(57)【要約】  ワイヤレス通信機器における電力消費を低減するための技法が提供される。アイドル・リスニング期間中に、機器中の受信機のクロック・レートを減少させる。受信機によって受信されたデータ・パケットは、次いで、減少されたクロック・レートでサンプリングされる。データ・パケットが、その機器のためのものであるかに関して決定が行われる。データ・パケットがその機器のためのものであるときに、クロック・レートは、完全なクロック・レートに復元される。他方、データ・パケットがその機器のためのものでないとき、受信機は、減少されたクロック・レートで動作し続ける。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ワイヤレス通信機器の電力消費を低減する方法であって、
前記機器中の受信機によって、前記機器のアイドル・リスニング期間中にクロックのクロック・レートを減少させるステップであって、前記減少したクロック・レートが完全なクロック・レートより小さく、前記クロックが前記機器の受信機を動作させる、ステップと、
前記受信機によって、前記減少したクロック・レートで、データ・パケットのプリアンブルを検出するステップであって、前記データ・パケットが前記アイドル・リスニング期間中に前記受信機によって受信される、ステップと、
前記データ・パケットの前記プリアンブルに基づいて、前記受信機によって、前記データ・パケットが前記機器のためのものであるか判定するステップと、
前記データ・パケットが前記機器のためのものであるときに、前記受信機によって、前記クロックのクロック・レートを前記完全なクロック・レートに復元するステップと
を含む方法。
【請求項２】
前記データ・パケットが前記機器のためのものでないときに、前記クロックを前記減少したクロック・レートで動作させ続けるステップをさらに含む、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記データ・パケットが前記機器のためのものであるか判定するステップが、前記データ・パケットのプリアンブル中のデータ間の相関を決定するステップをさらに備え、
前記プリアンブルが、２回以上複製されたデータ・ビットのランダム・シーケンスで構成され、
前記複製のシーケンスの間の分離が、前記機器のアドレスを示す、
請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記データ・パケットの前記プリアンブル中のデータ間の相関を決定するステップが、
前記プリアンブル中のあるランダム・シーケンスからのデータ・ビットと前記プリアンブル中の別のランダム・シーケンスからのデータ・ビットとの間の類似性を示すメトリックを算出するステップと、
前記相関メトリックが閾値の値を超えるときに、前記クロックの前記クロック・レートを前記完全なクロック・レートに復元するステップとをさらに含む、
請求項３に記載の方法。
【請求項５】
前記あるランダム・シーケンスからの前記データ・ビットについての平均エネルギー・レベルを算出するステップと、
前記データ・ビットについての前記平均エネルギー・レベルを用いて前記相関メトリックを正規化するステップと
をさらに含む、請求項４に記載の方法。
【請求項６】
前記ランダム・シーケンスの前記長さが、前記機器の前記アドレスを示す整数と、前記クロック・レートをダウンクロックするための最大係数との関数である、請求項３に記載の方法。
【請求項７】
前記ランダム・シーケンスが、Ｇｏｌｄシーケンスから導出される、請求項１に記載の方法。
【請求項８】
１つのアドレスをネットワーク環境中の２つ以上の機器に割り当てるステップをさらに含む、請求項１に記載の方法。
【請求項９】
前記クロックの前記クロック・レートを減少させる前記ステップの前に、前記クロックを完全なクロック・レートから前記減少したクロック・レートへ移行している間に、データ・パケットが前記機器に到着する可能性を判定するステップと、
前記可能性が閾値の値を超えるときに、前記クロックを前記完全なクロック・レートで動作させ続けるステップと
をさらに含む、請求項１に記載の方法。
【請求項１０】
ワイヤレス通信機器の電力消費を低減する方法であって、
前記機器中の受信機によって、前記機器のアイドル・リスニング期間中にクロックのクロック・レートを減少させるステップであって、前記減少したクロック・レートが完全なクロック・レートより小さく、前記クロックが前記機器の受信機を動作させる、ステップと、
前記受信機によって、前記減少したクロック・レートで、データ・パケットのデータをサンプリングするステップであって、前記データ・パケットが前記アイドル・リスニング期間中に前記受信機によって受信される、ステップと、
前記受信機によって、前記データ・パケットのプリアンブル中のデータ間の相関を決定するステップであって、前記プリアンブルが、２回以上複製されたデータ・ビットのランダム・シーケンスで構成され、前記ランダム・シーケンスの間の分離が、前記機器のアドレスを示す、ステップと、
データ・ビット間の相関が閾値を超えるときに、前記受信機によって、前記クロックのクロック・レートを前記完全なクロック・レートに復元するステップと、
データ・ビット間の相関が前記閾値を超えないときに、前記クロックを前記減少したクロック・レートで動作させ続けるステップと
を含む方法。
【請求項１１】
前記データ・パケットの前記プリアンブル中のデータ・ビット間の相関を決定するステップが、
前記プリアンブル中のあるランダム・シーケンスからの前記サンプリングされたデータと前記プリアンブル中の別のランダム・シーケンスからの前記サンプリングされたデータとの間の類似性を示すメトリックを算出するステップと、
前記相関メトリックが閾値の値を超えるときに、前記クロックの前記クロック・レートを前記完全なクロック・レートに復元するステップとをさらに含む、
請求項１０に記載の方法。
【請求項１２】
前記あるランダム・シーケンスからの前記サンプリングされたデータについての平均エネルギー・レベルを算出するステップと、
前記サンプリングされたデータについての前記平均エネルギー・レベルを用いて前記相関メトリックを正規化するステップと
をさらに含む、請求項１１に記載の方法。
【請求項１３】
前記ランダム・シーケンスの間の分離が、前記機器の前記アドレスを示す整数と、前記クロック・レートをダウンクロックするための最大係数との関数である、請求項１０に記載の方法。
【請求項１４】
前記ランダム・シーケンスが、Ｇｏｌｄシーケンスから導出される、請求項１０に記載の方法。
【請求項１５】
前記クロックの前記クロック・レートを減少させる前記ステップの前に、前記クロックを完全なクロック・レートから前記減少したクロック・レートへ移行している間に、データ・パケットが前記機器に到着する可能性を判定するステップと、
前記可能性が閾値の値を超えるときに、前記クロックを前記完全なクロック・レートで動作させ続けるステップと
をさらに含む、請求項１０に記載の方法。
【請求項１６】
ワイヤレス通信機器のための受信機であって、
完全なクロック・レート及び減少したクロック・レートのうちの一方でクロック信号を生成するように動作可能なクロック回路であって、前記減少したクロック・レートが、前記完全なクロック・レートより小さい、クロック回路と、
前記クロック発生器にインタフェースで接続され、アイドル・リスニング期間中に前記クロック信号を前記減少したクロック・レートに設定するように動作可能なダウンクロック・モジュールと、
データ・パケットのデータ・ビットを受信及びデコードするように構成されたデコーダであって、前記クロック発生器から受信した前記クロック信号に従って動作するデコーダと
を備える受信機。
【請求項１７】
データ信号を受信し、前記クロック発生器からの前記クロック信号に従って前記データ信号をサンプリングするように構成されるアナログ／デジタル変換器をさらに備える、請求項１６に記載の受信機。
【請求項１８】
前記デコーダが、前記データ・パケットのプリアンブル中のデータ・ビット間の相関を決定し、
前記プリアンブルが、２回以上複製されたデータ・ビットのランダム・シーケンスで構成され、
前記ランダム・シーケンスの間の分離が、前記機器のアドレスを示す、
請求項１６に記載の受信機。
【請求項１９】
前記デコーダが、前記データ・ビット間の相関が閾値を超えるときに、前記クロック信号を前記完全なクロック・レートに設定し、前記データ・ビット間の相関が前記閾値を超えないときに、前記クロック信号を前記減少したクロック・レートに設定するように動作する、請求項１８に記載の受信機。
【請求項２０】
前記デコーダが、前記プリアンブル中のあるランダム・シーケンスからの前記データ・ビットと前記プリアンブル中の別のランダム・シーケンスからの前記サンプリングされたデータ・ビットとの間の類似性を示すメトリックを算出するよう動作し、前記相関メトリックが閾値の値を超えるときに、前記クロック信号を前記完全なクロック・レートに設定する、請求項１８に記載の受信機。
【請求項２１】
前記デコーダが、前記あるランダム・シーケンスからの前記データ・ビットについての平均エネルギー・レベルを算出し、前記データ・ビットについての前記平均エネルギー・レベルを用いて前記相関メトリックを正規化する、請求項２０に記載の受信機。
【請求項２２】
前記ランダム・シーケンスの前記長さが、前記機器の前記アドレスを示す整数と、前記クロック・レートをダウンクロックするための最大係数との関数である、請求項１８に記載の受信機。
【請求項２３】
前記ランダム・シーケンスが、Ｇｏｌｄシーケンスから導出される、請求項１８に記載の受信機。
【請求項２４】
前記デコーダが、前記クロック信号を完全なクロック・レートから前記減少したクロック・レートへ移行する前に、データ・パケットが前記機器に到着する可能性を判定し、前記可能性が閾値の値を超えるときに、前記クロックを前記完全なクロック・レートで動作させ続ける、請求項１８に記載の受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
政府に関する条項
本発明は、全米科学財団によって授与された助成金番号ＣＮＳ０９０５１４３の下で政府の援助を得てなされたものである。政府は、本発明について一定の権利を有する。
【０００２】
関連出願の相互参照
本出願は、２０１２年４月５日に出願した米国出願第１３／４３９，９００号の優先権、及び２０１１年４月８日に出願した米国仮出願第６１／４７３，３５６号の利益を主張する。上記出願の開示全体は、参照により本明細書に組み込まれる。
【０００３】
本開示は、ワイヤレス機器におけるエネルギー消費の低減に関する。
【背景技術】
【０００４】
物理層技術の継続的な進歩によって、ＷｉＦｉが低コストで高いデータ速度をサポートすることが可能になり、したがって、ネットワークのインフラ、並びに、ラップトップ、スマートフォン、ネットブック、及びタブレットＰＣなどのモバイル機器に幅広く展開されるようになることが可能になってきた。その高性能及び安価な利用可能性にも関わらず、ＷｉＦｉのエネルギー効率は、困難な課題のままである。例えば、ＷｉＦｉは、現在のラップトップのエネルギー消費の１０％超の原因である。また、パケット伝送なしでも、ＧＳＭ（登録商標）携帯電話の電力消費を１４倍に上昇させ得る。
【０００５】
ＷｉＦｉのエネルギーの非効率は、それ固有のＣＳＭＡのメカニズムに由来し、予測できずに到着するパケットを検出する又はクリアなチャンネルを評価するために、無線は、アイドル・リスニング（ＩＬ：idle listening）を継続的に行わなければならない。残念なことに、ＩＬの電力消費は、アクティブな送受信のそれに匹敵する。さらに悪いことに、ＷｉＦｉクライアントは、ＭＡＣレベルの競合及びネットワーク・レベルの遅延により、ＩＬに時間の大きな部分を費やす傾向がある。したがって、ＩＬのエネルギー消費の最小化は、ＷｉＦｉのエネルギー効率にとって極めて重要である。
【０００６】
ＩＬのエネルギー・コストを低減する自然なやり方は、スリープ・スケジューリングである。ＷｉＦｉの電力節約モード（ＰＳＭ：power-saving mode）及びその変形例では、クライアントは、適応的にスリープし、パケットを送信しようとする又はパケットを受信することが予期されるときにだけ、ウェイクアップする。ＡＰは、ダウンリンクのパケットをバッファし、クライアントがウェイクアップした後にだけ送信する。ＰＳＭは、ダウンリンク・パケットをまとめ、それによりネットワーク・レベルの待ち時間により引き起こされる受信機の待機時間を減少させることによって、トラフィックを本質的に形成する。しかし、それは、キャリアの検知及び競合に関連したＩＬ時間を減少させることができない。実際のＷｉＦｉネットワークの広範なトレースに基づく解析によって、ＰＳＭがイネーブル状態でも、ＩＬが、クライアントのエネルギー消費において未だに支配的であることが分かっており、ビジーなネットワークにおいてクライアントのエネルギー消費の８０％超、比較的アイドルなネットワークにおいて６０％超の原因となっている。
【０００７】
ＷｉＦｉのＣＳＭＡにより、ＩＬ時間はこれ以上減少させることができないので、そのエネルギー・コストを最小限にするために、さらなる面、すなわち、ＩＬ電力消費の低減を活用する。理想的には、正確なアイドル期間が知られている場合、無線は、ＩＬ中に電源をオフに又はスリープにし、要求に応じてウェイクアップし、パケットを処理することができるはずである。しかし、ＣＳＭＡの分散された及び非同期な性質により、パケット間のアイドル時間は、幅広く、かつ予測不可能に変化する。アイドル間隔の過小評価によって、モバイル機器のエネルギーを浪費することになり、一方、過大評価によって、無線は、スリープ中の全ての着信パケットを落とす（drop）ことになる。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
したがって、アイドル・リスニング期間中に電力消費を低減し、それによってワイヤレス・モバイル機器の電力消費を低減することが望ましい。本章は、必ずしも従来技術ではない、本開示に関連した背景情報を与える。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
ワイヤレス通信機器の電力消費を低減させるためのコンピュータ上で実施される方法が提案される。この方法は、上記機器のアイドル・リスニング期間中にクロックのクロック・レートを減少させるステップと、この減少したクロック・レートで新しいパケットの存在を検出するステップと、このデータ・パケットに先立つカスタマイズされたプリアンブルに基づいて、上記データ・パケットが、上記機器のためのものであるかを判定するステップと、上記データ・パケットが上記機器のためのものであるときに、クロック・レートを完全なクロック・レートに復元するステップとを含む。反対に、上記データ・パケットが上記機器のためのものでないときは、この減少したクロック・レートでクロックを動作させ続ける。
【００１０】
本章は、本開示の一般的な概要を与えるが、その完全な範囲又はその特徴の全部についての包括的な開示ではない。さらなる適用可能性の範囲は、ここで与えられる記載から明らかになろう。本概要中の記載及び特定の実例は例示のためのものにすぎず、本開示の範囲を限定することを意図するものではない。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】典型的なＷｉＦｉ受信機のアーキテクチャを示す図である。
【図２】ワイヤレス通信機器におけるエネルギー消費を低減するための、提案される方法の概要を与える流れ図である。
【図３Ａ】提案される方法に従ってデータ・パケットが受信されるときの動作の流れを示す図である。
【図３Ｂ】提案される方法に従ってデータ・パケットが送信されるときの動作の流れを示す図である。
【図４】８０２．１１データ・パケットと一体化した典型的なＭ−プリアンブルの構成を示す図である。
【図５】サンプリング・レート不変量検出アルゴリズムを用いたＭ−プリアンブルの検出を示すグラフである。
【図６】アドレス共有方式の性能を示すグラフである。
【図７】提案されるエネルギー消費を低減する方法を組み込むＷｉＦｉ受信機のアーキテクチャを示す図である。
【図８】提案されるエネルギー消費を低減する方法を組み込む典型的なステートマシンの図である。
【図９Ａ】サンプリング・レート不変量検出（ＳＲＩＤ：sampling rate invariant detection）アルゴリズムの性能を示すグラフである。
【図９Ｂ】サンプリング・レート不変量検出（ＳＲＩＤ）アルゴリズムの性能を示すグラフである。
【図１０】固有のアドレスの個数との関連で検出性能を示すグラフである。
【図１１】ＳＲＩＤアルゴリズムを評価するための典型的なネットワークトポロジの図である。
【図１２Ａ】ノード位置に応じたＳＲＩＤの性能を示すチャートである。
【図１２Ｂ】ノード位置に応じたＳＲＩＤの性能を示すチャートである。
【図１３Ａ】提案されるエネルギー消費を低減する方法についてのエネルギー節約を示すグラフである。
【図１３Ｂ】提案されるエネルギー消費を低減する方法についてのエネルギー節約を示すグラフである。
【図１４Ａ】異なる履歴サイズでの提案されるエネルギー消費を低減する方法の性能を示すグラフである。
【図１４Ｂ】異なる履歴サイズでの提案されるエネルギー消費を低減する方法の性能を示すグラフである。
【図１５Ａ】ウェブ閲覧セッションの性能を示すグラフである。
【図１５Ｂ】ウェブ閲覧セッションの性能を示すグラフである。
【図１６Ａ】ファイル転送プロトコルを用いてファイルをダウンロードする性能を示すグラフである。
【図１６Ｂ】ファイル転送プロトコルを用いてファイルをダウンロードする性能を示すグラフである。
【図１７Ａ】データ速度が変化するときのファイルをダウンロードする性能を示すグラフである。
【図１７Ｂ】データ速度が変化するときのファイルをダウンロードする性能を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
ここに記載された図面は、すべての可能な実装ではなく、選択された実施例の例示のためのものにすぎず、本開示の範囲を限定することを意図するものではない。対応する参照符号は、本図面のいくつかの図を通して、対応する部分を示す。
【００１３】
直感的には、無線は、パケットをアクティブにデコード又は送信していないときにはあまり電力を消費しないはずであるが、汎用品のＷｉＦｉ及び他のキャリア検知ワイヤレス機器（例えば、ZigBee（登録商標））のアイドル・リスニング（ＩＬ）電力は、それらの送受信の電力に匹敵する。無線ハードウェアを詳しく調べることによって、この理由は理解される。
【００１４】
図１は、典型的なＷｉＦｉ受信機１０の（例えば、Ａｔｈｅｒｏｓ社製８０２．１１チップに基づいた）アーキテクチャを示す。入力信号は、まず、ＲＦ及びアナログ回路を通過し、増幅され、ミキサ１２によってＲＦ（例えば、２．４ＧＨｚ）からベースバンドへ変換される。アナログのベースバンド信号は、アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）１３によってサンプリングされ、結果として得られた離散サンプルは、信号をデコードし、データフレームでの元のビットに復元するＣＰＵ（ベースバンド及びＭＡＣプロセッサ）１４へ送られる。無線全体は、２つの進路に送り込む４０ＭＨｚの水晶振動子１５によって駆動される。第１の進路は、ＲＦ及びアナログ・ミキサ１２のために使用される中心周波数を発生させる周波数合成器１６である。他方の進路は、デジタル回路のためのクロック信号、すなわち、ＣＰＵのための主クロックはもちろん、ＡＤＣのためのサンプリング・クロックを発生させるクロック発生回路１７（例えば、フェーズ・ロック・ループ（ＰＬＬ：Phase-Locked-Loop））である。
【００１５】
既存の研究は、ＡＤＣ及びＣＰＵが、受信機の最も電力に飢えた構成要素であることを示している。例えば、Ａｔｈｅｒｏｓ社製５００１Ｘチップ・セットでは、それらは、受信機の電力収支の全体の５５．３％の原因となっている。ＡＤＣ及びＣＰＵの電力消費は、ほぼ同じ（１．０４：１）でもある。ＩＬ中、アナログ回路とＡＤＣの両方は、受信モードの場合のように、フル作業負荷で動作する。また、ＣＰＵのデコード負荷は軽減されるが、スリープに入ることができず、キャリア検知及びパケット検出を行うために完全なクロック・レートで動作する必要がある。この理由により、ＩＬの電力消費は、パケット受信のそれに匹敵する。
【００１６】
同様の論理的思考の道筋が、ソフトウェア無線などの他のワイヤレス送受信機に当てはまる。ソフトウェア無線では、ＡＤＣが、離散サンプルをＦＰＧＡに供給し、ＦＰＧＡは、さらにサンプルを間引く（ダウンサンプリングする）ことができ、次いでそれらをベースバンドＣＰＵとして働く一般的なプロセッサへ送る。ハードウェア構成要素の類似性は、ソフトウェア無線が、おそらくＩＬに関する同じ問題に悩まされるであろうことを示唆する。面積コストを減少させるためにモバイル・プラットフォームに徐々に統合されているソフトウェア無線のトレンドを考えると、それらのＩＬの電力を低減するためのメカニズムを統合することは必須である。
【００１７】
ＩＬの電力を低減するために、本開示は、無線においてデジタル回路を駆動するクロックを遅くすることを提案する。現代のデジタル回路は、論理レベル間で切り替わるときに電力を浪費し、その電力消費は、Ｐ∝Ｖｄｄ２ｆに従い、ただし、Ｖｄｄは供給電圧であり、ｆはクロック・レートである。したがって、クロック・レートを減少させることによって、線形の電力の低減を実現することができる。実際には、アナログ周辺機器により、実際の減少は、理想より少ない。例えば、Ａｔｈｅｒｏｓ社製のＷｉＦｉチップによって使用されるＡＤＣでは、サンプリング・クロック・レートを半分にすることによって、３１．４％の電力低減になる。ここで、詳細な測定を用いると、クロック・レートの低減の実際の効果が、ＷｉＦｉネットワーク・インターフェース・カードとＵＳＲＰソフトウェア無線の両方について検証される。
【００１８】
ＩＥＥＥ８０２．１１−２００７によれば、ＯＦＤＭベースのＰＨＹは、デフォルトのフル・クロック２０ＭＨｚ動作に加えて、１０ＭＨｚ（半クロック）及び５ＭＨｚ（４分の１クロック）のサンプリング・レートでの２つのダウンクロック動作をサポートする。これらの２つのモードは、５ＧＨｚ帯で８個の半クロック及び１８個の４分の１クロックのチャンネルをサポートするＭａｄｗｉｆｉ（trunk-r4132）の開発バージョンとともに、ＬｉｎｋＳｙｓ社製ＷＰＣ５５ａｇネットワーク・インターフェース・カード（バージョン１．３、Ａｔｈｅｒｏｓ社製５４１４チップ・セット）上で試験される。ダウンクロック・モードは、ネットワーク・インターフェース・カード上の
【数１】
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調節領域を作動することによってイネーブルにできる。
【００１９】
ＷｉＦｉの電力消費の測定に関しては、手法は、「Power Consumption and Energy Efficiency of WLAN Products（ＷＬＡＮ製品の電力消費及びエネルギー効率）」におけるＡｔｈｅｒｏｓ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓのそれと同様である。ネットワーク・インターフェース・カードは、外部ＡＣアダプタによって電力が供給されるラップトップ（例えば、Dell 5410）に取り付けられ、パッシブ電流プローブ（例えば、HP1146A）及び電圧プローブ（例えば、HP1160）を１Ｇｓｐｓオシロスコープ（例えば、Ａｇｉｌｅｎｔ社製54815A）とともに使用して、消費電力を測定する。実際の電力消費は、異なる無線モードにおける測定した電力レベルとネットワーク・インターフェース・カードを取り除いた状態の基本レベルとの間の差である。測定中、ＷｉＦｉは、周囲のネットワークによって使用されていないチャンネルに同調される。ＩＬの電力は、ネットワーク・インターフェース・カードが起動されているが、パケットを送受信していないときに測定される。ＴＸ／ＲＸの電力は、ＷｉＦｉが一方向のｐｉｎｇブロードキャスト・パケットを最高レート（毎秒１００パケット）で送信／受信しているときに測定される。異なるクロック・モードが、同じビット・レート（６Ｍｂｐｓ）及びパケット・サイズ（１ＫＢ）を使用するように構成される。以下の表１は、測定結果（ワット単位で示される電力消費）を示す。
【００２０】
【表１】
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【００２１】
電力消費は、クロック・レートに関して単調減少することが理解できる。特に、フル・クロックの無線と比較すると、ＩＬの電力は、半クロック・モード及び４分の１クロック・モードについて、それぞれ３６％及び４７．５％だけ減少させられる。既存の測定研究で報告されたものとは異なる、絶対的減少が見られる。この食い違う結果は、それらの実験において異なるＷｉＦｉカード（すなわち、Ａｔｈｅｒｏｓ社製５２１２）を使用したことに起因するかもしれない。異なるネットワーク・インターフェース・カードは、異なるクロック・レートで大変異なる電力プロファイルを有する。電力消費対クロック・レートの関係が、ＷｉＦｉ無線に限定されないことを確かめるために、ＵＳＲＰソフトウェア無線を用いても実験が行われる。
【００２２】
本来のＵＳＲＰは、６４ＭＨｚの内部クロックによって駆動され、ＡＤＣとＦＰＧＡの両方で使用される。外部クロックの機能は、「Universal Software Radio Peripheral（ＵＳＲＰ）」におけるＥｔｔｕｓ  Ｒｅｓｅａｒｃｈ  ＬＬＣからの指示に従い、主クロック回路を半田付けしなおすことによって可能とする。ＵＳＲＰ  Ｅ１００を、プログラム可能なクロック発生器（AD9522）として６４ＭＨｚ未満の基準クロックを生成する、外部クロック源として使用する。ＵＳＲＰ  Ｅ１００は、３２ＭＨｚ未満の信号に同調できないので、Ｅ１００によって生成されるものと同じ構成で、信号発生器を使用して３２ＭＨｚ未満のクロック信号を生成する。
【００２３】
ＸＣＶＲ２４５０のドーターボードをＵＳＲＰ上に装着し、次いでこれを、ＰＣホスト（例えば、Dell E5410ラップトップ）に接続した。以下にさらに説明するように、ＩＬモードは、標準的な８０２．１１ａ／ｇのキャリア検知及びパケット検出のアルゴリズムを実行する。ＴＸモードは、８０２．１１プリアンブルが先頭に付加されたサンプルの連続ストリームを送信する。完全な８０２．１１デコード・モジュールが利用できないので、ＩＬ及びＴＸの電力だけが測定される。ＵＳＲＰの電力は、オシロスコープ及び電流／電圧プローブによって直接測定され、次いで、外部クロックの電力消費に加えられるが、これは０．５５Ｗであり、クロック・レートによって異ならない。ＦＰＧＡが、信号をダウンサンプリングする（間引く）ので、ＰＣへ送られる最大信号バンド幅は４ＭＨｚであるのに対して、ＵＳＲＰの通常のクロック・レートは６４ＭＨｚであることに留意されたい。クロック・レートを減少させる一方、信号バンド幅は、間引き率を調整することによって同じ比だけ減少させられる。
【００２４】
以下の表２は、測定結果を示す。
【００２５】
【表２】
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【００２６】
ＷｉＦｉ無線と同様に、ＵＳＲＰの電力消費は、クロック・レートとともに単調減少する。２２．５％（３６．３％）の電力低減が、ダウンクロック係数２（８）について達成される。４ＭＨｚのクロック・レート（ダウンクロック係数１６）では、ＵＳＲＰは、２．４ＧＨｚの中心周波数にもはや同調できないが、ＡＤＣは、４ＭＨｚのサンプリング・レートにまだ正しく同調することができ、電力消費は、さらに減少する。
【００２７】
４ＭＨｚの信号を処理するときにＰＣホストは無視できるほどの量の電力を消費するので、その電力消費は、表２から省かれている。将来のモバイル・ソフトウェア無線システムは、ベースバンド信号を処理するために専用のプロセッサを組み込んでいるかもしれない。ＡＤＣ及びＦＰＧＡと並行してプロセッサのクロック・レートを減少させることによって、ソフトウェア無線プラットフォーム全体は、より高いエネルギー効率を実現することができる。主にＷｉＦｉ及びＵＳＲＰについて言及したが、本開示に示される概念は、ＺｉｇＢｅｅ（登録商標）などの、他のタイプのワイヤレス通信プロトコル及び機器に拡張可能であることは容易に理解されよう。
【００２８】
図２は、そのようなワイヤレス通信機器におけるエネルギー消費を低減する提案される方法の概要を与える。アイドル・リスニング期間中に、この機器における受信機のクロック・レートは、２１で示されるように減少させられる。次いで、受信機によって受信されたデータ・パケットは、２２において、減少したクロック・レートでサンプリングされる。２４において、このデータ・パケットがこの機器のためのものであるのかに関しての判定がなされる。このデータ・パケットがこの機器のためのものであるとき、クロック・レートは、２５において、完全なクロック・レートに復元される。一方、このデータ・パケットがこの機器のためのものでないとき、受信機は、２６において、減少させられたクロック・レートで動作し続ける。したがって、クロック・レートは、ＩＬのエネルギー消費を低減するために、パケットごとにきめ細かく制御される。ＩＬ中に無線は日和見的にダウンクロックされ、次いで、パケットの送信前又は検出後に、完全なクロック・レートに復元される。
【００２９】
図３Ａ及び図３Ｂは、データ・パケットが受信及び送信されるときのコア動作の流れをそれぞれ示す。ここではＭ−プリアンブルと呼ばれる追加のプリアンブルが各８０２．１１パケットの先頭に付加される。そのＩＬ期間中、ダウンクロックされた受信機は、チャンネルを継続的に検知し、以下にさらに説明されるサンプリング・レート不変量検出（ＳＲＩＤ）アルゴリズムを用いてＭ−プリアンブルを探す。Ｍ−プリアンブルを検出すると、受信機は、直ちに完全なクロック・レートに切り替えて復帰し、旧来の８０２．１１デコーダを呼び出してパケットを回復する。受信機は、ＳＲＩＤにおいて暗黙の物理層アドレス機構を活用して、他のノードのためのものであるＭ−プリアンブルをフィルタし、そうしてクロック・レートの不必要な切り替えを防ぐ。
【００３０】
送信動作は、キャリア検知がＳＲＩＤによって行われることを除いて、旧来の８０２．１１ＭＡＣに従う。無線が、キャリア検知及びバックオフ中にダウンクロックされている場合は、実際の送信の前に完全なクロック・レートを復活させる必要がある。正確な復元時刻は、日和見性ダウンクロック（ＯＤｏｃ：Opportunistic Downclocking）と呼ばれる本開示の別の構成要素によってスケジューリングされる。
【００３１】
ＲＸ又はＴＸの動作の完了後、無線は、貪欲にダウンクロックすることができない。実験的に立証されるように、典型的なＷｉＦｉ無線の場合、クロック・レートの切り替えには、９．５から１５１μ秒かかる。切り替えの間は、クロックは不安定であり、パケットは、ＳＲＩＤによっても検出できない。パケットロスのリスクを減らすために、日和見性ダウンクロックが用いられ、パケットがクロック・レートの切り替えの最中に到着する可能性があるか評価する単純な停止予測アルゴリズムを用いて、ダウンクロックの決定が行われる。
【００３２】
加えて、Ｍ−プリアンブルの送信後、送信機は、受信機の切り替え期間中に静かに待機することができず、さもなければ、媒体へのアクセスを失ったり、他の送信機によって取って代わられるかもしれない。切り替えの隙間を補償するために、送信機は、Ｍ−プリアンブルと８０２．１１パケットの間に一連のダミー・ビットを挿入する。ダミー・ビットは、チャンネルが継続的に占有されるように、最大の切り替え期間をカバーする。送信機は、完全なクロック・レートでＭ−プリアンブル、ダミー・ビット、及び８０２．１１パケットを常に送信することに留意されたい。それは、受信機の現在のクロック・レートを知る必要はない。
【００３３】
複数のクライアントが同時に存在するとき、それぞれが固有の特徴を有する複数のユニキャスト・アドレスと同様に、ブロードキャスト・アドレスが割り当てられる。この特徴は、Ｍ−プリアンブルに埋め込まれ、意図された受信機によってのみ検出可能である。Ｍ−プリアンブルのオーバーヘッドを減少させるために、提案される電力消費方法は、複数のクライアントが最小のコストでアドレスを共有することを可能にする最適化フレームワークを組み込む。要約すれば、本電力消費方法は、完全なクロック・レートでパケットを送信又はデコードするように常に実行するが、可能ならばいつでも、ＩＬ中に無線をダウンクロックして、黙示的にアドレス指定されたパケットを検出する。
【００３４】
提案される電力消費方法を実現するためには、パケット検出アルゴリズムは、以下の難問、すなわち、（ｉ）サンプリング・クロック・レートの変化に対して弾力的でなければならない、（ｉｉ）低いサンプリング・レートでアドレス情報を直接デコードできなければならない、及び（ｉｉｉ）予測できないチャンネル状態及びノード・モビリティのために、その決定規則は、実行時に調整されるべきではなく、したがってＳＮＲの変動に対して弾力的でなければならない、といったことを克服しなければならない。
【００３５】
Ｍ−プリアンブルは、暗黙的にアドレス情報を提供する一方で、頑強なサンプリング・レート不変パケット検出を助けるように構築される。Ｍ−プリアンブルは、図４に示されるように、疑似ランダム・シーケンスのＣ（Ｃ≧２）個の重複したバージョンを含む（図４ではＣ＝３）。Ｍ−プリアンブルの期間内では、チャンネルは比較的安定したままであり、したがって送信機によって送られる重複したシーケンスは、受信機において強い類似性を維持する。したがって、受信機は、受信機がＭ−プリアンブルをダウンサンプリングする場合でも、Ｃ個の同様のシーケンスの間の強い自己相関を利用することができる。
【００３６】
ノイズに対する弾力性を強化するために、Ｍ−プリアンブル中のランダム・シーケンスは、強い自己相関特性を有さなければならず、すなわち、自己と相関するときにのみ、最良の相関出力を生成すべきである。典型的な実施例では、Ｇｏｌｄシーケンスは、この要求を満足する。それは、完全にそろった自己相関についてだけピークの大きさを出力し、自己の任意のシフトしたバージョンとの相関は、低い制限された大きさになる。長さＬ＝２ｌ−１（ｌは整数）のＧｏｌｄシーケンスについては、自己相関ピークと二次ピークの大きさの間の比は、少なくとも
【数２】
2014512610.tif 000006
である。元来のＧｏｌｄシーケンスは、バイナリである。代替の実施例では、複雑なＧｏｌｄシーケンスが使用される。ＷｉＦｉ送受信機に適するようにするためには、実数部及び虚数部が標準的な手法によって生成される同一のＧｏｌｄシーケンスのシフトしたバージョンである、複雑なＧｏｌｄシーケンス（ＣＧＳ：complex Gold sequence）を構築する。Ｇｏｌｄシーケンスについて言及したが、ＰＮシーケンスなどの他のタイプのランダム・シーケンスが、本開示の範囲内に含まれることは容易に理解されよう。
【００３７】
加えて、ランダム・シーケンスの長さは、アドレス情報を暗黙的に伝えるために使用される。典型的な実施例では、アドレスは整数ｎであり、長さ（ＴＢ＋ｎＤｍ）のＣＧＳに対応し、ただしＤｍは、無線ハードウェアの最大ダウンクロック係数である。ＴＢは、プリアンブルに使用されるＣＧＳの最小長さであり、ベース長とも呼ばれる。各サンプリング点ｔにおいてそれ自身のアドレス（例えば、ｎ）を検出するためには、クライアントは、ｎＤｍだけオフセットされた最新のＴＢサンプルを単純に自己相関させる。クライアントが係数Ｄによってダウンクロックされているときは、ベース長をＴＢＤ−１に縮小し、それに応じてｎＤｍＤ−１にオフセットする。ｎＤｍ値は、たとえＣＧＳが最大係数Ｄｍだけダウンサンプルされている場合でも、異なるアドレスが、少なくとも１サンプルだけオフセットされることを確実にする。
【００３８】
Ｇｏｌｄシーケンスに関連した難問の１つは、Ｌ＝２ｌ−１の長さのみを許可するということである。したがって、（ＴＢ＋ｎＤｍ）個のサンプルの全てがＧｏｌｄシーケンス全体に正確に適合することができるというだけではない。この課題は、最初に長いＣＧＳを生成し、次いで長さ（ＴＢ＋ｎＤｍ）のサブ・シーケンスをｎ番目のアドレスに割り当てることによって解決される。
【００３９】
明らかなことに、その設計目標を満たすために、Ｍ−プリアンブルのための理想的なランダム・シーケンスは、（（ＴＢ＋ｎＤｍ）個のサンプルのうちのＴＢ個だけが自己相関を行うために使用されるので）ダウンサンプルされ、切り捨てられた後でも、強い自己相関を有するべきである。シーケンス長がとても大きく、ダウンサンプリング係数が小さいのでなければ、そのようなシーケンスは存在しないことが推測され得る。本開示では、妥当な長さを有するＣＧＳが、実際的なＳＮＲの範囲内で高い検出精度を達成するのに十分であることが経験的に立証されている。
【００４０】
検出アルゴリズムは、形式的には、受信機がＭ−プリアンブルをダウンサンプルし、自己相関によってそれを特定する仕方をモデリングすることによって導出される。Ｔ＝Ｃ（ＴＢ＋ｎＤｍ）がＭ−プリアンブルの全長（図５）であり、ｘ（ｔ）、ｔ∈［０，Ｔ）がＭ−プリアンブルに対応する送信されたサンプルであるとする。フル・クロックの受信機の場合、受信した信号は、
ｙ０（ｔ）＝ｅ２πΔｆｔｈ（ｔ）ｘ（ｔ）＋ｎ（ｔ）、ｔ∈［０，Ｔ）    （１）
であり、ただし、ｎ（ｔ）はノイズであり、ｈ（ｔ）はチャンネルの減衰（振幅及び位相の歪みを表す複素スカラー）であり、Δｆは送信機と受信機の間の周波数オフセットである。受信機が１／Ｄのクロック・レートで（すなわち、ダウンクロック係数Ｄで）動作するとき、受信した信号は、
【数３】
2014512610.tif 000007
となる。
【００４１】
したがって、Ｄは、ＣＧＳのベース長ＴＢの整数の約数、すなわち、
【数４】
2014512610.tif 000008
でなければならない。各サンプリング点ｋでＭ−プリアンブルを検出するために、アドレスｎを有する受信機が、最新のＴ１サンプルとｎＤｍＤ−１だけオフセットされた以前のＴ１サンプルとの間の自己相関を実行し、その結果、
【数５】
2014512610.tif 000009
となり、ただし、（  ）＊は、複素共役演算子を示す。
【００４２】
式（３）は、信号レベルが、通常、ノイズよりもずっと大きいことに基づいて導かれる。式（４）は、（ｉ）ランダム・シーケンスｘ（ｔ）は、ダウンサンプルされるとしても、その先行シーケンスとの類似性を保つこと、及び（ｉｉ）チャンネルは、プリアンブル期間よりもずっと長いそのコヒーレンス時間にわたって比較的安定なままであること、に基づく。これを見るために、コヒーレンス時間は、
【数６】
2014512610.tif 000010
とすることができ、ただし、λ及びνは、信号の波長、及び送信機と受信機の間の相対速度を示すことに留意されたい。歩行速度１ｍ／秒で、Ｔ０は、２８．８ミリ秒に等しく、Ｍ−プリアンブルの持続時間は、数十ミリ秒の間続く。
【００４３】
一方、Ｔ１サンプルのエネルギー・レベルは、
【数７】
2014512610.tif 000011
として計算される。式（４）及び式（５）から、
【数８】
2014512610.tif 000012
である。対照的に、Ｍ−プリアンブルが存在しない場合、又は異なるアドレスａを有するＭ−プリアンブルが送信される場合、自己相関は、
【数９】
2014512610.tif 000013
をもたらす。これは、シーケンスｘ（ｉＤ）、ｉ∈［ｋ，ｋ＋Ｔ１−１］が、切り捨てられたＣＧＳであり、自己とだけ強い相関を有するからである。
【００４４】
図５は、Ｍ−プリアンブルが先頭に付加されたパケットを受信するときの｜Ｒ（ｔ）｜及びＥ（ｔ）のスナップショットを示す。｜Ｒ（ｔ）｜は、受信機がダウンクロックされているにも関わらず、Ｍ−プリアンブルにおけるＥ（ｔ）とほぼ完全に一致する。対照的に、ノイズ又は無相関の信号が存在する場合、｜Ｒ（ｔ）｜は、Ｅ（ｔ）とは大きく異なる。
【００４５】
上記の知見に基づいて、ＳＲＩＤは、以下の基本的な決定規則、すなわち、
Ｈ＜｜Ｒ（ｋ）・［Ｅ（ｋ）］−１｜＜Ｈ−１      （６）
を使用してＭ−プリアンブルの存在を判定し、ただし、Ｈは、
【数１０】
2014512610.tif 000014
であるような閾値である。この決定規則は、いくつかの重要な利点を有する。第１に、これは、エネルギー・レベルによって自己相関を正規化し、したがってＨは、信号強度に従って変更される必要がない。Ｈ＝０．９の固定値は、幅広い範囲のＳＮＲにわたって頑強であることが以下に実験的に示される。第２に、これは、チャンネル・パラメータの推定、又は周波数オフセットの較正を必要とせず、したがって、使用者の激しい動き及び移動性を伴う動的なＷＬＡＮにおいて使用することができる。
【００４６】
ノイズに対する弾力性のさらなる強化に関しては、決定規則（６）が、２番目からＣ番目のＣＧＳの全てのサンプリング点で（図４）おそらく満足されるということに留意されたい。ダウンクロック係数Ｄでは、
【数１１】
2014512610.tif 000015
個のそのような点があり、これは、ノイズのある又はフェージング環境における高い多様性をもたらすことができる。この利点を利用するために、各サンプリング点ｋにおいて、ＳＲＩＤは、ＦＩＦＯ待ち行列中の過去のＴ２個のサンプルについての決定を記憶し、次いで以下の強化された規則、すなわち、ｋ−Ｔ２＜ｉ≦ｋに関して、式（６）を満足するサンプリング点の個数≧Ｈ１Ｔ２を適用する。ただし、Ｈ１は許容閾値であり、Ｈ１∈（０，１］である。
【００４７】
加えて、信号が存在しない期間中、自己相関とエネルギー・レベルの両方が、０に近いものであると共に、互いに近いものであり得、したがって、決定規則（６）は、誤ってトリガされる可能性がある。そのような間違った警告を防ぐために、Ｔ１に等しいウィンドウのサイズでＳＮＲのスケルチが加えられ、これは入力信号のエネルギー・レベルの移動平均を維持し、すなわち、
Ｅａ（ｋ）＝Ｔ１−１Ｅ（ｋ）＋（１−Ｔ１−１）Ｅａ（ｋ−１）      （７）
である。
【００４８】
ＳＮＲのスケルチは、そのＳＮＲが、最小検出可能ＳＮＲ（ＳＲＩＤについて４ｄＢに設定される）に対応する閾値ＨＳを超える場合にのみ、サンプリング点を自己相関器へ渡す。ＭＡＣ層の競合により、アイドル期間（ノイズ・フロア）は、通常、Ｍ−プリアンブル（長さＴＤ−１を有する）に先立つので、ＳＮＲレベルは、
【数１２】
2014512610.tif 000016
と推定することができる。サンプリング・レート不変量検出（ＳＲＩＤ）アルゴリズムの典型的な実施例についての疑似コードは、以下の通りである。
入力：サンプリング点ｋ＋Ｔ１−１における新しいサンプルｚ（ｋ＋Ｔ１−１）
出力：サンプリング点ｋにおけるパケット検出の決定
【数１３】
2014512610.tif 000017
タイムスタンプ（サンプリング点）ごとに、式（２）中の自己相関と式（５）中のエネルギー・レベルの両方が、単一ステップの動作によって計算でき、これにより入力信号でメトリックをアップデートし、もはや用いられない信号を減じる。したがって、アルゴリズムは、サンプルの個数に対して線形の複雑さを有し、実際のベースバンド信号プロセッサ上での実施によく適している。このアルゴリズムの変形例も、本開示によって予期される。
【００４９】
Ｍ−プリアンブルは、アドレス情報を伝えるためにシーケンス長を使用するので、アドレッシングのオーバーヘッドは、ネットワークのサイズに対して直線的に増加する。Ｎ個のノードを有するネットワークの場合、Ｍ−プリアンブルは、Ｃ（ＴＢ＋ＮＤｍ）の最大長さを有する。典型的な実施例では、ベース長はＴＢ＝６４であり、ＣＴＳの繰り返しはＣ＝３である。中型のネットワーク（例えば、Ｎ＝５）且つ最大ダウンクロック係数Ｄｍ＝４の場合、Ｍ−プリアンブル全体は、２５２の長さを有することになる。２０ＭＨｚのサンプリング・レートで送信されるとき、このＭ−プリアンブルは、２５２の長さを有することになる。２０ＭＨｚのサンプリング・レートで送信されるとき、このＭ−プリアンブルは、たったの
【数１４】
2014512610.tif 000018
のチャンネル時間だけかかり、これは、８０２．１１ａ／ｇのプリアンブルの１６μ秒のオーバーヘッドと同等である。しかし、大きいネットワーク、例えば、Ｎ＝５０の場合、Ｍ−プリアンブルのオーバーヘッドは、６９．６μ秒に増加し、これは、短いパケットについては特に、あまりに大きいものであり得る。
【００５０】
アドレッシングのオーバーヘッドを減少させるために、複数のクライアントが、限られた数のアドレスを共有することができる。しかし、アドレスの共有は、副作用を導入し、すなわち、クライアントは、不必要に互いをトリガし、したがって余分なエネルギー消費を負う可能性がある。提案される電力消費方法は、クライアントの相対的なチャンネルの使用、すなわち、各クライアントのＴＸ＆ＲＸ時間とＷＬＡＮの全部のＴＸ＆ＲＸ時間の比に従って、注意深くアドレスを割り当てることによって妥協のための取引をする。この背後にある洞察は、より頻繁にパケットを送受信するクライアントは、共有のコストを最小にするように、より少ない数の他のクライアントと自分のアドレスを共有すべきであるというものである。
【００５１】
この直観は、最適化フレームワークによって定式化される。クライアントの数Ｎ、及び最大アドレスＫｍを与えられると、方法のオーバーヘッドを最小にする、最適なアドレスの割り当てが、以下のように、すなわち、Ｌｋを、アドレスｋが使用されるときのオーバーヘッドとして、
【数１５】
2014512610.tif 000019
のように求められる。ｐｉは、クライアントｉの相対的なチャンネルの使用であり、ｕｉｋは、クライアントｉがアドレスｋを使用するかどうかを示すバイナリ変数である。直感的には、目的関数は、そのアドレスを共有する全クライアントのチャンネルの使用の和によって重みが付けられ、そのようなクライアントの数をさらに乗じた、各アドレスのオーバーヘッドの和を表す。乗算は、アドレスｋを有するパケットが、アドレスｋを有する全クライアントをトリガするので必要である。式（１０）は、各クライアントがただ１つのアドレスを使用するという制約を強いるものである。
【００５２】
この最適化問題は、非線形の整数問題であり、これは一般にＮＰ困難である。実際の実施では、解は、整数の制約を０≦ｕｉｋ≦１に緩和し、結果として得られる二次最適化プログラムを解決し、次いで結果として得られたｕｉｋをまるめてその整数値に戻すことによって近似される。アドレス共有アルゴリズムを実施するために、ＡＰは、相対的なチャンネルの使用ｐｉを定期的に（例えば、１分ごとに）計算し、次いで全クライアントに新しい割り当てをブロードキャストすることが必要である。
【００５３】
近似の有効性を調べるために、アドレス共有アルゴリズムが、ＳＩＧＣＯＭＭ’０８トレース（Ｋｍ＝５及びＬｋ＝ｋＤｍと仮定する）上で実行され、本提案される電力消費方法のアドレス・オーバーヘッドの合計が、図６に描かれる。整数にまるめることに基づく解は、０≦ｕｉｋ≦１にわたっての二次最適化によって強制される下限をよく近似することが観察される。平均すると、近似解は、ほんの１．８％だけ下限を越える。図６はまた、各クライアントにアドレスをランダムに割り当てるアルゴリズムの平均オーバーヘッドを示す（エラー・バーは、２０回の実行の上での標準偏差を示す）。近似アルゴリズムが、ランダムな割り当てに対して、５０％を上回るオーバーヘッドを節約できることを見られたい。
【００５４】
各ノードごとに設計されたアドレスに加えて、提案される電力消費方法は、アクセス・ポイント（ＡＰ：access point）と全クライアントに知られるブロードキャスト・アドレスを割り当てる。これは、アドレスｎ＝０を有するＭ−プリアンブルに対応する。したがって、各ノードは、それ自体のアドレスを有するものに加えて、オフセットｎＤｍ＝０を有する自己相関器を維持する必要がある。
【００５５】
キャリア検知の目的のために、ノードは、他の送信機からのパケットの存在を特定することも必要とする。本来の８０２．１１と同様に、ＳＲＩＤは、エネルギー検知とプリアンブル検出の両方を行うことができる。前者は、式（７）に従うことによって達成される。係数Ｄによってダウンクロックされるとき、ノードは、フル・クロックの受信機と比べてＤ−１のエネルギーを検知できるにすぎない。したがって、それは、エネルギー検出閾値を本来のＤ−１に減少させる。プリアンブルに基づくキャリア検知が必要であるとき、それは、追加のブロードキャスト・プリアンブルを先頭に付加することによって実現できる。この第１のプリアンブルが検出されるとき、ノードは、チャンネルが使用中であると判定し、パケット全体のエネルギー・レベルを追跡し続ける。しかし、それは、それにアドレス指定される又は別のブロードキャスト・プリアンブルである、第２のプリアンブルを検出するときにだけ完全なクロック・レートを復活させる。
【００５６】
本提案される電力消費方法は、プリアンブル検出モードにおいても、８０２．１１ａ／ｇクライアントと同時に存在することができる。８０２．１１ａ／ｇプロトコルは、短いプリアンブルを検出するために自己相関を用いるが、これは、周波数ドメインでのランダム・シーケンス、且つ時間ドメインでの周期性シーケンス（周期１６で１０回の繰り返し）に対応する。それは、ベース長ＴＢ＝１６、シーケンス繰り返しＣ＝１０、ノード・アドレス０、及びダウンクロックのない、ＳＲＩＤのサブセットとみなされ得、したがって、本提案される電力消費方法を実施するクライアントによって容易に検出することができる。一方、第１のプリアンブルを８０２．１１プリアンブルに置き換えることによって、これらのクライアントは、旧来の８０２．１１によっても検出することができる。
【００５７】
既存のＭＡＣ及びスリープ・スケジューリング・プロトコルとでそのオーバーヘッドのバランスをとり、且つ互換性を維持するようにダウンクロックをスケジューリングする日和見性ダウンクロックが示されている。新しいクロック・レートに切り替えるとき、無線は、信号の送受信の前に安定化されることを必要とする。周波数合成器とアナログ回路の中心周波数が同じままであるので、時間的なコストは、（ＡＤＣ及びＣＰＵを駆動する）デジタルＰＬＬを安定化することに主に由来する。これは、最新のＷｉＦｉ無線ではほんの数マイクロ秒である。例えば、ＭＡＸＩＭ社製２８３１では、ＰＬＬは、それ自体を安定化させるのに８μ秒もかからず、ＡＤＣ及びＣＰＵは、リセットするのにわずか１．５μ秒を必要とし、そのため全切り替え時間は９．５μ秒未満である。
【００５８】
Ａｔｈｅｒｏｓ社製５４１４ネットワーク・インターフェース・カードの切り替え遅延も測定される。ハードウェア・レジスタに直接アクセスし、クロック・レートをリセットできるａｔｈ５ｋドライバが修正される。クロック・レート・レジスタの変更後、ベースバンド検査機能は、それが１を返すまで繰り返しチェックされ（ａｔｈ５ｋにおいて、ＡＤＣ及びベースバンドプロセッサがパケットを受信する準備ができたか検証する従来の方法）、次いでこの手続きの期間を記録する。
【００５９】
実験結果によれば、クロック・レート１と１／２の間の切り替えは、１２０μ秒から１２８μ秒かかるのに対して、クロック・レート１と１／４の間の切り替えは、１３９μ秒から１５１μ秒かかる。これは、実際の切り替え遅延の控えめな推定であることに留意されたい。新しいレートに切り替えるために、Ａｔｈｅｒｏｓ社製ネットワーク・インターフェース・カードは、ＰＬＬだけでなく、ＣＰＵ中のＯＦＤＭデコード及びＭＡＣブロックのための全てのレジスタもリセットする必要があり、それによって受信機のチェーン全体が、有効な８０２．１１モードを実行することができる。対照的に、本提案される電力消費方法は、ＣＰＵ中のレジスタをそのままで保ちつつ、ＰＬＬをリセットすることを必要とするだけである。加えて、ベースバンド検査機能及びＰＣホストへのインタフェースによってもたらされる待ち時間は知られておらず、しかし、上記測定における切り替え遅延に含まれる。
【００６０】
日和見性ダウンクロックはこれらの限界に制限されないが、ここからは、９．５μ秒の切り替え遅延は、ＭＡＸＩＭ社製２８３１チップのために下限として使用され、Ａｔｈｅｒｏｓ社製５４１４の測定結果は、上限として使用される。
【００６１】
図７は、提案される電力消費技法をワイヤレス機器の受信機７０に組み込むための典型的な実施例を示す。上述のように、アナログ・ベースバンド信号は、アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）１３によってサンプリングされ、これは離散サンプルをプロセッサ１４へ渡す。プロセッサ１４は、今度は、デコーダ７１、スリープ・スケジューラ７２、及びダウンクロック・モジュール７３を含む様々な機能を実装する。プロセッサ１４の関連する機能だけが、図７との関連で述べられ、他の機能が受信機の動作全体を制御及び管理するのに必要とされてもよいことを理解されたい。機能は、１つ又は複数のプロセッサによって実行される１つ又は複数のコンピュータ・プログラムにより実施されてもよい。コンピュータ・プログラムは、一時的でない有形のコンピュータ可読媒体に記憶されるプロセッサ実行可能命令を含む。コンピュータ・プログラムは、記憶したデータを含むこともできる。一時的でない有形のコンピュータ可読媒体の限定ではない実例は、不揮発性メモリ、磁気記憶装置、及び光学式記憶装置である。
【００６２】
デコーダ７１は、クロック発生回路（すなわち、ＰＬＬ）１７から受信したクロック信号に従って動作する。クロック信号が完全なクロック・レートに設定されるとき、デコーダ７１は、ＡＤＣから離散サンプルを受信し、離散サンプルを従来のやり方でデータ・ビットにデコードする。クロック信号が減少されたクロック・レートに設定されるとき、デコーダ７１は、ＡＤＣから離散サンプルを受信し、上述の検出アルゴリズム（ＳＲＩＤ）を適用する。デコーダを修正するのではなく、検出アルゴリズムが、受信機の別個の構成要素によって実施できることが想定している。
【００６３】
検出アルゴリズム（ＳＲＩＤ）は、単純なインタフェースを用いてＷｉＦｉ  ＭＡＣ／ＰＨＹとやり取りする。一方では、ＷｉＦｉは、検出アルゴリズム（ＳＲＩＤ）を呼び出してチャンネルの利用可能性を評価する。他方では、検出アルゴリズムは、ＷｉＦｉ  ＭＡＣ及びスリープ・スケジューラから無線のステートマシンを得る。無線がアイドル・リスニング・モードへ移るときにはいつでも、検出アルゴリズムは、クロック・レートを切り替えるか否か及びクロック・レートをいつ切り替えるかを決定するために、ダウンクロック・モジュール７３を呼び出す。ダウンクロック・モジュール７３は、以下にさらに説明され、そしてここではＯＤｏｃモジュールとも呼ばれる日和見性ダウンクロック方式を実施することによって、クロック・レートを切り替える時を決定する。ダウンクロック・モジュール７３は、クロック発生回路１７ともやり取りして、この決定に従ってクロック信号を設定する。
【００６４】
図８は、本提案される電力消費技法を受信機に組み込む典型的なステートマシンを示す。典型的な実施例では、無線は、ダウンクロックされるＩＬ（ｄＩＬ）モードで検出アルゴリズム（ＳＲＩＤ）を継続的に実行し、Ｍ−プリアンブルを検出するとすぐにフル・クロックのＲＸモードに切り替わる。送信するパケットがあるとき、キャリア検知がＳＲＩＤによって行われるが、ＭＡＣスケジュールは、８０２．１１ＣＳＭＡ／ＣＡアルゴリズムに厳密に従う。ＯＤｏｃは、８０２．１１バックオフ・カウンタに継続的に問い合わせを行い、バックオフ・カウンタのカウントダウン値が、Ｔｃを最大スイッチング遅延であり、ＳＩＦＳを８０２．１１に定義される短フレーム間隔として、Ｔｃ＋ＳＩＦＳ未満であるときに無線を完全なクロック・レートに戻す。ＯＤｏｃは、切り替え後にそのチャンネルがアイドルのままであることを確実にするために、完全なクロック・レートへスイッチングした後に、無線がこのＳＩＦＳの間隔内でキャリア検知を行うことを命じる。さもなければ、それは、キャリア検知と、８０２．１１に従ったバックオフを継続する必要がある。
【００６５】
ＴＸ⇔スリープ及びＲＸ⇔スリープの状態遷移は、８０２．１１又はスリープ・スケジューラによって実施される他のスリープ・スケジューリング・プロトコルによって管理される。ＴＸ又はＲＸが完了し、無線がスリープに移っていないときにはいつでも、ＯＤｏｃは、ｄＩＬに切り替えるか、又は通常のＩＬモードに切り替えるかを決定する。この決定は、以下にさらに説明される停止予測方式を用いて行われる。
【００６６】
ＯＤｏｃの停止予測機構は、無線が新しいクロック・レートに安定化させられる前に次のパケットが到着する（停止イベントと呼ばれる）可能性があるかを決定する。それは、まず、決定論的な動作、すなわち、以前の動作に対する即時の反応があるかをチェックする。例えば、ＣＴＳ、ＤＡＴＡ、及びＡＣＫパケットが、全て、ＲＴＳに続く決定論的な動作である。そのようなパケットは、通常、スイッチング時間より短い又はこれと同等のＳＩＦＳによってのみ分離され、したがって無線は、それらの間でフル・レートのままでなければならない。
【００６７】
一連の決定論的な動作が終了すると、ＯＤｏｃは、停止が最近起こったかチェックする。ＯＤｏｃは、それぞれの非決定論的なパケットの到着ごとのバイナリ履歴を保持し、ここで「１」はパケット間の間隔がＴｃより短いことを表し、さもなければ「０」である。それは、最近の履歴が「１」を含む場合、停止が起こる可能性があり、完全なクロック・レートのままであると仮定する。重要な直観は、ＷｉＦｉトラフィックのバースト性にあり、短い間隔は、あるデータが伝送中であることを示唆し、送信が完了するまで複数の短い間隔を続ける可能性があることを示唆する。
【００６８】
ＯＤｏｃにおける重要なパラメータは、履歴のサイズである。大きい履歴サイズは、停止が生じないときにそれを予測するかもしれず、したがってダウンクロックによってエネルギーを節約する機会を逃す。一方、小さい履歴サイズは、Ｔｃ内に到着するパケットの頻繁な誤検出になる。都合のよいことに、受信機がすでに安定化しているとき、逃したパケットはその次の再送信で検出されるので、誤検出は、もう１回の再送信を引き起こすだけである。したがって、エネルギー効率が高い優先度であるときは、小さい履歴サイズが常に好ましい。本発明者らの実験的研究において明らかになるように、１から１０の間の履歴サイズは、誤った予測と誤検出の間のトレードオフのバランスをとるのに十分である。他のタイプの停止予測機構を、本開示の教示と一体化してもよい。
【００６９】
次に、本提案される電力消費方法の詳細な実験による評価を示す。実験は、２つの疑問、すなわち、（１）提案される方法は、実際のワイヤレス環境において及び異なるダウンクロック・レートでどのくらい正確にパケットを検出できるのか？（２）提案される方法は、現実の世界のＷｉＦｉ機器について、どんなコストで、どのくらいのエネルギーを節約できるのか？を中心に展開する。
【００７０】
これらの疑問に答えるために、本提案される電力消費方法は、以下のように、ソフトウェア無線及びネットワーク・レベル・シミュレータ上で実施された。ＳＲＩＤアルゴリズムは、ＧＮＵＲａｄｉｏプラットフォーム上でＭ−プリアンブル構成及び検出を含めて実施され、ＵＳＲＰのテストベッド上で検証された。性能のベンチマークとして、８０２．１１ＯＦＤＭプリアンブルのエンコード／検出アルゴリズムも実装された。エネルギー効率は、ＩＬの相対時間に依存し、これは、ネットワークの遅延及び競合に依存し、したがって、提案される方法のエネルギー効率を評価するために、現実のＷｉＦｉトレースを再び活用する。ＯＤｏｃのフレームワーク及びアドレス割り当てアルゴリズムは、トレース・ベースのシミュレータを拡張し、次いでＳＲＩＤの実験からの結果を組み込むことによって実装された。ＯＤｏｃは、ｎｓ−２．３４で実現され、これは、総合的なトラフィック・パターン（例えば、ＨＴＴＰ及びＦＴＰ）により本提案される方法の性能を独立して検証するのに使用することができる。
【００７１】
ＳＲＩＤの検出性能は、異なるＳＮＲレベル及びダウンクロック係数の下で調べられる。ＳＮＲは、
【数１６】
2014512610.tif 000020
として評価され、ただし、ＥＳは、パケットが存在するときの入力サンプルの平均エネルギー・レベルであり、ＥＮは、ノイズ・フロアであって、ともに、Ｍ−プリアンブルの長さに等しいウィンドウ・サイズで移動平均を用いて滑らかにされている。このデコード・モジュールは、ノイズ・レベルを約３．５ｄＢだけ上昇させるので、ＳＮＲ値は、デコーダが経験する実際のＳＮＲを過大評価することに留意されたい。パケットをデコードするために、８０２．１１が少なくとも９．７ｄＢのＳＮＲを必要とすると仮定すると、ＳＲＩＤは、９．７ｄＢを上回るＳＮＲでは、パケットを正確に検出することができるはずである。
【００７２】
ＳＲＩＤのＣＧＳのベース長はＴＢ＝６４に設定され、最大ダウンクロック係数はＤｍ＝１６に設定される。自己相関の閾値は、Ｈ＝０．９で固定され、許容閾値Ｈ１＝０．６である。これらの閾値は、異なる実験上の設定にわたって頑強であることが示されている。
【００７３】
まず、ＳＲＩＤは、見通し距離（ＬＯＳ：Line-of-Sight）内の２つのＵＳＲＰノードで構成される単一のリンク上で試験される。受信機は、異なる係数によってダウンクロックされ、リンクのＳＮＲは、送信電力及びリンクの長さ／距離を調整することによって変更される。ＵＳＲＰは、外部クロックが１／１６へダウンクロックされるとき動作不能となるので、そのＦＰＧＡ間引き率は、１６に設定され、これは、１６の係数での信号のダウンサンプリングに相当する。それぞれのＳＮＲ／クロック・レートの設定の下で、送信機は、一定の到着間隔時間で１０６個のパケットを完全なクロック・レートで送信する。誤検出確率（Ｐｍ）は、パケットが到着すると予期されるが検出できない場合のタイムスタンプの比によって計算され、誤警報確率（Ｐｆ）は、その逆である。
【００７４】
図９Ａ及び図９Ｂは、Ｐｍ及びＰｆを、リンクの時間平均したＳＮＲ（整数値にまるめられた）の関数として描いたものである。Ｐｍは、ＳＮＲが増加するにつれて鋭く低下し、ＳＮＲが８ｄＢを超えるほど大きくなると０に近づく。それは高いダウンクロック係数の下でより高くなる傾向があり、これは主に、決定規則（６）を満足するサンプリング点がより少数しか利用できなくなり、したがってＳＲＩＤはよりノイズの影響を受けやすくなるからである。ＳＮＲ＝４ｄＢ及びＤ＝１６のとき、Ｐｍは６％まで大きくなる。実際的なＳＮＲの範囲（９．７ｄＢを上回る）の下では、しかしながら、Ｐｍは、全てのクロック・レートに対して一貫して１％未満である。加えて、ＳＲＩＤは、８０２．１１と同等の検出性能を示す。実際には、それは、ダウンクロック係数Ｄが１６未満であるとき、より低いＰｍを有し得る。これは、ＳＲＩＤが、８０２．１１より長い自己相関シーケンスを使用する（６４対１６）からであり、これは、ノイズに対するその頑強さを増加させる。図９Ｂ中の誤警報確率Ｐｆは、Ｐｍに類似する傾向を示す。
【００７５】
ＳＲＩＤは、ｎＤｍ、すなわち、アドレスｎを伝えるための繰り返しのＣＧＳの間の間隔を使用していることを思い出してほしい。当然の疑問は、高い検出精度を確保するにはｎがどのくらい大きいものであり得るか？である。図１０は、ｎが増加するときの検出性能を描いたものである。静止したリンクの場合、Ｐｍ及びＰｆは、比較的安定のままである。これは、アドレスｎ＝１００の場合でも、２つの自己相関シーケンスが、チャンネルのコヒーレンス時間を十分下回る、ＵＳＲＰの４ＭＨｚの信号バンド幅での４００μ秒に対応する、１６００個のサンプルによって分離されるからである。モバイル・クライアント（送信機の周りで歩く速度でＵＳＲＰ受信機を動かすことによって生成される）については、機動性が低いことによってＳＮＲの変化が引き起こされるが、コヒーレンス時間を大きく変化させないので、検出性能は、アドレス長によってほんのわずかしか影響を受けない。
【００７６】
次に、ＳＲＩＤは、金属製／木製の棚及びガラス壁を備えた実験室環境に配置された９個のＵＳＲＰ２ノード（１つのＡＰ及び８つのクライアント）からなるテストベッド上で評価される。図１１は、ノード位置の地図を示す。ノードＤは、点Ｄと点Ｅの間を歩く速度で移動しており、他の全ては静止している。このテストベッドは、多経路フェージング、モビリティ、及びＮＬＯＳ障害の影響を受ける現実のワイヤレス環境でのＳＲＩＤの評価を可能にする。より重要なことには、それにより、異なるノード・アドレスの間の相互相関による誤報の率を調べることが可能になる。
【００７７】
外部クロックの数が制限されていることにより、ダウンクロックの影響は、ＵＳＲＰ２の間引き率を変更することによってもたらされ、受信機のサンプリング・レートは、送信機のものの１から１／１６になる。ＡＰは、１０６個のパケットを各クライアントに順に送ることが許される。図１２Ａは、ノード位置に応じて、Ｐｍが大きく変化することを示す。一般に、ＡＰから、より離れた（例えば、Ｈ）、又は壁によって妨げられる（例えば、Ｆ）ノードは、より高いＰｍを有する。モバイル・ノードＤは、ＡＰからさらに遠いが静止しているノード（例えば、ノードＥ）よりも高いＰｍを有し得る。単一のリンクの実験と矛盾せず、ダウンクロック係数４は、８０２．１１と同等のＰｍの結果になっている。
【００７８】
図１２Ｂは、相互相関による誤警報確率、すなわち、クライアントが他のものにアドレス指定されたパケットを検出する確率を示す。異なるクライアントに対する相対的なＰｆは、位置及びモビリティに応じて、Ｐｍと同様の傾向を示す。単一のリンクの場合とは異なり、ＰｆはＰｍよりも大きくなる傾向があるが、これは、シーケンス間の相互相関が純粋なＤ＝１６よりもＰｆにより強く影響を有するからであり、Ｐｆは０．０４未満であり、誤ったトリガによるエネルギー・コストは無視できることを示唆している。８０２．１１の場合、アドレス・フィールドは、パケットからデコードされなければならず、したがってＰｆは、ここでは、意味あるものではないことに留意されたい。
【００７９】
上記の実験から、実際的なＳＮＲの範囲の下で、且つ１６までのダウンクロック・レートでは、ＳＲＩＤは１００％に近い検出精度を有する（そして８０２．１１に匹敵する）ことを見てほしい。したがって、それは、実際的なワイヤレス・ネットワークにおいて本提案される電力消費方法を実現するのに使用できる。
【００８０】
次いで、エネルギー効率が、トレース・ベースのシミュレーションによって評価された。ＷｉＦｉ及びＵＳＲＰの電力消費の統計値は、実際の測定から得られた。クロック切り替えの間の電力消費がフル・クロックのモードにおけるものと同じであると仮定し、Ａｔｈｅｒｏｓ社製ＡＲ５４１４ネットワーク・インターフェース・カードの１５１μ秒のスイッチング時間は、切り替え遅延の最悪の場合の見積もりとして用いられる。これから明らかにされるように、切り替え遅延による停止は、４．２％未満の確率で生じ、したがって停止イベントは、１回の再送信を引き起こすことを除いて、ＷｉＦｉトレースに影響を与えないと仮定する。加えて、８ｄＢのＰｍ及びＰｆの値を、ＳＲＩＤによって生じるパケット損失又は誤った警告の控えめな推定として採用する。別段のことわりがない限り、１５個のアドレスが全クライアントの間で割り当てられ及び共有され、５の履歴サイズがＯＤｏｃにおいて用いられる。
【００８１】
図１３Ａは、クライアントが、最大ダウンクロック係数４を有するＷｉＦｉ機器を使用していると仮定するときの、提案される電力消費方法のエネルギー節約を示す。大きいネットワーク（SIGCOMM'08トレース）の場合、エネルギー節約は、４１％から４７．３％の範囲である。そのＣＤＦは、密に集中され、クライアントの約９２％についてエネルギー節約は、４４％から４７．２％の間の範囲であり、クライアントがダウンクロックされたＩＬモードに留まるときの４７．５％のエネルギー節約に近い。より競合の少ない小さいネットワーク（PDX-Powellトレース）では、ＩＬは、より少ないエネルギー・コストをもたらし、したがって提案される方法のエネルギー節約の割合は、比較的低い。しかし、ＩＬ時間はまだ優位を占めるので、節約の中央値は約４４％、最小は３７．２％を維持している。図１３Ｂは、クライアントの電力消費が、最大ダウンクロック係数８のＵＳＲＰ機器と同じであると仮定するときの結果を描いている。やはり、エネルギー節約は、３６．３％の近くに集中し、この節約は純粋なＩＬモードにおけるものである。
【００８２】
これらの実験は、提案される電力消費方法が、ダウンクロックを行うために、ＩＬ間隔の大部分を探ることができることを明らかにしている。そのエネルギー節約の割合は、η＝ηＣＰＩＬとして大まかに推定することができ、ただし、ηＣは、最大のダウンクロック係数を用いる純粋なＩＬモードにおけるエネルギー節約の割合であり、ＰＩＬは、無線の存続期間中のアイドル・リスニングのエネルギーの割合である。ＰＩＬは、大部分のクライアントについて１に近いので、ηはηＣに近い。
【００８３】
提案される電力消費方法のオーバーヘッドは、スイッチング時間の合間に届くパケットによる誤検出（及び再送信）に由来する。そのようなイベントは、ＯＤｏｃの履歴に基づく停止予測機構によって軽減され得る。別の実験では、そのような停止のコストが評価され、それを軽減するときのＯＤｏｃの有効性が評価される。図１４Ａは、履歴サイズが１に等しいとき、４．２％のパケットが、いずれかのクライアントに再送信されることが必要であり得ることを示す。履歴サイズが１０の場合、再送信は、クライアントの９０％について０．８％未満に低減される。１００への履歴サイズのさらなる増加は、ほんのわずかな改善を示す。一方、図１４Ｂは、小さい履歴サイズの結果、より高いエネルギー効率がもたらされることを示し、積極的なダウンクロックによるエネルギー節約は、再送信による小さな浪費をより小さく見せることを示唆している。したがって、エネルギー効率が高い優先順位である場合、小さい履歴サイズは、ＯＤｏｃに好ましい。
【００８４】
コントロール可能なネットワークの状況下での利益及びコストをさらに理解するために、本提案される電力消費方法が、ｎｓ−２．３４において実施及び試験される。（ＣＡＭとＰＳＭの両方を含む）旧来のＷｉＦｉと、（ＣＡＭ＋Ｅ−ＭｉＬｉと呼ばれる）提案される方法の性能とを比較する。ｎｓ２のＰＨＹ／ＭＡＣのパラメータは、８０２．１１ｇにおけるものと矛盾しないように修正され、データ速度を６Ｍｂｐｓに固定する。８０２．１１に基づいてＯＤｏｃを実装し、トレース駆動シミュレータと同様の方法で構成する。ＰＳＭモジュールは、８０２．１１  ＰＳＭのｎｓ−２への拡張の上に構築し、電力消費の統計値は、ＡＲ５４１４の測定に従う。
【００８５】
２つの典型的な応用例、ウェブ閲覧及びＦＴＰが、評価される。ウェブ閲覧の応用例は、ＨＴＴＰの流れの現実的な確率モデルを与える、ｎｓ−２におけるＰａｃｋＭＩＭＥ  ｈｔｔｐトラフィック発生器を用いてシミュレートされる。ネットワークは、１．５Ｍｂｐｓ（０．５Ｍｂｐｓ）のダウンリンク（アップリンク）バンド幅、及び平均１５ｍ秒の指数的に分布した遅延を有して、ＡＤＳＬ２リンクを介してＷＬＡＮ  ＡＰに接続する１つのＨＴＴＰサーバにより構成される。ＡＰは、１つのＨＴＴＰクライアント（３０秒の平均ページ・リクエスト間隔）及び複数のバックグラウンドのクライアントに供する。バックグラウンドのトラフィックの影響は、ＡＰとバックグラウンドのクライアントの間で一定のレート（２００Ｋｂｐｓ、５１２バイトのパケット・サイズ）のＵＤＰファイル転送を実行することによって調べられる。
【００８６】
図１５Ａは、５分間のウェブ閲覧セッションのエネルギーの利用量を示す。ＰＳＭは、ＣＡＭに対して、約１８％のエネルギー節約を示す。ＣＡＭ＋Ｅ−ＭｉＬｉは、バックグラウンドのトラフィックなしで、ＣＡＭに対して３９．８％のエネルギーを節約し、バックグラウンドのクライアントの数が１０個に増加するとき４７．１％のエネルギーを節約する。ＰＳＭがクライアントのスリープ・スケジュールを最適化するので、ＩＬ時間の比は、ＣＡＭに比べて、より少なく、したがってＰＳＭ＋Ｅ−ＭｉＬｉは、ＣＡＭ＋Ｅ−ＭｉＬｉよりも少ないエネルギーの節約（３３％から３７．１％）を達成する。また、本提案される方法は、低いクロック・レートでもアドレスのフィルタリングを実施できるので、バックグラウンドのトラフィックに比較的影響されないことに留意されたい。
【００８７】
図１５Ｂは、ウェブ閲覧セッション中の平均のページ当たりの遅延を描いている。明らかに、本提案される方法は、旧来のＷｉＦｉに組み込まれたときに、無視できるほどの遅延を受けている。Ｍ−プリアンブル及びクロック切り替えは、チャンネル時間を要するが、それは、ネットワーク及び競合の遅延よりずっと短い。とりわけ、ＰＳＭは、そのスリープ・スケジューリングの機構により、ＣＡＭより長い遅延を受け、ＣＡＭ＋Ｅ−ＭｉＬｉは、ＰＳＭより短い遅延を有しているが、より高いエネルギー効率を有する。
【００８８】
第２に、クライアントが、ＡＰから直接２０ＭＢのファイルを（１ＫＢのパケット・サイズで）ダウンロードすると仮定し、本提案される電力消費方法を、ｎｓ−２におけるＦＴＰトラフィック発生器を用いて評価する。一定の期間のウェブ閲覧に比べて、ＦＴＰのエネルギー使用は、バックグラウンドのトラフィックの影響をより受ける（図１６Ａ）が、これは、ダウンロード継続期間が、ＭＡＣ層の競合によって延ばされるためである。ＰＳＭは、ＣＡＭより高いビット当たりエネルギーになり得るということによって、ＣＡＭより３６．８％から３９．４％のより多くのエネルギーを消費することが分かる。加えて、提案される方法は、Ｗｅｂ閲覧の場合と同様のレベルのエネルギー節約を達成するが、バックグラウンドのトラフィックがない場合、ＦＴＰのスループットを４．４％まで低下し得る（図１６Ｂ）。これは、主に、そのオーバーヘッド、すなわち、切り替え遅延、Ｍ−プリアンブルの余分なチャンネル時間、並びに、ＭＡＣ層の再送信を招く、不完全な検出器及び停止予測器による。さらに、エンド・ツー・エンド遅延がなく、スループットはＭＡＣの競合にのみ依存すると仮定し、提案される方法のうちオーバーヘッドをクローズアップしているということに留意されたい。
【００８９】
注意の１つは、有用なデータを送信するためのチャンネル時間は、データ速度が増加するにつれて減少するのに対して、Ｍ−プリアンブル、及び切り替え遅延のオーバーヘッドは一定であるということである。したがって、提案される方法のオーバーヘッドは、高いデータ速度で増幅されるであろう。この効果は、競合するクライアントの数が６で固定された状態で、ファイル転送（ＦＴＰを用いた）のためのＰＨＹ層データ速度を変えることによって示される。図１７Ａと図１７Ｂは、データ速度が増加するにつれて、ＣＡＭ＋Ｅ−ＭｉＬｉによりＣＡＭのスループットがさらに悪化し、データ転送において時間がより長くなるのでエネルギー節約の量が減少することを示す。データ速度が５４Ｍｂｐｓに達すると、ＣＡＭ＋Ｅ−ＭｉＬｉは、２３．１％のエネルギーを節約する一方で、ＣＡＭのスループットを１７．６％だけ悪化させる。しかし、最近のＷｉＦｉチップ・セットの短い切り替え遅延（例えば、ＭＡＸＩＭ社製２８３１の９．５μ秒）を利用すると、スループットの悪化は無視できるほどであり、エネルギー節約の比は、全てのデータ速度について一貫して約４０％である。加えて、Ｅ−ＭｉＬｉは、ＰＳＭと一体化されたときは、スループットの悪化は見られず、結果として得られたエネルギー節約は約３０％で維持される。
【００９０】
固定されたプリアンブルのオーバーヘッドの影響は、高いデータ速度の８０２．１１プロトコルに固有の問題であり、８０２．１１ｎにおけるパケットの集約などの標準的な解決策によって解決することができることに留意されたい。さらに、提案される方法のオーバーヘッドの影響は、競合が高頻度で、プリアンブル及び切り替えのオーバーヘッドによって消費されるチャンネル時間が、競合による遅延に比べて、無視できるほどである、ビジーなネットワークにおいては、より厳しくなくなる。加えて、スループットは、ＦＴＰのような速度集約型のアプリケーションについてのみ重要なメトリックである。モバイル・ワイヤレス機器は、ＶｏＩＰやＨＴＴＰなどの弾力的なトラフィックによって支配される可能性がより高い。そのようなトラフィック・パターンは、かなりの量のアイドル・リスニング時間を招く傾向にあり、発明者らのＷｅｂ閲覧実験ですでに例示したように、それらは、本提案される方法を用いることによってかなりのエネルギー節約を行うことができる。
【００９１】
ネットワーク・インターフェース・カードがＭＩＭＯ送受信機を装備した場合でも、提案される電力消費方法のオーバーヘッドは一定である。提案される方法のオーバーヘッドは、主に、プリアンブル及びクロック切り替えの遅延に由来する。８０２．１１ｎなどのＭＩＭＯシステムの場合、受信機の全てのＲＦチェーンは、各パケットに埋め込まれた単一のプリアンブルを検出し、次いでチャンネルの推定のために異なるプリアンブルを使用する。同様に、提案される方法を用いるとき、それらは、パケット検出のために同じＭ−プリアンブルを共有することができる。加えて、クロック切り替えの遅延は、各ＲＦチェーンのＰＬＬの整定時間に依存する。現代のＭＩＭＯ送受信機は、ＲＦチェーンが同じＰＬＬを共有することを可能にすることができ、又は各ＲＦチェーンに別個のＰＬＬを備えさせることができる。前者の場合には、切り替え遅延は一定であり、全てのＲＦチェーンの間で共有される。後者の場合には、全てのＲＦチェーンの整定時間は、類似し、互いに重なり得る。
【００９２】
要約すれば、プリアンブルのオーバーヘッドも、切り替え遅延も、ＭＩＭＯ  ＲＦチェーンの個数につれて増加することはない。したがって、提案される電力消費方法は、ＳＩＳＯネットワーク・インターフェース・カードの場合と異なり、余分なオーバーヘッドを導入することなく現代のＭＩＭＯネットワーク・インターフェース・カードのために動作する。
【００９３】
受信機は、それ自体に意図されたパケットを検出するためにＳＲＩＤを用い、エネルギー検出を介して他のパケットをキャリア検知することができる。しかし、エネルギー検知単独では、異常なケース、すなわち、隠れたターミナルの問題に対処するには十分ではないかもしれない。ＩＥＥＥ８０２．１１では、仮想のキャリア検知は、実際のデータ送信の前にＲＴＳ／ＣＴＳハンドシェイクを必要とする、オプションの解決策である。ＲＴＳ／ＣＴＳパケットは、これから来るデータ・パケットの持続時間を含んでいる。隣接した送信機は、ＲＴＳ／ＣＴＳを耳にし、対応する持続時間だけチャンネルの使用中の時間を延ばす。
【００９４】
提案される方法では、仮想のキャリア検知は、以下の通りに簡単に実現することができる。送信機／受信機は、ＲＴＳ／ＣＴＳに、ブロードキャスト・プリアンブルを先頭に付加し、全ての隣り合ったノードは、ＲＴＳ／ＣＴＳを検出し、完全なクロック・レートを復活させ、旧来の８０２．１１デコーダを用いて持続時間フィールドをデコードすることができる。次いで、８０２．１１の仮想のキャリア検知機構でのように、これから来るデータ・パケットがそのためのものでない場合、ノードは、スリープ・モードに入り、パケットの持続時間全体を通じてそこに留まる。データ・パケットの持続時間は、通常、ＲＴＳ／ＣＴＳよりずっと長いので、ＲＴＳ／ＣＴＳのデコードにおけるエネルギー消費は、スリープによるエネルギー節約によって支配され、ＩＬのエネルギーでの節約は、同じままである。したがって、この単純な機構により、本提案される方法は、仮想のキャリア検知が可能な状態で、旧来の手法に対するその利点を保持することになる。
【００９５】
本提案される方法が、旧来のＷｉＦｉと同時に存在するとき、ＡＰは、それらを区別することが必要であり、適用可能なクライアントに向けられているパケットについてだけＭ−プリアンブルを先頭に加える。新たに連結されたクライアントが、その能力についてＡＰに通知すると、関連付けのプロセス中に識別が初期化されるべきであり、続いて、それにアドレスを割り当てる（場合によっては、アドレス割り当てアルゴリズムを用いて、既存のクライアントにアドレスの再割り当てする）ために、ＡＰがアドレス割り当てアルゴリズムを実行する。
【００９６】
エネルギー効率は、長い間、ポータブルＷｉＦｉ機器にとって最重要の関心事であった。多くのＭＡＣレベルのスケジューリング・プロトコルが、ＩＬによって浪費されるエネルギーを低減するために、提案されてきた。本提案される電力消費方法は、ダウンクロックされたＩＬモードをそれらのステートマシンに加えることによって、これら及び他のＭＡＣレベルのエネルギー節約の解決策と統合されることができる。本提案される方法は、ＣＡＭにおいて働くこともでき、このようにして、ＰＳＭスタイルのプロトコルに典型的に見られる過度の遅延を克服する。
【００９７】
ＩＬのコストを低減する代わりの方法は、受信機をオン・デマンドでウェイクアップすることである。ウェイク・オン・ワイヤレス（wake-on-wireless）方式は、パケット検出のための二次の低電力無線を拡張させ、新しいパケットが到着したときにだけ一次受信機をトリガする。本提案される方法は、オン・デマンド・パケット処理の原理も採用している。そのエネルギー節約は、ＩＬにおいてアナログ回路をアクティブに維持することを必要とするから、ウェイク・オン・ワイヤレスより少ないものであるかもしれない。その利点は、余分な無線が必要とされないことである。実際には、それは、Ｍ−プリアンブルの構築及び検出、並びにクロック・レートの調整をサポートするために、ファームウェアの変更を必要とするだけである。提案される方法は、二次無線の電力消費を最適化するために、ウェイク・オン・ワイヤレスと共に用いることもできる。
【００９８】
センサ・ネットワークにおいては、普及しているＭＡＣ層エネルギー節約機構は、低電力リスニング（ＬＰＬ：low-power listening）であり、Ｓ−ＭＡＣ、Ｂ−ＭＡＣ、及び多くの派生物によって使用される。センサ・ネットワークは、典型的には、低速の、デューティ・サイクルの小さいアプリケーションを実行するので、ＬＰＬは、より多くの電力消費を送信機側へ移し、したがってアイドル・リスニングに費やされる時間を減少させる。特に、受信機は、定期的にウェイクアップして送信機からのパケットを検出し、送信機は、検出性を確保するためにその期間にわたる長いプリアンブルを使用する。ＷｉＦｉのＰＳＭと同様に、ＬＰＬは、ＩＬ時間を減少させるスリープ・スケジューリング機構であって、本提案される電力消費方法とともに組み込まれることによって強化されることができる。例えば、本提案される方法は、ＩＬの電力を減少させるので、受信機のウェイクアップ期間を短くすることができ、それによって送信機のプリアンブル長を短くし、その電力消費を低減する。
【００９９】
相関に基づくパケット検出の一般的な概念は、新しいものではない。上述のように、８０２．１１  ＯＦＤＭ  ＰＨＹは、自己相関に基づく検出を可能にするプリアンブルを組み込む。その変形例も、他のソフトウェア無線の実装に使用されている。本提案される方法では、それがダウンサンプルされるときでも自己相関特性を保つ新しいプリアンブル機構が示されている。相互相関に基づいたパケット検出（すなわち、入力信号を既知のシーケンスと相関する）は、パケットを検出する代替方法であるが、ダウンサンプルされる信号を検出できず、周波数オフセットにより影響されやすい。
【０１００】
動的な電圧・周波数スケーリング（ＤＶＦＳ：dynamic voltage-frequency scaling）は、マイクロプロセッサの設計に用いられる、成熟した技術である。それは、プロセッサの負荷の分散を利用し、ほとんどタスクが待ち状態にないときに電圧及びクロック・レートを下げ、プロセッサが重く負荷されているときにはそれを上げる。それは、ギガビット・ワイヤライン・リンク及び音声信号処理についても提案されている。重要な考え方は、入ってくる作業負荷のピーク周波数を観察し、次いでプロセッサのクロック・レートをそのレベルに制限することである。ＤＶＦＳは、主に、良く知られたパラドックス、すなわち、無線は、パケットを検出した後にだけ起動されるべきであるが、パケットを検出するためには、無線は、その完全なサンプリング・レートで常にアクティブでなければならないということにより、ワイヤレス無線のエネルギー効率を改善するために使用されていなかった。このパラドックスはパケットの検出とデコードを分離し、異なる速度で両方を実行することによって克服される。手法の１つは、ＷｉＦｉネットワーク・インターフェース・カードの電力消費はサンプリングのバンド幅に対して比例的に拡大・縮小することを見出し、トラフィック負荷にしたがってバンド幅を調整するサンプリング・アルゴリズムを提案した、Ｃｈａｎｄｒａらによる実験に一部基づいている。提案されたサンプル・アルゴリズムは、検出とデコードのために同じクロック・レートを使用し、送信機及び受信機が、パケット送信前に、同じクロック・レートで一致しなければならないため、粗いレベルでクロック・レートを調整できるだけである。
【０１０１】
本提案される方法は、本論説で探究したものよりもワイヤレス設計について幅広い関わり合いを有する。その単純なＭＡＣ／ＰＨＹインタフェースは、ＺｉｇＢｅｅセンサ・ネットワークなどの他のキャリア検知ベースのワイヤレス・ネットワークとの統合を助ける。加えて、クロック・レートと共に電圧を変えることによって、追加のエネルギー節約が達成できる。
【０１０２】
ここで使用される場合、モジュールなる用語は、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ：Application Specific Integrated Circuit）、電子回路、組み合わせ論理回路、フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ（ＦＰＧＡ：field programmable gate array）、コードを実行するプロセッサ（共用、専用、又はグループ）、説明した機能を提供する他の好適なハードウェア構成要素、又はシステム・オン・チップ内などの上記の一部若しくは全部の組み合わせを指し、それらの一部であり、又はそれらを含む。モジュールなる用語は、プロセッサによって実行されるコードを記憶するメモリ（共用、専用、又はグループ）を含み得る。コードなる用語は、以上で使用されるように、ソフトウェア、ファームウェア、及び／又はマイクロコードを含むものであり得、プログラム、ルーチン、関数、、クラス及び／又はオブジェクトを指し得る。共有なる用語は、以上で使用されるように、複数モジュールからの一部又は全部のコードが、単一の（共有された）プロセッサを用いて実行できることを意味する。加えて、複数のモジュールからの一部又は全部のコードは、単一の（共有）メモリによって記憶されてもよい。グループなる用語は、以上で使用されるように、単一のモジュールからの一部又は全部のコードが、一群のプロセッサを用いて実行できることを意味する。加えて、単一のモジュールからの一部又は全部のコードは、メモリのグループを用いて記憶されてもよい。
【０１０３】
実施例の前述の説明は、例示及び説明のために与えられたものである。網羅的であること又は本開示を限定することは意図されていない。特定の実施例の個々の要素又は機能は、一般に、その特定の実施例に限定されず、適用可能な場合、特に図示又は説明がないとしても、相互に交換可能であり、選択された実施例で使用することができる。それは、多くのやり方で変更されてもよい。そのような変形例は、本開示から逸脱するものとしてみなされるべきではなく、そのような全ての修正は、本開示の範囲内に含まれることが意図される。
【図１】
2014512610.tif 000021
【図２】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
2014512610.tif 000029
【図９Ａ】
2014512610.tif 000030
【図９Ｂ】
2014512610.tif 000031
【図１０】
2014512610.tif 000032
【図１１】
2014512610.tif 000033
【図１２Ａ】
2014512610.tif 000034
【図１２Ｂ】
2014512610.tif 000035
【図１３Ａ】
2014512610.tif 000036
【図１３Ｂ】
2014512610.tif 000037
【図１４Ａ】
2014512610.tif 000038
【図１４Ｂ】
2014512610.tif 000039
【図１５Ａ】
2014512610.tif 000040
【図１５Ｂ】
2014512610.tif 000041
【図１６Ａ】
2014512610.tif 000042
【図１６Ｂ】
2014512610.tif 000043
【図１７Ａ】
2014512610.tif 000044
【図１７Ｂ】
2014512610.tif 000045
【国際調査報告】
2014512610.tif 000046
2014512610.tif 000047