(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直接拡散方式（ＤＳ−ＳＳ）信号を処理するように構成された、無線受信機用のプロセッサシステムであって、復調器を有し、復調器が、受信信号を所定のサンプルレートでデジタイズするためのデジタイザであって、前記受信信号が知られているレートでプロセッサに到着するチップのシーケンスを含む、デジタイザと、デジタイズされた信号を知られている信号と相関させるための相関器であって、チップ当たり１タップを持つように構成される、少なくとも１つの相関器とを備え、
デジタイザが、各チップの複数のサンプルを、その上の、隣接チップ上のサンプルポイントと比べて異なるポイントにおいて取得し、チップレートの整数倍ではないサンプルレートを持つように構成される、プロセッサシステムにおいて、
プロセッサが、デジタイザの出力をフィルタリングするように構成されるチップ整合フィルタ（ＣＭＦ）と、ＣＭＦからの出力を受信し、相関器の各タップへの入力のために、チップ上のタイミング基準ポイントに時間的に最も近いＣＭＦ出力を選択するように構成されるサンプル選択ユニット（ＳＳＵ）とを更に搭載することを特徴とするプロセッサシステム。
【請求項２】
チップ整合フィルタが、プロセッサにおいて期待される所定のチップ波形と整合する、請求項１に記載のプロセッサ。
【請求項３】
デジタイザによって取得されたチップ当たりサンプルの平均数が、少なくとも２である、請求項１または２に記載のプロセッサ。
【請求項４】
デジタイザによって取得されたチップ当たりサンプルの平均数が、少なくとも８である、請求項３に記載のプロセッサ。
【請求項５】
タイミング基準ポイントが、内部クロックシステムを参照して取得される、請求項１から４のいずれか一項に記載のプロセッサ。
【請求項６】
プロセッサが、ペアで構成された複数の相関器を有し、所与のペアにおける第１の相関器が、タイミング基準ポイントを基準とする第１のポイントにおいて、第１の時間を持つように構成され、同ペアにおける第２の相関器が、タイミング基準ポイントを基準とする第２のポイントにおいて、第２の時間を持つように構成される、請求項１から５のいずれか一項に記載のプロセッサ。
【請求項７】
第１および第２の時間同士の時間的間隔が、チップ期間の１／４に設定される、請求項６に記載のプロセッサ。
【請求項８】
第１および第２の相関器からの出力が、単一の出力へと合成される、請求項６または７に記載のプロセッサ。
【請求項９】
プロセッサが、バイナリオフセットキャリア（ＢＯＣ）信号を処理するために使用される、請求項６から８のいずれか一項に記載のプロセッサ。
【請求項１０】
プロセッサが、全地球航法衛星システム（ＧＮＳＳ）からの信号を処理する際に使用される、請求項１から９のいずれか一項に記載のプロセッサ。
【請求項１１】
請求項１から１０のいずれか一項に記載のプロセッサを搭載する、受信機。
【請求項１２】
前記受信機が、ダウンコンバートされた信号をプロセッサへと提供するように構成された、フロントエンドを有する、請求項１１に記載の受信機。
【請求項１３】
受信機において受信されるチップのシーケンスを含む、直接拡散方式（ＤＳ−ＳＳ）信号を処理する方法であって、前記チップが、知られているレートで受信され、
ａ）チップレートの少なくとも２倍のサンプルレートで信号をデジタイズするステップであって、連続するチップがその上の異なるポイントでサンプリングされるように、サンプルレートがチップレートの非整数倍である、デジタイズするステップと、
ｂ）チップ整合フィルタ（ＣＭＦ）を用いてサンプルをフィルタリングするステップであって、チップ整合フィルタが、期待されるチップ形状とほぼ整合し、ＣＭＦが、各入力サンプルについての出力サンプルを提供する、フィルタリングするステップと、
ｃ）相関器への入力のために、各チップについて、ＣＭＦの単一の出力を選択するステップと、
ｄ）選択するステップｃ）によって提供された入力を、基準信号と相関付けるステップと
を含み、
各チップについてタイミング基準ポイントに最も近いＣＭＦからの単一の出力が、相関器への入力のために選択される、方法。
【請求項１４】
ｅ）各チップについて、第２のタイミング基準ポイントに時間的に最も近いＣＭＦからの第２の出力を選択し、出力を第２の相関器へと提供するステップと、
ｆ）選択された出力を、相関器内の基準信号と相関付けるステップと、
ｇ）単一の出力を生成するために、２つの相関器の出力を合成するステップと
を更に含む、請求項１３に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線信号の受信に関連した方法およびシステムに関し、より詳細には、全地球航法衛星システム（Ｇｌｏｂａｌ  Ｎａｖｉｇａｔｉｏｎ  Ｓａｔｅｌｌｉｔｅ  Ｓｙｓｔｅｍ：ＧＮＳＳ）において通常採用されるような、直接拡散方式（Ｄｉｒｅｃｔ  ｓｅｑｕｅｎｃｅ  ｓｐｒｅａｄ  ｓｐｅｃｔｒｕｍ：ＤＳ−ＳＳ）の信号を処理するための方法およびシステムに関する。
【背景技術】
【０００２】
ＤＳ−ＳＳは、デジタル情報信号を送信するのに用いる変調方式であり、情報信号のみの送信と比べると、相対的に広い帯域幅を使用する。電波妨害に対する多少の耐性を持つ、そして、数名のユーザ間で（典型的には、１つ以上の知られているコードを送信するユーザ同士で）チャネルを共有することを可能にする、といった利点を、このＤＳ−ＳＳは備えている。通例、ユーザによって送信される情報のビット（適宜±１を含むビット）はいずれも、より広い周波数帯にわたってエネルギを分散させ、良好な自己相関特性を持つように設計された、例えば疑似ランダム雑音を含むコードによって乗算される。このコードは、送信機と受信機の双方に知られている。このとき復調には、トップレベルにおいて、どのコードが送信されたかについての決定が含まれる。
【０００３】
最も単純なケースでは、コードが正負パルス（チップとして知られる）のシーケンスで構成され、受信信号内のコードの存在を検出するために、その受信機において相関処理が使用される。相関器は受信する可能性の高いコードについての情報を持っており、受信したチップシーケンス（必要なダウンコンバージョンを伴う）を、そのシーケンスに関する自身の内部コピーと比較する。この技術はよく知られたものであり、例えば、Ｊａｃｋ  Ｋ．Ｈｏｌｍｅｓ（２００７）『Ｓｐｒｅａｄ  Ｓｐｅｃｔｒｕｍ  Ｓｙｓｔｅｍｓ  ｆｏｒ  ＧＮＳＳ  ａｎｄ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ』Ａｒｔｅｃｈ  Ｈｏｕｓｅ社（ＩＳＢＮ  ９７８−１−５９６９３−０８３−４）において説明されている。
【０００４】
幾つかのシステム（航法システムで使用される信号を生成および受信するものなど）は、比較的長いコードを使用して、送信される情報の各ビットを何百ものチップで置き換える。これにより、熱雑音よりも数桁低いパワースペクトル密度であるにもかかわらず、受信信号を検出することを可能にしたり、また、時間的に極めて狭い相関ピークを生成することで、より正確なタイミング（したがって位置）情報を提供したりするといった恩恵が得られる。
【０００５】
しかしながら、長いコードの使用に伴う問題の１つとして、システム相関処理を実施するために、更なる計算量が要求されるということがある。例えば、全地球測位システム（Ｇｌｏｂａｌ  Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ  Ｓｙｓｔｅｍ：ＧＰＳ）などの典型的なＧＮＳＳシステムでは、幾つかの相関器が存在しており、その各々が、毎秒、何百何千もの相関付けを行わなければならない。このことは、各チップで複数のデジタルサンプルを共用することによって更に悪いものとなり、データ処理要件を引き上げてしまう。
【０００６】
現在のＧＮＳＳ受信機に伴う別の課題として、エンドユーザの間で、それらを複数のＧＮＳＳシステムと機能させたいという要望が高まっているということがある。米国のＧＰＳシステムは、目下最も広く使用されているＧＮＳＳシステムであるが、その他の航法システム（例えば、ロシア産のＧＬＯＮＡＳＳシステム、中国の北斗（ＢｅｉＤｏｕ）システム、および来たる欧州のＧＡＬＩＬＥＯシステム、など）も、利用者基盤を早晩拡大する見込みが高く、またこれらのシステムは、各々が僅かに異なる送信信号形式を持っている。各ＧＮＳＳシステムは、独自のコード化システム、および別個の衛星ビークル（ＳＶ）を代表する複数のコードを持つことになろう。
【０００７】
ＧＮＳＳ信号用受信機では、異なる２つの動作段階において相関関係が使用される。まず、起動後（または信号を連続してロストしている場合）、受信機は、知られている信号の存在を検索し、それらのタイミングに関する初期推定を行うために、相関器を使用しなくてはならない。これは、捕捉フェーズと呼ばれる。どの信号が存在するかは、どの衛星が可視状態にあるかに依存するため、知られている信号の一部は、存在しないものとなる可能性がある。存在するとされた信号のタイミングは、相関処理の出力におけるピーク発生時間から決定される。捕捉フェーズは厳しい計算的要求を伴うものであり、したがってその主な要件は、最小の計算量を以て信号検出性能を最大化させることとなる。
【０００８】
各信号の捕捉後は、その正確なタイミングを、可能な限り精密に、連続的に推定しなくてはならない。これは、追跡フェーズと呼ばれる。これを実行するために通常用いられる方法では、相関のタイミングが、受信信号のタイミングの目下最良の推定と「揃いになる（ｌｉｎｅ  ｕｐ）」ように、この相関のタイミングが調整可能であることが要求される。
【０００９】
したがって、ＧＮＳＳ受信機の設計は、上述した、捕捉、および追跡に関する、異なる要件をサポートしている必要がある。
【００１０】
デジタル受信機システムの多くは、その受信信号における信号対雑音の改善をもたらすための、整合フィルタを採用している。現在知られているＧＮＳＳ受信機は、その実装に伴う問題から、整合フィルタを搭載してはいない。その理由として、一般的な受信機は、受信する可能性のある信号の種類が多いことから、例えば様々なコード化方式やチップレートなどを考慮に入れるために、かかる整合フィルタを多数実装する必要に迫られるということがある。
【００１１】
現在使用されている方法を解説するために、送信されるチップが矩形パルスであるという、一般的なケースを検討する。
【００１２】
本明細書で論じる型の受信機は全て、１つ以上の相関器を備えており、そのタスクは、着信信号を、受信見込みの信号のコピーと比較することである。次いで、相関器は、上で触れたように、入力が所与の内部コードとどれだけ類似しているかについての測定値である、出力を提供する。
【００１３】
第１の知られているシーケンス（基準シーケンス）との相関付けタスクを検討し、このシーケンスは持続時間Ｎのチップであると仮定する。
【００１４】
選択肢の１つは、単に、そのチップレートにおいて入力信号をサンプリングするというものになろう。この場合、連続する各サンプル時間において、相関器は、直近Ｎ個のサンプルと、格納された基準シーケンスとの相関付けを実行することになる。送信されるパルスの形状が矩形であるために、このような方法は、サンプル時間が各矩形パルスの始まり付近にあろうと、各パルスの終わり付近にあろうと、または中間にあろうと、相関ピークが生じる範囲に対して機能する。しかし、この単純な手法は、多くのよく知られている欠点を有している。第１に、まず信号をフィルタリングして、その帯域幅を制限するといったことをしないサンプリング処理では、サンプルに受信機の帯域幅全体からの雑音が含まれてしまう。そのため、相関付けの出力の雑音が大きくなり、信号検出の確度が低下する。第２に、この処理は各パルス内の未知のサンプリング時間に対しては鈍感であるという事実こそが、同処理が、受信信号内のパルス発生時間を衛星航法が要求するような高精度で推定するためには使用不可能であるということを意味している。
【００１５】
検討可能な別の手法は、サンプリング処理の前に、ローパスフィルタを用いることであろう。この手法は雑音レベルを低減するが、相関出力が、サンプルが取得される各受信チップ範囲内の時間に依存することになる。受信チップのタイミングは予め知られてはおらず、更に深刻なことに、異なる衛星に由来する受信チップのタイミングは異なったものとなる。したがって、この手法もまた使用不可能である。
【００１６】
チップごとのサンプル数を増やせば、性能を向上させる手段も提供されるが、サンプルレートがチップレートの整数倍となるように選択される場合には、性能は損なわれたままとなる。サンプリング前にローパスフィルタリングが行われない場合、時間の不確定性に関して低減された範囲上であっても、相関出力はサンプリング時間に対し依然として鈍感である。適切なローパスフィルタをサンプラの前に挿入することで、この問題は緩和される。依然として残る主要な欠点は、相関処理における計算量が、サンプルレートに比例して増加するということである。
【００１７】
より良い解決策は、現在広くＧＮＳＳ受信機において用いられている方法を基礎とすることである。この手法では、受信信号が、チップレートのＫ×（Ｍ／Ｎ）倍のレートでサンプリングされる。この式において、Ｎはある大きな整数であり、ＭはＮの値に極めて近い、別の大きな整数である（通常、Ｍ＝Ｎ±１）。したがって、（Ｍ／Ｎ）は、ほぼ１である。Ｋは、ある小さな整数である。上式におけるＮを基準シーケンスの長さと同一とし、Ｋ＝１かつＭ＝Ｎ＋１としてまず考えれば、この方法の作用を説明するには最も簡単である。この場合、Ｎ個のチップについての基準シーケンス持続時間は、Ｎ＋１個のサンプル時間に等しい。連続するサンプル同士の間隔はＮ／（Ｎ＋１）チップであり、したがって連続する受信チップに関して連続するサンプルの時間は、チップ当たり１／（Ｎ＋１）番目のチップ分だけ早まる。したがって、Ｎ＋１個のサンプル時間のうち１つは、受信信号内のあるチップの終わりと、その次のチップの始まりとの間の境界に、極めて接近したものとなろう。したがって、サンプルに対する受信信号の極めて小さな時間的シフトが相関出力における変化を引き起こすことになり、その結果、この手法は、所望の通り、受信信号のタイミングに対し、相関出力のほぼ平滑な変化をもたらす。
【００１８】
上記方法は、Ｋ＝１であってさえ使用することができるが、先に解説した通り、まず信号をフィルタリングして、その帯域幅を制限するといったことをしないサンプリング処理では、サンプルに受信機の帯域幅全体からの雑音が含まれてしまい、相関付けの出力の雑音が大きくなる。通常使用される選択肢は、Ｋを１よりも大きくし、適切なフィルタリングをサンプリングに先行させるというものである。しかし、Ｋを１よりも大きくすればサンプルレートも上昇し、やはり相関付けにおける計算負荷が上昇する。
【００１９】
上記方法を実装する際の更なる問題は、Ｍ個のサンプルとＮ個のチップとの正確な位置合わせ（推定のために受信機に要求される量は膨大になる）が、Ｎ個の基準コード値のＭ個の相関器係数値への正しい割り当てに影響を及ぼすということである。最適性能を達成すべき場合、実用的な解決策には、多数のマッピング関数が要求される。
【００２０】
これら多様な形式の全てを処理できるということを単一の受信機に求めるのであれば、甚大な重圧が、この受信機のコード相関器機能にかかってしまう。特有の難題の１つとして、異なる信号のチップレートは異なったものであり、したがってあらゆる信号のサンプリングレートは、異なるチップレートに対して異なる関係性を持つということがある。異なるレートで動作するサンプラを多数使用するということは、極めて魅力のないものとなろう。なぜなら、それにより、受信機のサイズ、重量、コスト、および電力が、より大きなものとなるからである。したがって、上記手法では、更に多数のマッピング関数を使用して、異なるチップレートを、選択された単一のサンプリングレートへと適応させなくてはならない。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００２１】
【非特許文献１】Ｊａｃｋ  Ｋ．Ｈｏｌｍｅｓ（２００７）「Ｓｐｒｅａｄ  Ｓｐｅｃｔｒｕｍ  Ｓｙｓｔｅｍｓ  ｆｏｒ  ＧＮＳＳ  ａｎｄ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ」Ａｒｔｅｃｈ  Ｈｏｕｓｅ社（ＩＳＢＮ  ９７８−１−５９６９３−０８３−４）
【非特許文献２】Ｐｈｉｌｉｐ  Ｗ．Ｗａｒｄ、ＩＯＮ、ＮＴＭ２００４、「Ａ  Ｄｅｓｉｇｎ  Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ  ｔｏ  Ｒｅｍｏｖｅ  ｔｈｅ  Ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ  Ａｍｂｉｇｕｉｔｙ  ｉｎ  Ｂｉｎａｒｙ  Ｏｆｆｓｅｔ  Ｃａｒｒｉｅｒ（ＢＯＣ）  Ｓｐｒｅａｄ  Ｓｐｅｃｔｒｕｍ  Ｓｉｇｎａｌｓ」
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２２】
本発明の目的は、ＤＳ−ＳＳ信号を処理するための、代替方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
本発明の第１の態様によれば、直接拡散方式信号を処理するように構成された、無線受信機用のプロセッサシステムであって、復調器を有し、復調器が、受信信号を所定のサンプルレートでデジタイズするためのデジタイザであって、前記受信信号が知られているレートでプロセッサに到着するチップのシーケンスを含む、デジタイザと、デジタイズされた信号を知られている信号と相関させるための相関器であって、チップ当たり１タップを持つように構成される、少なくとも１つの相関器とを備え、デジタイザが、各チップの複数のサンプルを、その上の、隣接チップ上のサンプルポイントと比べて異なるポイントにおいて取得し、チップレートの整数倍ではないサンプルレートを持つようになされ、プロセッサが、デジタイザの出力をフィルタリングするように構成される、チップ整合フィルタ（ＣＭＦ）と、ＣＭＦからの出力を受信し、相関器の各タップへの入力のために、チップ上のタイミング基準ポイントに関連する所望の理想時間に時間的に最も近いＣＭＦ出力を選択するように構成される、サンプル選択ユニット（ＳＳＵ）とを、更に搭載することを特徴とする、プロセッサシステムが提供される。
【００２４】
プロセッサ、復調器、およびデジタイザは、単一のコンポーネントとして有利には形成することもできるし、２つ以上のコンポーネントから構成することもできる。
【００２５】
デジタイザは、チップ当たり、少なくとも４、８、１６、または３２個のサンプルを取得するように構成されることが好ましい。本発明の幾つかの実施形態において、受信機は、よく知られているように、独立した同相（Ｉ）および直交（Ｑ）チャネルを提供することができる。その場合、各チャネルは、それぞれが少なくとも幾つかの上記サンプルを取得するように構成された、独立したデジタイザを持つことができる。チップ当たりのサンプル数を増加させることにより、相関器への入力のために選択されるサンプルの選択肢が増加し、したがって、サンプル時間と所望の理想時間の誤差が低減する。
【００２６】
チップのサンプリングに関する制限については、上で論じた通り、平均すると、チップ当たりのサンプル数は正確な整数にはならないという意味において満たされることになる。例えば、幾つかのチップは、概してｎ個のサンプルを取得されるが、その他のチップは、（ｎ−１）個のサンプルのみを取得される。したがって、所与のチップ上のサンプリングポイントは、隣接するチップのそれに比べ、僅かに異なったものとなる。
【００２７】
整合フィルタを用いた入力のフィルタリングを伴う、この各チップ上のサンプリング位置のシフト（または以下で解説するような、そこへの近似）、および相関器への入力のための単一サンプルの選択こそが、本発明の主な恩恵を提供する。サンプリング位置の異なりがなければ、所望の理想位置に最も近いサンプルを選択する際に、ＳＳＵは常に一定の位置的誤差を持つサンプルを選択することになろう。これは、相関関数がステップ状の特性を持つことにつながり、このような相関関数は、相関ピークを追跡するのに理想通り適したものではない。チップ間のこの誤差に変化を持たせることで、相関関数におけるステップが効果的に丸められ、追跡性能の向上につながる。
【００２８】
また、チップごとに単一の相関タップを持たせることで、通例、チップのデジタルサンプルが多数相関器へと入力される先行技術と比較して、相関器の作業量が抑えられる。このことが、相関器の電力供給需要を低減するという恩恵をもたらす。
【００２９】
「チップ整合フィルタ」は、受信中のチップに整合する、整合フィルタとなり得る。整合フィルタの使用は、高度な受信機システムでは珍しいものではなく、整合フィルタは、そのインパルス応答が、知られている信号の時間反転であるフィルタとなる。このようなフィルタは、典型的なＤＳ−ＳＳ信号用のアナログ技術において実装することが極めて困難である。しかし、ここで検討される型の信号に対する整合フィルタの実装は、所望の信号が同一パルスのシーケンスであるという事実を考慮することによって、簡略化することができる。整合フィルタは、まず、単一パルスに整合するフィルタを用いて受信信号をフィルタリングしたのち、同フィルタの出力をサンプリングし、それを知られている基準シーケンスと相関付け、このとき相関器へと向かうサンプルの間隔をチップ当たり１とすることにより、理論上は実装可能となると示すことができる。このような初期フィルタを正確に実装することは不可能であるが（その要求インパルス応答が矩形であるため）、それに近いものは実装が可能であり、これがチップ整合フィルタである。なお、「整合フィルタ」および「チップ整合フィルタ」という用語は、本明細書において同義的に使用される。
【００３０】
チップ整合フィルタは、デジタル有限インパルス応答（Ｆｉｎｉｔｅ  Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ：ＦＩＲ、フィードフォワードとしても知られている）フィルタとして実装することが可能である。ＧＮＳＳで一般に使用されるチップ形状は、＋１または−１の値のみをとる波形によく近似きできるため、チップ整合フィルタは、通常、汎用乗算回路を必要としないが、代わりに、信号サンプルを＋１または−１で乗算可能な回路のみを必要とする（前者は演算を必要としないことが効果的であり、後者は単純な符号反転演算である）。これにより、実質的に要求される回路は、汎用乗算回路よりも少なくなる。チップの形状が通常単純なものとなるため、更なる節約も可能である。例えば、持続時間が約ｎ個のサンプル時間となる矩形チップに整合するフィルタは、一見したところでは、（ｎ個の連続したサンプルに足し合わせるための）ｎ個の加算と、（必要な履歴上のサンプルを保持するための）ｎ−１個のサンプルを含むバッファとを必要とすることになる。しかし、再帰回転合計（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ  Ｒｏｌｌｉｎｇ  Ｓｕｍ）アルゴリズムと呼ばれる、よく知られている効率的方法により、ｎ個のサンプルを保持したバッファと組み合わせて、１度の減算および１度の加算を用いたフィルタリングを実行することが可能となる。
【００３１】
チップ整合フィルタは、１チップについて、整合フィルタのインパルス応答に近いインパルス応答を持つように構成することができる。先に解説したように、整合フィルタと、その出力をチップ当たり１サンプルでサンプリングすることと、その結果を知られている基準シーケンスと相関させることとの組み合わせにより、ノイズ内の所望の信号のほぼ最適な検出を実現することができる。
【００３２】
サンプルレートが、チップレートの整数倍に等しいか極めて近くなるように選択されていれば、各チップの始端または終端を基準とする選択された各サンプルのタイミングは、完全に、またはほぼ同一となろう。このことは、先に触れた通り、相関器出力を時間シフトの範囲にわたって時間シフトに対し鈍感なものとし、相関器応答の特性を、望ましくないステップ状のものにするという結果になる。
【００３３】
代わりに、サンプルレートがチップレートの整数倍に等しいか極めて近くならないように選択されるのであれば、ＳＳＵの動作が、相関関数内のステップを平滑化する効果を持つ、チップからチップへのこのサンプルタイミングに変化を生じさせ、追跡性能の大きな向上につながる。
【００３４】
サンプルレートの選択が許容可能なものかどうかの決定には、基準シーケンスにおける、チップ数、即ちＮについての情報が要求される。この決定は、着信信号の想定される遅延の多様性について、信号、初期サンプリング処理、デジタルフィルタ、およびＳＳＵをシミュレートすることによって進められる。このことが、信号遅延の関数としての、相関応答の推定をもたらす。この推定に、所定の何らかの閾値（例えば、チップ持続時間の２％よりも広いなど）を超えるステップが含まれる場合、サンプリング周波数は許容できないものとみなされる。この処理は、受信機が扱うことを要求される全てのチップレートに対して適用される。当然ながら、４％、６％、または１０％など、他の閾値が様々な応用形態において適用されてよいし、当業者が、その特定用途に適した閾値を決定することもできよう。
【００３５】
異なるＧＮＳＳシステムではその送信信号特性も異なり、現在のＧＮＳＳシステムの幾つかは、送信された拡散シンボルとしての単純なチップ（先に解説したような、＋／−１で乗算される単純な矩形パルスであるチップ）を採用しないということは、当業者であれば承知していよう。代わりに、バイナリオフセットキャリア（Ｂｉｎａｒｙ  Ｏｆｆｓｅｔ  Ｃａｒｒｉｅｒ：ＢＯＣ）変調方式など、所望の帯域幅拡散特性を持つように選択された、より複雑なシンボルが用いられることもある。このケースでは当然ながら、整合フィルタは、この拡散シンボルに整合することになる。しかし、本出願という目的のため、このような拡散シンボルは全て、本明細書においてチップと呼称する。
【００３６】
多様なデジタルチップ整合フィルタを実装することもでき、そのとき、その全てがサンプリングされた同一の信号を入力として取得し、それぞれが要求された信号のタイプ（即ち、チップ形状）のうちの１つと整合する。本発明の利点は、単一のデジタルチップ整合フィルタが、当該のチップ形状を用いる受信された多様な衛星信号の全てについて、要求される整合フィルタリング機能を同時に実行可能であるということである。
【００３７】
このようなデジタル整合フィルタは、入力サンプリングレートと同一のレートで出力を生成する。先に解説したように、追跡フェーズ中、各信号を追跡するのに使用される相関器の各々は、その信号に整合した、異なるタイミングを要求する。各相関器は自身のＳＳＵに先行されるものとなり、ＳＳＵには、当該信号の基準ポイント（各チップの始端または終端など）に関連する所望の理想となるサンプル時間が供給される。各ＳＳＵは、所望の理想時間に最も近い、デジタル整合フィルタによって生成されたサンプルを、独立に選択する。本発明の利点は、ＳＳＵが実装に単純な機能となり、それにより、多数の追跡相関器を実装するための要件が、少ない計算量で満たされるということである。
【００３８】
本発明の実施形態は、ＢＯＣ変調信号の復調に使用されるとき、特定の利点を持つものである。ＢＯＣ変調信号は、複数のピークを持つ相関関数を有し、したがって、その相関関数を追跡用途に使用しようと試みるときに、曖昧性の問題を有するものと知られている。こうした曖昧性を克服するための方法が存在する。例えば、Ｐｈｉｌｉｐ  Ｗ．Ｗａｒｄ、ＩＯＮ、ＮＴＭ２００４、「Ａ  Ｄｅｓｉｇｎ  Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ  ｔｏ  Ｒｅｍｏｖｅ  ｔｈｅ  Ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ  Ａｍｂｉｇｕｉｔｙ  ｉｎ  Ｂｉｎａｒｙ  Ｏｆｆｓｅｔ  Ｃａｒｒｉｅｒ（ＢＯＣ）  Ｓｐｒｅａｄ  Ｓｐｅｃｔｒｕｍ  Ｓｉｇｎａｌｓ」を参照されたい。ここでは、曖昧性がより小さい、より平滑な自己相関関数を生成するために、比較的複雑な構成が用いられている。しかし、この技術は、本発明でも採用されている、チップレートの整数倍ではないサンプリングクロックを使用するという慣例に対応していない。
【００３９】
したがって、ＢＯＣ変調信号の復調には、本発明の実施形態がチップ整合フィルタを有し、単一のＢＯＣチップという形態でインパルス応答を持つということが好都合である。所与の所望の信号（例えば、「Ｅａｒｌｙ」信号）に対して、ＣＭＦの出力は、先に説明したように、相関信号を生成するために使用される。この結果は複素数値となる。次いで、チップの１／４である、所望の信号の選択に適用される、知られている遅延を持つ、第２の相関付けが実行される。このことは、要求される遅延を所望の信号の選択へと単に追加することにより、現在提案しているアーキテクチャを用いて非常に簡単になされ得る。次いで、これら２つの相関付けの出力は、Ｗａｒｄのものにおける処理の第２の並行したステージよりも著しく単純な、Ｗａｒｄのものにおける処理の第１のステージで生成されたものより遥かに平滑な相関出力を生成するために合成される。合成された出力は、直線に近い弁別器関数、したがって従来の様式で追跡を目的に使用できる弁別器関数を提供する。一実装形態では、使用される合成処理が、２つの相関出力の複素合計の係数を出力し、ＥａｒｌｙおよびＬａｔｅゲート間での遅延分離が、チップ持続時間の１９／１６に設定される。このことは、望ましい程度に平滑な弁別器応答曲線をもたらす。
【００４０】
上記技術を用いたＢＯＣ信号の復調は、引用したＷａｒｄの技術とは、この先行技術がＢＯＣサブキャリアおよびＢＯＣ直交サブキャリアの両方によって乗算された入力信号を持つことから、異なったものであるということが理解されよう。
【００４１】
当業者であれば承知するように、ＢＯＣ信号は、チップ信号によって乗算されたサブキャリア信号を含んでいる。通常、このサブキャリア信号は、方形波になることが想定される。しかし、信号の送信時、この信号は、サブキャリア信号を丸める効果を持つ、送信機やアンテナなどの帯域制限回路を通過する。したがって、実際に受信機において受信された信号が、真の方形波信号となることはない。サブキャリアが意図的に方形波とは異なるものとされた、将来のＢＯＣ信号を想定することも可能である。
【００４２】
本発明の実施形態は、通常のＢＯＣ信号に類似した信号を処理する際にも実用性を持つが、非方形波（正弦波など）が意図的にサブキャリアとして使用される。したがって、本出願で使用される「ＢＯＣ」という用語は、通常の理論上は方形波のサブキャリアだけでなく、それ以外のこうしたサブキャリア波形も含むものと解釈されたい。
【００４３】
本発明の第２の態様によれば、受信機において受信されるチップのシーケンスを含む、直接拡散方式（ＤＳ−ＳＳ）信号を処理する方法であって、前記チップが、知られているレートで受信され、ａ）チップレートの少なくとも２倍のサンプルレートで信号をデジタイズするステップであって、連続するチップがその上の異なるポイントでサンプリングされるように、サンプルレートがチップレートの非整数倍である、デジタイズするステップと、ｂ）チップ整合フィルタ（ＣＭＦ）を用いてサンプルをフィルタリングするステップであって、チップ整合フィルタが、期待されるチップ形状とほぼ整合し、ＣＭＦが、各入力サンプルについての出力サンプルを提供する、フィルタリングするステップと、ｃ）相関器への入力のために、各チップについて、ＣＭＦの単一の出力を選択するステップと、ｄ）選択するステップｃ）によって提供された入力を、基準信号と相関付けるステップとを含み、各チップについて理想となる所望のタイミングポイントに最も近いＣＭＦからの単一の出力が、相関器への入力のために選択される、方法が提供される。
【００４４】
本発明の一態様における特徴は、任意の適切な組み合わせにおいて、本発明の他の態様にも適用することができる。とりわけ、方法の態様は装置の態様に適用可能であり、その逆も可能である。
【００４５】
これより、以下の図面を参照しながら、例証のみを目的として、本発明をより詳細に説明する。
【図面の簡単な説明】
【００４６】
【図１】本発明の実施形態を実装するのに適した受信機を示す簡易ブロック図である。
【図２ａ】復調アーキテクチャからの一連の相関関数を示す図である。
【図２ｂ】復調アーキテクチャからの一連の相関関数を示す図である。
【図３ａ】本発明の理解を助けるための、理論上は理想的であるが非現実的な整合フィルタシステムにおける相関関数を示す図である。
【図３ｂ】本発明の理解を助けるための、理論上は理想的であるが非現実的な整合フィルタシステムにおける相関関数を示す図である。
【図４】ＣＭＰを併用したｋ（Ｐ±１）／Ｐのサンプリングを用いる先行技術のシステムに由来する波形を示す図である。
【図５】本発明の実施形態を図表的に示す簡易ブロック図である。
【図６】ＣＭＰを併用し、ｋ（Ｐ±１）／Ｐのサンプリングを採用した場合の、本発明の実施形態に由来する波形を示す図である。
【図７ａ】ＢＯＣ信号を復調するように設計された本発明の実施形態に由来する相関関数を示す図である。
【図７ｂ】ＢＯＣ信号を復調するように設計された本発明の実施形態に由来する弁別器関数を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００４７】
図１は、先行技術によるＧＮＳＳの実装でも見受けられる、使用可能なＤＳ−ＳＳ信号用復調器（１０１）を組み込んだ、無線受信機のフロントエンド（１００）の簡易ブロック図を示している。アンテナ（１０２）は、従来の様式で低雑音増幅器（１０３）へと接続され、そこからダウンコンバータ（１０４）へと接続されており、同相（Ｉ）および直交（Ｑ）のベースバンド信号を、その出力（１０５）において提供する。このとき、ＩおよびＱ信号は、システム内で使用される特定の復調アーキテクチャに依存する（ただし、チップ当たり少なくとも１回となる可能性が高く、多数のＧＮＳＳ受信機において、これより多数回となる）レートで、アナログデジタルコンバータ（ＡＤＣ）のペア（１０６）を用いてデジタイズされる。
【００４８】
ＡＤＣ（１０６）によって生成されたデジタル信号は、次いで相関器（１０８）へとフィードされる。
【００４９】
相関器（１０８）は、ＤＳ−ＳＳ受信機において広く採用されている型の、従来の相関器である。この相関器は、乗算器と遅延素子のセットを備えると共に、デジタイズされた受信信号によって乗算される基準信号を提供する入力（図示なし）を有している。
【００５０】
相関器の特性は、ＧＮＳＳシステムの性能に対する重要な要素である。なぜなら、相関器出力は所望の信号の存在を検出するためだけでなく、その到着時間を追跡するためにも使用されるからである。したがって、相関器出力は、このような追跡を実行可能にする特性を持つことが非常に望ましい。ＧＮＳＳシステムにおいて、この追跡は通常、複数の相関を用いて実行される。「Ｐｒｏｍｐｔ」相関は、こうした相関の１つであり、基準信号のタイミングが信号の到着時間の現在推定と等しくなるように調整される。他の相関として、基準信号のタイミングが信号の到着時間の現在推定よりも早くなるように調整される「Ｅａｒｌｙ」相関、および、基準信号のタイミングが信号の到着時間の現在推定よりも遅くなるように調整される「Ｌａｔｅ」相関が考えられる。次いで、これらの相関器の出力は、入力信号の到着時間推定をより良いものとし、したがって位置精度をより良いものとするために、相関器にフィードするのに使用されるタップのタイミングを調整する、ループフィードバック信号を提供するように処理することができる。
【００５１】
図１のシステムは本発明の実施形態を実装するには適さないが、本発明の実施形態が要求するものは、ＣＭＦ機能およびＳＳＵ機能の追加など、比較的小規模な追加であるということが、図５から理解されよう。
【００５２】
図２は、Ｅａｒｌｙ、Ｐｒｏｍｐｔ、およびＬａｔｅ出力を提供する、相関器のシミュレートされた処理済み出力を示している。図２ａは、信号入力遅延に応じた方形チップを持つ、理想化されたアナログシステムの相関器出力の相関ピークをプロットしたものである。この相関ピークは、示された特定のタイムスパンにおいて、三角形となっている。このプロットに重ね合わせられているのは、Ｅａｒｌｙ、Ｐｒｏｍｐｔ、およびＬａｔｅゲートからの出力である。３つのケースについて、Ｅａｒｌｙは下向き三角で、Ｐｒｏｍｐｔは円で、Ｌａｔｅは上向き三角で示されている。１が付されたマーカは、ピーク時間に関する受信機の推定が正しいという、第１のケースでの出力を示している。２が付されたマーカは、ピーク時間に関する受信機の推定が早い場合の出力を示し、３が付されたマーカは、ピーク時間に関する受信機の推定が遅い場合の出力を示す。
【００５３】
Ｅａｒｌｙ、Ｐｒｏｍｐｔ、およびＬａｔｅ出力を適切に処理することで、「弁別器」関数が生成でき、その理想的な場合では、単一チップの持続時間を通して、線形単調な信号となる。このことは、図２ｂに示されている。これは、Ｅａｒｌｙを基準点の１／２チップ前、Ｌａｔｅを基準点の１／２チップ後、Ｐｒｏｍｐｔを基準点上とした、（Ｅａｒｌｙ−Ｌａｔｅ）／（２×Ｐｒｏｍｐｔ＋Ｅａｒｌｙ＋Ｌａｔｅ）という式によって生成された、理想化された描写である。このグラフは、チップにおける、到着時間の推定エラー別にプロットされている。よく知られているように、（Ｅａｒｌｙ−Ｌａｔｅ）／（Ｅａｒｌｙ＋Ｌａｔｅ）という式など、他の弁別器関数を使用することもできる。ただし、これは計算するにはより簡単であるが、得られる結果は僅かに雑音が大きくなる。
【００５４】
大半のＧＮＳＳ受信機設計の目的は、その入力信号を処理して、設計の意図を満足させる程度の、図２ｂに示した関数の線形性および単調性の基本特性に近い弁別器関数を生成することにある。
【００５５】
ＤＳ−ＳＳ受信機用相関器を設計する際に利用可能な設計選択の１つに、チップ当たりの相関器が持つタップ数がある。ＧＮＳＳデバイスで使用される相関器は、チップごとに幾つかのタップを使用するのが普通であり、したがって、各相関は、各チップの幾つかのサンプルを、多くのチップが各相関に含まれた状態で相関付けるのが普通である。このように、相関器がチップごとのサンプル数で乗算されることにより、動作は実行され、エネルギが消費される。
【００５６】
本発明以前は、サンプルレートをチップレートと等しくしても、実用的な弁別器関数は提供できないものと当業者によって考えられていた。この関数は、整合フィルタなしでは、図３ａに示すような、上部が平らなパルスに似たものとなり、追跡ループにおいて追跡フィードバックを提供することが不可能である。チップごとのサンプルを固定された整数倍にすることでこれは改善されるが、弁別器関数が、図３ｂに示すような、ステップ状の振幅パルスになる（ステップ数はパルスごとのサンプル数と等しくなる（例えば、図３ｂに例示した場合では、チップごとに４つのサンプル））という結果をもたらす。この関数もやはり、チップごとのサンプル、および相関器タップの数が十分に高くない限り、大半の用途について有用な追跡関数とはならない。だがそのようにすると、相関器の動作および電力要件も増加してしまう。
【００５７】
先行技術によるＧＮＳＳ受信機は、チップごとの平均サンプル数が非整数となる一定間隔でのサンプリングを用いることにより、この問題を克服している。この場合、相関器タップのサンプル間隔は、チップレートのｋ（Ｐ±１）／Ｐ倍の形になるように選択される。ここでのＰは、相関付けのために用いられる基準関数内のチップ数など、大きな数である。この結果、チップ当たり約ｋ個の相関器タップとなるが、連続したチップ境界に対する連続した相関器タップのタイミングが漸進的に変化する。
【００５８】
このことが、追跡関数特性に関して大幅に改善された（ほぼ理想的な）形状をもたらし、これは基本形において、図２ｂに示した理想に近いものとなる。しかし、整合フィルタが使用されない場合、追跡出力関数の大きさは減少し、雑音に対する性能の劣化および脆弱性の増加につながる。係数ｋ（即ち、チップごとのサンプルおよび相関器に対するタップの概数）は、信号の大きさが√ｋとなるまでの増加をもたらすが、やはり必然的に追加の処理労力を伴う。既存のシステムは、この技術を使用するものと知られている。
【００５９】
上で示唆されているように、チップ整合フィルタを組み込むと、先に論じた先行技術によるサンプリングおよび相関付け構成に関する雑音性能が向上することになろう。しかし、これまでに知られている実装形態は、整合フィルタの使用を問題の多いものとするといった課題を有するため、知られている受信機は、どれも相関器の前に整合フィルタを実装していない。
【００６０】
第１に、入力ＡＤＣサンプルレートが、着信チップレートの正確な整数倍となるケースを検討する。整合フィルタをサンプリング可能な時間は、入力サンプルの時間と同一であることは了解されよう。したがって、これは選択可能な相関器遅延を量子化すると共に、相関器で達成可能なタイミング精度を（実際的なサンプリング間隔で）相関器のタイミング分解能を大半の用途にとって不十分なものとする程度にまで量子化する。例えば、サンプリングレートがチップレートの４倍であれば、相関関数それ自体は、互いが１チップの１／４だけ隔たった遅延値においてのみ計算されることが可能となる。サンプルレートを上昇させればこの問題の深刻さは低下するが、その深刻さを十分なほど大幅に低下させるには、望ましいサンプリングレートを遥かに上回るサンプリングレートが必要となる。あるいは、相関器出力を所望の中間遅延に近づけるために、補間フィルタの使用も考えられるが、これは複雑性を高めることになろう。
【００６１】
結果として、ＧＮＳＳ信号追跡用の実際の受信機は、チップレートの整数倍となるサンプルレートを使用しない。
【００６２】
第２に、先行技術によるサンプリング方法で使用されるＣＭＦが存在するケースを再度検討する。この先行技術のサンプリング方法では、通例、入力サンプルレートはチップレートのｋ（Ｐ±１）／Ｐ倍であり、Ｐは基準信号関数におけるチップ数（典型的には１０２３）に等しい。
【００６３】
図４は、説明した先行技術によるサンプリング方法を用いたチップ整合フィルタの実装に伴う問題を例示するシミュレーションによる波形のセットを示している。
【００６４】
図４を参照すると、上段が、受信入力信号からの４つの短い抜粋についてのシミュレーションを示している。この例では、相関のための基準シーケンスは１０２３チップ長であり、描写を明瞭にするため、入力信号には雑音がないものと仮定する。
【００６５】
入力信号のセクション（ａ）は、この１０２３チップ基準信号の開始部であり、セクション（ｂ）は信号全体の１／４の箇所（２５６チップ）であり、セクション（ｃ）は信号全体の１／２の箇所（５１２チップ）である。
【００６６】
対応するＡＤＣサンプルが図５の２段目（マーク（ｄ））に示されており、このシミュレーションでは、チップレートを１０２３／ｍｓとして、１０×１．０２４ＭＨｚとなるような入力サンプルレートがとられている。したがって、サンプルレートはチップレートの１０×１０２４／１０２３倍である。以上のことから、大半のチップ内には、見てとれる通り、１０個の入力サンプルが存在する。したがって、チップ整合フィルタは、先行する１０個のサンプルを加算することによって、デジタル的に実装されることになる。チップ整合フィルタの出力、即ちライン（ｅ）は、（事実上はサンプリングされるものの）やはりほぼ鋸歯状となる。
【００６７】
ここで、整合フィルタの出力を、先行技術による方法に従い、１０個ごとの入力サンプルで（即ち、１．０２４ＭＨｚというレートで）規則的にサンプリングしたとき、何が起こるかを検討する。これらのサンプルは、（ｅ）の段において、幹葉プロット（円）によって示されている。
【００６８】
（ｅ）の段の左部（即ち、基準シーケンスの開始部）において、選択されたサンプルは、入力信号の各チップ時間の終端とうまく揃っており、ほぼ理想的な動作である。しかし、基準シーケンス全体の１／４の箇所付近に対応する、プロットの中央セクションでは、使用されるサンプル（円）の時間の揃いが、理想的な時間より、約１／４チップ分先に来ている。このように、サンプリングされたこれらの値の大きさは、見てとれる通り、比例的に理想よりも小さくなる。なぜなら、出力サンプルがとられる時間において整合フィルタ内に存在する入力サンプルの約１／４は、先行するチップに由来するものだからである。
【００６９】
基準シーケンス全体の１／２の箇所付近に対応する、プロット右手のセクションでは、使用されるサンプル（円）の時間の揃いが、理想的な時間より、約１／２チップ分先に来ている。これは、整合フィルタ出力をサンプリングするには、考えられる最悪の時間である。なぜなら、出力サンプルがとられる時間において整合フィルタ内に存在する入力サンプルの約１／２が、先行するチップに由来するものだからである。示した例では、先行するチップが現在のチップに対して逆極性を持っているため、出力の大きさはゼロとなる。
【００７０】
波形は基準信号の終端まで継続するため、この揃いは、最終的には再びその最適値へと戻ることになるが、基準信号の重要な部分は、理想とは著しく異なる時間にサンプリングされたものとなっているであろう。
【００７１】
したがって、性能は、真の整合フィルタリングよりも著しく劣るものとなる。
【００７２】
性能損失の原因は、ＣＭＦの入力が先行するチップと現在のチップの混合物であるときに、ＣＭＦ出力のサンプル（即ち、プロット内のマーク（ｅ）の段における円）が発生する（１つの例外を伴う）ことにある。相関器へと向かうサンプルのレートは、チップレートの（Ｐ±１）／Ｐ倍であるため、実際のサンプル時間と（理想の）チップ終端時間の間のオフセットは、１／（Ｐ±１）チップの考えらえる全ての倍数に相当し、それぞれが１回だけ発生する。
【００７３】
性能損失が存在する理由を解説する別の方法は、チップ整合フィルタとその後に続く相関器の組み合わせが理論上最適な相関器に匹敵するのは、サンプルがチップ当たり１サンプルというレートでチップ整合フィルタからとられるといった場合のみであると、繰り返し述べることである。その他の状況下では最適性の保証は存在せず、示してきた通り、それは事実上達成されない。
【００７４】
ＣＭＦは、ＧＮＳＳシステム、または本発明者の知る他のあらゆるＤＳ−ＳＳシステムに、現在まで使用されてはいない、ということが、上で示した問題の理由である。
【００７５】
そこで、知られている先行技術によるシステムは、チップ当たりのサンプル数に変動する数（例えば、ｋ（Ｐ±１）／Ｐ（ただし、Ｐは大きな数とし、ｋは通常２と８の間の整数））を使用し、チップ当たりｋタップの相関器を用いてサンプルを基準信号関数と相関させることにより、妥当な性能を達成している。
【００７６】
しかし、本発明の発明者らは、本発明の実施形態によれば、概してより低い処理要件で、性能を向上させることが往々にして可能であると認識している。
【００７７】
本発明の一実施形態を図５に示す。この実施形態は、ＩおよびＱ出力を提供するミキサ（６０）を備えた受信機を含んでおり、ミキサ（６０）の各チャネルは、チップレートの整数倍ではないサンプルレートで、ＡＤＣ（６１）によってデジタイズされる。なお、Ｉチャネルの処理だけが図示されているが、これはＱチャネルの処理も機能上同一だからである。
【００７８】
ＡＤＣ（６１）からのデジタルサンプルは、受信中のチップの形態に整合するＣＭＦ（６２）へと入力される。即ち、そのインパルス応答は、所期のチップ入力の時間反転と同一である。本実施形態では、ＣＭＦの出力において、チップ当たり約１０個の（より一般にいえば、ｋ個の）サンプルが存在し、これはＡＤＣのサンプルと、数において等しい。次いで、ＣＭＦの（デジタル）出力は、サンプルセレクタ（６３）へとフィードされる。サンプルセレクタ（６３）は、各チップに対し、所望の理想サンプル時間に最もよく整合するサンプルを選択するように構成されており、追跡処理の間、当該チップについてはこの選択されたサンプルのみが、相関器（６４）へと提供される。このように、相関器（６４）は、追跡時、各チップに対し単一の入力を有しており、これはチップ当たりｋ個の入力となる、先行技術による数多くの実施形態とは対照的である。
【００７９】
なお、例えば上述したｅａｒｌｙおよびｌａｔｅ処理を実現するために、サンプルセレクタ（６３）および相関器（６４）は、本発明のほぼ全ての実施形態において複製されることになるが、簡単のため、図６ではその１つだけを示す。
【００８０】
所望のサンプル時間は、どのＧＮＳＳ受信機にも必要となる、内部クロックを参照して規定される。その動作の一部として、ＧＮＳＳ受信機は、その内部クロックと、衛星信号から導出された正確な時刻との時間関係を最終的には計算するが、その関係性を知ることは、本明細書で説明する用途に内部クロックを使用するためには必要ではない。
【００８１】
サンプル選択の動作について解説するには、サンプルクロックが内部クロックとして使用されるものと仮定すると、最も簡単である（他の選択肢をとることも可能ではあるが、計算がより複雑となる）。解説を明瞭なものとするため、クロックの「１ティック」という用語は、入力サンプル当たりのクロック時間増加量を指すのに用いるものとする。所望の遅延値（内部時計を参照して測定され、したがってティック単位で表現される）を持つ基準波形との相関付けを行うために、遅延された基準波形と整合する信号サンプルの正確な時間が計算され得る（そしてやはり、内部クロックを参照して測定され、ティック単位で表現される）。
【００８２】
サンプルセレクタ（６３）は、各チップに対し、所望の理想サンプル時間に最もよく整合するサンプルを選択する。後者がクロックティックで表現される場合、この選択は、各理想サンプル時間を、最も近い整数まで丸めることによって達成される。クロックティックの整数値は入力サンプル時間に相当し、したがってＣＭＦ出力のサンプル時間にも相当することから、これらの丸められた時間（ティック単位）は、選択されたサンプルである、ＣＭＦからの実際のサンプルに相当する。
【００８３】
上記機能を実装可能な簡便な方法は、数値制御発振器（Ｎｕｍｅｒｉｃａｌｌｙ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ  Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）として知られている、よく知られているデバイスを使用することである。この装置は、初めに所望の第１のサンプル時間がロードされるレジスタまたはストア、および信号のチップ持続時間（１／チップレート）の現在推定がロードされる第２のレジスタまたはストアを備えている。この両者の数量は、それらが十分な精度で表されているということを保証するための端数部分も含めて、ティック単位で表現される。相関に必要な第１のサンプルの（正確なティック単位での）時間を生成するために、第１のレジスタからの値が丸められる。ＣＭＦからの利用可能な最新のサンプルの時間（ティック単位）が丸められた値と整合するとき、対応するサンプルが相関器へと渡される。次いで、第２のレジスタ内の値が第１のレジスタ内の値に加算され、この処理が繰り返される。こうしたことが、規定数のサンプル（基準コードと長さにおいて等しい）を相関器へと渡し終えるまで続行される。
【００８４】
相関器が、例えば「オンタイム」信号の追跡を試みる場合、ＣＭＦからの理想サンプリングポイントは、各チップの終端となろう。したがって、最近傍サンプラ（６５）は、想定されるチップ端に時間において最も近いサンプルを選択することになるが、丸め処理のため、選択される実際のサンプルは、この想定されるチップ端の終端前または終端後に発生する可能性がある。本実施形態（および本発明の実に全ての実施形態）では、チップ当たりのサンプル数が変動するため、実際のサンプル時点と、所望の理想サンプリング時点との間の時間的間隔が、チップごとに変化してゆく、ということを、これまでのことから思い出されたい。
【００８５】
理想サンプリングポイントを調整して、例えばＥａｒｌｙまたはＬａｔｅゲートを提供するのは些細なことであり、また、適切な一定の時間オフセットを、所望のサンプリング時間へと加えることによって実行可能であるということが理解されよう。
【００８６】
図６に示すグラフは、図４のそれと類似しながらも、本発明の本実施形態において見出される、修正された波形（ｅ）を有している。したがってこのグラフは、本発明の同および他の実施形態がもたらす恩恵を示している。波形（ａ）から（ｄ）は図４のものと同一であるため、再度の詳述は行わない。
【００８７】
図６の波形（ｅ）は、シミュレートされた整合フィルタの出力であり、大まかには図４の波形（ｅ）と類似しているものの、本発明の実施形態において、ＳＳＵによって選択されたサンプル時間（即ち、各チップ向けに相関器へとフィードするために選択されたサンプル）を示している。この場合、本実施例では、「所望の理想」サンプリング時間は、各チップの終端に存在している。したがって、図６の最近傍サンプラは、この理想ポイントに最も近いサンプルを選択するようにプログラムされ、したがって波形（ｅ）上の円が示すサンプリングポイントを選択する。（ｅ１）において、即ち、相関区間の開始部において、サンプルは所望のポイントと正確に整合する。非整数倍のサンプリングにより、サンプリング間隔は理想とは僅かに異なるものの、チップごとにＣＭＦからの複数のサンプル（本ケースでは約１０個）が存在するため、理想と実際のサンプリングポイント間の最大となる時間的誤差は、先行技術によるシステムではチップ区間の半分であるが、隣接するサンプル同士の間隔の半分にまで低減される。したがって、基準信号全体の１／４の箇所であるポイント（ｅ２）では、サンプルの大きさが低減されているのが見てとれるが、誤差は、先行技術のシステムを示す図４の波形（ｅ）のそれと比べて、いっそう低減されている。基準波形全体の１／２の箇所であるポイント（ｅ３）では、使用されるサンプルに関する時間の揃いが、やはり理想に近いものとなっている。
【００８８】
したがって、本発明の実施形態は、整合フィルタ出力を理想のサンプル時間に近いサンプル時間でサンプリングすることを可能とするので、相関器に対してより大きい信号振幅が提供されることで、相関器出力がその雑音出力に対してより大きいものとなり、それによって、システム性能が向上するというものである。
【００８９】
なお、航法信号の捕捉中は、（その追跡とは対照的に）信号をサーチする必要があり、このフェーズ中、相関付けが繰り返し実行されなくてはならない。受信信号の実際の時間が、連続的な実際の相関付けのために選択された時間の間に当たる場合、性能損失が発生する。この損失は、受信信号の実際の時間が、連続的な実際の相関付けのために選択された時間同士のほぼ中間にくると、最悪となる。結果生じた時間的誤差は、相関器からの信号出力をより小さいものとすることから、信号の検出確度が低下する。連続する相関付けの時間が１チップ分隔てられているのであれば、損失は著しいもの（典型的には３−４ｄＢ）となるため、相関付けの開始時間同士の間隔を、チップ持続時間の１／２以下とするのが普通である。
【００９０】
本発明を用いて捕捉機能を効率的に実現するために、サンプルセレクタ（６３）を使用して、チップ持続時間の１／２分（または所望により、性能損失の最悪のケースを更に緩和するよう、チップ持続時間の１／３分または１／４分）隔てられた、ＣＭＦからのサンプルを選択する。本発明の実施形態において、このことは、ＮＣＯの第２のレジスタに、信号のチップ持続時間に関する初期推定の１／２分（または１／３分もしくは１／４分）（ティック単位で表現）をロードすることによって達成可能である。その結果、サンプルセレクタが、推定チップレートの２倍（または、それぞれ３倍もしくは４倍）の出力となる、ＣＭＦから選択されるサンプルの流れを引き起こす。
【００９１】
これらのサンプルはストア（「リングバッファ」とするのが最も好都合である）へとフィードされ、新たな各サンプルが到着すると、捕捉相関器が、知られている基準コードと、１チップの間隔があいた、格納された信号のサンプルとの相関付けを実行する。サンプルが２倍のチップレートとなるように選択されているケースでは、これは、新たに到着したサンプル（これをサンプル１と呼ぶ）が、サンプル３、５、７などと共に、相関器によって使用されるということを意味する。新たに到着した各サンプルに対し、相関付けが実行され、その出力値が計算される。
【００９２】
次いで、これらの連続した相関出力は、信号の存在を検出し、その発生時間の第１の推定を提供するために、先行技術によるＧＮＳＳ受信機などと同じ方法で処理される。
【００９３】
サンプルセレクタ（６３）のＮＣＯレジスタへとロードされる値の変更は、極めて容易であるため、最初のサンプルのタイミング、および想定されるチップ持続時間の双方を変更することも、極めて容易であるということは理解されよう。チップレートのｋ×（Ｐ±１）／Ｐ倍という形のサンプルレートを用いる先行技術のシステムでは、基準波形のＰ個の値を、対応するｋ×（Ｐ±１）個の信号サンプルと関連付けるために、計算ブロック（「コードマッパ」と呼ばれることもある）を必要とするのが典型である。更に、このコードマッパによって計算された論理関数は、異なるチップレート、および入力サンプルレートの異なる選択に対して、異なるものでなくてはならない。
【００９４】
本発明は、サンプルセレクタＮＣＯへと渡される２つの値を変更するだけで、その実施形態が任意のチップレート、および（以下で解説する一定の制限は受けるが）非常に幅広いサンプルレートをサポートすることが可能となるという利点を有するものである。したがって、本発明を用いて実装されたデバイスは、他の受信機の制約を満たすように選択されたサンプルレートに、容易に順応することが可能である。したがって、このことが、現在の信号とは異なるチップレートを持つ、将来の信号を扱うための柔軟性も提供する。
【００９５】
良好な性能を付与するためには、本発明の実施形態が満たすべき、一定の条件が存在するということを、分析は示している。その条件は、以下の通りである：
１．出力相関関数の過度の平滑化を回避するため、サンプリング間隔ＴＳは、チップタイム間隔ＴＣＨＩＰに対して、十分に小さいものとするべきである。この平滑化が発生する理由は、サンプルセレクタ（６３）によって選択された実際のサンプルが、ときには理想時間と異なるためであり、その時間誤差は、−０．５ＴＳから＋０．５ＴＳの範囲となる。サンプルが「不適切」な時間に選択されると、相関結果全体に対するその個々の寄与は、所望時間とは僅かに異なる遅延時間を有する「理想」の相関からのものと等しくなる。こうした誤差全ての全体効果は、相関器からの出力曲線の平滑化と同様のものとなり、そのピークをいっそう丸いものにしてしまう。ピークの正確な時間を決定することが受信機の目的であることから、このようなことは僅かな性能損失となり、かかる損失を制限するためには、ＴＳの値が十分小さくなるように選択する必要がある。なお、出力相関関数の所与の平滑化度が過度となるかどうかは、それが使用されることになる用途によって異なる。提案されるシステムのモデリングを使用して、発生見込みの高い平滑化度を確かめることができる。
【００９６】
２．サンプルセレクタ（６３）によって選択されたサンプルの時間と、理想サンプル時間との平均誤差は、相関器結果全体にバイアスがかかるのを避けるために、十分にゼロへと近づけるべきであり、この条件は、連続するチップの開始部に対する理想サンプル時間のあらゆるオフセットについて満足したものとすべきである。このことは、反証、つまり、サンプルレートがチップレートの完全な倍数であるケースを検討すると、一番わかりやすい。このケースでは、各チップの開始部に対する利用可能なサンプルの遅延時間が各チップ開始部に対して同一であるため、また、理想サンプリング時間も連続するチップの開始部に対して等しい遅延を持つため、サンプルセレクタ（６３）の各動作は、対応するチップの開始部に対する遅延が同一のサンプルを選択する。したがって、理想サンプル時間と、選択されたサンプル時間との誤差（即ち差異）は、どのチップについても同一であり、非ゼロとなり得る。したがって、誤差の平均値（即ち、バイアス）は、非ゼロとなり得る。その結果、相関の形成に使用されるサンプルが、理想とは異なる時間遅延に対応してしまう。このことが、先に説明した相関器応答において、望ましくない誤差である「ステップ性」を生み出す。この問題は、サンプリング周波数がサンプルレートの倍数に正確に等しい場合だけでなく、以下で詳説するように、サンプリング周波数がサンプルレートの倍数に十分に近い場合にも発生する。やはり、モデリングを用いて提案されるシステムを分析することにより、それが要件を満たすかどうかを確認することが可能である。
【００９７】
上記の条件は、本発明を用いるＧＮＳＳシステムの実装が持つ、多大な柔軟性を提供するものである。それらは、固有のサンプル周波数、チップレート、および相関長Ｐを有する、候補のＧＮＳＳシステムを分析して、それが所与の性能仕様を満たすかどうかをチェックすることを可能にする。当然ながら、本発明の実施形態は、上記の条件を満たさないながらも、所与の用途には十分となる性能を依然として持つものにもなり得る。したがって、これらの条件は、本発明に必須のものとして理解されるべきではなく、ただ、好ましいものとして理解されるべきである。
【００９８】
第１の条件は、ｆＳ／ｆＣＨＩＰの比率が、おおよそ２を上回るものとなれば、容易に満たされる。この値では、最悪のケースでも性能損失は１ｄＢ前後であり、比率を２よりも引き上げることで更に低減される。捕捉ステージ中の検出性能の過度の損失を避けるために、実際のＧＮＳＳシステムにおいて使用される最低値は、いかなる場合であっても２という値である。
【００９９】
第２の条件の試験は、以下の分析に基づく。ＣＭＦの出力における理想サンプル時間（ティック単位）は、次の式によって定義される。
ｔ０＋ｐ×（ｆＳ／ｆＣＨＩＰ），ｐ＝０…Ｐ−１
上式において、ｔ０は第１の理想サンプルの時間（ティック単位）、ｆＳはサンプル周波数、ｆＣＨＩＰはチップレートである。
【０１００】
サンプルセレクタ（６３）の動作は、以下の時間でサンプルを選択する。
ｒｏｕｎｄ（ｔ０＋ｐ×（ｆｓ／ｆｃｈｉｐ）），ｐ＝０…Ｐ−１
【０１０１】
したがって、サンプリング時間誤差（ティック単位）は、以下の通りである。
εｐ＝ｒｏｕｎｄ（ｔ０＋ｐ×（ｆｓ／ｆｃｈｉｐ））−（ｔ０＋ｐ×（ｆｓ／ｆｃｈｉｐ）），ｐ＝０…Ｐ−１
「バイアス」値ｂは、サンプリング時間の平均誤差、即ち、εｐの平均として定義される。
【０１０２】
最初の理想サンプル時間が、実際のサンプル時間の前であって、サンプル間隔の正確に半分となるように選択される場合、即ち、ｔ０＝＜整数＞−０．５（結果、ε０＝−０．５となる）である場合に、最悪のケースのバイアスが発生すると示すことができる。最初の理想サンプル時間について別の選択をすることにより、同じく最悪のケースのバイアスが生じる可能性もあるが、それも踏まえ、本項で定義される１ケースを試験するだけでよい。
【０１０３】
ｒｏｕｎｄ（ａ）−ａ＝０．５−ｍｏｄ（ａ＋０．５，１）
であり、したがって、
ｒｏｕｎｄ（ａ−０．５）−（ａ−０．５）＝０．５−ｍｏｄ（ａ，１）
であるという事実を活用すれば、バイアス値ｂ（ティック単位）は、以下の通りにうまく計算することができる。
ｂ＝０．５−ｍｅａｎ（ｍｏｄ（ｐ×（ｆｓ／ｆｃｈｉｐ），１），ｐ＝０…Ｐ−１）
【０１０４】
バイアス値ｂは、個々の相関測定値について要求される時間精度から導出される、限界を下回るべきである。衛星航法システムにおいて、この限度は、同システムと、相関測定値に従う処理の特性とが要求する、位置精度から導出される。通例、この処理には「平滑化」効果があり、これが出力誤差を、個々の相関測定値に由来する誤差よりも小さいものにする。
【０１０５】
バイアスは、相関測定値間で変動する。したがって、連続する相関測定値を通じてのバイアスの２乗平均平方根（ｒｍｓ）値は、上式を用いて計算された最悪のケースのバイアスよりも小さいものとなる。
【０１０６】
例えば、システムの位置精度を極限化するには個々の遅延測定値が１ｎｓ（電波の伝わりで３０ｃｍに相当）の精度となるようにすることが要求され、相関付けの後の処理の平滑化効果がｒｍｓ誤差を４分の１に低減するのであれば、４ｎｓという最悪のケースのバイアスでも、何不自由なく要件を達成するであろう。バイアスをティック単位で表すには、時間限界（４ｎｓ）がサンプルレートで乗算されなくてはならない。例えば、サンプルレートが２０ＭＨｚであれば、４ｎｓという限界は、０．０８ティック（サンプル間隔）に相当する。
【０１０７】
よって、提案されたサンプルレートが適切かどうかを試験するための手続きは、（ｉ）受信機が扱うことになるｆＣＨＩＰの最大値を用いて、ｆＳ／ｆＣＨＩＰがおおよそ２を上回るかをチェックすることと、（ｉｉ）上述の通りに計算された、最悪のケースのバイアス値ｂが、受信機が扱うことになる、任意の値であるｆＣＨＩＰおよびＰについて要求された限界よりも小さいものであるかをチェックすることと、を含むものとなる。
【０１０８】
前項で定義した試験手続きは、原則的にその全てが必要とされるが、条件（１）および（２）の適用への更なる洞察が以下に提供される。比率ｆＳ／ｆＣＨＩＰを、Ｋ＋（Ｑ＋δ）／Ｐとして表す。ただし、ＫおよびＱは正の整数であり、δは０から１の範囲内にあるものとする。相関付けにおいて使用される基準シーケンスの長さであるＰは、大きな整数（実用化に際しては数百、数千）である。条件（１）は、Ｋが少なくとも２であることを要する。
【０１０９】
δがゼロ、かつＱがゼロより大きいならば、バイアスはゼロに極めて近いものである、と示すことができる。なぜなら、この場合、サンプリング誤差は、−０．５と＋０．５ティックの間（即ち、入力サンプル間隔）に、ほぼ均一に分散しているからである。また、最悪のケースのバイアスは、δが０．５に近いときに最も大きくなり、この場合、そのティックにおける大きさは、おおよそ０．１２５／（Ｑ＋０．５）になる、と示すこともできる。
【０１１０】
ｆＳとｆＣＨＩＰの正確な比率に依存することは望ましくない。なぜなら、送信機（衛星航法のケースでは衛星）と受信プラットフォームの双方の動きが、ｆＣＨＩＰの正確な値に変化をもたらすからである。したがって、ほとんどの状況下において好ましい方策は、Ｑが十分に大きく、δの値が何であれ、最悪のケースのバイアスが許容できる程度に小さくなることを保証する、というものである。例えば、最悪のケースのバイアスについての限界が４ｎｓ、最大チップレートが１０．２３Ｍｃｈｉｐ／ｓ、そしてＫ＝２（サンプルレートは２０．４６ＭＨｚを僅かに上回るものとなる）である場合を検討するのであれば、まず初めに、次式を解く。
０．１２５／（Ｑ＋０．５）＜｛４ｎｓ×２０．４６ＭＨｚ≒０．０８２｝
上式は、整数Ｑが少なくとも２であると定めれば満たされる。したがって、２×１０．２３＝２０．４６ＭＨｚから少なくとも（２／Ｐ）×ｆＣＨＩＰだけ異なるサンプリング周波数であれば、最悪のケースのバイアスでも許容できる程度に小さいものとなる。Ｐが通常の値（１０２３など）をとる場合は、２０．４６ＭＨｚから少なくとも２０ｋＨｚだけ異なるサンプリング周波数であれば、最悪のケースのバイアスでも許容できる程度に小さいものとなる。
【０１１１】
避けなくてはならない次の周波数帯域は、３×１０．２３＝３０．６９ＭＨｚ前後である。
ここで満たさなくてはならない式は、次のようになる。
０．１２５／（Ｑ＋０．５）＜｛４ｎｓ×３０．６９ＭＨｚ≒０．１４３｝
上式は、整数Ｑが少なくとも１であると定めれば満たされる。したがって、３０．６９ＭＨｚから少なくとも１０ｋＨｚだけ異なるサンプリング周波数であれば、最悪のケースのバイアスでも許容できる程度に小さいものとなる。
【０１１２】
異なる幾つかのチップレート（例えば、０．５１１５ＭＨｚ、１．０２３ＭＨｚ、２．０４６ＭＨｚ、２．５５７５ＭＨｚ、５．１１５ＭＨｚ、および１０．２３ＭＨｚなど）を持つＧＮＳＳ信号を扱うために、多目的マルチコンステレーションＧＮＳＳ受信機が必要とされることがある。解説した通り、選択するサンプルレートは、これらのチップレートの整数倍、またはこの整数倍前後の小帯域を避けなくてはならない。
【０１１３】
達成可能な選択肢の説明のため、例示的に２０ＭＨｚから３５ＭＨｚとする全範囲内で許可される全てのサンプルレート帯域を計算するよう、上記条件が上に列挙した全てのチップレートに対し同時に適用されている。この条件に従うと、サンプル周波数範囲の９８．５％が許容可能であることが判明した。１ＭＨｚまたは１．０２４ＭＨｚの整数の倍数は全て許容される。１０ｋＨｚの整数の倍数１５００個のうち、僅かに１５個のみが許容されない。
【０１１４】
以上のことから、非常に広範囲のサンプルレートが、本発明の方法によってサポートされていることがわかる。
【０１１５】
シミュレートされた本発明の実施形態は、良好に機能している。シミュレータにおける相関器出力の正確な形態は、ＡＤＣサンプリング処理によって生じる量子化効果の見地から調査されている。これらの効果は、相関器を使用して信号遅延（したがって航法精度）を推定することができる精度に対し、原理的限界を定める。
【０１１６】
この本来的な量子化限界は、サンプルレート、チップレート、およびチップ内の）基準シーケンスの持続時間の面で等しい条件下で動作する、先行技術によるコードマッパ方式についてのシミュレーションによって探求された実施形態と、ほぼ完全に同一であることが判明している（ただし、両者とも雑音のない環境でシミュレートされている）。
【０１１７】
先行技術によるコードマッパおよびそれに関連付けられた相関器が、全ての入力サンプルを処理することを前提とすれば、このシミュレーションに雑音が追加され、信号対雑音比（ＳＮＲ）が現実的なレベルにまで引き下げられたときも、この２つの方式は、同等のままである。整合フィルタリングによる手法を採用する本発明の実施形態は、全ての入力サンプルを常に活用する。コードマッパ方式が実装されて、入力サンプルのサブセットのみが処理されるのであれば、そのＳＮＲ利得、したがってその性能が低下する。このことは、全てのサンプルを処理するよりも処理が少なければ雑音がエイリアシングされたということに着目すれば理解することができる。実際に、知られている先行技術によるコードマッパ方式は、常に、最適なＳＮＲを達成するには低すぎるレートでサンプルを処理する。対照的に、本発明の実施形態で用いられる、整合フィルタリングによる手法は、入力サンプルの全てを必ず活用する。
【０１１８】
本発明は、同様の性能を持つ、先行技術によるコードマッパ手法に比べ、計算負荷の点で、実装するための要求が著しく低いものとなることが判明している。
【０１１９】
先に述べた通り、本発明は、ＢＯＣ変調された信号の処理に非常に適している。本発明の実施形態には、チップ整合フィルタと、Ｅａｒｌｙ、Ｐｒｏｍｐｔ、およびＬａｔｅ出力の各々に向けた相関器のペアとを備える受信機が含まれる。ＣＭＦは、受信中のＢＯＣチップに特有の形式に整合している。
【０１２０】
各相関器は、関連付けられたＳＳＵを備えており、全てのＳＳＵは、その入力をＣＭＦから取得する。所与のペアについて、一方のＳＳＵは、ＣＭＦからの出力を、その所望のポイント（即ち、Ｅａｒｌｙ、Ｐｒｏｍｐｔ、またはＬａｔｅ）において選択するように構成されており、他方のＳＳＵは、１／４チップ後の出力を選択するように構成されている。各ＳＳＵは、自身が選択したサンプルを、自身に関連付けられた相関器へとフィードする。ＣＭＦからの出力の選択は、上述の実施形態と同様のやり方で（即ち、所望の時間に時間的に最も近いサンプルを選択することによって）行われる。
【０１２１】
次いで、相関器の各ペアからの出力が合成される。この合成された値は、Ｅａｒｌｙ、Ｐｒｏｍｐｔ、またはＬａｔｅ信号に対する出力を、適切に表している。
【０１２２】
ＥａｒｌｙおよびＬａｔｅゲート間での合成処理および遅延分離の両方は、最も平滑な弁別器曲線を生み出すように調整可能である。合成処理および遅延分離の両方に関する最良の選択は、サンプルレートとチップレートの比率に依存すると判明した。シミュレーションを用いて、最も満足のゆく合成の結果および選択を探求することができる。
【０１２３】
チップレートが１．０２３ＭＨｚ、サンプルレートが３０．０ＭＨｚという第１のケースでは、好ましい合成処理が、２つの相関出力の複素合計の係数を出力し、ＥａｒｌｙおよびＬａｔｅゲート間での遅延分離が、チップ持続時間の１９／１６に設定される。このことは、望ましい程度に平滑な弁別器応答曲線をもたらすと判明した。
【０１２４】
チップレートが１０．２３ＭＨｚ、サンプルレートが３０．０ＭＨｚという第２のケースでは、好ましい合成処理が、２つの相関出力の合計された係数の平方根を出力し、ＥａｒｌｙおよびＬａｔｅゲート間での遅延分離が、やはりチップ持続時間の１９／１６に設定される。これにより、やはり、このケースに対する、望ましい程度に平滑な弁別器応答曲線がもたらされる。
【０１２５】
本手法のモデリングは、相関器ペアの合成された出力が、図７ａに示すような関数を持つということを示した。このグラフは、遅延に対しての、合成された相関器出力の大きさを示している。これは僅かに波打った様相を見せている。しかし、より重要な関数は、図７ｂに示した弁別器関数である。この図は、遅延誤差の関数としての（Ｅ−Ｌ）／（Ｅ＋Ｌ）を示している。関数が比較的平滑で直線的、かつ単調な性質を持つことにより、それはＧＮＳＳ追跡の際の使用に適したものとなる。
【０１２６】
ＢＯＣ信号の復調に関連した上述の実施形態は、当業者によって理解される通りに適用することができる。例えば、より多くの出力（一例として、Ｖｅｒｙ  Ｅａｒｌｙ、およびＶｅｒｙ  Ｌａｔｅなど）を持つように構成することもできるし、ＳＳＵの各ペア間で、上で使用した１／４チップ遅延とは異なる遅延を持つこともできる。また、この合成処理を一捻りして、例えばより直線的な弁別器関数を実現することもできる。実行可能な様々な変更をモデリングして、それらの効果を調査し、弁別器関数または相関関数の特性を応用することも可能である。
【０１２７】
本発明の実施形態は、例えば、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、またはその他任意の好適な形態で実装することができる。ＦＰＧＡ、ＡＳＩＣなどは、アナログデジタルサンプリング回路を搭載するか、独立したデジタイズユニットから、デジタル信号を受信するように構成することができる。ＧＮＳＳ用途では、ＦＰＧＡ、ＡＳＩＣなどは、プロセッサの出力を用いた完全追跡アルゴリズムを実装し、それにより航法信号をその出力として提供するように、更に構成することができる。あるいは、追跡アルゴリズムは、本発明の実施形態によって提供される出力を用いる、独立したプロセッサ内に実装することもできる。
【０１２８】
本発明について、ＧＮＳＳシステムに限定して参照しつつ、説明を行った。この説明は限定となることを意図しておらず、本発明は、当業者なら思い付くであろう応用形態において、より広く使用可能であることは理解されよう。
【図１】
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【図２ａ】
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【図２ｂ】
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【図３ａ】
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【図３ｂ】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７ａ】
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【図７ｂ】
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