(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
相互の位相差が変更可能な複数の高周波を生成する高周波生成手段と、
前記高周波生成手段に、直流電圧を供給する電圧供給手段と、
前記高周波生成手段から出力される複数の高周波を、前記位相差に基づく所定の割合で合成して負荷に出力する高周波合成手段と、
前記高周波生成手段に対して、前記位相差を変化させることで、前記高周波合成手段より出力される高周波電力を制御する出力制御手段と、
を備えた高周波電源であって、
前記出力制御手段は、
前記電圧供給手段から前記高周波生成手段に供給される直流電圧が一定値のときに、前記高周波生成手段に前記複数の高周波を生成させたままで、前記高周波合成手段より出力される高周波電力を所望の波形にするように、前記位相差を第１の所定値または第２の所定値のいずれかに切り替える、
ことを特徴とする高周波電源。
【請求項２】
前記位相差を前記第１の所定値とした場合の方が、前記位相差を前記第２の所定値とした場合より、前記所定の割合が大きくなる、
請求項１に記載の高周波電源。
【請求項３】
前記第１の所定値は０［deg］以上９０［deg］未満であり、
前記第２の所定値は９０［deg］以上１８０［deg］以下ある、
請求項２に記載の高周波電源。
【請求項４】
前記出力制御手段は、前記第１の所定値または前記第２の所定値を変化させることで、前記高周波電力のフィードバック制御を行う、
請求項１ないし３のいずれかに記載の高周波電源。
【請求項５】
前記高周波生成手段は、第１の高周波と第２の高周波とを生成し、
前記出力制御手段は、前記第１の高周波に対する前記第２の高周波の位相差を前記第１の所定値または前記第２の所定値のいずれかに切り替える、
請求項１ないし４のいずれかに記載の高周波電源。
【請求項６】
前記出力制御手段は、前記負荷への出力開始時に、前記位相差を、前記第１の所定値および第２の所定値とした場合の出力よりも大きい出力となる位相差とする、
請求項１に記載の高周波電源。
【請求項７】
相互の位相差が変更可能な複数の高周波を生成する高周波生成手段と、
前記高周波生成手段に、直流電圧を供給する電圧供給手段と、
前記高周波生成手段から出力される複数の高周波を、前記位相差に基づく所定の割合で合成して負荷に出力する高周波合成手段と、
前記高周波生成手段に対して、前記位相差を変化させることで、前記高周波合成手段より出力される高周波電力を制御する出力制御手段と、
を備えた高周波電源であって、
前記出力制御手段は、
前記電圧供給手段から前記高周波生成手段に供給される直流電圧が一定値のときに、前記高周波生成手段に前記複数の高周波を生成させたままで、前記高周波合成手段より出力される高周波電力を所望の波形にするように、前記位相差を第１の所定値、第２の所定値および第３の所定値のいずれかに切り替える、
ことを特徴とする高周波電源。
【請求項８】
前記出力制御手段は、前記所定の割合をゼロにしない、
請求項１〜３、６〜７のいずれかに記載の高周波電源。
【請求項９】
前記高周波合成手段は、
伝送トランスと電力消費用の抵抗を含むハイブリッド回路で構成され、前記複数の高周波に位相差がある場合、当該位相差に応じた電力を前記抵抗で熱消費し、残りの電力を出力する、
請求項１ないし８のいずれかに記載の高周波電源。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、プラズマ処理システムなどに用いられる高周波電源に関する。
【背景技術】
【０００２】
プラズマ処理システムは、例えば、フッ素系のガスと半導体ウェハや液晶基板等の被加工物とをプラズマ処理装置のチャンバー内に封入し、そのチャンバー内の一対の電極に高周波電源から高周波電力を供給して放電させ、その放電によりガスのプラズマを発生させて被加工物に薄膜形成処理やエッチング処理を行うシステムである。
【０００３】
従来、プラズマ処理システム用の高周波電源として、出力する高周波電力の出力周波数よりも低周波のパルス変調制御信号により高周波電源の出力をパルス変調して出力する高周波電源が知られている。この高周波電源では、例えば、パルス変調制御信号のハイレベルの期間だけ高周波電力が出力され、ローレベルの期間は高周波電力が出力されないパルス状の高周波電力が出力される（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
また、高周波電力を出力する状態と出力しない状態で切り替えるオンオフ制御だけでなく、高周波電力の振幅を第１レベルと第１レベルより低い第２レベルに切り替える２レベル制御も知られている。２レベル制御を行う場合、アンプに供給する電圧を２つのレベルで切り替えることで、アンプから出力される電力を２つのレベルに切り替えて、パルス状の出力とすることが考えられる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０１３−１３５１５９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、アンプに供給する電圧の切り替えを高速に行うのは困難である。したがって、第１レベルと第２レベルとの切り替えの周波数（以下、パルス周波数という）を高くしたパルス状の高周波電力を出力するのは困難であった。また、アンプに供給する電圧を高速に変更することが困難なので、高周波電力を所望の波形で出力することも、困難であった。
【０００７】
本発明は、上記の課題に鑑みてなされたものであって、高周波電力を、高速に変化する所望の波形として出力することができる高周波電源を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明に係る高周波電源は、相互の位相差が変更可能な複数の高周波を生成する高周波生成手段と、前記高周波生成手段に、直流電圧を供給する電圧供給手段と、前記高周波生成手段から出力される複数の高周波を、前記位相差に基づく所定の割合で合成して負荷に出力する高周波合成手段と、前記高周波生成手段に対して、前記位相差を変化させることで、前記高周波合成手段より出力される高周波電力を制御する出力制御手段とを備えた高周波電源であって、前記出力制御手段は、前記出力制御手段は、前記電圧供給手段から前記高周波生成手段に供給される直流電圧が一定値のときに、前記高周波生成手段に前記複数の高周波を生成させたままで、前記高周波合成手段より出力される高周波電力を所望の波形にするように、前記位相差を変化させることを特徴とする。
【０００９】
本発明の好ましい実施の形態においては、前記出力制御手段は、前記位相差を第１の所定値または第２の所定値のいずれかに切り替える。
【００１０】
本発明の好ましい実施の形態においては、前記位相差を前記第１の所定値とした場合の方が、前記位相差を前記第２の所定値とした場合より、前記所定の割合が大きくなる。
【００１１】
本発明の好ましい実施の形態においては、前記第１の所定値は０［deg］以上９０［deg］未満であり、前記第２の所定値は９０［deg］以上１８０［deg］以下ある。
【００１２】
本発明の好ましい実施の形態においては、前記第１の所定値は０［deg］である。
【００１３】
本発明の好ましい実施の形態においては、前記第２の所定値は１８０［deg］である。
【００１４】
本発明の好ましい実施の形態においては、前記出力制御手段は、前記第１の所定値または前記第２の所定値を変化させることで、前記高周波電力のフィードバック制御を行う。
【００１５】
本発明の好ましい実施の形態においては、前記高周波生成手段は、第１の高周波と第２の高周波とを生成し、前記出力制御手段は、前記第１の高周波に対する前記第２の高周波の位相差を第１の所定値と第２の所定値との間で切り替える。
【００１６】
本発明の好ましい実施の形態においては、前記出力制御手段は、前記位相差を第１の所定値、第２の所定値および第３の所定値の間で切り替える。
【００１７】
本発明の好ましい実施の形態においては、前記出力制御手段は、前記位相差を一次関数に応じて変化させる。
【００１８】
本発明の好ましい実施の形態においては、前記出力制御手段は、前記位相差を下記式に応じて変化させる。
θ＝２・ｃｏｓ-1（√ｘ（ｔ））
ただし、θが前記位相差であり、ｘ（ｔ）は所望の波形を示す関数である。
【００１９】
本発明の好ましい実施の形態においては、前記出力制御手段は、前記位相差を第１の所定値と、所定の関数の値との間で切り替える。
【００２０】
本発明の好ましい実施の形態においては、前記出力制御手段は、前記負荷への出力開始時に、前記位相差を、前記第１の所定値および第２の所定値とした場合の出力よりも大きい出力となる位相差とする。
【００２１】
本発明の好ましい実施の形態においては、前記出力制御手段は、前記所定の割合をゼロにしない。
【００２２】
本発明の好ましい実施の形態においては、前記高周波合成手段は、伝送トランスと電力消費用の抵抗を含むハイブリッド回路で構成され、前記複数の高周波に位相差がある場合、当該位相差に応じた電力を前記抵抗で熱消費し、残りの電力を出力する。
【発明の効果】
【００２３】
本発明によると、位相差を変化させることで、高周波合成手段が合成して出力する高周波電力の波形を変化させることができる。高周波生成手段が生成する複数の高周波の相互の位相差は、高速で変化させることができるので、高周波電力を高速に変化する所望の波形として出力することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明に係る高周波電源の内部構成を示すブロック図である。
【図２】ＤＣ−ＤＣ変換部を構成するＤＣ−ＤＣコンバータの回路例を示す図である。
【図３】ＤＣ−ＲＦ変換部の回路例を示す図である。
【図４】ＲＦ合成部を構成するハイブリッドの回路例を示す図である。
【図５】位相差と、ＲＦ合成部での電力の合成割合との関係を示す図である。
【図６】ＲＦ合成部の回路例を示す図である。
【図７】高周波信号生成部の内部構成と高周波信号の生成方法を示す図である。
【図８】高周波信号生成部から出力される２つの高周波信号を示す図である。
【図９】ＲＦ合成部から出力される高周波電圧ｖPXの波形を示す図である。
【図１０】３個のＤＣ−ＲＦ変換部と２個のＲＦ合成部を設ける場合のブロック構成例を示す図である。
【図１１】３個のＤＣ−ＲＦ変換部と２個のＲＦ合成部を設ける場合の他のブロック構成例を示す図である。
【図１２】４個のＤＣ−ＲＦ変換部と３個のＲＦ合成部を設ける場合のブロック構成例を示す図である。
【図１３】４個のＤＣ−ＲＦ変換部と３個のＲＦ合成部を設ける場合の他のブロック構成例を示す図である。
【図１４】ＲＦ合成部を３つ以上の入力電力を合成する回路で構成する場合の回路例を示す図である。
【図１５】インピーダンス整合装置を備えたプラズマ処理システムの構成を示す図である。
【図１６】ＲＦ合成部から出力される高周波電圧ｖPXの波形を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
以下、本発明の好ましい実施の形態を、添付図面を参照して具体的に説明する。特に、プラズマ処理システムに適用される高周波電源を例に説明する。
【００２６】
図１は、本発明に係る高周波電源の内部構成を示すブロック図である。
【００２７】
図１に示す高周波電源１は、振幅が第１レベルになるハイレベル期間と、振幅が第１レベルより低い第２レベルになるローレベル期間とを有するパルス状の高周波電力を出力する。高周波電源１は、２個のパワーアンプと両パワーアンプの出力電力を合成する電力合成回路とを備えている。電力合成回路は、入力された電力をすべて出力する状態から、すべて熱消費することで出力を０にする状態まで、入力される２つの電圧信号の位相差θに応じて合成割合を変化させることができる。高周波電源１は、２個のパワーアンプに入力される２つの高周波電圧ｖa，ｖbの位相差θを２つの値（第１の位相差θ１および第２の位相差θ２（＞θ１））で切り替えることにより、電力合成回路からの出力を、パルス状の高周波電力とする。すなわち、所定期間において位相差θを第１の位相差θ１とすることで、電力合成回路からの出力を第１レベルの電力とし（ハイレベル期間）、続く所定期間において位相差θを第２の位相差θ２とすることで、電力合成回路からの出力を第２レベルの電力とし（ローレベル期間）、これを繰り返すことで、パルス状の高周波電力を出力する。
【００２８】
高周波電源１は、ＡＣ−ＤＣ変換部２、ＤＣ−ＤＣ変換部３、ＤＣ−ＲＦ変換部４、ＲＦ合成部５、フィルタ回路６、電力検出部１０、ＰＷＭ信号生成部７、高周波信号生成部８、および、制御部９を備えている。ＤＣ−ＲＦ変換部４とＲＦ合成部５とを含む部分は、負荷に高周波電力を出力する高周波生成部Ｕを構成している。ＤＣ−ＲＦ変換部４は、同一構成の２つのＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂを備えている。第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａから出力される電力ＰAと第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂから出力される電力ＰBとは、ＲＦ合成部５で合成されて、高周波電源１の出力端に接続される負荷（プラズマ処理装置。図示省略）に出力される。
【００２９】
ＡＣ−ＤＣ変換部２は、商用電源からＤＣ−ＤＣ変換部３への入力電圧（直流電圧）Ｖccを生成する回路ブロックである。ＡＣ−ＤＣ変換部２は、例えば、４個の半導体整流素子をブリッジ接続した整流回路で商用電源から入力される商用電圧を整流し、平滑回路で整流後のレベルを平滑化して直流電圧Ｖccを生成する周知の電源回路で構成される。
【００３０】
ＤＣ−ＤＣ変換部３は、ＡＣ−ＤＣ変換部２から入力される直流電圧Ｖccを任意の電圧値の直流電圧Ｖdcに変換して、ＤＣ−ＲＦ変換部４に出力する回路ブロックである。
【００３１】
ＤＣ−ＤＣ変換部３は、例えば、図２に示す、インバータに整流回路を組み合わせた周知のＤＣ−ＤＣコンバータで構成される。図２の回路例は、４個の半導体スイッチ素子ＱAをブリッジ接続したブリッジ回路からなるインバータ３０１にトランスＴ１を介して整流回路３０２を接続した回路である。整流回路３０２は、４個の半導体整流素子ＤAをブリッジ接続し、その一対の出力端に平滑用のコンデンサＣを並列に接続した回路である。整流回路３０２の一対の出力端は、ＤＣ−ＤＣ変換部３の出力端ａ，ａ'にそれぞれ接続されている。半導体スイッチ素子ＱAには、バイポーラトランジスタ、電界効果型トランジスタ、ＩＧＢＴ等が用いられ、半導体整流素子ＤAにはダイオードが用いられる。
【００３２】
ＤＣ−ＤＣ変換部３は、ＰＷＭ信号生成部７より入力されるＰＷＭ信号ＳPWMに基づいて、インバータ３０１の４個の半導体スイッチ素子ＱAをオン状態とオフ状態とで切り替える。ＰＷＭ信号ＳPWMのデューティ比（以下、ＰＷＭデューティ比という）に応じた直流電圧Ｖdcが、ＤＣ−ＤＣ変換部３から出力される。ＰＷＭデューティ比が大きいほど、直流電圧Ｖdcが大きくなる。
【００３３】
ＤＣ−ＲＦ変換部４は、ＤＣ−ＤＣ変換部３から入力される直流電力を予め設定された高周波電力に変換する回路ブロックである。高周波電力の出力周波数は、２．０ＭＨｚや１３．５６ＭＨｚなどのプラズマ処理用に規定された周波数である。ＤＣ−ＲＦ変換部４内には同一構成の２つのＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂが設けられている。
【００３４】
第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂは、図３に示すハーフ・ブリッジ型のＤ級アンプで構成される。同図に示すＤ級アンプは、一対の電源端子ｂ，ｂ'の間に２つの同一タイプの半導体スイッチ素子ＱBの直列回路を接続し、２つの半導体スイッチ素子ＱBの接続点ｎと出力端子ｃとの間に出力回路４０１を接続した構成である。出力回路４０１は、直流カット用のコンデンサと、コンデンサとリアクトルのＬ型回路とを縦属接続したフィルタ回路である。トランスＴ２は、一対の半導体スイッチ素子ＱBの駆動を行うドライブ回路を構成している。トランスＴ２は、一次巻線に高周波電圧ｖが入力され、一方の二次巻線（図３では上側の二次巻線）から高周波電圧ｖと同相の高周波電圧ｖ'を出力し、他方の二次巻線（図３では下側の二次巻線）から高周波電圧ｖと逆相の高周波電圧−ｖ'を出力する。高周波電圧ｖ'は一方の半導体スイッチ素子ＱB（図３では上側の半導体スイッチ素子ＱB）に入力され、高周波電圧−ｖ'は他方の半導体スイッチ素子ＱB（図３では下側の半導体スイッチ素子ＱB）に入力される。トランスＴ２の一次巻線に入力される高周波電圧ｖは、２．０ＭＨｚや１３．５６ＭＨｚなどのプラズマ処理用に規定された出力周波数ｆの正弦波電圧である。
【００３５】
第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａの電源端子ｂと電源端子ｂ'は、それぞれ第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂの電源端子ｂと電源端子ｂ'に接続され、電源端子ｂと電源端子ｂ'の間にＤＣ−ＤＣ変換部３の出力端子ａ，ａ'から出力される直流電圧Ｖdcが供給される。一対の半導体スイッチ素子ＱBにはＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴが用いられるが、バイポーラトランジスタ等の他の種類のトランジスタを用いることができる。また、一対の半導体スイッチ素子ＱBをＮチャネル型とＰチャネル型を組み合わせたコンプリメンタリ型にしてもよい。この場合は、トランスＴ２の二次巻線は一つでよく、高周波電圧ｖ'をそれぞれＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴとＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴのゲートに入力すればよい。
【００３６】
第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂの各トランスＴ２の一次巻線に入力される高周波電圧ｖa，ｖb（添え字のａ，ｂはそれぞれ第１ＤＣ−ＲＦ変換部４Ａと第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂに対応することを示す。以下、同じ。）は、高周波信号生成部８で生成される。高周波信号生成部８は、ｖa＝Ａ・sin(ω・ｔ＋φa)、ｖb＝Ａ・sin(ω・ｔ＋φb)で表わされる高周波電圧ｖa，ｖbを生成する。なお、角周波数ω＝２πｆであり、以下でも、出力周波数ｆの代わりに角周波数ωを用いる場合がある。高周波電圧ｖaの初期位相φaは０［deg］に固定されており、高周波電圧ｖbの初期位相φbは可変である。高周波信号生成部８は、制御部９から入力される位相差θ=φb−φaの情報に基づいて高周波電圧ｖbの初期位相φb（＝θ）を変化させる。位相差θの変化のさせ方については後述する。なお、初期位相φbを０［deg］に固定して、初期位相φaを可変としてもよいし、初期位相φa、φbとも可変としてもよい。例えば、初期位相φaを０［deg］から−９０［deg］まで変更可能とし、初期位相φbを０［deg］から９０［deg］まで変更可能として、位相差θ＝９０［deg］の場合はφa＝−４５［deg］、φb＝４５［deg］を設定するようにしてもよい。
【００３７】
第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａでは、高周波電圧ｖa＝Ａ・sin(ω・ｔ)がトランスＴ２の一次巻線に入力されると、トランスＴ２の一方の二次巻線から同相の高周波電圧ｖa'＝Ａ'・sin(ω・ｔ)が出力され、トランスＴ２の他方の二次巻線から逆相の高周波電圧−ｖa'＝−Ａ'・sin(ω・ｔ)が出力される。同相の高周波電圧ｖa'は、一方の半導体スイッチ素子ＱB（図３では上側の半導体スイッチ素子ＱB）に入力され、逆相の高周波電圧−ｖa'は、他方の半導体スイッチ素子ＱB（図３では下側の半導体スイッチ素子ＱB）に入力される。２つの半導体スイッチ素子ＱBは、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴであるから、一方の半導体スイッチ素子ＱBは、高周波電圧ｖa'のハイレベル期間にオン動作をし、他方の半導体スイッチ素子ＱBは、高周波電圧−ｖa'のハイレベル期間にオン動作をする。すなわち、２つの半導体スイッチ素子ＱBは、高周波電圧ｖa'の半周期毎に交互にオン・オフ動作を繰り返す。
【００３８】
２つの半導体スイッチ素子ＱBが交互にオン・オフ動作を繰り返すことによって、接続点ｎの電圧ｖnは、ｖa'＞０の期間に「Ｖdc」となり、ｖa'≦０の期間に接地レベルとなるように矩形波状に変化する。その矩形波が出力回路４０１で直流分とスイッチングノイズとを除去されて、出力端子ｃ，ｃ'から高周波電圧ｖaを増幅した高周波電圧ｖPA＝Ｖ・sin(ω・ｔ)として出力される。
【００３９】
第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂは、上述した第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａと同様の動作を行い、入力された高周波電圧ｖbを増幅した高周波電圧ｖPB＝Ｖ・sin(ω・ｔ＋θ)を出力する。
【００４０】
なお、本実施形態では、第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂをハーフ・ブリッジ型のアンプで構成しているが、フル・ブリッジ型やプッシュ・プル型のアンプで構成してもよい。また、スイッチングアンプに限定されず、リニアアンプを用いるようにしてもよい。
【００４１】
ＲＦ合成部５は、ＤＣ−ＲＦ変換部４から出力される２つの高周波電力ＰA，ＰBを合成する回路ブロックである。ＲＦ合成部５は、例えば、図４に示す伝送トランスＴ３と抵抗Ｒとからなるハイブリッド回路によって構成される。ハイブリッド回路は、１つのサム・ポートＮSと２つの入力ポートＮA，ＮBを有し、入力ポートＮAに入力される交流電圧と入力ポートＮBに入力される交流電圧に位相差があると、入力電力のうち位相差に応じた一部の電力を抵抗Ｒで熱消費し、残りの電力を出力する機能を有する。
【００４２】
図４に示すように、第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａから出力される高周波電圧ｖPAは、一方の入力ポートＮAに入力され、第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂから出力される高周波電圧ｖPBは、他方の入力ポートＮBに入力され、サム・ポートＮSから高周波電圧ｖPXが出力される。
【００４３】
サム・ポートＮSに接続される負荷のインピーダンスが「Ｒo／２」の場合（ＲＦ合成部５と負荷とがインピーダンス整合をしている場合）のサム・ポートＮSから出力される高周波電流ｉPXと高周波電圧ｖPXは、高周波電圧ｖPA，ｖPBをそれぞれｖPA＝Ｖ・sin(ω・ｔ)、ｖPB＝Ｖ・sin(ω・ｔ＋θ)とすると、下記のようになる。
【００４４】
抵抗Ｒの両端の電圧ｖRは、
ｖR＝ｖPA−ｖPB＝Ｖ・[sin(ω・ｔ)−sin(ω・ｔ＋θ)]  …（１）
であり、入力ポートＮA，ＮBから伝送トランスＴ３に流れ込む電流ｉA，ｉBと抵抗Ｒを流れる電流ｉRは、
ｉA＝ｖPA／Ｒo＝Ｖ・sin(ω・ｔ)／Ｒo…（２）
ｉB＝ｖPB／Ｒo＝Ｖ・sin(ω・ｔ＋θ)／Ｒo…（３）
ｉR＝ｖR／（２・Ｒo）
＝Ｖ・[sin(ω・ｔ)−sin(ω・ｔ＋θ)]／（２・Ｒo）…（４）
である。
【００４５】
したがって、伝送トランスＴ３の一次巻線と二次巻線に流れる電流ｉLA，ｉLBは、
ｉLA＝ｉA−ｉR＝Ｖ・[sin(ω・ｔ)＋sin(ω・ｔ＋θ)]／（２・Ｒo）…（５）
ｉLB＝ｉB＋ｉR＝Ｖ・[sin(ω・ｔ)＋sin(ω・ｔ＋θ)]／（２・Ｒo）…（６）
で表わされ、サム・ポートＮSから出力される高周波電流ｉPXと高周波電圧ｖPXは、
ｉPX＝ｉLA＋ｉLB＝Ｖ・[sin(ω・ｔ)＋sin(ω・ｔ＋θ)]／Ｒo…（７）
ｖPX＝ｉPX・（Ｒo／２）
＝Ｖ・[sin(ω・ｔ)＋sin(ω・ｔ＋θ)]／２
＝Ｖ・[sin｛(ω・ｔ＋θ／２)−θ／２｝＋sin｛(ω・ｔ＋θ／２)＋θ／２｝]／２
＝Ｖ・[sin(ω・ｔ＋θ／２)・cos(θ／２)−cos(ω・ｔ＋θ／２)・sin(θ／２)
＋sin(ω・ｔ＋θ／２)・cos(θ／２)＋cos(ω・ｔ＋θ／２)・sin(θ／２)]／２
＝Ｖ・cos(θ／２)・sin(ω・ｔ+θ／２)…（８）
となる。
【００４６】
出力ポートＮSから出力される電力ＰXと抵抗Ｒで消費される電力ＰRを求めると、
ＰX＝ｖPX2／（Ｒo／２）＝２・ｖPX2／Ｒo
＝Ｖ2・[sin(ω・ｔ)＋sin(ω・ｔ＋θ)]2／（２・Ｒo）
＝２・[Ｖ・cos(θ／２)]2・sin2(ω・ｔ＋θ/２)／Ｒo…（９）
ＰR＝ｖR2／（２・Ｒo）
＝Ｖ2・[sin(ω・ｔ)−sin(ω・ｔ＋θ)]2／（２・Ｒo）
＝Ｖ2・[sin｛(ω・ｔ＋θ／２)−θ／２｝
−sin｛(ω・ｔ＋θ／２)＋θ／２｝]2／（２・Ｒo）
＝Ｖ2・[sin(ω・ｔ＋θ／２)・cos(θ／２)−cos(ω・ｔ＋θ／２)・sin(θ／２)
−sin(ω・ｔ＋θ／２)・cos(θ／２)−cos(ω・ｔ＋θ／２)・sin(θ／２)]2／（２・Ｒo）
＝Ｖ2・[−２cos(ω・ｔ＋θ／２)・sin(θ／２)]2／（２・Ｒo）
＝２・[Ｖ・sin(θ／２)]2・cos2(ω・ｔ＋θ/２)／Ｒo…（１０）
となる。
【００４７】
入力ポートＮA，ＮBから入力される電力ＰA，ＰBは、ＰA＝Ｖ2・sin2(ω・ｔ)／Ｒo、ＰB＝Ｖ2・sin2(ω・ｔ＋θ)／Ｒoであるから、ＲＦ合成部５に入力される電力Ｐinは、
Ｐin＝ＰA＋ＰB＝Ｖ2・[sin2(ω・ｔ)＋sin2(ω・ｔ＋θ)]／Ｒo
である。一方、ＲＦ合成部５から出力される電力ＰXと抵抗Ｒで熱消費される電力ＰRの合計電力Ｐsumは、
Ｐsum＝ＰX＋ＰR
＝Ｖ2・[sin(ω・ｔ)＋sin(ω・ｔ＋θ)]2／（２・Ｒo）
＋Ｖ2・[sin(ω・ｔ)−sin(ω・ｔ＋θ)]2／（２・Ｒo）
＝Ｖ2・[２sin2(ω・ｔ)＋２sin2(ω・ｔ＋θ)]／（２・Ｒo）
＝Ｖ2・[sin2(ω・ｔ)＋sin2(ω・ｔ＋θ)］／Ｒo
であるから、Ｐin＝Ｐsumである。
【００４８】
したがって、θ＝０［deg］であればＰR＝０となり、入力電力Ｐinがそのまま出力電力ＰXとなってＲＦ合成部５から出力され、θ＝１８０［deg］であればＰX＝０となり、ＲＦ合成部５からの出力が０になる。そして、０［deg］＜θ＜１８０［deg］のときは、入力電力ＰA，ＰBを位相差θに応じた所定の割合η(θ)で合成した合成電力が、出力電力ＰXとしてＲＦ合成部５から出力される。
【００４９】
位相差θに応じた所定の割合η(θ)は、（９）式に示されるようにcos2(θ／２)であり、この特性は、図５の特性（イ）に示すようになる。電力の合成割合η(θ)は、位相差θが０［deg］）の場合に１００％であり、位相差θが大きくなるのに応じてcos2(θ／２)の特性で単調に小さくなり、位相差θが１８０［deg］の場合に０％になる。本実施形態では、位相差θを第１の位相差θ１（例えば２０［deg］）と第２の位相差θ２（例えば１６０［deg］）とで切り替えることで、合成割合が大きい状態η(θ１)と小さい状態η(θ２)とで切り替え、出力電力ＰXを、パルス状の高周波電力とする。なお、第１の位相差θ１を２０［deg］とし、第２の位相差θ２を１６０［deg］としているのは、後述するように第１の位相差θ１および第２の位相差θ２を変化させることで出力電力制御を行うため、第１の位相差θ１および第１の位相差θ２の変動幅を持たせるためである。なお、第１の位相差θ１は、例えば０［deg］から９０［deg］まで値とし、第２の位相差θ２は、例えば９０［deg］から１８０［deg］までの値としてもよい。
【００５０】
なお、本実施形態では、第１の位相差θ１および第２の位相差θ２を、０［deg］から１８０［deg］までの範囲の値として設定しているが、これに限られない。例えば、１８０［deg］から３６０［deg］までの範囲の値として設定してもよいし、０［deg］から−１８０［deg］までの範囲の値として設定してもよい。
【００５１】
なお、図５の特性（イ）は、サム・ポートＮSに接続される負荷のインピーダンスが「Ｒo／２」の場合の例であるが、サム・ポートＮSに接続される負荷のインピーダンスが「Ｒo／２」と異なる場合でも、位相差θを０［deg］から１８０［deg］の範囲で変化させることにより、ＲＦ合成部５から出力される電力ＰXの大きさを制御することができる。
【００５２】
ＲＦ合成部５に用いるハイブリッド回路は、図４に示した回路構成に限られない。例えば、図６に示す回路構成のハイブリッド回路をＲＦ合成部５に用いることもできる。図６に示すハイブリッド回路は、伝送トランスＴ３の一次巻線と二次巻線の両端をそれぞれコンデンサＣ'で接続した回路構成を有し、一次巻線の両端と二次巻線の両端の４つの端子が不平衡の入出力端子となっている。ＲＦ合成部５として用いる場合は、一次巻線の一方の端子ｐ１が合成電力の出力端子となり、一次巻線の他方の端子ｐ２と二次巻線の一方の端子ｐ３が入力端子となり、二次巻線の他方の端子ｐ４は熱消費用の抵抗Ｒを接続する端子となる。
【００５３】
図４に示す回路構成では位相差θが０［deg］の場合は抵抗Ｒでの消費電力ＰRがゼロになったが、図６に示す回路構成では、位相差θが９０［deg］の場合に抵抗Ｒでの消費電力ＰRがゼロになり、位相差θが９０［deg］からずれると、そのずれ分に応じた電力ＰRが抵抗Ｒで消費される。すなわち、図６に示す回路構成の場合は、電力合成の割合η(θ)が図４に示す回路構成に対して９０［deg］進むので、図５の特性（ロ）に示すように、cos2（θ／２＋π／２）＝sin2（θ／２）の特性になる。この場合、第１の位相差θ１および第２の位相差θ２を、−９０［deg］から９０［deg］までの範囲の値として設定すればよい。また、例えば、９０［deg］から２７０［deg］までの範囲の値として設定してもよい。
【００５４】
ＲＦ合成部５は、ハイブリッド回路と同様の機能を果たすものであれば、他の回路であってもよい。例えば、特開２００８−２８９２３号公報に記載の高周波電力合成器や実開平４−４８７１５号公報に記載の出力合成回路を用いることができる。
【００５５】
フィルタ回路６は、例えば、２つのコンデンサと１つのリアクトルのπ型回路で構成されるローパスフィルタ（ＬＰＦ）である。フィルタ回路６は、ＲＦ合成部５から出力される高周波電圧ｖPXおよび高周波電流ｉPXの高調波を除去して基本波成分を負荷側に出力する機能を果たす。なお、フィルタ回路６は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）であれば、コンデンサとリアクトルのπ型回路に限定されるものではない。
【００５６】
電力検出部１０は、高周波電源１が出力する例えば進行波電力Ｐfを検出するものである。電力検出部１０は、方向性結合器を含み、その方向性結合器から高周波電圧ｖoutに含まれる進行波電圧ｖfと反射波電圧ｖrを検出する。そして、電力検出部１０は、進行波電圧ｖfを進行波電力Ｐfに変換して制御部９に出力する。また、反射波電圧ｖrを反射波電力Ｐrに変換して制御部９に出力することもできる。
【００５７】
ＰＷＭ信号生成部７は、ＤＣ−ＤＣ変換部３を駆動するためのＰＷＭ信号ＳPWMを生成し、そのＰＷＭ信号ＳPWMをＤＣ−ＤＣ変換部３に出力する。ＰＷＭ信号生成部７は、あらかじめ設定されたＰＷＭデューティ比に応じて、ＰＷＭ信号ＳPWMを生成する。ＤＣ−ＤＣ変換部３から出力される直流電圧Ｖdcを大きくしたい場合は、大きなデューティ比が設定される。また、ＤＣ−ＤＣ変換部３から出力される直流電圧Ｖdcを小さくしたい場合は、小さなデューティ比が設定される。なお、上記のＰＷＭデューティ比は、後述するパルスのハイレベル期間の目標出力電力Ｐfs1に基づいて設定される。例えば、目標出力電力Ｐfs1とＰＷＭデューティ比との関係を示すテーブルや関係式を有しており、そのテーブルや関係式に基づいてＰＷＭデューティ比が設定される。そのため、目標出力電力Ｐfs1が変更されない限りＰＷＭデューティ比は一定であるので、ＤＣ−ＤＣ変換部３から出力される直流電圧Ｖdcも一定である。
【００５８】
高周波信号生成部８は、第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ内の半導体スイッチ素子ＱBの駆動を制御する高周波電圧ｖaと第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂ内の半導体スイッチ素子ＱBの駆動を制御する高周波電圧ｖbとを生成する。高周波信号生成部８は、制御部９から入力される振幅Ａ、出力周波数ｆ、位相差θに基づいて高周波電圧ｖa，ｖbを生成して、高周波電圧ｖaを第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａに出力し、高周波電圧ｖbを第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂに出力する。
【００５９】
高周波信号生成部８には、図７に示すように、正弦波の高周波電圧ｖaを発生する第１の高周波発生回路８ａと、制御部９から入力される位相差θを用いて高周波電圧ｖaに対して位相差θを有する正弦波の高周波電圧ｖbを発生する第２の高周波発生回路８ｂと、が含まれる。第１の高周波発生回路８ａおよび第２の高周波発生回路８ｂは、ダイレクト・ディジタル・シンセサイザーで構成される。
【００６０】
第１の高周波発生回路８ａには、高周波電圧ｖaの振幅Ａ、出力周波数ｆおよび初期位相φa（＝０［deg］）の情報が制御部９から入力される。出力周波数ｆは、上述したようにプラズマ処理システムに規定された２．０ＭＨｚ、１３．５６ＭＨｚ等の周波数である。初期位相φaは任意の値に設定可能であるが、本実施形態では、０［deg］に設定されている。第２の高周波発生回路８ｂにも高周波電圧ｖbの振幅Ａ、出力周波数ｆおよび初期位相φbの情報が入力されるが、θ＝φb−φa、φa＝０［deg］より、制御部９から出力される位相値θが初期位相φbの情報として入力される。φa≠０［deg］に設定した場合は、制御部９から出力される位相差θに初期位相φaを加算した値（θ＋φa）が初期位相φbの情報として入力される。振幅Ａおよび出力周波数ｆの情報は、第１の高周波発生回路８ａに入力される振幅Ａおよび出力周波数ｆの情報と同一である。なお、振幅Ａおよび出力周波数ｆを変更しない場合は、第１の高周波発生回路８ａおよび第２の高周波発生回路８ｂに、あらかじめ設定しておいても良い。
【００６１】
第１の高周波発生回路８ａは、振幅Ａ、出力周波数ｆおよび初期位相φaの情報を用いてＡ・sin(２πｆ・ｔ)＝Ａ・sin(ω・ｔ)で表わされる高周波電圧ｖa（ディジタル信号。図８のｖa参照）を発生する。同様に、第２の高周波発生回路８ｂは、振幅Ａ、出力周波数ｆおよび制御指令値θの情報を用いてＡ・sin(２πｆ・ｔ＋θ) ＝Ａ・sin(ω・ｔ+θ)で表わされる高周波電圧ｖb（ディジタル信号。図８のｖb参照）を発生する。
【００６２】
制御部９は、高周波電源１が出力する進行波電力Ｐfと、第１，第２の高周波発生回路８ａ，８ｂで生成される２つの高周波電圧ｖa，ｖbの位相差θを制御する回路ブロックである。制御部９は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＯＭ（Read Only Memory）およびＲＡＭ（Random Access Memory）を備えるマイクロコンピュータによって構成される。ＣＰＵがＲＯＭに記憶された所定の制御プログラムを実行することにより、高周波電源１が出力する進行波電力Ｐf、および、２つの高周波電圧ｖa，ｖbの位相差θ等が制御される。
【００６３】
制御部９は、ユーザによる入力装置（図示省略）からの入力、または、予め設定されたプログラムによる自動入力によって、パルス状の高周波電力のパルス周波数、および、パルス状の高周波電力の第１レベルと第２レベルとのデューティ比（以下、パルスデューティ比という）を入力される。例えば、パルス周波数としては、高周波電圧ｖa，ｖbよりも周波数の低い（周期の長い）所定の周波数（例えば１０ｋＨｚ）が設定され、パルスデューティ比としては例えば５０％が設定される。制御部９は、パルス周波数およびパルスデューティ比に基づいて、パルス状の高周波電力のパルス波形を指令するための出力制御信号を生成する。そして、制御部９は、出力制御信号のハイレベル期間に位相差θを第１の位相差θ１とし、ローレベル期間に位相差θを第２の位相差θ２とするように切り替える。
【００６４】
出力制御信号のハイレベル期間に位相差θが第１の位相差θ１になるので、高周波信号生成部８から出力される高周波電圧ｖa，ｖbの位相差θが第１の位相差θ１になり、第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａから出力される高周波電圧ｖPAと第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂから出力される高周波電圧ｖPBとの位相差θも第１の位相差θ１になる。そして、第１の位相差θ１に応じて合成された出力電力ＰXがＲＦ合成部５から出力される。本実施形態では、第１の位相差θ１を２０［deg］としているので、ハイレベル期間の出力電力Ｐ
Xは、第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａより出力される電力ＰAと第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂより出力される電力ＰBとを合わせた電力Ｐinの約９５％になる（電力Ｐinの約５％がＲＦ合成部５で熱消費される）。
【００６５】
また、出力制御信号のローレベル期間に位相差θが第２の位相差θ２になるので、高周波信号生成部８から出力される高周波電圧ｖa，ｖbの位相差θが第２の位相差θ２になり、第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａから出力される高周波電圧ｖPAと第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂから出力される高周波電圧ｖPBとの位相差θも第２の位相差θ２になる。そして、第２の位相差θ２に応じて合成された出力電力ＰXがＲＦ合成部５から出力される。本実施形態では、第２の位相差θ２を１６０［deg］としているので、ローレベル期間の出力電力ＰXは、電力Ｐinの約５％になる（電力Ｐinの約９５％がＲＦ合成部５で熱消費される）。
【００６６】
これにより、ＲＦ合成部５から出力される出力電力ＰXが、電力Ｐinの約９５％であるハイレベル期間と、電力Ｐinの約５％であるローレベル期間とを有するパルス状の高周波電力になる。
【００６７】
図９は、ＲＦ合成部５から出力される高周波電圧ｖPXの波形を示す図である。高周波電圧ｖPXは、位相差θが第１の位相差θ１のときに、振幅が大きいハイレベルになり、位相差θが第２の位相差θ２のときに、振幅が小さいローレベルになる。したがって、ＲＦ合成部５から出力される高周波電力ＰXは、パルス状の高周波電力になる。
【００６８】
また、制御部９は、高周波電源１から負荷に出力される高周波電力（進行波電力Ｐf）を、制御目標に制御する、フィードバック制御を行う。制御目標として、ハイレベル期間の目標出力電力Ｐfs1とローレベル期間の目標出力電力Ｐfs2とが設定される。ユーザは、目標出力電力Ｐfs1およびＰfs2を、入力装置（図示省略）を操作して手動で入力したり、予め設定したプログラムにより自動で入力させたりすることができる。
【００６９】
制御部９は、出力制御信号のハイレベル期間の間、電力検出部１０から入力される進行波電力Ｐfの検出値と目標出力電力Ｐfs1の偏差ΔＰ１（＝Ｐfs1−Ｐf）を演算し、その偏差ΔＰ１に基づいて当該偏差ΔＰ１をゼロにするための制御指令値を生成する。そして、制御部９は、制御指令値に基づいて第１の位相差θ１を変化させることで、進行波電力Ｐfを制御する。これにより、進行波電力Ｐfが目標出力電力Ｐfs1になるように、フィードバック制御される。また、制御部９は、出力制御信号のローレベル期間の間、電力検出部１０から入力される進行波電力Ｐfの検出値と目標出力電力Ｐfs2の偏差ΔＰ２（＝Ｐfs2−Ｐf）を演算し、その偏差ΔＰ２に基づいて当該偏差ΔＰ２をゼロにするための制御指令値を生成する。そして、制御部９は、制御指令値に基づいて第２の位相差θ２を変化させることで、進行波電力Ｐfを制御する。これにより、進行波電力Ｐfが目標出力電力Ｐfs2になるように、フィードバック制御される。
【００７０】
なお、第１の位相差θ１および第２の位相差θ２を変化させることで進行波電力Ｐfを制御するのではなく、ＤＣ−ＤＣ変換部３が出力する直流電圧Ｖdcを変化させることで、進行波電力Ｐfを制御するようにしてもよい。この場合、制御部９が生成した制御指令値をＰＷＭ信号生成部７に出力し、ＰＷＭ信号生成部７が、制御指令値と生成したキャリア信号とから、三角波比較法によりＰＷＭ信号ＳPWMを生成すればよい。また、制御部９が、高周波信号生成部８に出力する振幅Ａを制御指令値に基づいて変化させることで、出力電力制御を行うようにしてもよい。
【００７１】
以上のように、本実施形態に係る高周波電源１によれば、ＤＣ−ＲＦ変換部４に第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａと第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂを設けるとともに、第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂの高周波電力ＰA，ＰBを合成するＲＦ合成部５を設け、第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂに入力される高周波電圧ｖa，ｖbの位相差θを第１の位相差θ１と第２の位相差θ２とで切り替えるようにした。これにより、ＲＦ合成部５から出力される出力電力ＰXは、位相差θが第１の位相差θ１のときには電力Ｐinの約９５％になり、位相差θが第２の位相差θ２のときには電力Ｐinの約５％になって、ハイレベル期間とローレベル期間とを有するパルス状の高周波電力になる。位相差θの切り替えは高速に行うことができるので、第１レベルと第２レベルとの切り替えのパルス周波数を高くしたパルス状の高周波電力を出力することができる。
【００７２】
また、本実施形態に係る高周波電源１によれば、ＤＣ−ＤＣ変換部３が出力する直流電圧Ｖdcが一定（目標出力電力Ｐfs1が一定の場合）のままで、パルス状の高周波電力を出力することができる。したがって、直流電圧Ｖdcが変化することで生じるオーバーシュートやアンダーシュートが発生しない。
【００７３】
なお、本実施形態では、進行波電力Ｐfを、制御目標に制御する場合を例にして説明しているがこれに限られない。例えば、負荷に供給される高周波電力（進行波電力Ｐf−反射波電力Ｐr）を、制御目標に制御するようにしてもよい。
【００７４】
上記実施形態では、ＤＣ−ＲＦ変換部４として同一構成の第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａと第２のＤＣ―ＲＦ変換部４Ｂとを設け、両ＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂの出力電力ＰA，ＰBをＲＦ合成部５で合成する構成としていたが、３個以上のＤＣ−ＲＦ変換部を設け、各ＤＣ−ＲＦ変換部の出力電力を合成する構成にしてもよい。
【００７５】
図１０，図１１は、高周波生成部Ｕ'に同一構成の３個のＤＣ−ＲＦ変換部を設ける場合のＤＣ−ＲＦ変換部４'とＲＦ合成部５'の回路構成を示す図である。ＤＣ−ＲＦ変換部４'には第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂと同一構成の第３のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｃが追加され、ＲＦ合成部５'にはＲＦ合成部５と同一構成の第１のＲＦ合成部５Ａと第２のＲＦ合成部５Ｂが設けられている。
【００７６】
図１０，図１１の回路構成は、図１に示すＤＣ−ＲＦ変換部４とＲＦ合成部５に第３のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｃと第２のＲＦ合成部５Ｂを追加し、ＲＦ合成部５Ａの出力電力と第３のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｃの出力電力を第２のＲＦ合成部５Ｂで合成する構成と見ることができる。
【００７７】
同一構成の３個のＤＣ−ＲＦ変換部を設ける場合、ＤＣ−ＲＦ変換部４'内の第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂの出力電圧ｖPA，ｖPBを位相差θ＝０で駆動し、第３のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｃの出力電圧ｖPCを出力電圧ｖPA，ｖPBに対して位相差θを設けて駆動するように制御する第１の方法と、第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂの出力電圧ｖPBを第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａの出力電圧ｖPAに対して位相差θを設けて駆動し、第３のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｃの出力電圧ｖPCを第１のＲＦ合成部５Ａの出力電圧ｖPXに対して位相差ψを設けて駆動するように制御する第２の方法とが考えられる。
【００７８】
図１０は、第１の方法の場合のＤＣ−ＲＦ変換部４'とＲＦ合成部５'の回路構成を示し、図１１は、第２の方法の場合のＤＣ−ＲＦ変換部４'とＲＦ合成部５'の回路構成を示している。
【００７９】
図１０に示す第１の方法では、第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂと第１のＲＦ合成部５Ａの部分を等価な１つのＤＣ−ＲＦ変換部に置き換えることができるので、高周波生成部Ｕ'は、上述した高周波生成部Ｕ（図１参照）と実質的に同じとなる。すなわち、第１のＲＦ合成部５Ａは第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａの出力電力ＰAと第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂの出力電力ＰBをそのまま合成する機能を果たし、第２のＲＦ合成部５Ｂが負荷への出力電力ＰZを位相差θに応じて調整する機能を果たす。
【００８０】
第１，第２，第３のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂ，４Ｃに入力する高周波信号ｖ1，ｖ2，ｖ3の波形をｖ1＝Ａ1・sin(ω・t＋φ1)、ｖ2＝Ａ2・sin(ω・t＋φ2)、ｖ3＝Ａ3・sin(ω・t＋φ3)とすると、図１０に示す第１の方法では、第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂに、例えば、ｖa＝Ａ・sin(ω・t)（Ａ1＝Ａ2＝Ａ、φ1＝φ2＝０）の高周波信号が入力される。
【００８１】
ＲＦ合成部５Ａ，５Ｂの入力ポートと出力ポートが整合しているとすると、第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂの出力電圧ｖPA，ｖPBは、ｖPA＝ｖPB＝Ｖ・sin(ω・t)で表されるから、第１のＲＦ合成部５Ａの出力電圧ｖPXは、（８）式より、
ｖPX＝Ｖ・sin(ω・t)
で表される。したがって、第３のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｃにｖb＝Ａ・sin(ω・t＋θ)（Ａ3＝Ａ、φ3＝θ）の高周波信号を入力し、第３のＤＣ−ＲＦ変換部４ＣからｖPC＝Ｖ・sin(ω・t＋θ)を出力させると、第２のＲＦ合成部５Ｂから、
ｖPZ＝Ｖ・cos(θ／２)・sin(ω・ｔ＋θ／２)
の出力電圧ｖPZが出力される。
【００８２】
第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂの出力電力ＰA，ＰBは第１のＲＦ合成部５Ａで熱消費されることなく合成されるから、第１のＲＦ合成部５Ａから（ＰA＋ＰB）の電力ＰXが出力されるが、第２のＲＦ合成部５Ｂではその出力電力ＰXと第３のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｃの出力電力ＰCが（９）式に示す合成式により合成され、
ＰZ＝２・[Ｖ・cos(θ／２)]2・sin2(ω・ｔ＋θ／２)／Ｒo
で表される電力ＰZが出力される。
【００８３】
したがって、図１０に示す第１の方法では、位相差θを第１の位相差θ１と第２の位相差θ２とで切り替えることによって、第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂの出力電力ＰA，ＰBの合計電力ＰX＝（ＰA＋ＰB）と第３のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｃの出力電力ＰCとの合成量を切り替え、電力ＰZをパルス状の高周波電力として出力することができる。
【００８４】
一方、図１１に示す第２の方法は、第１のＲＦ合成部５Ａと第２のＲＦ合成部５Ｂの両方で負荷への出力電力ＰZが調整される。第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂにそれぞれｖa＝Ａ・sin(ω・t)（φ1＝０）とｖb＝Ａ・sin(ω・t＋θ)（φ2＝θ）の高周波信号を入力し、第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂからそれぞれ出力電圧ｖPA＝Ｖ・sin(ω・t)、ｖPB＝Ｖ・sin(ω・t＋θ)が出力されるとすると、第１のＲＦ合成部５Ａの出力電圧ｖPXは、（８）式より
ｖPX＝Ｖ・cos(θ／2)・sin(ω・t＋θ／２)
で表される。
【００８５】
第３のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｃに位相差θに応じて振幅Ａ3およびφ3を調整したｖc＝Ａ・cos(θ/2)・sin(ω・t＋θ／２＋ψ)（Ａ3＝Ａ・cos(θ/2)、φ3＝θ／２＋ψ）の高周波信号を入力し、第３のＤＣ−ＲＦ変換部４ＣからＶ・cos(θ/2)・sin(ω・t＋θ／２＋ψ)の出力電圧ｖPCを出力させるように制御すれば、第２のＲＦ合成部５Ｂから
ｖPZ＝Ｖ・cos(θ／２)・cos(ψ／２)・sin(ω・t＋θ／２＋ψ／２)
で表される出力電圧ｖPZが出力され、
ＰZ＝２・[Ｖ・cos(θ／２)・cos(ψ／２)]2・sin2(ω・t＋θ／２＋ψ／２)／Ｒo
で表される出力電力ＰZが出力される。
【００８６】
したがって、図１１に示す第２の方法では、位相差ψを固定して、位相差θを第１の位相差θ１と第２の位相差θ２とで切り替えることによっても、逆に、位相差θを固定して、位相差ψをψ１とψ２とで切り替えることによっても、電力ＰZをパルス状の高周波電力として出力することができる。すなわち、位相差θを第１の位相差θ１と第２の位相差θ２とで切り替えることによって、第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａの出力電力ＰAと第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂの出力電力ＰBとの合成量を切り替えることで、電力ＰZをパルス状の高周波電力として出力することができる。また、位相差ψをψ１とψ２とで切り替えることによって、第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂの出力電力ＰA，ＰBの合成電力ＰXと第３のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｃの出力電力ＰCとの合成量を切り替え、電力ＰZをパルス状の高周波電力として出力することもできる。
【００８７】
図１２，図１３は、高周波生成部Ｕ"に同一構成の４個のＤＣ−ＲＦ変換部を設ける場合のＤＣ−ＲＦ変換部４"とＲＦ合成部５"の回路構成を示す図である。ＤＣ−ＲＦ変換部４"には第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂと同一構成の第３のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｃと第４のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｄが追加され、ＲＦ合成部５"にはＲＦ合成部５と同一構成の第１のＲＦ合成部５Ａと第２のＲＦ合成部５Ｂと第３のＲＦ合成部５Ｃが設けられている。
【００８８】
ＲＦ合成部５"内の第１のＲＦ合成部５Ａは、ＤＣ−ＲＦ変換部４"内の第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａの出力電力ＰAと第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂの出力電力ＰBを合成し、第２のＲＦ合成部５Ｂは、ＤＣ−ＲＦ変換部４"内の第３のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｃの出力電力ＰCと第４のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｄの出力電力ＰDを合成する。また、ＲＦ合成部５"内の第３のＲＦ合成部５Ｃは、第１のＲＦ合成部５Ａの出力電力ＰXと第２のＲＦ合成部５Ｂの出力電力ＰYを合成する。
【００８９】
同一構成の４個のＤＣ−ＲＦ変換部を設ける場合でも２つの方法が考えられる。第１の方法は、第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａの出力電圧ｖPAと第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂの出力電圧ｖPBとの間に位相差θを設けるとともに、第３のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｃの出力電圧ｖPCと第４のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｄの出力電圧ｖPDとの間に位相差θを設けて駆動する方法である。第１の方法は、図１に示すＤＣ−ＲＦ変換部４とＲＦ合成部５の構成を２つ設け、両構成から出力される２つの電力を第３のＲＦ合成部５Ｃで合成する方法に相当する。
【００９０】
図１２は、第１の方法の場合のＤＣ−ＲＦ変換部４"とＲＦ合成部５"の回路構成を示している。第１ないし第４のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂ，４Ｃ，４Ｄに入力する高周波信号ｖ1，ｖ2，ｖ3，ｖ4の波形をｖ1＝Ａ1・sin(ω・t＋φ1)、ｖ2＝Ａ2・sin(ω・t＋φ2)、ｖ3＝Ａ3・sin(ω・t＋φ3)、ｖ4＝Ａ4・sin(ω・t＋φ4) とすると、図１２に示す第１の方法では、ｖ1＝ｖa＝Ａ・sin(ω・t)（Ａ1＝Ａ，φ1＝０）、ｖ2＝ｖb＝Ａ・sin(ω・t＋θ)（Ａ2＝Ａ，φ2＝θ）、ｖ3＝ｖa＝Ａ・sin(ω・t)（Ａ3＝Ａ，φ3＝０）、ｖ4＝ｖb＝Ａ・sin(ω・t＋θ)（Ａ4＝Ａ，φ4＝θ）となる。
【００９１】
図１２に示す回路構成では、第１のＲＦ合成部５Ａで第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａの出力電力ＰAと第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂの出力電力ＰBとが位相差θに基づく所定の割合で合成され、第２のＲＦ合成部５Ｂで第３のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｃの出力電力ＰCと第４のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｄの出力電力ＰDとが位相差θに基づく所定の割合で合成される。
【００９２】
ＲＦ合成部５Ａ，５Ｂ，５Ｃの入力ポートが整合しているとすると、第１のＲＦ合成部５Ａの出力電力ＰXと第２のＲＦ合成部５Ｂの出力電力ＰYは、（９）式より
ＰX＝ＰY＝２・Ｖ2・cos2(θ／２)・sin2(ω・ｔ＋θ／２)／Ｒo
で表される。そして、第３のＲＦ合成部５Ｃでは出力電力ＰXと出力電力ＰYが熱消費されることなく合成されるから、第３のＲＦ合成部５Ｃからは、
ＰZ＝ＰX＋ＰY＝４・Ｖ2・cos2(θ／２)・sin2(ω・ｔ＋θ／２)／Ｒo
の出力電力ＰZが負荷に出力される。
【００９３】
したがって、図１２に示す第１の方法では、位相差θを第１の位相差θ１と第２の位相差θ２とで切り替えることによって、第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａの出力電力ＰAと第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂの出力電力ＰBとの合成量を切り替えることで電力ＰXをパルス状の高周波電力として出力し、第３のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｃの出力電力ＰCと第４のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｄの出力電力ＰDとの合成量を切り替えることで電力ＰYをパルス状の高周波電力として出力する。そして、電力ＰXと電力ＰYとが第３のＲＦ合成部５Ｃで合成されて、出力電力ＰZもパルス状の高周波電力となる。
【００９４】
第２の方法は、第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａの出力電圧ｖPAと第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂの出力電圧ｖPBを同一の位相で制御し、第３のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｃの出力電圧ｖPCと第４のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｄの出力電圧ｖPDを同一の位相で制御し、第１のＲＦ合成部５Ａの出力電圧ｖPXと第２のＲＦ合成部５Ｂの出力電圧ｖPYとの間に位相差θを設ける方法である。
【００９５】
図１３は、第２の方法の場合のＤＣ−ＲＦ変換部４"とＲＦ合成部５"の回路構成を示している。図１３に示す回路構成では、第１のＲＦ合成部５Ａで第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａの出力電力ＰAと第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂの出力電力ＰBとがそのまま合成され、第２のＲＦ合成部５Ｂで第３のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｃの出力電力ＰCと第４のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｄの出力電力ＰDとがそのまま合成される。そして、第３のＲＦ合成部５Ｃで第１のＲＦ合成部５Ａの出力電力ＰXと第２のＲＦ合成部５Ｂの出力電力ＰYとが位相差θに基づく所定の割合で合成される。
【００９６】
例えば、第１，第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａ，４Ｂに入力する高周波信号ｖ1，ｖ2の波形をｖ1＝ｖ2＝ｖa＝Ａ・sin(ω・t)（Ａ1＝Ａ2＝Ａ，φ1＝φ2＝０）とすると、第１のＲＦ合成部５Ａの出力電圧ｖPXは、（８）式より、
ｖPX＝Ｖ・sin(ω・t)
で表される。また、第３，第４のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｃ，４Ｄに入力する高周波信号ｖ3，ｖ4の波形をｖ3＝ｖ4＝ｖb＝Ａ・sin(ω・t＋θ)（Ａ3＝Ａ4＝Ａ，φ3＝φ4＝θ）とすると、第２のＲＦ合成部５Ｂの出力電圧ｖPYは、（８）式より、
ｖPY＝Ｖ・sin(ω・t＋θ)
で表される。
【００９７】
したがって、第３のＲＦ合成部５Ｃからは、（８）式より、
ｖPZ＝Ｖ・cos(θ／２)・sin(ω・ｔ＋θ／２)]
の出力電圧ｖPZが出力され、（９）式より、
ＰZ＝２・[Ｖ・cos(θ／２)]2・sin2(ω・ｔ＋θ／２)／Ｒo
の出力電力ｖPZが負荷に出力される。
【００９８】
したがって、図１３に示す第２の方法では、位相差θを第１の位相差θ１と第２の位相差θ２とで切り替えることによって、第１のＲＦ合成部５Ａの出力電力ＰX（＝ＰA＋ＰB）と第２のＲＦ合成部５Ｂの出力電力ＰY（＝ＰC＋ＰD）との合成量を切り替え、電力ＰZをパルス状の高周波電力として出力することができる。
【００９９】
図１に示した実施形態では、第１のＤＣ−ＲＦ変換部４Ａの出力電圧ｖPAの初期位相φaを固定し、第２のＤＣ−ＲＦ変換部４Ｂの出力電圧ｖPBの初期位相φbを変化させることによって位相差θ＝φb−φaを変化させるようにしたが、初期位相φbを固定し、初期位相φaを変化させることによって位相差θ＝φb−φaを変化させるようにしてもよい。また、初期位相φa，φbの両方を変化させることによって位相差θ＝φb−φaを変化させるようにしてもよい。
【０１００】
上記実施形態では、ＲＦ合成部５が２つのＲＦ電力を合成する回路構成の場合について説明したが、ＲＦ合成部５を３つ以上のＲＦ電力を合成する回路で構成してもよい。３つ以上のＲＦ電力を合成する回路としては、例えば、図１４に示す回路を用いることができる。
【０１０１】
例えば、図１４（ｂ）の電力合成回路を用いて３つのＲＦ電力を合成する場合、入力端子１，２，３にそれぞれ入力される入力電圧ｖa，ｖb，ｖcをｖa＝Ａ・sin(ω・t＋φa)、ｖb＝Ｂ・sin(ω・t＋φb)、ｖc＝Ｃ・sin(ω・t＋φc)、実効値をＶarms，Ｖbrms，Ｖcrmsとすると、電力合成回路には、入力電力Ｐa＝Ｖarms2／Ｒ、Ｐb＝Ｖbrms2／Ｒ、Ｐc＝Ｖcrms2／Ｒが入力される。ｖa＝ｖb＝ｖcでなければ、回路内の３個の抵抗Ｒには差分電圧ｖab＝ｖa−ｖb、ｖbc＝ｖb−ｖc、ｖca＝ｖc−ｖaがそれぞれ生じるので、差分電圧ｖab、ｖbc、ｖcaの実効値をＶabrms、Ｖbcrms、Ｖcarmsとすると、３つの抵抗ＲでそれぞれＰab＝Ｖabrms2／Ｒ、Ｐbc＝Ｖbcrms2／Ｒ、Ｐca＝Ｖcarms2／Ｒの電力が熱消費される。
【０１０２】
したがって、入力電圧ｖa，ｖb，ｖcの間で相互に位相差θab，θbc，θcaを設けることにより、電力合成回路から入力電力Ｐin＝Ｐa＋Ｐb＋Ｐcの一部の電力（Ｐab＋Ｐbc＋Ｐca）を熱消費させ、残りの電力Ｐin−（Ｐab＋Ｐbc＋Ｐca）を負荷に出力させることができる。４つ以上のＲＦ電力を入力する場合についても同様である。
【０１０３】
上記実施形態では、高周波電源１に負荷としてプラズマ処理装置を接続したプラズマ処理システムを例に高周波電源１の出力制御を説明したが、本発明は、図１５に示すように、高周波電源１とプラズマ処理装置１１との間にインピーダンス整合装置１２を設けた場合にも適用することができる。
【０１０４】
インピーダンス整合装置１２を設ける場合は、プラズマ処理装置８のインピーダンス（負荷インピーダンス）が変動してもインピーダンス整合装置１２によって高周波電源１とプラズマ処理装置１２とのインピーダンス整合が行われるが、インピーダンス整合装置１２がインピーダンス整合処理をしている過渡的な期間は不整合状態であるから、インピーダンス整合装置１２を備えたプラズマ処理システムでも本発明に係る高周波電源１の出力制御方法は、有効である。
【０１０５】
上記実施形態は、複数の高周波電力を合成する高周波生成部Ｕを備え、位相差θを第１の位相差θ１と第２の位相差θ２とで切り替えることで、例えばハイレベル期間とローレベル期間とを有するパルス状の高周波電力を出力することを要旨とするから、プラズマ処理システム用の高周波電源に限定されるものではない。
【０１０６】
上記実施形態では、負荷に出力される高周波電圧ｖoutの波形を正弦波形としたが、台形波やデッドタイムを有する矩形波でもよい。
【０１０７】
上記実施形態では、制御部９が高周波信号生成部８に出力する位相差θを２つの値θ１およびθ２で切り替えることにより、高周波電力の振幅を第１レベルと第２レベルとで切り替える、パルス状の高周波電力を出力する場合について説明したが、これに限られない。例えば、高周波電力の振幅を３つ以上のレベルで切り替えるようにしてもよい。
【０１０８】
図１６（ａ）は、ＲＦ合成部５から出力される高周波電圧ｖPXの振幅を３つのレベルで切り替えた場合の波形を示している。制御部９が高周波信号生成部８に出力する位相差θを、第１の位相差θ１（例えば２０［deg］）、第２の位相差θ２（例えば９０［deg］）および第３の位相差θ３（例えば１６０［deg］）の３つの値で切り替えるようにすることで、ＲＦ合成部５から出力される高周波電圧ｖPXの波形は、図１６（ａ）に示す波形のように、３つのレベルで変化する。したがって、ＲＦ合成部５から出力される高周波電力ＰXは、振幅が３つのレベルで切り替えられる。
【０１０９】
また、位相差θを複数の固定値の間で切り替えるのではなく、時間ｔに応じて変化する所定の関数の値としてもよい。
【０１１０】
例えば、位相差θを時間ｔの一次関数θ＝ａ・ｔ＋ｂ（ａ、ｂは定数）とすると、ＲＦ合成部５での合成割合η(θ)が図５に示す特性（イ）となるので、ＲＦ合成部５から出力される高周波電圧ｖPXの波形は、図１６（ｂ）に示す波形のように、正弦波状に変化する。したがって、ＲＦ合成部５から出力される高周波電力ＰXは、正弦波状に変化する。
【０１１１】
また、高周波電力ＰXを所望の波形状に変化させたい場合は、高周波電圧ｖPXの波形が所望の波形状になるように、位相差θを変化させればよい。すなわち、上記のように、合成割合η(θ)は（ｃｏｓ2(θ／２)）であるので、所望の合成割合ηのときの位相差θは、下記（１１）式で表すことができる。
θ＝２・ｃｏｓ-1（√η）    …（１１）
【０１１２】
そのため、例えば、高周波電圧ｖPXの波形を図１６（ｃ）に示す波形（三角波状の波形）とする場合には、図１６（ｃ）に示す波形に対応する合成割合ηになるように位相差θを時間ｔに応じて変化させればよい。つまり、上記（１１）式において、合成割合ηを、図１６（ｃ）に示す波形を表す関数ｘ（ｔ）とすればよい。この概念を応用すれば、自由に合成割合ηを設定することができる。例えば、図１６（ｄ）に示す波形のように、三角波状の波形と一定のレベルの波形とを組み合わせてもよいし、図１６（ｅ）に示す波形のように、正弦波状の波形と一定のレベルの波形とを組み合わせてもよい。
【０１１３】
なお、図１６（ｂ）〜（ｅ）においては、ＲＦ合成部５での合成割合η(θ)がゼロになるときがあり、出力がゼロになることがある。出力がゼロになることを望まないのであれば、位相差θが１８０［deg］にならないように、位相差θの算出式を調整すればよい。
【０１１４】
また、高周波電圧ｖPXの波形を、図９に示す波形において、プラズマ着火時にオーバーシュートを設けた波形（図１６（ｆ）参照）とすることもできる。このような波形にするためには、位相差θを第１の位相差θ１（例えば２０［deg］）とする第１の期間ｔ１と、位相差θを第２の位相差θ２（例えば１６０［deg］）とする第２の期間ｔ２とを繰り返す波形において、プラズマ着火時に、第１の期間ｔ１の前にオーバーシュートを設けるための第３の期間ｔ３を設け、当該第３の期間ｔ３では、位相差θを例えば下記（１２）式とすればよい。なお、Ｔは第３の期間ｔ３の長さである。これにより、プラズマ着火時（第３の期間ｔ３の開始時：ｔ＝０）に位相差θ＝０で合成割合ηが最大で、第３の期間ｔ３の間に位相差θが増加して合成割合ηが減少し、第３の期間ｔ３の終了時（ｔ＝Ｔ）に、位相差θ＝θ１となるようにすることができる。なお、第３の期間ｔ３の間、位相差θを「０」とするようにしてもよい。高周波電圧ｖPXの波形を、図１６（ｆ）に示すオーバーシュートが含まれるような波形とすることにより、プラズマが未着火の場合に負荷に出力される高周波電圧ｖｏｕｔが高くなるので、プラズマの着火性を良くすることができる。
θ＝（θ１／Ｔ）・ｔ      …（１２）
【０１１５】
図１６に記載した各波形、および、（１２）式などの算出式は一例であり、位相差θを適切に設定することで、ＲＦ合成部５から出力される高周波電圧ｖPXの波形を様々な波形とすることができ、ＲＦ合成部５から出力される高周波電力ＰXの波形を所望の波形にすることができる。
【０１１６】
本発明に係る高周波電源は、上述した実施形態に限定されるものではない。本発明に係る高周波電源の各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。
【符号の説明】
【０１１７】
１  高周波電源
２  ＡＣ−ＤＣ変換部
３  ＤＣ−ＤＣ変換部
４，４'，４"  ＤＣ−ＲＦ変換部（高周波生成手段）
４Ａ  第１のＤＣ−ＲＦ変換部（高周波生成手段）
４Ｂ  第２のＤＣ−ＲＦ変換部（高周波生成手段）
４Ｃ  第３のＤＣ−ＲＦ変換部（高周波生成手段）
４Ｄ  第４のＤＣ−ＲＦ変換部（高周波生成手段）
４０１  ローパスフィルタ
５，５'，５"  ＲＦ合成部（高周波合成手段）
５Ａ  第１のＲＦ合成部（高周波合成手段）
５Ｂ  第２のＲＦ合成部（高周波合成手段）
５Ｃ  第３のＲＦ合成部（高周波合成手段）
６  フィルタ回路
７  ＰＷＭ信号生成部
８  高周波信号生成部（高周波生成手段）
８ａ  第１の高周波発生回路
８ｂ  第２の高周波発生回路
９  制御部（出力制御手段）
１０  電力検出部
１１  プラズマ処理装置
１２  インピーダンス整合装置
Ｕ，Ｕ'，Ｕ"  高周波生成部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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