(57)【要約】電気エネルギ供給システム（１２）は、入力電圧をＤＣ電圧に整流する入力整流器（１４）と、ＤＣ電圧からＡＣ出力電圧を生成するよう半導体スイッチを備えたインバータ（１８）と、インバータ（１８）の半導体スイッチを切り替えるコントローラ（２４）とを有する。インバータ（１８）は、５段階ＡＣ出力電圧を生成するよう構成される。コントローラ（２４）は、非対称のパルス形状がＡＣ出力電圧の半周期においてインバータ（１８）から生成されるように半導体スイッチを切り替えるよう構成される。
2014530475.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電圧をＤＣ電圧に整流する入力整流器と、
前記ＤＣ電圧からＡＣ出力電圧を生成するよう半導体スイッチを備えたインバータと、
前記インバータの前記半導体スイッチを切り替えるコントローラと
を有し、
前記インバータは、５段階ＡＣ出力電圧を生成するよう構成され、
前記コントローラは、非対称のパルス形状が前記ＡＣ出力電圧の半周期において前記インバータから生成されるように前記半導体スイッチを切り替えるよう構成される、
電気エネルギ供給システム。
【請求項２】
前記非対称のパルス形状は、前記ＡＣ出力電圧が零とは異なる外側電圧ブロックを有し、
前記非対称のパルス形状は、前記ＡＣ出力電圧が前記ＤＣ電圧と等しい前記外側電圧ブロック内の内側電圧ブロックを有し、
前記内側電圧ブロックの中心は、前記外側電圧ブロックの中心とは異なる、
請求項１に記載の電気エネルギ供給システム。
【請求項３】
前記内側電圧ブロックの中心は、前記外側電圧ブロックの中心の左である、
請求項１又は２に記載の電気エネルギ供給システム。
【請求項４】
前記内側電圧ブロック及び前記外側電圧ブロックは同時に始まる、
請求項１乃至３のうちいずれか一項に記載の電気エネルギ供給システム。
【請求項５】
前記外側電圧ブロックの長さは、前記半周期の長さよりも短い
請求項１乃至４のうちいずれか一項に記載の電気エネルギ供給システム。
【請求項６】
前記コントローラは、更なる動作モードにおいて、前記ＤＣ電圧の半分である矩形パルスを生成するよう構成され、且つ／あるいは
前記コントローラは、更なる動作モードにおいて、前記ＤＣ電圧を有する矩形パルスを生成するよう構成される、
請求項１乃至５のうちいずれか一項に記載の電気エネルギ供給システム。
【請求項７】
前記コントローラは、等しい形をした正及び負の半周期を周期的に生成するよう構成される、
請求項１乃至６のうちいずれか一項に記載の電気エネルギ供給システム。
【請求項８】
前記インバータは、２つのハーフブリッジを有し、
夫々のハーフブリッジは、４つの半導体スイッチを有し、
夫々のハーフブリッジは、中性点クランプ方式である、
請求項１乃至７のうちいずれか一項に記載の電気エネルギ供給システム。
【請求項９】
スナバキャパシタが夫々の半導体スイッチへ並列接続される、
請求項１乃至８のうちいずれか一項に記載の電気エネルギ供給システム。
【請求項１０】
前記ＡＣ出力電圧を変圧するステップアップ変圧器、及び／又は
前記ＡＣ出力電圧を正弦波ＡＣ出力電圧へとフィルタリングする、前記インバータと前記変圧器との間の共振回路
を更に有する請求項１乃至９のうちいずれか一項に記載の電気エネルギ供給システム。
【請求項１１】
前記ＡＣ出力電圧を、負荷へ供給されるＤＣ出力電圧へ整流する出力整流器
を更に有する請求項１乃至１０のうちいずれか一項に記載の電気エネルギ供給システム。
【請求項１２】
前記インバータは、前記入力整流器へ直接接続される、
請求項１乃至１１のうちいずれか一項に記載の電気エネルギ供給システム。
【請求項１３】
請求項１乃至１２のうちいずれか一項に記載の電気エネルギ供給システムを備え、
前記電気エネルギ供給システムは、Ｘ線管に電気エネルギを供給するよう構成される、
Ｘ線装置。
【請求項１４】
Ｘ線管に電気エネルギを供給するためのＸ線装置における請求項１乃至１２のうちいずれか一項に記載の電気エネルギ供給システムの使用。
【請求項１５】
入力電圧をＤＣ電圧に整流するステップと、
インバータにより前記ＤＣ電圧から５段階ＡＣ出力電圧を生成するステップと、
前記ＡＣ出力電圧の半周期における非対称のパルス形状が生成されるように前記インバータを制御するステップと
を有する、負荷に電気エネルギを供給する方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電気エネルギ供給システム、Ｘ線装置、電気エネルギ供給システムの使用、及び電気エネルギを負荷へ供給する方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
Ｘ線撮像装置のような多くの高電力装置において、配電網からのＡＣ入力電圧は整流され、ＡＣ入力電圧とは異なる周波数及び大きさを有しうるＡＣ出力電圧に変圧される。ＡＣ出力電圧は、負荷に給電するために使用されてよい。例えば、特定のＸ線装置において、ＡＣ出力電圧はステップアップ変圧器へ供給され、整流され、Ｘ線管を稼働するために使用される。
【０００３】
特に、そのような高電力用途では、三相ＡＣ入力電圧のための本線が、フロントエンドとしてのＢ６ダイオード整流器（３つのハーフブリッジ）へ接続されてよく、これによりＤＣリンクへ供給される未調整のＤＣ電圧が生成される。ＡＣ入力電圧範囲は、国毎の本線電圧に応じて３８０〜４８０Ｖから期待される。本線のインピーダンス及び電圧公差を考慮すると、これは大体４００〜７５０ＶのＤＣリンク電圧範囲を生じさせる。次の高周波スイッチングインバータ（例えば、Ｈブリッジインバータ）において汎用の６００Ｖ電力半導体を利用するために、追加のＤＣ−ＤＣコンバータ、例えば、バックコンバータが、ダイオード整流器とインバータとの間で、インバータへ入力されるＤＣリンク電圧（例えば、４００Ｖまで）を安定させるために必要とされ得る。
【０００４】
欧州特許公開第２２８６４２３（Ａ１）号明細書（特許文献１）は、電源のための２段階インバータを備えた、そのようなＸ線装置を示す。
【０００５】
モータ駆動用途では、５段階ＮＰＣクランプ方式インバータの使用が知られている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】欧州特許公開第２２８６４２３（Ａ１）号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
Ｘ線撮像装置のような高電力装置の動作費用は、高電力部品のエネルギ消費に大いに依存しうる。エネルギ消費は、電力半導体のスイッチング損失を下げることによって、及びインバータの力率を改善することによって低減され得る。電力半導体のスイッチング損失は、零電圧スイッチングと呼ばれる方法を適用することによって低減され得る。しかし、通常スイッチングされる５段階インバータは、同時に零電圧スイッチングと良好な力率とを堅調に維持することができない。
【０００８】
本発明の目的は、零電圧スイッチングによって得られる低スイッチング損失と高い力率とを両方同時に電気エネルギ供給システムに提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記の目的は、独立請求項の主題によって達成される。更なる例となる実施形態は、従属請求項及び以下の記載から明白である。
【００１０】
本発明の態様は、電気エネルギ供給システム、例えば、Ｘ線装置の電源に関する。
【００１１】
本発明の実施形態に従って、当該電気エネルギ供給システムは、入力電圧をＤＣ電圧に整流する入力整流器と、前記ＤＣ電圧からＡＣ出力電圧を生成するよう半導体スイッチを備えたインバータと、前記インバータの前記半導体スイッチを切り替えるコントローラとを有する。前記インバータは、５段階ＡＣ出力電圧を生成するよう構成され、前記コントローラは、非対称のパルス形状が前記ＡＣ出力電圧の半周期において前記インバータから生成されるように前記半導体スイッチを切り替えるよう構成される。
【００１２】
エネルギ伝達のための５段階インバータの適用される変調方法によれば、零電圧スイッチングが厳守され得る。この変調方法は、１に近い力率を得るために非対称のパルス形状の生成を可能にする。変調方法は、インバータの出力電流の実効値、ひいては損失を低減する。
【００１３】
本発明の更なる態様は、そのような電気エネルギ供給システムを備えたＸ線装置に関する。
【００１４】
本発明の更なる態様は、Ｘ線管に電気エネルギを供給するためのＸ線装置におけるそのような電気エネルギ供給システムの使用に関する。
【００１５】
本発明の更なる態様は、そのような電気エネルギ供給システムによって実行され得る、負荷に電気エネルギを供給する方法に関する。
【００１６】
本発明の実施形態に従って、当該方法は、
入力電圧をＤＣ電圧に整流するステップと、
インバータにより前記ＤＣ電圧から５段階ＡＣ出力電圧を生成するステップと、
前記ＡＣ出力電圧の半周期における非対称のパルス形状が生成されるように前記インバータを制御するステップと
を有する。
【００１７】
先に及び以下で記載される方法の特徴は、先に及び以下で記載される電気エネルギ供給システムの特徴であってよく、その逆も同様であることが理解されるべきである。
【００１８】
本発明のこれらの及び他の態様は、以下で記載される実施形態から明らかであり、それらを参照して説明されるであろう。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明の実施形態に従うＸ線装置を示す。
【図２】本発明の実施形態に従う回路図を示す。
【図３】本発明の実施形態に従うインバータの対称パルス形状を有する出力電圧によるダイアグラムである。
【図４】本発明の実施形態に従うインバータの非対称パルス形状を有する更なる出力電圧によるダイアグラムである。
【図５】本発明の実施形態に従うインバータの更なる出力電圧によるダイアグラムである。
【図６】本発明の実施形態に従うインバータの更なる出力電圧によるダイアグラムである。
【図７】本発明の実施形態に従うインバータの更なる出力電圧によるダイアグラムである。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、本発明の実施形態は、添付の図面を参照してより詳細に記載される。
【００２１】
原理上、同じ部分は、図面において同じ参照符号を与えられる。
【００２２】
図１は、入力整流器１４と、ＤＣリンク１６と５段階インバータ１８とを有する電気エネルギ供給システム１２を備えたＸ線装置１０を示す。
【００２３】
整流器１４は、３つのハーフブリッジを備えた（受動）Ｂ６整流器であってよく、例えば、三相の電力網２０へ接続されてよい。電力網２０は、特定の国の一般的なグリッド電圧に応じて３６０Ｖから４８０Ｖの間の電圧を有してよい。整流器１４は、電力網２０からのＡＣ電圧を整流し、生成されたＤＣ電圧をＤＣリンク１６へ供給する。
【００２４】
ＤＣリンク１６は整流器１４とインバータ１８とを相互接続し、電気エネルギを蓄積するキャパシタ２２を有する。
【００２５】
インバータ１８は能動素子であり、コントローラ２４によって制御される。特に、インバータ１８は、５段階ＡＣ出力電圧がＤＣ電圧から生成されるようにコントローラ２４によってオン及びオフを切り替えられる能動型電力半導体スイッチを有する。５段階ＡＣ出力電圧は共振回路２６へ供給される。ＤＣ−ＤＣコンバータ及びＨブリッジインバータを有する（従来の）エネルギ供給システムに関して、ＤＣ−ＤＣコンバータとＨブリッジインバータとの組み合わせは５段階インバータ１８によって置換される。５段階インバータ１８は、４００Ｖから７５０Ｖの無制御のＤＣリンク電圧範囲内で同じ周波数範囲にある同じ出力電力を生成してよい。スイッチング電力損失を低減するために、コントローラ２４は、以降の図に関連して詳細に説明されるように、インバータを零電圧スイッチングモードにおいて稼働するよう構成されてよい。
【００２６】
本発明の実施形態に従って、電気エネルギ供給システム１２は、入力電圧をＤＣ電圧に整流する入力整流器１４と、ＤＣ電圧からＡＣ出力電圧を生成するよう半導体スイッチを備えたインバータ１８と、インバータ１８のスイッチを切り替えるコントローラ２４とを有する。
【００２７】
本発明の実施形態に従って、インバータ１８は、５段階ＡＣ出力電圧を生成するよう構成される。
【００２８】
本発明の実施形態に従って、インバータ１８は、入力整流器１４へ直接接続される。
【００２９】
Ｘ線装置１０は、共振回路２６又は共振タンク２６と、変圧器２８と、出力整流器３０と、出力整流器３０の出力側にあるキャパシタ３２と並列接続される負荷３４とを更に有する。
【００３０】
概して、要素３０は、整流器と高電圧カスケード、例えば、様々な電圧ダブラとの組み合わせを有しても又は有さなくてもよい。
【００３１】
共振回路２６は、変圧器２８と、特に、変圧器２８の内部寄生キャパシタンスＣｐと直列接続されるインダクタＬｒｅｓ及びキャパシタＣｒｅｓを有し、ＬＣＣ共振タンク２６エネルギ変換として見なされてよい。共振回路２６は、インバータ１８のＡＣ出力電圧の高次高調波を除去するよう構成されてよく、よって、インバータ１８のＡＣ出力電圧を平滑化してよい。更に、共振タンク回路２６は、無制御のＤＣリンク電圧の最低値に関して設計されてよく、６００Ｖ半導体が使用されてよい。
【００３２】
変圧器２８は、インバータ１８からのＡＣ出力電圧（共振回路２６によって平滑化されている）を、整流器３０によって整流されて負荷３４へ供給され得る、より高いＡＣ電圧へ変圧するステップアップ変圧器であってよい。
【００３３】
本発明の実施形態に従って、電気エネルギ供給システム１２は、ＡＣ出力電圧を変圧するステップアップ変圧器２８を有する。
【００３４】
本発明の実施形態に従って、電気エネルギ供給システム１２は、ＡＣ出力電圧を正弦波ＡＣ出力電圧へとフィルタリングするための共振回路２６をインバータ１８と変圧器２８との間に有する。
【００３５】
整流器３０は、２つのハーフブリッジを備えた（受動）Ｂ２整流器であってよい。
【００３６】
本発明の実施形態に従って、電気エネルギ供給システム１２は、ＡＣ出力電圧を、負荷３４へ供給されるＤＣ出力電圧に整流する出力整流器３０を有する。
【００３７】
負荷３４はＸ線管であってよい。
【００３８】
本発明の実施形態に従って、電気エネルギ供給システム１２は、Ｘ線管３４に電気エネルギを供給するよう構成される。
【００３９】
図２は、装置１０の部分、特に、共振回路２６と、変圧器２８と、整流器３０と、キャパシタ３２と、負荷３４と組み合わされた５段階インバータ１８のための回路図を示す。
【００４０】
インバータ１８は、２つのＤＣリンクキャパシタＣＺ１及びＣＺ２へ接続され、それらの夫々は、ＤＣリンク１６の電圧の半分ＵＺ／２を供給する。両キャパシタは中性点ＮＰへ接続される。
【００４１】
インバータ１８は、２つのハーフブリッジ４０、４２を有し、それらの夫々は、３つの電圧レベル（−ＵＺ／２、０、＋ＵＺ／２）を生成する。ハーフブリッジは、２つのＤＣリンクキャパシタＣＺ１、ＣＺ２へ並列接続される。同時に、２つのハーフブリッジ４０、４２及び従ってインバータ１８は、５つの電圧レベル（−ＵＺ、−ＵＺ／２、０、＋ＵＺ／２、＋ＵＺ）を生成するよう構成される。
【００４２】
ハーフブリッジ４０は、直列に接続された半導体スイッチＳ１乃至Ｓ４と、２つのクランピングダイオードＤ１、Ｄ２とを有する。ハーフブリッジ４２は、直列に接続された半導体スイッチＳ５乃至Ｓ８と、２つのクランピングダイオードＤ３、Ｄ４とを有する。フリーホイールダイオードが夫々の半導体スイッチへ並列接続されている。ハーフブリッジ４０、４２及び従ってインバータ１８は、夫々ダイオードＤ１、Ｄ２及びＤ２、Ｄ４を通じて中性点にクランピングされている。
【００４３】
本発明の実施形態に従って、インバータ１８は２つのハーフブリッジ４０、４２を有する。
【００４４】
本発明の実施形態に従って、夫々のハーフブリッジ４０、４２は４つの半導体スイッチＳ１乃至Ｓ８を有する。
【００４５】
本発明の実施形態に従って、夫々のハーフブリッジ４０、４２は中性点クランプ方式である。
【００４６】
５段階インバータ１８は、４００〜８００ＶのＤＣリンク電圧範囲により動作するよう構成される。しかし、ＤＣリンク電圧の半分しかスイッチ、ダイオード及びキャパシタに印加されないので、６００Ｖ半導体がインバータのスイッチ、ダイオード及びキャパシタのために使用されてよい。
【００４７】
夫々のハーフブリッジ４０、４２は、Ｎａｂａｅ等によって開発された中性点クランプ方式３段階インバータに基づく（Ａ．Ｎａｂａｅ、Ｉ．Ｔａｋａｈａｓｈｉ、及びＨ．Ａｋａｇｉ、“Ａ  ｎｅｗ  ｎｅｕｔｒａｌ−ｐｏｉｎｔ−ｃｌａｍｐｅｄ  ＰＷＭ  ｉｎｖｅｒｔｅｒ”、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｉｎｄｕｓｔｒｙ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ、Ｖｏｌ．１Ａ−１７、Ｎｏ．５、１９８１年９月／１０月）。
【００４８】
５段階インバータ１８は、４つのクランピングダイオードＤ１乃至Ｄ４と組み合わされた８つの能動スイッチＳ１乃至Ｓ８を有する。標準のＨブリッジインバータでは、４つの能動スイッチしか必要とされない。ＤＣ−ＤＣコンバータとＨブリッジインバータとの組み合わせを備えた上記の電源と比較して、調整されたＤＣリンク電圧を供給するＤＣ−ＤＣコンバータの半導体及び受動部品（例えば、キャパシタ及びインダクタ）が考慮されるべきである。よって、本システムの半導体のｋＶＡ定格は大体同じであり得るが、受動部品のための材料費は安くなる。
【００４９】
スナバキャパシタＣＳｎが夫々の半導体スイッチへ並列接続される。スナバキャパシタＣＳｎ，１乃至ＣＳｎ，８は、極めて低いスイッチング電力損失と相まって高いスイッチング周波数をもたらす零電圧スイッチングモードのために使用されてよい。スナバキャパシタが半導体スイッチへ並列接続される場合に、ターンオフの間の半導体にかかる電圧の立ち上がりは遅くなり、これにより半導体の零電圧スイッチングがサポートされ得る。
【００５０】
本発明の実施形態に従って、スナバキャパシタＣＳｎ，１乃至ＣＳｎ，８は、夫々の半導体スイッチＳ１乃至Ｓ８と並列接続される。
【００５１】
図３は、第１のスイッチングモードにおけるインバータ１８の出力電圧ｕＡ（ｔ）によるダイアグラムを示す。インバータ１８は、５つの異なる出力電圧レベル＋ＵＺ、＋ＵＺ／２、０、−ＵＺ／２、−ＵＺを生成することができる。出力電圧は、時間周期ＴＰを有する全周期を有する。
【００５２】
図３において、変圧器２８を通るインバータ１８の出力電流ｉＡ（ｔ）が表されている。図３で示されるように、０ＴＰからＴＰ／２の間の出力電圧ｕＡ（ｔ）の最初の半周期の最初の２つのスイッチングステップ（零電圧レベルから＋ＵＺ／２及び＋ＵＺ／２から＋ＵＺ）は、電流ｉＡ（ｔ）が依然として負である場合に実行される。これは、インバータの特定のスイッチのための零電圧スイッチングモードをもたらすことができる。一般性を失うことなく、次のシナリオを仮定する。最初に、インバータ１８の出力電圧ｕＡ（ｔ）は零であり、一方、能動スイッチＳ３及びＳ６は閉じられている。この場合に、スイッチＳ６がコントローラ２４によって開かれる。スナバキャパシタＣＳｎ，６は、Ｓ６にかかる電圧を０からＵＺ／２へゆっくりと増大させる。このスイッチング動作は、ターンオフの間の零電圧スイッチングと呼ばれる。電流ｉＡ（ｔ）がスイッチングの間１よりも小さいので、電流はその後にスイッチＳ７及びＳ８と並列なスナバキャパシタＣＳｎ，７からＣＳｎ，８及びフリーホイールダイオードを流れる。スイッチＳ７及びＳ８はこの場合にコントローラ２４によって閉じられてよく、電圧レベルＵＺ／２を確立する。スイッチＳ７及びＳ８と並列なフリーホイールダイオードはほぼ零抵抗を有し、従ってそれらの両端での電圧降下はほぼ零であるから、スイッチＳ７及びＳ８は（ほぼ）零電圧下で切り替えられ得る。このスイッチング動作は、ターンオンの間の零電圧スイッチングと呼ばれる。インバータ１８の出力電圧ｕＡ（ｔ）はこの場合にＵＺ／２に等しく、スイッチＳ３、Ｓ７及びＳ８は導通している。
【００５３】
コントローラ２４はこの場合に能動スイッチＳ３を開いてよい。スナバキャパシタＣＳｎ，３は、Ｓ３にかかる電圧を０からＵＺ／２へゆっくりと増大させる。このスイッチング動作は先と同じく、ターンオフの間の零電圧スイッチングと呼ばれる。電流ｉＡ（ｔ）はスイッチングの間依然として負である（図３参照）から、電流はその後にスイッチＳ１及びＳ２と並列なスナバキャパシタＣＳｎ，１からＣＳｎ，２及びフリーホイールダイオードを流れる。スイッチＳ１及びＳ２はこの場合にコントローラ２４によって閉じられてよく、電圧レベルＵＺを確立する。スイッチＳ１及びＳ２と並列なフリーホイールダイオードの両端での低い電圧降下は、ほぼ零電圧状態下でのスイッチＳ１及びＳ２のターンオンを可能にする。このスイッチング動作は先と同じく、ターンオンの間の零電圧スイッチングと呼ばれる。
【００５４】
インバータ１８の所望のスイッチングパターンを発生させるために、コントローラ２４はデューティサイクルパラメータａ１、ａ２及びパラメータｂを使用する。これらのパラメータはコントローラ２４において記憶されてよい。デューティサイクルパラメータａ１は、周期時間ＴＰに依存する＋ＵＺ／２電圧レベル（及び−ＵＺ／２電圧レベル夫々）の時間周期を制御する。ＵＺレベルの長さはデューティサイクルパラメータａ２によって設定される。
【００５５】
続く時間周期はＴＰに関して正規化される。半周期の開始時に（すなわち、時点０で）、出力電圧ｕＡ（ｔ）は零である（図４参照）。コントローラ２４は、１／２よりも小さいａ１を有して１／２−ａ１に等しい存続期間待機し、インバータ１８が電圧レベルＵＺ／２を生成するようにスイッチングパターンを支配する。次いで、コントローラ２４はｂ−ａ２／２に等しい存続期間待機し、電圧レベルＵＺを生成するようインバータ１８を切り替える。次いで、コントローラ２４はａ２の存続期間待機し、０Ｖを生成するようインバータ１８を切り替える。その後に、負の半周期（ＴＰ／２からＴＰの間）が同じく実行される（対応する負電圧によって置換される正電圧）。これは引き続き繰り返される。
【００５６】
生成された出力電圧ｕＡ（ｔ）はステップ関数であり、ＵＺ電圧ブロック５０、すなわち、内側電圧ブロック５０（ＵＺでの出力電圧を有する）と、ＵＺ／２電圧ブロック５２、すなわち、外側電圧ブロック５２（少なくともＵＺ／２の出力電圧を有する）とを有する。
【００５７】
図４は、インバータ１８によって生成され得る更なる出力電圧ｕＡ（ｔ）によるダイアグラムを示す。パラメータｂは、ＵＺ／２電圧ブロック５２に対してＵＺ電圧ブロック５０をシフトするために使用される。よって、ＵＺ電圧ブロック５０は、ＵＺ／２電圧ブロック５２に対して非対称に配置されてよい。
【００５８】
パラメータｂはａ１／２より小さくてよく、内側電圧ブロック５０の中心は外側電圧ブロック５２の中心の左である。
【００５９】
本発明の実施形態に従って、コントローラ１８は、非対称のパルス形状５０、５２がＡＣ出力電圧の半周期においてインバータ１８から生成されるように半導体スイッチＳ１乃至Ｓ８を切り替えるよう構成される。
【００６０】
本発明の実施形態に従って、非対称のパルス形状５０、５２は、ＡＣ出力電圧が零とは異なる外側電圧ブロック５２を有する。
【００６１】
本発明の実施形態に従って、非対称のパルス形状５０、５２は、ＡＣ出力電圧がＤＣ電圧と等しい外側電圧ブロック５２内の内側電圧ブロック５０を有する。
【００６２】
本発明の実施形態に従って、内側電圧ブロック５０の中心は、外側電圧ブロック５２の中心と異なる。
【００６３】
本発明の実施形態に従って、パルス形状５０、５２は、定電圧を有する４又はそれより少ない異なるブロックを有する。
【００６４】
本発明の実施形態に従って、内側電圧ブロック５０の長さａ２は、外側電圧ブロック５２の長さａ１よりも短い。
【００６５】
本発明の実施形態に従って、パルス形状５０、５２は階段であり、ただ１つの最大値を有する。
【００６６】
本発明の実施形態に従って、内側電圧ブロック５０の中心は、外部電圧ブロック５２の中心の左である。
【００６７】
本発明の実施形態に従って、外側電圧ブロック５２の長さａ１は、半周期の長さよりも短い。
【００６８】
本発明の実施形態に従って、コントローラ２４は、等しい形をした正及び負の半周期を周期的に生成するよう構成される。
【００６９】
通常、スイッチＳ１乃至Ｓ８が、スイッチングの少なくとも大部分が零電圧モードで起こるように従来通りに切り替えられる場合に、電圧ｕＡ（ｔ）及び電流ｉＡ（ｔ）の基本波の間の位相シフトは大きく、これにより好ましくない力率がもたらされ得る。ＵＺ電圧ブロック５０のシフトにより、零電圧モードは、力率を改善することによって維持され得る。
【００７０】
コントローラ２４において、パラメータａ１、ａ２及びｂは、スイッチング損失が最小限にされるように及び／又は力率が最大限にされるように設定され得る。
【００７１】
制御パラメータａ１、ａ２及びｂを設定することによって、インバータ１８は、無制御のＤＣリンク電圧とはほぼ無関係である電圧時間積を生成する。結果として、ＡＣ出力電圧は、従来のＨブリッジインバータによるような同じ原理によって特徴付けられる。
【００７２】
パラメータｂをシフトすることによって、力率は増大され、よって、利用されている電力半導体の目下のストレスは最小限にされる。パラメータｂの設定は、零電圧スイッチング条件を保つことによって、５段階インバータ１８内で電流の重要な実効値に影響を与える。
【００７３】
コントローラ２４は、例えば、電力網２０の入力電圧に依存して、異なるパルス形状５０、５２を生成するよう構成される。例えば、第１のモードにおいて、コントローラ２４は、図３のパルス形状を生成するよう、第２のモードでは図４のパルス形状を生成するようインバータ１８を制御してよい。
【００７４】
図５乃至７は、コントローラ２４の更なる動作モードにおいて生成され得る更なる出力電圧によるダイアグラムを示す。動作モードは、パラメータａ１、ａ２及びｂの変化に依存する。
【００７５】
図５において、例えばＵＺ＝８００ＶのＤＣリンク電圧によるａ２＝０に関する結果が表示されている。インバータ１８は、電圧レベル±４００Ｖ及び０Ｖを有する３段階出力電圧を生成する。つまり、パルス形状はＵＺ／２電圧ブロック５２しか有さない。
【００７６】
本発明の実施形態に従って、コントローラ２４は、更なる動作モードにおいて、ＤＣ電圧の半分である矩形パルス５２を生成するよう構成される。
【００７７】
図７において、同じ出力電圧レベルが図５で見られるように表示されているが、４００ＶのＤＣリンク電圧を有する。図７のパルス形状に関し、ａ１＝ａ２及びｂ＝０が設定されている。つまり、パルス形状はＵＺ電圧ブロック５０しか有さない。
【００７８】
本発明の実施形態に従って、コントローラ２４は、更なる動作モードにおいて、ＤＣ電圧を有する矩形パルス５０を生成するよう構成される。
【００７９】
図６は、４００Ｖを上回り且つ８００Ｖを下回るＤＣリンク電圧に関するインバータ出力電圧の例を示す。デューティサイクルパラメータａ１及びａ２は、無制御のＤＣリンク電圧とは無関係の一定の電圧時間積を生成するよう設定される。パラメータｂは、零電圧スイッチング条件を得るために０に設定される。
【００８０】
本発明の実施形態に従って、内側電圧ブロック５０及び外側電圧ブロック５２は同時に始まる。
【００８１】
本発明は図面及び上記の説明において詳細に例示及び説明されてきたが、そのような例示及び説明は実例又は例であって限定ではないと考えられるべきである。本発明は、開示されている実施形態に制限されない。開示されている実施形態に対する他の変形が、図面、本開示及び特許請求の範囲の検討から、請求される発明を実施する際に当業者によって理解され達成され得る。特許請求の範囲において、語「有する」は他の要素又はステップを除外せず、要素の単数表記は複数個を除外しない。単一のプロセッサ若しくはコントローラ又は他のユニットは、特許請求の範囲で挙げられている複数の事項の機能を満たしてよい。特定の手段が相互に異なる請求項で挙げられているという単なる事実は、それらの手段の組み合わせが有利に使用され得ないことを示すわけではない。特許請求の範囲における如何なる参照符号も、適用範囲を制限するよう解釈されるべきではない。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【手続補正書】
【提出日】平成26年4月21日(2014.4.21)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電圧をＤＣ電圧に整流する入力整流器と、
前記ＤＣ電圧からＡＣ出力電圧を生成するよう半導体スイッチを備えたインバータと、
前記インバータの前記半導体スイッチを切り替えるコントローラと
を有し、
前記インバータは、５段階ＡＣ出力電圧を生成するよう構成され、
前記コントローラは、非対称のパルス形状が前記ＡＣ出力電圧の半周期において前記インバータから生成されるように前記半導体スイッチを切り替えるよう構成され、
前記非対称のパルス形状は、前記ＡＣ出力電圧が零とは異なる外側電圧ブロックを有し、
前記非対称のパルス形状は、前記ＡＣ出力電圧が前記ＤＣ電圧と等しい前記外側電圧ブロック内の内側電圧ブロックを有し、
前記内側電圧ブロックの中心は、前記外側電圧ブロックの中心とは異なる、
電気エネルギ供給システム。
【請求項２】
前記内側電圧ブロックの中心は、前記外側電圧ブロックの左である、
請求項１に記載の電気エネルギ供給システム。
【請求項３】
前記内側電圧ブロック及び前記外側電圧ブロックは同時に始まる、
請求項１又は２に記載の電気エネルギ供給システム。
【請求項４】
前記外側電圧ブロックの長さは、前記半周期の長さよりも短い
請求項１乃至３のうちいずれか一項に記載の電気エネルギ供給システム。
【請求項５】
前記コントローラは、更なる動作モードにおいて、前記ＤＣ電圧の半分である矩形パルスを生成するよう構成され、且つ／あるいは
前記コントローラは、更なる動作モードにおいて、前記ＤＣ電圧を有する矩形パルスを生成するよう構成される、
請求項１乃至４のうちいずれか一項に記載の電気エネルギ供給システム。
【請求項６】
前記コントローラは、等しい形をした正及び負の半周期を周期的に生成するよう構成される、
請求項１乃至５のうちいずれか一項に記載の電気エネルギ供給システム。
【請求項７】
前記インバータは、２つのハーフブリッジを有し、
夫々のハーフブリッジは、４つの半導体スイッチを有し、
夫々のハーフブリッジは、中性点クランプ方式である、
請求項１乃至６のうちいずれか一項に記載の電気エネルギ供給システム。
【請求項８】
スナバキャパシタが夫々の半導体スイッチへ並列接続される、
請求項１乃至７のうちいずれか一項に記載の電気エネルギ供給システム。
【請求項９】
前記ＡＣ出力電圧を変圧するステップアップ変圧器、及び／又は
前記ＡＣ出力電圧を正弦波ＡＣ出力電圧へとフィルタリングする、前記インバータと前記変圧器との間の共振回路
を更に有する請求項１乃至８のうちいずれか一項に記載の電気エネルギ供給システム。
【請求項１０】
前記ＡＣ出力電圧を、負荷へ供給されるＤＣ出力電圧へ整流する出力整流器
を更に有する請求項１乃至９のうちいずれか一項に記載の電気エネルギ供給システム。
【請求項１１】
前記インバータは、前記入力整流器へ直接接続される、
請求項１乃至１０のうちいずれか一項に記載の電気エネルギ供給システム。
【請求項１２】
請求項１乃至１１のうちいずれか一項に記載の電気エネルギ供給システムを備え、
前記電気エネルギ供給システムは、Ｘ線管に電気エネルギを供給するよう構成される、
Ｘ線装置。
【請求項１３】
Ｘ線管に電気エネルギを供給するためのＸ線装置における請求項１乃至１１のうちいずれか一項に記載の電気エネルギ供給システムの使用。
【請求項１４】
入力電圧をＤＣ電圧に整流するステップと、
インバータにより前記ＤＣ電圧から５段階ＡＣ出力電圧を生成するステップと、
前記ＡＣ出力電圧の半周期における非対称のパルス形状が生成されるように前記インバータを制御するステップと
を有し、
前記非対称のパルス形状は、前記ＡＣ出力電圧が零とは異なる外側電圧ブロックを有し、
前記非対称のパルス形状は、前記ＡＣ出力電圧が前記ＤＣ電圧と等しい前記外側電圧ブロック内の内側電圧ブロックを有し、
前記内側電圧ブロックの中心は、前記外側電圧ブロックの中心とは異なる、
負荷に電気エネルギを供給する方法。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００５
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００５】
モータ駆動用途では、５段階ＮＰＣクランプ方式インバータの使用が知られている。  
国際公開第２０１１／０２４１３７（Ａ１）号パンフレットは、Ｘ線発生器のカソードへ電力を供給するために使用され得る５段階コンバータを示す。 
米国特許第８０３５９９６（Ｂ１）号明細書は、フルブリッジ電力コンバータにおける非対称零電圧スイッチングに関する。 
Ｂｏｎｇ−Ｃｈｕｌ  Ｋｉｍ等による論文“ＬＬＣ  Ｒｅｓｏｎａｎｔ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ  ｗｉｔｈ  ａｓｙｍｍｅｔｒｉｃ  ＰＷＭ  ｆｏｒ  ｈｏｌｄ−ｕｐ  ｔｉｍｅ”（８．ｔｈ  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  ｏｎ  Ｐｏｗｅｒ  Ｅｌｃｔｒｏｎｉｓ−ＥＣＣＥ  Ａｓｉａ）は、ハーフブリッジコンバータをより効率的にスイッチングすることに言及する。
【国際調査報告】
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