(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
並列接続されている他の電力変換装置とともに共通の負荷に交流電力を供給する電力変換装置であって、
直流電源から供給される直流電力を所定の電圧の直流電力に変換するＤＣ−ＤＣコンバータと、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータから供給される直流電力を交流電力に変換するＤＣ−ＡＣコンバータと、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータと前記ＤＣ−ＡＣコンバータ間の直流バスに接続されたコンデンサと、
前記直流バスの電圧を所定の電圧に維持するよう前記ＤＣ−ＤＣコンバータを制御するとともに、前記電力変換装置の出力電力、基準電圧、基準周波数をもとに電圧指令値を生成し、前記電力変換装置の出力電圧が前記電圧指令値になるよう前記ＤＣ−ＡＣコンバータを制御する制御部と、
を備え、
前記制御部は、前記コンデンサの電圧と前記電力変換装置の出力電流をもとに前記電圧指令値を補正することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記制御部は、前記電力変換装置の出力電流と仮想インピーダンスをもとに前記電圧指令値に加算する電圧補正値を生成し、
前記制御部は、前記コンデンサの電圧が所定の電圧目標値になるよう前記仮想インピーダンスを調整することを特徴と請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記制御部は、前記他の電力変換装置との並列運転の起動時に、前記コンデンサの電圧が前記所定の電圧目標値に収束した時点における、前記仮想インピーダンスのオフセット分を補償値として保持することを請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記制御部は、前記仮想インピーダンスの補償値を保持した後、出力電流の上昇を制限するよう前記仮想インピーダンスを低下させることを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項５】
並列接続されている他の電力変換装置とともに共通の負荷に交流電力を供給する電力変換装置であって、
直流電源から供給される直流電力を所定の電圧の直流電力に変換するＤＣ−ＤＣコンバータと、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータから供給される直流電力を交流電力に変換するＤＣ−ＡＣコンバータと、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータと前記ＤＣ−ＡＣコンバータ間の直流バスの電圧を所定の電圧に維持するよう前記ＤＣ−ＤＣコンバータを制御するとともに、前記電力変換装置の出力電力、基準電圧、基準周波数をもとに電圧指令値を生成し、前記電力変換装置の出力電圧が前記電圧指令値になるよう前記ＤＣ−ＡＣコンバータを制御する制御部と、
を備え、
前記制御部は、前記電力変換装置の出力電圧が前記基準電圧となるように電圧補償値を生成する補償制御部を含み、
前記電圧指令値に前記電圧補償値を加算することを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】
前記補償制御部は、前記電力変換装置の出力電圧の周波数が前記基準周波数となるように周波数補償値を生成し、
前記制御部は、前記電圧指令値に前記周波数補償値を加算することを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記補償制御部は、前記電力変換装置の出力電圧と周波数をもとに補償制御の開始および停止を判断する補償判断部を含み、
前記補償判断部が停止と判断した時には、前記補償制御部は停止前の補償値を出力することを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、並列接続して負荷に交流電力を供給する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
蓄電池や太陽電池等の直流電源を備える電源システムでは、拡張性、ＭＴＢＦ（Mean Time Between Failure）の短縮、メンテナンスの容易性などから、複数の電源システムが並列接続して運転する場合がある。【０００３】
電源システムは、直流電力を交流電力に変換するインバータを搭載したパワーコンディショナを備え、並列運転時は複数のパワーコンディショナの出力電力が合成される。その際、複数のパワーコンディショナ内のインバータ間において、出力電圧の振幅差、位相差により横流が発生する。即ち、インバータ間に循環電流が流れる。横流が回生電流になると、パワーコンディショナの内部直流電圧が上昇し、異常停止や故障の原因となる。例えば、直流バスに接続されている電解コンデンサが容量オーバーになり、当該電解コンデンサが故障する可能性がある。また横流により、実際に負荷に供給される出力容量が低下する。【０００４】
横流抑制のため、並列運転開始時のインバータの直流電圧を保持し、当該保持値と実際の検出値との偏差に基づいてインバータの出力周波数を制御する方法が提案されている（例えば、特許文献１参照）。検出値が保持値より高い場合、他のインバータから電流が流入したことによる遅れ位相であることを示しているため、インバータの出力周波数を高くして、インバータの出力位相を進み側にシフトする。一方、検出値が保持値より低い場合、インバータから電流が流出したことによる進み位相であることを示しているため、インバータの出力周波数を低くして、インバータの出力位相を遅れ側にシフトする。当該方法は、インバータの出力電圧間の周波数のずれに起因する横流抑制には有効であるが、インバータの出力電圧間の振幅のずれに起因する横流抑制には不十分である。【０００５】
また、複数台の電力変換装置から負荷に電力供給する方法として、予め設定された垂下特性により出力電圧、周波数を制御するドループ制御が利用されている。ドループ制御においても横流による課題は共通であり、かつ、出力電圧および周波数が垂下するため、負荷に供給する電力品質が低下する課題がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００６−２７１０２４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
並列運転時において複数のパワーコンディショナの出力電圧間の同期ずれを抑制できれば、基本的に横流も抑制できる。複数のパワーコンディショナの出力電圧間の同期ずれを抑制するには、複数のパワーコンディショナ間を通信線で接続し、同期をとることが有効である。ただし通信線で接続する構成は、通信線や通信回路などの追加の部材が必要となりコストが増大する。また複数の電源システムの設置場所にも制約が生じる。例えば、複数の電源システムを離れた位置に設置した場合、通信線を設置するための場所の確保が必要となる。また通信遅延も考慮する必要が発生する。【０００８】
本発明はこうした状況に鑑みなされたものであり、その目的は、複数の電源システムを並列運転する際において、通信線を使用せずとも高精度に横流を抑制することができる電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記課題を解決するために、本発明のある態様の電力変換装置は、並列接続されている他の電力変換装置とともに共通の負荷に交流電力を供給する電力変換装置であって、直流電源から供給される直流電力を所定の電圧の直流電力に変換するＤＣ−ＤＣコンバータと、前記ＤＣ−ＤＣコンバータから供給される直流電力を交流電力に変換するＤＣ−ＡＣコンバータと、前記ＤＣ−ＤＣコンバータと前記ＤＣ−ＡＣコンバータ間の直流バスに接続されたコンデンサと、前記直流バスの電圧を所定の電圧に維持するよう前記ＤＣ−ＤＣコンバータを制御するとともに、前記電力変換装置の出力電力、基準電圧、基準周波数をもとに電圧指令値を生成し、前記電力変換装置の出力電圧が前記電圧指令値になるよう前記ＤＣ−ＡＣコンバータを制御する制御部と、を備える。前記制御部は、前記コンデンサの電圧と前記電力変換装置の出力電流をもとに前記電圧指令値を補正する。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、複数の電源システムを並列運転する際において、通信線を使用せずとも高精度に横流を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の実施の形態に係る、第１電力変換システムと第２電力変換システムを並列接続した並列システムを説明するための図である。
【図２】制御部の構成例を示す図である。
【図３】図３（ａ）−（ｄ）は、仮想インピーダンス目標値生成部の構成例を示す図である。
【図４】補償制御部による補償処理の一例を示すフローチャートである。
【図５】図２に示した制御部を用いた第１電力変換装置の動作イメージを示すタイミングチャートである。
【図６】図１に示した並列システムの起動時における横流補償を説明するためのタイミングチャートである。
【図７】図１に示した並列システムの起動時における横流補償を説明するためのフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
図１は、本発明の実施の形態に係る、第１電力変換システムと第２電力変換システムを並列接続した並列システムを説明するための図である。第１電力変換システムは第１直流電源１ａ及び第１電力変換装置２ａを含む。第２電力変換システムは第２直流電源１ｂ及び第２電力変換装置２ｂを含む。並列接続されている第１電力変換装置２ａ及び第２電力変換装置２ｂは負荷３に交流電力を供給する。
【００１３】
第１直流電源１ａ及び第２直流電源１ｂには、蓄電池（例えば、リチウムイオン蓄電池、ニッケル水素蓄電池、鉛蓄電池）、キャパシタ（例えば、電気二重層キャパシタ、リチウムイオンキャパシタ）、太陽電池、燃料電池などを使用することができる。第１直流電源１ａ及び第２直流電源１ｂに、同じ種類の直流電源を使用してもよいし、それぞれ異なる種類の直流電源を使用してもよい。
【００１４】
第１電力変換装置２ａは、第１ＤＣ−ＤＣコンバータ２１ａ、第１ＤＣ−ＡＣコンバータ２２ａ、第１制御部２３ａ、第１フィルタ部２４ａを備える。第１ＤＣ−ＤＣコンバータ２１ａは、第１直流電源１ａから供給される直流電力を所定の電圧の直流電力に変換して直流バスに出力する。第１ＤＣ−ＡＣコンバータ（インバータ）２２ａは、第１ＤＣ−ＤＣコンバータ２１ａから供給される直流電力を交流電力に変換して第１フィルタ部２４ａに出力する。
【００１５】
第１ＤＣ−ＤＣコンバータ２１ａ及び第１ＤＣ−ＡＣコンバータ２２ａはそれぞれ、例えば、４つ又は６つのスイッチング素子をブリッジ接続したブリッジ回路を含む。当該スイッチング素子のデューティ比を制御することにより、第１ＤＣ−ＤＣコンバータ２１ａ及び第１ＤＣ−ＡＣコンバータ２２ａのそれぞれの入出力を調整することができる。スイッチング素子には例えば、ＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor）又はＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)を使用することができる。
【００１６】
第１ＤＣ−ＤＣコンバータ２１ａと第１ＤＣ−ＡＣコンバータ２２ａ間の直流バスに、当該直流バスの電圧を安定化させるための第１．１コンデンサＣ１ａが接続される。第１．１コンデンサＣ１ａには通常、電解コンデンサが使用される。
【００１７】
第１フィルタ部２４ａは、第１．１インダクタＬ１ａ、第１．２インダクタＬ２ａ及び第２．１コンデンサＣ２ａを含み、第１ＤＣ−ＡＣコンバータ２２ａから出力される交流電力の高調波成分を減衰させて、第１ＤＣ−ＡＣコンバータ２２ａの出力電圧および出力電流を正弦波に近づける。
【００１８】
第１制御部２３ａは第１ＤＣ−ＤＣコンバータ２１ａ及び第１ＤＣ−ＡＣコンバータ２２ａを制御する。第１制御部２３ａの構成は、ハードウェア資源とソフトウェア資源の協働、またはハードウェア資源のみにより実現できる。ハードウェア資源としてアナログ素子、マイクロコンピュータ、ＤＳＰ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、ＦＰＧＡ、その他のＬＳＩを利用できる。ソフトウェア資源としてファームウェア等のプログラムを利用できる。
【００１９】
第１制御部２３ａには、第１．１コンデンサＣ１ａの電圧Ｖｄｃ（直流バスの電圧）、第１．１インダクタＬ１ａの電流ＩＬ、出力電圧Ｖｏ、出力電流Ｉｏが入力される。第１．１インダクタＬ１ａの電流ＩＬは第１．１電流センサＣＴ１ａにより検出され、出力電流Ｉｏは第２．１電流センサＣＴ２ａにより検出される。第１．１電流センサＣＴ１ａは第１フィルタ部２４ａ内の電流路に設置され、第２．１電流センサＣＴ２ａは第１フィルタ部２４ａの後段に設置される。
【００２０】
本明細書では、商用電力系統と連系せずに自立運転により負荷３に電力を供給する場面を想定している。そのため図１には商用電力系統を描いていないが、本並列システムは商用電力系統と連系して負荷３に電力を供給することも可能である。その場合、商用電力系統から直流電源（蓄電池）を充電することもできる。また本並列システムは、商用電力系統と連系しない、再生可能エネルギーをもとに発電する直流電源（太陽電池など）を備えた分散型電源システムであってもよい。
【００２１】
第１制御部２３ａは、直流バスの電圧Ｖｄｃを所定の電圧に維持するよう第１ＤＣ−ＤＣコンバータ２１ａを制御する。また第１制御部２３ａは、第１電力変換装置２ａの出力電力、基準電圧、基準周波数をもとに電圧指令値を生成し、第１電力変換装置２ａの出力電力が当該電圧指令値になるよう第１ＤＣ−ＡＣコンバータ２２ａをドループ制御する。第２電力変換装置２ｂの構成は、第１電力変換装置２ａの構成と同様であるため説明を省略する。
【００２２】
図２は、制御部２３の構成例を示す図である。制御部２３は、第１回転座標変換部２３１、第２回転座標変換部２３２、第３回転座標変換部２３３、仮想インピーダンス目標値生成部２３４、ドループ制御部２３５及び自立運転制御部２３１８を含む。ドループ制御部２３５は、有効・無効電力算出部２３６、ドループ制御演算部２３７、仮想インピーダンス補正電圧生成部２３８、第１加算部２３９、参照電圧生成部２３１０、第１減算部２３１１及び補償制御部２３１２を含む。補償制御部２３１２は、周波数検出部２３１３、平滑化処理部２３１４、補償判断部２３１５、補償部２３１６及び補償値記憶部２３１７を含む。自立運転制御部２３１８は、第２減算部２３１９、電圧補償部２３２０、第３減算部２３２１、第４減算部２３２２、電流補償部２３２３、除算部２３２４、第２加算部２３２５、逆回転座標変換部２３２６及び駆動信号生成部２３２７を含む。
【００２３】
第１回転座標変換部２３１は、出力電流Ｉｏと、出力電流Ｉｏを９０°遅らせた出力電流を、位相を回転角として回転座標変換して出力有効電流Ｉｏｄ、出力無効電流Ｉｏｑを算出する。第２回転座標変換部２３２は、出力電圧Ｖｏと、出力電圧Ｖｏを９０°遅らせた出力電圧を、位相を回転角として回転座標変換して出力電圧Ｖｏの有効電圧Ｖｄ、無効電圧Ｖｑを算出する。第３回転座標変換部２３３は、インダクタの電流ＩＬと、インダクタの電流ＩＬを９０°遅らせた電流を、位相を回転角として回転座標変換してインダクタの有効電流ＩＬｄ、インダクタの無効電流ＩＬｑを算出する。
【００２４】
有効・無効電力算出部２３６は、以下に示す式１、および式２による計算に基づき、有効電力Ｐ、無効電力Ｑを算出する。Ｖｄは出力電圧Ｖｏの有効電圧を、Ｖｑは出力電圧Ｖｏの無効電圧を表し、Ｉｄは出力電流Ｉｏの有効電流を、Ｉｑは出力電流Ｉｏの無効電流Ｉｑをそれぞれ表す。
Ｐ＝３／２（Ｖｄ・Ｉｄ＋Ｖｑ・Ｉｑ）・・・（式１）
Ｑ＝３／２（Ｖｄ・Ｉｑ−Ｖｑ・Ｉｄ）・・・（式２）
【００２５】
ドループ制御演算部２３７は、有効・無効電力算出部２３６から入力される有効電力Ｐ、無効電力Ｑと、基準電圧Ｅ＊および基準角周波数ω＊とから、予め設定された垂下特性に基づき垂下電圧Ｅｒｅｆ、垂下角周波数ωｒｅｆを算出する。例えば、基準電圧Ｅ＊が２００Ｖ、基準角周波数ω＊が３１４ｒａｄ／ｓ（≒周波数５０Ｈｚ）に設定される。第１加算部２３９は、ドループ制御演算部２３７により生成された垂下電圧Ｅｒｅｆ及び垂下角周波数ωｒｅｆに、補償制御部２３１２により生成された電圧補償値Ｅｒｅｆ’及び周波数補償値ωｒｅｆ’をそれぞれ加算する。参照電圧生成部２３１０は、補正された垂下電圧Ｅｒｅｆ”、垂下周波数ωｒｅｆ”をもとに、ドループ制御用の電圧指令値Ｖｄｒｅｆ、Ｖｑｒｅｆを生成する。
【００２６】
仮想インピーダンス目標値生成部２３４は、直流バスの電圧Ｖｄｃをもとに仮想インピーダンスの変更指令値Ｚｒｅｆを生成し、仮想インピーダンス補正電圧生成部２３８に供給する。
【００２７】
図３（ａ）−（ｄ）は、仮想インピーダンス目標値生成部２３４の構成例を示す図である。図３（ａ）に示す構成例１に係る仮想インピーダンス目標値生成部２３４は、減算部２３４１、ＰＩ補償部２３４２ａ及びリミッタ２３４３を含む。減算部２３４１は、直流バスの目標電圧Ｖｄｃｒｅｆ（例えば、３００Ｖ−３２０Ｖ程度）から、検出された直流バスの電圧Ｖｄｃを減算して直流バス電圧の偏差ΔＥを算出する。ＰＩ補償部２３４２ａは当該偏差ΔＥをＰＩ補償して、直流バス電圧の補償値を算出する。リミッタ２３４３は、算出された補償値を所定の上限値および下限値の範囲内に制限する。リミッタ２３４３を通過した後の直流バス電圧の補償値は、直流バスの目標電圧Ｖｄｃｒｅｆと検出される直流バスの電圧Ｖｄｃとの差分をゼロにするための変更指令値Ｖｒｅｆとして仮想インピーダンス補正電圧生成部２３８に出力される。
【００２８】
図３（ｂ）に示す構成例２に係る仮想インピーダンス目標値生成部２３４は、図３（ａ）に示す構成例１に係る仮想インピーダンス目標値生成部２３４におけるＰＩ補償部２３４２ａをＰ補償部２３４２ｂに置き換えた構成である。図３（ｃ）に示す構成例３に係る仮想インピーダンス目標値生成部２３４は、構成例１に係る仮想インピーダンス目標値生成部２３４におけるＰＩ補償部２３４２ａをＩ補償部２３４２ｃに置き換えた構成である。図３（ｄ）に示す構成例４に係る仮想インピーダンス目標値生成部２３４は、構成例１に係る仮想インピーダンス目標値生成部２３４におけるＰＩ補償部２３４２ａを移動平均算出部２３４２ｄに置き換えた構成である。いずれの構成においても高周波ノイズ成分が除去された補償値を得ることができる。
【００２９】
仮想インピーダンス目標値生成部２３４は、抵抗（Ｒ）成分のみの仮想インピーダンスの変更指令値Ｖｒｅｆを生成してもよいし、誘導（Ｌ）成分のみの仮想インピーダンスの変更指令値Ｖｒｅｆを生成してもよいし、両方の成分を合わせた仮想インピーダンスの変更指令値Ｖｒｅｆを生成してもよい。
【００３０】
仮想インピーダンス補正電圧生成部２３８は、基準となる仮想インピーダンスから、仮想インピーダンス目標値生成部２３４から入力される変更指令値Ｖｒｅｆを減算して補正後の仮想インピーダンスＺｖを生成する。仮想インピーダンス補正電圧生成部２３８は、出力有効電流Ｉｏｄに補正後の仮想インピーダンスＺｖの抵抗成分を掛けて有効電圧に相当する電圧補正値を生成する。また仮想インピーダンス補正電圧生成部２３８は、出力無効電流Ｉｏｑに補正後の仮想インピーダンスＺｖの誘導成分を掛けて無効電圧に相当する電圧補正値を生成する。仮想インピーダンス補正電圧生成部２３８は、生成した電圧補正値Ｖｚを第１減算部２３１１に出力する。なお抵抗成分と誘導成分の一方のみを補正する構成であってもよい。
【００３１】
周波数検出部２３１３は、出力電圧Ｖｏの有効分Ｖｄと無効分Ｖｑとから出力電圧Ｖｏの周波数ωｏを検出する。
【００３２】
平滑化処理部２３１４は、出力電圧Ｖｏの有効分Ｖｄと出力周波数ωｏに移動平均処理を施し、移動平均後の電圧振幅Ｖｄｍ、周波数ωｏｍを補償判断部２３１５に出力する。なお、移動平均処理に代わりローパスフィルタ手段を用いてもよい。
【００３３】
補償判断部２３１５は、電圧振幅Ｖｄｍと周波数ωｏｍと、基準電圧Ｅ＊と基準周波数ω＊とから、補償制御を実行するか否かの判断を行う。補償判断部２３１５は補償制御を実行すると判定した場合には補償制御ＯＮ信号と電圧振幅Ｖｄｍと周波数ωｏｍを補償部２３１６に出力する。補償制御を実行しないと判定した場合には補償制御ＯＦＦ信号を補償部２３１６に出力する。
【００３４】
補償部２３１６は、電圧振幅Ｖｄｍと基準電圧Ｅ＊の偏差ΔＥ、周波数ωｏｍと基準周波数ω＊の偏差Δωを、ＰＩ補償またはＩ補償して、電圧補償値Ｅｒｅｆ’、周波数補償値ωｒｅｆ’を算出する。なお、電圧補償値Ｅｒｅｆ’と周波数補償値ωｒｅｆ’のどちらか一方のみを補償する構成であってもよい。
【００３５】
補償値記憶部２３１７は、補償部２３１６より送出された電圧補償値Ｅｒｅｆ’、および周波数補償値ωｒｅｆ’を保持し、第１加算部２３９に出力する。ここで保持された電圧補償値Ｅｒｅｆ’、周波数補償値ωｒｅｆ’は次に補償部２３１６から値が送出されるまで保持され続ける。補償値記憶部２３１７のこの効果により、補償判断部２３１５で補償制御を実行しないと判定した場合には、保持された電圧補償値Ｅｒｅｆ’、周波数補償値ωｒｅｆ’が引き続き第１加算部２３９に出力される。
【００３６】
図４は、補償制御部２３１２による補償処理の一例を示すフローチャートである。平滑化処理部２３１４は、検出された出力電圧Ｖｏの有効分（有効電圧）Ｖｄを移動平均して、移動平均電圧Ｖｄｍを算出する（Ｓ０）。補償判断部２３１５は、移動平均電圧Ｖｄｍと基準電圧Ｅ＊の差分（偏差）ΔＥと所定の閾値Ｔｈとを比較する（Ｓ１）。偏差ΔＥが閾値Ｔｈより大きいとき（Ｓ１のＹ）、補償部２３１６は、偏差ΔＥをＰＩ補償またはＩ補償して、電圧補償値Ｅｒｅｆ’を生成する（Ｓ２）。この補償は、ドループ制御に比較して、低い応答速度で実行される。補償部２３１６は、生成した電圧補償値Ｅｒｅｆ’を補償値記憶部２３１７に記録し（Ｓ３）、補償値記憶部２３１７は、保持している電圧補償値Ｅｒｅｆ’を第１加算部２３９に出力する（Ｓ４）。ステップＳ１において、偏差ΔＥが閾値Ｔｈ以下のとき（Ｓ１のＮ）、ステップＳ２及びステップＳ３の処理がスキップされる。なお、図４では電圧補償について説明したが、周波数補償も同様のフローとなる。
【００３７】
第１減算部２３１１は、ドループ制御用の電圧指令値Ｖｄｒｅｆ、Ｖｑｒｅｆから、仮想インピーダンス補正電圧生成部２３８により生成された電圧補正値Ｖｚを減算して、補正後の電圧指令値Ｖｄｒｅｆ’、Ｖｑｒｅｆ’を生成する。
【００３８】
第２減算部２３１９は、補正後の電圧指令値Ｖｄｒｅｆ’、Ｖｑｒｅｆ’から出力電圧Ｖｏの有効分Ｖｄ、無効分Ｖｑをそれぞれ減算して偏差ΔＥｄ、ΔＥｑを算出する。電圧補償部２３２０は、第２減算部２３１９から入力される偏差ΔＥｄ、ΔＥｑを、ＰＩ補償、またはＰ補償して電流指令値Ｉｃｄ＊、Ｉｃｑ＊を算出する。
【００３９】
第３減算部２３２１は、出力有効電流Ｉｏｄ及び出力無効電流Ｉｏｑから、インダクタの有効電流ＩＬｄ及びインダクタの無効電流ＩＬｑをそれぞれ減算してコンデンサの有効電流ＩＣｄ及びコンデンサの無効電流ＩＣｑを算出する。第４減算部２３２２は、電流指令値Ｉｃｄ＊、Ｉｃｑ＊から、コンデンサの有効電流ＩＣｄ及びコンデンサの無効電流ＩＣｑを減算して偏差ΔＥｄ、ΔＥｑを算出する。電流補償部２３２３は、第４減算部２３２２から入力される偏差ΔＥｄ、ΔＥｑを、ＰＩ補償またはＰ補償して電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を算出する。
【００４０】
除算部２３２４は、出力電圧Ｖｏの有効電圧Ｖｄを、第１ＤＣ−ＡＣコンバータ２２ａのゲインＫで割って外乱補償値を算出する。第２加算部２３２５は、電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊に外乱補償値を加算して、外乱補償後の電圧指令値Ｖｄ＊’、Ｖｑ＊’を算出する。
【００４１】
逆回転座標変換部２３２６は、電圧指令値Ｖｄ＊’、Ｖｑ＊’を逆回転座標変換して、静止座標系の電圧指令値Ｖｏ＊を算出する。駆動信号生成部２３２７は、電圧指令値Ｖｏ＊をもとに駆動信号を生成し、第１ＤＣ−ＡＣコンバータ２２ａのデューティ制御用のスイッチング素子を駆動する。駆動信号生成部２３２７は例えば、電圧指令値Ｖｏ＊と搬送波（三角波）を比較するコンパレータを含み、当該コンパレータは、電圧指令値Ｖｏ＊と搬送波の比較結果に応じたＰＷＭ信号を駆動信号として上記スイッチング素子のゲート端子に出力する。
【００４２】
図５は、図２に示した制御部２３を用いた第１電力変換装置２ａの動作イメージを示すタイミングチャートである。時刻ｔ１において横流（第２電力変換装置２ｂから電流が流入）が発生し、直流バスの電圧Ｖｄｃが上昇を開始する。直流バスの電圧Ｖｄｃの上昇に伴い、仮想インピーダンスＺｖが上昇する。仮想インピーダンスＺｖの上昇に伴い、ドループ制御用の電圧指令値Ｖｄｒｅｆ’が上昇する。
【００４３】
電圧指令値Ｖｄｒｅｆ’の上昇に伴い出力電圧Ｖｏが上昇すると、横流が低減され、直流バスの電圧Ｖｄｃが低下する。直流バスの電圧Ｖｄｃが目標電圧Ｖｄｃｒｅｆまで低下すると、仮想インピーダンスＺｖの上昇が停止する。以降は、上昇が停止した時点の仮想インピーダンスＺｖの値を保持する。負荷電圧は、負荷３の消費電力が変化しない限り一定に保たれる。
【００４４】
図６は、図１に示した並列システムの起動時における横流補償を説明するためのタイミングチャートである。図７は、図１に示した並列システムの起動時における横流補償を説明するためのフローチャートである。並列システムの起動指令が発動すると（Ｓ１０）、第１ＤＣ−ＤＣコンバータ２１ａの昇圧が開始する（Ｓ１１、図６の時刻ｔ１）。第１ＤＣ−ＤＣコンバータ２１ａの昇圧が完了、即ち直流バスの電圧Ｖｄｃが目標電圧Ｖｄｃｒｅｆまで到達すると（Ｓ１２のＹ、図６の時刻ｔ２）、負荷３との連携を開始する（Ｓ１３、図６の時刻ｔ３）。具体的には、第１電力変換装置２ａと負荷３間に挿入されたリレー（不図示）をクローズ（ターンオン）して第１電力変換装置２ａの出力端子と負荷３を導通させる。この導通により第１電力変換装置２ａは第２電力変換装置２ｂとも導通する。
【００４５】
上記リレーをクローズした時刻ｔ３において本来、出力電流Ｉｏはゼロの筈であるが、横流（回生）の発生により電流が流れる。これに伴い、直流バスの電圧Ｖｄｃが目標電圧Ｖｄｃｒｅｆを超えて上昇を開始する（Ｓ１４のＹ）。直流バスの電圧Ｖｄｃの上昇に伴い、仮想インピーダンスＺｖが上昇する（Ｓ１５）。仮想インピーダンスＺｖの上昇に伴い、ドループ制御用の電圧指令値Ｖｄｒｅｆ’が上昇する。電圧指令値Ｖｄｒｅｆ’の上昇に伴い出力電圧Ｖｏが上昇すると、横流が低減され、時刻ｔ４において直流バスの電圧Ｖｄｃの上昇が停止する。その後、直流バスの電圧Ｖｄｃが低下を開始する。
【００４６】
直流バスの電圧Ｖｄｃが目標電圧Ｖｄｃｒｅｆまで低下すると（Ｓ１４のＮ）、仮想インピーダンスＺｖの上昇が停止する。仮想インピーダンス補正電圧生成部２３８は、その時点の仮想インピーダンスＺｖの値と、仮想インピーダンスＺｖの初期設定値との差分値である補償値ΔＺｖをレジスタに保持する（Ｓ１６、図６の時刻ｔ５）。この時点で横流補償が完了し、ソフトスタート制御を開始する（Ｓ１７）。具体的には仮想インピーダンスＺｖを、下限値（０＋ΔＺｖ）まで漸次的に低下させる。これにより、出力電流Ｉｏは漸次的に上昇する。仮想インピーダンスＺｖが下限値（０＋ΔＺｖ）に到達すると、ソフトスタート制御が終了し、通常運転が開始する（Ｓ１８、図６の時刻ｔ６）。負荷電圧は、負荷３の消費電力が変化しない限り一定に保たれる。なお以上の処理は、第２電力変換装置２ｂでも実行される。
【００４７】
なお各電力変換装置２の補償値ΔＺｖは、並列システムが起動される度に求められる。直流バス電圧、出力電圧の検出誤差は、電圧検出器などの回路素子の個体差、経時変化、環境変化に起因するため、起動の度にキャリブレーションした方が、より正確な補償値ΔＺｖにもとづく横流補償が可能となる。
【００４８】
以上説明したように本実施の形態によれば、直流バス電圧Ｖｄｃに基づき仮想インピーダンスＺｖを変更し、当該仮想インピーダンスＺｖと出力電流Ｉｏに基づく電圧補正値Ｖｚを用いて、ドループ制御用の電圧指令値Ｖｄｒｅｆ、Ｖｑｒｅｆを補正する。これにより、並列システムにおいて、通信線を使用せずとも高精度に横流を抑制することができる。
【００４９】
上述した、並列運転開始時のインバータの直流電圧を保持し、当該保持値と実際の検出値との偏差に基づいてインバータの出力周波数を制御する方法（例えば、特許文献１参照）では、インバータの過電流検出を横流抑制制御の開始トリガとしているが、本実施の形態では過電流が発生しなくても横流抑制制御が開始する。過電流が発生しなくても横流による回生は発生し得る。本実施の形態によれば過電流に至らない電流による回生も抑制することができる。
【００５０】
またドループ制御用の電圧指令値Ｖｄｒｅｆ、Ｖｑｒｅｆの振幅、周波数（位相）を補正することにより、出力インピーダンスやＡＣ配線の影響も加味した横流抑制制御が可能となる。即ち、自立運転の制御方式、パワーコンディショナ間の配線長に依存しない横流抑制制御を実現することができる。横流は、パワーコンディショナの出力インピーダンスとＡＣ配線のインピーダンスにより、有効／無効電流が入れ替わる。上記の方法（例えば、特許文献１参照）では、周波数のみしか考慮されておらず、出力インピーダンス、配線インピーダンスが特定の状態のとき（Ｌ＞＞Ｒ）しか適用できない。例えば、電源システム間のＡＣ配線が長くなり配線インピーダンスが大きくなると、横流補償の効果がほぼ無くなる。
【００５１】
また起動シーケンス中に、機器パラメータ誤差による横流抑制制御に関する補償量を決定することにより、運転中の負荷変動の影響を排除することができる。
【００５２】
また、出力電圧Ｖｏの有効分Ｖｄと出力周波数ωｏに基づく電圧補償値Ｅｒｅｆ’、周波数補償値ωｒｅｆ’を用いて、電圧目標値Ｅｒｅｆ、周波数目標値ωｒｅｆを補償する。これにより、垂下特性により変化した出力電圧、出力周波数を基準電圧、基準周波数に補償することができ、負荷に高品質な電力を供給することができる。
【００５３】
上述のように、ドループ制御の課題は電圧（周波数）の垂下による出力品質の劣化である。これを外部装置からの通信指令により補正する方法もある。しかしながら当該方法では、並列する電力変換装置の増加や、出力補正指令が与えられた電力変換装置群に別の電力変換装置が並列する際に、各電力変換装置毎に異なる補正指令が必要になるなど、外部装置側の計算コスト増加や、通信遅延による全数同時の補正が難しくなるといった問題がある。
【００５４】
これに対して本実施の形態では、外部装置からの通信指令によらず、各電力変換装置が個別に出力補正の判断と出力補正制御を行うことで、ドループ制御により垂下した電圧（周波数）を基準電圧（周波数）に補正する。具体的には、ドループ制御のループの外側に補償制御部２３１２を設ける。補償制御部２３１２には出力電圧Ｖｏの有効分Ｖｄと基準電圧Ｅ＊が入力され、出力電圧Ｖｏの有効分Ｖｄに基づき、出力補正実施の判断を行う。出力補正を実施する場合、補償制御部２３１２は、出力電圧Ｖｏの有効分Ｖｄと基準電圧Ｅ＊の差分がゼロになるように補償値Ｅｒｅｆ’を出力する。
【００５５】
これによれば、各電力変換装置は自機出力端の電圧検出値に基づき補償を実施できるため、外部装置からの通信指令を必要とせずに、垂下した電圧(周波数)を基準電圧(周波数)に補正することができ、高品質の電力を負荷に供給することができる。
【００５６】
基準電圧（周波数）は、負荷によらず値を維持できる方が出力品質上好ましい。負荷追従に必要な過渡応答をドループ制御に、定常時の電圧、周波数補正に補正制御を、それぞれ適用することで並列運転時の出力品質を維持することができる。また、ドループ制御に対し、補正制御の応答を下げることにより、両者の干渉を無くすことができる。
【００５７】
以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
【００５８】
上述の実施の形態では、２つの電源システムを並列運転する場合を例に説明したが、３つ以上の電源システムを並列運転する場合にも、上記の横流抑制制御を適用することができる。
【００５９】
また仮想インピーダンス補正電圧生成部２３８において、直流バスの検出電圧Ｖｄｃと目標電圧Ｖｄｃｒｅｆの差分に基づき、横流補償のオン／オフを設定してもよい。例えば、当該差分（絶対値）が所定値を超えた状態で横流補償をオン、当該差分が所定値未満の状態で横流補償をオフに設定してもよい。
【００６０】
また補償判断部２３１５において、電圧振幅Ｖｄｍと周波数ωｏｍが変化継続中か否かに基づき、補償制御のオン／オフを設定しても良い。例えば、負荷変動により電圧、周波数が変化している状態（過渡応答状態）をオフ、出力電圧、周波数の変化が停止した状態（定常状態）をオンに設定してもよい。
【００６１】
上記図２において、ドループ制御の垂下特性の補償を実施しない場合、補償制御部２３１２（周波数検出部２３１３、平滑化処理部２３１４、補償判断部２３１５、補償部２３１６、補償値記憶部２３１７）、第１加算部２３９は省略できる。また、横流補償を実施しない場合、仮想インピーダンス目標値生成部２３４、仮想インピーダンス補正電圧生成部２３８、第１減算部２３１１は省略できる。
【００６２】
なお、実施の形態は、以下の項目によって特定されてもよい。
【００６３】
［項目１］
並列接続されている他の電力変換装置（２ｂ）とともに共通の負荷（３）に交流電力を供給する電力変換装置（２ａ）であって、
直流電源（１ａ）から供給される直流電力を所定の電圧の直流電力に変換するＤＣ−ＤＣコンバータ（２１ａ）と、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータ（２１ａ）から供給される直流電力を交流電力に変換するＤＣ−ＡＣコンバータ（２２ａ）と、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータ（２１ａ）と前記ＤＣ−ＡＣコンバータ（２２ａ）間の直流バスに接続されたコンデンサ（Ｃ１ａ）と、
前記直流バスの電圧（Ｖｄｃ）を所定の電圧（Ｖｄｃｒｅｆ）に維持するよう前記ＤＣ−ＤＣコンバータ（２１ａ）を制御するとともに、前記電力変換装置（２ａ）の出力電力（Ｐ、Ｑ）、基準電圧（Ｅ＊）、基準周波数（ω＊）をもとに電圧指令値（Ｖｄｒｅｆ、Ｖｑｒｅｆ）を生成し、前記電力変換装置（２ａ）の出力電圧（Ｖｏ）が前記電圧指令値（Ｖｄｒｅｆ、Ｖｑｒｅｆ）になるよう前記ＤＣ−ＡＣコンバータ（２２ａ）を制御する制御部と（２３ａ）、
を備え、
前記制御部（２３ａ）は、前記コンデンサ（Ｃ１ａ）の電圧（Ｖｄｃ）と前記電力変換装置（２ａ）の出力電流（Ｉｏ）をもとに前記電圧指令値（Ｖｄｒｅｆ、Ｖｑｒｅｆ）を補正することを特徴とする電力変換装置（２ａ）。
これによれば、通信線を使用せずとも電力変換装置（２ａ、２ｂ）間の横流を高精度に抑制することができる。
［項目２］
前記制御部（２３ａ）は、前記電力変換装置（２ａ）の出力電流（Ｉｏ）と仮想インピーダンス（Ｚｖ）をもとに前記電圧指令値（Ｖｄｒｅｆ、Ｖｑｒｅｆ）に加算する電圧補正値（Ｖｚ）を生成し、
前記制御部（２３ａ）は、前記コンデンサ（Ｃ１ａ）の電圧（Ｖｄｃ）が所定の電圧目標値（Ｖｄｃｒｅｆ）になるよう前記仮想インピーダンス（Ｚｖ）を調整することを特徴と項目１に記載の電力変換装置（２ａ）。
これによれば、仮想インピーダンス（Ｚｖ）の調整を通じて、横流補償を行うことができる。
［項目３］
前記制御部（２３ａ）は、前記他の電力変換装置（２ｂ）との並列運転の起動時に、前記コンデンサ（Ｃ１ａ）の電圧（Ｖｄｃ）が前記所定の電圧目標値（Ｖｄｃｒｅｆ）に収束した時点における、前記仮想インピーダンス（Ｚｖ）のオフセット分を補償値（ΔＺｖ）として保持することを項目２に記載の電力変換装置（２ａ）。
これによれば、機器パラメータの誤差を補償することができる。
［項目４］
前記制御部（２３ａ）は、前記仮想インピーダンス（Ｚｖ）の補償値（ΔＺｖ）を保持した後、出力電流の上昇を制限するよう前記仮想インピーダンスを低下させることを特徴とする項目３に記載の電力変換装置（２ａ）。
これによれば、ソフトスタートすることができ、突入電流を防止することができる。
［項目５］
並列接続されている他の電力変換装置（２ｂ）とともに共通の負荷（３）に交流電力を供給する電力変換装置（２ａ）であって、
直流電源（１ａ）から供給される直流電力を所定の電圧の直流電力に変換するＤＣ−ＤＣコンバータ（２１ａ）と、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータ（２１ａ）から供給される直流電力を交流電力に変換するＤＣ−ＡＣコンバータ（２２ａ）と、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータ（２１ａ）と前記ＤＣ−ＡＣコンバータ（２２ａ）間の直流バスの電圧（Ｖｄｃ）を所定の電圧（Ｖｄｃｒｅｆ）に維持するよう前記ＤＣ−ＤＣコンバータ（２１ａ）を制御するとともに、前記電力変換装置（２ａ）の出力電力（Ｐ、Ｑ）、基準電圧（Ｅ＊）、基準周波数（ω＊）をもとに電圧指令値（Ｖｄｒｅｆ、Ｖｑｒｅｆ）を生成し、前記電力変換装置（２ａ）の出力電圧（Ｖｏ）が前記電圧指令値（Ｖｄｒｅｆ、Ｖｑｒｅｆ）になるよう前記ＤＣ−ＡＣコンバータ（２２ａ）を制御する制御部と（２３ａ）、
を備え、
前記制御部（２３）は、前記電力変換装置（２ａ）の出力電圧（Ｖｏ）が前記基準電圧（Ｅ＊）となるように電圧補償値（Ｅｒｅｆ’）を生成する補償制御部（２３１２）を含み、
前記電圧指令値（Ｖｄｒｅｆ、Ｖｑｒｅｆ）に前記電圧補償値（Ｅｒｅｆ’）を加算することを特徴とする電力変換装置（２ａ）。
これによれば、ドループ制御により垂下する出力電圧（Ｖｏ）を補償することができ、高品質な電力を負荷（３）に供給することができる。
［項目６］
前記補償制御部（２３１２）は、前記電力変換装置（２ａ）の出力電圧（Ｖｏ）の周波数（ωｏ）が前記基準周波数（ω＊）となるように周波数補償値（ωｒｅｆ’）を生成し、
前記制御部（２３）は、前記電圧指令値（Ｖｄｒｅｆ、Ｖｑｒｅｆ）に前記周波数補償値（ωｒｅｆ’）を加算することを特徴とする項目５に記載の電力変換装置（２ａ）。
これによれば、ドループ制御により垂下する出力周波数（ωｏ）を補償することができ、高品質な電力を負荷（３）に供給することができる。
［項目７］
前記補償制御部（２３１２）は、前記電力変換装置（２ａ）の出力電圧（Ｖｏ）と周波数（ωｏ）をもとに補償制御の開始および停止を判断する補償判断部（２３１５）を含み、
前記補償判断部（２３１５）が停止と判断した時には、前記補償制御部（２３１２）は停止前の補償値（Ｅｒｅｆ’、ωｒｅｆ’）を出力することを特徴とする項目６に記載の電力変換装置（２ａ）。
これによれば、補償値（Ｅｒｅｆ’、ωｒｅｆ’）を算出するための演算量を低減することができる。
【符号の説明】
【００６４】
１ａ  第１直流電源、  ２ａ  第１電力変換装置、  ２１ａ  第１ＤＣ−ＤＣコンバータ、  ２２ａ  第１ＤＣ−ＡＣコンバータ、  ２３ａ  第１制御部、  ２４ａ  第１フィルタ部、  Ｌ１ａ  第１．１インダクタ、  Ｌ２ａ  第２．１インダクタ、  Ｃ１ａ  第１．１コンデンサ、  Ｃ２ａ  第２．１コンデンサ、  ＣＴ１ａ  第１．１電流センサ、  ＣＴ２ａ  第２．１電流センサ、  １ｂ  第２直流電源、  ２ｂ  第２電力変換装置、  ２１ｂ  第２ＤＣ−ＤＣコンバータ、  ２２ｂ  第２ＤＣ−ＡＣコンバータ、  ２３ｂ  第２制御部、  ２４ｂ  第２フィルタ部、  Ｌ１ｂ  第１．２インダクタ、  Ｌ２ｂ  第２．２インダクタ、  Ｃ１ｂ  第１．２コンデンサ、  Ｃ２ｂ  第２．２コンデンサ、  ＣＴ１ｂ  第１．２電流センサ、  ＣＴ２ｂ  第２．２電流センサ、  ３  負荷、  ２３１  第１回転座標変換部、  ２３２  第２回転座標変換部、  ２３３  第３回転座標変換部、  ２３４  仮想インピーダンス目標値生成部、  ２３５  ドループ制御部、  ２３６  有効・無効電力算出部、  ２３７  ドループ制御演算部、  ２３８  仮想インピーダンス補正電圧生成部、  ２３９  第１加算部、  ２３１０  参照電圧生成部、  ２３１１  第１減算部、  ２３１２  補償制御部、  ２３１３  周波数検出部、  ２３１４  平滑化処理部、  ２３１５  補償判断部、  ２３１６  補償部、  ２３１７  補償値記憶部、  ２３１８  自立運転制御部、  ２３１９  第２減算部、  ２３２０  電圧補償部、  ２３２１  第３減算部、  ２３２２  第４減算部、  ２３２３  電流補償部、  ２３２４  除算部、  ２３２５  第２加算部、  ２３２６  逆回転座標変換部、  ２３２７  駆動信号生成部、  ２３４１  減算部、  ２３４２ａ  ＰＩ補償部、  ２３４２ｂ  Ｐ補償部、  ２３４２ｃ  Ｉ補償部、  ２３４２ｄ  移動平均算出部、  ２３４３  リミッタ。
【産業上の利用可能性】
【００６５】
本発明は、並列接続された複数の電力変換装置による自立運転に利用可能である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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