(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
アンテナ開口面を少なくともＥＬ面方向にＮ（Ｎ≧２）分割してＮ個の送信サブアレイ（素子数１以上）を形成し、Ｎ種の所定の変調方式で変調した１または複数のパルスまたは連続波信号をそれぞれ前記Ｎ個の送信サブアレイによって送信する送信装置と、
アンテナ開口面をＭ個（Ｍ≧１）に分割してＭ個の受信サブアレイを形成し、受信サブアレイ毎に分割して送信されたＮ個の変調信号を復調することで、送受信のＮ×Ｍのサブアレイ信号からなるＭＩＭＯ（Multi-Input Multi-Output）による仮想アレイを形成し、仮想アレイの中で高度方向の位相中心が異なるＰ（２以上）種のサブアレイに分割し、Ｐ種のサブアレイ毎に、Ｑ（１以上）本の方向の異なるビームを形成してレンジ−ドップラ軸のＰ×Ｑのビーム信号を取得し、このＰ×Ｑのビーム信号の中で最大値をもつビーム出力により目標を検出する受信レーダ装置と
を具備するレーダシステム。
【請求項２】
前記受信レーダ装置は、前記ＭＩＭＯによる仮想アレイの出力について複素信号のΣ（和）ビームとΔ（差）ビームを用いたモノパルス測角を行うものとし、Σビームについては前記Ｐ×Ｑのビーム信号の中で最大値をもつビーム出力を選定し、それに対応したΔビームまたはΣ２（スクイント）ビームを用いて、それぞれΔ／ΣまたはΣ２／Σによる誤差電圧の虚数部が最小値となるビームペアを用いて測角する請求項１のレーダシステム。
【請求項３】
前記受信レーダ装置は、前記仮想アレイにおいて、ＥＬ軸方向の角度軸について高分解能処理して、直接波とマルチパス波との分離を判定し、分離可能な場合に、上方の直接波の角度を優先的に選定する請求項１または２記載のレーダシステム。
【請求項４】
前記受信レーダ装置は、前記仮想アレイにおいて送信位相を既知の擬似ランダム位相に設定し、前記仮想アレイによるビームを形成する際に、その送信位相を補正してビーム形成する請求項１乃至３のいずれか記載のレーダシステム。
【請求項５】
前記受信レーダ装置は、前記仮想アレイにおける送信位相を観測方向にヌルになるように設定し、前記仮想アレイによりビームを形成する際に、その送信の位相を補正する請求項１乃至３のいずれか記載のレーダシステム。
【請求項６】
送信側は、アンテナ開口面を少なくともＥＬ面方向にＮ（Ｎ≧２）分割してＮ個の送信サブアレイ（素子数１以上）を形成し、Ｎ種の所定の変調方式で変調した１または複数のパルスまたは連続波信号をそれぞれ前記Ｎ個の送信サブアレイによって送信し、
受信側は、アンテナ開口面をＭ個（Ｍ≧１）に分割してＭ個の受信サブアレイを形成し、受信サブアレイ毎に分割して送信されたＮ個の変調信号を復調することで、送受信のＮ×Ｍのサブアレイ信号からなるＭＩＭＯ（Multi-Input Multi-Output）による仮想アレイを形成し、仮想アレイの中で高度方向の位相中心が異なるＰ（２以上）種のサブアレイに分割し、Ｐ種のサブアレイ毎に、Ｑ（１以上）本の方向の異なるビームを形成してレンジ−ドップラ軸のＰ×Ｑのビーム信号を取得し、このＰ×Ｑのビーム信号の中で最大値をもつビーム出力により目標を検出するレーダ信号処理方法。
【請求項７】
前記受信側は、前記ＭＩＭＯによる仮想アレイの出力について複素信号のΣ（和）ビームとΔ（差）ビームを用いたモノパルス測角を行うものとし、Σビームについては前記Ｐ×Ｑのビーム信号の中で最大値をもつビーム出力を選定し、それに対応したΔビームまたはΣ２（スクイント）ビームを用いて、それぞれΔ／ΣまたはΣ２／Σによる誤差電圧の虚数部が最小値となるビームペアを用いて測角する請求項６記載のレーダ信号処理方法。
【請求項８】
前記受信側は、前記仮想アレイにおいて、ＥＬ軸方向の角度軸について高分解能処理して、直接波とマルチパス波との分離を判定し、分離可能な場合に、上方の直接波の角度を優先的に選定する請求項６または７記載のレーダ信号処理方法。
【請求項９】
前記受信側は、前記仮想アレイにおいて送信位相を既知の擬似ランダム位相に設定し、前記仮想アレイによるビームを形成する際に、その送信位相を補正してビーム形成する請求項６乃至８のいずれか記載のレーダ信号処理方法。
【請求項１０】
前記受信側は、前記仮想アレイにおける送信位相を観測方向にヌルになるように設定し、前記仮想アレイによりビームを形成する際に、その送信の位相を補正する請求項６乃至８のいずれか記載のレーダ信号処理方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本実施形態は、レーダシステム及びレーダ信号処理方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
複数の送信レーダ装置及び複数の受信レーダ装置により目標の位置を検出する従来のレ−ダシステムでは、低高度を飛翔する目標を測高する際に、アンテナ開口が小さいと受信ビーム幅が広くなり、マルチパスの影響を受けてフェージングにより目標を検出できなくなるという課題があった。また、Σ及びΔの位相モノパルスビームによる場合には、マルチパスの影響で測高誤差が大きくなるという課題もあった。
【０００３】
これらの課題の対策のために、従来では、周波数を変えて各々の周波数における検出及び測高を行い、その結果を用いて最大ＳＮ（Signal to Noise Ratio）の場合等を選定する周波数ダイバーシティ手法がある。しかしながら、この手法では複数の周波数を使うため、電波法上の制約や機材規模が増える等の課題があった。
【０００４】
また、観測目標に対して送信の機密性を持たせたり、所定の方向に対して電波干渉を抑圧したりする課題もあった。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）処理、JIAN LI、PETER STOICA、‘MIMO RADAR SIGNAL PROCESSING’、WILEY、pp.1-5 (2009)
【非特許文献２】位相モノパルス（位相比較モノパルス）方式、吉田、‘改訂レーダ技術’、電子情報通信学会、pp.262-264 (1996)
【非特許文献３】テーラー分布、吉田、‘改訂レーダ技術’、電子情報通信学会、pp.134-135 (1996)
【非特許文献４】パルス圧縮、吉田、‘改訂レーダ技術’、電子情報通信学会、pp.278-280 (1996)
【非特許文献５】ＭＵＳＩＣ（MUltiple SIgnal Classification）、ＥＳＰＲＩＴ（Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Techniques）、菊間、‘アダプティブアンテナ技術’、オーム社、pp.137-164 (2003)
【非特許文献６】空間平均法、菊間、‘アレーアンテナによる適応信号処理’、科学技術出版、pp.163-170, pp.336-337 (1999)
【非特許文献７】振幅及び位相によるヌルビーム形成、菊間、‘アレーアンテナによる適応信号処理’、科学技術出版、pp.71(1999)
【非特許文献８】位相のみによるヌルビーム形成、Yasuo SUZUKI、‘Side Lobe Suppression with Phase Weight Only’, The Transactions of the IEICE, VOL.E73, No.2, Feb. (1990)
【非特許文献９】ＣＦＡＲ処理、吉田、‘改訂レーダ技術’、電子情報通信学会、pp.87-89 (1996)
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
以上述べたように、従来のＭＩＭＯ方式によるレ−ダシステムでは、低高度を飛翔する目標を測高する際に、フェージングによる目標の非検出、測高誤差の増大、電波法上の制約や、機材規模の増大を回避し、観測目標に対する送信の機密性の取得、所定の方向に対する電波干渉を抑圧機能の取得を実現する課題があった。
【０００７】
本実施形態は上記課題に鑑みなされたもので、低高度を飛翔する目標を測高する際に、フェージングによる目標の非検出、測高誤差の増大、電波法上の制約や、機材規模の増大を回避し、観測目標に対する送信の機密性の取得、所定の方向に対する電波干渉を抑圧機能の取得を実現することのできるレーダシステム及びレーダ信号処理方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記の課題を解決するために、本実施形態に係るレーダシステムは、送信装置と受信レーダ装置とを備える。前記送信装置は、アンテナ開口面を少なくともＥＬ面方向にＮ（Ｎ≧２）分割してＮ個の送信サブアレイ（素子数１以上、以下同様）を形成し、Ｎ種の所定の変調方式で変調した１または複数のパルスまたは連続波信号をそれぞれ前記Ｎ個の送信サブアレイによって送信する。また、前記受信レーダ装置は、アンテナ開口面をＭ個（Ｍ≧１）に分割してＭ個の受信サブアレイを形成し、受信サブアレイ毎に分割して送信されたＮ個の変調信号を復調する。このように、送受信のＮ×Ｍのサブアレイ信号からなるＭＩＭＯ（Multi-Input Multi-Output）による仮想アレイを形成し、仮想アレイの中で高度方向の位相中心が異なるＰ（２以上）種のサブアレイ（全素子を含む）に分割し、Ｐ種のサブアレイ毎に、さらにＱ（１以上）本の方向の異なるビームを形成してレンジ−ドップラ軸のＰ×Ｑのビーム信号を取得し、このＰ×Ｑのビーム信号の中で最大値をもつビーム出力により目標を検出する。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１Ａ】第１の実施形態に係るレーダシステムの送信装置の構成を示すブロック図。
【図１Ｂ】第１の実施形態に係るレーダシステムの受信レーダ装置の構成を示すブロック図。
【図２】図１Ａ及び図１Ｂに示すレーダシステムにおいて、送受信処理の様子を示す図。
【図３】図１Ａ及び図１Ｂに示すレーダシステムにおいて、ＭＩＭＯ処理の流れを示す図。
【図４】図１Ａ及び図１Ｂに示すレーダシステムにおいて、送信及び受信のアンテナ座標系を示す図。
【図５】図１Ａ及び図１Ｂに示すレーダシステムに適用されるビーム形成手法の位相モノパルスビーム及びスクイントモノパルスビームを示す図。
【図６】図５（ａ）に示す位相モノパルスビームの特性を示す図。
【図７】図５（ｂ）に示すスクイントモノパルスビームの特性を示す図。
【図８】図１Ａ及び図１Ｂに示すレーダシステムにおいて、位相中心の高度を変えてサブアレイを構成して位相中心の異なるΣビームを形成した様子を示す図。
【図９】図１Ａ及び図１Ｂに示すレーダシステムにおいて、高度を変えた各サブアレイ毎に、ＥＬ面の指向方向の異なる複数のΣビ−ム（１〜Ｐ）を形成した様子を示す図。
【図１０】第１の実施形態に係るレーダシステムの処理の流れを示すフローチャート。
【図１１】第２の実施形態に係るレーダシステムの受信レーダ装置の構成を示すブロック図。
【図１２】第２の実施形態に係るレーダシステムの処理の流れを示すフローチャート。
【図１３】第３の実施形態に係るレーダシステムの受信レーダ装置の構成を示すブロック図。
【図１４】第３の実施形態に係るレーダシステムにおいて、送受信処理の様子を示す図。
【図１５】第３の実施形態に係るレーダシステムの処理の流れを示すフローチャート。
【図１６】第４の実施形態に係るレーダシステムにおいて、送受信仮想アレイによって送受信ビームが形成される様子を示す図。
【図１７】第５の実施形態に係るレーダシステムにおいて、送受信仮想アレイによって送受信ビームが形成される様子を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、実施形態について、図面を参照して説明する。尚、各実施形態の説明において、同一部分には同一符号を付して示し、重複する説明を省略する。
【００１１】
（第１の実施形態）（ＭＩＭＯ成形ビーム）
図１Ａ及び図１Ｂは第１の実施形態に係るレーダシステムの構成を示すもので、図１Ａは送信装置、図１Ｂは受信レーダ装置の構成を示すブロック図である。
【００１２】
図１Ａに示す送信装置は、参照信号発生器１１で所定の全帯域を用いた参照信号（チャープ、符号化コード等）を発生し、Ｎ系統に分配する。各系統において、それぞれレンジ軸ＦＦＴ処理器１２１〜１２Ｎでレンジ軸に沿った周波数領域の信号に変換し、周波数フィルタ１３１〜１３ＮでＮｃｈの周波数帯に分割した後、レンジ軸逆ＦＦＴ処理部１４１〜１４Ｎによりレンジ軸に沿った時間領域の信号に変換する。次に、ＲＦ信号変調器１５１〜１５Ｎで各系統の周波数帯域による参照信号によりＲＦ（パルス）信号を変調し、移相器１６１〜１６Ｎで所定の位相を設定した後、増幅器１７１〜１７Ｎにより電力増幅して、アンテナ素子（サブアレイ）１８１〜１８Ｎにより送信する。
【００１３】
図１Ｂに示す受信レーダ装置は、目標から反射した信号を、Ｍ系統のアンテナ素子（サブアレイ）２１１〜２１Ｍで受信し、増幅器２２１〜２２Ｍで低雑音増幅し、周波数変換器２３１〜２３Ｍでローカル信号により周波数変換し、ＡＤ変換器２４１〜２４Ｍで受信ディジタル信号に変換する。次に、各系統において、レンジ軸ＦＦＴ処理器２５１〜２５ＭでＭ系統の受信信号をそれぞれ周波数領域の信号に変換し、周波数抽出器２６１〜２６Ｍにおいて、Ｎ個の送信信号に対応した周波数帯を抽出し、全部でＮ×ＭｃｈのＭＩＭＯ信号を取得する。
【００１４】
その後、ビーム選定器２７により、高度、ビーム変化の変化に基づいてＮ×ＭｃｈのＭＩＭＯ信号からＮｃｈそれぞれのＭｃｈビ−ム形成信号を選定し、それに対応したＭＩＭＯウェイト設定器２８１〜２８Ｎにおいて、ＭＩＭＯビームとしてΣビーム及びΔビームを形成するための複素ウェイトを設定し、ＭＩＭＯビーム処理器２９１〜２９Ｎにおいて、設定された複素ウェイトをそれぞれ選定されたＭｃｈビーム形成信号に乗算することで、モノパルス測角（非特許文献２参照）用のΣビームとΔビームを形成する。振幅ウェイトとしては、例えばテーラー分布（非特許文献３参照）を選定する。
【００１５】
ここで、複数ヒットによるＰＲＩ（パルス繰り返し周期：Pulse Repetition Interval）信号を送受信する場合には、Σビームの出力をＰＲＩ−ＦＦＴ処理器２Ａ１〜２ＡＮでドップラ周波数軸に変換し、一方で、参照信号生成器２Ｂ１〜２ＢＮで生成される参照信号をレンジＦＦＴ処理器２Ｃ１〜２ＣＮでレンジ軸に沿った周波数領域の信号に変換し、参照信号乗算器２Ｄ１〜２ＤＮでドップラ周波数軸のΣビーム出力に周波数領域の参照信号を乗算することで相関処理した後、レンジ逆ＦＦＴ処理器２Ｅ１〜２ＥＮにより時間軸の信号に変換する。この処理はパルス圧縮処理（非特許文献４参照）と同様である。次に、ＤＢＦ（デジタルビーム形成：Digital Beam Forming）処理器２ＦによってＭｃｈ分のビームを形成し、ＣＦＡＲ（定誤警報確率：Constant False Alarm Rate）処理器２ＧでＣＦＡＲ処理（非特許文献９参照）して、所定のスレショルドにより目標検出する。
【００１６】
同様の処理がΔビームについても、ＰＲＩ−ＦＦＴ処理器２Ａ１〜２ＡＮでドップラ周波数軸に変換し、参照信号乗算器２Ｄ１〜２ＤＮで周波数領域の参照信号を乗算して相関処理し、レンジ逆ＦＦＴ処理器２Ｅ１〜２ＥＮにより時間軸の信号に変換し、ＤＢＦ処理器２ＦによってＭｃｈ分のビームを形成し、ＣＦＡＲ処理器２ＧでＣＦＡＲ処理する。
【００１７】
次に、測角演算器２Ｈにおいて、ＣＦＡＲ処理されたΔ系セルのうちΣ系で目標が検出されたセルに対応するセルを抽出し、Σ信号とΔ信号により測角演算する。これにより、検出セルの時間から算出した距離と合わせて、目標の距離と角度が出力される。
【００１８】
上記構成において、以下にその処理の流れを具体的に説明する。
【００１９】
まず、従来のレーダシステムでは、低高度を飛翔する目標を測高する際に、アンテナ開口が小さいと受信ビーム幅が広くなってしまい、マルチパスの影響を受けて、フェージングによる目標非検出が生じる課題があった。また、Σ及びΔの位相モノパルスビームによる場合には、マルチパスの影響で測高誤差が大きくなる課題があった。この対策のために、周波数を変えて各々の周波数における検出及び測高結果を用いて、最大ＳＮの場合等を選定する周波数ダイバーシティによる手法がある。しかしながら、この手法では複数の周波数を使うため、電波法上の制約や、機材規模が増える等の課題があった。
【００２０】
これに対して、本実施形態に係るレーダシステムでは、ＭＩＭＯ処理（非特許文献１参照）を利用し、以下の処理を実施することで上記の課題を解決する。尚、本実施形態では、１例として、周波数分割によりＮ種の送信変調を生成する手法について説明するが、ＭＩＭＯによりＥＬ面で大開口の仮想アレイを構成すればよく、コード変調等を用いた他のＭＩＭＯ方式でもよい。
【００２１】
まず、送信装置では、所定の全帯域を用いた参照信号（チャープ、符号化コード等）を発生し、レンジ軸ＦＦＴ処理して周波数領域の信号に変換する。次に、Ｎｃｈの周波数帯に分割した後、レンジ軸逆ＦＦＴ処理して時間領域の信号に変換し、ＲＦ（パルス）信号を変調して所定の位相を設定した後、電力増幅して、Ｎ個の送信サブアレイにより送信する。
【００２２】
ここで、上記周波数分割型において、送信時には、例えば図２（ａ）に示す全帯域チャープのＭ系列変調信号を生成して図２（ｂ）に示すＮ個のチャープ帯域＃１〜＃Ｎに周波数分割し、これによって得たＮ個のチャープ帯域＃１〜＃ＮのＲＦ信号をそれぞれ図２（ｃ）に示すＮ個の送信サブアレイに供給し、送出させる。受信時には、図２（ｃ）に示す受信サブアレイ毎（サブアレイ数Ｍ）で受信した信号を周波数変換した後、ＡＤ変換し、Ｎ通りのＭ系列で復調して図２（ｄ）に示すＮ×Ｍの仮想送受信アレイによる信号を得る。
【００２３】
すなわち、受信レーダ装置では、目標から反射した信号をＭ個の受信サブアレイで受信し、それぞれ低雑音増幅した後、送信波形と同様のローカル信号により周波数変換し、受信ディジタル信号に変換される。次に、Ｍｃｈの受信ディジタル信号をそれぞれレンジ軸ＦＦＴ処理して周波数領域の信号に変換し、Ｎ個の送信信号に対応した周波数帯を抽出し、全部でＮ×ＭｃｈのＭＩＭＯ信号に変換する。この際、抽出した周波数帯は、Ｎ分割のうち、いずれか１つの同じ帯域に変換する。これにより、ＭＩＭＯ合成後の出力の周波数帯域が狭くなり、レンジ分解能は低下するが、ＭＩＭＯ素子位置の広がりが最大（全ＭＩＭＯ素子を使用）になるため、角度分解能が向上する。図３にこの様子を示す。図３（ａ）は送信ｃｈ毎にパルス圧縮し、同一周波数に変換してＤＢＦ処理する様子を示している。また、図３（ｂ）は送信全ｃｈ分の開口に相当するＤＢＦ処理と送信１ｃｈ分の帯域に相当するＰＣ処理の連携を示している。この場合、Ｎｃｈ合成によるＤＢＦ出力は、レンジは低分解能となるが、角度は高分解能となる。
【００２４】
その後、ビーム選定により所定のビ−ムを選定し、それに対応したＭＩＭＯウェイト設定において、ＭＩＭＯビーム用の複素ウェイトを設定する。ＭＩＭＯビーム処理において、モノパルス測角（非特許文献２参照）用のΣビームとΔビームを形成する。振幅ウェイトとしては、例えばテーラー分布（非特許文献３参照）を選定する。Σビームの出力は、複数ヒットによるＰＲＩ（パルス繰り返し周期：Pulse Repetition Interval）信号を送受信する場合は、ＰＲＩ−ＦＦＴ処理されてドップラ周波数軸に変換された後に、参照信号をレンジ軸ＦＦＴ処理した信号と乗算することで相関処理し、レンジ逆ＦＦＴ処理により時間軸の信号に変換する。この処理はパルス圧縮処理（非特許文献４参照）と同様である。次に、Ｍｃｈ分の信号をＤＢＦ処理し、ＣＦＡＲ処理（非特許文献９参照）して、所定のスレショルドと比較することにより目標を検出する。同様の処理をΔ系でも実施し、Δ系セルのうちΣ系で検出したセルを抽出し、ΣとΔ信号により測角演算して、検出セルの時間から算出した距離と合わせて、目標の距離と角度を出力する。
【００２５】
図４に送信及び受信のアンテナ座標系を示す。送信アンテナと受信アンテナは一体型でもよいのは言うまでもない。
【００２６】
以上述べた本実施形態のＭＩＭＯ処理では、送信装置において、サブアレイ毎（素子数１以上、サブアレイ数Ｎ）に異なる変調信号で変調して送信し、受信レーダ装置ではサブアレイ毎（サブアレイ数Ｍ）で受信した信号を周波数変換した後にＡＤ変換し、Ｎ通りの変調信号で復調してＮ×Ｍの信号を得る。本実施形態では、変調信号として全帯域のチャープ信号を用いるものとし、それを周波数分割してＮｃｈの信号を取得しているが、元からＮｃｈの変調信号を得るようにしてもよい。
【００２７】
以下にＭＩＭＯビーム形成手法について定式化する。送信サブアレイにおける送信アンテナ（素子）と受信サブアレイにおける受信アンテナ（素子）の複素ウェイトをそれぞれＡ，Ｂと表すと次式となる。
【数１】
0006495756.tif 000002
【００２８】
【数２】
0006495756.tif 000003
【００２９】
これより、各要素は次式となる。  
【数３】
0006495756.tif 000004
【００３０】
次に、各送受信素子信号を行列の要素で表現すると、次式となる。  
【数４】
0006495756.tif 000005
【００３１】
送受信ビーム出力は、（４）式の要素にサイドローブ低減用のウェイトと、サイドローブ低減用のテーラーウェイト（引用文献３）等を乗算後加算となり、次式となる。  
【数５】
0006495756.tif 000006
【００３２】
以上のビ−ム形成手法により、図５（ａ）に示す位相モノパルスビーム（図６、非特許文献２参照）や図５（ｂ）に示すスクイントビーム（図７、非特許文献２参照）を形成することができる。
【００３３】
また、（４）式の仮想アレイ素子を用いて、図８に示すように、位相中心の高度を変えたサブアレイを構成すれば、位相中心の異なるΣビームを形成することができる。これにより、直接波と間接波の位相関係を変えて、最もＳＮの高いサブアレイを選定することで、高度ダイバーシティ効果が得られるようになり、マルチパスフェージング対策となる。サブアレイとしては、仮想アレイの全開口を使う場合を含めたり、間引いたりしてもよいのは言うまでもない。
【００３４】
また、図９に示すように、高度を変えた各サブアレイ毎に、ＥＬ面の指向方向の異なる複数のΣビ−ム（１〜Ｐ）を形成し、その中で最もＳＮの高いビームを選定することにより、ビームダイバーシティ効果を得ることができる。
【００３５】
以上の高度及びビームダイバーシティ処理をまとめると、図１０に示すように、送受信開始指示に従って送受信仮想アレイ素子を生成し、複数のビームを順次形成してＳＮの評価を受け（Ｓ１〜Ｓ６）、複数の高度についてもビーム毎に同様の処理を行う（Ｓ７，Ｓ８）。続いて、ＳＮ最大ビームを選定し、測高処理を行う（Ｓ９，Ｓ１０）。この測高処理については、選定したΣビームに対して、位相モノパルスの場合はΔビ−ムを、またスクイントビームの場合はΣ２ビームを選定する。
【００３６】
この複数の候補の中で、下記の誤差電圧の虚数部を算出する。次に次式により、誤差電圧を算出する。  
【数６】
0006495756.tif 000007
【００３７】
【数７】
0006495756.tif 000008
【００３８】
この誤差電圧と、予め取得した誤差電圧と角度の対応テーブルにより、測角値を算出できる。
【数８】
0006495756.tif 000009
【００３９】
以上のように、本実施形態に係るレーダシステムでは、送信装置において、Ｎ種の所定の変調方式で変調した信号により、アンテナ開口面を少なくともＥＬ面方向にＮ個に分割したサブアレイに対応させて変調した１または複数のパルス（または連続波）信号を送信し、受信レーダ装置において、アンテナ開口面をＭ個に分割してサブアレイを形成し、サブアレイ毎に、送信のＮ通りの変調方式に応じて分割し、分割したＮ個の変調信号毎に復調して送受信のＮ×Ｍのサブアレイ信号からなるＭＩＭＯによる仮想アレイを形成し、仮想アレイの中で高度方向の位相中心が異なるＰ種のサブアレイに分割し、Ｐ種のサブアレイ毎に、さらにＱ本の方向の異なるビームを形成し、これによって得られたレンジ−ドップラ軸のＰ×Ｑのビーム信号の中で最大値をもつビーム出力により目標を検出する。
【００４０】
すなわち、ＭＩＭＯによりＥＬ軸方向の送受信アレイの開口長を増やしてＥＬ面ビーム幅を狭くし、高度方向に位相中心の異なるサブアレイにより、高度及びビームダイバーシティの効果が得られるので、低空目標の場合のマルチパスフェージングを抑えることができる。
【００４１】
（第２の実施形態）（虚数部によるマルチパス判定）
第１の実施形態では、高度／ビームダイバーシティによるΣビームの選定手法について述べた。本実施形態では、Σビームを選定した後、ビームペアを選定する手法について述べる。
【００４２】
図１１は、第２の実施形態に係るレーダシステムの受信レーダ装置の構成を示すブロック図である。送信装置については第１の実施形態と同一なので、ここではその説明を省略する。
【００４３】
本実施形態に係る受信レーダ装置では、ビーム選定器２７の後段にビームペア選定器２Ｉを配置し、ＣＦＡＲ処理器２Ｇの後段に誤差電圧検出器２Ｊを配置し、誤差電圧検出器２Ｊで検出された誤差電圧の虚数部に基づいてビームペア選定器２Ｉの選定処理を制御するようにしている。
【００４４】
すなわち、第２の実施形態では、第１の実施形態で選定したΣビームに対して、位相モノパルスの場合はΔビ−ムの候補を、またスクイントモノパルスの場合はＥＬ面でスクイントしたΣ２ビームの候補を考える。
【００４５】
位相モノパルスの場合は、Δビームの指向方向、サイドローブレベル等がパラメータになる。また、スクイントモノパルスの場合は、Σ２ビームの指向方向（Σビームに対するスクイント角の設定）とサイドローブレベル等がパラメータになる。この複数の候補の中で、誤差電圧検出器２Ｊでは、下記の誤差電圧の虚数部を算出する。
【数９】
0006495756.tif 000010
【００４６】
【数１０】
0006495756.tif 000011
【００４７】
この誤差電圧の虚数部は、マルチパス成分が大きいと大きい数値となる。このため、ビームペア選定器２Ｉにおいて、最小値となるビームペア（ΣとΔまたはΣとΣ２）を選定することにより、マルチパスの影響を抑圧したビームペアで測高することができる。測高処理は、（６）〜（８）式と同様である。
【００４８】
以上の処理フローを図１２に示す。図１２において、図１０と同一のステップには同一符号を付して示す。図１２において新規な点は、誤差電圧の虚数部を演算するステップＳ１１、ビームペア終了を判断するステップＳ１２、ビームペアを変化させるステップＳ１３、虚数部が最小となるビームペアを選定するステップＳ１４、選定されたビームペアに基づいて測高処理するステップＳ１５、測高結果を選定結果に基づいて統合するステップＳ１６を実行する点にある。
【００４９】
以上のように、第２の実施形態に係るレーダシステムでは、複素信号の和ビーム（Σビーム）と差ビーム（Δビーム）を用いたモノパルス測角において、Σビームは第１の実施形態と同様に選定し、それに対応したΔビームまたはΣ２ビームを用いた、それぞれΔ／ΣまたはΣ２／Σによる誤差電圧εの虚数部が最小値となるビームペアを用いて測角し、誤差電圧の虚数部の大小によりマルチパスの影響の大小を評価して、最も影響の低いビームを用いて測高するようにしているので、測高精度を高くすることができる。
【００５０】
（第３の実施形態）（ＭＵＳＩＣ）
第１、第２の実施形態では、位相モノパルスやスクイントモノパルスにより、マルチパスの影響を抑圧して測高する手法について述べた。第３の実施形態では、角度高分解能化手法（ＭＵＳＩＣ、ＥＳＰＲＩＴ等、非特許文献５参照）により、直接波とマルチパス波を分離して、直接波を抽出する手法について述べる。
【００５１】
図１３は、第３の実施形態に係るレーダシステムの受信レーダ装置の構成を示すブロック図である。送信装置については第１の実施形態と同一なので、ここではその説明を省略する。
【００５２】
本実施形態に係る受信レーダ装置では、Ｎ×ＭｃｈのＭＩＭＯ信号を用いて角度高分解処理するＭＵＳＩＣ処理器２Ｋ、ＭＵＳＩＣ処理結果から測高演算を行う測高処理器２Ｌ、測角処理器２Ｈで得られた測角結果と共に測高処理器２Ｌの測高結果の情報を統合する統合処理器２Ｍを備える構成になっている。
【００５３】
上記構成において、角度高分解手法としては、ＭＵＳＩＣ処理やＥＳＰＲＩＴ処理等があるが、ここでは代表的な手法例として、図１４を参照して、ＭＵＳＩＣ処理の場合について述べる。
【００５４】
まず、上記ＭＵＳＩＣ処理器２Ｍの入力信号は、図１４（ａ）に示すように、（４）式に示す仮想アレイ素子行列を、サブアレイの段毎にベクトルに配列したＮ×Ｍの要素をもつベクトルである。
【数１１】
0006495756.tif 000012
【００５５】
レーダ送受信による直接波とマルチパス波は相関をもつため、空間平均法（非特許文献６参照）により抑圧する。これは、入力ベクトルXinで相関行列Rxxを演算する際に、仮想アレイ面の空間軸でずらしたＰ個のサブアレイベクトルによりRxx(p)を算出し、その平均値Ｒxxaveを用いて、ＭＵＳＩＣスペクトルを算出するものである。
【数１２】
0006495756.tif 000013
【００５６】
次に、Rxx(p)を忘却係数を用いた平均処理により算出する。  
【数１３】
0006495756.tif 000014
【００５７】
このRxxaveを用いて、ＭＵＳＩＣスペクトルを算出する。  
【数１４】
0006495756.tif 000015
【００５８】
このスペクトルの極値の角度が算出する到来角を表す。直接波は図１４（ｂ）に示すように、マルチパス波に対して上方であるため、上方の角度を直接波として抽出する。
【００５９】
直接波とマルチパス波を分離できない場合は、位相モノパルスかスクイントモノパルスで測高した値を出力すればよい。
【００６０】
以上の処理フローを図１５に示す。図１５において、図１２と同一のステップには同一符号を付して示す。図１５において新規な点は、Ｓ３〜Ｓ１５とは並行して、ＭＵＳＩＣ処理ステップＳ１７、分離判定ステップＳ１８、測高値出力ステップＳ１９を実行する点にある。
【００６１】
以上のように、第３の実施形態に係るレーダシステムでは、仮想アレイにおいて、ＥＬ軸方向の角度軸の高分解能処理を実行して、直接波とマルチパス波が分離できた場合に、上方の直接波の角度を優先的に選定し、分離できない場合には第１、第２の実施形態の処理による測角値を出力することにより、よりロバスト性の高い測高値を得ることができる。
【００６２】
（第４の実施形態）（送信擬似ランダム位相による送信ビーム形成）
第１乃至第３の実施形態では、測高手法について述べたが、第４の実施形態では目標に対して気づかれないように送信する手法について述べる。
【００６３】
本実施形態では、ＭＩＭＯが送信位相を任意に制御できることを利用して、図１６に示すように、図１の送信装置において、移相器１６１〜１６Ｎで与える送信位相を疑似ランダムとし、特定の方向に送信ビームを形成しない方式について述べる。送信位相をΦとすると、受信系においてＭＩＭＯビームを形成する際の複素ウェイトＷnmcalは次式とすればよい。
【数１５】
0006495756.tif 000016
【００６４】
送信位相を疑似ランダムとすることで、全方位に対して指向性を持たないため、目標に検知されにくい。そこで、例えば、ＲＣＳ（レーダ反射断面積）の小さい目標に対して、相手に検知されにくい状態で長時間送受信することで、積分効果により高いＳＮ（信号対雑音電力）で目標を検知しやすくできることになる。また、電波干渉方向に対して送信出力を低下させることで、電波干渉を抑圧することができる。
【００６５】
以上のように、本実施形態に係るレーダシステムでは、送信位相を既知の擬似ランダム位相に設定し、仮想アレイビームを形成する際、その送信位相を補正して、ビーム形成することにより、目標方向に対する送信出力を弱め、ＬＰＩ（Low Probability of Intercept）性能を確保することができる。
【００６６】
（第５の実施形態）（送信ヌルビーム形成）
本実施形態では、ＭＩＭＯが送信位相を任意に制御できることを利用して、図１７に示すように、送信ビームを目標方向等の所定の方向にヌルを向ける方式について述べる。所定の方向とは、目標に対してレーダ送信をしていることを検知できないようにする場合には目標方向であり、他には電波干渉を抑圧したい方向等が考えられる。
【００６７】
送信出力と位相を制御できる場合には、例えば次式の最適ウェイトWoptを用いる（非特許文献７参照)。  
【数１６】
0006495756.tif 000017
【００６８】
ステアリング方向（ビーム方向）は、ＭＩＭＯビーム形成においては、送信ビーム方向に関わらず、任意の方向にビーム指向できる。このため、所定の方向にヌルを形成できれば、送信ビーム方向は任意に設定すればよい。
【００６９】
設定した振幅及び位相は、受信処理時に送信側の振幅及び位相分として補正する。ＭＩＭＯ素子信号に対するウェイトは（５）式におけるWnmとして、次式の補正ウェイトWnmcalとなる。
【数１７】
0006495756.tif 000018
【００７０】
以上は振幅及び位相を制御する場合について述べたが、送信ビームの制御は、実現性の高い方式として移相器１６１〜１６Ｎのみの場合を考えると、例えば、次式の位相を設定すればよい（非特許文献８参照）。
【数１８】
0006495756.tif 000019
【００７１】
設定した位相は、制御器（図示せず）により、受信処理時に送信側の位相として補正する。  
【数１９】
0006495756.tif 000020
【００７２】
以上のように、第５の実施形態に係るレーダシステムでは、送信位相を観測方向にヌルになるように設定し、仮想アレイビームを形成する際、その送信の位相を補正して、ビーム形成する。すなわち、送信位相を観測方向にヌルになるように設定することにより、目標方向に対する送信出力を弱め、ＬＰＩ性を高めることができる。
【００７３】
以上の各実施形態では、送信と受信が近接している場合について述べたが、マルチスタティックの場合として、送信装置と受信レーダ装置が大きく離隔した場合でも同様に実施可能である。
【００７４】
なお、複数の周波数が使える場合には、周波数ダイバーシティ手法と併用してもよい。具体的には、各周波数毎に上記の各実施形態の手法を適用して、最大ＳＮの場合の測高値を出力する手法等である。
【００７５】
その他、本実施形態は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。更に、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。
【符号の説明】
【００７６】
１１…参照信号発生器、１２１〜１２Ｎ…レンジ軸ＦＦＴ処理器、１３１〜１３Ｎ…周波数フィルタ、１４１〜１４Ｎ…レンジ軸逆ＦＦＴ処理部、１５１〜１５Ｎ…ＲＦ信号変調器、１６１〜１６Ｎ…移相器、１７１〜１７Ｎ…増幅器、１８１〜１８Ｎ…アンテナ素子（サブアレイ）、２１１〜２１Ｍ…アンテナ素子（サブアレイ）、２２１〜２２Ｍ…増幅器、２３１〜２３Ｍ…周波数変換器、２４１〜２４Ｍ…ＡＤ変換器、２５１〜２５Ｍ…レンジ軸ＦＦＴ処理器、２６１〜２６Ｍ…周波数抽出器、２７…ビーム選定器、２８１〜２８Ｎ…ＭＩＭＯウェイト設定器、２９１〜２９Ｎ…ＭＩＭＯビーム処理器、２Ａ１〜２ＡＮ…ＰＲＩ−ＦＦＴ処理器、２Ｂ１〜２ＢＮ…参照信号生成器、２Ｃ１〜２ＣＮ…レンジＦＦＴ処理器、２Ｄ１〜２ＤＮ…参照信号乗算器、２Ｅ１〜２ＥＮ…レンジ逆ＦＦＴ処理器、２Ｆ…ＤＢＦ（デジタルビーム形成：Digital Beam Forming）処理器、２Ｇ…ＣＦＡＲ（定誤警報確率：Constant False Alarm Rate）処理器、２Ｈ…測角演算器、２Ｉ…ビームペア選定器、２Ｊ…誤差電圧検出器、２Ｋ…ＭＵＳＩＣ処理器、２Ｌ…測高処理器、２Ｍ…統合処理器。
【図１Ａ】
0006495756.tif 000021
【図１Ｂ】
0006495756.tif 000022
【図２】
0006495756.tif 000023
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
0006495756.tif 000028
【図８】
0006495756.tif 000029
【図９】
0006495756.tif 000030
【図１０】
0006495756.tif 000031
【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
0006495756.tif 000037
【図１７】
0006495756.tif 000038