(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
磁極位置検出器を用いずに演算により永久磁石形同期電動機の回転子の速度及び磁極位置を推定し、これらの推定値に基づいて前記電動機の電機子電流を制御することにより前記電動機のトルク及び速度を制御する制御装置において、
前記電動機の電流、端子電圧をベクトルとしてとらえ、
前記電動機の磁極位置推定誤差を演算する位置推定誤差演算手段と、前記磁極位置推定誤差から前記電動機の速度を推定する速度推定手段と、速度推定値を積分して前記磁極位置を推定する積分手段と、を有し、
前記位置推定誤差演算手段は、
前記電動機の電流、端子電圧相当値、及び速度推定値を用いて第１の拡張誘起電圧を演算する拡張誘起電圧演算手段と、前記回転子の磁極と平行方向の電流であるｄ軸電流、前記速度推定値、及び前記第１の拡張誘起電圧を用いて第２の拡張誘起電圧を演算する拡張誘起電圧補償手段と、前記第２の拡張誘起電圧を用いて前記磁極位置推定誤差を演算する角度差演算手段と、を備え、
前記拡張誘起電圧補償手段は、
前記ｄ軸電流が第１の閾値以下のときに、前記第１の拡張誘起電圧演算値に等しくなるように前記第２の拡張誘起電圧値を演算し、前記ｄ軸電流が前記第１の閾値より大きい第２の閾値以上のときに、前記電動機の誘起電圧に等しくなるように前記第２の拡張誘起電圧を演算することを特徴とする、永久磁石形同期電動機の制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
前記位置推定誤差演算手段は、
前記ｄ軸電流が前記第１の閾値以下のときに零となり、前記ｄ軸電流が第２の閾値以上のときに１となる重み係数を演算する手段を備えると共に、前記重み係数、前記速度推定値、前記ｄ軸電流、及び前記第１の拡張誘起電圧演算値を用いて、前記第２の拡張誘起電圧演算値を演算することを特徴とする、永久磁石形同期電動機の制御装置。
【請求項３】
請求項２に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
前記速度推定手段は比例調節器を備え、前記比例調節器における比例ゲインの上限値を前記重み係数の関数としたことを特徴とする、永久磁石形同期電動機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、磁極位置検出器を持たない永久磁石形同期電動機の制御装置に関し、詳しくは制御の安定性を向上させる技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
永久磁石形同期電動機の制御装置をコストダウンするため、回転子の磁極位置を検出するための磁極位置検出器を使用しないで運転する、いわゆるセンサレスベクトル制御が実用化されている。センサレスベクトル制御は、電動機の端子電圧や電流の情報から回転子の磁極位置と速度とを演算し、これらに基づいて電流制御を行ってトルク制御や速度制御を実現するものである。
【０００３】
例えば、非特許文献１には、埋込磁石構造の同期電動機の位置センサレスベクトル制御において、回転子の磁極方向に対して直交方向に発生する拡張誘起電圧を演算し、拡張誘起電圧演算値から磁極位置の推定誤差を検出すると共に、この磁極位置推定誤差を利用して磁極位置及び速度を演算することが記載されている。
しかしながら、非特許文献１に記載されているセンサレスベクトル制御では、低速時の安定性に問題がある。このため、低速域においては、例えば特開２００１−１９００９３号公報に記載されているように、電流の振幅を一定として電流の角速度を速度指令値に制御し、永久磁石形同期電動機の回転子を電流に引き込んで運転する技術が適用されることがある。このような運転方式を、以下では「電流引込制御」という。
【０００４】
上記のように、電動機の速度に応じて制御方式を使い分ければ安定した制御が可能になるが、制御方式の切替時にショックが発生すると円滑な加減速運転が困難になるため、制御方式をショックレスにて切り替えることが望ましい。
このような観点から、例えば特許第５２７７７２４号公報に記載された制御装置では、電流引込制御からセンサレスベクトル制御への切り替え時に、電動機の電流、端子電圧、電流指令値の角速度から拡張誘起電圧を演算し、拡張誘起電圧の角度から磁極位置推定誤差を演算して磁極位置推定値を初期化すると共に、電流指令値の角速度を用いて速度推定値を初期化し、前記磁極位置推定誤差を用いて、電動機の端子電圧や電流が急変しないようにこれらの指令値を初期化し、電動機の電流、拡張誘起電圧及び電流指令値の角速度から演算したトルクを用いてトルク指令値を初期化することにより、ショックレスの切り替えを可能にしている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】田中康司,三木一郎,「拡張誘起電圧を用いた埋込磁石同期電動機の位置センサレス制御」,電気学会論文誌Ｄ，Ｖｏｌ.１２５，Ｎｏ.９，ｐ.８３３−ｐ.８３８,２００５年
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
さて、電流引込制御において電動機の最大トルクを大きくするためには、原理的に、回転子の磁極方向と平行方向の電流であるｄ軸電流を大きくするように制御する必要がある。
一方、非特許文献１によるセンサレスベクトル制御を安定的に行うためには、この文献に（５）式として記載された下記の拡張誘起電圧Ｅｅｘが十分大きい必要がある。
Ｅｅｘ＝（Ｌｄ−Ｌｑ）（ωｉｄ−ｐｉｑ）＋ωＫＥ
この演算式において、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｌｑはｑ軸インダクタンス、ωは回転子角速度、ｉｄはｄ軸電流、ｉｑはｑ軸電流、ｐは微分演算子、ＫＥは誘起電圧定数である。
埋込磁石構造の同期電動機では、ｄ軸インダクタンスＬｄよりもｑ軸インダクタンスＬｑの方が大きいため、上記の式によれば、ｄ軸電流ｉｄが正方向に大きい場合には拡張誘起電圧Ｅｅｘが小さくなり、結果としてセンサレスベクトル制御の安定性が低下する。
【０００７】
従って、非特許文献１に記載された技術では、電流引込制御からセンサレスベクトル制御に切り替えた直後の安定性に問題があり、これを解決することが求められている。
そこで、本発明の解決課題は、ｄ軸電流が大きい場合であってもセンサレスベクトル制御を安定的に実現可能とした永久磁石形同期電動機の制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、磁極位置検出器を用いずに演算により永久磁石形同期電動機の回転子の速度及び磁極位置を推定し、これらの推定値に基づいて前記電動機の電機子電流を制御することにより前記電動機のトルク及び速度を制御する制御装置において、
前記電動機の電流、端子電圧をベクトルとしてとらえ、
前記電動機の磁極位置推定誤差を演算する位置推定誤差演算手段と、前記磁極位置推定誤差から前記電動機の速度を推定する速度推定手段と、速度推定値を積分して前記磁極位置を推定する積分手段と、を有し、
前記位置推定誤差演算手段は、
前記電動機の電流、端子電圧相当値、及び速度推定値を用いて第１の拡張誘起電圧を演算する拡張誘起電圧演算手段と、前記回転子の磁極と平行方向の電流であるｄ軸電流、前記速度推定値、及び前記第１の拡張誘起電圧を用いて第２の拡張誘起電圧を演算する拡張誘起電圧補償手段と、前記第２の拡張誘起電圧を用いて前記磁極位置推定誤差を演算する角度差演算手段と、を備え、
前記拡張誘起電圧補償手段は、
前記ｄ軸電流が第１の閾値以下のときに、前記第１の拡張誘起電圧演算値に等しくなるように前記第２の拡張誘起電圧値を演算し、前記ｄ軸電流が前記第１の閾値より大きい第２の閾値以上のときに、前記電動機の誘起電圧に等しくなるように前記第２の拡張誘起電圧を演算するものである。
これにより、ｄ軸電流が大きい場合にも、センサレスベクトル制御を安定的に実現することができる。
【０００９】
請求項２に係る発明は、請求項１に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、前記位置推定誤差演算手段は、前記ｄ軸電流が前記第１の閾値以下のときに零となり、前記ｄ軸電流が第２の閾値以上のときに１となる重み係数を演算する手段を備えると共に、前記重み係数、前記速度推定値、前記ｄ軸電流、及び前記第１の拡張誘起電圧演算値を用いて、前記第２の拡張誘起電圧演算値を演算するものである。
【００１０】
請求項３に係る発明は、請求項２に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、前記速度推定手段は比例調節器を備え、前記比例調節器における比例ゲインの上限値を前記重み係数の関数とした前記速度推定手段は比例調節器を備え、前記比例調節器における比例ゲインの上限値を前記重み係数の関数としたものである。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、電流引込制御からセンサレスベクトル制御への切り替え時のように、大きなｄ軸電流が流れている状態でセンサレスベクトル制御移行する場合の安定性を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の実施形態を示す制御ブロック図である。
【図２】ｄ,ｑ軸及びγ,δ軸の定義を示すベクトル図である。
【図３】本発明の実施形態における重み係数を演算するための補償関数の説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。図１は、本発明の実施形態を示す制御ブロック図である。
永久磁石形同期電動機（以下、ＰＭＳＭともいう）は、回転子に同期した直交回転座標を構成するｄ,ｑ軸上で制御を行うことで、高性能なトルク制御や速度制御を実現することができる。ここで、ｄ,ｑ軸については、回転子のＮ極に平行な方向をｄ軸と定義し、このｄ軸から９０°進み方向をｑ軸と定義する。しかしながら、磁極位置検出器を用いないでＰＭＳＭを運転するセンサレス制御の場合、ｄ,ｑ軸の位置を直接検出することができないので、制御装置はｄ,ｑ軸の推定軸であるγ,δ軸を内部に仮想し、電流,電圧の制御演算をγ,δ軸上で行っている。
【００１４】
前後するが、図２はｄ,ｑ軸及びγ,δ軸の定義を示すベクトル図である。図２に示すように、ｄ,ｑ軸の角速度をωｒ（回転子速度）と定義し、γ,δ軸の角速度（速度推定値）をω１と定義する。
また、ＰＭＳＭのｕ相巻線を基準としたγ軸の角度（磁極位置推定値）θ１とｕ相巻線を基準としたｄ軸の角度（磁極位置）θｒとの角度差（位置推定誤差）θｅｒｒを、数式１により定義する。
【数１】
0006573213.tif 000002
【００１５】
次に、図１の制御ブロック図に基づいて、制御装置の構成及び動作について説明する。
まず、ＰＭＳＭ８０の速度制御、電流制御、及び電圧制御に関する部分について説明する。
図１において、減算器１６は速度指令値ωｒ＊と速度推定値ω１との偏差を求め、速度調節器１７は、上記偏差がゼロになるようにトルク指令値τ＊を演算する。電流指令演算器１８は、トルク指令値τ＊に基づいて所望のトルクを発生するｄ軸電流指令値ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ＊を演算し、これらの指令値はそれぞれγ軸電流指令値ｉγ＊,δ軸電流指令値ｉδ＊として制御に用いられる。
【００１６】
一方、ｕ相電流検出器１１ｕ，ｗ相電流検出器１１ｗによりそれぞれ検出したｕ相電流検出値ｉｕ，ｗ相電流検出値ｉｗは座標変換器１４に入力され、磁極位置推定値θ１を用いてγ軸電流検出値ｉγ，δ軸電流検出値ｉδに座標変換される。
減算器１９ａによりγ軸電流指令値ｉγ＊とγ軸電流検出値ｉγとの偏差を求め、この偏差がゼロになるようにγ軸電流調節器２０ａがγ軸電圧指令値ｖγ＊を生成する。また、減算器１９ｂによりδ軸電流指令値ｉδ＊とδ軸電流検出値ｉδとの偏差を求め、この偏差がゼロになるようにδ軸電流調節器２０ｂがδ軸電圧指令値ｖδ＊を生成する。
【００１７】
座標変換器１５は、磁極位置推定値θ１を用いて、γ軸電圧指令値ｖγ＊，δ軸電圧指令値ｖδ＊を相電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊に座標変換する。ＰＷＭ回路１３は、相電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊に基づいて、インバータ等の電力変換器７０の半導体スイッチング素子に与えるゲート信号を生成する。
【００１８】
整流回路６０は、三相交流電源５０の三相交流電圧を整流して直流電圧に変換し、電力変換器７０に供給する。  
電力変換器７０は、ＰＷＭ回路１３から出力されたゲート信号に基づいて半導体スイッチング素子を制御し、ＰＭＳＭ８０の端子電圧を相電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊に制御する。
以上の制御により、ＰＭＳＭ８０の速度を速度指令値ωｒ＊に制御することができる。
【００１９】
次に、ＰＭＳＭ８０の速度及び磁極位置の推定技術について説明する。
まず、拡張誘起電圧演算器３１は、数式２により、第１のγ軸，δ軸拡張誘起電圧ｅｅｘγｅｓｔ，ｅｅｘδｅｓｔを演算する。
【数２】
0006573213.tif 000003
【００２０】
数式２において、ＰＭＳＭ８０の端子電圧相当値であるγ軸電圧ｖγ，δ軸電圧ｖδには、それぞれγ軸電圧指令値ｖγ＊，δ軸電圧指令値ｖδ＊が用いられる。
ここで、数式２は、図示されていない電圧検出回路を用いてＰＭＳＭ８０の相電圧または線間電圧を測定し、これらの測定値と、磁極位置推定値θ１から演算したγ軸電圧ｖγ，δ軸電圧ｖδとを使用して演算しても良い。また、γ軸電流ｉγ，δ軸電流ｉδの代わりにγ軸電流指令値ｉγ＊，δ軸電流指令値ｉδ＊を用いても良いし、速度推定値ω１の代わりに速度指令値ωｒ＊を用いても良い。
【００２１】
重み係数演算器４１は、図３に示す補償関数に従って重み係数ＫＥｅｘＥｍｆを演算する。この重み係数ＫＥｅｘＥｍｆは、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊が０〜第１の閾値ｉｄｔｈＥｅｘの範囲にあるときには零、ｉｄ＊が第２の閾値ｉｄｔｈＥｍｆより大きい範囲にあるときは１とし、ｉｄ＊がｉｄｔｈＥｅｘ〜ｉｄｔｈＥｍｆの範囲にあるときにはｉｄ＊に比例して増加する関数である。
なお、重み係数ＫＥｅｘＥｍｆの演算は、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊の代わりにγ軸電流ｉγを用いて行っても良い。
【００２２】
図１の拡張誘起電圧補償器４２は、数式３により、第２のγ軸，δ軸拡張誘起電圧ｅｅｘω１γ，ｅｅｘω１δを演算する。
【数３】
0006573213.tif 000004
【００２３】
第２の拡張誘起電圧演算値ｅｅｘω１γ，ｅｅｘω１δは、重み係数ＫＥｅｘＥｍｆが零のときに拡張誘起電圧演算値ｅｅｘγｅｓｔ，ｅｅｘδｅｓｔにそれぞれ等しくなり、重み係数ＫＥｅｘＥｍｆが１のときに誘起電圧演算値ｅｍｆγｅｓｔ，ｅｍｆδｅｓｔにそれぞれ等しくなる（重み係数ＫＥｅｘＥｍｆが１のときにｅｍｆγｅｓｔ，ｅｍｆδｅｓｔに等しくなる理由については、後述する）。
なお、数式３の演算は、γ軸電流ｉγの代わりにｄ軸電流指令値ｉｄ＊を用いて行っても良い。
【００２４】
次に、第２の拡張誘起電圧演算値ｅｅｘω１γ，ｅｅｘω１δを用いて速度及び磁極位置を演算する方法につき説明する。
角度差演算器３２は、第２の拡張誘起電圧演算値ｅｅｘω１γ，ｅｅｘω１δから、数式４により位置推定誤差演算値θｅｒｒｅｓｔを求める。
【数４】
0006573213.tif 000005
【００２５】
更に、速度推定器３３を構成する比例・積分調節器は、数式５により、位置推定誤差演算値θｅｒｒｅｓｔを比例・積分演算して速度推定値ω１を求める。
【数５】
0006573213.tif 000006
【００２６】
積分器３４は、速度推定値ω１を積分して磁極位置推定値θ１を演算する。
これらの演算により、位置推定誤差θｅｒｒが零になるように速度推定値ω１及び磁極位置推定値θ１が演算され、これらの値を真値に収束させることができる。
なお、上記構成において、拡張誘起電圧演算器３１、重み係数演算器４１、拡張誘起電圧補償器４２、及び角度差演算器３２は、請求項における位置推定誤差演算手段を構成している。
【００２７】
ここで、数式５による速度推定値ω１の演算では、速度・位置推定系の安定性から、速度推定器の比例調節器における比例ゲインＫＰω１の上限値、及び、速度推定器の積分調節器における積分時定数ＴＩω１の逆数の上限値を、数式６により制限する。
【数６】
0006573213.tif 000007
【００２８】
先に述べたように、第２の拡張誘起電圧演算値ｅｅｘω１γ，ｅｅｘω１δは、ｉｄ＊が小さく、重み係数ＫＥｅｘＥｍｆが零であるときに拡張誘起電圧演算値ｅｅｘγｅｓｔ，ｅｅｘδｅｓｔにそれぞれ等しくなり、ｉｄ＊が大きく、重み係数ＫＥｅｘＥｍｆが１のときに誘起電圧演算値ｅｍｆγｅｓｔ，ｅｍｆδｅｓｔにそれぞれ等しくなる。
このため、位置推定誤差演算値θｅｒｒｅｓｔは、重み係数ＫＥｅｘＥｍｆが零であるときに拡張誘起電圧演算値ｅｅｘγｅｓｔ，ｅｅｘδｅｓｔの角度に等しくなり、重み係数ＫＥｅｘＥｍｆが１であるときに誘起電圧演算値ｅｍｆγｅｓｔ，ｅｍｆδｅｓｔの角度に等しくなる。この結果、重み係数ＫＥｅｘＥｍｆの値により、速度・位置推定系の応答性が異なったものとなる。
【００２９】
そこで、数式６に示したように、係数ωｄθｅｒｒＫＰを重み係数ＫＥｅｘＥｍｆの関数とすることで、重み係数ＫＥｅｘＥｍｆに応じて速度推定器比例ゲインＫＰω１の上限を演算し、系を安定化させる。
なお、数式６の演算は、ｄ，ｑ軸電流指令値ｉｄ＊，ｉｑ＊の代わりにγ，δ軸電流ｉδ，ｉγを用いて行っても良い。
【００３０】
次に、重み係数ＫＥｅｘＥｍｆを１とすることで、前述の数式３により第２の拡張誘起電圧演算値ｅｅｘω１γ，ｅｅｘω１δを誘起電圧演算値ｅｍｆγｅｓｔ，ｅｍｆδｅｓｔに等しくできる原理を説明する。
ＰＭＳＭ８０のγ，δ軸における電圧方程式は、位置推定誤差θｅｒｒが小さい場合、誘起電圧Ｅｍｆを用いて数式７のように近似することができる。
【数７】
0006573213.tif 000008
【００３１】
これにより、γ，δ軸誘起電圧演算値ｅｍｆγｅｓｔ，ｅｍｆδｅｓｔを数式８のように求めることができる。
【数８】
0006573213.tif 000009
【００３２】
数式２，数式８より、電流微分項を零に近似すると、γ，δ軸誘起電圧演算値ｅｍｆγｅｓｔ，ｅｍｆδｅｓｔは、第１のγ，δ軸拡張誘起電圧演算値ｅｅｘγｅｓｔ，ｅｅｘδｅｓｔを用いて数式９により求めることができる。
【数９】
0006573213.tif 000010
ここで、数式９の右辺の演算は、数式３において重み係数ＫＥｅｘＥｍｆを１としたときの演算と同じである。
【００３３】
以上のことから、重み係数演算器４１により、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊の大きさに応じて重み係数ＫＥｅｘＥｍｆを零から１に制御することで、数式３により、第２のγ，δ軸拡張誘起電圧演算値ｅｅｘω１γ，ｅｅｘω１δを第１のγ，δ軸拡張誘起電圧演算値ｅｅｘγｅｓｔ，ｅｅｘδｅｓｔからγ，δ軸誘起電圧演算値ｅｍｆγｅｓｔ，ｅｍｆδｅｓｔにスムースに移行できることが明らかである。
【００３４】
次に、ｄ軸電流ｉｄが大きい場合にも、γ，δ軸誘起電圧演算値ｅｍｆγｅｓｔ，ｅｍｆδｅｓｔから位置推定誤差θｅｒｒを演算でき、センサレスベクトル制御を安定的に実現できることを説明する。
数式７，数式８より、γ，δ軸誘起電圧演算値ｅｍｆγｅｓｔ，ｅｍｆδｅｓｔと位置推定誤差θｅｒｒとの間には、数式１０の関係がある。
【数１０】
0006573213.tif 000011
【００３５】
数式１０より、γ，δ軸誘起電圧演算値ｅｍｆγｅｓｔ，ｅｍｆδｅｓｔの角度から位置推定誤差θｅｒｒを演算することができる。また、数式７より、誘起電圧Ｅｍｆは、ｄ軸電流ｉｄに依存しない。このため、ｄ軸電流ｉｄが大きい場合にも、γ，δ軸誘起電圧演算値ｅｍｆγｅｓｔ，ｅｍｆδｅｓｔから位置推定誤差θｅｒｒを演算可能であり、センサレスベクトル制御を安定的に実現することができる。
【００３６】
以上のように、本実施形態によれば、ｄ軸電流が小さいときは拡張誘起電圧の角度を用いて速度推定値及び位置推定値を演算すると共に、ｄ軸電流が大きいときは誘起電圧の角度を用いて速度推定値及び位置推定値を演算することにより、センサレスベクトル制御を安定的に実現することができる。
【符号の説明】
【００３７】
１１ｕ：ｕ相電流検出器
１１ｗ：ｗ相電流検出器
１３：ＰＷＭ回路
１４，１５：座標変換器
１６,１９ａ，１９ｂ：減算器
１７：速度調節器
１８：電流指令演算器
２０ａ：γ軸電流調節器
２０ｂ：δ軸電流調節器
３１：拡張誘起電圧演算器
３２：角度差演算器
３３：速度推定器
３４：積分器
４１：重み係数演算器
４２：拡張誘起電圧補償器
５０：三相交流電源
６０：整流回路
７０：電力変換器
８０：永久磁石形同期電動機（ＰＭＳＭ）
【図１】
0006573213.tif 000012
【図２】
0006573213.tif 000013
【図３】
0006573213.tif 000014