(57)【要約】  本発明は、高速光直交周波数分割多重（ＯＯＦＤＭ）送信システムにおけるシンボル同期方法であり、独立した低出力レベルの位置合わせ信号を加えて電気ＯＦＤＭシンボルを符号化する処理と、符号化後のＯＦＤＭ信号を送信のために光領域に変換する処理と、受信機において、受信した光信号を電気領域に変換すると共にデジタル処理し、前記独立した低出力レベル同期信号を利用することで、シンボル位置合わせオフセットを検出する処理と、によって実現される。本発明は、１対１及び１対多のＯＯＦＤＭネットワークに適しており、更なる特徴として、タイムスロット及びフレームの位置合わせ、受信機のサンプリングクロックオフセットの補償を行い、物理層ネットワークセキュリティを実現する。重畳されるトレーニング信号は、シンボル転移で値が変化するＤＣオフセットである。【選択図】  図１Ａ
2014512136.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
高速光直交周波数分割多重（ＯＯＦＤＭ）送信システムにおけるシンボル同期方法であって、独立した低出力レベルの位置合わせ信号を加えて電気ＯＦＤＭシンボルを符号化する処理と、符号化後のＯＦＤＭ信号をＥ／Ｏ変換器によって光領域に変換する処理とによって実現されること、を特徴とするシンボル同期方法。
【請求項２】
（ａ）入力バイナリデータシーケンスを、同一又は異なる信号変調形式を用いて、シリアル複素数に符号化するステップと、
（ｂ）符号化された複素数データシーケンスを、多数の等間隔の狭帯域パラレルサブキャリアにトランケートする（truncate）ステップであって、異なるサブキャリアは同一又は異なるパワーを有する、というステップと、
（ｃ）逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）などの逆時間／周波数変換を適用して、ＯＯＦＤＭシンボル（Ｓ１，Ｓ２，．．．Ｓｎ，．．．（Ｓｎはｎ番目のシンボル））を形成するパラレル複素時間領域サンプル又は実時間領域サンプルを生成するステップと、
（ｄ）各シンボルの前に長さがＣサンプルのサイクリックプレフィックスを挿入する、必須ではないステップと、
（ｅ）各シンボルにＤＣオフセットＸである位置合わせ信号を追加するステップであって、前記ＤＣオフセットはＯＯＦＤＭ信号に位置合わせされており、ｎが奇数であればＸはｐ１に等しく、ｎが偶数であればＸはｐ２に等しく、更にｐ１とｐ２とは等しくない、というステップと、
（ｆ）前記パラレルサンプルをシリアル化して長いデジタルシーケンスとするステップと、
（ｇ）前記デジタルシーケンスをデジタル／アナログ変換器に入力してアナログ波形に変換するステップと、
（ｈ）電気／光変換器（Ｅ／Ｏ）に入力して光信号を生成するステップと、
（ｉ）シングルモードファイバ（ＳＭＦ）、マルチモードファイバ（ＭＭＦ）、又はポリマー光ファイバ（ＰＯＦ）のリンクに光信号をカップリングするステップと、によって、前記ＯＦＤＭ信号及び前記独立した低出力レベルの位置合わせ信号が生成され、送信機から送信されること、
を特徴とする請求項１に記載の同期方法。
【請求項３】
前記ステップ（ｅ）におけるＸは、予め定められた任意の値であり、固定長のｐ１及びｐ２の繰り返しシーケンスを符号化された位置合わせ信号とすること、
を特徴とする請求項２に記載の同期方法。
【請求項４】
前記送信機において、前記ＯＯＦＤＭ信号と共に前記ＯＯＦＤＭ信号に位置合わせされて送信される前記低出力レベル信号はＤＣオフセットＸであって、Ｘは２つの連続するＯＯＦＤＭシンボル間で異なっており、２つの連続するＤＣ信号Ｘの差は１量子化レベル以上であること、
を特徴とする請求項１乃至３のいずれか一項に記載の同期方法。
【請求項５】
Ｘは、全ての偶数番号のシンボルについて同一の＋ｐの値であり、全ての奇数番号のシンボルについて同一の−ｐの値であり、ｐは、前記ＯＯＦＤＭ信号のピーク振幅をＹとした場合に、最大でＹ／２０であること、
を特徴とする請求項２乃至４のいずれか一項に記載の同期方法。
【請求項６】
前記ｐは最大でＹ／１００であること、
を特徴とする請求項５に記載の同期方法。
【請求項７】
前記位置合わせ信号が、前記ネットワークに物理層セキュリティの追加レベルを導入するための符号化パターンを有すること、
を特徴とする請求項１乃至６のいずれか一項に記載の同期方法。
【請求項８】
受信機においては、
（ａ）前記送信されたＯＯＦＤＭ信号を光／電気（Ｏ／Ｅ）変換器で受信するステップと、
（ｂ）アナログ／デジタル変換器に前記アナログ波形を入力してサンプルのデジタルシーケンスに変換するステップと、
（ｃ）シリアル／パラレル変換器に前記長いシリアルシーケンスを入力して、パラレルデータに変換するステップと、
（ｄ）前記受信機で生成された前記結合ＯＦＤＭ信号及び前記位置合わせ信号を処理してシンボル位置合わせオフセットを検出し、前記選択されたデータをシンボル境界に位置合わせするステップと、
（ｅ）前記サイクリックプレフィックスが存在する場合に当該サイクリックプレフィックスを除去するステップと、
（ｆ）直接時間／周波数領域変換を適用するステップと、
（ｇ）前記複素値サブキャリアのパラレル復調を実行するステップと、によって前記信号が受信され、復号されること、
を特徴とする請求項１乃至７のいずれか一項に記載の同期方法。
【請求項９】
前記受信機において、
（ａ）前記位置合わせ信号に類似の相関信号を生成するステップと、
（ｂ）実際のシンボル位置に対する未知のオフセットをｗ０として、任意の初期シンボル位置に前記相関信号を位置合わせするステップと、
（ｃ）ｖサンプルの増分オフセットを加えて初期の前記相関信号を変更するステップと、
（ｄ）Ｍを２０００以下の大きな整数とし、前記相関信号に加えられるオフセットであるｖを初期値０の整数として、２．Ｍ．Ｚサンプルの周期にわたり、
受信した前記ＯＯＦＤＭ信号：Ｄ1，Ｄ2，．．．，Ｄ2MZ
受信した前記位置合わせ信号：Ａ1，Ａ2，．．．，Ａ2MZ
前記相関信号：Ｃ1+V，Ｃ2+V，．．．，Ｃ2MZ+V
とする処理を行うステップと、
（ｅ）ｋ＝１から２・Ｍ・Ｚの間、開始時にｖを０と設定して、２Ｍシンボル周期にわたって前記受信信号サンプルＤｋ＋Ａｋに、対応する相関信号サンプルＣｋ＋ｖを乗じ、その結果として、相関値ＣＯＲK＝（Ｄk＋Ａk）・ＣK+Vを生成するステップと、
（ｆ）前記２Ｍシンボルの周期にわたる全ＣＯＲkサンプルの総計として定義されるＣＯＲ2Mを、
【数６】
2014512136.tif 000008
という式によって算出するステップと、
（ｇ）相関信号オフセット値ｖに関連させて、以下の
ＩＮＴV＝｜ＣＯＲ2M｜
により、ＣＯＲ2Mの絶対値としてＩＮＴVを引き出すステップと、
（ｈ）前記ステップ（ｄ）〜（ｇ）を繰り返して、０からＺ−１の範囲のｖの全ての値についてＩＮＴVを算出するステップと、
（ｉ）ｋを０からＺ−１の範囲として、ＩＮＴkのＺ個の値の集合から、最大の正値を選択するステップと、
（ｊ）相関信号の初期位置と実際のシンボル位置との間のオフセットｗ0を、ｖを０からＺ−１の範囲として、
【数７】
2014512136.tif 000009
となるように決定するステップと、によって位置合わせ信号が処理されること、
を特徴とする請求項１乃至８のいずれか一項に記載の同期方法。
【請求項１０】
シリアル処理、アンダーサンプリングシリアル処理、パラレル処理、又は、セミパラレル処理のいずれか１つで、前記アルゴリズムが実施可能であること、
を特徴とする請求項９に記載の同期方法。
【請求項１１】
請求項１乃至１０のいずれか一項に記載の同期方法を、非同期クロックＯＯＦＤＭ受信機において、サンプリングクロックオフセットを補償することを目的として用いる用法。
【請求項１２】
１対多のＯＯＦＤＭリンクにおいて請求項１乃至９のいずれか一項に記載の同期方法を用いる用法。
【請求項１３】
請求項１乃至９のいずれか一項に記載の同期方法を、物理層ネットワークセキュリティの実現に用いる用法。
【請求項１４】
１対多のＰＯＮ（Passive Optical Network）においてシンボル位置合わせを実現するためのＭＡＣ（Media Access Control）層プロトコルであって、
（ａ）ＯＬＴ（Optical Line Terminal）が連続的に位置合わせ信号を送信し、各ＯＮＵ（Optical Network Unit）が、初期処理時に、受信した信号位置に位置合わせする処理と、
（ｂ）その後、前記ＯＮＵが、前記ＯＬＴの位置合わせ信号送信命令がダウンストリーム制御チャンネルを介して送られるのを待ち、命令を受けた時点で前記位置合わせ信号を送信する処理と、
（ｃ）前記ＯＬＴが、求められたシンボル位置合わせからのオフセットを検出し、前記ＯＮＵに命令して、送信されたシンボル位置にオフセットを加え（offset）、それによって前記ＯＬＴの求められた受信シンボル位置に位置合わせさせる処理と、
（ｄ）前記ＯＬＴが、前記受信シンボルの位置合わせを認証し、前記ＯＮＵに前記位置合わせ信号の消去を命令する処理と、
（ｅ）前記ＯＬＴが、前記ＰＯＮに接続されたＯＮＵ各々のアドレスを認識し、上記処理（ｂ）〜（ｄ）によって各ＯＮＵのシンボルを同期させる処理と、
（ｆ）全てのＯＮＵが、シンボルが位置合わせされた状態になった時、前記ＯＬＴが各ＯＮＵの位置合わせを順番に繰り返しチェックし、必要であれば、ＯＮＵに対してシンボルオフセットを調整するよう命令する処理と、
（ｇ）位置合わせプロトコルを用いて、操作ＰＯＮに任意に配置される新たなＯＮＵのシンボル同期を実現する処理であって、前記ＯＬＴの手動設定により、前記新たなＯＮＵが同期スケジュールに加えられる、という処理と、を含むこと、
を特徴とするＭＡＣ層プロトコル。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明が開示するのは、高速光直交周波数分割多重（ＯＯＦＤＭ：Optical Orthogonal Frequency Division Multiplexing）送信システムにおいて、シンボルＤＣオフセットシグナリングを用いることで、シンボル位置合わせを可能にすると共に、追加の物理層ネットワークセキュリティを導入する、デジタル信号処理（ＤＳＰ：Digital Signal Processing）アルゴリズムに基づいた技術である。
【背景技術】
【０００２】
マルチモードファイバ（ＭＭＦ：Multimode Fibre）送信リンクにおいて、光モード分散を軽減する目的で光直交周波数分割多重（ＯＯＦＤＭ）変調技術を使用することは、例えば非特許文献１に開示されているように、公知である。これには更に、以下に挙げる効果がある。すなわち、色分散障害に対する耐性が大きいこと、チャンネルスペクトル特性の効率的利用、成熟したデジタル信号処理（ＤＳＰ：Digital Signal Processing）の活用による優れた費用効果、周波数領域及び時間領域の両方におけるハイブリッド動的帯域割当の実現、そして、光ネットワークの複雑性の大幅な軽減。
【０００３】
また、これを用いれば、例えば非特許文献２又は非特許文献３に記載されているような、シングルモードファイバ（ＳＭＦ：Single Mode Fibre）型の長距離送信システムにおいて、分散補償及び高いスペクトル効率という効果が得られる。
ＯＯＦＤＭの送信性能については、あらゆるネットワークのシナリオに関して研究及び報告がなされている。それには、例えば非特許文献４や非特許文献５に記載された長距離（long-haul）システム、例えば非特許文献６や非特許文献７に記載されたメトロポリタンエリアネットワーク、例えば非特許文献８に記載されたアクセスネットワーク、例えば非特許文献９に記載されたローカルエリアネットワーク（ＬＡＮ：Local Area Network）が含まれる。
【０００４】
ＯＯＦＤＭデータ送信では、データは符号化されたビットの集合として送られる。周波数領域では、ビットの集合は各々、再分割されて、調和的に関連付けられた多数のキャリア周波数に変調される。時間領域では、符号化ビットの集合は各々、固定長の実アナログ信号又は複素アナログ信号で表現され、これはＯＯＦＤＭシンボルと呼ばれる。送信される信号は、連続した一連のシンボルから成り、シンボル間の境界は明確でない。各シンボルは更に、シンボル間干渉を排除するためのサイクリックプレフィックスを含む場合がある。送信システムの動作のためには、受信機はシンボルの境界を識別する必要がある。境界の識別により、連続的な時間領域信号からシンボルを１つずつ抽出した上で、受信データ回復のための処理を行うことができる。
【０００５】
従来技術の既存システムは全て、オフライン信号処理が基本となっている。その場合、送信機では一般に、オフラインの信号処理で生成された波形を用いる任意波形発生器（ＡＷＧ：Arbitrary Waveform Generator）が、ＯＯＦＤＭ信号を生成する。受信機では、受信されたＯＯＦＤＭ信号がデジタルストレージオシロスコープ（ＤＳＯ：Digital Storage Oscilloscope）によってキャプチャされ、キャプチャされたＯＯＦＤＭシンボルがオフラインで処理されて受信データが回復される。これは、高度なパイロットトーン自己相関同期手法に基づく。そうしたオフライン信号処理手法では、リアルタイム送信の実現に求められる精度や実際のＤＳＰハードウェアの処理速度による限界は考慮されない。
【０００６】
上記以外の研究結果は、例えば、特許文献１、特許文献２、又は特許文献３に記載されており、これらには、符号化された直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号において受信されたデータシンボルのガードインターバルの境界を特定する方法が開示されている。当該方法では、データシンボルのアクティブインターバル（active-interval（キャリア間隔））で分離された時間（temporal）信号がペアで関連付けられ、差分信号が得られる。差分信号の第１の比較ブロックと第２の比較ブロックとの分散が比較され、第２の比較ブロックはｎサンプル分だけ第１の比較ブロックから位置がずらされている。
【０００７】
特許文献４では、信号はシンボルブロックでフォーマットされ、各ブロックが冗長情報を有する。また、シンボルブロックを遅延させ、前記遅延後のシンボルブロックを対応するシンボルブロックから減算する手段が含まれている。差分信号は、クロック周波数で動作するローカル発振器を含んだループの制御に用いられる。
特許文献５では、フレーム同期パルスを用いて同期が実現される。当該フレーム同期パルスの生成は、ＯＦＤＭシンボルの連続した複素サンプルの絶対値を抽出し、これらの値と、ＯＦＤＭシンボルの有効区間を表す周期によって隔てられた他の値との差を求めて、この差を複数のシンボルにわたって積分し（integrate）、前記積分した差の値が実質的に変化した点のサンプル位置を求める、という手順で行われる。
【０００８】
特許文献６では、マルチキャリアシステムの受信機において、シンボル境界タイミングは以下の手順で検出される：
・有線型チャンネルで一連の受信トレーニング信号を受信する；
・こうした一連の信号のうち少なくとも３つをバッファに記憶する；
・ バッファに記憶された連続する受信トレーニング信号のペアの差分値を求める；
・差分値のうちの１つを選択する；
・選択した差分値に基づいて受信シンボル境界タイミングを求める。
【０００９】
公知のシステムは、適応変調ＯＯＦＤＭ（ＡＭＯＯＦＤＭ：Adaptively Modulated OOFDM）として知られる信号変調技術の導入によって改良され、以下のような効果を更に有するものとなっている：
・システムの柔軟性、ロバスト性、そして送信容量の向上；
・送信リンクのスペクトル特性のより効率的な使用；周波数領域での必要に応じてシンボル内の個々のサブキャリアを変更することができる；
・既存のレガシーマルチモードファイバ（ＭＭＦ）又は実装済みのシングルモードファイバ（ＳＭＦ）のプラントの利用；
・実装コスト及び維持コストの更なる削減。
【００１０】
これらは、例えば、非特許文献１０又は非特許文献１１で記載、検討されている。また、非特許文献１２には、更に別の側面が記載されている：
・アナログデジタル変換（ＡＤＣ：Analogue-to-Digital Conversion）及び最適ＡＤＣパラメータの決定に関連した、信号量子化及びクリッピングの影響；
・送信性能の最大化。
【００１１】
ＯＦＤＭは、無線パケット型ネットワーク（例：ＷＬＡＮ）、無線放送システム（例：ＤＡＢ、ＤＶＢ−Ｔ、ＤＶＢ−Ｈ）、そして、有線ネットワーク（例：ＡＤＳＬ、ＶＤＳＬ）において広く用いられてきた。
同期タイミングに関して連続送信ネットワークに求められる条件は、各パケットを同期させなければならないパケット型ネットワークに比べて緩やかである。既に確立されたＯＦＤＭ送信システムでは、そのいずれにおいても、シンボル同期方法は、受信信号と既知の信号又は当該受信信号の遅延コピーとの相関に基づいている。受信機の相関プロセスは、送信信号に挿入されるパターン（トレーニングシーケンス、プリアンブル又はシンボルサイクリックプレフィックスなど）に依存する。しかしながら、これらの方法は、非光（non optical）ＯＦＤＭの１０００倍超という非常に高いビットレートを有する高速ＯＯＦＤＭ送信システムには適さない。
【００１２】
よって、ＯＯＦＤＭは、将来の光ネットワークのための先進光送信技術として競争力を有する。１つの重要なアプリケーションは、受動的光ネットワーク（ＰＯＮ：Passive Optical Network）型アクセスネットワークにある。当該ネットワークでは、光ファイバが通信事業者の中央局（ＣＯ：Central Office）と顧客宅との間に設置されており、これは一般に、ＦＴＴＨ（Fibre to the Home）として知られる。ＰＯＮは、１対多（point-to-multipoint）のネットワークトポロジを形成する。このトポロジでは、ＯＯＦＤＭを単一波長で用いることができるが、そのためには、時分割多重（ＴＤＭ）を用いる必要があり、これによって送信帯域幅を異なる複数のエンドユーザで共有可能とする。ＴＤＭを行うためには、異なる複数のエンドユーザから出たシンボルを位置合わせしなければならない。また、別の実施の形態として、ＰＯＮ型ＯＯＦＤＭでは、帯域幅を分割し、同一シンボル内で異なるサブキャリアを異なるユーザに割り当てることができる。こうしたセットアップにも、異なる複数のエンドユーザ間でシンボルを位置合わせする必要がある。時間領域（タイムスロット）及び／又は周波数領域（サブキャリア）での分割によって動的に帯域幅を割り当てるＯＯＦＤＭ型システムは、ＯＯＦＤＭ多重アクセス（ＯＯＦＤＭＡ：OOFD Multiple Access）システムとして知られている。
【００１３】
このように、シンボル位置合わせは、ＯＯＦＤＭ送信システムを用いる場合全てにおいて重要な問題である。
費用効率の高いやり方でリアルタイムＤＳＰ型ＯＯＦＤＭ受信機を実現するためには、必要とされる低複雑性の先進高速信号処理アルゴリズムを全て開発する必要がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１４】
【特許文献１】国際公開第９８／１９４１０号
【特許文献２】欧州特許第８４０４８５号明細書
【特許文献３】米国特許第５９５３３１１号明細書
【特許文献４】米国特許第５５５５８３３号明細書
【特許文献５】英国特許第２３５３６８０号明細書
【特許文献６】米国特許出願公開第２００５／０２７６３４０号明細書
【特許文献７】国際公開第２０１１／１４１５４０号
【非特許文献】
【００１５】
【非特許文献１】Jolley et al. (N.E. Jolley, H. Kee, R. Richard, J. Tang, K. Cordina, presented at the National Fibre Optical Fibre Engineers Conf., Annaheim, CA, March 11, 2005, Paper OFP3)
【非特許文献２】Lowery et al. (A.J. Lowery, L. Du, J. Armstrong, presented at the National Fibre Optical Fibre Engineers Conf., Annaheim, CA, March 5, 2006, paper PDP39)
【非特許文献３】Djordjevic and Vasic (I.B. Djordjevic and B. Vasic, in Opt. express, 14, no9, 37673775, 2006)
【非特許文献４】Masuda et al.( H. Masuda, E. Yamazaki, A. Sano, T. Yoshimatsu, T. Kobayashi, E. Yoshida, Y. Miyamoto, S. Matsuoka, Y. Takatori, M. Mizoguchi, K. Okada, K. Hagimoto, T. Yamada, and S. Kamei, "13.5-Tb/s (135x111-Gb/s/ch) no-guard-interval coherent OFDM transmission over 6248  km using SNR maximized second-order DRA in the extended L-band," Optical Fibre Communication/National Fibre Optic Engineers Conference (OFC/NFOEC), (OSA, 2009), Paper PDPB5)
【非特許文献５】Schmidt et al. (B.J.C. Schmidt, Z. Zan, L.B. Du, and A.J. Lowery, "100 Gbit/s transmission using single-band direct-detection optical OFDM," Optical Fibre Communication/National Fibre Optic Engineers Conference (OFC/NFOEC), (OSA, 2009), Paper PDPC3)
【非特許文献６】Duong et al. (T. Duong, N. Genay, P. Chanclou, B. Charbonnier, A. Pizzinat, and R. Brenot, "Experimental demonstration of 10 Gbit/s for upstream transmission by remote modulation of 1 GHz RSOA using Adaptively Modulated Optical OFDM for WDM-PON single fiber architecture," European Conference on Optical Communication (ECOC), (Brussels, Belgium, 2008), PD paper Th.3. F.1 )
【非特許文献７】Chow et al. (C.-W. Chow, C.-H. Yeh, C.-H. Wang, F.-Y. Shih, C.-L. Pan and S. Chi, "WDM extended reach passive optical networks using OFDM-QAM," Optics Express, 16, 12096-12101, July 2008)
【非特許文献８】Qian et al. (D. Qian, N. Cvijetic, J. Hu, and T. Wang, "108 Gb/s OFDMA-PON with polarization multiplexing and direct-detection," Optical Fibre Communication/National Fibre Optic Engineers Conference (OFC/NFOEC), (OSA, 2009), Paper PDPD5)
【非特許文献９】Yang et al. (H. Yang, S.C.J. Lee, E. Tangdiongga, F. Breyer, S. Randel, and A.M.J. Koonen, "40-Gb/s transmission over 100m graded-index plastic optical fibre based on discrete multitone modulation," Optical Fibre Communication/National Fibre Optic Engineers Conference (OFC/NFOEC), (OSA, 2009), Paper PDPD8)
【非特許文献１０】Tang et al. (J. Tang, P.M. Lane and K.A. Shore in IEEE Photon. Technol. Lett, 18, no1, 205-207, 2006 and in J. Lightw. Technol., 24, no1, 429-441, 2006)
【非特許文献１１】Tang et Shore (J. Tang and K.A. Shore in J. Lightw. Technol., 24, no6, 2318-2327, 2006)
【非特許文献１２】Tang et Shore (J. Tang and K.A. Shore in J. Lightw. Technol., 25, no3, 787-798, 2007)
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
本発明は、１対１（point-to-point）ＯＯＦＤＭ送信システムにおける、同期検波又は直接検波を用いたシンボルの検出及び位置合わせ方法を提供することを目的とする。
本発明は、ＯＯＦＤＭＡ型ネットワークなどの１対多光ネットワークにおける、同期検波又は直接検波を用いたシンボルの検出及び位置合わせ方法を提供することを目的とする。
【００１７】
本発明は更に、サイクリックプレフィックスを使用しない大容量ＯＯＦＤＭ送信システムのための、高速かつ複雑性の低いＯＯＦＤＭ同期技術を提供することを目的とする。
本発明は更に、強度変調直接検波（ＩＭＤＤ：Intensity Modulation and Direct Detection）送信システムにおけるＯＯＦＤＭ受信機において、サンプリングクロックオフセット（ＳＣＯ：Sampling Clock Offset）及びサンプリング時間オフセット（ＳＴＯ：Sampling Time Offset）を補償することを目的とする。
【００１８】
更に、本発明は、ＯＯＦＤＭＡ型ネットワークなどの、既存ネットワークトラフィックを途絶させることなく多回線サービスやオンラインアップグレードを行うのに適した、１対１及び１対多型のネットワークにおいて、シンボル、タイムスロット、そしてフレームの完全な同期を可能とすることを目的とする。
更に、本発明は、権限のないユーザによる通信の受信を、同期を実現できないようにすることで実質的に不可能とする、というやり方で物理層における追加レベルのシステムセキュリティを提供することを目的とする。
【００１９】
また、本発明は、追加の帯域幅を消費することなく、簡単かつ高速なシンボル同期を実現することを目的とする。
本発明はまた、低コストの光学部品及び電気部品しか必要としないことを目的とする。
本発明はまた、同期技術を備えたＯＯＦＤＭＡ−ＰＯＮに対応するＭＡＣ（Media Access Control）層ネットワーク同期プロトコルを提供することを目的とする。
【００２０】
本発明は、単純かつ有効なやり方で上述した目的のうちの１つ又は複数を達成し、目的の達成に当たって、ネットワーク性能の他のいずれの側面においても劣化を生じさせない。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
上述した目的の達成のために、本発明は独立請求項に記載された形で実施される。
【発明の効果】
【００２２】
好適な実施の形態は従属請求項に記載されている。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１Ａ】光ネットワークにおけるＯＯＦＤＭダウンストリームリンクを示すシステムブロック図である。
【図１Ｂ】光ネットワークにおけるＯＯＦＤＭアップストリームリンクのシステムブロック図である。
【図２】ＣサンプルのサイクリックプレフィックスとＮサンプルのデータ領域とから成る、アナログＯＯＦＤＭ信号内のシンボルを示す図である。
【図３】位置合わせ信号と組み合わせられた典型的なＯＯＦＤＭ信号の信号波形を示す図である。
【図４】任意のオフセットｗについて、相関信号の１サイクルにわたる相関合計（correlation sum）の典型的な算出法を示す図である。
【図５】相関信号オフセットｖを横軸としたＩＮＴVの変化を示す図である。
【図６】アップストリームシンボル位置合わせを示す基本的なＰＯＮアーキテクチャを示す図である（同図において、１つのシンボルは１つのタイムスロットとして示される）。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
本発明が開示するのは、高速ＯＯＦＤＭ伝達システムにおけるシンボル同期方法である。本シンボル同期方法には電気ＯＦＤＭのコード化処理が含まれ、当該コード化処理にあたっては、独立した低出力レベルの位置合わせ信号が追加され、その結果の合成信号は電気／光（Ｅ／Ｏ）変換器を用いて光ドメイン（optical domain）に変換される。
本方法は、図１Ａ、１Ｂに詳細に示されている。
【００２５】
図１Ａは、光ネットワークにおけるＯＯＦＤＭダウンストリームリンクのシステムブロック図である。送信機内のデジタルハードウェア１〜９は、ＭＡＣ層から入って来るバイナリのペイロードデータから、サンプリングされた（sampled）デジタルＯＦＤＭ信号を生成する。シリアル／パラレル変換・パイロット挿入部１により、シリアル入力データストリームはパラレル出力データに変換され、チャンネル推定に用いられる所定のパイロットデータ２が挿入される。符号化器３は、様々な変調形式を用いて、入って来るバイナリのパラレルデータを複数の複素サブキャリアにマッッピングする。それら変調方式には、ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）、１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）〜２５６ＱＡＭなどがある。符号化された複素サブキャリアは、送信する実数（real-valued）出力を生成するために、エルミート対称処理部４で配列された後、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）部５に入力され、ここで、連続するＯＦＤＭシンボルの各々について時間領域ＯＦＤＭ信号が生成される。その後、シンボルサンプルは、量子化＆クリッピング部６において、ピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ：Peak-to-Average Power Ratio）の制御のためにクリッピングされ、定められた数の量子化ビットに量子化される。そして、末尾のＣ個のシンボルサンプルをシンボルの先頭にコピーするやり方で、サイクリックプレフィックスがシンボルに付加される。Ｃの値はシステムに応じて最適化される。その後、本発明に開示される手順に従って、低レベルのＤＣオフセットが完成したシンボルに合成される（位置合わせ信号合成部８）。そして、パラレルシンボルサンプルがシリアルサンプルに変換され（パラレル／シリアル変化部９）、アナログ電気信号への変換のために、ＤＡＣ１０に供給される。アナログ電気信号は、マルチバンドＯＯＦＤＭシステム用に、ＲＦ（Radio Frequency）キャリアに変調することも可能であるが（ＲＦ変調部１１）、必須ではない。電気信号は、適当な電気／光変換器１２（直接変調式の分布帰還型レーザ（ＤＦＢ：Distributed Feedback Laser）など）によって強度変調光信号に変換される。光ＯＦＤＭ信号は、中央局の光回線終端装置（ＯＬＴ：Optical Line Terminal）から、光ネットワークを通って、顧客宅の光ネットワークユニット（ＯＮＵ：Optical Network Unit）に送信される。
【００２６】
ＯＮＵにおいて、光信号は、ＰＩＮ型受光素子などの直接検波光／電気変換器１４によって、アナログ電気信号に変換される。ＲＦ変調が施されていた場合は、信号はＲＦ復調部１５においてＲＦ復調される。ＡＤＣ１６は、デジタルハードウェア１７〜２５での処理のために、アナログ電気信号を、サンプリングされたデジタル信号に変換する。シリアル／パラレル変換器１７は、先ず、ＡＤＣからのシリアルサンプルを、任意のシンボル配置で、ＯＦＤＭの１シンボル長に対応するパラレルサンプルに変換する。パラレルサンプルはシンボルオフセット検出部１８に入力され、当該シンボルオフセット検出部１８は、本発明に開示する手順に従ってシンボルオフセットを検出する。任意に配置されたシンボルサンプルは、同時に、シンボルオフセット処理部１９にも入力される。当該シンボルオフセット処理部１９は、シンボルオフセット検出部１８において求められたサンプルオフセットに応じて、シンボル境界に位置合わせされた適切なサンプルを選択し、出力する。シンボルオフセット検出部１８、シンボルオフセット処理部１９のいずれにおいても、バッファリングを用いれば、充分なサンプルを各部の動作に利用できることが保証される。サイクリックプレフィックス除去部２０において、サイクリックプレフィックスが、位置合わせされたシンボルサンプルから除去され、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）部２１に入力される。ＦＦＴ部２１は、時間領域信号を、複素サブキャリア係数（coefficient）から成る離散周波数領域信号に変換する。チャンネル推定部２２は、ＦＦＴの出力において、パイロットデータを搬送するサブキャリアを検出することで、チャンネル伝達関数（ＣＴＦ：Channel Transfer Function）を推定する。ＣＦＴは、伝達チャンネルの位相応答及び振幅応答を補償するために、等化部２３によって使用される。等化された周波数領域サブキャリアは、その後、復号器２４において復号され、各サブキャリア上の符号化バイナリデータが回復される。その後、結合されたパラレルバイナリデータはパラレル／シリアル変換部２５によって、シリアルデータストリームに変換される。そして、シリアルバイナリデータストリームはＭＡＣ層に出力される。パイロットデータはＭＡＣ層内で除去することができる。あるいは、復号器２４に後続する位置にハードウェア機能部を実装して、ＭＡＣ層に送る前にパイロットデータを除去することもできる。
【００２７】
図１Ｂは、送信機が顧客宅のＯＮＵに置かれ、受信機が中央局のＯＬＴに置かれている光ネットワークにおけるＯＯＦＤＭアップストリームリンクのシステムを示すブロック図である。本システムの構成は、シンボルオフセット処理部１９が、ＯＬＴ内の受信機ハードウェアではなく、顧客宅ＯＮＵ内の送信機ハードウェア内に位置している点を除いて、ダウンストリームリンクの場合と同一である。シンボルオフセット処理部を送信機に置くのは、全てのＯＮＵについて、ＯＬＴでのＯＦＤＭシンボルの位置合わせを実現可能とするために必要だからである。シンボルオフセット検出部１８はＯＬＴ受信機に搭載されており、ここで検出されたシンボルオフセットはＭＡＣ層に送られる。ダウンストリーム制御チャンネルでＯＮＵに送信するためである。ＯＮＵ送信機内のシンボルオフセット処理部１９は、制御チャンネルで受信されるシンボルオフセット値を用いて、ＭＡＣ層経由で調整される。
【００２８】
ダウンストリームリンク、アップストリームリンクのいずれでも、システムのクロッキング（clocking）は、特許文献７に開示された同期クロック技術を用いて実現することができる。
必要であれば、ＯＯＦＤＭ信号なしで同期信号を使用してもよい。これは、例えば、新たな光ネットワーク装置（ＯＮＵ）をマルチポイントＰＯＮシステムに追加する場合である。
【００２９】
追加されたシンボル位置合わせ信号は、ＯＯＦＤＭに生じる劣化が無視できる程度となるように、低いパワーレベルで送信される。
また、シンボル位置合わせ信号は、ＯＯＦＤＭ受信機ごとに異なるものとすることもできる。そうした場合、マルチポイントネットワークトポロジでは、限られた数のＯＯＦＤＭ受信機が、同時に固有のシンボル位置合わせ信号を送信することができ、異なるシンボル位置合わせ信号間でのクロストークや干渉が生じることはない。
【００３０】
専用のシンボル位置合わせ信号を用いることで、シンボル位置合わせ用の雑音的な（noise-like）時間領域ＯＯＦＤＭ信号を処理する必要がなくなる。こうした処理は、相当に大きな処理資源を必要とし、専用の位置合わせ信号の処理に比べてトラッキング速度が遅いという問題がある。
本発明の第１の実施の形態では、シンボル位置合わせは１対１ＯＯＦＤＭリンクで実施される。同じ動作原理が、１対多の場合でも維持される。
【００３１】
当業者には公知であるが、ＯＯＦＤＭの１シンボルの時間長にわたってのＤＣ信号レベルが充分に（effectively）低い場合、当該ＤＣ信号によってＯＯＦＤＭシンボルのサブキャリアに符号化された送信データの検出が影響を受けることはない。本システムにおける受信機は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を用いて、信号を時間領域から周波数領域に変換する。ゼロ周波数（ＤＣ）におけるＦＦＴ出力は、時間領域でのＤＣレベルに依存している。しかしながら、従来のシステムでは、この情報は、符号化データの回復の際に受信機によって破棄される。シンボル周期内のＤＣレベルが充分に低い場合、このことがシステムの性能に与える影響は無視できる。
【００３２】
以下の説明では、対象となる信号は全て離散時間デジタル信号であり、これは、当該信号が、等間隔の離間サンプリング点に対応する値のみを有することを意味する。デジタル信号は、アナログ信号に変換された後にＯＯＦＤＭ送信され、送信後に再びデジタル信号に変換される。この変換は本発明の動作には関わりがない。
サンプリング間隔はΔＴIと定義され、ＯＯＦＤＭシンボル区間のデータ領域ＴFFT（サイクリックプレフィックスを除いたＦＦＴ窓）に関連付けられている。ＯＯＦＤＭ送信機では、逆ＦＦＴ（ＩＦＦＴ）を用いて、周波数領域サブキャリアから時間領域信号を生成する。ポイント数ＮのＩＦＦＴを用いる場合は、Ｎ個の時間領域サンプルが生成されることになる。従って、ΔＴIは、ＴFFT／Ｎに等しくなる。すなわち、ＯＯＦＤＭシンボル周期のデータ領域は、Ｎサンプル分の長さとなる。
【００３３】
長さがＣサンプル分であるサイクリックプレフィックスを用いる場合、総シンボル長はＮ＋Ｃである。総時間間隔は、ΔＴIの倍数、あるいは、単純にサンプルの整数倍として定義される。例えば、３２・ΔＴI又は３２サンプルである。
なお、アップサンプリング及びダウンサンプリングにおいて、送信されるアナログ信号のサンプルレートが、サンプリング間隔ΔＴIから得られるサンプルレートよりも、高くなるようにしてもよい。
【００３４】
本発明はまた、送信機よりも受信機において高いサンプルレートで動作可能であるが、これによる効果は知られていない。図２は、アナログＯＯＦＤＭ信号におけるシンボルを示す。
本発明が開示するのは、送信機からの信号送信方法であって、以下のステップから成る。すなわち、
（ａ）入力バイナリデータシーケンスを、異なる信号変調形式を用いて、シリアル複素数に符号化するステップと、
（ｂ）符号化された複素数データシーケンスをトランケートして、多数の等間隔の狭帯域データ、すなわち、シンボルＳ１，Ｓ２，．．．Ｓｎ，．．．（Ｓｎはｎ番目のシンボル）のシーケンスとするステップと、
（ｃ）ＩＦＦＴなどの逆時間／周波数変換を適用して、ＯＯＦＤＭシンボルを形成するパラレル複素時間領域サンプル又は実時間領域サンプルを生成するステップと、
（ｄ）各シンボルの前に長さがＣサンプルのサイクリックプレフィックスを挿入する、必須ではないステップと、
（ｅ）各シンボルにＤＣオフセットＸを追加するステップであって、前記ＤＣオフセットはＯＯＦＤＭ信号に位置合わせされており、ｎが奇数であればＸはｐ１に等しく、ｎが偶数であればＸはｐ２に等しく、更にｐ１とｐ２とは等しくない、というステップ。別の形として、Ｘは、予め定められた任意の値であり、固定長のｐ１及びｐ２の繰り返しシーケンスを符号化された位置合わせ信号とする）、
（ｆ）パラレルサンプルをシリアル化して長いデジタルシーケンスとするステップと、
（ｇ）デジタルシーケンスをデジタル／アナログ変換器に入力してアナログ電気信号に変換するステップと、
（ｈ）電気／光変換器（Ｅ／Ｏ）に入力して光信号を生成するステップと、
（ｉ）シングルモードファイバ（ＳＭＦ）、マルチモードファイバ（ＭＭＦ）、又はポリマー光ファイバ（ＰＯＦ）のリンクに光信号をカップリングするステップ。
【００３５】
受信機において信号を検出、復号する場合には逆の手順が用いられ、当該逆の手順は以下のステップから成る。すなわち、
（ａ）前記送信されたＯＯＦＤＭ信号を光／電気（Ｏ／Ｅ）変換器で受信するステップと、
（ｂ）アナログ／デジタル変換器にアナログ電気信号を入力してサンプルのデジタルシーケンスに変換するステップと、
（ｃ）シリアル／パラレル変換器に前記長いシリアルシーケンスを入力して、パラレルデータに変換するステップと、
（ｄ）前記位置合わせ信号を処理してシンボル位置合わせオフセットを検出し、前記選択されたパラレルデータをシンボル境界に位置合わせするステップと、
（ｅ）前記サイクリックプレフィックスを除去するステップと、
（ｆ）直接時間／周波数領域変換を適用するステップと、
（ｇ）前記複素値サブキャリアのパラレル復調を実行するステップ。
【００３６】
ＯＯＦＤＭ送信機は、シンボルＳ１，Ｓ２，．．Ｓｎ，Ｓｎ＋１，．．Ｓ∞のシーケンス（Ｓｎはｎ番目のシンボル）を送信する。送信機は、以下の規則に従い、各シンボルに合わせたＤＣオフセットＸを合成する。
Ｘ＝ｐ１（ｎが奇数の場合）
Ｘ＝ｐ２（ｎが偶数の場合）
｜ｐ１−ｐ２｜≧１量子化レベル
合成されるＤＣオフセットｐ１、ｐ２の振幅は、システム性能を低下させないよう、ＯＯＦＤＭ信号に比して非常に小さくなっている。ＹをＯＯＦＤＭ信号のピーク振幅とする場合、Ｘ＜＜ＹとなるようにＸが選択される。Ｘ＜Ｙ／２０とするのが好ましく、Ｘ＜Ｙ／１００とするのが更に好ましい。Ｘは、１量子化レベルまで小さくするのが理想的である。
【００３７】
Ｘは全ての奇数シンボルについてｐ１の値で同一とし、全ての偶数シンボルについてｐ２の値で同一とするのが好ましい。ｐ２＝−ｐ１とし、サイズを少なくとも１量子化レベルに等しくするのが更に好ましい。また、ｐ１、ｐ２のいずれか一方についてはゼロとし、他方についてはｐと等しくすることも可能である。有効な位置合わせ信号は、全シンボルにわたる１／２・ｐという固定オフセットと、連続するシンボル間で変化する±１／２・ｐのオフセットとを有する。
【００３８】
従って、ＯＯＦＤＭ信号に合成されるＤＣオフセット信号は、ｐ１＋ｐ２のピークトゥピーク振幅と２（Ｎ＋Ｃ）サンプルに等しい周期とを有する方形波である。それは、サイクリックプレフィックスＣ（存在する場合）を含んだＯＯＦＤＭシンボル２つの総周期である。つまり、この矩形波の周波数はシンボルレートの半分である。一般にシンボルレートは高いため（通常は数百ＭＨｚ程度）、この矩形波の周波数は、ＡＣ結合されている場合でも、システム要件を充分に満たす。この合成される信号は、受信機において、シンボル位置合わせオフセットの検出に用いられる。以下、本文書全体を通して「位置合わせ信号」と呼ぶ。図３は、合成されたＯＯＦＤＭ信号及び位置合わせ信号の例を示す。この図では、見易さのために、位置合わせ信号の振幅を実際より大きくしている。
【００３９】
受信機では、位置合わせ信号を受信信号から除去する必要はない。データ回復処理に影響を与えないからである。受信機では、シンボル周期および信号サンプリング周波数が、送信機と受信機とで同一に近くなるようにクロック処理を行うことが好ましい。ただし、送信機クロックと受信機クロックとの間のオフセットについては、小さなものであれば本技術では許容される。後述するように、位置合わせ信号は、非同期の受信機クロックの補償にも用いることができる。
【００４０】
受信機では、受信シンボルについて任意の開始位置を想定することができる。これにより、図４に示すように、当該想定開始位置と実際のシンボル位置との間のｗ0サンプル分の初期（initial）シンボルオフセットが求められる。同図において、ｗ0は、受信信号の想定開始位置から実際の開始位置までの間のサンプルの数として定義されている。ｗ0は正負いずれでもあり得る。正の値は、想定開始位置が実際のシンボル開始位置よりも後ろにあることを示し、逆に、負の値は、想定開始位置が実際のシンボル開始位置よりも前にあることを示す。
【００４１】
オフセットは、離散時間間隔ΔＴI１つ分の精度で決定する必要がある。加えて、初期オフセットは、Ｚ＝Ｎ＋Ｃまでの値しか取らない。従って、ｗ0は０からＺ−１の間の範囲にある整数となる。
シンボルオフセットを求めるために、受信機は、位置合わせ信号に似た信号を生成する。当該信号は、ピークトゥピーク振幅がｑ１＋ｑ２、ＤＣレベルが（ｑ１＋ｑ２）／２、周期が２（Ｎ＋Ｃ）サンプルである。本明細書全体を通して、この信号を「相関信号」と呼ぶ。ｑ２＝−ｑ１として、ＤＣレベルをゼロにするのが好ましい。
【００４２】
受信された位置合わせ信号と相関信号との間の相関値は、オフセットｗの全ての可能値について算出される。ここで、ｗは、相関信号の変移後インスタンス（shifted instance）と位置合わせ信号との間のオフセットとして定義される。最も高い正の相関ピークが生じるのは、ｗが０サンプルに等しい時であり、それは、相関信号と位置合わせ信号とが完全に一致している時である。同様に、最も低い負の相関ピークが生じるのは、ｗ＝（Ｎ＋Ｃ）サンプルの時であり、それは、相関信号と位置合わせ信号とで位相が完全に不一致となった時である。
【００４３】
よって、これら２つの相関ピークはシンボル位置（symbol alignment）を決定するために用いられ、この決定は、関連する相関信号での初期の相関信号位置に対する変移（shift）に基づく。
任意の初期シンボル位置に対する初期シンボルオフセットｗ0の算出に用いられるアルゴリズムは、以下のステップから成る。
【００４４】
１．実際のシンボル位置に対する未知のオフセットをｗ０として、任意の初期シンボル位置に前記相関信号を位置合わせするステップ。
２．図４に示すように、ｖサンプルの増分オフセットを加えて初期の相関信号を変更し、位置合わせ信号とのオフセットｗを変化させるステップ。
３．２．Ｍ．Ｚサンプルまでの間、
受信ＯＯＦＤＭ信号：Ｄ1，Ｄ2，．．．，Ｄ2MZ
受信位置合わせ信号：Ａ1，Ａ2，．．．，Ａ2MZ
相関信号：Ｃ1+v，Ｃ2+v，．．．，Ｃ2MZ+v
とする処理を行うステップ。ここで、Ｍは大きな整数であり、２０００以下とするのが好ましく、１０００以下であれば更に好ましい。ｖは相関信号に加えられるオフセットであって、初期値０の整数である。
【００４５】
４．２Ｍシンボルの周期にわたって、受信信号サンプルＤｋ＋Ａｋに対応する相関信号サンプルＣｋ＋ｖを乗じる（ｋは１から２・Ｍ・Ｚ、開始時にｖを０と設定）、すなわち、初期位置にある相関信号から開始して、結果の相関値ＣＯＲK＝（Ｄk＋Ａk）・ＣK+Vを生成するステップ。
５．２Ｍシンボル周期にわたる全ＣＯＲkサンプルの総計として定義されるＣＯＲ2Mを、下に示す式によって算出するステップ。
【００４６】
【数１】
2014512136.tif 000003
【００４７】
６．相関信号オフセット値ｖに関連させて、以下の
ＩＮＴV＝｜ＣＯＲ2M｜
により、ＣＯＲ2Mの絶対値としてＩＮＴVを引き出すステップ。ＩＮＴVは相関プロフィールと呼ばれる。任意の開始位置ｗ0の値ごとに固有のプロフィールが生成される。
７. 処理４〜６を繰り返して、０からＺ−１の範囲のｖの全ての値についてＩＮＴVを算出し、それによって、位置合わせ信号とＺ種類のオフセットに基づく相関信号との間で実施されるＺ個の相関について結果を得るステップ。
【００４８】
８．ｋを０からＺ−１の範囲として、ＩＮＴkのＺ個の値の集合から、最大の正値を選択するステップ。
９．相関信号の初期位置と実際のシンボル位置との間のオフセットｗ0を、ＩＮＴVの値が最大となるｖの値に等しくなるように決定するステップ。
【００４９】
【数２】
2014512136.tif 000004
【００５０】
上記式において、ｖは０からＺ−１の範囲である。
初期オフセットｗ0が決定されると、送信機又は受信機において、ＯＯＦＤＭ信号はｗ0サンプル分だけ遅延させられる。これは、受信ＯＯＦＤＭ信号を最初に想定されたシンボル位置に位置合わせするためである。その結果、受信機においてデータ回復のために抽出されるＺ個のサンプルのグループは、同じシンボルから生じることになる。
【００５１】
ＩＮＴVを以下のように書き換えれば、本発明の背後のメカニズムが理解できる。
【００５２】
【数３】
2014512136.tif 000005
【００５３】
上の式の左側の第１項Ｄk・Ｃk+Vは、ＯＯＦＤＭデータ信号と相関信号との積である。これらは両方とも平均値がゼロであり、無相関である。従って、充分な長さの期間で算出すれば、その積も平均値がゼロとなる。Ｍが充分に大きければ、上の式の右側の第１項の和はゼロに近づき、ＩＮＴVは以下のようになる。
【００５４】
【数４】
2014512136.tif 000006
【００５５】
図４では、２シンボル周期にわたるＩＮＴVが算出されている。ここでの相関信号と位置合わせ信号との間のオフセットはｗサンプルであり、ｗは正の値でも負の値でもよい。同図では、Ｍ＝１の場合、ＩＮＴVの値は|２・ｐ・ｑ・Ｚ−４・ｐ・ｑ・|ｗ||であり、２Ｍシンボルにわたって算出する場合は以下のようになる。
【００５６】
【数５】
2014512136.tif 000007
【００５７】
相関信号オフセットｖは漸増する形で変化するため、オフセットｗも変化し、その変化によってＩＮＴVは周期的に変化する。その周期的変化を、ｖを横軸に取って図５に示す。ｗは周期性を有するため、ｗの値は±Ｚの範囲の値しか持たない。そして、ＩＮＴVはｗの大きさにしか依存しないため、図５に示すように、ＩＮＴVはＺの周期で周期性を有する。ＩＮＴVはｗ＝０においてピーク値を有する。すなわちｖ＝ｗ０かつｗ＝±Ｚ。すなわち、ｖ＝ｗ０±Ｚ。ｖを０からＺ−１まで変化させれば、ｗ0が正の値の場合はｖ＝ｗ０で、ｗ0が負の値の場合はｖ＝ｗ0＋Ｚにおいてピーク値が検出されるであろう。ｖを横軸としたＩＮＴVのグラフにおけるピーク位置によって、想定初期シンボル位置と実際のシンボル位置との間のオフセットに対応するｖの値が求められる。そうして、想定初期位置に関してシンボル配置が決定される。
【００５８】
図５はまた、相関信号オフセットｖと共にＣＯＲ2Mがどのように変化するかを示している。位置合わせ信号及び相関信号は２Ｚの周期を有するため、ＣＯＲ2Mの周期も２Ｚである。よって、２Ｚ個の可能値が与えられる。しかしながら、オフセット値に可能値はＺ個しかない。ＣＯＲ2Mが正のピークとなるのはｖ＝ｗ0の時である（すなわち、位置合わせ信号と相関信号とで位相が一致している時である）。ＣＯＲ2Mが負のピークとなるのはｖ＝ｗ0±Ｚの時である（すなわち、位置合わせ信号と相関信号とで位相が不一致の時である）。Ｚ個のサンプルのオフセットによってシンボルの位置合わせが変わることはないため、これらのピークは両方とも有効（valid）である。従って、ＩＮＴVを算出して１つの正のピークを検出する代わりに、ｖ＝０〜Ｚ−１の各々についてＣＯＲ2Mを算出すれば、正のピーク又は負のピークが検出される。ＩＮＴVを用いることでピーク検出の単純な方法が実現される。ピークが常に正だからである。
【００５９】
本技術の実施にあたっては、以下の点を強調しておかなければならない。
・本技術は、選択されたサイクリックプレフィックス長の影響を全く受けず、サイクリックプレフィックスはいかなる長さ（０サンプル長を含む）でもよい。唯一の前提として、位置合わせ信号は全シンボル長に相当する固定長でなければならない。
・送信される位置合わせ信号のＤＣレベルが０ではない場合、すなわち、｜ｐ１｜及び｜ｐ２｜が任意の異なる値である場合、動作がこれによる影響を受けることはない。ただし、ＤＣレベルが、ＯＯＦＤＭ信号の歪みを生じさせないのに充分な低さであることが前提となる。留意すべき点として、光パワーが正であり得れば、それだけで、光信号はＤＣバイアスレベルを有することとなり、よって、位置合わせ信号に存在するＤＣオフセットはＤＣバイアスレベルと区別できない。加えて、ＤＣレベルを受信機において除去する必要はない。相関結果には影響しないからである。実際、いかなるシンボルオフセットでも、相関信号とＤＣレベルとの間に相関はない。
【００６０】
・デジタル領域では、アナログ光信号への変換前の、位置合わせ信号の最小振幅は±０.５量子化レベルである。これは、例えば、偶数シンボルの間はオフセットを１量子化レベルに設定し、奇数シンボルの間はオフセットを０量子化レベルに設定する、というやり方で実現することができる。これによって更に、振幅±０.５量子化レベルの位置合わせ信号に、０.５量子化レベルの固定オフセットが追加される。しかしながら、この固定オフセットは動作に影響を与えない。
【００６１】
・最も単純な方法では、相関プロフィールのピークが最大値として選択される。別の方法として、特にプロフィールにノイズが多い時には、より正確にピークを検出するために、プロフィールには周期性があり、従ってピークに関して対称である、という事実を利用した処理を更に実行することも可能である。
本発明を用いれば、送信機のサンプリングクロック周波数と受信機のサンプリングクロック周波数との差であるサンプリングクロックオフセット（ＳＣＯ：Sampling Clock Offset）を補償することで、非同期クロックＯＯＦＤＭ受信機を実現することができる。ＳＣＯは、受信されるＯＯＦＤＭ信号のサンプリングが不完全であるため、システム性能を低下させる。シンボルの位置合わせが維持されていれば、ある程度のＳＣＯは許容することができる。自動シンボル位置合わせがない場合、ＳＣＯのために、シンボル位置合わせオフセットは時間と共に大きくなり、オフセットのずれの速度はＳＣＯに比例する。
【００６２】
シンボル位置合わせオフセットが継続してトラックされ、そのずれが±ｎサンプルとなった時点で修正される、という構成で受信機が実装されている場合、シンボルの位置合わせは±ｎサンプルの精度で維持される。サイクリックプレフィックスの長さが充分であって、データ回復に用いられるシンボルに対するＦＦＴ窓の配置が適切であれば、受信機は、±ｍサンプルのシンボル位置合わせのずれ（ｍは整数）には、性能低下なしに耐えることができる。
【００６３】
サイクリックプレフィックスの長さを適切に選択して、予想される最大のシンボル間干渉（ＩＳＩ：Inter-symbol interference）を許容できるようにすれば、ｍは±１、又はそれよりも大きい値に設定することができる。ｍを±１とするのが理想的であり、そうすれば、非常に短いサイクリックプレフィックスを選択して、正味のデータ速度を最大にすることができる。
【００６４】
ＩＳＩを排除するには、ｎ≦ｍとしなければならず、ｎは、本発明のシンボル位置合わせ技術では、１まで小さくすることができる。１サンプルの分解能（resolution）までのオフセットが検出可能だからである。シンボル再位置合わせ前のシンボルオフセットのドリフトが０〜±１サンプルの範囲であるため、サブキャリアに導入される有効な位相変移は、チャンネルで生じる位相の変移と区別することができない。そのため、これは、ＯＯＦＤＭ受信機のチャンネル推定／等化部によって補償される。
【００６５】
本技術を実施するには、ＯＯＦＤＭ信号を電気領域に変換し、デジタルサンプルに量子化した後、これを処理する。サンプルの分解能は、最大で８ビットとするのが好ましい。サンプリングされたデジタル信号に対する、デジタル信号処理（ＤＳＰ：Digital Signal Processing）として知られる処理は、マイクロプロセッサ及びメモリを用いたソフトウェアベースのロジック、ＦＰＧＡやＡＳＩＣなどのハードウェアベースのロジック、ソフトウェアとハードウェアとの組合せのいずれとすることもできる。本発明は、数ＧＳ／秒程度のサンプルレートの高速光信号に適用される。高速処理が必要となるため、ハードウェアベースの手法の方が好ましい。しかしながら、高速マイクロプロセッサを、単独又はハードウェアとの組み合わせの形で使用することもできる。
【００６６】
上述した処理１〜９におけるアルゴリズムは、複雑性、速度、メモリに関するシステムの必要条件に応じて、いくつかの異なるやり方で実施することができる。一例として、以下の手法を用いるものがある。
・シリアル処理
シリアル処理では、サンプルは１個単位で処理される。各々の受信サンプルに対応する相関信号サンプルを乗じ、その結果の積をアキュムレータに送信する。アキュムレータは、必要な２Ｍシンボルの範囲にわたって得られた積を合計して、テスト対象のオフセットｖに対応する値ＣＯＲ2Mを求める。ＩＮＴV値及びｗ0の算出はサンプルレートに依存しない。この手法では、一度に１つのサンプルしか記憶しないため、非常に小さなメモリで処理を済ませることができる。しかしながら、サンプル自体はサンプルレートで処理しなければならない。
【００６７】
・アンダーサンプリングしたシリアル処理
処理のためにキャプチャされるシリアルサンプルを、異なる複数のシンボルから取り出すことで、シリアル処理の手法に必要な処理速度を下げることができる。キャプチャされるサンプル間の遅延は、（μ・２・Ｚ）＋１サンプル（μは整数値）でなければならない。これが実現できるのは、位置合わせ信号が周期的であって、２・Ｚの周期を有するからである。この手法では、上述した手法と同様、一度に１つのサンプルを記憶させる。そして、サンプルは、シンボルレートの１／（２・μ）倍のレートで処理される。ここで、μは１まで小さくすることも、１０００以上まで大きくすることもできる。μの値を大きくすれば、必要な処理速度は短縮されるが、同期時間は長くなるであろう。
【００６８】
・パラレル処理
テスト対象の相関信号オフセットの各々について、２Ｍ個のシンボルが処理される。従って、全部で２ＭＺ個のサンプルがキャプチャされ、メモリに記憶された後に処理が行われる可能性がある。相関信号サンプルを乗じる処理は、２ＭＺ個の乗算器を用いて並列実行することができる、そうして並列に生成された値について合計が求められる。この手法では、２ＭＺ個のサンプル全てを記憶するために大容量メモリが必要となる。Ｍは、１０００以上の非常に大きな値とするのが好ましく、そのため大量のメモリが必要である。一方、サンプル処理速度は短縮される。パラレルなサンプルの各々が、シンボルレートの１／（２Ｍ）倍のレートで処理されるからである。また、２ＭＺ個のサンプルを記憶させておいて、それをシリアル処理の手法で１つずつ処理することもできる。２ＭＺサンプルのキャプチャされたグループ間に、２シンボルの倍数分の遅延を生じさせることで、各グループの処理に利用できる処理時間を長くすることも可能である。
【００６９】
・セミパラレル処理
別の手法として、長さがαシンボル（αは偶数の整数で、１００未満が好ましい）のシーケンシャルグループから、サンプルをパラレルにキャプチャする、というものがある。各サンプルはパラレルに処理され、合算もパラレルに処理される。（２・Ｍ）／αのサンプルグループに対して、合計を求める処理が繰り返され、その結果がアキュムレータに入力され、２・Ｍ・Ｚサンプルの総計が求められる。ここでも、キャプチャされたサンプルグループ間に、遅延を導入することが可能である（遅延は２シンボルの倍数分である）。また、キャプチャされたサンプルグループの各々に含まれるサンプルを１つずつ処理することができる。この手法では、一度にα・Ｚサンプルを記憶させなければならない。このようにすれば、メモリ条件をαの値によって制御することが可能となる。キャプチャされたサンプルグループ間に遅延がない場合、パラレルサンプルは、シンボルレートのα／（２・Ｍ）倍のレートで処理しなければならない。つまり、処理速度に対するメモリ条件のトレードオフにαが用いられる。
【００７０】
アルゴリズムに含まれる動作の順序は変更可能であり、例えば、計算結果の値を記憶させるのに必要なビット数を減らすことで、複雑性を下げたり、メモリ条件を緩めたりすることができるかもしれない。上述した複数の異なる手法では、キャプチャされたサンプルは、先ず乗算を施され、その後に合計が求められる。しかしながら、合計をパラレルに求めるのであれば、合計を乗算の前に実行することもできる。その場合は、受信信号において２シンボル隔てて位置するサンプルのそれぞれに、同一の相関信号サンプルを乗ずる必要がある。こうした位置関係のサンプルは、先ず合計し、合計の結果に相関信号サンプルを乗じることができる。このやり方では、εサンプルを処理しようとする場合、乗算の回数はεから１まで減り、合計処理部に入力される値はサイズが小さくなり、必要な記憶ビット数も小さくなる。この、合算の後に乗算を行う手法は、２シンボル隔たった受信信号サンプルを平均することで、ＯＯＦＤＭ信号を除去し、位置合わせ信号を増幅した後に、相関を実行するものと見なすことができる。
【００７１】
本発明による別の実施の形態では、シンボル位置合わせは、１対多ＯＯＦＤＭリンクで用いられる。
この実施の形態は図６に見られ、同図は、単純な単一波長ＯＦＤＭＡ−ＰＯＮを示している。アップストリームトラフィックは、顧客宅の複数の受信機（光ネットワークユニット（ＯＮＵ）端末）から出て、通信事業者の中央局（光回線端局装置（ＯＬＴ））内の１つの受信機に向かう。
【００７２】
ダウンストリーム方向では、位置合わせされたＯＯＦＤＭシンボルをＯＬＴが生成し、全ＯＮＵが全てのＯＯＦＤＭシンボルを受信する。そうして、各ＯＮＵは、１対１リンクの場合と同様に、ＯＦＤＭシンボルの配置を正確に検出する。
アップストリーム方向では、各ＯＮＵからのシンボルのタイミングは、パワースプリッティングポイント、および、それに伴ってＯＬＴにおいてシンボル位置合わせが実現されるように、調節されなければならない。また、異なるＯＮＵデータ間での送信衝突を防止するために、全てのＯＮＵにタイムスロット及びサブキャリアを割り当てなければならない。これはつまり、ただ１つのＯＮＵが、各ＯＯＦＤＭシンボル内で、ある特定の数のサブキャリアで送信を行えるようにする、ということである。
【００７３】
アップストリームのＯＯＦＤＭＡ−ＰＯＮシンボル位置合わせを実施するにあたっては、以下の基本的基準が前提となる。
・タイムスロットの長さはシンボル周期の倍数とすることができる。最小限の長さは１シンボルである。最大限の長さは同期技術によって制限されることはない。
・ＯＯＦＤＭＡフレームは固定長のタイムスロットのグループであり、タイムスロットは連番が付けられて、ＯＮＵ間で共通のタイムスロット位置が特定できるようになっている。
【００７４】
・ＯＮＵ間の帯域幅の割り当ては、タイムスロットのように時間領域のみで定めてもよいし、サブキャリアのように周波数領域のみで定めてもよいし、両者の組み合わせで定めてもよい。
・この解決法は、各波長が仮想１対１リンクを提供する波長分割多重（ＷＤＭ：Wavelength Division Multiplexed）型のＰＯＮにも、１対多のトポロジで１以上の波長が複数のＯＮＵによって共有されるＷＤＭ−ＯＯＦＤＭＡ型のＰＯＮにも適用できる。
【００７５】
・ＷＤＭを用いるＯＯＦＤＭＡ−ＰＯＮの場合、同じ波長を共有するＯＮＵ間でシンボル位置合わせが必要となる。各ＯＮＵが専用の波長を有する場合、ＯＮＵ間のシンボル位置合わせは必要ない。
・アップストリーム及びダウンストリームの送信は、別々のファイバによって実現することも、単一ファイバにおける双方向送信を行う何らかの方法によって実現することもできる。
【００７６】
・ＯＮＵ送信機におけるＤＡＣの分解能は、通常は８ビット以上であり、１２ビットを超えないことが好ましい。これは、下記の例に示されるように、ＯＮＵの位置合わせ信号に関わっている。位置合わせ信号の最小振幅は、１量子化レベルに対応し、（１／２５５）・Ａとなっている。ここでのＡは、８ビットＤＡＣの場合の、送信機の最大ＰＴＰ（Peak-to-Peak）出力である。例えば３２のＯＮＵを有するＰＯＮについて均等配信（equal distribution）のファイバ損失を想定すると、ＯＬＴが受信する結合位置合わせ信号の最大ＰＴＰ値はＡ・Ｌ／８となる。ここで、Ｌは、ＯＮＵからＯＬＴまでの全体のファイバの減衰量の絶対値である（例えば、９０％の損失の場合、Ｌ＝０.１）。Ａ・Ｌは、ＯＬＴで受信される際の、いずれかのＯＮＵからの信号の最大ＰＰＴ値である。結合位置合わせ信号のこの最大レベルは明らかに高過ぎ、ＯＯＦＤＭ信号に強く干渉するであろう。まとめると、いかなる時でも、位置合わせ同期信号を送信できるＯＮＵは１つだけである。
【００７７】
・ＯＬＴによる各ＯＮＵのパラメータの制御を可能とするために、ＯＬＴからＯＮＵまでのデータストリームには制御チャンネルが含まれる。よって、各ＯＮＵは、固有のＩＤ又はアドレスを有して、ネットワーク上の他のＯＮＵと区別できるようになっていなければならない。また、各ＯＮＵからＯＬＴまでの制御チャンネルが存在していてもよい。シンボル同期方法に必要とされるのは、ダウンリンク制御チャンネルだけである。制御チャンネルは、ＯＮＵにおけるシンボル位置合わせオフセットの制御に用いることができるが、ＰＯＮにおいても、各ＯＮＵへのタイムスロット及びサブキャリアの動的割り当てによる動的帯域幅割当（ＤＢＡ：Dynamic Bandwidth Allocation）などの機能にとって不可欠である。
【００７８】
ＯＦＤＭＡ−ＰＯＮの場合のアップストリーム方向のシンボル位置合わせは、１対１の場合の原理に基づいている。しかしながら、ＯＬＴが、位置合わせシーケンスを制御することで、全てのＯＮＵが同時にシンボル位置合わせ信号を送信する事態は防止される。
１対多のＰＯＮのシンボル位置合わせを実現するために用いられる基本プロトコルは、以下のように定められる。
【００７９】
（１）ＯＬＴが連続的に位置合わせ信号を送信し、各ＯＮＵが、初期処理時に、受信した信号位置に位置合わせする。
（２）その後、前記ＯＮＵが、前記ＯＬＴの位置合わせ信号送信命令がダウンストリーム制御チャンネルを介して送られるのを待ち、命令を受けた時点で前記位置合わせ信号を送信する。
【００８０】
（３）前記ＯＬＴが、求められたシンボル位置合わせからのオフセットを検出し、前記ＯＮＵに命令して、送信されたシンボル位置にオフセットを加え（offset）、それによって前記ＯＬＴの求められた受信シンボル位置に位置合わせさせる。
（４）前記ＯＬＴが、前記受信シンボルの位置合わせを認証し、前記ＯＮＵに前記位置合わせ信号の消去を命令する。
【００８１】
（５）前記ＯＬＴは、上記処理（２）〜（４）によって各ＯＮＵのシンボルを同期させるために、前記ＰＯＮに接続されたＯＮＵ各々のアドレスを認識しなければならない。
（６）全てのＯＮＵが、シンボルが位置合わせされた状態になった時、前記ＯＬＴが各ＯＮＵの位置合わせを順番に繰り返しチェックし、必要であれば、ＯＮＵに対してシンボルオフセットを調整するよう命令する。
【００８２】
また、この位置合わせプロトコルを用いれば、新たなＯＮＵが制御対象のＰＯＮに配置される際、こうした新たなＯＮＵのシンボル同期を実現することもできる。ＯＬＴの手動設定により、新たなＯＮＵが同期スケジュールに加えられる。
また、ＯＬＴは、帯域幅をＯＮＵ間で共有するために、各ＯＮＵにタイムスロット及び／又はサブキャリアを割り当てなければならない。異なる複数のＯＮＵのタイムスロットがＯＬＴで衝突することを回避するために、ＯＬＴでＯＮＵフレームの位置合わせを行わなければならない。ＯＮＵはフレームへの位置合わせを行うだけでよく、そうすれば、いかなるタイムスロットを与えられても識別できる。フレーム位置合わせを実現するために、ＯＬＴは先ずＯＮＵに命令して、単純な矩形波の位置合わせ信号を送信させ、シンボルオフセットの検出及び補償によってシンボル位置合わせ（シンボル同期）を実現させる。その後、ＯＬＴはＯＮＵに命令し、Ｌシンボルのフレーム長（Ｌは整数）に等しい周期の位置合わせ信号を送信させる。シンボルオフセットのシーケンスは、例えば、ｐ１のオフセットを備えたＬNEGシンボルとし、後ろにｐ２のオフセットを備えたＬPOSシンボルが続く、という形にすることができる。位置合わせ信号の周期をＬシンボルとするためには、ＬNEG＋ＬPOS＝Ｌが満たされなければならない。周期がＬシンボルであれば、ｐ１及びｐ２の他のオフセットシーケンスを用いることができる。そうして、ＯＬＴは、シンボルにおけるフレームオフセットを、シンボル位置合わせオフセットの検出と類似のやり方で検出する。フレーム位置合わせ（フレーム同期）において、Ｌシンボルの周期にわたって連続するシンボルの各々からは、１つのサンプルだけ取り出せばよい。このＬサンプルのシーケンスは、その後、シンボル位置合わせに用いられるのと類似のやり方で、相関処理に用いられる。また、積算（integration）機能を、Ｒフレーム又はＲ・Ｌシンボルに相当する信号周期全体にわたって実施しなければならない。ここでのＲは、整数であって、他のＯＮＵからのＯＯＦＤＭ信号をゼロとみなせるのに充分な大きさである。Ｒ≦５０００であることが好ましく、Ｒ≦１０００であれば更に好ましい。初期状態ではフレームに位置合わせされているＯＬＴにおいて、１シンボルにつき１サンプルで、マッチング相関信号が生成される。相関信号オフセットは一度に１シンボルずつ増分される。従って、対応する相関プロフィールは、上限となるＬシンボルの範囲にわたって生成され、そのオフセットは０からＬ−１に変化する。相関プロフィール内のピークは、ＯＮＵによって最初に想定されるフレームとＯＬＴにおいて求められるフレーム位置との間のオフセットを示すことになるであろう。その後、ＯＬＴはＯＮＵに命令してフレーム位置合わせ信号の送信を停止させ、さらに、検出されたフレームオフセットを送信する。その結果、ＯＮＵはフレームの先頭を特定し、その結果として全てのタイムスロット位置も特定することができる。
【００８３】
ＯＬＴからの位置合わせ信号を符号化することで、ある程度のレベルのセキュリティをネットワークに導入し、位置合わせ信号コードを認識しているＯＮＵだけが、シンボル、タイムスロット、そしてフレームの同期を果たすことができる。
権限のないＯＮＵが送信データへのアクセスを試みる場合、当該ＯＮＵは、同期を実現するため、そして、同期が実現されるタイミングを検出するために、コードを認識する必要がある。
【００８４】
位置合わせ信号は、値がｐ１又はｐ２であって、周期ＴCODE＝２Ｍ／βシンボル（βは整数であって、２５〜７５の範囲が好ましい）である、シンボルオフセットの符号化列とすることができる。シンボル位置合わせの原理は、単純なオン／オフシーケンスに関する符号化列の場合と全く同じである。しかしながら、２Ｍシンボルの相関周期（β＝１）内で、周期的でないシーケンスを用いると、乗算の前に合算を実行できる可能性が制限される。
【００８５】
符号語長（ＴCODE）が充分に長ければ（３０シンボル以上が好ましく、４０シンボル以上であれば更に好ましい）、潜在的攻撃者が、必要なサンプル量に基づいて、符号語長と、符号化列と、可能なオフセットとの可能な組み合わせを全てテストすることで符号語を判定しようとしても、それに要する時間は法外に長いものとなるであろう。
本技術はいくつかの効果によって特徴付けられ、その効果は以下のように要約される。
【００８６】
・単純かつ高精度。本技術は、追加のハードウェア、大規模なＦＰＧＡ論理の使用、追加の送信帯域幅、あるいは、高価な光学／電気コンポーネントを必要としない。ＳＣＯ及びＳＴＯの両方の影響を補償することが可能であるため、本技術は高い動作確度が保証される。
・高速処理。本技術は、いかなるビットレートのＯＯＦＤＭ光送信システムにも適している。
【００８７】
・高い柔軟性。本技術は、１対１及び１対多のいずれのＯＯＦＤＭ送信システムにも実装することができる。
・物理層ネットワークセキュリティの追加。本技術は、権限のないユーザによる通信を実質的に不可能とする効果的な手段を提供する。
・既存のネットワークアーキテクチャ及びサービスとの優れた互換性。
【００８８】
・既存のネットワークアーキテクチャ及びサービスを混乱させることなく随時アップグレード可能であること。
【図１Ａ】
2014512136.tif 000010
【図１Ｂ】
2014512136.tif 000011
【図２】
2014512136.tif 000012
【図３】
2014512136.tif 000013
【図４】
2014512136.tif 000014
【図５】
2014512136.tif 000015
【図６】
2014512136.tif 000016
【国際調査報告】
2014512136.tif 000017
2014512136.tif 000018
2014512136.tif 000019
2014512136.tif 000020