(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
コンデンサの一端をダイオードのカソード、アノードを介して第１の半導体スイッチング素子の一端に接続し、前記ダイオードのアノードおよび第１の半導体スイッチング素子の一端の共通接続点を、リアクトルおよび第２の半導体スイッチング素子を介して直流電源の正極端に接続し、前記コンデンサの他端および第１の半導体スイッチング素子の他端を前記直流電源の負極端に接続して構成された充電回路を有し、前記直流電源の直流電力をコンデンサに周期的に充電するコンデンサの充電装置であって、
前記コンデンサを充電させるためのオン期間と放電させるためのオフ期間とが繰り返される充電信号を基準とし、
前記充電信号のオン期間の開始時刻に前記第１の半導体スイッチング素子および第２の半導体スイッチング素子をオン制御し、
前記充電信号のオン期間の開始時刻から、該オン期間終了前の任意の時刻までの第１の期間が終了した時刻に前記第１の半導体スイッチング素子をオフ制御し、
前記充電信号のオン期間の開始時刻から、前記第１の半導体スイッチング素子のオフにより前記充電回路のリアクトルからコンデンサに電流が流れ、該電流が零となった後、充電信号のオン期間が終了するまでの任意の時刻までの期間を第２の期間と定義し、該第２の期間が終了する時刻に前記第２の半導体スイッチング素子をオフ制御する制御部を備えたことを特徴とするコンデンサの充電装置。
【請求項２】
前記制御部は、
前記第１の期間をΔＴとし、リアクトルのリアクトル値をＬとし、直流電源の電圧をＥとしたときの、第１の期間経過時の前記充電回路に流れる電流Ｉを、
【数４】
0006565351.tif 000015
と定義し、
前記コンデンサのコンデンサ容量をＣとし、前記充電信号のオン期間の開始時刻におけるコンデンサの電圧をＶｃ０とし、第１の期間が終了してからｔ時間経過後に前記充電回路に流れる電流ｉ（ｔ）を、
【数５】
0006565351.tif 000016
と定義し、
第１の期間が終了してからｉ（ｔ）＝０となるまでの時間Ｔを、
【数６】
0006565351.tif 000017
によって演算し、
前記ｉ（ｔ）＝０となったときのコンデンサの充電電圧を充電電圧指令Ｖ*として、
【数７】
0006565351.tif 000018
と定義し、
前記式（７）から、第１の期間ΔＴを、
【数８】
0006565351.tif 000019
によって演算する演算回路と、
前記演算回路によって演算されたΔＴの開始時刻に第１の半導体スイッチング素子をオン制御し、ΔＴの終了時刻に第１の半導体スイッチング素子をオフ制御する第１の制御信号を生成する回路と、
前記演算回路によって演算されたΔＴの開始時刻に第２の半導体スイッチング素子をオン制御し、前記ΔＴ＋Ｔが経過してから前記充電信号のオン期間終了時刻までの間の時刻に、第２の半導体スイッチング素子をオフ制御する第２の制御信号を生成する回路と、
を備えたことを特徴とする請求項１に記載のコンデンサの充電装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力用コンデンサを直流電源として高電圧・大電流のパルスを発生させるパルス電源において、コンデンサを設定電圧まで周期的に充電するコンデンサの充電装置の制御に関する。
【背景技術】
【０００２】
エキシマレーザーやオゾナイザー等の電源として利用されるパルス電源は、充電装置によって周期的に充電が行われるコンデンサの電圧を、例えば可飽和リアクトルを介してパルストランスの一次側に印加し、その二次側に昇圧したパルス電流を発生させ、パルストランスの二次側に接続した複数段の、コンデンサおよび可飽和リアクトルによってコンデンサの充電とパルス圧縮とを繰り返すことで、レーザ発振器などの負荷へ超短パルスを発生させるように構成している。
【０００３】
前記パルス電源におけるコンデンサの充電装置の主回路構成（充電回路）と制御部のブロックは、例えば図３のように構成されている。
【０００４】
図３において、直流電源１の正極端は、半導体スイッチング素子２、リアクトル３、電流検出用のシャント抵抗器４、図示極性の還流ダイオード５およびコンデンサ６を介して直流電源１の負極端に接続されている。
【０００５】
前記コンデンサ６に対して並列となるように、すなわちシャント抵抗器４および還流ダイオード５の共通接続点と直流電源１の負極端との間には半導体スイッチング素子７が接続されている。
【０００６】
半導体スイッチング素子２およびリアクトル３の共通接続点と直流電源１の負極端との間には図示極性の還流ダイオード８が接続されている。
【０００７】
１１は直流電源１の電圧Ｅを検出する電圧検出器であり、１２はコンデンサ６の電圧（初期電圧Ｖｃ０および充電電圧Ｖ）を検出する電圧検出器である。
【０００８】
１３は、充電信号発生部１４から入力される充電信号（の立ち上がり）をトリガ（充電トリガ）として電圧検出器１１の検出電圧をアナログ／ディジタル変換するＡ／Ｄ変換器であり、１５は、充電信号発生部１４から入力される充電信号（の立ち上がり）をトリガ（充電トリガ）として電圧検出器１２の検出電圧をアナログ／ディジタル変換するＡ／Ｄ変換器である。
【０００９】
１６は、Ａ／Ｄ変換器１３の出力電圧（直流電源１の電圧Ｅ）と、Ａ／Ｄ変換器１５の出力電圧（コンデンサ６の初期電圧Ｖｃ０および充電電圧Ｖ）と、充電電圧指令部１７から出力される充電電圧指令値とを入力とし、後述する式（３）を演算し、半導体スイッチング素子２、７のオン期間ΔＴ’を求めて出力する演算回路である。
【００１０】
１８は、演算回路１６で演算されたΔＴ’の期間オン信号を出力するカウンタであり、該オン信号は、充電信号発生部１４から入力される充電信号（の立ち上がり）をトリガ（充電トリガ）として出力開始される。
【００１１】
１９ａは、カウンタ１８からのオン信号のΔＴ’の期間、半導体スイッチング素子７をオン制御するゲート信号を作成して出力するゲート回路である。
【００１２】
１９ｂは、カウンタ１８からのオン信号のΔＴ’の期間、半導体スイッチング素子２をオン制御するゲート信号を作成して出力するゲート回路である。
【００１３】
図３のように構成されたコンデンサの充電装置は、決められた充電期間Ｔｃｈｇ（例えば５０μｓｅｃ）内でコンデンサ６を充電電圧指令値によって与えられる電圧に充電する。また、コンデンサ６の充電電圧は放電期間において、図示省略の例えばパルストランスに放電される。この動作は、例えば１秒間に４０００回繰り返される。
【００１４】
図３の回路の動作を、各部の波形を示す図４とともに説明する。  
【００１５】
図４（ａ）は、充電信号発生部１４が出力する充電信号を示し、この充電信号はコンデンサ６を充電させるためのオン期間と放電させるためのオフ期間を一周期とする連続信号である。
【００１６】
図４（ｂ）は半導体スイッチング素子７のオン、オフ制御信号を示し、図４（ｃ）は半導体スイッチング素子２のオン、オフ制御信号を示し、これらの制御信号のオン期間はともに演算回路１６で算出されたΔＴ’となっている。
【００１７】
図４（ｄ）はリアクトル３の電流を示し、図４（ｅ）はコンデンサ６の電圧を示している。
【００１８】
まず、時刻ｔ１において図４（ａ）の充電信号が立ち上がると、これをトリガとしてΔＴ’の期間半導体スイッチング素子２、７がオン制御され（図４（ｂ）、（ｃ））、図３の充電回路には（１）の経路（直流電源１の正極端→半導体スイッチング素子２→リアクトル３→シャント抵抗器４→半導体スイッチング素子７→直流電源１の負極端）で電流が流れる。
【００１９】
これによって、ΔＴ’経過時に充電回路に流れる電流Ｉは、リアクトル３のリアクトル値をＬ、直流電源１の電圧をＥとすると、
【００２０】
【数１】
0006565351.tif 000002
【００２１】
となる。
【００２２】
また、同時にリアクトル３には（１／２）・ＬＩ2のエネルギーが蓄積される。
【００２３】
次に、ΔＴ’が経過した時刻ｔ２において、半導体スイッチング素子２、７が同時にオフ制御され（図４（ｂ）、（ｃ））、図３の充電回路には（２）の経路（リアクトル３→シャント抵抗器４→還流ダイオード５→コンデンサ６→還流ダイオード８→リアクトル３）で電流が流れる。
【００２４】
これによって、リアクトル３に蓄えられたエネルギー（図４（ｄ））はコンデンサ６に全て移行する（図４（ｅ））。そしてコンデンサ６の電圧は、リアクトル３の電流が零となる時刻ｔ３において、充電電圧指令値に達する。
【００２５】
コンデンサ６のコンデンサ容量をＣ、コンデンサ６の初期電圧をＶｃ０、エネルギー移行後のコンデンサ６の電圧をＶとすると、エネルギー保存の法則により、
【００２６】
【数２】
0006565351.tif 000003
【００２７】
が成り立ち、また式（１）、式（２）より、
【００２８】
【数３】
0006565351.tif 000004
【００２９】
が成り立つ。
【００３０】
その後は、図４（ａ）の充電信号のオン期間が終了しオフ期間がスタートする時刻ｔ５において、コンデンサ６の充電電圧は図示省略の例えばパルストランス側に放電される（例えばコンデンサ６とパルストランスの間に接続された図示省略のスイッチがオンされることにより放電される）。
【００３１】
そして、図４（ａ）の充電信号の次の周期のオン期間がスタートする時刻ｔ６において、再び充電信号が立ち上がって前記と同様の動作が繰り返される。
【００３２】
図３の充電装置は、高速で高精度（例えば０．１％）な充電精度を得るため、充電電圧指令部１７からの充電電圧指令を受信した後、充電信号発生部１４からの充電信号をトリガとして半導体スイッチング素子２および７をオンすると同時に直流電源１の電圧Ｅの検出を行い、演算回路１６において式（３）の演算でΔＴ’を算出し、ΔＴ’経過後半導体スイッチング素子２、７をオフすることで、１回のスイッチングでコンデンサ６を充電電圧指令値まで充電する。
【００３３】
尚、本発明に関連するコンデンサの充電装置は、例えば特許文献１、２に記載のものが提案されていた。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００３４】
【特許文献１】特開２００７−０３７２０４号公報
【特許文献２】特開２００２−２１８７４３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００３５】
図３の回路構成において、図示（１）の経路で電流が流れているときに半導体スイッチング素子２、７をオフすると、図示（２）の経路のように電流が還流ダイオード５、８に還流するまでの間、回路上のインダクタンスの影響により半導体スイッチング素子２、７の各両端にはサージ電圧が発生する。このため、半導体スイッチング素子２、７がサージ電圧で破損することを防止するためのスナバ回路が必要となる場合がある。
【００３６】
半導体スイッチング素子７に関しては、還流ダイオード５、コンデンサ６および半導体スイッチング素子７の回路におけるインダクタンスを小さくすることでコンデンサ６をスナバ回路の役目とすることが可能であるが、半導体スイッチング素子２には別途専用のサージ吸収用スナバ回路が必要となる場合がある。尚、半導体スイッチング素子２がサージに耐える耐量を持っている場合であっても、電流遮断時に大きなスイッチング損失が発生し装置効率が低下する問題がある。
【００３７】
本発明は、上記課題を解決するものであり、その目的は、半導体スイッチング素子の零電流遮断によってスナバ回路を不要とし、電流遮断時のスイッチング損失を低減させたコンデンサの充電装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３８】
上記課題を解決するための請求項１に記載のコンデンサの充電装置は、コンデンサの一端をダイオードのカソード、アノードを介して第１の半導体スイッチング素子の一端に接続し、前記ダイオードのアノードおよび第１の半導体スイッチング素子の一端の共通接続点を、リアクトルおよび第２の半導体スイッチング素子を介して直流電源の正極端に接続し、前記コンデンサの他端および第１の半導体スイッチング素子の他端を前記直流電源の負極端に接続して構成された充電回路を有し、前記直流電源の直流電力をコンデンサに周期的に充電するコンデンサの充電装置であって、
前記コンデンサを充電させるためのオン期間と放電させるためのオフ期間とが繰り返される充電信号を基準とし、
前記充電信号のオン期間の開始時刻に前記第１の半導体スイッチング素子および第２の半導体スイッチング素子をオン制御し、
前記充電信号のオン期間の開始時刻から、該オン期間終了前の任意の時刻までの第１の期間が終了した時刻に前記第１の半導体スイッチング素子をオフ制御し、
前記充電信号のオン期間の開始時刻から、前記第１の半導体スイッチング素子のオフにより前記充電回路のリアクトルからコンデンサに電流が流れ、該電流が零となった後、充電信号のオン期間が終了するまでの任意の時刻までの期間を第２の期間と定義し、該第２の期間が終了する時刻に前記第２の半導体スイッチング素子をオフ制御する制御部を備えたことを特徴としている。
【００３９】
上記構成において、第１の期間中と、第２の期間内で第１の期間と同一の期間中は、第１および第２の半導体スイッチング素子がオン制御され、直流電源から第２の半導体スイッチング素子、リアクトルおよび第１の半導体スイッチング素子を介して電流が流れ、リアクトルにエネルギーが蓄積される。
【００４０】
次に、第１の期間が終了してから第２の期間が終了するまでの期間は、第１の半導体スイッチング素子がオフ制御され、第２の半導体スイッチング素子のオン制御が継続される。この期間において、リアクトルの蓄積エネルギーは、第１の半導体スイッチング素子に並列接続されているコンデンサに移行し、コンデンサが充電される。
【００４１】
次に、コンデンサの充電により充電回路に流れる電流が零となっているときに、第２の半導体スイッチング素子がオフ制御されるので、サージ電圧は発生せず、電流遮断時のスイッチング損失を低減して半導体スイッチング素子の破壊を防止することができる。これによって、装置効率が向上し、スナバ回路が不要となるため装置の低廉化を図ることができる。
【００４２】
また、請求項２に記載のコンデンサの充電装置は、請求項１において、前記制御部は、
前記第１の期間をΔＴとし、リアクトルのリアクトル値をＬとし、直流電源の電圧をＥとしたときの、第１の期間経過時の前記充電回路に流れる電流Ｉを、
【００４３】
【数４】
0006565351.tif 000005
【００４４】
と定義し、
前記コンデンサのコンデンサ容量をＣとし、前記充電信号のオン期間の開始時刻におけるコンデンサの電圧をＶｃ０とし、第１の期間が終了してからｔ時間経過後に前記充電回路に流れる電流ｉ（ｔ）を、
【００４５】
【数５】
0006565351.tif 000006
【００４６】
と定義し、
第１の期間が終了してからｉ（ｔ）＝０となるまでの時間Ｔを、
【００４７】
【数６】
0006565351.tif 000007
【００４８】
によって演算し、
前記ｉ（ｔ）＝０となったときのコンデンサの充電電圧を充電電圧指令Ｖ*として、
【００４９】
【数７】
0006565351.tif 000008
【００５０】
と定義し、
前記式（７）から、第１の期間ΔＴを、
【００５１】
【数８】
0006565351.tif 000009
【００５２】
によって演算する演算回路と、
前記演算回路によって演算されたΔＴの開始時刻に第１の半導体スイッチング素子をオン制御し、ΔＴの終了時刻に第１の半導体スイッチング素子をオフ制御する第１の制御信号を生成する回路と、
前記演算回路によって演算されたΔＴの開始時刻に第２の半導体スイッチング素子をオン制御し、前記ΔＴ＋Ｔが経過してから前記充電信号のオン期間終了時刻までの間の時刻に、第２の半導体スイッチング素子をオフ制御する第２の制御信号を生成する回路と、
を備えたことを特徴としている。
【００５３】
上記構成によれば、第１の期間であるΔＴ（式（８））と、第１の期間が終了してから充電回路の電流が零となるまでの時間Ｔ（式（６））は演算回路によって演算される。
【００５４】
このため、コンデンサを、高速、高精度に充電電圧指令Ｖ*（式（７））の電圧に充電することができる。
【００５５】
また、前記ΔＴ＋Ｔが経過してから充電信号のオン期間終了時刻までの間の時刻、すなわち充電回路の電流が零となっている時間帯に第２の半導体スイッチング素子をオフ制御する第２の制御信号を生成することができる。
【発明の効果】
【００５６】
（１）請求項１、２に記載の発明によれば、従来のコンデンサの充電回路の構成を変更することなく、充電回路に流れる電流が零になっているときに第２の半導体スイッチング素子をオフ制御することができる。
【００５７】
このため、サージ電圧は発生せず、電流遮断時のスイッチング損失を低減して半導体スイッチング素子の破壊を防止することができる。これによって、装置効率が向上し、スナバ回路が不要となるため装置の低廉化を図ることができる。
（２）請求項２に記載の発明によれば、コンデンサを、高速、高精度に充電電圧指令Ｖ*（式（７））の電圧に充電することができる。
【００５８】
また、前記ΔＴ＋Ｔが経過してから充電信号のオン期間終了時刻までの間の時刻、すなわち充電回路の電流が零となっている時間帯に第２の半導体スイッチング素子をオフ制御する第２の制御信号を生成することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５９】
【図１】本発明の実施形態例によるコンデンサの充電装置の構成図。
【図２】図１の充電装置の各部の波形を表し、（ａ）は充電信号の波形図、（ｂ）は半導体スイッチング素子７のオン、オフ制御信号の波形図、（ｃ）は半導体スイッチング素子２のオン、オフ制御信号の波形図、（ｄ）はリアクトル３の電流波形図、（ｅ）はコンデンサ６の電圧波形図。
【図３】従来のコンデンサの充電装置の一例を示す構成図。
【図４】図３の充電装置の各部の波形を表し、（ａ）は充電信号の波形図、（ｂ）は半導体スイッチング素子７のオン、オフ制御信号の波形図、（ｃ）は半導体スイッチング素子２のオン、オフ制御信号の波形図、（ｄ）はリアクトル３の電流波形図、（ｅ）はコンデンサ６の電圧波形図。
【発明を実施するための形態】
【００６０】
以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態を説明するが、本発明は下記の実施形態例に限定されるものではない。図１は本実施形態例によるコンデンサの充電装置の主回路構成（充電回路）と制御部のブロックを示しており、図３と同一部分は同一符号をもって示している。
【００６１】
図１において図３と異なる点は、図３の演算回路１６およびカウンタ１８に代えて、演算回路２６およびカウンタ１８ａ，１８ｂを設けた点にあり、その他の部分は図３と同様に構成されている。
【００６２】
演算回路２６は、Ａ／Ｄ変換器１３の出力電圧（直流電源１の電圧Ｅ）と、Ａ／Ｄ変換器１５の出力電圧（コンデンサ６の初期電圧Ｖｃ０および充電電圧Ｖ）と、充電電圧指令部１７から出力される充電電圧指令値とを入力とし、後述する式（６）、式（８）を演算して、オン期間ΔＴ（第１の期間）と、ΔＴが終了してから充電回路に流れる電流が零となるまでの時間Ｔを演算し、ΔＴの情報をカウンタ１８ａに出力し、ΔＴ、Ｔの情報をカウンタ１８ｂに出力する演算回路である。この演算回路２６は、例えばデジタルシグナルプロセッサ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ；ＤＳＰ）等で構成される。
【００６３】
１８ａは、演算回路２６で演算されたΔＴの期間オン信号を出力するカウンタであり、該オン信号は、充電信号発生部１４から入力される充電信号（の立ち上がり）をトリガ（充電トリガ）として出力開始される。
【００６４】
１９ａは、カウンタ１８ａからのオン信号のΔＴの期間、半導体スイッチング素子７をオン制御するゲート信号を作成して出力するゲート回路である。
【００６５】
１８ｂは、充電信号発生部１４からの充電信号と演算回路２６で演算されたΔＴ、Ｔを入力とし、充電信号の立ち上がり（充電トリガ）から、ΔＴ＋Ｔが経過した（第１の期間終了後に充電回路の電流が零となった）後に充電信号がオフ期間となるまでの間の期間（第２の期間）オン信号を出力するカウンタである。
【００６６】
１９ｂは、カウンタ１８ｂからのオン信号の第２の期間、半導体スイッチング素子２をオン制御するゲート信号を作成して出力するゲート回路である。
【００６７】
前記充電信号発生部１４、演算回路２６、カウンタ１８ａおよびゲート回路１９ａが、本発明の第１の制御信号を生成する回路を構成している。
【００６８】
前記充電信号発生部１４、演算回路２６、カウンタ１８ｂおよびゲート回路１９ｂが、本発明の第２の制御信号を生成する回路を構成している。
【００６９】
また、半導体スイッチング素子７が本発明の第１の半導体スイッチング素子であり、半導体スイッチング素子２が本発明の第２の半導体スイッチング素子である。
【００７０】
次に図１の回路の動作を、各部の波形を示す図２とともに説明する。図２（ａ）は、充電信号発生部１４が出力する充電信号を示し、この充電信号はコンデンサ６を充電させるためのオン期間と放電させるためのオフ期間を一周期とする連続信号である。
【００７１】
図２（ｂ）は半導体スイッチング素子７のオン、オフ制御信号を示し、オン期間は演算回路２６で演算されたΔＴ（第１の期間）となっている。
【００７２】
図２（ｃ）は半導体スイッチング素子２のオン、オフ制御信号を示し、オン期間は、充電信号（図２（ａ））の立ち上がりから、演算回路２６で演算されたΔＴとＴが経過した後の、充電信号がオフ期間となるまでの任意の時刻までの第２の期間となっている。
【００７３】
図２（ｄ）はリアクトル３の電流を示し、図２（ｅ）はコンデンサ６の電圧を示している。
【００７４】
まず、時刻ｔ１において図２（ａ）の充電信号が立ち上がると、これをトリガとして半導体スイッチング素子２、７がオン制御され（図２（ｂ）、（ｃ））、図１の充電回路には（１）の経路（直流電源１の正極端→半導体スイッチング素子２→リアクトル３→シャント抵抗器４→半導体スイッチング素子７→直流電源１の負極端）で電流が流れる。
【００７５】
これによって、ΔＴ経過時に充電回路に流れる電流Ｉは、リアクトル３のリアクトル値をＬ、直流電源１の電圧をＥとすると、
【００７６】
【数４】
0006565351.tif 000010
【００７７】
となる。
【００７８】
また、リアクトル３にエネルギーが蓄積される。
【００７９】
次に、ΔＴが経過した時刻ｔ２において、カウンタ１８ａのオン信号が終了して半導体スイッチング素子７のみがオフ制御され（図２（ｂ））、図１の充電回路には（２）の経路（直流電源１の正極端→半導体スイッチング素子２→リアクトル３→シャント抵抗器４→還流ダイオード５→コンデンサ６→直流電源１の負極端）で電流が流れる。
【００８０】
このとき、コンデンサ６のコンデンサ容量をＣ、コンデンサ６の初期電圧をＶｃ０とすると、時刻ｔ２で半導体スイッチング素子７がオフ制御されてから時間ｔ経過後の電流ｉ（ｔ）は式（５）のように表され、充電回路にはｉ（ｔ）＝０となる（時刻ｔ３）までの間電流が流れ、リアクトル３のエネルギーはコンデンサ６に移行する（図２（ｄ）、（ｅ））。尚、充電回路に流れる電流の情報はシャント抵抗器４によって得るものである。
【００８１】
【数５】
0006565351.tif 000011
【００８２】
式（５）より、半導体スイッチング素子７のオフからｉ（ｔ）＝０となるまでの時間Ｔは式（６）で表され、演算回路２６において演算される。
【００８３】
【数６】
0006565351.tif 000012
【００８４】
電流が流れ終わった（ｉ（ｔ）＝０）とき（時刻ｔ３）のコンデンサ６の充電電圧（＝充電電圧指令Ｖ*）は式（７）で表すことができる。
【００８５】
【数７】
0006565351.tif 000013
【００８６】
また、ｓｉｎ＊ｓｉｎ-1＝ｃｏｓ＊ｃｏｓ-1＝１を利用すると、式（７）からΔＴ（第１の期間）を求めることができ、式（８）で表すことができ、演算回路２６は式（８）のΔＴを演算する。
【００８７】
【数８】
0006565351.tif 000014
【００８８】
このようにして演算したΔＴは、式（７）、式（８）から、コンデンサ６を充電電圧指令Ｖ*まで充電できるエネルギーをリアクトル３に蓄積させることのできる電流通流時間に相当する、といえる。
【００８９】
時刻ｔ１〜時刻ｔ３に示すように、従来（図３）と同様の制御部を用いて、充電電圧指令Ｖ*、電圧検出器１１、Ａ／Ｄ変換器１３によって得た直流電源１の電圧Ｅ、電圧検出器１２、Ａ／Ｄ変換器１５によって得たコンデンサ６の初期電圧Ｖｃ０から、ΔＴを演算回路２６で算出し、半導体スイッチング素子７をΔＴの期間オンした後オフする方法で、コンデンサ６を高速、高精度に充電電圧指令（Ｖ*）に充電することができる。
【００９０】
次に、ΔＴ＋Ｔが経過した時刻ｔ３から前記充電信号のオン期間終了時刻（ｔ５）までの任意の時刻ｔ４において、カウンタ１８ｂのオン信号（第２の期間に相当するオン信号）出力が終了し、半導体スイッチング素子２がオフ制御される（図２（ｃ））。
【００９１】
この時刻ｔ４において、充電回路に流れる電流は零であるので、半導体スイッチング素子２のオフ時のサージ電圧は発生せず、電流遮断時のスイッチング損失を低減して半導体スイッチング素子２の破壊を防止することができる。これによって装置効率が向上し、スナバ回路が不要となるため、装置のコストを下げることができる。
【００９２】
前記半導体スイッチング素子２をオフ制御する時刻ｔ４は、図１の（２）の経路で電流が流れ終わった時刻ｔ３から、図２（ａ）の充電信号のオン期間が終了する（コンデンサ６の放電期間がスタートする）時刻ｔ５までの間で、任意に決めることができ、その時刻設定はカウンタ１８ｂによって設定しておく。
【００９３】
図２（ａ）の充電信号のオン期間が終了する時刻ｔ５において、コンデンサ６の充電電圧（図２（ｅ））は図示省略のパルストランス側に放電され、その後図２（ａ）の充電信号のオン期間が再びスタートする時刻ｔ６において、半導体スイッチング素子２、７が同時にオン制御され、それ以降は前記同様の動作が繰り返される。
【符号の説明】
【００９４】
１…直流電源
２、７…半導体スイッチング素子
３…リアクトル
４…シャント抵抗器
５、８…還流ダイオード
６…コンデンサ
１１、１２…電圧検出器
１３、１５…Ａ／Ｄ変換器
１４…充電信号発生部
１７…充電電圧指令部
１８ａ、１８ｂ…カウンタ
１９ａ、１９ｂ…ゲート回路
２６…演算回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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