(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＬＬＣ共振型のＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣ／ＤＣコンバータと接続されるインバータと、を備えた太陽光発電向け電源装置であって、前記インバータ出力端を直列多重接続し
、前記ＤＣ／ＤＣコンバータは
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧が第１の所定電圧値よりも小さい場合に、前記インバータに出力される当該ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が一定値となるように昇圧動作を行い、前記ＤＣ／ＤＣコンバータは前記ＤＣ／ＤＣコンバータの前記第１の所定電圧値よりも大きな値に設定される第２の所定電圧値よりも大きい場合に、前記インバータに出力される当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が一定値となるように降圧動作を行うことを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記請求項１に記載の電源装置であって、前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、当該ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧が前記第１の所定電圧値以上であり、かつ前記第２の所定電圧値以下である場合に、当該ＤＣ／ＤＣコンバータの動作周波数が一定値となるように動作を行うことを特徴とする電源装置。
【請求項３】
前記請求項１に記載の電源装置であって、前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、当該ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧が前記第１の所定電圧値以上であり、かつ前記第２の所定電圧値以下である場合に、当該ＤＣ／ＤＣコンバータの動作周波数が昇圧動作周波数から降圧動作周波数まで変化するように動作を行うことを特徴とする電源装置。
【請求項４】
前記請求項１に記載の電源装置であって、前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、過負荷指令に基づき前記第２の所定電圧値を上昇させ、当該ＤＣ／ＤＣコンバータの動作周波数が一定値となる電圧範囲を拡大させることを特徴とする電源装置。
【請求項５】
前記請求項１から４のいずれか１項に記載の電源装置であって、前記インバータに２レベルインバータ構成を適用したことを特徴とする電源装置。
【請求項６】
前記請求項１から４のいずれか１項に記載の電源装置であって、前記インバータに３レベルインバータ構成を適用したことを特徴とする電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置及びその電力変換制御手段に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
系統連系向けの絶縁トランスは系統の周波数と同じ数十Ｈｚの低周波で駆動されているため、小型・軽量化が難しいという課題があった。近年、ＳＳＴ（ソリッドステートトランス）の高圧・大電力用途への適用が検討されている。ＳＳＴは高周波トランスと、高周波トランスを駆動し、出力もしくは入力は従来と同じ周波数の交流を出力するＤＣ／ＤＣコンバータやインバータといった電力回路の組み合わせ構成で従来のトランスを代替するものである。高周波トランスを数十〜数百ｋＨｚの高周波駆動することによって、電力回路を追加したＳＳＴの構成でも従来型トランス単体と比較して大幅な小型・軽量化を実現できる。
【０００３】
系統向けの電力用途として太陽光発電の導入が世界的に拡大しており、太陽光発電の電力を制御して系統へ出力する高性能なＰＣＳ（パワーコンディショニングシステム）が求められている。図２に従来の大出力向けＰＣＳの構成を示す。ＰＣＳは太陽光発電の直流電力が入力となり、三相インバータによって直流から三相交流電力へ変換し、昇圧トランスでＰＣＳから出力された三相交流電圧を数百Ｖから６．６ｋＶ以上に昇圧して、系統に出力するシステムである。ＰＣＳは太陽光発電の最大電力を系統に出力するためにＭＰＰＴ制御を行っている。ＭＰＰＴ制御による太陽光発電の電圧は天候によって大きく変化するため、三相インバータと太陽光発電の間に昇圧チョッパを設けてＭＰＰＴ制御による入力電圧変動に対応したものもある。
【０００４】
特許文献１には、直流の入力電源の電圧が変動しても昇圧コンバータの動作周波数をほぼ一定に維持して騒音や損失の増大を防止する系統連系インバータ装置が記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００１−２０９４４５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ＰＣＳの小型・軽量化を実現するためにＳＳＴを適用するには、太陽光発電の広範囲な電圧変動への対応、ＳＳＴ適用のための高周波化に対するＤＣ／ＤＣコンバータやインバータといった電力回路に使用されるパワーデバイスのスイッチング損失低減、三相インバータ出力端から昇圧トランスにおける低圧・大電流経路の小型・軽量化が必要である。
【０００７】
電圧変動は前述のような天候によるＭＰＰＴ電圧範囲に加えて、出力停止時のＯＣＶ（開路電圧）による電圧上昇もある。従来のＰＣＳ内のＤＣ／ＤＣコンバータやインバータには電解コンデンサやフィルムコンデンサが使われているが、電圧上昇時にもコンデンサの定格電圧を超過しないためには高耐圧のコンデンサを使用する必要がある。コンデンサは同サイズにおいても、高耐圧となるほどコンデンサの容量や許容リップル電流値が低下するため、小型・軽量化のためには定格電圧を低下させることが望ましい。
【０００８】
従来のＰＣＳ向けのパワーデバイスにはＩＧＢＴが一般的に使用されている。ＩＧＢＴは数百Ｖから数ｋＶの範囲の高耐圧に適した素子であるが、数ｋＨｚでのスイッチングが現実的であり、数十ｋＨｚでの駆動のためにはスイッチング損失の低減方法の開発が必要である。
【０００９】
前述の通り、三相インバータの出力電圧である数百Ｖを昇圧トランスで６．６ｋＶ以上に昇圧しているが、例えば三相インバータの出力電圧が２００Ｖ程度の場合、１ＭＷ出力のためには２０００Ａ以上に対応した出力配線が必要であり、配線や昇圧トランス１次側は大電流対応のため大型化する。よって、小型・軽量化のためには出力電流を低下させることが効果的である。
【００１０】
さらに、大規模用途向けのＰＣＳには１００％以上の過負荷に対する出力機能も求められるが、過負荷領域の高効率化を実現することで冷却器が増大することはないため、小型・軽量化に効果的となる。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
以上のような課題に対して本発明では、広範囲な電圧範囲に対応し、ＳＳＴ化による高周波駆動に伴うスイッチング損失を低減し、大電流や過負荷に対応した小型化を実現する電力変換装置を提案する。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、電圧変動幅を抑えながら、高周波化によるパワーデバイスのスイッチング損失を低減可能となる。また、出力電流値を大幅に削減することにより電流経路の小型化も実現できる。結果、従来の系統と同じ低周波で駆動されていた系統連系向けのトランスのＳＳＴ化が可能となるため、ＰＣＳの小型・軽量化を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明における第１の実施例の構成を説明する回路図である。
【図２】従来のＰＣＳの構成を説明する回路図である。
【図３】本発明における第１の実施例の構成において素子を変更した場合について説明する開路図である。
【図４】本発明における第１の実施例の構成において使用素子数を低減させた構成について説明する回路図である。
【図５】本発明における第１の実施例の制御方法を説明する図である。
【図６】本発明における第１の実施例の定周波制御時のスイッチング制御電圧と電流波形の関係について説明する図である。
【図７】本発明における第１の実施例の昇圧制御時のスイッチング制御電圧と電流波形の関係について説明する図である。
【図８】本発明における第１の実施例の降圧制御時のスイッチング制御電圧と電流波形の関係について説明する図である。
【図９】本発明における過負荷指令における制御方法を説明する図である。
【図１０】本発明における直列多重ＰＷＭ制御方法による出力波形について説明する図である。
【図１１】本発明における第２の実施例の構成について説明する回路図である。
【図１２】本発明における第２の実施例の構成において別回路を適用した場合について説明する図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下、本発明の電力変換装置およびその電力変換制御手段の実施例について、図を用いて説明する。
【実施例１】
【００１５】
まず、本実施例の構成について以下で説明する。
【００１６】
図１に本実施例の構成を示す。
【００１７】
本実施例の構成は、高圧（６．６ｋＶ系）へ連系する数百ｋＷから数ＭＷ級のＰＣＳ向けを想定している。
【００１８】
Ｈブリッジ型のＬＬＣ共振コンバータ１０の回路構成を高周波トランス１に適用し、Ｈブリッジダイオード整流後の直流出力をインバータ１２で系統へ交流出力する構成である。インバータ１２を直列接続した直列多重構成とすることで高圧出力に対応し、インバータ１２には１７００Ｖ、１２００Ｖ、６５０Ｖといった低圧のパワー半導体を使用可能となり、Ｖｄｃもパワー半導体に準じた電圧となるため、直流コンデンサも低圧のコンデンサを使用可能となる。
【００１９】
Ｈブリッジ型のＬＬＣ共振コンバータ１０は１０００Ｖ以下の低圧であるため、高周波駆動に適したＭＯＳＦＥＴを適用することを想定している。スイッチング周波数は数十ｋＨｚから数百ｋＨｚを想定している。使用するＭＯＳＦＥＴには高耐圧・高周波スイッチングに適したＳｉＣＭＯＳＦＥＴを適用しても構わないし、その他同様の機能を有するものであれば構わない。ＬＬＣ共振コンバータの２次側はダイオードによる平滑を想定している。Ｓｉのダイオードの他に、導通損失を低減させるためにＳｉ型のショットキーバリアダイオードやＳｉＣショットキーバリアダイオードを適用しても構わないし、ＳｉＣＭＯＳＦＥＴを同期させて使用することで損失低減させても構わないし、その他同様の機能を有するものであれば構わない。
【００２０】
トランス１１はＬＬＣ共振とするために、高周波トランス１の励磁インダクタンスＬｍに共振対応させたリーケージインダクタンスＬｒ２と共振コンデンサＣｒ３と接続される。リーケージインダクタンスＬｒ２は高周波トランス内の漏れ磁束の定数の調整が可能となる構造として高周波トランス内で一体化しても構わない。共振コンデンサＣｒ３はフィルムコンデンサを使用することを想定しているが、同様の機能を有するものであれば構わない。絶縁機能については後述する。
【００２１】
出力のインバータ１２はＬＬＣ共振コンバータの駆動周波数と比較して、直列多重ＰＷＭのスイッチング周波数が全体で数ｋＨｚ以下と低いため、図３のようにＩＧＢＴを適用しても構わない。図１に示すようにＳｉやＳｉＣのＭＯＳＦＥＴを適用しても構わないし、同様の機能を有するものであれば構わない。
【００２２】
また、ＬＬＣ共振コンバータ１０の駆動素子を半分とした場合を図４に示す。１次側の高周波トランス１に入力される電圧幅は図１のＨブリッジ型構成の１／２となるが、高周波トランスの巻き数比にて同様に調整可能である。
【００２３】
直列多重構成は相あたりでインバータ１２は８段から６段程度の直列数を想定している。インバータ１２の段数を少なくするため、Ｙ結線の構成を想定しているがΔ結線の構成でも実現可能である。Ｙ結線の場合は、線間電圧６．６ｋＶに対して相電圧は１／√３となり、相全体の直流電圧は√２倍が基準となるため、８段の場合のＶｄｃは６００〜７００Ｖとなり、前述したようにインバータ１２に１２００ＶのＭＯＳＦＥＴが使用可能な電圧となり、低圧素子で高圧出力を実現可能である。ＬＬＣ共振コンバータ１０が対地電圧に対して１０００Ｖ以下なのに対して、インバータ１２はフローティング接続となるため、トランス１１が系統の６．６ｋＶに対応した絶縁機能を有することを想定している。以上のような直列多重構成とすることで、従来の図２における昇圧が不要となり、電流経路の大幅な削減が可能となる。前述のように従来１ＭＷ出力時に２０００Ａ程度の電流経路が必要であったのが、１５２Ａ程度に低減可能であり、小型・軽量化を実現できる。
【００２４】
次に、本実施例における制御方法について述べる。
【００２５】
まず全体の出力制御方式として、図１０に直列多重構成における制御出力の一例について示す。直列多重ＰＷＭ方式であり、２レベルインバータのように電圧フルレンジの全域でＰＷＭ制御を行わず、各インバータ段の一部のみＰＷＭを行う方式である。低圧素子であるほどスイッチング損失は小さい傾向にあるため、本方式の採用により高効率化が実現可能となる。各インバータ１２のＶｄｃに応じて変調制御を中央制御において実行する。
【００２６】
図５に本実施例のＬＬＣコンバータ１０による各インバータ１２におけるＶｄｃ制御方法について示す。太陽光発電からの入力電圧Ｖｉｎに対し、太陽光発電出力は中段のグラフのように変化する。晴天から曇天（雨天含む）までの最大電力点電圧に対応した範囲において、ＬＬＣ共振コンバータの１次側ＭＯＳＦＥＴを駆動する制御周波数を一定（例えば２０ｋＨｚ）とし、Ｄｕｔｙ５０％（デッドタイム有）で駆動する。この場合の２次側出力電圧Ｖｄｃは入力電圧に比例して変化する特性となる。インバータの出力停止時のように入力電圧ＶｉｎがＯＣＶで上昇した場合は、入力電圧Ｖｉｎの上限電圧で制御周波数を増加、Ｄｕｔｙ５０％（デッドタイム有）不変で降圧制御となり、Ｖｄｃ電圧の上昇を抑制する。日照が悪く、最大電力点電圧がさらに低下した場合は、入力電圧Ｖｉｎ下限電圧で制御周波数を低下、Ｄｕｔｙ５０％（デッドタイム有）不変で昇圧制御となり、Ｖｄｃ電圧の下降を抑制する。
【００２７】
それぞれの制御周波数におけるＬＬＣコンバータ１次側ＭＯＳＦＥＴのスイッチング損失について以下で述べる。
【００２８】
図６に定周波制御におけるＭＯＳＦＥＴの駆動電圧ＳＷとＭＯＳＦＥＴを流れる電流Ｉの関係を示す。ＭＯＳＦＥＴのＯＮ時には電流ＩはＭＯＳＦＥＴのボディダイオードを通して逆方向に流れるため、ＺＶＳ（ゼロボルトスイッチング）となりＯＮ時のスイッチング損失は発生しない。ＯＦＦ時には電流Ｉはピークアウトして十分に低く抑えられるため、ＯＦＦ時のスイッチング損失も小さくなるため、定周波制御によって高効率なスイッチングが実現できる。
【００２９】
図７に昇圧制御におけるＭＯＳＦＥＴの駆動電圧ＳＷとＭＯＳＦＥＴを流れる電流Ｉの関係を示す。ＭＯＳＦＥＴのＯＮ時には電流ＩはＭＯＳＦＥＴのボディダイオードを通して逆方向に流れるため、ＺＶＳとなりＯＮ時のスイッチング損失は発生しない。ＯＦＦ時には電流ＩはリーケージインダクタンスＬｒ２による電流が流れるため、定周波制御時と比較して損失は増加するものの、周波数を低下させていることもあり、高効率なスイッチングが実現できる。
【００３０】
図８に降圧制御におけるＭＯＳＦＥＴの駆動電圧ＳＷとＭＯＳＦＥＴを流れる電流Ｉの関係を示す。ＭＯＳＦＥＴのＯＮ時には電流ＩはＭＯＳＦＥＴのボディダイオードを通して逆方向に流れるため、ＺＶＳ（ゼロボルトスイッチング）となりＯＮ時のスイッチング損失は発生しない。ＯＦＦ時には電流Ｉはほぼピーク付近での遮断となるため損失は大きい。更に周波数を増加させているため、スイッチング損失が非常に大きい駆動制御方式となる。
【００３１】
以上から、ＭＰＰＴの範囲で大出力となる範囲は定周波制御となるため、高効率な制御が実現できる。また、日照が低く、低出力の場合においては昇圧制御となるため、導通損失に対してスイッチング損失が大きくなる低出力範囲においても効率が高い制御方式となり、太陽光全体での高効率化が実現できる。また、効率の悪い降圧制御の範囲は太陽光のＯＣＶ抑制を行うため、出力効率に影響はなく、２次側のコンデンサ電圧への影響を抑制する効果も実現できる。
【００３２】
もちろん定周波制御部分の周波数をわずかに変化させても良いし、降圧制御および昇圧制御における出力電圧を一定ではなくわずかに変化させても良い。変化させた場合においても、スイッチング損失低減の効果は得られる。
【００３３】
次に通常動作とは異なる過負荷指令に対する制御方法について図９に示す。太陽光発電出力の最大値が通常の最大値範囲である定周波制御領域を超えて、１００％負荷時に降圧制御となっている状態において、過負荷指令に応じて行う制御である。過負荷指令値に応じて、通常のインバータ１２のＶｄｃを更に上昇させ、定周波領域を拡大する。過負荷指令は１年を通しても非常に短時間の動作であるため、インバータ１２のＶｄｃ上昇によるコンデンサ等への寿命の影響は極めて小さく、定周波制御となるため、高効率な制御が実現できる。
【実施例２】
【００３４】
図１１に本実施例の構成を示す。
【００３５】
本実施例の構成は、高圧（６．６ｋＶ系）へ連系する数百ｋＷから数ＭＷ級のＰＣＳ向けを想定している。
【００３６】
Ｈブリッジ型のＬＬＣ共振コンバータ１０の回路構成を高周波トランス１に適用し、Ｈブリッジダイオード整流後の直流出力をインバータ１２で系統へ交流出力する構成である。インバータ１２を直列接続した直列多重構成とすることで高圧出力に対応し、インバータ１２には１７００Ｖ、１２００Ｖ、６５０Ｖといった低圧のパワー半導体を使用可能となり、Ｖｄｃもパワー半導体に準じた電圧となるため、直流コンデンサも低圧のコンデンサを使用可能となる。
【００３７】
本実施例におけるインバータ１２には３レベルインバータを適用する。３レベルインバータは図１２のように１アームあたり６素子を使用する回路構成としても良いし、図１１のように１相あたり４素子を使用する回路構成としても良い。出力のインバータ１２はＬＬＣ共振コンバータの駆動周波数と比較して、直列多重ＰＷＭのスイッチング周波数が全体で数ｋＨｚ以下と低いため、図１１のようにＩＧＢＴを適用しても構わない。ＳｉやＳｉＣのＭＯＳＦＥＴを適用しても構わないし、同様の機能を有するものであれば構わない。
【００３８】
Ｈブリッジ型のＬＬＣ共振コンバータ１０は１０００Ｖ以下の低圧であるため、高周波駆動に適したＭＯＳＦＥＴを適用することを想定している。スイッチング周波数は数十ｋＨｚから数百ｋＨｚを想定している。使用するＭＯＳＦＥＴには高耐圧・高周波スイッチングに適したＳｉＣＭＯＳＦＥＴを適用しても構わないし、その他同様の機能を有するものであれば構わない。ＬＬＣ共振コンバータの２次側はダイオードによる平滑を想定している。Ｓｉのダイオードの他に、導通損失を低減させるためにＳｉ型のショットキーバリアダイオードやＳｉＣショットキーバリアダイオードを適用しても構わないし、ＳｉＣＭＯＳＦＥＴを同期させて使用することで損失低減させても構わないし、その他同様の機能を有するものであれば構わない。
【００３９】
トランス１１はＬＬＣ共振とするために、高周波トランス１の励磁インダクタンスＬｍに共振対応させたリーケージインダクタンスＬｒ２と共振コンデンサＣｒ３と接続される。リーケージインダクタンスＬｒ２は高周波トランス内の漏れ磁束の定数の調整が可能となる構造として高周波トランス内で一体化しても構わない。共振コンデンサＣｒ３はフィルムコンデンサを使用することを想定しているが、同様の機能を有するものであれば構わない。絶縁機能については後述する。
【００４０】
直列多重構成は相あたりでインバータ１２は４段から３段程度の直列数を想定している。第一の実施例では単相インバータであったが、本実施例では３レベルインバータを適用しているため、インバータ１２は第一の実施例における２段相当分の出力となる。インバータ１２の段数を少なくするため、Ｙ結線の構成を想定しているがΔ結線の構成でも実現可能である。Ｙ結線の場合は、線間電圧６．６ｋＶに対して相電圧は１／√３となり、相全体の直流電圧は√２倍が基準となるため、４段の場合のＶｄｃは１２００〜１４００Ｖとなり、前述したようにインバータ１２にアームあたり６素子の場合は１２００Ｖ、アームあたり４素子の場合は１７００ＶのＩＧＢＴが使用可能な電圧となり、低圧素子で高圧出力を実現可能である。ＬＬＣ共振コンバータ１０が対地電圧に対して１０００Ｖ以下なのに対して、インバータ１２はフローティング接続となるため、トランス１１が系統の６．６ｋＶに対応した絶縁機能を有することを想定している。以上のような直列多重構成とすることで、従来の図２における昇圧が不要となり、電流経路の大幅な削減が可能となる。前述のように従来１ＭＷ出力時に２０００Ａ程度の電流経路が必要であったのが、１５２Ａ程度に低減可能であり、小型・軽量化を実現できる。
【００４１】
次に、本実施例における制御方法について述べる。
【００４２】
まず全体の出力制御方式として、図１０に直列多重構成における制御出力の一例について示す。直列多重ＰＷＭ方式であり、２レベルインバータのように電圧フルレンジの全域でＰＷＭ制御を行わず、各インバータ段の一部のみＰＷＭを行う方式である。低圧素子であるほどスイッチング損失は小さい傾向にあるため、本方式の採用により高効率化が実現可能となる。各インバータ１２のＶｄｃに応じて変調制御を中央制御において実行する。
【００４３】
さらに本実施例にはインバータ１２に３レベルインバータを適用しているため、第一の実施例における２段分の制御を各インバータ１２内で行うことができる。制御方法としては、中央制御の指令で逐一ＰＷＭ制御を行っても良いし、各インバータ１２内での分散処理としても良い。分散処理とした場合の方が中央制御の通信時間を短くすることが可能となる。
【００４４】
本実施例のＬＬＣコンバータ１０による各インバータ１２におけるＶｄｃ制御方法については第一の実施例における制御方法と同様に、通常制御および過負荷制御を行うことを想定している。
【００４５】
以上、２つの実施例を挙げたが、もちろん用途に応じて前記実施例に記述した内容を組み合わせて使用しても構わない。
【符号の説明】
【００４６】
１…高周波トランス、２…リーケージインダクタンス、３…共振コンデンサ、１０…ＬＬＣコンバータ、１１…トランス、１２…インバータ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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