(57)【要約】【課題】【解決手段】本発明は、自励プッシュプル式変換器であって、ロイヤー（Royer）電気回路を備える。ロイヤー電気回路の給電端（Vin）とロイヤー電気回路中の変圧器の一次巻線の中心タップとの間にインダクタ（LN）が接続され、このインダクタのインダクタンス値は変圧器の中の一つの一次巻線（NP2、NP2）のインダクタンス値の十分の一より小さい。その中心タップは変圧器の二つの一次巻線の接続点である。自励式変換器は一致性が高く、デバッグ動作がし易く、プロセス要求が低く、さらに短絡保護機能が良い。
2014509180.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
自励プッシュプル式変換器であって、
ロイヤー電気回路を備えており、
前記ロイヤー電気回路の給電端とロイヤー電気回路中の変圧器の一次巻線の中心タップとの間にインダクタも接続され、
前記インダクタのインダクタンス値は変圧器の中の一次巻線のインダクタンス値の十分の一以下であり、
前記一次巻線の中心タップは、前記変圧器の二つの一次巻線の接続点であることを特徴とする自励プッシュプル式変換器。
【請求項２】
前記インダクタはプリント電気回路基板の回線から形成されることを特徴とする請求項１に記載の自励プッシュプル式変換器。
【請求項３】
前記インダクタは前記一次巻線の中心タップから導線を磁石球又は磁気リングに導入することによって形成されることを特徴とする請求項１に記載の自励プッシュプル式変換器。
【請求項４】
自励プッシュプル式変換器であって、
コレクタ共振型ロイヤー電気回路を備えており、
さらに、インダクタとコンデンサを備え、
前記コレクタ共振型ロイヤー電気回路中の変圧器の一次巻線の中心タップは順次に前記インダクタと前記コレクタ共振型ロイヤー電気回路中のダンパーインダクタを通して、前記コレクタ共振型ロイヤー電気回路の給電端に接続され、
前記インダクタのインダクタンス値は変圧器の中の一つの一次巻線のインダクタンス値の十分の一以下であり、
前記一次巻線の中心タップは、前記変圧器の二つの一次巻線の接続点であり、前記ダンパーインダクタとインダクタの接続点はコンデンサによってコレクタ共振型ロイヤー電気回路の給電基準端に接続されることを特徴とする自励プッシュプル式変換器。
【請求項５】
前記インダクタはプリント電気回路基板の回線から形成されることを特徴とする請求項４に記載の自励プッシュプル式変換器。
【請求項６】
前記インダクタは前記一次巻線の中心タップから導線を磁石球又は磁気リングに導入することによって形成されることを特徴とする請求項４に記載の自励プッシュプル式変換器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、自励プッシュプル式変換器に関し、特に工業制御と照明業界DC−DC又はDC−AC中の自励プッシュプル式変換器に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の自励プッシュプル式変換器は、電気回路の構造が１９５５年に米国のロイヤー（G.H.Royer）が発明した自励プッシュプル式トランジスタ単相変圧器直流変換器に由来し、これは高周波数を制御電気回路に転換する発端でもある。一部電気回路は、１９５７年に米国のジェン・セーン（Jen Sen）が発明した自励プッシュプル式二相変圧器電気回路に由来し、後に自励発振Jensen電気回路と呼ばれるようになった。この二種の電気回路は、後に総じて自励プッシュプル式変換器と呼ばれるようになった。ロイヤー（Royer）電気回路は自励発振Jensen電気回路と比較して、一つ利点があり、即ち、ロイヤー電気回路は出力端が負荷短絡である場合、電気回路の設計によって、出力端負荷短絡の保護を実現することができ、プッシュプル用のトランジスタを焼損しない。電子工業出版社の「スイッチング電源の原理及び設計」第６７頁〜７０頁（当該本のISBN番号は７−１２１−００２１１−６である）には自励プッシュプル式変換器の電気回路の構成方式と実現原理が開示され、電気回路の主な形式は上記有名なロイヤー電気回路と自励発振Jensen電気回路であり、その内、ロイヤー電気回路構造を用いる自励プッシュプル式変換器は、主に一対のプッシュプル動作のトランジスタと一つの磁気ヒステリシスループを有する磁気コアからなり、磁気コアの飽和特性を利用してプッシュプル発振の駆動を行い、その発振周波数は電源電圧の関数であり、発振周波数は以下の通りである、即ち、
2014509180.tif 000003
式中、fは発振周波数、Bwは動作磁気強度（T）、Nはコイル巻数、Sは磁気コアの有効断面積である。
【０００３】
従来技術では、ロイヤー電気回路構造を用いた自励プッシュプル式変換器は、その短絡保護の実現メカニズムを変圧器の漏れインダクタンスによって実現した。変圧器にはすべて漏れインダクタンスが存在し、理想的な変圧器は存在しない。変圧器の漏れインダクタンスは一次巻線が発生させた磁力線が二次巻線を通過することができないために、生じた磁力漏れインダクタンスを漏れインダクタンスという。通常二次巻線は出力用であり、二次側ともいう。二次巻線が直接短絡する場合、その時に測定された一次巻線には依然インダクタンス値が存在し、通常、近似的に漏れインダクタンスであると認める。一次巻線、一次巻線は一次側とも呼ばれる。
【０００４】
図１は従来技術によく応用される自励プッシュプル式変換器を示し、それはロイヤー電気回路構造を用い、フィルターコンデンサC、バイアス抵抗R1、始動コンデンサC1、第一トランジスタTR1、第二トランジスタTR2、及び変圧器Bを備える。その変圧器Bは第一一次巻線NP1と第二一次巻線NP2、第一帰還巻線NB1と第二帰還巻線NB2、及び二次巻線Nsを備え、第二一次巻線NP2の同名端は第一一次巻線NP1の異名端に接続され、それらの接続点は一次巻線の中心タップである。第一帰還巻線NB1の同名端は第二帰還巻線NB2の異名端に接続され、それらの接続点は帰還巻線の中心タップである。フィルターコンデンサCの一端は変換器の給電端Vinであり、もう一端は変換器の給電基準端GNDであり、第一トランジスタTR1は第二トランジスタTR2のエミッタと接続され、その接続点は給電基準端GNDに接続され、第一トランジスタTR1のベースは第一帰還巻線NB1の異名端と接続され、そのコレクタは第一一次巻線NP1の同名端に接続され、第二トランジスタTR2のベースは第二帰還巻線NB2の同名端に接続され、そのコレクタは第二一次巻線NP2の異名端に接続され、給電端Vinの一本は一次巻線の中心タップに接続され、もう一本はバイアス抵抗R1によって帰還巻線の中心タップに接続され、始動コンデンサC1とバイアス抵抗R1は並列接続され、出力巻線Nsは変換器の出力端であり、変圧器の負荷に接続され、電気回路の二次側も図２に示す公知の全波整流電気回路によって出力することができる。その変圧器が出力した波形は略方形波であり、電気回路の変換効率は高く、このような電気回路の構造では、高い動作電圧など多くの場合において、バイアス抵抗R1と並列接続した始動コンデンサC1は省略してもよく、こうすることで始動コンデンサC1が、変換器の始動時に、プッシュプル用の第一トランジスタTR1と第二トランジスタTR2と衝撃することを解決できる。変換器の負荷に短絡が発生すると、第一一次巻線NP1と第二一次巻線NP2に等価するインダクタンス値は微小値に低下し、電気回路は高周波数自励プッシュプル式発振に入る。式（１）を参照すると、負荷短絡の場合、コイルの有効巻数は短絡によって等価に減少し、式（１）中のSNに相当する積が小さくなり、動作周波数は上昇する。周波数の上昇も電気回路の磁気コア磁気飽和離脱式発振を引き起こし、LC電気回路の高周波発振に入り、変圧器Bの漏れインダクタンスを制御することによって、自励プッシュプル式発振周波数を大幅に上昇させる。公知の変圧器理論によって、発振周波数が上昇した後、よく変圧器Bの伝送効率が低下し、短絡による二次側の消耗エネルギーはあまり大きくなく、一次側の消耗も自励プッシュプル式発振周波数の上昇によって低下する。自励プッシュプル式発振周波数が上昇した後、変圧器Bの伝送効率は低下し、短絡による漏れインダクタンスは少し回復し、即ち、漏れインダクタンス値が上昇し、最終的に電気回路の発振周波数は一つの高周波数に安定する。上記短絡保護の実現過程は下記に概括することができる。即ち、負荷短絡→変圧器の一次インダクタンス値が低下する→電気回路の自励プッシュプル式発振周波数が上昇する→変圧器の伝送効率が低下する→新動作周波数の下で、漏れインダクタンス値が上昇する→電気回路の自励プッシュプル式発振周波数はある値に安定する��実際使用する際、正常動作である場合、ロイヤー電気回路構造を用いる自励プッシュプル式変換器は１００KHzの周波数で動作する。短絡が発生する場合、その動作周波数は１MHz以上に移動することができる。
【０００５】
図１に示されたのはロイヤー電気回路構造を用いた自励プッシュプル式変換器であるため、その変圧器Bのコイルの巻線圏と巻線圏の間に分布容量が存在し、コイルの等価電気回路は図４に示し、コイルの分布容量は図中に示すコンデンサに等価し、図中に示す抵抗はコイルの等価抵抗である。このように、変換器が漏れインダクタンスを用いて短絡保護を実現する場合、変圧器B、第一トランジスタTR1及び第二トランジスタTR2はLC発振電気回路を構成し、そのLC発振電気回路の等価電気回路は図５に示し、そのコンデンサCFは電気回路の分布容量であり、第一トランジスタTR1及び第二トランジスタTR2の出力コンデンサ、変圧器Bの一次巻線（第一一次巻線NP1と第二一次巻線NP2）の分布容量及び電線間の分布容量を備える。第一漏れインダクタンスLDP1と第二漏れインダクタンスLDP2はそれぞれ変圧器Bの二つの一次巻線の漏れインダクタンスである。第一トランジスタTR1及び第二トランジスタTR2は順次導通するため、常に一つのトランジスタのコレクタは飽和導通によって接地が等価であり、これはLC発振電気回路中の両端用高速スイッチがそれぞれ順次接地することに相当する。即ち、LC発振電気回路中の一端は常に接地し、もう一端は依然給電端Vinに接続する。LC発振電気回路は給電端Vinの入力する電圧に電位限定されたので、負荷短絡の場合にも拘らず、電気回路の動作周波数が上昇した。当該LC発振電気回路は、給電端Vinの並列接続によって制限され、当該LC発振電気回路が短絡され、LC発振電気回路のメリット係数Q値が極端に低いことに相当し、エネルギーを絶えず補給することでしか発振を維持することができないので、変換器内部のエネルギー消耗が大きい。
【０００６】
図３は従来技術で照明業界によく用いられる自励プッシュプル式変換器を示し、その自励プッシュプル式変換器は蛍光灯管、省電力灯管の起動に用いられ、学術名は「コレクタ共振型ロイヤー電気回路」、又は「冷陰極蛍光管インバーター（CCFL inverter）」と言い、略称はCCFLインバーター、CCFL変換器と言う。その特徴はロイヤー電気回路構造を用いる自励プッシュプル式変換器（図１に示す）をベースとして、給電端VinはダンパーインダクタL1によって変圧器Bの一次巻線の中心タップに接続され、一般的にはダンパーインダクタL1のインダクタンス値は、第一一次巻線NP1又は第二一次巻線NP2のインダクタンス値の１０倍以上である。同時に、第一トランジスタTR1のコレクタは共振コンデンサCLによって第二トランジスタTR2のコレクタに接続し、共振コンデンサCLと変圧器Bは公知のLC発振電気回路を形成し、そのCは共振コンデンサCLの電容量であり、Lはプッシュプル式変換器の一次巻線の総インダクタンス値である。第一一次巻線NP1と第二一次巻線NP2のインダクタンスは同等であり、変圧器Bの一次巻線の総インダクタンス値LALLは一次巻線NP1のインダクタンス値の４倍である。LC発振電気回路を用いて、コレクタ共振型ロイヤー電気回路構造を用いる自励プッシュプル式変換器の出力は、正弦波又は略正弦波であるが、このような電気回路形式の変換器に対して、変圧器の漏れインダクタンス技術を用い、プッシュプル式変圧器Bの漏れインダクタンスを繰り返し調節しても、L1インダクタンス値が大きいため、良好な出力短絡保護の性能を得られず、所定の高周波数の下で、共振コンデンサCLと変圧器Bの漏れインダクタンスによるLC発振電気回路にエネルギーを補給することができなく、変換器が負荷で短絡を発生する場合、電気回路は高周波数発振状態にならない。変圧器Bの漏れインダクタンスは小さく、電気回路が振動停止し、抵抗R1はトランジスタTR1及びTR2のベースにバイアス電流を提供し、その場合、第一トランジスタTR1と第二トランジスタTR2と共にダンパーインダクタL1によって直流導通の状態になるため、第一トランジスタTR1と第二トランジスタTR2は短時間内で大量電流によって、コレクタからエミッタまでの電圧降下が大きくなり、トランジスタを焼損した。
【０００７】
以上に鑑み、従来技術のロイヤー電気回路構造を用いる自励プッシュプル式変換器は以下の欠点を有する。
【０００８】
１．変圧器のコイリングのプロセス要求が非常に厳しく、製品の均一性を制御し難い。
変換器は漏れインダクタンスによって短絡保護を実現し、良好な短絡保護の性能を獲得するために、変圧器の漏れインダクタンス要求が非常に厳しい。従って、変圧器コイリングのプロセス要求が非常に厳しい。
【０００９】
２．従来のロイヤー自励プッシュプル式変換器の効率と短絡保護機能の両方を共に配慮することは難しい。
変圧器を巻回する時、一次側と二次側の間隔が大きい巻回方法がよく用いられ、こうすることで、漏れインダクタンスは大きくなり、良好な短絡保護機能を獲得することができる。しかし、その場合、漏れインダクタンスが大き過ぎるため、電気回路の全体変換効率が低下する。即ち、従来のロイヤー自励プッシュプル式変換器の効率と短絡保護機能は矛盾し、設計時に、その矛盾がよくある。即ち、短絡保護機能が良くなったが、変換効率が低くなる。変換効率が良くなったが、短絡保護機能が非常に悪くなることがある。
【００１０】
３．工業制御及び照明業界に用いるために、正弦波出力を獲得したロイヤー自励プッシュプル式変換器電気回路（図３に示す）に対して、従来技術は良好な出力短絡保護の機能を実現することができず、基本的には、負荷短絡の場合、ダンパーインダクタL1が存在するので、電気回路が相対的に高周波数の状況下で動作できなく、比較的に短時間の内に第一トランジスタTR1と第二トランジスタTR2を焼損する。
【００１１】
４．負荷に短絡がある場合、従来のロイヤー自励プッシュプル式変換器の電力消費量は大きく、短絡時間が数分から三十分まで、大概長く、電気回路は発熱で損傷しやすい。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
本発明の目的は、自励プッシュプル式変換器を提供することであり、当該変換器は上記欠点を克服することができ、良好な短絡保護機能の均一性を達成することができ、高効率と良好な短絡保護機能の両方を配慮し、漏れインダクタンスを発生する変圧器のプロセス要求が低く、負荷短絡の場合、長時間で動作することができ、損傷しない。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明の目的は下記の技術案によって実現される。
【００１４】
自励プッシュプル式変換器であり、ロイヤー電気回路を備えており、前記ロイヤー電気回路の給電端と前記ロイヤー電気回路中の変圧器の一次巻線の中心タップとの間にインダクタも接続され、前記インダクタのインダクタンス値は変圧器の中の一つの一次巻線のインダクタンス値の十分の一以下であり、前記一次巻線の中心タップは前記変圧器の二つの一次巻線の接続点である。
【００１５】
本発明の一実施形態として、前記インダクタLNはプリント電気回路基板の回線から形成される。
【００１６】
本発明の一実施形態として、前記インダクタLNは前記一次巻線の中心タップから導線を磁石球（磁石ビード）又は磁気リング（磁石リング）に導入することによって形成される。
【００１７】
本発明は、もう一つの技術方案によって実現することができる。即ち、自励プッシュプル式変換器であり、コレクタ共振型ロイヤー電気回路を備え、さらに、インダクタとコンデンサを備えている。前記コレクタ共振型ロイヤー電気回路中の変圧器の一次巻線の中心タップは順次に前記インダクタと前記コレクタ共振型ロイヤー電気回路中のダンパーインダクタに通して前記コレクタ共振型ロイヤー電気回路の給電端に接続され、前記インダクタのインダクタンス値は変圧器の中の一つの一次巻線のインダクタンス値の十分の一以下であり、前記一次巻線の中心タップは前記変圧器の二つの一次巻線の接続点であり、前記ダンパーインダクタとインダクタの接続点はコンデンサによってコレクタ共振型ロイヤー電気回路の給電基準端に接続される。前記給電基準端は、コレクタ共振型ロイヤー電気回路の給電端がダンパーインダクタに接続しない、別の一端である。
【００１８】
本発明の一実施形態として、前記インダクタLNはプリント電気回路基板の回線から形成される。
【００１９】
本発明の一実施形態として、前記インダクタLN前記一次巻線の中心タップから導線を磁石ビード又は磁石リングに導入することによって形成される。
【発明の効果】
【００２０】
従来技術と比較して本発明は以下の有益な効果を有する。
１．低コストのインダクタ又はインダクタ、コンデンサを一つ追加した後、変圧器の作製、製造プロセスは簡単になり、かつ短絡保護機能の均一性が良い。
２．自励プッシュプル式変換器の効率と短絡保護機能は独立してデバッギングを行うことができ、変換器の高効率と良好な短絡保護性能の両方を配慮した。
３．負荷短絡の場合、ロイヤー自励プッシュプル式変換器は長時間安定して動作でき、短絡保護機能が向上した。
４．工業制御及び照明業界に用いられる、正弦波信号を出力する自励プッシュプル式変換器は、同様に以上の三つの有益な効果を実現することができる。
【００２１】
給電電源端から主変圧器の中心タップとの間に一つのコンデンサを直列接続し、インダクタのインダクタンス値を正常動作に保証した場合、電気回路の変換効率に対する影響は小さく、出力が短絡を発生する場合、電気回路は高周波数発振方式で動作しており、このインダクタの低周波数を通過し、高周波数を遮断する特性を用いて、大きく電圧を降下させ、変圧器の出力短絡端へのエネルギー伝達を低減することによって、電気回路の出力短絡時の動作電流をさらに低減し、電気回路の電力消費量を低減する。
【００２２】
コレクタ共振型ロイヤー電気回路について、変圧器Bの一次巻線の中心タップは順次インダクタLN及びコレクタ共振型ロイヤー電気回路中のダンパーインダクタL1によって給電端Vinに接続される。ダンパーインダクタL1とインダクタLNの接続点はコンデンサCNによって給電標準端に接続される。本発明が新たに追加したコンデンサCNは、正常動作場合、コンデンサCNの容量性リアクタンスが大きく、CNが存在しないのに相当するが、直列接続するインダクタLNのインダクタンス値は小さいため、原電気回路性能に殆ど影響しない。新たに追加した二つの素子は電気回路が正弦波又は略正弦波を出力することに影響を及ぼさない。出力が短絡を発生する場合、電気回路の発振周波数が上昇する時、ダンパーインダクタL1と新たに追加したコンデンサCNはLCフィルター電気回路を形成し、その時のCNの容量性リアクタンスが小さく、高周波数信号に対し、交流の接地に相当し、高周波数発振はコンデンサCNの存在によって維持でき、その時、インダクタLNが低周波数を通過し、高周波数を遮断する特性を有し、高周波数発振の動作方式の下で、大きく電圧を降下し、変圧器の出力短絡端へのエネルギーの伝達を低減させることによって、電気回路の出力短絡時の動作電流をさらに低減し、電気回路の出力消費量を低減する。
【００２３】
若し変圧器の漏れインダクタンスが小さ過ぎ、高周波数発振がより高い場合、直列接続するインダクタ中の電圧降下は増大し、変圧器の出力短絡端へのエネルギーの伝達をさらに制限させることによって、短絡保護機能の均一性の良さを実現する。
【００２４】
次に、図面及び具体的実施例を併せて本発明を更に詳細に説明する。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】従来技術のロイヤー電気回路構造の自励プッシュプル式変換器の電気回路図。
【図２】公知の全波整流電気回路の電気回路図。
【図３】従来技術のコレクタ共振型ロイヤー電気回路の電気回路図。
【図４】公知のインダクタの実際の等価電気回路図。
【図５】図１に示す電気回路が漏れインダクタンスを用いて短絡保護を実現する場合のその主電気回路の等価電気回路図。
【図６】本発明の実施例１の電気回路図。
【図７】実施例１の電気回路が正常動作の場合の出力波形図。
【図８】図６に示す電気回路が短絡保護を実現する場合のその主電気回路の等価電気回路図。
【図９】本発明の実施例２の電気回路図。
【図１０】図１に示す電気回路が短絡保護を実現する場合にその第一トランジスタのコレクタの波形図。
【図１１】自励プッシュプル式変換器の変換効率の計測電気回路図。
【図１２】図６に示す電気回路が短絡保護を実現する場合のその第一トランジスタのコレクタの波形図。
【発明を実施するための形態】
【００２６】
図６に本発明の実施例１の自励プッシュプル式変換器を示し、フィルターコンデンサC、バイアス抵抗R1、始動コンデンサC1、第一トランジスタTR1、第二トランジスタTR2、変圧器B及びインダクタLNを備え、その電気回路構造は従来技術で用いられるロイヤー電気回路構造の自励プッシュプル式変換器（図１に示す）と基本的に同じであり、その異なる点は、給電端Vinが新たに追加したインダクタLNによって変圧器Bの一次巻線の中心タップに接続され、当該インダクタLNのインダクタンス値はその変圧器Bの中のその一つの一次巻線（NP1、NP2）のインダクタンス値の十分の一以下であり、当該一次巻線の中心タップは第一一次巻線NP1と第二一次巻線NP2の接続点である。
【００２７】
その内、変圧器Bの二つの一次巻線（第一一次巻線NP1と第二一次巻線NP2）の値が異なる場合、インダクタLNのインダクタンス値はそのインダクタンス値が小さい方の巻線のインダクタンス値の十分の一以下である。
【００２８】
変換器が正常に動作する場合、インダクタLNのインダクタンス値は変圧器Bの第一一次巻線NP1又は第二一次巻線NP2のインダクタンス値より大幅に小さく、その時のインダクタLNは電気回路の変換効率に与える影響は小さく、インダクタLNのインダクタンス値は変圧器の第一一次巻線NP1又は第二一次巻線NP2のインダクタンス値の十分の一であり、それによって、二次巻線の出力電圧は十分の一を低下し、即ち、二次巻線の出力電圧はインダクタLNを直列接続しない場合の９０．０％であり、インダクタLNも理想的なインダクタンス値ではなく、大きな値を取った後、その直流内抵抗が大きくなり、電気回路の変換効率が低下すると同時に、インダクタLNの影響によって、出力電圧が低下する。インダクタLNのインダクタンス値を小さく取り過ぎ、導線に近くなると、短絡保護の効果は明確でなくなる。電気回路の出力電圧に影響を及ぼさないと同時に、短絡保護効果を保証するため、インダクタンス値は、第一一次巻線NP1又は第二一次巻線NP2のインダクタンス値の四百分の一と二十分の一の間が好ましく、インダクタLNのインダクタンス値が、変換器の第一一次巻線NP1又は第二一次巻線NP2のインダクタンス値の百分の一以下である場合、インダクタLNが、電気回路の変換効率に与える影響は非常に小さく、考慮しなくてもよい。同時に、出力電圧に与える影響も非常に小さく、正常動作の場合、インダクタLNは短絡に相当し、変換器は磁気コアの飽和特性を利用してプッシュプル発振の動作を行い、出力波形は略方形波（図７に示す）であり、電気回路の変換効率が高く、そのメカニズムは従来技術の実現メカニズムと同じであり、ここでは更に説明しない。
【００２９】
変換器の負荷が短絡である場合、第一一次巻線NP1又は第二一次巻線NP2に等価するインダクタンス値は、非常に小さい値に低下し、電気回路は高周波数自励プッシュプル式発振に入る。変圧器Bの漏れインダクタンスを制御することによって、自励プッシュプル式発振周波数を大幅に上昇させる。発振周波数が上昇した後、変圧器Bの伝送効率が低下し、短絡による二次側が消耗するエネルギーはあまり大きくなく、一次側（第一一次巻線NP1、第二一次巻線NP2、第一帰還巻線NB1及び第二帰還巻線NB2）の消耗も自励プッシュプル式発振周波数の上昇によって低下する。自励プッシュプル式発振周波数が上昇した後、変圧器Bの伝送効率が低下し、短絡による漏れインダクタンスは少し回復し、即ち、漏れインダクタンス値が上昇し、最終電気回路の自励プッシュプル式変圧器の発振周波数は一つの高周波数に安定することができる。インダクタLNの存在により、このようなLC発振電気回路の等価電気回路を図８に示すように、そのコンデンサCFが電気回路の分布容量であり、第一トランジスタTR1及び第二トランジスタTR2の出力コンデンサ、変圧器Bの分布容量及び電線間の分布容量を備える。また、第一漏れインダクタンスLDP1と第二漏れインダクタンスLDP2はそれぞれ変圧器Bの二つの一次巻線の漏れインダクタンスである。第一トランジスタTR1及び第二トランジスタTR2は順次導通することによって、LC発振電気回路中の一端は接地に等価し、もう一端はまたインダクタLNによって給電端Vinに接続する。インダクタLNの存在によって、LC発振電気回路は給電端Vinの入力電圧に電位限定されず、負荷短絡の場合、電気回路の動作周波数が上昇し、エネルギーはLC発振電気回路の中で発振する。図８の中の灰色の矢印が示すように、エネルギーはインダクタLNを通過することで給電端Vinを通過し、電源に吸収されることができる。当該LC発振電気回路は、インダクタLNの存在により、LC発振電気回路のメリット係数Q値が電源によって非常に低くなることはもはやなく、当該電気回路は大きなエネルギーを補給する必要がなくなり、発振を維持することができ、その内部の消耗は非常に小さく、エネルギーは基本的に二次側の負荷短絡の部分で消耗される。従って、インダクタLNの値が小さ過ぎる場合、LC発振電気回路のメリット係数Q値はやはり電源によって非常に低くなり、インダクタLNの作用が減少する。
【００３０】
図６に示す自励プッシュプル式変換器のその短絡保護の動作メカニズムは以下のようにまとめることができる。即ち、インダクタLNを直列接続し、インダクタLNは電気回路が正常動作である場合、磁気コアの磁気飽和特性に対する発振影響が非常に小さい。負荷が短絡する場合、電気回路の発振周波数が高周波数へ移動した後、インダクタLNが高周波数を遮断し、低周波数を通過するという特性を利用して、発振電気回路の中のエネルギーをインダクタLNの存在により電源に吸収して損失させないことで、短絡の保護性能を改善した。デバッグを精確に行い、選択した値のインダクタLNは、電気回路の中の始動コンデンサC1の容量値を増大することに同調し、自励プッシュプル式変換器が短絡を保護する場合に、電気回路の動作電流は電気回路が無負荷である場合の動作電流より小さくすることができる。
【００３１】
上記本発明の実施例１では、インダクタLNはプリント電気回路基板の回線から形成してもよく、前記一次巻線の中心タップから導線を磁石ビード（磁石球）又は磁石リングに導入することによって形成してもよい。電源変換器の実際の需要に応じて、第一トランジスタ及び第二トランジスタはすべてNPN型トランジスタを用いてもよく（その時、電源入力電圧の極性は反転しなければならない）、単体トランジスタ又は複合トランジスタを用いてもよい。
【００３２】
図９に示す本発明の実施例２の自励プッシュプル式変換器は、フィルターコンデンサC、バイアス抵抗R1、始動コンデンサC1、第一トランジスタTR1、第二トランジスタTR2、及び変圧器B、ダンパーインダクタL1、共振コンデンサCL、インダクタLN及びコンデンサCNを備える。その電気回路構造は従来技術のコレクタ共振型ロイヤー電気回路（図３に示す）とほぼ同じであり、その異なる点は給電端Vinが順次にダンパーインダクタL1と新たに追加したインダクタLNによって変圧器Bの一次巻線の中心タップに接続され、当該インダクタLNのインダクタンス値は、変圧器Bの中のその一つの一次巻線（NP1又はNP2）のインダクタンス値の十分の一以下であり、当該一次巻線の中心タップは第一一次巻線NP1と第二二次巻線NP2の接続点であり、ダンパーインダクタL1と新たに追加したインダクタLNの接続点をコンデンサCNによって給電基準端GND（グランド）に接続する（接地する）。
【００３３】
変換器が正常に動作する場合、電気回路の動作周波数は比較的小さく、インダクタLNのインダクタンス値は変圧器Bの第一一次巻線NP1又は第二一次巻線NP2のインダクタンス値より大幅に小さく、その時のインダクタLNは電気回路の変換効率に与える影響は小さく、短絡に相当する。コンデンサCNの容量も比較的小さく、開回路に相当する。従って、変換器が正常動作である場合、インダクタLNとコンデンサCNは考慮しなくてもよく、変換器はプッシュプル発振動作を実現し、出力波形は正弦波又は略正弦波である。そのメカニズムは従来技術の実現メカニズムと同じであり、ここでは更に説明しない。
【００３４】
変換器の負荷が短絡する場合、電気回路の発振周波数は高周波数に移り、この場合、コンデンサCNは短絡に相当し、接地バイパスを提供し、ダンパーインダクタL1の作用は給電電源のフィルターインダクタになり、コンデンサCNと変換器電気回路のフィルター電気回路を共同で組成し、電気回路の発振周波数の高周波数への移動を制限することはない。この場合、インダクタLNと実施例１中のインダクタLNの作用は等しく、インダクタLNによって短絡保護を実現する。本実施例２が実現した短絡保護の動作原理は実施例１と等しく、同等の保護性能を達成することができ、ここでは更に説明しない。
【００３５】
上記本発明の実施例２では、インダクタLNはプリント電気回路基板の回線から形成してもよく、前記一次巻線の中心タップから導線を磁石ビード又は磁石リングに導入することによって形成してもよい。電源変換器の実際の需要に応じて、第一トランジスタ及び第二トランジスタはすべてNPN型トランジスタあるいはすべてPNP型トランジスタを用いてもよく（その場合の電源入力電圧の極性が反転しなければならない）、単体トランジスタ又は複合トランジスタを用いてもよい。
【００３６】
従来技術に対して本発明が行った改善及び得られた有益な効果を更に理解するために、以下背景技術部分で言及した従来技術及び本発明の具体的な実施例について、図面及び実際測定データを併せて説明する。
【００３７】
図１に示す従来技術にロイヤー電気回路構造を用いる自励プッシュプル式変換器は、以下のパラメーターによって値を取る。図１に示す変換器を入力直流５V、出力直流５V、出力電流２００mA、即ち出力パワー１Wのスイッチング電源変換器にする。
【００３８】
電気回路の主なパラメーターの値は、フィルターコンデンサCを１uF値に、バイアス抵抗R1を１KΩに、始動コンデンサC1を０．０４７uFにし、第一トランジスタTR1及び第二トランジスタTR2は約２００倍のランジスターであり、それらのコレクタの最大動作電流は１Aである。変圧器の二次側出力は図２に示す全波整流電気回路を用い、その第一一次巻線NP1と第二一次巻線NP2の巻き数は共に２０巻であり、第一帰還巻線NB1と第二帰還巻線NB2の巻き数とも３巻であり、第一二次巻線Ns1と第二二次巻線Ns2の巻き数は共に２３巻であり、変圧器Bの磁気コアの外径を５mmにし、横断面積は１．５平方ミリメートルである一般的なフェライト環状磁心であり、磁石リングと呼ばれる。
【００３９】
上記電気回路の実際測量によって、下記表１の従来技術におけるロイヤー電気回路構造を用いる自励プッシュプル式変換器の実測パラメーターが得られた。
【００４０】
【表１】
2014509180.tif 000004
【００４１】
表１から分かるように、負荷が短絡する場合、従来技術における自励プッシュプル式変換器の短絡保護電流の一致性が悪く、これは変圧器が巻線する時、漏れインダクタンスの一致性を制御し難いからである。
【００４２】
変圧器の負荷が短絡する場合、上記電気回路中の第一トランジスタTR1のコレクタに対して波形観察を行うと、図１０に示す出力波形が得られた。第一トランジスタTR1が飽和導通する場合、そのコレクタの電圧はほぼ０Vであるが、第二トランジスタTR2が飽和導通する場合、変圧器Bの作用によって、第一トランジスタTR1のコレクタの電圧は給電端Vinから入力する電源電圧の１倍近く、９．５０Vであることが分かる。同時に、負荷が短絡する場合、電気回路の発振周波数は電気回路の正常動作時の３４．５６KHｚ（図７に示す）から５６５．３KHｚに上昇し、１６倍近くに上昇した。
【００４３】
図６は本発明の実施例１の自励プッシュプル式変換器を示し、図１に示す従来技術の自励プッシュプル式変換器と同一の電気回路部分は上記表１の同一のパラメーターを用い、直接上記実際電気回路に対する実測を完成した後、インダクタLNを新たに追加する。測定により、第一一次巻線NP1のインダクタンス値と第二一次巻線NP2のインダクタンス値は同等であり、実測値は２０６uHであり、本発明の実施例１の要求によって、インダクタLNのインダクタンス値は２０．６uHより小さく、測定時のインダクタLNのインダクタンス値は０．６uHとなり、一次巻線の三百四十分の一に相当する。
【００４４】
上記電気回路の実際測量によって、下記表２の本発明の実施例１の自励プッシュプル式変換器の実測パラメーターが得られた。
【００４５】
【表２】
2014509180.tif 000005
【００４６】
表２から分かるように、負荷が短絡する時、本発明の実施例１の自励プッシュプル式変換器は、その総動作電流、即ち電気回路の入力総電流、1番から５番までのサンプルの負荷短絡の場合の動作電流はすべて３８mA以下に低下し、かつ一致性が良い。短絡時、電気回路の入力総電流も平均値の７５．１mAから３６mAに低下する。
【００４７】
上記電気回路に２５Ωの負荷抵抗を接続し、図１１に示す効率測定電気回路によって、変換器が正常動作する時、従来技術と本発明の実施例１の自励プッシュプル式変換器の電気回路に対しそれぞれ実測を行う。その内、電圧表V1にてその動作電圧Vin、即ち入力電圧を測定する。電流表A1にてその入力電流Iin、即ち動作電流を測定する。電圧表V2にてその出力電圧Voutを測定し、電流表A2にてその出力電流Ioutを測定し、下記表３の本発明の実施例１の自励プッシュプル式変換器の実測パラメーターが得られた。
【００４８】
【表３】
2014509180.tif 000006
【００４９】
その内、表３の変換効率は以下の式（２）によって計算された。
電気回路の変換効率は、
2014509180.tif 000007
式中、Vinは動作電圧、即ち入力電圧、Iinは入力電流、Voutは出力電圧、Ioutは出力電流である。
【００５０】
表３から分かるように、本発明が適合するインダクタを直列接続した後、効率に対する影響が非常に小さくなり、短絡保護性能の一致性が良く、デバックがし易く、変圧器の作製、製造プロセスが簡単になった。その内、４番サンプルは、変圧器の漏れインダクタンスが小さく、従来技術は負荷が短絡する場合、その動作電流は１１０mAであるが、本発明の実施例１の動作電流は３６mAに低下する。
【００５１】
変換器は負荷が短絡した場合、上記実施例１の電気回路中の第一トランジスタTR1のコレクタに対して波形の観察を行うと、図１２に示す出力波形が得られた。第一トランジスタTR1が飽和導通する場合、そのコレクタの電圧はほぼ０Vであるが、第二トランジスタTR2が飽和導通する場合、変圧器Bの作用によって、第一トランジスタTR1のコレクタの電圧は電源電圧の約数倍、２１．９０Vになる。このような高いピーク値を発生することができるのは、インダクタLNが役割を果たし、電気回路のLC発振回路（図８に示す）が確実に発振し、また、それによって上記表２に記載した有益効果を発生し、短絡保護電流も平均値７５．１mAから３６mAに低下した。電気回路の発振周波数は電気回路の正常動作時の３４．５６KHz（図７に示す）から１６２３KHzに上昇し、４６倍近くに上昇した。従来技術は５６５．３KHzに上昇し、１６倍近くに上昇したため、本発明は短絡時の発振周波数を更に上昇させることができる。負荷が短絡から正常に回復する場合、実施例１の自励プッシュプル式変換器（図６に示す）は、磁気コアの磁気飽和特性を利用する発振に自動的に回復することができ、その時の動作周波数は低く、インダクタLNはインダクタンス値が小さく、電気回路の動作にほぼ影響を与えない。
【００５２】
図６に示す本発明の実施例１の自励プッシュプル式変換器は、上記に言及したように、インダクタLNのインダクタンス値は２０．６uH以下にしなければならず、上記表３の測定パラメーターを取り、そのインダクタLNのインダクタンス値は２０．６uHとなり、一次巻線の十分の一に相当する。
【００５３】
上記電気回路の実際測量によって、下記表４の本発明の実施例１の自励プッシュプル式変換器の実測パラメーターが得られる。
【００５４】
【表４】
2014509180.tif 000008
【００５５】
表４から分かるように、負荷が短絡である場合、本発明実施例１の自励プッシュプル式変換器は、その総動作電流、即ち電気回路の入力総電流、1番から５番までのサンプルの負荷短絡の場合の動作電流は、すべて３７mA以下に低下し、かつ一致性が良い。短絡時、電気回路の入力総電流も平均値の７５．１mAから３４．４mAに低下する。インダクタLNのインダクタンス値は０．６uHとなる時、平均値は３６mAである。
【００５６】
同様に、２５Ωの負荷抵抗を接続し、図１１に示す効率測定電気回路によって、下記表５の本発明の実施例１の自励プッシュプル式変換器の実測パラメーターが得られた。
【００５７】
【表５】
2014509180.tif 000009
【００５８】
表５から分かるように、本発明が一次巻線の十分の一のインダクタを直列接続した後、効率に対し影響が生し始め、０．６uHを用いる平均値７８．７４％から７７．８４％に低下し、０．９％を低下したが、出力電圧に対しては影響が大きく、０．６uHを用いる出力電圧４．９０Vから４．４６Vに低下した。
【００５９】
図３に示す従来の自励プッシュプル式変換器と図９に示す本発明の実施例２の自励プッシュプル式変換器に対しそれぞれ実測を行い、そのダンパーインダクタL1を２mHのインダクタにし、即ち一次巻線のインダクタ２０６uHの十倍であり、図３に示す従来の自励プッシュプル式変換器は短絡保護機能を有せず、電気回路は１５秒以内に焼損し、L1があるため、図３の電気回路は短絡保護機能を実現することができない。図９に示す本発明の実施例２の自励プッシュプル式変換器は、インダクタLNのインダクタンス値を２０．６uHから０．６uHの間にし、コンデンサCNを０．０４７uFから０．０１uFまでの値にする場合、図９の電気回路はすべて良好な短絡保護性能が得られ、五つのサンプルは二次巻線が短絡する時、動作電流はすべて４４mA以下である。従来のコレクタ共振型ロイヤー電気回路は、電気回路の通常性能を保証した上で短絡保護機能を実現することが難しいが、本発明の実施例２の自励プッシュプル式変換器は、良好な短絡保護機能を実現することができる。ここでは再び表を示して測定データを説明しない。
【００６０】
以上は本発明の好ましい実施方式のみであり、本発明の技術主旨に基づいてその他の方式によって実現することもできる。上記のLC等価発振電気回路中の他の位置にインダクタを直列接続し、例えば、二つのプッシュプル式トランジスタのエミッタの接続点と電源地の間にインダクタを直列接続し、トランジスタのコレクタと変圧器の間にそれぞれインダクタを直列接続し、変圧器の二つの一次巻線はインダクタ接続を用いて中心タップとなる。インダクタの直列接続を従来のインダクタに代替する。実施例２のインダクタLNとコンデンサCNを用いて二段直列接続し、その二段接続では、より良い保護性能などの実施方式を得るようにインダクタとコンデンサの値は異なってもよく、依然本発明の目的を達成することができ、本発明の実施方式に属する。
【００６１】
従って、言及しなければならないのは、上記好ましい実施方式は本発明を限定せず、本発明の保護範囲は特許請求が限定する範囲に基づく。本領域の一般技術者にとって、本発明の技術主旨及び内容を逸脱しない範囲で、若干の改良及び修正を行うことができ、それらの改良及び修正はすべて本発明権利の保護範囲にあるとみなす。
【図１】
2014509180.tif 000010
【図２】
2014509180.tif 000011
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2014509180.tif 000016
【図８】
2014509180.tif 000017
【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【国際調査報告】
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