(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力端子と出力端子との間に接続されかつリアクタンス成分を有する第１高周波インピーダンス素子と、
前記入力端子に一端が接続されかつ設計周波数ｆ０での位相変化量が９０度である高周波移相素子がｎ個（ｎ≧２、ｎは整数）縦続接続された第１高周波移相部と、
前記出力端子と前記第１高周波移相部の他端との間に接続されかつ設計周波数ｆ０での位相変化量が９０度である高周波移相素子が前記第１高周波移相部と同一個数縦続接続された第２高周波移相部と、
前記第１高周波移相部における前記入力端子からｋ（ｎ≧ｋ≧１、ｋは整数）番目の高周波移相素子の前記入力端子と反対側の端子、及び前記第２高周波移相部における前記出力端子からｋ（ｎ≧ｋ≧１）番目の高周波移相素子の前記出力端子と反対側の端子に一端が接続されると共に他端が接地されかつ実質的にリアクタンスから構成されたインピーダンスを有する（２ｋ−１）個の第２高周波インピーダンス素子と、
を備え、
前記第１高周波インピーダンス素子のインピーダンスと前記（２ｋ−１）個の第２高周波インピーダンス素子のインピーダンスは、設計周波数ｆ0での入出力反射係数がほぼ零であることを特徴とする移相器。
【請求項２】
前記第１高周波インピーダンス素子及び前記（２ｋ−１）個の第２高周波インピーダンス素子のそれぞれのリアクタンスは可変であることを特徴とする、
請求項１に記載の移相器。
【請求項３】
前記高周波移相素子は、周波数ｆ０での電気長が９０度の高周波伝送線路又は高周波結合伝送線路であることを特徴とする、
請求項１又は２に記載の移相器。
【請求項４】
前記入力端子の入力インピーダンス及び前記出力端子の出力インピーダンスがそれぞれＺ０、前記第１高周波インピーダンス素子のリアクタンスがＸa、前記ｋ（ｎ≧ｋ≧１）番目の高周波移相素子として用いられた前記高周波伝送線路の特性インピーダンス又は前記高周波結合伝送線路の偶モード特性インピーダンスがＺk、ｋ（ｎ−１≧ｋ≧１）番目の前記第２高周波インピーダンス素子のリアクタンスがＸｋ、ｎ番目の前記第２高周波インピーダンス素子のリアクタンスがＸnであるとき、
前記リアクタンスＸkは、
Ｘk＝Ｚk2Ｘa／（２Ｚ02）、Ｚ1＝Ｚ2＝Ｚ3＝・・・=Ｚn-1 ＝Ｚ0であり、
前記リアクタンスＸnは、
Ｘn＝Ｚn2Ｘa／（４Ｚ02）であることを特徴とする、
請求項３に記載の移相器。
【請求項５】
前記高周波移相素子は、周波数ｆ０での電気長が９０度より小さい高周波伝送線路又は高周波結合伝送線路と、前記高周波伝送線路又は前記高周波結合伝送線路の両端にそれぞれの一端が接続されると共にそれぞれの他端が接地された２つのキャパシタとから構成されるπ型回路であることを特徴とする、
請求項１又は２に記載の移相器。
【請求項６】
前記入力端子の入力インピーダンス及び前記出力端子の出力インピーダンスがそれぞれＺ0、前記第１高周波インピーダンス素子のリアクタンスがＸa、前記ｋ（ｎ≧ｋ≧１）番目の高周波移相素子に含まれる前記高周波伝送線路の電気長及び特性インピーダンス又は前記高周波結合伝送線路の電気長及び偶モード特性インピーダンスがそれぞれθk及びＺk、ｋ（ｎ≧ｋ≧１）番目の前記高周波移相素子に含まれるキャパシタの容量がＣk、ｋ（ｎ−１≧ｋ≧１）番目の前記第２高周波インピーダンス素子のリアクタンスがＸk、ｎ番目の前記第２高周波インピーダンス素子のリアクタンスがＸnであるとき、
前記容量Ｃkは、
Ｃk＝１／（２πｆ0Ｚktanθk）、Ｚ1sinθ1＝Ｚ2 sinθ2＝・・・＝Ｚn-1sinθn-1＝Ｚ0であり、
前記リアクタンスＸkは、
Ｘk＝（Ｚksinθk）2Ｘa／（２Ｚ02）であり、
前記リアクタンスＸnは、
Ｘn＝（Ｚnsinθn）2Ｘa／（４Ｚ02）であることを特徴とする、
請求項５に記載の移相器。
【請求項７】
前記高周波移相素子は、インダクタとキャパシタとから構成される集中定数回路であることを特徴とする、
請求項１又は２に記載の移相器。
【請求項８】
前記高周波移相素子のそれぞれは、一端が接地されたキャパシタと、前記キャパシタの他端にそれぞれの一端が接続された２つのインダクタとから構成されるＴ型回路、又は一端が接地されたインダクタと、前記インダクタの他端にそれぞれの一端が接続された２つのキャパシタとから構成されるＴ型回路であり、
前記入力端子の入力インピーダンス及び前記出力端子の出力インピーダンスがそれぞれＺ0、前記第１高周波インピーダンス素子のリアクタンスがＸa、前記ｋ（ｎ≧ｋ≧１）番目の高周波移相素子に含まれるキャパシタの容量がＣk、インダクタのインダクタンスがＬk、ｋ（ｎ−１≧ｋ≧１）番目の前記第２高周波インピーダンス素子のリアクタンスがＸk、ｎ番目の前記第２高周波インピーダンス素子のリアクタンスがＸnであるとき、
前記容量Ｃkは、
Ｃk＝１／２πｆ0Ｚk、Ｌk＝Ｚk／２πｆ0、Ｚ1＝Ｚ2＝Ｚ3＝・・・=Ｚn-1 ＝Ｚ0であり、
前記リアクタンスＸkは、
Ｘk＝（２πｆ0Ｌk）2Ｘa／（２Ｚ02）であり、
前記リアクタンスＸnは、
Ｘn＝（２πｆ0Ｌn）2Ｘa／（４Ｚ02）であることを特徴とする、
請求項７に記載の移相器。
【請求項９】
前記高周波移相素子のそれぞれは、インダクタと、前記インダクタの両端にそれぞれの一端が接続されると共にそれぞれの他端が接地された２つのキャパシタとから構成されるπ型回路、又はキャパシタと、前記キャパシタの両端にそれぞれの一端が接続されると共にそれぞれの他端が接地された２つのインダクタとから構成されるπ型回路であり、
前記入力端子の入力インピーダンス及び前記出力端子の出力インピーダンスがそれぞれＺ0、前記第１高周波インピーダンス素子のリアクタンスがＸa、前記ｋ（ｎ≧ｋ≧１）番目の高周波移相素子に含まれるキャパシタの容量がＣk、インダクタのインダクタンスがＬk、ｋ（ｎ−１≧ｋ≧１）番目の前記第２高周波インピーダンス素子のリアクタンスがＸk、ｎ番目の前記第２高周波インピーダンス素子のリアクタンスがＸnであるとき、
前記容量Ｃkは、
Ｃk＝１／２πｆ0Ｚk、Ｌk＝Ｚk／２πｆ0、Ｚ1＝Ｚ2＝Ｚ3＝・・・=Ｚn-1 ＝Ｚ0であり、
前記リアクタンスＸkは、
Ｘk＝（２πｆ0Ｌk）2Ｘa／（２Ｚ02）であり、
前記リアクタンスＸnは、
Ｘn＝（２πｆ0Ｌn）2Ｘa／（４Ｚ02）であることを特徴とする
請求項７に記載の移相器。
【請求項１０】
前記第１高周波インピーダンス素子及び前記第２高周波インピーダンス素子のそれぞれは、可変キャパシタであることを特徴とする、
請求項１から９のいずれか１項に記載の移相器。
【請求項１１】
前記第１高周波インピーダンス素子及び前記第２高周波インピーダンス素子のそれぞれは、共振回路であることを特徴とする、
請求項１から９のいずれか１項に記載の移相器。
【請求項１２】
前記共振回路は、インダクタとキャパシタとが直列接続された直列共振回路、又はインダクタとキャパシタとが並列接続された並列共振回路であることを特徴とする、
請求項１１に記載の移相器。
【請求項１３】
前記共振回路は、インダクタと第１のキャパシタとが直列接続された直列共振回路に対して第２のキャパシタが並列接続された複合共振回路であることを特徴とする、
請求項１１に記載の移相器。
【請求項１４】
前記共振回路は、インダクタとキャパシタとが直列接続された２つの直列共振回路が並列接続された複合共振回路であることを特徴とする、
請求項１１に記載の移相器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高周波信号の位相を制御する移相器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年の移動通信、無線ＬＡＮ、センサネットワーク等の急速な発展に伴い、ワイヤレス装置の更なる小型化、高経済性への要求が高まってきている。モノリシックマイクロ波集積回路（Monolithic Microwave Integrated Circuit:ＭＭＩＣ）は、ワイヤレス装置の小型化、高経済性を推進する基盤技術として注目されている。その理由は、ＭＭＩＣ自体が小型であること、半導体プロセスにより無調整で均一性の高いチップを製造できるため量産性が高いこと、高集積化により高精度な再現性が実現されること、並びに実装コストの削減及び信頼性の向上が可能になること等である。
【０００３】
ＭＭＩＣ化による小型化が期待されている高周波機能回路としては、高周波信号を増幅する増幅器、局部発振信号を生成する発振器、周波数変換を行う周波数変換器などが知られている。さらに、アンテナの指向性制御回路、可変利得増幅器の利得を変化させた場合の通過位相を一定にするための調整回路、及び電力増幅器の歪補償回路への適用を目的として、高周波信号の位相を制御する移相器に対しても、ＭＭＩＣ化による小型化に期待が寄せられている。
【０００４】
図２６は、従来の９０度ブランチラインハイブリッドを用いた第１の移相器を示す図である（例えば、特許文献１参照）。９０度ブランチラインハイブリッドは、設計周波数ｆ0での電気長が９０度である４本の高周波伝送線路４０３ａ，４０３ｂ，４０３ｃ，４０３ｄから構成される。ここで、入出力端子４０１，４０２の入出力インピーダンスをＺ0、高周波伝送線路４０３ｃ，４０３ｄの特性インピーダンスをＺ０、高周波伝送線路４０３ａ，４０３ｂの特性インピーダンスをＺ０／２1/2、可変インピーダンス素子又は非線形素子の４０５ａ，４０５ｂのインピーダンスをＺaとする。第１の移相器においては、インピーダンスＺaを変化させることで、設計周波数ｆ0での入出力インピーダンスの整合を確保しつつ移相器として動作させることができる。
【０００５】
他の従来例として、設計周波数ｆ0での位相変化量が９０度でありインピーダンス変換機能を有する高周波移相素子を２個用いた第２の移相器がある（例えば、特許文献１参照）。例えば高周波移相素子として設計周波数ｆ0での電気長が９０度の高周波伝送線路を用いた場合には、同様の高周波伝送線路が４本必要な従来の９０度ブランチラインハイブリッドを使用して高周波回路を構成する場合と比較すると、必要な高周波伝送線路の本数が半分となる。したがって、このような構成を用いることにより、第２の移相器は小型化に適している。
【０００６】
図２７は、他の従来例としての第２の移相器を示す図である。第２の移相器における入出力端子５０１，５０２の入出力インピーダンスをＺ０、高周波伝送線路５０３ａ，５０３ｂの特性インピーダンスをＺ0、可変インピーダンス素子の５００，５０５ａのリアクタンスをそれぞれＸａ，Ｘ1とする。第２の移相器においては、リアクタンスＸａ及びリアクタンスＸ1を、Ｘ1＝Ｘａ／４の関係式を維持して変化させることで、設計周波数ｆ0での入出力インピーダンスの整合を確保しつつ移相器として動作させることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特許第３３４７７０５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
従来の第１の移相器においては、９０度ブランチラインハイブリッドを構成するために、設計周波数ｆ0での電気長が９０度の高周波伝送線路４０３ａ〜４０３ｄが４本も必要であり、小型化が困難であった。したがって、従来の第１の移相器を、例えば多素子小型実装が要求されるアレーアンテナや小型軽量化が要求される電力増幅器の非線形歪補償回路に適用した場合には、全体の寸法が大きくなるという問題点を有していた。
【０００９】
また、従来の第２の移相器においては、設計周波数ｆ0における位相の可変範囲が、２箇所の可変インピーダンス素子の可変範囲に依存する。したがって、位相の可変範囲を増加させるためには、移相器を縦続接続する必要があるので小型化が困難であるとともに、通過損失の増加につながる要因となっていた。
【００１０】
そこで、本発明はこれらの点に鑑みてなされたものであり、小型化と位相の可変範囲の増加を実現できる移相器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の第１の態様においては、入力端子と出力端子との間に接続されかつリアクタンス成分を有する第１高周波インピーダンス素子と、前記入力端子に一端が接続されかつ設計周波数ｆ０での位相変化量が９０度である高周波移相素子がｎ個（ｎ≧２、ｎは整数）縦続接続された第１高周波移相部と、前記出力端子と前記第１高周波移相部の他端との間に接続されかつ設計周波数ｆ０での位相変化量が９０度である高周波移相素子が前記第１高周波移相部と同一個数縦続接続された第２高周波移相部と、前記第１高周波移相部における前記入力端子からｋ（ｎ≧ｋ≧１、ｋは整数）番目の高周波移相素子の前記入力端子と反対側の端子、及び前記第２高周波移相部における前記出力端子からｋ（ｎ≧ｋ≧１）番目の高周波移相素子の前記出力端子と反対側の端子に一端が接続されると共に他端が接地されかつ実質的にリアクタンスから構成されたインピーダンスを有する（２ｋ−１）個の第２高周波インピーダンス素子と、を備え、前記第１高周波インピーダンス素子のインピーダンスと前記（２ｋ−１）個の第２高周波インピーダンス素子のインピーダンスは、設計周波数ｆ0での入出力反射係数がほぼ零であることを特徴とする移相器を提供する。
【００１２】
前記第１高周波インピーダンス素子及び前記（２ｋ−１）個の第２高周波インピーダンス素子のそれぞれのリアクタンスは可変であってもよい。
【００１３】
前記高周波移相素子は、周波数ｆ０での電気長が９０度の高周波伝送線路又は高周波結合伝送線路であってもよい。
【００１４】
前記入力端子の入力インピーダンス及び前記出力端子の出力インピーダンスがそれぞれＺ０、前記第１高周波インピーダンス素子のリアクタンスがＸa、前記ｋ（ｎ≧ｋ≧１）番目の高周波移相素子として用いられた前記高周波伝送線路の特性インピーダンス又は前記高周波結合伝送線路の偶モード特性インピーダンスがＺk、ｋ（ｎ−１≧ｋ≧１）番目の前記第２高周波インピーダンス素子のリアクタンスがＸｋ、ｎ番目の前記第２高周波インピーダンス素子のリアクタンスがＸnであるとき、前記リアクタンスＸkは、Ｘk＝Ｚk2Ｘa／（２Ｚ02）、Ｚ1＝Ｚ2＝Ｚ3＝・・・=Ｚn-1＝Ｚ0であり、前記リアクタンスＸnは、Ｘn＝Ｚn2Ｘa／（４Ｚ02）である。
【００１５】
前記高周波移相素子は、周波数ｆ０での電気長が９０度より小さい高周波伝送線路又は高周波結合伝送線路と、前記高周波伝送線路又は前記高周波結合伝送線路の両端にそれぞれの一端が接続されると共にそれぞれの他端が接地された２つのキャパシタとから構成されるπ型回路であってもよい。
【００１６】
前記入力端子の入力インピーダンス及び前記出力端子の出力インピーダンスがそれぞれＺ0、前記第１高周波インピーダンス素子のリアクタンスがＸa、前記ｋ（ｎ≧ｋ≧１）番目の高周波移相素子に含まれる前記高周波伝送線路の電気長及び特性インピーダンス又は前記高周波結合伝送線路の電気長及び偶モード特性インピーダンスがそれぞれθk及びＺk、ｋ（ｎ≧ｋ≧１）番目の前記高周波移相素子に含まれるキャパシタの容量がＣk、ｋ（ｎ−１≧ｋ≧１）番目の前記第２高周波インピーダンス素子のリアクタンスがＸk、ｎ番目の前記第２高周波インピーダンス素子のリアクタンスがＸnであるとき、前記容量Ｃkは、Ｃk＝１／（２πｆ0Ｚktanθk）、Ｚ1sinθ1＝Ｚ2sinθ2＝・・・＝Ｚn-1sinθn-1＝Ｚ0であり、前記リアクタンスＸkは、Ｘk＝（Ｚksinθk）2Ｘa／（２Ｚ02）であり、前記リアクタンスＸnは、Ｘn＝（Ｚnsinθn）2Ｘa／（４Ｚ02）である。
【００１７】
前記高周波移相素子は、インダクタとキャパシタとから構成される集中定数回路であってもよい。
【００１８】
前記高周波移相素子のそれぞれは、一端が接地されたキャパシタと、前記キャパシタの他端にそれぞれの一端が接続された２つのインダクタとから構成されるＴ型回路、又は一端が接地されたインダクタと、前記インダクタの他端にそれぞれの一端が接続された２つのキャパシタとから構成されるＴ型回路であり、前記入力端子の入力インピーダンス及び前記出力端子の出力インピーダンスがそれぞれＺ0、前記第１高周波インピーダンス素子のリアクタンスがＸa、前記ｋ（ｎ≧ｋ≧１）番目の高周波移相素子に含まれるキャパシタの容量がＣk、インダクタのインダクタンスがＬk、ｋ（ｎ−１≧ｋ≧１）番目の前記第２高周波インピーダンス素子のリアクタンスがＸk、ｎ番目の前記第２高周波インピーダンス素子のリアクタンスがＸnであるとき、前記容量Ｃkは、Ｃk＝１／２πｆ0Ｚk、Ｌk＝Ｚk／２πｆ0、Ｚ1＝Ｚ2＝Ｚ3＝・・・=Ｚn-1＝Ｚ0であり、前記リアクタンスＸkは、Ｘk＝（２πｆ0Ｌk）2Ｘa／（２Ｚ02）であり、前記リアクタンスＸnは、Ｘn＝（２πｆ0Ｌn）2Ｘa／（４Ｚ02）であってもよい。
【００１９】
前記高周波移相素子のそれぞれは、インダクタと、前記インダクタの両端にそれぞれの一端が接続されると共にそれぞれの他端が接地された２つのキャパシタとから構成されるπ型回路、又はキャパシタと、前記キャパシタの両端にそれぞれの一端が接続されると共にそれぞれの他端が接地された２つのインダクタとから構成されるπ型回路であり、前記入力端子の入力インピーダンス及び前記出力端子の出力インピーダンスがそれぞれＺ0、前記第１高周波インピーダンス素子のリアクタンスがＸa、前記ｋ（ｎ≧ｋ≧１）番目の高周波移相素子に含まれるキャパシタの容量がＣk、インダクタのインダクタンスがＬk、ｋ（ｎ−１≧ｋ≧１）番目の前記第２高周波インピーダンス素子のリアクタンスがＸk、ｎ番目の前記第２高周波インピーダンス素子のリアクタンスがＸnであるとき、前記容量Ｃkは、Ｃk＝１／２πｆ0Ｚk、Ｌk＝Ｚk／２πｆ0、Ｚ1＝Ｚ2＝Ｚ3＝・・・=Ｚn-1＝Ｚ0であり、前記リアクタンスＸkは、Ｘk＝（２πｆ0Ｌk）2Ｘa／（２Ｚ02）であり、前記リアクタンスＸnは、Ｘn＝（２πｆ0Ｌn）2Ｘa／（４Ｚ02）であってもよい。
【００２０】
前記第１高周波インピーダンス素子及び前記第２高周波インピーダンス素子のそれぞれは、可変キャパシタであってもよい。
【００２１】
前記第１高周波インピーダンス素子及び前記第２高周波インピーダンス素子のそれぞれは、共振回路であってもよい。この場合、前記共振回路は、インダクタとキャパシタとが直列接続された直列共振回路、又はインダクタとキャパシタとが並列接続された並列共振回路であってもよい。
【００２２】
また、前記共振回路は、インダクタと第１のキャパシタとが直列接続された直列共振回路に対して第２のキャパシタが並列接続された複合共振回路であってもよい。また、前記共振回路は、インダクタとキャパシタとが直列接続された２つの直列共振回路が並列接続された複合共振回路であってもよい。
【発明の効果】
【００２３】
本発明によれば、移相器の小型化と位相の可変範囲の増加を実現できるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本実施形態に係る移相器１０の構成を示す回路図である。
【図２】移相器１０の第１構成例としての移相器１１を示す回路図である。
【図３】移相器１０の第２構成例としての移相器１２を示す回路図である。
【図４】２つのインダクタの接続点がキャパシタを介して接地されたＴ型回路を示す図である。
【図５】インダクタの両端がキャパシタを介して接地されたπ型回路である。
【図６】２つのキャパシタの接続点がインダクタを介して接地されたＴ型回路を示す図である。
【図７】キャパシタの両端がインダクタを介して接地されたπ型回路を示す図である。
【図８】移相器１０の第７構成例としての移相器１７を示す回路図である。
【図９】移相器１１を実際の回路に適用した移相器１１ａを示す図である。
【図１０】移相器１１ａの振幅特性と位相特性のシミュレーション結果を示す図である。
【図１１】移相器１１ａの振幅特性と位相特性のシミュレーション結果を示す図である。
【図１２】移相器１２を実際の回路に適用した移相器１２ａを示す図である。
【図１３】移相器１２ａの振幅特性と位相特性のシミュレーション結果を示す図である。
【図１４】第４構成例を実際の回路に適用した移相器１４ａを示す図である。
【図１５】移相器１４ａの振幅特性と位相特性のシミュレーション結果を示す図である。
【図１６】移相器１７を実際の回路に適用した移相器１７ａを示す図である。
【図１７】移相器１７ａの振幅特性と位相特性のシミュレーション結果を示す図である。
【図１８】移相器１７ａの振幅特性と位相特性のシミュレーション結果を示す図である。
【図１９】移相器１７ａの振幅特性と位相特性のシミュレーション結果を示す図である。
【図２０】移相器１１ａと、移相器１１ａを対称構成にした移相器とを接続した移相器２２ａを示す図である。
【図２１】移相器２２ａの振幅特性と位相特性のシミュレーション結果を示す図である。
【図２２】移相器１１ａに切り替えスイッチが設けられた移相器２４ａの第１の状態を示す図である。
【図２３】移相器２４ａの第２の状態を示す図である。
【図２４】移相器２４ａの第３の状態を示す図である。
【図２５】移相器２４ａの第４の状態を示す図である。
【図２６】従来の９０度ブランチラインハイブリッドを用いた第１の移相器を示す図である。
【図２７】他の従来例としての第２の移相器を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
［本実施形態の概要］
本実施形態は、設計周波数ｆ0での位相変化量が９０度でありインピーダンス変換機能を有する高周波移相素子を複数個（４個以上）使用して、入出力インピーダンスの整合を図った移相器を実現することを最も主要な特徴とする。例えば、高周波移相素子として周波数ｆ0での電気長が９０度の高周波伝送線路を１０個用いた移相器は、従来の高周波移相素子として周波数ｆ0での電気長が９０度の高周波伝送線路を２個使用した移相器を５個縦続接続して構成する移相器と比較すると、高周波伝送線路を直線状に並べることで曲りにより発生する損失の低減と小型化を図ることができる。
【００２６】
また、本実施形態に係る移相器においては、入力端子と出力端子との間に設けられた第１高周波インピーダンス素子を入力信号が通過する回数が５回から１回になるため、第１高周波インピーダンス素子での通過損失を低減することができる。以下、図面を参照して、本発明の実施形態を詳細に説明する。
【００２７】
［高周波インピーダンス素子として可変リアクタンス素子を用いる形態］
図１は、本実施形態に係る移相器１０の構成を示す回路図である。移相器１０においては、入力端子１と出力端子２との間に、第１高周波インピーダンス素子としての可変リアクタンス素子３が接続されている。可変リアクタンス素子３のインピーダンスは、実質的にリアクタンスから構成されている。このリアクタンスをＸａとし、入力端子１の入力インピーダンス及び出力端子２の出力インピーダンスをＺ0とする。
【００２８】
入力端子１には高周波移相素子１０３ａの一端が接続されている。出力端子２には高周波移相素子１０３ｂの一端が接続されている。高周波移相素子１０３ａ，１０３ｂのそれぞれの他端（接続点１０４ａ,１０４ｂ側）には高周波移相素子１０３ｃ，１０３ｄの一端が接続されている。高周波移相素子１０３ｃ，１０３ｄのそれぞれの他端（接続点１０４ｃ,１０４ｄ側）には高周波移相素子１０３ｅ，１０３ｆの一端が接続されている。高周波移相素子１０３ｅ，１０３ｆのそれぞれの他端（接続点１０４ｅ,１０４ｆ側）には高周波移相素子１０３ｇ，１０３ｈの一端が接続されている。高周波移相素子１０３ｇ，１０３ｈのそれぞれの他端（接続点１０４ｇ,１０４ｈ側）には高周波移相素子１０３ｉ，１０３ｊの一端が接続されている。高周波移相素子１０３ｉ，１０３ｊのそれぞれの他端（接続点１０４ｉ側）は共通に接続されている。
【００２９】
高周波移相素子１０３ａ，１０３ｃ，１０３ｅ，１０３ｇ，１０３ｉは、第１高周波移相部を構成する。また、高周波移相素子１０３ｂ，１０３ｄ，１０３ｆ，１０３ｈ，１０３ｊは、第２高周波移相部を構成する。第１高周波移相部及び第２高周波移相部は、ｎ個（ｎ≧２、ｎは整数）の高周波移相素子１０３が縦続接続されていてもよい。
【００３０】
高周波移相素子１０３ａ〜１０３ｊは、共に周波数ｆ0での位相変化量が９０度であり、インピーダンス変換機能を有している。本実施形態において、高周波移相素子１０３ａ及び１０３ｂ、１０３ｃ及び１０３ｄ、１０３ｅ及び１０３ｆ、１０３ｇ及び１０３ｈ、並びに１０３ｉ及び１０３ｊを高周波伝送線路で置き換えた場合の等価的な特性インピーダンスをそれぞれＺ1、Ｚ2、Ｚ3、Ｚ4、Ｚ5とする。
【００３１】
接続点１０４ａ,１０４ｂには、第２高周波インピーダンス素子としての可変リアクタンス素子１０５ａ、１０５ｂの一端が接続されている。可変リアクタンス素子１０５ａ、１０５ｂの他端は接地されている。可変リアクタンス素子１０５ａ、１０５ｂのインピーダンスは、実質的にリアクタンスから構成されている。このリアクタンスをＸ1とする。リアクタンスＸ1は可変である。
【００３２】
同様に、接続点１０４ｃ,１０４ｄには第２高周波インピーダンス素子としての可変リアクタンス素子１０５ｃ、１０５ｄの一端が接続されている。可変リアクタンス素子１０５ｃ、１０５ｄの他端は接地されている。可変リアクタンス素子１０５ｃ、１０５ｄのインピーダンスは、実質的にリアクタンスから構成されている。このリアクタンスをＸ2とする。リアクタンスＸ2は可変である。
【００３３】
同様に、接続点１０４ｅ,１０４ｆには第２高周波インピーダンス素子としての可変リアクタンス素子１０５ｅ、１０５ｆの一端が接続されている。可変リアクタンス素子１０５ｅ、１０５ｆの他端は接地されている。可変リアクタンス素子１０５ｅ、１０５ｆのインピーダンスは、実質的にリアクタンスから構成されている。このリアクタンスをＸ3とする。リアクタンスＸ3は可変である。
【００３４】
同様に、接続点１０４ｇ,１０４ｈには第２高周波インピーダンス素子としての可変リアクタンス素子１０５ｇ、１０５ｈの一端が接続されている。可変リアクタンス素子１０５ｇ、１０５ｈの他端は接地されている。可変リアクタンス素子１０５ｇ、１０５ｈのインピーダンスは、実質的にリアクタンスから構成されている。このリアクタンスをＸ4とする。リアクタンスＸ4は可変である。
【００３５】
同様に、接続点１０４ｉには第２高周波インピーダンス素子としての可変リアクタンス素子１０５ｉの一端が接続されている。可変リアクタンス素子１０５ｉの他端は接地されている。可変リアクタンス素子１０５ｉのインピーダンスは、実質的にリアクタンスから構成されている。このリアクタンスをＸ5とする。リアクタンスＸ5は可変である。
【００３６】
上記の例では、移相器１０は、９個の可変リアクタンス素子１０５を有していたが、これに限らない。移相器１０は、第１高周波移相部における入力端子１からｋ（ｎ≧ｋ≧１、ｋは整数）番目の高周波移相素子１０３の入力端子１と反対側の端子、及び第２高周波移相部における出力端子２からｋ（ｎ≧ｋ≧１）番目の高周波移相素子１０３の出力端子２と反対側の端子に一端が接続されると共に他端が接地されかつ実質的にリアクタンスから構成されたインピーダンスを有する（２ｋ−１）個の第２高周波インピーダンス素子を有していてもよい。
【００３７】
上述した高周波移相素子１０３ａ〜１０３ｊのインピーダンス変換機能とは、可変リアクタンス素子１０５のインピーダンスを変換し、変換した可変リアクタンス素子１０５のインピーダンスと可変リアクタンス素子３のインピーダンスとを組み合わせたときに、入力端子１又は出力端子２から見た入出力反射係数がほぼ零となり、整合がとれるようにする機能のことをいう。
【００３８】
次に、図１に示した移相器１０の動作について説明する。入力端子１から入力された信号は、可変リアクタンス素子３を通過する第１の道程と、高周波移相素子１０３ａ，１０３ｃ，１０３ｅ，１０３ｇ，１０３ｉ，１０３ｊ，１０３ｆ，１０３ｄ，１０３ｂを通過する第２の道程とに分配される。第１の道程を通過する信号は、可変リアクタンス素子３のリアクタンスＸaによって、所定の位相変化が与えられる。また、第２の道程を通過する信号は、その信号の周波数がｆ0である場合、高周波移相素子１０３によってそれぞれ９０度の位相変化が与えられ、可変リアクタンス素子１０５a〜１０５ｉのリアクタンスＸ1〜Ｘ5によって所定の位相変化が与えられる。
【００３９】
このとき、各道程を通過した信号が合成されて、等振幅を保ちつつ出力端子２から出力されるように、可変リアクタンス素子３，可変リアクタンス素子１０５のリアクタンスＸa，Ｘ1〜Ｘ5が設定されている。このように設定された可変リアクタンス素子３，可変リアクタンス素子１０５のリアクタンスＸaとＸ1〜Ｘ5とを同時にかつ連続的に変化させることによって、図１に示された移相器の位相変化量を連続的に変化させることができる。
【００４０】
ここで、ｋ＝１、２、３、４とした場合、Ｘk＝Ｚk2Ｘa／（２Ｚ02）、Ｚ1＝Ｚ2＝Ｚ3＝Ｚ4＝Ｚ0、Ｘ5＝Ｚ52Ｘa／（４Ｚ02）の関係式を満たすように、リアクタンスＸaとＸ1〜Ｘ5とを設定することで、周波数ｆ0での入出力反射係数Ｓ11，Ｓ22が零となるので、周波数ｆ0での入出力インピーダンスの整合を図ることができる。なお、現実に移相器１０を作成する場合には、周波数ｆ0での入出力反射係数Ｓ11，Ｓ22が厳密に零である必要はなく、ほぼ零（例えば−１０ｄＢ以下）であれば十分な効果を得られる。
【００４１】
周波数ｆ0での位相変化量が９０度でありインピーダンス変換機能を有する高周波移相素子１０３は、例えば以下の構成ａ〜構成ｄのように、さまざまな形態により構成することができる。
（構成ａ）周波数ｆ0での電気長が９０度の高周波伝送線路である構成
（構成ｂ）周波数ｆ0での電気長が９０度より小さい高周波伝送線路と、その両端に一端が接続され他端が接地された２つのキャパシタとから構成されるπ型回路である構成
（構成ｃ）インダクタとキャパシタとから構成される集中定数回路である構成
（構成ｄ）２本の高周波伝送線路を結合させた高周波結合伝送線路などを用いて構成される構成
【００４２】
以上の構成例では、（構成ａ）＞（構成ｂ）＞（構成ｃ）の順で移相器を小型化できる。（構成ｄ）は、高周波結合伝送線路を使用することにより、（構成ａ）又は（構成ｂ）の高周波伝送線路を使用する場合と比較して伝送線路の本数を半分にすることができる。
以下、種々の高周波移相素子１０３を用いた移相器の構成の詳細について説明する。
【００４３】
［第１構成例］
図２は、図１に示した移相器１０の第１構成例としての移相器１１を示す回路図である。この図において、図１と同一部分は同一符号をもって示し、適宜その説明を省略する。移相器１１は、インピーダンス変換機能を有する高周波移相素子１０３として、それぞれ、周波数ｆ0での電気長が９０度の高周波伝送線路１１３を用いた移相器である。
【００４４】
［第２構成例］
図３は、図１に示された移相器１０の第２構成例としての移相器１２を示す回路図である。この図において、図１と同一部分は同一符号をもって示し、適宜その説明を省略する。移相器１２は、インピーダンス変換機能を有する高周波移相素子１０３として、それぞれ、高周波伝送線路１２３の両端がキャパシタ１２４，１２５を介して接地されたπ型回路を用いた移相器である。
【００４５】
高周波伝送線路１２３は、周波数ｆ0での電気長θが９０度より小さい。高周波伝送線路１２３ａの一端にはキャパシタ１２４ａの一端が接続され、高周波伝送線路１２３ａの他端にはキャパシタ１２５ａの一端が接続されている。同様に、高周波伝送線路１２３ｂの一端にはキャパシタ１２４ｂの一端が接続され、高周波伝送線路１２３ｂの他端にはキャパシタ１２５ｂの一端が接続されている。キャパシタ１２４ａ，１２４ｂ，１２５ａ，１２５ｂのそれぞれの他端は接地されている。高周波伝送線路１２３ａとキャパシタ１２４ａ，１２５ａとから構成されるπ型回路は、第１高周波移相部の高周波移相素子１０３の一つであり、高周波伝送線路１２３ｂとキャパシタ１２４ｂ，１２５ｂとから構成されるπ型回路は、第２高周波移相部の高周波移相素子１０３の一つである。
【００４６】
ここで、高周波伝送線路１２３ａ，１２３ｂの特性インピーダンスをＺ1、キャパシタ１２４ａ，１２４ｂ，１２５ａ，１２５ｂの容量をＣ1とする。この容量Ｃ1をＣ1＝１／(２πｆ０Ｚ1tanθ1)に設定し、可変リアクタンス素子１０５ａ，１０５ｂのリアクタンスＸ1をＸ1＝(Ｚ1sinθ1)2Ｘａ／(４Ｚ０2)に設定する。また、ｋ（５≧ｋ≧１）番目の高周波移相素子１０３に含まれる高周波伝送線路の電気長及び特性インピーダンスがそれぞれθk及びＺk、ｋ（５≧ｋ≧１）番目の高周波移相素子１０３に含まれるキャパシタの容量がＣk、ｋ（４≧ｋ≧１）番目の可変リアクタンス素子１０５のリアクタンスがＸk、５番目の可変リアクタンス素子１０５ｉのリアクタンスがＸ5であるとき、以下の関係式を満たすように容量Ｃk、リアクタンスＸk、及びリアクタンスＸ5を設定することで、周波数ｆ0での入出力反射係数が零となるので、周波数ｆ0での入出力インピーダンスの整合を図ることができる。
Ｃk＝１／（２πｆ0Ｚktanθk）
Ｚ1sinθ1＝Ｚ2 sinθ2＝Ｚ3sinθ3＝Ｚ4sinθ4＝Ｚ0
Ｘk＝（Ｚksinθk）2Ｘa／（２Ｚ02）
Ｘ5＝（Ｚ5sinθ5）2Ｘa／（４Ｚ02）
【００４７】
なお、移相器１２は、キャパシタ１２５ｉ及びキャパシタ１２５ｊを個別に備えている。しかし、キャパシタ１２５ｉ及びキャパシタ１２５ｊはいずれも接続点１０４ｉに接続されているため、容量が２Ｃ5の１つのキャパシタにまとめて置き換えることも可能である。
【００４８】
［第３構成例］
図４は、第３構成例において、図１に示された移相器１０の高周波移相素子１０３として用いられる、２つのインダクタの接続点がキャパシタを介して接地されたＴ型回路を示す図である。この場合、入力端子１の入力インピーダンス及び出力端子２の出力インピーダンスがそれぞれＺ0、可変リアクタンス素子３のリアクタンスがＸa、ｋ（ｎ≧ｋ≧１）番目の高周波移相素子１０３に含まれるキャパシタの容量がＣk、インダクタのインダクタンスがＬk、ｋ（ｎ−１≧ｋ≧１）番目の可変リアクタンス素子１０５のリアクタンスがＸk、ｎ番目の可変リアクタンス素子１０５のリアクタンスがＸnであるとき、以下の関係式を満たすように容量Ｃk、リアクタンスＸk、及びリアクタンスＸnを設定することで、周波数ｆ0での入出力反射係数が零となるので、周波数ｆ0での入出力インピーダンスの整合を図ることができる。
Ｃk＝１／２πｆ0Ｚk、Ｌk＝Ｚk／２πｆ0、Ｚ1＝Ｚ2＝Ｚ3＝・・・=Ｚn-1 ＝Ｚ0
Ｘk＝（２πｆ0Ｌk）2Ｘa／（２Ｚ02）
Ｘn＝（２πｆ0Ｌn）2Ｘa／（４Ｚ02）
【００４９】
［第４構成例］
図５は、第４構成例において、図１に示された移相器１０の高周波移相素子１０３として用いられる、インダクタの両端がキャパシタを介して接地されたπ型回路である。この場合、入力端子１の入力インピーダンス及び出力端子２の出力インピーダンスがそれぞれＺ0、可変リアクタンス素子３のリアクタンスがＸa、ｋ（ｎ≧ｋ≧１）番目の高周波移相素子１０３に含まれるキャパシタの容量がＣk、インダクタのインダクタンスがＬk、ｋ（ｎ−１≧ｋ≧１）番目の可変リアクタンス素子１０５のリアクタンスがＸk、ｎ番目の可変リアクタンス素子１０５のリアクタンスがＸnであるとき、以下の関係式を満たすように容量Ｃk、リアクタンスＸk、及びリアクタンスＸnを設定することで、周波数ｆ0での入出力反射係数が零となるので、周波数ｆ0での入出力インピーダンスの整合を図ることができる。
Ｃk＝１／２πｆ0Ｚk、Ｌk＝Ｚk／２πｆ0、Ｚ1＝Ｚ2＝Ｚ3＝・・・=Ｚn-1 ＝Ｚ0
Ｘk＝（２πｆ0Ｌk）2Ｘa／（２Ｚ02）
Ｘn＝（２πｆ0Ｌn）2Ｘa／（４Ｚ02）
なお、この第４構成例を第２構成例のように構成した場合、容量が２Ｃ5の１つのキャパシタにまとめて置き換えることも可能である。
【００５０】
［第５構成例］
図６は、第５構成例において、図１に示された移相器１０の高周波移相素子１０３として用いられる、２つのキャパシタの接続点がインダクタを介して接地されたＴ型回路を示す図である。入力端子１の入力インピーダンス及び出力端子２の出力インピーダンスがそれぞれＺ0、可変リアクタンス素子３のリアクタンスがＸa、ｋ（ｎ≧ｋ≧１）番目の高周波移相素子１０３に含まれるキャパシタの容量がＣk、インダクタのインダクタンスがＬk、ｋ（ｎ−１≧ｋ≧１）番目の高周波インピーダンス素子のリアクタンスがＸk、ｎ番目の高周波インピーダンス素子のリアクタンスがＸnであるとき、以下の関係式を満たすように容量Ｃk、リアクタンスＸk、及びリアクタンスＸnを設定することで、周波数ｆ0での入出力反射係数が零となるので、周波数ｆ0での入出力インピーダンスの整合を図ることができる。
Ｃk＝１／２πｆ0Ｚk、Ｌk＝Ｚk／２πｆ0、Ｚ1＝Ｚ2＝Ｚ3＝・・・=Ｚn-1 ＝Ｚ0
Ｘk＝（２πｆ0Ｌk）2Ｘa／（２Ｚ02）
Ｘn＝（２πｆ0Ｌn）2Ｘa／（４Ｚ02）
【００５１】
［第６構成例］
図７は、第６構成例において、図１に示された移相器１０の高周波移相素子１０３として用いられる、キャパシタの両端がインダクタを介して接地されたπ型回路を示す図である。入力端子１の入力インピーダンス及び出力端子２の出力インピーダンスがそれぞれＺ0、可変リアクタンス素子３のリアクタンスがＸa、ｋ（ｎ≧ｋ≧１）番目の高周波移相素子１０３に含まれるキャパシタの容量がＣk、インダクタのインダクタンスがＬk、ｋ（ｎ−１≧ｋ≧１）番目の高周波インピーダンス素子のリアクタンスがＸk、ｎ番目の高周波インピーダンス素子のリアクタンスがＸnであるとき、以下の関係式を満たすように容量Ｃk、リアクタンスＸk、及びリアクタンスＸnを設定することで、周波数ｆ0での入出力反射係数が零となるので、周波数ｆ0での入出力インピーダンスの整合を図ることができる。
Ｃk＝１／２πｆ0Ｚk、Ｌk＝Ｚk／２πｆ0、Ｚ1＝Ｚ2＝Ｚ3＝・・・=Ｚn-1 ＝Ｚ0
Ｘk＝（２πｆ0Ｌk）2Ｘa／（２Ｚ02）
Ｘn＝（２πｆ0Ｌn）2Ｘa／（４Ｚ02）
なお、この第４構成例を第２構成例のように構成した場合、インダクタンスがＬ5／２の１つのインダクタにまとめて置き換えることも可能である。
【００５２】
［第７構成例］
図８は、図１に示された移相器１０の第７構成例としての移相器１７を示す回路図である。この図において、図１と同一部分は同一符号をもって示し、適宜その説明を省略する。移相器１７は、インピーダンス変換機能を有する高周波移相素子１０３として、それぞれ、周波数ｆ0での電気長が９０度の高周波結合伝送線路１５３を用いた移相器である。高周波結合伝送線路１５３の偶モード特性インピーダンスを、第１構成例の図２の高周波伝送線路１１３の特性インピーダンスと同じ値に設定することにより、周波数ｆ0での入出力インピーダンスの整合を図ることができる。
【００５３】
［移相器の具体例とその特性］
次に、図１に示された移相器の具体例の振幅特性及び位相特性のシミュレーション結果を示す。図９は、図２に示された移相器１１を実際の回路に適用した移相器１１ａを示す図である。図９において、図２と同一部分は同一符号をもって示し、適宜その説明を省略する。
【００５４】
図９に示された移相器１１ａでは、可変リアクタンス素子３及び可変リアクタンス素子１０５として、可変キャパシタ１３及び可変キャパシタ１１５がそれぞれ用いられている。可変キャパシタ１３及び可変キャパシタ１１５は、例えばバリキャップ（あるいはバラクタ）ダイオードである。ここで、高周波伝送線路１１３の周波数ｆ0＝１０ＧＨｚでの電気長を９０度とする。また、高周波伝送線路１１３は無損失であると仮定し、入出力インピーダンスＺ0＝５０Ωとする。
【００５５】
図１０は、高周波伝送線路１１３の特性インピーダンスがＺ1＝５０Ω，Ｚ2＝５０Ω，Ｚ3＝５０Ω，Ｚ4＝５０Ω，Ｚ5＝５０Ωである場合の移相器１１ａの振幅特性（順方向伝達係数Ｓ21と入力反射係数Ｓ11）と位相特性（順方向伝達係数Ｓ21）のシミュレーション結果を示す図である。上図の横軸は周波数［ＧＨｚ］、左側の縦軸は順方向伝達係数Ｓ21［ｄＢ］、右側の縦軸は入力反射係数Ｓ11［ｄＢ］である。下図の横軸は周波数［ＧＨｚ］、縦軸は順方向伝達係数Ｓ21［ｄｅｇ．］である。
【００５６】
図１０は、可変キャパシタ１１５ａ〜１１５ｈの容量Ｃca〜Ｃchを可変キャパシタ１３の容量Ｃaの２倍に設定し、可変キャパシタ１１５ｉの容量Ｃiを可変キャパシタ１３の容量Ｃaの４倍に設定し、可変キャパシタ１３の容量Ｃaを０．０５ｐＦ、０．２ｐＦ、０．４１ｐＦと変化させた場合の移相器１１ａの特性を示している。実線は、容量Ｃaが０．０５ｐＦの場合の特性を示しており、破線は、容量Ｃaが０．２ｐＦの場合の特性を示しており、一点鎖線は、容量Ｃaが０．４１ｐＦの場合の特性を示している。同図からわかるように、周波数ｆ＝０ＧＨｚ〜１１．０ＧＨｚにおいて、振幅変動として１ｄＢ以内、入力反射量として−６ｄＢ以下、周波数ｆ＝５．８ＧＨｚ〜１１．０ＧＨｚにおいて、位相変化量として３６０度以上の特性が得られている。
【００５７】
同様に、図１１は、高周波伝送線路１１３の特性インピーダンスＺ1＝５０Ω，Ｚ2＝５０Ω，Ｚ3＝５０Ω，Ｚ4＝５０Ω，Ｚ5＝５５Ωの場合の移相器１１ａの振幅特性（順方向伝達係数Ｓ21と入力反射係数Ｓ11）と位相特性（順方向伝達係数Ｓ21）のシミュレーション結果を示す図である。上図の横軸は周波数［ＧＨｚ］、左側の縦軸は順方向伝達係数Ｓ21［ｄＢ］、右側の縦軸は入力反射係数Ｓ11［ｄＢ］である。下図の横軸は周波数［ＧＨｚ］、縦軸は順方向伝達係数Ｓ21［ｄｅｇ．］である。
【００５８】
図１１は、可変キャパシタ１１５ａ〜１１５ｈの容量Ｃca〜Ｃchを可変キャパシタ１３の容量Ｃaの２倍に設定し、可変キャパシタ１１５ｉの容量Ｃiを可変キャパシタ１３の容量Ｃaの約３．３倍に設定し、可変キャパシタ１３の容量Ｃaを０．０５ｐＦ、０．２ｐＦ、０．４１ｐＦと変化させた場合の移相器１１ａの特性を示している。実線は、容量Ｃaが０．０５ｐＦの場合の特性を示しており、破線は、容量Ｃaが０．２ｐＦの場合の特性を示しており、一点鎖線は、容量Ｃaが０．４１ｐＦの場合の特性を示している。同図からわかるように、周波数ｆ＝０ＧＨｚ〜１１．０ＧＨｚにおいて、振幅変動として１．４ｄＢ以内、入力反射量として−５ｄＢ以下、周波数ｆ＝５．７ＧＨｚ〜１１．０ＧＨｚにおいて、位相変化量として３６０度以上の特性が得られている。
【００５９】
図１２は、図３に示された第２構成例の移相器１２を実際の回路に適用した移相器１２ａを示す図である。この図において、図３と同一部分は同一符号をもって示し、適宜その説明を省略する。図１２に示された移相器１２ａでは、可変リアクタンス素子３及び可変リアクタンス素子１０５として可変キャパシタ１３及び可変キャパシタ１１５がそれぞれ用いられている。高周波伝送線路１２３とキャパシタ１２４，１２５とから構成される各π型回路のそれぞれの等価的な特性インピーダンスを５０Ω、入出力インピーダンスＺ0＝５０Ωとする。また、高周波伝送線路１２３は無損失であると仮定し、周波数ｆ0＝１０ＧＨｚでの電気長θ1〜θ5を４５度、特性インピーダンスＺ1〜Ｚ5を７０．７Ωと仮定する。このとき、キャパシタ１２４ａ〜１２４ｊ、１２５ａ〜１２５ｊの容量Ｃが０．２２５ｐＦに設定される。
【００６０】
図１３は、図１２に示された移相器１２ａの振幅特性（順方向伝達係数Ｓ21と入力反射係数Ｓ11）と位相特性（順方向伝達係数Ｓ21）のシミュレーション結果を示す図である。上図の横軸は周波数［ＧＨｚ］、左側の縦軸は順方向伝達係数Ｓ21［ｄＢ］、右側の縦軸は入力反射係数Ｓ11［ｄＢ］である。下図の横軸は周波数［ＧＨｚ］、縦軸は順方向伝達係数Ｓ21［ｄｅｇ．］である。
【００６１】
図１３は、可変キャパシタ１１５ａ〜１１５ｈの容量Ｃca〜Ｃchを可変キャパシタ１３の容量Ｃaの２倍に設定し、可変キャパシタ１１５ｉの容量Ｃiを可変キャパシタ１３の容量Ｃaの４倍に設定し、可変キャパシタ１３の容量Ｃaを０．０５ｐＦ、０．２ｐＦ、０．４１ｐＦと変化させた場合の特性を示している。実線は、容量Ｃaが０．０５ｐＦの場合の特性を示しており、破線は、容量Ｃaが０．２ｐＦの場合の特性を示しており、一点鎖線は、容量Ｃaが０．４１ｐＦの場合の特性を示している。同図からわかるように、周波数ｆ＝０ＧＨｚ〜１１．０ＧＨｚにおいて、振幅変動として２ｄＢ以内、入力反射量として−４ｄＢ以下、周波数ｆ＝７．３ＧＨｚ〜１１．０ＧＨｚにおいて、位相変化量として３６０度以上の特性が得られている。
【００６２】
なお、図１２に示された移相器１２ａは、キャパシタ１２５ｉ及びキャパシタ１２５ｊを個別に備えている。しかし、キャパシタ１２５ｉ及びキャパシタ１２５ｊはいずれも接続点１０４ｉに接続されているため、容量が２Ｃの１つのキャパシタにまとめて置き換えることも可能である。
【００６３】
図１４は、図５に示されたπ型回路が移相器１０の高周波移相素子１０３として用いられた第４構成例を実際の回路に適用した移相器１４ａを示す図である。この図において、図３と同一部分は同一符号をもって示し、適宜その説明を省略する。
【００６４】
図１４に示された移相器１４ａでは、可変リアクタンス素子３及び可変リアクタンス素子１０５として可変キャパシタ１３及び可変キャパシタ１１５がそれぞれ用いられている。インダクタ１４３、キャパシタ１２４及びキャパシタ１２５とから構成される各π型回路のそれぞれの等価的な特性インピーダンスを５０Ω、入出力インピーダンスＺ0＝５０Ω、周波数ｆ0＝１０ＧＨｚとする。このとき、インダクタ１４３のインダクタンスＬがＬ＝０．７９６ｎＨに、キャパシタ１２４ａ〜１２４ｊ、１２５ａ〜１２５ｊの容量Ｃが０．３１８ｐＦに設定される。
【００６５】
図１５は、図１４に示された移相器１４ａの振幅特性（順方向伝達係数Ｓ21と入力反射係数Ｓ11）と位相特性（順方向伝達係数Ｓ21）のシミュレーション結果を示す図である。上図の横軸は周波数［ＧＨｚ］、左側の縦軸は順方向伝達係数Ｓ21［ｄＢ］、右側の縦軸は入力反射係数Ｓ11［ｄＢ］である。下図の横軸は周波数［ＧＨｚ］、縦軸は順方向伝達係数Ｓ21［ｄｅｇ．］である。
【００６６】
図１５では、可変キャパシタ１１５ａ〜１１５ｈの容量Ｃca〜Ｃchを可変キャパシタ１３の容量Ｃaの２倍に設定し、可変キャパシタ１１５ｉの容量Ｃiを可変キャパシタ１３の容量Ｃaの４倍に設定し、可変キャパシタ１３の容量Ｃaを０．０５ｐＦ、０．２ｐＦ、０．４１ｐＦと変化させている。実線は、容量Ｃaが０．０５ｐＦの場合の特性を示しており、破線は、容量Ｃaが０．２ｐＦの場合の特性を示しており、一点鎖線は、容量Ｃaが０．４１ｐＦの場合の特性を示している。同図からわかるように、周波数ｆ＝０ＧＨｚ〜１１．０ＧＨｚにおいて、振幅変動として２．３ｄＢ以内、入力反射量として−３ｄＢ以下、周波数ｆ＝７．５ＧＨｚ〜１１．０ＧＨｚにおいて、位相変化量として３６０度以上の特性が得られている。
【００６７】
なお、図１４に示された移相器１４ａは、キャパシタ１２５ｉ及びキャパシタ１２５ｊを個別に備えている。しかし、キャパシタ１２５ｉ及びキャパシタ１２５ｊはいずれも接続点１０４ｉに接続されているため、容量が２Ｃの１つのキャパシタにまとめて置き換えることも可能である。
同様に、移相器１０の第３構成例、第５構成例、第６構成例についても実際の回路に適用できる。
【００６８】
図１６は、図８に示された第７構成例の移相器１７を実際の回路に適用した移相器１７ａを示す図である。この図において、図８と同一部分は同一符号をもって示し、適宜その説明を省略する。図１６に示された移相器１７ａでは、可変リアクタンス素子３及び可変リアクタンス素子１０５として可変キャパシタ１３及び可変キャパシタ１１５がそれぞれ用いられている。高周波結合伝送線路１５３の周波数ｆ0＝１０ＧＨｚでの電気長を９０度とする。また、高周波結合伝送線路１５３は無損失であると仮定し、入出力インピーダンスＺ0＝５０Ωとする。
【００６９】
図１７は、高周波結合伝送線路１５３の偶モード特性インピーダンスＺ1e＝５０Ω，Ｚ2e＝５０Ω，Ｚ3e＝５０Ω，Ｚ4e＝５０Ω，Ｚ5e＝５０Ω、奇モード特性インピーダンスＺ1o＝５０Ω，Ｚ2o＝５０Ω，Ｚ3o＝５０Ω，Ｚ4o＝５０Ω，Ｚ5o＝５０Ωの場合の移相器１７ａの振幅特性（順方向伝達係数Ｓ21と入力反射係数Ｓ11）と位相特性（順方向伝達係数Ｓ21）のシミュレーション結果を示す図である。上図の横軸は周波数［ＧＨｚ］、左側の縦軸は順方向伝達係数Ｓ21［ｄＢ］、右側の縦軸は入力反射係数Ｓ11［ｄＢ］である。下図の横軸は周波数［ＧＨｚ］、縦軸は順方向伝達係数Ｓ21［ｄｅｇ．］である。
【００７０】
図１７では、可変キャパシタ１１５ａ〜１１５ｈの容量Ｃca〜Ｃchを可変キャパシタ１３の容量Ｃaの２倍に設定し、可変キャパシタ１１５ｉの容量Ｃiを可変キャパシタ１３の容量Ｃaの４倍に設定し、可変キャパシタ１３の容量Ｃaを０．０５ｐＦ、０．２ｐＦ、０．４１ｐＦと変化させている。実線は、容量Ｃaが０．０５ｐＦの場合の特性を示しており、破線は、容量Ｃaが０．２ｐＦの場合の特性を示しており、一点鎖線は、容量Ｃaが０．４１ｐＦの場合の特性を示している。同図からわかるように、周波数ｆ＝０ＧＨｚ〜１１．０ＧＨｚにおいて、振幅変動として１ｄＢ以内、入力反射量として−６ｄＢ以下、周波数ｆ＝５．８ＧＨｚ〜１１．０ＧＨｚにおいて、位相変化量として３６０度以上の特性が得られている。
【００７１】
同様に、図１８は、高周波結合伝送線路１５３の偶モード特性インピーダンスＺ1e＝５０Ω，Ｚ2e＝５０Ω，Ｚ3e＝５０Ω，Ｚ4e＝５０Ω，Ｚ5e＝５５Ω、奇モード特性インピーダンスＺ1o＝５０Ω，Ｚ2o＝５０Ω，Ｚ3o＝５０Ω，Ｚ4o＝５０Ω，Ｚ5o＝５５Ωの場合の移相器１７ａの振幅特性（順方向伝達係数Ｓ21と入力反射係数Ｓ11）と位相特性（順方向伝達係数Ｓ21）のシミュレーション結果を示す図である。上図の横軸は周波数［ＧＨｚ］、左側の縦軸は順方向伝達係数Ｓ21［ｄＢ］、右側の縦軸は入力反射係数Ｓ11［ｄＢ］である。下図の横軸は周波数［ＧＨｚ］、縦軸は順方向伝達係数Ｓ21［ｄｅｇ．］である。
【００７２】
図１８では、可変キャパシタ１１５ａ〜１１５ｈの容量Ｃca〜Ｃchを可変キャパシタ１３の容量Ｃaの２倍に設定し、可変キャパシタ１１５ｉの容量Ｃiを可変キャパシタ１３の容量Ｃaの約３．３倍に設定し、可変キャパシタ１３の容量Ｃaを０．０５ｐＦ、０．２ｐＦ、０．４１ｐＦと変化させている。実線は、容量Ｃaが０．０５ｐＦの場合の特性を示しており、破線は、容量Ｃaが０．２ｐＦの場合の特性を示しており、一点鎖線は、容量Ｃaが０．４１ｐＦの場合の特性を示している。同図からわかるように、周波数ｆ＝０ＧＨｚ〜１１．０ＧＨｚにおいて、振幅変動として１．４ｄＢ以内、入力反射量として−５ｄＢ以下、周波数ｆ＝５．７ＧＨｚ〜１１．０ＧＨｚにおいて、位相変化量として３６０度以上の特性が得られている。
【００７３】
同様に、図１９は、高周波結合伝送線路１５３の偶モード特性インピーダンスＺ1e＝５０Ω，Ｚ2e＝５０Ω，Ｚ3e＝５０Ω，Ｚ4e＝５０Ω，Ｚ5e＝５５Ω、奇モード特性インピーダンスＺ1o＝５０Ω，Ｚ2o＝５０Ω，Ｚ3o＝５０Ω，Ｚ4o＝５０Ω，Ｚ5o＝５０Ωの場合の移相器１７ａの振幅特性（順方向伝達係数Ｓ21と入力反射係数Ｓ11）と位相特性（順方向伝達係数Ｓ21）のシミュレーション結果を示す図である。上図の横軸は周波数［ＧＨｚ］、左側の縦軸は順方向伝達係数Ｓ21［ｄＢ］、右側の縦軸は入力反射係数Ｓ11［ｄＢ］である。下図の横軸は周波数［ＧＨｚ］、縦軸は順方向伝達係数Ｓ21［ｄｅｇ．］である。
【００７４】
図１９では、可変キャパシタ１１５ａ〜１１５ｈの容量Ｃca〜Ｃchを可変キャパシタ１３の容量Ｃaの２倍に設定し、可変キャパシタ１１５ｉの容量Ｃiを可変キャパシタ１３の容量Ｃaの約３．３倍に設定し、可変キャパシタ１３の容量Ｃaを０．０５ｐＦ、０．２ｐＦ、０．４１ｐＦと変化させている。実線は、容量Ｃaが０．０５ｐＦの場合の特性を示しており、破線は、容量Ｃaが０．２ｐＦの場合の特性を示しており、一点鎖線は、容量Ｃaが０．４１ｐＦの場合の特性を示している。同図からわかるように、周波数ｆ＝０ＧＨｚ〜１１．０ＧＨｚにおいて、振幅変動として１．２ｄＢ以内、入力反射量として−６ｄＢ以下、周波数ｆ＝５．７ＧＨｚ〜１１．０ＧＨｚにおいて、位相変化量として３６０度以上の特性が得られている。
【００７５】
［高周波インピーダンス素子として共振回路を用いる形態］
第１の高周波インピーダンス素子及び第２の高周波インピーダンス素子としてそれぞれ共振回路を用いて移相器を構成することもできる。共振回路は、インダクタ、キャパシタ、伝送線路で実現されたインダクタンス成分、伝送線路で実現されたキャパシタンス成分等を利用して構成される。共振回路のインピーダンスは、実質的にリアクタンスから構成されている。
【００７６】
以上のように、本発明による移相器はＭＭＩＣで形成される構成に適している。移相器をＭＭＩＣで形成することによって、小型の移相器を作成できる。また、半導体プロセスにより無調整で均一性の高いチップを製造できるので、量産性の向上を図れる。さらに、高集積化及び高精度な再現性により実装コストの削減及び信頼性の向上が可能になる。
【００７７】
［変形例１］
図２０は、図９に示された移相器１１ａと、移相器１１ａを対称構成にした移相器とを接続した移相器２２ａを示す図である。移相器２２ａは、非対称なレイアウトにより発生する通過損失を低減することができる。図２０において、図９と同一部分は同一符号をもって示し、適宜その説明を省略する。
【００７８】
図２０に示された移相器２２ａにおいて、高周波伝送線路２１３の周波数ｆ0＝１０ＧＨｚでの電気長を９０度とする。また、高周波伝送線路２１３は無損失であると仮定し、入出力インピーダンスＺ0＝５０Ωとする。
【００７９】
図２１は、高周波伝送線路１１３及び高周波伝送線路２１３の特性インピーダンスがＺ1＝１００Ω，Ｚ2＝１００Ω，Ｚ3＝１００Ω，Ｚ4＝１００Ω，Ｚ5＝１００Ωである場合の移相器２２ａの振幅特性（順方向伝達係数Ｓ21と入力反射係数Ｓ11）と位相特性（順方向伝達係数Ｓ21）のシミュレーション結果を示す図である。上図の横軸は周波数［ＧＨｚ］、左側の縦軸は順方向伝達係数Ｓ21［ｄＢ］、右側の縦軸は入力反射係数Ｓ11［ｄＢ］である。下図の横軸は周波数［ＧＨｚ］、縦軸は順方向伝達係数Ｓ21［ｄｅｇ．］である。
【００８０】
図２１は、可変キャパシタ１１５ａ〜１１５ｈ及び２１５ａ〜２１５ｈの容量Ｃca〜Ｃchを可変キャパシタ１３の容量Ｃaと同じ値に設定し、可変キャパシタ１１５ｉ及び２１５ｉの容量Ｃiを可変キャパシタ１３の容量Ｃaの２倍に設定し、可変キャパシタ１３の容量Ｃaを０．０５ｐＦ、０．２ｐＦ、０．４１ｐＦと変化させた場合の移相器２２ａの特性を示している。実線は、容量Ｃaが０．０５ｐＦの場合の特性を示しており、破線は、容量Ｃaが０．２ｐＦの場合の特性を示しており、一点鎖線は、容量Ｃaが０．４１ｐＦの場合の特性を示している。同図からわかるように、周波数ｆ＝０ＧＨｚ〜１１．０ＧＨｚにおいて、振幅変動として１ｄＢ以内、入力反射量として−６ｄＢ以下、周波数ｆ＝５．８ＧＨｚ〜１１．０ＧＨｚにおいて、位相変化量として３６０度以上の特性が得られている。
【００８１】
［変形例２］
図２２は、図９に示された移相器１１ａに切り替えスイッチが設けられた移相器２４ａを示す図である。図２４において、図９と同一部分は同一符号をもって示し、適宜その説明を省略する。移相器２４ａは、スイッチの設定に応じて、位相変化量を切り替えることができるデジタル移相器として動作する。
【００８２】
図２２に示された移相器２４ａでは、図９と同じ電気的特性を有するようにスイッチが設定されており、可変キャパシタを変化させることで、アナログ移相器として動作する。
図２３は、移相器２４ａの第２の状態を示す図である。移相器２４ａは、図２３のようにスイッチが設定された場合には、設計周波数ｆ0での位相変化量が０度のデジタル移相器として動作する。
【００８３】
図２４は、移相器２４ａの第３の状態を示す図である。移相器２４ａは、図２４のようにスイッチが設定された場合には、設計周波数ｆ0での位相変化量が１８０度のデジタル移相器として動作する。
図２５は、移相器２４ａの第４の状態を示す図である。移相器２４ａは、図２５のようにスイッチが設定された場合には、設計周波数ｆ0での位相変化量が３６０度のデジタル移相器として動作する。
【００８４】
［その他の実施形態］
以上述べたすべての実施形態は本発明の実施形態を例示的に示すものであって限定的に示すものではなく、本発明は他の種々の変形態様及び変更態様で実施することができる。したがって、本発明の範囲は特許請求の範囲及びその均等範囲によってのみ規定されるものである。
【００８５】
また、本発明による移相器は、無線通信用アレーアンテナの指向性制御回路、可変利得増幅器の利得を変化させた場合の通過位相を一定にするための調整回路及び電力増幅器の歪補償回路などに広く適用可能である。さらにまた、光通信用ＣＤＲ（Clock and Data Recovery Circuit）内で使用されている可変クロック遅延回路としても使用可能である。
【００８６】
［本実施形態における効果］
以上説明したように、本発明による移相器では、位相変化量が９０度の複数個（４個以上）の高周波移相素子と、複数個の高周波インピーダンス素子とを有し、入出力反射係数がほぼ零となるように各高周波インピーダンス素子のインピーダンスが設定されるようにした。
【００８７】
例えば高周波移相素子として周波数ｆ0での電気長が９０度の高周波伝送線路を１０個用いた場合には、従来の高周波移相素子として周波数ｆ0での電気長が９０度の高周波伝送線路を２個使用した移相器を５個縦続接続して構成する場合と比較すると、高周波伝送線路を直線状に並べることで曲りにより発生する損失の低減と移相器の小型化を図ることができる。また、第１高周波インピーダンス素子を通過する回数が５回から１回になるため、第１高周波インピーダンス素子での通過損失を低減することができる。以上により、本発明を用いることで通過損失の低減と移相器の小型化を図ることができる。
【００８８】
また、本発明による移相器では、高周波移相素子として、（構成ａ）周波数ｆ0での電気長が９０度の高周波伝送線路、（構成ｂ）周波数ｆ0での電気長が９０度より小さい高周波伝送線路とその両端に一端が接続され他端が接地された２つのキャパシタとから構成されるπ型回路、（構成ｃ）インダクタとキャパシタとから構成される集中定数回路、（構成ｄ）上記の（構成ａ）及び（構成ｂ）の２本の高周波伝送線路を結合させた高周波結合伝送線路などを用いるようにした。この場合、（構成ａ）＞（構成ｂ）＞（構成ｃ）の順で移相器を小型化できる。（構成ｄ）は、高周波結合伝送線路を使用することにより、（構成ａ）又は（構成ｂ）の高周波伝送線路を使用する場合と比較して伝送線路の本数を半分にすることができる。
また、本発明による移相器では、高周波インピーダンス素子として共振回路を用いるようにした。これにより、位相変化量の増大を図ることができる。
【００８９】
以上、本発明を実施の形態を用いて説明したが、本発明の技術的範囲は上記実施の形態に記載の範囲には限定されない。上記実施の形態に、多様な変更又は改良を加えることが可能であることが当業者に明らかである。そのような変更又は改良を加えた形態も本発明の技術的範囲に含まれ得ることが、特許請求の範囲の記載から明らかである。
【符号の説明】
【００９０】
１  入力端子
２  出力端子
３  可変リアクタンス素子
１０  移相器
１１，１１ａ  移相器
１２，１２ａ  移相器
１３  可変キャパシタ
１４ａ  移相器
１７，１７ａ  移相器
２２ａ  移相器
２４ａ  移相器
１０３  高周波移相素子
１０５  可変リアクタンス素子
１１３，２１３  高周波伝送線路
１１５，２１５  可変キャパシタ
１２３  高周波伝送線路
１２４  キャパシタ
１２５  キャパシタ
１４３  インダクタ
１５３  高周波結合伝送線路
４０１，４０２  入出力端子
４０３  高周波伝送線路
４０５  可変インピーダンス素子又は非線形素子
５００，５０５ａ  可変インピーダンス素子
５０１，５０２  入出力端子
５０３  高周波伝送線路
【図１】
0006566441.tif 000002
【図２】
0006566441.tif 000003
【図３】
0006566441.tif 000004
【図４】
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【図５】
0006566441.tif 000006
【図６】
0006566441.tif 000007
【図７】
0006566441.tif 000008
【図８】
0006566441.tif 000009
【図９】
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【図１０】
0006566441.tif 000011
【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
0006566441.tif 000014
【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
0006566441.tif 000020
【図２０】
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【図２１】
0006566441.tif 000022
【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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