(57)【要約】【課題】直流−直流電圧変換器の電流量が低い場合、ターンオン期間を低減してスイッチング損失を削減できる直流−直流電圧変換器を提供する。【解決手段】直流電圧を予め設定した電圧に変換する電圧変換部と、電圧変換部によって直流電圧の電流の流れを制御するターンオンスイッチと、ターンオンスイッチの第１ターンオン周期を用いて電圧変換部の電流量を検出し、検出された電流量を考慮してターンオンスイッチの第２ターンオン周期を設定し、第２ターンオン周期に応じてターンオンスイッチを制御するスイッチング制御部とを備える。【選択図】      図３
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧を予め設定した電圧に変換する電圧変換部と、
前記電圧変換部を介して前記直流電圧の電流の流れを制御するターンオンスイッチと、
前記ターンオンスイッチの第１ターンオン周期を用いて前記電圧変換部の電流量を検出し、前記検出された電流量を考慮して前記ターンオンスイッチの第２ターンオン周期を設定し、前記第２ターンオン周期に応じて前記ターンオンスイッチを制御するスイッチング制御部と、
を備えることを特徴とする無線電力受信装置で用いられる直流−直流電圧変換器。
【請求項２】
前記電圧変換部の電流量は、前記電圧変換部に入力される電流量又は前記電圧変換部から出力される電流量を含むことを特徴とする請求項１に記載の無線電力受信装置で用いられる直流−直流電圧変換器。
【請求項３】
前記スイッチング制御部は、前記検出された電流量が予め設定した基準値よりも高ければ、前記検出された電流量が予め設定した基準値以下である場合に比べて前記第２ターンオン周期を短く設定することを特徴とする請求項１に記載の無線電力受信装置で用いられる直流−直流電圧変換器。
【請求項４】
前記スイッチング制御部は、前記検出された電流量が予め設定した基準値よりも低ければ、前記検出された電流量が予め設定した基準値以上である場合に比べて前記第２ターンオン周期を長く設定することを特徴とする請求項１に記載の無線電力受信装置で用いられる直流−直流電圧変換器。
【請求項５】
前記スイッチング制御部は、
前記電圧変換部から出力される電圧を予め設定された比率に分割する電圧分割器と、
前記電圧分割器の出力電圧と予め設定された基準電圧との差値を増幅して出力する誤差増幅器と、
前記誤差増幅器の出力とランプ（ｒａｍｐ）信号とを比較し、前記ターンオンスイッチのスイッチングのためのパルス幅変調信号を出力する第１比較器と、
前記パルス幅変調信号に応じて前記第２ターンオン周期を設定し、前記第２ターンオン周期に応じて前記ターンオンスイッチを制御するコントローラと、
前記ターンオンスイッチの第１ターンオン周期を用いて前記電圧変換部の前記電流量を検出し、前記検出された電流量に応じて前記ランプ信号の周波数を調整する周波数変更信号を生成する電流検出部と、
前記周波数変更信号に応じて前記ランプ信号の周波数を変更して前記第１比較器に出力する発生器と、
を備えることを特徴とする請求項１に記載の無線電力受信装置で用いられる直流−直流電圧変換器。
【請求項６】
前記電流検出部は、
ターンオン周期に応じてターンオンされている時間の間に電荷を出力する電荷ポンプと、
前記ターンオン周期に応じてターンオン時間の間前記電荷ポンプから出力される電荷を充電し、前記ターンオン周期に応じてターンオフ時間に放電して電流量測定用電圧を出力するキャパシタと、
前記電流量の測定のための基準電圧と前記電流量測定用電圧とを比較する第２比較器と、
前記第２比較器の比較結果、前記電流量測定用電圧が前記電流量の測定のための基準電圧よりも大きければ、前記ランプ信号の周波数を高める周波数変更信号を出力し、前記電流量測定用電圧が前記電流量の測定のための基準電圧よりも小さければ、前記ランプ信号の周波数を低くする周波数変更信号を出力する周波数変更コントローラと、
を備えることを特徴とする請求項５に記載の無線電力受信装置で用いられる直流−直流電圧変換器。
【請求項７】
前記第２比較器は、前記電流量測定用電圧を上り基準電圧又は下り基準電圧と比較するヒステリシス比較器を備え、
前記周波数変更コントローラは、前記電流量測定用電圧が前記上り基準電圧よりも大きければ、前記ランプ信号の周波数を高める周波数変更信号を出力し、前記電流量測定用電圧が前記下り基準電圧よりも小さければ、前記ランプ信号の周波数を低くする周波数変更信号を出力することを特徴とする請求項６に記載の無線電力受信装置で用いられる直流−直流電圧変換器。
【請求項８】
ソース共振器から電磁気エネルギーを受信するターゲット共振器と、
前記ターゲット共振器で受信されるＡＣ信号を整流してＤＣ信号を生成する整流器と、
前記ＤＣ信号の信号レベルを調整することによって定格電圧を出力する直流−直流電圧変換器と、
を備え、
前記直流−直流電圧変換器は、
直流電圧を予め設定した直流電圧に変換する電圧変換部と、
前記電圧変換部を介して前記直流電圧の電流の流れを制御するターンオンスイッチと、
前記ターンオンスイッチの第１ターンオン周期を用いて前記電圧変換部の電流量を検出し、前記検出された電流量を考慮して前記ターンオンスイッチの第２ターンオン周期を設定し、前記第２ターンオン周期に応じて前記ターンオンスイッチを制御するスイッチング制御部と、
を備えることを特徴とする無線電力受信装置。
【請求項９】
前記電圧変換部の電流量は、前記電圧変換部に入力される電流量又は前記電圧変換部から出力される電流量を含むことを特徴とする請求項８に記載の無線電力受信装置。
【請求項１０】
前記スイッチング制御部は、前記検出された電流量が予め設定した基準値よりも高ければ、前記検出された電流量が予め設定した基準値以下である場合に比べて前記第２ターンオン周期を短く設定することを特徴とする請求項８に記載の無線電力受信装置。
【請求項１１】
前記スイッチング制御部は、前記電流量が予め設定した基準値よりも低ければ、前記電流量が予め設定した基準値以上である場合に比べて前記第２ターンオン周期を長く設定することを特徴とする請求項８に記載の無線電力受信装置。
【請求項１２】
前記スイッチング制御部は、
前記電圧変換部から出力される電圧を予め設定された比率に分割する電圧分割器と、
前記電圧分割器の出力電圧と予め設定された基準電圧との差値を増幅して出力する誤差増幅器と、
前記誤差増幅器の出力とランプ信号とを比較し、前記ターンオンスイッチのスイッチングのためのパルス幅変調信号を出力する第１比較器と、
前記パルス幅変調信号に応じて前記第２ターンオン周期を設定し、前記第２ターンオン周期に応じて前記ターンオンスイッチを制御するコントローラと、
前記ターンオンスイッチの第１ターンオン周期を用いて前記電圧変換部の前記電流量を検出し、前記検出された電流量に応じて前記ランプ信号の周波数を調整する周波数変更信号を生成する電流検出部と、
前記周波数変更信号に応じて前記ランプ信号の周波数を変更して前記第１比較器に出力する発生器と、
を備えることを特徴とする請求項８に記載の無線電力受信装置。
【請求項１３】
前記電流検出部は、
ターンオン周期に応じてターンオンされている時間の間に電荷を出力する電荷ポンプと、
前記ターンオン周期に応じてターンオン時間の間前記電荷ポンプから出力される電荷を充電し、前記ターンオン周期に応じてターンオフ時間に放電して電流量測定用電圧を出力するキャパシタと、
前記電流量の測定のための基準電圧と前記電流量測定用電圧とを比較する第２比較器と、
前記第２比較器の比較結果、前記電流量測定用電圧が前記電流量の測定のための基準電圧よりも大きければ、前記ランプ信号の周波数を高める周波数変更信号を出力し、前記電流量測定用電圧が前記電流量の測定のための基準電圧よりも小さければ、前記ランプ信号の周波数を低くする周波数変更信号を出力する周波数変更コントローラと、
を備えることを特徴とする請求項１２に記載の無線電力受信装置。
【請求項１４】
前記第２比較器は、前記電流量測定用電圧を上り基準電圧又は下り基準電圧と比較するヒステリシス比較器を備え、
前記周波数変更コントローラは、前記電流量測定用電圧が前記上り基準電圧よりも大きければ、前記ランプ信号の周波数を高める周波数変更信号を出力し、前記電流量測定用電圧が前記下り基準電圧よりも小さければ、前記ランプ信号の周波数を低くする周波数変更信号を出力することを特徴とする請求項１３に記載の無線電力受信装置。
【請求項１５】
直流電圧を予め設定した直流電圧に変換するステップと、
ターンオンスイッチによって前記直流電圧の電流の流れを制御するステップと、
前記ターンオンスイッチの第１ターンオン周期を用いて電流量を検出するステップと、
前記検出された電流量を考慮して前記ターンオンスイッチの第２ターンオン周期を設定するステップと、
を含むことを特徴とする直流−直流電圧変換方法。
【請求項１６】
前記第２ターンオン周期は、前記検出された電流量が予め設定した基準値よりも高ければ、前記検出された電流量が前記予め設定した基準値以下である場合に比べて短く設定されることを特徴とする請求項１５に記載の直流−直流電圧変換方法。
【請求項１７】
前記第２ターンオン周期は、前記検出された電流量が予め設定した基準値よりも低ければ、前記検出された電流量が前記予め設定した基準値以上である場合に比べて長く設定されることを特徴とする請求項１５に記載の直流−直流電圧変換方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線電力受信装置で用いられる直流−直流電圧変換器に係り、特にスイッチング損失を減らす直流−直流電圧変換器と変換方法、及びこれを含む無線電力受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線電力送信システムあるいは携帯用マルチ機器などにおいて用いられる一般的な直流−直流電圧変換器（ＤＣ／ＤＣ変換器）は、直流電圧を入力されて、これを出力ユニットが必要とする安定した電圧に昇圧又は降圧する機能を行う。理想的には、出力ユニットが必要とする電圧だけ入力ユニットが供給するならば、直流−直流電圧変換器の効率は１００％に到達する。実際には直流−直流電圧変換器の効率は１００％に到達できないが、この原因としては大きく、スイッチング損失と導通損失が挙げられる。
【０００３】
例えば、スイッチング損失は、直流−直流電圧変換器内でスイッチに該当するトランジスタをターンオン（ｔｕｒｎ−ｏｎ）させるために発生する損失であり、導通損失は、直流−直流電圧変換器内でトランジスタの寄生抵抗及びインダクターの寄生抵抗によって発生する。スイッチング損失は入力される電流の大きさに関係がなく一定の値を有するけれども、導通損失は入力電流に比例する損失を示す。従って、低い電流入力時には導通損失の成分よりもスイッチング損失の成分が大きくなり、効率が極めて悪化する。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
本発明の目的は、直流−直流電圧変換器の電流量が低い場合、ターンオン期間を低減してスイッチング損失を削減できる変換器とその方法、及びこれを含む無線電力受信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
一側面において、無線電力受信装置で用いられる直流−直流電圧変換器は、直流電圧を予め設定した電圧に変換する電圧変換部と、前記電圧変換部を介して前記直流電圧の電流の流れを制御するターンオンスイッチと、前記ターンオンスイッチの第１ターンオン周期を用いて前記電圧変換部の電流量を検出し、前記検出された電流量を考慮して前記ターンオンスイッチの第２ターンオン周期を設定し、前記第２ターンオン周期に応じて前記ターンオンスイッチを制御するスイッチング制御部とを備える。
【０００６】
前記電圧変換部の電流量は、前記電圧変換部に入力される電流量又は前記電圧変換部から出力される電流量を含んでもよい。
前記スイッチング制御部は、前記検出された電流量が予め設定した基準値よりも高ければ、前記検出された電流量が予め設定した基準値以下である場合に比べて前記第２ターンオン周期を短く設定してもよい。
前記スイッチング制御部は、前記検出された電流量が予め設定した基準値よりも低ければ、前記検出された電流量が予め設定した基準値以上である場合に比べて前記第２ターンオン周期を長く設定してもよい。
【０００７】
前記スイッチング制御部は、前記電圧変換部から出力される電圧を予め設定された比率に分割する電圧分割器と、前記電圧分割器の出力電圧と予め設定された基準電圧との差値を増幅して出力する誤差増幅器と、前記誤差増幅器の出力とランプ（ｒａｍｐ）信号とを比較し、前記ターンオンスイッチのスイッチングのためのパルス幅変調信号を出力する第１比較器と、前記パルス幅変調信号に応じて前記第２ターンオン周期を設定し、前記第２ターンオン周期に応じて前記ターンオンスイッチを制御するコントローラと、前記ターンオンスイッチの第１ターンオン周期を用いて前記電圧変換部の前記電流量を検出し、前記検出された電流量に応じて前記ランプ信号の周波数を調整する周波数変更信号を生成する電流検出部と、前記周波数変更信号に応じて前記ランプ信号の周波数を変更して前記第１比較器に出力する発生器とを備えてもよい。
【０００８】
前記電流検出部は、ターンオン周期に応じてターンオンされている時間の間に電荷を出力する電荷ポンプと、前記ターンオン周期に応じてターンオン時間の間前記電荷ポンプから出力される電荷を充電し、前記ターンオン周期に応じてターンオフ時間に放電して電流量測定用電圧を出力するキャパシタと、前記電流量の測定のための基準電圧と前記電流量測定用電圧とを比較する第２比較器と、前記第２比較器の比較結果、前記電流量測定用電圧が前記電流量の測定のための基準電圧よりも大きければ、前記ランプ信号の周波数を高める周波数変更信号を出力し、前記電流量測定用電圧が前記電流量の測定のための基準電圧よりも小さければ、前記ランプ信号の周波数を低くする周波数変更信号を出力する周波数変更コントローラとを備えてもよい。
【０００９】
前記第２比較器は、前記電流量測定用電圧を上り基準電圧又は下り基準電圧と比較するヒステリシス比較器を備え、前記周波数変更コントローラは、前記電流量測定用電圧が前記上り基準電圧よりも大きければ、前記ランプ信号の周波数を高める周波数変更信号を出力し、前記電流量測定用電圧が前記下り基準電圧よりも小さければ、前記ランプ信号の周波数を低くする周波数変更信号を出力してもよい。
【００１０】
一実施形態に係る無線電力受信装置は、ソース共振器から電磁気エネルギーを受信するターゲット共振器と、前記ターゲット共振器で受信されるＡＣ信号を整流してＤＣ信号を生成する整流器と、前記ＤＣ信号の信号レベルを調整することによって定格電圧を出力する直流−直流電圧変換器とを備え、前記直流−直流電圧変換器は、直流電圧を予め設定した直流電圧に変換する電圧変換部と、前記電圧変換部を介して前記直流電圧の電流の流れを制御するターンオンスイッチと、前記ターンオンスイッチの第１ターンオン周期を用いて前記電圧変換部の電流量を検出し、前記検出された電流量を考慮して前記ターンオンスイッチの第２ターンオン周期を設定し、前記第２ターンオン周期に応じて前記ターンオンスイッチを制御するスイッチング制御部とを備える。
【００１１】
一実施形態に係る直流−電流電圧変換方法は、直流電圧を予め設定した直流電圧に変換するステップと、ターンオンスイッチによって前記直流電圧の電流の流れを制御するステップと、前記ターンオンスイッチの第１ターンオン周期を用いて電流量を検出するステップと、前記検出された電流量を考慮して前記ターンオンスイッチの第２ターンオン周期を設定するステップとを含む。
【発明の効果】
【００１２】
本発明の実施形態によれば、直流−直流電圧変換器の電流量を直接的にセンシングすることなく直流−直流電圧変換器の電流量を検出し、検出した電流量に基づいてターンオンスイッチのターンオン周期？期間？を制御する。従って、直流−直流電圧変換器の電流量が低い場合、ターンオン期間を低減してスイッチング損失を削減できる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】例示的な実施形態に係る無線電力送信システムを示す。
【図２】一実施形態に係るスイッチング損失を減らす直流−直流電圧変換器の構成を示す。
【図３】一実施形態に係る直流−直流電圧変換器で電流検出器の細部構成を示す。
【図４】一実施形態に係る直流−直流電圧変換器の主要タイミングダイヤグラムを示す。
【図５】一実施形態に係る直流−直流電圧変換器の電流検出器でＶＣ電圧が下り基準値よりも小さい場合を示す。
【図６】一実施形態に係る直流−直流電圧変換器の電流検出器でＶＣ電圧が上り基準値よりも大きい場合を示す。
【図７】一実施形態に係る２次元構造の共振器構造を示す。
【図８】一実施形態に係る３次元構造の共振器構造を示す。
【図９】一実施形態に係るバルキー型の共振器構造を示す。
【図１０】一実施形態に係る中空型の共振器構造を示す。
【図１１】一実施形態に係るパラレルシート型の共振器構造を示す。
【図１２】一実施形態に係る分布型キャパシタを含む共振器構造を示す。
【図１３】（Ａ）は図７に示した共振器構造に対する整合器の例を示し、（Ｂ）は図８に示した共振器構造に対する整合器の例を示す。
【図１４】図７に示した無線電力送信のための共振器の等価回路を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下、本発明の実施形態について添付の図面を参照しながら詳細に説明する。
図１は、例示的な実施形態に係る無線電力送信システムを示す。
以下の各実施形態において、無線電力送信システムによって送信される無線電力は共振電力（ｒｅｓｏｎａｎｃｅ  ｐｏｗｅｒ）と仮定する。
【００１５】
図１を参照すると、本無線電力送信システムは、ソースとターゲットで構成されるソース−ターゲット構造を有する。例えば、無線電力送信システムは、ソースに該当する共振電力送信装置１１０とターゲットに該当する共振電力受信装置１２０を備える。
【００１６】
共振電力送信装置１１０は、外部の電圧供給機からエネルギーを受信して共振電力を発生させるソース部１１１及びソース共振器１１５を備える。また、共振電力送信装置１１０は、共振周波数又はインピーダンス整合を行う整合制御部（Ｍａｔｃｈｉｎｇ  ｃｏｎｔｒｏｌ）１１３をさらに備え得る。
【００１７】
ソース部１１１は、外部の電圧供給機からエネルギーを受信して共振電力を発生させる。ソース部１１１は、外部装置から入力される交流信号の信号レベルを所望するレベルに調整するためのＡＣ−ＡＣ変換器、前記ＡＣ−ＡＣ変換器から出力される交流信号を整流することによって、一定レベルのＤＣ電圧を出力するＡＣ−ＤＣ変換器、前記ＡＣ−ＤＣ変換器から出力されるＤＣ電圧を高速スイッチングすることによって、数ＭＨｚ〜数十ＭＨｚ帯域のＡＣ信号を生成するＤＣ−ＡＣインバーターを含む。ＡＣ信号としては他の周波数のＡＣ信号も用いられ得る。
【００１８】
整合制御部１１３は、ソース共振器１１５の共振帯域幅（Ｒｅｓｏｎａｎｃｅ  Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ）又はソース共振器１１５のインピーダンス整合周波数を設定する。実施形態に係る整合制御部１１３は、ソース共振帯域幅設定部（図示せず）又はソース整合周波数設定部（図示せず）のうち少なくとも１つを備える。ソース共振帯域幅設定部は、ソース共振器１１５の共振帯域幅を設定する。ソース整合周波数設定部は、ソース共振器１１５のインピーダンス整合周波数を設定する。ここで、ソース共振器の共振帯域幅又はソース共振器のインピーダンス整合周波数設定に応じて、ソース共振器１１５のＱ−ファクターを決定する。
【００１９】
ソース共振器１１５は電磁気エネルギーをターゲット共振器に伝達する。即ち、ソース共振器１１５は、ターゲット共振器１２１とのマグネチックカップリング１０１によって共振電力をターゲット装置１２０に伝達する。ここで、ソース共振器１１５は設定された共振帯域幅内で共振する。
【００２０】
共振電力受信装置１２０は、ターゲット共振器１２１、共振周波数又はインピーダンス整合を行う整合制御部１２３及び受信された共振電力を負荷に伝達するためのターゲット部１２５を備える。
【００２１】
ターゲット共振器１２１は、ソース共振器１１５から電磁気エネルギーを受信する。ここで、ターゲット共振器１２１は設定された共振帯域幅内で共振する。
【００２２】
整合制御部１２３は、ターゲット共振器１２１の共振帯域幅又はターゲット共振器１２１のインピーダンス整合周波数のうち少なくとも１つを設定する。一実施形態に係る整合制御部１２３は、ターゲット共振帯域幅設定部又はターゲット整合周波数設定部のうち少なくとも１つを備える。ターゲット共振帯域幅設定部は、ターゲット共振器１２１の共振帯域幅を設定する。ターゲット整合周波数設定部は、ターゲット共振器１２１のインピーダンス整合周波数を設定する。ここで、ターゲット共振器１２１の共振帯域幅又はターゲット共振器１２１のインピーダンス整合周波数設定に応じて、ターゲット共振器１２１のＱ−ファクターが決定される。
【００２３】
ターゲット部１２５は、受信された共振電力を負荷に伝達する。ここで、ターゲット部１２５は、ソース共振器１１５からターゲット共振器１２１で受信されるＡＣ信号を整流してＤＣ信号を生成するＡＣ−ＤＣ変換器と、ＤＣ信号の信号レベルを調整することによって定格電圧をデバイス又は負荷に供給するＤＣ−ＤＣ変換器を含む。
ここで例えば、ＡＣ−ＤＣ変換器は本発明の実施形態に係る遅延固定ループを用いた能動型整流器で構成され得る。
【００２４】
一実施形態に係るソース共振器１１５及びターゲット共振器１２１は、ヘリックス（ｈｅｌｉｘ）コイル構造の共振器又はスパイラル（ｓｐｉｒａｌ）コイル構造の共振器、又はメタ構造の（ｍｅｔａ−ｓｔｒｕｃｔｕｒｅｄ）共振器から構成される。
【００２５】
図１に示すように、Ｑファクターの制御過程は、ソース共振器１１５の共振帯域幅及びターゲット共振器１２１の共振帯域幅を設定し、ソース共振器１１５とターゲット共振器１２１との間のマグネチックカップリング１０１によって電磁気エネルギーを前記ソース共振器１１５から前記ターゲット共振器１２１に伝達することを含む。
ここで、ソース共振器１１５の共振帯域幅は、ターゲット共振器１２１の共振帯域幅よりも広くか、又は狭く設定される。即ち、ソース共振器１１５の共振帯域幅がターゲット共振器１２１の共振帯域幅より広くか、又は狭く設定されることによって、ソース共振器のＢＷ−ファクターと前記ターゲット共振器のＢＷ−ファクターは互いに不平衡の（ｕｎｂａｌａｎｃｅｄ）関係を保持する。
【００２６】
共振方式の無線電力送信において、共振帯域幅は重要なファクターである。ソース共振器１１５とターゲット共振器１２１との間の距離変化、共振インピーダンスの変化、インピーダンスミスマッチ（不整合）、反射信号などを全て考慮したＱ−ファクターをＱｔとする場合、Ｑｔは式（１）のように共振帯域幅ＢＷの逆数の関数となる。
［数１］
（Δｆ／ｆ０）  ＝（１／Ｑｔ）
＝（ΓＳ，Ｄ）  ＋（１／ＢＷＳ）  ＋（１／ＢＷＤ）
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１）
【００２７】
式（１）において、ｆ０は中心周波数、Δｆは帯域幅、（ΓＳ，Ｄ）は共振器の間の反射損失、ＢＷＳはソース共振器１１５の共振帯域幅、ＢＷＤはターゲット共振器１２１の共振帯域幅を示す。本明細書において、ＢＷ−ファクターは（（１／ＢＷＳ）又は（１／ＢＷＤ）を意味する。
【００２８】
一方、ソース共振器１１５とターゲット共振器１２１との間の距離が変わるか、２つのうち１つの位置が変化するなどの外部からの影響によって、ソース共振器１１５とターゲット共振器１２１との間のインピーダンス不整合が発生することがある。インピーダンス不整合は、電力伝達の効率を低下する直接的な原因になり得る。
整合制御部１１３は、送信信号の一部が反射して戻ってくる反射波を検出することによって、インピーダンス不整合が発生したと判断し、インピーダンス整合を行う。また、整合制御部１１３は、反射波の波形分析によって共振ポイントを検出することで共振周波数を変更する。ここで、整合制御部１１３は例えば、反射波の波形で振幅が最小である周波数を共振周波数として決定する。
【００２９】
以上、図１の例におけるソース共振器１１５及び／又はターゲット共振器１２１は、後述する図７乃至図１４の何れかに示す構造を有し得る。
【００３０】
図２は、一実施形態に係るターゲット部１２５で用いられる、スイッチング損失を減らす直流−直流電圧変換器２００の構成を示す。
図２を参照すると、直流−直流電圧変換器２００は、電圧源２１０から受信する直流信号ＶＩＮの電圧を予め設定した直流電圧ＶＯＵＴに変換する。予め設定した直流電圧ＶＯＵＴはロード２３０（図１におけるデバイス（負荷））に提供される。また、直流−直流電圧変換器２００は、電圧変換部２２０を制御するスイッチング制御部２４０を備える。一実施形態によると、このような制御は電圧変換部２２０をターンオン及びターンオフすることを含む。
【００３１】
電圧変換部２２０は内部のターンオンスイッチ２２２が導通されれば、印加される直流信号の電圧を予め設定した直流電圧ＶＯＵＴに変換する。電圧変換部２２０は、ターンオンスイッチ２２２、第２スイッチ２２４、インダクター２２６及びキャパシタ２２８を含む。
【００３２】
一実施形態に係るターンオンスイッチ２２２は、インダクター２２６に直流電流ＩＬを提供するために、ターンオンスイッチ２２２を介して電圧源２１０から受信する直流電流を導通できるようにスイッチング制御部２４０のスイッチング信号Ｖｐに応じてターンオンされるスイッチである。
【００３３】
第２スイッチ２２４は、ターンオンスイッチ２２２と反対に動作するスイッチであって、スイッチング制御部２４０のスイッチング信号ＶＮに応じてターンオンスイッチ２２２がターンオフされるときターンオンされる。例えば、第２スイッチ２２４がターンオンされれば、第２スイッチは、インダクター２２６の入力をグラウンドさせる。
【００３４】
インダクター２２６とキャパシタ２２８は、ターンオンスイッチ２２２がターンオンされれば、ターンオンスイッチ２２２を介して直流電流を受信して充電し、予め設定した電圧ＶＯＵＴの直流電流を出力する。
【００３５】
一実施形態に係るターンオンスイッチ２２２は、ＰＭＯＳ（Ｐ−ｃｈａｎｎｅｌ  Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）トランジスタＭＰを含み、第２スイッチ２２４は類似のトランジスタ（図２では、ＮＭＯＳトランジスタ）ＭＮを含む。また、他のスイッチ又はスイッチエレメントがターンオンスイッチ２２２及び／又は第２スイッチ２２４として使用されることは容易に理解され得る。例えば、スイッチング装置のスイッチ又はスイッチエレメントは、様々な電気機械的（ｅｌｅｃｔｒｏｍｅｃｈａｎｉｃａｌ）スイッチ（例えば、コンタクト（ｃｏｎｔａｃｔ）、トグル、ナイフ（ｋｎｉｆｅ）、チルト（ｔｉｌｔ）など）、又は電気的スイッチ（例えば、トランジスタスイッチ、シリコン制御整流器、又はトライアック（ｔｒｉａｃ）のような固体エレメント、リレー（ｒｅｌａｙｓ）又はソレノイド（ｓｏｌｅｎｏｉｄ））を含み得る。勿論、スイッチの他のタイプも可能である。様々な形でスイッチは作動し得る。例えば、スイッチはオン及びオフ位置間で選択され、各々、電気（電力）の流れを許容及び防止する。従って、スイッチ制御は電気的接続を制御できる。
【００３６】
スイッチング制御部２４０は、ターンオンスイッチ２２２の現在時点のターンオン周期を示す第１ターンオン周期を用いて電圧変換部２２０の電流量を検出する。そして、スイッチング制御部２４０は、検出された電流量を考慮してターンオンスイッチ２２２に適用するべきターンオン周期を示す第２ターンオン周期を設定し、第２ターンオン周期に応じてターンオンスイッチ２２２を制御する。ここで、電圧変換部２２０の電流量は、電圧変換部２２０に入力される電流量であるか、又は、電圧変換部２２０から出力される電流量の何れかである。
【００３７】
スイッチング制御部２４０は、電圧変換部２２０の電流量が予め設定した基準値よりも高ければ、電圧変換部２２０の電流量が予め設定した基準値以下である場合に比べて前記第２ターンオン周期を短く設定する。
スイッチング制御部２４０は、電圧変換部２２０の電流量が予め設定した基準値よりも低ければ、電圧変換部２２０の電流量が予め設定した基準値以上である場合に比べて前記第２ターンオン周期を長く設定する。
【００３８】
スイッチング制御部２４０は、電圧分割器２４３、基準電圧源２４４、誤差増幅器２４５、キャパシタ２４６、比較器２４７、コントローラ２４８、発生器２４９及び電流検出部２５０を備える。
【００３９】
電圧分割器２４３は、電圧変換部２２０から出力される電圧を分割（ｄｉｖｉｄｅ）する。例えば、電圧は２つの抵抗Ｒ１２４１及びＲ２２４２を用いて予め設定された比率に分割され、分割された電圧を誤差増幅器２４５に出力する。
【００４０】
誤差増幅器（ＥＡ）２４５は、電圧分割器２４３の出力電圧と基準電圧源２４４から出力される予め設定された基準電圧ＶＲＥＦとの差を増幅して出力する。
キャパシタ２４６は、誤差増幅器２４５の出力電圧でもって充電され、該出力電圧のノイズを除去する。
【００４１】
比較器（ＣＯＭＰ）２４７は、キャパシタ２４６を経た誤差増幅器２４５の出力と発生器２４９から出力されるランプ信号ＶＲＡＭＰとを比較して、ターンオンスイッチ２２２のスイッチングのためのパルス幅変調（ＰＷＭ、Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号を出力する。
コントローラ２４８は、比較器２４７から出力されるパルス幅変調信号に応じてターンオンスイッチ２２２に適用される第２ターンオン周期を設定し、第２ターンオン周期に応じてターンオンスイッチ２２２を制御する。
【００４２】
電流検出部２５０は、ターンオンスイッチ２２２の第１ターンオン周期を用いて電圧変換部２２０の電流量を検出し、電圧変換部２２０の電流量に応じてランプ信号ＶＲＡＭＰの周波数を調整する周波数変更信号を生成する。
発生器２４９は、電流検出部２５０から受信する周波数変更信号に応じてランプ信号ＶＲＡＭＰの周波数を変更して比較器２４７に出力する。さらに、発生器２４９は、電流検出部２５０から受信した周波数変更信号に基づいてコントローラ２４８にクロックタイミング信号ΦＣＬＫを出力する。
【００４３】
図３は、一実施形態に係る直流−直流電圧変換器における電流検出器の細部構成を示す。図３を参照すると、図２に示す電流検出部２５０の一例であって、電荷ポンプ３１０、キャパシタ３２０、比較器３３０及び周波数変更コントローラ３４０を備える。
【００４４】
電荷ポンプ３１０は、ターンオンスイッチ２２２のターンオン周期Ｔによりターンオンスイッチ２２２がターンオンされている時間ｔＯＮの間に電荷を出力する。例えば、電荷ポンプ３１０は、電流源３１２、第１スイッチ３１４及び２スイッチ３１６を含んで構成してもよい。
【００４５】
電流源３１２は一定の電荷を出力する。例えば、第１スイッチ３１４は、ターンオン周期に応じてターンオンスイッチ２２２がターンオンされている時間ｔＯＮの間だけ導通して電流源３１２の電荷を出力する。第２スイッチ３１６はグラウンドされ、第１スイッチ３１４と反対に動作する。
【００４６】
キャパシタ３２０は、ターンオンスイッチ２２２のターンオン周期に応じてターンオン時間電荷ポンプ３１０から出力される電荷でもって充電され、ターンオン周期に応じてターンオフ時間に放電して電流量測定用電圧ＶＣを出力する。
【００４７】
比較器３３０は、電流量測定用の基準電圧（例えば、下記で記載のＶＲＥＦ＿Ｈ又はＶＲＥＦ＿Ｌ）とキャパシタ３２０で出力する電流量測定用電圧とを比較し、比較結果を周波数変更コントローラ３４０に送信する。
【００４８】
周波数変更コントローラ３４０は、比較器３３０の比較結果、電流量測定用電圧が電流量測定のための基準電圧よりも大きければ、ランプ信号の周波数を高める周波数変更信号を出力し、電流量測定用電圧が電流量測定のための基準電圧よりも小さければ、ランプ信号の周波数を低くする周波数変更信号を出力する。
【００４９】
例えば、周波数変更コントローラ３４０は、ランプ信号の周波数を基本周波数、基本周波数の１／２倍、基本周波数の１／４倍、基本周波数の１／８倍に区分して周波数変更信号を出力してもよい。
【００５０】
一方、ランプ信号の周波数が高く変更される場合、図１に示す比較器２４７から出力されるパルス幅変調信号の周期が短くなり、コントローラ２４８から出力されるターンオン信号の周期も短くなる。即ち、ターンオンスイッチ２２２は、ターンオンとターンオフがより頻繁に発生する。
【００５１】
例えば、ランプ信号の周波数が低く変更される場合、図１に示す比較器２４７から出力されるパルス幅変調信号の周期が長くなり、コントローラ２４８から出力されるターンオン信号の周期も長くなる。従って、ターンオンスイッチ２２２は、ターンオンとターンオフの回数が減少される。
【００５２】
図４は、一実施形態に係る直流−直流電圧変換器の主要タイミングダイヤグラムを示す。特に、図４は、対応する時間周期の間に電流検出部２５０のキャパシタ３２０から出力された電流量測定用電圧ＶＣ、インダクター２２６の電流ＩＬ、第２スイッチ２２４に入力されるスイッチング信号ＶＮ、ターンオンスイッチ２２２に入力されるスイッチング信号ＶＰ及びクロックタイミング信号ΦＣＬＫに対する波形を示す。
【００５３】
図４を参照すると、電流検出部２５０のキャパシタ３２０から出力された電流量測定用電圧ＶＣの波形は、インダクター２２６から出力される電流ＩＬの波形と類似していることが確認される。
【００５４】
従って、電流検出部２５０は、キャパシタ３２０から出力された電流量測定用電圧ＶＣの波形が、インダクター２２６から出力される電流ＩＬの波形と類似している点を用いて、直接的にインダクター２２６から出力される電流ＩＬをセンシングすることなく、インダクター２２６から出力される電流のピークの大きさを推定できる。
【００５５】
電圧変換部２２０の電流量が小さくなるほどターンオンスイッチ２２２のターンオン時間が減少するので、インダクター２２６から出力される電流のピーク値と電流量測定用電圧ＶＣのピーク値が低くなる。
【００５６】
比較器３３０は、電流量測定用電圧ＶＣを上り基準電圧ＶＲＥＦ＿Ｈ又は下り基準電圧ＶＲＥＦ＿Ｌと比較する、例えば、ヒステリシス（ｈｙｓｔｅｒｅｓｉｓ）比較器で構成し得る。
比較器３３０がヒステリシス比較器である場合、周波数変更コントローラ３４０は、図５に示すように電流量測定用電圧ＶＣが下り基準電圧ＶＲＥＦ＿Ｌよりも小さければ、電圧変換部２２０の電流量が現在の周波数では不十分に小さいことを意味する。
【００５７】
図５は、一実施形態に係る直流−直流電圧変換器の電流検出器でＶＣ電圧が下り基準値ＶＲＥＦ＿Ｌよりも小さい場合を示す。
従って、周波数変更コントローラ３４０は、電流量測定用電圧ＶＣが下り基準電圧ＶＲＥＦ＿Ｌよりも小さければ、ランプ信号の周波数を低くする周波数変更信号を出力する。
反対に、電流量測定用電圧ＶＣが上り基準電圧ＶＲＥＦ＿Ｈよりも高い場合、周波数変更コントローラ３４０は電圧変換部２２０の電流量が現在の周波数では過重に大きいことを意味する。
【００５８】
図６は、一実施形態に係る直流−直流電圧変換器の電流検出器でＶＣ電圧が上り基準値ＶＲＥＦ＿Ｈよりも大きい場合を示す。周波数変更コントローラ３４０は、電流量測定用電圧ＶＣが上り基準電圧ＶＲＥＦ＿Ｈよりも大きければ、ランプ信号の周波数を高める周波数変更信号を出力する。
【００５９】
図１を再び参照すると、無線電力送信システムのソース共振器及び／又はターゲット共振器はヘリックス（ｈｅｌｉｘ）コイル構造の共振器又はスパイラル（ｓｐｉｒａｌ）コイル構造の共振器、又はメタ構造の（ｍｅｔａ−ｓｔｒｕｃｔｕｒｅｄ）共振器から構成される。
【００６０】
ここで開示された実施形態の１つ以上の物質はメタ物質（ｍｅｔａｍａｔｅｒｉａｌｓ）であってもよい。
自然界に存在する多くの物質の電磁気的特性は、各々、固有の透磁率（ｐｅｒｍｅａｂｉｌｉｔｙ、μ（ｍｕ））及び固有の誘電率（ｐｅｒｍｉｔｔｉｖｉｔｙ、ε（ｅｐｓｉｌｏｎ））で表わされる。一般的に物質は正の透磁率及び正の誘電率を有する。従って、このような物質に対しては電界、磁界及びポインティングベクトルに対して右手法則が適用され、このような物質をＲＨＭ（Ｒｉｇｈｔ  Ｈａｎｄｅｄ  Ｍａｔｅｒｉａｌ、右手系物質）という。
【００６１】
一方、自然界に通常存在しないか又は人工的に設計された（即ち、人工の）誘電率又は透磁率を有する物質はメタ物質と命名する。メタ物質は、誘電率又は透磁率の符号によってＥＮＧ（ｅｐｓｉｌｏｎ  ｎｅｇａｔｉｖｅ、負のε）物質、ＭＮＧ（ｍｕ  ｎｅｇａｔｉｖｅ、負のμ）物質、ＤＮＧ（ｄｏｕｂｌｅ  ｎｅｇａｔｉｖｅ、εとμが共に負）物質、ＮＲＩ（ｎｅｇａｔｉｖｅ  ｒｅｆｒａｃｔｉｖｅ  ｉｎｄｅｘ、負の屈折率）物質、ＬＨ（ｌｅｆｔ−ｈａｎｄｅｄ、左手系）物質などに分類される。
【００６２】
透磁率は当該物質において与えられた磁界（ｍａｇｎｅｔｉｃ  ｆｉｅｌｄ）に対して発生する磁束密度（ｍａｇｎｅｔｉｃ  ｆｌｕｘ  ｄｅｎｓｉｔｙ）と真空中で同じ磁界に対して発生する磁束密度の比を意味する。そして、誘電率は、当該物質において与えられた電界（ｅｌｅｃｔｒｉｃ  ｆｉｅｌｄ）に対して発生する電束密度（ｅｌｅｃｔｒｉｃ  ｆｌｕｘ  ｄｅｎｓｉｔｙ）と真空中でその電界に対して発生する電束密度の比を意味する。透磁率及び誘電率は与えられた周波数又は波長における当該物質中の電波伝搬定数（ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ  ｃｏｎｓｔａｎｔ）を決定し、透磁率及び誘電率によってその物質の電磁気特性が決定される。一実施形態において、メタ物質は極めて大きい波長（ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ）又は極めて低い周波数領域でも容易に（即ち、メタ物質からなる物体のサイズが大きく変化することなく）共振状態に置かれ得る。
【００６３】
図７は、一実施形態に係る２次元構造の共振器を示す図である。
図７を参照すれば、一実施形態に係る２次元構造の共振器７００は、第１信号導体部分７１１、第２信号導体部分７１２、及びグラウンド導体部分７１３を含む送信線路、キャパシタ７２０、整合器７３０、並びに、導体７４１及び７４２を備える。
【００６４】
図７に示すように、キャパシタ７２０は、送信線路の第１信号導体部分７１１と第２信号導体部分７１２との間に直列に挿入され、それによって電界はキャパシタ７２０に閉じ込められる。一般的に、送信線路は上部に少なくとも１つの導体、下部に少なくとも１つの導体を含み、上部にある導体を介して電流が流れ、下部にある導体は電気的にグラウンドされる。本明細書では送信線路の上部にある導体を第１信号導体の部分７１１と第２信号導体の部分７１２に分類して呼び、送信線路の下部にある導体をグラウンド導体部分７１３と呼ぶ。
【００６５】
図７に示すように、本発明の一実施形態に係る共振器７００は、２次元構造の形態を有する。送信線路は、上部に第１信号導体部分７１１及び第２信号導体部分７１２を含み、下部にグラウンド導体部分７１３を含む。第１信号導体部分７１１及び第２信号導体部分７１２と、グラウンド導体部分７１３とは互いに向かい合うように配置される。電流は第１信号導体部分７１１及び第２信号導体部分７１２を通じて流れる。
【００６６】
また、図７に示すように、第１信号導体部分７１１の一端は導体７４２と接続（即ち、短絡）され、他端はキャパシタ７２０と接続される。そして、第２信号導体部分７１２の一端は導体７４１と接続され、他端はキャパシタ７２０と接続される。即ち、第１信号導体部分７１１、第２信号導体部分７１２、及びグラウンド導体部分７１３、導体７４１、７４２は互いに接続されることによって、共振器７００は電気的に閉ループ（ｃｌｏｓｅｄ−ｌｏｏｐ）構造を有する。ここで、「閉ループ構造」は、円形構造、四角形構造のような多角形の構造などを含み、「閉ループ構造を有する」ことは、電気的に閉じていることを意味する。
キャパシタ７２０は送信線路の中間部に挿入される。例えば、キャパシタ７２０は第１信号導体部分７１１と第２信号導体部分７１２との間に挿入される。ここで、キャパシタ７２０は、集中型素子（ｌｕｍｐｅｄ  ｅｌｅｍｅｎｔ）及び分布型素子（ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ  ｅｌｅｍｅｎｔ）の何れかの形態を有する。特に、分布型素子の形態を有する分布型キャパシタは、ジグザグ形態の導体ラインとその導体ラインとの間に存在する高い誘電率を有する誘電体を含む。
【００６７】
キャパシタ７２０が送信線路に挿入されることによって共振器７００はメタ物質の特性を有し得る。例えば、キャパシタ７２０のキャパシタンスを適切に調整することによって共振器は負の透磁率を有する。その場合、本発明の一実施形態に係る共振器７００はＭＮＧ（負μ）共振器と呼ばれる。下記で説明するが、キャパシタ７２０のキャパシタンスを定める基準（ｃｒｉｔｅｒｉｏｎ）は様々であり得る。共振器７００が対象周波数で負の透磁率を有する基準、共振器７００が対象周波数で第ゼロ次共振（Ｚｅｒｏｔｈ−Ｏｒｄｅｒ  Ｒｅｓｏｎａｎｃｅ）の特性を有する基準などがあり、前述した基準のうち少なくとも１つの基準下でキャパシタ７２０のキャパシタンスが定められ得る。
【００６８】
前記ＭＮＧ共振器７００は、伝搬定数が０であるときの周波数を共振周波数として有する第ゼロ次共振の特性を有し得る。ＭＮＧ共振器７００が第ゼロ次共振特性を有する場合、共振周波数はＭＮＧ共振器７００の物理的なサイズに対して独立的であり得る。即ち、下記で再び説明するが、ＭＮＧ共振器７００で共振周波数を変更するためにはキャパシタ７２０を適切に設計することで充分であるので、ＭＮＧ共振器７００の物理的なサイズの変更を要しない。
【００６９】
また、近接フィールドにおいて、電界は送信線路に挿入されたキャパシタ７２０に集中するので、キャパシタ７２０によって近接フィールドでは磁界がドミナント（ｄｏｍｉｎａｎｔ、支配的）になる。そして、ＭＮＧ共振器７００は集中型素子のキャパシタ７２０を用いて高いＱ−ファクター（Ｑ−Ｆａｃｔｏｒ）を有するので、電力送信効率を向上できる。参考に付言すると、Ｑ−ファクターは、無線電力送信において、抵抗損失の程度、又は抵抗に対するリアクタンスの比を表わすので、Ｑ−ファクターが大きいほど無線電力送信効率は大きい。
【００７０】
また、ＭＮＧ共振器７００は、インピーダンス整合のための整合器７３０を備える。ここで、整合器７３０は例えば、ＭＮＧ共振器７００の磁界の強度を適切に調整できる。このような構成によって、電流はコネクタ（８４０、例えば、後述の図８参照）を介してＭＮＧ共振器７００に流入するか、又は、ＭＮＧ共振器７００から流出する。ここで、前記コネクタはグラウンド導体部分７１３又は整合器７３０と接続される。ただし、前記コネクタとグラウンド導体部分７１３又は整合器７３０の間には物理的な連結が形成されるか、若しくは、前記コネクタとグラウンド導体部分７１３又は整合器７３０の間に物理的な連結なしでカップリングを介して電力が伝達される。
【００７１】
図７に示すように、整合器７３０は、共振器７００のループ構造によって形成されるループ内に位置し得る。整合器７３０は、物理的な形態を変更することによって共振器７００のインピーダンスを調整する。特に、整合器７３０は、グラウンド導体部分７１３から距離ｈだけ離れた位置にインピーダンス整合のための導体７３１を含み、共振器７００のインピーダンスは距離ｈを調整することによって変更できる。
一実施形態によると、整合器７３０を制御できるコントローラが存在する場合、整合器７３０は前記コントローラによって生成される制御信号に従い、その物理的な形態を変更し、このような変更により共振器のインピーダンスを調整できる。例えば、制御信号に応じて整合器７３０の導体７３１とグラウンド導体部分７１３との間の距離ｈが増加又は減少する。これによって整合器７３０の物理的な形態が変更され、共振器７００のインピーダンスが調整される。コントローラは様々なファクターを考慮して制御信号を生成できる。
【００７２】
整合器７３０は図７に示すように、導体７３１のような受動素子で具現されるか、又は、実施形態によってはダイオード、トランジスタなどのような能動素子で具現される。能動素子が整合器７３０に含まれる場合、能動素子はコントローラによって生成される制御信号に応じて駆動され、その制御信号に応じて共振器７００のインピーダンスが調整される。例えば、整合器７３０に能動素子の一種であるダイオードが含まれている場合、ダイオードが「ｏｎ」又は「ｏｆｆ」の状態であるかに応じて共振器７００のインピーダンスが調整される。
【００７３】
また、図７に示していないが、ＭＮＧ共振器７００を貫通するマグネチックコアをさらに含み得る。このようなマグネチックコアは電力送信距離を増加する機能を行う。
【００７４】
図８は一実施形態に係る３次元構造の共振器を示す図である。
図８を参照すれば、一実施形態に係る３次元構造の共振器８００は、第１信号導体部分８１１、第２信号導体部分８１２、及びグラウンド導体部分８１３を含む送信線路、並びに、キャパシタ８２０を含む。ここで、キャパシタ８２０は、送信線路で第１信号導体部分８１１と第２信号導体部分８１２との間に直列に挿入され、電界はキャパシタ８２０に閉じ込められる。
【００７５】
また、図８に示すように、共振器８００は３次元構造の形態を有する。送信線路路は、上部に第１信号導体部分８１１及び第２信号導体部分８１２を含み、下部にグラウンド導体部分８１３を含む。第１信号導体部分８１１及び第２信号導体部分８１２とグラウンド導体部分８１３は互いに向かい合うように配置される。このような整列で電流は、第１信号導体部分８１１及び第２信号導体部分８１２を通じてｘ方向に流れ、このような電流によって−ｙ方向に磁界Ｈ（ｗ）が発生する。他の実施形態によると、磁界Ｈ（ｗ）が反対方向（例えば、＋ｙ方向）に形成されることが理解されよう。
【００７６】
また、図８に示すように、第１信号導体部分８１１の一端は導体８４２と電気的に接続、即ち短絡され、他端はキャパシタ８２０と接続される。そして、第２信号導体部分８１２の一端は導体８４１と接続され、他端はキャパシタ８２０と接続される。即ち、第１信号導体部分８１１、第２信号導体部分８１２、及びグラウンド導体部分８１３、並びに、導体８４１及び８４２が互いに接続されることによって、共振器８００は電気的に閉ループ構造を有する。
また、図８に示すように、キャパシタ８２０は、第１信号導体部分８１１と第２信号導体部分８１２との間に挿入される。ここで、キャパシタ８２０は、集中型素子及び分布型素子の何れかの形態を有する。特に、分布型素子の形態を有する分布型キャパシタは、ジグザグ形態の導体ラインとその導体ラインとの間に存在する高い誘電率を有する誘電体を含む。
【００７７】
図８に示すように、キャパシタ８２０が送信線路に挿入されることによって、共振器８００は前述したようにメタ物質の特性を有し得る。
例えば、キャパシタのキャパシタンスが集中型素子として挿入されれば、前記共振器８００はメタ物質の特性を有し得る。特に、キャパシタ８２０のキャパシタンスを適切に調整することによって、共振器８００は特定の周波数帯域において負の透磁率を有するので、本発明の一実施形態に係る共振器８００はＭＮＧ共振器と呼ばれる。下記で説明するが、キャパシタ８２０のキャパシタンスを定める基準は様々であり得る。共振器８００がメタ物質の特性を有する基準、共振器８００が対象周波数で負の透磁率を有する基準、又は共振器８００が対象周波数で第ゼロ次共振の特性を有する基準などがあり、上述した基準のうち少なくとも１つの基準下でキャパシタ８２０のキャパシタンスを決定する。
【００７８】
図８に示すように、ＭＮＧ共振器８００は、電波伝搬定数（ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ  ｃｏｎｓｔａｎｔ）が０であるときの周波数を共振周波数として有する第ゼロ次共振の特性を有し得る。このようにＭＮＧ共振器８００が第ゼロ次共振の特性を有する場合、共振周波数はＭＮＧ共振器８００の物理的なサイズに対して独立的であり得る。ＭＮＧ共振器８００で共振周波数を変更するためにはキャパシタ８２０を適切に設計することで充分であるので、ＭＮＧ共振器８００の物理的なサイズの変更を要しない。
【００７９】
図８に示すように、ＭＮＧ共振器８００を参照すれば、近接フィールドにおいて、電界は送信線路に挿入されたキャパシタ８２０に集中するので、キャパシタ８２０によって近接フィールドでは磁界がドミナントになる。また、第ゼロ次共振の特性を有するＭＮＧ共振器８００は磁気双極子（ｍａｇｎｅｔｉｃ  ｄｉｐｏｌｅ）に類似の特性を有するので、近接フィールドでは磁界がドミナントになり、キャパシタ８２０の挿入により発生する比較的少量の電界はそのキャパシタ８２０に集中されるので、近接フィールドでは磁界が更にドミナントになる。ＭＮＧ共振器８００は集中型素子のキャパシタ８２０を用いて高いＱ−ファクターを有するので、電力送信の効率を向上できる。
【００８０】
また、図８に示すように、ＭＮＧ共振器８００はインピーダンス整合のための整合器８３０を備える。ここで、整合器８３０は、ＭＮＧ共振器８００の磁界の強度を適切に調整でき、整合器８３０によってＭＮＧ共振器８００のインピーダンスが決定される。そして、電流はコネクタ８４０を介してＭＮＧ共振器８００に流入するか、又は、ＭＮＧ共振器８００から流出する。ここで、コネクタ８４０はグラウンド導体部分８１３又は整合器８３０の何れかと接続される。
【００８１】
図８に示すように、整合器８３０は共振器８００のループ構造によって形成されるループの内部に位置する。整合器８３０は物理的な形態を変更することによって共振器８００のインピーダンスを調整する。特に、整合器８３０はグラウンド導体部分８１３から距離ｈだけ離隔された位置にインピーダンス整合のための導体部分８３１を含み、共振器８００のインピーダンスは距離ｈを調整することによって変更され得る。
【００８２】
一実施形態によると、整合器８３０を制御することのできるコントローラが存在する場合、整合器８３０はコントローラによって生成される制御信号に応じて整合器８３０の物理的な形態を変更できる。例えば、制御信号に応じて整合器８３０の導体８３１とグラウンド導体部分８１３との間の距離ｈが増加又は減少し、これにより整合器８３０の物理的な形態が変更されることで共振器８００のインピーダンスが調整される。整合器８３０の導体８３１とグラウンド導体部分８１３との間の距離ｈは様々な方式で調整できる。即ち、第１に、整合器８３０には様々な導体が含まれてもよく、その導体のいずれか１つを適応的に活性化することによって距離ｈが調整され得る。第２に、導体８３１の物理的な位置を上下に調整することによって距離ｈが調整される。このような距離ｈはコントローラの制御信号に応じて制御でき、コントローラは様々なファクターを考慮して制御信号を生成できる。
整合器８３０は図８に示すように、導体部分８３１のような受動素子で具現されるか、又は、実施形態によっては、ダイオード、トランジスタなどの能動素子で具現される。能動素子が整合器８３０に含まれる場合、能動素子はコントローラによって生成される制御信号に応じて駆動でき、その制御信号に応じて共振器８００のインピーダンスを調整する。例えば、能動素子が整合器８３０に含まれたダイオードである場合、ダイオードが「ｏｎ」又は「ｏｆｆ」状態であるかに応じて共振器８００のインピーダンスが調整される。
【００８３】
他の一実施形態によると、ＭＮＧ共振器８００を貫通するマグネチックコアをさらに含み得る。このようなマグネチックコアは電力送信距離を増加する機能を行う。
【００８４】
図９は、一実施形態に係るバルキー型（ｂｕｌｋｙ  ｔｙｐｅ）に設計された無線電力送信のための共振器９００の例を示す図である。
ここで使用される「バルキー型」は、少なくとも２つの部分を継ぎ目なしに接続して統合形態にすることをいう。
【００８５】
図９を参照すれば、第１信号導体部分９１１と導体９４２は個別的に製造された後、互いに接続されるのではなく、一体型に製造される。同様に、第２信号導体部分９１２と導体９４１も一体型に製造される。
【００８６】
仮に例えば、第２信号導体部分９１２と導体９４１とが個別的に製造された後互いに接続される場合、継ぎ目９５０には導体損失が発生し得る。ここで、本発明の実施形態によれば、第２信号導体部分９１２と導体９４１とは別途の継ぎ目なしで（ｓｅａｍｌｅｓｓ）互いに接続され、導体９４１とグラウンド導体部分９１３も別途の継ぎ目なしで互いに接続されるので、継ぎ目による導体損失を低減できる。即ち、第２信号導体部分９１２とグラウンド導体部分９１３とは別途の継ぎ目なしで一体型に製造される。同様に、第１信号導体部分９１１とグラウンド導体部分９１３とは別途の継ぎ目なしで１つの一体型に製造される。
【００８７】
整合器９３０は本明細書で説明される１つ以上の実施形態と類似に構成されて提供される。
【００８８】
図１０は、一実施形態に係る中空型（ｈｏｌｌｏｗ  ｔｙｐｅ）に設計された無線電力送信のための共振器１０００の例を示す図である。
図１０を参照すれば、中空型に設計された無線電力送信のための共振器の第１信号導体部分１０１１、第２信号導体部分１０１２、グラウンド導体部分１０１３、導体１０４１、１０４２それぞれは内部に空いている空間を含む。
【００８９】
与えられた共振周波数において、有効電流は第１信号導体部分１０１１、第２信号導体部分１０１２、グラウンド導体部分１０１３、導体１０４１、１０４２それぞれの全ての部分を介して流れることなく、一部の部分（表皮部分）のみを介して流れるものとモデリングできる。即ち、与えられた共振周波において、第１信号導体部分１０１１、第２信号導体部分１０１２、グラウンド導体部分１０１３、導体１０４１、１０４２の厚さがそれぞれの表皮厚（ｓｋｉｎ  ｄｅｐｔｈ）よりも過度に厚いことは効率的ではない。即ち、それは共振器１０００の重量又は共振器１０００の製造費用を増加させる原因になり得る。
【００９０】
従って、本発明の実施形態によれば、与えられた共振周波数において、第１信号導体部分１０１１、第２信号導体部分１０１２、グラウンド導体部分１０１３、導体１０４１、１０４２それぞれの表皮厚に基づいて第１信号導体部分１０１１、第２信号導体部分１０１２、グラウンド導体部分１０１３、導体１０４１、１０４２それぞれの厚さを適切に決定する。第１信号導体部分１０１１、第２信号導体部分１０１２、グラウンド導体部分１０１３、導体１０４１、１０４２それぞれが該当の表皮厚よりも僅かに大きい適切な厚さを有する場合、共振器１０００は軽くなり、共振器１０００の製造費用も削減できる。
【００９１】
例えば、図１０に示すように、中空の第１、第２信号導体部分１０１１、１０１２の外殻部の円で囲んだ領域１０６０の拡大図に示す）の厚さはｄ（ｍ）に決定してもよく、ｄは式（４）
【数４】
2014501477.tif 000003
によって決定される。ここで、ｆは周波数、μは透磁率、σは導体定数を表す。特に、第１信号導体部分１０１１、第２信号導体部分１０１２、グラウンド導体部分１０１３、導体１０４１、１０４２が銅（ｃｏｐｐｅｒ）として５．８ｘ１０＾７の導電率σを有する場合、共振周波数が１０ｋＨｚについては表皮厚ｄが約０．６ｍｍとなり、共振周波数が１００ＭＨｚについては表皮厚ｄは０．００６ｍｍとなる。
【００９２】
キャパシタ１０２０及び整合器１０３０は本明細書で説明する１つ以上の実施形態と類似な構成で提供される。
【００９３】
図１１は、パラレルシート（ｐａｒａｌｌｅｌ−ｓｈｅｅｔ）が適用された無線電力送信のための共振器１１００の例を示す図である。
図１１を参照すれば、パラレルシートが適用された無線電力送信のための共振器に含まれた第１信号導体部分１１１１、第２信号導体部分１１１２それぞれの表面にはパラレルシートが適用される。
【００９４】
第１信号導体部分１１１１、第２信号導体部分１１１２は完ぺきな導体ではないので、抵抗成分を有し、その抵抗成分によって抵抗損失が発生する場合がある。このような抵抗損失はＱファクターを低下し、カップリング効率を低減する。
【００９５】
本発明の一実施形態によると、第１信号導体部分１１１１、第２信号導体部分１１１２それぞれの表面にパラレルシートを適用することによって抵抗損失を削減し、Ｑファクター及びカップリングの効率を増加できる。図１１の円で囲んだ領域１１７０の拡大図を参照すれば、パラレルシートが適用される場合、第１信号導体部分１１１１、第２信号導体部分１１１２それぞれは複数の導体ラインを含む。この導体ラインは並列的に配置され、第１信号導体部分１１１１、第２信号導体部分１１１２それぞれの先端の部分で互いに接続（短絡）される。
【００９６】
第１信号導体部分１１１１、第２信号導体部分１１１２それぞれの表面にパラレルシートを適用する場合、導体ラインが並列的に配置されるので、導体ラインが有する抵抗成分の合計は減少する。従って、抵抗損失を減らし、Ｑファクター及びカップリング効率を増加できる。
【００９７】
グラウンド導体の部分１１１３に配置されたキャパシタ１１２０及び整合器１１４０は本明細書上記で説明される１つ以上の実施形態と類似に構築され得る。
【００９８】
図１２は、分布型キャパシタを含む無線電力送信のための共振器１２００の例を示す図である。
図１２を参照すれば、無線電力送信のための共振器に含まれるキャパシタ１２２０は分散型キャパシタである。集中型素子としてのキャパシタは相対的に高い等価直列抵抗（Ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ  Ｓｅｒｉｅｓ  Ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ、ＥＳＲ）を有し得る。集中型素子としてのキャパシタが有するＥＳＲを減らすための様々な提案があるものの、本発明の実施形態は分布型素子としてのキャパシタ１２２０を用いることによってＥＳＲを減らす。参考に、ＥＳＲによる損失はＱファクター及びカップリング効率を低減する。
【００９９】
図１２に示すように、分布型素子としてのキャパシタ１２２０はジグザグ構造の導体ライン及び誘電体で実現される。
それだけではなく、図１２に示すように、本発明の実施形態は分布型素子としてのキャパシタ１２２０を用いることによって、ＥＳＲによる損失を低減でき、複数の集中型素子としてのキャパシタを並列的に用いることによってＥＳＲによる損失を低減できる。なぜなら、集中型素子としてのキャパシタそれぞれが有する抵抗成分は並列接続によって小さくなるので、並列的に接続された集中型素子としてのキャパシタの有効抵抗も小さくなり、従って、ＥＳＲによる損失を低減できる。例えば、１０ｐＦのキャパシタ１つを１ｐＦのキャパシタ１０個を用いるもので代替することによってＥＳＲによる損失を低減できる場合がある。
【０１００】
図１３は、２次元構造の共振器及び３次元構造の共振器で用いられる整合器の一例を示す。
図１３（Ａ）は図７に示した２次元共振器の整合器を含む部分を示し、図１３（Ｂ）は図８に示した３次元共振器の整合器を含む部分を示す。
【０１０１】
図１３（Ａ）を参照すると、整合器は、導体７３１、導体７３２及び導体７３３を含み、導体７３２及び導体７３３は送信線路のグラウンド導体部分７１３及び導体７３１と接続される。導体７３１とグラウンド導体部分７１３との間の距離ｈにより２次元共振器のインピーダンスは決定され、導体７３１とグラウンド導体部分７１３との間の距離ｈはコントローラによって制御される。導体７３１とグラウンド導体部分７１３との間の距離ｈは様々な方式で調整でき、導体７３１になり得る様々な導体のいずれか１つを適応的に活性化することによって距離ｈを調整する方式、導体７３１の物理的な位置を上下に調整することで距離ｈを調整する方式などがある。
【０１０２】
図１３（Ｂ）を参照すれば、整合器８３０は、導体８３１、導体８３２及び導体８３３、導体８４１及び導体８４２を備える。導体８３２及び導体８３３は送信線路のグラウンド導体部分８１３及び導体８３１と接続される。導体８３１とグラウンド導体部分８１３との間の距離ｈにより３次元共振器のインピーダンスは決定され、導体８３１とグラウンド導体部分８１３との間の距離ｈはコントローラによって制御される。２次元構造の共振器に含まれる整合器と同様に、３次元構造の共振器に含まれる整合器でも導体８３１とグラウンド導体部分８１３との間の距離ｈは様々な方式で調整できる。例えば、導体８３１になり得る様々な導体のいずれか１つを適応的に活性化することによって距離ｈを調整する方式、導体８３１の物理的な位置を上下に調整することで距離ｈを調整する方式などがある。
【０１０３】
他の一実施形態に係る整合器は能動素子を含み、能動素子を用いて共振器のインピーダンスを調整する方式は上述した内容に類似する。即ち、能動素子を用いて整合器を通じて流れる電流の経路を変更することによって、共振器のインピーダンスを調整できる。
【０１０４】
図１４は、図７に示した無線電力送信のための共振器の等価回路を示す図である。
図７に示された無線電力送信のための共振器７００は、図１４に示された等価回路でモデリングされる。図１４に示す等価回路でＬＲは電力送信線路のインダクタンスを示し、ＣＬは図７に示す電力送信線路の途中に集中素子の形態で挿入されたキャパシタ７２０を示し、ＣＲは電力送信及び／又はグラウンド間のキャパシタンスを示す。
【０１０５】
例えば、図７に示す無線電力送信のための共振器は第ゼロ次共振特性を有する。即ち、電波伝搬定数が０である場合、無線電力送信のための共振器はωＭＺＲを共振周波数として有すると仮定する。ここで、共振周波数ωＭＺＲは下記の数式（５）のように表す。ここで、ＭＺＲはＭｕ  Ｚｅｒｏ  Ｒｅｓｏｎａｔｏｒを意味する。
【数５】
2014501477.tif 000004
【０１０６】
数式（２）を参照すれば、共振器の共振周波数ωＭＺＲはＬＲ／ＣＬによって決定され、共振周波数ωＭＺＲと共振器の物理的なサイズは互いに独立的であることが分かる。従って、共振周波数ωＭＺＲと共振器の物理的なサイズが互いに独立的であるので、共振器の物理的なサイズは十分に小さくなり得る。
【０１０７】
本発明の一実施形態に係る方法は、多様なコンピュータ手段によって実行できるプログラム命令の形態で実現されても良く、かかるプログラム命令は、コンピュータ読み出し可能媒体に記録され得る。前記コンピュータ読み出し可能媒体は、プログラム命令、データファイル、データ構造などを単独又は組み合わせたものを含み得る。前記媒体に記録されるプログラム命令は、本発明のために特別に設計して構成されたものか、又は、コンピュータソフトウェア分野の技術を有する当業者にとって公知、且つ使用可能なものである。
【０１０８】
以上のように本発明を限定された実施形態と図面によって説明したが、本発明は、上記の実施形態に限定されることなく、本発明が属する分野における通常の知識を有する者であれば、このような記載から多様な修正及び変形が可能である。
従って、本発明の範囲は、説明された実施形態に限定されて定められるものではなく、特許請求の範囲及び特許請求の範囲と均等なものによって定められる。
【符号の説明】
【０１０９】
１０１    マグネチックカップリング
１１０    共振電力送信装置（ソース電子機器）
１１１    ソース部
１１３    整合制御部
１１５    ソース共振器
１２０    共振電力受信装置（ターゲット電子機器）
１２１    ターゲット共振器
１２３    整合制御部
１２５    ターゲット部
２００    直流−直流電圧変換器
２１０    電圧源
２２０    電圧変換部
２２２    ターンオンスイッチ
２２４    第２スイッチ
２２６    インダクター
２２８    キャパシタ
２３０    ロ−ド
２４０    スイッチング制御部
２４３    電圧分割器
２４４    基準電圧源
２４５    誤差増幅器
２４６    キャパシタ
２４７    比較器
２４８    コントローラ
２４９    発生器
２５０    電流検出部
３１０    電荷ポンプ
３１２    電流源
３１４、３１６    第１、第２スイッチ
３２０    キャパシタ
３３０    比較器
３４０    周波数変更コントローラ
７００    ２次元構造の共振器
７１１、８１１、９１１、１０１１、１１１１    第１信号導体部分
７１２、８１２、９１２、１０１２、１１１２    第２信号導体部分
７１３、８１３、９１３、１０１３、１１１３    グラウンド導体部分
７２０、８２０、９２０、１０２０、１１２０、１２２０    キャパシタ
７３０、８３０、９３０、１０３０、１１４０    整合器
７３１、７３２、７３３、８３１、８３２、８３３    導体
７４１、８４１、９４１、１０４１、１１４１    導体
７４２、８４２、９４２、１０４２、１１４２    導体
８００    ３次元構造の共振器
８４０    コネクタ
９００    バルキー型共振器
９５０    継ぎ目
１０００    中空型共振器
１０６０、１１７０    円で囲んだ領域
１１００    パラレルシート型共振器
１２００    分布型キャパシタを含む共振器
【図１】
2014501477.tif 000005
【図２】
2014501477.tif 000006
【図３】
2014501477.tif 000007
【図４】
2014501477.tif 000008
【図５】
2014501477.tif 000009
【図６】
2014501477.tif 000010
【図７】
2014501477.tif 000011
【図８】
2014501477.tif 000012
【図９】
2014501477.tif 000013
【図１０】
2014501477.tif 000014
【図１１】
2014501477.tif 000015
【図１２】
2014501477.tif 000016
【図１３】
2014501477.tif 000017
【図１４】
2014501477.tif 000018
【国際調査報告】
2014501477.tif 000019
2014501477.tif 000020
2014501477.tif 000021