(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力端子と、
出力端子と、
前記入力端子と前記出力端子との間に直列に接続された１または複数の直列弾性波共振器と、前記入力端子と前記出力端子との間に並列に接続された１または複数の並列弾性波共振器と、を備え、前記入力端子と前記出力端子との間の経路のいずれの箇所においても通過帯域における特性インピーダンスは前記通過帯域における前記入力端子の入力インピーダンスおよび前記出力端子の出力インピーダンスの２倍以上であるラダー回路と、
を具備するフィルタ。
【請求項２】
前記入力インピーダンスおよび前記出力インピーダンスの少なくとも一方は実質的に５０Ωであり、前記経路のいずれの箇所においても通過帯域における特性インピーダンスは１００Ω以上である請求項１記載のフィルタ。
【請求項３】
入力端子と、
出力端子と、
前記入力端子と前記出力端子との間に直列に接続された１または複数の直列弾性波共振器と、前記入力端子と前記出力端子との間に並列に接続された１または複数の並列弾性波共振器と、を備え、通過帯域における前記入力端子と前記出力端子との間の経路の少なくとも一部の特性インピーダンスが前記通過帯域における前記入力端子の入力インピーダンスおよび前記出力端子の出力インピーダンスより高いラダー回路と、
前記入力インピーダンスを前記少なくとも一部の特性インピーダンスに変換する入力インピーダンス変換部と、
前記少なくとも一部の特性インピーダンスを前記出力インピーダンスに変換する出力インピーダンス変換部と、
前記１または複数の直列弾性波共振器および前記１または複数の並列弾性波共振器が形成された基板を具備し、
前記出力インピーダンス変換部および前記入力インピーダンス変換部の少なくとも一方は、前記基板に形成された弾性波共振器であるキャパシタを備えるフィルタ。
【請求項４】
入力端子と、
出力端子と、
前記入力端子と前記出力端子との間に直列に接続された１または複数の直列弾性波共振器と、前記入力端子と前記出力端子との間に並列に接続された１または複数の並列弾性波共振器と、を備え、通過帯域における前記入力端子と前記出力端子との間の経路の少なくとも一部の特性インピーダンスが前記通過帯域における前記入力端子の入力インピーダンスおよび前記出力端子の出力インピーダンスの少なくとも一方より高いラダー回路と、
を具備し、
前記入力インピーダンスおよび前記出力インピーダンスは実質的に５０Ωであり、
１つの直列腕に１つの直列腕共振器が接続されるように前記１または複数の直列弾性波共振器を合成し、１つの並列腕に１つの並列腕共振器が接続されるように前記１または複数の並列弾性波共振器を合成し、
全ての隣接する前記直列腕共振器と前記並列腕共振器との静電容量の積の平均を（Ｃｏｓ×Ｃｏｐ）ａｖｅ［ｐＦ２］、フィルタの通過帯域の中心周波数をｆｏ［ＧＨｚ］としたとき、（Ｃｏｓ×Ｃｏｐ）ａｖｅ≦２．７８６３／ｆｏ２であるフィルタ。
【請求項５】
前記少なくとも一部の特性インピーダンスは前記入力インピーダンスおよび前記出力インピーダンスの少なくとも一方の２倍以上である請求項４記載のフィルタ。
【請求項６】
前記ラダー回路内の前記経路のいずれの箇所においても前記通過帯域における特性インピーダンスは前記入力インピーダンスおよび前記出力インピーダンスの少なくとも一方より高い請求項４または５記載のフィルタ。
【請求項７】
前記少なくとも一部の特性インピーダンスは、前記入力インピーダンスおよび前記出力インピーダンスより高い請求項４から６のいずれか一項記載のフィルタ。
【請求項８】
前記ラダー回路内の前記経路のいずれの箇所においても前記通過帯域における特性インピーダンスは前記入力インピーダンスおよび前記出力インピーダンスの２倍以上である請求項４から７のいずれか一項記載のフィルタ。
【請求項９】
前記入力インピーダンスを前記特性インピーダンスに変換する入力インピーダンス変換部と、
前記特性インピーダンスを前記出力インピーダンスに変換する出力インピーダンス変換部と、
を具備する請求項１または２記載のフィルタ。
【請求項１０】
請求項１から９のいずれか一項記載のフィルタを含むマルチプレクサ。
【請求項１１】
共通端子と送信端子との間に接続された送信フィルタと、
前記共通端子と受信端子との間に接続された受信フィルタと、
を具備し、
前記フィルタは送信フィルタである請求項１０記載のマルチプレクサ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、フィルタおよびマルチプレクサに関し、例えばラダー回路を有するフィルタおよびマルチプレクサに関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話やスマートフォン等の無線端末には無線周波数を分離する高周波フィルタおよびこれを用いたデュプレクサ等のマルチプレクサが使われている。これらのフィルタおよびマルチプレクサには、表面弾性波（ＳＡＷ：Surface Acoustic Wave）フィルタやバルク弾性波（ＢＡＷ：Bulk Acoustic Wave）フィルタが使用されている。これらのフィルタとして、１ポート共振器をラダー型に接続したラダー型フィルタが知られている。ラダー型フィルタにおいては、入力端子と出力端子との間に直列共振器が直列に接続され、並列共振器が並列に接続されている。
【０００３】
ラダー型フィルタの阻止域における減衰特性を改善するため、入力端子、出力端子、直列共振器および並列共振器のインピーダンスの所定の関係とすることが知られている（例えば特許文献１）。特許文献１では、特性インピーダンスとの用語が用いられているが、本来の特性インピーダンスの意味で用いられていない。入出力インピーダンスを高くするため、直列共振器および並列共振器のインピーダンスを高くすることが知られている（例えば特許文献２）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００４−１５８９７０号公報
【特許文献２】特開２００１−２４４７１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ラダー型フィルタにおいては、挿入損失を劣化させることなく、耐電力性および／または線形性を向上することが求められている。
【０００６】
本発明は、上記課題に鑑みなされたものであり、耐電力性および／または線形性を向上させることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明は、入力端子と、出力端子と、前記入力端子と前記出力端子との間に直列に接続された１または複数の直列弾性波共振器と、前記入力端子と前記出力端子との間に並列に接続された１または複数の並列弾性波共振器と、を備え、前記入力端子と前記出力端子との間の経路のいずれの箇所においても通過帯域における特性インピーダンスは前記通過帯域における前記入力端子の入力インピーダンスおよび前記出力端子の出力インピーダンスの２倍以上であるラダー回路と、を具備するフィルタである。
【０００８】
上記構成において、前記少なくとも一部の特性インピーダンスは前記入力インピーダンスおよび前記出力インピーダンスの少なくとも一方の２倍以上である構成とすることができる。
【０００９】
上記構成において、前記入力インピーダンスおよび前記出力インピーダンスの少なくとも一方は実質的に５０Ωであり、前記経路のいずれの箇所においても通過帯域における特性インピーダンスは１００Ω以上である構成とすることができる。
【００１０】
上記構成において、前記ラダー回路内の前記経路のいずれの箇所においても前記通過帯域における特性インピーダンスは前記入力インピーダンスおよび前記出力インピーダンスの少なくとも一方より高い構成とすることができる。
【００１１】
上記構成において、前記少なくとも一部の特性インピーダンスは、前記入力インピーダンスおよび前記出力インピーダンスより高い構成とすることができる。
【００１２】
上記構成において、前記ラダー回路内の前記経路のいずれの箇所においても前記通過帯域における特性インピーダンスは前記入力インピーダンスおよび前記出力インピーダンスの２倍以上である構成とすることができる。
【００１３】
上記構成において、前記ラダー回路内の前記１または複数の直列弾性波共振器のいずれの箇所においても前記通過帯域における特性インピーダンスは前記入力インピーダンスおよび前記出力インピーダンスの２倍以上である構成とすることができる。
【００１４】
上記構成において、前記入力インピーダンスを前記特性インピーダンスに変換する入力インピーダンス変換部と、前記特性インピーダンスを前記出力インピーダンスに変換する出力インピーダンス変換部と、を具備する構成とすることができる。
【００１５】
本発明は、入力端子と、出力端子と、前記入力端子と前記出力端子との間に直列に接続された１または複数の直列弾性波共振器と、前記入力端子と前記出力端子との間に並列に接続された１または複数の並列弾性波共振器と、を備え、通過帯域における前記入力端子と前記出力端子との間の経路の少なくとも一部の特性インピーダンスが前記通過帯域における前記入力端子の入力インピーダンスおよび前記出力端子の出力インピーダンスより高いラダー回路と、前記入力インピーダンスを前記少なくとも一部の特性インピーダンスに変換する入力インピーダンス変換部と、前記少なくとも一部の特性インピーダンスを前記出力インピーダンスに変換する出力インピーダンス変換部と、前記１または複数の直列弾性波共振器および前記１または複数の並列弾性波共振器が形成された基板を具備し、前記出力インピーダンス変換部および前記入力インピーダンス変換部の少なくとも一方は、前記基板に形成された弾性波共振器であるキャパシタを備えるフィルタである。
【００１６】
本発明は、入力端子と、出力端子と、前記入力端子と前記出力端子との間に直列に接続された１または複数の直列弾性波共振器と、前記入力端子と前記出力端子との間に並列に接続された１または複数の並列弾性波共振器と、を備え、通過帯域における前記入力端子と前記出力端子との間の経路の少なくとも一部の特性インピーダンスが前記通過帯域における前記入力端子の入力インピーダンスおよび前記出力端子の出力インピーダンスの少なくとも一方より高いラダー回路と、を具備し、前記入力インピーダンスおよび前記出力インピーダンスは実質的に５０Ωであり、１つの直列腕に１つの直列腕共振器が接続されるように前記１または複数の直列弾性波共振器を合成し、１つの並列腕に１つの並列腕共振器が接続されるように前記１または複数の並列弾性波共振器を合成し、全ての隣接する前記直列腕共振器と前記並列腕共振器との静電容量の積の平均を（Ｃｏｓ×Ｃｏｐ）ａｖｅ［ｐＦ２］、フィルタの通過帯域の中心周波数をｆｏ［ＧＨｚ］としたとき、（Ｃｏｓ×Ｃｏｐ）ａｖｅ≦２．７８６３／ｆｏ２であるフィルタである。
【００１７】
本発明は、上記フィルタを含むマルチプレクサである。
【００１８】
上記構成において、共通端子と送信端子との間に接続された送信フィルタと、前記共通端子と受信端子との間に接続された受信フィルタと、を具備し、前記フィルタは送信フィルタである構成とすることができる。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、耐電力性および／または線形性を向上させることを目的とする。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】図１（ａ）は、弾性表面波共振器の平面図、図１（ｂ）は、図１（ａ）のＡ−Ａ断面図である。
【図２】図２（ａ）は、バルク波共振器の断面図、図２（ｂ）は、図２（ａ）のＡ−Ａ断面図である。
【図３】図３は、１ポート共振器の等価回路を示す図である。
【図４】図４（ａ）は、ラダー型フィルタの回路図、図４（ｂ）は、ラダー型フィルタの通過特性を示す図である。
【図５】図５は、ラダー型フィルタ内の特性インピーダンスを説明する図である。
【図６】図６は、実施例１に係るフィルタを示す回路図である。
【図７】図７（ａ）および図７（ｂ）は、比較例１に係るフィルタの通過特性およびＶＳＷＲを示す図である。
【図８】図８（ａ）および図８（ｂ）は、比較例２に係るフィルタの通過特性およびＶＳＷＲを示す図である。
【図９】図９（ａ）および図９（ｂ）は、実施例１に係るフィルタの通過特性およびＶＳＷＲを示す図である。
【図１０】図１０（ａ）および図１０（ｂ）は、それぞれ実施例１および比較例２における周波数に対する電流値Ｉを示す図である。
【図１１】図１１は、比較例２と実施例１のシミュレーション結果を示す図である。
【図１２】図１２は、実施例１における各共振器の静電容量を示す図である。
【図１３】図１３（ａ）および図１３（ｂ）は、それぞれ特性インピーダンスＺｏが５０Ωおよび１００Ωのときの各共振器の静電容量および静電容量積を示す図である。
【図１４】図１４（ａ）および図１４（ｂ）は、それぞれ特性インピーダンスＺｏが１５０Ωおよび２００Ωのときの各共振器の静電容量および静電容量積を示す図である。
【図１５】図１５（ａ）、図１５（ｂ）および図１５（ｃ）は、それぞれ１つの腕共振器、１つの共振器が直列分割された回路図、および１つの共振器が並列分割された回路図である。
【図１６】図１６は、実施例２に係るフィルタの回路図である。
【図１７】図１７は、ＩＰＤ技術を用いたインダクタの斜視図である。
【図１８】図１８（ａ）は、実施例３に係るデュプレクサのブロック図、図１８（ｂ）は、通過特性を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
まず、実施例に用いられる１ポート共振器について説明する。図１（ａ）は、弾性表面波共振器の平面図、図１（ｂ）は、図１（ａ）のＡ−Ａ断面図である。図１（ａ）および図１（ｂ）に示すように、圧電基板１０上にＩＤＴ１６および反射器１５が形成されている。ＩＤＴ１６および反射器１５は、圧電基板１０上に形成された金属膜１１により形成される。ＩＤＴ１６は、対向する一対の櫛型電極１４を備える。櫛型電極１４は、複数の電極指１２と、複数の電極指１２が接続されたバスバー１３を備える。一対の櫛型電極１４は、電極指１２がほぼ互い違いとなるように、対向して設けられている。
【００２２】
電極指１２が励振する弾性波は、主に電極指１２の配列方向に伝搬する。伝搬した弾性波は反射器１５で反射される。電極指１２の周期がほぼ弾性波の波長λとなる。ＩＤＴ１６下の弾性表面波の音速をＶｓとすると、共振周波数ｆｒ＝Ｖｓ／λとなる。弾性波の伝搬方向をＸ方向、伝搬方向に直交する方向（すなわち電極指１２の延伸方向）をＹ方向とする。Ｘ方向およびＹ方向は、圧電基板１０の結晶方位のＸ軸方向およびＹ軸方向とは必ずしも対応しない。Ｙ方向において、１対の櫛型電極１４の電極指１２が重なる長さが開口幅Ｗである。
【００２３】
圧電基板１０は、例えばタンタル酸リチウム基板またはニオブ酸リチウム基板である。圧電基板１０として回転ＹカットＸ伝搬タンタル酸リチウム基板またはニオブ酸リチウム基板を用いる場合、Ｘ方向は結晶方位のＸ軸方向となる。圧電基板１０は、サファイア基板、スピネル基板、アルミナ基板等の絶縁基板またはシリコン基板等の半導体基板上に接合されていてもよい。金属膜１１は、例えばアルミニウム膜または銅膜である。ＩＤＴ１６および反射器１５を覆う保護膜または温度補償膜が設けられていてもよい。
【００２４】
図２（ａ）は、バルク波共振器の断面図、図２（ｂ）は、図２（ａ）のＡ−Ａ断面図である。図２（ａ）および図２（ｂ）に示すように、基板２０上に、下部電極２１が設けられている。基板２０の平坦主面と下部電極２１との間にドーム状の膨らみを有する空隙２６が形成されている。下部電極２１上に、圧電膜２２が設けられている。圧電膜２２を挟み下部電極２１と対向する領域（共振領域２８）を有するように圧電膜２２上に上部電極２３が設けられている。共振領域２８内の積層膜２４は、下部電極２１、圧電膜２２および上部電極２３を含む。共振領域２８は、楕円形状を有し、厚み縦振動モードの弾性波が共振する領域である。平面視において共振領域２８は空隙２６に含まれる。弾性波は空隙２６と上部電極２３上の空間で反射する。バルク波の音速をＶｂ、積層膜２４の総膜厚をｈｒとすると、反共振周波数ｆａ＝Ｖｂ／２ｈｒとなる。
【００２５】
基板２０として、例えばシリコン基板を用いる。基板２０は、例えばＧａＡｓ等の半導体基板、サファイア基板、スピネル基板、アルミナ基板、ガラス基板またはセラミック基板等の絶縁基板でもよい。下部電極２１および上部電極２３として、例えば圧電膜２２側がＲｕ（ルテニウム）膜および外側がＣｒ（クロム）膜の複合膜を用いる。下部電極２１および上部電極２３として、Ｒｕ膜およびＣｒ膜以外にもＡｌ（アルミニウム）、Ｔｉ（チタン）、Ｃｕ（銅）、Ｍｏ（モリブデン）、Ｗ（タングステン）、Ｔａ（タンタル）、Ｐｔ（白金）、Ｒｈ（ロジウム）またはＩｒ（イリジウム）等の単層膜またはこれらの複合膜を用いることができる。
【００２６】
圧電膜２２として、例えば（００２）方向を主軸とする窒化アルミニウム（ＡｌＮ）膜を用いる。圧電膜２２として、窒化アルミニウム以外にＺｎＯ（酸化亜鉛）、ＰＺＴ（チタン酸ジルコン酸鉛）、ＰｂＴｉＯ3（チタン酸鉛）等を用いることができる。また、例えば、圧電膜２２は、窒化アルミニウムを主成分とし、共振特性の向上または圧電性の向上のため他の元素を含んでもよい。例えば、添加元素として、Ｓｃ（スカンジウム）、２族元素と４族元素との２つの元素、または２族元素と５族元素との２つの元素を用いることにより、圧電膜２２の圧電性が向上する。このため、圧電薄膜共振器の実効的電気機械結合係数を向上できる。２族元素は、例えばＣａ（カルシウム）、Ｍｇ（マグネシウム）、Ｓｒ（ストロンチウム）またはＺｎ（亜鉛）である。４族元素は、例えばＴｉ、Ｚｒ（ジルコニウム）またはＨｆ（ハフニウム）である。５族元素は、例えばＴａ、Ｎｂ（ニオブ）またはＶ（バナジウム）である。さらに、圧電膜２２は、窒化アルミニウムを主成分とし、Ｂ（ボロン）を含んでもよい。
【００２７】
共振領域２８内の積層膜２４は、周波数を調整するための負荷膜、Ｑ値を向上させるための挿入膜、および／または周波数の温度依存性を抑制するための温度補償膜を含んでもよい。
【００２８】
バルク波共振器は、空隙２６を用いるいわゆるＦＢＡＲ（Film Bulk Acoustic Resonator）でもよいし、空隙２６の代わりに音響反射膜を用いるいわゆるＳＭＲ（Solidly Mounted Resonator）でもよい。共振領域２８の平面形状は多角形でもよい。
【００２９】
弾性表面波またはバルク波を用いた１ポート共振器にはｍＢＶＤ（modified Butterworth-Van-Dyke）モデルを用いた等価回路が用いられる。図３は、１ポート共振器の等価回路を示す図である。図３に示すように、端子Ｔ０１とＴ０２との間に、インダクタＬ１、キャパシタＣ１および抵抗Ｒ１が直列に接続されたパスと、キャパシタＣｏと抵抗Ｒｏが直列に接続されたパスとが並列に接続されている。２つのパスと直列に抵抗Ｒｓが接続されている。キャパシタＣｏは、１ポート共振器の静電容量Ｃｏである。抵抗Ｒｏは漏洩抵抗である。インダクタＬ１およびキャパシタＣ１は機械共振を示す。抵抗Ｒ１は機械的な共振抵抗である。抵抗Ｒｓは、電極の抵抗である。
【００３０】
弾性表面波共振器の静電容量Ｃｏは、以下の式で算出できる。
Ｃｏ＝２×Ｎ×Ｗ×Ｆ（η）×Ｃ０    （式１）
ここで、ＮはＩＤＴ１６の対数、Ｗは開口幅、Ｆ（η）は、メタライゼーションレシオηの関数、Ｃ０は１本の電極指１２の単位長さあたりの静電容量である。ηは電極指１２のＸ方向の幅をＷｅとすると、η＝２×Ｗｅ／λである。
バルク波共振器の静電容量Ｃｏは、以下の式で算出できる。
Ｃｏ＝εＳ／ｄ    （式２）
εは圧電膜２２の誘電率（比誘電率εｒ×真空の誘電率ε０）、Ｓは共振領域２８の面積、ｄは圧電膜２２の膜厚である。
【００３１】
図４（ａ）は、ラダー型フィルタの回路図、図４（ｂ）は、ラダー型フィルタの通過特性を示す図である。図４（ａ）に示すように、ラダー回路３０は、直列共振器Ｓ１からＳ４および並列共振器Ｐ１からＰ４を有している。直列共振器Ｓ１からＳ４は、端子Ｔ１とＴ２との間に直列に接続されている。並列共振器Ｐ１からＰ４は、端子Ｔ１とＴ２との間に並列に接続されている。ノードＮ１からＮ４は、端子Ｔ１からＴ２に至る経路に並列共振器Ｐ１からＰ４が接続するノードである。端子Ｔ１とノードＮ１との間、および隣接するノードＮ１からＮ４間が各々直列腕３２である。ノードＮ１からグランド間、およびノードＮ４からグランド間が各々並列腕３４である。図４の例では、直列腕３２および並列腕３４に各々１つの１ポート共振器が接続されている。隣接する直列腕３２と並列腕３４が基本区間３１である。図４の例では、基本区間３１が４段のラダー型フィルタである。直列共振器および並列共振器は、各々１または複数設けられていればよく、各々の個数は所望のフィルタ特性に応じ適宜設定できる。
【００３２】
図４（ｂ）に示すように、ラダー型フィルタは、例えば直列共振器Ｓ１からＳ４と並列共振器Ｐ１からＰ４との共振周波数をわずかに異ならせることで、バンドパスフィルタとして機能する（例えば特開平５−１８３３８０号公報）。通過帯域の中心周波数ｆｏであり、通過帯域の減衰量が挿入損失ＩＬに対応し、阻止域の減衰量が帯域外抑圧ＡＴＴに対応する。デュプレクサに用いられるフィルタでは、阻止域が相手方フィルタの通過帯域に設定される。挿入損失ＩＬは小さく（理想的には０）、帯域外抑圧ＡＴＴは大きい（理想的には無限大）ことが好ましい。
【００３３】
図５は、ラダー型フィルタ内の特性インピーダンスを説明する図である。図５に示すように、並列共振器Ｐ１からＰ４とグランドとの間にインダクタＬ１からＬ４が接続されている。インダクタＬ１からＬ４は接続されていなくてもよい。インダクタＬ１からＬ４は、意図的に接続しなくとも寄生インダクタとして接続される場合もある。その他の接続関係は図４（ａ）と同じであり説明を省略する。
【００３４】
ノードＮ２におけるグランドに対する電圧をＶ、ノードＮ２を端子Ｔ１からＴ２に流れる電流をＩとすると、ノードＮ２における特性インピーダンスＺｏは、
Ｚｏ＝Ｖ／Ｉ    （式３）
となる。ノードＮ２を通過する電力Ｐは、
Ｐ＝Ｖ×Ｉ＝Ｉ２×Ｚｏ    （式４）
となる。
【００３５】
特性インピーダンスは、端子Ｔ１とＴ２との間の直列経路において定義できる。例えばノードＮ１、Ｎ３およびＮ４についても同様に特性インピーダンスを定義できる。ノードＮ２における特性インピーダンスは、直列共振器Ｓ２および並列共振器Ｐ２の基本区間３１の特性インピーダンスに相当する。端子Ｔ１とＴ２との間の経路のいずれの箇所（すなわち各ノードＮ１からＮ４）においても特性インピーダンスＺｏがほぼ同じであるとき、ラダー型フィルタの特性インピーダンスという。特性インピーダンスＺｏは周波数に依存するが、特に限定しない場合、通過帯域の中心周波数ｆｏにおける特性インピーダンスＺｏを意味するものとする。
【００３６】
ラダー回路３０に所定の電力Ｐ＝ＶＩを通過させる場合、特性インピーダンスＺｏが高いほど電流値Ｉが小さくなる。すなわち、電力Ｐは電流値Ｉより電圧Ｖで伝送される。例えば、特性インピーダンスＺｏが２倍になると、ラダー回路３０を流れる電流値Ｉは、概算で１／√２となる。ラダー回路３０の耐電力性能を決める要因の一つとして電極（例えばＩＤＴ１６、下部電極２１または上部電極２３）を流れる電流により発生するジュール熱が挙げられる。ジュール熱で電極等の温度が上昇すると、電極等のマイグレーションまたは溶断が発生する。ジュール熱は電流値の２乗に比例する。したがって、電流値Ｉが１／√２になれば、耐電力性能はほぼ２倍となる。また、２次高調波は電流の２乗に比例し、３次高調波は電流の３乗に比例することが知られている（例えばIEEE Trans. On Ultrasonics, Ferroelectrics, and Frequency Control, Vol.55, pp849-856 2008）。よって、電流値Ｉが小さくなると、線形性が改善する。
【実施例１】
【００３７】
上記考察に基づいた実施例について説明する。図６は、実施例１に係るフィルタを示す回路図である。フィルタ１００において、入力インピーダンス変換部４０、ラダー回路３０および出力インピーダンス変換部４２が直列に接続されている。入力端子Ｔｉｎの入力インピーダンスはＺｉｎであり、出力端子Ｔｏｕｔの出力インピーダンスはＺｏｕｔである。入力インピーダンスＺｉｎおよび出力インピーダンスＺｏｕｔは周波数に依存するが、特に限定しない場合、通過帯域の中心周波数ｆｏにおける入力インピーダンスＺｉｎおよび出力インピーダンスＺｏｕｔを意味するものとする。ラダー回路３０の特性インピーダンスはＺｏである。すなわち、ノードＮ１からＮ４における特性インピーダンスはＺｏである。
【００３８】
入力インピーダンス変換部４０は、入力インピーダンスＺｉｎを特性インピーダンスＺｏに変換する。入力インピーダンス変換部４０は、入力端子Ｔｉｎと端子Ｔ１との間に直列に接続されたインダクタＬｉｎと、端子Ｔ１とグランドとの間に接続されたキャパシタＣ１と、を備える。出力インピーダンス変換部４２は特性インピーダンスＺｏを出力インピーダンスＺｏｕｔに変換する。出力インピーダンス変換部４２は、端子Ｔ２と出力端子Ｔｏｕｔとの間に直列に接続されたインダクタＬｏｕｔと、端子Ｔ２とグランドとの間に接続されたキャパシタＣ２と、を備える。
【００３９】
キャパシタＣ１およびＣ２は、例えば弾性波共振器である。キャパシタＣ１およびＣ２に用いる弾性波共振器の共振周波数ｆｒはラダー回路３０の通過帯域から異ならせる。これにより、弾性波共振器をキャパシタとして用いることができる。例えばラダー回路３０の通過帯域の中心周波数ｆｏのとき、共振周波数ｆｒをｆｏ／２以下または２×ｆｏ以上とする。
【００４０】
キャパシタＣ１およびＣ２に用いる弾性波共振器は、直列共振器Ｓ１からＳ４および並列共振器Ｐ１からＰ４が設けられた基板４４と同じ基板上に設けられている。弾性表面波フィルタの場合、基板４４は図１（ａ）および図１（ｂ）の圧電基板１０である。バルク波フィルタの場合、基板４４は図２（ａ）および図２（ｂ）の基板２０である。キャパシタＣ１およびＣ２の静電容量は式１または式２を用い設定できる。
【００４１】
目標のフィルタ特性を設定すると、ｍＢＶＤモデルを用い自動的に各共振器の設計値（図３の等価回路の各値）を最適化する自動最適化ソフトを用い、フィルタの各共振器を最適設計した。ラダー回路３０の通過帯域の中心周波数を２０００ＭＨｚ、通過帯域を１９７０ＭＨｚから２０３０ＭＨｚの６０ＭＨｚ、阻止域を２０５０ＭＨｚから２１１０ＭＨｚとした。最適化のための目標となる挿入損失ＩＬを−１．０ｄＢ、阻止域の帯域外抑圧ＡＴＴを−５８ｄＢとした。比較例では、入力インピーダンス変換部４０および出力インピーダンス変換部４２を設けないラダー回路３０について最適設計した。
【００４２】
比較例１として、端子Ｔ１の入力インピーダンスＺｉｎ、端子Ｔ２の出力インピーダンスＺｏｕｔおよび特性インピーダンスＺｏを全て１５０Ωとし、最適設計した。また、比較例２として、Ｚｉｎ、ＺｏｕｔおよびＺｏを全て５０Ωとして最適設計した。比較例１および比較例２のフィルタの通過特性（Ｓ２１）およびＶＳＷＲ（Voltage Standing Wave Ratio）をシミュレーションした。
【００４３】
図７（ａ）および図７（ｂ）は、比較例１に係るフィルタの通過特性およびＶＳＷＲを示す図である。図７（ａ）に示すように、通過帯域の低周波数端、中心周波数および高周波数端における挿入損失はそれぞれ−１．５７３ｄＢ、−１．１０３ｄＢおよび−１．６６ｄＢである。阻止域において最も悪い帯域外抑圧は２１１０ＭＨｚにおいて−５１．６４ｄＢである。図７（ｂ）に示すように、通過帯域内の入力側のＶＳＷＲ（破線）の最悪値は１．７、通過帯域内の出力側のＶＳＷＲ（実線）の最悪値は１．６６である。
【００４４】
図８（ａ）および図８（ｂ）は、比較例２に係るフィルタの通過特性およびＶＳＷＲを示す図である。図８（ａ）に示すように、通過帯域の低周波数端、中心周波数および高周波数端における挿入損失はそれぞれ−２．０１７ｄＢ、−１．３６４ｄＢおよび−２．２１１ｄＢである。阻止域において最も悪い帯域外抑圧は２１１０ＭＨｚにおいて−５３．２６ｄＢである。図８（ｂ）に示すように、通過帯域内の入力側のＶＳＷＲ（破線）の最悪値は１．７８、通過帯域内の出力側のＶＳＷＲ（実線）の最悪値は１．７４である。
【００４５】
比較例１では、特性インピーダンスＺｏを高くすることで、比較例２に比べ挿入損失が改善している。通過帯域の低周波数端と高周波数端との平均で比較すると、比較例１は比較例２に比べ０．５ｄＢ改善している。これは、比較例１では、特性インピーダンスＺｏを高くすることで、電流値Ｉが減少し、抵抗に起因した挿入損失が減少したためである。
【００４６】
次に、実施例１として、入力インピーダンスＺｉｎおよび出力インピーダンスＺｏｕｔを５０Ω、ラダー回路３０の特性インピーダンスＺｏを１５０Ωとし、最適設計した。入力インピーダンス変換部４０のインダクタＬｉｎのインダクタンスを５ｎＨ、Ｑ値を５０とした。出力インピーダンス変換部４２のインダクタＬｏｕｔのインダクタンスを６ｎＨ、Ｑ値を５０とした。キャパシタＣ１およびＣ２のキャパシタンスを０．７ｐＦとした。キャパシタＣ１およびＣ２は、ラダー回路３０内の直列共振器および並列共振器と同様の弾性波共振器であり、Ｑ値を直列共振器および並列共振器と同程度、共振周波数を通過帯域の１／２（１０００ＭＨｚ）とした。
【００４７】
図９（ａ）および図９（ｂ）は、実施例１に係るフィルタの通過特性およびＶＳＷＲを示す図である。図９（ａ）に示すように、通過帯域の低周波数端、中心周波数および高周波数端における挿入損失はそれぞれ−１．９５５ｄＢ、−１．４９３ｄＢおよび−２．２３５ｄＢである。阻止域において最も悪い帯域外抑圧は２１１０ＭＨｚにおいて−５２．７１ｄＢである。図９（ｂ）に示すように、通過帯域内の入力側のＶＳＷＲ（破線）の最悪値は１．５１９、通過帯域内の出力側のＶＳＷＲ（実線）の最悪値は１．５９２である。
【００４８】
実施例１では、比較例２と比較し、通過帯域の低周波数端と高周波数端との挿入損失の平均は０．０２ｄＢしか改善していない。これは、比較例１に入力インピーダンス変換部４０および出力インピーダンス変換部４２の挿入損失が加わったためである。帯域外抑圧は比較例２とほとんど変わらず、ＶＳＷＲは比較例２に比較し若干改善した。このように、挿入損失、帯域外抑圧およびＶＳＷＲの観点からは、実施例１のメリットはあまりない。
【００４９】
実施例１と比較例２において、入力端子Ｔｉｎに２６ｄＢｍの信号を入力したときの直列共振器Ｓ３を流れる電流の最大振幅値（波高値）を電流値Ｉとしてシミュレーションした。
【００５０】
図１０（ａ）および図１０（ｂ）は、それぞれ実施例１および比較例２における周波数に対する電流値Ｉを示す図である。図１０（ａ）に示すように、実施例１では、通過帯域の低周波数端および高周波数端における電流値Ｉはそれぞれ０．１０５４Ａおよび０．０４９９４Ａである。図１０（ｂ）に示すように、比較例２では、通過帯域の低周波数端および高周波数端における電流値Ｉはそれぞれ０．１４１５４Ａおよび０．０７８９２Ａである。実施例１を比較例２と比較すると、低周波数端では、電流値Ｉが約７４％となっている。電力に比例するＩ２では約５５％となっている。高周波数端では、電流値Ｉが約６３％、Ｉ２が約４０％となっている。送信フィルタにおいて耐電力が最も弱いのは弾性表面波フィルタおよびバルク波フィルタとも高周波数端であることが知られている（例えば1998 IEEE Ultrasonics Symposium Proceedings, pp17-29, 1998）。実施例１を送信フィルタに適用すると、耐電力性能が比較例２に対し１／０．４＝２．５倍改善する。
【００５１】
同様にシミュレーションをラダー回路３０の特性インピーダンスを変えて行なった。図１１は、比較例２と実施例１のシミュレーション結果を示す図である。比較例２は入力インピーダンス変換部４０および出力インピーダンス変換部４２を備えていない。実施例１の入力インピーダンスＺｉｎおよび出力インピーダンスＺｏｕｔは５０Ωである。入力インピーダンス変換部４０は、入力インピーダンスＺｉｎである５０Ωを特性インピーダンスＺｏに変換し、出力インピーダンス変換部４２は、特性インピーダンスＺｏを出力インピーダンスＺｏｕｔである５０Ωに変換する。目標Ｚｏ´は、通過帯域の中心周波数ｆｏにおける目標とする特性インピーダンスＺｏである。最適設計したフィルタについて通過特性等をシミュレーションした。
【００５２】
実施例１の挿入損失ＩＬはいずれの目標Ｚｏ´でも比較例２とあまり変わらない。これは、Ｑ値が５０のインダクタＬｉｎおよびＬｏｕｔを用いるため、入力インピーダンス変換部４０および出力インピーダンス変換部４２により挿入損失が劣化したためである。実施例１の阻止域における帯域外抑圧ＡＴＴはいずれの目標Ｚｏ´においても比較例２と同程度である。実施例１の電流値Ｉは目標Ｚｏ´が大きくなると小さくなる。比較例２で規格化したＩ２は目標Ｚｏ´が大きくなると小さくなる。目標Ｚｏ´を１００Ω以上とすると、Ｉ２は比較例２の半分以下となる。これにより、耐電力性能は比較例２の２倍以上となる。最適化した特性インピーダンスＺｏは、通過帯域の低周波数端（１９７０ＭＨｚ）、中心周波数（２０００ＭＨｚ）および高周波数端（２０３０ＭＨｚ）において、目標Ｚｏ´にほぼ比例して大きくなっている。目標Ｚｏ´が２００Ωにおける中心周波数の特性インピーダンスＺｏはこの関係から若干ずれているが、これは最適化の問題と考えられる。目標Ｚｏ´が２００Ωの場合も最適化した特性インピーダンスＺｏの通過帯域全体の平均としてはほぼ目標Ｚｏ´に比例した関係となっているため、大きな問題ではないと考えられる。
【００５３】
実施例１において、ラダー回路３０の特性インピーダンスを設定する方法について説明する。直列共振器と並列共振器が１ずつの基本区間において、直列共振器の静電容量Ｃｏｓ、並列共振器の静電容量Ｃｏｐとする。このとき、特性インピーダンスＺｏと、通過帯域の中心周波数ｆｏとは以下の関係となることが知られている（例えば特開平６−６９７５０号公報）。
Ｚｏ２＝１／（（２πｆｏ）２（Ｃｏｓ×Ｃｏｐ））    （式５）
例えばＺｏを３倍にするためには、ＣｏｓおよびＣｏｐを各々約１／３とする。
【００５４】
基本区間３１が複数の場合は複雑になる。そこで、各基本区間３１のＣｏｐおよびＣｏｓを用い特性インピーダンスＺｏを簡単に表す方法を検討した。図１２は、実施例１における各共振器の静電容量を示す図である。図１２に示すように、１つの直列腕３２には１つの直列腕共振器Ｒｓ１からＲｓ４が接続され、１つの並列腕３４には１つの並列腕共振器Ｒｐ１からＲｐ４が接続されているとする。１つの直列腕３２に複数の直列共振器が接続されている場合、１つの直列腕共振器が分割されていることに相当する。よって、１つの直列腕３２内の複数の直列共振器を合成して１つの直列腕共振器Ｒｓ１からＲｓ４とする。１つの並列腕３４に複数の並列共振器が接続されている場合も同様に、合成して１つの並列腕共振器Ｒｐ１からＲｐ４とする。
【００５５】
直列腕共振器Ｒｓ１からＲｓ４はそれぞれ静電容量Ｃｏｓ１からＣｏｓ４を有している。並列腕共振器Ｒｐ１からＲｐ４はそれぞれ静電容量Ｃｏｐ１からＣｏｐ４を有している。隣接する直列腕共振器Ｒｓ１からＲｓ４と並列腕共振器Ｒｐ１からＲｐ４の静電容量の積を端子Ｔ１側から順にＣｏｓ１×Ｃｏｐ１、Ｃｏｐ１×Ｃｏｓ２、Ｃｏｓ２×Ｃｏｐ２、Ｃｏｐ２×Ｃｏｓ３、Ｃｏｓ３×Ｃｏｐ３、Ｃｏｐ３×Ｃｏｓ４、およびＣｏｓ４×Ｃｏｐ４とする。隣接する直列腕共振器Ｒｓ１からＲｓ４と並列腕共振器Ｒｐ１からＲｐ４との静電容量積の平均値（すなわち上記７つの静電容量積の総和／７）を（Ｃｏｓ×Ｃｏｐ）ａｖｅとする。
【００５６】
直列腕共振器をＮ個、並列腕共振器をＭ個とする。ただしＮとＭとは、Ｍ＝Ｎ−１、Ｍ＝ＮまたはＮ＝Ｍ＋１の関係にある。ここで図１２のＭ＝Ｎの場合を例に説明すると、直列腕共振器Ｒｓ１、Ｒｓ２・・・Ｒｓｉ・・・Ｒｓｎの静電容量Ｃｏｓ１、Ｃｏｓ２・・・Ｃｏｓｉ・・・Ｃｏｓｎおよび並列腕共振器Ｒｐ１、Ｒｐ２・・・Ｒｐｉ・・・Ｒｐｎの静電容量Ｃｏｐ１、Ｃｏｐ２・・・Ｃｏｐｉ・・・Ｃｏｐｎとする。このとき、静電容量積は、（Ｃｏｓｉ×Ｃｏｐｉ＋Ｃｏｐｉ×Ｃｏｓ（ｉ＋１））をｉ＝１からＮ−１まで合計し、さらにＣｏｓＮ×ＣｏｐＮを加えた値となる。静電容量積の平均（Ｃｏｓ×Ｃｏｐ）ａｖｅは静電容量積を２Ｎ−１で除した値となる。Ｍ＝Ｎ−１またはＭ＝Ｎ＋１の場合も同様に計算する。
【００５７】
ラダー回路３０の特性インピーダンスＺｏが全てのノードＮ１からＮ４で目標の特性インピーダンスとなるように、最適設計した。図１３（ａ）から図１４（ｂ）は、それぞれ特性インピーダンスＺｏが５０Ω、１００Ω、１５０Ωおよび２００Ωのときの各共振器の静電容量および静電容量積を示す図である。図１３（ａ）に示すように、特性インピーダンスＺｏが５０Ωのとき、中心周波数を２０００ＭＨｚとしたとき、式５から求められるＣｏｓ×Ｃｏｐは２．５３３ｐＦ２である。（Ｃｏｓ×Ｃｏｐ）ａｖｅは、２．３２１３ｐＦ２である。（Ｃｏｓ×Ｃｏｐ）ａｖｅ／（Ｃｏｓ×Ｃｏｐ）は０．９１である。
【００５８】
図１３（ｂ）に示すように、特性インピーダンスＺｏが１００Ωのとき、Ｃｏｓ×Ｃｏｐ＝０．６３３３ｐＦ２、（Ｃｏｓ×Ｃｏｐ）ａｖｅ＝０．５９７５ｐＦ２である。（Ｃｏｓ×Ｃｏｐ）ａｖｅ／（Ｃｏｓ×Ｃｏｐ）は０．９４である。図１４（ａ）に示すように、特性インピーダンスＺｏが１５０Ωのとき、Ｃｏｓ×Ｃｏｐ＝０．２８１４ｐＦ２、（Ｃｏｓ×Ｃｏｐ）ａｖｅ＝０．２９７５ｐＦ２である。（Ｃｏｓ×Ｃｏｐ）ａｖｅ／（Ｃｏｓ×Ｃｏｐ）は１．０６である。図１４（ｂ）に示すように、特性インピーダンスＺｏが２００Ωのとき、Ｃｏｓ×Ｃｏｐ＝０．１５８３ｐＦ２、（Ｃｏｓ×Ｃｏｐ）ａｖｅ＝０．１５９５ｐＦ２である。（Ｃｏｓ×Ｃｏｐ）ａｖｅ／（Ｃｏｓ×Ｃｏｐ）は１．０１である。
【００５９】
このように、（Ｃｏｓ×Ｃｏｐ）ａｖｅは式５で算出したＣｏｓ×Ｃｏｐの±１０％の範囲内である。したがって、特性インピーダンスＺｏとして１００Ω以上を実現するための（Ｃｏｓ×Ｃｏｐ）ａｖｅは、式５のＣｏｓ×Ｃｏｐを（Ｃｏｓ×Ｃｏｐ）ａｖｅに代え、以下となる。
Ｚｏ２＝１／（（２πｆｏ）２（Ｃｏｓ×Ｃｏｐ）ａｖｅ）≧１００２    （式６）
静電容量の単位をｐＦ、中心周波数ｆｏの単位をＧＨｚとし、（Ｃｏｓ×Ｃｏｐ）ａｖｅに１±０．１の誤差があるとすると、以下となる。
（Ｃｏｓ×Ｃｏｐ）ａｖｅ）≦２．５３３（１±０．１）／ｆｏ２    （式７）
誤差として１＋０．１とすると、以下となる。
（Ｃｏｓ×Ｃｏｐ）ａｖｅ）≦２．７８６３／ｆｏ２    （式８）
以上のように、特性インピーダンスＺｏが１００Ω以上となる直列腕共振器Ｒｓ１からＲｓ４および並列腕共振器Ｒｐ１からＲｐ４の静電容量の関係は式８となる。
【００６０】
図１２では、１つの直列腕３２に１つの直列腕共振器Ｒｓ１からＲｓ４が設けられ、１つの並列腕３４に１つの並列腕共振器Ｒｐ１からＲｐ４が設けられている場合を説明した。直列腕共振器Ｒｓ１からＲｓ４および並列腕共振器Ｒｐ１からＲｐ４の少なくとも１つが複数に分割されている場合がある。図１５（ａ）は、分割前の直列腕共振器または並列腕共振器を示す回路図、図１５（ｂ）は、１つの直列腕共振器または並列腕共振器が直列分割された回路図、図１５（ｃ）は、１つの直列腕共振器または並列腕共振器が並列分割された回路図である。図１５（ａ）に示すように、端子Ｔ０３とＴ０４との間が１つの直列腕３２の場合、端子Ｔ０３とＴ０４との間に１つの直列腕共振器Ｒｓ０が接続されている。端子Ｔ０３とＴ０４との間が並列腕３４の場合、端子Ｔ０３とＴ０４との間に１つの並列腕共振器Ｒｐ０が接続されている。
【００６１】
図１５（ｂ）に示すように、端子Ｔ０３と端子Ｔ０４との間において、１つの直列腕共振器Ｒｓ０または並列腕共振器Ｒｐ０が共振器Ｒａ、Ｒｂ，ＲｃからＲｎに直列に分割されている。共振器Ｒａ、Ｒｂ，ＲｃからＲｎの静電容量をそれぞれＣｏａ、Ｃｏｂ、ＣｏｃからＣｏｎとする。このとき、直列分割された共振器Ｒａ、Ｒｂ，ＲｃからＲｎを合成した直列腕共振器Ｒｓ０または並列腕共振器Ｒｐ０の静電容量Ｃｏ＝１／（１／Ｃｏａ＋１／Ｃｏｂ＋１／Ｃｏｃ＋・・・＋１／Ｃｏｎ）となる。
【００６２】
図１５（ｃ）に示すように、端子Ｔ０３とＴ０４との間において、直列腕共振器Ｒｓ０または並列腕共振器Ｒｐ０が共振器Ｒａ、Ｒｂ，ＲｃからＲｎに並列に分割されている。このとき、並列分割された共振器Ｒａ、Ｒｂ，ＲｃからＲｎを合成した直列腕共振器Ｒｓ０または並列腕共振器Ｒｐ０の静電容量Ｃｏ＝Ｃｏａ＋Ｃｏｂ＋Ｃｏｃ＋・・・＋Ｃｏｎとなる。直列腕共振器Ｒｓ０および並列腕共振器Ｒｐ０が分割されている場合、以上のようにして直列腕共振器Ｒｓ０および並列腕共振器Ｒｐ０の静電容量を算出することができる。
【００６３】
実施例１によれば、図６のように、ラダー回路３０は、入力端子Ｔｉｎと出力端子Ｔｏｕｔとの間に直列に接続された１または複数の直列共振器Ｓ１からＳ４（直列弾性波共振器）と、入力端子Ｔｉｎと出力端子Ｔｏｕｔとの間に並列に接続された１または複数の並列共振器Ｐ１からＰ４（並列弾性波共振器）と、を備えている。図１１のように、ラダー回路３０の通過帯域における特性インピーダンスＺｏは、入力端子Ｔｉｎの通過帯域における入力インピーダンスＺｉｎおよび出力端子Ｔｏｕｔの通過帯域における出力インピーダンスＺｏｕｔより高い。これにより、電流値Ｉ２を抑制できる。よって、フィルタ１００の耐電力性能および／または線形性を向上できる。
【００６４】
耐電力性能および／または線形性を向上させるためには、特性インピーダンスＺｏは、入力インピーダンスＺｉｎおよび出力インピーダンスＺｏｕｔの少なくとも一方より高ければよい。
【００６５】
耐電力性能および／または線形性を向上させるためには、ラダー回路３０の端子Ｔ１とＴ２との間の経路の少なくとも一部の特性インピーダンスＺｏが入力インピーダンスＺｉｎおよび出力インピーダンスＺｏｕｔの少なくとも一方より高ければよい。耐電力性能および／または線形性をより向上させるためには、ラダー回路３０内の経路のいずれの箇所においても特性インピーダンスＺｏは出力インピーダンスＺｏｕｔおよび入力インピーダンスＺｉｎの少なくとも一方より高いことが好ましい。
【００６６】
また、図１１のように、電流値Ｉ２を比較例２に対し１／２以下とするため、少なくとも一部の特性インピーダンスＺｏが入力インピーダンスＺｉｎおよび出力インピーダンスＺｏｕｔの少なくとも一方の２倍以上であることが好ましい。また、ラダー回路３０内の経路のいずれの箇所においても特性インピーダンスＺｏが入力インピーダンスＺｉｎおよび出力インピーダンスＺｏｕｔの少なくとも一方の２倍以上であることがより好ましい。ラダー回路３０内の経路のいずれの箇所においても特性インピーダンスＺｏが入力インピーダンスＺｉｎおよび出力インピーダンスＺｏｕｔの２倍以上であることがさらに好ましい。特性インピーダンスＺｏは入力インピーダンスＺｉｎおよび／または出力インピーダンスＺｏｕｔの２．５倍以上がより好ましく、３倍以上がさらに好ましい。
【００６７】
入力インピーダンスＺｉｎおよび出力インピーダンスＺｏｕｔの少なくとも一方が実質的に５０Ωのとき、少なくとも一部の特性インピーダンスＺｏが１００Ω以上であることが好ましく、ラダー回路３０内のいずれの箇所においても特性インピーダンスＺｏが１００Ω以上であることがより好ましい。特性インピーダンスＺｏが１２５Ω以上であることがより好ましく、１５０Ω以上であることがさらに好ましい。
【００６８】
図１５（ａ）から図１５（ｃ）において説明したように、１つの直列腕３２に１つの直列腕共振器Ｒｓ０が接続されるように１または複数の直列弾性波共振器を合成し、１つの並列腕３４に１つの並列腕共振器Ｒｐ０が接続されるように１または複数の並列弾性波共振器を合成する。図１２のように、全ての隣接する直列腕共振器Ｒｓ１からＲｓ４と並列腕共振器Ｒｐ１からＲｐ４の静電容量の積の平均を（Ｃｏｓ×Ｃｏｐ）ａｖｅ［ｐＦ］、フィルタ１００の通過帯域の中心周波数をｆｏ［ＧＨｚ］としたとき、（Ｃｏｓ×Ｃｏｐ）ａｖｅ≦２．７８６３／ｆｏ２であることが好ましい。これにより、特性インピーダンスＺｏを１００Ω以上とすることができる。特性インピーダンスＺｏを１２５Ω以上とするためには、（Ｃｏｓ×Ｃｏｐ）ａｖｅ≦１．７８３２／ｆｏ２であり、特性インピーダンスＺｏを１５０Ω以上とするためには、（Ｃｏｓ×Ｃｏｐ）ａｖｅ≦１．２３８４／ｆｏ２である。
【００６９】
入力インピーダンス変換部４０は入力インピーダンスＺｉｎをラダー回路３０の特性インピーダンスＺｏに変換する。これにより、入力端子Ｔｉｎとラダー回路３０とのインピーダンスを整合することができる。出力インピーダンス変換部４２はラダー回路３０の特性インピーダンスＺｏを出力インピーダンスＺｏｕｔに変換する。これにより、ラダー回路３０と出力端子Ｔｏｕｔとのインピーダンスを整合することができる。
【実施例２】
【００７０】
図１６は、実施例２に係るフィルタの回路図である。図１６に示すように、入力インピーダンス変換部４０は、入力端子Ｔｉｎと端子Ｔ１との間に直列に接続されたキャパシタＣ１と、端子Ｔ１とグランドとの間に接続されたインダクタＬｉｎと、を備える。出力インピーダンス変換部４２は、端子Ｔ２と出力端子Ｔｏｕｔとの間に直列に接続されたキャパシタＣ２と、端子Ｔ２とグランドとの間に接続されたインダクタＬｏｕｔと、を備える。キャパシタＣ１およびＣ２は弾性波共振器であり、直列共振器Ｓ１からＳ４および並列共振器Ｐ１からＰ４が形成された基板４４上に形成されている。
【００７１】
入力インピーダンス変換部４０および出力インピーダンス変換部４２は、実施例１のようなローパスフィルタでもよく、実施例２のようにハイパスフィルタでもよい。キャパシタＣ１およびＣ２はインダクタＬｉｎおよびＬｏｕｔに比べ耐電力性が低い場合がある。このような場合、入力端子Ｔｉｎと出力端子Ｔｏｕｔとの間の直列経路にキャパシタＣ１およびＣ２を接続すると、大電流によりキャパシタＣ１およびＣ２が破壊されることがある。よって、入力インピーダンス変換部４０および出力インピーダンス変換部４２を、実施例１のようなローパスフィルタとし、キャパシタＣ１およびＣ２を直列経路にシャントに接続することが好ましい。
【００７２】
キャパシタＣ１およびＣ２として、弾性波共振器を用いる場合について説明したが、キャパシタＣ１およびＣ２は、例えばＭＩＭ（Metal Insulator Metal）型の薄膜キャパシタでもよい。インダクタＬｉｎおよびＬｏｕｔは、例えばチップインダクタでもよく、ラダー回路３０を実装する実装基板内の配線を用い形成してもよい。また、インダクタＬｉｎおよびＬｏｕｔは例えばＩＰＤ（Integrated Passive Device）技術を用い、弾性波共振器を形成した基板４４と同じ基板に形成してもよい。
【００７３】
図１７は、ＩＰＤ技術を用いたインダクタの斜視図である。基板５０上にインダクタ５８が設けられている。インダクタ５８は、スパイラル状のコイル５１および５２を備えている。基板５０上にコイル５２が設けられ、コイル５２上に空隙を介しコイル５１が設けられている。コイル５１およびコイル５２はほぼ重なるように設けられている。基板５０上に配線５３および５４が設けられている。配線５３はコイル５２の最外周の終端においてコイル５２と接続されている。配線５４はコイル５１の最外周の終端において接続配線５６を介しコイル５１と接続されている。コイル５１と５２とは最内周の終点において接続配線５５を介し接続されている。
【００７４】
インダクタ５８の外周は例えば３５０μｍ、コイル５１および５２は膜厚が１０μｍの銅配線である。コイル５１と５２との間の空隙の高さは約１５μｍである。コイル５１と５２との間に空隙が設けられているため、Ｑ値を例えば５０と高くできる。外部衝撃によりコイル５１および５２が変形することを抑制するため、コイル５１および５２を支柱で支えてもよい。
【００７５】
弾性表面波フィルタの場合、基板５０は図１（ａ）および図１（ｂ）の圧電基板１０に対応する。バルク波フィルタの場合、基板５０は図２（ａ）および図２（ｂ）の基板２０に対応する。基板５０は、誘電率の小さい絶縁基板が好ましく、例えばサファイア基板、スピネル基板またはアルミナ基板等を用いることが好ましい。タンタル酸リチウム基板またはニオブ酸リチウム基板は比誘電率が４０程度と大きい。そこで、基板５０としてタンタル酸リチウム基板またはニオブ酸リチウム基板を用いる場合、コイル５１と基板５０との間に低誘電率の絶縁膜または空隙を設けることが好ましい。インダクタを弾性波共振器と同じ基板上に設けることで、小型化が可能となる。
【実施例３】
【００７６】
実施例３は、実施例１または２のフィルタを用いたデュプレクサの例である。図１８（ａ）は、実施例３に係るデュプレクサのブロック図、図１８（ｂ）は、通過特性を示す図である。図１８（ａ）に示すように、共通端子Ａｎｔと送信端子Ｔｘとの間に送信フィルタ６０が接続されている。共通端子Ａｎｔと受信端子Ｒｘとの間に受信フィルタ６２が接続されている。図１８（ｂ）において、実線は送信端子Ｔｘから共通端子Ａｎｔの通過特性（すなわち送信フィルタ６０の通過特性）を示し、破線は共通端子Ａｎｔから受信端子Ｒｘの通過特性（すなわち受信フィルタ６２の通過特性）を示す。送信フィルタ６０は送信端子Ｔｘに入力した高周波信号のうち送信帯域の信号を通過させ、送信帯域外の信号を抑圧する。受信フィルタ６２は共通端子Ａｎｔに入力した高周波信号のうち受信帯域の信号を通過させ、受信帯域外の信号を抑圧する。送信帯域と受信帯域とは近接しているが重なっていない。
【００７７】
実施例１または２のフィルタを送信フィルタ６０および受信フィルタ６２の少なくとも一方とすることで、耐電力性能および／または線形性を改善できる。特に、送信フィルタ６０には大電力の高周波信号が入力する。よって、送信フィルタ６０に実施例１および２のフィルタを用いることが好ましい。これにより、デュプレクサの耐電力性能および／または線形性を向上できる。マルチプレクサの例としてデュプレクサを説明したが、マルチプレクサは、３つのフィルタを有するトライプレクサ、４つのフィルタを有するクワッドプレクサ、６つのフィルタを有するヘキサプレクサ、または８つのフィルタを有するオクトプレクサでもよい。
【００７８】
以上、本発明の実施例について詳述したが、本発明はかかる特定の実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された本発明の要旨の範囲内において、種々の変形・変更が可能である。
【符号の説明】
【００７９】
１０      圧電基板
２０      基板
３０      ラダー回路
３２      直列腕
３４      並列腕
４０      入力インピーダンス変換部
４２      出力インピーダンス変換部
【図１】
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【図２】
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【図３】
0006556094.tif 000004
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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