(57)【要約】電気印加信号に応答して光信号を生成するためのハイブリッド回路は、電気入力ポートと光出力ポートとを有し、入力周波数の関数である光出力応答を有する、傾斜電荷発光デバイスと、傾斜電荷発光デバイスの電気入力ポートに結合され、傾斜電荷発光デバイスの光出力応答の逆数に実質的に比例する伝達関数を有する入力インタフェース回路とを含み、それによって、入力インタフェース回路への電気印加信号の印加が、傾斜電荷発光デバイスの光出力ポートからの光信号を生成するように作用する。入力インタフェース回路は、振幅対周波数を向上させる領域によって特徴づけられる伝達関数を有する受動ＲＬＣ回路を含む。
2014527308.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電気印加信号に応答して光信号を生成するためのハイブリッド回路であって、
電気入力ポートと光出力ポートとを有し、入力周波数の関数である光出力応答を有する、傾斜電荷発光デバイスと、
前記傾斜電荷発光デバイスの前記電気入力ポートに結合され、前記傾斜電荷発光デバイスの前記光出力応答の逆数に実質的に比例する伝達関数を有する入力インタフェース回路と
を含み、
それによって、前記入力インタフェース回路への前記電気印加信号の印加が、前記傾斜電荷発光デバイスの前記光出力ポートからの光信号を生成するように作用することを特徴とするハイブリッド回路。
【請求項２】
前記入力インタフェース回路はＲＬＣ回路を含むことを特徴とする請求項１に記載のハイブリッド回路。
【請求項３】
前記入力インタフェース回路は受動ＲＬＣ回路を含むことを特徴とする請求項１に記載のハイブリッド回路。
【請求項４】
前記ＲＬＣ回路は、振幅対周波数を向上させる領域によって特徴づけられる伝達関数を有することを特徴とする請求項２に記載のハイブリッド回路。
【請求項５】
集積回路媒体をさらに含み、前記傾斜電荷発光デバイスおよび前記入力インタフェース回路は前記媒体上に配置されることを特徴とする請求項１に記載のハイブリッド回路。
【請求項６】
前記入力インタフェース回路はデジタル信号プロセッサを含むことを特徴とする請求項１または５に記載のハイブリッド回路。
【請求項７】
前記傾斜電荷発光デバイスは傾斜電荷発光ダイオードを含むことを特徴とする請求項１に記載のハイブリッド回路。
【請求項８】
前記傾斜電荷発光デバイスは、第２の電気入力ポートを有する発光トランジスタを含むことを特徴とする請求項１に記載のハイブリッド回路。
【請求項９】
前記傾斜電荷発光デバイスは、第２の電気入力ポートを有するトランジスタレーザを含むことを特徴とする請求項１に記載のハイブリッド回路。
【請求項１０】
電気印加信号に応答して光信号を生成するためのハイブリッド集積回路であって、
集積回路媒体と、
前記集積回路媒体上に配置され、電気入力ポートと光出力ポートとを有する、傾斜電荷発光デバイスと、
前記集積回路媒体上に配置され、前記傾斜電荷発光デバイスの光応答特性に関係する伝達関数を有する入力インタフェース回路と
を含み、
それによって、前記入力インタフェース回路への前記電気印加信号の印加が、前記傾斜電荷発光デバイスの前記光出力ポートからの光信号を生成するように作用することを特徴とするハイブリッド集積回路。
【請求項１１】
前記入力インタフェース回路は受動ＲＬＣ回路を含むことを特徴とする請求項１０に記載のハイブリッド集積回路。
【請求項１２】
前記ＲＬＣ回路は、振幅対周波数を向上させる領域によって特徴づけられる伝達関数を有することを特徴とする請求項１１に記載のハイブリッド集積回路。
【請求項１３】
電気印加信号に応答して光信号を生成する方法であって、
電気入力ポートと光出力ポートとを有する傾斜電荷発光デバイスを用意するステップと、
前記傾斜電荷発光デバイスの光出力応答を入力周波数の関数として決定するステップと、
前記電気入力ポートに結合され、前記決定された応答に逆比例する伝達関数を有する入力インタフェース回路を用意するステップと、
前記電気印加信号を、前記入力インタフェース回路を介して、前記傾斜電荷発光デバイスに印加して、出力した光信号を生成するステップと
を含むことを特徴とする方法。
【請求項１４】
前記入力インタフェース回路を用意するステップは、ＲＬＣ回路を用意するステップを含むことを特徴とする請求項１３に記載の方法。
【請求項１５】
前記電気印加信号に位相シフトを実施するように作用する直列ＬＣブランチを前記ＲＬＣ回路に設けるステップをさらに含むことを特徴とする請求項１４に記載の方法。
【請求項１６】
前記電気印加信号は、超過入力電圧のピークツーピーク振幅を有するＡＣ信号を含み、前記入力インタフェース回路は、前記超過入力電圧の実質的な部分を使用するように作用することを特徴とする請求項１４または１５に記載の方法。
【請求項１７】
電気印加信号に応答して光信号を生成する方法であって、
電気入力ポートと光出力ポートとを有し、傾斜電荷発光デバイスが入力周波数の関数である光出力応答を有する、傾斜電荷発光デバイスを用意するステップと、
前記傾斜電荷発光デバイスの前記電気入力ポートに結合され、前記傾斜電荷発光デバイスの前記光出力応答の逆数に実質的に比例する伝達関数を有する入力インタフェース回路を用意するステップと、
前記電気印加信号を前記入力インタフェース回路に印加して、前記傾斜電荷発光デバイスの前記光出力ポートからの光信号を生成するステップと
を含むことを特徴とする方法。
【請求項１８】
前記入力インタフェース回路を用意するステップは、ＲＬＣ回路を用意するステップを含むことを特徴とする請求項１７に記載の方法。
【請求項１９】
前記ＲＬＣ回路を用意するステップは、振幅対周波数を向上させる領域によって特徴づけられる伝達関数を有するＲＬＣ回路を用意するステップを含むことを特徴とする請求項１８に記載の方法。
【請求項２０】
前記電気印加信号は、超過入力電圧ピークツーピーク振幅を有するＡＣ信号を含み、前記入力インタフェース回路は、前記超過入力電圧の実質的な部分を使用するように作用することを特徴とする請求項１７ないし１９のいずれか１項に記載の方法。
【請求項２１】
前記傾斜電荷発光デバイスを用意するステップは、第２の電気入力ポートを有する発光トランジスタを用意するステップを含むことを特徴とする請求項１７に記載の方法。
【請求項２２】
電気印加信号に応答して、増強されたパワー効率および帯域幅をもつ光信号を生成する方法であって、
電気入力ポートと光出力ポートとを有する傾斜電荷発光デバイスを用意するステップであって、前記傾斜電荷発光デバイスは、前記傾斜電荷発光デバイスの活性領域から離れたところで再結合電流を迂回させる周波数依存の短絡経路と、入力周波数の関数である結果として起こる光出力応答とを有する、傾斜電荷発光デバイスを用意するステップと、
前記傾斜電荷発光デバイスの前記電気入力ポートに結合され、前記傾斜電荷発光デバイスの前記光出力応答の逆数に実質的に比例する伝達関数を有する入力インタフェース回路を用意するステップと、
前記電気印加信号を前記入力インタフェース回路に印加して、前記傾斜電荷発光デバイスの前記光出力ポートからの光信号を生成するステップと
を含むことを特徴とする方法。
【請求項２３】
前記電気印加信号は、超過入力電圧ピークツーピーク振幅を有するＡＣ信号を含み、前記入力インタフェース回路は、前記超過入力電圧の実質的な部分を使用するように作用することを特徴とする請求項２２に記載の方法。
【請求項２４】
第１の場所と第２の場所との間の高帯域幅通信リンクを設立する方法であって、
前記第１の場所において、通信されるべきデータを表す電気印加信号を用意するステップと、
少なくとも１つの電気入力ポートと光出力ポートとを有する傾斜電荷発光デバイスを用意するステップと、
前記傾斜電荷発光デバイスの前記光出力ポートを光導波路に結合させるステップと、
前記第２の場所において、前記光導波路に結合された光検出器を含む受信機回路を用意するステップであって、前記傾斜電荷発光デバイス、前記光導波路、および前記受信機回路が各々周波数の関数としての固有の伝達関数を有する、受信機回路を用意するステップと、
前記電気印加信号を前記傾斜電荷発光デバイスに結合させる入力インタフェース回路を用意するステップであって、前記入力インタフェース回路は、前記傾斜電荷発光デバイスならびに前記光導波路および前記受信機回路の少なくとも一方の前記伝達関数の積を使用して決定される周波数依存伝達関数を有する、入力インタフェース回路を用意するステップと
を含むことを特徴とする方法。
【請求項２５】
前記入力インタフェース回路を用意するステップは、前記傾斜電荷発光デバイス、前記光導波路、および前記受信機回路の前記伝達関数の積を周波数の関数として導き出して、サブシステム周波数特性を得るステップと、前記入力インタフェースの前記周波数依存伝達関数を、周波数スペクトルの一部分にわたり前記サブシステム周波数特性に実質的に逆比例するように導き出すステップとを含むことを特徴とする請求項２４に記載の方法。
【請求項２６】
前記傾斜電荷発光デバイスを用意するステップは、その光出力ポートから自然光放出を生成するデバイスを用意するステップを含むことを特徴とする請求項２５に記載の方法。
【請求項２７】
前記電気印加信号を用意するステップは、周波数の関数としての固有の伝達関数を有する伝送線を介して前記電気印加信号を送信する送信機を用意するステップを含み、前記電気印加信号を前記傾斜電荷発光デバイスに結合させる前記入力インタフェース回路を用意するステップは、前記伝送線、前記傾斜電荷発光デバイス、前記光導波路、および前記受信機回路の前記伝達関数の積を使用して決定される周波数依存伝達関数を有するような入力インタフェース回路を用意するステップを含むことを特徴とする請求項２４に記載の方法。
【請求項２８】
前記光検出器を含む受信機回路を用意するステップは、周波数の関数としての固有の伝達関数を有するさらなる伝送線を介して前記受信機回路の出力を受け取る直並列変換器を用意するステップをさらに含み、前記電気印加信号を前記傾斜電荷発光デバイスに結合させる前記入力インタフェース回路を用意するステップは、前記傾斜電荷発光デバイス、前記光導波路、前記受信機回路、および前記さらなる伝送線の前記伝達関数の積を使用して決定される周波数依存伝達関数を有するような入力インタフェース回路を用意するステップを含むことを特徴とする請求項２４に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、半導体発光デバイスの分野、ならびにそのようなデバイスを組み込む回路および方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
本発明の背景には、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ、それは電気傾斜電荷デバイスである）、発光トランジスタ、トランジスタレーザ、および傾斜電荷発光ダイオード（それぞれ、ＬＥＴ、ＴＬ、およびＴＣＬＥＤであり、それらはすべて光傾斜電荷デバイスである）に関係する技術が含まれる。傾斜電荷デバイスは、その名前をデバイスのベース領域のエネルギー準位図特性から得ており、そのエネルギー準位図特性は、近似的に、エミッタインタフェースからコレクタ（または二端子デバイスではドレイン）インタフェースまでの下降する傾斜形状（ｄｅｓｃｅｎｄｉｎｇ  ｒａｍｐ  ｓｈａｐｅ）を有する。これは、動的流れの状態にあるキャリアの傾斜電荷密度（ｔｉｌｔｅｄ  ｃｈａｒｇｅ  ｐｏｐｕｌａｔｉｏｎ）を表し、「速い」キャリアは再結合し、「遅い」キャリアはコレクタ（またはドレイン）を介して出て行く。
【０００３】
デバイスのベース領域に１つまたは複数の量子サイズ領域を一般に用いる光傾斜電荷デバイスおよび技法に関して、例えば、以下の特許文献１ないし特許文献２８、および特許文献２６で参照された出版物を参照することができる。
【０００４】
光傾斜電荷デバイスはある極性の固有の自由多数キャリアをもつ活性領域を含み、別の極性の単一種の少数キャリアがこの活性領域への一方の入力に注入され、活性領域を横切って拡散することができる。この活性領域は、多数キャリアの伝導および少数キャリアの放射再結合を可能にし、増強する特徴を有する。次に、活性領域の出力側で、少数キャリアは、別々のより速い機構によって収集されるか、排出されるか、空乏化されるか、または再結合される。電気接触部がこの全機能の領域に結合される。
【０００５】
２００４年の初めに、出版物が、放射再結合を増強するためにデバイスのベース領域に量子井戸を組み込んだ光傾斜電荷デバイスについて記載した（例えば、非特許文献１を参照されたい）。その論文において、光信号が１ＧＨｚまでの速度の正弦波電気入力信号に追随したことが実証された。５年以上後に、さらなる研究および基本的な進歩（いくつかの進歩の中でとりわけ、動作方法、活性区域設計、およびエピ層構造に関係する）の後に、自然放出発光器としての高速傾斜電荷デバイスが４．３ＧＨｚの帯域幅（ＬＥＴ）で、後に７ＧＨｚの帯域幅（ＴＣＬＥＤ）で動作したことが報告された（例えば、非特許文献２を参照されたい）。その時以来、さらなる改善が達成されているが、商業的に実用的なオプトエレクトロニックデバイスおよび技法を達成するには効率および帯域幅の追加の進歩が望ましい。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】米国特許第７，０９１，０８２号明細書
【特許文献２】米国特許第７，２８６，５８３号明細書
【特許文献３】米国特許第７，３５４，７８０号明細書
【特許文献４】米国特許第７，５３５，０３４号明細書
【特許文献５】米国特許第７，６９３，１９５号明細書
【特許文献６】米国特許第７，６９６，５３６号明細書
【特許文献７】米国特許第７，７１１，０１５号明細書
【特許文献８】米国特許第７，８１３，３９６号明細書
【特許文献９】米国特許第７，８８８，１９９号明細書
【特許文献１０】米国特許第７，８８８，６２５号明細書
【特許文献１１】米国特許第７，９５３，１３３号明細書
【特許文献１２】米国特許第７，９９８，８０７号明細書
【特許文献１３】米国特許第８，００５，１２４号明細書
【特許文献１４】米国特許第８，１７９，９３７号明細書
【特許文献１５】米国特許第８，１７９，９３９号明細書
【特許文献１６】米国特許出願公開第２００５／００４０４３２号明細書
【特許文献１７】米国特許出願公開第２００５／００５４１７２号明細書
【特許文献１８】米国特許出願公開第２００８／０２４０１７３号明細書
【特許文献１９】米国特許出願公開第２００９／０１３４９３９号明細書
【特許文献２０】米国特許出願公開第２０１０／００３４２２８号明細書
【特許文献２１】米国特許出願公開第２０１０／０２０２４８３号明細書
【特許文献２２】米国特許出願公開第２０１０／０２０２４８４号明細書
【特許文献２３】米国特許出願公開第２０１０／０２７２１４０号明細書
【特許文献２４】米国特許出願公開第２０１０／０２８９４２７号明細書
【特許文献２５】米国特許出願公開第２０１１／０１５０４８７号明細書
【特許文献２６】米国特許出願公開第２０１２／００６８１５１号明細書
【特許文献２７】国際公開第２００５／０２０２８７号パンフレット
【特許文献２８】国際公開第２００６／０９３８８３号パンフレット
【非特許文献】
【０００７】
【非特許文献１】Ｍ． Ｆｅｎｇ， Ｎ． Ｈｏｌｏｎｙａｋ Ｊｒ．， ａｎｄ Ｒ． Ｃｈａｎ， Ｑｕａｎｔｕｍ−Ｗｅｌｌ−Ｂａｓｅ Ｈｅｔｅｒｏｊｕｎｃｔｉｏｎ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｌｉｇｈｔ−Ｅｍｉｔｔｉｎｇ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ， Ａｐｐｌ． Ｐｈｙｓ． Ｌｅｔｔ． ８４， １９５２， ２００４
【非特許文献２】Ｇ． Ｗａｌｔｅｒ， Ｃ．Ｈ． Ｗｕ， Ｈ．Ｗ． Ｔｈｅｎ， Ｍ． Ｆｅｎｇ， ａｎｄ Ｎ． Ｈｏｌｏｎｙａｋ Ｊｒ． ， Ｔｉｔｌｅｄ−Ｃｈａｒｇｅ Ｈｉｇｈ Ｓｐｅｅｄ （７ ＧＨｚ） Ｌｉｇｈｔ Ｅｍｉｔｔｉｎｇ Ｄｉｏｄｅ， Ａｐｐｌ． Ｐｈｙｓ． Ｌｅｔｔ． ９４， ２３１１２５， ２００９
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
本発明の目的には、光傾斜電荷デバイス、回路、および技法のそのような進歩および改善を達成することが含まれる。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
効率的な高速光傾斜電荷デバイスを達成することに関する難題には、予想外の微妙な点が含まれていることが見いだされている。例えば、デバイス面積をより小さくおよびより狭くして、抵抗（Ｒ）をより小さく、キャパシタンス（Ｃ）をより小さく、およびインダクタンス（Ｌ）をより小さくする手法は、必ずしも有益ではない。これに関連して、最も速いＨＢＴデバイス（例えば、ＩｎＧａＰ／ＧａＡｓ  ＨＢＴ）の設計基準を単に使用するのは不適当である。トランジスタ技術からの共通の起源にもかかわらず、光傾斜電荷デバイスは、高速ＨＢＴトランジスタ（電気傾斜電荷デバイス）との共通の設計特徴をほとんど共有していない。例えば、トランジスタのベースに量子井戸を追加するのには、再結合を支援するために別の元素または欠陥を導入するだけでなく、電荷の蓄積、横方向移送、および捕獲されたキャリアの再熱運動化を可能にする構造も導入する。さらに、著しく低い電気利得（より高いベース電流比）により、ベースシート抵抗（加熱、エミッタクラウディング）およびベース電流密度（信頼性）に関連した問題が拡大され、ベース移動時間の重要性、すなわち、ＨＢＴの設計における大きい課題は、低いエミッタ電流密度での横方向抵抗（ｌａｔｅｒａｌ  ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ）およびエミッタクラウディングの懸念によって矮小化される。
【００１０】
高速光傾斜電荷デバイスを設計するとき、光取り出し、ビーム形状、および光パワー出力は、デバイスの電気利得および電気帯域幅と同じくらい重要である。さらに、ＨＢＴの速度はベース−エミッタ接合およびベース−コレクタ接合の寸法を連続的に縮小することによって増加されうるという点で、ＨＢＴコミュニティが非常に忠実に従っている設計基準は、この物理的な寸法の減少により、放射再結合効率がますます小さくなるので、利用することができない。それ故に、そのような設計基準は、純粋に電気的な入力／出力の傾斜電荷デバイスには好適であるが、光出力の最適化をさらに必要とする設計（光傾斜電荷デバイス）には適していない。
【００１１】
同様に、高速光傾斜電荷デバイスは、電荷蓄積発光器（ダイオードレーザまたは発光ダイオードなど）との共通の設計特徴をほとんど共有していない。例えば、両方とも量子井戸などの構造を使用するが、光電荷蓄積デバイスの設計基準は、電荷の閉込めまたは蓄積を最大化する（捕獲されたキャリアが光子場によって刺激されるか、または自然放出によって再結合されるのを「待つ」誘導放出プロセスの確率を改善するために）方法を必要とし、一方、光傾斜電荷デバイスの設計基準は、蓄積されるキャリアを最小化する（高速動作を達成するために）方法を必要とする。さらに、電荷蓄積デバイスで使用される光取り出しの設計基準は、傾斜電荷デバイスに課される設計制約条件（例えば、物理的な寸法、用途、電力消費、帯域幅、およびコスト）のために傾斜電荷デバイスに必ずしも当てはまらない。
【００１２】
１つの設計要件はコストに関係する。光相互接続の適用がますます短い距離範囲に達するにつれて、電気−光変換に関連するコストは低減される必要がある。高速光傾斜電荷デバイス（ＨＳ−ＯＴＣＤ）は、ＶＣＳＥＬまたはダイオードレーザベースの電気−光手法の置き換えとなるだけでなく、電気−光変換の必要がない非常に安価な従来の銅相互接続の置き換えとなる。それ故に、速度特性を改善する設計は理想的にはコストを増加させるべきでない。
【００１３】
別の設計要件は電力消費に関係する。高速相互接続の密度および数は、より新しい用途のために増加し続けている。低い電力消費は、関連する冷却コストを減少させ、さらに設計アーキテクチャを簡単にするために重大な設計要件である。電力対帯域幅比ｒｐｂとして知られている基準計測行列がデバイス出力効率を示すのに使用され、ここで、より低い値はより大きい電力効率のデバイスを示す。
【００１４】
【数１】
2014527308.tif 000003
【００１５】
さらなる設計要件は放射量子効率に関係する。所与のエピ層設計およびデバイス寸法をもつ光傾斜電荷デバイスでは、最大の光内部量子効率は、最低の電流密度で動作されるときに達成される。量子効率値は、光（Ｌ）対再結合電流（ＩＲ）曲線の勾配から導き出されうる。図１において、例えば、約２０μｍ×４μｍの活性エミッタメサ領域をもつ３端子光傾斜電荷デバイス（発光トランジスタ）の非線形光出力特性が、再結合電流の関数として示される。ＩＲが増加するにつれて、曲線の勾配が減少し、それは、単位再結合電流当たりの光の発生が少ないことを示している。バイアス点ＩＲ≒０ｍＡでのＬ−ＩＲ曲線の勾配は、この特定のデバイス設計で達成可能な最も高い内部量子効率の基準点を表す。次に、より高いＩＲバイアスでの内部量子効率（勾配）の後続の変化は、ＨＳ−ＯＴＣＤの規格化内部量子効率ηｎｑｅ曲線を発生させるためにこの最初の状態の勾配に対して正規化され関係づけられうる。図２は、規格化内部量子効率を再結合の関数として示す。この特定のデバイスでは、≒ＩＲ＝２ｍＡ（ηｎｑｅ≒７０％）でデバイスを動作させることが望ましいことになる。
【００１６】
さらなる設計要件は動作ＡＣ電圧に関係する。ほとんどの用途および標準（イーサネット（登録商標）、ファイバチャネル、Ｉｎｆｉｎｉｂａｎｄ）では、０．５ボルト（Ｖｐｐ）の最小ピークツーピーク信号電圧および最大の１Ｖｐｐが、各シングルエンド差動線路に供給される。デバイスが５０オームの典型的な入力インピーダンスで設計されている場合、０．５Ｖｐｐは少なくとも１０ｍＡのピークツーピーク電流を駆動することができる。
【００１７】
さらなる別の設計要件は帯域幅に関係する。最小のＨＳ−ＯＴＣＤ帯域幅は理想的にはデータレートの少なくとも５０％とすべきである。したがって、例えば、１０Ｇｂｐｓデータレートは、ＨＳ−ＯＴＣＤが少なくとも５ＧＨｚの最小光動作帯域幅を有することを必要とする。しかし、上述で扱ったように、ＨＳ−ＯＴＣＤの帯域幅を増加させる既存の手法は、寸法を減少させること、および動作電流密度を増加させることに依存しており、それらは、説明したように放射量子効率を最大化する設計要件にとって不都合となる傾向がある。それ故に、本発明の特徴は、列記された他の設計要件を妨害することなく動作光帯域幅を実質的に増加させるための技法を含む。
【００１８】
本発明の特徴によれば、電力効率のよい高速光傾斜電荷デバイス（ＨＳ−ＯＴＣＤ）の動作の技法が述べられる。これらの技法を使用して、ＨＳ−ＯＴＣＤの動作帯域幅（光３ｄＢ帯域幅）は約１桁だけ改善することができ、エミッタ電流密度および電力消費対帯域幅比は、比較的低く（例えば、＜２００００Ａ／ｃｍ２および＜３ｍＷ／ＧＨｚ）保たれ、規格化量子効率ηｎｑｅは高く（例えば、＞６０％）保たれる。
【００１９】
本発明の形態によれば、電気印加信号に応答して光信号を生成するためのハイブリッド回路が提供され、ハイブリッド回路は、電気入力ポートと光出力ポートとを有する傾斜電荷発光デバイスであり、前記デバイスは入力周波数の関数である光出力応答を有する、傾斜電荷発光デバイスと、前記デバイスの電気入力ポートに結合され、前記デバイスの光出力応答の逆数に実質的に比例する伝達関数を有する入力インタフェース回路とを含み、それによって、前記入力インタフェース回路への前記電気印加信号の印加が、前記デバイスの光出力ポートからの光信号を生成するように作用する。本発明のこの形態の一実施形態では、入力インタフェース回路は、振幅対周波数を向上させる領域によって特徴づけられる伝達関数を有する受動ＲＬＣ回路を含む。この実施形態では、集積回路媒体がさらに提供され、前記傾斜電荷発光デバイスおよび前記入力インタフェース回路が前記媒体上に配置される。傾斜電荷発光デバイスは、例えば、発光トランジスタまたは傾斜電荷発光ダイオードを含むことができる。
【００２０】
本発明の別の形態によれば、電気印加信号（electrical energizing signals: 電気的な印加信号）に応答して光信号を生成する方法が提供され、この方法は、電気入力ポートと光出力ポートとを有する傾斜電荷発光デバイスを用意するステップと、前記デバイスの光出力応答を入力周波数の関数として決定するステップと、前記電気入力ポートに結合され、前記決定された応答に逆比例する伝達関数を有する入力インタフェース回路を用意するステップと、前記電気印加信号を、前記入力インタフェース回路を介して、前記デバイスに印加して、出力した光信号を生成するステップとを含む。本発明のこの形態の一実施形態では、入力インタフェース回路を用意するステップは、前記電気印加信号に位相シフトを実施するように作用する直列ＬＣブランチ（ｓｅｒｉｅｓ  ＬＣ  ｂｒａｎｃｈ）をＲＬＣ回路に設けるステップを含む。この実施形態では、前記電気印加信号は、超過入力電圧ピークツーピーク振幅を有するＡＣ信号を含み、前記入力インタフェース回路は、前記超過入力電圧の実質的な部分を使用するように作用する。
【００２１】
本発明の別の形態では、第１の場所と第２の場所との間の高帯域幅通信リンクを設立する方法が述べられ、この方法は、前記第１の場所において、通信されるべきデータを表す電気印加信号を用意するステップと、少なくとも１つの電気入力ポートと光出力ポートとを有する傾斜電荷発光デバイスを用意するステップと、前記傾斜電荷発光デバイスの光出力ポートを光導波路に結合させるステップと、前記第２の場所において、前記光導波路に結合された光検出器を含む受信機回路を用意するステップであり、前記傾斜電荷発光デバイス、前記光導波路、および前記受信機回路は各々周波数の関数としての固有の伝達関数を有する、ステップと、前記電気印加信号を前記傾斜電荷発光デバイスに結合させる入力インタフェース回路を用意するステップであり、前記入力インタフェース回路は、前記傾斜電荷発光デバイスならびに前記光導波路および前記受信機回路の少なくとも一方の伝達関数の積を使用して決定される周波数依存伝達関数を有する、ステップとを含む。本発明のこの形態の一実施形態では、傾斜電荷発光デバイスを用意する前記ステップは、その光出力ポートから自然光放出を生成するデバイスを用意するステップを含む。さらに、この実施形態では、電気印加信号を用意する前記ステップは、周波数の関数としての固有の伝達関数を有する伝送線を介して前記電気印加信号を送信する送信機を用意するステップを含み、前記電気印加信号を前記傾斜電荷発光デバイスに結合させる入力インタフェース回路を用意する前記ステップは、前記伝送線、前記傾斜電荷発光デバイス、前記光導波路、および前記受信機回路の伝達関数の積を使用して決定される周波数依存伝達関数を有するような前記入力インタフェース回路を用意するステップを含む。
【００２２】
本発明のさらなる特徴および利点が、添付の図面に関連して行われる以下の詳細な説明からより容易に明らかになるであろう。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】約２０μｍ×４μｍの活性エミッタメサ領域をもつ光傾斜電荷デバイスの光出力（Ｌ）対再結合電流（ＩＲ）のグラフである。バイアス点ＩＲ≒０ｍＡでのＬ−ＩＲ曲線の勾配は、この特定のデバイス設計で達成可能な最も高い内部量子効率の基準点を表す。
【図２】約２０μｍ×４μｍの活性エミッタメサ領域をもつ発光トランジスタの規格化量子効率（ηｎｑｅ）対再結合電流（ＩＲ）のグラフである。
【図３】５ｍＡのエミッタ電流入力での既存のＨＳ−ＯＴＣＤの動作帯域幅応答のグラフである。ポイントｍ１は、１．００００ＭＨｚの周波数で１．４４９ｄＢの光出力応答の所であり、ポイントｍ２は、４３９．０ＭＨｚの周波数で−１．５５１ｄＢの出力応答の所である。３ｄＢ帯域幅は約４３９ＭＨｚである。
【図４】本発明の一実施形態によるハイブリッドＨＳ−ＯＴＣＤの回路図であり、本発明の方法の実施形態を実施する際に使用することができる。
【図５Ａ】チップ上に集積化された図４のハイブリッドＨＳ−ＯＴＣＤの上面精密図である。可変抵抗器Ｒ４が微同調のために外部に置かれる。
【図５Ｂ】図５Ａの挿入図（ａ）の拡大図である。
【図６】図５のＤＳＰの出力電圧周波数応答のグラフであり、ＤＳＰにより、超過電圧をより高い周波数で利用できるようになることを示している。
【図７】より高い周波数において超過信号電圧を利用できるようにする入力ＤＳＰ回路に結合されたＨＳ−ＯＴＣＤの光周波数応答を示すグラフである。これにより、電力消費の増加がほとんどない状態で、動作帯域幅を４３９ＭＨｚから５．６ＧＨｚに向上させることができる。ポイントｍ１は、１．００６ＧＨｚの周波数および−１９．８６９ｄＢの光出力の所であり、ポイントｍ２は、５．５８８ＧＨｚの周波数および−２２．８５５ｄＢの光出力の所である。
【図８】位相効果を利用して、７．２５７ＧＨｚで共振を誘起する回路を示す図である。７．２５７ＧＨｚにおいて、インピーダンスは最小（２．２オーム）であり、ブランチを横切る電流は最大である。
【図９】７．２５７ＧＨｚで共振を誘起するように設計された位相効果回路の電圧伝達関数のグラフである。
【図１０】本発明の一実施形態による位相効果を増強するＤＳＰの回路図であり、本発明の方法の実施形態を実施する際に使用することができる。
【図１１】図１０の回路の周波数の関数としての光パワー応答のグラフであり、位相効果を増強するＤＳＰがＨＳ−ＯＴＣＤに結合されたとき、ＨＳ−ＯＴＣＤ動作帯域幅が６．５ＧＨｚまで高められることを示している。
【図１２】高速光傾斜電荷デバイス（ＨＳ−ＯＴＣＤ）を含むデジタル伝送リンクのブロック図である。
【図１３】ハイブリッドＨＳ−ＯＴＣＤで利用するように変更された図１２のデジタル伝送リンクのブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
一般に、半導体発光器へのピークツーピーク入力電圧Ｖｐｐの標準は少なくとも０．５ボルトである。本発明の高速光傾斜電荷デバイス（ＨＳ−ＯＴＳＤ）は、０．５Ｖの標準最小Ｖｐｐ信号よりも実質的に小さいＶｐｐ信号で動作するように設計される。必要とされるより小さい動作Ｖｐｐ信号と標準最小Ｖｐｐ信号との間の正味の差は、超過供給電圧（超過エネルギー）の存在をもたらす。これは、例えば、５０オームの入力負荷をもつエミッタ接地モード下のデバイスを動作させることによって達成されうる。次に、デバイスは、約≒２ｍＡ以下のピークツーピーク（ＲＦ）ベース再結合電流Ｉｐｐが光学用途で必要とされるように設計される。例えば、９８０ｎｍおよび１００％の内部量子効率で動作するデバイスでは、ｍＡの各再結合電流は≒１．２６ｍＷの光パワーを発生させることができ、それはほとんどの高速用途にとって十分である。約２ｍＡの再結合電流、５０オーム入力負荷、およびエミッタ接地モードでは、必要とされるＶｐｐ供給はわずかに≒０．１Ｖである。これは、０．５Ｖの最小供給Ｖｐｐ信号に基づいて０．４Ｖの超過供給電圧をもたらす。この超過供給電圧は本明細書で適切に使用される。
【００２５】
高速光傾斜電荷デバイスの研究の示したところによれば、デバイスの光帯域幅の制限は、ベース再結合領域と並列な周波数依存の短絡経路によって強く影響されており、その短絡経路は、周波数が高いほどベース再結合領域から離れたところで再結合電流を迂回させる。このために、周波数の増加とともに光入力の低減がもたらされる。
【００２６】
本発明の一実施形態では、高周波での再結合電流のこの損失は、短絡経路に起因する損失に一般に比例して入力信号電圧強度を増加させることによって補償される。必要とされる追加の信号電圧強度は、本明細書で説明するように発生される超過供給電圧から引き出される。本発明の別の実施形態では、入力信号電圧強度は、例えば、送信機要素、光導波路、および受信機要素を含む光リンク全体に沿って光帯域幅の損失を補償するように制御される。再び、必要な追加のエネルギーは超過供給電圧から引き出される。
【００２７】
最初に、高度にドープされたベース領域に量子井戸をもち、≒２０μｍ×４μｍの活性エミッタメサ寸法をもつ発光トランジスタの形態であり、５ｍＡエミッタ電流入力でバイアスされ、エミッタ接地モード下にある既存のＨＳ−ＯＴＣＤの光動作帯域幅応答を考えよう。ＩＥ＝５ｍＡ（≒２ｍＡ再結合電流）では、近似的な平均の活性エミッタ電流密度は６２５０Ａ／ｃｍ２であり、規格化量子効率ηｎｑｅは≒７０％である。図３は、デバイスが約４３９Ｍｈｚの３ｄＢ帯域幅を有することを示し、その帯域幅は、１０Ｇｂｐｓ動作での所望の５ＧＨｚ帯域幅にとって必要とされる最低限よりも非常に低い。その上、デバイスは≒７．５ｍＷの電力しか消費しないが、前に説明した基準を考慮すると、≒１７ｍＷ／Ｇｈｚの電力対帯域幅比ｒｐｂは実際には高すぎる。
【００２８】
本発明の実施形態では、Ｓパラメータおよび光応答がＨＳ−ＯＴＣＤまたは光リンクから抜き出される。次に、周波数の関数としての短絡経路強度または光リンク損失が識別される。次に、カスタマイズされたデジタル信号処理（ＤＳＰ）回路が工夫され、ＨＳ−ＯＴＣＤデバイスに結合され、デジタル信号処理（ＤＳＰ）回路により、超過供給電圧を利用して周波数の関数としての損失に対処できるようになる。
【００２９】
超過ピークツーピーク入力電圧（Ｖｐｐ  ｉｎ）を調整するＤＳＰ回路の実施形態が図４に示される。この実施形態では、回路は、キャパシタＣ１に並列な抵抗器Ｒ２およびＲ３に入力抵抗器Ｒ１が結合されている受動ＲＬＣ構成を含む。抵抗器Ｒ２と抵抗器Ｒ３との間の端子点は、インダクタＬ１、可変抵抗器Ｒ４、および結合（ＤＣブロッキング）キャパシタＣＣｐを介してＡＣ接地に結合される。特別に調整された出力ピークツーピーク電圧Ｖｐｐｏｕｔが、本実施形態では、ＨＳ−ＯＴＣＤのベース領域（Ｂ）に結合され、ＨＳ−ＯＴＣＤは、この場合、高濃度にドープされたベース領域に１つまたは複数の量子サイズ領域を有する発光トランジスタ（ＬＥＴ）である（例えば、本発明の背景技術における上述の特許文献を参照することができる）。この構成では、エミッタ領域（Ｅ）は接地され、コレクタ領域は端子パッドＰ３および抵抗器Ｒｃを介してバイアス電圧ＶＤＣまたは電流ＩＤＣに結合される。別の結合（ＤＣブロッキング）キャパシタＣＣｐは接地端子パッドＰ４へのＡＣ結合を行う。動作時に、ＤＣ電圧またはＤＣ電流を印加して、ＨＳ−ＯＴＣＤをオンにする。ＡＣ信号（一般に、デジタル信号）がパッドＰ１を介して印加され、デバイスの光出力ｈνが変調される。１つの例では、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、およびＲ４は、それぞれ、３オーム、３５オーム、８５オーム、および８オームであり、キャパシタＣ１は０．９ピコファラドであり、インダクタＬ１は０．９９ナノヘンリーである。４．２５Ｇｂｐｓ信号が回路に印加され、結果として生じる変調された光出力が、デジタルオシロスコープにさらに結合される２．５ＧＨｚ帯域幅のＰＩＮ−ＴＩＡ／ＬＡフォト受信機を使用して測定される。結果として生じるアイダイアグラムは、４．２５Ｇｂｐｓのデジタル伝送の成功を示した。
【００３０】
図５Ａは、図４の回路図の破線の長方形の部分のハイブリッド回路の上面精密図である。図５Ｂは、図５Ａの挿入図（ａ）の図５Ａの一部分の拡大されたものである。デジタル信号プロセッサ入力回路はＨＳ−ＯＴＣＤとオンチップで集積化されて、図示のようにハイブリッドＨＳ−ＯＴＣＤが形成される。図５Ｂの挿入図（ａ）は、図４の回路の受動構成要素（Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｃ１、およびＬ１を含む）およびＨＳ−ＯＴＣＤのレイアウトを示す。この実施形態では、可変抵抗器Ｒ４は、ＤＳＰ伝達関数の微同調性能を可能にするために外部にある。２ｍＡ未満のベース電流でバイアスされるときに、本発明のＤＳＰがない場合、ＨＳ−ＯＴＣＤは６００ＭＨｚ未満の光帯域幅を示す。しかし、ＤＳＰと組み合わせると、結果として生じるハイブリッドＨＳ−ＯＴＣＤは５ＧＨｚを超える光帯域幅、すなわち、約１桁の改善を示す。超過供給電圧調整器の周波数応答（ＤＳＰ）が図６に示される。この図から、ＤＳＰによって、超過電圧をより高い周波数で利用して、短絡経路に起因する損失を補うことができることが分かる。
【００３１】
図７は、周波数依存の短絡経路に起因する損失を補償するために高周波では超過Ｖｐｐを利用することによって、追加の電力を消費することなく（電力消費は≒７．５  ｍＷに固定される）ＨＳ−ＯＴＣＤの動作帯域幅が４３９ＭＨｚから約５．６ＧＨｚに向上すること（≒１３倍の改善）を示している。それ故に、電力対帯域幅比は、１７ｍＷ／ＧＨｚから１．３４ｍＷ／Ｇｈｚに減少される。
【００３２】
普通の状況の下で、いかなる目的でも追加の外部回路（例えば、ＤＳＰ回路）を使用すると、いくつかの難題が現れることがある。第１に、それは、製造変数（デバイス仕様許容範囲、片寄り、はんだ接続、歩留りなど）に起因する不整合性に関連する結合の複雑を導入することになる。第２に、それは、ＤＳＰおよびＨＳ−ＯＴＣＤが一緒に結合された後でしかデバイスの高速性能を試験することができないので試験するコストを増加させることがある。第３に、それは、構成要素コストおよび在庫コストを増加させることがある。これらの要因は、通常、非常に高いコストの高速発光器アセンブリの一因となることがある。しかし、本発明の実施形態では、ハイブリッドＨＳ−ＯＴＣＤを形成するためにＤＳＰおよびＨＳ−ＯＴＣＤをオンチップ集積化することにより、指摘した製造およびコストの問題が除去される。この集積化の態様を可能にするには、ＤＳＰ機能を得るためにＨＢＴファウンドリと共用性のあるプロセスおよび構成要素を使用することである。図４および５に示したような受動構成要素のみを利用してＤＳＰが構成される場合、ハイブリッド設計はさらに容易になる。ＤＣ電圧調整器は、さらに、有利には、ハイブリッドＨＳ−ＯＴＣＤチップに埋め込まれうる。
【００３３】
本発明の別の実施形態は、運用帯域幅の一層さらなる改善を達成するために位相効果を利用する。ＡＣシステムでは、相対位相が、安定性を含むシステムの様々な態様を決定する際に重要な役割を果たす。システムの位相態様を操作することによって、共振効果（重畳波の位相が正確に同一であるか、または１８０度の位相外れである場合）を含む効果が導入されうる。キャパシタおよびインダクタなどのいくつかの構成要素は、同一の入力でバイアスされたとき、互いに対して自然に１８０度の位相外れとなる相対出力を生成する（例えば、直列に置かれると、キャパシタおよびインダクタの電圧出力は１８０度の位相外れとなる）。システムによっては、遅延が経路に導入され、その結果、到達する信号位相が、例えば、１８０度だけシフトされている。例えば、位相効果の実施態様は、既存のキャパシタにインダクタを直列に付加することを含むことができる（図８を参照）。インダクタおよびキャパシタの大きさが等しい場合、共振周波数が生じる。しかし、それらの位相は互いに対して１８０度の位相外れであるので、インダクタ効果およびキャパシタ効果は互いに相殺し、その結果、インピーダンスが最小になり、電流が最大になる。
【００３４】
図８の例では、インダクタＬは０．６ナノヘンリーのインダクタンスおよび２．２オームの抵抗成分を有し、キャパシタＣは０．８ピコファラドのキャパシタンスを有する。この回路は位相効果を利用して、７．２５７ＧＨｚで共振を誘起する。７．２５７ＧＨｚにおいて、インピーダンスは最小（２．２オーム）であり、ブランチを横切る電流は最大である。これは、図８の回路の電圧伝達関数を示す図９で分かり、ｍ１は、７．２５７ＧＨｚの周波数で生じる最大周波数応答を指し示す。
【００３５】
図１０は、図８におけるような位相効果を組み込むように変更された図４の回路の一部分を示す。具体的には、インダクタＬ２がキャパシタＣ１と直列に入れられる。この回路の一例では、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、およびＲ４は、それぞれ、３オーム、３８オーム、５０オーム、および６オームであり、インダクタＬ１は３オームの抵抗成分を伴う１．６ナノヘンリーであり、インダクタＬ２は２．２オームの抵抗成分を伴う０．６ナノヘンリーであり、キャパシタＣ１は０．８ピコファラドである。さらに、結合キャパシタＣ２は１７．２ピコファラドである。
【００３６】
図１１は、７．２５７ＧＨｚの共振効果（図９参照）が動作帯域幅を５．６ＧＨｚから約６．５ＧＨｚまで増大させることを示している。特に、図１１において、ポイントｍ１は、１．００６ＭＨｚの周波数で−２０．３３ｄＢの光パワー応答であり、−２３．３３ｄＢ（すなわち、３ｄＢダウン）の光パワー応答のポイントｍ２は、６．５２３ＧＨｚの周波数の所にある。本実施形態の位相効果が増強されたハイブリッドＨＳ−ＯＴＣＤの開口アイダイアグラムは、１０Ｇｂｐｓでの動作の成功を示した。
【００３７】
本発明のさらなる実施形態では、入力インタフェース回路の伝達関数は、光リンク全体の一部またはすべての周波数依存特性を考慮に入れている。図１２は、並直列変換器（電気デジタル信号送信機）１０、送信機−サブシステム伝送線１５、伝送用の被変調光信号を生成するための高速光傾斜電荷デバイス（ＨＳ−ＯＴＣＤ）２０、ファイバ光導波路５０、電気光学受信機６０、受信機−サブシステム伝送線７５、および直並列変換器（電気デジタル信号受信機）９０を含むデジタル伝送リンクを示す。周波数ドメインでのリンク構成要素の伝達関数が、リンク構成要素の上に（一般化された形態で）概略を示されている。これらの伝達関数は以下の通りである。
【００３８】
Ｈ（ω）ａ＝並直列変換器伝達関数
Ｈ（ω）ｂ＝送信機伝送線伝達関数
Ｈ（ω）ｃ＝高速光傾斜電荷デバイス伝達関数
Ｈ（ω）ｄ＝光ファイバ／導波路伝達関数
Ｈ（ω）ｅ＝光−電気受信機伝達関数
Ｈ（ω）ｆ＝受信機伝送線伝達関数
Ｈ（ω）ｇ＝全体のリンク伝達関数
Ｈ（ω）ｇ＝［Ｈ（ω）ａ］［Ｈ（ω）ｂ］［Ｈ（ω）ｃ］［Ｈ（ω）ｄ］［Ｈ（ω）ｅ］［Ｈ（ω）ｆ］
全体のリンク伝達関数Ｈ（ω）ｇは、受信機直並列変換器９０への入力までのリンク伝達関数である。
【００３９】
本実施形態の一形態によれば、ハイブリッドＨＳ−ＯＴＣＤは伝達関数Ｈ（ω）ｈおよびＳパラメータ特性をもつ入力インタフェース回路を組み込み、このインタフェース回路伝達関数はＨ（ω）ｇの逆伝達関数に実質的に比例する（すなわち、Ｈ（ω）ｈ∝１／Ｈ（ω）ｇ）。これは、ＨＳ−ＯＴＣＤの伝達関数Ｈ（ω）ｃと結合されると、最大のありうる３ｄＢ周波数規模においてデータレートの少なくとも半分の３ｄＢ周波数帯幅をもつ新しい全体のリンク伝達関数Ｈ（ω）ｇｙをもたらす。これは、出力ポイント（２）において入力ポイント（１）のデジタル信号の実質的な複製を提供することになる。これが図１３に表されており、ＨＳ−ＯＴＣＤ以外のすべての構成要素は図１２のものに対応し、同様の参照番号を有する。しかし、図１３において、ＨＳ−ＯＴＣＤは、本明細書で説明するようなハイブリッドＨＳ−ＯＴＣＤであり、ハイブリッドＨＳ−ＯＴＣＤ２０’とラベル付けされている。上述で示したように、ハイブリッドＨＳ−ＯＴＣＤ伝達関数は、Ｈ（ω）ｈｙ＝［Ｈ（ω）ｃ］［Ｈ（ω）ｈ］であり、ここで、Ｈ（ω）ｈ∝１／Ｈ（ω）ｇである。次に、全体のリンク伝達関数Ｈ（ω）ｇｙは、
Ｈ（ω）ｇｙ＝［Ｈ（ω）ａ］［Ｈ（ω）ｂ］［Ｈ（ω）ｈｙ］［Ｈ（ω）ｄ］［Ｈ（ω）ｅ］［Ｈ（ω）ｆ］
である。周波数ドメインでのリンク構成要素の伝達関数が、再び、リンク構成要素の上に（一般化された形態で）概略を示されている。全体のリンクの一部の伝達特性が入手できないか、または異なるもしくは可変のパラメータによって決まることになる場合、ハイブリッドＨＳ−ＯＴＣＤは、全体のリンクの既知または所望の構成要素を考慮に入れた逆伝達関数を有するように設計することができることが理解されよう。
【符号の説明】
【００４０】
１０  並直列変換器（電気デジタル信号送信機）
１５  送信機−サブシステム伝送線
２０、２０’  高速光傾斜電荷デバイス（ＨＳ−ＯＴＣＤ）
５０  ファイバ光導波路
６０  電気光学受信機
７５  受信機−サブシステム伝送線
９０  直並列変換器（電気デジタル信号受信機）
Ｒ１〜Ｒ４  抵抗器
Ｃ１〜Ｃ２、ＣＣｐ  キャパシタ
Ｌ、Ｌ１〜Ｌ２  インダクタ
Ｐ１〜Ｐ４  パッド
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５Ａ】
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【図５Ｂ】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【国際調査報告】
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