(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
駆動周波数より高い周波数の高周波電圧の印加に対し回転子が突極特性を示す交流電動機のための、電力変換器と固定子電流検出器とを用いた周期Ｔｓの固定子電流デジタル制御機能を備えたデジタル式駆動制御装置に使用されるデジタル式回転子位相速度推定装置であって、
ｋを整数とし、Ｎｈを２以上の正整数とするとき、周期Ｔｈ＝Ｎｈ＊Ｔｓ、位相θｈ，ｋ−１、基本高周波数ωｈ＝±２π／Ｔｈをもつ高周波電圧ｖ１ｈ，ｋ−１を、時刻ｔ＝（ｋ−１）＊Ｔｓとｔ＝ｋ＊Ｔｓとの間に印加する高周波電圧印加手段と、
補正位相θｉを次式とするとき、
0006492320.tif 000044
時刻ｔ＝ｋ＊Ｔｓに離散時間的に検出された固定子電流ｉ１，ｋに対して、あるいは固定子電流ｉ１，ｋから抽出された高周波電流ｉ１ｈ，ｋに対して、位相（（θｈ，ｋ−１）＋（θｉ））あるいはこの近似位相をもつ高周波信号を用いた処理を施して、高周波電流の振幅を抽出する高周波電流振幅抽出手段と、
抽出された高周波電流振幅を少なくとも用いて、回転子位相の推定値あるいは回転子位相と基本的に微積分関係にある回転子速度の推定値の少なくとも何れかの推定値を、周期Ｔｓごとに生成する回転子位相速度推定値生成手段と、
を備えることを特徴とするデジタル式回転子位相速度推定装置。
【請求項２】
回転子位相に位相偏差ゼロで同期を目指したγ軸とこれに直交したδ軸とで構成されるγδ準同期座標系上で、高周波電圧を印加するようにして該高周波電圧印加手段を構成したことを特徴とする請求項１記載のデジタル式回転子位相速度推定装置。
【請求項３】
回転子位相に位相偏差ゼロで同期を目指したγ軸とこれに直交したδ軸とで構成されるγδ準同期座標系上の固定子電流あるいは高周波電流を処理するようにして、該高周波電流振幅抽出手段を構成したことを特徴とする請求項１記載のデジタル式回転子位相速度推定装置。
【請求項４】
位相同期ループを構成するようにして、該回転子位相速度推定値生成手段を構成したことを特徴とする請求項１記載のデジタル式回転子位相速度推定装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】本発明は、駆動周波数より高い周波数の高周波電圧の印加に対し回転子が突極特性を示す交流電動機（例えば、回転子に永久磁石を有する永久磁石同期電動機、巻線形同期電動機、同期リラクタンス電動機、回転子に永久磁石と界磁巻線をもつハイブリッド界磁形同期電動機、誘導電動機など）のための駆動制御装置に使用される回転子の位相（位置と同義）、速度を位置速度センサを利用することなく、すなわちセンサレスで推定するためのデジタル式回転子位相速度推定装置に関する。特に、印加高周波電圧の基本高周波数ωｈは、固定子電流のデジタル制御周波数ωｓ（制御周期Ｔｓとすると、ωｓ＝２π／Ｔｓ）の数分の一程度という限界的に高い周波数とするデジタル式回転子位相速度推定装置に関する。なお、本明細書では、周期等の時間の単位は秒（ｓ）を、位相の単位はラジアン（ｒａｄ）を、周波数（角周波数と同義）の単位は（ｒａｄ／ｓ）としている。すなわち、国際単位（ＳＩ単位）の利用を前提に、説明をしている。なお、単位が自明の場合には、この記述を省略する。
【背景技術】
【０００２】交流電動機の高性能な制御は、いわゆるベクトル制御法により達成することができる。ベクトル制御法には、回転子の位相あるいはこの微分値である速度の情報が必要であり、従来、この確保にエンコーダ等の位置速度センサが利用されてきた。しかし、この種の位置速度センサの利用は、信頼性、軸方向の容積、センサケーブルの引回し、コスト等の観点において、好ましいものではなく、位置速度センサを必要としない、いわゆるセンサレスベクトル制御法の研究開発が長年行なわれてきた。【０００３】有力なセンサレスベクトル制御法として、駆動周波数より高い周波数をもつ高周波電圧を電動機に強制印加し、これに対応した高周波電流（応答高周波電流）を処理して回転子位相を推定する方法（いわゆる高周波電圧印加法）が、これまで、種々、開発・報告されてきた。なお、本明細書では、固定子電圧、固定子電流の構成周波数成分を、駆動用の低周波成分（駆動周波数と同義）と高周波成分とに２分して捉えている。駆動用の低周波成分は、電動機の回転速度と直接的に関係した成分（すなわち、回転子の速度（電気速度）と同程度の周波数成分）であり、高周波成分（基本高周波数ωｈの成分）は、駆動用の低周波成分よりはるかに高い周波数（周波数の値ωｈは既知）の成分である。特に、本発明においては、基本高周波数ωｈを固定子電流のデジタル制御周波数ωｓの数分の一程度という限界的に高い周波数に選定するものである。【０００４】推定すべき回転子位相は回転子の任意の位置に定めてよいが、回転子の負突極位相または正突極位相の何れかを回転子位相に選定するのが一般的である。当業者には周知のように、負突極位相と正突極位相の間には、電気的に±π／２（ｒａｄ）の位相偏差があるに過ぎず、何れかの位相が判明すれば、他の位相は自ずと判明する。以上を考慮の上、以降では、特に断らない限り、回転子の負突極位相を回転子位相とする。また、回転子位相と位相偏差なく同期したｄ軸、ｄ軸と直交したｑ軸から構成される２軸直交座標系をｄｑ同期座標系と呼ぶ（図３参照）。【０００５】高周波電圧印加法では、印加高周波電圧の応答である高周波電流の処理を通じて、回転子位相、速度の推定値を生成している。一般に、高周波電圧印加の工程は「変調」と呼ばれ、高周波電流（固定子電流に含有される高周波成分）を処理して回転子位相推定値を生成る工程は「復調」と呼ばれる。【０００６】従来、変調に使用する高周波電圧の基本高周波数としては、駆動用の低周波成分より十分に高く、かつ、制御周波数より十分に低い周波数が採用されていた（非特許文献１、２参照）。採用された代表的な基本高周波数の値は、８００π〜１０００π（ｒａｄ／ｓ）程度である（非特許文献１、２参照）。固定子電流に含まれる駆動用の低周波成分と高周波成分との分離の観点からは、両成分の周波数差は可能な限り大きいことが望ましい。しかし、印加高周波電圧の基本高周波数が制御周波数に近づくにつれ、連続時間積分の離散時間近似による近似精度が低下し、ひいては、連続時間積分で成立した連続時間積分要素の入力出力間のπ／２（ｒａｄ／ｓ）位相差が、離散時間近似では維持できくなる。位相推定問題において、位相差の狂いは致命的な欠陥である。致命的欠陥を回避すべく、すなわち連続時間積分の離散時間近似精度を維持すべく、高周波電圧の基本高周波数は制御周波数より十分に低い値が採用されてきた。【０００７】近年、高周波電圧印加法による位相推定の速応性の向上を目指して、高周波電圧の基本高周波数を制御周波数と同程度に高める努力が行なわれている。制御周波数と同程度の高い変調法を採用した高周波電圧印加法を、本明細書では、簡単に、「限界高周波電圧印加法」と呼称する。本発明は、限界高周波電圧印加法に関するものである。限界高周波電圧印加法の先行発明としては、先行技術文献欄に列挙した特許文献１、非特許文献３〜５がある。以下、特許文献１の図面を用いて、先行発明の要点を説明する。【０００８】図１１（ａ）は、特許文献１により示された交流電動機に対する駆動制御システムである。同図における「磁極位置推定手段１２」が、本明細書の用語「デジタル式回転子位相速度推定装置」に該当する。図１１（ｂ）は、図１１（ａ）における「磁極位置推定手段１２」の詳細内部構造を示したのである。図１１（ｂ）が明示しているように、離散時間的に検出された固定子電流は、先ず離散時間差分処理される（ブロック１２１、１２２付近の処理を参照）。つづく電流変化量演算手段１２５で、固定子電流の離散時間差分処理値に対して、更に離散時間差分処理を行なう。このように、特許文献１における位相推定の技術的特色は、「固定子電流に対する離散時間差分処理を通じて位相推定を行なう」ことにある。限界高周波電圧印加法を扱った他の先行発明による位相推定も同様な特色を持っている（非特許文献３〜５参照）。【０００９】特許文献１、非特許文献３〜５などの先行発明では、連続時間微分処理を近似的に実現した離散時間差分処理により、従前の積分処理に遠因する位相差誤差の問題を解決できた。一方で、新たな問題を引起した。実測信号は、程度の差こそあれ、ノイズを含んでいる。ノイズを含有する実測信号の離散時間差分処理（連続時間微分の近似的処理）は、ノイズに対し極めて高感度であり、これによる位相推定値は、ノイズ的脈動を起した。ひいては、ノイズレベルの強い固定子電流を発生する交流電動機には、離散時間差分処理に基づく限界高周波電圧印加法は、適用できなかった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】金子大吾・岩路善尚・坂本潔・遠藤常博：「交流電動機の制御装置及び交流電動機システム」、特開第２００５−２０９１８号（２３０３−６−２７）、同補正（２３０６−６−１５）
【非特許文献】
【００１１】
【非特許文献１】新中新二：「永久磁石同期モータのベクトル制御技術、下巻（センサレス駆動制御の真髄）」、電波新聞社（２３０８−１２）
【非特許文献２】新中新二：「永久磁石同期モータのベクトル制御、（センサレスベクトル制御技術）」、東京電機大学出版局（２３１３−９）
【非特許文献３】正木良三・金子悟・櫻井芳美・本部光幸：「搬送波に同期した電圧重畳に基づくＩＰＭモータの位置センサレス制御システム」、電気学会論文誌Ｄ、１２２巻、１号、ｐｐ．３７−４３（２３０２−２）
【非特許文献４】Ｙ．Ｄ．Ｙｏｏｎ，Ｓ．Ｋ．Ｓｕｌ，Ｓ．Ｍｏｒｉｍｏｔｏ，ａｎｄ  Ｋ．Ｉｄｅ：“Ｈｉｇｈ−Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ  Ｓｅｎｓｏｒｌｅｓｓ  Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ  ｆｏｒ  ＡＣ  Ｍａｃｈｉｎｅｓ  Ｂａｓｅｄ  ｏｎ  Ｓｑｕａｒｅ−Ｗａｖｅ−Ｔｙｐｅ  Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｉｎｊｅｃｔｉｏｎ”，ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ  Ｉｎｄ．Ａｐｐｌ．，Ｖｏｌ．４７，Ｎｏ．３，ｐｐ．１３６１−１３７０（２３１１−５／６）
【非特許文献５】Ｓ．Ｋｉｍ，Ｊ．Ｉ．Ｈａ，ａｎｄ  Ｓ．Ｋ．Ｓｕｌ：“ＰＷＭ  Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｉｎｊｅｃｔｉｏｎ  Ｓｅｎｓｏｒｌｅｓｓ  Ｍｅｔｈｏｄ  ｉｎ  ＩＰＭＳＭ”，ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ  Ｉｎｄ．Ａｐｐｌ．，Ｖｏｌ．４８，Ｎｏ．５，ｐｐ．１５７６−１５８７（２３１２−９／１０）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】本発明は上記背景の下になされたものであり、その目的は、限界高周波電圧印加法に基づく位相速度推定において、基本的に離散時間差分処理を行うことなく位相速度推定を遂行し、ひいては、限界高周波電圧印加法の最大長所である位相推定の速応性を活かしつつ、固定子電流に含まれるノイズにロバストなデジタル式回転子位相速度推定装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】上記目的を達成するために、請求項１の発明は、駆動周波数より高い周波数の高周波電圧の印加に対し回転子が突極特性を示す交流電動機のための、電力変換器（インバータ）と固定子電流検出器とを用いた周期Ｔｓ（ｓ）の固定子電流デジタル制御機能を備えたデジタル式駆動制御装置に使用されるデジタル式回転子位相速度推定装置であって、ｋを整数とし、Ｎｈを２以上の正整数とするとき、周期Ｔｈ＝Ｎｈ＊Ｔｓ、位相θｈ，ｋ−１、基本高周波数ωｈ＝±２π／Ｔｈ（ｒａｄ／ｓ）をもつ高周波電圧ｖ１ｈ，ｋ−１を、時刻ｔ＝（ｋ−１）＊Ｔｓとｔ＝ｋ＊Ｔｓとの間に印加する高周波電圧印加手段と、補正位相θｉを次式とするとき、
【数１】
0006492320.tif 000002
時刻ｔ＝ｋ＊Ｔｓに離散時間的に検出された固定子電流ｉ１，ｋに対して、あるいは固定子電流ｉ１，ｋから抽出された高周波電流ｉ１ｈ，ｋに対して、位相（（θｈ，ｋ−１）＋（θｉ））あるいはこの近似位相をもつ高周波信号を用いた処理を施して、あるいはこれと相当な処理を施して、高周波電流の振幅を抽出する高周波電流振幅抽出手段と、抽出された高周波電流振幅を少なくとも用いて、回転子位相の推定値あるいは回転子位相と基本的に微積分関係にある回転子速度の推定値の少なくとも何れかの推定値を、周期Ｔｓごとに生成する回転子位相速度推定値生成手段と、を備えることを特徴とする（連続時間と離散時間の時間的関係に関しては、図２を参照）。【００１４】請求項２の発明は、請求項１記載のデジタル式回転子位相速度推定装置であって、回転子位相に位相偏差ゼロで同期を目指したγ軸とこれに直交したδ軸とで構成されるγδ準同期座標系上で、高周波電圧を印加するようにして該高周波電圧印加手段を構成したことを特徴とする。【００１５】請求項３の発明は、請求項１記載のデジタル式回転子位相速度推定装置であって、回転子位相に位相偏差ゼロで同期を目指したγ軸とこれに直交したδ軸とで構成されるγδ準同期座標系上の固定子電流あるいは高周波電流を処理するようにして、該高周波電流振幅抽出手段を構成したことを特徴とする。【００１６】請求項４の発明は、請求項１記載のデジタル式回転子位相速度推定装置であって、位相同期ループまたは位相同期ループに相当するフィードバックループを構成するようにして、該回転子位相速度推定値生成手段を構成したことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１７】以下に示す本発明の効果等に関する説明は、駆動周波数より高い周波数の高周波電圧の印加に対し回転子が突極特性を示す交流電動機であれば、回転子に永久磁石を有する永久磁石同期電動機、巻線形同期電動機、同期リラクタンス電動機、ハイブリッド界磁形同期電動機、誘導電動機などの何れの交流電動機にも適用される。埋込磁石形永久磁石同期電動機、同期リラクタンス電動機等は、駆動用電圧・電流に対して突極特性を示す。これらの電動機は、高周波電圧の印加に対しても同様に突極特性を示す。一方、駆動用電圧・電流に対しては突極特性を示さない表面磁石形永久磁石同期電動機、誘導電動機は、高周波電圧の印加に対しては突極特性を示す。ハイブリッド界磁形同期電動機は、永久磁石形と巻線形の両同期電動機の特性を有しており、高周波電圧印加に対して突極特性を示し得る。特に、自励式ハイブリッド界磁同期電動機は、突極性が強い。【００１８】発明効果説明の第１準備として、図１（ａ）の離散時間要素を考える。同要素は、連続時間積分要素１／ｓの前後に零次ホールダとサンプラを備えた離散時間積分要素である。離散時間積分要素におけるゼロ次ホールダとサンプラは、周期Ｔｓで同期して動作するものとする（図１（ｂ）参照）。同図では、同期した離散時刻ｔ＝ｋ＊Ｔｓにおける離散時間信号を、脚符ｋを用いて簡単にｕｋ、ｙｋと表現している。以降では、離散時刻「ｔ＝ｋ＊Ｔｓ」を簡単に時刻「ｋ」と表現する。図１（ｂ）に明示しているように、ｋ時刻の離散時間入力ｕｋは、零次ホールド回路により時刻ｋ〜（ｋ＋１）の間維持されて連続時間入力ｕとなる。離散時間出力ｙｋは、離散時間入力ｕｋと同期してサンプラによりサンプリングされた離散時間信号である。２個の離散時間信号ｕｋ、ｙｋは、ともに同一のｋ時刻の（すなわち同期時刻の）離散時間信号である。連続時間積分要素１／ｓの入出力信号ｕ、ｙは、当然のことながら、連続時間信号である。【００１９】図１（ｂ）に、時刻ｋの離散時間入力信号ｕｋを単一の単位パルス関数（デルタ関数）とした場合の関連信号（ｕｋ、ｕ、ｙ、ｙｋ）を例示した。本例では、離散時間出力信号ｙｋのｚ変換が、離散時間積分要素の伝達関数Ｇｉ０（ｚ−１）を与える（ｚ−１はｚの逆数）。これは、次の（２）式となる。
【数２】
0006492320.tif 000003
離散時間領域の信号に作用する遅れ演算子をｚ−１とするならば、（２）式の関係は次の（３）式のように表現することもできる。なお、「ｚの逆数」は、離散時間信号に対して１制御周期Ｔｓの時間遅れを発生させる「遅延器」（演算的には、「遅れ演算子」）を意味する。本明細書では、他所でも、同様の意味で「ｚの逆数」を利用する。
【数３】
0006492320.tif 000004
【００２０】次の２点「▲１▼離散時間積分要素の特性を示した上の（３）式には、近似的要素は一切入っていない」、「▲２▼本発明で検討しいている離散時間積分要素は、連続時間積分要素の近似ではない」には、特に注意を要する。図１の離散時間積分要素においては、（２）、（３）式が明示しているように、時刻ｋにおける出力信号は、時刻（ｋ−１）以前の入力信号によって支配される。この点を考慮し、ｕｋ−１とｙｋとの間の伝達関数Ｇｉ１（ｚ−１）を、さらにはこの周波数応答を考える。これらは、おのおの次の（４）（５）式となる。
【数４】
0006492320.tif 000005
【数５】
0006492320.tif 000006
（５）式に利用したω−（すなわち、ωバー）は、元来の周波数ω（単位はｒａｄ／ｓ）と離散時間周期Ｔｓ（単位はｓ、秒）とを用いた次の（６）式で定義された正規化周波数であり、その単位はｒａｄである。
【数６】
0006492320.tif 000007
正規化周波数は、当然のことながら、元来の周波数ωの正負の極性に応じて、正負の極性を持つ。正規化周波数を用いて記述された（５ｃ）式が、本発明で重要な役割を演ずる「補正位相」を示すものとなる（（１）式参照）。【００２１】発明効果説明の第２の準備として、離散時間二相信号を離散時間積分要素で処理した信号を解析する。２以上の正の整数Ｎｈを用いて構成した次の離散時間二相信号を考える。
【数７】
0006492320.tif 000008
0006492320.tif 000009
【００２２】（７ａ）式の離散時間二相信号の振幅は１である。また、そのｋ時刻の位相θｋは離散的に変化し、周期ＮｈＴｓをもつ（（７ｂ）式参照）。したがって、離散時間二相信号の基本高周波数ωｈ、正規化基本高周波数ωｈ−（すなわち、ωｈバー）は、おのおの次式となる。
【数８】
0006492320.tif 000010
【００２３】（７）式の離散時間二相信号を２次元空間上の２行１列（以下、２×１と略記）ベクトルと捉える場合には、本ベクトルは、平均速度ωｈで空間的に回転する。図１（ａ）の離散時間積分要素を２個並列に配して、２入力２出力（以下、２×２と略記）離散時間積分要素を構成する。２×２同要素に、（７）式の離散時間二相信号を入力し、その出力である連続時間二相信号と離散時間二相信号の空間的挙動を解析する。出力の離散時間二相信号の解析解は、（５）式の結果を応用することにより、次式のように得る。
【数９】
0006492320.tif 000011
（９）式における振幅Ａｉ、位相θｉは、（５ｂ）、（５ｃ）式の通りである。また、位相θｉの関数である２行２列（以下、２×２と略記）行列Ｒは、次の（１０）式で定義されたベクトル回転器である。
【数１０】
0006492320.tif 000012
（９）式は、「２×２離散時間積分要素のｋ時点の出力である離散時間二相信号ｙｋは、入力の離散時間二相信号と同様に平均速度ωｈで空間的に回転するが、（ｋ−１）時点の入力の離散時間二相信号ｕｋ−１に対し、振幅はＡｉ倍となり、空間的に位相θｉをもつ」ことを意味している。【００２４】発明効果説明の第３の準備として、２軸の直交座標系を定義しておく。図３に示したように、制御設計者が指定した座標系速度ωγで回転するγδ一般座標系を考える。ただし、座標系速度ωγの最高速度は、高々、回転子速度の最高速度程度とする。座標系速度ωγをゼロとし、位相θγを位相θαとする場合には、γδ一般座標系は、αβ固定座標系となる。また、座標系速度ωγを回転子速度真値ω２ｎとし、位相θγをゼロとする場合には、γδ一般座標系は、ｄｑ同期座標系となる。また、座標系速度ωγを回転子速度の推定値とし、位相θγのゼロ収斂を目指す場合には、γδ一般座標系は、ｄｑ同期座標系への位相差ゼロでの収斂を目指したγδ準同期座標系となる。【００２５】主軸（γ軸）から副軸（δ軸）への回転を正方向とする。以下に扱う交流電動機の物理量を表現した２×１ベクトル信号は、特に断らない限り、すべてγδ一般座標系上で定義されているものとする。なお、以降の数式表現においては、２×１ベクトル信号は太文字を利用して表記するようにしている。【００２６】発明効果説明の第１〜第３準備の下に、請求項１の発明の効果を説明する。電動機駆動用の電圧に、位相推定用の高周波電圧を重畳印加することを考える。この場合には、次のように、固定子の電圧ｖ１、電流ｉ１、鎖交磁束φ１は、大きくは２成分の合成ベクトルとして表現することができる。
【数１１】
0006492320.tif 000013
【００２７】（１１）式右辺の信号の脚符ｆ、ｈは、それぞれ、駆動用の低周波数成分、高周波成分であることを示している。特に、（１１）式各３式の第２項であるｖ１ｈ、ｉ１ｈ、φ１ｈの３信号が、本発明と深く関係し、おのおの、印加された高周波電圧、この応答としての高周波電流、印加高周波電圧に起因した高周波磁束を示している。なお、位相推定用に重畳印加した高周波電圧の基本高周波数ωｈは、次の（１２）式の関係が成立する十分に高いものとする。【００２８】
【数１２】
0006492320.tif 000014
以降では、記号ｓは、これが連続時間信号に作用する場合には微分演算子ｄ／ｄｔを、Ｉは２×２単位行列を、Ｊは次式で定義された２×２交代行列を意味するものとする。
【数１３】
0006492320.tif 000015
【００２９】（１２）式が成立する場合には、高周波電圧の印加に対し回転子が突極特性を示す交流電動機における固定子の高周波成分に関しては、次の（１４）、（１５）式の関係が成立する。
【数１４】
0006492320.tif 000016
【数１５】
0006492320.tif 000017
【００３０】ここに、２×２行列Ｑは、次式のように定義されている。
【数１６】
0006492320.tif 000018
また、Ｌｉ、Ｌｍは固定子の同相インダクタンス、鏡相インダクタンスであり、ｄ軸、ｑ軸インダクタンスとは次の関係を有する。
【数１７】
0006492320.tif 000019
なお、鏡相インダクタンスＬｍは、回転子位相として負突極位相を選定する場合には負となる。【００３１】（１４）式は、印加高周波電圧の応答たる高周波磁束として、次の（１８ａ）式のように書き改められ、特に、（１２）式が成立している状況下では、（１８ｂ）式のように積分近似される。
【数１８】
0006492320.tif 000020
（１５）式は、高周波磁束の応答たる高周波電流として、次の（１９ａ）式のように書き改められ、特に、（１２）式が成立している状況下では、（１９ｂ）式のように積分近似される。
【数１９】
0006492320.tif 000021
ただし、
【数２０】
0006492320.tif 000022
【００３２】請求項１の発明の第１手段である高周波電圧印加手段を説明する。請求項１の発明では、ｋを整数とし、Ｎｈを２以上の正整数とするとき、周期Ｔｈ＝Ｎｈ＊Ｔｓ、位相θｈ，ｋ−１、基本高周波数ωｈ＝±２π／Ｔｈをもつ高周波電圧ｖ１ｈ，ｋ−１を、時刻ｔ＝（ｋ−１）＊Ｔｓ〜ｔ＝ｋ＊Ｔｓの間に印加する。時刻ｔ＝（ｋ−１）＊Ｔｓ〜ｔ＝ｋ＊Ｔｓの間の印加は、零次ホール回路としてモデル化されるＰＷＭ機能を備えた電力変換器を介して行なわれる。図２は、γδ一般座標系上での印加高周波電圧とこの応答である高周波電流の１例を示したものである。併せて、連続時間と離散時間の関係を示したものである。図２の信号の印加・応答の例と図１の信号の印加・応答例との比較より明白なように、ＰＷＭ機能を備えた電力変換器は、零次ホール回路としてモデル化される。上述の印加高周波電圧ｖ１ｈ，ｋ−１の代表的なものは、次の一定楕円形高周波電圧である。
【数２１】
0006492320.tif 000023
0006492320.tif 000024
高周波周期Ｔｈと離散時間周期Ｔｓに関しては、２以上の正の整数Ｎｈを用いた次の関係が成立している。
【数２２】
0006492320.tif 000025
（２２）式の高周波周期Ｔｈの採用は、発明効果説明第２の準備の中で説明した（７ｂ）式、（８）式の採用を意味する。「電圧の脚符（ｋ−１）は時間ｔ＝（ｋ−１）＊Ｔｓ〜ｋ＊Ｔｓの間に、零次ホール回路としてモデル化されるＰＷＭ機能を備えた電力変換器を介して印加される電圧を意味する」ことを、重ねて注意しておく（図１、図２参照）。【００３３】本発明のデジタル式回転子位相速度推定装置に備える高周波電圧印加手段は、（２２）式の性質を備えた（２１）式に代表される高周波電圧印加のための電圧指令値を生成する手段を意味する（後掲の図４、図５、図９を参照）。高周波電圧は、電圧指令値に従い、電力変換器を介して、電動機に印加される（後掲の図４、図９を参照）。【００３４】つづいて、請求項１の発明の第２手段である高周波電流振幅抽出手段を説明する。交流電動機は、当然のことながら、正負（正逆）の両方向へ回転をする。また、高周波電圧の基本高周波数ωｈも正負の周波数をもちうる。高周波電流振幅抽出手段の説明では、簡明性を確保すべく、電動機はゼロ速度を含め正方向へ回転するものとする。これに応じて、γδ準同期座標系の速度ωγも非負とする。また、高周波電圧の基本高周波数ωｈも正とする。この前提は、印加高周波電圧に起因する高周波磁束、高周波電流の正相、逆相成分を区別するためのものである。回転方向あるいは周波数の極性が反転すると、正逆相反転が起きることがある。この前提は、正逆相反転に起因する記述上の混乱を避けるためのものであり、これにより議論の一般性を失うことはない。【００３５】上の前提に従い、記述上の簡略化を目的に、正相、逆相の単位ベクトルを以下のように定義しておく。
【数２３】
0006492320.tif 000026
上式では、脚符ｐ、ｎがおのおの正相、逆相を意味している。【００３６】正相単位ベクトルと逆相単位ベクトルとの間には、次の関係が成立している。
【数２４】
0006492320.tif 000027
（２１ａ）式の一定楕円形高周波電圧は、上の正相、逆相の単位ベクトを用い、以下のように表現することができる。
【数２５】
0006492320.tif 000028
【００３７】▲１▼（２１）式の離散時間高周波電圧ｖ１ｈ，ｋ−１は図１の零次ホールダとしてモデル化される電力変換器を介して印加される。▲２▼一方、印加される（２１）式の離散時間高周波電圧ｖ１ｈ，ｋ−１は、解析的には（２５ａ）式のように書き改められる。▲１▼、▲２▼の事実を踏まえて、（１９ｂ）式の連続時間積分の関係に、零次ホールダとサンプラを同伴をした離散時間積分要素の特性式である（９）式を適用すると、（２１）式の（ｋ−１）時刻の離散時間高周波電圧ｖ１ｈ，ｋ−１に対応したｋ時刻の離散時間高周波電流ｉ１ｈ，ｋとして、正相成分ｉｈｐ，ｋと逆相成分ｉｈｎ，ｋとの和として解析される次式を得る。
【数２６】
0006492320.tif 000029
（２６）式における振幅は次の（２７）、（２８）式のように定義されている。
【数２７】
0006492320.tif 000030
【数２８】
0006492320.tif 000031
【００３８】▲１▼（２１）式の離散時間高周波電圧ｖ１ｈ，ｋ−１は図１の零次ホールダとしてモデル化される電力変換器を介して印加される。▲２▼一方、印加される（２１）式の離散時間高周波電圧ｖ１ｈ，ｋ−１は、解析的には（２５ｂ）式のように書き改められる。▲１▼、▲２▼の事実を踏まえて、（１９ｂ）式の連続時間積分の関係に、零次ホールダとサンプラの同伴をした離散時間積分要素の特性式である（９）式を適用すると、（２１）式の（ｋ−１）時刻の離散時間高周波電圧ｖ１ｈ，ｋ−１に対応したｋ時刻の離散時間高周波電流ｉ１ｈ，ｋとして、次の解析式を得る。
【数２９】
0006492320.tif 000032
（２９）式における振幅は以下のように定義されている。
【数３０】
0006492320.tif 000033
【００３９】「電圧の離散時刻を示す脚符（ｋ−１）は連続時間ｔ＝（ｋ−１）＊Ｔｓ〜ｋ＊Ｔｓの間に印加された電圧を意味しているの対し、電流の脚符ｋはｔ＝ｋ＊Ｔｓでの離散時間検出時刻を意味する」ことを改めて、注意しておく（図１、図２参照）。【００４０】高周波電流振幅抽出手段の役割は、高周波電流の振幅を意味する（２８）式あるいは（３０）式に該当する信号（ｃｐ、ｓｐ、ｃｎ、ｓｎ）あるいは（ｃγ、ｓγ、ｃδ、ｓδ）を抽出することである。高周波電流の振幅は、（２６）式あるいは（２９）式が明示しているように、位相（（θｈ，ｋ−１）＋（θｉ））をもつ高周波電流の振幅である。高周波電流の振幅抽出には、高周波電流の位相情報が不可欠である。請求項１の発明にれば、高周波電流振幅抽出手段は、高周波電流と同一の位相（（θｈ，ｋ−１）＋（θｉ））をもつ高周波信号を利用するので、離散時間差分処理の要なく、高周波電流の振幅を適切に抽出することができるようになる。具体的抽出法は、後に実施形態例を用いて詳しく説明する（後掲の図６、図７参照）。【００４１】請求項１の発明の第３手段である回転子位相速度推定値生成手段を説明する。高周波電流の振幅（ｃｐ、ｓｐ、ｃｎ、ｓｎ）、（ｃγ、ｓγ、ｃδ、ｓδ）は、（２８）式、（３０）式が示しているように、位相θγを有している。これれを処理することにより、位相θγあるいは、この相当値である正相関信号（位相θγと正相関をもつ信号）を得ることができる。これらの関係は、γδ一般座標系上の関係である。したがって、本関係は、γδ一般座標系の特別の場合であるαβ固定座標系上の信号にも適用できる。より具体的には、請求項１の発明に、αβ固定座標系の条件を適用するならば、αβ固定座標系のα軸からみた回転子位相θαの推定値を得ることができる（図３参照）。また、本関係式は、γδ一般座標系の特別の場合であるγδ準同期座標系上の信号にも適用できる。より具体的には、請求項１の発明に、γδ準同期座標系の条件を適用するならば、γδ準同期座標系のγ軸からみた回転子位相θγの推定値を得ることができる（図３参照）。なお、高周波電流の２種の振幅（ｃｐ、ｓｐ、ｃｎ、ｓｎ）、（ｃγ、ｓγ、ｃδ、ｓδ）の間には、次の相互変換関係があり、一方から他方を算定することもできる。
【数３１】
0006492320.tif 000034
【００４２】回転子位相が生成できれば、積分フィードバック速度推定法、一般化積分形ＰＬＬ法により、生成した回転子位相を処理することにより、回転子速度を容易に生成することができる。この詳細は、非特許文献１、非特許文献２などを通じ、当業者には周知であるので、省略する。【００４３】以上の説明より既に明白なように、請求項１の発明によれば、限界高周波電圧印加法に基づく位相速度推定において、基本的に離散時間差分処理を行うことなく位相速度推定を遂行し、ひいては、限界高周波電圧印加法の最大特長である位相推定の速応性を活かしつつ、固定子電流に含まれるノイズにロバストな形で、位相と速度を推定できると言う効果が得られる（速度推定値生成の具体例は、後掲の図５、図８、図１０を用いた実施例を通じ示す）。【００４４】続いて、請求項２の発明による効果について説明する。（１１）式に明示しているように、固定子電圧には、駆動用低周波数成分と高周波成分との２成分が含まれている。良好な推定値を得るには、両成分の周波数の差は可能な限り大きくすることが望まれる。請求項２の発明では、γδ準同期座標系上で高周波電圧を印加するようにしている。一方、γδ準同期座標系上では、駆動用成分の低周波数は実質的にはゼロである。したがって、請求項２の発明に従って高周波電圧印加手段を構成するならば、印加高周波電圧の基本高周波数を両成分の周波数の差とすることができ、ひいては最大の周波数差を得ることができると言う効果が得られる。この結果、請求項１の効果を、一層高めることができるという効果が得られる。【００４５】続いて、請求項３の発明による効果について説明する。（１１）式に明示しているように、固定子電流には、駆動用低周波数成分と高周波成分との２成分が含まれている。回転子位相情報を保有しているのは、２成分のうちの高周波成分すなわち高周波電流である。本発明は、固定子電流に含まれる駆動用低周波成分の分離を、離散時間差分処理を行なうことなく、代わって、ローパス特性をもつローパスフィルタ処理を介して、行なう（後掲の図６、図７を用いた実施例を参照）、（離散時間積分処理もローパス特性をもつ）。請求項３の発明に基づく高周波電流振幅抽出手段よれば、固定子電流の処理をγδ準同期座標系上で遂行することになる。γδ準同期座標系上では、電動機が高速回転を行なう場合においても、固定子電流の駆動用低周波成分の周波数は実質的にゼロ周波数であり、請求項３の発明に基づく高周波電流振幅抽出手段においては、駆動用低周波成分は理想的状態で分離されることになる。以上の説明より既に明らかなように、請求項３の発明の高周波電流振幅抽出手段によれば、ゼロ速から高速までの広い速度範囲で固定子電流から駆動用低周波成分を理想的状態で分離でき、ひいてはゼロ速から高速までの広い速度範囲で請求項１の発明を適用できるようになるという効果が得られる。換言するならば、請求項１の効果を一層高めることができると言う効果が得られる。【００４６】続いて、請求項４の発明による効果について説明する。（１６）式の２×２行列Ｑで示されているように、突極特性は、回転子位相の観点からは±πの曖昧性を本質的にもつ。回転子位相推定では、この曖昧性を常時処��し、排除しなければならない。位相同期（ＰＬＬ）ループまたは位相同期ループと等価なフィードバックループは、位相推定値を時々刻々変化する位相真値に追随させる働きがある。請求項４の発明によれば、位相同期ループまたは位相同期ループと等価なフィードバックループを構成するようにして、回転子位相速度推定値生成手段を構成することになるので、この曖昧性を簡単に排除した形で位相推定値を得ることができると言う効果が得られる。さらには、回転子位相推定値に対応した形で、速度推定値を得ると言う効果が得られる。換言するならば、請求項１の効果を一層高めることができると言う効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００４７】
【図１】  「連続時間積分要素と離散時間積分要素の関係および連続時間と離散時間の時間的関係例を示す図」
【図２】  「印加の離散時間高周波電圧、印加の連続時間高周波電圧、応答の連続時間高周波電流、応答の離散時間高周波電流の時間的関係例を示す図」
【図３】  「３種の座標系と回転子位相の１関係例を示す図」
【図４】  「１実施例のための駆動制御システムを示すブロック図」
【図５】  「１実施例における位相速度推定器の基本構成を示すブロック図」
【図６】  「１実施例における振幅抽出器の基本構成を示すブロック図」
【図７】  「１実施例における振幅抽出器の基本構成を示すブロック図」
【図８】  「１実施例における推定値生成器の基本構成を示すブロック図」
【図９】  「１実施例のための駆動制御システムを示すブロック図」
【図１０】  「１実施例における推定値生成器の基本構成を示すブロック図」
【図１１】  「従前のデジタル式駆動制御装置の構成例を示すブロック図」
【発明を実施するための形態】
【実施例１】
【００４８】以下、図面を用いて、本発明の実施例を詳細に説明する。代表的な交流電動機である永久磁石同期電動機に対し、本発明のデジタル式回転子位相速度推定装置を備えたデジタル式駆動制御装置の１例を図４に示す。１は交流電動機（同期電動機）を、２は電力変換器（インバータ）を、３は離散時間電流検出器を、４ａ、４ｂは夫々３相２相変換器、２相３相変換器を、５ａ、５ｂは共にベクトル回転器を、６は電流制御器を、７は指令変換器を、８は速度制御器を、９は高周波成分除去フィルタ（高周波成分を除去するためのデジタルフィルタ）を、１０は位相速度推定器（デジタル式回転子位相速度推定装置の別称）を、１１は係数器を、１２は余弦正弦信号発生器を、おのおの示している。図４では、１の電動機を除く、２から１２までの諸機器がデジタル式駆動制御装置を構成している。本図では、簡明性を確保すべく、２×１のベクトル信号を１本の太い信号線で表現している。以下のブロック図表現もこれを踏襲する。【００４９】離散時間電流検出器３で検出された３相の固定子電流は、３相２相変換器４ａでαβ固定座標系上の２相電流に変換された後、ベクトル回転器５ａで回転子位相（ｄｑ同期座標系の位相と同一、図３参照）へゼロ位相偏差で位相同期を目指したγδ準同期座標系の２相電流に変換される。変換電流から高周波成分除去フィルタ９を介して固定子電流に含まれる高周波成分を除去し（換言するならば、駆動用の低周波数成分を抽出し）、これを電流制御器６へ送る。電流制御器６は、γδ準同期座標系上の駆動用２相電流が、各相の電流指令値（電流指令値の頭符＊は指令値を意味する。本明細書では、同様に、関連信号の指令値は、関連信号に頭符＊を付して表現している）に追随すべくγδ準同期座標系上の駆動用２相電圧指令値を生成する。ここで、位相速度推定器１０から受けた高周波電圧の指令値を、駆動用２相電圧指令値に重畳させ、重畳合成した２相電圧指令値を、ベクトル回転器５ｂへ送る。５ｂでは、γδ準同期座標系上の重畳合成の電圧指令値をαβ固定座標系の２相電圧指令値に変換し、２相３相変換器４ｂへ送る。４ｂでは、２相電圧指令値を３相電圧指令値に変換し、電力変換器２への最終電圧指令値として出力する。電力変換器２は、最終電圧指令値に応じた電圧を発生し、交流電動機（同期電動機）１へ印加しこれを駆動する。【００５０】位相速度推定器１０は、ベクトル回転器５ａの出力信号であるγδ準同期座標系上の固定子電流を入力として受け、回転子位相推定値θα＾、回転子（電気）速度推定値ω２ｎ＾、及び高周波電圧指令値ｖ１ｈ＊を出力している。回転子位相推定値は、余弦正弦信号発生器１２で余弦・正弦信号に変換された後、γδ準同期座標系を決定づけるベクトル回転器５ａ、５ｂへ渡される。これは、回転子位相推定値をγδ準同期座標系の位相（γ軸の位相と等価）とすることを意味する。【００５１】γδ準同期座標系上の２相電流指令値は、当業者には周知のように、トルク指令値を指令変換器７に通じ変換することにより得ている。速度制御器８には、位相速度推定器１０からの出力信号の１つである回転子速度推定値（回転子電気速度推定値）が、一定値である極対数Ｎｐの逆数を係数器１１を介して乗じられ機械速度推���値に変換された後、送られている。図４の例では、速度制御システムを構成した例を示しているので、速度制御器８の出力としてトルク指令値を得ている。当業者には周知のように、制御目的がトルク制御にあり速度制御システムを構成しない場合には、速度制御器８は不要である。この場合には、トルク指令値が外部から直接印加される。【００５２】本発明の核心は、デジタル式回転子位相速度推定装置と同義でる位相速度推定器１０にある。速度制御、トルク制御の何れにおいても、位相速度推定器１０には何らの変更を要しない。また、駆動対象電動機を他の同期電動機、あるいは誘導電動機とする場合にも位相速度推定器１０には何らの変更を要しない。以下では、速度制御、トルク制御等の制御モードに関し一般性を失うことなく、更には、駆動対象の交流電動機に対して一般性を失うことなく、位相速度推定器１０の種々の実施例について説明する。【００５３】上記の説明より既に明らかなように、図４のデジタル式回転子位相速度推定装置は、本発明の主眼である位相速度推定器１０をγδ準同期座標系上で構成する例となっている。これは、「請求項２および請求項３の発明に基づき、高周波電圧印加手段、高周波電流振幅抽出手段をγδ準同期座標系上で構成している」ことを意味している（詳細は、後述）。【００５４】図５は、位相速度推定器１０の代表的な内部構成例を示したものである。位相速度推定器は、高周波電圧印加手段を実現した高周波電圧指令器１０−１、高周波電流振幅抽出手段を実現した振幅抽出器１０−２、回転子位相速度推定値生成手段を実現した推定値生成器１０−３から構成されている。なお、図５は、制御期間ｔ＝ｋ＊Ｔｓ〜（ｋ＋１）＊Ｔｓの様子を示している（図２参照）。【００５５】高周波電圧指令器１０−１は、高周波電圧指令値を生成し、位相速度推定器１０の外部へ出力している。制御期間ｔ＝ｋ＊Ｔｓ〜（ｋ＋１）＊Ｔｓにおける高周波電圧指令器１０−１は、次の制御期間ｔ＝（ｋ＋１）＊Ｔｓ〜（ｋ＋２）＊Ｔｓに電力変換器を介して電動機に印加される高周波電圧指令値ｖ１ｈ＊を合成している。合成の高周波電圧指令値ｖ１ｈ＊は、たとえば（２１）式の一定楕円形高周波電圧形のものである。電力変換器が正常動作する場合には、印加された高周波電圧の基本高周波成分は、高周波電圧指令値と同一となる。制御期間ごとに異なる高周波電圧位相は、振幅抽出器へ向け出力されている。制御期間ごとに異なる高周波電圧位相は、本例では、次式に示した余弦正弦値の形で出力している。
【数３２】
0006492320.tif 000035
【００５６】振幅抽出器１０−２は、離散時間電流検出器により制御周期Ｔｓごとに離散時間検出された固定子電流ｉ１，ｋあるいは固定子電流から抽出された高周波電流ｉ１ｈ，ｋと、制御期間ごとに異なる高周波電圧位相（θｉ，ｋ−１）とを利用して、高周波電流ｉ１ｈ，ｋの振幅を抽出・出力している。抽出される高周波電流振幅は、たとえば、（ｃｐ、ｓｐ、ｃｎ、ｓｎ）または（ｃγ、ｓγ、ｃδ、ｓδ）またはこれらの一部である。図５では、高周波電流ｉ１ｈ，ｋの振幅として（ｃｐ、ｓｐ、ｃｎ、ｓｎ）を主として示し、（ｃγ、ｓγ、ｃδ、ｓδ）を副次的に括弧をつけて示している。【００５７】推定値生成器１０−３では、高周波電流ｉ１ｈ，ｋの振幅の全部または一部を利用して、回転子位相と回転子速度を周期Ｔｓごとに離散時間的に生成・出力している。
【実施例２】
【００５８】図６は、振幅抽出器１０−２の１実施例を示したものである。図６の実施例は、高周波電流が正相成分と逆相成分と含有していることを解析的に示した（２６）式に基づくものである。（２６）式に基づく振幅抽出原理は、次式の通りである。
【数３３】
0006492320.tif 000036
0006492320.tif 000037
【００５９】（３３）式における記号＜・＞は，正規化周波数ゼロで減衰ゼロを，また正規化周波数（２ωｈ−）で十分な減衰を示すディジタルローパスフィルタＦ１（ｚ−１）による処理を意味する。２×２行列Ｒは、（１０）式で定義されたベクトル回転器である。ディジタルローパスフィルタＦ１（ｚ−１）が、正規化周波数（２ωｈ−）に加えて、正規化周波数（ωｈ−）においても十分な減衰特性を示す場合には、高周波電流を含有する固定子電流に対しても、上の（３３）式が成立する。この点を考慮して、図５の位相速度推定器の入力を、ひいては図６の振幅抽出器の入力を固定子電流そのものとし、副次的に（括弧で明示）高周波電流としている。図６内のブロックＦ１（ｚ−１）は、上記の特性をもつディジタルローパスフィルタを意味している。なお、位相速度推定器の入力を高周波電流とする場合には、位相速度推定器の入力端に、高周波電流抽出ブロックを配置することになる。【００６０】制御周期Ｔｓと高周波電圧周期Ｔｈが定まれば、（１）式が示しているように補正位相θｉは一定となる。補正位相の一定性を考慮して、図６では、一定の補正位相と制御周期ごとに変化する位相θｈ，ｋ−１とを分離した構成例を示した。換言するならば、図６は、（３３ａ）、（３３ｂ）式の第３式に忠実に基づく例である。（３３ａ）、（３３ｂ）式の第２式に従って構成してもよいし、第１式（すなわち、左辺）に従って構成してもよい。特に、（３３ａ）、（３３ｂ）式の第１式に従う場合には、位相（（θｈ，ｋ−１）＋（θｉ））の余弦正弦値をベクトル回転器に直接的に利用した実施例となる。なお、ベクトル回転器の定義は、（１０）式の通りである。
【実施例３】
【００６１】高周波電流のの４振幅（ｃｐ、ｓｐ、ｃｎ、ｓｎ）に代わって、この中の幾つかを抽出する場合には、ベクトル回転器による処理と等価な処理を、単純化して遂行することもできる。
【実施例４】
【００６２】図７は、振幅抽出器１０−２の１実施例を示したものである。図７の実施例は、高周波電流のγ軸要素とδ軸要素の振幅が位相情報を有していることを解析した（２９）式に基づくものである。Ｎｈが３より大の場合の（２９）式に基づく振幅抽出原理は、次式のようにしめされる。
【数３４】
0006492320.tif 000038
【００６３】（３４）式における記号＜・＞の意味は、（３３）式と同様である。図５の位相速度推定器の入力を、ひいては図７の振幅抽出器の入力を固定子電流そのものとし、副次的に（括弧で明示）高周波電流としている点も、（３３）式および図６の実施例と同様である（（３３）式直後の解説参照）。【００６４】制御周期Ｔｓと高周波電圧周期Ｔｈが定まれば、（１）式が示しているように補正位相θｉは一定となる。補正位相の一定性を考慮して、図７では、一定の補正位相と制御周期ごとに変化する位相θｈ，ｋ−１とを分離した構成例を示した。すなわち、図７の実施例では、（３４）式における位相（（θｈ，ｋ−１）＋（θｉ））をもつ高周波信号を、ベクトル回転器を利用した次式に従い生成する例を示した。
【数３５】
0006492320.tif 000039
当然のことながら、位相（（θｈ，ｋ−１）＋（θｉ））をもつ余弦正弦値の高周波信号を直接生成するようにしてもよい。
【実施例５】
【００６５】高周波振幅（ｃγ、ｓγ、ｃδ、ｓδ）の４振幅に代わって、この中の幾つかを抽出する場合には、処理の単純化が可能であることを指摘しておく。この種の単純化の１例がＮｈを２とする場合には必然的におきる。Ｎｈが２の場合の（２９）式に基づく振幅抽出原理は、次式の通り単純化される。
【数３６】
0006492320.tif 000040
【実施例６】
【００６６】つづいて、推定値生成器１０−３の実施例を示す。図８は、高周波電流の４振幅（ｃｐ、ｓｐ、ｃｎ、ｓｎ）の全部あるいは一部（または、４振幅（ｃγ、ｓγ、ｃδ、ｓδ）の全部あるいは一部）を利用して、回転子位相推定値と速度推定値を生成する例を示したものである。推定値生成器１０−３は、大きくは、相関信号合成器１０−３Ａと位相同期器１０−３Ｂから構成されている。【００６７】相関信号合成器１０−３Ａは、高周波電流の４振幅（ｃｐ、ｓｐ、ｃｎ、ｓｎ）の全部あるいはいずれか（または、４振幅（ｃγ、ｓγ、ｃδ、ｓδ）の全部あるいはいずれか）を利用して、回転子位相相当値である正相関信号ｐｃを合成している。正相関信号は、（３７ａ）式（または（３８ａ）式）で表現され、θγが小さい領域では（３７ｂ）式（または（３８ｂ）式）の特性をもつ。
【数３７】
0006492320.tif 000041
【数３８】
0006492320.tif 000042
当然のことながら、利用する振幅（ｃｐ、ｓｐ、ｃｎ、ｓｎ）、（ｃγ、ｓγ、ｃδ、ｓδ）に依存して、関数ｆｐは異なる。換言するなれば、正相関信号ｐｃを合成するための相関信号合成器は異なる。正相関信号ｐｃの具体的合成法（すなわち、相関信号合成器）は、非特許文献１及び２を通じ、当業者には公知であるので、これ以上の説明は省略する。【００６８】位相同期器１０−３Ｂは、請求項４の発明に従い、位相同期ループ（ＰＬＬ）を構成して、回転子位相と速度の推定値を生成している。これは、正相関信号ｐｃを利用した次の（３９）式で記述される。
【数３９】
0006492320.tif 000043
回転子速度推定値ω２ｎ＾は、γδ準同期座標系の速度ωγをそのまま用いてもよいし、ローパスフィルタＦ１ωで処理して用いてもよい。（３９ｃ）式には、直接利用の場合と１次ローパスフィルタを用いる場合の２例を示した。速度推定値生成にはローパスフィルタの使用・不使用の２例がある点を考慮し、図８では、本ローパスフィルタＦ１ωを破線ブロックで示している。
【実施例７】
【００６９】図９は、デジタル式駆動制御装置における本発明の位相速度推定器（デジタル式回転子位相速度推定装置）の第２構成例である。図４の実施例との違いは、位相速度推定器の配置位置にある。図９では、位相速度推定器をαβ固定座標系上で構成する例となっている。位相速度推定器への入力ベクトル信号である固定子電流、出力ベクトル信号である高周波電圧指令値は、ともにαβ固定座標系上で定義されたベクトル信号である。本構成は、高周波電圧印加手段（高周波電圧指令器）、高周波電流振幅抽出手段（振幅抽出器）をαβ固定座標系上で構成していることを意味する。【００７０】図９の位相速度推定器１０の内部構成の１例は、図５の構成を採用することができる。位相速度推定器１０の内部構成の概要は、γδ準同期座標系上で構成する場合も、αβ固定座標系上で構成する場合も、基本的に変わりはない。【００７１】位相速度推定器１０がαβ固定座標系上で構成されていることより明白なように、これに含まれる高周波電圧指令器１０−１は、αβ固定座標系上で構成されることになる。αβ固定座標系上での高周波電圧指令器の構成方法は、γδ準同期座標系上の構成法と基本的に同一である。【００７２】位相速度推定器１０がαβ固定座標系上で構成されていることより明白なように、これに含まれる振幅抽出器１０−２は、αβ固定座標系上で構成されることになる。αβ固定座標系上での振幅抽出器の構成方法は、γδ準同期座標系上の構成法と基本的に同一である。
【実施例８】
【００７３】位相速度推定器１０がαβ固定座標系上で構成されていることより明白なように、これに含まれる推定値生成器１０−３は、αβ固定座標系上で構成されることになる。推定値生成器１０−３に関しては、図８のものをそのまま利用することはできない。図９、図５、図６、図７に利用可能な推定値生成器１０−３の１例は、図１０のように描画される。ただし、正相関信号ｐｃの生成は、（３７）式あるいは（３８）式に従うものの、Ｋθ＝１の条件を追加することになる。すなわち、Ｋθ＝１を満たす形で正相関信号ｐｃを生成する必要がある。【００７４】図９、図５、図６、図７に対応した、さらには請求項４に基づき構成された位相同期器の１例は、図１０のように構成される。すなわち、図１０の位相同期器は、正相関信号と最終位相推定値との偏差信号を生成し、生成した偏差信号を−π／２から＋π／２の間でモジュラ処理し、モジュラ処理信号に対して図８と同様な処理（すなわち、（３９）式と同様な処理）を施し、最終的な位相推定値と速度推定値を生成している。
【実施例９】
【００７５】αβ固定座標系上で構成された位相速度推定器は、高周波電圧指令値をｕｖｗ座標系上で駆動用電圧指令値に重畳する場合にも、一般に、実質的無修正で利用可能である。この場合には、αβ固定座標系上の高周波電圧指令値を２相３相変換器を介してｕｖｗ座標系上の高周波電圧指令値に変換し、この上で重畳すればよい。【００７６】以上、本発明によるデジタル式回転子位相速度推定装置（位相速度推定器）に関し、具体的実施例を９例挙げて、これを詳しく説明した。位相速度推定器の構成法は、上記の９例に限定されるものでなく、本発明に従った紹介例以外の構成が種々存在することを指摘しておく。【００７７】デジタル式回転子位相速度推定装置の具体的説明の都合上、駆動用電動機として同期電動機としこれに関連した駆動制御装置を取り上げたが、本発明によるデジタル式回転子位相速度推定装置は、同期電動機に限定されるものでないことを重ねて指摘しておく。駆動用電動機を他の交流電動機とする駆動制御装置におけるデジタル式回転子位相速度推定装置にも、詳述した具体的実施例のものが実質そのまま利用できる。駆動用電動機を同期リラクタンス電動機、誘導電動機とする駆動制御装置と同装置内での回転子位相速度推定装置の一般的配置に関しては、例えば特許文献（新中新二：「交流電動機のベクトル制御方法及び同装置」、特許第４１２０７７５号（１９０２−３−１８））等に説明されている。このため、この説明は省略する。
【産業上の利用可能性】
【００７８】本発明は、交流電動機をセンサレス駆動する応用の中で、特に、ゼロ速度を含む速度領域で高い速応性を備えた位相推定性能を必要とする用途に好適である。
【符号の説明】
【００７９】  １          交流電動機（同期電動機）
２          電力変換器
３          離散時間電流検出器
４ａ        ３相２相変換器
４ｂ        ２相３相変換器
５ａ        ベクトル回転器
５ｂ        ベクトル回転器
６          電流制御器
７          指令変換器
８          速度制御器
９          高周波成分除去フィルタ
１０        位相速度推定器
１０−１    高周波電圧指令器
１０−２    振幅抽出器
１０−３    推定値生成器
１０−３Ａ  相関信号合成器
１０−３Ｂ  位相同期器
１１        係数器
１２        余弦正弦信号発生器
【図１】
0006492320.tif 000045
【図２】
0006492320.tif 000046
【図３】
0006492320.tif 000047
【図４】
0006492320.tif 000048
【図５】
0006492320.tif 000049
【図６】
0006492320.tif 000050
【図７】
0006492320.tif 000051
【図８】
0006492320.tif 000052
【図９】
0006492320.tif 000053
【図１０】
0006492320.tif 000054
【図１１】
0006492320.tif 000055