(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信側の通信装置から送信されたシンボルパターンの複素自己相関に基づいて周波数オフセット位相補正量を算出する周波数オフセット推定・補正部と、該送信側の通信装置から送信された信号の符号間干渉による伝送品質の劣化を補償する適応等化器と、を有し、
前記適応等化器は、トランスバーサルフィルタを用いた等化処理により推定した送信シンボル点を示す等化出力値を出力するフィルタ部と、該フィルタ部から出力された前記等化出力値に基づき基準シンボル点を判定する判定器と、を有し、
前記フィルタ部から出力される前記等化出力値と、該等化出力値に応じて前記判定器から出力される前記基準シンボル点を示す出力値との複素相互相関を算出し、該算出した複素相互相関に基づいて算出した補正オフセット量を、前記周波数オフセット推定・補正部が算出した前記周波数オフセット位相補正量に反映させて、前記周波数オフセット推定・補正部で補償出来なかった局部水晶発振器の温度周波数特性に起因する周波数オフセットを補正することを特徴とする通信装置。
【請求項２】
請求項１に記載の通信装置において、前記周波数オフセット推定・補正部は、前記送信側の通信装置から送信されたシンボルパターンの２シンボル間の複素自己相関を計算し、該計算した複素自己相関から平均化位相回転量を計算し、該平均化位相回転量に基づいて前記周波数オフセット位相補正量を算出し、
前記フィルタ部から出力される前記等化出力値と、前記判定器から出力される前記出力値との前記複素相互相関を算出し、該複素相互相関に基づき局部水晶発振器の温度周波数特性に起因する周波数オフセットの回転角度を算出する残留位相誤差算出部を有し、
該残留位相誤差算出部が算出した局部水晶発振器の温度周波数特性に起因する周波数オフセットの回転角度に基づき算出した前記補正オフセット量を、前記周波数オフセット推定・補正部が算出した前記周波数オフセット位相補正量に加算することで、前記複素相互相関を前記周波数オフセット位相補正量に反映させることを特徴とする通信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、通信装置および周波数オフセットの補正方法に関し、より詳細には、周波数オフセット用トレーニング信号と適応等化器用トレーニング信号とを送信側で切換えて送出する通信システムに適用する通信装置および周波数オフセットの補正方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
伝送路として送電線路を用いたデジタル電力搬送においては、送信装置および受信装置に実装されている水晶発振器の精度のばらつき等により、送信装置の搬送波と受信装置の復調用搬送波との間に周波数オフセットが生じ、それがビット誤り率等の特性を劣化させる要因となっている。周波数オフセットとは、送受信に実装されている水晶発振器の周波数が、製作精度のばらつきで送受信で最大約±３０ｐｐｍほどの周波数誤差が生じる現象をいう。これにより復調器の出力では位相回転が生じ、適応等化器は正常なシンボル判定ができなくなるため、伝送品質が劣化する。
【０００３】
このため、送受信間で生じる周波数オフセットを補正する構成が付与される。
例えば特許文献１には、比較的小さい回路規模で収束速度を速くするための等化器が開示されている。この等化器は、参照シンボルｄｉ（ｎ）、ｄｑ（ｎ）それぞれの絶対値を計算する絶対値演算器と、参照シンボルｄｉ（ｎ）、ｄｑ（ｎ）それぞれの絶対値を演算して得られる参照シンボル点、参照シンボル点と原点との距離に対して最小二乗誤差法アルゴリズムの計算により得られる重みＷ（ｎ）を得る計算プロセスを予め変調方式毎にテーブル化された重みテーブルと、重みＷ（ｎ）と加算器の出力との掛け算を行い、重み付けされた等化誤差Ｅｉ（ｎ）、Ｅｑ（ｎ）を得る重み掛け算器とが加算器と第１の複素乗算器との間に挿入接続され、重み付けされた等化誤差Ｅｉ（ｎ）、Ｅｑ（ｎ）と入力信号ｕｉ（ｎ）、ｕｑ（ｎ）とのそれぞれの複素乗算を行ってＩ相、Ｑ相にそれぞれ対応する複素乗算出力信号を得るように構成されている。
【０００４】
特許文献２には、キャリアオフセット補償回路を用いたデジタル無線受信機を開示されている。このデジタル無線受信機は、初期位相補正部で既知信号から位相ずれを判定して初期位相を補正し、第１の等化器における１シンボル前のタップ係数を乗算部で乗算し、等化器で領域判定結果をもとにタップ係数の更新を行いながら波形等化を行う。この構成により、ＴＤＤ方式の通信でもキャリアオフセット補償を可能とし、対応できるオフセット周波数の範囲を広くして、安定した動作を可能にするとされている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００６−２７９４７０号公報
【特許文献２】特開２００４−００７４８７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
デジタル電力搬送において、送受信間で生じる周波数オフセットを推定して補正する周波数オフセット補正回路では、局部水晶発振器が過渡的な温度変動を受けた場合に，当該局部水晶発振器の発振周波数の過渡的な変動に追従できない場合や、その他周波数変動要因に追従できずに、推定・補正した周波数オフセットから誤差が生じる場合がある。この誤差は、例えば，推定した周波数オフセット値から最大約３ｐｐｍ程度の値となる。これが残留位相誤差となり、適応等化器がトラッキングモード時でフィードバック係数μの値が小さい場合は、適応等化器でこの残留周波数オフセットを補正できない。この場合、例えば図５に示すように、適応等化器の出力に位相の傾きが生じ、エラーレートの特性を劣化させる。
【０００７】
従って、周波数オフセット補正回路でオフセット周波数を推定して補正した上で、さらに過渡的な温度変動などにより残留位相誤差が生じる場合において、残留位相誤差を推定して補正することが必要となる。上記特許文献１、２の構成では、上記のような残留位相誤差を補正するための等化器を設定し、ＬＭＳ（Least Mean Square）アルゴリム回路により、当該直接等化器のタップ係数の更新を行う方式となっているため、既存の適応等化器にさらにもう一系統の別の等化回路が必要となり、回路構成が大きく複雑になる。
【０００８】
また，局部水晶発振器を温度変化に追従するために，水晶発振器を温度補償型水晶発振器への変更することもあるが，この場合変更前後では実装される局部水晶発振器のピンアサイメントなどが異なるため，対応するには新たな実装配置に対応したプリント基板の設計と製作が必要となってしまい，新たな開発コストが発生してしまう。
【０００９】
本発明は、上述のごとき実情に鑑みてなされたもので、既存の適応等化器と周波数オフセット補正回路とを用いて、新たな位相誤差の検出回路を設けることなく，かつ温度補償型水晶発振器への変更をすることなく局部水晶発振器の温度周波数特性等に起因する残留位相誤差を推定して補正する通信装置および周波数オフセット補正方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の通信装置は、送信側の通信装置から送信されたシンボルパターンの複素自己相関に基づいて周波数オフセット位相補正量を算出する周波数オフセット推定・補正部と、該送信側の通信装置から送信された信号の符号間干渉による伝送品質の劣化を補償する適応等化器と、を有し、前記適応等化器は、トランスバーサルフィルタを用いた等化処理により推定した送信シンボル点を示す等化出力値を出力するフィルタ部と、該フィルタ部から出力された前記等化出力値に基づき基準シンボル点を判定する判定器と、を有し、前記フィルタ部から出力される前記等化出力値と、該等化出力値に応じて前記判定器から出力される前記基準シンボル点を示す出力値との複素相互相関を算出し、該算出した複素相互相関に基づいて算出した補正オフセット量を、前記周波数オフセット推定・補正部が算出した前記周波数オフセット位相補正量に反映させて、前記周波数オフセット推定・補正部で補償出来なかった局部水晶発振器の温度周波数特性に起因する周波数オフセットを補正する通信装置である。
【００１１】
また本発明の通信装置は、請求項１に記載の通信装置において、前記周波数オフセット推定・補正部は、前記送信側の通信装置から送信されたシンボルパターンの２シンボル間の複素自己相関を計算し、該計算した複素自己相関から平均化位相回転量を計算し、該平均化位相回転量に基づいて前記周波数オフセット位相補正量を算出し、前記フィルタ部から出力される前記等化出力値と、前記判定器から出力される前記出力値との前記複素相互相関を算出し、該複素相互相関に基づき局部水晶発振器の温度周波数特性に起因する周波数オフセットの回転角度を算出する残留位相誤差算出部を有し、該残留位相誤差算出部が算出した局部水晶発振器の温度周波数特性に起因する周波数オフセットの回転角度に基づき算出した前記補正オフセット量を、前記周波数オフセット推定・補正部が算出した前記周波数オフセット位相補正量に加算することで、前記複素相互相関を前記周波数オフセット位相補正量に反映させる通信装置である。
【００１２】
また本発明の通信装置の、前記残留位相誤差算出部４には、図２に示すよう前記フィルタ部から出力される等化出力値Ｖ（ｎ）と、前記判定器から出力される出力値ｄ（ｎ）との複素相互相関値ｅ（ｎ）の算出部１１を有し、当該算出値を平均化する平均化フィルタ部１２を有し，平均化した複素相互相関値ｅｒ（ｎ）から平均残留位相誤差角Δφｅｒ（ｎ）を算出する位相回転角算出部１３を有した、該信号の周波数オフセットを補正する通信装置である。
【００１３】
また本発明の周波数オフセットの補正方法は、送信側の通信装置から送信されたシンボルパターンの複素自己相関に基づいて位相補正量を算出する周波数オフセット推定・補正ステップと、該送信側の通信装置から送信された信号の伝送品質の劣化を補償する適応等化ステップと、を有し、前記適応等ステップは、タップ係数を用いた等化処理により推定した送信シンボル点を示す等化出力値を出力するフィルタステップと、該フィルタ部から出力された等化出力値に基づき基準シンボル点を判定する判定ステップとを有し、さらに前記フィルタステップで出力される等化出力値と、前記判定ステップで出力される出力値との複素相互相関を算出し、該算出した複素相互相関を前記周波数オフセット推定・補正ステップで算出した前記位相補正量に反映させて、前記通信装置から送信された信号の周波数オフセットを補正するステップを有する周波数オフセットの補正方法である。
【００１４】
本発明者は、上記課題を解決するため検討を行ったところ、適応等化器のフィルタ部から出力されている推定された送信シンボルＶ（ｎ）の出力と、その値を判定器で基準シンボルｄ（ｎ）に判定した出力をそれぞれ分岐させ、Ｖ（ｎ）とｄ（ｎ）との複素相互相関を算出し，算出値を平均化することにより、新たな位相誤差の検出回路を設けずに残留位相誤差のベクトルｅｒ（ｎ）＝E[Ｒ＋ｊＩ]を算出できることを見出した。E[.]は平均化を表す。
さらに、残留位相誤差量の成分自体は小さい値を示す性質のものなので、ｅｒ（ｎ）の実部と虚部によるＡＴＡＮ（Arctangent）値はほぼ０．１ｒａｄ以下となり、よって残留位相誤差角Δφｅｒ（ｎ）≒Ｉと近似でき、ＡＴＡＮ回路を省略することが可能となる。さらに、得られた残留位相誤差角Δφｅｒは平均化処理で適応等化器での推定誤差成分や雑音成分が除去され、平均残留位相誤差角成分のみが抽出される。この値を、周波数オフセット推定・補正部にフィードバックして反映させて、当該周波数オフセット推定・補正部で推定された周波数オフセット補正値から加算、もしくは減算することで残留位相誤差が補正可能とされることを知見し、本発明に到ったものである。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、既存の適応等化器と周波数オフセット補正回路とを用いて、新たな位相誤差の検出回路を設けることなく、かつ温度補償型水晶発振器への変更をすることなく局部水晶発振器の温度周波数特性等に起因する残留位相誤差を推定して補正する通信装置および周波数オフセット補正方法を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明による通信装置の一実施形態における回路構成を示す図である。
【図２】残留位相誤差算出部の内部回路の構成を示す図である。
【図３】周波数オフセット推定・補正部の回路構成を説明するためのブロック図で  ある。
【図４】図３に示すオフセット推定用ＰＮ符号終了判定回路の構成例を示す図である。
【図５】本発明の実施形態における適応等化器出力のコンスタレーションの一例を示す図である。
【図６】従来の適応等化器出力のコンスタレーションの一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
図１は、本発明による通信装置の一実施形態における回路構成を示す図である。本発明による通信装置が適用される通信システムは、通信を開始する際のトレーニング時に通信装置間のオフセットを補償するためのトレーニングパターンを送信する送信側の通信装置と、トレーニングパターンを受信して周波数オフセット補償を行う受信側の通信装置とが有線伝送路を介して接続された通信システムである。
【００１８】
図１に示す通信装置は、送信側の通信装置から送信されたＰＮ符号によるシンボルパターンを受信し、復調器（ＭＯＤＥＭ部）により復調する。復調器からのシンボルパターンは、オフセット周波数推定・補正部５に入力され、周波数オフセット補正値が計算され、復調シンボルパターンに乗算された後、伝送品質の劣化を補償するための適応等化器１に入力される。
周波数オフセット推定・補正部５は、送信側から送信された周波数オフセット推定用のシンボルパターンに基づき、周波数オフセット補正値が推定され決定される。補正値が決定した以降に過渡的な温度変化が生じた場合，局部水晶発振器の温度周波数特性により、決定した周波数オフセットから最大約３ｐｐｍ程度の残留位相誤差を生じる。この残留位相誤差を、適応等化器１の出力に基づき補正する。これにより、新たな位相誤差の検出回路を設けることなく，残留位相誤差を補正することができる。
【００１９】
適応等化器１のフィルタ部２に入力されたシンボルパターンは、タップ係数を用いて等化処理が行われ、送信シンボル点（Ｉ，Ｑ）が推定され、等化出力値（Ｖ（ｎ））が出力される。フィルタ部２から出力された等化出力値（Ｖ（ｎ））は判定器３に入力される。
判定器３は、等化出力値を基準シンボル点（Ｉ、Ｑ）に判定した出力値（ｄ（ｎ））を出力する。適応等化器１では、例えば判定器３からの出力値（ｄ（ｎ））を参照信号として用い、フィルタ部２からの等化出力値（Ｖ（ｎ））と、判定器３からの出力値（ｄ（ｎ））との誤差を算出し、その算出した誤差に基づいてフィルタ部２のタップ係数の更新を行う。また判定器３からの出力値は、デコーダ部に出力されて復号処理が行われる。
【００２０】
本発明に係る実施形態では、上記の適応等化器１のフィルタ部２から出力される推定された送信シンボルの等化出力値（Ｖ（ｎ））と、その値を判定器３で基準シンボルに判定した出力値（ｄ（ｎ））とをそれぞれ分岐させ、Ｖ（ｎ）とｄ（ｎ）との複素相互相関を算出することにより、新たな位相誤差の検出回路を設けることなく、かつ温度補償型水晶発振器への変更をすることなく局部水晶発振器の温度周波数特性等に起因する残留位相誤差のベクトルｅ（ｎ）＝Ｒ＋ｊＩを算出する。
図２に示す残留位相誤差算出部４は、適応等化器１のフィルタ部２からの等化出力値（Ｖ（ｎ））と、判定器３からの出力値（ｄ（ｎ））とを入力し、Ｖ（ｎ）とｄ（ｎ）*の相互相関による位相誤差Δｅ（ｎ）を算出するため以下の計算を行う。なお、上記の*は共役複素数であることを示す。
【００２１】
ｅ（ｎ）＝Ｖ（ｎ）・ｄ（ｎ）* 
＝Ｒ（ｎ）＋ｊＩ（ｎ）
【００２２】
得られたｅ（ｎ）は平均フィルタによる忘却係数αで平均値の残留位相誤差のベクトルｅｒ（ｎ）を以下の計算を行う。
【００２３】
ｅｒ（ｎ）＝αｅｒ（ｎ−１）＋（１−α）ｅ（ｎ）
この平均化により、ガウス分布のものは平均ゼロとなるので、適応等化器での推定誤差成分や雑音成分は除去される。ここで忘却係数αは０．９９９９９８程度の値を用いる。
【００２４】
ｅｒ（ｎ）によるＡＴＡＮ（Arctangent）値は、虚部Ｉ（ｎ）が０．１より小さい場合は、虚部Ｉ（ｎ）とほぼ同一と見なせることから、残留周波数オフセットのような、位相回転角度が非常に小さい場合は、ＡＴＡＮ回路を省略することが可能となり、平均残留周波数オフセットの位相回転角度Δφｅｒ（ｎ）≒Ｉ（ｎ）が得られる。
【００２５】
算出された平均残留周波数オフセットの位相回転角度Δφｅｒ（ｎ）は、周波数オフセット推定・補正部５に入力され、当該周波数オフセット推定・補正部５で推定された周波数オフセット補正値（Δφ（ｋ））と加算もしくは減算され、ＭＯＤＥＭ部から出力された信号の周波数オフセット量を補正する。
【００２６】
（周波数オフセット推定・補正部の構成）
図３は、周波数オフセット推定・補正部５の回路構成を説明するためのブロック図である。送信側の通信装置から送信された２n符号列による周波数オフセット推定用トレーニングパターンは、４ＰＳＫ復調器として動作する復調器２２にて２n符号列によるシンボルパターンに復調され、周波数オフセット推定・補正部５に入力する。
【００２７】
周波数オフセット推定・補正部５の複素自己相関計算回路（複素自己相関計算部）２４は、現在のシンボル点ｒ（ｎ）と、（２n／２）シンボル遅延回路２８により２n／２シンボル遅延されたｒ（ｎ−２n／２）とをシンボルパターンからサンプリングし、２シンボル間の自己相関を求める。ここでは送信側からは、ＰＮ符号により２n／２周期で同一の４ＰＳＫシンボル点が発生されているので、ｒ（ｎ）とｒ（ｎ−２n／２）との自己相関であるｒ（ｎ）・ｒ*（ｎ−２n／２）は、周波数オフセットがない場合、位相回転が０°であるため必ず１の値を示すことになる。
【００２８】
ここでは、ｒ（ｎ）とｒ（ｎ−２n／２）との間の伝送路チャンネル時変特性は変動しないとすると、伝送路の遅延波による畳込み量は同一となり、遅延波の相関も１とすることができる。これにより遅延波の影響を除去することが可能となり、さらにランダムな平均化処理により雑音の影響も除去されて、周波数オフセットの要素のみを示す自己相関値が得られる。
【００２９】
４５°位相回転回路（位相回転部）２５は、複素自己相関計算回路２４から出力された複素自己相関値を４５°位相回転させる。これにより、複素自己相関値の座標は複素平面のシンボル配置位置に変換される。ここでは、４５°位相を回転させることにより、シンボル点は、実部と虚部からなる複素平面の４つの象限（［＋＋］、［＋−］、［−−］、［−＋］）のいずれかに必ず配置されることになる。
【００３０】
実部・虚部極性検出回路（実部・虚部極性検出部）２９では、４５°位相回転されたシンボル点が複素平面の４つの象限（［＋＋］（実部と虚部が［＋］）、［＋−］（実部が［＋］、虚部が［−］）、［−−］実部と虚部が［−］）、［−＋］（実部が［−］、虚部が［＋］））のいずれにあるかを検出する。
送信シンボル偏移推定回路（送信シンボル偏移推定部）３０は、実部・虚部極性検出回路２９で検出された実部と虚部の極性（符号）に従って位相偏移（位相回転量）を推定する。ここでは実部・虚部極性検出回路２９で検出された実部および虚部が［＋＋］の場合、送信された現在のシンボルｓ（ｎ）と、２n／２前のシンボルｓ（ｎ−２n／２）とでは同一シンボルが送信されたことになり、送信シンボル偏移推定回路３０は、位相回転量は０°と推定することができる。
同様に、実部および虚部が［−＋］の場合には、位相回転量は９０°と推定でき、実部および虚部が［−−］の場合には、位相回転量は１８０°と推定でき、実部および虚部が［＋−］の場合には、位相回転量は２７０°と推定できる。
【００３１】
送信シンボル偏移推定回路３０は、推定した位相回転量に応じて１、ｊ、−１、−ｊのいずれかの値を出力する。ここでは実部・虚部極性検出回路２９が検出したシンボル点が［＋＋］の象限にあるとき、すなわち位相回転が０°と推定されたときには１を出力する。
また、シンボル点が［−＋］の象限にあるとき、すなわち位相回転が９０°と推定されたときにはｊを出力し、シンボル点が［−−］の象限にあるとき、すなわち位相回転が１８０°と推定されたときには−１を出力し、シンボル点が［＋−］の象限にあるとき、すなわち位相回転が２７０°と推定されたときには−ｊを出力する。
【００３２】
送信されたシンボルの自己相関はｓ（ｎ）・ｓ*（ｎ−２n／２）で表わされるので、本方式によって、周波数オフセット推定用トレーニングパターンとして、４ＰＳＫ変調された２n／２シンボルが送信される場合には、その４５°位相回転させた複素自己相関値は必ず［＋＋］となり、複素自己相関値として１の値が得られることになる。この理論について以下にさらに具体的に説明する。
【００３３】
複素自己相関計算回路２４で計算された自己相関値は、周波数オフセットが存在した状態で計算されている。周波数オフセットが存在する場合、例えば、６４シンボル（２n／２シンボルにおいてｎ＝７）間隔の自己相関値が常に「＋＋」の象限にあると判断されるためには、４５°位相回転させた周波数オフセットが±４５°の範囲内に入る必要がある。
【００３４】
ここで水晶発振器の誤差は±３０ｐｐｍ以下とする仕様となっているため、これ以上の誤差を示すことはない。そして通信システムの通信に使用する最大周波数は４２５ｋＨｚであるため、±３０ｐｐｍの誤差があるときの周波数オフセット量は約±１３Ｈｚとなり、このときの回転量は、６４ＱＡＭのシンボルレートを３２ｋｂｐｓ（３１．２５μｓ）とすると、以下のようになる。
回転量≒３６０×freq.offset×Ｔｓ
≒３６０×１３Ｈｚ×３１．２５×１０−６
≒±０．１４６°
【００３５】
これにより６４シンボル間では、±０．１４６×６４≒±９．３６°となり、±４５°を越えることはない。従ってトレーニング時の２n符号列を受信した場合には、自己相関値を４５°位相回転させた場合に、常に複素平面の［＋＋］の象限に入ることになり、送信シンボル偏移推定回路３０では位相回転が０°と推定されて、必ず１が出力されることになる。つまり、周波数オフセット推定用トレーニングパターンとして４ＰＳＫ変調された２n／２シンボルが送信される場合には、送信シンボル偏移推定回路３０から必ず１を出力させることができる。
なお、位相回転が±４５°を越えることが懸念される場合には、サンプリングするシンボル間隔を３２シンボル、もしくは１６シンボル等のように短い間隔とすることで、送信シンボル偏移推定回路３０から確実に１を出力させることができるようになる。
【００３６】
位相回転量計算回路（位相回転量計算部）２６は、次の式（１）により周波数オフセットによる位相の回転量を計算する。
【００３７】
【数１】
0006600187.tif 000002
【００３８】
上記式（１）では、その分母は、送信側で送られたものとして推定されるシンボル間隔（２n／２）における位相回転量であって、送信シンボル偏移推定回路３０から出力された出力値を用いる。また上記式（１）の分子は、実際に伝送路を経由して受信されたシンボル間の位相回転量となる。
ここで、上記のように周波数オフセット推定用トレーニングパターンとして、２n／２シンボルパターンが送られてきているため、送信シンボル偏移推定回路３０からは１が出力されるため、式（１）の分母は必ず１になり、Δｒとして、伝送路を介して受信された２n／２シンボル間の位相回転量が算出される。この位相回転量は、遅延波および雑音の要因が除去された周波数オフセットによる平均化位相回転量とされる。
【００３９】
忘却係数平均化回路２７では、Δｒ（ｎ）をシンボルごとに平均化するため、次の式（２）を用いる。
Ｒ（ｎ）＝βＲ（ｎ−１）＋（１−β）ΔＲ（ｎ）     ・・・（２）
ここでβは忘却係数で０．９９８程度の値を用いる。
【００４０】
ＡＴＡＮ計算回路３２では、忘却係数平均化回路２７で得られたＲ（ｎ）の実部・虚部によりＡＴＡＮ（Arctangent）の計算を行い、２n／２で割ることにより、１シンボルの回転角Δθ（ｎ）を求める。
【００４１】
第２複素乗算器３３は，１シンボル遅延回路３４で遅延されたΔφ（ｎ−１）と、１シンボルの平均の位相回転角Δθ（ｎ）、および平均残留周波数オフセットの位相回転角度Δφｅｒ（ｎ）とで復調器のｎ番目のシンボルの位相補正量Δφ（ｎ）を算出するため、次の式（３）に示す処理を行う。
【００４２】
ｅ-jΔφ(n)＝ｅ-j(Δφ(n-1)+Δθ(n)+Δer(n))              ・・・（３）
【００４３】
推定されたｎ番目のシンボルの位相補正量Δφ（ｎ）は、第１複素乗算器３５にて復調器２２からの信号と乗算される。
これにより残留位相誤差が補正された周波数オフセット量によって、周波数オフセットを補正することができる。
【００４４】
図４は、図３に示すオフセット推定用ＰＮ符号終了判定回路３１の構成例を示す図である。本実施形態の通信装置を用いた通信方式は、周波数オフセット用トレーニング信号を送信側から送出後、適応等化器用トレーニング信号に切換わった符号が送出される。トレーニング信号送出後は通信が開始され、ランダムデータによる伝送信号を送出する。周波数オフセット用トレーニング信号には、ＰＮ７（２7−１）に１ビット付加した２7の符号列を４ＰＳＫ変調した符号が用いられる。また適応等化器用トレーニング信号にはＰＮ１２（２12−１）の符号列を４ＰＳＫ変調した符号が用いられる。
【００４５】
オフセット推定用ＰＮ符号終了判定回路３１では、符号変換回路３１１により、送信シンボル偏移推定回路３０からの出力値（＋１、ｊ、−１、−ｊ）が正相関（＋１）の時に１に変換し、逆相関（−１）の時に−１に変換し、それ以外の値を０に変換し、ｎシンボルをシフトレジスタ３１２に入力する。シフトレジスタ３１２では、そのタップ出力値を加算器３１３に入力する。加算器３１３には、シフトレジスタ３１２のタップ数Ｔ+１に相当する数だけ１、−１、または０の値が入力され、加算器３１３の出力は、入力された１数が合計されるので、出力値の最大値はＴ+１個となる。従ってこの場合、周波数オフセット推定用トレーニングパターンが送出されている時間領域では、シフトレジスタに入力されるｎシンボルが全て１であるため、加算器３１３の出力値は、必ずｎ値を示すことになる。
【００４６】
しかし、送信側の通信装置で周波数オフセット推定用トレーニングパターンから適応等化器用トレーニングパターンに移行した場合は、２m−１符号列は、２n／２シンボル間隔で相関が常に１にはならず、送信シンボル偏移推定回路３０からの出力は、＋１、ｊ、−１、−ｊの値がランダムに出力されることになる。もしくは、ＰＮ発生器のシフトレジスタ（ｍ段）の初期設定値を、ＰＮ発生器で生成される１〜ｍ番目までのビット列と逆符号になる符号を設定することで、送信シンボル偏移推定回路３０からの出力は、−１がｍ／２シンボルが連続で出力される。この場合には、シフトレジスタ３１２には＋１、−１、０がランダムに、もしくは−１が連続で入力され、加算器３１３からの出力値はｎ値でなくなる。
【００４７】
閾値判定回路３１４では、加算器３１３の出力値に（ｎ−ａ）の閾値を設定することで、（ｎ−ａ）以下の値となった場合、適応等化器用トレーニングパターンに切り替えられたことを検出することができる。周波数オフセット推定用トレーニングパターンから適応等化器用トレーニングパターンに切り換えられたことが検出されると、閾値判定回路３１４からＰＮ符号切換え検出信号を出力する。これにより、受信側でトレーニングパターンを発生させずに、送信側から送信されたトレーニングンパターンに基づいて周波数オフセットを補償する構成であっても、送信されたトレーニングパターンから、そのトレーニングパターンの切り替えを簡単に判定することができるようになる。
【００４８】
閾値判定回路３１４からのＰＮ符号切換え検出信号が、図３に示す信号出力制御回路３６に入力されると、信号出力制御回路３６は、これまでの適応等化器への信号出力抑制を解除し、適応等化器に信号を出力する。これにより適応等化器に対して適応等化器用トレーニングパターンが出力され、適応等化器におけるトレーニングが開始される。
またオフセット推定用ＰＮ符号終了判定回路３１における閾値判定回路３１４からのＰＮ符号切換え検出信号は、同時にＡＴＡＮ計算回路３２へも出力され、時間ｔシンボル経過後に平均化処理を終了し、１シンボルの回転角をΔθ（ｔ−Ｍ＋１）に前の値に固定する。なお、Ｍはシフトレジスタ３１２のレジスタ数である。
上記のトレーニング終了後は、復調器は、４ＰＳＫ復調器から２nＱＡＭ復調に切替わり、データ信号系列が復調される。
【００４９】
図５は、上記実施形態における適応等化器の出力の一例を示す図である。上記の構成により、残留周波数オフセットを補正する新たな適応等化器やＬＭＳアルゴリズムを追加することなく、非常に簡単な計算回路を既存の適応等化器および周波数オフセット推定・補正部に追加するだけで、図５に示すような適応等化器の出力が得られる。ここでは、上記図６に示した残留位相誤差が補正されていない適用等化器出力と比較して、適応等化器で補正できない残留位相誤差の推定・及び補正が可能となる。
【符号の説明】
【００５０】
１…適応等化器、２…フィルタ部、３…判定器、４…残留位相誤差算出部、５…周波数オフセット推定・補正部、１１…複素相互相関算出部、１２…忘却係数平均化フィルタ部、１３…位相回転角算出部、２１…加算器、２２…復調器、２４…複素自己相関計算回路、２５…４５°位相回転回路（位相回転部）、２６…位相回転量計算回路（位相回転量計算部）、２７…忘却係数平均化回路、２８…シンボル遅延回路、２９…虚部極性検出回路、３０…送信シンボル偏移推定回路、３１…オフセット推定用ＰＮ符号終了判定回路、３２…ＡＴＡＮ計算回路、３３…第２複素乗算器、３４…１シンボル遅延回路、３５…第１複素乗算器、３６…信号出力制御回路、３１１…符号変換回路、３１２…シフトレジスタ、３１３…加算器、３１４…閾値判定回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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