(57)【要約】  本発明は、カット角（θ）が２０°から４０°の範囲であるθ回転ｙカットｘ伝搬ニオブ酸リチウム基板（ＳＵ）と、基板（ＳＵ）上に形成される表面音響波を励起するためのインターディジタルトランスデューさ（ＩＤＴ）とを備える表面音響波フィルタに関する。【選択図】  図２
2014504827.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
カット角（θ）が２０°から４０°の範囲であるθ回転ｙカットｘ伝搬ニオブ酸リチウム基板（ＳＵ）と、
前記基板（ＳＵ）上に形成される表面音響波を励起するためのインターディジタルトランスデューサ（ＩＤＴ）と
を備える表面音響波フィルタ。
【請求項２】
前記インターディジタルトランスデューサ（ＩＤＴ）が、アルミニウムおよびアルミニウム合金のグループから選択された金属のフィルムで作られている、請求項１に記載の表面音響波フィルタ。
【請求項３】
前記基板（ＳＵ）上に共振器を備える、請求項１または２に記載の表面音響波フィルタ。
【請求項４】
前記共振器が、アルミニウムおよびアルミニウム合金のグループから選択された金属のフィルムで作られている、請求項３に記載の表面音響波フィルタ。
【請求項５】
電極厚（ｈ）が、
ｈ≦λ＊（θ／６°＋０．５）／１００
で与えられ、λは、前記表面音響波の波長であり、θは、前記カット角（θ）である、請求項１乃至４のいずれか１項に記載の表面音響波フィルタ。
【請求項６】
ｗをインターディジタルトランスデューサの電極フィンガの幅とし、ｇを前記電極フィンガの間隙幅とし、式η＝ｗ／（ｇ＋ｗ）が成り立つとき、メタライゼーション比（η）が、０．３から０．５５の範囲である、請求項１乃至５のいずれか１項に記載の表面音響波フィルタ。
【請求項７】
カスケードで配置された２つの音響トラックを備える、請求項１乃至６のいずれか１項に記載の表面音響波フィルタ。
【請求項８】
各音響トラックは、複数のインターディジタルトランスデューサ（ＩＤＴ）で構成され、異なるトランスデューサ間に音響キャビティを有する、請求項７に記載の表面音響波フィルタ。
【請求項９】
前記音響キャビティは、前記トランスデューサ（ＩＤＴ）の一部でないメタライズストリップによって埋められている、請求項８に記載の表面音響波フィルタ。
【請求項１０】
前記音響キャビティは、側部ＩＤＴに属する電極によって満たされ、
前記キャビティ内のピッチはＩＤＴの残りの部分のピッチと異なる、請求項８に記載の表面音響波フィルタ。
【請求項１１】
温度補償層によって覆われる、請求項１乃至１０のいずれか１項に記載の表面音響波フィルタ。
【請求項１２】
前記インターディジタルトランスデューサ（ＩＤＴ）が、はしご型構成もしくは平衡ブリッジ構成で電子回路化され、音響結合され、または両者の組合せである、請求項１乃至１１のいずれか１項に記載の表面音響波フィルタ。
【請求項１３】
カット角αおよびγが−５°から５°の範囲である、請求項１乃至１２のいずれか１項に記載の表面音響波フィルタ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、圧電物質の基板上で表面音響波を励起し、所望の周波数帯域を選択的に抽出することができる表面音響波（ＳＡＷ）フィルタに関する。
【背景技術】
【０００２】
ＳＡＷフィルタは、高周波回路、たとえばバンドパスフィルタで使用することができる。ＳＡＷフィルタは、圧電物質と、電極構造体とを備える。電極は、高周波信号を、圧電物質の基板に沿って伝搬する音響波に変換することができる。さらに、第２の電極構造体が、音響波を高周波信号に変換し直し、これより所望の周波数帯域を選択的に抽出するように構成されている。
【０００３】
ＳＡＷフィルタは、携帯電話のフロントエンドモジュールの一部として使用することができる。ここでは総コストを削減すること、および設計を簡単にすることが求められている。したがって、マッチングネットワークのないＳＡＷフィルタが要求されている。
【０００４】
特許文献１は、４１°の切断角度を有するニオブ酸リチウム基板上に薄いアルミニウム電極を備えるＳＡＷフィルタを開示している。このフィルタは、９％の比帯域幅を実現する。さらに、６４°の切断角度を有するニオブ酸リチウム基板を備えるＳＡＷフィルタが知られている。これらのフィルタは、特許文献１によって開示されたフィルタより損失が低いが、実現可能な帯域幅がより小さいという欠点を有する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】米国特許第５７２９１８６号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
したがって、本発明の目的は、より大きな帯域幅を提供し、マッチングネットワークを必要としないＳＡＷフィルタを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
請求項１に記載のＳＡＷフィルタは、この目的に対する解決策を提供する。従属請求項は、本発明の有利な実施形態を開示する。
【０００８】
本発明は、θ回転ｙカットｘ伝搬ニオブ酸リチウム基板を備えるＳＡＷフィルタを提供し、カット角θは、２０°から４０°の範囲である。このＳＡＷフィルタは、基板上に形成される表面音響波を励起するためのインターディジタルトランスデューサ（Interdigital Transducer）をさらに備える。
【０００９】
ここで、オイラー角α，β，γは、以下のように定義される。  ｘ，ｙ，ｚは、基板の結晶軸である。最初に、ｚ軸周りでｘ軸とｙ軸との間に張られた平面の回転が行われ、ｘ軸は、ｙ軸の方向に回転される。第１のオイラー角αは、この回転の角度である。この回転は、新しい軸の組ｘ’，ｙ’，ｚ’をもたらし、ｚ’は、元の軸ｚと等しい。
【００１０】
第２の回転では、ｚ’軸とｙ’軸との間の平面がｘ’軸周りで回転される。ここで、ｙ’軸は、ｚ’軸の方向に回転される。この回転の角度βは、第２のオイラー角を表す。この第２の回転は、新しい軸の組ｘ’’，ｙ’’，ｚ’’をもたらし、ｘ’は、ｘ’’と等しい。
【００１１】
第３の回転では、ｘ’’軸とｙ’’軸がｚ’’軸周りで回転され、ｘ’’軸は、ｙ’’軸の方向に回転される。この回転の角度γは、第３のオイラー角を表す。この第３の回転もやはり、新しい軸の組ｘ’’’，ｙ’’’，ｚ’’’をもたらし、ｚ’’は、ｚ’’’と等しい。
【００１２】
ここに述べられている変換は、基板の表面に対して平行なｘ’’’軸およびｙ’’’軸をもたらす。さらに、ｚ’’’軸は、基板の表面に対して垂直である。ｘ’’’軸は、音響波の伝搬方向に対して平行である。
【００１３】
この定義は、国際標準ＩＥＣ６２２７６、２００５−０５、Ａｎｎｅｘ  Ａｌに沿ったものである。
【００１４】
しかし、オイラー角α、β、γを使用する代わりに、角度βをθ−９０°として、ニオブ酸リチウム基板のカット角を角度α、θ、γによって定義することができる。
【００１５】
発明者らは、２０°から４０°の範囲のカット角θを選択することにより、約１２％の大きな比帯域幅を有するＳＡＷフィルタが得られることを見出した。
【００１６】
ＳＡＷフィルタは、比帯域幅に直接関係するカップリングを最大にし、反射係数を最大にし、伝搬損失を最小限に抑えるように構成される。しかし、これらの目的は相反するもので、単一の実施形態によって同時に達成することができず、したがって、十分に高いカップリング、十分に高い反射係数、十分に低い伝搬損失をもたらすように、良好なトレードオフを見出すことが必要である。
【００１７】
カップリングおよび反射係数の定義は後述する。伝搬損失は、信号がフィルタを通って伝搬するとき失われる信号の量を表す。
【００１８】
ＳＡＷフィルタのカップリング、反射係数、および伝搬損失は、たとえば、カット角範囲、メタライゼーション比、および相対的なメタライゼーション厚（relative metallization thickness）のそれぞれの選択により影響され得る。メタライゼーション比および相対的なメタライゼーション厚の定義もまた、後述する。
【００１９】
一実施形態では、インターディジタルトランスデューサは、アルミニウムおよびアルミニウム合金のグループから選択された金属のフィルムで作られている。
【００２０】
一実施形態では、ＳＡＷフィルタは、基板上にそれぞれのメタライゼーション構造体によって形成される共振器を備える。共振器もまた、アルミニウムおよびアルミニウム合金のグループから選択された金属のフィルムで作ることができる。
【００２１】
インターディジタルトランスデューサは、圧電基板上に配置された、互いに噛み合う２つの櫛歯状電極を備える。一実施形態では、電極厚ｈは、ｈ≦λ＊（θ／６°＋０．５）／１００で与えられる。
【００２２】
ここで、λは、励起されたＳＡＷの波長であり、θは、基板のカット角である。
【００２３】
一実施形態では、メタライゼーション比ηは、０．３から０．５５の範囲であり、ここでｗをインターディジタルトランスデューサの電極フィンガの幅とし、ｇを通常の電極フィンガの配置を有するトランスデューサのフィンガの間隙幅として、式η＝ｗ／（ｇ＋ｗ）が成り立っている。
【００２４】
電極の幾何形状は、電極の厚さおよびメタライゼーション比によって定義される。これらの２つの電極幾何形状パラメータおよび基板カット角に与えられる範囲が、挿入損失とフィルタの達成可能な最大帯域幅との間の良好なトレードオフをもたらす。
【００２５】
一実施形態では、ＳＡＷフィルタは、漏洩波を励起する。金属厚が薄いため、この波は、損失を伴って伝搬する。
【００２６】
一実施形態では、フィルタは、カスケードで配置された２つの音響トラックを備える。各音響トラックは、複数の櫛歯状電極で構成することができ、異なるトランスデューサ間に音響キャビティを有する。音響キャビティは、トランスデューサの一部でないメタライズストリップによって「埋める」ことができる。基板の表面にあるメタライズストリップは、表面波が基板内に入るのを防止する。さらに、このメタライゼーションは、ＩＤＴによって覆われていない領域内の波の速度を、ＩＤＴによって覆われた領域内の速度に合わせることに役立つ。
【００２７】
あるいは、音響キャビティは、側部ＩＤＴに属する電極によって満たすことができ、この側部ＩＤＴのピッチは、ＩＤＴの残りの部分とはピッチが異なっている。
【００２８】
一実施形態では、ＳＡＷフィルタおよびそのメタライゼーション構造体は、温度補償層および／または保護層によって覆われる。この温度補償層は、ＳＡＷフィルタの共振周波数の温度依存性の低減に役立つ。ＳｉＯ2層を温度補償層として選択し、フィルタ上に取り付けることができるが、それはＳｉＯ2が圧電物質に比べて反対の温度依存性を有するからである。保護層は、電極を腐食から、またはパッケージ内に存在し得る金属性粒子による短絡から保護するよう機能することができる。
【００２９】
一実施形態では、櫛歯状電極は、はしご型構成で、または平衡ブリッジ構成で電子回路化することができる。あるいは、櫛歯状電極は、音響的にカップリングすることができる。音響カップリングの例は、ＤＭＳ（２重モード対称）構造、およびＩＩＤＴ（Interdigitated Interdigital Transducer）構造である。どちらの構造でも、入力トランスデューサと出力トランスデューサが音響トラック上で交互に配置され、互いに音響カップリングされる。さらに、ＤＭＳ構造では反射構造体を音響トラックの両端に配置することができる。さらに、電気的カップリングと磁気的カップリングの組合せも可能である。
【００３０】
一実施形態では、他のカット角αおよびγは、−５°から＋５°の範囲である。これらは０°であることが好ましい。
【００３１】
本発明は、本明細書で後述する詳細な説明、および添付の概略図面から十分に理解されよう。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】ＳＡＷフィルタの図である。
【図２】ＳＡＷフィルタの断面図である。
【図３】カット角４０°およびメタライゼーション比０．４を有するＳＡＷフィルタ基板のアドミタンスおよびインピーダンスの図である。
【図４】カット角２０°でのおける最大伝搬損失を、メタライゼーション比および相対金属厚の関数として示す図である。
【図５】カット角２０°でのカップリングを、メタライゼーション比および相対金属厚の関数として示す図である。
【図６】カット角２０°での反射係数を、メタライゼーション比および相対金属厚の関数として示す図である。
【図７】カット角３０°でのに最大伝搬損失を、メタライゼーション比および相対金属厚の関数として示す図である。
【図８】カット角３０°でのカップリングを、メタライゼーション比および相対金属厚の関数として示す図である。
【図９】カット角３０°での電極当たりの反射係数を、メタライゼーション比および相対金属厚の関数として示す図である。
【図１０】カット角４０°での最大伝搬損失を、メタライゼーション比および相対金属厚の関数として示す図である。
【図１１】カット角４０°でのカップリングをメタライゼーション比および相対金属厚の関数として示す図である。
【図１２】カット角４０°での反射係数を、メタライゼーション比および相対金属厚の関数として示す図である。
【図１３】メタライゼーション比０．４および様々なカット角での伝搬損失を、相対金属厚の関数として示す図である。
【図１４】メタライゼーション比０．４および様々なカット角でのカップリングを最大伝搬損失の関数として示す図である。
【図１５】メタライゼーション比０．４および様々なカット角での反射係数を最大伝搬損失の関数として示す図である。
【図１６】本発明の範囲でない、カット角１５°を有する例示的なフィルタの周波数特性を示す図である。
【図１７】本発明によるフィルタの周波数特性を示す図である。
【図１８】本発明によるＳＡＷフィルタのレイアウトを示す図である。
【図１９】図１８の拡大された細部を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３３】
図１は、本発明による表面音響波フィルタを示す概略図である。図２は、そのＳＡＷフィルタの断面図の一部である。
【００３４】
ＳＡＷフィルタは、圧電基板ＳＵを備える。基板ＳＵは、ニオブ酸リチウムである。さらに、２つのインターディジタルトランスデューサＩＤＴが基板ＳＵ上に配設されている。第１のトランスデューサＩＤＴは、その電極に印加された高周波信号を表面音響波に変換する。第２のトランスデューサＩＤＴは、その表面音響波を高周波信号に変換し直し、それにより所望の周波数帯域を選択的に抽出する。
【００３５】
各トランスデューサＩＤＴは、２つの電極ＥＬを備え、これらの電極のフィンガは音響トラック上で互いに噛み合っている。ｗはフィンガの幅である。ｇは２つのフィンガ間の間隙幅である。さらに、ｈはフィンガの厚さである。図１および図２に示されているＳＡＷフィルタは、波長λを有する表面音響波を励起する。図のような通常のフィンガ構成では、波長λは、インターディジタルトランスデューサの周期ｐの２倍に等しい。周期ｐは、フィンガ幅ｗと間隙幅ｇの和によって与えられる。周期ｐは、ＩＤＴに沿って変化してよい。
【００３６】
ＳＡＷ共振器は、単一のＩＤＴで構成され、両側に反射器として短絡された電極のアレイが追加されている。
【００３７】
図３は、一定のピッチを有するＳＡＷ共振器のアドミタンスおよびインピーダンスを示す。横軸には、規格化された周波数が示されている。この周波数は、周期ｐの２倍を乗じたものである。曲線Ｃ１はインピーダンスを示し、曲線Ｃ２はアドミタンスを示す。
【００３８】
以下では、規格化された周波数が想定されており、この周波数は、励起されたＳＡＷの波長の乗算によって規格化されている。これにより、使用される周波数スペクトルに依存せず、良好な性能をもたらすＳＡＷフィルタを決定することができる。この方法を使用して抽出された伝搬パラメータを使用し、任意の幾何形状の電極の挙動をモデル化することができる。さらに、ＩＤＴをモデル化することができる。不定ピッチを有するＩＤＴでさえ、個々の電極の組合せによってモデル化することができる。
【００３９】
アドミタンスは２つのピークを有する。第１のピークは、ＳＡＷフィルタの共振周波数ｆRを与える。より小さい第２の共振が、周波数ｆEで生じる。この第２の共振は、共振器の有限長によるものである。第２の共振周波数ｆEは、フィルタの阻止帯域の端部を示す。インピーダンスは、ＳＡＷフィルタの反共振周波数ｆAに１つのピークを有する。
【００４０】
阻止帯域は、ｆRからｆEの範囲である。阻止帯域の中心は、ｆ0＝（ｆR−ｆE）／２によって与えられる。カップリングおよび反射係数をこれらの周波数から計算することができる。このカップリングは、
２Δｖ／ｖ＝２（ｆA−ｆR）／ｆ0
として定義され、電極当たりの反射係数は、
Ｒ＝π／２＊（ｆE−ｆR）／ｆ0
として定義される。
【００４１】
伝搬損失の定義について以下で論じる。
【００４２】
共振器のＱ値は、以下の定義から計算される。
【００４３】
【数１】
2014504827.tif 000003
【００４４】
上式で、Ｙ＝Ｂ＋ｊＧがアドミタンスであり、Ｚ＝１／Ｙ＝Ｒ＋ｊＸがインピーダンスである。アドミタンスおよびインピーダンスは、測定によって、または高調波アドミタンスの計算によって決定することができる。
【００４５】
ＱZは、共振付近におけるＱの良好な評価をもたらす。
【００４６】
ＱYは、反共振付近におけるＱの良好な評価をもたらす。
【００４７】
このようにして、周波数で変化するＱ値がＱZおよびＱYから構築される。
【００４８】
【数２】
2014504827.tif 000004
【００４９】
この手法は、カップリング係数が高いためすなわち、大きなフィルタ帯域幅のために使用される物質では、ｆRとｆAとの間の距離が大きいことが見出されているので、有効である。もちろん、小さい不連続が接合部に現れることがあるが、この手法の原理にとって問題ではない。
【００５０】
これからＱを用いて、周期に対して伝搬損失が計算される。
【００５１】
【数３】
2014504827.tif 000005
【００５２】
（単位：ｄｂ／２ｐ）
最大損失は、共振周波数から反共振周波数に及ぶ範囲内の最大損失として定義される。
【００５３】
図４から図１７は、ＳＡＷフィルタの測定およびシミュレーションの結果を示す。最大伝搬損失、カップリング、および反射係数の値について考察する。これらのパラメータは、メタライゼーション比ηと相対金属厚ｈ／２ｐの関数と考えられる。メタライゼーション比ηは、ｗ／（ｇ＋ｗ）として計算することができる。電極の相対厚は、絶対厚を励起された表面音響波の波長で除したものによって与えられる。厚さｈを波長で除することにより、これらの考察は特定の周波数範囲に依存しないものになり、このため、様々な周波数範囲に適用可能なＳＡＷフィルタが提供される。
【００５４】
最大伝搬損失、カップリング係数、および反射係数を、２０°から４０°の範囲にある様々なカット角θについて考察する。
【００５５】
図４は、メタライゼーション比ηと相対金属厚ｈ／２ｐの関数として、最大伝搬損失を示す。メタライゼーション比ηは横軸上に示されており、相対金属厚ｈ／２ｐは縦軸上に示されている。さらに、図４に示されている最大伝搬損失は、励起されたＳＡＷの波長で除算することによって規格化されている。ここでは、カット角θは２０°である。
【００５６】
曲線Ｃ０．１は、０．１ｄＢ／λの最大伝搬損失をもたらすメタライゼーション比ηおよび相対金属厚ｈ／２ｐの値を表す。さらに、曲線Ｃ０．１５は、０．１５ｄＢ／λの最大伝搬損失をもたらすメタライゼーション比ηおよび相対金属厚ｈ／２ｐの値を表す。同様に、曲線Ｃ０．２，Ｃ０．２５，Ｃ０．３，Ｃ０．３５，Ｃ０．４，およびＣ０．４５は、それぞれ０．２ｄＢ／λ，０．２５ｄＢ／λ，０．３ｄＢ／λ，０．３５ｄＢ／λ，０．４ｄＢ／λ，または０．４５ｄＢ／λの最大伝搬損失をもたらすメタライゼーション比ηおよび相対金属厚ｈ／２ｐの値を表す。
【００５７】
図４から、メタライゼーション比ηの増大は、一定の最大伝搬損失を維持するために、相対金属厚ｈ／２ｐの減少を必要とすることがわかる。
【００５８】
さらに、図７および図１０もまた、メタライゼーション比ηと相対金属厚ｈ／２ｐの関数として、最大伝搬損失を示す。これらの図では、他のカット角θが選択されている。図７では、カット角θは３０°である。さらに、図１０では、カット角θは４０°である。
【００５９】
これらの図から、所与の相対金属厚ｈ／２ｐに対し、メタライゼーション比ηが減少するにつれて、最大伝搬損失は減少することがわかる。
【００６０】
さらに、図５，図８，および図１１は、メタライゼーション比ηと相対金属厚ｈ／２ｐの関数として、カップリングを示す。この場合も、図５，図８，および図１１は、様々なカット角θを用いている。具体的には、カット角θは、図５では２０°、図８では３０°、図１１では４０°である。
【００６１】
例として、図５を詳細に説明する。曲線Ｃ１６は、１６％のカップリング２Δｖ／ｖをもたらすメタライゼーション比ηおよび相対金属厚ｈ／２ｐの値を表す。上述のように、カップリングは、２Δｖ／ｖ＝２（ｆA−ｆR）／ｆ0として定義される。高いカップリングは、直ちに大きい比帯域幅に結びつく。さらに、曲線Ｃ１８は、１８％のカップリングに関連する。さらに、曲線Ｃ２０，Ｃ２２，Ｃ２４，Ｃ２６，およびＣ２８は、それぞれ２０％，２２％，２４％，２６％，および２８％のカップリング２Δｖ／ｖをもたらすメタライゼーション比ηおよび相対金属厚ｈ／２ｐの値を表す。
【００６２】
図５，図８，および図１４は、所与の金属厚について、カップリング係数が、０．５から０．５５の範囲内のメタライゼーション比ηに対して最大となることを示す。
【００６３】
さらに、図６，図９，および図１２は、メタライゼーション比ηと相対金属厚ｈ／２ｐの関数として、反射係数をパーセントで示す。この場合も、図６，図９，および図１２は、様々なカット角θを用いている。具体的には、カット角θは、図６では２０°、図９では３０°、図１２では４０°である。
【００６４】
所与の金属厚について、反射係数は、金属厚およびカット角に応じて、０．３から０．５５の範囲内のメタライゼーション比ηに対して最大である。
【００６５】
したがって、０．３から０．５５の範囲であるメタライゼーション比が、カップリングと反射係数と損失との最良に折り合うことを示す。
【００６６】
図１３は、相対金属厚ｈ／２ｐの関数として、最大伝搬損失を示す。ここでは、異なる曲線は、異なるカット角θを有している。曲線Ｃ０は、０°のカット角を表す。さらに、Ｃ１０は１０°、Ｃ２０は２０°、Ｃ３０は３０°、Ｃ４０は４０°のカット角である。メタライゼーション比ηは、すべての曲線Ｃ０〜Ｃ４０において０．４と仮定されている。低損失設計の要件により、０．４ｄＢ／λより低い伝搬損失を有する動作点が選択される。したがって、０°のカット角を有するニオブ酸リチウムは、この要件に適していない。
【００６７】
図１３から、０．４ｄＢ／λという所与の最大伝搬損失について、最大許容相対金属厚はカット角に依存することがさらにわかる。１０°のカット角の場合、最大相対金属厚は、約２％とすることができる。さらに、２０°のカット角の場合、最大相対金属厚は、４％となるように選択することができる。さらに、３０°の角度の場合、５．５％の最大相対金属厚を選択することができる。４０°の角度の場合、７％の最大相対金属厚を選択することができる。本発明者らは、最大相対金属厚ｈmax／２ｐをカット角θの関数、すなわちｈmax／２ｐ≦（θ／６°＋０．５）＊１／１００として表すことができることを見出した。
【００６８】
最適なトレードオフを明確にするために、カップリング２Δｖ／ｖが最大伝搬損失の関数として図１４にプロットされている。メタライゼーション比ηは０．４に等しく保たれ、相対金属厚ｈ／２ｐが、曲線に従って変化している。０．４ｄＢ／λより高い伝搬損失は、上述の金属厚における制限に対応して無視すべきである。
【００６９】
同様に、反射係数が伝搬損失の関数として図１５に表されている。
【００７０】
これらの２つの図から、最適なカット角を推定することができる。最適なカット角は、２０°から４０°の範囲であり、損失を最小限のレベルに保ちながら、カップリング係数および反射係数を最大にすることを可能にする。
【００７１】
図１６は、整合ネットワークのない５０Ωのインピーダンスで測定された、１５°のカット角を有するニオブ酸リチウム基板上で実現されたフィルタの減衰を示す。なお、このフィルタは、本発明に対応するものではない。最小挿入損失は−５．７ｄＢであり、−３ｄＢで測定された最小損失となる帯域幅は、１７．３ＭＨｚである。比帯域幅は、１２．４％である。
【００７２】
これに対して、図１７は、本発明により実現されたフィルタの減衰を示す。ここでは、最小挿入損失は−５ｄＢであり、−３ｄＢで測定された最小損失となる帯域幅は、１７．３ＭＨｚである。比帯域幅は、１２．４％である。
【００７３】
２つの設計の比較すると、本発明を使用する実施形態によって、２つの主なパラメータが改善されていることが示されている。より低い伝搬損失と、電極での抵抗損失を低減する金属厚の増大とにより、最小挿入損失が０．７ｄＢ改善された。通過帯域から阻止帯域への移行の選択性および傾きの急峻さが著しく改善されている。本発明は、反射係数を高め、一方、所望の通過帯域を実現するのに十分なカップリング係数を保つことを可能にする。
【００７４】
図１８および図１９は、本発明によるＳＡＷフィルタのレイアウトおよびパッケージングを表したものである。この例では、この設計は、帯域外減衰を改善するためにカスケードで配置された２つの音響トラックで構成される。各トラックは、間に音響キャビティを有する複数のＩＤＴで構成される。これらのキャビティは、ＩＤＴの一部でないメタライズストリップによって埋められる。したがって、表面波は、基板内にあまり深く入ることができない。金属ストリップは、設計をさらに改善するために電極によって置き換えることができる。金属ストリップは、接地される。
【図１】
2014504827.tif 000006
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【国際調査報告】
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