(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定の高圧直流電源出力の正極側電源ライン及び負極側電源ラインとそれぞれ接続される正極側入力端子及び負極側入力端子と、前記正極側電源ラインと接地との間及び前記負極側電源ラインと接地との間に接続されるＹコンデンサと、を有し、フライングキャパシタの充電電圧に基づいて前記正極側電源ライン及び負極側電源ラインと接地との間の絶縁状態を地絡抵抗として把握する絶縁状態検出装置であって、
前記フライングキャパシタを前記地絡抵抗の影響を受ける所定の通電経路を経由して充電する時の１回の充電区間の中で、互いにタイミングの異なる第１時刻、及び第２時刻でそれぞれ前記フライングキャパシタの充電電圧を計測する充電電圧計測部と、
前記充電電圧計測部が計測した前記第１時刻の電圧計測値、及び前記第２時刻の電圧計測値に基づいて、前記地絡抵抗の値を算出する地絡抵抗値算出部と、
を備えることを特徴とする絶縁状態検出装置。
【請求項２】
請求項１に記載の絶縁状態検出装置であって、
前記地絡抵抗値算出部は、前記第１時刻の電圧計測値及び前記第２時刻の電圧計測値の比率と、前記地絡抵抗の抵抗値とを対応付けた状態で、複数の定数データを保持する地絡抵抗マップ、
を備えることを特徴とする絶縁状態検出装置。
【請求項３】
請求項１又は２に記載の絶縁状態検出装置であって、
前記地絡抵抗値算出部が、前記充電電圧計測部により計測された前記第１時刻の電圧計測値、及び前記第２時刻の電圧計測値に基づいて前記地絡抵抗の値を算出する２点計測モードと、
前記充電電圧計測部が前記１回の充電区間の中の第３時刻で前記フライングキャパシタの充電電圧を計測し、前記地絡抵抗値算出部が、前記充電電圧計測部により計測された前記第３時刻の電圧計測値に基づいて前記地絡抵抗の値を算出する通常計測モードと、
を有することを特徴とする絶縁状態検出装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、車両に搭載可能な絶縁状態検出装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば、電気自動車のように、推進用エネルギーとして電力を利用する車両においては、２００Ｖ程度の高電圧を出力する直流電源装置を搭載する場合がある。このような高電圧の直流電源装置を搭載した車両の場合には、直流電源装置の正負の電源ラインと車体との間が電気的に絶縁された状態で使用される。すなわち、車体は高電圧を出力する電源の負極の電源ラインとして利用しない。
【０００３】
このような車両においては、安全性の確保等のために、高電圧の直流電源出力の配線と車体との間が十分に電気絶縁されていることを検知して確認する必要がある。このような検知を行う場合に用いられる絶縁状態検出装置の従来技術が、例えば特許文献１、特許文献２および特許文献３に開示されている。
【０００４】
この種の絶縁状態検出装置は、フライングキャパシタを用いている。すなわち、スイッチング素子を介して、高電圧の正負の電源ラインと接地ライン（車体）との間に一定時間だけ検出用コンデンサ（フライングキャパシタと呼ばれる）を接続する。このフライングキャパシタの充電電圧を監視し、この充電電圧から計算により地絡抵抗、すなわち電源ラインと接地ラインとの間の絶縁抵抗を算出する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００９−２８１９８６号公報
【特許文献２】特開２００９−２８１９８７号公報
【特許文献３】特開２０１１−１０２７８８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところで、各種機器から発生したノイズや、外部から侵入したノイズは、電源ラインを経由して他の機器に伝搬し様々な誤動作の原因になる。したがって、例えば車両用の高圧電源の場合にも、コモンモードノイズを低減するために、電源の各電極とアースラインとの間にライン・バイパス・コンデンサを接続した状態で使用する必要がある。また、電源ラインとアースライン間には浮遊容量が存在する。それらは総称してＹコンデンサと称される。
【０００７】
ところが、上記のような絶縁状態検出装置を使用する場合には、前記フライングキャパシタを充電する際に、このフライングキャパシタとＹコンデンサとが並列の状態で接続される。そのため、車両の高圧電源から地絡抵抗を経由してフライングキャパシタに電荷が流入すると同時に、電位差によりＹコンデンサに蓄積されている電荷もフライングキャパシタ側に流入する。したがって、フライングキャパシタの充電電圧にはＹコンデンサの影響が現れる。
【０００８】
また、実際には正極側のＹコンデンサと負極側のＹコンデンサとがあり、これらの接続点の電位は通常はバランス状態で安定しているが、一方のＹコンデンサからの電荷の流出によってバランスが崩れる。電荷の流出によってこれら２つのＹコンデンサの電位のバランスが崩れても、正極側地絡抵抗測定電圧ＶＣ１ｐ、負極側地絡抵抗測定電圧ＶＣ１ｎの計測後、電源充電電圧Ｖ０の計測の間に、地絡抵抗を経由して高圧電源から低圧側のＹコンデンサに電荷が流入するので、ある程度の時間が経過すれば、２つのＹコンデンサの電位はバランスした状態に自然に復帰する。また、２つのＹコンデンサの電位がバランスした状態で安定している時には、Ｙコンデンサがフライングキャパシタの充電電圧に与える影響は予め計算できるので、補正により地絡抵抗を求めることができる。
【０００９】
しかしながら、地絡抵抗の計測所要時間を短縮するためには、前記フライングキャパシタの充電から次の計測までのサイクルを短くする必要がある。この場合、２つのＹコンデンサの電位がバランスしていない状態で次の計測が行われるが、どの程度バランスが崩れているかは不明であるため、計測値に対するバランス時の補正では正確な値が求まらなくなるという問題が生じる。つまり、計測サイクルが短いと、上記のようにＹコンデンサの静電容量が大きい（例えば０．５［μＦ］程度）ことに起因して、地絡抵抗の次回の計測開始時には、２つのＹコンデンサのバランスが崩れた状態となっており、これがバランスした状態へ戻るために発生するＹコンデンサからフライングキャパシタへの初期電荷の移動が、高圧電源からフライングキャパシタへの電荷の移動と重ね合わされることになる。
【００１０】
そして、地絡抵抗が高いほど、Ｙコンデンサがバランスするまでの時間が長くなるため、Ｙコンデンサの静電容量が大きく、かつ、計測サイクルが短い場合には、地絡抵抗が高いほど、初期状態におけるＹコンデンサのアンバランスの度合いが大きくなり、Ｙコンデンサからフライングキャパシタへの初期電荷の移動量が増え、フライングキャパシタの充電電圧が大きく上昇することになる。
【００１１】
ところで、地絡抵抗の計測は、地絡抵抗が低いほどフライングキャパシタの充電電圧が高くなることを利用して行われる。一方、Ｙコンデンサの静電容量が大きく、かつ、計測サイクルが短い場合には、上に述べたように、地絡抵抗が高いほど、Ｙコンデンサのアンバランスの度合いが大きくなり、フライングキャパシタの充電電圧はより大きく上昇する。そのため、Ｙコンデンサの静電容量が大きい場合には、計測サイクルを短くすると、フライングキャパシタの充電電圧を測定しても、当該電圧が、地絡抵抗に起因するものであるのか、Ｙコンデンサのアンバランスに起因するものであるのかを区別できず、地絡抵抗の値を正しく求めることが困難となる。
したがって、従来の絶縁状態検出装置は、Ｙコンデンサの静電容量が大きい場合に、計測サイクルを短くすると地絡抵抗の値を正しく計測できず、地絡抵抗の低下を正確に検出することが困難であるという問題点があった。
【００１２】
本発明は、上記の状況に鑑みてなされたものであり、フライングキャパシタの充電電圧が高圧電源に接続されたＹコンデンサの電荷によって大きな影響を受ける状況であっても、計測所要時間を長くすることなく、地絡抵抗の正しい計測が可能な絶縁状態検出装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明に係る上記目的は、下記構成により達成される。
（１）  所定の高圧直流電源出力の正極側電源ライン及び負極側電源ラインとそれぞれ接続される正極側入力端子及び負極側入力端子と、前記正極側電源ラインと接地との間及び前記負極側電源ラインと接地との間に接続されるＹコンデンサと、を有し、フライングキャパシタの充電電圧に基づいて前記正極側電源ライン及び負極側電源ラインと接地との間の絶縁状態を地絡抵抗として把握する絶縁状態検出装置であって、
前記フライングキャパシタを前記地絡抵抗の影響を受ける所定の通電経路を経由して充電する時の１回の充電区間の中で、互いにタイミングの異なる第１時刻、及び第２時刻でそれぞれ前記フライングキャパシタの充電電圧を計測する充電電圧計測部と、
前記充電電圧計測部が計測した前記第１時刻の電圧計測値、及び前記第２時刻の電圧計測値に基づいて、前記地絡抵抗の値を算出する地絡抵抗値算出部と、
を備えることを特徴とする。
【００１４】
（２）  前記（１）に記載の絶縁状態検出装置であって、
前記地絡抵抗値算出部は、前記第１時刻の電圧計測値及び前記第２時刻の電圧計測値の比率と、前記地絡抵抗の抵抗値とを対応付けた状態で、複数の定数データを保持する地絡抵抗マップ、
を備えることを特徴とする。
【００１５】
（３）  前記（１）又は（２）に記載の絶縁状態検出装置であって、
前記地絡抵抗値算出部が、前記充電電圧計測部により計測された前記第１時刻の電圧計測値、及び前記第２時刻の電圧計測値に基づいて前記地絡抵抗の値を算出する２点計測モードと、
前記充電電圧計測部が前記１回の充電区間の中の第３時刻で前記フライングキャパシタの充電電圧を計測し、前記地絡抵抗値算出部が、前記充電電圧計測部により計測された前記第３時刻の電圧計測値に基づいて前記地絡抵抗の値を算出する通常計測モードと、
を有することを特徴とする。
【００１６】
（４）  前記（１）に記載の絶縁状態検出装置であって、
前記充電電圧計測部は、前記負極側電源ラインと前記接地電極との間の地絡抵抗の影響を受ける通電経路で前記フライングキャパシタを充電する時の前記フライングキャパシタの電圧を負側計測値として計測すると共に、前記正極側電源ラインと前記接地電極との間の地絡抵抗の影響を受ける通電経路で前記フライングキャパシタを充電する時の前記フライングキャパシタの電圧を正側計測値として計測し、
前記地絡抵抗値算出部は、前記負側計測値と前記正側計測値との差が所定以上の場合には、前記負側計測値及び前記正側計測値のうち値が小さい方のみに対して事前に定めた定数を用いて補正を適用し、補正後の前記負側計測値及び前記正側計測値に基づいて前記地絡抵抗の値を算出する、
ことを特徴とする。
【００１７】
（５）  前記（１）に記載の絶縁状態検出装置であって、
前記第１時刻が前記第２時刻よりも早い時刻である状況において、前記充電電圧計測部が前記第１時刻の電圧計測値を計測した直後に、前記第１時刻の電圧計測値を事前に定めた上限値と比較し、前記第１時刻の電圧計測値が前記上限値を超えた時には、少なくとも充電区間の時間長を通常よりも短縮して充電電圧の最大値を抑制する計測制御部、
を更に備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１８】
本発明の絶縁状態検出装置によれば、フライングキャパシタの充電電圧が高圧電源に接続されたＹコンデンサの電荷によって大きな影響を受ける状況であっても、計測所要時間を長くすることなく、地絡抵抗の正しい計測が可能になる。
【００１９】
以上、本発明について簡潔に説明した。更に、以下に説明される発明を実施するための形態を添付の図面を参照して通読することにより、本発明の詳細は更に明確化されるであろう。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】図１は、本発明の特徴を含む基本計測サイクルの動作を示すタイムチャートである。
【図２】図２は、実施形態の絶縁状態検出装置およびその周辺回路の構成例を示す電気回路図である。
【図３】図３（Ａ）及び図３（Ｂ）は、本発明の特徴を含まない基本計測サイクルの動作であって、図３（Ａ）は動作状態遷移を表す状態遷移図、図３（Ｂ）はフライングキャパシタの端子間電圧の変化を表す波形図である。
【図４】図４は、図２に示した回路の一部分を抽出した状態を表し、Ｖ０計測動作時の充電状態を示す電気回路図である。
【図５】図５は、図２に示した回路の一部分を抽出した状態を表し、充電電圧計測時の状態を示す電気回路図である。
【図６】図６は、図２に示した回路の一部分を抽出した状態を表し、ＶＣ１ｎ計測動作時の充電状態を示す電気回路図である。
【図７】図７は、図２に示した回路の一部分を抽出した状態を表し、ＶＣ１ｐ計測動作時の充電状態を示す電気回路図である。
【図８】図８（Ａ）及び図８（Ｂ）は、図２に示した回路の一部分を抽出した状態を表し、図８（Ａ）はＶＣ１ｎ計測のための充電を行う際のＹコンデンサＹｐの電荷の影響を表す等価回路図、図８（Ｂ）はＶＣ１ｎ計測のための充電を行う際の地絡抵抗ＲＬｎの影響を表す等価回路図である。
【図９】図９は、Ｃ１の端子間電圧及びＹｐ、Ｙｎのバランス電位の変動の具体例を示す波形図である。
【図１０】図１０は、地絡抵抗の抵抗値が異なる２種類の条件で、ＶＣ１ｎ、又はＶＣ１ｐを計測する場合の検出用コンデンサＣ１の充放電電圧の具体例を示す波形図である。
【図１１】図１１は、充電時間の長さを短縮する場合の充電電圧最大値の変化を示す波形図である。
【図１２】図１２（Ａ）及び図１２（Ｂ）は、本発明の実施形態における特徴的な動作（２）及びその変形例を示すフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
本発明の絶縁状態検出装置に関する具体的な実施の形態について、各図を参照しながら以下に説明する。
【００２２】
＜全体の構成および動作の概要＞
車両に搭載された絶縁状態検出装置１０およびその周辺回路の構成を図２に示す。
【００２３】
図２に示した絶縁状態検出装置１０は、例えば電気自動車、あるいは駆動源としてエンジンおよび電気モータを備えたハイブリッド自動車のような車両に搭載して使用することができる。車載直流高圧電源５０は、例えば２００Ｖ程度の高電圧の直流電力を出力する。車載直流高圧電源５０が出力する電力により、車両の推進力を発生する電気モータＭを駆動することができる。
【００２４】
車載直流高圧電源５０の出力の正極側電源ライン１１１と接地ライン１０３との間は電気的に絶縁されている。また、負極側電源ライン１１２と接地ライン１０３との間も電気的に絶縁されている。接地ライン１０３は、車両の車体などのアース部分に相当する。ここで、正極側電源ライン１１１と接地ライン１０３との間の絶縁状態を地絡抵抗ＲＬｐとして表すことができる。また、負極側電源ライン１１２と接地ライン１０３との間の絶縁状態を地絡抵抗ＲＬｎとして表すことができる。
【００２５】
また、コモンモードノイズを低減するために、図２に示すように、正極側電源ライン１１１と接地ライン１０３との間にＹコンデンサＹｐを接続し、負極側電源ライン１１２と接地ライン１０３との間にＹコンデンサＹｎを接続してある。なお、ＹコンデンサＹｐ、Ｙｎは、浮遊容量も含んでいる。
【００２６】
図２に示した絶縁状態検出装置１０を車両に搭載することにより、必要に応じていつでも車両の絶縁状態を監視することができる。すなわち、車載直流高圧電源５０の出力における地絡抵抗ＲＬｐ、ＲＬｎを検出し絶縁状態を把握するために絶縁状態検出装置１０を利用することができる。
【００２７】
従って、図２に示すように、絶縁状態検出装置１０の正極側入力端子１３及び負極側入力端子１４をそれぞれ正極側電源ライン１１１及び負極側電源ライン１１２と接続してある。また、絶縁状態検出装置１０の接地点１５は、接地ライン１０３と接続してある。
【００２８】
絶縁状態検出装置１０の計測結果や警報の情報を出力するために、図２に示すように出力端子２１が設けてある。この出力端子２１は、例えば車両側の電子制御装置（ＥＣＵ）と接続することができる。
【００２９】
＜絶縁状態検出装置１０の構成例＞
図２に示すように、絶縁状態検出装置１０の回路にはフライングキャパシタとして動作する検出用コンデンサＣ１が設けてある。この検出用コンデンサＣ１には、車載用であることを考慮してセラミックコンデンサを採用している。
【００３０】
また、検出用コンデンサＣ１の充電及び放電を制御するために、その周辺に４つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４が設けてある。これらのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の各々は、例えば光ＭＯＳＦＥＴのように、絶縁された信号の制御によって接点の開閉（オフ／オン）状態を切替可能なスイッチである。
【００３１】
スイッチング素子Ｓ１は、一端が抵抗器Ｒ０１を介して正極側入力端子１３と接続され、他端が配線３１と接続されている。スイッチング素子Ｓ２は、一端が抵抗器Ｒ０２を介して負極側入力端子１４と接続され、他端が抵抗器Ｒ２を介して配線３２と接続されている。
【００３２】
スイッチング素子Ｓ３は、一端が配線３３と接続され、他端が配線３５と接続されている。スイッチング素子Ｓ４は、一端が配線３２と接続され、他端が抵抗器Ｒ４を介して接地点１５と接続されている。
【００３３】
検出用コンデンサＣ１は、負極側端子が配線３２と接続されている。検出用コンデンサＣ１の正極側端子は、ダイオードＤ１及び抵抗器Ｒ１で構成される直列回路を介して配線３１と接続されている。また、検出用コンデンサＣ１の正極側端子は、ダイオードＤ３及び抵抗器Ｒ３で構成される直列回路を介して配線３３と接続され、更にダイオードＤ２を介して配線３３と接続されている。ダイオードＤ２は配線３３から配線３４に向かう方向の通電を許可する極性で接続され、ダイオードＤ３は配線３４から配線３３に向かう方向の通電を許可する極性で接続されている。
【００３４】
マイクロコンピュータ（ＣＰＵ）１１は、予め組み込まれたプログラムを実行することにより、絶縁状態検出装置１０に必要とされる各種制御を実行する。具体的には、マイクロコンピュータ１１は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を個別に制御して検出用コンデンサＣ１の充電及び放電を制御する。また、マイクロコンピュータ１１は検出用コンデンサＣ１の充電電圧に相当するアナログレベルを、配線３６を介して一方のアナログ入力ポートＡＤ１から入力し、この入力レベルに基づいて計算を行い、地絡抵抗ＲＬｐ及びＲＬｎを把握する。
【００３５】
配線３５と配線３６との間には入力回路２０が接続されている。この入力回路２０は、配線３５に現れる信号をマイクロコンピュータ１１の処理に適した信号に変換するための信号処理を行う。入力回路２０については様々な機能および構成が考えられるが、代表的な入力回路２０としてはサンプルホールド回路が想定される。
【００３６】
例えば、配線３５と配線３６との間にアナログスイッチを接続し、配線３６と接地点１５との間に信号レベルを保持するキャパシタ（コンデンサ）を接続する。特定のタイミングでマイクロコンピュータ１１が前記アナログスイッチを一時的にオン（導通状態）にすることにより、そのタイミングで入力された信号レベルをサンプリングし、入力回路２０内の前記キャパシタで保持することができる。もちろん、このようなサンプルホールド回路の機能は、省略することも可能である。
【００３７】
＜地絡抵抗の計測＞
＜基本計測サイクルの説明＞
動作状態遷移及びフライングキャパシタの端子間電圧の変化を図３（Ａ）及び図３（Ｂ）に示す。尚、基本的な動作の理解を容易にするために、図３（Ａ）及び図３（Ｂ）においては本発明の特徴的な動作の記載は省略されている。
【００３８】
図３（Ａ）に示すように、絶縁状態検出装置１０の基本計測サイクルは、「Ｖ０計測区間」Ａ１、「ＶＣ１ｎ計測区間」Ａ２、「Ｖ０計測区間」Ａ３、「ＶＣ１ｐ計測区間」Ａ４の各計測区間の連なりにより構成されており、この基本計測サイクルが繰り返し実行される。
【００３９】
「Ｖ０計測区間」Ａ１及びＡ３では、電源電圧に応じて変化する充電電圧Ｖ０を計測する。充電電圧Ｖ０は地絡抵抗の抵抗値とは無関係である。
【００４０】
「ＶＣ１ｎ計測区間」Ａ２では、負極側の地絡抵抗ＲＬｎの抵抗値の影響を受けて変化する充電電圧ＶＣ１ｎを計測する。また、「ＶＣ１ｐ計測区間」Ａ４では、正極側の地絡抵抗ＲＬｐの抵抗値の影響を受けて変化する充電電圧ＶＣ１ｐを計測する。
【００４１】
また、上記各区間Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４のいずれについても、検出用コンデンサ（フライングキャパシタ）Ｃ１を充電するための「充電動作」と、この検出用コンデンサＣ１の端子間電圧を計測するための「計測動作」と、検出用コンデンサＣ１に蓄積した電荷を放電するための「放電動作」とが含まれている。
【００４２】
検出用コンデンサＣ１の端子間電圧は、図３（Ｂ）に示すように、各区間で充電を開始すると、充電回路の時定数により定まる指数関数（ｅｘｐ）カーブに従って上昇し、放電を開始すると放電回路の時定数により定まる指数関数カーブに従って下降する。図３（Ａ）の基本計測サイクルを実施する場合には、検出用コンデンサＣ１の充電及び放電を繰り返し行うので、図３（Ｂ）のように検出用コンデンサＣ１の電圧が変化する。
【００４３】
「Ｖ０計測区間」Ａ１及びＡ３では、検出用コンデンサＣ１の充電を終了した時の電圧をＶ０として計測する。
【００４４】
また、「ＶＣ１ｎ計測区間」Ａ２では、検出用コンデンサＣ１の充電が完了して放電に移行する前の電圧をＶＣ１ｎとして計測する。「ＶＣ１ｐ計測区間」Ａ４では、検出用コンデンサＣ１の充電を終了して放電に移行する前の電圧をＶＣ１ｐとして計測する。
【００４５】
実際には、図２に示したマイクロコンピュータ１１がスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフを制御することにより、図３（Ａ）に示した基本計測サイクルの動作を実行することができる。そして、この基本計測サイクルの結果として得られる計測値のＶ０、Ｖｃ１ｎ、Ｖｃ１ｐに基づいて地絡抵抗を算出することができる。
【００４６】
＜各区間の状態の説明＞
＜「Ｖ０計測区間」Ａ１、Ａ３の充電状態＞
図２に示した回路の中から一部分を抽出し、「Ｖ０計測区間」Ａ１、Ａ３の充電状態と関係のある箇所を図４に示す。
【００４７】
「Ｖ０計測区間」Ａ１、Ａ３の充電状態においては、スイッチング素子Ｓ１及びＳ２がオン（接点閉）になり、他のスイッチング素子はオフ（接点開）になる。したがって、図４に示すような通電経路が形成され、図４中の矢印のように電流が流れる。
【００４８】
つまり、スイッチング素子Ｓ１の接点が閉になるので、正極側電源ライン１１１から正極側入力端子１３、スイッチング素子Ｓ１、配線３１、ダイオードＤ１、抵抗器Ｒ１を通って検出用コンデンサＣ１の正極側端子に電流が流れる。また、スイッチング素子Ｓ２の接点が閉になるので、検出用コンデンサＣ１の負極側端子から、配線３２、抵抗器Ｒ２、スイッチング素子Ｓ２、負極側入力端子１４、負極側電源ライン１１２へ電流が流れる。従って、この電流により検出用コンデンサＣ１に電荷が充電される。この時の検出用コンデンサＣ１の充電電圧は車載直流高圧電源５０の出力電圧と充電回路の時定数と充電時間に応じて定まるが、地絡抵抗ＲＬｎ、ＲＬｐの影響は受けない。
【００４９】
＜充電電圧計測時の状態＞
図２に示した回路の中から一部分を抽出し、充電電圧計測時の状態と関係のある箇所を図５に示す。
【００５０】
区間Ａ１〜Ａ４の各々の充電電圧計測時には、スイッチング素子Ｓ３及びＳ４の接点がそれぞれ閉になり、他のスイッチング素子はオフ（接点開）になる。したがって、図５に示すような通電経路が形成される。つまり、図５のように検出用コンデンサＣ１の負極側端子が、抵抗器Ｒ４を介して接地点１５と接続される。また、検出用コンデンサＣ１の正極側端子が、ダイオードＤ３、抵抗器Ｒ３、スイッチング素子Ｓ３、配線３５、入力回路２０、配線３６を介してマイクロコンピュータ１１のアナログ入力ポートと接続される。従って、マイクロコンピュータ１１は、検出用コンデンサＣ１の充電電圧に比例したアナログレベルを検出することができる。
【００５１】
なお、検出用コンデンサＣ１の放電動作の際にも、入力回路２０をオフにする点を除き図５と同じ状態になる。つまり、検出用コンデンサＣ１に蓄積された正極側の電荷は、ダイオードＤ３、抵抗器Ｒ３、及びＲ５を通り、負極側の電荷は抵抗器Ｒ４を通って時間の経過と共に自然に放電する。
【００５２】
＜「ＶＣ１ｎ計測区間」Ａ２の充電状態＞
図２に示した回路の中から一部分を抽出し、「ＶＣ１ｎ計測区間」Ａ２の充電状態と関係のある箇所を図６に示す。
【００５３】
「ＶＣ１ｎ計測区間」Ａ２の充電状態においては、スイッチング素子Ｓ１及びＳ４の接点がそれぞれ閉になり、他のスイッチング素子はオフ（接点開）になる。したがって、図６に示すような通電経路が形成される。
【００５４】
つまり、図６中に矢印で示すように、正極側電源ライン１１１から正極側入力端子１３、スイッチング素子Ｓ１、配線３１、ダイオードＤ１、抵抗器Ｒ１を通って検出用コンデンサＣ１の正極側端子に電流が流れる。また、スイッチング素子Ｓ４の接点が閉になるので、検出用コンデンサＣ１の負極側端子から、スイッチング素子Ｓ４、抵抗器Ｒ４、接地点１５、接地ライン１０３、地絡抵抗ＲＬｎを通って負極側電源ライン１１２に電流が流れる。この電流により、検出用コンデンサＣ１に電荷が充電される。この時の充電電圧は、地絡抵抗ＲＬｎの影響を反映した結果になる。
【００５５】
＜「ＶＣ１ｐ計測区間」Ａ４の充電状態＞
図２に示した回路の中から一部分を抽出し、「ＶＣ１ｐ計測区間」Ａ４の充電状態と関係のある箇所を図７に示す。
【００５６】
「ＶＣ１ｐ計測区間」Ａ４の充電状態においては、スイッチング素子Ｓ２及びＳ３の接点がそれぞれ閉になり、他のスイッチング素子はオフ（接点開）になる。したがって、図７に示すような通電経路が形成される。
【００５７】
つまり、図７中に矢印で示すように、正極側電源ライン１１１から地絡抵抗ＲＬｐ、接地ライン１０３、接地点１５、抵抗器Ｒ５、スイッチング素子Ｓ３、ダイオードＤ２を通って、検出用コンデンサＣ１の正極側端子に電流が流れる。また、検出用コンデンサＣ１の負極側端子から、配線３２、抵抗器Ｒ２、スイッチング素子Ｓ２、負極側入力端子１４、負極側電源ライン１１２へ電流が流れる。この電流により、検出用コンデンサＣ１に電荷が充電される。この時の充電電圧は、地絡抵抗ＲＬｐの影響を反映した結果になる。
【００５８】
＜基本的な地絡抵抗の計測動作＞
図２に示した絶縁状態検出装置１０の動作に関しては、基本的には以下の関係を有する。
【００５９】
（ＲＬp＋ＲＬn）／（ＲＬp×ＲＬn）＝ｆ［｛(Ｖｃ１ｐ)＋(Ｖｃ１ｎ)｝／Ｖ０］  ・・・(1)
但し、
Ｖ０：車載直流高圧電源５０の出力電圧に応じた検出用コンデンサＣ１の充電電圧
Ｖｃ１ｎ：負側の地絡抵抗ＲＬｎの影響を受けた検出用コンデンサＣ１の充電電圧
Ｖｃ１ｐ：正側の地絡抵抗ＲＬｐの影響を受けた検出用コンデンサＣ１の充電電圧
ＲＬp，ＲＬn：各地絡抵抗の抵抗値
【００６０】
従って、マイクロコンピュータ１１は、各状態でアナログ入力ポート（ＡＤ１）に入力される信号レベルから各充電電圧「Ｖ０」、「Ｖｃ１ｎ」、「Ｖｃ１ｐ」を把握し、上記関係式に基づいて地絡抵抗ＲＬｐ、ＲＬｎを算出することが可能である。
【００６１】
＜ＹコンデンサＹｐ、Ｙｎの影響の説明＞
図２に示した車載直流高圧電源５０の出力の正極側電源ライン１１１、負極側電源ライン１１２と、接地ライン１０３との間には、ＹコンデンサＹｐ及びＹｎが接続されている。これらのＹコンデンサＹｐ及びＹｎはコモンモードノイズを低減するためのものであるが、絶縁状態検出装置１０が絶縁状態を検出する際に大きな影響を及ぼす場合がある。具体的には、例えば地絡抵抗ＲＬｎ、ＲＬｐの抵抗値が１［ＭΩ］以上程度になると、地絡抵抗ＲＬｎ、ＲＬｐの影響で変化する計測値「Ｖｃ１ｎ」、「Ｖｃ１ｐ」の変化が、ＹコンデンサＹｐ及びＹｎの影響と区別困難な状況になるため、抵抗値の大きい地絡抵抗ＲＬｎ、ＲＬｐの計測ができなくなる。特に、ＹコンデンサＹｐ及びＹｎの静電容量が比較的大きい（例えば０．５［μＦ］）場合に影響が顕著になる。
【００６２】
＜電荷の移動の説明＞
図２中のＹコンデンサＹｐ及びＹｎの影響について、図８（Ａ）、図８（Ｂ）の等価回路図を参照しながら説明する。図８（Ａ）は、図２に示した回路の中で、「ＶＣ１ｎ」計測のための検出用コンデンサＣ１の充電を行う際のＹコンデンサＹｐの電荷の移動する経路を表している。また、図８（Ｂ）は、「ＶＣ１ｎ」計測のための検出用コンデンサＣ１の充電を行う際に地絡抵抗ＲＬｎの影響により変化する充電電流が流れる経路を表している。
【００６３】
すなわち、図６に示した充電状態は、図８（Ｂ）に示すように地絡抵抗ＲＬｎを含む経路で充電電流ＩＲＬｎが流れる経路と、図８（Ａ）に示すようにＹコンデンサＹｐの電荷による電流Ｉｙｐが流れる経路との合成回路として考えることができる。
【００６４】
図８（Ａ）に示す状態においては、充電開始初期にはＹコンデンサＹｐの端子間電圧が大きく、検出用コンデンサＣ１の端子間電圧が小さいので、ＹコンデンサＹｐに蓄積された電荷が電圧の低い検出用コンデンサＣ１側に移動するため電流Ｉｙｐが流れる。そして、これと同時に、図８（Ｂ）に示すように地絡抵抗ＲＬｎの影響を受ける充電電流ＩＲＬｎも流れる。
【００６５】
したがって、検出用コンデンサＣ１を充電する電流については、図８（Ａ）のＩｙｐと、図８（Ｂ）のＩＲＬｎとを加算した結果となる。つまり、検出用コンデンサＣ１の充電電圧の計測値「Ｖｃ１ｎ」は、地絡抵抗ＲＬｎの影響（ＩＲＬｎ）だけでなく、ＹコンデンサＹｐの影響（Ｉｙｐ）も受けることになる。そして、地絡抵抗ＲＬｎの影響に比べてＹコンデンサＹｐの影響が大きい場合には、計測値から地絡抵抗ＲＬｎを算出することが困難になる。
【００６６】
また、図示しないが、「Ｖｃ１ｐ」を計測する際には、ＹコンデンサＹｎから検出用コンデンサＣ１に電荷が移動するため、それに伴って電流Ｉｙｎが流れる。そして、地絡抵抗ＲＬｐの影響を受ける充電電流ＩＲＬｐと、電流Ｉｙｎとを加算した電流により検出用コンデンサＣ１が充電される。そのため、地絡抵抗ＲＬｐの影響に比べてＹコンデンサＹｎの影響が大きい場合には、計測値「Ｖｃ１ｐ」に含まれるＹコンデンサＹｎの影響が大きくなり、正しい地絡抵抗ＲＬｐを算出することが困難になる。
【００６７】
＜Ｙｐ、Ｙｎの電圧のバランスの説明＞
図２に示した回路において、ＹコンデンサＹｐ、Ｙｎは静電容量が同一であるため、計測を開始する前の定常状態においては、ＹコンデンサＹｐ、Ｙｎはバランス状態になっている。つまり、車載直流高圧電源５０の出力する電圧がＹｐ、Ｙｎの静電容量の比率に応じて分圧されて、ＹコンデンサＹｐの端子間電圧と、ＹコンデンサＹｎの端子間電圧とがほぼ一致する状態（例えば１００［Ｖ］）である。また、接地ライン１０３の電位は、正極側電源ライン１１１の電位と負極側電源ライン１１２の電位との中央値で安定している。
【００６８】
（１）  一方、「ＶＣ１ｎ」を計測する際には、図８（Ａ）に示した等価回路のように、ＹコンデンサＹｐの電荷が電流Ｉｙｐとして流れるためバランスが崩れる。すなわち、ＹコンデンサＹｐの電荷が流出してＹコンデンサＹｐの端子間電圧が低下するため、ＹコンデンサＹｐ、Ｙｎの電圧のバランスが崩れて、接地ライン１０３の電位が変動する。
【００６９】
このように電圧のバランスが崩れると、「ＶＣ１ｎ」計測後の「Ｖ０計測区間」において、ＹコンデンサＹｐから流出した電荷分は、車載直流高圧電源５０から地絡抵抗ＲＬｎを介して再び充電されるので、バランスが取れた状態に戻ることになる。但し、Ｙコンデンサのキャパシタが大きく、計測サイクルが短い場合には、バランスが取れた状態に戻る前に次の計測が開始されることになる。
【００７０】
（２）  また、「ＶＣ１ｐ」を計測する際には、ＹコンデンサＹｎの電荷が電流Ｉｙｎとして検出用コンデンサＣ１側に流れるためバランスが崩れる。すなわち、ＹコンデンサＹｎの電荷が流出してＹコンデンサＹｎの端子間電圧が低下するため、ＹコンデンサＹｐ、Ｙｎの電圧のバランスが崩れて、接地ライン１０３の電位が変動する。更に、「ＶＣ１ｎ」を計測する際に発生したバランスの崩れの影響が残っている状態で、「ＶＣ１ｐ」を計測しようとする場合には、ＹコンデンサＹｎの端子間電圧が通常よりも大きいので、検出用コンデンサＣ１側に流出する電荷の量が更に増えてしまう。
【００７１】
（３）  また２回目以降の基本計測サイクルを実行する際には、前サイクルの「ＶＣ１ｐ」を計測する際に発生したバランスの崩れの影響が残っている状態で、「ＶＣ１ｎ」を計測しようとすると、ＹコンデンサＹｐの端子間電圧が通常よりも大きいので、検出用コンデンサＣ１側に流出する電荷の量が更に増えてしまう。
【００７２】
つまり、上記（１）、（２）、（３）の状態を繰り返すことになるので、ＹコンデンサＹｐ、Ｙｎのバランスの崩れの影響により、検出用コンデンサＣ１の充電電流が通常よりも増える。そして、「ＶＣ１ｎ」、「ＶＣ１ｐ」の計測値において、地絡抵抗ＲＬｎ、ＲＬｐの影響とＹコンデンサＹｐ、Ｙｎの影響とを区別できなくなる。バランス電位の変動の具体例を図９に示す。
【００７３】
なお、図２に示した絶縁状態検出装置１０を用いて通常の手順で計測を行った場合の地絡抵抗の検出値と真値との対応関係について、ＹコンデンサＹｐ、Ｙｎ（Ｙコン）の静電容量及び地絡状況を変更しながらシミュレーションを行った。その結果、ＹコンデンサＹｐ、Ｙｎの静電容量が０．３［μＦ］程度の場合には、１０００［ｋΩ］以上の高い抵抗値は判別不可能となった。
【００７４】
＜特徴的な動作の説明＞
＜２点計測を用いた地絡抵抗の計測動作＞
本発明の特徴を含む基本計測サイクルの動作を図１に示す。図１に示した基本計測サイクルは、図３（Ａ）、図３（Ｂ）の基本計測サイクルと同様に、「Ｖ０計測区間」Ａ１、「ＶＣ１ｎ計測区間」Ａ２、「Ｖ０計測区間」Ａ３、「ＶＣ１ｐ計測区間」Ａ４の各計測区間の連なりにより構成されており、この基本計測サイクルが繰り返し実行される。
【００７５】
図１の「ＶＣ１ｎ計測区間」Ａ２では、充電開始時刻ｔ３から一定時間ＴＣｎａ（例えば０．１秒）を経過した時に１回目のＶＣ１ｎ計測値（ａ）を計測し、充電開始時刻ｔ３から一定時間ＴＣｎｂ（例えば０．４秒）を経過した時に２回目のＶＣ１ｎ計測値（ｂ）を計測している。
【００７６】
また、図１の「ＶＣ１ｐ計測区間」Ａ４では、充電開始時刻ｔ８から一定時間ＴＣｐａ（例えば０．１秒）を経過した時に１回目のＶＣ１ｐ計測値（ａ）を計測し、充電開始時刻ｔ３から一定時間ＴＣｐｂ（例えば０．４秒）を経過した時に２回目のＶＣ１ｐ計測値（ｂ）を計測している。
【００７７】
また、地絡抵抗を算出する地絡抵抗算出処理部４１においては、２つのＶＣ１ｎ計測値（ａ）、（ｂ）の比率と、２つのＶＣ１ｐ計測値（ａ）、（ｂ）の比率とに基づいて、地絡抵抗ＲＬｎ、ＲＬｐの抵抗値を算出している。Ｖ０計測値については、使わない場合もある。また、地絡抵抗算出処理部４１は地絡抵抗を算出する際に、地絡抵抗マップ保持部４２を利用している。
【００７８】
地絡抵抗マップ保持部４２が保持する地絡抵抗マップは、事前に定めた多数の定数データにより構成されており、ＶＣ１ｎ、ＶＣ１ｐの２点（ａ，ｂ）の計測値の比率と、互いに異なる多数の地絡抵抗値のいずれかとを対応付けた状態で保持している。つまり、ＶＣ１ｎの２点（ａ，ｂ）の計測値の比率から地絡抵抗マップにより地絡抵抗ＲＬｎの抵抗値を取得することができ、ＶＣ１ｐの２点（ａ，ｂ）の計測値の比率から地絡抵抗マップにより地絡抵抗ＲＬｐの抵抗値を取得することができる。
【００７９】
尚、地絡抵抗ＲＬｎ、ＲＬｐの抵抗値が比較的小さい領域（例えば４００［ｋΩ］以下）については、前記第(１)式を利用して、Ｖ０、ＶＣ１ｎ、ＶＣ１ｐの計測値から地絡抵抗値を算出しても良い。
【００８０】
＜２点計測の利点＞
地絡抵抗ＲＬｎ、ＲＬｐの抵抗値が異なる２種類の条件で、ＶＣ１ｎ、又はＶＣ１ｐを計測する場合の検出用コンデンサＣ１の充放電電圧の波形の具体例を図１０に示す。
【００８１】
図１０に示した例では、充電開始から時間ｔａを経過した時にａ１点又はａ２点の電圧を計測し、更に時間ｔｂを経過した時にｂ点の電圧を計測する場合を想定している。図１０に示すように、ｂ点の充電電圧に大きな変化がない場合であっても、地絡抵抗を含む時定数の影響により充電電圧波形の立ち上がり速度は変動する。つまり、充電開始からの時間が短いａ１、ａ２点においては、地絡抵抗の抵抗値の違いの影響がより大きく現れる。したがって、互いにタイミングが異なる２点（ａ１＋ｂ又はａ２＋ｂ）で計測した電圧を用いることにより、抵抗値の大きい領域でも地絡抵抗の検出が可能になる。
【００８２】
また、２点の計測値の比率（ｂ／ａ１、ｂ／ａ２）を利用する場合には、以下に説明するように、印加電圧Ｖ０の影響を受けることなく地絡抵抗値を算出できる。
【００８３】
充電動作時の充電開始時からの検出用コンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃの変化は次式で表される。
Ｖｃ＝Ｖ０（１−ｅｘｐ（−ｔ／Ｃ・（Ｒ＋ＲＬ）））  ・・・（２）
Ｖ０：印加電圧
Ｃ：Ｃ１の静電容量
Ｒ：充電回路の抵抗値
ＲＬ：地絡抵抗の抵抗値
ｔ：充電開始からの経過時間
【００８４】
また、ｔａのタイミングにおける充電電圧Ｖｃ（ta）、ｔｂのタイミングにおける充電電圧Ｖｃ（tb）はそれぞれ次式で表される。
Ｖｃ（ta）＝Ｖ０（１−ｅｘｐ（−ｔａ／Ｃ・（Ｒ＋ＲＬ）））  ・・・（３）
Ｖｃ（tb）＝Ｖ０（１−ｅｘｐ（−ｔｂ／Ｃ・（Ｒ＋ＲＬ）））  ・・・（４）
【００８５】
したがって、２点の比率は次式で表される。
Ｖｃ（tb）／Ｖｃ（ta）＝ｅｘｐ（−ｔｂ／Ｃ・（Ｒ＋ＲＬ））／ｅｘｐ（−ｔａ／Ｃ・（Ｒ＋ＲＬ））・・・(5)
【００８６】
つまり、Ｖｃ（tb）／Ｖｃ（ta）を利用すれば、印加電圧Ｖ０の影響を排除できる。また、Ｃ１の静電容量Ｃ及び充電回路の抵抗値Ｒは既知の一定値であるので、Ｖｃ（tb）／Ｖｃ（ta）の比率は、充電時間ｔと地絡抵抗値ＲＬとに応じて変化する。したがって、充電時間ｔａ、ｔｂを事前に定めてある場合には、Ｖｃ（tb）／Ｖｃ（ta）の比率と地絡抵抗値ＲＬとを対応付けることができる。
【００８７】
このような対応関係を表す地絡抵抗マップが、図１に示した地絡抵抗マップ保持部４２に保持されている。したがって、図１に示した動作においては、地絡抵抗算出処理部４１が、時刻ｔ４で取得したＶｃ１ｎ計測値（ａ）と、時刻ｔ５で取得したＶｃ１ｎ計測値（ｂ）との比率に基づき、地絡抵抗マップから地絡抵抗ＲＬｎの抵抗値を取得できる。また、時刻ｔ９で取得したＶｃ１ｐ計測値（ａ）と、時刻ｔ１０で取得したＶｃ１ｐ計測値（ｂ）との比率に基づき、地絡抵抗マップから地絡抵抗ＲＬｐの抵抗値を取得できる。また、地絡抵抗ＲＬｎ、ＲＬｐの抵抗値が分かれば、回路の二次側の印加電圧も推定できる。
【００８８】
＜充電時間の短縮処理＞
本発明の実施形態における特徴的な動作（２）及びその変形例を図１２（Ａ）及び図１２（Ｂ）に示す。
【００８９】
検出用コンデンサＣ１の各時点の充電電圧（Ｖｃ１ｎ、Ｖｃ１ｐ）に関しては、地絡抵抗ＲＬｎ、ＲＬｐの抵抗値の大小、並びに経過時間に応じて大きく変化する。例えば、地絡抵抗値が非常に小さい場合には、充電開始からの経過時間が短い場合でも、電圧が急激に増大する。したがって、図４に示した絶縁状態検出装置１０の回路各部の部品を選定する場合には、地絡抵抗が非常に小さい（例えば０［Ω］）ワーストケースの電圧上昇を想定し、部品や回路の破壊あるいは劣化が生じないように各部品の耐圧特性を十分に考慮する必要がある。これにより装置コストの上昇が避けられない。
【００９０】
一方、図１に示した動作においては、互いにタイミングがずれた２点で計測値を取得しているので、充電動作が完了する前に早い時点で異常を検知することが可能である。例えば、図１のＶｃ１ｎ計測区間Ａ２の中の時刻ｔ４で検出した計測値の電圧が異常に大きい場合には、その時点で明らかな地絡状態であることを認識可能である。しかし、時刻ｔ４で異常を検出した後もそのまま充電動作を継続すると、充電が終了する時刻ｔ５では非常に高い電圧まで到達する可能性がある。
【００９１】
図１２（Ａ）に示した動作、及び図１２（Ｂ）に示した動作のそれぞれは、ワーストケースにおいて絶縁状態検出装置１０の二次側回路に異常に高い電圧が現れるのを抑制するために役立つ。例えば、図１１に示す検出用コンデンサＣ１の充電電圧Ｖｃにおいて、ワースト条件における電圧の最大値を、ＶｍａｘからＶｍ２、又はＶｍ３まで下げることができる。これにより、各部品に要求される耐圧を下げて部品のコストを抑制することが可能になる。
【００９２】
＜図１２（Ａ）の動作＞
図１に示すＶｃ１ｎ計測区間Ａ２になると、図１２（Ａ）のステップＳ２１からＳ２２に進む。そして、例えば図１の時刻ｔ４でＶｃ１ｎ（ａ）を取得すると、その直後にＳ２２からＳ２３に進む。
【００９３】
ステップＳ２３では、Ｓ２２で取得したＶｃ１ｎ（ａ）を、事前に定めた上限値Ｖｃmax と比較する。この上限値Ｖｃmax については、地絡抵抗値が許容値（例えば３００［ｋΩ］）を下回る条件における充電開始からの経過時間がＴＣｎａの時の推定電圧に基づいて決めることが考えられる。そして、「Ｖｃ１ｎ（ａ）＞Ｖｃmax 」の条件を満たす場合には確実な地絡異常であるので次のＳ２４に進み、前記条件を満たさない場合はＳ２５に進む。
【００９４】
ステップＳ２４では、当該区間の充電動作を直ちに強制終了する。したがって、この場合は計測値Ｖｃ１ｎ（ｂ）の取得は行わない。また、１点の計測値Ｖｃ１ｎ（ａ）だけでは正しい地絡抵抗を算出できないので、地絡抵抗値として異常値を出力する。
【００９５】
また、図１に示すＶｃ１ｐ計測区間Ａ４になると、図１２（Ａ）のステップＳ２５からＳ２６に進む。そして、例えば図１の時刻ｔ９でＶｃ１ｐ（ａ）を取得すると、その直後にＳ２６からＳ２７に進む。
【００９６】
ステップＳ２７では、Ｓ２６で取得したＶｃ１ｐ（ａ）を、事前に定めた上限値Ｖｃmax と比較する。この上限値Ｖｃmax については、地絡抵抗値が許容値（例えば３００［ｋΩ］）を下回る条件における充電開始からの経過時間がＴＣｐａの時の推定電圧に基づいて決めることが考えられる。そして、「Ｖｃ１ｐ（ａ）＞Ｖｃmax 」の条件を満たす場合には確実な地絡異常であるので次のＳ２８に進み、前記条件を満たさない場合はＳ２１に戻る。
【００９７】
ステップＳ２８では、当該区間の充電動作を直ちに強制終了する。したがって、この場合は計測値Ｖｃ１ｐ（ｂ）の取得は行わない。また、１点の計測値Ｖｃ１ｐ（ａ）だけでは正しい地絡抵抗を算出できないので、地絡抵抗値として異常値を出力する。
【００９８】
＜図１２（Ｂ）の動作＞
図１２（Ｂ）に示す動作は、ステップＳ２４Ｂ、Ｓ２８Ｂのみが図１２（Ａ）と異なっている。図１２（Ｂ）の中で図１２（Ａ）と異なる動作について以下に説明する。
【００９９】
ステップＳ２４Ｂでは、当該区間の時間長ＴＣｎｂ及び充電時間長を通常状態よりも短縮し、例えば、通常時のＴＣｎａ及びＴＣｎｂがそれぞれ０．１秒、及び０．４秒の場合に、ＴＣｎｂを０．２秒に短縮し、短縮後のＴＣｎｂに合わせて充電時間長も短縮する。また、計測値Ｖｃ１ｎ（ｂ）のタイミングが変化した場合には、地絡抵抗を算出する計算式の条件（定数）を切り替える必要があるので、ＴＣｎｂを短縮したことを示すフラグをセットする。
【０１００】
ステップＳ２８Ｂでは、当該区間の時間長ＴＣｐｂ及び充電時間長を通常状態よりも短縮し、例えば、通常時のＴＣｐａ及びＴＣｐｂがそれぞれ０．１秒、及び０．４秒の場合に、ＴＣｐｂを０．２秒に短縮し、短縮後のＴＣｐｂに合わせて充電時間長も短縮する。また、計測値Ｖｃ１ｐ（ｂ）のタイミングが変化した場合には、地絡抵抗を算出する計算式の条件（定数）を切り替える必要があるので、ＴＣｐｂを短縮したことを示すフラグをセットする。
【０１０１】
なお、上記の２点計測モードに加え、計測サイクルを長くとることができる状況では１点のみの計測（第３時刻）による電圧計測値に基づいて地絡抵抗の値を算出する通常計測モードを有し、２点計測モードと通常計測モードとを切り替えるようにしてもよい。
【０１０２】
以上のように、本実施形態に係る絶縁状態検出装置によれば、地絡抵抗値算出部は、計測により得られた第１時刻の電圧計測値、及び第２時刻の電圧計測値に基づいて、地絡抵抗の値を算出する。フライングキャパシタを充電する時に、フライングキャパシタの端子間電圧は、充電回路の時定数により定まる指数関数カーブに従って上昇する。この指数関数カーブにはＹコンデンサから流出した電荷の影響も含まれる。また、指数関数カーブにおいては、充電開始直後は大きな傾きで電圧が上昇し、ある程度時間が経過すると緩やかな傾きに変化する。そして、充電開始後比較的早いタイミングにおいては、地絡抵抗の抵抗値の変化に応じて充電電圧の変化が顕著に表れる。また、充電開始からある程度時間が経過した時の充電電圧については、電源電圧の影響が大きくなり、地絡抵抗の抵抗値の影響、及びＹコンデンサから流出した電荷の影響は比較的小さくなる。したがって、第１時刻の電圧計測値、及び第２時刻の電圧計測値の差分や比率には、地絡抵抗の抵抗値の大小の影響が比較的大きく現れる。つまり、Ｙコンデンサの影響が大きい地絡抵抗の抵抗値が大きい領域であっても、第１時刻の電圧計測値、及び第２時刻の電圧計測値を利用することで、正しい地絡抵抗を把握可能になる。
【０１０３】
また、この絶縁状態検出装置によれば、事前に用意した地絡抵抗マップの定数データを利用することで、第１時刻の電圧計測値と、第２時刻の電圧計測値との比率から、単純な換算により地絡抵抗の抵抗値を算出することができる。
【０１０４】
また、この絶縁状態検出装置によれば、地絡抵抗の抵抗値が大きい領域においても、比較的正しい地絡抵抗値を算出することができる。例えば、正極側電源ラインと接地電極との間の地絡抵抗（ＲＬｐ）と、負極側電源ラインと接地電極との間の地絡抵抗（ＲＬｎ）との差が大きい場合には、正側計測値と負側計測値との差が大きくなる。そして正側計測値及び負側計測値のうち値の小さい方が、大きな地絡抵抗のために誤差要因が大きくなる。そこで、正側計測値及び負側計測値のうち値の小さい方を補正し、補正後の値を用いて計算することにより、地絡抵抗の検出誤差を減らすことができる。
【０１０５】
また、この絶縁状態検出装置によれば、何らかの原因によりフライングキャパシタに印加される充電電圧が異常に増大するのを防ぐことができる。したがって、フライングキャパシタの部品の特性として特別に耐圧の高いものを用意する必要がなくなり、部品のコストを下げることが可能になる。
【符号の説明】
【０１０６】
１０  絶縁状態検出装置
１１  マイクロコンピュータ
１３  正極側入力端子
１４  負極側入力端子
１５  接地点
２０  入力回路
２１  出力端子
３１〜３７  配線
４１  地絡抵抗算出処理部
４２  地絡抵抗マップ保持部
５０  車載直流高圧電源
１０３  接地ライン
１１１  正極側電源ライン
１１２  負極側電源ライン
Ｃ１  検出用コンデンサ（フライングキャパシタ）
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３  ダイオード
Ｒ０１，Ｒ０２，Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５  抵抗器
ＲＬｐ，ＲＬｎ  地絡抵抗
Ｙｐ，Ｙｎ  Ｙコンデンサ
Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４  スイッチング素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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