(57)【要約】  Ｋ個の並列単入力単出力または多入力多出力チャネルを複数有する無線データ伝送システムでデータを送信する方法であって、シグネチャ・シーケンスの数を使用してデータを拡散させることにより，（Ｋ−ｍ）個のチャネルの第１グループでは１シンボル当たりｂｐビットのレートで、そして、ｍ個のチャネルの第２グループでは１シンボル当たりｂｐ＋１ビットのレートでデータを送信することを備える。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数Ｋ個の並列単入力単出力または多入力多出力チャネルを有する無線データ伝送システムでデータを送信する方法であって、
前記方法は、シグネチャ・シーケンスの数Ｓを使用してデータを拡散することにより、（Ｋ−ｍ）個のチャネルの第１グループで１シンボル当たりｂｐビットのレートで、ｍ個のチャネルの第２グループで１シンボル当たりｂｐ＋１ビットのレートで前記データを送信することを備え、
前記シグネチャ・シーケンスの総数は、１より大きく、かつ、システム信号を拡散するために使用される受信アンテナの本数と処理利得Ｎとの乗算に等しく、
前記拡散するシグネチャ・シーケンスＳが周波数選択性マルチパス無線チャネルのチャネルインパルス応答のグラミアン行列Ｑ＝ＨＨＨを使用して決定され、
ここで、前記チャネルインパルス応答行列Ｈは、ｉおよびｊが１以上の整数であるとして、送信アンテナｉおよび受信アンテナｊのペアに対するマルチパスコンボリューション行列として定義される特定のチャネルインパルス応答行列Ｈｉ，ｊを使用して前記行列
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を形成することにより得られ、
前記シグネチャ・シーケンスＳは、Ｑ＝ＶＤＶＨとして前記グラミアン行列Ｑをこれの固有ベクトルＶに分解することにより得られ、Ｄは固有値の行列であり、Ｓ＝Ｖと設定することにより得られ、
送信チャネルの最適数は、注水法を使用することにより識別され，前記注水法は，前記Ｄの対角要素であるチャネル利得｜ｈｋ｜２が降順に出現するように前記シグネチャ・シーケンス行列Ｓが順序付けられ、チャネルｋに対する整合フィルタチャネルＳＮＩＲであるｇｋがｋ＝１，・・・，Ｋに対して、
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を使用して計算され，２σ２が
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の両側雑音電力スペクトル密度に対して、
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である前記システムの１チャネル当たりの雑音であり、
使用される前記シグネチャ・シーケンスの前記最適数Ｋ＊は、最初に、Ｋ＊＝ＫであるようにＫ＊を設定し、そして、ｋ＝１，・・・，Ｋ＊に対して注水エネルギー
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を計算し、その後、最後のチャネルＫ＊に対するエネルギーＥＫ＊が負であるか否かをチェックするために前記エネルギーをテストし、前記エネルギーが負の場合、前記最適数Ｋ＊が（Ｋ＊−１）であるように設定され、エネルギー計算プロセスが全てのエネルギーが正になるまで繰り返されることにより識別され、結果として生じるＫ＊個のチャネルに対し，前記シグネチャ・シーケンス
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は、対応するチャネル利得｜ｈｋ｜２が昇順に出現するように再順序付けされ、逆拡散シーケンス行列は、
Ｎ×Ｋ＊次元行列によって与えられた前記シグネチャ・シーケンス
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が第１の送信アンテナに取り付けられた第１のＫ＊個の拡散ユニットに取り込むために使用され、
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が第２の送信アンテナに取り付けられた第２のＫ＊個の拡散ユニットに取り込むために使用されるとして、
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であるように再構成される、
方法。
【請求項２】
前記（Ｋ−ｍ）個のチャネルの第１のグループでデータを送信するために使用される最適データレートｂｐを決定すことをさらに備え：
前記決定は
全システム値
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と、全システム
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を計算するために，Ｋ個の並列チャネルの間で均等に分布していると考えられる全利用可能エネルギーＥＴを有する一つ以上の送信機と，
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として平均システム値と，
を計算することと，
前記第１の（Ｋ＊−ｍ）個のチャネルに対する目標システム値が
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であり、残りのｍ個のチャネルに対する目標システム値が
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であり、項Γがギャップ値であり、共分散行列が
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によって与えられ、受信機整合フィルタ係数が
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によって与えられ、拡張整合フィルタ受信機シグネチャ・シーケンス行列がＱｅ＝［ＨＳ，ＨＰｒｅｖＳ，ＨＮｅｘｔＳ］によって与えられるものであり、
不等式λ＊（ｂｐ）≦λｍｅａｎ＜λ＊（ｂｐ＋１）を満たすことにより前記最適伝送レートｂｐを得ることと、
により決定することをさらに備え、
単入力単出力システムに対して、ＨＰｒｅｖ＝（ＪＴ）ＮＨかつＨＮｅｘｔ＝ＪＮＨであり、
多入力多出力システムに対して、
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かつ
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であり、
Ｊが
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により形成される（（Ｎ＋Ｌ−１）×（Ｎ＋Ｌ−１））次元行列であり、
ここで、項Ｎが拡散シーケンス長さであり、Ｌがチャネルインパルス応答長さであり，
前記方法は、Ｋ＊個の並列チャネルに対する全伝送レートが１シンボル当たりＲＴ＝（Ｋ＊−ｍ）ｂｐ＋ｍｂｐ＋１として不等式（Ｋ＊−ｍ）λ＊（ｂｐ）＋ｍλ＊（ｂｐ＋１）＜λＴ，ｍａｘを満たす最大整数値を見つけることによりチャネルの個数ｍを決定することをさらに備える、
請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記全伝送レートＲＴ＝（Ｋ＊−ｍ）ｂｐ＋ｍｂｐ＋１を最大化するために、エネルギー方程式：
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ｋ＝１，・・・，（Ｋ−ｍ）に対して、および、
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をｋ＝１，・・・，（Ｋ−ｍ）に対して、および、ｋ＝（Ｋ−ｍ＋１），・・・Ｋに対してそれぞれ反復的に解法し、
その後、反復的に、エネルギーベクトル
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を定式化し、ｉ＝ｉ＋１を設定し、そして、拡張振幅平方行列を
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として定式化し、
Ｅｋ，ｉ＝Ｅｋ，（ｉ−１）となるか、または、所定の最大反復回数Ｉｍａｘに達するまで、エネルギー計算反復を繰り返すことにより、前記第１および第２のチャネルのグループに割り当てられるエネルギーを決定することをさらに備える、請求項２に記載の方法。
【請求項４】
前記全伝送レートＲＴ＝（Ｋ＊−ｍ）ｂｐ＋ｍｂｐ＋１を最大化するために、
エネルギー計算プロセス中にチャネルとチャネルの間で変化する主要なパラメータである逆共分散行列
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を使用するとき、第１のチャネルｋ＝１に対して、利用可能な逆共分散行列が
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であり、
距離ベクトル
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を
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として計算するために、
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であるとし，
さらに，目標ＳＮＲ
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に対して前記チャネルｋで１シンボル当たりにｂｐビットのレートでデータを送信するとき、
加重係数ξ、ξ１、ξ２、ξ３、ξ４を
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として計算するために、反復エネルギー方程式：
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を解法することにより、
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を使用して逆共分散行列
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を計算するために、前記割り当てられたエネルギーＥｋを使用することにより、
さらに、行列加重係数ξ、ξ１およびξ２を
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として定義することにより、
その後、ｋ＜Ｋ＊である場合に、前記反復エネルギー計算および前記逆共分散計算を繰り返すことにより、
その後、ｋ＝Ｋ＊となるまでｋ＝ｋ＋１を更新することにより、
連続干渉除去単入力単出力または多入力多出力受信機のため割り当てられる前記エネルギーを決定することをさらに備える、請求項２に記載の方法。
【請求項５】
ｋ＝１，・・・，Ｋ＊に対するＭＭＳＥイコライザ係数方程式
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を使用することにより逆拡散フィルタ係数が計算され、２（Ｎ＋Ｌ−１）×Ｋ次元逆拡散フィルタ行列
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を定式化するために使用される２（Ｎ＋Ｌ−１）次元列ベクトルである逆拡散フィルタ係数ベクトルと、さらに第１の受信アンテナの出力でｋ＝Ｋ＊，・・・，１に対する第１の拡散フィルタ係数の組
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および第２の受信アンテナの出力でｋ＝Ｋ＊，・・・，１に対する第１の拡散フィルタ係数の組
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として使用される２つの（Ｎ＋Ｌ−１）×Ｋ＊次元逆拡散シーケンス行列
2014532319.tif 000166
および
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とを生成し、２組の信号を逆拡散させ、その後、前記逆拡散させられた信号を加算し、受信アンテナの各ペアの出力で復調された信号を生成し、送信されたデータを連続的に検出するために検出された信号から入ってくる干渉を除去するときに前記受信アンテナのチップ整合フィルタの出力に出現する信号のバージョンを生成するために連続干渉計算受信機を利用することをさらに備える、請求項４に記載の方法。
【請求項６】
請求項１〜５のいずれかに記載の方法を実施するように構成されている送信機。
【請求項７】
請求項１〜５のいずれかに記載の方法を実施するように構成されている受信機。
【請求項８】
請求項６に記載の送信機と請求項７に記載の１台以上の受信機とを備える電気通信システム。
【請求項９】
実質的に添付図面のいずれかの組み合わせを参照してここに記載され、例示されているデータを送信する方法。
【請求項１０】
実質的に添付図面のいずれかの組み合わせを参照してここに記載され、例示されている送信機装置。
【請求項１１】
実質的に添付図面のいずれかの組み合わせを参照してここに記載され、例示されている受信機装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、単入力単出力（ＳＩＳＯ）および多入力多出力（ＭＩＭＯ）マルチコードおよびマルチチャネルシステムにおける通信を提供する基地局装置と方法とに関する。本発明は、決して限定されることなく、高速ダウンリンク・パケット・アクセス（ＨＳＤＰＡ）通信システム用の符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）ＳＩＳＯおよびＭＩＭＯシステムのためのシグネチャ・シーケンス割り当て、ビットローディングおよびエネルギー割り当てに適用できる。
【背景技術】
【０００２】
システムを構成するリンクの容量改善を達成することを目指すＣＤＭＡマルチコード伝送スキームを使用する運用移動体無線システムおよび装置のためのいくつかの方法が提案されている。マルチコード拡散シーケンス伝送を使用するＭＩＭＯ  ＨＳＤＰＡシステム［１］のような近年のワイヤレス技術は、理論的な上限［２］により近い実質的に達成可能な合計容量を実質的に改善するために設計されている。具体的に識別されたチャネルインパルス応答に対し、拡散シーケンス当たりの送信エネルギーおよびデータレートを調節するために周知の注水法を使用してマルチコード伝送システムの合計容量上限に到達する。
【０００３】
代替的に、この最大合計容量は、最適シグネチャ・シーケンスがチャネル毎に不均等データレートを伝送するために均等エネルギー割り当て状態で拡散シーケンスとして採用されたときにも達成可能である。しかし、均等エネルギーローディング状態で最大合計容量を達成するために不均等離散ビットレートを提供することは、実際には実施できないことがある。準最大合計容量は、均等ビットレートがＨＳＤＰＡ  ＳＩＳＯシステムに対して［２２］に記載された２−グループアプローチを使用して各チャネルに取り込まれるように、全エネルギーが不均等に割り当てられたときにも達成可能である。国際公開第２０１０／１０６３３０号［２２］は、ＨＳＤＰＡダウンリンク送信のためのビットローディングおよびエネルギー割り当て方法と装置とを提供する。不均等エネルギーローディング状態で合計容量を最大化することは、通常、ビットレートおよびエネルギーを決定するために反復プロセスを必要とする制約付き最適化を要求することがある。本研究は、移動体無線システムを介するＨＳＤＰＡダウンリンク送信のための反復エネルギー割り当てを使用することなく伝送ビットレートを評価するときにＳＩＳＯシステムおよびＭＩＭＯシステムのためのシグネチャ・シーケンス選択、ビットローディングおよびエネルギー割り当ての方法および装置を提供することにより、この先行研究を改良する。
【０００４】
多くの特許文献［３、４、５、６、７、８、９、１０、１１、１２、１３、１４、１５、１６、１７、１８、１９、２０、２１、２２］が移動体無線ネットワークを備え、リンクを介する伝送容量を改善することを目指すＨＳＤＰＡおよびＨＳＤＰＡ  ＭＩＭＯリンクに関連する方法および装置について記載している。特許調査は、ＨＳＤＰＡマルチコードＳＩＳＯおよびＭＩＭＯシステムで動作するとき、反復エネルギー割り当て法を使用することなく、しかし、不均等エネルギー割り当てを使用して、伝送ビットレートを割り当てるアプローチが何らかの既存の特許文献の一部として考慮されているか否かを識別するために行われた。
【０００５】
米国特許出願公開第２０１１／００１９６２９号［３］は、ＲＮＣ（無線ネットワークコントローラ）とＵＥ（ユーザ機器）との間で確立されたＨＳＤＰＡ接続のための伝送技術（ＭＩＭＯまたは非ＭＩＭＯ）をＵＥの位置の変動としてＲＮＣで測定された上記ＵＥのモビリティに依存して選択する方法を開示する。
【０００６】
米国特許出願公開第２０１０／０２９６４４６号［４］は、多入力多出力（ＭＩＭＯ）とデュアルセル高速ダウンリンク・パケット・アクセス（ＤＣ  ＨＳＤＰＡ）との間の動的スイッチングのため構成された通信機器を開示する。
【０００７】
米国特許出願公開第２０１０／０２３８８８６号［５］は、シングルチャネル化コードがＤＣ−ＨＳＤＰＡ＋ＭＩＭＯに対応するＨＡＲＱ  ＡＣＫ／ＮＡＣＫ応答を提供するためアップリンクチャネルで利用されることがあるワイヤレス通信のための方法、装置、およびコンピュータ・プログラム・プロダクトを開示する。ここでは、チャネル化コードの組は、４つのコードワード・グループを含み、各コードワード・グループは、ノードＢが２つのダウンリンク搬送波の各々上のシングル転送ブロックまたはデュアル転送ブロックをスケジュールするシナリオに対応する。
【０００８】
米国特許出願公開第２００９／０１６１６９０号［６］は、ワイヤレスシステムでのＷＣＤＭＡ／ＨＳＤＰＡのための２送信アンテナおよび多重受信アンテナを備えるシングルチャネルＭＩＭＯシステムにおけるチャネル推定の方法およびシステムを提供する。
【０００９】
米国特許出願公開第２００９／０１３５８９３号［７］は、複数の送信アンテナから多重チャネルのため受信された複数の空間多重化通信信号のためのモデルを生成することを備えてもよい方法を提供する。
【００１０】
米国特許出願公開第２００６／００７２５１４号［８］は、Ｍ受信アンテナを介して空間多重化信号を受信することを備えてもよい受信機で信号を処理する方法およびシステムを開示する。
【００１１】
米国特許出願公開第２００６／００７２６０７号［９］は、ワイヤレスシステムにおけるＷＣＤＭＡ／ＨＳＤＰＡのための２送信アンテナおよび多重受信アンテナを備えるシングルチャネルＭＩＭＯシステムにおけるチャネル推定の方法およびシステムを提供する。
【００１２】
米国特許出願公開第２００６／００７２６２９号［１０］は、ＷＣＤＭＡおよび／またはＨＳＤＰＡシステムにおいて複数の受信信号のうちの少なくとも１つを制御するために利用される少なくとも１つの制御信号を生成することを備えてもよい、挿入損失なしのシングルウェイト・シングルチャネルＭＩＭＯシステムを実施する態様を提供する。
【００１３】
米国特許出願公開第２０１０／０２５４３１５号［１１］は、端末が伝送ブロックサイズ、変調モードおよびコード・チャネル・リソースを決定する能力情報を受信するノードＢを報告するときにＨＳＤＰＡにおいて変調モードを指示する方法を開示する。
【００１４】
米国特許出願公開第２０１０／０２３４０５８号［１２］は、無線通信ネットワークにおいてダウンリンクチャネル上のチャネル品質を予測する方法および配置構成を開示する。無線基地局（ＲＢＳ）は、ダウンリンクチャネルで１台以上のユーザ機器（ＵＥ）にデータを送信し、ユーザ機器の１台ずつがチャネル品質インジケータをアップリンクチャネルでＲＢＳに送信する。ＲＢＳは、受信チャネル品質インジケータから必要なダウンリンク送信電力を導き出し、受信チャネル品質インジケータに基づいて次のダウンリンク送信のためのチャネル品質を予測する。
【００１５】
米国特許出願公開第２０１０／０２０８６３５号［１３］は、移動体機器と通信する機器を開示する。この機器は、送信機を含む。送信機は、第１の変調スキームと、第１の転送ブロックサイズと、第１の冗長性バージョンとを移動体機器に送信する。第１の転送ブロックサイズは、第１のビット数により表現され、第１の冗長性バージョンは、第２のビット数により表現される。送信機は、第１の変調スキームに基づいてパケットをＨＳＤＰＡシステムのための移動体機器に送信する。
【００１６】
米国特許出願公開第２０１０／０３２２２２４号［１４］は、高速ダウンリンク・パケット・アクセス（ＨＳＤＰＡ）ネットワークにおいてチャネル容量推定を可能にするサーバおよび端末と、サーバおよび端末を制御する方法とを提供する。より詳しくは、ＨＳＤＰＡネットワークにおいて２台の端末間でデータを送信するとき、サーバ端は、同じサイズのパケット対を送信することがあり、クライアント端は、パケット対の間の時間差を測定し、それによって、フィルタリングを進めてもよい。これによって、チャネル容量を推定することが可能である。
【００１７】
米国特許出願公開第２０１０／０３１１４３３号［１５］は、無線ネットワークコントローラ（ＲＮＣ）と、ユーザ機器（ＵＥ）とのワイヤレス通信を可能にするノード−Ｂ（ＮＢ）とを備える電気通信システムを開示する。ＲＮＣは、ユーザ機器（ＵＥ）からＮＢまで決定された最大データレートでアップリンク・データ・トラフィックを可能にする拡張専用転送チャネル（Ｅ−ＤＣＨ）を確立する。ＲＮＣは、ＮＢからユーザ機器まで決定された最大データレートでダウンリンク・データ・トラフィックを可能にする高速ＤＬ共有チャネル（ＨＳ−ＤＳＣＨ）をさらに確立する。
【００１８】
米国特許出願公開第２０１０／０２９８０１８号［１６］は、所定の複数の送信リソースの中で、各組がＨＳＤＰＡシステムのための複数のパラメータによって記述されている少なくとも１つの利用可能な送信リソースの組を二次局に指示する方法を開示する。
【００１９】
米国特許出願公開第２００８／０２９９９８５号［１７］は、多重搬送波ＨＳＤＰＡのためのダウンリンク・トラフィック・チャネル・リソースを割り当てる方法を開示し、この方法は、最初に、最適チャネル条件に適う搬送波を選択することと、搬送波がダウンリンク・トラフィック・チャネルのリソース割り当て要求を満たすか否かを決定することと、満たす場合に、搬送波上でダウンリンク・トラフィック・チャネルに合うリソースを割り当てることと、そうでない場合に、搬送波の利用可能なリソースをダウンリンク・トラフィック・チャネルに割り当てることと、ダウンリンク・トラフィック・チャネルの残りのリソース割り当て要求に従ってリソース割り当てのため残りの搬送波の中から最適チャネル条件に適う搬送波を選択することとを含む。
【００２０】
米国特許出願公開第２００７／００９１８５３号［１８］は、少なくとも第１のチャネルでの送信のためスケジュールされた第１のデータ（ＤＡＴＡ２、ＤＡＴＡ３）を受信する第１のユニット（ＣＭ＿ＳＣＨＤＲ）と、少なくとも変化の送信電力信号が単位時間当たりに所定の値に制限されるようにするそれぞれの閉ループ電力レギュレーション信号（ＴＣＰ＿ＣＭＤ）に応答する第１のチャネル用の電力制御ユニット（ＰＷＲ＿ＣＴＲＬ）と、ＨＳＤＰＡデータのような第２のデータパケット（ＤＡＴＡ１）をスケジュールするパケット・データ・スケジューラ（ＨＳ＿ＳＣＨＤＲ）と、を備える送信ユニットを開示する。
【００２１】
米国特許出願公開第２００７／００７２６１２号［１９］は、ＨＳＤＰＡ（高速ダウンリンク・パケット・アクセス）システムに基づいている高速パケット通信機能、基地局制御機器を含むワイヤレス（無線）通信システム，およびハンドオーバーソース基地局から受信するユニットを含んでいる基地局制御機器を備えるワイヤレス（無線）通信システムを開示する。
【００２２】
米国特許出願公開第２００６／０２５２４４６号［２０］は、高速ダウンリンク・パケット・アクセス（ＨＳＤＰＡ）サービスのための電力制限を設定する方法および装置を開示する。複数のセルを備えるワイヤレス通信システムでは、各セルは、少なくとも専用チャネル（ＤＣＨ）およびＨＳＤＰＡチャネルによる送信をサポートし、最大ダウンリンク送信電力制限に制約される。
【００２３】
米国特許出願公開第２００６／０２４６９３９号［２１］は、ワイヤレス通信ネットワークと、通信機器が互いに通信するときにこれらの送信電力を選ぶ方式とに関係する。より詳しくは、前記発明は、ＵＭＴＳ規格に基づくワイヤレス通信ネットワークにおいて、第１の送信時間間隔（ｔｔｉ１）におけるＨＳＤＰＡ送信電力とその後の第２の送信時間間隔（ｔｔｉ２）におけるＨＳＤＰＡ送信電力との間の差の絶対値が所定の値（ｖ）より小さくなるように選ばれる、第２の通信機器へのＨＳＤＰＡ接続を確立している第１の通信機器の送信電力を制御する方法に関係する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２４】
【特許文献１】国際公開第２０１０／１０６３３０号
【特許文献２】米国特許出願公開第２０１１／００１９６２９号明細書
【特許文献３】米国特許出願公開第２０１０／０２９６４４６号明細書
【特許文献４】米国特許出願公開第２０１０／０２３８８８６号明細書
【特許文献５】米国特許出願公開第２００９／０１６１６９０号明細書
【特許文献６】米国特許出願公開第２００９／０１３５８９３号明細書
【特許文献７】米国特許出願公開第２００６／００７２５１４号明細書
【特許文献８】米国特許出願公開第２００６／００７２６０７号明細書
【特許文献９】米国特許出願公開第２００６／００７２６２９号明細書
【特許文献１０】米国特許出願公開第２０１０／０２５４３１５号明細書
【特許文献１１】米国特許出願公開第２０１０／０２３４０５８号明細書
【特許文献１２】米国特許出願公開第２０１０／０２０８６３５号明細書
【特許文献１３】米国特許出願公開第２０１０／０３２２２２４号明細書
【特許文献１４】米国特許出願公開第２０１０／０３１１４３３号明細書
【特許文献１５】米国特許出願公開第２０１０／０２９８０１８号明細書
【特許文献１６】米国特許出願公開第２００８／０２９９９８５号明細書
【特許文献１７】米国特許出願公開第２００７／００９１８５３号明細書
【特許文献１８】米国特許出願公開第２００７／００７２６１２号明細書
【特許文献１９】米国特許出願公開第２００６／０２５２４４６号明細書
【特許文献２０】米国特許出願公開第２００６／０２４６９３９号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２５】
主な問題
本研究において取り組んだ主な問題は、準最適システムスループットを実現するために示された国際公開第２０１０／１０６３３０号［２２］に記載された２グループ［２５、２６、２７、２８、２９、３０、３１、３２、３３、３４、３５、３６］リソース割り当てスキームを改良することである。この方法は、所定の全制約付きエネルギーＥＴに対して以下の制約付き最適化解法を実施するときに、２つの隣接する離散ビットレートである１シンボル当たりｂｐおよびｂｐ＋１ビットを実現するために全エネルギーをチャネルの２つのグループに詰め込む：
ｍａｘＲＴ＝（Ｋ−ｍ）ｂｐ＋ｍｂｐ＋１  （１）
但し、
2014532319.tif 000003
を条件とする。
【００２６】
２グループリソース割り当てスキームは、当初は、チャネルの２つのグループで送信されるように２つの隣接するビットレートｂｐおよびｂｐ＋１をチャネルの２つのグループの上に割り当てることにより、全制約付きエネルギーＥＴを使用するために定式化され、式中、ｍは、より高いデータレートｂｐ＋１を送信するチャネル数である。
【００２７】
制約付き最適化のために、離散時間ドメイン・マルチコードＨＳＤＰＡシステムモデルは、最大でＫ個の並列コードチャネルと、（（Ｎ＋Ｌ−１）×Ｎ）次元チャネルコンボリューション行列行列Ｈと、拡散係数Ｎの直交シグネチャ・シーケンス行列
2014532319.tif 000004
と、実現可能な離散ビットレートの組
2014532319.tif 000005
と、１シンボル当たりＥＴの全制約付きエネルギーとについて考慮することができる。所望の全ビットレートＲＴを決定するために、ｋ＝１，・・・，Ｋに対するエネルギーＥｋが以下の反復エネルギー計算［２３］を使用してチャネルｋに割り当てられるべき最高のビットレートｂｐを見つけるため反復的に計算される必要がある。
2014532319.tif 000006
式中、
2014532319.tif 000007
は、レートｙｋ∈｛ｂｐ：ｐ＝１，．．．，Ｐ−１｝でデータを送信するときの目標ＳＮＩＲであり、
2014532319.tif 000008
は、受信機シグネチャ・シーケンス行列であり、さらに、Ｃ−１は、逆共分散行列である。Γという用語は、ギャップ値を表している［２４］。式（２）に与えられるように、エネルギー計算法は、上記最適化問題において与えられたエネルギー式がビットレートｙｋ＝ｂｐに対する目標ＳＮＲであるγｋ＊と、エネルギーの関数である逆共分散行列Ｃ−１とに依存するので、反復プロセスである。エネルギーを計算するために要求される最大反復回数がＩｍａｘである場合、反復エネルギー計算は、特に、チャネルの個数Ｋおよび離散ビットレートの個数Ｐが増加するときに、計算的にコストが高くなる。考えられる最大ビットレートの組み合わせがＰＫと同程度に高く；これは、ｋ＝１，・・・，Ｋである各チャネルｋに対して送信されるべきデータレートと割り当てられるべきエネルギーとを識別するために最大回数ＩｍａｘＰＫ回の行列反転を要求してもよい。
【００２８】
２グループリソース割り当てスキームを使用してレートおよびエネルギーを決定するエネルギー計算反復の最大回数は、Ｐ個の離散ビットレートが存在し、第２のグループに対するチャネルの最大個数ｍがＫ−１であるので、（Ｐ＋Ｋ−１）Ｉｍａｘ回まで削減される。さらに、これらの反復の各々は、計算的にコストが高いにもかかわらず行列反転Ｃ−１を要求する。その結果、本研究は、２グループアプローチと統合されたシステム値アプローチとも呼ばれる閉形式レート計算法を使用して、最適化された全伝送レートを得るために、（Ｐ＋Ｋ−１）ＩｍａｘからＩｍａｘまで最大反復回数を削減する解法を提供する。
【００２９】
本研究には，３つの態様が存在する。
【００３０】
本研究の第１の態様は、全伝送レートを最大化するために所定のチャネルインパルス応答行列のために
2014532319.tif 000009
を使用する最適なシグネチャ・シーケンスを見つけることを扱う。
【００３１】
本研究の第２の態様は、システム値アプローチを使用することにより反復エネルギー計算を使用することなく、チャネルの２つ、そして、同様にｍ個（より一層高いデータレートｂｐ＋１を送信するチャネル数）のグループでの伝送ビットレートｂｐおよびｂｐ＋１を計算することを扱う。これは、チャネルの２つのグループで要求されたレートｂｐおよびｂｐ＋１を送信するためにエネルギーを割り当てるときに、反復回数を削減させ、したがって、行列反転の回数を（Ｐ＋Ｋ−１）ＩｍａｘからＩｍａｘまで削減する。
【００３２】
本研究の第３の態様は、各チャネル毎にエネルギーを反復的に計算するとき、エネルギー反復毎に共分散行列を反転する必要性を除去することを扱う。各拡散シーケンスに対する共分散行列の反転は、所定のエネルギー割り当てに対して計算される。所定の拡散シーケンスチャネルに対するエネルギーは、前のチャネル共分散行列の反転と現在チャネルに対して割り当てられた前のエネルギーとを使用して反復的に推定される。現在チャネルに対する共分散行列の反転は、その後、前のチャネル共分散行列と、さらに現在チャネルに対するエネルギー割り当てとを使用して計算される。
【課題を解決するための手段】
【００３３】
本研究の第１の態様
本研究の第１の態様によれば、特許請求の範囲の請求項１に規定されるように、無線データ伝送システムでデータを送信する方法が提供される。請求項１およびこれの従属請求項は、データを送信する方法を明確に示すが、関連する処理ステップは、当業者が理解できる範囲で、送信機または受信機で実施されてもよい。
【００３４】
所定の全エネルギーＥＴに対する全レートＲＴの最大化は、シグネチャ・シーケンス
2014532319.tif 000010
に依存し、使用されるチャネルの個数にも依存する。ここでの目的は、所定のチャネル応答行列Ｈに対する全レートを最大化することになるシグネチャ・シーケンス行列
2014532319.tif 000011
を見つけることである。第１の態様は、単入力単出力（ＳＩＳＯ）および多入力多出力（ＭＩＭＯ）伝送システムのための最適シグネチャ・シーケンスの計算において以下の発明のステップを伴う。ステップは、
最適シーケンスの識別と、
最適数のシグネチャ・シーケンスの計算と、
伝送システムモデル記述における最適シグネチャ・シーケンスの使用と、
である。
１．最適シグネチャ・シーケンス識別においては、チャネル行列Ｈが考慮される。ＳＩＳＯシステムにおいて、チャネルコンボリューション行列は、Ｈであると仮定される。２本の送信アンテナおよび２本の受信アンテナを備えるＭＩＭＯシステムにおいて、チャネルコンボリューション行列は、
2014532319.tif 000012
であり、式中、ｉ＝１，２およびｊ＝１，２においては、Ｈｉ，ｊは、送信機アンテナｊと受信機アンテナｉとの間のチャネルコンボリューション行列である。受信機整合フィルタ行列は、
2014532319.tif 000013
によって与えられる。直交送信機シグネチャ・シーケンスは、グラム行列
2014532319.tif 000014
という形で与えられ、式中、ＤＨは、固有値の対角行列であり、ＶＨは、固有ベクトルの行列である。最適拡散シーケンスは、
2014532319.tif 000015
によって得られる。伝送システムのチャネル利得は、ｋ＝１，・・・，Ｋにおいて、｜ｈｋ｜２＝［ＱＨＱ］ｋ，ｋであることになり、最適シグネチャ・シーケンスおよびチャネル利得は、使用されるチャネルの数を定めるために使用される。
２．チャネルの最適数を推定するため、ＨＳＤＰＡシステムの分野の当業者に周知である注水アルゴリズムに類似する方法が使用され、ここで、シグネチャ・シーケンス行列Ｓは、チャネル利得｜ｈｋ｜２が降順に出現するように順序付けされる。チャネルｋにおける整合フィルタチャネル−ＳＮＩＲ  ｇｋは、ｋ＝１，・・・，Ｋにおいて
2014532319.tif 000016
であり、式中、２σ２は、システムのチャネル当たりの雑音であり、両側雑音電力スペクトル密度
2014532319.tif 000017
に対して、
2014532319.tif 000018
である。ここでの目的は、使用されるシグネチャ・シーケンスの最適数Ｋ＊を決定することである。最初に、Ｋ＊は、Ｋ＊＝Ｋであるように設定される。注水エネルギー
2014532319.tif 000019
は、ｋ＝１，・・・，Ｋ＊に対して計算される。最後のチャネルＫ＊において、エネルギー
ＥＫ＊が負である場合、Ｋ＊は、（Ｋ＊−１）であるように設定され、エネルギー計算プロセスは、全てのエネルギーが正となるまで繰り返される。結果として生じるＫ＊個のシグネチャ・シーケンス
2014532319.tif 000020
は、対応するチャネル利得｜ｈｋ｜２がシステムモデルの記述を生成するために昇順に出現するように再順序付けされる。
３．最適シグネチャ・シーケンスは、以下のステップを使用して伝送システムのための共分散行列Ｃとさらに正規化受信機逆拡散フィルタ
2014532319.tif 000021
とを決定するために使用される。結果として生じるシグネチャ・シーケンス
2014532319.tif 000022
は、拡張整合フィルタ受信機シグネチャ・シーケンス行列Ｑｅ＝［ＨＳ，ＨＰｒｅｖＳ，ＨＮｅｘｔＳ］を生成するために最初に使用され、式中、ＳＩＳＯシステムにおいて、ＨＰｒｅｖ＝（ＪＴ）ＮＨかつＨＮｅｘｔ＝ＪＮＨであり、ＭＩＭＯシステムにおいて、
2014532319.tif 000023
かつ
2014532319.tif 000024
である。ここで、Ｊは、
2014532319.tif 000025
によって形成された（（Ｎ＋Ｌ−１）×（Ｎ＋Ｌ−１））次元行列であり、ここで、項Ｎは、拡散シーケンス長さであり、Ｌは、チャネルインパルス応答長さである。ＨＰｒｅｖおよびＨＮｅｘｔという用語は、それぞれ、前および次のシンボル期間のチャネルインパルス応答に対応する。単一平均送信エネルギーを伴うＭａｒｙ−ＱＡＭ伝送システムを考慮するとき、送信された信号振幅は、拡張振幅正方行列
2014532319.tif 000026
に従って調整されることが仮定され、ここで、エネルギーベクトルは、
2014532319.tif 000027
によって与えられる。割り当てられたエネルギーに対して、受信機共分散行列は、
2014532319.tif 000028
を使用して得られ、式中、Ｎｒは、受信機アンテナの本数である。ＭＭＳＥ（最小平均平方誤差）最適化を使用して、正規化受信機フィルタ係数は、
2014532319.tif 000029
によって与えられる。
【００３５】
本研究の第２の態様
エネルギーを反復的に推定することなくビット数ｂｐおよびｂｐ＋１とさらにより一層高いデータレートｂｐ＋１を送信するチャネル数である数ｍとを推定する問題を扱うために、この方法は、本研究の第２の態様を形成すると考えられる，特許請求の範囲の請求項２に規定されるさらなるステップを含んでもよい。
【００３６】
第２の態様は、以下のステップを有することにより体系づけられてもよい。
１．マルチパスチャネル行列Ｈを考慮するとき、ＭＡＩを除去するためにマルチコードシステムのための最適シグネチャ・シーケンスの組を設計するか、または、直交シグネチャ・シーケンスの組を使用する。その後、合計容量、従って、全ビットレートを最大化するために本研究の第１の態様のステップ２において概説されたように、もしあれば、弱いチャネルを除去する。
２．前に識別された最適シグネチャ・シーケンスおよび等しいエネルギーローディングを使って合計容量上限を生成する。この上限は、システム値として導入されたパラメータの形で表現され、システム値は、全エネルギーが全てのチャネルに均等に分布しているときにこれの最大値に達する。
３．エネルギー計算反復を要求しない閉形式ビットレート計算法をＫ個の並列コードチャネルで割り当てられる２個の隣接するビットレートだけを考慮する２グループリソース割り当てスキームに組み込む。
【００３７】
受信機でＭＭＳＥイコライザを設計するとき、システム値と呼ぶパラメータλｋを使用し、これは、
2014532319.tif 000030
によって与えられる。Ｋ＊個の利用されたコードチャネルでの最大全システム値λＴ，ｍａｘは、
2014532319.tif 000031
として表現される。データレートｂｐおよびｂｐ＋１を送信したい場合、目標システム値
2014532319.tif 000032
および
2014532319.tif 000033
を考慮する。全システム値λＴ，ｍａｘを使用することにより、２グループリソース割り当てスキームに対する全ビットレートＲＴ＝（Ｋ−ｍ）ｂｐ＋ｍｂｐ＋１は、反復回数を（Ｐ＋Ｋ−１）ＩｍａｘからＩｍａｘまで削減するためにシステム値アプローチと以下の反復ステップを使用することにより決定される。
１．受信機シグネチャ・シーケンス行列
2014532319.tif 000034
を計算し、ｋ＝１，．．．，Ｋに対して降順に対角要素［ＱＨＱ］ｋ，ｋをソートする。最適数Ｋ＊を見つけるために簡略化された注水法を実行する。その後、チャネル利得｜ｈｋ｜２が昇順に出現するように、シグネチャ・シーケンスを再順序付けする。Ｑｅ＝［ＨＳ，ＨＰｒｅｐＳ，ＨＮｅｘｔＳ］の拡張受信機シグネチャ・シーケンスを計算する（ＩＳＩの場合）。
２．共分散行列
2014532319.tif 000035
と、さらに、ｋ＝１，．．．，Ｋ＊に対するシステム値
2014532319.tif 000036
と、全システム値
2014532319.tif 000037
と、平均システム値
2014532319.tif 000038
とを計算する。
３．以下の不等式
λ＊（ｂｐ）≦λｍｅａｎ＜λ＊（ｂｐ＋１）  （５）
を満たすことによりｂｐを見つける。
４．以下の不等式
（Ｋ＊−ｍ）λ＊（ｂｐ）＋ｍλ＊（ｂｐ＋１）＜λＴ，ｍａｘ  （６）
を満たすことにより最大整数値ｍを見つける。
【００３８】
２グループリソース割り当てスキームに対する全ビットレートＲＴ＝（Ｋ＊−ｍ）ｂｐ＋ｍｂｐ＋１は、エネルギー計算反復を使用することなく決定されることが前掲の段階的手続きから明確である。（Ｐ＋Ｋ−１）Ｉｍａｘ回のエネルギー計算反復を要求するのではなく、従って、行列反転の回数と、システム値アプローチに基づくこの簡略化されたレート計算法により要求される行列反転の回数とは、１回だけである。各チャネルのレートが見つけられると、各チャネルのエネルギーが計算される必要がある。これは、以下のとおり反復エネルギー式の使用を要求する全部でＩｍａｘ回の反復エネルギー計算を要求する。
５．ｋ＝１，・・・，Ｋ＊において
2014532319.tif 000039
を割り当て、ｉ＝１を設定し、拡張振幅行列
2014532319.tif 000040
を定式化し、共分散行列
2014532319.tif 000041
を定式化する。
６．最初の（Ｋ＊−ｍ）個のチャネルの目標システム値を
2014532319.tif 000042
であるように、そして、残りのｍ個のチャネルを
2014532319.tif 000043
であるように設定する。
７．エネルギー方程式
2014532319.tif 000044
またはｋ＝１，・・・，（Ｋ−ｍ）および
2014532319.tif 000045
をそれぞれｋ＝１，・・・，（Ｋ−ｍ）に対しておよびｋ＝（Ｋ−ｍ＋１），・・・Ｋに対して反復的に使用することにより解法する。その後、反復的に、エネルギーベクトル
2014532319.tif 000046
を定式化し、ｉ＝ｉ＋１を設定し、そして、拡張振幅平方行列を
2014532319.tif 000047
として定式化する。Ｅｋ＝Ｅｋ，（ｉ−１）になるまで、または、最大反復回数Ｉｍａｘに達するまで、ステップ７に与えられた反復を繰り返す。
【００３９】
式（７）および（８）に与えられたこれらの各エネルギー計算反復の各々は、行列反転Ｃ−１を要求し、計算コストの高い最大でＩｍａｘ回までの行列反転が要求されてもよい。それゆえに、特許請求の範囲の請求項３に規定されるように、本研究の第３の態様は、反復エネルギー計算の計算複雑性を低下させるために以下のステップを使用する、
本研究の第３の態様
【００４０】
本研究の第２の態様は、システム値アプローチを用いてエネルギー計算を使用することなく全ビットレートを見つける閉形式レート計算法を使用して反復回数を（Ｐ＋Ｋ−１）ＩｍａｘからＩｍａｘまで削減することであることを既に指摘した。システム値アプローチに基づいてこの簡略化されたレート計算法によって要求される行列反転の回数は、１回だけである。各チャネルのレートが見つけられると、各チャネルに対するエネルギーを計算する必要がある。これは、システム値アプローチを使用する全部でＩｍａｘ回の反復エネルギー計算を要求する。本研究の第３の態様は、２つのステップを伴う。
前のチャネルの共分散行列の反転とさらに現在チャネルに対する前の反復のエネルギーとを使用して所定の拡散シーケンスに対する反復エネルギー計算を行う。
現在チャネルに割り当てられたエネルギーとさらに前のチャネルに対する共分散行列の反転とを使用して現在チャネルに対する共分散行列の反転を計算する。
【００４１】
これらのステップの詳細は以下のとおりである：
１．本研究の第２の態様の一部として、簡略化されたエネルギー計算法は、下位ビットレートｂｐ、ｂｐ＋１と、システム値アプローチと呼ばれる方法を使用して計算されたチャネルの個数ｍとを使用して行われる。チャネルｋに対してエネルギー計算Ｅｋを実施するとき、エネルギー計算プロセス中にチャネルとチャネルの間で変化する主要パラメータは、逆共分散行列
2014532319.tif 000048
である。使用された第１の行列反転は、
2014532319.tif 000049
であり、これは、生成する計算コストが低い。エネルギー計算は、利用可能である逆行列
2014532319.tif 000050
に対するチャネルｋ＝１から始まる。
２．ｋ＝１，・・・，Ｋに対するエネルギーＥｋのため、距離ベクトル
2014532319.tif 000051
が
2014532319.tif 000052
として定義され、ここで、
2014532319.tif 000053
である。さらに加重係数ξ、ξ１、ξ２、ξ３、ξ４が
2014532319.tif 000054
を使用して計算される。目標ＳＮＲ
2014532319.tif 000055
に対して、チャネルｋで送信されるデータレートが１シンボル当たりｂｐビットであると識別される場合、エネルギーＥｋ，ｉ
2014532319.tif 000056
は、距離ベクトルおよび加重係数と、さらにチャネルｋ自体のエネルギーＥｋ，（ｉ−１）とを使用して反復的に計算される。それゆえ、エネルギーＥｋを決定するために要求される反復の最大回数Ｉｍａｘは、比較的小さく、共分散行列がエネルギー反復毎に反転されることは要求されない。
３．エネルギーＥｋが計算されると、逆共分散行列
2014532319.tif 000057
は、行列加重係数ξ、ξ１およびξ２を
2014532319.tif 000058
としてさらに定義することにより計算される必要がある。共分散行列
2014532319.tif 000059
の反転は、
2014532319.tif 000060
として計算される。この反復エネルギー計算および共分散行列計算の反転の実施は、連続干渉除去（ＳＩＣ）が受信機で使用されることを要求する。要約すれば、このＳＩＣベースのエネルギー計算アルゴリズムは、以下のとおり設計される。
４．初期逆共分散行列
2014532319.tif 000061
を計算し、チャネル番号をｋ＝１として開始する。
５．距離ベクトル
2014532319.tif 000062
と加重係数ξ、ξ１、ξ２、ξ３、ξ４とを決定する。
６．目標信号対雑音比（ＳＮＲ）をｙｋ∈｛ｂｐ，ｂｐ＋１｝において
2014532319.tif 000063
として決定し、エネルギーをＥｋ，０＝ＥＴ／Ｋとして設定する。
７．ｉ＝１からＩｍａｘまで反復的にエネルギーＥｋ，ｉを決定する。
８．最大荷重係数ξ、ξ１およびξ２を決定する。
９．式（１０）を使用して逆共分散行列を決定する。
１０．ｋ＜Ｋ＊である場合、ｋ＝ｋ＋１を更新し、ステップ２へ進む。そうでなければ、計算を終了する。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
発明の実施形態は、単なる一例として示したものであり、図面を参照して説明する。
【図１】従来技術（文献１および２）から既知のＨＳＤＰＡ  ＭＩＭＯダウンリンク・パケット・アクセス・スキームの送信機を示す図である。
【図２】従来技術（文献１および２）から既知のＨＳＤＰＡ  ＭＩＭＯダウンリンク・パケット・アクセス・スキームの受信機を示す図である。
【図３】本発明の実施形態に係るシステムの送信機を示す図である。
【図４】図３の送信機と共に動作可能である本発明の実施形態に係るシステムの受信機を示す図である。
【００４３】
図面中、類似した要素は、類似した符号によって指示される。
【発明を実施するための形態】
【００４４】
本実施形態は、出願人が知っている発明を実施する最良の態様を提示する。しかし、本実施形態は、発明の実施を実現することができる唯一の態様ではない。
【００４５】
最初に、従来技術から既知のＨＳＤＰＡ  ＭＩＭＯダウンリンク・パケット・アクセス・スキームを説明する。その後、最適伝送シグネチャ・シーケンスがどのようにして計算されるかを明らかにするために実施例を示し、この実施例の後に、反復エネルギー計算を用いて伝送ビットレートを推定するために使用されるシステム値アプローチの説明を続ける。
【００４６】
本研究に記載された方法は、送信機で収集されたデータの量が並列チャネルに亘ってブロックで搬送できるデータの量より多いときに自動的に開始または使用されてもよい。これは、ユーザがチャネルにアクセスすることを許可されたときはいつでも、継続的にまたは規則的な間隔で行われてもよい。
【００４７】
ＨＳＤＰＡ  ＭＩＭＯ送信機および受信機の主要な要素は、従来技術のシステムのための図１および２に表されている。文献［１、２］に記載されたスキームの送信機（図１）では、ソースからのバイナリデータは、データマルチプレクサ１０１に出現する。データのブロックは、Ｋ個のサブブロックに分割される。第１のブロックは、リンク１５１，１を介してチャネル・エンコーダ１０２に供給される。第２のサブブロックは、１５１，２で１０２と同じでもよい第２のチャネル・エンコーダに供給される。同様に、残りのサブブロックは対応するチャネル・エンコーダに供給される。動作の観点から、サブチャネルの各々は、同じように機能するため、以下では、サブチャネル１についてのみ記載する。チャネル・エンコーダ１０２からのデータは、直列・並列変換器１０３に供給される。直列・並列変換器では、ｂ個のバイナリビットからなる連続ブロックが１５２で取り入れられ、１５３でＭ−ａｒｙ信号発生器１０４に供給される。本書で使用されるように、Ｍ−ａｒｙという用語は、技術的に周知であり、変調で使用されるＭレベル信号のことを指し、Ｍは、当業者が理解するように変調の次数である。Ｍ−ａｒｙ信号発生器１０４は、その出力１５４で２ｂ個の異なる値のうちの１つを取ることができる信号を生成する。これらの信号は、電圧値であってもよい。１５４，１および１５４，２に出現する信号は、その後、拡散スペクトルおよびＣＤＭＡシステムの技術における当業者に周知な方式で動作する２つのシンボル拡散ユニット１０５および１０６に供給される。リンク１５５および１５６での信号は、その後、送信電力制御ユニット１０７および１０８によって電力増幅される。次に、リンク１５７に出現するＫ個の信号は、加算器１０９，１で加算され、同様に、１５８に出現するＫ個の信号は、加算器１０９，２で加算される。１５９，１および１５９，２に出現する信号は、その後、それぞれ、乗算器１１０，１および１１０，２に供給される。最後に、リンク１６０，１および１６０，２に出現する信号は、通信チャネル１６１，１および１６１，２での送信前に送信ユニット１１２，１および１１２，２に供給される。通過帯域変調および復調が伴われてもよく、図１および２におけるブロック図説明は、デジタル伝送システムにおける当業者に周知である方式で動作するこのようなシステムのための均等なベースバンドスキームを表現することが理解されるであろう。送信機側の送信機制御ユニット１１１は、受信機側の受信機制御ユニット２０７と通信する制御チャネルとしてリンク１６２，１および１６２，２を使用する。チャネル利得｜ｈｋ｜２情報、受信機での雑音レベルσ２、およびさらにマルチパス・チャネル・インパルス応答が送信機から受信された情報を使用して受信機制御ユニット２０７によって受信機で得られる。受信機制御ユニット２０７は、リンク１６２，２を使用してこの情報の一部を送信機側の送信機制御ユニット１１１にフィードバックする。この情報は、チャネル・エンコーダ１０２と、Ｍ−ａｒｙ信号発生器１０４と、電力制御ユニット１０７、１０８と、そして乗算器１１０，１および１１０，２とを制御するために送信機制御ユニット１１１で使用さ��る。制御ユニット１１１は、リンク１６３を介してチャネル・エンコーダ・レートをチャネル・エンコーダ１０２に送信する。制御ユニット１１１は、リンク１６４を介して変調レベル情報ｂをＭ−ａｒｙ信号発生器１０４に送信する。制御ユニット１１１は、リンク１６５を介して送信エネルギーレベル情報を電力制御ユニット１０７および１０８に送信する。送信機制御ユニット１１１は、リンク１６６を介して乗算器情報を乗算器１１０，１および１１０，２に送信する。
【００４８】
ＨＳＤＰＡ  ＭＩＭＯ送信機の基本動作について次に説明する。ＨＳＤＰＡ  ＭＩＭＯシステムは、適応変調符号化（ＡＭＣ）と、基地局での高速パケットスケジューリングと、ハイブリッド再送要求（ＨＡＲＱ）として知られている基地局からの高速再送信とを使用する。ｐ＝１，・・・，Ｐに対し、様々な変調符号化レートを組み合わせるときに達成されことができる異なるデータレートｂｐが存在する。変調スキームおよび符号化レートは、品質およびセル用法に依存してユーザ毎に変更される。リンク１０４での変調されたシンボルは、シンボル期間として知られているＴ秒の間隔でシンボル拡散ユニット１０５および１０６に供給される。拡散ユニット１０５および１０６は、伝送チャネルｋ毎に、そうでなければ、チャネル化コードとして知られている同じ拡散シーケンスを使用し、リンク１５５および１５６で拡散信号を生成する。拡散信号シーケンスは、処理利得または拡散係数として知られている長さＮを有している。ＨＳＤＰＡシステムにおいて、処理利得は、Ｎ＝１６であり、周波数分割複信システムは、チップレート３．８４Ｍｂｐｓを有し、それ故に、チップ期間は、Ｔｃ＝０．２６μｓである。ＣＤＭＡシステムは、Ｔ＝Ｎ×Ｔｃに等しい送信シンボル期間を有している。ＨＳＤＰＡシステムのためのシンボル期間は、Ｔ＝４．１１６６７μｓである。加算器１０９の出力での拡散信号は、送信機１１２，１および１１２，２で送信される前に、送信機制御ユニット３１１によって発生させられた２種類の加重係数を使用して加重ユニット１１０，１および１１０，２で重み付けされる。ここで、ＨＳＤＰＡ  ＭＩＭＯシステムの説明が２本の送信機アンテナおよび２本の受信機アンテナのため提供される。しかし、実際上、送信および受信アンテナの本数は、１以上の整数である可能性がある。２本の送信アンテナを用いて、コードの個数Ｋは、最大で処理利得Ｎの２倍になる可能性がある。各拡散シーケンスで送信されたシンボル毎のビット数ｂｐは、トランスポートフォーマット組み合わせ数によって識別された値に従って決定される。現行の規格では、全てのコードが同じユーザに与えられた場合、同じビットレートが各並列チャネルに割り当てられる。ＨＳＤＰＡ  ＭＩＭＯシステムで達成される可能性がある最大全レートは、それゆえ、毎秒
2014532319.tif 000064
ビットに等しい。所定の伝送のため、並列チャネルの個数Ｋおよび伝送シンボル期間が固定されるので、最大データレートは、１シンボル当たりのビット数ｂｐによって決定される。送信機制御ユニット１１１および受信機制御ユニット２０７は、１シンボル当たりのビットレートｂｐを決定するために連携する。
【００４９】
チャネル１６１，１および１６１，２での送信機からの信号は、２本の受信アンテナを介して受信機で受信される。各送信機−受信機アンテナペアは、当業者が理解するように、伝送チャネルに関連付けられているチャネルインパルス応答を有している。２本の送信アンテナおよび２本の受信アンテナのために、最大で合計４種類のチャネルインパルス応答がシステム構成で使用される。受信機（図２）で、リンク１６１，１および１６１，２で２本の送信機アンテナ１１２から受信された信号は、２つのチップ整合フィルタ受信機２０１，１および２０１，２に供給される。チップ整合フィルタ処理された信号は、それぞれリンク２５１および２５２を介してチップ整合フィルタ２０１，１および２０１，２から逆拡散ユニット２０２および２０３に供給される。逆拡散ユニット２０２および２０３は、拡散スペクトルシステムの技術における当業者に周知な方式で動く。出力逆拡散ユニット２０２および２０３での信号は、リンク２５３および２５４を介して加算器２０４に供給される。受信機制御ユニット２０７は、リンク２５５で信号対雑音比γｋを監視し、逆拡散ユニット２０２および２０３の出力２５３および２５４が加算器２０４によって組み合わされる。組み合わされた逆拡散ユニット２０２および２０３は、別個のサブチャネル上の信号を分離させる効果を有し、Ｍ−ａｒｙソフトデコーダ２０５で、１０４での雑音による劣化版の情報に対応する情報がマルチパス無干渉伝送を考慮したときに得られる。文献［１、２］に記載されたスキームにおいて、ＨＳＤＰＡ  ＭＩＭＯシステムを構成する容量は、ｋ＝１，・・・，Ｋ個の並列チャネルで異なる信号対雑音比γｋをもたらすようにデータレートｂｐと、さらに、ｋ＝１，・・・，Ｋに対する送信エネルギー
2014532319.tif 000065
とを調整するために送信機側の送信機制御ユニット１１１と受信機側の受信機制御ユニット２０７とを一緒に使用することにより改善される。当業者が理解するように、サブチャネルで１シンボル当たりにレートｂｐビットでデータを送信するために要求され、その上に、逆拡散総和ユニット２０４の出力で十分な信号対雑音比
2014532319.tif 000066
を達成する最小エネルギーＥ（ｂｐ）は、
2014532319.tif 000067
によって与えられ、式中、｜ｈｍｉｎ｜２は、サブチャネルの最小チャネル利得をもつチャネルに対応するチャネル利得である。γ＊（ｂｐ）は、レートｂｐでデータを送信するために要求される最小信号対雑音比であり、所望のＳＮＲとして知られている。
【００５０】
現行のＨＳＤＰＡ  ＭＩＭＯシステムでは、Ｋ個の並列チャネルの各々は、全てのチャネルが単一ユーザに割り当てられる場合、等しいレートｂｐでデータを送信するために使用される。当業者が理解するように、受信機側の制御ユニット２０７は、ハイブリッドＡＲＱスキームを使用して逆拡散ユニット２０２および２０３の各ペアの加算出力２０４でＳＮＲγｋを監視する。受信機制御ユニット２０７は、所定の全送信エネルギーＥＴ＝ＴＰＴに対して割り当てられたときに関係
2014532319.tif 000068
を満たすことになる伝送データレートｂｐを実現するために送信機制御ユニット１１１と通信し、ここで、ＰＴは、利用可能な全送信電力である。ビットの総数ｂＴ＝ＫｂＰが次に計算される。送信機制御ユニット１１１は、リンク１６３および１６４を使用して、１シンボル当たりの所定の送信データビットレートｂｐビットに対して適切なチャネル符号化および変調レベルをそれぞれ使用することをチャネル・エンコーダ・ユニット１０２およびＭ−ａｒｙ変調ユニット１０４に通知する。送信機制御ユニット１１１は、リンク１５７および１５８で送信信号レベルを調整するためにエネルギーレベル
2014532319.tif 000069
を電力制御ユニット１０７および１０８に送信する。送信機制御ユニット１１１は、次の送信中に使用されるチャネル数に関連する情報および伝送ビットレートｂｐに関連する情報と、そして、さらに送信エネルギー
2014532319.tif 000070
情報とを交換するために受信機制御ユニット２０７と通信する。送信機制御ユニット１１１は、２本の送信機アンテナ１１２，１および１１２，２を介してパイロット信号をさらに送信する。受信機制御ユニット２０７は、受信されたパイロット信号を使用して、送信アンテナ１１２，１（および１１２，２）と受信機チップ整合フィルタ２０１，１（２０１，２）アンテナとの各ペアに対するチャネルインパルス応答を推定する。チャネルインパルス応答推定値を使用して、受信機制御ユニット２０７は、チャネルコンボリューション行列
2014532319.tif 000071
およびさらに受信機整合フィルタ係数
2014532319.tif 000072
と、拡張整合フィルタ受信機シグネチャ・シーケンス行列Ｑｅ＝［ＨＳ，ＨＰｒｅｖＳ，ＨＮｅｘｔＳ］とを定式化し、式中、ＳＩＳＯシステムにおいて、ＨＰｒｅｖ＝（ＪＴ）ＮＨかつＨＮｅｘｔ＝ＪＮＨであり、ＭＩＭＯシステムにおいて、
2014532319.tif 000073
かつ
2014532319.tif 000074
である。割り当てられたエネルギーに対して、受信機制御ユニット２０７は、次に、
2014532319.tif 000075
を使用して受信機共分散行列を定式化し、ここで、Ｎｒは、受信機アンテナの本数である。受信機制御ユニット２０７は、次に、ｋ＝１，・・・，Ｋに対するＭＭＳＥイコライザ係数方程式
2014532319.tif 000076
を使用して逆拡散フィルタ係数を計算する。逆拡散フィルタ係数ベクトルは、２（Ｎ＋Ｌ−１）次元列ベクトルである。受信機制御ユニット２０７は、次に、２（Ｎ＋Ｌ−１）×Ｋ次元逆拡散フィルタ行列
2014532319.tif 000077
を定式化する。受信機制御ユニット２０７は、２つの（Ｎ＋Ｌ−１）×Ｋ次元逆拡散シーケンス行列
2014532319.tif 000078
および
2014532319.tif 000079
を形成し、リンク２５８を介して、ｋ＝１，・・・，Ｋに対する逆拡散フィルタ係数
2014532319.tif 000080
を逆拡散ユニット２０２に、そして、ｋ＝１，・・・，Ｋに対する逆拡散フィルタ係数
2014532319.tif 000081
を逆拡散ユニット２０３に供給する。受信機制御ユニット２０７は、リンク２５９を介して変調レベル情報をＭ−ａｒｙソフト・デコーダ・ユニット２０５に送信し、また、リンク２６０を介してチャネル復号化情報をチャネル・デコーダ２０６に送信する。受信機制御ユニット２０７が逆拡散ユニット２０２および２０３と、Ｍ−ａｒｙソフト・デコーダ・ユニット２０５と、さらにチャネル・デコーダ２０６とに取り込まれた後、チャネル１６１，１および１６１，２で受信された信号は、逆拡散ユニット２０２および２０３によって逆拡散させられる。逆拡散ユニット２０２および２０３から取り入れられた、リンク２５３と２５４とに出現する信号を組み合わせる加算器ユニット２０４の出力２５５に出現する信号は、Ｍ−ａｒｙソフト・デコーダ・ユニット２０５に供給される。Ｍ−ａｒｙソフト・デコーダ・ユニット２０５は、リンク２５６を介してチャネル・デコーダ・ユニット２０６に連結される。Ｍ−ａｒｙソフト・デコーダ・ユニット２０５とチャネル・デコーダ・ユニット２０６とは、デジタル伝送システムの技術における当業者に良く知られている方式でリンク２５７に復号化データを生成するために連携する。
【００５１】
合計でＫ個の並列チャネルを伴うシステムを使用するときに本研究で検討される送信機および受信機構造体の主要な要素がそれぞれ図３および４に表される。システムの送信機で、１つのデータソースが検討され、各データソース３０１は、単一ユーザに対応してもよく、データは、リンク３５１を介して２つのマルチプレクサ３０２にブロックで供給される。ソースデータからのデータで実行される演算は、類似しており、例示のために、１つのマルチプレクサおよび１つのサブチャネル受信機に適用されるような演算の方法に限定することにする。図３の上部においてマルチプレクサ３０２の出力は、リンク３５２，１から３５２，（Ｋ−ｍ）を介して（Ｋ−ｍ）個の並列チャネルに供給される。図３の下部においてマルチプレクサ３０２からの出力は、リンク３５２，（Ｋ＋１−ｍ）から３５２，Ｋを介してｍ個のチャネルに供給される。各チャネルでデータに実行される演算は、類似しており、例示のために、検討は、第１のチャネルに適用されるような演算の方法に限定することにする。
マルチプレクサ３０２で、バイナリデータは、ソースからバイナリ形式または数字のブロックで取り入れられる。これらのバイナリ数字は、チャネル・エンコーダ３０３に供給される。エンコーダ３０３は、マルチプレクサ３０２から供給された３５２で入力データから生成されたバイナリ数字を生成する。結果として生じた符号化は、パケット長さを増加させる。チャネル符号化後に、リンク３５３で出現するバイナリ数字がリンク３５４で並列にｂビットのデータを生成する直列・並列変換器３０４に供給される。リンク３５４で出現するデータは、技術的に周知のタイプのＭ−ａｒｙ変調ユニット３０５に供給される。変調ユニット３０５は、送信機制御３１１により決定された合計Ｍ個のコンスタレーション点を使用して動作する。Ｍ−ａｒｙ変調ユニット３０５は、３５４で入ってくるデータからあらゆるシンボル期間で合計ｂ＝ｌｏｇ２Ｍ個のデータのバイナリ数字のシーケンスを取り入れる。変調ユニットは、ｂ個のバイナリ数字の各々に対して３５５でＭ個のシンボルのうちの１個を生成する。チャネル符号化レートとシンボルｂ毎のビット数とを組み合わせるとき、各サブチャネルでｐ＝１，・・・，Ｐに対して１シンボル当たりにｂｐビットのうちの１つを発生させることが可能である。リンク３５５で出現する信号は、その後、各々のＭ−ａｒｙ変調されたシンボルに拡散ユニット３０６および３０７に割り当てられた拡散シーケンスを乗じるために、各々が拡散ユニット３０６および３０７に供給される。拡散符号シーケンスは、各チャネルによって利用されたサブチャネルの１つずつについて異なり、チャネルとチャネルとの間でも異なることが理解されるであろう。拡散ユニット３０６および３０７の出力リンク３５６で出現する信号（技術的に知られているように「チップ」）は、その後、送信前にシンボル毎にエネルギーを調整する電力制御ユニット３０８に供給される。各サブチャネルによって使用されたエネルギーレベルは、送信機制御ユニット３１１によって決定される。最初に、送信機動作をＳＩＣベースの受信機配置構成に関して説明する。
【００５２】
送信機制御ユニット３１１は、アップリンク３６５，２およびダウンリンク３６５，１で受信機側のＳＩＣ受信機制御ユニット４１１と通信する。送信機は、チャネルの２つのグループで１シンボル当たりｂｐおよびｂｐ＋１ビットの２つの離散レートを使用する。送信機制御ユニット３１１は、１シンボル当たりｂｐおよびｂｐ＋１ビットの伝送レートに関連する情報と、さらに各サブチャネルのため使用される１パケット当たりのシンボル数とを各チャネル・エンコーダ３０３に送信するためにリンク３６１を使用する。送信機制御ユニット３１１は、変調レベル情報ｂビットをＭ−ａｒｙ変調ユニット３０５に送信するためにリンク３６２を使用する。送信機制御ユニット３１１は、拡散ユニット３０６および３０７と通信するためにリンク３６３を使用する。送信機制御ユニット３１１は、電力制御ユニット３０８と通信するためにリンク３６４を使用する。ｐ＝１，・・・，Ｐに対してｂｐビットを発生させるため合計Ｐ個のシンボルが利用できる。送信機制御ユニット３１１は、デジタルデータ伝送の分野における当業者に周知の方式で受信機制御ユニット４１１からマルチパス・チャネル・インパルス応答、チャネルパス利得、さらに雑音分散σ２に関連する情報を得るために制御チャネル３６５，１および３６５，２を使用する。送信機制御ユニット３１１は、その後、目的が最適送信シグネチャ・シーケンスを使用することである場合に使用される拡散信号を計算する。そうでなければ、シグネチャ・シーケンスの所定の組が使用される場合、送信機制御ユニット３１１は、送信拡散シーケンスを拡散ユニット３０６および３０７に割り当てる。送信機制御ユニット３１１は、その後、シグネチャ・シーケンスの組
2014532319.tif 000082
と、データ伝送の技術における当業者に周知の方式でリンク３６５１および３６５，２を介して送信機制御ユニット３１１と受信機制御ユニット４１１との間の制御チャネル情報交換から得られた、測定されたチャネルインパルス応答行列
2014532319.tif 000083
とを使用する。送信機制御ユニット３１１は、次に、チャネルグラミアン行列ＨＨＨを定式化し、必要に応じて、グラム行列
2014532319.tif 000084
という形で与えられる最適送信シグネチャ・シーケンスを計算し、式中、ＤＨは、固有値の対角行列であり、ＶＨは、固有ベクトルの行列である。最適拡散シーケンス行列は、
2014532319.tif 000085
によって得られる。送信機制御ユニット３１１は、その後、ｋ＝１，・・・，Ｋに対して｜ｈｋ｜２＝［ＱＨＱ］ｋ，ｋである伝送システムのチャネル利得を計算し、式中、受信機整合フィルタ係数は、
2014532319.tif 000086
によって与えられる。送信機制御ユニット３１１は、次に、最適シグネチャ・シーケンスおよびチャネル利得と、前述の注水法とを利用することにより、使用されるチャネルの最適数Ｋ＊を計算する。送信機制御ユニット３１１は、その後、結果として生じる伝送システムのチャネル利得｜ｈｋ｜２＝［ＱＨＱ］ｋ，ｋがｋ＝１，・・・，Ｋに対し降順で出現するようなシグネチャ・シーケンス行列
2014532319.tif 000087
を再順序付けする。送信機制御ユニット３１１は、その後、チャネルの最適数Ｋ＊と同じになるように拡散シーケンスの列の数を切り捨てる。送信機制御ユニット３１１は、その後、結果として生じるチャネル利得がｋ＝１，・・・，Ｋに対し昇順で出現するようにシグネチャ・シーケンス行列
2014532319.tif 000088
を再順序付けする。結果として生じる２Ｎ×Ｋ＊シグネチャ・シーケンス行列
2014532319.tif 000089
は、その後、
2014532319.tif 000090
となるように送信機制御ユニット３１１によって再構成される。送信機制御ユニット３１１は、その後、リンク３６３を介して第１のＫ＊個の拡散ユニット３０６および３０７にそれぞれ取り込むためにＮ×Ｋ＊次元行列
2014532319.tif 000091
によって与えられるシグネチャ・シーケンスを使用する。残りのＫ−Ｋ＊個の拡散ユニットは、その後、送信機制御ユニット３１１によって零係数が取り込まれる。
【００５３】
送信機制御ユニット３１１は、その後、受信機整合フィルタ係数
2014532319.tif 000092
と拡張整合フィルタ受信機シグネチャ・シーケンス行列Ｑｅ＝［ＨＳ，ＨＰｒｅｖＳ，ＨＮｅｘｔＳ］とを定式化し、ここで、ＳＩＳＯシステムにおいて、ＨＰｒｅｖ＝（ＪＴ）ＮＨかつＨＮｅｘｔ＝ＪＮＨであり、ＭＩＭＯシステムにおいて、
2014532319.tif 000093
かつ
2014532319.tif 000094
である。送信機制御ユニット３１１は、その後、共分散行列
2014532319.tif 000095
と、ｋ＝１，．．．，Ｋ＊に対するシステム値
2014532319.tif 000096
と、全システム値
2014532319.tif 000097
と、平均システム値
2014532319.tif 000098
とを計算するために利用可能な全送信エネルギーＥＴを使用する。送信機制御ユニット３１１は、次に、レートｂｐが全てのチャネルに割り当てられた場合、不等式λ＊（ｂｐ）≦λｍｅａｎ＜λ＊（ｂｐ＋１）が満たされるように、送信機ビットレートｂｐを計算する。送信制御ユニット３１１は、その後、全部でｍ個のチャネルがより高いレートｂｐ＋１でデータを送信するために使用されるとき、不等式（Ｋ＊−ｍ）λ＊（ｂｐ）＋ｍλ＊（ｂｐ＋１）＜λＴ，ｍａｘを満たす最大整数ｍ値を見つける。送信機制御ユニット３１１は、次に、第１の（Ｋ＊−ｍ）個の拡散ユニット３０６および３０７を図３の上側グループに入れ、残りのｍ個の拡散ユニットを図３の下側グループに入れる。送信機制御ユニット３１１は、その後、共分散行列
2014532319.tif 000099
を最初に形成することによりＳＩＣ反復エネルギー計算法を使用する。ｋ＝１，・・・，Ｋに対するエネルギーＥｋの計算のため、送信機制御ユニット３１１は、最初に距離ベクトル
2014532319.tif 000100
を計算し、式中、
2014532319.tif 000101
かつ
2014532319.tif 000102
である。送信機制御ユニット３１１は、その後、加重係数
2014532319.tif 000103
を計算する。最初の（Ｋ＊−ｍ）個のチャネルに対して、送信機制御ユニット３１１は、１シンボル当たりデータレートｙｋ＝ｂｐビットを使用する。残りのｍ個のチャネルに対して、送信機制御ユニット３１１は、
2014532319.tif 000104
と、チャネルｋ自体のエネルギーＥｋ，（ｉ−１）とを使用してエネルギーを反復的に計算するために、ｋ＝（Ｋ＊＋１−ｍ），・・・，Ｋ＊に対して１シンボル当たりｙｋ＝ｂｐ＋１ビットを使用する。反復回数ｉは、Ｉｍａｘに等しい最大反復回数を有している。送信機制御ユニット３１１がｋ＝１に対する送信エネルギーＥｋを計算し、次に、加重係数
2014532319.tif 000105
をさらに定義することと、増分１でｋ＝１からｋ＝Ｋ＊までチャネル番号を増加することにより反復関係
2014532319.tif 000106
を使用することとによって逆共分散行列
2014532319.tif 000107
を計算する。送信機制御３１１は、その後、リンク３６４を介して、ｋ＝１，・・・，Ｋ＊に対する送信エネルギーＥｋを送信電力制御ユニット３０８に取り込む。
【００５４】
送信機制御ユニット３１１がチャネル・エンコーダ３０３と、Ｍ−ａｒｙ変調ユニット３０５と、拡散ユニット３０６および３０７と、電力制御ユニット３０８とに適切な制御パラメータを取り込むのを完了した後、バイナリビットがユニット３０２、３０３、３０４、３０５、３０６、３０７および３０８によって処理され、３５７および３５８に出現するｍ個の高データレートチャネル、および（Ｋ＊−ｍ）個の低データレートチャネルの信号は、その後に、チャネル３６０で送信する前に送信機アンテナ３１０への供給に先だって加算器３０９で一緒に加算される。通過帯域変調および復調が含まれてもよく、図３および図４が本件特許における均等なベースバンドスキームを表現することが理解されるであろう。
【００５５】
送信機制御ユニット３１１は、その後、拡散シーケンス行列
2014532319.tif 000108
および
2014532319.tif 000109
と、最適チャネルの数Ｋ＊およびｋ＝１，・・・，Ｋ＊に対する割り当てられたエネルギーＥｋとを制御チャネル３６５，１および３６５，２を介して受信機制御ユニット４１１に送信する。
【００５６】
図４は、前述の送信機と一緒に動作可能であるＳＩＣ  ＭＩＭＯシステムの受信機の例図を表す。リンク３６０で、信号は、チャネルから２本の受信機アンテナを介して受信され、デジタルデータ伝送の技術における当業者に周知の方式で動作するチップ整合フィルタ４０１に供給される。チップ整合フィルタ４０１の出力であるリンク４５１および４５２に出現する信号は、それぞれ、逆拡散ユニット４０２および４０３に供給される。リンク４５１および４５２でのチップ整合フィルタ処理された信号は、拡散シンボルリムーバ４０９および４１０にも供給される。逆拡散ユニット４０２および４０３の第１の組は、サブチャネルＫ＊に対応し、拡散スペクトル通信の技術における当業者に周知の方式で送信機において拡散信号発生ユニット３０６および３０７の反転として動作する。受信機制御ユニット４１１は、送信機・受信機アンテナペアの各々に対するチャネルインパルス応答を推定するために送信機制御ユニット３１１と協働して動作する。受信機制御ユニット４１１は、制御チャネル３６５，１および３６５，２を介してチャネルインパルス応答情報を送信機制御ユニット３１１にフィードバックする。送信機制御ユニット３１１は、送信機動作の部分で記載されているように、拡散シグネチャ・シーケンスの所定の組を使用するか、または、推定されたチャネルインパルス応答に対する最適拡散シグネチャ・シーケンスを計算するかのいずれかである。最適シグネチャ・シーケンスが使用される場合、送信機制御ユニット３１１は、拡散シーケンス行列
2014532319.tif 000110
情報と、ｋ＝１，・・・，Ｋ＊に対して割り当てられたエネルギーＥｋと、最適チャネル数Ｋ＊情報と、低データレートチャネルおよび高データレートチャネルで使用されるデータレートｂｐ、ｂｐ＋１と、高データレートチャネルの数ｍとをデータ通信システムの技術における当業者に周知の方式でリンク３６５，１および３６５，２を介して受信機制御ユニット４１１に送信する。受信機制御ユニット４１１は、受信パイロット信号から推定されたチャネルインパルス応答を使用して、チャネルインパルス応答コンボリューション行列
2014532319.tif 000111
を定式化する。受信機制御ユニット４１１は、ＭＩＭＯシステムに対する行列
2014532319.tif 000112
および
2014532319.tif 000113
と、ＳＩＳＯシステムに対する対応する行列とをさらに定式化する。受信機制御ユニット４１１は、次に、受信機整合フィルタ係数
2014532319.tif 000114
と、ベクトル
2014532319.tif 000115
および
2014532319.tif 000116
とを定式化し、その後、
2014532319.tif 000117
となるように初期共分散行列反転を設定する。ｋ＝１，・・・，Ｋ＊に対して、受信機制御ユニット４１１は、その後、距離ベクトル
2014532319.tif 000118
と、加重係数
2014532319.tif 000119
と、
2014532319.tif 000120
と、さらに
2014532319.tif 000121
を使用するコンボリューション行列反転とを反復的に計算する。
【００５７】
受信機制御ユニット４１１は、次に、ｋ＝１，・・・，Ｋ＊に対するＭＭＳＥイコライザ係数方程式
2014532319.tif 000122
を使用して逆拡散フィルタ係数を計算する。逆拡散フィルタ係数ベクトルは、２（Ｎ＋Ｌ−１）次元列ベクトルである。受信機制御ユニット４１１は、次に、２（Ｎ＋Ｌ−１）×Ｋ＊次元逆拡散フィルタ行列
2014532319.tif 000123
を定式化する。受信機制御ユニット４１１は、２つの（Ｎ＋Ｌ−１）×Ｋ＊次元拡散シーケンス行列
2014532319.tif 000124
および
2014532319.tif 000125
を形成し、図４の上部に現れる逆拡散ユニットから始めてリンク４５２を介してｋ＝Ｋ＊，・・・，１に対する逆拡散フィルタ係数
2014532319.tif 000126
を逆拡散ユニット４０２に、ｋ＝Ｋ＊，・・・，１に対する逆拡散フィルタ係数
2014532319.tif 000127
を逆拡散ユニット４０３に供給する。
【００５８】
逆拡散ユニット４０２および４０３は、拡散スペクトルシステムの当業者に周知の方式で動く。逆拡散ユニット４０２および４０３の出力での信号は、それぞれリンク４５９，１および４５９，２を介して加算器４０４に供給される。組み合わされた逆拡散ユニット４０２および４０３は、別個のチャネル上の信号を分離させる効果を有している。受信機制御ユニット４１１は、リンク４６６を介して変調レベル情報をＭ−ａｒｙソフト・デコーダ・ユニット４０５に送信し、また、リンク４６７を介してチャネル復号化情報をチャネル・デコーダ・ユニット４０６に送信する。受信機制御ユニット４１１が逆拡散ユニット４０２および４０３と、Ｍ−ａｒｙソフト・デコーダ・ユニット４０５と、チャネル・デコーダ４０６とに取り込んだ後、チャネル３６０で受信された信号が逆拡散ユニット４０２および４０３によって逆拡散させられる。逆拡散ユニット４０２および４０３から発して、リンク４５９，１および４５９，２に出現する信号を組み合わせる加算器４０４の出力４６０に出現する信号は、リンク４６１を介してＭ−ａｒｙソフト・デコーダ・ユニット４０５に供給される。Ｍ−ａｒｙソフト・デコーダ・ユニット４０５は、リンク４６１を介してチャネル・デコーダ・ユニット４０６に連結される。Ｍ−ａｒｙソフト・デコーダ・ユニット４０５およびチャネル・デコーダ・ユニット４０６は、デジタル通信の技術における当業者に周知の方式でサブチャネルＫ＊に対するリンク４５７で復号化データを生成するために連携する。
【００５９】
４６２に出現する検出されたデータは、拡散シンボル発生器ユニット４０７および４０８に供給される。制御ユニット４１１は、リンク４６８を介して、適切なチャネル・エンコーダ情報と、変調レベル情報と、チャネルインパルス応答行列Ｈ、ＨｐｒｅｖおよびＨＮｅｘｔとを拡散シンボル発生器ユニット４０７および４０８に取り込む。拡散シンボル発生器ユニット４０７および４０８は、受信機チップ整合フィルタ４０１の出力４５１および４５２に出現したときにリンク４６２に出現する検出された情報を使用して、伝送チャネル３６０を通過した後に出力３５７，Ｋ＊および３５８，Ｋ＊に出現する信号のバージョンを生成する。拡散シンボル発生器ユニット４０７および４０８の出力４６３および４６４に出現する信号は、拡散シンボル・リムーバ・ユニット４０９および４１０に供給される。拡散シンボル・リムーバル・ユニット４０９および４１０は、連続干渉除去システムの分野における当業者に周知の方式で動作する。シンボル・リムーバ・ユニット４０９および４１０の出力であるリンク４５３および４５６での信号は、その後、逆拡散ユニット４０２および４０３の次の組に供給される。検出プロセスは、その後、ｋ＝Ｋ＊−１からｋ＝１まで変化するチャネル番号ｋに対応する受信データシーケンスの次の組に対して繰り返される。
【００６０】
各サブチャネルで受信信号に行われた演算は、類似しており、例示のために、検討は、サブチャネルＫ＊に適用されるような方法演算に限定することにする。
【００６１】
応用
上記技術および実施形態は、たとえば、３Ｇ  ＣＤＭＡネットワークのような移動体ネットワークにおけるデータの送信に適する。しかし、これらの応用は、ＣＤＭＡに限定されることなく、たとえば、ＣＤＭＡ以外の応用のための拡散および逆拡散ユニットまたは変調器で使用され得ることに注意すべきである。
技術的構成
【００６２】
チャネル・エンコーダ、Ｍ−ａｒｙ変調ユニット、拡散ユニット、電力制御ユニット、リソース割り当てユニット、および加算器のような送信機における「ユニット」は、本書に記載された信号処理方法が実行されることを可能にするために通信接続されている機器の別個の部品またはディスクリートコンポーネントもしくは回路として提供されてもよい。代替的に、２台以上の「ユニット」は、機器の単一の部品に統合されることがあり、または、単一コンポーネントもしくは回路として提供されてもよい。さらなる代替案では、１台以上のユニットは、均等な機能を提供するためにプログラムされたコンピュータプロセッサによって提供されてもよい。
【００６３】
同様に、逆拡散ユニット、バッファユニット、デコーダユニット、および制御ユニットのような受信機における「ユニット」は、信号処理方法が実行されることを可能にするために通信接続されている機器の別個の部品またはディスクリートコンポーネントもしくは回路として提供されてもよい。代替的に、２台以上の「ユニット」は、機器の単一の部品に統合されることがあり、または、単一コンポーネントもしくは回路として提供されてもよい。さらなる代替案では、１台以上のユニットは、均等な機能を提供するためにプログラムされたコンピュータプロセッサによって提供されてもよい。
【００６４】
いくつかの例では、送信機または受信機におけるユニットの系列は、当業者が理解するように変更されてもよい。
参考文献
【００６５】
［１］３ＧＰＰ  ＴＳ  ２５．２１４：  Ｐｈｙｓｉｃａｌ  Ｌａｙｅｒ  Ｐｒｏｃｅｄｕｒｅ  （ＦＤＤ），Ｖ１０．１．０  ｅｄ．，３ＧＰＰ，Ｄｅｃ．２０１０
［２］Ｃ．Ｍｅｈｌｆｕｈｒｅｒ，Ｓ．Ｃａｂａｎ，ａｎｄ  Ｍ．Ｒｕｐｐ，「Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ−ｂａｓｅｄ  ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ  ｅｖａｌｕａｔｉｏｎ  ｏｆ  ＭＩＭＯ  ＨＳＤＰＡ，」ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，ｖｏｌ．５９，ｎｏ．９，ｐｐ．４３５４−−４３６７，２０１０
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［４］米国特許出願公開第２０１０／０２９６４４６号，「Ｄｙｎａｍｉｃ  ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ  ｂｅｔｗｅｅｎ  ｍｉｍｏ  ａｎｄ  ｄｃ  ｈｓｄｐ」，２０１０年１１月２５日
［５］米国特許出願公開第２０１０／０２３８８８６号，「Ｓｉｎｇｌｅ  ｃｈａｎｎｅｌｉｚａｔｉｏｎ  ｃｏｄｅ  ｈａｒｑ  ｆｅｅｄｂａｃｋ  ｆｏｒ  ｄｃ−ｈｓｄｐａ  ＋ｍｉｍｏ」，２０１０年９月２３日
［６］米国特許出願公開第２００９／０１６１６９０号，「Ｍｅｔｈｏｄ  ａｎｄ  ｓｙｓｔｅｍ  ｆｏｒ  ｃｈａｎｎｅｌ  ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ  ｉｎ  ａ  ｓｉｎｇｌｅ  ｃｈａｎｎｅｌ（ｓｃ）ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ｉｎｐｕｔ  ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ｏｕｔｐｕｔ（ｍｉｍｏ）ｓｙｓｔｅｍ  ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ  ｔｗｏ−ｔｒａｎｓｍｉｔ（２−ｔｘ）  ａｎｄ  ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ｒｅｃｅｉｖｅ（ｍ−ｒｘ）ａｎｔｅｎｎａｓ  ｆｏｒ  ｗｃｄｍａ／ｈｓｄｐａ）」，２００９年６月２５日
［７］米国特許出願公開第２００９／０１３５８９３号，「Ｍｅｔｈｏｄ  ａｎｄ  ｓｙｓｔｅｍ  ｆｏｒ  ｗｅｉｇｈｔ  ｄｅｔｅｒｍｉｎａｔｉｏｎ  ｉｎ  ａ  ｓｐａｔｉａｌ  ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ  ｍｉｍｏ  ｓｙｓｔｅｍ  ｆｏｒ  ｗｃｄｍａ／ｈｓｄｐａ」，２００９年５月２８日
［８］米国特許出願公開第２００６／００７２５１４号，「Ｍｅｔｈｏｄ  ａｎｄ  ｓｙｓｔｅｍ  ｆｏｒ  ｓｉｎｇｌｅ  ｗｅｉｇｈｔ（ｓｗ）ａｎｔｅｎｎａ  ｓｙｓｔｅｍ  ｆｏｒ  ｓｐａｔｉａｌ  ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ（ｓｍ）ｍｉｍｏ  ｓｙｓｔｅｍ  ｆｏｒ  ｗｃｄｍａ／ｈｓｄｐａ」，２００６年４月６日
［９］米国特許出願公開第２００６／００７２６０７号，「Ｍｅｔｈｏｄ  ａｎｄ  ｓｙｓｔｅｍ  ｆｏｒ  ｃｈａｎｎｅｌ  ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ  ｉｎ  ａ  ｓｉｎｇｌｅ  ｃｈａｎｎｅｌ（ｓｃ）ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ｉｎｐｕｔ  ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ｏｕｔｐｕｔ（ｍｉｍｏ）ｓｙｓｔｅｍ  ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ  ｔｗｏ−ｔｒａｎｓｍｉｔ（２−ｔｘ）ａｎｄ  ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ｒｅｃｅｉｖｅ（ｍ−ｒｘ）ａｎｔｅｎｎａｓ  ｆｏｒ  ｗｃｄｍａ／ｈｓｄｐａ」，２００６年４月６日
［１０］米国特許出願公開第２００６／００７２６２９号，「Ｍｅｔｈｏｄ  ａｎｄ  ｓｙｓｔｅｍ  ｆｏｒ  ｉｍｐｌｅｍｅｎｔｉｎｇ  ａ  ｓｉｎｇｌｅ  ｗｅｉｇｈｔ  （ｓｗ）ｓｉｎｇｌｅ  ｃｈａｎｎｅｌ（ｓｃ）ｍｉｍｏ  ｓｙｓｔｅｍ  ｗｉｔｈ  ｎｏ  ｉｎｓｅｒｔｉｏｎ  ｌｏｓｓ」，２００６年４月６日
［１１］米国特許出願公開第２０１０／０２５４３１５号，「Ｍｅｔｈｏｄ  ｆｏｒ  ｉｎｄｉｃａｔｉｎｇ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  ｍｏｄｅ  ｉｎ  ｈｉｇｈ  ｓｐｅｅｄ  ｄｏｗｎｌｉｎｋ  ｐａｃｋｅｔ  ａｃｃｅｓｓｉｎｇ」，２０１０年１０月７日
［１２］米国特許出願公開第２０１０／０２３４０５８号，「Ｃｈａｎｎｅｌ  ｑｕａｌｉｔｙ  ｐｒｅｄｉｃｔｉｏｎ  ｉｎ  ｈｓｄｐａ  ｓｙｓｔｅｍｓ」，２０１０年９月１６日
［１３］米国特許出願公開第２０１０／０２０８６３５号，「Ｍｅｔｈｏｄ  ａｎｄ  ｓｙｓｔｅｍ  ｆｏｒ  ｔｒａｎｓｐｏｒｔ  ｂｌｏｃｋ  ｓｉｚｅ  ｓｉｇｎａｌｉｎｇ  ｂａｓｅｄ  ｏｎ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  ｔｙｐｅ  ｆｏｒ  ｈｓｄｐａ」，２０１０年８月１９日
［１４］米国特許出願公開第２０１０／０３２２２２４号，「Ｓｅｒｖｅｒ，ｔｅｒｍｉｎａｌ  ａｎｄ  ｍｅｔｈｏｄ  ｆｏｒ  ｅｎｄ  ｔｏ  ｅｎｄ  ｃｈａｎｎｅｌ  ｃａｐａｃｉｔｙ  ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ  ｉｎ  ｈｉｇｈ  ｓｐｅｅｄ  ｄｏｗｎｌｉｎｋ  ｐａｃｋｅｔ  ａｃｃｅｓｓ  ｎｅｔｗｏｒｋ」，２０１０年１２月２３日
［１５］米国特許出願公開第２０１０／０３１１４３３号，「Ａｌｌｏｃａｔｉｏｎ  ａｎｄ  ｐｒｉｏｒｉｔｙ  ｈａｎｄｌｉｎｇ  ｏｆ  ｕｐｌｉｎｋ  ａｎｄ  ｄｏｗｎｌｉｎｋ  ｒｅｓｏｕｒｃｅｓ」，２０１０年１２月９日
［１６］米国特許出願公開第２０１０／０２９８０１８号，「Ａｄｄｒｅｓｓｉｎｇ  ａｖａｉｌａｂｌｅ  ｒｅｓｏｕｒｃｅｓ  ｆｏｒ  ｈｓｄｐａ  ａｃｃｅｓｓｅｓ」，２０１０年１１月２５日
［１７］米国特許出願公開第２００８／０２９９９８５号，「Ｄｏｗｎｌｉｎｋ  ｔｒａｆｆｉｃ  ｃｈａｎｎｅｌ  ｒｅｓｏｕｒｅ  ａｌｌｏｃａｔｉｏｎ  ｍｅｔｈｏｄ  ａｎｄ  ｄａｔａ  ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  ｍｅｔｈｏｄ  ｆｏｒ  ｍｕｌｔｉ−ｃａｒｒｉｅｒ  ｈｓｄｐａ」，２００８年１２月４日
［１８］米国特許出願公開第２００７／００９１８５３号，「Ｐｏｗｅｒ  ｃｏｎｔｒｏｌ  ｆｏｒ  ｈｉｇｈ  ｓｐｅｅｄ  ｐａｃｋｅｔ  ｄａｔａ  ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ」，２００７年４月２６日
［１９］米国特許出願公開第２００７／００７２６１２号，「Ｈｓｄｐａ  ｗｉｒｅｌｅｓｓ  ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  ｓｙｓｔｅｍ」，２００７年３月２９日
［２０］米国特許出願公開第２００６／０２５２４４６号，「Ｍｅｔｈｏｄ  ａｎｄ  ａｐｐａｒａｔｕｓ  ｆｏｒ  ｓｅｔｔｉｎｇ  ａ  ｐｏｗｅｒ  ｌｉｍｉｔ  ｆｏｒ  ｈｉｇｈ  ｓｐｅｅｄ  ｄｏｗｎｌｉｎｋ  ｐａｃｋｅｔ  ａｃｃｅｓｓ  ｓｅｒｖｉｃｅｓ」，２００６年１１月９日
［２１］米国特許出願公開第２００６／０２４６９３９号，「Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  ｐｏｗｅｒ  ｃｏｎｔｒｏｌ  ｆｏｒ  ｈｓｄｐａ  ｃｏｎｎｅｃｔｉｏｎｓ」，２００６年１１月２日
［２２］国際公開第２０１０／１０６３３０号，「Ｂｉｔ  Ｌｏａｄｉｎｇ  ｍｅｔｈｏｄ  ａｎｄ  Ａｐｐａｒａｔｕｓ  ｆｏｒ  Ｍｕｌｔｉｃｏｄｅ  Ｐａｒａｌｌｅｌｌ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  Ｃｈａｎｎｅｌ」，２０１０年９月２３日
［２３］Ｂｅｓｓｅｍ  Ｓａｙａｄｉ，Ｓｔｅｆａｎ  Ａｔａｎｍａｎ  ａｎｄ  Ｉｎｂａｒ  Ｆｉｊａｌｋｏｗ，「Ｊｏｉｎｔ  Ｄｏｗｎｌｉｎｋ  Ｐｏｗｅｒ  Ｃｏｔｒｏｌ  ａｎｄ  Ｍｕｌｔｉｃｏｄｅ  Ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ  ｆｏｒ  Ｄｏｗｎｌｉｎｋ  Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  ｉｎ  Ｈｉｇｈ  Ｓｐｅｅｄ  ＵＭＴＳ」，ＥＵＲＯＳＩＰ  Ｊｏｕｒｎａｌ  ｏｎ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｎｅｔｗｏｒｋｉｎｇ，Ｖｏｌ．２００６，ｐｐ  １−１０  Ｍａｙ  ２００６
［２４］Ｇ．Ｆｏｒｎｅｙ  Ｊｒ  ａｎｄ  Ｇ．Ｕｎｇｅｒｂｏｅｃｋ，「Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  ａｎｄ  ｃｏｄｉｎｇ  ｆｏｒ  ｌｉｎｅａｒ  Ｇａｕｓｓｉａｎ  ｃｈａｎｎｅｌｓ，」ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｔｈｅｏｒｙ，ｖｏｌ．４４，ｎｏ．６，ｐｐ．２３８４−−２４１５，１９９８
［２５］Ｍｕｓｔａｆａ  Ｋ．Ｇｕｒｃａｎ，Ｈａｄｈｒａｍｉ  Ａｂ  Ｇｈａｎｉ，Ｊｉｈａｉ  Ｚｈｏｕ  ａｎｄ  Ａｎｕｓｏｒｎ  Ｃｈｕｎｇｔｒａｇａｒｎ，「Ｂｉｔ  Ｅｎｅｒｇｙ  Ｃｏｎｓｕｍｐｔｉｏｎ  Ｍｉｎｉｍｉｚａｔｉｏｎ  ｆｏｒ  Ｍｕｌｔｉ−ｐａｔｈ  Ｒｏｕｔｉｎｇ  ｉｎ  Ａｄ−ｈｏｃ  Ｎｅｔｗｏｒｋｓ」，Ｔｈｅ  Ｃｏｍｐｕｔｅｒ  Ｊｏｕｒｎａｌ，２０１１，Ｖｏｌ：６，Ｐａｇｅｓ：９４４−９５９
［２６］Ｇｈａｎｉ  ＨＡ，Ｇｕｒｃａｎ  ＭＫ，Ｈｅ  Ｚ，Ｃｒｏｓｓ−ｌａｙｅｒ  Ｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎ  ｗｉｔｈ  Ｔｗｏ−ｇｒｏｕｐ  Ｌｏａｄｉｎｇ  ｆｏｒ  Ａｄ−ｈｏｃ  Ｎｅｔｗｏｒｋｓ，２６ｔｈ  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ  ｏｎ  Ｃｏｍｐｕｔｅｒ  ａｎｄ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｓｃｉｅｎｃｅｓ，２０１１
［２７］Ｇｕｒｃａｎ  Ｍ，Ｍａ  Ｉ，Ｇｈａｎｉ  ＨＡ，ｅｔ  ａｌ，Ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ  Ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ  ｆｏｒ  Ｍｕｌｔｉ−ｈｏｐ  Ｎｅｔｗｏｒｋ  Ｅｎｄ−ｔｏ−Ｅｎｄ  Ｄｅｌａｙ  Ｍｉｎｉｍｉｚａｔｉｏｎ，２６ｔｈ  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ  ｏｎ  Ｃｏｍｐｕｔｅｒ  ａｎｄ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｓｃｉｅｎｃｅｓ，２０１１
［２８］Ｊ．Ｚｈｏｕ，Ｍ．Ｋ．Ｇｕｒｃａｎ，ａｎｄ  Ａ．Ｃｈｕｎｇｔｒａｇａｒｎ，「Ｅｎｅｒｇｙ−ａｗａｒｅ  Ｒｏｕｔｉｎｇ  ｗｉｔｈ  Ｔｗｏ−ｇｒｏｕｐ  Ａｌｌｏｃａｔｉｏｎ  ｉｎ  Ａｄ  Ｈｏｃ  Ｎｅｔｗｏｒｋｓ」，ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ  ｏｆ  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  ＩＳＣＩＳ  ２０１０，Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ  ２０１０
［２９］Ｚ．Ｈｅ，Ｍ．Ｋ．Ｇｕｒｃａｎ，Ｈａｄｈｒａｍｉ  Ａｂ  Ｇｈａｎｉ，「Ｔｉｍｅ−Ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ  Ｒｅｓｏｕｒｃｅ  Ａｌｌｏｃａｔｉｏｎ  Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ  ｏｖｅｒ  ＨＳＤＰＡ  ｉｎ  Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ  Ｎｅｔｗｏｒｋｓ」，ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ  ｏｆ  ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  ＰＩＭＲＣ  ２０１０，Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ  ｗｏｒｋｓｈｏｐ  Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ  ２０１０
［３０］Ｍ．Ｋ．Ｇｕｒｃａｎ  ａｎｄ  Ｈａｄｈｒａｍｉ  Ａｂ．Ｇｈａｎｉ，「Ｓｍａｌｌ−ｓｉｚｅｄ  Ｐａｃｋｅｔ  Ｅｒｒｏｒ  Ｒａｔｅ  Ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ  Ｕｓｉｎｇ  Ｃｏｄｅｄ  Ｐａｒｉｔｙ  Ｐａｃｋｅｔ  Ａｐｐｒｏａｃｈ」，ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ  ｏｆ  ＩＥＥＥ  ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  ＰＩＭＲＣ  ２０１０  Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ  ２０１０
［３１］Ｈａｄｈｒａｍｉ  Ａｂ．Ｇｈａｎｉ，Ｍ．Ｋ．Ｇｕｒｃａｎ，Ｚｈｅｎｆｅｎｇ  Ｈｅ，「Ｔｗｏ−Ｇｒｏｕｐ  Ｒｅｓｏｕｒｃｅ  Ａｌｌｏｃａｔｉｏｎ  Ｗｉｔｈ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｏｒｄｅｒｉｎｇ  Ａｎｄ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ  Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ」，ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ  ｏｆ  ＩＥＥＥ  ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  ＷＣＮＣ  ２０１０  Ａｐｒｉｌ  ２０１０
［３２］Ｚ．Ｈｅ  ａｎｄ  Ｍ．Ｋ．Ｇｕｒｃａｎ「Ｏｐｔｉｍｉｚｅｄ  Ｒｅｓｏｕｒｃｅ  Ａｌｌｏｃａｔｉｏｎ  ｏｆ  ＨＳＤＰＡ  Ｕｓｉｎｇ  Ｔｗｏ  Ｇｒｏｕｐ  Ａｌｌｏｃａｔｉｏｎ  ｉｎ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｓｅｌｅｃｔｉｖｅ  Ｃｈａｎｎｅｌ」，ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ  ｏｆ  ＩＥＥＥ  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  ｏｎ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  ａｎｄ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  ＷＳＣＳＰ  ２００９
［３３］Ｊｉｈａｉ  Ｚｈｏｕ  ａｎｄ  Ｍ．Ｋ．Ｇｕｒｃａｎ，「Ａｎ  Ｉｍｐｒｏｖｅｄ  Ｍｕｌｔｉｃｏｄｅ  ＣＤＭＡ  Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  Ｍｅｔｈｏｄ  ｆｏｒ  Ａｄ  Ｈｏｃ  Ｎｅｔｗｏｒｋｓ」，ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ  ｏｆ  ＩＥＥＥ  ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  ＷＣＮＣ  ２００９
［３４］Ｚ．Ｈｅ  ａｎｄ  Ｍ．Ｋ．Ｇｕｒｃａｎ，「Ｔｈｅ  Ｒａｔｅ  Ａｄａｐｔｉｖｅ  Ｔｈｒｏｕｇｈｐｕｔ  Ｍａｘｉｍｉｚａｔｉｏｎ  ｉｎ  ＰＡＭ−Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ  Ｏｖｅｒｌｏａｄｅｄ  Ｓｙｓｔｅｍ」，ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ  ｏｆ  ＩＥＥＥ  ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  ＷＣＮＣ  ２００９
［３５］Ｈａｄｈｒａｍｉ  Ａｂ．Ｇｈａｎｉ  ａｎｄ  Ｍ．Ｋ．Ｇｕｒｃａｎ，「Ｒａｔｅ  Ｍｕｌｔｉｐｌｉｃａｔｉｏｎ  ａｎｄ  Ｔｗｏ−ｇｒｏｕｐ  Ｒｅｓｏｕｒｃｅ  Ａｌｌｏｃａｔｉｏｎ  ｉｎ  Ｍｕｌｔｉ−ｃｏｄｅ  ＣＤＭＡ  Ｎｅｔｗｏｒｋｓ」，ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ  ｏｆ  ＩＥＥＥ  ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  ＰＩＭＲＣ  ２００９
［３６］Ｚ．Ｈｅ  ａｎｄ  Ｍ．Ｋ．Ｇｕｒｃａｎ，「Ｏｐｔｉｍｉｚｉｎｇ  Ｒａｄｉｏ  Ｒｅｓｏｕｒｃｅ  Ａｌｌｏｃａｔｉｏｎ  ｉｎ  ＨＳＤＰＡ  Ｕｓｉｎｇ  ２  Ｇｒｏｕｐ  Ａｌｌｏｃａｔｉｏｎ」，ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ  ｏｆ  ＩＥＥＥ  ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  ＩＷＣＮＣ  ２００９，Ｇｅｒｍａｎｙ  ２００９
【図１】
2014532319.tif 000168
【図２】
2014532319.tif 000169
【図３】
2014532319.tif 000170
【図４】
2014532319.tif 000171
【国際調査報告】
2014532319.tif 000172
2014532319.tif 000173
2014532319.tif 000174
2014532319.tif 000175
2014532319.tif 000176