(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信信号として増幅器に入力される、自己相関特性を有する周波数分割多重信号である試験信号と、前記増幅器で増幅された前記試験信号のフィードバックである帰還信号との相関値を検出し、前記相関値の最大値に応じて、サンプリング時間の整数倍の遅延時間である第１の遅延時間を検出する第１の遅延検出部と、
定められた区間だけ取り出された、前記第１の遅延時間だけ遅延された前記試験信号にフーリエ変換を行った結果、および前記定められた区間だけ取り出された前記帰還信号にフーリエ変換を行った結果の比から得られる位相特性に応じて前記サンプリング時間より短い遅延時間である第２の遅延時間を検出する第２の遅延検出部と、
前記第１の遅延時間と前記第２の遅延時間の合計時間だけ前記送信信号を遅延させる遅延部と、
前記遅延部で遅延された前記送信信号と、前記帰還信号との誤差に応じて、前記増幅器における歪を補正する歪補正ベクトルを算出する歪解析部と、
前記増幅器に入力される前記送信信号を前記歪補正ベクトルに応じて補正するプリディストーション部と、
を備える送信機。
【請求項２】
前記第２の遅延時間が閾値以下となるまで、前記第２の遅延検出部の処理を繰り返し、
前記遅延部は、前記第１の遅延時間と前記閾値以下である前記第２の遅延時間の合計時間だけ前記送信信号を遅延させる、
請求項１に記載の送信機。
【請求項３】
前記遅延部は、
前記第１の遅延時間に応じて前記送信信号を遅延させるバッファメモリと、
前記第２の遅延時間に応じて、前記バッファメモリで遅延された前記送信信号を遅延させる有限インパルス応答フィルタと、
を備え、
前記第２の遅延検出部の処理を繰り返し、前記第２の遅延時間が検出されるたびに、前記有限インパルス応答フィルタの各タップに対するタップ係数を更新する、
請求項２に記載の送信機。
【請求項４】
変調された疑似ランダム雑音信号に基づく直交周波数分割多重信号の内、先頭のデータを含む連続データである第１のデータを抽出し、該直交周波数分割多重信号の内、最後尾のデータを含む連続データである第２のデータを抽出し、前記第２のデータ、該直交周波数分割多重信号、および前記第１のデータを順に結合することで生成される信号を前記試験信号として用いる請求項１から３のいずれか１項に記載の送信機。
【請求項５】
入力される送信信号を増幅器で増幅し、増幅された前記送信信号をアンテナから出力する送信機が行う歪補正方法であって、
前記送信信号として前記増幅器に入力される、自己相関特性を有する周波数分割多重信号である試験信号と、前記増幅器で増幅された前記試験信号のフィードバックである帰還信号との相関値を検出し、前記相関値の最大値に応じて、サンプリング時間の整数倍の遅延時間である第１の遅延時間を検出する第１の遅延検出ステップと、
定められた区間だけ取り出された、前記第１の遅延時間だけ遅延された前記試験信号にフーリエ変換を行った結果、および前記定められた区間だけ取り出された前記帰還信号にフーリエ変換を行った結果の比から得られる位相特性に応じて前記サンプリング時間より短い遅延時間である第２の遅延時間を検出する第２の遅延検出ステップと、
前記第１の遅延時間と前記第２の遅延時間の合計時間だけ遅延された前記送信信号、および前記帰還信号との誤差に応じて、前記増幅器における歪を補正する歪補正ベクトルを算出する歪解析ステップと、
前記増幅器に入力される前記送信信号を前記歪補正ベクトルに応じて補正するプリディストーションステップと、
を備える歪補正方法。
【請求項６】
前記第２の遅延時間が閾値以下となるまで、前記送信機が前記第２の遅延検出ステップの処理を繰り返し、
前記歪解析ステップにおいて、前記第１の遅延時間と前記閾値以下である前記第２の遅延時間の合計時間だけ遅延された前記送信信号、および前記帰還信号に応じて、前記歪補正ベクトルが算出される、
請求項５に記載の歪補正方法。
【請求項７】
前記送信機が、変調された疑似ランダム信号に基づく直交周波数分割多重信号の内、先頭のデータを含む連続データである第１のデータを抽出し、該直交周波数分割多重信号の内、最後尾のデータを含む連続データである第２のデータを抽出し、前記第２のデータ、該直交周波数分割多重信号、および前記第１のデータを順に結合することで生成される信号を前記試験信号として用いる請求項５または６に記載の歪補正方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、増幅器において生じる歪を抑制するための歪補正処理を行う送信機、および増幅器において生じる歪を抑制するための歪補正方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
送信機においては、増幅器によって生じる非線形歪を抑制するために、歪補正ベクトルを用いて送信信号を補正する、ＤＰＤ（Digital Pre-Distortion）処理が行われる。歪補正ベクトルは、増幅器で増幅された送信信号のフィードバックである帰還信号と、送信信号との誤差に基づいて決定される。帰還信号には、遅延が生じるために、歪補正ベクトルを決定する際には、帰還信号に生じる遅延に応じて遅延された送信信号が用いられる。特許文献１に開示される歪補償装置は、送信信号とフィードバック信号間の位相を変化させながら相関値を演算し、最大相関に基づいて送信電力増幅器とフィードバックループを含む回路で生じる遅延時間を決定し、決定した遅延時間だけ遅延された送信信号と、フィードバック信号により歪補償係数を演算する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００１−１８９６８５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
歪補正ベクトルの算出の精度を向上させるためには、歪補正ベクトルを算出する回路への送信信号とフィードバック信号との入力タイミングをサンプリング時間より短い時間単位であわせることが必要である。送信信号およびフィードバック信号をオーバーサンプリングすることで、該入力タイミングをサンプリング時間より短い時間単位であわせることが可能であるが、オーバーサンプリングを行う場合には回路規模および部品コストが増大するという課題がある。
【０００５】
本発明は上述の事情に鑑みてなされたものであり、歪補正処理の精度を低下させずに、歪補正処理のための回路の構成をより簡易にすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記目的を達成するため、本発明の第１の観点に係る送信機は、
送信信号として増幅器に入力される、自己相関特性を有する周波数分割多重信号である試験信号と、前記増幅器で増幅された前記試験信号のフィードバックである帰還信号との相関値を検出し、前記相関値の最大値に応じて、サンプリング時間の整数倍の遅延時間である第１の遅延時間を検出する第１の遅延検出部と、
定められた区間だけ取り出された、前記第１の遅延時間だけ遅延された前記試験信号にフーリエ変換を行った結果、および前記定められた区間だけ取り出された前記帰還信号にフーリエ変換を行った結果の比から得られる位相特性に応じて前記サンプリング時間より短い遅延時間である第２の遅延時間を検出する第２の遅延検出部と、
前記第１の遅延時間と前記第２の遅延時間の合計時間だけ前記送信信号を遅延させる遅延部と、
前記遅延部で遅延された前記送信信号と、前記帰還信号との誤差に応じて、前記増幅器における歪を補正する歪補正ベクトルを算出する歪解析部と、
前記増幅器に入力される前記送信信号を前記歪補正ベクトルに応じて補正するプリディストーション部と、
を備える。
【０００７】
好ましくは、前記第２の遅延時間が閾値以下となるまで、前記第２の遅延検出部の処理を繰り返し、
前記遅延部は、前記第１の遅延時間と前記閾値以下である前記第２の遅延時間の合計時間だけ前記送信信号を遅延させる。
【０００８】
好ましくは、前記遅延部は、
前記第１の遅延時間に応じて前記送信信号を遅延させるバッファメモリと、
前記第２の遅延時間に応じて、前記バッファメモリで遅延された前記送信信号を遅延させる有限インパルス応答フィルタと、
を備え、
前記第２の遅延検出部の処理を繰り返し、前記第２の遅延時間が検出されるたびに、前記有限インパルス応答フィルタの各タップに対するタップ係数を更新する。
【０００９】
好ましくは、変調された疑似ランダム雑音信号に基づく直交周波数分割多重信号の内、先頭のデータを含む連続データである第１のデータを抽出し、該直交周波数分割多重信号の内、最後尾のデータを含む連続データである第２のデータを抽出し、前記第２のデータ、該直交周波数分割多重信号、および前記第１のデータを順に結合することで生成される信号を前記試験信号として用いる。
【００１０】
本発明の第２の観点に係る歪補正方法は、入力される送信信号を増幅器で増幅し、増幅された前記送信信号をアンテナから出力する送信機が行う歪補正方法であって、
前記送信信号として前記増幅器に入力される、自己相関特性を有する周波数分割多重信号である試験信号と、前記増幅器で増幅された前記試験信号のフィードバックである帰還信号との相関値を検出し、前記相関値の最大値に応じて、サンプリング時間の整数倍の遅延時間である第１の遅延時間を検出する第１の遅延検出ステップと、
定められた区間だけ取り出された、前記第１の遅延時間だけ遅延された前記試験信号にフーリエ変換を行った結果、および前記定められた区間だけ取り出された前記帰還信号にフーリエ変換を行った結果の比から得られる位相特性に応じて前記サンプリング時間より短い遅延時間である第２の遅延時間を検出する第２の遅延検出ステップと、
前記第１の遅延時間と前記第２の遅延時間の合計時間だけ遅延された前記送信信号、および前記帰還信号との誤差に応じて、前記増幅器における歪を補正する歪補正ベクトルを算出する歪解析ステップと、
前記増幅器に入力される前記送信信号を前記歪補正ベクトルに応じて補正するプリディストーションステップと、
を備える。
【００１１】
好ましくは、前記第２の遅延時間が閾値以下となるまで、前記送信機が前記第２の遅延検出ステップの処理を繰り返し、
前記歪解析ステップにおいて、前記第１の遅延時間と前記閾値以下である前記第２の遅延時間の合計時間だけ遅延された前記送信信号、および前記帰還信号に応じて、前記歪補正ベクトルが算出される。
【００１２】
好ましくは、前記送信機が、変調された疑似ランダム信号に基づく直交周波数分割多重信号の内、先頭のデータを含む連続データである第１のデータを抽出し、該直交周波数分割多重信号の内、最後尾のデータを含む連続データである第２のデータを抽出し、前記第２のデータ、該直交周波数分割多重信号、および前記第１のデータを順に結合することで生成される信号を前記試験信号として用いる。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、サンプリング時間の倍数の遅延時間である第１の遅延時間に加えて、第１の遅延時間だけ遅延された送信信号、および帰還信号のフーリエ変換を行った結果の比から得られる位相特性に応じてサンプリング時間より短い遅延時間である第２の遅延時間を検出し、第１の遅延時間と第２の遅延時間の合計時間だけ遅延された送信信号と帰還信号から歪補正ベクトルを算出することで、歪補正処理の精度を低下させずに、歪補正処理のための回路の構成をより簡易にすることが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明の実施の形態に係る送信機の構成例を示すブロック図である。
【図２】実施の形態に係る歪補正ベクトル算出部の構成例を示すブロック図である。
【図３】実施の形態における試験信号の例を示す図である。
【図４】実施の形態における相関特性の例を示す図である。
【図５】実施の形態における位相特性の例を示す図である。
【図６】実施の形態に係る送信機が行う遅延時間検出の動作の一例を示すフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお図中、同一または同等の部分には同一の符号を付す。
【００１６】
図１は、本発明の実施の形態に係る送信機の構成例を示すブロック図である。送信機１は、入力される送信信号を増幅し、増幅された送信信号をアンテナ１０から出力する。送信機１は、増幅時に生じる送信信号の歪を予め補正するプリディストーション処理を行う。送信機１の各部は、コントローラ３０によって制御される。コントローラ３０は、ＣＰＵ（Central Processing Unit：中央処理装置）３１、ＲＡＭ（Random Access Memory）３３、およびＲＯＭ（Read-Only Memory）３４を備える。複雑化を避け、理解を容易にするために、コントローラ３０から各部への信号線が省略されているが、コントローラ３０は送信機１の各部にＩ／Ｏ（Input／Output）３２を介して接続しており、それらの処理の開始、終了、処理内容の制御を行う。ＲＯＭ３４は、コントローラ３０が送信機１の動作を制御するための制御プログラムを格納する。コントローラ３０は、制御プログラムに基づいて、送信機１を制御する。送信機１の各部について説明する。
【００１７】
図示しない送信源から送信機１に入力される送信信号は、ＤＰＤ（Digital Pre-Distortion）処理部２、電力算出部３および歪補正ベクトル算出部２０に入力される。送信信号は、２信号またはＳＳＢ（Single Side Band：単側波帯）方式の音声信号などのＩ（In-phase）Ｑ（Quadrature）信号である。電力算出部３は、下記（１）式で表されるように、送信信号の電力を算出し、アドレス検出部４に送る。下記（１）式において、ｓ（ｔ）は複素送信信号であり、ｓ＊（ｔ）はｓ（ｔ）の複素共役である複素共役信号であり、ｓｉ（ｔ）は、ｓ（ｔ）のＩ成分であり、ｓｑ（ｔ）は、ｓ（ｔ）のＱ成分であり、ｊは虚数単位である。
【００１８】
【数１】
0006547621.tif 000002
【００１９】
アドレス検出部４は、下記（２）式で表されるように、送信信号の電力に対応するアドレスａ（ｓ）を検出し、ＬＵＴ（Look Up Table）５に送る。下記（２）式において、Ｐｍａｘは、ＤＰＤ処理部２で処理を行う前の送信信号ｓ（ｔ）の最大電力であり、Ｎは、Ｄ−Ａ（Digital-to-Analogue）変換器６のビット数である。
【００２０】
【数２】
0006547621.tif 000003
【００２１】
ＬＵＴ５は、アドレス検出部４から送られたアドレスに対応する歪補正ベクトルをＤＰＤ処理部２に出力する。ＤＰＤ処理部２は、下記（３）式で表されるように、送信信号ｓ（ｔ）に歪補正ベクトルを複素乗算することで、送信信号を歪補正ベクトルに応じて補正する歪補正処理を行い、歪補正処理が行われた送信信号ｓＰＤ（ｔ）を、Ｄ−Ａ変換器６に送る。下記（３）式において、Ｌ（ａ）は、アドレスａ（ｓ）に応じてＬＵＴ５が出力する歪補正ベクトルである。Ｌｉ（ａ）は、Ｌ（ａ）のＩ成分であり、Ｌｑ（ａ）は、Ｌ（ａ）のＱ成分である。
【００２２】
【数３】
0006547621.tif 000004
【００２３】
Ｄ−Ａ変換器６は、歪補正処理が行われた送信信号ｓＰＤ（ｔ）をデジタル信号からアナログ信号に変換して、ミキサ７に送る。ミキサ７は、局部発振器８が出力する信号である基準信号に応じてアナログに変換された送信信号を直交変調し、増幅器９に送る。増幅器９は、直交変調された送信信号を増幅してアンテナ１０に出力し、アンテナ１０から増幅された送信信号が出力される。増幅器９が出力する送信信号のフィードバックである帰還信号は利得調節部１１に入力される。利得調節部１１は、増幅器および減衰器の少なくともいずれかで構成される。利得調節部１１は、帰還信号の利得を調節し、ミキサ１２に送る。ミキサ１２は、局部発振器８が出力する基準信号に応じて帰還信号を直交復調し、Ａ−Ｄ（Analogue-to-Digital）変換器１３に送る。Ａ−Ｄ変換器１３は、直交復調された帰還信号をアナログ信号からデジタル信号に変換して歪補正ベクトル算出部２０に送る。
【００２４】
Ｄ−Ａ変換器６、Ｄ−Ａ変換器６からＡ−Ｄ変換器１３までのアナログ回路、およびＡ−Ｄ変換器１３を通ることで、帰還信号には遅延が生じる。そのため、歪補正ベクトル算出部２０は、帰還信号に生じる遅延に応じて遅延された送信信号と、帰還信号との誤差に応じて、増幅器９における歪を補正する歪補正ベクトルを算出する。歪補正ベクトル算出部２０は、送信信号を遅延させる遅延部２１、遅延された送信信号と、帰還信号との誤差に応じて、歪補正ベクトルを算出する歪解析部２２、ならびに、遅延された送信信号、および帰還信号に応じて遅延部２１で設定される遅延時間を検出する遅延検出部２３を備える。歪解析部２２は、算出した歪補正ベクトルでＬＵＴ５に記憶される歪補正ベクトルを更新する。歪解析部２２は、定められた間隔で歪補正ベクトルを算出し、ＬＵＴ５に記憶される歪補正ベクトルを更新する。
【００２５】
図２は、実施の形態に係る歪補正ベクトル算出部の構成例を示すブロック図である。歪補正ベクトル算出部２０は、送信信号として入力される、自己相関特性を有する周波数分割多重信号である試験信号を用いて、遅延時間の検出を行い、遅延時間だけ遅延された送信信号と帰還信号との誤差に応じて歪補正ベクトルを算出してＬＵＴ５に出力する。歪補正ベクトル算出部２０の各部について説明する。遅延部２１は、後述するように第１の遅延検出部２６で検出されるサンプリング時間の倍数の遅延時間である第１の遅延時間だけ入力される信号を遅延させるバッファメモリ２４、および、後述するように第２の遅延検出部２７で検出されるサンプリング時間より短い遅延時間である第２の遅延時間だけ入力される信号を遅延させるＦＩＲ（Finite Impulse Response：有限インパルス応答）フィルタ２５を備える。
【００２６】
サンプリング時間をＴｓ、第１の遅延時間をｎ×Ｔｓ、第２の遅延時間をＴｆとすると、バッファメモリ２４が出力する遅延された送信信号ｓｄ（ｔ）は、下記（４）式で表され、ＦＩＲフィルタ２５が出力する遅延された送信信号ｓｄ（ｔ）は、下記（５）式で表される。
【００２７】
【数４】
0006547621.tif 000005
【００２８】
【数５】
0006547621.tif 000006
【００２９】
遅延検出部２３は、遅延部２１で遅延された試験信号と、帰還信号との相関値に応じて第１の遅延時間を検出する第１の遅延検出部２６、ならびに、遅延部２１で遅延された試験信号にＦＦＴ（Fast Fourier Transformation：高速フーリエ変換）を行った結果および帰還信号にＦＦＴを行った結果の比から得られる位相特性に応じて第２の遅延時間を検出する第２の遅延検出部２７を備える。
【００３０】
図３は、実施の形態における試験信号の例を示す図である。遅延時間の検出に用いられる試験信号は、自己相関特性を有する周波数分割多重信号であり、本実施の形態では試験信号としてＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency-Division Multiplexing：直交周波数多重分割）信号を用いる。ＯＦＤＭ信号は、ノイズに近い信号であるため、信号の相関を検出することで遅延時間を検出することができる。図３の例では、１シンボル分のＯＦＤＭ信号の内、先頭のデータを含む連続データである第１のデータを抽出し、該ＯＦＤＭ信号の内、最後尾のデータを含む連続データである第２のデータを抽出し、第２のデータ、該ＯＦＤＭ信号および第１のデータを順に結合することで生成される信号が試験信号として用いられる。遅延フィルタを通過すると信号に歪みが生じるが、図３に示す試験信号を用いることで、歪のない１シンボル区間の信号を確保することができる。試験信号のＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio：ピーク電力対平均電力比）は、少ない方が好ましい。本実施の形態では、ＰＮ（Pseudo-random Noise：疑似ランダム雑音）信号をＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying：四位相偏移）変調したデータに基づいて生成されたＯＦＤＭ信号が、試験信号として用いられる。
【００３１】
第１の遅延時間の検出処理について説明する。第１の遅延時間が設定されていない場合であっても、ＦＩＲフィルタ２５による遅延が存在するため、第１の遅延検出部２６に入力される送信信号ｓｄ（ｔ）は、厳密にはｓ（ｔ）と異なる。しかしながら、信号通過帯域の周波数特性が平坦であれば、遅延時間の精度に影響を与える誤差は生じないため、第１の遅延検出部２６は、ｓｄ（ｔ）と帰還信号ｒ（ｔ）に基づいて、第１の遅延時間を検出する。遅延された送信信号ｓｄ（ｔ）と帰還信号ｒ（ｔ）との相関関数ｃ（ｔ）は、下記（６）式で表され、相関関数ｃ（ｔ）の絶対値の２乗ｃｓ（ｔ）は、下記（７）式で表される。ｓ（ｔ）は複素送信信号であり、ｓｄ＊（ｔ）はｓｄ（ｔ）の複素共役であり、ｃ＊（ｔ）はｃ（ｔ）の複素共役である。
【００３２】
【数６】
0006547621.tif 000007
【００３３】
【数７】
0006547621.tif 000008
【００３４】
図４は、実施の形態における相関特性の例を示す図である。図４は、上記（７）式を表し、横軸が第１の遅延時間を表すのに用いられる係数ｎ、縦軸が相関値である。図４の例では、ｎ＝６の位置に相関値のピークがあるため、第１の遅延時間は６Ｔｓと算出され、バッファメモリ２４の遅延時間には６Ｔｓが設定される。
【００３５】
次に、第２の遅延時間の検出処理について説明する。バッファメモリ２４の遅延時間に６Ｔｓが設定された後、第２の遅延検出部２７は、下記（８）式で表されるように、第１の遅延検出部２６を通って入力される、遅延部２１で遅延された送信信号ｓｄ（ｔ）をＦＦＴした結果、および帰還信号ｒ（ｔ）をＦＦＴした結果の比を算出する。下記（８）式において、ΔＴは第２の遅延時間である。
【００３６】
【数８】
0006547621.tif 000009
【００３７】
図５は、実施の形態における位相特性の例を示す図である。横軸は正規化周波数（単位：千）であり、縦軸は上記（８）式で表される送信信号ｓｄ（ｔ）をＦＦＴした結果および帰還信号ｒ（ｔ）をＦＦＴした結果の位相差である。図５中において点線の円で示される送信サブキャリアが存在する区間における上記（８）式の伝達関数の位相特性は、遅延時間に比例した波形である。第２の遅延検出部２７は、送信サブキャリアが存在する区間の位相特性の傾きθを、２点の値を結ぶ直線の傾き、または最小二乗法に基づいて算出する。上記（８）式および図５に示す位相特性の傾きθに基づいて、第２の遅延時間ΔＴは、下記（９）式で表される。第２の遅延検出部２７は、位相特性の傾きθから下記（９）式を用いて、第２の遅延時間ΔＴを検出する。ＦＩＲフィルタ２５の遅延時間が第２の遅延時間ΔＴとなるようにＦＩＲフィルタ２５の各タップに対するタップ係数が設定される。
【００３８】
【数９】
0006547621.tif 000010
【００３９】
ＦＩＲフィルタ２５の設計について説明する。フィルタのインパルス応答をｂ（ｔ）とすると、このフィルタからさらにＴｆ遅延するフィルタのインパルス応答はｂ（ｔ−Ｔｆ）である。インパルス応答ｂ（ｔ−Ｔｆ）が容易に得られる場合には、その値を用いてインパルス応答がｂ（ｔ）であるフィルタに対してさらにＴｆ遅延させることができる。ｂ（ｔ−Ｔｆ）が得られていない場合には、Ｔｆ遅延する系の伝達関数がｅｘｐ（−ｊ２πｆＴｆ）であることを利用して、ｂ（ｔ）から、下記（１０）式のようにｂ（ｔ−Ｔｆ）を求めることができる。上記（９）式で算出されたΔＴを下記（１０）式のＴｆに代入して、ｂ（ｔ−ΔＴ）を算出する。ｂ（ｔ−ΔＴ）に基づいて、ＦＩＲフィルタ２５の各タップに対するタップ係数が設定される。なお、下記（１０）式で求められる値は複素数となり、ＦＩＲフィルタ２５のタップの打ち切り誤差などによる小さな虚数値が生じるが、実運用上問題ない程度の小さい値なので、虚数値は無視して計算する。下記（１０）式は論理式となっているが、実際のデジタル信号処理では、フーリエ変換、逆フーリエ変換の代わりに、ＦＦＴ、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transformation：逆高速フーリエ変換）によって計算する。
【００４０】
【数１０】
0006547621.tif 000011
【００４１】
第２の遅延時間ΔＴが閾値以下となるまで、送信機１は、第２の遅延検出部２７の処理およびＦＩＲフィルタ２５の各タップに対するタップ係数の設定を繰り返す。閾値は、歪解析部２２において求められる、遅延された送信信号ｓｄ（ｔ）と帰還信号ｒ（ｔ）の入力タイミングの精度によって定められる。なお、ＦＩＲフィルタ２５のタップ数は、その数が多いほど理想的な特性になるが、演算量が膨大となる。本実施の形態では、第２の遅延検出部２７の処理およびＦＩＲフィルタ２５の各タップに対するタップ係数の設定を繰り返すことで、比較的少ないタップ数で打ち切ったフィルタでも、精度良く第２の遅延時間ΔＴを閾値以下にすることができ、歪解析部２２において算出される歪補正ベクトルの精度を向上させることが可能である。
【００４２】
図６は、実施の形態に係る送信機が行う遅延時間検出の動作の一例を示すフローチャートである。第１の遅延検出部２６は、遅延された送信信号ｓｄ（ｔ）と帰還信号ｒ（ｔ）との相関値を算出し、相関値のピークを検出する（ステップＳ１１０）。第１の遅延検出部２６は、相関値のピークから第１の遅延時間を検出する（ステップＳ１２０）。検出された第１の遅延時間に応じて、バッファメモリ２４の遅延時間が設定される（ステップＳ１３０）。
【００４３】
第２の遅延検出部２７は、遅延部２１で遅延された送信信号ｓｄ（ｔ）をＦＦＴした結果、および帰還信号ｒ（ｔ）をＦＦＴした結果の比から、位相特性を算出し、位相特性から第２の遅延時間を検出する（ステップＳ１４０）。第２の遅延時間に応じてＦＩＲフィルタ２５の各タップに対するタップ係数が設定される（ステップＳ１５０）。第２の遅延時間ΔＴが閾値以下である場合には（ステップＳ１６０；Ｙ）、送信機１は、遅延時間検出の処理を終了する。第２の遅延時間ΔＴが閾値より大きい場合には（ステップＳ１６０；Ｎ）、ステップＳ１４０に戻り、第２の遅延時間の検出およびＦＩＲフィルタ２５の各タップに対するタップ係数の設定の処理が繰り返し行われる。
【００４４】
以上説明したとおり、実施の形態に係る送信機１によれば、第１の遅延時間に加えて、第２の遅延時間を検出し、第１の遅延時間と第２の遅延時間の合計時間だけ送信信号を遅延させることで、歪解析部２２に入力される送信信号と帰還信号のタイミングをサンプリング時間より短い時間単位であわせることができる。送信機１は、オーバーサンプリングの処理を行う回路に比べて、回路構成が簡易である。すなわち、送信機１は、歪補正処理の精度を低下させずに、歪補正処理のための回路の構成をより簡易にすることが可能である。
【００４５】
本発明の実施の形態は上述の実施の形態に限られない。上述の実施の形態における回路構成は一例である。
【符号の説明】
【００４６】
１    送信機
２    ＤＰＤ処理部
３    電力算出部
４    アドレス検出部
５    ＬＵＴ
６    Ｄ−Ａ変換器
７、１２    ミキサ
８    局部発振器
９    増幅器
１０    アンテナ
１１    利得調節部
１３    Ａ−Ｄ変換器
２０    歪補正ベクトル算出部
２１    遅延部
２２    歪解析部
２３    遅延検出部
２４    バッファメモリ
２５    ＦＩＲフィルタ
２６    第１の遅延検出部
２７    第２の遅延検出部
３０    コントローラ
３１    ＣＰＵ
３２    Ｉ／Ｏ
３３    ＲＡＭ
３４    ＲＯＭ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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