(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
被処理体を出し入れ可能に収容する真空排気可能な処理容器内で処理ガスの高周波放電によるプラズマを生成し、前記プラズマの下で前記処理容器内の前記被処理体に所望の処理を施すプラズマ処理装置であって、
第１の高周波を出力する第１の高周波電源と、
一定のデューティ比で交互に繰り返す第１および第２の期間において、前記第１の期間では前記第１の高周波のパワーがハイレベルになり、前記第２の期間では前記第１の高周波のパワーが前記ハイレベルより低いロウレベルになるように、前記第１の高周波電源の出力を一定周波数の変調パルスで変調する第１の高周波パワー変調部と、
前記第１の高周波電源より出力される前記第１の高周波を前記処理容器の中または周囲に配置される第１の電極まで伝送するための第１の高周波給電ラインと、
前記第１の高周波給電ライン上で前記第１の高周波電源より見える負荷のインピーダンスを測定し、前記第１の期間における負荷インピーダンスの測定値と前記第２の期間における負荷インピーダンスの測定値とを所望の重みで加重平均して得られる加重平均測定値を前記第１の高周波電源の出力インピーダンスに整合させる第１の整合器と
を有するプラズマ処理装置。
【請求項２】
第２の高周波を出力する第２の高周波電源と、
前記第２の高周波電源より出力される前記第２の高周波を前記第１の電極または前記処理容器の中または周囲に配置される第２の電極まで伝送するための第２の高周波給電ラインと、
前記第１の期間では前記第２の高周波のパワーがオン状態またはハイレベルになり、前記第２の期間では前記第２の高周波のパワーがオフ状態または前記ハイレベルより低いロウレベルになるように、前記第２の高周波電源の出力を前記変調パルスで変調する第２の高周波パワー変調部と
を有する、請求項１に記載のプラズマ処理装置。
【請求項３】
前記第２の高周波は、前記プラズマからイオンを前記被処理体に引き込むのに適した周波数を有する、請求項２に記載のプラズマ処理装置。
【請求項４】
前記第１の高周波電源が、
前記第１の高周波給電ライン上で、前記第１の高周波電源から前記第１の電極に向かって順方向に伝搬する進行波のパワーおよび前記第１の電極から前記第１の高周波電源に向かって逆方向に伝搬する反射波のパワーを検知し、前記進行波のパワーおよび前記反射波のパワーをそれぞれ表わす進行波パワー検知信号および反射波パワー検知信号を生成する第１のＲＦパワーモニタと、
前記ＲＦパワーモニタより得られる前記進行波パワー検知信号と前記反射波パワー検知信号とから、前記プラズマを含む負荷に供給されるロードパワーの測定値を求める第１のロードパワー測定部と、
前記変調パルスの各サイクルにおける前記第２の期間中に、前記ロードパワー測定部より得られる前記ロードパワーの測定値を所定のロードパワー設定値に一致または近似させるように、前記進行波のパワーに対してフィードバック制御をかける第１の高周波出力制御部と
を有する、請求項１〜３のいずれか一項に記載のプラズマ処理装置。
【請求項５】
前記第１の高周波電源が、
前記第１の高周波給電ライン上で、前記第１の高周波電源から前記第１の電極に向かって順方向に伝搬する進行波のパワーおよび前記第１の電極から前記第１の高周波電源に向かって逆方向に伝搬する反射波のパワーを検知し、前記進行波のパワーおよび前記反射波のパワーをそれぞれ表わす進行波パワー検知信号および反射波パワー検知信号を生成する第１のＲＦパワーモニタと、
前記ＲＦパワーモニタより得られる前記進行波パワー検知信号と前記反射波パワー検知信号とから、前記プラズマを含む負荷に供給されるロードパワーの測定値を求める第１のロードパワー測定部と、
前記変調パルスの各サイクルにおける前記第１および第２の期間中に、前記ロードパワー測定部より得られる前記ロードパワーの測定値を前記第１および第２の期間について個別に与えられる第１および第２のロードパワー設定値にそれぞれ一致または近似させるように、前記進行波のパワーに対して前記第１の期間と前記第２の期間とで個別にフィードバック制御をかける第１の高周波出力制御部と
を有する、請求項１〜３のいずれか一項に記載のプラズマ処理装置。
【請求項６】
前記第１の高周波は、前記プラズマの生成に適した周波数を有する、請求項１〜５のいずれか一項に記載のプラズマ処理装置。
【請求項７】
前記第１の電極に前記被処理体が載置される、請求項６に記載のプラズマ処理装置。
【請求項８】
前記第２の期間における前記第２の高周波のパワーは、前記プラズマ生成状態を維持するのに必要な最小限のパワーより高い、請求項１〜７のいずれか一項に記載のプラズマ処理装置。
【請求項９】
前記変調パルスに同期して、前記第２の期間中にのみ前記第２の電極に負極性の直流電圧を印加する直流電源部を有する、請求項１〜８のいずれか一項に記載のプラズマ処理装置。
【請求項１０】
前記処理容器内でプラズマ生成空間を介して前記被処理体と対向する電極に負極性の直流電圧を印加し、前記変調パルスに同期して前記第１の期間中よりも前記第２の期間中において前記直流電圧の絶対値を大きくする直流給電部を有する、請求項１〜９のいずれか一項に記載のプラズマ処理装置。
【請求項１１】
前記変調パルスの周波数は２〜８ｋＨｚであり、デューティ比は２０〜８０％である、請求項１〜１０のいずれか一項に記載のプラズマ処理装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、被処理体にプラズマ処理を施す技術に係り、特にプラズマ処理に用いられる高周波のパワーを一定周波数のパルスで変調するパルス変調方式のプラズマ処理装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、プラズマ処理装置は、真空排気可能な処理容器内で処理ガスのプラズマを生成し、プラズマに含まれるラジカルやイオンの気相反応あるいは表面反応によって、処理容器内に配置される被処理体上に薄膜を堆積させ、あるいは被処理体表面の素材または薄膜を削るなどの微細加工を行うようにしている。
【０００３】
容量結合型のプラズマ処理装置においては、処理容器内に上部電極と下部電極とを平行に配置し、下部電極の上に被処理体（半導体ウエハ、ガラス基板等）を載置し、上部電極もしくは下部電極にプラズマの生成に適した周波数（通常１３．５６ＭＨｚ以上）の高周波を印加する。この高周波の印加により上部および下部電極間で電子が高周波電界により加速され、電子と処理ガスとの衝突電離によってプラズマが発生するようになっている。また、被処理体を載置する下部電極に低い周波数（通常１３．５６ＭＨｚ以下）の高周波を印加し、下部電極上に発生する負のバイアス電圧またはシース電圧によりプラズマ中のイオンを加速して基板に引き込むＲＦバイアス法も多く用いられている。ＲＦバイアス法により、プラズマからイオンを加速して被処理体の表面に衝突させて、表面反応、異方性エッチングあるいは膜の改質等を促進することができる。
【０００４】
近年では、ドライエッチングの歩留まりや加工精度を向上させるために、たとえばチャージングダメージ（電荷蓄積によるゲート酸化膜の破壊）を防止し、あるいはマイクロローディング効果（パターンの幾何学的構造やパターン密度の局所的な差異に基づくエッチング速度のばらつき）を抑制するために、プラズマ生成用の高周波および／またはバイアス用の高周波を一定周波数のパルスで変調する技術が普及している。
【０００５】
一般に、この種のパルス変調では、変調パルスのデューティ比に応じて、パルス・オンの期間中は変調を受ける高周波のパワーを所定レベルのオン状態とし、パルス・オフの期間中は当該高周波のパワーを零レベルのオフ状態とする。したがって、たとえばプラズマ生成用の高周波のパワーをパルス変調する場合、パルス・オン期間中はプラズマが発生してエッチングが進行し、パルス・オフ期間中はプラズマが消滅してエッチングが一時停止する。この場合、プラズマ生成用高周波の伝送ライン上に設けられる整合器は、各サイクルのパルス・オン期間中に負荷インピーダンスを測定し、負荷インピーダンス測定値が整合ポイント（通常５０Ω）に一致または近似するように、整合回路に設けられる可変リアクタンス素子のリアクタンスを可変に制御する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２０１２−９５４４号公報
【特許文献２】特開２０１３−３３８５６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
上記のような容量結合型プラズマ処理装置におけるパルス変調の一形態として、変調パルスのデューティ比に応じて、パルス・オン期間中は当該高周波のパワーを一定のレベルつまりハイレベルに制御し、パルス・オフ期間中は当該高周波のパワーをハイレベルより低い一定のロウレベルに制御する方法がある。ここで、ロウレベルは、プラズマ生成状態を維持するのに必要な最も低いレベルより高い値に選ばれる。
【０００８】
このようなハイ（High）／ロウ（Low）のパルス変調方式においては、パルス・オフ期間中も処理容器内にはプラズマの電子およびイオンさらにはラジカルが消滅せずにそれぞれ一定量存在する。このことを利用し、当該高周波のパワーのロウレベルおよび他のプロセスパラメータを適切な値に設定して、被処理体表面に対する電子、イオンおよび／またはラジカルの化学的または物理的な作用を制御することにより、ある種のエッチングプロセスにおいて所定のエッチング特性を向上させる効果が期待されている。
【０００９】
しかしながら、ハイ／ロウのパルス変調方式においては、変調パルスの周波数を高い値（通常１ｋＨｚ以上）に設定すると、整合器における可変リアクタンス素子の可変制御が変調パルスに追従できなくなる。このため、プラズマプロセスに支配的に寄与するパルス・ハイ期間だけで整合をとり、副次的なパルス・ロウ期間を整合の対象から外さなければならなくなる。そうすると、整合が全くとれないパルス・ロウ期間中は、高周波給電ライン上に大きな反射波が発生する。このことによって、高周波のパワーを予め設定したロウレベルに安定かつ正確に保つ制御が難しくなり、ひいてはハイ／ロウのパルス変調方式におけるプロセス上の期待効果が薄くなるとともに、高周波電源等の負担も大きくなる。
【００１０】
本発明は、上記のような従来技術の課題を解決するものであり、プラズマ処理に用いられる高周波のパワーを変調パルスのデューティ比に応じてハイレベルとロウレベルとの間で交互に（特に高速に）切り替えるパルス変調方式を効率よく期待通りに活用できるプラズマ処理装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明のプラズマ処理装置は、被処理体を出し入れ可能に収容する真空排気可能な処理容器内で処理ガスの高周波放電によるプラズマを生成し、前記プラズマの下で前記処理容器内の前記被処理体に所望の処理を施すプラズマ処理装置であって、第１の高周波を出力する第１の高周波電源と、一定のデューティ比で交互に繰り返す第１および第２の期間において、前記第１の期間では前記第１の高周波のパワーがハイレベルになり、前記第２の期間では前記第１の高周波のパワーが前記ハイレベルより低いロウレベルになるように、前記第１の高周波電源の出力を一定周波数の変調パルスで変調する第１の高周波パワー変調部と、前記第１の高周波電源より出力される前記第１の高周波を前記処理容器の中または周囲に配置される第１の電極まで伝送するための第１の高周波給電ラインと、前記第１の高周波給電ライン上で前記第１の高周波電源より見える負荷のインピーダンスを測定し、前記第１の期間における負荷インピーダンスの測定値と前記第２の期間における負荷インピーダンスの測定値とを所望の重みで加重平均して得られる加重平均測定値を前記第１の高周波電源の出力インピーダンスに整合させる第１の整合器とを有する。
【００１２】
上記の装置構成においては、加重平均の重み変数の値を調整することにより、パルス・ハイ期間における反射波パワーとパルス・ロウにおける反射波パワーとのバランスを任意に制御することができる。このことにより、ハイ・ロウ期間における反射波のパワーを任意に減らし、そのぶんロードパワーを高めの任意に値に設定してプロセス上の要求に応えることができる。また、反射波から高周波電源を保護するためのサーキュレータ等の負担や高周波電源自体の反射波耐量を軽減し、高周波電源周りでハードウェアの小型簡易化や消費電力の効率化等を図ることもできる。
【発明の効果】
【００１３】
本発明のプラズマ処理装置によれば、上記のような構成および作用により、プラズマ処理に用いられる高周波のパワーを変調パルスのデューティ比に応じてハイレベルとロウレベルとの間で交互に（特に高速に）切り替えるパルス変調方式を効率よく期待通りに実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明の一実施形態における２周波重畳方式の容量結合型プラズマ処理装置の構成を示す断面図である。
【図２】プラズマ生成用の高周波に対してハイ／ロウのパルス変調をかける場合の各部の波形の典型的な組み合わせを示す波形図である。
【図３】プラズマ生成用の高周波電源および整合器の構成を示すブロック図である。
【図４Ａ】図３の整合器に備えられるインピーダンスセンサの一構成例を示すブロック図である。
【図４Ｂ】上記インピーダンスセンサの別の構成例を示すブロック図である。
【図５Ａ】実施形態において加重平均演算の重み変数ＫをＫ＝１に選んだときの整合作用を示すスミスチャート図である。
【図５Ｂ】加重平均演算の重み変数Ｋを０．５＜Ｋ＜１に選んだときの整合作用を示すスミスチャート図である。
【図６Ａ】Ｋ＝１に選んだときの各部の波形を示す波形図である。
【図６Ｂ】０．５＜Ｋ＜１に選んだときの各部の波形を示す波形図である。
【図７】図３の高周波出力制御部内の構成を示すブロック図である。
【図８】図７のＲＦパワーモニタおよび電源制御部の構成を示すブロック図である。
【図９】実施例におけるＨＡＲＣプロセスを説明するための断面図である。
【図１０Ａ】実施例の第１実験で得られた一プロセス特性（エッチング量）のパルス・オフ期間依存性を示すグラフ図である。
【図１０Ｂ】第１実験で得られた一プロセス特性（ネッキングＣＤ）のパルス・オフ期間依存性を示すグラフ図である。
【図１０Ｃ】第１実験で得られた一プロセス特性（中間ＯxボーイングＣＤ）のパルス・オフ期間依存性を示すグラフ図である。
【図１０Ｄ】第１実験で得られた一プロセス特性（選択比）のパルス・オフ期間依存性を示すグラフ図である。
【図１０Ｅ】第１実験で得られた一プロセス特性（アスペクト比変化率）のパルス・オフ期間依存性を示すグラフ図である。
【図１１Ａ】実施例の第２実験で得られた一プロセス特性（エッチング量）の上部ＤＣ電圧依存性を示すグラフ図である。
【図１１Ｂ】第２実験で得られた一プロセス特性（ネッキングＣＤ）の上部ＤＣ電圧依存性を示すグラフ図である。
【図１１Ｃ】第２実験で得られた一プロセス特性（中間ＯxボーイングＣＤ）の上部ＤＣ電圧依存性を示すグラフ図である。
【図１１Ｄ】第２実験で得られた一プロセス特性（選択比）の上部ＤＣ電圧依存性を示すグラフ図である。
【図１１Ｅ】第２実験で得られた一プロセス特性（アスペクト比変化率）の上部ＤＣ電圧依存性を示すグラフ図である。
【図１２】高周波電源において設定可能なロードパワーと反射波パワーとの関係を示すグラフ図である。
【図１３】プラズマ生成用の高周波およびイオン引き込み用の高周波の双方に対してオン／オフのパルス変調をかける場合に上部電極内部の異常放電が発生する仕組みを説明するための図である。
【図１４】プラズマ生成用の高周波に対してハイ／ロウのパルス変調をかけ、イオン引き込み用の高周波に対してオン／オフのパルス変調をかける場合に上部電極内部の異常放電が発生しない仕組みを説明するための図である。
【図１５】図１のプラズマ処理装置において、上部電極内部の異常放電が発生するときに得られるモニタ情報の一例を示す図である。
【図１６】図１のプラズマ処理装置において、上部電極内部の異常放電が発生しないときに得られるモニタ情報の一例を示す図である。
【図１７】図１のプラズマ処理装置において、上部電極内部の異常放電の発生の有無について行った一実験の結果を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下、添付図を参照して本発明の好適な実施の形態を説明する。
［プラズマ処理装置の構成］
【００１６】
図１に、本発明の一実施形態におけるプラズマ処理装置の構成を示す。このプラズマ処理装置は、下部２高周波重畳印加方式の容量結合型（平行平板型）プラズマエッチング装置として構成されており、たとえば表面がアルマイト処理（陽極酸化処理）されたアルミニウムからなる円筒形の真空チャンバ（処理容器）１０を有している。チャンバ１０は接地されている。
【００１７】
チャンバ１０の底部には、セラミックなどの絶縁板１２を介して円柱状のサセプタ支持台１４が配置され、このサセプタ支持台１４の上にたとえばアルミニウムからなるサセプタ１６が設けられている。サセプタ１６は下部電極を構成し、この上に被処理体としてたとえば半導体ウエハＷが載置される。
【００１８】
サセプタ１６の上面には半導体ウエハＷを保持するための静電チャック１８が設けられている。この静電チャック１８は導電膜からなる電極２０を一対の絶縁層または絶縁シートの間に挟み込んだものであり、電極２０にはスイッチ２２を介して直流電源２４が電気的に接続されている。直流電源２４からの直流電圧により、半導体ウエハＷを静電吸着力で静電チャック１８に保持できるようになっている。静電チャック１８の周囲でサセプタ１６の上面には、エッチングの均一性を向上させるためのたとえばシリコンからなるフォーカスリング２６が配置されている。サセプタ１６およびサセプタ支持台１４の側面にはたとえば石英からなる円筒状の内壁部材２８が貼り付けられている。
【００１９】
サセプタ支持台１４の内部には、たとえば円周方向に延びる冷媒室３０が設けられている。この冷媒室３０には、外付けのチラーユニット（図示せず）より配管３２ａ，３２ｂを介して所定温度の冷媒たとえば冷却水（ｃｗ）が循環供給される。冷媒の温度によってサセプタ１６上の半導体ウエハＷの処理温度を制御できるようになっている。さらに、伝熱ガス供給機構（図示せず）からの伝熱ガスたとえばＨeガスが、ガス供給ライン３４を介して静電チャック１８の上面と半導体ウエハＷの裏面との間に供給される。
【００２０】
サセプタ１６には、高周波電源３６，３８がそれぞれ整合器４０，４２および共通の給電導体（たとえば給電棒）４４を介して電気的に接続されている。一方の高周波電源３６は、プラズマの生成に適した一定の周波数ｆHF（たとえば４０ＭＨｚ）の高周波ＨＦを出力する。他方の高周波電源３８は、プラズマからサセプタ１６上の半導体ウエハＷへのイオンの引き込みに適した一定の周波数ｆLF（たとえば１２．８８ＭＨｚ）の高周波ＬＦを出力する。
【００２１】
このように、整合器４０および給電棒４４は、高周波電源３６よりプラズマ生成用の高周波ＨＦをサセプタ１６まで伝送する高周波給電ライン（高周波伝送路）４３の一部を構成する。一方、整合器４２および給電棒４４は、高周波電源３８よりイオン引き込み用の高周波ＬＦをサセプタ１６まで伝送する高周波給電ライン（高周波伝送路）４５の一部を構成している。
【００２２】
チャンバ１０の天井には、サセプタ１６と平行に向かいあって上部電極４６が設けられている。この上部電極４６は、多数のガス噴出孔４８ａを有するたとえばＳi、ＳiＣなどのシリコン含有材質からなる電極板４８と、この電極板４８を着脱可能に支持する導電材料たとえば表面がアルマイト処理されたアルミニウムからなる電極支持体５０とで構成されている。この上部電極４６とサセプタ１６との間に処理空間またはプラズマ生成空間ＰＡが形成されている。
【００２３】
電極支持体５０は、その内部にガスバッファ室５２を有するとともに、その下面にガスバッファ室５２から電極板４８のガス噴出孔４８ａに連通する多数のガス通気孔５０ａを有している。ガスバッファ室５２にはガス供給管５４を介して処理ガス供給源５６が接続されている。処理ガス供給源５６には、マスフローコントローラ（ＭＦＣ）５８および開閉バルブ６０が設けられている。処理ガス供給源５６より所定の処理ガス（エッチングガス）がガスバッファ室５２に導入されると、電極板４８のガス噴出孔４８ａよりサセプタ１６上の半導体ウエハＷに向けてプラズマ生成空間ＰＡに処理ガスがシャワー状に噴出されるようになっている。このように、上部電極４６は、プラズマ生成空間ＰＡに処理ガスを供給するためのシャワーヘッドを兼ねている。
【００２４】
また、電極支持体５０の内部には冷媒たとえば冷却水を流す通路（図示せず）も設けられており、外部のチラーユニットにより冷媒を介して上部電極４６の全体、特に電極板４８を所定温度に温調するようになっている。さらに、上部電極４６に対する温度制御をより安定化させるために、電極支持体５０の内部または上面にたとえば抵抗発熱素子からなるヒータ（図示せず）を取り付ける構成も可能である。
【００２５】
この実施形態では、上部電極４６に負極性の直流電圧Ｖdcを印加するための直流電源部６２を備える。このために、上部電極４６はチャンバ１０の上部にリング状の絶縁体６４を介して電気的にフローティング状態で取り付けられている。リング状絶縁体６４は、たとえばアルミナ（Ａｌ2Ｏ3）からなり、上部電極４６の外周面とチャンバ１０の側壁との間の隙間を気密に塞いでおり、上部電極４６を非接地で物理的に支持している。
【００２６】
直流電源部６２は、出力電圧（絶対値）が異なる２つの直流電源６６，６８と、上部電極４６に対して直流電源６６，６８を選択的に接続するスイッチ７０とを有している。直流電源６６は相対的に絶対値の大きい負極性の直流電圧Ｖdc1（たとえば−２０００〜−１０００Ｖ）を出力し、直流電源６８は相対的に絶対値の小さな負極性の直流電圧Ｖdc2（たとえば−３００〜０Ｖ）を出力する。スイッチ７０は、主制御部７２からの切換制御信号ＳＷを受けて動作し、直流電源６６を上部電極４６に接続する第１のスイッチ位置と、直流電源６８を上部電極４６に接続する第２のスイッチ位置との間で切り換わるようになっている。さらに、スイッチ７０は、上部電極４６を直流電源６６，６８のいずれからも遮断する第３のスイッチ位置を有していてもよい。
【００２７】
スイッチ７０と上部電極４６との間で直流給電ライン７４の途中に設けられるフィルタ回路７６は、直流電源部６２からの直流電圧Ｖdc1（Ｖdc2）をそのまま通して上部電極４６に印加する一方で、サセプタ１６から処理空間ＰＡおよび上部電極４６を通って直流給電ライン７４に入ってきた高周波を接地ラインへ流して直流電源部６２側へは流さないように構成されている。
【００２８】
また、チャンバ１０内でプラズマ生成空間ＰＡに面する適当な箇所に、たとえばＳi，ＳiＣ等の導電性材料からなるＤＣグランドパーツ（図示せず）が取り付けられている。このＤＣグランドパーツは、接地ライン（図示せず）を介して常時接地されている。
【００２９】
サセプタ１６およびサセプタ支持台１４とチャンバ１０の側壁との間に形成される環状の空間は排気空間となっており、この排気空間の底にはチャンバ１０の排気口７８が設けられている。この排気口７８に排気管８０を介して排気装置８２が接続されている。排気装置８２は、ターボ分子ポンプなどの真空ポンプを有しており、チャンバ１０の室内、特にプラズマ生成空間ＰＡを所望の真空度まで減圧できるようになっている。また、チャンバ１０の側壁には半導体ウエハＷの搬入出口８４を開閉するゲートバルブ８６が取り付けられている。
【００３０】
主制御部７２は、１つまたは複数のマイクロコンピュータを含み、外部メモリまたは内部メモリに格納されるソフトウェア（プログラム）およびレシピ情報にしたがって、装置内の各部、特に高周波電源３６，３８、整合器４０，４２、ＭＦＣ５８、開閉バルブ６０、直流電源部６２、排気装置８２等の個々の動作および装置全体の動作（シーケンス）を制御する。
【００３１】
また、主制御部７２は、キーボード等の入力装置や液晶ディスプレイ等の表示装置を含むマン・マシン・インタフェース用の操作パネル（図示せず）および各種プログラムやレシピ、設定値等の各種データを格納または蓄積する外部記憶装置（図示せず）等とも接続されている。この実施形態では、主制御部７２が１つの制御ユニットとして示されているが、複数の制御ユニットが主制御部７２の機能を並列的または階層的に分担する形態を採ってもよい。
【００３２】
この容量結合型プラズマエッチング装置における枚葉ドライエッチングの基本動作は次のようにして行われる。先ず、ゲートバルブ８６を開状態にして加工対象の半導体ウエハＷをチャンバ１０内に搬入して、静電チャック１８の上に載置する。そして、処理ガス供給源５６より処理ガスつまりエッチングガス（一般に混合ガス）を所定の流量および流量比でチャンバ１０内に導入し、排気装置８２による真空排気でチャンバ１０内の圧力を設定値にする。さらに、高周波電源３６，３８よりそれぞれ所定のパワーでプラズマ生成用の高周波ＨＦ（４０ＭＨｚ）およびイオン引き込み用の高周波ＬＦ（１２．８８ＭＨｚ）を重畳してサセプタ１６に印加する。また、直流電源２４より直流電圧を静電チャック１８の電極２０に印加して、半導体ウエハＷを静電チャック１８上に固定する。上部電極４６のシャワーヘッドより吐出されたエッチングガスは両電極４６，１６間の高周波電界の下で放電し、処理空間ＰＡ内にプラズマが生成される。このプラズマに含まれるラジカルやイオンによって半導体ウエハＷの主面の被加工膜がエッチングされる。
【００３３】
このプラズマエッチング装置においては、高周波電源３６より出力されるプラズマ生成用の高周波ＨＦのパワーを、たとえば１ｋＨｚ〜５０ｋＨｚの範囲内で選ばれる一定の周波数ｆSおよび可変のデューティ比ＤSを有する変調パルスＭＳで変調する第１（プラズマ生成系）のパワー変調方式を所与のエッチングプロセスに用いることができる。
【００３４】
この第１のパワー変調方式には、オン／オフのパルス変調とハイ／ロウのパルス変調の２種類のモードがある。ここで、オン／オフのパルス変調は、変調パルスＭＳのデューティ比に応じて、パルス・オンの期間中はプラズマ生成用の高周波ＨＦのパワーを所定レベルのオン状態とし、パルス・オフの期間中は高周波ＨＦのパワーを零レベルのオフ状態とする。一方、ハイ／ロウのパルス変調は、変調パルスＭＳのデューティ比に応じて、パルス・オン期間中は高周波ＨＦのパワーをハイレベルに制御し、パルス・オフ期間中は高周波ＨＦのパワーをハイレベルより低いロウレベルに制御する。ただし、ロウレベルは、プラズマ生成状態を維持するのに必要な最も低いレベルより高い値に選ばれる。また、ロウレベルは、通常はハイレベルより明らかに低い値（１／２以下）に選ばれる。
【００３５】
また、このプラズマエッチング装置においては、高周波電源３８より出力されるイオン引き込み用の高周波ＬＦのパワーを変調パルスＭＳで変調する第２（イオン引き込み系）のパワー変調方式を所与のエッチングプロセスに用いることも可能となっている。第１のパワー変調方式と同様に、第２のパワー変調方式もオン／オフのパルス変調とハイ／ロウのパルス変調の２種類のモードがある。
【００３６】
図２に、プラズマ生成系およびイオン引き込み系の双方でパルス変調が同期して同時に行われる場合の各部の波形の一例を示す。図示のように、変調パルスＭＳの周期ＴC、パルス・オン期間（第１の期間）Ｔonおよびパルス・オフ期間（第２の期間）Ｔoffの間には、ＴC＝Ｔon＋Ｔoffの関係がある。変調パルスＭＳの周波数をｆSとすると、ＴC＝１／ｆSであり、デューティ比ＤSはＤS＝Ｔon／（Ｔon＋Ｔoff）である。
【００３７】
図示の例は、プラズマ生成用の高周波ＨＦに対してはハイ／ロウのパルス変調をかけ、イオン引き込み用の高周波ＬＦに対してはオン／オフのパルス変調をかける場合である。さらに、直流電源部６２より上部電極４６に印加される直流電圧Ｖdcを変調パルスＭＳに同期させることもできる。図示の例では、上部電極４６に対して、パルス・オン期間Ｔon中は絶対値の小さい直流電圧Ｖdc2を印加し、パルス・オフ期間Ｔoff中は絶対値の大きい直流電圧Ｖdc1を印加する。
［高周波電源及び整合器の構成］
【００３８】
図３に、この実施形態におけるプラズマ生成系の高周波電源３６および整合器４０の構成を示す。
【００３９】
高周波電源３６は、一般には正弦波の波形を有するプラズマ生成に適した一定周波数（たとえば４０ＭＨｚ）の基本高周波を発生するＲＦ発振器９０Ａと、このＲＦ発振器９０Ａより出力される基本高周波のパワーを制御可能な利得または増幅率で増幅するパワーアンプ９２Ａと、主制御部７２からの制御信号にしたがってＲＦ発振器９０Ａおよびパワーアンプ９２Ａを直接制御する電源制御部９４Ａとを備えている。主制御部７２から電源制御部９４Ａには、ＲＦの出力モードを指示する制御信号や変調パルスＭＳだけでなく、通常の電源オン・オフやパワーインターロック関係等の制御信号およびパワー設定値等のデータも与えられる。プラズマ生成用の高周波ＨＦに対してパルス変調（特にハイ／ロウのパルス変調）が行われるときは、主制御部７２の制御の下で電源制御部９４Ａがパルス変調部を構成する。
【００４０】
高周波電源３６のユニット内には、ＲＦパワーモニタ９６Ａも備わっている。このＲＦパワーモニタ９６Ａは、図示省略するが、方向性結合器、進行波パワーモニタ部および反射波パワーモニタ部を有している。ここで、方向性結合器は、高周波給電ライン４３上を順方向に伝搬する進行波のパワーと逆方向に伝搬する反射波のパワーのそれぞれに対応する信号を取り出す。進行波パワーモニタ部は、方向性結合器により取り出された進行波パワー検出信号を基に、高周波給電ライン４３上の進行波に含まれる進行波のパワーを表わす進行波パワー測定値信号を生成する。この進行波パワー測定値信号は、パワーフィードバック制御用に高周波電源３６内の電源制御部９４Ａに与えられるとともに、モニタ表示用に主制御部７２にも与えられる。反射波パワーモニタ部は、チャンバ１０内のプラズマから高周波電源３６に返ってくる反射波のパワーを測定する。反射波パワーモニタ部より得られる反射波パワー測定値は、モニタ表示用に主制御部７２に与えられるとともに、パワーアンプ保護用のモニタ値として高周波電源３６内の電源制御部９４Ａに与えられる。
【００４１】
整合器４０は、高周波給電ライン４３に接続されている複数たとえば２つの制御可能なリアクタンス素子（たとえば可変コンデンサあるいは可変インダクタ）ＸH1，ＸH2を含む整合回路９８Ａと、リアクタンス素子ＸH1，ＸH2のリアクタンスをアクチエータたとえばモータ（Ｍ）１００Ａ，１０２Ａを介して制御するマッチングコントローラ１０４Ａと、高周波給電ライン４３上で整合回路９８Ａのインピーダンスを含む負荷のインピーダンスを測定するインピーダンスセンサ１０６Ａと、整合回路９８Ａの出力端子側で高周波給電ライン４３上の高周波ＨＦのピーク・ピーク値Ｖppを測定するＶpp検出器１０７Ａとを有している。インピーダンスセンサ１０６Ａの内部の構成および作用、ならびにＶpp検出器１０７Ａの役割については、後に詳細に説明する。
【００４２】
イオン引き込み系の高周波電源３８（図１）も、高周波ＬＦの周波数が高周波ＨＦの周波数と異なるだけで、上述したプラズマ生成系の高周波電源３６と同様にＲＦ発振器９０Ｂ、パワーアンプ９２Ｂ、電源制御部９４Ｂ（図示せず）およびパワーモニタ９６Ｂを備えている。また、整合器４２も、プラズマ生成系の整合器４０と同様に、整合回路９８Ｂ、モータ（Ｍ）１００Ｂ，１０２Ｂ、マッチングコントローラ１０４Ｂ、インピーダンスセンサ１０６ＢおよびＶpp検出器１０７Ｂ（図示せず）を有している。
［インピーダンスセンサの構成］
【００４３】
図４Ａに、プラズマ生成系の整合器４０に備えられるインピーダンスセンサ１０６Ａの一構成例を示す。このインピーダンスセンサ１０６Ａは、ＲＦ電圧検出器１１０Ａ、ＲＦ電流検出器１１２Ａ、負荷インピーダンス瞬時値演算回路１１４Ａ、算術平均値演算回路１１６Ａ、加重平均値演算回路１１８Ａおよび移動平均値演算回路１２０Ａを有する。
【００４４】
ＲＦ電圧検出器１１０ＡおよびＲＦ電流検出器１１２Ａは、高周波給電ライン４３上で高周波ＨＦの電圧および電流をそれぞれ検出する。負荷インピーダンス瞬時値演算回路１１４Ａは、ＲＦ電圧検出器１１０ＡおよびＲＦ電流検出器１１２Ａよりそれぞれ得られる電圧検知信号ＪＶおよび電流検知信号ＪＩに基づいて高周波給電ライン４３上の負荷インピーダンスＺの瞬時値ＪＺを演算する。負荷インピーダンス瞬時値演算回路１１４Ａは、アナログ回路でも可能であるが、ディジタル回路で構成するのが好ましい。
【００４５】
算術平均値演算回路１１６Ａは、プラズマ生成用の高周波ＨＦにハイ／ロウのパルス変調がかけられる場合は、変調パルスＭＳの各サイクルにおいて、パルス・オン期間Ｔon中に負荷インピーダンス瞬時値演算回路１１４Ａより得られる負荷インピーダンスＺの瞬時値ＪＺを所定のサンプリング周波数ｆCでサンプリングして、パルス・オン期間Ｔonにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺonを演算するととともに、パルス・オフ期間Ｔoff中に負荷インピーダンス瞬時値演算回路１１４Ａより得られる負荷インピーダンスＺの瞬時値ＪＺを上記サンプリング周波数ｆCでサンプリングして、パルス・オフ期間Ｔoffにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺoffを演算する。
【００４６】
しかし、プラズマ生成用の高周波ＨＦにオン／オフのパルス変調がかけられる場合、算術平均値演算回路１１６Ａは、変調パルスＭＳの各サイクルにおいて、パルス・オン期間Ｔon中にのみ負荷インピーダンス瞬時値演算回路１１４Ａより得られる負荷インピーダンスＺの瞬時値ＪＺを上記所定のサンプリング周波数ｆCでサンプリングして、パルス・オン期間Ｔonにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺonを演算する。
【００４７】
主制御部７２（図１）は、変調パルスＭＳに同期してサンプリング時間またはモニタ時間を指定するモニタ信号ＪＳと、サンプリング用のクロックＣＫ1とを算術平均値演算回路１１６Ａに与える。ここで、モニタ信号ＪＳは、プラズマ生成用の高周波ＨＦにハイ／ロウのパルス変調がかけられる場合はパルス・オン期間Ｔonおよびパルス・オフ期間Ｔoffの両方で後述するモニタ時間Ｔ1，Ｔ2をそれぞれ指定し、高周波ＨＦにオン／オフのパルス変調がかけられる場合はパルス・オン期間Ｔon用のモニタ期間Ｔ1だけを指定する。算術平均値演算回路１１６Ａは、数１０ＭＨｚのサンプリングクロックＣＫ1に同期して高速かつ多量の信号処理を要求されるため、ＦＰＧＡ（フィールドプログラマブル・ゲートアレイ）を好適に用いることができる。
【００４８】
加重平均値演算回路１１８Ａは、好適にはＣＰＵで構成され、プラズマ生成用の高周波ＨＦにハイ／ロウのパルス変調がかけられる場合は、算術平均値演算回路１１６Ａより得られたパルス・オン期間Ｔonにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺonとパルス・オフ期間Ｔoffにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺoffとを所望の重み（重み変数Ｋ）で加重平均して、負荷インピーダンスの１サイクル分の加重平均値ｂＺを求める。主制御部７２は、加重平均演算のための重み変数ＫおよびクロックＣＫ2を加重平均値演算回路１１８Ａに与える。
【００４９】
しかし、高周波ＨＦにオン／オフのパルス変調がかけられる場合は、加重平均値演算回路１１８Ａは機能せず、算術平均値演算回路１１６Ａより出力されるパルス・オン期間Ｔonにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺonが加重平均値演算回路１１８Ａを介さずに後段の移動平均値演算回路１２０Ａに送られる。
【００５０】
移動平均値演算回路１２０Ａは、好適にはＣＰＵで構成され、プラズマ生成用の高周波ＨＦにハイ／ロウのパルス変調がかけられる場合は、加重平均値演算回路１１８Ａより得られた連続する複数の負荷インピーダンスＺの１サイクル加重平均値ｂＺに基づいて負荷インピーダンスＺの移動加重平均値ｃＺを演算し、この移動加重平均値ｃＺを負荷インピーダンスＺの測定値ＭＺとして出力する。
【００５１】
また、移動平均値演算回路１２０Ａは、高周波ＨＦにオン／オフのパルス変調がかけられる場合は、算術平均値演算回路１１６Ａより出力された連続する複数個のパルス・オン期間Ｔonにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺonに基づいて移動平均値ｄＺを演算し、この移動平均値ｄＺを負荷インピーダンスＺの測定値ＭＺとして出力する。主制御部７２は、移動区間Ｌおよび移動ピッチＰの設定値とクロックＣＫ3を移動平均値演算回路１２０Ａに与える。
【００５２】
移動平均値演算回路１２０Ａより出力される負荷インピーダンスの測定値ＭＺは、クロックＣＫ3に同期して更新される。通常、負荷側インピーダンス測定値ＭＺには、負荷インピーダンスＺの絶対値および位相の測定値が含まれる。
【００５３】
図４Ｂに、インピーダンスセンサ１０６Ａの別の構成例を示す。図示のように、加重平均値演算回路１１８Ａを移動平均値演算回路１２０Ａの後段に設けることも可能である。この構成例においては、プラズマ生成用の高周波ＨＦにハイ／ロウのパルス変調がかけられる場合、移動平均値演算回路１２０Ａは、算術平均値演算回路１１６Ａより得られた連続する複数個（ｎ個）のパルス・オン期間Ｔonにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺonおよびパルス・オフ期間Ｔoffにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺoffに基づいて、パルス・オン期間Ｔonにおける負荷インピーダンスＺの移動平均値ｅＺonおよびパルス・オフ期間Ｔoffにおける負荷インピーダンスＺの移動平均値ｅＺoffを演算する。
【００５４】
加重平均値演算回路１１８Ａは、移動平均値演算回路１２０Ａより得られたパルス・オン期間Ｔonにおける負荷インピーダンスＺの移動平均値ｅＺonとパルス・オフ期間Ｔoffにおける負荷インピーダンスＺの移動平均値ｅＺoffとを上記所望の重み（重み変数Ｋ）で加重平均して、負荷インピーダンスＺの加重移動平均値ｆＺを求め、この加重移動平均値ｆＺを負荷インピーダンス測定値ＭＺとして出力する。
【００５５】
しかし、プラズマ生成用の高周波ＨＦにオン／オフのパルス変調がかけられる場合は、加重平均値演算回路１１８Ａは機能せず、移動平均値演算回路１２０Ａより出力されるパルス・オン期間Ｔonにおける負荷インピーダンスＺの移動平均値ｅＺonがそのまま負荷インピーダンス測定値ＭＺとして出力される。
【００５６】
イオン引き込み系の整合器４２（図１）も、上述したプラズマ生成系の整合器４０内のインピーダンスセンサ１０６Ａと同様に、ＲＦ電圧検出器１１０Ｂ、ＲＦ電流検出器１１２Ｂ、負荷インピーダンス瞬時値演算回路１１４Ｂ、算術平均値演算回路１１６Ｂ、加重平均値演算回路１１８Ｂおよび移動平均値演算回路１２０Ｂを有するインピーダンスセンサ１０６Ｂ（図示せず）を備えている。このインピーダンスセンサ１０６Ｂにおいても、イオン引き込み用の高周波ＬＦにかけられるパルス変調のモード（ハイ／ロウまたはオン／オフ）に応じて、上記と同様に加重平均値演算回路１１８Ｂおよび移動平均値演算回路１２０Ｂ内の信号処理が切り替わるようになっている。
［整合器の作用］
【００５７】
ここで、プラズマ生成用の高周波ＨＦのパワーにハイ／ロウのパルス変調がかけられる場合のプラズマ生成系の整合器４０の作用を説明する。なお、イオン引き込み用の高周波ＬＦのパワーには同一の変調パルスＭＳの下でオン／オフのパルス変調がかけられるとする。
【００５８】
この場合、プラズマ生成系の高周波給電ライン４３上では、高周波電源３６からチャンバ１０内のプラズマ負荷に向かって高周波ＨＦがパルス・オン期間Ｔon中だけでなくパルス・オフ期間Ｔoff中も持続的に伝送される。ところが、イオン引き込み系では変調パルスＭＳのデューティ比に同期して高周波ＬＦのパワーをオン・オフするので、プラズマ生成系の整合器４０から見えるプラズマ負荷はパルス・オン期間Ｔonとパルス・オフ期間Ｔoffとで大きく変化する。このため、変調パルスＭＳの周波数を高い値（通常１ｋＨｚ以上）に設定すると、プラズマ生成系の整合器４０においてはマッチングコントローラ１０４Ａの制御によりモータ１００Ａ，１０２Ａを通じてリアクタンス素子ＸH1，ＸH2のリアクタンスを可変するオートマッチング動作が変調パルスＭＳに追従できなくなる。
【００５９】
この実施形態では、整合器４０のオートマッチング動作が追従できないほど変調パルスＭＳの周波数を高くしても、後述するようなインピーダンスセンサ１０６Ａ内の特殊な信号処理により、パルス・オン期間Ｔonとパルス・オフ期間Ｔoffとの間で整合または整合外れの度合いのバランスを調整して、ハイ／ロウのパルス変調を有効かつ安定に運用できるようになっている。
【００６０】
この場合、主制御部７２は、プラズマ生成系の高周波電源３６に対しては、変調パルスＭＳのデューティ比に応じて予め設定されたハイレベルのパワーと予め設定されたロウレベルのパワーとを交互に繰り返すような高周波ＨＦを出力するように、電源制御部９４Ａに所定の制御信号、設定値、タイミング信号を与える。そして、主制御部７２は、整合器４０内のインピーダンスセンサ１０６Ａに対しては、ハイ／ロウのパルス変調に必要なモニタ信号ＪＳ、重み変数Ｋ、移動平均値演算用の設定値Ｌ，ＰおよびクロックＣＫ1，ＣＫ2，ＣＫ3を与える。
【００６１】
一方で、主制御部７２は、イオン引き込み系の高周波電源３８に対しては、高周波ＬＦのパワーが変調パルスＭＳのデューティ比に応じて予め設定されたオンレベル（オン状態）と零レベル（オフ状態）とを交互に繰り返すように、電源制御部９４Ｂに所定の制御信号、設定値、タイミング信号を与える。そして、主制御部７２は、整合器４２内のインピーダンスセンサ１０６Ｂに対しては、オン／オフのパルス変調に必要なモニタ信号ＪＳ、移動平均値演算用の設定値Ｌ，ＰおよびクロックＣＫ1，ＣＫ2，ＣＫ3を与える。ただし、重み変数Ｋは与えられない。
【００６２】
プラズマ生成系の整合器４０においては、図６Ａまたは図６Ｂに示すように、変調パルスＭＳの各サイクルにおいてパルス・オン期間Ｔon内およびパルス・オフ期間Ｔoff内にモニタ時間Ｔ1，Ｔ2がそれぞれ設定される。好ましくは、パルス・オン期間Ｔon内では、高周波給電ライン４３上で反射波のパワーが急激に変化する開始直後および終了直前の過渡時間を除いた区間にモニタ時間Ｔ1が設定される。同様に、パルス・オフ期間Ｔoff内でも、開始直後および終了直前の過渡時間を除いた区間にモニタ時間Ｔ2が設定される。
【００６３】
インピーダンスセンサ１０６Ａ内の算術平均値演算回路１１６Ａは、変調パルスＭＳの各サイクルにおいて、パルス・オン期間Ｔonでは負荷インピーダンス瞬時値演算回路１１４Ａより得られる負荷インピーダンスＺの瞬時値ＪＺをサンプリングクロックＣＫ1でサンプリングして、パルス・オン期間Ｔonにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺonを演算し、パルス・オフ期間Ｔoff中に負荷インピーダンス瞬時値演算回路１１４Ａより得られる負荷インピーダンスＺの瞬時値ＪＺをサンプリングクロックＣＫ1でサンプリングして、パルス・オフ期間Ｔoffにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺoffを演算する。
【００６４】
加重平均値演算回路１１８Ａは、算術平均値演算回路１１６Ａより得られたパルス・オン期間Ｔonにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺonとパルス・オフ期間Ｔoffにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺoffとを所望の重み（重み変数Ｋ）で加重平均して、負荷インピーダンスの１サイクル分の加重平均値ｂＺを求める。ここで、重み変数Ｋは０≦Ｋ≦１の範囲で任意の値に選ばれ、加重平均値ｂＺは次の式（１）で表わされる。
ｂＺ＝Ｋ＊ａＺon＋（１−Ｋ）＊ａＺoff    ・・・・（１）
【００６５】
移動平均値演算回路１２０Ａは、プラズマ生成用の高周波ＨＦにハイ／ロウのパルス変調がかけられる場合は、加重平均値演算回路１１８Ａより得られた連続する複数個（ｎ個）の負荷インピーダンスＺの１サイクル加重平均値ｂＺに基づいて、予め設定された所定の移動区間Ｌおよび移動ピッチＰで加重平均値ｂＺの移動加重平均値ｃＺを演算する。たとえば、変調パルスＭＳの周波数ｆSが１０００Ｈｚである場合に、移動区間Ｌを１０ｍｓｅｃに設定し、移動ピッチＰを２ｍｓｅｃに設定したときは、２ｍｓｅｃ毎に連続する１０個の１サイクル加重平均値ｂＺについて１個の移動平均値ｃＺを演算する。
【００６６】
移動平均値演算回路１２０Ａは、移動加重平均値ｃＺを負荷インピーダンス測定値ＭＺとして出力する。この負荷インピーダンス測定値ＭＺは、主制御部７２より加重平均値演算回路１１８Ａに与えられる重み変数Ｋの値に依存し、変調パルスＭＳのデューティ比ＤSには依存しない。
【００６７】
整合器４０のマッチングコントローラ１０４Ａは、インピーダンスセンサ１０６Ａの移動平均値演算回路１２０ＡよりクロックＣＫ3の周期で出力される負荷インピーダンス測定値ＭＺに追従可能に応答し、負荷インピーダンス測定値ＭＺの位相が零（０）、絶対値が５０Ωになるように、つまり整合ポイントＺSに一致または近似するように、モータ１００Ａ，１０２Ａを駆動制御して整合回路９８Ａ内のリアクタンス素子ＸH1，ＸH2のリアクタンスを可変に制御する。
【００６８】
このように、整合器４０においては、インピーダンスセンサ１０６Ａより出力される負荷インピーダンス測定値ＭＺを整合ポイントＺSに一致または近似するように整合動作が行われる。つまり、負荷インピーダンス測定値ＭＺが整合目標点となる。したがって、パルス・オン期間Ｔonにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺonおよびパルス・オン期間Ｔoffにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺoffは、加重平均の重み変数Ｋの値に応じて整合ポイントＺSから（１−Ｋ）：Ｋの比でオフセットする。
【００６９】
ここで、主制御部７２より整合器４０のインピーダンスセンサ１０６Ａに与える重み変数ＫをＫ＝１に設定すると、上記加重平均の演算式（１）の右辺において、第１項のａＺonに対する重みＫが最大値“１”になり、第２項のａＺoff に対する重み（１−Ｋ）が最小値つまり零“０”になる。この場合は、図５Ａのスミスチャートに示すように、パルス・オン期間Ｔonにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺonが整合ポイントＺSに一致または近似する。一方で、パルス・オフ期間Ｔoffにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺoffは、整合ポイントＺSから最も遠くオフセットする。
【００７０】
このようにＫ＝１に設定した場合、プラズマ生成系の高周波給電ライン４３上では、図６Ａの波形図で模式的に示すように、パルス・オン期間Ｔon中は、整合が略完全にとれているため、反射波のパワーＰＲHは殆ど現れず、進行波のパワーＰＦHがそのままロードパワーＰＬHになる、一方で、パルス・オフ期間Ｔoff中は、整合が最も大きく外れるため、反射波のパワーＰＲLが非常に高くなり、そのぶん進行波のパワーＰＦLがロードパワーＰＬLより大幅に高くなる。
【００７１】
なお、この実施形態における高周波電源３６は、高周波ＨＦのパワーに対する制御に関しては、進行波のパワーＰＦを一定に保つＰＦ制御、および進行波ＰＦのパワーから反射波のパワーＰＲを差し引いた正味の投入パワー（ロードパワー）を一定に保つＰＬ制御のどちらも選択的に行えるようになっている。もっとも、高周波ＨＦのパワーにハイ／ロウのパルス変調をかける場合は、少なくともパルス・オフ期間Ｔoffにおいては低めの値に設定されるロウレベルのパワーを安定確実に負荷に投入できるＰＬ制御を用いるのが好ましい。ところが、Ｋ＝１の条件の下でＰＬ制御を用いると、従来技術と同様に、パルス・オフ期間Ｔoff中は全く整合がとれないため、図６Ａに示すように反射波のパワーＰＲLが著しく大きくなる。
【００７２】
この実施形態では、重み変数Ｋを０．５＜Ｋ＜１に設定することで、上記の問題に対処することができる。すなわち、０．５＜Ｋ＜１の場合は、上記加重平均の演算式（１）の右辺において、第１項のａＺonに対する重みＫが最大値“１”より小さくなり、そのぶん第２項のａＺoffに対する重み（１−Ｋ）が最小値“０”よりも大きくなる。これによって、図５Ｂのスミスチャートに示すように、パルス・オン期間Ｔonにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺonが整合ポイントＺSからオフセットし、そのオフセット分だけパルス・オフ期間Ｔoffにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺoffが整合ポイントＺSに近づく。
【００７３】
ここで、整合ポイントＺSは、スミスチャート上で両期間Ｔon，Ｔoffにおける負荷インピーダンス測定値（算術平均値）ａＺon、ａＺoffを結ぶ直線上（中間点）に位置する。そして、Ｋの値を１より離すほど（または０．５に近づけるほど）、パルス・オン期間Ｔonの負荷インピーダンス測定値ａＺonが整合ポイントＺSから遠ざかり、パルス・オフ期間Ｔoffの負荷インピーダンス測定値ａＺoffが整合ポイントＺSに近づく。
【００７４】
このように重み変数Ｋを０．５＜Ｋ＜１に設定した場合は、図６Ｂの波形図で模式的に示すように、プラズマ生成系の高周波給電ライン４３上では、パルス・オン期間Ｔon中にも反射波が一定のパワーＰＲHで発生する一方で、パルス・オフ期間Ｔoff中の反射波のパワーＰＲLがＫ＝１の場合よりも減少する。Ｋの値を調整することにより、パルス・オン期間Ｔonにおける反射波パワーＰＲHとパルス・オフ期間Ｔoffにおける反射波パワーＰＲLとのバランスを任意に制御することができる。
【００７５】
このことにより、パルス・オフ期間Ｔoffにおける反射波のパワーＰＲLを任意に減らし、そのぶんロードパワーＰＬLを高めの任意に値に設定してプロセス上の要求に応えることができる。また、反射波から高周波電源３６を保護するためのサーキュレータ等の負担や高周波電源３６自体の反射波耐量が軽減され、高周波電源３６周りでハードウェアの小型簡易化や消費電力の効率化等を図ることもできる。さらに、反射波のパワーＰＲLを減らすことにより、後述するようにプラズマ負荷に投入される正味の高周波パワー（ロードパワー）ＰＬを設定値に保つためのＰＬ制御をより正確かつ効率よく行うことができる。
【００７６】
なお、重み変数Ｋは０．５＜Ｋ≦１の範囲に限定されず、０≦Ｋ≦０．５の範囲内に設定されてもよい。Ｋ＝０．５の場合は、上記加重平均の演算式（１）の右辺において、第１項のａＺonに対する重みＫと第２項のａＺoffに対する重み（１−Ｋ）とがどちらも０．５で等しくなり、図示省略するが、スミスチャート上ではパルス・オン期間Ｔonの負荷インピーダンス測定値ａＺonとパルス・オフ期間Ｔoffの負荷インピーダンス測定値ａＺoffとの中点に整合ポイントＺSが位置する。
【００７７】
また、０≦Ｋ＜０．５のときは、上記加重平均の演算式（１）の右辺において、第１項のａＺonに対する重みＫが第２項のａＺoffに対する重み（１−Ｋ）よりも小さいため、パルス・オン期間Ｔonにおける負荷インピーダンス測定値ａＺonは整合ポイントＺSから相対的に遠くなり、パルス・オフ期間Ｔoffにおける負荷インピーダンス測定値ａＺoffが整合ポイントＺSに相対的に近くなる。この場合は、パルス・オフ期間Ｔoff中の反射波のパワーＰＲLが相対的に小さくなり、パルス・オン期間Ｔon中の反射波パワーＰＲHが相対的に大きくなる。
【００７８】
このように、この実施形態においては、変調パルスＭＳのデューティ比ＤSから独立して、パルス・オン期間Ｔon中の反射波パワーＰＲHとパルス・オフ期間Ｔoff中の反射波パワーＰＲLとのバランス（または整合または非整合の度合いのバランス）を任意に制御することができる。主制御部７２は、プロセスレシピの中で重み変数Ｋを０≦Ｋ≦１の範囲内で任意に設定し、プロセス毎に重み変数Ｋを切り替え、あるいは１回のプロセスの中で重み変数Ｋを段階的または連続的に切り替えることができる。
【００７９】
なお、イオン引き込み系の整合器４２においては、高周波ＬＦにオン／オフのパルス変調がかけられるので、上記のように主制御部７２よりインピーダンスセンサ１０６Ｂに重み変数Ｋは与えられず、加算平均値演算回路１１８Ｂは機能しない。移動平均値演算回路１２０Ｂは、クロックＣＫ1のサイクル毎に算術平均値演算回路１１６Ｂより出力される連続する複数個のパルス・オン期間ＴonにおけるインピーダンスＺの算術平均値ａＺonに基づいて移動平均値ｄＺを演算し、この移動平均値ｄＺを負荷インピーダンスＺの測定値ＭＺとして出力する。
【００８０】
整合器４２のマッチングコントローラ１０４Ｂは、インピーダンスセンサ１０６Ｂの移動平均値演算回路１２０ＢよりクロックＣＫ3の周期で出力される負荷インピーダンス測定値ＭＺに追従可能に応答し、負荷インピーダンス測定値ＭＺの位相が零（０）、絶対値が５０Ωになるように、つまり整合ポイントＺSに一致または近似するように、モータ１００Ｂ，１０２Ｂを駆動制御して整合回路９８Ｂ内のリアクタンス素子ＸL1，ＸL2のリアクタンスを可変に制御する。この場合、パルス・オン期間Ｔonにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺonないしその移動平均値ｃＺonが常に整合目標点となる。
［電源制御部内の要部の構成］
【００８１】
図７および図８に、プラズマ生成系の高周波電源３６における電源制御部９４Ａ内の要部の構成を示す。
【００８２】
電源制御部９４Ａは、図７に示すように、ロードパワー測定部１２２Ａと高周波出力制御部１２４Ａとを有している。ロードパワー測定部１２２Ａは、ＲＦパワーモニタ９６Ａより得られる進行波パワー検知信号ＳPFと反射波パワー検知信号ＳPRとから、負荷（主にプラズマ）に投入されるロードパワーＰＬの測定値ＭPL（ＭPL＝ＳPF−ＳPR）を演算によって求める。
【００８３】
ロードパワー測定部１２２Ａは、アナログ演算回路またはディジタル演算回路のいずれの形態を有してもよい。すなわち、アナログの進行波パワー検知信号ＳPFとアナログの反射波パワー検知信号ＳPRとの差分をとってアナログ信号のロードパワー測定値ＭPLを生成してもよく、あるいは進行波パワー検知信号ＳPFおよび反射波パワー検知信号ＳPRをそれぞれディジタル信号に変換したうえで両者の差分をとり、ディジタル信号のロードパワー測定値ＭPLを生成してもよい。
【００８４】
高周波出力制御部１２４Ａは、図８に示すように、パルス・オン期間（第１の期間）用の第１の制御指令値生成部１２６Ａと、パルス・オフ期間（第２の期間）用の第２の制御指令値生成部１２８Ａと、ＲＦパワーモニタ９６Ａからの進行波パワー検知信号ＳPFを第１の制御指令値生成部１２６Ａからの第１の制御指令値Ｃonもしくは第２の制御指令値生成部１２８Ａからの第２の制御指令値Ｃoffと比較して、比較誤差ＥＲonもしくはＥＲoffを生成する比較器１３０Ａと、この比較器１３０Ａからの比較誤差ＥＲonもしくはＥＲoffに応じてパワーアンプ９２の利得または増幅率を可変に制御するアンプ制御部１３２Ａと、高周波出力制御部１２４Ａ内の各部を制御する局所コントローラ１３４Ａとを有している。
【００８５】
ここで、第１の制御指令値生成部１２６Ａは、ロードパワー測定部１２２Ａより与えられるロードパワー測定値ＭPLとコントローラ１３４Ａを介して主制御部７２より与えられるロードパワー設定値ＰＬH（またはＰＬon）を入力し、変調パルスＭＳの各サイクルにおいてパルス・オン期間Ｔon中に進行波のパワーＰＦにかけるフィードバック制御のための第１の制御指令値Ｃonを生成する。
【００８６】
一方、第２の制御指令値生成部１２８Ａは、ロードパワー測定部１２２Ａからのロードパワー測定値ＭPLとコントローラ１３４Ａからのロードパワー設定値ＰＬLとを入力し、変調パルスＭＳの各サイクルにおいてパルス・オフ期間Ｔoff中に進行波パワーＰＦにかけるフィードバック制御のための第２の制御指令値Ｃoffを生成する。
【００８７】
なお、第１および第２の制御指令値生成部１２６Ａ，１２８Ａは、好ましくはディジタル回路で構成されてよい。その場合、それぞれの出力段にディジタル−アナログ（Ｄ／Ａ）変換器を設けることで、第１および第２の制御指令値Ｃon，Ｃoffをアナログ信号の形態で出力することができる。
【００８８】
第１の制御指令値生成部１２６Ａより出力される第１の制御指令値Ｃonと、第２の制御指令値生成部１２８Ａより出力される第２の制御指令値Ｃoffとは、切替回路１３６Ａを介して交互に比較器１３０Ａに与えられる。切替回路１３６Ａは、コントローラ１３４Ａの制御の下で動作し、変調パルスＭＳの各サイクルにおいて、パルス・オン期間Ｔon中は第１の制御指令値生成部１２６Ａからの第１の制御指令値Ｃonを選択して比較器１３０Ａに転送し、パルス・オフ期間Ｔoff中は第２の制御指令値生成部１２８Ａからの第２の制御指令値Ｃoffを選択して比較器１３０Ａに転送するようになっている。
【００８９】
したがって、比較器１３０Ａは、変調パルスＭＳの各サイクルにおいて、パルス・オン期間Ｔon中は進行波パワー検知信号ＳPFを第１の制御指令値Ｃonと比較してその比較誤差つまり第１の比較誤差ＥＲon（ＥＲon＝Ｃon−ＳPF）を生成し、パルス・オフ期間Ｔoff中は進行波パワー検知信号ＳPFを第２の制御指令値Ｃoffと比較してその比較誤差つまり第２の比較誤差ＥＲoff（ＥＲoff＝Ｃoff−ＳPF）を生成するようになっている。
【００９０】
アンプ制御部１３２Ａは、コントローラ１３４Ａの制御の下で動作し、変調パルスＭＳの各サイクルにおいて、パルス・オン期間Ｔon中は第１の比較誤差ＥＲonを零に近づけるようにパワーアンプ９２Ａの利得または増幅率を可変制御して高周波電源３６の出力を制御し、パルス・オフ期間Ｔoff中は第２の比較誤差ＥＲoffを零に近づけるようにパワーアンプ９２Ａの利得または増幅率を可変制御して高周波電源３６の出力を制御するようになっている。
【００９１】
なお、パワーアンプ９２Ａには、線形増幅器（リニアアンプ）が好適に用いられる。また、比較器１３０Ａにはたとえば差動増幅器が用いられる。比較器１３０Ａにおいては、入力信号の差分（Ｃon−ＳPF）もしくは（Ｃoff−ＳPF）と、出力信号の比較誤差ＥＲonもしくはＥＲoffとの間に、一定の比例関係が成立していればよい。
【００９２】
イオン引き込み系の高周波電源３８も、高周波ＬＦの周波数がプラズマ生成系の高周波ＨＦの周波数と異なる点を除いて、上述したプラズマ生成系の高周波電源３６における電源制御部９４Ａとそれぞれ同様の構成および機能を有するロードパワー測定部１２２Ｂおよび高周波出力制御部１２４Ｂ（図示せず）を備えている。
［実施形態におけるＰＬ制御の作用］
【００９３】
この実施形態のプラズマ処理装置においては、高周波電源３６，３８のいずれも、プラズマ生成用の高周波ＨＦまたはイオン引き込み用の高周波ＬＦをチャンバ１０内に各々供給している時は、負荷（主にプラズマ）に投入される正味の高周波パワーつまりロードパワーＰＬをパルス・オン期間Ｔonとパルス・オフ期間Ｔoffとで個別に設定値に保つためのＰＬ制御を行えるようになっている。
【００９４】
以下に、プラズマ生成用の高周波ＨＦのパワーにハイ／ロウのパルス変調がかけられる場合について、この実施形態おけるＰＬ制御の作用を説明する。なお、イオン引き込み用の高周波ＬＦのパワーには同一の変調パルスＭＳの下でオン／オフのパルス変調がかけられるとする。
【００９５】
この場合、主制御部７２は、プラズマ生成系の高周波電源３６の電源制御部９４Ａに対しては、ハイ／ロウのパルス変調に必要な制御信号およびロードパワー設定値ＰＬH，ＰＬLのデータを与えるとともに、パルス変調用のタイミング信号として変調パルスＭＳを与える。なお、ＰＬHは、パルス・オン期間Ｔonにおける高周波ＨＦのパワーのレベル（ハイレベル）を指定する第１のロードパワー設定値である。一方、ＰＬLは、パルス・オフ期間Ｔoffにおける高周波ＨＦのパワーのレベル（ロウレベル）を指定する第２のロードパワー設定値である。高周波電源３６は、この電源３６よりハイ／ロウのパルス変調によって出力される高周波ＨＦに対して次のようなＰＬ制御を行う。
【００９６】
先ず、主制御部７２からのロードパワー設定値ＰＬH，ＰＬLは、高周波出力制御部１２４Ａ内でコントローラ１３４Ａにセットされる。コントローラ１３４Ａは、第１および第２の制御指令値生成部１２６Ａ，１２８Ａに対して、ロードパワー設定値ＰＬH，ＰＬLおよび所要の制御信号、クロック信号を与える。
【００９７】
第１の制御指令値生成部１２６Ａは、変調パルスＭＳの各サイクルにおいて、ロードパワー測定部１２２Ａからのロードパワー測定値ＭPLをパルス・オン期間Ｔonの間だけ取り込んでフィードバック信号に用いる。ここで、ロードパワー測定値ＭPLの瞬時値または代表値をフィードバック信号に用いることも可能ではあるが、通常はロードパワー測定値ＭPLの平均値（好ましくは移動平均値）をフィードバック信号に用いる。
【００９８】
具体的には、パルス・オン期間Ｔonの間にロードパワー測定部１２２Ａより与えられるロードパワー測定値ＭPLについて変調パルスＭＳの複数サイクル分の移動平均値ＡＭPLを取得し、この移動平均値ＡＭPLをロードパワー設定値ＰＬHと比較して比較誤差または偏差を求め、次または後続のサイクルにおいてこの偏差を適度な速度で零に近づけるようにパルス・オン期間Ｔon中に進行波のパワーＰＦにかけるフィードバック制御の目標値つまり第１の制御指令値Ｃonを決定する。この第１の制御指令値Ｃonを決定するために、フィードバック制御またはフィードフォワード制御の技術で常用されている公知のアルゴリズムを用いることができる。
【００９９】
一方、第２の制御指令値生成部１２８Ａは、変調パルスＭＳの各サイクルにおいて、ロードパワー測定部１２２Ａより与えられるロードパワー測定値ＭPLをパルス・オフ期間Ｔoffの間だけ取り込んでフィードバック信号に用いる。やはり、ロードパワー測定値ＭPLの瞬時値または代表値をフィードバック信号に用いることも可能ではあるが、通常はロードパワー測定値ＭPLの平均値（好ましくは移動平均値）をフィードバック信号に用いる。
【０１００】
具体的には、パルス・オフ期間Ｔoffの間にロードパワー測定部１２２Ａより与えられるロードパワー測定値ＭPLについて１サイクル分または複数サイクル分の移動平均値ＢＭPLを取得し、この移動平均値ＢＭPLをロードパワー設定値ＰＬLと比較して比較誤差または偏差を求め、次または後続のサイクルにおいてこの偏差を適度な速度で零に近づけるようにパルス・オフ期間Ｔoff中に進行波のパワーＰＦにかけるフィードバック制御の目標値つまり第２の制御指令値Ｃoffを決定する。この第２の制御指令値Ｃoffを決定するために、フィードバック制御またはフィードフォワード制御で常用されている公知のアルゴリズムを用いることができる。
【０１０１】
上記したように、比較器１３０Ａは、変調パルスＭＳの各サイクルにおいて、パルス・オン期間Ｔon中は進行波パワー検知信号ＳPFを第１の制御指令値生成部１２６Ａからの第１の制御指令値Ｃonと比較してその比較誤差（第１の比較誤差）ＥＲonを生成し、パルス・オフ期間Ｔoff中は進行波パワー検知信号ＳPFを第２の制御指令値生成部１２８Ａからの第２の制御指令値Ｃoffと比較してその比較誤差（第２の比較誤差）ＥＲoffを生成する。そして、アンプ制御部１３２Ａは、変調パルスＭＳの各サイクルにおいて、パルス・オン期間Ｔon中は第１の比較誤差ＥＲonを零に近づけるようにパワーアンプ９２Ａの利得または増幅率を可変に制御し、パルス・オフ期間Ｔoff中は第２の比較誤差ＥＲoffを零に近づけるようにパワーアンプ９２Ａの利得または増幅率を可変に制御する。
【０１０２】
こうして、高周波ＨＦをハイ／ロウのパルス変調によって出力する高周波電源３６においては、ＲＦパワーモニタ９６およびロードパワー測定部１２２より得られるロードパワーＰＬの測定値ＭPLを、パルス・オン期間Ｔon中は第１のロードパワー設定値ＰＬHに一致または近似させ、パルス・オフ期間Ｔoff中は第２のロードパワー設定値ＰＬLに一致または近似させるように、高周波給電ライン４３上を順方向に伝播する進行波のパワーＰＦに対してフィードバック制御がかけられる。つまり、高周波電源３６の出力に対してパルス・オン期間Ｔonとパルス・オフ期間Ｔoffとで独立したフィードバック制御がかけられる。
【０１０３】
このようなパルス・オン期間Ｔon用とパルス・オフ期間Ｔoff用の独立した２系統のフィードバック制御によれば、変調パルスＭＳに同期した反射波パワーＰＲないし進行波パワーＰＦの周期的な変動に容易かつ適確に追従することが可能であり、変調パルスＭＳの反転時に生じる急激な負荷変動にも難なく追いつくことができる。これによって、変調パルスＭＳの周波数を高くしても、ロードパワーＰＬをパルス・オン期間Ｔonおよびパルス・オフ期間Ｔoffのいずれにおいても各々個別の設定値ＰＬH，ＰＬLに安定に保つことができる。
【０１０４】
一方、高周波ＬＦにオン／オフのパルス変調をかけるイオン引き込み系の高周波電源３８においては、電源制御部９４Ｂにより、変調パルスＭＳの各サイクルにおいてパルス・オン期間Ｔon中だけ進行波のパワーＰＦに対してＰＬ制御のためのフィードバック制御がかけられる。電源制御部９４Ｂ内のコントローラ１３４Ｂは、パルス・オフ期間用の第２の制御指令値生成部１２８Ｂを完全休止または非アクティブの状態に保持して、パルス・オン期間用の第１の制御指令値生成部１２６Ｂだけを動作させる。この場合、第１の制御指令値生成部１２６Ｂに対しては、パルス・オン期間Ｔonにおける高周波ＨＦのパワーのレベル（オンレベル）を指示するロードパワー設定値ＰＬonを与える。
【０１０５】
比較器１３０Ｂは、変調パルスＭＳの各サイクルにおいて、パルス・オン期間Ｔon中にＲＦパワーモニタ９６Ｂからの進行波パワー検知信号ＳPFを第１の制御指令値生成部１２６Ｂからの第１の制御指令値Ｃonと比較してその比較誤差（第１の比較誤差）ＥＲonを生成し、パルス・オフ期間Ｔoff中は実質的に休止する。そして、アンプ制御部１３２Ｂは、変調パルスＭＳの各サイクルにおいて、パルス・オン期間Ｔon中は第１の比較誤差ＥＲonを零に近づけるようにパワーアンプ９２Ｂの利得または増幅率を可変に制御し、パルス・オフ期間Ｔoff中は実質的に休止する。
【０１０６】
もっとも、オン／オフのパルス変調を行う高周波電源３８においては、ＰＦ制御を行うことも可能である。その場合は、コントローラ１３４Ｂより比較器１３０Ｂに比較基準値として進行波パワー設定値（ＰＦS）を与えればよい。
［エッチングプロセスにおける実施例］
【０１０７】
本発明者は、図１のプラズマエッチング装置によりハイ／ロウのパルス変調を用いるＨＡＲＣ（High Aspect Ratio Contact）プロセスの実験を行って、パルス・オフ期間Ｔonの長さ、パルス・オフ期間Ｔonにおける高周波パワー（ロードパワー）ＰＬLまたはパルス・オフ期間Ｔonにおける上部ＤＣ電圧の値をパラメータとしたときに、各種プロセス特性に与える作用を検証した。
【０１０８】
この実験では、図９の（ａ）に示すように多層膜構造の表層部に第１のエッチング工程により途中まで（第３のＳiＯ2層１５２に届く深さｄ1まで）微細孔１４０が形成されている半導体ウエハＷをサンプルとして用意した。そして、このサンプルの半導体ウエハＷに対して、図９の（ｂ）に示すように微細孔１４０の深さを第３のＳiＯ2層１５２の下部まで（深さｄ2まで）延ばす第２のエッチング工程において、プラズマ生成用の高周波ＨＦにはハイ／ロウのパルス変調をかけ、イオン引き込み用の高周波ＬＦにはオン／オフのパルス変調をかけ、上部電極４６に印加する直流電圧（上部ＤＣ電圧）Ｖdcの大きさ（絶対値）を変調パルスＭＳに同期させて可変する実験を行った。図９において、１４２はエッチングマスク（フォトレジスト）、１４４は第１のＳiＯ2層、１４６は第１のＳiＮ層、１４８は第２のＳiＯ2層、１５０は第２のＳiＮ層、１５２は第３のＳiＯ2層、１５４は第３のＳiＮ層、および１５６は半導体基板である。
【０１０９】
この実験において評価対象に選んだプロセス特性は、［1］第２のエッチング工程における孔１４０の深さの増量分（ｄ2−ｄ1）つまりエッチング量、［2］孔１４０の入口付近におけるネッキングの増量分（ネッキングＣＤ）、［3］第２のＳiＯ2層１５２におけるボーイングの増量分（中間ＯxボーイングＣＤ）、［4］選択比（孔１４０の深さの増量分ｄ2−ｄ1／マスクの厚さの減少分ｄm）および［5］アスペクト比変化量（孔１４０の深さの増量分ｄ2−ｄ1／中間ＯxボーイングＣＤ）である。
【０１１０】
第２のエッチング工程に係る実験は、より詳しくは、パルス・オフ期間Ｔoffにおける高周波ＨＦのパワーＰＬLを０Ｗに設定した場合と２００Ｗに設定した場合とで、各種プロセス特性のパルス・オフ期間依存性を比較する第１実験と、各種プロセス特性の上部ＤＣ電圧依存性を比較する第２実験とを含む。なお、ハイ／ロウのパルス変調でパルス・オフ期間Ｔoffにおける高周波ＨＦのパワーＰＬLを０Ｗにした場合は、オン／オフのパルス変調をかけるのと同じである。
【０１１１】
第１実験および第２実験に共通する主な固定値のエッチング条件として、エッチングガスをＣ4Ｆ6／ＮＦ3／Ａr／Ｏ2＝７６／１０／７５／７３sccm、チャンバ圧力を１５mTorr、下部電極温度を６０℃、パルス・オン期間Ｔonを１００μｓ、パルス・オン期間Ｔonにおけるイオン引き込み用高周波ＬＦのパワーを１００００Ｗ、パルス・オン期間Ｔonにおけるプラズマ生成用高周波ＨＦのパワーを１０００Ｗ、パルス・オン期間Ｔonにおける上部ＤＣ電圧Ｖdcの絶対値｜Ｖdc｜を５００Ｖとした。
＜第１実験のパラメータおよび実験結果＞
【０１１２】
各種プロセス特性のパルス・オフ期間依存性を比較する第１実験では、パルス・オフ期間Ｔoffにおける上部ＤＣ電圧Ｖdcの絶対値｜Ｖdc｜を９００Ｖに固定し、パルス・オフ期間Ｔoff（変調パルスＭＳの周波数ｆS，デューティ比ＤS）をパラメータとして、Ｔoff＝２５μｓ（ｆS＝８ｋＨｚ，ＤS＝８０％）、Ｔoff＝１００μｓ（ｆS＝５ｋＨｚ，ＤS＝５０％）、Ｔoff＝１５０μｓ（ｆS＝４ｋＨｚ，ＤS＝４０％）、Ｔoff＝２３３μｓ（ｆS＝３ｋＨｚ，ＤS＝３０％）、Ｔoff＝４００μｓ（ｆS＝２ｋＨｚ，ＤS＝２０％）の段階的な５つの値を選んだ。
【０１１３】
図１０Ａ〜図１０Ｅに、第１実験で得られた結果をグラフで示す。図１０Ａに示すように、［1］孔１４０の深さの増量分（エッチング量：ｄ2−ｄ1）は、高周波ＨＦのパワーＰＬLが０Ｗまたは２００Ｗのいずれの場合でも、パルス・オフ期間Ｔoffが２５μｓ〜４００μｓの範囲で約７００〜７５０ｎｍの範囲に収まっており、それほどの違いはない。このように、ＰＬL＝２００Ｗでハイ／ロウのパルス変調を用いると、オン／オフのパルス変調を用いる場合と同程度のエッチング量またはエッチングレートが得られる。
【０１１４】
図１０Ｂに示すように、［2］ネッキングＣＤは、パルス・オフ期間Ｔoffを２５μｓから４００μｓまで段階的に大きくすると、高周波ＨＦのパワーＰＬLが０Ｗの場合は約２２．０〜２３．０の範囲に止まるのに対して、周波ＨＦのパワーＰＬLが２００Ｗの場合は約２２．０ｎｍから１８．０ｎｍ以下まで段階的に大きく減少する。このように、ＰＬL＝２００Ｗでハイ／ロウのパルス変調を用いると（特にｆSを３ｋＨ以下、Ｔoffを２３３μｓ以上にすると）、オン／オフのパルス変調を用いる場合に比して、ネッキングＣＤが大きく向上する。
【０１１５】
図１０Ｃに示すように、［3］中間ＯxボーイングＣＤは、パルス・オフ期間Ｔoffを２５μｓから４００μｓまで段階的に大きくすると、高周波ＨＦのパワーＰＬLが０Ｗの場合は約３６．０〜３７．０の範囲に止まるのに対して、周波ＨＦのパワーＰＬLが２００Ｗの場合は約３７．０ｎｍから約３４．０ｎｍまで大きく減少する（ただし、Ｔoffが２３３μｓ以上になると、殆ど減少しなくなる）。このように、ＰＬL＝２００Ｗでハイ／ロウのパルス変調を用いると（特にｆSを３ｋＨｚ以下、Ｔoffを２３３μｓ以上にすると）、オン／オフのパルス変調を用いる場合に比して、中間ＯxボーイングＣＤも大幅に向上する。
【０１１６】
図１０Ｄに示すように、［4］選択比は、パルス・オフ期間Ｔoffを２５μｓから２３３μｓまで段階的に大きくすると、高周波ＨＦのパワーＰＬLが０Ｗの場合および２００Ｗのいずれの場合も約２．５から約４．２まで略同じ変化率で増大し、Ｔoffが２３３μｓを超えると飽和する。このように、ＰＬL＝２００Ｗでハイ／ロウのパルス変調を用いると、オン／オフのパルス変調を用いる場合と同程度に選択比が向上する。
【０１１７】
図１０Ｅに示すように、［5］アスペクト比変化量は、パルス・オフ期間Ｔoffを２５μｓから４００μｓまで段階的に大きくすると、高周波ＨＦのパワーＰＬLが０Ｗの場合は約８０〜８５の範囲に止まるのに対して、周波ＨＦのパワーＰＬLが２００Ｗの場合は約８０から約１３０まで大きく増大する（ただし、Ｔoffが２３３μｓを超えると飽和する）。このように、ＰＬL＝２００Ｗでハイ／ロウのパルス変調を用いると（特にｆSを３ｋＨ以下、Ｔoffを２３３μｓ以上にすると）、オン／オフのパルス変調を用いる場合に比して、アスペクト比変化率が大きく向上する。
＜第２実験のパラメータおよび実験結果＞
【０１１８】
各種プロセス特性の上部ＤＣ電圧依存性を比較する第２実験では、パルス・オフ期間Ｔoff（変調パルスＭＳの周波数ｆS，デューティ比ＤS）をＴoff＝２３３μｓ（ｆS＝３ｋＨｚ，ＤS＝３０％）に固定し、パルス・オフ期間Ｔoffにおける上部ＤＣ電圧Ｖdcの絶対値｜Ｖdc｜をパラメータとして、｜Ｖdc｜＝５００Ｖ、９００Ｖ、１２００Ｖの段階的な３つの値を選んだ。
【０１１９】
図１１Ａ〜図１１Ｅに、第２実験で得られた結果をグラフで示す。図１１Ａに示すように、［1］孔１４０の深さの増量分（エッチング量：ｄ2−ｄ1）は、パルス・オフ期間Ｔoffにおける上部ＤＣ電圧Ｖdcの絶対値｜Ｖdc｜を５００Ｖ、９００Ｖ、１２００Ｖと段階的に大きくすると、高周波ＨＦのパワーＰＬLが０Ｗの場合は約７６０ｎｍから約６８０ｎｍまで線形的に減少し、高周波ＨＦのパワーＰＬLが２００Ｗの場合は約７００ｎｍから約６８０ｎｍまで漸次的に減少する。このように、ＰＬL＝２００Ｗでハイ／ロウのパルス変調を用いる場合は、パルス・オフ期間Ｔoffにおける上部ＤＣ電圧Ｖdcの絶対値｜Ｖdc｜を大きくしても、孔１４０の深さの増量分（エッチング量）は増大するわけではなく、むしろ減少傾向になるが、オン／オフのパルス変調を用いる場合に比して劣るわけでもない。
【０１２０】
図１１Ｂに示すように、［2］ネッキングＣＤは、パルス・オフ期間Ｔoffにおける上部ＤＣ電圧Ｖdcの絶対値｜Ｖdc｜を５００Ｖ、９００Ｖ、１２００Ｖと段階的に大きくすると、高周波ＨＦのパワーＰＬLが０Ｗの場合は約２３．０ｎｍから約２０．０ｎｍ以下まで段階的に減少するのに対して、周波ＨＦのパワーＰＬLが２００Ｗの場合は低いレベルで約１９．６ｎｍから約１７．８ｎｍまでより段階的に減少する。このように、ＰＬL＝２００Ｗにしてハイ／ロウのパルス変調を用いる場合は、パルス・オフ期間Ｔoffにおける上部ＤＣ電圧Ｖdcの絶対値｜Ｖdc｜を大きくするほどネッキングＣＤは向上し、しかもオン／オフのパルス変調を用いる場合よりもネッキングＣＤは向上する。
【０１２１】
図１１Ｃに示すように、［3］中間ＯxボーイングＣＤは、パルス・オフ期間Ｔoffにおける上部ＤＣ電圧Ｖdcの絶対値｜Ｖdc｜を５００Ｖ、９００Ｖ、１２００Ｖと段階的に大きくすると、高周波ＨＦのパワーＰＬLが０Ｗの場合は約３７．５ｎｍから約３５．５ｎｍまで段階的に減少するのに対して、周波ＨＦのパワーＰＬLが２００Ｗの場合はより低いレベルで約３５．２ｎｍから約３３．５ｎｍまでより段階的に減少する（ただし、｜Ｖdc｜が９００Ｖ以上になると、殆ど減少しなくなる）。このように、ＰＬL＝２００Ｗにしてハイ／ロウのパルス変調を用いる場合は、パルス・オフ期間Ｔoffにおける上部ＤＣ電圧Ｖdcの絶対値｜Ｖdc｜を大きくするほど概して中間ＯxボーイングＣＤは向上し、しかもオン／オフのパルス変調を用いる場合よりも中間ＯxボーイングＣＤは向上する。
【０１２２】
図１１Ｄに示すように、［4］選択比は、パルス・オフ期間Ｔoffにおける上部ＤＣ電圧Ｖdcの絶対値｜Ｖdc｜を５００Ｖ〜１２００Ｖの範囲で変化させても、高周波ＨＦのパワーＰＬLが０Ｗの場合および２００Ｗのいずれの場合も約４．１〜４．５の範囲内に収まる。このように、ＰＬL＝２００Ｗでハイ／ロウのパルス変調を用いると、オン／オフのパルス変調を用いる場合と同程度に選択比が向上する。
【０１２３】
図１１Ｅに示すように、［5］アスペクト比変化量は、パルス・オフ期間Ｔoffにおける上部ＤＣ電圧Ｖdcの絶対値｜Ｖdc｜を５００Ｖ、９００Ｖ、１２００Ｖと段階的に大きくすると、高周波ＨＦのパワーＰＬLが０Ｗの場合は｜Ｖdc｜が９００Ｖ以上になると約８０ｎｍから約９２ｎｍまで上昇するのに対して、高周波ＨＦのパワーＰＬLが２００Ｗの場合はより高いレベルで約９９ｎｍから約１３２ｎｍまでより上昇する（ただし、｜Ｖdc｜が９００Ｖ以上になると飽和する）。このように、ＰＬL＝２００Ｗでハイ／ロウのパルス変調を用いると、オン／オフのパルス変調を用いる場合に比して、アスペクト比変化率が大きく向上する。
＜実験の評価＞
【０１２４】
上記のように、図９に示すようなＨＡＲＣ（High Aspect Ratio Contact）プロセスにおいては、フラズマ生成用の高周波ＨＦに対して、ハイ／ロウのパルス変調をかける方がオン／オフのパルス変調をかける場合よりも各種プロセス特性において優位性があり、特に高い選択比を保証しつつボーイングを効果的に抑制できることが判った。この点について考察する。
【０１２５】
パルス変調においては、変調パルスの各サイクル毎に、パルス・オン期間からパルス・オフ期間に切り替わると、イオンの引き込み効果が薄れ、マスク上にプラズマ反応生成物が堆積する。したがって、低速パルス／低いデューティ比（パルス・オフ期間が長い）では、マスクと被エッチング材または対象膜との選択比の向上に適した領域といえる。しかし、パルス・オフ期間はエッチングに寄与することが少ないので、パルス・オフ期間を必要以上に長くするとプラズマプロセスの所要時間が長くなり、生産性の低下を招くことになる。
【０１２６】
また、ＨＡＲＣのようにホールエッチングのアスペクト比が大きくなると、エッチング時間が長くなるので、オン／オフのパルス変調を用いた場合は、たとえマスクとの選択比が確保できたとしても、ホール側壁への長時間のイオン入射により、ボーイングがより発生しやすくなってしまうので、最終的に良好な加工形状を得ることが難しかった。
【０１２７】
パルス・オン期間からパルス・オフ期間に切り替わった直後にチャンバの処理空間で電子、イオンおよびラジカルがそれぞれ減少する割合は異なる。電子は１０μｓ、イオンは１００μｓ程度の比較的短い時間で消滅するのに対して、ラジカルは１ｍｓ程度の時間が経過した後も存在する。このオフタイム中に存在するラジカルがマスク表層と反応することにより、マスク表面保護膜を形成すると考えられる。
【０１２８】
ハイ／ロウのパルス変調においては、パルス・オフ期間中もプラズマ生成用の高周波ＨＦが処理ガスを励起し、イオンおよびラジカルを発生させる。この場合、イオン引き込み用の高周波ＬＦに比べてイオンに与える加速のエネルギーは小さいので、エッチングに寄与する割合は少ない。一方、かなりのラジカルが発生しており、しかも下部２周波重畳印加方式の場合はＬＦオフでＨＦのパワーが弱めであるから、程ほどのＲＦバイアスによりラジカルを巻き込むようにしてイオンをホールの底部に引き込むことができる。その結果、ホール側壁への反応生成物の堆積を促進させて、ボーイングの抑制に効く側壁保護膜を形成することができる。
【０１２９】
また、上記のように、ハイ／ロウのパルス変調を用いるときは、変調パルスに同期させて上部ＤＣ電圧の絶対値をパルス・オン期間よりもパルス・オフ期間で一段高くする技法も各種プロセス特性の向上、特にネッキングの改善、中間ボーイングＣＤの改善、垂直形状の改善に効果的であることが判る。
【０１３０】
つまり、パルス・オフ期間中に上部ＤＣ電圧の絶対値を一段高くすることにより、何らかの作用が働いて（たとえば被エッチング材およびマスクに打ち込まれる電子のエネルギーが増大することにより）、ホール内で側壁保護膜を底部側に延ばす効果、あるいはマスク肩部の肩落ちを抑制する（それによって、ボーイングを誘発する斜め成分のイオン入射の割合を低減する）効果が得られるものと考えられる。
【０１３１】
いずれにしても、ＨＡＲＣプロセスにおいては、プラズマ生成用の高周波にハイ／ロウのパルス変調をかける場合は、変調パルスの周波数は１ｋＨｚ以上（好ましくは２ｋＨｚ〜８ｋＨｚ、より好ましくは２ｋＨｚ〜３ｋＨｚ）の領域が好ましく、パルス・オフ期間におけるプラズマ生成用高周波ＨＦのパワーＰＬLはある程度高い領域（たとえば１００Ｗ以上、好ましくは２００Ｗ以上）に設定することが望ましい。
【０１３２】
この点、この実施形態におけるプラズマエッチング装置においては、プラズマ生成系の整合器４０が、上記のような構成および機能を有するインピーダンスセンサ１０６Ａにより、高周波給電ライン４３上で高周波電源３６より見えるプラズマ負荷のインピーダンスを測定し、パルス・オン期間Ｔonにおける負荷インピーダンスの測定値とパルス・オフ期間Ｔonにおける負荷インピーダンスの測定値とを所望の重みで加重平均して得られる加重平均測定値を求め、この加重平均測定値を高周波電源３６の出力インピーダンスに整合させるように動作する。この場合、加重平均の重み変数（Ｋ）の値を調整することにより、パルス・オン期間Ｔonにおける反射波パワーＰＲHとパルス・オフ期間Ｔoffにおける反射波パワーＰＲHとのバランスを任意に制御することができるので、パルス・オフ期間Ｔoffにおける反射波のパワーＰＲLを任意に減らし、そのぶんロードパワーＰＬLを高めの任意に値に設定することが可能となる。
【０１３３】
一例として、プラズマ生成系の高周波電源３６に用いられている実際の或る機種の高周波電源（反射波パワーの許容限界値が１２００Ｗ）においては、図１２に示すように、パルス・オン期間Ｔonにおける反射係数ГがГ＝０．０である従来のマッチング方法（パルス・オン期間Ｔon中に略完全な整合をとる方法）を行う場合に比して、Г＝０．２，Г＝０．３となる実施形態のマッチング方法を用いることにより、パルス・オフ期間ＴoffにおけるロードパワーＰＬLの設定可能な範囲を約２３０Ｗ（Г＝０．０）から約３００Ｗ（Г＝０．２）さらには約３５０Ｗ（Г＝０．３）に大幅に拡大することができる。このことは、別な見方をすれば、高周波電源３６のダウンサイジングが可能になることを意味する。なお、反射係数ГはГ＝（ＰＲH／ＰＦH）1/2で与えられる。
［上部電極放電対策に関する実施例］
【０１３４】
一般に、ＨＡＲＣプロセスのようなホールエッチングにおいては、アスペクト比を高くすると、ホールの底部に正イオンが溜まりやすくなって、ホール内でのイオンの直進性が低下し、良好なエッチング形状を得るのが困難になる。この点に関して、図１のプラズマエッチング装置は、直流電源部６２を備えており、上部電極４６に負極性の直流電圧を印加することにより、上部電極４６からプラズマ生成空間ＰＡに放出される電子をサセプタ（下部電極）１６上の半導体ウエハ（被処理体）Ｗに向けて加速し、高速に加速された電子をホールの内奥に供給して、ホール底部に溜まった正イオンを電気的に中和することができるので、上記のようなホール内でイオンの直進性が低下する問題を回避できる。
【０１３５】
ところが、上部電極４６に負極性の直流電圧を印加することによって、上部電極４６の中で、特にガス噴出孔４８ａないしガス通気孔５０a内でガスの放電（異常放電）が発生し、上部電極４６が損傷することがある。このような上部電極内部の異常放電は、プラズマ生成用の高周波ＨＦおよびイオン引き込み用の高周波ＬＦの双方にオン／オフのパルス変調をかける場合に多発しやすい。
【０１３６】
この場合は、図１３に示すように、パルス・オフ期間Ｔoff中は、イオン引き込み用の高周波電源３８およびプラズマ生成用の高周波電源３６の双方がオフする一方で、上部電極４６には直流電源部６２より絶対値の大きい負極性の直流電圧Ｖdc1が印加される。これにより、上部電極４６の表面付近には、電子（ｅ）を突き放す方向に加速し、イオン（＋）を引き付ける方向に加速する高電界領域（以下「ＤＣシース」と称する）ＳＨDCが発生し、このＤＣシースＳＨDCにより加速された電子（ｅ）がサセプタ１６上の半導体ウエハＷに入射して、ホールの底部に溜まっている正電荷を中和する。この時、プラズマ生成空間ＰＡ内ではプラズマが消滅しているので、半導体ウエハＷの表面の上にプラズマシース（イオンシース）ＳＨRFは殆ど形成されていない。この状態は、パルス・オフ期間Ｔoffを通じて持続される。
【０１３７】
そして、パルス・オフ期間Ｔoffからパルス・オン期間Ｔonに変わると、両高周波電源３６，３８の双方が同時にオンして、両高周波ＨＦ，ＬＦがサセプタ１６に印加される。これにより、プラズマ生成空間ＰＡに処理ガスのプラズマが生成され、半導体ウエハＷの表面を覆うようにチャンバ１０内にプラズマシースＳＨRFが形成される。この場合、プラズマシースＳＨRFは、それまでの実質的に無い状態から突然に現れ、上部電極４６に向って急速度で成長する（シースの厚みが増大する）。このプラズマシースＳＨRFの成長速度は、周波数が相対的に低いイオン引き込み用の高周波ＬＦの電圧（ピークピーク値）Ｖppの立ち上がり速度ないし飽和値の大きさに主に依存する。
【０１３８】
一方、上部電極４６では、直流電源部６２により印加される直流電圧の絶対値がそれまでの比較的大きな値|Ｖdc1|から比較的小さな値|Ｖdc2|に変わるものの、相変わらず電子（ｅ）が放出され、半導体ウエハＷに向って加速される。ところが、パルス・オフ期間Ｔoffの時とは異なり、この場面では半導体ウエハＷ上でプラズマシースＳＨRFがその厚みつまり電界強度が増大する方向に急速度で成長するので、上部電極４６側から加速されてきた電子（ｅ）が成長中のプラズマシースＳＨRFによって強く跳ね返される。そして、プラズマシースＳＨRFで跳ね返された電子（ｅ）が、今度は上部電極４６に向って飛んで、ＤＣシースＳＨDCの電界に抗して上部電極４６の電極板４８のガス噴出孔４８aの中に進入し、その内奥で放電を引き起こすことがある。
【０１３９】
このように上部電極の内部で異常放電が発生する場合において、上部電極４６より放出された電子（ｅ）を半導体ウエハＷ側に向かって加速させるときと、半導体ウエハＷ側のプラズマシースＳＨRFで跳ね返されてきた電子（ｅ）を減速させるときとで、上部電極４６側のＤＣシースＳＨDCの電界が電子（ｅ）に作用する力は同じである。したがって、上部電極４６のガス噴出孔４８aの中に電子が進入する頻度や速度は、ＤＣシースＳＨDCの大きさには殆ど依存せず、プラズマシースＳＨRFが電子（ｅ）を上部電極４６側に跳ね返す強さ、つまりプラズマシースＳＨRFの成長速度に依存する。
【０１４０】
また、プラズマ生成空間ＰＡの上部で生成される正イオン（＋）は、ＤＣシースＳＨDCの電界に引き込まれて上部電極４６（電極板４８）の表面に衝突してスパッタすることがあっても、上部電極４６内部の異常放電を引き起こすようなことはない。
【０１４１】
図１のプラズマエッチング装置において、上記のような上部電極４６内部の異常放電は、プラズマ生成用の高周波ＨＦに対するパルス変調をオン／オフのパルス変調からハイ／ロウのパルス変調に変えることによって、効果的に回避することができる。
【０１４２】
この場合は、図１４に示すように、パルス・オフ期間Ｔoff中は、高周波電源３６がオン状態を保持し、プラズマ生成用の高周波ＨＦがロウレベルのパワーでサセプタ１６に印加されるので、プラズマ生成空間ＰＡにはプラズマが消滅せずに低密度で残存し、半導体ウエハＷの表面は薄いプラズマシースＳＨRFで覆われる。この時、上部電極４６側からＤＣシースＳＨDCの大きな電界により高速度に加速されてきた電子（ｅ）は、プラズマシースＳＨRFで逆向きの電界または力を受ける。しかし、プラズマシースＳＨRFは薄くてその逆向きの電界は弱いので、電子（ｅ）はプラズマシースＳＨRFを突き抜けて半導体ウエハＷに入射する。この状態は、パルス・オフ期間Ｔoffを通じて持続される。
【０１４３】
そして、パルス・オフ期間Ｔoffからパルス・オン期間Ｔonに変わると、高周波電源３８がオンしてイオン引き込み用の高周波ＬＦをサセプタ１６に印加するとともに、高周波電源３６が高周波ＨＦのパワーをそれまでのロウレベルからハイレベルに変える。これにより、プラズマ生成空間ＰＡで生成されるプラズマの密度が急激に高くなるとともに、半導体ウエハＷの表面を覆うプラズマシースＳＨRFの厚みが一段と増大する。ただし、この場合は、プラズマシースＳＨRFが無の状態から突然現れて急成長するのではなく、既に存在している状態から厚さを増大させるだけなので、その成長速度は相当穏やかであり、上部電極４６側から高速に加速されてきた電子（ｅ）を跳ね返す力はそれほど大きくない。このため、プラズマシースＳＨRFで跳ね返された電子（ｅ）は、その跳ね返りの初速度が低いため、ＤＣシースＳＨDCを突き抜けることができず、上部電極４６の電極板４８のガス噴出孔４８aの中に進入しない。したがって、上部電極４６の内部で異常放電は発生しない。
【０１４４】
ところで、パルス・オン期間Ｔon中に上部電極４６の内部で異常放電が発生する時は、プラズマシースＳＨRFの成長速度や厚さに関係するイオン引き込み用高周波ＬＦのピーク・ピーク値Ｖppが高周波給電ライン４５上で大きく変動することが確認されている。この実施形態のプラズマエッチング装置においては、整合器４０，４２の中にＶpp検出器１０７Ａ，１０７Ｂをそれぞれ設けている（図３）。整合器４２内のＶpp検出器１０７Ｂを通じて、高周波給電ライン４５上のイオン引き込み用高周波ＬＦのピーク・ピーク値Ｖppを測定し、主制御部７２またはマッチングコントローラ１０４Ｂ内のＣＰＵ処理によりＶppの測定値を解析して、上部電極４６の内部で異常放電が発生しているか否かを表すモニタ情報（図１５，図１６）を取得することができる。
【０１４５】
ここで、図１５のモニタ情報は、上部電極４６の内部で異常放電が発生している場合に得られたもの（一例）である。図示のように、モニタ期間に設定された判定区間の中でＶpp変動率が頻繁にかつ大きく（数％以上に）跳ね上がることがわかる。一般に、異常放電の発生頻度が多いほど、Ｖpp変動率が大きくなる傾向がある。図示のグラフの縦軸のＶpp変動率は、たとえば次の式（２）で与えられる。
Ｖpp変動率＝100×(Ｖpp-max−Ｖpp-ave)／Ｖpp-ave  ・・・（２）
ただし、Ｖpp-maxは判定区間の中に設定される一定のサンプリング期間ＴSにおけるＶppの最大値であり、Ｖpp-aveは該サンプリング期間ＴSにおけるＶppの平均値である。
【０１４６】
図１６のモニタ情報は、上部電極４６の内部で異常放電が発生していない場合に得られたもの（一例）である。判定区間を通じてＶpp変動率が数％以下（図示の例は１％以下）で安定している。なお、モニタ期間の開始直後と終了直前は、プラズマの着火と消滅のタイミングであり、異常放電の発生の有無と関係なくＶpp変動率が上昇するので、判定区間から除外している。
【０１４７】
本発明者等は、上述したようなＨＡＲＣプロセスにおいて、ガス圧力、パルス変調の周波数ｆsおよびデューティ比Ｄsをパラメータに選んで変化させる実験を行って、各パルス変調における上部電極内部の異常放電の発生の有無を調べた。この実験では、上述した実施例と同様にエッチングガスにフルオロカーボン系のガスを使用し、パルス・オン期間Ｔonにおけるプラズマ生成用高周波ＨＦのパワーを２０００ｋＷ、イオン引き込み用高周波ＬＦのパワーを１４０００ｋＷ、パルス・オフ期間Ｔoffにおける高周波ＨＦのパワーを１００Ｗとした。そして、パラメータとして、ガス圧力は１０mTorr，１５mTorr，２０mTorr，２５mTorr，３０mTorrの５通りに選び、パルス変調の周波数ｆsは４ｋＨｚ，５ｋＨｚ，１０ｋＨｚの３通りに選び、デューティ比Ｄsは２０％，３０％，４０％，５０％，６０％の５通りに選んだ。
【０１４８】
図１７Ａおよび図１７Ｂに、その実験結果をテーブル形式で示す。テーブルの中で、〇は、上記モニタ情報においてＶpp変動率が２％（許容値）以下に収まった場合であり、「異常放電無し」の判定結果を表す。×は、上記モニタ情報においてＶpp変動率が２％（許容値）を越えた場合であり、「異常放電有り」の判定結果を示す。
【０１４９】
図１７Ａは、プラズマ生成用の高周波ＨＦおよび双方にオン／オフのパルス変調をかけた場合である。この場合は、全てのパラメータ（ガス圧力、パルス変調周波数ｆs、デューティ比Ｄs）の全可変領域にわたって「異常放電有り」（×）の結果が広く分布する。
【０１５０】
図１７Ｂは、プラズマ生成用の高周波ＨＦにハイ／ロウのパルス変調をかけ、かつイオン引き込み用の高周波ＬＦにオン／オフのパルス変調をかけた場合である。この場合は、全てのパラメータ（ガス圧力、パルス変調周波数ｆs、デューティ比Ｄs）の全可変領域にわたって常に「異常放電無し」（〇）であった。
【０１５１】
このように、プラズマ生成用の高周波ＨＦにハイ／ロウのパルス変調をかけ、かつイオン引き込み用の高周波ＬＦにオン／オフのパルス変調をかけた変調モードを選択することで、上部電極４６の内部の異常放電を効果的に回避することができる。ただし、この手法は、パルス・オフ期間Ｔoff中にプラズマ生成用高周波ＨＦのパワー（ロードパワー）を低めの最適な設定値に正確かつ安定に保持できる技術を好適に必要とする。この点に関しては、上述したように、整合器４０のインピーダンスセンサ１０６Ａにおいて重み係数Ｋの値を調整することによりパルス・オン期間Ｔonにおける反射波パワーＰＲHとパルス・オフ期間Ｔoffにおける反射波パワーＰＲLとのバランスを任意に制御する技術と、高周波電源３６においてパルス・オフ期間Ｔoff中のロードパワーＰＬLに独立したフィードバック制御をかける技術を好適に用いることができる。
［他の実施形態または変形例］
【０１５２】
以上本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、その技術思想の範囲内で種種の変形が可能である。
【０１５３】
本発明においては、第１（プラズマ生成系）のパワー変調方式、第２（イオン引き込み系）のパワー変調方式および上部ＤＣ印加方式を組み合わせるに際しては各々のモードを任意に選ぶことが可能である。また、イオン引き込み用の高周波ＬＦのパワーにはパルス変調を一切かけずにプラズマ生成用の高周波ＨＦにハイ／ロウのパルス変調をかける形態や、逆にプラズマ生成用の高周波ＨＦにはパルス変調を一切かけずにイオン引き込み用の高周波ＬＦのパワーにハイ／ロウのパルス変調をかける形態も可能である。さらには、第１のパワー変調方式もしくは第２のパワー変調方式のいずれかのみを使う形態や、上部ＤＣ印加方式を使わない形態も可能である。
【０１５４】
上記実施形態（図１）では、プラズマ生成用の高周波ＨＦをサセプタ（下部電極）１６に印加した。しかし、プラズマ生成用の高周波ＨＦを上部電極４６に印加する構成も可能である。
【０１５５】
本発明は、容量結合型プラズマエッチング装置に限定されず、プラズマＣＶＤ、プラズマＡＬＤ、プラズマ酸化、プラズマ窒化、スパッタリングなど任意のプラズマプロセスを行う容量結合型プラズマ処理装置に適用可能であり、さらにはチャンバの周囲に高周波電極（アンテナ）を設ける誘導結合型プラズマ処理装置にも適用可能である。本発明における被処理体は半導体ウエハに限るものではなく、フラットパネルディスプレイ、有機ＥＬ、太陽電池用の各種基板や、フォトマスク、ＣＤ基板、プリント基板等も可能である。
【符号の説明】
【０１５６】
１０    チャンバ
１６    サセプタ（下部電極）
３６    （プラズマ生成系）高周波電源
３８    （イオン引き込み系）高周波電源
４０，４２    整合器
４３，４５    高周波給電ライン
４６    上部電極（シャワーヘッド）
５６    処理ガス供給源
７２    主制御部
９０Ａ，９０Ｂ    高周波発振器
９２Ａ，９２Ｂ    パワーアンプ
９４Ａ，９４Ｂ    電源制御部
９６Ａ，９６Ｂ    ＲＦパワーモニタ
９８Ａ，９８Ｂ    整合回路
１００Ａ，１０２Ａ，１００Ｂ，１０２Ｂ    モータ
１０４Ａ，１０４Ｂ    マッチングコントローラ
１０７Ａ，１０７Ｂ    Ｖpp検出器
１１０Ａ，１１０Ｂ    ＲＦ電圧検出器
１１２Ａ，１１２Ｂ    ＲＦ電流検出器
１１４Ａ，１１４Ｂ    負荷インピーダンス瞬時値演算回路
１１６Ａ，１１６Ｂ    算術平均値演算回路
１１８Ａ，１１８Ｂ    加重平均値演算回路
１２０Ａ，１２０Ｂ    移動平均値演算回路
１２２Ａ，１２２Ｂ    ロードパワー測定部
１２４Ａ，１２４Ｂ    高周波出力制御部
１２６Ａ，１２６Ｂ    （パルス・オン期間用）制御指令値生成部
１２８Ａ，１２８Ｂ    （パルス・オフ期間用）制御指令値生成部  
１３０Ａ，１３０Ｂ    比較器
１３２Ａ，１３２Ｂ    アンプ制御回路
１３４Ａ，１３４Ｂ    コントローラ
１３６Ａ，１３６Ｂ    切替回路
【図１】
0006512962.tif 000002
【図２】
0006512962.tif 000003
【図３】
0006512962.tif 000004
【図４Ａ】
0006512962.tif 000005
【図４Ｂ】
0006512962.tif 000006
【図５Ａ】
0006512962.tif 000007
【図５Ｂ】
0006512962.tif 000008
【図６Ａ】
0006512962.tif 000009
【図６Ｂ】
0006512962.tif 000010
【図７】
0006512962.tif 000011
【図８】
0006512962.tif 000012
【図９】
0006512962.tif 000013
【図１０Ａ】
0006512962.tif 000014
【図１０Ｂ】
0006512962.tif 000015
【図１０Ｃ】
0006512962.tif 000016
【図１０Ｄ】
0006512962.tif 000017
【図１０Ｅ】
0006512962.tif 000018
【図１１Ａ】
0006512962.tif 000019
【図１１Ｂ】
0006512962.tif 000020
【図１１Ｃ】
0006512962.tif 000021
【図１１Ｄ】
0006512962.tif 000022
【図１１Ｅ】
0006512962.tif 000023
【図１２】
0006512962.tif 000024
【図１３】
0006512962.tif 000025
【図１４】
0006512962.tif 000026
【図１５】
0006512962.tif 000027
【図１６】
0006512962.tif 000028
【図１７】
0006512962.tif 000029