(57)【要約】  本発明は新規の受信回路を導入する。この受信回路は、局部発振器（１０）、直角変調器（２０）、第１のミクサ（３１）および第２のミクサ（３２）を有し、直角変調器（２０）の第１の入力は受信回路の第２の信号入力に接続されており、直角変調器（２０）の第２の入力は局部発振器（１０）に接続されている。さらに、第１のミクサ（３１）の第１の入力は受信回路の第１の信号入力に接続されており、第１のミクサ（３１）の第２の入力は直角変調器（２０）の出力に接続されており、第１のミクサ（３１）の出力は受信回路の第１の信号出力に接続されている。第２のミクサ（３２）の第１の入力は第２の信号入力に接続されており、第２のミクサ（３２）の第２の入力は直角変調器（２０）の出力に接続されており、第２のミクサ（３２）の出力は受信回路の第２の信号出力に接続されている。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の入力信号用の第１の信号入力、第２の入力信号用の第２の信号入力、第１の出力信号用の第１の信号出力および第２の出力信号用の第２の信号出力を備える受信回路において、
局部発振器（１０）、直角変調器（２０）、第１のミクサ（３１）および第２のミクサ（３２）を備え、
前記直角変調器（２０）の第１の入力が前記第１の信号入力に接続されており、前記直角変調器（２０）の第２の入力が前記局部発振器（１０）に接続されており、
前記第１のミクサ（３１）の第１の入力が前記第１の信号入力に接続されており、前記第１のミクサ（３１）の第２の入力が前記直角変調器（２０）の出力に接続されており、前記第１のミクサ（３１）の出力が前記第１の信号出力に接続されており、
前記第２のミクサ（３２）の第１の入力が前記第２の信号入力に接続されており、前記第２のミクサ（３２）の第２の入力が前記直角変調器（２０）の前記出力に接続されており、前記第２のミクサ（３２）の出力が前記第２の信号出力に接続されていることを特徴とする受信回路。
【請求項２】
前記第１の信号出力に接続された第１のアナログ−ディジタル変換器、および前記第２の信号出力に接続された第２のアナログ−ディジタル変換器を備える、請求項１に記載の受信回路。
【請求項３】
前記局部発振器（１０）が、５０ｋＨｚ未満、好ましくは２５ｋＨｚ未満の周波数を有する振動を発生させるように設計されている、請求項１または２のいずれか一項に記載の受信回路。
【請求項４】
制御ループ、例えば位相同期ループまたは自動周波数制御を備え、前記制御ループが、前記局部発振器（１０）の周波数を調整するように設計されている、請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の受信回路。
【請求項５】
前記第１の信号入力と前記直角変調器（２０）との間または前記直角変調器（２０）と前記第１および第２のミクサ（３１、３２）の前記第２の入力との間に接続された振幅正規化ユニット（４０）であり、未知の入力振幅を有する入力信号を、所定の出力振幅を有する出力信号として出力するように設計された振幅正規化ユニット（４０）を備える、請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の受信回路。
【請求項６】
前記第１および第２の信号入力の上流に配置されたトランスデューサであり、前記トランスデューサの第１の入力および第２の入力に存在する信号の対応するそれぞれの信号成分を分離し、前記信号成分を、前記受信回路の前記第１および第２の信号入力に出力するように設計されたトランスデューサを備える、請求項１から請求項５のいずれか一項に記載の受信回路。
【請求項７】
前記トランスデューサが方向性結合器であり、前記トランスデューサが、前記受信回路の前記第１または前記第２の信号入力のうちの選択された信号入力上に前進波を置き、前記受信回路の前記第１または前記第２の信号入力のうちの残りの信号入力上に後進波を置くように設計されている、請求項６に記載の受信回路。
【請求項８】
前記受信回路の前記第１または前記第２の信号入力のうちの選択された信号入力の上流に変流器が配置されており、前記変流器が、電流を電圧に変換するように設計されている、請求項１から請求項７のいずれか一項に記載の受信回路。
【請求項９】
前記第１および第２のミクサ（３１、３２）のうちの少なくとも一方のミクサが、出力側にローパス・フィルタを有する、請求項１から請求項８のいずれか一項に記載の受信回路。
【請求項１０】
第１のＨＦ信号と第２のＨＦ信号の間の位相シフトを測定する測定装置において、
請求項１から請求項９のいずれか一項に記載の受信回路と、前記受信回路の前記第１および前記第２の信号出力に接続された位相測定ユニットとを備え、
前記位相測定ユニットが、前記第１の信号出力での第１のＡＦ信号と前記第２の信号出力での第２のＡＦ信号との間の位相シフトを決定するように設計されていることを特徴とする測定装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、受信回路および該受信回路を使用して高周波信号を測定する測定装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
高周波信号の場合、位相シフトを正確に測定することは原理的に難しい。その理由は、位相シフトを正確に測定するためには、高周波信号の非常に短い周期を分解する非常に高い時間分解能が必要となるからである。しかしながら、存在する位相シフトを正確に測定することは多くの用途で必要であり、このことは、例えばプラズマに基づくプロセス、例えばプラズマ・エッチングまたは表面処理などのプラズマベースのプロセスのためのプラズマ発生に関して、プラズマ負荷に出力されるＨＦまたはマイクロ波電力を測定してプロセス・パラメータを制御する場合に重要である。しかしながら、このようなプラズマ負荷はリアクタンス成分が高い（ｒｅａｃｔｉｖｅ）場合があり、そのため、電流と電圧の間の位相角がほぼ９０°になることがある。その場合、無効電力は有効電力に比べて非常に大きい。しかしながら、有効電力を正しく計算することができるようにするためには、位相角を非常に正確に測定しなければならない。その理由は、ごくわずかな測定誤差であっても、有効電力の決定に対する影響は不釣り合いに大きくなるからである。
【０００３】
このような作業に対して、モノダイン受信機による位相の直接測定は十分に正確であるとは言えない。このことが、例えばヘテロダイン受信機または標本化回路が測定に使用される理由である。このようなヘテロダイン受信機の場合、測定信号は中間周波数にダウンミキシングされ、中間周波数では、それらの信号を追加の処理にかけることができ、例えばディジタル化し、数値評価することができる。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、このような変換の限定された安定性は問題をはらむ。さらに、元の周波数と中間周波数の比が大きくなるにつれて変換の難しさは増大する。したがって、従来技術の方法は、本発明が対象とする高周波範囲において特に低い中間周波数を許容しない。しかしながら、低い中間周波数、特に２５ｋＨｚ未満の中間周波数は、安価な可聴周波ハードウェアによるこの中間周波数での直接アナログ−ディジタル変換を有利に可能にする。したがって、位相角を正確に決定することができる新規の受信機構造が求められている。位相角の測定とは別に、また位相角測定とは無関係に、高周波信号の振幅または振幅の比の測定が求められることもある。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
したがって、本発明の第１の態様は、新規の受信回路を提示する。この受信回路は、第１の入力信号用の第１の信号入力、第２の入力信号用の第２の信号入力、第１の出力信号用の第１の信号出力および第２の出力信号用の第２の信号出力を有する。本発明によれば、この受信回路はさらに、局部発振器、直角変調器、第１のミクサおよび第２のミクサを有し、直角変調器の第１の入力は第１の信号入力に接続されており、直角変調器の第２の入力は局部発振器に接続されている。さらに、第１のミクサの第１の入力は第１の信号入力に接続されており、第１のミクサの第２の入力は直角変調器の出力に接続されており、第１のミクサの出力は第１の信号出力に接続されている。第２のミクサの第１の入力は第２の信号入力に接続されており、第２のミクサの第２の入力は直角変調器の出力に接続されており、第２のミクサの出力は第２の信号出力に接続されている。
【０００６】
本発明のこの受信機構造は、一方の入力信号が、局部発振器の信号とともに、直角変調器に転送され、直角変調器によって生成された出力信号が最終的に２つの入力信号と混合されるオートヘテロダイン受信機であり、直角変調器の出力信号は主に、複素局部発振器の回転の検知に応じて、その信号周波数と局部発振器の周波数との和または差を形成することによって周波数が決定されたスペクトル成分を含む。しかしながら、この出力信号は、続いて、この装置の入力信号と再び混合され、その結果、その信号周波数との間でさらなる和および差が形成され、受信装置のその入力信号の信号周波数は、最低周波数の混合積において除去される。したがって、理想的に混合されたとき、受信装置の２つの出力信号は中間周波数だけを有するが、２つの入力信号の位相関係は出力信号においても維持され、そのため、中間周波数において、位相角を、単純な方法で、かつ所望の確度で決定することができる。追加の利点は、位相測定が、測定信号のおそらくは変動している実際の周波数から独立することである。
【０００７】
しかしながら、本発明の受信回路は、２つの信号の相対的な位相位置を測定するため、または有効電力を測定するときに使用することができるだけでなく、通信工学用途に対しても使用することができる。例えば、振幅変調信号と位相または周波数変調信号との重ね合わせを逆転させることができる。入力信号の周波数は、下流の対応するそれぞれのミクサの出力にはもはや現れないため、周波数変動を排除することができる。しかしながら、このことは同時に、ミクサの出力信号が振幅変化だけを示すことを意味する。したがって、入力信号の周波数または位相で符号化された情報から、入力信号の振幅で符号化された情報を分離することができる。さらに、本発明の受信回路は、出力信号を測定し、その出力信号から入力信号を逆算により推定することによって、入力信号の振幅を決定することができる。
【０００８】
特に好ましくは、請求項１に記載の受信回路が、第１の信号出力に接続された第１のアナログ−ディジタル変換器、および第２の信号出力に接続された第２のアナログ−ディジタル変換器を有し、それによって、位相測定評価がディジタル領域に有利に移され、位相測定評価を、例えばディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）によって簡単に実行することができる。
【０００９】
好ましくは、局部発振器が、５０ｋＨｚ未満、特に好ましくは２５ｋＨｚ未満の周波数を有する振動を発生させるように設計される。これらの周波数では安価なハードウェアを使用することができる。さらに、これらの比較的に低い周波数は、オーバーサンプリングによる不十分なアナログ−ディジタル変換による低い測定確度を回避することを容易にする。
【００１０】
特定の実施形態では、この受信回路が、局部発振器の周波数を調整するように設計された制御ループ（例えば位相同期ループ（ＰＬＬ）または自動周波数制御（ＡＦＣ））を有する。この受信回路は入力信号の周波数変動を自動的に補償するが、局部発振器の周波数変動は受信回路の出力信号中に完全に現れる。変動が十分に小さい場合には測定結果の歪みを防ぐことができるが、局部発振器の周波数の制御は特に、局部発振器の周波数が高いためにより安価な周波数合成法（例えば直接ディジタル合成（ＤＤＳ））を使用することができない用途に対して有利である。このような用途は例えば、（例えばモバイル・ネットワークまたは無線データ・ネットワークにおける）伝送信号を、１つの周波数帯から別の周波数帯に直接にダウンミキシングすることであり、利点は、元の周波数帯からターゲット周波数帯への変換をほとんど待ち時間なしで実行することができることであり、このことは、送信データの通常の受信およびそれに続く新たな搬送信号上への変調の場合に生じるであろう。
【００１１】
しかしながら、原理上は、水晶発振器の振動、水晶発振器から誘導された振動または例えばＰＣサウンド・カードで使用されているディジタル−アナログ変換器で生成された振動など、安定した任意の基準クロック源を使用することができる。
【００１２】
直角変調器の出力信号が所定の振幅を有する場合には、受信回路の入力信号の振幅についての結論を、第１および第２のミクサの出力信号の振幅に基づいて引き出すことができ、そのため、それらの入力信号に含まれる振幅情報が失われない。このために、振幅正規化ユニットを設けることができ、直角変調器の出力と第１および第２のミクサの第２の入力との間に接続することができる。あるいは、局部発振器の信号の振幅が既知であるかまたは少なくとも一定である（通常はそうである）場合には、第１の信号入力と直角変調器の第１の入力との間に振幅正規化ユニットを接続してもよく、この振幅正規化ユニットは、所定の振幅を有する出力信号を出力するように設計され、これは例えば、特殊な増幅構成要素またはリミッタによって達成することができる。好ましくは、この振幅正規化ユニットが、振幅正規化ユニットの出力信号または入力信号の平均振幅または電力を決定し、増幅器の利得係数を、この増幅器が平均して所望の所定の振幅を有する出力信号を生成するように調整する制御ループとして設計され、前記増幅器は、振幅正規化ユニットの入力と出力の間に接続される。このような方法は自動利得制御（ＡＧＣ）として知られている。
【００１３】
この受信回路は、第１および第２の信号入力の上流に配置されたトランスデューサ（例えば方向性結合器または測定ブリッジ）であって、トランスデューサの第１の入力および第２の入力に存在する信号の対応するそれぞれの信号成分を分離し、前記信号成分を、受信回路の第１および第２の信号入力に出力するように設計されたトランスデューサを有することができる。
【００１４】
方向性結合器は、受信回路の第１または第２の信号入力のうちの選択された信号入力上に前進波を置き、受信回路の第１または第２の信号入力のうちの残りの信号入力上に後進波を置くように設計され、それによって、入力信号の位相角および絶対振幅を決定することができ、したがってプラズマ関連用途または別のＨＦもしくはマイクロ波用途の有効電力を決定することができる。あるいは、例えば分圧器によって適当に分割した電圧を受信回路の入力に印加することもできる。
【００１５】
受信回路の第１または第２の信号入力のうちの選択された信号入力の上流に変流器を配置することができ、前記変流器は、電流を電圧に変換するように設計されている。好ましくは、受信回路が、電圧信号で動作するように設計されている。このことが、有効電力を測定するときに評価する電流を電圧に変換しなければならない理由である。このような回路装置では、有効電力を測定するときの第２の入力信号として電圧信号を評価しなければならないため、受信回路の残りの信号入力で分圧器を使用することが有利であろう。
【００１６】
好ましくは、第１のミクサと第２のミクサのうちの少なくとも一方のミクサが、出力側にローパス・フィルタを有する。このローパス・フィルタの役割は、より高い周波数の混合積を排除することである。したがって、ローパス・フィルタ（１つまたは複数）の制限周波数を、局部発振器の周波数（中間周波数）に等しいかまたはそれよりも高い周波数に固定することが有利である。
【００１７】
本発明の第２の態様は、第１のＨＦ信号と第２のＨＦ信号の間の位相シフトを測定する測定装置を導入する。本発明によれば、本発明の第１の態様に基づく受信回路と、この受信回路の第１および第２の信号出力に接続された位相測定ユニットとが設けられ、この位相測定ユニットは、第１の信号出力での第１のＡＦ信号と第２の信号出力での第２のＡＦ信号との間の位相シフトを決定するように設計されている。
【００１８】
位相測定ユニットは、従来技術で知られている任意の原理に従って設計することができる。本発明にとって不可欠なのは、本発明の第１の態様に基づく受信回路が、２つの高周波入力信号（例えばマイクロ波信号）をより低い周波数（ＡＦ周波数）に変換し、同時にそれらの２つの入力信号の位相関係を維持することができ、入力信号の周波数のワウおよびフラッタが抑制されることであり、それによって位相測定ユニットに対してなされる回路要求が大幅に低減する。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】図１は、本発明の受信回路の例示的な第１の実施形態を示すブロック図である。
【図２】図２は、本発明の受信回路の第２の例示的な実施形態を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
次に、例示的な実施形態の２つの図に基づいて本発明をより詳細に説明する。
【００２１】
図１は、本発明の受信回路の例示的な第１の実施形態をブロック図の形で示す。この受信回路の２つの信号入力には、周波数ｆＨＦの入力信号Ｕ０およびＵ１が存在する。これらの２つの入力信号は２つの電圧信号とすることができ、一方の電圧信号が、もう一方の電圧信号に動作可能に接続された電流から得られる。次いで、これらの２つの入力信号間の位相角を測定することにより有効電力と無効電力の比を決定することができる。
【００２２】
これらの２つの入力信号のうちのどちらか一方の信号が直角変調器２０の入力に転送される。そこで、選択された入力信号は、その選択された入力信号を所定の振幅まで増幅し／減衰させるように設計された振幅正規化ユニット４０を通して有利に導かれる。直角変調器２０の第２の入力には、局部発振器１０によって生成された振動信号が転送される。前記局部発振器１０は任意の設計を有することができ、中間周波数で基準振動を発生させるのに適していればよい。知られているように、直角変調器２０の出力信号は特に、ｆＨＦ＋ｆＺＦまたはｆＨＦ−ｆＺＦの周波数を有する周波数成分を含み、この結合の前記符号は、複素平面において見られる局部発振器の回転の検知によって決まる。直角変調器２０によって生成された信号は次に、２つのミクサ３１および３２において、２つの入力信号Ｕ０およびＵ１のうちのそれぞれの信号と混合され、前記混合の結果、異なる変調積が生じる。前記変調積のうち最も低い変調積（Ｕ０’およびＵ１’）は、入力信号Ｕ０およびＵ１の周波数ｆＨＦとの更新された和および差の形成によって周波数ｆＺＦを有し、そのため、入力信号の高い周波数ｆＨＦは除去されるが、Ｕ０’とＵ１’の位相関係は維持され、Ｕ０’とＵ１’の位相関係をはるかに単純な回路手段によって評価することができる。振幅正規化ユニット４０の利点は、直角変調器２０によってミクサ３１および３２の対応する入力へ転送された信号も既知の振幅、特に既知の一定の振幅を有し、そのため、入力信号の振幅についての結論を、装置全体の出力信号の振幅から単純な方法で引き出すことができることである。
【００２３】
信号入力から信号出力まで延びる経路をチャネルと呼ぶことがあり、その入力信号Ｕ０が直角変調器２０の入力信号としても機能するチャネルを基準チャネルとみなすことがある。一般に、本発明は、複数のチャネルを有するように設計することができるが、通常は１つの基準チャネルだけが提供される。
【００２４】
本発明の受信回路は、意図された用途に必要な周波数に対して簡単に実現することができる標準的な構成要素から構成される。したがって、高周波励起、例えばプラズマの高周波励起を実行するときに、費用効果に優れた正確な方法で有効電力を測定することができる。
【００２５】
図２は、本発明の受信回路の第２の例示的な実施形態をブロック図の形で示す。この第２の例示的な実施形態と図１の実施形態との違いは、第２の例示的な実施形態では振幅正規化ユニット４０が代替位置にあることであり、第２の例示的な実施形態では、振幅正規化ユニット４０が、直角変調器２０の出力とミクサ３１および３２の対応する入力との間に接続され、直角変調器による混合における複素局部発振器信号の位相もしくは振幅誤差に起因する振幅変動、または直角変調器自体の非理想特性に起因している可能性がある振幅変動を、十分に高速な振幅制御によって補償することができ、それによって、その結果生じる出力信号の精度を向上させることができる。
【図１】
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【図２】
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【国際調査報告】
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