【事件の表示】
　特許第３３０７８１４号「直流電源装置」の請求項１ないし３に係る特許に対する特許異議の申立てについて、次のとおり決定する。
【結　論】
　訂正を認める。
　特許第３３０７８１４号の請求項１ないし３に係る特許を維持する。
【理　由】
【１】手続の経緯
　本件特許第３３０７８１４号の請求項１ないし４に係る発明についての出願は、平成７年１２月１５日に特許出願され、平成１４年５月１７日にその発明について特許権の設定登録がなされ、同年７月２４日にその特許公報が発行された。これに対し、平成１５年１月２４日に渡辺文夫よりその請求項１ないし３に係る特許に対して特許異議の申立てがなされ、当審において同年９月８日付けで取消理由を通知したところ、同年１１月１４日付けで訂正請求書（及び特許異議意見書）が提出されたものである。
　
【２】訂正の適否について
（２−１）訂正の内容
　上記平成１５年１１月１４付けでした訂正請求書による訂正の内容は以下のとおりである。
「特許請求の範囲の減縮を目的として、以下のとおり訂正する。
  特許請求の範囲の請求項１において、「交流電力を直流電力に変換する第１のコンバータ」とあるのを「交流電力を整流する整流ダイオードと、前記整流ダイオードに接続し直流電力を出力する昇圧コンバータ」に、「前記第１のコンバータから分離し、直流電圧の変換を行う第２のコンバータ」とあるのを「前記昇圧コンバータから分離し、前記昇圧コンバータが出力した直流電圧を入力し電圧変換を行うＤＣ−ＤＣコンバータ」に、「前記第１のコンバータと前記第２のコンバータとの接続制御を行う制御回路」とあるのを、「前記昇圧コンバータと前記ＤＣ−ＤＣコンバータとの接続制御を行う制御回路」に、「前記制御回路は、前記第１のコンバータが起動した後に前記第１のコンバータの出力と前記第２のコンバータの入力を」とあるのを「前記制御回路は、前記昇圧コンバータが起動した後に前記昇圧コンバータの出力と前記ＤＣ−ＤＣコンバータの入力を」と訂正する。
　また、特許請求の範囲の請求項２において、「前記第１のコンバータ」とあるのを「前記昇圧コンバータ」と、「前記第２のコンバータ」とあるのを「前記ＤＣ−ＤＣコンバータ」と訂正する。
　また、特許請求の範囲の請求項３において、「前記第１のコンバータの直流出力電圧」とあるのを「前記昇圧コンバータの直流出力電圧」と、「前記第１のコンバータ」とあるのを「前記昇圧コンバータ」と、「前記第２のコンバータ」とあるのを「前記ＤＣ−ＤＣコンバータ」と訂正する。
　さらに、特許請求の範囲の請求項４において、「前記第１のコンバータに」とあるのを「前記昇圧コンバータに」に、「前記第２のコンバータの直流入力に」とあるのを「前記ＤＣ−ＤＣコンバータの直流入力に」に訂正する。」
　上記訂正の結果、訂正後の請求項１ないし４は以下のとおりである。
【請求項１】交流電力を整流する整流ダイオードと
　前記整流ダイオードに接続し直流電力を出力する昇圧コンバータと、
　前記昇圧コンバータから分離し、前記昇圧コンバータが出力した直流出力を入力し電圧変換を行うＤＣ−ＤＣコンバータと、
　前記昇圧コンバータと前記ＤＣ−ＤＣコンバータとの接続制御を行う制御回路とを有し、
　前記制御回路は、前記昇圧コンバータが起動した後に前記昇圧コンバータの出力と前記ＤＣ−ＤＣコンバータの入力を接続することを特徴とする直流電源装置。
【請求項２】前記制御回路は、前記昇圧コンバータの直流出力電圧のレベルを感知するための回路と、前記直流出力電圧のレベルが所定のレベルに達した時に前記ＤＣ−ＤＣコンバータを起動させるための回路とを含むことを特徴とする請求項１記載の直流電源装置。
【請求項３】前記制御回路は、前記昇圧コンバータの直流出力電圧のレベルを感知するための回路と、前記昇圧コンバータを前記ＤＣ−ＤＣコンバータに接続しかつ前記ＤＣ−ＤＣコンバータに前記直流出力電圧を供給するための回路とを含むことを特徴とする請求項１記載の直流電源装置。
【請求項４】前記制御回路は、前記昇圧コンバータに印加された交流入力に接続される倍電圧整流回路と、交流電力ユニットと前記倍電圧整流回路との間の接続を切り替えるためのスイッチとを含み、前記倍電圧整流回路は、前記交流電力ユニットからの交流入力電圧が所定の値よりも小さいかあるいは同等である時、前記スイッチを閉じることにより、出力を前記ＤＣ−ＤＣコンバータの直流入力に供給することを特徴とする請求項１記載の直流電源装置。
　
（２−２）訂正の適否
　上記請求項１ないし４についての訂正事項は、「交流電力を直流電力に変換する第１のコンバータ」及び「直流電圧の変換を行う第２のコンバータ」が、それぞれその順に、「交流電力を整流するダイオードと、前記ダイオードに接続し直流電力を出力する昇圧コンバータ」及び「前記昇圧コンバータが出力した直流電圧を入力し電圧変換を行うＤＣ−ＤＣコンバータ」であることを限定するもので、特許請求の範囲の減縮を目的とするものである。
　そして、この訂正事項は、特許明細書の【００２３】ないし【００４９】に記載されていたことであるから、新規事項の追加に該当せず、また、実質的に特許請求の範囲を拡張・変更するものともいえない。
　
（２−３）独立特許要件について
　上記請求項４に係る訂正は、特許異議の申立てがされていない請求項についての訂正であって、特許請求の範囲の減縮を目的としたものに該当するから、訂正明細書の請求項４に係る発明の独立特許要件について検討する。
　訂正明細書の請求項４に係る発明は、訂正明細書の特許請求の範囲の請求項４に記載された事項により特定されたとおりのものであって（上記（２−１）訂正の内容参照。）、同請求項１に係る発明の発明特定事項を全て含むものである。
　そして、当該請求項１に係る発明が、下記（３−３）のように、申立人が提出した刊行物に記載された発明に基づいて当業者が容易に発明をすることができたものと認めることができないので、同様の理由により、訂正明細書の請求項４に係る発明は、申立人が提出した刊行物に記載された発明に基づいて当業者が容易に発明をすることができたものと認めることができない。
　したがって、訂正明細書の請求項４に係る発明は、出願の際、独立して特許を受けることができるものである。
　
（２−４）むすび
　以上のとおりであるから、上記訂正は、特許法第１２０条の４第２項第１号及び同条第３項において準用する同法第１２６条第２から４項までの規定に適合するので、上記訂正を認める。
　
【３】異議申立てについての判断
（３−１）本件発明
　上記のとおり、本件訂正は認められるから、本件特許の発明（異議申立て対象請求項１ないし３）は、上記（２−１）に示したとおりの、訂正明細書の特許請求の範囲の請求項１ないし３に記載された事項により特定されるとおりのもの（以下、それぞれ「本件発明１」、「本件発明２」、「本件発明３」という。）と認められる。（内容は省略する。）
　
（３−２）取消理由通知で引用された刊行物に記載の発明
刊行物１；特開平７−１５４６５９号公報（申立人が提出した甲第１号証）
　
（３−３）本件発明１について（対比・判断）
（３−３−１）一致点及び相違点
　本件発明１と上記刊行物１に記載の発明とを対比すると、両者は、以下の一致点及び相違点を有する。
（一致点）
　交流電力を直流電力に変換する第１のコンバータと、前記第１のコンバータから分離し、前記第１のコンバータが出力した直流出力を入力し電圧変換を行う第２のコンバータと、前記第１のコンバータと前記第２のコンバータとの接続制御を行う制御回路とを有し、前記制御回路は、前記第１のコンバータが起動した後に前記第１のコンバータの出力と前記第２のコンバータの入力を接続する直流電源装置。
（相違点）
　上記第１のコンバータ及び第２のコンバータに関し、本件発明１は、それらがそれぞれ「交流電力を整流する整流ダイオードと前記整流ダイオードに接続し直流電力を出力する昇圧コンバータ」及び「ＤＣ−ＤＣコンバータ」であるのに対し、刊行物１に記載の発明は、それらがそれぞれ「主電源部２（商用ＡＣ電源を受けて直流に変換し、定電流型直流電流を出力する定電流源）」及び「（出力電圧ＶLを所定値まで上げる）自動絞りレンズ駆動装置用電源安定化部４」である点。
　
（３−３−２）相違点の判断
　上記相違点につき検討するに、刊行物１の主電源部は、商用電源電圧を最終的には例えば３Ｖまたは１０Ｖの直流定電圧に降圧して変換出力する定電流源であると認められるので、この主電源部を昇圧コンバータに置き換えることはできず、また、そのように置き換える動機付けも存在しない。
　したがって、本件発明１は、刊行物１に記載された発明に基づいて当業者が容易に発明をすることができたものとすることはできない。
　
（３−４）本件発明２、３について（対比・判断）
　また、本件特許の請求項２、３に係る発明は、本件発明１を更に限定するものであるから、上記（３−３）と同様に、刊行物１に記載された発明に基づいて当業者が容易に発明をすることができたものとすることはできない。
　
【４】むすび
　以上のとおりであるから、特許異議申立ての理由及び証拠によっては本件請求項１ないし３に係る特許を取り消すことはできない。
　また、他に本件請求項１ないし３に係る特許を取り消すべき理由を発見しない。
　よって、結論のとおり決定する。
【異議決定日】
平成１６年５月２６日（２００４．５．２６）
【訂正の要旨】
審決（決定）の【理由】欄参照。
（５４）【発明の名称】
直流電源装置
（５７）【特許請求の範囲】
　【請求項１】
　
交流電力を整流する整流ダイオードと、
　
前記整流ダイオードに接続し直流電力を出力する昇圧コンバータと、
　
前記昇圧コンバータ
前記昇圧コンバータが出力した直流電圧を入力し電圧交換を行う
　
前記昇圧コンバータ
前記ＤＣ−ＤＣコンバータ
　前記制御回路は、
前記昇圧コンバータ
前記昇圧コンバータ
前記ＤＣ−ＤＣコンバータ
　【請求項２】
　前記制御回路は、
前記昇圧コンバータ
前記ＤＣ−ＤＣコンバータ
　【請求項３】
　前記制御回路は、
前記昇圧コンバータ
前記昇圧コンバータ
前記ＤＣ−ＤＣコンバータ
前記ＤＣ−ＤＣコンバータ
　【請求項４】
　前記制御回路は、
前記昇圧コンバータ
前記ＤＣ−ＤＣコンバータ
【発明の詳細な説明】
　【０００１】
　【発明の属する技術分野】
　本発明は、直流電源技術に関し、特に、昇圧型ツーコンバータ方式により高調波規制対策を行う直流電源装置等に適用して有効な技術に関する。
　【０００２】
　【従来の技術】
　直流電源装置における高調波規制に対応するために、電源高調波の発生量を抑制する技術として、□チョークインプット型整流方式、□電流注入方式、□Ｍａｇ−Ｓｗｉｔｃｈ方式によるワンコンバータ方式、□昇圧型ツーコンバータ方式、など多種ある。これらの従来技術は、電子技術、１９９５年３月号（１９９５Ｖｏｌ．３７Ｎｏ．３）Ｐ３６〜Ｐ４１，Ｐ９６〜Ｐ９７、等の文献に示されているがそれぞれ一長一短あり、現在もっとも注目され実用化されているのが昇圧型ツーコンバータ方式である。
　【０００３】
　図８を用いて、この昇圧型ツーコンバータ方式の回路例を説明する。図８は、スイッチングトランジスタ５と、その周辺の制御回路１７および後段の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８を例示したものである。制御回路１７には基準電流Ｉｒｅｆとして、入力の電圧波形が加えられている。まず、この基準電流Ｉｒｅｆと抵抗６によって検出されたドレイン電流Ｉｄが比較され、ＩｄがＩｒｅｆを越えるとコンパレータ１２の出力が反転し、スイッチングトランジスタ５をＯＦＦさせる。これにより、図１０に例示されるように、Ｉｄは基準となる入力電圧に従って流れることとなる。
　【０００４】
　この電流によってコイル３にエネルギーが蓄えられる。スイッチングトランジスタ５がＯＦＦすると同時にコイル３に逆起電力が発生し、極性が反転してダイオード４を通して出力へコイル３に蓄えられていたエネルギーを放出しコンデンサ７によって平滑化され直流になる。入力の脈流が上昇すれば、Ｉｒｅｆも上昇しＩｄが大きな値になって（図１０参照）、コンパレータ１２が反転するため、その分だけコイル３に蓄えられ出力へ伝達されるエネルギー量も大きくなる。
　【０００５】
　以上のような動作の繰り返しで出力には直流の電力が得られるが、入力側の電流はパルスであっても各周期の電流の最大値が正弦曲線上にあるので、平均値化すれば最終的には入力電圧波形に等しい正弦波となる。すなわち、原理的には１の力率が得られることになり、電源高調波を発生させずにすむ。実際的には、力率０．９以上は容易に得ることができ、うまく設計され調整を行えれば０．９９の力率も十分に可能である。
　【０００６】
　このように、コンデンサインプット型整流方式と異なって、整流器のすぐ後ろに平滑用コンデンサを接続しないために、入力ラインにパルス状の電流が流れることがなく高力率が得られ、電源高調波を抑制することが可能である。
　【０００７】
　上記はそれ自体で安定化された出力を得ることが可能で、前記説明の基準電流値Ｉｒｅｆを変化させると、スイッチングトランジスタ５の導通期間を変えられるので、その結果、出力電圧を制御できることを示している。
　【０００８】
　すなわち、何等かの要因で出力電圧が低下したとすると、誤差増幅器１０によってＩｒｅｆを全体に大きくしてやる。それによって、各周期のスイッチングトランジスタ５のＯＮ時間が長くなり、Ｉｄ値が上昇し出力電圧を上昇させるように動作する。
　【０００９】
　つまり、直流出力電圧Ｖｏの電圧精度は、基準電圧Ｖｒｅｆと誤差増幅器１０の利得によって決定されるわけである。その結果、後段に接続される絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８と組み合わせることにより、高調波を抑制しかつ電源入力ＡＣ９０〜２６４Ｖというようなワイドレンジ無切替え電源を構築できる。
　【００１０】
　【発明が解決しようとする課題】
　上記従来の昇圧型ツーコンバータ方式では電源入力が低い（ＡＣ９０〜１２７Ｖの１００Ｖ系入力時）時に電源を投入すると、電源出力Ｖｏ１がオーバーシュートし保護回路の過電圧検出によって断となるおそれがあった。
　【００１１】
　この現象を、図８、図９を用いて説明する。入力スイッチ１６をＯＮにするとＡＣ入力１が整流ダイオード２に加わり全波整流された電圧（１２７Ｖｄｃ〜１８０Ｖｄｃ）がＶｏに出力される。
　【００１２】
　昇圧コンバータがソフトスタート（スイッチングトランジスタ５のＯＮ／ＯＦＦのパルス幅が徐々に変化）すると、図９のＶｏの波形のように、Ｖｏは設定された電圧に一気に上昇する。
　【００１３】
　設定されたＶｏは、ＡＣ入力１が高いＡＣ２４０Ｖ＋６％＝ＡＣ２５４．４Ｖの整流電圧（３６０Ｖｄｃ）より高くなっており一般には３８０Ｖｄｃ程度である。
　【００１４】
　よって、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８には図９のＶｏに示す急変電圧が印加されることになる。通常３８０Ｖｄｃで動作するＤＣ−ＤＣコンバータは、１２７Ｖｄｃ〜１８０Ｖｄｃ入力では制御範囲を逸脱してしまい定格電圧（例：＋５Ｖ）を出力できず（例：＋２Ｖ〜＋３Ｖ等）制御パルスを最大限に開いた状態で動作している。この時、Ｖｏが急激に高くなると、帰還系の過渡応答遅れにより電源出力Ｖｏ１にオーバーシュト現象を発生し、最悪の場合、電源出力Ｖｏ１が保護回路の過電圧検出にかかり断となってしまう場合があった。
　【００１５】
　本発明の目的は、第１および第２のコンバータからなる直流電源装置において、第１のコンバータから第２のコンバータへの出力電圧の変動に起因する第２のコンバータの誤動作を防止して、動作の信頼性を向上させることにある。
　【００１６】
　本発明の他の目的は、誤動作を生じることなく、第１および第２のコンバータの組み合わせによって最適な高調波抑制を維持しつつ、ワイドレンジ無切替え電源を実現することが可能な直流電源技術を提供することにある。
　【００１７】
　【課題を解決するための手段】
　本発明は、交流電力を直流電力に変換する第１のコンバータと、前記第１のコンバータから分離し、直流電圧の変換を行う第２のコンバータと、前記第１のコンバータと前記第２のコンバータとの接続制御を行う制御回路とを有し、前記制御回路は、前記第１のコンバータが起動した後に前記第１のコンバータの出力と前記第２のコンバータの入力を接続するものである。
　【００１８】
　また、前記制御回路は、前記第１のコンバータの直流出力電圧のレベルを感知するための回路と、前記直流出力電圧のレベルが所定のレベルに達した時に前記第２のコンバータを起動させるための回路とを含むものである。
　【００１９】
　また、前記制御回路は、前記第１のコンバータの直流出力電圧のレベルを感知するための回路と、前記第１のコンバータを前記第２のコンバータに接続しかつ前記第２のコンバータに前記直流出力電圧を供給するための回路とを含むものである。
　【００２０】
　また、前記制御回路は、前記第１のコンバータに印加された交流入力に接続される倍電圧整流回路と、交流電力ユニットと前記倍電圧整流回路との間の接続を切り替えるためのスイッチとを含み、前記倍電圧整流回路は、前記交流電力ユニットからの交流入力電圧が所定の値よりも小さいかあるいは同等である時、前記スイッチを閉じることにより、出力を前記第２のコンバータの直流入力に供給するものである。
　【００２１】
　また、交流電源の交流電力を直流電力に変換する第１のコンバータと、この第１のコンバータの出力を入力とし、直流電圧の変換を行う第２のコンバータとを含む昇圧型ツーコンバータ方式の直流電源装置において、交流電源に対して第１のコンバータと並列に接続される倍電圧整流回路と、交流電源に対する倍電圧整流回路の接続の有無を切り替える切替スイッチとを設け、交流電源からの交流入力電圧が所定の値以下の時に切替スイッチを閉じて倍電圧整流回路の出力を第２のコンバータの直流入力に供給するようにしたものである。
　【００２２】
　【発明の実施の形態】
　以下、本発明の実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。
　【００２３】
　（実施の形態１）
　図１は本発明の第１の実施の形態である直流電源装置の構成の一例を示す回路図であり、図２は、その作用の一例を示す線図である。
　【００２４】
　本実施の形態の直流電源装置は、ＡＣ入力１に入力スイッチ１６を介して接続される整流ダイオード２、ＰＯＷＥＲ＿ＭＯＳ＿ＦＥＴ等で構成されるスイッチングトランジスタ５およびその制御回路１７からなる昇圧コンバータと、この昇圧コンバータの後段に接続される絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８とを含んでいる。
　【００２５】
　また、制御回路１７において、３はコイル、４はダイオード、７は、出力を平滑化するためのコンデンサ、１０および１１は誤差増幅器、１２および１３はコンパレータ、６，１４，１５は抵抗、９はスイッチングトランジスタ５の駆動信号を生成する発振器である。
　【００２６】
　この場合、昇圧コンバータを構成する制御回路１７と、後段の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８との間には、シャントレギュレータ２０と、昇圧コンバータの直流出力電圧Ｖｏからシャントレギュレータ２０の制御電圧を得るための分圧抵抗２１、分圧抵抗２２と、シャントレギュレータ２０によってオン／オフされるフォトカプラ１９、抵抗１８からなる第１の制御回路が設けられている。フォトカプラ１９は、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８の遠隔制御端子８ａに接続されており、この遠隔制御端子８ａを介してＲＥＭＯＴＥ＿ＯＮ／ＯＦＦ信号を入力することにより当該絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８の起動および起動停止を行う。
　【００２７】
　以下、本実施の形態の直流電源装置の作用の一例を説明する。
　【００２８】
　ＡＣ入力１が入力スイッチ１６をＯＮすることにより整流ダイオード２に印加されると、全波整流された電圧が出力される。ＡＣ９０Ｖ〜１２７Ｖの１００Ｖ系入力時、昇圧コンバータからの直流出力電圧Ｖｏは、１２７Ｖｄｃ〜１８０Ｖｄｃである。次に昇圧コンバータがソフトスタートすると基準電流Ｉｒｅｆとして、入力の電圧波形が加えられ、まず、この基準電流Ｉｒｅｆと抵抗６によって検出された、スイッチングトランジスタ５のドレイン電流Ｉｄが比較され、ドレイン電流Ｉｄが基準電流Ｉｒｅｆを越えるとコンパレータ１２の出力が反転し、スイッチングトランジスタ５をＯＦＦさせる。これにより、ドレイン電流Ｉｄは、図１０のように基準となる入力電圧に従って流れる。この電流によってコイル３にエネルギーが蓄えられる。スイッチングトランジスタ５がＯＦＦすると同時にコイル３には逆起電力が発生し、極性が反転して、出力へコイル３に蓄えられていた電力をダイオード４を通して放出する。この電力はコンデンサ７によって平滑化され直流になる。
　【００２９】
　ＡＣ入力１の脈流電圧が上昇すれば、基準電流Ｉｒｅｆも上昇し、図１０に示されるように、ドレイン電流Ｉｄが大きな値になって、コンパレータ１２の出力が反転するため、その分だけコイル３に蓄えられ出力へ伝達されるエネルギー量も大きくなる。
　【００３０】
　以上のような動作の繰り返しで出力には直流の電力が得られるが、入力側の電流はパルスであっても各周期の電流の最大値が正弦曲線上にあるので、平均値化すれば最終的には入力電圧波形に等しい正弦波となる。すなわち、原理的には１の力率が得られることになり、電源高調波の発生を抑制できる。昇圧コンバータがソフトスタートするとＶｏは、図２に例示されるように、設定された電圧（３８０Ｖｄｃ）まで一気に上昇する。
　【００３１】
　この時、本実施の形態では、第１の制御回路において、直流出力電圧Ｖｏが、シャントレギュレータ２０と外付けの分圧抵抗２１，２２で設定される電圧値になるまでフォトカプラ１９をＯＮさせないようにして、後段の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８を停止しておく。
　【００３２】
　そして、直流出力電圧Ｖｏが十分に高くなってからフォトカプラ１９をＯＮさせ、後段の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８の図示しないＲＥＭＯＴＥ＿ＯＮ／ＯＦＦ信号回路の遠隔制御端子８ａにＯＮ信号を入れて起動し、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８から、外部の負荷に対して、電源出力Ｖｏ１を出力させる。このように、本実施の形態では、第１の制御回路が、昇圧コンバータの直流出力電圧Ｖｏが所定の値になるまで、後段の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８の起動を抑止するように動作するため、昇圧コンバータの直流出力電圧Ｖｏが急変しても後段の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８は影響されることなく、図２の電源出力Ｖｏ１の波形に例示されるように、正常に立ち上がる。
　【００３３】
　すなわち、直流出力電圧Ｖｏが急変しても後段の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８では、電源出力Ｖｏ１がオーバーシュートする等の不具合が発生することがなく、電源出力Ｖｏ１のオーバーシュートによって、たとえば、保護回路の過電圧検出が作動し、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８が不時に断になる等の誤動作を未然に防止することができる。
　【００３４】
　換言すれば、昇圧コンバータにおける電圧変動に起因する絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８の誤動作を生じることなく、昇圧コンバータと絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８の組み合わせによって、最適な高調波抑制を維持しつつ、ワイドレンジ無切替え電源を実現することが可能となる。
　【００３５】
　（実施の形態２）
　図３は、本発明の第２の実施の形態である直流電源装置の構成の一例を示す回路図である。前述の第１の実施の形態では、遠隔制御端子８ａのＲＥＭＯＴＥ＿ＯＮ／ＯＦＦ信号を使って後段の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８を制御したが、この第２の実施の形態では、昇圧コンバータと絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８の接続の有無を直接的に制御する場合について説明する。
　【００３６】
　すなわち、この第２の実施の形態の場合には、昇圧コンバータと絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８の接続経路には、フォトカプラ１９およびリレーコイル２３によって開閉が制御されるリレー接点２４と、フォトカプラ１９のオン／オフを制御するシャントレギュレータ２０、分圧抵抗２１，２２、抵抗１８等からなる第２の制御回路が設けられている。
　【００３７】
　そして、シャントレギュレータ２０および分圧抵抗２１，２２によって直流出力電圧Ｖｏが所定の値を越えた時に、フォトカプラ１９によりリレーコイル２３に電流を流しリレー接点２４を閉じて、後段の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８に、昇圧コンバータの直流出力電圧Ｖｏを印加して起動し電源出力Ｖｏ１を出力させる。このような構成とすることにより、前述の第１の実施の形態と同様に、直流出力電圧Ｖｏが急変しても後段の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８では、電源出力Ｖｏ１がオーバーシュートする等の不具合が発生することがない。
　【００３８】
　また、前段の昇圧コンバータと後段の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８の接続の有無を直接的に制御するので、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８が、遠隔制御端子８ａや、ＲＥＭＯＴＥ＿ＯＮ／ＯＦＦ信号回路等を備えている必要がなく、多様な仕様の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８に適用できるので汎用性が増す。
　【００３９】
　（実施の形態３）
　図４は、本発明の第３の実施の形態である直流電源装置の構成の一例を示す回路図である。前述の第１の実施の形態では、直流出力電圧Ｖｏの値をシャントレギュレータ２０と外付けの分圧抵抗２１，２２で設定される所定の電圧値に基づいて検出したが、この第３の実施の形態では直流出力電圧Ｖｏの出力経路にコンデンサ２６、抵抗２７、リレーコイル２３、リレー接点２４、ツェナーダイオード２５等からなる遅延回路（第３の制御回路）を設けたものである。
　【００４０】
　抵抗２７によって直流出力電圧Ｖｏは、リレーコイル２３の感動電圧に降下されて印加されるが、リレーコイル２３自体の抵抗とコンデンサ２６による位相遅れによって、直流出力電圧Ｖｏが所定の値になってから、リレーコイル２３の感動電圧に到達するまでに遅延時間が生じるようにしたものである。
　【００４１】
　すなわち、昇圧コンバータがソフトスタートし直流出力電圧Ｖｏが設定された電圧（３８０Ｖｄｃ）まで一気に上昇した後、所定の時間だけ遅れてリレー接点２４を閉じて、後段の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８の遠隔制御端子８ａにＲＥＭＯＴＥ＿ＯＮ／ＯＦＦ信号としてＯＮ信号を入力して起動し電源出力Ｖｏ１を出力させる。
　【００４２】
　このような構成とすることにより、前述の第１の実施の形態と同様に、直流出力電圧Ｖｏが急変しても後段の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８は影響されることはない。
　【００４３】
　（実施の形態４）
　図５は、本発明の第４の実施の形態である直流電源装置の構成の一例を示す回路図である。前述の第３の実施の形態では、後段の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８の起動の有無を、遠隔制御端子８ａのＲＥＭＯＴＥ＿ＯＮ／ＯＦＦ信号を使って制御したが、この第４の実施の形態では、リレー接点２４によって、直接的に、昇圧コンバータと後段の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８との接続の有無を制御するようにした第４の制御回路を設けたものである。すなわち、このリレー接点２４を閉じることによって昇圧コンバータを後段の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８に接続して直流出力電圧Ｖｏを印加し、外部の図示しない負荷に対して電源出力Ｖｏ１を出力させる。
　【００４４】
　このような構成とすることにより、第１の実施の形態と同様に、直流出力電圧Ｖｏが急変しても後段の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８は影響されることはない。
　【００４５】
　また、前段の昇圧コンバータと後段の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８の接続の有無を直接的に制御するので、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８が、遠隔制御端子８ａや、ＲＥＭＯＴＥ＿ＯＮ／ＯＦＦ信号回路等を備えている必要がなく、多様な仕様の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８に汎用的に適用できるという利点がある。
　【００４６】
　（実施の形態５）
　図６は本発明の第５の実施の形態である直流電源装置の構成の一例を示す回路図であり、図７は、その作用の一例を示す線図である。この第５の実施の形態では、ダイオード２９、ダイオード３０およびコンデンサ３１およびコンデンサ３２からなる倍電圧整流回路を、切替スイッチ２８を介して、ＡＣ入力１に昇圧コンバータと並列に接続した構成となっている。
　【００４７】
　そして、ＡＣ９０Ｖ〜１２７Ｖの１００Ｖ系入力時には、まず、切替スイッチ２８を閉じておき、入力スイッチ１６を閉じると同時に倍電圧整流された電圧（２５４Ｖｄｃ〜３６０Ｖｄｃ）を直流出力電圧Ｖｏに出力して、後段の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８の制御範囲内迄一気に電圧を印加する。この時の切替スイッチ２８、入力スイッチ１６の動作順序と直流出力電圧Ｖｏ、電源出力Ｖｏ１の変化は図７に示す通りである。
　【００４８】
　これにより、昇圧コンバータがソフトスタートすると直流出力電圧Ｖｏは設定された電圧（３８０Ｖｄｃ）に一気に上昇しても入力急変値が小さく、かつ、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８は制御パルスを最大限に開いた状態ではないので、その電源出力Ｖｏ１にオーバーシュト現象を発生することがない。
　【００４９】
　以上説明したように、本発明の上述の各実施の形態によれば、前段の昇圧コンバータ動作時に直流出力電圧Ｖｏが急変しても後段の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８は影響されることがなく、最適な高調波抑制を維持しつつ、かつ電源入力ＡＣ９０〜２６４Ｖというようなワイドレンジ無切替え電源を構築できる。
　【００５０】
　以上本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。
　【００５１】
　たとえば、第１〜第４の制御回路は、前述の各実施の形態に例示されたものに限らず、前段の昇圧コンバータの電圧検出や、遅延動作によって、後段のコンバータの起動を遅らせたり、接続の有無を制御できるものであれば、他の構成であってもよい。
　【００５２】
　【発明の効果】
　本発明によれば、第１および第２のコンバータからなる直流電源装置において、第１のコンバータから第２のコンバータへの出力電圧の変動に起因する第２のコンバータの誤動作を防止して、動作の信頼性を向上させることができる、という効果が得られる。
　【００５３】
　また、誤動作を生じることなく、第１および第２のコンバータの組み合わせによって最適な高調波抑制を維持しつつ、ワイドレンジ無切替え電源を実現することができる、という効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
　【図１】
　本発明の第１の実施の形態である直流電源装置の構成の一例を示す回路図である。
　【図２】
　その作用の一例を示す線図である。
　【図３】
　本発明の第２の実施の形態である直流電源装置の構成の一例を示す回路図である。
　【図４】
　本発明の第３の実施の形態である直流電源装置の構成の一例を示す回路図である。
　【図５】
　本発明の第４の実施の形態である直流電源装置の構成の一例を示す回路図である。
　【図６】
　本発明の第５の実施の形態である直流電源装置の構成の一例を示す回路図である。
　【図７】
　その作用の一例を示す線図である。
　【図８】
　従来の昇圧型ツーコンバータ方式の直流電源の一例を示す回路図である。
　【図９】
　従来の昇圧型ツーコンバータ方式の直流電源の作用の一例を示す線図である。
　【図１０】
　従来の昇圧型ツーコンバータ方式の直流電源の作用の一例を示す線図である。
　【符号の説明】
　１…ＡＣ入力（交流電力）、２…整流ダイオード（第１のコンバータ）、３…コイル、４…ダイオード、５…スイッチングトランジスタ（第１のコンバータ）、６…抵抗、７…コンデンサ、８…絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ（第２のコンバータ）、８ａ…遠隔制御端子、９…発振器、１０，１１…誤差増幅器、１２，１３…コンパレータ、１４…抵抗、１５…抵抗、１６…入力スイッチ、１７…制御回路（第１のコンバータ）、１８…抵抗、１９…フォトカプラ、２０…シャントレギュレータ、２１，２２…分圧抵抗、２３…リレーコイル、２４…リレー接点、２５…ツェナーダイオード、２６…コンデンサ、２７…抵抗、２８…切替スイッチ、２９…ダイオード、３０…ダイオード、３１，３２…コンデンサ、Ｖｏ…直流出力電圧、Ｖｏ１…電源出力。