(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
インバータから交流モータへ供給される交流電力を制御する電動パワーステアリング制御装置において、
前記交流モータのＵ相コイル、Ｖ相コイルおよびＷ相コイルに流す電流を制御する制御端子を備えた６つのスイッチ素子を含む前記インバータを有し、前記交流モータのＵ相電流、およびＶ相電流を検出し、前記交流モータの角度を検出するセンサのデータに基づいて、回転角θおよび回転角速度ωを算出するモータ部と、
前記回転角θに基づいて、前記Ｕ相電流、および前記Ｖ相電流をｄ軸測定電流およびｑ軸測定電流に座標変換する３相／２相変換と、
ｄ軸電流指令値および前記ｄ軸測定電流に基づいて算出されたｄ軸電流偏差に基づいて、ｄ軸電圧指令値を算出するｄ軸ＰＩ制御と、
ｑ軸電流指令値および前記ｑ軸測定電流に基づいて算出されたｑ軸電流偏差に基づいて、ｑ軸電圧指令値を算出するｑ軸ＰＩ制御と、
前記ｄ軸測定電流、前記ｑ軸測定電流、および前記回転角θに基づいて、ｄ軸補償項、およびｑ軸補償項を生成する非干渉制御と、
前記ｄ軸電圧指令値と前記ｄ軸補償項に基づいて、算出された補正後ｄ軸電圧指令値、および前記ｑ軸電圧指令値と前記ｑ軸補償項に基づいて、算出された補正後ｑ軸電圧指令値に基づいて、目標電圧ベクトルＶを決定し、
π／３［ｒａｄ］ずつ位相の異なる６つの非零電圧ベクトルを、それぞれＶ１、Ｖ２、Ｖ３、Ｖ４、Ｖ５、Ｖ６とし、零電圧ベクトルをＶ０及びＶ７とし、
前記Ｖ０、前記Ｖ１、前記Ｖ２、前記Ｖ３、前記Ｖ４、前記Ｖ５、前記Ｖ６及び前記Ｖ７で基準出力電圧ベクトルを構成し、
前記Ｖ１と、前記Ｖ１と隣接する前記Ｖ２とに挟まれた第１領域をセクタ１とし、
前記Ｖ２と、前記Ｖ２と隣接する前記Ｖ３とに挟まれた第２領域をセクタ２とし、
前記Ｖ３と、前記Ｖ３と隣接する前記Ｖ４とに挟まれた第３領域をセクタ３とし、
前記Ｖ４と、前記Ｖ４と隣接する前記Ｖ５とに挟まれた第４領域をセクタ４とし、
前記Ｖ５と、前記Ｖ５と隣接する前記Ｖ６とに挟まれた第５領域をセクタ５とし、
前記Ｖ６と、前記Ｖ６と隣接する前記Ｖ１とに挟まれた第６領域をセクタ６とし、
前記目標電圧ベクトルＶが、前記セクタ１、前記セクタ２、前記セクタ３、前記セクタ４、前記セクタ５又は前記セクタ６のいずれに属するかに従って、セクタ番号ｎが決定され、
前記目標電圧ベクトルＶが前記セクタ１に属していれば、前記セクタ番号ｎを１と判定し、
前記目標電圧ベクトルＶが前記セクタ２に属していれば、前記セクタ番号ｎを２と判定し、
前記目標電圧ベクトルＶが前記セクタ３に属していれば、前記セクタ番号ｎを３と判定し、
前記目標電圧ベクトルＶが前記セクタ４に属していれば、前記セクタ番号ｎを４と判定し、
前記目標電圧ベクトルＶが前記セクタ５に属していれば、前記セクタ番号ｎを５と判定し、
前記目標電圧ベクトルＶが前記セクタ６に属していれば、前記セクタ番号ｎを６と判定し、
前記交流モータからの回転子の前記回転角θ、前記補正後ｄ軸電圧指令値、及び前記補正後ｑ軸電圧指令値の関係から得られる位相δに基づいて、前記目標電圧ベクトルＶの静止座標系における回転角γを算出し、
サンプリング期間、前記目標電圧ベクトルＶの絶対値、及び前記インバータの直流電圧を、それぞれＴｓ、｜Ｖ｜及びＶｄｃとし、
第０期間、第１期間、及び第２期間を、それぞれＴ０、Ｔ１、及びＴ２とし、
前記Ｔ０、前記Ｔ１及び前記Ｔ２の合計が、前記サンプリング期間である前記Ｔｓとし、
前記セクタ番号ｎおよび前記回転角γ、並びに前記サンプリング期間である前記Ｔｓ、前記目標電圧指令ベクトルの絶対値である前記｜Ｖ｜、及び前記インバータの直流電圧である前記Ｖｄｃに基づいて、前記Ｔ０、前記Ｔ１、及び前記Ｔ２を算出し、
前記Ｔ０、前記Ｔ１、及び前記Ｔ２に基づいて、前記インバータの前記６つのスイッチ素子を制御する制御信号から成るスイッチングパターンを生成し、
前記モータ部に前記スイッチングパターンを供給する空間ベクトル変調と、を備えることで、前記交流モータのベクトル制御を行う電動パワーステアリング制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電動パワーステアリング制御装置において、
前記空間ベクトル変調は、前記セクタ番号ｎおよび前記回転角γを用いて、規定された前記サンプリング期間Ｔｓに、
0006617500.tif 000022
および
0006617500.tif 000023
を用いて算出された期間の前記Ｔ１および前記Ｔ２に基づいて算出されたスイッチングパルス幅とその出力タイミングに変換された前記スイッチングパターンを、次のサンプリング期間Ｔｓに、前記スイッチングパターンを出力することで、前記交流モータのベクトル制御を行う電動パワーステアリング制御装置。
【請求項３】
請求項２に記載の電動パワーステアリング制御装置において、
前記空間ベクトル変調は、前記セクタ番号ｎに対応した、角度の定義域の範囲に限定された正弦関数テーブルを記憶する記憶部を備えることで、該記憶部のメモリ容量を削減することができ、前記正弦関数テーブルを参照することによって、前記スイッチングパターンＳ１〜Ｓ６を迅速かつ簡便に演算して、前記交流モータのベクトル制御を行う電動パワーステアリング制御装置。
【請求項４】
請求項３に記載の電動パワーステアリング制御装置において、
前記セクタ番号ｎ対応した、前記角度の定義域の範囲ψを、π／３≦ψ＜π[ｒａｄ]とする電動パワーステアリング制御装置。
【請求項５】
請求項２ないし請求項４のうちいずれか１項に記載の電動パワーステアリング制御装置において、
前記サンプリング期間の逆数であるサンプリング周波数を１０ｋＨｚ以上と設定することで、３角波キャリア比較方式が発生するデューティ比と同等のデューティ比を発生できるモータ制御を行うことができる電動パワーステアリング制御装置。
【請求項６】
インバータから交流モータへ供給される交流電力を制御する電動パワーステアリング制御方法において、
前記交流モータのＵ相電流、およびＶ相電流を検出し、前記交流モータの角度を検出するセンサのデータに基づいて、回転角θおよび回転角速度ωを算出し、
前記回転角θに基づいて、前記Ｕ相電流、および前記Ｖ相電流をｄ軸測定電流およびｑ軸測定電流に座標変換し、
ｄ軸電流指令値および前記ｄ軸測定電流に基づいて算出されたｄ軸電流偏差に基づいて、ｄ軸電圧指令値を算出し、
ｑ軸電流指令値および前記ｑ軸測定電流に基づいて算出されたｑ軸電流偏差に基づいて、ｑ軸電圧指令値を算出し、
前記ｄ軸測定電流、前記ｑ軸測定電流、および前記回転角θに基づいて、ｄ軸補償項、およびｑ軸補償項を生成し、
前記ｄ軸電圧指令値と前記ｄ軸補償項に基づいて、算出された補正後ｄ軸電圧指令値、および前記ｑ軸電圧指令値と前記ｑ軸補償項に基づいて、算出された補正後ｑ軸電圧指令値に基づいて、前記目標電圧ベクトルＶを決定し、
π／３［ｒａｄ］ずつ位相の異なる６つの非零電圧ベクトルを、それぞれＶ１、Ｖ２、Ｖ３、Ｖ４、Ｖ５、Ｖ６とし、零電圧ベクトルをＶ０及びＶ７とし、
前記Ｖ０、前記Ｖ１、前記Ｖ２、前記Ｖ３、前記Ｖ４、前記Ｖ５、前記Ｖ６及び前記Ｖ７で基準出力電圧ベクトルを構成し、
前記Ｖ１と、前記Ｖ１と隣接する前記Ｖ２とに挟まれた第１領域をセクタ１とし、
前記Ｖ２と、前記Ｖ２と隣接する前記Ｖ３とに挟まれた第２領域をセクタ２とし、
前記Ｖ３と、前記Ｖ３と隣接する前記Ｖ４とに挟まれた第３領域をセクタ３とし、
前記Ｖ４と、前記Ｖ４と隣接する前記Ｖ５とに挟まれた第４領域をセクタ４とし、
前記Ｖ５と、前記Ｖ５と隣接する前記Ｖ６とに挟まれた第５領域をセクタ５とし、
前記Ｖ６と、前記Ｖ６と隣接する前記Ｖ１とに挟まれた第６領域をセクタ６とし、
目標電圧ベクトルＶが、前記セクタ１、前記セクタ２、前記セクタ３、前記セクタ４、前記セクタ５又は前記セクタ６のいずれに属するかに従って、セクタ番号ｎが決定され、
前記目標電圧ベクトルＶが前記セクタ１に属していれば、前記セクタ番号ｎを１と判定し、
前記目標電圧ベクトルＶが前記セクタ２に属していれば、前記セクタ番号ｎを２と判定し、
前記目標電圧ベクトルＶが前記セクタ３に属していれば、前記セクタ番号ｎを３と判定し、
前記目標電圧ベクトルＶが前記セクタ４に属していれば、前記セクタ番号ｎを４と判定し、
前記目標電圧ベクトルＶが前記セクタ５に属していれば、前記セクタ番号ｎを５と判定し、
前記目標電圧ベクトルＶが前記セクタ６に属していれば、前記セクタ番号ｎを６と判定し、
前記交流モータからの回転子の前記回転角θ、前記補正後ｄ軸電圧指令値、及び前記補正後ｑ軸電圧指令値の関係から得られる位相δに基づいて、前記目標電圧ベクトルＶの静止座標系における回転角γを算出し、
サンプリング期間、前記目標電圧ベクトルＶの絶対値、及び前記インバータの直流電圧を、それぞれＴｓ、｜Ｖ｜及びＶｄｃとし、
第０期間、第１期間、及び第２期間を、それぞれＴ０、Ｔ１、及びＴ２とし、
前記Ｔ０、前記Ｔ１及び前記Ｔ２の合計が、前記サンプリング期間である前記Ｔｓとし、
前記セクタ番号ｎおよび前記回転角γ、並びに前記サンプリング期間である前記Ｔｓ、前記目標電圧指令ベクトルの絶対値である前記｜Ｖ｜、及び前記インバータの直流電圧である前記Ｖｄｃに基づいて、前記Ｔ０、前記Ｔ１、及び前記Ｔ２を算出し、
前記Ｔ０、前記Ｔ１、及び前記Ｔ２に基づいて、前記インバータの前記６つのスイッチ素子を制御する制御信号から成るスイッチングパターンを生成し、モータ部に前記スイッチングパターンを供給することで、前記交流モータのベクトル制御を行う電動パワーステアリング制御方法。
【請求項７】
請求項１ないし５のいずれか１項に記載の電動パワーステアリング制御装置を用いた電動パワーステアリング装置。
【請求項８】
請求項７に記載の電動パワーステアリング装置を搭載した車両。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流モータをベクトル制御する交流モータの制御装置に関し、特に、電力変換装置から交流モータへ供給される交流電力を制御する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
特開平１１−２３５０８９号公報（特許文献１）には、誘導電動機において、ＰＷＭ制御回路、三相正弦波発生器、三角波キャリア発生器、出力電圧指令値発生器、３つの比較器、およびゲートドライブ回路を備え、三角波キャリア発生器が発生する３つの正弦波の周波数より十分に高い周波数の三角波電圧と、３つの正弦波電圧をそれぞれ対応する３つの比較器との比較を行い、比較結果に基づいて、ＰＷＭパルス（パルス幅変調パルス）をゲートドライブ回路に出力して、ＰＷＭ制御を行い、誘導電動機の回転速度および回転方向を制御する技術が開示されている。
【０００３】
特開２００３−１０２１３１号公報（特許文献２）には、空間ベクトル制御ＰＷＭ変調方式を用いたデジタル制御に基づき、二台の三相インバータＩＮＶ1，ＩＮＶ2を並列接続した電力変換装置が記載されており、インバータＩＮＶ1，ＩＮＶ2の出力電圧を、スイッチング素子のスイッチングパターンに応じて、８種類の離散的な基準電圧ベクトルＶ0〜Ｖ7で定義し、それら基準出力電圧ベクトルＶ0〜Ｖ7の選択とその発生時間を制御するようにしていることが記載されている。
【０００４】
特開２００３−７９１８１号公報（特許文献３）には、ＥＳＰ用ブラシレスモータの制御装置において、ｄ−ｑ座標系のｄ軸電流およびｑ軸電流の制御を行う際、３相電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*およびＶｗ*にその第３高調波を重畳することによって、３相電圧指令補正値Ｖｕ**、Ｖｖ**およびＶｗ**を生成して、ＰＷＭ出力部に供給し、３角波キャリア比較方式を用いてパルス幅変調を行い、電源電圧利用効率を向上する技術が記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開平１１−２３５０８９号公報
【特許文献２】特開２００３−１０２１３１号公報
【特許文献３】特開２００３−７９１８１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１において、ＰＷＭパルスを生成するにあたり、三角波キャリア発生器、３つの比較器等の制御系を付加する必要がありハードウェアの負担が生じ、ＰＷＭパルス制御するタイミングおよびデューティを柔軟に変更するようなソフトウェアによる制御が困難である。また、誘導電動機に起因する逆起電力についての対処等は開示されていない。
【０００７】
特許文献２において、ＰＷＭパルスを生成するにあたり、デジタル制御技術が取り入れられ、アップダウンカウンタを用いて、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭパルス制御するインバータの各スイッチング素子に供給する各ゲート信号のタイミングおよびデューティを生成するものであるから、ハードウェアの負担が生じるし、柔軟に制御変数を変更するようなソフトウェアによる制御が困難であるといえる。また、特許文献１と同様に、誘導電動機に起因する逆起電力についての対処等は開示されていない。
【０００８】
特許文献３においては、３角波キャリア比較方式を用いてパルス幅変調を行っているため、３角波とＵ相、Ｖ相およびＷ相の３相との比較をサンプリング周期ごとに高速に処理する比較装置を必要とし、ハードウェアの負担を生じる。
【０００９】
本発明は上記事情に基づいてなされたものであり、本発明の目的は、交流モータのベクトル制御を行う電動パワーステアリング制御装置において、空間ベクトル変調を行う際、正弦関数テーブルを用いることで、ハードウェアの負担を軽減する電動パワーステアリング制御装置を提供すること、特に、交流モータのベクトル制御において、セクタ番号ｎに対応した、角度の定義域の範囲に限定された正弦関数テーブルを記憶する記憶部を備えることで、該記憶部のメモリ容量を削減することができ、さらに正弦関数テーブルを参照することによって、スイッチングパターンを迅速かつ簡便に演算して、交流モータのベクトル制御を行う電動パワーステアリング制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の上記目的は、インバータから交流モータへ供給される交流電力を制御する電動パワーステアリング制御装置において、前記交流モータのＵ相コイル、Ｖ相コイルおよびＷ相コイルに流す電流を制御する制御端子を備えた６つのスイッチ素子を含む前記インバータを有し、前記交流モータのＵ相電流、およびＶ相電流を検出し、前記交流モータの角度を検出するセンサのデータに基づいて、回転角θおよび回転角速度ωを算出するモータ部と、前記回転角θに基づいて、前記Ｕ相電流、および前記Ｖ相電流をｄ軸測定電流およびｑ軸測定電流に座標変換する３相／２相変換と、ｄ軸電流指令値および前記ｄ軸測定電流に基づいて算出されたｄ軸電流偏差に基づいて、ｄ軸電圧指令値を算出するｄ軸ＰＩ制御と、ｑ軸電流指令値および前記ｑ軸測定電流に基づいて算出されたｑ軸電流偏差に基づいて、ｑ軸電圧指令値を算出するｑ軸ＰＩ制御と、前記ｄ軸測定電流、前記ｑ軸測定電流、および前記回転角θに基づいて、ｄ軸補償項、およびｑ軸補償項を生成する非干渉制御と、前記ｄ軸電圧指令値と前記ｄ軸補償項に基づいて、算出された補正後ｄ軸電圧指令値、および前記ｑ軸電圧指令値と前記ｑ軸補償項に基づいて、算出された補正後ｑ軸電圧指令値に基づいて、目標電圧ベクトルＶを決定し、π／３［ｒａｄ］ずつ位相の異なる６つの非零電圧ベクトルを、それぞれＶ１、Ｖ２、Ｖ３、Ｖ４、Ｖ５、Ｖ６とし、零電圧ベクトルをＶ０及びＶ７とし、前記Ｖ０、前記Ｖ１、前記Ｖ２、前記Ｖ３、前記Ｖ４、前記Ｖ５、前記Ｖ６及び前記Ｖ７で基準出力電圧ベクトルを構成し、前記Ｖ１と、前記Ｖ１と隣接する前記Ｖ２とに挟まれた第１領域をセクタ１とし、前記Ｖ２と、前記Ｖ２と隣接する前記Ｖ３とに挟まれた第２領域をセクタ２とし、前記Ｖ３と、前記Ｖ３と隣接する前記Ｖ４とに挟まれた第３領域をセクタ３とし、前記Ｖ４と、前記Ｖ４と隣接する前記Ｖ５とに挟まれた第４領域をセクタ４とし、前記Ｖ５と、前記Ｖ５と隣接する前記Ｖ６とに挟まれた第５領域をセクタ５とし、前記Ｖ６と、前記Ｖ６と隣接する前記Ｖ１とに挟まれた第６領域をセクタ６とし、前記目標電圧ベクトルＶが、前記セクタ１、前記セクタ２、前記セクタ３、前記セクタ４、前記セクタ５又は前記セクタ６のいずれに属するかに従って、セクタ番号ｎが決定され、前記目標電圧ベクトルＶが前記セクタ１に属していれば、前記セクタ番号ｎを１と判定し、前記目標電圧ベクトルＶが前記セクタ２に属していれば、前記セクタ番号ｎを２と判定し、前記目標電圧ベクトルＶが前記セクタ３に属していれば、前記セクタ番号ｎを３と判定し、前記目標電圧ベクトルＶが前記セクタ４に属していれば、前記セクタ番号ｎを４と判定し、前記目標電圧ベクトルＶが前記セクタ５に属していれば、前記セクタ番号ｎを５と判定し、前記目標電圧ベクトルＶが前記セクタ６に属していれば、前記セクタ番号ｎを６と判定し、前記交流モータからの回転子の前記回転角θ、前記補正後ｄ軸電圧指令値、及び前記補正後ｑ軸電圧指令値の関係から得られる位相δに基づいて、前記目標電圧ベクトルＶの静止座標系における回転角γを算出し、サンプリング期間、前記目標電圧ベクトルＶの絶対値、及び前記インバータの直流電圧を、それぞれＴｓ、｜Ｖ｜及びＶｄ��とし、第０期間、第１期間、及び第２期間を、それぞれＴ０、Ｔ１、及びＴ２とし、前記Ｔ０、前記Ｔ１及び前記Ｔ２の合計が、前記サンプリング期間である前記Ｔｓとし、前記セクタ番号ｎおよび前記回転角γ、並びに前記サンプリング期間である前記Ｔｓ、前記目標電圧指令ベクトルの絶対値である前記｜Ｖ｜、及び前記インバータの直流電圧である前記Ｖｄｃに基づいて、前記Ｔ０、前記Ｔ１、及び前記Ｔ２を算出し、前記Ｔ０、前記Ｔ１、及び前記Ｔ２に基づいて、前記インバータの前記６つのスイッチ素子を制御する制御信号から成るスイッチングパターンを生成し、前記モータ部に前記スイッチングパターンを供給する空間ベクトル変調と、を備えることにより達成される。
【００１１】
本発明の上記目的は、前記空間ベクトル変調は、前記セクタ番号ｎおよび前記回転角γを用いて、規定された前記サンプリング期間Ｔｓに、
0006617500.tif 000002
および
0006617500.tif 000003
を用いて算出された期間の前記Ｔ１および前記Ｔ２に基づいて算出されたスイッチングパルス幅とその出力タイミングに変換された前記スイッチングパターンを、次のサンプリング期間Ｔｓに、前記スイッチングパターンを出力することにより、
或いは、前記空間ベクトル変調は、前記セクタ番号ｎに対応した、角度の定義域の範囲に限定された正弦関数テーブルを記憶する記憶部を備えることで、該記憶部のメモリ容量を削減することができ、前記正弦関数テーブルを参照することによって、前記スイッチングパターンＳ１〜Ｓ６を迅速かつ簡便に演算することにより、
或いは、前記セクタ番号ｎ対応した、前記角度の定義域の範囲ψを、π／３≦ψ＜π[ｒａｄ]とすることにより、
或いは、前記サンプリング期間の逆数であるサンプリング周波数を１０ｋＨｚ以上と設定することで、３角波キャリア比較方式が発生するデューティ比と同等のデューティ比を発生できるモータ制御を行うことにより、
或いは、前記交流モータのＵ相電流、およびＶ相電流を検出し、前記交流モータの角度を検出するセンサのデータに基づいて、回転角θおよび回転角速度ωを算出し、前記回転角θに基づいて、前記Ｕ相電流、および前記Ｖ相電流をｄ軸測定電流およびｑ軸測定電流に座標変換し、ｄ軸電流指令値および前記ｄ軸測定電流に基づいて算出されたｄ軸電流偏差に基づいて、ｄ軸電圧指令値を算出し、
ｑ軸電流指令値および前記ｑ軸測定電流に基づいて算出されたｑ軸電流偏差に基づいて、ｑ軸電圧指令値を算出し、
前記ｄ軸測定電流、前記ｑ軸測定電流、および前記回転角θに基づいて、ｄ軸補償項、およびｑ軸補償項を生成し、前記ｄ軸電圧指令値と前記ｄ軸補償項に基づいて、算出された補正後ｄ軸電圧指令値、および前記ｑ軸電圧指令値と前記ｑ軸補償項に基づいて、算出された補正後ｑ軸電圧指令値に基づいて、前記目標電圧ベクトルＶを決定し、π／３［ｒａｄ］ずつ位相の異なる６つの非零電圧ベクトルを、それぞれＶ１、Ｖ２、Ｖ３、Ｖ４、Ｖ５、Ｖ６とし、零電圧ベクトルをＶ０及びＶ７とし、前記Ｖ０、前記Ｖ１、前記Ｖ２、前記Ｖ３、前記Ｖ４、前記Ｖ５、前記Ｖ６及び前記Ｖ７で基準出力電圧ベクトルを構成し、前記Ｖ１と、前記Ｖ１と隣接する前記Ｖ２とに挟まれた第１領域をセクタ１とし、前記Ｖ２と、前記Ｖ２と隣接する前記Ｖ３とに挟まれた第２領域をセクタ２とし、前記Ｖ３と、前記Ｖ３と隣接する前記Ｖ４とに挟まれた第３領域をセクタ３とし、前記Ｖ４と、前記Ｖ４と隣接する前記Ｖ５とに挟まれた第４領域をセクタ４とし、前記Ｖ５と、前記Ｖ５と隣接する前記Ｖ６とに挟まれた第５領域をセクタ５とし、前記Ｖ６と、前記Ｖ６と隣接する前記Ｖ１とに挟まれた第６領域をセクタ６とし、目標電圧ベクトルＶが、前記セクタ１、前記セクタ２、前記セクタ３、前記セクタ４、前記セクタ５又は前記セクタ６のいずれに属するかに従って、セクタ番号ｎが決定され、前記目標電圧ベクトルＶが前記セクタ１に属していれば、前記セクタ番号ｎを１と判定し、前記目標電圧ベクトルＶが前記セクタ２に属していれば、前記セクタ番号ｎを２と判定し、前記目標電圧ベクトルＶが前記セクタ３に属していれば、前記セクタ番号ｎを３と判定し、前記目標電圧ベクトルＶが前記セクタ４に属していれば、前記セクタ番号ｎを４と判定し、前記目標電圧ベクトルＶが前記セクタ５に属していれば、前記セクタ番号ｎを５と判定し、前記目標電圧ベクトルＶが前記セクタ６に属していれば、前記セクタ番号ｎを６と判定し、前記交流モータからの回転子の前記回転角θ、前記補正後ｄ軸電圧指令値、及び前記補正後ｑ軸電圧指令値の関係から得られる位相δに基づいて、前記目標電圧ベクトルＶの静止座標系における回転角γを算出し、サンプリング期間、前記目標電圧ベクトルＶの絶対値、及び前記インバータの直流電圧を、それぞれＴｓ、｜Ｖ｜及びＶｄｃとし、第０期間、第１期間、及び第２期間を、それぞれＴ０、Ｔ１、及びＴ２とし、前記Ｔ０、前記Ｔ１及び前記Ｔ２の合計が、前記サンプリング期間である前記Ｔｓとし、前記セクタ番号ｎおよび前記回転角γ、並びに前記サンプリング期間である前記Ｔｓ、前記目標電圧指令ベクトルの絶対値である前記｜Ｖ｜、及び前記インバータの直流電圧である前記Ｖｄｃに基づいて、前記Ｔ０、前記Ｔ１、及び前記Ｔ２を算出し、前記Ｔ０、前記Ｔ１、及び前記Ｔ２に基づいて、前記インバータの前記６つのスイッチ素子を制御する制御信号から成るスイッチングパターンを生成し、モータ部に前記スイッチングパターンを供給することで、前記交流モータのベクトル制御を行うことにより、
或いは、電動パワーステアリング装置および車両に対して、上記の電動パワーステアリング制御装置を用いることより効果的に達成される。
【発明の効果】
【００１２】
本発明の電動パワーステアリング制御装置によれば、セクタ番号ｎに対応した、角度の定義域の範囲に限定された正弦関数テーブルを記憶する記憶部を備えることにより、該記憶部のメモリ容量の削減することができ、正弦関数テーブルを参照することによって、インバータのスイッチ素子を制御するスイッチングパターンを迅速かつ簡便に演算して、交流モータのベクトル制御を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明の第１実施形態における、ｄ−ｑ座標と３相座標との関係を表す説明図である。
【図２】本発明の第１実施形態における、ｄ−ｑ座標系の電流ベクトルを表す説明図である。
【図３】本発明の第１実施形態における、電動パワーステアリング制御装置における、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値指令電流の入力から、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相に対する電圧指令値をモータに入力するまでの全体ブロック図である。
【図４】本発明の第１実施形態における、パワーステアリング制御装置が採用モータの内部構成を示すブロック図である。
【図５】本発明の第１実施形態における、３相／２相変換のブロック図である。
【図６】本発明の第１実施形態における、非干渉制御のブロック図である。
【図７】本発明の第１実施形態における、α―β座標系、ｄ−ｑ座標系、回転角θと３相座標系との関係を表す説明図である。
【図８】本発明の第１実施形態における、各セクタ（ｓｅｃｔｏｒ）、基準電圧ベクトル（Ｖ１〜Ｖ６）、電気角γと目標電圧ベクトルＶ＝（ｖα、ｖβ）との関係を表す説明図である。
【図９】本発明の第１実施形態における、目標電圧ベクトルＶ＝（ｖα、ｖβ）がセクタ１に存在する場合のインバータ４１のスイッチ素子を制御するＳ１、Ｓ３、Ｓ５のスイッチングパターンである。
【図１０】本発明の第１実施形態におけるパワーステアリング制御方法のフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
本発明に係る電動パワーステアリング制御装置の第１実施形態について説明する。
【００１５】
本発明において使用されるモータは、表面磁気同期モータ（ＳＰＭＳＭ：Surface  Permanent  Magnet  Synchronous  Motor）、埋込磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ：Interior  Permanent  Magnet  Synchronous  Motor）のいずれでも良いが、第１実施形態では、埋込磁石同期モータを使用したものを示す。埋込磁石同期モータは、ステータに電機子巻線を設け、ロータの内部に永久磁石を埋め込んだ突極性を有する永久磁石同期モータである。埋込磁石同期モータは、図１に示すように、ロータ１０に設けられた永久磁石の磁界が貫く方向（Ｎ極の向き）にｄ軸、ｄ軸に直交する方向（ｄ軸に対して回転角がπ／２だけ進んだ方向）にｑ軸を定めたｄ−ｑ座標系を用いた電流ベクトル制御により３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ相）への通電が制御される。ｄ−ｑ座標系は、ロータ１０の回転と同期して回転する回転座標であり、ステータのＵ相コイル１１を貫く軸とｄ軸との成す角度θが回転角となる。従って、ｄ−ｑ座標系を用いた電流ベクトル制御においては、回転角θに基づいて通電制御が行われる。図２に示すように、ｄ−ｑ座標系におくる電流ベクトルｉｄｑ２０は、ｄ軸電流成分のｉｄ２１およびｑ軸電流成分のｉｑ２２に分解される。
【００１６】
図３は、本実施形態の電動パワーステアリング制御装置３０の機能を表す制御ブロック図であり、制御ブロック図の各構成についての機能を説明する。
【００１７】
交流モータの制御装置は、界磁に永久磁石を利用する永久磁石式モータのような交流モータにおいて、交流モータの電機子に流れる電流を測定して、この測定値を回転子に同期して回転する直交座標、すなわちｄ−ｑ座標系に変換して、このｄ−ｑ座標上で電流の指令値と測定値との偏差がゼロとなるようにフィードバック制御を行う。このような交流モータの制御装置では、ｄ−ｑ座標系上でのｄ軸電流指令値ｉd0およびｑ軸電流指令値ｉq0と、ｄ軸電流測定ｉdmとｑ軸測定電流ｉqmの各偏差ΔｉdおよびΔｉqから、例えばＰＩ制御動作によりｄ−ｑ座標上でのｄ軸電圧指令値Ｖdpiおよびｑ軸電圧指令値Ｖqpiが演算される。次に、これらのｄ軸電圧指令値Ｖdpiおよびｑ軸電圧指令値Ｖqpiから、交流モータの各相、すなわちＵ相，Ｖ相，Ｗ相の３相に供給される相電圧に対応するスイッチング指令値ＶU，ＶV，ＶWが演算される。そして、これらの各スイッチング指令値ＶU，ＶV，ＶWが、例えば、図４に示すような、ＩＧＢＴ（Insulated  Gate  Bipolar  Transistor）等のスイッチング素子からなるインバータに対し、スイッチング指令として入力され、直流電源から供給される電圧を、インバータを介して、これらのスイッチング指令に応じて、交流モータを駆動するための交流電力が出力される。
【００１８】
本実施形態の電動パワーステアリング制御装置３０において、ｄ−ｑ座標系における電流ベクトルｉdqは、ｑ軸方向の電機子電流成分であるｑ軸電流ｉqと、ｄ軸方向の電機子電流成分であるｄ軸電流ｉdとに分けて表される。埋込磁石同期モータにおいては、ｄ軸電流とｑ軸電流とで表される電流ベクトル制御により、例えば、同一電流に対して発生トルクを最大にする最大トルク制御、任意の負荷条件に対して損失を最小にする最大効率制御、力率を１にする力率１制御、ｄ軸電流を常にゼロに保つｄ軸電流ゼロ制御などを行うことができる。
【００１９】
モータ３１については、モータ３１の内部には、埋込磁石同期モータ４０、インバータ４１、電流センサ４２ａおよび４２ｂ、回転角検出部４３、回転速度検出部４４が設けられており、モータ３１は、パワーステアリング制御装置の駆動用として用いられる。さらに、インバータ４１は、ＭＯＳ−ＦＥＴ等のスイッチ素子を用いて３相のブリッジ回路を構成したもので、スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ６の開閉制御信号Ｓ１〜Ｓ６のスイッチングパターンによりスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ６のデューティ比が制御されて、埋込磁石同期モータ４０の３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に流す電流を調整する。インバータ４１から埋込磁石同期モータ４０に電力を供給する３相パワーラインには、電流センサ４２ａおよび４２ｂが設けられており、電流センサ４２ａおよび４２ｂにより３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ相）のＵ相電流値ｉｕ、Ｖ相電流値ｉｖ、およびＷ相電流値ｉｗが検出される。尚、３相の電流値の合計はゼロ（ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０）になるため、２相にのみ電流センサを設けて、残りの１相については、計算により検出するようにしてもよい。
【００２０】
本実施形態のパワーステアリング制御装置における、モータ３１内に回転角センサを設けて、埋込磁石同期モータ４０の回転角θを検出する回転角検出部４３を備えており、例えば、レゾルバおよびレゾルバ・インターフェース回路を備える構成であってもよい。また、角速度ωについては、回転角θを時間微分するような回転速度検出部４４を備えることにより検出することができる。
【００２１】
３相／２相変換３２は、モータ３１から供給されるＵ相電流値ｉｕ、およびＶ相電流値ｉｖおよび回転角θを用いて、ｉｕおよびｉｖを座標変換して、ｄ−ｑ座標系における測定電流値ｉdmおよびｉqmに変換するものである。この変換機能を、数式を用いて説明する。３相／２相変換３２は、数１のように３相交流回路におけるＵ相電流値ｉｕ、Ｖ相電流値ｉｖ、およびＷ相電流値ｉｗを座標変換を行い、静止座標系である２相直交座標系（α−β座標系）におけるα軸電流ｉαおよびβ軸電流ｉβに変換して、数２のような演算を行い、最終的には、α軸電流ｉαおよびβ軸電流ｉβを、回転座標系であるｄ−ｑ座標系におけるｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑに座標変換するものである。
【００２２】
なお、３相交流回路におけるＵ相電流値ｉｕ、Ｖ相電流値ｉｖ、およびＷ相電流値ｉｗは、数１のように、静止座標系である２相直交座標系におけるα軸電流ｉαおよびβ軸電流ｉβに座標変換をされるが、ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０の関係を用いて、ｉｗを消去すると、数２に変換される。
【００２３】
【数１】
0006617500.tif 000004
【００２４】
【数２】
0006617500.tif 000005
そして、数２を数３〜数５のように変形をして、α軸電流ｉαおよびβ軸電流ｉβを、ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑに座標変換する数５が得られる。
【００２５】
【数３】
0006617500.tif 000006
【００２６】
【数４】
0006617500.tif 000007
【００２７】
【数５】
0006617500.tif 000008
数５の２×２行列をｓｉｎで表現しているため、回転角θに応じた正弦関数の演算を予め記憶したルックアップテーブルによって効率よく算出することができる。図５に３相／２相変換のブロック図を示し、４つの正弦関数演算部５１〜５４と２つの加算器５５ａ、５５ｂ、２つの比例ゲイン５６ａ、５６ｂで構成されている。
【００２８】
ＰＩ制御を行う、加算器３３ａ、３３ｂおよびｄ軸ＰＩ制御３４ａおよびｑ軸ＰＩ制御３４ｂにおいては、ｄ軸電流指令値ｉd0およびｑ軸電流指令値ｉq0と、上述のように３相／２相変換して算出されたｄ軸測定電流ｉdmおよびｑ軸測定電流ｉqmとから得られたｄ軸電流偏差Δｉdおよびｑ軸電流偏差Δｉqに基づいて、ｄ軸ＰＩ制御およびｑ軸ＰＩ制御は、それぞれｄ軸電圧指令値ｖdpiおよびｑ軸電圧指令値ｖqpiを生成する。例えば、ＰＩ制御を用いて、ｄ軸ＰＩ制御により偏差Δｉdを制御増幅してｄ軸電圧指令値ｖdpiを算出し、ｑ軸ＰＩ制御は、偏差Δｉqを制御増幅してｑ軸電圧指令値ｖqpiを算出する。
【００２９】
なお、本発明においては、ｄ軸およびｑ軸を制御するものは、ｄ軸ＰＩ制御３４ｂおよびｑ軸ＰＩ制御３４ｂに限定されるものではなく、例えば、ＰＩ制御に代えて、Ｐ制御を適用することもできる。
【００３０】
非干渉制御３５は、フィードフォワード制御により、ｄ軸およびｑ軸の干渉、並びに逆起電力の影響を打ち消すための補正値を算出するものである。すなわち、非干渉制御３５は、ｄ軸とｑ軸との間で干渉し合う速度起電力成分を相殺してｄ軸及びｑ軸を独立して制御するために、ｄ軸及びｑ軸に対する各干渉成分を相殺するｄ軸補償項ｖdk及びｑ軸補償項Ｖqkを算出することができる。非干渉制御の基本となる数６は上述したｄ−ｑ座標系において成立するモータの状態方程式である。
【００３１】
【数６】
0006617500.tif 000009
数６の右辺第１項の１行２列の項（−ωＬｑ）は、ｑ軸電機子反作用を表し、ｑ軸電流ｉｑがｄ軸電圧ｖｄに影響を与える干渉項となる。また、２行１列の項（ωＬｄ）は、ｄ軸電機子反作用を表し、ｄ軸電流ｉｄがｑ軸電圧ｖｑに影響を与える干渉項となる。数６において、Ｒａは電機子巻線抵抗、ｐは微分演算子、ωは電気角速度、φuは永久磁石による電機子鎖交磁束、Ｌｑはｑ軸インダクタンス、Ｌｄはｄ軸インダクタンスを表す。なお、非干渉制御３５には、ｄ軸測定電流ｉdmおよびｑ軸測定電流ｉqmと、モータ３１から出力される角速度とが供給されており、また、ｄ軸インダクタンスＬｄ及びｑ軸インダクタンスＬｑの値が保持されている。
【００３２】
なお、ωｅは電機子の電気角速度であるが、本発明の実施形態においては、埋込磁石同期モータ３１の回転子の極対数が１である場合、回転角θ、角速度ωは、それぞれ電気角θｅ、電気角速度ωｅと等しい。また、モータ３１の回転子の極対数がｎである場合、回転角θ、角速度ωは、それぞれ電気角ｎ×θｅ、電気角速度ｎ×ωｅと等しい。
【００３３】
非干渉制御３５から出力されたｄ軸補償項Ｖdkと、ｄ軸ＰＩ制御３４ａから出力されたｄ軸電圧指令値ｖdpiとは加算器３６ａに入力されており、非干渉制御３５から出力されたｑ軸補償項ｖqkと、ｑ軸ＰＩ制御３４ｂから出力されたｑ軸電圧指令値ｖqpiとは減算器３６ｂに入力される。そして、加算器３６ａはｄ軸補償項ｖdkとｄ軸電圧指令値ｖdpiとを加算して得た値を補正後ｄ軸電圧指令値ｖdとして、空間ベクトル変調に供給する。同様に、減算器３６ｂはｑ軸補償項ｖqkとｄ軸電圧指令値ｖqpiとを減算して得た値を、補正後ｑ軸電圧指令値ｖqとして、空間ベクトル変調に供給する。
【００３４】
補正後ｄ軸電圧指令値ｖd、および補正後ｑ軸電圧指令値ｖqを演算する非干渉制御については、数７のように表現することができる。また、数７に基づいた回路方程式による回路ブロックを構成することができ、図６に例を１つ示すように、２つの乗算器６１ａ、６１ｂ、３つの比例ゲイン６２、６３、６４、１つの加算器６５を使用して構成することができる。
【００３５】
なお、本発明においては、非干渉制御３５は必須のものではなく、非干渉制御３５を設けなくとも、実施することができる。したがって、第１実施形態における制御ブロック図を示した図３において、非干渉制御３５、加算器３６ａおよび減算器３６ｂを削除し、ｄ軸ＰＩ制御３４ａおよびｑ軸ＰＩ制御３４ｂのそれぞれの出力を空間ベクトル変調３７に直接供給するような構成であっても実施することができる。
【００３６】
【数７】
0006617500.tif 000010
空間ベクトル変調３７は、補正後ｄ軸電圧指令値ｖdおよび補正後ｑ軸電圧指令値ｖq、回転角θ、および１〜６のセクタ番号ｎに基づいて、以下に示すような座標変換を行い、インバータ４１のスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ６開閉を制御する、セクタに対応したスイッチングパターンＳ１〜Ｓ６をモータ３１に供給することによって、モータ３１の回転を制御する機能を有する。
【００３７】
先ず座標変換については、空間ベクトル変調において、ＶdおよびＶqは、数８に基づいて、α−β座標系における電圧ベクトルＶαおよびＶβに座標変換が行われる。なお、θはモータ３１が備える位置または角度センサに基づいて回転角検出部４３から供給される回転角θである。この座標変換に用いる座標軸および回転角θの関係については図７に示す。
【００３８】
【数８】
0006617500.tif 000011
そして、ｄ−ｑ座標系における目標電圧ベクトルとα−β座標系における目標電圧ベクトルとの間には、数９のような関係が存在し、目標電圧ベクトルＶの絶対値は保存される。
【００３９】
【数９】
0006617500.tif 000012
空間ベクトル制御におけるスイッチングパターンでは、インバータ４１の出力電圧を、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６のスイッチングパターン、すなわちＳ１〜Ｓ６に応じて、図８の空間ベクトル図に示す８種類の離散的な基準電圧ベクトルＶ0〜Ｖ7（π／３［ｒａｄ］ずつ位相の異なる非零電圧ベクトルＶ1〜Ｖ6と零電圧ベクトルＶ0，Ｖ7）で定義する。そして、それら基準出力電圧ベクトルＶ0〜Ｖ7の選択とその発生時間を制御するようにしている。
【００４０】
また、隣接する基準出力電圧ベクトルによって挟まれた６つの領域を用いて、空間ベクトルを６つのセクタに分割することができ、目標電圧ベクトルＶは、６つのセクタのいずれか１つに属し、セクタ番号を割り当てることができる。
【００４１】
ＶαおよびＶβの合成ベクトルである目標電圧ベクトルＶが、α―β空間において正６角形に区切られた図８に示されたようなセクタ内のいずれに存在するかは、目標電圧ベクトルＶのα−β座標系における回転角γに基づいて求めることができる。また、回転角γはモータ３１からの回転子の回転角θとｄ−ｑ座標系におけるｖdおよびｖqの関係から得られる位相δの和として、すなわち、γ＝θ＋δとして決定される。
【００４２】
図９は、空間ベクトル制御におけるインバータ４１のスイッチングパターンによるデジタル制御で、インバータ４１から目標電圧ベクトルＶを出力させるために、スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ６に対する開閉制御信号Ｓ１〜Ｓ６（スイッチングパターン）におけるスイッチングパルス幅とそのタイミングを決定する基本的なタイミングチャートを示す。空間ベクトル変調３７は、規定されたサンプリング期間Ｔｓごとに演算などをサンプリング期間Ｔｓ内で行い、その演算結果を次のサンプリング期間Ｔｓにて、スイッチングパターンＳ１〜Ｓ６における各スイッチングパルス幅とそのタイミングに変換して出力する。
【００４３】
空間ベクトル変調３７は、目標電圧ベクトルＶに基づいて求められたセクタ番号に応じたスイッチングパターンＳ１〜Ｓ６を生成する。図９には、セクタ番号１（ｎ＝１）の場合における、インバータ４１のスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチングパターンＳ１〜Ｓ６の１例が示されている。信号Ｓ１、Ｓ３およびＳ５は、Ｕｐｐｅｒ  Ｓｗｉｔｃｈに対応するスイッチＱ１、スイッチＱ３およびスイッチＱ５のゲート信号を示している。また、信号Ｓ２、Ｓ４およびＳ６は、Ｌｏｗｅｒ  Ｓｗｉｔｃｈに対応するスイッチＱ２、スイッチＱ４およびスイッチＱ６のゲート信号を示している。横軸は時間を示しており、Ｔｓはスイッチング周期に対応し、８期間に分割され、Ｔ０／４、Ｔ１／２、Ｔ２／２、Ｔ０／４、Ｔ０／４、Ｔ０／２、Ｔ１／２およびＴ０／４で構成される期間である。  また、期間Ｔ１および期間Ｔ２については、それぞれ数１２および数１４にように示され、セクタ番号ｎおよび回転角γに依存する時間である。
【００４４】
期間Ｔ１に関しては、数１０から変形し、数１１を経て、数１２が得られる。同様に、期間Ｔ２に関しては、数１３から変形し、数１４が得られる。
【００４５】
そうすると、空間ベクトル変調３７は、１、２〜６のセクタ番号ｎと回転角γの基づいて演算を行って、表１に示すようなスイッチングパターンを求めるものである。
【００４６】
【数１０】
0006617500.tif 000013
【００４７】
【数１１】
0006617500.tif 000014
【００４８】
【数１２】
0006617500.tif 000015
【００４９】
【数１３】
0006617500.tif 000016
【００５０】
【数１４】
0006617500.tif 000017
なお、Ｔ０については、ＴＳ＝Ｔ１＋Ｔ２＋Ｔ０の関係から一義に決定されるものである。
【００５１】
【表１】
0006617500.tif 000018
表１にまとめたスイッチングパターンについて補足すると、例えば、セクタ番号１に対応するスイッチングパターンに着目すると、インバータ４１のＵｐｐｅｒ  Ｓｗｉｔｃｈに関して、Ｓ１＝Ｔ１＋Ｔ２＋Ｔ０／２、Ｓ３＝Ｔ２＋Ｔ０／２およびＴ５＝Ｔ０／２と記載され、インバータ４１のＬｏｗｅｒ  Ｓｗｉｔｃｈに関して、Ｓ２＝Ｔ０／２、Ｓ４＝Ｔ１＋Ｔ０／２、およびＳ６＝Ｔ１＋Ｔ２＋Ｔ０／２と記載されている。スイッチ素子Ｑ１の開閉については、Ｓ１＝（Ｔ１／２）*２＋（Ｔ２／２）*２＋（Ｔ０／４）*２と等価であり、すなわち期間Ｔ１／２、期間Ｔ２／２および期間Ｔ０／４を合わせた期間がスイッチ素子Ｑ１のスイッチオン状態であることに対応する。そして、期間Ｔ０／４についてはＴ２／２に挟まれた２つの期間Ｔ０／４がＳ１スイッチオン状態となるよう設定される。同様に、スイッチ素子Ｑ２の開閉については、Ｓ２＝（Ｔ０／４）*２と等価であり、すなわち期間Ｔ０／４がスイッチ素子Ｑ２のスイッチオン状態であることに対応する。なお、期間Ｔ０／４についてはＴ２／２に挟まれた２つの期間Ｔ０／４がＳ１スイッチオン状態となるよう設定される。Ｌｏｗｅｒ  Ｓｗｉｔｃｈに関しても同様である。
【００５２】
次に、本発明の実施形態における電動パワーステアリング制御装置の各構成が行う処理を図１０のフローチャートを参照して説明する。先ず、減算器３３ａは、ｄ軸電流指令値ｉd0を読み込み、減算器３３ｂは、ｑ軸電流指令値ｉq0を読み込む（ステップＳ１１）。また、モータ３１内において、位置または角度センサのデータに基づいて、回転角θおよび回転角速度ωを算出し、回転角θを３相／２相変換３２および空間ベクトル変調３７に供給し、また、回転角速度ωを非干渉制御３５に供給する（ステップＳ１２）。そして、モータ３１内において、Ｕ相、Ｖ相電流（ｉU、ｉV）を検出し、３相／２相変換３２に供給する（ステップＳ１３）。それに続き、３相／２相変換３２は、Ｕ相、Ｖ相電流（ｉU、ｉV）を回転角θに基づいて、ｄ−ｐ軸測定電流（ｉdm、ｉqm）に変換する（ステップＳ１４）。ここで、減算器３３ａは、ｄ軸電流指令値（ｉd0）およびｄ軸測定電流（ｉdm）に基づいて、ｄ軸電流偏差（Δｉd）を算出し、ｐ軸ＰＩ制御に供給する。同様に、減算器３３ｂは、ｑ軸電流指令値（ｉd0）およびｑ軸測定電流（ｉqm）に基づいて、ｑ軸電流偏差（Δｉq）を算出し、ｑ軸ＰＩ制御に供給する（ステップＳ１５）。これによって、ｄ軸ＰＩ制御３４ａは、ｄ軸電圧指令値（ｖdpi）を算出し、ｑ軸ＰＩ制御３４ｂは、ｑ軸電圧指令値（ｖqpi）を算出する（ステップＳ１６）。また、非干渉制御３５は、ｄ−ｐ軸測定電流（ｉdm、ｉqm）、および回転角θに基づいて、ｄ軸補償項ｖdkを生成し、加算器３６ａに供給し、ｑ軸補償項ｖqkを生成し、減算器３６ｂに供給する（ステップＳ１７）。さらに、加算器３６ａは、ｄ軸電圧指令値（ｖdpi）とｄ軸補償項ｖdkに基づいて、補正後ｄ軸電圧指令値（ｖd）を生成し、減算器３６ｂは、ｑ軸電圧指令値（ｖdpi）とｑ軸補償項Ｖqkに基づいて、補正後ｑ軸電圧指令値（ｖq）を生成し、空間ベクトル変調に供給する（ステップＳ１８）。そして、サンプリング期間Ｔｓ内に、空間ベクトル変調３７は、補正後ｄ軸電圧指令値（ｖd）、および補正後ｑ軸電圧指令値（ｖq）に基づいて、空間ベクトルのセクタ番号ｎを判定し、回転角γを算出し、ｎおよびγに基づいて、スイッチングパターンＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ５およびＳ６（すなわち、モータ制御をする３相指令信号ＶＵ、ＶＶ、ＶＷおよびそれらの反転信号に相当する）を生成し、モータ３１に供給する（ステップＳ１９）。
【００５３】
次に、本発明に係る電動パワーステアリング制御装置の第２実施形態について説明する。第１実施形態においては、空間ベクトル変調は、１、２〜６のセクタ番号ｎと回転角γの基づいて、数１２および数１４に示されたような期間Ｔ１および期間Ｔ２についての演算を行って、スイッチングパターンを求めるが、演算処理自体が煩雑なものである。第２実施形態においては、上述のような演算処理を効率的に行う方法について述べる。
【００５４】
期間Ｔ１の数１２及び期間Ｔ２の数１４を計算する際、ｓｉｎγおよびｃｏｓγの係数は、セクタ番号ｎに応じた数値として、事前に設定することができ、これを表２に示す。
【００５５】
【表２】
0006617500.tif 000019
表２の結果を利用して、数１２のＴ１および数１４のＴ２を計算して、各セクタにおけるスイッチングパターンを演算した結果を、表３のようにまとめることができる。なお、係数Ｋについて、Ｔｓはスイッチング期間、｜Ｖ｜は電圧ベクトル絶対値、Vdcはインバータの直流電圧である。
【００５６】
表３に示すようなスイッチングパターンＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ５およびＳ６を計算する場合、三角関数は正弦関数で統一されており、各セクタにおいて、角度の変換の範囲が６０°以内に限定されているため、予め記憶すべき正弦関数テーブルは限定されるから、演算結果を記憶しているメモリの規模を削減することができる利点を有する。例えば、セクタ番号１（ｎ＝１）においては、回転角γの変化する範囲は、０°≦γ＜６０°である。その際、（γ＋π／３）および（γ＋２π／３）が変化する範囲は、それぞれ６０°≦（γ＋π／３）＜１２０°、１２０°≦（γ＋２π／３）＜１８０°であるから、セクタ番号１（ｎ＝１）のときに使用する正弦関数は、限られた６０°〜１８０°（π／３〜π）の範囲における正弦関数テーブルを予め用意すれば十分であるから、正弦関数テーブルのメモリ容量の削減することができ、正弦関数テーブルを参照することによって、スイッチングパターンＳ１〜Ｓ６を迅速かつ簡便に演算し得るという利点を有する。
【００５７】
また、実装に際して、スイッチング周期Ｔｓを従来の３角波キャリア比較方式に用いられる３角波キャリアの周期程度に設定することは容易に行うことができるから、表３の示すスイッチングパターンＳ１〜Ｓ６は、従来の３角波比較方式と同様のデューティ比を発生することができ、すなわち３角波比較方式と同等のモータ制御をすることができる。また、スイッチング周期Ｔｓの逆数、すなわちその周波数に関して、従来の３角波キャリア比較方式に用いられる３角波キャリアの周波数に照らして、例えば、数ｋＨｚ〜２０ｋＨｚとしても良い。
【００５８】
また、正弦関数テーブルについては、数８のようにα−β座標系からｄ−ｑ座標系に座標変換する際、また数８とは逆のｄ−ｑ座標系からα−β座標系に座標変換する際に使用する０≦θ＜π／２の範囲の正弦関数テーブルを利用すれば、正弦関数テーブルに使用するメモリ容量をさらに削減することができる。
【００５９】
また、表３の各セクタにおけるスイチングパターンにおいて、セクタ１とセクタ４、セクタ２とセクタ５、セクタ３とセクタ６は全く同じ計算式を使っていることがわかる。このため、セクタ１とセクタ４、セクタ２とセクタ５、セクタ３とセクタ６を同じ計算式とすることも可能となるため、例えば、セクタ１とセクタ４は同じ処理をすれば良く、処理の簡略化をすることができる。また、例えばセクタ１において、数１５のような正弦関数を考えると、ｓｉｎθ、ｃｏｓθは、モータ電気角から決定され、数５または数８においても使用しているため、この場合は既にルックアップテーブルにより求められていることになるので、定数とみなすことができる。
【００６０】
【表３】
0006617500.tif 000020
【００６１】
【数１５】
0006617500.tif 000021
この場合は、数１５は定数ａ、ｂを用いて、ａ・ｓｉｎδ＋ｂ・ｃｏｓδとすることができる。ここで、図２の２０、２１および２２の関係より、Ｖｓｉｎδ＝ｖｑ、Ｖｃｏｓδ＝−ｖｄのように変形することで、更に簡単にスイッチングパターンを計算することもできる。
【符号の説明】
【００６２】
１０  ロータ（回転子）
１１  ステータのＵ相コイル
１２  ステータのＶ相コイル
１３  ステータのＷ相コイル
２０  電流ベクトルｉｄｑ
２１  ｄ軸電流成分のｉｄ
２２  ｑ軸電流成分のｉｑ
３０  電動パワーステアリング制御装置
３１  モータ
３２  ３相２相変換
３３ａ  加算器
３３ｂ  加算器
３４ａ  ｄ軸ＰＩ制御
３４ｂ  ｑ軸ＰＩ制御
３５  非干渉制御
３６ａ  加算器
３６ｂ  減算器
３７  空間ベクトル変調
４０  埋込磁石同期モータ
４１  インバータ
４２ａ  電流センサ、
４２ｂ  電流センサ
４３  回転角検出部
４４  回転速度検出部
６１ａ  乗算器
６１ｂ  乗算器
６２  Ｌｑ比例ゲイン
６３  Ｌｄ比例ゲイン
６４  φａ比例ゲイン
６５  加算器
【図１】
0006617500.tif 000024
【図２】
0006617500.tif 000025
【図３】
0006617500.tif 000026
【図４】
0006617500.tif 000027
【図５】
0006617500.tif 000028
【図６】
0006617500.tif 000029
【図７】
0006617500.tif 000030
【図８】
0006617500.tif 000031
【図９】
0006617500.tif 000032
【図１０】
0006617500.tif 000033