(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
セミブリッジレスコンバータと、同セミブリッジレスコンバータの正出力端と負出力端に接続されるインバータと、同インバータで駆動される圧縮機のモータと、前記インバータにインバータ駆動信号を出力する制御部とを備えた空気調和機であって、
前記セミブリッジレスコンバータは、
交流電源の一端が接続される第１入力端に一端が接続される第１リアクタと、
前記交流電源の他端が接続される第２入力端に一端が接続される第２リアクタと、
前記正出力端と前記負出力端との間に接続された平滑コンデンサと、
前記第１リアクタの他端に一端が接続され他端が前記負出力端に接続された第１スイッチング素子と、
前記第２リアクタの他端に一端が接続され他端が前記負出力端に接続された第２スイッチング素子と、
カソード端子が前記第１リアクタの他端に接続されアノード端子が前記負出力端に接続された第１ダイオードと、
カソード端子が前記第２リアクタの他端に接続されアノード端子が前記負出力端に接続された第２ダイオードと、
前記第１入力端にカソード端子が接続された第３ダイオードと、
前記第２入力端にカソード端子が接続されアノード端子が前記第３ダイオードのアノード端子に接続された第４ダイオードと、
前記第１入力端にアノード端子が接続されカソード端子が前記正出力端に接続された第５ダイオードと、
前記第２入力端にアノード端子が接続されカソード端子が前記正出力端に接続された第６ダイオードと、
前記第１リアクタの他端にアノード端子が接続されカソード端子が前記正出力端に接続された第７ダイオードと、
前記第２リアクタの他端にアノード端子が接続されカソード端子が前記正出力端に接続された第８ダイオードと、
前記インバータの負荷の大きさを検出する負荷検出手段と、
前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とにスイッチング信号を出力してアクティブフィルタとして動作するコンバータ制御部と、
一端が前記負出力端に接続され、他端が前記第３ダイオードのアノード端子に接続されたスイッチと、
前記負荷検出手段で検出した負荷の大きさが予め定めた閾値未満の時に前記コンバータ制御部による前記スイッチング信号の出力を停止させると共に前記スイッチを開とし、前記負荷検出手段で検出した負荷の大きさが前記閾値以上の時に前記コンバータ制御部から前記スイッチング信号を出力させると共に前記スイッチを閉とする動作切換手段とを備えたことを特徴とする空気調和機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、セミブリッジレスコンバータを備えた空気調和機に係わり、より詳細には、セミブリッジレスコンバータの負荷が小さい場合の力率改善に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、セミブリッジレスコンバータとして例えば、図６に示す特許文献１の技術が開示されている。
図６のセミブリッジレスコンバータは、ＡＣ  ＬｉｎｅのＬ端子に直列に接続されるリアクタＬ１とＡＣ  ＬｉｎｅのＮ端子に直列に接続されるリアクタＬ２と、リアクタＬ１の一端と他端とにそれぞれのアノード端子が接続され、それぞれのカソード端子が負荷Ｒｏの一端に接続されたダイオードＤｃとダイオードＤ１を備えている。
【０００３】
また、このセミブリッジレスコンバータは、リアクタＬ２の一端と他端とにそれぞれのアノード端子が接続され、それぞれのカソード端子が負荷Ｒｏの一端に接続されたダイオードＤｅとダイオードＤ２と、ダイオードＤｃのアノード端子にカソード端子が接続されたダイオードＤａと、ダイオードＤｅのアノード端子にカソード端子が接続されたダイオードＤｂと、ダイオードＤ１のアノード端子にドレイン端子が、また、ソース端子がダイオードＤａとダイオードＤｂのアノード端子と負荷Ｒｏの他端に接続されたＭＯＳ−ＦＥＴのＱ１と、ダイオードＤ２のアノード端子にドレイン端子が、また、ソース端子が負荷Ｒｏの他端に接続されたＭＯＳ−ＦＥＴのＱ２と、負荷Ｒｏの両端に並列に接続された平滑コンデンサＣｏを備えている。
【０００４】
このセミブリッジレスコンバータは、ＡＣ  Ｌｉｎｅ電圧（交流電圧）の正の半周期の間にＱ１を、負の半周期の間にＱ２をそれぞれオンオフすることにより、Ｌ１又はＬ２を介して交流電圧を短絡、開放して力率を改善すると共に負荷Ｒｏに印加される直流電圧を昇圧するようになっている。
【０００５】
交流電圧の正の半周期の間、つまり、Ｌ端子に正の電圧が印加されている場合、Ｑ１をオンにすると電流ｉ３がＬ端子、Ｌ１、Ｑ１、ダイオードＤｂ、Ｎ端子の順に流れ、Ｌ１にエネルギーが蓄積される。そしてＱ１をオフにするとＬ１に蓄積されたエネルギーが電流ｉ１となって、ダイオードＤ１、負荷Ｒｏ、ダイオードＤｂ、Ｎ端子の順に流れる。
【０００６】
一方、交流電圧の負の半周期の間、つまり、Ｌ端子に負の電圧が印加されている場合、Ｑ２をオンにすると電流ｉ４がＮ端子、Ｌ２、Ｑ２、ダイオードＤａ、Ｌ端子の順に流れ、Ｌ２にエネルギーが蓄積される。そしてＱ２をオフにするとＬ２に蓄積されたエネルギーが電流ｉ２となって、ダイオードＤ２、負荷Ｒｏ、ダイオードＤａ、Ｌ端子の順に流れる。
【０００７】
以上説明したように、交流電圧の正の半周期の間にダイオードＤｂに電流ｉ１又は電流ｉ３が流れ、交流電圧の負の半周期の間にダイオードＤａに電流ｉ２又は電流ｉ４が流れる。このためそれぞれのダイオードに帰還電流が流れている時、各ダイオードの順方向電圧降下により電力損失が発生する。
【０００８】
このため、特許文献１ではダイオードＤｂの代わりにオン抵抗が小さいＭＯＳ−ＦＥＴのＱ５を、また、ダイオードＤａの代わりにＭＯＳ−ＦＥＴのＱ６を設け、交流電圧の正の半周期の間にＱ５をオン、Ｑ６をオフとし、交流電圧の負の半周期の間にＱ５をオフ、Ｑ６をオンとすることで、帰還電流が流れている時に各ダイオードの順方向電圧降下により発生していた電力損失をほぼなくすことでセミブリッジレスコンバータの電力変換効率を向上させるようにしている。
【０００９】
一方、一般的な空気調和機の運転においては、運転の立ち上がりやハイパワー運転などの空調負荷が重い運転期間よりも、設定された温度に到達した後にその温度を維持する空調負荷が軽い運転期間の方が長く、この空調負荷が軽い運転期間に発生するスイッチング損失が無駄となっていた。
【００１０】
例えばＱ５やＱ６のＭＯＳ−ＦＥＴをスイッチング周波数が一定のＰＷＭ方式でスイッチング制御した場合、高負荷でも低負荷でもスイッチング信号のパルス数は同じである。ＭＯＳ−ＦＥＴはオン抵抗が非常に小さいため、スイッチング損失の多くはスイッチング信号の立ち上がりと立ち下がりの変化期間で発生する。このため、昇圧や電源高調波電流対策のための力率改善が高負荷時に比較して必要性が小さい低負荷の場合はスイッチングを停止した方が電力変換効率がよくなる。
このような理由により、セミブリッジレスコンバータを備えた空気調和機において、高負荷の場合はアクティブフィルタとして動作させ、低負荷の場合はスイッチング損失を防止するためアクティブフィルタとしての機能を停止させる方法が考えられる。
【００１１】
しかしながら、アクティブフィルタとしての機能を停止して機能させた場合、例えば特許文献１の構成では、帰還電流はＱ５またはＱ６を通過する。つまり、交流電圧の正の半周期と負の半周期において２つのリアクタのいずれにも帰還電流が流れない構成である。このため、力率の改善が行なわれないため電源高調波電流の規格を満足できない場合があった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１２】
【特許文献１】特開２０１３−９０３９０号公報（第１２−１３頁、図２４）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
本発明は以上述べた問題点を解決し、セミブリッジレスコンバータを備えた空気調和機において、アクティブフィルタとしての機能を停止させた場合の力率を改善して電源高調波電流を低減させた空気調和機を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明は上述の課題を解決するため、本発明の請求項１に記載の発明は、セミブリッジレスコンバータと、同セミブリッジレスコンバータの正出力端と負出力端に接続されるインバータと、同インバータで駆動される圧縮機のモータと、前記インバータにインバータ駆動信号を出力する制御部とを備えた空気調和機であって、
前記セミブリッジレスコンバータは、
交流電源の一端が接続される第１入力端に一端が接続される第１リアクタと、
前記交流電源の他端が接続される第２入力端に一端が接続される第２リアクタと、
前記正出力端と前記負出力端との間に接続された平滑コンデンサと、
前記第１リアクタの他端に一端が接続され他端が前記負出力端に接続された第１スイッチング素子と、
前記第２リアクタの他端に一端が接続され他端が前記負出力端に接続された第２スイッチング素子と、
カソード端子が前記第１リアクタの他端に接続されアノード端子が前記負出力端に接続された第１ダイオードと、
カソード端子が前記第２リアクタの他端に接続されアノード端子が前記負出力端に接続された第２ダイオードと、
前記第１入力端にカソード端子が接続された第３ダイオードと、
前記第２入力端にカソード端子が接続されアノード端子が前記第３ダイオードのアノード端子に接続された第４ダイオードと、
前記第１入力端にアノード端子が接続されカソード端子が前記正出力端に接続された第５ダイオードと、
前記第２入力端にアノード端子が接続されカソード端子が前記正出力端に接続された第６ダイオードと、
前記第１リアクタの他端にアノード端子が接続されカソード端子が前記正出力端に接続された第７ダイオードと、
前記第２リアクタの他端にアノード端子が接続されカソード端子が前記正出力端に接続された第８ダイオードと、
前記インバータの負荷の大きさを検出する負荷検出手段と、
前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とにスイッチング信号を出力してアクティブフィルタとして動作するコンバータ制御部と、
一端が前記負出力端に接続され、他端が前記第３ダイオードのアノード端子に接続されたスイッチと、
前記負荷検出手段で検出した負荷の大きさが予め定めた閾値未満の時に前記コンバータ制御部による前記スイッチング信号の出力を停止させると共に前記スイッチを開とし、前記負荷検出手段で検出した負荷の大きさが前記閾値以上の時に前記コンバータ制御部から前記スイッチング信号を出力させると共に前記スイッチを閉とする動作切換手段とを備えた。
【発明の効果】
【００１５】
以上の手段を用いることにより、本発明による空気調和機によれば、インバータで駆動する負荷の大きさが予め定めた閾値未満となった時にアクティブフィルタの動作を停止させると共に、スイッチを開とすることにより帰還電流がリアクタに流れるようにするため、リアクタに電流を流さない従来の構成に比べて力率を改善すると共に電源高調波電流を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明による空気調和機の実施例を示すブロック図である。
【図２】本発明による動作切換手段を示す機能ブロック図である。
【図３】本発明によるセミブリッジレスコンバータの動作を説明する説明図である。
【図４】本発明によるセミブリッジレスコンバータの他の動作を説明する説明図である。
【図５】セミブリッジレスコンバータに流れる電流を説明する説明図である。
【図６】従来のセミブリッジレスコンバータを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、本発明の実施の形態を、添付図面に基づいた実施例として詳細に説明する。
【実施例１】
【００１８】
図１は本発明による空気調和機１の実施例を示すブロック図である。なお、本発明に直接関係がない冷媒回路やファンモータなどの図示と説明を省略する。
【００１９】
空気調和機１は室内機２と通信接続された室外機３で構成され、室外機３は交流電源が接続される入力端２１ａ（第１入力端）、入力端２１ｂ（第２入力端）、及び直流電圧が出力される正出力端２２ａ、負出力端２２ｂを備えたセミブリッジレスコンバータ４と、正入力端３８ａが正出力端２２ａに、また、負入力端３８ｂが負出力端２２ｂにそれぞれ接続されるインバータ３８と、インバータ３８で駆動される図示しない圧縮機のモータ３９と、室外機３全体を制御すると共にインバータ３８へインバータ駆動信号を出力する室外機制御部６０を備えている。なお、室内機２はこの室外機制御部６０（制御部）と相互に通信するように構成されている。
【００２０】
セミブリッジレスコンバータ４は、図示しない交流電源の一端が接続される入力端２１ａに一端が接続されるリアクタ２９（第１リアクタ）と、交流電源の他端が接続される入力端２１ｂに一端が接続されるリアクタ３０（第２リアクタ）と、入力端２１ａと入力端２１ｂの間に接続され交流電源の電圧の位相を検出して位相信号として出力する位相検出部２３と、正極が正出力端２２ａに、また、負極が負出力端２２ｂにそれぞれ接続された平滑コンデンサ３５を備えている。
位相検出部２３は入力端２１ａが正電圧の間は位相信号をハイレベルに、また、負電圧の間は位相信号をローレベルにして出力する。
【００２１】
また、セミブリッジレスコンバータ４は、カソード端子がリアクタ２９の他端に接続され、アノード端子が負出力端２２ｂに接続されたダイオード１９（第１ダイオード）と、カソード端子がリアクタ３０の他端に接続されアノード端子が負出力端２２ｂに接続されたダイオード２０（第２ダイオード）と、入力端２１ａにカソード端子が接続されたダイオード３３（第３ダイオード）と、入力端２１ｂにカソード端子が接続されアノード端子がダイオード３３のアノード端子に接続されたダイオード３４（第４ダイオード）を備えている。
【００２２】
また、セミブリッジレスコンバータ４は、入力端２１ａにアノード端子が接続されカソード端子が正出力端２２ａに接続されたダイオード２５（第５ダイオード）と、入力端２１ｂにアノード端子が接続されカソード端子が正出力端２２ａに接続されたダイオード２６（第６ダイオード）と、リアクタ２９の他端にアノード端子が接続されカソード端子が正出力端２２ａに接続されたダイオード２７（第７ダイオード）と、リアクタ３０の他端にアノード端子が接続されカソード端子が正出力端２２ａに接続されたダイオード２８（第８ダイオード）を備えている。
【００２３】
また、セミブリッジレスコンバータ４は、リレ−１８（スイッチ）と、このリレー１８を駆動するリレー駆動部１７を備えている。リレ−１８の一端（一方の接点）はダイオード３３のアノード端子に、また、他端（他方の接点）は負出力端２２ｂにそれぞれ接続されている。
【００２４】
さらに、セミブリッジレスコンバータ４は、リアクタ２９の他端にドレイン端子が、また、ソース端子が負出力端２２ｂにそれぞれ接続されたＮチャネル型のＭＯＳ−ＦＥＴ３１（第１スイッチング素子）と、リアクタ３０の他端にドレイン端子が、また、ソース端子が負出力端２２ｂにそれぞれ接続されたＮチャネル型のＭＯＳ−ＦＥＴ３２（第２スイッチング素子）と、ＭＯＳ−ＦＥＴ３１のゲート端子にスイッチング信号Ａを、ＭＯＳ−ＦＥＴ３１のゲート端子にスイッチング信号Ｂをそれぞれ出力してアクティブフィルタの制御を実行するコンバータ制御部５０を備えている。
【００２５】
また、セミブリッジレスコンバータ４は、入力端２１ｂとリアクタ３０の一端の間に直列に接続されて検出した入力電流を入力電流信号として出力する入力電流検出部２４と、正出力端２２ａと負出力端２２ｂの間に接続され検出した電圧をＤＣ電圧信号として出力するＤＣ電圧検出部３７と、平滑コンデンサ３５の負極端子と負出力端２２ｂの間に直列に接続され検出した直流電流をＤＣ電流信号として出力するＤＣ電流検出部３６（負荷検出手段）とを備えている。なお、平滑コンデンサ３５の正極端子は正出力端２２ａに接続されている。
【００２６】
一方、セミブリッジレスコンバータ４は、ＤＣ電流信号と位相信号が入力され、インバータ３８で駆動する負荷（モータ３９）が予め定めた所定負荷より小さい負荷の時、具体的にはＤＣ電流信号が所定の閾値よりも小さい時にコンバータ制御部５０によるスイッチング信号の出力を停止させると共に、リレー駆動部１７を介してリレー１８を閉から開にする動作切換手段４０を備えている。なお、この動作切換手段４０の動作は後で詳細に説明する。
【００２７】
コンバータ制御部５０は位相検出部２３から位相信号が、入力電流検出部２４から入力電流信号が、ＤＣ電圧検出部３７からＤＣ電圧信号が、ＤＣ電流検出部３６からＤＣ電流信号が、それぞれ入力されている。また、コンバータ制御部５０はＭＯＳ−ＦＥＴ３１をスイッチングするスイッチング信号ＡとＭＯＳ−ＦＥＴ３２をスイッチングするスイッチング信号Ｂをそれぞれ出力している。
【００２８】
図２は動作切換手段４０の機能を説明する機能ブロック図である。
動作切換手段４０は、負荷状態判定手段４４と状態信号生成手段４２を備えている。
負荷状態判定手段４４は、入力されたＤＣ電流信号によりＤＣ電流が予め定められた状態切換電流閾値（６アンペア）未満となった時、状態信号生成手段４２へローレベル（低負荷信号）を出力する。負荷状態判定手段４４は、ＤＣ電流が予め定められた状態切換電流閾値以上の場合はハイレベル（高負荷信号）を出力する。
【００２９】
状態信号生成手段４２は位相信号が入力されており、低負荷信号が入力されてから最初の位相信号の変化タイミング（ゼロクロス点）で状態信号をローレベル（低負荷）にして出力する。なお、状態信号がローレベルになるとコンバータ制御部５０はアクティブフィルタの動作を停止させ、スイッチング信号の出力を停止する。また、状態信号生成手段４２は負荷状態判定手段４４から高負荷の信号が入力されてから最初の位相信号の変化タイミング（ゼロクロス点）で状態信号をハイレベル（高負荷）にして出力する。
【００３０】
図３は図１のブロック図においてセミブリッジレスコンバータ４がアクティブフィルタとして動作している時の説明図である。
図３（１）はセミブリッジレスコンバータ４に入力される交流電圧、図３（２）は位相検出部２３から出力される交流電圧の位相信号、図３（３）は入力電流検出部２４で検出される入力電流、図３（４）はコンバータ制御部５０から出力されるスイッチング信号Ａ、図３（５）はコンバータ制御部５０から出力されるスイッチング信号Ｂ、図３（６）はＤＣ電流検出部３６で検出されるＤＣ電流、図３（７）は動作切換手段４０から出力される状態信号をそれぞれ示している。
【００３１】
コンバータ制御部５０はＭＯＳ−ＦＥＴ３１とＭＯＳ−ＦＥＴ３２に対してアクティブフィルタのスイッチング制御を行なうものであり、位相信号がハイレベル、つまり、交流電圧が正の半周期の場合は図３（４）に示すようにリアクタ２９に流れる電流をＭＯＳ−ＦＥＴ３１でスイッチングするスイッチング信号Ａを出力する。また、位相信号がローレベル、つまり、交流電圧が負の半周期の場合は図３（５）に示すようにリアクタ３０に流れる電流をＭＯＳ−ＦＥＴ３２でスイッチングするスイッチング信号Ｂを出力する。
【００３２】
また、コンバータ制御部５０にはＤＣ電流信号とＤＣ電圧信号が入力されており、所定のＤＣ電圧を維持するようにセミブリッジレスコンバータ４をフィードバック制御する。また、コンバータ制御部５０は入力電流を正弦波に近づけるようにスイッチング信号Ａとスイッチング信号ＢのデューティーをＰＷＭ方式で制御している。
【００３３】
次に図５のセミブリッジレスコンバータに流れる電流を説明する説明図を用いて各リアクタに流れる電流の経路を説明する。図５（１）はＭＯＳ−ＦＥＴを閉としてリアクタを介して交流電源を短絡し、リアクタにエネルギーを蓄える場合を、図５（２）はＭＯＳ−ＦＥＴを開としてリアクタに蓄えられたエネルギーを平滑コンデンサ３５に供給する場合をそれぞれ示している。なお実線は入力端２１ａが正電圧となる交流電圧の正の半周期に流れる電流を、破線は入力端２１ａが負電圧となる交流電圧の負の半周期に流れる電流をそれぞれ示している。
【００３４】
図５（１）に示すようにＭＯＳ−ＦＥＴ３１が閉に、ＭＯＳ−ＦＥＴ３２が開になると、電流ｉ１は入力端２１ａからリアクタ２９、ＭＯＳ−ＦＥＴ３１、リレー１８、ダイオード３４、入力端２１ｂに順次流れてリアクタ２９にエネルギーを蓄積する。そしてＭＯＳ−ＦＥＴ３１が開になると、図５（２）に示すようにリアクタ２９に蓄積されていたエネルギーは電流ｉ３となってダイオード２７、平滑コンデンサ３５、リレー１８、ダイオード３４、入力端２１ｂに順次流れる。
【００３５】
一方、図５（１）に示すようにＭＯＳ−ＦＥＴ３２が閉、ＭＯＳ−ＦＥＴ３１が開になると、電流ｉ２は入力端２１ｂからリアクタ３０、ＭＯＳ−ＦＥＴ３２、リレー１８、ダイオード３３、入力端２１ａに順次流れてリアクタ３０にエネルギーを蓄積する。そしてＭＯＳ−ＦＥＴ３２が開になると、図５（２）に示すようにリアクタ３０に蓄積されていたエネルギーは電流ｉ４となってダイオード２８、平滑コンデンサ３５、リレー１８、ダイオード３３、入力端２１ａに順次流れる。
【００３６】
コンバータ制御部５０は前述したようにＰＷＭ制御したスイッチング信号を生成して各ＭＯＳ−ＦＥＴに出力して以上の動作を繰り返すと共に、図３（３）に示すように入力電流波形が正弦波に近づくように制御する。なお、入力電流波形を正弦波に近づけるためコンバータ制御部５０は、ゼロクロス点付近のスイッチング信号のオンデューティーを大きく、電流波形の頂点付近ではスイッチング信号のオンデューティーを小さくするように制御する。
【００３７】
一方、図３においては、図３（６）に示すようにＤＣ電流は１０アンペアであり、状態切換電流閾値（６アンペア）以上のため、動作切換手段４０は図３（７）に示すように状態信号をハイレベル（高負荷）で出力している。なお、この状態信号がハイレベルの時、リレー駆動部１７はリレー１８を閉にする。
【００３８】
次に、モータ３９の回転数が減少し、モータ３９（負荷）で消費するＤＣ電流が減少した場合を説明する。
図４はセミブリッジレスコンバータ４が高負荷時に選択されるアクティブフィルタの動作から、低負荷時に選択される本発明によるパッシブフィルタの動作へ切り換える場合を説明する説明図である。
図４（１）はセミブリッジレスコンバータ４に入力される交流電圧、図４（２）は位相検出部２３から出力される交流電圧の位相信号、図４（３）は入力電流検出部２４で検出される入力電流、図４（４）はコンバータ制御部５０から出力されるスイッチング信号Ａ、図４（５）はコンバータ制御部５０から出力されるスイッチング信号Ｂ、図４（６）はＤＣ電流検出部３６で検出されるＤＣ電流、図４（７）は動作切換手段４０から出力される状態信号、図４（８）はリレー１８の開閉状態をそれぞれ示している。なお、ｔ１０〜ｔ１６は時刻である。
【００３９】
図４（６）に示すようにＤＣ電流はｔ１０における８アンペアから徐々に低下しているが、ｔ１３で状態切換電流閾値（６アンペア）未満になってもコンバータ制御部５０はアクティブフィルタの動作を実行している。一方、負荷状態判定手段４４はＤＣ電流がｔ１３で状態切換電流閾値未満になったため、ローレベル（低負荷信号）を出力する。これが入力された状態信号生成手段４２は次の位相信号の変化点（ここではハイレベルからローレベル）になった時、つまり、ｔ１４で状態信号をハイレベル（高負荷）からローレベル（低負荷）にして出力する。この状態信号が入力されたコンバータ制御部５０は、アクティブフィルタの動作を停止する。一方、図４（８）に示すように、このローレベル（低負荷）の状態信号が入力されたリレー駆動部１７はリレー１８を閉から開にする。
【００４０】
従ってセミブリッジレスコンバータ４はｔ１４を境にしてアクティブフィルタの動作からパッシブフィルタの動作に移行することになる。つまり、コンバータ制御部５０は各スイッチング信号をローレベルにしてＭＯＳ−ＦＥＴ３１とＭＯＳ−ＦＥＴ３２を共に開にする。
【００４１】
次に状態信号がローレベルの時に各リアクタに流れるパッシブフィルタ時の電流経路を図５（３）と図４（３）を用いて説明する。なお、図５（３）の実線は入力端２１ａが正電圧となる交流電圧の正の半周期に流れる電流ｉ５を、破線は入力端２１ａが負電圧となる交流電圧の負の半周期に流れる電流ｉ６をそれぞれ示している。
【００４２】
図４（２）のｔ１４〜ｔ１５の期間は交流電圧の負の半周期であり、かつ、リレー１８が開であるため、図５（３）に示すように電流ｉ６は入力端２１ｂからダイオード２６、平滑コンデンサ３５、ダイオード１９、リアクタ２９、入力端２１ａを順次流れる。
【００４３】
一方、  図４（２）のｔ１５〜ｔ１６の期間は交流電圧の正の半周期であり、かつ、リレー１８が開であるため、図５（３）に示すように電流ｉ５は入力端２１ａからダイオード２５、平滑コンデンサ３５、ダイオード２０、リアクタ３０、入力端２１ｂを順次流れる。
【００４４】
従って交流電圧の正と負の半周期にリアクタ２９又はリアクタ３０いずれかに全ての帰還電流が流れる。
このため、図４（３）のｔ１４以降に示すように、リアクタ２９又はリアクタ３０のいずれかと平滑コンデンサ３５で構成されるローパスフィルタの動作により、各リアクタのいずれにも電流が流れていない場合の電流波形を示す点線に示す電流の立ち上がり／立ち下がりの変化時間よりも、実線で示すリアクタ２９又はリアクタ３０のいずれかに電流が流れる本願の場合の電流の立ち上がり／立ち下がりの変化時間の方が長くなり、電源高調波電流が低減されると共に力率が改善される。
【００４５】
なお、ダイオード１９、ダイオード２０に電流が流れるタイミングで、それぞれのダイオードに並列に接続しているＭＯＳ−ＦＥＴを閉にすることで各ダイオードの順方向電圧降下による電力損失をなくすことができる。
【００４６】
本実施例では交流電圧が２００ボルト、ＤＣ電圧が２７３ボルト、ＤＣ電流が１．１４アンペア、インダクタンス値が定格で０．５ｍＨ（ミリヘンリー）のリアクタを採用している。また、スイッチング信号のスイッチング周波数は３０ＫＨｚ（キロヘルツ）である。この結果、セミブリッジレスコンバータ４の回路を使用してパッシブフィルタ動作させた時、リアクタに電流を流さない従来方式から一方のリアクタに電流を流す本発明の制御に変更したことにより、シュミレーション結果では力率を０．４８から０．５３に改善できることを確認した。
【００４７】
以上説明したように、負荷（インバータ３８）が予め定めた状態切換電流閾値未満となった時に、動作切換手段４０がアクティブフィルタ動作からパッシブフィルタ動作に切り換えると共に、リレー１８（スイッチ）を開とすることにより帰還電流がリアクタ２９又はリアクタ３０に流れるようにするため、リアクタに電流を流さない従来の構成に比べて力率を改善すると共に電源高調波電流を低減することができる。
【００４８】
一般的に鉄心（コア）を備えたインダクタ（リアクタ）は直流重畳特性があり、インダクタに流れる電流が小さくなるほどインダクタンス値は大きくなる。また、直流重畳特性はコアのギャップにより変更可能であり、コアのギャップが小さいほど電流の変化によるインダクタンスの値の変化幅が大きくなる特性となっている。
さらに、リアクタに巻かれている巻線の表皮効果によりスイッチング周波数が低くなるほどインダクタンス値は大きくなる特性がある。このため、リアクタのインダクタンス特性を調整することにより、今後はパッシブフィルタとして使用するリアクタと、スイッチング周波数が数キロヘルツ以上のアクティブフィルタで使用するリアクタのインダクタンス値を最適にしてパッシブフィルタ動作時の力率をさらに改善することができる。
【００４９】
なお、本実施例ではアクティブフィルタ動作とパッシブフィルタ動作との切り換えとして説明しているが、これに限るものでなく、部分スイッチング方式のフィルタ動作とパッシブフィルタ動作とを切り換えるようにしてもよい。
また、本実施例ではアクティブフィルタ動作とパッシブフィルタ動作で使用するリアクタを兼用しているが、これに限るものでなく、それぞれのフィルタで最適なインダクタンス値となる専用のリアクタ設け、状態信号によりこの専用リアクタを切り換えて使用するようにしてもよい。
【００５０】
また、本実施例では、負荷状態判定手段４４が負荷の大きさとしてＤＣ電流の大きさを監視しているが、これに限るものでなく、入力電流を監視して入力電流が所定の電流閾値未満になった時を低負荷と判断してもいいし、圧縮機用のモータ３９の回転数を監視して回転数が所定の回転数閾値未満になった時を低負荷と判断してもいい。また、インバータ駆動信号であるスイッチング信号のオンデューティーが所定のデューティー閾値未満となった時を低負荷と判断してもいいし、これら以外であっても、負荷の大小を検出できる負荷検出手段で検出した信号であればどのような信号を用いても本願と同じ効果を得ることができる。
【００５１】
また、本実施例では、ＭＯＳ−ＦＥＴ３１とＭＯＳ−ＦＥＴ３２にそれぞれ並列にダイオードを設けているがこれに限るものでなく、各ＭＯＳ−ＦＥＴの寄生ダイオード（ボディーダイオード）を用いるようにしてもよい。
また、本実施例では、帰還電流を遮断するスイッチとしてリレー１８を用いているが、これに限るものでなく、半導体スイッチなどを用いてもよい。
【符号の説明】
【００５２】
１  空気調和機
２  室内機
３  室外機
４  セミブリッジレスコンバータ
１７  リレー駆動部
１８  リレー（スイッチ）
１９  ダイオード（第１ダイオード）
２０  ダイオード（第２ダイオード）
２１ａ  入力端
２１ｂ  入力端
２２ａ  正出力端
２２ｂ  負出力端
２３  位相検出部
２４  入力電流検出部
２５  ダイオード（第５ダイオード）
２６  ダイオード（第６ダイオード）
２７  ダイオード（第７ダイオード）
２８  ダイオード（第８ダイオード）
２９  リアクタ（第１リアクタ）
３０  リアクタ（第２リアクタ）
３１  ＭＯＳ−ＦＥＴ（第１スイッチング素子）
３２  ＭＯＳ−ＦＥＴ（第２スイッチング素子）  
３３  ダイオード（第３ダイオード）
３４  ダイオード（第４ダイオード）
３５  平滑コンデンサ
３６  ＤＣ電流検出部（負荷検出手段）
３７  ＤＣ電圧検出部
３８  インバータ
３８ａ  正入力端
３８ｂ  負入力端
３９  モータ
４０  動作切換手段
４２  状態信号生成手段
４４  負荷状態判定手段
５０  コンバータ制御部
６０  室外機制御部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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