(57)【要約】  電圧整流回路１２６，１２７，１５３と、電圧調整回路８１，９０，３３，５４とを含むＰＦＣコンバータ１００が開示される。また、ＰＦＣコンバータ１００は、電圧整流回路１２６，１２７，１５３及び電圧調整回路８１，９０，３３，５４に結合された複数の補助巻線１４１，１４２を持つインダクタ１４０を含む。補助巻線のうちの１つ１４２は、起動段階の間、電圧整流回路１２６，１２７，１５３を用いて、電圧調整回路８１，９０，３３，５４に起動電圧Ｖ１を供給するように構成されている。補助巻線のうちの他の１つ１４１は、定常状態段階の間、電圧整流回路１２６，１２７，１５３を用いて、電圧調整回路８１，９０，３３，５４に電圧Ｖ１を供給するように構成されている。
2014512794.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
巻線を持つインダクタと、第１の補助巻線と、第２の補助巻線と、
前記第１の補助巻線及び前記第２の補助巻線に結合される電圧整流器と、
前記電圧整流器に結合される電圧調整器と、
を有する、ＰＦＣコンバータ。
【請求項２】
前記第１の補助巻線の第１の端子と前記第２の補助巻線の第１の端子とが接続されており、
前記電圧整流器は、
キャパシタと、
第１及び第２のダイオードであって、前記第１及び第２のダイオードの各々の第１の接続点が、前記第１及び第２の補助巻線の各々の第２の端子に接続され、前記第１及び第２のダイオードの各々の第２の接続点が、前記キャパシタ及び前記電圧調整器に接続されている、前記第１及び第２のダイオードと、
を含む、請求項１記載のＰＦＣコンバータ。
【請求項３】
前記第１の接続点は、前記第１及び第２のダイオードの各々のアノードであり、前記第２の接続点は、前記第１及び第２のダイオードの各々のカソードである、請求項２記載のＰＦＣコンバータ。
【請求項４】
前記電圧調整器は、トランジスタと、前記第１及び第２のダイオードの各々の前記第１の接続点と前記キャパシタとに接続される前記トランジスタの非制御端子と、を含む、請求項２記載のＰＦＣコンバータ。
【請求項５】
前記電圧調整器に結合されたＰＦＣ制御ユニットを更に有し、前記第１及び第２のダイオードのいずれか一方と前記第１及び第２の補助巻線のいずれか一方とが、前記ＰＦＣ制御ユニットの起動閾値電圧が起動時において満たされるように、前記非制御端子における電圧を制御する、請求項４記載のＰＦＣコンバータ。
【請求項６】
前記ＰＦＣコンバータは、バックブーストＰＦＣコンバータである、請求項１記載のＰＦＣコンバータ。
【請求項７】
前記バックブーストＰＦＣコンバータは、ＡＣ入力電圧信号線に結合された整流ブリッジを更に含む、請求項６記載のＰＦＣコンバータ。
【請求項８】
前記バックブーストＰＦＣコンバータは、照明システムに結合される、請求項７記載のＰＦＣコンバータ。
【請求項９】
前記照明システムは、ソリッドステート照明コンポーネントを含む、請求項８記載のＰＦＣコンバータ。
【請求項１０】
バックトランジスタと、ブーストトランジスタと、電圧調整器と、を持つバックブーストＰＦＣコンバータにおいて力率補正を達成するための方法であって、
前記バックトランジスタ及び前記ブーストトランジスタの両方がオフ状態にある場合に、前記バックブーストＰＦＣコンバータの出力ＤＣ電圧に比して実質的に線形となるように前記電圧調整器における電圧を制御するステップと、
前記バックトランジスタ及び前記ブーストトランジスタの両方がオン状態にある場合に、前記バックブーストＰＦＣコンバータのための閾値電圧が起動段階の間満たされるように前記電圧調整器における電圧を制御するステップと、
を有する、方法。
【請求項１１】
電圧整流回路と、
電圧調整回路と、
前記電圧整流回路及び前記電圧調整回路に結合される複数の補助巻線を持つインダクタと、を有し、
前記複数の補助巻線のうちの一が、起動段階の間、前記電圧整流回路を用いて、前記電圧調整回路に起動電圧を供給する、ＰＦＣコンバータ。
【請求項１２】
前記ＰＦＣコンバータは、バックブーストＰＦＣコンバータである、請求項１１記載のＰＦＣコンバータ。
【請求項１３】
前記複数の補助巻線のうちの他が、定常状態段階の間、前記電圧整流回路を用いて、前記電圧調整回路に電圧を供給する、請求項１２記載のＰＦＣコンバータ。
【請求項１４】
前記電圧は、前記ＰＦＣコンバータの出力ＤＣ電圧に比して実質的に線形である、請求項１３記載のＰＦＣコンバータ。
【請求項１５】
前記ＰＦＣコンバータは、照明システムに結合される、請求項１１記載のＰＦＣコンバータ。
【請求項１６】
前記照明システムは、ソリッドステート照明コンポーネントを含む、請求項１５記載のＰＦＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＰＦＣコンバータに関し、より具体的には、バックブースト力率補正（ＰＦＣ：Power Factor Correction）コンバータのための内部電源回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＰＦＣコンバータは、ＡＣ電力の力率を改善するために利用されている。パワーコンバータの設計において重視すべき事項は、高い力率を供給することである。パワーコンバータの力率は、一般的に、回路における電圧と電流との積に対する実際の電力の比をいう。高い力率は、約０．９以上であり、最大で１．０である。例えば、電力駆動デバイスにおいて、低い力率を有する負荷は、同じ量の有効電力が伝達されるために、高い力率を有する負荷より多くの電流を引き出す。
【０００３】
ソリッドステートＰＦＣコントローラが、知られており、バック、ブースト、及び、バックブーストなどのスイッチモードパワーコンバータの主なトポロジが設計されてきた。概して、ブースト誘導回路がライン入力電流を妨害しないのに対し、バックブースト回路を含むバック誘導回路は、ライン入力電流を妨害する。
【０００４】
また、バック（ステップダウン）コンバータ、ブースト（ステップアップ）コンバータなどの、バックブーストパワーコンバータは、一般的に、当該技術分野において良く知られている。出力電圧は、入力と同じ極性を持ち、入力よりも低い又は高い。かかる非反転バックブーストコンバータは、バックインダクタ及びブーストインダクタとして使用される単一のインダクタを用い得る。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上記従来のバックブーストパワーコンバータは、通常、ＰＦＣインダクタの補助巻線と、チャージポンプ回路と、線形電圧調整器とからなる内部電源回路を含む。バックブーストＰＦＣコンバータにおける上記内部電源回路の主な制限は、チャージポンプの後の電圧が、メイン入力周波数の２倍の周波数を有する高いリップル電圧を含むことである。この結果、高いリップル電圧は、線形電圧調整器に対して、高い電力損失をもたらすので、コスト効率が悪い。
【０００６】
力率補正回路のために、従来技術の回路の制限を回避する要求が存在する。特に、バックブーストＰＦＣコンバータの内部電源回路のために、線形電圧整流器の後の電圧が、定常状態において、ＤＣバス電圧（バックブーストＰＦＣコンバータの出力）に対して線形性（リニア）であるように、リップル電圧を除去又は低減する要求が存在する。より小さな又は除去された電圧リップルは、線形電圧調整器における電力損失率を改善し、バックブーストＰＦＣコンバータをよりコスト効率的にする。
【０００７】
本発明は、かかる要求に対処する。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、従来のＰＦＣコンバータにおいて発見される電圧リップルを除去又は低減する力率補正回路を具備するパワーコンバータのための態様を提供する。
【０００９】
本発明の一態様は、巻線を持つインダクタと、第１の補助巻線と、第２の補助巻線と、第１及び第２の補助巻線に接続されるピーク電圧整流器と、ピーク電圧整流器に結合される電圧調整器とを含むバックブーストＰＦＣコンバータに関する。
【００１０】
本発明の他の態様は、電圧整流回路と電圧調整回路とを含むＰＦＣコンバータに関する。また、当該ＰＦＣコンバータは、電圧整流回路及び電圧調整回路に接続された複数の補助巻線を持つインダクタを含む。補助巻線のうちの１つは、起動段階の間、電圧整流回路を用いて、電圧調整回路に起動電圧を供給するように構成されている。補助巻線のうちの他の１つは、定常状態段階の間、電圧整流回路を用いて、電圧調整回路に電圧を供給するように構成されている。
【００１１】
本発明の他の態様は、バックトランジスタと、ブーストトランジスタと、電圧調整器とを持つバックブーストＰＦＣコンバータにおける力率補正を達成するための方法に関する。当該方法は、バックトランジスタ及びブーストトランジスタの両方がオフ状態にある場合に、バックブーストＰＦＣコンバータの出力ＤＣ電圧に比して実質的に線形となるように電圧調整器における電圧を制御するステップを含む。また、当該方法は、バックトランジスタ及びブーストトランジスタの両方がオン状態にある場合に、バックブーストＰＦＣコンバータのための閾値電圧が起動段階の間満たされるように電圧調整器における電圧を制御するステップを含む。
【００１２】
本発明の様々な実施形態の目的の１つは、ＰＦＣコンバータの線形電圧調整器における電力損失率を改善することである。
【００１３】
本発明の様々な実施形態の他の目的は、バックブーストＰＦＣコンバータのコスト効率を改善することである。
【００１４】
本発明の上記実施形態及び他の実施形態は、本発明の様々な特徴及び利点と同様に、添付の図面とともに読まれる、本発明の様々な実施形態の以下の詳細な説明から、更に明らかとなるであろう。詳細な説明及び図面は、単に、限定というよりむしろ本発明の例示であって、本発明の範囲は、添付の請求項及びその均等物によって定義される。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】図１は、従来のＰＦＣ回路構造を示している。
【図２】図２は、図１に示される従来のＰＦＣ回路構造からの理論的な出力波形を示している。
【図３】図３は、本発明に従ったＰＦＣ回路の実施例を示している。
【図４】図４は、図３に示されるＰＦＣ回路構造からの理論的な出力波形を示している。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下の説明は、本発明を実施する際において最良に予想されるモードである。この説明は、本発明の一般的な概念を例示する目的のために作られており、本発明を限定する意図はない。本発明の範囲は、添付の請求項を参照して最良に決定される。
【００１７】
図１は、ブーストトポロジでカスケード接続された従来のバックコンバータを含む、典型的なカスケード接続されたバックブースト力率補正（ＰＦＣ）回路１０を示している。このトポロジでは、出力電圧が、ピーク入力電圧よりも低く、又は、高くなり得る。入力電圧に依存して、デューティサイクルは然るべく変化する。このため、出力電圧が入力電圧よりも小さい場合、当該回路は、バックコンバータとして動作し、出力電圧が入力電圧よりも大きい場合、当該回路は、ブーストコンバータとして動作する。
【００１８】
上記回路１０は、電磁妨害（ＥＭＩ）フィルタ３と、ブリッジダイオード（２１〜２４）と、バックＭＯＳＦＥＴ３０と、ＰＦＣインダクタ４０と、ブーストＭＯＳＦＥＴ３１と、レジスタ８３と、キャパシタ５０，５１と、ダイオード２５，２８と、ＰＦＣコントローラ６０とを含む。ＭＯＳＦＥＴ３０，３１は、ＰＦＣコントローラ６０によって制御され、同時に、オン／オフ制御される。ＭＯＳＦＥＴ３０は、駆動回路７０を通じて駆動される。
【００１９】
また、図１の上記回路１０は、ＰＦＣインダクタ４０の補助巻線４１と、レジスタ８０と、チャージポンプ回路（キャパシタ５２，５３及びダイオード２６，２７）と、線形電圧調整器（レジスタ８１、ツェナーダイオード９０、トランジスタ３３、及び、キャパシタ５５）とを含む。
【００２０】
動作中、電圧が入力端子１，２に印加された場合、レジスタ８２を介した電流が、キャパシタ５４に充電される。Ｖｄｄ（即ち、キャパシタ５４の電圧）における電圧が起動閾値に達した場合、ＰＦＣコントローラ６０は、ＭＯＳＦＥＴ３０，３１を励起及び駆動し始める。次いで、上記回路１０は、Ｖｄｄにおける電圧がＰＦＣコントローラ６０の停止閾値電圧以下に降下する前に、十分高い電圧を供給し始める。
【００２１】
上記回路１０は、線形電圧調整器の前段においてチャージポンプ回路を持つため、Ｖ１（チャージポンプ回路の出力）における電圧は、ＰＦＣインダクタ４０の補助巻線４１のピークトゥピーク電圧に対して線形性を有する。ＭＯＳＦＥＴ３０，３１がオンである場合（即ち、アクティブモード又は導通モードの場合）、補助巻線４１の電圧は、負の極性を持つ（ダイオード２６がオンである（フォワードバイアスである））。負の電圧は、インダクタ４０によって分割された入力電圧と等しく、例えば、巻数比ｎ＝Ｎ（インダクタ４０）／Ｎ（補助巻線４１）であり、
【数１】
2014512794.tif 000003
【数２】
2014512794.tif 000004
である（例えば、Ｖｉｎ＝４８０Ｖの入力ＡＣである場合、ｆ＝６０Ｈｚである）。
【００２２】
ＭＯＳＦＥＴ３０，３１がオフである場合（非導通モードである場合）、補助巻線４１の電圧は正の極性を持つ。
【数３】
2014512794.tif 000005
【００２３】
チャージポンプ回路の出力（Ｖ１）は、
【数４】
2014512794.tif 000006
に等しい。
【００２４】
理論的な波形が、図２に示されている。図２において、ｘ軸は時間であり、ｙ軸はＶ１における電圧出力である。
【００２５】
入力電圧のゼロ交差において、Ｖｉｎ＝０、且つ、Ｖｎ＝０であり、
【数５】
2014512794.tif 000007
【００２６】
入力のピークにおいて、Ｖｉｎ＝６７９Ｖ、且つ、
【数６】
2014512794.tif 000008
であり、
【数７】
2014512794.tif 000009
【００２７】
従って、リップル電圧は、
【数８】
2014512794.tif 000010
であり、ここで、
【数９】
2014512794.tif 000011
である。
【００２８】
トランジスタ３３での最小電圧降下は、ＶＱ３ｍｉｎであり、Ｖ１における最小電圧は、ＶＱ３ｍｉｎ＋Ｖｄｄである。例えば、Ｖｄｄ＝１６Ｖ、且つ、ＶＱ３ｍｉｎ＝４Ｖである場合、図２に示されるように、Ｖ１ｍｉｎ＝１６Ｖ＋４Ｖ＝２０Ｖである。また、巻線比ｎは、２３である（この例では、Ｖｂｕｓ＝４６０、ｎ＝Ｂｕｓ／Ｖ１ｍｉｎ）。最大電圧は、５０Ｖ（（６７９＋４６０）／２３＝４９．５Ｖ）であり、算出されたＶ１での平均電圧は、３９Ｖである。
【００２９】
トランジスタのコレクタ及びエミッタに印加される平均電圧は、ＶｃｅＱ＝３９−１６＝２３Ｖである。ＰＦＣコントローラ６０及び駆動回路７０への総電流が２０ｍＡであるとすると、トランジスタ３３における電力損失は、Ｐ（トランジスタ３３）＝２０ｍＡ＊２３Ｖ＝０．４６Ｗとなる。なお、トランジスタ３３が、コントローラ６０及び駆動回路に電流を供給する（レジスタ８２における電流は、起動時においてのみ、極めて小さい）ことに留意すべきである。トランジスタ３３における電流は、ＰＦＣコントローラ６０及び駆動回路７０の総電流（即ち、２０ｍＡ）と同じである。
【００３０】
当該技術分野における当業者によって理解されるように、この量の電力損失は、トランジスタにとって高いと考えられる。
【００３１】
図３は、本発明の様々な態様に従ったバックブーストＰＦＣコンバータ１００の実施例を示している。図３におけるコンバータ１００は、図１に示される要素と同じ、様々な要素を持つ。これらの要素は、再び、詳述されることはない。
【００３２】
しかしながら、以下で詳述されるように、コンバータ１００の異なる側面は、内部電源の要素及び構造を含む。当該内部電源は、インダクタ１４０の補助巻線１４１，１４２と、ピーク電圧整流器（ダイオード１２６，１２７及びキャパシタ１５３）と、電圧調整器（レジスタ８１、ツェナーダイオード９０、トランジスタ３３、及び、キャパシタ５４）とを含む。
【００３３】
図３に示されるように、本発明の一実施形態は、補助巻線１４１，１４２と、ピーク電圧整流器とを含む構造を有する。特に、インダクタ１４０は、補助巻線１４１の一の端子に接続された一の端子を具備する第２の補助巻線１４２を含む。ダイオード１２６，１２７のアノード端子は、補助巻線１４１，１４２の各々の他の端子に接続されており、ダイオード１２６，１２７のカソード端子は、トランジスタ３３及びキャパシタ１５３の非制御（即ち、ベース又はゲートでない）端子に接続されている。図３の実施形態において、トランジスタ３３の非制御端子は、コレクタ端子である。
【００３４】
特定のタイプのコンポーネントが図３の実施形態において示されているが、他のタイプのコンポーネントが用いられてもよいことが、当該技術分野における当業者によって理解されるべきである。例えば、ＭＯＳＦＥＴ３０，３１は、Ｎチャネルとして示されているが、エンハンスモードＭＯＳＦＥＴ又は他のタイプのトランジスタも適している。また、バックブーストコンバータ１００が、ソリッドステートＬＥＤ、他のタイプの照明システム及び電子部品などの様々なタイプの電力駆動デバイスに電力を供給するために用いられてもよいことが理解されるべきである。本発明の様々な実施形態及び態様が、高入力スイッチングモード電源、ＬＥＤドライバ、及び、ＨＩＤランプドライバにおいて用いられてもよい。さらに、様々な実施形態が、バック及びブーストなどの他のタイプのスイッチモードパワーコンバータトポロジとともに用いられてもよいことが理解されるべきである。
【００３５】
動作中、ＭＯＳＦＥＴ３０，３１がオフである場合、インダクタ１４０での電圧は、ダイオード１２７をオンにし（フォワードバイアス）、ダイオード１２６をオフにする（逆バイアス）。結果として、Ｖ１における電圧は、ＤＣバス（ＶＢＵＳ）電圧の出力電圧に対して線形性を有する。
【００３６】
インダクタ１４０から補助巻線１４１への巻線比は、ｎ１＝Ｎ（インダクタ１４０）／Ｎ（補助巻線１４１）であり、ダイオード１２７からの正電圧は、
【数１０】
2014512794.tif 000012
である。
【００３７】
ダイオード１２７及びキャパシタ１５３は、ピーク電圧整流器として動作し、Ｖｂｕｓは、定常状態の間、ほとんど一定の値であり、ダイオード１２７からのＶ１における電圧は、
【数１１】
2014512794.tif 000013
である。
【００３８】
バックブーストＰＦＣコンバータ１００が定常状態において動作している場合、（ダイオード１２７及びキャパシタ１５３によって形成された）ピーク電圧整流器は、バックブーストＰＦＣコンバータ１００のための内部電源用の改善された設計を形成する。
【００３９】
例えば、Ｖｂｕｓ＝４６０Ｖ、ｎ１＝２３である場合、Ｖ１＝２０Ｖとなる。また、図１の回路１０と関連して説明した前の例のように、Ｖｄｄ＝１６Ｖであり、ＰＦＣコントローラ及び駆動回路７０に対する総電流は、２０ｍＡと仮定される。トランジスタ３３のコレクタ及びエミッタに印加される平均電圧は、Ｖｃｅ＝Ｖ１−Ｖｄｄ＝（２０−１６）＝４Ｖである。電力損失は、Ｐ（トランジスタ３３）＝Ｖｃｅ＊２０ｍＡ＝０．０８Ｗとなる。
【００４０】
この電力損失を従来回路１０での電力損失と比較すると、著しく低減されていることが分かる。
【００４１】
しかし、ピーク電圧整流器（ダイオード１２７及びキャパシタ１５３）を用いた上記バックブーストＰＦＣコンバータ１００は、動作中、Ｖｂｕｓが確立される前に、Ｖ１における電圧が低いという欠点を有する。Ｖ１におけるこの低い電圧は、バックブーストＰＦＣコンバータを起動させにくくする。この問題を解決するために、ダイオード１２６及び第２の補助巻線１４２が、図３に示されるように、追加される。ダイオード１２６及び第２の補助巻線１４２は、ＰＦＣ制御ユニットの起動閾値電圧が起動時において満たされるように、トランジスタ３３のコレクタにおける電圧（Ｖ１）を制御するように構成される。
【００４２】
インダクタ１４０から第２の補助巻線１４２への巻線比は、ｎ２＝Ｎ（インダクタ１４０）／Ｎ（補助巻線１４２）である。ＭＯＳＦＥＴ３０，３１がオン（アクティブモード）である場合、ダイオード１２６は、オンであり（フォワードバイアス）、ダイオード１２７は、オフであり（逆バイアス）、ダイオード１２６からのＶ１における電圧は、
【数１２】
2014512794.tif 000014
である。
【００４３】
例えば、最も低い入力電圧を考慮して、ｎ１＝２３、ｎ２＝２０であると仮定した場合の、起動プロセス及び定常状態の間のＶ１における電圧波形が、図４に示される。図４において、ｘ軸は時間であり、ｙ軸は図３のＶ１における電圧出力である。図４に示されるように、Ｖ１における電圧波形は、約０．０４秒の直後に定常状態に達し、当該時間の前では起動段階にある。このことに基づいて、完全サイクル内での平均電圧は２５．５Ｖであり、トランジスタ３３に印加される電圧は、ＶｃｅＱ３＝（２５．５−１６）＝９．５Ｖであることが分かる。図３では、これにより、トランジスタ３３における電力損失が、９．５＊２０ｍＡ＝０．１９Ｗとなる。
【００４４】
図１の従来回路１０と比べた場合、図３のトランジスタ３３での電力損失は、図１のチャージポンプ回路（キャパシタ５２，５３及びダイオード６，２７）における電力損失の半分よりも低減されている。
【００４５】
要約すれば、上述のように、バックブーストＰＦＣコンバータのための本発明の実施形態は、電力損失を低減し、効率を増加し、及び／又は、従来のバックブーストＰＦＣコンバータに比してコスト効率がよい。
【００４６】
図３及び図４を参照して、当該技術分野分野における当業者は、スイッチモード電源の改善されたバックブーストＰＦＣコンバータを含むが、これに限定されない、本発明の多くの利点を理解するであろう。さらに、当該技術分野における当業者は、図３に示されるバックブーストＰＦＣコンバータの例に基づいて、どのようにして本発明の原理を他の形式のスイッチモード電源に適用するのかを理解するであろう。
【００４７】
ここで開示された本発明の実施形態は、現段階で好ましいと考えられているものであり、本発明の範囲を逸脱することなく、様々な変形及び修正がなされてもよい。本発明の範囲は、添付の請求項によって示されており、均等物の意味及び範囲内で生じる全ての変更が、受けいれられるように意図される。
【図１】
2014512794.tif 000015
【図２】
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【図３】
2014512794.tif 000017
【図４】
2014512794.tif 000018
【国際調査報告】
2014512794.tif 000019
2014512794.tif 000020