(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源に接続されるリアクトルと、
整流素子および前記整流素子に並列に接続されたスイッチング素子を有するコンバータ回路と、
前記コンバータ回路を駆動する駆動部と、
前記コンバータ回路からの出力電流を平滑化する平滑コンデンサと、
１０ｋＨｚ以下の低い周波数の搬送波を使用して前記駆動部を制御する制御部と、
前記コンバータ回路への入力電圧を検出する入力電圧検出部と、を備え、
前記制御部は、
負荷に対応する変調率の信号波および前記搬送波を用いることでＰＷＭ信号を生成して前記駆動部に与えるとともに、
相対的に低い負荷である低負荷領域にある場合には前記スイッチング素子をオンオフするＰＷＭコンバータ制御を行わず、
相対的に高い負荷である高負荷領域にある場合には前記ＰＷＭコンバータ制御を行い、
前記制御部は、
前記入力電圧に応じて前記変調率の上限を定める、
ことを特徴とするコンバータ装置。
【請求項２】
前記コンバータ回路への入力電流を検出する入力電流検出部を備え、
前記制御部は、
前記入力電流が相対的に小さい前記低負荷領域にある場合には前記ＰＷＭコンバータ制御を行わず、
前記入力電流が相対的に大きい前記高負荷領域にある場合には前記ＰＷＭコンバータ制御を行う、
ことを特徴とする請求項１に記載のコンバータ装置。
【請求項３】
前記ＰＷＭコンバータ制御が行われないオフ状態から前記ＰＷＭコンバータ制御が行われるオン状態へと切り替わるときの前記入力電流に対して、前記ＰＷＭコンバータ制御が行われるオン状態から前記ＰＷＭコンバータ制御が行われないオフ状態へと切り替わるときの前記入力電流が小さい、
ことを特徴とする請求項２に記載のコンバータ装置。
【請求項４】
前記制御部は、
前記負荷または前記入力電流に応じて前記変調率を可変に設定する、
ことを特徴とする請求項２または３に記載のコンバータ装置。
【請求項５】
前記交流電源の位相を検出する位相検出部を備え、
前記制御部は、検出された前記位相を用いて、前記交流電源の位相に対して同期した、あるいはシフトした前記ＰＷＭ信号を生成する、
ことを特徴とする請求項１から４のいずれか一項に記載のコンバータ装置。
【請求項６】
一対の前記整流素子の各々に前記スイッチング素子が並列に接続され、
一対の前記スイッチング素子には、前記駆動部により同一の前記ＰＷＭ信号が与えられる、
ことを特徴とする請求項１から５のいずれか一項に記載のコンバータ装置。
【請求項７】
一対の前記整流素子の各々に前記スイッチング素子が並列に接続され、
前記制御部は、
一対の前記スイッチング素子のいずれか一方について前記ＰＷＭコンバータ制御が行われる区間の全体に亘り他方をオンにする、
ことを特徴とする請求項１から６のいずれか一項に記載のコンバータ装置。
【請求項８】
請求項１から７のいずれか一項に記載のコンバータ装置と、
前記コンバータ装置から入力される直流を交流に変換して前記負荷へと供給するインバータ部と、を備える、
ことを特徴とする駆動制御装置。
【請求項９】
前記負荷は、空気調和機を構成するコンプレッサに用いられるモータである、
ことを特徴とする請求項８に記載の駆動制御装置。
【請求項１０】
請求項８または９に記載の駆動制御装置を備える、
ことを特徴とするモータ。
【請求項１１】
請求項１０に記載のモータと、
前記モータにより駆動されて流体を圧縮する圧縮機構と、
前記モータおよび前記圧縮機構を収容するハウジングと、を備える、
ことを特徴とするコンプレッサ。
【請求項１２】
前記制御部は、
前記圧縮機構の回転数が相対的に小さい場合には前記ＰＷＭコンバータ制御を行わず、
前記回転数が相対的に大きい場合には前記ＰＷＭコンバータ制御を行う、
ことを特徴とする請求項１１に記載のコンプレッサ。
【請求項１３】
前記コンプレッサは、空気調和機を構成している、
ことを特徴とする請求項１１または１２に記載のコンプレッサ。
【請求項１４】
交流電源に接続されるリアクトルと、整流素子および前記整流素子に並列に接続されたスイッチング素子を有するコンバータ回路と、前記コンバータ回路からの出力電流を平滑化する平滑コンデンサと、前記コンバータ回路を駆動する駆動部を制御する制御部と、前記コンバータ回路への入力電圧を検出する入力電圧検出部と、を備えたコンバータ装置を制御する方法であって、
負荷に対応する変調率の信号波および１０ｋＨｚ以下の低い周波数の搬送波を用いることでＰＷＭ信号を生成して前記コンバータ回路を駆動するとともに、
相対的に低い負荷である低負荷領域にある場合には前記スイッチング素子をオンオフするＰＷＭコンバータ制御を行わず、
相対的に高い負荷である高負荷領域にある場合には前記ＰＷＭコンバータ制御を行い、
前記入力電圧に応じて前記変調率の上限を定める、
ことを特徴とするコンバータ装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源高調波を抑制するため整流部にスイッチング素子を有するコンバータ装置、それを備えた駆動制御装置、モータ、およびコンプレッサに関する。
【背景技術】
【０００２】
モータ等の負荷に駆動電流を供給するインバータ装置は、交流電源による交流を直流に変換するコンバータ部と、コンバータ部から入力された直流を交流に変換して負荷に供給するインバータ部と、制御部とを備えている。制御部によりＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御や入力電流高調波抑制を目的としたＰＡＭ（Pulse Amplitude Modulation）制御が行われることで、負荷に対して適切な電圧および周波数の駆動電流が供給される。
インバータ装置を利用する製品の小型化および高性能化に伴い、高調波抑制制御の基準となる搬送波の周波数（キャリア周波数）が増加しており、例えば、１５ｋＨｚ〜３５ｋＨｚ程度のキャリア周波数が使用されている。
【０００３】
コンバータ部は、典型的には、交流電源に接続されるリアクトルと、複数の整流ダイオードと、平滑化コンデンサとを含んで構成されている。
コンバータ部が発生する高調波電流を抑制するため、整流ダイオードに半導体スイッチング素子を並列に接続し、スイッチング素子をオンオフにスイッチングすることで波形を正弦波に近づける高調波対策がとられる場合がある（例えば、特許文献１）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開平３−３６６４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
現状、コンバータ装置の高調波抑制制御部においては、専ら高い周波数の搬送波が使用されているが、搬送波の周波数が高いと、スイッチング毎に波形に発生する急激なサージが増加する。そのため、サージによるノイズを十分に抑制するために、特許文献１において整流ダイオードと並列に接続されたスイッチング素子の他にも、実際には、ハイスペックなノイズフィルタが必要となる。
そうしたノイズ対策はコストが高い上、今後も周波数が増加すれば、ノイズフィルタにより大型化を招くので、コントローラのサイズに収めるのに限界が来る。
しかも、ノイズ対策のために必要なスイッチング素子は、オンオフに切り替えられる毎に損失を伴うので、周波数が高いと、スイッチングによる損失増加を招く。
【０００６】
以上より、本発明は、電源高調波を抑制するため整流部にスイッチング素子を有するコンバータ装置において、コストを抑えつつ十分にノイズ対策を図るとともに、損失を抑えて効率を向上させることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明のコンバータ装置は、交流電源に接続されるリアクトルと、整流素子および整流素子に並列に接続されたスイッチング素子を有するコンバータ回路と、コンバータ回路を駆動する駆動部と、コンバータ回路からの出力電流を平滑化する平滑コンデンサと、１０ｋＨｚ以下の低い周波数の搬送波を使用して駆動部を制御する制御部と、コンバータ回路への入力電圧を検出する入力電圧検出部と、を備え、制御部は、負荷に対応する変調率の信号波および搬送波を用いることでＰＷＭ信号を生成して駆動部に与えるとともに、相対的に低い負荷である低負荷領域にある場合にはスイッチング素子をオンオフするＰＷＭコンバータ制御を行わず、相対的に高い負荷である高負荷領域にある場合にはＰＷＭコンバータ制御を行い、制御部は、入力電圧に応じて変調率の上限を定めることを特徴とする。
【０００８】
本発明のコンバータ装置は、コンバータ回路への入力電流を検出する入力電流検出部を備え、制御部は、入力電流が相対的に小さい低負荷領域にある場合にはＰＷＭコンバータ制御を行わず、入力電流が相対的に大きい高負荷領域にある場合にはＰＷＭコンバータ制御を行うことが好ましい。
【０００９】
本発明のコンバータ装置においては、ＰＷＭコンバータ制御が行われないオフ状態からＰＷＭコンバータ制御が行われるオン状態へと切り替わるときの入力電流に対して、ＰＷＭコンバータ制御が行われるオン状態からＰＷＭコンバータ制御が行われないオフ状態へと切り替わるときの入力電流が小さいことが好ましい。
【００１０】
本発明のコンバータ装置は、交流電源の位相を検出する位相検出部を備え、制御部は、検出された位相を用いて、交流電源の位相に対して同期した、あるいはシフトしたＰＷＭ信号を生成することが好ましい。
【００１１】
本発明のコンバータ装置においては、制御部は、負荷または入力電流に応じて変調率を可変に設定することが好ましい。
【００１２】
本発明のコンバータ装置においては、一対の整流素子の各々にスイッチング素子が並列に接続され、一対のスイッチング素子には、駆動部により同一のＰＷＭ信号が与えられることが好ましい。
【００１３】
本発明のコンバータ装置においては、一対の整流素子の各々にスイッチング素子が並列に接続され、制御部は、一対のスイッチング素子のいずれか一方についてＰＷＭコンバータ制御が行われる区間の全体に亘り他方をオンにすることが好ましい。
【００１４】
本発明のコンバータ装置は、交流電源に接続されるリアクトルと、整流素子および整流素子に並列に接続されたスイッチング素子を有するコンバータ回路と、コンバータ回路を駆動する駆動部と、コンバータ回路からの出力電流を平滑化する平滑コンデンサと、１０ｋＨｚ以下の低い周波数の搬送波を使用して駆動部を制御する制御部と、コンバータ回路への入力電圧を検出する入力電圧検出部と、を備え、制御部は、負荷に対応する変調率の信号波および搬送波を用いることでＰＷＭ信号を生成して駆動部に与えるとともに、相対的に低い負荷である低負荷領域にある場合にはスイッチング素子をオンオフするＰＷＭコンバータ制御を行わず、相対的に高い負荷である高負荷領域にある場合にはＰＷＭコンバータ制御を行い、制御部は、入力電圧に応じて変調率の上限を定めることを特徴とする。
【００１５】
本発明の駆動制御装置は、上述のコンバータ装置と、コンバータ装置から入力される直流を交流に変換して負荷へと供給するインバータ部と、を備えることを特徴とする。
【００１６】
本発明の駆動制御装置において、負荷は、空気調和機を構成するコンプレッサに用いられるモータであることを特徴とする。
【００１７】
本発明のモータは、上述の駆動制御装置を備えることを特徴とする。
【００１８】
本発明のコンプレッサは、上述のモータと、モータにより駆動されて流体を圧縮する圧縮機構と、モータおよび圧縮機構を収容するハウジングと、を備えることを特徴とする。
【００１９】
本発明のコンプレッサにおいて、制御部は、圧縮機構の回転数が相対的に小さい場合にはＰＷＭコンバータ制御を行わず、回転数が相対的に大きい場合にはＰＷＭコンバータ制御を行うことが好ましい。
【００２０】
本発明のコンプレッサは、空気調和機を構成していることが好ましい。
【００２１】
本発明は、交流電源に接続されるリアクトルと、整流素子および整流素子に並列に接続されたスイッチング素子を有するコンバータ回路と、コンバータ回路からの出力電流を平滑化する平滑コンデンサと、コンバータ回路を駆動する駆動部を制御する制御部と、を備えたコンバータ装置を制御する方法であって、負荷に対応する変調率の信号波および１０ｋＨｚ以下の低い周波数の搬送波を用いることでＰＷＭ信号を生成してコンバータ回路を駆動するとともに、相対的に低い負荷である低負荷領域にある場合にはスイッチング素子をオンオフするＰＷＭコンバータ制御を行わず、相対的に高い負荷である高負荷領域にある場合にはＰＷＭコンバータ制御を行い、入力電圧に応じて前記変調率の上限を定めることを特徴とする。
【００２２】
本発明のコンバータ装置の制御方法において、コンバータ回路への入力電流が相対的に小さい低負荷領域にある場合にはＰＷＭコンバータ制御を行わず、入力電流が相対的に大きい高負荷領域にある場合にはＰＷＭコンバータ制御を行うことが好ましい。
【発明の効果】
【００２３】
本発明によれば、電源高調波を抑制する制御に低い周波数の搬送波を使用しているため、当該搬送波の周波数が高い場合とは異なり、サージによるノイズが十分に軽減される上、インダクタンスが大きくてしかも安価なリアクトルをコンバータ装置に用いることができるので、低負荷領域におけるスイッチングを廃止しても高調波を抑制して許容値内に収めることができる。
高負荷領域では、高調波を抑制するためにスイッチングを行うが、高調波抑制制御の搬送波周波数が低いことで、上述したようにノイズが十分に軽減されているから、高周波スイッチング用の高価なノイズフィルタは必要ない。
その上、高調波抑制制御の搬送波周波数が低いことにより、単位時間あたりのスイッチング回数が減少するので、スイッチング素子におけるスイッチング損失を抑えることができる。低負荷領域ではスイッチング素子をスイッチングしていないので、それらスイッチング素子によるスイッチング損失が発生しない。
以上より、本発明によれば、高調波抑制制御に低い周波数の搬送波を用いることにより、高調波を許容値内に収めつつ、コストを抑えて十分にノイズ対策を図るとともに、損失を抑えて効率を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明の実施形態に係るコンバータ装置を備えた駆動制御装置を示す図である。
【図２】（ａ）および（ｂ）は、ＰＷＭ信号の生成について説明するための図である。
【図３】（ａ）および（ｂ）は、図２に示す変調率よりも変調率が大きい場合について説明するための図である。
【図４】（ａ）および（ｂ）は、交流電源の位相とＰＷＭ信号の位相との関係を示す図である。
【図５】ＰＷＭコンバータ制御のオン状態とオフ状態との切り替えに与えられたヒステリシスを示す図である。
【図６】本発明の変形例に係るコンバータ装置を備えた駆動制御装置を示す図である。
【図７】（ａ）および（ｂ）は、駆動部に与えられるＰＷＭ信号を示す図である。
【図８】本発明の他の変形例に係るコンバータ装置を備えた駆動制御装置を示す図である。
【図９】図１に示す駆動制御装置を備えた電動コンプレッサを示す模式図である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
以下、添付図面を参照しながら、本発明の実施形態について説明する。
図１に示すモータ用の駆動制御装置１は、交流を直流に変換するコンバータ部１０（コンバータ装置）と、コンバータ部１０から入力される直流を交流に変換してモータ２（負荷）へと供給するインバータ部２０とを備えている。
【００２６】
モータ２は、永久磁石型同期モータや誘導モータ等の交流モータである。
モータ２は、図９に示すコンプレッサ３に適用することができる。コンプレッサ３は、モータ２と、モータ２を駆動制御する駆動制御装置１と、モータ２により駆動されて冷媒を圧縮する圧縮機構４と、モータ２および圧縮機構４を収容するハウジング３Ａとを備えており、空気調和機を構成する。
【００２７】
インバータ部２０は、モータ２に備えられたｕ相、ｖ相、ｗ相の巻線の各々に対応する半導体スイッチング素子２１を含んで構成されている。
インバータ部２０は、半導体スイッチング素子２１のスイッチングにより生成された駆動電流を巻線ｕ，ｖ，ｗに供給する。
【００２８】
以下、コンバータ部１０の構成を説明する。
コンバータ部１０は、リアクトル５と、整流ダイオード６ａ，６ｂおよびスイッチング素子７ａ，７ｂと、高速ダイオード８ａ，８ｂを有するコンバータ回路９と、コンバータ回路９を駆動する駆動部１１ａ，１１ｂと、入力電流検出部１２と、位相検出部１３と、平滑コンデンサ１４と、駆動部１１ａ，１１ｂにＰＷＭ信号を与えることで電源高調波を抑制するためのＰＷＭコンバータ制御を行う制御部１５とを備えている。
【００２９】
リアクトル５は、力率を改善するため、交流電源ＡＣに接続されている。
リアクトル５としては、コンバータ回路９に用いられる典型的なリアクトルと比べてインダクタンスが大きく、安価なものが使用されている。典型的なリアクトルは、ＰＷＭ信号の高い周波数に対応可能な、例えば０．１〜０．５ｍＨのインダクタンスを有するものが使用されるのに対して、リアクトル５のインダクタンスは、その数十〜数百倍、つまり、数ｍＨ〜数十ｍＨ程度である。
【００３０】
一対の整流ダイオード６ａ，６ｂは、それらを交互に流れる交流を整流する。
同じく一対のスイッチング素子７ａ，７ｂは、整流ダイオード６ａ，６ｂのそれぞれに並列に接続されている。
スイッチング素子７ａ，７ｂとしては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）等の半導体スイッチング素子を用いることができる。Ｓｉを用いた典型的なＭＯＳＦＥＴの他、Ｓｉを用いたＳＪ−ＭＯＳＦＥＴ（スーパージャンクション構造のＭＯＳＦＥＴ）や、ＳｉＣ，ＧａＮ，Ｇａ２Ｏ３等を用いたワイドギャップの半導体を用いることもできる。
そして、高速ダイオード８ａが整流ダイオード６ａおよびスイッチング素子７ａに直列に接続され、高速ダイオード８ｂが整流ダイオード６ｂおよびスイッチング素子７ｂに直列に接続されている。高速ダイオード８ａ，８ｂは、逆流が可能なリカバリー時間（逆回復時間）が短いファストリカバリー特性を有している。
【００３１】
駆動部１１ａ，１１ｂは、スイッチング素子７ａ，７ｂにＰＷＭ信号を与えることで、コンバータ回路９を駆動する。
入力電流検出部１２は、コンバータ回路９への入力電流を検出する。
位相検出部１３は、交流電源ＡＣの位相を検出する。
平滑コンデンサ１４は、コンバータ回路９からの出力電流を平滑化する。
【００３２】
制御部１５は、ＰＷＭ信号を生成して駆動部１１ａ，１１ｂに与え、スイッチング素子７ａ，７ｂをオンオフさせることで、電源高調波を抑制するためのＰＷＭコンバータ制御を行うか否かを、入力電流検出部１２により検出された入力電流に応じて切り替える。
制御部１５は、２０ｋＨｚ以下の低い周波数の搬送波（キャリア）を使用している。搬送波の周波数（キャリア周波数）は、１０ｋＨｚ以下であることが好ましい。本実施形態の制御部１５では、数ｋＨｚの搬送波が採用されている。
【００３３】
制御部１５は、負荷に対応する変調率を設定する変調率設定部１５１と、ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部１５２と、ＰＷＭ信号コンバータ制御を行うか否かを切り替えるＰＷＭ信号コンバータ制御切替部１５３とを備えている。
【００３４】
変調率設定部１５１は、負荷に応じて変調率を可変に設定することが好ましい。負荷の代わりに、入力電流検出部１２により検出された入力電流に応じて変調率を可変に設定してもよい。「変調率」は、搬送波の振幅に対する信号波の振幅の比率である。
永久磁石同期モータの場合は、回転数の増加により誘起電圧が増大するため、高回転であるほど大きなインバータ出力を必要とする。また、負荷が高いほど、入力電流が大きいほど、直流電圧の降下が大きくなる傾向がある。そうした状況下にも、変調率を可変に設定することで対処することができる。
【００３５】
ＰＷＭ信号生成部１５２は、設定された変調率の信号波および搬送波を用いることでＰＷＭ信号を生成する。
図２（ａ）は、三角波である搬送波Ａ０と、正弦波である信号波Ａ１とを示している。搬送波Ａ０は鋸波であってもよい。
上述したように搬送波Ａ０の周波数は数ｋＨｚである。信号波Ａ１の周波数は、商用電源（交流電源ＡＣ）の電源周波数である。そして、搬送波Ａ０に対する信号波Ａ１の変調率はほぼ１である。
ＰＷＭ信号生成部１５２は、搬送波Ａ０と信号波Ａ１とを比較し、搬送波Ａ０の電圧に対して信号波Ａ１の電圧が大きい時間だけオフであるＰＷＭ信号Ｓ１を生成する。図２（ｂ）に示すように、搬送波Ａ０の周波数と同じ周波数で、パルス幅が可変なＰＷＭ信号Ｓ１が生成される。
【００３６】
図３（ａ）および（ｂ）は、図２（ａ）および（ｂ）に示す信号波Ａ１の変調率と比べて信号波Ａ１の変調率が大きい場合を示している。この場合も、ＰＷＭ信号生成部１５２は、上記と同様に、搬送波Ａ０の電圧に対して信号波Ａ１の電圧が大きい時間だけオンであるＰＷＭ信号Ｓ１を生成する。
【００３７】
ＰＷＭ信号Ｓ１は、ＰＷＭ信号生成部１５２により所定の位相に定められることが好ましい。それにより、力率を改善することができる。
ＰＷＭ信号生成部１５２は、位相検出部１３により検出された電源の位相に基づいて、図４（ａ）に示すように電源位相のゼロクロスθ０と同期した、あるいは図４（ｂ）に示すように電源位相のゼロクロスθ０からシフトしたＰＷＭ信号Ｓ１を生成することができる。
【００３８】
ＰＷＭコンバータ制御切替部１５３（図１）は、入力電流検出部１２により検出された入力電流に応じて、コンバータ回路９のスイッチング素子７ａ，７ｂをオンオフするＰＷＭコンバータ制御を行うか否かを判定し、判定結果に基づいて、ＰＷＭ信号Ｓ１またはフルオフの信号をスイッチング素子７ａ，７ｂに与える。
【００３９】
スイッチング素子７ａ，７ｂをオンオフするＰＷＭコンバータ制御による作用を説明する。
スイッチング素子７ａのオン時には、交流電源ＡＣはリアクトル５を通じてスイッチング素子７ａおよび整流ダイオード６ｂにより短絡される。このときリアクトル５に蓄えられた電荷は、スイッチング素子７ａのオフ時に整流ダイオード６ａおよびスイッチング素子７ｂを通じて平滑コンデンサ１４に放出される。これによってコンバータ回路９が出力する直流電圧が上がり、正弦波に近づく。
スイッチング素子７ａ，７ｂは、オンオフ（ＰＷＭコンバータ制御）により、直流の波形を正弦波に近づけて高調波を低減するために設けられている。但し、ＰＷＭコンバータ制御の搬送波の周波数が高いと、サージによるノイズが増加する側面もある。
【００４０】
ここで、スイッチング素子７ａ，７ｂのスイッチングを行わない場合について説明する。ＰＷＭ信号生成部１５２から駆動部１１ａ，１１ｂを介してコンバータ回路９に与えられるＰＷＭ信号Ｓ１は、スイッチングを行う場合と比べて歪みが大きいものの、本実施形態では、上述したようにリアクトル５のインダクタンスが大きいため、リアクトル５による作用によって歪みが緩和され、低電流域では高調波を許容値（規制値）内に抑制可能である。
【００４１】
そのため、ＰＷＭコンバータ制御切替部１５３は、入力電流検出部１２により検出された入力電流を用いて、スイッチング素子７ａ，７ｂをオンオフにスイッチングするＰＷＭコンバータ制御を行うか否か、つまりはＰＷＭコンバータ制御の必要性を判定する。
そして、入力電流が相対的に小さい低負荷領域にある場合には、ＰＷＭコンバータ制御を行わないため、連続したオフ信号（フルオフ信号）を駆動部１１ａ，１１ｂに与える。そうすると、スイッチング素子７ａ，７ｂはオンオフにスイッチングされない。つまりスイッチング素子７ａ，７ｂは低負荷領域では機能しない。
一方、入力電流が相対的に大きい高負荷領域にある場合には、ＰＷＭコンバータ制御を行うため、ＰＷＭ信号Ｓ１を駆動部１１ａ，１１ｂに与える。そうすると、スイッチング素子７ａ，７ｂがオンオフにスイッチングされる。
以上より、フルオフ信号は、ＰＷＭコンバータ制御のオフ状態を示し、ＰＷＭ信号Ｓ１は、ＰＷＭコンバータ制御のオン状態を示している。
【００４２】
ＰＷＭコンバータ制御のオン状態とオフ状態とを所定の電流値を閾値として切り替えることができるが、図５に示すように、ＰＷＭコンバータ制御のオン状態とオフ状態との切り替えにヒステリシスを持たせることが好ましい。
その場合は、図５に示すように、オフ状態からオン状態へと切り替わるときの入力電流ＩＯＮに対して、オン状態からオフ状態へと切り替わるときの入力電流ＩＯＦＦが小さい。
こうすると、入力電流がＩＯＮとＩＯＦＦとの間で変動しているときにＰＷＭコンバータ制御のオンオフ状態がハンチングすることを防ぐことができる。
【００４３】
本実施形態によれば、電源高調波を抑制する制御に低い周波数の搬送波を使用しているため、当該搬送波の周波数が高い場合とは異なり、サージによるノイズが十分に軽減される上、インダクタンスが大きくてしかも安価なリアクトル５をコンバータ部１０に用いることができるので、低負荷領域におけるスイッチングを廃止しても高調波発生を抑制して許容値内に収めることができる。
高負荷領域では、高調波を抑制するためにスイッチングを行うが、高調波抑制制御の搬送波周波数が低いことでノイズが十分に軽減されているため、高周波スイッチング用の高価なノイズフィルタは不要である。
本実施形態の駆動制御装置１を含めたコンプレッサ３は、高調波電流の国際規格であるＩＥＣ６１０００−３−２に適合する。
【００４４】
その上、本実施形態においては、高調波抑制制御の搬送波周波数が低いことにより、単位時間あたりのスイッチング回数が減少するので、スイッチング素子７ａ，７ｂにおけるスイッチング損失を抑えることができる。低負荷領域ではスイッチング素子７ａ，７ｂをスイッチングしていないので、それらのスイッチング損失が発生しない。
以上より、本実施形態によれば、高調波を許容値内に収めつつ、コストを抑えて十分に高調波対策を図るとともに、損失を抑えて効率を向上させることができる。
【００４５】
上述のように、本実施形態によれば、性能に寄与しない高調波を低減でき、スイッチング損失を抑えられることから、特に、低負荷領域における効率が高い。
このことは、空気調和機用のコンプレッサに適用されるモータ２にあっては、ＪＩＳ  Ｃ９６１２に基づく空調機の評価指標である通年エネルギー消費効率（Annual Energy Consumption：ＡＰＦ）の観点から、意義が大きい。ＡＰＦは、所定の冷房期間及び所定の暖房期間を通じて室内側空気から除去する熱量及び室内側空気に加える熱量の総和と、同期間内に消費する電力量の総和との比を示しており、運転頻度が高い低速度域運転に重み付けして算出されるためである。つまり、空気調和機のコンプレッサ３を動作させるモータ２の駆動制御は、低負荷領域における効率こそ重要である。
そして、好ましいことに、空気調和機のコンプレッサ３および駆動制御装置１を収容する筐体には、インダクタンスの大きさに見合ったサイズのリアクトル５を収容可能な程度のスペースであれば、十分な余裕がある。
【００４６】
本発明のコンバータ装置の構成は、上記のコンバータ部１０の構成には限らず、用いる素子や結線を適宜に改変することができる。
上記実施形態のスイッチング素子７ａ，７ｂは、図１に示す回路上で左右に配置されているが、図６に示すように、上下に配置することもできる。図６に示す構成の場合は、ダイオード８ａ，８ｂにファストリカバリー特性は要求されない。
【００４７】
図７（ａ）に示すように、スイッチング素子７ａ，７ｂにそれぞれ与えられるＰＷＭ信号Ｓ１，Ｓ１を同一の波形にすることができる。ＰＷＭコンバータ制御のオン状態では、電源周波数に従ってスイッチング素子７ａ，７ｂのスイッチングが交互に行われるから、スイッチング素子７ａ，７ｂにそれぞれ与えられるＰＷＭ信号には、スイッチング素子がオフであるために使用されない区間１０１がある。その区間１０１も含めて、同一のＰＷＭ信号Ｓ１がスイッチング素子７ａ，７ｂにそれぞれ与えられる。
ＰＷＭ信号Ｓ１，Ｓ１を同一の波形にすると、制御部１５の出力、そして駆動部１１ａ，１１ｂを共通化することができるので、コストを抑え、小型化を図ることができる。
【００４８】
また、スイッチング素子７ａ，７ｂのいずれか一方のスイッチング素子（７ａまたは７ｂ）がオンオフにスイッチングされている間の他方のスイッチング素子（７ｂまたは７ａ）のＰＷＭ信号Ｓ１（上記の区間１０１）について、図７（ｂ）に示すように、その間（区間１０１）の全体に亘りオンにするようにしてもよい。スイッチング素子７ａ，７ｂにＦＥＴが使用されていると、同期整流効果により、損失を低減することができる。
【００４９】
図８は、コンバータ回路９への入力電圧を検出する入力電圧検出部１６を備えたコンバータ部１０を示している。入力電圧検出部１６により検出された入力電圧に応じて、制御部１５により変調率の上限を定めることで、モータ２停止時の過大な回生電圧から駆動制御装置１を保護することができる。変調率の上限は、モータ２の回転数の増加に合わせて増加させることができる。
【００５０】
上記以外にも、本発明の主旨を逸脱しない限り、上記実施形態で挙げた構成を取捨選択したり、他の構成に適宜変更することが可能である。
本発明のコンバータ装置は、空気調和機のコンプレッサを動作させるモータの電源の他にも、例えば、照明、ヒーター、コンピュータや家電製品等の電源として広く利用することができる。
【符号の説明】
【００５１】
１        駆動制御装置
２        モータ
３        コンプレッサ
３Ａ      ハウジング
４        圧縮機構
５        リアクトル
６ａ，６ｂ      整流ダイオード（整流素子）
７ａ，７ｂ      スイッチング素子
８ａ，８ｂ      高速ダイオード
９        コンバータ回路
１０      コンバータ部
１１ａ，１１ｂ      駆動部
１２      入力電流検出部
１３      位相検出部
１４      平滑コンデンサ
１５      制御部
１６      入力電圧検出部
２０      インバータ部
２１      半導体スイッチング素子
１０１    区間
１５１    変調率設定部
１５２    ＰＷＭ信号生成部
１５３    ＰＷＭコンバータ制御切替部
Ａ０      搬送波
Ａ１      信号波
ＡＣ      交流電源
ＩＯＦＦ    入力電流
ＩＯＮ     入力電流
Ｓ１      ＰＷＭ信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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