(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
永久磁石モータの回転子に配置されている永久磁石磁束方向の推定軸をｄｃ軸，このｄｃ軸に直交する方向をｑｃ軸とし、
モータ回転速度，モータ電流指令値，モータ印加電圧指令値及びモータ等価回路定数を用いて推定演算したｄｃ軸の誘起電圧推定値と、ｑｃ軸の誘起電圧誤差推定値とをそれぞれ重み付けして演算した差分値がゼロとなるように、モータの回転位置を推定演算する位置推定演算部を備える回転位置検出装置。
【請求項２】
前記位置推定演算部は、前記ｄｃ軸の誘起電圧推定値の重みを、前記ｑｃ軸の誘起電圧誤差推定値の重みよりも大きく設定する請求項１記載の回転位置検出装置。
【請求項３】
前記位置推定演算部は、前記差分値に基づくモータの回転位置の推定演算を、比例・積分演算により行う請求項１又は２記載の回転位置検出装置。
【請求項４】
前記位置推定演算部は、前記比例・積分演算における制御ゲインを、モータ回転速度に基づき変化させる請求項３記載の回転位置検出装置。
【請求項５】
請求項１から４の何れか一項に記載の回転位置検出装置を備え、前記回転位置に基づき永久磁石モータの電流指令値を生成して運転する空気調和機。
【請求項６】
永久磁石モータの回転子に配置されている永久磁石磁束方向の推定軸をｄｃ軸，このｄｃ軸に直交する方向をｑｃ軸とし、
モータ回転速度，モータ電流指令値，モータ印加電圧指令値及びモータ等価回路定数を用いて推定演算したｄｃ軸の誘起電圧推定値と、ｑｃ軸の誘起電圧誤差推定値とをそれぞれ重み付けして演算した差分値がゼロとなるように、モータの回転位置を推定演算する回転位置検出方法。
【請求項７】
前記ｄｃ軸の誘起電圧推定値の重みを、前記ｑｃ軸の誘起電圧誤差推定値の重みよりも大きく設定する請求項６記載の回転位置検出方法。
【請求項８】
前記差分値に基づくモータの回転位置の推定演算を、比例・積分演算により行う請求項６又は７記載の回転位置検出方法。
【請求項９】
前記比例・積分演算における制御ゲインを、モータ回転速度に基づき変化させる請求項８記載の回転位置検出方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、永久磁石モータの回転位置を検出する装置及び方法並びに空気調和機に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、永久磁石同期モータの回転位置を推定する方法としては、例えばモータの速度に比例する誘起電圧，特にｄ軸誘起電圧をモータへの入力電圧と電流より演算し、ｄ軸誘起電圧に基づいて推定する方法が広く用いられている。このとき、実際のｄ軸誘起電圧は求めることができないため、図９に示すように、磁石の磁束方向の推定軸をｄｃ軸とし、ｄｃ軸誘起電圧Ｅdcを用いて推定する。
【０００３】
具体的には、永久磁石の磁束方向をｄ軸方向と定義し、それと直交する方向をｑ軸とした時モータが回転することで発生する逆起電圧Ｅｑはｑ軸方向にのみ発生する。従って、回転子位置推定直交座標をｄｃ−ｑｃ軸と定義し、ｄｃ軸方向の誘起電圧Ｅdcがゼロとなるように回転子位置推定角度を逐次補正する。すると、ｄ軸とｄｃ軸、ｑ軸とｑｃ軸とが一致するようになり、真の回転子位置を推定できる（例えば特許文献１参照）。この場合、ｄｃ軸方向の誘起電圧Ｅdcは直接検出できないため、モータ定数と回転子速度，ｄｃ−ｑｃ軸の電圧・電流値を用いて演算で求める。
【０００４】
また、ノイズによる影響を回避するために、演算に電流検出値でなく電流指令値を用いる手法も提案されており、モータを高速領域で駆動する際には、ｄ軸電流を通電して磁石磁束を弱める弱め界磁制御が広く用いられている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００３−２５０２９３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ここで上述のように、モータの真の回転位置方向をｄ軸、そこから９０度遅れた方向をｑ軸とし、ｄ軸の位置をθとする。そして、回転位置の推定方向をｄｃ軸、そこから９０度遅れた方向をｑｃ軸とし、ｄｃ軸の位置をθｃとし、ｄ軸とｄｃ軸の軸誤差を回転位置検出誤差Δθとして（１）式で表す。
Δθ＝θ−θｃ            …（１）
誤差Δθがゼロになれば推定軸＝d軸となり、推定軸に基づいた制御が機能する。誤差Δθをゼロに制御するため、様々な位置推定手法が存在する。
【０００７】
また、弱め界磁制御は、モータの出力電圧Ｖdqが直流電圧を超えないように、d軸電流を通電する制御方法であり、モータ出力電圧を抑制できる。（２）式はｄｑ軸の定常状態における電圧方程式であるが、ｄ軸電流Ｉｄを負方向に増加させ続けることで、ｑ軸電圧Ｖｑが減少し、（３）式で示すｄ軸電圧Ｖｄとｑ軸電圧Ｖｑとの２乗根である出力電圧Ｖｄｑの抑制効果も増加していく。
【数１】
0006490540.tif 000002
【０００８】
しかしながら、ｄ軸電流Ｉｄについては（４）式で示すＩｄ＿Limitが限界となり、ｄ軸電流Ｉｄを増やそうとしても出力電圧が抑制できなくなる。
Ｉｄ＿Limit＝−φｆ／Ｌｄ      …（４）
一方、ｄ軸電流ＩｄがＩｄ＿Limitよりも小さくなると出力電圧が増加してしまうため、電流制御するための出力電圧が直流電圧Ｖdc以上となって不足する。そのため、この限界点付近では、ｄｑ軸の電流指令値に対して実際のｄｑ軸電流の追従性が悪くなる場合がある。すなわち、指令値≠実電流という状態である。
【０００９】
このような状態において、電流指令値を用いたｄｃ軸誘起電圧の演算に基づく回転位置推定では、電流指令値と検出電流に差異が発生し、ｄｃ軸誘起電圧と回転位置の間の近似的な比例関係が崩れる場合がある。すると、正常に回転位置推定できず脱調停止を引き起こすことになる。
【００１０】
そこで、弱め開示制御における限界付近の駆動範囲においても、位置センサを用いることなく回転位置を検出できる回転位置検出装置，及び前記装置を備えた空気調和機並びに回転位置検出方法を提供する。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
実施形態の回転位置検出装置は、永久磁石モータの回転子に配置されている永久磁石磁束方向の推定軸をｄｃ軸，このｄｃ軸に直交する方向をｑｃ軸とし、モータ回転速度，モータ電流指令値，モータ印加電圧指令値及びモータ等価回路定数を用いて推定演算したｄｃ軸の誘起電圧推定値と、ｑｃ軸の誘起電圧誤差推定値とをそれぞれ重み付けして演算した差分値がゼロとなるように、モータの回転位置を推定演算する位置推定演算部を備える。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】一実施形態であり、ベクトル制御部の構成を示す機能ブロック図
【図２】モータ制御装置の構成を示す機能ブロック図
【図３】空気調和機の構成を示す図
【図４】ｄｃ軸誘起電圧Ｅdc，誘起電圧誤差ΔＥqc及び重み付き差分値（ｗｄ・Ｅdc−ｗｑ・ΔＥqc）の波形を示す図
【図５】従来の制御において、モータが脱調により停止する直前のｄｃ軸誘起電圧Ｅdc，位置推定誤差Δθ及び推定速度ωcの波形を示す図
【図６】回転位置推定部の構成を示す機能ブロック図
【図７】回転速度ωに応じて制御ゲインＫｐ,Ｋｉを変化させる状態を示す図
【図８】本実施形態を適用した場合の図５相当図
【図９】ｄ−ｑ軸及びｄｃ−ｑｃ軸の関係を示すベクトル図
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、回転位置検出装置を、空気調和機の圧縮機モータを駆動するモータ制御装置に適用した一実施形態について図１から図８を参照して説明する。図３において、ヒートポンプシステム１を構成する圧縮機（負荷）２は、圧縮部３とモータ４を同一の鉄製密閉容器５内に収容して構成され、モータ４のロータシャフトが圧縮部３に連結されている。そして、圧縮機２、四方弁６、室内側熱交換器７、減圧装置８、室外側熱交換器９は、熱伝達媒体流路たるパイプにより閉ループを構成するように接続されている。尚、圧縮機２は、例えばロータリ型の圧縮機であり、モータ４は、例えば３相ＩＰＭ（Interior Permanent Magnet）モータ（ブラシレスＤＣモータ，永久磁石同期モータ）である。
【００１４】
空気調和機Ｅは、上記のヒートポンプシステム１を有して構成されている。暖房時には、四方弁６は実線で示す状態にあり、圧縮機２の圧縮部３で圧縮された高温冷媒は、四方弁６から室内側熱交換器７に供給されて凝縮し、その後、減圧装置８で減圧され、低温となって室外側熱交換器９に流れ、ここで蒸発して圧縮機２へと戻る。一方、冷房時には、四方弁６は破線で示す状態に切り替えられる。
【００１５】
このため、圧縮機２の圧縮部３で圧縮された高温冷媒は、四方弁６から室外側熱交換器９に供給されて凝縮し、その後、減圧装置８で減圧され、低温となって室内側熱交換器７に流れ、ここで蒸発して圧縮機２へと戻る。そして、室内側、室外側の各熱交換器７，９には、それぞれファン１０，１１により送風が行われ、その送風によって各熱交換器７，９と室内空気、室外空気の熱交換が効率良く行われるように構成されている。
【００１６】
図２は、モータ制御装置の構成を示す機能ブロック図である。直流電源部２１は、直流電源のシンボルで示しているが、商用交流電源から直流電源を生成している場合には、整流回路や平滑コンデンサ等を含んでいる。直流電源部２１には、正側母線２２ａ，負側母線２２ｂを介してインバータ回路２３が接続されている。インバータ回路２３は、スイッチング素子として例えばＮチャネル型のパワーＭＯＳＦＥＴ２４（Ｕ＋，Ｖ＋，Ｗ＋，Ｕ−，Ｖ−，Ｗ−）を３相ブリッジ接続して構成されており、各相の出力端子はモータ４の各相巻線にそれぞれ接続されている。
【００１７】
下側のＦＥＴ２４Ｕ−，２４Ｖ−，２４Ｗ−のソースと負側母線２２ｂとの間には、シャント抵抗（電流検出素子）２５Ｕ，２５Ｖ，２５Ｗが接続されており、シャント抵抗２５の端子電圧は電流検出部２６により検出される。電流検出部２６は、前記端子電圧をＡ／Ｄ変換して読み込み、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する。電流検出部２６が検出した各相電流は、ベクトル演算部３０に入力される。
【００１８】
図１に示すように、ベクトル制御部３０では、入力される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが３相／２相変換部４１においてｄｃ軸電流Ｉdc，ｑｃ軸電流Ｉqcに変換される。速度制御部４２には、制御条件を設定するマイクロコンピュータ等の機能部分よりモータ４の回転速度指令ωrefが入力されると共に、回転位置推定部４３により推定されたモータ４の回転速度ωｃが入力されている。速度制御部４２は、回転速度指令ωRefと回転速度ωｃとの差分に基づいてｑｃ軸電流指令Ｉqc＿Refを生成し、電流制御部４４に出力する。
【００１９】
電流制御部４４には、上述のマイコンよりｄｃ軸電流指令Ｉdc＿Refが入力されており、３相／２相変換部４１よりｄ軸電流Ｉdc，ｑｃ軸電流Ｉqcが入力されている。また、回転速度指令ωRef，ｑｃ軸電流指令Ｉqc＿Ref及びｄ軸電流指令Ｉdc＿Refは、回転位置推定部４３（位置推定演算部）にも入力されている。電流制御部４４は、ｑｃ軸電流指令Ｉqc＿Refとｑｃ軸電流Ｉqcとの差分値に基づいてｑｃ軸電圧Ｖqcを求め、ｄｃ軸電流指令Ｉdc＿Refとｄｃ軸電流Ｉdcとの差分値に基づいてｄｃ軸電圧Ｖdcを求める。これらは、回転位置推定部４３及び２相／３相変換部４５に入力される。
【００２０】
回転位置推定部４３により推定された回転位置θｃは、３相／２相変換部４１及び２相／３相変換部４５に入力されている。２相／３相変換部４５は、入力されるｑｃ軸電圧Ｖqc，ｄｃ軸電圧Ｖdcを３相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換して、図２に示すＤＵＴＹ生成部３１に出力する。
【００２１】
ＤＵＴＹ生成部３１は、各相のＰＷＭ信号を生成するためのデューティＵ＿ＤＵＴＹ，Ｖ＿ＤＵＴＹ，Ｗ＿ＤＵＴＹを決定し、各相デューティＵ，Ｖ，Ｗ＿ＤＵＴＹは、ＰＷＭ信号生成部３２に与えられ、キャリアとのレベルが比較されることで３相ＰＷＭ信号が生成される。また、３相ＰＷＭ信号を反転させた下アーム側の信号も生成されて、必要に応じてデッドタイムが付加された後、それらが駆動回路３３に出力される。駆動回路３３は、与えられたＰＷＭ信号に従い、インバータ回路２３を構成する６つのパワーＭＯＳＦＥＴ２４（Ｕ＋，Ｖ＋，Ｗ＋，Ｕ−，Ｖ−，Ｗ−）の各ゲートに、ゲート信号を出力する（上アーム側については、必要なレベルだけ昇圧した電位で出力する）。尚、以上において、構成２７〜３２，３４の機能は、ＣＰＵを含むマイクロコンピュータのハードウェア及びソフトウェアにより実現される機能である。
【００２２】
ここで、本実施形態における回転位置検出方法の概要を説明する。位置センサレス制御では、（５）式で検出したｄｃ軸誘起電圧Ｅdcが（６）式及び図４に示すように位置推定誤差Δθに近似的な比例関係を持つ。したがって、ｄｃ軸誘起電圧Ｅdｃを比例積分器で制御することで推定位置θcを実位置θに一致させることができる。ｄｃ軸誘起電圧Ｅdcは、図９で示したように位置推定誤差Δθがある場合に発生し、その大きさは（６）式となる。推定誤差が無い場合、ｄｃ軸誘起電圧Ｅdcはゼロとなり、誘起電圧はｑｃ軸方向のみに発生する。
Ｅdc＝Ｖdc−Ｒ・Ｉdc＿Ref＋ωｃ・Ｌq・Ｉqc＿Ref  …（５）
Ｅdc＝ωφｆ（−sinΔθ）                         …（６）
【００２３】
しかし、高速領域での弱め界磁制御における限界点付近の負荷点では、前述したように一時的に電流指令値に実電流が追従しない場合が存在するため、図４の関係が成立しない場合がある。図５は、モータが脱調により停止する直前のｄｃ軸誘起電圧Ｅdcと、位置推定誤差Δθ及び推定速度ωcを示している。位置推定誤差Δθは、モータに位置センサを取り付け測定した。ある点から位置推定誤差Δθが増加していく一方で、誘起電圧Ｅdcはゼロから変化せず、推定速度ωcが低下して脱調に至っている。誘起電圧Ｅdcが変化しないため、センサレス制御のループが位置推定誤差を減らすように働かず、正確な位置が推定できなくなったことが脱調の原因である。
【００２４】
これに対し、同図でΔＥqcとして表示しているのはｑｃ軸の誘起電圧誤差であり（７）式で演算している。尚、ΔＥqcの推定誤差に対する特性は（８）式で表され、位置推定誤差Δθに応じて変化するが、その方向は誤差の符合に対し対称となる。
ΔＥqc＝Ｖqc−Ｒ・Ｉqc＿Ref−ωｃ・Ｌｄ・Ｉdc＿Ref    …（７）
ΔＥqc＝ωφｆ（１−cosΔθ）                          …（８）
【００２５】
図５に示すように、誘起電圧誤差ΔＥqcは弱め界磁制御の限界付近においても、位置推定誤差Δθの増加に伴い変化して行くことが分かる。つまり、誘起電圧誤差ΔＥqcをセンサレス制御のアルゴリズムに組み込むことで、トルク限界付近のセンサレス制御性能を改善できる。
【００２６】
図６は，誘起電圧誤差ΔＥqcとｄｃ軸誘起電圧Ｅdcとを用いたセンサレス制御部，すなわち回転位置推定部４３の構成である。回転位置推定部４３の外部にある減算器５１において、ｄ軸の位置θと推定位置θｃとの差分がとられ、（６）式が演算されてｄ軸誘起電圧Ｅdcが得られ、（８）式が演算されて誘起電圧誤差ΔＥqcが得られる。
【００２７】
ｄ軸誘起電圧Ｅdcには、増幅器５２により重み値（ゲイン）ｗｄが付与され、誘起電圧誤差ΔＥqcには、増幅器５３により重み値ｗｑが付与される。そして、減算器５４により両者の差である重み付き差分値（ｗｄ・Ｅdc−ｗｑ・ΔＥqc）が演算される（図４参照）。重み付き差分値には、増幅器５５，５６により比例制御ゲインＫｐ，積分制御ゲインＫｉが付与される。増幅器５６の出力は積分器５７により積分され、加算器５８により増幅器５５の出力と加算される。加算器５８の出力は、速度推定誤差Δωとなる。
【００２８】
次段の減算器５９により、回転速度指令値ωRefと速度推定誤差Δωとの差分がとられて推定速度ωｃが得られ、推定速度ωｃを積分器６０により積分して推定位置θｃが得られる。すなわち、センサレス制御のＰＩフィードバックループに入力する値を、ｄｃ軸の誘起電圧Ｅdcとｑｃ軸の誘起電圧誤差ΔＥqcの重み付き差分値としている点が特徴である。ｑｃ軸側の重み値ｗｑ，ｄｃ軸側の重み値ｗｄは、動作が安定するように任意の値にして良い。また、（ｗｄ＞ｗｑ）に設定する（例えばｗｄ＝１，ｗｑ＝０．５など）。これは主としてｄｃ軸側を用いて推定し、ｑｃ軸を補助的に用いるためである。さらに、制御ゲインＫｐ,Ｋｉは、回転速度ωに応じて図７のように可変する構成とする。
【００２９】
誘起電圧誤差ΔＥqcを組み入れた効果により、電流指令値に対する実電流の追従性が悪化する弱め界磁限界付近で誘起電圧Ｅdcに基づくセンサレス制御が機能しない場合においても、安定したセンサレス制御が可能となる。図８は実際の空気調和機において、弱め界磁電流Ｉｄを（４）式で示す限界値まで通電して駆動した場合の波形である。電流Ｉｄは限界値に達しているがセンサレス制御が維持できており、その後回転速度指令値が低下していくまで安定したモータの駆動状態が継続している。回転速度の表示は、低下した後また上から表示されているが、これは計器の表示にアンダーフローが起きているためで、実際は低下し続けている。
【００３０】
以上のように本実施形態によれば、回転位置推定部４３は、モータ４の回転子に配置されている永久磁石磁束方向の推定軸をｄｃ軸，ｄｃ軸に直交する方向をｑｃ軸とし、モータ回転速度ω，モータ電流指令値ＩRef，モータ印加電圧指令値Ｖqc，Ｖdc及びモータ等価回路定数Ｒ，Ｌを用いて推定演算したｄｃ軸の誘起電圧推定値Ｅdcと、ｑｃ軸の誘起電圧推定値ΔＥqcとをそれぞれ重み付けして演算した差分値（ｗｄ・Ｅdc−ｗｑ・ΔＥqc）がゼロとなるように、モータ４の回転位置を推定演算する。
【００３１】
これにより、弱め界磁制御における限界付近の駆動範囲においても、回転位置を推定できる。したがって、モータ制御装置１５は、正弦波状の電流を通電しながら、モータ４の駆動制御を安定して行うことができる。また、回転位置推定部４３は、ｄｃ軸の誘起電圧推定値Ｅdcの重みｗｄを、ｑｃ軸の誘起電圧推定値ΔＥqcの重みよりも大きく設定する。これにより、主としてｄｃ軸側を用いて推定を行う制御形態に適合した重み値を付与できる。
【００３２】
更に、回転位置推定部４３は、前記差分値に基づくモータ４の回転位置の推定演算を、比例・積分演算により行うので、回転位置の変動に対して適切に追従するように位置推定を行うことができる。加えて、比例・積分演算における制御ゲインＫｐ,Ｋｉを回転速度ωに基づき変化させるので、回転速度ωに適した制御ゲインＫｐ,Ｋｉを付与して制御を安定させることができる。
【００３３】
（その他の実施形態）
制御ゲインＫｐ,Ｋｉを固定値としても良い。
重み値については、必ずしも（ｗｄ＞ｗｑ）に設定する必要はなく、個別の制御形態に応じて適宜変更すれば良い。
スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴ以外にＩＧＢＴやパワートランジスタさらにはＳｉＣ,ＧａＮ等のワイドギャップ半導体等を使用しても良い。
空気調和機以外のモータ制御装置についても適用可能である。
【００３４】
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これらの実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【符号の説明】
【００３５】
図面中、４はモータ（永久磁石モータ）、２３はインバータ回路、３０はベクトル演算部、４３は回転位置推定部（位置推定演算部）、Ｅは空気調和機を示す。
【図１】
0006490540.tif 000003
【図２】
0006490540.tif 000004
【図３】
0006490540.tif 000005
【図４】
0006490540.tif 000006
【図５】
0006490540.tif 000007
【図６】
0006490540.tif 000008
【図７】
0006490540.tif 000009
【図８】
0006490540.tif 000010
【図９】
0006490540.tif 000011