(57)【要約】  本発明は、負荷２２、特に一つ以上のＬＥＤ２３を含むＬＥＤユニットを駆動するドライバ装置５０ａ〜５０ｆ、及び対応する方法に関する。提案されるドライバ装置は、外部電源から整流電源電圧ｖｒを受ける電力入力端子５１、５２と、負荷２２を駆動するための駆動電圧及び／又は電流を供給する電力出力端子５３、５４と、いずれもスイッチノード５５に結合された単一のスイッチング要素６０とエネルギー保持要素Ｃｈとを含み、前記電力入力端子５２に結合された単段式電力変換ユニット６６ａ、６６ｂ、６６ｃであって、前記電力出力端子５２は前記単段式電力変換ユニットの出力部によって表される、単段式電力変換ユニットと、フィルタインダクタＬｃとフィルタコンデンサＣｓとを含み、前記スイッチノード５５に結合されたフィルタユニット６８と、前記スイッチング要素６０を制御する制御ユニット５８とを備える。
2014520366.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷、特に一つ以上のＬＥＤを含むＬＥＤユニット用のドライバ装置であって、
外部電源から整流電源電圧を受ける電力入力端子と、
負荷を駆動するための駆動電圧及び／又は電流を供給する電力出力端子と、
いずれもスイッチノードに結合された単一のスイッチング要素及びエネルギー保持要素を含む、前記電力入力端子に結合された単段式電力変換ユニットであって、前記電力出力端子は単段式電力変換ユニットの出力部によって表される、前記単段式電力変換ユニットと、
前記スイッチノードに結合された、フィルタインダクタ及びフィルタコンデンサを含むフィルタユニットと、
前記スイッチング要素を制御する制御ユニットと
を有する、ドライバ装置。
【請求項２】
前記フィルタインダクタと前記フィルタコンデンサとが直列に結合され、前記フィルタユニットの高電圧端子が前記スイッチノードに結合される、請求項１に記載のドライバ装置。
【請求項３】
前記フィルタユニットの低電圧端子が基準電位、特にグランド電位に結合され、且つ／又は電力出力端子に結合された電力入力端子に結合される、請求項２に記載のドライバ装置。
【請求項４】
前記フィルタユニットの低電圧端子が、電力入力端子に接続されていない電力出力端子に結合される、請求項２に記載のドライバ装置。
【請求項５】
前記単段式電力変換ユニットは、Ｃｕｋ型、ＳＥＰＩＣ型、又はＺｅｔａ型コンバータを含む、請求項１に記載のドライバ装置。
【請求項６】
前記単段式電力変換ユニットはＣｕｋ型コンバータを含み、当該Ｃｕｋ型コンバータは、
第一電力入力端子と前記スイッチノードとの間に結合された第１インダクタと、
前記スイッチノードと中間ノードとの間に結合された前記エネルギー保持要素と、
前記中間ノードと第１電力出力端子との間に結合された第２インダクタと、
前記中間ノードと第２電力出力端子との間に結合されたダイオードと
を有する、請求項１に記載のドライバ装置。
【請求項７】
前記単段式電力変換ユニットはＳＥＰＩＣ型コンバータを含み、当該ＳＥＰＩＣ型コンバータは、
第１電力入力端子と前記スイッチノードとの間に結合された第１インダクタと、
前記スイッチノードと中間ノードとの間に結合された前記エネルギー保持要素、特に中間コンデンサと、
前記中間ノードと第１電力出力端子との間に結合されたダイオードと、
前記中間ノードと第２電力出力端子との間に結合された第２インダクタと
を有する、請求項１に記載のドライバ装置。
【請求項８】
前記スイッチング要素は、前記スイッチノードと第２電力入力端子との間に結合される、請求項６又は７に記載のドライバ装置。
【請求項９】
前記単段式電力変換ユニットはＺｅｔａ型コンバータを含み、当該Ｚｅｔａ型コンバータは、
第１電力入力端子と前記スイッチノードとの間に結合された前記スイッチング要素と、
前記スイッチノードと第２電力入力端子との間に結合された第１インダクタと、
前記第１インダクタに直列に結合された第１ダイオードと、
前記スイッチノードと中間ノードとの間に結合された前記エネルギー保持要素、特に中間コンデンサと、
前記中間ノードと第１電力出力端子との間に結合された第２インダクタと、
前記中間ノードと第２電力出力端子との間に結合された第２ダイオードと
を有する、請求項１に記載のドライバ装置。
【請求項１０】
前記電力入力端子間に結合された入力バイパスコンデンサをさらに有する、請求項１に記載のドライバ装置。
【請求項１１】
前記電力出力端子間に結合された出力バイバスコンデンサをさらに有する、請求項１に記載のドライバ装置。
【請求項１２】
第２電力入力端子、及び第２電力出力端子が基準電位に接続される、請求項１に記載のドライバ装置。
【請求項１３】
ＡＣ電源電圧を前記整流周期電源電圧に整流する整流ユニットをさらに有する、請求項１に記載のドライバ装置。
【請求項１４】
前記制御ユニットは、前記エネルギー保持要素の両端の電圧を所定の閾値未満に保つ、及び／又は入力電流を変調して、出力電流を一定に保つ、請求項１に記載のドライバ装置。
【請求項１５】
一つ以上の照明ユニットを含む照明アセンブリ、特に一つ以上のＬＥＤを含むＬＥＤユニットと、
前記照明アセンブリを駆動する、請求項１乃至１４の何れか一項に記載のドライバ装置と
を有する、照明装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、負荷、特に一つ又は複数のＬＥＤを備えるＬＥＤユニットを駆動するためのドライバ装置に関する。また、本発明は照明装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
レトロフィットランプ等のオフラインアプリケーション用のＬＥＤドライバの分野において、高効率性、高電力密度、長寿命、高力率、及び低コスト等の特徴に対応するソリューションが求められている。既存のソリューションのほぼ全てがこれらの要件のいずれかを満たしているが、提案されるドライバ回路は、現在及び将来のコンセント（電源）規格に適合しつつ、コンセント電力の形式をＬＥＤに適した形式に適切に調整しなければならない。力率を所定の下限以上に維持するとともに、最大光知覚フリッカーを保証する（好ましくはゼロ）ことは極めて重要である。
【０００３】
また、オフラインコンバータにおいて高力率及び低高調波歪を実現するためには、コンセントからのエネルギーを、供給される電圧波形に比例して同期的に引き出さなければならない場合が多い。このタスクを、負荷に送られるエネルギーの形式を不適切に損なうことなく最適に達成するために、従来、独立した前処理（事前調整）段階を有する電力コンバータアーキテクチャが用いられてきた。
【０００４】
典型的には、電源サイクル（又は供給サイクル、すなわち、電源電圧又は供給電圧のサイクル）を通して出力電力を一定に保ちつつ高力率を得るために、二段階の直列電力段が用いられる。これらのアーキテクチャにおいて、第一段階は電源電流を適合（変調）させ、第二段階は負荷への電力変換を行う。
【０００５】
しかし、複雑さ及びコストに関する理由から、二段階のうちの一つが本質的には必要ではない、従来「単段式」として知られる単純化されたパワートレイン（伝動機構）ソリューションが採用されている。このような単純化の結果、上記要求事項が大きく損なわれる可能性があり、且つ／又は、コンバータの性能が、特にサイズ、信頼性、及び寿命に関して、大きく低下する可能性がある。後者については、通常、一定の出力電力供給を保証する場合、負荷に並列な大きな低周波保持容量を用いなければならないことに主に起因する。
【０００６】
単段式のソリューションに関する文献は一般的である。一例は、Ｒｏｂｅｒｔ  Ｅｒｉｃｋｓｏｎ、Ｍｉｃｈａｅｌ  Ｍａｄｉｇａｎ著、「フライバックコンバータに基づく単純な高力率整流器の設計」、応用パワーエレクトロニクス会議及び展示会ＩＥＥＥ議事録、１９９０、ｐｐ．７９２−８０１である。
【０００７】
二段式アプローチと単段式アプローチとの間にある中間ソリューションは、組み込まれた前処理段階を有する単段式コンバータである。このようなソリューションは、負荷及び電源（コンセント）の要求事項を満たしつつ、部品数の削減及び高電力密度を提供する。単一の電力変換段階を有する他の実施形態は、不連続導通モードで動作する昇圧コンバータを組み込むことで高力率（ｈｉｇｈ  ｐｏｗｅｒ  ｆａｃｔｏｒｓ（ＨＰＦ））を実現する。これらのコンバータは、実際には前述の二つの電力変換段階を組み合わせる。
【０００８】
「一定ＤＣリンク電圧を有する高力率電子安定器」、Ｒｉｃａｒｄｏ  ｄｅ  Ｏｌｉｖｅｉｒａ  Ｂｒｉｏｓｃｈｉ、Ｊｏｓｅ  Ｌｕｉｚ  Ｆ．Ｖｉｅｉｒａ著、パワーエレクトロニクスＩＥＥＥ議事録、ｖｏｌ．１３、ｎｏ．６、１９９８には、コンパクトな蛍光ランプ用のＨＰＦコンバータが記載されている。この例では、ハーフブリッジが、昇圧コンバータとＬＣ並列共振コンバータとによって共有され、ＬＣ並列共振コンバータは、ゼロ電圧スイッチング（ｚｅｒｏ  ｖｏｌｔａｇｅ  ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ  （ＺＶＳ））を得るために共振以上で動作する。ＺＶＳをさらにサポートするために、バス電圧は一定に制御される。しかし、このようなＨＰＦコンバータは、通常大きなバス容量及び出力整流器を必要とし、電源電圧幅及び負荷（駆動）電圧幅が狭い。
【０００９】
Ｒ．Ｖｅｎｋａｔｒａｍａｎ、Ａ．Ｋ．Ｓ．Ｂｈａｔ、Ｍａｒｋ  Ｅｄｍｕｎｄｓ著、「高調波歪が低減されたソフトスイッチング単段式ＡＣ−ＤＣコンバータ」、エアロスペース及びエレクトロニクスシステムＩＥＥＥ議事録、ｖｏｌ．３６、ｎｏ．４、２０００年１０月は、統合電力段階の他の例を示す。この文献は、一定電源負荷のために、高周波変圧器が分離した、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）、高力率及び低高調波歪を有する単段式ＡＣ−ＤＣコンバータを提示し、考察する。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
本発明の目的は、負荷、特に一つ以上のＬＥＤを有するＬＥＤユニットを駆動するためのドライバ装置を提供することであり、とりわけ高力率、実質的に一定負荷、小サイズ、高効率性、長寿命、及び低コストを提供するドライバ装置を提供することである。また、本発明の他の目的は、対応する照明装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の一側面によれば、
負荷、特に一つ以上のＬＥＤを含むＬＥＤユニット用のドライバ装置であって、
外部電源から整流電源電圧を受ける電力入力端子と、
負荷を駆動するための駆動電圧及び／又は電流を供給する電力出力端子と、
いずれもスイッチノードに結合された単一のスイッチング要素とエネルギー保持要素とを含む、前記電力入力端子に結合された単段式電力変換ユニットであって、前記電力出力端子は単段式電力変換ユニットの出力部によって表される、前記単段式電力変換ユニットと、
前記スイッチノードに結合された、フィルタインダクタとフィルタコンデンサとを含むフィルタユニットと、
前記スイッチング要素を制御する制御ユニットと
を有する、ドライバ装置が提供される。
【００１２】
本発明の他の側面によれば、一つ以上の照明ユニットを含む照明アセンブリ、特に一つ以上のＬＥＤを含むＬＥＤユニットと、前記照明アセンブリを駆動する本発明が提供するドライバ装置とを有する照明装置が提供される。
【００１３】
本発明の実施形態は、従属請求項において定義される。上記照明装置は、上記装置の従属請求項において定義される実施形態と同様及び／又は同一の好適な実施形態を有する。
【００１４】
本発明は、一定な出力電力を負荷に送達する一方で高力率を達成する、前処理ユニットが組み込まれた単段式電力コンバータ（電力変換ユニット）を提供するという着想に基づく。これは、フィルタユニットの要素によって表されるローパスフィルタが組み込まれた電力コンバータを適切に制御することによって実現される。通常、変換機能を実施するには単一のスイッチしか必要とされない。提案されるドライバ装置は、特に電力出力端子に結合された高電圧ＬＥＤストリングを使用するオフラインＬＥＤドライバを対象とする。
【００１５】
ＬＥＤ用の二段式オフラインドライバと比較して、高コスト、複雑性、及び大きな部品数という、電源及び負荷の両方の要求事項を満たすための課題が解決される。これは、提案されるドライバ装置及び方法が、慣用的な部品を好適に用いながら、単純性及び少部品数を備えることによる。
【００１６】
ＬＥＤ用の単段式オフラインドライバと比較して、下記の問題が解決される。出力電力を一定に保ちながら、電源サイクル又はコンセントサイクル間の低周波保持容量電圧変動を小さくする（例えば、２０〜８０％）ことによって、大きな低周波コンデンサを省くことができる。これは、サイズの小型化、並びに特に高温動作における長寿命及び高信頼性につながる。また、電源及び負荷のいずれの要求事項も損なうことなく部品数を削減することが必要である。これは、電力段（パワーステージ）及び電力段に組み込まれた前処理機能の動作によって本質的に達成される。また、大きな低周波保持容量を用いたとしても、単段式では知覚フリッカーを完全に排除できないおそれがある。提案されるソリューションは、一定出力電流を可能にし、知覚フリッカーを最小化できる。
【００１７】
本発明によれば、多様な負荷及び入力電圧範囲に対応する多様な実施形態として、電力変換ユニットの多様な基本構成が提供される。全ての構成において、デューティサイクル若しくはスイッチング周波数の操作、又はバーストモード動作によって、実質的にゼロ負荷電流までの全負荷範囲にかけて制御することができる。
【００１８】
電源（供給）電圧は、電源によって供給される整流周期供給電圧でもよい。例えば、コンセント電圧電源から電源（又は電力入力端子）への入力電圧としてＡＣコンセント電圧が供給される場合、供給されたＡＣ入力電圧、例えばコンセント電圧を（整流周期）供給電圧に整流する整流器ユニットが（ドライバ装置の一部として又は電力入力端子に結合される外部ユニットとして）用いられる。このような整流器ユニットは、例えばよく知られている半波又は全波整流器である。したがって、供給電圧は、ＡＣ入力電圧のいずれの極性に関しても同じ極性を有する。
【００１９】
あるいは、例えば他の箇所に設けられた整流器（前記外部電力電源を表す）から整流周期電源電圧がすでに電力入力端子に供給されている場合、電力入力端子には、供給される電源電圧を変調するための一般的な要素（増幅器等）が付加的に結合されないか、又は、一般的な要素しか結合されない。
【００２０】
提案のドライバ装置には多様な実施形態が存在し、それらはドライバ装置の多様な要素の結合（方法）によって主に区別される。
【００２１】
一実施形態においては、前記フィルタインダクタと前記フィルタコンデンサとが直列に結合され、前記フィルタユニットの高電圧端子が前記スイッチノードに結合される。
【００２２】
一実施形態においては、前記フィルタユニットの低電圧端子が基準電位、特にグランド電位に結合され、且つ／又は電力出力端子に結合された電力入力端子に結合される。他の実施形態においては、前記フィルタユニットの低電圧端子が、電力入力端子に接続されていない電力出力端子に結合される。装置内のコンバータからの電圧及び電流ストレスは異なり得る。最良のオプションは、各場合における利用可能な部品の種類に依存し得る。
【００２３】
前記単段式電力変換ユニットは、Ｃｕｋ型、ＳＥＰＩＣ型、又はＺｅｔａ型コンバータを含み得る。Ｃｈｉ  Ｋ．Ｔｓｅ著、「ゼロ次スイッチングネットワーク及びスイッチングコンバータにおける力率補正への適用」、回路及びシステムＩ：基礎的原理と応用ＩＥＥＥ議事録、ｖｏｌ．４４、ｎｏ．８、１９９７年８月は、基本的なＣｕｋ、ＳＥＰＩＣ、Ｚｅｔａトポロジーの基礎的な説明を提供する。
【００２４】
前記単段式電力変換ユニットはＣｕｋ型コンバータを含み、当該Ｃｕｋ型コンバータは、第一電力入力端子と前記スイッチノードとの間に結合された第１インダクタと、前記スイッチノードと中間ノードとの間に結合された前記エネルギー保持要素と、前記中間ノードと第１電力出力端子との間に結合された第２インダクタと、前記中間ノードと第２電力出力端子との間に結合されたダイオードとを有する。
【００２５】
前記単段式電力変換ユニットはＳＥＰＩＣ型コンバータを含み、当該ＳＥＰＩＣ型コンバータは、第１電力入力端子と前記スイッチノードとの間に結合された第１インダクタと、前記スイッチノードと中間ノードとの間に結合された前記エネルギー保持要素、特に中間コンデンサと、前記中間ノードと第１電力出力端子との間に結合されたダイオードと、前記中間ノードと第２電力出力端子との間に結合された第２インダクタとを有する。
【００２６】
これらの実施形態において、好ましくは、前記スイッチング要素は、前記スイッチノードと第２電力入力端子との間に結合される。
【００２７】
他の実施形態においては、前記単段式電力変換ユニットはＺｅｔａ型コンバータを含み、当該Ｚｅｔａ型コンバータは、第１電力入力端子と前記スイッチノードとの間に結合された前記スイッチング要素と、前記スイッチノードと第２電力入力端子との間に結合された第１インダクタと、前記第１インダクタに直列に結合された第１ダイオードと、前記スイッチノードと中間ノードとの間に結合された前記エネルギー保持要素、特に中間コンデンサと、前記中間ノードと第１電力出力端子との間に結合された第２インダクタと、前記中間ノードと第２電力出力端子との間に結合された第２ダイオードとを有する。
【００２８】
多様な実施形態は、様々な用途及び様々な電圧での使用のために提供され、所定の目的を果たすよう設計されている。多くの場合、最適な実施形態の選択はトレードオフを伴う。
【００２９】
好適には、高周波分離（デカップリング）のために、電力入力端子間に結合される入力バイパス（デカップリング）コンデンサ、及び／又は電力出力端子間に結合される出力バイパスコンデンサがさらに設けられる。
【００３０】
広義には、スイッチング要素は、トランジスタ（例えばＭＯＳＦＥＴ）及び他の被制御スイッチング手段を含む多様な方法で実現され得る。
【００３１】
制御ユニットは、エネルギー保持要素の両端の電圧を所定の閾値未満に保つ、且つ／又は入力電流を変調して、出力電流を一定に保つ。スイッチング要素のゼロ電圧スイッチングは提案のドライバ装置の設計（部品）によって提供される。制御のタスクは、出力電流を（場合によっては基準電流（セットポイント）に基づいて）一定に保ち、バス電圧（エネルギー保持要素の両端の電圧）をプリセット限界以下に保つ、且つ／又は入力電流を変調する。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
本発明の上記及び他の側面は、下記において説明される実施形態を参照して説明されることによって明瞭になるであろう。
【図１】図１は、既知の二段式ドライバ装置の概略的なブロック図を示す。
【図２ａ】図２ａは、入力保持容量を有する既知の単段式ドライバ装置の概略的なブロック図を示す。
【図２ｂ】図２ｂは、出力保持容量を有する既知の単段式ドライバ装置の概略的なブロック図を示す。
【図３】図３は、本発明に係るドライバ装置の第１構成の二つの実施形態の概略的なブロック図を示す。
【図４】図４は、本発明に係るドライバ装置の第２構成の二つの実施形態の概略的なブロック図を示す。
【図５】図５は、本発明に係るドライバ装置の第３構成の二つの実施形態の概略的なブロック図を示す。
【図６】図６は、提案されるドライバ装置の第１構成の実施形態における一つの低周波サイクル間の電圧及び電流のダイアグラムを示す。
【図７】図７は、提案されるドライバ装置の第１構成の実施形態における一つの高周波サイクル間の電圧及び電流のダイアグラムを示す。
【図８】図８は、提案されるドライバ装置の第２構成の実施形態における一つの低周波サイクル間の電圧及び電流のダイアグラムを示す。
【図９】図９は、提案されるドライバ装置の第３構成の実施形態における一つの低周波サイクル間の電圧及び電流のダイアグラムを示す。
【図１０】図１０は、提案されるドライバ装置の第３構成の実施形態における一つの高周波サイクル間の電圧及び電流のダイアグラムを示す。
【図１１】図１１は、提案されるドライバ装置の制御ユニットの第１実施形態を示す。
【図１２】図１２は、ドライバ装置の単一のスイッチング要素のスイッチング信号を示す。
【図１３】図１３は、提案されるドライバ装置の制御ユニットの第２実施形態を示す。
【発明を実施するための形態】
【００３３】
図１は、既知の二段式ドライバ装置１０の一実施形態を概略的に示す。ドライバ装置１０は、整流器ユニット１２、整流器ユニット１２の出力に結合された第１段前処理ユニット１４、第１段前処理ユニット１４の出力に結合された第２段変換ユニット１６、及び第１段前処理ユニット１４と第２段変換ユニット１６との間のノード１５に結合された充電コンデンサ１８を有する。整流器ユニット１２は、好ましくは、例えば外部コンセント電圧電源２０から供給されるＡＣ入力電圧Ｖ２０を整流電圧Ｖ１２に整流する全波又は半波整流器等の既知の整流器ユニットを備える。本実施形態において、負荷２２は二つのＬＥＤ２３を有するＬＥＤユニットであり、第２段変換ユニット１６の出力に結合される。第２段変換ユニット１６の出力信号、具体的には駆動電圧Ｖ１６及び駆動電流Ｉ１６は、負荷２２を駆動するために用いられる。
【００３４】
第１段前処理ユニット１４は、整流電圧Ｖ１２を中間ＤＣ電圧Ｖ１４に前処理（予備調整）し、第２段変換ユニット１６は中間ＤＣ電圧Ｖ１４を所望のＤＣ駆動電圧Ｖ１６に変換する。充電コンデンサ１８は電荷を蓄電するために、すなわち、中間ＤＣ電圧Ｖ１４によって充電され、これによって整流電圧Ｖ１２の低周波信号をフィルタリングし、第二段変換ユニット１６の実質的に一定な出力信号、特に負荷２２を流れる一定の駆動電流Ｉ１６を保証する。このようなドライバ装置内の上記要素１４、１６、１８は広く使用されているため、本明細書でこれ以上詳しく説明しない。
【００３５】
通常、ドライバ装置１０は、広いスペースやコストの代償に前述の高力率及び低フリッカー（明滅、ゆらぎ）という要求を満たすが、特にレトロフィット用途においては、これらは大幅に限定される可能性がある。第１段前処理ユニット１４のサイズは、特に低又は中程度のスイッチング周波数で動作する昇圧コンバータ等のスイッチモード電源（ｓｗｉｔｃｈｅｄ  ｍｏｄｅ  ｐｏｗｅｒ  ｓｕｐｐｌｙ（ＳＭＰＳ））を備える場合、関連する受動部品によって主に決定される。これらのフィルタ部品のサイズを小さくするためにスイッチング周波数を上げると、ハードスイッチングＳＭＰＳ内で急激なエネルギー損失が起こるおそれがあり、より大きなヒートシンクが必要になる。
【００３６】
図２ａ及び図２ｂは、既知のドライバ装置３０ａ、３０ｂの実施形態を概略的に示す。ドライバ装置３０は、整流器ユニット３２（図１に示す二段式ドライバ装置１０の整流器ユニット１２と同一のものでもよい）と、整流器ユニット３２の出力に結合される変換ユニット３４（例えば、図２ｂに示す実施形態ではフライバックコンバータ、又は図２ａに示す実施形態では降圧コンバータ）とを備える。また、図２ａの実施形態においては、整流器ユニット３２と変換ユニット３４との間のノード３３に充電コンデンサ３６ａ（低周波入力保持容量）が結合されている。図２ｂの実施形態においては、変換ユニット３４と負荷２２との間のノード３５に充電コンデンサ３６ｂ（低周波出力保持容量）が結合されている。整流器ユニットは、例えば外部コンセント電圧電源（電源とも呼ぶ）２０から供給されるＡＣ入力電圧Ｖ２０を整流電圧Ｖ３２に整流する。整流電圧Ｖ３２は、負荷２２を駆動するための所望のＤＣ駆動電圧Ｖ３４に変換される。
【００３７】
保持容量１８（図１）及び３６ａ、３６ｂ（図２ａ、２ｂ）は、主に、整流電圧Ｖ１２の低周波成分をフィルタリング除去して、負荷への定電流を実現するために設けられる。したがって、このような容量（コンデンサ）は、特に負荷に対して並列に配置され、ＬＥＤが負荷である場合には大きなサイズを有する。
【００３８】
図１及び２のドライバ装置は、例えばＲｏｂｅｒｔ  Ｅｒｉｃｋｓｏｎ、Ｍｉｃｈａｅｌ  Ｍａｄｉｇａｎ著、「フライバックコンバータに基づく単純な高力率整流器の設計」応用パワーエレクトロニクス会議及び展示会ＩＥＥＥ予稿集、１９９０、ｐｐ．  ７９２−８０１に記載されている。
【００３９】
これら単段式ドライバ装置３０ａ、ｂのほとんどは、図１に例示されるような二段式ドライバ装置に比べてハードウェア部品の個数が少ないが、ＡＣ入力電圧の低周波成分をフィルタリング除去する充電コンデンサのサイズの制限のため、通常、高力率及び低知覚フリッカーを提供することができない。また、知覚フリッカーを低減するための大きな保持容量の使用のため、単段式ドライバ装置は負荷（例えばランプ）のサイズ、寿命、及び最高動作温度を著しく損なうおそれがある。
【００４０】
図３〜５は、本発明に係るドライバ装置の三つの基本的構成のいくつかの実施形態を示す。各構成（図３は構成１の実施形態を、図４は構成２の実施形態を、図５は構成３の実施形態を示す）は、単段式電力変換ユニット及びフィルタユニットを含む提案ドライバ装置の二つの実施形態によって示される。各提案構成に対して、フィルタコンデンサ（低周波数保持容量とも呼ぶ）Ｃｓをグランド又は負荷に接続する二つの異なる実施形態を説明する。
【００４１】
三つの構成は全て自己安定挙動を示し、これは、（低周波）保持容量Ｃｓの両端で所定の電圧リップルで出力電流を一定に制御することを可能にする。一実施形態においては、電力変換ユニットの昇圧インダクタＬｍは、非連続導通モード用に設計され、このために追加ダイオード（Ｄｍ）が昇圧インダクタに直列に結合される。また、全ての構成が高電圧負荷、例えば複数の高電圧ＬＥＤストリングに適しているが、低電圧も可能である。負荷が変わる可能性があるので、スイッチング周波数を変えることによってコンデンサ電圧を一定に制御することができる。出力電流が減少するにつれ、スイッチング周波数が上がる。したがって、各構成のタイプ１の実施形態（図３ａ、４ａ、５ａの実施形態）とタイプ２の実施形態（図３ｂ、４ｂ、５ｂの実施形態）とは大部分において同等であるが、パフォーマンス、コンデンサの両端の電圧ストレス、及びスイッチに関して異なる。両タイプは似ているため、主にタイプ２の実施形態を以下に説明する。
【００４２】
図６〜１０に示すダイアグラムは、図３、４、及び５に示す三つの構成に関する。図６〜１１は図３ａ、４ａ、５ａに示す第１、第３、及び第５実施形態の低周波定常状態波形（図６、８、９）及び高周波スイッチング波形（図７、１０）を示す。実施系チア５０ｂ及び５０ｄのスイッチング波形は同等であるため、実施形態５０ｄのスイッチング波形は別々に繰り返して示されない。全ての場合において、直列接続ＬＥＤユニットを含むＬＥＤ負荷が１０Ｗ定電力で動作するよう選択され、これは出力電力が一定でなければならないことを意味する。整流ＡＣ入力信号は、ヨーロッパコンセントに言及する。他の種類の負荷及び電源も使用可能である。ここに示される全ての実施形態において、最終的な力率（ｐｏｗｅｒ  ｆａｃｔｏｒ（ＰＦ））は９０％以上であり、全高調波歪（ｔｏｔａｌ  ｈａｒｍｏｎｉｃ  ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ（ＴＨＤ））は４０％未満である。
【００４３】
デューティサイクルはスイッチ動作に言及することに留意されたい。例えば、１００％デューティサイクルは、スイッチング要素６０が常にオン（閉）であることを示す。切り替えられたノードの電圧は、ｖｘで表される。
【００４４】
図３ａは、本発明に係るドライバ装置５０ａの第１実施形態を概略的に示す。ドライバ装置５０ａは、整流器６２によって整流される、外部電源２０（例えば電源電圧ｖｍを供給するコンセント電圧電源）からの整流電源電圧ｖｒを受ける電源入力端子５１、５２を備える。ドライバ装置５０ａは、負荷２２を駆動するための駆動電圧ｖｏ及び／又は電流ｉｏを供給するための電力出力端子５３、５４をさらに備える。この文脈において、本実施形態における電流ｉｏは負荷２２を流れる電流であることに留意されたい（以下で説明される、図４ａ、５ａに示す実施形態でも同様）。これは全ての実施形態には当てはまらない。
【００４５】
また、ドライバ装置５０ａは、単段式電力変換ユニット６６ａを有し、当該ユニットの入力端子７０ａ、７０ｂは電力入力端子５１、５２に結合され、出力端子７０ｃ、７０ｄは電力出力端子５３、５４に結合される。電力変換ユニット６６ａは一つのスイッチング要素６０とエネルギー保持要素Ｃｈ、具体的には一つのコンデンサを有し、両方ともにスイッチノード５５に結合される。
【００４６】
また、ドライバ装置５０ａはフィルタインダクタＬｃとフィルタコンデンサＣｓとを有するフィルタユニット６８を有する。フィルタユニット６８の（フィルタインダクタＬｃに接続される）高電圧端子５６はスイッチノード５５に結合され、一方、フィルタユニット６８の（フィルタコンデンサＣｓに接続される）低電圧端子５７は、グランドに結合されている。
【００４７】
スイッチング要素６０を制御するために、制御ユニット６４（例えば、適切に設計又はプログラムされたコントローラ、プロセッサ、又はコンピュータ）が提供される。
【００４８】
該当する実施形態においては、高周波バイパス（デカップリング）のために、電力入力端子５１、５２の間に結合される（任意の）入力バイパスコンデンサＣｍ（図５参照（図３及び４には示されていない））と、電力出力端子５３、５４の間に結合される（任意の）出力バイパスコンデンサＣｏが追加される。低電力入力端子５２及び高電力出力端子５３はともにグランドに結合される。
【００４９】
ＣｕＫ型電力変換ユニット６６ａは、高電力入力端子５１とスイッチノード５５との間に結合された第１インダクタＬｍを有する。エネルギー保持要素Ｃｈ、具体的には中間コンデンサは、スイッチノード５５と中間ノード５８との間に結合される。第２インダクタＬｏは、中間ノード５８と第１電力出力端子５４との間に結合される。最後に、ダイオードＤｏが中間ノード５８と低電力出力端子５４との間に結合される。スイッチング要素６０は、スイッチノード５５と低電力入力端子５２との間に結合される。
【００５０】
図３ｂは、本発明に係るドライバ装置５０ｂの第２実施形態を概略的に示す。ドライバ装置５０ａの第１実施形態と比較すると、フィルタユニット６８の低電圧端子５７はグランドではなく低電力出力端子５４に結合される。他の要素及び結合部はドライバ装置５０ａの第１実施形態と同様である。
【００５１】
したがって、ドライバ装置５０ａ、５０ｂの第１及び第２実施形態においては、回路はＣｕｋ型電力コンバータを、直列接続された高周波フィルタインダクタＬｃと低周波（コンセント周波数）保持容量Ｃｓとを含み、スイッチノード５５と負荷との間（第２実施形態の場合）、又はスイッチノード５５とグランドとの間（第１実施形態の場合）に接続される、ローパスフィルタと組み合わせる。パフォーマンス（性能）並びにコンデンサ及びスイッチの両端でのストレス電圧は、両実施形態で関連し得る。
【００５２】
また、第２実施形態の場合、出力インダクタ電流ｉｏは出力負荷電流及び保持容量電流の両方を運ぶ。スイッチ要素６０の両端の最大ストレス電圧はコンデンサＣｈの両端の電圧であり、Ｖｏ／ｄである（ｄはデューティサイクル）。通常、保持容量電圧ｖｃはコンセント整流器電圧ｖｒ及び出力負荷電圧ｖｏより高い。
【００５３】
図６に示すように、平均入力電流ｉｒ（ａｖ）は、整流コンセント電圧ｖｒのゼロ交差にてゼロになる。デューティサイクルｄは出力負荷電圧ｖｏに比例し、保持容量電圧ｖｃに反比例する。図７は、電源（コンセント）サイクル電圧のゼロ交差から３ｍｓ後の高スイッチング周波波形を示す。図７は、入力電流ｉｒの不連続導通動作モードを示す。スイッチ６０がオフの間は常にダイオード電流ｉｄが存在するため、出力での連続導通モードが保証される。ただし、これは必須ではなく、出力での非連続導通モードが許容されてもよい。
【００５４】
この例において、保持容量Ｃｓは１μＦ（１００ｎＦ／Ｗ）程度に低くてもよく、一方、一定な出力電力及び高力率が保証される。ステップダウン変換により、負荷電圧ｖｏを電源ピーク電圧（例えば、ＵＳコンセント電源の場合は７０Ｖ）より著しく低くすることができる。Ｃｕｋコンバータのローパスフィルタは良好な高周波フィルタリングを提供し、負荷２２における低電流リップルを維持する。
【００５５】
図６に例示される定常状態波形、及び図７に例示される電源サイクルから位相角０．１８πにおける高周波波形において（両図ともにドライバ装置５０ｂの第２実施形態の場合を示す）、ｖｍ＝１２０Ｖｅｆｆ、６０Ｈｚ、スイッチング周波数２００ｋＨｚ、Ｌｍ＝４００μＨ、Ｌｃ＝Ｌｏ＝２ｍＨ、Ｐｏ＝１０Ｗ、ｖｏ＝７０Ｖ、Ｃｓ＝１μＦ、ＰＦ＝９５％、ＴＨＤ＝２３％、スイッチ両端の最大電圧ストレス＝３３７Ｖである。「ａｖ」は、スイッチングサイクルにかけての平均成分を示し、「ｄ」はデューティサイクルを示す。
【００５６】
図４ａ及び４ｂは本発明に係るドライバ装置５０ｃ、５０ｄの第３及び第４実施形態を概略的に示す。これらの実施形態はドライバ装置５０ａ、５０ｂと実質的に同一であるが、これらの実施形態では、Ｃｕｋ型電力変換ユニット６５ａがＳＥＰＩＣ型電力変換ユニット６５ｂに置き換えられている。また、電力出力端子５３、５４及び負荷２２の極性が逆転されている。
【００５７】
ＳＥＰＩＣ型電力変換ユニット６５ｂは、高電力入力端子５１とスイッチノード５５との間に結合された第１インダクタＬｍを有する。エネルギー保持要素Ｃｈ、具体的には中間コンデンサは、スイッチノード５５と中間ノード５８との間に結合される。ダイオードＤｏが中間ノード５８と高電力出力端子５３との間に結合される。最後に、第２インダクタＬｏが中間ノード５８と低電力入力端子５２との間に結合される。スイッチング要素６０は、スイッチノード５５と低電力入力端子５２との間に結合される。
【００５８】
したがって、ドライバ装置５０ｃ、５０ｄの第３及び第４実施形態においては、回路はＳＥＰＩＣ型電力コンバータを、直列接続された高周波フィルタインダクタＬｃと低周波（コンセント周波数）保持容量Ｃｓとを含み、スイッチノード５５と負荷との間（第４実施形態の場合）、又はスイッチノード５５とグランドとの間（第３実施形態の場合）に接続される、ローパスフィルタと組み合わせる。パフォーマンス、並びにコンデンサ両端及びスイッチ両端のストレス電圧は両実施形態間で関連し得る。また、第４実施形態の場合において、出力インダクタ電流ｉｏは、平均で出力負荷電流ｉｄマイナス保持容量電流ｉｈを運ぶ。スイッチ６０両端の最大ストレス電圧は、コンデンサＣｈ両端の電圧ｖｈプラス出力電圧ｖｏに等しい。通常、保持容量電圧ｖｈは出力電圧ｖｏより高く、実質的にピーク電圧の３０％より大きく振動できる。
【００５９】
図８に示すように、平均入力電流ｉｒ（ａｖ）は、整流コンセント電圧ｖｒのゼロ交差においてゼロになる。デューティサイクルｄは出力負荷電圧ｖｏに比例し、保持容量電圧ｖｈプラス出力負荷電圧ｖｏの２倍に反比例する。高スイッチング周波数波形は図に示す第２実施形態のものと同等である。
【００６０】
この例において、保持容量Ｃｈは４μＦ程度に低くでもよく、一定な出力電力及び高力率を保証する。ステップダウン変換により、負荷電圧ｖｏは電源ピーク電圧（例えば、ＵＳコンセント電源の場合３０Ｖ）より著しく低くなり得る。
【００６１】
図８に例示の定常状態波形（ドライバ装置５０ｄの第４実施形態に対応）において、ｖｍ＝１２０Ｖｅｆｆ、６０Ｈｚ、スイッチング周波数２００ｋＨｚ、Ｌｍ＝３００μＨ、Ｌｃ＝Ｌｏ＝２ｍＨ、Ｐｏ＝１０Ｗ、ｖｏ＝３０Ｖ、Ｃｓ＝４μＦ、ＰＦ＝９２％、ＴＨＤ＝３５％、スイッチ間の最大電圧ストレス＝２２８Ｖである。
【００６２】
図５ａ及び５ｂは、本発明に係るドライバ装置５０ｅ、５０ｆの第５および第６実施形態を概略的に示す。これらの実施形態はドライバ装置５０ｃ、５０ｄの実施形態と実質的に同一であるが、これらの実施形態ではＳＥＰＩＣ型電力変換ユニット６５ｂがＺｅｔａ型電力変換ユニット６５ｃによって置き換えられている。また、コンデンサＣｓ及びＣｈの極性が逆転されている。
【００６３】
Ｚｅｔａ型電力変換ユニット６５ｃは、高電力入力端子５１とスイッチノード５５との間に結合されたスイッチング要素６０を有する。第１インダクタＬｍがスイッチノード５５と低電力入力端子５２との間に結合されている。第１ダイオードＤｍが第１インダクタＬｍと直列に結合されている。エネルギー保持要素Ｃｈ、具体的には中間コンデンサは、スイッチノード５５と中間ノード５８との間に結合されている。第２インダクタＬｏが中間ノード５８と高電力出力端子５３との間に結合されている。最後に、第２ダイオードＤｏが中間ノード５８と低電力出力端子５４との間に結合されている。
【００６４】
よって、ドライバ装置５０ｅ、５０ｆの第５および第６実施形態において、回路はＺｅｔａ型の電力コンバータを、直列接続された高周波フィルタインダクタＬｃと低周波（コンセント周波数）保持容量Ｃｓとを有し、スイッチノード５５と負荷との間（第６実施形態の場合）、又はスイッチノード５５とグランドとの間（第５実施形態の場合）に接続される、ローパスフィルタを組み合わせる。パフォーマンス並びにコンデンサ両端及びスイッチ両端のストレス電圧における違いは両実施形態間で関連し得る。また、第６実施形態の場合、出力インダクタ電流ｉｏは出力負荷電流ｉｄ及び保持容量電流ｉｈの両方を運ぶ。スイッチ６０両端の最大ストレス電圧はコンデンサＣｈ両端の電圧ｖｈプラス整流コンセント電圧ｖｒに等しい。通常、保持容量電圧ｖｈはコンセント整流電圧ｖｒ及び出力負荷電圧ｖｏより高い。
【００６５】
図９に示すように、この実施形態においては（他の構成と異なり）、平均入力電流ｉｒ（ａｖ）は整流コンセント電圧ｖｒのゼロ交差においてゼロにならない。デューティサイクルｄは出力負荷電圧ｖｏに比例し、整流コンセント電圧ｖｒマイナス保持容量電圧ｖｈに反比例する。
【００６６】
図１０は、電源（コンセント）サイクル電圧のゼロ交差から３ｍｓ後の高スイッチング周波数波形を示す。図１０は、昇圧インダクタＬｍの非連続動作モードを示す。スイッチ６０がオフの間はダイオード電流ｉｄが常に存在するため、出力では連続導通モードが保証される。ただし、これは必須ではなく、出力での非連続導通モードが許容され得る。
【００６７】
この例において、保持容量は２μＦ（２００ｎＦ／Ｗ）程度に低くてもよく、それても一定な出力電力及び高力率を保証する。ステップダウン変換により、負荷電圧ｖｏは電源ピーク電圧（例えば、ＵＳコンセント電源の場合は１００Ｖ）より著しく低くなり得る。Ｚｅｔａ型段階のローパスフィルタは良好な高周波フィルタリングを提供し、ＬＥＤ負荷における低電流リップルを維持する。いくつかの動作条件においては整流入力電流ｉｒが負になり得るため、好ましくは、入力にて高周波デカップリング（バイパス）コンデンサＣｍが用いられる。
【００６８】
図９に示す定常状態波形、及び図１０に示す電源（コンセント）サイクルから位相角０．１８πの高周波波形（ともにドライバ装置５０ｆの第６実施形態の場合）において、ｖｍ＝１２０Ｖｅｆｆ、６０Ｈｚ、スイッチング周波数２００ｋＨｚ、Ｌｍ＝４００μＨ、Ｌｃ＝Ｌｏ＝４ｍＨ、Ｐｏ＝１０Ｗ、ｖｏ＝１００Ｖ、Ｃｓ＝２μＦ、ＰＦ＝９４％、ＴＨＤ＝３６％、スイッチ間最大電圧ストレス＝３９８Ｖである。
【００６９】
次に、本発明に係る制御方法及び制御装置が説明される。図１１は、制御ユニット６４’の第１実施形態を含むドライバ装置５０ｇの他の実施形態を示す（ドライバ装置の他の部品は単一のブロック５０’で概略的に示す）。ＬＥＤ電流ｉＬＥＤが比較要素６４ａにおいて測定され、（プリセット又は可変の）基準電流ｉＬＥＤ＿ｒｅｆと比較される。制御誤差ｅｒｒ＿ｉはコントローラブロック６４ｂ（ＰＩ）内で処理され、操作変数としてのデューティサイクルｄとなる。（ゲート）ドライバブロック６４ｃにおいて、プリセットスイッチング周波数ｆｓと合わせて、スイッチング要素６０の制御信号Ｓ６０を表すゲート駆動信号が形成される。
【００７０】
図１２は、スイッチング要素６０（のゲートの）タイミングダイアグラムを示す。
【００７１】
典型的には降圧コンバータで行われるように、デューティサイクルは基本的には制御誤差に関連付けられる。ドライバ装置５０ｇの実施形態に関しては、正の制御誤差ｅｒｒ＿ｉ（小さすぎる電流）はｄの増加を引き起こし、その逆も同様である。
【００７２】
自己安定挙動は、Ｃｓ両端の電圧ストレスの限界を超えることなく適切な電力バランスを保証する。これは提案の回路配置及び採用の制御スキームによって得られる。例えば、出力から取り出される平均電力より入力から引き込まれる平均電力が大きい場合、バス電圧ｖｃが高くなり、ｄが減少するように制御され、入力電力が減らされる。他の実施形態も同様に動作可能である。ドライバ装置５０ａ、５０ｃ、５０ｅの実施形態に対して、ドライバ装置５０ｂ、５０ｄ、５０ｆの実施形態ではデューティサイクルの意味が切り替えらえる、すなわち、ｄが１−ｄに置き換えられる。バス電圧及びコンセント電流（ＰＦ）等の他の動作特性は、通常明確には制御されない。これらの特性は、設計及び動作選択及び許容範囲による。
【００７３】
他の実施形態においては、最大バス電圧も上記制御によって明確に制御され、特に、スイッチング周波数も操作することによって明確に制御される。出力電流を制御するためにｄを操作する一方、バス電圧の増加（例えば、高コンセント電圧又は高出力電圧に由来する）に対応してｆｓが上昇される。代わりに、Ｔ＿ｏｎ及びＴ＿ｏｆｆを別々に制御してもよいが、この場合もスイッチングパターンは同様になる。
【００７４】
基準信号ｉＬＥＤ＿ｒｅｆが可変で定格最大値よりはるかに低い場合、バス電圧が過度に高くなるのを防ぐため（すなわち、過度の昇圧を防ぐため）、他の実施形態においては上記制御はバーストモードに入る、すなわち、ｆｓより低い（例えば、１０〜１０００分の１）バースト頻度にてコンバータのスイッチをオフにする。ＰＦを改善するために、又は所定の種類の壁コンセントディマーへの適合を高めるために、バス電圧制御のための周波数変調に加えて、又はその代わりに、入力電流の変調にｆｓを用いてもよい。
【００７５】
図１３は、制御ユニット６４”の第２実施形態を含むドライバ装置５０ｈの他の実施形態を示す。図１１の実施形態に対して、制御ユニット６４”は、さらに第２コントローラブロック６４ｄ（ＰＩ）を有し、操作変数としてのスイッチング周波数ｆｓ、ｆｓ＿ｂｒｓｔが（ゲート）ドライバブロック６４ｃに供給される。第２コントローラブロック６４ｄは、入力基準電流ｉＬＥＤ＿ｒｅｆとしてバス電圧ｖｃ、入力電流ｉｒ、入力電圧ｖｍ、及び最大バス電圧ｖｃ＿ｍａｘを受ける。
【００７６】
本発明によれば、前処理ユニットが組み込まれ、且つ、高力率を備える一方で負荷に一定な出力電流を供給する単段式電力コンバータトポロジーを備えるドライバ装置が提案される。少数の部品しか必要なく、ハーフ／フルスイッチブリッジや大きな電界コンデンサは必要ない。これは、ローパスフィルタが一体化された（組み込まれた）電力コンバータを適切に制御することで達成される。上記変換機能の実行には、通常一つのスイッチ（例えば、ＭＯＳＦＥＴトランジスタ）しか要求されない。ドライバ装置は、高電圧ＬＥＤストリングを使用するオフラインＬＥＤドライバに好適に適用可能である。
【００７７】
本発明の実施形態によれば、一つの昇圧インダクタが非連続導通モードで動作する。これを強化するために、ダイオードが好適に直列に結合される（入力整流器ブリッジのものか、又は専用のもの）。高スイッチング周波数電流成分をフィルタリング除去するために、好ましくは二つのインダクタが用いられる。好ましくは、一つの高周波バイパスコンデンサが出力に結合され、またいくつかの場合においては、二つ目が入力（整流ブリッジの出力）に結合される。
【００７８】
スイッチノードは、さらに第３インダクタ、具体的には高周波インダクタに接続され、高周波インダクタは、小さな低周波保持容量に直列接続されることによってフィルタを形成する。スイッチノードはさらに中間保持要素として用いられる高周波コンデンサに接続され、スイッチングサイクル内で出力にエネルギーを運ぶ。整流器コンセントは昇圧インダクタ又はスイッチのいずれかに接続されてもよい。
【００７９】
低周波保持容量の一方の端子はグランド又は負荷のいずれに結合されてもよい。また、負荷（例えばＬＥＤ）電流のみが一定に制御されてもよいし（例えば、デューティサイクルによって）、周波数を操作するとともにＬＥＤ電流及びバス電圧の両方を二つのループで制御してもよい。
【００８０】
本発明は、コンシューマー（消費者）用及び「プロシューマ―（生産消費者）」用ドライバに適用され、例えば２Ｗ以上で、照明装置に組み込まれて使用されたり、又はＨＶ  ＬＥＤ用の外部ＬＥＤドライバ等に適用される。他の適用例は、ＴＨＤ要求（例えば、２０％）及びＨＶ  ＬＥＤストリング負荷が緩和された非コンセント独立プロフェッショナル（又は生産者用）ドライバである。
【００８１】
以上、本発明を記載及び図面によって詳細に記述及び描写してきたが、記述及び描写はあくまで説明のためであって限定をするものではない。本発明は、開示された実施形態に限定されない。図面、明細書、及び特許請求の範囲を参照することで、当業者は、発明を実施するにあたり、開示された実施形態の他の変形例を理解及び実行できるであろう。
【００８２】
特許請求の範囲において、「有する（又は備える、含む）」という単語は他の要素又はステップを除外せず、要素は複数を除外しない。一つの要素又は他のユニットが請求項に記載の複数の項目の機能を満たしてもよい。いくつかの手段が異なる独立請求項に記載されているからといって、これらの手段の組み合わせを好適に用いることができないとは限らない。
【００８３】
請求項内の参照符号は特許請求の範囲を限定しない。
【図１】
2014520366.tif 000003
【図２ａ】
2014520366.tif 000004
【図２ｂ】
2014520366.tif 000005
【図３ａ】
2014520366.tif 000006
【図３ｂ】
2014520366.tif 000007
【図４ａ】
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【図４ｂ】
2014520366.tif 000009
【図５ａ】
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【図５ｂ】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
2014520366.tif 000017
【図１２】
2014520366.tif 000018
【図１３】
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【国際調査報告】
2014520366.tif 000020
2014520366.tif 000021
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