(57)【要約】  幾つかの実施例において、ノイズキャンセレーションシステムは、環境ノイズを検出する第１のデジタルマイクロフォンと、前記第１のデジタルマイクロフォンの出力に接続された第1のシグマデルタ変調器と、イヤーピースの出力を検出するように、前記イヤーピースのスピーカの近くに位置する第２のデジタイルマイクロフォンと、前記第２のデジタルマイクロフォンと接続された第２のシグマデルタ変調器と、前記第２のシグマデルタ変調器と接続されたデシメータと、前記デシメータ及び第１のシグマデルタ変調器に応答して、前記イヤーピースのスピーカの出力を適応的に調整する適応デジタルフィルタであって、前記イヤーピースのスピーカの出力が環境ノイズの一部又は全てをキャンセルするように、要求されたオーディオ及び音響を含むようにする、適応デジタルフィルタと、を有する。他の実施例が、請求項に記載されている。
2014504377.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ノイズキャンセレーション装置であって：
環境ノイズを検出する第１のデジタルマイクロフォンと、
前記第１のデジタルマイクロフォンの出力に接続された第1のシグマデルタ変調器と；
イヤーピーススピーカの出力を検出するように、前記イヤーピーススピーカの近くに位置する第２のデジタルマイクロフォンと；
前記第２のデジタルマイクロフォンと接続された第２のシグマデルタ変調器と；
前記第２のシグマデルタ変調器と接続されたデシメータと；
前記デシメータ及び第１のシグマデルタ変調器に応答して、前記イヤーピーススピーカの出力を適応的に調整する適応デジタルフィルタであって、前記イヤーピーススピーカの出力が環境ノイズの一部又は全てをキャンセルするように、要求されたオーディオ及び音響を含むようにする、適応デジタルフィルタと；
を有するノイズキャンセレーション装置。
【請求項２】
前記適応デジタルフィルタに提供される前記環境ノイズ、及び前記デシメータの出力のサンプリングレートは、ベースレートの２倍である、請求項１記載のノイズキャンセレーション装置。
【請求項３】
前記適応デジタルフィルタに提供される前記環境ノイズと、前記デシメータの出力のサンプリングレートとは、異なる、請求項１記載のノイズキャンセレーション装置。
【請求項４】
前記適応デジタルフィルタに提供される前記環境ノイズのサンプリングレートは、ベースレートの２倍であり、前記デシメータの出力のサンプリングレートは、前記ベースレートの４倍である、請求項１記載のノイズキャンセレーション装置。
【請求項５】
前記デシメータの次数は、前記第１のシグマデルタ変調器、及び又は、前記第２のシグマデルタ変調器の次数よりも低い、請求項１記載のノイズキャンセレーション装置。
【請求項６】
前記デシメータは、１次、２次、又は３次のデシメータであり、かつ、前記第１のシグマデルタ変調器、及び前記第２のシグマデルタ変調器は、４次シグマデルタ変調器である、請求項５記載のノイズキャンセレーション装置。
【請求項７】
前記第１のシグマデルタ変調器は、シグマデルタアナログデジタル変調器であり、かつ前記第２のシグマデルタ変調器は、シグマデルタアナログデジタル変調器である、請求項１記載のノイズキャンセレーション装置。
【請求項８】
前記第１のシグマデルタ変調器と、前記適応デジタルフィルタとの間に接続された、１つ以上のデシメータ、を更に有する請求項１記載のノイズキャンセレーション装置。
【請求項９】
前記適応デジタルフィルタの出力と、前記要求されたオーディオとを結合する、加算器を更に有する請求項１記載のノイズキャンセレーション装置。
【請求項１０】
前記適応デジタルフィルタは、前記デシメータの遅延を緩和させる、請求項１記載のノイズキャンセレーション装置。
【請求項１１】
前記適応デジタルフィルタと、前記イヤーピーススピーカの入力シグマデルタ変調器との間に接続された、シグマデルタ変調器を、更に有する、請求項１記載のノイズキャンセレーション装置。
【請求項１２】
前記第１のシグマデルタ変調器と、前記適応デジタルフィルタとの間に接続された、第１の遅延器と、
前記適応デジタルフィルタと、前記イヤーピーススピーカとの間に接続された、第２の遅延器と、
前記第２のシグマデルタ変調器と、前記デシメータとの間に接続された、第３の遅延器と、及び又は、
前記デシメータと、前記適応デジタルフィルタとの間に接続された、第４の遅延器と、
を更に有する、請求項１記載のノイズキャンセレーション装置。
【請求項１３】
前記デシメータは、sincフィルタを含む、請求項１記載のノイズキャンセレーション装置。
【請求項１４】
前記適応デジタルフィルタに提供される前記環境ノイズの、及び前記デシメータの出力の、サンプリングレートは、ベースステーションのサンプリングレートよりも高く、かつ、前記デシメータの次数は、前記第１のシグマデルタ変調器及び又は前記第２のシグマデルタ変調器の次数よりも低い、請求項１記載のノイズキャンセレーション装置。
【請求項１５】
ノイズキャンセレーションの方法であって：
環境ノイズを第１のデジタルマイクロフォンで検出するステップと；
前記第１のデジタルマイクロフォンの出力をシグマデルタ変調するステップと；
イヤーピーススピーカの出力を第２のデジタルマイクロフォンで検出するステップと；
前記第２のデジタルマイクロフォンの出力をシグマデルタ変調するステップと；
前記前記第２のデジタルマイクロフォンの前記シグマデルタ変調された出力をデシメートするステップと；
前記デシメートするステップと、前記第１のデジタルマイクロフォンの出力をシグマデルタ変調するステップと、に応答して、前記イヤーピーススピーカの出力を適応的に調整するステップであって、前記環境ノイズの一部又は全てをキャンセルするように、前記イヤーピーススピーカの前記出力が、要求されたオーディオ及び音響信号を含む、ステップと；
を有する方法。
【請求項１６】
ベースレートよりも２倍のサンプリングレートで、前記環境ノイズをサンプリングするステップと、
前記第２のデジタルマイクロフォンの前記シグマデルタ変調された出力を、ベースレートの２倍のサンプリングレートでデシメートするステップと、
を更に有する請求項１５記載の方法。
【請求項１７】
第１のレートで前記環境ノイズをサンプリングするステップと、
前記第１のレートと異なる第２のレートでデシメートを実行するステップと、
を更に有する請求項１５記載の方法。
【請求項１８】
ベースレートよりも２倍のサンプリングレートで前記環境ノイズをサンプリングするステップと、
前記第２のデジタルマイクロフォンの前記シグマデルタ変調された出力を、ベースレートよりも４倍のサンプリングレートで、デシメートするステップと、
を更に有する請求項１５記載の方法。
【請求項１９】
前記デシメートするステップの次数は、前記第１のデジタルマイクロフォンの出力をシグマデルタ変調するステップの次数、及び又は、前記第２のデジタルマイクロフォンの前記シグマデルタ変調するステップの次数より低い、請求項１５記載の方法。
【請求項２０】
前記要求されたオーディオ信号を結合するステップ、を更に有する請求項１５記載の方法。
【請求項２１】
デシメートにおける遅延を緩和するステップ、を更に有する請求項１５記載の方法。
【請求項２２】
ベースレートよりも高いサンプリングレートで、前記環境ノイズをサンプリングするステップと、
前記第２のデジタルマイクロフォンの出力のシグマデルタ変調された出力を、前記ベースレートよりも高いレートで、デシメートするするステップと、
を有し、
前記デシメートするステップの次数は、前記第１のデジタルマイクロフォンの出力をシグマデルタ変調するステップの次数、及び又は、前記第２のデジタルマイクロフォンの前記シグマデルタ変調するステップの次数より低い、
請求項１５記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、適応ノイズキャンセレーションに関する。
【背景技術】
【０００２】
ポータブルデバイスのイヤーピースの音響ノイズキャンセレーションは、従来のアナログマイクロフォンを用いて、通常インプリメントされる。デジタルマイクロフォンが普及始めているが、これを用いた適応ノイズキャンセレーション（ANC:  adaptive  noise  cancellation）の利用は限られている。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
従来の解決策においては、アナログマイクロフォンは、例えば、高次のsincフィルタによるデシメータによる遅延に対処する必要はない。しかしながら、これらのデシメータは、デジタルマイクロフォンの出力においてノイズをフィルタリングすることが望ましい。したがって、適応ノイズキャンセレーションにおけるデシメータに内在する遅延の効果を緩和（減少）させることが必要である。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
幾つかの実施例は、適応ノイズキャンセレーションに関連している。幾つかの実施例において、ノイズキャンセレーションシステムは、環境ノイズを検出する第１のデジタルマイクロフォンと、前記第１のデジタルマイクロフォンの出力に接続された第1のシグマデルタ変調器と、イヤーピースの出力を検出するように、前記イヤーピースのスピーカの近くに位置する第２のデジタイルマイクロフォンと、前記第２のデジタルマイクロフォンと接続された第２のシグマデルタ変調器と、前記第２のシグマデルタ変調器と接続されたデシメータと、前記デシメータ及び第１のシグマデルタ変調器に応答して、前記イヤーピースのスピーカの出力を適応的に調整する適応デジタルフィルタであって、前記イヤーピースのスピーカの出力が環境ノイズの一部又は全てをキャンセルするように、要求されたオーディオ及び音響を含むようにする、適応デジタルフィルタと、を有する。
【０００５】
幾つかの実施例においては、現在のエラーサンプルと遅延した入力サンプルとに基づいて、適応的にイヤーピースのスピーカの出力を適応的に調整するように、前記適応デジタルフィルタが用いられる。
【０００６】
幾つかの実施例において、本発明は、ポータブルデバイス（例えば、幾つかの実施例において、携帯電話、モバイルインターネットデバイス（ＭＩＤ）、ＰＤＡ等）のイヤーピースの音響ノイズキャンセレーション（ＡＮＣ）に関する。本明細書において開示されている幾つかの実施例において、ノイズキャンセレーションは、ただ１つのイヤーピースに関連する。しかしながら、幾つかの実施例においては、ノイズキャンセレーションは、複数のイヤーピース、例えば、巣テレ補ヘッドセットの右のイヤーピース及び左のイヤーピースに適用される。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１】幾つかの実施例を示す図である。
【図２】幾つかの実施例を示す図である。
【図３】幾つかの実施例を示す図である。
【図４】幾つかの実施例を示す図である。
【図５】幾つかの実施例を示す図である。
【図６】幾つかの実施例を示す図である。
【図７】幾つかの実施例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【０００８】
図面と共に以下の詳細な説明によって、実施例を説明する。なお、本発明は、記載された特定の実施例に限定されるものではなく、説明及び理解を助けるものである点に留意すべきである。
［詳細な説明］
図１は、幾つかの実施例に基づくシステム１００を示している。幾つかの実施例において、システム１００は、適応ノイズキャンセレーション（ＡＮＣ）の解決策をインプリメントしている。
【０００９】
幾つかの実施例において、例えば、イヤーピース、マイクロフォン等を含む、実施例１００のように、環境ノイズは、システムに入力された、要求されたホーディオ信号（例えば、標準のサンプリングレート例えば毎秒８ｋサンプル、毎秒１６ｋサンプル、毎秒４４．１ｋサンプル、毎秒４８ｋサンプル及び／又は９６ｋサンプルなどのパルス幅変調ＰＣＭサンプル）を聞いている人間の周辺に存在する。ノイズキャンセレーション方式がなければ、ユーザは、要求されたホーディオ及びノイズを聞くことになる。これは、音響パスを経由して、スピーカ出力に追加される。
【００１０】
幾つかの実施例において、例えば、図１に示すシステム１００は、デジタル信号処理を採用している。
【００１１】
幾つかの実施例において、システム１００は、音響ノイズ源１０２、ノイズマイクロフォン１０６及びアナログデジタルコンバータ（ＡＤコンバータ）１０８を含むデジタルマイクロフォンモジュール（ＤＭＩＣモジュール）１０４、フィルタ１１０（例えば、適応デジタルフィルタ）、加算器１１２、デジタルアナログコンバータ（ＤＡコンバータ）１１４、オーディオ帯域ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１１６，スピーカ１１８（例えば、イヤーピーススピーカ）、エラーマイクロフォン１２２及びアナログデジタルコンバータ（ＡＤコンバータ）１２４を含む遅延器（及び／又は遅延モジュール）１２６、及び係数適応モジュール１２８，デジタルマイクロフォンモジュール（ＤＭＩＣモジュール）１２０幾つかの実施例において、適応デジタルフィルタ１１０は、加算器１１２、ＤＡコンバータ１１４、オーディオ帯域ＬＰＦ１１６、イヤーピーススピーカ１１８、ＤＭＩＣモジュール１２０、エラーマイクロフォン１２２、ＡＤコンバータ１２４、遅延器１２６、及び／又は時間遅延を提供する適応ループを形成する係数適応モジュール１２８を有する。
【００１２】
幾つかの実施例において、図１に示すシステム１００は、携帯デバイスのイヤーピースにおける音響ノイズキャンセレーションを提供する。携帯デバイスとしては、１つ以上の携帯電話、モバイルインターネットデバイス（ＭＩＤ）、ＰＤＡ、及び／又はその他の携帯デバイスが挙げられる。ノイズキャンセレーションは、図１に基づいてイヤーピースにおいて実行されるよう記載されているが、幾つかの実施例において、同一の及び／又は同様の原理が、複数の他のイヤーピースに適用され得る（例えば、幾つかの実施例において、ステレオヘッドセットの左及び右のイヤーピースに適用することができる）。
【００１３】
幾つかの実施例において、イヤーピース、マイクロフォン等を含むシステム１００等の多くのインプリメンテーションでは、システムに入力され要求されたオーディオ信号（例えば、標準のサンプリングレート例えば毎秒８ｋサンプル、毎秒１６ｋサンプル、毎秒４４．１ｋサンプル、毎秒４８ｋサンプル及び／又は９６ｋサンプルなどのパルス幅変調ＰＣＭサンプル）を聞いている人の周囲に環境ノイズが存在する。ノイズキャンセレーション方式が無い場合、ユーザは、要求されたオーディオ、及びノイズの両者を聞くことになる。ノイズは、音響パスを経由し、スピーカ出力に加算される。
【００１４】
このノイズは、図１の左側にある音響ノイズ源から発生する。ノイズは、音響パス１３０を経由し、聞いている者の外耳道に到達する。この音響パスは、空気及びヘッドセットを通過し、スピーカ１１８の位置まで到達する。スピーカ１１８は、遠くから送られてくる信号の音と、ノイズ源１０２の近くに位置するマイクロフォン１０６によりピックアップされた、変形されたバージョンの音響ノイズを再生する幾つかの実施例において、この信号の音は、遠くから送られてくる、音声、又はオーディオ信号であり、又は記憶されたオーディオ信号である（例えば、近くに存在するオーディオマルチメディアカードが挙げられる）。
【００１５】
図１に示すように、幾つかの実施例では、２つのマイクロフォン１０６及び１２２が含まれ用いられる。ノイズマイクロフォン１０６は、スピーカ１１８から離れたところに位置し、環境ノイズをピックアップする。幾つかの実施例において、エラーマイクロフォン１１２は、物理的にイヤーピースの内側に設置され、スピーカ１１８の近くに位置するか、かつ／或いは、例えばヘッドセットが聞く者の耳にかけられている場合には、聞く者の外耳道の近くに位置する。
【００１６】
幾つかの実施例において、システム１００は、ヘッドセットに位置するイヤーピースのインプリメンテーションにおいて用いられる。したがって、幾つかの実施例において、ノイズマイクロフォン１０６は、要求されたオーディオを検知せず、環境ノイズだけを検知する。
【００１７】
幾つかの実施例において、マイクロフォン１０６及び１２２の両者からの信号は、選択された及び／又は適切なサンプリングレートで同時にサンプリングされる。幾つかの実施例において、ノイズマイクロフォン１０６の出力は、フィルタ１１０を通過し、ノイズマイクロフォン１０６の出力はフィルタ１１０を通過する。フィルタ１１０は、（振幅及び位相の両者に対して）音響パス１３０と同様の周波数応答を有する。音響パス１３０は、環境からイヤーピースエンクロージャを経由してスピーカ１１８が位置している点までの経路である。しかしながら、音響パス１３０は、未知である。しかも、時間的に様々である。なぜなら、例えば、環境の温度及びヘッドセットの配置等の様々なファクタに左右される。デジタルフィルタ１１０の係数が調整され、ＡＮＣシステム１００が安定すると、フィルタ１１０の出力は、スピーカ１１８を通して可聴信号に変換された場合における不要なノイズの大きさと理論的に等しくなる。この出力は、「アンチノイズ」と呼ぶこととし、聞く者の外耳道におけるノイズを最小にするようキャンセルがなされる。なお、実際には、キャンセレーションの後の残差信号（又はエラー信号）は、０にはならない。結果として得られるオーディオノイズ（残差エラー信号）エラーＡＤＣ１２４を用いて、サンプリングされデジタル化される。したがって、イヤーピースの出力におけるノイズは、エラーマイクロフォン１２２によって検出される。ＡＤコンバータ１２４の対応する出力は、フィルタ係数を修正するために用いられる。これは、エラー信号が最小レベルになるまで何回も実行される。エラーＡＤＣサンプルは、フィルタの係数を繰り返し修正するために用いられる。これは、係数が安定し、エラーレベルが最小値（必ずしも０になる必要はない）に達するまで行われる。これは、フィルタ１１０、加算器１１２、ＬＰＦ１１６、スピーカ１１８、ＤＭＩＣモジュール１２０、エラーマイクロフォン１２２、ＡＤコンバータ１２４、遅延器１２６、及び／又は係数適応器１２８によって形成される適応ループにおける時間遅延によって達成される。
【００１８】
時間遅延器１２６は、実際には、機能するものではなくまた物理的ブロックでもない。幾つかの実施例において、時間遅延は、本来持っているもの（例えばデシメータが本来もっているもの）であり、ＤＭＩＣ、デシメータ、係数適応ブロック間のデータ転送プロセスによるものである。これらの遅延は、図１のブロックとして加算され、信号パスにおける有限の時間遅延として描かれている。
【００１９】
幾つかの実施例において、この適応フィルタリングは、例えば、有限インパルス応答（ＦＩＲ）デジタルフィルタを用いた、平均最小二乗（ＬＭＳ）誤差を用いてインプリメントすることができる。これは、以下に示す式によって達成できる。
【００２０】
【数１】
2014504377.tif 000003
ここで、
ｙ（ｎ）は、現在の出力サンプル
ｘは、ノイズマイクロフォンのデジタル出力サンプルの現在及び過去のＮ−１個のサンプル
Ｎは、整数（幾つかの実施例において、１２８に等しい）
【００２１】
【数２】
2014504377.tif 000004
ここで、ｄ（ｎ）は、（分離して計測されていない）現在の音響ノイズのサンプル
ｅ（ｎ）は、エラーマイクロフォンの出力の現在のデジタルサンプル
【００２２】
【数３】
2014504377.tif 000005
ここで、ｋは、０からＮ−１までの整数、そしてμは、係数が修正されるステップサイズを制御するパラメータである。
【００２３】
係数をアップデートするために、ＬＭＳ符号を用いたインプリメンテーションは以下の通りである。
【００２４】
【数４】
2014504377.tif 000006
ここで、Δは、係数をアップデートするために用いられるステップサイズである。
【００２５】
幾つかの実施例において、上記式Ａ、Ｂ、Ｃ、及びＤでは、エラーマイクロフォン１２２の出力は、サンプリングされデジタル化され、遅延なく、式Ａを評価するため、ＦＩＲフィルタの次の出力サンプルを推定するために、係数をアップデートするために用いられると仮定している。上記のフィルタは、右辺のμ及び／又はΔを選択することによって、早く収束する。しかしながら、係数をアップデートするためにエラー信号が用いられる前に、ＦＩＲフィルタのサンプリングインターバルの２倍以上、エラー信号が遅延すると、ノイズがランダムな特徴（例えば、不要なスピーチ又は音）を有する場合、フィルタは収束しない。
【００２６】
デジタルマイクロフォンモジュールを用いて、音響ノイズ及び音響エラー信号のためにかつスピーカをドライブするためにオーバサンプリングされたシグマデルタ変調（ΣΔ変調）を採用した適応的フィルタのインプリメンテーションが用いられる。シグマデルタ変調は、音響ノイズ、エラー信号のためのＡＤコンバータに対して用いられ、かつ、スピーカをドライブするＤＡコンバータに対して用いられる。しかしながら、シグマデルタ変調を、対応するデシメータ及び補間器と共に使用することは、信号パスに追加的な遅延を引き起こし、これによって、収束に悪影響を及ぼす。
【００２７】
図２は、幾つかの実施例に従ったシステム２００を示している。幾つかの実施例において、システム２００は、適応ノイズキャンセレーション（ＡＮＣ）の解決策をインプリメントしている。幾つかの実施例において、システム２００は、シグマデルタ変調を用いた、ＡＤコンバータ及びＤＡ変換を用いた、適応ノイズキャンセレーションのインプリメンテーションを含む。
【００２８】
幾つかの実施例において、システム２００は、音響ノイズ源２０２、ノイズマクロフォン２０６及び４次シグマデルタアナログデジタル変調器２０８を含むデジタルマイクロフォンモジュール（ＤＭＩＣモジュール）２０４、４次デシメータ２１０、遅延器２１２、フィルタ２１４（例えば、適応デジタルフィルタ及び／又は有限パルス応答すなわちＦＩＲフィルタ）、加算器２１６，補間器２１８，遅延器２２０、４次シグマデルタデジタルアナログ変調器２２２、インダクタ２２４、キャパシタ２２６、抵抗２２８、スピーカ２３０（例えば、イヤースピーカ）、エラーマイクロフォン２３４及び４次シグマデルタアナログデジタル変調器２３６を含むデジタルマイクロフォンモジュール（ＤＭＩＣモジュール）２３２、遅延器２３８、４次デシメータ２４０遅延器２４２、及び係数適応モジュール２４４を含む。
【００２９】
幾つかの実施例においては、適応デジタルフィルタ２１４、加算器２１６、補間器２１８、遅延器２２０、4次シグマデルタ変調器２２２、インダクタ２２４、キャパシタ２２６、抵抗２２８、イヤーピーススピーカ２３０、ＤＭＩＣモジュール２３２、エラーマイクロフォン２３４、4次シグマデルタ変調器２３６、遅延器２３８、４次デシメータ２４０、遅延器２４２、及び／又は時間遅延を提供する適応ループを形成する係数適応モジュール２４４が含まれる。
【００３０】
ノイズは、図２の左側の音響ノイズ源２０２から発生する。このノイズは、音響パス２４６を経由し、聞く者の外耳道に到達する。この音響パスは、空気及びハンドセットエンクロージャを通り、スピーカ２３０が位置する点まで到達する。スピーカ２３０は、ノイズ源２０２の近くに位置するマイクロフォン２０６によりピックアップされた変形されたバージョンの音響ノイズと共に、遠くからの音声信号の音楽を再生する。
【００３１】
デジタルマイクロフォンモジュールは、小さく、かつ集積化を高める可能性を持つため、多くのハンドセットにおいてアナログマイクロフォンから置きかえられている。市場における多くのデジタルマイクロフォン（及び／又はＤＭＩＣ）は、マイクロ電磁（ＭＥＭ）センサ又はエレクトリックマイクロフォンを採用し、音響信号を電気的信号に変換し、例えば、その後、４次オーバーサンプリングシグマデルタ変調器（ΣΔ変調器）に接続される。これは、例えば、出力に１ビットストリームを生成する。
【００３２】
幾つかの実施例において、シグマデルタ変調器（ΣΔ変調器）２２２は、サンプリングレートとして、ＰＣＭレートが４８ksamples/sec(48ks/sec)の場合、例えば、６４×ＰＣＭレート（すなわち、３．０７２msamples/sec）である。ΣΔ変調器の出力は、高周波量子化ノイズを押さえるために、ローパスフィルタがかけられ、典型的には、sinc^(order+1)フィルタであり、この次数（order）は、ΣΔ変調器の次数である。ここでは、例えば、次数は４である。
【００３３】
sincフィルタは、以下の式で与えられる。
【００３４】
【数５】
2014504377.tif 000007
ここで、
ydec(n)は、出力サンプリングレート＝入力レート／Ndでのデシメータ出力であり、この場合、例えば、９６ksamles/secで、Nd=32である。
【００３５】
多くのＤＭＩＣは、ダイナミックレンジが９０ｄＢより小さく、信号対雑音比は、６５ｄＢより小さく規定されており、sincデシメータの次数は、ＤＭＩＣのパフォーマンスを減少させないようにΣΔ変調器の次数と同じ次数を持つ。幾つかの実施例において、システム２００は、適応ノイズキャンセレーション（ＡＮＣ：adaptive  noise  cancellation）をインプリメントし、全てのブロックは、同じ集積回路（ＩＣ）に集積されている。
【００３６】
幾つかの実施例において、ノイズΣΔ変調器２２２のデシメートされた（decimated）出力は、イヤーピーススピーカ２３０に現れる音響ノイズに近似させるように、適応有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ又はＦＩＲのカスケード及び無限インパルス応答（ＭＲ）フィルタを通過する。幾つかの実施例において、システム２００は、１２８タップのＦＩＲを含み、これは、インプリメンテーションにおいて広いレンジを持つ。要求されたオーディオ信号は、入力サンプリングレートからアップサンプルされ、ノイズデシメータと同じサンプルレートとされる。そして、適応ＦＩＲフィルタの出力に加えられる。オーディオと、適応的にフィルタリングされたノイズの混合加算は、線形補間器において補間され、ΣΔ変調器ベースのデジタルアナログコンバータ２２２に信号を与える前に、オーバサンプリングレシオ（ＯＳＲ）を十分に高い値にする。
【００３７】
幾つかの実施例において、４次ΣΔ変調器デジタルアナログコンバータ２２２は、１２８のＯＳＲを採用し、１ビットストリームを生成する。この１ビット出力は、２次ローパスフィルタを介して、イヤーピーススピーカ２３０をドライブする。２次ローパスフィルタは、インダクタ２２４及びキャパシタ２２６を含むＬＣネットワークによって形成される。適応フィルタが満足する収束を行う場合、出力スピーカは、ノイズをキャンセルする音響信号を出力する。これによって、スピーカ２３０の前面に取り付けられたエラーマイクロフォン２３４は、最小の音響エラー信号をピックアップすることになる。幾つかの実施例において、ノイズ除去１０ｄＢが達成される。
【００３８】
図２に示される遅延ブロック２１２、２２０、２３８、及び／又は２４２は、１つのステージから次のステージへのデータ転送の間に発生し得る遅延である。幾つかの実施例において、これらの遅延は、０（遅延無し）に設定することができる。例えば、インプリメンテーションが、同じ集積回路（ＩＣ）でなされる場合が挙げられる。しかしながら、幾つかの実施例において、特定の遅延は、システム上避けることができない。
【００３９】
幾つかの実施例において、４次sinc関数は、４つのsincステージのカスケードであり、以下の式に示す４つのグループの遅延を持つ。
【００４０】
【数６】
2014504377.tif 000008
ここで、ｆdsmは、入力のサンプリングレートである。
【００４１】
幾つかの実施例において、補間器出力は、その入力サンプリングレートの１つのサンプリング期間の遅延を持つ。図２におけるこの遅延は、ｐｃｍレートとして４８Ｋｓ／secが選択された場合、例えば、１／（２×ｐｃｍレート）＝１０．４１７マイクロ秒である。
【００４２】
幾つかの実施例において、信号ループ（適応デジタルフィルタ２１４、加算機２１５、補間器２１８、遅延器２２０、４次シグマデルタ変調器２２２、インダクタ２２４、キャパシタ２２６、抵抗２２８、イヤーピーススピーカ２３０、ＤＭＩＣモジュール２３２、エラーマイクロフォン２３４、４次シグマデルタ変調器２３６、遅延器２３８、４次デシメータ２４０、遅延器２４２、及び／又は係数適応モジュール２４４）におけるループ遅延（適応ループ）は、例えば、約２０マイクロ秒、すなわち適応フィルタの２サンプル期間だけ許容できる。補間器の遅延は、すでに約１０マイクロ秒係るため、このクリティカルパスは、約１０マイクロ秒だけが、信号パスの他の要素に残されている。これらには、インダクタ２２４及びキャパシタ２２６を含むＬＣベースのＬＰＦ、スピーカ２３０、エラーマイクロフォン２３４、エラーマイクロフォン２３４のアナログ出力を１ビットストリームに変換するΣΔ変調器２３６のsincデシメータ、及びこの適応フィルタをインプリメントするのに必要なその他の処理遅延が含まれる。幾つかの実施例において、ＤＭＩＣ２３２は、４次sincフィルタをも含むことができる。これは、上述の式６に従った遅延を持ち得る。この遅延は、例えば、ＰＣＭレート４８ｋｓ／ｓ（毎秒４８ｋサンプル）に対して２０．８マイクロ秒、そして、ＡＮＣインプリメンテーションにおける４次ΣΔ変調を採用するデジタルマイクロフォンに対しては、非常に限られてものとなる。主にノイズ信号がランダムな性質を有する場合、ＡＮＣループに対するこの遅延の制限は、厳しいものとなる。このノイズが、予測でき、繰り返しパターンを持つ場合、ループ遅延は、それほどは厳しいものとはならない。エラーデシメータに起因した遅延に加えて、上述の他の遅延は、適応フィルタのタップの数、ＬＣ  ＬＰＦのバンド幅、及び機能ブロック間のその他のデータ転送遅延に依存して、追加的な遅延（例えば、２から５マイクロ秒）となる。
【００４３】
幾つかの実施例において、適応ノイズキャンセレーション（ＡＮＣ）は、マルチプルチップ（例えば、システムオンチップ（SoC）及びミックス信号ＩＣ（ＭＳＩＣ））で構成されたポータブルデバイスの一部であるオーディオコーデック内にインプリメントされる幾つかの実施例において、デジタルマクロフォンモジュール（ＤＭＩＣモジュール）204、ノイズマイクロフォン２０６、4次シグマデルタアナログデジタル変調器２０８、4次デシメータ２１０、遅延器２１２、フィルタ２１４（例えば、適応デジタルフィルタ）、加算器２１６、遅延器２４２、及び／又は、係数適応モジュール２４４は、ＳｏＣ内に含まれる。幾つかの実施例において、補間器２１８、遅延器２２０、４次シグマデルタデジタルアナログ変調器２２２、インダクタ２２４、キャパシタ２２６、抵抗２２８、スピーカ２３０、デジタルマイクロフォンモジュール（ＤＭＩＣモジュール）２３２、エラーマイクロフォン２３４、４次シグマデルタ変調器２３６、遅延器２３８、及び／又は４次デシメータ２４０は、ＭＳＩＣに含まれる。
【００４４】
全体のコストを下げ、シリコンの領域を狭めるための総合的な解決策として、デジタルチップにデジタルの機能ブロックをできるだけ多く配置することが望ましい。幾つかの実施例において、要求されたオーディオ信号を処理するデジタルフィルタ（図２には不図示）、及び適応１２８FIRフィルタ（例えば、フィルタ２１４）は、SoCにインプリメントされる異が望ましい。これは、ＣＭＯＳプロセスを用いて形成され得る。しかしながら、ＳｏＣには、ピン数の限界があり、ＭＳＩＣからＳｏＣへのデシメータ出力（例えば１６から２４ビットサンプル）、及びＳｏＣからＭＳＩＣへの補間器入力は、パラレルからシリアルへの、及びシリアルからパラレルへの変換、及び２つのチップ間の転送を必要とする。このデータ転送は、ＡＮＣインプリメンテーションの厳しいループ内での追加的な遅延を招くこととなる。これは、このようなインプリメンテーションにおいて、デジタルマイクロフォン（ＤＭＩＣ）の使用を、より困難にする。幾つかの実施例において、上述のような遅延による問題を解決するための許容できる解決策がインプリメントされる。
【００４５】
図３は、幾つかの実施例に従った、システム３００を示している。幾つかの実施例において、システム３００は、適応ノイズキャンセレーション（ＡＮＣ）解決策をインプリメントする。幾つかの実施例において、システム３００は、シグマデルタ変調器を使用したＡＤコンバータ及びＤＡコンバータを用いた、適応ノイズキャンセレーションのインプリメンテーションを含む。
【００４６】
幾つかの実施例において、システム３００は、音響ノイズ源３０２、ノイズマイクロフォン３０６及び４次シグマデルタデジタルアナログ変調器３０８を含むデジタルマイクロフォンモジュール（ＤＭＩＣモジュール）３０４、４次デシメータ３１０、遅延器３１２、フィルタ３１４（例えば、適応デジタルフィルタ）、加算器３１６、補間器３１８、遅延器３２０、４次シグマデルタデジタルアナログ変調器３２２、インダクタ３２４、キャパシタ３２６、スピーカ３３０（例えば、イヤーピーススピーカ）、エラーマイクロフォン３３４及び４次シグマデルタアナログデジタル変調器３３６を含むデジタルマイクロフォンモジュール３３２、遅延器３３８、１次、２次、及び／又は３次デシメータ３４０、遅延器３４２、及び係数適応モジュール３３４を含む。ある実施例において、適応デジタルフィルタ３１４、加算器３１６、補間器３１８、遅延器３２０、４次シグマデルタ変調器３２２、インダクタ３２４、キャパシタ３２５、抵抗３２８、イヤーピーススピーカ３３０、ＤＭＩＣモジュール３３２、エラーマイクロフォン３３４、４次シグマデルタ変調器３３６、遅延器３３８、４次デシメータ３４０、遅延器３４２，及び／又は係数適応モジュール３３４は、時間遅延を提供する適応ループを形成する。
【００４７】
ノイズは、図３の左側の音響ノイズ源３０２から発生する。このノイズは、音響パス３４６を経由して、聞く者の外耳道に到達する。音響パスは、空気を経由し、ハンドセットエンクロージャを経由し、スピーカ３３０が設置されている点まで到達する。このスピーカ３３０は、ノイズ源３０２の近くに設置されたマイクロフォン３０６によってピックアップされた音響ノイズの変形されたバージョンと共に遠方から来る音声又は音楽信号を再生する
上述の遅延の問題は、エラー信号に対する既存のアナログマイクロフォン及び不要な遅延を発生させない（これによって、エラー信号パスにおけるデシメータを不要とする）高速ＡＤ変換器を用いることによって、飛躍的に低減される。しかしながら、これは、好ましい選択ではない。したがって、幾つかの実施例において、エラーデシメータをインプリメントする他の方法は、既存のレートの倍のサンプリングレートでエラーデシメータを用いる（すなわち、例えば、２×PCMレートに代えて、４×PCMレートを用いる）。これによって、デシメータの遅延を、例えば、４次sincフィルタが用いられた場合、２０．８マイクロ秒から１０．４マイクロ秒に低減する。しかしながら、１０．４マイクロ秒は、ＬＣフィルタ、ＳｏＣとＭＳＩＣとの間のデータ転送、及び／又は、ＦＩＲフィルタのインプリメントに対する処理時間に対して十分な残りの時間を与えることができない。したがて、エラーデシメータの次数を４から２に減少させるように、エラーデシメータに対して更なる修正がなされる。例えば、遅延として、５．２０８マイクロ秒を提供する。4次ΣΔ変調器を伴う従来のデシメータに対しては、２次のＳＩＮＣフィルタの使用は許容されないが、適応プロセスが動作中であり、要求するオーディオが聞こえる場合においても、適応コントロールにこれを用いることで、満足できるレベルのノイズキャンセレーションが得られる（これは、適応エコーキャンセリングの間における「ダブルトーク」と同じである）。幾つかの実施例において、1次のsincデシメータの場合、２次又は３次のsincフィルタよりもノイズ除去は良くないものであるが、適応フィルタを動作させる。
【００４８】
幾つかの実施例において、デシメータ３４０は、１次のデシメータである。幾つかの実施例において、デシメータ３４０は、２次のデシメータである。幾つかの実施例において、デシメータ３４０は、３次のデシメータである。幾つかの実施例において、デシメータ３４０は、１次、２次、又は３次のデシメータであり、エラー信号に対して、ΣΔ変調器と直列につながれる。
【００４９】
幾つかの実施例において、デシメータに内在する遅延は、ＡＮＣインプリメンテーションの適正動作において、無視し得る。幾つかの実施例において、異なるサンプリングレートがノイズパス及びエラーパスに対して用いられる。幾つかの実施例において、sincデシメータは、インプリメンテーションにおいて用いられる、対応するΣΔ変調器よりも低い次数のものが用いられる。
【００５０】
幾つかの実施例において、シグマデルタ変調器及びデシメータは、適応ノイズキャンセレーション（ＡＮＣ）のインプリメンテーションに用いられ、ここにおいて、サンプリングレートは、他のインプリメンテーションのサンプリングレートの２倍である。幾つかの実施例において、シグマデルタ変調器及びデシメータは、適応ノイズキャンセレーション（ＡＮＣ）のインプリメンテーションに用いられ、ここにおいて、エラーデシメータブロックにおいて、４次又は５次のsincフィルタよりも、１次、２次、又は３次のsincフィルタが用いられる。幾つかの実施例において、従来のシリコンプロセスを用いたデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）の動作よりもより複雑なインプリメンテーションである、混合信号チップ（mixed  signal  chip）及びＳｏＣの間でデータが転送されることができる十分な時間が与えられる。幾つかの実施例において、適応有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタは、複数のタップ（例えば、１２８タップ）を含み、かつ／或いは、高クロック周波数（例えば、２００ＭＨｚより高い周波数）で動作するＳｏＣにおいて実現される。幾つかの実施例において、ＳｏＣは、２マイクロ秒よりも短い時間で、関連する演算の処理を行い、３マイクロ秒をチップ間の転送、及びＬＣベースのローパスフィルタ（ＬＰＦ）のグループの遅延に充てる。ＬＣフィルタは、典型的には、３ｄＢコーナーが１３０ｋＨｚであり、グループの遅延が約１．３マイクロ秒である。
【００５１】
幾つかの実施例において、適応ノイズキャンセレーション（ＡＮＣ）のインプリメンテーションは、シグマデルタ変調（ΣΔ変調）を用いるデジタルマイクロフォン（ＤＭＩＣ）、及び音響ノイズ及びエラー信号を検出するデシメータを含む。
【００５２】
幾つかの実施例において、エラー信号パスに対して、ユニークなサンプリングレート、及び／又は、sincフィルタの次数が用いられる。
【００５３】
幾つかの実施例において、複数のチップ（例えば、システムオンチップ（ＳｏＣ）及びミックスドシグナルＩＣ（ＭＳＩＣ））で構成されるポータブルデバイスの一部であるオーディオコーデックにおいて、適応ノイズキャンセレーション（ＡＮＣ）がインプリメントされる。幾つかの実施例において、デジタルマイクロフォンモジュール（ＤＭＩＣモジュール）３０４、ノイズマイクロフォン３０６、４次シグマデルタアナログデジタル変調器３０８、４次デシメータ３１０、遅延器３１２、フィルタ３１４（例えば、適応デジタルフィルタ）、加算器３１６、遅延器３４２、及び／又は係数適応モジュール３４４は、ＳｏＣに含まれる。幾つかの実施例において、補間器３１８、遅延器３２０、４次シグマデルタデジタルアナログ変調器３２２、インダクタ３２４、キャパシタ３２６、抵抗３２８、スピーカ３３０、デジタルマイクロフォンモジュール（ＤＭＩＣモジュール）３３２、エラーマイクロフォン３３４，４次シグマデルタアナログデジタル変調器３３６、遅延器３３８、及び／又は、１次、２次、又は３次デシメータ３４０は、ＭＳＩＣに含まれる。
【００５４】
図４は、本発明の幾つかの実施例におけるシステム４００を示している。幾つかの実施例において、システム４００は、適応ノイズキャンセレーション（ＡＮＣ）解決策をインプリメントしている。幾つかの実施例において、システム４００は、シグマデルタ変調器（ΣΔ変調器）を利用した、ＡＤコンバータ及びＤＡコンバータを用いた適応ノイズキャンセレーションのインプリメンテーションを含む。
【００５５】
幾つかの実施例において、システム４００は、音響ノイズ源４０２、ノイズマイクロフォン４０６及び４次シグマデルタアナログデジタル変調器４０８を含むデジタルマイクロフォンモジュール（ＤＭＩＣモジュール）４０４、４次でモジュレータ４１０、遅延器４１２，フィルタ４１４（例えば、適応デジタルフィルタ、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ、及び／又は１２８タップＦＩＲ）、加算器４１６、補間器４１８、遅延器４２０、マルチビット出力付き３次シグマデルタ変調器４４２、ＤＡコンバータ（ＤＡＣ）４２４、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）及びスピーカドライバ４２６、スピーカ４３０（例えばイヤーピーススピーカ）、エラーマイクロフォン４３４及び４次シグマデルタアナログデジタル変調器４３５を含むデジタルマイクロフォンモジュール（ＤＭＩＣモジュール）４３２、遅延器４３８、２次、３次、又は４次デシメータ４４０、遅延器４４２、及び係数適応モジュール４４４を有する。幾つかの実施例において、フィルタ４１４、加算器４１６、補間器４１８、遅延器４２０、３次シグマデルタ変調器４２２、ＤＣＡ４２４、ＬＰＦ及びスピーカドライバ４２６、イヤーピーススピーカ４３０、ＤＭＩＣモジュール４３２、エラーマイクロフォン４３４、４次シグマデルタアナログデジタル変調器４３６、遅延器４３８、２次、３次、又は４次デシメータ４４０、遅延器４４２、及び／又は係数適応モジュール４４４は、時間遅延を提供する適応ループを形成する。
【００５６】
ノイズは、図４の左側の音響ノイズ源４０２から発生する。このノイズは、音響パス４４６を経由し、聞く者の外耳道に達する。音響パスは、空気を介して、ハンドセットエンクロージャを経由し、スピーカ４３０が位置する点に到達する。スピーカ４３０は、ノイズ源４０２の近くに設置されたマイクロフォン４０６によってピックアップされた音響ノイズの変形バージョンと共に、遠方から来る音声信号の音楽を再生する。
【００５７】
上述のように、デジタルマイクロフォンモジュールは、小さいサイズであり、集積化の可能性のため、アナログマイクロフォンに代わって用いられている。マーケットにおいて、デジタルマイクロフォン（ＤＭＩＣ）の多くは、マイクロエレクトロメカニカル（ＭＥＭ）センサ又は電気的マイクロフォンを採用し、音響信号を電気的信号に変換し、その後、例えば、４次オーバサンプリングするシグマデルタ変調器（ΣΔ変調器）に与える。この出力は、例えば１ビットストリームを出力する。
【００５８】
幾つかの実施例において、シグマデルタ変調器（ΣΔ変調器）４２２は、サンプリングレートとして、例えば、ＰＣＭレートが４８ks/secである場合、５０×ＰＣＭレート（すなわち、２．４Ｍsample/sec）である。ΣΔ変調器の出力は、ローパスフィルタにかけられ、高周波量子化ノイズが減少する。典型的には、sinc＾（order+1）フィルタが用いられる。ここで、order（次数）は、ΣΔ変調器の次数である。
【００５９】
利用可能なＤＭＩＣは、ダイナミックレンジ９０ｄＢ未満、及び信号対雑音比６５０ｄＢ未満が規定されているため、sincデシメータは、ＤＭＩＣのパフォーマンスにおける悪影響を受けることなく、ΣΔ変調器の次数と同じ次数を持つことができる。
【００６０】
既に述べたように、sincフィルタは、例えば、式Eに従ってインプリメントされる。図４の幾つかの実施例において、例えば、Nd=25、そして、出力レートは９６ksamples/secである。
【００６１】
ノイズΣΔ変調器のデシメートされた出力は、適応ＦＩＲフィルタ４１４又はＦＩＲ及びＭＲフィルタの組合せを通過し、イヤーピーススピーカ４３０に現れる音響ノイズに似るように変形される。図４は、１２８タップのＦＩＲフィルタを示している。しかしながら、タップの数は、ノイズの性質、ハンドセットエンクロージャ、パスの遅延等に依存して大きく変更されてもよい。要求されたオーディオ信号、例えば「遠くからの音声信号」は、入力サンプリングレートからアップサンプリングされ、ノイズデシメータと同じレートに引き上げられる。そして、ＦＩＲフィルタの出力に加算される。音響と適応フィルタノイズの加算されたものは、例えば補間器４１８の線形補間器において補間され、オーバサンプリングレート（ＯＳＲ）に引き上げられる。この補間された信号がΣΔ変調器ベースのデジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）に入力されるに足る高いレートに変換される。図４のシステム４００は、１００倍のＯＳＲによる３次ΣΔ変調器ＤＣＡを用いる。例えば、１７の識別できるレベルの５ビット出力ストリームを生成する。この５ビット出力は、ＤＡＣ４２４及びローパスフィルタ（ＬＰＦ）４２６を用いたアナログユニットに変換される。ＬＰＦ４２６の出力は、パワーアンプを介してスピーカを駆動する（例えば、３２オームスピーカ）。これによって、音響アンチノイズがかけられた要求されたオーディオ又は音声信号が生成される。
【００６２】
補間器４１８の出力を変換し、ＤＡＣ２４２を経由し、スピーカドライバ４２６に与える機能は、異なる形式で変更することができる。例えば、４次又は５次のΣΔ変調器、セミデジタルＦＩＲ又はＭＲ  ＬＰＦ、パルス幅変調（ＰＷＭ）ジェネレータとＬＣフィルタを用いたＬＰＦ等が挙げられる。適応フィルタが満足できる形で収束する場合、スピーカの出力は、ノイズをキャンセルした音響信号を生成する。したがって、スピーカ４３０の全面に設置されたエラーマイクロフォン４３４は、最小の音響エラー信号をピックアップすることとなる。幾つかの実施例において、システム４００の設計のゴールは、少なくとも１０ｄＢのノイズ除去を達成することである。
【００６３】
図４に示す遅延ブロック４１２、４２０、４３８、及び／又は４４２は、１つのステージから次のステージへのデータ転送の際に避けられない遅延を示している。幾つかの実施例において、これらの遅延は、システム４００における、現実のインプリメンテーション又は計算オペレーションにおける処理遅延、及び機能ブロック間の関連するデータ転送を示している。幾つかの遅延は、システム上不可避なものである。
【００６４】
幾つかの実施例において、４次sinc関数は、４つの積分器に４つの弁別器（discriminator）を直列に接続する異によって、インプリメントすることができる。グループsincデシメータ遅延は、上述の式Fに従って計算することができる。幾つかの実施例において、システム４００の入力のサンプリングレートｆｄｓｍは、２．４Ms/sec、そして、Ndデシメーションファクタは、２５である。
【００６５】
幾つかの実施例において、補間出力は、入力サンプリングレートの１サンプリング期間である。図４におけるこの遅延は、例えば、ｐｃｍレートが48ks/secに選定された場合、１/（２×ｐｃｍレート）＝１０．４１７マイクロ秒である。
【００６６】
幾つかの実施例において、適応デジタルフィルタ４１４、加算４１６、補間器４１８、遅延器４２０、3次シグマデルタ変調器４２２、ＤＡＣ４２４、ＬＰＦ及びスピーカドライバ４２６、イヤーピーススピーカ４３０、ＤＭＩＣモジュール４３２、エラーマイクロフォン４３４、４次シグマデルタアナログデジタル変調器４３６、遅延器４３８、２次、３次、又は４次デシメータ４４０、遅延器４４２、及び／又は係数適応モジュール４４４によって形成される信号ループの遅延は、例えば、適応フィルタの２サンプル期間（約２１マイクロ秒）未満である。これによって、ＡＮＣシステム４００の閉ループは安定する。これは、エラーマイクロフォン４３４、エラーマイクロフォン４３４のアナログ出力を１ビットデジタルストリームに変換するΣΔ変調器４３６のsincデジメータの遅延、適応フィルタをインプリメントするために必要なその他の処理遅延、が含まれる。幾つかの実施例において、ＤＭＩＣ４３２は、上述の式６に従った遅延を有する４次又は５次sincフィルタを含むことができる。この遅延は、例えば、ＡＮＣインプリメンテーションにおける、ＰＣＭレート４８ks/s（４８ksamples/sec）であり２０．８マイクロ秒であり、４次ΣΔ変調器に対しては限定的である。ＡＮＣループに対するこの遅延による拘束は、主にノイズ信号がランダム性を有する場合、厳しくなる（critical）。このノイズが、予測できるものであり、繰り返しパターンである場合には、このループ遅延は、それよりは厳しくなくなる（less  critical）遅延に加えて、デシメータのエラーによって、上述の他の遅延は、追加的な遅延をもたらす（例えば、２から５マイクロ秒である）。これは、適応フィルタのタップの数、機能ブロック間のいかなる転送遅延にも依存する。
【００６７】
幾つかの実施例において、適応ノイズキャンセレーション（ＡＮＣ）は、複数のチップ（例えば、システムオンチップ（ＳｏＣ）及びミックスドシグナルＩＣ（ＭＳＩＣ））から構成されるポータブルデバイスの一部として、オーディオコーデックにおいて、インプリメントされる。幾つかの実施例において、デジタルマイクロフォンモジュール（ＤＭＩＣモジュール）４０４、ノイズマイクロフォン４０６、４次シグマデルタアナログデジタル変調器４０８、４次デシメータ４１０、遅延器４１２、フィルタ４１４、加算器４１６、及び／又は係数適応モジュール４４４は、ＳｏＣに含まれる。幾つかの実施例において、補間器４１８、遅延器４２０、３次シグマデルタデジタルアナログ変調４２２、ＤＡＣ４２４、ＬＰＦ及びスピーカドライバ４２６、スピーカ４３０、デジタルマイクロフォンモジュール（ＤＭＩＣモジュール）４３２、エラーマイクロフォン４３４、４次シグマデルタアナログデジタル変調器４３６、遅延器２３８、及び又は２次、３次、又は４次デシメータ４４０は、ＭＳＩＣに含まれる。
【００６８】
全体のコストを下げ、シリコン領域を狭めるための総合的な解決策としては、デジタル機能ブロックをデジタルチップにできるだけ多く配置することである。幾つかの実施例において、要求するオーディオ信号を処理するデジタルフィルタ（図４には不図示）、及び、適応１２８ＦＩＲフィルタ（例えば、フィルタ４１４）は、ＳｏＣチップにインプリメントされることが望ましい。これは、ＣＭＯＳプロセスを用いて形成され得る。しかしながら、ＳｏＣには、ピン数の限界があり、ＭＳＩＣからＳｏＣへのデシメータ出力（例えば１６から２４ビットサンプル）、及びＳｏＣからＭＳＩＣへの補間器入力は、パラレルからシリアルへの、及びシリアルからパラレルへの変換、及び２つのチップ間の転送を必要とする。《このデータ転送は、ＡＮＣインプリメンテーションの厳しいループ内での追加的な遅延を招くこととなる。これは、このようなインプリメンテーションにおいて、デジタルマイクロフォン（ＤＭＩＣ）の使用を、より困難にする。図４において、ΣΔ変調器に代えて、データ変換遅延が無視し得る典型的なＡＤ及びＤＡ変換器が含まれている場合、ＬＭＳは、満足しうる形で動作する。しかしながら、機能ブロック間のデータ転送における遅延が複数のＩＣに分散しており、ＤＭＩＣのΣΔ変調に関連する遅延を伴うことは、携帯電話、ＭＩＤプラットフォーム、ＰＤＡ等において、音響ノイズのキャンセレーションの追加的特徴を付加することとなり、困難を伴う。これらの遅延は、幾つかの実施例において、解決される。
【００６９】
上述したように（例えば、図３に示したように）、エラーデシメータにおける遅延に起因する悪影響は、デシメータの次数を減少させることにより（例えば、４次から２次又は３次へ減少させることにより）、かつ、デシエータの出力レートを挙げることにより（例えば、９６ks/sから１９２ks/s）飛躍的に減少させることができる。これによって、例えば、遅延は２から１／２又は３／４サンプル期間に減少させることを助ける。しかしながら、例えば、ＳｏＣとＭＳＩＣとの間のデータ転送は、高速転送を必要としない。加えて、他のコンポーネントは、エラー信号パスに沿って１．２５サンプル期間未満であるため、遅延が必要とされる。幾つかの実施例において、係数適応を（例えば、適応ＦＩＲフィルタ４１４の適応フィルタ内で）インプリメントすることによって、これは、改善される。
【００７０】
図５は、本発明の幾つかの実施例に従ったシステム５００を示している。幾つかの実施例において、システム５００は、フィルタ（例えば、１２８タップＦＩＲフィルタ）である。幾つかの実施例において、システム５００は、上述の式Ａに基づいたフィルタインプリメンテーションである。システム５００は、複数のレジスタ５０２、（例えば、幾つかの実施例では、１サンプル遅延につき、１２８  ２４ビット幅レジスタである）、乗算器５０４（例えば、１２８  ２４ビット幅で、１サンプル遅延を含む。
【００７１】
図６は、本発明の幾つかの実施例に従ったシステム６００を示す。幾つかの実施例において、システム６００は、上述の式Ｄに基づいた、係数アップデートのインプリメンテーションを示している。システム６００は、アドレスカウンタ６０２、係数レジスタ６０４、加算器６０６、データレジスタ６０８、かけ算器６１０、及びマルチプレクサ６１２を有する。
【００７２】
幾つかの実施例において、式Ｄにおけるエラー信号、及び又は、図６は、係数がアップデートに使われるまでに、長い遅延を伴う。第１の係数ｈ（０）は、データ入力遅延ライン及びエラー信号の第１のサンプルに基づいてアップデートされる。しかしながら、図６において、入力サンプルが消えたか、又は、次の遅延レジスタに移った場合、エラーサンプルが利用できる場合、結果的に生じるｈ（０）の修正は、誤りとなってしまう。したがって、幾つかの実施例において、エラーの現在のサンプル及び遅延したサンプル例えばＸ（ｎ−１）又はＸ（ｎ−２）等に基づいてｈ（０）を修正することがより適切である。幾つかの実施例において、入力サンプルに対する実際のオフセット遅延は、遅延の関数として選択され、エラー信号は、広い範囲にわたることとなる。したがって、幾つかの実施例において、式Ｄは以下のように修正される。
【００７３】
【数７】
2014504377.tif 000009
Ｋ＝０，１，２，３，．．．．１２７
ｊは、整数の集合から選択され（例えば、０から８）、エラー信号ｅ（ｎ）による遅延に依存する。
【００７４】
図７は、本発明の幾つかの実施例に基づく、システム７００を示している。幾つかの実施例において、システム７００は、フィルタ（例えば、１２８タップＦＩＲフィルタ）である。幾つかの実施例において、システム７００は、上述の式Ｇに基づくフィルタをインプリメントする。システム７００は、複数のレジスタ７０２（例えば、幾つかの実施例において、１サンプル遅延に対して、２４ビット幅の１３６のレジスタが存在する。１２８プラス８レジスタ）、かけ算器７０４（例えば、１２８個の２４×１８かけ算器）、及び加算器７０６を有する。
【００７５】
システム７００は、式Ｇに関連して示されたインプリメンテーションに基づいて、１２８タップＦＩＲフィルタを示す。このＦＩＲフィルタは、図５に示したフィルタと同様である。なお、追加的サンプルの数だけ増加したレジスタの長さ（図７では、具体的には、８個の追加的サンプル）を有する点で異なっている。追加的に遅延したサンプルは、サインインプリメンテーションが採用されている場合、サインビットを保存する。なお、ＬＭＳインプリメンテーションに従って、例えば、式Ｃに規定された類似した動作が採用されている。図７に示すように、係数適応は、式Ｇに基づいてインプリメントされる。幾つかの実施例において、式Ｇの変数ｊは、エラー信号パスにおける遅延に基づいたプログラマブルな値である。
【００７６】
幾つかの実施例において、ＦＩＲフィルタサンプリングレートは、８８．２ks/sであり、４次デシメータ遅延を含むエラー信号パスにおける遅延は、約３６マクロ秒であり、ｊの値を５，６，又は７に設定することは、ループの安定性及びノイズ除去に関して満足のゆく動作を提供する。
【００７７】
幾つかの実施例にしたがったインプリメンテーション、及び式G及び／又は図７に関連して記載されたインプリメンテーションは、ノイズサンプルのサインビットにして、十分な数のレジスタービットが手当てされてイル限り、エラー信号パスにおける広いレンジの遅延に対応する。加えて、これらのインプリメンテーションは、ノイズデシメータに比して、エラーデシメータに対する低いサンプリングレートに対しても、有効である。
【００７８】
ＮこのタップのＦＩＲフィルタを用いた、通常のＬＭＳアルゴリズムがインプリメントされた場合、Ｎ−１個のデータレジスタが必要である。しかしながら、幾つかの実施例において、追加的「ｊ」遅延が付加される。これは、単にサインビットだけでなく、フルワードのレジスタが追加されることを意味する。しかしながら、ＬＭＳサインビットアルゴリズムをインプリメントする場合、１２７＋ｊ個のデジタルサンプルのサインビットのみが保存されることが望ましい。幾つかの実施例において、「単一ビット」レジスタ又は「フルワードのレジスタ」（すなわち、１６ビットから２４ビットワードサンプル）が用いられる。幾つかの実施例において、フルの長さのレジスタと単一ビットのレジスタのミックスが行われるわけでない。なお、レジスタがフルワードをもっていても、サインアルゴリズムがデータレジスタのデータのサインビットのみを見るような異なる観点から観察する場合には、このようなミックスが用いられるであろう。ＣＰＵをベースとしたインプリメンテーションの場合、単一ビットレジスタを用いるよりも、汎用レジスタを用いることがより現実的である。カスタムハードウエアデザインに基づくインプリメンテーションの場合には、ＬＭＳサインアルゴリズムのための単一ビットレジスタの使用は、ゲートの数を節約することになる。
【００７９】
ΣΔ変調器を集積するＤＭＩＣの使用する幾つかの実施例は、エラー信号ループの遅延を減少させる。幾つかの実施例において、高いサンプリングレートで動作する小さいオーダのsinc関数が用いられる。幾つかの実施例において、ＦＩＲフィルタのデータレジスタの部分として、数個の追加的なレジスタービットが追加される。幾つかの実施例において、ＬＭＳサインインプリメンテーションが利用され、変数ｊによって示される追加的な遅延は、サインビットを格納し、シフトすることを必要とするだけであり、全部のデジタルワード（１６ビットから２４ビットサンプル）がそのようにされることはない。
【００８０】
幾つかの実施例において、音響ノイズ及びエラー信号を検出するために、デジタルマイクロフォン（ＤＭＩＣ）がΣΔ変調及びデシメータを使用する。このようなＤＭＩＣの利用は、アナログマイクロフォンを使用したシステムには、出現しない問題が発生する。幾つかの実施例において、追加的遅延要素を含む適応ＦＩＲフィルタが用いられる。ＦＩＲフィルタがＮ個のタップフィルタである場合、そのフィルタは、典型的にＮ−１個のデータレジスタを有することとなる。幾つかの実施例において、インプリメントされたＦＩＲフィルタは、Ｎ−１個のデータレジスタ、ｊ個のサインビットレジスタ、及びオフセットアドレスレジスタを有する。幾つかの実施例において、ＦＩＲ係数は、新規でユニークな方法でアップデートされる（例えば、追加的遅延要素を加算することによってなされる）
本明細書における幾つかの実施例は、特定の方式でインプリメントされた（例えば１２８タップフィルタ）が、幾つかの実施例においては、これらの特定のインプリメンテーションは、必ずしも要求されない。例えば、幾つかの実施例において、異なるタイプ又はサイズのフィルタが用いられ得る。
【００８１】
本明細書において記載されている時間遅延は、現実的な機能又は物理的ブロックではない点に留意すべきである。幾つかの実施例において、時間遅延は、内在的（例えばデシメータに内在している）であり、ＤＭＩＣ間のデータ転送プロセスに起因し、デシメータ、及び係数適応ブロックに起因するものである。これらの遅延は、単一のパスにおいて、有限時間遅延として示されている。本出願に記載されているシステムモデルダイヤグラム内の遅延は、内在的な遅延であり、システム内に存在し、デシメータ及び補間器の特定のインプリメンテーションに基づき、パラレル／シリアル／パラレル変換、データの動機のためにデータをレジスタに保存するために必要な遅延に基づくものである。もっとも、幾つかの実施例において、これらの遅延による、適応フィルタリングシステムのパフォーマンスへの弊害は、解決されている。
【００８２】
幾つかの実施例は、特定のインプリメンテーションに関連して説明されているが、幾つかの実施例に従って、他のインプリメンテーションも可能である。加えて、図面及び／又は本明細書に記載された回路要素又は他の特徴のアレンジメント、及び／又は、順番は、図示され又は記載された特定の方法でアレンジされなければならないものではない。幾つかの実施例に基づいて、多くの他のアレンジメントが可能である。
【００８３】
図に示されたシステムの各々で、あるケースの要素は、それぞれ同じ参照番号、又は異なる参照番号が振られている。これによって、要素が異なるか及び／又は類似しているかを示すものである。なお、要素は、フレキシブルであり、異なるインプリメンテーションを持ち、開示されている幾つかの又は全てのシステムと動作する。図面に示される様々な要素は、同じであるか、異なるものである。第１の要素と呼ばれている１つと、第２の要素と呼ばれている１つとは、適宜に呼び変えることができる。
【００８４】
明細書及び請求項において、「接続（coupled  connected）」が、他の要素と共に用いられる。これらは、同義語ではない点に留意すべきである。むしろ、特定の実施例において、「connected」は、複数の要素が物理的又は電気的に接触していることを意味する。「coupled」は、複数の要素が、直接物理的、又は電気的に接続していることもある。しかしながら。「coupled」は、複数の要素が直接的に相互に接続しなくてもよく、協働して相互にインターラクトしていればよい。
【００８５】
本明細書で、アルゴリズムは、自己完結的な行為又はオペレーションのシーケンスであり、所期の目的を達成するものである。これらは、物理量を物理的に操作することを含んでいる。通常、これらの量は、電気的又は磁気的信号であり、蓄積され、転送され、結合され、比較され、操作することができる。場合によっては、原理的に、ビット、値、要素、シンボル、特徴、条件、番号等としての信号として参照される。なお、これらのそして、同様用の用語は、適切な物理量及びこれらの量に適用されるラベルに関連している。
【００８６】
幾つかの実施例において、１つの又は、組合せのハードウエア、ファームウエア、ソフトエアとしてインプリメントされる。幾つかの実施例は、機械可読の媒体に格納された命令としてインプリメントされ得る。この命令は、コンピュータによって、読み込まれ実行され得る。機械可読の媒体としては、機械が読み込むことができる情報を格納し転送することができるメカニズムを含む。例えば、機械可読の媒体としては、ＲＯＭ、ＲＡＭ、磁気ディスク媒体、光記憶媒体、フラッシュメモリデバイス、電気、光学、音響、又は他の形態ので伝搬できる信号（例えば、キャリアウエーブ、赤外線、デジタル信号、信号を送受信できるインタフェース等が挙げられる）。
【００８７】
実施例は、本は発明のインプリメンテーション又は例示である。本明細書において、「実施例」は、特定の特徴、構成、又は特徴を表現したものである。実施例の全ての構成要素を含む必要はない。「実施例として、複数存在する説明は、１つの実施例を指すものではない。
【００８８】
全てのコンポーネント、特徴、構成、特徴等が記載されているわけではない。これらは、特定の実施例に含まれるものである。明細書において、「してもよい」「できる」等の記載は、特定のコンポーネント、特徴、構成が含まれなければならないことを示すものではない。また、単数の記載は、筆との要素だけを示すものではない。明細書及び請求項において、「追加的」要素が記載されている場合、他の追加的構成を排除する者ではない。
【００８９】
図面に記載した、フロー、ダイヤグラムやそれに対応する明細書の記載は、実施例を記載したものであり、これらに限定されるものではない。例えば、フローは、順番を変えてもよい。
【００９０】
本発明は、明細書に記載された特定の説明に限定されるものではない。もちろん、当業者であれば、本発明の範囲内において、様々なバリエーションを理解することができる。したがって、以下の請求項及びその補正書が本発明を定義するものである。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【国際調査報告】
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