(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
モータのすべり角周波数を操作してモータを制御するモータ制御方法であって、
前記モータに供給される電流が前記モータの電流指令値に収束するように定められたゲインに応じて、前記モータの電圧指令値を演算する演算ステップと、
前記モータの電圧指令値と前記すべり角周波数とに基づいて前記モータに供給される電力を制御する電力制御ステップと、を含み、
前記演算ステップにおいて、前記モータの角周波数が高い領域で振幅を大きくするフィルタ処理を施すことにより、前記モータの回転速度に応じて前記ゲインを下げる、ことを特徴とするモータ制御方法。
【請求項２】
請求項１に記載のモータ制御方法であって、
前記演算ステップにおいて、前記モータの回転速度が低い場合には、前記モータの回転速度が高い場合に比べて前記ゲインを小さくする、
モータ制御方法。
【請求項３】
請求項２に記載のモータ制御方法であって、
前記演算ステップにおいて、前記モータの回転速度が低くなるほど、前記ゲインを小さくする、
モータ制御方法。
【請求項４】
請求項１から請求項３までのいずれか１項に記載のモータ制御方法であって、
前記フィルタ処理のカットオフ周波数は、前記モータの運転状態に応じて設定される、
モータ制御方法。
【請求項５】
請求項１から請求項４までのいずれか１項に記載のモータ制御方法であって、
前記演算ステップは、前記モータの電流指令値と前記モータに生じる外乱と前記ゲインとに基づいて、前記モータの電圧指令値を演算する、
モータ制御方法。
【請求項６】
請求項１から請求項５までのいずれか１項に記載のモータ制御方法であって、
前記演算ステップは、
前記モータの目標トルクに基づいて前記モータの電流指令値を演算する電流演算ステップと、
前記モータの電流指令値に基づいて前記すべり角周波数を演算するすべり角演算ステップと、を含む、
モータ制御方法。
【請求項７】
請求項１から請求項６までのいずれか１項に記載のモータ制御方法であって、
前記ゲインは、前記モータの運転状態に応じて設定される、
モータ制御方法。
【請求項８】
モータを制御するモータ制御装置であって、
前記モータに供給される電流を検出するセンサと、
前記センサにより検出される電流が前記モータの電流指令値に収束するように定められたゲインに応じて、前記モータの電圧指令値を演算する演算部と、
前記モータのすべり角周波数を制御するすべり角制御部と、
前記すべり角周波数と前記電圧指令値とに基づいて、前記モータに供給される電力を制御する電力供給部と、を含み、
前記演算部は、前記モータの角周波数が高い領域で振幅を大きくするフィルタ処理を施すことにより、前記モータの回転速度に応じて前記ゲインを下げる、
ことを特徴とするモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電気で駆動するモータを制御するモータ制御装置及びモータ制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
誘導モータに供給する三相交流電流を電源角周波数に同期する直交２軸座標系に変換し、変換後の磁束電流及びトルク電流を調整することにより誘導モータのトルクを制御するベクトル制御が知られている（例えば、非特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００３】
【非特許文献１】内藤治夫編著「実用モータドライブ制御系設計とその実際」、初版、日本テクノセンター、２００６年２月２０日、ｐ１９１−２３０
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上述のようなベクトル制御では、誘導モータの温度や動作点の変化によって誘導モータが有する巻線抵抗などのパラメータが指令値演算用の定数からずれてしまうと、電流制御系の安定余裕が不足して誘導モータを制御する性能が悪化することがある。
【０００５】
本発明は、このような問題点に着目してなされた。本発明の目的は、モータが有するパラメータのズレに起因する制御性能の悪化を抑制するモータ制御装置及びその制御方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明は以下のような解決手段によって上述の課題を解決する。
【０００７】
本発明のある態様によれば、モータのすべり角周波数を操作してモータの駆動を制御するモータ制御方法は、前記モータに供給される電流が前記モータの電流指令値に収束するように定められたゲインに応じて、前記モータの電圧指令値を演算する演算ステップを含む。さらにモータ制御方法は、前記モータのすべり角周波数と前記電圧指令値とに基づいて前記モータに供給する電圧を制御する供給制御ステップを含む。前記演算ステップにおいて、前記モータの角周波数が高い領域で振幅を大きくするフィルタ処理を施すことにより、前記モータの回転速度に応じて前記ゲインを下げることを特徴とする。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、モータの回転状態に応じて演算ステップでのゲインを下げることにより、電流制御系の安定余裕を十分に確保することができるようになる。特に、指令値の演算に用いられるパラメータのズレ量が大きくなって安定余裕が不足しやすくなるモータ回転速度においてゲインを下げることが可能になるので、パラメータのズレに起因するモータの制御性能の悪化を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】図１は、本発明の第１実施形態におけるモータ制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２Ａ】図２Ａは、一般的な電流制御系においてモータが低回転速度で駆動しているときの安定余裕の一例を示す説明図である。
【図２Ｂ】図２Ｂは、本実施形態のモータ制御装置における安定余裕の一例を示す説明図である。
【図３】図３は、本実施形態のモータ制御装置においてモータに外乱が生じたときのモータ１の収束性を示す説明図である。
【図４Ａ】図４Ａは、モータの電流検出値を用いてすべり角周波数を制御したときの安定余裕の一例を示す説明図である。
【図４Ｂ】図４Ｂは、モータの電流指令値を用いてすべり角周波数を制御したときの安定余裕の一例を示す説明図である。
【図５】図５は、本実施形態におけるモータ制御方法の一例を示すフローチャートである。
【図６】図６は、本発明の第２実施形態におけるモータ制御装置の構成を示す構成図である。
【図７】図７は、モータ回転速度に応じて比例ゲインを下げるための電流補償データを示すボード線図である。
【図８】図８は、本実施形態におけるモータ制御方法の一例を示すフローチャートである。
【図９】図９は、パラメータ変動を考慮せずにオフセット周波数を設定したときの安定余裕の一例を示す説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、添付された図面を参照しながら本発明の実施形態について説明する。
【００１１】
（第１実施形態）
図１は、本発明の第１実施形態におけるモータ制御装置１００の基本構成を示すブロック図である。
【００１２】
モータ制御装置１００は、誘導電動機であるモータ１の駆動を制御する制御装置である。モータ制御装置１００は、例えば、ハイブリッド車や電気自動車に搭載される。
【００１３】
モータ制御装置１００は、ベクトル制御を用いて、モータ１に供給すべき電流を示す電流指令値に基づき、モータ１に供給される電圧を制御してモータ１に交流電力を供給する。
【００１４】
モータ制御装置１００は、すべり角周波数制御部１０と、電流偏差演算部２０と、ＦＢ制御部３０と、電力供給部４０とを含む。
【００１５】
すべり角周波数制御部１０は、モータ１に供給される電流に関する指令値又は検出値に基づいて、モータ１のすべり角周波数を制御する。
【００１６】
すべり角周波数制御部１０は、電流指令値として、３相交流座標系から直交２軸（γ-δ軸）座標系に座標変換された電流指令ベクトルを取得する。電流指令ベクトルは、直交２軸座標系におけるγ軸の電流指令値である励磁電流指令値ｉγ*と、δ軸の電流指令値
であるトルク電流指令値ｉδ*とによって表わされる。
【００１７】
また、すべり角周波数制御部１０は、電力供給部４０からモータ１に供給される３相交流電流の励磁成分（γ軸成分）及びトルク成分（δ軸成分）として、励磁電流値ｉγ及び
トルク電流値ｉδを取得する。励磁電流値ｉγ及びトルク電流値ｉδは、モータ１に供給
された３相交流電流を直交２軸座標系に変換した電流ベクトルを表わす。
【００１８】
すべり角周波数制御部１０は、励磁電流指令値ｉγ*及びトルク電流指令値ｉδ*と、
励磁電流値ｉγ及びトルク電流値ｉδとのうち、いずれか一方の電流ベクトルに基づいて
すべり角周波数を演算する。具体的には、すべり角周波数制御部１０は、モータ１に備えられた回転子巻線の抵抗値やインダクタンス値などの定数を用いてすべり角周波数を算出する。
【００１９】
すべり角周波数制御部１０は、算出したすべり角周波数をモータ１の電気角周波数に加算することにより、励磁電流値ｉγ及びトルク電流値ｉδを直交２軸座標系から三相交流
座標系へ座標変換するための電源角周波数を算出する。すべり角周波数制御部１０は、すべり角周波数を含む電源角周波数を電力供給部４０に出力する。
【００２０】
電流偏差演算部２０は、モータ１の電流指令値と、モータ１に供給される電流の検出値との差分である電流偏差を演算する。すなわち、電流偏差演算部２０は、モータ１に供給される電流の検出値をモータ１の電流指令値にフィードバックする。
【００２１】
本実施形態では、電流偏差演算部２０は、励磁電流指令値ｉγ*から励磁電流値ｉγを
減算した値を励磁電流偏差Δｉγとして算出すると共に、トルク電流指令値ｉδ*から及
びトルク電流値ｉδを減算した値をトルク電流偏差Δｉδとして算出する。電流偏差演算
部２０は、励磁電流偏差Δｉγ及びトルク電流偏差ΔｉδをＦＢ制御部３０に出力する。
【００２２】
ＦＢ制御部３０は、電流偏差演算部２０からの電流偏差がゼロに収束するようにモータ１の電圧指令値を制御する電流制御系を構成する。例えば、ＦＢ制御部３０は、モータ１の少なくとも固定子側のモデルを利用した外乱オブザーバと、比例制御（Ｐ補償器）とを組み合わせた電流制御系によって構成される。あるいは、ＦＢ制御部３０は、非特許文献１に開示されているようなタスキ掛け積分器を含むＰＩ補償器によって構成されるものであってもよい。
【００２３】
ＦＢ制御部３０は、電流偏差演算部２０からの電流偏差がゼロに収束するように、モータ１の励磁電圧指令値ｖγ*及びトルク電圧指令値ｖδ*を演算する。本実施形態では、ＦＢ制御部３０は、モータ１に生じる外乱成分がゼロとなるように、励磁電圧指令値ｖγ*及びトルク電圧指令値ｖδ*を補正する。
【００２４】
すなわち、ＦＢ制御部３０は、モータ１に供給される電流の検出値と電流指令値との電流偏差がゼロに収束するように、モータ１に生じる外乱に応じてモータ１の電圧指令値を演算する。ＦＢ制御部３０は、外乱演算器３１と、外乱補償器３２と、電流ＦＢ補償器３００とを含む。
【００２５】
外乱演算器３１は、モータに供給される電流の検出値に基づいて、外乱オブザーバの原理に従ってモータ１に生じる電圧の外乱成分を演算する。本実施形態では、外乱演算器３１は、モータ１の電圧に生じる歪み成分を抽出するモデルを用いて、モータ１に生じる電圧の外乱成分を推定する。具体的には、外乱演算器３１は、モータ１の回転子巻線及び固定子巻線の抵抗値やインダクタンス値などの定数を用いて外乱成分を算出する。
【００２６】
例えば、外乱演算器３１は、励磁電流値ｉγ及びトルク電流値ｉδに基づきモータ１の
励磁電圧及びトルク電圧を推定し、推定した励磁電圧と励磁電圧指令値ｖγ*との差分である励磁電圧偏差と、推定したトルク電圧とトルク電圧指令値ｖδ*との差分であるトルク電圧偏差とを算出する。さらに外乱演算器３１は、励磁電流値ｉγに基づいてモータ１
に供給される電流のトルク成分に起因する励磁電圧への干渉成分を算出すると共に、トルク電流値ｉδに基づいてモータ１に供給される電流の励磁成分に起因するトルク電圧への
干渉成分を算出する。また外乱演算器３１は、励磁電流値ｉγに基づいてモータ１のトル
ク電圧に合成される逆起電力成分を算出する。
【００２７】
そして、外乱演算器３１は、励磁電圧偏差と励磁電圧への干渉成分とに基づいて励磁電圧歪み成分Δｖγを算出すると共に、トルク電圧偏差とトルク電圧への干渉成分及び逆起電力成分とに基づいてトルク電圧歪み成分Δｖδを算出する。外乱演算器３１は、励磁電圧歪み成分Δｖγ及びトルク電圧歪み成分Δｖδを、モータ１に生じる電圧の外乱成分として外乱補償器３２に出力する。
【００２８】
外乱補償器３２は、モータ１に生じる電圧の歪み成分を補償するために、励磁電圧指令値ｖγ*及びトルク電圧指令値ｖδ*を補正する。本実施形態では、外乱補償器３２は、外乱演算器３１からの励磁電圧歪み成分Δｖγ及びトルク電圧歪み成分Δｖδを、それぞれ励磁電圧指令値ｖγ*の基本値及びトルク電圧指令値ｖδ*の基本となる値から減算する。
【００２９】
このような制御系において、すべり角周波数制御部１０や外乱演算器３１には、モータ１のすべり角周波数や外乱成分を演算するための定数として、モータ１の固定子巻線や回転子巻線などの抵抗値及びリアクタンス値が予め設定される。しかしながら、モータ１の温度変化や動作点の変化などに伴い、実際の抵抗値やリアクタンス値などのパラメータは変動してしまう。このような場合には、実際のパラメータとこれに対応する定数とのズレ幅が大きくなり、電流制御系の安定余裕が不足する場合がある。次図に示すように、モータ１の回転速度が低い領域である低回転速度領域では電流制御系の安定余裕を十分に確保することが困難となる。
【００３０】
そこで本実施形態では、モータ１の回転状態に関わらず、電流制御系の安定余裕を確保できるように、ＦＢ制御部３０に電流ＦＢ補償器３００が備えられている。
【００３１】
電流ＦＢ補償器３００は、モータ１に供給される電流が電流指令値に収束するように定められたゲインを用いて、モータ１における電圧指令値の基本値である基本電圧指令値を演算する。
【００３２】
これと共に電流ＦＢ補償器３００は、電流制御系の安定余裕が不足するのを回避するために、基本電圧指令値の演算に用いられるゲインを、モータ１の回転速度に応じて下げる。
【００３３】
本実施形態では、電流ＦＢ補償器３００は、モータ１の低回転速度領域において比例ゲインを下げる。例えば、電流ＦＢ補償器３００は、モータ１の低回転速度領域にのみ比例ゲインを小さくする。具体的には、電流ＦＢ補償器３００は、モータ１の低回転速度領域よりも高い高回転速度領域においてのみ比例制御を行うＰ補償器を備えるようにしてもよい。
【００３４】
本実施形態では、電流ＦＢ補償器３００は、モータ１の角周波数が高い領域で振幅を大きくする高周波数域通過フィルタ（ＨＰＦ）により実現される。電流ＦＢ補償器３００は、次式（１）のように、電流偏差演算部２０からの励磁電流偏差Δｉγ及びトルク電流偏差Δｉδの各々に比例ゲインＫpを乗算することにより、基本励磁電圧指令値ｖγ_b*及び基本トルク電圧指令値ｖδ_b*を算出する。
【００３５】
【数１】
0006565594.tif 000002
【００３６】
比例ゲインＫpは、固定値である定常ゲインＫpsと、モータ１の回転速度に応じて変化する可変ゲインＫpvとを用いて求められる。定常ゲインＫpsは、モータ１の温度変化や動作点の変化などの状態変化に伴うモータ１のパラメータ変動を考慮して決定される。例えば、定常ゲインＫpsは、実験データやシミュレーション結果などを用いて適宜決定される。また、可変ゲインＫpvは、次式（２）のように設定される。
【００３７】
【数２】
0006565594.tif 000003
【００３８】
τh2は、比例ゲインＫpが低下する始点を決めるための定数であり、電流ＦＢ補償器３００のカットオフ周波数に対応する。カットオフ周波数τh2は、モータ１の温度変化及び動作点の変化に起因するモータ１のパラメータ変動を考慮して決定される。すなわち、カットオフ周波数τh2は、モータ１の運転状態に応じて設定される。なお、カットオフ周波数τh2は、固定値に限られず、例えば、モータ１の回転子温度に応じて変更されるものであってもよい。モータ１の特性にも拠るが、例えば、モータ１の回転子温度が大きくなるほど、カットオフ周波数τh2を大きくしてもよい。
【００３９】
また、微分演算子ｓは、モータ１の角周波数に応じて値が変化する変数であり、モータ１の回転速度が低くなるほど、微分演算子ｓは小さくなる。したがって、上式（２）に示したように、微分演算子ｓが大きくなるほど、可変ゲインＫpvは大きくなる。すなわち、モータ１の回転速度が低くなるほど、微分演算子ｓは小さくなるため、可変ゲインＫpvは小さくなる。
【００４０】
このように、電流ＦＢ補償器３００は、モータ１の回転速度が低い場合には、モータ１の回転速度が高い場合に比べて比例ゲインＫpを小さくする。これにより、電流制御系の安定余裕が不足しやすくなる低回転速度領域において、安定余裕の不足分を補償することができる。
【００４１】
電流ＦＢ補償器３００は、例えば、ＨＰＦ付きＰ補償器によって実現される。電流ＦＢ補償器３００は、基本励磁電圧指令値ｖγ_b*及び基本トルク電圧指令値ｖδ_b*を外乱補償器３２に出力する。上述のように外乱補償器３２は、基本励磁電圧指令値ｖγ_b*から励磁電圧歪み成分Δｖγを減算して励磁電圧指令値ｖγ*を算出すると共に、基本トルク電圧指令値ｖδ_b*からトルク電圧歪み成分Δｖδを減算してトルク電圧指令値ｖδ*を算出する。外乱補償器３２は、算出した励磁電圧指令値ｖγ*及びトルク電圧指令値ｖδ*を電力供給部４０に出力する。
【００４２】
電力供給部４０は、モータ１の電圧指令値とすべり角周波数とに基づいて、モータ１に供給する３電圧を制御する。電力供給部４０は、直流電力をＵ相、Ｖ相及びＷ相の交流電力に変換するインバータを備える。
【００４３】
電力供給部４０は、すべり角周波数を含む電源角周波数に基づいて、励磁電圧指令値ｖγ*及びトルク電圧指令値ｖδ*を３相交流座標系に変換することにより、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の交流電圧指令値を算出する。電力供給部４０は、３相の交流電圧指令値に基づいて各相のＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を生成し、生成した各相のＰＷＭ信号をインバータに供給する。これにより、電力供給部４０は、インバータからモータ１に供給される３相の交流電圧を制御する。
【００４４】
図２（Ａ）は、モータ１の低回転速度領域におけるモータ制御装置１００の安定余裕の一例を示す観念図である。図２（Ｂ）は、電流ＦＢ補償器３００の比例ゲインＫpを定常ゲインＫpsに固定した一般的な電流制御系の安定余裕を示す観念図である。なお、この例ではモータ１の回転速度は５００ｒｐｍ（rotation per minute）程度を想定している。
【００４５】
図２（Ａ）及び図２（Ｂ）には、すべり角周波数制御部１０が励磁電流指令値ｉγ*及
びトルク電流指令値ｉδ*を用いてすべり角周波数を制御したときの安定余裕が示されて
いる。ここでは、縦軸が電流制御系の安定余裕を示し、横軸がモータ１の電流位相βを示す。
【００４６】
電流位相βとは、直交２軸座標系のδ軸に対して、モータ１に供給すべき電流ベクトルの成す角度（位相角）のことである。なお、モータ１が回生状態では電流位相βは負の値となり、モータ１が力行状態では電流位相βは正の値となる。
【００４７】
図２（Ａ）及び図２（Ｂ）では、安定余裕の上限値及び下限値がそれぞれ示されている。安定余裕の上限値は、モータ制御の無駄時間に起因する安定限界であり、制御ゲインを増加させる方向に変化させた場合においてモータ１のトルクを発散させずに一定に制御できる範囲の上限値である。安定余裕の下限値は、パラメータ変動などに起因する安定限界であり、制御ゲインを減少させる方向に変化させた場合においてモータ１のトルクを発散させずに一定に制御できる範囲の下限値である。
【００４８】
すなわち、安定余裕の下限値から上限値までの幅が広くなるほど、安定した電流制御を実行することが可能となる。なお、図２（Ａ）及び図２（Ｂ）では、安定余裕の測定範囲の下限値を−６０としているため、下限側安定限界が存在しない又は無視できるほど小さい場合であっても安定余裕の下限値は−６０になっている。
【００４９】
図２（Ｂ）に示すように、一般的な電流制御系では電流位相βが−５０度付近から小さくなるにつれて、安定余裕の下限値が大きなってしまい、安定余裕の下限値から上限値までの幅が極端に狭くなる。
【００５０】
これに対して、図２（Ａ）に示すように、本実施形態のモータ制御装置１００では比例ゲインＫpが下げられているので、電流位相βが−５０度付近から小さくなっても、安定余裕の下限値の上昇が抑制される。このため、安定余裕の下限側安定限界が存在しない又は無視できるほど小さくなる。
【００５１】
このように、モータ１の回転速度が低い領域において電流ＦＢ補償器３００の比例ゲインＫpを下げることにより、モータ制御装置１００の安定余裕を十分に確保することが可能になる。
【００５２】
図３は、モータ１が低回転速度領域で駆動しているときのモータ制御装置１００による外乱に対する応答性を示す図である。
【００５３】
図３（ａ）及び図３（ｂ）は、モータ１の磁束電流及びトルク電流の変化を示す図である。図３（ｃ）及び図３（ｄ）は、モータ１に供給される３相交流電圧に関する励磁成分電圧及びトルク成分電圧の変化を示す図である。図３（ｅ）は、励磁成分電圧及びトルク成分電圧の２乗和平方根の変化を示す図である。図３（ａ）から図３（ｅ）までの各図面の横軸は互いに共通の時間軸である。
【００５４】
図３（ａ）から図３（ｅ）までの各図面には、モータ制御装置１００によるモータ１の作動状態が実線により示され、一般的な電流制御系によるモータ１の作動状態が破線により示されている。また、各指令値が一点鎖線により示されている。
【００５５】
ここでは、時刻ｔ１において、モータ１に生じる外乱として、励磁電圧指令値ｖγ*及び励磁電圧指令値ｖγ*をパルス状に上昇させている。
【００５６】
図３（ａ）及び図３（ｂ）に示すように、外乱補償器３２によりモータ１に生じる外乱が抑制されるので、一般的な電流制御系に比べて、モータ１の励磁電流ｉγ及びトルク電流ｉδを早期に収束させることができる。また、図３（ｃ）乃至図３（ｅ）に示すように、励磁電圧指令値ｖγ*及びトルク電圧ｖδ*は発散していない。
【００５７】
このため、モータ１の回転速度が低回転速度領域にあり、電流ＦＢ補償器３００の比例ゲインＫpが下げられた状態であっても、モータ１の応答性を向上させることができる。
【００５８】
このように、モータ１の低回転速度領域で比例ゲインＫpを下げると共にモータ１に生じる電圧の外乱成分を補償することにより、モータ制御装置１００の安定余裕を十分に確保しつつ、モータ１の応答性を向上させることができる。したがって、ロバスト性の高いモータ制御装置１００を実現することができる。
【００５９】
図３では励磁電流値ｉγ及びトルク電流値ｉδを用いてすべり角周波数を制御する例に
ついて説明したが、モータ１のパラメータと指令値演算用の定数との誤差が大きくなると、モータ制御装置１００の安定余裕の下限値が上昇してしまう。
【００６０】
図４Ａは、モータ１のパラメータが変動して誤差が生じている状態でのモータ制御装置１００の安定余裕の一例を示す図である。図４Ｂは、モータ１の励磁電流指令値ｉγ*及
びトルク電流指令値ｉδ*を用いてすべり角周波数を制御したときの安定余裕の一例を示
す図である。
【００６１】
図４Ａに示すように、モータ１の温度変化や動作点の変化に伴いモータ１の巻線抵抗などのパラメータが変動すると、電流位相βが−２０度付近から＋２０度付近までの範囲において安定余裕の下限値が上昇してしまう。
【００６２】
この対策として、すべり角周波数の演算に用いられるパラメータを励磁電流値ｉγ及び
トルク電流値ｉδに代えて、励磁電流指令値ｉγ*及びトルク電流指令値ｉδ*に変更す
る。すなわち、すべり角周波数制御部１０は、励磁電流指令値ｉγ*及びトルク電流指令
値ｉδ*を用いてモータ１のすべり角周波数を演算する。
【００６３】
これにより、図４Ｂに示すように、モータ１の低回転速度領域において、モータ１の温度変化や動作点の変化に伴いパラメータが変動して演算用の定数から外れたとしても、安定余裕の下限値の上昇を抑制することができる。
【００６４】
したがって、モータ１の電流指令値に基づきすべり角周波数を制御するモータ制御装置１００では、モータ１のパラメータ変動に関わらず、安定余裕を十分に確保することができる。
【００６５】
図５は、第１実施形態におけるモータ制御方法についての一連の処理手順を示すフローチャートである。この処理手順は所定の周期、例えば数ｍｓ（ミリセカンド）で実行される。
【００６６】
ステップＳ９１０においてモータ制御装置１００は、モータ１の目標トルクＴ*に基づいて、モータの電流指令値ｉγ*及びｉδ*を算出する。
【００６７】
ステップＳ９２０においてすべり角周波数制御部１０は、モータ１の電流指令値ｉγ*
及びｉδ*と電流値ｉγ及びｉδとの少なくとも一方に基づいて、モータ１のすべり角周
波数を演算する。なお、ステップＳ９２０は、モータ１のすべり角周波数を演算するすべり角制御ステップに対応する。
【００６８】
ステップＳ９３０において電流ＦＢ補償器３００は、モータ１の角周波数に応じて比例ゲインＫpを下げる。比例ゲインＫpは、モータの電流値ｉγ及びｉδが電流指令値ｉγ
*及びｉδ*に収束するように予め定められた所定のゲインであり、例えば、式（１）を
用いて算出される。なお、ステップＳ９３０は、モータ１の回転速度に応じて所定のゲインを下げる演算ステップに対応する。
【００６９】
ステップＳ９４０においてＦＢ制御部３０は、電流ＦＢ補償器３００に設定された比例ゲインＫpと、モータ１に生じる電圧の外乱成分Δｖγ*及びΔｖγ*とに基づいて、モータの電圧指令値ｖγ*及びｖδ*を演算する。モータに生じる電圧に外乱成分Δｖγ*及びΔｖγ*は、例えば、モータ１の固定子側のモデルを用いた外乱オブザーバにより算出される。なお、ステップＳ９４０は、演算ステップにも対応する。
【００７０】
ステップＳ９５０において電力供給部４０は、モータ１の電圧指令値ｖγ*及びｖδ*と、ステップＳ９２０で算出されたモータ１のすべり角周波数とに基づいて、モータ１に交流電力を供給する。なお、ステップＳ９５０は、モータ１の電圧指令値とすべり角周波数とに基づいてモータ１に交流電力を供給する供給ステップに対応する。
【００７１】
このように、ステップＳ９３０においてモータ１の角周波数に応じて比例ゲインＫpを下げることにより、図２Ｂに示したように、モータ１の角速度が低回転速度領域にある場合であっても、電流制御系の安定余裕を確保することができる。
【００７２】
さらに、ステップＳ９４０においてモータ１に生じる電圧の外乱成分Δｖγ*及びΔｖγ*を用いてモータの電圧指令値ｖγ*及びｖδ*を演算することにより、外乱成分Δｖγ*及びΔｖγ*がゼロに収束する。このため、比例ゲインＫpの低下に伴う外乱に対する応答性の低下を抑制することができる。
【００７３】
したがって、モータ１の応答性を確保しつつ、電流制御の安定余裕が不足するのを回避することができる。
【００７４】
本発明の第１実施形態によれば、モータ１のすべり角周波数を操作してモータ１を制御するモータ制御装置１００は、モータ１に供給される電流の値ｉγ及びｉδをモータ１の
電流指令値ｉγ*及びｉδ*にフィードバックする。そして、モータ制御装置１００は、
モータ１の電流値ｉγ及びｉδが電流指令値ｉγ*及びｉδ*に収束するように定められ
たゲインＫpに応じて、モータ１の電圧指令値ｖγ*及びｖδ*を演算する。モータ制御装置１００は、演算した電圧指令値ｖγ*及びｖδ*とすべり角周波数とに基づいてモータ１に供給される電力を制御する。このような構成において、モータ制御装置１００は、モータ１の回転速度に応じてゲインＫpを下げる。これにより、モータ制御装置１００の安定余裕が不足するのを抑制することができる。すなわち、モータ１が有するパラメータのズレに起因する制御性能の悪化を抑制することができる。
【００７５】
また、本実施形態によれば、ステップＳ９３０において、上述の式（１）に示したように、モータ１の回転速度が低い場合には、モータ１の回転速度が高い場合に比べて比例ゲインＫpを小さくする。これにより、モータ１の低回転速度領域において安定余裕の上限値が大きくなるのを抑制することができる。
【００７６】
さらに、本実施形態によれば、ステップＳ９３０において、モータ１の回転速度が低くなるほど、比例ゲインＫpを小さくする。これにより、比例ゲインＫpの急峻な変動を抑制することができるので、モータ１の回転速度の低下に伴うモータ１の変動を抑制することができる。
【００７７】
また、本実施形態によれば、ステップＳ９１０において目標トルクＴ*に基づいてモータ１の電流指令値ｉγ*及びｉδ*を演算し、ステップＳ９２０において電流指令値ｉγ
*及びｉδ*に基づいてすべり角周波数を演算する。モータ１の電流指令値及びすべり角
周波数の算出にはモータ１に関するパラメータの定数が用いられるので、パラメータ変動に伴って安定余裕が不足しやすくなる。このため、モータ１の回転速度が低い領域で比例ゲインＫpを下げることにより、安定余裕の不足を大幅に改善することができる。
【００７８】
また、モータ１の電流指令値ｉγ*及びｉδ*を用いてすべり角周波数を演算すること
により、図４Ａ及び図４Ｂに示したように、モータ１の電流の検出値を用いる場合に比べて、電流位相が０度付近における安定余裕の下限値の上昇を抑制できる。
【００７９】
また、本実施形態によれば、ステップＳ９４０において、モータ１の電流指令値ｉγ*
及びｉδ*と、モータ１に生じる外乱Δｖγ及びΔｖδと、比例ゲインＫpに基づいて、
モータ１の電圧指令値ｖγ*及びｖδ*を演算する。このように、モータ１に生じる外乱Δｖγ及びΔｖδを用いて電圧指令値ｖγ*及びｖδ*を演算することにより、モータ１の回転速度に応じて比例ゲインＫpを下げることに起因する外乱への即応性（収束性）の低下を抑制することができる。
【００８０】
図６は、本発明の第２実施形態におけるモータ制御装置１０１の構成を示す構成図である。
【００８１】
モータ制御装置１０１は、モータ１と、電流センサ２ａ及び２ｂと、磁極位置検出器３と、直流電源部４と、パルスカウンタ５と、角速度演算器６と、電流指令値演算器７と、非干渉電圧演算器８とを含む。そして、モータ制御装置１０１は、すべり角周波数制御器１１と、電源角演算器１２と、電流偏差演算器２０ａ及び２０ｂと、励磁電流ＦＢ制御器３０ａ及び３０ｂと、非干渉電圧補償器３３ａ及び３３ｂとを含む。さらに、モータ制御装置１０１は、γδ軸/３相交流変換器４１と、ＰＷＭ変換器４２と、インバータ４３と、３相交流/γδ軸変換器４４とを含む。
【００８２】
モータ１は、三相交流誘導モータであり、Ｕ相電圧ｖu、Ｖ相電圧ｖv及びＷ相電圧ｖwの三相交流電力を受けて駆動する。モータ１は、三相の固定子巻線（ステータコイル）及び回転子巻線（ロータコイル）を備える。本実施形態では固定子巻線が一次側の巻線であり、回転子巻線が二次側の巻線とする。また、モータ１には磁極位置検出器３が設けられている。
【００８３】
磁極位置検出器３は、回転子の位置（角度）に応じてＡ相、Ｂ相、Ｚ相のパルス信号をパルスカウンタ５に出力する。パルスカウンタ５は、磁極位置検出器３からのパルス信号に基づいて、回転子機械角度θrmを算出して角速度演算器６に出力する。
【００８４】
角速度演算器６は、回転子機械角度θrmの時間変化率から回転子機械角速度ωrmを算出し、回転子機械角速度ωrmにモータ極対数ｐを乗じて回転子電気角速度ωreを算出する。角速度演算器６は、回転子電機角速度ωreをすべり角周波数制御器１１に出力し、回転子機械角速度ωrmを電流指令値演算器７及び非干渉電圧演算器８の各々に出力する。
【００８５】
電流指令値演算器７は、不図示のコントローラからモータ１の駆動を決定する目標トルクＴ*を取得し、角速度演算器６からの回転子機械角速度ωrmをモータ１の回転速度として取得し、直流電源部４の電圧Ｖdcを取得する。
【００８６】
電流指令値演算器７は、モータ１の目標トルクＴ*と回転子機械角速度ωrmと直流電圧Ｖdcとに基づいて、励磁電流指令値（γ軸電流指令値）ｉγ*及びトルク電流指令値（δ軸電流指令値）ｉδ*を演算する。目標トルクＴ*は、アクセルペダルの踏込み量に応じて設定される。例えば、アクセルペダルの踏込み量が大きくなるほど、目標トルクＴ*は大きくなる。
【００８７】
本実施形態では、目標トルクＴ*、回転子機械角速度ωrm及び直流電圧Ｖdcによって特定される動作点ごとに励磁電流指令値ｉγ*及びトルク電流指令値ｉδ*を関係付けたマップデータが電流指令値演算器７に予め記憶されている。電流指令値演算器７は、目標トルクＴ*、回転子機械角速度ωrm及び直流電圧Ｖdcを取得すると、マップデータを参照して、励磁電流指令値ｉγ*及びトルク電流指令値ｉδ*を算出する。
【００８８】
電流指令値演算器７は、励磁電流指令値ｉγ*を電流偏差演算器２０ａに出力し、トルク電流指令値ｉδ*を電流偏差演算器２０ｂに出力する。また、電流指令値演算器７は、励磁電流指令値ｉγ*及びトルク電流指令値ｉδ*をすべり角周波数制御器１１に出力する。
【００８９】
すべり角周波数制御器１１は、図１に示したすべり角周波数制御部１０に対応する。本実施形態では、すべり角周波数制御器１１は、励磁電流指令値ｉγ*及びトルク電流指令値ｉδ*に基づいて、すべり角周波数ωseを演算する。例えば、すべり角周波数制御器１１は、次式（３）のように、トルク電流指令値ｉδ*に基づいて、すべり角周波数ωseを算出する。
【００９０】
【数３】
0006565594.tif 000004
【００９１】
なお、式（３）中のＲr及びＬrは、モータ１が有するパラメータの定数であり、抵抗Ｒrが回転子巻線の抵抗値であり、インダクタンスＬrが回転子巻線の自己インダクタンス値である。また、相互インダクタンスＭは、固定子巻線と回転子巻線との間の相互インダクタンス値であり、磁束φγrは回転子巻線に生じる磁束のγ軸成分である。これらのパラメータＲr、Ｌr、Ｍ、φγrは、固定値でもよく、モータ１の電流や電圧の指令値又は検出値に基づいて推定又は補正されるものでもよい。
【００９２】
このように、励磁電流指令値ｉγ*及びトルク電流指令値ｉδ*を用いてすべり角周波数ωseを算出することにより、図４Ｂに示したように、パラメータ変動が生じたとしても電流制御系の安定余裕を十分に確保することができる。
【００９３】
そして、すべり角周波数制御器１１は、角速度演算器６から回転子電気角速度ωreを取得し、その回転子電気角速度ωreにすべり角速度ωseを加算する。すべり角周波数制御器１１は、その加算した値を電源角速度ωとして、電源角演算器１２に出力する。
【００９４】
電源角演算器１２は、すべり角周波数制御器１１からの電源角速度ωを積分することにより、モータ１の電源角θを算出する。電源角演算器１２は、モータ１の電源角θを、γδ軸/３相交流変換器４１及び３相交流/γδ軸変換器４４にそれぞれ出力する。
【００９５】
γδ軸/３相交流変換器４１は、すべり角周波数制御器１１からの電源角速度ωに基づいて、モータ１の電圧指令値を直交２軸座標系から３相交流座標系に変換する。
【００９６】
本実施形態では、γδ軸/３相交流変換器４１は、式（４）のように、電源角演算器１２からの電源角θに基づいて、励磁電圧指令値ｖγ*及びトルク電流指令値ｖδ*をＵ相、Ｖ相及びＷ相の交流電圧指令値ｖu*、ｖv*及びｖw*に変換する。
【００９７】
【数４】
0006565594.tif 000005
【００９８】
γδ軸/３相交流変換器４１は、座標変換後の３相交流電圧指令値ｖu*、ｖv*及びｖw*をＰＷＭ変換器４２に出力する。
【００９９】
ＰＷＭ変換器４２は、γδ軸/３相交流変換器４１からの３相交流電圧指令値ｖu*、ｖv*及びｖw*を、インバータ４３からモータ１の各相に出力される電圧のパルス幅を制御するためのＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号に変換する。具体的には、ＰＷＭ変換器４２は、３相交流電圧指令値ｖu*、ｖv*及びｖw*に応じて、インバータ４３に備えられた各スイッチング素子を駆動するための駆動信号であるＰＷＭ信号を生成する。
【０１００】
本実施形態では、インバータ４３には、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の各相ごとに、直列接続された一対のスイッチング素子が備えられている。ここでは、一対のスイッチング素のうち、直流電源部４の正極側に接続されたスイッチング素子を、上段（Upper）のスイッチング素子といい、直流電源部４の負極側に接続されたスイッチング素子を下段（lower）のスイッチング素子という。スイッチング素子は、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）により構成される。
【０１０１】
ＰＷＭ変換器４２は、Ｕ相交流電圧指令値ｖu*に応じてＵ相の上段及び下段のスイッチング素子の駆動信号Ｄuu*及びＤul*を生成する。そして、ＰＷＭ変換器４２は、Ｖ相交流電圧指令値ｖv*に応じてＶ相の上段及び下段のスイッチング素子の駆動信号Ｄvu*及びＤvl*を生成する。さらに、ＰＷＭ変換器４２は、Ｗ相交流電圧指令値ｖw*に応じてＷ相の駆動信号Ｄwu*及びＤwl*を生成する。
【０１０２】
インバータ４３は、直流電源部４から出力される直流電圧を３相交流電圧に変換して、その３相交流電圧をモータ１に供給する電力変換器である。
【０１０３】
本実施形態では、インバータ４３は、三相電圧型インバータである。インバータ４３は、ＰＷＭ変換器４２からの駆動信号Ｄuu*、Ｄul*、Ｄvu*、Ｄvl*、Ｄwu*及びＤwl*に応じて、直流電源部４の直流電圧を用いてＵ相交流電圧ｖu、Ｖ相交流電圧ｖv及びＷ相交流電圧ｖwをモータ１に出力する。
【０１０４】
直流電源部４は、直流電圧をモータ１に供給可能な直流電源と、直流電源から出力される直流電圧Ｖdcを検出する電源電圧センサとを有する。直流電源は、例えば、複数のセルが積層されたリチウムイオンバッテリや、燃料電池スタックにより構成される。電源電圧センサは、直流電源部４の直流電圧Ｖdcを電流指令値演算器７及び非干渉電圧演算器８にそれぞれ出力する。
【０１０５】
直流電源部４からインバータ４３を介してモータ１の各相の固定子巻線にＵ相交流電圧ｖu、Ｖ相交流電圧ｖv及びＷ相交流電圧ｖwが印加されると、直流電源部４からモータ１の各相の固定子巻線に電流が供給される。なお、直流電源部４、γδ軸/３相交流変換器４１、ＰＷＭ変換器４２、及びインバータ４３は、図１に示した電力供給部４０に対応する。
【０１０６】
電流センサ２ａ及び２ｂは、モータ１に供給されるＵ相電流ｉu及びＶ相電流ｉvを検出する。電流センサ２ａ及び２ｂは、検出したＵ相電流ｉu及びＶ相電流ｉvを３相交流/γδ軸変換器４４に出力する。
【０１０７】
３相交流/γδ軸変換器４４は、電流センサ２ａ及び２ｂからの出力信号をアナログ信号からデジタル信号に変換して、変換後のＵ相電流ｉu及びＶ相電流ｉvを用いて、次式に従ってＷ相電流ｉwを算出する。
【０１０８】
【数５】
0006565594.tif 000006
【０１０９】
なお、本実施形態ではＵ相電流ｉu及びＶ相電流ｉvを検出したが、Ｕ相電流ｉuとＷ相電流ｉw、又はＶ相電流ｉvとＷ相電流ｉwを検出して上式（５）から残り１相の交流電流を求めても良いし、３相の交流電流ｉu、ｉv及びｉwを全て検出しても良い。
【０１１０】
３相交流/γδ軸変換器４４は、次式（６）のように、電源角演算器１２からの電源角θに基づいて、検出値である三相の交流電流ｉu、ｉv及びｉwを、励磁電流値ｉγ及びトルク電流値ｉδに変換する。
【０１１１】
【数６】
0006565594.tif 000007
【０１１２】
３相交流/γδ軸変換器４４は、変換後の励磁電流値ｉγ及びトルク電流値ｉδを電流偏差演算器２０ａ及び２０ｂに出力する。
【０１１３】
電流偏差演算器２０ａ及び２０ｂは、図１に示した電流偏差演算部２０に対応する。電流偏差演算器２０ａは、３相交流/γδ軸変換器４４からの励磁電流値ｉγを、電流指令値演算器７により算出された励磁電流指令値ｉγ*から減算することにより、励磁電流偏差を算出する。電流偏差演算器２０ａは、算出した励磁電流偏差を励磁電流ＦＢ制御器３０ａに出力する。
【０１１４】
電流偏差演算器２０ｂは、３相交流/γδ軸変換器４４からのトルク電流値ｉδを、電流指令値演算器７により算出されたトルク電流指令値ｉδ*から減算することにより、トルク電流偏差を算出する。電流偏差演算器２０ｂは、算出したトルク電流偏差をトルク電流ＦＢ制御器３０ｂに出力する。
【０１１５】
励磁電流ＦＢ制御器３０ａ及びトルク電流ＦＢ制御器３０ｂは、それぞれ、図１に示したＦＢ制御部３０の外乱演算器３１、外乱補償器３２及び電流ＦＢ補償器３００に対応する構成を備えている。これにより、励磁電流ＦＢ制御器３０ａは、励磁電流偏差がなくなるように励磁電流検出値ｉγを励磁電流指令値ｉγ*に所望の応答性で追従させることができると共に、トルク電流ＦＢ制御器３０ｂは、トルク電流偏差がなくなるようにトルク電流検出値ｉδをトルク電流指令値ｉδ*に所望の応答性で追従させることができる。
【０１１６】
励磁電流ＦＢ制御器３０ａは、上述の式（１）に示した比例ゲインＫpを、電流偏差演算器２０ａからの励磁電流偏差に乗算することにより、基本励磁電圧指令値ｖγ_b*を算出する。さらに、励磁電流ＦＢ制御器３０ａは、ＦＢ制御部３０の外乱演算器３１のように、３相交流/γδ軸変換器４４からの励磁電流検出値ｉγに基づいてモータ１の励磁電圧の外乱成分を求め、その外乱成分に基づいて基本励磁電圧指令値ｖγ_b*を補正する。励磁電流ＦＢ制御器３０ａは、補正後の励磁電圧指令値ｖγ*を非干渉電圧補償器３３ａに出力する。
【０１１７】
同様に、トルク電流ＦＢ制御器３０ｂは、上式（１）に示した比例ゲインＫpを、電流偏差演算器２０ｂからのトルク電流偏差に乗算することにより、基本トルク電圧指令値ｖδ_b*を算出する。さらに、トルク電流ＦＢ制御器３０ｂは、ＦＢ制御部３０の外乱演算器３１のように、３相交流/γδ軸変換器４４からのトルク電流検出値ｉδに基づいてモータ１のトルク電圧の外乱成分を求め、その外乱成分に基づいて基本トルク電圧指令値ｖγ_b*を補正する。トルク電流ＦＢ制御器３０ｂは、補正後のトルク電圧指令値ｖδ*を非干渉電圧補償器３３ｂに出力する。
【０１１８】
非干渉電圧演算器８は、不図示のコントローラからの目標トルクＴ*に基づいて、γ-δ直交座標軸間の干渉電圧を相殺するために必要となる非干渉電圧を演算する。ここでは、γ軸からδ軸への非干渉電圧は励磁非干渉電圧ｖγ_dcpl*と称し、δ軸からγ軸への非干渉電圧はトルク非干渉電圧ｖδ_dcpl*と称する。
【０１１９】
本実施形態では、目標トルクＴ*、回転子機械角速度ωrm及び直流電圧Ｖdcによって特定される動作点ごとに励磁非干渉電圧ｖγ_dcpl*及びトルク非干渉電圧ｖδ_dcpl*を関係付けたマップデータが非干渉電圧演算器８に予め記憶されている。非干渉電圧演算器８は、目標トルクＴ*、３相交流/γδ軸変換器４４からの回転子機械角速度ωrm及び直流電源部４からの直流電圧Ｖdcを取得すると、上記マップデータを参照して、励磁非干渉電圧ｖγ_dcpl*及びトルク非干渉電圧ｖδ_dcpl*を算出する。
【０１２０】
あるいは、非干渉電圧演算器８は、次式（７）のように、モータ１の目標トルクＴ*と回転子機械角速度ωrmとに基づいて、励磁非干渉電圧ｖγ_dcpl*及びトルク非干渉電圧ｖδ_dcpl*を算出するようにしてもよい。
【０１２１】
【数７】
0006565594.tif 000008
【０１２２】
なお、Ｍは相互インダクタンス値であり、Ｌsはモータ１の固定子巻線の自己インダクタンス値であり、Ｌrは回転子巻線の自己インダクタンス値である。τは、回転子磁束の時定数であり、回転子磁束の時定数τは、電流応答の時定数に比べて極端に大きな値である。また、漏れ係数σは次式（８）を用いて算出され、回転子磁束の励磁（γ軸）成分φγrは式（９）を用いて算出される。
【０１２３】
【数８】
0006565594.tif 000009
【０１２４】
【数９】
0006565594.tif 000010
【０１２５】
なお、式（７）を用いて非干渉電圧を算出する構成では、モータ１の動作点ごとに予め定められたパラメータＭ、Ｌr及びＬδを示すデータを非干渉電圧演算器８に記憶し、モータ１の動作点に応じてパラメータを変更するようにしてもよい。
【０１２６】
本実施形態では式（１）によりモータ１の回転速度に応じて比例ゲインＫpを下げる構成にしたが、他の手法により比例ゲインＫpを下げるようにしてもよい。
【０１２７】
（第３実施形態）
本発明の第３実施形態における電流ＦＢ補償器３００の構成について説明する。
【０１２８】
本実施形態では、電流ＦＢ補償器３００は、ＰＤ補償器により実現される。具体的には、電流ＦＢ補償器３００は、次式（１０）のように、電流偏差演算器２０ａ及び２０ｂからの励磁電流偏差Δｉγ及びトルク電流偏差Δｉδに比例ゲインＫpを乗算して、基本励磁電圧指令値ｖγ_b*及び基本トルク電圧指令値ｖδ_b*を算出する。
【０１２９】
【数１０】
0006565594.tif 000011
【０１３０】
式（１０）であっても、式（１）と同様、モータ１の低回転速度領域において可変ゲインＫpvのみを下げることができる。このため、低回転速度領域よりも大きな高回転速度領域においては比例ゲインＫpが高く維持され、低回転速度領域においてのみ比例ゲインＫpが小さくなる。
【０１３１】
これにより、第３実施形態の電流ＦＢ補償器３００によれば、第１実施形態と同様、図２Ｂに示したように、モータ１の低回転速度領域においてモータ制御装置１０１の安定余裕を十分に確保することができる。
【０１３２】
（第４実施形態）
本発明の第４実施形態における電流ＦＢ補償器３００の構成について説明する。
【０１３３】
本実施形態では、電流ＦＢ補償器３００には、モータ１の回転速度に相関のある電源角周波数ωごとに予め定められた比例ゲインＫp及び位相の関係を示す電流補償テーブルが予め記録される。電流ＦＢ補償器３００は、モータ１の電源角周波数ωを取得すると、電流補償テーブルを参照し、電源角周波数ωに関係付けられた比例ゲインＫp及び位相を用いて、基本励磁電圧指令値ｖγ_b*及び基本トルク電圧指令値ｖδ_b*を算出する。
【０１３４】
図７は、電流ＦＢ補償器３００に記録される電流補償デーブルの一例を示す図である。図７では、第１及び第２実施形態のＨＰＦ付Ｐ補償器が実線により示され、第３実施形態のＰＤ補償器が破線により示されている。また、ここでは、電流ＦＢ補償器３００のカットオフ周波数よりも低い周波数領域を低回転速度領域とし、カットオフ周波数よりも高い周波数領域を高回転速度領域としている。
【０１３５】
図７（ａ）は、比例ゲインＫpに対応する振幅を示す図である。図７（ｂ）は、電流ＦＢ補償器３００の入力信号に対する出力信号の位相を示す図である。図７（ａ）及び図７（ｂ）の横軸は、互いに共通の周波数軸であり、角周波数ωを示す。
【０１３６】
図７（ａ）に示すように、モータ１の角周波数ωがカットオフ周波数付近から小さくなるほど、振幅は小さくなる。すなわち、カットオフ周波数よりも低い周波数領域では、モータ１の回転速度が小さくなるほど、比例ゲインＫpは小さくなる。なお、カットオフ周波数は、モータ１が有するパラメータの変動に基づいて予め設定される。
【０１３７】
また、図７（ｂ）に示すように、モータ１の角周波数ωが、およそ「１０」から「０．１」までの範囲で位相が０度から９０度に変化する。このような位相特性は制御系によって決まるものである。
【０１３８】
このように、カットオフ周波数よりも小さい周波数領域において、比例ゲインＫpが小さくなるように電流補償デーブルが設定される。したがって、電流ＦＢ補償器３００は、電流補償デーブルを参照し、モータ１の角周波数ωが高い領域で振幅を大きくする高周波数域通過フィルタ（ＨＰＦ）処理を施すことにより、高回転速度領域の比例ゲインに比べて低回転速度領域の比例ゲインＫpを小さくすることができる。
【０１３９】
このため、電流ＦＢ補償器３００によれば、他の実施形態と同様、図２Ｂに示したように、モータ１の低回転速度領域においてモータ制御装置１０１の安定余裕を十分に確保することができる。
【０１４０】
図８は、本実施形態のモータ制御装置１０１のモータ制御方法の処理手順例を示すフローチャートである。
【０１４１】
このモータ制御方法においては、図５に示したモータ制御方法のステップＳ９２０、Ｓ９３０及びＳ９４０に代えて、ステップＳ９１１、Ｓ９２１、Ｓ９３１及びＳ９４１を備えている。他の処理については、図５に示した処理と同様であるため、同一の符号を付している。
【０１４２】
ステップＳ９１０において電流指令値演算器７は、図６で述べたように、モータ１の目標トルクＴ*に基づいて、モータ１の電流指令値ｉγ*及びｉδ*を演算する。
【０１４３】
ステップＳ９１１において非干渉電圧演算器８は、上述の式（７）に示したように、目標トルクＴ*に基づいて、モータ１の非干渉電圧ｖγ_dcpl*及びｖδ_dcpl*を演算する。
【０１４４】
ステップＳ９２１においてすべり角周波数制御器１１は、上述の式（３）に示したように、モータ１の電流指令値ｉδ*に基づいてすべり角周波数ωseを演算する。
【０１４５】
ステップＳ９３１において励磁電流ＦＢ制御器３０ａ及びトルク電流ＦＢ制御器３０ｂの電流ＦＢ補償器３００は、上述の式（１）、式（１０）又は図７の電流補償テーブルに基づいて比例ゲインＫpを設定する。例えば、第４実施形態の電流ＦＢ補償器３００は、ＨＰＦ処理を施すことにより、モータ１の角周波数ω又はωreが低回転速度領域にある場合に、比例ゲインＫpを定常ゲインＫpcよりも小さくする。
【０１４６】
ステップＳ９４１においてモータ制御装置１０１は、電流ＦＢ補償器３００の比例ゲインＫpと、モータ１に生じる外乱と、非干渉電圧ｖγ_dcpl*及びｖδ_dcpl*とに基づいてモータ１の電圧指令値ｖγ*及びｖδ*を演算する。モータ１に生じる外乱は、例えば、図１に示した外乱演算器３１から出力されるモータ電圧の外乱成分Δｖγ及びΔｖδである。
【０１４７】
ステップＳ９５０においてγδ軸/３相交流変換器４１及びＰＷＭ変換器４２は、モータ１の電圧指令値ｖγ*及びｖδ*とすべり角周波数ωseと基づいて、インバータ４３からモータ１に３相交流電流を供給する。
【０１４８】
このように、ステップＳ９２１においてモータ１の電流指令値ｉδ*を用いてすべり角周波数ωseを算出することにより、図４Ｂに示したように、パラメータ変動が生じても電流位相βが０度付近で安定余裕の下限値が大きくなるのを抑制することができる。
【０１４９】
さらに、ステップＳ９４１において非干渉電圧ｖγ_dcpl*及びｖδ_dcpl*を用いて電圧指令値ｖγ*及びｖδ*を算出することにより、第１実施形態に比べて、モータ１に生じる電圧の外乱成分をより迅速に抑制することができる。
【０１５０】
本発明の第４実施形態によれば、ステップＳ９３１において、電流ＦＢ補償器３００がＨＰＦ処理を施すことにより、モータ１の低回転速度領域で比例ゲインＫpを小さくする。これにより、電流ＦＢ補償器３００の構成を簡素にすることができると共に、他の実施形態と同様、図２Ｂに示したように、モータ制御装置１０１の安定余裕を十分に確保することができる。
【０１５１】
また、本実施形態によれば、ＨＰＦ処理のカットオフ周波数は、モータ１が有するパラメータの変動を考慮して予め設定される。すなわち、ＨＰＦ処理のカットオフ周波数は、モータ１の運転状態、例えば温度変化や動作点の変化に応じて設定される。
【０１５２】
仮にモータ１が有するパラメータの変動を考慮せずに、式（１）のカットオフ周波数τh2が設定されると、図９に示すように、電流位相βが−９０度付近で安定余裕が上昇してしまう。そのため、カットオフ周波数をモータ１の運転状態に応じて設定することにより、モータ１のパラメータが変動したとしても、図４Ｂに示したように安定余裕の下限値の上昇をより確実に抑制することができる。
【０１５３】
以上、本発明の実施形態について説明したが、上記実施形態は本発明の適用例の一部を示したに過ぎず、本発明の技術的範囲を上記実施形態の具体的構成に限定する趣旨ではない。
【０１５４】
例えば、上記実施形態では定常ゲインＫpcを固定値にしたが、定常ゲインＫpcをモータ１の運転状態に応じて変更してもよい。例えば、モータ１の角周波数ωが低回転速度領域にある場合には定常ゲインpcを小さくする。このような構成であっても本実施形態の作用効果を得ることができる。
【０１５５】
また、電流ＦＢ補償器３００の比例ゲインＫpを変更するためのパラメータは、モータ１の回転子機械角速度ωreでも電源角速度ωであってもよい。
【０１５６】
なお、上記実施形態は、適宜組み合わせ可能である。
【符号の説明】
【０１５７】
１  モータ
２ａ、２ｂ  電流センサ（センサ）
１０  すべり角周波数制御部（すべり角制御部）
３０  ＦＢ制御部（演算部）
４０  電力供給部
Ｓ９１０  電流演算ステップ
Ｓ９２０、Ｓ９２１  すべり角演算ステップ
Ｓ９３０、Ｓ９３１、Ｓ９４０、Ｓ９４１  演算ステップ
Ｓ９５０  供給ステップ
【図１】
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【図２Ａ】
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【図２Ｂ】
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【図３】
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【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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