(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
一端を第１の入力端子に接続し、他端をパワートランジスタを経由して第２の入力端子に接続した１次巻線と、整流ダイオードと出力コンデンサによる整流平滑回路が接続された２次巻線と、一端を制御回路に接続し他端を前記第２の入力端子に接続した補助巻線とを備えた電源トランスを有し、前記制御回路によって前記パワートランジスタをオン／オフ制御することで前記２次巻線から出力電圧を取り出すスイッチング電源装置において、
前記制御回路は、
前記パワートランジスタがオンした際に前記補助巻線に発生する正電圧を正電流に変換して出力し、前記パワートランジスタがオフした際に前記補助巻線に発生する負電圧を負電流に変換して出力する電圧／電流変換回路と、
前記電圧／電流変換回路から出力する前記正電流に基づいて第１のクランプ電圧を発生し、前記電圧／電流変換回路から出力する前記負電流に基づいて第２のクランプ電圧を発生する電圧クランプ回路と、
該電圧クランプ回路で前記第１のクランプ電圧が発生しているときに充電と放電の一方が行われ、前記電圧クランプ回路で前記第２のクランプ電圧が発生しているときに前記充電と前記放電の他方が行われる第１のコンデンサと、
該第１のコンデンサに充電された電圧の値に応じて前記パワートランジスタをオン／オフさせるドライブ回路と、
を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
一端を第１の入力端子に接続し、他端をパワートランジスタを経由して第２の入力端子に接続した１次巻線と、整流ダイオードと出力コンデンサによる整流平滑回路が接続された２次巻線と、一端を制御回路に接続し他端を前記第２の入力端子に接続した補助巻線とを備えた電源トランスを有し、前記制御回路によって前記パワートランジスタをオン／オフ制御することで前記２次巻線から出力電圧を取り出すスイッチング電源装置において、
前記制御回路は、
前記パワートランジスタがオンした際に前記補助巻線に発生する正電圧を正電流に変換して出力し、前記パワートランジスタがオフした際に前記補助巻線に発生する負電圧を負電流に変換して出力する電圧／電流変換回路と、
前記電圧／電流変換回路から出力する前記正電流に基づいて第１のクランプ電圧を発生し、前記電圧／電流変換回路から出力する前記負電流に基づいて第２のクランプ電圧を発生する電圧クランプ回路と、
該電圧クランプ回路で前記第１のクランプ電圧が発生しているときに充電され、前記電圧クランプ回路で前記第２のクランプ電圧が発生しているときに放電される第１のコンデンサと、
該第１のコンデンサに充電された電圧が第１の電圧を超えると前記パワートランジスタをオフさせ、前記第１のコンデンサに充電された電圧が前記第１の電圧より低い第２の電圧を下回ると前記パワートランジスタをオンさせるドライブ回路と、
を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項３】
一端を第１の入力端子に接続し、他端をパワートランジスタを経由して第２の入力端子に接続した１次巻線と、整流ダイオードと出力コンデンサによる整流平滑回路が接続された２次巻線と、一端を制御回路に接続し他端を前記第２の入力端子に接続した補助巻線とを備えた電源トランスを有し、前記制御回路によって前記パワートランジスタをオン／オフ制御することで前記２次巻線から出力電圧を取り出すスイッチング電源装置において、
前記制御回路は、
前記パワートランジスタがオンした際に前記補助巻線に発生する正電圧を正電流に変換して出力し、前記パワートランジスタがオフした際に前記補助巻線に発生する負電圧を負電流に変換して出力する電圧／電流変換回路と、
前記電圧／電流変換回路から出力する前記正電流に基づいて第１のクランプ電圧を発生し、前記電圧／電流変換回路から出力する前記負電流に基づいて第２のクランプ電圧を発生する電圧クランプ回路と、
該電圧クランプ回路で前記第１のクランプ電圧が発生しているときに充電され、前記電圧クランプ回路で前記第２のクランプ電圧が発生しているときに放電される第１のコンデンサと、
前記電圧クランプ回路で前記第１のクランプ電圧が発生しているときに前記第１のコンデンサから独立して充電され、前記電圧クランプ回路で前記第２のクランプ電圧が発生しているときに前記第１のコンデンサから独立して放電される第２のコンデンサと、
前記整流平滑回路の出力電圧が低いほど大きな電流を前記第２のコンデンサに充電するタイミング電流発生回路と、
前記第１のコンデンサに充電された電圧が第１の電圧を超えると前記パワートランジスタをオフさせるとともに前記第２のコンデンサを放電させ、前記第２のコンデンサに充電された電圧が第３の電圧を超えると前記パワートランジスタをオンさせるドライブ回路と、
を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項４】
一端を第１の入力端子に接続し、他端をパワートランジスタを経由して第２の入力端子に接続した１次巻線と、整流ダイオードと出力コンデンサによる整流平滑回路が接続された２次巻線と、一端を制御回路に接続し他端を前記第２の入力端子に接続した補助巻線とを備えた電源トランスを有し、前記制御回路によって前記パワートランジスタをオン／オフ制御することで前記２次巻線から出力電圧を取り出すスイッチング電源装置において、
前記制御回路は、
前記パワートランジスタがオンした際に前記補助巻線に発生する正電圧を正電流に変換して出力し、前記パワートランジスタがオフした際に前記補助巻線に発生する負電圧を負電流に変換して出力する電圧／電流変換回路と、
前記電圧／電流変換回路から出力する前記正電流に基づいて第１のクランプ電圧を発生し、前記電圧／電流変換回路から出力する前記負電流に基づいて第２のクランプ電圧を発生する電圧クランプ回路と、
該電圧クランプ回路で前記第１のクランプ電圧が発生しているときに充電され、前記電圧クランプ回路で前記第２のクランプ電圧が発生しているときに放電される第１のコンデンサと、
前記整流平滑回路の出力電圧が低いほど大きな電流を第２のコンデンサに充電するタイミング電流発生回路と、
前記第１のコンデンサに充電された電圧が第１の電圧を超えると前記パワートランジスタをオフさせるとともに前記第２のコンデンサを放電させ、前記第２のコンデンサに充電された電圧が第３の電圧を超えると前記パワートランジスタをオンさせるドライブ回路と、
を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項５】
請求項１、２又は４に記載のスイッチング電源装置において、
前記電圧クランプ回路は、前記電圧／電流変換回路から前記正電流が出力するときにベース・エミッタ間電圧を前記第１のクランプ電圧として発生する第１のトランジスタと、前記電圧／電流変換回路から前記負電流が出力するときにベース・エミッタ間電圧を前記第２のクランプ電圧として発生する第２のトランジスタと、前記第１のトランジスタのコレクタ電流に対応した電流を前記第１のコンデンサに対する充電電流として出力する第１のカレントミラー回路群と、前記第２のトランジスタのコレクタ電流に対応した電流を前記第１のコンデンサに対する放電電流として出力する第２のカレントミラー回路群と、を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項６】
請求項３に記載のスイッチング電源装置において、
前記電圧クランプ回路は、前記電圧／電流変換回路から前記正電流が出力するときにベース・エミッタ間電圧を前記第１のクランプ電圧として発生する第１のトランジスタと、前記電圧／電流変換回路から前記負電流が出力するときにベース・エミッタ間電圧を前記第２のクランプ電圧として発生する第２のトランジスタと、前記第１のトランジスタのコレクタ電流に対応した電流を前記第１のコンデンサに対する充電電流として出力する第１のカレントミラー回路群と、前記第２のトランジスタのコレクタ電流に対応した電流を前記第１のコンデンサに対する放電電流として出力する第２のカレントミラー回路群と、前記第１のトランジスタのコレクタ電流に対応した電流を前記第２のコンデンサに対する充電電流として出力する第３のカレントミラー回路群と、前記第２のトランジスタのコレクタ電流に対応した電流を前記第２のコンデンサに対する放電電流として出力する第４のカレントミラー回路群と、を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項７】
請求項２に記載のスイッチング電源装置において、
前記電圧／電流変換回路は、前記正電流の値と前記負電流の値を異ならせることで前記パワートランジスタのオン／オフのデューティを設定することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項８】
請求項２に記載のスイッチング電源装置において、
前記第１のコンデンサに定電流充電する定電流源が設けられていることを特徴とするスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電源トランスを利用したスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の自励式のスイッチング電源装置を図７に示す（特許文献１）。この自励式スイッチング電源装置の動作は次の通りである。
【０００３】
高圧側端子１００ａと低圧側端子１００ｂの間に電源１００により直流電圧が印加された回路起動時は、抵抗Ｒ１１，Ｒ１３、電源トランスＴ１０の補助巻線Ｌ１３を介して起動用コンデンサＣ１２が充電される。この起動用コンデンサＣ１２は、抵抗Ｒ１１，Ｒ１３と直列に接続されている。このため、起動用コンデンサＣ１２の一方の端子であるノードＮ１２の電圧は、ＲＣ回路の時定数に基づいて徐々に上昇する。
【０００４】
起動用コンデンサＣ１２の充電が進んでノードＮ１２の電圧が上昇し、ＮＭＯＳのパワートランジスタＭＰ２のゲート電圧がその閾値に達すると、パワートランジスタＭＰ２がオンする。こうしてパワートランジスタＭＰ２がオンになると、電源トランスＴ１０の１次巻線Ｌ１１に電流が流れ始める。これにより、電源トランスＴ１０の各巻線Ｌ１１，Ｌ１２，Ｌ１３には、誘導起電力が生じる。このとき、補助巻線Ｌ１３に発生した誘起電圧は、抵抗Ｒ１２を介して制御用コンデンサＣ１１を充電する。
【０００５】
このときの補助巻線Ｌ１３に生じる誘起電圧は、図中●の側が正極になるので、補助巻線Ｌ１３から抵抗Ｒ１５、ダイオードＤ１３にも充電電流が流れ、補助コンデンサＣ１３も充電される。また、補助巻線Ｌ１３に発生する誘起電圧は、起動用コンデンサＣ１２の充電電圧と重畳されてノードＮ１２の電圧を嵩上げし、パワートランジスタＭＰ２のゲート電圧をその閾値電圧以上の電圧に維持する。
【０００６】
その結果、ノードＮ１２の電位が、充電される補助コンデンサＣ１３の電位より高くなるが、ノードＮ１２から補助コンデンサＣ１３の方向へは、ダイオードＤ１２と抵抗Ｒ１４によって電流が流れず、起動用コンデンサＣ１２に蓄電された電荷が放電しない。このため、パワートランジスタＭＰ２のゲート側のオン電圧は維持される。なお、このオン動作中、パワートランジスタＭＰ２のゲートへの過大入力は、ツェナーダイオードＤ１４によって阻止される。
【０００７】
この後、制御用コンデンサＣ１１の充電電圧が上昇し、ＮＰＮトランジスタＱ１１の閾値電圧以上に達すると、そのトランジスタＱ１１は導通状態になる。この結果、パワートランジスタＭＰ２は、そのゲートとソースの間がトランジスタＱ１１によって実質的に短絡状態となり、ターンオフする。
【０００８】
このようにしてパワートランジスタＭＰ２がターンオフし、電源トランスＴ１０の１次巻線Ｌ１１に流れる電流が実質的に遮断されると、電源トランスＴ１０の各巻線には、フライバック電圧が生じる。２次巻線Ｌ１２に発生したフライバック電圧は、ダイオードＤ１１とコンデンサＣ１０とによって構成される整流平滑回路によって整流平滑され、出力端子間に接続される負荷に供給される電力として出力される。
【０００９】
一方、補助巻線Ｌ１３に発生するフライバック電圧は、出力側に接続された負荷により２次巻線Ｌ１２に発生するフライバック電圧と比例関係にあり、この補助巻線Ｌ１３に発生するフライバック電圧によって起動用コンデンサＣ１２が充電される。
【００１０】
このとき、ツェナーダイオードＤ１４は、低圧側端子１００ｂ側から抵抗Ｒ１３を介して起動用コンデンサＣ１２を充電する充電路となるとともに、パワートランジスタＭＰ２のゲートに逆バイアスをかけ、パワートランジスタＭＰ２をオフ状態に保つように作用する。
【００１１】
同時に、パワートランジスタＭＰ２のオン動作中に充電された補助コンデンサＣ１３の充電電圧によって、その補助コンデンサＣ１３から、ダイオードＤ１２および抵抗Ｒ１４を介して、起動用コンデンサＣ１２に放電電流が流れ、起動用コンデンサＣ１２の充電が加速する。このとき、補助コンデンサＣ１３からノードＮ１１への放電は、抵抗Ｒ１５とダイオードＤ１３により阻止される。
【００１２】
誘導逆起電力によって２次巻線Ｌ１２に蓄積されていた電気的エネルギーの放出が終わり、補助巻線Ｌ１３に発生していたフライバック電圧も降下すると、それまで起動用コンデンサＣ１２に保持されていた充電電圧は、パワートランジスタＭＰ２のゲートに印加され、パワートランジスタＭＰ２をターンオンさせる。以上のような一連の動作を繰り返して、自励式スイッチング電源装置は自励発振する。
【００１３】
ここで、２次巻線Ｌ１２の出力側が短絡していたり負荷が低電圧であった場合などには、２次巻線Ｌ１２のフライバック電圧と比例関係にある補助巻線Ｌ１３のフライバック電圧も、発生しないかほぼ０Ｖとなり、起動用コンデンサＣ１２への充電に寄与しない。
【００１４】
従って、起動用コンデンサＣ１２は、起動時と同様に、抵抗Ｒ１１、Ｒ１３を介して直流電源１００から充電されるが、このオフ動作中は、上述のように、補助コンデンサＣ１３からも、抵抗Ｒ１４とダイオードＤ１２を介して起動用コンデンサＣ１２に充電電流が流れる。
【００１５】
これにより、抵抗Ｒ１１における消費電力を下げるために、抵抗Ｒ１１に大きな抵抗値のものを用いても、起動用コンデンサＣ１２の容量と、抵抗Ｒ１１および抵抗Ｒ１３の抵抗値とで定まる充電時間より、短い充電時間で起動用コンデンサＣ１２を充電することが可能となる。従って、再び電源１００から起動用コンデンサＣ１２を充電する場合であっても、パワートランジスタＭＰ２のゲートに速やかに閾値以上のオン電圧を印加させることができ、オフ期間を短縮させることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１６】
【特許文献１】特開２００１−３２７１６４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
図７の自励式のスイッチング電源装置では、パワートランジスタＭＰ２がオンしているときは、補助巻線Ｌ１３の一方の端子であるノードＮ１１が正電圧となって、抵抗Ｒ１２によりコンデンサＣ１１が充電され、トランジスタＱ１１がオンするまでの待機時間が形成される。そして、トランジスタＱ１１がオンしたときにパワートランジスタＭＰ２はオフして、ノードＮ１１が負電圧になってコンデンサＣ１２を充電する。この後、２次巻線Ｌ１２のダイオードＤ１１の導通が終わってノードＮ１１の電圧が上昇すると、パワートランジスタＭＰ２のゲートも上昇してパワートランジスタＭＰ２がオンするようになる。すなわち、補助巻線Ｌ１３の電圧（ノードＮ１１の電圧）の極性を検出することでパワートランジスタＭＰ２がオン／オフするような構成となっている。
【００１８】
ところが、パワートランジスタＭＰ２をオン／オフ制御して出力電圧を発生する自励式スイッチング電源装置を制御する図７に示す制御回路を、半導体集積回路（ＩＣ）で実現する場合には、補助巻線Ｌ１３に発生する正極性あるいは負極性の電圧をそのまま用いてパワートランジスタＭＰ２のオンとオフの状態を検出しようとすると、次の問題がある。すなわち、その半導体集積回路の入力端子（ノードＮ１１）に負電圧がかかる状態が発生するので、その半導体集積回路を構成する際に、負電圧動作に対応した複雑で高価なトリプルウエルやＳＯＩプロセス等の半導体プロセスを用いなければならない問題がある。
【００１９】
本発明の目的は、複雑で高価なトリプルウエルやＳＯＩプロセスを使用せず、従来の安価なプロセスを使用した半導体集積回路で制御回路を実現できるようにしたスイッチング電源装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
上記目的を達成するために、請求項１にかかる発明は、一端を第１の入力端子に接続し、他端をパワートランジスタを経由して第２の入力端子に接続した１次巻線と、整流ダイオードと出力コンデンサによる整流平滑回路が接続された２次巻線と、一端を制御回路に接続し他端を前記第２の入力端子に接続した補助巻線とを備えた電源トランスを有し、前記制御回路によって前記パワートランジスタをオン／オフ制御することで前記２次巻線から出力電圧を取り出すスイッチング電源装置において、前記制御回路は、前記パワートランジスタがオンした際に前記補助巻線に発生する正電圧を正電流に変換して出力し、前記パワートランジスタがオフした際に前記補助巻線に発生する負電圧を負電流に変換して出力する電圧／電流変換回路と、前記電圧／電流変換回路から出力する前記正電流に基づいて第１のクランプ電圧を発生し、前記電圧／電流変換回路から出力する前記負電流に基づいて第２のクランプ電圧を発生する電圧クランプ回路と、該電圧クランプ回路で前記第１のクランプ電圧が発生しているときに充電と放電の一方が行われ、前記電圧クランプ回路で前記第２のクランプ電圧が発生しているときに前記充電と前記放電の他方が行われる第１のコンデンサと、該第１のコンデンサに充電された電圧の値に応じて前記パワートランジスタをオン／オフさせるドライブ回路と、を備えることを特徴とする。
【００２１】
請求項２にかかる発明は、一端を第１の入力端子に接続し、他端をパワートランジスタを経由して第２の入力端子に接続した１次巻線と、整流ダイオードと出力コンデンサによる整流平滑回路が接続された２次巻線と、一端を制御回路に接続し他端を前記第２の入力端子に接続した補助巻線とを備えた電源トランスを有し、前記制御回路によって前記パワートランジスタをオン／オフ制御することで前記２次巻線から出力電圧を取り出すスイッチング電源装置において、前記制御回路は、前記パワートランジスタがオンした際に前記補助巻線に発生する正電圧を正電流に変換して出力し、前記パワートランジスタがオフした際に前記補助巻線に発生する負電圧を負電流に変換して出力する電圧／電流変換回路と、前記電圧／電流変換回路から出力する前記正電流に基づいて第１のクランプ電圧を発生し、前記電圧／電流変換回路から出力する前記負電流に基づいて第２のクランプ電圧を発生する電圧クランプ回路と、該電圧クランプ回路で前記第１のクランプ電圧が発生しているときに充電され、前記電圧クランプ回路で前記第２のクランプ電圧が発生しているときに放電される第１のコンデンサと、該第１のコンデンサに充電された電圧が第１の電圧を超えると前記パワートランジスタをオフさせ、前記第１のコンデンサに充電された電圧が前記第１の電圧より低い第２の電圧を下回ると前記パワートランジスタをオンさせるドライブ回路と、を備えることを特徴とする。
【００２２】
請求項３にかかる発明は、一端を第１の入力端子に接続し、他端をパワートランジスタを経由して第２の入力端子に接続した１次巻線と、整流ダイオードと出力コンデンサによる整流平滑回路が接続された２次巻線と、一端を制御回路に接続し他端を前記第２の入力端子に接続した補助巻線とを備えた電源トランスを有し、前記制御回路によって前記パワートランジスタをオン／オフ制御することで前記２次巻線から出力電圧を取り出すスイッチング電源装置において、前記制御回路は、前記パワートランジスタがオンした際に前記補助巻線に発生する正電圧を正電流に変換して出力し、前記パワートランジスタがオフした際に前記補助巻線に発生する負電圧を負電流に変換して出力する電圧／電流変換回路と、前記電圧／電流変換回路から出力する前記正電流に基づいて第１のクランプ電圧を発生し、前記電圧／電流変換回路から出力する前記負電流に基づいて第２のクランプ電圧を発生する電圧クランプ回路と、該電圧クランプ回路で前記第１のクランプ電圧が発生しているときに充電され、前記電圧クランプ回路で前記第２のクランプ電圧が発生しているときに放電される第１のコンデンサと、前記電圧クランプ回路で前記第１のクランプ電圧が発生しているときに前記第１のコンデンサから独立して充電され、前記電圧クランプ回路で前記第２のクランプ電圧が発生しているときに前記第１のコンデンサから独立して放電される第２のコンデンサと、前記整流平滑回路の出力電圧が低いほど大きな電流を前記第２のコンデンサに充電するタイミング電流発生回路と、前記第１のコンデンサに充電された電圧が第１の電圧を超えると前記パワートランジスタをオフさせるとともに前記第２のコンデンサを放電させ、前記第２のコンデンサに充電された電圧が第３の電圧を超えると前記パワートランジスタをオンさせるドライブ回路と、を備えることを特徴とする。
【００２３】
請求項４にかかる発明は、一端を第１の入力端子に接続し、他端をパワートランジスタを経由して第２の入力端子に接続した１次巻線と、整流ダイオードと出力コンデンサによる整流平滑回路が接続された２次巻線と、一端を制御回路に接続し他端を前記第２の入力端子に接続した補助巻線とを備えた電源トランスを有し、前記制御回路によって前記パワートランジスタをオン／オフ制御することで前記２次巻線から出力電圧を取り出すスイッチング電源装置において、前記制御回路は、前記パワートランジスタがオンした際に前記補助巻線に発生する正電圧を正電流に変換して出力し、前記パワートランジスタがオフした際に前記補助巻線に発生する負電圧を負電流に変換して出力する電圧／電流変換回路と、前記電圧／電流変換回路から出力する前記正電流に基づいて第１のクランプ電圧を発生し、前記電圧／電流変換回路から出力する前記負電流に基づいて第２のクランプ電圧を発生する電圧クランプ回路と、該電圧クランプ回路で前記第１のクランプ電圧が発生しているときに充電され、前記電圧クランプ回路で前記第２のクランプ電圧が発生しているときに放電される第１のコンデンサと、前記整流平滑回路の出力電圧が低いほど大きな電流を第２のコンデンサに充電するタイミング電流発生回路と、前記第１のコンデンサに充電された電圧が第１の電圧を超えると前記パワートランジスタをオフさせるとともに前記第２のコンデンサを放電させ、前記第２のコンデンサに充電された電圧が第３の電圧を超えると前記パワートランジスタをオンさせるドライブ回路と、を備えることを特徴とする。
【００２４】
請求項５にかかる発明は、請求項１、２又は４に記載のスイッチング電源装置において、前記電圧クランプ回路は、前記電圧／電流変換回路から前記正電流が出力するときにベース・エミッタ間電圧を前記第１のクランプ電圧として発生する第１のトランジスタと、前記電圧／電流変換回路から前記負電流が出力するときにベース・エミッタ間電圧を前記第２のクランプ電圧として発生する第２のトランジスタと、前記第１のトランジスタのコレクタ電流に対応した電流を前記第１のコンデンサに対する充電電流として出力する第１のカレントミラー回路群と、前記第２のトランジスタのコレクタ電流に対応した電流を前記第１のコンデンサに対する放電電流として出力する第２のカレントミラー回路群と、を備えることを特徴とする。
【００２５】
請求項６にかかる発明は、請求項３に記載のスイッチング電源装置において、前記電圧クランプ回路は、前記電圧／電流変換回路から前記正電流が出力するときにベース・エミッタ間電圧を前記第１のクランプ電圧として発生する第１のトランジスタと、前記電圧／電流変換回路から前記負電流が出力するときにベース・エミッタ間電圧を前記第２のクランプ電圧として発生する第２のトランジスタと、前記第１のトランジスタのコレクタ電流に対応した電流を前記第１のコンデンサに対する充電電流として出力する第１のカレントミラー回路群と、前記第２のトランジスタのコレクタ電流に対応した電流を前記第１のコンデンサに対する放電電流として出力する第２のカレントミラー回路群と、前記第１のトランジスタのコレクタ電流に対応した電流を前記第２のコンデンサに対する充電電流として出力する第３のカレントミラー回路群と、前記第２のトランジスタのコレクタ電流に対応した電流を前記第２のコンデンサに対する放電電流として出力する第４のカレントミラー回路群と、を備えることを特徴とする。
【００２６】
請求項７にかかる発明は、請求項２に記載のスイッチング電源装置において、前記電圧／電流変換回路は、前記正電流の値と前記負電流の値を異ならせることで前記パワートランジスタのオン／オフのデューティを設定することを特徴とする。
【００２７】
請求項８にかかる発明は、請求項２に記載のスイッチング電源装置において、前記第１のコンデンサに定電流充電する定電流源が設けられていることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２８】
本発明によれば、補助巻線に発生する正電圧あるいは負電圧を電圧／電流変換回路で正電流あるいは負電流に変換してから、電圧クランプ回路に取り込み、この電圧クランプ回路において正電流対応した第１のクランプ電圧あるいは負電流に対応した第２のクランプ電圧を発生させてパワートランジスタをオン／オフ制御するようにしているので、電圧クランプ回路内に負電圧を取り込む必要がない。よって、この電圧クランプおよびそれ以降を構成する制御回路を半導体集積回路で構成する際に、複雑で高価なトリプルウエルやＳＯＩプロセスを使用する必要がなく、従来からの安価なプロセスでその半導体集積回路を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】本発明の第１の実施例のスイッチング電源装置の回路図である。
【図２】図１のスイッチング電源装置の動作波形図である。
【図３】本発明の第２の実施例のスイッチング電源装置の回路図である。
【図４】本発明の第３の実施例のスイッチング電源装置の回路図である。
【図５】図４のスイッチング電源装置の動作波形図である。
【図６】本発明の第４の実施例のスイッチング電源装置の回路図である。
【図７】従来の自励式のスイッチング電源装置の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００３０】
＜第１の実施例＞
図１に第１の実施例の自励式のスイッチング電源装置を示す。Ｔ１は電源トランスであり、１次巻線Ｌ１、２次巻線Ｌ２、補助巻線Ｌ３を備える。１次巻線Ｌ１の巻初め（●印）は正側入力端子ＩＮ＋に接続され、巻終わりはＮＭＯＳのパワートランジスタＭＰ１のドレインに接続される。パワートランジスタＭＰ１のソースは負側入力端子ＩＮ−に接続される。両入力端子ＩＮ＋とＩＮ−の間には入力電圧ＶＩＮが入力し、そこに入力コンデンサＣ１が接続される。また、電源トランスＴ１の２次巻線Ｌ２の巻終わりに整流ダイオードＤ１のアノードが接続され、その整流ダイオードＤ１のカソードには出力コンデンサＣ２の一端が接続される。出力コンデンサＣ２の他端は２次巻線Ｌ２の巻初め（●印）に接続される。この出力コンデンサＣ２は、正側出力端子ＯＵＴ＋と負側出力端子ＯＵＴ−の間に接続され、出力電圧ＶＯＵＴの平滑動作を行う。これらの部分はスイッチング電源のメインの構成であり、リンギングチョークコンバータ（ＲＣＣ）やフライバック電源と同じ構成である。
【００３１】
本実施例では、パワートランジスタＭＰ１のオン／オフを制御する制御回路として、電圧／電流変換回路１０、電圧クランプ回路２０、コンデンサＣ３、およびドライブ回路３０を設ける。電圧／電流変換回路１０は電源トランスＴ１の補助巻線Ｌ３の巻初め（●印）に接続される。この電圧／電流変換回路１０の出力側は電圧クランプ回路２０の入力側に接続され、電圧クランプ回路２０の出力側にコンデンサＣ３の一端が接続される。このコンデンサＣ３の他端は接地に接続される。また、電圧クランプ回路２０の出力側はドライブ回路３０の入力側に接続され、このドライブ回路３０の出力側はパワートランジスタＭＰ１のゲートに接続される。
【００３２】
次に動作を説明する。補助巻線Ｌ３の巻初めの側の出力電圧をＶＬ３とし、電圧クランプ回路２０の入力側のクランプ電圧をＶＦＢとする。電圧／電流変換回路１０の内部のコンダクタンスをＧ１とすると、電圧／電流変換回路１０から電圧クランプ回路２０に入力する電流ＩＦＢは次のように表される。
0006487743.tif 000002
【００３３】
補助巻線Ｌ３の出力電圧ＶＬ３の波形は、図２のように、パワートランジスタＭＰ１のオン／オフにより変化する。図２は臨界モードで動作していることを想定した波形である。
【００３４】
パワートランジスタＭＰ１がオンのときには、補助巻線Ｌ３の出力電圧ＶＬ３（ＯＮ）は、
0006487743.tif 000003
となる。Ｎ１は１次巻線Ｌ１の巻数、Ｎ３は補助巻線Ｌ３の巻数である。よって式（１）で表された電流ＩＦＢ（ＯＮ）は次のように表される。
0006487743.tif 000004
【００３５】
一方、パワートランジスタＭＰ１がオフで、２次巻線Ｌ２の側の整流ダイオードＤ１が導通しているときの補助巻線Ｌ３の出力電圧ＶＬ３（ＯＦＦ）は、
0006487743.tif 000005
と負電圧になる。Ｎ２は２次巻線Ｌ２の巻数、ＶＦはダイオードＤ１の順方向電圧である。よって式（１）で表された電流ＩＦＢ（ＯＦＦ）は次のように表される。
0006487743.tif 000006
この電流ＩＦＢは負になり、パワートランジスタＭＰ１がオンしているときとは逆方向に流れる電流となる。
【００３６】
電圧クランプ回路２０では、これらの電流ＩＦＢを電圧／電流変換回路１０から内部の回路に流入させ、あるいは内部から電圧／電流変換回路１０の方向に流出させ、この電流ＩＦＢの流れる方向（極性）に応じた第１、第２のクランプ電圧を発生する。そして、その２種類のクランプ電圧に応じた２種類の電流の一方を、カレントミラー回路などを利用して出力する。この電圧クランプ回路２０の出力側にはコンデンサＣ３が接続され、そのコンデンサＣ３をクランプ電圧に応じて充電しあるいは放電すると、コンデンサＣ３の電圧ＶＣ３は図２に示す波形となる。このように、コンデンサＣ３は、パワートランジスタＭＰ１がオンのときは充電され、オフのときは放電される。
【００３７】
そして、コンデンサＣ３の電圧ＶＣ３に応じて、ドライブ回路３０でパワートランジスタＭＰ１をオン／オフさせる電圧を生成して、パワートランジスタＭＰ１のゲートをドライブする。この動作では、図２に示すように、パワートランジスタＭＰ１は、コンデンサＣ３の電圧ＶＣ３が電圧Ｖ１に充電された時にオフし、電圧Ｖ２にまで放電されたときにオンになり、これが繰り返される。
【００３８】
この制御は、リンギングチョークコンバータ（ＲＣＣ）のような臨界モードで動作するスイッチング電源を想定しているが、これに限られるものではない。例えば、ドライブ回路３０として、コンデンサＣ３の電圧ＶＣ３に応じてデューティが制御されるＰＷＭ（パルス幅変調）信号を発生したり、コンデンサＣ３の電圧ＶＣ３に応じて周波数が制御されるＰＦＭ（パルス周波数変調）信号を発生して、これらＰＷＭ信号やＰＦＭ信号号によっパワートランジスタＭＰ１が制御されるようにしてもよい。さらには、ドライブ回路３０として、コンデンサＣ３の電圧ＶＣ３に応じて閾値が制御されるヒステリシス制御方式を採用することもできる。
【００３９】
以上のように、第１の実施例では、補助巻線Ｌ３に発生する正極性と負極性の電圧ＶＬ３を極性を持った電流ＩＦＢに変換し、その電流ＩＦＢの極性に応じて、電圧クランプ回路２０で２種類のクランプ電圧を発生し、その２種類のクランプ電圧に応じた２種類の電流でコンデンサＣ３を充放電し、パワートランジスタＭＰ１がオン／オフされるようにしたものである。このため、電圧クランプ回路２０に負電圧が印加することはなく、制御回路としての電圧クランプ回路２０やその後段のドライブ回路３０を半導体集積回路で構成する際に、複雑で高価なトリプルウエルやＳＯＩプロセス等の半導体プロセスを用いる必要はなくなる。
【００４０】
＜第２の実施例＞
図３に第２の実施例のスイッチング電源装置の構成を示す。本実施例は図１の回路を具体化した一例である。本実施例では、電圧／電流変換回路１０を、抵抗Ｒ１と、その抵抗Ｒ１に対して並列接続された抵抗Ｒ２とダイオードＤ２の直列回路とで構成している。また、電圧クランプ回路２０とドライブ回路３０は半導体集積回路で構成している。
【００４１】
電圧クランプ回路２０において、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４はＮＰＮトランジスタ、Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３，Ｍ４はＰＭＯＳトランジスタ、Ｍ５，Ｍ６はＮＭＯＳトランジスタである。また、Ｉａ，Ｉｂが定電流源である。
【００４２】
トランジスタＱ１のコレクタとトランジスタＱ２のエミッタは入力ノードＮ１に接続されている。トランジスタＱ１はコレクタとベースが共通接続され、さらにトランジスタＱ３のベースと接続されている。そして、トランジスタＱ１とＱ３は、エミッタを接地に接続されてカレントミラー構成となっている。
【００４３】
これにより、入力ノードＮ１から電流ＩＦＢが内部に流入するときは、そのノードＮ１がトランジスタＱ１のベース・エミッタ間電圧にクランプされる。この電圧が第１のクランプ電圧であり、これに応じた電流がトランジスタＱ３のコレクタから取り出される。
【００４４】
また、トランジスタＱ２のベースはトランジスタＱ４のベースとコレクタに共通接続されている。トランジスタＱ４のエミッタはトランジスタＱ５のコレクタとベースに接続され、トランジスタＱ５のエミッタは接地に接続されている。そして、トランジスタＱ４のコレクタに定電流源Ｉａから定電流Ｉａが流れることで、トランジスタＱ４とＱ５のベース・コレクタ間電圧は一定に保持される。
【００４５】
これにより、入力ノードＮ１から電流ＩＦＢが外部に流出するときは、トランジスタＱ２のエミッタ電圧は、トランジスタＱ４のコレクタ電圧からトランジスタＱ２のベース・エミッタ間の電圧分だけ低下した電圧でクランプされる。この電圧が第２のクランプ電圧であり、これに応じた電流がトランジスタＱ２のコレクタから取り出される。
【００４６】
そして、トランジスタＱ３のコレクタに流れる電流は、トランジスタＭ３，Ｍ４からなるカレントミラー回路によって、ノードＮ２からコンデンサＣ３に流れる充電電流に変換される。一方、トランジスタＱ２のコレクタに流れる電流は、トランジスタＭ１，Ｍ２からなるカレントミラー回路と、トランジスタＭ５，Ｍ６からなるカレントミラー回路によって、コンデンサＣ３に流れる放電電流に変換される。なお、コンデンサＣ３には定電流源Ｉｂから電流Ｉｂが常時供給されている。
【００４７】
ここで、請求項に記載の第１のカレントミラー回路群は、トランジスタＱ１，Ｑ３，Ｍ３，Ｍ４で構成されている。また、第２のカレントミラー回路群は、トランジスタＱ２，Ｍ１，Ｍ２，Ｍ５，Ｍ６で構成されている。また、請求項に記載の第１のコンデンサはコンデンサＣ３で構成されている。
【００４８】
ドライブ回路３０において、３１は基準電圧Ｖ１が設定されたコンパレータ、３２は基準電圧Ｖ２（＜Ｖ１）が設定されたコンパレータ、３３はＲＳフリップフロップ回路、３４はパワートランジスタＭＰ１を駆動するドライバである。コンパレータ３１はコンデンサＣ３の電圧ＶＣ３が電圧Ｖ１を超えると出力を“Ｈ”にする。コンパレータ３２はコンデンサＣ３の電圧ＶＣ３が電圧Ｖ２を下回ると出力を“Ｈ”にする。ＲＳフリップフロップ回路は、コンパレータ３１の出力が“Ｈ”になるとリセットされてＱ端子を“Ｌ”に、ＱＸ端子を“Ｈ”にし、これによりドライバ３４は出力電圧ＶＧを“Ｌ”にしてパワートランジスタＭＰ１をオフさせる。また、ＲＳフリップフロップ回路は、コンパレータ３２の出力が“Ｈ”になるとセットされてＱ端子を“Ｈ”に、ＱＸ端子を“Ｌ”にし、これによりドライバ３４は出力電圧ＶＧを“Ｈ”にしてパワートランジスタＭＰ１をオンさせる。
【００４９】
次に動作を説明する。パワートランジスタＭＰ１がオンしているとき、ノードＮ１に流入する電流ＩＦＢ（ＯＮ）は、
0006487743.tif 000007
となる。なお、Ｒ１//Ｒ２は抵抗Ｒ１，Ｒ２の並列抵抗値を示す。また、ダイオードＤ２の順方向電圧は０Ｖとしている。
【００５０】
また、パワートランジスタＭＰ１がオフしているとき、ノードＮ１から流出する電流ＩＦＢ（ＯＦＦ）は、
0006487743.tif 000008
となる。
【００５１】
電圧クランプ回路２０のノードＮ１には、これらの電流ＩＦＢ（ＯＮ）、ＩＦＢ（ＯＦＦ）に相当する電流が流れる。パワートランジスタＭＰ１がオンのときは、トランジスタＱ１のコレクタに電流ＩＦＢ（ＯＮ）が流れ込むので、第１のクランプ電圧ＶＦＢ（ＯＮ）は、
0006487743.tif 000009
となる。ＶＢＥ（Ｑ１）はトランジスタＱ１のベース・エミッタ間電圧である。
【００５２】
トランジスタＱ１に流れた電流は、カレントミラーの動作でトランジスタＱ３のコレクタ電流として出力し、さらにトランジスタＭ３とＭ４のカレントミラーの動作でトランジスタＭ４のドレインから電流が出力する。
【００５３】
このとき、電圧クランプ回路２０の出力側のノードＮ２に接続されるコンデンサＣ３は、トランジスタＭ４のドレイン電流で充電されるので、その充電電流ＩＣ３（ＯＮ）は次のようになる。ａはカレントミラー回路で設定したトータルの電流比率である。
0006487743.tif 000010
【００５４】
次に、パワートランジスタＭＰ１がオフとなって２次側整流ダイオードＤ１が導通している時、トランジスタＱ２のエミッタからノードＮ１を経由して電流ＩＦＢ（ＯＦＦ）が流れ出すので、第２のクランプ電圧ＶＦＢ（ＯＦＦ）は
0006487743.tif 000011
となる。ＶＢＥ（Ｑ４）はトランジスタＱ４のベース・エミッタ間電圧、ＶＢＥ（Ｑ５）はトランジスタＱ５のベース・エミッタ間電圧、ＶＢＥ（Ｑ２）はトランジスタＱ２のベース・エミッタ間電圧である。
【００５５】
トランジスタＱ２のコレクタ電流はトランジスタＭ１のドレインに電流を流し、トランジスタＭ１とＭ２でのカレントミラー動作によりトランジスクＭ２のドレインに電流が流れ、さらにトランジスタＭ５とＭ６のカレントミラー動作によりトランジスタＭ６のドレイン電流が流れる。
【００５６】
このとき、電圧クランプ回路２０の出力側のノードＮ２に接続されるコンデンサＣ３はトランジスタＭ６のドレイン電流で放電されるので、その放電電線ＩＣ３（ＯＦＦ）は次のようになる。ｂはカレントミラー回路で設定したトータルの電流比率である。
0006487743.tif 000012
【００５７】
ドライブ回路３０では、パワートランジスタＭＰ１がオンのときは、式（９）に示す電流ＩＣ３（ＯＮ）よってコンデンサＣ３が充電中であり、充電電圧ＶＣ３が基準電圧Ｖ１に達していない期間はコンパレータ３１の出力は“Ｌ”である。この後、充電電圧ＶＣ３が基準電圧Ｖ１に達すると、コンパレータ３１の出力は“Ｈ”に変化して、ＲＳフリップフロップ回路３３がリセットされ、ドライバ３４の出力電圧ＶＧが“Ｌ”となって、パワートランジスタＭＰ１がオフとなる。
【００５８】
パワートランジスタＭＰ１がオフすると、式（１１）に示す電流ＩＣ３（ＯＦＦ）よってコンデンサＣ３の放電が始まり、充電電圧ＶＣ３が基準電圧Ｖ１以下になってコンパレータ３１の出力は“Ｌ”に戻る。この後さらに、コンデンサＣ３の電圧ＶＣ３が低下して基準電圧Ｖ２を下回ると、コンパレータ３２の出力が“Ｈ”に変化し、ＲＳフリップフロップ回路３３がセットされ、ドライバ３４の出力電圧ＶＧが“Ｈ”となって、パワートランジスタＭＰ１がオンする。
【００５９】
このようにパワートランジスタＭＰ１がオン／オフ制御されるが、オン／オフのデューティは抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の値によりコンデンサＣ３の充放電の電流値を調整して設定できる。例えば、Ｒ１＝Ｒ２に設定したときは、電圧クランプ回路２０に電流ＩＦＢが流入するときに、電圧／電流変換回路１０の合成抵抗値が大きくなる（＝Ｒ１）ので、トランジスタＱ１でクランプされる第１のクランプ電圧の期間が長くなる。また、流出するときに、合成抵抗値が小さくなる（＝Ｒ１//Ｒ２）ので、トランジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ５でクランプされる第２のクランプ電圧の期間が短くなるので、パワートランジスタＭＰ１のオフ期間が短くなる。つまり、デューティを大きい方向に制御できる。
【００６０】
また、定電流源Ｉｂを設けたことで、負荷電流が増えることによる出力電圧ＶＯＵＴ低下時には、式（１１）より放電電流が大きくなってパワートランジスタＭＰ１のオフ期間が短くなる。このため、デューティを大きくする方向に制御され、出力電圧ＶＯＵＴが高くなるような動作となって、出力電圧ＶＯＵＴを安定させる制御が行われる。
【００６１】
式（１１）により２次巻線Ｌ２の出力電圧ＶＯＵＴが変化するとＩＣ３（ＯＦＦ）が変化する。
【００６２】
例えば、出力電圧ＶＯＵＴが低下したときは、定電電流Ｉｂの効果が大きくなりパワートランジスタＭＰ１のオフ期間が短くなる。オン期間を決める充電電流ＩＣ３（ＯＮ）は、式（９）により入力電圧ＶＩＮに依存して一定となる。このため、デューティが大きくなって出力電圧ＶＯＵＴを上昇させようとする。
【００６３】
逆に、出力電圧ＶＯＵＴが上昇したときは、コンデンサＣ３の放電電流が減少してパワートランジスタＭＰ１のオフ期間が長くなり、デューティが小さくなって出力電圧ＶＯＵＴが低下する。
【００６４】
以上のようにして、補助巻線Ｌ３の電圧ＶＬ３の極性を電流ＩＦＢの流れる方向に変換して、その電流ＩＦＢを利用することで、パワートランジスタＭＰ１のオン／オフを制御することができる。
【００６５】
＜第３の実施例＞
図４に第３の実施例のスイッチング電源装置を示す。この実施例は、２次巻線Ｌ２の出力電圧ＶＯＵＴを検出し、その出力電圧ＶＯＵＴをフィードバック制御して安定化する場合の事例である。ここでは、電圧／電流変換回路１０Ａが抵抗Ｒ１のみで構成されている。また、電圧クランプ回路２０Ａにおいて、ＰＭＯＳトランジスタＭ７とＮＭＯＳトランジスタＭ８が新たに追加され、トランジスタＭ７はトランジスタＭ３とカレントミラー接続され、トランジスタＭ８はトランジスタＭ５とカレントミラー接続されている。そして、トランジスタＭ７，Ｍ８の共通ドレイン接続点のノードＮ３と接地間に、コンデンサＣ４が接続されている。
【００６６】
なお、請求項に記載の第３のカレントミラー回路群は、トランジスタＱ１，Ｑ３，Ｍ３，Ｍ４，Ｍ７で構成されている。また、第４のカレントミラー回路群は、トランジスタＱ２，Ｍ１，Ｍ２，Ｍ５，Ｍ６，Ｍ８で構成されている。また、請求項に記載の第２のコンデンサはコンデンサＣ４で構成されている。
【００６７】
また、ドライブ回路３０Ａでは、このコンデンサＣ４の電圧ＶＣ４がコンパレータ３２Ａの非反転入力端子に入力している。このコンパレータ３２の反転入力端子には基準電圧Ｖ２が入力している。また、コンパレータ３１の出力電圧で制御されるＮＭＯＳトランジスタＭ９がコンパレータ３２の非反転入力端子と接地との間に接続されている。
【００６８】
さらに、２次巻線Ｌ２の出力電圧ＶＯＵＴを検出する出力電圧フィードバック回路４０が設けられ、ここで検出された出力電圧ＶＯＵＴが大きいほど小さくなる電流ＩｃをコンデンサＣ４への充電電流として出力するタイミング電流発生回路５０が設けられている。
【００６９】
次に図５を参照して動作を説明する。パワートランジスタＭＰ１がオンしている期間に、コンデンサＣ３が充電されてその電圧ＶＣ３が基準電圧Ｖ１を超えたところでパワートランジスタＭＰ１をオフさせる動作は図３の回路と同じである。
【００７０】
コンデンサＣ３が充電されてその電圧ＶＣ３が基準電圧Ｖ１を超えることでコンパレータ３１の出力が“Ｈ”になると、トランジスタＭ９がオンしてコンデンサＣ４の電荷を放電させる。
【００７１】
コンデンサＣ３の電圧ＶＣ３が基準電圧Ｖ１を超えた時点でパワートランジスタＭＰ１がオフされ、この後、コンデンサＣ３の放電が開始されてその電圧ＶＣ３が基準電圧Ｖ１を下回ると、コンパレータ３１の出力が“Ｌ”になってトランジスタＭ９がオフし、トランジスタＭ９がコンデンサＣ４から切り離される。このときトランジスタＭ８はオンしており、タイミング電流発生回路５０の出力電流ＩｃとトランジスタＭ８の引き込み電流との差分で、コンデンサＣ４が充電される。
【００７２】
パワートランジスタＭＰ１がオフした状態において、２次巻線Ｌ２の出力電圧ＶＯＵＴが高い場合は、出力電圧フィードバック回路４０で得られた検出信号により、タイミング電流発生回路５０からの電流Ｉｃが減少し、あるいはほぼ０Ａになる。そのとき、コンデンサＣ４は充電されない。
【００７３】
この後、出力電圧ＶＯＵＴが低下し、あるいは２次側のダイオードＤ１が非導通になると、タイミング電流発生回路５０の出力電流Ｉｃが増大してコンデンサＣ４が充電され、図５に示すように、コンデンサＣ４の電圧ＶＣ４が上昇する。そして、コンデンサＣ４の電圧ＶＣ４が基準電圧Ｖ３に達すると、コンパレータ３２Ａの出力が“Ｈ”になり、ＲＳフリップフロップ回路３３のＱ端子が“Ｈ”となり、ドライバ３４の出力電圧ＶＧが“Ｈ”となって、パワートランジスタＭＰ１がオンする。
【００７４】
パワートランジスタＭＰ１がオンすると、トランジスタＭ７からの電流によりコンデンサＣ４が充電されて、電圧ＶＣ４がさらに上昇するので、コンパレータ３２Ａの出力はパワートランジスタＭＰ１がオフするまで“Ｈ”の状態を保持する。
【００７５】
このように、出力電圧ＶＯＵＴが高ければ、タイミング電流発生回路５０によってコンデンサＣ４の充電電流を小さくしてパワートランジスタＭＰ１のオフ期間を長くし、出力電圧ＶＯＵＴが低ければ、タイミング電流発生回路５０によってコンデンサＣ４の充電電流を大きくしてパワートランジスタＭＰ１のオフ期間を短くすることにより、出力電圧ＶＯＵＴが安定化される。
【００７６】
＜第４の実施例＞
図６に第４の実施例のスイッチング電源装置を示す。本実施例は、図４で説明した第３の実施例の電圧クランプ回路２０Ａを第２の実施例の電圧クランプ回路２０に置き換えて、コンデンサＣ４の充電がタイミング電流発生回路５０から出力する電流Ｉｃのみによって行われるようにしたものである。
【００７７】
動作上は、パワートランジスタＭＰ１のオンタイミングを作成する際に、電圧クランプ回路２０の関与がなくなる点の他は、第３の実施例と同じであり、パワートランジスタＭＰ１が出力電圧ＶＯＵＴを一定にするように制御され、出力電圧ＶＯＵＴの安定化が図られる。
【符号の説明】
【００７８】
１０，１０Ａ：電圧／電流変換回路
２０，２０Ａ：クランプ回路
３０，３０Ａ：ドライブ回路、３１，３２，３２Ａ：コンパレータ、３３：ＲＳフリップフロップ回路、３４：ドライバ
４０：出力電圧フィードバック回路
５０：タイミング電流発生回路
【図１】
0006487743.tif 000013
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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