(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流系統と、当該交流系統における交流電圧の絶対値のピーク値より低い電圧を出力する直流電源との間に設けられ、直流／交流の電力変換を行う電力変換装置であって、
前記交流系統に接続されたフィルタ回路と、
前記直流電源とＤＣバスとの間に設けられた非絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータと、
前記ＤＣバスの２線間に接続された平滑用のコンデンサと、
前記ＤＣバスと、前記フィルタ回路との間に設けられたＤＣ／ＡＣコンバータと、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータ及び前記ＤＣ／ＡＣコンバータを制御する制御部とを備え、
前記制御部は、
直流電力の入力電力値及び前記交流系統の電圧値に基づいて当該電力変換装置から前記フィルタ回路を介して前記交流系統へ出力する出力電流目標値を求め、当該出力電流目標値に基づいて前記ＤＣ／ＡＣコンバータの電流目標値及び電圧目標値を求めて前記ＤＣ／ＡＣコンバータを制御し、かつ、
前記ＤＣ／ＡＣコンバータの電流目標値及び電圧目標値、並びに、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電圧目標値に基づいて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電流目標値を求めて前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御することにより、交流電力の出力を制御し、
前記制御部は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電圧目標値として、（ａ）前記直流電源の直流電圧値、（ｂ）前記ＤＣ／ＡＣコンバータの交流側の電圧目標値の絶対値、及び、（ｃ）当該絶対値のピーク値より小さい所定値である直流電圧下限値のうち、その時点で最も大きい値を選択し、選択する値が前記（ａ）である場合は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの高周波スイッチング動作を休止し、選択する値が前記（ｂ）である場合は前記ＤＣ／ＡＣコンバータの高周波スイッチング動作を休止し、選択する値が前記（ｃ）である場合は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ及び前記ＤＣ／ＡＣコンバータを共に高周波スイッチング動作させる、電力変換装置。
【請求項２】
前記直流電源及び前記ＤＣ／ＤＣコンバータは複数組設けられており、前記直流電源の直流電圧値は複数存在し、複数存在する直流電圧値のうちの最大値が、前記（ａ）の直流電圧値となる請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記直流電圧下限値は、無効電力が発生する期間を短縮して、無効電力が０となる期間を増大させるように選択される請求項１又は請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記直流電圧下限値は、無効電力が発生する期間が交流（１／２）サイクルの半分以下になるように選択される請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項５】
交流系統と、当該交流系統における交流電圧の絶対値のピーク値より低い電圧を出力する直流電源との間に設けられ、前記交流系統に接続されたフィルタ回路と、前記直流電源とＤＣバスとの間に設けられた非絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣバスの２線間に接続された平滑用のコンデンサと、前記ＤＣバスと、前記フィルタ回路との間に設けられたＤＣ／ＡＣコンバータとを有し、直流／交流の電力変換を行う電力変換装置、によって実行される制御方法であって、
基本的制御方法として、
直流電力の入力電力値及び前記交流系統の電圧値に基づいて当該電力変換装置から前記フィルタ回路を介して前記交流系統へ出力する出力電流目標値を求め、当該出力電流目標値に基づいて前記ＤＣ／ＡＣコンバータの電流目標値及び電圧目標値を求めて前記ＤＣ／ＡＣコンバータを制御し、
前記ＤＣ／ＡＣコンバータの電流目標値及び電圧目標値、並びに、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電圧目標値に基づいて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電流目標値を求めて前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御することにより、交流電力の出力を制御し、
拡張的制御方法として、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電圧目標値として、（ａ）前記直流電源の直流電圧値、（ｂ）前記ＤＣ／ＡＣコンバータの交流側の電圧目標値の絶対値、及び、（ｃ）当該絶対値のピーク値より小さい所定値である直流電圧下限値のうち、その時点で最も大きい値を選択し、選択する値が前記（ａ）である場合は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの高周波スイッチング動作を休止し、選択する値が前記（ｂ）である場合は前記ＤＣ／ＡＣコンバータの高周波スイッチング動作を休止し、選択する値が前記（ｃ）である場合は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ及び前記ＤＣ／ＡＣコンバータを共に高周波スイッチング動作させる、制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流から交流への電力の変換を行う機能を有する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば太陽光発電のパワーコンディショナとして用いられる電力変換装置は、直流の発電電力を交流に変換して、商用電力系統へ系統連係する運転を行う。伝統的な電力変換装置では、発電した電圧を、交流側のピーク電圧より高い一定電圧まで昇圧回路で昇圧した後、インバータ回路で交流電圧に変換している。この場合、昇圧回路及びインバータ回路は、常時高速なスイッチング動作を行っている。一方、かかる電力変換装置では、変換効率を向上させることが重要である。そこで、直流側の電圧と交流側の瞬時電圧とを常に比較して、昇圧回路については昇圧が必要な期間のみスイッチング動作させ、インバータ回路については降圧が必要な期間のみスイッチング動作させる、という制御が提案されている（例えば特許文献１，２参照。）。このような制御によって昇圧回路及びインバータ回路にスイッチング動作の休止期間ができると、その分、スイッチング損失等が抑制されるので、変換効率の向上に資することになる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】国際公開第２０１４／１９９７９６号
【特許文献２】国際公開第２０１４／１９９７９５号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、例えば太陽光発電の場合、電力変換装置に入力される電圧の高低幅が広く、交流電圧の実効値に比べてかなり低い直流電圧が入力される場合もある。このような低い電圧に対して上記のような制御を適用した場合、昇圧回路とインバータ回路とを繋ぐＤＣバスに接続された平滑用のコンデンサによって大きな無効電力が発生し、これが、制御の精度に多少の影響を与えることがわかってきた。
【０００５】
かかる課題に鑑み、本発明は、基本的にスイッチング動作の休止期間を有する制御を行う電力変換装置において、交流電圧の実効値に比べてかなり低い直流電圧が入力される場合にも制御の精度低下を抑制することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本開示は、交流系統と、当該交流系統における交流電圧の絶対値のピーク値より低い電圧を出力する直流電源との間に設けられ、直流／交流の電力変換を行う電力変換装置であって、
前記交流系統に接続されたフィルタ回路と、前記直流電源とＤＣバスとの間に設けられたＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣバスに接続されたコンデンサと、前記ＤＣバスと、前記フィルタ回路との間に設けられたＤＣ／ＡＣコンバータと、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ及び前記ＤＣ／ＡＣコンバータを制御する制御部とを備え、
前記制御部は、直流電力の入力電力値及び前記交流系統の電圧値に基づいて出力電流目標値を求め、当該出力電流目標値に基づいて前記ＤＣ／ＡＣコンバータの電流目標値及び電圧目標値を求めて前記ＤＣ／ＡＣコンバータを制御し、かつ、前記ＤＣ／ＡＣコンバータの電流目標値及び電圧目標値、並びに、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電圧目標値に基づいて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電流目標値を求めて前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御することにより、交流電力の出力を制御し、前記制御部は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電圧目標値として、前記直流電源の直流電圧値、前記ＤＣ／ＡＣコンバータの交流側の電圧目標値の絶対値、及び、当該絶対値のピーク値より小さい所定値である直流電圧下限値のうち、その時点で最も大きい値を選択する、電力変換装置である。
【０００７】
また、本開示は、交流系統と、当該交流系統における交流電圧の絶対値のピーク値より低い電圧を出力する直流電源との間に設けられ、前記交流系統に接続されたフィルタ回路と、前記直流電源とＤＣバスとの間に設けられたＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣバスに接続されたコンデンサと、前記ＤＣバスと、前記フィルタ回路との間に設けられたＤＣ／ＡＣコンバータとを有し、直流／交流の電力変換を行う電力変換装置、によって実行される制御方法であって、
基本的制御方法として、直流電力の入力電力値及び前記交流系統の電圧値に基づいて出力電流目標値を求め、当該出力電流目標値に基づいて前記ＤＣ／ＡＣコンバータの電流目標値及び電圧目標値を求めて前記ＤＣ／ＡＣコンバータを制御し、前記ＤＣ／ＡＣコンバータの電流目標値及び電圧目標値、並びに、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電圧目標値に基づいて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電流目標値を求めて前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御することにより、交流電力の出力を制御し、
拡張的制御方法として、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電圧目標値として、前記直流電源の直流電圧値、前記ＤＣ／ＡＣコンバータの交流側の電圧目標値の絶対値、及び、当該絶対値のピーク値より小さい所定値である直流電圧下限値のうち、その時点で最も大きい値を選択する、制御方法である。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、基本的にスイッチング動作の休止期間を有する制御を行う電力変換装置において、交流電圧の実効値に比べてかなり低い直流電圧が入力される場合にも制御の精度低下を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】一実施形態に係るインバータ装置を備えたシステムの一例を示すブロック図である。
【図２】インバータ装置の回路図の一例である。
【図３】制御部のブロック図である。
【図４】第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１（縦軸は［Ｖ］）、及び第１昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１（縦軸は［Ａ］）、及び第１直流入力電流検出値Ｉｇ.１（縦軸は［Ａ］）の経時変化をシミュレーションにより求めた結果の一例を示すグラフである。
【図５】平均化処理部が行う、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１を平均化する際の態様を示す図である。
【図６】制御処理部による制御処理を説明するための制御ブロック図である。
【図７】両昇圧回路及びインバータ回路の制御処理を示すフローチャートである。
【図８】インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊（縦軸は［Ｖ］）の一例を示す図である。
【図９】昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊の求め方を示した模式図であり、（ａ）は、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊と、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１との比較を表した図、（ｂ）は、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊の波形を示す図、（ｃ）は、第２昇圧回路が出力する電力を、第２直流入力電圧検出値Ｖｇ.２を基準に昇圧した場合を示す図である。
【図１０】直流入力電圧検出値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２、及び昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊の経時変化をシミュレーションにより求めた結果を、各目標値とともに示したグラフであり、上段のグラフは、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊と系統電圧検出値Ｖａとの関係を示したグラフ、中段のグラフは、直流入力電圧値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２と、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊との関係を示したグラフ、下段のグラフは、昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ.１＊，Ｉｉｎ.２＊を示したグラフである（電圧の縦軸は［Ｖ］、電流の縦軸は［Ａ］である。）。
【図１１】（ａ）は、第１昇圧回路用搬送波と、第１昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ１＃の波形とを比較したグラフであり、（ｂ）は、第１昇圧回路制御部が生成したスイッチング素子を駆動するための駆動波形である。
【図１２】（ａ）は、インバータ回路用搬送波と、インバータ電圧参照値Ｖｉｎｖ＃の波形とを比較したグラフ、（ｂ）は、インバータ回路制御部が生成したスイッチング素子Ｑ１を駆動するための駆動波形、（ｃ）は、インバータ回路制御部が生成したスイッチング素子Ｑ３を駆動するための駆動波形である。
【図１３】参照波、及び各スイッチング素子の駆動波形の一例を示した図である（電圧の縦軸は［Ｖ］、電流の縦軸は［Ａ］である。）。
【図１４】（ａ）は、第２昇圧回路用搬送波と、第２昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ２＃の波形（縦軸は［Ｖ］）とを比較したグラフ、（ｂ）は、第２昇圧回路制御部が生成したスイッチング素子を駆動するための駆動波形である。
【図１５】（ａ）は、インバータ回路から出力された交流電圧、商用電力系統、及び交流リアクトルの両端電圧、それぞれの電圧波形を示したグラフであり、（ｂ）は、交流リアクトルに流れる電流波形を示したグラフである。
【図１６】２種類の直流電源と、交流系統との間に、電力変換装置が設けられたシステムの一例を示すブロック図である。
【図１７】図１６における電力変換装置の回路図の一例である。
【図１８】交流電圧の電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値と、直流入力電圧検出値Ｖｇと、電圧目標値Ｖｏ＊との関係を示す波形図の一例である。
【図１９】電圧目標値Ｖｏ＊（実線）、コンデンサに流れる無効電流Ｉｃｏ（破線）及び無効電力（Ｉｃｏ×Ｖｏ＊）（一点鎖線）を表す波形図である。
【図２０】無効電流（Ｉｃｏ×Ｖｏ＊／ｎ／Ｖｇ.ｉ）を示す波形図である。
【図２１】交流電圧の電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値と、直流入力電圧検出値Ｖｇと、電圧目標値Ｖｏ＊との関係を示す波形図の他の例である。
【図２２】電圧目標値Ｖｏ＊（実線）、コンデンサに流れる無効電流Ｉｃｏ（破線）及び無効電力（Ｉｃｏ×Ｖｏ＊）（一点鎖線）を表す波形図である。
【図２３】無効電流（Ｉｃｏ×Ｖｏ＊／ｎ／Ｖｇ.ｉ）を示す波形図である。
【図２４】交流電圧の電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値と、直流入力電圧検出値Ｖｇと、電圧目標値Ｖｏ＊との関係を示す波形図の一例である。
【図２５】（ａ）は、図２４の電圧目標値Ｖｏ＊を採用した場合の、電圧目標値Ｖｏ＊（実線）、コンデンサに流れる無効電流Ｉｃｏ（破線）及び無効電力（Ｉｃｏ×Ｖｏ＊）（一点鎖線）を表す波形図である。（ｂ）は、電流（Ｉｃｏ×Ｖｏ＊／ｎ／Ｖｇ.ｉ）を示す波形図である。
【図２６】比較のために、Ｖｏ＊に下限値を与えない場合の、ＤＣ／ＤＣコンバータによるＭＰＰＴ制御の特性を表す図である。
【図２７】Ｖｏ＊に電圧下限値Ｖｏ＿ｌｉｍｉｔを与える場合の、ＤＣ／ＤＣコンバータによるＭＰＰＴ制御の特性を表す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
［実施形態の要旨］
本発明の実施形態の要旨としては、少なくとも以下のものが含まれる。
【００１１】
（１）これは、交流系統と、当該交流系統における交流電圧の絶対値のピーク値より低い電圧を出力する直流電源との間に設けられ、直流／交流の電力変換を行う電力変換装置であって、
前記交流系統に接続されたフィルタ回路と、前記直流電源とＤＣバスとの間に設けられたＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣバスに接続されたコンデンサと、前記ＤＣバスと、前記フィルタ回路との間に設けられたＤＣ／ＡＣコンバータと、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ及び前記ＤＣ／ＡＣコンバータを制御する制御部とを備え、
前記制御部は、直流電力の入力電力値及び前記交流系統の電圧値に基づいて出力電流目標値を求め、当該出力電流目標値に基づいて前記ＤＣ／ＡＣコンバータの電流目標値及び電圧目標値を求めて前記ＤＣ／ＡＣコンバータを制御し、かつ、前記ＤＣ／ＡＣコンバータの電流目標値及び電圧目標値、並びに、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電圧目標値に基づいて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電流目標値を求めて前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御することにより、交流電力の出力を制御し、
前記制御部は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電圧目標値として、前記直流電源の直流電圧値、前記ＤＣ／ＡＣコンバータの交流側の電圧目標値の絶対値、及び、当該絶対値のピーク値より小さい所定値である直流電圧下限値のうち、その時点で最も大きい値を選択する、電力変換装置である。
【００１２】
上記のように構成された電力変換装置では、直流電源の直流電圧値が直流電圧下限値より大きいときは、直流電源の直流電圧値及びＤＣ／ＡＣコンバータの交流側の電圧目標値の絶対値のいずれか大きい方が、その時点での、ＤＣ／ＤＣコンバータの電圧目標値となる。この場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びＤＣ／ＡＣコンバータは共に、交流のサイクル内でスイッチングに休止期間が生じる。一方、直流電源の直流電圧値が直流電圧下限値より小さいときは、直流電圧下限値及びＤＣ／ＡＣコンバータの交流側の電圧目標値の絶対値のいずれか大きい方が、その時点での、ＤＣ／ＤＣコンバータの電圧目標値となる。従って、ＤＣ／ＤＣコンバータの電圧目標値は、直流電圧下限値と、ＤＣ／ＡＣコンバータの交流側の電圧目標値の絶対値との、大きい方をとった波形となる。このことは、交流電圧のピーク値に対して直流電圧が低すぎる場合には、ＤＣ／ＤＣコンバータを休止させず、昇圧動作させて直流電圧下限値まで上げることを意味する。これにより、ＤＣバスに接続されたコンデンサの両端の電圧変化による無効電力を抑制することができる。その結果、本来行いたい有効電流の制御を、より精度良く行うことができる。従って、基本的にスイッチング動作の休止期間を有する制御を行う電力変換装置において、交流電圧の実効値に比べてかなり低い直流電圧が入力される場合にも制御の精度低下を抑制することができる。
【００１３】
（２）また、（１）の電力変換装置において、例えば、前記直流電源及び前記ＤＣ／ＤＣコンバータは複数組設けられており、前記直流電源の直流電圧値は複数存在し、複数存在する直流電圧値のうちの最大値が、前記直流電圧下限値と比較される対象となる。
この場合、無効電力を複数のＤＣ／ＤＣコンバータでシェアすることで、１個あたりのＤＣ／ＤＣコンバータの無効電力を低下させることができる。
【００１４】
（３）また、（１）又は（２）の電力変換装置において、例えば、前記直流電圧下限値は、無効電力が発生する期間を短縮して、無効電力が０となる期間を増大させるように選択される。
この場合、無効電力のピーク値を抑制できなくても、０期間によって、無効電力を抑制できるので、有効電力の制御が、より容易になる。
【００１５】
（４）また、（３）の電力変換装置において、例えば、前記直流電圧下限値は、無効電力が発生する期間が交流（１／２）サイクルの半分以下になるように選択される。
この場合、無効電力が０となる期間を交流（１／２）サイクルの半分以上確保できるので、無効電力の抑制効果が出やすい。
【００１６】
（５）一方、方法の観点からは、交流系統と、当該交流系統における交流電圧の絶対値のピーク値より低い電圧を出力する直流電源との間に設けられ、前記交流系統に接続されたフィルタ回路と、前記直流電源とＤＣバスとの間に設けられたＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣバスに接続されたコンデンサと、前記ＤＣバスと、前記フィルタ回路との間に設けられたＤＣ／ＡＣコンバータとを有し、直流／交流の電力変換を行う電力変換装置、によって実行される制御方法であって、
基本的制御方法として、直流電力の入力電力値及び前記交流系統の電圧値に基づいて出力電流目標値を求め、当該出力電流目標値に基づいて前記ＤＣ／ＡＣコンバータの電流目標値及び電圧目標値を求めて前記ＤＣ／ＡＣコンバータを制御し、前記ＤＣ／ＡＣコンバータの電流目標値及び電圧目標値、並びに、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電圧目標値に基づいて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電流目標値を求めて前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御することにより、交流電力の出力を制御し、
拡張的制御方法として、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電圧目標値として、前記直流電源の直流電圧値、前記ＤＣ／ＡＣコンバータの交流側の電圧目標値の絶対値、及び、当該絶対値のピーク値より小さい所定値である直流電圧下限値のうち、その時点で最も大きい値を選択する、制御方法である。
【００１７】
上記（５）の制御方法では、直流電源の直流電圧値が直流電圧下限値より大きいときは、直流電源の直流電圧値及びＤＣ／ＡＣコンバータの交流側の電圧目標値の絶対値のいずれか大きい方が、その時点での、ＤＣ／ＤＣコンバータの電圧目標値となる。この場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びＤＣ／ＡＣコンバータは共に、交流のサイクル内でスイッチングに休止期間が生じる。一方、直流電源の直流電圧値が直流電圧下限値より小さいときは、直流電圧下限値及びＤＣ／ＡＣコンバータの交流側の電圧目標値の絶対値のいずれか大きい方が、その時点での、ＤＣ／ＤＣコンバータの電圧目標値となる。従って、ＤＣ／ＤＣコンバータの電圧目標値は、直流電圧下限値と、ＤＣ／ＡＣコンバータの交流側の電圧目標値の絶対値との、大きい方をとった波形となる。このことは、交流電圧のピーク値に対して直流電圧が低すぎる場合には、ＤＣ／ＤＣコンバータを休止させず、昇圧動作させて直流電圧下限値まで上げることを意味する。これにより、ＤＣバスに接続されたコンデンサの両端の電圧変化による無効電力を抑制することができる。その結果、本来行いたい有効電流の制御を、より精度良く行うことができる。従って、基本的にスイッチング動作の休止期間を有する制御を行う電力変換装置において、交流電圧の実効値に比べてかなり低い直流電圧が入力される場合にも制御の精度低下を抑制することができる。
【００１８】
［実施形態の詳細］
以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。
《１  全体構成について》
図１は、一実施形態に係るインバータ装置を備えたシステムの一例を示すブロック図である。図中、インバータ装置１の入力端には、直流電源としての第１太陽電池アレイ２及び第２太陽電池アレイ４０が接続され、出力端には、交流の商用電力系統３が接続されている。
このシステムは、第１太陽電池アレイ２（以下、単に第１アレイ２ともいう）及び第２太陽電池アレイ４０（以下、単に第２アレイ４０ともいう）が発電する直流電力を交流電力に変換し、商用電力系統３に出力する連系運転を行う。
【００１９】
第１アレイ２及び第２アレイ４０は、複数の太陽光発電パネル（モジュール）を直並列に接続して構成されている。本実施形態では、第２アレイ４０は、当該第２アレイ４０が出力する電力の電圧が、第１アレイ２が出力する電力の電圧よりも小さくなるような構成とされている。
【００２０】
インバータ装置１は、第１アレイ２が出力する直流電力が与えられる第１昇圧回路１０と、第２アレイ４０が出力する直流電力が与えられる第２昇圧回路４１と、両昇圧回路１０，４１からＤＣバス２０に出力される電力を交流電力に変換して商用電力系統３に出力するインバータ回路１１と、これらの回路１０，１１，４２の動作を制御する制御部１２とを備えている。
第１昇圧回路１０と、第２昇圧回路４１とは、インバータ回路１１に対して並列に接続されている。
【００２１】
図２は、インバータ装置１の回路図の一例である。
第１アレイ２が接続されている第１昇圧回路１０は、直流リアクトル１５と、ダイオード１６と、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等からなるスイッチング素子Ｑｂ１とを備えており、昇圧チョッパ回路を構成している。なお、ダイオード１６は、スイッチング素子に代えてもよい。
第１昇圧回路１０の入力側には、第１電圧センサ１７、第１電流センサ１８、及び平滑化のためのコンデンサ２６が設けられている。第１電圧センサ１７は、第１アレイ２が出力し、第１昇圧回路１０に入力される直流電力の第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１（直流入力電圧値）を検出し、制御部１２に出力する。第１電流センサ１８は、直流リアクトル１５に流れる電流である第１昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１を検出し、制御部１２に出力する。
【００２２】
第２アレイ４０が接続されている第２昇圧回路４１は、直流リアクトル４２と、ダイオード４３と、ＩＧＢＴ等からなるスイッチング素子Ｑｂ２とを備えており、第１昇圧回路と同様、昇圧チョッパ回路を構成している。なお、ダイオード４３は、スイッチング素子に代えてもよい。
また、第２昇圧回路４１の入力側には、第２電圧センサ４４、第２電流センサ４５、及び平滑化のためのコンデンサ４６が設けられている。第２電圧センサ４４は、第２アレイ４０が出力し、第２昇圧回路４１に入力される直流電力の第２直流入力電圧検出値Ｖｇ．２を検出し、制御部１２に出力する。と、第２電流センサ４５は、直流リアクトル４２に流れる電流である第２昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.２を検出し、制御部１２に出力する。
【００２３】
制御部１２は、直流入力電圧検出値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１，Ｉｉｎ.２から入力電力Ｐｉｎ.１、Ｐｉｎ.２を演算し、第１アレイ２及び第２アレイ４０に対するＭＰＰＴ（Maximum Power Point Tracking：最大電力点追従）制御を行う機能を有している。
【００２４】
また、第１昇圧回路１０のスイッチング素子Ｑｂ１は、後述するように、インバータ回路１１との間でスイッチング動作を行う期間が交互に切り替わるように、制御部１２によって制御される。よって、第１昇圧回路１０は、スイッチング動作を行っている期間は、昇圧された電力をインバータ回路１１に出力し、スイッチング動作を停止している期間は、第１アレイ２が出力して第１昇圧回路１０に入力される直流電力について昇圧を行うことなくインバータ回路１１に出力する。
【００２５】
さらに、第２昇圧回路４１は、後述するように、所定期間において、第２アレイ４０から与えられる直流電力の電圧値を、第１アレイ２から与えられる直流電力の電圧値である第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１とほぼ一致する値にまで昇圧して出力するように、制御部１２によって制御される。
【００２６】
両昇圧回路１０，４１と、インバータ回路１１との間には、平滑用のコンデンサ１９が接続されている。
インバータ回路１１は、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）からなるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を備えている。これらスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、フルブリッジ回路を構成している。
各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、制御部１２に接続されており、制御部１２により制御可能とされている。制御部１２は、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動作をＰＷＭ制御する。これにより、インバータ回路１１は、両昇圧回路１０，４１から与えられる電力を交流電力に変換する。
【００２７】
インバータ装置１は、インバータ回路１１と、商用電力系統３との間にフィルタ回路２１を備えている。
フィルタ回路２１は、２つの交流リアクトル２２と、コンデンサ２３とを備えて構成されている。フィルタ回路２１は、インバータ回路１１から出力される交流電力に含まれる高周波成分を除去する機能を有している。フィルタ回路２１により高周波成分が除去された交流電力は、商用電力系統３に与えられる。
【００２８】
また、フィルタ回路２１には、インバータ回路１１による出力の電流値であるインバータ電流検出値Ｉｉｎｖ（交流リアクトル２２に流れる電流）を検出するための第３電流センサ２４が接続されている。さらに、フィルタ回路２１と、商用電力系統３との間には、商用電力系統３側の電圧値（系統電圧検出値Ｖａ）を検出するための第３電圧センサ２５が接続されている。
【００２９】
第３電流センサ２４及び第３電圧センサ２５は、検出したインバータ電流検出値Ｉｉｎｖ及び系統電圧検出値Ｖａを制御部１２に出力する。
制御部１２は、これら系統電圧検出値Ｖａ及びインバータ電流検出値Ｉｉｎｖと、上述の直流入力電圧検出値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１，Ｉｉｎ.２に基づいて、両昇圧回路１０，４１及びインバータ回路１１を制御する。
【００３０】
《２  制御部について》
図３は、制御部１２のブロック図である。制御部１２は、図３に示すように、制御処理部３０と、第１昇圧回路制御部３２と、インバータ回路制御部３３と、平均化処理部３４と、第２昇圧回路制御部３５とを機能的に有している。
制御部１２の各機能は、その一部又は全部がハードウェア回路によって構成されてもよいし、その一部又は全部が、ソフトウェア（コンピュータプログラム）をコンピュータによって実行させることで実現されていてもよい。制御部１２の機能を実現するソフトウェア（コンピュータプログラム）は、コンピュータの記憶装置（図示省略）に格納される。
【００３１】
第１昇圧回路制御部３２は、制御処理部３０から与えられる目標値と検出値に基づいて、第１昇圧回路１０のスイッチング素子Ｑｂ１を制御し、前記目標値に応じた電流の電力を第１昇圧回路１０に出力させる。
第２昇圧回路制御部３５は、制御処理部３０から与えられる目標値と検出値に基づいて、第２昇圧回路４１のスイッチング素子Ｑｂ２を制御し、前記目標値に応じた電流の電力を第２昇圧回路４１に出力させる。
また、インバータ回路制御部３３は、制御処理部３０から与えられる目標値と検出値に基づいて、インバータ回路１１のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御し、前記目標値に応じた電流の電力をインバータ回路１１に出力させる。
【００３２】
制御処理部３０には、直流入力電圧検出値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１，Ｉｉｎ.２、系統電圧検出値Ｖａ、及びインバータ電流検出値Ｉｉｎｖが与えられる。
制御処理部３０は、直流入力電圧検出値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１，Ｉｉｎ.２から、第１昇圧回路１０の第１入力電力Ｐｉｎ.１及びその平均値〈Ｐｉｎ.１〉、並びに、第２昇圧回路４１の第２入力電力Ｐｉｎ.２及びその平均値〈Ｐｉｎ.２〉を演算する。
制御処理部３０は、第１入力電力平均値〈Ｐｉｎ.１〉に基づいて、第１昇圧回路１０の第１直流入力電流目標値Ｉｇ.１＊（後に説明する）を設定し、第１アレイ２についてＭＰＰＴ制御を行うとともに、第１昇圧回路１０及びインバータ回路１１それぞれをフィードバック制御する機能を有している。
また、制御処理部３０は、第２入力電力平均値〈Ｐｉｎ.２〉に基づいて、第２昇圧回路４１の直流入力電流目標値Ｉｇ.２＊（後に説明する）を設定し、第２アレイ４０についてＭＰＰＴ制御を行うとともに、第２昇圧回路４１をフィードバック制御する機能も有している。
【００３３】
直流入力電圧検出値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１，Ｉｉｎ.２は、平均化処理部３４、及び制御処理部３０に与えられる。
【００３４】
平均化処理部３４は、両電圧センサ１７，４４及び両電流センサ１８，４５から与えられる直流入力電圧検出値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１，Ｉｉｎ.２を、予め設定された所定の時間間隔ごとにサンプリングし、それぞれの平均値を求め、平均化された直流入力電圧検出値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１，Ｉｉｎ.２を制御処理部３０に与える機能を有している。
【００３５】
図４は、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１、及び第１昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１の経時変化をシミュレーションにより求めた結果の一例を示すグラフである。
第１昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１は、後述するように、目標値に基づいて系統電圧と同期した波形として現れている。
また、第１直流入力電流検出値Ｉｇ.１は、コンデンサ２６よりも入力側で検出される電流値である。
【００３６】
図４に示すように、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１、及び第１直流入力電流検出値Ｉｇ.１（第１昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１）は、系統電圧の１／２の周期で変動していることが判る。
【００３７】
図４に示すように、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１、及び第１直流入力電流検出値Ｉｇ.１が周期的に変動する理由は、次の通りである。すなわち、インバータ装置１の第１昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１は、昇圧回路１０、及びインバータ回路１１の動作に応じて、交流周期の１／２周期でほぼ０Ａからピーク値まで大きく変動する。そのため、コンデンサ２６で変動成分を完全に取り除くことができず、第１直流入力電流検出値Ｉｇ.１は、交流周期の１／２周期で変動する成分を含む脈流となる。一方、太陽光発電パネルは出力電流によって出力電圧が変化する。
よって、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１に生じる周期的な変動は、インバータ装置１が出力する交流電力の１／２周期となっている。つまり、商用電力系統３の１／２周期となっている。
【００３８】
平均化処理部３４は、上述の周期的変動による影響を抑制するために、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１及び第１昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１を平均化する。
【００３９】
図５は、平均化処理部３４が行う、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１を平均化する際の態様を示す図である。
【００４０】
平均化処理部３４は、あるタイミングｔ１から、タイミングｔ２までの間の期間Ｌにおいて、予め設定された所定の時間間隔Δｔごとに、与えられる第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１について複数回サンプリング（図中、黒点のタイミング）を行い、得られた複数の第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１の平均値を求める。
【００４１】
ここで、平均化処理部３４は、期間Ｌを商用電力系統３の周期長さの１／２の長さに設定する。また、平均化処理部３４は、時間間隔Δｔを、商用電力系統３の１／２周期の長さよりも十分短い期間に設定する。
これにより、平均化処理部３４は、商用電力系統３の１／２周期で周期的に変動する、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１の平均値を、できるだけサンプリングの期間を短くしつつ、精度よく求めることができる。
なお、サンプリングの時間間隔Δｔは、例えば、商用電力系統３の周期の１／１００〜１／１０００、或いは、２０マイクロ秒〜２００マイクロ秒等に設定することができる。
【００４２】
なお、平均化処理部３４は、期間Ｌを予め記憶しておくこともできるし、第３電圧センサ２５から系統電圧検出値Ｖａを取得して商用電力系統３の周期に関する情報を取得することもできる。
また、ここでは、期間Ｌを商用電力系統３の周期長さの１／２の長さに設定したが、期間Ｌは、少なくとも、商用電力系統３の１／２周期に設定すれば、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１の平均値を精度よく求めることができる。第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１は、上述のように、昇圧回路１０、及びインバータ回路１１の動作によって、商用電力系統３の周期長さの１／２の長さで周期的に変動するからである。
よって、期間Ｌをより長く設定する必要がある場合、商用電力系統３の１／２周期の３倍や４倍といったように、期間Ｌを商用電力系統３の１／２周期の整数倍に設定すればよい。これによって、周期単位で電圧変動を把握できる。
【００４３】
上述したように、第１昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１も、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１と同様、商用電力系統３の１／２周期で周期的に変動する。
よって、平均化処理部３４は、図５に示した第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１と同様の方法によって、第１昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１の平均値も求める。
【００４４】
さらに、第２アレイ４０側である、第２直流入力電圧検出値Ｖｇ.２、及び第２昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.２も、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１と同様の理由により、商用電力系統３の１／２周期で周期的に変動する。
よって、平均化処理部３４は、図５に示した第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１と同様の方法によって、第２直流入力電圧検出値Ｖｇ.２、及び第２昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.２それぞれの平均値も求める。
【００４５】
制御処理部３０は、直流入力電圧検出値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２の平均値及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１，Ｉｉｎ.２の平均値をそれぞれ、期間Ｌごとに逐次求める。
【００４６】
平均化処理部３４は、求めた直流入力電圧検出値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２の平均値及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１，Ｉｉｎ.２の平均値を、制御処理部３０に与える。
【００４７】
本実施形態では、上述のように、平均化処理部３４が、直流入力電圧検出値Ｖｇ．１，Ｖｇ．２の平均値及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ．１，Ｉｉｎ．２の平均値を求め、制御処理部３０は、これら値を用いて、両アレイ２，４０に対するＭＰＰＴ制御を行いつつ、両昇圧回路１０，４１及びインバータ回路１１を制御するので、両アレイ２，４０による直流電流が変動し不安定な場合にも、制御部１２は、両アレイ２，４０からの出力を直流入力電圧検出値Ｖｇ．１，Ｖｇ．２の平均値、及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ．１，Ｉｉｎ．２の平均値として精度よく得ることができる。この結果、ＭＰＰＴ制御を好適に行うことができ、電源効率が低下するのを効果的に抑制することができる。
【００４８】
また、上述したように、インバータ装置１の入力電流の変動によって、両アレイ２，４０が出力する直流電力の電圧（直流入力電圧検出値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２）や電流（昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１，Ｉｉｎ.２）に変動が生じる場合、その変動周期は、インバータ回路１１が出力する交流電力の１／２周期（商用電力系統３の１／２周期）と一致する。
この点、本実施形態では、商用電力系統３の周期長さの１／２の長さに設定された期間Ｌの間に、直流入力電圧検出値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１，Ｉｉｎ.２のそれぞれについて、交流系統の１／２周期よりも十分に短い時間間隔Δｔで複数回サンプリングし、その結果から直流入力電圧検出値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２の平均値及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１，Ｉｉｎ.２の平均値を求めたので、直流電流の電圧及び電流が周期的に変動したとしても、直流入力電圧検出値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１，Ｉｉｎ.２を精度よく求めることができる。
【００４９】
なお、両アレイ２，４０から与えられる直流入力電圧検出値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１，Ｉｉｎ.２に生じる変動は、上述のように、インバータ回路１１等のインピーダンスの変動に起因している。よって、直流入力電圧検出値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１，Ｉｉｎ.２は、インバータ回路１１が出力する交流電力の１／２周期よりも短い時間間隔Δｔで複数回サンプリングした結果から得られた値であってもよい。
【００５０】
制御処理部３０は、上述の入力電力平均値〈Ｐｉｎ.１〉，〈Ｐｉｎ.２〉に基づいて、直流入力電流目標値Ｉｇ.１＊，Ｉｇ.２＊を設定し、この設定した直流入力電流目標値Ｉｇ.１＊，Ｉｇ.２＊や、上記値に基づいて、両昇圧回路１０，４１及びインバータ回路１１それぞれに対する目標値を求める。
制御処理部３０は、求めた目標値を第１昇圧回路制御部３２、第２昇圧回路制御部３５、及びインバータ回路制御部３３に与え、両昇圧回路１０，４１及びインバータ回路１１それぞれをフィードバック制御する機能を有している。
【００５１】
図６は、制御処理部３０による制御処理を説明するための制御ブロック図である。
制御処理部３０は、インバータ回路１１の制御を行うための機能部として、第１演算部５１、第１加算器５２、補償器５３、及び第２加算器５４を有している。
また、制御処理部３０は、両昇圧回路１０，４１の制御を行うための機能部として、第２演算部６１、第３加算器６２、補償器６３、第４加算器６４、第５加算器７２、補償器７３、及び第６加算器７４を有している。
【００５２】
図７は、両昇圧回路１０，４１及びインバータ回路１１の制御処理を示すフローチャートである。図６に示す各機能部は、図７に示すフローチャートに示す処理を実行することで、両昇圧回路１０，４１及びインバータ回路１１を制御する。
以下、図７に従って、両昇圧回路１０，４１及びインバータ回路１１の制御処理を説明する。
【００５３】
まず、制御処理部３０は、現状の入力電力平均値〈Ｐｉｎ.ｉ〉を求め（ステップＳ９）、前回演算時の入力電力平均値〈Ｐｉｎ.ｉ〉と比較して、直流入力電流目標値Ｉｇ.ｉ＊を設定する（ステップＳ１）。なお、入力電力平均値〈Ｐｉｎ.ｉ〉は、下記式（１）に基づいて求められる。
入力電力平均値〈Ｐｉｎ.ｉ〉＝〈Ｉｉｎ.ｉ×Ｖｇ.ｉ〉  ・・・（１）
【００５４】
なお、式（１）中、「ｉ」は、インバータ回路１１に接続された各昇圧回路に対応する数字であり、本実施形態では、「１」又は「２」である。「ｉ＝１」は、第１昇圧回路１０に対応し、「ｉ＝２」は、第２昇圧回路４１に対応している。よって、〈Ｐｉｎ.１〉は、第１昇圧回路１０における入力電力平均値を示しており、〈Ｐｉｎ.２〉は、第２昇圧回路４１における入力電力平均値を示している。
本実施形態では、制御処理部３０は、入力電力平均値〈Ｐｉｎ.１〉，〈Ｐｉｎ.２〉を求め、直流入力電流目標値Ｉｇ.１＊，Ｉｇ.２＊を設定する。
【００５５】
また、式（１）中、Ｉｉｎ.ｉは昇圧回路電流検出値、Ｖｇ.ｉは直流入力電圧検出値であり、これら昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.ｉ、及び直流入力電圧検出値Ｖｇ.ｉは、平均化処理部３４によって平均化された値である。
また、式（１）以外の以下に示す制御に関する各式においては、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.ｉ、及び直流入力電圧検出値Ｖｇ.ｉは、平均化されていない瞬時値が用いられる。
つまり、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.ｉの平均値、及び直流入力電圧検出値Ｖｇ.ｉの平均値は、入力電力平均値〈Ｐｉｎ.ｉ〉を求めるために用いられる。
また、「〈  〉」は、括弧内の値の平均値又は実効値を示している。以下同じである。
【００５６】
制御処理部３０は、設定した直流入力電流目標値Ｉｇ.ｉ＊を、第１演算部５１に与える。
第１演算部５１には、直流入力電流目標値Ｉｇ.ｉ＊の他、直流入力電圧検出値Ｖｇ.ｉ、系統電圧検出値Ｖａも与えられる。
【００５７】
第１演算部５１は、与えられた直流入力電流目標値Ｉｇ.ｉ＊、直流入力電圧検出値Ｖｇ.ｉ、及び系統電圧検出値Ｖａを用いて、下記式（２）に基づき、インバータ装置１としての出力電流目標値の実効値〈Ｉａ＊〉を演算する。
出力電流目標値の実効値〈Ｉａ＊〉＝
Σ〈Ｉａ.ｉ＊〉＝Σ（〈Ｉｇ.ｉ＊×Ｖｇ.ｉ〉／〈Ｖａ〉）  ・・・（２）
【００５８】
さらに、第１演算部５１は、下記式（３）に基づいて、出力電流目標値Ｉａ＊を求める（ステップＳ２）。
ここで、第１演算部５１は、出力電流目標値Ｉａ＊を系統電圧検出値Ｖａと同位相の正弦波として求める。
出力電流目標値Ｉａ＊＝（２１／２）×〈Ｉａ＊〉×ｓｉｎωｔ  ・・・（３）
【００５９】
次いで、第１演算部５１は、下記式（４）に示すように、インバータ回路１１を制御するための電流目標値であるインバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊を演算する（ステップＳ３）。
インバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊＝Ｉａ＊＋ｓ ＣａＶａ  ・・・（４）
【００６０】
ただし、式（４）中、Ｃａは、コンデンサ２３の静電容量、ｓはラプラス演算子である。
上記式（４）は、時間ｔでの微分を用いた表現とすれば、
Ｉｉｎｖ＊＝Ｉａ＊ ＋ Ｃａ×（ｄ Ｖａ／ｄｔ）    ・・・（４ａ）
となる。
式（４），（４ａ）中、右辺第２項は、フィルタ回路２１のコンデンサ２３に流れる電流を考慮して加算した値である。
なお、出力電流目標値Ｉａ＊は、上記式（３）に示すように、系統電圧検出値Ｖａと同位相の正弦波として求められる。つまり、制御処理部３０は、インバータ装置１が出力する交流電力の電流位相が系統電圧（系統電圧検出値Ｖａ）と同位相となるようにインバータ回路１１を制御する。
【００６１】
第１演算部５１は、インバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊を求めると、このインバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊を第１加算器５２に与える。
インバータ回路１１は、このインバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊によって、フィードバック制御される。
【００６２】
第１加算器５２には、インバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊の他、現状のインバータ電流検出値Ｉｉｎｖが与えられる。
第１加算器５２は、インバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊と、現状のインバータ電流検出値Ｉｉｎｖとの差分を演算し、その演算結果を補償器５３に与える。
【００６３】
補償器５３は、上記差分が与えられると、比例係数等に基づいて、この差分を収束させインバータ電流検出値Ｉｉｎｖをインバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊とし得るインバータ電圧参照値Ｖｉｎｖ＃を求める。補償器５３は、このインバータ電圧参照値Ｖｉｎｖ＃をインバータ回路制御部３３に与えることで、インバータ回路１１に、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊に従った電力を出力させる。
インバータ回路１１が出力した電力は、第２加算器５４によって系統電圧検出値Ｖａで減算された上で交流リアクトル２２に与えられ、新たなインバータ電流検出値Ｉｉｎｖとしてフィードバックされる。そして、第１加算器５２によってインバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊とインバータ電流検出値Ｉｉｎｖとの間の差分が再度演算され、上記同様、この差分に基づいてインバータ回路１１が制御される。
【００６４】
以上のようにして、インバータ回路１１は、インバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊と、インバータ電流検出値Ｉｉｎｖとによって、フィードバック制御される（ステップＳ４）。
【００６５】
一方、第２演算部６１には、直流入力電圧検出値Ｖｇ.ｉ、系統電圧検出値Ｖａの他、第１演算部５１が演算したインバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊が与えられる。
第２演算部６１は、下記式（５）に基づいて、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊を演算する（ステップＳ５）。
インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊＝
Ｖａ＋ｓ ＬａＩｉｎｖ＊  ・・・（５）
【００６６】
ただし、式（５）中、Ｌａは、交流リアクトルのインダクタンス、ｓはラプラス演算子である。
上記式（５）は、時間ｔでの微分を用いた表現とすれば、
Ｖｉｎｖ＊＝Ｖａ ＋ Ｌａ× （ｄ Ｉｉｎｖ＊／ｄｔ）  ・・・（５ａ）
となる。
式（５），（５ａ）中、右辺第２項は、交流リアクトル２２の両端に発生する電圧を考慮して加算した値である。
本実施形態では、インバータ装置１が出力する交流電力の電流位相が系統電圧検出値Ｖａと同位相となるようにインバータ回路１１を制御するための電流目標値であるインバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊に基づいてインバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊（電圧目標値）を設定する。
【００６７】
インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊を求めると、下記式（６）に示すように、第２演算部６１は、直流入力電圧検出値Ｖｇと、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値とを比較して、大きい方を昇圧回路電圧目標値（昇圧回路電圧目標値）Ｖｏ＊に決定する（ステップＳ６）。
昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊＝Ｍａｘ（Ｖｇ，Ｖｉｎｖ＊の絶対値）
・・・（６）
【００６８】
なお、式（６）中、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊とは、両昇圧回路１０，４１が出力する電力の電圧目標値である。
また、Ｖｇは、下記式（７）に示すように、各昇圧回路１０，４１の内、直流入力電圧検出値Ｖｇが最も大きい値を採用する。
Ｖｇ＝Ｍａｘ（Ｖｇ.ｉ）      ・・・（７）
【００６９】
さらに、第２演算部６１は、下記式（８）に基づいて、昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ＊を演算する（ステップＳ７）。
昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ.ｉ＊＝
（（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊）＋（ｓ ＣｏＶｏ＊）×Ｖｏ＊）×
Ｉｇ.ｉ＊／Σ〈Ｉｇ.ｉ＊×Ｖｇ.ｉ〉  ・・・（８）
【００７０】
ただし、式（８）中、Ｃｏは、コンデンサ１９（平滑コンデンサ）の静電容量、ｓはラプラス演算子である。
上記式（８）は、時間ｔでの微分を用いた表現とすれば、
Ｉｉｎ.ｉ＊＝
（（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊）＋（Ｃｏ × ｄＶｏ＊／ｄｔ）×Ｖｏ＊）×Ｉｇ.ｉ＊／Σ〈Ｉｇ.ｉ＊×Ｖｇ.ｉ〉  ・・・（８ａ）
となる。また、コンデンサ１９に流れる電流を検出してこれをＩｃｏとすれば、
Ｉｉｎ.ｉ＊＝
（（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊）＋Ｉｃｏ×Ｖｏ＊）×
Ｉｇ.ｉ＊／Σ〈Ｉｇ.ｉ＊×Ｖｇ.ｉ〉
・・・（８ｂ）
となる。
【００７１】
式（８），（８ａ），（８ｂ）中、インバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊と、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊との積に加算されている項は、コンデンサ１９を通過する無効電力を考慮した値である。すなわち、インバータ回路１１の電力目標値に加えて、無効電力を考慮することにより、より正確にＩｉｎ.ｉ＊の値を求めることができる。
【００７２】
さらに、予めインバータ装置１の電力損失ＰＬＯＳＳを測定しておけば、上記式（８ａ）は、以下のようにも表すことができる。
Ｉｉｎ.ｉ＊＝
（（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊）＋（Ｃｏ×ｄＶｏ＊／ｄｔ）×Ｖｏ＊＋ＰＬＯＳＳ）×Ｉｇ.ｉ＊／Σ〈Ｉｇ.ｉ＊×Ｖｇ.ｉ〉
・・・（８ｃ）
同様に、上記式（８ｂ）は、以下のようにも表すことができる。
Ｉｉｎ.ｉ＊＝
（（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊）＋Ｉｃｏ×Ｖｏ＊＋ＰＬＯＳＳ）×
Ｉｇ.ｉ＊／Σ〈Ｉｇ.ｉ＊×Ｖｇ.ｉ〉
・・・（８ｄ）
となる。
この場合、インバータ回路１１の電力目標値に加えて、無効電力及び電力損失ＰＬＯＳＳを考慮することにより、より厳密にＩｉｎ.ｉ＊の値を求めることができる。
【００７３】
なお、コンデンサ１９の静電容量Ｃｏ及び電力損失ＰＬＯＳＳが（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊）に比べて十分小さい場合、下記式（９）が成立する。この式（９）によれば、演算処理を簡素化でき、演算時間を短縮できる。
昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ.ｉ＊＝（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊）×
Ｉｇ.ｉ＊／Σ〈Ｉｇ.ｉ＊×Ｖｇ.ｉ〉・・・（９）
【００７４】
式（９）における右辺の係数｛Ｉｇ.ｉ＊／Σ〈Ｉｇ.ｉ＊×Ｖｇ.ｉ〉｝は、各昇圧回路１０，４１における直流電力を合計した電力値合計であるΣ〈Ｉｇ.ｉ＊×Ｖｇ.ｉ〉に対する、各昇圧回路１０，４１ごとの直流電力の電力値（Ｉｇ.ｉ＊Ｖｇ.ｉ）の割合であるところの、
｛Ｉｇ.ｉ＊ × Ｖｇ.ｉ ／ Σ〈Ｉｇ.ｉ＊×Ｖｇ.ｉ〉｝
をさらに、直流入力電圧検出値Ｖｇ.ｉで割ることにより、Ｉｉｎ.ｉ＊を求めるための按分係数としたものである。すなわち、
｛Ｉｇ.ｉ＊ × Ｖｇ.ｉ ／ Σ〈Ｉｇ.ｉ＊×Ｖｇ.ｉ〉｝／Ｖｇ.ｉ＝
Ｉｇ.ｉ＊／Σ〈Ｉｇ.ｉ＊×Ｖｇ.ｉ〉    ・・・（１０）
である。
なお、式（１０）は、下記式（１１）としてもよい。
〈Ｉｉｎ.ｉ〉／Σ〈Ｉｉｎ.ｉ×Ｖｇ.ｉ〉    ・・・（１１）
【００７５】
第２演算部６１は、上記のようにして、昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ.ｉ＊（昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ.１＊，Ｉｉｎ.２＊）を求める。第２演算部６１は、昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ.１＊を第３加算器６２に与える。
第１昇圧回路１０は、この昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ.１＊によって、フィードバック制御される。
【００７６】
第３加算器６２には、昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ.１＊の他、現状の第１昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１が与えられる。
第３加算器６２は、昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ.１＊と、現状の第１昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１との差分を演算し、その演算結果を補償器６３に与える。
【００７７】
補償器６３は、上記差分が与えられると、比例係数等に基づいて、この差分を収束させ第１昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１を昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ.１＊とし得る第１昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ１＃を求める。補償器６３は、この第１昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ１＃を第１昇圧回路制御部３２に与えることで、第１昇圧回路１０に、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊に従った電力を出力させる。
第１昇圧回路１０が出力した電力は、第４加算器６４によって直流入力電圧検出値Ｖｇ.１で減算された上で直流リアクトル１５に与えられ、新たな第１昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１としてフィードバックされる。そして、第３加算器６２によって昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ.１＊と第１昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１との間の差分が再度演算され、上記同様、この差分に基づいて第１昇圧回路１０が制御される。
【００７８】
以上のようにして、第１昇圧回路１０は、昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ.１＊と、第１昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１とによって、フィードバック制御される（ステップＳ８）。
【００７９】
また、第２演算部６１は、昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ.２＊を第５加算器７２に与える。
第２昇圧回路４１は、この昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ.２＊によって、フィードバック制御される。
【００８０】
第５加算器７２には、昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ.２＊の他、現状の第２昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.２が与えられる。
第５加算器７２は、昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ.２＊と、現状の第２昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.２との差分を演算し、その演算結果を補償器７３に与える。
【００８１】
補償器７３は、上記差分が与えられると、比例係数等に基づいて、この差分を収束させ第２昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.２を昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ.２＊とし得る第２昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ２＃を求める。補償器７３は、この第２昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ２＃を第２昇圧回路制御部３５に与えることで、第２昇圧回路４１に、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊に従った電力を出力させる。
【００８２】
このようにして、第２昇圧回路４１は、昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ.２＊と、第２昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.２とによって、第１昇圧回路１０と同様、フィードバック制御される（ステップＳ８）。
【００８３】
上記ステップＳ８の後、制御処理部３０は、上記式（１）に基づいて、現状の入力電力平均値〈Ｐｉｎ.ｉ〉を求める（ステップＳ９）。
【００８４】
制御処理部３０は、前回演算時の入力電力平均値〈Ｐｉｎ.ｉ〉と比較して、入力電力平均値〈Ｐｉｎ.ｉ〉が最大値となるように（最大電力点に追従するように）、直流入力電流目標値Ｉｇ.ｉ＊を設定する。
【００８５】
以上によって、制御処理部３０は、第１アレイ２、及び第２アレイに対するＭＰＰＴ制御を行いつつ、両昇圧回路１０，４１及びインバータ回路１１を制御する。
【００８６】
図８は、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の一例を示す図である。図中、縦軸は電圧、横軸は時間を示している。破線は、商用電力系統３の電圧波形を示しており、実線は、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の波形を示している。
インバータ装置１は、図７のフローチャートに従った制御によって、図８に示すインバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊を電圧目標値として電力を出力する。
よって、インバータ装置１は、図８に示すインバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の波形に従った電圧の電力を出力する。
【００８７】
図に示すように、両波は、電圧値及び周波数は互いにほぼ同じであるが、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の位相の方が、商用電力系統３の電圧位相に対して数度進相している。
【００８８】
本実施形態の制御処理部３０は、上述のように、昇圧回路１０及びインバータ回路１１のフィードバック制御を実行する中で、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の位相を、商用電力系統３の電圧位相に対して約３度進相させている。
インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の位相を商用電力系統３の電圧位相に対して進相させる角度は、数度であればよく、後述するように、商用電力系統３の電圧波形との間で差分を求めたときに得られる電圧波形が、商用電力系統３の電圧波形に対して９０度進んだ位相となる範囲で設定される。例えば、０度より大きくかつ１０度より小さい値の範囲で設定される。
【００８９】
《３  昇圧回路の電圧目標値について》
本実施形態において、第２昇圧回路４１に接続されている第２アレイ４０は、上述したように、第１アレイ２が出力する電力の電圧よりも小さい電圧で電力を出力する構成とされている。
【００９０】
その一方、上記式（６），（７）、及び図７中のステップＳ６に示すように、両昇圧回路１０，４１が出力する電力の電圧目標値である昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊は、以下のように設定される。
すなわち、第１アレイ２による第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１と、第２アレイ４０による第２直流入力電圧検出値Ｖｇ.２とが比較され、より高い電圧である第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１が選択される（上記式（７））。
次いで、選択された第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１と、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値とを比較してより高い方の値を採用することで、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊を求めるように構成されている。
【００９１】
図９は、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊の求め方を示した模式図であり、図９（ａ）は、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊と、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１との比較を表した図である。図中、縦軸は電圧、横軸は時間を示している。
制御処理部３０は、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１と、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値とを比較してより高い方の値を採用するので、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊は、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値の内、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１以上の部分については、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊に倣い、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１以下の部分については、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１に倣うような波形となる。
【００９２】
図９（ｂ）は、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊の波形を示す図である。昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊は、図に示すように、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１以上の部分については、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値に倣った波形とされ、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊が第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１以下の部分については、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１に倣う波形とされている。
従って、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊は、図に示すように、最低電圧値が第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１であるので、第２直流入力電圧検出値Ｖｇ.２よりもその電圧は常に大きくなり、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１を下回ることを防止できる。
つまり、第２昇圧回路４１は、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊に従った電圧の電力を出力するために常に昇圧を行う。
【００９３】
例えば、第２昇圧回路４１が出力する電力を、第２直流入力電圧検出値Ｖｇ.２を基準に昇圧したとすると、第２昇圧回路４１が出力する電力は、図９（ｃ）中、範囲Ｋにおいて、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１よりも電圧値が低くなり、第１アレイ２からのみ電力供給されたときに、第２アレイ４０からの電力供給が得られなくなる。このため、両アレイ２，４０全体としての電源効率を低下させるおそれが生じる。
【００９４】
この点、本実施形態では、図９（ｃ）に示したように、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊が、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１以下となる範囲Ｋにおいて、第２昇圧回路４１から出力される電力の電圧値が、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１とほぼ一致するように第２昇圧回路４１を制御するので、第２昇圧回路４１から出力される電力の最低電圧値を、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１とほぼ一致させることができる。
【００９５】
これにより、第２昇圧回路４１から出力される電力の電圧値が、第１昇圧回路１０が出力する電力の電圧値よりも大きく下回ることを防止できる。この結果、第２昇圧回路４１を通じた第２アレイ４０からの電力供給が得られなくなるような期間Ｋが生じるのを防止することができ、電源効率の低下を抑制することができる。
【００９６】
また、本実施形態では、各昇圧回路それぞれの電流目標値である昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ.ｉ＊を求めるために、上記式（８）に示したように、インバータ回路１１が出力する交流電力の電力値に、各昇圧回路１０，４１の電力を合計した電力値合計に対する各昇圧回路１０，４１ごとの電力値の割合を乗算して得たので、各昇圧回路１０，４１それぞれの電流目標値を好適に得ることができる。その結果、第２昇圧回路４１から出力される電力の最低電圧値を、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１とほぼ一致する。
【００９７】
第１昇圧回路１０を昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ.１＊に基づいて制御すると、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊が第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１よりも低い期間では昇圧を停止し、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊が、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１よりも高い期間では昇圧が行われる。
【００９８】
なお、第２昇圧回路４１から出力される電力の電圧値（第２直流入力電圧検出値Ｖｇ.２）と、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１とが、ほぼ一致する状態とは、第１昇圧回路１０と、第２昇圧回路４１とから電力が供給されたときに、双方から電力供給が得られる程度に電圧が一致している状態をいう。
【００９９】
図１０は、直流入力電圧検出値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２、及び昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊の経時変化をシミュレーションにより求めた結果を、各目標値とともに示したグラフである。
図１０中、上段のグラフは、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊と系統電圧検出値Ｖａとの関係を示したグラフ、中段のグラフは、直流入力電圧値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２と、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊との関係を示したグラフ、下段のグラフは、昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ.１＊，Ｉｉｎ.２＊を示したグラフである。
【０１００】
図に示すように、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊は、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１以上の部分については、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値に倣った波形とされ、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊が第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１以下の部分については、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１に倣う波形となっていることが確認できる。
【０１０１】
《４  第１昇圧回路及びインバータ回路の制御について》
第１昇圧回路制御部３２（図３）は、第１昇圧回路１０のスイッチング素子Ｑｂ１を制御する。また、インバータ回路制御部３３は、インバータ回路１１のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御する。
【０１０２】
第１昇圧回路制御部３２及びインバータ回路制御部３３は、それぞれ第１昇圧回路用搬送波及びインバータ回路用搬送波を生成し、これら搬送波を制御処理部３０から与えられる目標値である第１昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ１＃、及びインバータ電圧参照値Ｖｉｎｖ＃で変調し、各スイッチング素子を駆動するための駆動波形を生成する。
第１昇圧回路制御部３２及びインバータ回路制御部３３は、上記駆動波形に基づいて各スイッチング素子を制御することで、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の波形に近似した電圧波形の交流電力を第１昇圧回路１０及びインバータ回路１１に出力させる。
【０１０３】
図１１（ａ）は、第１昇圧回路用搬送波と、第１昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ１＃の波形とを比較したグラフである。図中、縦軸は電圧、横軸は時間を示している。なお、図１１（ａ）では、理解容易とするために、第１昇圧回路用搬送波の波長を実際よりも長くして示している。
第１昇圧回路制御部３２が生成する昇圧回路用搬送波は、極小値が「０」である三角波であり、振幅Ａ１が制御処理部３０から与えられる昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊とされている。
また、昇圧回路用搬送波の周波数は、制御処理部３０による制御命令によって、所定のディーティ比となるように、昇圧回路制御部３２によって設定される。
【０１０４】
なお、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊は、上述したように、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が、概ね第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１以上となる期間Ｗ１では、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値に倣い、それ以外の期間では第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１に倣うように変化している。よって、第１昇圧回路用搬送波の振幅Ａ１も昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊に応じて変化している。
【０１０５】
なお、本実施形態では、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１が、２５０ボルトであり、商用電力系統３の電圧振幅が２８８ボルトであるとする。
【０１０６】
第１昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ１＃の波形（以下、第１昇圧回路用参照波Ｖｂｃ１＃ともいう）は、制御処理部３０が昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ.１＊に基づいて求める値であり、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１よりも大きな期間Ｗ１において、正の値となっている。第１昇圧回路用参照波Ｖｂｃ１＃は、期間Ｗ１では、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊が成す波形状と近似するような波形となっており、第１昇圧回路用搬送波に対して交差している。
【０１０７】
第１昇圧回路制御部３２は、第１昇圧回路用搬送波と第１昇圧回路用参照波Ｖｂｃ１＃とを比較し、直流リアクトル１５の両端電圧の目標値である第１昇圧回路用参照波Ｖｂｃ１＃が第１昇圧回路用搬送波以上となる部分でオン、搬送波以下となる部分でオフとなるように、スイッチング素子Ｑｂ１を駆動するための駆動波形を生成する。
【０１０８】
図１１（ｂ）は、第１昇圧回路制御部３２が生成したスイッチング素子Ｑｂ１を駆動するための駆動波形である。図中、縦軸は電圧、横軸は時間である。横軸は、図１１（ａ）の横軸と一致するように示している。
この駆動波形は、スイッチング素子Ｑｂ１のスイッチング動作を示しており、スイッチング素子Ｑｂ１に与えることで、当該駆動波形に従ったスイッチング動作を実行させることができる。駆動波形は、電圧が０ボルトでスイッチング素子のスイッチをオフ、電圧がプラス電圧でスイッチング素子のスイッチをオンとする制御命令を構成している。
【０１０９】
第１昇圧回路制御部３２は、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の電圧値の絶対値が第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１以上となる範囲Ｗ１でスイッチング動作が行われるように駆動波形を生成する。よって、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１以下の範囲では、スイッチング動作を停止させるようにスイッチング素子Ｑｂ１を制御する。
また、各パルス幅は、三角波である第１昇圧回路用搬送波の切片によって定まる。よって、電圧が高い部分ほどパルス幅が大きくなっている。
【０１１０】
以上のようにして、第１昇圧回路制御部３２は、第１昇圧回路用搬送波を第１昇圧回路用参照波Ｖｂｃ１＃で変調し、スイッチングのためのパルス幅を表した駆動波形を生成する。第１昇圧回路制御部３２は、生成した駆動波形に基づいて第１昇圧回路１０のスイッチング素子Ｑｂ１をＰＷＭ制御する。
【０１１１】
ダイオード１６に並列にダイオードの順方向に導通するスイッチング素子Ｑｂｕを設置する場合、スイッチング素子Ｑｂｕは、スイッチング素子Ｑｂの駆動波形と反転した駆動波形を用いる。ただし、スイッチング素子Ｑｂとスイッチング素子Ｑｂｕが同時に導通することを防ぐため、スイッチング素子Ｑｂｕの駆動パルスがオフからオンに移行するときに1マイクロ秒程度のデッドタイムを設ける。
【０１１２】
図１２（ａ）は、インバータ回路用搬送波と、インバータ電圧参照値Ｖｉｎｖ＃の波形とを比較したグラフである。図中、縦軸は電圧、横軸は時間を示している。なお、図１２（ａ）においても、理解容易とするために、インバータ回路用搬送波の波長を実際よりも長くして示している。
【０１１３】
インバータ回路制御部３３が生成するインバータ回路用搬送波は、振幅中央が０ボルトの三角波であり、その片側振幅が、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊（コンデンサ２３の電圧目標値）に設定されている。よって、インバータ回路用搬送波の振幅Ａ２は、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ．１の２倍（５００ボルト）の期間と、商用電力系統３の電圧の２倍（最大５７６ボルト）の期間とを有している。
また、周波数は、制御処理部３０による制御命令等によって、所定のデューティ比となるように、インバータ回路制御部３３によって設定される。
【０１１４】
なお、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊は、上述したように、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が、概ね第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１以上となる期間Ｗ１では、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値に倣い、それ以外の期間である期間Ｗ２では第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１に倣うように変化している。よって、インバータ回路用搬送波の振幅Ａ２も昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊に応じて変化している。
【０１１５】
インバータ電圧参照値Ｖｉｎｖ＃の波形（以下、インバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃ともいう）は、制御処理部３０がインバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊に基づいて求める値であり、概ね商用電力系統３の電圧振幅（２８８ボルト）と同じに設定されている。よって、インバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃は、電圧値が−Ｖｇ.１〜＋Ｖｇ.１の範囲の部分で、インバータ回路用搬送波に対して交差している。
【０１１６】
インバータ回路制御部３３は、インバータ回路用搬送波とインバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃とを比較し、インバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃がインバータ回路用搬送波以上となる部分でオン、搬送波以下となる部分でオフとなるように、スイッチング素子Ｑ１〜４を駆動するための駆動波形を生成する。
【０１１７】
図１２（ｂ）は、インバータ回路制御部３３が生成したスイッチング素子Ｑ１を駆動するための駆動波形である。図中、縦軸は電圧、横軸は時間である。横軸は、図１２（ａ）の横軸と一致するように示している。
インバータ回路制御部３３は、インバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃の電圧が−Ｖｇ.１〜＋Ｖｇ.１の範囲Ｗ２でスイッチング動作が行われるように駆動波形を生成する。よって、それ以外の範囲では、スイッチング動作を停止させるようにスイッチング素子Ｑ１を制御する。
【０１１８】
図１２（ｃ）は、インバータ回路制御部３３が生成したスイッチング素子Ｑ３を駆動するための駆動波形である。図中、縦軸は電圧、横軸は時間である。
インバータ回路制御部３３は、スイッチング素子Ｑ３については、図中破線で示しているインバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃の反転波と、搬送波とを比較して駆動波形を生成する。
この場合も、インバータ回路制御部３３は、インバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃（の反転波）の電圧が、−Ｖｇ.１〜＋Ｖｇ.１の範囲Ｗ２でスイッチング動作が行われるように駆動波形を生成する。よって、それ以外の範囲では、スイッチング動作を停止させるようにスイッチング素子Ｑ３を制御する。
【０１１９】
なお、インバータ回路制御部３３は、スイッチング素子Ｑ２の駆動波形については、スイッチング素子Ｑ１の駆動波形を反転させたものを生成し、スイッチング素子Ｑ４の駆動波形については、スイッチング素子Ｑ３の駆動波形を反転させたものを生成する。
【０１２０】
以上のように、インバータ回路制御部３３は、インバータ回路用搬送波をインバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃で変調し、スイッチングのためのパルス幅を表した駆動波形を生成する。インバータ回路制御部３３は、生成した駆動波形に基づいてインバータ回路１１のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をＰＷＭ制御する。
【０１２１】
本実施形態の第１昇圧回路制御部３２は、直流リアクトル１５に流れる電流が昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ.１＊に一致するように電力を出力させる。この結果、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が、概ね第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１以上となる期間Ｗ１（図１１）で第１昇圧回路１０にスイッチング動作を行わせる。第１昇圧回路１０は、期間Ｗ１で第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１以上の電圧をインバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値に近似するように電力を出力する。一方、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が概ね第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１以下の期間では、昇圧回路制御部３２は、昇圧回路１０のスイッチング動作を停止させる。よって、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１以下の範囲では、第１昇圧回路１０は、第１アレイ２が出力する直流電力について昇圧を行うことなくインバータ回路１１に出力する。
【０１２２】
また、本実施形態のインバータ回路制御部３３は、交流リアクトル２２に流れる電流が、インバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊に一致するように電力を出力させる。この結果、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊が概ね−Ｖｇ.１〜＋Ｖｇ.１の範囲Ｗ２（図１２）でインバータ回路１１にスイッチング動作を行わせる。つまり、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の電圧の絶対値が第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１以下の期間でインバータ回路１１にスイッチング動作を行わせる。
よって、インバータ回路１１は、第１昇圧回路１０がスイッチング動作を停止している間、スイッチング動作を行い、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊に近似する交流電圧を出力する。
一方、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の電圧が概ね−Ｖｇ.１〜＋Ｖｇ.１の期間Ｗ２以外の期間では、インバータ回路制御部３３は、インバータ回路１１のスイッチング動作を停止させる。この間、インバータ回路１１には、第１昇圧回路１０により昇圧された電力が与えられる。よって、スイッチング動作を停止しているインバータ回路１１は、第１昇圧回路１０から与えられる電力を降圧することなく出力する。
【０１２３】
つまり、本実施形態のインバータ装置１は、第１昇圧回路１０とインバータ回路１１とを交互に切り替わるようにスイッチング動作させ、それぞれが出力する電力を重ね合わせることで、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊に近似した電圧波形の交流電力を出力する。
【０１２４】
以上のように、本実施形態では、インバータ装置１が出力する交流電力の内、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１よりも高い部分の電圧を出力する際には第１昇圧回路１０を動作させ、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１よりも低い部分の電圧を出力する際にはインバータ回路１１を動作させるように制御される。よって、インバータ回路１１が、第１昇圧回路１０によって昇圧された電力を降圧することがないので、電圧を降圧する際の電位差を低く抑えることができるため、昇圧回路のスイッチングによる損失を低減し、より高効率で交流電力を出力することができる。
さらに、第１昇圧回路１０及びインバータ回路１１は、共に制御部１２が設定したインバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊に基づいてインバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊を演算するため、交互に切り替わるように出力される昇圧回路の電力と、インバータ回路の電力との間で、ずれや歪が生じるのを抑制することができる。
【０１２５】
なお、制御処理部３０の第１昇圧回路制御部３２は、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１よりもわずかに低い電圧値まで第１昇圧回路１０を動作させ、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１よりもわずかに低い電圧値以下となるときに、スイッチング動作を停止させるように制御してもよい。
この場合、第１昇圧回路１０が出力する電力と、インバータ回路１１が出力する電力とが重畳する部分を積極的に設けることで、第１昇圧回路１０と、インバータ回路１１とが切り替わる部分における電流波形を滑らかに繋げることができる。
ここで、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１よりもわずかに低い電圧値とは、第１昇圧回路１０が出力する電流波形とインバータ回路１１が出力する電流波形とを滑らかに繋げ得るために設定される電圧値であって、両電流波形を滑らかに繋げるのに必要なだけ第１昇圧回路１０の出力と、インバータ回路１１の出力とが重畳するように第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１よりも低く設定された電圧値をいう。
【０１２６】
図１３は、参照波、及び各スイッチング素子Ｑｂ１、Ｑ１〜Ｑ４の駆動波形の一例を示した図である。
図１３において、最上段から順に、インバータ回路の参照波Ｖｉｎｖ＃及び搬送波、スイッチング素子Ｑ１の駆動波形、第１昇圧回路の参照波Ｖｂｃ１＃及び搬送波、スイッチング素子Ｑｂの駆動波形、及びインバータ装置１が出力する交流電力の電流波形の目標値及び実測値を示すグラフを表している。これら各グラフの横軸は、時間を示しており、互いに一致するように示している。
【０１２７】
図に示すように、出力電流の実測値Ｉａは目標値Ｉａ＊と一致するように制御されていることが判る。
また、第１昇圧回路１０のスイッチング素子Ｑｂ１のスイッチング動作の期間と、インバータ回路１１のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング動作の期間とは、互いに交互に切り替わるように制御されていることが判る。
【０１２８】
《５  第２昇圧回路の制御について》
第２昇圧回路制御部３５（図３）は、第２昇圧回路４１のスイッチング素子Ｑｂ２を制御する。
【０１２９】
第２昇圧回路制御部３５は、第２昇圧回路用搬送波を生成し、この搬送波を制御処理部３０から与えられる第２昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ２＃で変調し、スイッチング素子Ｑｂ２を駆動するための駆動波形を生成する。
第２昇圧回路制御部３５、及びインバータ回路制御部３３は、上記駆動波形に基づいて各スイッチング素子を制御することで、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の波形に近似した電圧波形の交流電力をインバータ回路１１に出力させる。
【０１３０】
図１４（ａ）は、第２昇圧回路用搬送波と、第２昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ２＃の波形とを比較したグラフである。図中、縦軸は電圧、横軸は時間を示している。
【０１３１】
第２昇圧回路制御部３５が生成する第２昇圧回路用搬送波は三角波であり、その振幅が昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊の電圧振幅の幅と同じ値（振幅Ａ１）に設定されている。周波数は、制御処理部３０による制御命令等によって、所定のデューティ比となるように、第２昇圧回路制御部３５によって設定される。
なお、本実施形態では、第２直流入力電圧検出値Ｖｇ.２が、１５０ボルトであるとする。
【０１３２】
昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊は、上述したように、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が、概ね第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１以上となる期間では、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値に倣い、それ以外の期間では第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１に倣うように変化している。よって、第２昇圧回路用搬送波の振幅も昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊に応じて変化している。
【０１３３】
第２昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ２＃の波形（以下、第２昇圧回路用参照波Ｖｂｃ２＃ともいう）は、制御処理部３０が昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ.２＊に基づいて求める値であり、第１昇圧回路用参照波Ｖｂｃ１＃と異なり、全域に亘ってほぼ正の値となっている。よって、第２昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ２＃は、第２昇圧回路用搬送波のほぼ全域に亘って交差している。
【０１３４】
第２昇圧回路制御部３５は、第２昇圧回路用搬送波と第２昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ２＃とを比較し、第２昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ２＃が第２昇圧回路用搬送波以上となる部分でオン、第２昇圧回路用搬送波以下となる部分でオフとなるように、スイッチング素子Ｑｂ２を駆動するための駆動波形を生成する。
【０１３５】
図１４（ｂ）は、第２昇圧回路制御部３５が生成したスイッチング素子Ｑｂ２を駆動するための駆動波形である。図中、縦軸は電圧、横軸は時間である。横軸は、図１４（ａ）の横軸と一致するように示している。
第２昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ２＃は、上述のように、全域に亘って第２昇圧回路用搬送波に交差している。よって、第２昇圧回路制御部３５は、全域に亘ってスイッチング素子Ｑｂ２によるスイッチング動作が行われるように駆動波形を生成する。
【０１３６】
以上のようにして、第２昇圧回路制御部３５は、第２昇圧回路用搬送波を第２昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ２＃で変調し、スイッチングのためのパルス幅を表した駆動波形を生成する。第２昇圧回路制御部３５は、生成した駆動波形に基づいて第２昇圧回路４１のスイッチング素子Ｑｂ２をＰＷＭ制御する。
【０１３７】
上記駆動波形に基づいた制御によって第２昇圧回路４１は、第２昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ．２＊に近似した電流波形を出力する。これによって、第２昇圧回路４１から出力される電力の最低電圧値が、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１とほぼ一致するので（図９（ｂ）参照）、第２昇圧回路４１から出力される電力の電圧値が、第１昇圧回路１０が出力する電力の電圧値よりも大きく下回ることを防止できる。この結果、第２昇圧回路４１を通じた第２アレイ４０からの電力供給が得られなくなる期間が生じるのを防止することができ、電源効率の低下を抑制することができる。
【０１３８】
第２昇圧回路４１がインバータ回路１１に与える電力の電圧は、第１昇圧回路１０がインバータ回路１１に与える電力（第１昇圧回路１０が昇圧した電力、及び第１アレイ２が出力する直流電力）の電圧とほぼ一致する。よって、第２昇圧回路４１がインバータ回路１１に与える電力は、第１昇圧回路１０がインバータ回路１１に与える電力に重畳されて、インバータ回路１１に与えられる。
【０１３９】
インバータ回路１１は、両昇圧回路１０，４１から与えられた電力によって、上述したように、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊に近似した電圧波形の交流電力を出力する。
【０１４０】
《６  出力される交流電力の電流位相について》
本実施形態の両昇圧回路１０，４１及びインバータ回路１１は、制御部１２による制御によって、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊に近似した電圧波形の交流電力を、その後段に接続されたフィルタ回路２１に出力する。インバータ装置１は、フィルタ回路２１を介して商用電力系統３に交流電力を出力する。
【０１４１】
ここで、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊は、上述したように、制御処理部３０によって商用電力系統３の電圧位相に対して数度進相した電圧位相として生成される。
従って、両昇圧回路１０，４１及びインバータ回路１１が出力する交流電圧も、商用電力系統３の電圧位相に対して数度進相した電圧位相とされる。
【０１４２】
すると、フィルタ回路２１の交流リアクトル２２（図２）の両端には、一方が両昇圧回路１０，４１及びインバータ回路１１の交流電圧、他方が商用電力系統３と、互いに数度電圧位相がずれた電圧がかかることなる。
【０１４３】
図１５（ａ）は、インバータ回路１１から出力された交流電圧、商用電力系統３、及び交流リアクトル２２の両端電圧、それぞれの電圧波形を示したグラフである。図中、縦軸は電圧、横軸は時間を示している。
図に示すように、交流リアクトル２２の両端が互いに数度電圧位相がずれた電圧がかかると、交流リアクトル２２の両端電圧は、交流リアクトル２２の両端にかかる互いに数度電圧位相がずれた電圧同士の差分となる。
【０１４４】
よって、図に示すように、交流リアクトル２２の両端電圧の位相は、商用電力系統３の電圧位相に対して９０度進んだ位相となる。
【０１４５】
図１５（ｂ）は、交流リアクトル２２に流れる電流波形を示したグラフである。図中、縦軸は電流、横軸は時間を示している。横軸は、図１５（ａ）の横軸と一致するように示している。
交流リアクトル２２の電流位相は、その電圧位相に対して９０度遅延する。よって、図に示すように、交流リアクトル２２を通して出力される交流電力の電流位相は、商用電力系統３の電流位相に対して同期することとなる。
【０１４６】
従って、インバータ回路１１が出力する電圧位相は、商用電力系統３に対して数度進相しているが、電流位相は、商用電力系統３の電流位相に対して一致する。
よって、インバータ装置１が出力する交流電力の電流波形は、商用電力系統３の電圧位相と一致したものとなる。
【０１４７】
この結果、商用電力系統３の電圧と同位相の交流電力を出力することができる。
【０１４８】
《７  その他》
なお、上記実施形態では、第１アレイ２及び第２アレイ４０の２つの太陽電池アレイをインバータ回路１１に対して並列に接続した場合を例示したが、例えば、より多数の太陽電池アレイ及び太陽電池アレイが接続される昇圧回路を接続してもよい。この場合、接続した多数の太陽電池アレイの内、出力電力の電圧値の最も高い太陽電池アレイを、上記実施形態の第１アレイ２とし、他のアレイを上記実施形態の第２アレイ４０とすることができる。
この場合においても、電圧値の最も高い太陽電池アレイにおける最適動作点の電圧値を第１入力電圧設定値Ｖｓｅｔ１とし、他の太陽電池アレイから出力される電力の最低電圧値が第１入力電圧設定値Ｖｓｅｔ１とほぼ一致するように他の太陽電池アレイを制御する。
【０１４９】
この場合も、多数の太陽電池アレイからの電力供給が得られなくなる期間が生じるのを防止でき、当該インバータ装置１の効率低下を抑制することができる。
【０１５０】
また、上記実施形態ではインバータ回路、第１昇圧回路および第２昇圧回路の搬送波の振幅を昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊としたが、コンデンサ１９の両端電圧を検出するための電圧センサを設置して昇圧回路電圧検出値Ｖｏを得、これを用いて制御を行うこともできる。
この場合、搬送波の振幅として昇圧回路電圧検出値Ｖｏを用いることができる。これによって、系統電圧または直流電源の出力電圧が変動したときにも、より歪みの少ない交流電流を出力することができる。
【０１５１】
《８  全体構成のバリエーションを考慮した制御について》
《８．１  単一の直流電源》
上記インバータ装置１は、複数の太陽電池アレイ２，４０の出力に基づいて商用電力系統３への系統連系を行う装置として説明したが、太陽電池アレイは、単一系統のみであってもよい。上述の各式は、「.ｉ」を省略して考えることにより、単一系統の太陽電池アレイの出力に基づいて商用電力系統３への系統連系を行うインバータ装置１の制御における各式となる。
【０１５２】
式（１）に関しては、
入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉＝〈Ｉｉｎ×Ｖｇ〉  ・・・（１ｓ）
となる。Ｐｉｎは入力電力、Ｉｉｎは昇圧回路電流検出値、Ｖｇは直流入力電圧検出値である。
式（２）は、
〈Ｉａ＊〉＝〈Ｉｇ＊×Ｖｇ〉／〈Ｖａ〉  ・・・（２ｓ）
となる。Ｉａ＊は出力電流目標値、Ｉｇ＊は直流入力電流目標値である。
【０１５３】
式（３）〜（６）については変わらず、同一式を（３ｓ）〜（６ｓ）として再掲すると以下の通りである。
出力電流目標値Ｉａ＊＝（２１／２）×〈Ｉａ＊〉×ｓｉｎωｔ  ・・・（３ｓ）
インバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊＝Ｉａ＊＋ｓ ＣａＶａ      ・・・（４ｓ）
インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊＝Ｖａ＋ｓ ＬａＩｉｎｖ＊
・・・（５ｓ）
昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊＝Ｍａｘ（Ｖｇ，Ｖｉｎｖ＊の絶対値）
・・・（６ｓ）
また、Ｖｇの値は１つであるから、式（７）の考慮は不要となる。
【０１５４】
式（８）に関しては、
昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ＊＝
（（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊）＋（ｓ ＣｏＶｏ＊）×Ｖｏ＊）／Ｖｇ
・・・（８ｓ）
となる。また、式（９）に関しては、
昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ＊＝（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊）／Ｖｇ
・・・（９ｓ）
となる。
【０１５５】
上記の式（１ｓ）〜（９ｓ）で表される制御を行うインバータ装置では、昇圧回路とインバータ回路とが、それぞれに、必要最低限の回数で高周波スイッチングを行う（最小スイッチング制御）。また、インバータ回路は、交流電圧の絶対値のピーク及びその近傍を避けて動作し、昇圧回路は交流電圧のゼロクロスとその近傍を避けて動作することになるので、高周波スイッチングを行う際に、半導体素子やリアクトルに印加される電圧が相対的に低くなる。このことも、半導体素子のスイッチング損失及びリアクトルの鉄損の低減に寄与する。こうして、インバータ装置全体としての損失を低減することができる。
【０１５６】
なお、上記最小スイッチング制御となるために、理想的にはインバータ回路と昇圧回路とで、交互に高周波スイッチングを行い、高周波スイッチングの時期が重ならないことが好ましいが、実際には若干の重なりが生じても、それぞれの停止期間があれば、損失は低減され、高効率化に寄与する。
また、後述するように、意図的に、同じ時期にスイッチングを行う場合もある。
【０１５７】
《８.２  逆方向への変換》
以上の説明では、直流電源としての太陽電池アレイ（２，４０）から商用電力系統３への「上り方向」の電力変換に関して述べたが、太陽電池アレイに代えて蓄電池を用いることもできる。その場合には、（ａ）蓄電池から需要家内の交流負荷に給電すること、及び、（ｂ）交流系統の電力により蓄電池を充電すること、のいずれも可能となる。（ａ）は、系統連系と同じ制御となる。但し、電力の逆潮流（売電）は行わない。（ｂ）は、制御の符号を変えることで、同様の制御により、効率よく行うことができる。蓄電池を充電する場合は、図２におけるインバータ回路１１は交流リアクトル２２と協働して昇圧回路となり、昇圧回路（例えば１０）は逆に、降圧回路となる。但し、降圧を行うにはダイオード１６に代えてスイッチング素子を使用することが必要となる。スイッチング素子は、制御部１２によって制御される。
【０１５８】
すなわち、上り方向を想定したインバータ装置（昇圧回路、インバータ回路）について、蓄電池を充電する下り方向をも考慮すると、各部の名称は以下のように置き換えて考えることができる。
インバータ装置（１）  →  電力変換装置（１）
昇圧回路（１０，４１）  →  ＤＣ／ＤＣコンバータ（１０，４１）
インバータ回路（１１）  →  ＤＣ／ＡＣコンバータ（１１）
【０１５９】
下り方向（蓄電池の充電）における電力変換装置１の制御についての諸量は、以下のようになる。
Ｉａ＊：商用電力系統３からの入力電流目標値
Ｉｉｎ：ＤＣ／ＤＣコンバータの電流検出値
Ｉｉｎ＊：ＤＣ／ＤＣコンバータの電流目標値
Ｉｉｎｖ＊：ＤＣ／ＡＣコンバータへの交流入力電流目標値
Ｉｇ＊：蓄電池への直流入力電流目標値
Ｖａ：系統電圧検出値
Ｖｇ：蓄電池電圧値
Ｖｉｎｖ＊：ＤＣ／ＡＣコンバータへの交流入力電圧目標値
Ｖｏ＊：ＤＣ／ＤＣコンバータへの入力電圧目標値
Ｐｉｎ：蓄電池への入力電力
【０１６０】
従って、前述の式（１ｓ）〜（６ｓ）、（８ｓ）と対応した以下の関係が適用できる。
式（１ｓ）と対応する、蓄電池への入力電力Ｐｉｎの平均値〈Ｐｉｎ〉は、
〈Ｐｉｎ〉＝〈Ｉｉｎ×Ｖｇ〉  ・・・（１ｒ）
である。
式（２ｓ）に対応する商用電力系統３からの入力電流目標値の平均値〈Ｉａ＊〉は、
〈Ｉａ＊〉＝〈Ｉｇ＊×Ｖｇ〉／〈Ｖａ〉  ・・・（２ｒ）
である。
式（３ｓ）に対応する入力電流目標値Ｉａ＊は、
Ｉａ＊＝（２１／２）×〈Ｉａ＊〉×ｓｉｎωｔ  ・・・（３ｒ）
である。
【０１６１】
式（４ｓ）に対応する交流入力電流目標値Ｉｉｎｖ＊は、
Ｉｉｎｖ＊＝Ｉａ＊ − ｓ ＣａＶａ  ・・・（４ｒ）
である。
式（５ｓ）に対応する交流入力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊は、
Ｖｉｎｖ＊＝Ｖａ−Ｚａ Ｉｉｎｖ＊  ・・・（５ｒ）
である。
式（６ｓ）に対応するＤＣ／ＤＣコンバータ１０の電圧目標値Ｖｏ＊は、
Ｖｏ＊＝Ｍａｘ（Ｖｇ，Ｖｉｎｖ＊の絶対値）  ・・・（６ｒ）
である。
【０１６２】
また、式（８ｓ）に対応する電流目標値Ｉｉｎ＊は、
Ｉｉｎ＊＝
｛（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊）−（ｓ Ｃｏ Ｖｏ＊）×Ｖｏ＊｝ ／Ｖｇ
・・・（８ｒ）
である。
さらに、式（９ｓ）に対応する電流目標値Ｉｉｎ＊は、
Ｉｉｎ＊＝（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊）／Ｖｇ  ・・・（９ｒ）
である。
【０１６３】
《８．３  太陽電池アレイと蓄電池との併用》
図１６は、２種類の直流電源２，４０と、交流系統３Ａとの間に、電力変換装置１が設けられたシステムの一例を示すブロック図である。図において、直流電源２は、太陽電池アレイである。直流電源４０は、充電可能な蓄電池である。電力変換装置１の内部構成は図２のインバータ装置１と概ね同様であるが、一部異なる。交流系統３Ａは、需要家内の分電盤３Ｄを介して商用電力系統３に接続されている。分電盤３Ｄには、需要家内で使用する負荷（家電等）３Ｌが接続されている。
【０１６４】
直流電源（太陽電池アレイ）２の出力は電力変換装置１を経て、交流系統３Ａへ系統連係し、電力供給するとともに、負荷３Ｌで使用しきれない余剰電力は売電することができる。また、直流電源（蓄電池）４０には、交流系統３Ａからの電力を電力変換装置１で変換して充電を行うことができる。直流電源（太陽電池アレイ）２の出力により、直流電源（蓄電池）４０を充電することもできる。直流電源（蓄電池）４０は、蓄積した電力を、負荷３Ｌに供給することができる。
【０１６５】
図１７は、図１６における電力変換装置１の回路図の一例である。図２との違いは、昇圧のみならず降圧も可能なＤＣ／ＤＣコンバータ４１において、ダイオード４３（図２）に代えてスイッチング素子Ｑｂ３を設けている点と、交流側を交流系統３Ａとして包括的に表している点とである。スイッチング素子Ｑｂ３は、制御部１２により、チョッパ制御される。その他の構成は図２と同一であるので、ここでは説明を省略する。
【０１６６】
《９  Ｖｏ＊の決定基準の拡張について》
次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の電圧目標値Ｖｏ＊の決定基準の拡張について説明する。
【０１６７】
《９．１  考察》
前述の最小スイッチング制御を有効に働かせるには、交流系統の交流電圧の絶対値のピーク値よりも、ＤＣバス２０に出力される電圧目標値Ｖｏ＊の方が低い状態とされる。ここで、Ｖｏ＊は、式（６）又は（６ｓ）によれば、直流入力電圧検出値Ｖｇと、ＤＣ／ＡＣコンバータ１１の電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値との、いずれか大きい方となる。電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が比較的小さい範囲では、直流入力電圧検出値Ｖｇが電圧目標値Ｖｏ＊となる。
【０１６８】
ここで、交流電圧を、定格２０２Ｖとすると、実際に生じ得る電圧は通常、電気事業法に規定するＡＣ１８２〜２２２Ｖの範囲内になる。これに対して、太陽電池アレイから取り出す直流電圧は、例えば定格２５０Ｖであるが、太陽光発電の状態によって大きく変動し、低い方では例えばＤＣ５０Ｖまで下がる。蓄電池の場合も、種類・メーカーによって広範囲な値となる。この直流電圧の低さが、最小スイッチング制御に与える影響について考察する。
【０１６９】
図１８は、交流電圧の電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値と、直流入力電圧検出値Ｖｇと、電圧目標値Ｖｏ＊との関係を示す波形図の一例である。
条件として、直流電源の数ｎは２、直流入力電圧検出値ＶｇすなわちＭａｘ（Ｖｇ.ｉ）の値は２００Ｖ、Ｖｉｎｖ＊の実効値は２０２Ｖ、周波数は６０Ｈｚ（周期約０．０１６７秒）である。平滑用のコンデンサ１９のキャパシタンスＣｏは１００μＦとする。
【０１７０】
図１９は、電圧目標値Ｖｏ＊（実線）、コンデンサ１９に流れる無効電流Ｉｃｏ（破線）及び無効電力（Ｉｃｏ×Ｖｏ＊）（一点鎖線）を表す波形図である。無効電力（Ｉｃｏ×Ｖｏ＊）は、２つあるＤＣ／ＤＣコンバータでシェアすることができ、均等に負担するとすれば、電圧が高い方の直流入力を変換するＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、Ｉｃｏ×Ｖｏ＊／ｎ／Ｖｇ.ｉの電流負担が必要となる。これは、前述の式（８ｂ）における、右辺の一部の、（Ｉｃｏ×Ｖｏ＊）×Ｉｇ.ｉ＊／Σ〈Ｉｇ.ｉ＊×Ｖｇ.ｉ〉において、Ｉｇ.ｉ均等とした場合の値である。
図２０は、この無効電流（Ｉｃｏ×Ｖｏ＊／ｎ／Ｖｇ.ｉ）を示す波形図である。
【０１７１】
図２１は、交流電圧の電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値と、直流入力電圧検出値Ｖｇと、電圧目標値Ｖｏ＊との関係を示す波形図の他の例である。
条件として、直流電源の数ｎは２、直流入力電圧検出値ＶｇすなわちＭａｘ（Ｖｇ.ｉ）の値は５０Ｖ、Ｖｉｎｖ＊の実効値は２０２Ｖ、周波数は６０Ｈｚ（周期約０．０１６７秒）である。平滑用のコンデンサ１９のキャパシタンスＣｏは１００μＦとする。
【０１７２】
図２２は、電圧目標値Ｖｏ＊（実線）、コンデンサ１９に流れる無効電流Ｉｃｏ（破線）及び無効電力（Ｉｃｏ×Ｖｏ＊）（一点鎖線）を表す波形図である。無効電力（Ｉｃｏ×Ｖｏ＊）は、２つあるＤＣ／ＤＣコンバータでシェアすることができ、均等に負担するとすれば、電圧が高い方の直流入力を変換するＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、Ｉｃｏ×Ｖｏ＊／ｎ／Ｖｇ.ｉの電流負担が必要となる。
図２３は、この無効電流（Ｉｃｏ×Ｖｏ＊／ｎ／Ｖｇ.ｉ）を示す波形図である。
【０１７３】
図２３を、図２０と比較すれば明らかなように、図２３の場合、電流負担が大きく、無効電流が期間内の大部分を占めて支配的になる。こうなると、本来精度よく行いたい有効電流の制御が難しくなる。
【０１７４】
《９．２  対策》
そこで、前述の式（６）、（６ｓ）、（６ｒ）を、以下のように変更する。
すなわち、ＤＣ／ＤＣコンバータの電圧目標値Ｖｏ＊は、
Ｖｏ＊＝Ｍａｘ（Ｖｇ，Ｖｉｎｖ＊の絶対値、Ｖｏ＿ｌｉｍｉｔ）
・・・（６ｘ）
とする。Ｖｇは、Ｍａｘ（Ｖｇ.ｉ）である。Ｖｏ＿ｌｉｍｉｔは、電圧目標値の下限値（一定値）として予め適切な値を与える。
【０１７５】
ここで、例えば、Ｖｏ＿ｌｉｍｉｔの値を２００［Ｖ］とする。
Ｖｏ＿ｌｉｍｉｔの値の決め方としては、例えば、無効電力の発生期間が、交流１／２サイクルのさらに半分の、１／４サイクル（π／２［ｒａｄ］）以下になることが好ましいと考えられる。この場合、無効電力が０となる期間を交流（１／２）サイクルの半分以上確保できるので、無効電力の抑制効果が出やすい。
【０１７６】
すなわち、電圧２０２Ｖの場合、正弦波のピークの角度から±（π／４）の範囲で無効電力が発生するような閾値となる電圧は、
（２１／２）×２０２×ｓｉｎ（π／４）＝２０２
であるから、２０２Ｖ近傍の値として、２００Ｖが１つの好適な値であると解される。
【０１７７】
図２４は、交流電圧の電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値と、直流入力電圧検出値Ｖｇと、電圧目標値Ｖｏ＊との関係を示す波形図の一例である。電圧目標値Ｖｏ＊は、上記の式（６ｘ）に基づいて決定される。従って、Ｖｉｎｖ＊の絶対値がＶｏ＿ｌｉｍｉｔ以下になる期間は、Ｖｏ＊は、Ｖｇの値ではなく、電圧下限値のＶｏ＿ｌｉｍｉｔの値をとる。
【０１７８】
図２５の（ａ）は、図２４の電圧目標値Ｖｏ＊を採用した場合の、電圧目標値Ｖｏ＊（実線）、コンデンサ１９に流れる無効電流Ｉｃｏ（破線）及び無効電力（Ｉｃｏ×Ｖｏ＊）（一点鎖線）を表す波形図である。
図２５の（ｂ）は、電流（Ｉｃｏ×Ｖｏ＊／ｎ／Ｖｇ.ｉ）を示す波形図である。（ｂ）の波形図において、ピーク値は比較的高く、図２３と差が無い。これは、無効電流の式（Ｉｃｏ×Ｖｏ＊／ｎ／Ｖｇ.ｉ）における分母のＶｇ.ｉが、図２３の場合と図２５の場合とで同じ５０Ｖだからである。
【０１７９】
一方、図２５の（ｂ）を図２３と比較すると明らかに、電流が０になる期間が増大している。すなわち、無効電流が流れる期間が短くなる。これにより、ＤＣバス２０に接続されたコンデンサ１９の両端の電圧変化による無効電力を、抑制することができる。その結果、本来行いたい有効電流の制御を、より精度良く行うことができる。
【０１８０】
図２６は、比較のために、Ｖｏ＊に下限値を与えない場合の、ＤＣ／ＤＣコンバータによるＭＰＰＴ制御の特性を表す図である。図中の「Ａ」は電圧−電流の関係を表し、「Ｂ」は電力を表している。図２６の（ａ）は、入力される電圧がＤＣ６５Ｖの場合であり、黒丸で示す電力点は、電力のピークに位置しているので、ＭＰＰＴ制御ができている。これに対して、（ｂ）は、入力される直流電圧がＤＣ６０Ｖの場合であり、黒丸で示す電力点は、電力のピークに位置していないので、ＭＰＰＴ制御ができていない。つまり、電圧目標値Ｖｏ＊に下限値を与えない場合には、電圧がＤＣ６０Ｖまで低下すると、ＭＰＰＴ制御ができない、という一例を示している。シミュレーションでは、ＭＰＰＴ効率（取り出した直流電力／発電可能な電力）が９０％を下回った。
【０１８１】
これに対して、図２７は、Ｖｏ＊に電圧下限値Ｖｏ＿ｌｉｍｉｔを与える場合の、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０によるＭＰＰＴ制御の特性を表す図である。図中の「Ａ」は電圧−電流の関係を表し、「Ｂ」は電力を表している。図２７の（ａ）は、入力される電圧がＤＣ６０Ｖの場合であり、黒丸で示す電力点は、電力のピークに位置しているので、ＭＰＰＴ制御ができている。さらに、（ｂ）は、入力される電圧がＤＣ５０Ｖの場合であり、黒丸で示す電力点は、電力のピークに位置しているので、ＭＰＰＴ制御ができている。つまり、電圧目標値Ｖｏ＊に下限値を与えた場合には、ＤＣ６０Ｖまで低下してもＭＰＰＴ制御ができており、さらに、ＤＣ５０Ｖまで低下してもＭＰＰＴ制御ができている。ＭＰＰＴ効率は、９８％以上に達する。
【０１８２】
なお、ＭＰＰＴ制御の他、蓄電池の場合は、直流電圧が例えば５０Ｖ程度まで下がったとしても、充放電制御の精度が向上する。
以上のように、Ｖｏ＊に下限値を持たせた場合には、入力される直流電圧が５０Ｖ程度まで下がったときでも、ＤＣバスに接続されたコンデンサの両端の電圧変化による無効電力を抑制することができる。その結果、ＭＰＰＴ制御等の、本来行いたい有効電流の制御を、より精度良く行うことができる。
【０１８３】
《まとめ》
上記の電力変換装置（インバータ装置）では、直流電源の直流電圧値（Ｖｇ）が直流電圧下限値（Ｖｏ＿ｌｉｍｉｔ）より大きいときは、直流電源の直流電圧値（Ｖｇ）及びＤＣ／ＡＣコンバータの交流側の電圧目標値（Ｖｉｎｖ＊）の絶対値のいずれか大きい方が、その時点での、ＤＣ／ＤＣコンバータの電圧目標値（Ｖｏ＊）となる。この場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びＤＣ／ＡＣコンバータは共に、交流のサイクル内でスイッチングに休止期間が生じる。
【０１８４】
一方、直流電源の直流電圧値（Ｖｇ）が直流電圧下限値（Ｖｏ＿ｌｉｍｉｔ）より小さいときは、直流電圧下限値（Ｖｏ＿ｌｉｍｉｔ）及びＤＣ／ＡＣコンバータの交流側の電圧目標値（Ｖｉｎｖ＊）の絶対値のいずれか大きい方が、その時点での、ＤＣ／ＤＣコンバータの電圧目標値（Ｖｏ＊）となる。従って、ＤＣ／ＤＣコンバータの電圧目標値（Ｖｏ＊）は、直流電圧下限値（Ｖｏ＿ｌｉｍｉｔ）と、ＤＣ／ＡＣコンバータの交流側の電圧目標値（Ｖｉｎｖ＊）の絶対値との、大きい方をとった波形となる。このことは、交流電圧のピーク値に対して直流電圧が低すぎる場合には、ＤＣ／ＤＣコンバータを休止させず、昇圧動作させて直流電圧下限値（Ｖｏ＿ｌｉｍｉｔ）まで上げることを意味する。これにより、ＤＣバスに接続されたコンデンサの両端の電圧変化による無効電力を抑制することができる。その結果、本来行いたい有効電流の制御を、より精度良く行うことができる。従って、基本的にスイッチング動作の休止期間を有する制御を行う電力変換装置において、交流電圧の実効値に比べてかなり低い直流電圧が入力される場合にも制御の精度低下を抑制することができる。
【０１８５】
また、直流電源及びＤＣ／ＤＣコンバータが複数組設けられている場合には、直流電源の直流電圧値が複数存在する。そこで、複数存在する直流電圧値のうちの最大値が、直流電圧下限値（Ｖｏ＿ｌｉｍｉｔ）と比較されるようにする。
この場合、無効電力を複数のＤＣ／ＤＣコンバータでシェアすることで、１個あたりのＤＣ／ＤＣコンバータの無効電力を低下させることができる。
【０１８６】
また、直流電圧下限値（Ｖｏ＿ｌｉｍｉｔ）は、図２５に示したように、無効電力が発生する期間を短縮して、無効電力が０となる期間を増大させるように選択される。
この場合、前述のように、無効電力のピーク値を抑制できなくても、０期間によって、無効電力を抑制できるので、有効電力の制御が、より容易になる。
【０１８７】
《補記》
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【０１８８】
１  インバータ装置、電力変換装置
２  第１太陽電池アレイ、第１アレイ
３  商用電力系統
３Ａ  交流系統
１０  第１昇圧回路、ＤＣ／ＤＣコンバータ
１１  インバータ回路、ＤＣ／ＡＣコンバータ
１２  制御部
１５  直流リアクトル
１６  ダイオード
１７  電圧センサ
１８  電流センサ
１９  コンデンサ
２０  ＤＣバス
２１  フィルタ回路
２２  交流リアクトル
２３  コンデンサ
２４  電流センサ
２５  電圧センサ
２６  コンデンサ
３０  制御処理部
３２  第１昇圧回路制御部
３３  インバータ回路制御部
３４  平均化処理部
３５  第２昇圧回路制御部
４０  第２太陽電池アレイ／第２アレイ
４１  第２昇圧回路、ＤＣ／ＤＣコンバータ
４２  直流リアクトル
４３  ダイオード
４４  電圧センサ
４５  電流センサ
４６  コンデンサ
５１  第１演算部
５２  第１加算器
５３  補償器
５４  第２加算器
６１  第２演算部
６２  第３加算器
６３  補償器
６４  第４加算器
７２  第５加算器
７３  補償器
７４  第６加算器
Ｑｂ１，Ｑｂ２，Ｑｂ３  スイッチング素子
Ｑ１〜Ｑ４  スイッチング素子
【図１】
0006601125.tif 000002
【図２】
0006601125.tif 000003
【図３】
0006601125.tif 000004
【図４】
0006601125.tif 000005
【図５】
0006601125.tif 000006
【図６】
0006601125.tif 000007
【図７】
0006601125.tif 000008
【図８】
0006601125.tif 000009
【図９】
0006601125.tif 000010
【図１０】
0006601125.tif 000011
【図１１】
0006601125.tif 000012
【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
0006601125.tif 000028