(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
スピーカを駆動する駆動回路と並列に接続され、電圧に応じて発振周波数が変化する発振器と、
前記発振器の発振周波数の変動を検出し許容値を越える前記電圧の変動を検出した場合に前記駆動回路が前記スピーカに供給する電流量を調整する制御回路と、
を備えるスピーカ制御装置。
【請求項２】
前記発振器は、リングオシレーター装置である請求項１に記載のスピーカ制御装置。
【請求項３】
前記リングオシレーター装置は、PMOSトランジスタとNMOSトランジスタとを有するインバーター回路を含む請求項２に記載のスピーカ制御装置。
【請求項４】
前記制御回路は、
前記スピーカから出力される音声を表わす入力信号をバンドパスフィルターにより周波数分割して、スピーカの共振周波数またはその近傍の周波数が検出されたときに、前記発振器の発振周波数の変動を検出し、
その結果、前記電圧の変動を検出した場合に、前記駆動回路が前記スピーカに供給する電流量を調整する請求項１に記載のスピーカ制御装置。
【請求項５】
前記制御回路は、前記発振器の発振周波数のＦＦＴし、周波数軸上でスピーカの共振周波数を含む周波数帯での変化量を検出する請求項１に記載のスピーカ制御装置。
【請求項６】
前記駆動回路は、デジタル信号を増幅し前記スピーカに供給する請求項１に記載のスピーカ制御装置。
【請求項７】
前記デジタル信号は、３値のデジタル信号である請求項６に記載のスピーカ制御装置。
【請求項８】
前記デジタル信号は、＋１、０および１のいずれかを表わすデジタル信号である請求項７に記載のスピーカ制御装置。
【請求項９】
前記制御回路は、前記発振器の発振周波数の変動値またはその積分値に基づいて、前記スピーカのコイルの温度の情報を推定する請求項１に記載のスピーカ制御装置。
【請求項１０】
前記制御回路は、前記発振器の発振周波数の変動値またはその積分値に基づいて、前記スピーカの機械的な歪の発生を推定する請求項１に記載のスピーカ制御装置。
【請求項１１】
スピーカを駆動する駆動回路と並列に接続され、電圧に応じて発振周波数が変化する発振器の発振周波数の変動を検出し、
前記発振器の発振周波数の変動により、前記電圧の変動を判断し、
許容値を越える前記電圧の変動を検出すると、前記スピーカに供給する電流量を調整する
ことを含むスピーカの制御方法。
【請求項１２】
デジタル信号に応じてスピーカのコイルを駆動する駆動回路を構成する複数の素子のうちの一つの素子または二つ以上の直列接続された素子に対して、並列に接続して交番信号を出力する発振器と、
前記発振器が出力する交番信号の周波数成分の信号を抽出し、前記コイルのインピーダンスの大きさに対応する値を算出するインピーダンス算出回路と、
前記インピーダンス算出回路が算出した値に応じて、前記スピーカのコイルに供給される信号の大きさを制御する制御回路と
を備えるスピーカ制御装置。
【請求項１３】
前記インピーダンス算出回路は、前記発振器が出力する交番信号の周波数成分の第１の信号と前記デジタル信号の表わす音声信号の前記周波数成分に対応する第２の信号とによって算出される相関の値に基づいて、前記コイルのインピーダンスの大きさに対応する値を算出する請求項１２に記載のスピーカ制御装置。
【請求項１４】
前記相関の値は、前記第１の信号の振幅の大きさの値を前記第２の信号の振幅の大きさにより乗算して算出される請求項１３に記載のスピーカ制御装置。
【請求項１５】
前記デジタル信号は、前記周波数成分の周波数を含む音声信号を含む請求項１２に記載のスピーカ制御装置。
【請求項１６】
前記周波数成分の周波数を含む前記音声信号は、前記デジタル信号とは別に入力される請求項１５に記載のスピーカ制御装置。
【請求項１７】
前記周波数成分の周波数を含む前記音声信号を生成する生成器を有し、
前記生成器は、前記周波数成分の周波数を含む前記音声信号の周波数を変化させる請求項１６に記載のスピーカ制御装置。
【請求項１８】
前記生成器の生成する前記周波数成分の周波数を含む前記音声信号の周波数、および前記インピーダンス算出回路が算出した値に基づいて、前記スピーカのコイルの共振周波数が算出される請求項１７に記載のスピーカ制御装置。
【請求項１９】
前記周波数成分は、前記スピーカのコイルの共振周波数を含む請求項１２に記載のスピーカ制御装置。
【請求項２０】
前記駆動回路は、インバーター回路であり、
前記発振器は、前記インバーター回路のスイッチング素子を含む回路に対して、並列に
接続される請求項１２に記載のスピーカ制御装置。
【請求項２１】
前記インバーター回路は、ＰＭＯＳトランジスタとＮＭＯＳトランジスタとが直列に接続されて構成され、
前記発振器は、前記ＰＭＯＳトランジスタおよび／またはＮＭＯＳトランジスタに対して、並列に接続される請求項２０に記載のスピーカ制御装置。
【請求項２２】
前記制御回路は、前記スピーカのコイルの温度が室温である場合に前記インピーダンス算出回路により算出され記憶された値と、現在に前記インピーダンス算出回路が算出した値とに基づいて、前記スピーカのコイルの温度の推定値を算出する請求項１２に記載のスピーカ制御装置。
【請求項２３】
デジタル信号に応じて、スピーカのコイルを駆動する駆動回路の選択を行う選択器と、
前記スピーカの再生する音声の大きさに関する情報を取得するマイクと、
をさらに備え、
前記制御回路は、前記選択器による選択と前記マイクが取得した情報に基づいて、前記スピーカのコイルの特性を算出する請求項１２に記載のスピーカ制御装置。
【請求項２４】
前記制御回路は、前記駆動回路が前記スピーカに供給する電流量を周波数に応じて調整する請求項１に記載のスピーカ制御装置。
【請求項２５】
スピーカを駆動する駆動回路に対して並列に接続された発振器の発振周波数の変動を検出した場合に、前記駆動回路によって前記スピーカに供給される電流量を調整する制御回路を備えるスピーカ制御装置。
【請求項２６】
前記制御回路は、前記駆動回路が前記スピーカに供給する電流量を周波数に応じて調整する請求項２５に記載のスピーカ制御装置。
【請求項２７】
前記発振器は、リングオシレーター装置である請求項２５に記載のスピーカ制御装置。
【請求項２８】
前記リングオシレーター装置は、PMOSトランジスタとNMOSトランジスタで構成されるインバーター回路を含む請求項２７に記載のスピーカ制御装置。
【請求項２９】
前記制御回路は、
前記スピーカから出力される音声を表わす入力信号をバンドパスフィルターにより周波数分割して、スピーカの共振周波数またはその近傍の周波数が検出されたときに、前記発振器の発振周波数の変動を検出する請求項２５に記載のスピーカ制御装置。
【請求項３０】
前記制御回路は、前記発振器の発振周波数のＦＦＴし、周波数軸上でスピーカの共振周波数を含む周波数帯での変化量を検出する請求項２５に記載のスピーカ制御装置。
【請求項３１】
前記駆動回路は、デジタル信号を増幅し前記スピーカに供給する請求項２５に記載のスピーカ制御装置。
【請求項３２】
前記デジタル信号は、３値のデジタル信号である請求項３１に記載のスピーカ制御装置。
【請求項３３】
前記デジタル信号は、＋１、０および１のいずれかを表わすデジタル信号である請求項
３２に記載のスピーカ制御装置。
【請求項３４】
前記制御回路は、前記発振器の発振周波数の変動値またはその積分値に基づいて、前記スピーカのコイルの温度の情報を推定する請求項２５に記載のスピーカ制御装置。
【請求項３５】
前記制御回路は、前記発振器の発振周波数の変動値またはその積分値に基づいて、前記スピーカの機械的な歪の発生を推定する請求項２５に記載のスピーカ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スピーカ制御装置、特にスピーカの保護機能を有するスピーカ制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ダイナミックスピーカの機械的な破壊を防ぐ為の制御装置が、米国特許出願公開第2013/0328113号明細書において提案されている。【０００３】
携帯機器に使用されるような小型スピーカの機械的な不良は、スピーカのコイルに過大な電流が流れることでコイル温度が上昇し、コイル線の絶縁材の耐熱温度を超えることで生じる。発生したコイルの熱は、コイルを取り巻く磁石との狭い間隔に満たされた空気を媒体として磁石に向かって放熱されている。また、コイルを取り巻く磁石との狭い間隔の空気の熱は、スピーカのダイアフラムが振動することで生じる空気の流れによっても放熱されている。【０００４】
つまり、スピーカのダイアフラムの振動が何かしらの原因で抑制される状況では、スピーカのダイアフラムからの空気の流れが止まる為に、コイルに発生した熱の放熱効率が低下するので、スピーカの機械的な破壊が起こり易い。特に、ダイアフラムを大振幅させて大きな音量を得ようとして電流を沢山流しているのにも関わらず、ダイアフラムの振幅（振動）が外的な力で抑え込まれる状況では、スピーカコイルの温度が急激に上がるので機械的な破壊につながり易い。【０００５】
携帯機器に使用されるような小型スピーカではスピーカ開口部が小さい為に、指や手のひらで開口部を閉じることが容易である。振動系のコンプライアンスは、開口部の状況に応じて変化する為にダイアフラムの振動が抑制される場合がある。したがって、このような状況を動的に感知してコイルに流れる電流をフィードバック制御することでスピーカの機械的な破壊を防がなければならない。【０００６】
米国特許出願公開第2013/0328113号明細書のFig. 3には、スピーカを駆動するアンプ(32)とスピーカ(36)の間に直列抵抗(34)を挿入して、直列抵抗端の電圧と電流を測定し、スピーカのアドミッタンス（インピーダンス）を動的に測定し、その測定の結果をもとに入力信号の振幅を制御する方法が示されている。【０００７】
このように、スピーカを駆動するアンプとスピーカの間に直列抵抗を挿入してスピーカを流れる電流を測定することで、スピーカの駆動をフィードバック制御する手段は、米国特許出願公開第2013/0077796号明細書や米国特許出願公開第2004/0086140号明細書や米国特許第7436967号明細書にも提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】米国特許出願公開第2013/0328113号明細書
【特許文献２】米国特許出願公開第2013/0077796号明細書
【特許文献３】米国特許出願公開第2004/0086140号明細書
【特許文献４】米国特許第7436967号明細書
【特許文献５】国際公開第2007/135928号
【特許文献６】米国特許出願公開第2012/0020488号明細書
【非特許文献】
【０００９】
【非特許文献１】IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, VOL. 40, NO. 8, AUGUST 2005
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、スピーカを駆動するアンプとスピーカの間に直列抵抗を挿入することはスピーカの出力電力の損失を伴う。また、直列抵抗を流れる電流を測定する為には高精度のアナログデジタル変換回路を制御装置に搭載しなければならないが、高精度のアナログデジタル変換装置をCMOS回路で実装するには、比較的大きなシリコン面積を必要とする為に制御装置であるLSIの単価が下がらないという問題もある。【００１１】
また、国際公開第2007/135928号に提案されているような、デジタル音声信号を入力し複数のデジタル信号を出力する回路と、前記複数のデジタル信号により駆動される複数のコイル（ユニット）を用いてデジタル信号をアナログ音声に直接変換するデジタル音響システムの場合、複数の高精度のアナログデジタル変換装置を制御装置に搭載しなければならないという問題も生じる。【００１２】
複数のコイル（ユニット）を用いてデジタル信号をアナログ音声に直接変換するデジタル音響システムの場合、並列接続されたスピーカの等価インピーダンスが下がる為に低電圧で音圧を稼げるという利点があるが、低電圧で動作する高精度のアナログデジタル変換装置をCMOS回路で実装するのは困難を伴う為に、複数のコイルを使った低電圧駆動のスピーカ駆動装置に向いた保護回路を実現することが難しいという課題があった。【００１３】
そこで、本発明の目的の一つとして、スピーカのコイルに流れる電流を直列抵抗の両端や電流プローブからのアナログ電圧信号をアナログデジタル変換装置により直接測定せずに、スピーカの機械的な振動系のコンプライアンスの変化を感知し、その変化に応じてスピーカのコイルに流れる電流をフィードバック制御することでスピーカの機械的な破壊を防ぐことが可能な制御装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明の一実施形態として、スピーカを駆動する駆動回路と並列に接続され、電圧に応じて発振周波数が変化する発振器と、前記発振器の発振周波数の変動を検出し許容値を越える前記電圧の変動を検出した場合に前記駆動回路が前記スピーカに供給する電流量を調整する制御回路とを備えるスピーカ制御装置が提供される。【００１５】
本発明の一実施形態として、スピーカを駆動する駆動回路と並列に接続され、電圧に応じて発振周波数が変化する発振器の発振周波数の変動を検出し、前記発振器の発振周波数の変動により、前記電圧の変動を判断し、許容値を越える前記電圧の変動を検出すると、前記スピーカに供給する電流量を調整することを含むスピーカの制御方法が提供される。【００１６】
本発明の一実施形態として、デジタル信号に応じてスピーカのコイルを駆動する駆動回路を構成する複数の素子のうちの一つの素子または二つ以上の直列接続された素子と並列に接続し交番信号を出力する発振器と、前記発振器が出力する交番信号の周波数成分の信号を抽出し、前記コイルのインピーダンスの大きさに対応する値を算出するインピーダンス算出回路と、前記インピーダンス算出回路が算出した値に応じて、前記スピーカのコイルに供給される信号の大きさを制御する制御回路とを備えるスピーカ制御装置が提供される。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、発振器の発振周波数により、スピーカのコイルに流れる電流を測定することができる。また、これにより、スピーカの機械的な振動系のコンプライアンスの変化やインピーダンスの変化を感知（検出）し、コイルに流れる電流やコイルの温度をデジタル回路のみにより、フィードバック制御することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１Ａ】電気的インピーダンスと振動系のコンプライアンスの関係を示す図。
【図１Ｂ】スピーカコイルの温度と電気的インピーダンスとの関係を示す図。
【図２】本発明の第１の実施形態に係るスピーカ制御装置の構成図。
【図３Ａ】本発明の一実施形態に使用可能な発振器の構成図。
【図３Ｂ】本発明の第１の実施形態に係るスピーカ制御装置の構成図。
【図３Ｃ】本発明の第１の実施形態に係るスピーカ制御装置の構成図。
【図４Ａ】本発明の第２の実施形態に係るスピーカ制御装置の構成図。
【図４Ｂ】本発明の第２の実施形態に係るスピーカ制御装置の構成図。
【図４Ｃ】本発明の第２の実施形態に係るスピーカ制御装置の構成図。
【図４Ｄ】本発明の第２の実施形態に係るスピーカ制御装置の構成図。
【図５Ａ】本発明の一実施形態に使用可能な駆動スイッチング装置の構成図。
【図５Ｂ】本発明の一実施形態に使用可能な駆動スイッチング装置の構成図。
【図５Ｃ】本発明の一実施形態に使用可能な駆動スイッチング装置の構成図。
【図５Ｄ】本発明の一実施形態に使用可能な駆動スイッチング装置の構成図。
【図５Ｅ】本発明の一実施形態に使用可能な駆動スイッチング装置の構成図。
【図５Ｆ】本発明の一実施形態に使用可能な駆動スイッチング装置の構成図。
【図６】本発明の第３の実施形態に係るスピーカ制御装置の構成図。
【図７】本発明の第４の実施形態に係るスピーカ制御装置の構成図。
【図８】本発明の一実施形態に係るスピーカ制御装置の出力の補正を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下、本発明を実施するための形態について、いくつかの実施形態として説明する。なお、本発明は、以下に説明する実施形態に限定されることはない。本発明は、以下に説明する実施形態を種々に変形して実施することも可能である。
【００２０】
図１Ａには、携帯用小型スピーカの前面開口部を解放した場合の電気的インピーダンス(101)と前面開口部を塞いだ場合の電気的インピーダンス(102)とを示している。図１Ａから明らかなように、スピーカの機械的な振動系のコンプライアンスの変化が電気的なインピーダンスの変化になること、特にスピーカの共振周波数f0が変化することが示されている。
【００２１】
電気的なインピーダンスの変化は電圧に対する電流の変化量として測定可能である。つまり、前面開口部を解放した場合のf0付近でスピーカに流れる電流は、前面開口部を塞いだ場合には共振周波数が移動することで、見かけのインピーダンスが下がるので増加する。すなわち、符号101により示されるグラフのピーク値に対応する周波数をf101とする。すると、符号102により示されるグラフのf101におけるインピーダンスは、符号101により示されるグラフのf101におけるインピーダンスと異なっている。図１Ａにおいては、符号102により示されるグラフのf101におけるインピーダンスは、符号101により示されるグラフのf101におけるインピーダンスより小さくなっている。このため、f101付近でスピーカに流れる電流は、符号102により示されるグラフの場合と符号101により示されるグラフの場合とでは異なる。図１Ａにおいては、f101付近でスピーカに流れる電流は、符号102により示されるグラフの場合の方が、符号101により示されるグラフの場合より、電流が大きくなる。したがって、インピーダンスの変化を検出することにより、スピーカの機械的な振動系のコンプライアンスの変化を検出することが可能となる。
【００２２】
図１Ｂは、スピーカの振動数、つまりスピーカにより再生される音声の周波数、を定めた場合のスピーカのコイルの温度と、スピーカのコイルのインピーダンスの大きさ（スピーカのコイルのインピーダンスの絶対値またはスピーカのコイルの抵抗値）と、の関係を示すグラフである。図１Ｂに示すように、一般的に、スピーカのコイルの温度と、スピーカのコイルのインピーダンスの大きさと、には一対一の対応関係が成り立つ。このため、スピーカのコイルのインピーダンスの大きさから、スピーカのコイルの温度を推定することが可能である。
【００２３】
例えば、スピーカを動作させずに室内に配置し、室温（Ｔ１）（例えば２５℃）とスピーカのコイルの温度とが等しい場合において、スピーカのコイルのインピーダンスの大きさを、後に説明するようなインピーダンス計算回路により測定し、そのインピーダンスの大きさ（Ｉ１）と室温（Ｔ１）とを関連付けスピーカ制御装置などの不揮発性メモリなどの記憶領域に記憶させておく。これにより、スピーカの動作中にインピーダンス計算回路によりスピーカのコイルのインピーダンスの大きさを計算し、図１Ｂに示されるようなスピーカのコイルのインピーダンスの大きさとスピーカのコイルの温度との関係を参照することにより、スピーカのコイルの温度を推定することが可能となる。
【００２４】
なお、ここでは、室温（Ｔ１）の例として２５℃という一つの数値が定められているとして説明を行った。しかし、本願発明は、これに限定されるものではなく、複数の気温の数値から一つの数値が選択され、選択された数値と測定されたスピーカのコイルのインピーダンスの大きさとを関連付けて記憶させることも可能である。
【００２５】
このように、室温におけるスピーカのコイルのインピーダンスの大きさを記憶することにより、室内の気温を測定する温度計を不要とすることができる。
【００２６】
本発明の第１の実施形態に係るスピーカ制御装置の構成を図２に示す。図２に示したスピーカ制御装置は、デジタル信号INとデジタル信号処理装置(201)と前記デジタル信号処理装置からのデジタル信号をアナログ信号に変換するデジタルアナログ変換装置(202)と、駆動電源供給端子であるVPP/VSS間に設置され、前記アナログ信号を増幅するアナログアンプ装置(203)とスピーカ(204)とを有する。なお、駆動電源は、一般には直流電源とすることができる。この場合には、VPP/VSSは、直流電源端子を意味する。また、デジタル信号INは、音声信号をデジタル信号として表現した信号とすることができる。アナログアンプ装置(203)は、増幅したアナログ信号をスピーカ(204)に供給し、スピーカ(204)を駆動する駆動回路と称する場合がある。また図２に示したスピーカ制御装置は、前記駆動電源供給端子であるVPP/VSS間に接続された発振器(205)からのクロックを前記デジタル信号処理装置(202)にフィードバックすることが可能である。なお、図２に示すように、発振器(205)は、前記駆動電源供給端子であるVPP/VSS間に、アナログアンプ装置(203)と並列に接続することができる。符号206および207は、駆動電源供給端子であるVPP/VSSのＬＳＩ内部の配線抵抗やパッケージとＬＳＩの接続に用いられるワイヤー等を合計した寄生抵抗の存在を示している。
【００２７】
なお、発振器(205)は、VPP/VSS間にアナログアンプ装置(203)と並列に接続されることに限定はされない。例えば、アナログアンプ装置(203)の直列に接続された複数の素子であり、直列に接続された複数の素子の両端にVPP/VSS間の電圧が印加される場合、発振器(205)を、複数の素子のうちの一つの素子または二つ以上の直列接続された素子と並列に、接続することも可能である。
【００２８】
図３Ａに本実施形態に使用可能な発振器の構成を示す。図３Ａに示した発振器は、駆動電源供給端子であるVPP/VSSに接続されたPMOSトランジスタ(301)とNMOSトランジスタ(302)で構成されるインバーター回路を奇数段リング状に接続することで構成されるリングオシレーター装置である。一般には、リングオシレーター装置は、駆動電源供給端子であるVPP/VSS振幅のオシレーターの発振信号をデジタル信号にレベル変換するレベル変換装置(303)を含む。
【００２９】
図３Ａでは、PMOSトランジスタとNMOSトランジスタで構成されるインバーター回路を使ったリングオシレーター装置を発振器の一例として示している。他の発振器例としては、差動入出力型の反転増幅器を使ったリングオシレーターやマルチバイブレーター型の発振器を利用することも可能である。本発明は発振器の構成の違いにより、その効果を失わない。
【００３０】
第１の実施形態においては、アナログアンプが大振幅信号でスピーカを駆動する際に大きな駆動電流が駆動電源供給端子であるVPP/VSS間に流れる。一般にスピーカの定格インピーダンスは４Ω〜８Ωであるので、駆動電源供給端子であるVPP/VSS間の電圧を６Ｖとすれば、２Ｗ〜４Ｗ程度の出力が得られるが、その際に電源配線に流れる電流は1A〜0.5Aになる。
【００３１】
一般に、駆動電源供給端子であるVPP/VSSのＬＳＩ内部の配線抵抗やパッケージとＬＳＩの接続に用いられるワイヤー等を合計した寄生抵抗は、10mΩ〜30mΩ程度はある。このため、ワイヤー等に1A〜0.5A程度の電流が流れると5mV〜30mV程度の電源降下が生じる。電源電圧を６Ｖとすれば電源降下は約0.1%〜0.5%程度であるが、駆動電源であるVPP/VSS間に設置された発振器の発振周波数が十分に高ければ、電圧降下による周波数の変動を測定することは十分に可能である。なお、上述のように図２においては、駆動電源供給端子であるVPP/VSSのＬＳＩ内部の配線抵抗やパッケージとＬＳＩの接続に用いられるワイヤー等を合計した寄生抵抗の存在を符号206および207により示している。したがって、実際には、符号206および207により示される素子が独立して存在しない場合がある。
【００３２】
そこで、本実施形態においては、デジタル信号処理装置(201)が発振器(205)の発振周波数の変動を監視する。もし、デジタル信号処理装置(201)が、発振器(205)の発振周波数の変動を検出し許容値を越える電圧の低下を含む変動を検出すると、デジタル信号処理装置(201)は、アナログアンプ装置(203)がスピーカ(204)のコイルに供給する電流量を減少させることを含む調整を行う制御を行う制御回路として動作させる。スピーカ(204)のコイルに供給する電流量の調整を行うことをフィードバック動作という場合がある。ここに、許容値とは、予め定められた電圧値であり、この電圧値を越えて電圧が変動することが持続すると、スピーカ(204)のコイルに供給される電流量が大きくなることにより、スピーカ(204)の機械的な破壊が生じる値である。したがって、上述のフィードバック動作により、スピーカ(204)の機械的な破壊を防ぐことが可能となる。
【００３３】
特にスピーカの共振周波数f0の近傍の信号がスピーカ装置に入力された時に、発振器の発振周波数の変動がある閾値を超えたことが前記デジタル信号処理装置などにより検出されると、前記デジタル信号処理装置内でデジタル信号のゲインを下げる様に制御することでスピーカのコイルに流れる電流量を減少させれば、スピーカの機械的な破壊を防ぐことが可能となる。
【００３４】
一般には、スピーカ(204)が出力するべき音声を表わす信号をバンドパスフィルターにより周波数分割して、スピーカの出力の周波数が、スピーカの共振周波数f0またはその近傍となる時だけ、フィードバック動作をする様にデジタル信号処理装置を構成することが可能である。例えば、デジタル信号処理装置(201)は、デジタル信号IN（入力信号）が表わす音声信号をバンドパスフィルターにより周波数分割し、その結果、スピーカの共振周波数f0またはその近傍の周波数が検出された時に、フィードバック動作をする様にデジタル信号処理装置を構成することが可能である。
【００３５】
また、発振器からの交番信号の周波数の変化量をＦＦＴし、周波数軸上でスピーカの共振周波数f0またはその近傍の周波数を含む周波数帯での変化量を使ってフィードバック動作をする様にデジタル信号処理装置を構成することもできる。
【００３６】
第１の実施形態においては、デジタル信号処理装置内でデジタル信号のゲインを周波数によらずに上下する様に制御するようにしているが、例えばある周波数以下の低い周波数の信号のゲインを選択的に上下することも可能である。本発明は、デジタル信号処理装置内でのゲインの制御の構成の違いによらず、実施可能である。
【００３７】
図３Ｂは、デジタル信号処理装置(201)の内部構成とともに本実施形態に係るスピーカ制御装置の構成を示す。図３Ｂにおいて、デジタル信号処理装置(201)は、第１フィルタ回路(311)、第１振幅検出回路(312)、第２フィルタ回路(313)、第２振幅検出回路(314)、インピーダンス計算回路(315)、制御回路(316)を備える。
【００３８】
第１フィルタ回路(311)は、デジタル信号処理装置(201)に入力されるデジタル信号INから、特定の周波数成分のデジタル信号のフィルタリングを行う。例えば、第１フィルタ回路(311)は、バンドパスフィルターにより実現できる。また、第１フィルタ回路(311)は、デジタル信号INに対して、FFTなどに代表されるフーリエ変換を適用し、特定の周波数成分の信号を抽出する回路によっても実現できる。
【００３９】
第１振幅検出回路(312)は、第１フィルタ回路(311)によりフィルタリングされた信号(x1)の振幅の大きさ(y1)を検出する。具体的な例としては、第１振幅検出回路(312)は、デジタル信号INの特定の周波数成分の電圧に対応する値を検出することができる。
【００４０】
第２フィルタ回路(313)は、発振器(205)が出力する信号から、特定の周波数成分のデジタル信号のフィルタリングを行う。第１フィルタ回路(311)がフィルタリングを行う周波数成分と、第２フィルタ回路(313)がフィルタリングを行う周波数成分と、は同一であることが好ましい。したがって、第２フィルタ回路(313)は、第１フィルタ回路(311)と同様の構成により実現することができる。また、発振器(205)からの交番信号の周波数の変化量にＦＦＴを適用し、特定の周波数成分を抽出してもよい。
【００４１】
第２振幅検出回路(314)は、第２フィルタ回路(313)によりフィルタリングされた信号(x2)の振幅の大きさ(y2)を検出する。本実施形態においては、第２フィルタ回路(313)によりフィルタリングされた信号の振幅の値は、特定の周波数成分におけるアナログアンプ回路(203)に流れる電流値に対応させることができる。
【００４２】
第１フィルタ回路(311)がフィルタリングする周波数成分（フィルタの通過帯域周波数）と第２フィルタ回路(313)がフィルタリングする周波数成分とを実質的に同一とすることにより、第１フィルタ回路(311)に入力される信号と第２フィルタ回路(313)に入力される信号との相関を算出することが可能である。AB級やD級では、電流波形の波形は全波整流された波形になり、入力周波数の2倍の周波数となる。この場合、これを考慮してフィルタの通過帯域周波数を変更することも可能である。
【００４３】
インピーダンス計算回路(315)は、第１振幅検出回路(312)の検出した振幅の値と、第２振幅検出回路(313)の検出した振幅の値とから、特定の周波数成分におけるアナログアンプ回路(203)のインピーダンスの大きさに対応する値を、計算する。上述のように、第１振幅検出回路(312)の検出する振幅の値は、特定の周波数成分における電圧に対応する値であり、第２振幅検出回路(314)の検出する振幅の値は、特定の周波数成分におけるアナログアンプ回路(203)に流れる電流値に対応する値である。したがって、y1/y2の値を算出することにより、特定の周波数成分におけるアナログアンプ回路(203)のインピーダンスの大きさに対応する値を計算することができる。
【００４４】
なお、アナログアンプ回路(203)がスピーカ(204)のコイルに流れる電流の大きさを制御するスイッチング回路であるなどの場合には、アナログアンプ回路(203)のインピーダンスの大きさは、スピーカ(204)のコイルのインピーダンスの大きさとみなすことができる。
【００４５】
制御回路(316)は、インピーダンス計算回路(315)の算出の結果（インピーダンスの大きさに対応する値）に応じて、デジタルアナログ変換装置(202)のアナログアンプ(203)への出力の大きさを制御する。具体的には、制御回路(316)は、図１Ｂに示すようなコイルの温度とインピーダンスの大きさの関係を参照し、インピーダンス計算回路(315)が算出したインピーダンスの大きさに対応する値より、コイルの温度を推定する。推定された温度が所定の温度より高ければ、デジタルアナログ変換装置(202)のアナログアンプ(203)への出力を小さくしたり、出力を停止したりする。例えば、デジタルアナログ変換装置(202)に、その出力を小さくする信号を伝達したり、図３Ｂには明示していないが、デジタル信号INそのものの大きさを小さく制御したりする。なお、インピーダンス計算回路(315)が算出したインピーダンスに応じてデジタルアナログ変換装置(202)のアナログアンプ(203)への出力を小さくしたり、出力を停止したりすることができる。言い換えると、温度を推定せずに、インピーダンス計算回路(315)が算出したインピーダンスの値に基づいて、デジタルアナログ変換装置(202)のアナログアンプ(203)への出力を制御することもできる。
【００４６】
図３Ｃは、デジタル信号処理装置(201)の別の内部構成とともに本実施形態に係るスピーカ制御装置の構成を示す。図３Ｃにおいて、デジタル信号処理装置(201)は、加算器(321)、乗算器(322)、積分器(324)、補正回路(325)、振幅検出回路(326)、インピーダンス計算回路(327)、制御回路(328)を備える。
【００４７】
加算器(321)は、デジタル信号INに、試験デジタル信号Vtestを加算して出力する。試験デジタル信号Vtestは、所定の周波数成分を有する信号である。例えば、試験デジタル信号Vtestは、スピーカの共振周波数を含む信号であってもよい。また、スピーカの共振周波数以外の周波数の信号であってもよい。
【００４８】
図３Ｃの場合、試験デジタル信号Vtestが、デジタル信号INに加算され、デジタルアナログ変換装置(202)に出力されるので、試験デジタル信号Vtestの表わす音声がスピーカ(204)から再生され、再生が劣化する場合がある。そのため、試験デジタル信号Vtestは、１ヘルツの信号や超音波領域の音声信号など、可聴音域以外の信号となっていてもよい。
【００４９】
また、試験デジタル信号Vtestは、デジタル信号INと同じ信号であってもよい。この場合は、試験デジタル信号Vtestによる再生の劣化をなくすことができる。ただし、デジタル信号INが無音を表わしていたり、インピーダンスの算出に関する周波数を含んでいなかったりすると、インピーダンスを算出できないので、このような場合に、試験デジタル信号Vtestをデジタル信号INとは別に入力するようになっていてもよい。
【００５０】
乗算器(322)は、発振器(205)が出力する信号と試験デジタル信号Vtestとの乗算を行い、その結果を出力する。言い換えると、乗算器(322)により、発振器(205)が出力する信号と試験デジタル信号Vtestとの相関が算出され、発振器(205)が出力する信号のうち、試験デジタル信号Vtestの有する周波数成分が出力される。なお、発振器(205)が出力する信号と試験デジタル信号Vtestとの位相を調整してもよい。例えば、図３Ｃに示すように、発振器(205)が出力する信号の位相を位相変換器(323)により、試験デジタル信号Vtestの位相と同じにしてもよい。増幅器（203）がAB級やD級、その他のスイッチングアンプなどの場合、電流波形は、スピーカに流れる電流を全波整流した波形となるため、乗算器（322）で乗算するVtest信号もこれに合わせ、全波整流した波形とする。また、発振器(205)が出力する信号の大きさと試験デジタル信号Vtestの大きさとを調整するために、図３Ｃに示すように、試験デジタル信号Vtestを補正回路(329)に入力し、乗算器(322)は、発振器(205)が出力する信号（または位相変換器(323)が出力する信号）と補正回路(329)の出力とを乗算してもよい。
【００５１】
積分器(324)は、乗算器(322)の出力を積分する。例えば、所定の時間間隔TIの間における積算を算出し出力する。
【００５２】
補正回路(325)は、積分器(324)の出力を、試験デジタル信号Vtestの値に応じて補正を行う。例えば、積分器(324)の出力する値をTIにより除算し、さらに、試験デジタル信号Vtestの大きさにより除算した値を算出し出力する。
【００５３】
振幅検出回路(326)は、試験デジタル信号Vtestの振幅の大きさを検出する。これにより、試験デジタル信号Vtestの周波数成分の電圧に対応する値を検出することができる。
【００５４】
インピーダンス計算回路(327)は、振幅検出回路(326)の出力と補正回路(325)の出力とを用いて、特定の周波数成分におけるアナログアンプ回路(203)のインピーダンスの大きさに対応する値を、計算する。算出は、振幅検出回路(326)の出力をy1とし、補正回路(325)の出力をy2とした場合の上述のインピーダンス計算回路(315)と同様であるので、説明を省略する。
【００５５】
制御回路(327)についても制御回路(316)と同様であるので、説明を省略する。
【００５６】
本発明の第２の実施形態に係る構成を図４Ａに示す。図４Ａに示したスピーカ制御装置は、デジタル信号INとデジタル信号処理装置(401)と前記デジタル信号処理装置からのデジタル信号を例えば３値(+1,0,-1)のデジタル信号に変換する変調器(402)と、駆動電源供給端子であるVPP/VSS間に接続され、デジタル信号を増幅する駆動スイッチング装置(403)とスピーカ(404)から構成される。この場合、駆動スイッチング装置(403)が増幅するデジタル信号は、３値(+1,0,-1)のデジタル信号であってもよい。駆動スイッチング装置(403)は、増幅したデジタル信号をスピーカ(404)に供給し、スピーカ(404)を駆動する駆動回路と称する場合がある。また、スピーカ制御装置は、前記駆動電源供給端子であるVPP/VSS間に第１の実施形態と同様に接続された発振器(405)からのクロックを前記デジタル信号処理装置(402)にフィードバックすることができる。すなわち、発振器(405)は、前記駆動電源供給端子であるVPP/VSS間に駆動スイッチング装置(403)と並列に接続することができる。なお、図２と同様に、駆動電源供給端子であるVPP/VSSのＬＳＩ内部の配線抵抗やパッケージとＬＳＩの接続に用いられるワイヤー等を合計した寄生抵抗の存在を符号406および407により示している。
【００５７】
図４Ｂは、デジタル信号処理装置(401)の内部構成とともに本実施形態に係るスピーカ制御装置の構成を示す。図４Ｂにおいて、デジタル信号処理装置(401)は、第１フィルタ回路(411)、第１振幅検出回路(412)、第２フィルタ回路(413)、第２振幅検出回路(414)、インピーダンス計算回路(415)、制御回路(416)を備える。
【００５８】
第１フィルタ回路(411)は、デジタル信号処理装置(201)に入力されるデジタル信号INから、特定の周波数成分のデジタル信号のフィルタリングを行う。例えば、第１フィルタ回路(411)は、バンドパスフィルターにより実現できる。また、第１フィルタ回路(411)は、デジタル信号INに対して、FFTなどに代表されるフーリエ変換を適用し、特定の周波数成分の信号を抽出する回路によっても実現できる。
【００５９】
第１振幅検出回路(412)は、第１フィルタ回路(411)によりフィルタリングされた信号(x1)の振幅の大きさ(y1)を検出する。具体的な例としては、第１振幅検出回路(412)は、デジタル信号INの特定の周波数成分の電圧に対応する値を検出することができる。
【００６０】
第２フィルタ回路(413)は、発振器(405)が出力する信号から、特定の周波数成分のデジタル信号のフィルタリングを行う。第１フィルタ回路(411)がフィルタリングを行う周波数成分と、第２フィルタ回路(413)がフィルタリングを行う周波数成分と、は同一であることが好ましい。したがって、第２フィルタ回路(413)は、第１フィルタ回路(411)と同様の構成により実現することができる。また、発振器(205)からの交番信号の周波数の変化量にＦＦＴを適用し、特定の周波数成分を抽出してもよい。駆動スイッチング装置（403）がHブリッジ（フルブリッジ型）などの場合、電流は波形がスピーカに流れる電流を全波整流した波形となるため、入力周波数の2倍の周波数となる。この場合、これを考慮してフィルタの通過帯域周波数やFFTでの検出周波数を変更してもよい。
【００６１】
第２振幅検出回路(414)は、第２フィルタ回路(413)によりフィルタリングされた信号(x2)の振幅の大きさ(y2)を検出する。本実施形態においては、第２フィルタ回路(413)によりフィルタリングされた信号の振幅の値は、変調器(402)が駆動スイッチング装置(403)を駆動することにより発生する電流値の入力信号INの特定の周波数成分に対応させることができる。  
【００６２】
第１フィルタ回路(411)がフィルタリングする周波数成分と第２フィルタ回路(413)がフィルタリングする周波数成分とを実質的に同一とすることにより、第１フィルタ回路(411)に入力される信号と第２フィルタ回路(413)に入力される信号との相関を算出することが可能である。
【００６３】
インピーダンス計算回路(415)は、第１振幅検出回路(412)の検出した振幅の値と、第２振幅検出回路(414)の検出した振幅の値とから、駆動スイッチング装置(403)の特定の周波数成分におけるインピーダンスの大きさに対応する値を、計算する。上述のように、第１振幅検出回路(412)の検出する振幅の値は、特定の周波数成分における電圧に対応する値であり、第２振幅検出回路(414)の検出する振幅の値は、特定の周波数成分における駆動スイッチング装置(403)に流れる電流値に対応する値である。したがって、y1/y2の値を算出することにより、特定の周波数成分における駆動スイッチング装置(403)のインピーダンスの大きさに対応する値を計算することができる。
【００６４】
駆動スイッチング装置(403)は、スピーカ(404)に電流を供給するので、インピーダンス計算回路(315)の計算する値は、スピーカ(404)のインピーダンスの大きさとみなすことができる。
【００６５】
制御回路(416)は、インピーダンス計算回路(415)の算出の結果（インピーダンスの大きさに対応する値）に応じて、変調器(402)の駆動スイッチング装置(403)への出力の大きさを制御する。具体的には、制御回路(416)は、図１Ｂに示すようなコイルの温度とインピーダンスの大きさの関係を参照し、インピーダンス計算回路(415)が算出したインピーダンスの大きさに対応する値より、コイルの温度を推定する。推定された温度が所定の温度より高ければ、変調器(402)の駆動スイッチング装置(403)への出力を小さくしたり、出力を停止したりする。例えば、変調器(402)にその出力を小さくする信号を伝達したり、図４Ｂには明示していないが、デジタル信号INそのものの大きさを小さく制御したりする。なお、インピーダンス計算回路(415)が算出したインピーダンスに応じて変調器(402)の駆動スイッチング装置(403)への出力を小さくしたり、出力を停止したりすることができる。言い換えると、温度を推定せずに、インピーダンス計算回路(415)が算出したインピーダンスの値に基づいて、変調器(402)の駆動スイッチング装置(403)への出力を制御することもできる。
【００６６】
図４Ｃは、デジタル信号処理装置(401)の別の内部構成とともに本実施形態に係るスピーカ制御装置の構成を示す。図４Ｃにおいて、デジタル信号処理装置(401)は、加算器(421)、乗算器(422)、積分器(424)、補正回路(425)、振幅検出回路(426)、インピーダンス計算回路(427)、制御回路(428)を備える。
【００６７】
加算器(421)は、デジタル信号INに、試験デジタル信号Vtestを加算して出力する。試験デジタル信号Vtestは、所定の周波数成分を有する信号である。例えば、試験デジタル信号Vtestは、スピーカの共振周波数を含む信号であってもよい。また、スピーカの共振周波数以外の周波数の信号であってもよい。
【００６８】
図４Ｃの場合、試験デジタル信号Vtestが、デジタル信号INに加算され、変調器(402)に出力されるので、試験デジタル信号Vtestの表わす音声がスピーカ(404)から再生され、再生が劣化する場合がある。そのため、試験デジタル信号Vtestは、１ヘルツの信号や超音波領域の音声信号など、可聴音域以外の信号となっていてもよい。
【００６９】
また、試験デジタル信号Vtestは、デジタル信号INと同じ信号であってもよい。この場合は、試験デジタル信号Vtestによる再生の劣化をなくすことができる。ただし、デジタル信号INが無音を表わしていたり、インピーダンスの算出に関する周波数を含んでいなかったりすると、インピーダンスを算出できないので、このような場合に、試験デジタル信号Vtestをデジタル信号INとは別に入力するようになっていてもよい。
【００７０】
乗算器(422)は、発振器(405)が出力する信号と試験デジタル信号Vtestとの乗算を行い、その結果を出力する。言い換えると、乗算器(422)により、発振器(405)が出力する信号と試験デジタル信号Vtestとの相関が算出され、発振器(405)が出力する信号のうち、試験デジタル信号Vtestの有する周波数成分が出力される。なお、発振器(405)が出力する信号と試験デジタル信号Vtestとの位相を調整してもよい。例えば、図４Ｃに示すように、発振器(405)が出力する信号の位相を、位相変換器(423)により、試験デジタル信号Vtestの位相と同じにしてもよい。403がHブリッジ（フルブリッジ型）などの場合、電流は波形がスピーカに流れる電流を全波整流した波形となるため、乗算器（322）で乗算するVtest信号もこれに合わせ，全波整流した波形とする。また、発振器(405)が出力する信号の大きさと試験デジタル信号Vtestの大きさとを調整するために、試験デジタル信号Vtestを補正回路(429)に入力し、乗算器(422)は、発振器(405)が出力する信号（または位相変換器(423)が出力する信号）と補正回路(429)が出力する信号とを乗算してもよい。
【００７１】
積分器(424)は、乗算器(422)の出力を積分する。例えば、所定の時間間隔TIの間における積算を算出し出力する。
【００７２】
補正回路(425)は、積分器(424)の出力を、試験デジタル信号Vtestの値に応じて補正を行う。例えば、積分器(424)の出力する値をTIにより除算し、さらに、試験デジタル信号Vtestの大きさにより除算した値を算出し出力する。
【００７３】
振幅検出回路(426)は、試験デジタル信号Vtestの振幅の大きさを検出する。これにより、試験デジタル信号Vtestの周波数成分の電圧に対応する値を検出することができる。
【００７４】
インピーダンス計算回路(427)は、振幅検出回路(426)の出力と補正回路(425)の出力とを用いて、特定の周波数成分における駆動スイッチング装置(403)のインピーダンスの大きさに対応する値を、計算する。計算は、振幅検出回路(426)の出力をy1とし、補正回路(425)の出力をy2とした場合の上述のインピーダンス計算回路(415)と同様であるので、説明を省略する。
【００７５】
制御回路(428)についても制御回路(416)と同様であるので、説明を省略する。
【００７６】
なお、試験デジタル信号Vtestは、図４Ｄに示すように、Vtest生成回路(431)により生成されてもよい。この場合、Vtest生成回路(431)は、試験デジタル信号Vtestの周波数を変更しながらインピーダンス計算回路(427)の計算結果を参照することを繰り返し、インピーダンス計算回路(427)の計算結果が極値（極大値または極小値）となるときの周波数を算出することにより、共振周波数を求めることができる。共振周波数を算出した後は、Vtest生成回路(431)は、試験デジタル信号Vtestの周波数として、算出された共振周波数を用いる。これにより、スピーカのインピーダンス変化を高精度にて検出することが可能となる。
【００７７】
図５Ａに本発明の一実施形態に使用可能な駆動スイッチング装置の構成の一例を示す。図５Ａに構成を示した駆動スイッチング装置は、デジタル入力信号を駆動電源供給端子であるVPP/VSSの電圧振幅に対応させるレベルシフト回路(501)と駆動電源であるVPP/VSSに接続されたPMOSトランジスタ(502)とNMOSトランジスタ(503)で構成されるインバーター回路で構成される。PMOSトランジスタ(502)とNMOSトランジスタ(503)との接続の中点にスピーカコイル(504)の一端を接続する。
【００７８】
上述のように発振器をVPP/VSS間に、PMOSトランジスタ(502)およびNMOSトランジスタ(503)と並列に接続することができるが、本発明の一実施形態においては、発振器をPMOSトランジスタ(502)に並列に接続することができる。また、さらに、発振器をNMOSトランジスタ(503)に並列に接続することができる。
【００７９】
例えば、図５Ｂに示すように、発振器(510)をPMOSトランジスタ(502)のドレイン端子およびソース端子にPMOSトランジスタ(502)と並列に接続することができる。また、発振器(511)をNMOSトランジスタ(503)のドレイン端子およびソース端子にNMOSトランジスタ(503)と並列に接続することができる。この場合、PMOSトランジスタ(502)がオンになるとNMOSトランジスタ(503)がオフになり、発振器(511)が発振する。また、逆にPMOSトランジスタ(502)がオフになると、NMOSトランジスタ(503)がオンになり、発振器(510)が発振する。したがって、発振器(510)および発振器(511)は原理的に同時に発振することはなく、発振器(510)および発振器(511)の出力を合成して、デジタル信号処理装置(601)に入力することができる。
【００８０】
なお、図５Ｂにおいては、発振器(510)および発振器(511)が示されているが、どちらか一方であってもよい。
【００８１】
図５Ｃに本発明の一実施形態に使用可能な駆動スイッチング装置の構成の一例を示す。図５Ｃに構成を示した駆動スイッチング装置は、デジタル入力信号を駆動電源供給端子であるVPP/VSSの電圧振幅に対応させるレベルシフト回路(501)と駆動電源であるVPP/VSSに接続されたPMOSトランジスタ(502)とNMOSトランジスタ(503)で構成されるインバーター回路で構成される。一般的には、スピーカコイル(504)をOUT+とOUT-間に接続することでフルブリッジ型の駆動回路を構成する。なお、デジタル入力信号とは、変調器(402)の出力とすることができる。
【００８２】
図５Ｄに、図５Ｃの構成において、２つの発振器(520,521)をPMOSトランジスタ(502)のドレイン端子およびソース端子にPMOSトランジスタ(502)と並列に接続し、NMOSトランジスタ(503)のドレイン端子およびソース端子にNMOSトランジスタ(503)と並列に接続した場合に相当する構成を示す。これは、PMOSトランジスタ(502)とNMOSトランジスタ(503)で構成されるインバーター回路に着目すれば、図５Ｂと同様の構成である。図５Ｃの構成は、もう一つインバーター回路を有するので、このインバーター回路のPMOSトランジスタおよび／またはNMOSトランジスタに並列にそれぞれ発振器を接続することも可能である。
【００８３】
なお、図５Ｂおよび図５Ｄにおいては、PMOSトランジスタおよび／またはNMOSトランジスタに並列に発振器を配置したが、本発明はこれに限定されることはない。例えば、図５Ｅの（Ａ）に示すように、PMOSトランジスタ(502)とNMOSトランジスタ(503)と直列に２つの抵抗(521, 522)が接続されている場合、発振器531を、PMOSトランジスタ(502)、NMOSトランジスタ(503)および抵抗(521)と並列に配置してもよい。また、図５Ｅの（Ｂ）に示すように、発振器532を、PMOSトランジスタ(502)、NMOSトランジスタ(503)、抵抗(521)および抵抗(522)と並列に配置してもよい。
【００８４】
また、例えば、図５Ｆに示すように、PMOSトランジスタおよび／またはNMOSトランジスタに直列に接続された抵抗(521)と並列に発振器(533)を接続することも可能である。
【００８５】
本発明の第３の実施形態に係る構成を図６に示す。図６に構成を示したスピーカ制御装置は、デジタル信号INとデジタル信号処理装置(601)と前記デジタル信号処理装置からのデジタル信号を複数の例えば３値(+1,0,-1)のデジタル信号に変換する変調器(602)と、駆動電源供給端子であるVPP/VSS間に接続され、複数の３値(+1,0,-1)のデジタル信号を増幅する複数の駆動スイッチング装置(603)と複数のコイルからなるマルチコイルスピーカ(604)から構成される。また、符号606および607は、駆動電源供給端子であるVPP/VSSのＬＳＩ内部の配線抵抗やパッケージとＬＳＩの接続に用いられるワイヤー等を合計した寄生抵抗の存在を示している。
【００８６】
複数の駆動スイッチング装置(603)のそれぞれは並列にVPP/VSS間に接続してもよい。また、複数の駆動スイッチング装置(603)と複数のコイルとの間には１対１の対応関係が存在する場合があり、この場合、複数の駆動スイッチング装置(603)が、複数のコイルの中の対応するコイルにデジタル信号を供給することができる。駆動スイッチング装置(603)は、増幅したデジタル信号をスピーカ(604)に供給し、スピーカ(604)を駆動する駆動回路と称する場合がある。また、前記駆動電源供給端子であるVPP/VSS間に第１の実施形態と同様に接続された発振器(605)からのクロックを前記デジタル信号処理装置(601)にフィードバックする機能を含んでいる。すなわち、発振器(605)は、前記駆動電源供給端子であるVPP/VSS間に複数の駆動スイッチング装置(603)と並列に接続することができる。
【００８７】
なお、図６においては、発振器が駆動電源供給端子であるVPP/VSS間に複数の駆動スイッチング装置(603)と並列に接続されているが、一または二以上の駆動スイッチング装置(603)において、図５Ｂ、図５Ｄ、図５Ｅまたは図５Ｆに示すように、複数の素子のうちの一つの素子または二つ以上の直列接続された素子と並列に、接続することも可能である。
【００８８】
特に、スピーカ(604)の複数のコイルそれぞれの巻き数が実質的に同じであり、抵抗値などの特性も実質的に同じである場合、ミスマッチシェーピングにより、例えば複数の駆動スイッチング装置(603)の選択の履歴に応じ、選択回数の小さい駆動スイッチング装置(603)を優先して選択する場合には、複数のコイルそれぞれの発熱量は同程度と考えられる。したがって、この場合は、複数の駆動スイッチング装置のうち一つを選択し、選択された駆動スイッチング装置に発振器を接続してもよい。
【００８９】
図７は、本発明の第４の実施形態に係る構成を示す。図７に構成を示したスピーカ制御装置は、図６に示したスピーカ制御装置と同様に、デジタル信号INとデジタル信号処理装置(701)とデジタル信号処理装置(701)からのデジタル信号を複数の例えば３値(+1,0,-1)のデジタル信号に変換する変調器(702)と、駆動電源供給端子であるVPP/VSS間に接続され、複数の３値(+1,0,-1)のデジタル信号を増幅する複数の駆動スイッチング装置(703-1,703-2)と複数のコイルからなるマルチコイルスピーカ(704)から構成される。なお、図７において、数の駆動スイッチング装置(703-1,703-2)として２つの駆動スイッチング装置が示されているが、駆動スイッチング装置の数は、３以上の任意とすることができる。また、符号706および707は、駆動電源供給端子であるVPP/VSSのＬＳＩ内部の配線抵抗やパッケージとＬＳＩの接続に用いられるワイヤー等を合計した寄生抵抗の存在を示している。
【００９０】
本実施形態においては、変調器(702)は、ΔΣ変調器(711)と、後置フィルタ(712)と、選択器(713)を備える。ΔΣ変調器(711)は、デジタル信号処理装置(701)が出力するデジタル音声信号のオーバーサンプリングを行い、デジタル変調を行う。後置フィルタ(712)は、ΔΣ変調器(711)の出力を例えば温度計コードに変換する。選択器(713)は、後置フィルタ(713)の出力に応じて、複数の駆動スイッチング装置(703-1,703-2)の選択を行う。選択された駆動スイッチング装置は、対応するコイルに電流を流す。
【００９１】
選択器(713)は、各駆動スイッチング装置の選択の頻度を計算する。この計算により、選択器(713)は、選択の頻度の小さい順に駆動スイッチング装置の選択を行うことができる。これにより、駆動スイッチング装置の選択が偏ることを原因としてスピーカ７０４の出力に歪が発生すること、を抑制することができる。
【００９２】
本実施形態においては、スピーカ制御装置は、マイク７２１を有する。マイク７２１は、スピーカ７０４の再生する音声を取得する。マイク７２１は、取得した音声の大きさを表わす信号を、デジタル信号処理装置(701)にフィードバックする。また、選択器(713)は、駆動スイッチング装置の選択に関する情報を、デジタル信号処理装置(701)にフィードバックする。これにより、デジタル信号処理装置(701)は、駆動スイッチング装置の選択に応じてスピーカ(704)から再生される音声の大きさに関する情報を得ることができ、その結果、各駆動スイッチング装置および各駆動スイッチング装置に対応するコイルの特性を算出することができる。
【００９３】
デジタル信号処理装置(701)は、算出した特性を、選択器(713)にフィードバックすることができる。選択器(713)は、上述のように、選択の頻度の小さい順に駆動スイッチング装置の選択を行う際に、各駆動スイッチング装置および各駆動スイッチング装置に対応するコイルの特性を参照することにより、同じ音量を表わすデジタル信号INに対して、複数の駆動スイッチング装置(703-1,703-2)に対する選択の組合せが異なっても同じ音量の再生を行うように補正を行うことが可能となり、音声再生の精度を高めることができる。
【００９４】
図８は、デジタル信号INの表わす音量に対するスピーカ７０４の音声再生の補正を説明する図である。例えば、デジタル信号INの表わす音量がIvである場合、理想的には、点線(801)の特性によりOvの出力がされるべきであるとする。しかし、複数の駆動スイッチング装置(703-1,703-2)の或る選択に対して、マイク７２１が取得しフィードバックを行った音声の大きさが、Ovよりも小さなO2であるとする。このとき、デジタル信号処理装置(701)が、選択器(713)に対して、Ovが出力されるべきときにスピーカ704からO2の出力がされていることをフィードバックすることにより、選択器(713)は、駆動スイッチング装置とそれに対するコイルの特性が、点線８０１ではなく、符号802により示されるものであることを検出することができる。そこで、本実施形態に係るスピーカ制御装置においては、符号802により示される特性を相殺する特性(803)を算出し、O２の出力からO1の出力を行い、点線(801)の特性での出力が可能となる。
【００９５】
また、特性(803)によりスピーカ(704)を駆動すると、特性(801)や特性(802)におけるよりも大きな電流が流れることになり、スピーカ(704)のコイルの温度が上昇しやすい。そこで、発振器(705)による発振に基づいて算出されるスピーカ(704)のコイルのインピーダンスに応じて、このような補正を行わないように制御することができる。
【００９６】
以上の複数の実施形態についてサマライズすると、次のことが言える。以上のように本発明の一実施形態においては、スピーカ駆動回路の電源供給端子間に接続され、電気的に発振する発振器の周波数をデジタル的にカウントすることで、スピーカのコイルに流れる電流の変化を検出する。スピーカ駆動回路内の電源供給端子間の電圧は、駆動しているコイルに流れる電流に比例した電圧降下が生じるので、電源電圧に比例した周波数を発振する発振器の出力信号の周波数によりコイルに流れる電流を測定することができる。より具体的には、電源電圧に比例した周波数を発振する発振器の出力信号の周波数をクロック信号でラッチしデジタル的にカウントする（＝出力信号を入力したカウンター回路の出力値をクロックで計測する）ことにより、コイルに流れる電流に比例したデジタル量を測定できる。この値をフィードバック制御の入力に用いスピーカのコイルに流れる電流を制御することによりスピーカの機械的な破壊を防ぐことが可能なスピーカ制御装置を提供することができる。
【００９７】
具体的には、多段に接続された奇数段のインバーターから成るリングオシレーターをスピーカ駆動用の電源供給端子間に接続する。リングオシレーターは、基本的にデジタル回路なので低電圧でも動作可能である。また、その発振周波数は電源電圧に対する関数なので、その発振周波数を測定することで電源電圧の変動量を容易に知る事ができる。
【００９８】
また、動的なＦＦＴ解析により、入力デジタル信号の周波数スペクトルと発振器の発振周波数の変動量の周波数スペクトルを比較することで、出力信号に含まれる歪成分を容易に知る事ができる。
【００９９】
なお、リングオシレーターを使った温度センサーの実装に関しては、以下の論文が参考になる。IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, VOL. 40, NO. 8, AUGUST 2005。本論文中の式１〜３はリングオシレーターの一段辺りの遅延時間を表している。式から明らかなように、リングオシレーターの遅延時間（∝1/発振周波数）は電源電圧に関する関数となっている。
【０１００】
以上のように、本発明によれば、高精度のアナログデジタル変換装置を用いずに、スピーカのコイルに流れる電流を測定することにより、スピーカの機械的な振動系のコンプライアンスの変化を感知し、コイルに流れる電流を、デジタル回路のみにより、フィードバック制御することが可能になる。これにより、スピーカ駆動装置の低電圧化や、並列化、フルデジタル化が容易になる。
【０１０１】
同様に、モデル化しパラメーター化されたコイルの熱抵抗に、前記コイルに流れる電流に比例したデジタル量を入力し。コイルに流れる電流に比例したデジタル量を積分することにより、コイルの温度の上昇を推定出来る。
【０１０２】
さらに、スピーカの周辺温度を前記のモデル化しパラメーター化されたコイルの熱抵抗に入力することにより、コイルの温度を推定することも可能となる。
【０１０３】
コイルの温度を推定する場合は、スピーカに入力可能なすべての周波数領域の電流を積分しなければならない。コイルの温度が閾値を超えた場合に、前記デジタル信号処理装置内でデジタル信号のゲインを上下する様に制御することでスピーカのコイルに流れる電流量を減少させれば、スピーカの機械的な破壊を防ぐことが可能となる。
【０１０４】
モデル化しパラメーター化された出力信号の線型性モデルに、前記コイルに流れる電流に比例したデジタル量を入力し、コイルに流れる電流に比例したデジタル量で出力信号の線型性を補正することも可能である。
【０１０５】
この場合、コイルに流れる電流量に応じて前記デジタル信号処理装置内でデジタル信号のゲインを制御することで、電源配線の寄生抵抗による電圧降下による出力信号の非線形（＝歪の悪化）を防ぐことも可能となる。
【０１０６】
モデル化しパラメーター化されたスピーカの機械的な出力振幅の線型性モデルに、前記コイルに流れる電流に比例したデジタル量を入力し、コイルに流れる電流に比例したデジタル量でスピーカの機械的な出力振幅を制限することも可能である。
【０１０７】
この場合、コイルに流れる電流量に応じて前記デジタル信号処理装置内でデジタル信号のゲインを制御することで、スピーカの機械的な出力信号の非線形（＝歪の発生）を防ぐことも可能となる。
【０１０８】
発振器の発振周波数を測定する際に、一次のノイズシェーピング回路を使って発振周波数に含まれる共通ノイズ成分を除去したり、発振器の発振周波数の電源電圧との非線形を補正したりすることでコイルに流れる電流の見積もり精度を上げることも可能である。より具体的には、発振器の発振周波数を測定するカウンタ回路をリセットすること無く連続動作させ、現在のカウンタ出力から一動作前のカウンタ出力を減算することにより一次のノイズシェーピング回路を実現することが可能となる。
【０１０９】
以上をまとめると、次のようになる。すなわち、携帯機器に使用されるような小型スピーカでは振動系のコンプライアンスが利用状況に応じて変化する為に、スピーカのインピーダンスを動的に感知してコイルに流れる電流をフィードバック制御しスピーカの機械的な破壊を防がなければならない。インピーダンスを測定する為には、スピーカを駆動する電圧に加えて電流を測定しなければならない。しかし、電流を測定する為に駆動アンプとスピーカの間に直列抵抗を挿入するとスピーカ出力電力の損失が生じるという問題がある。また、電流を測定する為に高精度のアナログデジタル変換回路を搭載しなければならない。しかし、高精度のアナログデジタル変換装置をCMOS回路で実装するには、比較的大きなシリコン面積を必要とする為に制御装置であるLSIの単価が下がらないという問題がある。また、高精度のアナログデジタル変換装置は低電圧化が難しいので、複数のコイルを使った低電圧駆動のスピーカ駆動装置に向いた保護回路を実現することが難しいという課題があった。本発明により、これらの課題を解決することが可能となる。
【図１Ａ】
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【図１Ｂ】
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【図２】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図３Ｃ】
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【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
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【図４Ｃ】
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【図４Ｄ】
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【図５Ａ】
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【図５Ｂ】
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【図５Ｃ】
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【図５Ｄ】
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【図５Ｅ】
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【図５Ｆ】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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