(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
相補にスイッチングを行うメインスイッチと同期整流スイッチと、第１磁気部品と、を備え、前記メインスイッチと前記同期整流スイッチが相補的にオンオフされることにより、入力電圧を所定電圧に変換して出力するスイッチング回路と、
補助スイッチと、第２磁気部品と、を備え、前記メインスイッチと前記同期整流スイッチのいずれかがオフ状態のときに前記補助スイッチがオン状態にされることにより、前記メインスイッチと前記同期整流スイッチの容量成分と前記第２磁気部品とで共振動作させる補助スイッチング回路と、
前記メインスイッチと前記同期整流スイッチと前記補助スイッチのスイッチングを制御する制御部と、
前記メインスイッチと前記同期整流スイッチの端子間電圧を検出する電圧検出部と、を備える電力変換装置であって、
前記制御部は、前記電圧検出部により検出された前記メインスイッチと前記同期整流スイッチの端子間電圧の立ち上がり波形又は立ち下がり波形に基づいて、前記補助スイッチに対する制御信号を生成し、
前記スイッチング回路は、容量成分を並列に備えたメインスイッチと、容量成分を並列に備え前記メインスイッチに直列接続された同期整流スイッチと、第１端及び第２端を両端とし前記メインスイッチと前記同期整流スイッチとの接続点に前記第１端が接続された第１磁気部品と、を備え、
前記補助スイッチング回路は、前記第１磁気部品の前記第１端に前記第１磁気部品に並列に接続された回路であって、前記補助スイッチと、前記第２磁気部品と、前記補助スイッチとは別の素子の補助スイッチ又はダイオードである補助素子とを備え、
前記第１磁気部品はメインリアクトルであり、
前記第２磁気部品は補助リアクトルであり、
前記メインスイッチがオン状態のときに、電源から前記メインリアクトルに電流が供給され、前記同期整流スイッチがオン状態のときに、前記メインリアクトルから負荷に電流が供給されるものであり、
前記メインスイッチと前記同期整流スイッチとの直列体の高電位側端子と低電位側端子との間に接続された第１平滑コンデンサと、
前記メインリアクトルの第２端と前記直列体の前記低電位側端子との間に接続された第２平滑コンデンサと、
前記メインスイッチ又は前記同期整流スイッチの前記端子間電圧と閾値との比較と、前記同期整流スイッチに対する制御信号とから、前記同期整流スイッチの端子間電圧の立ち上がり又は前記メインスイッチの端子間電圧の立ち下がりの開始から終了までの遷移時間を検出する遷移時間検出部と、を備え、
前記制御部は、
前記電源の入力電圧と、前記負荷の目標電圧又は目標電流と、前記負荷の実電圧又は実電流とに基づいて、前記メインスイッチ及び前記同期整流スイッチに対する制御信号を生成するとともに、
前記遷移時間検出部により検出された前記遷移時間の検出値と、前記遷移時間の目標値とに基づいて、前記補助スイッチに対する制御信号を生成することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記制御部は、
前記目標電圧と前記実電圧との電圧偏差に基づき、前記実電圧が前記目標電圧になるように、又は、前記目標電流と前記実電流との電流偏差に基づき、前記実電流が前記目標電流になるように、前記メインスイッチ及び前記同期整流スイッチに対する制御信号を生成するとともに、
前記遷移時間の目標値と前記遷移時間の検出値との時間偏差に基づき、前記遷移時間の検出値が前記遷移時間の目標値になるように、前記補助スイッチに対する制御信号を生成することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記遷移時間の目標値は、前記遷移時間に対する損失の変化量が所定値未満となる前記遷移時間の範囲内の値であることを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記遷移時間の目標値は、前記補助リアクトルと、前記メインスイッチに並列に接続された容量成分と、前記同期整流スイッチに並列に接続された容量成分との共振周期の１／８から４／１３までの範囲内の値であることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記遷移時間の目標値は、前記補助リアクトルと、前記メインスイッチに並列に接続された容量成分と、前記同期整流スイッチに並列に接続された容量成分との共振周期の１／４であることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記メインスイッチ、前記同期整流スイッチ、前記第１磁気部品及び前記補助スイッチング回路は降圧コンバータを構成し、
前記メインスイッチ及び前記同期整流スイッチは、降圧コンバータの直列接続されたスイッチであることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記メインスイッチ、前記同期整流スイッチ、前記第１磁気部品及び前記補助スイッチング回路は昇圧コンバータを構成し、
前記メインスイッチ及び前記同期整流スイッチは、昇圧コンバータの直列接続されたスイッチであることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記第１磁気部品の両端の間に、前記補助スイッチング回路と並列に容量成分が接続されていることを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記第１磁気部品はメインリアクトルであり、
前記第２磁気部品は補助リアクトルであり、
前記メインリアクトルと前記補助リアクトルとは互いに磁気結合していることを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記補助スイッチング回路はダイオードを含み、
前記ダイオードのアノード端子がグラウンド電位に接続されていることを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１１】
前記補助スイッチング回路はダイオードを含み、
前記ダイオードのアノード端子が電源の高電位側に接続されていることを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１２】
前記補助スイッチング回路は、２つの補助スイッチを含み、
前記２つの補助スイッチは、前記第２磁気部品を介して直列接続されていることを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力電圧を所定電圧に変換して出力する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
電力変換装置には、スイッチング損失を低減させて高効率化するために、スイッチング素子に印加される電圧をゼロにした状態でそのスイッチング素子をスイッチングさせるという、ゼロボルトスイッチング（以下、ＺＶＳと言う）制御を行うものがある。ＺＶＳ制御を行う電力変換装置として、特許文献１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータがある。
【０００３】
特許文献１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータは、オンオフ操作されることにより入力電圧を所定電圧に変換するメインスイッチ及び同期整流スイッチと、補助共振回路とを備える。そして、上記ＤＣ／ＤＣコンバータは、電流センサを用いて補助共振回路を流れる補助電流を検出し、検出した補助電流が、メインスイッチの端子間電圧がゼロとなる所定の条件を満たした場合に、同期整流スイッチをターンオフして共振動作を起こしている。さらに、デッドタイム後にメインスイッチをターンオンして、メインスイッチの確実なＺＶＳを達成している。所定の条件は、検出した補助電流が、入出力電圧やスイッチの寄生容量、リアクトルのインダクタンス値等によって決まる値以上となることである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００４−１２９３９３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上記ＤＣ／ＤＣコンバータは、電流センサを用いて検出した補助電流に基づいて、ＺＶＳ制御を行っている。電流センサにより検出される補助電流は、入出力電圧の変動、電流センサの検出精度、スイッチの寄生容量のばらつき、リアクトルのインダクタンス値のばらつき、及び温度特性等により変動する。そのため、種々のばらつきを考慮して、最もばらつきが大きい場合でもＺＶＳを達成するように、補助共振回路に余裕を持った補助電流が流れるようにする必要がある。その結果、ＺＶＳを実現する最小の補助電流よりも大きな補助電流が流れコンバータ全体の損失が増加するという問題がある。
【０００６】
本発明は、上記実情に鑑み、最適なＺＶＳを実現することが可能な電力変換装置を提供することを主たる目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明は、メインスイッチと、同期整流スイッチと、第１磁気部品と、を備え、前記メインスイッチと前記同期整流スイッチとが相補的にオンオフされることにより、入力電圧を所定電圧に変換して出力するスイッチング回路と、補助スイッチと、第２磁気部品と、を備え、前記メインスイッチがオフ状態のときに前記補助スイッチがオン状態にされることにより、前記メインスイッチの端子間電圧を抑制するエネルギを放出する補助スイッチング回路と、前記メインスイッチと前記同期整流スイッチと前記補助スイッチのスイッチングを制御する制御部と、前記メインスイッチ又は前記同期整流スイッチの端子間電圧を検出する電圧検出部と、を備える電力変換装置であって、前記制御部は、前記電圧検出部により検出された前記同期整流スイッチの端子間電圧の立ち上がり波形又は前記メインスイッチの端子間電圧の立ち下がり波形に基づいて、前記電力変換装置の損失が所定よりも小さくなるように、前記補助スイッチに対する制御信号を生成する。
【０００８】
本発明によれば、同期整流スイッチがオン状態のときに、補助スイッチをターンオンすることにより、第２磁気部品に補助電流が流れエネルギが蓄積される。そして、補助スイッチをオン状態にしたまま同期整流スイッチをターンオフすると、第２磁気部品に蓄積されたエネルギがメインスイッチ及び同期整流スイッチ側に放出される。その結果、メインスイッチの端子間電圧がゼロとなり、メインスイッチのＺＶＳが実現される。このとき、補助スイッチング回路を流れる補助電流がＺＶＳを実現できる最小値よりも大きければ電力変換装置の損失が大きくなり、補助電流がＺＶＳを実現できる最小値よりも小さければＺＶＳを実現できずに損失が大きくなる。
【０００９】
ここで、補助スイッチと同期整流スイッチとが同時にオン状態となっている時間が長いほど、第２磁気部品に流れる補助電流は大きくなり、第２磁気部品に蓄積されるエネルギが大きくなる。第２磁気部品に蓄積されるエネルギが大きくなると、第２磁気部品に蓄積されたエネルギの放出時に、同期整流スイッチの端子間電圧が急激に立ち上がり、メインスイッチの端子間電圧が急激に立ち下がる。したがって、同期整流スイッチの端子間電圧の立ち上がり波形、及びメインスイッチの端子間電圧の立ち下がり波形には、補助電流の情報が表れる。すなわち、立ち上がり波形が急激に立ち上がっている場合、及び立ち下がり波形が急激に立ち下がっている場合は、補助電流が過大であり、立ち上がり波形が緩やかに立ち上がっている場合、及び立ち下がり波形が緩やかに立ち下がっている場合は、補助電流が過小である。また、立ち上がり波形及び立ち下がり波形は、入出力電圧の変動や、素子のばらつき、温度特性等の要因を全て含んだ過渡現象である。よって、同期整流スイッチの立ち上がり波形又はメインスイッチの立ち下がり波形に基づいて、補助スイッチに対する制御信号を生成することにより、素子のばらつき等を考慮して余裕を見た補助電流を流さなくてもＺＶＳを実現できる。そのため、電力変換装置の損失を低減することができる。したがって、最適なＺＶＳを実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】第１実施形態に係る降圧コンバータの構成を示す図。
【図２】降圧コンバータの（ａ）上アームのゲート電圧、（ｂ）下アームのゲート電圧、（ｃ）補助スイッチのゲート電圧、（ｄ）上アーム端子間電圧、（ｅ）下アーム端子間電圧、（ｆ）メインリアクトル電流、（ｆ）補助電流のタイムチャート。
【図３】図２のＡ期間を拡大したタイムチャート。
【図４】降圧コンバータの動作態様を示す回路図。
【図５】降圧コンバータの動作態様を示す回路図。
【図６】降圧コンバータの動作態様を示す回路図。
【図７】降圧コンバータの動作態様を示す回路図。
【図８】降圧コンバータの動作態様を示す回路図。
【図９】降圧コンバータの動作態様を示す回路図。
【図１０】降圧コンバータの動作態様を示す回路図。
【図１１】降圧コンバータの（ａ）補助電流、（ｂ）下アーム端子間電圧、（ｃ）上アームのゲート電圧、（ｄ）下アームのゲート電圧、（ｅ）補助スイッチのゲート電圧、（ｆ）遷移時間のタイムチャート。
【図１２】降圧コンバータの遷移時間検出器の構成を示す図。
【図１３】共振時における上アームと下アームの接続点の電位のタイムチャート。
【図１４】遷移時間に対する損失を示す図。
【図１５】降圧コンバータの制御器の機能を示すブロック図。
【図１６】第２実施形態に係る昇圧コンバータの構成を示す図。
【図１７】昇圧コンバータの遷移時間検出器の構成を示す図。
【図１８】昇圧コンバータの制御器の機能を示すブロック図。
【図１９】第３実施形態に係る双方向型コンバータの構成を示す図。
【図２０】双方向型コンバータの遷移時間検出器の構成を示す図。
【図２１】第４実施形態に係る降圧コンバータの構成を示す図。
【図２２】第５実施形態に係る降圧コンバータの構成を示す図。
【図２３】第６実施形態に係る降圧コンバータの構成を示す図。
【図２４】第７実施形態に係る降圧コンバータの構成を示す図。
【図２５】第８実施形態に係る降圧コンバータの構成を示す図。
【図２６】第８実施形態に係る降圧コンバータの（ａ）リアクトル電流、（ｃ）補助電流、（ｃ）下アーム端子間電圧のタイムチャート。
【図２７】各相の出力電圧に所定の誤差を与えた場合における（ａ）ＺＶＳ制御なしの各相のリアクトル電流、（ｂ）ＺＶＳ制御時の各相のリアクトル電流を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、電力変換装置を具現化した各実施形態について、図面を参照しつつ説明する。なお、以下の各実施形態において、互いに同一もしくは均等である部分には、図中、同一符号を付しており、同一符号の部分についてはその説明を援用する。
【００１２】
（第１実施形態）
＜降圧コンバータの基本構成＞
第１実施形態では、電力変換装置を降圧コンバータとして具現化した。まず、本実施形態に係る電力変換装置１０の基本構成について、図１を参照して説明する。電力変換装置１０は、スイッチＳ１、スイッチＳ２、メインリアクトルＬ１、補助共振回路１５、平滑コンデンサＣｓ１及び平滑コンデンサＣｓ２から成る電圧変換部と、制御器２０と、遷移時間検出器５０とを備える。
【００１３】
スイッチＳ１とスイッチＳ１とは、電力変換装置１０の端子１１，１２の間に、直列に接続されている。本実施形態では、スイッチＳ１，Ｓ２として、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いている。スイッチＳ１のドレイン端子が、高電位側の端子１１に接続されており、スイッチＳ２のソース端子が、低電位側の端子１２に接続されている。そして、スイッチＳ１のソース端子とスイッチＳ２のドレイン端子とが接続点Ｐｏで接続されている。
【００１４】
メインリアクトルＬ１（第１磁気部品）の両端のうちの第１端は、接続点Ｐｏに接続されている。メインリアクトルＬ１の両端のうちの第２端は、高電位側の端子１３に接続されている。端子１１，１２間には、電源７０が接続され、端子１３、１４間には、負荷８０が接続される。さらに、スイッチＳ１とスイッチＳ２との直列体の高電位側端子であるスイッチＳ１のドレイン端子と、直列体の低電位側端子であるスイッチＳ２のソース端子との間に、電源７０に並列に、平滑コンデンサＣｓ１（第１平滑コンデンサ）が接続されている。また、メインリアクトルＬ１の第２端とスイッチＳ２のソース端子との間に、負荷８０に並列に、平滑コンデンサＣｓ２（第２平滑コンデンサ）が接続されている。平滑コンデンサＣｓ１，Ｃｓ２は、それぞれ、電源７０の入力電圧と出力電圧を安定させるものである。
【００１５】
スイッチＳ１，Ｓ２は、それぞれ並列に容量成分であるコンデンサＣ１，Ｃ２が接続されている。コンデンサＣ１，Ｃ２は、トランジスタの浮遊容量であってもよいし、外付けしたスナバコンデンサであってもよい。また、スイッチＳ１，Ｓ２には、それぞれ逆並列にダイオードＤ１，Ｄ２が接続されている。ダイオードＤ１，Ｄ２は、トランジスタのボディダイオードであってもよいし、外付けのダイオードであってもよい。
【００１６】
スイッチＳ１，Ｓ２は相補的にオンオフされる。スイッチＳ１がオン状態のときに、端子１１，１２間に接続された電源７０から、メインリアクトルＬ１へ電流が供給される。そして、スイッチＳ２がオン状態のときに、メインリアクトルＬ１から、端子１３，１４間に接続された負荷８０へ電流が供給される。これにより、端子１１、１２間に接続された電源７０の入力電圧が所定電圧に降圧されて、端子１３，１４間から出力される。すなわち、上アームのスイッチＳ１は電力変換を行うメインスイッチであり、下アームのスイッチＳ２は同期整流を行う同期整流スイッチである。なお、スイッチＳ１，Ｓ２及びメインリアクトルＬ１からスイッチング回路が構成される。
【００１７】
補助共振回路１５（補助スイッチング回路）は、メインリアクトルＬ１の第１端に、メインリアクトルＬ１に並列に接続された回路である。補助共振回路１５は、スイッチＳ３、補助リアクトルＬ２（第２磁気部品）、及びダイオードＤＳ（補助素子）から構成されている。本実施形態では、スイッチＳ３（補助スイッチ）として、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いている。スイッチＳ３には、逆並列にダイオードＤ３が接続されている。ダイオードＤ３は、トランジスタのボディダイオードであってもよし、外付けのダイオードであってもよい。スイッチＳ３のソース端子は、メインリアクトルＬ１の第１端に接続されており、スイッチＳ３のドレイン端子は、補助リアクトルＬ２の第１端に接続されている。また、ダイオードＤｓのカソード端子は、補助リアクトルＬ２の第２端に接続されており、ダイオードＤｓのアノード端子は、メインリアクトルＬ１の第２端に接続されている。
【００１８】
制御器２０（制御部）は、ＣＰＵ、メモリ、Ｉ／Ｏ等を備えたマイクロコンピュータである。制御器２０は、スイッチＳ１，Ｓ２のスイッチングを制御して、入力電力を所定電力に変換する。また、制御器２０は、スイッチＳ３のスイッチングを制御して、コンデンサＣ１とコンデンサＣ２と補助リアクトルＬ２とで共振動作させる。すなわち、制御器２０は、スイッチＳ１〜Ｓ３のオンオフを制御する制御信号を生成して、各スイッチのゲート端子に接続されたドライバへ送信する。遷移時間検出器５０は、スイッチＳ１又はスイッチＳ２の遷移時間を検出する。制御器２０及び遷移時間検出器５０の機能及び遷移時間の詳細は後述する。
＜降圧コンバータの基本動作＞
次に、電力変換装置１０の基本動作について図２〜１０を参照して説明する。図２は、電力変換装置１０の動作態様を示すタイムチャートである。図２（ａ）〜（ｃ）は、それぞれ、スイッチＳ１〜Ｓ３のゲート電圧Ｖｇｓ１，Ｖｇｓ２，Ｖｇｓ３のタイムチャートを表す。すなわち、図２（ａ）〜（ｃ）は、スイッチＳ１〜Ｓ３のオンオフを表す。図２（ｄ），（ｅ）は、上アームの端子間電圧Ｖｄｓ１及び下アームの端子間電圧Ｖｄｓ２を表す。端子間電圧Ｖｄｓ１，Ｖｄｓ２は、スイッチＳ１，Ｓ２のドレイン端子とソース端子との端子間電圧である。
【００１９】
図２（ｆ），（ｇ）は、それぞれ、メインリアクトルＬ１を流れるリアクトル電流ＩＬ１及び補助リアクトルＬ２を流れる補助電流ＩＬ２を表す。図３は、図２のＡ期間を拡大したタイムチャートである。スイッチＳ１とスイッチＳ２は交互にオンオフされるが、オンオフの切替え時には、どちらもオフになるデットタイムが挟まれる。スイッチＳ２がオンからオフになってから、スイッチＳ１はオフからオンになり、スイッチＳ１がオンからオフになってから、スイッチＳ２がオフからオンになる。なお、リアクトル電流ＩＬ１は、接続点Ｐｏ側から平滑コンデンサＣｓ２側へ流れる方向を正とし、補助電流ＩＬ２は、ダイオードＤｓ側からスイッチＳ３側へ流れる方向を正とする。
【００２０】
図４は、図３に示す時点ｔ０から時点ｔ１の直前までの期間における動作態様を示す回路図である。この期間では、スイッチＳ１，Ｓ３がオフ状態で、スイッチＳ２がオン状態となっている。そのため、メインリアクトルＬ１のフライバック電流のみが流れ、メインリアクトルＬ１に蓄積された磁気エネルギが出力側に放出されている。
【００２１】
次に、図５は、時点ｔ１から時点ｔ２の直前までの期間における動作態様を示す回路図である。時点ｔ１でスイッチＳ３がターンオンされ、この期間では、スイッチＳ１がオフ状態で、スイッチＳ２，Ｓ３がオン状態となっている。平滑コンデンサＣｓ２からダイオードＤｓ、補助リアクトルＬ２、スイッチＳ３の閉ループで補助電流ＩＬ２が流れる。よって、平滑コンデンサＣｓ２から供給された電気エネルギが、補助リアクトルＬ２に磁気エネルギとして蓄積される。スイッチＳ２とスイッチＳ３とが同時にオン状態となっている期間が長いほど、補助リアクトルＬ２に蓄積される磁気エネルギは多くなる。なお、補助リアクトルＬ２のインダクタンスが大きいと、補助電流ＩＬ２の増減傾きが緩くなり、上昇速度が遅くなる。よって、補助リアクトルＬ２のインダクタンスは、メインリアクトルＬ１のインダクタンスよりも小さい値とするのが望ましい。
【００２２】
次に、図６は、共振動作時における動作態様を示す回路図である。時点ｔ２でスイッチＳ２がターンオフされると、スイッチＳ３がオン状態、スイッチＳ１，Ｓ２がオフ状態となり、補助リアクトルＬ２とコンデンサＣ１，Ｃ２との共振動作が起こる。共振動作により、補助電流ＩＬ２がコンデンサＣ１，Ｃ２を流れる電流に分配され、接続点Ｐｏの電位が上がる。すなわち、スイッチＳ２の端子間電圧Ｖｄｓ２が大きくなり、スイッチＳ１の端子間電圧Ｖｄｓ１が小さくなる。
【００２３】
ここで、スイッチＳ２をターンオフする時点ｔ２における補助電流ＩＬ２が、次の式（１）の条件を満たしている場合に、共振動作により端子間電圧Ｖｄｓ２が入力電圧Ｖ１まで上昇する。式（１）において、Ｃ１，Ｃ２はコンデンサＣ１，Ｃ２の静電容量であり、Ｌ２は補助リアクトルＬ２のインダクタンスである。また、Ｖ１は入力電圧であり、Ｖ２は出力電圧である。式（１）の導出については、公知であるため省略する（詳しくは、特許文献１参照）。
【００２４】
【数１】
0006559081.tif 000002
【００２５】
次に、図７は、共振動作により端子間電圧Ｖｄｓ２が入力電圧Ｖ１に到達して、端子間電圧Ｖｄｓ１が０になった状態における動作態様を示す回路図である。端子間電圧Ｖｄｓ１が０になると、ダイオードＤ１がオンして、コンデンサＣ１には電流が流れなくなり、共振動作が終了する。
【００２６】
次に、図８は、時点ｔ３から時点ｔ４の直前までの期間における動作態様を示す回路図である。時点ｔ３において、ダイオードＤ１がオン状態で、スイッチＳ１がターンオンされる。この期間では、スイッチＳ１，Ｓ３がオン状態で、スイッチＳ２がオフ状態となる。ダイオードＤ１がオン状態のときに、スイッチＳ１がターンオンされることにより、スイッチＳ１のＺＶＳが実現される。スイッチＳ１のＺＶＳを実現されることにより、スイッチＳ１のスイッチングに伴うスイッチＳ１の導通損失が最小となる。なお、時点ｔ２から時点ｔ３の期間は、デッドタイムに相当する。
【００２７】
次に、図９は、時点ｔ４から時点ｔ５の直前までの期間における動作態様を示す回路図である。時点ｔ４において、スイッチＳ３がターンオフされ、この期間では、スイッチＳ１のみがオン状態となる。この期間では、電源７０から供給される電気エネルギがメインリアクトルＬ１に蓄えられる。
【００２８】
次に、図１０は、時点ｔ５における動作態様を示す回路図である。時点ｔ５において、スイッチＳ１がターンオフされ、全てのスイッチがオフ状態になる。そして、コンデンサＣ１からもメインリアクトルＬ１へ電流が流れる。
＜最適なＺＶＳ制御＞
上述したように、補助電流ＩＬ２が式（１）の条件を満たした時点で、スイッチＳ２をターンオフにすることにより、スイッチＳ１のＺＶＳを実現できる。よって、補助電流ＩＬ２を電流センサで検出し、検出した補助電流ＩＬ２が式（１）の条件を満たした場合に、スイッチＳ２をターンオフすることが考えられる。しかしながら、電流センサの検出精度、入力電圧Ｖ１及び出力電圧Ｖ２の変動、静電容量Ｃ１，Ｃ２のばらつき、インダクタンスＬ２のばらつき、及び温度特性等の要因で、式（１）を満たす補助電流は変動する。上記要因を考慮して、ばらつき等による変動が最大のときでも式（１）を満たすように、補助電流ＩＬ２の大きさを余裕を見た大きさにしなければならない。
【００２９】
しかしながら、補助電流ＩＬ２が大きくなると、スイッチＳ２，Ｓ３の導通損失が大きくなり、電力変換装置１０の回路全体の損失が大きくなる。電力変換装置１０の回路全体の損失を抑制するためには、補助電流ＩＬ２の大きさを、スイッチＳ１のＺＶＳを達成する最小値にすることが望ましい。
【００３０】
ここで、本発明者は、スイッチＳ２をターンオフした後における、端子間電圧Ｖｄｓ２の立ち上がり波形及び端子間電圧Ｖｄｓ１の立ち下がり波形に、補助電流ＩＬ２の情報が表れることに着目した。端子間電圧Ｖｄｓ１と端子間電圧Ｖｄｓ２との合計は入力電圧Ｖ１で一定であるため、端子間電圧Ｖｄｓ２の立ち上がり波形と端子間電圧Ｖｄｓ１の立ち下がり波形は、相補的な波形となる。
【００３１】
スイッチＳ２とスイッチＳ３が同時にオン状態となっている時間が長いほど、補助電流ＩＬ２は大きくなり、補助リアクトルＬ２に蓄積される磁気エネルギは大きくなる。補助リアクトルＬ２に蓄積される磁気エネルギが大きくなるほど、スイッチＳ２をターンオフして共振動作を起こした際に、コンデンサＣ２の端子間電圧が急激に上昇する。すなわち、端子間電圧Ｖｄｓ２が急激に立ち上がり、端子間電圧Ｖｄｓ１が急激に立ち下がる。よって、端子間電圧Ｖｄｓ２の立ち上がり波形、及び端子間電圧Ｖｄｓ１の立ち下がり波形には、補助電流ＩＬ２の情報が表れる。また、上記立ち上がり波形及び上記立ち下がり波形は、入出力電圧の変動や、素子のばらつき、温度特性等の要因を全て含んだ過渡現象である。
【００３２】
図１１に、（ａ）補助電流ＩＬ２、（ｂ）端子間電圧Ｖｄｓ２、（ｃ）〜（ｅ）スイッチＳ１〜Ｓ３のゲート電圧Ｖｇｓ１，Ｖｇｓ２，Ｖｇｓ３、（ｆ）遷移時間Ｔａのタイムチャートを示す。図１１（ａ），（ｂ），（ｅ），（ｆ）において、補助電流ＩＬ２がＺＶＳを実現できる最小の場合を最適な補助電流として実線で示す。また、最適な補助電流ＩＬ２に対して過大な補助電流ＩＬ２を破線、過小な補助電流ＩＬ２を鎖線で示す。
【００３３】
補助電流ＩＬ２の上昇傾き及び下降傾きは、インダクタンスＬ２で決まる。よって、スイッチＳ３をターンオンするタイミングが最適なタイミングよりも早いと、スイッチＳ２，Ｓ３を同時にオンする時間が最適な時間よりも長くなり、スイッチＳ２をターンオフする際の補助電流ＩＬ２が過大となっている。この場合、端子間電圧Ｖｄｓ２の立ち上がり波形は、最適な補助電流ＩＬ２に対する波形と比べて急激に立ち上がっている。
【００３４】
また、スイッチＳ３をターンオンするタイミングが最適なタイミングよりも遅いと、スイッチＳ２，Ｓ３を同時にオンする時間が最適な時間より短くなり、スイッチＳ２をターンオフする際の補助電流ＩＬ２が過小となっている。この場合、端子間電圧Ｖｄｓ２の立ち上がり波形は、最適な補助電流ＩＬ２に対する波形と比べて緩やかに立ち上がっている。その結果、スイッチＳ１をターンオンする際に、端子間電圧Ｖｄｓ２がＶ１となっておらず、ＺＶＳを実現できていない。
【００３５】
よって、端子間電圧Ｖｄｓ２の立ち上がり波形、又は端子間電圧Ｖｄｓ１の立ち下がり波形を観測し、立ち上がり波形又は立ち下がり波形が目標とする波形となるように、スイッチＳ３に対する制御信号を生成すれば、最適な補助電流ＩＬ２を流すことができる。
【００３６】
本実施形態では、立ち上がり波形又は立ち下がり波形として、端子間電圧Ｖｄｓ２の立ち上がり開始から終了までの遷移時間Ｔａ、又は端子間電圧Ｖｄｓ１の立ち下がり開始から終了までの遷移時間Ｔａを検出し、検出した遷移時間Ｔａを目標遷移時間Ｔｒに制御する。本実施形態では、入力電圧Ｖ１の例えば９０％の値を閾値Ｖｔｈとし、スイッチＳ２ターンオフしたタイミングから、端子間電圧Ｖｄｓ２が閾値Ｖｔｈに到達したタイミングまでを遷移時間Ｔａとして検出する。
【００３７】
図１２に、遷移時間を検出する遷移時間検出器５０の構成を示す。遷移時間検出器５０（遷移時間検出部）は、電圧検出器５１と、ＸＯＲ回路５３とを備える。電圧検出器５１（電圧検出部）は、抵抗Ｒ１〜Ｒ４とコンパレータ５２とを備える。コンパレータ５２の非反転入力端子には、入力電圧Ｖ１を抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧した閾値Ｖｔｈが入力される。また、コンパレータ５２の反転入力端子には、端子間電圧Ｖｄｓ２が入力される。端子間電圧Ｖｄｓ２が閾値Ｖｔｈ未満のときは、コンパレータ５２の出力は「１」となり、端子間電圧Ｖｄｓ２が閾値Ｖｔｈを超えると、コンパレータ５２の出力は「０」となる。
【００３８】
ＸＯＲ回路５３には、コンパレータ５２の出力と、スイッチＳ２の制御信号すなわちゲート指令信号が入力される。ＸＯＲ回路５３の出力は、コンパレータ５２の出力が「１」且つスイッチＳ２のゲート指令信号が「０」のときに「１」となり、コンパレータ５２の出力が「０」且つスイッチＳ２のゲート指令信号が「０」のときに「０」となる。よって、ＸＯＲ回路５３の出力は、スイッチＳ２がターンオフしてから、端子間電圧Ｖｄｓ２が閾値Ｖｔｈを超えるまでの間「１」となり、端子間電圧Ｖｄｓ２が閾値Ｖｔｈを超えると「０」となる。したがって、ＸＯＲ回路５３の出力が「１」の期間が遷移時間Ｔａとなる。そして、制御器２０が、マイクロコンピュータのキャプチャ機能により、ＸＯＲ回路５３の出力が「１」の時間を検出する。
【００３９】
なお、立ち下がり波形から遷移時間Ｔａを検出する場合は、閾値Ｖｔｈを例えば入力電圧Ｖ１の１０％とする。そして、コンパレータ５２の非反転入力端子には、端子間電圧Ｖｄｓ１を入力し、コンパレータ５２の反転入力端子には、閾値Ｖｔｈを入力する。そして、コンパレータ５２の出力を、端子間電圧Ｖｄ１が閾値Ｖｔｈよりも大きい間は「１」とし、端子間電圧Ｖｄｓ１が閾値Ｖｔｈ未満になると「０」とすればよい。また、閾値Ｖｔｈの設定に、入力電圧Ｖ１を用いずに、他の電源を用いてもよい（図１７参照）。
【００４０】
図１１では、補助電流ＩＬ２が最適な場合は、遷移時間Ｔａは時点ｔ１０から時点ｔ１２までとなる。この場合の遷移時間Ｔａを目標遷移時間Ｔｒとする。目標遷移時間Ｔｒの設定については後述する。補助電流ＩＬ２が過大な場合は、遷移時間Ｔａは時点ｔ１０から時点ｔ１１までとなり、目標遷移時間Ｔｒよりも短い。また、補助電流ＩＬ２が過小な場合は、遷移時間Ｔａは時点ｔ１０から時点ｔ１３までとなり、目標遷移時間Ｔｒよりも長い。制御器２０は、検出した遷移時間Ｔａが、設定した目標遷移時間Ｔｒとなるように、スイッチＳ３のターンオンタイミングを制御する。
【００４１】
次に、目標遷移時間Ｔｒの設定について説明する。共振作動時における共振周波数ｆｒは、式（２）のように表される。Ｌ＝Ｌ２、Ｃ＝Ｃ１＋Ｃ２である。なお、コンデンサＣ１，Ｃ２が浮遊容量のみの場合は、静電容量Ｃ１，Ｃ２は浮遊容量の値となり、コンデンサＣ１，Ｃ２が浮遊容量と外付けのスナバコンデンサから成る場合は、静電容量Ｃ１，Ｃ２は浮遊容量とスナバコンデンサの静電容量との合計値となる。
【００４２】
【数２】
0006559081.tif 000003
【００４３】
図１３に、共振動作時における接続点Ｐｏの電位の変動を示す。理論的には、共振開始から共振周期τｒ＝１／ｆｒの１／４経過した時点で、補助リアクトルＬ２に蓄えられたエネルギは全てコンデンサＣ１，Ｃ２へ移され、接続点Ｐｏの電位はＶ１まで上昇する。
【００４４】
図１４に、遷移時間に対する電力変換装置１０の損失のシミュレーション結果を示す。共振周期τｒの１／４を含む所定の遷移時間の範囲内で、遷移時間に対する損失の変化量が所定値未満となるので、この遷移時間の範囲内で目標遷移時間Ｔｒを設定すれば、損失を抑制することができる。具体的には、共振周期τｒの１／８〜４／１３の範囲内で、目標遷移時間Ｔｒを設定すれば、損失が最も低い場合と比べて、損失の増加を０．５Ｗ程度（１０％程度の増加）に抑えることができる。本実施形態では、目標遷移時間Ｔｒは、式（３）に示すように、理論的に損失が最小となる共振周期τｒの１／４とするが、遷移時間検出器５０やスイッチＳ１，Ｓ２の遅延等を考慮して、共振周期τｒの１／８〜４／１３の範囲内で設定してもよい。
【００４５】
【数３】
0006559081.tif 000004
【００４６】
次に、制御器２０の機能の詳細について、図１５を参照して説明する。制御器２０は、上下デューティ比算出部２１、電圧偏差算出部２２、電圧制御器２３、上補正部２４、下補正部２５、デッドタイム補正部２６、時間偏差算出部２７、遷移時間制御器２８、及びサブデューティ比算出部２９の機能を備える。
【００４７】
上下デューティ比算出部２１は、入力電圧Ｖ１の検出値、及び出力電圧Ｖ２の検出値（負荷８０の実電圧）から、スイッチＳ１，Ｓ２のデューティ比を算出する。電圧偏差算出部２２は、検出された出力電圧Ｖ２と目標電圧との電圧偏差を算出する。
【００４８】
電圧制御器２３は、算出された電圧偏差に基づいて、出力電圧Ｖ２が目標電圧になるように、算出されたスイッチＳ１，Ｓ２のデューティ比の補正量を算出する。詳しくは、出力電圧Ｖ２の検出値が目標値よりも高い場合は、算出されたスイッチＳ１のオン時間を減らすように補正量を算出とともに、算出されたスイッチＳ２のオン時間を増やすように補正量を算出する。上補正部２４は、上下デューティ比算出部２１により算出されたスイッチＳ１のオン時間に、電圧制御器２３により算出された補正量を減算して、スイッチＳ１のデューティ比のオン時間を補正する。また、下補正部２５は、上下デューティ比算出部２１により算出されたスイッチＳ２のオン時間に、電圧制御器２３により算出された補正量を加算して、スイッチＳ２のデューティ比のオン時間を補正する。さらに、デッドタイム補正部２６は、上補正部２４及び下補正部２５により算出されたスイッチＳ１，Ｓ２のデューティ比に、デッドタイムを設けて、スイッチＳ１，Ｓ２の制御信号であるゲート指令信号を生成する。
【００４９】
時間偏差算出部２７は、検出された遷移時間Ｔａと目標遷移時間Ｔｒとの時間偏差を算出する。遷移時間制御器２８は、算出された時間偏差から、遷移時間Ｔａが目標遷移時間Ｔｒになるように、スイッチＳ３のデューティ比の補正量を算出する。具体的には、遷移時間Ｔａが目標遷移時間Ｔｒよりも長い場合は、補助電流ＩＬ２が過小なので、スイッチＳ３のオンタイミングを早くして、オン時間を長くするように補正量を算出する。また、遷移時間Ｔａが目標遷移時間Ｔｒよりも短い場合は、補助電流ＩＬ２が過大なので、スイッチＳ３のオンタイミングを遅くして、オン時間を短くするように補正量を算出する。サブデューティ比算出部２９は、遷移時間制御器２８により算出された補正量に基づいて、スイッチＳ３のデューティ比を補正し、スイッチＳ３の制御信号であるゲート指令信号を生成する。
【００５０】
上下デューティ比算出部２１からデッドタイム補正部２６までのループは、入力電圧Ｖ１を目標電圧に変換する電圧変換制御を実施するループである。一方、時間偏差算出部２７からサブデューティ比算出部２９までのループは、ＺＶＳ制御を実施するループである。すなわち、電圧変換制御とＺＶＳ制御とは、それぞれ独立に実施される。そのため、ＺＶＳ制御を高速に実施することができる。
【００５１】
なお、図１５では、電圧制御の例を示したが、電流制御を実施してもよい。電流制御の場合、入力電圧Ｖ１及び出力電圧Ｖ２の代わりに、入力電流及び出力電流（実電流）を検出し、出力電流と目標電流との電流偏差に基づいて、出力電流を目標電流に制御すればよい。
【００５２】
以上説明した本実施形態によれば、以下の効果を奏する。
【００５３】
・端子間電圧Ｖｄｓ２の立ち上がり波形又は端子間電圧Ｖｄｓ１の立ち下がり波形に基づいて、スイッチＳ３に対する制御信号を生成することにより、素子のばらつき等を考慮して余裕を見た補助電流ＩＬ２を流さなくてもＺＶＳを実現できる。ひいては、電力変換装置１０の損失を低減することができる。したがって、最適なＺＶＳを実現することができる。また、電流センサを用いないため、コストを低減することが可能となる。
【００５４】
・検出された遷移時間Ｔａと目標遷移時間Ｔｒとに基づいて、スイッチＳ３に対する制御信号が生成される。これにより、適切なタイミングでスイッチＳ３をオンして、最適なＺＶＳを実現することができる。
【００５５】
・出力電圧Ｖ２を制御するスイッチＳ１及び同期整流を行うスイッチＳ２に対する制御信号と、ＺＶＳを制御するスイッチＳ３に対する制御信号とを、独立して生成するため、ＺＶＳ制御を高速に行うことができる。
【００５６】
・目標電圧と出力電圧Ｖ２の検出値との電圧偏差に基づいて、出力電圧Ｖ２を目標電圧にフィードバック制御することができる。また、目標遷移時間Ｔｒと検出された遷移時間Ｔａとの時間偏差に基づいて、検出された遷移時間Ｔａを目標遷移時間Ｔｒにフィードバック制御することができる。
【００５７】
・目標遷移時間Ｔｒを、共振周期τｒの１／４とすることにより、理論的に損失を最小にすることができる。
【００５８】
（第２実施形態）
次に、第２実施形態に係る電力変換装置について、第１実施形態と異なる点を説明する。本実施形態に係る電力変換装置１０Ａの構成を図１６に示す。電力変換装置１０Ａの端子１３，１４間には電源８０ａが接続され、端子１１，１２間には負荷７０ａが接続される。電力変換装置１０Ａは、電源８０ａの入力電圧Ｖ２を昇圧して負荷７０ａへ出力する昇圧コンバータである。
【００５９】
電力変換装置１０Ａは、補助共振回路１５Ａの構成が、電力変換装置１０の補助共振回路１５の構成と異なる。ダイオードＤｓのアノード端子は、メインリアクトルＬ１の第１端に接続されており、ダイオードＤｓのカソード端子は、補助リアクトルＬ２の第１端に接続されている。補助リアクトルＬ２の第２端には、スイッチＳ３のドレイン端子が接続されている。そして、スイッチＳ３のソース端子は、メインリアクトルＬ１の第２端に接続されている。
【００６０】
電力変換装置１０Ａでは、電力変換装置１０とリアクトル電流ＩＬ１及び補助電流ＩＬ２の向きが逆になり、スイッチＳ１とスイッチＳ２の役割が逆になる。すなわち、スイッチＳ２が電力変換を行うメインスイッチとなり、スイッチＳ１が同期整流を行う同期整流スイッチとなる。スイッチＳ２がオン状態のときに、電源８０ａからメインリアクトルＬ１へ電流が供給される。そして、スイッチＳ１がオン状態のときに、メインリアクトルＬ１から負荷７０ａへ電流が供給される。
【００６１】
本実施形態では、メインスイッチであるスイッチＳ２の端子間電圧Ｖｄｓ２が０のときに、スイッチＳ２をターンオンするＺＶＳ制御を実施する。本実施形態において、ゲート電圧Ｖｇｓ１，Ｖｇｓ２は、図２及び図３の（ａ）と（ｂ）が逆になったものとなり、端子間電圧Ｖｄｓ１，Ｖｄｓ２は、図２及び図３の（ｃ）と（ｄ）が逆になったものとなる。よって、本実施形態では、端子間電圧Ｖｄｓ１の立ち上がり波形又は端子間電圧Ｖｄｓ２の立ち下がり波形に基づいて、スイッチＳ３のオンタイミングを制御する。すなわち、閾値Ｖｔｈを例えば入力電圧Ｖ１の９０％の値とし、スイッチＳ１をターンオフしたタイミングから、端子間電圧Ｖｄｓ１が閾値Ｖｔｈに到達するまでの時間を、遷移時間Ｔａとして検出する。あるいは、閾値Ｖｔｈを例えば入力電圧Ｖ１の１０％の値とし、スイッチＳ１をターンオフしたタイミングから、端子間電圧Ｖｄｓ２が閾値Ｖｔｈに到達するまでの時間を、遷移時間Ｔａとして検出する。
【００６２】
本実施形態に係る遷移時間検出器５０の構成を図１７に示す。コンパレータ５２の非反転入力端子には、端子間電圧Ｖｄｓ２が入力され、反転入力端子には電源５４の電圧が入力される。電源５４の電圧が閾値Ｖｔｈとなる。ＸＯＲ回路５３の出力は、スイッチＳ１がターンオフしてから、端子間電圧Ｖｄｓ２が閾値Ｖｔｈよりも大きい間「１」となり、端子間電圧Ｖｄｓ２が閾値Ｖｔｈ未満になると「０」となる。したがって、ＸＯＲ回路５３の出力が「１」の期間が遷移時間Ｔａとなる。なお、端子間電圧Ｖｄｓ１から遷移時間Ｔａを検出してもよい。
【００６３】
次に、本実施形態に係る制御器２０の機能について、図１８を参照して説明する。第１実施形態に係る制御器２０と異なる機能は、上下デューティ比算出部２１、電圧偏差算出部２２、及び電圧制御器２３であり、他は同様である。上下デューティ比算出部２１は、入力電圧Ｖ２の検出値、及び出力電圧Ｖ１の検出値（負荷８０ａの実電圧）から、スイッチＳ１，Ｓ２のデューティ比を算出する。電圧偏差算出部２２は、検出された出力電圧Ｖ１と目標電圧との電圧偏差を算出する。
【００６４】
電圧制御器２３は、算出された電圧偏差に基づいて、出力電圧Ｖ１が目標電圧になるように、算出されたスイッチＳ１，Ｓ２のデューティ比の補正量を算出する。詳しくは、出力電圧Ｖ１の検出値が目標値よりも高い場合は、算出されたスイッチＳ２のオン時間を減らすように補正量を算出とともに、算出されたスイッチＳ１のオン時間を増やすように補正量を算出する。
【００６５】
以上説明した第２実施形態によれば、第１実施形態と同様の効果を奏する。
【００６６】
（第３実施形態）
次に、第３実施形態に係る電力変換装置について、第１実施形態と異なる点を説明する。本実施形態に係る電力変換装置１０Ｂの構成を図１９に示す。電力変換装置１０Ｂの端子１１，１２間には電源７０ｂ又は負荷７０ｂが接続され、端子１３，１４間には負荷８０ｂ又は電源８０ｂが接続される。電力変換装置１０Ｂは、電源７０ｂの入力電圧Ｖ１を降圧して端負荷８０ｂへ出力する降圧動作をするとともに、電源８０ｂの入力電圧Ｖ２を昇圧して負荷７０ｂへ出力する昇圧動作をする双方向型コンバータである。
【００６７】
電力変換装置１０Ｂは、補助共振回路１５Ｂの構成が、電力変換装置１０の補助共振回路１５の構成と異なる。補助共振回路１５Ｂは、二つのスイッチＳ３，Ｓ４と補助リアクトルＬ２とから構成されており、ダイオードＤｓの代わりに、スイッチＳ４が接続されている。スイッチＳ４は、ドレイン端子が補助リアクトルＬ２の第２端に接続されており、ソース端子がメインリアクトルＬ１の第２端に接続されている。すなわち、補助共振回路１５Ｂは、補助素子が補助スイッチであるスイッチＳ３又はスイッチＳ４となる。
【００６８】
本実施形態では、電力変換装置１０Ｂが降圧動作をする場合には、スイッチＳ１がメインスイッチ、スイッチＳ２が同期整流スイッチ、スイッチＳ３が補助スイッチの役割をする。また、電力変換装置１０Ｂが昇圧動作をする場合には、スイッチＳ２がメインスイッチ、スイッチＳ１が同期整流スイッチ、スイッチＳ４が補助スイッチの役割をする。制御器２０は、第１実施形態で示したような降圧用の機能と、第２実施形態で示したような昇圧用の機能とを備え、適宜切替えて降圧制御又は昇圧制御を実施する。
【００６９】
また、本実施形態に係る遷移時間検出器５０の構成を図２０に示す。遷移時間検出器５０は、抵抗Ｒ７〜Ｒ１１、コンパレータ５２ａ，５２ｂ、及びＸＯＲ回路５３ａ，５３ｂを備える。コンパレータ５２ａの非反転入力端子には、抵抗Ｒ７と抵抗Ｒ８，Ｒ９とで分圧された電圧Ｖ１が閾値Ｖｔｈとして入力され、コンパレータ５２ａの反転入力端子には、端子間電圧Ｖｄｓ２が入力される。そして、ＸＯＲ回路５３ａには、コンパレータ５２ａの出力及びスイッチＳ２のゲート指令信号が入力される。また、コンパレータ５２ｂの非反転入力端子には、端子間電圧Ｖｄｓ２が入力され、コンパレータ５２ｂの反転入力端子には、抵抗Ｒ７，Ｒ８と抵抗Ｒ９とで分圧された電圧Ｖ１が閾値Ｖｔｈとして入力される。そして、ＸＯＲ回路５３ｂには、コンパレータ５２ｂの出力及びスイッチＳ１のゲート指令信号が入力される。電力変換装置１０Ｂが降圧動作をするときには、ＸＯＲ回路５３ａの出力から遷移時間Ｔａを検出し、電力変換装置１０Ｂが昇圧動作をするときには、ＸＯＲ回路５３ｂの出力から遷移時間Ｔａを検出する。
【００７０】
以上説明した第３実施形態によれば、第１実施形態と同様の効果を奏する。
【００７１】
（第４実施形態）
次に、第４実施形態に係る電力変換装置について、第１実施形態と異なる点を説明する。本実施形態に係る電力変換装置１０Ｃの構成を図２１に示す。
【００７２】
電力変換装置１０Ｃは、メインリアクトルＬ１の第１端と第２端とに、メインリアクトルＬ１に並列にコンデンサＣ３が接続されている。
【００７３】
第４実施形態によれば、第１実施形態と同様の効果を奏するとともに、コンデンサＣ１，Ｃ２の容量を低減して、低耐圧のものにすることができる。ひいては、コンデンサＣ１，Ｃ２を小型化することができる。なお、昇圧コンバータの電力変換装置１０Ａや双方向型コンバータの電力変換装置１０Ｂに、電力変換装置１０Ｃの構成を適用してもよい。
【００７４】
（第５実施形態）
次に、第５実施形態に係る電力変換装置について、第１実施形態と異なる点を説明する。本実施形態に係る電力変換装置１０Ｄの構成を図２２に示す。
【００７５】
電力変換装置１０Ｄは、補助共振回路１５Ｄの構成が、電力変換装置１０の補助共振回路１５の構成と異なる。補助共振回路１５Ｄでは、メインリアクトルＬ１と補助リアクトルＬ２とが互いに磁気結合している。そのため、共通のコアに２つのコイルを巻き付けて、メインリアクトルＬ１と補助リアクトルＬ２とを形成することができる。補助共振回路１５Ｄの等価回路において、メインリアクトルＬ１側は、巻数Ｎ１の１次巻線と励磁インダクタンス成分との並列回路となり、補助リアクトルＬ２側は、巻数Ｎ２の２次巻線と漏れインダクタンス成分との直列回路となる。１次巻線と２次巻線は理想トランスを構成し、漏れインダクタンス成分は、励磁インダクタンス成分よりも十分に小さい。この場合、漏れインダクタンス成分と、コンデンサＣ１，Ｃ２とで共振動作が起こる。よって、式（３）におけるインダクタンスＬは、漏れインダクタンス値となる。
【００７６】
また、メインリアクトルＬ１の第１端の極性と、補助リアクトルＬ２の第２端の極性とを同極性とする。これにより、漏れインダクタンス成分に印加される電圧を、励磁インダクタンス成分の端子間電圧に対して巻数比Ｎ２／Ｎ１を乗算した値だけ高くすることができる。これにより、漏れインダクタンス成分に磁気エネルギを蓄積する時間を短縮することができる。
【００７７】
以上説明した第５実施形態によれば、第１実施形態と同様の効果を奏するとともに、以下効果を奏する。なお、昇圧コンバータの電力変換装置１０Ａや双方向型コンバータの電力変換装置１０Ｂに、電力変換装置１０Ｃの構成を適用してもよい。
【００７８】
・メインリアクトルＬ１と補助リアクトルＬ２のコアを共通化して、電力変換装置１０Ｄの体格を抑制することができる。
【００７９】
・メインリアクトルＬ１の第１端と補助リアクトルＬ２の第２端とを同極性としたことにより、スイッチＳ３のオン状態時に、漏れインダクタンス成分の印加電圧を高めることができ、漏れインダクタンス成分への磁気エネルギの蓄積時間を短縮することができる。
【００８０】
（第６実施形態）
次に、第６実施形態に係る電力変換装置について、第５実施形態と異なる点を説明する。本実施形態に係る電力変換装置１０Ｅの構成を図２３に示す。
【００８１】
電力変換装置１０Ｅは、補助共振回路１５Ｅの構成が、電力変換装置１０Ｄの補助共振回路１５Ｅと異なる。補助共振回路１５ＥのダイオードＤ１のアノード端子が、グラウンド電位に接続されている。グラウンド電位は、低電位側の端子１２，１４、及びスイッチＳ２のソース端子と同電位である。
【００８２】
ここで、第５実施形態の場合、スイッチＳ１がオン状態となっている期間には、スイッチＳ３に逆並列に接続されたダイオードＤ３のアノード電位がカソード電位よりも高くなる。そのため、ダイオードＤ３が導通し、スイッチＳ３の端子間電圧Ｖｄｓ３は０となる。その後、スイッチＳ２がオン状態となっている期間には、スイッチＳ３の端子間電圧Ｖｄｓ３は、出力電圧Ｖ２と２次巻線の端子間電圧との和になる。
【００８３】
これに対して、本実施形態の場合、スイッチＳ１がオン状態となっている期間には、ダイオードＤ３の導通により、スイッチＳ３の端子間電圧Ｖｄｓ３は０となる。その後、スイッチＳ２がオン状態となっている期間には、スイッチＳ３の端子間電圧は、２次巻線の端子間電圧となる。したがって、本実施形態の場合、第５実施形態と比較して、スイッチＳ３の端子間電圧を出力電圧Ｖ２の分だけ低下させることができる。
【００８４】
なお、ダイオードＤ１のアノード端子をグラウンド電位に接続する構成は、メインリアクトルＬ１の第１端と補助リアクトルＬ２の第２端とを、同極性になるように磁気結合することにより実現される。
【００８５】
以上説明した第６実施形態によれば、第５実施形態と同様の効果を奏するとともに、スイッチＳ３を低耐圧化することができる。ひいては、スイッチＳ３を小型化することができる。
【００８６】
（第７実施形態）
次に、第７実施形態に係る電力変換装置について、第５実施形態と異なる点を説明する。本実施形態に係る電力変換装置１０Ｆの構成を図２４に示す。
【００８７】
電力変換装置１０Ｆは、補助共振回路１５Ｆの構成が、電力変換装置１０Ｄの補助共振回路１５Ｆと異なる。補助共振回路１５ＦのダイオードＤ１のアノード端子が、電源７０の高電位側に接続されている。すなわち、ダイオードＤ１のアノード端子が、高電位側の端子１１、及びスイッチＳ１のドレイン端子に接続されている。
【００８８】
第７実施形態によれば、第５実施形態と同様の効果を奏するとともに、スイッチＳ１のオン状態の期間に、第５実施形態よりも、ダイオードＤｓの端子間電圧を低くすることができる。よって、ダイオードＤｓを低耐圧化することができる。
【００８９】
（第８実施形態）
次に、第８実施形態に係る電力変換装置について、第５実施形態と異なる点を説明する。本実施形態に係る電力変換装置１０Ｇの構成を図２５に示す。
【００９０】
電力変換装置１０Ｇは、電源７０及び負荷８０に対して互いに並列に接続された２台の電力変換装置１０Ｄ（＃１），（＃２）を有する。各電力変換装置１０Ｄでは、上述したＺＶＳ制御を実施する。このとき、電力変換装置１０Ｄ（＃１）のスイッチＳ１〜Ｓ３と、電力変換装置１０Ｄ（＃２）のスイッチＳ１〜Ｓ３は、同じタイミングでオンオフする。このように、複数相の電力変換装置１０ＤにおいてＺＶＳ制御を実施すると、各相の出力電流のばらつきに応じて、メインリアクトルＬ１に電圧が印加される時間が変化し、負帰還がかかるため、各相の出力電流が自動的に均衡する。
【００９１】
図２６（ａ）に、各相を流れるリアクトル電流ＩＬ１ａ，ＩＬ１ｂ、図２６（ｂ）に、各相を流れる補助電流ＩＬ２ａ，ＩＬ２ｂ、図２６（ｃ）に、各相の端子間電圧Ｖｄｓ２ａ，Ｖｄｓ２ｂのタイムチャートを示す。リアクトル電流ＩＬ１ａ，補助電流ＩＬ２ａ，端子間電圧Ｖｄｓ２ａを、電力変換装置１０Ｄ（＃１）に対応するものとし、リアクトル電流ＩＬ１ｂ，補助電流ＩＬ２ｂ，端子間電圧Ｖｄｓ２ｂを、電力変換装置１０Ｄ（＃２）に対応するものとする。
【００９２】
図２６の例では、リアクトル電流ＩＬ１ａがリアクトル電流ＩＬ１ｂよりも大きい。ここで、補助電流ＩＬ２ａが最適である場合、補助電流ＩＬ２ｂは過大となっている。すなわち、リアクトル電流ＩＬ１ｂがリアクトル電流ＩＬ１ａよりも小さい分、補助電流ＩＬ２ｂは、補助電流ＩＬ２ａよりも小さい値で最適となる。しかしながら、スイッチＳ３のオン時間を各相で同じにしているため、各相の補助電流ＩＬ２は等しくなる。
【００９３】
その結果、補助電流ＩＬ２ｂは過大となっている。補助電流ＩＬ２ｂは過大となっているため、端子間電圧Ｖｄｓ２ｂは端子間電圧Ｖｄｓ２ａよりも急激に立ち上がる。そのため、電力変換装置１０Ｄ（＃２）のメインリアクトルＬ１には、電力変換装置１０Ｄ（＃１）よりも早く電圧が印加される。したがって、リアクトル電流ＩＬ１ｂは増加し、リアクトル電流ＩＬ１ａと均衡するようになる。
【００９４】
一方、補助電流ＩＬ２ｂが最適である場合、補助電流ＩＬ２ａは過小となっている。よって、端子間電圧Ｖｄｓ２ａは端子間電圧Ｖｄｓｂよりも緩やかに立ち上がる。そのため、電力変換装置１０Ｄ（＃１）のメインリアクトルＬ１には、電力変換装置１０Ｄ（＃２）よりも遅く電圧が印加される。したがって、リアクトル電流ＩＬ１ａは減少し、リアクトル電流ＩＬ１ｂと均衡するようになる。
【００９５】
図２７（ａ）に、各相の出力電圧に０．０４８Ｖの誤差を与えた場合において、ＺＶＳ制御をしない場合の各相のリアクトル電流ＩＬ１ａ，ＩＬ１ｂのタイムチャートを示す。また、図２７（ｂ）に、同様の誤差を与えた場合において、ＺＶＳ制御をした場合の各相のリアクトル電流ＩＬ１ａ，ＩＬ１ｂのタイムチャートを示す。
【００９６】
ＺＶＳ制御をしない場合は、リアクトル電流ＩＬ１ａ，ＩＬ１ｂのばらつきΔＩが５Ａ程度残ったままになるのに対して、ＺＶＳ制御をした場合は、リアクトル電流ＩＬ１ａ，ＩＬ１ｂのばらつきΔＩを１Ａ以下に抑えることができている。
【００９７】
以上説明した第８実施形態によれば、第５実施形態と同様の効果を奏するとともに、各相のリアクトル電流を自動的に均衡させることができる。ひいては、各相の出力電流を自動的に均衡させることができる。なお、昇圧コンバータの電力変換装置１０Ａや双方向型コンバータの電力変換装置１０Ｂに、電力変換装置１０Ｇの構成を適用してもよい。
【００９８】
（他の実施形態）
・立ち上がり波形又は立ち下がり波形として、立ち上がり波形又は立ち下がり波形の傾きを検出し、傾きに基づいて、スイッチＳ３，Ｓ４のターンオンのタイミングを制御してもよい。また、例えば、立ち上がり波形が閾値Ｖｔｈの１／２まで上昇するまでの時間を検出し、その時間を２倍して遷移時間Ｔａとしてもよい。
【００９９】
・スイッチＳ１〜Ｓ３は、ＭＯＳＦＥＴに限らず、ＩＧＢＴやバイポーラトランジスタ等の他の種類のスイッチング素子を用いてもよい。
【符号の説明】
【０１００】
１０，１０Ａ〜１０Ｇ…電力変換装置、１５，１５Ａ，１５Ｂ，１５Ｄ〜１５Ｆ…補助共振回路、２０…制御器、５１…電圧検出器、Ｄｓ…ダイオード、Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３…スイッチ、Ｌ１…メインリアクトル、Ｌ２…補助リアクトル、Ｃ１，Ｃ２…コンデンサ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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