(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
フライバック型スイッチング電源回路であって、
一次コイルと、二次コイルと、補助コイルとを具備する変圧器と、
前記変圧器の二次コイルと前記フライバック型スイッチング電源回路の出力端との間に接続される出力整流器と、
前記一次コイルの電圧を制御するスイッチングトランジスタであって、該スイッチングトランジスタのドレインは前記一次コイルの一端に接続されるスイッチングトランジスタと、
パルス幅変調信号を供給するとともに前記スイッチングトランジスタのゲートを駆動する制御装置であって、該制御装置は前記スイッチングトランジスタのゲートに接続されるＧＡＴＥ端を含む制御装置と、
前記スイッチングトランジスタのゲートの電位を低電位にし、ドレインの電位の減幅振動が波の谷になるとき、スイッチングトランジスタをオン状態にするクランプ遅延回路であって、該クランプ遅延回路は前記補助コイルと前記スイッチングトランジスタのゲートとの間に接続されるクランプ遅延回路とを含み、
前記クランプ遅延回路は、
前記補助コイルが生成した電圧で充電をする定電圧コンデンサーであって、該定電圧コンデンサーと前記補助コイルは並列接続され、参考の電位を獲得するため前記定電圧コンデンサーの一端と前記補助コイルの第一端を共に接地させる定電圧コンデンサーと、
前記補助コイルの第二端と前記定電圧コンデンサーの他端との間に接続されるダイオードと、
前記定電圧コンデンサーの内部に形成される電圧を分圧する分圧回路であって、該分圧回路と前記定電圧コンデンサーは並列接続される分圧回路と、
ベースは前記分圧回路に接続され、集電極は前記スイッチングトランジスタのゲートに接続されるトランジスタとを更に含み、
前記クランプ遅延回路は、前記トランジスタがオン状態になるとき、前記スイッチングトランジスタのゲートの電位を低電位にし、該スイッチングトランジスタのドレインの電位の減幅振動が波の谷になるとき、該スイッチングトランジスタをオン状態にするフライバック型スイッチング電源回路。
【請求項２】
前記分圧回路は第一分圧抵抗と第二分圧抵抗が直列接続されることによって形成され、前記トランジスタのベースは前記第一分圧抵抗と第二分圧抵抗との間に接続される請求項１に記載のフライバック型スイッチング電源回路。
【請求項３】
前記制御装置が低電位の信号を出力するとき、前記スイッチングトランジスタはオフ状態になり、前記補助コイルは前記定電圧コンデンサーを充電しかつ前記第一分圧抵抗と第二分圧抵抗の分圧の効果によって前記トランジスタがオン状態になるようにし、前記トランジスタは、前記スイッチングトランジスタのゲートの電位を低電位にし、前記スイッチングトランジスタのドレインの電位の減幅振動が波の谷になるとき、前記スイッチングトランジスタをオン状態にするようにする請求項２に記載のフライバック型スイッチング電源回路。
【請求項４】
前記制御装置が高電位の信号を出力するとき、前記スイッチングトランジスタはオン状態になり、前記クランプ遅延回路は作動していない請求項３に記載のフライバック型スイッチング電源回路。
【請求項５】
前記制御装置のＧＡＴＥ端と前記スイッチングトランジスタのゲートとの間に接続される第一抵抗を更に含む請求項１に記載のフライバック型スイッチング電源回路。
【請求項６】
前記スイッチングトランジスタのソースと参考の電位を獲得するための地面との間に接続される第二抵抗を更に含む請求項５に記載のフライバック型スイッチング電源回路。
【請求項７】
出力電圧を濾過する出力コンデンサーを更に含み、該出力コンデンサーの一端は前記フライバック型スイッチング電源回路の出力端に接続され、参考の電位を獲得するため前記出力コンデンサーの他端を接地させる請求項６に記載のフライバック型スイッチング電源回路。
【請求項８】
前記出力整流器は整流ダイオードである請求項７に記載のフライバック型スイッチング電源回路。
【請求項９】
フライバック型スイッチング電源回路を含むバックライト駆動装置であって、
前記フライバック型スイッチング電源回路は、
一次コイルと、二次コイルと、補助コイルとを具備する変圧器と、
前記変圧器の二次コイルと前記フライバック型スイッチング電源回路の出力端との間に接続される出力整流器と、
前記一次コイルの電圧を制御するスイッチングトランジスタであって、該スイッチングトランジスタのドレインは前記一次コイルの一端に接続されるスイッチングトランジスタと、
パルス幅変調信号を供給するとともに前記スイッチングトランジスタのゲートを駆動する制御装置であって、該制御装置は前記スイッチングトランジスタのゲートに接続されるＧＡＴＥ端を含む制御装置と、
前記スイッチングトランジスタのゲートの電位を低電位にし、該スイッチングトランジスタのドレインの電位の減幅振動が波の谷になるとき、スイッチングトランジスタをオン状態にするクランプ遅延回路であって、該クランプ遅延回路は前記補助コイルと前記スイッチングトランジスタのゲートとの間に接続されるクランプ遅延回路とを含み、
前記クランプ遅延回路は、
前記補助コイルが生成した電圧で充電をする定電圧コンデンサーであって、該定電圧コンデンサーと前記補助コイルは並列接続され、参考の電位を獲得するため前記定電圧コン
デンサーの一端と前記補助コイルの第一端を共に接地させる定電圧コンデンサーと、
前記補助コイルの第二端と前記定電圧コンデンサーの他端との間に接続されるダイオードと、
前記定電圧コンデンサーの内部に形成される電圧を分圧する分圧回路であって、該分圧回路と前記定電圧コンデンサーは並列接続される分圧回路と、
ベースは前記分圧回路に接続され、集電極は前記スイッチングトランジスタのゲートに接続されるトランジスタとを更に含み、
前記クランプ遅延回路は、前記トランジスタがオン状態になるとき、前記スイッチングトランジスタのゲートの電位を低電位にし、該スイッチングトランジスタのドレインの電位の減幅振動が波の谷になるとき、該スイッチングトランジスタをオン状態にするバックライト駆動装置。
【請求項１０】
前記分圧回路は第一分圧抵抗と第二分圧抵抗が直列接続されることによって形成され、前記トランジスタのベースは前記第一分圧抵抗と第二分圧抵抗との間に接続される請求項９に記載のバックライト駆動装置。
【請求項１１】
前記制御装置が低電位の信号を出力するとき、前記スイッチングトランジスタはオフ状態になり、前記補助コイルは前記定電圧コンデンサーを充電しかつ前記第一分圧抵抗と第二分圧抵抗の分圧の効果によって前記トランジスタがオン状態になるようにし、前記トランジスタは、前記スイッチングトランジスタのゲートの電位を低電位にし、前記スイッチングトランジスタのドレインの電位の減幅振動が波の谷になるとき、前記スイッチングトランジスタをオン状態にするようにする請求項１０に記載のバックライト駆動装置。
【請求項１２】
前記制御装置が高電位の信号を出力するとき、前記スイッチングトランジスタはオン状態になり、前記クランプ遅延回路は作動していない請求項１１に記載のバックライト駆動装置。
【請求項１３】
前記制御装置のＧＡＴＥ端と前記スイッチングトランジスタのゲートとの間に接続される第一抵抗を更に含む請求項９に記載のバックライト駆動装置。
【請求項１４】
前記スイッチングトランジスタのソースと参考の電位を獲得するための地面との間に接続される第二抵抗を更に含む請求項１３に記載のバックライト駆動装置。
【請求項１５】
出力電圧を濾過する出力コンデンサーを更に含み、該出力コンデンサーの一端は前記フライバック型スイッチング電源回路の出力端に接続され、参考の電位を獲得するため前記出力コンデンサーの他端を接地させる請求項１４に記載のバックライト駆動装置。
【請求項１６】
前記出力整流器は整流ダイオードである請求項１５に記載のバックライト駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源技術に関し、特にフライバック型スイッチング電源回路及びそれを用いたバックライト駆動装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、電源技術の発展に伴って、スイッチング定電圧電源は小型化、高周波数化、集成化の方向に発展しており、高効率のスイッチング電源は多く応用されている。フライバック型スイッチング電源回路は、回路が簡単であり、直流電気の高効率の供給が可能であるという利点などを有しているので、例えば家庭電器、電池充電器及び他の電器などの小型のスイッチング電源として用いることができる。
【０００３】
フライバック型スイッチング電源は入力出力回路がフライバック型高周波変圧器から分離されたスイッチング電源を言う。フライバック（FLYBACK）とは、高電位の信号が入力される（スイッチングトランジスタがオン状態になる）とき、出力回路に直列接続されるインダクタが放電状態になり、高電位の信号が入力される（スイッチングトランジスタがオフ状態になる）とき、出力回路中のインダクタが充電状態になることを言う。図１は液晶表示装置に応用される従来のフライバック型スイッチング電源回路を示す図である。図１に示すとおり、前記スイッチング電源回路は、電圧入力端、制御ＩＣ、パワーＭＯＳトランジスタ、変圧器、整流ダイオード及び出力コンデンサーを含む。
【０００４】
具体的に、ＭＯＳトランジスタは制御ＩＣによって制御され、制御ＩＣが生成したパルス幅変調信号によりＭＯＳトランジスタはオンまたはオフ状態になることができる。パワーＭＯＳトランジスタがオン状態になるとき、変圧器の一次コイルの誘導電流は増える。そのとき、一次コイルと二次コイルとの間の関係により、整流ダイオードはオフ状態になり、変圧器はエネルギーを蓄蔵する。パワーＭＯＳトランジスタがオフ状態になるとき、変圧器の一次コイルの誘導電圧の方向は反対である。そのとき、整流ダイオードはオン状態になり、変圧器中のエネルギーは該整流ダイオードによって負荷に電気を提供する。
【０００５】
しかしながら、前記フライバック型スイッチング電源のトポロジー回路において、制御ＩＣによってＭＯＳトランジスタのオンまたはオフ状態を制御する。変圧器の内部に形成される寄生容量により、ＭＯＳトランジスタはオフ状態になることができるが、ＭＯＳトランジスタのドレイン（Ｄ極）の電位はすぐに安定状態になることができず、減幅振動によって徐々に安定状態になる（図２に示されるとおりである）。その過程において、抵抗減幅振動を考慮しなければ、ＭＯＳトランジスタのスイッチング損失が多く発生する。
【０００６】
前記問題を解決するため、フライバック型スイッチング電源のＭＯＳトランジスタのスイッチング損失を低減することは、この分野の重要な課題になっている。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
本発明の目的はフライバック型スイッチング電源回路を提供することにある。該回路によってＭＯＳトランジスタのスイッチング損失を低減することができる。本発明は前記回路を用いたバックライト駆動装置を更に提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
前記問題を解決するため、本発明はフライバック型スイッチング電源回路を提供する。該フライバック型スイッチング電源回路は、一次コイル、二次コイル及び該一次コイルの一側に設けられる補助コイルを具備する変圧器と、前記変圧器の二次コイルと前記フライバック型スイッチング電源回路の出力端との間に接続される出力整流器と、前記一次コイルの電圧を制御するスイッチングトランジスタであって、該スイッチングトランジスタのドレインは前記一次コイルの一端に接続されるスイッチングトランジスタと、パルス幅変調信号を供給するとともに前記スイッチングトランジスタのゲートを駆動する制御装置であって、該制御装置は前記スイッチングトランジスタのゲートに接続されるＧＡＴＥ端を含む制御装置と、前記スイッチングトランジスタのゲートの電位を低電位にすることにより、該スイッチングトランジスタのドレインの電位の減幅振動が波の谷になるとき、スイッチングトランジスタがオン状態になるようにするクランプ遅延回路であって、該クランプ遅延回路は前記補助コイルと前記スイッチングトランジスタのゲートとの間に接続されるクランプ遅延回路とを含む。
【０００９】
本発明のいずれか１つの好適な実施例において、前記クランプ遅延回路は、
前記補助コイルが生成した電圧で充電をする定電圧コンデンサーであって、該定電圧コンデンサーと前記補助コイルは並列接続され、前記定電圧コンデンサーの一端はリファレンスのため前記補助コイルの第一端と共に接地する定電圧コンデンサーと、
前記補助コイルの第二端と前記定電圧コンデンサーの他端との間に接続されるダイオードと、
前記定電圧コンデンサーの内部に形成される電圧を分圧する分圧回路であって、該分圧回路と前記定電圧コンデンサーは並列接続される分圧回路と、
自身がオン状態になるとき前記スイッチングトランジスタのゲートの電位を低電位にすることにより、該スイッチングトランジスタのドレインの電位の減幅振動が波の谷になるとき、該スイッチングトランジスタがオン状態になるようにするトランジスタであって、前記トランジスタのベースは前記分圧回路に接続され、前記トランジスタの集電極は前記スイッチングトランジスタのゲートに接続されるトランジスタとを更に含む。
【００１０】
本発明のいずれか１つの好適な実施例において、前記分圧回路は第一分圧抵抗と第二分圧抵抗が直列接続されることによって形成され、前記トランジスタのベースは前記第一分圧抵抗と第二分圧抵抗との間に接続される。
【００１１】
本発明のいずれか１つの好適な実施例において、前記制御装置が低電位の信号を出力するとき、前記スイッチングトランジスタはオフ状態になり、前記補助コイルは前記定電圧コンデンサーを充電しかつ前記第一分圧抵抗と第二分圧抵抗の分圧の効果によって前記トランジスタがオン状態になるようにし、前記トランジスタは、前記スイッチングトランジスタのゲートの電位を低電位にすることにより、前記スイッチングトランジスタのドレインの電位の減幅振動が波の谷になるとき、前記スイッチングトランジスタがオン状態になるようにする。
【００１２】
本発明のいずれか１つの好適な実施例において、前記制御装置が高電位の信号を出力するとき、前記スイッチングトランジスタはオン状態になり、前記クランプ遅延回路は作動していない。
【００１３】
本発明のいずれか１つの好適な実施例において、前記制御装置のＧＡＴＥ端と前記スイッチングトランジスタのゲートとの間に接続される第一抵抗を更に含む。
【００１４】
本発明のいずれか１つの好適な実施例において、前記スイッチングトランジスタのソースとリファレンス用地面との間に接続される第二抵抗を更に含む。
【００１５】
本発明のいずれか１つの好適な実施例において、出力電圧を濾過する出力コンデンサーを更に含み、該出力コンデンサーの一端は前記フライバック型スイッチング電源回路の出力端に接続され、他端はリファレンスのため接地する。
【００１６】
本発明のいずれか１つの好適な実施例において、前記出力整流器は整流ダイオードである。
【００１７】
本発明の他の実施例において、フライバック型スイッチング電源回路を含むバックライト駆動装置を更に提供する。
【発明の効果】
【００１８】
従来の技術と比較してみると、本発明の一個または複数個の実施例は次の発明の効果を奏することができる。
本発明において、フライバック型スイッチング電源回路の内部にクランプ遅延回路が設けられ、変圧器内に補助コイルが設けられることにより、前記回路は、ＭＯＳトランジスタがオフ状態からオン状態になるとき、ＭＯＳトランジスタのゲートの電位を低電位にし、ＭＯＳトランジスタのドレインの電位の減幅振動が波の谷になるとき、ＭＯＳトランジスタがオン状態になるようにすることができる。これにより、ＭＯＳトランジスタがオン状態になる瞬間の電圧の蓄積を少なくし、電圧のピーク値を避け、ＭＯＳトランジスタのスイッチング損失を低減することができる。
【００１９】
以下、好適な実施例と使用方法により本発明を説明する。注意されたいことは、本発明は下記の実施例の構成にのみ限定されるものでなく、当業者は本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計の変更などを行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
図面は、本発明を説明するためのものであり、かつ明細書の一部分になる。図面と本発明の実施例は、本発明を説明するためのものであるが、本発明を限定するものでない。
【図１】従来の技術のフライバック型スイッチング電源回路を示す図である。
【図２】フライバック型スイッチング電源回路のＭＯＳトランジスタのドレイン（Ｄ極）の抵抗減幅振動を示す図である。
【図３】本発明の実施例に係るフライバック型スイッチング電源回路を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
本発明の目的、技術的事項及び発明の効果をより詳細に説明するため、以下、図面により本発明をより詳細に説明する。
【００２２】
図３を参照する。図３は本発明の実施例に係るフライバック型スイッチング電源回路を示す図である。該フライバック型スイッチング電源回路は、この内部に設けられたクランプ遅延回路により、スイッチングトランジスタのスイッチング損失を低減し、回路の効率を向上させることができる。
【００２３】
図３に示すとおり、前記フライバック型スイッチング電源回路は、電圧入力端Ｖｉｎ、変圧器２００、整流ダイオードＤ２、出力コンデンサーＣ２、電圧出力端Ｖｏ、Ｎ型電界効果トランジスタ（以下、ＭＯＳトランジスタと省略）Ｑ１、制御ＩＣ１００及びクランプ遅延回路３００を含む。
【００２４】
図３はＮ型電界効果トランジスタのスイッチングトランジスタの一例を示す図であるが、スイッチングトランジスタは上述した設備にのみ限定されるものでない。
【００２５】
変圧器２００は、一次コイル、二次コイル及び該一次コイルの一側に設けられる補助コイルを含む。注意されたいことは、実際の変圧器の設計により前記補助コイルのコイル数を自由に設けることができる。同一端の位相が一致することにより、前記補助コイルと二次コイルの位相は一致し、ＭＯＳトランジスタＱ１がオフ状態になる時から出力を開始する。
【００２６】
整流ダイオードＤ２は、変圧器２００の二次コイルと前記フライバック型スイッチング電源回路の電圧出力端Ｖｏとの間に接続される。図３に示すとおり、前記整流ダイオードＤ２の陽極は二次コイルの第二端（３号端）に接続され、前記整流ダイオードＤ２の陰極は前記フライバック型スイッチング電源回路の電圧出力端Ｖｏに接続される。
【００２７】
出力コンデンサーＣ２は出力電圧を濾過することに用いられる。前記出力コンデンサーＣ２の一端はフライバック型スイッチング電源回路の出力端に接続され、他端はリファレンスのため接地する。
【００２８】
ＭＯＳトランジスタＱ１は変圧器２００の一次コイルの電圧を制御することに用いられる。前記ＭＯＳトランジスタＱ１のドレインは一次コイルの第二端（２号端）に接続される。前記ＭＯＳトランジスタＱ１のソースはリファレンスのため抵抗Ｒ４によって接地する。パルス幅変調信号がオフするとき、フライバック電圧は二次コイルから一次コイルと補助コイルに反射される。
【００２９】
制御ＩＣ１００のＶＣＣは、パルス幅変調信号を供給するとともにＭＯＳトランジスタＱ１のゲートを駆動する。制御ＩＣ１００は、電圧が入力されるＶＣＣ入力端、ＭＯＳトランジスタＱ１のゲートに接続されるＧＡＴＥ端及びリファレンスのため接地するＧＮＤ接地端を含む。制御ＩＣ１００に入力された電圧が起動閾値電圧を超えるとき、該制御ＩＣ１００は、パルス幅変調信号を生成するとともにＭＯＳトランジスタＱ１のゲートに接続されるＧＡＴＥ端からこれを発信する。前記パルス幅変調信号でＭＯＳトランジスタＱ１のゲート（Ｇ極）を駆動することにより、パルス幅変調の制御を行う。
【００３０】
クランプ遅延回路３００は、ＭＯＳトランジスタＱ１のゲートの電位を低電位にすることにより、ＭＯＳトランジスタＱ１のドレインの電位の減幅振動が波の谷になるとき、ＭＯＳトランジスタがオン状態になるようにする。クランプ遅延回路３００は、変圧器の補助コイルとＭＯＳトランジスタＱ１のゲートとの間に接続される。前記クランプ遅延回路３００は、トランジスタＴ１、第一分圧抵抗Ｒ１、第二分圧抵抗Ｒ２、定電圧コンデンサーＣ１及びダイオードＤ１を含む。
【００３１】
定電圧コンデンサーＣ１は、変圧器の補助コイルが生成した電圧で充電をする。前記定電圧コンデンサーＣ１と変圧器２００の補助コイルは並列接続され、該定電圧コンデンサーＣ１の一端はリファレンスのため補助コイルの第一端（６号端）と共に接地する。
【００３２】
ダイオードＤ１は変圧器２００の補助コイルの第二端（５号端）と定電圧コンデンサーＣ１の他端との間に接続される。図に示すとおり、ダイオードＤ１の陽極は変圧器２００の補助コイルの第二端に接続され、陰極は定電圧コンデンサーＣ１の一端に接続される。第一分圧抵抗Ｒ１と第二分圧抵抗Ｒ２が直列接続されることによって分圧回路が形成され、該分圧回路と定電圧コンデンサーＣ１は並列接続される。前記分圧回路は定電圧コンデンサーＣ１の内部に形成される電圧を分圧する。すなわち、第一分圧抵抗Ｒ１と第二分圧抵抗Ｒ２によって定電圧コンデンサーＣ１の内部に形成される電圧を分圧する。前記分圧回路は本発明の好適な実施例にしか過ぎないものであるため、本技術分野の技術者は、実際の需要によって分圧抵抗の抵抗値を選択することにより、良好な発明の効果を奏することができる。
【００３３】
トランジスタＴ１は、トランジスタがオン状態になるとき、ＭＯＳトランジスタＱ１のゲートの電位を低電位にする。これにより、ＭＯＳトランジスタＱ１のドレインの電位の減幅振動が波の谷になるとき、ＭＯＳトランジスタがオン状態になるようにする。前記トランジスタＴ１のベースは分圧回路（第一分圧抵抗Ｒ１と第二分圧抵抗Ｒ２との間）に接続され、該トランジスタＴ１の集電極はＭＯＳトランジスタＱ１のゲートに接続される。
【００３４】
前記フライバック型スイッチング電源回路は第一抵抗Ｒ３と第二抵抗Ｒ４を更に含む。前記第一抵抗Ｒ３が制御ＩＣ１００のＧＡＴＥ端とＭＯＳトランジスタＱ１のゲートとの間に接続されることにより、限流の効果を奏し、かつＭＯＳトランジスタＱ１がオン状態とオフ状態になる速度を制御する。前記第二抵抗Ｒ４はＭＯＳトランジスタＱ１のソースとリファレンス用地面との間に接続される。前記回路において、前記第二抵抗Ｒ４も限流の効果を奏する。
【００３５】
以下、前記フライバック型スイッチング電源回路の操作を詳細に説明する。図３を参照する。まず、制御ＩＣ１００はこのＶＣＣ入力端に入力された電圧が起動閾値電圧を超えるかどうかを判断する。超えていると判断するとき、前記制御ＩＣ１００はパルス幅変調信号を生成するとともにＭＯＳトランジスタＱ１のゲートに接続されるＧＡＴＥ端からこれを発信する。
【００３６】
制御ＩＣ１００が高電位の信号をＭＯＳトランジスタＱ１のゲートに出力するとき、ＭＯＳトランジスタＱ１はオン状態になる。そのとき、変圧器２００の一次コイルの１号端は高電位になり、変圧器６００の補助コイルの６号端は高電位になり、ダイオードＤ１はオフ状態になり、クランプ遅延回路３００は作動していない。
【００３７】
制御ＩＣ１００が低電位の信号をＭＯＳトランジスタＱ１のゲートに出力するとき、ＭＯＳトランジスタＱ１はオフ状態になる。ＭＯＳトランジスタＱ１がオフ状態になるとき、変圧器２００の一次コイルの１号端は低電位になり、補助コイルの５号端は高電位になり、５号端の電圧の波形は図２の減幅振動と類似している。そのとき、ダイオードＤ２はオフ状態になり、クランプ遅延回路３００は作動を開始する。
【００３８】
具体的に、第一分圧抵抗Ｒ１、第二分圧抵抗Ｒ２及び定電圧コンデンサーＣ１の数値を適当に設けることにより、変圧器２００の補助コイルが定電圧コンデンサーＣ１を充電し、かつ第一分圧抵抗Ｒ１と第二分圧抵抗Ｒ２の分圧の効果によりトランジスタＴ１がオン状態になるようにする。したがって、ＭＯＳトランジスタＱ１のゲートの電位を低電位にし、ＭＯＳトランジスタＱ１のドレインの電位の減幅振動が波の谷になるとき、ＭＯＳトランジスタがオン状態になるようにすることができる。
【００３９】
注意されたいことは、変圧器２００の内部に形成される寄生容量により、ＭＯＳトランジスタＱ１がオフ状態になっても、ＭＯＳトランジスタＱ１のドレインの電位はすぐに安定状態になることができず、減幅振動によって徐々に安定状態になる。前記回路は、ＭＯＳトランジスタのゲートの電位を低電位にし、ＭＯＳトランジスタＱ１のドレインの電位の減幅振動が波の谷になるとき、ＭＯＳトランジスタがオン状態になるようにし、ＭＯＳトランジスタがオン状態になる瞬間の電圧の蓄積を少なくし、電圧のピーク値を避け、ＭＯＳトランジスタのスイッチング損失を低減することができる。それは、スイッチング損失とΔＶ＊ΔＩ／４が略等しく、減幅振動が波の谷になるとき、ΔＶが一番小さいことにより、スイッチング損失を低減することができるからである。
【００４０】
本発明は、前記フライバック型スイッチング電源回路を含むバックライト駆動装置を更に提供する。
【００４１】
上述したとおり、本発明のフライバック型スイッチング電源回路の内部にはクランプ遅延回路が設けられ、変圧器内には補助コイルが設けられている。前記クランプ遅延回路が設けられることにより、スイッチングトランジスタのスイッチング損失を低減し、回路の効率を向上させることができる。
【００４２】
以上、本発明の好適な実施例について詳述してきたが、本発明が前記実施例の構成にのみ限定されるものでない。本技術分野の技術者によって、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計の変更等があっても本発明に含まれることは勿論である。すなわち、本発明の保護範囲は特許請求の範囲が定めたことを基準にする。
【図１】
0006580044.tif 000002
【図２】
0006580044.tif 000003
【図３】
0006580044.tif 000004