(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
コンピュータが、スイッチング素子とダイオードを並列接続したアームを２個直列に接続して上下アームを構成した電子回路のシミュレーション用回路モデルのスイッチング波形を計算する方法において、
前記コンピュータが、
夫々のアームの前記スイッチング素子のコレクタ−エミッタ間電圧と、前記スイッチング素子及び前記ダイオードの両方に流れる電流を合せたコレクタ電流の夫々の波形を関数式で表現してモデル化し、更に、一方のアームの前記コレクタ−エミッタ間電圧が前記一方のアームのゲート電圧の関数として表され、前記一方のアームの前記コレクタ電流が他方のアームのゲート電圧の関数として表されると共に、
モデル化された前記一方のアームに正規のゲート電圧及び他方のアームのゲート電圧を入力するゲート端子を設け、また、モデル化された前記他方のアームに正規のゲート電圧及び前記一方のゲート電圧を入力するゲート端子を設け、
前記一方のアームの前記正規のゲート端子のゲート電圧の変化に基づき、前記一方のアームの前記スイッチング素子の前記コレクタ−エミッタ間電圧の電圧関数式を選択し、この選択された電圧関数式に基づいて前記スイッチング素子の前記コレクタ−エミッタ間電圧の波形を計算し、
前記一方のアームの前記他方のゲート端子のゲート電圧の変化に基づき、前記一方のアームの前記スイッチング素子の前記コレクタ電流の電流関数式を選択し、この選択された電流関数式に基づいて前記スイッチング素子の前記コレクタ電流の波形を計算する
ことを特徴とする電子回路のシミュレーション用回路モデルのスイッチング波形の計算方法。
【請求項２】
請求項１において、
前記コンピュータは、
前記一方のアームの前記正規のゲート端子のゲート電圧の入力状態が切り替わった後の所定時間の間は、前記一方のアームの前記スイッチング素子の前記コレクタ−エミッタ間電圧の過渡状態の電圧関数式を選択し、前記所定時間の経過後は、前記一方のアームの前記スイッチング素子の前記コレクタ−エミッタ間電圧の定常状態の電圧関数式を選択し、これらの電圧関数式に基づいて前記スイッチング素子の前記コレクタ−エミッタ間電圧の波形を計算し、
前記一方のアームの前記他方のゲート端子のゲート電圧の入力状態が切り替わった後の前記所定時間の間は、前記一方のアームの前記スイッチング素子の前記コレクタ電流の過渡状態の電流関数式を選択し、前記所定時間の経過後は、前記一方のアームの前記スイッチング素子の前記コレクタ電流の定常状態の電流関数式を選択し、これらの電流関数式に基づいて前記スイッチング素子の前記コレクタ電流の波形を計算する
ことを特徴とする電子回路のシミュレーション用回路モデルのスイッチング波形の計算方法。
【請求項３】
請求項２において、
前記コンピュータは、
前記一方のアームの前記正規のゲート端子に入力されたゲート電圧がオン状態からオフ状態に変化するときはオン−オフ過渡電圧関数式を選択し、ゲート電圧がオフ状態からオン状態に変化するときはオフ−オン過渡電圧関数式を選択し、これらの電圧関数式に基づいて前記スイッチング素子の前記コレクタ−エミッタ間電圧の波形を計算し、
前記一方のアームの他のゲート端子に入力されたゲート電圧がオン状態からオフ状態に変化するときはオン−オフ過渡電流関数式を選択し、ゲート電圧がオフ状態からオン状態に変化するときはオフ−オン過渡電流関数式を選択し、これらの電流関数式に基づいて前記スイッチング素子の前記コレクタ電流の波形を計算する
ことを特徴とする電子回路のシミュレーション用回路モデルのスイッチング波形の計算方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はスイッチング素子と並列に接続されたダイオードよりなる電子回路のシミュレーション用回路モデル及びこのシミュレーション用回路モデルのスイッチング波形の計算方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
パワーエレクトロニクス機器の電力損失を低減するため、電気機器に流れる駆動電流をオン、オフするスイッチング素子には、ＭＯＳＦＥＴ(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)、或いは絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ: Insulated Gate Bipolar Transistor）といったパワーデバイスが使用されている。
【０００３】
そして、これらのスイッチング素子がスイッチングする時に電圧の時間的変化（ｄＶ／ｄｔ）が発生する。この電圧の時間的変化と配線の寄生インダクタンス、或いは配線と対地(アース)間の寄生容量等の寄生素子により配線上に伝導ノイズが発生する。この伝導ノイズは、配線を通じて他の機器へ影響を与えると共に、配線から空中に放出されて放射ノイズとなる。
【０００４】
ところで、スイッチング素子のスイッチング損失の低減のため、スイッチング素子のスイッチング速度は年々高速化する傾向にある。更には、最近では高耐圧のパワーデバイスとして、ＩＧＢＴの代わりに炭化ケイ素（ＳｉＣ： Silicon Carbide）や窒化ガリウム（ＧａＮ: Gallium Nitride）を使ったパワーＭＯＳＦＥＴが量産化され、これらはスイッチング速度が高速化していることから、ますます伝導ノイズが増加する傾向にある。
【０００５】
また、伝導ノイズには、多くの国で国際規格の国際無線障害特別委員会（CISPR）規格に準拠したＥＭＣ（Electro Magnetic Compatibility）規格が制定されており、量産化にあたってはこの規格を満足する必要がある。ＥＭＣ規格に合格しているかは、量産と同じ製品で評価する必要があるが、不合格になった場合は再設計が必要なため伝導ノイズ対策には多くの時間がかかる。このため、伝導ノイズを予め数値解析によって求めたいという要望が高まってきている。
【０００６】
伝導ノイズを数値解析によって求めるためには、スイッチング素子の電圧や電流の時間的変化を反映した実際の波形を忠実に再現するデバイスモデルが必要である。デバイスモデルとしては、拡散層、酸化膜の厚さ等のデバイスの構造を２次元あるいは３次元の有限要素法により解析する、デバイスシミュレーション用モデルがスイッチング素子のスイッチング波形を忠実に再現できる。
【０００７】
ところで、電子回路の解析のためには、配線ケーブルや電動機等の周辺回路のモデル化と共に、パルス幅変調（ＰＷＭ: Pulse Width Modulation）の時間に関係する制御パターンも考慮する必要がある。デバイスシミュレーション用モデルはモデルのメッシュ数にもよるが、１μｓ間のスイッチング波形を計算するのに１時間以上の時間がかかる。また、ＰＷＭ周期はｍｓオーダであり、デバイスシミュレーション用モデルを用いると１０００時間以上の時間が掛かることとなり、実際の設計に使うには現実的でないという問題がある。これに対して、回路シミュレータでは、回路規模にもよるが１ｍｓ間のスイッチング波形を計算するのに１時間程度の時間で計算できる。
【０００８】
ＩＧＢＴ用回路シミュレーションモデルとして、特開２０１０−２５７１７４号公報（特許文献１）にあるようなモデルが提案されている。この特許文献１におけるモデルは、Ｎｃｈ型ＭＯＳＦＥＴモデルとＰＮＰ型ＢＪＴモデル、及び電流制御型電流源から構成され、電流制御型電流源はＰＮＰ型ＢＪＴモデルのコレクタ電極に流れる電流を入力とし、任意の電流をＮｃｈ型ＭＯＳＦＥＴモデルのドレイン電極−ソース電極間に出力することによりテイル電流を模擬でき、実測結果に即したシミュレーション結果を得ることができる。
【０００９】
また、回路シミュレーションモデルとして、特開２００９−２６２９８号公報（特許文献２）には、電圧及び電圧変化を数式により表現することでスイッチング波形を高精度に再現する手法が提案されている。この特許文献２においては、電気回路モデル及びデバイスモデルから入力データを生成する入力データ生成部と、入力データを用いてシミュレーションを実行するソルバー部と、シミュレーション結果を編集して出力する出力編集部を備え、ソルバー部の静特性折線近似回路計算部がＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ及びダイオードの静特性を折れ線で近似して回路計算を行うようにしている。これによれば、ＩＧＢＴの過渡特性を精度良くシミュレーションすることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開２０１０−２５７１７４号公報
【特許文献２】特開２００９−  ２６２９８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
そして、ＩＧＢＴあるいはＭＯＳＦＥＴのようなスイッチング素子を用いた制御装置では、スイッチング素子とダイオードを並列接続した電子回路を1アームとし、このアームを上下２個直列に接続する構成を採用している。そして、上下アームの２個のスイッチング素子のゲートを制御することで、電動機等の電気負荷を制御している。このような制御装置は電動機のインバータ制御等でよく使用されているものである。
【００１２】
ところで、このようなスイッチング素子とダイオードを並列接続した電子回路を解析する場合は、各アームのスイッチング素子のコレクタ−エミッタ間電圧の電圧波形と、コレクタ電流の電流波形を模擬（シミュレート）することが必要である。
【００１３】
しかしながら、このように上下アームの２個のスイッチング素子のゲートを制御すると、例えば、上アームのコレクタ−エミッタ間電圧とコレクタ電流の波形は、上アームのゲート端子電圧の状態と共に、下アームのゲート端子電圧の状態によって決まることが知られている。特に、上アームのコレクタ電流は下アームのスイッチング素子の動作によって過渡的な波形が変化するため、上アームのゲート電圧だけの情報では上アームの過渡状態のコレクタ電流の波形を正確に再現できないという課題があった。同様に下アームのコレクタ電流は上アームのスイッチング素子の動作によって過渡的な波形が変化することになる。このように、コレクタ電流に関して上アームと下アームは相互に影響し合っていることになる。
【００１４】
尚、特許文献１や特許文献２には上記した課題については示唆する記載は見当たらない。特に、特許文献２では自アームのゲート端子しかモデルに取り入れておらず、上下アームを用いた制御装置の過渡状態のコレクタ電流の波形を正確に再現できないものである。
【００１５】
本発明の目的は、過渡状態のコレクタ−エミッタ間電圧及びコレクタ電流の波形を正確に再現できるシミュレーション用回路モデル及びこれのスイッチング波形の計算方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明の特徴は、スイッチング素子とダイオードを並列接続したものを1アームとして２個直列に接続した電子回路をモデル化し、夫々のスイッチング素子のコレクタ−エミッタ間電圧とコレクタ電流の夫々の波形を関数式で表現すると共に、一方のアーム及び他方のアームのゲート電圧を入力し、このゲート電圧に応じてコレクタ−エミッタ間電圧とコレクタ電流の関数式を選択する、ところにある。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、一方のアームと他方のアームのゲート電圧に応じてスイッチング素子のコレクタ−エミッタ間電圧とコレクタ電流の関数式を選択することで、コレクタ−エミッタ間電圧及びコレクタ電流の波形を正確に再現することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】ＩＧＢＴとダイオードを並列接続したものを２個直列に接続した電子回路の回路構成図である。
【図２】図１に示す回路の上アームのエミッタ端子とコレクタ端子の間に負荷を設け、この負荷を高圧電源に接続したときの回路構成図である。
【図３】図２に示す回路構成で上アームのゲート電圧に対応する上アームのコレクタ電圧、コレクタ電流と、下アームのダイオードに流れる電流とこのダイオードのアノード−カソード間電圧を示した特性図である。
【図４】図１に示した電子回路のシミュレーション用回路モデルの構成を示す構成図である。
【図５】図４に示すシミュレーション用回路モデルで、自アームのゲート電圧がオンからオフに切り替わる時の自アームの関数式を選択して電圧波形を計算するフローチャート図である。
【図６】図４に示すシミュレーション用回路モデルで、他アームのゲート電圧がオンからオフに切り替わる時の自アームの関数式を選択して電流波形を計算するフローチャート図である。
【図７】図４に示すシミュレーション用回路モデルで、自アームのゲート電圧がオフからオンに切り替わる時の自アームの関数式を選択して電圧波形を計算するフローチャート図である。
【図８】図４に示すシミュレーション用回路モデルで、他アームのゲート電圧がオフからオンに切り替わる時の自アームの関数式を選択して電流波形を計算するフローチャート図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下、本発明の実施形態について図面を用いて詳細に説明するが、本発明は以下の実施形態に限定されることなく、本発明の技術的な概念の中で種々の変形例や応用例をもその範囲に含むものである。
【００２０】
図1はスイッチング素子としてのＩＧＢＴとダイオードを並列接続したものを1アームとし、これを直列に２個接続した一般的な電子回路を示している。
【００２１】
図１において、上アームは上ＩＧＢＴ１aと、これに並列に接続された上ダイオード２aとから構成され、上ＩＧＢＴ１aは上ゲート端子１０a、上エミッタ端子１１ａ及び上コレクタ端子１２aを備えている。また、上エミッタ端子１１ａと上コレクタ端子１２ａは上ダイオード２ａと接続されており、上ＩＧＢＴ１ａに対して並列接続されている。
【００２２】
一方、下アームは下ＩＧＢＴ１ｂと、これに並列に接続された下ダイオード２ｂとから構成され、下ＩＧＢＴ１ｂは下ゲート端子１０ｂ、下エミッタ端子１１ｂ及び下コレクタ端子１２ｂを備えている。下エミッタ端子１１ｂと下コレクタ端子１２ｂは下ダイオード２ｂと接続されており、下ＩＧＢＴ１ｂに対して並列接続されている。
【００２３】
上アームの上コレクタ端子１２ａは図面に記載されていない高圧電源の高圧側に接続されている。また、上アームの上エミッタ端子１１ａと下アームの下コレクタ端子１２ｂとは夫々接続されている。この接続部は出力端子１３と接続されており、出力端子１３は図示しない電動機等の電気負荷に接続されている。更に、下アームのエミッタ端子１１ｂは、図面に記載されていない高圧電源の低圧側に接続されている。上述した上下アームよりなる電子回路は良く知られたものであり、電動機等の制御装置に使用されている。
【００２４】
次に、ゲート電圧が切り替わった時の過渡状態の各アーム（以下の説明では上アーム）のコレクタ−エミッタ間電圧とコレクタ電流の変化状態を説明する。図２は上アームの上コレクタ端子１２ａと上エミッタ端子１１ａの間にインダクタンス負荷２００を接続してスイッチングを行う時の回路を示している。
【００２５】
インダクタンス負荷２００の一方の端子は、上アームの上コレクタ端子１２ａに接続され、インダクタンス負荷２００と上コレクタ端子１２ａの間には配線インダクタンス２０２が存在する。インダクタンス負荷２００の他方の端子は上アームのエミッタ端子１１ａに接続されている。
【００２６】
上コレクタ端子１２aは高圧電源２０１の高電圧側端子に接続されており、上コレクタ端子１２ａと高圧電源２０１の高電圧側端子の間には、配線の配線インダクタンス２０３が存在する。高圧電源２０１の低電圧側端子は、下アームの下エミッタ端子１１ｂと共に接地されている。
【００２７】
そして、上述した図２の回路において、上アームの上ゲート端子１０ａにゲート制御信号を入力した時の、上アームの上ゲート端子１１ａのゲート電圧、上コレクタ端子１２ａと上エミッタ端子１１ａのコレクタ−エミッタ間電圧、上コレクタ端子１２ａのコレクタ電流、下アームのダイオード２ｂのアノード−カソード間電圧、及び下アームのダイオード２ｂに流れる電流の波形を図３に模式的に示している。尚、以下の説明は上アームのゲート端子１０ａの入力に関するものであるが、下アームのゲート端子１０ｂの入力に関しても実質的に同様のものである。
【００２８】
図３において、（ａ）で示すように上アームのゲート端子１０aのゲート電圧Ｇ１がオン状態で安定している「オン定常状態」から、ゲート端子１０ａのゲート電圧Ｇ１が時刻ｔ１でオンからオフに切り替わると、（ｂ）で示すように上アームのコレクタ端子１２aのコレクタ電流は時刻ｔ１から減少する。一方、（ｃ）で示すようにコレクタ−エミッタ間電圧は増加していくが、コレクタ電流の減少による電流の時間変化率ｄＩｃ／ｄｔと配線インダクタンス２０３（インダクタンス値Ｌｓ１）により、過渡的にΔＶ1＝Ｌｓ１×ｄＩｃ／ｄｔの電圧が電源２０１の電圧値Ｖｃｃに重畳される。このように、過渡状態においては配線インダクタンス２０３が影響するようになる。コレクタ電流が減少して漏れ電流値まで低下する所定の時間Ｔ1を過ぎて時刻ｔ２に達すると、コレクタ−エミッタ間電圧は電源２０１の電圧値Ｖｃｃに落ち着き、コレクタ電流も漏れ電流でほぼ一定値となる。
【００２９】
ここで、時刻ｔ１〜時刻ｔ２の間において、（ｄ）で示すように下アームのダイオード２ｂには上アームの電流が転流して電流が増加すると共に、（ｅ）で示すようにダイオード２ｂのアノード−カソード間の電圧は低下し、所定の時間Ｔ１を過ぎて時刻ｔ２に達すると順方向の降下電圧でほぼ一定となる。
【００３０】
このように、上アームのゲート電圧の変化に対応して、下アームのコレクタ端子１２ｂのコレクタ電流が影響を受けるようになる。同様に、下アームのゲート電圧の変化に対応して、上アームのコレクタ端子１２ａのコレクタ電流も影響を受けるようになる。
【００３１】
ここで、時刻ｔ１〜時刻ｔ２の間は、上ゲート端子１０ａのゲート電圧Ｇ１がオンからオフに切り替わる時の「オン−オフ過渡状態」となる。また、時刻ｔ２以降は「オフ定常状態」となる。
【００３２】
次に、（ａ）で示すように「オフ定常状態」から時間が経過して、上アームのゲート端子１０aのゲート電圧Ｇ１が時刻ｔ３でオフからオンに切り替わると、（ｂ）で示すように上アームのコレクタ端子１２ａのコレクタ電流は増加し始め、Ｉｒｐ（これについては後述）という所定のピーク電流が加算され、所定の時間Ｔ２を過ぎた時刻ｔ４でほぼ一定となる。一方、上アームのコレクタ端子１２ａのコレクタ−エミッタ間電圧は減少し始め、所定の時間Ｔ２を過ぎた時刻ｔ４でほぼ０Ｖとなる。
【００３３】
また、時刻ｔ３〜時刻ｔ４の間において、（ｄ）で示すように下アームダイオード２ｂの電流は減少すると共に、ダイオード２ｂに蓄積したキャリアによってリカバリ電流Ｉｒｐを持つピーク電流が発生する。このピーク電流Ｉｒｐは上アームのコレクタ電流に加算されることになる。
【００３４】
また、（ｅ）で示すようにダイオード２ｂのアノード−カソード間電圧は時刻ｔ３から増加し、リカバリ電流の時間的変化率ｄＩｒｐ／ｄｔと配線インダクタンス２０２（インダクタンス値Ｌｓ２）により、過渡的にΔＶ２＝Ｌｓ２×ｄＩｒｐ／ｄｔの電圧が電源２０１の電圧値Ｖｃｃに重畳される。所定の時間Ｔ２を過ぎて時刻ｔ４に達すると、リカバリ電流の時間的変化率ｄＩｒｐ／ｄｔは０となるため、電源２０１の電圧値Ｖｃｃでほぼ一定になる。このように時刻ｔ３〜時刻ｔ４の間は、上ゲート端子１０ａのゲート電圧Ｇ１がオフからオンに切り替わる時の「オフ−オン過渡状態」となる。また、時刻ｔ４以降は再び「オン定常状態」となる。
【００３５】
このように、上アームにおいては、上ゲート端子１０ａのゲート電圧Ｇ１の変化に対応して、「オン定常状態」、「オン−オフ過渡状態」、「オフ定常状態」及び「「オフ−オン過渡状態」」の４つの状態に分類される。同様に下アームにおいても、下ゲート端子１０ｂのゲート電圧Ｇ２の変化に対応して、「オン定常状態」、「オン−オフ過渡状態」、「オフ定常状態」及び「オフ−オン過渡状態」の４つの状態に分類される。
【００３６】
そして、これに合せてシミュレーション用回路モデルでは、コレクタ−エミッタ間電圧に関する関数式は、「オン定常電圧関数式」、「オン−オフ過渡電圧関数式」、「オフ定常電圧関数式」及び「オフ−オン過渡電圧関数式」が必要となる。更に、コレクタ電流に関する関数式も、「オン定常電流関数式」、「オン−オフ過渡電流関数式」、「オフ定常電流関数式」及び「オフ−オン過渡電流関数式」が必要となる。
【００３７】
更にこれに加えて、一方のアームのゲート電圧に基づく動作に対応して、他方のアームのダイオードの電流が影響を受けることから、一方のアームのコレクタ電流の関数式の選択においては他方のアームのゲート電圧の情報が必要である。
【００３８】
以上の説明を考慮して構成したのが図４に示すシミュレーション用回路モデルである。尚、重要なことは本モデルではＩＧＢＴ及びダイオードの区別なく一連の関数式でモデル化していることである。このため、後述するフローチャートではＩＧＢＴ及びダイオードの区別はされておらず、コレクタ−エミッタ間電圧に関する電圧関数式とコレクタ電流に関する電流関数式が選択されるものである。
【００３９】
図４において、上アームモデル３０ａには、端子として上アームの第１上ゲート端子２０ａ（いわゆる正規のゲート端子）、第２上ゲート端子２１ａ、上エミッタ端子２２ａ、上コレクタ端子２３ａが設けられている。また、下アームモデル３０ｂには、端子として下アームの第１下ゲート端子２０ｂ（いわゆる正規のゲート端子）、第２下ゲート端子２１ｂ、下エミッタ端子２２ｂ、下コレクタ端子２３ｂが設けられている。
【００４０】
ここで、上アームモデル３０ａの第１上ゲート端子２０ａは、下アームモデル３０ｂの第２下ゲート端子２１ｂと接続され、上アームモデル３０aの第２ゲート端子２１aは、下アームモデル３０ｂの第１下ゲート端子２０ｂと接続されている。つまり、それぞれのアームの正規のゲート端子２０ａ、２０ｂに加えて、他方のアームのゲート端子２１ａ、２１ｂが設けられているものである。これによって夫々のアームのコレクタ電流の関数式が選択される構成となっている。
【００４１】
上アームモデル３０aにはＩＧＢＴ１aのコレクタ−エミッタ間電圧に関する関数式が設定されている。この関数式は上述したように、オン定常電圧関数式（Ｖson＝ｆ（ｔ、Ｖｇ１））、オン−オフ過渡電圧関数式（Ｖtron＝ｆ（ｔ、Ｖｇ１））、オフ定常電圧関数式（Ｖｓoff＝ｆ（ｔ、Ｖｇ１））及びオフ−オン過渡電圧関数式（Ｖtroff＝ｆ（ｔ、Ｖｇ１））である。ここで、ｔは時間、Ｖｇ1は第１上ゲート端子２０aのゲート電圧である。
【００４２】
また、上アームモデル３０aにはコレクタ電流に関する関数式が設定されている。この関数式は上述したように、オン定常電流関数式（Ｉson＝ｆ（ｔ、Ｖｇ２））、オン−オフ過渡電流関数式（Ｉtron＝ｆ（ｔ、Ｖｇ２））、オフ定常電流関数式（Ｉｓoff＝ｆ（ｔ、Ｖｇ２））及びオフ−オン過渡電流関数式（Ｉtroff＝ｆ（ｔ、Ｖｇ２））である。ここで、ｔは時間、Ｖｇ２は第２上ゲート端子２１a（＝第１下ゲート端子２０ｂ）のゲート電圧である。
【００４３】
同様に、下アームモデル３０ｂにはコレクタ−エミッタ間電圧に関する関数式が設けられている。この関数式は上述したように、オン定常電圧関数式（Ｖson＝ｆ（ｔ、Ｖｇ２））、オン−オフ過渡電圧関数式（Ｖtron＝ｆ（ｔ、Ｖｇ２））、オフ定常電圧関数式（Ｖｓoff＝ｆ（ｔ、Ｖｇ２））及びオフ−オン過渡電圧関数式（Ｖtroff＝ｆ（ｔ、Ｖｇ２））である。ここで、ｔは時間、Ｖｇ２は第１下ゲート端子２０ｂのゲート電圧である。
【００４４】
また、下アームモデル３０ｂにはコレクタ電流に関する関数式が設けられている。この関数式は上述したように、オン定常電流関数式（Ｉson＝ｆ（ｔ、Ｖｇ１））、オン−オフ過渡電流関数式（Ｉtron＝ｆ（ｔ、Ｖｇ１））、オフ定常電流関数式（Ｉｓoff＝ｆ（ｔ、Ｖｇ１））及びオフ−オン過渡電流関数式（Ｉtroff＝ｆ（ｔ、Ｖｇ１））である。ここで、ｔは時間、Ｖｇ１は第２下ゲート端子２１ｂ（＝第１上ゲート端子２０ａ）のゲート電圧である。
【００４５】
尚、上述したそれぞれの関数式は適宜の方法で求められるものであり、例えば、実際に測定した波形を関数式で近似したものや、デバイスシミュレーションで得られた波形を関数式で近似したものを使用できる。
【００４６】
次に、このようなシミュレーション用回路モデルを用いたスイッチング波形の計算方法を説明する。尚、以下の説明では上下アームとも同じ計算を行うので、自アーム及び他アームと表現して説明する。ただし、自アームの正規のゲート電圧は、他アームでは他アームの正規のゲート電圧ではなく、他アームのゲート電圧となるので関数式の選択が異なるものとなる。
【００４７】
図５は、自アームの正規のゲート電圧が「オン状態」から「オフ状態」に切り替わる時の自アームの関数式を選択するフローチャートを示している。この場合は、自アームの正規のゲート電圧なのでコレクタ−エミッタ間電圧の関数式が選択される。
【００４８】
≪ステップＳ１０Ａ≫
ステップＳ１０Ａにおいては、時刻を０秒にセットして以下の計算を開始すべく、ステップＳ１１Ａに移行する。
【００４９】
≪ステップＳ１１Ａ≫
ステップＳ１１Ａでは自アームのゲート電圧を検出する。この場合は、例えば図４の第１上ゲート端子２０aのゲート電圧Ｇ１である。ゲート電圧の検出が終了するとステップＳ１２Ａに移行する。
【００５０】
≪ステップＳ１２Ａ≫
ステップＳ１２Ａでは、自アームのゲート電圧が高い状態から低い状態に変化したかどうかを判断している。つまり、ゲート電圧が「オン状態」を維持しているか或いはオンからオフに切り替わったかどうかを判断している。「オン状態」が継続していると判断されるとステップＳ１３Ａに移行し、「オン状態」から「オフ状態」に切り替わったと判断されるとステップＳ１４Ａに移行する。
【００５１】
≪ステップＳ１３Ａ≫
ステップＳ１３Ａでは、ステップＳ１２Ａで「オン状態」が維持されていると判断されているので、オン定常電圧関数式（Ｖson＝ｆ（ｔ、Ｖｇ１））がそのまま使用される。
【００５２】
≪ステップＳ１４Ａ≫
ステップＳ１４Ａでは、ゲート電圧がオンからオフに切り替わって所定時間（例えば、図３の時間Ｔ１）を経過したか、或いは経過の途中かどうかを判断している。例えば、ゲート電圧が所定の閾値を下回る時間を計測し、この時間を設定時間と比較することで判断できる。この判断は「オン−オフ過渡状態」の途中か、或いは「オフ定常状態」に移行したかどうかを判断している。そして、所定時間を経過してなければステップＳ１５Ａに移行し、所定時間を経過していればステップＳ１６Ａに移行する。尚、本実施例では、この判断にゲート電圧を使用しているが、これ以外にコレクタ電流等の他のパラメータを使用できることは言うまでもなく、以下の実施例でも同様である。
【００５３】
≪ステップＳ１５Ａ≫
ステップＳ１５Ａでは、ステップＳ１４Ａで「オン−オフ過渡状態」であると判断されているので、オン−オフ過渡電圧関数式（Ｖtron＝ｆ（ｔ、Ｖｇ１））が選択される。
【００５４】
≪ステップＳ１６Ａ≫
一方、ステップＳ１６Ａでは、ステップＳ１４Ａで「オフ定常状態」であると判断されているので、オフ定常電圧関数式（Ｖｓoff＝ｆ（ｔ、Ｖｇ１））が選択される。
【００５５】
≪ステップＳ１７Ａ≫
ステップＳ１７Ａでは、ステップＳ１３Ａ、ステップＳ１５Ａ及びステップＳ１６Ａで選択された関数式に基づき、現時点の時刻ｔ＝ｔａでのコレクタ−エミッタ間電圧を計算する。この計算を終了するとステップＳ１８Ａに移行する。
【００５６】
≪ステップＳ１８Ａ≫
ステップＳ１８Ａでは、次の時刻のコレクタ−エミッタ間電圧を計算するため、次の時刻ｔ＝ｔａ＋Δｔを計算する。この計算が終了するとステップＳ１９Ａに移行する。
【００５７】
≪ステップＳ１９Ａ≫
ステップＳ１９Ａでは、予め設定した計算終了時刻に達したかどうかを判断している。この計算終了時刻に達していない場合はステップＳ１１Ａに戻り、ステップＳ１１Ａ〜ステップＳ１８Ａの処理を繰り返し、時間経過毎のコレクタ−エミッタ間電圧を計算する。ステップＳ１９Ａで計算終了時刻に達したと判断されるとステップＳ２０Ａに移行する。
【００５８】
≪ステップＳ２０Ａ≫
ステップＳ２０Ａでは、すべての計算が終了したとして、この計算フローを終了してエンドに抜けるものである。
【００５９】
一方、図６は、自アームの正規のゲート電圧ではなく、他アームのゲート電圧が「オン状態」から「オフ状態」に切り替わる時の自アームの関数式を選択するフローチャートを示している。この場合は、他アームのゲート電圧が入力されるのでコレクタ電流の関数式が選択される。
【００６０】
≪ステップＳ１０Ｂ≫
ステップＳ１０Ｂにおいては、ステップ１０Ａと同じものであり、時刻を０秒にセットして以下の計算を開始すべく、ステップＳ１１Ｂに移行する。
【００６１】
≪ステップＳ１１Ｂ≫
ステップＳ１１Ｂでは他アームのゲート電圧を検出する。この場合は、例えば図４の第２上ゲート端子２１ａのゲート電圧Ｇ２である。ゲート電圧の検出が終了するとステップＳ１２Ｂに移行する。
【００６２】
≪ステップＳ１２Ｂ≫
ステップＳ１２Ｂでは、他アームのゲート電圧が高い状態から低い状態に変化したかどうかを判断している。つまり、他アームのゲート電圧が「オン状態」を維持しているか或いはオンからオフに切り替わったかどうかを判断している。「オン状態」が継続していると判断されるとステップＳ１３Ｂに移行し、「オン状態」から「オフ状態」に切り替わったと判断されるとステップＳ１４Ｂに移行する。
【００６３】
≪ステップＳ１３Ｂ≫
ステップＳ１３Ｂでは、ステップＳ１２Ｂで「オン状態」が維持されていると判断されているので、オン定常電流関数式（Ｉson＝ｆ（ｔ、Ｖｇ２））がそのまま使用される。
【００６４】
≪ステップＳ１４Ｂ≫
ステップＳ１４Ｂでは、ステップＳ１４Ａと同じやり方でゲート電圧がオンからオフに切り替わって所定時間を経過したか、或いは経過の途中かどうかを判断している。この判断は「オン−オフ過渡状態」の途中か、或いは「オフ定常状態」に移行したかどうかを判断している。そして、所定時間を経過してなければステップＳ１５Ｂに移行し、所定時間を経過していればステップＳ１６Ｂに移行する。
【００６５】
≪ステップＳ１５Ｂ≫
ステップＳ１５Ｂでは、ステップＳ１４Ｂで「オン−オフ過渡状態」であると判断されているので、オン−オフ過渡電流関数式（Ｉtron＝ｆ（ｔ、Ｖｇ2））が選択される。
【００６６】
≪ステップＳ１６Ｂ≫
一方、ステップＳ１６Ｂでは、ステップＳ１４Ｂで「オフ定常状態」であると判断されているので、オフ定常電流関数式（Ｉｓoff＝ｆ（ｔ、Ｖｇ２））が選択される。
【００６７】
≪ステップＳ１７Ｂ≫
ステップＳ１７Ｂでは、ステップＳ１３Ｂ、ステップＳ１５Ｂ及びステップＳ１６Ｂで選択された関数に基づき、現時点の時刻ｔ＝ｔａでのコレクタ電流を計算する。この計算を終了するとステップＳ１８Ｂに移行する。
【００６８】
≪ステップＳ１８Ｂ≫
ステップＳ１８Ｂでは、次の時刻のコレクタ電流を計算するため、次の時刻ｔ＝ｔａ＋Δｔを計算する。この計算が終了するとステップＳ１９Ｂに移行する。
【００６９】
≪ステップＳ１９Ｂ≫
ステップＳ１９Ｂでは、予め設定した計算終了時刻に達したかどうかを判断している。この計算終了時刻に達していない場合はステップＳ１１Ｂに戻り、ステップＳ１１Ｂ〜ステップＳ１８Ｂの処理を繰り返し、時間経過毎のコレクタ電流を計算する。ステップＳ１９Ｂで計算終了時刻に達したと判断されるとステップＳ２０Ｂに移行する。
【００７０】
≪ステップＳ２０Ｂ≫
ステップＳ２０Ｂでは、すべての計算が終了したとして、この計算フローを終了してエンドに抜けるものである。
【００７１】
尚、図５と図６では、自アームのコレクタ−エミッタ間電圧とコレクタ電流を計算する場合を説明したが、他アームのコレクタ−エミッタ間電圧とコレクタ電流を計算する場合は、逆の関係で同様の計算を行うものである。つまり、自アームで図５に示すコレクタ−エミッタ間電圧の計算を行う時は、自アームの正規のゲート電圧が他アームの他のゲート電圧となるので、他アームでは図６のコレクタ電流の計算が行われるものとなる。また、自アームで図６に示すコレクタ電流の計算を行う時は、他アームでは図５のコレクタ−エミッタ間電圧の計算が行われるものとなる。
【００７２】
次に、図７は自アームの正規のゲート電圧が「オフ状態」から「オン状態」に切り替わる時の自アームの関数式を選択するフローチャートを示している。この場合は、自アームのゲート電圧なのでコレクタ−エミッタ間電圧の関数式が選択される。
【００７３】
≪ステップＳ１０Ｃ≫
ステップＳ１０Ｃおいては、ステップＳ１０Ａと同様に時刻を０秒にセットして以下の計算を開始すべく、ステップＳ１１Ｃに移行する。
【００７４】
≪ステップＳ１１Ｃ≫
ステップＳ１１Ｃでは自アームのゲート電圧を検出する。この場合は、例えば図４の第１上ゲート端子２０aのゲート電圧Ｇ１である。ゲート電圧の検出が終了するとステップＳ１２Ｃに移行する。
【００７５】
≪ステップＳ１２Ｃ≫
ステップＳ１２Ｃでは、自アームのゲート電圧が低い状態から高い状態に変化したかどうかを判断している。つまり、ゲート電圧が「オフ状態」を維持しているか或いはオフからオンに切り替わったかどうかを判断している。「オフ状態」が継続していると判断されるとステップＳ１３Ｃに移行し、オフからオンに切り替わったと判断されるとステップＳ１４Ｃに移行する。
【００７６】
≪ステップＳ１３Ｃ≫
ステップＳ１３Ｃでは、ステップＳ１２Ｃで「オフ状態」が維持されていると判断されているので、オフ定常電圧関数式（Ｖsoff＝ｆ（ｔ、Ｖｇ１））がそのまま使用される。
【００７７】
≪ステップＳ１４Ｃ≫
ステップＳ１４Ｃでは、ゲート電圧がオフからオンに切り替わって所定時間（例えば図３の所定時間Ｔ２）を経過したか、或いは経過の途中かどうかを判断している。これは例えば、ゲート電圧が所定の閾値を上回る時間を計測し、この時間を設定時間と比較することで判断できる。この判断は「オフ−オン過渡状態」の途中か、或いは「オン定常状態」に移行したかどうかを判断している。そして、所定時間を経過してなければステップＳ１５Ｃに移行し、所定時間を経過していればステップＳ１６Ｃに移行する。
【００７８】
≪ステップＳ１５Ｃ≫
ステップＳ１５Ｃでは、ステップＳ１４Ｃで「オフ−オン過渡状態」であると判断されているので、オフ−オン過渡電圧関数式（Ｖtroff＝ｆ（ｔ、Ｖｇ1））が選択される。
【００７９】
≪ステップＳ１６Ｃ≫
一方、ステップＳ１６Ｃでは、ステップＳ１４Ｃで「オン定常状態」であると判断されているので、オン定常電圧関数式（Ｖｓoｎ＝ｆ（ｔ、Ｖｇ1））が選択される。
【００８０】
≪ステップＳ１７Ｃ≫
ステップＳ１７Ｃでは、ステップＳ１３Ｃ、ステップＳ１５Ｃ及びステップＳ１６Ｃで選択された関数に基づき、現時点の時刻ｔ＝ｔａでのコレクタ−エミッタ間電圧を計算する。この計算を終了するとステップＳ１８Ｃに移行する。
【００８１】
≪ステップＳ１８Ｃ≫
ステップＳ１８Ｃでは、次の時刻のコレクタ−エミッタ間電圧を計算するため、次の時刻ｔ＝ｔａ＋Δｔを計算する。この計算が終了するとステップＳ１９Ｃに移行する。
【００８２】
≪ステップＳ１９Ｃ≫
ステップＳ１９Ｃでは、予め設定した計算終了時刻に達したかどうかを判断している。この計算終了時刻に達していない場合はステップＳ１１Ｃに戻り、ステップＳ１１Ｃ〜ステップＳ１８Ｃの処理を繰り返し、時間経過毎のコレクタ−エミッタ間電圧を計算する。ステップＳ１９Ｃで計算終了時刻に達したと判断されるとステップＳ２０Ｃに移行する。
【００８３】
≪ステップＳ２０Ｃ≫
ステップＳ２０Ｃでは、すべての計算が終了したとして、この計算フローを終了してエンドに抜けるものである。
【００８４】
一方、図８は自アームの正規のゲート電圧ではなく、他アームのゲート電圧が「オフ状態」から「オン状態」に切り替わる時の自アームの関数式を選択するフローチャートを示している。この場合は、他アームのゲート電圧が入力されるのでコレクタ電流の関数式が選択される。
【００８５】
≪ステップＳ１０Ｄ≫
ステップＳ１０Ｄにおいては、ステップ１０Ｂと同様に時刻を０秒にセットして以下の計算を開始すべく、ステップＳ１１Ｄに移行する。
【００８６】
≪ステップＳ１１Ｄ≫
ステップＳ１１Ｄでは他アームのゲート電圧を検出する。この場合は、例えば図４の第２上ゲート端子２１ａのゲート電圧Ｇ２である。ゲート電圧の検出が終了するとステップＳ１２Ｄに移行する。
【００８７】
≪ステップＳ１２Ｄ≫
ステップＳ１２Ｄでは、他アームのゲート電圧が低い状態から高い状態に変化したかどうかを判断している。つまり、ゲート電圧が「オフ状態」を維持しているか或いはオフからオンに切り替わったかどうかを判断している。「オフ状態」が継続していると判断されるとステップＳ１３Ｄに移行し、オフからオンに切り替わったと判断されるとステップＳ１４Ｄに移行する。
【００８８】
≪ステップＳ１３Ｄ≫
ステップＳ１３Ｄでは、ステップＳ１２Ｄで「オフ状態」が維持されていると判断されているので、オフ定常電流関数式（Ｉsoff＝ｆ（ｔ、Ｖｇ２））がそのまま使用される。
【００８９】
≪ステップＳ１４Ｄ≫
ステップＳ１４Ｄでは、ステップＳ１４Ｃと同様にゲート電圧がオンからオフに切り替わって所定時間を経過したか、或いは経過の途中かどうかを判断している。この判断は「オフ−オン過渡状態」の途中か、或いは「オン定常状態」に移行したかどうかを判断している。そして、所定時間を経過してなければステップＳ１５Ｄに移行し、所定時間を経過していればステップＳ１６Ｄに移行する。
【００９０】
≪ステップＳ１５Ｄ≫
ステップＳ１５Ｄでは、ステップＳ１４Ｄで「オフ−オン過渡状態」であると判断されているので、オフ−オン過渡電流関数式（Ｉtroff＝ｆ（ｔ、Ｖｇ2））が選択される。
【００９１】
≪ステップＳ１６Ｄ≫
一方、ステップＳ１６Ｄでは、ステップＳ１４Ｄで「オン定常状態」であると判断されているので、オン定常電流関数式（Ｉｓoｎ＝ｆ（ｔ、Ｖｇ２））が選択される。
【００９２】
≪ステップＳ１７Ｄ≫
ステップＳ１７Ｄでは、ステップＳ１３Ｄ、ステップＳ１５Ｄ及びステップＳ１６Ｄで選択された関数に基づき、現時点の時刻ｔ＝ｔａでのコレクタ電流を計算する。この計算を終了するとステップＳ１８Ｄに移行する。
【００９３】
≪ステップＳ１８Ｄ≫
ステップＳ１８Ｄでは、次の時刻のコレクタ電流を計算するため、次の時刻ｔ＝ｔａ＋Δｔを計算する。この計算が終了するとステップＳ１９Ｄに移行する。
【００９４】
≪ステップＳ１９Ｄ≫
ステップＳ１９Ｄでは、予め設定した計算終了時刻に達したかどうかを判断している。この計算終了時刻に達していない場合はステップＳ１１Ｄに戻り、ステップＳ１１Ｄ〜ステップＳ１８Ｄの処理を繰り返し、時間経過毎のコレクタ電流を計算する。ステップＳ１９Ｄで計算終了時刻に達したと判断されるとステップＳ２０Ｄに移行する。
【００９５】
≪ステップＳ２０Ｄ≫
ステップＳ２０Ｄでは、すべての計算が終了したとして、この計算フローを終了してエンドに抜けるものである。
【００９６】
尚、図５と図６で説明したように、自アームで図７に示すコレクタ−エミッタ間電圧の計算を行う時は、自アームの正規のゲート電圧が他アームの他のゲート電圧となるので、他アームでは図８のコレクタ電流の計算が行われるものとなる。また、自アームで図８に示すコレクタ電流の計算を行う時は、他アームでは図７のコレクタ−エミッタ間電圧の計算が行われるものとなる。
【００９７】
以上述べた通り、本発明によれば、スイッチング素子とダイオードを並列接続したものを1アームとして２個直列に接続した電子回路をモデル化し、夫々のスイッチング素子のコレクタ−エミッタ間電圧とコレクタ電流の夫々の波形を関数式で表現すると共に、一方のアーム及び他方のアームのゲート電圧を入力し、このゲート電圧に応じてコレクタ−エミッタ間電圧とコレクタ電流の関数式を選択するようにした。
【００９８】
これによれば、一方のアームと他方のアームのゲート電圧に応じてスイッチング素子のコレクタ−エミッタ間電圧とコレクタ電流の関数式を選択することで、コレクタ−エミッタ間電圧及びコレクタ電流の波形を正確に再現することが可能となる。
【００９９】
尚、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。
【符号の説明】
【０１００】
１ａ、１ｂ…ＩＧＢＴ、２ａ、２ｂ…ダイオード、１０ａ、１０ｂ…ゲート端子、１１a、１１ｂ…エミッタ端子、１２ａ、１２ｂ…コレクタ端子、２０ａ、２０ｂ …シミュレーション用回路モデルの正規のゲート端子 、２１ａ、２１ｂ …シミュレーション用回路モデルの他アームのゲート端子 、２２ａ、２２ｂ …シミュレーション用回路モデルのエミッタ端子、２３ａ、２３ｂ …シミュレーション用回路モデルのコレクタ端子、３０ａ、３０ｂ …シミュレーション用回路モデル。
【図１】
0006514533.tif 000002
【図２】
0006514533.tif 000003
【図３】
0006514533.tif 000004
【図４】
0006514533.tif 000005
【図５】
0006514533.tif 000006
【図６】
0006514533.tif 000007
【図７】
0006514533.tif 000008
【図８】
0006514533.tif 000009