(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流成分と交流成分を含む電流信号が入力され、前記電流信号に応じた電圧を出力する入出力ノードと、
前記入出力ノードの電圧が入力される増幅部と、
前記増幅部から出力される電圧の直流成分に基づく電圧を出力する抽出部と、
前記抽出部から出力される電圧に基づく電流を前記入出力ノードに供給する第１の電流供給部と、
前記電流信号の交流成分に基づく電流を前記入出力ノードに供給するバイポーラトランジスタを含む、第２の電流供給部とを有し、
前記第２の電流供給部が供給する電流は、前記電流信号の電流と、前記第１の電流供給部が供給する電流との差に相当し、
前記バイポーラトランジスタのエミッタは前記入出力ノードに接続され、
前記バイポーラトランジスタのベースには、前記入出力ノードの電圧が前記電流信号の直流成分に基づく電圧であるときに前記バイポーラトランジスタがカットオフされるように、バイアス電圧が入力される
ことを特徴とする電流電圧変換回路。
【請求項２】
前記第２の電流供給部は、ダーリントン接続又はインバーテッドダーリントン接続された複数のバイポーラトランジスタを含むことを特徴とする請求項１に記載の電流電圧変換回路。
【請求項３】
前記増幅部はＯＴＡを含み、
前記抽出部は、前記ＯＴＡの出力インピーダンスと、電源電圧と前記ＯＴＡの出力端子との間に接続される容量素子とにより形成されるローパスフィルタを含む
ことを特徴とする請求項１又は２に記載の電流電圧変換回路。
【請求項４】
前記第１の電流供給部はバイポーラトランジスタを含み、
前記バイポーラトランジスタのコレクタは前記入出力ノードに接続され、
前記バイポーラトランジスタのベースには、前記抽出部から出力される電圧が入力される
ことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の電流電圧変換回路。
【請求項５】
前記第１の電流供給部は、ダーリントン接続又はインバーテッドダーリントン接続された複数のバイポーラトランジスタを含むことを特徴とする請求項４に記載の電流電圧変換回路。
【請求項６】
前記入出力ノードの電圧と所定の閾値電圧とを比較して得た信号を出力する比較回路をさらに有し、
前記閾値電圧は、前記電流信号の直流成分のみが入力された場合の前記入出力ノードの電圧と、前記電流信号の交流成分がさらに入力された場合の前記入出力ノードの電圧との間の電圧に設定されていることを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載の電流電圧変換回路。
【請求項７】
電流出力型のセンサを含む受信部と、
前記受信部から出力された電流信号の交流成分に応じた電圧を出力する請求項１乃至６のいずれか１項に記載の電流電圧変換回路と
を有する受信装置。
【請求項８】
トリガ信号を送信する送信装置と、
電流出力型のセンサを含み、前記トリガ信号を前記センサで受信して電流信号を出力する受信部と、前記受信部から出力された電流信号の交流成分に応じた電圧信号を出力する請求項１乃至６のいずれか１項に記載の電流電圧変換回路とを含む受信装置と
を有する撮像システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電流電圧変換回路、受信装置及び撮像システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
電流を出力する電流出力型センサにおいて、出力信号のうち交流（ＡＣ）成分が有効な信号であり、直流（ＤＣ）成分は外乱となるものがある。このようなＤＣ成分は、電流出力型センサの出力信号を処理する際に、回路の動作レンジを圧迫する不要成分となる場合がある。そのため、ＤＣ成分を除去し、ＡＣ成分を通過させる手法が必要とされている。
【０００３】
ＤＣ成分を除去する手法として、カップリングコンデンサを用いる手法が知られている。この手法では、センサから出力される電流を電圧に変換してからカップリングコンデンサを介して後段に伝達させることにより、ＤＣ成分の伝達を阻止するとともに、ＡＣ成分を通過させることができる。この手法は、センサからの出力に含まれるＤＣ電流がＡＣ電流と比較して十分に小さい場合であれば精度よくＤＣ成分の除去を行うことができる。
【０００４】
しかしながら、ＤＣ電流がＡＣ電流に対して比較的大きい場合には、電流を電圧に変換する際に回路動作飽和を防ぐ目的で対数圧縮等の非線形な電圧変換が行われることがある。このような場合、ＳＮＲ(signal-to-noise ratio)が悪化することがある。すなわち、センサの動作環境等の外部要因、センサの出力ばらつき等に起因して出力信号のＤＣ成分又はＡＣ成分の電流変化幅（ダイナミックレンジ）が大きい場合、この手法には限界がある。
【０００５】
この問題の解決策として、特許文献１では、ＤＣ成分とＡＣ成分の分離を電流信号のままで行い、最終的にＡＣ電流のみを有効な信号として演算増幅器で処理している。この手法では、フィードバック回路を利用して、センサ信号のＤＣ成分のみを抽出し、このＤＣ成分と同じ大きさのレプリカ電流をセンサ信号電流から減算することでＡＣ電流を取得している。ＤＣ電流がＡＣ電流よりも大きい程ＤＣ成分の抽出精度が高まるため、この手法によればＳＮＲの悪化を防ぐことができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２０１０−２４９７８６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
特許文献１の技術では、センサ出力のＤＣ成分を検出してレプリカ電流を生成する信号処理部分と、ＡＣ成分の演算を行う部分の回路が一部重複している。ＤＣ成分及びＡＣ成分は、センサ出力ノードに存在するインピーダンスの周波数特性に従って分離されるが、その周波数特性は回路定数によって決定される。回路の重複部分があることによって、ＤＣ成分とＡＣ成分の分離のための周波数特性の設定範囲には制限が生じる。その結果、ＤＣ成分とＡＣ成分の信号分離性能が不十分となることがあり、より広いダイナミックレンジを有するＤＣ成分の除去と、広いダイナミックレンジを有するＡＣ成分の検出の両立に限界があった。
【０００８】
本発明は上述の課題に鑑みてなされたものであり、広いダイナミックレンジを有するＤＣ成分と広いダイナミックレンジを有するＡＣ成分とを含む電流信号に対するＤＣ成分の除去と、ＡＣ成分の検出を両立することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の一観点によれば、直流成分と交流成分を含む電流信号が入力され、前記電流信号に応じた電圧を出力する入出力ノードと、前記入出力ノードの電圧が入力される増幅部と、前記増幅部から出力される電圧の直流成分に基づく電圧を出力する抽出部と、前記抽出部から出力される電圧に基づく電流を前記入出力ノードに供給する第１の電流供給部と、前記電流信号の交流成分に基づく電流を前記入出力ノードに供給するバイポーラトランジスタを含む、第２の電流供給部とを有し、前記第２の電流供給部が供給する電流は、前記電流信号の電流と、前記第１の電流供給部が供給する電流との差に相当し、前記バイポーラトランジスタのエミッタは前記入出力ノードに接続され、前記バイポーラトランジスタのベースには、前記入出力ノードの電圧が前記電流信号の直流成分に基づく電圧であるときに前記バイポーラトランジスタがカットオフされるように、バイアス電圧が入力されることを特徴とする電流電圧変換回路が提供される。
【発明の効果】
【００１０】
広いダイナミックレンジを有するＤＣ成分と広いダイナミックレンジを有するＡＣ成分とを含む電流信号に対するＤＣ成分の除去と、ＡＣ成分の検出を両立する電流電圧変換回路が提供される。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る電流電圧変換回路のブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施形態に係る電流電圧変換回路の回路図である。
【図３】定常状態におけるフィードバックループの等価回路図である。
【図４】フィードバックループのゲインの周波数特性を示すグラフである。
【図５】本発明の第２の実施形態に係る電流電圧変換回路の回路図である。
【図６】本発明の第３の実施形態に係る撮像システムのブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
（第１の実施形態）
図１から図４を参照しながら本発明の第１の実施形態に係る電流電圧変換回路１００の構成を説明する。
【００１３】
まず、図１を参照して本実施形態の概略構成を説明する。図１は本発明の第１の実施形態に係る電流電圧変換回路１００のブロック図である。本実施形態の電流電圧変換回路１００は、例えばＤＣ成分を主とする外乱光下における光パルス信号を検出する装置に用いることができる。電流電圧変換回路１００は、入出力ノード１、増幅部２、抽出部３、第１の電流供給部４及び第２の電流供給部５を有する。電流信号源６は、例えば電流シンク型、あるいは電流ソース型の光センサである。電流信号源６は入出力ノード１に接続される。電流電圧変換回路１００は、入出力ノード１に入力されるＡＣ成分とＤＣ成分を含む電流信号を処理する。以下の説明では、電流信号源６は電流シンク型の光センサであるものとする。すなわち、電流信号源６を流れる電流と同じ電流が入出力ノード１から流れ出る。
【００１４】
電流電圧変換回路１００は、増幅部２、抽出部３、第１の電流供給部４を含むＤＣフィードバックループを有する。入出力ノード１の電圧は増幅部２に入力される。増幅部２は、入出力ノード１の電圧を増幅して得た信号を抽出部３に出力する。抽出部３は、増幅部２から出力された信号の直流成分に基づく電圧を第１の電流供給部４に出力する。第１の電流供給部４は抽出部３から入力された電圧に基づく電流を入出力ノード１に供給する。第２の電流供給部５は電流信号の交流成分に基づく電流を入出力ノード１に供給する。
【００１５】
以上の構成により、電流信号源６により入出力ノード１から流れ出るＤＣ成分とＡＣ成分を含む電流は、第１の電流供給部４及び第２の電流供給部５から供給される。ＤＣ成分は主として第１の電流供給部４から供給され、ＡＣ成分は主として第２の電流供給部５から供給される。これらの電流により生じる電圧降下により定まる入出力ノード１の電圧Ｖｏｕｔが電流電圧変換回路１００の出力電圧となる。
【００１６】
図２は、図１に示したブロック図の構成をより詳細に説明する回路図である。また、図２には、出力電圧Ｖｏｕｔの電圧変動分をパルス整形して出力する出力回路２００が追加されている。以下、図２の回路構成について図１のブロック図との対応関係を示しながら説明する。
【００１７】
図１に示した電流信号源６は、図２においては、アノードが接地されカソードが電流電圧変換回路１００の入出力ノード１と接続されるフォトダイオード１１と、フォトダイオード１１と並列に接続される抵抗素子１２とに対応する。フォトダイオード１１に光が入射されると、光量に応じた電流がフォトダイオード１１のカソードからグラウンドに流れる。また、ノード１の電位に対応する電位降下電流が抵抗素子１２を介してグラウンドに流れる。入射光は時間的に一定の外乱成分と、パルス状に入射される信号成分とを含む。そのため、フォトダイオード１１と並列に接続される抵抗素子１２で生成される電流にはＤＣ成分とＡＣ成分が含まれている。以下この電流をＩｄｃ＋Ｉａｃと表記する。なお、Ｉａｃが殆どゼロか僅かである状態を、以下では定常状態と呼ぶ。
【００１８】
増幅部２は、非反転入力端子、反転入力端子及び出力端子を有するＯＴＡ(Operational Transconductance Amplifier)である。増幅部２の非反転入力端子は入出力ノード１に接続され、増幅部２の反転入力端子には基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。増幅部２はＯＴＡであるため、高い出力インピーダンスを有する。この出力インピーダンスの値をＲｏ１とする。また、入力端子間の電圧をΔＶｏｕｔ（＝Ｖｏｕｔ−Ｖｒｅｆ）とする。
【００１９】
図１に示した抽出部３は、図２においては増幅部２の出力インピーダンスＲｏ１と、一端に電源電圧ＶＣＣが入力される容量素子１４とによって形成されるローパスフィルタに対応する。容量素子１４の容量値をＣとすると、ローパスフィルタのカットオフ角周波数は１／（Ｒｏ１・Ｃ）となる。このカットオフ角周波数は入力される信号のＡＣ成分が減衰するように設定される。ローパスフィルタを通過した信号の電圧は第１の電流供給部４に入力される。
【００２０】
図１に示した第１の電流供給部４は、図２においてはＰＮＰトランジスタ１５、１６を含むダーリントンＰＮＰトランジスタに対応する。増幅部２から抽出部３を介して出力される電圧は、初段トランジスタであるＰＮＰトランジスタ１６のベースに入力される。ＰＮＰトランジスタ１６のコレクタは接地されており、エミッタはＰＮＰトランジスタ１５のベースに接続される。すなわち、ＰＮＰトランジスタ１６はエミッタフォロアを構成しており、ＰＮＰトランジスタ１５のベースには第１の電流供給部４への入力電圧に応じた電圧が入力される。これにより、入出力ノード１に接続されたＰＮＰトランジスタ１５のコレクタにはコレクタ電流が生成される。この電流をＩｄｃとする。また、ＰＮＰトランジスタ１５のエミッタには電源電圧ＶＣＣが入力される。なお、ダーリントンＰＮＰトランジスタの入力インピーダンスはＲｏ１よりも十分に大きく、ローパスフィルタのカットオフ周波数に影響を及ぼさない。
【００２１】
以上のように、増幅部２、抽出部３及び第１の電流供給部４はＤＣフィードバックループを形成する。
【００２２】
図１に示した第２の電流供給部５は、図２においてはＮＰＮトランジスタ１７、１８及び電流源１９を含むダーリントンＮＰＮトランジスタに対応する。ＮＰＮトランジスタ１７のベースにはバイアス電圧Ｖｂｉａｓが入力される。ＮＰＮトランジスタ１７のエミッタは所定の電流をバイアスする電流源１９及びＮＰＮトランジスタ１８のベースに接続される。ＮＰＮトランジスタ１７、１８のコレクタには電源電圧ＶＣＣが入力される。ＮＰＮトランジスタ１８のエミッタは入出力ノード１に接続される。ＮＰＮトランジスタ１８のエミッタ電流をＩａｃとする。入出力ノード１に流れこむ電流と入出力ノード１から流れ出る電流は等しいので、ＮＰＮトランジスタ１８のエミッタ電流Ｉａｃは、電流信号源６を流れる電流（Ｉｄｃ＋Ｉａｃ）とＰＮＰトランジスタ１５のコレクタ電流Ｉｄｃの差に相当する。
【００２３】
出力回路２００は、アナログ信号である電圧Ｖｏｕｔをディジタル信号パルスに波形整形して出力するための回路の一例である。出力回路２００は、抵抗素子２１ａ、２１ｂ、コンパレータ２２、マルチエミッタＮＰＮトランジスタ２３、ＮＰＮトランジスタ２４及び電流源２５を有しており、差動対による比較回路を構成する。
【００２４】
入出力ノード１はマルチエミッタＮＰＮトランジスタ２３のベースに接続される。マルチエミッタＮＰＮトランジスタ２３のエミッタは電流源２５に接続される。マルチエミッタＮＰＮトランジスタ２３のコレクタは抵抗素子２１ａの一端及びコンパレータ２２の非反転入力端子に接続される。抵抗素子２１ａの他端には電源電圧ＶＣＣが入力される。
【００２５】
ＮＰＮトランジスタ２４のベースには基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。ＮＰＮトランジスタ２４のエミッタは電流源２５に接続される。ＮＰＮトランジスタ２４のコレクタは抵抗素子２１ｂの一端及びコンパレータ２２の反転入力端子に接続される。抵抗素子２１ｂの他端には電源電圧ＶＣＣが入力される。すなわち、出力回路２００の各トランジスタは差動対を構成している。
【００２６】
抵抗素子２１ａと２１ｂの抵抗値は同一であるものとする。このとき、出力回路２００はマルチエミッタＮＰＮトランジスタ２３のベースに入力される電圧Ｖｏｕｔと、ＮＰＮトランジスタ２４のベースに入力される基準電圧Ｖｒｅｆとに基づいてハイレベル又はローレベルの電圧を出力する回路となる。
【００２７】
ただし、電圧Ｖｏｕｔが入力される側のマルチエミッタＮＰＮトランジスタ２３がマルチエミッタの構成になっているため、マルチエミッタＮＰＮトランジスタ２３にはＮＰＮトランジスタ２４よりも多くの電流が流れる。よって、抵抗素子２１ａによる電圧降下は抵抗素子２１ｂによる電圧降下よりも大きくなる。したがって、コンパレータ２２での比較における閾値電圧Ｖｔｈは、基準電圧Ｖｒｅｆよりも低い電圧となる。このように、閾値電圧Ｖｔｈを基準電圧Ｖｒｅｆと異ならせることにより、ノイズによる微小な電圧変化に起因する誤動作を抑制することができる。なお、閾値電圧Ｖｔｈを低くしすぎると交流成分が入力した場合に検出できなくなる問題が生じ得るので、閾値電圧Ｖｔｈは基準電圧Ｖｒｅｆと交流成分検出時の電圧との間の値に設定しておくことが好ましい。
【００２８】
すなわち、コンパレータ２２は、電圧Ｖｏｕｔが閾値電圧Ｖｔｈよりも小さいときにハイレベルを出力し、そうでないときにローレベルを出力する。このようにして、入出力ノード１の電圧Ｖｏｕｔの変化がディジタル信号パルスに整形され、後段のマイコン等に出力される。
【００２９】
次に、電流電圧変換回路１００の動作について説明する。まず、フォトダイオード１１に信号が入射されておらず、電流信号源６を流れる電流Ｉｄｃ＋ＩａｃにＡＣ成分がほとんど含まれない定常状態における動作について説明する。
【００３０】
定常状態において、増幅部２の反転入力端子と非反転入力端子のバーチャルショートの効果によって、入出力ノード１の電圧（すなわち、電流電圧変換回路１００の出力電圧Ｖｏｕｔ）は基準電圧Ｖｒｅｆとほぼ等しくなる。したがって、ＮＰＮトランジスタ１８のエミッタ電圧も定常状態においてほぼ基準電圧Ｖｒｅｆと等しくなる。
【００３１】
一方、ＮＰＮトランジスタ１８のベース端子は、定常状態においてエミッタ電流がほぼゼロになるようにＶｒｅｆ＋０．６Ｖよりも小さい値のバイアス電圧とする。すなわち、ＮＰＮトランジスタ１７のベースに入力されるバイアス電圧ＶｂｉａｓはＶｒｅｆ＋１．２Ｖよりも小さい値とする。これにより、入出力ノード１の電圧が電流信号の直流成分に基づく電圧である定常状態ではＮＰＮトランジスタ１８が供給する電流Ｉａｃはほぼゼロとなる。なお、上記のバイアス電圧はバイポーラトランジスタのカットオフ電圧が約０．６Ｖであることを前提とした値であり、トランジスタの構成が異なる場合はこれと異なる値に設定されることもある。
【００３２】
定常状態においては、増幅部２、抽出部３及び第１の電流供給部４によるＤＣフィードバックによって、入出力ノード１における流入電流及び流出電流の総和がゼロになるように第１の電流供給部４から電流が供給される。すなわち、電流信号源６を流れる電流のＤＣ成分と大きさが等しく逆符号のレプリカＤＣ電流が第１の電流供給部４から供給される。入出力ノード１においてこれらの電流は打ち消し合う。以上の動作により、このＤＣフィードバックが安定動作する。
【００３３】
次に定常状態におけるフィードバックループの交流等価回路を図３（ａ）及び図３（ｂ）に示す。図３（ａ）は、増幅部２の出力から第１の電流供給部４の入力までの区間の等価回路を示しており、図３（ｂ）は、第１の電流供給部４の出力から増幅部２の入力までの区間の等価回路を示している。ここで、ｓはラプラス変換の演算子、Ｒｏ２はＰＮＰトランジスタ１５の出力インピーダンス、Ａ１は増幅部２の電圧ゲイン、ｇｍ２は第１の電流供給部４のトランスコンダクタンス、Ｖｆは第１の電流供給部４の入力ノードの電圧である。
【００３４】
ΔＶｏｕｔとＩａｃについて図３（ａ）及び図３（ｂ）に示す等価回路の回路方程式を解くと以下の（式１）となる。
【数１】
0006598493.tif 000002
【００３５】
（式１）に基づき、ＤＣフィードバックループのゲインの角周波数ωに対する依存性を求めたグラフが図４である。
【００３６】
図４において、定常状態における低周波領域と高周波領域のゲイン比をＤＣ／ＡＣ分離性能の指標とすると、本実施形態におけるＤＣ／ＡＣ分離性能はＲｏ２／（１／（Ａ１・ｇｍ２））＝ｇｍ２・Ｒｏ２・Ａ１となる。
【００３７】
一方、特許文献１の図４に示されているＤＣ／ＡＣ分離性能はＲ１／（Ｒ１／（１＋ｇｍ・Ｒ１））≒ｇｍ・Ｒ１である。
【００３８】
特許文献１のＲ１は、ＩＣオンチップ抵抗に相当することから数十ｋΩ程度であると推定される。この値は本実施形態のＲｏ２と同等、あるいは小さい値である。また、特許文献１のトランジスタはバイポーラトランジスタで構成されているので、本実施形態のｇｍ２と特許文献１のｇｍの大きさには大きな差はないものと推定される。したがって、本実施形態のＤＣ／ＡＣ分離性能は、特許文献１と比較して、少なくとも増幅部２の電圧ゲインＡ１倍だけ高くなると考えられる。
【００３９】
よって、本実施形態によれば、ＤＣ／ＡＣ分離性能がより向上するため、電流信号に含まれるＤＣ成分が大きく、これに対して相対的にＡＣ成分が小さい場合であっても、回路動作が飽和することなく検出に十分な大きさのΔＶｏｕｔを抽出することができる。なお、このときのΔＶｏｕｔの値は、ΔＶｏｕｔ＝−Ｒｏ２・Ｉａｃとなる。
【００４０】
次に、フォトダイオード１１に光信号のパルスが入射され、電流信号源６の出力電流にＡＣ成分が発生した場合の動作について説明する。ＡＣ成分の電流Ｉａｃが増大すると、ΔＶｏｕｔが定常状態の場合に比べて小さくなる（負方向に大きくなる）。このとき、ＮＰＮトランジスタ１８のベースエミッタ間電圧（ＶＢ−ＶＥ）が増大し、ＮＰＮトランジスタ１８のエミッタ抵抗が小さくなる。エミッタ抵抗をＲｅとすると、以下の（式２）の関係が得られる。
【数２】
0006598493.tif 000003
【００４１】
ここで、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは素電荷、ＩＳはバイポーラトランジスタの飽和電流、ＶＴ＝ｋ・Ｔ／ｑである。
【００４２】
すなわち、エミッタ抵抗Ｒｅはベース電圧ＶＢの変化に対し指数関数的に変化する。Ｖｏｕｔの低下に伴いＮＰＮトランジスタ１８のエミッタ電圧ＶＥが低下すると、エミッタ抵抗Ｒｅは指数関数的に低下する。
【００４３】
一方、ΔＶｏｕｔは、以下の（式３）のように近似できる。
【数３】
0006598493.tif 000004
【００４４】
電流電圧変換回路１００の定常状態（すなわち、Ｉａｃが小さい時）においては、ＮＰＮトランジスタ１８のエミッタ抵抗Ｒｅが非常に大きい。したがって、式３の２行目のように、Ｒｏ２・Ｒｅ／（Ｒｏ２＋Ｒｅ）は近似的にＲｏ２となり、第１の電流供給部４がＩａｃをＲｏ２で増幅してΔＶｏｕｔを発生する。
【００４５】
定常状態から外れてＩａｃが大きくなったときには、ＮＰＮトランジスタ１８のエミッタ抵抗ＲｅがＲｏ２に比べて十分に小さい値となる。よって、式３の３行目のように、Ｒｏ２・Ｒｅ／（Ｒｏ２＋Ｒｅ）が近似的にＲｅとなり、ΔＶｏｕｔが飽和しないように第２の電流供給部５がＩａｃをＲｅで増幅する。Ｒｏ２＞＞Ｒｅであるため、このときの増幅率は上述の定常状態の場合の増幅率よりも非常に小さい。
【００４６】
したがって、ＡＣ電流が広範囲で変化しても回路動作が飽和することなくＩａｃの変化に基づき電圧変化ΔＶｏｕｔを検出することができる。また、第２の電流供給部５の動作に関してＩｄｃは寄与しないため、ＤＣ電流の影響を受けることなく、ΔＶｏｕｔを検出することができる。
【００４７】
以上の理由により、本実施形態の電流電圧変換回路１００によれば広いダイナミックレンジを有するＤＣ成分と広いダイナミックレンジを有するＡＣ成分とを含む電流信号に対するＤＣ成分の除去と、ＡＣ成分の検出を両立することができる。
【００４８】
（第２の実施形態）
図５は、本発明の第２の実施形態に係る電流電圧変換回路３００と、出力回路４００の構成を示す回路図である。
【００４９】
本実施形態では、電流信号源６のＩｄｃ、Ｉａｃの電流の向きが、図２に示す第１の実施形態の場合と逆方向になる。すなわち、本実施形態の電流電圧変換回路３００は電流ソース型の光センサに適用可能な回路構成となっている。これに伴い、各トランジスタの極性が図２と異なる。具体的には、図２のＰＮＰトランジスタ１５、１６が、図５ではＮＰＮトランジスタ３５、３６にそれぞれ置き換えられている。また、図２のＮＰＮトランジスタ１７、１８が、図５ではＰＮＰトランジスタ３７、３８にそれぞれ置き換えられている。さらに、電流信号源６、電流源１９の極性が逆になっている。
【００５０】
これに加え、電流信号の交流成分である電流Ｉａｃによる入出力ノード１の電圧変化ΔＶｏｕｔは、図５では正の値となり、図２の場合と正負が逆になる。ΔＶｏｕｔの正負が逆になったことに伴い、出力回路４００の電圧入力ノードが逆になっている。すなわち、入出力ノード１はＮＰＮトランジスタ２４のベースに接続されており、マルチエミッタＮＰＮトランジスタ２３のベースには基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。その他の構成及び各回路の動作は第１の実施形態と同様であるため説明を省略する。
【００５１】
本実施形態によれば、本発明を第１の実施形態と逆方向のＩｄｃ、Ｉａｃを出力する電流信号源６に適用することが可能となる。
【００５２】
（第３の実施形態）
第１及び第２の実施形態として述べた電流電圧変換回路１００、３００の撮像システムへの適用例を第３の実施形態として説明する。以下の説明では、第１の実施形態の電流電圧変換回路１００の適用例を例示するが第２の実施形態の電流電圧変換回路３００を適用する場合も同様である。図６に、電流電圧変換回路１００を搭載したスレーブ装置５００、６００及びマスタ装置７００を有する撮像システムの模式図を示す。本実施形態の撮像システムは、トリガ光信号をマスタ装置７００が送信し、これをトリガとしてスレーブ装置５００、６００がフラッシュ光を発生することにより、被写体８００を多灯ストロボ撮影するストロボシステムである。なお、本実施形態では２つのスレーブ装置５００、６００を有する撮像システムを例示するが、スレーブ装置の個数は１つでもよく、３つ以上でもよい。
【００５３】
マスタ装置７００は、撮像システム全体の動作タイミングを制御する機能を有するとともに、撮像装置及びストロボの少なくとも１つを有する。マスタ装置７００はユーザ操作等に基づくタイミングでトリガ光信号をスレーブ装置５００、６００に送信する。すなわち、マスタ装置７００はトリガ光信号の送信装置であり、スレーブ装置５００、６００はトリガ光信号の受信装置である。このトリガ光信号は、光の強度がパルス状に変化するパルス光により所定のビット長のデータを送信するトリガ信号である。このトリガ光信号には、例えば可視光、赤外線等を用いることができる。トリガ光信号を出力する発光装置は、マスタ装置７００内に専用の装置として設けられていてもよく、マスタ装置７００内が有する撮像用のストロボであってもよい。
【００５４】
スレーブ装置５００は、電流信号源６、電流電圧変換回路１００、出力回路２００、マイコン５２０及びストロボ５３０を有する。電流信号源６、電流電圧変換回路１００及び出力回路２００は第１及び第２の実施形態で説明したものが用いられる。電流信号源６は、トリガ光信号の受信部であり、マスタ装置７００から出力されたトリガ光信号に基づいて電流信号を出力する。
【００５５】
電流電圧変換回路１００は、電流信号源６から出力された電流信号の交流成分に応じた電圧信号を出力する。出力回路２００は、電流電圧変換回路１００から出力された電圧信号をディジタル信号パルスに整形し、ビットデータ５１０としてマイコン５２０に出力する。
【００５６】
マイコン５２０は入力されたビットデータ５１０を解析する。ビットデータ５１０が所定のビット列と一致した場合、マイコン５２０はストロボ５３０にフラッシュ光を発生させるよう制御する。なお、ビットデータ５１０は、ストロボ５３０の駆動方法やフラッシュ光量等の制御データを含んでいてもよい。
【００５７】
スレーブ装置６００の構成はスレーブ装置５００と同様であるため説明を省略する。
【００５８】
スレーブ装置５００のマイコン５２０とスレーブ装置６００のマイコン６２０で行われる処理は同一であってもよく、異なっていてもよい。マイコン５２０とマイコン６２０の内部プログラムコードの内容を変更することで各マイコンの処理を異ならせることができる。これにより、マスタ装置７００からのトリガ光信号に対して、スレーブ装置５００のストロボ５３０と、スレーブ装置６００のストロボ６３０とが同時に、あるいは選択的に発光するように制御することができる。また、マスタ装置７００がストロボを有している場合は、これも同時に又は選択的に発光させることができる。
【００５９】
これらの一連の制御によって、複数のストロボのうちの一部又は全部のストロボを同時に発光させることで、被写体８００に多面的なフラッシュ光を照射することができる。
【００６０】
トリガ光信号として可視光、赤外線等が用いられている場合、撮影環境の光量が外乱となることがある。このような要因の外乱光はダイナミックレンジが広く、トリガ光信号の検出精度に影響を与えることがある。しかしながら、撮影環境に起因する光は、撮影時間ではほぼ一定であると考えられる。第１の実施形態の電流電圧変換回路１００を用いることにより、ＤＣ成分を効果的に除去することができるので、撮影環境の光量の影響を低減することができる。したがって、本実施形態の構成によれば、トリガ光信号による制御をより確実に行うことができる。
【００６１】
（その他の実施形態）
第１及び第２の実施形態において、第１の電流供給部４及び第２の電流供給部５はダーリントン接続された２つのトランジスタにより構成されている。この構成は、増幅率を高めることで所望のダイナミックレンジを確保する効果を有しているが、ダーリントン接続以外の構成であってもよく、所望の増幅率が確保できればトランジスタは１つであってもよく、その他の回路構成であってもよい。例えば、インバーテッドダーリントン接続を採用してもよい。また、より増幅率を高めるため、３つ以上のトランジスタを用いてもよい。
【００６２】
第１の実施形態において、ＰＮＰトランジスタ１５のエミッタと電源電圧ＶＣＣの間に抵抗素子を追加してもよい。ＡＣ成分を含む電流信号が入力される際には、この電流は主としてＮＰＮトランジスタ１８から供給されるが、ＰＮＰトランジスタ１５にもわずかに電流が流れる。これにより、ＰＮＰトランジスタ１５に突入電流が流れる場合があるが、ＰＮＰトランジスタ１５のエミッタと電源電圧ＶＣＣの間に抵抗素子を追加することにより、突入電流の影響が緩和される。第２の実施形態においても同様である。
【００６３】
第１の実施形態において、出力回路２００にマルチエミッタＮＰＮトランジスタ２３が設けられているが、閾値電圧Ｖｔｈと基準電圧Ｖｒｅｆとの差を別の手段で与えることで、通常のＮＰＮトランジスタに置き換えることもできる。例えば、抵抗素子２１ａの抵抗値を抵抗素子２１ｂの抵抗値よりも大きくすることで同様の動作が可能である。また、ＮＰＮトランジスタ２４のベースに入力される基準電圧の電圧値をＶｒｅｆよりも小さくしてもよい。第２の実施形態においても同様である。
【００６４】
第１及び第２の実施形態において、増幅部２には出力インピーダンスが高いという利点からＯＴＡが用いられているが、必ずしもこれに限定されない。入出力ノード１の電圧を所定値に保つようなフィードバックループを構成できる増幅機能を有していればよく、ＯＴＡ以外の増幅回路を採用することもできる。
【００６５】
第１及び第２の実施形態において、抽出部３には増幅部２の出力インピーダンスと容量素子１４によるローパスフィルタが用いられているが、これに限定されない。抽出部３は、ＤＣ成分を抽出する機能を有していればよく、例えばＯＴＡの出力インピーダンスを利用する代わりに抵抗素子を設けてもよい。あるいは、インダクタなどを用いた異なる回路構成のローパスフィルタに置き換えてもよい。
【００６６】
第３の実施形態として示した撮像システムは、本発明の電流電圧変換装置を適用しうる撮像システムの一例を示したものであり、本発明の光電変換装置を適用可能な装置はこれに限定されるものではない。例えば、スレーブ装置５００、６００のストロボ５３０、６３０を撮像装置に置き換えることにより、遠隔カメラを制御する遠隔カメラシステム、複数のカメラを制御するマルチカメラシステム等に変形してもよい。このように、マスタ装置７００、スレーブ装置５００、６００で行われる処理は複数の装置間での信号の送受信を要するものであればよく、任意の用途に用いることができる。
【符号の説明】
【００６７】
１  入出力ノード
２  増幅部
３  抽出部
４  第１の電流供給部
５  第２の電流供給部
６  電流信号源
１００、３００  電流電圧変換回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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