(57)【要約】利用可能なチャネルスペクトルの特徴の適応的活用によって、高速リアルタイムの光直交周波数分割多重（ＯＯＦＤＭ：Optical Orthogonal Frequency Division Multiplexing）トランシーバの性能を最大化する性能最大化方法を開示する。【選択図】図３
2014502087.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
適応型の送信機を有する自動同期光ＯＦＤＭ伝送システムであって、
前記送信機は、
（ａ）固定数のビットを出力するバッファと、
（ｂ）シリアル−パラレル変換器と、
（ｃ）バス幅変換器を各々が有する、フィードバック情報制御式の一連のパラレル適応型変調器と、
（ｄ）周波数時間領域変換の操作を実行するよう設計されており、各々のシンボルの前に前記シンボルの終端部分のコピーであるプレフィクスを挿入し、パラレルな前記シンボルを長デジタルシーケンスにシリアル化する、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ又はＡＳＩＣ）と、
（ｅ）デジタル−アナログ変換器と、
（ｆ）電気−光変換器と、を有し、
前記パラレル適応型変調器が前記シリアル−パラレル変換器の後段に配されること、を特徴とする自動同期光ＯＦＤＭ伝送システム。
【請求項２】
利用可能なチャネルスペクトル特性を適応的に活用することで高速リアルタイムの光ＯＦＤＭ送信機の性能を最大化する性能最大化方法であって、
（ａ）可変ビットレートを有する入力データシーケンスをバッファに供給するステップと、
（ｂ）１つのＯＦＤＭシンボル期間について固定のビット数又はシーケンス長Ｍを構成するように、値が０の多数のビットをバッファに埋めるステップであって、ＭはＮ×Ｗに等しく、Ｎはデータ情報を搬送するサブキャリアの総数であり、Ｗは最も高い信号変調フォーマットレベルを用いる適応型変調器のビット幅であり、バッファ処理動作は特定のチャネルを介しての送信機と受信機との間のネゴシエーションによって生成される信号で制御される、というステップと、
（ｃ）前記０を埋めたデータに対してシリアル−パラレル変換を適用するステップと、
（ｄ）Ｎ個のパラレルな適応型変調器にパラレルなビットストリームを送るステップであって、各変調器に幅Ｗのパラレルなビットが割り当てられる、というステップと、
（ｅ）バス幅変換器を用いて各変調器に割り当てられた前記パラレルなビットを抽出するステップであって、当該ビットはユーザデータを運び、前記バス幅変換器の動作は特定のチャネルを介しての前記送信機と前記受信機との間のネゴシエーションで生成される信号で制御される、というステップと、
（ｆ）変換論理関数アルゴリズムに基づくフィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）を用い、周波数時間領域変換を前記サブキャリアに適用して、パラレルなＯＦＤＭシンボルを生成するステップと、
（ｇ）ステップ（ｆ）の各シンボルの前に当該シンボルの終端部分のコピーであるサイクリックプレフィクス（ＣＰ）を挿入するステップと、
（ｈ）パラレル−シリアル変換器を用いてこれらシンボルをシリアル化することで、長デジタルシーケンスを生成するステップと、
（ｉ）デジタル−アナログ変換器を適用して前記デジタルシーケンスをアナログ波形に変換するステップと、
（ｊ）電気−光変換器（Ｅ／Ｏ）を適用して光波形を生成するステップと、
（ｋ）前記光信号を、単一モードファイバ（ＳＭＦ）、マルチモードファイバ（ＭＭＦ）、又はポリマー光ファイバ（ＰＯＦ）のリンクにカップリングするステップと、を有することを特徴とする性能最大化方法。
【請求項３】
前記周波数時間領域変換が逆高速フーリエ変換であること、
を特徴とする請求項２に記載の性能最大化方法。
【請求項４】
適当な電気的パワーが、チャネルのシステム周波数レスポンスに従って、全ての符号化サブキャリアに適応的に割り当てられること、
を特徴とする請求項２又は３に記載の性能最大化方法。
【請求項５】
適応型の受信機を有する自動同期光ＯＦＤＭ伝送システムであって、
前記受信機は、
（ａ）光−電気変換器と、
（ｂ）アナログ−デジタル変換器と、
（ｃ）同期、サイクリックプレフィクスの除去、時間周波数領域変換、チャネル等化、シリアル−パラレル変換の動作を実行するように設計されたＦＰＧＡ又はＡＳＩＣと、
（ｄ）送信機において用いられるものと類似の信号によって各々が制御されるバス幅変換器を有する、一連のパラレルな適応型復調器と、
（ｅ）パラレル−シリアル変換器と、
（ｆ）前記送信機において用いられるものと類似の信号によって制御されるバッファと、を有し、
前記適応型復調器が前記シリアル−パラレル変換器の後段に配されること、を特徴とする自動同期光ＯＦＤＭ伝送システム。
【請求項６】
請求項２乃至４のいずれか一項に記載の性能最大化方法を用いて伝送された信号を受信する信号受信方法であって、
（ａ）前記送信されたＯＯＦＤＭ信号を光−電気変換器（Ｏ／Ｅ）で検波するステップと、
（ｂ）アナログ−デジタル変換器を適用して前記アナログ波形をデジタルシーケンスに変換するステップと、
（ｃ）シリアル−パラレル変換を適用して前記長シリアルシーケンスをパラレルデータに変換するステップと、
（ｄ）同期処理のステップと、
（ｅ）前記サイクリックプレフィクスを除去するステップと、
（ｆ）直接時間周波数領域変換を適用するステップと、
（ｇ）チャネル等化処理のステップと、
（ｈ）前記複素サブキャリアのパラレル復調のステップと、
（ｉ）バス幅変換器を用いて、値が０であるビットが埋められた、幅がＷのビット出力を形成するステップと、
（ｊ）Ｐ／Ｓ変換器を適用するステップと、
（ｋ）前記フィードバック制御される受信機バッファを用いて、前記Ｓ／Ｐ変換器の出力から値が０である余分なビットを除去するステップと、
を有することを特徴とする信号受信方法。
【請求項７】
前記同期処理は、シンボルレートでの減算及びガウス窓処理によって実行されること、
を特徴とする請求項６に記載の信号受信方法。
【請求項８】
請求項１に記載の前記送信機と請求項５に記載の前記受信機とを有するトランシーバ。
【請求項９】
利用可能なチャネル特徴の適応的活用によって、高速リアルタイム光ＯＦＤＭの性能を最大化すると共に性能ロバスト性を向上させることを目的とした、請求項８に記載のトランシーバの使用法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、利用可能なチャネルスペクトル特性を充分に活用することで、高速リアルタイムの光直交周波数分割多重（ＯＯＦＤＭ：Optical Orthogonal Frequency Division Multiplexing）トランシーバの性能を最大化する適応型の性能最大化方法を開示する。
【背景技術】
【０００２】
光ＯＦＤＭ（ＯＯＦＤＭ）は近年、次世代の受動光ネットワーク（ＰＯＮ：Passive Optical Network）の有望な「将来保証（future proof）」技術と見なされている。ＯＯＦＤＭは、以下の固有の効果、すなわち、高いスペクトル効率、線形障害（linear impairment）に対する高い耐性、周波数領域及び時間領域の両方におけるハイブリッド帯域割当の動的実現を有する。
【０００３】
ＯＯＦＤＭ送信性能、システムの柔軟性及び互換性、並びに性能ロバスト性を向上させる目的で、個々のＯＯＦＤＭサブキャリアに対する適応型ローディングが取り入れられてきた。適応型ローディングは、送信チャネル状態（例えば、信号スペクトル領域における周波数依存のノイズ／歪み）に応じて全サブキャリアにわたってビット及びパワーの分布を最適化する形で行われる。一般的に、ノイズ／歪みが最も小さいサブキャリアには、より多くのビット又はより低いパワーが与えられ、ディープフェードにあるサブキャリアにはゼロパワーが割り当てられた。
【０００４】
適応型ローディングが効果的なのは、システム及びネットワーク要素によって決まる利用可能なシステムスペクトル特性を効率的に利用する点である。例えば、実際に使われるデジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）や低帯域幅の光変調器は、急速なアナログシステム周波数レスポンスのロールオフを示す。これによって、システム周波数レスポンスを狭くすることができ、複数のサブキャリアにわたって達成可能な信号ノイズ比（ＳＮＲ）には大きな変化が生じる。加えて、適応型ローディングは、周波数チャープや非線形波形歪みなどのコンポーネント障害の軽減にも非常に効果的であり得る。
【０００５】
通常使用される適応型ローディング技術には、ビットローディング（ＢＬ）、パワーローディング（ＰＬ）、そして、ビットパワーローディング（ＢＰＬ）の３つがあり、例えば、下記の非特許文献１、非特許文献２、非特許文献３に記述されている。
非特許文献２では、ＢＬ技術を用い、実験レベルで、適応型調整ＯＯＦＤＭ信号を、２０ｋｍの単一モードファイバ（ＳＭＦ）式強度変調直接検波（ＩＭＤＤ）リンクにおいて１２.５Ｇｂ／秒で送信することに成功した。また、非特許文献３では、ＢＰＬ技術を用い、１００ｍの勾配屈折率プラスチック光ファイバ（ＧＩ−ＰＯＦ：Graded-Index Plastic Optical Fiber）において最高４７.４Ｇｂ／秒もの高速での信号ビットレートを実験的に検証した。しかしながら、これらの２つの実験研究は、オフラインのＤＳＰ式ＯＯＦＤＭシステムにおいて企てられたものであり、リアルタイム大容量光送信の実現に必要な実際のＤＳＰハードウェアの精度及び速度に起因する限界は考慮されていなかった。ごく最近のものとして、非特許文献４では、可変のパワーローディング（ＰＬ）技術を用いる、エンドツーエンドのリアルタイムＦＰＧＡ式ＯＯＦＤＭトランシーバが実験的に検証されており、６４ＱＡＭ符号化ＯＯＦＤＭ信号を、２５ｋｍの標準的なＭｅｔｒｏＣｏｒ ＳＭＦにおいて１１.２５Ｇｂ／秒で送信することに成功している。
【０００６】
一般的に言って、リアルタイムＯＯＦＤＭトランシーバに実際にＢＬ及びＢＰＬを実装する作業は、ＰＬの場合よりもはるかに複雑である。実際問題として、ＢＬ及びＢＰＬでは、サブキャリアビット割り当てはシステム毎に大幅に変わってくる。そして、ＢＬ及びＢＰＬの作業は、送信機と受信機との協働によってのみ可能である。５００Ｍｂ／秒未満で動作する従来型の無線ＯＦＤＭシステムでは、ＢＬ及びＢＰＬは適応型の変調器及び復調器において実行され、変調器は送信機内のシリアル−パラレル（Ｓ／Ｐ）の前、復調器は受信機内のパラレル−シリアル（Ｐ／Ｓ）の後にそれぞれ配置されている。これについては、非特許文献５、非特許文献６、非特許文献７において述べられており、さらに、非特許文献５から引いた図１にも例示されている。送信機、受信機においては、個別のサブキャリアの各々について、特定の信号変調フォーマットに基づく適切な変調器、復調器が選択され、当該選択は、送信機と受信機との間のフィードバックチャネルを介して計測されるチャネル品質情報に応じて行われる。これら変調器の各々は一定のバス幅を有する複素数を出力するため、特定のクロック周波数で動作しているＳ／Ｐでも、可変ビットレートの入力信号を処理することができる。１０Ｇｂ／秒よりも高いデータレートで動作しているＯＯＦＤＭシステムの場合、これに対応するシリアルデータ入出力用の外部クロックの周波数は、通常１ＧＨｚよりも大きい。この値は、通常６００ＭＨｚ未満であるＦＰＧＡの最大クロック周波数に比べてはるかに高い。ＢＬ及びＢＰＬの機能ブロックは、ＦＰＧＡのクロック周波数で動作する。従って、本発明以前に報告された、無線システムで実現されるＢＬ及びＢＰＬアプローチは、全てが高速リアルタイムＯＯＦＤＭシステムに適しているわけではない。従って、こうした新しい高速リアルタイムＯＯＦＤＭシステムに特化した新技術の開発が求められている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００７】
【非特許文献１】Tang et al. (J. M. Tang, P. M. Lane, and K. A. Shore, "High-speed transmission of adaptively modulated optical OFDM signals over multimode fibres using directly modulated DFBs (直接変調ＤＦＢを用いた、マルチモードファイバ上の適応型変調光ＯＦＤＭ信号の高速伝達)," J. Lightw. Technol., vol. 24, pp. 429-441, Jan. 2006)
【非特許文献２】Duong et al. (T. Duong, N. Genay, M. Ouzzif, J.L. Masson, B. Charbonnier, P. Chanclou, and J.C. Simon, "Adaptive loading algorithm implemented in AMOOFDM for NG-PON system integrating cost-effective and low-bandwidth optical devices (費用効果の高い低帯域幅の光学装置を統合したＮＧ−ＰＯＮシステム用のＡＭＯＯＦＤＭに実装される適応型ローディングアルゴリズム)," Photon. Technol. Lett., vol. 21, pp.790-792, Jun. 2009)
【非特許文献３】Yang et al. (H. Yang, S.C. Jeffrey Lee, E. Tangdiongga, C. Okonkwo, H.P.A. van den Boom, F. Breyer, S. Randel, and A.M.J. Koonen, "47.4 Gb/s transmission over 100 m graded-lndex plastic optical fiber based on rate-adaptive discrete multitone modulation (レート適応型離散マルチトーン変調に基づく、１００ｍ勾配屈折率プラスチック光ファイバ上での、４７.４Ｇｂ／秒の送信)," J. Lightw. Technol., vol. 28, pp. 352-358, Feb. 2010)
【非特許文献４】Giddings et al. (R. P. Giddings, X. Q. Jin, E. Hugues-Salas, E. Giacoumidis, J. L. Wei, and J. M. Tang, "Experimental demonstration of a record high 1 1 .25Gb/s real-time optical OFDM transceiver supporting 25km SMF end-to-end transmission in simple IMDD systems (単純なＩＭＤＤシステムにおいて、２５ｋｍのＳＭＦをサポートしたリアルタイム光学的ＯＦＤＭトランシーバによる最高値１.２５Ｇｂ／秒でのエンドツーエンド送信の実験的検証)," Optics Express, vol.18, pp.5541 -5555, Mar. 2010)
【非特許文献５】Veilleux et al. (J. Veilleux, P. Fortier and S. Roy, "An FPGA implementation of an OFDM adaptive modulation system (ＯＦＤＭ適応型変調システムのＦＰＧＡ実装)," IEEE-NEWCAS Conference (2005), pp. 353-356, Jun. 2005)
【非特許文献６】Cui and Yu (X. Cui and D. Yu, "Digital OFDM transmitter architecture and FPGA design (デジタルＯＦＤＭ送信機アーキテクチャとＦＰＧＡデザイン)," ASICON'09, pp.477-480, Oct. 2009)
【非特許文献７】Wouters et al. (M. Wouters, G. Vanwijnsberghe, P.V. Wesemael, T. Huybrechts, S. Thoen, "Real time implementation on FPGA of an OFDM based wireless LAN modem extended with adaptive loading (適応型ローディングで拡張した、ＯＦＤＭ式ワイヤレスＬＡＮモデムのＦＰＧＡへのリアルタイム実装)," ESSCIRC 2002, pp.531-534, Sep. 2002)
【非特許文献８】Jin et al. (X.Q. Jin, R.P. Giddings, E. Hugues-Salas, and J.M. Tang, "Real-time experimental demonstration of optical OFDM symbol synchronization in directly modulated DFB laser-based 25km SMF IMDD systems (直接変調ＤＦＢレーザ式２５ｋｍＳＭＦ ＩＭＤＤシステムにおける光ＯＦＤＭシンボル同期のリアルタイムな実験的検証)," Optics Express, vol.18, pp.21100-21110, Sep. 2010)
【非特許文献９】Jin et al. (Jin X.Q., Giddings R.P., and Tang J.M. in Optics Express, vol. 17, n. 17, 14574, 2009)
【非特許文献１０】Giddings et al. (R. P. Giddings, X.Q. Jin, and J.M. Tang, "First experimental demonstration of 6Gb/s realtime optical OFDM transceivers incorporating channel estimation and variable power loading, (チャネル評価及び可変パワーローディングを取り入れた６Ｇｂ／秒リアルタイム光ＯＦＤＭトランシーバの初めての実験的検証)" Optics Express, vol.1 7, pp.19727-1 9738, Oct. 2009)
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
本発明は、高速リアルタイムＯＯＦＤＭトランシーバの性能を最大化することを目的とする。
本発明はまた、高速リアルタイムＯＯＦＤＭトランシーバの性能ロバスト性を向上させることを目的とする。
本発明はまた、利用可能なチャネルスペクトル特性を充分に活用することを目的とする。
【０００９】
それ以外に、本発明は、適応型のビット及び／又はパワーローディングを、費用効率の良い形で、高速リアルタイムＯＯＦＤＭトランシーバにおいて実現することを目的とする。
更に、本発明は、不完全なシステム及び要素に対する適応性を向上させることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
そこで、本発明は、適応型の送信機を有する自動同期光ＯＦＤＭ伝送システムであって、前記送信機は、
（ａ）固定数のビットを出力するバッファと、
（ｂ）シリアル−パラレル変換器と、
（ｃ）バス幅変換器を各々が有する、フィードバック情報制御式の一連のパラレル適応型変調器と、
（ｄ）周波数時間領域変換の操作を実行するよう設計されており、各々のシンボルの前に前記シンボルの終端部分のコピーであるプレフィクスを挿入し、パラレルな前記シンボルを長デジタルシーケンスにシリアル化する、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ又はＡＳＩＣ）と、
（ｅ）デジタル−アナログ変換器と、
（ｆ）電気−光変換器と、を有し、
前記パラレル適応型変調器が前記シリアル−パラレル変換器の後段に配されること、を特徴とする自動同期光ＯＦＤＭ伝送システムを提供する。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、上述の目的は独立請求項に記載されている。好適な実施の形態は、従属請求項に記載されている。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】従来の適応型ビットローディングシステムを示す略図である。
【図２】本発明による適応型ビットローディングシステムを示す略図である。
【図３】本発明によるパラレル適応型の変調器及び復調器の構造を示す図である。
【図４】本発明による、ＰＬ、ＢＬ、そしてＢＰＬを備えたリアルタイムＯＯＦＤＭトランシーバを詳細に示す図である。
【図５】ビットローディング（ＢＬ）、パワーローディング（ＰＬ）、ビット及びパワーローディング（ＢＰＬ）について、送信機及び受信機のパワー分布をｄＢ単位で、サブキャリアインデックスを横軸に取り、それぞれを対応する最大パワーにノーマライズ（normalize）して示す図である。
【図６】４ＧＳ／秒のサンプリングレートで、２５ｋｍ超の単一モードファイバ（ＳＭＦ）において、ＢＬ、ＰＬ、ＢＰＬを用いる全サブキャリアのそれぞれについて、ビット分布（左）、ビット誤り率（ＢＥＲ）（右）を示す図である。
【図７】ＧＳ／秒の単位で表したアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）又はＤＡＣのサンプリングレートを横軸に、２５ｋｍの単一モードファイバ（ＳＭＦ）においてＢＬ、ＰＬ、ＢＰＬを用いた場合の送信性能をＧｂ／秒の単位で示す図である。
【図８】４ＧＳ／秒のＡＤＣ／ＤＡＣを用い、受信光パワーが−５.２ｄＢｍ未満である場合について、ｋｍ単位の送信距離を横軸に、ＢＬ、ＰＬ、ＢＰＬを用いた場合の送信性能をＧｂ／秒の単位で示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
本発明が開示するのは、送信機と受信機とを有するリアルタイム光ＯＦＤＭシステムのトランシーバである。
前記送信機は、
（ａ）固定数のビットを出力するバッファと、
（ｂ）シリアル−パラレル変換器と、
（ｃ）バス幅変換器を各々が有する、フィードバック情報制御式の一連のパラレル適応型変調器と、
（ｄ）周波数時間領域変換の操作を実行するよう設計されており、各々のシンボルの前に前記シンボルの終端部分のコピーであるプレフィクスを挿入し、パラレルな前記シンボルを長デジタルシーケンスにシリアル化する、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ又はＡＳＩＣ）と、
（ｅ）デジタル−アナログ変換器と、
（ｆ）電気−光変換器と、を有し、
前記パラレル適応型変調器が前記シリアル−パラレル変換器の後段に配されること、を特徴とする。
【００１４】
また、  前記受信機は、
（ａ）光−電気変換器と、
（ｂ）アナログ−デジタル変換器と、
（ｃ）同期、サイクリックプレフィクスの除去、時間周波数領域変換、チャネル等化、シリアル−パラレル変換の動作を実行するように設計されたＦＰＧＡ又はＡＳＩＣと、
（ｄ）送信機において用いられるものと類似の信号によって各々が制御されるバス幅変換器を有する、一連のパラレルな適応型復調器と、
（ｅ）パラレル−シリアル変換器と、
（ｆ）前記送信機において用いられるものと類似の信号によって制御されるバッファと、を有し、
前記適応型復調器が前記シリアル−パラレル変換器の後段に配されること、を特徴とする。
【００１５】
本発明はまた、利用可能なチャネル特性を適応的に活用することで高速リアルタイムの光ＯＦＤＭ送信機の性能を最大化する性能最大化方法であって、
（ａ）可変ビットレートを有する入力データシーケンスをバッファに供給するステップと、
（ｂ）１つのＯＦＤＭシンボル期間について固定のビット数又はシーケンス長Ｍを構成するように、値が０の多数のビットをバッファに埋めるステップであって、ＭはＮ×Ｗに等しく、Ｎはデータ情報を搬送するサブキャリアの総数であり、Ｗは最も高い信号変調フォーマットレベルを用いる変調器のビット幅であり、バッファ処理動作は特定のチャネルを介しての送信機と受信機との間のネゴシエーションによって生成される信号で制御される、というステップと、
（ｃ）バッファからの、前記０を埋めたビットストリームに対してシリアル−パラレル変換を適用するステップと、
（ｄ）Ｎ個のパラレルな適応型変調器にパラレルなビットストリームを送るステップであって、各変調器に幅Ｗのパラレルなビットが割り当てられる、というステップと、
（ｅ）バス幅変換器を用いて各変調器に割り当てられた前記パラレルなビットを抽出するステップであって、当該ビットはユーザデータを運び、前記バス幅変換器の動作は特定のチャネルを介しての前記送信機と前記受信機との間のネゴシエーションで生成される信号で制御される、というステップと、
（ｆ）フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）又はＡＳＩＣ式の変換論理関数アルゴリズムを用い、周波数時間領域変換を前記サブキャリアに適用して、パラレルなＯＦＤＭシンボルを生成するステップと、
（ｇ）ステップ（ｆ）の各シンボルの前に当該シンボルの終端部分のコピーであるサイクリックプレフィクス（ＣＰ）を挿入するステップと、
（ｈ）パラレル−シリアル変換器を用いてこれらシンボルをシリアル化することで、長デジタルシーケンスを生成するステップと、
（ｉ）デジタル−アナログ変換器を適用して前記デジタルシーケンスをアナログ波形に変換するステップと、
（ｊ）電気−光変換器（Ｅ／Ｏ）を適用して光波形を生成するステップと、
（ｋ）前記光信号を、単一モードファイバ（ＳＭＦ）、マルチモードファイバ（ＭＭＦ）、又はポリマー光ファイバ（ＰＯＦ）のリンクにカップリングするステップと、を有することを特徴とする性能最大化方法。
）を開示する。
【００１６】
ＯＦＤＭはマルチキャリア変調技術である。この技術では、単一の高速データストリームが多数の低速データストリームに分割され、その後、これら低速データストリームは別々に、調和関係にあるパラレルなサブキャリアに変調される。当該サブキャリアは等間隔周波数に置かれる。それらのオーバーラップするスペクトルは、離散サブキャリア周波数では干渉しないため、結果として高いスペクトル効率が得られる。送信機では、周波数領域サブキャリアが時間領域シンボルに変換され、受信機では、時間領域シンボルが周波数領域サブキャリアに変換される。送信機、受信機のそれぞれにおいて用いられる変換は、同じ性質のものでなくてはならず、正逆高速フーリエ逆変換（inverse and direct ＦＦＴ）が好ましい。変換は、離散コサイン変換とすることも可能である。
【００１７】
信号変調フォーマットは、本分野で一般的に用いられるものであって、例えば、非特許文献１に記載されている。信号変調フォーマットは、差動バイナリ位相シフトキーイング（ＤＢＰＳＫ：Differential Binary Phase Shift Keying）、差動四相位相シフトキーイング（ＤＱＰＳＫ：Differential Quadrature Phase Shift Keying）、２p二次振幅変調（ＱＡＭ：Quadratic Amplitude Modulation）（ｐは３から８の範囲であって、４から６の間が好ましい）から変化する。こうして情報が圧縮されることで、帯域幅を小さくすることができる。
【００１８】
シリアル−パラレル変換器は０を埋めたデータストリームを切り詰め、エンコーダはパラレルストリームを、等間隔かつ密間隔の狭帯域データ、サブキャリア、の多数のセットに符号化する。ここで、各セットには同数のサブキャリア２Ｎが含まれる。Ｎは２pに等しく、ｐは３以上で８以下の整数で、７とするのが好ましい。各々のパラレルデータにおいて、情報量はクロックビート（clock beat）に正比例している。その範囲は５０〜２５６ＭＨｚである。
【００１９】
適応型変調器は、変調、符号化、そして、他の信号及びプロトコルパラメータを、リンクの条件（例えば、伝搬損失、干渉、感度、利用可能電力マージン、その他）に適合させる目的で用いられる。リンク適応のプロセスは動的なプロセスである。よって、適応型変調では、送信機に存在するチャネル状態情報を利用することで、送信速度及び／又はビット誤り率を向上させる。
【００２０】
離散フーリエ変換（ＤＦＴ）又は高速フーリエ変換（ＦＦＴ）は通常、時間周波数領域変換として用いられる。ＦＦＴを用いるのが好ましいのは、計算の複雑さが大幅に軽減されるからであるが、それでもなお、相当な計算が必要である。
アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）は、連続的なアナログ信号を、入力信号の大きさに比例したデジタル値の流れに変換する電子装置である。大部分のＡＤＣは線形であり、それは、各々の出力値にマップする入力値の範囲が、出力値との間で線形関係を有することを意味する。デジタル化されている信号の確率密度関数が均一であれば、量子化ノイズに関する信号ノイズ比は理想的なものとなる。しかし、こうしたことは非常にまれであるため、信号に対しては、量子化に先だって累積分布関数（ＣＤＦ：Cumulative Distribution Function）に通さなければならない。そうすることで、最も重要な部分を最も高い解像度で量子化することが可能となる。
【００２１】
電気−光変換は、本技術分野では公知の、直接変調の分散型フィードバック（ＤＦＢ：Distributed Feedback）レーザ、ＳＯＡ／ＲＳＯＡ、又はＶＣＳＥＬを用いて実行される。また、コヒーレント変調及び検波も用いられる。
シンボルの前にコピーされるサイクリックプレフィクスの長さは、（サイクリックプレフィクスの長さ）／（シンボルの全長）の比率が５〜４０％の範囲となるように決定される。
【００２２】
本発明において用いる光ファイバは、単一モードファイバ、マルチモードファイバ、又はポリマー光ファイバから選択すればよい。
適当な適応型変調器の選択は、最大化未処理（raw）ビットレートに基づくフィードバックチャネルを通して受信機から受け取られるフィードバック情報Ｓkを用いて制御される。
【００２３】
リアルタイムＯＯＦＤＭシステムでは、オンライン性能モニタリング及びライブシステムパラメータ最適化の効果が得られる。従って、適応型ローディングを、チャネル評価から得られるＢＥＲ及び周波数レスポンスの計測結果に応じて、手動で実現することができる。本発明は、適応型ローディングによって未処理のビットレート（Ｃmax）を最大化することに焦点を置く：
【００２４】
【数１】
2014502087.tif 000003
上記式において、ｂkは１つのＯＯＦＤＭシンボルにおけるｋ番目のサブキャリアにロードされるビットの数であり、Ｔsはサイクリックプレフィクスを除くシンボル期間である。そして、正味の（net）ビットレートは未処理ビットレートに比例している。
【００２５】
受信機における信号の検波には逆経路（inverse path）が用いられ、それは以下のステップから成る：
（ａ）送信されたＯＯＦＤＭ信号を光−電気変換器（Ｏ／Ｅ）で検波するステップと；
（ｂ）アナログ−デジタル変換器を適用してアナログ波形をデジタルシーケンスに変換するステップと；
（ｃ）シリアル−パラレル変換器を用いて長シリアルシーケンスをパラレルデータに変換するステップと；
（ｄ）同期ステップと；
（ｅ）サイクリックプレフィクスを除去するステップと；
（ｆ）直接的時間周波数領域変換を適用するステップと；
（ｇ）チャネル等化ステップと；
（ｈ）複素サブキャリアのパラレル復調ステップと；
（ｉ）バス幅変換器を用いて、「０」ビットが埋められた幅Ｗのビット出力を形成するステップと；
（ｊ）Ｐ／Ｓ変換器を適用するステップと；
（ｋ）フィードバック制御受信機バッファを用いてＳ／Ｐ変換器の出力から余分な「０」ビットを除去するステップ。
【００２６】
図２は、本発明において用いられる送信機／受信機システムを示す。図３は適応型の変調器及び復調器の詳細を示している。
ステップ（ｄ）における同期の実行に用いられる方法は、非特許文献８に記載されている。同期技術には、シンボルレートでの減算及びガウス窓処理（Gaussian Windowing）が用いられる。当該技術は、同時係属中の特許出願ＰＣＴ／ＥＰ２０１０／０６６４７１号にも記載されている。
【００２７】
ステップ（ｇ）のチャネル等化は、高度パイロットサブキャリアアシストチャネル評価（advanced pilot subcarrier-assisted channel estimation）に基づき、非特許文献９に記載された方法による。
本発明以前に発表された研究と比較すると、高速リアルタイムＯＯＦＤＭトランシーバの分野に関連する点として、本発明では、送信機内の適応型変調器と受信機内の適応型復調器とが、物理的に位置を変えられて、シリアル−パラレル（Ｓ／Ｐ）部とパラレル−シリアル（Ｐ／Ｓ）部との間に置かれている。よって、両部は、比較的低速でのパラレル信号処理を利用する。本発明によれば、典型的なＯＯＦＤＭトランシーバアーキテクチャ設計に関する２つの重大な課題が解決される。その２つの課題とは以下のものである。
【００２８】
１. 異なるアプリケーションシナリオに対して、対応するデータ入出力インタフェースが変化すること。サブキャリアに対しては特定の信号変調フォーマットを用いる変調器が選択されるが、アプリケーションが異なれば選択される変調器も異なる。その結果として、インターフェースバス幅が変化する。
２. 固定のバス幅を有する複素数シーケンスの変換とは対照的に、可変信号ビットレートを有する信号ビットシーケンスの変換では、トランシーバの設計に困難が生じる。Ｓ／Ｐ及びＰ／Ｓクロックを所定のＯＯＦＤＭトランシーバ設計に合わせて調節できない場合でも、送信機内のＳ／Ｐと受信機内のＰ／Ｓとは、ビットレートの異なる入力データストリームを多数のパラレルデータストリームに変換して、その各々が異なるサブキャリア用の変調器又は復調器に割り当てられるようにできなければならない。
【００２９】
これらの課題の解決は、図２に示すような、２つの新規な設計上の特徴によって実現される。これら特徴により、高速リアルタイムＯＯＦＤＭトランシーバでＰＬ、ＢＬ、ＢＰＬを実装することが可能となる。これら２つの重要な特徴とは以下のものである：
１. 送信機内のパラレル適応型変調器又は受信機内の復調器は、多数の独立した変調器または復調器から成り、その各々が特定の信号変調フォーマットを用いる。バス幅変換器が、送信機においては各変調器の前に、受信機においては各復調器の後に配置されている。全ての異なるアプリケーションケースについてＢＬ及びＢＰＬの使用に関わりなく、変換器を用いて固定データ入出力インタフェースを生成する。
【００３０】
２．「０」ビットを埋めたバッファを更に有することで、受信機内のＳ／Ｐへの入力のために、１つのＯＦＤＭシンボル期間において必要とされる数のビットを生成する。その一方で、受信機内での別のバッファを用いて、付加された余分の「０」ビットをＰ／Ｓの出力ビットシーケンスから除去する。
本発明では、ビットローディング（ＢＬ）、パワーローディング（ＰＬ）、ビット及びパワーローディング（ＢＰＬ）の３つの技術を用いて成果を上げることができる。
【００３１】
ＢＬ技術の場合、各サブキャリアの変調フォーマットが各サブキャリアのＢＥＲに応じて反復的に変化させられる。一方、ＰＬ技術の場合、変化させられるのは変調パワーである。一般に、ノイズ／歪みが小さいサブキャリアでは、高変調フォーマット及び／又は低いパワーが用いられ、また、その逆も言える。
ＢＰＬ技術の場合、先ずＰＬを試みて、上記の２つの境界条件を満たすことを目指す。その後、全サブキャリアに関するＢＥＲ分布、送信パワー分布、そして受信パワー分布に従って、サブキャリアの変調フォーマット及び／又はパワーが調節され、それによって、総チャネルＢＥＲを１×１０-3未満に維持しながら、ビットレートを最大化する。サブキャリアは、以下の条件のうち１つの影響でドロップする可能性がある：すなわち、（１）ＢＬ技術の場合、変調フォーマットが最も低いサブキャリア、そして、ＰＬ技術の場合、パワーが最も高いサブキャリア、これらサブキャリアが両方とも、限度を超えたエラーの被害を受ける；（２）ＢＰＬ技術の場合、変調フォーマットが最も低いサブキャリア及び最もパワーの高いサブキャリアが、限度を超えたエラーの被害を受ける。
実施例
図４は、ＰＬ、ＢＬ、ＢＰＬを用いた、本発明によるリアルタイムＯＯＦＤＭトランシーバの詳細を示す図である。リアルタイムＯＯＦＤＭトランシーバの全体的なアーキテクチャは、従来技術におけるものと類似のトランシーバパラメータから成る。こうした従来技術は、例えば、非特許文献４、非特許文献８、非特許文献１０に記載されている。これは更に、本発明の新規な特徴を有する。
【００３２】
ＭｅｔｒｏＣｏｒ ＳＭＦに注入される光パワーは７ｄＢｍで固定されていた。各サブキャリアが取る信号変調フォーマットは、オンラインで、１６-ＱＡＭ、３２-ＱＡＭ、６４-ＱＡＭ、１２８-ＱＡＭのうちから選択された。送信機及び受信機における各サブキャリアのビット及び／又はパワーローディングの実行時の選択及びモニタリングは、ＰＣへのＪＴＡＧ接続を介して、ＦＰＧＡの組み込みロジックアナライザ及びメモリエディタによって実行された。
【００３３】
図３に概略的に示してあるが、１５のパラレル適応型ＱＡＭ変調器／復調器を実装することで、データ情報を運ぶＮ＝１５のサブキャリアを処理した。内部パラレルデータが疑似乱数発生源として用いられ、受信機では、各ＯＦＤＭシンボルについて、固定パイロットビットを含む１０５（Μ＝１５×７）ビットが、パラレル変調器への入力として、パラレルに生成された。テストビットパターンは、繰り返し生成された８８５００の異なるシンボルから成っていた。図３に示すように、パラレルな適応型変調器の各々に７ビットが割り当てられた後、各変調器の前で、バス幅変換器を用いて、各変調器に割り当てられた数だけビットが抽出された。オンライン制御の内蔵メモリから発せられた信号Ｓkを用いて、ｋ番目のサブキャリアでのデータ送信に適した変調器出力が選択された。１５のパラレル変調器の先で、各変調器の出力信号にオンライン制御の利得係数を個別に乗じることで、パワーローディングＰＬを実現し、サブキャリア振幅を変化させた。
【００３４】
受信機では、８ビットＡＤＣ及びＳ／Ｐ変換器から出るパラレルなサンプルが、同期装置、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）、チャネル評価及び等化を経た後、１５のパラレルな復調器に通された。複素サブキャリアが復調され、適切な復調器出力が選択された後、各復調器の先にあるバス幅変換器が用いられ、０ビットを埋めることで７ビット出力が構築された。上述したのと同じ信号Ｓkによって復調器が選択され、更に、後続のＢＥＲアナライザでのエラーカウントに適したビットも信号Ｓkによって選択された。
【００３５】
上記のリアルタイムの適応型ローディング可能ＯＯＦＤＭシステムに基づいて、２５ｋｍのＭｅｔｒｏＣｏｒ ＳＭＦでの送信性能を最適化されるように、各サブキャリアのビット及び／又はパワーのローディングを調整した。
結果を図５、６に示す。これら図はそれぞれ、４ＧＳ／秒のサンプリングレートで２５ｋｍのＭｅｔｒｏＣｏｒ ＳＭＦで送信した場合における、３つの技術ＢＬ、ＰＬ、ＢＰＬを用いた最適化後のパワー及びビットの分布を示している。
【００３６】
３つの技術を用いて得られた、ＯＯＦＤＭ信号に関する未処理ビットレートの最大値（Ｃmax）を図７に示す。ここで、ＤＡＣ／ＡＤＣのサンプリングレートは２ＧＳ／秒から４ＧＳ／秒の範囲である。
ＢＰＬでは、４ＧＳ／秒のサンプリングレートにおいて、１１.７５Ｇｂ／秒の最高送信性能が可能であったことが分かる。
【００３７】
サンプリングレートの全範囲にわたって、ＢＰＬは常に最も高い性能を達成した。ＰＬの達成した性能は、４ＧＳ／秒のサンプリングレート以外では最も低かった。当該４ＧＳ／秒のサンプリングレートでは、ＢＬが達成した性能が最も低かった。こうした全体的傾向は、非特許文献４で報告されたシミュレーション結果と一致していた。
送信性能は、４ＧＳ／秒のサンプリングレートでも調査した。その結果は図８に見られる。同図には、４ＧＳ／秒のサンプリングレートで送信処理を変化させて得られた複数のＣmax曲線を示している。ＢＰＬ及びＰＬ技術の場合のＣmaxは、ここでも、３５ｋｍまでの送信距離でＢＬ技術を上回った。これが示すのは、ＢＬ技術の場合の性能低下が送信距離に依存しなかったこと、そして、より重要な点として、ファイバリンクにも依存しなかったことである。なぜなら、距離が０ｋｍの光バックトゥーバック（optical back-to-back）の場合でも性能が最も低かったからである。４ＧＳ／秒でのＢＬの性能低下は、採用されたＤＡＣ／ＡＤＣの当該サンプリングレートにおける不完全なサンプリングに起因していたとも考えられる。ＰＬ及びＢＰＬのいずれと比較しても、ＢＬは、不完全なサンプリングによって誘発される信号歪みに対してより敏感だからである。従って、信号帯域幅が広いほど、ＤＡＣのアナログオンチップローパスフィルタリングに関連する高周波数ロールオフの悪影響も強く受けることになった。送信機では、増大したロールオフを、パワーローディングを用いて事前補償することはなく、そのため、受信されたＢＬのサブキャリアのパワーは、図７に示すように、周波数と共により急速に下がった。これにより、高周波数での信号ノイズ比（ＳＮＲ）は明らかに上がった。加えて、低振幅サブキャリアはＡＤＣ量子化ノイズの影響をより受けやすかった。図６から見て取れるように、これらの作用によって、高周波数においてサブキャリアにロード可能なビットの最大値は小さくなった。また、図７、８からは、ＰＬと比較して、ＢＰＬのビットレートが平均で約７％向上したことが見てとれる。留意しなければならない点として、図７、８における、送信性能の計測値は、ＢＥＲを最小にするように受信光パワーを最小にした状態で得られたものであって、これは、全てのケースで、−５.２ｄＢｍよりも低いサンプルレートの各々について固定されていた。
【００３８】
３つの技術を公正に比較するために、以下の２つの境界条件を満たすこととした：すなわち、全サブキャリアにわたる総信号パワーは、所定のサンプルレートにおいて一定の値を保つこと；そして、全サブキャリアにわたる総ＢＥＲは１０-3を下回る値とすること。
【図１】
2014502087.tif 000004
【図２】
2014502087.tif 000005
【図３】
2014502087.tif 000006
【図４】
2014502087.tif 000007
【図５】
2014502087.tif 000008
【図６】
2014502087.tif 000009
【図７】
2014502087.tif 000010
【図８】
2014502087.tif 000011
【国際調査報告】
2014502087.tif 000012
2014502087.tif 000013
2014502087.tif 000014
2014502087.tif 000015
2014502087.tif 000016