(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
センサ信号を処理するのに使用される処理回路網であって、
複数のセンサ入力から複数のセンサ信号を受信するように構成され、一連の時間間隔において時分割して前記複数のセンサ信号を第１の測定回路に通し、それに応答するセンサ測定値の第１の時分割シーケンスを生成するように構成される第１の測定回路と、
少なくとも１つのセンサ信号を受信するように構成され、前記少なくとも１つのセンサ信号を第２の測定回路に通し、それに応答するセンサ測定値を生成するように構成される第２の測定回路と、
前記第１の測定回路及び前記第２の測定回路により生成された前記センサ測定値を処理して、センサ結果を判定し且つ出力するように構成される測定値処理回路網とを備え、
前記第１の測定回路及び前記第２の測定回路の双方は、少なくとも１つの共通センサ入力からセンサ信号を受信し且つそれに応答する共通センサ測定値をそれぞれ出力するように構成され、
前記測定値処理回路網は、前記共通センサ測定値を使用して、前記第２の測定回路から取得されるセンサ測定値を前記第１の測定回路から取得されるセンサ測定値に関連付ける第１のマッピングデータを判定するように構成され、
前記複数のセンサ入力は補助センサ入力を含み、前記第２の測定回路から取得されたセンサ測定値を使用して取得されたセンサ結果を補正するための較正データは、前記補助センサ入力からのセンサ信号が前記第１の測定回路を通される時に前記第１の測定回路から取得されるセンサ測定値を使用して判定されることを特徴とする処理回路網。
【請求項２】
前記測定値処理回路網は、前記第２の測定回路から取得された少なくとも１つのセンサ測定値及び前記第１のマッピングデータを使用してセンサ結果を判定するように構成されることを特徴とする請求項１記載の処理回路網。
【請求項３】
少なくとも１つのセンサ信号を受信するように構成され、前記少なくとも１つのセンサ信号を第３の測定回路に通し、それに応答するセンサ測定値を生成するように構成される第３の測定回路を更に備え、
前記第１の測定回路及び前記第３の測定回路の双方は、少なくとも１つの共通センサ入力からセンサ信号を受信し且つそれに応答する共通センサ測定値をそれぞれ出力するように構成され、
前記測定値処理回路網は、前記第１の測定回路及び前記第３の測定回路から取得された共通センサ測定値を使用して、前記第３の測定回路から取得されるセンサ測定値を前記第１の測定回路から取得されるセンサ測定値に関連付ける第２のマッピングデータを判定するように構成されることを特徴とする請求項１又は２記載の処理回路網。
【請求項４】
センサ信号を処理するのに使用される処理回路網であって、
複数のセンサ入力から複数のセンサ信号を受信するように構成され、一連の時間間隔において時分割して前記複数のセンサ信号を第１の測定回路に通し、それに応答するセンサ測定値の第１の時分割シーケンスを生成するように構成される第１の測定回路と、
少なくとも１つのセンサ信号を受信するように構成され、前記少なくとも１つのセンサ信号を第２の測定回路に通し、それに応答するセンサ測定値を生成するように構成される第２の測定回路と、
前記第１の測定回路及び前記第２の測定回路により生成された前記センサ測定値を処理して、センサ結果を判定し且つ出力するように構成される測定値処理回路網とを備え、
前記第１の測定回路及び前記第２の測定回路の双方は、少なくとも１つの共通センサ入力からセンサ信号を受信し且つそれに応答する共通センサ測定値をそれぞれ出力するように構成され、
前記測定値処理回路網は、前記共通センサ測定値を使用して、前記第２の測定回路から取得されるセンサ測定値を前記第１の測定回路から取得されるセンサ測定値に関連付ける第１のマッピングデータを判定するように構成され、
前記処理回路網は、
少なくとも１つのセンサ信号を受信するように構成され、前記少なくとも１つのセンサ信号を第３の測定回路に通し、それに応答するセンサ測定値を生成するように構成される第３の測定回路を更に備え、
前記第１の測定回路及び前記第３の測定回路の双方は、少なくとも１つの共通センサ入力からセンサ信号を受信し且つそれに応答する共通センサ測定値をそれぞれ出力するように構成され、
前記測定値処理回路網は、前記第１の測定回路及び前記第３の測定回路から取得された共通センサ測定値を使用して、前記第３の測定回路から取得されるセンサ測定値を前記第１の測定回路から取得されるセンサ測定値に関連付ける第２のマッピングデータを判定するように構成されることを特徴とする処理回路網。
【請求項５】
前記測定値処理回路網は、前記第２の測定回路から取得されたセンサ測定値、前記第３の測定回路から取得されたセンサ測定値、前記第１のマッピングデータ及び前記第２のマッピングデータを使用してセンサ結果を判定するように構成されることを特徴とする請求項４記載の処理回路網。
【請求項６】
前記測定値処理回路網は、i）前記第２の測定回路から取得された前記共通センサ測定値を使用して第１の主センサ測定値を判定するために、前記第１のマッピングデータを使用し、ii）前記第３の測定回路から取得された前記共通センサ測定値を使用して第２の主センサ測定値を判定するために、前記第２のマッピングデータを使用し、iii）レシオメトリック結果を判定するために、前記第１の主センサ測定値及び前記第２の主センサ測定値のレシオメトリック計算を実行し、iv）前記レシオメトリック結果を使用してセンサ結果を判定し且つ出力するように構成されることを特徴とする請求項４又は５記載の処理回路網。
【請求項７】
センサ信号を処理するのに使用される処理回路網であって、
複数のセンサ入力から複数のセンサ信号を受信するように構成され、一連の時間間隔において時分割して前記複数のセンサ信号を第１の測定回路に通し、それに応答するセンサ測定値の第１の時分割シーケンスを生成するように構成される第１の測定回路と、
少なくとも１つのセンサ信号を受信するように構成され、前記少なくとも１つのセンサ信号を第２の測定回路に通し、それに応答するセンサ測定値を生成するように構成される第２の測定回路と、
前記第１の測定回路及び前記第２の測定回路により生成された前記センサ測定値を処理して、センサ結果を判定し且つ出力するように構成される測定値処理回路網とを備え、
前記第１の測定回路及び前記第２の測定回路の双方は、少なくとも１つの共通センサ入力からセンサ信号を受信し且つそれに応答する共通センサ測定値をそれぞれ出力するように構成され、
前記測定値処理回路網は、前記共通センサ測定値を使用して、前記第２の測定回路から取得されるセンサ測定値を前記第１の測定回路から取得されるセンサ測定値に関連付ける第１のマッピングデータを判定するように構成され、
各測定回路は補助動作モード及び主センサ動作モードを有し、前記第１の測定回路が前記主センサ動作モードで動作するように構成される場合、前記第２の測定回路は前記補助動作モードで動作するように構成され、前記第１の測定回路が前記補助動作モードで動作するように構成される場合、前記第２の測定回路は前記主センサ動作モードで動作するように構成され、前記主センサ動作モードで動作している場合、測定回路は、少なくとも１つの主センサ入力から取得された前記センサ信号を通し且つ補助センサ入力からのセンサ信号を通さないように構成され、前記補助動作モードで動作している場合、測定回路は、前記補助センサ入力から取得された信号及び前記少なくとも１つの主センサ入力から取得されたセンサ信号を時分割して通すように構成されることを特徴とする処理回路網。
【請求項８】
前記測定値処理回路網は、前記測定回路が前記補助動作モードで動作している時に前記少なくとも１つの主センサ入力から取得された前記センサ信号のセンサ測定値を使用して測定回路に対する較正データを判定するように構成され、前記主センサ動作モードで動作している時に前記測定回路から取得されたセンサ結果に前記較正データを適用するように構成されることを特徴とする請求項７記載の処理回路網。
【請求項９】
センサ信号を処理するのに使用される処理回路網であって、
複数のセンサ入力から複数のセンサ信号を受信するように構成され、一連の時間間隔において時分割して前記複数のセンサ信号を第１の測定回路に通し、それに応答するセンサ測定値の第１の時分割シーケンスを生成するように構成される第１の測定回路と、
少なくとも１つのセンサ信号を受信するように構成され、前記少なくとも１つのセンサ信号を第２の測定回路に通し、それに応答するセンサ測定値を生成するように構成される第２の測定回路と、
前記第１の測定回路及び前記第２の測定回路により生成された前記センサ測定値を処理して、センサ結果を判定し且つ出力するように構成される測定値処理回路網とを備え、
前記第１の測定回路及び前記第２の測定回路の双方は、少なくとも１つの共通センサ入力からセンサ信号を受信し且つそれに応答する共通センサ測定値をそれぞれ出力するように構成され、
前記測定値処理回路網は、前記共通センサ測定値を使用して、前記第２の測定回路から取得されるセンサ測定値を前記第１の測定回路から取得されるセンサ測定値に関連付ける第１のマッピングデータを判定するように構成され、
前記処理回路網はさらに、
前記第１の測定回路から取得されたセンサ測定値をデジタルデータに変換する第１のアナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）回路網と、前記第２の測定回路から取得されたセンサ測定値を変換する第２のアナログ／デジタル変換器回路網とを備え、前記測定値処理回路網は、前記第２の測定回路から取得されたセンサ測定値を使用して判定された速度測定値に依存して、前記第１のＡＤＣ回路網により実行される変換のタイミングを動的に調節するように構成されることを特徴とする処理回路網。
【請求項１０】
前記測定値処理回路網は、前記第１の測定回路から取得されたセンサ測定値を使用して判定された速度測定値に依存して、前記第２のＡＤＣ回路網により実行される変換のタイミングを動的に調節するように構成されることを特徴とする請求項９記載の処理回路網。
【請求項１１】
センサ信号を処理するのに使用される処理回路網であって、
複数のセンサ入力から複数のセンサ信号を受信するように構成され、一連の時間間隔において時分割して前記複数のセンサ信号を第１の測定回路に通し、それに応答するセンサ測定値の第１の時分割シーケンスを生成するように構成される第１の測定回路と、
少なくとも１つのセンサ信号を受信するように構成され、前記少なくとも１つのセンサ信号を第２の測定回路に通し、それに応答するセンサ測定値を生成するように構成される第２の測定回路と、
前記第１の測定回路及び前記第２の測定回路により生成された前記センサ測定値を処理して、センサ結果を判定し且つ出力するように構成される測定値処理回路網とを備え、
前記第１の測定回路及び前記第２の測定回路の双方は、少なくとも１つの共通センサ入力からセンサ信号を受信し且つそれに応答する共通センサ測定値をそれぞれ出力するように構成され、
前記測定値処理回路網は、前記共通センサ測定値を使用して、前記第２の測定回路から取得されるセンサ測定値を前記第１の測定回路から取得されるセンサ測定値に関連付ける第１のマッピングデータを判定するように構成され、
各測定回路は、第１の主センサ入力及び第２の主センサ入力から受信された第１のセンサ信号及び第２のセンサ信号に対するセンサ測定値をそれぞれ生成するように構成され、前記測定値処理回路網は、前記第１の測定回路により生成された前記センサ測定値を使用して第１のレシオメトリック関数の値を判定し、前記第２の測定回路により生成された前記センサ測定値を使用して第２のレシオメトリック関数の値を判定し、前記判定された値を使用してセンサ結果を判定するように構成されることを特徴とする処理回路網。
【請求項１２】
センサ信号を処理するのに使用される処理回路網であって、
複数のセンサ入力から複数のセンサ信号を受信するように構成され、一連の時間間隔において時分割して前記複数のセンサ信号を第１の測定回路に通し、それに応答するセンサ測定値の第１の時分割シーケンスを生成するように構成される第１の測定回路と、
少なくとも１つのセンサ信号を受信するように構成され、前記少なくとも１つのセンサ信号を第２の測定回路に通し、それに応答するセンサ測定値を生成するように構成される第２の測定回路と、
前記第１の測定回路及び前記第２の測定回路により生成された前記センサ測定値を処理して、センサ結果を判定し且つ出力するように構成される測定値処理回路網とを備え、
前記第１の測定回路及び前記第２の測定回路の双方は、少なくとも１つの共通センサ入力からセンサ信号を受信し且つそれに応答する共通センサ測定値をそれぞれ出力するように構成され、
前記測定値処理回路網は、前記共通センサ測定値を使用して、前記第２の測定回路から取得されるセンサ測定値を前記第１の測定回路から取得されるセンサ測定値に関連付ける第１のマッピングデータを判定するように構成され、
各測定回路は、第１の主センサ入力及び第２の主センサ入力から受信された第１のセンサ信号及び第２のセンサ信号を使用して、前記第１のセンサ信号及び前記第２のセンサ信号の比率に依存して変化するセンサ測定値信号をそれぞれ生成するように構成され、前記測定値処理回路網は、前記センサ測定値信号を処理して前記比率の値を判定し且つ前記判定された値を使用してセンサ結果を判定するように構成されることを特徴とする処理回路網。
【請求項１３】
ターゲット及び検出素子の相対位置に依存する信号が前記検出素子において生成されるように、i）前記検出素子及びii）前記ターゲットの少なくとも一方が他方に対して移動可能である複数の検出素子及びターゲットと、
前記検出素子からの前記信号を処理し、前記ターゲット及び前記検出素子の前記相対位置に関する位置情報を判定し且つ出力する請求項１から１２のいずれか１項に記載の処理回路網と、
を備えることを特徴とする位置センサ。
【請求項１４】
請求項１から１２のいずれか１項に記載の処理回路網を使用することを特徴とするセンサターゲットの位置を検知するための位置検知方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、位置センサ及びそのようなセンサにおいて使用する装置に関する。本発明は、特に、線形用途又は回転用途において使用可能な誘導位置センサ、並びにそのような位置センサにおいて使用される励起回路網及び処理回路網に関するが、それらに限定されない。
【背景技術】
【０００２】
位置センサは、多くの工業分野において使用される。光学エンコーダは多くの用途において使用され、待ち時間の短い測定及び速い更新レートを提供するという利点がある。しかし、光学エンコーダは高価であり、正確に動作するためにはクリーン環境を必要とする。
【０００３】
誘導位置エンコーダも既知であり、通常は、望ましい位置又は移動の情報に関して位置を機械と関連付けられる可動ターゲットと、移動するターゲットに誘導結合される静止センサコイルとを含む。センサコイルは、可動ターゲット及び関連付けられた機械の位置、方向、速度及び／又は加速度の指示を提供するために処理可能な電気出力信号を提供する。いくつかの用途において、ターゲットが静止してセンサコイルが移動してもよく、他の用途において、双方が移動してもよい。
【０００４】
いくつかの誘導位置エンコーダは、ターゲットとして磁場発生器を使用する。磁場発生器及びセンサコイルは、それらの間の磁気結合が静止要素に関する可動要素の位置と共に変化するように構成される。その結果、可動要素の位置と共に変化する出力信号が各センサコイルから取得される。磁場発生器は、被給電コイル等の能動素子であってもよく、あるいは磁場集中要素（例えば、フェライトロッド）、導電性スクリーン又は共振器等の受動素子であってもよい。能動素子が使用される場合、通常、磁場発生器は静止要素に搭載可能な励起コイルにより通電される。
【０００５】
誘導位置エンコーダは光学エンコーダよりはるかに安価であるが、通常、光学エンコーダと比較して待ち時間が長く且つ更新レートが遅いため、移動物体の移動速度が速い用途において使用するには信頼性が低い。
【発明の概要】
【０００６】
本発明は、代替の位置エンコーダを提供すること及びそれらに対する新規の構成要素を提供することを目的とする。本発明の実施形態は、例えば待ち時間を短縮し且つ精度を向上するために誘導位置エンコーダと共に使用できる新規の処理回路網及び新規の励起回路網を提供する。
【０００７】
一態様によると、本発明は、センサ信号を処理するのに使用される処理回路網であって、複数のセンサ入力から第１の複数のセンサ信号を受信するように構成され、一連の時間間隔において時分割して第１の複数のセンサ信号を第１の測定回路に通し、それに応答するセンサ測定値の第１の時分割シーケンスを生成するように構成される第１の測定回路と、センサ入力から少なくとも１つのセンサ信号を受信するように構成され、少なくとも１つのセンサ信号を第２の測定回路に通し、それに応答するセンサ測定値を生成するように構成される第２の測定回路と、第１の測定回路及び第２の測定回路により生成されたセンサ測定値を処理して、センサ結果を判定し且つ出力するように構成される測定値処理回路網とを備え、第１の測定回路及び第２の測定回路の双方は、少なくとも１つの共通センサ入力からセンサ信号を受信し且つそれに応答する共通センサ測定値をそれぞれ出力するように構成され、測定値処理回路網は、第１の測定回路及び第２の測定回路から取得された共通センサ測定値を使用してセンサ結果を判定し且つ出力するように構成される処理回路網を提供する。２つ（又は３つ以上）の測定回路をこのように提供することにより、各測定回路が共通センサ信号を処理でき、処理回路網は測定値の誤差を検出でき、測定回路のうちの１つ以上を継続的に較正することもできる。
【０００８】
測定値処理回路網は、以下を含む種々の異なる較正データを判定できる。
・測定チャネル間の利得及びオフセットの相違を除去するために、１つの測定チャネルにおいて測定された信号振幅を別の測定チャネルにおいて測定された信号振幅にマッピングする較正データ。
・電子機器により測定されるセンサ信号におけるブレークスルーオフセットの補正に使用される基準信号の振幅及び位相を測定することにより判定される較正データ。
・基準信号の位相の値を電子機器のメモリに格納された所定の位相に能動的に調整するために、基準信号の位相を測定することにより判定される較正データ。
・測定回路により提供される測定値を補正するために、増幅／フィルタリング回路網において導入された位相シフトに対応する較正データ。
・双方の測定回路からほぼ同一のセンサ結果が出力されるように、異なる測定回路から取得されるセンサ結果間の残りの相違を除去する較正データ。
【０００９】
測定値処理回路網は、第１の測定回路から取得された共通センサ測定値及び第２の測定回路から取得された共通センサ測定値を使用して、１つのセンサ結果を判定し且つ出力してもよい。一実施形態において、測定値処理回路網は、第１の測定回路からの共通センサ測定値を使用して較正データを判定し、第２の測定回路からの共通センサ測定値と第１の測定回路からの共通センサ測定値を使用して判定された較正データとを使用してセンサ結果を判定する。測定値処理回路網は、第１の測定回路及び第２の測定回路からの共通センサ測定値を使用して、第１の測定回路により生成される測定値を第２の測定回路により生成される測定値に関連付けるマッピングデータを判定するように構成されてもよい。
【００１０】
いくつかの実施形態において、測定値処理回路網は、第１の測定回路からのセンサ測定値を使用してセンサ結果を判定することと第２の測定回路からのセンサ測定値を使用してセンサ結果を判定することとを切り替え、第１の測定回路からの共通センサ測定値及び第２の測定回路からの共通センサ測定値を使用して、前記切り替えを実行する時のセンサ結果の変化を平滑にする較正データを判定する。
【００１１】
通常、各入力センサ信号は第１の周波数を有し、第１の測定回路及び第２の測定回路は、センサ信号を受信し且つ第１の周波数より低い第２の周波数を有するセンサ信号にダウンコンバートする。いくつかの実施形態において、測定値処理回路網は、前記共通センサ信号が前記第１の測定回路及び前記第２の測定回路を異なる時間に通るように、前記第１の測定回路を介して時分割多重化してセンサ信号の切り替えを制御してもよい。共通センサ信号は、前記第２の周波数より高い第３の周波数で前記第１の測定回路及び前記第２の測定回路を介して切り替えられるのが好ましい。それにより、共通センサ信号が双方の測定回路に同時に入力されるようにするバッファ増幅器を必要とせずに、共通信号の測定値をほぼ同時に取得できる。
【００１２】
一実施形態において、複数のセンサ入力は主センサ入力及び補助センサ入力を含み、第１の測定回路は、補助センサ入力から補助センサ信号を受信し且つ補助センサ測定値を出力するように構成され、前記測定値処理回路網は、センサ結果を較正するのに使用する較正データを判定するために前記補助センサ測定値を処理するように構成される。
【００１３】
複数のセンサ入力は、通常、少なくとも１つの主センサ入力及び少なくとも１つの補助センサ入力を含み、第１の測定回路は、少なくとも１つの補助センサ入力から補助センサ信号を受信し且つ補助センサ測定値を出力するように構成される。
【００１４】
測定値処理回路網は、第１の測定回路及び第２の測定回路からの共通センサ測定値を使用して第１の測定回路により生成される測定値を第２の測定回路により生成される測定値に関連付けるマッピングデータを判定するように構成されてもよく、少なくとも１つの補助センサ測定値及び判定されたマッピングデータを使用してセンサ結果に対するブレークスルー補正を判定するように構成されてもよい。
【００１５】
第２の測定回路は、複数のセンサ入力から複数のセンサ信号を受信し、センサ測定値の第２の時分割シーケンスを生成するために、一連の時間間隔において時分割して複数のセンサ信号を第２の測定回路に通すように更に構成されてもよい。
【００１６】
この場合、複数のセンサ入力は、少なくとも１つの主センサ入力及び少なくとも１つの補助センサ入力を含んでもよく、第１の測定回路は、少なくとも１つの補助センサ入力から補助センサ信号を受信し且つ補助センサ測定値を出力するように構成され、第２の測定回路は、少なくとも１つの補助センサ入力から補助センサ信号を受信し且つ補助センサ測定値を出力するように構成される。第１の測定回路及び第２の測定回路は、i）第１の測定回路が補助センサ信号を通している時間間隔の間に、第２の測定回路が少なくとも１つの主センサ入力からのセンサ信号を通し、ii）第２の測定回路が補助センサ信号を通している時間間隔の間に、第１の測定回路が少なくとも１つの主センサ入力からのセンサ信号を通すように構成されてもよい。
【００１７】
測定値処理回路網は、第１の測定回路から取得された補助センサ測定値を使用して第１の測定回路に対するブレークスルー補正を判定し、第２の測定回路から取得された補助センサ測定値を使用して第２の測定回路に対するブレークスルー補正を判定するように構成されてもよく、第１の測定回路に対するブレークスルー補正を使用して、第１の測定回路から取得された主センサ測定値を補正し、第２の測定回路に対するブレークスルー補正を使用して、第２の測定回路から取得された主センサ測定値を補正するように構成されてもよい。
【００１８】
いくつかの実施形態において、第１の測定回路及び第２の測定回路は、いくつかの時間間隔の間、第１の測定回路及び第２の測定回路の双方が少なくとも１つの主センサ入力から受信したセンサ信号のセンサ測定値を生成するように、少なくとも１つの主センサ入力からの信号の通過を重複させる。
【００１９】
処理回路網は、ターゲットを通電するための励起信号を生成する励起回路網を更に備えてもよく、センサ信号は、ターゲットの通電に応答してセンサ入力から受信される。この場合、各測定回路は、測定回路を通るセンサ信号と励起信号を位相シフトしたものを含む復調信号とを乗算する復調回路網を含んでもよく、励起信号の位相又は復調信号の一部を形成する励起信号を位相シフトしたものの位相を変更するために位相シフト回路網が提供されてもよい。この場合、複数のセンサ入力は補助センサ入力を含んでもよく、位相シフト回路網は、前記補助センサ入力において受信されたセンサ信号から取得されたセンサ測定値を使用して判定された制御信号に依存して位相を変更してもよい。
【００２０】
一実施形態において、各測定回路は、第１の主センサ入力から受信したセンサ信号に対応する第１の主センサ測定値を出力し且つ第２の主センサ入力から受信したセンサ信号に対応する第２の主センサ測定値を出力するように構成され、測定値処理回路網は、i）第１のレシオメトリック結果を判定するために、第１の測定回路から取得された第１の主センサ測定値及び第２の主センサ測定値のレシオメトリック計算を実行し、ii）第２のレシオメトリック結果を判定するために、第２の測定回路から取得された第１の主センサ測定値及び第２の主センサ測定値のレシオメトリック計算を実行し、iii）第１のレシオメトリック結果及び第２のレシオメトリック結果を使用してセンサ結果を判定し且つ出力するように構成される。
【００２１】
測定値処理回路網は、第１の測定回路からのセンサ測定値を使用して取得されたセンサ結果と第２の測定回路からのセンサ測定値を使用して取得された対応するセンサ結果との間の差分を判定するように構成されてもよく、同一のセンサ信号に関して前記第１の測定回路及び前記第２の測定回路からの測定値を使用して取得されたセンサ結果が実質的に同一になるように、前記差分を使用して、少なくとも前記第１の測定回路から取得されたセンサ測定値に適用される補正を判定してもよい。この場合、測定値処理回路網は、前記差分を使用して、前記第２の測定回路から取得されたセンサ測定値に適用される補正を更に判定してもよい。
【００２２】
センサ結果の変化率に関する速度測定値が更に判定され、センサターゲットの移動を補償するためにセンサ結果に適用される補償を判定するために使用されてもよい。センサ結果に適用される補償は、補償前のセンサ結果の値に依存してもよい。好適な一実施形態において、測定値処理回路網は、第１の測定回路により第１の時間間隔の間に第１の主センサ入力から取得されたセンサ信号の第１のセンサ測定値及び第１の測定回路により第２の時間間隔の間に第２の主センサ入力から取得されたセンサ信号の第２のセンサ測定値を使用してセンサ結果を判定し、測定値処理回路網は、第１の時間間隔が第２の時間間隔の前である場合に第１の補償をセンサ結果に適用し、第２の時間間隔が第１の時間間隔の前である場合に第２の異なる補償をセンサ結果に適用する。補償方法を判定するために、加速度測定値が更に使用されてもよい。
【００２３】
一実施形態において、第１の測定回路及び第２の測定回路は、いくつかの時間間隔の間に第１の測定回路及び第２の測定回路の双方が少なくとも１つの主センサ入力から受信したセンサ信号のセンサ測定値を生成するように、重複周期の間に少なくとも１つの主センサ入力からのセンサ信号の通過を重複させるように構成され、測定値処理回路網は、i）前記重複周期の間に第１の測定回路から取得されたセンサ測定値を使用して第１のセンサ結果を判定し、ii）前記重複周期の間に第２の測定回路から取得されたセンサ測定値を使用して第２のセンサ結果を判定し、iii）第１のセンサ結果と第２のセンサ結果との間の差分を判定し、iv）センサターゲットの移動により生じる動的誤差を補償するために、前記差分を使用して後続のセンサ結果に補償を適用するように構成される。
【００２４】
この場合、測定値処理回路網は、第１の測定回路により第１の時間間隔の間に第１の主センサ入力から取得されたセンサ信号の第１のセンサ測定値及び第１の測定回路により第２の時間間隔の間に第２の主センサ入力から取得されたセンサ信号の第２のセンサ測定値を使用してセンサ結果を判定してもよく、測定値処理回路網は、第１の時間間隔が第２の時間間隔の前である場合に前記差分を使用する第１の補償をセンサ結果に適用してもよく、第２の時間間隔が第１の時間間隔の前である場合に前記差分を使用する第２の異なる補償をセンサ結果に適用してもよい。
【００２５】
一実施形態において、各測定回路は補助動作モード及び主センサ動作モードを有し、第１の測定回路が主センサ動作モードで動作するように構成される場合、第２の測定回路は補助動作モードで動作するように構成され、第１の測定回路が補助動作モードで動作するように構成される場合、第２の測定回路は主センサ動作モードで動作するように構成される。主センサ動作モードで動作している場合、測定回路は、少なくとも１つの主センサ入力から取得されたセンサ信号を通し且つ補助センサ入力からのセンサ信号を通さないように構成され、補助動作モードで動作している場合、測定回路は、補助センサ入力から取得された信号及び少なくとも１つの主センサ入力から取得されたセンサ信号を時分割して通すように構成される。この場合、測定値処理回路網は、測定回路が前記補助動作モードで動作している時に少なくとも１つの主センサ入力から取得されたセンサ信号のセンサ測定値を使用して測定回路に対する較正データを判定してもよく、前記主センサ動作モードで動作している時に測定回路から取得されたセンサ結果に較正データを適用してもよい。この場合も、一方の測定回路に対して判定される較正データは、他方の測定回路からのセンサ測定値を使用して取得されたセンサ結果から判定される速度（加速度）測定値に依存してもよい。通常、測定回路に対する判定された較正データは、測定回路によりセンサ結果に導入された位相オフセットを相殺するためのものである。
【００２６】
一実施形態において、第１の測定回路から取得されたセンサ測定値をデジタルデータに変換するためにアナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）回路網が提供され、第２の測定回路から取得されたセンサ測定値を変換するために第２のアナログ／デジタル変換器回路網が提供され、測定値処理回路網は、第２の測定回路から取得されたセンサ測定値を使用して判定された速度測定値に依存して、第１のＡＤＣ回路網により実行される変換のタイミングを動的に調節する。同様に、測定値処理回路網は、第１の測定回路から取得されたセンサ測定値を使用して判定された速度測定値に依存して、第２のＡＤＣ回路網により実行される変換のタイミングを動的に調節してもよい。
【００２７】
一実施形態において、各測定回路は、各時間間隔の間に通るセンサ信号の対を多重化して、位相がセンサ信号の対の比率と共に変化するセンサ測定値信号を生成するように構成される。この場合、測定値処理回路網は、センサ測定値信号のゼロ交差を検出するゼロ交差検出器を含んでもよい。測定回路網は、一対の隣接する検出されたゼロ交差イベント間のセンサ測定値信号の振幅の振幅測定値を取得するアナログ／デジタル変換器ＡＤＣを更に含んでもよく、測定値処理回路網は、振幅測定値を使用して、一対の隣接するゼロ交差イベントのうち、どちらが立ち上がりゼロ交差イベントで、どちらが立ち下がりゼロ交差イベントかを識別するように構成される。
【００２８】
一実施形態において、測定値処理回路網は、検出サイクルの第１の部分の間に第１の測定回路からのセンサ測定値を使用してセンサ結果を報告するように構成され、検出サイクルの第２の部分の間に第２の測定回路からのセンサ測定値を使用してセンサ結果を報告するように構成され、測定値処理回路網は、第１の測定回路から取得されたセンサ測定値を使用する報告と第２の測定回路から取得されたセンサ測定値を使用する報告とを切り替える時にセンサ結果を無視するか又は追加するように構成される。例えば測定値処理回路網は、第２の測定回路から取得された第１のセンサ結果が第１の測定回路のセンサ測定値を使用して取得された最後の報告済みセンサ結果の既定の時間周期内に取得される場合、第２の測定回路から取得されたセンサ測定値に切り替えた後の第１のセンサ結果を無視してもよい。同様に、測定値処理回路網は、センサ結果が第２の測定回路のセンサ測定値を使用するセンサ結果の報告への切り替え前の既定の時間周期内に第２の測定回路からのセンサ測定値を使用して判定された場合、第２の測定回路から取得されたセンサ測定値に切り替えた後のセンサ結果を追加してもよい。新しいセンサ結果を追加する場合、測定値処理回路網は、センサのターゲットの移動速度の測定値に従って（オプションで、加速度の測定値に更に従って）、先行の時間間隔において第２の測定回路から取得されたセンサ測定値を使用して生成されるセンサ結果を外挿してもよい。
【００２９】
一実施形態において、第１の測定回路は、センサ信号と第１の測定回路の一部を形成する増幅／フィルタリング回路網の通過帯域内の基本周波数を有する変調制御信号とを多重化する第１のマルチプレクサを備え、第１のマルチプレクサの切り替えは、前記基本周波数周辺のセンサ信号に望ましくない電荷注入を行い、第１のマルチプレクサからの出力は第１の測定回路の第２のマルチプレクサを通され、前記基本周波数の倍数である周波数を有するチョッパー信号は、センサ信号に更なる電荷を注入するために第２のマルチプレクサをオン／オフするために使用され、センサ信号への総電荷注入が増幅／フィルタリング回路網の通過帯域の外側の高周波数である前記チョッパー信号の高周波数になることにより、前記電荷注入が第１の測定回路から出力されるセンサ測定値信号において実質的に減衰されるように、前記チョッパー信号の移行点は前記変調制御信号の移行点と時間を揃えられる。
【００３０】
チョッパー信号の移行点と変調制御信号の移行点との時間を揃えるために、チョッパー信号及び前記変調制御信号は共通クロック信号から生成されてもよい。例えば、マスタークロック信号から前記チョッパー信号及び前記変調制御信号を生成するために、制御信号論理が提供されてもよい。
【００３１】
一実施形態において、第１の測定回路及び第２の測定回路の一方は、主センサ結果を判定するために使用されるセンサ測定値を提供し、第１の測定回路及び第２の測定回路の他方は補助測定値を提供し、第１の測定回路及び第２の測定回路の役割は、センサ結果の値に依存して入れ替えられる。
【００３２】
一実施形態において、測定値処理回路網は、第１の関数に従ってセンサ変数と共に変化する第１のセンサ結果を判定するために第１の測定回路からのセンサ測定値を使用し、第１の関数と異なる第２の関数に従ってセンサ変数と共に変化する第２のセンサ結果を判定するために第２の測定回路からのセンサ測定値を使用してもよく、測定値処理回路網は、第１のセンサ結果及び第２のセンサ結果を使用してセンサ変数の値を判定するように構成される。測定値処理回路網は、センサ変数の値に依存して、センサ変数の値を判定するために第１のセンサ結果を使用してもよく、あるいはセンサ変数の値を判定するために第２のセンサ結果を使用してもよい。測定値処理回路網は、センサ変数の第１の値を判定するために第１のセンサ結果を使用し且つセンサ変数の第２の値を判定するために第２のセンサ結果を使用してもよく、重み関数に従って第１の値及び第２の値を組み合わせてもよい。使用される重み関数は、センサ変数の値に依存してもよい。
【００３３】
一実施形態において、複数のセンサ入力は補助センサ入力を含み、第１の測定回路及び第２の測定回路は、補助センサ入力からセンサ信号のセンサ測定値を取得するより頻繁に少なくとも１つの主センサ入力からセンサ信号のセンサ測定値を取得するように構成され、主センサ入力であると定義されるセンサ入力及び補助センサ入力であると定義されるセンサ入力は、測定値処理回路網により判定されるセンサ結果に依存して変化する。この場合、測定値処理回路網は、センサ変数の値を判定するためにセンサ結果を使用してもよく、センサ変数が値の第１の範囲に含まれる場合、主センサ入力はセンサ入力の第１のセットに対応し且つ補助センサ入力はセンサ入力の第２のセットに対応し、センサ変数が値の第２の範囲に含まれる場合、主センサ入力はセンサ入力の第２のセットに対応し且つ補助センサ入力はセンサ入力の第１のセットに対応する。
【００３４】
別の態様によると、本発明は、ターゲット及び検出素子の相対位置に依存する信号が検出素子において生成されるように、i）検出素子及びii）ターゲットの少なくとも一方が他方に対して移動可能である複数の検出素子及びターゲットと、検出素子からの信号を処理し、ターゲット及び検出素子の相対位置に関する位置情報を判定し且つ出力する上述した処理回路網のいずれかとを備える位置センサを更に提供する。位置センサは、例えば線形位置センサ、回転位置センサ又は近接センサであってもよい。センサは、誘導検出素子、容量性検出素子又はホール効果検出素子を使用してもよい。
【００３５】
別の態様によると、本発明は、位置センサにおいて使用するセンサボードであって、１つ以上の略平面な導体ループの第１のセットと１つ以上の略平面な導体ループの第２のセットとを備え、第１のセットのループは略同心円であり、直列接続され且つ同一の向きに巻かれ、第２のセットの１つ以上の導体ループは直列接続され且つ同一の向きに巻かれる励起コイルであり、第１のセットの１つ以上の導体ループは第１の内径と第１の外径との間でまとめられ、第２のセットの導体ループは第２の内径と第２の外径との間でまとめられ、第２の外径は第１の内径より小さい励起コイルと、１つ以上の略平面な導体ループの第３のセットと１つ以上の略平面な導体ループの第４のセットとを備え、第１の検出コイルの導体ループは互いに略同心円であり且つ励起コイルの導体ループと略同心円である第１の検出コイルとを担持し、
【００３６】
第３のセットの１つ以上の導体ループは直列接続され且つ同一の向きに巻かれ、第４のセットの１つ以上の導体ループは直列接続され且つ同一の向きに巻かれ、第３のセットの１つ以上の導体ループは第４のセットの１つ以上の導体ループと直列接続され且つ反対の向きに巻かれ、第３のセットの１つ以上の導体ループは第３の内径と第３の外径との間でまとめられ、第４のセットの１つ以上の導体ループは第４の内径と第４の外径との間でまとめられ、第４の外径は第３の内径より小さく、第３のセットの導体ループ及び第４のセットの導体ループにおける導体ループの数及び各々の内径及び外径は、第１の検出コイルがバックグラウンド電磁信号の影響を実質的に受けないように選択され、第１の導体ループ及び第２の導体ループにおける導体ループの数及び各々の内径及び外径は、検出コイルが励起信号に対して実質的に均衡するように選択されるセンサボードを提供する。
【００３７】
一実施形態において、第３のセットの１つ以上の導体ループは、第４のセットの１つ以上の導体ループと第１のセットの１つ以上の導体ループとの間の距離より近い距離で、第１のセットの１つ以上の導体に近接して位置する。あるいは、第４の１つ以上の導体ループは、第３のセットの１つ以上の導体ループと第１のセットの複数の導体ループのうちの１つとの間の距離より近い距離で、第２のセットの１つ以上の導体に近接して位置してもよい。あるいは、第３のセットの１つ以上の導体ループは、第４のセットの１つ以上の導体ループと第２のセットの複数の導体ループのうちの１つとの間の距離より近い距離で、第２のセットの１つ以上の導体に近接して位置してもよい。
【００３８】
別の態様によると、本発明は、センサ信号を処理するのに使用される処理回路網であって、複数のセンサ入力から複数のセンサ信号を受信するように構成され、一連の時間間隔において時分割して複数のセンサ信号を第１の測定回路に通し、それに応答するセンサ測定値の第１の時分割シーケンスを生成するように構成される第１の測定回路と、少なくとも１つのセンサ信号を受信するように構成され、少なくとも１つのセンサ信号を第２の測定回路に通し、それに応答するセンサ測定値を生成するように構成される第２の測定回路と、第１の測定回路及び第２の測定回路により生成されたセンサ測定値を処理して、センサ結果を判定し且つ出力するように構成される測定値処理回路網とを備え、第１の測定回路及び第２の測定回路の双方は、少なくとも１つの共通センサ入力からセンサ信号を受信し且つそれに応答する共通センサ測定値をそれぞれ出力するように構成され、測定値処理回路網は、前記共通センサ測定値を使用して、前記第２の測定回路から取得されるセンサ測定値を前記第１の測定回路から取得されるセンサ測定値に関連付ける第１のマッピングデータを判定するように構成される処理回路網を提供する。
【００３９】
別の態様によると、本発明は、センサ信号を処理するのに使用される処理回路網であって、複数のセンサ入力から複数のセンサ信号を受信するように構成され、一連の時間間隔において時分割して複数のセンサ信号を第１の測定回路に通し、それに応答するセンサ測定値の第１の時分割シーケンスを生成するように構成される第１の測定回路と、複数のセンサ入力から複数のセンサ信号を受信するように構成され、一連の時間間隔において時分割して複数のセンサ信号を第２の測定回路に通し、それに応答するセンサ測定値の第２の時分割シーケンスを生成するように構成される第２の測定回路と、センサ測定値の第１の時分割シーケンス及びセンサ測定値の第２の時分割シーケンスを処理して、センサ結果を判定し且つ出力するように構成される測定値処理回路網とを備え、第１の時間周期の間、測定値処理回路網は、第１の測定回路からのセンサ測定値を使用してセンサ結果を判定するように構成され、第２の時間周期の間、測定値処理回路網は、第２の測定回路からのセンサ測定値を使用してセンサ結果を判定するように構成され、少なくとも１つの第１の時間周期の間、測定値処理回路網は、第２の測定回路により生成されたセンサ測定値を使用して、センサ結果を判定する際に使用する較正データを判定するように構成される処理回路網を提供する。
【００４０】
別の態様によると、本発明は、センサ信号を処理するのに使用される処理回路網であって、第１の周波数を有する入力センサ信号を受信し且つ前記第１の周波数より低い第２の周波数を有するセンサ信号にダウンコンバートして、センサ測定値を生成するように構成される第１の測定回路であり、前記第１の周波数を有する入力センサ信号を受信し且つ前記第２の周波数を有するセンサ信号にダウンコンバートして、センサ測定値を生成するように構成される第２の測定回路であり、双方が少なくとも１つの共通センサ入力から共通センサ信号を受信するように構成される第１の測定回路及び第２の測定回路と、前記共通センサ信号が前記第１の測定回路及び前記第２の測定回路を異なる時間に通るように、前記共通センサ信号が前記第１の測定回路及び前記第２の測定回路を介して時分割多重化されて切り替えられるようにする制御回路網であり、前記共通センサ信号が前記第１の測定回路及び前記第２の測定回路を介して前記第２の周波数より高い第３の周波数で切り替えられるようにするように構成される制御回路網と、前記第１の測定回路及び前記第２の測定回路から取得されたセンサ測定値を処理してセンサ結果を判定するように構成される測定値処理回路網とを備える処理回路網を提供する。
【００４１】
別の態様によると、本発明は、センサ信号を処理するのに使用される処理回路網であって、少なくとも１つの主センサ入力及び少なくとも１つの補助センサ入力を含む複数のセンサ入力から複数のセンサ信号を受信するように構成され、一連の時間間隔において時分割して複数のセンサ信号を第１の測定回路に通し、それに応答するセンサ測定値の第１の時分割シーケンスを生成するように構成される第１の測定回路と、前記少なくとも１つの主センサ入力及び前記少なくとも１つの補助センサ入力を含む複数のセンサ入力から複数のセンサ信号を受信するように構成され、一連の時間間隔において時分割して複数のセンサ信号を第２の測定回路に通し、それに応答するセンサ測定値の第２の時分割シーケンスを生成するように構成される第２の測定回路と、センサ測定値の第１の時分割シーケンス及びセンサ測定値の第２の時分割シーケンスを処理して、センサ結果を判定し且つ出力するように構成される測定値処理回路網とを備え、各測定回路は、補助動作モード及び主センサ動作モードを有し、第１の測定回路が主センサ動作モードで動作するように構成される場合、第２の測定回路は補助動作モードで動作するように構成され、第２の測定回路が主センサ動作モードで動作するように構成される場合、第１の測定回路は補助動作モードで動作するように構成され、主センサ動作モードで動作している場合、測定回路は、少なくとも１つの主センサ入力から取得されたセンサ信号を通すように構成され、補助動作モードで動作している場合、測定回路は、少なくとも１つの補助センサ入力から取得された信号を通すように構成され、前記測定値処理部は、i）前記主センサ動作モードで動作している時に測定回路から取得されたセンサ測定値を使用してセンサ結果を判定し、ii）測定回路が前記補助動作モードで動作している場合、測定回路から取得されたセンサ測定値を使用して、測定回路に対する較正データを判定し、iii）前記主センサ動作モードで動作している時に測定回路から取得されたセンサ測定値を使用して測定結果を判定する場合、測定回路に対する較正データを使用するように構成される処理回路網を提供する。
【００４２】
別の態様によると、本発明は、センサ信号を処理するのに使用される処理回路網であって、第１の主センサ入力及び第２の主センサ入力を含む第１の複数のセンサ入力から第１の複数のセンサ信号を受信するように構成され、一連の時間間隔において時分割して第１の複数のセンサ信号を測定回路網に通し、それに応答するセンサ測定値の少なくとも１つの時分割シーケンスを生成するように構成される測定回路網と、測定回路網により生成されたセンサ測定値を処理して、センサ結果を判定し且つ出力するように構成される測定値処理回路網とを備え、測定値処理回路網は、第１の時間間隔の間に前記第１の主センサ入力から取得されたセンサ信号の第１のセンサ測定値及び第２の時間間隔の間に前記第２の主センサ入力から取得されたセンサ信号の第２のセンサ測定値を使用してセンサ結果を判定するように構成され、第１の時間間隔が第２の時間間隔の前である場合、センサ結果を判定する時に第１の補償を適用するように構成され、第２の時間間隔が第１の時間間隔の前である場合、センサ結果を判定する時に第２の異なる補償を適用するように構成される処理回路網を提供する。
【００４３】
別の態様によると、本発明は、位置センサにおいて使用される処理回路網であって、励起素子に印加される励起信号に応答して生成されるセンサ信号をセンサ入力から受信する入力であり、励起信号は励起周波数と使用中に変化できる励起信号位相とを有し、センサ信号は励起周波数と励起信号位相に依存するセンサ信号位相とを有する入力と、復調されたセンサ信号を生成するために、センサ信号と前記励起周波数及び復調クロック信号位相を有する復調クロック信号とを多重化する復調器と、センサターゲットに対する位置情報を判定するために、復調されたセンサ信号を処理する制御回路網と、励起位相と復調クロック位相との間の所望の位相関係を維持する位相追跡回路網とを備え、位相追跡回路網は、励起周波数の倍数である基本周波数を有する第１の方形波クロック信号を生成する論理回路網と、基本周波数を有するフィルタリング済み信号を生成するために、方形波クロック信号をフィルタリングするフィルタ回路と、デューティ比が基準値に依存するデジタル信号を基本周波数において生成するために、フィルタリング済み信号と基準値とを比較する比較器回路と、比較器回路から出力されるデジタル信号を受信し、デジタル信号の周波数を分割して励起周波数と基準値に依存する位相とを有する方形波クロック信号を生成する分周器回路とを備え、分周器回路により生成された方形波クロック信号は、前記励起信号又は復調クロック信号を生成するのに使用され、制御回路網は、励起信号位相と復調クロック信号位相との間の所望の位相関係を維持するために、前記比較器により使用される基準信値を変更して、分周器回路により生成された方形波クロック信号の位相を調節するように構成される処理回路網を提供する。
【００４４】
分周器回路は、位相がほぼ９０度異なる第１の復調クロック信号及び第２の復調クロック信号を生成するように構成されてもよく、復調器は、センサ信号と第１の復調クロック信号及び第２の復調クロック信号とを時間インターリーブして乗算するように構成される。制御回路網は、補助センサ入力から受信されたセンサ信号に依存して基準値を変更してもよい。
【００４５】
別の態様によると、本発明は、位置センサにおいて使用される処理回路網であって、各々が少なくとも１つの共通センサ信号を処理し且つ対応する測定値を提供する第１の測定回路及び第２の測定回路と、測定値処理回路網がセンサ結果を判定するために一方の測定回路からの測定値を使用している間は他方の測定回路から取得された測定値が当該測定回路から取得される後続の測定値を補正するために使用される補正データを判定するために使用されるように、各測定回路からの測定値を時間インターリーブして循環して使用してセンサ結果を判定するように構成される測定値処理回路網とを備える処理回路網を提供する。通常、測定値処理回路網は、測定値処理回路網がセンサ結果を判定するために他方の測定回路からの測定値を使用する度に、測定回路に対する補正データを繰返し更新する。
【００４６】
当業者には理解されるように、本発明の上記の種々の態様は別個に提供されてもよく、あるいは１つの実施形態において組み合わされてもよい。同様に、上述した変更及び代替例は本発明の各態様に適用可能であり、便宜上、繰り返し説明しない。
【図面の簡単な説明】
【００４７】
本発明の上記の態様及び他の態様は、以下の図面を参照して、単なる例として説明される実施形態及び代替例の以下の詳細な説明を読むことにより明らかになるだろう。
【図１】図１は、誘導位置センサにおいて使用される励起／処理回路網の構成要素を示すブロック図である。
【図２ａ】図２ａは、図１に示す回路網に接続されるセンサボードの一部を形成する励起コイル、粗余弦検出コイル、粗正弦検出コイル、精余弦検出コイル及び精正弦検出コイルを示す図である。
【図２ｂ】図２ｂは、粗検出コイル及び精検出コイルから取得されるレシオメトリック測定値が位置と共に変化する様子を示すグラフである。
【図３】図３は、図２ａに示す励起コイルに励起信号を印加するために使用される励起回路網と、図２ａ及び図２ｂに示す粗検出コイル及び精検出コイルから取得された信号を処理するために使用される測定回路網とを更に詳細に示す概略図である。
【図４】図４は、図３に示す測定回路網の一部を形成する２つの測定回路を示し、各測定回路の異なる入力が検出コイルに接続される方法を示す図である。
【図５】図５は、２つの測定回路の各々における構成要素を更に詳細に示す図である。
【図６】図６は、入力から測定回路への信号が測定回路を介して切り換えられてもよい方法を示すタイミングチャートである。
【図７ａ】図７ａは、各測定回路の一部を形成し且つ検出コイルから取得された信号を増幅及びフィルタリングするために使用される増幅／フィルタリング回路網を示す図である。
【図７ｂ】図７ｂは、図７ａに示す増幅／フィルタリング回路により増幅及びフィルタリングされる信号のスペクトルを概略的に示す図である。
【図７ｃ】図７ｃは、高周波数復調成分を除去し且つ検知される位置と共に変化する信号成分を維持するように信号をフィルタリングするために使用できる図７ａに示す増幅／フィルタリング回路に対する望ましいフィルタ応答を示す。
【図８】図８は、図６に示す５つの検出間隔の間に増幅／フィルタリング回路からの出力信号が変化する様子を示す。
【図９】図９は、増幅／フィルタリング回路からの出力信号がデジタル値に変換されるタイミングを更に詳細に示し且つ測定値に関連する測定待ち時間を示すタイミングチャートである。
【図１０】図１０は、検出サイクルの間に２つの測定回路を使用して取得される一連の測定値を示し且つ２つの測定回路からの測定値が互いにインターリーブされる方法を示すタイミングチャートである。
【図１１】図１１は、検出サイクルの間に取得された信号を処理するためにマイクロコントローラにより実行される処理を示すフローチャートである。
【図１２ａ】図１２ａは、マイクロコントローラが測定値を組み合わせて位置測定値を判定する方法と、精正弦信号及び精余弦信号の処理が２つの測定回路の間で重ねられる方法とを示すタイミングチャートである。
【図１２ｂ】図１２ｂは、２つの測定チャネルに関連する異なる位相シフトを補正するために補正値が判定される方法を示すグラフである。
【図１３】図１３は、励起信号の位相の動的変化を考慮する別の励起回路網を概略的に示す図である。
【図１４ａ】図１４ａは、図１３に示す回路網を使用して励起信号の位相が変更される方法を概略的に示す図である。
【図１４ｂ】図１４ｂは、励起信号の位相を変更するために使用されるＤＡＣ制御信号を変更するためにマイクロコントローラにより実行される手順を示すフローチャートである。
【図１５】図１５は、精位置測定値が各検出間隔の間に取得される方法を示すタイミングチャートである。
【図１６】図１６は、誘導位置センサにおいて使用される励起／処理回路網の構成要素を示すブロック図である。
【図１７】図１７は、２つの入力からの信号が組み合わされて、測定される位置と共に位相が変化する中間信号を形成する方法を示すタイミングチャートである。
【図１８】図１８は、２つの入力からの信号が組み合わされて、測定される位置と共に位相が変化する更なる中間信号を形成する方法を示すタイミングチャートである。
【図１９ａ】図１９ａは、第１の位相測定値及び第３の位相測定値が測定中の位置と共に変化する様子を示す位相グラフである。
【図１９ｂ】図１９ｂは、補正された第３の位相測定値が測定中の位置と共に変化する様子を示す位相グラフである。
【図１９ｃ】図１９ｃは、第２の位相測定値及び第４の位相測定値が測定中の位置と共に変化する様子を示す位相グラフである。
【図１９ｄ】図１９ｄは、補正された第４の位相測定値が測定中の位置と共に変化する様子を示す位相グラフである。
【図２０】図２０は、２つの入力からの信号が異なる制御信号と組み合わされて、測定される位置と共に位相が変化する２つの中間信号を形成する方法を示すタイミングチャートである。
【図２１】図２１は、図２０に示す中間信号の位相を測定するために使用されるタイマ及び制御信号のうちのいくつかを示すブロック図である。
【図２２】図２２は、制御信号のうちのいくつかが図２１に示す回路網を使用して判定される方法を示すタイミングチャートである。
【図２３】図２３は、異なる入力からの信号が２つの測定回路を介して多重化される方法を示す図である。
【図２４】図２４は、ターゲットの精位置情報を取得するために、図２１に示す回路網を使用して生成される位相測定値を示すタイミングチャートである。
【図２５】図２５は、ブレークスルーオフセット較正測定モードの間に生成される測定値を示すタイミングチャートである。
【図２６】図２６は、精検出コイルからの信号が測定回路を介して励起基準信号と多重化される方法を示すタイミングチャートである。
【図２７】図２７は、位相の異なる２つの復調クロックが励起基準信号の測定の間に使用される方法を示すタイミングチャートである。
【図２８】図２８は、異なる位相を有する復調クロックを使用する場合に、精検出コイルからの信号が測定回路を介して励起基準信号と多重化される方法を示すタイミングチャートである。
【図２９】図２９は、復調スイッチをオン／オフするためにチョッパー信号を使用する別の一実施形態において使用される２つの各測定回路内の構成要素を更に詳細に示す図である。
【図３０】図３０は、図２９に示す回路網の動作中に電荷注入を増加するためにチョッパー信号を導入する効果を示すタイミングチャートである。
【図３１】図３１は、図２９に示すチョッパー信号を使用する場合に、精検出コイルからの信号が測定回路を介して励起基準信号と多重化される方法を示すタイミングチャートである。
【図３２】図３２は、検出コイルから取得された信号を処理するために使用されてもよい別の励起回路網及び測定回路網を概略的に示す図である。
【図３３】図３３は、図３２に示す測定回路網の一部を形成する３つの測定回路を更に詳細に示す図である。
【図３４】図３４は、図３３に示す測定回路Ｎ１及び測定回路Ｎ２の内部を示す図である。
【図３５】図３５は、図３３に示す測定回路Ｍの内部を示す図である。
【図３６】図３６は、図３２に示す回路網の一部を形成するサンプル切り替え回路網を示し、測定回路からの出力が３チャネルＡＤＣの各入力に接続される方法を示す図である。
【図３７】図３７は、図３４に示す測定回路Ｎ１の動作を制御するために使用される制御信号のいくつかを示すタイミングチャートである。
【図３８】図３８は、図３２に示す回路網において使用される３つの測定回路を制御するために使用される異なる制御信号を示すタイミングチャートである。
【図３９】図３９は、３つの測定回路から出力された信号がＡＤＣによりサンプリングされる相対的タイミングを示すグラフである。
【図４０】図４０は、測定回路Ｍに入力された異なるセンサ信号が時分割多重化される方法を示すタイミングチャートである。
【図４１】図４１は、異なる較正データセット及び異なる較正データセットに対して生成される異なるマッピングデータを示すグラフである。
【図４２】図４２は、測定回路からの出力をＡＤＣに接続するために使用可能な別のサンプル切り替え回路網を示すブロック図である。
【図４３】図４３は、３つの測定回路からの信号がＡＤＣを介して多重化される方法を示すタイミングチャートである。
【図４４ａ】図４４ａは、第１の検出信号及び第２の検出信号がターゲットと近接センサのセンサコイルとの間の距離と共に変化する様子を示すグラフである。
【図４４ｂ】図４４ｂは、第１の位相測定値及び第２の位相測定値がターゲットと近接センサのセンサコイルとの間の距離の位置と共に変化する様子を示すグラフである。
【図４５ａ】図４５ａは、近接センサにおいて使用可能な励起コイルの形態を示す図である。
【図４５ｂ】図４５ｂは、近接センサにおいて使用可能なバランスド検出コイルの形態を示す図である。
【図４５ｃ】図４５ｃは、近接センサにおいて使用可能なアンバランスド検出コイルの形態を示す図である。
【図４５ｄ】図４５ｄは、全ての近接コイルを互いに重ねて概略的に示し、励起コイル及び２つの検出コイルの相対位置を示す図である。
【図４６】図４６は、近接センサの２つの検出コイルからの信号が前述の実施形態において使用される処理回路網の２つの測定回路を通される方法を示すタイミングチャートである。
【図４７】図４７は、２つの重み関数がターゲットとセンサコイルとの間の距離と共に変化する様子を示すグラフである。
【図４８】図４８は、近接コイルのマイクロコントローラが、判定された距離に依存して２つの異なる測定値を切り替えてもよい方法を示すグラフである。
【図４９】図４９は、ターゲットの距離の高速更新レートを可能にするために、異なる測定値が２つの測定回路を介して切り替えられる方法を示すタイミングチャートである。
【図５０】図５０は、２つの測定回路を使用して主測定値として使用される２つの測定値を２つの測定回路が切り替えられる方法を示すタイミングチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００４８】
第１の実施形態
概要
図１は、ターゲット（不図示）の位置を検知するために本実施形態において使用される位置センサ１の主要な構成要素を概略的に示すブロック図である。位置センサ１は、センサコイル（不図示）に接続するためのコネクタ３を有する。図２を参照して以下に更に詳細に説明するように、本実施形態において、センサコイルは励起コイル、粗検出コイル及び精検出コイルを含む。コネクタ３は、励起コイルに対する励起信号の印加を制御し且つ検出コイルから取得された信号を処理するマイクロコントローラ９に接続される。図１に示すように、マイクロコントローラ９は、励起コイル及びセンサコイルの励起及び処理を制御するために使用される制御信号を生成する励起／制御信号論理１１を含む。特に、励起／制御信号論理１１は、コネクタ３を介して励起コイルに励起信号を印加するように励起回路網２３を制御し、コネクタ３を介して検出コイルから取得された信号を測定するように測定回路網２５を制御する。マイクロコントローラ９は、アナログ測定値をデジタル値に変換するアナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）１３を更に含み、デジタル値はメモリ１７に格納される。マイクロコントローラ９は、メモリ１７に格納されたデジタル測定値を処理して、センサコイルに対するターゲットの位置を判定し且つホストインタフェース部２１を介してホスト装置（不図示）に当該位置を報告する測定値処理部１９を更に含む。励起コイルと検出コイルとの間の直接誘導結合により生じる誤差を減少するために使用されるブレークスルー較正データ２９が提供される。また、動的補正データ３１が保持され、異なる測定回路を使用して測定値が計算されるため及び／又は測定値処理の間にターゲットが移動するため生じる系統誤差を補正するために動的に使用される。
【００４９】
以下に更に詳細に説明するように、精検出コイルは精度の高い（しかし、曖昧な）位置情報を提供し、粗検出コイルは精度の低い（しかし、曖昧でない）位置情報を提供し、これは精検出コイルからの正確な位置情報の曖昧性を解決するために使用できる。更に、測定回路網２５は、位置センサ１から正確な位置情報を取得できるレートを最大限にする一方で粗検出コイルからも測定値を取得できるようにするために、精検出コイルから取得された信号を重複した時分割多重化で処理するために使用される２つの測定回路を有する。
【００５０】
センサコイル
図１に示す回路網は、本明細書に参考として内容が取り入れられる国際公開第ＷＯ９５／３１６９６号、第ＷＯ９７／１４９３５号、第ＷＯ２００５／０８５７６３号又は第ＷＯ２００９／１１５７６４号において説明されるような広範な異なるセンサコイルと共に使用可能である。図２は、示されるＸ方向に沿ってターゲット５の位置を検知するために本実施形態において使用される異なるセンサコイルを概略的に示す。特に、図２ａは、励起コイル２、粗正弦検出コイル４−１及び粗余弦検出コイル４−２を示す。図２ａは、精正弦検出コイル６−１及び精余弦検出コイル６−２を更に示す。図２ａはセンサコイルを並べて示すが（図示の便宜上）、それらは全て、センサボード８上に重ね合わされて搭載される（重ねられる）。本実施形態において、センサボード８はプリント基板であり、センサコイルを形成する導体は、異なるセンサコイルが互いに電気的に絶縁されるように、プリント基板８の異なる層上の導電トラックにより定義される。図２ａは、センサコイルに対してＸ方向に沿って移動するように構成されるターゲット５を更に示す。多くの異なる種類のターゲット５が使用されてもよい。通常、ターゲット５は、短絡コイル、導電性スクリーン（例えば、アルミニウム又はスチールから作製される）、あるいは、図２ａに示すようにコイル１４及びコンデンサ１６により形成される電磁共振器１２である。励起コイル２及びターゲット５は、励起回路網２３が励起コイル２に励起信号を印加する場合に、励起磁場がターゲット５内に信号を生成して電磁場が発生するように構成される。共振ターゲット５の場合、信号は共振コイル１４内を流れる電流であり、金属スクリーンの場合、信号は金属スクリーンの表面を流れる渦電流の形態をとる。検出コイル４及び６はＸ方向（測定パス）に沿って幾何学的にパターニングされるため、各検出コイル４及び６とターゲット５との間の電磁結合は測定パスに沿う位置の関数として変化する。従って、各検出コイルにおいてターゲット５により生成される信号は、測定パスに沿う位置と共に変化する。以下に更に詳細に説明するように、各検出コイルの幾何学的パターニングが若干異なるため、各検出コイルから取得される信号は、若干異なる方法でターゲット５の位置と共に変化する。
【００５１】
本実施形態において、励起コイル及び検出コイルは、ターゲット５が存在しない状態でそれらの間に電磁（誘導）結合がほぼ存在しないように、ＰＣＢ８上に幾何学的に構成される。換言すると、ターゲット５が存在しない状態でＡＣ励起電流が励起コイル２に印加される場合、信号は各検出コイル４、６においてほぼ誘導されない。しかし、これは必須ではない。
【００５２】
図示されるように、粗正弦検出コイル４−１は、８字構成で逆向きに接続される２つのループを定義する導体から形成される。８字に接続されるため、共通バックグラウンド磁場により第１のループにおいて誘導されるＥＭＦ（起電力）は、同一の共通バックグラウンド磁場により第２のループにおいて誘導されるＥＭＦの逆である。粗正弦検出導体４−１は、ターゲット５が移動できる測定範囲にほぼ対応するピッチ（Ｌｃ）を有する。当業者には理解されるように、粗余弦検出コイル４−２は、実際は、粗正弦検出コイル４−１をＸ方向に沿ってピッチ（Ｌｃ）の４分の１シフトすることにより形成される。図示されるように、粗余弦検出コイル４−２は３つのループを有し、第１のループ及び第３のループは互いに同一の向きに巻かれるが、第２の（中央の）ループの巻き方向と逆向きに巻かれる。精正弦検出コイル６−１及び精余弦検出コイル６−２は粗検出コイル４と同様であるが、本実施形態においてターゲット５が移動できる測定範囲に沿って４つの反復又は周期が存在するように小さいピッチ（Ｌｆ）を有することが異なる。
【００５３】
励起コイル２は、検出コイル４及び６の外側に巻かれ、（ターゲット５が存在しない状態で）Ｙ軸に対して平行であり且つ励起コイル２の中心を通る軸に沿ってほぼ対称な磁場を発生させるように構成される。当該対称軸は、検出コイル４及び６に対する対称軸でもある。従って、検出コイル４及び６の８字構成、並びに励起コイル２と検出コイル４及び６との間の共通の対称性により、励起コイル２と検出コイル４及び６との間に最小の直接誘導結合が存在する。更に、検出コイル４及び６の８字構成のため、各検出コイル４及び６とターゲット５との間の結合は略正弦波であり、粗検出コイル４に対する正弦波状の変化の周期は（Ｌｃ）により定義され、精検出コイル６に対する正弦波状の変化は（Ｌｆ）により定義される。従って、ターゲット５により検出コイル４及び６において誘導されるＥＭＦは、以下のように表されてもよい。
【数１】
0006514205.tif 000002
式中、ｄｃは測定方向に沿うターゲット５の粗位置であり、ｄｆは測定方向に沿うターゲット５の精位置であり、Ａｃ及びＡｆは振幅項であり、ωは励起コイル２に印加される励起信号の角周波数を表す。当業者には理解されるように、上記の式は近似であり、検出コイルから取得される信号のピーク振幅はターゲット５の位置と共に正確に正弦波状に変化するわけでない。これは実際の変化に対する近似であり、実際の変化は、エッジ効果、プリント基板上のビアホールの位置、並びにシステムに非線形性を生じさせる他の効果に依存する。検出コイル４及び６が理想的である場合、ｄｃ及びｄｆは同一値である。励起周波数成分を除去するための復調及びフィルタリングの後、ターゲット５の粗位置（ｄｃ）は次式から判定可能である。
【数２】
0006514205.tif 000003
また、ターゲット５の精位置（ｄｆ）は次式から判定可能である。
【数３】
0006514205.tif 000004
検出コイルにおいて誘導された信号のピーク振幅の比の関数としてターゲット５の位置を判定することにより、システムは励起電流の振幅の変化及びターゲット５とセンサコイルとの間の距離の変化の影響を受けにくくなる。
【００５４】
図２ｂは、位相φＦ及びφＣが測定パス（Ｘ）に沿うターゲット５の位置と共に変化する様子を示す。図からわかるように、粗測定値（φＣ）は測定範囲に沿うターゲットの位置と共に単調変化するが、精測定値（φＦ）は測定範囲に沿って４回反復する。従って、精位置測定値は精度が高いが曖昧である。しかし、粗位置情報を使用して、精位置測定値に関連する周期曖昧性を解決できる。
【００５５】
センサコイルへの接続点
図３は、励起回路網２３がコネクタ３のｅｘ＋及びｅｘ−で示す接続点において励起コイル２に接続する方法を更に詳細に示す。図３は更に、粗正弦検出コイル４−１がコネクタ３のＣ＿ｓｉｎ＋及びＣ＿ｓｉｎ−で示す接続点において測定回路網２５に接続され、粗余弦検出コイル４−２がコネクタ３のＣ＿ｃｏｓ＋及びＣ＿ｃｏｓ−で示す接続点において測定回路網２５に接続され、精正弦検出コイル６−１がコネクタ３のＦ＿ｓｉｎ＋及びＦ＿ｓｉｎ−で示す接続点において測定回路網２５に接続され、精余弦検出コイル６−２がコネクタ３のＦ＿ｃｏｓ＋及びＦ＿ｃｏｓ−で示す接続点において測定回路網２５に接続されることを示す。
【００５６】
励起回路網
図３は更に、本実施形態において使用され、短絡コイル又は金属から形成されるターゲット等の非共振ターゲット５を使用するセンサと共に使用するのに最も適する励起回路網２３を更に詳細に示す（非共振ターゲット５を使用するシステムは、励起コイル２から検出コイル４及び６への直接ブレークスルーの影響を受けやすいため）。図示されるように、励起回路網は、制御信号ｅｘ＿ｃｌｏｃｋ（励起／制御信号論理１１から供給される）に従って、ｅｘ＋にＶＣＣを印加し且つｅｘ−に接地を印加するか又はｅｘ−にＶＣＣを印加し且つｅｘ＋に接地を印加するマルチプレクサ４１により形成される対称な駆動回路を有する。そのような対称な駆動は、励起コイル２からセンサコイルの近傍の導電性物体への容量結合を介して確立される何らかのコモンモード電流の振幅を減少するのに有用である。マルチプレクサ４１から出力された励起信号は、励起信号からの高周波数の高調波を除去するためにＲ−Ｃローパスフィルタ４３−１及び４３−２によりフィルタリングされる。
【００５７】
図３は、測定回路網２５のＲｅｆ＋入力及びＲｅｆ−入力に励起電圧の一部を提供するために使用される単純な抵抗分割器４５を更に示す。以下に更に詳細に説明するように、この基準信号は、測定結果における直接ブレークスルーの雑音の量を減少するために使用される。
【００５８】
測定回路網
図４は、測定回路網２５への入力が、測定回路Ｎ５１−１及び測定回路Ｍ５１−２で示す２つの別個の測定回路の入力に接続される方法を示すブロック図である。図４からわかるように、各センサコイルの接続点及び各基準信号の接続点は双方の測定回路５１−１及び５１−２の入力に以下のように接続される。
入力１＋＝Ｆ＿ｓｉｎ＋
入力１−＝Ｆ＿ｓｉｎ−
入力２＋＝Ｆ＿ｃｏｓ＋
入力２−＝Ｆ＿ｃｏｓ−
入力３＋＝Ｃ＿ｓｉｎ＋
入力３−＝Ｃ＿ｓｉｎ−
入力４＋＝Ｃ＿ｃｏｓ＋
入力４−＝Ｃ＿ｃｏｓ−
入力５＋＝Ｒｅｆ＋
入力５−＝Ｒｅｆ−
【００５９】
以下に更に詳細に説明するように、これにより、各測定回路５１は、各検出コイルからの信号又は基準信号を処理できる。図４に示すように、測定回路Ｎ５１−１は処理された信号ＡＦＮ＿ｏｕｔをマイクロコントローラ９のＡＤＣ１３に出力し、測定回路Ｍ５１−２は処理された信号ＡＦＭ＿ｏｕｔを同様に出力する。従って、マイクロコントローラ９は、いずれかの検出コイルに関連する信号測定値又は基準入力に関連する信号測定値を２つの測定回路５１の各々から取得できる。
【００６０】
レジスタ５９−０〜５９−７及びコンデンサ６３−０〜６３−９は、雑音を減少するため及びセンサコイルからの電磁放射を減少するために提供される。コンデンサ６５−０及び６５−２は、励起回路網２３及び測定回路網２５のＤＣ減結合を提供する。最後に、レジスタ６１−０〜６１−９は、各導体におけるＤＣレベルを中間レール電圧に調整するために使用される。
【００６１】
測定回路
測定回路５１の各々は同一の構造を有するが、ある時点で２つの測定回路５１が異なる入力信号を処理していることを保証するために、異なる制御信号により制御される。図５は、各測定回路５１の構成要素を示すブロック図である。図示されるように、正入力１＋〜４＋はマルチプレクサ５５−１に印加され、負入力１−〜４−はマルチプレクサ５５−２に印加される。マルチプレクサ５５は、検出コイル４又は６のうちの１つの端部を選択するために使用され、それらを復調スイッチ５６に接続する。従って、１＋入力がマルチプレクサ５５−１により選択される場合、１−入力がマルチプレクサ５５−２により選択され、検出コイル６−１において誘導された信号が復調スイッチ５６を通される。これは、他の検出コイルからの信号が選択された場合にも同様に当てはまる。２つのマルチプレクサ５５の各々により選択される特定の信号は、励起／制御信号論理１１により生成される制御信号ｉｎ１及びｉｎ２により定義される。本実施形態において、各マルチプレクサ５５を介する接続の制御は、以下の真理表により定義される。
【表１】
0006514205.tif 000005
【００６２】
基準信号の入力はマルチプレクサ５７に印加され、イネーブル信号ｉｎ３は、マルチプレクサ５５がオンにされる場合にマルチプレクサ５７がオフにされ且つマルチプレクサ５５がオフにされる場合にマルチプレクサ５７がオンにされることを保証するために使用される。マルチプレクサ５７がオンにされる場合、入力５＋及び５−に印加される基準信号は復調スイッチ５６を直接通される。
【００６３】
マルチプレクサ５５−１又はマルチプレクサ５７からのＡで示す出力は復調スイッチ５６の端子１及び４へ入力され、マルチプレクサ５５−２及びマルチプレクサ５７からのＢで示す出力は復調スイッチ５６の端子２及び３へ入力される。復調スイッチ５６は、「ｄｅｍｏｄ」信号と復調スイッチ５６に印加された入力信号とを乗算するように動作する。図５に示すように、ｄｅｍｏｄ信号は、双方が励起／制御信号論理１１により生成されるｐｏｌａｒｉｔｙ制御信号とｅｘ＿ｓｈｉｆｔｅｄ制御信号とを組み合わせる（本例では、排他的ＯＲ（ＸＯＲ）ゲート１００を使用して）ことにより取得される。ｅｘ＿ｓｈｉｆｔｅｄ制御信号は、ｅｘ＿ｃｌｏｃｋが位相シフトされたものであり、実際は、入力信号を振幅がターゲット５の位置に依存する「ベースバンド」（準ＤＣ）信号に復調するように動作する。ｐｏｌａｒｉｔｙ制御信号は、現在の検出間隔の間に測定回路５１により処理されている信号がｅｘ＿ｓｈｉｆｔｅｄの正極性及びｅｘ＿ｃｌｏｃｋの負極性を用いて等時間復調されるように、ｅｘ＿ｓｈｉｆｔｅｄクロックの極性を定期的に変更するために使用される。その結果、増幅／フィルタリング回路８３に印加される信号は零ＤＣ成分を有する。これにより、増幅／フィルタリング回路８３において高域フィルタを使用でき、このことは、増幅器により生じるＤＣオフセット及びそのようなＤＣオフセットに関連する低周波数雑音を除去するのに有用である。
【００６４】
ｄｅｍｏｄ信号が１の値を有する場合、Ａで示す入力はマルチプレクサの端子１を通って増幅／フィルタリング回路８３のＡ＊入力に接続し、Ｂで示す入力はマルチプレクサの端子３を通って増幅／フィルタリング回路８３のＢ＊入力に接続する。ｄｅｍｏｄ信号が０の場合、復調スイッチ５６は、Ａで示す入力がマルチプレクサの端子４を通って増幅／フィルタリング回路８３のＢ＊入力に接続し且つＢで示す入力がマルチプレクサの端子２を通って増幅／フィルタリング回路８３のＡ＊入力に接続するように位置を変更する。以下に更に詳細に説明するように、増幅／フィルタリング回路８３は、Ａ＊とＢ＊との間の差分を増幅する。従って、復調スイッチ５６及び増幅／フィルタリング回路８３は、ｐｏｌａｒｉｔｙ制御信号の値（１又は０）に依存して、Ａ−Ｂ又はＢ−Ａを復調して増幅するように動作する。従って、個々の検出コイルから正の測定値及び負の測定値を取得できる。
【００６５】
タイミングチャート
図６は、測定回路５１の異なる入力からの信号が制御信号ｉｎ１、ｉｎ２及びｉｎ３を使用して時分割で選択される方法を示すタイミングチャートである。図６は、ｅｘ＿ｓｈｉｆｔｅｄ制御信号及びｐｏｌａｒｉｔｙ制御信号、並びに結果として得られ復調スイッチ５６に印加されるｄｅｍｏｄ信号を更に示す。図６は、検出間隔Δｔ１の間は１＋／１−入力（精正弦検出コイル６−１）からの信号が選択され且つ測定回路５１により処理され、検出間隔Δｔ２の間は２＋／２−入力（精余弦検出コイル６−２）からの信号が選択され且つ測定回路５１により処理され、検出間隔Δｔ３の間は３＋／３−入力（粗正弦検出コイル４−１）からの信号が選択され且つ測定回路５１により処理され、検出間隔Δｔ４の間は４＋／４−入力（粗余弦検出コイル４−２）からの信号が選択され且つ測定回路５１により処理され、検出間隔Δｔ５の間は５＋／５−入力（基準信号）からの信号が選択され且つ測定回路５１により処理されることを示す。
【００６６】
図６からわかるように、異なる入力からの信号が測定回路５１を介してこのように連続して多重化される場合、更新レート（同一信号の測定値の間の時間）はｐｏｌａｒｉｔｙ制御信号の周期の５倍である。２つの測定回路を使用する場合、更新レートをｐｏｌａｒｉｔｙ制御信号の周期の２．５倍に容易に増加できる。更に、以下に更に詳細に説明するように、２つの測定回路５１を介する測定値の更に複雑なインターリーブにより、更新レートを更に増加できる。
【００６７】
増幅／フィルタリング回路
増幅／フィルタリング回路８３は、高周波数復調信号を除去し且つ低周波数ＤＣオフセットを除去するために、復調スイッチ５６から出力された信号を増幅し且つフィルタリングする。図７ａに示すように、増幅／フィルタリング回路８３は、Ａ＊とＢ＊との間の差分を増幅する差動増幅回路網８５を有する。上述したように、この結果、ｐｏｌａｒｉｔｙ制御信号の値（１又は０）に依存してＡ−Ｂ又はＢ−Ａが増幅される。差動増幅回路網８５からの出力は、増幅信号から望ましくない周波数成分を除去するために帯域通過フィルタ８７によりフィルタリングされる。
【００６８】
図７ｂは、差動増幅回路網８５から出力される信号のスペクトルを示す。望ましい信号成分の大部分は、ｐｏｌａｒｉｔｙ制御信号に対応する周波数の周辺である。高い周波数成分は、復調スイッチ５６により生成された高周波数復調高調波に対応する。
【００６９】
図７ｃは、差動増幅回路網８５から出力される信号をフィルタリングするための図７ａに示す帯域通過フィルタ８７の望ましい周波数応答を示す。図示されるように、フィルタ８７の高コーナー周波数は、ｐｏｌａｒｉｔｙ制御信号の周波数の非常に近くに維持される。本実施形態において、高コーナー周波数はｐｏｌａｒｉｔｙ信号の周波数の４倍に設定された。これにより、増幅／フィルタリング回路８３は、復調スイッチ５６により生成された高周波数高調波のほぼ全てをフィルタリングできる。フィルタ８７の低コーナー周波数をｐｏｌａｒｉｔｙ信号の周波数の非常に近くに設定することはできない。このことは、図７ｂに示す低周波数側の端部が非常に長く延びる出力信号のスペクトルから明らかであり、スペクトルの当該部分をフィルタリングすることは、増幅／フィルタリング回路８３の応答において低周波数の過渡信号を発生させ、測定信号の出力を実質的に変更することになる。本実施形態において、増幅／フィルタリング回路８３の低コーナー周波数は、高コーナー周波数の１００倍低く設定された。これにより、増幅／フィルタリング回路８３は依然として、差動増幅回路網８５のＤＣオフセット及び測定回路網２５により生じた望ましくない低周波数雑音の大部分をフィルタリングでき、フィルタ８７の通過帯域内の測定信号に対する明確に定義された利得が考慮される。
【００７０】
信号の例
図８は、図６に示す５つの検出間隔の間に測定回路５１からの出力（ＡＦ＿ｏｕｔ）が変化する様子を示す。当該ＡＦ＿ｏｕｔ信号はＡＤＣ１３に渡され、ＡＤＣ１３においてデジタル値に変換される。図示されるように、各検出間隔Δｔｋの間、ＡＦ＿ｏｕｔ信号は、ｐｏｌａｒｉｔｙ制御信号の各半周期の終端に向けて準ＤＣレベルに整定する。ＡＤＣ１３は、２つの準ＤＣレベルの各々において各検出間隔の間にＡＦ＿ｏｕｔをサンプリングするようにトリガされ、レベルの差分は、現在選択されている検出コイル（又は基準信号）に対する測定値としてピーク間電圧レベル（図８においてΔ１、Δ２、Δ３、Δ４及びΔ５で示す）を提供するために判定される。図９は、ＡＤＣ変換をトリガするために使用される制御信号及び測定値処理部１９（図１に示す）による生データの処理をトリガするために使用される制御信号を更に詳細に示す。特に、ＡＤＣ１３は制御信号ＡＤＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒによりトリガされる。ＡＤＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒ信号の周波数は、ｐｏｌａｒｉｔｙ制御信号の周波数の正確に２倍である。ＡＤＣ１３は、ＡＤＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒ制御信号の立ち上がりエッジにおいて変換を実行するようにトリガされ、それにより、検出間隔の間に到着した２つの準ＤＣレベルの各々がデジタル値に変換され、メモリ１７に格納される。
【００７１】
別の制御信号であるＣＡＬＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒは、デジタル値がメモリ１７から測定値処理部１９に読み出されるように、マイクロコントローラ９に割り込むために使用される。図示されるように、ＣＡＬＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒ制御信号はｐｏｌａｒｉｔｙ信号と同一の周波数を有するが、ＣＡＬＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒ信号がマイクロコントローラ９に検出間隔から取得された値をメモリ１７から測定値処理部１９に読み出させる前にＡＤＣ変換の結果が既にメモリ１７に格納されていることを保証するために、ＡＤＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒ信号のエッジから若干遅れる。
【００７２】
測定値処理部１９により計算された各ピーク間電圧測定値は、基準信号又は検出コイルのうちの１つからの信号の測定値に対応し、位置測定値を計算するために、正弦検出コイル及び余弦検出コイルからの測定値を使用して逆正接関数が計算される。隣接する検出間隔が正弦検出コイル及び余弦検出コイルからの信号を測定するように構成される場合、２番目の検出間隔の後に位置の計算を判定できる。これを図９に示す。図９は、１つの測定値が検出間隔Δｔｋに対して計算され且つ別の測定値が検出間隔Δｔｋ＋１に対して計算される場合、位置情報は検出間隔Δｔｋ＋２の間にこれらの測定値を使用して計算可能であることを示す。この結果、測定待ち時間はｐｏｌａｒｉｔｙ制御信号の周期の２倍を少し上回る。
【００７３】
測定回路の切り換えの最適化
２つの測定回路５１を介して検出コイル（及び基準信号）からの異なる信号を切り換えるための最適化された切り換え方式を次に説明する。この切り替え方式により、位置測定値の更新レートを向上できる。図１０は、測定回路Ｎ５１−１及び測定回路Ｍ５１−２を介して測定回路の入力±１、±２、±３、±４及び±５を切り換えるために使用される制御信号のタイムラインを示す。検出サイクルは周期的であり、周期（Ｔ＿ｄｃ）は１０個の検出間隔Δｔｉ（指標ｉ＝１〜１０）に対応する。図１０は、励起／制御信号論理１１により生成され且つ検出サイクルの始端を定義するために使用される周期的なｍｏｄｅ＿ｒｅｆ制御信号を更に示す。図１０に示すように、これらの１０個の各検出間隔の間に選択される測定回路の入力を以下のテーブルに示す。
【表２】
0006514205.tif 000006
テーブル中、ＦＳは精正弦検出コイル６−１であり、ＦＣは精余弦検出コイル６−２であり、ＣＳは粗正弦検出コイル４−１であり、ＣＣは粗余弦検出コイル４−２であり、Ｒｅｆは励起基準信号である。
【００７４】
上記のテーブル及び図１０からわかるように、各検出間隔の間、２つの測定回路５１は異なる入力信号を処理している。図１０は、各検出間隔の間、２つの測定回路５１の少なくとも一方が精検出コイルの一方からの信号を処理していることを更に示す。更に、精正弦信号及び精余弦信号は、２つの測定回路の各々において時間インターリーブされて処理され、２つの測定回路の間で重複して処理される。各検出サイクルの間、各測定回路５１は粗検出コイル４からの信号及び基準信号を更に処理する。一方の測定回路が粗検出コイルからの信号及び基準信号を処理している間、他方の測定回路５１は精検出コイルからの信号を処理している。本構成を用いることにより、更新された精位置測定値を少なくとも１つおきの検出間隔で取得できる。
【００７５】
図１０に示すように、２つの測定回路５１を介して信号をインターリーブして選択することは、測定回路Ｎ及び測定回路Ｍ内の各マルチプレクサ５５に逆の極性の制御信号ｉｎ１＿Ｎ及びｉｎ１＿Ｍを印加すること、並びに測定回路Ｎ及び測定回路Ｍ内の各マルチプレクサ５５に印加される制御信号ｉｎ２＿Ｍ及びｉｎ３＿Ｍとｉｎ２＿Ｎ及びｉｎ３＿Ｎとを位相シフトする（検出サイクルの半分）ことにより達成される。その結果、検出間隔Δｔｋの間、チャネル１＋及び１−が測定回路Ｎにより選択される場合、チャネル２＋及び２−が測定回路Ｍにより選択される。次の検出間隔Δｔｋ＋１の間、チャネル２＋及び２−が測定回路Ｎにより選択され、チャネル１＋及び１−が測定回路Ｍにより選択される。これにより、同一の入力（チャネル）が測定回路Ｎ及び測定回路Ｍにより同時に選択される望ましくない衝突が回避される。
【００７６】
測定値処理部
図１１は、測定値処理部１９により実行される処理を示すフローチャートである。図示されるように、ステップｓ１において、測定値処理部１９は次のｍｏｄｅ＿ｒｅｆ信号（図１０に示すｍｏｄｅ＿ｒｅｆ信号の立ち上がりエッジ）を受信するまで待機する。当該立ち上がりエッジ（割り込み）の受信に応答して、ステップｓ３において、測定値処理部１９は指標（ｉ）を値１に設定する。ステップｓ５−１において、測定値処理部１９は測定回路Ｎに関連するＡＤＣデータをメモリ１７から読み出し、ステップｓ７−１において、測定値処理部１９は検索されたデータを指標（ｉ）の現在の値に従って処理する。特に（以下に更に詳細に説明するように）、測定値処理部１９が検索されたデータに対して実行する処理はデータが関連する信号に依存し、すなわち、データが精検出コイルからの信号に関連するか、粗検出コイルからの信号に関連するか、あるいは基準信号に関連するかに依存する。同様に、ステップｓ５−２において、測定値処理部１９は測定回路Ｍに関連するＡＤＣデータをメモリ１７から読み出し、ステップｓ７−２において、測定値処理部１９は検索されたデータを指標（ｉ）の現在の値に従って処理する。本実施形態において、２つの測定回路５１からのＡＤＣデータは、メモリ１７の別個の部分に順次書き込まれ、それにより、検出間隔Δｔｋ＋１に対する測定回路ＮからのＡＤＣデータは、検出間隔Δｔｋに対して取得された測定回路ＮからのＡＤＣデータの後にメモリ１７の対応する部分に書き込まれる。
【００７７】
ステップｓ５−２の後、ステップｓ９へ進み、測定値処理部１９は指標（ｉ）が９より大きい値を有するかをチェックする。指標（ｉ）が９より大きい値を有さない場合、ステップｓ１１へ進み、指標値（ｉ）が１増分される。その後、ステップｓ１３へ進み、測定値処理部１９は、次の検出間隔に対するＡＤＣ値がメモリ１７の関連部分に書き込まれたことを示すＣＡＬＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒ信号（励起／制御信号論理１１から）の次の立ち上がりエッジを待つ。その後、ステップｓ５−１に戻ることにより、次のＡＤＣ値がメモリから読み出され、測定値処理部１９により処理される。ステップｓ９において指標値（ｉ）が９より大きいと判定されると、処理の先頭に戻り、測定値処理部１９は次のｍｏｄｅ＿ｒｅｆ割り込み信号を待ち、処理が繰り返される。
【００７８】
当業者には理解されるように、測定値処理部１９は、励起／制御信号論理１１に対して独立して且つ非同期に動作しており、メモリ１７に到着するデータを適切なタイミングに処理することを保証するために制御信号ｍｏｄｅ＿ｒｅｆ及びＣＡＬＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒを励起／制御信号論理１１から受信するにすぎない。
【００７９】
精検出コイルの測定値
図１２ａは、各測定回路５１を通される入力と、精検出コイル６から取得された信号を処理する場合に測定値処理部１９が図１１に示すステップｓ７において実行する計算とを示すタイミングチャートである。図面を簡略にするために、粗検出コイル４からの信号の処理及び基準信号の処理を図１２ａに示さない。図１２ａに示すように、指標ｉ＝１の場合、精正弦検出コイル４−１上の信号（ＦＳ）が測定回路Ｎを通される。この検出間隔の間、測定値処理部１９は、先行の２つの検出間隔（先行の検出サイクルにおけるｉ＝９及び１０）の間に測定回路Ｎから取得されたＡＤＣデータを読み出し、先行の２つの検出間隔に対する上述したピーク間電圧レベル（Δｋ）を計算する。図１２ａに示すように、ｉ＝９に対応する検出間隔の間、精正弦検出コイルからの信号（ＦＳ）が測定回路Ｎを通され、ｉ＝１０に対応する検出間隔の間、精余弦検出コイルからの信号（ＦＣ）が測定回路Ｎを通された。その後、これらの生のピーク間値は、ブレークスルーの雑音を減少するために処理され（以下に更に詳細に説明する）、ブレークスルー補正値がピーク間測定値を精位置情報（φＦ）に変換する逆正接関数に適用され、精位置情報は、測定回路５１−１及び５１−２により導入された位相オフセットを均衡させるために処理される（以下に更に詳細に説明する）。
【００８０】
図１２ａからわかるように、測定値処理部１９は、指標値ｉ＝１、３及び５に対応する検出間隔の間に、測定回路Ｎから取得された信号を使用してそのような精位置情報を判定する。同様に、測定値処理部１９は、指標値ｉ＝６、８及び１０に対応する検出間隔の間に、測定回路Ｍから取得された信号を使用してそのような精位置情報を判定する。従って、指標値ｉ＝１に対応する検出間隔の間に、測定値処理部１９は、測定回路Ｍから取得されたデータの使用から測定回路Ｎからのデータの使用に切り替えて、精位置情報を計算する。同様に、指標値ｉ＝６に対応する検出間隔の間に、測定値処理部１９は、測定回路Ｎから取得されたデータの使用から測定回路Ｍからのデータの使用に切り替えて、精位置情報を計算する。従って、この切り替え構成を用いることにより、測定値処理部１９は、１０個の検出間隔毎に６回の更新レートで、更新された精位置測定値を提供できる。
【００８１】
精余弦検出コイル６−２からの信号（ＦＣ）は指標ｉ＝８に対応する検出間隔の間に測定回路Ｎを通されるが、測定値処理部１９は、測定チャネルＭからの精位置データを有するため、位置情報を判定するために当該ＦＣを使用しない。同様に、精余弦検出コイル６−２からの信号（ＦＣ）は指標ｉ＝３に対応する検出間隔の間に測定回路Ｍを通されるが、測定値処理部１９は、測定チャネルＮからの精位置データを有するため、位置情報を判定するために当該ＦＣを使用しない。これらの精余弦信号の余分な測定値を有することにより、測定回路Ｍ及びＮを通す信号を選択するために使用される制御信号の生成が容易になる。
【００８２】
図１２ａに示さないが、測定値処理部１９は更に、指標値ｉ＝７に対応する検出間隔の間に、ｉ＝５及び６に対応する検出間隔の間に測定回路Ｎから取得されたＡＤＣ値を使用して、測定回路Ｎに対する粗位置情報を更新する。同様に、測定値処理部１９は、指標値ｉ＝２に対応する検出間隔の間に、ｉ＝１０及び１に対応する検出間隔の間に測定回路Ｍから取得されたＡＤＣ値を使用して、測定回路Ｍに対する粗位置情報を更新する。指標値ｉ＝８に対応する検出間隔の間に、測定値処理部１９は、指標値ｉ＝７に対応する検出間隔の間に測定回路Ｎから取得されたＡＤＣデータを使用して（すなわち、測定回路Ｎにより測定された励起基準信号を使用して）、測定回路Ｎに対して格納されたブレークスルー較正データ２９を更新する。同様に、指標値ｉ＝３に対応する検出間隔の間に、測定値処理部１９は、指標値ｉ＝２に対応する検出間隔の間に測定回路Ｍから取得されたＡＤＣデータを使用して（すなわち、測定回路Ｍにより測定された励起基準信号を使用して）、測定回路Ｍに対して格納されたブレークスルー較正データ２９を更新する。このように、測定値処理部１９が精位置測定値に対する測定回路Ｎからのデータを使用している間、測定値処理部１９は、粗位置測定値を取得するため及び励起基準信号（Ｒｅｆ）を測定するために測定回路Ｍからのデータを使用しており、測定値処理部１９が精位置測定値に対する測定回路Ｍからのデータを使用している間、測定値処理部１９は、粗位置測定値を取得するため及び励起基準信号（Ｒｅｆ）を測定するために測定回路Ｎからのデータを使用している。
【００８３】
ブレークスルー較正データ
上述のように、測定値処理部１９により計算されるピーク間電圧は、格納されたブレークスルー較正データ２９と基準信号（測定回路の入力５に印加される励起信号の一部分に対応する）に対する最新の測定値とを使用して、励起コイル２と対応する検出コイルとの間の直接ブレークスルーを補正される。
【００８４】
以下の式は、本実施形態において、精正弦検出コイル６−１から取得されて測定回路Ｎを通される信号に対して計算されるピーク間電圧測定値（ＶＦＳＮ）及び精余弦検出コイル６−２から取得されて測定回路Ｎを通される信号に対して計算されるピーク間電圧測定値（ＶＦＣＮ）に対して実行されるブレークスルー補正を示す。
【数４】
0006514205.tif 000007
式中、ＯＦＳＮは、測定回路Ｎ及び精正弦検出コイル６−１に関連するオフセット較正データ２９（不揮発性メモリに格納される）であり、ＯＦＣＮは、測定回路Ｎ及び精余弦検出コイル６−２に関連するオフセット較正データ２９であり、ＶＥＸＮは、励起基準信号に対する最新の測定値である（測定回路Ｎの入力５に印加される励起信号の一部分に対応する）。同様のブレークスルー較正が、測定回路Ｍから取得された測定値に対して以下のように実行される。
【数５】
0006514205.tif 000008
【００８５】
精正弦／余弦検出コイル４に対する各測定回路Ｎ及びＭから取得されブレークスルー補正された測定値は、以下のように逆正接関数を使用して精位置情報を計算するために使用可能である。
【数６】
0006514205.tif 000009
【００８６】
この逆正接関数は更に、以下の算術的方法を使用して近似的に計算可能である。
【数７】
0006514205.tif 000010
【００８７】
そのような算術計算の結果は本当の逆正接関数から約１％ずれ、この誤差はルックアップテーブル補正を使用することにより更に補償可能である。その場合、精位置情報（φＦ）に関連する位相曖昧性は、粗検出コイル４から取得された信号を使用して同様の方法で計算される粗位置情報（φＣ）を使用して解決可能である。オプションとして、粗位置情報は精位置測定値に関連する周期曖昧性の問題を解決するためのみに使用されているため、粗信号測定値のブレークスルー補正は省略可能である。しかし、精スケール検出コイル６の周期が粗スケール検出コイル４の周期と異なる場合、はるかに高い精度が粗スケール出力のために必要とされる。従って、この場合、粗位置情報の精度を向上するために、同様のブレークスルー補正を粗スケールコイル４において測定された信号に適用できる。
【００８８】
直接ブレークスルーオフセット値の較正
励起コイル２から検出コイル４及び６への直接ブレークスルーオフセットは、センサ毎に異なり、設置環境にも依存し、特に、センサコイルの非常に近傍に存在する種々の金属物体の場所に依存する。センサが実装された後であり、好ましくはセンサが最終用途用に設置された後でターゲット５がセンサコイルの近傍に搭載される前に、オフセット較正データＯＦＳＮ、ＯＦＣＮ、ＯＣＳＮ、ＯＣＣＮ、ＯＦＳＭ、ＯＦＣＭ、ＯＣＳＭ及びＯＣＣＭのセットが判定される必要がある。
【００８９】
較正を実行する場合、通常、ホストインタフェース部２１が測定値処理部１９に信号を提供して、後続の測定値は較正のためのものであることを通知する。測定値処理部１９は、そのような場合に、ＡＤＣ１３により実行された変換の連続する結果の間の差分をピーク間電圧ＶＦＳＮ、ＶＦＣＮ、ＶＣＳＮ、ＶＣＣＮ、ＶＥＸＮ及びＶＦＳＭ、ＶＦＣＭ、ＶＣＳＭ、ＶＣＣＭ、ＶＥＸＭとして測定し、レシオメトリック関数を計算しようとすることなく各電圧に対する移動平均を累算するように構成される。この較正測定サイクルは、ホストインタフェース部２１からのコマンドにより終了される。この時点で、上記の平均電圧の測定値は、オフセット較正データ２９を計算するために使用される。
【数８】
0006514205.tif 000011
【数９】
0006514205.tif 000012
【００９０】
その後、このオフセット較正データ２９は、マイクロコントローラ９の不揮発性メモリに書き込まれ、励起コイル２と検出コイル４及び６との間の直接ブレークスルーに対して生データを補正するために上述した方法で使用される。
【００９１】
動的補正−変動の除去
このように計算された精位置情報（φＦ）は、各測定回路Ｎ及びＭの若干異なるプロパティに関連する誤差を依然として有する。これは、同一のターゲットの位置に対して、測定回路Ｎを用いて測定されたデータを使用して取得された精位置情報（φＦＮ）が測定回路Ｍを用いて測定されたデータを使用して取得された精位置情報（φＦＭ）と若干異なることを意味する。測定値処理部１９は、各測定回路Ｍ及びＮからの精位置測定値を検出サイクル（Ｔ＿ｄｃ）毎に３回計算しているため、これにより微変動が位置計算に生じ、測定設定の実際の分解能を実際の精度能力以下に低減させる。そのような微変動を減少するために、測定値処理部１９は、２つの測定回路Ｎ及びＭの間の系統誤差における差分を補償するために位相補正を実行する。図１２ｂは、当問題を示す。特に、図１２ｂは、測定された精位置（φＦ）が１つの検出サイクル内の指標ｉ＝８に対応する検出間隔と次の検出サイクル内の指標ｉ＝３に対応する検出間隔との間に時間と共に変化する様子を示すグラフである。図示されるように、指標ｉ＝８〜ｉ＝１０に対応する検出間隔の間、精位置測定値（φＦＭ）は測定回路Ｍにより計算され、値がΔφ１変化する。これらの検出間隔の間に計算される２つの測定値は同一の測定回路Ｍを通される信号から判定されるため、精位置の変化はターゲット５の移動に起因する。測定値処理部１９が測定回路Ｎから取得された信号を使用して精位置測定値の判定を開始する場合（検出間隔ｉ＝１において）、ターゲット５の移動に起因するが、測定値が異なる測定回路Ｎにより処理された信号を使用して判定されていることにも起因する測定された精位置の変化が存在する。補償するために、指標ｉ＝１０において取得された位置測定値は指標ｉ＝１における検出時間間隔に外挿される。その後、この外挿された値を使用して、２つの測定回路からの精位置測定値に適用される必要のある適切な補正値が判定される。更に詳細には、以下の手順が使用される。
【００９２】
指標が１０及び８である検出間隔Δｔｉの間に計算された精位置測定値（φＦ）の間の差分にΔφ１を割り当てる。
【００９３】
Δφ１＝φＦ１０−φＦ８                                              （２２）
指標が１及び３である検出間隔Δｔｉの間に計算された精位置測定値（φＦ）の間の差分にΔφ２を割り当てる。
【００９４】
Δφ２＝φＦ３−φＦ１                                                （２３）
精位置測定値φＦ１０の値を指標ｉ＝１の検出間隔Δｔｉに外挿する。
【００９５】
φＦ１０ｎｅｗ＝φＦ１０＋１／４＊（Δφ１＋Δφ２）                      （２４）
この外挿された値φＦ１０ｎｅｗは、測定された精位置φＦ１に非常に近いはずである。これらの２つの値の間の差分は、異なる精位置測定値を判定するために使用された測定回路（Ｍ及びＮ）の間の違いにより生じた系統誤差を表す。この差分を２で除算することにより、補正値が定義される。
【００９６】
Δφｃｏｒｒ＝（φＦ１０ｎｅｗ−φＦ１）／２                                （２５）
この動的補正値は、指標値ｉ＝３に対応する検出間隔の間に判定される。
【００９７】
２つの測定回路Ｍ及びＮから取得された信号の使用の同様の切り替えが指標ｉ＝６の検出間隔Δｔｉの間に実行され、同様の補正値がｉ＝８に対応する検出間隔の間に以下のように判定される。
【００９８】
Δφ１＝φＦ５−φＦ３                                                （２６）
Δφ２＝φＦ８−φＦ６                                                （２７）
φＦ５ｎｅｗ＝φＦ５＋１／４＊（Δφ１＋Δφ２）                        （２８）
Δφｃｏｒｒ＝（φＦ６−φＦ５ｎｅｗ）／２                                  （２９）
Δφｃｏｒｒの値は、雑音レベルを減少するために複数の検出サイクル（Ｔ＿ｄｃ）にわたり平均されてもよく、動的補正の一部としてマイクロコントローラ９により使用される。図１２ａの最後の行は、この動的補正値が更新される検出間隔を示す。その後、チャネルＮに対して計算された全てのデータ点に対して、φＦ値が次式により補正される。
【００９９】
φＦｃｏｒｒ＝φＦＮ＋Δφｃｏｒｒ                                          （３０）
また、チャネルＭに対して計算された全てのデータ点に対して、φＦ値が次式により補正される。
【０１００】
φＦｃｏｒｒ＝φＦＭ−Δφｃｏｒｒ                                          （３０）
このように補正された精位置測定値は、依然としてある程度の系統誤差を含む場合があるが、特に、測定回路Ｎから取得された信号を使用するレシオメトリック計算から測定回路Ｍから取得された信号を使用するレシオメトリック計算への切り替え時点及び測定回路Ｍから取得された信号を使用するレシオメトリック計算から測定回路Ｎから取得された信号を使用するレシオメトリック計算への切り替え時点における微変動を含まない。当業者には理解されるように、他の外挿及び他の補正値が計算されてもよい。例えば単一の補正が一方の測定回路からの出力のみに適用され、他方の測定回路からの出力に補正が適用されなくてもよい。
【０１０１】
動的補正−速度の補償
図１２ｂに示すように、連続する検出間隔の間に取得される位相測定値は、ターゲット５の移動により変化する。ＡＤＣ制御器１３により生成され且つレシオメトリック解φＦを計算するために使用される４つの測定値の全ては、φＦの瞬間値が変化している連続する瞬間において取得された測定値であるため、位相測定値の変化は位置測定値における系統誤差の原因となる。そのような移動を動的に補正する１つの方法は、φＦの平均変化率を以下の差分の移動平均Δｍｅａｎとして計算することである。
【０１０２】
ΔφＦ３−１＝φＦ３−φＦ１
ΔφＦ５−３＝φＦ５−φＦ３
ΔφＦ８−６＝φＦ８−φＦ６
ΔφＦ１０−８＝φＦ１０−φＦ８
φＦの値は各測定値間で一定量変化していると仮定する場合、ＡＤＣ１３により出力された隣接する測定値間の位相測定値におけるシフトは、以下の速度パラメータに等しい。
【数１０】
0006514205.tif 000013
【０１０３】
この速度パラメータは、測定された位相の平均変化率を表すため、ターゲット５の移動速度と正確に等しいわけではない。しかし、測定された位相がターゲット５の位置に略線形に関連するため（図２を参照）、測定された位相の変化率はターゲットの位置の変化率（＝速度）に略比例する。
【０１０４】
図１２ａに示すように、本実施形態において、位置情報は、精正弦検出コイル６−１及び精余弦検出コイル６−２からの信号から取得される測定値を使用して判定される。従って、ターゲット５の移動を考慮すると、ＡＤＣ１３から取得された生データを使用して測定値処理部１９により判定されるピーク間電圧測定値を以下のように書くことができる。
【数１１】
0006514205.tif 000014
このことから、φＦｃｏｒｒに適用される以下の補償を判定できる。
【数１２】
0006514205.tif 000015
【０１０５】
以上からわかるように、φＦｃｏｒｒに適用される補償はφＦｃｏｒｒの値自体に依存するため、センサコイルに対するターゲット５の位置に依存して、異なる補償が実行される。当該補償は、測定回路Ｍからのデータを使用する精位置測定値又は測定回路Ｎからのデータを使用する精位置測定値に実行され、連続して取得された測定値を使用することに起因するターゲット５の判定された位置の動的誤差を大幅に（５０倍も）減少できる。粗位置測定値は精位置測定値の周期曖昧性を解決するためのみに使用されているため、当該動的補償を粗位置測定値に実行する必要はない。
【０１０６】
上記の補償は、精正弦検出コイル６−１からの信号が精余弦検出コイル６−２からの信号の前に測定される場合に特有である。精余弦検出コイル６−２からの信号が精正弦検出コイル６−１からの信号の前に測定される場合、ターゲット５の移動を考慮すると、ＡＤＣ１３から取得された生データを使用して測定値処理部１９により判定されるピーク間電圧測定値を以下のように書くことができる。
【数１３】
0006514205.tif 000016
このことから、φＦｃｏｒｒに適用される以下の補償を判定できる。
【数１４】
0006514205.tif 000017
【０１０７】
このように、２つの精検出コイルからの信号が測定回路により測定される順序に依存して、異なる補償が実行される。
【０１０８】
この移動補償は、算術により計算されてもよく、あるいは、計算を高速化するために、事前に判定されてルックアップテーブルに格納されてもよい。例えば補償は、以下のように書くことができる。
【数１５】
0006514205.tif 000018
最初に測定されたのが正弦検出コイルか又は余弦検出コイルかに従って、係数Ｋ０又はＫ１のいずれかが動的補正に使用される。Ｋ０及びＫ１の値は、例えば以下のように、テーブルに対する指標を判定するためにφＦｃｏｒｒを使用して、ルックアップテーブルから判定される。
【数１６】
0006514205.tif 000019
この場合、ルックアップテーブルは１０２４の長さを有し、係数Ｋ０が第１の列に存在し、係数Ｋ１が第２の列に存在する。当該ルックアップテーブルは、動的補正データ３１の一部としてマイクロコントローラ９の不揮発性メモリに格納される。ルックアップテーブル内の異なるエントリに対するＫ０及びＫ１の値は、次式から事前に判定可能である。
【数１７】
0006514205.tif 000020
【０１０９】
更に可能な例として、ルックアップテーブル内のＫ０及びＫ１の値は実験により判定可能である。例えばターゲット５の種々の速度において、センサからの実験測定値のセットをはるかに高速のセンサから（例えば高速インクリメンタル光学エンコーダから）の読み出し値と共に収集する。ルックアップテーブル補正係数Ｋ０及びＫ１は、ターゲット５の種々の速度に対して測定された実験データに対する放物線フィッティング（φｏｐｔ−φＦｃｏｒｒ）に対する最適なパラメータとして、φＦｃｏｒｒの各値に対して見つけられる。異なる補正係数Ｋ０及びＫ１は、精正弦検出コイル６−１からの信号が精余弦検出コイル６−２からの信号の前に測定されるか又は精余弦検出コイル６−２からの信号が精正弦検出コイル６−１からの信号の前に測定されるかに依存して判定される。上記の補償は、ターゲットが一定の速度で移動していると仮定する。ターゲット５の加速度が考慮される場合、測定値が連続するという特性に対する動的補償の精度を更に向上できる。この場合、速度及び加速度の瞬間測定値は、各計算時間において以下のように判定可能である。
【０１１０】
ｉ＝３に対応する検出間隔の場合
ｓ＝（ΔφＦ３−１）／４＝（φＦ３−φＦ１）／４                          （４３）
Ａｃｃ＝（ΔφＦ３−１−ΔφＦ１０−８）／６                              （４４）
ｉ＝５に対応する検出間隔の場合
ｓ＝（ΔφＦ５−３）／４＝（φＦ５−φＦ３）／４                          （４５）
Ａｃｃ＝（ΔφＦ５−３−ΔφＦ３−１）／４                                （４６）
ｉ＝８に対応する検出間隔の場合
ｓ＝（ΔφＦ８−６）／４＝（φＦ８−φＦ６）／４                          （４７）
Ａｃｃ＝（ΔφＦ８−６−ΔφＦ５−３）／６                                （４８）
ｉ＝１０に対応する検出間隔の場合
ｓ＝（ΔφＦ１０−８）／４＝（φＦ１０−φＦ８）／４                      （４９）
Ａｃｃ＝（ΔφＦ１０−８−ΔφＦ８−６）／４                              （５０）
ｉ＝１及び６に対応する検出間隔において測定回路が切り替えられ（測定回路Ｍから測定回路Ｎへ、並びに測定回路Ｎから測定回路Ｍへ）且つ切り替え時間に隣接する検出間隔において計算が実行されるため、瞬間速度値及び瞬間加速度値はｉ＝１及び６に対応する検出間隔の間に計算されない（異なる式を使用する必要があるため）。その代わりに、ｉ＝１０に対応する検出間隔に対して判定された速度測定値及び加速度測定値がｉ＝１に対応する検出間隔の間も使用され、ｉ＝５に対応する検出間隔に対して判定された速度測定値及び加速度測定値がｉ＝６に対応する検出間隔の間も使用される。
【０１１１】
速度測定値及び加速度測定値を判定する場合、位相値φＦが使用されてもよく（上記の式のように）、あるいは変動補正後の位相値（φＦｃｏｒｒ）が代わりに使用されてもよい。
【０１１２】
所定の計算時点において判定された速度値（ｓ）は、例えば以下のように、対応する加速度値（Ａｃｃ）に基づいて調節可能である。
【数１８】
0006514205.tif 000021
【０１１３】
この調節された速度値は、φＦｃｏｒｒを動的に補正するための上記の計算において速度（ｓ）の代わりに使用可能である。更に高次の微分を考慮する利点は殆どないことが実験により示されている。
【０１１４】
ターゲット５の異なる位置、速度及び加速度において測定された非常に多くの実験データから補償係数が判定される場合、次式を使用して補償を達成できる。
【数１９】
0006514205.tif 000022
式中、Ｋ０、Ｋ１、Ｋ０Ａｃｃ及びＫ１Ａｃｃの値は、上述した方法でφＦｃｏｒｒを使用して関連するルックアップテーブルから判定される。
【０１１５】
第２の実施形態
励起信号の位相調節
多くの種類のレシオメトリックセンサの場合、ターゲット５からの測定信号の位相及び励起コイルからのブレークスルーオフセット電圧の位相は互いに等しい（あるいは、位相が互いに１８０度ずれる）。これは、例えばターゲット５が共振ターゲットでなく、例えば短絡コイルから形成されるか、あるいは励起コイル２が発生させる渦電流が電磁結合を介して検出コイル内に電圧を誘導する導電（金属）プレートから形成される場合に当てはまる。同時に、励起コイルと検出コイルとの間の不正確な均衡は、励起コイルにおいて流れる励起電流により発生する電磁場に起因する直接ブレークスルー結合を生じさせる。そのようなセンサにおいて、測定された信号の振幅を大幅に減少させない限り、励起電流と復調制御信号ｅｘ＿ｓｈｉｆｔｅｄとの間の正確な位相差は特に重要でない。
【０１１６】
しかし、図２ａに示す共振ターゲット５の場合、共振器１２が励起コイル２により通電される場合に共振器１２により生成される磁場により検出コイル４及び６において誘導される信号と励起コイル２から検出コイル４及び６において直接誘導される直接ブレークスルー信号との間に約９０度の位相シフトが存在する。９０度の位相シフトは、共振器１２の共振周波数に周波数が対応する基本周波数を有するようにｅｘ＿ｃｌｏｃｋ信号を選択することにより達成される。そのような共振ターゲット５のセンサから可能な限り最良の性能を得るためには、測定回路の正確な位相調整が必要である。特に、以下に説明するように、励起コイル２からの直接ブレークスルー信号に対して直交する（位相が９０度ずれる）ように復調制御信号ｅｘ＿ｓｈｉｆｔｅｄを調整するように、センサの位相を正確に調整できる。
【０１１７】
図１３は、共振ターゲット５と共に第２の実施形態において使用される励起回路網２３を示す。本実施形態の他の構成要素は、以下に説明することを除いて、上述した第１の実施形態と同一である。本実施形態における基準電圧は、複素インピーダンスＺを介して励起電流を通すことにより測定回路網２５により測定される。実際の用途において、複素インピーダンスＺは、測定された励起基準信号の位相と励起コイル２により検出コイル４及び６において誘導される直接ブレークスルー信号の位相との間に所望の位相関係が存在するように値が選択されるレジスタ及びコンデンサの並列組み合わせ又は直列組み合わせとして構成される。好適な実施形態において、インピーダンスＺは、測定された励起基準信号の位相が励起コイル２から検出コイル４及び６に誘導される直接ブレークスルー信号の位相に類似するように選択され（センサの設計段階において）、従って、共振器１２により検出コイル４及び６において誘導される信号の位相と約９０度ずれるように選択される。復調スイッチ５６において入力信号に印加されるｅｘ＿ｓｈｉｆｔｅｄの位相を選択した結果、理論上、測定される励起基準値は０に近いはずである。しかし、センサの動作の間、センサの位相特性は変化し（例えば、回路構成要素の温度変化により生じるインピーダンス値の変化等により）、その結果、ｅｘ＿ｓｈｉｆｔｅｄ制御信号の位相は直接ブレークスルー信号の位相と９０度ずれず、多くの直接ブレークスルー信号が増幅／フィルタリング回路８３を通る。測定された励起基準信号の位相が直接ブレークスルー信号の位相に類似するようにインピーダンスＺを構成することにより、マイクロコントローラ９は、測定された励起基準値を０近くに維持する（それにより、直接ブレークスルー信号を最小化する）ために、単純なゼロ調整法を使用して、励起コイル２に印加される励起信号の位相を変更できる。
【０１１８】
以下に説明するように、励起コイル２に印加される励起信号ｅｘ＿ｃｌｏｃｋの位相は比較器９１により制御される。入力制御信号ｅｘ＿ｄｏｕｂｌｅは、所望の励起周波数の２倍である。この２倍周波数信号は、エッジを平滑化するためにＲ−Ｃフィルタ９３によりローパスフィルタリングされる。その後、ｅｘ＿ｄｏｕｂｌｅの立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジは、比較器９１により、マイクロコントローラ９により生成されるＤＡＣ電圧レベルと比較される。比較器９１の出力における信号は、ＤＡＣ電圧の正確なレベルに依存して、可変デューティサイクルを有する。ｅｘ＿ｃｌｏｃｋ信号に対して所望の５０％のデューティサイクルを生成するために、比較器９１の出力はラッチ回路９５を通され、ラッチ回路９５は入力信号の周波数を半減させ、図１４ａに示すように、比較器の出力の立ち上がりエッジに立ち上がり又は立ち下がりエッジを有する出力を提供する。特に、図１４ａからわかるように、ＤＡＣ電圧を変更することにより、マイクロコントローラ９は５０％のデューティサイクルを変更することなく励起信号ｅｘ＿ｃｌｏｃｋの位相を変更する。図１３に示す励起回路網２３は、数十ＭＨｚのクロック速度を有する通常のマイクロコントローラ９を使用して、１０ｐｓを超える非常に高い分解能で励起信号（ｅｘ＿ｃｌｏｃｋ）の位相を調整できるという利点を有する。
【０１１９】
図１４ｂは、比較器９１に印加するＤＡＣ電圧を判定するためにマイクロコントローラ９により使用される手順を示すフローチャートである。図示されるように、ステップｓ２１において、マイクロコントローラ９は位相調節を行う必要があると判定する。新しい励起基準電圧（ＶＥＸＮ及びＶＥＸＭ）が使用可能になった場合に、マイクロコントローラ９は当該判定を行う。ステップｓ２３において、マイクロコントローラ９は、現在の検出サイクルにおいて判定された最新の励起基準値を使用して、平均励起基準値を更新する。ステップｓ２５において、マイクロコントローラ９は、更新された平均励起基準値が定義された境界の外側であるかを判定する。図１３に示すインピーダンスＺは、励起基準信号を最小化し且つ検出コイル４及び６における直接ブレークスルー信号を最小化するように選択されているため、測定された励起基準値の平均値は約０になるはずである。マイクロコントローラ９により生成されるＤＡＣ値を増加又は減少することにより、測定された励起値を０レベル近くに維持できる。従って、測定された励起基準信号の測定された平均値が正の閾値又は負の閾値を上回る場合、ステップｓ２７において、マイクロコントローラ９は比較器９１に出力されるＤＡＣ値を増分又は減分する。このようにＤＡＣ値を継続的に調節することにより、復調クロック信号ｅｘ＿ｓｈｉｆｔｅｄと測定回路Ｎ及びＭにおいて検知される信号の位相との間の固定関係が保証される。当業者には理解されるように、本例において、励起基準信号が０に減少されている場合、上述した直接ブレークスルー補正を実行する必要はない。
【０１２０】
大部分の検知用途において、測定された基準励起電圧の値（Ｚインピーダンスから測定される）を０に継続的に自動調整する機能により、マイクロコントローラ９は検出コイル４及び６から取得される信号における直接ブレークスルーを最小化でき、更なるブレークスルー補正は不要である。しかし、最も正確な測定のために設計されたセンサの場合、直接ブレークスルーオフセットの残りのレベルをマイクロコントローラ９により補正する必要がある。この場合、測定値は、ターゲット５がセンサコイルから遠くに除去される時にセンサを用いて取得される。マイクロコントローラ９は、測定された基準励起信号のレベルを能動的に制御してゼロ近くに維持する（上述した方法で）。各検出コイル４及び６において誘導された信号が測定され、平均され、ブレークスルー較正データ２９としてマイクロコントローラ９の不揮発性メモリに格納される。
【数２０】
0006514205.tif 000023
【数２１】
0006514205.tif 000024
式中、Ｐは、平均される各信号の測定値の数である。
【０１２１】
このブレークスルー較正データ２９は、以下のように、ターゲット５が検知されている時に取得される実際の測定値に適用される。
【数２２】
0006514205.tif 000025
第３の実施形態
第１の実施形態及び第２の実施形態において、測定値処理部１９は、ｐｏｌａｒｉｔｙ制御信号の２周期毎にほぼ１回、位置情報を取得した。第３の実施形態において、測定値処理部１９は、各検出間隔の間に精位置測定値を更新するように構成される。これを図１５に示す。図１５は、精位置測定値が測定回路Ｍからの測定値を使用するか又は測定回路Ｎからの測定値を使用して各検出間隔（Δｔｋ）の間に取得されることを示す。図１５に示すように、指標値ｉ＝１に対応する検出間隔の間、位置情報は、精正弦測定値が精余弦測定値の前に取得される場合の精正弦測定値及び精余弦測定値を使用して計算される。指標値ｉ＝２に対応する検出間隔の間、位置情報は、精余弦測定値が精正弦測定値の前に取得される場合の精正弦測定値及び精余弦測定値を使用して取得される。上述したように、測定値が取得される時間の間のターゲット５の移動を補償するために、最初に測定されるのが正弦測定値か又は余弦測定値かに依存して、異なる補償を使用する必要がある。図１５において、実行される計算を示す矩形に使用される陰影によりこれを示し、陰影のない矩形と異なる補償がそれらの測定値に適用されることを示す。精正弦検出コイル６−１からの信号が精余弦検出コイル６−２からの信号の前に測定される場合、φＦｃｏｒｒ値に対する補償は正符号を有する。更に詳細には、指標値ｉ＝１、３、５、６、８及び１０に対応する検出間隔の間、測定値処理部１９は、次式を使用してターゲット５の移動に対する動的補償を実行する。
【数２３】
0006514205.tif 000026
【０１２２】
精余弦検出コイル６−２からの信号が精正弦検出コイル６−１からの信号の前に測定される場合、φＦｃｏｒｒ値に対する補償は負符号を有する。更に詳細には、指標値ｉ＝２、４、７及び９に対応する検出間隔の間、測定値処理部１９は次式を使用してターゲット５の移動に対する動的補償を実行する。
【数２４】
0006514205.tif 000027
【０１２３】
第１の実施形態において上述したように、そのような算術による補償を使用する代わりに、測定値処理部１９は、２種類の補償に対する関連する補正係数（Ｋ０、Ｋ１等）を格納する異なるルックアップテーブルを使用してもよい。
【０１２４】
第１の実施形態と同様に、ターゲット５の固定速度を仮定する代わりに、測定値処理部１９はターゲット５の加速度を更に考慮してもよい。この場合、異なる検出間隔に対する瞬間速度値及び瞬間加速度値は、以下のように判定可能である。
【０１２５】
ｉ＝１に対応する検出間隔に対して
ｓ＝（ΔφＦ１−１０）／２＝（φＦ１−φＦ１０）／２                      （７１）
Ａｃｃ＝（ΔφＦ１−１０−ΔφＦ１０−８）／３                            （７２）
ｉ＝３に対応する検出間隔に対して
ｓ＝（ΔφＦ３−１）／４＝（φＦ３−φＦ１）／４                          （７３）
Ａｃｃ＝（ΔφＦ３−１−ΔφＦ１−１０）／３                              （７４）
ｉ＝４に対応する検出間隔に対して
ｓ＝（ΔφＦ４−２）／４＝（φＦ４−φＦ２）／４                          （７５）
Ａｃｃ＝（ΔφＦ４−２−ΔφＦ３−１）／２                                （７６）
ｉ＝５に対応する検出間隔に対して
ｓ＝（ΔφＦ５−３）／４＝（φＦ５−φＦ３）／４                          （７７）
Ａｃｃ＝（ΔφＦ５−３−ΔφＦ４−２）／２                                （７８）
ｉ＝６に対応する検出間隔に対して
ｓ＝（ΔφＦ６−５）／２＝（φＦ６−φＦ５）／２                          （７９）
Ａｃｃ＝（ΔφＦ６−５−ΔφＦ５−３）／３                                （８０）
ｉ＝８に対応する検出間隔に対して
ｓ＝（ΔφＦ８−６）／４＝（φＦ８−φＦ６）／４                          （８１）
Ａｃｃ＝（ΔφＦ８−６−ΔφＦ６−５）／３                                （８２）
ｉ＝９に対応する検出間隔に対して
ｓ＝（ΔφＦ９−７）／４＝（φＦ９−φＦ７）／４                          （８３）
Ａｃｃ＝（ΔφＦ９−７−ΔφＦ８−６）／２                                （８４）
ｉ＝１０に対応する検出間隔に対して
ｓ＝（ΔφＦ１０−８）／４＝（φＦ１０−φＦ８）／４                      （８５）
Ａｃｃ＝（ΔφＦ１０−８−ΔφＦ９−７）／２                              （８６）
（上述と同様に、速度及び加速度に対する上記の計算において、φＦ値の代わりにφＦｃｏｒｒ値が使用されてもよい。）
上記の式及び図１５からわかるように、速度値及び加速度値は、正弦信号及び余弦信号の処理順序が同一である先行の検出間隔からの連続するφＦ値を使用して判定される。従って、例えばｉ＝３に対応する検出時間間隔において、測定値処理部１９は、正弦測定値が余弦測定値の前に取得される時のターゲットの位置を計算するため、正弦測定値が余弦測定値の前に取得される先行の検出間隔からの位置測定値を使用して瞬間速度を計算する。図１５からわかるように、正弦測定値が余弦測定値の前に取得される最も近い先行の検出間隔は、ｉ＝１に対応する検出間隔である。従って、瞬間速度は、これらの２つの検出間隔における測定値の間の位置差分（ΔφＦ３−１）から判定される。加速度測定値は同様に、正弦測定値が余弦測定値の前に測定される時に取得される信号を使用して判定される。
【０１２６】
ｉ＝１及び６に対応する検出間隔において測定回路が切り替えられる（測定回路Ｍから測定回路Ｎへ、並びに測定回路Ｎから測定回路Ｍへ）ため、ｉ＝２及び７に対応する検出時間間隔の間の速度／加速度測定値の計算を必要以上に複雑にしないために、ｉ＝１に対応する検出間隔に対して判定された加速度測定値がｉ＝２に対応する検出間隔の間も使用され、ｉ＝６に対応する検出間隔に対して判定された速度測定値及び加速度測定値がｉ＝７に対応する検出間隔の間も使用される。
【０１２７】
第１の実施形態と同様に、各速度値は、対応する加速度値を考慮して調節される。
【数２５】
0006514205.tif 000028
【０１２８】
この調節された速度値は、速度（ｓ）の代わりに使用可能である（φＦｃｏｒｒを動的に補償するための上記の計算において）。このように補償された位相値は、適切なルックアップテーブル補正を介してターゲット５の位置にマッピング可能であり、位置測定値に関連する周期曖昧性は、最新の粗位置測定値を使用して補正可能である。その後、最終的な位置は、ホストに報告するためにホストインタフェース部２１に送出される。図１５に示すように、本実施形態において、精位置情報はｐｏｌａｒｉｔｙ制御信号の周期毎に１回更新され、すなわち、検出間隔毎に１回更新される。
【０１２９】
第４の実施形態
第３の実施形態において、精位置測定値は全ての検出間隔の間に取得された。精検出コイルからの信号は、２つの測定回路Ｍ及びＮにおいて重複して処理される。重複するため、２つの測定回路から取得されたデータを使用して２つの位置測定値を計算できる。例えばｉ＝１０に対応する検出間隔の間、第３の実施形態は、ｉ＝８に対応する検出間隔において取得された測定回路Ｍからの精正弦データ及びｉ＝９に対応する検出間隔において取得された測定回路Ｍからの精余弦データを使用して、位置測定値を計算した。しかし、ｉ＝１０に対応する検出間隔の間、ｉ＝８に対応する検出間隔において取得された測定回路Ｎからの精余弦データ及びｉ＝９に対応する検出間隔において取得された測定回路Ｎからの精正弦データを使用して、別の位置測定値を計算できる。
【０１３０】
これらの２つの位置測定値は、以下のように計算される。
【数２６】
0006514205.tif 000029
φＦＮｃｏｒｒ＝φＦＮ＋Δφｃｏｒｒ                                        （９１）
【数２７】
0006514205.tif 000030
φＦＭｃｏｒｒ＝φＦＭ−Δφｃｏｒｒ                                        （９５）
上述のように、ターゲットの移動速度に関連する動的誤差項のため、結果として得られる位置測定値（φＦＭｃｏｒｒ及びφＦＮｃｏｒｒ）は互いにずれる。しかし、これらの２つの位置測定値の平均値
φＦｍｅａｎ＝（φＦＭｃｏｒｒ＋φＦＮｃｏｒｒ）／２                            （９６）
の動的誤差は非常に小さく、残りの動的誤差が存在する場合、それは判定された位置測定値に殆ど依存しない。従って、パラメータの瞬間値
ΔφＦｃｏｍｐ＝φＦＭｃｏｒｒ−φＦｍｅａｎ＝（φＦＭｃｏｒｒ−φＦＮｃｏｒｒ）／２    （９７）
をｉ＝１０の検出間隔の間に計算することにより、ｉ＝１、３及び５の検出間隔（精正弦が精余弦の前に測定される）の間に実行される測定において、次式を使用して、ターゲットの移動に起因する動的誤差の大部分を除去できる。
【０１３１】
φＦＮｃｏｒｒ＝φＦＮ＋Δφｃｏｒｒ−ΔφＦｃｏｍｐ                            （９８）
ｉ＝２及び４の検出間隔（精正弦が精余弦の後に測定される）の間は、次式が使用される。
【０１３２】
φＦＮｃｏｒｒ＝φＦＮ＋Δφｃｏｒｒ＋ΔφＦｃｏｍｐ                            （９９）
ｉ＝５の検出時間間隔の間、パラメータの瞬間値ΔφＦｃｏｍｐは、測定回路Ｎ及びＭにおいて同時に測定されたデータを使用して取得された２つの位置測定値を使用して更新可能である。すなわち、ｉ＝３に対応する検出間隔において取得された測定回路Ｎからの精正弦データ及びｉ＝４に対応する検出間隔において取得された測定回路Ｎからの精余弦データを使用して取得された位置測定値と、ｉ＝３に対応する検出間隔において取得された測定回路Ｍからの精余弦データ及びｉ＝４に対応する検出間隔において取得された測定回路Ｍからの精正弦データを使用して取得された位置測定値とを使用して更新される。その後、ΔφＦｃｏｍｐの当該更新値は、以下のように、ｉ＝６、８及び１０の検出間隔（精正弦が精余弦の前に測定される）において実行される位置計算の間に次式を使用してターゲットの移動を補償するために使用可能である。
【０１３３】
φＦＭｃｏｒｒ＝φＦＭ−Δφｃｏｒｒ−ΔφＦｃｏｍｐ                          （１００）
ｉ＝７及び９の検出間隔（精正弦が精余弦の後に測定される）の間は、次式を使用する。
【０１３４】
φＦＭｃｏｒｒ＝φＦＭ−Δφｃｏｒｒ＋ΔφＦｃｏｍｐ                          （１０１）
速度補償係数（ΔφＦｃｏｍｐ）が位置測定値に適用される際の符号は、精正弦信号及び精余弦信号である２つの信号のどちらが最初に測定されたかに依存して変化する。この補償技術により、位置測定値は隣接する測定値間で平滑に変化するようになる。上述のように、この速度補償により、位置測定値自体に対する依存性が除去され、次式のような単純な式を使用して残りの動的誤差を補償できる。
【数２８】
0006514205.tif 000031
第５の実施形態
上記の実施形態において、測定回路５１は、選択された検出コイル４、６から取得された信号を復調するように構成された。測定回路５１は更に、入力信号にｐｏｌａｒｉｔｙ制御信号を乗算し、それにより、各検出コイルからの復調信号の振幅の正の測定値及び負の測定値を取得できるようにした。第１の実施形態では、ｐｏｌａｒｉｔｙ制御信号の周波数を増加することにより更新レートを向上できる。しかし、励起周波数が制限される場合（例えば、励起コイルが高いインダクタンスを有するため）、使用可能な更新レートが制限される。また、励起周波数を大幅に増加できる場合でも、ｐｏｌａｒｉｔｙ制御信号の周波数には現実的な上限が存在する。信号は外部雑音を除去するためにフィルタリングされる必要があるが、ＡＤＣ１３が電圧を対応するデジタル値に変換する前に、測定中の信号が準ＤＣレベルに整定するようにする必要もある。このことは、実際はｐｏｌａｒｉｔｙ制御信号の周波数の上限が約１５０ｋＨｚであることを意味する。
【０１３５】
以下に説明する第５の実施形態において、測定アーキテクチャは、２つの検出コイルからの信号のレシオメトリック測定が最短の待ち時間で達成されるように、同一のｐｏｌａｒｉｔｙ変調周期の間に同一の測定回路５１を複数回通る２つの検出コイルからの電圧を高速で多重化することに基づく。特に、本実施形態において、測定回路５１は、ｐｏｌａｒｉｔｙ変調信号を用いて精正弦／余弦検出コイル６からの信号を復調し且つ組み合わせて、測定されるターゲットの位置（φＦ）と共に位相が変化する信号を生成する。測定回路５１は更に、粗正弦／余弦検出コイル４からの信号の同様の処理を実行する。その後、ターゲット５の位置は、測定回路５１からのフィルタリングされた出力信号のゼロ交差位置から判定される。
【０１３６】
本実施形態は、励起周波数がセンサの所望の更新レートよりはるかに高いセンサに理想的に適する。これは、低インピーダンスのセンサコイルを有するセンサに該当する。以下に示すように、第５の実施形態の更新レートは、ｐｏｌａｒｉｔｙ変調信号の半周期に等しい。更に、ｐｏｌａｒｉｔｙ変調信号の同一周期に対して、帯域通過フィルタ８７の必要とされる高コーナー周波数を約４倍減少できる。これは、第５の実施形態において、増幅／フィルタリング回路８３からの出力がＡＤＣ１３による変換のために準ＤＣレベルに整定する必要がないためである。これは、測定の結果における内部雑音及び外部雑音のレベルを大幅に低減するのに有用である。更に、第５の実施形態の待ち時間は、マイクロコントローラ９のフィルタリング時間及び計算時間により定義され、それはｐｏｌａｒｉｔｙ変調信号の半周期未満である。このことは、待ち時間が４倍向上することを示す。
【０１３７】
図１６は、第５の実施形態において使用される主要な構成要素を示すブロック図である。図示されるように、本実施形態の実現例は上述した実施形態と同様であり、汎用マイクロコントローラ及び測定回路網２５を使用する。同一の図中符号を使用して同様の構成要素を示す。本実施形態の主な相違点は、更に複雑な測定値処理及びそれを制御するための更に複雑な制御信号の生成を必要とすることである。新しい構成要素はデジタル切り替え回路網１０１を含み、図中、これはマイクロコントローラ９の外部に存在するように示されるが、励起／制御信号論理１１の一部を形成してもよい。デジタル切り替え回路網１０１に加えて、本実施形態は位相検出器１０３及びタイマ１０５を更に有し、これらは共にマイクロコントローラ９の内部に実現される。位相検出器１０３は、測定回路網５１から出力された信号のゼロ交差を検出し、タイマ１０５は、ＡＤＣ１３をトリガする制御信号を提供し、測定値処理部１９による変換データの処理を開始するためにマイクロコントローラ９に対する割り込みを提供する。タイマ１０５の位相は、測定値処理部１９により制御される。
【０１３８】
本実施形態において使用される測定回路網２５は、図５に示す第１の実施形態において使用されたのと同一の２つの測定回路５１を有する。しかし、異なる検出コイル４、６からの信号が復調スイッチ５６を通るように選択するために使用される制御信号（ｉｎ１、ｉｎ２）のタイムライン及びｐｏｌａｒｉｔｙ変調信号のタイムラインが大きく異なる。図１７は、本実施形態において使用できる制御信号の例を示し、１＋／１−入力（精正弦検出コイル６−１に対応する）からの信号の選択及び２＋／２−入力（精余弦検出コイル６−１に対応する）からの信号の選択に対する２つの制御信号ｉｎ１及びｐｏｌａｒｉｔｙの効果を示す。図示されるように、ｐｏｌａｒｉｔｙ変調信号が低く且つｉｎ１が低い場合、１＋／１入力からの信号が増幅／フィルタリング回路網８３に通される。ｐｏｌａｒｉｔｙ変調信号が低く且つｉｎ１が高い場合、２＋／２−入力からの信号が増幅／フィルタリング回路網８３に通される。ｐｏｌａｒｉｔｙ変調信号が高く且つｉｎ１が低い場合、１＋／１−入力からの信号が反転されて増幅／フィルタリング回路網８３に通される。最後に、ｐｏｌａｒｉｔｙ変調信号が高く且つｉｎ１が高い場合、２＋／２−入力からの信号が反転されて増幅／フィルタリング回路網８３に通される。ｉｎ１信号及びｐｏｌａｒｉｔｙ信号は周期的であり、Ｔｍｏｄの反復周期を有する。図１７に示すように、これらのｉｎ１信号及びｐｏｌａｒｉｔｙ信号を使用することの効果は、１＋／１−入力からの信号に以下の３２個の数字の周期配列が乗算されることである（他の数字が使用されてもよい）。
【０１３９】
1 1 0 1 0 1 0 0 0 0 -1 0 -1 0 -1 -1 -1 -1 0 -1 0 -1 0 0 0 0 1 0 1 0 1 1
また、２＋／２−入力からの信号に以下の３２個の数字の周期配列が乗算される。
【０１４０】
0 0 1 0 1 0 1 1 1 1 0 1 0 1 0 0 0 0 -1 0 -1 0 -1 -1 -1 -1 0 -1 0 -1 0 0
２つの３２個の数字の周期配列は、一方が他方の位相シフトされたものであるという点で関連する。特に、一方は周期（Ｔｍｏｄ）の４分の１シフトされる。従って、１＋／１−入力からの信号（精正弦検出コイル６−１からの信号に対応する）が選択される場合の復調スイッチ５６からの出力を以下のように表すことができる。
【数２９】
0006514205.tif 000032
また、２＋／２−入力からの信号（精余弦検出コイル６−２からの信号に対応する）が選択される場合の復調スイッチ５６からの出力を以下のように表すことができる。
【数３０】
0006514205.tif 000033
【０１４１】
２つの３２個の数字の配列は時分割多重化されるように更に編成されるため、一方が０に対応する場合、他方は１又は−１に対応する。本方法により達成される２つの入力の時分割多重化により、２つの検出コイルからの信号が交互に挿入され、高調波をフィルタリングするために増幅／フィルタリング回路８３を通った後、これを以下の形式の結合波として表すことができる。
【数３１】
0006514205.tif 000034
式中、Ｇは増幅／フィルタリング回路８３の利得を表し、φＦは所望のターゲット位置情報に対応する判定される位相であり、φは処理回路網（主に、増幅／フィルタリング回路８３内の帯域通過フィルタ８７）により導入される未知の位相シフトである。この式は、以下のように書き換えることができる。
【数３２】
0006514205.tif 000035
【０１４２】
このように、ＡＦｏｕｔ信号の位相はターゲットの位置情報（φＦ）と共に変化する。ＡＦｏｕｔがゼロと交差する時点又は位相は、比較器においてＡＦｏｕｔとゼロとを比較することにより判定可能である。従って、信号ＡＦｏｕｔは、変調周期Ｔｍｏｄの始端から測定して以下の場合に、立ち上がりエッジでゼロと交差する。
【数３３】
0006514205.tif 000036
従って、次式が成立する。
【数３４】
0006514205.tif 000037
同様に、信号ＡＦｏｕｔは、変調周期Ｔｍｏｄの始端から測定して以下の場合に、立ち下がりエッジでゼロと交差する。
【数３５】
0006514205.tif 000038
従って、次式が成立する。
【数３６】
0006514205.tif 000039
【０１４３】
実際は、測定回路により導入される位相シフト（φ）は、ゼロ交差を検出するために使用される比較器におけるヒステリシス等の種々の理由から、立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジに対して異なる。上記の式は、これらの異なる測定回路の位相シフトをφｒｉｓｉｎｇ及びφｆａｌｌｉｎｇと表す。これらの測定回路の位相シフトは比較的安定したパラメータであるが、例えば温度と共にゆっくりずれる。新しいｐｏｌａｒｉｔｙ変調信号を用いて新しい測定値を取得することにより、それらの望ましくない位相シフトを測定して除去できる。新しいｐｏｌａｒｉｔｙ変調信号は、ｉｎ１制御信号と組み合わされた場合に、一方の３２個の数字の配列の極性を反転させるが、他方の３２個の数字の配列を変化させない。例えば１＋／１−入力からの信号は、以下の３２個の数字の周期配列と乗算される。
【０１４４】
-1 -1 0 -1 0 -1 0 0 0 0 1 0 1 0 1 1 1 1 0 1 0 1 0 0 0 0 -1 0 -1 0 -1 -1
また、２＋／２−入力からの信号は、上述したのと同一の３２個の数字の周期配列と乗算される。
【０１４５】
0 0 1 0 1 0 1 1 1 1 0 1 0 1 0 0 0 0 -1 0 -1 0 -1 -1 -1 -1 0 -1 0 -1 0 0
図１８は、ｉｎ１制御信号と組み合わされた場合に当該結果を達成できる新しいｐｏｌａｒｉｔｙ変調信号の一例を示す。図１８は、この新しいｐｏｌａｒｉｔｙ変調信号を使用した結果取得されるＡＦｏｕｔ信号を更に示す。図１８は、図１７に示すｐｏｌａｒｉｔｙ変調信号を用いて取得されるＡＦｏｕｔ信号を更に示す（想像線で）。２つのｐｏｌａｒｉｔｙ変調信号を区別するために、図１７において使用されるｐｏｌａｒｉｔｙ変調信号をｐｏｌａｒｉｔｙ＋で示し、図１８において使用されるｐｏｌａｒｉｔｙ変調信号をｐｏｌａｒｉｔｙ−で示す。他の制御信号は変更されない。この場合、ＡＦｏｕｔ信号を以下のように表すことができる。
【数３７】
0006514205.tif 000040
【０１４６】
この新しい信号ＡＦｏｕｔは、変調周期Ｔｍｏｄの始端から測定して以下の場合に、立ち上がりエッジでゼロと交差する。
【数３８】
0006514205.tif 000041
従って、次式が成立する。
【数３９】
0006514205.tif 000042
同様に、信号ＡＦｏｕｔは、変調周期Ｔｍｏｄの始端から測定して以下の場合に、立ち下がりエッジでゼロと交差する。
【数４０】
0006514205.tif 000043
従って、次式が成立する。
【数４１】
0006514205.tif 000044
【０１４７】
従って、測定された位相φ１及びφ３が合算される場合、φｒｉｓｉｎｇの測定値を以下のように取得できる。
【数４２】
0006514205.tif 000045
【０１４８】
同様に、測定された位相φ２及びφ４を合算することにより、φｆａｌｌｉｎｇの測定値を以下のように取得できる。
【数４３】
0006514205.tif 000046
しかし、位相φ１及びφ３は０〜２πのみで定義されるため、（図１９ａからわかるように）、φｒｉｓｉｎｇは次式にも等しい。
【数４４】
0006514205.tif 000047
同様に、（図１９ｃからわかるように）、φｆａｌｌｉｎｇは次式にも等しい。
【数４５】
0006514205.tif 000048
【０１４９】
特に、図１９ａは、位相φ１及びφ３がターゲットの位置の位相φＦと共に変化する様子を示す位相グラフであり、（φ１＋φ３）／２がとることのできる値を示す（水平線で）。図１９ｃは、対応する位相φ２及びφ４に対する位相グラフを示し、（φ２＋φ４）／２がとることのできる値を示す（水平線で）。
【０１５０】
φｒｉｓｉｎｇに対する２つの可能な解を扱うことは容易であり、特に、マイクロコントローラ９は以下を判定できる。
【数４６】
0006514205.tif 000049
解が負の場合、マイクロコントローラ９は解にπを加算できる。同様の計算をφｆａｌｌｉｎｇに関して実行できる。
【０１５１】
φｒｉｓｉｎｇが計算されると、マイクロコントローラ９はこれにφ３を加算して、φＦを判定できる。図１９ｂは、φ３＋φｒｉｓｉｎｇがターゲットの位置の位相（φＦ）と共に線形変化することを示すグラフである。同様に、φｆａｌｌｉｎｇが計算されると、マイクロコントローラ９はこれにφ４を加算して、φＦを判定できる。図１９ｄは、φ４＋φｆａｌｌｉｎｇ−πがターゲットの位置の位相（φＦ）と共に線形変化することを示すグラフである。このように、マイクロコントローラ９は、ターゲットの位置の位相（φＦ）の２つの測定値を判定できる。
【０１５２】
上記の説明は、単一の測定回路５１において生成された測定値を扱う。しかし、上述のように、測定回路網２５は２つの並列な測定回路５１−１及び５１−２（Ｍ及びＮ）を有する。同一の測定値入力（検出コイル）が双方の測定回路Ｎ及びＭにおいて同時に選択される状況を回避するために、測定回路Ｎのマルチプレクサ５５−１及び５５−２に印加される制御信号ｉｎ１＿Ｎが反転され、測定回路Ｍのマルチプレクサ５５−１及び５５−２に印加される制御信号ｉｎ１＿Ｍとして使用される。以下の説明において、対応する構成要素が属する測定回路（Ｍ又はＮ）を示すために、接尾文字「＿Ｎ」又は「＿Ｍ」が構成要素の図中符号に追加される。図２０は、精正弦検出コイル（入力１＋／１−に接続される）及び精余弦検出コイル（入力２＋／２−に接続される）が双方の測定回路Ｎ及びＭを介して上述の方法で切り替えられる方法を示す。図示されるように、精正弦検出コイル６−１が測定回路Ｎ内のマルチプレクサ５５＿Ｎにより選択される間、精余弦検出コイル６−２が測定回路Ｍ内のマルチプレクサ５５＿Ｍにより選択される。同様に、精余弦検出コイル６−２が測定回路Ｎ内のマルチプレクサ５５＿Ｎにより選択される間、精正弦検出コイル６−１が測定回路Ｍ内のマルチプレクサ５５＿Ｍにより選択される。
【０１５３】
選択される測定値入力の順序が入れ替えられるため、測定回路Ｍにおいて測定されたターゲットの位置の位相（φＦ）の値は、測定回路Ｎにおいて測定されたターゲットの位置の位相（φＦ）の値からずれる（π／２ずれる）。この位相の変化は、次式により与えられるＡＦＭｏｕｔ信号及びＡＦＮｏｕｔ信号からわかる。
【数４７】
0006514205.tif 000050
【０１５４】
これらの式は、２つの測定回路から出力されるＡＦｏｕｔ信号の位相がターゲット５の変化する位置に対して異なる方向に移動することを更に示す。従って、マイクロコントローラ９は、各測定回路Ｎ及びＭからターゲットの位置の位相（φＦ）の値を判定でき、立ち上がりゼロ交差及び立ち下がりゼロ交差の双方を測定することにより、マイクロコントローラ９は、同一の測定値（φＦ）に対して４つの独立した結果を取得できる。当然、マイクロコントローラ９は、所定の時点において、これらの測定値のうちの１つを使用するだけでよい。
【０１５５】
位相検出及びタイミング制御
図２１は、測定回路ＮからのＡＦＮｏｕｔ信号を処理するために使用される位相検出器１０３＿Ｎとタイマ１０５＿１Ｎ及び１０５＿２Ｎとの動作を示すブロック図である。添え字＿Ｎを用いて示される構成要素は、回路構成要素が測定回路Ｎに関連することを示し、対応する回路構成要素（不図示）が測定回路Ｍに対して別個に提供されることを示す。図２１の以下の説明は信号ＡＦＮｏｕｔの処理を中心とするが、同様の処理が他方の測定回路Ｍから出力されるＡＦＭｏｕｔ信号に対して実行されることが理解されるべきである。図示されるように、測定回路ＮからのＡＦＮｏｕｔ信号は比較器１１３＿Ｎに入力され、中間レール電圧（ゼロレベル）と比較される。比較器１１３から出力されるデジタル信号は、収集／比較タイマ１１５＿１Ｎ及び１１５＿２Ｎをトリガするために使用される。これらの収集／比較タイマ１１５＿Ｎの双方は、励起／制御信号論理１１により生成されるｐｅｒｉｏｄ＿ｒｅｆ制御信号の立ち上がりエッジにおいてリセットされる（例えば０に）。ｐｅｒｉｏｄ＿ｒｅｆ制御信号は、周期Ｔｍｏｄを有する周期信号であり、立ち上がりエッジはＴｍｏｄ周期の始端と時間を揃えられる。従って、各Ｔｍｏｄ周期の始端において、収集／比較タイマ１１５＿Ｎはリセットされた後にカウントアップ（又はカウントダウン）を開始し、比較器１１３＿Ｎから出力される適切なトリガにより停止されるまで続ける。比較器１１３から出力されるデジタル信号の立ち上がりエッジは収集／比較タイマ１１５＿１Ｎを停止し、比較器１１３から出力されるデジタル信号の立ち下がりエッジは収集／比較タイマ１１５＿２Ｎを停止する。収集／比較タイマ１１５＿Ｎにより保持される数値はメモリ１７＿１Ｎに格納され（ｐｏｌａｒｉｔｙ＋変調信号が現在の変調周期において使用されている場合は、上述した値φ１及びφ２として格納され、ｐｏｌａｒｉｔｙ−変調信号が現在の変調周期において使用されている場合は、上述した値φ３及びφ４として格納される）、上述した方法で所望のターゲットの位置情報φＦを判定するために測定値処理回路網１９により使用される。収集／比較タイマ１１５＿Ｎにより保持される値は、収集／比較タイマ１１５＿Ｎが比較器１１３＿Ｎの出力により停止され次第、メモリ１７＿１Ｎに格納される。そのような位相検出測定値の分解能は、アナログ雑音と、変調周期Ｔｍｏｄに対応する収集／比較タイマ１１５におけるカウント数により判定される。通常、収集／比較タイマ１１５＿Ｎは約１１ビットを使用するが、いくつかの実施形態において、１６ビット以上を使用してもよい。
【０１５６】
メモリ１７＿１Ｎに格納されたカウントを使用してターゲットの位置情報φＦを計算する場合、最初にカウントを位相に変換する必要がある。これは、格納されたカウント値を変調周期Ｔｍｏｄに対応するカウント数で除算した結果に２πを乗算することにより達成される。
【０１５７】
測定値処理部１９は、メモリ１７＿１Ｎに格納されているタイマ１１５＿Ｎから取得される最後の２つの判定されたカウント（φｌａｓｔ及びφｌａｓｔ−１）を使用して、ＡＦＮｏｕｔ信号の振幅を変換するようにＡＤＣ１３＿Ｎをトリガするために使用される制御信号（ＡＤＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒＮ）の位相を更新する。特に、メモリ１７＿１Ｎに格納された最後の２つの判定されたカウントは、立ち上がりエッジのゼロ交差及び立ち下がりエッジのゼロ交差に対応する。従って、これらの２つの位相の間の中間点の位相は、ＡＦＮｏｕｔ信号の最大値又は最小値に対応する。これを図２２に示す。図２２は、信号ＡＦＮｏｕｔと、タイマ１１５＿Ｎにより測定される測定位相φ１及びφ２とを示す。φ１とφ２との間の中間点はＡＦＮｏｕｔの最小ピーク振幅に対応し、これはＡＦＮｏｕｔの振幅を変換するのに最適な時間である。図からわかるように、制御信号ＡＤＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒＮの立ち上がりエッジはＡＦＮｏｕｔ信号のピークと揃えられる。これは、ＡＤＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒＮ制御信号を生成するために使用されるタイマ１０５＿１Ｎの位相をシフトするために使用されるｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＮの値を測定値処理部１９が判定することにより達成される。最後の２つの位相測定値の間の中間点がＡＤＣ１１３Ｎをトリガするのに最適な時間に対応するため、測定値処理部１９は、この最適な時間を次式から判定できる。
【数４８】
0006514205.tif 000051
【０１５８】
ＡＤＣ１３＿ＮはＡＦＮｏｕｔの正のピーク及び負のピークをサンプリングするように構成されるため、ＡＤＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒＮ制御信号はｐｅｒｉｏｄ＿ｒｅｆ制御信号の周波数の２倍の周波数を有する。従って、ＡＤＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒＮ制御信号の周期がＴｍｏｄの周期２分の１であることを反映するために、φｍｅａｎの値はタイマ１０５＿１Ｎに書き込まれる前に２倍される。
【数４９】
0006514205.tif 000052
【０１５９】
サンプリングされ且つＡＤＣ変換された振幅値は、メモリ１７＿２Ｎに格納される。変調周期Ｔｍｏｄの終端における割り込みは、使用可能なデータをメモリ１７＿２Ｎから測定値処理部１９に移動するために使用される。しかし、ＡＤＣ１３＿Ｎは変調周期Ｔｍｏｄの終端の前にトリガされるため、変換結果が変調周期Ｔｍｏｄの終端において用意できていない状況を回避するために予防策がとられる。同様に、変調周期Ｔｍｏｄの終端における割り込みにより測定値処理部１９がメモリ１７＿２Ｎから最後のデータセットを読み出す場合、ＡＤＣ１３＿Ｎが次の変調周期Ｔｍｏｄの始端でトリガされないことを保証するために予防策がとられる。これらを達成するために、ＡＤＣ１３＿Ｎが変調周期の終端の前の時間Ｔｍｏｄ＊φｔｈｒｅｓｈｏｌｄ１／２πの間にトリガされず、また、次の変調周期Ｔｍｏｄの始端の直後の短時間Ｔｍｏｄ＊φｔｈｒｅｓｈｏｌｄ２／２πの間にトリガされないように、変調周期Ｔｍｏｄの始端及び終端に禁止帯が導入される。この禁止帯は、以下の全幅を有する。
【０１６０】
φｆｏｒｂｉｄｄｅｎ＝φｔｈｒｅｓｈｏｌｄ１＋φｔｈｒｅｓｈｏｌｄ２                    （１２９）
ＡＤＣ１３＿Ｎにより実行されるピーク間振幅の測定に重大な誤差を生じさせることを回避するために、当該禁止帯はπと比較して十分に小さい必要がある。例えば、誤差が２％より小さいピーク間振幅測定値を提供するためには、φｆｏｒｂｉｄｄｅｎはπの６％より小さい必要があり、誤差が１％より小さいピーク間振幅測定値を提供するためには、φｆｏｒｂｉｄｄｅｎはπの４．５％より小さい必要がある。当該禁止帯１２１を図２２に示す。禁止帯１２１は、ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＮを判定する際の測定値処理部１９の動作を介して以下のように定義可能である。
【数５０】
0006514205.tif 000053
【０１６１】
ＡＤＣ変換は、変調周期Ｔｍｏｄ毎に常に２回トリガされ，ＡＤＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒＮ制御信号に対する禁止帯（φｆｏｒｂｉｄｄｅｎ）を導入することにより、ＡＤＣ１３＿Ｎにより変換されたＡＦＮｏｕｔの最小値に対するデータ及び最大値に対するデータの双方が変調周期Ｔｍｏｄの終端までにメモリ１７＿２Ｎにおいて使用可能になることを保証できる。ＡＤＣ１３＿Ｎにより変換された信号振幅は、メモリ１７＿１Ｎに格納された一連の位相において立ち上がりゼロ交差値に対応する位相（φ１又はφ３）のセット及び立ち下がりゼロ交差値に対応する位相（φ２又はφ４）のセットを識別するために使用可能である。特に、測定値処理部１９が変調サイクルＴｍｏｄの終端と揃えられた割り込みにおいてメモリ１７＿１Ｎ及び１７＿２Ｎから読み出す場合、測定値処理部１９によりメモリ１７＿１Ｎから読み出される最後の２つの位相のうちの一方は、以下の位相に近い。
【０１６２】
φ＝φｍｅａｎ＋π／４                                              （１３１）
この測定値（例えば、図２２においてφ２で示す測定値）は、ＡＤＣ１３＿Ｎが最後の変調周期Ｔｍｏｄの間に変換した２つの連続する振幅測定値の間に発生するゼロ交差に対応する。ＡＤＣ１３＿Ｎから取得される最後の読み出しデータ（ＡＤＣｌａｓｔ）が最後から２番目の読み出しデータ（ＡＤＣｌａｓｔ−１）より大きい場合、信号ＡＦＮｏｕｔは上昇中であったため、φｍｅａｎ＋π／４に近い値を有する測定点はφ１又はφ３の測定値に対応する。しかし、ＡＤＣ１３による最後の読み出しデータ（ＡＤＣｌａｓｔ）が最後から２番目の読み出しデータ（ＡＤＣｌａｓｔ−１）より小さい場合（図２２に示すように）、信号ＡＦＮｏｕｔは下降中であったため、φｍｅａｎ＋π／４に近い値を有する測定点はφ２又はφ４の測定値に対応する。
【０１６３】
信号ＡＦＮｏｕｔのピーク間振幅は、以下のように計算される。
【数５１】
0006514205.tif 000054
【０１６４】
ＣＡＬＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒ制御信号は測定値処理部１９に割り込み、メモリ１７＿１Ｎに書き込まれた最後の位相測定値及びメモリ１７＿２Ｎに書き込まれた最後の２つの振幅測定値を処理させる。最後の２つの振幅測定値は、ＡＦＮの値を更新するために処理され、位相測定値は、φＦの値を更新するために各ゼロ交差イベント（すなわち、ＣＡＬＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒ制御信号の立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジ）の後に処理される。図２１及び図２２に示すように、ＣＡＬＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒ制御信号はタイマ１０５＿２により生成され、ｐｅｒｉｏｄ＿ｒｅｆ制御信号と同一の周波数を有するが、位相がｐｅｒｉｏｄ＿ｒｅｆに対して位相シフト（ｓｈｉｆｔ＿ＣＡＬＣ）分シフトされる。位相シフトは、測定されるゼロ交差イベント後の短期間にＣＡＬＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒの立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジが発生することを保証するように、測定値処理部１９により判定される。当該短期間の長さは、測定値がメモリ１７＿Ｎに書き込まれるための十分な時間が存在することを保証するように選択される。上述のように、図２１に示す添え字＿Ｎは、回路構成要素が測定回路Ｎに関連することを示し、対応する回路構成要素が測定回路Ｍに対して別個に提供されることを示す。図からわかるように、ＣＡＬＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒ制御信号は１つしかないため、タイマ１０５＿２は添え字を有さない。
【０１６５】
ＣＡＬＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒ信号の各立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジにおける割り込みは、位相シフト値をタイマ１０５にリロードし（ｓｈｉｆｔ＿ＣＡＬＣをタイマ１０５＿２にリロードし、ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＮをタイマ１０５＿１Ｎにリロードする（且つ対応するｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＭ値を測定回路Ｍに対して使用されるタイマ１０５＿１Ｍにリロードする）且つホストインタフェース部２１にターゲットの位置情報を更新するために必要な計算を実行するために、測定値処理部１９により使用される。マイクロコントローラ９がＣＡＬＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒ制御信号の立ち上がりエッジから割り込みを受信すると、マイクロコントローラ９は、次の割り込みがＣＡＬＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒ制御信号の立ち下がりエッジによりトリガされるように構成をリロードする。同様に、マイクロコントローラ９がＣＡＬＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒ制御信号の立ち下がりエッジからの割り込みを受信すると、マイクロコントローラ９は、次の割り込みがＣＡＬＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒ制御信号の立ち上がりエッジによりトリガされるように構成をリロードする。マイクロコントローラ９における割り込みイベントを生成するＣＡＬＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒ制御信号の立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジの役割がそのように入れ替わることにより、更なる誤ったトリガイベントを発生させることなくＣＡＬＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒ制御信号の位相を継続的に調整できるため、この入れ替わりは重要である。
【０１６６】
ＣＡＬＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒ調節アルゴリズムは、更なるパラメータφｓｈｉｆｔを使用する。これは、ＣＡＬＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒ制御信号の対応するエッジにより生成される割り込みの時点でゼロ交差の位置に関連するデータがメモリ１７＿１Ｎにおいて使用可能であることを保証するための安全帯を提供する小さい位相シフト（上記の短期間に等しい）である。ｓｈｉｆｔ＿ＣＡＬＣの値は、以下のように計算可能である。
【０１６７】
ｉｆ  φ３＞φ４（ｏｒ  φ１＞φ２）
ｓｈｉｆｔ＿ＣＡＬＣ＝（φｌａｓｔ＋φｌａｓｔ−１）／２＋π／４＋φｓｈｉｆｔ
（１３３）
ｉｆ  φ３＜φ４（ｏｒ  φ１＜φ２）
ｓｈｉｆｔ＿ＣＡＬＣ＝（φｌａｓｔ＋φｌａｓｔ−１）／２−π／４＋φｓｈｉｆｔｔ
（１３４）
検出サイクル全体
図２３は、本実施形態において、測定回路網２５が１つの検出サイクル（Ｔ＿ｄｃ）の間に２つの測定回路を介して異なる検出コイル及び基準信号を選択する方法を示すタイミングチャートである。図２３は、センサの電子機器の動作を制御するために本実施形態において使用される多くの異なる制御信号を更に示す。図２３の底部に示すように、検出サイクルは、３つの検出間隔Δｔｋ（ｋ＝１〜３）を有する第１の部分及び３つの検出間隔Δｔｋ（ｋ＝４〜６）を有する第２の部分である２つの部分に分割される。本実施形態において、各検出間隔Δｔｋは４つの変調周期Ｔｍｏｄから形成され、ｐｏｒａｌｉｔｙ変調信号は少なくとも最初の２つの変調周期の間及び次の２つの変調周期の間で同一である（要望に応じて、各検出間隔は５つ以上の変調周期を有してもよい）。検出サイクルの第１の部分の間、ｉｎ２＿Ｍ選択制御信号及びｉｎ３＿Ｍ選択制御信号は、精検出コイル６（入力１＋／１−及び２＋／２−に対応する）からの信号が測定回路Ｍを通され且つ精位置測定値を更新するために使用されることを保証する（図面の時間軸の便宜上、明確にするために制御信号ｉｎ１＿Ｍ及びｉｎ１＿Ｎを図２３に示さない）。図２３は、本実施形態において、測定回路Ｍにおいて使用されるｐｏｌａｒｉｔｙ変調信号を切り換えるために使用されるｐｏｌ＿ｓｗＭ信号を更に示す。図示されるように、検出サイクルの第１の部分の間、ｐｏｌ＿ｓｗＭ信号は常に低い値であり、従って、ｐｏｌａｒｉｔｙ−変調信号（図１８に示す）が測定チャネルＭを通される選択された信号に継続的に印加される。検出サイクルの第１の部分の間の測定回路Ｍに対応する各矩形内の「―」記号でこれを表す。従って、検出サイクルの第１の部分の間、測定回路Ｍは、判定された位相シフト（φ３Ｍ及びφ４Ｍ）から精位置測定値のみを計算している。
【０１６８】
検出サイクルの当該第１の部分の間、測定回路Ｎは、i）ｐｏｌａｒｉｔｙ＋変調信号（図１７）を使用した後にｐｏｌａｒｉｔｙ−変調信号（図１８）を使用して、検出間隔Δｔ１の間に基準信号の測定値を取得し、ii）ｐｏｌａｒｉｔｙ＋変調信号（図１７）を使用した後にｐｏｌａｒｉｔｙ−変調信号（図１８）を使用して、検出間隔Δｔ２の間に粗検出コイル４から測定値を取得し、iii）ｐｏｌａｒｉｔｙ＋変調信号（図１７）を使用した後にｐｏｌａｒｉｔｙ−変調信号（図１８）を使用して、検出間隔Δｔ３の間に精検出コイル６から測定値を取得するように構成される。ｐｏｌ＿ｓｗＮ制御信号は、各検出間隔の前半及び後半の間に測定回路Ｎにおいて使用されるｐｏｌａｒｉｔｙ変調信号を制御する。検出サイクルの第１の部分の間に測定回路Ｎにおいて測定された信号は、ブレークスルーパラメータ、粗位置情報φＣＮを更新するために使用され、位相オフセットφｆａｌｌｉｎｇＮ及びφｒｉｓｉｎｇＮを更新するために使用される。
【０１６９】
検出サイクルの第２の部分の間、２つの測定回路Ｎ及びＭの役割は逆になる。そのため、第２の部分の間、ｉｎ２＿Ｎ選択制御信号及びｉｎ３＿Ｎ選択制御信号は、精検出コイル６（入力１＋／１−及び２＋／２−に対応する）からの信号が測定回路Ｎを通され且つ精位置測定値を更新するために使用されることを保証する。また、測定回路Ｍは、i）ｐｏｌａｒｉｔｙ＋変調信号（図１７）を使用した後にｐｏｌａｒｉｔｙ−変調信号（図１８）を使用して、検出間隔Δｔ４の間に基準信号の測定値を取得し、ii）ｐｏｌａｒｉｔｙ＋変調信号（図１７）を使用した後にｐｏｌａｒｉｔｙ−変調信号（図１８）を使用して、検出間隔Δｔ５の間に粗検出コイル４から測定値を取得し、iii）ｐｏｌａｒｉｔｙ＋変調信号（図１７）を使用した後にｐｏｌａｒｉｔｙ−変調信号（図１８）を使用して、検出間隔Δｔ６の間に精検出コイル６から測定値を取得するように構成される。検出サイクルの第２の部分の間に測定回路Ｍにおいて測定された信号は、ブレークスルーパラメータ、粗位置情報φＣＭを更新するために使用され、位相オフセットφｆａｌｌｉｎｇＭ及びφｒｉｓｉｎｇＭを更新するために使用される。
【０１７０】
このように、図２３の陰影付き矩形の「メインデータ」からわかるように、測定値処理部１９は、検出サイクルの第１の部分の間に測定回路Ｍからの測定値を使用して精位置情報を更新し、検出サイクルの第２の部分の間に測定回路Ｎからの測定値を使用して精位置情報を更新する。２つの測定回路をこのように構成することにより、ホストインタフェース２１に対する精位置情報の更新レートを可能な限り最速にできる一方で、各測定回路Ｍ及びＮは補助チャネル（基準信号及び粗検出コイル等）から測定値を取得できる。
【０１７１】
この理由を図２４に示す。図２４は、検出間隔Δｔ３の終端及び検出間隔Δｔ４の始端において取得される信号の例を更に詳細に示す。図２３に示すように、ｉ＝５に対応する時間間隔の間、測定回路Ｎは、ｐｏｌａｒｉｔｙ＋変調信号を使用して精検出コイル６から測定値（φ１Ｎ及びφ２Ｎ）を取得するように構成される。その後、ｉ＝６に対応する時間間隔の間、測定回路Ｎは、ｐｏｌａｒｉｔｙ−変調信号を使用して精検出コイル６から測定値（φ３Ｎ及びφ４Ｎ）を取得するように構成される。しかし、使用されるｐｏｌａｒｉｔｙ変調信号の変化により、ＡＦＮｏｕｔ信号は、ｉ＝５からｉ＝６への移行の直後に乱れ（図２４に示すように）、新しい周期形に整定するのに短い時間がかかる。図２４に示すように、ｉ＝５からｉ＝６への移行後、ＡＦＮｏｕｔ信号は、新しいｐｏｌａｒｉｔｙ変調信号を用いる第１の変調周期の間にゼロ交差レベルを１回しか交差しない。従って、本実施形態において、測定値処理部１９は、ｉ＝６に対応する時間間隔の終端でＡＦＮｏｕｔの最後の２つのゼロ交差イベント（φ３Ｎ及びφ４Ｎ）のみを考慮する。それに対して、測定回路Ｍにおいて使用されるｐｏｌａｒｉｔｙ変調信号は検出間隔Δｔ３の間に変化しないため、ＡＦＮｏｕｔ信号は安定し、測定値処理部１９は、検出間隔Δｔ３に対応する４つの変調周期（Ｔｍｏｄ）の各々の間にターゲット５に対する精位置情報を更新するために、検出されたゼロ交差イベントの全てを使用できる。測定値処理部１９は、位相検出器１０３＿Ｍにおいて検出される実際のゼロ交差イベントに対して比較的短い待ち時間で測定値処理部１９に割り込めるようにゼロ交差イベントφ３Ｍ及びφ４Ｍと揃えられるＣＡＬＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒ制御信号を使用して、当該処理を実行するためにトリガされる。
【０１７２】
次の検出間隔（Δｔ４）の始端において、測定回路Ｍは、最初にｐｏｌａｒｉｔｙ＋変調信号を使用した（ｉ＝７の間）後にｐｏｌａｒｉｔｙ−変調信号を使用して（ｉ＝８の間）、励起基準信号の測定値を取得するように構成される。従って、ｉ＝７の時間間隔の終端において、測定値処理部１９は、ＡＦＭｏｕｔの最後の２つのゼロ交差イベントを取得して励起基準信号に対する位相測定値φ１ＲＭ及びφ２ＲＭを取得し、ｉ＝８の時間間隔の終端（検出間隔Δｔ４の終端にも対応する）において、測定値処理部１９は、ＡＦＭｏｕｔの最後の２つのゼロ交差イベントを取得して励起基準信号に対する位相測定値φ３ＲＭ及びφ４ＲＭを取得する。検出間隔Δｔ４の間、精位置測定値は測定回路Ｎを使用して取得される。そのため、ＣＡＬＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒ制御信号はＡＦＮｏｕｔのゼロ交差と再度揃えられる。これは、検出間隔Δｔ３の終端において、測定回路Ｎから取得された位相測定値φ３Ｎ及びφ４Ｎを使用して達成される。
【０１７３】
割り込み
測定値処理部１９が２つの測定回路から測定値を異なるレートで読み出すため、本実施形態において、読み出し動作を実行するために測定値処理部１９に割り込むために、ＣＡＬＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒ制御信号及び極性切り替え制御信号（ｐｏｌ＿ｓｗ）である２つの割り込み信号が使用される。
【０１７４】
ｐｏｌ＿ｓｗ信号のエッジは、変調周期Ｔｍｏｄの連続する対のエッジと揃えられる。ｐｏｌ＿ｓｗ制御信号の立ち上がりエッジ又は立ち下がりエッジにより開始される割り込みは、最後の２つの位相測定値及び最後の２つの振幅測定値をメモリ１７＿１及び１７＿２（補助測定値が現在生成されている測定回路Ｎ又はＭに関連する）から測定値処理部１９へ移動するために使用される。ｐｏｌ＿ｓｗ制御信号により生成される当該割り込みは、全ての他の割り込みの中で最も高い優先度を有し、そのため、測定値処理部１９における実行中の計算に割り込むことができ、あるいは別の測定回路からデータを移動する処理（ＣＡＬＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒによる割り込み信号により開始される）にすら割り込むことができる。測定値処理部は、最後の２つの位相測定値を使用して、当該時間間隔において入力信号の振幅をサンプリングするのに最適なタイミングを更新し、次の検出サイクルにおいて使用するためにメモリに格納する。その後、ＡＤＣ１３＿Ｎが次の時間間隔の間に振幅測定値を生成する時を制御するのに使用するために、ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＮに新しい値をロードする。入力信号の位相が大きく異なるため（異なるｐｏｌａｒｉｔｙ変調信号が使用され且ついくつかの例においては測定される信号が異なるため）、当然、現在の時間間隔において使用されるｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＮと同一の値を次の時間間隔において再度使用することはできない。
【０１７５】
例えば図２４において、ｉ＝５で示す間隔とｉ＝６で示す間隔との間の境界において、測定値処理部１９は、メモリ１７＿１Ｎに格納された最後の２つの位相測定値及びメモリ１７＿２Ｎに格納された最後の２つの振幅測定値を読み出す。測定値処理部１９は、２つの位相測定値を使用して、ｉ＝５に対応する時間間隔の間の信号をＡＤＣ変換する最適なタイミングを判定し、次の検出サイクルにおいて使用するためにｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣ５として格納する。その後、測定値処理部１９は、先行の検出サイクルＴ＿ｄｃのｉ＝６に対応する時間間隔の終端で計算されたｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣ６の値を検索する。しかし、ｉ＝６に対応する時間間隔において測定回路Ｎにより処理されている信号は精検出コイルからの信号であるため（図２３を参照）、その位相は最後の検出サイクルから変化している場合がある。従って、測定値処理部１９は、他方の測定回路から（すなわち、測定回路Ｍから）のデータを使用して先行の検出サイクルのｉ＝６の時間間隔の終端で記録された精位相測定値（φＦＭｅｎｄ６）と、現在の検出サイクルのｉ＝５の時間間隔の終端で取得された同様に測定回路Ｍからのデータを使用して判定された最新の精位相測定値（φＦＭｅｎｄ５）との間の差分を更に考慮して、現在の検出サイクルのｉ＝６に対応する時間間隔の間に使用されるｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＮの値を判定する。特に、以下のシフト値が計算される。
【０１７６】
ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＮ＝ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣ６＋（φＦＭｅｎｄ５−φＦＭｅｎｄ６）
（１３５）
更に一般的な形式で、以下のように書くことができる。値ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＮがｐｏｌａｒｉｔｙ＋変調信号を使用するチャネルＮに対して更新される場合、
ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＮ＝ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣｉ−（φＦＭｅｎｄｉ−１−φＦＭｅｎｄｉ）
（１３６）
値ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＮがｐｏｌａｒｉｔｙ−変調信号を使用するチャネルＮに対して更新される場合、
ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＮ＝ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣｉ＋（φＦＭｅｎｄｉ−１−φＦＭｅｎｄｉ）
（１３７）
一般化式は、位相φ２及びφ１がφＦと比較して逆方向に移動していることを考慮する（図１９ａ及び図１９ｃを参照）。これは、計算において符号が逆である理由を説明する。
【０１７７】
同様に、測定回路Ｍが補助データを処理している場合（検出間隔Δｔ４、Δｔ５及びΔｔ６の間）、測定値処理部１９は、タイマ１０５＿１Ｍに書き込むｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＭの値を以下のように判定する。値ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＭがｐｏｌａｒｉｔｙ＋変調信号を使用するチャネルＭに対して更新される場合、
ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＭ＝ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣｉ＋（φＦＮｅｎｄｉ−１−φＦＮｅｎｄｉ）
（１３８）
値ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＮがｐｏｌａｒｉｔｙ−変調信号を使用するチャネルＭに対して更新される場合、
ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＭ＝ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣｉ−（φＦＮｅｎｄｉ−１−φＦＮｅｎｄｉ）
（１３９）
本例において、φＦＮｅｎｄｉ−１は、先行の時間間隔（ｉ−１）の間に測定回路Ｎからのデータを使用して取得された精位相測定値であり、φＦＮｅｎｄｉは、現在の検出サイクルの時間間隔ｉの間に測定回路Ｎからのデータを使用して取得された精位相測定値である。ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＮと比較してｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＭに適用される補正の符号が変化することは、測定回路Ｎにおけるφ１Ｎ及びφ２Ｎの移動方向と比較して測定回路Ｍにおけるφ１Ｍ及びφ２Ｍの移動方向が異なることに関連する。
【０１７８】
ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣのそのような新しい値は、上述したように、ＡＤＣのトリガに対する禁止帯を隣接する変調周期Ｔｍｏｄの境界の非常に近くに維持するために、更に補正される。
【０１７９】
値φｅｎｄｉ＝φＦを格納し且つ値ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＮをタイマ１０５＿１Ｎに書き込むか又はｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＭをタイマ１０５＿１Ｍに書き込んだ後（補助測定値に関係する測定回路に依存する）、測定値処理部１９は、新しい補助データの処理を実行する必要があることを識別するフラグを設定する。そのような計算は、優先度が最も低く、マイクロコントローラ９の必要なリソースが計算（ＣＡＬＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒ制御信号により発生される割り込みに応答して実行される）から解放された後に実行される。
【０１８０】
図２３に示す異なる時間間隔に対する測定値処理部１９により実行される処理の更に詳細な説明を以下に示す。上述したように、検出間隔Δｔ１、Δｔ２及びΔｔ３の間、測定回路Ｎは補助測定モードで使用される。
【０１８１】
ｉ＝１２とｉ＝１との間のｐｏｌ＿ｓｗによる割り込みにおいて
この割り込みにおいて、測定回路Ｎは基準信号が測定されると選択し、ｐｏｌａｒｉｔｙ＋変調信号が選択される。この割り込みにおいて、ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣ１２の値は更新され、次の検出サイクルにおいて使用するためにメモリ１７に格納される（上述した方法で）。この割り込みにおいて、指標ｉ＝１２の時間間隔の間に測定回路Ｎにおいて測定されたデータを用いて計算されるφＦＮの位相値は以下のように格納される。
【０１８２】
φＦＮｅｎｄ１２＝φＦＮ                                                （１４０）
その後、ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＮは、メモリ１７に格納されるパラメータｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＮ１（これは、先行の検出サイクルの間に検出間隔Δｔ１において取得されたデータの処理の最後に計算されたｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＮの値である）を使用することにより、タイマ１０５＿１Ｎにおいて更新される。
【０１８３】
ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＮ＝ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣ１                        （１４１）
尚、この場合、当該時間間隔（ｉ＝１）において測定されている信号は励起基準信号であるため、その値はターゲットの位置と共に変化せず、１つの検出サイクルと次の検出サイクルとの間の測定される信号の位相の変化を考慮する必要がない。
【０１８４】
ｉ＝１とｉ＝２との間のｐｏｌ＿ｓｗによる割り込みにおいて
この割り込みにおいて、測定回路Ｎは基準信号（入力５+／５−）を選択し、ｐｏｌａｒｉｔｙ−変調信号を使用する。この割り込みにおいて、指標ｉ＝１の時間間隔の間に測定されたデータは、メモリ１７＿１Ｎ及びメモリ１７＿２Ｎから測定値処理部１９に移動され、ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＮの値は、メモリ１７に格納されるパラメータｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣ２（これは、先行の検出サイクルの間にｉ＝２の時間間隔において取得されたデータの処理の最後に計算されたｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＮの値である）を使用することにより、タイマ１０５＿１Ｎにおいて更新される。
【０１８５】
ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＮ＝ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣ２                        （１４２）
ｉ＝２とｉ＝３との間のｐｏｌ＿ｓｗによる割り込みにおいて
この割り込みにおいて、測定回路Ｎは粗検出コイル４（入力３＋／３−及び４＋／４−）を選択し、ｐｏｌａｒｉｔｙ＋変調信号を使用する。この割り込みにおいて、指標ｉ＝２の時間間隔の間に測定されたデータはメモリ１７＿１Ｎ及びメモリ１７＿２Ｎから移動され、指標ｉ＝２の時間間隔の間に測定回路Ｍにより測定されたデータφ３Ｍ又はφ４Ｍを用いて計算されたφＦＮの値は以下のように格納される。
【０１８６】
φＦＭｅｎｄ２＝φＦＭ                                                  （１４３）
その後、ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＮの値は、先行の検出サイクルの間にメモリ１７に格納されたパラメータｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣ３を使用することにより、タイマ１０５＿１Ｎにおいて更新される。
【０１８７】
ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＮ＝ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣ３−（φＦＭｅｎｄ２−φＦＭｅｎｄ３）／ＮＰ
（１４４）
この計算からわかるように、測定値処理部１９は、先行の検出サイクルの対応する時点と測定回路Ｍから取得された最新の精位相測定値との間の測定された精位相の変化を使用して、先行の検出サイクルにおいて測定されたデータを使用して計算されたｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＮの値を調節する。測定回路Ｎがｉ＝３に対応する時間間隔の間に粗位相を測定するため、精位相の変化は、粗検出コイル４の１つの周期における精検出コイル６の周期数に等しい値ＮＰにより縮小される。
【０１８８】
ｉ＝２の時間間隔とｉ＝３の時間間隔との間の境界においてｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＮ値を更新した後、測定値処理部１９は、検出間隔Δｔ１の間に励起基準信号に対して測定されたデータが更なる処理に対して用意できたことを識別するフラグを設定する。その後、測定値処理部１９は、ｐｏｌ＿ｓｗによる割り込みから戻り、測定回路Ｍにより検出サイクルの第１の部分の間に測定されたφ３Ｍデータ又はφ４Ｍデータを処理するために使用されるＣＡＬＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒ制御信号により生じる低優先度の割り込みの処理に関連する他のタスクを続行する。ＣＡＬＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒ制御信号のエッジにより誘導された各割り込みの終了後、測定値処理部１９は、補助測定データの更なる処理に対するフラグが設定されているかをチェックする。フラグが設定されている場合、測定値処理部１９は格納された補助データの更なる処理を開始し、更なる処理が終了後、フラグの値をクリアする。
【０１８９】
検出間隔Δｔ１の間に取得された補助データの更なる処理
検出間隔Δｔ１の間に取得された補助データの更なる処理の間、ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＮに対する新しい最善値が指標ｉ＝１の時間間隔の間に検出されたφ１Ｎ及びφ２Ｎの値を使用して計算され、パラメータｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣ１が更新されて動作メモリ１７＿Ｎに保存される。次に、ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＮに対する新しい最善値が指標ｉ＝２の時間間隔の間に検出されたφ３Ｎ及びφ４Ｎの値を使用して計算され、パラメータｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣ２が更新されて動作メモリ１７＿Ｎに保存される。φＮｒｉｓｉｎｇ及びφＮｆａｌｌｉｎｇに対するデータが更新され、必要に応じて、先行の検出サイクルＴ＿ｄｃからの検出間隔Δｔ１に対する先行データと平均される。その後、φＮＲｅｆの値が計算され、π／４の値と比較される。実際は、基準信号が測定回路Ｎ又はＭを介して切り替えられている場合、復調スイッチ５６を介して切り替えられているのは基準信号のみであり、φＮＲｅｆの値は次式により与えられる。
【数５２】
0006514205.tif 000055
【０１９０】
π／４の値から大きくずれている場合、測定値処理部１９はホストインタフェース２１へエラーメッセージを出力し、測定値がπ／４近くに戻って当該エラーがクリアされる次の検出サイクルまで、ホストインタフェース２１に対する精位相測定値の更新を停止する。このデータ処理の最後に、ｉ＝１の時間間隔及びｉ＝２の時間間隔の間にＡＤＣ１３＿Ｎから取得された最後の２つの振幅値（ＡＤＣｌａｓｔ及びＡＤＣｌａｓｔ−１）を使用して、ピーク間基準振幅（ＶＥＸ）の平均値が計算される。
【０１９１】
ｉ＝３とｉ＝４との間のｐｏｌ＿ｓｗによる割り込みにおいて
この割り込みにおいて、測定回路Ｎは、ｐｏｌａｒｉｔｙ−変調信号を使用して精検出コイル（入力３＋／３−及び４＋／４−における）からの信号の混合を開始する。この割り込みにおいて、指標ｉ＝３の時間間隔の間に測定されたデータはメモリ１７＿１Ｎ及び１７＿２Ｎから移動され、ｉ＝３の時間間隔の間に測定回路Ｍにおいて測定されたデータφ３Ｍ又はφ４Ｍを用いて計算されたφＦＭの値は以下のように格納される。
【０１９２】
φＦＭｅｎｄ３＝φＦＭ                                                  （１４６）
その後、ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＮの値は、メモリに格納されたパラメータｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣ４を使用することにより、タイマ１０５＿１Ｎにおいて更新される。
【０１９３】
ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＮ＝ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣ４＋（φＦＭｅｎｄ３−φＦＭｅｎｄ４）／ＮＰ
（１４７）
ｉ＝４とｉ＝５との間のｐｏｌ＿ｓｗによる割り込みにおいて
この割り込みにおいて、測定回路Ｎは、ｐｏｌａｒｉｔｙ＋変調信号を使用して精検出コイル（入力１＋／１−及び２＋／２−における）からの信号の混合を開始する。この割り込みにおいて、指標ｉ＝４の時間間隔の間に測定されたデータはメモリ１７＿１Ｎ及び１７＿２Ｎから移動され、ｉ＝４の時間間隔の間に測定回路Ｍにおいて測定されたデータφ３Ｍ又はφ４Ｍを用いて計算されたφＦＭの値は以下のように格納される。
【０１９４】
φＦＭｅｎｄ４＝φＦＭ                                                  （１４８）
その後、値ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＮは、メモリに格納されたパラメータｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣ５を使用することにより、タイマ１０５＿１Ｎにおいて更新される。
【０１９５】
ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＮ＝ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣ５−（φＦＭｅｎｄ４−φＦＭｅｎｄ５）
（１４９）
ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＮ値を更新した後、測定値処理部１９は、検出間隔Δｔ２の間に粗スケールチャネルに対して測定されたデータが更なる処理に対して用意できたことを示すフラグを設定する。その後、測定値処理部１９は、ｐｏｌ＿ｓｗによる割り込みから戻り、測定回路Ｍにおいて検出サイクルの第１の部分の間に測定されたφ３Ｍデータ又はφ４Ｍデータを処理するために使用されるＣＡＬＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒ制御信号により生じる低優先度の割り込みの処理に関連する他のタスクを続行する。ＣＡＬＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒ制御信号のエッジにより誘導された各割り込みの終了後、測定値処理部１９は、補助測定データの更なる処理に対するフラグが設定されているかをチェックする。フラグが設定されている場合、測定値処理部１９は補助データの更なる処理を開始し、処理が終了後、フラグの値をクリアする。
【０１９６】
検出間隔Δｔ２の間に取得された補助データの更なる処理
検出間隔Δｔ２の間に取得された補助データの更なる処理の間、ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＮに対する新しい最善値が指標ｉ＝３の時間間隔の間に検出されたφ１Ｎ及びφ２Ｎの値を使用して計算され、パラメータｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣ３が更新されて動作メモリ１７に保存される。その後、ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＮに対する新しい最善値が指標ｉ＝４の時間間隔の間に検出されたφ３Ｎ及びφ４Ｎの値を使用して計算され、パラメータｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣ４が更新されて動作メモリ１７に保存される。φＮｒｉｓｉｎｇ及びφＮｆａｌｌｉｎｇに対するデータが更新され、必要に応じて、先行の検出サイクルＴ＿ｄｃからの検出間隔Δｔ２に対する先行データと平均される。その後、ｉ＝４の時間間隔の間に取得されたφ３Ｎ及びφ４Ｎの位相測定値を使用して、ターゲットの粗位置情報（φＣ）が計算される。ｉ＝３の時間間隔及びｉ＝４の時間間隔に対して取得されたＡＤＣ１３＿Ｎからの最後の２つの振幅測定値（ＡＤＣＮｌａｓｔ及びＡＤＣＮｌａｓｔ−１）は、粗検出コイルが選択される場合のＡＦＮｏｕｔのピーク間振幅の平均値（ＡＣＮ）を計算するために使用される。その後、取得された値は、ブレークスルーオフセットに対して粗位相測定値を補正するために使用され、粗検出コイル４に対するターゲット５の粗位置測定値を更新するために使用され、ターゲット５の現在の絶対位置を確定するために最新の精位置測定値（φＦＭ）と共に使用される。
【０１９７】
ｉ＝５とｉ＝６との間のｐｏｌ＿ｓｗによる割り込みにおいて
この割り込みにおいて、測定回路Ｎは、ｐｏｌａｒｉｔｙ−変調信号を使用して精検出コイル（入力１＋／１−及び２＋／２−における）からの信号の混合を開始する。この割り込みにおいて、指標ｉ＝５の時間間隔の間に測定されたデータはメモリ１７＿１Ｎ及び１７＿２Ｎから移動され、ｉ＝５の時間間隔の間に測定回路Ｍにおいて測定されたデータφ３Ｍ又はφ４Ｍを用いて計算されたφＦＭの値は以下のように格納される。
【０１９８】
φＦＭｅｎｄ５＝φＦＭ                                                  （１５０）
その後、値ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＮは、メモリに格納されたパラメータｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣ６を使用することにより、タイマ１０５＿１Ｎにおいて更新される。
【０１９９】
ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＮ＝ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣ６＋（φＦＭｅｎｄ５−φＦＭｅｎｄ６）
（１５１）
ｉ＝６とｉ＝７との間のｐｏｌ＿ｓｗによる割り込みにおいて
この割り込みにおいて、測定回路Ｎは、ｐｏｌａｒｉｔｙ−変調信号を再度使用して精検出コイル（入力１＋／１−及び２＋／２−における）からの信号の混合を継続する。この割り込みにおいて、指標ｉ＝６の時間間隔の間に測定されたデータはメモリ１７＿１Ｎ及び１７＿２Ｎから移動され、ｉ＝６の時間間隔の間に測定回路Ｍにおいて測定されたデータφ３Ｍ又はφ４Ｍを用いて計算されたφＦＭの値は以下のように格納される。
【０２００】
φＦＭｅｎｄ６＝φＦＭ                                                  （１５２）
上述のように、検出間隔Δｔ４において、測定回路Ｍは補助測定値の取得を開始し、測定回路Ｎは精位置測定値の取得を開始する。従って、この時点において、測定値処理部１９は、メモリに格納されたパラメータｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣ７を使用することにより、タイマ１０５＿１Ｍに適用されるｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＭの値を更新する。
【０２０１】
ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＭ＝ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣ７                        （１５３）
この場合も、測定回路Ｍはｉ＝７に対応する時間間隔の間に励起基準信号を測定するため、入力信号の位相はターゲット５の位置と共に変化せず、この時点でターゲットの移動を考慮するためにｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＭを変更する必要はない。ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＭ値を更新した後、測定値処理部１９は、検出間隔Δｔ３の間に測定回路Ｎにより精検出コイルから測定されたデータが更なる処理に対して用意できたことを識別するフラグを設定する。
【０２０２】
この割り込みの間、２つの測定回路の役割が切り替わるため、測定回路Ｎから取得されたＡＦＮｏｕｔ信号のゼロ交差イベント付近（直後）のＣＡＬ＿ｔｒｉｇｇｅｒ制御信号のエッジを揃えるために、ｓｈｉｆｔ＿ＣＡＬＣパラメータが更に調節される。実際は、測定回路網ＮにおいてＣＡＬ＿ｔｒｉｇｇｅｒ制御信号とゼロイベントとを同期するために、ｐｏｌ＿ｓｗ信号による割り込みイベントにおいてメモリ１７＿１Ｎから測定値処理部１９に読み出されたばかりの指標ｉ＝６の時間間隔の間に測定された位相データφ３Ｎ及びφ４Ｎから計算されたｓｈｉｆｔ＿ＣＡＬＣの新しい値がタイマ１０５＿２にリロードされる。このようにＣＡＬ＿ｔｒｉｇｇｅｒ制御信号が変更された結果、この特定の時点でＣＡＬ＿ｔｒｉｇｇｅｒ制御信号が跳ね上がり、更なるエッジが発生する場合がある。ＣＡＬ＿ｔｒｉｇｇｅｒ制御信号のそのような追加のエッジを無視するために、ＣＡＬ＿ｔｒｉｇｇｅｒ制御信号のエッジに関連する割り込みイベントは、タイマ１０５＿２のリロードの間は無効にされ、タイマ１０５＿２がリロードされた後に再度有効にされる。
【０２０３】
その後、測定値処理部１９はｐｏｌ＿ｓｗによる割り込みから戻り、ＣＡＬＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒ制御信号により生じる低優先度の割り込みの処理に関連する他のタスクを続行する。ＣＡＬ＿ｔｒｉｇｇｅｒ制御信号は、この時間間隔以降（検出サイクルの終端まで）、検出サイクルＴ＿ｄｃの第２の部分の間に測定回路Ｎから測定されたφ３Ｎ又はφ４Ｎのデータを処理するために使用される。上述したように、ＣＡＬ＿ｔｒｉｇｇｅｒ制御信号により発生した各割り込みの終了後、測定値処理部１９は、補助測定データの更なる処理に対するフラグが設定されているかをチェックする。フラグが設定されている場合、測定値処理部１９は格納された補助データの更なる処理を開始し、更なる処理が終了後、フラグの値をクリアする。
【０２０４】
検出間隔Δｔ３の間に取得された補助データの更なる処理
検出間隔Δｔ３の間に取得された補助データの更なる処理の間、ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＮに対する新しい最善値が指標ｉ＝５の時間間隔の間に検出されたφ１Ｎ及びφ２Ｎの値を使用して計算され、パラメータｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣ５が更新されて動作メモリ１７に保存される。その後、ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＮに対する新しい最善値が指標ｉ＝６の時間間隔の間に検出されたφ３Ｎ及びφ４Ｎの値を使用して計算され、パラメータｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣ６が更新されて動作メモリ１７に保存される。φＮｒｉｓｉｎｇ及びφＮｆａｌｌｉｎｇに対するデータが更新され、必要に応じて、先行の検出周期Ｔ＿ｄｃからの時間間隔Δｔ３に対して取得された先行データと平均される。ｉ＝５の時間間隔及びｉ＝６の時間間隔において取得されたＡＤＣ１３＿Ｎから取得された最後の２つの振幅測定値（ＡＤＣＮｌａｓｔ及びＡＤＣＮｌａｓｔ−１）は、精検出コイルが選択される場合のＡＦＮｏｕｔのピーク間振幅の平均値（ＡＦＮ）を計算するために使用される。
【０２０５】
後続のｐｏｌ＿ｓｗによる割り込み
精位置測定値に対して測定回路Ｎと測定回路Ｍとを切り替えた後、上述した補助データを取得して処理する手順が、指標ｉの位置を６つシフトして（指標ｉ＝１が指標ｉ＝７に置換され、指標ｉ＝２が指標ｉ＝８に置換される）測定回路Ｍに対して繰り返される。ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＮの値に対する上述した全ての動的補正は、符号を逆にしてｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＭに適用される。これは、ゼロ交差値φ１Ｎ及びφ２Ｎがターゲットの位置の変化と共にφ１Ｍ値及びφ２Ｍ値と逆方向に移動していること、並びにゼロ交差値φ３Ｎ及びφ４Ｎがターゲットの位置の変化と共にφ３Ｍ及びφ４Ｍと逆方向に移動していることを反映する。
【０２０６】
ＣＡＬＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒによる割り込みにおいて実行される処理
上述のように、ＣＡＬＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒ制御信号は測定値処理部１９に割り込み、メモリ１７＿１に書き込まれた最後の位相測定値及びメモリ１７＿２に書き込まれた最後の２つの振幅測定値を処理させる。最後の２つの振幅測定値は、（ＡＦＮ又はＡＦＭ）のＡＦｏｕｔ信号値のピーク間測定値を更新するために処理され、位相測定値は、φＦの値を更新するために各ゼロ交差イベント（すなわち、ＣＡＬＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒ制御信号の立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジ）の後に処理される。検出サイクルの第１の部分の間、測定値処理部１９は測定回路Ｍからの信号を使用して位相測定値及び振幅測定値（φＦＭ及びＡＦＭ）を更新し、検出サイクルの第２の部分の間、測定値処理部１９は測定回路Ｎからの信号を使用して位相測定値及び振幅測定値（φＦＮ及びＡＦＮ）を更新する。検出サイクルの第１の部分において、ＣＡＬ＿ｔｒｉｇｇｅｒ制御信号の位相及びＡＤＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒＭ信号の位相は、ＣＡＬ＿ｔｒｉｇｇｅｒ制御信号により生成される各割り込みの後に継続的に微調整される。その後、精位置情報φＦＭは、ルックアップテーブル補正を適用すること及び最新の粗位置測定値に従って精位置測定値をシフトすることを含む種々の調節を使用して、ターゲット５の絶対位置に再計算される。検出サイクルの第２の部分において、ＣＡＬ＿ｔｒｉｇｇｅｒ制御信号の位相及びＡＤＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒＮ信号の位相は、ＣＡＬ＿ｔｒｉｇｇｅｒ制御信号により生成される各割り込みの後に継続的に微調整される。その後、精位置情報φＦＮはターゲット５の絶対位置に再計算される。
【０２０７】
測定回路Ｍにおけるφ３Ｍ及びφ４Ｍの連続測定から測定回路Ｎにおける同種のφ３Ｎ及びφ４Ｎの連続測定への移行の間、通常は変調周期Ｔｍｏｄの約半分離間するホストインタフェースに対する更新イベントは、変調周期Ｔｍｏｄの約半分、前後に移動する場合がある。そのため、システムは、測定回路Ｎと測定回路Ｍとの切り替えによる影響を受けない短い待ち時間を平均的に提供するが、実際の更新イベントは影響を受け、隣接する測定値の間で突然ずれる場合がある。ある切り替えイベントでは、それらの間の距離が（Ｔｍｏｄ）／２でなく０に近くなる場合があり、他の切り替えイベントでは、隣接する更新イベント間の距離は（Ｔｍｏｄ）／２でなくＴｍｏｄと大きくなる場合がある。全ての他の更新イベントは、約（Ｔｍｏｄ）／２の等間隔で離間する。
【０２０８】
ブレークスルー較正データ
大部分のレシオメトリックセンサは、検出コイルが励起コイルと適切に均衡するため、それらの間に結合が存在しないと仮定して動作する。そのようなレシオメトリックセンサにおいて、検出コイルにおいて生成される信号は主に移動ターゲット５の存在により生じ、従って、ターゲット５の正確な位置は、２つのレシオメトリックチャネルがターゲットの実際の位置に対して誘導信号の異なる依存性を示す場合、２つのレシオメトリックチャネルから取得可能である。しかし、実際のシステムでは、ターゲット５により検出コイルにおいて誘導される信号は相対的に小さい場合があり、励起コイルからの少量の直接ブレークスルーでさえレシオメトリック出力の精度に影響を及ぼす可能性がある。センサが達成できる精度を向上するためには、励起コイルと検出コイルとの間のブレークスルーを考慮するためにレシオメトリックセンサの出力をソフトウェアで補正する機能を有するセンサを提供することが望ましい。第１の実施形態においてそのようなブレークスルー補正を上述したが、同様のブレークスルー補正が本実施形態において実行される。
【０２０９】
ブレークスルーオフセット係数が別個の較正ステップにおいて測定され且つマイクロコントローラ９のメモリ２９に格納される場合、センサにより測定されたデータの補正を達成できる。精正弦検出コイル６−１におけるブレークスルーオフセット信号を説明する較正済み係数ＯＦＳ及び精余弦検出コイル６−２におけるブレークスルーオフセット信号を説明する較正済み係数ＯＦＣを使用して、励起コイルからのブレークスルーオフセットに対して生の測定データを補正するために使用できる必要な計算を以下に示す。上記の式（３）、（４）及び（６）から、ターゲット５により各精検出コイル６において誘導される信号の振幅は、理想的に次式により与えられる。
【数５３】
0006514205.tif 000056
しかし、測定される実際の電圧は、精検出コイル６に非常に近接するターゲット５の位置による所望の信号と励起コイル２からの直接ブレークスルーオフセットとの双方を含むため、次式を使用して補正可能である。
【数５４】
0006514205.tif 000057
式中、ＶＥＸは、基準信号が測定回路５１内のマルチプレクサ５７により選択される場合（測定回路Ｎに対する検出間隔Δｔ１及び測定回路Ｍに対する検出間隔Δｔ４）に取得されるＡＦｏｕｔ信号のピーク間振幅である。従って、ターゲット５のブレークスルー補正済み精位置は次式から判定可能である。
【数５５】
0006514205.tif 000058
式中、φＦは、タイマ１１５（図２１に示す）から判定された位相を処理することにより取得される生の精位置測定値であり、ＯＦＳ及びＯＦＣは、格納された較正ブレークスルーオフセット係数２９であり、ＶＥＸは、基準信号のピーク間振幅の現在の値であり、ＡＦは、φＦを判定するために使用される信号のピーク間振幅である。同様に、粗ブレークスルーオフセットＯＣＳ及びＯＣＣを使用して粗位置測定値にブレークスルー補正を実行できる。
【０２１０】
φＦｃｏｒｒの補正値に対する上記の式（式１５８）は、ＶＥＸとＡＦとの比率に比例する２つの補正項を有し、従って、ブレークスルーオフセットに対する補正は、測定回路Ｎ又はＭの実際の利得に依存せず、復調スイッチ５６により実行される復調の正確な位相調整にも依存しない。重要なのは、ピーク間振幅ＶＥＸ及びＡＦの双方が同一のアナログ測定回路網２５を介して測定され且つ同一のＡＤＣ１３を使用して変換されていることである。この第５の実施形態において、これは、精正弦／余弦検出コイル６からの信号及び粗正弦／余弦検出コイル４からの信号を測定するためにも使用される２つの測定回路Ｎ及びＭの各々を介して励起電圧の一部である基準信号を測定することにより達成される。
【０２１１】
正弦関数、余弦関数及び逆正接関数を計算するためのマイクロコントローラ９における計算を高速化するために、ルックアップテーブルのセットを使用できる。逆正接関数の計算にはルックアップテーブルの４５度の区間のみが必要であり且つ正弦関数及び余弦関数の双方を計算するにはルックアップテーブルの９０度の区間のみが必要であるため、そのようなルックアップテーブルに必要なメモリ２９のサイズは大きすぎない。
【０２１２】
また、測定される振幅ＶＥＸは次式に等しい。
【数５６】
0006514205.tif 000059
【０２１３】
係数は、基準信号がマルチプレクサ５７により選択される場合、励起基準信号が復調スイッチ５６の双方の入力に印加されることに関係し、従って、基準チャネルの測定の間に取得される複合信号を以下のように表すことができる。
【数５７】
0006514205.tif 000060
増幅／フィルタリング回路網８３の後、測定回路における信号は次式に等しくなる。
【数５８】
0006514205.tif 000061
【０２１４】
従って、係数ＯＦＳ及びＯＦＣは、励起コイル２と対応する正弦／余弦検出コイルとの間のブレークスルーに関して、以下のように書くことができる。
【数５９】
0006514205.tif 000062
同様に、粗ブレークスルーオフセット係数を以下のように書くことができる。
【数６０】
0006514205.tif 000063
ブレークスルーの較正
ブレークスルー補正を適用する前に、係数ＯＦＳ、ＯＦＣ、ＯＣＳ及びＯＣＣを判定するために較正モードが実行される必要がある。これは、ターゲット５を検出コイル４、６の近傍から物理的に除去し、励起信号が励起コイル２に印加される時に精正弦／余弦コイル６において誘導される信号を測定する（同様に、励起信号が励起コイル２に印加される時に粗正弦／余弦検出コイル４において誘導される信号を測定する）ことにより達成される。そのような測定は、センサの製造中又はセンサが最終用途用に設置された後に実行可能である。
【０２１５】
不都合なことに、ＢＦＳ信号及びＢＦＣ信号（又はＢＣＳ信号及びＢＣＣ信号）は通常は相対的に小さく、測定回路５１を介してそれらの信号を混合することにより生成される複合信号により、位相検出器１０３の比較器１１３（図２１に示す）により検出するにはＡＦｏｕｔのＡＣ振幅が小さくなりすぎるため、測定回路Ｎ又はＭを介してそれらの信号を混合することは実用的でない。しかし、ブレークスルー信号の各々が基準信号等の相対的に大きい信号と混合される場合、本実施形態のレシオメトリック電子機器は適切に動作する。従って、各ブレークスルー信号（入力１+／１−又は２+／２−における）と基準信号（入力５+／５−から）とを混合することにより、ＢＦＳ／Ｖｒｅｆ０及びＢＦＣ／Ｖｒｅｆ０のレシオメトリック値を適切な分解能及び精度で測定できる。
【０２１６】
図２５は、このブレークスルー較正モードの間に復調スイッチ５６により混合される異なる入力を選択するために使用される制御信号を示すタイミングチャートである。図示されるように、第１の検出間隔Δｔ１の間、精正弦検出コイルからの信号及び基準信号（入力１+／１−及び５+／５−）が測定回路Ｎ及びＭにおいて同時に選択される。検出間隔Δｔ１の前半において、測定回路Ｎ及び測定回路Ｍにおける混合はｐｏｌａｒｉｔｙ＋変調信号を使用して実行される。図２６は、検出間隔の前半の１つの変調周期におけるこれら２つの信号の測定回路Ｎ及びＭへの時分割多重化のタイムラインを示す。図からわかるように、双方の入力信号が測定回路Ｎ及びＭにおいて混合されるが、双方の測定回路Ｎ及びＭが全く同一の瞬間に同一の入力信号を選択する衝突は存在しない。これは、ｉｎ３＿Ｎ及びｉｎ３＿Ｍ制御信号に対して逆の極性を使用することにより達成される。図２６と図２０とを比較することにより、図２０において提示された主測定モードにおける制御信号ｉｎ１＿Ｎ及びｉｎ１＿Ｍに対して使用されたのと同一の波形が本較正モードにおける制御信号ｉｎ３＿Ｎ及びｉｎ３＿Ｍに対して使用されることがわかる。この時分割多重化の結果、精正弦検出コイルからの信号が測定回路Ｎにより選択される場合は基準信号が測定回路Ｍにより同一の瞬間に選択され、精正弦検出コイルからの信号が測定回路Ｍにより選択される場合は基準信号が測定回路Ｎにより同一の瞬間に選択される。
【０２１７】
この特定の方法でブレークスルー信号と基準信号とを混合することにより、以下のように、測定回路Ｎからのデータを使用して測定されたφＮ値をブレークスルー信号と基準信号との所望の比率に関連付けることができる。
【数６１】
0006514205.tif 000064
また、以下のように、測定回路Ｍからのデータを使用して測定されたφＭ値をブレークスルー信号と基準信号との所望の比率に関連付けることができる。
【数６２】
0006514205.tif 000065
【０２１８】
しかし、上述したように、タイマ１１５により取得される位相測定値は測定回路網２５により導入される位相シフトを含むため、φＮ及びφＭを判定するためには、ｐｏｌａｒｉｔｙ−変調信号が印加される時に取得される位相測定値が更に取得され且つｐｏｌａｒｉｔｙ＋変調信号が使用される時に取得される位相測定値と組み合わされる必要がある。図２５に示すように、検出間隔Δｔ１の後半において、測定回路Ｎ及びＭにおける混合はｐｏｌａｒｉｔｙ−変調信号を使用して実行される。従って、検出間隔Δｔ１の間に取得される位相測定値を使用してφＮ及びφＭを判定でき、それらの値から上記の比率を計算できる。
【０２１９】
次の検出間隔Δｔ２において、次式を計算するために、精余弦検出コイルからの信号及び基準信号（入力２+／２−及び５+／５−）に関して同一の測定値が取得される。
【数６３】
0006514205.tif 000066
【０２２０】
次の検出間隔Δｔ３において、次式を計算するために、粗正弦検出コイルからの信号及び基準信号（入力３+／３−及び５+／５−）に関して同一の測定値が取得される。
【数６４】
0006514205.tif 000067
【０２２１】
最後の検出間隔Δｔ４において、次式を計算するために、粗正弦検出コイルからの信号及び基準信号（入力４+／４−及び５+／５−）に関して同一の測定値が取得される。
【数６５】
0006514205.tif 000068
【０２２２】
そのような測定値は、センサがブレークスルーオフセット測定モードである間に継続的に取得され、実際の測定値における雑音を低減するために、上記の各比率の移動平均が判定される。ブレークスルーオフセット測定モードが停止されると、以下の較正係数のセットが計算され、ブレークスルー較正データ２９としてマイクロコントローラ９の不揮発性メモリに格納される。
【数６６】
0006514205.tif 000069
【０２２３】
この較正データ２９は、ブレークスルー誤差を減少することによりレシオメトリックセンサ出力の精度を向上するために、ターゲット５が存在する状態で測定される生データを補正するための図２３に示す主測定モードにおいて使用される。
【０２２４】
動的補正−速度の補償
第１の実施形態と同様に、本実施形態において取得される測定値のうちのいくつかは、異なる時間間隔において測定された位相を組み合わせる。例えば、ｐｏｌａｒｉｔｙ＋変調信号が使用される時に取得された位相測定値とｐｏｌａｒｉｔｙ−変調信号が使用される時に取得された対応する位相測定値とが組み合わされる。その結果、ターゲット５が移動している場合、位相測定値を組み合わせることにより、取得される測定値に誤差が生じる。図２３からわかるように、これは、検出間隔Δｔ１、Δｔ２及びΔｔ３の間に測定回路Ｎからのデータを使用して計算されている補助測定値、並びに検出間隔Δｔ４、Δｔ５及びΔｔ６の間に測定回路Ｍからのデータを使用して計算されている補助測定値に対してのみ問題である。他の測定値（精位置測定値）はφ３又はφ４に対する瞬間データを使用して計算されるため、この移動誤差の影響を受けない。最終的な解φＦに対する誤差は主に、補助測定データから計算されたφｒｉｓｉｎｇ及びφｆａｌｌｉｎｇの値における動的誤差により判定される。ターゲット５の速度測定値を計算するために、１つの時間間隔の間の測定された（生の）位相の変化量を検討できる。例えば図２４を参照すると、ｉ＝６に対応する時間間隔の間、タイマ１１５＿Ｍは４つの位相を測定し、すなわち、当該時間間隔に対応する２つの変調周期の各々におけるφ３Ｍ及びφ４Ｍを測定する。これらの測定値をφ３Ｍｐｒｅｖｉｏｕｓ、φ４Ｍｐｒｅｖｉｏｕｓ、φ３Ｍｎｅｗ及びφ４Ｍｎｅｗと示す場合、φ３Ｍｐｒｅｖｉｏｕｓとφ３Ｍｎｅｗとの間の測定された位相の変化及びφ４Ｍｐｒｅｖｉｏｕｓとφ４Ｍｎｅｗとの間の測定された位相の変化を以下のように計算できる。
【数６７】
0006514205.tif 000070
【０２２５】
これらの位相差の双方は、１つの変調周期（Ｔｍｏｄ）にターゲット５の位置の変化を表す。殆どの場合、φ３Ｍｐｒｅｖｉｏｕｓ及びφ３Ｍｎｅｗは相対的に互いに近いため、当該位相変化は相対的に小さい。しかし、φ３Ｍｐｒｅｖｉｏｕｓが０に近いと判定され且つφ３Ｍｎｅｗが２πに近いと判定されることもあり、φ３Ｍｐｒｅｖｉｏｕｓが２πに近いと判定され且つφ３Ｍｎｅｗが０に近いと判定されることもある。これは、φ４Ｍｐｒｅｖｉｏｕｓ及びφ４Ｍｎｅｗにも同様に当てはまる。これは、ターゲット５が精検出コイルの全周期分（図２のＬＦ）移動したからではなく、測定される位相が０〜２πに制限されるため、位相が値２πに近いと判定される場合、次の位相測定値は０に近い位相にジャンプするためである。これは、以下のように補償可能である。
【数６８】
0006514205.tif 000071
同様に、Δφ４Ｍに対して、以下のように補償可能である。
【数６９】
0006514205.tif 000072
１つの変調周期の間の測定された位相の平均変化を以下のように算出できる。
【数７０】
0006514205.tif 000073
従って、測定された位相の変化速度（これは、ターゲット５の速度測定値である）を以下のように計算できる。
【数７１】
0006514205.tif 000074
【０２２６】
この速度パラメータは、ゼロ交差測定値が生成される度に更新可能である。精位置が変調周期毎に約２回更新されているため、ターゲット５の位置は、各測定値間で約π＊ｓ変化する。
【０２２７】
隣接する更新間の速度変化を考慮することにより、ターゲット５の加速度測定値も以下のように取得できる。
【数７２】
0006514205.tif 000075
【０２２８】
加速度値（Ａｃｃ）は、雑音を低減するために、複数の速度更新の間で平均されてもよい。本実施形態において、速度パラメータ及び加速度パラメータは、精位置測定値に対して現在使用されている測定回路Ｎ又はＭからの測定値を使用して測定され且つ継続的に更新される。その後、これらの値は、他方の測定回路Ｍ又はＮにより生成された測定値を補償するために使用され、すなわち、現在「補助」モードである測定回路により生成されている測定値を補償するために使用される。例えば検出間隔Δｔ３の間、測定回路Ｎは補助モードであり、精検出コイル６からの信号が測定回路Ｎにより選択されてｐｏｌａｒｉｔｙ変調信号がｐｏｌａｒｉｔｙ＋とｐｏｌａｒｉｔｙ−との間で切り替えられ、それにより、検出間隔Δｔ４、Δｔ５及びΔｔ６の間に測定回路Ｎからの測定値を使用して精位置情報を計算する際に後で使用するために、位相オフセットφｆａｌｌｉｎｇ及びφｒｉｓｉｎｇを更新できる。
【０２２９】
図２４に示すように、本実施形態において、最初にｐｏｌａｒｉｔｙ＋変調信号がｉ＝５に対応する時間間隔の間に印加され、その後、ｐｏｌａｒｉｔｙ−変調信号が時間間隔ｉ＝６の間に印加される。本実施形態において、各時間間隔は２つの変調周期に対応するが、一般的な例において、各時間間隔は１＋Ｌ個の変調周期に対応してもよい（Ｌは０以外の整数）。上述のように、現在「補助」動作モードである測定回路からのデータを処理する場合、測定値処理部１９は、各時間間隔の終端で取得される最後の２つのゼロ交差イベントのみを処理する。従って、測定回路Ｎは、ｉ＝５に対応する時間間隔の終端で位相値φ１Ｎ及びφ２Ｎを取得し、ｉ＝６に対応する時間間隔の終端で位相値φ３Ｎ及びφ４Ｎを取得する。φ３Ｎ及びφ４Ｎのゼロ交差測定値は、位相測定値φ１Ｎ及びφ２Ｎが測定された変調周期に直接隣接しない変調周期において取得されている。一般的な例において、各検出間隔（ｉ）に１＋Ｌ個の変調周期が存在する場合、φ１Ｎ及びφ２Ｎに対するゼロ交差測定値は以下のように時間が離れる。
【数７３】
0006514205.tif 000076
これを位相に関して書くと、次式になる。
【数７４】
0006514205.tif 000077
【０２３０】
しかし、測定値処理部１９は、φ１Ｎに対応するゼロ交差がｉ＝５に対応する時間間隔の最後の周期において発生しない可能性及び／又はφ３Ｎに対応するゼロ交差がｉ＝６に対応する時間間隔の最後の周期において発生しない可能性を更に考慮する必要がある。このような状況が発生した場合、φ１Ｎ位相測定値とφ３Ｎ位相測定値との間の距離に対する上記の式は誤りになる。ターゲット５が高速で移動している場合、信号ＡＦＮｏｕｔの周期が変調周期（Ｔｍｏｄ）からずれるため、このような状況が発生する可能性がある。尚、ｐｏｌａｒｉｔｙ＋変調信号が復調スイッチ５６に印加される時間間隔において、ＡＦＮｏｕｔは次式により与えられる。
【数７５】
0006514205.tif 000078
また、ｐｏｌａｒｉｔｙ−変調信号が復調スイッチ５６に印加される時間間隔において、ＡＦＮｏｕｔは次式により与えられる。
【数７６】
0006514205.tif 000079
【０２３１】
従って、φＦが時間と共に変化している場合、ターゲットの移動方向に依存して、ＡＦＮｏｕｔの実際の周期はＴｍｏｄより若干短くなるか又はＴｍｏｄより若干長くなる場合がある。例えばｐｏｌａｒｉｔｙ＋変調信号が印加される時のＡＦＮｏｕｔの周期がＴｍｏｄより若干短い場合、ｐｏｌａｒｉｔｙ−変調信号が印加される時のＡＦＮｏｕｔの周期はＴｍｏｄより若干長くなる。同様に、ｐｏｌａｒｉｔｙ＋変調信号が印加される場合のＡＦＮｏｕｔの周期がＴｍｏｄより若干長い場合、ｐｏｌａｒｉｔｙ−変調信号が印加される場合のＡＦＮｏｕｔの周期はＴｍｏｄより若干短くなる。ＡＦＮｏｕｔの周期がＴｍｏｄより若干長い場合、ＡＦＮｏｕｔの位相と変調周期とが互いにほぼ揃う状態になった時、１つのゼロ交差のみが間隔（ｉ）の最後の周期の間に検出される。
【０２３２】
測定値処理部１９は、上記の状況が発生する時を検出し且つ適切な補正を行うことができる。特に、上述のように、タイマ１１５＿Ｎにより取得された位相測定値は、測定された順序でメモリ１７＿１Ｎに書き込まれ、測定値を処理する場合、測定値処理部１９はメモリ１７＿１Ｎから最後の２つの位相測定値を検索する。通常の状況において、第
１の位相測定値は第２の位相測定値より小さい（双方が変調周期の始端からカウントされるため）。しかし、第２の位相測定値が第１の位相測定値より小さい場合、これは、第１の（大きい）位相測定値が最後から２番目の変調周期において記録されたことを意味する。例えばこの第２の（大きい）位相測定値が最後から２番目の変調周期において２πに非常に近いため次の偏重周期において０に近い小さい値として検出されなかった場合、上記の状況が発生する。φ３Ｎ測定値に対応するゼロ交差がｉ＝６に対応する時間間隔の最後の周期において発生しないかを判定するために、同様の解析がメモリ１７＿１Ｎに書き込まれた一連のφ３Ｎ測定値及びφ４Ｎ測定値に対して実行される。
【０２３３】
φ１Ｎに対する最後の値が最後から２番目の変調周期において検出されると測定値処理部１９が判定する場合、φ１Ｎに対するゼロ交差測定値とφ３Ｎに対するゼロ交差測定値との間の距離を判定するための式は、次式に変更される必要がある。
【数７７】
0006514205.tif 000080
【０２３４】
同様に、φ３Ｎに対する最後の値が最後から２番目の変調周期において検出されると測定値処理部１９が判定する場合、φ１Ｎに対するゼロ交差測定値とφ３Ｎに対するゼロ交差測定値との間の距離を判定するための式は、次式に変更される必要がある。
【数７８】
0006514205.tif 000081
【０２３５】
φ１Ｎに対する最後の値及びφ３Ｎに対する最後の値の双方が最後から２番目の変調周期において検出されると測定値処理部１９が判定する場合、φ１Ｎに対するゼロ交差測定値とφ３Ｎに対するゼロ交差測定値との間の距離を判定するための式は、元々定義された式から変更されない。
【数７９】
0006514205.tif 000082
【０２３６】
ΔφＴｒｉｓｉｎｇのどのような値が判定されても、これは、φ１Ｎの最後の値に対応するゼロ交差とφ３Ｎの最後の値に対応するゼロ交差との間のターゲットの位置の実際の変化を次式から判定するために使用可能である。
【数８０】
0006514205.tif 000083
式中、ｓ及びＡｃｃは、他方の測定回路（本例では測定回路Ｍ）からのデータを使用して判定された速度値及び加速度値である。当該値は、φＮｒｉｓｉｎｇを判定するために使用されるφＦＮの値の変化に対して補正するために使用可能である。尚、以下の式が上述された。
【数８１】
0006514205.tif 000084
【数８２】
0006514205.tif 000085
【０２３７】
従って、φ１Ｎの測定値と比較してφ３Ｎの測定値における遅延を考慮するために、上記の式は次式になる。
【数８３】
0006514205.tif 000086
【数８４】
0006514205.tif 000087
【０２３８】
しかし、更に複雑な問題が存在する。すなわち、ｐｏｌａｒｉｔｙ＋変調信号が使用される場合のφｒｉｓｉｎｇの値はｐｏｌａｒｉｔｙ−変調信号が使用される場合のφｒｉｓｉｎｇの値と同一でないことを本発明者等は発見した。これは、上述したように、双方の場合におけるＡＦＮｏｕｔ信号のみかけの周波数が若干異なり、増幅／フィルタリング回路網８３により導入される位相シフトが周波数に依存するためである。更に詳細には、ＡＦＮｏｕｔの周波数が増加すると位相シフトは減少し、ＡＦＮｏｕｔの周波数が減少すると位相シフトは増加する。従って、変調周期Ｔｍｏｄに対応する動作周波数ω０周辺における当該依存性は、以下の無次元パラメータを使用して示すことができる。
【数８５】
0006514205.tif 000088
【０２３９】
一般的な電子回路において、当該パラメータｑは１の値に近く、増幅／フィルタリング回路網８３に対して設計されるフィルタの実効Ｑ（Ｑ）に関する。当該パラメータｑは、増幅／フィルタリング回路８３の所定の設計に対して正確に計算されてもよく、実験により測定されてもよい。
【０２４０】
従って、ターゲット５が一定の速度で移動していると仮定する場合、対応するターゲットの位相シフト（φＦ（ｔ））を以下のように定義できる。
【数８６】
0006514205.tif 000089
【０２４１】
従って、ｐｏｌａｒｉｔｙ＋変調信号が復調スイッチ５６に印加される場合の測定回路Ｎからの出力は、次式により与えられる。
【数８７】
0006514205.tif 000090
【０２４２】
その結果、信号ＡＦＮｏｕｔの周波数は、ω０から（１＋ｓ）ω０にｓ＊ω０の量を増加された。これにより、ｐｏｌａｒｉｔｙ＋変調信号が使用されている場合のφｒｉｓｉｎｇに対する値を計算できる。
【数８８】
0006514205.tif 000091
【０２４３】
同様に、ｐｏｌａｒｉｔｙ−変調信号が復調スイッチ５６に印加される場合、測定回路Ｎからの出力は次式により与えられる。
【数８９】
0006514205.tif 000092
【０２４４】
その結果、信号ＡＦＮｏｕｔの周波数は、ω０から（１−ｓ）ω０にｓ＊ω０の量を減少された。これにより、ｐｏｌａｒｉｔｙ−変調信号が使用されている場合のφｒｉｓｉｎｇに対する値を計算できる。
【数９０】
0006514205.tif 000093
【０２４５】
従って、φ１Ｎの値及びφ３Ｎの値を合算することにより（φＮｒｉｓｉｎｇを判定する場合）、次式が得られる。
【数９１】
0006514205.tif 000094
【０２４６】
ターゲット５が一定の速度で移動している場合、φＮｒｉｓｉｎｇ＋の一部であるπ＊ｑ＊ｓ値は、φＮｒｉｓｉｎｇ−の一部であるπ＊ｑ＊ｓ値と相殺する。しかし、速度がφ１Ｎの測定値とφ３Ｎの測定値との間で変化した場合、これらの項は相殺しない。従って、φ１Ｎの測定値とφ３Ｎの測定値との間の速度変化をΔｓと定義する場合、次式のようになる。
【数９２】
0006514205.tif 000095
【０２４７】
あるいは、一般的な運動方程式を使用して、次式のように書くことができる。
【数９３】
0006514205.tif 000096
【０２４８】
このように、補償を要約すると、測定値処理部１９は、φ１Ｎ＋φ３Ｎを計算する。φ１Ｎ＋φ３Ｎ＞２πの場合、φ１Ｎ＋φ３Ｎの計算値から２πが減算される。その後、測定値処理部１９は、次式からφＮｒｉｓｉｎｇを計算する。
【数９４】
0006514205.tif 000097
【０２４９】
測定値処理部１９は、このφＮｒｉｓｉｎｇの値を使用して、φＮｒｉｓｉｎｇ−の値を以下のように判定する。
【数９５】
0006514205.tif 000098
【０２５０】
φＮｒｉｓｉｎｇの値は、検出サイクルの度に、検出間隔Δｔ３の間に取得されたφ１Ｎ値及びφ３Ｎ値を使用して検出間隔Δｔ４の間に更新される。測定値処理部１９が検出間隔Δｔ４、Δｔ５及びΔｔ６の間の立ち上がりゼロ交差イベントを使用して精位置測定値を判定している場合、測定値処理部１９はφＮｒｉｓｉｎｇ−の瞬間値を使用してターゲットの位置（φＦ）を判定する。
【数９６】
0006514205.tif 000099
φＮｒｉｓｉｎｇ−値（及びφＦ値）に対する補正は、パラメータｑにより説明される増幅／フィルタリング回路網８３の実際のプロパティに依存する。実際の実現例において、雑音を低減するために、速度に依存するφＮｒｉｓｉｎｇの値を最初に平均することが有利である。その後、上述したように、ターゲットの速度に対する瞬間値ｓを補正として使用して、φＮｒｉｓｉｎｇ−の瞬間値が計算される。
【０２５１】
同様の動的補償が、立ち下がりゼロ交差イベントに対して実行される。特に、測定値処理部１９は、検出間隔Δｔ３の間に取得された測定値からφ２Ｎ＋φ４Ｎを計算する。φ２Ｎ＋φ４Ｎ＞２πの場合、φ２Ｎ＋φ４Ｎの計算値から２πが減算される。その後、測定値処理部１９は、次式からφＮｆａｌｌｉｎｇを計算する。
【数９７】
0006514205.tif 000100
式中、ΔφＴｆａｌｌｉｎｇは、検出間隔Δｔ３の間に測定回路Ｎから取得されたφ２Ｎに対する立ち下がりゼロ交差測定値とφ４Ｎに対する立ち下がりゼロ交差測定値との間の位相距離を表す。
【０２５２】
測定値処理部１９は、このφＮｆａｌｌｉｎｇの値を使用して、φＮｆａｌｌｉｎｇ−の値を以下のように判定する。
【数９８】
0006514205.tif 000101
【０２５３】
φＮｆａｌｌｉｎｇの値は、検出サイクルの度に、検出間隔Δｔ３の間に取得されたφ２Ｎ値及びφ４Ｎ値を使用して検出間隔Δｔ４の間に更新される。測定値処理部１９が検出間隔Δｔ４、Δｔ５及びΔｔ６の間の立ち下がりゼロ交差イベントを使用して精位置測定値を判定している場合、測定値処理部１９はφＮｆａｌｌｉｎｇ−の瞬間値を使用してターゲットの位置（φＦ）を判定する。
【数９９】
0006514205.tif 000102
【０２５４】
従って、立ち上がりゼロ交差イベント及び立ち下がりゼロ交差イベントに対するデータに適用される補正は、互いに非常に類似する。双方の場合において、ターゲットの最終的な精位置情報φＦＮは、測定値処理部１９において更新の間に実行される計算の残りの待ち時間に対して更に補正可能である。特に、測定値処理部１９が精位置情報を処理するためにかかる時間に関連する待ち時間が存在する。測定値処理部１９は変調周期（Ｔｍｏｄ）の半分より短い時間で精位置測定値φＦＮを計算する必要があることは図２４から明らかである。どのような処理時間が必要でも、それは測定値処理部１６により認識され、ｋ＊Ｔｍｏｄ／４として定義可能である。ｋは、事前に判定される係数である。従って、精位置測定値の判定された値を調節するために、測定値処理部は、処理時間の間のターゲット５の移動を考慮するために以下を計算する。
【数１００】
0006514205.tif 000103
このターゲットの精位置情報は、可能な限り小さい動的誤差を有する。
【０２５５】
以上の説明は、測定回路Ｎから取得されたデータに適用される動的補正に関する。測定回路Ｍから取得された測定値を補償するために、測定回路Ｎからの測定値から判定される速度測定値及び加速度測定値を使用することを除いて同様の動的補正が計算される。上述したように、ターゲット５の移動の結果、位相は２つの測定回路Ｎ及びＭの出力の間で異なる方向に変化する。これは、若干異なる補償が測定回路Ｍから取得された測定値に適用されることを意味する。特に、検出間隔Δｔ１の間、測定値処理部１９は、検出間隔Δｔ６の間に測定回路Ｍから取得されたφ１Ｍ測定値及びφ３Ｍ測定値から補償値を計算する。
【数１０１】
0006514205.tif 000104
測定値処理部１９は、検出間隔Δｔ１、Δｔ２及びΔｔ３の間の立ち上がりゼロ交差イベントから測定回路Ｍにより取得された精位置測定値に当該補正を以下のように適用する。
【数１０２】
0006514205.tif 000105
【０２５６】
同様に、検出間隔Δｔ１の間、測定値処理部１９は、検出間隔Δｔ６の間に測定回路Ｍから取得されたφ２Ｍ測定値及びφ４Ｍ測定値から補償値を計算する。
【数１０３】
0006514205.tif 000106
測定値処理部１９は、検出間隔Δｔ１、Δｔ２及びΔｔ３の間の立ち上がりゼロ交差イベントから測定回路Ｍにより取得された精位置測定値に当該補正を以下のように適用する。
【数１０４】
0006514205.tif 000107
その後、測定値処理部１９の計算時間に対する同一の補正を実行できる。
【数１０５】
0006514205.tif 000108
【０２５７】
上述した手順により、測定値処理部１９は、測定回路Ｎ及びＭが補助測定モードで動作していない時に測定する４つの別個の測定値（φ３Ｎ、φ４Ｎ、φ３Ｍ及びφ４Ｍ）を補正できる。いくつかの検知用途の場合（ターゲットの大きい加速が発生する可能性の低い場合）、ターゲット５の加速度に関する補正は不要な場合があるが、速度が一定のターゲット５を扱うための説明した補正は、測定システムの動的誤差を減少するために重要である。
【０２５８】
当業者には理解されるように、上記の解析的に導出された補正を使用する代わりに、単純な近似補正が以下のように判定されてもよい。
【数１０６】
0006514205.tif 000109
式中、係数Ａは、測定値処理部１９の出力及びインクリメンタル光学エンコーダ等の超高速高精度センサの出力の双方を使用して、異なる速度のターゲット５の多くの測定値を収集することにより実験により判定される。例えば係数Ａは、ターゲット５の速度の異なる値における双方のセンサの出力の間の差分を最小化するために使用可能な補正用の最良線形適合として実験データから見つけることができる。そのような方法により、以下のような追加の係数を更に導入できる。
【数１０７】
0006514205.tif 000110
式中、値Ｋ０（φＦ）及びＫ１（φＦ）は、判定されたターゲットの位置に基づいてルックアップテーブルから判定され、ターゲット５の種々の位置、ターゲットの種々の速度及びターゲットの種々の加速度に対して収集された大量の実験データから判定される。そのようなルックアップテーブルへの関連する索引付けは、指標ｉを使用して達成できる。
【数１０８】
0006514205.tif 000111
【０２５９】
そのようなルックアップテーブルに基づく補正は、上述した解析モデルにおいて考慮されない残りの問題を考慮できる。しかし、位相シフトφｆａｌｌｉｎｇ及びφｒｉｓｉｎｇは電子機器の耐用年数にわたり変化する可能性があり、双方の位相シフトはターゲットの速度に更に依存する。そのため、単純なルックアップテーブル補正はシステムの動的誤差を減少しない。要望に応じて、粗検出導体４からの信号を使用するターゲット５の位置の計算に同様の動的補正を適用できる。この場合、ターゲットの速度及びターゲットの加速度を１／ＮＰに縮小する必要がある。ＮＰは、粗検出コイルの１つの周期における精周期の数である。図２に示す検出コイルの場合、ＮＰは４に等しい。
【０２６０】
トリガ信号の動的補償
φＦの高速変化に関する動的補正は、ＣＡＬＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒ信号のエッジの位置を微調整するために使用されるｓｈｉｆｔ＿ＣＡＬＣの値（図２２を参照して上述した）に対しても実現可能である。上述したｓｈｉｆｔ＿ＣＡＬＣの値を計算するための式は、以下のように補正可能である。測定回路Ｎにおけるゼロ交差にＣＡＬＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒ信号を同期する場合、
【数１０９】
0006514205.tif 000112
あるいは、測定回路Ｍにおけるゼロ交差にＣＡＬＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒ信号を同期する場合、
【数１１０】
0006514205.tif 000113
測定回路Ｎにおけるゼロ交差にＣＡＬＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒ信号を同期する場合、
【数１１１】
0006514205.tif 000114
測定回路Ｍにおけるゼロ交差にＣＡＬＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒ信号を同期する場合、
【数１１２】
0006514205.tif 000115
測定回路Ｎ及びＭに対する動的補正の符号の変化は、測定値φ３Ｎ及びφ４Ｎが測定値φ３Ｍ及びφ４Ｍに対して逆方向に変化していることに関係する。
【０２６１】
同様に、測定回路Ｎが補助測定モードである時間周期の間に測定回路ＮにおいてＡＤＣ変換をトリガするために使用されるＡＤＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒ信号の位相を更に正確に調節することもできる。例えば測定値処理部１９は、ｐｏｌａｒｉｔｙ＋変調信号が使用される時（図２３に示すｉ＝５に対応する時間間隔の間）にｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣが測定回路Ｎに対して更新される場合、ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＮを以下のように補償できる。
【０２６２】
ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＮ＝
ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣｉ−（φＦＭｅｎｄｉ−１＋（Ｌ＋１／２）＊２π＊ｓ−φＦＭｅｎｄｉ）
（２２２）
また、ｐｏｌａｒｉｔｙ−変調信号が使用される時（図２３に示すｉ＝６に対応する時間間隔の間）にｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣが測定回路Ｎに対して更新される場合、ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＮを以下のように補償できる。
【０２６３】
ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＮ＝
ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣｉ＋（φＦＭｅｎｄｉ−１＋（Ｌ＋１／２）＊２π＊ｓ−φＦＭｅｎｄｉ）
（２２３）
同様に、ｐｏｌａｒｉｔｙ＋変調信号が使用される時（図２３に示すｉ＝１１に対応する時間間隔の間）にｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣが測定回路Ｍに対して更新される場合、測定値処理部１９はｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＭを以下のように補償できる。
【０２６４】
ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＭ＝
ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣｉ＋（φＦＮｅｎｄｉ−１＋（Ｌ＋１／２）＊２π＊ｓ−φＦＮｅｎｄｉ）
（２２４）
また、ｐｏｌａｒｉｔｙ−変調信号が使用される時（図２３に示すｉ＝１２に対応する時間間隔の間）にｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣが測定回路Ｍに対して更新される場合、測定値処理部１９はｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＭを以下のように補償できる。
【０２６５】
ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣＭ＝
ｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣｉ−（φＦＮｅｎｄｉ−１＋（Ｌ＋１／２）＊２π＊ｓ−φＦＮｅｎｄｉ）
（２２５）
補正の符号の変化は、チャネルＮに対するφ３Ｎ及びφ４Ｎの移動方向に比較してチャネルＭにおける移動ターゲット５に対するφ３Ｍ及びφ４Ｍの移動方向が異なることに関連する。そのようなｓｈｉｆｔ＿ＡＤＣの新しい値は、ＡＤＣ１３が変調周期Ｔｍｏｄのエッジ近くでトリガされない上述した禁止帯を維持するために、更に補正される。
【０２６６】
隣接する測定値間の距離の安定化
上述したように、一方の測定回路が精位置測定値を計算し且つ他方が補助測定値を計算している場合、ターゲットの精位置情報は定期的に出力され、すなわち、変調周期（Ｔｍｏｄ）の半分毎に１回出力される。しかし、測定回路Ｎ及びＭの役割が切り替えられる時、精位置測定値間の間隔が大きく変化する場合がある。そのように精位置測定値間の間隔の距離が変化することにより、ホストに対する問題が生じる。例えば位置センサが制御ループの一部を形成する場合、そのような測定値間のタイミングの変動は制御ループを不安定にする場合がある。測定回路Ｎ及びＭの切り替え点における隣接する更新イベント間の距離を安定化する相対的に単純な方法を図２３に示す測定回路の交差イベントに対して説明する。
【０２６７】
最初に、測定値処理部１９は、測定回路の切り替えが発生した前の最後のＣＡＬＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒイベントの位置を判定する。時間間隔ｉ＝６と時間間隔ｉ＝７との間の境界におけるｐｏｌ＿ｓｗ制御信号により生成された割り込みにおいて、パラメータｓｈｉｆｔ＿ＣＡＬＣの新しい値を計算する前に、測定値処理部１９は以下を判定する。
【数１１３】
0006514205.tif 000116
【０２６８】
測定値処理部１９は、ｐｏｌ＿ｓｗ信号のエッジによる割り込みイベントにおいてメモリ１７＿１Ｎから測定値処理部１９に読み出された指標ｉ＝６の時間間隔の間に測定されたデータφ３Ｎ及びφ４Ｎを使用して、ｓｈｉｆｔ＿ＣＡＬＣの新しい値を判定する。このｓｈｉｆｔ＿ＣＡＬＣの新しい値を用いて、測定値処理部１９は以下を判定する。
【数１１４】
0006514205.tif 000117
式中、Δφは、更新されたＣＡＬＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒ制御信号の正のエッジ又は負のエッジに対する使用可能なトリガイベントがタイマ１０５＿２をリロードする時点の過度に近くに生成される場合、この時点の間はＣＡＬＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒ制御信号に関連する割り込みが無効にされるため、当該トリガイベントが完全に無視されるという問題を回避するために、ソフトウェアにおいて導入されるパラメータである。その後、測定値処理部１９は以下を計算する。
【数１１５】
0006514205.tif 000118
Δｔｒｉｇｇｅｒ＞π／４の場合、測定値処理部１９はタイマ１０５＿２をリロードでき、以下の場合、割り込みをＣＡＬＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒ制御信号の立ち上がりエッジに再設定できる。
【数１１６】
0006514205.tif 000119
上記の式が当てはまらない場合、測定値処理部１９は割り込みイベントをＣＡＬＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒ制御信号の立ち下がりエッジに再設定できる。
【０２６９】
Δｔｒｉｇｇｅｒ＞π＋π／４の場合、測定値処理部１９は、先行の検出間隔において測定回路Ｎにおけるゼロ交差に対して測定された追加のデータ点φＮを導入する。これは、指標ｉ＝６の時間間隔の間に測定され且つｐｏｌ＿ｓｗ信号のエッジによる割り込みイベントにおいてメモリ１７＿１Ｎから測定値処理部１９にダウンロードされたデータφ３Ｎ及びφ４Ｎに対する最後のデータ値の処理を開始する低優先度の割り込みを導入することにより達成可能である。当該データ点の処理は、最後のＣＡＬＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒイベント（ｉ＝６の時間間隔の間に発生した）に関連するデータの処理が終了した直後に開始する。
【０２７０】
当該データ点の測定時点が早すぎることを考慮するために、以下の補正を導入することができる。
【０２７１】
φＦＮＣｏｍｐ＝φＦＮ＋（２π−φＮｌａｓｔ）＊ｓ                        （２３０）
マイクロコントローラ９のリソースが最後のＣＡＬＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒイベント（ｉ＝６の時間間隔の間に発生した）に関連するデータの処理から解放されるまで当該割り込みが待機する必要のある時間を考慮するために、同一の値に対する別の補正を導入できる。
【数１１７】
0006514205.tif 000120
式中、ｋπ／２は、測定値処理部１９がＣＡＬＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒイベントにおける計算を実行するのに必要な時間（Ｔｍｏｄの周期を基準とする）を示す。このように、測定値処理部１９はＣＡＬＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒ信号のエッジと非同期に測定され且つ処理される生データを用いて、更なる計算点を導入できる。
【０２７２】
Δｔｒｉｇｇｅｒ≦π／４の場合、ｉ＝６の先行の時間間隔からの測定データ点を追加する代わりに、測定値処理部１９は、ｉ＝７に対応する次の時間間隔における第１のトリガイベントをスキップする。これは、ＣＡＬＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒ信号に対する第１の割り込みイベントの極性を反転することにより達成される。従って、割り込みを再設定する場合、測定値処理部１９は、ｓｈｉｆｔ＿ＣＡＬＣ＜πの場合、ＣＡＬＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒ信号の立ち下がりエッジに当該割り込みを同期し、それ以外の場合、測定値処理部１９はＣＡＬＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒ制御信号の立ち上がりエッジに割り込みイベントを再設定する。
【０２７３】
全ての例において、測定値処理部１９は、上述のように、検出間隔Δｔ３の間に精検出コイルに対して測定されたデータが更なる処理に対して用意できたことを識別するフラグを更に設定する。当該データの処理は、マイクロコントローラ９のリソースが他の割り込み要求の処理から解放された場合のみ実行される。
【０２７４】
切り替えイベントにおいて１つのデータ点を除去するか又は先行の検出間隔において測定されたデータ点を追加することにより、測定値処理部１９は、切り替え点における隣接する更新間の最小距離をπ／４（Ｔｍｏｄ／８）に維持し、切り替え点における隣接する更新間の最大距離を５／４π（５Ｔｍｏｄ／８）に維持する。隣接する更新間の通常の距離は、π（位相は変調周期Ｔｍｏｄを基準とするため、Ｔｍｏｄ／２）に非常に近い。例えばコントローラが必要な制御動作を行えるように位置情報をフィードバックする制御ループの一部として位置センサが使用される場合、測定システムにおける隣接する更新間の更に安定した最大距離が重要である。
【０２７５】
動的補正−変動の除去
第１の実施形態と同様に、測定回路ＮとＭとを変更する場合、測定された精位置のジャンプにより、ホストに報告される出力に微変動が生じる場合がある。しかし、本実施形態において、位相測定値φ３Ｎ、φ４Ｎ、φ３Ｍ及びφ４Ｍから判定される４つの異なる精位置が存在する。異なる測定値から導出された結果の切り替え点における微変動は、通常、上記で実行された補正により除去されなかった４つの測定値の各々における異なる系統誤差に起因する。それらの微変動を減少するためには、更なる較正手順を実行して、４つの異なる精位置測定値の各々に対する残りの系統誤差のベースラインを判定する必要がある。
【０２７６】
測定値処理部１９は、ｐｏｌａｒｉｔｙ−変調信号が各測定回路Ｎ及びＭに印加され且つ双方の測定回路が精検出コイル６からの信号を測定している場合に取得される精位置測定値を使用して、各測定値に適用される適切な補正を判定する。図２３に示す切り替えの場合、これは、検出間隔Δｔ４の間に測定値処理部１９が、時間間隔ｉ＝６の間に双方の測定回路Ｎ及びＭから取得された測定値（φ３Ｎ、φ４Ｎ、φ３Ｍ及びφ４Ｍ）を処理して、各測定値に対する補正を判定することを意味する。同様に、検出間隔Δｔ１の間、測定値処理部１９は、時間間隔ｉ＝１２の間に双方の測定回路Ｎ及びＭから取得された測定値（φ３Ｎ、φ４Ｎ、φ３Ｍ及びφ４Ｍ）を処理して、各測定値に対する補正を判定する。測定値処理部１９は、それらの各補正の移動平均値を維持するように構成され、これらは検出間隔Δｔ１及びΔｔ４の間に更新される。
【０２７７】
例えば検出間隔Δｔ４の間、測定値処理部１９は、以下の４つの精位置測定値を測定できる（前節において上述した方法で補正される）。
【数１１８】
0006514205.tif 000121
【０２７８】
上述したように、これら４つの精位置測定値は全て、各測定値における異なる系統誤差及びターゲット５が時間と共に移動することにより生じる動的変化のため、全て異なる。動的変化を除去するために、測定値処理部１９は４つのφＦの計算値の全てを変調周期Ｔｍｏｄの始端に同期する。
【数１１９】
0006514205.tif 000122
【０２７９】
シーケンスφ３、φ４において、大きい位相値の後に小さい位相値が存在し且つ小さい位相値が現在の変調サイクルＴｍｏｄの終端においてメモリ１７＿１に記録される最後の位相値である場合、これは、大きい位相値は先行の変調サイクルＴｍｏｄにおいて記録されたものであり、当該位相値に対する更新は現在の変調サイクルにおいて収集されていないことを意味する。例えばこの状況は、この大きい値が先行の変調サイクルにおいて２πに非常に近かったため、次の変調サイクルにおいて０に近い小さい値として検出される場合に発生する。従って、この特定の位相値に対するゼロ交差は現在の変調サイクルにおいて検出されない。この大きい位相値とφＦの他の測定値とを同期する点から、測定値処理部１９は、上記で計算された結果に２π＊ｓの値を加算する。
【０２８０】
例えばシーケンスφ３Ｎ、φ４Ｎにおいて、値φ３Ｎがφ４Ｎより大きいが、φ４Ｎが現在の周期の終端においてメモリ１７＿１Ｎに記録される最後のデータである場合、φ３Ｎは先行の変調周期において記録されたものであり、そのため、上記のφＦ３Ｎに対する式の代わりに、測定値処理部１９は次式を使用する。
【数１２０】
0006514205.tif 000123
【０２８１】
同様に、シーケンスφ３Ｍ、φ４Ｍにおいて、値φ４Ｍがφ３Ｍより大きいが、φ３Ｍが現在の周期Ｔｍｏｄの終端においてメモリ１７＿１Ｍに記録される最後のデータである場合、φ４Ｍは先行の変調周期において記録されたものであり、そのため、上記のφＦ４Ｍに対する式の代わりに、測定値処理部１９は次式を使用する。
【数１２１】
0006514205.tif 000124
【０２８２】
このように、各精位置測定値は現在の変調周期の始端に対応する同一時点に対して計算されているため、それらの間の全ての差分は異なる系統誤差に起因する。
【０２８３】
各チャネルにおける１つの系統誤差は、励起コイル２から各検出コイル６へのブレークスルーオフセット及びこの誤差により別個の測定回路Ｎ及びＭの各々において測定値に生じる僅かな違いに関連する。上述したように、当該ブレークスルーオフセットは、測定回路Ｎを使用して取得された測定値において、次式を使用して補正可能である。
【数１２２】
0006514205.tif 000125
式中、ＡＦは、測定回路において精検出コイルからの信号を測定する場合に取得されるＡＦｏｕｔ信号のピーク間振幅であり、ＶＥＸは、励起基準信号が同一の測定回路において測定される場合のＡＦｏｕｔＮ信号のピーク間振幅である。従って、４つの精位置測定値の全ては、励起チャネルからの直接ブレークスルーオフセットを除去するために、本方法で補正される。
【数１２３】
0006514205.tif 000126
【０２８４】
これらの値を更に処理する前に、測定値処理部１９は、いくつかの測定値において２πジャンプが生じている場合に各値をチェックする。例えば、上記で計算された測定値の中には、正だが０に近いものもあり、２πを若干下回るものもある。この２πジャンプを補正するために、測定値処理部１９は、これら４つの解のうちの最小解φＦｍｉｎを見つけ、ｊ＝３Ｎ、４Ｎ、３Ｍ及び４Ｍとして、補正された各精位置測定値φＦｃｏｒｒ（ｊ）をチェックする。
【数１２４】
0006514205.tif 000127
【０２８５】
その後、測定値処理部１９は、これらの４つの解のうちの最大解φＦｍａｘ及びφＦｍｉｎの新しい値を判定し、４つの測定値の分散範囲を判定する。
【数１２５】
0006514205.tif 000128
【０２８６】
Δｍａｘが閾値を上回る場合、これは、測定値に誤差が存在していることを示し、測定値処理部１９は、誤差フラグを生成してホストインタフェース２１へ出力し、Δｍａｘが別の閾値（第１の閾値と同一であってもよい）を下回るまで測定値の出力を停止する。測定値処理部１９は、４つの測定値の平均値を判定し、当該測定値からの各測定値の偏差を判定する。
【数１２６】
0006514205.tif 000129
【０２８７】
上記の偏差が計算されると、それらは補正値として格納され、異なる変調周期において取得される後続の対応する測定値に適用される。上述したように、測定値処理部１９は、各検出間隔Δｔ１及びΔｔ４の間に上記の偏差（補正）値を更新する（例えば、存在する可能性のある雑音をフィルタリングするために上記の偏差（ΔφＦｃｏｒｒ（ｊ））の移動平均を維持することにより）。４つの可能な測定値の各々に対する最終的な補正を以下に示す。
【数１２７】
0006514205.tif 000130
且つ／又は
【数１２８】
0006514205.tif 000131
且つ／又は
【数１２９】
0006514205.tif 000132
且つ／又は
【数１３０】
0006514205.tif 000133
励起信号の位相調節
図１３を参照して上述したように、多くの種類のレシオメトリックセンサの場合、ターゲットからの測定信号の位相と励起コイルから検出コイルにおいて直接誘導されたブレークスルーオフセット電圧の位相とは互いに等しい（あるいは、πラジアン離れている）。これは、例えばターゲットが金属又は短絡コイル等である場合に当てはまる。他の種類のセンサは、ターゲット５により検出コイルにおいて誘導される信号と励起コイルにより検出コイルにおいて直接誘導されるブレークスルー信号とを９０度位相シフトさせようとしてもよい。そのようなセンサの一例は、共振ターゲット誘導センサであり、当該センサにおいて、共振周波数においてターゲットの共振コイルにおける電流を更に９０度位相シフトすることは、所望の信号と直接ブレークスルー信号との間の必要な位相シフトを達成するのに役立つ。そのような共振ターゲットセンサから可能な限り最良の性能を得るために、測定回路の正確な位相調整が実行される必要がある。以下に説明するように、そのような正確な位相調整により、測定回路網２５は、励起コイル２に印加される励起信号により検出コイル４、６において誘導される直接ブレークスルーオフセット信号に対して直交する（９０度位相シフトされる）ように復調クロックｅｘ＿ｓｈｉｆｔｅｄの位相を正確に揃えることができる。
【０２８８】
この第５の実施形態において、そのような位相調整を実行するために、測定値処理部１９は最初に、励起基準信号と復調クロックｅｘ＿ｓｈｉｆｔｅｄとの間の位相シフトを測定する。これは、互いに９０度シフトされた２つの復調クロックｅｘ＿０及びｅｘ＿９０を導入することにより達成される。図２７に示すように、レシオメトリック測定値は、励起基準信号がマルチプレクサ５７により常に選択されるような検出間隔で編成される。復調スイッチ５６を介して多重化される２つの異なる入力を選択する代わりに、励起基準信号のみが復調スイッチ５６の入力に印加され、２つの入力が多重化された時点で、２つの異なる復調クロックｅｘ＿０又はｅｘ＿９０がクロックｅｘ＿ｓｈｉｆｔｅｄとして復調スイッチ５６に印加される。このように、復調クロックｅｘ＿９０を用いて復調されたＶｒｅｆを信号１とし、復調クロックｅｘ＿０を用いて復調されたＶｒｅｆを信号２とする２つのレシオメトリック信号が時間多重化されて混合される。復調クロックｅｘ＿９０を用いる信号Ｖｒｅｆを復調することにより、振幅Ｖｒｅｆ＊ｓｉｎ（φＲｅｆ）が得られる。φＲｅｆは、入力された励起基準信号とクロックｅｘ＿０との間の位相シフトである。復調クロックｅｘ＿０を用いる信号Ｖｒｅｆを復調することにより、振幅Ｖｒｅｆ＊ｃｏｓ（φＲｅｆ）が得られる。従って、増幅／フィルタリング回路網の入力における複合信号は以下に等しくなる。
【数１３１】
0006514205.tif 000134
増幅／フィルタリング回路網８３を通った後、信号は以下のようになる。
【数１３２】
0006514205.tif 000135
【０２８９】
従って、上記の２つのクロックを使用して測定回路Ｎ又はＭを介して励起基準信号を混合することにより、測定値処理部１９は、測定回路Ｎ又はＭの入力に印加された入力された高周波数の励起基準信号と同一の位相を有する（測定回路により導入される位相オフセット（φ）が加えられて）はるかに低い中間周波数信号（変調周期Ｔｍｏｄに対応する周波数である）を判定している。これにより、タイマ１１５を用いて位相を測定することが高周波数の基準信号の位相を直接測定するよりはるかに容易になる。その後、測定値処理部１９は、ｐｏｌａｒｉｔｙ−変調信号が使用されている時に取得されるＡＦｏｕｔの位相測定値とｐｏｌａｒｉｔｙ＋変調信号が使用されている時に取得されるＡＦｏｕｔの位相測定値とを使用して、φＲｅｆの値を判定する。φＲｅｆの値が２つの測定回路Ｎ及びＭの各々において測定された後、測定値処理部１９は、次式により平均値を判定する。
【数１３３】
0006514205.tif 000136
その後、測定値処理部１９は、図１４ａ及び図１４ｂを参照して上述した手順と同様の方法で、比較器９１に印加されるＤＡＣ電圧の値を制御するソフトウェアフィードバックループ（図１３に示す）を使用して、当該値を所望の最適値φＲｅｆｏｐｔ近くに安定させる。
【０２９０】
センサの設計段階において、図１３に示すインピーダンスＺは、測定回路網２５に対して提示される基準励起電圧が励起ブレークスルー信号に関してほぼ所望の最適な位相を有するように選択される必要がある。例えば基準励起信号の位相を直接ブレークスルー信号の位相に類似させることができる。直接ブレークスルー信号が共振ターゲット５により検出コイル４及び６において誘導された信号から約９０度シフトされる場合、φＲｅｆｏｐｔ値も９０度に近い。インピーダンスＺの虚数部と実数部との相互作用により、センサ設計者は、検知チャネルにおける信号の実際の位相に影響を及ぼすことなく、φＲｅｆｏｐｔの位相を広い帯域内で調整できる。従って、最も正確なセンサ出力を達成するφＲｅｆｏｐｔの最適値を選択できる。
【０２９１】
位相φＲｅｆの測定における誤差は、９０度復調クロックｅｘ＿９０と０度復調クロックｅｘ＿０との間の実際の位相シフトの不正確さが主な原因である。ｅｘ＿０クロックとｅｘ＿９０クロックとの間の直交性のずれは、次式により与えられるとする。
【数１３４】
0006514205.tif 000137
その場合、基準信号を復調するために非直交クロックを使用することにより生じるφＲｅｆの測定値の誤差は、以下に等しい。
【数１３５】
0006514205.tif 000138
【０２９２】
従って、φＲｅｆの測定値における絶対誤差ΔφＲｅｆｅｒｒｏｒを減少するためには、φＲｅｆｏｐｔ値が９０度に近くなるように励起回路網においてインピーダンスＺを調整するのが最適である。これにより、φＲｅｆｅｒｒｏｒの値が相対的に大きくても、誤差ΔφＲｅｆｅｒｒｏｒは実質的に０に減少される。基本的に、この場合、励起信号の位相は、ｅｘ＿０復調クロックを用いて測定された基準信号Ｖｒｅｆが０に非常に近くなるように調整され、測定アルゴリズムは、図１４を参照して第２の実施形態において説明したゼロ電圧調整を用いる方法に非常に類似する。
【０２９３】
φＲｅｆｏｐｔの最適値を識別するために、測定値処理部１９は、図２６に示すブレークスルーオフセット測定モードに切り替えられてもよい。しかし、本例では、励起基準信号を選択する場合（すなわち、図２６に示すｉｎ３制御信号が高い場合）、復調クロックｅｘ＿ｓｈｉｆｔｅｄは、図２８に更に示すようにｅｘ＿０復調クロックからｅｘ＿９０復調クロックに切り替えられる。これにより、測定値処理部は以下のレシオメトリック値を測定できる。
【数１３６】
0006514205.tif 000139
【０２９４】
これらのレシオメトリック測定値は、ターゲット５が励起コイル２、並びに検出コイル４及び６の付近に存在しない状態で生成される必要がある。これらのレシオメトリック測定値のセットは、異なる値のＤＡＣ電圧を図１３の励起回路網２３に印加することにより生成され、それらは復調クロックｅｘ＿０に関する励起信号ｅｘ＿ｃｌｏｃｋの異なる位相に対応する。取得された全てのレシオメトリック解をＤＡＣ電圧の関数として示すことにより、異なる検出コイルの信号における直接ブレークスルー信号が０値を通って符号の変化するＤＡＣ電圧の最適値ＤＡＣ＿ｏｐｔｉｍｕｍを見つけることができる。当然、実際のブレークスルーオフセットが検出コイルの信号に存在しない場合、すなわち、センサの検出チャネルが励起チャネルと適切に均衡する場合、当該手順は成立しない。そのような場合、復調クロックｅｘ＿０に関するｅｘ＿ｃｌｏｃｋ信号の位相調整に対する更に敏感な応答を取得するために検出コイルと励起コイルとの均衡を壊すために、センサの励起コイル２の付近にいくつかの導電性物体を非対称に提供するのが適切である。マイクロコントローラ９は、チャネルＮ及びＭにおいて精検出コイルの信号における以下のブレークスルーの値を減少するために、ＤＡＣ電圧の値を半自動的に調整できる。
【数１３７】
0006514205.tif 000140
結果として得られる値ＤＡＣｏｐｔは、当該「ブレークスルー」パラメータの大域的最小点に対応する。
【０２９５】
ブレークスルーオフセット較正モードが終了すると、主測定モードにおいて、ＤＡＣｏｐｔの対応する値を図１３の励起回路網に印加してφＲｅｆｏｐｔの値が測定される。必要に応じて、φＲｅｆｏｐｔの値が９０度に近くなるように、図１３のＺインピーダンスの実数部及び虚数部を調節できる。この場合、新しいφＲｅｆｏｐｔ値を識別するために、ＤＡＣｏｐｔを見つける較正手順が再度繰り返される必要がある。
【０２９６】
同じ種類のセンサに対する機械的なセンサの構造及び電子機器の構造における全ての相違に対して共通の基本φＲｅｆｏｐｔを見つけるために、φＲｅｆｏｐｔ値を判定するための同一の測定同様のセンサ又はセンサヘッド周辺の導電性物体の配置が異なる同一センサに対して実行できる。同じ種類のセンサ間のいかなる小さい違いにも関係なく、同じ種類のセンタの全てに対して同じ値のφＲｅｆｏｐｔを使用できる。φＲｅｆｏｐｔの最終的に最適化されたターゲット値は、マイクロコントローラ９の主プログラムにおいて明示的に符号化されてもよく、あるいはマイクロコントローラ９の不揮発性メモリに格納されてもよい。主測定モードにおいて、位相φＲｅｆは、図１４ｂに示すソフトウェアのフィードバックループを使用することにより、継続的にφＲｅｆｏｐｔに調整される必要がある。そのようなセンサは、図２５及び図２８に示すブレークスルーオフセット測定モードで実行するために特に設計された専用ハードウェア電子機器を備えることなく、更に製造可能である。これらのセンサは、励起コイルからのゼロブレークスルーオフセットに対する特定の再較正を行わずに動作できる。そのような場合、通常の動作モードの間、ブレークスルーオフセットに対するソフトウェア補償はソフトウェアにより適用されない。励起コイル２から主検出コイル４、６への直接ブレークスルーが相対的に低いレベルであることを保証するために、φＲｅｆの位相をφＲｅｆｏｐｔの値に調整することは継続的に実行される。
【０２９７】
しかし、センサの構造及び電子機器の構造に伴いφＲｅｆｏｐｔが変動する可能性がり、それにより僅かな未補償ブレークスルーが生じ、最も要求の高い用途においてセンサの精度に影響を及ぼす場合がある。センサ毎にφＲｅｆｏｐｔの値を再度調整することは、適切に均衡しているセンサに対して誤った調節を行う可能性があり、金属物体が後でセンサヘッドの周辺に配置される場合に発生するブレークスルーを除去できないため、明らかに不適切である。従って、ブレークスルーオフセットを補償するソフトウェアアルゴリズムにおいて使用するために、上記に示したＲａｔｉｏ１、Ｒａｔｉｏ２、Ｒａｔｉｏ３及びＲａｔｉｏ４の値を判定する方が適切である。特に、測定値処理部１９は、上述したのと同様の技術を使用して、直接ブレークスルーオフセットを除去できる。
【数１３８】
0006514205.tif 000141
式中、ＡＦは、精正弦検出コイル６−１及び精余弦検出コイル６−２からの信号が測定回路５１内のマルチプレクサ５５−１により選択される場合に取得されるＡＦｏｕｔ信号のピーク間振幅であり、ＶＥＸは、励起基準信号が測定回路５１内のマルチプレクサ５７により選択され且つ２つの別個の復調クロックｅｘ＿０及びｅｘ＿９０が上述したように時分割多重化されてｅｘ＿ｓｈｉｆｔｅｄ復調クロックとして使用される場合のＡＦｏｕｔ信号のピーク間振幅である。従って、ブレークスルーが補正されたターゲット５の精位置は、次式から判定可能である。
【数１３９】
0006514205.tif 000142
尚、この場合、振幅ＶＥＸは次式に等しい。
【数１４０】
0006514205.tif 000143
【０２９８】
従って、係数ＯＦＳ及びＯＦＣは、励起コイル２と対応する正弦／余弦検出コイルとの間のブレークスルーに関して、以下のように書くことができる。
【数１４１】
0006514205.tif 000144
同様に、粗ブレークスルーオフセット係数は以下のように書くことができる。
【数１４２】
0006514205.tif 000145
【０２９９】
従って、係数ＯＦＳ、ＯＦＣ、ＯＣＳ及びＯＣＣをブレークスルーオフセット較正モードの間に判定し、マイクロコントローラの不揮発性メモリ２９に格納できる。励起信号ｅｘ＿ｃｌｏｃｋと復調クロックｅｘ＿０との間の位相差の能動的調整と、励起コイル２から検出コイル４、６への残りの小さいブレークスルーオフセットのソフトウェア補償とを組み合わせることにより、共振ターゲットセンサに対して最も均衡がとれたレシオメトリック測定値が提供される。そのような一実施形態において、測定チャネルにおける適切に均衡する補償済み信号は、ターゲット５の位置により完全に判定される。
【０３００】
電荷注入
上述した第５の実施形態の残りの問題の１つは、測定回路５１において使用される相対的に安価だが高速のマルチプレクサ５５、５６及び５７の特性が理想を下回ることに関係する。センサが最高１０５℃の温度で動作できる必要のある産業用途のためにセンサの電子機器が設計される場合、適切なマルチプレクサの選択は更に制限される。マルチプレクサは、デジタル制御信号と入力アナログ信号との間に相対的に大きいクロストークを生じさせる場合があり、これにより、通常、マルチプレクサのオン／オフを切り替えるために使用される切り替え制御信号のエッジにおいて電圧スパイクが誘導される。アナログ信号とデジタル信号との間のそのようなクロストークの影響は相対的に小さいが、低振幅信号の測定又は高精度の達成を目的とする測定システムにとって重大な問題である。
【０３０１】
測定回路網２５内のマルチプレクサを切り替えるために使用される制御信号は、増幅／フィルタリング回路網８３の通過帯域内の周波数成分を含む場合があり、これは測定結果との干渉を発生させる場合がある。例えば復調信号の位相を制御するために使用される図５に示すｐｏｒａｌｉｔｙ変調信号は、Ｔｍｏｄ周期により定義される変調の周波数より２倍高いＡＣ周波数成分を有する（図１７を参照）。同様の２倍周波数成分は、主測定モードにおいて使用される制御信号ｉｎ１（図１７を参照）又はブレークスルーオフセット較正モードにおいて使用される制御信号ｉｎ３（図２６を参照）に存在する。不都合なことに、これは、測定回路Ｎ及びＭにおいて必要な入力信号を時分割多重化するために使用されるマルチプレクサの集合が、同時に、増幅／フィルタリング回路網８３の通過帯域内の周波数成分を提供する望ましくないＡＣ生成器として動作することを意味する。測定回路Ｎ及びＭの差動性のため、それらの望ましくない信号はある程度減少される。しかし、測定回路Ｎ及びＭにいくつかの相対的に単純な変更を加えることは、問題を取り除くのに役立つ。
【０３０２】
特に、図２９は、ｐｏｌａｒｉｔｙ変調信号が復調スイッチ５６から除去されてフロントエンドマルチプレクサ５５'−１及び５５'−２に移動された変更された測定回路５１'を示す。それと同時に、ｉｎ１、ｉｎ２、ｉｎ３及びｐｏｌａｒｉｔｙ制御信号を生成するために使用されるｍａｓｔｅｒクロック信号の立ち上がりエッジにおいて復調スイッチ５６を増幅／フィルタリング回路８３から短時間切断するために、復調マルチプレクサ５６を制御する新しいイネーブル制御信号（図３０に示すｃｈｏｐｐｅｒ）が導入される。復調スイッチ５６が増幅／フィルタリング回路８３から切断される短時間のうちのいくつかにおいて、切り替えイベントがフロントエンドマルチプレクサ５５'及び５７において発生するが、ｃｈｏｐｐｅｒ制御信号により復調スイッチ８３が切断されるため、切り替えイベントにより生じる雑音が増幅／フィルタリング回路８３に到達することは阻止される。しかし、フロントエンドマルチプレクサ５５'又は５７において切り替えが実行されないが、通常のｃｈｏｐｐｅｒ制御信号が依然としてｍａｓｔｅｒｃクロック信号の立ち上がりエッジにおいて復調スイッチ５６を増幅／フィルタリング回路８３から切断し続ける時間がある。従って、マルチプレクサ５５'及び５７の切り替えによる増幅／フィルタリング回路８３への電荷注入が行われない時に、ｃｈｏｐｐｅｒ制御信号による復調スイッチ５６の切り替えにより増幅／フィルタリング回路８３に電荷が注入されるため、このｃｈｏｐｐｅｒ制御信号は一見、電荷注入を悪化させるように見える。実際、この代替の回路設計の測定回路５１'において使用されるマルチプレクサにおける切り替えに関連する電荷注入の総量は、ｃｈｏｐｐｅｒ制御信号の導入により増加される。しかし、この電荷注入信号の周波数スペクトルは高周波数に向けてシフトされる。特に、マスタークロック周波数におけるｃｈｏｐｐｅｒ制御信号からの電荷注入に関連する復調スイッチ５６の自己雑音のフーリエスペクトルに強いピークが存在し、復調制御信号ｅｘ＿ｓｈｉｆｔｅｄは復調周波数において強いピークを同様に生じさせる。しかし、それらの周波数の双方は、増幅／フィルタリング回路８３の帯域通過フィルタ８７の高周波数コーナーから離れているため、測定回路５１'から出力されるＡＦｏｕｔ信号において強く抑制される。
【０３０３】
図３０及び図３１は、この代替実施形態において使用される信号のうちのいくつかの一例を示す。本実施形態は、増幅／フィルタリング回路８３の通過帯域内に望ましくないＡＣがマルチプレクサから生成されるのを止めるために、ｃｈｏｐｐｅｒ制御信号を使用する。図からわかるように、測定回路５５'を通る励起基準信号及び検出コイル４、６からの信号の必要な切り替えの全てを制御するために、制御信号ｐｏｌａｒｉｔｙ、ｉｎ１、ｉｎ２、ｉｎ３の同一のセットが使用される。ｃｈｏｐｐｅｒ制御信号を使用することの効果は、どの信号も増幅／フィルタリング回路８３に接続されないタイムラインにおける間隙により示される。
【０３０４】
自動利得制御
上述した実施形態は、増幅／フィルタリング回路８３における利得が固定して動作する。しかし、いくつかのセンサ設計において、ターゲット５はセンサコイル２、４及び６からｚ方向（図２のページの外側）に移動でき、その結果、検出コイル４、６における信号強度は約１０倍変化する場合がある。別の一実施形態において、センサが大振幅から小振幅までの幅広い入力信号を用いて安定して動作するように、増幅／フィルタリング回路８３の利得を変化させる。ターゲット５とセンサコイル２、４及び６との間に大きい空隙が存在する場合、可変利得区間により、増幅／フィルタリング回路８３の利得は増加される。そのようなシステムの利得の調節は、検出サイクルＴ＿ｄｃの第１の部分と第２の部分との切り替えと同期して実行される必要がある（図２３に示す）。利得の切り替えは、測定回路Ｎに対する第１の部分の始端又は／及び測定回路Ｍに対する第２の部分の始端において行われる必要がある。このように、測定回路は、利得の変化の直後に補助測定の全サイクルを実行し、従って、各ゼロ交差イベントφ３及びφ４においてターゲットの位置（φＦ）を更新する連続測定モードに切り替えられるまでに完全に再較正される。
【０３０５】
システムの利得の変化のダイナミックレンジは、最高利得設定及び最低利得設定の双方を用いて基準励起信号を測定するための条件により制限される。従って、システムの可変利得に対する約８倍のダイナミックレンジが合理的な妥協点である。増幅／フィルタリング回路８３の利得を変更する決定アルゴリズムは、何らかの固有のヒステリシスを有する必要があり、精検出コイル６から取得される信号の測定値に関連する信号ＡＦの測定されたピーク間振幅により制御される。
【０３０６】
第６の実施形態
上記の実施形態において、個々の測定回路の自己較正を実行し且つセンサ入力からの測定値出力の相対的に高い更新レートを提供できる測定システムを提供するために、２つの独立した測定回路５１−１及び５１−２、すなわち測定回路Ｎ及び測定回路Ｍが使用された。次に、３つの独立した測定回路５１を使用して測定値出力の更新レートを増加し且つ測定回路の較正も可能にする第６の実施形態を説明する。図３２は、ターゲット（不図示）の位置を検知するために第６の実施形態において使用される位置センサ１の主な構成要素を概略的に示すブロック図である。図１と図３２との比較からわかるように、本実施形態における位置センサ回路網は、本実施形態ではマイクロコントローラ９において通常見られる相対的に低速の（しかし安価な）３チャネルデルタシグマＡＤＣであるＡＤＣ１３の動作を補助するために使用される追加のサンプル切り替え回路網ブロック１５を有する。
【０３０７】
測定回路
図３３は、本実施形態において使用される測定回路網２５の設計を示す。測定回路網２５は、各々が１つのセンサ入力からの測定値のみを提供する２つの測定回路５１−３（測定回路Ｎ１とも呼ぶ）及び５１−４（測定回路Ｎ２とも呼ぶ）と、全てのセンサ入力から受信して測定値を提供する１つの測定回路５１−５（測定回路Ｍとも呼ぶ）とを有する。更に詳細には、測定回路Ｎ１は、センサ入力１＋／１−において受信される精正弦センサ入力の測定値のみを取得し、測定回路Ｎ２は、センサ入力２＋／２−において受信される精余弦センサ入力の測定値のみを取得し、測定回路Ｍは、全てのセンサ入力１＋／１−、２＋／２−、３＋／３−、４＋／４−及び５＋／５−から測定値を取得する。３つの測定回路５１からの出力はサンプル切り替え回路網１５に入力され、測定値処理部１９（図３３に示さない）による後続の処理のためにＡＤＣ１３によりデジタル測定値に変換される。
【０３０８】
以下に更に詳細に説明するように、測定回路網２５は、センサ入力１＋／１−の間に誘導される電圧ＶＦＳが測定回路Ｎ１及び測定回路Ｍによりほぼ同時に測定されることにより、マイクロコントローラ９が測定回路Ｎ１と測定回路Ｍとの間のアナログ利得の差分を判定できるように設計される。同様に、測定回路網２５は、センサ入力２＋／２−の間に誘導される電圧ＶＦＣが測定回路Ｎ２及び測定回路Ｍによりほぼ同時に測定されることにより、マイクロコントローラ９が測定回路Ｎ２と測定回路Ｍとの間のアナログ利得の差分を判定できるように設計される。これらの差分は共に、測定回路Ｎ１と測定回路Ｎ２との間の利得の差分の影響を除去することにより、２つの異なる測定回路Ｎ１及びＮ２から取得された測定値を使用してターゲットの位置の正確な判定（レシオメトリック計算
【数１４３】
0006514205.tif 000146
を使用する）を可能にするために使用可能である。
【０３０９】
以下の説明から明らかになるように、測定回路Ｎ１及びＮ２が異なるセンサ入力を切り替えないため、第６の実施形態は、上述した第１の実施形態と比較して、外部雑音及び内部雑音をはるかに多くフィルタリングできる。この点に関して、第６の実施形態は、増幅／フィルタリング回路網８３の高周波数コーナーが中間変調周波数（ｐｏｌａｒｉｔｙ制御信号の周波数に等しい）に非常に近い相対的に低い値に設定される第５の実施形態に非常に類似する。第５の実施形態と同様に、第６の実施形態は、ｐｏｌａｒｉｔｙ制御信号の各周期の間にレシオメトリック計算が複数回更新されるようにする。以下に説明する特定の例において、マイクロコントローラ９は、ｐｏｌａｒｉｔｙ制御信号の各周期の間にφＦのレシオメトリック計算を４回更新する。この更新レートは、第５の実施形態において達成される更新レートより２倍速いが、異なる一組のトレードオフを有する。本実施形態において達成される測定値の実際の分解能は、ＡＤＣ１３の絶対分解能により完全に判定される。第５の実施形態において達成される測定値の分解能は、更新レート周波数とマイクロコントローラ９内のタイマ１０５の収集レジスタのクロック周波数との比率により完全に判定される。現在利用可能なマイクロコントローラ９の一般的な性能を考慮すると、３２ｋＨｚ未満の更新レート周波数において、第５の実施形態は第６の実施形態より高い分解能を提供する。また、第５の実施形態は２つの測定回路のみを使用するため（第６の実施形態の３つの測定回路と比較して）、非常に安価な解決策を提供し、これは、回路網が混合信号ＡＳＩＣに一体化される用途により適している。しかし、高速回転センサに望ましい２５０ｋＨｚの更新レート等の非常に高い更新レートにおいて、第５の実施形態の分解能は大幅に低下するが、第６の実施形態の分解能は変化しない。
【０３１０】
図３４は、本実施形態において使用される測定回路Ｎ１及びＮ２の好適な設計を示す。測定回路Ｎ１及びＮ２の各々は検出コイル４の一方からのセンサ信号のみを受信するため、第１の実施形態の測定回路２５において使用された多重化スイッチ５５は不要であり（図５を参照）、入力信号は復調スイッチ５６に直接印加される。従って、測定回路Ｎ１において、センサ入力１＋／１−からの精正弦信号が復調スイッチ５６−３の入力に印加され、測定回路Ｎ２において、センサ入力２＋／２−からの精余弦信号が復調スイッチ５６−４の入力に印加される。上述のように、復調スイッチ５６は、実際は、入力されたセンサ信号と、センサ信号を復調する成分（ｅｘ＿ｓｈｉｆｔｅｄ）及びセンサ信号を中間復調周波数に再変調する各ｐｏｌａｒｉｔｙ制御信号（ｐｏｌａｒｉｔｙ＿Ｎ１／ｐｏｌａｒｉｔｙ＿Ｎ２）を含む復調制御信号（ｄｅｍｏｄ＿Ｎ１／ｄｅｍｏｄ＿Ｎ２）とを乗算する。各復調スイッチ５６から出力された信号は、各増幅／フィルタリング回路８３（測定回路Ｎ１では８３−３であり、測定回路Ｎ２では８３−４である）に入力される。本実施形態における復調スイッチ５６及び増幅／フィルタリング回路８３の動作は、第１の実施形態とほぼ同一であり、更に説明しない。
【０３１１】
しかし、対応する復調スイッチ５６の動作をオン／オフするために、追加の制御信号（測定回路Ｎ１に対するｅｎ＿Ｎ１及び測定回路Ｎ２に対するｅｎ＿Ｎ２）がマイクロコントローラ９により各測定回路Ｎ１及びＮ２に対して提供される。制御信号ｅｎ＿Ｎ１は、実際は、測定回路Ｍも通る精正弦センサ信号との時分割多重化を可能にするために、入力１＋／１−における精正弦センサ信号を測定回路Ｎ１から切断するために使用される。同様に、制御信号ｅｎ＿Ｎ２は、実際は、測定回路Ｍも通る精余弦センサ信号との時分割多重化を可能にするために、入力２＋／２−における精余弦センサ信号を測定回路Ｎ２から切断するために使用される。
【０３１２】
図３５は、本実施形態において使用される測定回路Ｍの形態を示す。図３５と図５とを比較することによりわかるように、測定回路Ｍは、実際はセンサ入力を測定回路Ｍから切断するために使用される制御信号ｅｎ＿Ｍが提供されることを除いて、第１の実施形態において使用される測定回路とほぼ同一である。ｅｎ＿Ｍ制御信号をｅｎ＿Ｎ１及びｅｎ＿Ｎ２の逆にすることにより、測定回路Ｍが測定回路Ｎ１／Ｎ２と同時に精正弦センサ入力又は精余弦センサ入力からの信号を処理しようとすることから生じる衝突を回避できる。測定回路Ｍの残りの要素は第１の実施形態とほぼ同一であり、更に詳細に説明しない。
【０３１３】
サンプル切り替え回路網
図３６は、図３６にＡＤＣ１３−３、１３−４及び１３−５として示す３つの独立したＡＤＣチャネルを有する相対的に低速の３チャネルデルタシグマＡＤＣ１３と共に使用されるサンプル切り替え回路網１５の好適な設計を示す。３つの測定回路からの信号（ＡＦ＿ｏｕｔ）は、対応するスイッチ１５１−３、１５１−４又は１５１−５の位置に依存して、２つのコンデンサＣ１及びＣ２の一方に格納される。本実施形態において、ｐｏｌａｒｉｔｙ制御信号の周期の前半の間、信号ＡＦ＿ｏｕｔはコンデンサＣ１に格納され、ｐｏｌａｒｉｔｙ制御信号の周期の後半の間、信号ＡＦ＿ｏｕｔはコンデンサＣ２に格納される。コンデンサを切り替える正確なタイミングは、測定回路Ｎ１に対する制御信号ｓａｍｐｌｅ＿ｓｗＮ１、測定回路Ｎ２に対する制御信号ｓａｍｐｌｅ＿ｓｗＮ２及び測定回路Ｍに対する制御信号ｓａｍｐｌｅ＿ｓｗＭにより制御される。これらの制御信号は、ｐｏｌａｒｉｔｙ制御信号と同一の周期を有するが、対応する増幅及びフィルタリングされた信号ＡＦ＿ｏｕｔが最大値及び最小値である時点の近くでコンデンサＣ１及びＣ２の切り替えが行われるように位相シフトされる。このタイミングは、対応する増幅／フィルタリング回路８３により導入される位相シフトに依存し、事前に実験により判定される。増幅／フィルタリング回路８３において使用される電子構成要素の公差に起因する異なる測定回路５１により導入される位相シフトの相違は、それにより実際は測定回路の相対利得が変化し、測定値処理部１９による測定値の処理（以下に説明する）が測定回路５１間の利得の相違の影響を除去するように設計されるため、問題でない。
【０３１４】
制御信号ｓａｍｐｌｅ＿ｓｗＮ１、ｓａｍｐｌｅ＿ｓｗＮ２及びｓａｍｐｌｅ＿ｓｗＭは更に、どちらのコンデンサＣ１又はＣ２がスイッチ１５７−３、１５７−４及び１５７−５を介して対応するＡＤＣチャネル１３−３、１３−４又は１３−５に接続されるかを制御する。スイッチ１５１及び１５７、並びに／又はそれらのスイッチからコンデンサＣ１及びＣ２への接続は、信号ＡＦ＿ｏｕｔがコンデンサＣ１に格納中である場合はコンデンサＣ２が対応するＡＤＣチャネル１３−３、１３−４及び１３−５に接続され、信号ＡＦ＿ｏｕｔがコンデンサＣ２に格納中である場合はコンデンサＣ１が対応するＡＤＣチャネル１３−３、１３−４及び１３−５に接続されるように構成される。
【０３１５】
図３６に示すように、ＡＤＣチャネル１３−３、１３−４及び１３−５はそれぞれ、制御信号ＡＤＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒＮ１、ＡＤＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒＮ２及びＡＤＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒＭによりトリガされる。本実施形態において、これらの制御信号はｓａｍｐｌｅ＿ｓｗ制御信号の２倍の周波数を有し、i）対応する切り替え回路１５１がコンデンサＣ１からＣ２に切り替わる度に、コンデンサＣ１に格納された電圧レベルがデジタル値に変換され、測定値処理部１９による処理のためにメモリ１７に格納され、ii）対応する切り替え回路１５１がコンデンサＣ２からＣ１に切り替わる度に、コンデンサＣ２に格納された電圧レベルがデジタル値に変換され、測定値処理部１９による処理のためにメモリ１７に格納されるように、対応するｓａｍｐｌｅ＿ｓｗ制御信号に対して位相遅延される。
【０３１６】
タイミングチャート及び信号の例
図３７は、測定回路Ｎ１を制御するために使用される制御信号及び測定回路Ｎ１から出力される信号ＡＦ＿ｏｕｔＮ１の一例を示すタイミングチャートである。特に、図３７は、制御信号ｅｘ＿ｓｈｉｆｔｅｄ、ｐｏｌａｒｉｔｙ＿Ｎ１、ｄｅｍｏｄ＿Ｎ１、ｅｎ＿Ｎ１、ｓａｍｐｌｅ＿ｓｗＮ１及びＡＤＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒＮ１を示す。図３７からわかるように、ｅｎ＿Ｎ１制御信号は、ｐｏｌａｒｉｔｙ＿Ｎ１制御信号の周波数の４倍の周波数を有し、ｐｏｌａｒｉｔｙ＿Ｎ１制御信号の立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジがｅｎ＿Ｎ１制御信号のエッジと一致するようにｐｏｌａｒｉｔｙ＿Ｎ１制御信号と位相を揃えられる（これは必須でない）。図３７は更に、ｓａｍｐｌｅ＿ｓｗＮ１制御信号がｐｏｌａｒｉｔｙ＿Ｎ１制御信号と同一の周波数を有するが、ＡＦ＿ｏｕｔＮ１信号が最大値又は最小値である時点とほぼ同時にｓａｍｐｌｅ＿ｓｗＮ１制御信号の立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジが発生するようにｐｏｌａｒｉｔｙ＿Ｎ１制御信号に対して位相シフトされることを示す。ＡＤＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒＮ１制御信号は、ｓａｍｐｌｅ＿ｓｗＮ１制御信号の２倍の周波数を有し、ｓａｍｐｌｅ＿ｓｗＮ１制御信号の立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジの直後に立ち上がりエッジが発生するように位相が設定される。このように、ＡＤＣチャネル１３−３がＡＤＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒＮ１制御信号の各立ち上がりエッジにおいて変換を行うようにトリガされる場合、ＡＤＣチャネル１３−３は、ＡＦ＿ｏｕｔＮ１信号の連続する正のピーク及び負のピークに対応する一連のデジタル値を出力する。
【０３１７】
図３７からわかるように、ＡＦ＿ｏｕｔＮ１信号は上述した例より正弦波状でない。これは、ｅｎ＿Ｎ１制御信号により生じる低周波数の高調波が原因である。しかし、信号波形は依然として、ｐｏｌａｒｉｔｙ＿Ｎ１制御信号の周期（Ｔ＿ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）に対応する周期で周期的に変化しており、ＡＦ＿ｏｕｔ信号のピークはｐｏｌａｒｉｔｙ＿Ｎ１制御信号の各周期の間の同時点に現れるため、これは問題でない。上述したように、ＡＦ＿ｏｕｔ信号のピーク振幅はターゲットの位置と共に略正弦波状に変化する。ＡＤＣ１３がピークの直前又は直後にサンプリングする場合、生じる誤差は対応する測定回路５１の利得の相違として反映され、そのような利得の相違は以下に説明するように測定値処理部１９により補償されるため、問題ない。
【０３１８】
図３８は、他の２つの測定回路Ｎ２及びＭを制御するために使用される制御信号の相対的タイミングを示す。図３８に示すように、制御信号ｅｎ＿Ｎ２（測定回路Ｎ２のオン／オフを制御するために使用される）はｅｎ＿Ｎ１制御信号と同一のタイミングを有する。このように、測定回路Ｎ１及びＮ２は共にオン／オフにされる。測定回路Ｍのオン／オフを制御するために使用される制御信号ｅｎ＿Ｍは制御信号ｅｎ＿Ｎ１／ｅｎ＿Ｎ２の逆であり、そのため、精正弦検出コイルからの信号が測定回路Ｍを通っている時に測定回路Ｎ１がオフにされ、精正弦検出コイルからの信号が測定回路Ｍを通っていない時に測定回路Ｎ１がオンにされ、精余弦検出コイルからの信号が測定回路Ｍを通っている時に測定回路Ｎ２がオフにされ、精余弦検出コイルからの信号が測定回路Ｍを通っていない時に測定回路Ｎ２がオンにされる。そのため、制御信号ｐｏｌａｒｉｔｙ＿Ｍ、ｓａｍｐｌｅ＿ｓｗＭ及びＡＤＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒＭは、制御信号ｅｎ＿Ｎ１の周期のちょうど半分（換言すると、ｐｏｌａｒｉｔｙ＿Ｎ１制御信号の周期の８分の１）シフトされる。
【０３１９】
システム全体の更新レートを最適化し且つ測定値処理部１９による後続の処理を容易にするために、測定回路Ｎ２を制御するために使用される制御信号のタイムラインを測定回路Ｎ１を制御するために使用される制御信号に対してシフトするのが有利である。本実施形態において、図３８に示すように、ｅｎ＿Ｎ２制御信号はｅｎ＿Ｎ１制御信号と同一であるが、制御信号ｐｏｌａｒｉｔｙ＿Ｎ２、ｓａｍｐｌｅ＿ｓｗＮ２及びＡＤＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒＮ２はｅｎ＿Ｎ２信号の１周期分シフトされる。このように、ＡＦ＿ｏｕｔＮ２信号の正のピーク及び負のピークは、ＡＦ＿ｏｕｔＮ１信号の正のピーク及び負のピークから極性変調周期の４分の１離れて発生する。制御信号をこのように構成することにより、ｐｏｌａｒｉｔｙ＿Ｎ１制御信号の周期毎にターゲットの位置の４つの更新が計算される。
【０３２０】
図３９は、３つの測定回路５１により出力されてもよい一般的な信号を示し、正のピーク及び負のピークの相対的タイミングを示す。本実施形態において使用される制御信号のタイミングを選択した結果、３つのＡＤＣチャネル１３−３、１３−４及び１３−５が３つの測定回路からの値を変換するタイミング（図３９において矢印で示す）は、１つの変調周期において分散され、精正弦センサ信号の２つの測定値及び精余弦センサ信号の２つの測定値がｐｏｌａｒｉｔｙ制御信号の１周期において取得される。以下の説明から明らかになるように、新しい精正弦測定値又は新しい精余弦測定値が取得される度に、測定値処理部１９はターゲットの位置情報を更新できる。図３９は、測定値が測定回路Ｍから測定されるタイミングを更に示し、精正弦信号の測定値が測定回路Ｍから取得される度に、測定値処理部１９は、測定回路Ｎ１と測定回路Ｍとの間の相対利得を較正するために使用される較正データを更新できる。同様に、精余弦信号の測定値が測定回路Ｍから取得される度に、測定値処理部１９は、測定回路Ｎ２と測定回路Ｍとの間の相対利得を較正するために使用される較正データを更新できる。
【０３２１】
センサ入力の多重化
上述したように、全てのセンサ入力は、測定回路Ｍを介して時分割多重化される。図４０は、制御信号ｉｎ１＿Ｍ、ｉｎ２＿Ｍ及びｉｎ３＿Ｍを使用してこれが達成される方法を示すタイミングチャートである。図４０に示さないが、各センサ信号は複数の周期に対して選択される（通常は、１つのセンサ入力から別のセンサ入力への切り替え後の測定回路Ｍにおけるアナログ信号の過渡緩和を可能にするために、ｐｏｌａｒｉｔｙ＿Ｍ制御信号の少なくとも４周期に対して）。通常、（別のセンサ入力に切り替わる前の）測定回路Ｍからの最後の３つ又は４つの測定値のみが、センサ信号の中間レールレベル及び振幅を計算するために使用される。
【０３２２】
図４０からわかるように、検出サイクルは６つの検出間隔（ｉ＝１〜ｉ＝６に対応する）を有し、ｉ＝１に対応する検出間隔の間は精正弦コイルからの信号（入力１＋／１−）が選択されて復調スイッチ５６−５を通され、ｉ＝２に対応する検出間隔の間は精余弦コイルからの信号（入力２＋／２−）が選択されて復調スイッチ５６−５を通され、ｉ＝３に対応する検出間隔の間は粗正弦コイルからの信号（入力３＋／３−）が選択されて復調スイッチ５６−５を通され、ｉ＝４に対応する検出間隔の間は粗余弦コイルからの信号（入力４＋／４−）が選択されて復調スイッチ５６−５を通され、ｉ＝５及びｉ＝６に対応する検出間隔の間は基準信号（入力５＋／５−）が選択されて復調スイッチ５６−５を通される。基準信号（入力５＋／５−）に対する２つの別個の測定は、基準信号の位相の正確な値を計算するために、ｅｘ＿ｓｈｉｆｔｅｄ信号に対する異なる位相、すなわちｅｘ＿０信号及びｅｘ＿９０信号を用いて実行される。図１４を参照して上述したように、この位相は、励起クロックｅｘ＿ｃｌｏｃｋの位相を調整するために使用される。測定回路Ｍを介するセンサ信号の多重化は、第１の実施形態において実行される多重化と同様であるため、詳細な説明を省略する。図４０は、この時間の間、測定回路Ｎ１が精正弦センサ信号を取得しており、測定回路Ｎ２が精余弦センサ信号を取得していることを更に示す。
【０３２３】
測定値の処理
ピーク振幅の判定
新しいデジタル値がＡＤＣチャネル１３−３、１３−４又は１３−５のうちの１つにより変換されてメモリ１７に格納される度に、測定値処理部１９は、対応するＡＦ＿ｏｕｔ信号のピーク振幅を更新する（且つ、ピーク振幅を計算するのに使用される中間レール電圧を更新する）。測定値処理部１９は、当該測定回路５１から取得された最後の３つの測定値Ｖｎ、Ｖｎ−１及びＶｎ−２を使用して、この処理を以下のように実行する。
【数１４４】
0006514205.tif 000147
要望に応じて、中間レール電圧の計算値における雑音を低減するために、この値を時間にわたり更に平均してもよい。その後、測定値処理部１９は、対応するＡＦ＿ｏｕｔ信号のピーク振幅を以下のように判定する。
【数１４５】
0006514205.tif 000148
式中、Ｖｎは、当該測定回路５１に対してメモリ１７に格納された最新の測定値であり、係数ｋの値は、ＡＤＣ１３がＡＦ＿ｏｕｔ信号の最大値及び最小値を連続してサンプリングしていることを考慮するために、０と１を循環する。
【０３２４】
測定回路Ｍに対する測定回路Ｎ１の較正
第１の実施形態と同様に、測定値処理部１９は、ターゲットの位置（φＦ）を以下のように判定する。
【数１４６】
0006514205.tif 000149
式中、
【数１４７】
0006514205.tif 000150
は、精正弦センサから取得された最新の振幅測定値であり、
【数１４８】
0006514205.tif 000151
は、精余弦センサから取得された最新の振幅測定値である。精正弦振幅値及び精余弦振幅値が測定回路Ｎ１及びＮ２により測定された値である場合、測定回路Ｎ１が測定回路Ｎ２と異なる利得を有するため、結果として得られる値は大きい雑音を含みやすい。従って、本実施形態において、測定値処理部１９は、測定回路Ｍから取得された測定値を使用して、測定回路Ｎ１及びＮ２からの測定値に適用される各利得補正（並びに、いくつかの例ではオフセット補正）を判定する。実際は、測定値処理部１９は、測定回路Ｎ１及び測定回路Ｎ２の各々に対するマッピングを判定する。当該マッピングは、測定回路Ｍが測定値を生成した場合に出力される値になるように、測定回路Ｎ１及びＮ２により生成された測定値を共通の測定回路（測定回路Ｍ）にマッピングする。当然、測定回路Ｎ１及びＮ２から取得された測定値を測定回路Ｍが生成した場合の測定値にマッピングする代わりに、測定回路Ｎ１により生成された測定値を測定回路Ｎ２により生成される測定値にマッピングするか又は測定回路Ｎ２により生成された測定値を測定回路Ｎ１により生成される測定値にマッピングするマッピングデータが判定されてもよい。しかし、上述したブレークスルー補正等の他の補正が可能になるため、測定回路Ｍへのマッピングが有利である。このマッピングが達成される方法を以下に更に詳細に説明する。
【０３２５】
測定回路Ｎ１と測定回路Ｍとの間のマッピングを判定するために、測定値処理部１９は、これら２つの測定回路により同一の入力信号に対して生成された測定値を収集して比較する。上述したように、ｉ＝１に対応する検出間隔の間、測定回路Ｍは精正弦入力１＋／１−から測定値を取得するように構成される。これらの測定値は、測定回路Ｎ１から取得された測定値と時分割多重化される（ｅｎ＿Ｎ１制御信号及びｅｎ＿Ｍ制御信号により）。図３９からわかるように、ｐｏｌａｒｉｔｙ変調信号の１周期の間、測定回路Ｎ１からの測定値は時間ｔ０及びｔ４に取得され、測定回路Ｍからの測定値は時間ｔ１及びｔ５に取得される。ｔ０とｔ４との間にターゲットの位置が変化しないか又は一定の速度で変化すると仮定する場合、測定値処理部１９は、測定回路Ｎ１が時間ｔ１に測定値を生成した場合に判定されただろう値の近似を次式から判定できる。
【数１４９】
0006514205.tif 000152
式中、
【数１５０】
0006514205.tif 000153
は、時間ｔ４に測定回路Ｎ１から取得された測定値であり、
【数１５１】
0006514205.tif 000154
は、時間ｔ０に測定回路Ｎ１から取得された測定値である。
【０３２６】
測定値
【数１５２】
0006514205.tif 000155
及び
【数１５３】
0006514205.tif 000156
（時間ｔ１に測定回路Ｍから取得された測定値に対応する）の対は、循環メモリ（メモリ１７の一部を形成する）に書き込まれる。そのような測定値の最新の対を集めてグループ化する（較正セットとして）ことにより、測定値処理部１９は、２つの測定回路から取得された測定値をマッピングする最適合線を次式のように見つけることができる。
【数１５４】
0006514205.tif 000157
【数１５５】
0006514205.tif 000158
の値が大きい場合、マッピングが
【数１５６】
0006514205.tif 000159
の値のみにより定義されるように、
【数１５７】
0006514205.tif 000160
の値を０に設定できる。このマッピング式を用いることにより、測定値処理部１９は、測定回路Ｍが別のセンサ入力を測定している時でも、測定回路Ｎ１から取得された精正弦信号の新しい測定値を測定回路Ｍから取得される測定値に変換できる。更に、次の検出サイクルにおいて、測定回路Ｍが精正弦センサ入力からの信号を再度測定する場合、測定値
【数１５８】
0006514205.tif 000161
及び
【数１５９】
0006514205.tif 000162
の別の対が較正セットに追加され（最も古い対がセットから破棄され）、
【数１６０】
0006514205.tif 000163
の値が以下のように更新される。
【数１６１】
0006514205.tif 000164
ここで、較正セット内の全ての測定値対が合計される。通常、
【数１６２】
0006514205.tif 000165
の値における雑音の低減と高速で移動するターゲット５に対して信号振幅が急速に変化している場合にマッピングデータを高速で更新するという要求とのトレードオフを達成するために、測定値
【数１６３】
0006514205.tif 000166
及び
【数１６４】
0006514205.tif 000167
の最新の対のうち最大１６個の対が較正手順において使用される。
【０３２７】
測定値
【数１６５】
0006514205.tif 000168
及び
【数１６６】
0006514205.tif 000169
の振幅が第１の閾値Ｖｔｈｒ１を下回る場合、測定値処理部１９は
【数１６７】
0006514205.tif 000170
の値を一定に維持し、その代わりに、較正データセットを使用して、オフセット値
【数１６８】
0006514205.tif 000171
に対する最適値を次式により見つける。
【数１６９】
0006514205.tif 000172
【０３２８】
式中、ｕは較正データセット内の測定値対の数である。
【数１７０】
0006514205.tif 000173
及び
【数１７１】
0006514205.tif 000174
の測定値の振幅が増加して第２の閾値Ｖｔｈｒ２（第１の閾値より大きい）を上回ると、
【数１７２】
0006514205.tif 000175
の値が最良線形適合による方法により再度更新され、
【数１７３】
0006514205.tif 000176
の値が再度０に設定される。このように、測定値
【数１７４】
0006514205.tif 000177
及び
【数１７５】
0006514205.tif 000178
の対の殆どが０に近い較正データセットに対して、
【数１７６】
0006514205.tif 000179
の計算値に対する大きい動的誤差を低減できる。第１の閾値Ｖｔｈｒ１の一般的な値は、ＡＤＣ１３に印加される基準電圧の５％であり、第２の閾値Ｖｔｈｒ２の一般的な値は、ＡＤＣ１３に印加される基準電圧の８％である。
【０３２９】
高速で移動するターゲットの場合、振幅と閾値を比較するのでなく、測定値処理部１９は、以下の条件が満たされるまで係数
【数１７７】
0006514205.tif 000180
の値を更新し続けることにより、
【数１７８】
0006514205.tif 000181
を固定して最適なオフセット値（
【数１７９】
0006514205.tif 000182
）を探し始める時を判定してもよい。
【数１８０】
0006514205.tif 000183
これは、最後の測定値が第１の閾値Ｖｔｈｒ１を下回る場合でも較正データセット内の先行の値の殆どが第１の閾値Ｖｔｈｒ１を十分に上回る可能性が高く、依然として係数
【数１８１】
0006514205.tif 000184
の値を更新する方がよいためである。しかし、較正セット内の全ての測定値が第１の閾値Ｖｔｈｒ１を下回った場合、
【数１８２】
0006514205.tif 000185
を固定して最適なオフセット値
【数１８３】
0006514205.tif 000186
を探す方が適切になる。
【０３３０】
図４１は、
【数１８４】
0006514205.tif 000187
及び
【数１８５】
0006514205.tif 000188
の測定値が異なる較正セット１６１及び１６３内で異なる様子を示すグラフである。測定値１６１の場合、測定値処理部１９は、オフセット
【数１８６】
0006514205.tif 000189
を０に設定し、較正セット１６１内の測定値対に最も適合する
【数１８７】
0006514205.tif 000190
の値を探す。しかし、較正セット１６３内の測定値対の場合、測定値の振幅が第１の閾値Ｖｔｈｒ１を下回るため、
【数１８８】
0006514205.tif 000191
の値は現在の値に固定され、測定値処理部１９は較正セット１６３に最も適合するオフセット
【数１８９】
0006514205.tif 000192
の値を判定する。
【０３３１】
測定回路Ｍに対する測定回路Ｎ１の較正
測定回路Ｍに対する測定回路Ｎ２により生成された測定値の較正は同様であるが、２つの測定チャネルにおける測定値の相対的タイミングにより、小さい変更が必要とされる。特に、測定回路Ｎ２からの精余弦信号の測定値は時間ｔ２及びｔ６に取得され、測定回路Ｍでは時間ｔ５に取得される。時間ｔ５の方が測定回路Ｎ２からの最新の測定値に近いため、測定回路Ｎ２が時間ｔ５に測定値を生成した場合に判定されただろう値の近似は、次式から判定される。
【数１９０】
0006514205.tif 000193
式中、
【数１９１】
0006514205.tif 000194
は、時間ｔ６に測定回路Ｎ２から取得された測定値であり、
【数１９２】
0006514205.tif 000195
は、時間ｔ２に測定回路Ｎ２から測定された測定値である。
【０３３２】
上述したように、測定値処理部１９は、そのような測定値（
【数１９３】
0006514205.tif 000196
及び
【数１９４】
0006514205.tif 000197
）の最新の対を集めてグループ化し（較正セットとして）、２つの測定回路から取得された測定値をマッピングする最適合線を次式のように見つける。
【数１９５】
0006514205.tif 000198
【０３３３】
上述したように、測定値の振幅が第２の閾値より大きい場合、オフセット
【数１９６】
0006514205.tif 000199
は０に設定されてもよく、測定値の振幅が第１の閾値を下回る場合、利得項
【数１９７】
0006514205.tif 000200
は固定されてもよい。
【０３３４】
測定値の更新
図３９に示すように、ｐｏｌａｒｉｔｙ制御信号の各周期の間、測定回路Ｎ１は時間ｔ０及びｔ４にＶＦＳの新しい測定値を生成し、測定回路Ｎ２は時間ｔ２及びｔ６にＶＦＣの新しい測定値を生成する。これらの測定値のうちの１つが使用可能になる度に、測定値処理部は、最初に格納済みマッピングデータを使用して新しい測定値を測定回路Ｍにマッピングすることにより、ターゲットの位置（φＦ）を更新できる。新しい測定値が測定回路Ｎ１からである場合、以下の格納済みマッピングデータを使用する。
【数１９８】
0006514205.tif 000201
あるいは、新しい測定値が測定回路Ｎ２からである場合、以下の格納済みマッピングデータを使用する。
【数１９９】
0006514205.tif 000202
その後、逆正接関数を使用して、ターゲットの位置を判定する。
【数２００】
0006514205.tif 000203
【０３３５】
これにより、位置の更新をｐｏｌａｒｉｔｙ制御信号の周期毎に４回取得できる。
【０３３６】
動的誤差の補正
値ＶＦＳ及びＶＦＣが異なる瞬間に測定されるため、ターゲット５の判定される位置は、低速で移動するターゲットの場合は位置を正確に反映するが、高速で移動するターゲット５の場合は重大な動的誤差を有する。この動的誤差を補正するために、測定値処理部１９は、φＦの値の２つの別個の変化率を判定する。一方の変化率は、測定値ＶＦＳがＶＦＣの測定の前に取得される場合に取得される位置の更新から導出される。
【０３３７】
ΔφＦ１２＝φＦｎ−φＦｎ−２                                          （２９７）
他方の変化率は、測定値ＶＦＣがＶＦＳの測定の前に取得される場合に取得される位置の更新から導出される。
【０３３８】
ΔφＦ２１＝φＦｎ−１−φＦｎ−３                                      （２９８）
これらの２つの値ΔφＦ１２及びΔφＦ２１は、速度パラメータを取得するために更に平均可能である。
【数２０１】
0006514205.tif 000204
【０３３９】
この速度パラメータは、計算された位相φＦの平均変化率を表すため、ターゲット５の移動速度に正確には等しくない。しかし、計算された位相φＦがターゲット５の位置に関して略線形であるため（図２を参照）、測定された位相の変化率はターゲットの位置の変化率（＝速度）に略比例する。
【０３４０】
ＶＦＣの前に取得されるＶＦＳ
従って、測定値ＶＦＣが測定回路Ｎ２から取得される前に測定回路Ｎ１から取得される測定値ＶＦＳを使用してターゲットの位置情報が判定される場合、ＡＤＣ１３から取得された生データを使用して測定値処理部１９により判定されるピーク間電圧測定値は、以下のように書くことができる。
【数２０２】
0006514205.tif 000205
上記の式から、測定値処理部１９はφＦに以下の補償を適用する必要があることがわかる。
【数２０３】
0006514205.tif 000206
【０３４１】
式からわかるように、φＦに適用される補償はφＦの値に依存し、従って、検出コイル４に対するターゲット５の位置に依存して異なる補償が実行される。連続する時間に取得された測定値を使用するため、この補償は、ターゲット５の判定された位置の動的誤差を大幅に減少できる（５０倍も）。粗スケール及び精スケールにおける周期数の比率に従って減少された速度パラメータを使用して、粗位置測定値に対する同様の動的補償を実行できる。
【０３４２】
ＶＦＳの前に取得されるＶＦＣ
測定値ＶＦＳが測定回路Ｎ１から取得される前に測定回路Ｎ２から取得される測定値ＶＦＣを使用してターゲットの位置情報が判定される場合、ＡＤＣ１３から取得された生データを使用して測定値処理部１９により判定されるピーク間電圧測定値は、以下のように書くことができる。
【数２０４】
0006514205.tif 000207
上記の式から、測定値処理部１９はφＦに以下の補償を適用する必要があることがわかる。
【数２０５】
0006514205.tif 000208
【０３４３】
このように、２つの精検出コイルからの信号が測定回路Ｎ１及びＮ２により測定される順序に依存して、異なる補償が実行される。この動的補償は、算術により計算されてもよく、あるいは、計算を高速化するために、事前に判定されてルックアップテーブルに格納されてもよい。例えば補償は、どちらの信号ＶＦＳ又はＶＦＣが最初に測定されるかに依存して、次式から判定可能である。
【数２０６】
0006514205.tif 000209
Ｋ１２及びＫ２１の値は、テーブルに対する指標を判定するために例えば以下のようにφＦを使用して、ルックアップテーブルから判定される。
【数２０７】
0006514205.tif 000210
この場合、ルックアップテーブルの長さは１０２４であり、１つの列が係数Ｋ１２であり、別の列が係数Ｋ２１である。このルックアップテーブルは、動的補正データ３１の一部としてマイクロコントローラ９の不揮発メモリに格納される。ルックアップテーブル内の異なるエントリに対するＫ１２及びＫ２１の値は、次式から事前に判定可能である。
【数２０８】
0006514205.tif 000211
【０３４４】
あるいは、係数Ｋ１２及びＫ２１は、ターゲットの異なる移動速度におけるφＦに対する生の結果と実際の位置φＦｔｒｕｅとの間の最良線形適合を見つけることにより、実験から判定可能である。
【数２０９】
0006514205.tif 000212
最良線形適合は、値ＶＦＳが最初に測定された場合のデータセットに対して（Ｋ１２に対して）別個に実行され、値ＶＦＣが最初に測定された場合のデータセットに対して（Ｋ２１に対して）別個に実行される。係数Ｋ１２及びＫ２１に対する適切な値が見つかると、係数はマイクロコントローラ９のメモリ内のルックアップテーブルに格納され、測定値処理部１９により計算された生のターゲット位置データ（φＦ）を補正するために使用される。
【０３４５】
上記の位相測定値に対する動的調節は、位相測定値φＦが一定であるか又はほぼ一定の変化率で変化しているという妥当な仮定に基づいて実行された。この方法は、動的誤差に対する可能な限り最良の補償を提供するが、ＡＦ＿ｏｕｔＮ１信号及びＡＦ＿ｏｕｔＮ２信号の振幅の変化率が一定であるというあまり現実的でない仮定に基づいて動的誤差を調節する可能性がある。実際、ＡＦ＿ｏｕｔ信号の振幅はターゲットの位置の正弦波関数に従って変化しており、従って、一定速度で移動しているターゲットに対して非線形に変化しているため、不正確な補正が提供される。しかし、この方法は、ルックアップテーブルを使用せずに妥当な補正を提供できる。すなわち、測定値ＶＦＣが測定回路Ｎ２から取得される前に測定回路Ｎ１から取得された測定値ＶＦＳを使用してターゲットの位置情報が判定される場合、ＡＤＣ１３から取得された生データを使用して測定処理部１９により判定された最後の振幅測定値ＶＦＳｎの動的変化を次式により補正できる。
【数２１０】
0006514205.tif 000213
この新しい値は、ターゲットの位置情報を計算するために使用可能である（φＦ＝ａｔａｎ（ＶＦＳｄｙｎ，ｃｏｒｒ／ＶＦＣｃｏｒｒ））。あるいは、測定値ＶＦＳが測定回路Ｎ１から取得される前に測定回路Ｎ２から取得された測定値ＶＦＣを使用してターゲットの位置情報が判定される場合、ＡＤＣ１３から取得された生データを使用して測定処理部１９により判定された最後の振幅測定値ＶＦＣｎの動的変化を次式により補正できる。
【数２１１】
0006514205.tif 000214
この新しい値は、φＦ＝ａｔａｎ（ＶＦＳｃｏｒｒ／ＶＦＣｄｙｎ，ｃｏｒｒ）の解を計算するために使用可能である。
【０３４６】
ブレークスルーの除去
上記の計算は、ターゲット５が存在しない状態でも励起コイル２から検出コイル４及び６への直接結合により生じる上述した望ましくないブレークスルーオフセットの除去を含まない。第１の実施形態においてブレークスルーオフセットを除去したのと同様の方法で、計算を以下のように変更することによりブレークスルーオフセットを除去できる。
【数２１２】
0006514205.tif 000215
式中、ＶＥＸＭは、測定回路Ｍの入力５＋／５−に印加された励起基準電圧の最新の振幅測定値である。係数ＯＦＳ及びＯＦＣは、ターゲット５が存在しない状態で入力１＋／１−及び２＋／２−からの信号が測定回路Ｍにより測定される較正モードの間に判定される係数である。この較正測定の手順は第１の実施形態において上述したため、再度説明しない。
【０３４７】
測定回路Ｍから取得された測定値は、図１３及び図１４を参照して上述した方法で励起信号の位相を制御するためにも使用可能である。
【０３４８】
利得の調節
いくつかのセンサの用途において、センサヘッド８とターゲット５との間の距離は事前にわからず、センサの動作中に大幅に変化する場合がある。そのため、精スケール検出コイル６−１及び６−２の対からの信号の振幅は約１０倍変化する場合があり、その結果、ＡＤＣ１３の入力においてはるかに小さい信号をサンプリングする時の分解能の低下により、位置分解能の明らかな低下が生じる。本実施形態は、最適なアナログ信号デジタル化を達成するために、３つ全ての独立した測定回路５１の利得を調節する単純なアルゴリズムを提供する。利得設定に対する必要な変化を監視するために、測定値処理部１９は、チャネルＮ１及びＮ２における結合振幅を次式により判定する。
【数２１３】
0006514205.tif 000216
【０３４９】
ＶＦが第１の閾値ＶＦｔｈｒ１を下回る場合、測定値処理部１９は、３つ全ての測定回路Ｎ１、Ｎ２及びＭの利得を同様の量増加する。ＶＦが第２の閾値ＶＦｔｈｒ２を上回る場合、測定値処理部１９は、３つ全ての測定回路の利得を同様の量減少する。
【０３５０】
最初に、測定チャネルＭのみにおいて利得設定が変更される。測定回路Ｎ１と測定回路Ｍとの間の現在の線形マッピングの係数及び測定回路Ｎ２と測定回路Ｍとの間の現在の線形マッピングの係数は、測定値処理部１９により保存され、測定回路Ｍにおける利得の変更後に較正データセットが完全に更新されるまで使用される。新しい較正データセットが判定されると（利得の変更後に）、測定回路Ｎ１と測定回路Ｍとの間の新しい線形マッピング及び測定回路Ｎ２と測定回路Ｍとの間の新しい線形マッピングが計算され、上述した方法で後続の測定値の更新に使用される。
【０３５１】
次のステップとして、測定回路Ｍは、測定値処理部１９により、走査モード（図４０に示した上述した方法で、異なるセンサ入力が測定回路Ｍを通るように切り替えられる）から、センサ入力対１＋／１−からのセンサ信号が測定回路Ｍを通る固定測定モードに切り替えられる。本ステップの間、測定回路Ｍから取得されたセンサ測定値が測定値処理部１９により精正弦測定値に対する主センサデータとして使用され、従って、測定回路Ｎ１はセンサ測定から解放され、測定処理部１９は測定回路Ｎ１における利得を変更して測定回路Ｎ１に対するマッピングデータを再判定できる。すなわち、測定回路Ｎ１における利得が変更され且つほぼ同時に取得された測定回路Ｎ１及びＭからの測定値の対の新しい較正セットが収集されると、測定値処理部１９はチャネルＮ１とチャネルＭとの間の新しい線形マッピングを判定できる。この新しい線形マッピングは、双方のチャネルＮ１及びＭにおける同等でない利得変化を反映する。
【０３５２】
次のステップとして、測定回路Ｎ１からの測定値が測定値処理部１９によりセンサ出力の主高速更新のソースとして再度使用される。測定チャネルＭは固定モードのままであるが、今度は精余弦入力２＋／２−からのセンサ信号を測定しているため、当該センサ入力に対する主センサ測定の実行から測定回路Ｎ２を解放する。測定値処理部１９は、測定回路Ｎ２における利得を変更できる。測定回路Ｎ２における利得が変更され且つほぼ同時に取得された測定回路Ｎ２及びＭからの測定値の対の新しい較正セットが収集されると、測定値処理部１９はチャネルＮ２とチャネルＭとの間の新しい線形マッピングを判定できる。この新しい線形マッピングは、双方のチャネルＮ２及びＭにおける同等でない利得変化を反映する。
【０３５３】
最後に、測定チャネルＭは、異なるセンサ入力を時分割多重化する（図４０に示すように）主信号走査モードに戻され、測定回路Ｎ１と測定回路Ｍとの間の線形マッピング及び測定回路Ｎ２と測定回路Ｍとの間の線形マッピングの双方を継続的に更新するために上述したように使用され、更に、励起位相調整、オフセットの除去及び粗スケール出力のためのデータを提供する。
【０３５４】
第７の実施形態
上述した第６の実施形態において、相対的に安価な３チャネルデルタシグマＡＤＣが３つの測定回路からの測定値を変換するために使用された。当該ＡＤＣはマイクロコントローラ９に内蔵された。第７の実施形態では、相対的に低速の３回路シグマデルタＡＤＣ１３を使用する代わりに、はるかに高速の単チャネルＡＤＣ１３が３つ全てのアナログ測定回路Ｎ１、Ｎ２及びＭからの測定値を時間多重化して変換するために使用される。通常、そのような高速且つ高分解能のＡＤＣ１３は、マイクロコントローラ９の一部を形成するのでなく外部回路として使用可能である。しかし、この構成の１つの問題は、ＡＤＣ１３の入力サンプルホールド容量において累積されている有限電荷により、連続する変換の間にクロストークが発生することである。
【０３５５】
図４２は、本問題を解決するために本実施形態において使用される例示的なサンプル切り替え回路網１５を示すブロック図である。図４２からわかるように、信号ＡＦ＿ｏｕｔＮ１及びＡＦ＿ｏｕｔ＿Ｎ２（それぞれ、測定回路Ｎ１及びＮ２から出力される）、並びにＡＦ＿ｏｕｔＭ（測定回路Ｍから出力される）及び中間レール電圧が多重化スイッチ１５７−６に入力される。多重化スイッチ１５７−６からの出力は、測定回路Ｎ１、Ｎ２及びＭからの信号の振幅をＡＤＣ１３の測定範囲に一致させるために、オプションのプログラム可能利得増幅器（ＰＧＡ）１５８に入力される。多重化スイッチ１５７−６の位置はｓｗ＿１制御信号及びｓｗ＿２制御信号により制御され、ＡＤＣ１３はＡＤＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒ制御信号により変換を実行するようにトリガされる。増幅／フィルタリング回路網８３は低い出力抵抗を有するように設計されるため、多重化スイッチ１５７−６の入力容量の充電は相対的に速く、アナログ信号のサンプリングがＡＤＣ制御器１３においてトリガされる前に完全に終了する。
【０３５６】
図４３は、本実施形態において使用される測定回路網２５の動作を制御するために使用される種々の制御信号のタイミングを示すタイミングチャートである。図４３に示すように、イネーブル制御信号（ｅｎ＿Ｎ１、ｅｎ＿Ｎ２及びｅｎ＿Ｍ）及びｐｏｌａｒｉｔｙ制御信号は、第６の実施形態において使用されたのと同一である。ｓｗ＿１及びｓｗ＿２制御信号は、ｐｏｌａｒｉｔｙ制御信号の２倍の周波数を有する。ｓｗ＿１及びｓｗ＿２が低い場合、測定回路Ｎ１からの信号がスイッチ１５７−６を通ってＡＤＣ１３に出力され、ｓｗ＿１及びｓｗ＿２が高い場合、測定回路Ｎ２からの信号がスイッチ１５７−６を通ってＡＤＣ１３に出力される。ｓｗ＿１が低く且つｓｗ＿２が高い場合、測定回路Ｍからの信号がスイッチ１５７−６を通ってＡＤＣ１３に出力され、ｓｗ＿１が高くｓｗ＿２が低い場合、中間レールからの信号がスイッチ１５７−６を通ってＡＤＣ１３に出力される。ＡＤＣは、ＡＤＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒ制御信号の立ち上がりエッジにおいてトリガされ、ＡＤＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒ制御信号はｐｏｌａｒｉｔｙ制御信号の８倍の周波数を有する。このように、ｐｏｌａｒｉｔｙ制御信号の１つの検出周期は、実際は８つの間隔に分割される。信号ｓｗ＿１及びｓｗ＿２の位相は、対応するＡＦ＿ｏｕｔ信号が最大値又は最小値を通った直後に信号ＡＦ＿ｏｕｔＮ１、ＡＦ＿ｏｕｔＮ２及びＡＦ＿ｏｕｔＭの切り替えが実行されるように揃えられる。
【０３５７】
第１の間隔（ｉ＝１に対応する）の間、ＡＤＣ１３は測定回路Ｍから取得された信号を変換する。当該間隔において、ＡＦ＿ｏｕｔＭ信号は、間隔ｋ＝１の終端においてｐｏｌａｒｉｔｙ＿Ｍ制御信号が高値から低値に切り替えられた後の最小値に近い。従って、図４３において「−」符号で示す。図４３からわかるように、間隔「ｉ」と対応する間隔「ｋ」との間に遅延が存在する。この遅延は、測定回路５１により導入される遅延に起因する。第２の間隔（ｉ＝２に対応する）の間、ＡＤＣ１３は測定回路Ｎ２から取得された信号を変換する。当該間隔において、ＡＦ＿ｏｕｔＮ２信号は、間隔ｋ＝２の終端にｐｏｌａｒｉｔｙ＿Ｎ２制御信号が高値から低値に切り替えられた後の最小値に近い。従って、図４３において「−」符号で示す。第３の間隔（ｉ＝３に対応する）の間、ＡＤＣ１３はグローバル中間レール電圧レベルから取得された信号を変換する。この測定値は、以下に更に詳細に説明するように、ＰＧＡ１５８及びＡＤＣ１３により導入されたオフセット値を較正するために使用可能である。グローバル中間レール電圧は、名目上はＶｃｃと接地点との間の中間の電圧レベルである。第４の間隔（ｉ＝４に対応する）の間、ＡＤＣ１３は測定回路Ｎ１から取得された信号を変換する。当該間隔において、ＡＦ＿ｏｕｔＮ１信号は、間隔ｋ＝４の終端にｐｏｌａｒｉｔｙ＿Ｎ１制御信号が低値から高値に切り替えられた後の最大値に近い。従って、図４３において「＋」符号で示す。第５の間隔（ｉ＝５に対応する）の間、ＡＤＣ１３は測定回路Ｍから取得された信号を変換する。当該間隔において、ＡＦ＿ｏｕｔＭ信号は、間隔ｋ＝５の終端にｐｏｌａｒｉｔｙ＿Ｍ制御信号が低値から高値に切り替えられた後の最大値に近い。従って、図４３において「＋」符号で示す。第６の間隔（ｉ＝６に対応する）の間、ＡＤＣ１３は測定回路Ｎ２から取得された信号を変換する。当該間隔において、ＡＦ＿ｏｕｔＮ２信号は、間隔ｋ＝６の終端にｐｏｌａｒｉｔｙ＿Ｎ２制御信号が低値から高値に切り替えられた後の最大値に近い。従って、図４３において「＋」符号で示す。第７の間隔（ｉ＝７に対応する）の間、ＡＤＣ１３は中間レール電圧レベルから取得された信号を変換する。最後に、第８の間隔（ｉ＝８に対応する）の間、ＡＤＣ１３は測定回路Ｎ１から取得された信号を変換する。当該間隔において、ＡＦ＿ｏｕｔＮ１信号は、間隔ｋ＝８の終端にｐｏｌａｒｉｔｙ＿Ｎ１制御信号が高値から低値に切り替えられた後の最小値に近い。従って、図４３において「−」符号で示す。
【０３５８】
ＡＤＣ１３を通る信号の切り替えの相対的タイミングは、ＡＦ＿ｏｕｔ信号が各自のピーク値において変換されるように制御される（図３９に示すように）。間隔ｉ＝３及びｉ＝７の間に取得された測定値は中間レール電圧レベルに対応し、ＰＧＡ１５８及びＡＤＣ１３により導入されたオフセットを測定するために使用される。ＰＧＡ１５８により導入された新しいオフセット値の高速更新は、ＰＧＡ１５８において利得を切り替える場合に特に有用であり、各測定チャネルにおける中間レール電圧のローカル値を更新する際に使用可能である。すなわち、通常動作モードの間、ＰＧＡ１５８の利得は固定され、ローカル中間レール電圧の値ＶｍｉｄｒａｉｌＮ１、ＶｍｉｄｒａｉｌＮ２及びＶｍｉｄｒａｉｌＭは、上述した式（２８４）に従って計算される。同時に、グローバル中間レール電圧のレベルＶｍｉｄｒａｉｌがｉ＝３及びｉ＝７の間隔の間にＡＤＣ１３により測定される。ローカル中間レール値とグローバル中間レール値との間の差分が計算され、３つの独立した値であるΔＶｍｉｄｒａｉｌＮ１＝ＶｍｉｄｒａｉｌＮ１−Ｖｍｉｄｒａｉｌ、ΔＶｍｉｄｒａｉｌＮ２＝ＶｍｉｄｒａｉｌＮ２−Ｖｍｉｄｒａｉｌ、ΔＶｍｉｄｒａｉｌＭ＝ＶｍｉｄｒａｉｌＭ−Ｖｍｉｄｒａｉｌとして平均される。何らかの時点で、測定値処理部１９はＰＧＡ１５８の利得を調節すると決定する。本実施形態において、新しい利得設定は、間隔ｉ＝３又はｉ＝７の間の中間レール電圧測定モードを選択する直前に導入され、従って、グローバル中間レール電圧Ｖｍｉｄｒａｉｌの新しい値はＰＧＡ１５８における利得の変更の直後に更新される。ローカル中間レール値ＶｍｉｄｒａｉｌＮ１、ＶｍｉｄｒａｉｌＮ２、及びＶｍｉｄｒａｉｌＭの新しい値は、３つの新しい測定値が各測定回路においてＡＤＣ１３により生成された後のみ、式（２８４）を使用して更新可能である。従って、ＰＧＡ１５８の利得が変更される直前に計算されたローカル中間レール電圧の値を使用して式（２８５）を用いて各測定回路からの信号の振幅の計算が実行される期間が、ＰＧＡの利得調節直後に存在する。そのような古いローカル中間レールレベル値を使用することにより、小さいが望ましくない誤差が位置計算に生じる。そのような利得調節直後の短期間の誤差を回避するために、値ＶｍｉｄｒａｉｌＮ１＝Ｖｍｉｄｒａｉｌ＋Ｇａｉｎｎｅｗ／Ｇａｉｎｏｌｄ＊ΔＶｍｉｄｒａｉｌＮ１、ＶｍｉｄｒａｉｌＮ２＝Ｖｍｉｄｒａｉｌ＋Ｇａｉｎｎｅｗ／Ｇａｉｎｏｌｄ＊ΔＶｍｉｄｒａｉｌＮ２及びＶｍｉｄｒａｉｌＭ＝Ｖｍｉｄｒａｉｌ＋Ｇａｉｎｎｅｗ／Ｇａｉｎｏｌｄ＊ΔＶｍｉｄｒａｉｌＭの新しいセットを式（２８５）において使用できる。十分な測定値が収集されると、式（２８４）を使用して、各測定回路におけるローカル中間レール電圧レベルを再度計算できる。そのような構成は、ＰＧＡ１５８における利得の動的調節の間のセンサ出力の精度を向上する。測定回路Ｎ１と測定回路Ｍとの間のマッピング及び測定回路Ｎ２と測定回路Ｍとの間のマッピングは測定回路網の線形利得におけるコモンモードの変化の影響を依然として受けず、従って、ＰＧＡ１５８における利得の動的調節の間に更なる変更を行うことなく、これらの線形マッピングの係数の更新を継続できる。
【０３５９】
当然、本実施形態において、グローバル中間レール電圧が測定されるため、式（２８５）は、ローカル中間レール電圧の代わりに、測定されたグローバル中間レール電圧を使用して各測定回路における振幅を計算するように適合されてもよい。しかし、そのような処理は更に単純であるが、各測定回路５１が実際の中間レール電圧に小さいオフセットを発生させる可能性が高く、グローバル中間レール電圧が式（２８５）において使用される場合、これらの小さいオフセットは補償されないため、小さい位置誤差が計算に生じる場合がある。
【０３６０】
生成が容易な制御信号の周期性のため、間隔ｉ＝３及びｉ＝７の間に取得される測定値が取得される。当然、サンプル切り替え回路網１５がＰＧＡ１５８を含まない場合及びより複雑な制御信号が使用される場合、これらの更なる間隔からの測定値を使用せずにすむ。
【０３６１】
図４３に示すように、ＡＤＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒ制御信号は、上記の各間隔の間にＡＤＣを２回トリガする。最初に、ＡＤＣ１３は、通常は数十ｐＦの内部容量を有することができる内部サンプルホールドコンデンサを充電するためにトリガされる。２回目にトリガされる場合、ＡＤＣ１３は最終アナログ／デジタル変換を実行する。それらのデジタル測定値を用いて、測定値処理回路部１９はターゲット５の位置を判定し、上述した第６の実施形態と同様の方法で利得及びブレークスルーオフセットを補正できる。
【０３６２】
ＡＤＣ１３のサンプルホールド回路網の内部容量をはるかに効率的に充電することによって安価で且つ低周波数で動作する増幅器をＰＧＡ１５８において可能にする２重サンプリング方式により、測定回路Ｎ１、Ｎ２及びＭの間で発生する可能性のあるクロストークは大幅に減少される。
【０３６３】
第７の実施形態を用いて現在入手可能なＳＡＲ（逐次近似）ＡＤＣ１３及びマイクロコントローラ９を使用することにより、精スケール位置測定値に対して５００ｋＨｚの位置更新レート及び１５ビットの分解能を提供することが現実的である。第５の実施形態は、同様の更新レート及び分解能を達成するために、８ＧＨｚで動作する収集／比較タイマを必要とする。これは、安価なマイクロコントローラではまだ実行不能であるため、第５の実施形態は、現時点では、１００ｋＨｚ未満の更新レートで動作するシステム等、必要とされる更新レートが低いシステムに対してのみ有用である。しかし、更に高速なマイクロコントローラが入手可能になれば、第５の実施形態は更新レートの速いシステムに対して低コストの解決策を提供できる。
【０３６４】
近接センサ
上述した全ての実施形態は、正弦検出コイル及び余弦検出コイルを使用する位置センサについて説明した。上述した処理回路及び処理技術は、近接センサ等の他の種類の位置センサにおいても使用可能である。例えば上述の実施形態は、主レシオメトリック測定値の１つのセットが生成されると仮定し、すなわち、精正弦／余弦検出コイル６からの信号を使用してターゲットの精位置が判定されると仮定した。センサに対する最良の技術仕様を達成するためには、それらは可能な限り最速の更新レートで測定される必要がある。そのような主検知信号の処理に加えて、補助測定値のセットが更に存在する。それらは同一の測定回路を介して測定される必要があるが、補助測定値に可能な限り最速の更新レートは求められない。上述したそのような補助測定値の例は、ターゲットのレシオメトリック粗位置（粗正弦検出コイル及び粗余弦検出コイルからの信号を使用して判定される）及び励起基準信号である。しかし、いくつかの種類のセンサにおいて、主信号測定値及び補助信号測定値の役割はターゲットの移動と共に動的に変化する。そのような状況において、測定値処理部１９は、第１の対の信号を主測定値信号として追跡することから第２の対の測定値信号を主測定値信号として追跡することに容易に切り替われるように構成される必要がある。
【０３６５】
そのような機能を必要とするセンサの特定の例は、誘導型ファクタ１センサとして構成される近接センサである。そのようなセンサにおいて、当技術では既知であるように、少なくとも１つの検出コイルは、ターゲット５が存在しない状態で励起コイルが通電される場合に信号が検出コイルにおいて誘導されないように、励起コイルに対して完全に均衡するように構成される。検出コイルの均衡により、ターゲット５が近接センサの検知コイルから遠くに位置する場合は非常に小さい信号のみが提供されるため、センサの感度が向上する。通常は金属プレートの形態であるターゲット５がセンサの測定範囲に移動すると、励起コイルに対する検出コイルの均衡が乱され、金属ターゲット５において誘導される渦電流により非ゼロ信号が測定される。誘導電圧の振幅は、実際は、ターゲットの材料の導電性及びその磁性に依存しない。
【０３６６】
そのようなバランスド検出コイルに対する応答の一般的な形態を図４４ａに電圧Ｖ１として示す。図示されるように、検知電圧Ｖ１は、ターゲット５とセンサコイルとの間の距離が長い場合に対してロングテールを有する。ターゲット５がセンサコイルに近付くと（ターゲット５とセンサコイルとの間の距離が減少すると）、検出コイルにおいて誘導される信号レベルはピークレベルに増加し、その後、再び０に向けて減衰する。この短距離（通称は、５ｍｍ未満）に伴う減衰は、金属ターゲットによるスクリーニングにより励起コイルと検出コイルとの間の相互電磁結合が失われることが原因である。この応答のロングテール区間は、金属ターゲットとセンサコイルとの間の距離が長い場合に、そのようなセンサの読み取り値に対して適切な感度を引き出す困難さを表す。
【０３６７】
励起コイルからの信号に対して均衡してない検出コイルに対する応答の一般的な形態を図４４ａに電圧Ｖ２として更に示す。図示されるように、距離が長い場合、このアンバランスドコイルからの信号は、金属ターゲット５とセンサコイルとの間の距離に対する感度が大幅に低くなるが、ターゲット５がアンバランスド検出コイルに近付くと、取得される信号は、比較的近いターゲット５の存在に対する感度が高くなる。以下に更に詳細に説明するように、電圧Ｖ１はセンサの表面から約５ｍｍの距離でピークになるが、電圧Ｖ１と電圧Ｖ２との間のレシオメトリック測定値がターゲット５と検出コイルとの間の距離の単調関数になるように検出コイルを設計できる。
【０３６８】
図４５は、励起コイル２０２（図４５ａに示す）、アンバランスド検出コイル２０４（図４５ｃに示す）及びバランスド検出コイル２０６（図４５ｂに示す）を有する近接センサにおいて使用されてもよいセンサコイルの形態を示す。コイルは略平面コイルであり、通常は、プリント基板上の導電トラックとして形成される。図４５ａに示すように、励起コイル２０２は、直列接続され且つ矢印で示すように同一の向きに巻かれる１つ以上の同心円の内側の巻き２１１及び１つ以上の同心円の外側の巻き２１３を有する。図４５ｂに示すように、バランスド検出コイル２０６は、１つ以上の同心円の内側の巻き２１５及び１つ以上の同心円の外側の巻き２１７を有する。内側の巻き２１５は、互いに直列接続され且つ同一の向きに巻かれ、外側の巻き２１７は、互いに直列接続され且つ同一の向きに巻かれる。内側の巻き２１５及び外側の巻きは、内側の巻き２１５が外側の巻き２１７と反対の向きに巻かれるように直列接続される。図４５ｃに示すように、アンバランスド検出コイル２０４は、直列接続され且つ同一の向きに巻かれる１つ以上の同心円の巻き２１９のみを備える。図４５に示す各コイルにより使用される巻きの数は、これらのコイルが通常は多巻コイルであることを示すために示されるにすぎない。実際は、巻きの数は更に多くても少なくてもよい。
【０３６９】
バランスド検出コイル２０６の内側コイル及び外側コイルは、遠い雑音源からの磁束が検出コイル２０６内に小さい信号のみを生成するように構成される。これは、外側の巻き２１７の平均直径の平方根に外側の巻き２１７の数を乗算した値が内側の巻き２１５の平均直径の平方根に内側の巻き２１５の数を乗算した値にほぼ等しくなるように、内側の巻き２１５及び外側の巻き２１７の直径及び巻きの数を構成することにより達成可能である。例えばバランスド検出コイル２０６が４つの外側の巻きを有し且つ外側の巻きの内径が５７ｍｍである場合、検出コイル２０６を均衡させるためには、内径が３６ｍｍである１０個の内側の巻きを使用できる。
【０３７０】
バランスド検出コイル２０６は更に、励起コイル２０２の内側の巻き及び外側の巻きの数、並びにバランスド検出コイル２０６の内側の巻き及び外側の巻きに対する励起コイル２０２の内側の巻き及び外側の巻きの位置を調節することにより、図４５ａに示す励起コイル２０２に対して均衡される。例えば励起コイル２０２は、４つの外側の巻き２１３を有してもよく、外側の巻き２１３の外径は５５ｍｍであり（バランスド検出コイル２０１の外側の巻き２１７の内径に非常に近い）、外経が１８ｍｍである１１個の内側の巻き２１１を有してもよい。本構成を用いる場合、励起コイル２０２の外側の巻き２１３は、検出コイル２０６の外側の巻き２１７との相互インダクタンスが非常に大きく、検出コイル２０６の内側の巻き２１５との相互インダクタンスはその約２分の１である。励起コイル２０２の内側の巻きは逆の方法で動作し、すなわち、検出コイル２０６の内側の巻き２１５との相互インダクタンスが大きく、検出コイル２０６の外側の巻き２１７との相互インダクタンスはその約２分の１である。従って、検出コイル２０６の内側の巻き２１５及び外側の巻き２１７は逆向きに巻かれるため、励起コイル２０２の異なる部分とバランスド検出コイル２０６の異なる部分とが相互結合し、２つのコイル間の総磁気結合はほぼ０になる。
【０３７１】
検出コイル２０４及び２０６と励起コイル２０２との間の相互インダクタンスは導電性ターゲット５が存在する場合に変更され、それにより、ターゲット５の導電性材料において誘導される渦電流により励起コイル２０２によって生成される電磁場が変更される。その結果、全ての相互インダクタンスが減少し始めるが、検出コイル２０６の外側の巻き２１７と励起コイル２０２の外側の巻き２１３との間の相互インダクタンスは、他の全ての相互インダクタンス項より小さい割合で減少し（それらが互いに非常に近接するため）、そのため、ターゲットがセンサコイルに向けて（センサコイルを示す図面に対して垂直に）移動し始めた時に、大きい不均衡電圧がバランスド検出コイル２０６内に発生する。しかし、導電性ターゲット５とセンサコイルとの間の距離が非常に短い地点で、検出コイル２０６において誘導される不均衡電圧（Ｖ１）は図４４ａに示すようにピークになり、ターゲット５がセンサの表面に更に近付くと減少し始める。上記の例において、電圧Ｖ１のピークは、ターゲット５とセンサの表面との間の距離が約３ｍｍである時に達成される。
【０３７２】
上述した設計例において、アンバランスド検出コイル２０４は、８つの導体巻きを有し、外径は約１０ｍｍである。このアンバランスド検出コイルにおいて誘導される信号（Ｖ２）は、主に励起コイル２０２の内側の巻き２１１との相互インダクタンスにより生じ、図４４ａからわかるように、信号Ｖ１が最大値に到達する距離の周辺の領域において、ターゲット５とセンサコイルとの間の距離に対する強い依存を示す。Ｖ１電圧値は非単調に変化するが、φ＝ａｔａｎ（Ｖ１／Ｖ２）の値は妥当な単調関数のままであるため、φの値を測定することにより、距離が短い場合でもターゲット５とセンサコイルとの間の距離を適切な分解能で判別できる。当然、必ずしも逆正接関数を使用しなくてもよく、距離と共に単調に変化する信号を提供するために、２つの電圧の比率のあらゆる関数を使用できる。
【０３７３】
上述したように、測定回路網２５及び測定値処理部１９は、そのような検出コイルからそのようなレシオメトリック関数を計算するように設計される。従って、上記の回路網は、本実施形態の近接センサにおいても使用可能である。特に、２つの検出コイル２０４及び２０６が上記の実施形態のいずれかにおいて説明した測定回路網２５の入力１＋／１−及び２＋／２−に接続される場合、測定値処理部１９は、上記の実施形態におけるターゲットの精位置情報の判定時に以下の位相測定値を判定する。
【数２１４】
0006514205.tif 000217
【０３７４】
しかし、図４４ｂに示す位相グラフからわかるように、ターゲットの距離に対する感度は、ターゲットの距離が遠い場合に大幅に減少する（上記の設計例において、通常は１６ｍｍより遠い場合）。この問題を解決するために、検知電子機器は、以下の値を測定するように更に構成可能である。
【数２１５】
0006514205.tif 000218
【０３７５】
これを実現する最も単純な方法は、アンバランスド検出コイル２０４の出力に１：１０抵抗型分波器２２０を設け、測定回路網２５の４＋／４−入力に分波器２２０の出力を接続し（従って、測定回路網２５はV２／１０を測定する）、バランスド検出コイル２０６からの出力を測定回路網２５の３＋／３−入力にも印加することである。測定回路網２５のこれらの入力に対する２つの検出コイル２０４及び２０６の接続を図４５ｂ及び図３３ｃに示す。このように、測定値処理部１９が粗位置情報を測定した場合、本実施形態において、これは上記のφ１の値を測定する。
【０３７６】
この第２の位相測定値（φ１）がターゲット５と検出コイル２０４、２０６との間の距離と共に変化する様子を図４４ｂに更に示す。図からわかるように、この第２の位相測定値は、長い距離（本設計例では最大で約３５ｍｍ）においてセンサ感度を１０倍向上するが、第２の位相測定値（φ１）は９０度の値で飽和するため、短い距離での良好な感度を維持できない。しかし、２つの位相測定値を組み合わせて、広範囲のターゲット距離にわたり適度に安定した感度を提供することが可能である。すなわち、短い距離（本設計例では約１４ｍｍ未満）に対して第１の測定値（φ０）を使用し、長い距離（本設計例では約１６ｍｍ以上）に対して第２の位相測定値（φ１）を使用し、移行領域（本設計例では、約１４ｍｍ〜約１６ｍｍ）では第１の位相測定値（φ０）及び第２の位相測定値（φ１）の双方が使用される必要がある。
【０３７７】
異なる測定を実行するように測定回路２５を構成する最も容易な方法を図４６に示す。図中、上述した測定回路Ｎ及びＭは、第１の位相値φ０の測定（入力１＋／１−及び２＋／２−からの信号を使用する）又は第２の位相値φ１の測定（入力３＋／３−及び４＋／４−からの信号を使用する）のいずれかのみを行う。本例において、測定回路Ｎは第１の位相値（φ０）を測定するように構成され、測定回路Ｍは第２の位相値（φ１）を測定するように構成される。測定回路Ｎにおける信号Ｖ１及びＶ２の同時測定又は測定回路Ｍにおける信号Ｖ３（＝Ｖ１）及びＶ４（＝Ｖ２／１０）の同時測定に対する感度を最良にするために、各チャネルにおける増幅は動的利得調節を使用して更に制御可能である。
【０３７８】
バランスド検出コイル２０６から測定された信号の振幅は、ターゲット５が存在しない状態で観察されるバランスド検出コイルにおける非ゼロオフセットに対して更に補正可能である。センサが設置された後に金属ターゲット５が近接センサの表面から遠くに除去された状態で実行される較正手順の間に、以下の値が測定され、マイクロコントローラ９の不揮発性メモリに格納される。
ＯＮ＝Ｖ１／Ｖ２                                                  （３２２）
ＯＭ＝Ｖ３／Ｖ４                                                  （３２３）
その後、主動作モードの間、値は以下のように補正可能である。
【数２１６】
0006514205.tif 000219
【数２１７】
0006514205.tif 000220
式中、Ａ（ｓｅｐａｒａｔｉｏｎ）は、先行の測定値更新の間に取得されたパラメータ「ｓｅｐａｒａｔｉｏｎ（距離）」をルックアップテーブルに対する指標として使用してルックアップテーブルから取得される値である。距離の値が大きい場合のルックアップテーブル内の値は１に近いが、短い距離に対して減少される。そのような依存性は、図４４ａに示す距離に対するＶ２の値の依存性と同様である。ルックアップテーブルのエントリは、センサコイルに近接する金属物体により導入されるオフセットの種々の値を用いて、同種類の近接センサに対して実行されるテスト較正を実行することにより取得可能である。
【０３７９】
オプションとして、ターゲット５が検出コイル２０２及び２０６との間で高速移動できるシステムにおいて、異なる測定値が取得される時間の間の移動を補償するために、上述した動的補正技術を本実施形態においても使用できる。結果として得られる位相測定値（φ０Ｃｏｍｐ及びφ１Ｃｏｍｐ）を各々のルックアップテーブルに適用して、各位相値を対応する距離に変換できる。
【数２１８】
0006514205.tif 000221
【０３８０】
ルックアップテーブルＢ０及びＢ１は、センサの較正処理から判定される。距離値ｓ０及びｓ１は必ずしも一致せず、更なる手順を使用して、重み関数ｗ０及びｗ１を使用して最終的な解（ｓｅｐａｒａｔｉｏｎ）を計算できる。
【数２１９】
0006514205.tif 000222
【０３８１】
本実施形態において使用される重み関数ｗ０及びｗ１の形態を図４７に示す。重み関数ｗ０及びｗ１は、短い距離に対するｓ０の値と長い距離に対するｓ１の値との間の距離ｓｓｗ（本設計例では、１５ｍｍに等しい）周辺において、判定されたｓｅｐａｒａｔｉｏｎが徐々に変化するようにする。
【０３８２】
本ステップにおいて計算されたｓｅｐａｒａｔｉｏｎの値は、ホストインタフェース２１に対して解を更新するために使用され、次の計算ステップにおいて、測定システム内の非ゼロのブレークスルーオフセットの更に正確な除去を補助するために使用されるルックアップテーブルの係数Ａ（ｓｅｐａｒａｔｉｏｎ）を選択するために更に使用される。
【０３８３】
図４６に従う完全に独立した測定値を生成する代わりに、第５の実施形態の構成において上述した処理技術を使用して、２つの測定値の更に複雑な切り替えが達成可能である。この新しい本実施形態と第５の実施形態との間の主な相違点は、測定回路網２５及びマイクロコントローラ９が最後に判定されたｓｅｐａｒａｔｉｏｎ値に依存して２つの測定モードの間で切り替わる必要があることに関する。これを図４８に示す。図４８は、「主」測定値として使用される必要のあるレシオメトリック測定値（φ０又はφ１）及び補助測定値として使用できる測定値をマイクロコントローラ９が選択できることを示す。特に、図４８は、切り替え点ｓｓｗ周辺において、どちらの測定値が主測定値として使用されるかの判定が一方の測定値から他方の測定値へ切り替えられることを示す。不安定な動作を回避するために、図４８に示すように、オプションとして少量のヒステリシスを判定処理に導入できる。
【０３８４】
図４９は、判定された位相測定値φ０及びφ１を主測定結果として切り替えられるようにするために、第５の実施形態において使用された処理技術が当該近接センサシステムにおいて使用される方法を示すタイミングチャートである。図４９は、ｓｓｗを下回るターゲット５の距離に対してφ０値を主測定値として測定するために使用される制御信号のタイムラインを示す。この動作モードにおいて、この測定チャネルのみに対して測定された速度パラメータを更に較正するために、ｉ＝１０に対応する時間間隔の間の補助データ（図４９では、入力３＋／３−及び４＋／４−から判定される位相φ１）の測定の間に更なる時間間隔が提供される。これにより、ターゲット５の移動に対して値φ１を非常に正確に補償できる。図中、値φ０の測定値は、上述した第５の実施形態において説明したように、可能な限り最速の更新レートで継続的に更新される。
【０３８５】
チャネル１＋／１−及び２＋／２−が測定回路Ｎを介して測定される場合、ターゲット５が存在しない状態でのバランスド検出コイル２０６における非ゼロオフセットの補正は、以下のように行われる。
【数２２０】
0006514205.tif 000223
【０３８６】
チャネル３＋／３−及び４＋／４−が測定回路Ｍを介して測定される場合、ターゲット５が存在しない状態でのバランスド検出コイル２０６における非ゼロオフセットの補正は、以下のように行われる。
【数２２１】
0006514205.tif 000224
【０３８７】
図４９に示すタイミングを使用することに関する１つの問題は、ｓ０の測定（入力１＋／１−及び２＋／２−における）が可能な限り最速の更新レートで実行される場合に距離ｓ１の測定（入力３＋／３−及び４＋／４−における）の更新レートが遅いことである。これに対処するために、最後の時間間隔（時間間隔Δｔ１０）の間、測定回路Ｎにおいて、同一のｐｏｌａｒｉｔｙ変調信号が使用される２つの連続する検出間隔（Δｔ９及びΔｔ１０）が存在するようにｐｏｌａｒｉｔｙ−変調信号を使用して、ｓ１の追加の測定値が取得される。これにより、測定値処理部１９は、測定回路Ｎにおいて検出間隔Δｔ９及びΔｔ１０から取得されたｓ１値を使用して、ターゲット５の第１の速度測定値を判定できる。測定値処理部１９がｐｏｌａｒｉｔｙ−変調信号を使用して隣接する検出間隔においてｓ０を繰返し測定しているため、測定値処理部１９は、測定回路Ｍにおいて検出間隔Δｔ９及びΔｔ１０から取得されたｓ０の測定値を使用して、ターゲット５の第２の速度測定値を更に判定する。その後、２つの速度測定値を使用して、測定回路Ｎにおいて取得されたｓ１の値及び測定回路Ｍにおいて同一の検出間隔に取得されたｓ０の値を共通の時点（隣接する変調周期Ｔ＿ｄｃのエッジ等）に同期させる。動的補正を使用して信号を同期する同様の手順は第５の実施形態において上述したため、更に詳細に説明しない。
【０３８８】
ｓ０及びｓ１の値が共通の時点を基準とした後、測定値処理部１９は、以下の補正値を判定する。
【数２２２】
0006514205.tif 000225
これは、オプションとして、雑音を低減するために多くの検出サイクルＴ＿ｄｃにわたり平均される。その後、測定値処理部１９が生成したｓ０値の高速更新毎に、測定値処理部１９は「推量（ｓｈｏｕｌｄ−ｂｅ）」値ｓ１ｅｆｆを以下のように更に計算する。
【数２２３】
0006514205.tif 000226
【０３８９】
その後、測定値処理部１９は、ｓ１ｅｆｆのこの値を使用して、距離に対する最終的な解を計算する。
【数２２４】
0006514205.tif 000227
そのような手順により、測定値処理部１９は、ｓ０の値の計算の更新レートに対応する可能な限り最速の更新レートで距離を計算できる。ターゲット５が移動すると、マイクロコントローラ９は、判定されたｓｅｐａｒａｔｉｏｎがｓｓｗの値と交差するため主測定モードを入力１及び２からの信号（φ０）の処理から入力３及び４からの信号（φ１）の処理に切り替える必要がある時を識別する。これは、検出サイクルＴ＿ｄｃのエッジにおいて制御信号ｉｎ２＿Ｎ及びｉｎ２＿Ｍの極性を単に反転させることにより達成可能である。図５０は、切り替えイベントの瞬間を示し、システムが更新レートを低下させずに測定を継続して、φ１の値に正確な動的補正を適用する機能を失うことなく最速の更新レートで新しい距離値（ｓ１）を主データとして出力できることを更に示すタイミングチャートである。特に、ｓ１が主測定値の場合、測定値処理部１９は、上述のように各速度測定値を判定した後、補正値ｓ０ｅｆｆを判定する。その後、測定値処理部１９が生成するｓ１値の高速更新毎に、測定値処理部１９は「推量（ｓｈｏｕｌｄ−ｂｅ）」値ｓ０ｅｆｆを以下のように更に計算する。
【数２２５】
0006514205.tif 000228
【０３９０】
測定値処理部１９は、ｓ０ｅｆｆのこの値を使用して、距離に対する最終的な解を計算する。
【数２２６】
0006514205.tif 000229
【０３９１】
これにより、切り替え点において微変動を生じさせることなく、ｓ０に基づく解とｓ１値に基づく解とを平滑に移行できる。
【０３９２】
代替例及び変更
多くの位置センサ、並びに検出コイルから取得された信号を処理するために使用される異なる処理回路網及び処理技術の詳細な説明を上述した。当業者には理解されるように、本発明の範囲から逸脱せずに多くの変更を上記の実施形態に行うことができ、そのような多くの変更を以下に説明する。
【０３９３】
上記の実施形態において、ｐｏｌａｒｉｔｙ制御信号は、選択された検出コイルから取得された信号に印加された（信号と乗算された）。大部分の実施形態において、このｐｏｌａｒｉｔｙ制御信号は復調スイッチ５６により印加された。別の実施形態において、ｐｏｌａｒｉｔｙ制御信号は、励起導体５に印加される前の励起信号に印加されてもよい。
【０３９４】
上記の実施形態において、平面センサコイルが使用され、ターゲット５はセンサコイルの上方の平行面を移動した。これは本発明に必須でなく、要望に応じて、センサコイルは３次元コイルであってもよい。
【０３９５】
上記の実施形態において、略平面センサコイルが線形センサを形成するために使用され、ターゲット５はセンサコイルの上方の平行面を線形センサの長さに沿って移動した。これは本発明に必須でなく、センサコイルは、回転センサを形成する円形パスを含むあらゆるパスに沿って延在でき、ターゲット５はセンサコイルの上方の平行面において回転する。
【０３９６】
上述した主な実施形態において、全てのセンサ入力は双方の測定回路に接続された。これは必須ではない。各測定回路は、全てのセンサ入力のサブセットをそれぞれ受信してもよく、その場合、サブセットは通常は重複し、各測定回路は少なくとも主センサ信号（上記の実施形態における精検出コイルからのセンサ信号等）を受信する。
【０３９７】
上述した近接センサにおいて、図４５に示すセンサコイルの構成は、遠方の雑音源（バックグラウンド磁束又は磁場）からの磁束に対する検出コイル２０６の均衡及び検出コイル２０６と励起コイル２０２との間の略ゼロ総磁気結合を達成する可能な構成の１つにすぎない。遠方の雑音源からの磁束に対する均衡は、コイル２０６において、外側の巻き２１７を介する磁束が内側の巻き２１５における反対の磁束により実質的に相殺されるように、内側の巻き２１５と外側の巻き２１７（互いに逆向きに巻かれる）との間の直径及び巻き数を構成することにより達成される。検出コイル２０６の内側の巻き及び外側の巻きは、励起コイル２０２の内側の巻き及び外側の巻きに対して相互インダクタンスを有する。全体として、相互インダクタンスを説明する次の４つの項が存在する。i）巻き２１５と巻き２１１との間の相互インダクタンス（Ｌ５１）、ii）巻き２１５と巻き２１３との間の相互インダクタンス（Ｌ５３）、iii）巻き２１７と巻き２１１との間の相互インダクタンス（Ｌ７１）、iv）巻き２１７と巻き２１３との間の相互インダクタンス（Ｌ７３）。従って、検出コイル２０６と励起コイル２０２との間の総磁気結合は、これらの４つの相互インダクタンス項の同系により説明される。
【０３９８】
Ｌ６２＝Ｌ５１＋Ｌ５３−Ｌ７１−Ｌ７３
式中、相互インダクタンス項Ｌ７１及びＬ７３は負の符号で含まれ、巻き２１７及び２１５の巻きが逆向きであることを反映する。項Ｌ５１及びＬ７１の符号は、励起コイル２０２の外側の巻き２１３に対する内側の巻き２１１の巻き方向を変更することにより、項Ｌ５３及びＬ７３の符号に対して調節可能である。図４５ａの例において、内側の巻き２１１は外側の巻き２１３と同一の向きで巻かれるが、いくつかの実施形態において、外側の巻き２１３の巻き方向は逆にされてもよく、従って、総相互インダクタンスの式は以下のように変化する。
【０３９９】
Ｌ６２＝Ｌ５１−Ｌ５３−Ｌ７１＋Ｌ７３
各相互インダクタンス項の振幅は、励起コイル２０２の内側の巻き及び外側の巻きの数、並びに検出コイル２０６の内側の巻き及び外側の巻きに対するそれらの正確な配置を調節することにより更に調節可能である。これにより、検出コイル２０６と励起コイル２０２との間の総相互インダクタンスは、金属ターゲットが存在しない状態で均衡される（０である）。
【０４００】
金属ターゲットの存在に対する近接センサの感度を向上するために、相互インダクタンスＬ６２における項のうちの１つの金属ターゲットの存在に対する感度を他の項より低下させる必要がある。このように、金属ターゲットが存在する状態において、総相互インダクタンスＬ６２は不均衡になり、その結果、電圧Ｖ１が検出コイル２０６において誘導される。対応する２つの巻きの組み合わせを物理的に互いに近接して配置することにより、４つの相互インダクタンス項のうちの１つの金属ターゲットの存在に対する感度を低下させることができる。図４５ｂに示す例において、励起コイル２０２の外側の巻き２１３及び検出コイルの外側の巻き２１７は非常に近接して配置され（他の巻きの組み合わせの間の距離と比較して）、そのため、相互インダクタンスＬ７３は、残りの３つの相互インダクタンス項Ｌ５１、Ｌ５３及びＬ７１と比較して、金属ターゲットの存在に対する感度が低下する。図４５ｂに示す特定のセンサの性能の場合、励起コイル２０２の外側の巻き２１３の直径は検出コイル２０６の外側の巻き２１７の直径より若干小さくされたが、これは必須でなく、外側の巻き２１３の直径が外側の巻き２１７の直径より若干大きくされてもよい。あるいは、励起コイル２０２の内側の巻き２１１の直径を検出コイル２０６の内側の巻き２１５の直径とほぼ同一にしてもよい。この場合、励起コイル２０２の外側の巻きと検出コイル２０６の外側の巻きとの間の相互インダクタンスの金属ターゲットの存在に対する感度が非常に高くなるように、外側の巻き２１３及び２１７の直径を大きく異なるようにする必要がある。
【０４０１】
上述した全ての実施形態において、センサコイルは固定され、ターゲット５がセンサコイルに対して移動した。別の実施形態において、センサコイル及びターゲット５
が移動してもよく、あるいは、センサコイルのみが移動してターゲット５が固定されてもよい。
【０４０２】
上記のセンサ設計において、センサコイルはプリント基板上の導体トラックとして形成された。当業者には理解されるように、センサコイルは、適切な基板上にプリント可能な導電性インク又は適切な方法で巻かれた導線等のあらゆる導電性材料を使用して形成可能である。更に、励起コイル及び検出コイルが同一の部材に搭載されることは必須でない。例えば２つの別個のプリント基板が提供され、一方が励起コイルを担持し且つ他方が検出コイルを担持してもよい。
【０４０３】
上述した実施形態の多くにおいて、ターゲット５は、励起コイルを駆動することにより通電される共振器を含み、センサボードに対するターゲットの位置と共に変化する信号が検出コイルにおいて生成された。当業者には理解されるように、そのような共振器の使用は必須でない。他の電磁装置が使用されてもよい。例えば短絡コイル、金属スクリーン又はフェライトが使用されてもよい。
【０４０４】
上述したセンサシステムは、センサＰＣＢ上の励起コイルから動力供給されるターゲットを使用した。励起コイルが測定位置にわたりターゲットに動力供給する限り、励起コイルの正確な形態は重要でない。あるいは、例えばワイヤ又はスリップリングによって処理電子機器により電流がターゲットに直接流されてもよい。あるいは、ターゲット７は自己動力供給型であってもよく、検出コイルにより検出されるターゲット磁界を直接生成してもよい。この場合、励起コイルは不要であり、基準励起信号を検知する必要もなく、ブレークスルーオフセットを判定する必要もない。
【０４０５】
上記の実施形態において、測定値処理部は、測定回路から受信した信号のピーク間電圧を判定した。それらのピーク間電圧は、励起コイルから検出コイルへの直接ブレークスルーを補償するために使用された。当然、測定値処理部は、そのようなブレークスルー補正のために、ピーク間電圧でなくピーク電圧を判定してもよい。しかし、測定された電圧の比率が取得されるため、いずれの場合もピーク間電圧はピーク電圧の単純に２倍であり、解は同じである。従って、異なる電圧に対して同一の測定値が計算される限り、結果は同じである。
【０４０６】
上述した主な実施形態は、粗検出コイル４の周期毎に４つの反復を有する精検出コイル６−１及び６−２を使用した。同様の設計方法があらゆる反復数に適用されてもよい。同様に、粗検出コイル４−１及び４−２は、センサの測定範囲において１周期を有した。これは必須でなく、粗コイルの反復が精検出コイルの反復と異なり、マイクロコントローラ９が精検出コイルからの測定値と粗検出コイルからの測定値とを組み合わせて明確な位置測定値を判定できる限り、粗検出コイルは多反復コイルであってもよい。
【０４０７】
上述した主な実施形態は、ターゲットとセンサコイルとの間の誘導結合を使用した。当業者には理解されるように、そのような誘導結合の使用は処理電子機器の動作に必須でない。あらゆるレシオメトリック型センサからの信号を処理するために、上述したのと同一の処理電子機器を使用できる。例は、容量性レシオメトリックセンサ、光学レシオメトリックセンサ、ホール効果レシオメトリック回転センサ、ＧＭＲレシオメトリック回転センサ等を含むが、それらに限定されない。
【０４０８】
上述した主な実施形態は、励起信号の位相の微調整を使用した。当業者には理解されるように、励起信号の位相を調整する代わりに、測定電子機器は、復調クロックの位相を微調整するように構成可能である。例えば復調クロックｅｘ＿０及びｅｘ＿９０を使用した上述の実施形態において、図１３を参照して上述したのと同一の方法で、励起クロックの周波数より４倍高い周波数を有する新しいクロック信号ｅｘ＿ｑｕａｄが生成され、フィルタリングされ、比較器９１においてＤＡＣレベルと比較されてもよい。第１のラッチ９５を通過した後、比較器９１からの信号の周波数は２分の１に減少され、ラッチ９５のＱ出力において５０％のデューティサイクルのクロックｅｘ＿ｄｏｕｂｌｅ＿０になり、ラッチ９５のＱ−出力において１８０度シフトされた信号ｅｘ＿ｄｏｕｂｌｅ＿１８０になる。更なるラッチを介してｅｘ＿ｄｏｕｂｌｅ＿０信号の周波数を分割し且つ更なるラッチを介してｅｘ＿ｄｏｕｂｌｅ＿１８０信号の周波数を分割することにより、２つの更なる信号ｅｘ＿０及びｅｘ＿９０が生成される。これら双方の信号（ｅｘ＿０及びｅｘ＿９０）の位相は、比較器９１に印加されるＤＡＣからのアナログ電圧のレベルにより微調整される。しかし、それらの間の位相差は９０度に非常に近く、それらを生成するため使用される２つの更なるラッチのパラメータの相違のみを原因として、正確な値から若干ずれる場合がある。
【０４０９】
上述した主な実施形態は、マイクロコントローラ９の励起／制御信号論理１１ブロックにおいて生成される励起信号クロックｅｘ＿ｃｌｏｃｋを使用した。当業者には理解されるように、励起クロックをマイクロコントローラ９において生成することは必須でない。例えば励起クロックは、別個の非同期電子機器により生成され、センサの励起チャネルに別個に印加されてもよい。この場合、同期のために、位相及び周波数が外部の励起クロック信号に同期される励起基準ＴＴＬ対応論理信号がマイクロコントローラ９に提供される必要がある。オプションとして、基準励起クロックの周波数と比較して周波数が４倍高いｅｘ＿ｑｕａｄ信号を生成するために、乗算位相同期ループ（ＰＬＬ）を使用できる。そのようなＰＰＬは、分割された周波数信号を乗算ＰＰＬのフィードバックパスにおいて使用するために一組のラッチと共に使用される４分割デジタル分周器を有する。その場合、ｅｘ＿ｑｕａｄ信号は、前段落で説明したように、位相を完全に調節できる２つの更なる復調クロック信号ｅｘ＿０及びｅｘ＿９０を生成するために使用可能である。全ての制御信号はｅｘ＿ｑｕａｄ信号から導出可能であり、そのエッジに同期可能である。主高周波数非同期収集／比較タイマ１１５−１及び１１５−２により達成される測定結果に対する較正を提供するために、更なる収集／比較タイマ１１５が提供される必要がある。新しい収集／比較タイマ１１５−３は、ｐｅｒｉｏｄ＿ｒｅｆクロックの立ち上がりエッジによりリロードされ、ｐｅｒｉｏｄ＿ｒｅｆクロックの立ち下がりエッジにより停止される。これにより、測定値処理部は、検出サイクルＴｍｏｄの半周期又は位相πに対応するカウント数を判定できる。従って、収集／比較タイマ１１５−１及び１１５−２からのカウント結果は、それらの収集／比較タイマ１１５を制御するために使用される高周波数クロックの非同期性に関わらず、位相φ１、φ２、φ３及びφ４に正確に再計算可能である。
【０４１０】
第５の実施形態の測定アルゴリズムは、増幅／フィルタリング回路網の出力における信号の振幅をＡＤＣによりサンプリングするステップを用いずに達成可能である。これは、増幅回路網の利得の動的調節又はブレークスルーの補正が不要である場合に当てはまる。図２１に示すように、ＡＤＣによる信号ＡＦ＿ｏｕｔのサンプリングは、収集／比較レジスタ１１５−１及び１１５−２によりメモリ１７−１に記録された位相測定値のセットを解釈するために使用された。ＡＤＣを使用する代わりに、上記の図２１を参照して説明したのと同一のＡＤＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒ信号により定義された瞬間に比較器１１３の出力をサンプリングできる。比較器１１３の出力における０値は、ＡＦ＿ｏｕｔ信号の最小値（中間レール電圧以下）に対応し、レールに近い値（１の論理値）は、ＡＦ＿ｏｕｔ信号の最大値（中間レール電圧以上）に対応する。従って、ＡＤＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒ信号により判定された瞬間に比較器１１３の出力において記録された論理値０及び１のセットにより、図２１を参照して実施形態に対して説明したように立ち上がりゼロ交差イベント及び立ち下がりゼロ交差イベントに関連する値φ１、φ２、φ３及びφ４を別々に分類するために、メモリ１７−１に記録された値を明確に解釈できる。更に別の実施形態において、第５の実施形態でＡＤＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒ信号を生成するために使用された図２１に示すタイマ１０５＿１は、ｐｏｌａｒｉｔｙ＿ｒｅｆ信号によりリロードされ且つ比較器１１３の出力の立ち上がりエッジにより停止されるように構成される追加の収集／比較タイマとして使用可能である。そのような収集／比較タイマ１０５＿１からの出力は、比較器１１３の出力の立ち上がりエッジに関連する記録を識別するために、別個のメモリ１７＿３に格納され、収集／比較タイマ１１５＿１及び１１５＿２によりメモリ１７＿１に記録されたシーケンスと共に使用される必要がある。このように、立ち上がりゼロ交差イベント及び立ち下がりゼロ交差イベントに関連する値φ１、φ２、φ３及びφ４を別々に分類できる。多くの位置センサ及びそのような位置センサに対する処理回路を上述した。処理回路は、各々が少なくとも１つの共通センサ信号を処理する第１の測定回路及び第２の測定回路を含む。測定値処理回路網は、測定値処理回路網が一方の測定回路からの測定値を使用している間に、他方の測定回路から取得された測定値を使用して、当該測定回路から取得される後続の測定値を較正するために使用できる較正値を判定するように、各測定回路からの測定値を通常は時間インターリーブして使用するように構成される。
【０４１１】
上記の実施形態において、共通センサ入力は複数の測定回路に接続される。回路は、何らかの所定の時間において、当該共通センサ入力からの信号が測定回路のうちの１つのみを通るように構成された。バッファ増幅器がセンサ入力と測定回路との間に提供される場合、共通センサ入力からの信号は複数の測定回路を通ることができる。しかし、回路網に更なるコストが生じるため、これは好ましくない。
【０４１２】
上述した第６の実施形態は、相対的に低速の３チャネルシグマデルタＡＤＣを使用した。その代わりに、多くの現在のマイクロコントローラに組み込まれる分解能がはるかに低いがはるかに高速の３チャネルＳＡＲ  ＡＤＣを使用できる。この場合、図３９に示すＡＤＣ＿ｔｒｉｇｇｅｒ信号の半周期の間に、複数の測定値（６４個と多い測定値が好ましい）を生成できる。そのような測定値の全ては、図３６に示すサンプルホールドコンデンサＣ１又はＣ２のアナログ電圧に対応する。ＡＤＣ変換に間に存在する少量の内部ランダム雑音により、複数の測定値の全ては互いに１カウント又は２カウント若干ずれる。それらの測定値を平均することにより、高速ＳＡＲ  ＡＤＣの元の分解能より数ビット高い分解能を有する測定値を取得できる。
【０４１３】
上述した第６の実施形態において、３つの測定回路が提供され、２つの測定回路の各々がセンサ信号のうちの異なる１つを入力として受信した。この実施形態の変更例において、２つの測定回路のみが提供されてもよく、測定回路Ｍは第６の実施形態と同一であり、新規の測定回路Ｎは入力１＋／１−及び２＋／２−からセンサ信号を受信してもよい。この場合、測定回路Ｎは、それらの２つのセンサ入力から受信したセンサ信号を時分割多重化し、測定値処理部は、較正／補正のためにそれらを測定回路Ｍにマッピングする。そのような一実施形態は、測定回路Ｎが粗検出コイル（入力３＋／３−及び４＋／４−）及び励起基準入力５＋／５−からセンサ信号を受信しないことを除いて、第１の実施形態と同様である。
【０４１４】
上述した主な実施形態において、励起信号の位相は継続的に調節された。当業者には理解されるように、励起信号の位相を調整（調節）する機能は、センサヘッドに非常に近接する任意の金属物体の位置の制御が制限される用途において使用される共振ターゲットセンサにとって重要である。そのようなセンサの一例は、検知面が外部環境に対してオープンである通常の線形センサである。それに対して、通常の回転センサはターゲットと共に金属筐体に収納されるため、はるかに制御された環境で動作する。従って、そのような制御された環境において動作するセンサの場合、励起信号の位相の微調整は重要度が低く、上述した励起信号の能動位相制御を実現しないことにより、電子機器のコストを削減できる。代わりに、次式を使用することにより、ブレークスルー信号の除去の間に基準信号の位相の測定値（φＲｅｆ）を使用できる。
【数２２７】
0006514205.tif 000230
式中、ＶＥＸは基準信号の大きさであり、φｏｆｆｓｅｔＦＳ及びφｏｆｆｓｅｔＦＣは、較正段階の間に測定された基準信号とブレークスルーオフセット信号との間の位相角であり、係数ＯＦＳ及びＯＦＣは、較正段階の間に測定されたブレークスルーオフセット信号の大きさと基準信号の大きさとの比率である。上記の式３４０及び式３４１は、センサ信号におけるブレークスルーオフセットを補正するために使用可能であり、上述した式７、式８、式９、式１０、式８８、式８９、式９２、式９３、式１５６、式１５７、式２７６、式２７７、式３１６及び式３１７の代わりに使用される。
【図１】
0006514205.tif 000231
【図２ａ】
0006514205.tif 000232
【図２ｂ】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７ａ】
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【図７ｂ】
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【図７ｃ】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２ａ】
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【図１２ｂ】
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【図１３】
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【図１４ａ】
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【図１４ｂ】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９ａ】
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【図１９ｂ】
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【図１９ｃ】
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【図１９ｄ】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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【図３９】
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【図４０】
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【図４１】
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【図４２】
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【図４３】
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【図４４ａ】
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【図４４ｂ】
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【図４５ａ】
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【図４５ｂ】
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【図４５ｃ】
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【図４５ｄ】
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【図４６】
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【図４７】
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【図４８】
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【図４９】
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【図５０】
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