(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
２つの伝送線路を介して光電変換素子を接続する光電変換回路であって、
前記２つの伝送線路は、その特性インピーダンスが略等しく、且つ、その間が複数の抵抗器で構成された回路網が介挿されており、
前記複数の抵抗器は、周波数依存性を有しており、
前記回路網は、特定の周波数帯で前記２つの伝送線路と整合状態となり、他の周波数帯で非整合状態となるπ型回路及びＴ型回路の何れか一方の抵抗型減衰回路であり、
前記光電変換素子は、前記他の周波数帯の信号電流が流れる
ことを特徴とする光電変換回路。
【請求項２】
請求項１に記載の光電変換回路において、
前記特定の周波数帯は、低周波であり、
前記回路網は、前記２つの伝送線路の特性インピーダンスと、前記低周波における抵抗値で演算した入出力インピーダンス演算値とが略一致している
ことを特徴とする光電変換回路。
【請求項３】
請求項２に記載の光電変換回路において、
前記光電変換素子は、レーザダイオードであり、
前記回路網は、前記レーザダイオードを変調する変調周波数で、前記非整合状態となる
ことを特徴とする光電変換回路。
【請求項４】
請求項１乃至請求項３の何れか一項に記載の光電変換回路において、
前記光電変換素子と該光電変換素子に接続された伝送線路との間は、非整合状態を含むことを特徴とする光電変換回路。
【請求項５】
請求項１に記載の光電変換回路において、
前記光電変換素子は、レーザダイオードであり、
前記レーザダイオードを接続している伝送線路は、該レーザダイオードの非接続側に、バイアス電流を流す電流源が接続されている
ことを特徴とする光電変換回路。
【請求項６】
請求項５に記載の光電変換回路において、
前記レーザダイオードに接続されていない伝送線路に高周波電力を供給する広帯域電力増幅器と、
前記広帯域電力増幅器の入力側に、前記特性インピーダンスと異なる他の特性インピーダンスの２つの他の伝送線路と、該２つの他の伝送線路の間に介挿された他の対称の抵抗型減衰回路とが接続され、
前記広帯域電力増幅器は、入出力インピーダンスが前記伝送線路及び前記他の伝送線路の何れか一方又は双方と非整合状態である
ことを特徴とする光電変換回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光電変換回路に関し、特に、レーザダイオード（以下、ＬＤと略す）や発光ダイオードを用いた電気・光変換回路や、フォトダイオード（以下、ＰＤと略す）等を用いた光・電気変換回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に光通信用途の電気・光変換回路及び光・電気変換回路は、主にデジタル信号を扱うために、変換回路において周波数依存性の小さい抵抗器を用いて、装置やレーザダイオードとのインピーダンス整合を図っている。つまり、この回路は、２つの伝送線路の間に抵抗器を介挿したものであり、抵抗値と装置の負荷インピーダンスとの合成インピーダンスを伝送線路のインピーダンスに近似させて、信号の反射を低減させている。
【０００３】
特許文献１には、ドライバ用ＦＥＴ（Field Effect Transistor）のゲート−ドレイン間に、帰還抵抗を挿入し、且つバイアス電流生成用の定電流源にインダクタを挿入した半導体レーザ駆動回路が記載されている。この半導体レーザ駆動回路は、周波数帯域を確保しつつ高速変調を実現している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００７−２３４９０１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、Radio over(on)Fiber（以下、ＲｏＦ）のような無線方式にとらわれない通信方法においては、従来から使用していた周波数をそのまま利用して伝送することが理想である。ここで、ＲｏＦとは、放送や無線電波と同じ高周波信号で光をアナログ変調し、この光を光ファイバに通して送信し、光検出器により元の高周波信号に戻され、アンテナから放射される無線方式である。放送等で用いる各無線方式はその利用目的によって離散した周波数帯域を使用することを前提にしているので、それぞれの帯域に合わせたマルチアンプを用いて、各周波数帯域を増幅することになる。ここで、新しい周波数に対応する場合、装置の改造や、交換が必要となるので、アンプを広帯域化して、全周波数帯域に対応することになる。全周波数帯域に対応するとき、伝送線路の中間点、即ち、２つの伝送線路の間に抵抗器を介挿するインピーダンス整合では、抵抗器の周波数依存性が問題になる。特に、１〜２ＧＨｚを超えるような高周波信号においては、（高周波における実際の抵抗値が計算値と異なり、）特性インピーダンスの不整合による反射が発生してしまい、通過特性が悪化し、通信品質が低下する等の問題があった。
【０００６】
また、伝送線路の負荷がレーザダイオードの場合には、そのインピーダンスに幅があるので、伝送線路の特性インピーダンスと整合を取ることが困難である。
【０００７】
そこで、本発明は、２つの伝送線路の間で発生する反射を低減することができる光電変換回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
前記課題を解決するため、本発明の光電変換回路は、２つの伝送線路を介して光電変換素子（例えば、レーザダイオード、フォトダイオード）を接続する光電変換回路であって、前記２つの伝送線路は、その特性インピーダンスが略等しく、且つ、その間が複数の抵抗器で構成された回路網が介挿されており、前記複数の抵抗器は、周波数依存性を有しており、前記回路網は、特定の周波数帯で前記２つの伝送線路と整合状態となり、他の周波数帯で非整合状態となるπ型回路及びＴ型回路の何れか一方の抵抗型減衰回路であり、前記光電変換素子は、前記他の周波数帯の信号電流が流れることを特徴とする。なお、「光電変換」とは、光と物質の相互作用により、光の持つ情報を電気信号に変換すること、あるいは逆に、電気信号を光信号に変換することも光電変換という。
【０００９】
これによれば、複数の異なる周波数帯で光電変換素子を変調すると、抵抗器の周波数依存性により、特定の周波数帯で整合状態であっても、他の周波数帯で非整合状態になってしまう。ここで、回路網は、複数の抵抗器で構成されているので、信号波及び反射波を減衰させる減衰回路として機能する。特に、２つの伝送線路の間で発生する反射波（多重反射波を含む）が低減するので、信号源まで戻る反射波が減少し、平坦な通過特性になる。なお、信号波も反射波も減衰するが、信号源まで戻るのは、反射波である。
【００１０】
また、２つの伝送線路の間を繰り返して反射する多重反射波は、その減衰量が信号波よりも大きい。また、伝送線路と光電変換素子との間の非整合状態による反射が、減衰回路として機能する回路網で減衰する。また、回路網が伝送線路の特性インピーダンスと、直流や低周波（特定の周波数帯）における抵抗値で演算した入出力インピーダンス演算値とを略一致させ、低周波で整合状態となる場合には、抵抗器の周波数依存性により、レーザダイオードの変調周波数（使用周波数、他の周波数帯）において、非整合状態になり、反射波が発生する。しかしながら、この反射波は、減衰回路で減衰する。なお、光電変換素子のインピーダンスと、該光電変換素子に接続された伝送線路の特性インピーダンスを近似させるのが好ましい。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、２つの伝送線路の間で発生する反射を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の第１実施形態である電気・光変換回路の構成図である。
【図２】本発明の比較例である電気・光変換回路の構成図である。
【図３】抵抗器とπ型抵抗型インピーダンス変換器を用いた電気・光変換器の入力反射の周波数依存性を示す図である。
【図４】本発明の第２実施形態である電気・光変換回路の構造図である。
【図５】本発明の変形例の電気・光変換回路の構造図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、図面を参照して、本発明の実施の形態（以下、「本実施形態」と称する）につき詳細に説明する。なお、各図は、本発明を十分に理解できる程度に、概略的に示してあるに過ぎない。よって、本発明は、図示例のみに限定されるものではない。また、各図において、共通する構成要素や同様な構成要素については、同一の符号を付し、それらの重複する説明を省略する。
【００１４】
(第１実施形態)
（構成の説明）
図１は、本発明の第１実施形態におけるアナログ電気・光変換回路の構成図である。
光電変換回路としての電気・光変換回路１００は、ＲＦｉｎ端子と、２つの伝送線路２０，２１と、回路網としてのπ型抵抗型インピーダンス変換器１０と、カップリングキャパシタ４０と、光電変換素子としてのレーザダイオード３０と、バイアス回路３５と、電流源３６とを備え、これらは、基板上に設けられている。
【００１５】
ＲＦｉｎ端子は、外部の信号源（内部インピーダンスＺｓ＝５０Ω、出力電圧Ｖｏ）からデータ信号（高周波電力）を入力する端子である。本実施形態では、ＲｏＦを前提にしているので、この信号源は複数の周波数帯の高周波信号を発生するものとする。２つの伝送線路２０，２１は、π型抵抗型インピーダンス変換器１０と、カップリングキャパシタ４０とを間に介挿している。レーザダイオード３０は、一端が伝送線路２１の出力側に接続されており、他端が接地されている。バイアス回路３５は、伝送線路２１の入力側、つまり、レーザダイオード３０の接続側と反対側に接続されている。レーザダイオード３０は、信号電流を流すことにより、高周波電力を光出力に変換するものである。さらに、変換された光出力は、光信号ＯＰＴｏｕｔとして、通常光ファイバに出力されるように構成されている。また、レーザダイオード３０の負荷インピーダンスは、例えば２０〜２５Ωである。
【００１６】
伝送線路２０の特性インピーダンスＺ01は、この例では、Ｚ01＝５０［Ω］であり、伝送線路２１の特性インピーダンスＺ02は、レーザダイオード３０の入力インピーダンスと近似させ、この例では、Ｚ02＝２５［Ω］とする。このとき、レーザダイオード３０の入力インピーダンスは周波数依存性を持つので、使用する周波数帯域の高域側の入力インピーダンスとすればよい。ここで、レーザダイオード３０の負荷インピーダンスは２０〜２５Ωであり、伝送線路２１の特性インピーダンスＺ02は、Ｚ02＝２５［Ω］であるので、必ずしも整合状態とならず、非整合状態を含む。また、伝送線路２０，２１は、特性インピーダンスがＺ01とＺ02とで異なるので反射が起こる。このため、π型抵抗型インピーダンス変換器１０を用いて、インピーダンス整合を図る。
【００１７】
π型抵抗型インピーダンス変換器１０は、抵抗値Ｒ２の抵抗器２の前段に、一端が接地された抵抗値Ｒ１の抵抗器１が接続されており、抵抗器２の後段に、接地された抵抗値Ｒ３の抵抗器３が接続されており、構造的に軸対称回路になっている。
図１のπ型抵抗型インピーダンス変換器１０は、例えばＺ01＝５０Ω、Ｚ02＝２５Ωとして、Ｒ１＝３６５Ω、Ｒ２＝１．３ＫΩ及びＲ３＝３６Ω（Ｅ２４系列にあてはめて）により、８ｄＢ損失型のインピーダンス変換器を構成している。８ｄＢの損失があるのでお互いの反射係数（信号源に戻る往復の反射係数）としては−１６ｄＢ以下となり良好な値である。また、Ｒ１≠Ｒ３であるので、π型抵抗型インピーダンス変換器１０は、抵抗器２の中心を軸としてインピーダンス特性が非対称の減衰回路として構成されている。
【００１８】
バイアス回路３５は、伝送線路を通る高周波信号に影響を与えないように、キャリア周波数に対して外来が小さくなるようにするものであり、電流源３６が発生する電流をレーザダイオード３０に流す。カップリングキャパシタ４１は、直流阻止用コンデンサであり、ＤＣ入力を認めている場合は、挿入する必要はない。カップリングキャパシタ４０は、キャリア周波数が低くなると，１／２πｆｃ（ｃ＝const．）より抵抗成分が大きくなる性質を有している。なお、カップリングキャパシタ４０は、例えば、ＧＨｚ帯ならば数十ｐＦあれば十分であるが、ＭＨｚ帯では１μＦ程度である。
【００１９】
ところで、前記した抵抗値Ｒ１＝３６５Ω、Ｒ２＝１．３ＫΩ、及びＲ２＝３６Ωは、伝送線路２０，２１の特性インピーダンスＺ01，Ｚ02と整合が取れるように選択されたものである。つまり、抵抗器が周波数依存性を有しない低い周波数（直流や低周波）で整合を取ったものであり、抵抗器１，２，３は周波数依存性を有しているので、レーザダイオード３０の変調周波数（使用周波数）では、整合がズレて、反射波が発生する。しかしながら、π型抵抗型インピーダンス変換器１０は、減衰回路として機能するので、この反射波（特に、信号源に戻る反射波）は減衰してしまう。さらに、伝送線路２０，２１の間を繰り返して反射する多重反射波の減衰量は、信号波の減衰量よりも大きい。
【００２０】
図２は、本発明の比較例の電気・光変換回路の構成図である。
光通信用途の電気・光変換回路１１０は、主にデジタル信号を扱うために、周波数依存性の小さい抵抗器１５を用いて、負荷としてのレーザダイオード３０とのインピーダンス整合を図っている。電気・光変換回路１１０は、ＲＦｉｎ端子と、２つの伝送線路２２，２３と、ＲＦｉｎ端子と伝送線路２２との間に挿入されたカップリングキャパシタ４１と、２つの伝送線路２２，２３の間に介挿された抵抗器１５と、伝送線路２３の出力側と接地との間に接続されたレーザダイオード３０と、伝送線路２３の入力側に接続されたバイアス回路３５と、電流源３６とを備えている。
【００２１】
ＲＦｉｎ端子は、外部の信号源（内部インピーダンスＺｓ、出力電圧Ｖｏ）からデータ信号（高周波電力）を入力する端子である。高周波電力は、カップリングキャパシタ４１、伝送線路２２、抵抗器１５、伝送線路２３を介して、レーザダイオード３０に供給される。そして、レーザダイオード３０は、電気光変換を行い、変換された光信号はＯＰＴｏｕｔ（不図示）として、光信号が光ファイバに出力される。なお、カップリングキャパシタ４１は、ＤＣ成分をカットする目的で挿入しているが、ＤＣ入力を認めている場合は、挿入する必要はない。ここで、伝送線路２２，２３の特性インピーダンスＺ0は、一般的な装置で使用されている５０Ωである。
【００２２】
抵抗器１５の抵抗値は、レーザダイオード３０のインピーダンスに近似させるのが好ましい。結果的に、抵抗器１５の抵抗値と、レーザダイオード３０のインピーダンスとの和が伝送線路２２，２３の特性インピーダンスＺ0に略等しくなっている。なお、抵抗器１５は２つの伝送線路２２，２３の間に直列に接続されているが、抵抗値Ｚ0＝５０Ωの抵抗器の一端を２つの伝送線路２２，２３の間に接続し、他端を接地する並列接続によりインピーダンス整合してもよい。
【００２３】
図３は、抵抗器を伝送線路間に介挿した電気光変換器の入力反射特性、及びπ型抵抗型インピーダンス変換器を用いた電気光変換器の入力反射特性の周波数特性図である。破線は、抵抗器１５を伝送線路２２，２３の間に介挿した比較例の電気・光変換回路１１０（図２）の入力反射特性の周波数特性図であり、実線は、π型抵抗型インピーダンス変換器１０を用いた実施形態の電気・光変換器１００（図１）の入力反射特性の周波数特性図である。縦軸は、反射特性Ｓ１１［ｄＢ］を示し、Ｓ１１は散乱行列（Scattering Matrix）の一要素である。また、横軸は周波数［Ｈｚ］を示す。
【００２４】
想定帯域（低周波〜数ＧＨｚ）において、抵抗器１５を伝送線路２２，２３の間に介挿した電気・光変換器１１０は反射特性の大きな変動があるが、π型抵抗型インピーダンス変換器１０では使用帯域（数ＧＨｚ）にわたり−１０ｄＢ以下の周波数特性が得られる。特に、ａ，ｂの周波数領域において、電気・光変換器１１０の方が電気・光変換器１００よりも減衰量が少ない。つまり、本実施形態の電気・光変換器１００は、この周波数領域において、比較例の電気・光変換器１１０よりも、信号源に戻る反射波が少なく、平坦な周波数特性を有している。
【００２５】
また、低域の反射特性の悪化は使用したカップリングキャパシタ４１の容量の影響であり、図３で使用した回路は、２．４ＧＨｚ〜５．５ＧＨｚ程度の帯域を想定した容量となっている。使用帯域によってカップリングキャパシタ４１の容量を変更することにより、低域の特性を改善することができる。今回使用したレーザダイオード３０は、帯域が２．５Ｇｂｐｓ（２ＧＨｚ程度まで）なので高域側の特性はレーザダイオード３０の特性に依存している。損失量についてＲｏＦの場合、レーザダイオード３０の平均出力電力の１〜３０％程度の変調度でＲＦ信号を入力するので、８ｄＢの損失は充分信号源側で補填可能な値である。
【００２６】
（効果の説明）
以上説明したように、第１実施形態のπ型抵抗型インピーダンス変換器１０によれば、抵抗器１５を伝送線路２２，２３の間に介挿した比較例の回路に比べ、レーザダイオード３０の入力端での周波数領域において、広帯域でインピーダンス不整合が低減する。つまり、平坦な通過特性となり、ＲｏＦにおいて、各周波数帯域におけるそれぞれの無線方式を利用することが可能となる。つまり、電気・光変換回路１００は、抵抗器１，２，３が周波数依存性を有しており、一の周波数帯で整合状態であっても、他の周波数帯で非整合状態になってしまい、反射波が発生する。しかしながら、π型抵抗型インピーダンス変換器１０が減衰回路として機能するので、信号源に戻る反射波が低減する。
【００２７】
また、抵抗器１，２，３の抵抗値は、伝送線路２０，２１の特性インピーダンスＺ0を用いて演算されたものであり、周波数依存性を考慮していない。つまり、抵抗器１，２，３の抵抗値は、特性インピーダンスＺ0と、抵抗器１，２，３の直流や低周波での抵抗値を用いて演算した演算値であり、レーザダイオード３０の変調周波数では、非整合状態となり、反射波が発生する。しかしながら、π型抵抗型インピーダンス変換器１０が減衰器として機能するので、信号源に戻る反射波が低減する。
【００２８】
（第２実施形態）
第１実施形態は、２つの伝送線路２０，２１の特性インピーダンスＺ01，Ｚ02が異なっていたが、２つの伝送線路の特性インピーダンスＺ0を略一致させることもできる。このため、第１実施形態は、π型抵抗型インピーダンス変換器１０を用いたが、π型抵抗減衰器（「π型アッテネータ」ともいう。）を使うことになる。なお、π型抵抗減衰器１１，１２（図４）は、π型抵抗型インピーダンス変換器１０（図１）の抵抗器１，３の抵抗値Ｒ１，Ｒ３を等しくし、構造だけでなく、インピーダンス特性が対称の減衰回路として構成したものであり、いわゆる軸対称回路になっている。
【００２９】
（構成の説明）
図４は本発明の第２実施形態におけるアナログ電気光変換回路の構成図である。
電気・光変換回路１２０は、ＲＦｉｎ端子と、４つの伝送線路２０，２１，２４，２５と、２つのπ型抵抗減衰器１１，１２と、広帯域電力増幅器５０と、カップリングキャパシタ４２，４３，４４，４５と、光電変換素子としてのレーザダイオード３０と、バイアス回路３５と、電流源３６とを備える光電変換回路である。
【００３０】
伝送線路２０，２４は、特性インピーダンスＺ01であり、伝送線路２１，２５は、特性インピーダンスＺ02である。２つのπ型抵抗減衰器１１，１２は、第１実施形態と同様に、抵抗器４，５，６，７，８，９の周波数依存性により、伝送線路２０，２１，２４，２５との間で非整合状態となることにより発生する反射波を減衰させる。
【００３１】
広帯域電力増幅器５０は、入力インピーダンスＺｓが伝送線路２４の特性インピーダンスＺ01＝５０Ωに略一致し、出力インピーダンスＺ0が伝送線路２５の特性インピーダンスＺ02＝２５Ωに略一致している。ここで、広帯域電力増幅器５０は、入力インピーダンスＺｉｎが伝送線路２４の特性インピーダンスＺ01に近似させ、出力インピーダンスＺｏｕｔを伝送線路２５の特性インピーダンスＺ02に近似させればよく、必ずしも、一致させる必要はない。つまり、２つのπ型抵抗減衰器１１，１２は、レーザダイオード３０と伝送線路２１との間で発生する反射波を減衰させるだけでなく、２つのπ型抵抗減衰器１１，１２は、広帯域電力増幅器５０と伝送線路２４，２５との間で発生する反射波を減衰させることができる。
【００３２】
素子間のインピーダンス不整合は、反射係数が−１０ｄＢ程度以下であれば良好であると云えるので、６ｄＢ程度のπ型抵抗減衰器を介挿することにより、それぞれの入力反射係数は−１２ｄＢとなりインピーダンスの不整合は無視できる。
【００３３】
π型抵抗減衰器１１は、例えば、抵抗値Ｒ１＝３６Ωの抵抗器５と、抵抗値Ｒ２＝１５０Ωの２本の抵抗器４，６とを備える。π型抵抗減衰器１２は、例えば、抵抗値Ｒ３＝１８Ωの抵抗器８と、抵抗値Ｒ４＝７５Ωの２本の抵抗器７，９とを備える。これにより、π型抵抗減衰器１１は、Ｚ01＝５０Ω、Ｚ02＝２５Ωに整合が取れる。
【００３４】
第２実施形態では、信号波の損失分を広帯域電力増幅器５０で補填する構成になっている。広帯域電力増幅器５０は、単純なディスクリート部品、つまりトランジスタやＦＥＴ（Field Effect Transistor）のような電力増幅素子で構成されている。なお、素子の材料Ｓｉ、ＧａＡｓ、ＧａＮ、ＩｎＰや、ＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor）、バイポーラ等は問わない。広帯域化、利得平坦化のためにＮＦＢ（Negative Feed Back）を掛けるのが望ましいが、特にその構成は規定しない。例えば、１μＦ＋１００Ω程度の直列接続でＮＦＢを掛けることにより数十ＭＨｚ〜数ＧＨｚまで平坦な特性が得られる。通常、単体のトランジスタ入出力インピーダンスがまちまちであるので、前後に搭載したπ型アッテネータによりインピーダンス整合する。
広帯域電力増幅器５０の利得は、２つのπ型抵抗減衰器１１，１２による信号波の損失量を補填すればよく、それほど大きい必要がないので、電気光変換器を用いるシステムに応じて利得を調整する。
【００３５】
（効果の説明）
第１実施形態と同様に、インピーダンス変換しレーザダイオード３０の帯域特性と広帯域電力増幅器５０により利得改善がされる。従来のディスクリート電力増幅器においては、インピーダンス変換は必要不可欠である。本実施形態においては、入出力部に設置したπ型抵抗減衰器１１，１２により不要になり回路調整を省くことが可能となる。また、ディスクリートの広帯域電力増幅器５０と抵抗器４，…，９だけで構成されているため、調整不要であり、特にレーザダイオード３０と同一パッケージ内に収容するような場合、小型化が可能となる。
【００３６】
図４のレーザダイオード３０手前のπ型抵抗減衰器１２は、Ｚ02＝２５Ωとしたが、広帯域電力増幅器５０の出力インピーダンスは５０Ω以下であることが多いので、レーザダイオード３０との入力インピーダンスとの整合において不整合が小さくなる場合もある。つまり、広帯域電力増幅回路５０を用いることにより、レーザダイオード３０と広帯域電力増幅回路５０との間のπ型抵抗減衰器１２を用いなくてもよい場合も考えられる。
【００３７】
（変形例）
本発明は前記した実施形態に限定されるものではなく、例えば以下のような種々の変形が可能である。
（１）前記各実施形態の光電変換回路は、電気・光変換回路を例に説明したが、光・電気変換回路でも用いることができる。この場合には、レーザダイオード３０ではなく、フォトダイオードを光電変換素子として使用することになる。ここで、フォトダイオードは、ＴＩＡ（Trans Impedance Amplifier）を用いて、出力電流（信号電流）を電圧として取り出すことができ、ＴＩＡの出力インピーダンスと伝送線路の特性インピーダンスとを整合させる。
【００３８】
（２）前記各実施形態は、シングルエンド回路について説明したが、伝送線路やπ型回路を２つ使用して、差動回路として構成することができる。図５は、本発明の変形例の光電変換回路の構成図である。電気・光変換回路１３０は、伝送線路２０，２１、及びπ型抵抗型インピーダンス変喚器１０の直列回路が２つ設けられており、２つの直列回路が差動増幅回路の差動出力を伝送し、レーザダイオード３０を駆動するように構成されている。
ここで、電気・光変換回路１３０は、差動増幅回路の差動出力を伝送線路２０，２１、及びπ型抵抗型インピーダンス変喚器１０の直列回路を介して、レーザダイオード３０の両端に接続されている。また、一方の伝送線路２１は、バイアス回路３５及び電流源３６が接続され、他方の伝送線路２１はバイアス回路３５を介して接地されている。
【００３９】
（３）前記各実施形態は、π型抵抗減衰器（π型アッテネータ）１１，１２及びπ型インピーダンス変換器１０を用いて説明したが、Ｔ型回路を用いてもよい。
また、π型インピーダンス変換器１０は、構造的に軸対称であるがインピーダンス特性が非対称である。また、π型抵抗減衰器１１，１２は、構造的に軸対称であり、且つインピーダンス特性も対称である。つまり、π型抵抗減衰器１１，１２及びπ型インピーダンス変換器１０は、抵抗器を用いた構造的に軸対称な回路（回路網）であればよい。この構造的に軸対称な回路網は、逆Ｌ型回路を従属接続したはしご形回路が含まれる。また、π型抵抗減衰器１１，１２は、構造的に軸対称であり、インピーダンス特性が対称であるので、軸対称回路（回路網）である。つまり、π型抵抗減衰器１１，１２は、その代わりに対称格子型回路を用いることもできる。また、バートレットの二等分定理を用いて、π型回路やＴ型回路と等価な回路を構成することができる。
（４）第２実施形態では、１段の電力増幅回路５０を用いて説明したが、２段以上の電力増幅回路を用いてもよい。
【符号の説明】
【００４０】
１，２，３，４，５，６，７，８，９  抵抗器
１０  π型抵抗型インピーダンス変換器（回路網）
１１，１２  π型抵抗減衰器（π型アッテネータ、回路網）
１５  抵抗器
２０，２１，２２，２３，２４，２５  伝送線路
３０  レーザダイオード（光電変換素子）
３５  バイアス回路
３６  電流源
４０，４１，４２，４３，４４，４５  カップリングキャパシタ
５０  広帯域電力増幅器
６０  差動増幅回路
１００，１１０，１２０，１３０  電気・光変換回路（光電変換回路）
【図１】
0006557955.tif 000002
【図２】
0006557955.tif 000003
【図３】
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【図４】
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【図５】
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