(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
主スイッチング素子（Ｍ１）及び電流の流通を、少なくとも高電位側出力端子から前記主スイッチング素子の方向に規制する機能を有する流通方向規制素子（Ｄｍ２）の直列回路と、
一端が直流電源（１４）に接続され、他端が前記直列回路の共通接続点に接続される主インダクタ（Ｌｍ）と、
前記主スイッチング素子に並列接続されるコンデンサ（Ｃｓ），及びアノードが前記主インダクタと前記主スイッチング素子と前記流通方向規制素子の間に接続され、且つカソードがトランス（Ｔ）の１次側コイル（Ｔ１）と前記コンデンサ（Ｃｓ）の間に接続される第１副ダイオード（Ｄｓ３）の直列回路と、
前記コンデンサに並列接続される前記１次側コイル及び副スイッチング素子（Ｓ１）の直列回路と、
前記流通方向規制素子に並列接続される前記トランスの２次側コイル（Ｔ２），副インダクタ（Ｌｓ）及びアノードが前記主インダクタと前記主スイッチング素子と前記流通方向規制素子の間に接続され、且つカソードが前記２次側コイルに接続される第２副ダイオード（Ｄｓ２）の直列回路と、
カソードが前記流通方向規制素子のカソードと前記副インダクタとの間に接続され、アノードが前記トランスの１次側コイルと前記副スイッチング素子との間に接続される第３副ダイオード（Ｄｓ１）とを備え、
前記１次側コイルの巻数は、前記２次側コイルの巻数よりも多く設定され、
前記副スイッチング素子を、前記主スイッチング素子をターンオンさせる前にターンオンさせることで、前記主インダクタの電流を前記１次側コイルに通電させて前記副インダクタにも電流を通電させ、且つ前記コンデンサの充電電荷による電流を前記１次側コイルに転流させ、
前記コンデンサより流れる放電電流が最大値となるタイミングで、前記副スイッチング素子をターンオフさせる電力変換装置。
【請求項２】
直流電源（１４）に並列接続される、主スイッチング素子（Ｓ２）及び電流の流通を、少なくとも前記主スイッチング素子から低電位側出力端子の方向に規制する機能を有する流通方向規制素子（Ｄｍ１）の直列回路と、
一端が前記直列回路の共通接続点に接続され、他端が高電位側出力端子に接続される主インダクタ（Ｌｍ）と、
前記主スイッチング素子に並列接続されるコンデンサ（Ｃｓ），及びカソードが前記主インダクタと前記主スイッチング素子と前記流通方向規制素子の間に接続され、且つアノードがトランス（Ｔ）の１次側コイル（Ｔ１）と前記コンデンサとの間に接続される第１副ダイオード（Ｄｓ３）と、
前記コンデンサに並列接続される前記１次側コイル及び副スイッチング素子（Ｓ１）の直列回路と、
前記流通方向規制素子に並列接続される副インダクタ（Ｌｓ），前記トランスの２次側コイル（Ｔ２）及びカソードが前記主インダクタと前記主スイッチング素子と前記流通方向規制素子の間に接続され、且つアノードが前記２次側コイルに接続される第２副ダイオード（Ｄｓ２）の直列回路と、
アノードが前記流通方向規制素子のアノードと前記副インダクタとの間に接続され、カソードが前記１次側コイルと前記副スイッチング素子との間に接続される第３副ダイオード（Ｄｓ１）とを備え、
前記１次側コイルの巻数は、前記２次側コイルの巻数よりも多く設定され、
前記副スイッチング素子を、前記主スイッチング素子をターンオンさせる前にターンオンさせることで、前記主インダクタの電流を前記１次側コイルに通電させて前記副インダクタにも電流を通電させ、且つ前記コンデンサの充電電荷による電流を前記１次側コイルに転流させ、
前記コンデンサより流れる放電電流が最大値となるタイミングで、前記副スイッチング素子をターンオフさせる電力変換装置。
【請求項３】
前記流通方向規制素子（Ｄｍ２，Ｄｍ１）は、ダイオードである請求項１又は２記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記コンデンサより流れる放電電流が最大値となるタイミングで、前記主スイッチング素子をターンオンさせる請求項１から３の何れか一項に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力される直流電源電圧を昇圧又は降圧する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば電気自動車や燃料電池車等の主機に使われる多くの駆動システムは、電池とインバータの間に単方向ＤＣ−ＤＣコンバータを備えている。一般に、単方向ＤＣ−ＤＣコンバータには磁気部品等の受動部品が多く、車両のスペースを圧迫している。そのため、受動部品の体格を小型化するために、駆動周波数を高周波化することが試みられている。しかし一方で、駆動周波数の増加に伴いスイッチング素子で発生する損失が増加し、効率が悪化することが問題となる。このため、小型の回路を追加することで、スイッチング損失を低減する技術が提案されている。
【０００３】
例えば特許文献１では、単方向ＤＣ−ＤＣコンバータに補助回路を追加して、スナバコンデンサによりターンオフ時にソフトスイッチングを行い、トランスとサブインダクタによりターンオン時にソフトスイッチングを行っている。このソフトスイッチングにより、主回路のターンオフ損失とターンオン損失とを低減し、効率を向上させている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１２−１１０２０８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、特許文献１の構成においてターンオン損失を低減するためには、サブインダクタＬｓのインダクタンスを大きくして主回路のメインスイッチＭ１の電流の立ち上がりを抑制させる必要がある。しかし、サブインダクタＬｓのインダクタンスを大きくすると電流の立ち上がりを抑制できるが、サブインダクタＬｓに大電流を転流させることができないため、ターンオン時のソフトスイッチングの効果が制限される。
【０００６】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、主スイッチング素子のターンオン損失をより低減できる電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
請求項１記載の電力変換装置によれば、特許文献１と同様に昇圧を行う回路構成において、副スイッチング素子を、主スイッチング素子をターンオンさせる前にターンオンさせることで、主インダクタの電流をトランスの１次側コイルに通電させて副インダクタにも電流を通電させると共に、コンデンサの充電電荷による電流を１次側コイルに転流させる。そして、コンデンサより流れる放電電流が最大値となるタイミングで副スイッチング素子をターンオフさせる。
【０００８】
このように主及び副スイッチング素子をスイッチングさせるタイミングを制御することで、主スイッチング素子を介して流れる電流の変化率が小さくなり、主及び副インダクタに通電される電流量に比例する主スイッチング素子のターンオン損失を低減できる。また、コンデンサの充電電荷をより速く放電させることができるので、次のスイッチング動作が可能になるまでの時間を短縮できる。
【０００９】
請求項２記載の電力変換装置によれば、特許文献１と同様に降圧を行う回路構成において、副スイッチング素子を、主スイッチング素子をターンオンさせる前にターンオンさせることで、主インダクタの電流をトランス１次側コイルに通電させて副インダクタにも電流を通電させると共に、コンデンサの充電電荷による電流を１次側コイルに転流させる。そして、コンデンサより流れる放電電流が最大値となるタイミングで副スイッチング素子をターンオフさせる。このように主及び副スイッチング素子をスイッチングさせるタイミングを制御することで、請求項１と同様に主スイッチング素子のターンオン損失を低減でき、次のスイッチング動作が可能になるまでの時間を短縮できる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】第１実施形態であり、昇圧型の電力変換装置の回路構成を示す図
【図２】動作タイミングチャート
【図３】スイッチング制御に伴う電流経路の変化を示す図（期間Ｐ１）
【図４】スイッチング制御に伴う電流経路の変化を示す図（期間Ｐ２）
【図５】スイッチング制御に伴う電流経路の変化を示す図（期間Ｐ３）
【図６】スイッチング制御に伴う電流経路の変化を示す図（期間Ｐ４）
【図７】スイッチング制御に伴う電流経路の変化を示す図（期間Ｐ５）
【図８】スイッチング制御に伴う電流経路の変化を示す図（期間Ｐ６）
【図９】スイッチング制御に伴う電流経路の変化を示す図（期間Ｐ７）
【図１０】スイッチング制御に伴う電流経路の変化を示す図（期間Ｐ８）
【図１１】特許文献１の構成におけるメインスイッチのターンオン損失を示す図
【図１２】本実施形態の構成におけるメインスイッチのターンオン損失を示す図
【図１３】第２実施形態であり、降圧型の電力変換装置の回路構成を示す図
【発明を実施するための形態】
【００１１】
（第１実施形態）
以下、第１実施形態について説明する。図１に示す本実施形態の構成は特許文献１の図１及び図２と同様であり、本実施形態は制御装置２０によって行なわれるスイッチング制御のタイミングが特許文献１と相違している。各素子の接続形態に関する説明は、特許文献１の段落［００３０］〜「００３４」に記載されているので本実施形態では説明を省略する。各素子の符号は特許文献１と同じものを用い、以下本実施形態の作用について説明する。
【００１２】
また、本実施形態における各素子の名称と、特許請求の範囲に記載した各構成との対応は以下のようになっている。
メインスイッチＭ１  ：主スイッチング素子
サブスイッチＳ１    ：副スイッチング素子
ダイオードＤｍ２    ：流通方向規制素子
メインインダクタＬｍ：主インダクタ
サブインダクタＬｓ  ：副インダクタ
サブダイオードＤｓ３：第１副ダイオード
サブダイオードＤｓ２：第２副ダイオード
サブダイオードＤｓ１：第３副ダイオード
トランスＴ          ：トランス
１次側コイルＴ１    ：１次側コイル
２次側コイルＴ２    ：２次側コイル
コンデンサＣｓ      ：コンデンサ
高電圧バッテリ１４  ：直流電源
また、コンバータＣＶは電力変換装置に相当する。
【００１３】
以降はコンバータＣＶの１周期間の動作を８つの期間Ｐ１−Ｐ８に分けて、各期間についての回路動作を詳述する。
＜期間Ｐ１（図３）＞
期間Ｐ１は、メインスイッチＭ１がオンしている期間であり、高電圧バッテリ１４からメインスイッチＭ１に通電する過程で、メインインダクタＬｍに磁気エネルギーが蓄積される。
【００１４】
＜期間Ｐ２（図４）＞
期間Ｐ２では、メインスイッチＭ１がターンオフした後にコンデンサＣｓが充電される。メインスイッチＭ１がオフした直後は、メインインダクタＬｍを介して流れる電流は、サブダイオードＤｓ３を介してコンデンサＣｓを充電する。この期間において、メインスイッチＭ１のコレクタ−エミッタ間電圧の勾配が緩やかになり、ターンオフ時のスイッチング損失が低減される。
【００１５】
＜期間Ｐ３（図５）＞
期間Ｐ３では、コンデンサＣｓの充電が終了すると、メインインダクタＬｍに流れる電流がダイオードＤｍ２を介してコンバータＣＶの出力端子に流出する。
【００１６】
＜期間Ｐ４（図６）＞
期間Ｐ４では、メインスイッチＭ１を再度ターンオンさせる前にサブスイッチＳ１をターンオンさせて、ダイオードＤｍ２を介して流れていた出力電流を、サブダイオードＤｓ２→トランスＴの２次側コイルＴ２→サブインダクタＬｓを介した経路に転流させる。
【００１７】
このような転流は、サブスイッチＳ１をオンすることでトランスＴの１次側コイルＴ１に電流が流れ、これによる誘導起電力が２次側コイルＴ２に発生して、メインインダクタＬｍに流れる電流がサブダイオードＤｓ２を通る経路に移る、というプロセスによって生じる。２次側コイルＴ２よりも１次側コイルＴ１の巻き数を多く設定しているので、サブスイッチＳ１に流れる電流が小さくても、２次側コイルＴ２に大きな電流を流すことができる。
【００１８】
＜期間Ｐ５（図７）＞
期間Ｐ５では、期間Ｐ４においてメインインダクタＬｍに流れる電流を２次側コイルＴ２及びサブインダクタＬｓや１次側コイルＴ１に転流させることで、ダイオードＤｍ２を介して流れる電流は時間の経過と共に減少して、０Ａとなる。この期間もサブスイッチＳ１はオン状態を継続し、メインスイッチＭ１はオフ状態を継続する。
【００１９】
＜期間Ｐ６（図８）＞
期間Ｐ６では、メインスイッチＭ１のオフ時にコンデンサＣｓに蓄えられていた電荷が、１次側コイルＴ１→サブスイッチＳ１を介した経路で放電される。１次側コイルＴ１にコンデンサＣｓの電荷も流せるため、２次側コイルＴ２及びサブインダクタＬｓには、一般的なの単方向回生ＬＣスナバ回路技術よりも大きい電流を流すことができる。ここまでの期間Ｐ１〜Ｐ６は、特許文献１における「状態１〜４」に相当するもので、特許文献１と同様のスイッチング制御である。
【００２０】
＜期間Ｐ７（図９）＞
期間Ｐ７では、コンデンサＣｓから流れる放電電流のピーク点でサブスイッチＳ１をターンオフさせると共に、メインスイッチＭ１をターンオンさせる。ここで、放電電流のピーク点において上記のようにスイッチング制御するには、例えば
・各昇圧電圧に対応して放電電流がピーク点に達する時間を予め計測しておき、その時間に合せてスイッチングする。
・複数のコンパレータを用いて、各昇圧電圧に対応して放電電流のピーク点を検出する。
・放電電流をＡ／Ｄ変換し、ソフトウェア処理により放電電流のピーク点を検出する。
といった手法が考えられる。
【００２１】
このとき、電流系路上にはサブインダクタＬｓがあるので、メインスイッチＭ１をオンにしても電流が直ちに流れることはない。このため、メインスイッチＭ１のコレクタ電流の勾配が緩やかとなる所謂ソフトスイッチング動作となり、ターンオン損失が低減される。本実施形態では、サブスイッチＳ１をターンオフするタイミングが特許文献１の従来技術と異なっており、サブインダクタＬｓにより大きい電流を転流させることができるため、ターンオン時のソフトスイッチング効果が向上する。
【００２２】
＜期間Ｐ８（図１０）＞
期間Ｐ８では、メインインダクタＬｍに流れる電流は、完全にメインスイッチＭ１を介して流れる経路に移行している。また同時に、コンデンサＣｓ及び１次側コイルＴ１に蓄積されていたエネルギーが、コンバータＣＶの出力端子に回生される状態が継続している。これは１次側コイルＴ１に蓄積されている磁気エネルギーが消滅するまで行われる。これも従来技術と同じである。
【００２３】
このように、期間Ｐ７において、コンデンサＣｓからの放電電流のピーク点でサブスイッチＳ１をターンオフさせることで、コンデンサＣｓは従来よりも大きい電流で出力側への放電を開始する。メインスイッチＭ１のターンオフ時にソフトスイッチングを成立させるためには、メインスイッチＭ１をターンオフする前にコンデンサＣｓの電圧を０Ｖにする必要がある。本実施形態は、同様にコンデンサＣｓの電圧を素早く０Ｖにする必要がある高周波駆動に適している。
【００２４】
図１１及び図１２に示すように、本実施形態のスイッチング制御によれば従来技術に比較して、メインスイッチＭ１のコレクタ−エミッタ間電圧及びコレクタ電流が低下すると共に、メインインダクタＬｍに流れる電流とサブインダクタＬｓに流れる電流との差が減少している。その結果として、メインスイッチＭ１のターンオン時のスイッチング損失が低減されている。
【００２５】
以上のように本実施形態によれば、サブスイッチＳ１を、メインスイッチＭ１をターンオンさせる前にターンオンさせることで、メインインダクタＬｍの電流をトランスＴの１次側コイルＴ１に通電させてサブインダクタＬｓにも電流を通電させると共に、コンデンサＣｓの充電電荷による電流を１次側コイルＴ１に転流させる。そして、コンデンサＣｓより流れる放電電流が最大値となるタイミングでサブスイッチＳ１をターンオフさせる。
【００２６】
このようにメインスイッチＭ１及びサブスイッチＳ１をスイッチングさせるタイミングを制御することで、メインスイッチＭ１を介して流れる電流の変化率が小さくなり、メインスイッチＭ１のターンオン損失を低減できる。また、コンデンサＣｓの充電電荷をより速く放電させることができるので、次のスイッチング動作が可能になるまでの時間を短縮できる。加えて、コンデンサＣｓより流れる放電電流が最大値となるタイミングでメインスイッチングＭ１をターンオンさせることで、スイッチング制御が簡単になる。
【００２７】
（第２実施形態）
図１３に示す第２実施形態は、特許文献１の図１０に相当する構成であり、本実施形態を降圧チョッパ回路に適用したものである。尚、ダイオードＤｍ１は、特許請求の範囲における流通方向規制素子に相当する。
【００２８】
この構成についても第１実施形態と同様に、期間Ｐ７に相当する期間で、コンデンサＣｓから流れる放電電流のピーク点でサブスイッチＳ１をターンオフさせると共に、メインスイッチＭ１をターンオンさせれば良い。このように制御することで、降圧チョッパ回路についてもメインスイッチＭ１のターンオン時のスイッチング損失を低減できる。
【００２９】
本発明は上記した、又は図面に記載した実施形態にのみ限定されるものではなく、以下のような変形又は拡張が可能である。
流通方向規制素子は、ダイオードに限ることなく、同様に電流の流通方向を規制するようにスイッチング制御されるスイッチング素子で構成しても良い。
メインスイッチングＭ１をターンオンさせるタイミングは、必ずしもコンデンサＣｓより流れる放電電流が最大値となるタイミングに一致させる必要はない。
【符号の説明】
【００３０】
Ｍ１  メインスイッチ、Ｓ１  サブスイッチ、Ｄｍ２  ダイオード、Ｌｍ  メインインダクタ、Ｌｓ  サブインダクタ、Ｄｓ１〜Ｄｓ３  サブダイオード、Ｔ  トランス、Ｔ１  １次側コイル、Ｔ２  ２次側コイル、Ｃｓ  コンデンサ、１４  高電圧バッテリ、２０  制御装置。
【図１】
0006597264.tif 000002
【図２】
0006597264.tif 000003
【図３】
0006597264.tif 000004
【図４】
0006597264.tif 000005
【図５】
0006597264.tif 000006
【図６】
0006597264.tif 000007
【図７】
0006597264.tif 000008
【図８】
0006597264.tif 000009
【図９】
0006597264.tif 000010
【図１０】
0006597264.tif 000011
【図１１】
0006597264.tif 000012
【図１２】
0006597264.tif 000013
【図１３】
0006597264.tif 000014