(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ガルバニック絶縁バリアを介して結合される一次側回路および二次側回路であって、
前記一次側回路が、入力電圧を受けるための正の入力端子および負の入力端子と、前記正および負の入力端子間に結合される入力コンデンサとを有し、
前記二次側回路が、第１正電極と第２負電極との間でコンバータ出力電圧に充電可能な出力コンデンサを有する前記一次側回路および前記二次側回路と、
コンバータ出力電圧を生成するために、２０ＭＨｚ以上の周波数を有するスイッチ制御信号に応じて、半導体スイッチ構成による、前記ガルバニック絶縁バリアを介した入力電圧からの充電と出力コンデンサへの放電を交互に行う共振ネットワークと、
第１のケースにおいて、前記出力コンデンサの第２負電極を前記一次側回路の正の入力端子に接続し、第２のケースにおいて、前記出力コンデンサの第２正電極を前記一次側回路の負の入力端子に接続し、それによって、前記第１および第２の両方のケースにおいて、前記出力コンデンサおよび前記入力コンデンサの直列結合を確立する、前記ガルバニック絶縁バリアを横切る電気的短絡接続と、
前記第１のケースにおいては、前記出力コンデンサの第１正電極と前記正の入力端子との間にあり、前記第２のケースにおいては、前記出力コンデンサの第２負電極と前記負の入力端子との間にある負荷接続と、
を備える共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ。
【請求項２】
前記ガルバニック絶縁バリアが、前記一次側回路に電気的に接続される第１インダクタと、前記二次側回路に電気的に接続される第２インダクタとを有する、磁気的に結合する一対のインダクタを備える、
請求項１に記載の共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ。
【請求項３】
前記第１および第２のインダクタが、共通の導磁構造の周囲に巻かれて絶縁トランスを形成している、
請求項２に記載の共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ。
【請求項４】
前記第１および第２のインダクタが、共通の導磁構造なしに磁気的に結合するよう配置されてコアレス絶縁トランスを形成している、
請求項２に記載の共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ。
【請求項５】
前記第１および第２インダクタは、それぞれがプリント回路基板の１以上の導電層に形成された、第１および第２の埋設コイルを含む、
請求項４に記載の共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ。
【請求項６】
前記第１および第２のインダクタの間の磁気的結合係数であるｋが０．２５より大きい、
請求項４または５に記載の共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ。
【請求項７】
前記ガルバニック絶縁バリアが、前記一次側回路の正の入力端子および前記出力コンデンサの第１正電極に直列結合する第１コンデンサと、前記一次側回路の負の入力端子および前記出力コンデンサの第２負電極に直列結合する第２コンデンサとを備える、
請求項１に記載の共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ。
【請求項８】
前記第１および第２のコンデンサそれぞれのキャパシタンスが、１００ｎＦより小さい、
請求項７に記載の共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ。
【請求項９】
前記電気的短絡接続の直流抵抗が、１ｋΩより小さい、
先の請求項のいずれかに記載の共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ。
【請求項１０】
前記共振ネットワークが、前記正の入力電圧端子に直列に接続される、第１および第２の直列接続インダクタと、
前記第１および第２直列接続インダクタの間の中間点ノードの間に接続される第１スイッチノード、前記一次側回路の負の入力端子に接続される第２スイッチノードおよびスイッチ制御端子に接続される制御端子を有する半導体スイッチと、
前記ガルバニック絶縁バリアの前記第１および第２のコンデンサと、前記出力コンデンサの前記第１正電極および前記第２負電極との間に接続される整流回路と、を備える、
先の請求項のいずれかに記載の共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ。
【請求項１１】
前記半導体スイッチ構成が、１以上の制御可能な半導体スイッチを備える、
先の請求項のいずれかに記載の共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ。
【請求項１２】
前記１以上の制御可能な半導体スイッチは、ゼロ電圧スイッチングおよび／またはゼロ電流スイッチングを行うことができる、
請求項１１に記載の共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ。
【請求項１３】
前記第１のケースにおいて、前記正の入力端子から前記出力コンデンサの第２負電極へ電流を流し、前記第２のケースにおいて、前記負の入力端子から前記出力コンデンサの第１正電極へ電流を流すダイオードのような整流要素と、前記第１のケースにおいて、前記正の入力端子と前記出力コンデンサの第１正電極との間の電気的接続を選択的に切り離して閉じ、前記第２のケースにおいて、前記負の入力端子と前記出力コンデンサの第２負電極との間の電気的接続を選択的に切り離して閉じる、モード選択半導体スイッチと、
をさらに備え、
前記共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの第１モードにおいて、前記整流要素を介して前記出力コンデンサと前記入力コンデンサとの前記直列接続を確立し、前記共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの第２モードにおいて、前記出力コンデンサと前記入力コンデンサとの前記直列結合を開くまたは切り離す、
先の請求項のいずれかに記載の共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ。
【請求項１４】
２０ＭＨｚ以上のスイッチング周波数を持つ共振絶縁ＤＣ−ＤＣ電力コンバータを、より高い電力変換効率を有する共振非絶縁降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータに変換する方法であって、前記方法は、
ａ）前記絶縁ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの一次側回路と二次側回路を提供することと、
ｂ）任意で、前記一次側回路の正および負の入力端子の間に入力コンデンサを結合することと、
ｃ）任意で、出力コンデンサの正電極を前記二次側回路の正の出力端子に結合し、前記出力コンデンサの負電極を前記二次側回路の負の出力端子に結合することと、
ｄ）ガルバニック絶縁バリアを介する前記一次側回路と前記二次側回路の電気的結合を提供することと、
ｅ）スイッチ制御信号に応じて、前記ガルバニック絶縁バリアを介した前記コンバータの入力電圧からの充電と前記出力コンデンサへの放電を交互に行うことでコンバータ出力電圧を生成する共振ネットワークを提供することと、
ｆ）第１のケースにおいて、前記ガルバニック絶縁バリアにまたがる電気的短絡接続を前記二次側回路の負の出力端子から前記一次側回路の正の入力端子へ接続し、または第２のケースにおいて、前記二次側回路の正の出力端子を前記一次側回路の負の入力端子へ接続して、それにより、前記第１のケースおよび第２のケース両方において、前記出力コンデンサと前記入力コンデンサとの直列結合を確立することと、
ｇ）前記第１のケースにおいて、前記二次側回路の正の端子と正の前記入力端子との間に電力コンバータ負荷を結合し、前記第２のケースにおいて、前記二次側回路の負の端子と前記一次側回路の負の入力端子との間に前記電力コンバータ負荷を結合することと、
を備える共振絶縁ＤＣ−ＤＣ電力コンバータを変換する方法。
【請求項１５】
ｈ）前記第１のケースにおいて、前記一次側回路の負の入力端子と前記二次側回路の正の出力端子との間に入力電圧源を電気的に接続することと、
ｉ）前記第２のケースにおいて、前記一次側回路の正の入力端子と前記二次側回路の負の出力端子との間に入力電圧源を電気的に接続することと、
をさらに備える請求項１４に記載の絶縁ＤＣ−ＤＣ電力コンバータを変換する方法。
【請求項１６】
ｊ）前記電気的短絡接続に整流要素を挿入することと、
ｋ）前記第１のケースにおいては、前記正の入力端子と前記出力コンデンサの第１正電極との間にモード選択半導体スイッチを挿入し、前記第２のケースにおいては、前記負の入力端子と前記出力コンデンサの第２負電極との間に、前記モード選択半導体スイッチを挿入することと、
をさらに備える請求項１４または１５に記載の絶縁ＤＣ−ＤＣ電力コンバータを変換する方法。
【請求項１７】
請求項１から１３のいずれかに記載の共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータと、
少なくとも前記共振ネットワークが実装されたプリント回路基板と、
前記一次側回路に電気的に接続する第１のインダクタと、前記二次側回路に電気的に接続する第２のインダクタとを有する、磁気的に結合する一対のインダクタと、を備え、
前記第１および第２インダクタはそれぞれ、前記プリント回路基板の第１および第２の電気的トレースパターンにより形成される、
降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ。
【請求項１８】
アセンブリのプリント回路基板に実装された、請求項１から１３のいずれかに記載の共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータと、
コンセント整流器の入力に接続される、ＡＣコンセント電圧入力と、
第１のケースにおいて、前記出力コンデンサの第１正電極と前記負の入力端子との間に接続、または第２のケースにおいて、前記正の入力端子と前記出力コンデンサの負電極との間に接続されることで、どちらのケースにおいても、前記共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータに整流されたコンセント電圧を直接供給する前記コンセント整流器の出力と、
を備えるＬＥＤライトアセンブリ。
【請求項１９】
請求項１８に記載のＬＥＤライトアセンブリを備える、
ＬＥＤランプ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ガルバニック絶縁バリアを介して結合する一次側回路および二次側回路を有する、共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】  一次側回路は、入力電圧を受けるための正と負の入力端子と、正と負の入力端子の間で結合する入力コンデンサとを有し、二次側回路は、第１正電極と第２負電極との間で、コンバータ出力電圧に充電可能な、出力コンデンサを有する。共振ネットワークは、コンバータ出力電圧を生成するために、スイッチ制御信号に応じて、半導体スイッチ構成による、ガルバニック絶縁バリアを介した入力電圧からの充電と出力コンデンサへの放電を交互に行うために構成される。共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータは、第１のケースにおいて、出力コンデンサの第２負電極を一次側回路の正の入力端子に接続し、第２のケースにおいて、出力コンデンサの第１正電極を一次側回路の負の入力端子に接続し、それによって、第１および第２の両方のケースにおいて、出力コンデンサおよび入力コンデンサの直列結合を確立する、ガルバニック絶縁バリアにまたがる電気的短絡接続を有する。第１のケースにおいては、出力コンデンサの第１正電極と正の入力端子との間で、第２のケースにおいては、出力コンデンサの第２負電極と負の入力端子との間で、負荷接続が確立される。【０００３】
電力密度および部品コストは、所定の出力電力要求または仕様に対して可能な限り小さな物理的サイズおよび／または最も安いコストを提供するための、絶縁および非絶縁両方のＤＣ−ＤＣ電力コンバータの主要なパフォーマンス評価の尺度である。共振電力コンバータは、変換効率の理由から標準的なＳＭＰＳトポロジー（降圧、昇圧、ほか）のスイッチング損失を受け入れられない傾向にある、１ＭＨｚより大きい周波数等の高いスイッチング周波数に対して、特に有用である。高いスイッチング周波数は、インダクタやコンデンサのように電力コンバータの回路部品の電力および物理的サイズを低減するため、一般的に望ましいものである。より小さな部品は、ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの電力密度が増加することを許す。共振電力コンバータにおいて、一般的なＳＭＰＳの入力「チョッパー」半導体スイッチ（多くの場合、ＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴ）は、「共振」半導体スイッチに交換される。半導体スイッチにおいて状態切り替えが起こった場合に、半導体スイッチに、実質的に電流が流れず、電圧も印加されないようにするように、半導体スイッチにまたがる電流および電圧両方の波形を形成するため、共振半導体スイッチは、回路のキャパシタンスとインダクタンスとの共振に依存するものである。したがって、例えば１０ＭＨｚよりも高いスイッチング周波数の著しい増加が可能になるように、少なくとも、入力半導体スイッチの固有のキャパシタンスとインダクタンスのいくつかにおける電力消費が大きく削減される。この概念は、ゼロ電圧および／またはゼロ電流スイッチング（ＺＶＳおよび／またはＺＣＳ）操作のような指定の分野において知られている。一般に使用されるＺＶＳおよび／またはＺＣＳ下で動作するスイッチング電力コンバータは、多くの場合、Ｅ級、Ｆ級またはＤＥ級インバータまたは電力コンバータと説明される。
【０００４】
このため、絶縁および非絶縁両方のＤＣ−ＤＣ電力コンバータのサイズおよび部品コストを低減する課題が残っている。したがって、共振ＤＣ−ＤＣコンバータの能動部品および受動部品の必要な最大電圧または電力定格を低減させる、新しい共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータトポロジーが、非常に望ましい。加えて、例えば、インダクタ、コンデンサ、トランジスタおよびダイオードといった能動部品および受動部品の物理的サイズまたはコストを低減させる、新しい共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータトポロジーが、非常に望ましい。
【発明の概要】
【０００５】  本発明の一の態様は、ガルバニック絶縁バリアを介して結合する一次側回路および二次側回路を有する、共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータに関し、一次側回路は、入力電圧を受けるための正の入力端子および負の入力端子を有する。入力コンデンサは、一次側回路にて、正および負の入力端子の間で結合または接続される。二次側回路は、第１正電極と第２負電極との間で、コンバータ出力電圧に充電可能な出力コンデンサを有する。共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータは、コンバータ出力電圧を生成するために、スイッチ制御信号に応じて、半導体スイッチ構成による、ガルバニック絶縁バリアを介した入力電圧からの充電と出力コンデンサへの放電を交互に行うために構成される共振ネットワークを有し、スイッチ制御信号の周波数は、２０ＭＨｚ以上、より好ましくは３０ＭＨｚ以上の周波数を有する。ガルバニック絶縁バリアにまたがる電気的短絡接続は、第１のケースにおいて、出力コンデンサの第２負電極を一次側回路の正の入力端子に接続し、第２のケースにおいて、出力コンデンサの第１正電極を一次側回路の負の入力端子に接続し、それによって、第１および第２の両方のケースにおいて、出力コンデンサおよび入力コンデンサの直列結合を確立する。共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの負荷接続は、第１のケースにおいては、出力コンデンサの第１正電極と正の入力端子との間に、第２のケースにおいては、出力コンデンサの第２負電極と負の入力端子との間に存在したり確立されたりする。
【０００６】
本発明は、Ｅ級、ＤＥ級およびＳＥＰＩＣトポロジーの絶縁共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータから得られる具体的な実装を参照して、以下に詳細に説明される。本発明は、φ２（ＥＦ２）級インバータや整流器および共振昇圧、降圧、ＬＣＣコンバータ等の、他のタイプの絶縁共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータに同様に適用可能であることが、当業者に理解されるところである。「ＤＣ」という用語が、共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータのスイッチング周波数、すなわち、上記のスイッチ制御信号の周波数と比べて遅い、入力電圧レベルの変化に適用される場合に、この文脈におけるＤＣという用語は、ゆっくり変化する入力電圧を指すことができる。入力電圧は、したがって、共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータのスイッチング周波数より、例えば１００倍を下回る、著しく低い周波数のＤＣ電圧成分およびＡＣ電圧成分を有する、概ね均一なＤＣ入力電圧または整流されたＡＣ電圧を含んでいる。後者の場合において、入力電圧は、共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの正および負の入力端子に接続される、５０／６０Ｈｚコンセント電圧整流器の出力によって供給されてもよい。
【０００７】
共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの二次側回路は、共振回路の共振ＡＣ電圧波形をＤＣコンバータ出力電圧に変換するために、共振ネットワークと出力コンデンサとの間で結合される、整流回路を有してもよい。半導体スイッチ構成は、ゼロ電圧スイッチングおよび／またはゼロ電流スイッチングのために構成される、１以上の個別の半導体スイッチを有するのが好ましい。共振ネットワークにより促進される１以上の個別の制御可能な半導体スイッチのゼロ電圧スイッチングおよび／またはゼロ電流スイッチングが半導体スイッチ構成のスイッチング電力損失を効果的に低減するため、本共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータは、非常に高い、すなわち２０ＭＨｚまたは３０ＭＨｚ以上のスイッチング周波数で操作されることができる。３０ＭＨｚ以上のスイッチング周波数は、通常、共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータのＶＨＦ動作であるとみなされる。
【０００８】
半導体スイッチ構成は、単一のスイッチトポロジー、半ブリッジスイッチトポロジーまたはフルブリッジスイッチトポロジー等の様々な通常のスイッチトポロジーを含んでもよい。半導体スイッチ構成の１以上の個別の制御可能な半導体スイッチは、窒化ガリウム（ＧａＮ）または炭化ケイ素（ＳｉＣ）トランジスタ等のＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴを含んでもよい。制御可能な半導体スイッチそれぞれの制御端子、例えば、ゲートまたはベースは、制御可能な半導体スイッチそれぞれを交互にオン状態とオフ状態にさせるため、スイッチ制御信号に結びつけられ、運転されてもよい。オン状態において、共振ネットワークのインダクタは、入力電圧源からのエネルギーで充電されてもよく、続くオフ状態では、後者を充電するために、蓄積されたエネルギーを出力コンデンサに放出してもよい。共振ネットワークは、少なくとも１つのインダクタと１つのコンデンサのうちの１つまたは両方が、共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの能動部品または受動部品の寄生インダクタンスまたはキャパシタンスを含んでもよい場合に、少なくとも１つのインダクタと１つのコンデンサを含むのが好ましい。共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの二次側回路は、コンバータ負荷の前に挿入されたダイオードまたはトランジスタ等の１以上の受動および／または能動整流要素を含んでもよい。
【０００９】
例えば、ＤＣ電圧源といった入力電圧源または電源の、本共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータへの電気接続は、第１のケースにおいて、コンバータの入力コンデンサおよび出力コンデンサが、入力電圧源または電源の正の端子および負の端子の間で直列に接続されるように、一次側回路の負の入力端子と出力コンデンサの正電極との間に作られる。さらに、第２のケースにおいて、コンバータの入力コンデンサおよび出力コンデンサが、再度、入力電圧源または電源の正の端子および負の端子の間で直列に接続されるように、入力電圧源または電源は、出力コンデンサの負電極と一次側回路の正の入力端子との間で接続される。ガルバニック絶縁バリアにまたがる電気的短絡接続は、第１のケースにおいて出力コンデンサの第２負電極と正の入力端子とを相互に接続することによって、または第２のケースにおいて出力コンデンサの第１正電極と負の入力端子とを相互に接続することで、共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの一次および二次側回路の間のガルバニック絶縁が排除されることが、当業者に理解されるところである。しかし、電気的短絡接続は、共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータに、全体として多数の新しい有益性を提供するものであり、コンバータ回路が後付されるＬＥＤ電球やチューブ等のようにユーザから絶縁されたままにされる場合に、ガルバニック絶縁の不足は、多くの用途において許容されるものである。電気的短絡接続により確立される入力電圧／電源端子の間での出力および入力コンデンサの直列接続は、いくつかの有益な効果を持つ。エネルギーまたは電力が、共振降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの入力／一次側から出力／二次側へ直接伝達されるように、これを入力電圧に充電するために入力コンデンサを流れる入力電流は、出力コンデンサを流れるようにもされ、出力コンデンサを充電する。したがって、図１Ａ、１Ｂおよび１Ｃの共振降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの実施形態を参照して以下に、より詳細に説明される、コンバータの所定の出力電力のための共振ネットワークおよび絶縁バリアを通した、より少ない電力またはエネルギーの伝達が必要となる。共振ネットワークおよび絶縁バリアを通して二次側電気回路に伝達される、低減された電力量は、共振降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの、または共振降圧ＤＣ−ＤＣコンバータにおける電力損失を低減する。コンバータの入力コンデンサおよび出力コンデンサの間でのエネルギーまたは電力の直接伝達は、共振ネットワークを通したエネルギーまたは電力の通常の伝達よりも電力の損失を低くするため、この有益性は得られるのである。
【００１０】
さらに、共振降圧ＤＣ−ＤＣコンバータを通して伝達される必要のある、低減された電力量は、例えば、半導体スイッチ、コンデンサ、ダイオード等の受動および能動部品両方のための電力処理要件を下げ、より低コストで物理的に小さい部品の適用を可能にする。またさらに、本共振降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの重要な有益性は、一次側回路が、通常の絶縁ＤＣ−ＤＣ電力コンバータのように外部の入力電圧源または電源によって供給される全コンバータ入力電圧ではなく、一次側回路の正および負の入力端子の間の入力電圧にだけさらされることである。上記の通り、本共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータにおいて、入力電圧源または電源は、負の入力端子と出力コンデンサの正電極の間、第２のケースにおいて、出力コンデンサの負電極と一次側回路の正の入力端子の間のどちらか一方に接続される。本共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータにおいて、一次側回路の低減された電圧レベルは、半導体スイッチまたはスイッチ、インダクタ、コンデンサ、ダイオード等の、同コンバータ内の能動部品および受動部品に必要な最大電圧定格を低減させる。低減される最大電圧定格は、寿命が延びた、物理的により小さいおよび／または低コストの能動部品および受動部品をもたらす。
【００１１】
ガルバニック絶縁バリアは、一次側回路に電気的に接続される第１インダクタと、二次側回路に電気的に接続される第２インダクタとを有する、電磁的または磁気的に結合する一対のインダクタを有するトランスを含んでもよい。第１および第２インダクタの両方は、絶縁トランスを形成するため、一般的な導磁構造の周囲に巻かれる、別個の巻線であってもよい。代替の実施形態においては、第１および第２のインダクタは、コアレス絶縁トランスを形成するため、一般的な導磁構造なしに電磁的に結合するよう配置される。そのようなコアレス絶縁トランスにおいて、第１および第２のインダクタは、磁気材料を介在させずに、プリント回路基板に一体化されてもよい。プリント回路基板は、共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ全体が実装されてもよい。第１および第２のインダクタは、第１および第２のインダクタの間の磁気的結合係数であるｋが０．２５より大きくなるように配置されるのが好ましい。コアレス絶縁トランスの第１および第２インダクタは、出願人の係属中の出願ＰＣＴ／ＥＰ２０１４／０７９０３７に開示されるように、例えば、それぞれがプリント回路基板の１以上の導電層に形成される、第１および第２の埋設コイルを含んでもよい。
【００１２】
また他の実施形態において、ガルバニック絶縁バリアは、一次側回路の正の入力端子に直列に結合される第１コンデンサと、出力コンデンサの第１正電極と、一次側回路の負の入力端子に直列に結合される第２コンデンサと、出力コンデンサの第２負電極と、を含む。この実施形態は、上記のトランスの一般的な導磁構造における電力損失が、それにともなう共振電力コンバータの変換効率の低下が理由で受け入れられない大抵の場合に、本共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの高いスイッチング周波数に関連して、特に有益である。コンデンサベースのガルバニック絶縁バリアは、第１および第２の（絶縁）コンデンサそれぞれのキャパシタンスを、１００ｎＦよりも小さく、例えば、１ｎＦよりも小さい１００ｐＦなどという具合に小さくしてもよいため、特に有益となる。そのような絶縁コンデンサは、例えば、２ｃｍ２より小さい実装面積、また例えば、約５ｍｍ２よりも小さな実装面積といった、非常に小さい実装面積を持つＳＭＤが実装されたセラミックコンデンサにより形成されてもよい。
【００１３】
本共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの高い、すなわち、２０ＭＨｚ以上のスイッチング周波数は、入力コンデンサおよび出力コンデンサそれぞれのキャパシタンスを、１ＭＨｚより下で動作する、従来の非共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータと比べて小さくする。したがって、入力コンデンサおよび出力コンデンサのどちらも、信頼度の比較的な低さや寿命の短さが一般的な悩みの種である、電解コンデンサである必要がなく、本共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの第１および第２の絶縁コンデンサおよび／または入力コンデンサおよび出力コンデンサは、信頼性が高く、物理的に小さく、安価にすることができる。入力コンデンサおよび出力コンデンサは、一次側回路および二次側回路にそれぞれ付随する、寄生キャパシタンスのみによって形成されてもよいことが、当業者に理解されるところである。
【００１４】
スイッチ制御信号によって設定される、本共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの高いスイッチング周波数の他の有益性は、本コンバータの正および負の入力端子の前に配置される可能性のある、ＥＭＩフィルタの著しい小型化である。ＥＭＩフィルタの必要なフィルタ部品を物理的に小さくできる場合に、本共振電力コンバータのスイッチング動作によって誘導された入力電圧上のリプル電圧成分が、コンバータのスイッチング周波数、すなわち２０ＭＨｚ付近または２０ＭＨｚより上に見られるため、ＥＭＩフィルタの小型化は可能である。
【００１５】
電気的短絡接続の実際的な実施形態は、有限直流抵抗を有すると、当業者に認識されるところである。この有限直流抵抗の上限は、共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの入力／出力電圧および／または電流要件によって変化する。電気的短絡接続は、１ｋΩより小さな、より好ましくは、１０Ωより小さい等の、１００Ωよりも小さな直流抵抗を有してもよい。他の実施形態において、直流抵抗が一方向において上記の上限よりも小さく、逆方向においてはるかに大きい直流抵抗を示す、すなわち、例えばダイオード要素によって、またはＭＯＳＦＥＴ等の制御される半導体スイッチによって提供されるダイオード特性を示すように、電気的短絡接続は、単方向の抵抗を有してもよい。
【００１６】
共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの一の実施形態は、Ｅ級コンバータを基礎とするものであり、共振ネットワークは、正の入力端子に直列に接続された、第１および第２の直列接続インダクタを含む。半導体スイッチには、第１および第２直列接続インダクタの間の中間点ノードの間に接続される第１スイッチノード、一次側回路の負の入力端子に接続される第２スイッチノードが配置される。半導体スイッチの制御端子は、スイッチ制御端子に接続される。共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの整流回路は、ガルバニック絶縁バリアの第１および第２コンデンサと、出力コンデンサの第１正電極および第２負電極との間に接続される。整流回路は、共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの第３インダクタに結合される、すなわち電気的に接続される、半導体ダイオードまたは同期式半導体スイッチを有してもよい。
【００１７】
共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの他の実施形態は、絶縁トランスの第１および第２のインダクタが、共振ネットワークにおいて一体化される、コンバータトポロジーを基礎とするものである。第１インダクタには、正の入力電圧端子に接続される第１インダクタ端と、ＭＯＳＦＥＴスイッチのドレイン端子等の半導体スイッチの第１ノードに接続される第２インダクタ端が配置される。半導体スイッチの第２ノードは、一次側回路の負の入力端子に接続される。第２インダクタは、絶縁バリアの第１コンデンサに接続される第１インダクタ端と、絶縁バリアの第２コンデンサに接続される第２インダクタ端とを有する。整流回路は、ガルバニック絶縁バリアの第１および第２コンデンサの間の第２インダクタと、出力コンデンサの第１正電極および第２負電極とにまたがって接続される。
【００１８】
共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの一の実施形態は、以下の追加の詳細において添付の図面を参照して述べられるように、動的な電圧動作範囲の増加および／または共振電力コンバータの力率（ＰＦ）の向上等の、いくつかの有益性を伴う、モードスイッチングの特性を含む。共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの第１モードにおいて、整流要素を介した出力コンデンサと入力コンデンサとの直列接続を確立し、共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの第２モードにおいて、出力コンデンサと入力コンデンサとの直列結合を開くまたは切り離すように、共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータのこの実施形態は、第１のケースにおいて、正の入力端子から出力コンデンサの第２負電極へ電流を流し、第２のケースにおいて、負の入力端子から出力コンデンサの第１正電極へ電流を流す、ダイオード、または制御されたＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチ等の整流要素と、負の入力端子と出力コンデンサの第２負電極との間の電気的接続を選択的に切り離して閉じるモード選択半導体スイッチと、をさらに備える。
【００１９】
本共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータそれぞれは、以下の追加の詳細において図２Ａ〜２Ｂ、図３Ａ〜３Ｂおよび図４Ａ〜４Ｂを参照して説明される通り、対応するトポロジーを持つ絶縁共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータを変換することによって構成されてもよいことが当業者に認識されるところである。したがって、本発明の第２の態様は、共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータを、より高い電力変換効率を有する、または電力損失の小さな、非絶縁／絶縁されていない共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータに変換する方法に関する。
方法は、                       
ａ）絶縁ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの一次側回路と二次側回路を提供することと、
ｂ）任意で、一次側回路の正および負の入力端子の間に入力コンデンサを結合することと、
ｃ）任意で、出力コンデンサの正電極を二次側回路の正の出力端子に結合し、出力コンデンサの負電極を二次側回路の負の出力端子に結合することと、
ｄ）ガルバニック絶縁バリアを介する一次側回路と二次側回路の、例えば、電磁的といった電気的結合を提供することと、
ｅ）コンバータ出力電圧を生成するために、スイッチ制御信号に応じて、ガルバニック絶縁バリアを介したコンバータの入力電圧からの充電と出力コンデンサへの放電を交互に行うために構成される、共振ネットワークを提供することと、
ｆ）第１のケースにおいて、ガルバニック絶縁バリアにまたがる電気的短絡接続を二次側回路の負の出力端子から一次側回路の正の入力端子へ接続し、または第２のケースにおいて、二次側回路の正の出力端子を一次側回路の負の入力端子へ接続して、それにより、第１のケースおよび第２のケース両方において、出力コンデンサと入力コンデンサとの直列結合を確立することと、
ｇ）第１のケースにおいて、二次側回路の正の端子と正の入力端子との間の電力コンバータ負荷を結合し、第２のケースにおいて、二次側回路の負の端子と一次側回路の負の入力端子との間の電力コンバータ負荷を結合することと、
を備える。
【００２０】
入力コンデンサおよび出力コンデンサの内の１つまたは両方は、それぞれ、一次側回路および二次側回路に付随する、寄生キャパシタンスのみによって形成されてもよいため、上記の通り、ｂ）における入力コンデンサの結合と、ｃ）における出力コンデンサの結合は、両方とも任意である。
【００２１】
コンバータ負荷に送達される、より小さいまたはより大きい出力電力量は、上で説明されるように、入力電圧源または電源の間の入力コンデンサおよび出力コンデンサの直列接続によって、入力電圧源または電源および入力側回路の入力コンデンサから二次側回路の出力コンデンサへ直接伝達されてもよいため、本共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの電力変換効率の向上が実現される。したがって、より小さい出力電力量は、その能動部品および／または受動部品における電力損失を低減する共振ネットワークと絶縁バリアを介して伝達されなければならない。
【００２２】
方法は、
ｈ）第１のケースにおいて、一次側回路の負の入力端子と二次側回路の正の出力端子との間に入力電圧源を電気的に接続することと、
ｉ）第２のケースにおいて、一次側回路の正の入力端子と二次側回路の負の出力端子との間に入力電圧源を電気的に接続することと、
をさらに備えてもよい。
【００２３】
共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの非絶縁共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータのへの変換は、変換されたＤＣ−ＤＣ電力コンバータ、すなわち、非絶縁共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの、先に述べられた有益なモード切り替えの特性を加えるための、特定のさらなるステップを備えてもよい。
変換の方法の実施形態によると、後者は、
ｊ）電気的短絡接続に整流要素を挿入することと、
ｋ）第１のケースにおいては、正の入力端子と出力コンデンサの第１正電極との間に、第２のケースにおいては、負の入力端子と出力コンデンサの第２負電極との間に、モード選択半導体スイッチを挿入することと、
をさらに備える。
【００２４】
本共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータそれぞれは、対応するトポロジーを持つ、従来のまたは先行技術の絶縁ＤＣ−ＤＣ電力コンバータを変換することによって構成されてもよいことが、当業者に認識されるところである。入力電圧源を横切る入力コンデンサと出力コンデンサの直列接続により、本発明による変換された共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータが、入力電圧と比べて低い出力電圧を送達するのにもかかわらず、従来のまたは先行技術の絶縁ＤＣ−ＤＣ電力コンバータは、入力電圧と比べて、より高い出力電圧を送達する、昇圧コンバータ又はブーストコンバータであってもよいことが、当業者に認識されるところである。
【００２５】
共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリに関する本発明の第３の態様は、
上記の実施形態のいずれかによる共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータと、
少なくとも共振ネットワークを一体化して有するプリント回路基板と、
を備え、
ガルバニック絶縁バリアは、一次側回路に電気的に接続される第１インダクタと、二次側回路に電気的に接続される第２インダクタとを含む磁気的に結合される一対のインダクタを有し、第１および第２のインダクタはそれぞれ、プリント回路基板の第１および第２の電気的トレースパターンにより形成される。
後者は、プリント回路基板上での効率的な一体化が困難である可能性があることから、磁気的に結合される一対のインダクタは、いずれの導磁コア材料もなしに互いに結合されてもよい。本発明の後者の実施形態による共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータは、本発明によるＥ級、ＤＥ級またはＳＥＰＩＣコンバータ等の共振コンバータを有するのが好ましい。２０ＭＨｚ以上の高い周波数動作は、第１および第２のインダクタのインダクタンスを、プリント回路基板の導体パターンに一体的に形成できるよう十分に小さくする。さらに、スイッチ制御信号の周波数により設定される、共振ＶＨＦ降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの高いスイッチング周波数は、導磁コア材料の不足にもかかわらず、第１および第２のインダクタの間に高い磁気的結合を提供する。共振電力コンバータの高いスイッチング周波数は、上で述べられた通りに、導磁コア材料の不足にもかかわらず、磁気的に結合された一対のインダクタの間に高い磁気的結合を提供する。共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータが、通常のスイッチング周波数で動作する場合、高い磁気的結合は、ガルバニック絶縁バリアの磁気的に結合された一対のインダクタに起こる可能性のある重大な電力損失を低減する。
本発明の第４の態様は、ＬＥＤライトアセンブリに関するものであり、チャージャーアセンブリまたはフラットスクリーンディスプレイアセンブリは、
アセンブリのプリント回路基板に実装される、上記の実施形態のいずれかによる共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータと、
コンセント整流器の入力に接続される、ＡＣコンセント電圧入力と、
第１および第２のどちらのケースにおいても、共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータに整流されたコンセント電圧を直接供給するための、第１のケースにおいて、出力コンデンサの第１正電極と一次側回路の負の入力端子との間に接続、または第２のケースにおいて、一次側回路の負の入力端子と出力コンデンサの負電極との間に接続されるコンセント整流器の出力と、
を備える。
【００２６】
ＬＥＤライトアセンブリは、ＬＥＤランプまたはチューブの筐体に実装されてもよい。コンバータ負荷は、コンバータ出力電圧に結合される、複数のＬＥＤにより形成されてもよい。ＡＣコンセント電圧は、電力システム次第で、１１０Ｖから２４０Ｖの間にあってもよい。ＬＥＤランプの適用は、本共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの利点を示すのに、有用である。一の実施形態において、複数のＬＥＤは、約６０ＶのＤＣ電圧と１０Ｗの消費を必要とする可能性がある。１１０Ｖの米国のコンセントに直接接続される、ＬＥＤライトアセンブリにおける、従来の絶縁降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータは、一次側回路にて約１７０Ｖのピーク整流入力電圧を処理するために必要とされる可能性がある。しかし、本共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの一次側回路には、１７０Ｖから６０Ｖを引いた（すなわち、整流入力電圧からコンバータの出力電圧を引いた）約１１０Ｖを処理することだけが求められる。一次側回路にまたがるＤＣ電圧の低減は、半導体スイッチ等の、より小さく安価な部品の使用が可能であることを意味する。さらに、本共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータが１１０／２００×１０Ｗ＝５．５Ｗだけを伝達または供給することを必要とする一方で、従来の絶縁降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータは、必要となる１０Ｗの電力をランプのＬＥＤに伝達することが求められる。ＬＥＤ負荷への出力電力の４．５Ｗの余剰は、１１０ＶのＡＣコンセント源からコンセント整流器と入力コンデンサを介してコンバータの出力に直接供給される。
【００２７】
ガルバニック絶縁バリアにまたがる電気的短絡接続は、本共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータに、例えば、一次側回路にまたがる入力電圧の低減といった、注目に値する利益を提供することが、当業者に認識されるところである。これらの利益は、共振電力コンバータの半導体スイッチまたはスイッチにまたがる、ピークＡＣ電圧の著しい低減に起因するものである。ピークＡＣ電圧は、共振電力コンバータの共振ネットワークの中の共振波形によって、多くの場合、一次側回路の入力電圧と比べて、約３倍の大きさを持つ。さらに、共振電力コンバータは、半導体スイッチまたはスイッチのＺＶＳ／ＺＣＳ動作を確保し、入力電圧と比例する共振電流に依存することから、この共振電流によって起こる共振ネットワークの部品における抵抗性電力損失は、共振電流の二乗に比例する。したがって、共振ネットワークにおける総電力損失は、入力電圧に二乗に比例する。本発明による共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータによって提供される、一次側回路への入力電圧の低減から得られる、特に電力変換効率の向上に関する利点は、したがって、共振コンバータトポロジーにとりわけ有利なものとなる。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
本発明の好ましい実施形態は、添付の図面に関連して、より詳細に説明される。
【００２９】
【図１Ａ】本発明の第１の実施形態にかかる、共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータを示す電気回路概略図である。
【図１Ｂ】本発明の第１の実施形態にかかる、共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータを示す電気回路概略図である。
【図１Ｃ】本発明の第２の実施形態にかかる、共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの電気回路概略図である。
【図１Ｄ】本発明の第３の実施形態にかかる、共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの電気回路概略図である。
【図１Ｅ】本発明の第４の実施形態にかかる、共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの電気回路概略図である。
【図１Ｆ】本発明にかかる、共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータにおいて使用されてもよい第１コンバータコアの電気回路概略図である。
【図１Ｇ】本発明にかかる、共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータにおいて使用されてもよい第２コンバータコアの電気回路概略図である。
【図２Ａ】直列共振回路を有する、先行技術の絶縁Ｅ級共振ＤＣ−ＤＣコンバータの電気回路図である。
【図２Ｂ】本発明の第７の実施形態にかかる、直列共振回路を有する、Ｅ級共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの電気回路図である。
【図３Ａ】直列共振回路を有する、先行技術のトランスが結合する絶縁Ｅ級共振ＤＣ−ＤＣコンバータの電気回路図である。
【図３Ｂ】本発明の第８の実施形態にかかる、直列共振回路を有する、トランスが結合するＥ級共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの電気回路図である。
【図４Ａ】先行技術の絶縁ＳＥＰＩＣコンバータの電気回路図である。
【図４Ｂ】本発明の第９の実施形態にかかる、降圧ＳＥＰＩＣ共振ＤＣ−ＤＣコンバータの電気回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００３０】
図１Ａ、１Ｂおよび１Ｃは、本発明にかかる共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ１００ａ、１００ｂ、１００ｃの、２つの異なる実施形態の基本的な動作の特性を示す電気回路概略図である。第１の実施形態は、図１Ａおよび１Ｂに図示され、第２の実施形態は、図１Ｃに図示される。
【００３１】
図１Ａは、ガルバニック絶縁バリア１０７ｂを介して接続される、一次側回路および二次側回路を有する共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ１００ｂを示している。一次側回路は、入力電圧源または電源（不図示）からＤＣまたはＡＣ入力電圧Ｖｉｎを受けるための、正の入力端子１０２ｂと負の入力端子１０１ｂとを有する。入力コンデンサＣｉｎは、入力電力源または入力電圧源のためのエネルギーリザーバを形成するために、正の入力端子１０２ｂと負の入力端子１０１ｂとの間に電気的に接続される。一次側回路は、ガルバニック絶縁バリア１０７ｂの前に配置される、共振ネットワークの入力側１０６ｂを追加で有する。二次側回路は、出力端子１０４ｂにて、コンバータ出力電圧Ｖｏｕｔに電気的に接続される、第１電極を持つ出力コンデンサＣｏｕｔを有する。第１電極より低い電圧電位に置かれる出力コンデンサＣｏｕｔの第２電極は、ガルバニック絶縁バリア１０７ｂを横切って伸長する電気的短絡接続またはワイヤ１０９ｂを経由して、入力側回路にて、正の入力端子１０２ｂに接続される。出力コンデンサＣｏｕｔおよび入力コンデンサＣｉｎは、それぞれ、ＤＣまたはＡＣ入力電圧Ｖｉｎの間、すなわち出力端子１０４ｂおよび負の入力端子１０１ｂに結合される、入力電圧源または電源の正の端子と負の端子との間で直列接続またはカスケード接続される。電気的短絡接続１０９ｂの存在は、通常の共振絶縁ＤＣ−ＤＣ電力コンバータから、入力側回路と出力側回路の間のガルバニック絶縁がない本共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータへの変換を提供することが、当業者に理解されるところである。この変換プロセスにおいて、ＤＣまたはＡＣ入力電圧Ｖｉｎを受けるための、変換された本共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ１００ｂの入力電圧端子対それぞれは、図１Ａおよび図１Ｃに図示されるように、出力コンデンサＣｏｕｔの、第１のケースにおいては出力端子１０４ｂと負の入力端子１０１ｂとの間、または第２のケースにおいては正の入力端子１０２ｃと負電極１０３ｃとの間のどちらかに配置されるように、正の端子および負の端子１０２ｂ、１０１ｂの間の（すなわち、Ｃｉｎを横切る）最初の共振絶縁ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの入力電圧端子対が変更される。共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの実施形態１００ｂ、１００ｃは、固定された電圧降圧機能を持つ、くだんの本共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの動作の単一モードを提供するために、永続的に縦続接続された電気的短絡接続またはワイヤ１０９ｂ、１０９ｃを有してもよい。本ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの代替の実施形態において、電力コンバータ１００ｂ、１００ｃの、電気的短絡接続１０９ｂ、１０９ｃを介する一次側または二次側回路の結合または相互接続は、図１Ｄおよび１Ｅを参照して以下に述べる、さらなる詳細のように、電力コンバータ１００ｂ、１００ｃそれぞれが、動作の２つの別個で選択可能なモードを有してもよいよう、選択可能またはプログラム可能であってもよい。共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの実施形態１００ｂ、１００ｃの入力コンデンサＣｉｎおよび出力コンデンサＣｏｕｔはそれぞれ、一次側回路および二次側回路に付随する寄生キャパシタンスによってのみ形成されてもよいことが、当業者に理解されるところである。
【００３２】
降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ｂの電気負荷ＲＬは、これらの端子がＤＣ−ＤＣコンバータ１００ｂの出力端子対を形成するように、出力コンデンサを横切る出力端子１０４ｂと正の入力端子１０２ｂとの間に結合される。一次側回路は、先に述べた降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ｂの共振ネットワークの入力側１０６ｂを有しており、二次側回路は、共振ネットワークの出力側１０８ｂを有する。共振ネットワークは、くだんの特定のタイプのＤＣ−ＤＣコンバータによる多数の回路トポロジーを含んでもよいことが、当業者に認識されるところである。共振ネットワークは、少なくともエネルギーの蓄電および放電のための１つのインダクタを有するのが好ましいが、代わりにエネルギー蓄電のためのコンデンサを有するのみであってもよい。一般的に、コンバータ出力電圧Ｖｏｕｔを生成するために、共振ネットワークは、スイッチ制御信号に応じて、絶縁バリア１０７ｂを介した、入力電圧Ｖｉｎからの充電と出力コンデンサＣｏｕｔへの放電を交互に行うために構成される。一次側回路は、スイッチ制御信号に応じて入力電圧が変調されるように、例えばＭＯＳＦＥＴといったスイッチ制御信号に応じてオン状態とオフ状態との間で切り替えられる、少なくとも１つの半導体スイッチを有するのが好ましい。共振ネットワークを作動する半導体スイッチ構成のスイッチ制御信号の周波数は、いわゆるＶＨＦ型降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータを形成するために、３０ＭＨｚ以上であってもよい。スイッチ制御信号は、ＰＷＭ変調制御信号を含んでもよい。一次側回路は、最小の１つの半導体スイッチがオン状態の間に、入力コンデンサＣｉｎおよび／またはＤＣまたはＡＣ入力電圧Ｖｉｎから、エネルギーで充電されるインダクタを有してもよい。一次側回路のインダクタは、共振ネットワークの出力側１０８ｂおよびオフ状態の最小の１つの半導体スイッチの出力コンデンサＣｏｕｔを通して、引き続き放電してもよい。二次側回路は、コンバータ出力電圧ＶｏｕｔをＤＣ出力電圧として生成するため、出力コンデンサの前に、ダイオードベースの整流器または同期式整流器を有してもよい。
【００３３】
電気的短絡接続またはワイヤ１０９ｂが、出力コンデンサＣｏｕｔの第２電極と正の入力端子１０２ｂとを相互連絡させることよって、共振降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ｂの一次側回路と二次側回路との間のガルバニック絶縁を排除する一方で、図１Ｂに図示されるように、ＤＣ−ＤＣコンバータに全体にわたる多数の新しい利益を提供する。出力コンデンサＣｏｕｔおよび入力コンデンサＣｉｎの直列接続は、一次側回路が、先行技術の絶縁ＤＣ−ＤＣコンバータトポロジーにおける問題である、入力電圧源または電源により送達されるＤＣまたはＡＣ入力電圧Ｖｉｎ全体にではなく、Ｃｉｎを横切る入力電圧を引いたコンバータ出力電圧Ｖｏｕｔに抵抗することのみ必要とすることを意味する。一次側回路にまたがる低減された電圧は、その能動部品および受動部品の必要な最大電圧定格を低減させ、例えば、インダクタ、（Ｃｉｎを含む）コンデンサ、トランジスタおよびダイオードといった能動部品および受動部品を物理的に小型化、および／または低コスト化する。加えて、後者の部品の寿命は、より小さい電圧ストレスによって増える可能性がある。入力セクション１０６ｂおよび出力セクション１０８ｂにおいて、所定の電力量をコンバータの負荷ＲＬに供給するためにＤＣ−ＤＣコンバータ１００ｂを介して伝達される、より小さい電力量は、動作している半導体スイッチのために必要な電力を下げ、より低コストで物理的に小さい半導体の適用を可能にする。
【００３４】
共振ネットワーク１０６ｂ、１０７ｂ、１０８ｂを介して伝達される、電力量のこれらの有利な低減は、負荷ＲＬに供給された出力電力の残った一部が、入力コンデンサＣｉｎの充電の間に、ＤＣまたはＡＣ入力電圧源Ｖｉｎから出力コンデンサＣｏｕｔに直接伝達されるため、実現される。この電力伝達機構は、どのように二次側電流が出力コンデンサＣｏｕｔを充電し、コンバータの負荷ＲＬに出力電力を送達するかを示す第１出力電流路Ｉｃｏｎｖｅｒｔによって、図１Ｂに示される。二次側電流は、後者が負荷ＲＬで散逸されるように、ＡＣ成分１１３ａおよびＤＣ成分１１３ｂを含む。したがって、二次側電流は、従来の方式で、ＤＣまたはＡＣ入力電圧Ｖｉｎの電圧源から共振ネットワークを介して出力側回路に通じる出力電力を送達する。しかし、本ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ｂは、電流または電力を、電力コンバータ１００ｂを通ることなく、ＤＣまたはＡＣ入力電圧源から出力コンデンサＣｏｕｔおよび負荷ＲＬに直接送達する第２出力電流路も有する。この直接の電流は、図示されるように、ＡＣ入力電流路１１１ａによって出力コンデンサＣｏｕｔに送達されるＡＣ電流成分と、図示されるように、ＤＣ入力電流路１１１ｂによって負荷ＲＬに送達されるＤＣ電流成分とを含む。入力電流路のＡＣ電流成分１１１ａおよびＤＣ電流成分１１１ｂは、直接電流のＤＣ電流成分１１１ｂがコンバータにより処理されず残るように、短絡接続１０９ｂを通り、一次側回路１０６ｂの正および負の入力を通る。したがって、このＤＣ電流成分は、目立った電力損失なしに負荷ＲＬに直接供給される。
【００３５】
実際的な電気的短絡接続１０９ｂは特定の直流抵抗を有し、この直流抵抗の上限はコンバータ１００ｂの入力／出力電圧および／または電流要件によって変化することが、当業者に認識されるところである。電気的短絡接続は、１ｋΩより小さな、より好ましくは、１０Ωより小さい等の、１００Ωよりも小さな直流抵抗を有してもよい。他の実施形態において、直流抵抗が一方向において上記の上限よりも小さく、逆方向においてはるかに大きい直流抵抗を示す、すなわちダイオード特性のように、電気的短絡接続１０９ｂは、単方向の抵抗を有してもよい。
【００３６】  図１に図示される共振降圧ＤＣ−ＤＣコンバータトポロジーの代替の実施形態において、絶縁バリア１０７ｃを横切って伸長する電気的短絡接続またはワイヤ１０９ｃは、出力コンデンサＣｏｕｔの第１正電極を一次側回路の入力端子１０１ｃに接続する。その結果、正の入力端子１０２ｃにおける入力電圧Ｖｉｎから出力コンデンサＣｏｕｔの負電極１０３ｃにかけての、出力コンデンサＣｏｕｔと入力コンデンサＣｉｎの直列結合が確立される。出力コンデンサＣｏｕｔの負電極１０３ｃは、負の入力端子１０１ｃより低い電位にある。この方式において、電力コンバータ１００ｃへのＤＣまたはＡＣ入力電圧Ｖｉｎは、直列接続された入力コンデンサＣｉｎおよび出力コンデンサＣｏｕｔ全体にわたって再度適用される。コンバータ負荷ＲＬは、こちらも出力コンデンサを横切る、出力端子１０４ｃと端子１０３ｃとの間で結合される。さもなければ、共振電力コンバータ１００ｃのこの第２の実施形態の回路機能、電気的部品特性および部品価値は、共振電力コンバータ１００ｂの第１の実施形態のそれらと同一であってもよい。
【００３７】  図１Ｄは、本発明の第３の実施形態にかかる、共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ１００ｄを示す電気回路概略図である。共振電力コンバータ１００ｄのコンバータコア１０５ｄは、図１Ａおよび１Ｂに関連して上で述べられた、共振電力コンバータ１００ｂのコア１０５ｂと同一であってもよい。したがって、これらの異なる電力コンバータの実施形態１００ｂ、１００ｄの対応する特性は、比較を支援するように対応する参照符号／記号が付されている。本共振電力コンバータの実施形態１００ｄは、たとえば制御可能な半導体スイッチといった、ダイオードまたは動作している半導体ダイオード等の整流要素１１１ｄと関連して動作する、モード選択制御可能な半導体スイッチＳＷ１を有する。共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ１００ｄの動作は、以下に詳細が述べられる共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ１００ｅの動作と対応する。
【００３８】
図１Ｅは、本発明の第４の実施形態にかかる、共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ１００ｅの電気回路概略図である。共振電圧コンバータ１００ｅのコンバータコア１０５ｅは、図１Ｃに関連して上で述べられる、共振電力コンバータ１００ｃのコア１０５ｃと同一であってもよい。したがって、これらの異なる電力コンバータの実施形態１００ｃ、１００ｅの対応する特性は、比較を支援するように、対応する参照符号／記号が付されている。本共振電力コンバータの実施形態１００ｅは、たとえば制御可能な半導体スイッチといったダイオードまたは動作している半導体ダイオード等の整流要素１１１ｅと関連して動作する、モード選択制御可能な半導体スイッチＳＷ１を有する。整流要素１１１ｅは、電力コンバータの負の入力端子１０９ｅを出力コンデンサＣｏｕｔの第１正電極に接続する、短絡接続またはワイヤ１０９ｅに挿入される。後者の短絡接続は、先に述べられた共振電力コンバータ１００ｃの短絡接続１０９ｃに対応する。したがって、整流要素１１１ｅが順方向にバイアスされる時に、短絡ワイヤ１０９ｅは、わずかな電圧低下の可能性があるが、直列の出力コンデンサＣｏｕｔおよび入力コンデンサＣｉｎを、共振電力コンバータ１００ｅの入力電圧Ｖｉｎ端子１０４ｅ、１０３ｅの間に効果的に配置する。一方で、整流要素１１１ｅが逆方向にバイアスされる時に、短絡ワイヤ１０９ｅを介するＣｏｕｔおよびＣｉｎの直列結合は、共振電力コンバータ１００ｅの一次側回路と二次側回路との間の電気的接続を切るために、遮断または切断される。
【００３９】
モード選択制御可能な半導体スイッチＳＷ１は、負の入力端子１０１ｅと出力コンデンサの第２負電極１０３ｅとの間に結合され、これらの端子１０１ｅ、１０３ｅの間の電気的接続を選択的に切り離し、閉じるために構成される。スイッチＳＷ１は、窒化ガリウム（ＧａＮ）または炭化ケイ素（ＳｉＣ）トランジスタ等の、１以上のＢＪＴ、ＦＥＴ、ＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴを有してもよい。ＳＷ１は、スイッチＳＷ１のゲートまたはベース端子に適用される、適した制御電圧による端子１０１ｅ、１０３ｅの間の電気的接続を接続および切断するために、導通またはオン状態、および非導通またはオフ状態それぞれの間で切り替えられてもよい。本共振電力コンバータ１００ｅと一体化または結合されるモード制御回路（不図示）は、この制御電圧をＳＷ１に供給してもよい。
【００４０】
モード選択制御可能な半導体スイッチＳＷ１が、（図示されるように）非導通またはオフ状態に配置される場合、ＣｏｕｔコンデンサおよびＣｉｎコンデンサの負の端子は切断され、整流要素１１１ｅが順方向にバイアスされる。したがって、入力コンデンサＣｉｎおよび出力コンデンサＣｏｕｔは、整流要素１１１ｅを介して、直列に接続される。ＤＣまたはＡＣ入力電圧Ｖｉｎが、出力コンバータを充電するために、先に述べた電力コンバータの入力電流がＣｉｎを通りＣｏｕｔへ直接流れ込むことを許す出力電圧Ｖｏｕｔより大きいため、整流要素１１１ｅは順方向にバイアスされる。したがって、それが上で述べた図１Ｃの共振電力コンバータ１００ｃとして、すなわち共振降圧非絶縁ＤＣ−ＤＣ電力コンバータとして、大きく機能する場合に、共振電力コンバータ１００ｅは、動作の第１モードに配置される。制御可能な半導体スイッチＳＷ１を導通またはオン状態に配置することで、本共振電力コンバータの実施形態１００ｅは、動作の第２モードに切り替えられる。動作の第２状態において、整流要素１１１ｅは逆方向にバイアスされ、負のコンデンサ端子１０１ｅ、１０３ｅの間の電気的接続によって非導通となる。したがって、第１モードにおける、入力コンデンサＣｉｎおよび出力コンデンサＣｏｕｔの（整流要素１１１ｅを通る）上記の直列接続は、切り離されるまたは開かれる。共振電力コンバータ１００ｅの動作の、この第２モードにおいて、整流要素１１１ｅの存在が原因となって、一次および二次側回路の間に未だガルバニック絶縁バリアのない状態であるにもかかわらず、それは通常の共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータとして大きく動作する。
【００４１】
本共振電力コンバータ１００ｅのモード切替特性、すなわち第１モードから第２モードへ、またはその逆は、いくつかの有益性をともなう。モード選択特性は、ＳＷ１の制御端子の適切な制御によって本共振電力コンバータ１００ｅを、コンバータ１００ｅの動作中に、第１および第２モードの間で動的に切り替えるために使用されてもよい。動的モード切替特性は、共振電力コンバータ１００ｅの入力電圧範囲を増大する。これらの有益性を示すために、ＤＣ入力電圧範囲を１０〜２０Ｖ、またＤＣ出力電圧範囲を１０Ｖとして設計した通常の共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータが検討される。この通常のＤＣ−ＤＣ電力コンバータが、本共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータとして変換または構成される場合、ＤＣ入力電圧範囲は、作動中の共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの第１モードおよび第２モードの両方を利用することで、１０〜３０Ｖにまで増大してもよい。したがって、共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータは、入力電圧波形に応じて、動作の第１および第２モードの間で、動的に切り替えられる。共振電力コンバータは、一般的に、非共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータと比べ、制限された、または限られたＤＣ入力電圧範囲による不利があるため、動的モード切替特性により実現されるＤＣ入力電圧範囲の増大は、特に有利である。動的モード切替特性の別の利点は、共振電力コンバータ１００ｅの力率（ＰＦ）の向上である。スイッチモード電力コンバータまたは電源の力率は、０．９より大きい等の、最小力率に関する規制要求が存在してもよい場合に、ＬＥＤランプ等の多数の適用における重要なパフォーマンス評価の尺度である。この特性は、コンバータが、整流された５０／６０Ｈｚコンセント電圧の波形におけるＡＣ変化量等のコンバータへの入力電圧のＡＣ変化量を追跡することを許可するため、動的モード切替特性によってＰＦの向上が実現される。
【００４２】
動作の第１および第２モードの共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ１００ｅにおける入力電流の流れは、第１ＤＣ入力電流路１１１ｂ１および第２ＤＣ入力電流路１１１ｂ２によって示される。ＤＣ入力電流が、ダイオード１１１ｅを通り、コンバータ負荷ＲＬを通って流れる場合に、コンバータ１００ｅの動作の第１モード、すなわち降圧機能性が選択されると、入力電流は、第１ＤＣ入力電流路１１１ｂ１を通って流れる。ダイオード１１１ｅがブロッキングであり、ＤＣ入力電流路が、コンバータ負荷を通過せずに、コンバータの負のレールまたは端子１０３ｄへＳＷ１を通って流れる場合に、コンバータ１００ｅの動作の第２モード、すなわちＳＷ１が導通状態であり普通の変換機能が動作するモードが選択されると、入力電流は第２ＤＣ入力電流路１１１ｂ２を通って流れる。
【００４３】
図１Ｆは、図１Ａ、１Ｂ、１Ｃ、１Ｄおよび１Ｅそれぞれにおいて示される、降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの実施形態１００ｂ、１００ｃ、１００ｄ、１００ｅそれぞれのコンバータコア１０５ｂ、１０５ｃ、１０５ｄ、１０５ｅとして使用されてもよい、第１コンバータコア１０５ｆの電気回路概略図である。第１コンバータコア１０５ｆは、複数の分割共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータコア１１０ｆを有する。別個の共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータコア１１０ｆそれぞれは、ガルバニック絶縁バリア１０７ｆを介して共振ネットワークの出力側１１３に結合される、共振ネットワークの入力側１１１を有する。共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータコア１１０ｆの入力側１１１は、並列または直列に接続されてもよい。共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータコア１１０ｆの出力側１１３は、同様に、並列または直列に接続されてもよい。複数の入力側１１１の並列化および／または１以上の出力側１１３の並列化は、第１コンバータコア１０５ｆを使用する、降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの電力定格を増大させる。別個の共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータコア１１０ｆそれぞれは、図２、３および４を参照して以下に述べられる、先行技術の共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータコアの１つを有してもよいことが、当業者により理解されるところである。
【００４４】
図１Ｇは、図１Ａ、１Ｂ、１Ｃ、１Ｄおよび１Ｅそれぞれにおいて示される、降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの実施形態１００ｂ、１００ｃ、１００ｄ、１００ｅそれぞれのコンバータコア１０５ｂ、１０５ｃ、１０５ｄ、１０５ｅとして使用されてもよい、第２コンバータコア１０５ｇの電気回路概略図である。第２コンバータコア１０５ｇは、複数の別個の共振電力インバータ１１４ｇを有する。別個の共振電力インバータコア１１４ｇそれぞれは、ガルバニック絶縁バリア１０７ｇを介して、共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータコア１０５ｇの１以上の整流器１１７に結合される、共振ネットワークの入力側１１５を有する。別個の共振電力インバータコア１１４ｇは、並列または直列に接続されてもよい。同様に、１以上の整流器１１７の出力側それぞれもまた、並列または直列に接続されてもよい。しかし、ガルバニック絶縁は、１以上の整流器１１７が直列に接続される場合には、これらの間に挿入されてもよい。
【００４５】
図２Ａは、インダクタＬ２およびコンデンサＣ１を含む直列共振ネットワークまたは回路を有する、先行技術の絶縁Ｅ級共振ＤＣ−ＤＣコンバータ２００の電気回路図である。先行技術のＥ級共振コンバータは、ガルバニック絶縁バリア２０７を介して接続される、一次側回路および二次側回路を有する。一次側回路は、電圧源または電力源（不図示）から、ＤＣまたはＡＣ入力電圧Ｖｉｎを受けるための、正の入力端子２０２および負の入力端子２０１を有する。入力コンデンサＣｉｎは、電圧源のためのエネルギーリザーバを形成するため、正の入力端子２０２と負の入力端子２０１との間に電気的に接続される。コンバータコア２０５は、第１および第２の直列接続インダクタＬ１およびＬ２と、Ｌ１とＬ２との間の中間点ノードに接続されるドレイン端子を持つ、ＭＯＳＦＥＴスイッチＳ（または別の適切なタイプの半導体スイッチ）を有する半導体スイッチ構成を含む、共振ネットワークを有する。一次側回路は、結合するコンデンサＣ１およびＣ２により形成される、絶縁バリア２０７の前に配置される。二次側回路は、出力端子２０４にて、コンバータ出力電圧Ｖｏｕｔに電気的に接続される、第１電極を持つ出力コンデンサＣｏｕｔを有する。出力コンデンサＣｏｕｔの第２負電極は、コンバータ出力電圧の負の端子２０３に結合される。絶縁Ｅ級共振ＤＣ−ＤＣコンバータ２００の負荷は、負荷抵抗器ＲＬによって概略的に図示され、正および負の出力端子２０４、２０３の間で結合する。
【００４６】
図２Ｂは、本発明の第７の実施形態にかかる、直列共振回路を有する、Ｅ級共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ２００ｃの電気回路図である。Ｅ級共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ２００ｃは、コンバータ２００ｃのガルバニック絶縁バリア２０７ｃを横切って伸長する、電気的短絡接続２０９ｃの挿入または追加による、上記の先行技術の絶縁Ｅ級共振ＤＣ−ＤＣコンバータ２００を変換することによって取得されてもよい。ガルバニック絶縁バリア２０７ｃは、直列コンデンサＣ１およびＣ２を有する。電気的短絡接続２０９ｃは、負の入力端子２０１ｃと出力コンデンサＣｏｕｔの第１正電極２０４ｃとを電気的に接続する。第１正電極２０４ｃは、コンバータ出力電圧Ｖｏｕｔにも電気的に接続される。図１Ｃに関連して述べたとおり、電気的短絡接続またはワイヤ２０９ｃは、ＤＣまたはＡＣ入力電圧Ｖｉｎを横切って、出力コンデンサＣｏｕｔおよび入力コンデンサＣｉｎを直列またはカスケードに効果的に配置する。したがって、負荷抵抗器ＲＬによって概略的に示されるコンバータ負荷は、出力コンデンサＣｏｕｔを横切って並列に結合される。ガルバニック絶縁バリア２０７ｃの直列コンデンサＣ２は、ＤＣ電流が、出力コンデンサＣｏｕｔの第２負電極２０３ｃから流れ出して負の入力端子２０１ｃに戻ることを防ぐことが、当業者に理解されるところである。このように、ＤＣ電流は、電気的短絡接続２０９ｂを通過するように導かれる、または通過させられて、入力コンデンサＣｉｎに戻される。このように、変換によって電気的にバイパスされるにもかかわらず、絶縁バリア２０７ｃは、本Ｅ級共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ２００ｃの動作にとって重要であり、そうでなければ、ノード２０１ｃ、２０３ｃおよび２０４ｃは、コンバータ入力においての短絡接続の原因となる、電気的直接接続をする。
【００４７】
コンバータ２００ｃのコンバータコア２０５ｃの直列共振ネットワークは、電力コンバータ２００ｃの共振電流を増大および／または共振周波数を調整／微調整するために、上記の第１および第２の接続されたインダクタＬ１およびＬ２に加えて、ＭＯＳＦＥＴスイッチＳのドレインおよびソース端子を横切って配置されるコンデンサ（ＣＳ）を有してもよい。同様に、さらなるコンデンサＣＤは、電力コンバータ２００ｃの二次部分のデューティサイクル、すなわちＥ級整流器を調整するために、整流ダイオードＤを横切って配置されてもよい。コンバータ２００ｃの作動中、直列共振ネットワークが、ガルバニック絶縁２０７ｃを介して、またインダクタＬ３とダイオードＤを有する整流回路を介して、ＤＣまたはＡＣ入力電圧Ｖｉｎからの充電と出力コンデンサＣｏｕｔへの放電を交互に行うように、直列共振ネットワークは、ＭＯＳＦＥＴスイッチＳによって作動される。
【００４８】
図３Ａは、直列共振回路を有する、先行技術のトランスで絶縁したＥ級共振ＤＣ−ＤＣコンバータ３００の電気回路図である。コンバータ３００のコンバータコア３０５は、少なくともインダクタＬ２およびＬ３、コンデンサＣＳおよびＣ１を含む直列共振回路を有する。先行技術のＤＣ−ＤＣコンバータ３００は、トランス３０８により提供される、ガルバニック絶縁バリア３０７を介して接続される、一次側回路と二次側回路とを有する。一次側回路は、電圧源または電源（不図示）からＤＣまたはＡＣ入力電圧Ｖｉｎを受けるための、正の入力端子３０２と負の入力端子３０１とを有する。入力コンデンサＣｉｎは、入力電圧源のためのエネルギーリザーバを形成するために、正の入力端子３０２および負の入力端子３０１に電気的に接続される。一次側回路は、少なくともインダクタＬ２およびコンデンサＣＳとＣ１とを有する直列共振ネットワークまたは回路の一部を追加的に有する。第１インダクタＬ１は、正の入力端子３０２と結合される第１端と、本電力コンバータ３００のスイッチ構成を形成するＭＯＳＦＥＴスイッチＳのドレイン端子に結合される第２端を持つ。電力コンバータ３００の二次側回路は、出力端子３０４にて、コンバータ出力電圧Ｖｏｕｔに電気的に接続される、第１電極を持つ出力コンデンサＣｏｕｔを有する。出力コンデンサＣｏｕｔの第２負電極は、コンバータ出力電圧の負の端子３０３に結合される。電気的または電力コンバータ負荷は、負荷抵抗器ＲＬによって概略的に示され、先行技術のＤＣ−ＤＣコンバータ３００の正および負の出力端子３０４、３０３の間に結合される。二次側回路は、上記のトランス３０８の第２トランス巻線に接続される、第３インダクタＬ３をさらに有する。第２トランス巻線は、整流ダイオードＤのカソードに結合される第１端と、出力コンデンサＣｏｕｔの正電極に結合される第２端とを有する。整流ダイオードＤは、第２トランス巻線により生成されたＡＣ電流を整流し、正および負の出力端子３０４、３０３の間のコンバータ出力電圧として、ＤＣ電圧を生成する。電気的または電力コンバータ負荷は、正および負の出力端子３０４、３０３の間で結合する、負荷抵抗器ＲＬによって概略的に示される。
【００４９】
図３Ｂは、本発明の第８の実施形態にかかる、トランスが結合するＥ級共振降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ３００ｃの電気回路図である。降圧ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ３００ｃは、トランス３０８ｂにより形成されるガルバニック絶縁バリアを横切って伸長する電気的短絡接続３０９ｃの挿入または追加による、上記の先行技術の共振絶縁ＤＣ−ＤＣコンバータ３００を変換することによって取得されてもよい。トランス３０８ｂは、磁気的に結合される、巻線の上部に黒点で表される、極性反転する第１および第２のトランス巻線を有する。コンバータ３００のコンバータコア３０５ｃは、少なくともインダクタＬ２およびＬ３、コンデンサＣＳおよびＣ１を有する、直列共振ネットワークまたは回路を有する。コンバータ３００ｃの作動中、直列共振ネットワークが、ガルバニック絶縁３０７ｃを介して、またダイオードＤを有する整流回路を介して、ＤＣまたはＡＣ入力電圧Ｖｉｎからの充電と出力コンデンサＣｏｕｔへの放電を交互に行うように、直列共振ネットワークは、ＭＯＳＦＥＴスイッチＳによって作動される。
【００５０】  後者の電極もコンバータ出力電圧を供給する場合に、電気的短絡接続３０９ｃは、一次側回路の負の入力端子３０１ｃと出力コンデンサＣｏｕｔの第１正電極３０４ｃとを接続する。図１Ｃに関連して述べられたように、電気的短絡接続またはワイヤ３０９ｃは、ＤＣまたはＡＣ入力電圧Ｖｉｎへの正および負の接続を横切って、出力コンデンサＣｏｕｔおよび入力コンデンサＣｉｎを効果的に直列またはカスケードに配置する。したがって、負荷抵抗器ＲＬによって概略的に示されるコンバータ負荷は、出力コンデンサＣｏｕｔの正および負の電極を横切るコンバータ出力電圧の間で結合する。トランスの結合は、ＤＣ電流が、出力コンデンサＣｏｕｔの第２負電極３０３ｃから流れて、一次側回路の負の入力端子３０１ｃに戻ることを防ぐことが、当業者に理解されるところである。 
【００５１】
図４Ａは、先行技術の絶縁シングルエンド一次インダクタコンバータ（ＳＥＰＩＣ）４００の電気回路図である。先行技術のＳＥＰＩＣ４００は、ガルバニック絶縁バリア４０７を介して接続される一次側回路と二次側回路とを有する。一次側回路は、電圧源または電源（不図示）からＤＣまたはＡＣ入力電圧Ｖｉｎを受けるための正の入力端子４０２と負の入力端子４０１とを有する。入力コンデンサＣｉｎは、入力電圧源のためのエネルギーリザーバを形成するために、正の入力端子４０２と負の入力端子４０１との間に電気的に接続される。コンバータ４００のコンバータコア４０５は、ＤＣまたはＡＣ入力電圧Ｖｉｎに結合される第１ノードと、ＭＯＳＦＥＴスイッチＳのドレイン端子に結合される第２ノードとを持つ第１インダクタＬ１を含む、直列共振回路を有する。スイッチ構成のＭＯＳＦＥＴスイッチＳのソース端子は、負の入力端子４０１に結合される。先行技術のＳＥＰＩＣ４００は、共振型電力コンバータであって、コンバータの共振周波数は、第１および第２のインダクタＬ１、Ｌ２と、コンデンサＣＳとＣＤとを有するコンバータコア４０５の共振ネットワークによって決定される。一次側回路は、コンバータコア４０５の内部でガルバニック絶縁バリア４０７の前に配置され、結合するコンデンサＣ１およびＣ２により形成される。二次側回路は、正の出力端子４０４にてコンバータ出力電力Ｖｏｕｔに電気的に接続される第１電極を持つ、出力コンデンサＣｏｕｔを有する。出力コンデンサＣｏｕｔの第２負電極は、コンバータ出力電圧の負の端子４０３に結合される。整流ダイオードＤは、正および負の出力端子４０４、４０３の間のコンバータ出力電圧ＶｏｕｔがＤＣ電圧となるように、第２インダクタＬ２により生成されるＡＣ電流を整流して、出力コンデンサＣｏｕｔを充電する。負荷抵抗器ＲＬによって示されるＳＥＰＩＣ４００のコンバータ負荷は、正および負の出力端子４０４、４０３の間で結合される。
【００５２】
図４Ｂは、本発明の第９の実施形態にかかる、ＳＥＰＩＣ４００ｃの電気回路図である。ＳＥＰＩＣ４００ｃは、ＳＥＰＩＣ４００ｃのガルバニック絶縁バリア４０７ｃを横切って伸長する電気的短絡接続４０９ｃの挿入または追加による、上記の先行技術のＳＥＰＩＣ４００を変換することによって取得されてもよい。ガルバニック絶縁バリア４０７ｃは、上で述べた絶縁ＳＥＰＩＣ４００において二次側回路と一次側回路との間にＤＣ電流が流れることを防ぐ、直列コンデンサＣ１およびＣ２を有する。本ＳＥＰＩＣ４００ｃにおいて、電気的短絡接続４０９ｃは、負の入力端子４０１ｃと出力コンデンサＣｏｕｔの正電極４０４ｃとを電気的に接続する。図１Ａと１Ｂとに関連して述べたように、電気的短絡接続またはワイヤ４０９ｃは、一次および二次側回路の間のガルバニック絶縁がバイパスされるように、または排除されるように、出力コンデンサＣｏｕｔおよび入力コンデンサＣｉｎを、ＤＣまたはＡＣ入力電圧Ｖｉｎへの正および負の接続を横切って、効果的に直列またはカスケードに配置する。負荷抵抗器ＲＬによって概略的に示される電気的または電力コンバータ負荷は、出力端子４０４ｃでコンバータ出力電圧Ｖｏｕｔと出力コンデンサの負電極４０３ｃに結合される。ガルバニック絶縁バリア４０７ｂの直列コンデンサＣ２は、ＤＣ電流が、出力コンデンサＣｏｕｔの第２負電極４０３ｂから流れて、一次側回路の負の入力端子４０１ｂに直接戻らないようにすることが、当業者に理解されるところである。ＳＥＰＩＣ４００ｃは、第１および第２のインダクタＬ１およびＬ２と、コンデンサＣｓおよびＣＤを含む、上で述べた共振ネットワークを持つ、コンバータコア４０５ｃを有する。コンバータ４００ｃの作動中、直列共振ネットワークが、ガルバニック絶縁４０７ｃを介して、またダイオードＤを有する整流回路を介して、ＤＣまたはＡＣ入力電圧Ｖｉｎからの充電と出力コンデンサＣｏｕｔへの放電を交互に行うように、直列共振ネットワークは、ＭＯＳＦＥＴスイッチＳによって作動される。ＭＯＳＦＥＴスイッチＳのドレインおよびソース端子を横切って接続または配置されるコンデンサＣＳは、任意のものであるが、共振ネットワークＳＥＰＩＣ４００ｃの共振電流を増大および／または共振周波数を調整／微調整するために、有用となる可能性がある。ＳＥＰＩＣ４００ｃのいつくかの実施形態において、コンデンサＣＳは、ＭＯＳＦＥＴ  Ｓの寄生キャパシタンスのみによって形成されてもよい。任意のコンデンサＣＤは、電力コンバータ４００ｃのデューティサイクルを調整するために、整流ダイオードＤを横切って配置されてもよい。
【図１Ａ】
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【図１Ｂ】
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【図１Ｃ】
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【図１Ｄ】
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【図１Ｅ】
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【図１Ｆ】
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【図１Ｇ】
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【図２Ａ】
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【図２Ｂ】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
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