(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信装置で、変調信号を離散フーリエ変換で周波数領域の信号に変換し、複数の分割フィルタにより複数のサブ変調信号に分割し、周波数軸上の任意の帯域に周波数シフトし、逆離散フーリエ変換で時間軸の信号に変換して送信し、
受信装置で、受信したサブ変調信号を離散フーリエ変換で周波数領域の信号に変換し、複数の抽出フィルタにより複数のサブ変調信号を抽出し、分割前の周波数帯域に周波数シフトして全サブ変調信号を加算し、逆離散フーリエ変換で時間軸の信号に変換して分割前の変調信号を復元する通信方法において、
前記送信装置は、前記離散フーリエ変換の周波数分解能よりも前記サブ変調信号を生成する前記分割フィルタのフィルタ係数生成回路の周波数分解能を小さく設定するステップと、該フィルタ係数生成回路で生成されたフィルタ係数のうち、前記離散フーリエ変換の周波数分解能に応じた周波数間隔で選択したフィルタ係数のみを用いた前記分割フィルタで変調信号を分割するステップとを有し、
前記受信装置は、前記離散フーリエ変換の周波数分解能よりも前記サブ変調信号を抽出する前記抽出フィルタのフィルタ係数生成回路の周波数分解能を小さく設定するステップと、該フィルタ係数生成回路で生成されたフィルタ係数のうち、前記離散フーリエ変換の周波数分解能に応じた周波数間隔で選択したフィルタ係数のみを用いた前記抽出フィルタでサブ変調信号を抽出するステップとを有する
ことを特徴とする通信方法。
【請求項２】
変調信号を離散フーリエ変換で周波数領域の信号に変換し、複数の分割フィルタにより複数のサブ変調信号に分割し、周波数軸上の任意の帯域に周波数シフトし、逆離散フーリエ変換で時間軸の信号に変換して送信する含む送信装置と、
受信したサブ変調信号を離散フーリエ変換で周波数領域の信号に変換し、複数の抽出フィルタにより複数のサブ変調信号を抽出し、分割前の周波数帯域に周波数シフトして全サブ変調信号を加算し、逆離散フーリエ変換で時間軸の信号に変換して分割前の変調信号を復元する受信装置と
を備えた通信システムにおいて、
前記送信装置は、前記離散フーリエ変換の周波数分解能よりも前記サブ変調信号を生成する前記分割フィルタのフィルタ係数生成回路の周波数分解能を小さく設定し、該フィルタ係数生成回路で生成されたフィルタ係数のうち、前記離散フーリエ変換の周波数分解能に応じた周波数間隔で選択したフィルタ係数のみを用いた前記分割フィルタで変調信号を分割する構成であり、
前記受信装置は、前記離散フーリエ変換の周波数分解能よりも前記サブ変調信号を抽出する前記抽出フィルタのフィルタ係数生成回路の周波数分解能を小さく設定し、該フィルタ係数生成回路で生成されたフィルタ係数のうち、前記離散フーリエ変換の周波数分解能に応じた周波数間隔で選択したフィルタ係数のみを用いた前記抽出フィルタでサブ変調信号を抽出する構成である
ことを特徴とする通信システム。
【請求項３】
請求項２に記載の通信システムにおいて、
前記送信装置は、変調機能を有する装置が出力する前記変調信号をＡ／Ｄ変換して入力する構成であり、
前記受信装置は、前記復元した変調信号をＤ／Ａ変換して復調機能を有する装置に出力する構成である
ことを特徴とする通信システム。
【請求項４】
請求項２に記載の通信システムの前記分割フィルタまたは前記抽出フィルタを含む信号分割回路において、
前記離散フーリエ変換の周波数分解能よりも小さく設定した周波数分解能のフィルタ係数を生成するフィルタ係数生成回路と、
前記フィルタ係数生成回路で生成されたフィルタ係数のうち、前記離散フーリエ変換の周波数分解能に応じた周波数間隔で選択したフィルタ係数のみを前記分割フィルタまたは前記抽出フィルタに設定し、前記変調信号の分割または前記サブ変調信号の抽出を行うフィルタ係数選択回路と
を備えたことを特徴とする信号分割回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信または有線通信に用いられる通信システムにおいて、異なる複数のユーザが限られた周波数帯域を有効利用するために、送信装置から周波数帯域を分割して送信された信号を受信装置で帯域合成して復調処理を行う通信システム、通信方法および信号分割回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
図９および図１０は、従来の通信システムにおける送信装置および受信装置の構成例を示す（非特許文献１参照) 。
図９において、送信装置は、変調器１０１、分割回路１０、Ｄ／Ａ変換器１０３を備える。送信データは、変調器１０１でＱＰＳＫなどの変調方式で変調され、シングルキャリア変調信号として分割回路１０に入力する。
【０００３】
分割回路１０は、直並列変換回路１１、ＤＦＴ（離散フーリエ変換) 回路１２、分割フィルタ１３1 〜１３n （ｎは２以上の整数）、周波数シフタ１４1 〜１４n 、加算回路１５、ＩＤＦＴ（離散逆フーリエ変換) 回路１６、並直列変換回路１７、分割フィルタ係数生成回路１８を備え、シングルキャリア変調信号の帯域をｎ分割し、周波数軸上で分散配置して送信する構成である。シングルキャリア変調信号の帯域を３分割（ｎ＝３）する例を図１１に示す。
【０００４】
分割回路１０に入力するシングルキャリア変調信号は直並列変換し、ＤＦＴ回路１２で離散フーリエ変換し、時間領域の信号から周波数領域の信号へ変換する。分割フィルタ１３1 〜１３3 は、周波数領域に変換されたシングルキャリア変調信号に対して、図１１(a) の破線で示す信号帯域を３分割するフィルタ係数を周波数ごとに乗算し、図１１(b) に示す３個のサブ変調信号Ｓ1 〜Ｓ3 を生成する。周波数シフタ１４1 〜１４3 は、各サブ変調信号を周波数軸上の所望の帯域に分散配置し、加算回路１５で足し合わせることにより、図１１(c) に示すような分散配置されたサブ変調信号が生成される。この分散配置後のサブ変調信号は、ＩＤＦＴ回路１６で離散逆フーリエ変換により周波数領域の信号から時間領域の信号へ変換され、並直列変換して送信信号となる。
【０００５】
図１０において、受信装置は、Ａ／Ｄ変換器２０１、抽出回路２０、復調器２０３を備える。受信信号は、Ａ／Ｄ変換器２０１でデジタル信号に変換されて抽出回路２０に入力する。
抽出回路２０は、直並列変換回路２１、ＤＦＴ回路２２、抽出フィルタ２３1 〜２３n 、周波数シフタ２４1 〜２４n 、加算回路２５、ＩＤＦＴ回路２６、並直列変換回路２７、抽出フィルタ係数生成回路２８を備え、帯域をｎ分割されたサブ変調信号を分割前のシングルキャリア変調信号に合成する構成である。帯域が３分割（ｎ＝３）されたシングルキャリア変調信号を合成する例を図１２に示す。
【０００６】
抽出回路２０に入力する受信信号は直並列変換し、ＤＦＴ回路２２で離散フーリエ変換し、時間領域の信号から周波数領域の受信信号へ変換する。抽出フィルタ２３1 〜２３3 は、周波数領域に変換された受信信号に対して、図１２(a) の破線で示すフィルタ係数を周波数ごとに乗算し、送信側で周波数シフトされた各サブ変調信号Ｓ1 〜Ｓ3 を抽出する。周波数シフタ２４1 〜２４3 は、図１２(b) に示すように、抽出されたサブ変調信号を送信側で周波数シフトされる前の帯域に戻し、加算回路２５で足し合わせることにより、図１２(c) に示すような合成された変調信号が生成される。この合成後の変調信号は、ＩＤＦＴ回路２６で離散逆フーリエ変換により周波数領域の信号から時間領域の信号へ変換され、並直列変換して出力される。復調器２０３は、抽出回路２０から出力されたシングルキャリア変調信号を復調し、受信データを復元する。
【０００７】
このような送信装置および受信装置を用いることにより、シングルキャリア変調信号の占有帯域を分割して生成された各サブ変調信号を周波数軸上の任意の場所に分散配置できるため、異なる複数のユーザで不連続な空き周波数帯域を有効利用することができる。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００８】
【非特許文献１】阿部, 中平，杉山，“帯域分散伝送におけるブラインド型位相補償方式の実験的検証”, 信学技報, vol.111, no.336, SAT2011-46, pp.41-46, 2011年12月
【非特許文献２】阿部、中平、杉山，“スペクトラム分割アダプタにおけるブラインド型周波数同期方式の実験的検証”, 信学技報，衛星通信，vol.113, no.193, pp.25-30,  2013年８月
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
図９、図１１に示すように、従来の信号分割回路は、時間領域の変調信号をサイズＬの離散フーリエ変換（ＤＦＴ）で周波数領域の変調信号Ｓに変換し、分割フィルタで所望の帯域のサブ変調信号Ｓ1 〜Ｓ3 に分割する。図１０、図１２に示すように、受信側においても同様の構成により、周波数領域において抽出フィルタで所望のサブ変調信号Ｓ1〜Ｓ3を抽出する。
【００１０】
送信側においてＤＦＴで周波数領域に変換された変調信号Ｓは、本来は図１３の実線で示す周波数領域の波形を有するが、図１３の“○”で示すように、周波数領域においてサイズＬ、周波数分解能ｋのＤＦＴに基づく離散値のみ有する。分割フィルタは、図１３の破線で示すように、周波数領域に変換された離散信号に対し、シンボルレートおよび各サブ変調信号の３dB帯域幅をサイズＬ、周波数分解能ｋのＤＦＴで離散化した値から各フィルタ係数を生成して乗算する。受信側においても、受信信号および抽出フィルタは離散化された値のみを有し、乗算を行う。
【００１１】
図１３は、シンボルレートＢが周波数分解能ｋの26倍（Ｂ＝26ｋ）のシングルキャリア変調信号Ｓを３つのサブ変調信号Ｓ1 ，Ｓ2 ，Ｓ3 に分割する例を示す。分割されたサブ変調信号の３dB帯域幅は、それぞれＢ1 ＝８ｋ，Ｂ2 ＝10ｋ，Ｂ3 ＝８ｋである。すなわち、シンボルレート、分割フィルタ、抽出フィルタの３dB帯域幅が周波数分解能ｋの整数倍である。このため、分割後のスペクトラムが中心周波数から左右対称のルートロールオフ特性を満足することを考慮すると、周波数分解能ｋの偶数倍の場合のみ、遮断周波数において通過域よりも３dB低いフィルタ係数を生成できるが、それ以外の場合はフィルタ係数を生成できないため、任意のシンボルレートやサブ変調信号に対応できない課題があった。また、ＤＦＴサイズを増やし、周波数分解能ｋを小さくすることで、対応できる帯域幅を増やすことはできるが、ＤＦＴサイズの増加に伴い、乗算器やバッファサイズも増えるため、全体の回路規模が増大する課題があった。
【００１２】
さらに、このような課題により、シンボルレートおよび分割後のサブ変調信号の３dB帯域幅が離散化の制約を満たす値を用意し、離散化して図９の分割フィルタ係数生成回路１８、図１０の抽出フィルタ係数生成回路２８に入力する必要があった。
【００１３】
ＤＦＴの後段において、周波数軸上の信号成分に対しｎ倍のインターポレーションを行い、周波数分解能ｋ／ｎのフィルタ係数を乗算し、１／ｎ倍のデシメーションを行う構成も考えられるが、フィルタ係数の乗算回路の回路規模がｎ倍に増大する課題があった。
【００１４】
本発明は、任意のシンボルレートの信号を回路規模の増大を抑制しつつ分割し、任意の帯域幅のサブ変調信号を生成することができる通信方法、通信システムおよび信号分割回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
第１の発明は、送信装置で、変調信号を離散フーリエ変換で周波数領域の信号に変換し、複数の分割フィルタにより複数のサブ変調信号に分割し、周波数軸上の任意の帯域に周波数シフトし、逆離散フーリエ変換で時間軸の信号に変換して送信し、受信装置で、受信したサブ変調信号を離散フーリエ変換で周波数領域の信号に変換し、複数の抽出フィルタにより複数のサブ変調信号を抽出し、分割前の周波数帯域に周波数シフトして全サブ変調信号を加算し、逆離散フーリエ変換で時間軸の信号に変換して分割前の変調信号を復元する通信方法において、送信装置は、離散フーリエ変換の周波数分解能よりもサブ変調信号を生成する分割フィルタのフィルタ係数生成回路の周波数分解能を小さく設定するステップと、該フィルタ係数生成回路で生成されたフィルタ係数のうち、離散フーリエ変換の周波数分解能に応じた周波数間隔で選択したフィルタ係数のみを用いた分割フィルタで変調信号を分割するステップとを有し、受信装置は、離散フーリエ変換の周波数分解能よりもサブ変調信号を抽出する抽出フィルタのフィルタ係数生成回路の周波数分解能を小さく設定するステップと、該フィルタ係数生成回路で生成されたフィルタ係数のうち、離散フーリエ変換の周波数分解能に応じた周波数間隔で選択したフィルタ係数のみを用いた抽出フィルタでサブ変調信号を抽出するステップとを有する。
【００１６】
第２の発明は、変調信号を離散フーリエ変換で周波数領域の信号に変換し、複数の分割フィルタにより複数のサブ変調信号に分割し、周波数軸上の任意の帯域に周波数シフトし、逆離散フーリエ変換で時間軸の信号に変換して送信する含む送信装置と、受信したサブ変調信号を離散フーリエ変換で周波数領域の信号に変換し、複数の抽出フィルタにより複数のサブ変調信号を抽出し、分割前の周波数帯域に周波数シフトして全サブ変調信号を加算し、逆離散フーリエ変換で時間軸の信号に変換して分割前の変調信号を復元する受信装置とを備えた通信システムにおいて、送信装置は、離散フーリエ変換の周波数分解能よりもサブ変調信号を生成する分割フィルタのフィルタ係数生成回路の周波数分解能を小さく設定し、該フィルタ係数生成回路で生成されたフィルタ係数のうち、離散フーリエ変換の周波数分解能に応じた周波数間隔で選択したフィルタ係数のみを用いた分割フィルタで変調信号を分割する構成であり、受信装置は、離散フーリエ変換の周波数分解能よりもサブ変調信号を抽出する抽出フィルタのフィルタ係数生成回路の周波数分解能を小さく設定し、該フィルタ係数生成回路で生成されたフィルタ係数のうち、離散フーリエ変換の周波数分解能に応じた周波数間隔で選択したフィルタ係数のみを用いた抽出フィルタでサブ変調信号を抽出する構成である。
【００１７】
第２の発明の通信システムにおいて、送信装置は、変調機能を有する装置が出力する変調信号をＡ／Ｄ変換して入力する構成であり、受信装置は、復元した変調信号をＤ／Ａ変換して復調機能を有する装置に出力する構成である。
【００１８】
第２の発明の通信システムの分割フィルタまたは抽出フィルタを含む信号分割回路において、離散フーリエ変換の周波数分解能よりも小さく設定した周波数分解能のフィルタ係数を生成するフィルタ係数生成回路と、フィルタ係数生成回路で生成されたフィルタ係数のうち、離散フーリエ変換の周波数分解能に応じた周波数間隔で選択したフィルタ係数のみを分割フィルタまたは抽出フィルタに設定し、変調信号の分割またはサブ変調信号の抽出を行うフィルタ係数選択回路とを備える。
【発明の効果】
【００１９】
本発明により、従来技術では周波数分解能により対応できなかった任意のシンボルレートの信号を回路規模の増大を抑制しつつ分割し、任意の帯域幅のサブ変調信号を生成できる。これにより任意のシンボルレートの信号を柔軟に分割して周波数軸上の空き帯域に配置できるため、周波数利用効率を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本発明の通信システムの実施例１における送信装置の構成例を示す図である。
【図２】本発明の通信システムの実施例１における受信装置の構成例を示す図である。
【図３】高精度分割フィルタ係数生成回路１９ａでフィルタ係数を生成する例を示す図である。
【図４】高精度抽出フィルタ係数生成回路２９ａでフィルタ係数を生成する例を示す図である。
【図５】３dB帯域幅Ｂ1 の補正を行う処理手順を示すフローチャートである。
【図６】Ｎ＝４、周波数分解能ｋ／４、Ｂ1 ＝ 8.4ｋのときの抽出フィルタ係数の生成例を示す図である。
【図７】本発明の通信システムの実施例２における送信装置の構成例を示す図である。
【図８】本発明の通信システムの実施例２における受信装置の構成例を示す図である。
【図９】従来の通信システムにおける送信装置の構成例を示す図である。
【図１０】従来の通信システムにおける受信装置の構成例を示す図である。
【図１１】送信装置における帯域分割例を示す図である。
【図１２】受信装置における帯域合成例を示す図である。
【図１３】サブ変調信号Ｓ1 ，Ｓ2 ，Ｓ3 に分割する例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
（実施例１）
図１は、本発明の通信システムの実施例１における送信装置の構成例を示す。図２は、本発明の通信システムの実施例１における受信装置の構成例を示す。
図１において、送信装置は、変調器１０１、分割回路１０、Ｄ／Ａ変換器１０３を備え、分割回路１０は、直並列変換回路１１、ＤＦＴ（離散フーリエ変換) 回路１２、分割フィルタ１３1 〜１３m （ｍは２以上の整数）、周波数シフタ１４1 〜１４m 、加算回路１５、ＩＤＦＴ（離散逆フーリエ変換) 回路１６、並直列変換回路１７、高精度分割フィルタ係数生成回路１９ａおよび分割フィルタ係数選択回路１９ｂを備え、シングルキャリア変調信号の帯域をｍ分割し、周波数軸上で分散配置して送信する構成である。
【００２２】
図２において、受信装置は、Ａ／Ｄ変換器２０１、抽出回路２０、復調器２０３を備え、抽出回路２０は、直並列変換回路２１、ＤＦＴ回路２２、抽出フィルタ２３1 〜２３m 、周波数シフタ２４1 〜２４m 、加算回路２５、ＩＤＦＴ回路２６、並直列変換回路２７、高精度抽出フィルタ係数生成回路２９ａおよび抽出フィルタ係数選択回路２９ｂを備え、帯域をｍ分割されたサブ変調信号を分割前のシングルキャリア変調信号に合成する構成である。
【００２３】
本発明の特徴は、高精度分割フィルタ係数生成回路１９ａおよび高精度抽出フィルタ係数生成回路２９ａにおいて、ＤＦＴサイズがｎＬ、周波数分解能ｋ／ｎのＤＦＴで分割フィルタ係数および抽出フィルタ係数を生成する。分割フィルタ係数選択回路１９ｂおよび抽出フィルタ係数選択回路２９ｂは、サブ変調信号の中心周波数からｎ個おきにフィルタ係数を選択し、またはｎ個おきのフィルタ係数と隣接するフィルタ係数から補正値を算出し、分割フィルタ１３1 〜１３m および抽出フィルタ２３1 〜２３m において信号に乗算する。
【００２４】
図３は、送信装置において変調信号を３分割する場合に、高精度分割フィルタ係数生成回路１９ａでフィルタ係数を生成する例を示す。
シンボルレートおよびサブ変調信号の３dB帯域幅を、従来では対応できなかった周波数分解能ｋの奇数倍であるＢ＝23ｋ，Ｂ1 ＝７ｋ，Ｂ2 ＝９ｋ，Ｂ3 ＝７ｋとしている。
【００２５】
高精度分割フィルタ係数生成回路１９ａは、ＤＦＴサイズ２Ｌ、周波数分解能ｋ／２のときに“×”と“△”で示すフィルタ係数を生成する。ＢおよびＢ1 ，Ｂ2 ，Ｂ3 は、ＤＦＴサイズ２Ｌ、周波数分解能ｋ／２のとき、正確なフィルタ係数を生成できる。しかしながら、信号成分は“○”で示すＤＦＴサイズＬ、周波数分解能ｋの成分のみ存在する。そこで、分割フィルタ係数選択回路１９ｂは、各フィルタの中心周波数からｎ個おき（ｎ＝２）、すなわち“×”で示すフィルタ係数のみを選択し、分割フィルタで信号に乗算する。
【００２６】
図４は、受信装置において送信側で３分割されたサブ変調信号を受信し、合成するのに必要な抽出フィルタ係数を高精度抽出フィルタ係数生成回路２９ａで生成する例を示す。  送信装置と同様に、高精度抽出フィルタ係数生成回路２９ａはＤＦＴサイズ２Ｌ、周波数分解ｋ／２でフィルタ係数を生成し、抽出フィルタ係数選択回路２９ｂは各フィルタの中心周波数からｎ個おき（ｎ＝2 ）、すなわち“×”で示すフィルタ係数のみを選択し、抽出フィルタで信号に乗算する。
【００２７】
図３および図４に示すように、任意のシンボルレートＢや３dB帯域幅Ｂi に対応する分割フィルタ係数、抽出フィルタ係数に対応するためには、高精度分割フィルタ係数生成回路１９ａおよび高精度抽出フィルタ係数生成回路２９ａにおいて、例えば図５に示すフローチャートに従い、適切なｎの値を算出し、ＤＦＴサイズｎＬ、周波数分解能ｋ／ｎでフィルタ係数を生成し、分割フィルタ係数選択回路１９ｂおよび抽出フィルタ係数選択回路２９ｂで各フィルタの中心周波数からｎ個おきに選択する。
【００２８】
ただし、任意のシンボルレートＢや３dB帯域幅Ｂi に対応するためには、任意のｎに対して図１に示す送信装置および図２に示す受信装置が動作する必要がある。しかしながら、ｎが増加するとＤＦＴサイズが増大するため、処理速度やバッファサイズ、回路規模などが増加するため、あらゆるｎの値に対して動作する回路を作ることは不可能である。そこで実装上可能なｎの最大値Ｎにおいて、任意のシンボルレートＢまたは３dB帯域幅Ｂi に対し最適なフィルタ係数を生成する。
【００２９】
図６は、Ｎ＝４、ＤＦＴサイズ４Ｌ、周波数分解能ｋ／４、Ｂ1 ＝ 8.4ｋのときの抽出フィルタ係数の生成例である。図５のフローチャートに従い、シンボルレートＢまたは３dB帯域幅Ｂ1 の補正を行う。
【００３０】
図５のフローチャートにおいて、まずｘにシンボルレートＢまたは３dB帯域幅Ｂi を設定し（Ｓ１）、ｙにｘを周波数分解能ｋで除算した値を設定し、ｎを１に設定する（Ｓ２）。図６の例では、ｘ＝ 8.4ｋ，ｙ＝8.4 ，ｎ＝１となる。
【００３１】
次に、ｙ＝y mod 2 、すなわちｙを２で割った余りをｙとする（Ｓ３）。次に、ｙが０か否かを判定し（Ｓ４）、ｙが０の場合はＢi ＝ｘとして終了する（Ｓ５）。ここで、ｘ（シンボルレートＢまたは３dB帯域幅Ｂi ）がｋの偶数倍のときにｙが０となり、従来と同じ条件であるため処理を終了する。図６の例では、ｘが 8.4ｋであり、ｙ＝8.4 mod ２＝0.4 になるため終了せず、ステップＳ６以降の処理により適切なＢi およびｎの値を探索する。
【００３２】
ここで、ｎがＮか否かを判定する（Ｓ６）。図６の例ではｎ＝１でｎ＜Ｎのため、ｙから小数点以下を取り出し（Ｓ７）、そのｙを２倍とし、ｎの値も２倍とし（Ｓ８）、ステップＳ３にフィードバックする。図６の例では、ｙ＝ 0.4×２＝0.8 ，ｎ＝２になる。
【００３３】
ステップＳ３では、ｙ＝y mod 2 （ｎ＝２）を実行し、ｙが０か否かを判定し（Ｓ４）、ｙが０の場合はＢi ＝ｘとして終了する（Ｓ５）。ここで、ｘがｋの奇数倍のときにｙが０になり、処理を終了する。図６の例では、ｘが 8.4ｋであり、ｙ＝0.8 mod 2 ＝0.8 になるため終了せず、ステップＳ６以降の処理により適切なＢi およびｎの値を探索する。
【００３４】
ここで、ｎがＮか否かを判定する（Ｓ６）。図６の例ではｎ＝２でｎ＜Ｎのため、ｙから小数点以下を取り出し（Ｓ７）、そのｙを２倍とし、ｎの値も２倍とし（Ｓ８）、ステップＳ３にフィードバックする。図６の例では、ｙ＝ 0.8×２＝1.6 ，ｎ＝４になる。
【００３５】
ステップＳ３では、ｙ＝y mod 2 （ｎ＝４）を実行し、ｙが０か否かを判定し（Ｓ４）、ｙが０の場合はＢi ＝ｘとして終了する（Ｓ５）。ここで、ｘが 4.5ｋ， 8.5ｋなど、 0.5ｋの倍数のときにｙが０になり、処理を終了する。図６の例では、ｘが 8.4ｋであり、ｙ＝1.6 mod 2 ＝1.6 になるため終了せず、ステップＳ６以降の処理により適切なＢi およびｎの値を探索する。
【００３６】
ここで、ｎがＮか否かを判定する（Ｓ６）。図６の例ではｎ＝４でｎ＝Ｎが成立するため、ステップＳ７以降のｎの値を増やす処理は実行しない。この場合、シンボルレートＢや３dB帯域幅Ｂi に対して正確なフィルタ係数を生成できないが、ステップＳ９以降で高分解能のＤＦＴ（ＤＦＴサイズｎＬ）の範囲で近似したフィルタ係数を生成する。
【００３７】
近似の方法は、ｘ＝ 8.4ｋに対し、ｎ＝４、周波数分解能ｋ／ｎにおいて最も近い離散値を算出し、そのときのフィルタ係数を生成する。周波数分解能ｋ／４＝0.25ｋのため、 8.4ｋは離散値8.25ｋと 8.5ｋの間にあり、 8.4ｋに最も近い離散値は 8.5ｋである。そこで、以下の方法で 8.5ｋを導出する。
【００３８】
ｘ（＝ 8.4ｋ）とｘより小さい離散値（8.25ｋ）との差分ｚを次のように算出する（Ｓ９）。
ｚ＝（ｘ／ｋ) mod １／ｎ＝(8.4ｋ／ｋ) mod 0.25＝0.15
次に、ｘ（＝ 8.4ｋ）がｘより大きい離散値(8.5ｋ）と小さい離散値（8.25ｋ）のどちらに近いかを判定する（Ｓ10）。ｚ／(１／ｎ)が 0.5以上の場合はｘより大きい離散値(8.5ｋ）に近く、0.5 未満の場合はｘより小さい離散値（8.25ｋ）に近いと判定し、Ｂi を近い方の離散値に補正する（Ｓ11，Ｓ12）。
【００３９】
図６の例では、ｚ／(１／ｎ)＝0.15／0.25≧0.5 のため、ｘより大きい離散値に補正するために次の計算を行う（Ｓ11）。
Ｂi ＝ｘ−ｚ×ｋ＋ｋ／ｎ
＝ 8.4ｋ−0.15ｋ＋0.25ｋ＝ 8.5ｋ
一方、ｚ／(１／ｎ)＜0.5 のときは、ｘより小さい離散値に補正するために次の計算を行う（Ｓ12）。
Ｂi ＝ｘ−ｚ×ｋ
【００４０】
ここで、ｚ／(１／ｎ)が 0.5以上の場合に、ｘより大きい離散値に補正すること（繰り上げ）により占有帯域外成分の雑音を拾う場合が考えられるため、ｘとｘより小さい離散値との差分ｚを切り捨て、ｘより小さい離散値に補正する処理を行ってもよい。すなわち、ステップＳ９の次にステップＳ10を行わず、ステップＳ12の処理となる。
【００４１】
次に、このように求めたＢi とｎからフィルタ係数を生成し、フィルタの中心周波数からｎ個おきにフィルタ係数を選択し、信号に乗算する。図６の例では、“×”で示すフィルタ係数を選択する。
【００４２】
本方式により、フィルタ係数のみ周波数分解能を小さくして生成すればよいため、ＤＦＴで使用する乗算器の回路規模は従来と同等で、ＤＦＴサイズを増やしたときと同等の変調信号の分割・合成が実現できる。
【００４３】
（実施例２）
図７および図８は、本発明の通信システムの実施例２における送信装置および受信装置の構成例を示す。実施例２は、非特許文献２に示す送信装置および受信装置に対応するものである。
【００４４】
図７において、実施例２の送信装置は、図１に示す実施例１の分割回路１０の前後にＡ／Ｄ変換器１０２およびＤ／Ａ変換器１０３を備えた送信アダプタ１００であり、変調信号を出力する既存モデム３００の信号を送信アダプタ１００に入力し、サブ変調信号を生成して送信する構成である。
【００４５】
図８において、実施例２の受信装置は、図２に示す実施例１の抽出回路２０の前後にＡ／Ｄ変換器２０１およびＤ／Ａ変換器２０２を備えた受信アダプタ２００であり、分割されたサブ変調信号を合成し、元の変調信号を復元して既存モデム３００に入力して復調する構成である。
【００４６】
本構成においても実施例１と同じ回路構成の分割回路１０および抽出回路２０を有するため、任意のシンボルレートを入出力する既存モデム３００の変調信号を任意の帯域幅に自在に分割伝送することができる。
【００４７】
（他の実施例）
図１に示す実施例１および図７に示す実施例２の送信装置において、分割回路１０の分割フィルタ１３1 〜１３m と周波数シフタ１４1 〜１４m の順序の入れ替えてもよい。図２に示す実施例１および図８に示す実施例２の受信装置において、抽出回路２０に抽出フィルタ２３1 〜２３m と周波数シフタ２４1 〜２４m の順序の入れ替えてもよい。
【００４８】
また、図２に示す実施例１および図８に示す実施例２の受信装置において、抽出回路２０に周波数シフタ２４1 〜２４m の前段または後段に、サブ変調信号間の位相を補償する手段を設けてもよい。位相補償には、例えば非特許文献１に示す「ブラインド型位相補償方式」を用いてもよい。また、非特許文献２に示す「ブラインド型周波数同期方式」を用いて同時に周波数同期をとってもよい。
【００４９】
また、図１に示す実施例１および図７に示す実施例２の送信装置において、連続信号を処理する分割回路を用いてもよい。また、図２に示す実施例１および図８に示す実施例２の受信装置において、抽出回路２０はオーバーラップ加算またはオーバーラップ保存を用いる構成であってもよい。
【符号の説明】
【００５０】
１０  分割回路
２０  抽出回路
１１，２１  直並列変換回路
１２，２２  ＤＦＴ（離散フーリエ変換) 回路
１３，２３  分割フィルタ
１４，２４  周波数シフタ
１５，２５  加算回路
１６，２６  ＩＤＦＴ（離散逆フーリエ変換) 回路
１７，２７  並直列変換回路
１８    分割フィルタ係数生成回路
１９ａ  高精度分割フィルタ係数生成回路
１９ｂ  分割フィルタ係数選択回路
２８    抽出フィルタ係数生成回路
２９ａ  高精度抽出フィルタ係数生成回路
２９ｂ  抽出フィルタ係数選択回路
１００  送信アダプタ
１０１  変調器
１０２，２０１  Ａ／Ｄ変換器
１０３，２０２  Ｄ／Ａ変換器
２００  受信アダプタ
２０３  復調器
３００  既存モデム
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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