(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１スイッチングレッグおよび第２スイッチングレッグを有するフルブリッジ回路と、
前記フルブリッジ回路の入力に接続される第１平滑コンデンサと、
前記フルブリッジ回路の出力に接続される１次巻線と、２次巻線とを有するトランスと、
前記２次巻線の電流を整流する整流回路と、
前記整流回路の出力に接続される第２平滑コンデンサと、
前記フルブリッジ回路の出力と前記整流回路の入力との間に接続される、共振コンデンサおよび共振インダクタとを含む共振要素と、
前記第１スイッチングレッグを構成する第１上アームスイッチング素子および第１下アームスイッチング素子と、前記第２スイッチングレッグを構成する第２上アームスイッチング素子および第２下アームスイッチング素子の動作を制御する制御部と、
を備え、
前記フルブリッジ回路を介して直流電源から負荷に給電する共振形電源装置において、
前記制御部は、前記第２下アームスイッチング素子がターンオフした後に、共振インダクタの電流がトランスの励磁電流と概ね等しくなるタイミングで前記第１上アームスイッチング素子をターンオフして、前記第１上アームスイッチング素子のターンオフと前記第２下アームスイッチング素子のターンオフとの間に位相差を有するように前記フルブリッジ回路を制御し、前記フルブリッジ回路のスイッチング周波数の増加に従って、前記位相差を増加することを特徴とする共振形電源装置。
【請求項２】
請求項１に記載の共振形電源装置において、
前記制御部は、前記フルブリッジ回路の入力電圧が上昇した場合に、スイッチング周波数を増加することを特徴とする共振形電源装置。
【請求項３】
請求項１に記載の共振形電源装置において、
前記制御部は、前記スイッチング周波数が概ね一定のまま前記フルブリッジ回路の出力電流が増加する場合に、前記位相差を増加することを特徴とする共振形電源装置。
【請求項４】
請求項１に記載の共振形電源装置において、
前記制御部は、前記スイッチング周波数の上限周波数を有し、前記スイッチング周波数を増加させて前記フルブリッジ回路の出力を絞る場合に、前記スイッチング周波数が前記上限周波数に達するときは、前記スイッチング周波数を前記上限周波数に固定したまま前記位相差を増加することを特徴とする共振形電源装置。
【請求項５】
請求項１または請求項４に記載の共振形電源装置において、前記制御部は、前記位相差の下限位相差を備え、前記スイッチング周波数を減少させて前記フルブリッジ回路の出力を増加させる場合に、前記位相差が前記下限位相差に達するときは、前記位相差を前記下限位相差に固定したまま前記スイッチング周波数を減少することを特徴とする共振形電源装置。
【請求項６】
請求項１に記載の共振形電源装置において、
前記第１上アームスイッチング素子と前記第２下アームスイッチング素子のうち、先にターンオフする方のスイッチング素子として、後にターンオフする方のスイッチング素子よりもターンオフ時のスイッチング損失が小さいスイッチング素子を用いることを特徴とする共振形電源装置。
【請求項７】
請求項６に記載の共振形電源装置において、
前記先にターンオフする方のスイッチング素子がＭＯＳＦＥＴであり、前記後にターンオフする方のスイッチング素子がＩＧＢＴであることを特徴とする共振形電源装置。
【請求項８】
請求項１に記載の共振形電源装置において、
前記第１上アームスイッチング素子と前記第２下アームスイッチング素子のうち、後にターンオフする方のスイッチング素子は、主として前記トランスの励磁電流を遮断することを特徴とする共振形電源装置。
【請求項９】
請求項１に記載の共振形電源装置において、
前記整流回路が備えた整流素子と並列にスイッチング素子を備え、前記第２平滑コンデンサの両端から前記第１平滑コンデンサの両端へ給電することを特徴とする共振形電源装置。
【請求項１０】
請求項１に記載の共振形電源装置において、
前記共振インダクタが非接触給電用の送電コイルであることを特徴とする共振形電源装置。
【請求項１１】
請求項１に記載の共振形電源装置において、
前記共振インダクタが誘導加熱用の加熱コイルであることを特徴とする共振形電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電源の電力を負荷に供給する共振形電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、地球環境保全への意識の高まりから、蓄電池や太陽電池、燃料電池などの直流電源を備えたシステムが開発されている。これらのシステムにおいては、直流電源から負荷や他の直流電源に高い変換効率で給電するＤＣ−ＤＣコンバータが必要になる。効率が高い絶縁形ＤＣ−ＤＣコンバータの回路方式としては、キャパシタンスとインダクタンスの共振現象を利用した共振形コンバータが知られている。
【０００３】
共振形コンバータでは、スイッチング素子に流れる電流が共振により小さくなったタイミングでスイッチング素子をターンオフすると、遮断電流が小さいためスイッチング損失が小さくなり、高い効率を得ることができる。しかし、一般的に共振形コンバータでは、スイッチング周波数を変化させて出力を制御しており、出力電力を絞る時にはスイッチング周波数を高くするため、入力電圧が高い場合や出力電圧が低い場合には、スイッチング周波数が高くなる。すると、スイッチング素子に流れる電流が共振により小さくなる前にスイッチング素子をターンオフすることになり、このとき出力電流が大きいと遮断電流が大きく、かつスイッチング周波数も高いため、スイッチング損失が大きくなり効率が低下する。
【０００４】
これに対し、共振形ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるインバータ部の位相制御によって、スイッチング動作周波数を変えることなく出力電力の制御範囲を拡張する従来技術が知られている（例えば、特許文献１，２参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０１０−１１６２５号公報
【特許文献２】特開昭６３−１９０５５６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上記従来技術によれば、スイッチング周波数を変えずに出力電力を制御することができる。しかし、出力電流が大きい状態で、入出力電圧比（出力電圧を入力電圧で除した値）が小さくなった場合、すなわち入力電圧が高くなった場合や出力電圧が低くなった場合に、スイッチング素子やトランスの巻線に流れる電流波形のピーク値が高くなり電流実効値が大きくなるため、導通損失が増加して効率が低下しやすいという問題がある。
【０００７】
そこで、本発明は、出力電流が大きく、かつ入出力電圧比が小さい場合においても、高い効率が得られる共振形電源装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
前記課題を解決するために、本発明による共振形電源装置は、第１スイッチングレッグおよび第２スイッチングレッグを有するフルブリッジ回路と、フルブリッジ回路の入力に接続される第１平滑コンデンサと、フルブリッジ回路の出力に接続される１次巻線と、２次巻線とを有するトランスと、２次巻線の電流を整流する整流回路と、整流回路の出力に接続される第２平滑コンデンサと、フルブリッジ回路の出力と整流回路の入力との間に接続される、共振コンデンサおよび共振インダクタとを含む共振要素と、第１スイッチングレッグを構成する第１上アームスイッチング素子および第１下アームスイッチング素子と、第２スイッチングレッグを構成する第２上アームスイッチング素子および第２下アームスイッチング素子の動作を制御する制御部と、を備え、フルブリッジ回路を介して直流電源から負荷に給電するものであって、制御部は、第２下アームスイッチング素子がターンオフした後に、共振インダクタの電流がトランスの励磁電流と概ね等しくなるタイミングで第１上アームスイッチング素子をターンオフして、第１上アームスイッチング素子のターンオフと第２下アームスイッチング素子のターンオフとの間に位相差を有するようにフルブリッジ回路を制御し、フルブリッジ回路のスイッチング周波数の増加に従って位相差を増加する。
【発明の効果】
【０００９】
第１上アームスイッチング素子のターンオフと第２下アームスイッチング素子のターンオフとの間の位相差をスイッチング周波数の増加に従って増加することにより、損失が低減され、効率が向上する。
【００１０】
上記した以外の課題、構成および効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】実施例１の共振形電源装置の回路構成図。
【図２Ａ】実施例１の共振形電源装置の昇圧動作を示す動作図。
【図２Ｂ】実施例１の共振形電源装置の昇圧動作を示す動作図。
【図２Ｃ】実施例１の共振形電源装置の昇圧動作を示す動作図。
【図２Ｄ】実施例１の共振形電源装置の昇圧動作を示す動作図。
【図３Ａ】実施例１の共振形電源装置の降圧動作１を示す動作図。
【図３Ｂ】実施例１の共振形電源装置の降圧動作１を示す動作図。
【図３Ｃ】実施例１の共振形電源装置の降圧動作１を示す動作図。
【図３Ｄ】実施例１の共振形電源装置の降圧動作１を示す動作図。
【図３Ｅ】実施例１の共振形電源装置の降圧動作１を示す動作図。
【図４Ａ】実施例１の共振形電源装置の降圧動作２を示す動作図。
【図４Ｂ】実施例１の共振形電源装置の降圧動作２を示す動作図。
【図４Ｃ】実施例１の共振形電源装置の降圧動作２を示す動作図。
【図４Ｄ】実施例１の共振形電源装置の降圧動作２を示す動作図。
【図４Ｅ】実施例１の共振形電源装置の降圧動作２を示す動作図。
【図５】実施例１の共振形電源装置の動作波形図。
【図６】実施例１の共振形電源装置の動作波形図。
【図７】実施例１の共振形電源装置の動作波形図。
【図８】実施例１の共振形電源装置の動作波形図。
【図９】実施例１におけるスイッチング周波数と位相差の関係。
【図１０】実施例２の共振形電源装置の回路構成図。
【図１１】本発明の実施例３である非接触給電装置を示す。
【図１２】本発明の実施例４である誘導加熱装置を示す。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら詳細に説明する。各図において、参照番号が同一のものは同一の構成要件あるいは類似の機能を備えた構成要件を示している。
【実施例１】
【００１３】
図１は、本発明の実施例１である共振形電源装置１０の回路構成図である。この共振形電源装置１０は、直流電源３と負荷４との間に接続され、直流電源３からの直流電力を電力変換して負荷４に給電する。
【００１４】
この共振形電源装置１０は、フルブリッジ回路１と、整流回路２と、これらの回路が備えるスイッチング素子のオンオフ状態を制御する制御部５を備えている。フルブリッジ回路１は、上アームスイッチング素子Ｑ１と下アームスイッチング素子Ｑ２をノードＮｄ１で直列接続したスイッチングレッグ１１と、上アームスイッチング素子Ｑ３と下アームスイッチング素子Ｑ４をノードＮｄ２で直列接続したスイッチングレッグ１２とを並列接続し、スイッチングレッグ１１，１２の両端間をフルブリッジ回路１の入力とし、ノードＮｄ１，Ｎｄ２間をフルブリッジ回路１の出力としている。なお、フルブリッジ回路１はインバータ回路として動作する。
【００１５】
フルブリッジ回路１の入力には、平滑コンデンサＣ１が接続されている。また、フルブリッジ回路１の出力には、共振コンデンサＣｒと、共振インダクタＬｒと、トランスＴ１の巻線Ｎ１が直列接続されている。さらに、図１においては、トランスＴ１の励磁電流が流れる等価的な回路要素として、巻線Ｎ１と並列に励磁インダクタンスＬｍが接続されている。
【００１６】
ここで、本実施例１の共振形電源装置１０においては、共振コンデンサＣｒと共振インダクタＬｒは、フルブリッジ回路１の出力と平滑コンデンサＣ２との間に存在すればよく、例えば共振インダクタＬｒを巻線Ｎ２と直列に挿入してもよい。また、共振インダクタＬｒとして、トランスＴ１の漏れインダクタンスを利用してもよい。
【００１７】
巻線Ｎ１と磁気結合した巻線Ｎ２は、ダイオードＤ１１〜Ｄ１４をブリッジ接続した整流回路２の入力に接続され、整流回路２の出力には平滑コンデンサＣ２が接続されている。直流電源３は平滑コンデンサＣ１に並列接続され、負荷４は平滑コンデンサＣ２に並列接続され、共振形電源装置１０は、平滑コンデンサＣ１の両端から入力した電力を平滑コンデンサＣ２の両端に出力する。
【００１８】
平滑コンデンサＣ１には電圧センサ６が接続され、フルブリッジ回路１の入力電圧を検出している。平滑コンデンサＣ２には電圧センサ７が接続され、整流回路２の出力電圧を検出している。また、平滑コンデンサＣ２には電流センサ８が接続され、整流回路２の出力電流を検出している。これらの電圧センサ６および７並びに電流センサ８は、制御部５に接続されている。制御部５は、これらセンサ信号、および後述するスイッチング素子間のターンオフタイミングの位相差とスイッチング周波数の関係（図９）に基づいて、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のゲート駆動信号を作成する。なお、制御部５は、マイクロコンピュータなどの演算処理装置、公知のＰＷＭ（Pulse Width Modulation）回路およびゲート駆動回路などから構成される。演算処理装置が所定のプログラムを実行することにより制御指令信号を作成し、制御指令信号に基づいてＰＷＭ回路が作成するＰＷＭ信号に従ってゲート駆動回路がゲート駆動信号を出力する。
【００１９】
スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４には、それぞれダイオードＤ１〜Ｄ４が逆並列接続されている。ダイオードＤ１〜Ｄ４は、環流ダイオードとして動作する。ここで、本実施例１においては、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４としてＭＯＳＦＥＴを用いているので、ダイオードＤ１〜Ｄ４に替えてＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを利用することができる。この場合、個別のダイオードＤ１〜Ｄ４は省略可能となる。
【００２０】
以下、図を用いて本実施例１の共振形電源装置１０の動作を説明する。なお、以下の説明において、共振形電源装置１０の出力電圧を入力電圧で除した値を入出力電圧比と定義し、共振インダクタＬｒと共振コンデンサＣｒによる共振周波数をＬｒＣｒ共振周波数ｆ０と定義する。また、オン状態のスイッチング素子の両端の電圧や、ダイオードの順方向降下電圧と同等程度かそれ以下の電圧をゼロ電圧と呼称し、スイッチング素子の両端の電圧がゼロ電圧のときに、このスイッチング素子をターンオンすることをゼロ電圧スイッチングと呼称する。なお、ゼロ電圧スイッチングによれば、スイッチング素子に発生するスイッチング損失を抑えることができる。
【００２１】
＜昇圧動作＞
図２Ａ〜２Ｄを用いて、共振形電源装置１０の昇圧動作を説明する。昇圧動作では、フルブリッジ回路１（スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４）のスイッチング周波数ｆｓｗをＬｒＣｒ共振周波数ｆ０より低くすることで、共振コンデンサＣｒと励磁インダクタンスＬｍの共振により、入出力電圧比を高くすることができる。
【００２２】
図２Ａ〜２Ｄは、それぞれモード２Ａ〜２Ｄにおける回路動作を示す動作図である。共振形電源装置１０はモード２Ａ〜２Ｄの順に動作するので、以下、動作順に説明する。
【００２３】
（モード２Ａ）
モード２Ａでは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオン状態、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオフ状態であり、平滑コンデンサＣ１の電圧がフルブリッジ回路１から出力され、共振コンデンサＣｒと共振インダクタＬｒと巻線Ｎ１に印加されている。共振コンデンサＣｒ、共振インダクタＬｒ、巻線Ｎ１に電流が流れ、巻線Ｎ２に誘導される電流がダイオードＤ１１，Ｄ１４を通り、平滑コンデンサＣ２の両端へ流れている。
【００２４】
（モード２Ｂ）
共振コンデンサＣｒに電荷が蓄積し、共振コンデンサＣｒと共振インダクタＬｒによる共振電流が流れ終わると、モード２Ｂの状態になる。共振コンデンサＣｒ、共振インダクタＬｒ、巻線Ｎ１（励磁インダクタンスＬｍ）には、トランスＴ１の励磁電流が流れている。この電流は、共振コンデンサＣｒ、共振インダクタＬｒ、励磁インダクタンスＬｍによる共振電流となる。巻線Ｎ２の電圧は、出力の平滑コンデンサＣ２の電圧より低く、巻線Ｎ２には電流が流れていない。
【００２５】
（モード２Ｃ）
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４をターンオフすると、モード２Ｃの状態になる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４を流れていた電流は、ダイオードＤ２，Ｄ３へ転流し、平滑コンデンサＣ１へ流れる。このとき、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３をターンオンする（ゼロ電圧スイッチング）。共振コンデンサＣｒ、共振インダクタＬｒ、巻線Ｎ１（励磁インダクタンスＬｍ）には、モード２Ａとは逆向きに平滑コンデンサＣ１の電圧が印加され、巻線Ｎ１の電流は減少していく。巻線Ｎ１に電圧が印加され、巻線Ｎ２に誘導された電流がダイオードＤ１２，Ｄ１３を通り、平滑コンデンサＣ２の両端へ流れている。
【００２６】
（モード２Ｄ）
巻線Ｎ１の電流が反転すると、モード２Ｄの状態になる。このモード２Ｄは、モード２Ａの対称動作である。以降、モード２Ｂ、モード２Ｃの対称動作の後にモード２Ａへ戻る。
【００２７】
＜降圧動作１＞
次に、図３Ａ〜３Ｅを用いて、共振形電源装置１０の降圧動作１を説明する。この降圧動作１では、フルブリッジ回路１（スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４）のスイッチング周波数ｆｓｗをＬｒＣｒ共振周波数ｆ０より高くすることで、共振コンデンサＣｒと共振インダクタＬｒによる共振電流をフルブリッジ回路１が備えたスイッチング素子により遮断することで、入出力電圧比を低くすることができる。
【００２８】
図３Ａ〜３Ｅは、それぞれモード３Ａ〜３Ｅにおける回路動作を示す動作図である。
【００２９】
共振形電源装置１０はモード３Ａ〜３Ｅの順に動作するので、以下、動作順に説明する。
【００３０】
（モード３Ａ）
モード３Ａは、昇圧動作のモード２Ａ（図２Ａ）と同様である。
【００３１】
（モード３Ｂ）
スイッチング素子Ｑ４をターンオフすると、スイッチング素子Ｑ４を流れていた電流はダイオードＤ３へ転流し、モード３Ｂの状態になる。このとき、スイッチング素子Ｑ３をターンオンする（ゼロ電圧スイッチング）。インバータ回路１の出力電圧はゼロ電圧となり、スイッチング素子Ｑ１、共振コンデンサＣｒ、共振インダクタＬｒ、巻線Ｎ１を流れる電流は減少し、巻線Ｎ２を流れる電流も減少していく。
【００３２】
（モード３Ｃ）
巻線Ｎ２の電流が減少してゼロになると、モード３Ｃの状態になる。スイッチング素子Ｑ１、共振コンデンサＣｒ、共振インダクタＬｒ、巻線Ｎ１（励磁インダクタンスＬｍ）には、トランスＴ１の励磁電流が流れている。
【００３３】
（モード３Ｄ）
スイッチング素子Ｑ１をターンオフすると、スイッチング素子Ｑ１を流れていた電流はダイオードＤ２へ転流し、モード３Ｄの状態になる。このとき、スイッチング素子Ｑ２をターンオンする（ゼロ電圧スイッチング）。このモード３Ｄの動作は、昇圧動作のモード２Ｃ（図２Ｃ）と同様である。
【００３４】
（モード３Ｅ）
モード３Ｅは、昇圧動作のモード２Ｄ（図２Ｄ）と同様である。このモード３Ｅは、モード３Ａの対称動作である。以降、モード３Ｂ〜３Ｄの対称動作の後にモード３Ａへ戻る。
【００３５】
＜降圧動作２＞
次に、図４Ａ〜４Ｅを用いて、共振形電源装置１０の降圧動作２を説明する。この降圧動作２では、降圧動作１と同様にスイッチング周波数ｆｓｗをＬｒＣｒ共振周波数ｆ０より高くし、入出力電圧比を低くしている。
【００３６】
図４Ａ〜４Ｅは、それぞれモード４Ａ〜４Ｅにおける回路動作を示す動作図である。
【００３７】
共振形電源装置１０はモード４Ａ〜４Ｅの順に動作するので、以下、動作順に説明する。
【００３８】
（モード４Ａ，４Ｂ）
モード４Ａ，４Ｂは、降圧動作１のモード３Ａ（図３Ａ），３Ｂ（図３Ｂ）と同様である。
【００３９】
（モード４Ｃ）
スイッチング素子Ｑ１をターンオフすると、モード４Ｃの状態になる。スイッチング素子Ｑ１を流れていた電流は、ダイオードＤ２へ転流し、平滑コンデンサＣ１へ流れる。このとき、スイッチング素子Ｑ２をターンオンする（ゼロ電圧スイッチング）。共振コンデンサＣｒ、共振インダクタＬｒ、巻線Ｎ１（励磁インダクタンスＬｍ）には、モード４Ａとは逆向きに平滑コンデンサＣ１の電圧が印加され、巻線Ｎ１，Ｎ２の電流は急速に減少していく。
【００４０】
（モード４Ｄ）
巻線Ｎ２の電流が減少してゼロに達すると、モード４Ｄの状態になる。巻線Ｎ２の電流は逆向きに増加していき、この電流はダイオードＤ１２，Ｄ１３を通って平滑コンデンサＣ２の両端へ流れている。
【００４１】
（モード４Ｅ）
モード４Ｅは、降圧動作１のモード３Ｅ（図３Ｅ）と同様である。このモード４Ｅは、モード４Ａの対称動作である。以降、モード４Ｂ〜４Ｄの対称動作の後にモード４Ａへ戻る。
【００４２】
従来技術による一般的な共振形コンバータでは、降圧動作時にはスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ４が同じタイミングでターンオフする。これに対し、本実施例１の共振形電源装置１０では、降圧動作１と降圧動作２について説明した通り、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ４のターンオフタイミングに時間差（位相差）を設けている。具体的には、スイッチング素子Ｑ１よりも先にスイッチング素子Ｑ４をターンオフし、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流が減少してからスイッチング素子Ｑ１をターンオフしている。これにより、スイッチング素子Ｑ１の遮断電流が低減でき、スイッチング周波数も低く抑えられるため、スイッチング損失が減少して変換効率が高くなる。
【００４３】
次に、降圧動作１と降圧動作２の違いを説明する。
【００４４】
降圧動作１のモード３Ｂ（図３Ｂ）と降圧動作２のモード４Ｂ（図４Ｂ）は同様であり、この後、巻線Ｎ２の電流がゼロに達した後にスイッチング素子Ｑ１をターンオフすると降圧動作１となり、巻線Ｎ２の電流がゼロに達する前にスイッチング素子Ｑ１をターンオフすると降圧動作２となる。なお、巻線Ｎ２の電流がゼロに達するタイミングでスイッチング素子Ｑ１をターンオフした場合には、降圧動作１のモード３Ｃ（図３Ｃ）、降圧動作２のモード４Ｃ（図４Ｃ）が省略された回路動作となる。
【００４５】
スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ４のターンオフタイミングの位相差を大きくした降圧動作１は、降圧動作２よりもスイッチング素子Ｑ１の遮断電流を低減できるため、降圧動作１の方がスイッチング素子Ｑ１のスイッチング損失を低減できる。しかし、降圧動作１ではモード３Ｃの期間が長くなると、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４や共振インダクタＬｒ、巻線Ｎ１、Ｎ２に流れる電流のピーク値が大きくなり、電流実効値が増加するため導通損失は増加する。また、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ４のターンオフタイミングの位相差を小さくした降圧動作２は、降圧動作１よりも導通損失は小さいがスイッチング損失は大きくなる。したがって、概ね巻線Ｎ２の電流がゼロに達するタイミング、すなわち共振インダクタＬｒの電流がトランスＴ１の励磁電流と等しくなるタイミングでスイッチング素子Ｑ１をターンオフする程度の位相差で動作させることが、高い効率を得るためには好ましい。
【００４６】
次に、図５〜８の動作波形を用いて、実施例１におけるスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ４のターンオフタイミングの位相差の設定手段を説明する。これらの図において、ＶｇＱ１，ＶｇＱ４は、それぞれスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４のゲート信号を表している。ＩＬｒは共振インダクタＬｒの電流を表しており、ノードＮｄ１からノードＮｄ２に流れる向きを正とする。ＩＬｍは巻線Ｎ１から見たトランスＴ１の励磁電流を表しており、共振インダクタＬｒから流れ込む向きを正とする。ＩｃｕｔｏｆｆＱ１，ＩｃｕｔｏｆｆＱ４は、それぞれスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４の遮断電流を表している。また、１／ｆｓｗはスイッチング周波数ｆｓｗの逆数すなわちスイッチング周期を表し、Ｔｐはスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ４のターンオフタイミングの位相差を表している。
【００４７】
図５は、ある入出力電圧、電流条件における動作波形を示している。共振コンデンサＣｒと共振インダクタＬｒによる共振電流を遮断する降圧動作となっている。スイッチング素子Ｑ４を先にターンオフし、共振インダクタＬｒの電流ＩＬｒがトランスＴ１の励磁電流ＩＬｍと概ね等しくなるタイミングでスイッチング素子Ｑ１をターンオフしている。これによりスイッチング素子Ｑ１の遮断電流ＩｃｕｔｏｆｆＱ１は、スイッチング素子Ｑ４の遮断電流ＩｃｕｔｏｆｆＱ４より低減されている。
【００４８】
図６は、図５と同じ出力電流のまま出力電圧を低下させた条件における動作波形を示している。図５よりも図６の方が入出力電圧比が低いため、スイッチング周波数ｆｓｗが高くなっている。このため、スイッチング周期１／ｆｓｗが短くなり、スイッチング素子Ｑ４の遮断電流ＩｃｕｔｏｆｆＱ４が増加している。図５および図６より判る様に、スイッチング周波数ｆｓｗが高くなった場合にも、共振インダクタＬｒの電流ＩＬｒがトランスＴ１の励磁電流ＩＬｍと概ね等しくなるタイミングでスイッチング素子Ｑ１をターンオフするために、スイッチング周波数ｆｓｗの上昇に従って位相差Ｔｐが増加するようにしている。なお、入力電圧が上昇した場合にもスイッチング周波数ｆｓｗが高くなるため、位相差Ｔｐが増加するようにする。
【００４９】
図７は、図５と同じスイッチング周波数ｆｓｗのまま出力電流を減少させた条件における動作波形を示している。図５よりも図７の方が、スイッチング素子Ｑ４の遮断電流ＩｃｕｔｏｆｆＱ４が減少している。このため、図５および図７より判るように、出力電流が減少した場合にも、共振インダクタＬｒの電流ＩＬｒがトランスＴ１の励磁電流ＩＬｍと概ね等しくなるタイミングでスイッチング素子Ｑ１をターンオフするために、出力電流の減少に従って位相差Ｔｐが減少するようにしている。
【００５０】
なお、図８は、図５と同じ出力電流のまま出力電圧を上昇させた条件における動作波形を示している。図８では入出力電圧比が高いため、スイッチング周波数ｆｓｗがＬｒＣｒ共振周波数ｆ０より低い昇圧動作となっている。位相差Ｔｐは最小となり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４は同じタイミングでターンオフし、その遮断電流ＩｃｕｔｏｆｆＱ１，ＩｃｕｔｏｆｆＱ４はともに励磁電流ＩＬｍに等しくなっている。なお、この昇圧動作においても、位相差Ｔｐの下限値としてゼロより大きい値を設定しても良い。
【００５１】
図９は、本実施例１におけるスイッチング周波数ｆｓｗと位相差Ｔｐの関係を示す。本図９において、ｆｍｉｎはスイッチング周波数ｆｓｗの下限値、ｆｍａｘはスイッチング周波数ｆｓｗの上限値、Ｔｐｍｉｎは位相差Ｔｐの下限値、Ｖｒａｔｉｏは入出力電圧比を表している。
【００５２】
まず、入出力電圧比Ｖｒａｔｉｏが大きい時は、スイッチング周波数ｆｓｗはＬｒＣｒ共振周波数ｆ０より低くなり昇圧動作で動作している。このとき位相差Ｔｐは、下限値Ｔｐｍｉｎに設定されている。入出力電圧比Ｖｒａｔｉｏが小さくなると、スイッチング周波数ｆｓｗはＬｒＣｒ共振周波数ｆ０より高くなり降圧動作となる。このとき位相差Ｔｐは、スイッチング周波数ｆｓｗの上昇に従って増加するように設定されている。さらに入出力電圧比Ｖｒａｔｉｏが小さくなると、スイッチング周波数ｆｓｗは上限値ｆｍａｘに固定され、位相差Ｔｐを増加させて出力を絞るように動作させる。このように位相差Ｔｐを設定することで、本実施例１の共振形電源装置１０は、広い範囲の電圧に対して導通損失の増加を抑制しつつスイッチング損失を低減し、高い効率を得ることができる。
【００５３】
なお、上記した回路動作の説明では、スイッチング素子Ｑ１より先にスイッチング素子Ｑ４をターンオフしたが、逆にスイッチング素子Ｑ１を先にターンオフすれば、スイッチング素子Ｑ４の遮断電流を低減できる。また、先にターンオフするスイッチング素子を交互または定期的に入れ替える等の方法により、スイッチング素子Ｑ１の損失とスイッチング素子Ｑ４の損失を均等に割り振ることもできる。
【００５４】
また本実施例１においては、整流回路２をブリッジ接続されたダイオードで構成しているが、倍電圧整流（ハーフブリッジ）回路や、センタタップ（プッシュプル）回路等、他の整流回路方式に変更しても本実施例１と同様の効果が得られる。
【実施例２】
【００５５】
図１０は、本発明の実施例２である共振形電源装置２０の回路構成図である。この共振形電源装置２０は、双方向に電力変換する機能を備えており、直流電源２３から直流電源２４や負荷２５に給電し、また直流電源２４から直流電源２３へ給電する。
【００５６】
この共振形電源装置２０は、実施例１の共振形電源装置１０と異なり、巻線Ｎ２にも共振コンデンサＣｒ２と共振インダクタＬｒ２を接続している。また、共振形電源装置１０では巻線Ｎ２と平滑コンデンサＣ２の間に接続していた整流回路２をフルブリッジ回路２２に変更している。これにより双方向の電力変換が可能となっている。
【００５７】
また、フルブリッジ回路２１では、スイッチングレッグ３１を構成するスイッチング素子Ｑ３１、Ｑ３２としてＩＧＢＴを使用し、スイッチングレッグ３２を構成するスイッチング素子Ｑ３３、Ｑ３４としてＭＯＳＦＥＴを使用している。
【００５８】
一般的に、ＩＧＢＴはＭＯＳＦＥＴに比べて安価であるが、ターンオフ時のスイッチング損失が大きい。したがって、従来技術による共振形コンバータでは、降圧動作時にフルブリッジ回路を構成するスイッチング素子の遮断電流が大きくなり、スイッチング素子としてＩＧＢＴを使用するとスイッチング損失が大きくなる。
【００５９】
これに対し、本実施例２の共振形電源装置２０では、直流電源２３から直流電源２４に給電する場合に、スイッチングレッグ３１とスイッチングレッグ３２の動作に位相差を設け、スイッチング素子Ｑ３３，Ｑ３４を先にターンオフし、スイッチング素子Ｑ３１，Ｑ３２に流れる電流が減少してからスイッチング素子Ｑ３１，Ｑ３２をターンオフするようにしている。このとき、スイッチング周波数の上昇に伴って位相差を増加させている。これにより導通損失の増加を抑制しつつ、スイッチング素子Ｑ３１，Ｑ３２の遮断電流を小さく抑えることができるため、スイッチング素子Ｑ３１，Ｑ３２として安価なＩＧＢＴを使用しても、効率を向上することができる。
【００６０】
また、スイッチング回路２２は、上アームスイッチング素子Ｑ３５，Ｑ３７としてＩＧＢＴを使用し、下アームスイッチング素子Ｑ３６，Ｑ３８としてＭＯＳＦＥＴを使用している。直流電源２４から直流電源２３に給電する場合には、下アームスイッチング素子Ｑ３６，Ｑ３８を先にターンオフした後で上アームスイッチング素子Ｑ３５，Ｑ３７をターンオフするようにしている。これにより、スイッチング素子Ｑ３５，Ｑ３７の遮断電流を小さく抑えることができるため、スイッチング素子Ｑ３５，Ｑ３７として安価なＩＧＢＴを使用しても、効率を向上することができる。
【００６１】
以上、実施例１，２について説明したように、フルブリッジ回路が備えるスイッチング素子のターンオフタイミングに位相差を設けることで、フルブリッジ回路の出力がゼロ電圧となる期間を生成している。そして、フルブリッジ回路のスイッチング周波数の上昇に従って、フルブリッジ回路の出力がゼロ電圧となる期間が長くなるようにしている。これにより、導通損失の増加を抑制しつつスイッチング損失を低減して高い効率を得ることができる。
【実施例３】
【００６２】
図１１は、本発明の実施例３である非接触給電装置を示す。
【００６３】
共振インダクタとなる送電コイル１０２と、共振コンデンサ１０３とによって構成される共振回路が、直流電源（図示せず）を備えるフルブリッジ回路１０１の出力に接続される。フルブリッジ回路１０１として、上述した実施例１または実施例２におけるフルブリッジ回路が適用される。フルブリッジ回路１０１によって、送電コイル１０２に共振電流が流れると、送電コイル１０２に磁束が発生する。この磁束によって受電コイル１０５に発生する誘導起電力が整流回路１０４によって直流電力に変換される。そして、整流回路１０４が出力する直流電力によって、二次電池１０６が充電される。
【００６４】
本実施例３によれば、フルブリッジ回路１０１として、上述した実施例１または実施例２におけるフルブリッジ回路を適用することによって、フルブリッジ回路１０１に発生する損失が低減される。これにより、非接触給電装置の効率を向上することができる。
【実施例４】
【００６５】
図１２は、本発明の実施例４である誘導加熱装置を示す。
【００６６】
共振インダクタとなる加熱コイル２０２と、共振コンデンサ２０３とによって構成される共振回路が、直流電源（図示せず）を備えるフルブリッジ回路２０１の出力に接続される。フルブリッジ回路２０１として、上述した実施例１または実施例２におけるフルブリッジ回路が適用される。フルブリッジ回路２０１によって、加熱コイル２０２に共振電流が流れると、加熱コイル２０２に磁束が発生する。この磁束によって、加熱コイル２０２上に載置される金属製の加熱対象、本実施例では金属鍋３０１に、渦電流が流れる。この渦電流と金属鍋３０１の電気抵抗とによって、金属鍋３０１が加熱される。
【００６７】
本実施例４によれば、フルブリッジ回路２０１として、上述した実施例１または実施例２におけるフルブリッジ回路を適用することによって、フルブリッジ回路２０１に発生する損失が低減される。これにより、誘導加熱装置の効率を向上することができる。
【００６８】
なお、上述した実施例１，２におけるフルブリッジ回路は、実施例３，４の装置に限らず、共振回路に電流を流す装置に適用できる。例えば、太陽電池や燃料電池の電力を変換するコンバータや、サーバー等の情報機器用電源、電気自動車の充電器やＤＣ−ＤＣコンバータ、Ｘ線管用電源やレーザー加工機用電源、バッテリー充放電用の双方向コンバータなど、フルブリッジ回路を用いる共振形の電源装置に広く適用できる。
【００６９】
なお、本発明は前述した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、前述した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置き換えをすることが可能である。
【符号の説明】
【００７０】
１，２１，２２…フルブリッジ回路
２…整流回路
３，２３，２４…直流電源
４，２５…負荷
５…制御部
６，７…電圧センサ
８…電流センサ
１０，２０…共振形電源装置
１１，１２，３１〜３４…スイッチングレッグ
１０１，２０１…フルブリッジ回路
１０２…送電コイル
１０３，２０３…共振コンデンサ
１０４…整流回路
１０５…受電コイル
１０６…二次電池
２０２…加熱コイル
３０１…金属鍋
Ｃ１，Ｃ２…平滑コンデンサ
Ｃｒ，Ｃｒ１，Ｃｒ２…共振コンデンサ
Ｌｒ，Ｌｒ１，Ｌｒ２…共振インダクタ
Ｌｍ…励磁インダクタンス
Ｔ１…トランス
Ｎ１，Ｎ２…巻線
Ｑ１〜Ｑ４，Ｑ３１〜Ｑ３８…スイッチング素子
Ｄ１〜Ｄ４，Ｄ１１〜Ｄ１４，Ｄ３１〜Ｄ３８…ダイオード
Ｎｄ１，Ｎｄ２…ノード
【図１】
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【図２Ａ】
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【図２Ｂ】
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【図２Ｃ】
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【図２Ｄ】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図３Ｃ】
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【図３Ｄ】
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【図３Ｅ】
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【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
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【図４Ｃ】
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【図４Ｄ】
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【図４Ｅ】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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