(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電圧が入力される一対の入力端子と、
一方が他方の電位を基準として正電位となる直流電圧が相互間から出力される一対の出力端子と、
前記一対の出力端子間に接続された平滑コンデンサと、
第１双方向スイッチ素子および第１整流素子が並列接続して構成された第１スイッチ部と第２双方向スイッチ素子および第２整流素子が並列接続して構成された第２スイッチ部とが、前記第１整流素子の電流出力端子が前記一対の出力端子のうちの前記一方の出力端子に接続され、かつ前記第２整流素子の電流入力端子が前記他方の出力端子に接続された状態で当該一対の出力端子間に直列接続されて構成された第１アームと、
前記第１整流素子の電流入力端子と前記第２整流素子の電流出力端子との接続点である前記第１アームにおける第１接続点と前記一対の入力端子のうちの一方の入力端子との間に配設された第１コイルと、
第３双方向スイッチ素子および第３整流素子が並列接続して構成された第３スイッチ部と第４双方向スイッチ素子および第４整流素子が並列接続して構成された第４スイッチ部とが、前記第３整流素子の電流出力端子が前記一方の出力端子に接続され、かつ前記第４整流素子の電流入力端子が前記他方の出力端子に接続された状態で当該一対の出力端子間に直列接続されると共に、当該第３整流素子の電流入力端子と当該第４整流素子の電流出力端子との接続点である第２接続点が前記一対の入力端子のうちの他方の入力端子に接続された第２アームと、
前記他方の入力端子の電位を基準として前記一方の入力端子が正電位となる前記交流電圧の正側半サイクルでは、前記第２双方向スイッチ素子をオン状態およびオフ状態へ交互に移行させる第１駆動信号、および前記第４双方向スイッチ素子を常時オン状態へ移行させる第２駆動信号を出力し、前記他方の入力端子の電位を基準として前記一方の入力端子が負電位となる前記交流電圧の負側半サイクルでは、前記第４双方向スイッチ素子をオン状態およびオフ状態へ交互に移行させる前記第２駆動信号、および前記第２双方向スイッチ素子を常時オン状態へ移行させる前記第１駆動信号を出力する主駆動回路と、
前記第１整流素子の前記電流入力端子の電位を基準とする当該第１整流素子の前記電流出力端子の電圧を第１検出電圧として検出しつつ、当該第１検出電圧が負電圧になり、かつその絶対値が第１閾値電圧以上になることをオントリガとして前記第１双方向スイッチ素子をオン状態へ移行させると共に、当該第１検出電圧が負電圧の状態で前記絶対値が前記第１閾値電圧よりも小さい第２閾値電圧以下になることおよび前記第１駆動信号の出力開始の直前のタイミングが到来することのいずれか早い方をオフトリガとして当該第１双方向スイッチ素子をオフ状態へ移行させる第１副駆動回路と、
前記第３整流素子の前記電流入力端子の電位を基準とする当該第３整流素子の前記電流出力端子の電圧を第２検出電圧として検出しつつ、当該第２検出電圧が負電圧になり、かつその絶対値が前記第１閾値電圧以上になることをオントリガとして前記第３双方向スイッチ素子をオン状態へ移行させると共に、当該第２検出電圧が負電圧の状態で前記絶対値が前記第２閾値電圧以下になることおよび前記第２駆動信号の出力開始の直前のタイミングが到来することのいずれか早い方をオフトリガとして当該第３双方向スイッチ素子をオフ状態へ移行させる第２副駆動回路とを備えているブリッジレスＰＦＣコンバータ。
【請求項２】
前記第２アームにおける前記第２接続点と前記他方の入力端子との間に配設された第２コイルを備えている請求項１記載のブリッジレスＰＦＣコンバータ。
【請求項３】
前記第１コイルおよび前記第２コイルは、共通の磁気コアに逆極性で巻回されている請求項２記載のブリッジレスＰＦＣコンバータ。
【請求項４】
前記第１スイッチ部から前記第４スイッチ部のすべてがＭＯＳＦＥＴで構成され、
前記第１整流素子から前記第４整流素子のすべてが、前記ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードおよび前記ＭＯＳＦＥＴに並列に接続された外付けダイオードのいずれか一方で構成されている請求項１から３のいずれかに記載のブリッジレスＰＦＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電流連続モードおよび電流不連続モードの双方で動作するＰＦＣ（力率改善）コンバータに関し、特にダイオードブリッジのないブリッジレスＰＦＣコンバータに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
この種のＰＦＣコンバータとして、下記の特許文献１に開示されたＰＦＣコンバータ（昇圧型ＰＦＣ制御装置）が知られている。図８に示すように、このＰＦＣコンバータ５１は、一対の入力端子Ｐｉ１，Ｐｉ２間に入力される単相の交流電圧Ｖａｃを直流電圧Ｖｄｃに変換して一対の出力端子Ｐｏ１，Ｐｏ２間から出力端子Ｐｏ１を高電位側および出力端子Ｐｏ２を低電位側として出力するＡＣ／ＤＣコンバータ部５２と、ＡＣ／ＤＣコンバータ部５２の後述する昇圧用コイル６５に流れる電流を検出する電流検出素子５３とを備えている。
【０００３】
このＡＣ／ＤＣコンバータ部５２は、４つの双方向スイッチ（交流スイッチ）６１，６２，６３，６４、昇圧用コイル６５、平滑用コンデンサ６６および駆動制御回路（ドライブロジック回路およびプリドライブ回路）６７を備えている。この場合、双方向スイッチ６１，６２は、互いに直列接続された状態で一対の出力端子Ｐｏ１，Ｐｏ２間に接続されている。双方向スイッチ６３，６４も、互いに直列接続された状態で一対の出力端子Ｐｏ１，Ｐｏ２間に接続されている。各双方向スイッチ６１〜６４は、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor-Field-Effect-Transistor ）のようなＩ−Ｖ特性を有して、オン状態では、所定のオン抵抗値の抵抗体とみなすことができ、オフ状態では、ソース端子をアノードとし、かつドレイン端子をカソードとするダイオードとみなすことができる構成となっている。
【０００４】
また、双方向スイッチ６１，６２の接続点Ｊ１は、昇圧用コイル６５を介して入力端子Ｐｉ１に接続され、双方向スイッチ６３，６４の接続点Ｊ２は、入力端子Ｐｉ２に直接接続されている。電流検出素子５３は、交流電圧Ｖａｃの供給ライン（接続点Ｊ１と入力端子Ｐｉ１との間の供給ラインおよび接続点Ｊ２と入力端子Ｐｉ２との間の供給ラインのうちの一方の供給ライン。この例では一例として前者）に配設されて、昇圧用コイル６５に流れる電流を検出すると共にこの電流の電流値に応じた振幅の出力信号を出力する。平滑用コンデンサ６６は、一対の出力端子Ｐｏ１，Ｐｏ２間に接続されている。
【０００５】
駆動制御回路６７は、交流電圧Ｖａｃの極性（入力端子Ｐｉ２の電位を基準としたときの入力端子Ｐｉ１の極性）を示す信号を生成する回路と、電流検出素子５３から出力される出力信号に基づいて昇圧用コイル６５に流れる電流がほぼゼロの状態であることを示す信号を生成する回路と、双方向スイッチ６１〜６４を駆動するためのＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号である駆動信号ｄｖ１〜ｄｖ４を、直流電圧Ｖｄｃとこの直流電圧Ｖｄｃの目標電圧（基準電圧）との差分に応じてデューティ比を制御しつつ生成して出力する回路（いずれの回路も図示せず）とを備えている。
【０００６】
このＰＦＣコンバータ５１では、交流電圧Ｖａｃの極性が正のとき（つまり、入力端子Ｐｉ２の電位を基準として入力端子Ｐｉ１の電位が正となる半サイクル（正側半サイクル）のとき）であって、昇圧用コイル６５に流れる電流がゼロにならない電流連続モードにおいては、駆動制御回路６７は、双方向スイッチ６３には、ＰＷＭ信号に代えて、常時オフ状態にするためのレベル信号を駆動信号ｄｖ３として出力し、双方向スイッチ６４には、ＰＷＭ信号に代えて、常時オン状態にするためのレベル信号を駆動信号ｄｖ４として出力する。また、駆動制御回路６７は、双方向スイッチ６１，６２には、同時にオン状態とならないようにデッドタイムを確保した状態で、それぞれを交互にオン・オフさせるためのＰＷＭ信号を駆動信号ｄｖ１，ｄｖ２として出力する。
【０００７】
また、交流電圧Ｖａｃの極性が負のとき（つまり、入力端子Ｐｉ２の電位を基準として入力端子Ｐｉ１の電位が負となる半サイクル（負側半サイクル）のとき）であって、電流連続モードにおいては、駆動制御回路６７は、双方向スイッチ６１には、ＰＷＭ信号に代えて、常時オフ状態にするためのレベル信号を駆動信号ｄｖ１として出力し、双方向スイッチ６２には、ＰＷＭ信号に代えて、常時オン状態にするためのレベル信号を駆動信号ｄｖ２として出力する。また、駆動制御回路６７は、双方向スイッチ６３，６４には、同時にオン状態とならないようにデッドタイムを確保した状態で、それぞれを交互にオン・オフさせるためのＰＷＭ信号を駆動信号ｄｖ３，ｄｖ４として出力する。これにより、ＰＦＣコンバータ５１は、交流電圧Ｖａｃを整流するためのダイオードブリッジが無いにもかかわらず、交流電圧Ｖａｃを整流しつつ直流電圧Ｖｄｃに昇圧して出力する。
【０００８】
一方、このＰＦＣコンバータ５１では、正側半サイクルのときであって、昇圧用コイル６５に流れる電流がゼロになる電流不連続モードにおいては、駆動制御回路６７は、この電流がゼロになるまでの間は、上記した電流連続モードのときと同様の駆動信号ｄｖ１〜ｄｖ４を出力することにより、交流電圧Ｖａｃを整流しつつ直流電圧Ｖｄｃに昇圧して出力する。また、昇圧用コイル６５に流れる電流がゼロ（ほぼゼロ）になった以降であって、次の負側半サイクルが開始するまでの間は、駆動制御回路６７は、双方向スイッチ６１に対して、ＰＷＭ信号に代えて、常時オフ状態にするためのレベル信号を駆動信号ｄｖ１として出力することで、双方向スイッチ６１をダイオードとして機能させる。これにより、この昇圧用コイル６５に流れる電流がゼロになっている期間（つまり、昇圧用コイル６５に蓄えられていた磁気的エネルギーがなくなった期間）において、電流が直流電圧Ｖｄｃ側から交流電圧Ｖａｃ側へ逆流するという事態の発生が防止される。
【０００９】
また、このＰＦＣコンバータ５１では、負側半サイクルのときであって、昇圧用コイル６５に流れる電流がゼロになる電流不連続モードにおいては、駆動制御回路６７は、この電流がゼロになるまでの間は、上記した電流連続モードのときと同様の駆動信号ｄｖ１〜ｄｖ４を出力することにより、交流電圧Ｖａｃを整流しつつ直流電圧Ｖｄｃに昇圧して出力する。また、昇圧用コイル６５に流れる電流がゼロ（ほぼゼロ）になった以降であって、次の正側半サイクルが開始するまでの間は、駆動制御回路６７は、双方向スイッチ６３に対して、ＰＷＭ信号に代えて、常時オフ状態にするためのレベル信号を駆動信号ｄｖ３として出力することで、双方向スイッチ６３をダイオードとして機能させる。これにより、この昇圧用コイル６５に流れる電流がゼロになっている期間（つまり、昇圧用コイル６５に蓄えられていた磁気的エネルギーがなくなった期間）において、電流が直流電圧Ｖｄｃ側から交流電圧Ｖａｃ側へ逆流するという事態の発生が防止される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開２０１４−９９９４６号公報（第７−１１頁、第１−４Ｂ図）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
ところが、上記のＰＦＣコンバータ５１には下のような解決すべき課題が存在している。すなわち、このＰＦＣコンバータ５１では、昇圧用コイル６５に流れる電流を電流検出素子５３（例えば、ホール素子やフラックスゲートセンサなど）を用いて検出する構成を採用しているが、この構成では小型化が容易でない磁気コアを併用するのが一般的であることから、昇圧用コイル６５に使用される磁気コアに加えて別の磁気コアを備える構成となる結果、電流の検出回路が大型化し、このためＰＦＣコンバータの小型化が困難となるという解決すべき課題が存在している。
【００１２】
本発明は、かかる課題を解決するためになされたものであり、小型化の容易なブリッジレスＰＦＣコンバータを提供することを主目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記目的を達成すべく、本発明に係るブリッジレスＰＦＣコンバータは、交流電圧が入力される一対の入力端子と、一方が他方の電位を基準として正電位となる直流電圧が相互間から出力される一対の出力端子と、前記一対の出力端子間に接続された平滑コンデンサと、第１双方向スイッチ素子および第１整流素子が並列接続して構成された第１スイッチ部と第２双方向スイッチ素子および第２整流素子が並列接続して構成された第２スイッチ部とが、前記第１整流素子の電流出力端子が前記一対の出力端子のうちの前記一方の出力端子に接続され、かつ前記第２整流素子の電流入力端子が前記他方の出力端子に接続された状態で当該一対の出力端子間に直列接続されて構成された第１アームと、前記第１整流素子の電流入力端子と前記第２整流素子の電流出力端子との接続点である前記第１アームにおける第１接続点と前記一対の入力端子のうちの一方の入力端子との間に配設された第１コイルと、第３双方向スイッチ素子および第３整流素子が並列接続して構成された第３スイッチ部と第４双方向スイッチ素子および第４整流素子が並列接続して構成された第４スイッチ部とが、前記第３整流素子の電流出力端子が前記一方の出力端子に接続され、かつ前記第４整流素子の電流入力端子が前記他方の出力端子に接続された状態で当該一対の出力端子間に直列接続されると共に、当該第３整流素子の電流入力端子と当該第４整流素子の電流出力端子との接続点である第２接続点が前記一対の入力端子のうちの他方の入力端子に接続された第２アームと、前記他方の入力端子の電位を基準として前記一方の入力端子が正電位となる前記交流電圧の正側半サイクルでは、前記第２双方向スイッチ素子をオン状態およびオフ状態へ交互に移行させる第１駆動信号、および前記第４双方向スイッチ素子を常時オン状態へ移行させる第２駆動信号を出力し、前記他方の入力端子の電位を基準として前記一方の入力端子が負電位となる前記交流電圧の負側半サイクルでは、前記第４双方向スイッチ素子をオン状態およびオフ状態へ交互に移行させる前記第２駆動信号、および前記第２双方向スイッチ素子を常時オン状態へ移行させる前記第１駆動信号を出力する主駆動回路と、前記第１整流素子の前記電流入力端子の電位を基準とする当該第１整流素子の前記電流出力端子の電圧を第１検出電圧として検出しつつ、当該第１検出電圧が負電圧になり、かつその絶対値が第１閾値電圧以上になることをオントリガとして前記第１双方向スイッチ素子をオン状態へ移行させると共に、当該第１検出電圧が負電圧の状態で前記絶対値が前記第１閾値電圧よりも小さい第２閾値電圧以下になることおよび前記第１駆動信号の出力開始の直前のタイミングが到来することのいずれか早い方をオフトリガとして当該第１双方向スイッチ素子をオフ状態へ移行させる第１副駆動回路と、前記第３整流素子の前記電流入力端子の電位を基準とする当該第３整流素子の前記電流出力端子の電圧を第２検出電圧として検出しつつ、当該第２検出電圧が負電圧になり、かつその絶対値が前記第１閾値電圧以上になることをオントリガとして前記第３双方向スイッチ素子をオン状態へ移行させると共に、当該第２検出電圧が負電圧の状態で前記絶対値が前記第２閾値電圧以下になることおよび前記第２駆動信号の出力開始の直前のタイミングが到来することのいずれか早い方をオフトリガとして当該第３双方向スイッチ素子をオフ状態へ移行させる第２副駆動回路とを備えている。
【００１４】
また、本発明に係るブリッジレスＰＦＣコンバータは、前記第２アームにおける前記第２接続点と前記他方の入力端子との間に配設された第２コイルを備えている。
【００１５】
また、本発明に係るブリッジレスＰＦＣコンバータは、前記第１コイルおよび前記第２コイルは、共通の磁気コアに逆極性で巻回されている。
【００１６】
また、本発明に係るブリッジレスＰＦＣコンバータは、前記第１スイッチ部から前記第４スイッチ部のすべてがＭＯＳＦＥＴで構成され、前記第１整流素子から前記第４整流素子のすべてが、前記ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードおよび前記ＭＯＳＦＥＴに並列に接続された外付けダイオードのいずれか一方で構成されている。
【発明の効果】
【００１７】
本発明のブリッジレスＰＦＣコンバータでは、第１検出電圧が負電圧になり、かつその絶対値が第１閾値電圧以上になることをオントリガとして第１双方向スイッチ素子をオン状態へ移行させると共に、この第１検出電圧が負電圧の状態で絶対値が第１閾値電圧よりも小さい第２閾値電圧以下になることおよび第１駆動信号の出力開始の直前のタイミングが到来することのいずれか早い方をオフトリガとして第１双方向スイッチ素子をオフ状態へ移行させる第１副駆動回路と、第２検出電圧が負電圧になり、かつその絶対値が第１閾値電圧以上になることをオントリガとして第３双方向スイッチ素子をオン状態へ移行させると共に、第２検出電圧が負電圧の状態で絶対値が第２閾値電圧以下になることおよび第２駆動信号の出力開始の直前のタイミングが到来することのいずれか早い方をオフトリガとして第３双方向スイッチ素子をオフ状態へ移行させる第２副駆動回路とを備えている。
【００１８】
したがって、このブリッジレスＰＦＣコンバータによれば、電流センサを用いることなく、電流連続モードにおいて、正側半サイクルのときには、第１副駆動回路が、第２双方向スイッチ素子のオン状態からオフ状態への移行に同期して（第１検出電圧が負電圧になり、かつその絶対値が第１閾値電圧以上になることをオントリガとして）第１双方向スイッチ素子をオフ状態からオン状態に移行させると共に、第２双方向スイッチ素子のオフ状態からオン状態への移行に先んじて（第１駆動信号の出力開始の直前のタイミングが到来することをオフトリガとして）第１双方向スイッチ素子をオン状態からオフ状態に移行させ、また、負側半サイクルのときには、第２副駆動回路が、第４双方向スイッチ素子のオン状態からオフ状態への移行に同期して（第２検出電圧が負電圧になり、かつその絶対値が第１閾値電圧以上になることをオントリガとして）第３双方向スイッチ素子をオフ状態からオン状態に移行させると共に、第４双方向スイッチ素子のオフ状態からオン状態への移行に先んじて（第２駆動信号の出力開始の直前のタイミングが到来することをオフトリガとして）第３双方向スイッチ素子をオン状態からオフ状態に移行させることができる。また、このブリッジレスＰＦＣコンバータによれば、電流センサを用いることなく、電流不連続モードにおいて、正側半サイクルのときには、第１副駆動回路が、電流連続モードのときと同様のタイミングで第１双方向スイッチ素子をオフ状態からオン状態に移行させると共に、オン状態の第１双方向スイッチ素子に流れる電流が微少電流になったことを検出して（第１検出電圧が負電圧の状態で絶対値が第１閾値電圧よりも小さい第２閾値電圧以下になることをオフトリガとして）第１双方向スイッチ素子をオフ状態に駆動することができ、また負側半サイクルのときには、第２副駆動回路が、電流連続モードのときと同様のタイミングで第３双方向スイッチ素子をオフ状態からオン状態に移行させると共に、オン状態の第３双方向スイッチ素子に流れる電流が微少電流になったことを検出して（第２検出電圧が負電圧の状態で絶対値が第１閾値電圧よりも小さい第２閾値電圧以下になることをオフトリガとして）第３双方向スイッチ素子をオフ状態に駆動することができる。これにより、このＰＦＣコンバータによれば、大型化の要因となる磁気コアを使用する電流センサを用いずに、第１検出電圧および第２検出電圧のレベルを検出することで、電流不連続モードにおいて第１双方向スイッチ素子や第３双方向スイッチ素子を流れる電流が低下してゼロを境に逆方向に流れる（電力の流れが出力端子側から入力端子側に向かう回生状態となる）ことに伴う不要な導通損失を防止することができるため、装置の小型化と共に内部損失の低減を容易に達成することができる。
【００１９】
また、本発明のブリッジレスＰＦＣコンバータによれば、第１コイルに加えて、第２アームにおける第２接続点と他方の入力端子との間に配設された第２コイルを備えているため、第１コイルのみの構成と比較して、ローサイド側の第２双方向スイッチ素子や第４双方向スイッチ素子をオン状態に移行させたときに蓄積される磁気的エネルギー量を増加させることができる。
【００２０】
また、本発明のブリッジレスＰＦＣコンバータによれば、第１コイルおよび第２コイルを共通の磁気コアに逆極性で巻回したことにより、２つのコイル全体での磁気コアの数を１つにすることができて、コンバータ装置の小型化にとって一層有利な構成にすることができる。
【００２１】
また、本発明のブリッジレスＰＦＣコンバータによれば、第１スイッチ部から第４スイッチ部のすべてをＭＯＳＦＥＴで構成し、第１整流素子から第４整流素子のすべてを、ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードで構成したことにより、各整流素子を別体のダイオードで構成する場合と比較して、部品点数の削減、ひいては装置の小型化に寄与することができる。また、各整流素子を別体のダイオード（ボディダイオードよりも高速なショットキーダイオードなど）で構成したときには、リカバリ損失を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】ＰＦＣコンバータ１の構成図である。
【図２】図１中の各副駆動回路７（８）の構成図である。
【図３】ＰＦＣコンバータ１の電流連続モードでの動作を説明するための波形図である。
【図４】ＰＦＣコンバータ１の電流不連続モードでの動作を説明するための波形図である。
【図５】ＰＦＣコンバータ１の正側半サイクルでの動作を説明するための説明図である。
【図６】ＰＦＣコンバータ１の負側半サイクルでの動作を説明するための説明図である。
【図７】ＰＦＣコンバータ１Ａの構成図である。
【図８】ＰＦＣコンバータ５１の構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
以下、ブリッジレスＰＦＣコンバータの実施の形態について、図面を参照しつつ説明する。
【００２４】
ブリッジレスＰＦＣコンバータの一例としてのブリッジレスＰＦＣコンバータ１（以下、「ＰＦＣコンバータ１」ともいう）は、図１に示すように、一対の入力端子Ｐｉ１，Ｐｉ２、一対の出力端子Ｐｏ１，Ｐｏ２、平滑コンデンサ２、第１アーム３、第２アーム４、第１コイル５、主駆動回路６、第１副駆動回路７、第２副駆動回路８および２つの直流カット用のコンデンサ９ａ，９ｂを備え、一対の入力端子Ｐｉ１，Ｐｉ２間に入力される交流電圧Ｖａｃを直流電圧Ｖｄｃに変換して一対の出力端子Ｐｏ１，Ｐｏ２間から、出力端子Ｐｏ２の電位を基準として出力端子Ｐｏ１が正電位となる状態で出力する。平滑コンデンサ２は、一対の出力端子Ｐｏ１，Ｐｏ２間に接続されている。
【００２５】
第１アーム３は、第１スイッチ部１１および第２スイッチ部１２が一対の出力端子Ｐｏ１，Ｐｏ２間に直列接続されて構成されている。具体的には、第１スイッチ部１１は、第１双方向スイッチ素子１１ａおよび第１整流素子１１ｂが並列接続されて構成されている。第２スイッチ部１２は、第２双方向スイッチ素子１２ａおよび第２整流素子１２ｂが並列接続されて構成されている。本例では一例として、第１スイッチ部１１および第２スイッチ部１２は、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴでそれぞれ構成されて、第１双方向スイッチ素子１１ａおよび第２双方向スイッチ素子１２ａはＭＯＳＦＥＴ本体で、また第１整流素子１１ｂおよび第２整流素子１２ｂはＭＯＳＦＥＴのボディダイオードで構成されている。
【００２６】
また、第１スイッチ部１１および第２スイッチ部１２は、第１整流素子１１ｂの電流出力端子（ボディダイオードのカソード端子）が出力端子Ｐｏ１に接続され、かつ第２整流素子１２ｂの電流入力端子（ボディダイオードのアノード端子）が出力端子Ｐｏ２に接続された状態で直列接続されている。つまり、第１スイッチ部１１は第１アーム３のハイサイド側に配設され、第２スイッチ部１２は第１アーム３のローサイド側に配設されている。
【００２７】
第２アーム４は、第３スイッチ部１３および第４スイッチ部１４が一対の出力端子Ｐｏ１，Ｐｏ２間に直列接続されて構成されている。具体的には、第３スイッチ部１３は、第３双方向スイッチ素子１３ａおよび第３整流素子１３ｂが並列接続されて構成されている。第４スイッチ部１４は、第４双方向スイッチ素子１４ａおよび第４整流素子１４ｂが並列接続されて構成されている。本例では一例として、第３スイッチ部１３および第４スイッチ部１４は、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴでそれぞれ構成されて、第３双方向スイッチ素子１３ａおよび第４双方向スイッチ素子１４ａはＭＯＳＦＥＴ本体で、また第３整流素子１３ｂおよび第４整流素子１４ｂはＭＯＳＦＥＴのボディダイオードで構成されている。
【００２８】
また、第３スイッチ部１３および第４スイッチ部１４は、第３整流素子１３ｂの電流出力端子（ボディダイオードのカソード端子）が出力端子Ｐｏ１に接続され、かつ第４整流素子１４ｂの電流入力端子（ボディダイオードのアノード端子）が出力端子Ｐｏ２に接続された状態で直列接続されている。つまり、第３スイッチ部１３は第２アーム４のハイサイド側に配設され、第４スイッチ部１４は第２アーム４のローサイド側に配設されている。
【００２９】
なお、上記した各ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードでのリカバリ損失が問題となるときには、図示はしないが、各ボディダイオードに並列に外付けダイオード（ボディダイオードよりも高速なショットキーダイオードなど）を接続して、リカバリ損失を低減する構成を採用することもできる。
【００３０】
第１コイル５は、例えば、磁気コアおよびこの磁気コアに巻回された巻線（いずれも図示せず）を備えて構成されて、第１整流素子１１ｂの電流入力端子と第２整流素子１２ｂの電流出力端子との接続点である第１アーム３における第１接続点Ｊ１と一方の入力端子Ｐｉ１との間に配設されている。なお、このＰＦＣコンバータ１では、第３整流素子１３ｂの電流入力端子と第４整流素子１４ｂの電流出力端子との接続点である第２アーム４における第２接続点Ｊ２は、他方の入力端子Ｐｉ２に直接接続されている。
【００３１】
主駆動回路６は、第１アーム３におけるローサイド側の第２双方向スイッチ素子１２ａのオン・オフ状態を制御するための駆動信号ｄｖ２（第１駆動信号）を出力すると共に、第２アーム４におけるローサイド側の第４双方向スイッチ素子１４ａのオン・オフ状態を制御するための駆動信号ｄｖ４（第２駆動信号）を出力する。
【００３２】
具体的には、主駆動回路６は、一例として図１に示すように、ＰＷＭ制御回路２１、ＡＣ極性検出回路２２、遅延回路２３、４つの抵抗２４，２５，２６，２７および２つのスイッチ２８，２９を備えている。ＰＷＭ制御回路２１は、各駆動信号ｄｖ２，ｄｖ４の元になるパルス信号Ｓｐを、直流電圧Ｖｄｃとこの直流電圧Ｖｄｃの目標電圧（基準電圧）との差分に応じてデューティ比を制御（ＰＷＭ制御）しつつ生成して出力する。このパルス信号Ｓｐのローレベルは例えば出力端子Ｐｏ２と同電位に規定され、ハイレベルはローレベルよりも例えば数ボルト程度高い電位に規定されている。また、このパルス信号Ｓｐは、遅延回路２３、第１副駆動回路７および第２副駆動回路８に供給される。
【００３３】
ＡＣ極性検出回路２２は、一対の入力端子Ｐｉ１，Ｐｉ２間に入力される交流電圧Ｖａｃの極性（他方の入力端子Ｐｉ２の電位を基準とする一方の入力端子Ｐｉ１の電位の極性）を検出しつつ、この極性が正となる（入力端子Ｐｉ２の電位を基準として入力端子Ｐｉ１が正電位となる）交流電圧Ｖａｃの半サイクル（正側半サイクル）では、スイッチ駆動信号ｄｓ２のみを出力して、スイッチ２８，２９のうちのスイッチ２９のみをオフ状態からオン状態に移行させ（スイッチ２８はオフ状態に維持され）、交流電圧Ｖａｃの極性が負となる（入力端子Ｐｉ２の電位を基準として入力端子Ｐｉ１が負電位となる）交流電圧Ｖａｃの半サイクル（負側半サイクル）では、スイッチ駆動信号ｄｓ１のみを出力して、スイッチ２８のみをオフ状態からオン状態に移行させる（スイッチ２９はオフ状態に維持される）。
【００３４】
遅延回路２３は、パルス信号Ｓｐを入力すると共に、予め規定された時間（遅延時間）だけ遅延させて遅延パルス信号Ｓｐｄとして、抵抗２４，２５のそれぞれの一端に供給する。また、この遅延パルス信号Ｓｐｄのハイレベルは、後述する作動用電圧Ｖｃｃ以下であって上記のＭＯＳＦＥＴをオン状態に移行させ得る最低のゲート・ソース間電圧以上の電圧に規定され、そのローレベルは、上記のＭＯＳＦＥＴを確実にオフ状態に移行させ得る電圧（例えば、出力端子Ｐｏ２と同電位）に規定されている。
【００３５】
後述するように、このＰＦＣコンバータ１では、電流連続モードにおける正側半サイクルでは、第１アーム３におけるハイサイド側の第１双方向スイッチ素子１１ａは、パルス信号Ｓｐの立ち上がり（つまり、駆動信号ｄｖ２の出力開始の直前（遅延時間分だけ早い）のタイミング）に同期してオン状態からオフ状態に移行し、ローサイド側の第２双方向スイッチ素子１２ａは、遅延パルス信号Ｓｐｄに基づいて生成される駆動信号ｄｖ２の立ち上がり（つまり、遅延パルス信号Ｓｐｄの立ち上がり）に同期してオフ状態からオン状態に移行する。また、電流連続モードにおける負側半サイクルでは、第２アーム４におけるハイサイド側の第３双方向スイッチ素子１３ａは、パルス信号Ｓｐの立ち上がり（つまり、駆動信号ｄｖ４の出力開始の直前（遅延時間分だけ早い）のタイミング）に同期してオン状態からオフ状態に移行し、ローサイド側の第４双方向スイッチ素子１４ａは、遅延パルス信号Ｓｐｄに基づいて生成される駆動信号ｄｖ４の立ち上がり（つまり、遅延パルス信号Ｓｐｄの立ち上がり）に同期してオフ状態からオン状態に移行する。
【００３６】
したがって、このＰＦＣコンバータ１では、この電流連続モードにおいて、各アーム３，４のローサイド側の双方向スイッチ素子（双方向スイッチ素子１２ａ，１４ａ）がオン状態への移行を開始するタイミングにおいて、ハイサイド側の双方向スイッチ素子（双方向スイッチ素子１１ａ，１３ａ）とローサイド側の双方向スイッチ素子（双方向スイッチ素子１２ａ，１４ａ）とが同時にオン状態となる事態（つまり、各アーム３，４で貫通電流が発生するという事態）の発生が、遅延回路２３の存在によって防止されている。
【００３７】
なお、電流連続モードおよび電流不連続モードでの正側半サイクルや負側半サイクルにおいて、ハイサイド側の双方向スイッチ素子（双方向スイッチ素子１１ａ，１３ａ）がオン状態に移行するタイミングや、電流不連続モードでの正側半サイクルや負側半サイクルにおいて、ハイサイド側の双方向スイッチ素子（双方向スイッチ素子１１ａ，１３ａ）がオフ状態に移行するタイミングは、後述するように第１副駆動回路７および第２副駆動回路８が、それぞれの駆動対象であるハイサイド側の双方向スイッチ素子（双方向スイッチ素子１１ａ，１３ａ）のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ（ソース端子の電位を基準としてドレイン端子側が負となる電圧）に基づいて決定することで、これらの各タイミングにおいても、ハイサイド側の双方向スイッチ素子（双方向スイッチ素子１１ａ，１３ａ）とローサイド側の双方向スイッチ素子（双方向スイッチ素子１２ａ，１４ａ）とが同時にオン状態となる事態（つまり、各アーム３，４で貫通電流が発生するという事態）の発生が防止されている。
【００３８】
抵抗２４は、その他端が第２双方向スイッチ素子１２ａのゲート端子に接続され、抵抗２５は、抵抗２４と同じ抵抗値に規定されると共にその他端が第４双方向スイッチ素子１４ａのゲート端子に接続されている。スイッチ２８は、抵抗２６と直列接続されると共に第２双方向スイッチ素子１２ａのゲート端子に接続（直接または抵抗２６を介して接続。本例では一例として後者）されて、オン状態のときにＰＦＣコンバータ１における各回路６，７，８の作動用電圧Ｖｃｃ（出力端子Ｐｏ２の電位を基準として正となる直流定電圧）を抵抗２６を介して第２双方向スイッチ素子１２ａのゲート端子に供給する。スイッチ２９は、抵抗２７（抵抗２６と同じ抵抗値）と直列接続されると共に第４双方向スイッチ素子１４ａのゲート端子に接続（直接または抵抗２７を介して接続。本例では一例として後者）されて、オン状態のときに作動用電圧Ｖｃｃを抵抗２７を介して第４双方向スイッチ素子１４ａのゲート端子に供給する。
【００３９】
この抵抗２４，２６およびスイッチ２８の構成により、第２双方向スイッチ素子１２ａ側では、スイッチ２８がオフ状態のときには、遅延パルス信号Ｓｐｄが抵抗２４を介してそのまま駆動信号ｄｖ２として第２双方向スイッチ素子１２ａのゲート端子に供給される。一方、スイッチ２８がオン状態のときには、遅延パルス信号Ｓｐｄおよび作動用電圧Ｖｃｃが抵抗２４，２６によって合成された状態で駆動信号ｄｖ２として第２双方向スイッチ素子１２ａのゲート端子に供給されるが、本例の主駆動回路６では、遅延パルス信号Ｓｐｄがローレベルのときであっても、駆動信号ｄｖ２の電圧が第２双方向スイッチ素子１２ａをオン状態に移行させ得る電圧に維持されるように、抵抗２４，２６の各抵抗値の比率が予め規定されている。つまり、本例の主駆動回路６では、スイッチ２８がオン状態のときには、遅延パルス信号Ｓｐｄのレベルの如何に拘わらず、第２双方向スイッチ素子１２ａをオン状態に移行させ得る電圧の駆動信号ｄｖ２が第２双方向スイッチ素子１２ａのゲート端子に供給される。
【００４０】
また、上記の抵抗２５，２７およびスイッチ２９の構成により、第４双方向スイッチ素子１４ａ側においても、スイッチ２９がオフ状態のときには、遅延パルス信号Ｓｐｄが抵抗２５を介してそのまま駆動信号ｄｖ４として第４双方向スイッチ素子１４ａのゲート端子に供給され、スイッチ２９がオン状態のときには、第４双方向スイッチ素子１４ａをオン状態に移行させ得る電圧の駆動信号ｄｖ４が第４双方向スイッチ素子１４ａのゲート端子に供給される。
【００４１】
なお、主駆動回路６については、上記の構成に限定されず、種々の構成の回路で実現することができる。例えば、図示はしないが、主駆動回路６におけるＰＷＭ制御回路２１およびＡＣ極性検出回路２２を除く部分、または主駆動回路６全体をＤＳＰ（Digital Signal Processor）などのデジタル回路で構成して、駆動信号ｄｖ２，ｄｖ４を生成することもできる。
【００４２】
第１副駆動回路７および第２副駆動回路８は、同一の構成を有して、第１副駆動回路７は、ハイサイド側の第１スイッチ部１１を構成する第１双方向スイッチ素子１１ａを駆動対象として、図２に示すように、第１双方向スイッチ素子１１ａのゲート端子、ソース端子およびドレイン端子に接続され、第２副駆動回路８は、ハイサイド側の第２スイッチ部１３を構成する第３双方向スイッチ素子１３ａを駆動対象として、第３双方向スイッチ素子１３ａのゲート端子、ソース端子およびドレイン端子に接続されている。
【００４３】
第１副駆動回路７および第２副駆動回路８は、一例として図２に示すように、基準電源３１、シュミットトリガ回路３２、２つのインバータ回路３３，３４、１つのアンド回路３５およびドライバ回路３６を備えている。また、各副駆動回路７，８には、作動用電圧Ｖｃｃが供給されると共に、パルス信号Ｓｐがコンデンサ９ａやコンデンサ９ｂを介して直流カットされた状態で供給される。各副駆動回路７，８では、その内部基準電位はハイサイド側の双方向スイッチ素子１１ａ，１３ａのソース端子の電位となるが、この電位は変動する（具体的には、ローサイド側の双方向スイッチ素子１２ａ，１４ａがオン状態のときにはほぼ出力端子Ｐｏ２の電位となり、双方向スイッチ素子１２ａ，１４ａがオフ状態のときにはほぼ出力端子Ｐｏ１の電位となる）。このため、各副駆動回路７，８では、インバータ回路３４がパルス信号Ｓｐ（出力端子Ｐｏ２の電位を基準とする信号）を正常に入力して動作し得るように、上記したようにパルス信号Ｓｐの直流成分をカットする構成を採用している。
【００４４】
基準電源３１は、上記の内部基準電位を基準として負電圧となる２つの閾値電圧（第１閾値電圧Ｖｔｈ１および第２閾値電圧Ｖｔｈ２）を生成して出力する。この場合、図４に示すように、第２閾値電圧Ｖｔｈ２の絶対値は、オン状態に移行することで抵抗値（オン抵抗値）がほぼ一定の抵抗体（つまり、双方向スイッチ）として機能する各双方向スイッチ素子１１ａ，１３ａに微少電流（ゼロアンペアではないが、電流値の小さな電流）が流れたときに各双方向スイッチ素子１１ａ，１３ａに生じる電圧降下とほぼ等しくなるように予め規定されている。また、図３，４に示すように、第１閾値電圧Ｖｔｈ１の絶対値は、第２閾値電圧Ｖｔｈ２の絶対値よりも大きく、かつ各整流素子１１ｂ，１３ｂの順方向電圧Ｖｆの絶対値よりも若干小さい値に予め規定されている。
【００４５】
シュミットトリガ回路３２は、上記の内部基準電位を基準とするハイサイド側の双方向スイッチ素子（各双方向スイッチ素子１１ａ，１３ａ）のドレイン端子の電圧（双方向スイッチ素子のソース端子の電位を基準とするドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ。ハイサイド側の整流素子（各整流素子１１ｂ，１３ｂ）の電流入力端子（アノード端子）を基準としたその電流出力端子（カソード端子）の電圧でもある）を検出電圧（第１検出電圧、第２検出電圧）として検出して、上記の閾値電圧と比較しつつ、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓが正電圧から負電圧になり、かつその絶対値が第２閾値電圧Ｖｔｈ２の絶対値を超え、さらに第１閾値電圧Ｖｔｈ１の絶対値以上になったときにハイレベルからローレベルに移行し、その後、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓが負電圧の状態でその絶対値が第１閾値電圧Ｖｔｈ１の絶対値を下回り、さらに第２閾値電圧Ｖｔｈ２の絶対値以下になったとき（図４の状態が生じたとき）にローレベルからハイレベルに移行する検出信号Ｓ１を出力する。
【００４６】
インバータ回路３３は、この検出信号Ｓ１を入力すると共に極性を反転させて出力し、インバータ回路３４は、上記のようにして直流成分がカットされたパルス信号Ｓｐを入力すると共に極性を反転させて出力する。アンド回路３５は、インバータ回路３３，３４から出力される各信号の論理積を演算して出力信号Ｓ２として出力する。ドライバ回路３６は、出力信号Ｓ２に基づいて、出力信号Ｓ２がハイレベルのときにハイサイド側の双方向スイッチ素子（各双方向スイッチ素子１１ａ，１３ａ）をオン状態に移行させ得るレベル（ハイレベルともいう）となり、出力信号Ｓ２がローレベルのときにハイサイド側の双方向スイッチ素子をオフ状態に移行させ得るレベル（ローレベルともいう）となる駆動信号（駆動信号ｄｖ１，ｄｖ３）を生成してハイサイド側の双方向スイッチ素子のゲート端子に出力する。
【００４７】
以上の構成により、各副駆動回路７，８は、ハイサイド側の双方向スイッチ素子（各双方向スイッチ素子１１ａ，１３ａ）のうちの駆動対象となる双方向スイッチ素子のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓの電圧を検出しつつ、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓが正電圧から負電圧になり、かつその絶対値が第１閾値電圧Ｖｔｈ１の絶対値以上になることをオントリガとして駆動対象の双方向スイッチ素子をオフ状態からオン状態へ移行させると共に、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓが負電圧の状態でその絶対値が第２閾値電圧Ｖｔｈ２以下になること（図４の状態になること）およびパルス信号Ｓｐがローレベルからハイレベルに移行したこと（図３に示すように、駆動信号ｄｖ２，ｄｖ４の出力開始の直前のタイミング（遅延パルス信号Ｓｐｄがローレベルからハイレベルに移行するタイミング）が到来すること）のいずれか早い方をオフトリガとして駆動対象となるハイサイド側の双方向スイッチ素子をオフ状態へ移行させる。
【００４８】
続いて、ＰＦＣコンバータ１の動作について、電流連続モードでの動作と電流不連続モードでの動作とに分けて説明する。
【００４９】
まず、電流連続モードでの動作について説明する。この場合、交流電圧Ｖａｃの極性が正（正側半サイクル）のときには、主駆動回路６では、ＡＣ極性検出回路２２がスイッチ駆動信号ｄｓ２のみを出力して、スイッチ２９のみをオン状態に移行させる。なお、スイッチ２８はオフ状態に維持される。このため、遅延回路２３から抵抗２４に出力される遅延パルス信号Ｓｐｄは、この遅延パルス信号Ｓｐｄに同期してハイレベルからローレベル、またローレベルからハイレベルに移行する駆動信号ｄｖ２として第２双方向スイッチ素子１２ａのゲート端子に供給される。これにより、第２双方向スイッチ素子１２ａは、遅延パルス信号Ｓｐｄに同期して、オン・オフ動作を繰り返す（スイッチング動作する）。
【００５０】
一方、第４双方向スイッチ素子１４ａのゲート端子には、抵抗２５を介して遅延パルス信号Ｓｐｄが供給されるものの、オン状態のスイッチ２９および抵抗２７を介して作動用電圧Ｖｃｃも供給されているため、このゲート端子には、第４双方向スイッチ素子１４ａを常時オン状態に移行させ得る電圧の駆動信号ｄｖ４が供給される。これにより、第４双方向スイッチ素子１４ａはオン状態を維持する（スイッチング動作はしない）。
【００５１】
この状態において第１アーム３では、第２双方向スイッチ素子１２ａがオン状態のときには、第１接続点Ｊ１は低電位側の出力端子Ｐｏ２とほぼ同電位となることから、第１双方向スイッチ素子１１ａのドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓは、正電圧（直流電圧Ｖｄｃとほぼ同じ電圧）に維持される。したがって、第１副駆動回路７は、上記したオントリガを検出しないため、第１双方向スイッチ素子１１ａをオフ状態に維持する。
【００５２】
これにより、交流電圧Ｖａｃの正側半サイクルにおいて第２双方向スイッチ素子１２ａがオン状態となっている期間では、図５において破線で示す経路（入力端子Ｐｉ２に対して正電位となる入力端子Ｐｉ１から、第１コイル５、第１接続点Ｊ１、オン状態の第２双方向スイッチ素子１２ａ、オン状態の第４双方向スイッチ素子１４ａおよび第２接続点Ｊ２を経由して入力端子Ｐｉ２に至る経路）に電流が流れて、第１コイル５に磁気的エネルギーが蓄積される。
【００５３】
その後、第２双方向スイッチ素子１２ａがオフ状態に移行したときには、第１アーム３では、まず、第１スイッチ部１１の第１整流素子１１ｂがオンすることにより、図５において一点鎖線で示す経路（入力端子Ｐｉ１から、第１コイル５、第１接続点Ｊ１、オン状態の第１整流素子１１ｂ、平滑コンデンサ２（一対の出力端子Ｐｏ１，Ｐｏ２に接続される不図示の負荷）、オン状態の第４双方向スイッチ素子１４ａおよび第２接続点Ｊ２を経由して入力端子Ｐｉ２に至る経路）に電流（図３に示す電流Ｉｄ）が流れて、第１コイル５に蓄積されていた磁気的エネルギーによる平滑コンデンサ２の充電（また、出力端子Ｐｏ１，Ｐｏ２間に接続されている不図示の負荷への電力の供給）が開始される。したがって、図３に示すように、ハイサイド側の双方向スイッチ素子（第１双方向スイッチ素子１１ａ）のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓは、直流電圧Ｖｄｃにほぼ等しい正電圧から急速に低下して負電圧となり、その絶対値は、第２閾値電圧Ｖｔｈ２の絶対値を超え、さらには第１閾値電圧Ｖｔｈ１の絶対値をも超えて、第１整流素子１１ｂの順方向電圧Ｖｆに達する。
【００５４】
これにより、第１副駆動回路７は、第１双方向スイッチ素子１１ａのドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓが正電圧から負電圧となり、かつその絶対値が第２閾値電圧Ｖｔｈ２の絶対値を超え、さらには第１閾値電圧Ｖｔｈ１以上となったこと（オントリガ）を検出して、図３に示すように、第１双方向スイッチ素子１１ａをオン状態に移行させ得るレベルの駆動信号ｄｖ１を、第１双方向スイッチ素子１１ａのゲート端子に出力する。これにより、第１双方向スイッチ素子１１ａは、オン状態に移行して、抵抗値がほぼ一定の抵抗体（双方向スイッチ）として機能する。したがって、第１双方向スイッチ素子１１ａのドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓは、第１コイル５から平滑コンデンサ２に向けて流れる電流Ｉｄが抵抗体としての第１双方向スイッチ素子１１ａに流れた際に生じる電圧降下分と等しくなる。このＰＦＣコンバータ１では、各スイッチ部１１〜１４として使用するＭＯＳＦＥＴとして、オン抵抗の十分に小さいもの（例えば、０．１Ω未満のもの）を使用している。このため、第１双方向スイッチ素子１１ａがオン状態に移行した時点で、第１双方向スイッチ素子１１ａのドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓは、その絶対値が順方向電圧Ｖｆ未満の値に急速に低下する。
【００５５】
その後は、このドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓは、徐々に減少する電流Ｉｄの電流値に比例して徐々にその絶対値が減少するものの、電流連続モードでは、図３に示すように、電流Ｉｄが微少電流に達する前に（つまり、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓの絶対値が第２閾値電圧Ｖｔｈ２の絶対値以下となる前に）、コンデンサ９ａを介して第１副駆動回路７に入力されるパルス信号Ｓｐがローレベルからハイレベルに移行する（駆動信号ｄｖ２の出力開始の直前のタイミングが到来する）。したがって、第１副駆動回路７は、これをオフトリガとして、駆動信号ｄｖ１のレベルをハイレベルからローレベルに低下させる。
【００５６】
この結果、第１双方向スイッチ素子１１ａはオフ状態に移行するため、第１双方向スイッチ素子１１ａに流れていた電流Ｉｄは第１整流素子１１ｂを経由して流れる状態に戻る。また、これにより、第１双方向スイッチ素子１１ａのドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓも、第１整流素子１１ｂの順方向電圧Ｖｆに戻る。
【００５７】
その後、図３に示すように、遅延パルス信号Ｓｐｄがローレベルからハイレベルに移行し、これに同期して駆動信号ｄｖ２もローレベルからハイレベルに移行するため、ローサイド側の第２双方向スイッチ素子１２ａが再びオン状態に移行する。このときには、上記したようにハイサイド側の第１双方向スイッチ素子１１ａが既にオフ状態に移行しているため、第１アーム３での貫通電流の発生は回避されている。
【００５８】
また、電流連続モードにおいて交流電圧Ｖａｃの極性が負（負側半サイクル）のときには、主駆動回路６では、ＡＣ極性検出回路２２がスイッチ駆動信号ｄｓ１のみを出力して、スイッチ２８のみをオン状態に移行させる。なお、スイッチ２９はオフ状態に維持される。このため、遅延回路２３から抵抗２５に出力される遅延パルス信号Ｓｐｄは、遅延パルス信号Ｓｐｄに同期してハイレベルからローレベル、またローレベルからハイレベルに移行する駆動信号ｄｖ４として第４双方向スイッチ素子１４ａのゲート端子に供給される。これにより、第４双方向スイッチ素子１４ａは、遅延パルス信号Ｓｐｄに同期して、オン・オフ動作を繰り返す（スイッチング動作する）。
【００５９】
一方、第２双方向スイッチ素子１２ａのゲート端子には、抵抗２４を介して遅延パルス信号Ｓｐｄが供給されるものの、オン状態のスイッチ２８および抵抗２６を介して作動用電圧Ｖｃｃも供給されているため、このゲート端子には、第２双方向スイッチ素子１２ａを常時オン状態に移行させ得る電圧の駆動信号ｄｖ２が供給される。これにより、第２双方向スイッチ素子１２ａはオン状態を維持する（スイッチング動作は実行しない）。
【００６０】
これにより、この負側半サイクルのときには、正側半サイクルのときとは逆に、図６に示すように、第１アーム３側の第２双方向スイッチ素子１２ａがオン状態に維持され、その結果として、第１双方向スイッチ素子１１ａが第１副駆動回路７によってオフ状態に維持された状態で、第２アーム４側の第３双方向スイッチ素子１３ａおよび第４双方向スイッチ素子１４ａが、正側半サイクルのときの第１アーム３側の第１双方向スイッチ素子１１ａおよび第２双方向スイッチ素子１２ａと同じタイミングでスイッチング動作する。
【００６１】
このため、この負側半サイクルにおいて第４双方向スイッチ素子１４ａがオン状態となっている期間では、図６において破線で示す経路（入力端子Ｐｉ１に対して正電位となる入力端子Ｐｉ２から、第２接続点Ｊ２、オン状態の第４双方向スイッチ素子１４ａ、オン状態の第２双方向スイッチ素子１２ａ、第１接続点Ｊ１および第１コイル５を経由して入力端子Ｐｉ１に至る経路）に電流が流れて、第１コイル５に磁気的エネルギーが蓄積される。
【００６２】
その後、第４双方向スイッチ素子１４ａがオフ状態に移行したときには、第２アーム４では、まず、第３スイッチ部１３の第３整流素子１３ｂがオンすることにより、図６において一点鎖線で示す経路（入力端子Ｐｉ２から、第２接続点Ｊ２、オン状態の第３整流素子１３ｂ、平滑コンデンサ２（一対の出力端子Ｐｏ１，Ｐｏ２に接続される不図示の負荷）、オン状態の第２双方向スイッチ素子１２ａ、第１接続点Ｊ１および第１コイル５を経由して入力端子Ｐｉ１に至る経路）に電流（図３に示す電流Ｉｄ）が流れて、第１コイル５に蓄積されていた磁気的エネルギーによる平滑コンデンサ２の充電（また、出力端子Ｐｏ１，Ｐｏ２間に接続されている不図示の負荷への電力の供給）が開始される。したがって、図３に示すように、ハイサイド側の双方向スイッチ素子（第２アーム４では第３双方向スイッチ素子１３ａ）のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓは、直流電圧Ｖｄｃにほぼ等しい正電圧から急速に低下して負電圧となり、その絶対値は、第２閾値電圧Ｖｔｈ２の絶対値を超え、さらには第１閾値電圧Ｖｔｈ１の絶対値をも超えて、第３整流素子１３ｂの順方向電圧Ｖｆに達する。
【００６３】
これにより、第２副駆動回路８は、第３双方向スイッチ素子１３ａのドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓが正電圧から負電圧となり、かつその絶対値が第２閾値電圧Ｖｔｈ２の絶対値を超え、さらには第１閾値電圧Ｖｔｈ１以上となったこと（オントリガ）を検出して、図３に示すように、ハイレベルの駆動信号ｄｖ３を第３双方向スイッチ素子１３ａのゲート端子に出力する。これにより、第３双方向スイッチ素子１３ａは、オン状態に移行して、抵抗値がほぼ一定の抵抗体（双方向スイッチ）として機能する。したがって、第３双方向スイッチ素子１３ａのドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓは、上記した正側半サイクルでの第１双方向スイッチ素子１１ａのときと同様にして、第３双方向スイッチ素子１３ａがオン状態に移行した時点で、その絶対値が順方向電圧Ｖｆ未満の値に急速に低下する。
【００６４】
その後は、このドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓは、徐々に減少する電流Ｉｄの電流値に比例して徐々にその絶対値が減少するものの、電流連続モードでは、図３に示すように、電流Ｉｄが微少電流に達する前に（つまり、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓの絶対値が第２閾値電圧Ｖｔｈ２の絶対値以下となる前に）、コンデンサ９ｂを介して第２副駆動回路８に入力されるパルス信号Ｓｐがローレベルからハイレベルに移行する（駆動信号ｄｖ４の出力開始の直前のタイミングが到来する）。したがって、第２副駆動回路８は、これをオフトリガとして、駆動信号ｄｖ３のレベルをハイレベルからローレベルに低下させる。
【００６５】
この結果、第３双方向スイッチ素子１３ａはオフ状態に移行するため、第３双方向スイッチ素子１３ａに流れていた電流Ｉｄは第３整流素子１３ｂを経由して流れる状態に戻る。また、これにより、第３双方向スイッチ素子１３ａのドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓも、第３整流素子１３ｂの順方向電圧Ｖｆに戻る。
【００６６】
その後、図３に示すように、遅延パルス信号Ｓｐｄがローレベルからハイレベルに移行し、これに同期して駆動信号ｄｖ４もローレベルからハイレベルに移行するため、ローサイド側の第４双方向スイッチ素子１４ａが再びオン状態に移行する。このときには、上記したようにハイサイド側の第３双方向スイッチ素子１３ａが既にオフ状態に移行しているため、第２アーム４での貫通電流の発生は回避されている。
【００６７】
次に、電流不連続モードでの動作について説明する。この電流不連続モードでは、上記した電流連続モードとは異なり、図４に示すように、オン状態に移行したハイサイド側の双方向スイッチ素子（双方向スイッチ素子１１ａ，１３ａ）を介して平滑コンデンサ２側に流れていた電流Ｉｄが、パルス信号Ｓｐのローレベルからハイレベルへの移行前に（つまり、駆動信号ｄｖ２，ｄｖ４の出力開始の直前のタイミングの到来前に）、微少電流となる。このため、ＰＦＣコンバータ１を構成する各回路の電流不連続モードでの動作は、上記した電流連続モードでの動作と比較して、電流Ｉｄが微少電流となる直前までは同じであるが、電流Ｉｄが微少電流となった以降は異なる。したがって、以下では、電流Ｉｄが微少電流となったとき以降の各回路の電流不連続モードでの動作について説明する。
【００６８】
ＰＦＣコンバータ１では、主駆動回路６は、電流不連続モードにおいても電流連続モードのときと同じタイミングで、交流電圧Ｖａｃの極性が正（正側半サイクル）のときには、第２双方向スイッチ素子１２ａをスイッチング動作させるための駆動信号ｄｖ２を出力すると共に第４双方向スイッチ素子１４ａのオン状態を維持する駆動信号ｄｖ４を出力し、一方、交流電圧Ｖａｃの極性が負（負側半サイクル）のときには、第４双方向スイッチ素子１４ａをスイッチング動作させるための駆動信号ｄｖ４を出力すると共に第２双方向スイッチ素子１２ａのオン状態を維持する駆動信号ｄｖ２を出力する。
【００６９】
まず、正側半サイクルのときに、図５の一点鎖線で示す経路に電流Ｉｄが流れている状態において、図４に示すように、この電流Ｉｄが徐々に減少して微少電流になったときには、第１副駆動回路７が検出している第１双方向スイッチ素子１１ａのドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓも徐々に低下して第２閾値電圧Ｖｔｈ２に達する。この場合、第１副駆動回路７は、上記したように、このドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓが負電圧の状態でその絶対値が第２閾値電圧Ｖｔｈ２以下になったことをオフトリガとして、駆動信号ｄｖ１をハイレベルからローレベルにすることで、第１双方向スイッチ素子１１ａをオン状態からオフ状態に移行させる。
【００７０】
したがって、第１双方向スイッチ素子１１ａに流れていた電流Ｉｄ（微少電流）は第１整流素子１１ｂを経由して流れる状態に戻る。また、これにより、第１双方向スイッチ素子１１ａのドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓも、第１整流素子１１ｂの順方向電圧Ｖｆに戻る。その後、電流Ｉｄがさらに減少してゼロになったときには、ローサイド側の第２双方向スイッチ素子１２ａが未だオフ状態であることから、第１アーム３においてハイサイド側の第１双方向スイッチ素子１１ａおよびローサイド側の第２双方向スイッチ素子１２ａの双方がオフ状態となる。この場合、直流電圧Ｖｄｃは直列接続状態の第１スイッチ部１１および第２スイッチ部１２（それぞれの双方向スイッチ１１ａ，１２ａはオフ状態であって、それぞれの整流素子１１ｂ，１２ｂは逆バイアス状態であることから等価的にコンデンサとみなせる）で分圧される結果、第１副駆動回路７が検出している第１双方向スイッチ素子１１ａのドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓは直流電圧Ｖｄｃの半分程度の電圧（正電圧）に移行する。
【００７１】
その後、図４に示すように、遅延パルス信号Ｓｐｄがローレベルからハイレベルに移行し、これに同期して駆動信号ｄｖ２もローレベルからハイレベルに移行するため、ローサイド側の第２双方向スイッチ素子１２ａが再びオン状態に移行する。このときには、上記したようにハイサイド側の第１双方向スイッチ素子１１ａが既にオフ状態に移行しているため、第１アーム３での貫通電流の発生は回避されている。また、第１副駆動回路７が検出している第１双方向スイッチ素子１１ａのドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓは、ローサイド側の第２双方向スイッチ素子１２ａがオン状態に移行することから、直流電圧Ｖｄｃに移行する。
【００７２】
次に、負側半サイクルのときに、図６の一点鎖線で示す経路に電流Ｉｄが流れている状態において、図４に示すように、この電流Ｉｄが徐々に減少して微少電流になったときには、第２副駆動回路８が検出している第３双方向スイッチ素子１３ａのドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓも徐々に低下して第２閾値電圧Ｖｔｈ２に達する。この場合、第２副駆動回路８は、上記した第１副駆動回路７と同様に動作して、第３双方向スイッチ素子１３ａをオン状態からオフ状態に移行させる。
【００７３】
したがって、第３双方向スイッチ素子１３ａに流れていた電流Ｉｄ（微少電流）は第３整流素子１３ｂを経由して流れる状態に戻る。また、これにより、第３双方向スイッチ素子１３ａのドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓも、第３整流素子１３ｂの順方向電圧Ｖｆに戻る。その後、電流Ｉｄがさらに減少してゼロになったときには、ローサイド側の第４双方向スイッチ素子１４ａが未だオフ状態であることから、第２アーム４においてハイサイド側の第３双方向スイッチ素子１３ａおよびローサイド側の第４双方向スイッチ素子１４ａの双方がオフ状態となり、上記した第１アーム３の場合と同じように、第２副駆動回路８が検出している第３双方向スイッチ素子１３ａのドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓは直流電圧Ｖｄｃの半分程度の電圧（正電圧）に移行する。
【００７４】
その後、図４に示すように、遅延パルス信号Ｓｐｄがローレベルからハイレベルに移行し、これに同期して駆動信号ｄｖ４もローレベルからハイレベルに移行するため、ローサイド側の第４双方向スイッチ素子１４ａが再びオン状態に移行する。このときにも、上記したようにハイサイド側の第３双方向スイッチ素子１３ａが既にオフ状態に移行しているため、第２アーム４での貫通電流の発生は回避されている。また、第２副駆動回路８が検出している第３双方向スイッチ素子１３ａのドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓは、ローサイド側の第４双方向スイッチ素子１４ａがオン状態に移行することから、直流電圧Ｖｄｃに移行する。
【００７５】
このように、このＰＦＣコンバータ１では、上記のように動作して第１アーム３のハイサイド側の第１双方向スイッチ素子１１ａをオン・オフ駆動する第１副駆動回路７と、上記のように動作して第２アーム４のハイサイド側の第３双方向スイッチ素子１３ａをオン・オフ駆動する第２副駆動回路８とを備えている。
【００７６】
したがって、このＰＦＣコンバータ１によれば、磁気コアを使用する電流センサを用いることなく、電流連続モードにおいて、正側半サイクルのときには、第１副駆動回路７が、第２双方向スイッチ素子１２ａのオン状態からオフ状態への移行に同期して（第１双方向スイッチ素子１１ａのドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓが負電圧になり、かつその絶対値が第１閾値電圧Ｖｔｈ１以上になることをオントリガとして）第１双方向スイッチ素子１１ａをオフ状態からオン状態に移行させると共に、第２双方向スイッチ素子１２ａのオフ状態からオン状態への移行に先んじて（駆動信号ｄｖ２の出力開始の直前のタイミングが到来することをオフトリガとして）第１双方向スイッチ素子１１ａをオン状態からオフ状態に移行させ、また、負側半サイクルのときには、第２副駆動回路８が、第４双方向スイッチ素子１４ａのオン状態からオフ状態への移行に同期して（第３双方向スイッチ素子１３ａのドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓが負電圧になり、かつその絶対値が第１閾値電圧Ｖｔｈ１以上になることをオントリガとして）第３双方向スイッチ素子１３ａをオフ状態からオン状態に移行させると共に、第４双方向スイッチ素子１４ａのオフ状態からオン状態への移行に先んじて（駆動信号ｄｖ４の出力開始の直前のタイミングが到来することをオフトリガとして）第３双方向スイッチ素子１３ａをオン状態からオフ状態に移行させることができる。また、このブリッジレスＰＦＣコンバータ１によれば、電流センサを用いることなく、電流不連続モードにおいて、正側半サイクルのときには、第１副駆動回路７が、電流連続モードのときと同様のタイミングで第１双方向スイッチ素子１１ａをオフ状態からオン状態に移行させると共に、オン状態の第１双方向スイッチ素子１１ａに流れる電流が微少電流になったことを検出して（第１双方向スイッチ素子１１ａのドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓが負電圧の状態で絶対値が第２閾値電圧Ｖｔｈ２以下になることをオフトリガとして）第１双方向スイッチ素子１１ａをオフ状態に駆動することができ、また負側半サイクルのときには、第２副駆動回路８が、電流連続モードのときと同様のタイミングで第３双方向スイッチ素子１３ａをオフ状態からオン状態に移行させると共に、オン状態の第３双方向スイッチ素子１３ａに流れる電流が微少電流になったことを検出して（第３双方向スイッチ素子１３ａのドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓが負電圧の状態で絶対値が第２閾値電圧Ｖｔｈ２以下になることをオフトリガとして）第３双方向スイッチ素子１３ａをオフ状態に駆動することができる。これにより、このＰＦＣコンバータ１によれば、大型化の要因となる磁気コアを使用する電流センサを用いずに、各双方向スイッチ素子１１ａ，１３ａのドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ（第１検出電圧、第２検出電圧）のレベルを検出することで、電流不連続モードにおいて第１双方向スイッチ素子１１ａや第３双方向スイッチ素子１３ａを流れる電流が低下してゼロを境に逆方向に流れる（電力の流れが出力端子Ｐｏ１，Ｐｏ２側から入力端子Ｐｉ１，Ｐｉ２側に向かう回生状態となる）ことに伴う不要な導通損失を防止することができるため、装置の小型化と共に内部損失の低減を容易に達成することができる。
【００７７】
また、このＰＦＣコンバータ１によれば、各スイッチ部１１〜１４をｎチャネルＭＯＳＦＥＴで構成したことにより、各スイッチ部１１〜１４の各整流素子１１ｂ〜１４ｂをＭＯＳＦＥＴのボディダイオードで構成することができることから、各整流素子１１ｂ〜１４ｂを別体のダイオードで構成する場合と比較して、部品点数の削減、ひいては装置の小型化に寄与することができる。なお、上記したように、各ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードでのリカバリ損失が問題となるときには、各ボディダイオードに並列に外付けダイオード（ボディダイオードよりも高速なショットキーダイオードなど）を接続する構成を採用して、このリカバリ損失を低減することもできる。
【００７８】
また、上記のＰＦＣコンバータ１では、第１接続点Ｊ１と一方の入力端子Ｐｉ１との間に第１コイル５を配設する構成を採用しているが、この構成に代えて、第２接続点Ｊ２と他方の入力端子Ｐｉ２との間に第１コイル５を配設する構成を採用することもできるし、さらには図７に示すＰＦＣコンバータ１Ａのように、第１接続点Ｊ１と一方の入力端子Ｐｉ１との間に第１コイル５（この図７では、後述する第２コイルと区別するため、第１コイル５ａともいう）を配設し、かつ第２接続点Ｊ２と他方の入力端子Ｐｉ２との間に別のコイル（第２コイル５ｂ）を配設する構成を採用することもできる。なお、ＰＦＣコンバータ１と同一の構成については同一の符号を付して重複する説明を省略する。このように２つのコイル５ａ，５ｂを使用する構成を採用することにより、ローサイド側の第２双方向スイッチ素子１２ａや第４双方向スイッチ素子１４ａをオン状態に移行させたときに蓄積される磁気的エネルギー量を増加させることができる。
【００７９】
また、この２つのコイル５ａ，５ｂを使用する構成において、図７に示すように、各コイル５ａ，５ｂを共通のコア（磁気コア）に逆極性で巻回する構成（具体的には、各コイル５ａ，５ｂを構成するそれぞれの巻線を共通の磁気コアに逆極性で巻回する構成）を採用するのが好ましい。この構成を採用することにより、２つのコイル５ａ，５ｂにそれぞれ磁気コアを設ける不図示の構成と比較して、２つのコイル５ａ，５ｂ全体での磁気コアの数を１つにすることができて小型化に有利になる。
【符号の説明】
【００８０】
１  ＰＦＣコンバータ
２  平滑コンデンサ
３  第１アーム
４  第２アーム
５  第１コイル
６  主駆動回路
７  第１副駆動回路
８  第２副駆動回路
１１  第１スイッチ部
１１ａ  第１双方向スイッチ素子
１１ｂ  第１整流素子
１２  第２スイッチ部
１２ａ  第２双方向スイッチ素子
１２ｂ  第２整流素子
１３  第３スイッチ部
１３ａ  第３双方向スイッチ素子
１３ｂ  第３整流素子
１４  第４スイッチ部
１４ａ  第４双方向スイッチ素子
１４ｂ  第４整流素子
ｄｖ２  駆動信号（第１駆動信号）
ｄｖ４  駆動信号（第２駆動信号）
Ｊ１  第１接続点
Ｊ２  第２接続点
Ｐｉ１，Ｐｉ２  入力端子
Ｐｏ１，Ｐｏ２  出力端子
Ｖａｃ  交流電圧
Ｖｄｃ  直流電圧
【図１】
0006589667.tif 000002
【図２】
0006589667.tif 000003
【図３】
0006589667.tif 000004
【図４】
0006589667.tif 000005
【図５】
0006589667.tif 000006
【図６】
0006589667.tif 000007
【図７】
0006589667.tif 000008
【図８】
0006589667.tif 000009