィルタ３５４に印加され、非線形関数が受信信号に適用される（ステップ７２０）。単純な“良性”非線形性については、非線形関数は無記憶多項式であってよい。しかしながら、“メモリ”効果、すなわち、フィルタの出力の瞬間値が、先の出力の非線形性に依存するシステムの場合、非線形フィルタ３５４は、例えば、ボルテラフィルタであってよい。逆相相互変調積の生成を制御するため、適応信号プロセッサ３２６は、信号監視部２２４から受信した監視信号に応答して非線形フィルタ３５４の係数を調整する。フィルタ係数が正しく調整されると、自己干渉チャネルと除去チャネルを介して入力ノード２０８及び平衡ノード２１２からそれぞれ受信した、出力ノード２０６に現れる信号は、同じ振幅を有するが、逆位相であり、非線形相互変調積である点を含む。
【０１２６】
非線形フィルタ３５４によって出力された信号は歪みを含み、その後、アップコンバートされる（ステップ７２２）。逆フーリエ変換とアップコンバートの処理段階は、送信機チェーン１０４の対応する処理段階と同じである。次いで、アップコンバートされ、取り出された信号は、（アナログ信号として）受信され、補助電力増幅器３２４によって増幅される（ステップ７２４）。逆位相相互変調積を含む、補助電力増幅器３２４によって生成された増幅RF信号（分離信号）は、ハイブリッド結合部２０４の平衡ノード２１２へ印加される（ステップ７２６）。理解されるように、送信機チェーン処理部は所望の変調方式に従って取り出された過渡信号の処理を完了するよう機能する。
【０１２７】
図１１を参照して、処理されたサウンディング信号の形態の送信信号が、ハイブリッド結合部２０４の入力ノード２０８、その先のアンテナ１１０に印加されると、分離信号はゼロにセットされる（ステップ７５０）。そして、ハイブリッド結合部２０４の平衡ノード２１２は、正規化インピーダンスを構成するインピーダンス２２２（図９において不図示）によって実質的に終端させられる。次いで、ハイブリッド結合部２０４の出力ノード２０６から取り出された漏洩信号は、実質的には、出力ノード２０６への不要な信号の（結合メカニズムとは関係ない）結合（の推定の近似）を特徴付ける伝達関数によってフィルタリングされたものとして、ハイブリッド結合部２０４の入力ノード２０８へ印加された送信信号（初期のサウンディング信号）である。そして、監視部２２４によって生成され、受信処理された（ステップ７５２）信号は、（最初のサウンディング信号と関連した）過渡信号の取り出された部分と共に適応信号プロセッサ３２６によって解析される（ステップ７５４）。そして、周波数領域イコライザ３１６によって適用される、上述の周波数領域等化係数の初期セットが計算され（ステップ７５６）、OOB信号成分を弱めるために非線形フィルタ３５４の係数が計算される（ステップ７５８）。
【０１２８】
さらに、サウンディング信号は、周波数領域イコライザ３１６及び非線形フィルタ３５４の性能を向上させるために、生成され、及び/または、実データシンボルが使用される（ステップ７６０）。周波数領域イコライザ３１６および非線形フィルタ３５４の係数は、これらのさらなる信号に応答して信号監視部２２４によって生成された監視信号の情報を使って、更新される（ステップ７５２から７５８）。標準最小二乗法（LMS)タイプのアルゴリズムは、周波数領域等化係数を調整するために、適応信号プロセッサ３２６によって副搬送波ごとに使用される。このようにして、入力ノード２０８における送信の適応は、分離信号を構成する最適信号へと収束する。
【０１２９】
入力ノード２０８と出力ノード２０６の間のハイブリッド結合部２０４の漏洩性能の所定のモデルの適用と改善されたフィルタ係数の恩恵を受けて、平衡ノード２１２に印加される分離信号は、ハイブリッド結合部２０４が出力ノード２０６から入力ノード２０８を分離させるとともに、関心のある周波数帯域にわたるOOB信号成分を除去する（送信信号のOOB信号成分を除去または実質的に減衰させる）ようにし、主送信信号は入力ノード２０８に印加されると、主送信信号はアンテナ１１０による送信のため、ハイブリッド結合部２０４のアンテナノード２１０に結合される。この例では、過渡信号がタッピングポイント３１２に存在する限り、分離信号の決定及び生成が継続される。
【０１３０】
したがって、サウンディング信号は、初期の、スタートアップの、分離信号を生成するために採用され、分離信号は、実際の送信信号、すなわち、非試験送信信号を、ハイブリッド結合部２０４に印加（して送信）されるよう使用して、調整されることが分かる。
【０１３１】
上述の例では、プリディストーションは、ノイズキャンセル補助送信機チェーン３５０によってデジタル領域に導入されるが、当業者であれば、改善された電力消費のベネフィットはあるが、精度の低下が犠牲にされる、他のプリディストーション方式を、特にアナログ領域に採用しうることが、理解されるであろう。アナログ実装の場合、必要とされる高次相互変調積を生成する必要な帯域幅がより容易に達成できるので、アップサンプラ３５２を省略できる。
【０１３２】
上述の例では、送信機チェーン１０４及び補助送信機チェーン３１４は、アップコンバータ３１０及び補助アップコンバータ３２２を含み、同じ局部発振器３２８を利用してそれぞれアップコンバージョンを実行する。このように、アップコンバータ３１０，３２２は、同じ局部発振器位相ノイズスペクトル特性を共有する。局部発振器位相ノイズを軽減するために、送信機チェーン１０４及び補助送信機チェーン３１４のミキサは、送信機チェーン１０４及び補助送信機チェーン３１４の双方が同じ局部発振器位相ノイズスペクトルを享受するよう、両者間の位相コヒーレンスを確保するよう構成され、これにより可能な限り、局部発振器位相ノイズが適切に除去される。これは、ノイズキャンセル補助送信機チェーン３５０にも当てはまる。
【０１３３】
ハイブリッド結合部に関して、当業者であればどの適切な構造も採用できることが理解できるであろう。例えば、上記の実施例では、変圧器ハイブリッド結合が説明されている。他の実施例では、直交ハイブリッド結合が採用され、他の変形例では、例えば、１８０°変圧器ハイブリッド結合を使用することもできる。ハイブリッド結合の他の適切な種類、例えば、導波管ハイブリッド結合も使用することができる。
【０１３４】
当業者であれば、上記の実装は、添付の特許請求の範囲内で考えられる様々な実装の単なる例であることが理解されるであろう。実際には、上記の説明全体を通して、送信機チェーン１０４のタッピングポイントから取り出される過渡信号が参照されている。これに関して、当業者であれば、過渡信号は、任意に選択された点で送信機チェーン１０４を伝わる信号であり、その部分は抽出され、電力増幅器、または、過渡信号を処理する任意のアナログ段階で生成された送信信号に対するプレカーサ(precursor)になりうる。
【０１３５】
上記実施形態のシステムおよび方法は、説明された構造コンポーネント及びユーザインタラクションに加え、コンピュータシステム（特にコンピュータハードウェア、またはコンピュータソフトウェア）、具体的に製造または適合された集積回路において実装することができる。
【０１３６】
上記実施形態の方法は、上述した方法が、コンピュータまたは他のプロセッサ上で、実行されるようにされた、コンピュータプログラム、またはコンピュータプログラムを担持するコンピュータプログラム製品またはコンピュータ可読媒体として提供される。
【０１３７】
“コンピュータ可読媒体”という用語は、任意の媒体、または、コンピュータまたはコンピュータシステムによって直接読み取られ、アクセスされうる媒体を含むが、これに限定されない。媒体は、フロッピーディスク、ハードディスク記憶媒体および磁気テープのような磁気記憶媒体; 光ディスクまたはCD-ROMのような光記憶媒体; RAM、ROMおよびフラッシュメモリを含むメモリなどの電気記憶媒体、磁気/光学記憶媒体のようなハイブリッドおよび上記の組み合わせを含む。
【０１３８】
本発明の具体的な実施例について説明したが、当業者であれば、多くの均等な変更および変形が可能であることを理解するであろう。したがって、上記の本発明の例示的な実施形態は、例示的なものであり、限定的なものではないと考えられる。記載された実施形態に対する様々な変更が、本発明の精神および範囲から逸脱することなくなされ得る。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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