(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ｎを１から４の整数として、トランジスタＭｎ１、トランジスタＭｎ２、トランジスタＭｎ３、トランジスタＭ１４、トランジスタＭ３４を有し、
前記トランジスタＭｎ１およびＭｎ２がカスコード接続され、前記トランジスタＭｎ１のソース端子に前記トランジスタＭｎ３のドレイン端子が接続され、前記トランジスタＭｎ３および前記トランジスタＭｎ２のソース端子が接地され、
前記トランジスタＭ１１、Ｍ２１、Ｍ３１、Ｍ４１のドレイン端子が負荷の一方および出力端子に接続され、前記負荷の他方がドレイン電圧源に接続され、
前記トランジスタＭ１４のドレインおよびソース端子が前記トランジスタＭ１２およびＭ２２の各ゲート端子の間に接続され、
前記トランジスタＭ３４のドレインおよびソース端子が前記トランジスタＭ３２およびＭ４２の各ゲート端子の間に接続されるベクトル合成型移相器であって、
前記トランジスタＭ１２、Ｍ２２、Ｍ３２、Ｍ４２のゲート端子それぞれに対して、直列キャパシタＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４を介して０度、１８０度、９０度、２７０度の位相差をもつ所望信号が入力され、
前記トランジスタＭ１１およびＭ２３のゲート端子、前記トランジスタＭ２１およびＭ１３のゲート端子、前記トランジスタＭ３１およびＭ４３のゲート端子、前記トランジスタＭ４１およびＭ３３のゲート端子それぞれに対して、合成するベクトルを選択するための第１の制御電圧、前記第１の制御電圧と反転した第２の制御電圧、第３の制御電圧、前記第３の制御電圧と反転した第４の制御電圧が入力され、
前記トランジスタＭ１２およびＭ２２のゲート端子、前記トランジスタＭ３２およびＭ４２のゲート端子それぞれに対して、出力信号の振幅を調整するための第５の制御電圧、第６の制御電圧が入力され、
前記トランジスタＭ１４およびＭ３４のゲート端子それぞれに対して、固定電圧である第７の制御電圧が入力されるベクトル合成型移相器。
【請求項２】
前記トランジスタＭ１２、Ｍ２２、Ｍ３２、Ｍ４２、Ｍ１４、Ｍ３４のゲート長は、前記トランジスタＭ１２、Ｍ２２、Ｍ３２、Ｍ４２、Ｍ１４、Ｍ３４のしきい値電圧が同じとなるゲート長である請求項１に記載のベクトル合成型移相器。
【請求項３】
ｎを１から４の整数として、トランジスタＭｎ１、トランジスタＭｎ２、トランジスタＭｎ３、トランジスタＭ１４、トランジスタＭ３４を有し、
前記トランジスタＭｎ１およびＭｎ２がカスコード接続され、前記トランジスタＭｎ１のソース端子に前記トランジスタＭｎ３のドレイン端子が接続され、前記トランジスタＭｎ３および前記トランジスタＭｎ２のソース端子が接地され、
前記トランジスタＭ１１、Ｍ２１、Ｍ３１、Ｍ４１のドレイン端子が負荷の一方および出力端子に接続され、前記負荷の他方がドレイン電圧源に接続され、
前記トランジスタＭ１４のドレインおよびソース端子が前記トランジスタＭ１２およびＭ２２の各ゲート端子の間に接続され、
前記トランジスタＭ３４のドレインおよびソース端子が前記トランジスタＭ３２およびＭ４２の各ゲート端子の間に接続されるベクトル合成型移相器の制御方法であって、
前記トランジスタＭ１２、Ｍ２２、Ｍ３２、Ｍ４２のゲート端子それぞれに対して、直列キャパシタＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４を介して０度、１８０度、９０度、２７０度の位相差をもつ所望信号を入力し、
前記トランジスタＭ１１およびＭ２３のゲート端子、前記トランジスタＭ２１およびＭ１３のゲート端子、前記トランジスタＭ３１およびＭ４３のゲート端子、前記トランジスタＭ４１およびＭ３３のゲート端子それぞれに対して、合成するベクトルを選択するための第１の制御電圧、前記第１の制御電圧と反転した第２の制御電圧、第３の制御電圧、前記第３の制御電圧と反転した第４の制御電圧を入力し、
前記トランジスタＭ１２およびＭ２２のゲート端子、前記トランジスタＭ３２およびＭ４２のゲート端子それぞれに対して、出力信号の振幅を調整するための第５の制御電圧、第６の制御電圧を入力し、
前記トランジスタＭ１４およびＭ３４のゲート端子それぞれに対して、固定電圧である第７の制御電圧を入力するベクトル合成型移相器の制御方法。
【請求項４】
前記トランジスタＭ１２、Ｍ２２、Ｍ３２、Ｍ４２、Ｍ１４、Ｍ３４のゲート長は、前記トランジスタＭ１２、Ｍ２２、Ｍ３２、Ｍ４２、Ｍ１４、Ｍ３４のしきい値電圧が同じとなるゲート長である請求項３に記載のベクトル合成型移相器の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信等に用いられる高周波信号の通過位相の制御を行うベクトル合成型移相器およびベクトル合成型移相器の制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、無線通信システムにおける通信容量の増大に伴い、数ＧＨｚの周波数帯域では周波数帯域が逼迫しており、帯域幅を確保でき、情報を高速に伝送できる準ミリ波帯やミリ波帯を利用した無線通信技術が注目されている。
準ミリ波帯やミリ波帯の電波は指向性が強く、従来移動通信で使われている数ＧＨｚ以下の無線信号のように回折した電波を利用した通信ができない。また、伝搬の際の減衰が大きいという課題がある。そこで、アンテナの指向性を高め、かつビームフォーミング技術を用いて無線通信装置のアンテナの放射パターンを制御し、メインビームを直接対象となるユーザや装置へ向けるよう制御する方法が検討されている。
無線通信装置の送信機から出力する電波の放射パターンを制御する方法の一つとして、複数のアンテナを並べたアレーアンテナを用いて、各々のアンテナ素子から送出される信号の位相を制御することによって放射パターンを変化させる方法が挙げられる。
【０００３】
また、無線周波数の逼迫に伴い、送信信号と受信信号を同じ周波数チャネルを用いて同時に送受信する全二重通信方式も提案されている。同じ周波数チャネルを同時に使うためには自端末が出す信号の送信信号を自端末の受信部分でキャンセルする必要があり、送信用増幅器からの漏れ込みが大きい場合、キャンセラ回路は無線周波数帯域で行う必要がある。キャンセラ回路は遅延回路、可変減衰回路、移相器で構成されている（非特許文献１参照）。
【０００４】
無線周波数帯域における移相器はアナログ回路を用いることが多い。小型化のためモノリシックマイクロ波集積回路（ＭＭＩＣ）化が進んでいる。代表的なものとしては９０度ハイブリッド回路と可変容量素子を用いた反射型移相器がある（非特許文献２参照）。位相制御に必要なバイアスが１つで良い、消費電力がほぼ０にできるなどのメリットがあり、マイクロ波やミリ波帯域において集積回路への搭載も容易である。しかしながら０度から３６０度の連続的な移相量を得る際に、挿入損失が大きい事、大きな振幅変動を伴う事、周波数帯域が狭帯域であるなどの課題がある。
【０００５】
線路長の異なる経路をスイッチで切り替えることで離散的に通過移相を制御するビット移相器も提案されている（非特許文献３参照）。こちらは小さな変化量ステップで移相を制御する場合、回路を多段にする必要があり、集積化した際の回路規模や面積が大きくなるという課題がある。また所望の位相量が得られる周波数範囲は狭帯域になるという課題がある。
【０００６】
また、所望信号を４つに分配し、それぞれを直交した位相差である０度、９０度、１８０度、２７０度の差を持たせた後、そのうちの２つの信号の振幅を調整し合成することで０度から３６０度の間の任意の移相量を得るベクトル合成型移相器が提案されている。（非特許文献４、非特許文献５参照）。文献に記載されているように、９０度ハイブリッドや伝送線路が不要であり、トランジスタおよび抵抗、容量素子で構成することができるため、集積回路へ実装した際の面積を小型にできるというメリットがある。
【０００７】
例として、従来のベクトル合成型移相器で用いられている合成器部の回路を図５に示す（非特許文献４参照）。４つの直交信号（０度、１８０度、９０度、２７０度）をトランジスタＭ１２、Ｍ２２、Ｍ３２、Ｍ４２のゲート端子へ入力している。また、０から３６０度の範囲の所望の通過位相値を得るために、合成するベクトルを選択するのにトランジスタＭ１１、Ｍ２１、Ｍ３１、Ｍ４１がカスコード接続されている。
【０００８】
他の従来のベクトル合成型移相器で用いられている合成器部の回路を図６に示す（非特許文献５参照）。２つの直交信号（０度、９０度）をトランジスタＭ１、Ｍ２のゲート端子へ入力している。入力信号の振幅を調整するためのトランジスタＭ１、Ｍ２のゲート電圧Ｖｃ２ｉ、Ｖｃ２ｑを制御する。また、０から３６０度の範囲の所望の通過位相値を得るために、合成するベクトルを選択するのにトランジスタＭ３、Ｍ４、Ｍ５、Ｍ６がカスコード接続されている。出力端子側にバランが接続され、１８０度シフトさせることで０から３６０度の範囲の所望の通過位相値を得ている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００９】
【非特許文献１】Zhaojun He, Shihai Shao, Ying Shen, Chaojin Qing, and Youxi Tang,“Performance Analysis of RF Self-interference Cancellation in Full-Duplex Wireless Communications” IEEE WIRELESS COMMUNICATIONS LETTERS, VOL. 3, NO. 4, AUGUST 2014.
【非特許文献２】Jen-Chieh Wu, Ting-Yueh Chin, Sheng-Fuh Chang, and Chia-Chan Chang,“2.45-GHz CMOS Reflection-Type Phase-Shifter MMICs With Minimal Loss Variation Over Quadrants of Phase-Shift Range” IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, VOL. 56, NO. 10, OCTOBER 2008.
【非特許文献３】Wei-Tsung Li, Yun-Chieh Chiang, Jeng-Han Tsai, Hong-Yuan Yang, Jen-Hao Cheng, and Tian-Wei Huang,“60-GHz 5-bit Phase Shifter With Integrated VGA Phase-Error Compensation” IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, VOL. 61, NO. 3, MARCH 2013.
【非特許文献４】You Zheng, and Carlos E. Saavedra,“Full 360° Vector-Sum Phase-Shifter for Microwave System Applications” IEEE TRANSACTIONS ON CIRCUITS AND SYSTEMS―I: REGULAR PAPERS, VOL. 57, NO. 4, APRIL 2010.
【非特許文献５】Yan-Yu Huang, Hamhee Jeon, Youngchang Yoon, Wangmyong Woo, Chang-Ho Lee, and J. Stevenson Kenney, “An Ultra-Compact, Linearly-Controlled Variable Phase Shifter Designed With a Novel RC Poly-Phase Filter” IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, VOL. 60, NO. 2, FEBRUARY 2012.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、図５および図６のような従来のベクトル合成型移相器の構成を準ミリ波帯域以上の周波数に適用する場合、トランジスタのドレイン―ソース間容量の影響により、所望の移相量を得るために０度、９０度、１８０度、２７０度の４つのベクトルの組合せを切り替える際、通過させたいベクトルの信号（Ｄ）と抑圧したいベクトルの信号（Ｕ）とのＤ／Ｕ比が不十分となるという課題がある。このため、抑圧したいベクトルの信号の漏えい成分が生じ、設定したい移相量に誤差が生じるという課題があった（図３参照）。
【００１１】
また、従来のベクトル合成型移相器の構成を準ミリ波帯域以上の周波数に適用する場合、トランジスタのドレイン―ソース間容量やゲート―ドレイン間の容量の影響により、所望の移相量を得るために０度、９０度、１８０度、２７０度の４つのベクトルの組合せを切り替える際、マイクロ波帯域に比べてＯＮ／ＯＦＦ比が大きくできないという課題があった。また、使用するベクトルの振幅制御を行うトランジスタにおいても大きな減衰量が得られないという課題があった。このため、抑圧したいベクトルの信号の漏えい成分が生じ、設定したい移相量に誤差が生じるという課題があった（図３参照）。
【００１２】
つまり、従来のベクトル合成型移相器の構成では、抑圧したいベクトルの信号の漏えい成分が生じ、設定したい移相量に誤差が生じるという課題があった。
本発明はこのような事情に鑑みてなされたもので、移相量の設定誤差を減らした高精度なベクトル合成型移相器およびベクトル合成型移相器の制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明の一態様は、トランジスタＭｎ１、トランジスタＭｎ２、トランジスタＭｎ３（ｎは１から４の整数）を有し、前記トランジスタＭｎ１およびＭｎ２がカスコード接続され、前記トランジスタＭｎ１のソース端子に前記トランジスタＭｎ３のドレイン端子が接続され、前記トランジスタＭｎ３および前記トランジスタＭｎ２のソース端子が接地され、前記トランジスタＭ１１、Ｍ２１、Ｍ３１、Ｍ４１のドレイン端子が負荷の一方および出力端子に接続され、前記負荷の他方がドレイン電圧源に接続されるベクトル合成型移相器であって、前記トランジスタＭ１２、Ｍ２２、Ｍ３２、Ｍ４２のゲート端子へ、直列キャパシタＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４を介して０度、１８０度、９０度、２７０度の位相差をもつ所望信号が入力され、前記トランジスタＭ１１およびＭ２３のゲート端子、前記トランジスタＭ２１およびＭ１３のゲート端子、前記トランジスタＭ３１およびＭ４３のゲート端子、前記トランジスタＭ４１およびＭ３３のゲート端子それぞれに対して、合成するベクトルを選択するための第１の制御電圧、第２の制御電圧、第３の制御電圧、第４の制御電圧が入力され、前記トランジスタＭ１２およびＭ２２のゲート端子、前記トランジスタＭ３２およびＭ４２のゲート端子それぞれに対して、出力信号の振幅を調整するための第５の制御電圧、第６の制御電圧が入力されるベクトル合成型移相器である。
【００１４】
また、本発明の一態様は、上述したベクトル合成型移相器であって、前記トランジスタＭ１２およびＭ２２のゲート端子の間にドレインおよびソース端子が接続されるトランジスタＭ１４と、前記トランジスタＭ３２およびＭ４２のゲート端子の間にドレインおよびソース端子が接続されるトランジスタＭ３４と、を有し、前記トランジスタＭ１４およびＭ３４のゲート端子それぞれに対して、固定電圧である第７の制御電圧が入力される。
【００１５】
また、本発明の一態様は、上述したベクトル合成型移相器であって、前記トランジスタＭ１２、Ｍ２２、Ｍ３２、Ｍ４２、Ｍ１４、Ｍ３４のゲート長は、前記トランジスタＭ１２、Ｍ２２、Ｍ３２、Ｍ４２、Ｍ１４、Ｍ３４のしきい値電圧が同じとなるゲート長である。
【００１６】
また、本発明の一態様は、トランジスタＭｎ１、トランジスタＭｎ２、トランジスタＭｎ３（ｎは１から４の整数）を有し、前記トランジスタＭｎ１およびＭｎ２がカスコード接続され、前記トランジスタＭｎ１のソース端子に前記トランジスタＭｎ３のドレイン端子が接続され、前記トランジスタＭｎ３および前記トランジスタＭｎ２のソース端子が接地され、前記トランジスタＭ１１、Ｍ２１、Ｍ３１、Ｍ４１のドレイン端子が負荷の一方および出力端子に接続され、前記負荷の他方がドレイン電圧源に接続されるベクトル合成型移相器の制御方法であって、前記トランジスタＭ１２、Ｍ２２、Ｍ３２、Ｍ４２のゲート端子へ、直列キャパシタＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４を介して０度、１８０度、９０度、２７０度の位相差をもつ所望信号を入力し、前記トランジスタＭ１１およびＭ２３のゲート端子、前記トランジスタＭ２１およびＭ１３のゲート端子、前記トランジスタＭ３１およびＭ４３のゲート端子、前記トランジスタＭ４１およびＭ３３のゲート端子それぞれに対して、合成するベクトルを選択するための第１の制御電圧、第２の制御電圧、第３の制御電圧、第４の制御電圧を入力し、前記トランジスタＭ１２およびＭ２２のゲート端子、前記トランジスタＭ３２およびＭ４２のゲート端子それぞれに対して、出力信号の振幅を調整するための第５の制御電圧、第６の制御電圧を入力するベクトル合成型移相器の制御方法である。
【００１７】
また、本発明の一態様は、トランジスタＭｎ１、トランジスタＭｎ２、トランジスタＭｎ３（ｎは１から４の整数）、前記トランジスタＭ１２およびＭ２２のゲート端子の間にドレインおよびソース端子が接続されるトランジスタＭ１４、前記トランジスタＭ３２およびＭ４２のゲート端子の間にドレインおよびソース端子が接続されるトランジスタＭ３４を有し、前記トランジスタＭｎ１およびＭｎ２がカスコード接続され、前記トランジスタＭｎ１のソース端子に前記トランジスタＭｎ３のドレイン端子が接続され、前記トランジスタＭｎ３および前記トランジスタＭｎ２のソース端子が接地され、前記トランジスタＭ１１、Ｍ２１、Ｍ３１、Ｍ４１のドレイン端子が負荷の一方および出力端子に接続され、前記負荷の他方がドレイン電圧源に接続されるベクトル合成型移相器の制御方法であって、前記トランジスタＭ１２、Ｍ２２、Ｍ３２、Ｍ４２のゲート端子へ、直列キャパシタＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４を介して０度、１８０度、９０度、２７０度の位相差をもつ所望信号を入力し、前記トランジスタＭ１１およびＭ２３のゲート端子、前記トランジスタＭ２１およびＭ１３のゲート端子、前記トランジスタＭ３１およびＭ４３のゲート端子、前記トランジスタＭ４１およびＭ３３のゲート端子それぞれに対して、合成するベクトルを選択するための第１の制御電圧、第２の制御電圧、第３の制御電圧、第４の制御電圧を入力し、前記トランジスタＭ１２およびＭ２２のゲート端子、前記トランジスタＭ３２およびＭ４２のゲート端子それぞれに対して、出力信号の振幅を調整するための第５の制御電圧、第６の制御電圧を入力し、前記トランジスタＭ１４およびＭ３４のゲート端子それぞれに対して、固定電圧である第７の制御電圧を入力するベクトル合成型移相器の制御方法である。
【００１８】
また、本発明の一態様は、上述したベクトル合成型移相器の制御方法であって、前記トランジスタＭ１２、Ｍ２２、Ｍ３２、Ｍ４２、Ｍ１４、Ｍ３４のゲート長は、前記トランジスタＭ１２、Ｍ２２、Ｍ３２、Ｍ４２、Ｍ１４、Ｍ３４のしきい値電圧が同じとなるゲート長である。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、無線周波数帯域におけるベクトル合成型移相器において抑圧したいベクトルの信号の漏えい成分を低減することにより、移相量の設定誤差を減らした高精度なベクトル合成型移相器およびベクトル合成型移相器の制御方法を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本発明の第１実施形態におけるベクトル合成型移相器の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第２実施形態におけるベクトル合成型移相器の構成を示すブロック図である。
【図３】抑圧したいベクトルの信号の漏えい成分が生じ、設定したい移相量に誤差が生じることを示す図である。
【図４】１つの経路のみを通過させて得られる位相の値において、他の１経路からの漏えいの影響により位相設定ができないことを示す図である。
【図５】従来のベクトル合成型移相器の構成を示すブロック図である。
【図６】従来のベクトル合成型移相器の構成を示すブロック図である。
【図７】ベクトル合成型移相器における通過させたい信号（Ｄ）の通過利得と抑圧したい信号（Ｕ）の通過利得をシミュレーションした結果を示す図である。
【図８】ベクトル合成型移相器における０度のベクトル信号の通過利得と制御電圧Ｖｃ２ｉに対する変化をシミュレーションした結果を示す図である。
【図９】本実施形態におけるベクトル合成型移相器を構成した場合の、制御電圧Ｖｃ１ｉ、Ｖｃ１ｑ、／Ｖｃ１ｉ、／Ｖｃ１ｑ、Ｖｆｉｘの値の例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
以下に、実施形態におけるベクトル合成型移相器を、図面を用いて説明する。
（第１実施形態）
以下、第１実施形態におけるベクトル合成型移相器について、図面を用いて説明する。
図１は、本発明の第１実施形態におけるベクトル合成型移相器の構成を示すブロック図である。
【００２２】
図１に示すように、ベクトル合成型移相器は、トランジスタＭｎ１、トランジスタＭｎ２、トランジスタＭｎ３（ｎは１から４の整数）の合計１２個のＮＭＯＳトランジスタを有している。
また、２つのトランジスタＭｎ１およびＭｎ２がカスコード接続され、トランジスタＭｎ１のソース端子にトランジスタＭｎ３のドレイン端子が接続され、トランジスタＭｎ３およびトランジスタＭｎ２のソース端子が接地されている。
また、４つのトランジスタＭ１１、Ｍ２１、Ｍ３１、Ｍ４１のドレイン端子が負荷の一方および出力端子に接続され、負荷の他方がドレイン電圧源に接続される。
このベクトル合成型移相器では、トランジスタＭ１２、Ｍ２２、Ｍ３２、Ｍ４２のゲート端子へ、直列キャパシタＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４を介して０度、１８０度、９０度、２７０度の位相差をもつ所望信号が入力される。
また、トランジスタＭ１１およびＭ２３のゲート端子、トランジスタＭ２１およびＭ１３のゲート端子、トランジスタＭ３１およびＭ４３のゲート端子、トランジスタＭ４１およびＭ３３のゲート端子それぞれに対して、０から３６０度の範囲の所望の通過位相値を得るために、合成するベクトルを選択するための制御電圧Ｖｃ１ｉ（第１の制御電圧）、／Ｖｃ１ｉ（第２の制御電圧）、Ｖｃ１ｑ（第３の制御電圧）、／Ｖｃ１ｑ（第４の制御電圧）が入力される。例えば、制御電圧Ｖｃ１ｉ、／Ｖｃ１ｉ、Ｖｃ１ｑ、／Ｖｃ１ｑが入力され、０度、１８０度、９０度、２７０度のうち２つのベクトル信号が選択され、０から３６０度の範囲の所望の通過位相値を得るために、選択されたベクトル信号が合成される（図９参照）。
また、トランジスタＭ１２およびＭ２２のゲート端子、トランジスタＭ３２およびＭ４２のゲート端子それぞれに対して、出力信号の振幅を調整するための制御電圧Ｖｃ２ｉ（第５の制御電圧）、Ｖｃ２ｑ（第６の制御電圧）が入力される。例えば、制御電圧Ｖｃ２ｉ、Ｖｃ２ｑが入力され、０度、１８０度、９０度、２７０度のうちの選択された２つのベクトル信号の振幅が調整され、合成されたベクトル信号の振幅が調整される。
【００２３】
すなわち、ベクトル合成型移相器は、４つの直交信号（０度、１８０度、９０度、２７０度）をトランジスタＭ１２、Ｍ２２、Ｍ３２、Ｍ４２のゲート端子へ入力する。かつ、出力信号の振幅を調整するためのトランジスタＭ１２、Ｍ２２、Ｍ３２、Ｍ４２のゲート電圧Ｖｃ２ｉ、Ｖｃ２ｑを制御する。かつ、０から３６０度の範囲の所望の通過位相値を得るために、合成するベクトルを選択する。この選択を行うためトランジスタＭ１１、Ｍ２１、Ｍ３１、Ｍ４１およびトランジスタＭ１３、Ｍ２３、Ｍ３３、Ｍ４３が接続され、そのゲート電圧Ｖｃ１ｉ、Ｖｃ１ｑ、／Ｖｃ１ｉ、／Ｖｃ１ｑを制御する。
【００２４】
ここで、例えばトランジスタＭ１１のゲート電圧を下げてドレイン―ソース間抵抗値を大きくし、ドレイン側へ伝わる信号を減衰させる場合、同時にトランジスタＭ１３のゲート電圧は上げてトランジスタＭ１３のドレイン―ソース間抵抗値を下げることで、ＲＦ信号は接地される状態となり、出力端子へ通過する信号を抑圧することができる。
本実施形態におけるベクトル合成型移相器はベクトルの組合せを切り替える際、抑圧したいベクトル信号が増幅されるカスコード増幅器の通過利得を大きく減衰させることで高精度な位相設定を実現する。
【００２５】
図７は、ベクトル合成型移相器における通過させたい信号（Ｄ）の通過利得と抑圧したい信号（Ｕ）の通過利得をシミュレーションした結果を示す図である。ここでは、一例として、通過させたいベクトルの信号（Ｄ）として０度の信号を、抑圧したいベクトルの信号（Ｕ）として１８０度の信号の結果を示している。
図７（ａ）は、図５で示した従来のベクトル合成型移相器における通過させたい信号（Ｄ）の通過利得と抑圧したい信号（Ｕ）の通過利得をシミュレーションした結果である。
一方、図７（ｂ）は、本実施形態におけるベクトル合成型移相器における通過させたい信号の通過利得と抑圧したい信号の通過利得をシミュレーションした結果である。
図７（ｂ）に示すように、本実施形態におけるベクトル合成型移相器は１０ＧＨｚにおいてＤ／Ｕ比で５５ｄＢを得ている。従来のベクトル合成型移相器のＤ／Ｕ比は、図７（ａ）に示すように、１０ＧＨｚにおいて４７ｄＢであり、本実施形態におけるベクトル合成型移相器では８ｄＢ改善していることが分かる。
【００２６】
このように、本実施形態のベクトル合成型移相器の構成を準ミリ波帯域以上の周波数に適用する場合、所望の移相量を得るために０度、９０度、１８０度、２７０度の４つのベクトルの組合せを切り替える際、トランジスタＭ１３、Ｍ２３、Ｍ３３、Ｍ４３を有することにより、通過させたいベクトルの信号（Ｄ）と抑圧したいベクトルの信号（Ｕ）とのＤ／Ｕ比を十分にとれる。
これにより、抑圧したいベクトルの信号の漏えい成分を低減し、設定したい移相量に誤差を減らすことができる。すなわち、本実施形態のベクトル合成型移相器によれば、無線周波数帯域におけるベクトル合成型移相器において抑圧したいベクトルの信号の漏えい成分を低減することにより、移相量の設定誤差を減らした高精度なベクトル合成型移相器およびベクトル合成型移相器の制御方法を提供することができる。
【００２７】
また、本実施形態のベクトル合成型移相器では、従来のベクトル合成型移相器にトランジスタＭ１３、Ｍ２３、Ｍ３３、Ｍ４３を追加しても、制御電圧がトランジスタＭ１１、Ｍ２１、Ｍ３１、Ｍ４１と相補的に動作するため、ＤＣ電流値はほとんど増加しないというメリットもある。
【００２８】
（第２実施形態）
以下、第２実施形態におけるベクトル合成型移相器について、図面を用いて説明する。
図２は、本発明の第２実施形態におけるベクトル合成型移相器の構成を示すブロック図である。
【００２９】
図２に示す本実施形態のベクトル合成型移相器は、図１に示す第１実施形態のベクトル合成型移相器に対して２つのＮＭＯＳトランジスタＭ１４、Ｍ３４を追加している。
本実施形態のベクトル合成型移相器は、トランジスタＭ１２とＭ２２およびＭ３２とＭ４２のゲート端子の間にそれぞれトランジスタＭ１４、Ｍ３４のドレインおよびソース端子を接続している。このトランジスタＭ１４、Ｍ３４のゲート端子はある固定電圧Ｖｆｉｘ（第７の制御電圧）に接続される。
ここで、Ｖｆｉｘ≒Ｖｃ２ｉ（或いはＶｃ２ｑ）の場合、トランジスタＭ１４、Ｍ３４のドレイン―ソース間抵抗値は大きくなり、入力信号から見て高インピーダンスとなり、信号はあまり減衰せずに出力される。一方Ｖｆｉｘ＞Ｖｃ２ｉ（或いはＶｃ２ｑ）の場合、トランジスタＭ１４、Ｍ３４のドレイン―ソース間抵抗値は小さくなり、０度と１８０度の入力信号および９０度と２７０度の入力信号がそれぞれ接続された状態になり、逆位相であるため打ち消し合うため、信号が減衰されて出力される。
【００３０】
そこで、固定電圧ＶｆｉｘをＶｃ２ｉ（或いはＶｃ２ｑ）の最小値０Ｖより大きな値、例えば１Ｖに設定する。このようにすれば、トランジスタＭ１４、Ｍ３４のドレイン―ソース間抵抗値は小さくなるので、０度と１８０度の入力信号および９０度と２７０度の入力信号がそれぞれ接続された状態になり、逆位相であるため打ち消し合うため、減衰させたいベクトル信号を通過させるカスコード増幅器のソース接地トランジスタのゲート電圧を下げた場合の減衰量を大きくすることができる。
【００３１】
図５で示した従来のベクトル合成型移相器で用いられている合成器部ではトランジスタＭ１２、Ｍ２２、Ｍ３２、Ｍ４２のゲート電圧で通過利得を制御しているが、周波数が高くなるとゲート電圧を０Ｖにしてもゲート―ドレイン間容量の影響で大きく減衰できずに通過してしまうという課題がある。
また、図６で示した従来のベクトル合成型移相器も同様にトランジスタＭ１、Ｍ２のゲート電圧で通過利得を制御しており、周波数が高くなるとゲート電圧を０Ｖにしてもゲート―ドレイン間容量の影響で大きく減衰できずに通過してしまうという課題がある。
よって、従来のベクトル合成型移相器では、図４に示すように、特に０°、９０°、１８０°、２７０°といった１つの経路のみを通過させて得られる位相の値において、他の１経路からの漏えいの影響により位相設定ができない場合がある。
【００３２】
これに対して、本実施形態のベクトル合成型移相器は、減衰させたいベクトル信号を通過させるカスコード増幅器のソース接地トランジスタのゲート電圧を下げた場合の減衰量不足を補うため、逆位相の関係にある２つの信号が入力するトランジスタＭ１２とＭ２２とのゲート端子間、トランジスタＭ３２とＭ４２とのゲート端子間それぞれに固定電圧Ｖｆｉｘが入力されるキャンセル用トランジスタＭ１４、Ｍ３４を接続する。
【００３３】
図８は、ベクトル合成型移相器における０度のベクトル信号の通過利得と制御電圧Ｖｃ２ｉに対する変化をシミュレーションした結果を示す図である。図８は、０度のベクトル信号の１０ＧＨｚにおける振幅制御特性を示している。
図８（ａ）は図５で示した従来のベクトル合成型移相器の回路における０度のベクトル信号の通過利得と制御電圧Ｖｃ２ｉに対する変化をシミュレーションした結果である。入力は図５中のＩ＋として入力し、出力は図中の出力から理想ＤＣブロックを介して計算した結果である。
一方、図８（ｂ）は図２で示した本実施形態のベクトル合成型移相器における０度のベクトル信号の通過利得と制御電圧Ｖｃ２ｉに対する変化をシミュレーションした結果である。Ｖｆｉｘは１Ｖとし、周波数は１０ＧＨｚとした。
通過時（Ｖｃ２ｉ＝１．０Ｖ）、減衰時（Ｖｃ２ｉ＝０Ｖ）をＯＮ／ＯＦＦ比として比較すると、従来のベクトル合成型移相器は図８（ａ）に示すように３５ｄＢであるのに対し、本実施形態のベクトル合成型移相器は図８（ｂ）に示すように４３ｄＢと、８ｄＢ改善していることが分かる。
【００３４】
このように、本実施形態のベクトル合成型移相器の構成を準ミリ波帯域以上の周波数に適用する場合、所望の移相量を得るために０度、９０度、１８０度、２７０度の４つのベクトルの組合せを切り替える際、トランジスタＭ１４、Ｍ３４を有することにより、マイクロ波帯域に比べてＯＮ／ＯＦＦ比を大きくでき、使用するベクトルの振幅制御を行うトランジスタにおいても大きな減衰量を得ることができる。
これにより、抑圧したいベクトルの信号の漏えい成分を低減し、設定したい移相量に誤差を減らすことができる。すなわち、本実施形態のベクトル合成型移相器によれば、無線周波数帯域におけるベクトル合成型移相器において抑圧したいベクトルの信号の漏えい成分を低減することにより、移相量の設定誤差を減らした高精度なベクトル合成型移相器およびベクトル合成型移相器の制御方法を提供することができる。
【００３５】
また、本実施形態のベクトル合成型移相器では、第１実施形態のベクトル合成型移相器と同様に従来のベクトル合成型移相器にトランジスタＭ１３、Ｍ２３、Ｍ３３、Ｍ４３を追加しても、制御電圧がトランジスタＭ１１、Ｍ２１、Ｍ３１、Ｍ４１と相補的に動作するため、ＤＣ電流値はほとんど増加しない。またトランジスタＭ１４、Ｍ３４はＤＣ電流を消費しないので、本実施形態のベクトル合成型移相器は、従来のベクトル合成型移相器と消費電流がほぼ同じである。
【００３６】
（第３実施形態）
以下、第３実施形態におけるベクトル合成型移相器について説明する。
【００３７】
本実施形態におけるベクトル合成型移相器は、第２実施形態におけるベクトル合成型移相器において、トランジスタＭ１２、Ｍ２２、Ｍ３２、Ｍ４２、Ｍ１４、Ｍ３４のしきい値電圧がほぼ同じＶｔｈとなるように、トランジスタＭ１２、Ｍ２２、Ｍ３２、Ｍ４２、Ｍ１４、Ｍ３４のゲート長を選択する。
これにより、電圧Ｖｆｉｘの値が、
（Ｖｃ２ｉ,Ｖｃ２ｑの最小値）＜Ｖｔｈ＜Ｖｆｉｘ＜（Ｖｃ２ｉ,Ｖｃ２ｑの最大値）＋Ｖｔｈ
との式で表される関係となるようにすることが容易となり、電圧Ｖｆｉｘを固定電圧にすることができる。
【００３８】
Ｖｃ２ｉ,Ｖｃ２ｑは、トランジスタＭ１２、Ｍ２２、Ｍ３２、Ｍ４２にゲート電圧として印加される。例えばＮＭＯＳトランジスタでは０ＶからＶｔｈの間に設定した場合、トランジスタＭ１２、Ｍ２２、Ｍ３２、Ｍ４２の相互コンダクタンスｇｍの値が減少し、ゲート端子から入力した信号がドレイン電流に変換されて出力されにくくなる。
一方、Ｖｔｈから最大ドレイン電圧（０．１８ｕｍ  ＣＭＯＳプロセスなどでは１．８Ｖ程度）の範囲では相互コンダクタンスｇｍの値が上昇し、ゲート端子から入力した信号をドレイン電流として取り出すことができる。
本実施形態におけるベクトル合成型移相器においては、Ｖｃ２ｉ,Ｖｃ２ｑはトランジスタＭ１４、Ｍ３４のドレインおよびソース電圧としても印加される。トランジスタＭ１４、Ｍ３４においてはドレイン―ソース間電位が同じであるため、直流としてのドレイン電流は流れないが、トランジスタＭ１４、Ｍ３４のゲート電圧である制御電圧Ｖｆｉｘとの制御電圧Ｖｃ２ｉ,Ｖｃ２ｑの相対的な値の変化により、ドレイン―ソース間抵抗を変化させることで可変抵抗の機能をもたせることができる。
【００３９】
Ｍ１４、Ｍ３４のゲート電圧Ｖｆｉｘを固定電圧とできれば、外部からの制御機能が不要となるメリットがある。すなわち、キャンセル用トランジスタのゲート電圧Ｖｆｉｘは固定電圧で良ければ、ドレイン電圧などから分圧して作れるため、従来回路に対して制御電圧や外部電源端子が増えないというメリットがある。上記の式の関係にあれば、トランジスタＭ１４、Ｍ３４のゲート電圧Ｖｆｉｘを固定電圧にすることができる。なお、ＮＭＯＳトランジスタで回路を構成した場合の、制御電圧Ｖｃ１ｉ、Ｖｃ１ｑ、／Ｖｃ１ｉ、／Ｖｃ１ｑ、Ｖｆｉｘの値の例を図９に示す。
【００４０】
以上述べた少なくとも一つの実施形態によれば、無線周波数帯域におけるベクトル合成型移相器において抑圧したいベクトルの信号の漏えい成分を低減することにより、移相量の設定誤差を減らした高精度なベクトル合成型移相器およびベクトル合成型移相器の制御方法を提供することができる。
【００４１】
また、以上述べた実施形態は、全て本発明の実施形態を例示的に示すものであって限定的に示すものではなく、本発明は他の種々の変形態様および変更態様で実施することができる。
例えば、第１実施形態から第２実施形態において負荷を介してドレイン電源に接続したが、これは抵抗、インダクタの他、トランジスタで構成しても良い。また、電圧源ではなく定電流源で構成しても良い。
また、第１実施形態から第３実施形態において、トランジスタＭは、ＮＭＯＳトランジスタとしたが、これに限定されない。例えば、トランジスタＭは、ＰＭＯＳトランジスタでもよい。
【符号の説明】
【００４２】
Ｍ１１、Ｍ２１、Ｍ３１、Ｍ４１、Ｍ１２、Ｍ２２、Ｍ３２、Ｍ４２、Ｍ１３、Ｍ２３、Ｍ３３、Ｍ４３、Ｍ１４、Ｍ３４…トランジスタ、Ｖｃ１ｉ、／Ｖｃ１ｉ、Ｖｃ１ｑ、／Ｖｃ１ｑ、Ｖｃ２ｉ、Ｖｃ２ｑ、Ｖｆｉｘ…制御電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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