(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
インプラント通信用送信アンテナであって、比誘電率が１０以下で厚みが０.５〜２.０ｍｍの誘電体基板に、導体幅が０．５〜１．５ｍｍで、長軸／短軸が１.０〜３.０の円形または楕円形の導体パターンが形成された一対の平面ループアンテナから構成され、当該ループアンテナの導体面を含む平面が互いに直交するように配置され、前記平面ループアンテナ同士の一方が他方の内部に接触しないよう交差した２つのブランチとしてそれぞれｘｙ平面とｙｚ平面に配置した、ＵＷＢローバンドインプラント通信用偏波ダイバーシティ送信アンテナ。
【請求項２】
比誘電率が１０以下で厚みが０.５〜２.０ｍｍの誘電体基板の一表面に半径が１０．０〜１５．０ｍｍの半円、基板裏面に上底が２０．０〜２５．０ｍｍ、下底が３５.０〜４０．０ｍｍ、高さが１５．０〜２５.０ｍｍの台形の導体パターンが形成されたダイポール型受信アンテナと対で使用される請求項１に記載のＵＷＢローバンドインプラント通信用偏波ダイバーシティ送信アンテナ。
【請求項３】
請求項２に記載された前記ＵＷＢローバンドインプラント通信用偏波ダイバーシティ送信アンテナと前記ダイポール型受信アンテナとを対で使用するＵＷＢローバンドインプラント通信システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、カプセル型内視鏡等のインプラント通信等に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、内視鏡分野では、撮影機能や無線通信機能等を内蔵したカプセル型内視鏡が消化管等の被検体内部を移動し、被検体内部を順次撮影して画像データを生成し、この画像データを順次無線送信し、被検体外部の受信装置が受信するシステムが普及してきた。受信した画像データは受信装置に内蔵されたメモリに記憶され、さらに検査後には画像データが画像表示装置に取り込まれて被検体の診断が行われる。
【０００３】
このカプセル型内視鏡の主な利用周波数帯は４００ＭＨｚＭＩＣＳ (Medical Implant Communication Service) 帯であるが、カプセル内視鏡の無線通信の信号は人体中を伝搬するため，周波数がさらに高くなると人体からの信号減衰の影響を大きく受けるため、人体からの信号減衰を低く抑えるために低い周波数を用いているのが現状である．しかし，カプセル内視鏡の開発が進んだことによって，より鮮明で高解像度の画像取得が可能になった背景より，インプラント通信においても高品質な画像伝送に耐えうる高速かつ大容量の通信の要求が強くなってきた。しかし、現状のカプセル内視鏡の伝送速度は数百ｋｂｐｓ 程度で，リアルタイムの高品質画像伝送という条件を満たしているとは言えず，さらには，現在主流の４００ＭＨｚ ＭＩＣＳ 帯カプセル内視鏡は狭帯域周波数帯の制限を受けるため，高速伝送を実現するのは原理的に困難である。
【０００４】
そこで、カプセル内視鏡等の無線ボディエリアネットワーク（Ｂｏｄｙ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋｓ:ＢＡＮ）において、より広帯域のＵＷＢローバンド（３．４−４．８ＧＨｚ）に着目される。この周波数帯を使用したＢＡＮは、本来は人体の体表上に通信端末が配置されるウェアラブルＢＡＮとして利用されてきた背景があるが、この周波数帯をインプラントＢＡＮに適用する報告が数例行われている。しかしながら、高周波数帯であるため通信特性は非常に低く通信特性向上が課題として残されていた。関連技術としては、受信側で複数のアンテナを用いる受信ダイバーシティ技術が非特許文献１参照に開示されており、通信特性の向上は確認されているものの高品質カプセル内視鏡伝送の要求に耐えられる性能が十分に得られていない問題があった。
【０００５】
また、カプセル内視鏡に埋め込むにはアンテナの小型化が要求されるが、アンテナサイズは周波数に依存するため、４００ＭＨｚ ＭＩＣＳ 帯ではアンテナ小型化のためにアンテナ効率が低下する問題があった。一方、ＵＷＢ帯では高周波数帯であるため波長が短く、４００ＭＨｚ ＭＩＣＳ 帯よりもアンテナサイズをより容易に小型化・高効率化が可能である。しかしながら、ＵＷＢ帯は単一周波数ではなく広帯域にわたる周波数範囲で優れた性能を示すアンテナが要求されるなど別の課題もある。ＵＷＢ帯の導入によりアンテナ小型化が容易になったことでダイバーシティアンテナ等の種々のアンテナ技術が候補として知られているが、インプラントＢＡＮにおいて小型かつ広帯域送信用アンテナの開発はほとんど行われていない。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】J. Shi, D. Anzai, and J. Wang, “Channel modeling and performanceanalysis of diversity reception for implant UWB wireless link,” IEICE Trans. Commun., vol.E95-B, no.10, pp3197-3205, Oct. 2012.
【非特許文献２】Y. Morimoto, D. Anzai, and J.Wang, “Design of ultra widebandlow-band implant antennas for capsule endoscope  application,” Proc. International Symposium on Medi-cal Information and Communication Technology(ISMICT),Tokyo, Japan, Mar. 2013, pp.61-65
【非特許文献３】N.B. Mehta, J. Wu, A.F. Molisch, and J. Zhang, “Approximatinga sum of random variables with a lognormal,” IEEE Trans. Wireless Commun., vol.6, no.7, pp.2690-2699, Jul. 2007.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
そこで、上記のインプラントＢＡＮ用の小型で広帯域対応の送信用ダイバーシティアンテナの設計とその性能実証を行うことを課題とした。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
すなわち、本発明者は、鋭意検討の結果、小型のダイバーシティアンテナを設計・試作した結果、上記課題が達成できることを確認した。すなわち、以下のダイバーシティアンテナおよびそれを用いたＵＷＢ通信システムが提供される。
【０００９】
［１］インプラント通信用送信アンテナであって、比誘電率が１０以下で厚みが０．５〜２．０ｍｍの誘電体基板上に、導体幅が０.５〜１.５ｍｍで、長軸／短軸が１．０〜３．０の円形または楕円形の導体パターンが形成された一対の平面ループアンテナから構成され、当該ループアンテナの導体面を含む平面が互いに直交するように配置された、インプラント通信用偏波ダイバーシティ送信アンテナ。
【００１０】
［２］比誘電率が１０以下で厚みが０．５〜２．０ｍｍ、誘電体基板の一表面に半径が１０．０〜１５．０ｍｍの半円、基板の裏面に上底が２０．０〜２５．０ｍｍ、下底が３５．０〜４０．０ｍｍ、高さが１５．０〜２５．０ｍｍの台形の導体パターンが形成されたダイポール型受信アンテナと対で使用される前記［１］に記載のインプラント通信用偏波ダイバーシティ送信アンテナ。
【００１１】
［３］前記インプラント通信用偏波ダイバーシティ送信アンテナと前記ダイポール型受信アンテナとを対で使用するＵＷＢインプラント通信システム。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の２ブランチの偏波ダイバーシティ送信アンテナと受信アンテナとを含むＵＷＢインプラント通信システムのモデルを示す概要図である。
【図２】本発明の偏波ダイバーシティ送信アンテナの基本となる平面ループ型アンテナの概要図である。
【図３】本発明の偏波ダイバーシティ送信アンテナの概要図である。
【図４】本発明の偏波ダイバーシティ送信アンテナの反射特性を示す図である。
【図５】本発明の偏波ダイバーシティ送信アンテナを構成する２つの平面ループ型アンテナ間の結合特性を示す図である。
【図６】本発明の偏波ダイバーシティ送信アンテナに対する受信アンテナの位置を示す概要図である。
【図７】同期検波での送信ダイバーシティアンテナを用いた際のＢＥＲ特性を示す図である。
【図８】非同期検波での送信ダイバーシティアンテナを用いた際のＢＥＲ特性を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、図面を参照しつつ本発明の実施の形態について説明する。本発明は、以下の実施形態に限定されるものではなく、発明の範囲を逸脱しない限りにおいて、変更、修正、改良を加え得るものである。
【００１４】
本発明のシステムモデルを図1 に示す．ダイバーシティの手法としては空間ダイバーシティ等の複数の手法が考えられるが、本発明ではインプラント通信の中でもカプセル内視鏡への適用を考慮し，アンテナの小型化が可能な偏波ダイバーシシティを採用した。そのため，ブランチ数は２となっている．本発明ではＵＷＢ信号を送信信号として用いており，送信信号の変調方式として一例としてＰＰＭ(Pulse Position Modulation) 変調方式を使用した。 
【００１５】
以降の解析ではＵＷＢの信号を帯域内においてフェージングがフラットとして解析を行った．そのため，ベースバンドにおいて送信アンテナ１と受信アンテナ間のチャネル特性をｈ１、送信アンテナ２と受信アンテナ間のチャネル特性をh２とすると以下の式（１）で表現される。ここで信号電力S を持つ送信信号をｓ（ｔ）とする．この信号に対して複素利得ｗｉを乗算し，２つのアンテナからs１(t)，s２(t)が送信される．複素利得ｗｉは送信側でフィードバックチャネルを用いてチャネル特性が既知であるとし，位相整合を行い,受信側でのＳＮＲ(Signal to Noise Ratio) が最大になるような値とすると，ｗｉは式（２）で与えられる。
0006512655.tif 000002
0006512655.tif 000003
【００１６】
よって，受信側では２つのアンテナからの信号が合成され受信されるので，受信信号r(t) は以下の式（３）で与えられる。このとき，ｎ（ｔ）は平均０、分散Ｎの白色ガウス雑音である．よって，受信機での合成ＳＮＲ(Signal to Noise Ratio) は式（４）で与えられる。
【００１７】
0006512655.tif 000004
0006512655.tif 000005
【００１８】
ここで，γ１とγ２はそれぞれブランチ１またはブランチ２だけのときのＳＮＲである。式（４）から受信ＳＮＲが各ブランチでのＳＮＲの和となっていることから，送信ダイバーシティにおいて送信側でチャネル特性が既知であるとすると，受信ダイバーシティおける最大比合成(ＭＲＣ：Maximum Ratio Combining) と同様の特性が得られていることがわかる．なお，これ以降の解析では，１ビット当たりの信号エネルギー対雑音電力スペクトル密度比であるＥｂ／Ｎoを用いて行った。
【００１９】
次に、本発明の送信ダイバーシティアンテナの設計、およびその基本特性である反射特性とアンテナ間結合特性を評価した。図２に示すように、送信ダイバーシティアンテナ用の平面ループ型アンテナ（非特許文献２参照）としては、比誘電率が１０以下で厚みが０．５〜２．０ｍｍの誘電体基板に、導体幅が０.５〜１.５ｍｍ、より好ましくは０.８~１.２ｍｍで、長軸／短軸が１．０〜３．０の円形または楕円形のループ状導体パターンが形成された平面ループアンテナ型アンテナが好ましい。実施例として比誘電率が４、厚みが１．６ｍｍの円環状誘電体に幅１．０ｍｍ、厚み０．１ｍｍの銅箔が形成され、ループ状導体の長径が４．８ｍｍ、短径が３．２ｍｍである。長径、短径はそれぞれ、ループ中心から導体幅の中央までの距離である。このような平面ループアンテナを図３に示すように、平面ループアンテナ同士が接触しないようにそれぞれｘｙ平面とｙｚ平面に配置したダイバーシティアンテナであり、その特性評価のため、一方のアンテナに給電点を接続し、他方のアンテナには負荷を接続し、Ｓパラメータを電磁界シミュレーションにより求めた。なお、受信アンテナとしては、比誘電率が１０以下で厚みが０．５〜２．０ｍｍ、基板の一表面に半径が１０．０〜１５．０ｍｍの半円、より好ましくは、１３．０〜１４．０ｍｍの半円、基板の裏面に上底が２０．０〜２５．０ｍｍ、より好ましくは２１．０〜２３．０ｍｍ、下底が３５．０〜４０．０ｍｍ、より好ましくは３５．０〜４０．０ｍｍ、高さが１５．０〜２５．０ｍｍ、より好ましくは２０．０〜２２．０ｍｍの台形の導体パターンが形成されたダイポール型受信アンテナを用いることが好ましい。
【００２０】
上記のダイバーシティアンテナを、立方体（５ｃｍ×５ｃｍ×５ｃｍ）の中心に配置し、ＵＷＢローバンド（３．４ＧＨｚ〜４.８ＧＨｚ）の信号を送信した際のＳ１１、Ｓ２２を計算した。なお、用いた立方体の比誘電率と導電率は生体組織に模したものとし、平均筋肉の値に２／３を乗じた２／３筋肉の値を用いた（表１参照）。図４は反射特性を示すものであり、Ｓ１１は外側の平面アンテナに給電した場合の、外側のアンテナのリターンロスを示しており、Ｓ２２は内側の平面アンテナに給電した場合の内側のアンテナのリターンロスを示している。今回設計した偏波ダイバーシティアンテナは、Ｓ１１の−１０ｄＢ帯域が３.６〜４.５ＧＨｚ、Ｓ２２−１０ｄＢ帯域が３.２〜５.４ＧＨｚであり、ＵＷＢローバンドでの使用が可能であることが分かった。
【００２１】
【表１】
0006512655.tif 000006
【００２２】
２つの平面ループ型アンテナ間の結合特性を、前記反射特性と同様のシミュレーション環境において求めた。その結果を図５に示す。Ｓ１２とＳ２１はともに３．４ＧＨｚ〜４.８ＧＨｚの帯域含めて−３０ｄＢ以下となっており、結合が十分に小さく、偏波ダイバーシティアンテナとして使用できることが分かった。
（アンダーライン部が補正箇所）
【００２３】
次に、偏波ダイバーシティアンテナを人体用に用いた場合、人体内部から人体外部へＵＷＢ信号を送信するチャネルモデルにおける各偏波のパスロス特性を電磁界シミュレーションにより求めた。パスロスには情報通信研究機構が開発した人体数値モデルを用い、図６に示すように、受信点を腹部の周囲に５点（ＲＸ１〜ＲＸ５）、送信点を人体内に１０点配置し、送信アンテナの向きをｘｙ、ｙｚ、ｚｘ方向に変化させ、電磁界シミュレーションにより、各受信点での受信電力を求めた。なお、実施例として、受信アンテナとしては比誘電率が４、厚みが１．６ｍｍ、一辺が３５．０〜４５．０ｍｍの正方形の誘電体基板において、基板一表面に半径が１４.０ｍｍの半円、基板裏面に上底が２３.０ｍｍ、下底が３９.０ｍｍ、高さが２２.０ｍｍの台形の導体パターンが形成されたダイポール型アンテナを用いた。この受信電力と送信電力との比より、パスロスを各偏波、受信点毎に導出した。そして、このパスロスをもとに各偏波間における相関係数も導出した。その結果を表２に示す。なお、相関係数導出には、式（５）と式（６）を用いた。ＰＬｉ（ｎ）は各偏波での送信点での送信点Ｔｘｎ（ｎ：１〜１０）からの送信信号に対するパスロスを表し、Ｅ（・）はその平均値を表している。表２より、相関係数が０.５以下である点が複数存在することから、送信ダイバーシティアンテナの実現可能性を見出した。
0006512655.tif 000007
【００２４】
【表２】
0006512655.tif 000008
【００２５】
前記の送信偏波ダイバーシティアンテナの相関係数を用いて、当該アンテナにおけるＢＥＲ（Bit Error Rate）特性の理論値の導出を行った。フェージング環境下の平均誤り率は、以下の式（７）で与えられる。γとγaveとは、それぞれＥｂ／Ｎoとその平均を表わす。また、P０（γ）はＡＷＧＮ（Additive White Gaussian Noise)チャネルにおける誤り率特性、ｐ（γ|γave ）はフェージングの確率密度関数を表す。一方、体内外通信を行う場合の受信信号レベルの変動は対数正規分布で表され、式（８）で与えられる。このとき、μはσの値から、式（９）を満たすような値として与えられる。
0006512655.tif 000009
0006512655.tif 000010
0006512655.tif 000011
【００２６】
送信側でチャネル情報を既知とし，位相整合を行ったうえで受信SNRが最大となるように信号の重み付けを行って信号の合成をした際のＰＰＭ変調方式によるＢＥＲ特性の理論解析を行った．今回の理論解析は簡単化のために狭帯域信号の場合の理論を適用している。また，送信ダイバーシティを用いた際のフェージング特性は２つの対数正規分布を有するフェージングチャネルの合成となるため，その確率密度関数の理論導出は一般に困難である．そのため，積率母関数による近似を行い，送信ダイバーシティを用いた際のフェージングの確率密度関数の導出を行った．即ち，非特許文献３に倣って、２つの対数正規分布の和は対数正規分布として近似した。この近似により，２つのチャネルの合成後の対数正規分布のパラメータσＳ、μＳ は式（１０）を満たすものとして与えられる。このとき、σ１，σ２，μ１，μ２ は合成に用いる２つのブランチでの対数正規分布のパラメータであるξは規格化定数であり、ξ= １０ｌn１０とし、ｓｍはガウスエルミート積分の重み係数で可変の値である。
0006512655.tif 000012
【００２７】
前記導出した式（７）〜（１０）を基に送信偏波ダイバーシティの理論値の計算を行った。計算に用いたパラメータとして，相関係数 は表２において得られた値を用い，全ての偏波間における相関係数が比較的低くなった受信点Ｒｘ２の値とした．また，対数正規分布のパラメータは既に得られている値を用い、σ＝１．９５とした．このようにして得られた理論値を図７と図８に示す．ここで，図７は同期検波によるＢＥＲ特性を，図８は非同期検波によるＢＥＲ特性をそれぞれ示している．同期検波と非同期検波のどちらの場合でも送信ダイバーシティアンテナによる顕著な向上効果が確認でき，例として相関値が最も低くなったρ＝０．１２ の場合とシングルブランチ（Without transmit diversity）の
場合とを比較すると、Ｅｂ／Ｎo＝１０−３において７ｄＢの改善効果が見られた．また、高Ｅｂ／Ｎoにおいて、ダイバーシティを用いなかった場合と比較し、ダイバーシティを用いた場合では傾きがおよそ２倍となっている（図７、８参照）ことから、ダイバーシティ利得に関してはおおよそ２を達成出来ていることがわかる．これらのことから，送信偏波ダイバーシティアンテナの効果を確認することができた。
【産業上の利用可能性】
【００２８】
本発明はカプセル型内視鏡等のインプラント通信端末の送信用アンテナに利用できる。
【図１】
0006512655.tif 000013
【図２】
0006512655.tif 000014
【図３】
0006512655.tif 000015
【図４】
0006512655.tif 000016
【図５】
0006512655.tif 000017
【図６】
0006512655.tif 000018
【図７】
0006512655.tif 000019
【図８】
0006512655.tif 000020