(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
主スイッチング素子、入力巻線と出力巻線とを有するトランス、出力整流素子、及び出力平滑コンデンサが設けられ、前記主スイッチング素子がオンオフすることによって、入力電圧を所定の出力電圧に変換するフライバック方式の電力変換回路と、前記主スイッチング素子のオンオフを制御する回路であって、前記主スイッチング素子がオンの期間に前記トランスに蓄積された励磁エネルギーが前記出力整流素子を通じて放出された後、前記主スイッチング素子をオフからオンに反転させる電流不連続モード制御又は臨界モード制御を行うスイッチング制御回路とを備えたスイッチング電源装置において、
前記主スイッチング素子に流れるスイッチング電流と波形が相似形の電圧信号であるスイッチング電流信号を生成し、前記スイッチング制御回路に向けて出力するスイッチング電流信号生成回路が設けられ、
前記スイッチング電流信号生成回路は、一端がグランドに接続され、他端から前記スイッチング電流信号を出力するタイマコンデンサと、前記入力電圧に略比例した入力比例電流を生成し、前記主スイッチング素子がオンの期間に前記タイマコンデンサを充電する充電回路と、前記主スイッチング素子がオフの期間に前記タイマコンデンサを放電するリセット回路とで構成され、
前記スイッチング制御回路は、前記タイマコンデンサの両端に発生する前記スイッチング電流信号を利用して前記主スイッチング素子のオンオフを制御し、
さらに前記スイッチング制御回路には、前記スイッチング電流信号が所定の閾値を超えると前記主スイッチング素子を強制的にターンオフさせ、前記出力電圧をダウンさせるとともに出力電流の増加を抑制する過電流保護手段が設けられ、
前記スイッチング電流信号生成回路は、前記タイマコンデンサと直列の位置に補正用抵抗が挿入され、
前記スイッチング電流信号は、前記補正用抵抗に発生する電圧が重畳することにより、前記入力電圧の変化による過電流保護特性の変動が小さくなる方向に補正されることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
主スイッチング素子、入力巻線と出力巻線とを有するトランス、出力整流素子、及び出力平滑コンデンサが設けられ、前記主スイッチング素子がオンオフすることによって、入力電圧を所定の出力電圧に変換するフライバック方式の電力変換回路と、前記主スイッチング素子のオンオフを制御する回路であって、前記主スイッチング素子がオンの期間に前記トランスに蓄積された励磁エネルギーが前記出力整流素子を通じて放出された後、前記主スイッチング素子をオフからオンに反転させる電流不連続モード制御又は臨界モード制御を行うスイッチング制御回路とを備えたスイッチング電源装置において、
前記主スイッチング素子に流れるスイッチング電流と波形が相似形の電圧信号であるスイッチング電流信号を生成し、前記スイッチング制御回路に向けて出力するスイッチング電流信号生成回路が設けられ、
前記スイッチング電流信号生成回路は、一端がグランドに接続され、他端から前記スイッチング電流信号を出力するタイマコンデンサと、前記入力電圧に略比例した入力比例電流を生成し、前記主スイッチング素子がオンの期間に前記タイマコンデンサを充電する充電回路と、前記主スイッチング素子がオフの期間に前記タイマコンデンサを放電するリセット回路とで構成され、
前記スイッチング制御回路は、前記タイマコンデンサの両端に発生する前記スイッチング電流信号を利用して前記主スイッチング素子のオンオフを制御し、
さらに前記スイッチング制御回路には、前記スイッチング電流信号が所定の閾値を超えると前記主スイッチング素子を強制的にターンオフさせ、前記出力電圧をダウンさせるとともに出力電流の増加を抑制する過電流保護手段が設けられ、
前記スイッチング電流信号生成回路の前記充電回路は、両端に前記入力電圧に略比例した電圧が印加されることによって前記入力比例電流を生成し、これを前記タイマコンデンサに向けて出力する電流生成抵抗を有し、前記電流生成抵抗は複数の抵抗素子の直列回路で成り、この複数の抵抗素子の中の特定の抵抗素子の両端に補正用ツェナダイオードが並列接続され、
前記スイッチング電流信号は、前記補正用ツェナダイオードが前記特定の抵抗素子の発生電圧を一定以下に制限する動作を行うことにより、前記入力電圧の変化による過電流保護特性の変動が小さくなる方向に補正されることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記スイッチング制御回路は、前記主スイッチング素子を駆動するための駆動パルスを生成し、
前記主スイッチング素子は、前記駆動パルスがハイレベルのときにオンし、ローレベルのときにオフするトランジスタ素子で構成され、
前記リセット回路は、アノードが前記タイマコンデンサの他端に接続され、カソードが前記駆動パルス又はこれと同位相のパルスが発生している位置に接続されたリセット用ダイオードにより構成されている請求項１又は２記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電流不連続モード又は臨界モードで動作するフライバック方式のスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、例えば特許文献１に開示されているように、臨界モードで動作するフライバック方式のスイッチング電源があった。このスイッチング電源は、出力電圧が目標値に近づくように主スイッチング素子のオン時間及びオフ時間が制御されるとともに、主スイッチング素子がオンの期間にトランスに蓄積された励磁エネルギーが出力整流素子を通じて放出された後、速やかに主スイッチング素子をオフからオンに反転するよう制御される。また、主スイッチング素子のクロス損失を低減するため、主スイッチング素子のターンオンが、主スイッチング素子の両端電圧が共振して一定以下に低下したタイミングに制御される（いわゆる擬似共振型の制御）。
【０００３】
また、スイッチング電流を電圧変換してスイッチング電流信号を生成する電流検出回路が設けられ、出力電圧と目標値との差を増幅した信号を変調する際、スイッチング電流信号をキャリアとして使用する構成（いわゆる電流モード制御の構成）になっている。さらに、スイッチング電流信号が所定の閾値を超えると、主スイッチング素子を強制的にターンオフさせる過電流保護手段（いわゆるパルス・バイ・パルス方式の過電流保護手段）が設けられ、出力電流が過大になると、出力電圧をダウンさせるとともに出力電流の増加を抑制する構成になっている。
【０００４】
特許文献２は、上記のパルス・バイ・パルス方式の過電流保護手段に改良を加え、過電流保護特性の入力電圧によるずれを小さくする技術を開示している。例えば、電流不連続モードや臨界モードで動作するフライバック方式のスイッチング電源に、スイッチング電流を電圧変換してスイッチング電流信号を生成する電流検出回路と、独特の入力補正回路とを設け、入力電圧に応じてスイッチング電流信号を補正する構成が記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開平１０−１９１６３０号公報
【特許文献２】特開２０１５−１８６３８１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１，２のスイッチング電源装置の電流検出回路は、スイッチング電流が流れる経路に電流検出抵抗を挿入し、電流検出抵抗の両端に発生する電圧をスイッチング電流信号として出力する構成である。つまり、電流検出抵抗に大電流が流れる構成なので、大きな損失が発生し、効率が著しく低下してしまう。
【０００７】
また、損失を抑えるため、電流検出抵抗に代えてカレントトランスを使用する方法も考えられるが、カレントトランスは比較的高価なので、特に低コストタイプのスイッチング電源装置には使用しにくい。
【０００８】
本発明は、上記背景技術に鑑みて成されたものであり、主スイッチング素子の制御に利用可能なスイッチング電流信号を、シンプルかつ低損失に生成することができるスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明は、主スイッチング素子、入力巻線と出力巻線とを有するトランス、出力整流素子、及び出力平滑コンデンサが設けられ、前記主スイッチング素子がオンオフすることによって、入力電圧を所定の出力電圧に変換するフライバック方式の電力変換回路と、前記主スイッチング素子のオンオフを制御する回路であって、前記主スイッチング素子がオンの期間に前記トランスに蓄積された励磁エネルギーが前記出力整流素子を通じて放出された後、前記主スイッチング素子をオフからオンに反転させる電流不連続モード制御又は臨界モード制御を行うスイッチング制御回路とを備えたスイッチング電源装置であって、
前記主スイッチング素子に流れるスイッチング電流と波形が相似形の電圧信号であるスイッチング電流信号を生成し、前記スイッチング制御回路に向けて出力するスイッチング電流信号生成回路が設けられ、前記スイッチング電流信号生成回路は、一端がグランドに接続され、他端から前記スイッチング電流信号を出力するタイマコンデンサと、前記入力電圧に略比例した入力比例電流を生成し、前記主スイッチング素子がオンの期間に前記タイマコンデンサを充電する充電回路と、前記主スイッチング素子がオフの期間に前記タイマコンデンサを放電するリセット回路とで構成され、スイッチング制御回路は、前記タイマコンデンサの両端に発生する前記スイッチング電流信号を利用して前記主スイッチング素子のオンオフを制御するスイッチング電源装置である。
【００１０】
前記スイッチング制御回路は、前記主スイッチング素子を駆動するための駆動パルスを生成し、前記主スイッチング素子は、前記駆動パルスがハイレベルのときにオンし、ローレベルのときにオフするトランジスタ素子で構成され、前記リセット回路は、アノードが前記タイマコンデンサの他端に接続され、カソードが前記駆動パルス又はこれと同位相のパルスが発生している位置に接続されたリセット用ダイオードにより構成することができる。
【００１１】
前記スイッチング制御回路には、前記スイッチング電流信号が所定の閾値を超えると前記主スイッチング素子を強制的にターンオフさせ、前記出力電圧をダウンさせるとともに出力電流の増加を抑制する過電流保護手段が設けられ、前記スイッチング電流信号生成回路は、前記タイマコンデンサと直列の位置に補正用抵抗が挿入され、前記スイッチング電流信号は、前記補正用抵抗に発生する電圧が重畳することにより、前記入力電圧の変化による過電流保護特性の変動が小さくなる方向に補正される。
【００１２】
あるいは、前記スイッチング制御回路には、前記スイッチング電流信号が所定の閾値を超えると前記主スイッチング素子を強制的にターンオフさせ、前記出力電圧をダウンさせるとともに出力電流の増加を抑制する過電流保護手段が設けられ、前記スイッチング電流信号生成回路の前記充電回路は、両端に前記入力電圧に略比例した電圧が印加されることによって前記入力比例電流を生成し、これを前記タイマコンデンサに向けて出力する電流生成抵抗を有し、前記電流生成抵抗は複数の抵抗素子の直列回路で成り、この複数の抵抗素子の中の特定の抵抗素子の両端に補正用ツェナダイオードが並列接続され、前記スイッチング電流信号は、前記補正用ツェナダイオードが前記特定の抵抗素子の発生電圧を一定以下に制限する動作を行うことにより、前記入力電圧の変化による過電流保護特性の変動が小さくなる方向に補正されるよう構成される。
【００１３】
本発明のスイッチング電源装置は、前記入力電圧に略比例した入力比例電流を生成し、前記主スイッチング素子がオンの期間にタイマコンデンサを充電するとともに、前記主スイッチング素子がオフの期間に前記タイマコンデンサを放電することによって、前記タイマコンデンサの両端に、前記主スイッチング素子に流れるスイッチング電流と波形が相似形の電圧信号であるスイッチング電流信号を生成し、前記スイッチング電流信号を利用して前記主スイッチング素子のオンオフを制御する制御方法により駆動される。
【発明の効果】
【００１４】
本発明のスイッチング電源装置は、スイッチング電流がゼロアンペアから右肩上がりに上昇するノコギリ波状になる電源装置、すなわち電流不連続モード又は臨界モードで動作するフライバック方式の電源回路に最適な技術であり、スイッチング電流と波形が相似形の電圧信号であるスイッチング電流信号を、シンプルかつ低損失に生成し、様々な制御に利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】スイッチング電源装置の一形態を示す回路図である。
【図２】図１に示すスイッチング電流信号生成回路の具体的な構成例（第一の構成例）を示す回路図である。
【図３】図１に示すスイッチング電流信号生成回路の具体的な構成例（第二の構成例）を示す回路図である。
【図４】図１に示すスイッチング電流信号生成回路の具体的な構成例（第三の構成例）を示す回路図である。
【図５】スイッチング電源装置の他の形態を示す回路図である。
【図６】図５に示すスイッチング電源装置の出力電流−出力電圧特性（過電流保護特性）を示すグラフである。
【図７】図５に示すスイッチング電源装置の、動作点Ｐ１（Ｌ）における動作波形である。
【図８】図５に示すスイッチング電源装置の、各動作点Ｐ１（Ｌ）、Ｐ１（Ｈ）、Ｐ２（Ｌ）、Ｐ２（Ｈ）における動作波形（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）である。
【図９】本発明のスイッチング電源装置の第一の実施形態が備えるスイッチング電流信号生成回路を示す回路図である。
【図１０】図９に示すスイッチング電流信号生成回路を用いた場合の、各動作点Ｐ１（Ｌ）、Ｐ１（Ｈ）、Ｐ２（Ｌ）、Ｐ２（Ｈ）における動作波形（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）である。
【図１１】本発明のスイッチング電源装置の第二の実施形態が備えるスイッチング電流信号生成回路を示す回路図（ａ）、このスイッチング電流信号生成回路を使用した場合の入力比例電流と入力電圧との関係を表わしたグラフ（ｂ）である。
【図１２】スイッチング電源装置のさらに他の形態を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、スイッチング電源装置の一形態について、図１〜図４に基づいて説明する。この形態のスイッチング電源装置１０は、図１に示すように、入力電源１２から入力された直流の入力電圧Viを直流の出力電圧Voに変換し、外部接続された負荷１４に出力電圧Vo及び出力電流Ioを供給するＤＣ−ＤＣコンバータである。
【００１７】
電力変換回路１６は、入力電源１２の両端に、トランス２０の入力巻線２０ａと主スイッチング素子２２の直列回路が接続されている。主スイッチング素子２２は、例えばＮチャネルのＭＯＳ型ＦＥＴであり、ドレインが入力巻線２０ａの一端に接続され、ソースが入力電源１２のマイナス側のライン（以下、グランドと称する。）に接続されている。主スイッチング素子２２のゲート・ソース間には、後述するスイッチング制御回路１８が出力する駆動パルスVgが入力され、主スイッチング素子２２は、駆動パルスVgがハイレベルの期間にオンし、ローレベルの期間にオフする。
【００１８】
トランス２０は、入力巻線２０ａ及び出力巻線２０ｂを有している。各巻線に付したドットは極性を示しており、入力巻線２０ａのドットが付された一端は、主スイッチング素子２２に接続され、他端が入力電源１２のプラス側に接続されている。トランス２０は、主スイッチング素子２２がオンの期間、入力電圧Viが入力巻線２０ａに印加されて励磁エネルギーが蓄積され、オフの期間にこれを出力巻線２０ｂから放出する動作を行う。
【００１９】
出力巻線２０ｂのドットが付されていない一端には、ダイオードである出力整流素子２４のアノードが接続されている。出力整流素子２４は、主スイッチング素子２２がオフの期間に導通し、出力巻線２０ｂに発生する電圧を整流すると共に、トランス２０が励磁エネルギーを放出する電流の経路になる。さらに、出力整流素子２４のカソードと出力巻線２０ｂのドットが付された他端との間に、出力平滑コンデンサ２６が接続され、出力平滑コンデンサ２６は、出力整流素子２４が出力した整流電圧を平滑し、直流の出力電圧Voを生成する。
【００２０】
このように、電力変換回路１６は、トランス２０、主スイッチング素子２２、出力整流素子２４及び出力平滑コンデンサ２６が設けられたフライバック方式のコンバータである。
【００２１】
スイッチング制御回路１８は、主スイッチング素子２２のオンオフを制御する回路であり、主スイッチング素子２２がオンの期間にトランス２０に蓄積された励磁エネルギーが出力整流素子２４を通じて放出された後、主スイッチング素子２２をオフからオンに反転させる電流不連続モード制御又は臨界モード制御を行う。したがって、主スイッチング素子２２に流れるスイッチング電流Idは、ゼロアンペアから右肩上がりに上昇するノコギリ波状の波形になり、右肩上がりの傾きは入力電圧Viに略比例し、入力電圧Viが高いときほど傾きが急になる。
【００２２】
スイッチング電流信号生成回路２８は、スイッチング電流Idと波形が相似形の電圧信号であるスイッチング電流信号Vidを生成し、スイッチング制御回路１８に向けて出力する回路であり、タイマコンデンサ３０、充電回路３２、及びリセット回路３４で構成されている。タイマコンデンサ３０は、一端がグランドに接続され、他端からスイッチング電流信号Vidを出力するコンデンサ素子である。充電回路３２は、入力電圧Viに略比例した入力比例電流Jinを生成し、主スイッチング素子２２がオンの期間にタイマコンデンサ３０を充電する回路である。リセット回路３４は、主スイッチング素子２２がオフの期間にタイマコンデンサ３０を放電する回路である。
【００２３】
図２は、スイッチング電流信号生成回路２８の具体的な構成例（第一の構成例）を示している。この構成例のスイッチング電流信号生成回路３６は、一端がグランドに接続されたタイマコンデンサ３０を有し、充電回路は、入力電圧Viのラインとタイマコンデンサ３０の他端との間に接続された電流生成抵抗３８により構成されている。リセット回路は、リセット用ダイオード４０により構成され、リセット用ダイオード４０は、アノードがタイマコンデンサ３０の他端に接続され、カソードが駆動パルスVgが発生している箇所（主スイッチング素子２２のゲート）に接続されている。なお、カソードが接続される位置は、駆動パルスVgと同位相のパルスが発生している位置であればよく、例えばスイッチング制御回路１８内の特定の位置でもよい。
【００２４】
電流生成抵抗３８は、両端にほぼ入力電圧Viが印加され、入力電圧Viに比例した入力比例電流Jinを生成し、タイマコンデンサ３０に向けて出力する。駆動パルスVgがローレベルの期間（主スイッチング素子２２がオフの期間）は、リセット用ダイオード４０が導通し、入力比例電流Jinがバイパスされるとともに、タイマコンデンサ３０が放電され、タイマコンデンサ３０の両端電圧はほぼゼロボルトになる。駆動パルスVgがハイレベルの期間（主スイッチング素子２２がオンの期間）は、リセット用ダイオード４０が非導通になり、タイマコンデンサ３０が入力比例電流Jinで充電され、両端電圧がゼロボルトから右肩上がりに上昇する。
【００２５】
タイマコンデンサ３０の両端電圧の波形は、ゼロボルトから右肩上がりに上昇するノコギリ波状の波形になり、右肩上がりの傾きは入力比例電流Jinに略比例し、入力電圧Viが高いときほど傾きが急になる。つまり、タイマコンデンサ３０の両端に、スイッチング電流Idと波形が相似形の電圧信号であるスイッチング電流信号Vidが生成される。
【００２６】
図３は、スイッチング電流信号生成回路２８の他の構成例（第二の構成例）を示している。この構成例のスイッチング電流信号生成回路４２は、一端がグランドに接続されたタイマコンデンサ３０を有し、リセット回路は、上記と同様のリセット用ダイオード４０により構成されている。充電回路４４は、トランス２０に設けられた補助巻線２０ｃ、補助巻線２０ｃの電圧を整流平滑して入力電圧Viに略比例した直流電圧Vi-1を出力する補助整流平滑回路４６、及び補助整流平滑回路４６の出力とタイマコンデンサ３０の他端との間に接続された電流生成抵抗４８により構成されている。
【００２７】
電流生成抵抗４８は、両端にほぼ直流電圧Vi-1が印加され、入力電圧Viに比例した入力比例電流Jinを生成し、タイマコンデンサ３０に向けて出力する。駆動パルスVgがローレベルの期間（主スイッチング素子２２がオフの期間）は、リセット用ダイオード４０が導通し、入力比例電流Jinがバイパスされるとともに、タイマコンデンサ３０が放電され、タイマコンデンサ３０の両端電圧はほぼゼロボルトになる。駆動パルスVgがハイレベルの期間（主スイッチング素子２２がオンの期間）は、リセット用ダイオード４０が非導通になり、タイマコンデンサ３０が入力比例電流Jinで充電され、両端電圧がゼロボルトから右肩上がりに上昇する。つまり、上記と同様に、タイマコンデンサ３０の両端に、スイッチング電流Idと波形が相似形の電圧信号であるスイッチング電流信号Vidが生成される。
【００２８】
さらに図４は、スイッチング電流信号生成回路２８の他の構成例（第三の構成例）を示している。この構成例のスイッチング電流信号生成回路５０は、一端がグランドに接続されたタイマコンデンサ３０を有し、リセット回路は、上記と同様のリセット用ダイオード４０により構成されている。充電回路５２は、トランス２０に設けられた補助巻線２０ｃ、及び補助巻線２０ｃの電圧を整流平滑して出力電圧Voに略比例した一定の直流電圧Vo-1を出力する補助整流平滑回路５４を備えている。また、一端が入力電圧Viのラインに接続された電流生成抵抗５６と、電流生成抵抗５６の他端とグランドとの間に設けられ、電流生成抵抗５６が出力した電流I56が入力され、出力端から電流I56に対応した電流を引き込む第一のカレントミラー回路５８とを備えている。さらに、補助整流平滑回路５４とタイマコンデンサ３０の他端との間に設けられ、直流電圧Vo-1を電源として動作し、第一のカレントミラー回路５８が引き込んだ電流に対応した電流を生成し、タイマコンデンサ３０の他端に向けて出力する第二のカレントミラー回路６０を備えている。
【００２９】
電流生成抵抗５６は、両端にほぼ入力電圧Viが印加され、入力電圧Viに比例した電流I56、すなわち入力比例電流Jinを生成し、第二のカレントミラー回路６０が、入力比例電流Jinに対応した電流Jin-1をタイマコンデンサ３０に向けて出力する。駆動パルスVgがローレベルの期間（主スイッチング素子２２がオフの期間）は、リセット用ダイオード４０が導通し、電流Jin-1がバイパスされるとともに、タイマコンデンサ３０が放電され、タイマコンデンサ３０の両端電圧はほぼゼロボルトになる。駆動パルスVgがハイレベルの期間（主スイッチング素子２２がオンの期間）は、リセット用ダイオード４０が非導通になり、タイマコンデンサ３０が電流Jin-1で充電され、両端電圧がゼロボルトから右肩上がりに上昇する。つまり、上記と同様に、タイマコンデンサ３０の両端に、スイッチング電流Idと波形が相似形の電圧信号であるスイッチング電流信号Vidが生成される。
【００３０】
スイッチング電流信号生成回路３６，４２，５０は、それぞれ特徴があるので、装置の仕様に合わせて使い分けるとよい。図２に示すスイッチング電流信号生成回路３６は、非常にシンプルな構成であるが、例えば、入力電圧Viが高電圧（例えば、数百ボルト）の場合、電流生成抵抗３８の両端に高電圧が印加されるので、大きな損失が発生する。これに対して、図３に示すスイッチング電流信号生成回路４２の場合、入力巻線２０ａと補助巻線２０ｃの巻数比を調節することによって、電流生成抵抗４８に印加される電圧を適度に低い電圧に設定できるので、電流生成抵抗４８の損失を容易に抑えることができる。また、図４に示すスイッチング電流信号生成回路５０の場合、カレントミラー回路５８，６０により入力比例電流Jinを増幅した電流Jin-1（＞Jin）を生成することができる。したがって、電流生成抵抗５６の抵抗値を大きくして損失を抑えつつ、小さくなった入力比例電流Jinをカレントミラー回路５８，６０で増幅し、タイマコンデンサ３０の充電に必要な電流を確保することができる。
【００３１】
また、スイッチング電流信号生成回路３６，４２，５０は、スイッチング電流Idとスイッチング電流信号Vidの波形の相似性をより高くするため、各電流生成抵抗３８，４８，５６の両端に、正確に入力電圧Viに比例した電圧を印加することが好ましい。しかし、スイッチング電流信号生成回路３６は、入力電圧Viが非常に低電圧の場合、これを実現するのが難しくなる。例えば、入力電圧Viが５ボルトで、生成したいスイッチング電流信号Vidが１〜２ボルトだとすると、電流生成抵抗３８の両端電圧をほぼ入力電圧Viにすることができないからである。これに対して、図３に示すスイッチング電流信号生成回路４２の場合、入力巻線２０ａと補助巻線２０ｃの巻数比を調節することによって、電流生成抵抗４８に印加される電圧を適度に高い電圧に設定できるので、電流生成抵抗４８の両端に、ほぼ入力電圧Viに比例した電圧Vi-1を印加することができる。
【００３２】
この形態のスイッチング電源装置の制御方法は、入力電圧Viに略比例した入力比例電流Jinを生成し、主スイッチング素子２２がオンの期間にタイマコンデンサ３０を充電するとともに、主スイッチング素子２２がオフの期間にタイマコンデンサ３０を放電することによって、タイマコンデンサ３０の両端に、主スイッチング素子２２に流れるスイッチング電流Idと波形が相似形の電圧信号であるスイッチング電流信号Vidを生成し、スイッチング電流信号Vidを利用して主スイッチング素子２２のオンオフを制御するという構成であり、上記のスイッチング電流信号生成回路２８（３６，４２，５０）及びスイッチング制御回路１８により実行されている。
【００３３】
以上説明したように、スイッチング電源装置１０及びその制御方法は、スイッチング電流Idがゼロアンペアから右肩上がりに上昇するノコギリ波状になる電源装置、すなわち電流不連続モード又は臨界モードで動作するフライバック方式の電源装置に最適な技術であり、スイッチング電流Idと波形が相似形の電圧信号であるスイッチング電流信号Vidを、シンプルかつ低損失に生成し、様々な制御に利用することができる。
【００３４】
次に、スイッチング電源装置の他の形態について、図５〜図７に基づいて説明する。ここで、上記形態と同様の構成は、同一の符号を付して説明を省略する。この形態のスイッチング電源装置６２は、図５に示すように、入力電源１２から入力された直流の入力電圧Viを直流の出力電圧Voに変換し、外部接続された負荷１４に出力電圧Vo及び出力電流Ioを供給するＤＣ−ＤＣコンバータであり、上記と同様の電力変換回路１６及びスイッチング電流信号生成回路３６と、新規なスイッチング制御回路６４とで構成されている。
【００３５】
スイッチング制御回路６４は、電力変換回路１６を擬似共振型の臨界モードで動作させる制御を行う。また、スイッチング電流信号Vidを利用して、出力電圧Voを目標値に近づけるため制御を電流モードで行うとともに、パルス・バイ・パルス方式の過電流保護を行うよう構成されている。以下、スイッチング制御回路６４の内部構成について説明する。
【００３６】
スイッチング制御回路６４は、主スイッチング素子２２のターンオンのタイミングを決定するための回路ブロックとして、トランス２０の補助巻線２０ｃ、積分回路６６、及び第一の比較器６８を備えている。補助巻線２０ｃは、ドットが付された一端がグランドに接続され、他端から、主スイッチング素子２２がオフの期間に正電圧となる電圧V20cを出力する。積分回路６６は、補助巻線２０ｃの両端に接続され、入力された電圧V20cに含まれる特定の周波数成分の位相を遅らせたトランス電圧信号Votを出力する。第一の比較器６８は、反転入力が１つ、非反転入力が１つ設けられ、反転入力にトランス電圧信号Votが入力され、非反転入力は、所定のトランス電圧閾値Vdrに保持されている。トランス電圧閾値Vdrは、ゼロボルトよりも僅かに高い電圧であり、例えば約0.1Vである。
【００３７】
第一の比較器６８は、トランス電圧信号Votとトランス電圧閾値Vdrとを比較し、これに対応した第一パルスV1を出力する。詳しい動作は後で説明するが、第一パルスV1がローレベルからハイレベルに反転するタイミングが、主スイッチング素子２２のターンオンのタイミングとなる。なお、ダイオード６８ａは、第一の比較器６８の反転入力側に負電圧が入力されるのを防止するための素子で、第一の比較器６８を保護するために設けられている。
【００３８】
また、スイッチング制御回路６４は、主スイッチング素子２２のターンオフのタイミングを決定するための回路ブロックとして、電圧制御信号生成回路７０及び第二の比較器７２を備えている。電圧制御信号生成回路７０は、反転増幅回路７０ａと絶縁素子７０ｂとで構成され、反転増幅回路７０ａで出力電圧Voと基準電圧Vorとの差を反転増幅して電圧制御信号Vfbを生成し、フォトカプラ等の絶縁素子７０ｂを通じて出力する。基準電圧Vorは、出力電圧Voの目標値に対応した電圧である。
【００３９】
第二の比較器７２は、反転入力が２つ、非反転入力が１つ設けられ、一方の反転入力に電圧制御信号Vfbが入力され、他方の反転入力が所定の閾値Vth（例えば、約2V）に保持され、非反転入力にスイッチング電流信号生成回路３６が生成したスイッチング電流信号Vidが入力される。第二の比較器７２は、電圧制御信号Vfbが閾値Vthより低いときは、スイッチング電流信号Vidと電圧制御信号Vfbとを比較し、これに対応した第二パルスV2を出力する。一方、電圧制御信号Vfbが閾値Vthより高いときは、スイッチング電流信号Vidと閾値Vthと比較して、これに対応した第二パルスV2を出力する。詳しい動作は後で説明するが、第二パルスV2がローレベルからハイレベルに反転するタイミングが、主スイッチング素子２２がターンオフするタイミングとなる。
【００４０】
さらに、スイッチング制御回路６４は、主スイッチング素子２２をオンオフさせる駆動パルスVgを生成するための回路ブロックとして、セット・リセット・フリップ・フロップ７４（以下、ＲＳ−ＦＦ７４と称する。）及び電流増幅用の非反転バッファ７６を備えている。
ＲＳ−ＦＦ７４は、Ｓ端子に第一パルスV1が入力され、Ｒ端子に第二パルスV2が入力され、これに対応した駆動パルスVgをＱ端子から出力する。そして、非反転バッファ７６は、主スイッチング素子２２のゲート・ソース間に、ハイパワーの駆動パルスVgを出力する。
【００４１】
次に、スイッチング電源装置６２の動作を説明する。ここで、スイッチング電源装置６２が有する各トランジスタ及びダイオードは、導通して電流が流れたときの電圧降下が無視できる程度に小さいとする。図６は、スイッチング電源装置６２の出力電流Io−出力電圧Vo特性を示しており、出力電流Ioが小さいときは出力電圧Voが目標値Vo1に等しくなるように制御され（通常動作）、出力電流Ioが一定以上になると、過電流保護動作により出力電流Ioの増加が抑制され、出力電圧Voがダウンし始める（過電流保護動作）。
【００４２】
P1(L)，P1(H)，P2(L)，P2(H)は、スイッチング電源装置６２の動作点を示している。動作点P1(L)では、入力電圧Viが仕様範囲内の相対的に低い電圧に保持され、出力電流Io=Io1、出力電圧Vo＝Vo1の状態で動作している。動作点P1(H)では、入力電圧Viが仕様範囲内の相対的に高い電圧に保持され、出力電流Io=Io1、出力電圧Vo＝Vo1の状態で動作している。動作点P2(L)では、入力電圧Viが仕様範囲内の相対的に低い電圧に保持され、出力電流Io=Io2(L)で、出力電圧VoがVo1から僅かに低下した状態で動作している。動作点P2(H)では、入力電圧Viが仕様範囲内の相対的に高い電圧に保持され、出力電流Io=Io2(H)で、出力電圧VoがVo1から僅かに低下した状態で動作している。
【００４３】
まず、動作点P1(L)で行われる通常動作について、図７に基づいて説明する。図７に示すTsw(1)，Tsw(2)は、それぞれスイッチングの１周期であり、スイッチング電源装置６２の動作は、スイッチングの１周期を期間T1〜T4に分けて説明することができる。
【００４４】
期間T1は、主スイッチング素子２２がオンした時に開始し、主スイッチング素子２２のドレイン・ソース間の電圧Vdはほぼゼロボルトになる。また、入力巻線２０ａにはドットの側に入力電圧Viが印加され、出力巻線２０ｂに接続された出力整流素子２４が逆バイアスされるので、出力整流素子２４は非導通となり、出力整流素子２４の電流Ifはゼロアンペアになる。そして、入力電源１２、入力巻線２０ａ、主スイッチング素子２２の経路に、ゼロアンペアから所定の傾きで増加するスイッチング電流Idが流れ始め、トランス２０に励磁エネルギーが蓄積される。なお、スイッチング電流Idの波形は図７では省略してあるが、スイッチング電流信号Vidの波形とほぼ相似形である。
【００４５】
補助巻線２０ｃの電圧V20cは、入力電圧Viに比例した負電圧になる。そして、トランス電圧信号Votは、ダイオード６８ａが導通してぼぼゼロボルトになって、第一の比較器６８の反転入力に入力される。一方、非反転入力のトランス電圧閾値Vdrは約0.1Vであり、期間T1は「Vot＜Vdr」となるので、第一の比較器６８が出力する第一パルスV1はハイレベルである。
【００４６】
電圧制御信号生成回路７０が生成する電圧制御信号Vfbはほぼ一定の電圧であり、第二の比較器７２の反転入力に入力される。通常動作では、電圧制御信号Vfbは閾値Vthよりも低い。また、スイッチング電流信号生成回路３６が生成するスイッチング電流信号Vidは、ゼロボルトから所定の傾きで上昇する波形となり、第二の比較器７２の非反転入力に入力される。期間T1は「Vfb＞Vid」なので、第二の比較器７２が出力する第二パルスV2はローレベルである。したがって、ＲＳ−ＦＦ７４及び非反転バッファ７６が出力する駆動パルスVgがハイレベルになり、期間T1の間、主スイッチング素子２２はオンを継続する。期間T1は、スイッチング電流信号Vidが電圧制御信号Vfbに達した時に終了する。
【００４７】
期間T2の開始直後の短い期間、「Vfb＜Vid」になるので、第二の比較器７２が動作して第二パルスV2がハイレベルに反転する。一方、第一パルスV1は、「Vot＜Vdr」が継続しているので、ハイレベルに保持される。したがって、ＲＳ−ＦＦ７４が駆動パルスVgをローレベルに反転させ、主スイッチング素子２２がターンオフする。
【００４８】
駆動パルスVgがローレベルになると、リセット用ダイオード４０が導通し、入力比例電流Jinがバイパスされるとともに、タイマコンデンサ３０が放電され、スイッチング電流信号Vidがほぼゼロボルトまで瞬時に低下し、再び「Vfb＞Vid」となる。そして、第二の比較器７２が動作して、期間T2の途中で第二パルスV2が再びローレベルに戻る。また、主スイッチング素子２２がターンオフすると、主スイッチング素子２２の電圧Vdが急峻に上昇し、補助巻線２０ｃの電圧V20cがゼロボルトを超えて正方向に上昇し、これに伴ってトランス電圧信号Votが上昇して「Vot＞Vdr」になるので、期間T2の途中で第一パルスV1がローレベルに戻る。
【００４９】
このように、期間T2の途中で、第一及び第二パルスV1，V2のロジックが変化するが、ＲＳ−ＦＦ７４は、駆動パルスVgをローレベルに保持する動作を行い、期間T2の間、主スイッチング素子２２はオフを継続する。
【００５０】
期間T2の間、出力整流素子２４が逆バイアスされたまま非導通である。期間T2は、電圧V20cが上昇し、この逆バイアスが順バイアスに切り替わった時に終了する。
【００５１】
期間T3は、出力整流素子２４が順バイアスされて導通し、補助巻線２０ｃの電圧V20cが出力電圧Voにほぼ比例した一定の電圧になり、主スイッチング素子２２の電圧Vdも一定の電圧になる。出力整流素子２４には、トランス２０に蓄積された励磁エネルギーが放出される電流、すなわち、電流If波形に示すように、所定の傾きで右肩下がりに減少する電流が流れる。
【００５２】
期間T3の間、「Vot＞Vdr」なので、第一パルスV1はローレベルに保持される。また、スイッチング電流信号Vidがほぼゼロボルトで「Vfb＞Vid」になるので、第二パルスV2はローレベルに保持される。その結果、駆動パルスVgがローレベルに保持され、主スイッチング素子２２はオフを継続する。期間T3は、出力整流素子２４の電流Idが減少してゼロアンペアになったとき、つまり、トランス２０の励磁エネルギーを放出する動作が終了した時に終了する。
【００５３】
期間T4が開始しても、第一及び第二パルスV1，V2及び駆動パルスVgの状態が、期間T3の終了時の状態に保持され、主スイッチング素子２２はオフしている。期間T4は、さらに出力整流素子２４も非導通になるので、トランス２０の各巻線の電圧は固定されず、トランス２０のインダクタンス成分とトランス２０の周辺のコンデンサ成分との間で自由共振が発生し、補助巻線２０ｃの電圧V20cが正弦波状に低下して負電圧になる。これに伴ってトランス電圧信号Votも正弦波状に低下するが、積分回路６６の移相作用により、期間T4の間は「Vot＞Vdr」の状態が維持される。期間T4は、トランス電圧信号Votがトランス電圧閾値Vdrに達した時に終了する。
【００５４】
次の期間T1が始まると、「Vot＜Vdr」になるので、第一パルスV1がハイレベルに転じる。一方、「Vfb＞Vid」が継続しているので、第二パルスV2がローレベルを継続する。したがって、駆動パルスVgがハイレベルに転じ、主スイッチング素子２２がターンオンする。以降、上述した期間T1〜T4の動作を繰り返す。
【００５５】
スイッチング電源装置６２は、通常動作を行う動作点P1(L)では、電力変換回路１６を臨界モードで動作させ、出力電圧Voを目標値に近づける制御を、スイッチング電流信号Vidを利用した電流モード制御により行っている。また、積分回路６６を設けることによって、期間T4が開始した後、トランス電圧信号Votが低下してトランス電圧閾値Vdrに達するタイミング（期間T4が終了するタイミング）を遅らせ、主スイッチング素子２２がターンオンするタイミング（期間T1が開始するタイミング）が、主スイッチング素子２２の電圧Vdがゼロボルトに近くなったタイミングなるように調整してある。したがって、擬似共振型の動作を実現し、主スイッチング素子２２のスイッチング損失やスイッチングノイズを低減させている。
【００５６】
動作点P1(H)で行われる通常動作は、上述した動作点P1(L)で行われる通常動作と基本的に同じである。ただ、動作点P1(H)は入力電圧Viが相対的に高いので、図８（ａ），（ｂ）から分かるように、スイッチング電流信号Vidが上昇する傾きが動作点P1(L)よりも急で、主スイッチング素子２２がオンする期間T1が短い。
【００５７】
動作点P2(L)で行われる過電流保護動作は、上述した動作点P1(L)で行われる通常動作と比べると、主スイッチング素子２２のターンオフのタイミングを決定する第二の比較器７２の動作が異なる。動作点P1(L)で行われる通常動作は、図８（ａ）に示すように、電圧制御信号Vfbと閾値Vthとの関係が「Vfb＜Vth」なので、主スイッチング素子２２のターンオフのタイミングは、スイッチング電流信号Vidが電圧制御信号Vfbに達したタイミングになる。電圧制御信号Vfbは、出力電圧Voが目標値Vo1に近づくように可変される電圧信号である。これに対して、動作点P2(L)で行われる過電流保護動作は、図８（ｃ）に示すように、電圧制御信号Vfbと閾値Vthとの関係が「Vfb＞Vth」となり、主スイッチング素子２２のターンオフのタイミングは、スイッチング電流信号Vidが閾値Vthに達したタイミングになる。この閾値Vthは一定の電圧であり、スイッチング電流信号Vidのピーク値が閾値Vthによって制限されるため、図６に示すように、出力電流Io=Io2(L)で、出力電圧VoがVo1から僅かに低下した状態で動作する。
【００５８】
動作点P2(H)で行われる過電流保護動作は、上述した動作点P2(L)で行われる過電流保護動作と基本的に同じである。ただ、動作点P2(H)は入力電圧Viが相対的に高いので、図８（ｃ），（ｄ）から分かるように、スイッチング電流信号Vidが上昇する傾きが動作点P2(L)よりも急で、主スイッチング素子２２がオンする期間T1が短い。
【００５９】
以上説明したように、スイッチング電源装置６２は、スイッチング電流信号生成回路３６を用いてスイッチング電流信号Vidを生成し、このスイッチング電流信号Vidを利用して、出力電圧Voを目標値に近づけるため制御を電流モードで行い、さらにパルス・バイ・パルス方式の過電流保護を行っている。特に、スイッチング電流信号生成回路３６は構成がシンプルで、スイッチング電流信号Vidを低損失に生成できるので、装置の小型化や高効率化に寄与している。
【００６０】
ところで、スイッチング電源装置６２は、過電流保護による出力電流Ioの制限値が入力電圧Viによって変動し、図６に示すように、入力電圧Viが低いときの制限値Io2(L)に対し、入力電圧Viが高いときの制限値Io2(H)が相対的に高くなる性質がある。この性質は、上記の特許文献２の中に詳しく記載されているように、第二の比較器７２の遅延時間等が要因になっている。したがって、スイッチング電源装置６２の入力電圧範囲が広い場合に、制限値Io2(L)とIo2(H)の差が大きくなってしまうという問題が生じる。この問題は、以下に述べる本発明のスイッチング電源装置を使用することによって解決することができる。
【００６１】
本発明の第一の実施形態では、スイッチング電流信号生成回路３６に代えてスイッチング電流信号生成回路７８を使用する。スイッチング電流信号生成回路７８は、図９に示すように、スイッチング電流信号生成回路３６と同様にタイマコンデンサ３０、電流生成抵抗３８及びリセット用ダイオード４０を備え、さらに、タイマコンデンサ３０と直列の位置に補正用抵抗８０が挿入されている。
【００６２】
補正用抵抗８０は、主スイッチング素子２２がオンの期間に入力比例電流Jinが流れて両端に電圧が発生し、この発生電圧がスイッチング電流信号Vidに重畳する。そして、入力電圧Viが高いときの発生電圧V80(H)の方が、入力電圧Viが低いときの発生電圧V80(L)より高くなる。つまり、図１０（ｃ）、（ｄ）から分かるように、入力電圧Viが高いときの方が、スイッチング電流信号Vidのピーク値が閾値Vthにより達しやすくなる。したがって、補正用抵抗８０の抵抗値を適切な値に調節することによって、制限値Io2(H)とIo2(L)の差を小さくすることができる。
【００６３】
また、本発明の第二の実施形態では、スイッチング電流信号生成回路３６に代えてスイッチング電流信号生成回路８２を使用する。スイッチング電流信号生成回路８２は、図１１（ａ）に示すように、スイッチング電流信号生成回路３６と同様にタイマコンデンサ３０、電流生成抵抗３８及びリセット用ダイオード４０を備え、ここでは電流生成抵抗３８を２つの抵抗素子３８(1)，３８(2)の直列回路とし、一方の抵抗素子３８(2)の両端に補正用ツェナダイード８４が並列接続されている。
【００６４】
補正用ツェナダイード８４のツェナ電圧は、入力電圧Viが所定の電圧Vi1以上になると導通するように設定されている。したがって、図１１（ｂ）に示すように、入力電圧Viが電圧Vi1より低い範囲は、入力比例電流Jinが入力電圧Viに比例して増加し、入力電圧Viが電圧Vi1より高い範囲では、入力比例電流JinがΔJだけ増加して傾きが少し急になる。つまり、入力電圧Viが高いときの方が、スイッチング電流信号Vidのピーク値が閾値Vthにより達しやすくなる。したがって、抵抗素子３８(1)，３８(2)の抵抗値と補正用ツェナダイード８４のツェナ電圧を適切な値に調節することによって、制限値Io2(H)とIo2(L)の差を小さくすることができる。
【００６５】
次に、スイッチング電源装置のさらに他の形態について、図１２に基づいて説明する。ここで、上記形態と同様の構成は、同一の符号を付して説明を省略する。この形態のスイッチング電源装置８６は、入力電源１２から入力された直流の入力電圧Viを直流の出力電圧Voに変換し、外部接続された負荷１４に出力電圧Vo及び出力電流Ioを供給するＤＣ−ＤＣコンバータであり、上記と同様の電力変換回路１６及びスイッチング電流信号生成回路３６と、新規なスイッチング制御回路８８とで構成されている。
【００６６】
スイッチング制御回路８８は、電力変換回路１６を、スイッチング周波数固定式の電流不連続モードで動作させる制御を行う。また、スイッチング電流信号Vidを利用して、出力電圧Voを目標値に近づけるため制御を電流モードで行うとともに、パルス・バイ・パルス方式の過電流保護を行うよう構成されている。以下、スイッチング制御回路８８の内部構成について、スイッチング制御回路６４と異なる点を中心に説明する。
【００６７】
上記のスイッチング制御回路６４の場合は、電力変換回路１６を擬似共振型の臨界モードで動作させるため、主スイッチング素子２２のターンオンのタイミングを決定する回路ブロックとして、トランス２０の補助巻線２０ｃ、積分回路６６、及び第一の比較器６８が設けられていた。これに対して、このスイッチング制御回路８８は、電力変換回路１６をスイッチング周期固定式の電流不連続モードで動作させるため、主スイッチング素子２２のターンオンのタイミングを決定する回路ブロックとして、一定周期のセット信号VsetをＲＳ−ＦＦ７４のＳ端子に向けて出力するセット信号発生器９０が設けられ、上記の補助巻線２０ｃ、積分回路６６、及び第一の比較器６８は省略されている。その他の構成は、スイッチング制御回路６４と同様である。
【００６８】
スイッチング電源装置８６の動作は、スイッチング周期が一定である点で上記のスイッチング電源装置６２と異なるが、出力電圧Voを目標値に近づけるため制御を電流モードで行い、パルス・バイ・パルス方式の過電流保護を行う動作は、スイッチング電源装置６２と基本的に同じであり、独特な構成のスイッチング電流信号生成回路３６によって、同様の作用効果を得られる。また、スイッチング電流信号生成回路３６をスイッチング電流信号生成回路７８，８２に置き換えることによって、入力電圧Viの変化による過電流保護特性の変動を小さくすることも可能である。
【００６９】
なお、本発明のスイッチング電源装置は、上記実施形態に限定されるものではない。例えば、入力電圧に略比例した入力比例電流を生成し、主スイッチング素子がオンの期間にタイマコンデンサを充電するための具体的な構成、及び、主スイッチング素子がオフの期間に前記タイマコンデンサを放電するための具体的な構成は、上記実施形態の充電回路及びリセット回路に限定されるものではなく、公知の回路を組み合わせて適宜構成することができる。
【００７０】
上記のスイッチング電源装置６２，８６は、主スイッチング素子２２のオンオフを電流モードで制御するため、スイッチング電流信号Vidを電流モード制御に利用しているが、主スイッチング素子のオンオフを電圧モードで制御する場合は、スイッチング電流信号Vidをパルス・バイ・パルスの過電流保護の制御だけに利用する構成にすればよい。また、スイッチング電流信号Vidを利用して、電流モードや過電流保護以外の制御を行ってもよい。
【００７１】
また、図１１に示すスイッチング電流信号生成回路８２は、さらにタイマコンデンサ３０と直列の位置に補正用抵抗８０を設け、スイッチング電流信号をより効果的に補正できるようにしてもよい。
【符号の説明】
【００７２】
１０，６２，８６  スイッチング電源装置
１６  電力変換回路
１８，６４，８８  スイッチング制御回路
２０  トランス
２０ａ  入力巻線
２０ｂ  出力巻線
２２  主スイッチング素子
２４  出力整流素子
２６  出力平滑コンデンサ
２８，３６，４２，５０，７８，８２  スイッチング電流信号生成回路
３０  タイマコンデンサ
３２，４４，５２  充電回路
３４  リセット回路
３８，４８，５６  電流生成抵抗
３８(1)，３８(2)  抵抗素子
４０  リセット用ダイオード
８０  補正用抵抗
８４  補正用ツェナダイオード
Id  スイッチング電流
Io  出力電流
Jin  入力比例電流
Vg  駆動パルス
Vi  入力電圧
Vid  スイッチング電流信号
Vo  出力電圧
Vth  閾値
【図１】
0006487874.tif 000002
【図２】
0006487874.tif 000003
【図３】
0006487874.tif 000004
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
0006487874.tif 000009
【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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