(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
制御端子、主電極端子および電流センス端子を備え、前記主電極端子または前記電流センス端子にダイオードが接続された半導体スイッチング素子を制御する制御回路であって、
前記ダイオードの出力に基づいて検知した温度が予め定めた設定温度以上であるときに過熱検知信号を発する過熱検知回路と、
前記電流センス端子の出力値が予め定めた設定電流値以上であるときに電流検知信号を発する電流検知回路と、
前記過熱検知回路からの前記過熱検知信号と前記電流検知回路からの前記電流検知信号の両方が入力された場合に前記半導体スイッチング素子をオフとする遮断回路と、
を備える半導体スイッチング素子の制御回路。
【請求項２】
第１入力電流を複製した第１ミラー電流を生成し、前記第１ミラー電流を前記半導体スイッチング素子の前記制御端子への入力信号とする第１カレントミラー回路を備え、
前記遮断回路は、前記第１入力電流を低減することにより前記半導体スイッチング素子をオフとする請求項１に記載の半導体スイッチング素子の制御回路。
【請求項３】
前記遮断回路は、
前記過熱検知信号の値および前記電流検知信号の値に基づく論理演算を行う論理回路と、
前記論理回路の出力変化に応答して出力値をラッチするラッチ回路と、
前記ラッチ回路の出力値の前記ラッチに応答して作動することで前記第１入力電流を低下させるスイッチ素子と、
を含み、前記過熱検知信号と前記電流検知信号の両方が発せられた場合に前記ラッチ回路が前記スイッチ素子を作動し続けることで、前記半導体スイッチング素子の停止を維持する請求項２に記載の半導体スイッチング素子の制御回路。
【請求項４】
第２入力電流を複製した第２ミラー電流を生成する第２カレントミラー回路および前記第２ミラー電流と前記第１入力電流との合流点と接続する定電流源を含み、予め設定された電流制限値に前記半導体スイッチング素子の負荷電流を制限するように前記電流センス端子の出力値に基づいて前記第２入力電流を調整する電流制限回路を、
さらに備える請求項２に記載の半導体スイッチング素子の制御回路。
【請求項５】
前記設定電流値は、前記電流制限値よりも低い値である請求項４に記載の半導体スイッチング素子の制御回路。
【請求項６】
前記設定電流値は、１アンペア以下である請求項５に記載の半導体スイッチング素子の制御回路。
【請求項７】
前記ダイオードは、アノードが前記主電極端子または前記電流センス端子と接続し、カソードが前記過熱検知回路に接続し、
前記過熱検知回路は、前記ダイオードのカソードを通じて流れる逆方向飽和電流値に基づいて温度検知を行う請求項１に記載の半導体スイッチング素子の制御回路。
【請求項８】
前記ダイオードは、前記電流センス端子にアノードが接続した請求項７に記載の半導体スイッチング素子の制御回路。
【請求項９】
前記過熱検知回路は、前記ダイオードに流れる電流に応じた電流値と第１基準電流源値とを比較する第１電流コンパレータを含む請求項１に記載の半導体スイッチング素子の制御回路。
【請求項１０】
前記電流検知回路は、
前記電流センス端子の出力値に応じたセンス電圧と基準電圧源との差に応じた電圧を電流に変換する電圧電流変換回路と、
前記電圧電流変換回路で変換された電流を第２基準電流値と比較する第２電流コンパレータと、
を含む請求項１に記載の半導体スイッチング素子の制御回路。
【請求項１１】
温度感知素子を含み、前記設定温度よりも低く予め定めた基準温度以上に前記温度感知素子の感知温度が上昇したときに、前記感知温度が高くなるほど前記半導体スイッチング素子の前記主電極端子を通じて流れる負荷電流が低減されるように前記半導体スイッチング素子のゲート電圧を調整する減衰回路を、
さらに備える請求項１に記載の半導体スイッチング素子の制御回路。
【請求項１２】
前記減衰回路は、
前記ダイオードの出力に基づいて検知した温度が予め設定された開始温度以上か否かを判定する電流制限減衰開始温度検知回路をさらに備え、
前記電流制限減衰開始温度検知回路により前記ダイオードの出力に基づいて検知した温度が前記開始温度以上と判定されたら前記ゲート電圧の前記調整を開始し、
前記開始温度は、前記基準温度とは別の値に設定可能である請求項１１に記載の半導体スイッチング素子の制御回路。
【請求項１３】
内燃機関の点火プラグに通電するための誘導負荷に流す電流を制御する半導体装置であって、
主電極端子および電流センス端子を備え、前記主電極端子が前記誘導負荷と接続された半導体スイッチング素子と、
前記主電極端子または前記電流センス端子と接続したダイオードと、
前記ダイオードの出力に基づいて検知した温度が予め定めた設定温度以上であるときに過熱検知信号を発する過熱検知回路と、
前記電流センス端子の出力値が予め定めた設定電流値以上であるときに電流検知信号を発する電流検知回路と、
前記過熱検知回路からの前記過熱検知信号と前記電流検知回路からの前記電流検知信号の両方が入力された場合に前記半導体スイッチング素子をオフとする遮断回路と、
を備える半導体装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、半導体スイッチング素子の制御回路および半導体装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、例えば、日本特開２０１１−１２４２６９号公報に開示されているように、内燃機関のスパークプラグに添加する用途で半導体スイッチング素子のオンオフ制御を行うイグナイタ用半導体装置が知られている。この公報にかかる装置では、ダイオードの温度特性を利用して、ダイオードを通じて得られる電流信号を用いて半導体スイッチング素子の温度を検知し、過熱保護に役立てている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】日本特開２０１１−１２４２６９号公報
【特許文献２】国際公開第２０１２／０７７１８７号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
自動車エンジン等の内燃機関用イグニッションシステムは、スパークプラグに印加する高電圧を発生させるための点火コイル（誘導負荷、以下「Ｌ負荷」とも称す）を備えている。ダイオードを通じて得られる電気信号に基づいて半導体スイッチング素子の温度を検知する場合、誘導負荷の存在により、半導体スイッチング素子のオン作動に伴ってダイオードに変位電流（いわばＬ負荷ノイズ）が発生する。このＬ負荷ノイズは温度誤検知を生じさせるおそれがあり、温度誤検知に伴って不要な過熱保護が行われるという問題があった。【０００５】
本発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、温度を誤検知することによる不要な過熱保護が行われることを抑制した半導体スイッチング素子の制御回路および半導体装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明にかかる半導体スイッチング素子の制御回路は、
制御端子、主電極端子および電流センス端子を備え、前記主電極端子または前記電流センス端子にダイオードが接続された半導体スイッチング素子を制御する制御回路であって、
前記ダイオードの出力に基づいて検知した温度が予め定めた設定温度以上であるときに過熱検知信号を発する過熱検知回路と、
前記電流センス端子の出力値が予め定めた設定電流値以上であるときに電流検知信号を発する電流検知回路と
前記過熱検知回路からの前記過熱検知信号と前記電流検知回路からの前記電流検知信号の両方が入力された場合に前記半導体スイッチング素子をオフとする遮断回路と、
を備える。【０００７】
本発明にかかる半導体装置は、
内燃機関の点火プラグに通電するための誘導負荷に流す電流をオンオフする半導体装置であって、
主電極端子および電流センス端子を備え、前記主電極端子が前記誘導負荷と接続された半導体スイッチング素子と、
前記主電極端子または前記電流センス端子と接続したダイオードと、
前記ダイオードの出力に基づいて検知した温度が予め定めた設定温度以上であるときに過熱検知信号を発する過熱検知回路と、
前記電流センス端子の出力値が予め定めた設定電流値以上であるときに電流検知信号を発する電流検知回路と
前記過熱検知回路からの前記過熱検知信号と前記電流検知回路からの前記電流検知信号の両方が入力された場合に前記半導体スイッチング素子をオフとする遮断回路と、
を備える。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、過熱検知信号と電流検知信号の両方に基づいて過熱保護が必要か否かを判定するので、半導体スイッチング素子に負荷電流がある程度流れている状態であり、且つ異常温度と判断した場合にのみ、半導体スイッチング素子をオフとすることができる。その結果、もし過熱検知信号が誤って出力された場合であっても、不要な過熱保護が行われてしまうことを抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本発明の実施の形態１にかかるイグナイタ用半導体装置を示す図である。
【図２】本発明の実施の形態１にかかるイグナイタ用半導体装置の動作を説明するためのタイムチャートである。
【図３】本発明の実施の形態１にかかる半導体スイッチング素子の制御回路を示す図である。
【図４】本発明の実施の形態１にかかる半導体スイッチング素子の制御回路の動作を説明するためのタイムチャートである。
【図５】本発明の実施の形態１にかかる半導体スイッチング素子の制御回路における電流制限値と素子温度との関係を示す図である。
【図６】本発明の実施の形態１にかかる半導体スイッチング素子の制御回路が備える過熱検知回路の一例を示す図である。
【図７】本発明の実施の形態１にかかる半導体スイッチング素子の制御回路が備える電流検知回路の一例を示すブロック図である。
【図８】本発明の実施の形態１にかかる半導体スイッチング素子の制御回路が備える電流検知回路の一例を示す図である。
【図９】本発明の実施の形態２にかかる半導体スイッチング素子の制御回路を示す図である。
【図１０】本発明の実施の形態２にかかる半導体スイッチング素子の制御回路における電流制限値と温度との関係を示す図である。
【図１１】本発明の実施の形態３にかかる半導体スイッチング素子の制御回路を示す図である。
【図１２】本発明の実施の形態３にかかる半導体スイッチング素子の制御回路における電流制限値と温度との関係を示す図である。
【図１３】本発明の実施の形態１〜３に適用可能な変形例にかかる半導体スイッチング素子を示す図である。
【図１４】本発明の実施の形態に関連する関連技術にかかる半導体スイッチング素子の制御回路を示す図である。
【図１５】本発明の実施の形態に関連するダイオードの逆方向飽和電流とダイオード温度との関係を示す図である。
【図１６】本発明の実施の形態４にかかる半導体スイッチング素子の制御回路を示す図である。
【図１７】本発明の実施の形態４にかかる半導体スイッチング素子の制御回路の動作を説明するためのタイムチャートである。
【図１８】本発明の実施の形態４にかかる半導体スイッチング素子の制御回路が備える過熱検知回路の一例を示す図である。
【図１９】本発明の実施の形態４にかかる半導体スイッチング素子の制御回路が備える電流検知回路の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
イグニッションシステムに関する従来の課題．
以下に示す実施の形態は、内燃機関のイグニッションシステムにおいて、誘導負荷を駆動する半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」とも称す）が異常温度になった際に、スイッチング素子の寿命低下を防止する方法および回路方式に関するものである。
【００１１】
例えば日本特開２０１１−１２４２６９号公報には、自動車エンジン等の内燃機関用イグニッションシステムが開示されている。この公報では、スイッチング素子が異常発熱した際、スイッチング素子の寿命低下を防止するために、スイッチング素子を遮断する過熱保護回路が提案されている。しかしながら、上記公報に係るイグニッションシステムの過熱保護には、以下の解決すべき課題があった。
【００１２】
スイッチング素子を遮断つまりターンオフする際の方法には、いわゆるソフト遮断とハード遮断とがある。「ソフト遮断」とは、負荷電流を徐々にゼロに近づける遮断方法、つまり電流を緩やかに低減する遮断方法である。一方、「ハード遮断」とは、スイッチング素子の電流を強制的に遮断するものであり、つまり電流を急峻に遮断する方法である。イグニッションシステムにおいて、過熱検出時にスイッチング素子を遮断するには、ソフト遮断を行うことが好ましいとされている。なぜならば、ハード遮断を行った場合、エンジン制御コンピュータが通常予定する着火信号タイミングとは無関係のタイミングで負荷電流を遮断することになるので、正しいエンジン着火タイミングとは異なるタイミングでスパークプラグに通電させてしまう可能性が高いからである。
【００１３】
この点、日本特開２０１１−１２４２６９号公報にかかるイグナイタ用電力半導体装置は、負荷電流を予め設定した電流制限値に制限する「電流制限機能」を備えており、不要なタイミングでの誤点火防止とスイッチング素子の自己保護の目的でこの「電流制限機能」を流用している。具体的には、負荷電流の遮断タイミングは、エンジン制御コンピュータが通常予定する着火タイミングと一致するようになっており、異常発熱時に温度に依存して電流制限値を低下させることでジュール損失を抑制し発熱量を抑えている。異常発熱が継続し、温度上昇が続いた場合、温度に依存して電流制限値は徐々に低下していく。このような方法であれば、本来と異なるタイミングでの誤点火を抑制することができ、異常発熱時の電力損失抑制によりスイッチング素子の自己保護も可能となる。
【００１４】
しかしながら、電流制限値を下げる方法のみで過熱保護を実現しようとする場合、異常発熱が過剰であり、緊急的に遮断を行わなければならない場合であっても電流制限値を下げるという措置しか取れない。このため、十分な保護ができなくなる恐れがあった。そこで、以下の実施の形態では、ダイオードの逆方向飽和電流の温度特性を用い、異常温度となった場合、速やかに遮断を行うことができる過熱保護装置を備えたイグナイタ用半導体装置を提供する。
【００１５】
実施の形態１．
［実施の形態１の装置の構成］
図１は、本発明の実施の形態１にかかるイグナイタ用半導体装置１０を示す図である。図２は、本発明の実施の形態１にかかるイグナイタ用半導体装置１０の動作を説明するためのタイムチャートである。図１に示す自動車エンジン等の内燃機関用イグニッションシステム（誘導点火システム）は、スパークプラグ７に印加する高電圧を発生させるための各構成を備えている。具体的には、このイグニッションシステムは、点火コイル（誘導負荷、以下「Ｌ負荷」とも称す）としてのトランス６と、このトランス６に流す電流を制御するいわゆるイグナイタである半導体装置１０と、コンピュータを含むエンジン制御用の電子制御ユニット（ＥＣＵ）３と、ＥＣＵ３と制御回路１との間に設けられた駆動回路４とを備えている。半導体装置１０は、トランス６と接続する半導体スイッチング素子５（以下、単に「スイッチング素子５」とも称す）と、このスイッチング素子５のオンオフ（つまり導通と遮断）を制御する制御回路１とを備えている。
【００１６】
半導体装置１０は、制御端子であるゲート端子Ｇ、主電極端子であるコレクタ端子Ｃおよびエミッタ端子Ｅを備えるスイッチング素子５と、スイッチング素子５のエミッタ端子Ｅにアノードが接続したダイオードＤｓ２と、駆動回路４からの信号を受けてスイッチング素子５を制御する制御回路１と、を備えている。ダイオードＤｓ２は、温度に応じた出力を示す感温ダイオードである。制御回路１は、制御コンピュータであるＥＣＵ３からの制御信号を、駆動回路４を介して受信する。駆動回路４から制御回路１に、駆動電圧信号Ｖｏｎが入力される。
【００１７】
スイッチング素子５の主たる構成要素であるＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）５ａには、電極端子として一般的なコレクタ端子Ｃ、エミッタ端子Ｅ、ゲート端子Ｇの他に、コレクタ電流Ｉｃに比例した微小なセンス電流Ｉｓｅｎｓｅが流れる電流センス端子ＳＥを有したものを採用している。コレクタ電流Ｉｃとセンス電流Ｉｓｅｎｓｅの比は、たとえば、１／１０００程度であり、センス電流Ｉｓｅｎｓｅは微小である。スイッチング素子５は、一例として、ＩＧＢＴ５ａに加えて、クランプツェナーダイオードＤｓ０およびダイオードＤｓ２を内蔵したものを用いている。スイッチング素子５はトランス６の一次巻線６ａに接続しており、トランス６の二次巻線６ｂはスパークプラグ７に接続している。実施の形態ではダイオードＤｓ２がスイッチング素子５に内蔵されているが、変形例として、ダイオードＤｓ２はスイッチング素子５に外付けされるものであってもよく、例えば制御回路１に内蔵されていてもよい。スイッチング素子５は、ＩＧＢＴ５ａと、ＩＧＢＴ５ａの温度を検出する感温素子としてダイオードＤｓ２とを同一基板上に形成したものである。ダイオードＤｓ２は、回路図に示すようにツェナーダイオードを用いてもよく、例えばショットキーバリアダイオードを用いてもよい。スイッチング素子５は、ダイオードＤｓ２のカソードと接続する温度センス端子ＴＳＤを備えている。この温度センス端子ＴＳＤを介してダイオードＤｓ２の逆方向飽和電流Ｉｓ３が流れる。逆方向飽和電流Ｉｓ３に基づいて、スイッチング素子５の温度（すなわち、ＩＧＢＴ５ａの温度である素子温度Ｔｉｇｂｔ）が検知される。
【００１８】
なお、実施の形態１ではスイッチング素子５の主たる構成要素をＩＧＢＴとしているが、他の変形例として、ＩＧＢＴの代わりに、電流センス端子を備えるＭＯＳＦＥＴを用いてもよい。また、半導体材料としては、シリコンのほか、ワイドバンドギャップ半導体を用いてもよい。ワイドバンドギャップ半導体として、炭化珪素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム系材料（ＧａＮ）、あるいはダイヤモンドを用いてもよい。
【００１９】
トランス６は、点火コイルである。トランス６は、一次巻線６ａの一端にバッテリー等の電源Ｖｐが接続され、他端には半導体装置１０（具体的には、スイッチング素子５のコレクタ端子Ｃ）が接続されている。また、二次巻線６ｂの一端が同様に電源Ｖｐに接続され、他端には一端が接地されたスパークプラグ７が接続されている。スイッチング素子５はこのトランス６（点火コイル）の一次側電流を通電・遮断することができる。
【００２０】
なお、ＥＣＵ３および駆動回路４は、制御系グランドであるＧＮＤ＿ＥＣＵに接続される。その一方で、制御回路１およびスイッチング素子５などはパワー系グランドであるＧＮＤ＿ＰＷに接続される。
【００２１】
半導体装置１０の基本動作シーケンスを説明すると、まず、ＥＣＵ３のオン信号が、駆動回路４を介して制御回路１に伝達される。制御回路１にオン信号が入力されることで、このオン信号は電力半導体スイッチング素子であるＩＧＢＴ５ａのゲート端子Ｇに伝達される。ＩＧＢＴ５ａが駆動することで、トランス６つまり誘導負荷（Ｌ負荷）に電流が流れる。点火タイミング時にはオフ信号がゲート端子Ｇに入力され、ＩＧＢＴ５ａがターンオフする。ＩＧＢＴ５ａが遮断されることにより、コレクタエミッタ電圧Ｖｃｅが約５００Ｖまで上昇し、トランス６の二次巻線６ｂに高電圧Ｖ２が励起される。図２のタイムチャートにも図示しているように、一般的にＶ２はマイナス３０ｋＶ以上である。
【００２２】
図２に示すタイムチャートで説明すると、下記のようになる。
（１）ゲート端子Ｇにオン信号を印可することで、ＩＧＢＴ５ａがオンする。
（２）Ｌ負荷のインダクタンスと配線抵抗で決まる時定数に従って、図２のような負荷電流Ｉｃが流れる。
（３）燃料を点火させたいタイミングＴｉｇにおいて、ゲート端子Ｇの信号をオフする。
（４）ＩＧＢＴ５ａのゲートドライブ信号もオフし、負荷電流Ｉｃは遮断される。
（５）この電流遮断は、トランス６内の鎖公磁束の変化を誘発させ、２次側に巻き数比に依存した高電圧を誘発する。これによりエンジン気筒内のスパークプラグ７に放電が発生する。
【００２３】
なお、図２の破線Ｘ１で囲った領域は、後述する「電流制限回路１９」により「電流制限機能」が働いている領域である。この領域Ｘ１では、スイッチング素子５に大きなジュール損失が発生している。
【００２４】
一般的にトランス巻線の絶縁破壊を防止するために、Ｖｃｅが５００Ｖ程度でクランプされるようにＣ−Ｇ間にクランプツェナーダイオードＤｓ０が具備される。
【００２５】
図１に示す半導体装置１０では、制御信号のオン時間および電圧Ｖｐに依存して、負荷電流Ｉｃの値が変動する。半導体装置１０は、負荷電流Ｉｃがある値以上になると、電流を頭打ちにするように電流を制限する「電流制限機能」が働くように構成されている。電流制限機能は、ある一定以上の負荷電流Ｉｃが流れないようにする保護機能である。これは、トランス６の巻線の溶断あるいはトランス６の磁気飽和のリスクを回避するためである。すなわち、半導体装置１０の電流制限機能によれば、過電流による巻線の溶断、トランス６のリラクタンス（磁気抵抗）を調整するためのマグネットの減磁抑制、およびコア素材の磁気飽和抑制を行うことができる。電流制限機能における最大許容電流値を決める設定値を、「電流制限値Ｉｌｍ」とも称する。電流制限値Ｉｌｍは、例えば１０Ａあるいは１４Ａなどの値に定めることができる。スイッチング素子５の負荷電流Ｉｃが電流制限値Ｉｌｍに到達して、それ以上の電流を流さないように制御されている時は、ＩＧＢＴ５ａのゲート電圧を低下させている。これは、Ｉｃ検出による負帰還制御である。
【００２６】
［実施の形態１の制御回路の構成］
図３は、本発明の実施の形態１にかかるスイッチング素子の制御回路１を示す図である。制御回路１は、ＥＣＵ３側の印加された入力信号を波形整形するシュミットトリガ回路Ｂ１と、シュミットトリガ回路Ｂ１の出力に予め定めた所定の遅延を加えた制御信号ＥＳＴを出力するターンオン遅延回路１３と、制御信号ＥＳＴがゲートに入力されるＰＭＯＳＦＥＴ４１と、制御信号ＥＳＴを反転させてラッチ回路１４のリセット端子Ｒに入力するインバータＩＮＶ１と、を備えている。制御回路１内の各回路要素は、制御電源Ｖｒｅｇの供給を受けて作動する。
【００２７】
制御回路１は、ＰＭＯＳＦＥＴ４４およびＰＭＯＳＦＥＴ４５で構成される第１カレントミラー回路と、抵抗Ｒｇ１と、検出抵抗Ｒｓ１と、ＮＭＯＳＦＥＴ７１と、を備えている。抵抗Ｒｇ１の一端はＩＧＢＴ５ａのゲート端子ＧとＰＭＯＳＦＥＴ４５の接続点に接続され、抵抗Ｒｇ１の他端がグランドに接続される。検出抵抗Ｒｓ１の一端は電流センス端子ＳＥと接続され、検出抵抗Ｒｓ１の他端がエミッタ端子Ｅと接続される。ＮＭＯＳＦＥＴ７１のゲートにはインバータＩＮＶ１の出力信号が印加され、ＮＭＯＳＦＥＴ７１が導通したときにエミッタ端子Ｅとゲート端子Ｇが抵抗Ｒｇ２を介して接続される。第１カレントミラー回路は、第１入力電流Ｉｇ１を複製した第１ミラー電流Ｉｇ２を生成し、第１ミラー電流Ｉｇ２をスイッチング素子５のゲート端子Ｇへの入力信号とする。
【００２８】
制御回路１は、さらに、電流制限回路１９と、過熱検知回路１６と、電流検知回路１８と、遮断回路１１と、を備えている。具体的には、制御回路１は、ダイオードＤｓ２に基づいて温度検知を行うための過熱検知回路１６を備えている。過熱検知回路１６は、スイッチング素子５の温度を検出し、温度に依存した過熱検知信号ＯＴを出力する。具体的には、過熱検知回路１６は、ダイオードＤｓ２の出力に基づいて検知した温度が予め定めた設定温度以上であるときに過熱検知信号ＯＴを発する。さらに、制御回路１は、電流検知回路１８を備えている。電流検知回路１８は、スイッチング素子５の負荷電流Ｉｃを監視し、負荷電流Ｉｃに応じた出力を発する。具体的には、電流検知回路１８にはＩｓｅｎｓｅが入力される。電流検知回路１８は、このＩｓｅｎｓｅに基づいて負荷電流Ｉｃに比例した電流を検出し、スイッチング素子５に流れる負荷電流Ｉｃに依存した電流検知信号Ｅｎａｂｌｅを出力する。電流検知回路１８は、電流センス端子ＳＥの出力値が予め定めた「設定電流値」以上であるときに、電流検知信号Ｅｎａｂｌｅを発する。
【００２９】
ダイオードＤｓ２のアノードはスイッチング素子５のエミッタ端子Ｅに接続され、ダイオードＤｓ２のカソードが前述の過熱検知回路１６に接続されている。また、電流検知回路１８の一端は、検出抵抗Ｒｓ１とスイッチング素子５の電流センス端子ＳＥとの接続点に接続されている。
【００３０】
遮断回路１１は、過熱検知回路１６からの過熱検知信号ＯＴと電流検知回路１８からの電流検知信号Ｅｎａｂｌｅの両方が入力された場合にスイッチング素子５をオフとする。これにより、遮断回路１１は、スイッチング素子５に流れる負荷電流Ｉｃが所定の設定電流以上であり、且つダイオードＤｓ２で検出した温度が所定の設定温度以上であった場合に、スイッチング素子５に流れる負荷電流を遮断する。具体的には、遮断回路１１は、第１入力電流Ｉｇ１を低減することによりスイッチング素子５をオフとする。
【００３１】
遮断回路１１は、ＡＮＤ回路１２と、ラッチ回路１４と、ＰＭＯＳＦＥＴ４８とを含んでいる。ＡＮＤ回路１２は、過熱検知信号ＯＴと電流検知信号Ｅｎａｂｌｅとの論理積を演算する。ラッチ回路１４は、ＡＮＤ回路１２の出力変化に応答して出力値（Ｑｂａｒ）をラッチする。ＰＭＯＳＦＥＴ４８は、ラッチ回路１４の出力値に応答して作動することで第１入力電流Ｉｇ１を低下させるスイッチ素子である。さらに説明すると、まず電流検知回路１８および過熱検知回路１６の出力は、ＡＮＤ回路１２に入力されている。ＡＮＤ回路１２の出力信号ＯＵＴＡは、ラッチ回路１４のセット端子Ｓに入力される。ラッチ回路１４のリセット端子Ｒは、インバータＩＮＶ１の出力と接続されている。ラッチ回路１４のＱバー端子Ｑｂａｒは、ＰＭＯＳＦＥＴ４８のゲートに接続されている。過熱検知信号ＯＴと電流検知信号Ｅｎａｂｌｅの両方が発せられた場合には、ラッチ回路１４がスイッチ素子を作動し続けることで、スイッチング素子５の停止を維持する。ラッチ回路１４により、過熱検知が一旦なされたら、その後制御信号ＥＳＴがオフするまでは、過熱保護を継続することができる。
【００３２】
電流制限回路１９は、アンプ２２と、電圧電流変換回路２０と、定電流源Ｉ＿ｂａｓｅと、ＰＭＯＳＦＥＴ４２および４３で構成される第２カレントミラー回路とを備えている。第２カレントミラー回路は、ＰＭＯＳＦＥＴ４３に流れる第２入力電流Ｉｆ１を複製し、ＰＭＯＳＦＥＴ４２に流れる第２ミラー電流Ｉｆ２を生成する。定電流源Ｉ＿ｂａｓｅは、第２ミラー電流Ｉｆ２と第１入力電流Ｉｇ１との合流点と接続している。電流制限回路１９は、設定した電流制限値Ｉｌｍにスイッチング素子５の負荷電流Ｉｃを制限するように、電流センス端子ＳＥの電圧に基づいて第２入力電流Ｉｆ１を調整する。なお、具体的な動作は、図１４の関連技術を用いて後ほど説明する。
【００３３】
ダイオードＤｓ２のアノードはエミッタ端子Ｅと接続し、ダイオードＤｓ２のカソードが過熱検知回路１６に接続している。遮断回路１１は、ダイオードＤｓ２のカソードを通じて流れる逆方向飽和電流Ｉｓ３の値に基づいて温度検知を行う。
【００３４】
［関連技術］
図１４は、本発明の実施の形態に関連する関連技術にかかるスイッチング素子５の制御回路４０１を示す図である。ここでは、便宜上、図１４を用いて電流制限回路１９の動作を説明するが、図３に示す電流制限回路１９も同様の回路動作を行う。したがって、制御回路１と制御回路４０１とで共通の符号を付している構成については、下記の説明を制御回路１にも当てはめることができる。
【００３５】
電流制限回路１９によるコレクタ電流Ｉｃの制限は、以下のメカニズムで実現される。ＩＧＢＴ５ａのセンス電流Ｉｓｅｎｓｅは制御回路４０１内の検出抵抗Ｒｓ１に通電され、ＩＧＢＴ５ａのコレクタ電流Ｉｃに応じたセンス電圧Ｖｓｅｎｓｅが検出抵抗Ｒｓ１に発生する。このセンス電圧Ｖｓｅｎｓｅはアンプ２２によって基準電圧源Ｖｒｅｆの電圧値と比較され、その差に応じた電圧が電圧電流変換回路２０に入力される。電圧電流変換回路２０は、センス電圧Ｖｓｅｎｓｅと基準電圧源Ｖｒｅｆの電圧値との差に応じた電流Ｉｆ１を出力する。この電流Ｉｆ１は、ＰＭＯＳＦＥＴ４２およびＰＭＯＳＦＥＴ４３によって構成される第２カレントミラー回路に入力される第２入力電流Ｉｆ１となる。第２カレントミラー回路は、第２入力電流Ｉｆ１の入力に応答して、ミラー比に応じた第２ミラー電流Ｉｆ２を出力する。以下、この第２ミラー電流Ｉｆ２を、「電流制限信号Ｉｆ２」とも称す。電流制限信号Ｉｆ２はＩＧＢＴ５ａのゲート駆動電圧を発生させる電流Ｉｇ２を減らす方向に働くので、電流制限信号Ｉｆ２が増加するとゲート電圧は低下し、コレクタ電流Ｉｃの増加が妨げられる。すなわち、コレクタ電流Ｉｃに関し系全体として負帰還動作するように働くので、コレクタ電流Ｉｃは所定の一定値に制限されることになる。
【００３６】
すなわち、第２入力電流Ｉｆ１により電流制限信号Ｉｆ２が発生し、ベースとなる基準電流源（定電流源）Ｉ＿ｂａｓｅに流入する。電流制限信号Ｉｆ２の流入に伴いＰＭＯＳＦＥＴ４４とＰＭＯＳＦＥＴ４５で構成される第１カレントミラー回路の入力電流Ｉｇ１が変動するので、この第１カレントミラー回路の電流Ｉｇ２が変動し、スイッチング素子５をドライブするゲート電圧が変動する。負荷電流Ｉｃが増えるほど、この電流Ｉｇ２が低下し、抵抗Ｒｇ１によって発生する電圧が低下する。このようにして負荷電流Ｉｃを抑制する負帰還制御が実現される。ここで抵抗Ｒｇ１は数１０ｋΩオーダーの抵抗値を有する。
【００３７】
なお、図１４の関連技術では、制御回路４０１が過熱保護回路４１０をさらに備えている。過熱保護回路４１０は、アノードがエミッタ端子Ｅに接続されたダイオードＤｓ１と、ＰＭＯＳＦＥＴ４６及びＰＭＯＳＦＥＴ４７で構成される第３カレントミラー回路とを備える。ダイオードＤｓ１も、温度に応じた出力を示す感温ダイオードである。ダイオードＤｓ１のカソードは、この第３カレントミラー回路の基準側に接続されている。この第３カレントミラー回路の出力電流Ｉｓ２は前述の電流制限機能と同様に、ＩＧＢＴ５ａのゲート駆動電圧を発生させる電流Ｉｇ２を減らす方向に働く。すなわち、異常高温時には、ダイオードＤｓ１の逆方向飽和電流Ｉｓ３が増加することでＩｓ２が増加し、前述した電流制限機能と同様に、ＩＧＢＴ５ａをドライブする電流Ｉｇ２を減らす方向に働く。温度が上昇するほど、このＩｇ２は低下するため、ＩＧＢＴ５ａに流れる電流を通常動作時に比べ低い値に制限するように作用する。つまり、温度上昇に伴い、負荷電流Ｉｃを徐々に低下させていくこととなる。なお、より詳細な説明は、日本特開２０１１−１２４２６９号公報に記載されているので、これ以上の説明は省略する。
【００３８】
図１５は、本発明の実施の形態に関連するダイオードＤｓ２の逆方向飽和電流Ｉｓ３とダイオードＤｓ２の温度との関係の一例を示す図である。ショットキーバリアダイオードの逆方向飽和電流は、図１５に示した温度特性グラフのとおり、１７０℃を超えた付近で急激に上昇する。本実施形態のダイオードＤｓ２にも図１５と同様の特性を有するショットキーバリアダイオードを採用することができる。実施の形態１における過熱検知は、ダイオードＤｓ２の逆方向飽和電流Ｉｓ３を用いて行われる。ＩＧＢＴ５ａの素子温度Ｔｉｇｂｔが上昇するのに伴い、図１５と同様の温度特性で逆方向飽和電流Ｉｓ３が増加するものとする。
【００３９】
実施の形態１において、ダイオードＤｓ２の接続方向を反転させるなどして、順方向接続したダイオードの順方向電圧を用いて温度検知を行うという変形例を採用してもよい。しかし、ダイオードの順方向電圧を用いて温度検知を行う場合、電流依存性が高いので、高精度な電流制御が必要となる。これに対し、実施の形態１のようにダイオードＤｓ２の逆方向飽和電流を用いて温度検知を行う場合、逆方向降伏電圧以下で使用するときには電圧依存性が小さいので、ダイオードＤｓ２に印加する電圧の精度が高くなくともよいという利点がある。
【００４０】
［実施の形態１の回路の動作］
図４は、本発明の実施の形態１にかかるスイッチング素子の制御回路１の動作を説明するためのタイムチャートである。
【００４１】
図４の時刻ｔ１〜ｔ３に示すように、制御信号ＥＳＴがオン（実施の形態ではハイ）となることで、スイッチング素子５にオン信号が伝達され、ＩＧＢＴ５ａがオンとなる。時刻ｔ２、ｔ７に示すように、負荷電流Ｉｃが、予め定めた設定電流値Ｉｔｈｅｎ以上になると、Ｅｎａｂｌｅ信号がハイとなる。Ｉｔｈｅｎは、例えば、１アンペア（１Ａ）或いはそれ以下の所定電流値であってもよい。また、時刻ｔ４に示すように、負荷電流Ｉｃが、Ｉｔｈｅｎを下回ると、Ｅｎａｂｌｅ信号がローとなる。ここでは、Ｅｎａｂｌｅ信号がハイである状態を「Ｅｎａｂｌｅ信号が発せられている状態」とする。図４に示すように、設定電流値Ｉｔｈｅｎは、電流制限値Ｉｌｍよりも低い値に定められる。
【００４２】
時刻ｔ４で、逆方向飽和電流Ｉｓ３が、予め定めたしきい値に到達する。このしきい値は、図４の過熱遮断判定電流Ｉｔｈｏｔである。このとき、符号Ｘ２で示すように、過熱検知回路１６が出力を反転させることで過熱検知信号ＯＴを発する。これにより、異常高温を検知することができる。つまり、過熱遮断判定電流Ｉｔｈｏｔは、素子温度Ｔｉｇｂｔが設定温度Ｔｍ１（一例として２１０℃）に到達したときの、逆方向飽和電流Ｉｓ３の値である。
【００４３】
ダイオードＤｓ２の逆方向飽和電流Ｉｓ３を用いた温度検知の場合、スイッチング素子５をオンするときに、Ｌ負荷によって変位電流１００（Ｌ負荷ノイズ１００とも称す）が生じる。図４では、時刻ｔ１〜ｔ２、およびｔ６〜ｔ７において、変位電流１００が発生している。図４の時刻ｔ６では、素子温度Ｔｉｇｂｔは低いにもかかわらず、この変位電流１００に起因して過熱検知信号ＯＴが立ち上がっている（符号１０１）。このように、Ｌ負荷ノイズ１００に伴って温度の誤検知が生じてしまう。
【００４４】
そこで、実施の形態１では、スイッチング素子５の負荷電流Ｉｃを検出抵抗Ｒｓ１にて監視し、負荷電流Ｉｃに依存した出力（つまり図４のＥｎａｂｌｅ信号）と過熱検知回路１６出力との論理積（図４のＯＵＴＡ）を過熱遮断の判定出力としている。図４の時刻ｔ６、ｔ７を見ると理解されるように、変位電流１００により過熱検知回路１６の出力変動１０１が発生したときにも、Ｅｎａｂｌｅ信号が発せられていない場合（つまり電流検知回路１８の出力がローである場合）には、論理積ＯＵＴＡがハイとならず、その結果、遮断回路１１は作動しない。これにより、スイッチング素子５が起動する時のＬ負荷ノイズ１００による誤動作を抑制することができる。つまり、負荷電流Ｉｃが予め定めた設定電流値以上であり、且つ異常温度が検知された場合にのみ、保護（すなわちスイッチング素子５の負荷電流を完全遮断する保護）をかけるように構成している。ここでいう「設定電流値」は、例えば、１Ａ或いはそれより小さく予め定めた値であり、スイッチング素子５にある程度の大きさの負荷電流Ｉｃが流れていることを検知するための値である。
【００４５】
スイッチング素子５の遮断には、前述した電流制限機能を利用する。異常温度と判定されて保護をかける必要がある場合には、ＰＭＯＳＦＥＴ４８がオンすることで、Ｉｆ３がベースとなる基準電流源（定電流源）Ｉ＿ｂａｓｅに流入する。ただし電流の大きさについてはＩｆ３≧Ｉ＿ｂａｓｅの関係が成り立つ。これにより、ＰＭＯＳＦＥＴ４４およびＰＭＯＳＦＥＴ４５で構成される第１カレントミラー回路における電流Ｉｇ２を、０Ａまで低下させる。その結果、スイッチング素子５のゲートドライブ信号（すなわちゲート電圧）を０Ｖに減衰させ、スイッチング素子５をオフとすることができる。
【００４６】
図５は、本発明の実施の形態１にかかるスイッチング素子の制御回路１における電流制限値Ｉｌｍと素子温度Ｔｉｇｂｔとの関係を示す図である。図５における特性Ｃｖ０は、上述した図１４の比較例における電流制限値Ｉｌｍの温度依存性を示している。一方、図５における特性Ｃｖ１は、実施の形態１における電流制限値Ｉｌｍの温度依存性を示している。矢印Ｘ３で示す位置に着目すると、ダイオードＤｓ２により検知した温度が予め定めた設定温度Ｔｍ１（実施の形態１では一例として２１０℃）に達したときには、電流制限値Ｉｌｍを速やかに０Ａに減衰させることができる。
【００４７】
また、ラッチ回路１４が、異常温度を一旦検知すると、制御信号ＥＳＴがオフするまで、保護を維持する機能を達成している。これにより、過熱遮断と復帰が繰り返されて負荷電流Ｉｃが発振することを防止している。なお、ここでいう負荷電流Ｉｃの発振とは、異常温度検知→ゲート信号オフ（つまり負荷電流Ｉｃ遮断）→温度低下→ゲート信号オン（つまり復帰）→温度上昇→異常温度検知→負荷電流Ｉｃ遮断というように、遮断と復帰とが繰り返されることである。
【００４８】
また、異常温度が検知された場合に、速やかに負荷電流Ｉｃを遮断することで、スイッチング素子５の寿命が低下することを抑制することもできる。
【００４９】
スイッチング素子５の作動に伴うＬ負荷ノイズ（変位電流）１００が発生することで、ダイオードＤｓ２による温度誤検知が生じるおそれがあるが、上述したように、実施の形態１によれば、Ｌ負荷ノイズ１００が発生しても、Ｅｎａｂｌｅ信号が発生していない限り、過熱保護（つまりスイッチング素子５の強制的オフ）が行われない。すなわち、実施の形態１では、ＡＮＤ回路１２により論理演算した結果に基づいて過熱保護が必要か否かを判定するので、負荷電流Ｉｃがある程度流れている状態（つまり負荷電流Ｉｃが予め定めた設定電流値以上の状態）であり、且つ異常温度と判断した場合にのみ、遮断をかけることができる。その結果、Ｌ負荷ノイズ１００に伴う不要な過熱保護が行われてしまうことを、抑制することができる。
【００５０】
図６は、本発明の実施の形態１にかかるスイッチング素子の制御回路１が備える過熱検知回路の一例を示す図である。図６に示す過熱検知回路１１６は、図３の過熱検知回路１６として適用可能な回路であり、電流コンパレータを含んでいる。電流コンパレータは、ダイオードＤｓ２の逆方向飽和電流に応じた検出側電流Ｉｓ４と基準電流源（定電流源）Ｉｒｅｆ１の電流値とを比較する。温度検出にダイオードＤｓ２の逆方向飽和電流特性を利用するので、過熱検知回路１１６には電圧コンパレータではなく、電流コンパレータを用いることが好ましい。これにより、電圧コンパレータを使用した時に比べＩ−Ｖ変換回路が不要となるため、回路の小型化が可能となる。
【００５１】
図６の回路において、抵抗Ｒｄ１、ショットキーバリアダイオードＤｚ１、およびＮＭＯＳＦＥＴ７４の直列回路には、定電流源Ｉ＿ｂａｓｅ２から逆方向飽和電流Ｉｓ３が差し引かれた電流（すなわちＩ＿ｂａｓｅ２−Ｉｓ３）が通電する。この電流によって、ダイオードＤｓ２に印加される電圧Ｖｄが生成される。電圧Ｖｄは、例えば３Ｖである。なお、ＮＭＯＳＦＥＴ７４は、ＮＭＯＳＦＥＴ７３とともに第４カレントミラー回路を構成している。ＮＭＯＳＦＥＴ７３は、後述する第５カレントミラー回路のＰＭＯＳＦＥＴ５１と接続しており、これらには共通の検出側電流Ｉｓ４が流れる。
【００５２】
温度上昇に伴い逆方向飽和電流Ｉｓ３が増加するので、電圧Ｖｄは低下する。しかし、逆方向飽和電流Ｉｓ３の電圧依存性は、逆方向飽和電流Ｉｓ３の温度依存性と比べて十分に小さいので、問題となるレベルではない。
【００５３】
過熱検知回路１１６が有する２つの定電流源の電流値の関係は、Ｉ＿ｒｅｆ１＜Ｉ＿ｂａｓｅ２となっている。Ｉ＿ｂａｓｅ２とＩ＿ｒｅｆ１の差分（Ｉ＿ｂａｓｅ２−Ｉ＿ｒｅｆ１）が、過熱判定しきい値Ｉｔｈｏｔに相当する。
【００５４】
温度上昇に伴い、ダイオードＤｓ２の逆方向飽和電流Ｉｓ３が増加していくと、Ｉ＿ｒｅｆ１と比較される検出側電流Ｉｓ４が低下していく。なお、「Ｉｓ４≒Ｉ＿ｂａｓｅ２−Ｉｓ３」の関係が成り立っている。
【００５５】
ＰＭＯＳＦＥＴ５０およびＰＭＯＦＥＴ５１で構成される第５カレントミラー回路において、検出側電流Ｉｓ４がＰＭＯＦＥＴ５１に流れ、これを複製したミラー電流がＰＭＯＳＦＥＴ５０に流れる。ＰＭＯＳＦＥＴ５０と定電流源Ｉ＿ｒｅｆ１との接続点が、出力Ｖｏｕｔ１となる。通常動作時には、Ｉ＿ｒｅｆ１＜Ｉｓ４の関係を維持しているため、出力Ｖｏｕｔ１はハイレベルになっている。しかし異常高温となりダイオードＤｓ２の逆方向飽和電流Ｉｓ３が過熱判定しきい値Ｉｔｈｏｔを超えると、Ｉ＿ｒｅｆ１＞Ｉｓ４の関係となり、出力Ｖｏｕｔ１がローレベルとなる。Ｖｏｕｔ１は、ＰＭＯＳＦＥＴ４９とＮＭＯＳＦＥＴ７２で構成されるＣＭＯＳ回路に入力され、このＣＭＯＳ回路の出力が過熱検知信号ＯＴとなる。これにより、異常温度時の過熱判定を行うことができる。
【００５６】
図７は、本発明の実施の形態１にかかるスイッチング素子の制御回路１が備える電流検知回路の一例を示すブロック図である。図７に示す電流検知回路１１８は、検出抵抗Ｒｓ１に発生した電圧と基準電圧源Ｖｒｅｆ２との差に応じた電圧を電流に変換する電圧電流変換回路１８１と、電圧電流変換回路１８１で変換された電流を基準電流源（定電流源）Ｉ＿ｒｅｆ２の電流値と比較する電流コンパレータ１８２と、を備えている。
【００５７】
図７の電流検知回路１１８における電流検知は、以下のメカニズムで実現される。スイッチング素子５のセンス電流Ｉｓｅｎｓｅは、制御回路１内の検出抵抗Ｒｓ１に通電される。スイッチング素子５の負荷電流Ｉｃに比例した電圧が検出抵抗Ｒｓ１に発生する。検出抵抗Ｒｓ１に発生した電圧は、アンプ１８３によって基準電圧源Ｖｒｅｆ２と比較される。アンプ１８３の出力は、電圧電流変換回路１８１に入力される。検出抵抗Ｒｓ１に発生した電圧と基準電圧源Ｖｒｅｆ２との差に応じた電流Ｉｏｕｔ２が、電圧電流変換回路１８１によって出力される。この出力電流Ｉｏｕｔ２が電流コンパレータ１８２によって基準電流源（定電流源）Ｉ＿ｒｅｆ２と比較され、判定電圧Ｅｎａｂｌｅが出力されることで電流検知が行われる。
【００５８】
図８は、本発明の実施の形態１にかかるスイッチング素子の制御回路１が備える電流検知回路の一例を示す図であり、図７に示したブロック図を具体的な回路に構成した場合の一例である。電流検知回路１１８は、一端が電圧Ｖｒｅｇに接続したＰＭＯＳＦＥＴ５２およびＰＭＯＳＦＥＴ５３から構成される第６カレントミラー回路と、この第６カレントミラー回路に縦積みされたＮＭＯＳＦＥＴ５５およびＮＭＯＳＦＥＴ５６から構成される第７カレントミラー回路を備えている。ＮＭＯＳＦＥＴ５５には、抵抗Ｒ１ａおよび検出抵抗Ｒｓ１が直列接続している。ＮＭＯＳＦＥＴ５６には、抵抗Ｒ１ｂおよび検出抵抗Ｒｓ２が直列接続している。ＰＭＯＳＦＥＴ５４がＰＭＯＳＦＥＴ５２とともに第８カレントミラー回路を構成しており、ＰＭＯＳＦＥＴ５４と定電流源Ｉｒｅｆ２の接続点がＥｎａｂｌｅ信号の出力点となる。ＰＭＯＳＦＥＴ５４のドレインソース間電流が定電流源Ｉｒｅｆ２側に流れる。
【００５９】
検出抵抗Ｒｓ１には、負荷電流Ｉｃに比例したセンス電流Ｉｓｅｎｓｅによってセンス電圧Ｖｓｅｎｓｅが発生する。検出抵抗Ｒｓ１は、例えば３０Ωである。センス電流Ｉｓｅｎｓｅは、負荷電流Ｉｃの例えば１／１０００の電流であり、例えば数ｍＡ〜数十ｍＡである。センス電流Ｉｓｅｎｓｅによって検出抵抗Ｒｓ１に発生する電圧は、例えば数十ｍＶ〜数百ｍＶである。
【００６０】
検出側電流Ｉｓ５は、検出抵抗Ｒｓ１に生じるセンス電圧ＶｓｅｎｓｅとＶ−Ｉ変換に用いる検出抵抗Ｒｓ２とによって決まる。検出抵抗Ｒｓ２は例えば５ｋΩを有する。負荷電流Ｉｃの増加に応じて、検出抵抗Ｒｓ１に発生する電圧も高くなるため、検出側電流Ｉｓ５も増加していく。
【００６１】
一例として、センス電流Ｉｓｅｎｓｅが１ｍＡ以上であることが検知された場合を、「電流検知時」とする。電流検知時に検出抵抗Ｒｓ２に発生する検出しきい値電圧（例えば３０ｍＶ）は非常に小さい。そこで、電圧電流変換回路にて例えば５μＡ程度の電流へと変換し、電流コンパレータとして基準電流源（定電流源）Ｉ＿ｒｅｆ２と比較判定を行う。これにより、電圧コンパレータと比べて誤判定リスクが低下され精度向上が図れる。
【００６２】
変換された検出側電流Ｉｓ５と基準側電流Ｉ＿ｒｅｆ２の関係がＩｒｅｆ＿２＞Ｉｓ５の関係の場合、出力Ｅｎａｂｌｅはローレベルである。Ｉ＿ｒｅｆ２＜Ｉｓ５の関係の場合、出力Ｅｎａｂｌｅはハイレベルとなる。つまり、Ｉｒｅｆ＿２がコンパレータしきい値に相当する。
【００６３】
スイッチング素子５の温度検出はダイオードＤｓ２の逆方向飽和電流Ｉｓ３を用いて行われる。このため、電流コンパレータを用いる場合、電圧コンパレータと比べて、Ｉ−Ｖ変換回路が不要となり、回路の小型化が可能となる。また、電流検知回路１８は、検出抵抗Ｒｓ１に発生する電圧が数十ｍＶと非常に小さい。このため、電圧電流変換回路にて電流変換したうえで、電流コンパレータで出力判定することで、電圧コンパレータよりも判定精度を向上することができる。
【００６４】
実施の形態２．
実施の形態２にかかるイグナイタ用半導体装置は、制御回路１を制御回路２０１に置換した点を除き、実施の形態１にかかる半導体装置１０と同様の回路構成を備えている。実施の形態２にかかる制御回路２０１は、減衰回路２１０が追加された点を除き、実施の形態１にかかる制御回路１と同様の回路構成を備えている。したがって、以下の説明では実施の形態１と同一または相当する構成については同一の符号を付して説明を行うとともに、実施の形態１との相違点を中心に説明し、共通事項は説明を簡略化ないしは省略する。
【００６５】
図９は、本発明の実施の形態２にかかるスイッチング素子の制御回路２０１を示す図である。実施の形態２にかかる制御回路２０１は、電流制限値Ｉｌｍに温度特性をもたせるための減衰回路２１０を備えている。減衰回路２１０は、温度感知素子であるダイオードＤｓ１と、ＭＯＳＦＥＴ４６およびＭＯＳＦＥＴ４７で構成される第２カレントミラー回路と、を備えている。この点で、減衰回路２１０は、図１４に示す関連技術の過熱保護回路４１０と類似している。
【００６６】
減衰回路２１０は、予め定めた基準温度（Ｔｍ２）以上にツェナーダイオードＤｓ１の感知温度が至ったときに、負荷電流Ｉｃを低減するようにゲートドライブ信号（すなわちゲート電圧）を減衰するものである。基準温度Ｔｍ２は、設定温度Ｔｍ１よりも低い値である。基準温度Ｔｍ２以上（例えば１７０℃）を超えたところを境にして、電流制限値Ｉｌｍに温度特性をもたせ低下させていくことで、負荷電流Ｉｃを図１０に示す特性で低減している。つまり、特に、実施の形態２によれば、温度が増加するほど負荷電流Ｉｃを低減させており、さらに高温になるほど負荷電流Ｉｃの低下率が増大することで負荷電流Ｉｃが高温側ほど急峻かつ曲線的に減少している。基準温度Ｔｍ２を設定温度Ｔｍ１よりも低く定めることで、減衰回路２１０の電流減衰機能と遮断回路１１の電流遮断機能とを協調させることができる。
【００６７】
動作原理を具体的に説明すると、まず、ダイオードＤｓ１のアノード−カソード間には、制御電源ＶｒｅｇからＰＭＯＳＦＥＴ４７の閾値程度の電圧分だけ低い電圧が印加されている。逆方向飽和電流Ｉｓ３は、温度に対して指数関数的な増加を示す。一例としては、温度Ｔｍ２（１７０℃）近傍あたりから定電流源Ｉ＿ｂａｓｅに影響を与えるオーダーの電流になるようなサイズ、仕様のダイオードＤｓ２を選択する。これにより、温度Ｔｍ２（１７０℃）以下の動作においては、上記のスイッチング素子５のドライブに影響を与えないようにする。
【００６８】
素子温度Ｔｉｇｂｔが通常使用温度よりも高温になった場合（一例として１７０℃以上）、ダイオードＤｓ１の逆方向飽和電流Ｉｓ１がＰＭＯＳＦＥＴ４７を流れる。前述した図１４の関連技術でも説明したように、このＰＭＯＳＦＥＴ４７はＰＭＯＳＦＥＴ４６とともに第３カレントミラー回路を構成している。よって、ＰＭＯＳＦＥＴ４７を流れる逆方向飽和電流Ｉｓ１は、ＰＭＯＳＦＥＴ４６のドレイン電流Ｉｓ２を発生させる。ドレイン電流Ｉｓ２は、電流制限回路１９の電流制限信号Ｉｆ２と同じ効果を持ち、ＩＧＢＴ５ａのゲート駆動電圧を発生させる電流Ｉｇ２を減らす方向に働く。したがって、ドレイン電流Ｉｓ２が発生すると、定電流源Ｉ＿ｂａｓｅの電流を減少させたのと実質的に同じ効果が生ずる。これによりＩｇ２は減少し、電流制限値Ｉｌｍが図１０に示すような温度特性をもつ。さらに素子温度Ｔｉｇｂｔが上昇して設定温度Ｔｍ１に至った場合には、実施の形態１で述べた遮断回路１１の動作に移行し、スイッチング素子５の完全オフ（負荷電流Ｉｃの完全遮断）が行われる。
【００６９】
図１０は、本発明の実施の形態２にかかるスイッチング素子の制御回路１における電流制限値Ｉｌｍと温度との関係を示す図である。図１０に示すように、ある温度Ｔｍ２（例えば１７０℃）を境にして、高温側では電流制限値Ｉｌｍに温度特性をもたせる。この温度特性により、電流制限値Ｉｌｍが温度上昇に応じて徐々に低下していく。温度Ｔｍ２〜Ｔｍ１（１７０℃〜２１０℃）の範囲内では電流制限値Ｉｌｍを徐々に低下させ、スイッチング素子５に発生するジュール損失を抑制することで発熱を抑える。
【００７０】
その一方で、更に温度が上昇し、緊急的に遮断が必要な設定温度Ｔｍ１（例えば２１０℃）に到達した場合には、ＡＮＤ回路１２の出力が過熱発生を示したことに応答してスイッチング素子５が強制的に遮断される。つまり、設定温度Ｔｍ１（２１０℃）を超える異常高温になった際には、スイッチング素子５を完全遮断する。
【００７１】
これにより、無用なアーク放電が点火プラグに発生することを極力抑え、且つ、緊急的に遮断が必要と判断する温度に到達した際には、負荷電流Ｉｃを強制遮断することができる。その結果、スイッチング素子５およびエンジンの寿命が低下することを防止することができる。言い換えると、スイッチング素子５がある一定温度を超えた場合に電流制限値Ｉｌｍを低下させることで、温度上昇を抑制し、エンジン制御コンピュータの意図しないタイミングでの点火動作を極力防止することが可能となる。それでもなお、温度上昇が継続し、異常発熱が過剰な場合には、緊急的にスイッチング素子５を遮断することで、スイッチング素子５の寿命低下を抑制することが可能となる。
【００７２】
実施の形態１と比べて電流遮断時の電流制限値Ｉｌｍを低くすることができるので、スイッチング素子５にかかる負担も小さく、寿命低下防止効果がより高まることとなる。
【００７３】
実施の形態３．
実施の形態３にかかるイグナイタ用半導体装置は、制御回路１を制御回路３０１に置換した点を除き、実施の形態１にかかるイグナイタ用半導体装置１０と同様の回路構成を備えている。実施の形態３にかかる制御回路３０１は、減衰回路３１０が追加された点を除き、実施の形態１にかかる制御回路１と同様の回路構成を備えている。したがって、以下の説明では実施の形態１と同一または相当する構成については同一の符号を付して説明を行うとともに、実施の形態１との相違点を中心に説明し、共通事項は説明を簡略化ないしは省略する。
【００７４】
図１１は、本発明の実施の形態３にかかるスイッチング素子の制御回路３０１を示す図である。減衰回路３１０は、減衰回路２１０と同様の回路構成を備えるとともに、さらにＰＭＯＳＦＥＴ５７、ＡＮＤ回路３１２、および電流制限減衰開始温度検知回路３１６を備えている。ＰＭＯＳＦＥＴ５７は、ＰＭＯＳＦＥＴ４６と定電流源Ｉ＿ｂａｓｅとの間に介在し、これらの間の電気的接続を切り替える。ＰＭＯＳＦＥＴ５７のゲートは、ＡＮＤ回路３１２の出力信号によって制御される。ＡＮＤ回路３１２には、電流制限減衰開始温度検知回路３１６の信号と電流検知回路１８の電流検知信号Ｅｎａｂｌｅとが入力される。電流制限減衰開始温度検知回路３１６は、過熱検知回路１６と同様に、ダイオードＤｓ２の逆方向飽和電流Ｉｓ３に基づいてＩＧＢＴ５ａの温度を検知することができる。
【００７５】
実施の形態３では、制御回路３０１内にもう１つ別系統の電流制限減衰開始温度検知回路３１６およびＡＮＤ回路３１２を設けている。これは、過熱検知回路１６で検知した温度と異なる所望の開始温度から電流制限値Ｉｌｍの減衰を開始するための工夫である。
【００７６】
具体的な動作について説明すると、まず、過熱検知の方法は、実施の形態１でも説明している通り、ダイオードＤｓ２の逆方向飽和電流Ｉｓ３を用いて行う。実施の形態１と同様に、ダイオードＤｓ２の逆方向飽和電流Ｉｓ３が予め設定された過熱遮断判定電流Ｉｔｈｏｔまで上昇したとき、言い換えるとＩＧＢＴ５ａの温度が設定温度Ｔｍ１まで上昇したとき、異常温度と判定される。ＡＮＤ回路３１２は、負荷電流Ｉｃを検知する電流検知回路１８と電流制限減衰開始温度検知回路３１６との論理積を演算する。ＡＮＤ回路３１２は、実施の形態１におけるＡＮＤ回路１２と同様に、過熱検知信号ＯＴおよび電流検知信号Ｅｎａｂｌｅが入力された場合に、過熱判定出力を発する（詳細は図４のＯＵＴＡと同様）。ＡＮＤ回路３１２の過熱判定出力に応答して、ＰＭＯＳＦＥＴ５７がオンするようになっている。
【００７７】
ダイオードＤｓ１、ＰＭＯＳＦＥＴ４６およびＰＭＯＳＦＥＴ４７によって生成される電流Ｉｓ２が、ベースとなる基準電流源（定電流源）Ｉ＿ｂａｓｅに流入し、スイッチング素子５を駆動するための電流Ｉｇ２を低下させる。ここで、ＰＭＯＳＦＥＴ５７は、設定温度Ｔｍ１より低い電流制限減衰開始温度Ｔｍ２〜Ｔｍ４に到達するまでは、常時オフとされている。このため、設定温度Ｔｍ１以下の温度域で電流制限値Ｉｌｍが低下することを防止し、低い温度領域で点火エネルギが低下することを抑制できる。
【００７８】
図１２は、本発明の実施の形態３にかかるスイッチング素子の制御回路１における電流制限値Ｉｌｍと温度との関係を示す図である。電流制限を開始する温度を、過熱検知回路１６とは独立に、電流制限減衰開始温度検知回路３１６で自由に設定することができる。その結果、図１２のような電流制限値Ｉｌｍの温度特性Ｃｖ２、Ｃｖ３、Ｃｖ４それぞれを自由に設計可能となる。図１２では、一例として、電流制限減衰開始温度Ｔｍ２（１７０度）、電流制限減衰開始温度Ｔｍ３（一例として１６０℃）、電流制限減衰開始温度Ｔｍ４（一例として１８０℃）にそれぞれ電流制限減衰開始温度検知回路３１６の閾値温度を設定したときの特性Ｃｖ２〜Ｃｖ４を例示している。実施の形態３によれば、ダイオードＤｓ１の温度特性の合わせ込み（具体的には、サイズ調整、不純物濃度調整等）が不要となり、カスタム性が大幅に向上する。
【００７９】
図１３は、本発明の実施の形態１〜３に適用可能な変形例にかかるスイッチング素子５を示す図である。図１３の変形例は、スイッチング素子５に内蔵された温度検出用のダイオードＤｓ２のアノードをスイッチング素子５のエミッタ端子Ｅではなく、電流センス端子ＳＥに接続したものである。ゲート（Ｇ）−エミッタ（Ｅ）間、ゲート（Ｇ）−センスエミッタ（ＳＥ）間には寄生容量ＣＱ１、ＣＱ２が存在しており、実質的な容量としては、Ｇ−ＳＥ間に対しＧ−Ｅ間のほうが大きい。実施の形態１〜３は、温度検出用に設けたダイオードＤｓ２のアノードをエミッタ（Ｅ）に接続しているので、Ｇ−Ｅ間容量が大きくなる。その結果、スイッチング素子５起動時の負荷電流Ｉｃが流れる際に、ダイオードＤｓ２に生じる変位電流１００（Ｌ負荷ノイズ１００）が大きくなる。この場合、温度を誤検知するリスクが高くなる。一方、ゲート（Ｇ）−エミッタ（Ｅ）間容量に対し、ゲート（Ｇ）−センスエミッタ（ＳＥ）間容量の方が小さい。そこで、ダイオードＤｓ２のアノードをセンスエミッタ（ＳＥ）側に接続しゲート間との容量を小さくすることで、起動時にＬ負荷ノイズ１００が発生することを抑制できる。
【００８０】
実施の形態４．
上述した実施の形態１〜３において、ＡＮＤ回路１２の代わりに、論理積以外の論理演算を行う論理回路を設けても良い。具体的には、ＡＮＤ回路１２の代わりに、論理和を演算するＯＲ回路、否定論理和を演算するＮＯＲ回路、あるいは否定論理積を演算するＮＡＮＤ回路を設けてもよい。実施の形態４では、一例としてＮＯＲ回路を使用する回路構成を説明する。
【００８１】
図１６は、本発明の実施の形態４にかかる半導体スイッチング素子の制御回路５０１を示す図である。実施の形態４にかかるイグナイタ用半導体装置は、制御回路１を制御回路５０１に置換した点を除き、実施の形態１にかかるイグナイタ用半導体装置１０と同様の回路構成を備えている。実施の形態４にかかる制御回路５０１は、ＡＮＤ回路１２、過熱検知回路１６、および電流検知回路１８がＮＯＲ回路５１２、過熱検知回路５１６、および電流検知回路５１８にそれぞれ置換された点を除き、実施の形態１にかかる制御回路１と同様の回路構成を備えている。したがって、以下の説明では実施の形態１と同一または相当する構成については同一の符号を付して説明を行うとともに、実施の形態１との相違点を中心に説明し、共通事項は説明を簡略化ないしは省略する。
【００８２】
図１７は、制御回路５０１の動作を説明するためのタイムチャートである。図１７と図４のタイムチャートを互いに比較すると、電流検知信号Ｅｎａｂｌｅと過熱検知信号ＯＴのハイとローが、それぞれ反対となっていることがわかる。図１８は、制御回路５０１が備える過熱検知回路５１６の一例を示す図である。図１８に示す過熱検知回路５１６は、図６に示した過熱検知回路１１６が備えるＰＭＯＳＦＥＴ４９およびＮＭＯＳＦＥＴ７２からなるインバータを削除したものである。過熱検知回路５１６は、通常温度域では出力がハイとなっており、異常温度を検知したとき（すなわち、ダイオードＤｓ２の出力に基づく検知温度が予め定めた設定温度Ｔｍ１以上であるとき）には出力をローとする。
【００８３】
図１９は、制御回路５０１が備える電流検知回路５１８の一例を示す図である。図１９に示す電流検知回路５１８は、図８に示した電流検知回路１１８の出力段に、ＰＭＯＳＦＥＴ４９およびＮＭＯＳＦＥＴ７２からなるインバータを追加したものである。電流検知回路５１８は、電流センス端子ＳＥの出力値が実施の形態１で述べた「設定電流値」以上であるときに電流検知信号Ｅｎａｂｌｅを発する点で、電流検知回路１８と同様である。しかし、電流検知回路５１８は、電流センス端子ＳＥの出力値が設定電流値未満であればハイ出力を発し、電流センス端子ＳＥの出力値が設定電流値以上であるときに電流検知信号Ｅｎａｂｌｅとしてロー出力を発する。
【００８４】
図１７のタイムチャートにおける符号Ｘ５に示すタイミングで、過熱検知回路５１６が過熱検知信号ＯＴとしてロー出力を発し、かつ電流検知回路５１８が電流検知信号Ｅｎａｂｌｅとしてロー出力を発する。これら２つのロー出力がＮＯＲ回路５１２に入力されると、ＮＯＲ回路５１２の出力信号ＯＵＴＮはハイとなる。出力信号ＯＵＴＮはラッチ回路１４のセット端子Ｓに入力されているので、これ以降は実施の形態１と同様の回路動作が実現される。
【００８５】
実施の形態４では、実施の形態１の回路構成においてＮＯＲ回路５１２を適用する場合を説明したが、実施の形態２および３についても同様にＮＯＲ回路５１２を用いても良い。実施の形態１〜３で述べた各種変形を実施の形態４に適用してもよい。また、否定論理回路５１２に代えて、論理和（ＯＲ論理）あるいは否定論理積（ＮＡＮＤ論理）を演算する論理回路を適用しても良い。過熱検知回路からの過熱検知信号と電流検知回路からの電流検知信号の両方が入力された場合に論理回路が出力信号を切り替えることで実施の形態１〜４で述べた回路動作が実現されるように、論理回路、その後段の回路（ラッチ回路側）およびその前段の回路（過熱検知回路、電流検知回路）で論理が合っていればよい。
【００８６】
なお、国際公開第２０１２／０７７１８７号は、例えばその段落００３９〜００４１および図４などに、過電流検知信号と過熱検知信号をＡＮＤ回路に入力する回路を記載している。しかしながら、この公報にかかる回路では上アーム温度と下アーム温度とを互いに比較してどちらが高いかを判定している。上アーム温度と下アーム温度はそれぞれ作動条件に応じて変化するので、上記公報は、過熱検知信号を「予め定めた設定温度」と比較しているものではない。また、この公報にかかる回路は過電流検知を行うものであるのに対し、上記実施の形態にかかる電流検知回路１８はスイッチング素子５がオンか否かを判定するために負荷電流Ｉｃがある程度以上流れているか否かを見ているものであり、この点でも両者は相違している。つまり、過電流を検知するものではないので、負荷電流Ｉｃの比較判定に用いる設定電流値（実施の形態における設定電流値Ｉｔｈｅｎ）は、過電流判定のような大きな電流値にする必要はない。負荷電流Ｉｃの比較判定に用いる設定電流値（実施の形態における設定電流値Ｉｔｈｅｎ）は、前述したようにＩＧＢＴ５ａにある程度の電流が流れていることを判定するための値、例えば１Ａ或いはそれ以下の所定電流値とすることができる。
【符号の説明】
【００８７】
１、２０１、３０１、４０１、５０１  制御回路、４  駆動回路、５  スイッチング素子、５ａ  ＩＧＢＴ、６  トランス、６ａ  一次巻線、６ｂ  二次巻線、７  スパークプラグ、１０  イグナイタ用半導体装置、１１  遮断回路、１２、３１２  ＡＮＤ回路、１３  ターンオン遅延回路、１４  ラッチ回路、１６、１１６、５１６  過熱検知回路、１８、１１８、５１８  電流検知回路、１９  電流制限回路、２０、１８１  電流電圧変換回路（Ｖ−Ｉ変換回路）、２２、１８３  アンプ、１００  変位電流（Ｌ負荷ノイズ）、１０１  出力変動（温度誤検知）、１８２  電流コンパレータ、２１０、３１０  減衰回路、３１６  電流制限減衰開始温度検知回路、４１０  過熱保護回路、５１２  ＮＯＲ回路、Ｂ１  シュミットトリガ回路、Ｄｓ０  クランプツェナーダイオード、ＩＮＶ１  インバータ、Ｄｓ１、Ｄｓ２  ダイオード、Ｄｚ１  ショットキーバリアダイオード、Ｅｎａｂｌｅ  電流検知信号、ＯＴ  過熱検知信号、ＳＥ  電流センス端子、ＥＳＴ  制御信号、Ｉｃ  コレクタ電流（負荷電流）、Ｉｇ１  第１入力電流、Ｉｇ２  第１ミラー電流、Ｉｆ１  第２入力電流、Ｉｆ２  第２ミラー電流（電流制限信号）、Ｉｌｍ  電流制限値、Ｉｓ１、Ｉｓ３  逆方向飽和電流、Ｉｓｅｎｓｅ  センス電流、Ｉｔｈｅｎ  設定電流値、Ｉｔｈｏｔ  過熱遮断判定電流、Ｒｓ１、Ｒｓ２  検出抵抗、Ｔｉｇｂｔ  素子温度、ＴＳＤ  温度センス端子、Ｖｒｅｇ  制御電源
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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