(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源を交流変換するためのＮ個（Ｎは２以上の整数）のＤＣ／ＡＣ変換部、
前記Ｎ個のＤＣ／ＡＣ変換部のそれぞれに接続されるＮ個の一次巻線と前記Ｎ個の一次巻線と磁気的に結合するＭ個（Ｍは２以上の整数）の二次巻線とを有するトランス、
前記トランスに接続され、前記トランスからの出力を直流に整流して出力するＭ個の整流回路、
前記ＤＣ／ＡＣ変換部を制御する制御回路、
を備え、
前記Ｍ個の整流回路の直流側端子は互いに接続されており、
前記制御回路は、前記Ｎ個のＤＣ／ＡＣ変換部を、位相をずらしたインターリーブ駆動させ、
前記インターリーブ駆動は、前記直流電源の電圧に応じて、前記ＤＣ／ＡＣ変換部のインターリーブ駆動数を可変とすること、
を特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記Ｍ個の整流回路は、Ｍ個のフィルタ回路を介して接続されており、前記Ｍ個のフィルタ回路は互いに直列に接続されていることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記Ｍ個の整流回路は、互いに直列に接続されており、前記直列に接続されたＭ個の整流回路の両端はフィルタ回路を介して負荷に接続されることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記トランスが飽和せず、かつ前記トランスの駆動周波数を下げると鉄損が下がる前記直流電源の電圧が低い場合に前記インターリーブ駆動数を小さくすることを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記制御回路は、前記Ｎ個のＤＣ／ＡＣ変換部を、位相をずらしたインターリーブ駆動から同相駆動に切替えることを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記Ｎ個の一次巻線のそれぞれの巻線の巻数を同じとしたことを特徴とする請求項１から５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本願は、電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
例えば、高電圧を要する装置として、Ｘ線ＣＴ装置およびＸ線撮影装置があり、これらは、Ｘ線管から発生したＸ線を被検体に照射し、被検体を透過したＸ線量を検出して画像化するものである。このような装置では、Ｘ線管のアノード・カソード間に直流高電圧を印加し、カソードを高温にすることにより発生する熱電子を高電圧で加速し、これをカソードに衝突させてＸ線を発生させている。【０００３】
この高電圧を得るため、例えば特許文献１に示されるように、インバータの出力を並列接続されたトランスに接続し、トランス出力を整流後に直列に接続し、負荷の電極に高電圧を得るような構成が取られている。
また、特許文献２に示されるように、複数の電源線から入力される入力電圧のバラツキを吸収しつつトランスを小型化するために、ＬＣ共振回路を設け、１つのコアで磁気的に結合した複数のトランスを有するスイッチング電源装置が示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１３−３０３２５号公報
【特許文献２】特開２０１７−７７０７８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
特許文献１に示す電源装置は、並列接続されたトランスにインバータの出力を接続し、トランス出力を整流後に直列に接続し、負荷の電極に高電圧を得るような構成が示されている。しかしながら、トランスを小型化する考えが示されていない。【０００６】
特許文献２の構成では、複数のトランスをひとつのコアに磁気統合し、二次側に高電圧を得る回路と、磁気統合をすることでトランスを小型化する考えが示されているが、その磁気統合したトランスを、さらに小型化する考えが示されていない。
また、特許文献１、特許文献２とも、電力変換装置の低損失化、大電力化、または出力電圧の高電圧化時に問題となるサージ抑制方法について記載がない。【０００７】
本願は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、電力変換装置の低損失化により大電力化を可能とし、サージを抑制して高電圧出力を可能とし、トランスを小型化できる電力変換装置の提供を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本願に開示される電力変換装置は、
直流電源を交流変換するためのＮ個（Ｎは２以上の整数）のＤＣ／ＡＣ変換部、
Ｎ個のＤＣ／ＡＣ変換部のそれぞれに接続されるＮ個の一次巻線とＮ個の一次巻線と磁気的に結合するＭ個（Ｍは２以上の整数）の二次巻線とを有するトランス、
トランスに接続され、トランスからの出力を直流に整流して出力するＭ個の整流回路、
ＤＣ／ＡＣ変換部を制御する制御回路、
を備え、
Ｍ個の整流回路の直流側端子は互いに接続されており、
制御回路は、Ｎ個のＤＣ／ＡＣ変換部を、位相をずらしたインターリーブ駆動させ、
インターリーブ駆動は、直流電源の電圧に応じて、ＤＣ／ＡＣ変換部のインターリーブ駆動数を可変とすること、を特徴とする。
【発明の効果】
【００１０】
ＤＣ／ＡＣ変換部の位相をずらして動作させるため、トランスをＤＣ／ＡＣ変換部のスイッチング周波数以上の周波数で駆動できることになり、ＤＣ／ＡＣ変換部器のスイッチング周波数を上げることなくトランスのコアを小型化できる。
また、入力電圧に応じてインターリーブ駆動と同相駆動を切替えることにより、鉄損を低下させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】実施の形態１による電力変換装置の回路構成図である。
【図２】制御回路のハードウエア構成の一例を示す図である。
【図３】実施の形態１による電力変換装置の動作波形を説明する図である。
【図４】実施の形態１による動作時の電流経路を説明する図である。
【図５】実施の形態１によるフィルタ回路の出力波形を説明する図である。
【図６】実施の形態１による動作時の別の電流経路を説明する図である。
【図７】実施の形態２による電力変換装置の回路構成図である。
【図８】実施の形態３による電力変換装置におけるＤＣ／ＡＣ変換部のデューティの関係を示す図である
【図９】実施の形態３による電力変換装置の切り替え動作の動作波形を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、本願に係る電力変換装置の好適な実施の形態について、図面を参照して説明する。なお、同一内容および相当部については同一符号を配し、その詳しい説明は省略する。以降の実施形態も同様に、同一符号を付した構成について重複した説明は省略する。
【００１３】
実施の形態１．
図１は、実施の形態１による電力変換装置の回路構成を示した図である。図１に示すように、直流電圧源１はリンクコンデンサ２を経て、ＤＣ／ＡＣ変換器３に入力される。ＤＣ／ＡＣ変換器３は、ＤＣ／ＡＣ変換部であるブリッジ型インバータが複数で構成され、インバータＩＮＶ１〜ＩＮＶｎまでのｎ個を並列接続した構成である。インバータＩＮＶ１は、スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４で構成され、インバータＩＮＶｎは、スイッチング素子ＳＷｎ１〜ＳＷｎ４で構成される。
【００１４】
ＤＣ／ＡＣ変換器３を構成するインバータＩＮＶ１〜ＩＮＶｎのＡＣ出力は、複数（この例ではｎ個）の一次巻線と複数の二次巻線（この例ではｍ個）を一つのコアに巻いて磁気結合したトランス４の一次巻線４１１〜４１ｎにそれぞれ接続される。トランス４の複数の二次巻線はセンタータップで構成されており、一つ目の巻線を、二次巻線４２１ａ、４２１ｂ、ｍ個目の巻線を、二次巻線４２ｍａ、４２ｍｂとする。
【００１５】
この二次巻線４２１ａ、４２１ｂ〜４２ｍａ、４２ｍｂにはアノードを共通とした整流回路５が接続され、センタータップの出力にフィルタ回路６が接続される。
【００１６】
一つ目の二次巻線４２１ａ、４２１ｂを例に接続の詳細を説明すると、二次巻線４２１ａ、４２１ｂには、整流回路５を構成する整流素子５１ａと５１ｂのカソードが接続され、センタータップ出力にフィルタ回路６の平滑リアクトル６１ａが接続され、平滑リアクトル６１ａの出力には平滑コンデンサ６１ｂが接続される。
【００１７】
平滑コンデンサ６１ｂの出力は、整流素子５１ａ、５１ｂのアノードと、２個目の二次巻線に接続される平滑リアクトルと平滑コンデンサの接続点に接続される。これらの接続をトランス４に設けたｍ個の二次巻線とｍ個の整流回路を繰り返して接続することにより、ｍ個の直流側端子は互いに接続される。一つ目の平滑リアクトル６１ａと平滑コンデンサ６１ｂの接続点と、ｍ個目の平滑リアクトル６ｍａと平滑コンデンサ６ｍｂの接続点に負荷７が接続される。
【００１８】
制御回路１０は、入力電圧センサ８と、出力電圧センサ９の出力をもとに、負荷７の電圧を所定の電圧とするため、ＤＣ／ＡＣ変換器３を構成するインバータ群の位相をｎ相にずらして、それぞれのインバータのデューティ制御を行う（インターリーブ駆動制御）。
【００１９】
制御回路１０のハードウエアの一例を図２に示す。プロセッサ１００と記憶装置１０１から構成され、図示していないが、記憶装置１０１はランダムアクセスメモリ等の揮発性記憶装置と、フラッシュメモリ等の不揮発性の補助記憶装置とを具備する。また、フラッシュメモリの代わりにハードディスクの補助記憶装置を具備してもよい。プロセッサ１００は、記憶装置１０１から入力されたプログラムを実行し、インターリーブ駆動制御または後述するインターリーブ駆動と同相駆動との切替えの一部又は全部を遂行する。この場合、補助記憶装置から揮発性記憶装置を介してプロセッサ１００にプログラムが入力される。また、プロセッサ１００は、演算結果等のデータを記憶装置１０１の揮発性記憶装置に出力してもよいし、揮発性記憶装置を介して補助記憶装置にデータを保存してもよい。また、プロセッサ１００及び記憶装置１０１に加え、ロジック回路、アナログ回路を併用してもよい。
【００２０】
図１で説明した、ＤＣ／ＡＣ変換器３のインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２（ｎ＝２）、トランス４の一次巻線４１１、４１２（ｎ＝２）、トランス４の二次巻線４２１ａ、４２１ｂ、４２２ａ、４２２ｂ（ｍ＝２）とした場合の各部の動作波形について図３を用いて説明する。
【００２１】
図３Ａは直流電圧源１の電圧と、出力である負荷７の電圧を示しており、直流電圧源１の電圧が４００Ｖ、負荷７の電圧が４２０Ｖ程度の昇圧関係となっている。
図３ＢはＤＣ／ＡＣ変換器３のインバータＩＮＶ１の駆動タイミングを示しており、ブリッジ側の上アームのスイッチング素子ＳＷ１１、ＳＷ１３の動作タイミングを示す。
図３ＣはＤＣ／ＡＣ変換器３のインバータＩＮＶ２の駆動タイミングを示しており、ブリッジ側の上アームのスイッチング素子ＳＷ２１、ＳＷ２３の動作タイミングを示す。
図３Ｂ、図３Ｃからわかるように、インバータＩＮＶ１とインバータＩＮＶ２は一周期内を２分割し、１８０度位相をずらして動作させている。インバータの数がＮ相ある場合は、一周期をｎ分割し、３６０度／ｎ位相をずらしてそれぞれをインターリーブ駆動させる。
【００２２】
図３Ｄはトランス４の一次巻線４１１の電圧、図３Ｅはトランス４の一次巻線４１２の電圧を示す。図３Ｄの場合、インバータＩＮＶ１は１周期内の１／２周期にのみオン・オフ動作をしてトランス４の一次巻線４１１に電圧が生じ、インバータＩＮＶ１の２／２周期はオン・オフ動作しないが、トランス４の一次巻線４１１と一次巻線４１２が結合しているため、インバータＩＮＶ２が動作する２／２周期においてもトランス４の一次巻線４１１に電圧が生じることになる。
【００２３】
図３Ｅの場合も同様、インバータＩＮＶ２は１周期内の２／２周期にのみオン・オフ動作をしてトランス４の一次巻線４１２に電圧が生じ、インバータＩＮＶ２の１／２周期はオン・オフ動作をしないが、トランス４の一次巻線４１１と一次巻線４１２が結合しているため、インバータＩＮＶ１が動作する１／２周期においてもトランス４の一次巻線４１２に電圧が生じることになる。
【００２４】
このように、トランス４の一次巻線４１１、４１２には、スイッチングしない時にも電圧が生じるが、一次巻線４１１、４１２の巻数を同じにしておけば、例えばインバータＩＮＶ１が動作している時に、インバータＩＮＶ２が整流動作をして直流電圧源１に負荷電流を引き込むことはなく、直流電圧源１からの電力は、トランス４の二次巻線４２１ａ、４２１ｂ、４２２ａ、４２２ｂを通って負荷７に伝送される。
【００２５】
以上のように、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２で１８０度位相を交互にずらしたインターリーブ駆動のスイッチングを行うと、トランス４の駆動周波数をインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２の駆動周波数の２倍にできる。すなわち、１周期をインバータ２相で時分割してトランス４に対して交互に電圧を印加するのでＶＴ積（Ｖは印加電圧、Ｔは１次巻線に電圧を印加している時間）が半分となり、トランス４のコアを小さくできる。従って、トランス４のコアを小さくするために、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２の駆動周波数を高くする必要がなく、スイッチング損失を小さくすることができる。
同様に、ｎ相のインバータで交互に動作をさせるとＶＴ積が１／ｎとなりトランス４のコアのさらなる小型化が可能になる。
【００２６】
図３Ｆはトランス４の一次巻線４１１の電流、図３Ｇはトランス４の一次巻線４１２の電流を示す。図３ＦはインバータＩＮＶ１が動作している１／２周期にのみ（図３Ｂで示すタイミング）電流が流れ、図３ＧはインバータＩＮＶ２が動作している２／２周期にのみ（図３Ｃで示すタイミング）で電流が流れることを示す。すなわち、インバータを２相で動かすと、電流の印加時間が半分になっていることがわかる。
従って、インバータをｎ相で構成すると電流印加時間は１／ｎとなり、多相化することにより、インバータあたりの平均電流および電流実効値を減らすことができ、インバータの銅損を低減できることになる。従って、ＤＣ／ＡＣ変換器３の低損失化が実現できる。
【００２７】
図３Ｈは平滑リアクトル６１ａを流れる電流であり、電流のリプル周波数がＤＣ／ＡＣ変換器３を構成するインバータのスイッチング周波数の２ｎ倍（インバータが２相の場合では４倍）となり、電流リプルが小さいことと、電流リプル周波数を高くできるため、フィルタ回路６の平滑リアクトル６１ａ〜６ｍａと平滑コンデンサ６１ｂ〜６ｍｂの容量を小さくすることができる。
【００２８】
次に電力変換装置の動作について説明する。図４はインバータＩＮＶ１のスイッチング素子ＳＷ１１とスイッチング素子ＳＷ１４がオンしている時の電流経路を示している。トランス４の一次側の電流は、直流電圧源１から、スイッチング素子ＳＷ１１、一次巻線４１１、スイッチング素子ＳＷ１４を得て、直流電圧源１に戻る経路となる。トランス４のその他の１次巻線には電圧が生じるが、一次巻線の巻数を同数としているため、定常的に直流電圧源１を上回る電圧が生じず、残りのインバータＩＮＶ２〜ＩＮＶｎに負荷電流が流れることはない。
【００２９】
トランス４の二次巻線４２１ａ、４２１ｂ〜４２ｍａ、４２ｍｂにはトランス４の一次巻線と二次巻線の巻数比に応じた電圧が生じ、整流回路５内の整流素子５１ｂ〜５ｍｂが導通し、センタータップ点から平滑リアクトル６１ａ〜６ｍａに向かって電流が流れる。２次巻線のそれぞれに接続されたフィルタ回路６は直列接続されており、負荷７には、フィルタ後の１段あたりの電圧のｍ倍の電圧が印加される。
【００３０】
フィルタ回路６の平滑リアクトル６１ａ〜６ｍａのインピーダンスを負荷７に比べて十分低い値に設定すると、電流リプルを含んだ電流は、図４中点線で示したように、例えば、トランス４の二次巻線４２１ｂ、平滑リアクトル６１ａ、平滑コンデンサ６１ｂを循環する電流となり、負荷７にはきわめて小さな電流リプル含んだ直流成分のみが流れる。
【００３１】
図５にインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２を用いて２相並列駆動をした場合の、平滑リアクトル６１ａ、平滑コンデンサ６１ｂ、負荷７の電流波形を示す。
図５Ａは、図３Ａ同様、電力変換装置の入出力電圧を示し、図５Ｂは、図３Ｂ同様、インバータＩＮＶ１の駆動タイミング、図５Ｃは、図３Ｃ同様、インバータＩＮＶ２の駆動タイミング、図５Ｄは、図３Ｈ同様、平滑リアクトル６１ａと、負荷７の電流を示し、図５Ｅは平滑コンデンサ６１ｂの電流を示す。
平滑リアクトル６１ａに流れる電流リプルの周波数はインバータＩＮＶ１およびインバータＩＮＶ２を駆動するスイッチング周波数の４倍の周波数のリプル成分を含んだ電流が流れるが、平滑コンデンサ６１ｂのインピーダンスを負荷７に対して十分小さくしておけば、この電流リプル成分は、平滑コンデンサ６１ｂにほぼ流れこんでトランス４の二次巻線４２１ｂ、平滑リアクトル６１ａを循環し、負荷７には現れない。
【００３２】
次に、図６にインバータＩＮＶ１のスイッチング素子ＳＷ１３とスイッチング素子ＳＷ１２がオンしている時の電流経路を示す。トランス４の一次側の電流は、直流電圧源１から、スイッチング素子ＳＷ１３、一次巻線４１１、スイッチング素子ＳＷ１２を得て、直流電圧源１に戻る経路となる。トランス４のその他の１次巻線には電圧が生じるが、一次巻線の巻数を同数としているため、定常的に直流電圧源１を上回る電圧が生じず、残りのインバータＩＮＶ２〜ＩＮＶｎに負荷電流が流れることはない。
【００３３】
トランス４の二次巻線４２１ａ、４２１ｂ〜４２ｍａ、４２ｍｂにはトランス４の一次巻線と二次巻線の巻数比に応じた電圧が生じ、整流回路５内の整流素子５１ａ〜５ｍａが導通し、センタータップ点から平滑リアクトル６１ａ〜６ｍａに向かって電流が流れ、直列接続されたフィルタ回路６により、負荷７には、フィルタ後の１段あたりの電圧のｍ倍の電圧が印加される。また、整流回路５内のそれぞれの整流素子５１ａ〜５ｍａにかかる電圧を小さくできるため、サージ電圧も小さくすることができる。
【００３４】
フィルタ回路の平滑リアクトル６１ａ〜６ｍａのインピーダンスを負荷７に比べて十分低い値に設定すると、電流リプルを含んだ電流は、図中点線で示したように、例えば、トランス４の二次巻線４２１ｂ、平滑リアクトル６１ａ、平滑コンデンサ６１ｂを循環する電流となり、負荷７にはきわめて小さな電流リプル含んだ直流成分のみが流れる。
電流の説明については、トランスの二次巻線の流れる箇所が異なるだけで図５にて説明した通りであるため割愛する。
【００３５】
ＤＣ／ＡＣ変換器３内の並列接続された他のインバータＩＮＶ２〜ＩＮＶｎの位相をずらして動作した時も上述と同様の電流経路と動作になる。
【００３６】
以上説明のように、本実施の形態の電力変換装置は、以下のような効果を奏し、高出力、高電圧電源が低損失かつ小型に実現することができる。
（１）位相をずらした場合はトランスの駆動周波数をＤＣ／ＡＣ変換部の駆動周波数のＮ倍にできるため、トランスのＶＴ積が小さくなり、コアを小型化できる。
（２）ＤＣ／ＡＣ変換部の電流印加時間を１／Ｎに分散できるため、銅損が小さい。
（３）トランスのコアを小さくするために、ＤＣ／ＡＣ変換部の駆動周波数を高くする必要がなくスイッチング損失が小さい。
（４）整流後の電圧を直列接続して出力電圧を得るため、１段あたりの整流電圧が小さいため、サージ電圧が小さくなり、サージ回路レスによる低損失化、および整流回路が安価な低耐圧素子で高電圧出力の回路が構成できる。
（５）ＤＣ／ＡＣ変換部の位相をずらしてインターリーブ動作させるため、出力電流リプルが高周波化されて小さくなり、フィルタ回路が小型化できる。
【００３７】
実施の形態２．
実施の形態１は、トランス４の二次側の構成をフィルタ回路６内の個々のフィルタの出力を直列に接続して、負荷７へ高電圧を出力させていたが、実施の形態２は整流回路５の出力を直列接続して負荷７へ高電圧を発生させる構成としたものである。
【００３８】
実施の形態２の構成について図７を用いて説明する。トランス４の一次巻線４１１〜４１ｎの構成については実施の形態１と同じであるため割愛する。整流回路５を構成する整流素子５１ａと５１ｂのアノードを接続し、これを次段のトランス４の二次巻線のセンタータップ点に接続する。同様の接続を合計ｍ−１回繰り返して接続して、ｍ段の整流回路の直列接続を行う。なお、図７では、整流素子５１ａ、５１ｂからなる１段目の整流回路と、整流素子５ｍａ、５ｍｂからなるｍ段目の整流回路との間にある整流回路は省略している。
【００３９】
この直列に接続された整流回路５の出力端である、１段目の二次巻線４２１ａ、４２１ｂのセンタータップ点と、ｍ段目の整流素子５ｍａ、５ｍｂのアノードの接続点に平滑リアクトル６１ａと平滑コンデンサ６１ｂからなるフィルタ回路６を接続し、フィルタ回路６の出力に負荷７を接続している。
【００４０】
このような構成により、フィルタ回路６を構成する、平滑リアクトル６１ａの両端電圧が高くなるため、平滑リアクトル６１ａ、および平滑コンデンサ６１ｂに流れる電流リプルが大きくなるが、これを許容できれば、実施の形態１に比較して、平滑リアクトルと平滑コンデンサの数を減らすことができるので、電力変換装置のさらなる小型化が可能となる。すなわち、電流リプルが実施の形態１に比べて増加はするが、フィルタ回路６は小さくなり、その他の効果については実施の形態１と同じ効果が得られる。
【００４１】
実施の形態３．
実施の形態３の電力変換装置は、実施の形態１または実施の形態２と同構成で、ＤＣ／ＡＣ変換器３を構成するインバータＩＮＶ１〜ＩＮＶｎの位相をずらして動作させるインターリーブ駆動と、インバータＩＮＶ１〜ＩＮＶｎを同じ位相で動作させるいわゆる同相駆動とを、直流電圧源１の電圧に応じて、切り替えて動作するものである。
【００４２】
負荷７が充電池等であり、充電が進む時の負荷電圧と、ＤＣ／ＡＣ変換器３を構成するインバータＩＮＶ１〜ＩＮＶｎのデューティの関係を図８に示す。
直流電圧源１の電圧Ｖｉｎが一定の場合、充電初期は負荷７の電圧が低いため、ＤＣ／ＡＣ変換器３は制御回路１０の指令に基づきデューティを絞ってトランス４の二次側の平均電圧を調整して充電する。充電が進み、負荷７の充電電圧が高くなると、制御回路１０はトランス４の二次側の平均電圧を高くするため、ＤＣ／ＡＣ変換器３はデューティを広げて充電動作をさせる（グラフＰ）。
【００４３】
一般にトランス４の動作比率が高い、いわゆる電流実効値が低くなるように、ＤＣ／ＡＣ変換器３のデューティを最大として、動作させたほうが電力変換装置の効率は良くなるため、直流電圧源１の電圧Ｖｉｎを可変しながら充電するようなデューティ最大制御をさせることが望まれる（グラフＱ）。このデューティ最大制御は、充電初期状態は直流電圧源１の電圧が低く、ＶＴ積に余裕がある状態（例えば期間Ｒ）で、ＤＣ／ＡＣ変換器３をインターリーブ動作させて、トランス４の駆動周波数が高いままにしておくと、鉄損を無駄に発生させることになる。このため、直流電圧源１の電圧を低い状態（期間Ｒ）では、ＤＣ／ＡＣ変換器３のインターリーブ駆動するインバータの数（インターリーブ駆動数）を減らし、究極は同相駆動にするとトランス４を駆動する周波数を下げることができる。
【００４４】
トランスが飽和しないＶＴ積の条件、かつトランスの駆動周波数を下げると鉄損が下がる条件を満たす時刻ｔ１で、ＤＣ／ＡＣ変換器３の動作を、インターリーブ駆動のインターリーブ数を下げる、もしくは同相駆動に切り替えると、鉄損を抑え電力変換装置を高効率に動作させることができる。
【００４５】
図９にＤＣ／ＡＣ変換器３をインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２を用いて２相並列駆動をした場合のインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２の駆動タイミング、デューティ、インターリーブと同相駆動との切替え動作について説明する。
【００４６】
図９Ａは直流電圧源１の電圧Ｖｉｎを固定した時の、充電初期時のインターリーブ駆動のインバータＩＮＶ１、２それぞれの駆動タイミングとデューティを模式的に記したものである。充電初期時は、負荷７の充電電圧が低いため、トランス４の二次側平均電圧を下げるようにデューティを絞った動作となっており、この短い動作期間においてトランス４の二次側に電力伝送を行うため、電流実効値が高く損失が大きい。
【００４７】
図９Ｂは、充電完了時のインターリーブ駆動のインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２それぞれの駆動タイミングとデューティを模式的に記したものである。負荷７の充電電圧が高いため、トランス４の二次側平均電圧を上げるために、デューティが広く、電流実効値が低く抑えられ高効率動作とする。デューティ一定制御とは、このデューティが大きい状態となるよう、直流電圧源１の入力電圧Ｖｉｎを可変とする制御である。入力電圧Ｖｉｎを可変とするため、インターリーブ駆動数を可変とする。
【００４８】
図９Ｃは、充電初期の直流電圧源１の電圧が低く、デューティを最大となるように開き、トランス４のコアが飽和しないＶＴ積となる場合に、ＤＣ／ＡＣ変換器３を同相駆動した時の図である。この場合はトランス４の駆動周波数がインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２のスイッチング周波数と同じとなり、インターリーブ駆動時より周波数が下がるため、鉄損を小さくすることができる。
【００４９】
以上のように、直流電圧源１の電圧に応じて、ＤＣ／ＡＣ変換器３の動作を、インターリーブの駆動数の切り替え、またはインターリーブ駆動と同相駆動との切替えにより、トランス４の駆動周波数を可変とすることで、大電力、高出力電圧に対応した、トランスの小型化と低損失化が可能な電力変換器を得ることが出来る。
【００５０】
本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
従って、例示されていない無数の変形例が、本願明細書に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。
【符号の説明】
【００５１】
１：直流電圧源、２：リンクコンデンサ、３：ＤＣ／ＡＣ変換器、ＩＮＶ１〜ＩＮＶｎ：インバータ、ＳＷ１１〜ＳＷｎ４：半導体スイッチ、４：トランス、４１１〜４１ｎ：一次巻線、４２１ａ、４２１ｂ〜４２ｍａ、４２ｍｂ：二次巻線、５：整流回路、５１ａ、５１ｂ〜５ｍａ、５ｍｂ：整流素子、６：フィルタ回路、６１ａ〜６ｍａ：平滑リアクトル、６１ｂ〜６ｍｂ：平滑コンデンサ、７：負荷、８：入力電圧センサ、９：出力電圧センサ、１０：制御回路
【要約】
電力変換装置の高電圧高出力化とトランスの小型低損失化を目的とし、一つのコアで構成された複数の巻線をもつトランス（４）を用い、複数のインバータ（ＩＮＶ１〜ＩＮＶｎ）の出力を一次側巻線（４１１〜４１ｎ）に並列接続し、二次側巻線（４２１ａ、４２１ｂ〜４２ｍａ、４２ｍｂ）を整流後に直列に接続し、入力電圧に応じてインバータ（ＩＮＶ１〜ＩＮＶｎ）のインターリーブ駆動数を変えるか、もしくはインターリーブと同相駆動とを切り替えて動作させる。【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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