(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング回路に用いられるスイッチング素子（Ｑ２、Ｑ２０、Ｑ２２、Ｑ２４、Ｑ２６、Ｑ２８、Ｑ３０）の故障を検出する故障検出回路（１）であって、
検出対象となる前記スイッチング素子がスイッチングする際に電圧が変動する出力ノードの電圧振幅を、前記出力ノードにおける電圧振幅よりも小さい電圧振幅の信号に変換するレベル変換回路（１１）と、
前記レベル変換回路によって変換された小さい電圧振幅の信号に基づいて前記スイッチング素子の故障を判定する故障判定回路（１２）と、
を備え、
前記レベル変換回路は、所定の電流を出力する電流源（１０）と、前記出力ノードおよび前記電流源の間に前記電流源側をアノードとして接続されたレベル変換用のダイオード（Ｄ３）と、を備え、
前記電流源は、前記スイッチング回路が動作している期間には第１電流値の電流を出力し、前記スイッチング回路の動作が停止している期間には前記第１電流値よりも大きい第２電流値の電流を出力するスイッチング素子の故障検出回路。
【請求項２】
前記レベル変換回路は、前記電流源および前記故障判定回路の間に設けられ、前記電流源の出力端子の電圧を制限する電圧制限用素子（Ｄ５、Ｄ７、Ｄ８、Ｄ９、Ｄ１０）を備える請求項１に記載のスイッチング素子の故障検出回路。
【請求項３】
前記レベル変換回路は、
前記電流源および前記故障判定回路の間に前記電流源側をアノードとして接続され、前記レベル変換用のダイオードと共通する温度特性を有する温度補償用のダイオード（Ｄ４）と、
前記温度補償用のダイオードのカソードをプルダウンする抵抗素子（Ｒ１）と、
を備える請求項１または２に記載のスイッチング素子の故障検出回路。
【請求項４】
前記故障判定回路は、前記電流源の出力端子の出力電圧と閾値電圧とを比較し、その比較結果を前記出力ノードの電圧振幅よりも小さい電圧振幅の信号に変換する論理回路（１３、２６）を備えることを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載のスイッチング素子の故障検出回路。
【請求項５】
前記閾値電圧を変更する閾値変更回路（２０）を備えることを特徴とする請求項４に記載のスイッチング素子の故障検出回路。
【請求項６】
前記閾値変更回路は、前記レベル変換用のダイオードと共通する温度特性を有する閾値変更用のダイオード（Ｄ６）を有し、温度に応じて前記閾値電圧を自動で変更することを特徴とする請求項５に記載のスイッチング素子の故障検出回路。
【請求項７】
温度を検出する温度検出部（２４）を備え、
前記閾値変更回路（２０）は、前記温度検出部により検出される温度に基づいて閾値電圧を変更することを特徴とする請求項５に記載のスイッチング素子の故障検出回路。
【請求項８】
前記故障判定回路は、前記出力ノードにおける電圧振幅より小さい電圧振幅の信号と前記スイッチング素子を駆動する駆動信号とが入力され、前記出力ノードにおける電圧振幅より小さい電圧振幅の信号の状態が前記駆動信号の状態が変化することに追従して変化しているか否かに基づいて、前記スイッチング素子の故障を判定することを特徴とする請求項１から７のいずれか一項に記載のスイッチング素子の故障検出回路。
【請求項９】
前記故障判定回路は、前記出力ノードにおける電圧振幅より小さい電圧振幅の信号の状態が前記駆動信号の１周期以上固定されている場合に、前記スイッチング素子が故障したと判定することを特徴とする請求項８に記載のスイッチング素子の故障検出回路。
【請求項１０】
前記故障判定回路は、前記駆動信号が変化した時点における前記出力ノードにおける電圧振幅より小さい電圧振幅の信号の状態が前記駆動信号の状態が変化する前に対応する状態とは異なる場合に、前記スイッチング素子が故障したと判定することを特徴とする請求項８に記載のスイッチング素子の故障検出回路。
【請求項１１】
前記故障判定回路は、前記駆動信号の状態が変化した時点から所定時間後における前記出力ノードにおける電圧振幅より小さい電圧振幅の信号の状態が前記駆動信号の変化に追従して変化していない場合に、前記スイッチング素子が故障したと判定することを特徴とする請求項８に記載のスイッチング素子の故障検出回路。
【請求項１２】
請求項１から１１のいずれか一項に記載のスイッチング素子の故障検出回路を備えた半導体装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング素子の故障を検出する故障検出回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、例えばモータの駆動回路やＤＣ−ＤＣコンバータなどでは、スイッチング素子を用いたスイッチング回路が広く利用されている。そのようなスイッチング回路では、比較的高い電圧が印加される用途に用いられることがある。その場合、仮にスイッチング素子が故障してしまうと、天絡や地絡が生じて大きな電流が流れ、スイッチング素子や周辺の回路部品が損傷するおそれがある。そのため、例えば特許文献１のように、閾値を設定して過電流や過電圧の発生を検出することで、スイッチング素子の損傷を防止することが行われている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００５−００６４６４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
スイッチング素子が故障すると上記したように大きな電流が流れてしまうことから、故障検出回路には、スイッチング素子の動作状態に関係なく、精度の良い故障検出を実現できることが望まれている。また、スイッチング回路ではコンデンサやコイルなどの周辺部品を小型化するためにスイッチング周波数を高くすることがある。そのため、故障検出回路には、迅速に故障を検出できることも望まれている。しかしながら、従来では、それらの要望に簡単な構成で応えることができる故障検出回路はなかった。
【０００５】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、回路構成を簡略化しつつ、スイッチング素子の動作状態に関係なく、迅速に且つ精度良く故障を検出することができるスイッチング素子の故障検出回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
請求項１に記載の故障検出回路（１）は、スイッチング回路に用いられるスイッチング素子（Ｑ２、Ｑ２０、Ｑ２２、Ｑ２４、Ｑ２６、Ｑ２８、Ｑ３０）の故障を検出するものであって、レベル変換回路（１１）および故障判定回路（１２）を備えている。レベル変換回路は、検出対象となるスイッチング素子がスイッチングする際に電圧が変動する出力ノードの電圧振幅を、出力ノードにおける電圧振幅よりも小さい電圧振幅の信号に変換する。故障判定回路は、レベル変換回路によって変換された小さい電圧振幅の信号に基づいてスイッチング素子の故障を判定する。
【０００７】
この場合、レベル変換回路では電圧振幅の大きさを変換しているだけなので、出力ノードの電圧の振幅と一致するタイミングの信号に基づいて故障の判定を行うことができる。したがって、スイッチング素子の故障を迅速に検出することができる。また、レベル変換回路は、所定の電流を出力する電流源と、出力ノードおよび電流源の間に電流源側をアノードとして接続されたレベル変換用のダイオードと、を備えた構成となっている。したがって、回路構成を簡略することができ、簡単な構成でスイッチング素子の故障を検出することができる。さらに、電圧振幅を小さくすることができることから、故障判定回路に例えばＣＭＯＳプロセスで製造した半導体回路を用いることができるようになり、迅速に故障を検出することができる。
【０００８】
検出対象となるスイッチング素子の用途によっては、上記出力ノードに他の回路素子が接続されることがある。例えば、スイッチング素子がＤＣ−ＤＣコンバータなどのスイッチング回路に用いられる場合には、上記出力ノードにリークの大きいダイオードや容量の大きい平滑用のコンデンサなどが接続されることがある。この場合、スイッチング素子の動作が停止している期間において、スイッチング素子がショート故障していない場合であっても、電流源から出力される電流のほとんどが他の回路素子側に流れてしまい、出力ノードの電圧を持ち上げることができず、誤検出を引き起こすおそれがある。
【０００９】
そこで、電流源は、スイッチング回路が動作している期間には第１電流値の電流を出力し、スイッチング回路の動作が停止している期間には第１電流値よりも大きい第２電流値の電流を出力する。このようにすれば、出力ノードにリークの大きいダイオードなどが接続される用途であっても、スイッチング素子の動作が停止している期間においてスイッチング素子がショート故障していない場合には、出力ノードの電圧を持ち上げることができ、上述した誤検出の発生を防止することができる。したがって、本手段の構成によれば、スイッチング素子の動作状態に関係なく、迅速に且つ精度良くスイッチング素子の故障を検出することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】第１実施形態に係る故障検出回路の構成を模式的に示す図
【図２】電流源の具体的な一構成例を模式的に示す図
【図３】各検出点における電圧振幅の関係を模式的に示す図
【図４】故障検出回路による動作の全体の流れを示すフローチャート
【図５】起動時検出処理を示すフローチャート
【図６】ショート検出処理を示すフローチャート
【図７】オープン検出処理を示すフローチャート
【図８】ショート故障、オープン故障の具体的な検出例を示すタイミングチャート
【図９】第２実施形態に係るショート検出処理を示すフローチャート
【図１０】オープン検出処理を示すフローチャート
【図１１】ショート故障、オープン故障の検出例を示すタイミングチャート
【図１２】第３実施形態に係るショート検出処理を示すフローチャート
【図１３】オープン検出処理を示すフローチャート
【図１４】ショート故障、オープン故障の検出例を示すタイミングチャート
【図１５】第４実施形態に係る故障検出回路の他の構成を模式的に示す図その１
【図１６】故障検出回路の他の構成を模式的に示す図その２
【図１７】故障検出回路の他の構成を模式的に示す図その３
【図１８】故障検出回路の他の構成を模式的に示す図その４
【図１９】故障検出回路の他の構成を模式的に示す図その５
【図２０】故障検出回路の他の構成を模式的に示す図その６
【図２１】故障検出回路の他の構成を模式的に示す図その７
【図２２】定電流回路の他の構成を模式的に示す図
【図２３】電流源の他の構成を模式的に示す図その１
【図２４】電流源の他の構成を模式的に示す図その２
【図２５】故障検出回路の他の構成を模式的に示す図その８
【図２６】検出対象となるスイッチング回路の例を模式的に示す図
【図２７】出力ノードに供給する電流を切り替える構成の例を模式的に示す図
【図２８】レベル変換回路を単独で用いた応用例を示す図
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、本発明の複数の実施形態について図面を参照して説明する。なお、各実施形態において実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。
（第１実施形態）
以下、本発明の第１実施形態について図１〜図８を参照して説明する。
図１に示すように、故障検出回路１は、スイッチング回路２に用いられているスイッチング素子の故障を検出する。本実施形態では、故障検出回路１は、半導体装置１００のパッケージ内に収容されている。
【００１２】
スイッチング回路２は、電界効果トランジスタ（以下、単にトランジスタと称する）Ｑ１、Ｑ２、ダイオードＤ１、Ｄ２、コイルＬ１およびコンデンサＣ１を備えている。トランジスタＱ１は、ドレインが駆動電源ＶＳに接続され、ソースがダイオードＤ１のカソードに接続されている。ダイオードＤ１のアノードは、回路の基準電位となるグランドＧＮＤに接続されている。トランジスタＱ２は、ソースがグランドＧＮＤに接続され、ドレインがダイオードＤ２のアノードに接続されている。
【００１３】
コイルＬ１は、トランジスタＱ１およびダイオードＤ１の相互接続点と、トランジスタＱ２およびダイオードＤ２の相互接続点との間に接続されている。コンデンサＣ１は、ダイオードＤ２のカソードとグランドＧＮＤとの間に接続されている。コンデンサＣ１の両端子間には、例えばＬＥＤなどの負荷３が接続されている。このようなスイッチング回路２は、例えば昇降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータに利用されている。
【００１４】
スイッチング素子に相当するトランジスタＱ１、Ｑ２は、それらのゲートに駆動回路４から出力される駆動信号が与えられており、その駆動信号によりオン／オフが制御される。本実施形態では、これらスイッチング素子のうち、トランジスタＱ２が、故障検出回路１による故障の検出対象になっている。なお、以下の説明では、トランジスタＱ１またはＱ２をオン駆動するための駆動信号が出力されることを「オン駆動信号が出力される」とも呼び、オフ駆動するための駆動信号が出力されることを「オフ駆動信号が出力される」とも呼ぶ。
【００１５】
昇圧動作が行われる際には、トランジスタＱ１が常時オンされるとともにトランジスタＱ２のオンおよびオフが繰り返されることで、ダイオードＤ２を介して負荷３に電力が供給される。このようにトランジスタＱ２がオンおよびオフを繰り返すスイッチング動作を行うときには、トランジスタＱ２のドレイン側の電位が変動する。つまり、本実施形態の場合、トランジスタＱ２およびダイオードＤ２の相互接続ノードが、スイッチング素子がスイッチングする際に電圧が変動する出力ノードに相当する。その出力ノードは、故障検出回路１に接続されている。なお、以下では、上記出力ノードを故障検出回路１への「入力」とも称して説明する。
【００１６】
故障検出回路１は、電流源１０を有するレベル変換回路１１およびトランジスタＱ２の故障を判定する故障判定回路１２を備えている。故障判定回路１２は、コンパレータ１３および判定部１４を備えている。コンパレータ１３は、本実施形態ではＣＭＯＳ半導体プロセスで製造されたものであり、論理回路に相当する。レベル変換回路１１は、検出対象となるトランジスタＱ２の出力ノードの電圧振幅を、その出力ノードにおける電圧振幅よりも小さい電圧振幅の信号に変換する。
【００１７】
電流源１０は、出力する電流の値を２段階に切り替える機能を有する。具体的には、電流源１０は、故障判定回路１２から与えられる切替信号Ｓａに基づいて、第１電流値の電流を出力する状態（以下、小電流出力状態と称する）と、第１電流値より大きい第２電流値の電流を出力する状態（以下、大電流出力状態と称する）とのいずれかに切り替え可能となっている。
【００１８】
電流源１０としては、例えば図２に示すような構成を採用することができる。図２に示す電流源１０は、２つの定電流回路１５、１６を備えている。定電流回路１５は、２つのバイポーラ型のトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２および定電流源１７を備えている。トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２は、各エミッタが電源ＶＣＣに接続されるとともにベースが共通接続されており、カレントミラー回路を構成している。いわゆるダイオード接続されたトランジスタＴｒ１のコレクタおよびグランドＧＮＤの間には定電流源１７が接続されている。このような構成により、トランジスタＴｒ２のコレクタから定電流源１７の出力電流に応じた定電流Ｉａが出力される。この定電流Ｉａの電流値が、第１電流値に相当する。
【００１９】
定電流回路１６は、２つのバイポーラ型のトランジスタＴｒ３、Ｔｒ４および定電流源１８を備えている。トランジスタＴｒ３、Ｔｒ４は、各エミッタが電源ＶＣＣに接続されるとともにベースが共通接続されており、カレントミラー回路を構成している。いわゆるダイオード接続されたトランジスタＴｒ３のコレクタおよびグランドＧＮＤの間には定電流源１８が接続されている。このような構成により、トランジスタＴｒ４のコレクタから定電流源１８の出力電流に応じた定電流Ｉｂが出力される。定電流Ｉｂの電流値に、前述した定電流Ｉａの電流値を加えた電流値が、第２電流値に相当する。定電流源１８の動作状態は、切替信号Ｓａにより切り替えられる。
【００２０】
このような構成において、トランジスタＴｒ２およびＴｒ４の各コレクタは共通接続されており、その共通接続されたコレクタが電流源１０の出力端子に相当する。したがって、切替信号Ｓａにより定電流源１８が非動作状態になると、電流源１０は、定電流回路１５から出力される電流だけを出力する状態、つまり第１電流値の電流を出力する小電流出力状態となる。また、切替信号Ｓａにより定電流源１８が動作状態になると、電流源１０は、２つの定電流回路１５、１６から出力される電流を合わせた電流を出力する状態、つまり第２電流値の電流を出力する大電流出力状態となる。
【００２１】
図１に示すように、電流源１０とスイッチング回路２との間には、ダイオードＤ３が設けられている。ダイオードＤ３は、カソードがトランジスタＱ２の出力ノードに接続され、アノードが電流源１０の出力端子に接続されている。ダイオードＤ３は、レベル変換用のダイオードに相当する。
【００２２】
電流源１０と故障判定回路１２との間には、ダイオードＤ４が設けられている。ダイオードＤ４は、アノードが電流源１０の出力端子に接続され、カソードが故障判定回路１２側に接続されている。ダイオードＤ４は、ダイオードＤ３と共通する温度特性を有しており、温度補償用のダイオードに相当する。また、ダイオードＤ４と故障判定回路１２側との間には、グランドＧＮＤに接続されているプルダウン用の抵抗Ｒ１が設けられている。抵抗Ｒ１は、抵抗素子に相当する。
【００２３】
ここで、ダイオードＤ３およびダイオードＤ４の相互接続点を点Ａとし、ダイオードＤ４のカソード側、つまり故障判定回路１２への入力側を点Ｂとし、ダイオードＤ３のカソード側、つまりトランジスタＱ２の出力ノード側を点Ｃとする。前述したように、ダイオードＤ４は、ダイオードＤ３と共通する温度特性を有している。また、ダイオードＤ３は、点Ａから点Ｃへと向かう方向が順方向となるように配置され、ダイオードＤ４は、点Ａから点Ｂへと向かう方向が順方向となるように配置されている。つまり、ダイオードＤ３、Ｄ４は、点Ａを中心として、点Ｃから点Ｂに至る経路において順方向が互いに逆になるように配置されている。
【００２４】
そのため、ダイオードＤ３の温度特性は、ダイオードＤ４の温度特性によって打ち消される。その結果、レベル変換回路１１によって変換される電圧は、その温度特性が排除される。すなわち、本実施形態では、温度に依存せず一定な状態で、電圧振幅のレベルを変換することができる。
【００２５】
また、電流源１０と故障判定回路１２との間、より厳密には本実施形態ではダイオードＤ４とコンパレータ１３との間には、ツェナーダイオードＤ５が設けられている。ツェナーダイオードＤ５は、点ＢおよびグランドＧＮＤの間にグランドＧＮＤ側をアノードとして接続されている。ツェナーダイオードＤ５は、電流源１０の出力端子の電圧を制限する電圧制限用素子に相当し、電流源１０のトランジスタＴｒ２、Ｔｒ４などの飽和を防止している。
【００２６】
コンパレータ１３は、レベル変換回路１１で変換された電圧振幅を、本実施形態ではＣＭＯＳ半導体回路で扱える範囲（以下、便宜的にＣＭＯＳレベルと称する）の電圧振幅に変換する。コンパレータ１３は、非反転入力端子がレベル変換回路１１の出力、つまり点Ｂに接続されており、反転入力端子が基準電圧源１９に接続されている。
【００２７】
そのため、基準電圧源１９が生成する電圧を閾値電圧Ｖｔｈとすると、点Ｂの電位が閾値電圧Ｖｔｈよりも高い場合にはコンパレータ１３からＣＭＯＳレベルでＨレベルの信号が出力され、点Ｂの電位が閾値電圧Ｖｔｈよりも低い場合にはコンパレータ１３からＣＭＯＳレベルでＬレベルの信号が出力される。そのＣＭＯＳレベルの電圧振幅は、トランジスタＱ２の出力ノードの電圧振幅よりも小さくなっている。
【００２８】
判定部１４は、レベル変換回路１１によって変換された小さい電圧振幅の信号に基づいてトランジスタＱ２の故障を判定する。より具体的には、本実施形態の場合、判定部１４は、ＣＭＯＳ半導体回路からなる小規模なロジック回路などにより構成されており、コンパレータ１３により変換されたＣＭＯＳレベルの信号に基づいてトランジスタＱ２の故障を判定する。通常、ＣＭＯＳ半導体回路は高速な動作が可能であることから、判定部１４は、後述するようにトランジスタＱ２の故障を迅速に判定することが可能となる。なお、判定部１４の出力は、例えば半導体装置１００の外部のマイクロコンピュータなどに出力されたり、半導体装置１００内での制御に用いられたりする。
【００２９】
判定部１４には、外部より動作開始を要求する動作要求信号Ｓｂが与えられる。判定部１４は、動作要求信号Ｓｂに基づいて動作開始が要求されたと判断すると、動作を開始する。また、判定部１４には、コンパレータ１３の出力およびトランジスタＱ２を駆動するための駆動信号が与えられる。判定部１４は、コンパレータ１３の出力および駆動信号に基づいてトランジスタＱ２の故障を判定する。
【００３０】
具体的には、判定部１４は、いずれも後述するショート検出処理およびオープン検出処理を実行し、これらの検出処理によりトランジスタＱ２の故障を判定している。ショート検出処理は、トランジスタＱ２のショート故障、つまりトランジスタＱ２がオンになったままの状態を検出する処理である。また、オープン検出処理は、トランジスタＱ２のオープン故障、つまりトランジスタＱ２がオフになったままの状態を検出する処理である。
【００３１】
トランジスタＱ２が故障した場合に加えて、例えばダイオードＤ１、負荷３などの周辺の別部品が故障した際にも、グランドＧＮＤとの間が短絡するいわゆる地絡が生じることがあり、また電源電圧との間が短絡するいわゆる天絡が生じることがある。本実施形態では、前者をショート検出処理、後者をオープン検出処理により検出することが可能である。
【００３２】
次に、上記構成の作用について説明する。
＜電圧振幅の変換態様＞
まず、レベル変換回路１１およびコンパレータ１３における電圧振幅の変換態様について説明する。ここで、ダイオードＤ３およびダイオードＤ４の順方向電圧をＶｆ、ツェナーダイオードＤ５のツェナー電圧をＶｚ、トランジスタＴｒ２、Ｔｒ４のコレクタ・エミッタ間飽和電圧をＶｓａｔとすると、「Ｖｚ＜ＶＣＣ−Ｖｓａｔ−Ｖｆ」、「Ｖｚ＞Ｖｔｈ」の関係を満たしているものとする。
【００３３】
オン駆動信号が出力されてトランジスタＱ２がオンされると、または後述するショート故障が発生すると、点Ｂおよび点Ｃの電圧はほぼ同一となり、コンパレータ１３の出力はＬレベルとなる。一方、オフ駆動信号が出力されてトランジスタＱ２がオフされると、または後述するようにオープン故障が発生すると、点Ｃおよび点Ｂの電圧が上昇していくが、点Ｂの電圧はツェナーダイオードＤ５によりクランプされ、そのツェナー電圧Ｖｚで固定される。そして、点Ｂの電圧がＶｚとなることから、閾値電圧Ｖｔｈよりも高くなり、コンパレータ１３の出力はＨレベルとなる。
【００３４】
そのため、スイッチング回路２が駆動されると、図３に示すように、入力に相当する点ＣではＶＳ以上までの範囲で電圧が振幅し得るが、点ＡではＶｆ＋Ｖｚまでの範囲で電圧が振幅し、点ＢではＶｚまでの範囲で電圧が振幅する。また、点Ｂにおける電圧振幅は、コンパレータ１３において閾値電圧Ｖｔｈと比較され、Ｖｔｈよりも高ければＨレベルの信号が出力され、Ｖｔｈよりも低ければＬレベルの信号が出力される。
【００３５】
つまり、本実施形態の場合、トランジスタＱ２の出力ノードの電圧振幅は、レベル変換回路１１によってまず上記出力ノードの電圧振幅よりも小さい電圧振幅の信号に変換され、さらに、コンパレータ１３によって上記出力ノードの電圧振幅よりも小さい電圧振幅のＣＭＯＳレベルの信号（以下、便宜的にコンパレータ１３の出力とも称する）に変換されている。
【００３６】
＜故障検出回路１による動作の全体の流れ＞
判定部１４は、図４に示すような一連の動作を行う。すなわち、ステップＳ１０１では、起動要求が有るかどうかが判断されている。ここで、起動要求が有ると判断されると、つまりステップＳ１０１で「ＹＥＳ」になると、ステップＳ１０２に進み、起動時検出処理が行われる。起動時検出処理は、故障検出対象となるトランジスタＱ２の動作が停止している期間に行われる処理であり、図５に示すような処理である。
【００３７】
起動時検出処理が開始されると、まずステップＳ２０１にて、電流源１０の出力状態が「大電流出力状態」に切り替えられる。続くステップＳ２０２にて、図６に示すショート検出処理が実行される。ショート検出処理が実行された結果、ショート故障が検出されないまま所定時間が経過すると、つまりステップＳ２０３で「ＹＥＳ」になると、ステップＳ２０４に進む。
【００３８】
ステップＳ２０４では、電流源１０の出力状態が「小電流出力状態」に切り替えられ、起動時検出処理が終了となる。また、図示は省略しているが、ショート検出処理が実行された結果、ショート故障が検出された場合には、直ちにステップＳ２０４に進み、電流源１０の出力状態が「小電流出力状態」に切り替えられる。なお、判定部１４は、切替信号Ｓａのレベルを変化させることで、電流源１０の出力状態の切り替えを行う。また、上記した所定時間は、本実施形態では、例えば１０ｍｓとしている。
【００３９】
起動時検出処理が終了すると、ステップＳ１０３に進み、通常時検出処理が行われる。通常時検出処理は、故障検出対象となるトランジスタＱ２が動作している期間に行われる処理である。したがって、通常時検出処理が開始されるタイミングで、スイッチング回路２の動作も開始される。通常時検出処理では、ショート検出処理および図７に示すオープン検出処理が並列且つ繰り返し実行される。
【００４０】
＜ショート検出処理およびオープン検出処理の詳細＞
ここでは、まず図６および図７のフローチャートを参照しながらショート検出処理およびオープン検出処理の流れについて説明し、その後、図８のタイミングチャートを参照しながら具体的な検出例について説明する。図８では、トランジスタＱ２をオンするときの駆動信号の状態をＯＮ、トランジスタＱ２をオフするときの駆動信号の状態をＯＦＦとし、コンパレータ１３などから出力されるＨレベルの信号を単に”Ｈ”とし、コンパレータ１３などから出力されるＬレベルの信号を単に”Ｌ”と示している。
【００４１】
「１」ショート検出処理の流れ
図６に示すショート検出処理が開始されると、まずステップＳ３０１にて、判定部１４は、駆動信号の状態の変化つまりスイッチング素子の駆動パターンの１周期内でのコンパレータ出力を監視する。本実施形態では、駆動信号がＯＮされてからＯＦＦされた後、再度ＯＮになるまでの期間、つまり、駆動信号の立ち上がりから次の立ち上がりまでの期間を、駆動パターンの１周期としている。なお、駆動信号の立ち下がりから次の立ち下がりまでの期間を駆動パターンの１周期とした場合であっても、実質的に共通する処理にて故障を検出することはできる。
【００４２】
ステップＳ３０２では、判定部１４は、駆動パターンの１周期内でＨレベルを検出したか否かを判定する。判定部１４は、Ｈレベルの信号を検出した場合、つまりステップＳ３０２で「ＹＥＳ」になると、ショート故障が生じていないと判定し、ステップＳ３０１に戻り処理を繰り返す。また、判定部１４は、Ｈレベルの信号を検出しなかった場合、つまりステップＳ３０２で「ＮＯ」になると、ショート故障が生じたと判定し、ステップＳ３０３に進む。ステップＳ３０３では、判定部１４は、ショート検出つまりショート故障を検出したことを示す信号を出力する。
【００４３】
「２」オープン検出処理の流れ
図７に示すオープン検出処理が開始されると、まずステップＳ４０１にて、判定部１４は、スイッチング素子の駆動パターンの１周期内でのコンパレータ出力を監視する。続くステップＳ４０２では、判定部１４は、駆動パターンの１周期内でＬレベルを検出したか否かを判定する。判定部１４は、Ｌレベルの信号を検出した場合、つまりステップＳ４０２で「ＹＥＳ」になると、オープン故障が生じていないと判定し、ステップＳ４０１に戻り処理を繰り返す。
【００４４】
また、判定部１４は、Ｌレベルの信号を検出しなかった場合、つまりステップＳ４０２で「ＮＯ」になると、オープン故障が生じたと判定し、ステップＳ４０３に進む。ステップＳ４０３では、判定部１４は、オープン検出つまりショート故障を検出したことを示す信号を出力する。
【００４５】
「３」具体的な検出例
まず、例えば図８に示す「正常時」のように、駆動パターンに追従してコンパレータ出力が変化している場合を想定する。この場合、ショート検出処理においては１周期内にＨレベルが検出され、また、オープン検出処理においては１周期内にＬレベルが検出されていることから、判定部１４は、ショート検出およびオープン検出のいずれも出力しない。この場合、トランジスタＱ２にはいずれの故障も生じていないと判定することができる。
【００４６】
次に、図８に示す「ショート故障時」のように、駆動パターンがＯＮされた後にショート故障が発生した場合を想定する。この場合、トランジスタＱ２は、駆動パターンがＯＦＦになったとしても、オンのまま、つまり導通したままになる。そのため、ショート故障が発生した場合には、コンパレータ１３の出力は、Ｌレベルに固定された状態となる。すなわち、図８に示す「１周期Ｌレベルが継続」の期間のように、駆動パターンの１周期内においてコンパレータ出力がＨレベルとなることが無い。そのため、判定部１４は、ショート検出処理においてショート検出を出力する。この場合、トランジスタＱ２にショート故障が発生したと判定することができる。
【００４７】
続いて、図８に示す「オープン故障時」のように、駆動パターンがＯＮされた際にオープン故障が発生した場合を想定する。この場合、トランジスタＱ２は、駆動パターンがＯＮになったとしても、オフのまま、つまり導通しないままになる。そのため、オープン故障が発生した場合には、コンパレータ１３の出力は、Ｈレベルに固定された状態となる。すなわち、図８に示す「１周期Ｈレベルが継続」の期間のように、駆動パターンの１周期内においてコンパレータ出力がＬレベルとなることが無い。そのため、判定部１４は、オープン検出処理においてオープン検出を出力する。この場合、トランジスタＱ２にオープン故障が発生したと判定することができる。
【００４８】
このように、故障検出回路１は、トランジスタＱ２の出力ノードより小さい電圧振幅の信号の状態が、駆動信号の状態が変化することに追従して変化しているか否かに基づいて、トランジスタＱ２の故障を検出している。
【００４９】
以上説明した本実施形態によれば、次のような効果が得られる。
故障検出回路１は、レベル変換回路１１において検出対象となるトランジスタＱ２の出力ノードの電圧振幅を、その出力ノードにおける電圧振幅よりも小さい電圧振幅の信号に変換し、変換された小さい電圧振幅の信号に基づいて故障判定回路１２においてトランジスタＱ２の故障を判定する。この場合、レベル変換回路１１では電圧振幅の大きさを変換しているだけなので、出力ノードの電圧の振幅と一致するタイミングの信号に基づいて故障の判定を行うことができる。したがって、スイッチング素子の故障を迅速に検出することができる。
【００５０】
このとき、レベル変換回路１１は、電流源１０と、カソード側がトランジスタＱ２の出力ノードに接続され、アノード側が電流源１０に接続された変換用ダイオードであるダイオードＤ３とを備えた構成となっている。したがって、回路構成を簡略化することができ、簡単な構成でスイッチング素子の故障を検出することができる。また、電圧振幅を小さくすることができることから、故障判定回路１２に例えばＣＭＯＳプロセスで製造した半導体回路を用いることができるようになり、迅速に故障を検出することができる。
【００５１】
また、レベル変換回路１１にはコンデンサを必要としないので、レベル変換時にはコンデンサの充放電が不要となり、迅速にレベル変換することができる。そして、迅速にレベル変換することができることから、トランジスタＱ２が動作している最中であっても、また、そのスイッチング速度が高い場合でも、それに追従した信号を生成することができ、高速な検出が可能となる。
【００５２】
電流源１０と故障判定回路１２との間に電流源１０の出力端子の電圧を制限する電圧制限用素子であるツェナーダイオードＤ５を設けたので、電流源１０のトランジスタＴｒ２、Ｔｒ４などの飽和が防止される。これにより、レベル変換回路１１の出力電圧つまり電流源１０の出力端子の電圧がクランプされ、トランジスタＴｒ２、Ｔｒ４を常に非飽和領域で動作させることができ、電流値の応答性を上げることができる。したがって、高速にレベル変換を行うことができる。
【００５３】
電流源１０と故障判定回路１２との間に、ダイオードＤ３と共通する温度特性を有する温度補償用のダイオードであるダイオードＤ４を、点Ａを基準とした場合に順方向がダイオードＤ３と逆になるように配置している。これにより、ダイオードＤ３の温度特性は、ダイオードＤ４の温度特性によって打ち消される。したがって、レベル変換回路１１によって変換された電圧振幅から温度特性が排除あるいは抑制される。すなわち、温度にかかわらず、一定な状態で電圧振幅のレベルを変換することができる。なお、ダイオードＤ４と故障判定回路１２との間にプルダウン用の抵抗Ｒ１を設けているので、ダイオードＤ４を設けた場合であっても故障判定回路１２に電圧振幅を入力することができる。
【００５４】
故障判定回路１２の前段に、レベル変換回路１１から出力される電圧と閾値電圧Ｖｔｈとを比較し、その比較結果をトランジスタＱ２の出力ノードの電圧振幅よりも小さいＣＭＯＳレベルの電圧振幅の信号に変換するコンパレータ１３を設けている。故障検出回路１は、レベル変換回路１１を設けることにより、出力ノードよりも電圧振幅が小さくなっている。このため、ＣＭＯＳやＢｉＣＭＯＳ等の微細な半導体プロセスで製造され、高速に動作する半導体論理素子を用いることができる。これにより、出力ノードの電圧振幅とコンパレータ１３の出力との間の遅延を小さくすることができ、コンパレータ１３の出力の変化と出力ノードの電圧振幅の変化とを同じタイミングとして扱うことができる。したがって、トランジスタＱ２の動作中にも、また、スイッチング速度が高い場合にも、故障を検出することができる。
【００５５】
ショート検出処理およびオープン検出処理では、コンパレータ出力と駆動信号とを用いて、コンパレータ１３の出力が駆動信号の状態の変化に追従して変化しているか否かに基づいて故障を判定する。これにより、トランジスタＱ２の動作中に、トランジスタＱ２が故障しているか否かを確実に判断できるようになる。このとき、コンパレータ出力が駆動信号の１周期以上固定されている場合にトランジスタＱ２が故障したと判定する。これにより、最短で１周期で故障を検出することができる。つまり、迅速に故障を検出することができる。また、本実施形態の半導体装置１００は、上記した故障検出回路１を備えているので、トランジスタＱ２の故障を、簡単な構成で、迅速に検出することができる。
【００５６】
スイッチング回路２において、検出対象となるトランジスタＱ２の出力ノードには、コイルＬ１を通じてダイオードＤ１が接続され、ダイオードＤ２を通じて平滑用のコンデンサＣ１が接続されている。この場合、ダイオードＤ１としては、コスト低減の目的などからリーク電流が大きいものが用いられることがある。また、コンデンサＣ１は、平滑が目的であるため、比較的容量の大きいものが用いられることが多い。そのため、トランジスタＱ２が動作していない期間、電流源１０から出力される電流は、コイルＬ１からダイオードＤ１を逆方向に介してグランドＧＮＤへとリークする経路にも流れるとともに、ダイオードＤ２を通じてコンデンサＣ１を充電する経路にも流れる。
【００５７】
このとき、電流源１０から出力される電流が小さいと、トランジスタＱ２がショート故障しておらず正常な状態であっても、上記電流のほとんどがダイオードＤ１やコンデンサＣ１側に流れてしまい、出力ノード、つまり点Ｃの電圧が持ち上がらない。そうすると、判定部１４は、トランジスタＱ２が正常であるにもかかわらず、ショート故障している、と誤った判定をするおそれがある。
【００５８】
そこで、本実施形態では、電流源１０は、トランジスタＱ２の動作が停止している期間には大電流出力状態となるようにした。このようにすれば、ダイオードＤ１としてリークの大きいものが用いられる場合、あるいはコンデンサＣ１として大容量のものが用いられる場合であっても、トランジスタＱ２の動作が停止している期間、トランジスタＱ２がショート故障していなければ、出力ノードの電圧を適切に持ち上げることができ、上述した誤った判定、つまり誤検出の発生を防止することができる。したがって、本実施形態によれば、トランジスタＱ２の動作状態に関係なく、迅速に且つ精度良くトランジスタＱ２の故障を検出することができる。
【００５９】
なお、トランジスタＱ２が動作している期間、つまりスイッチング回路２が昇圧動作を実行している期間には、トランジスタＱ１が常時オンしており、駆動電源ＶＳからトランジスタＱ１およびコイルＬ１を経由して出力ノード側に電流が供給されている。したがって、トランジスタＱ２が動作している期間にあっては、電流源１０から出力される電流が小さくとも、トランジスタＱ２がオフする期間に出力ノードの電圧を適切に持ち上げることができる。そこで、電流源１０は、トランジスタＱ２が動作している期間には小電流出力状態となるようにした。このようにすれば、通常動作時における消費電流を低く抑えることができる。
【００６０】
（第２実施形態）
以下、本発明の第２実施形態について、図９〜図１１を参照して説明する。
第２実施形態では、ショート検出処理およびオープン検出処理における処理内容が、第１実施形態と異なっている。なお、故障検出回路１の構成は第１実施形態と共通するので、図１も参照しながら説明する。
【００６１】
本実施形態の場合、駆動信号が変化した時点におけるコンパレータ１３の出力、つまりトランジスタＱ２の出力ノードより小さい電圧振幅の信号の状態が、上記駆動信号の状態が変化する前に対応する状態とは異なる場合に、トランジスタＱ２が故障したと判定する。
【００６２】
スイッチング回路２において、例えばＰＷＭ（Pulse Width Modulation）やＰＦＭ（Pulse Frequency Modulation）の制御方式が採用される場合における制御信号のＯＮ時間やＯＦＦ時間が、コンパレータ１３の応答時間よりも長くなっているとする。なお、ＯＮ時間は図１１においてＯＮになっている時間であり、ＯＦＦ時間は図１１においてＯＦＦになっている時間である。換言すると、制御信号がＯＮとなってからＯＦＦとされるまでの制御信号のパルス幅は、コンパレータ１３の応答時間よりも長くなっている。本実施形態では、このような点を考慮し、次のようにしてトランジスタＱ２の故障を検出するようにしている。
【００６３】
「１」ショート検出処理の流れ
図９に示すショート検出処理が開始されると、まずステップＳ３１１にて、判定部１４は、駆動信号がＯＮに変化したタイミング、つまり駆動パターンの立ち上がりタイミングでのコンパレータ出力を監視する。続くステップＳ３１２では、判定部１４は、駆動パターンの立ち上がりタイミングでコンパレータ出力がＨレベルであるか否かを判定する。
【００６４】
実際の回路部品では、トランジスタＱ２がオンするのに要する時間やコンパレータ１３の応答時間などが存在しているため、図１１に示す「ショート故障時」のように、駆動パターンの状態が変化したタイミング、つまりＯＮまたはＯＦＦになったタイミングから、その状態の変化がコンパレータ１３の出力に反映されるまでの間には、若干ではあるが遅延が存在している。そのため、正常にスイッチングしている場合には、駆動パターンが立ち上がったそのタイミングにおいては、コンパレータ１３は、駆動パターンがＯＦＦの状態に対応する状態、つまり本実施形態であればＨレベルを出力する状態になっているはずである。
【００６５】
ここで、図１１に示す「ショート故障時」のように駆動パターンがＯＦＦになったときにショート故障が発生した場合を想定する。この場合、コンパレータ１３の出力は、Ｌレベルに固定されることになる。そのため、次の駆動パターンの立ち上がり時においては、コンパレータ１３の出力はＬレベルになったままである。つまり、ショート故障が発生した場合、コンパレータ１３の出力は、駆動パターンがＯＦＦの状態に対応する状態になっていないことになる。
【００６６】
そのため、判定部１４は、駆動パターンの立ち上がりタイミングでのコンパレータ出力がＨレベルである場合、つまりステップＳ３１２で「ＹＥＳ」になると、ショート故障が発生していないと判定し、ステップＳ３１１に戻り処理を繰り返す。また、判定部１４は、駆動パターンの立ち上がりタイミングでのコンパレータ出力がＨレベルではない場合、つまりステップＳ３１２で「ＮＯ」になると、ショート故障が発生したと判定し、ステップＳ３０３に進みショート検出を出力する。
【００６７】
「２」オープン検出処理の流れ
図１０に示すオープン検出処理が開始されると、まずステップＳ４１１にて、判定部１４は、駆動信号がＯＦＦに変化したタイミング、つまり駆動パターンの立ち下がりタイミングでのコンパレータ出力を監視する。続くステップＳ４１２では、判定部１４は、駆動パターンの立ち上がりタイミングでコンパレータ出力がＬレベルであるか否かを判定する。
【００６８】
ここで、図１１に示す「オープン故障時」のように駆動パターンがＯＮになったときにオープン故障が発生した場合を想定する。この場合、コンパレータ１３の出力は、Ｈレベルに固定されることになる。そのため、次の駆動パターンの立ち下がり時においては、コンパレータ１３の出力はＨレベルになったままである。つまり、オープン故障が発生した場合、コンパレータ１３の出力は、駆動パターンがＯＮの状態に対応する状態になっていないことになる。
【００６９】
そのため、判定部１４は、駆動パターンの立ち下がりタイミングでのコンパレータ出力がＬレベルである場合、つまりステップＳ４１２で「ＹＥＳ」になると、オープン故障が発生していないと判定し、ステップＳ４１１に戻り処理を繰り返す。また、判定部１４は、駆動パターンの立ち下がりタイミングでのコンパレータ出力がＬレベルではない場合、つまりステップＳ４１２で「ＮＯ」になると、オープン故障が発生したと判定し、ステップＳ４０３に進みオープン検出を出力する。
【００７０】
以上説明した本実施形態では、故障検出回路１は、駆動信号が変化した時点におけるコンパレータ１３の出力が、その駆動信号の状態が変化する前に対応する状態とは異なる場合に、トランジスタＱ２が故障したと判定する。このような構成であっても、第１実施形態と同様に、回路構成を簡略化しつつも、トランジスタＱ２の動作状態に関係なく、迅速に且つ精度良くトランジスタＱ２の故障を検出することができる。
【００７１】
また、本実施形態の場合、駆動信号の立ち上がりまたは立ち下がりタイミングで故障の判定を行っているので、故障の発生から検知までに要する時間を短縮することができる。また、万一トランジスタＱ２が故障した場合に大きな電流が流れる時間を短縮することができ、回路部品が損傷するおそれを低減することができる。
【００７２】
（第３実施形態）
以下、本発明の第３実施形態について、図１２〜図１４を参照して説明する。
第３実施形態では、ショート検出処理およびオープン検出処理における処理内容が、第１実施形態と異なっている。なお、故障検出回路１の構成は第１実施形態とほぼ共通するので、図１も参照しながら説明する。
【００７３】
本実施形態では、駆動信号に対するトランジスタＱ２の動作遅延時間およびコンパレータ１３における遅延時間の最大値を考慮しつつ、故障を検出している。より具体的には、本実施形態の場合、駆動信号の状態が変化した時点から所定時間後におけるコンパレータ１３の出力、つまりトランジスタＱ２の出力ノードより小さい電圧振幅の信号の状態が、上記駆動信号の変化に追従して変化しているか否かに基づいて故障の判定を行っている。
【００７４】
「１」ショート検出処理の流れ
図１２に示すショート検出処理が開始されると、まずステップＳ３２１にて、判定部１４は、駆動パターンがＯＦＦになってからのコンパレータ１３の出力を監視している。続くステップＳ３２２では、判定部１４は、駆動パターンがＯＦＦになってから所定時間後、つまり駆動パターンの立ち上がりタイミングから所定時間後のコンパレータ出力がＨレベルであるか否かを判定する。つまり、判定部１４は、駆動パターンが変化した後であって、その変化が反映された時点におけるコンパレータ出力がＨレベルであるか否かを判定している。なお、所定時間は、トランジスタＱ２の動作遅延時間およびコンパレータ１３における遅延時間の最大値を考慮して設定されている。
【００７５】
ここで、図１４に示す「ショート故障時」のように駆動パターンがＯＦＦになったときにショート故障が発生した場合を想定する。本実施形態の構成であれば、故障が発生していない場合には、駆動パターンがＯＦＦになってから所定時間後におけるコンパレータ１３の出力は、Ｈレベルになっているはずである。
【００７６】
そのため、判定部１４は、駆動パターンがＯＦＦになってから所定時間後におけるコンパレータ出力がＨレベルである場合、つまりステップＳ３２２で「ＹＥＳ」になると、ショート故障が発生していないと判定し、ステップＳ３２１に戻り処理を繰り返す。また、判定部１４は、所定時間後におけるコンパレータ出力がＨレベルではない場合、つまりステップＳ３２２で「ＮＯ」になると、ショート故障が発生したと判定し、ステップＳ３０３に進みショート検出を出力する。
【００７７】
「２」オープン検出処理の流れ
図１３に示すオープン検出処理が開始されると、まずステップＳ４２１にて、判定部１４は、駆動信号がＯＮになってからのコンパレータ出力を監視する。続くステップＳ４２２では、判定部１４は、駆動信号がＯＮになってからの所定時間後におけるコンパレータ出力がＬレベルであるか否かを判定する。
【００７８】
ここで、図１４に示す「オープン故障時」のように駆動パターンがＯＮになったときにオープン故障が発生した場合を想定する。この場合、故障が発生していなければ、駆動パターンがＯＮになってから所定時間後におけるコンパレータ１３の出力は、Ｌレベルになっているはずである。
【００７９】
そのため、判定部１４は、駆動パターンがＯＮになってから所定時間後のコンパレータ出力がＬレベルである場合、つまりステップＳ４２２で「ＹＥＳ」になると、オープン故障が発生していないと判定し、ステップＳ４２１に戻り処理を繰り返す。また、判定部１４は、所定時間後のコンパレータ出力がＬレベルではない場合、つまりステップＳ４２２で「ＮＯ」になると、オープン故障が発生したと判定し、ステップＳ４０３に進みオープン検出を出力する。
【００８０】
以上説明した本実施形態では、故障検出回路１は、駆動信号の状態が変化した時点から所定時間後におけるコンパレータ１３の出力が、その駆動信号の変化に追従して変化していない場合に、スイッチング素子が故障したと判定する。このような構成であっても、第１実施形態と同様に、回路構成を簡略化しつつも、トランジスタＱ２の動作状態に関係なく、迅速に且つ精度良く故障を検出することができる。
【００８１】
また、本実施形態の場合、駆動信号の状態が変化した時点から所定時間後に故障の判定を行っているので、故障の発生から検知までに要する時間を短縮することができる。また、万一トランジスタＱ２が故障した場合に大きな電流が流れる時間を短縮することができ、回路部品が損傷するおそれを低減することができる。
【００８２】
（第４実施形態）
以下、第４実施形態について、図１５〜図２６を参照して説明する。
第４実施形態では、故障検出回路１の他の電気的構成の例を示している。なお、本実施形態の故障検出回路１においても、上記各実施形態で示した各検出処理を行うことが可能であり、上記各実施形態と同様に、トランジスタＱ２の故障を検出することができる。
【００８３】
図１５は、より構成を簡略化した故障検出回路１を示している。この場合、ダイオードＤ４および抵抗Ｒ１が省かれている。そのため、点Ａおよび点Ｂの各電圧振幅は、実質的に同一のものとなっている。このような構成であっても、故障判定回路１２への入力は、レベル変換回路１１によって、トランジスタＱ２の出力ノードの電圧振幅よりも小さい電圧振幅の信号として入力される。このような回路構成であっても、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。
【００８４】
ただし、図１５に示した構成の場合、温度補償用のダイオードＤ４を省いていることから、ダイオードＤ３の温度特性が故障の検出に影響を与えるおそれがある。例えば、点Ｂの電圧が温度により変化した場合には、閾値電圧Ｖｔｈが固定されている場合には、その閾値電圧Ｖｔｈが適切な範囲から外れてしまうおそれがある。
【００８５】
そこで、ダイオードＤ３の温度特性に応じて閾値電圧Ｖｔｈを変更可能にすることで、誤検出などのおそれを低減できると考えられる。
図１６（Ａ）は、閾値変更回路２０を設けた故障検出回路１を示している。この場合、コンパレータ１３の反転入力端子に入力される閾値電圧Ｖｔｈを、閾値変更回路２０により変更している。具体的には、閾値変更回路２０は、電流源１０と同期して作動するトランジスタＴｒ５の出力とグランドＧＮＤとの間に、ダイオードＤ６および抵抗Ｒ２が直列に接続されている。トランジスタＴｒ５の出力、つまり図１６の場合にはダイオードＤ６のアノード側がコンパレータ１３の反転入力端子に接続されている。
【００８６】
ダイオードＤ６は、レベル変換用のダイオードＤ３と共通する温度特性を有するものであり、温度の変化に応じて順方向電圧がダイオードＤ３と共通する態様で変化する。つまり、閾値電圧Ｖｔｈは、温度の変化に応じて自動で変化するとともに、その変化は、ダイオードＤ３の温度特性に対応したものとなっている。このような閾値変更回路２０を設けることにより、温度が変化した場合には閾値電圧Ｖｔｈを自動で変更することができるので、故障の検出を精度よく行うことができる。
【００８７】
また、図１６（Ａ）に示す回路構成の場合、ダイオードＤ３の温度特性を補償するように閾値電圧Ｖｔｈを変更することができるので、より検出の精度を高めることができる。図１６（Ｂ）は、図１６（Ａ）に示した閾値変更回路２０の変形例であり、トランジスタＴｒ５の代わりに、専用の電流源２１を設けた構成を示している。
【００８８】
また、閾値変更回路２０を設けることで、例えばＤＣ−ＤＣコンバータの起動直後など、トランジスタＱ２の電圧振幅が定常状態に比べて小さい場合などに閾値電圧Ｖｔｈを下げることによって故障の誤検出を防ぐことができる。また、時分割で閾値電圧Ｖｔｈを切り替えることによって地絡を検出する際の閾値電圧Ｖｔｈと天絡の検出やオープン検出する際の閾値電圧Ｖｔｈとを別々に設定することが可能になるなど、より精度が高い検出を行うことができる。なお、これらの効果は、後述する図１７および図１８に示す故障検出回路１の場合にも同様に得ることができる。
【００８９】
図１７は、閾値変更回路２０をＤ／Ａコンバータ２２で構成した故障検出回路１を示している。この場合、Ｄ／Ａコンバータ２２が出力する電圧が、閾値電圧Ｖｔｈとしてコンパレータ１３に入力される。このとき、Ｄ／Ａコンバータ２２は、起動時に図示しないメモリから設定値を読み出して閾値電圧Ｖｔｈを出力する構成であってもよいし、図示しない外部のマイクロコンピュータなどから設定値を設定する構成であってもよい。このようにＤ／Ａコンバータ２２により閾値変更回路２０を構成することによって、閾値電圧Ｖｔｈを変更することができる。
【００９０】
図１８は、閾値変更回路２０をＤ／Ａコンバータ２２で構成するとともに、閾値電圧Ｖｔｈに温度特性を持たせた故障検出回路１を示している。この場合、Ｄ／Ａコンバータ２２は、演算回路２３によって設定値が設定される。演算回路２３は、温度検出部２４で検出した温度に基づいて、Ｄ／Ａコンバータ２２に設定する設定値を演算する。なお、演算回路２３は、起動時などにはメモリ２５から読み出した設定値をＤ／Ａコンバータ２２に設定し、通常動作を開始すると演算結果に応じて設定値を変更するような構成であってもよい。このような閾値変更回路２０によっても、閾値電圧Ｖｔｈを変更することができる。なお、温度検出部２４としては、周知の温度センサなどを用いればよい。
【００９１】
図１９は、図１などに示したクランプ用のツェナーダイオードＤ５の代わりに、電圧制限用素子として定電圧の電源ＶＣＣ２に接続されたダイオードＤ７を設けた故障検出回路１を示している。ここで、ダイオードＤ３、Ｄ４およびＤ７の順方向電圧をＶｆ、トランジスタＴｒ２、Ｔｒ４のコレクタ・エミッタ間飽和電圧をＶｓａｔとすると、「ＶＣＣ２＋Ｖｆ＜ＶＣＣ−Ｖｓａｔ−Ｖｆ」、「ＶＣＣ２+Ｖｆ＞Ｖｔｈ」の関係を満たしているものとする。
【００９２】
このような構成によっても、電流源１０の出力端子の電圧、つまり点Ｂの電圧を制限することができる。したがって、電流源１０のトランジスタＴｒ２、Ｔｒ４などの飽和を防止でき、故障を迅速に検出することができる。この場合、電圧制限用素子は、１つあるいは図２０に示すように複数のダイオードＤ８、Ｄ９およびＤ１０の順方向電圧を利用した構成としてもよい。ここで、ダイオードＤ３、Ｄ４、Ｄ８、Ｄ９およびＤ１０の順方向電圧をＶｆ、トランジスタＴｒ２、Ｔｒ４のコレクタ・エミッタ間飽和電圧をＶｓａｔとすると、「３×Ｖｆ＜ＶＣＣ−Ｖｓａｔ−Ｖｆ」、「３×Ｖｆ＞Ｖｔｈ」の関係を満たしているものとする。なお、利用するダイオードの数は、図２０に示した３個に限定されるものではなく、それぞれの順方向電圧に基づいて適宜その数を変更することができる。
【００９３】
図２１は、図１などに示したコンパレータ１３の代わりに、論理回路としてＣＭＯＳプロセスで製造されているシュミットトリガバッファ２６を用いた故障検出回路１を示している。例えば閾値電圧Ｖｔｈに対してそれほど精度を必要としない場合には、予め閾値が固定されているシュミットトリガバッファ２６を用いることで、回路を簡略化しつつ、レベル変換回路１１の出力電圧をＣＭＯＳレベルに変換することができる。したがって、このような構成によっても、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。また、シュミットトリガバッファ２６はヒステリシスを有しているため、故障検出回路１に耐ノイズ性を保たせることもできる。
【００９４】
なお、図示は省略するが、シュミットトリガバッファ２６の代わりにシュミットトリガインバータを用いたり、ヒステリシスを有しない通常のバッファやインバータを用いたりしても同様の効果を得ることができる。シュミットトリガインバータやインバータを用いる場合には、ショート検出処理およびオープンにおいて判定時の論理レベルを適宜設定すればよい。
【００９５】
図２２は、定電流回路１５の他の構成例を示している。なお、定電流回路１６についても、これら他の構成例と同様の構成を採用することができる。例えば図２２（Ａ）に示すように、図２に示したバイポーラのトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２の代わりに、電界効果トランジスタＱ１０とＱ１１を用いたカレントミラー回路で定電流回路１５を構成することができる。あるいは、図２２（Ｂ）に示すように、定電流源１７を省き、デプレッション型電界効果トランジスタＱ１３を用いて定電流回路１５を構成することができる。また、図２２（Ｃ）に示すように、定電流ダイオード２７を用いて定電流回路１５を構成することができる。なお、これらは定電流回路１５の一例であり、レベル変換用のダイオードＤ３側に対して定電流を供給できる構成であれば他の回路構成を採用してもよい。
【００９６】
図２３は、電流源１０の他の構成例を示している。図２３（Ａ）は、図２に示した構成に対し、定電流回路１６を省くとともに、定電流源１７に代えて可変電流源２８を用いた構成である。この場合、可変電流源２８は、切替信号Ｓａに基づいて、第１電流値の電流を出力する状態と、第２電流値の電流を出力する状態とのいずれかに切り替え可能となっている。このような構成の電流源１０によっても、第１電流値の電流を出力する「小電流出力状態」と、第１電流値よりも大きい第２電流値の電流を出力する「大電流出力状態」との切り替えを行うことができる。
【００９７】
可変電流源２８としては、切替信号Ｓａに基づいて、出力電流を少なくとも２段階に切り替えることができるものであれば、どのような構成であっても構わない。例えば、可変電流源２８として、図２３（Ｂ）に示すように６つの抵抗Ｒ１１〜Ｒ１６、４つのトランジスタＴｒ１１〜Ｔｒ１４およびスイッチ２９を備えた構成を採用することができる。
【００９８】
この場合、トランジスタＴｒ１４のベースおよび抵抗Ｒ１６の相互接続点は、定電流回路１５を構成するトランジスタＴｒ１のコレクタに接続される。また、スイッチ２９は、ＭＯＳトランジスタなどから構成されており、そのオン／オフは切替信号Ｓａに基づいて制御される。このような構成によれば、可変電流源２８の出力電流は、トランジスタＴｒ１３のエミッタおよびグランドＧＮＤ間の抵抗値により定まるようになっており、その抵抗値はスイッチ２９のオン／オフにより切り替えられる。したがって、図２３（Ｂ）に示す構成によれば、切替信号Ｓａに基づいて出力電流を２段階に切り替えることができる。
【００９９】
図２４は、図２に示した構成に対し、定電流回路１６を省くとともに、４つのトランジスタＴｒ２１〜Ｔｒ２４およびスイッチ３０を追加した構成である。トランジスタＴｒ２１〜Ｔｒ２４は、スイッチ３０がオンのとき、トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２とともにカレントミラー回路を構成するように接続されている。スイッチ３０は、ＭＯＳトランジスタなどから構成されており、そのオン／オフは切替信号Ｓａに基づいて制御される。
【０１００】
この場合、定電流回路１５の出力電流の値が、スイッチ３０がオフのときに第１電流値になるとともに、スイッチ３０がオンのときに第１電流値より大きい第２電流値になるように、定電流源１７の電流値、トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２およびＴｒ２１〜Ｔｒ２４のサイズなどが設定される。このような構成によっても、切替信号Ｓａに基づいて出力電流を２段階に切り替えることができる。なお、この場合、カレントミラー回路を構成するためのトランジスタとして４つのトランジスタＴｒ２１〜Ｔｒ２４を追加したが、追加するトランジスタの数は適宜変更してもよい。
【０１０１】
図２５は、ラッチ回路３１が追加された構成を示している。ラッチ回路３１は、コンパレータ１３の出力を保持し、その保持した信号を電流源１０の出力状態を切り替えるための切替信号Ｓａとして出力する。このような構成によれば、ロジック回路などを含んで構成された判定部１４を介することなく、電流源１０の出力状態が切り替えられる。そのため、例えば起動時検出処理において、トランジスタＱ２のショート故障が検出された場合などに、素早く電流源１０を「小電流出力状態」に切り替えることが可能となる。つまり、このような構成によれば、電流源１０から大きな電流を出力する必要が無い期間には、直ちに「小電流出力状態」に切り替えられるので、電流源１０による消費電流を一層低く抑えることができる。
【０１０２】
図２６は、故障検出回路１の検出対象となるスイッチング素子を備えたスイッチング回路２の例を示している。なお、図２６では、検出対象となるスイッチング素子を破線にて囲んでいる。故障検出回路１は、図１に示したような昇降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータの他に、例えば図２６（Ａ）に示すＯＮ／ＯＦＦドライバ、いわゆるハーフブリッジドライバに用いられるスイッチング回路２のトランジスタＱ２０や、図２６（Ｂ）に示すフルブリッジドライバに用いられるスイッチング回路２の例えば下アームのトランジスタＱ２２、Ｑ２４、あるいは図２６（Ｃ）に示す例えば三相モータのドライバ回路に用いられるスイッチング回路２の下アームのトランジスタＱ２６、Ｑ２８、Ｑ３０などの故障を検出することに適用することができる。
【０１０３】
（その他の実施形態）
なお、本発明は上記し且つ図面に記載した各実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で任意に変形、組み合わせ、あるいは拡張することができる。
各実施形態では、出力状態を切り替えることができる電流源１０を用いることで、出力ノードに供給する電流の大小を切り替える構成を示したが、出力ノードに供給する電流の大小の切り替えは、次のように行うことも可能である。すなわち、図２７に示すように、電流源１０に代えて、常に第１電流値の電流を出力する電流源３２を用いる。そして、起動時検出処理におけるショート検出処理が実行される期間の少なくとも一部の期間において、駆動回路４がトランジスタＱ１をオンするような制御とする。
【０１０４】
このような構成でも、トランジスタＱ２の動作が停止しているときのショート検出処理では、第１電流値よりも大きい電流値、つまり第２電流値の電流を出力ノードに供給することができる。そして、電流源３２は、一定の電流を出力することができる構成であればよいため、電流値の切り替えを行う構成である電流源１０に比べ、小さな回路面積で構成することが可能である。したがって、このような構成を採用すれば、故障検出回路１、ひいては半導体装置１００の回路面積を小さく抑えつつ、上記各実施形態と同様の効果を得ることができる。
【０１０５】
各実施形態では半導体装置１００内に故障判定回路１２を設けた構成を示したが、故障判定回路１２として外部のマイクロコンピュータを用い、レベル変換回路１１あるいはコンパレータ１３の出力を外部のマイクロコンピュータに出力する構成としてもよい。その場合、レベル変換回路１１を単独で、あるいはコンパレータ１３などの論理回路と組み合わせて例えば図２８に示すような信号変換装置として扱ってもよい。この場合、信号変換装置は、電圧が変動する入力が行われ、その入力された電圧振幅よりも小さい電圧振幅の信号に変換するレベル変換回路１１を備えたものが最小構成単位となる。そして、例えばＣＭＯＳレベルの出力を利用したい場合などには、レベル変換回路１１で変換された小さい電圧振幅の信号を出力する論理回路を備えてもよい。また、この信号変換装置を半導体装置に組み込んでもよい。
【符号の説明】
【０１０６】
１…故障検出回路、１０…電流源、１１…レベル変換回路、１２…故障判定回路、Ｄ３…ダイオード、Ｑ２、Ｑ２０、Ｑ２２、Ｑ２４、Ｑ２６、Ｑ２８、Ｑ３０…トランジスタ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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