(57)【要約】  本発明は、デジタル・スピーカ・アレイ・システムのチャネル等化およびビーム制御方法およびデバイスを開示する。この方法は、（１）デジタル形式を変換するステップと、（２）チャネル等化を遂行するステップと、（３）ビーム形成を制御するステップと、（４）マルチビットΣ−Δ変調を遂行するステップと、（５）サーモメータ符号変換を遂行するステップと、（６）動的不整合整形処理を遂行するステップと、（７）チャネル情報を抽出してデジタル出力増幅器へ送り、アレイ音を駆動するステップと、を備える。本発明のデバイスは、音源、デジタル変換器、チャネル等化器、ビーム形成器、Σ−Δ変調器、サーモメータ符号器、動的不整合整形器、抽出選択器、多チャネルデジタル出力増幅器、およびスピーカアレイを備える。ここで、各ユニットは相互に直列に接続する。本発明は、システムの全デジタルを達成し、体積、ワット損、およびコストを低減し、電気音響変換効率および干渉対抗能力を向上し、システムの可聴帯域内周波数応答平坦性を改善し、デジタルアレイのビーム指向性制御を達成し、特殊音響効果の効果的実現方法を提供する。【選択図】図１
2014535205.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
デジタル・スピーカ・アレイ・システムのためのチャネル等化およびビーム制御の方法であって、
（１）原信号を、ＰＣＭ符号化に基づくデジタル信号へ変換するために、デジタル形式を変換するステップと、
（２）チャネル等化処理を行うステップと、
（３）ビーム形成を制御するステップと、
（４）マルチビットΣ−Δ変調を行うステップと、
（５）ビット幅Ｍを有する低ビットＰＣＭ符号化信号を、２Ｍ伝送チャネルに対応するデジタル出力増幅器およびトランスデューサ負荷の単進符号ベクトルへ変換するために、サーモメータ符号変換を行うステップと、
（６）サーモメータ符号化ベクトルを再順位づけるために、動的不整合整形処理を行うステップと、
（７）デジタル出力増幅器へ送って負荷音を駆動するために、チャネル情報を抽出するステップと、
を備える方法。
【請求項２】
前記ステップ（１）において、変換される前記原信号は、アナログ信号であり、
前記ステップ（１）において、該アナログ信号は、まず、アナログ／デジタル変換によって、ＰＣＭ符号化に基づくデジタル信号へ変換され、次いで、設計されたビット幅およびサンプリング速度のパラメータ要求に関して、該パラメータ要求を満たすＰＣＭ符号化信号へ変換される、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記ステップ（１）において、変換される前記原信号は、デジタル信号であり、
前記ステップ（１）において、該デジタル信号は、設計されたビット幅およびサンプリング速度のパラメータ要求に関して、ＰＣＭ符号化信号へ変換される、請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記ステップ（２）において、チャネル等化は、測定および計算によって取得されたパラメータを用いて等化器によって処理される、請求項１に記載の方法。
【請求項５】
前記ステップ（３）において、ビーム形成は、以下の式（１）を利用する通常のビーム形成方法によって計算されたチャネル加重係数を用いて、ビーム形成器によって制御される、請求項１に記載の方法。
2014535205.tif 000009
【請求項６】
前記ステップ（４）において、マルチビットΣ−Δ変調の処理は、オーバサンプリングＰＣＭ符号化信号を取得するために、等化処理の後で、設計されたオーバサンプリング因子に従って高ビットＰＣＭ符号を補間フィルタによって補間フィルタリングし、それから、可聴帯域幅内の雑音エネルギーを可聴帯域の外へ押し出すために、Σ−Δ変調を行い、これによって、前記高ビットＰＣＭ符号を低ビットＰＣＭ符号へ変換する、請求項１に記載の方法。
【請求項７】
前記ステップ（４）において、マルチビットΣ−Δ変調は、前記雑音エネルギーを前記可聴帯域の外へ押し出すために、高順位単段直列変調方法または多段並列変調方法のいずれかを利用することによって、前記補間フィルタから出力されたオーバサンプリング信号に雑音整形処置を適用する、請求項６に記載の方法。
【請求項８】
前記ステップ（５）において、単進符号ベクトルの各ディジットの符号は、対応するデジタルチャネルへ送られ、各ディジットの符号は、いつでも「０」または「１」の２レベル状態のみを有し、トランスデューサ負荷は、「０」状態のときオフにされ、「１」状態のときオンにされる、請求項１に記載の方法。
【請求項９】
前記ステップ（６）の動的不整合整形処理において、アレイ要素間の周波数応答差から生じた非線形調波ひずみ周波数スペクトルを整形し、帯域内調波ひずみ成分の振幅を低減して出力を帯域外高周波部分へ押し出すために、ＤＷＡ（データ加重平均）、ＶＦＭＳ（ベクトルフィードバック不整合整形）、および／またはＴＳＭＳ（ツリー構造不整合整形）を含む整形アルゴリズムが利用される、請求項１に記載の方法。
【請求項１０】
前記ステップ（７）において、チャネル情報抽出は、各チャネルへの符号化情報分配を行い、信号処理において、まず、各チャネルの動的不整合整形器は、再順位づけられた整形ベクトルを取得するために、動的不整合整形を行い、それから、設計されたディジット符号は、或る抽出選択規則に従って、各チャネルの整形ベクトルの２Ｍディジットから、チャネルの出力符号として選択され、情報が完全に復元されることを確保するため、１つのチャネルの選択されたディジットの数は、他のチャネルのそれとは異なり、全ての２Ｍチャネルの選択された全てのディジットの数は、ディジット順位１〜２Ｍを完全に含む、請求項１に記載の方法。
【請求項１１】
前記チャネル情報抽出の処理において、ディジット選択は、第ｉチャネルが第ｉディジット符号化情報を整形ベクトルから選択する簡単な規則に従って、実行される、請求項１０に記載の方法。
【請求項１２】
前記ステップ（７）において、駆動される負荷は、複数のスピーカユニットを含むデジタル・スピーカ・アレイ、複数の音声コイル巻き線を有するスピーカユニット、または複数の音声コイルの複数のスピーカユニットを含むデジタル・スピーカ・アレイである、請求項１に記載の方法。
【請求項１３】
チャネル等化およびビーム制御機能を有するデジタル・スピーカ・アレイ・システムであって、
システムによって再生される情報である音源（１）と、
入力信号を、ビット幅Ｎおよびサンプリング速度ｆｓを有する高ビットＰＣＭ符号化信号へ変換するために、前記音源（１）の出力端へ電気的に結合されたデジタル変換器（２）と、
各チャネルの周波数応答上で逆フィルタリング等化を行い、チャネルの帯域内周波数応答揺らぎを削除するために、前記デジタル変換器（２）の出力端へ電気的に結合されたチャネル等化器（３）と、
スピーカアレイのビームの空間定義域放出整形を制御し、音場分布特性、たとえば３Ｄステレオ音場、仮想環境音場、および指向性音場などを創出し、特殊音響効果の再生目的を達成するために、前記チャネル等化器（３）の出力端へ電気的に結合されたビーム形成器（４）と、
オーバサンプリング補間フィルタリングおよびマルチビットΣ−Δ符号変調を達成し、低減されたビット幅を有する低ビットＰＣＭ符号化信号を取得するために、前記ビーム形成器（４）の出力端へ電気的に結合されたΣ−Δ変調器（５）と、
低ビットＰＣＭ符号化信号を、システムのデジタルチャネルと等しい数量である単進符号ベクトルへ変換し、これによってチャネルスイッチの制御ベクトルをデジタル化するために、前記Σ−Δ変調器（５）の出力端へ電気的に結合されたサーモメータ符号器（６）と、
アレイ要素間の周波数応答差から生じた空間定義域合成信号の非線形調波ひずみ成分を削除し、帯域内調波ひずみ成分の振幅を低減し、調波周波数成分の出力を帯域外高周波数部分へ押し出し、ゆえに帯域内調波ひずみの振幅を低減し、Σ−Δ符号化信号の音質を改善するために、前記サーモメータ符号器（６）の出力端へ電気的に結合された動的不整合整形器（７）と、
各チャネルの整形ベクトルから或るデジタル符号化情報を抽出し、チャネルのオン／オフ行動情報を制御するために、前記動的不整合整形器（７）へ電気的に結合された抽出選択器（８）と、
各チャネルの制御符号化信号の出力を増幅し、後段階のデジタル負荷のオン／オフ行動を駆動するために、前記抽出選択器（８）へ電気的に結合された多チャネルデジタル増幅器（９）と、
電気／音響変換を達成し、スイッチのデジタル電気信号をアナログ形式の空気振動信号へ変換するために、前記多チャネルデジタル増幅器（９）の出力端へ電気的に結合されたデジタルアレイ負荷（１０）と、
を備えるシステム。
【請求項１４】
前記音源（１）は、アナログ信号またはデジタル符号化信号を備える、請求項１３に記載のシステム。
【請求項１５】
前記デジタル変換器（２）は、アナログ／デジタル変換器、デジタルインタフェース回路、たとえばＵＳＢ、ＬＡＮ、ＣＯＭなど、およびインタフェース・プロトコル・プログラムを含む、請求項１３に記載のシステム。
【請求項１６】
前記チャネル等化器（３）は、各チャネルの帯域内周波数応答揺らぎを削除してチャネルの周波数応答差を補正するため、逆フィルタリングの応答パラメータに関して、時間定義域または周波数定義域において等化処理を行う、請求項１３に記載のシステム。
【請求項１７】
前記ビーム形成器（４）は、振幅および位相情報を調整するために、設計された加重ベクトルを利用することによって、各チャネルの伝送された信号へ加重処理を実行する、請求項１３に記載のシステム。
【請求項１８】
前記Σ−Δ変調器（５）の信号処理においては、まず、ビット幅Ｎおよびサンプリング速度ｆｓを有するＰＣＭ符号化信号は、ビット幅Ｎおよびサンプリング速度ｍ０ｆｓを有するＰＣＭ符号化信号を取得するために、オーバサンプリング因子ｍ０に従ってオーバサンプリング補間フィルタリングへ供され、それから、ビット幅Ｎを有するＰＣＭ符号化信号は、ビット幅Ｍ（Ｍ＜Ｎ）を有する低ビットＰＣＭ符号化信号へ変換される、請求項１３に記載のシステム。
【請求項１９】
前記Σ−Δ変調器（５）は、高順位単段直列変調器構造または多段並列変調器構造に関して、帯域外へ雑音エネルギーを押し出すために、補間フィルタから出力されたオーバサンプリング信号上で雑音整形を行う、請求項１３に記載のシステム。
【請求項２０】
前記サーモメータ符号器（６）は、ビット幅Ｍを有する低ビットＰＣＭ符号化信号を、２Ｍチャネルに対応するデジタル増幅器およびトランスデューサ負荷の単進符号信号ベクトルへ変換するために、使用され、
単進符号ベクトルの各ディジットの符号情報は、トランスデューサ負荷を信号符号化フローの中に入れてトランスデューサ負荷に対してデジタル符号化およびデジタルスイッチ制御を達成するために、対応するデジタルチャネルへ割り当てられる、請求項１３に記載のシステム。
【請求項２１】
前記動的不整合整形器（７）は、アレイ要素間の周波数応答差から生じた非線形調波ひずみ周波数スペクトルを整形するために、ＤＷＡ（データ加重平均）、ＶＦＭＳ（ベクトルフィードバック不整合整形）、および／またはＴＳＭＳ（ツリー構造不整合整形）を含む整形アルゴリズムを利用し、帯域内調波ひずみ成分の振幅を低減して、その出力を帯域外高周波部分へ押し出し、ゆえに帯域内調波ひずみの振幅を低減する、請求項１３に記載のシステム。
【請求項２２】
前記抽出選択器（８）は、後段階のトランスデューサ負荷のオン／オフ行動を制御するために、或る抽出規則に従って、２Ｍデジタルチャネルの各チャネルの整形ベクトルから、１つのディジットの情報を、対応するチャネルの出力符号化情報として抽出する、請求項１３に記載のシステム。
【請求項２３】
前記多チャネルデジタル増幅器（９）は、前記抽出選択器（８）から出力されたスイッチ信号を、フルブリッジ出力増幅回路のＭＯＳＦＥＴ格子端へ送り、これにより電源から負荷への回路のオン／オフ行動は、ＭＯＳＦＥＴのオン／オフ状況によって制御される、請求項１３に記載のシステム。
【請求項２４】
前記デジタルアレイ負荷（１０）は、複数のスピーカユニットを備えて各デジタルチャネルが１つまたは複数のスピーカユニットからなるデジタルアレイ、各デジタルチャネルが１つまたは複数の音声コイルからなる複数の音声コイルのスピーカユニット、または各デジタルチャネルが複数の音声コイルおよび複数のスピーカユニットからなる複数の音声コイルのスピーカのアレイである、請求項１３に記載のシステム。
【請求項２５】
前記デジタルアレイ負荷（１０）のアレイ構成は、トランスデューサユニットの数量および実際の応用要求に従って配列される、請求項１３または２４に記載のシステム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、チャネル等化およびビーム制御方法およびデバイス、特にデジタル・スピーカ・アレイ・システムのチャネル等化およびビーム制御方法およびデバイスに関する。
【背景技術】
【０００２】
大規模集積回路およびデジタル技術の急速な発展に伴って、従来のアナログ・スピーカ・システムの内在的欠陥が、ワット損、体積および重量、ならびに信号の伝送、蓄積、および処理などで、ますます明らかになりつつある。これらの欠陥を克服するため、スピーカシステムの研究および開発は、低いワット損、小さな外形、デジタル化、および集積化へ向けて徐々に進みつつある。ＰＷＭ変調に基づくクラスＡＤデジタル出力増幅器が出現したので、スピーカシステムのデジタル化路線は出力増幅器部へ進んだが、低域フィルタリングを受動的にシミュレートして高周波搬送波成分を削除し、原アナログ信号をさらに復調するためには、大きな体積および高価格の高品質インダクタおよびキャパシタが、依然としてデジタル出力増幅器の後段階の回路に要求される。
【０００３】
デジタル出力増幅器の体積およびコストを減少し、さらなる集積化を達成するため、米国特許（ＵＳ２００６００４９８８９Ａ１、ＵＳ２００９０１６１８８０Ａ１）は、ＰＷＭ変調およびクラスＢＤ出力増幅技術に基づくデジタル・スピーカ・システムを開示している。しかしながら、ＰＷＭ変調に基づくデジタル・スピーカ・システムには、２つの顕著な欠点が存在する。すなわち、（１）ＰＷＭ変調に基づく符号化スキームは、その変調構造に起因する内在的非線形欠陥を有し、符号化信号が所望の帯域内で非線形ひずみ成分を生成し、これを改善するために、さらなる線形化手段を採用すると、変調方法の実現の困難性および複雑性が急激に生じること、（２）ハードウェアの実現の困難性を考慮すると、一般的に周波数範囲２００ＫＨｚ〜４００ＫＨｚではＰＷＭ変調のオーバサンプリング速度が低く、オーバサンプリング速度の制限に起因して、符号化信号のＳＮＲ（信号対雑音比）をさらに増加し得ないこと、である。
【０００４】
信号の全伝送リンクの全デジタル要求と共に、デジタル・スピーカ・システムの実現におけるＰＷＭ変調手法の非線形ひずみおよび低オーバサンプリング速度の欠陥を考慮して、中国特許ＣＮ１０１８０３４０１Ａは、マルチビットΣ−Δ変調に基づくデジタル・スピーカ・システムを開示している。そのようなシステムでは、マルチビットΣ−Δ変調およびサーモメータ符号化手法によって、高ビットＰＣＭ符号が、スピーカアレイのオンオフ行動を制御する制御ベクトルとしての単進符号ベクトルへ変換され、アレイ要素間の周波数応答差から生じる空間定義域合成信号の高次調波成分は、動的不整合整形手法によって削除される。この特許で開示されるシステムは、信号の全伝送リンクの全デジタル化を実現し、動的不整合整形手法によって空間定義域合成信号の全調波ひずみ比を低減するが、動的不整合整形手法はチャネルの可聴帯域内周波数応答揺らぎに対して等化効果をもたず、ゆえに、各チャネルの帯域内周波数応答揺らぎによって、システム復元信号スペクトルと音源信号実スペクトルとの間に大きい偏差が引き起こされ、ゆえに、復元音場と実音場との間に大きい差が存在し、デジタル再生システムは原音源の実音場効果を再現し得ない。加えて、各チャネルのこの帯域内周波数応答揺らぎは、さらに、さまざまな自己適応アレイビーム形成アルゴリズムのより低い安定性およびより遅い収束速度を引き起こし、これによって自己適応アレイビーム形成アルゴリズムのロバスト性を貧弱にする。
【０００５】
ところで、中国特許ＣＮ１０１８０３４０１Ａで開示されるチャネル遅延調整に基づくビーム操縦方法は、アレイの各チャネルの伝送信号の位相情報を調整するだけで、各チャネルの伝送信号の振幅調整を考慮しない簡単なビーム形成方法である。この方法で提供されるビーム制御能力は弱く、この方法では、自由場の隣接環境でのみ或るビーム操縦能力が提供され、場合によって、デジタルシステムによる複数指向性ビームの生成が必要とされるとき、そのような遅延制御に基づく方法は複数ビームの操縦制御を達成し得ない。さらに、実際の応用では、一般的に多くの散乱境界が存在し、伝送された信号は直接音のほかに多くのマルチパス散乱信号を含む。そのような明瞭なマルチパス散乱の反響環境では、チャネル遅延制御操縦方法に頼るだけでは、良好なビーム指向性制御は達成され得ない。したがって、反響環境におけるデジタル・スピーカ・アレイのビーム指向性制御の問題を考慮すると、各チャネルの伝送信号の振幅および位相を同時に調整し、音場の所望の制御効果を達成するためには、反響対抗能力を有する複雑なビームの形成方法を発見することが必要である。
【０００６】
現在、マルチビットΣ−Δ変調に基づくほとんど全てのデジタル・アレイ・システムは、不整合整形手法に頼って複数チャネル間の周波数応答差を削除するが、チャネルの周波数応答差のそのような補正方法は、小さな周波数応答偏差の補正へのみ適応し、位相偏差を補正する能力はまったく弱い。加えて、不整合整形手法は各チャネルの帯域内周波数応答揺らぎに対して等化効果をもたず、一方では、これらのチャネルの周波数応答揺らぎが復元音場の音色成分変動をもたらし、音場の完全回復を確保することは困難である。従来のデジタル・スピーカ・アレイで採用されるビーム制御方法は、簡単なチャネル遅延制御方法であり、このような方法は、自由音場の理想的環境へのみ適応し、反射または散乱に起因して多くのマルチパス干渉が音場内に出現するとき適切とは言えない。幾つかの応用において、アレイによる複数指向性ビームの生成が必要とされるとき、遅延制御に基づく方法は複数ビームの音場制御効果を達成し得ない。
【０００７】
チャネル等化およびビーム制御における、マルチビットΣ−Δ変調に基づく既存のデジタル・スピーカ・アレイ・システムの欠陥を考えると、周波数帯域平坦性およびビーム指向性に関してΣ−Δ変調に基づくデジタル・スピーカ・アレイ・システムの応用要求を満足させるためには、より効果的なチャネル等化およびビーム制御方法が必要であり、デジタル・スピーカ・アレイ・システム・デバイスにチャネル等化およびビーム制御機能をさらにもたせることが必要である。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
チャネル等化における、デジタル・スピーカ・システムの欠陥を克服するため、本発明は、デジタル・スピーカ・アレイ・システムのチャネル等化およびビーム制御方法、ならびにチャネル等化およびビーム制御機能を有するデジタル・スピーカ・システム・デバイスを提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的のために、本発明は、デジタル・スピーカ・アレイ・システムのためのチャネル等化およびビーム制御の方法を提供し、該方法は、（１）原信号を、ＰＣＭ符号化に基づくデジタル信号へ変換するために、デジタル形式を変換するステップと、（２）チャネル等化処理を行うステップと、（３）ビーム形成を制御するステップと、（４）マルチビットΣ−Δ変調を行うステップと、（５）ビット幅Ｍを有する低ビットＰＣＭ符号化信号を、２Ｍ伝送チャネルに対応するデジタル出力増幅器およびトランスデューサ負荷の単進符号ベクトルへ変換するために、サーモメータ符号変換を行うステップと、（６）サーモメータ符号化ベクトルを再順位づけるために、動的不整合整形処理を行うステップと、（７）デジタル出力増幅器へ送って負荷音を駆動するために、チャネル情報を抽出するステップと、を備える。
【００１０】
さらに、ステップ（１）において、デジタル形式変換は、アナログおよびデジタル信号を対象にすることができる。アナログ信号に対しては、設計されたビット幅およびサンプリング速度のパラメータ要求に関して、該パラメータ要求を満たすＰＣＭ符号化信号へ変換される前に、該信号は、アナログ／デジタル変換によって、ＰＣＭ符号化に基づくデジタル信号へ変換される。デジタル信号に対しては、該信号は、設計されたビット幅およびサンプリング速度のパラメータ要求に関して、該パラメータ要求を満たすＰＣＭ符号化信号へ変換される。
【００１１】
好ましくは、ステップ（２）のチャネル等化処理のために、等化器のパラメータは測定方法に従って達成され得る。要素の数をＮとし、所望の場所における測定点の数量をＭとし、要素が白色雑音信号ｓ（ｔ）を放出するとすれば、要素チャネルから所望の測定場所点へのインパルス応答ｈｉ，ｊは、測定点内の受信信号ｒ（ｔ）を取得することによって計算され得る。ここで、ｉは第ｉ要素の指数を表し、ｊは所望の領域における第ｊ測定点の指数を表す。
【００１２】
2014535205.tif 000003
【００１３】
さらに、ステップ（３）のビーム形成制御のために、ビーム形成器のチャネル加重係数が通常のビーム形成方法によって計算され得る。アレイ要素の数をＮとすれば、その空間定義域の操縦ベクトルは次のようになる。
2014535205.tif 000004
【００１４】
空間定義域の所望のビーム構成は次のようになる。
2014535205.tif 000005
【００１５】
2014535205.tif 000006
【００１６】
アレイ加重ベクトルを利用して、アレイの空間定義域放出音響ビームを所望の領域へ操縦することによって、各チャネルの伝送信号が振幅および位相で調整される。
【００１７】
さらに、前記ステップ（４）のマルチビットΣ−Δ変調の処理において、まず、等化処理の後で、オーバサンプリングＰＣＭ符号化信号を取得するために、高ビットＰＣＭ符号は、設計されたオーバサンプリング因子に従って補間フィルタによって補間フィルタリングされ、システムが可聴帯域における充分に高いＳＮＲを有することを確保するために、可聴帯域幅内の雑音エネルギーが、Σ−Δ変調によって、可聴帯域の外へ押し出される。元の高ビットＰＣＭ符号がΣ−Δ変調によって低ビットＰＣＭ符号へ変換される間に、ＰＣＭ符号のビット数は、減少する。
【００１８】
好ましくは、前記ステップ（４）において、マルチビットΣ−Δ変調は、前記雑音エネルギーを可聴帯域の外へ押し出してシステムが可聴帯域における充分に高いＳＮＲを有することを確保するために、さまざまな存在するΣ−Δ変調方法、例えば、高順位単段直列変調方法または多段並列変調方法（カスケード、ＭＡＳＨ）を利用することによって、前記補間フィルタから出力されたオーバサンプリング信号に雑音整形処置を行う。
【００１９】
さらに、ステップ（５）において、サーモメータ符号変換は、幅Ｍを有する低ビットＰＣＭ符号化信号を、２Ｍ伝送チャネルに対応するデジタル出力増幅器およびトランスデューサ負荷の単進符号ベクトルへ変換することである。単進符号ベクトルの各ディジットの符号は、対応するデジタルチャネルへ送られる。各ディジットの符号は、いつでも「０」または「１」の２レベル状態を有し、ここでは、トランスデューサ負荷は、「０」状態でオフにされ、「１」状態でオンにされる。サーモメータ符号化動作は、符号化情報を複数のトランスデューサ負荷チャネルへ割り当て、これによってトランスデューサ負荷を信号符号化フローへ入れて、トランスデューサアレイのデジタル符号化およびデジタルスイッチ制御を達成することである。
【００２０】
さらに、ステップ（６）の動的不整合整形処理は、サーモメータ符号化ベクトルを再順位づけ、単進符号ベクトルのデータ割り振りスキームをさらに最適化し、アレイ要素間の周波数応答差から生じた空間定義域合成信号の非線形高次調波ひずみ成分を削除することである。
【００２１】
さらに、前記ステップ（６）において、帯域内調波ひずみの振幅を低減し、出力を帯域外高周波部分へ押し出すために、動的不整合整形は、さまざまな存在する整形アルゴリズム、例えば、ＤＷＡ（データ加重平均）、ＶＦＭＳ（ベクトルフィードバック不整合整形）、およびＴＳＭＳ（ツリー構造不整合整形）のアルゴリズムを利用することによって、アレイ要素間の周波数応答差から生じた非線形調波ひずみ周波数スペクトルを整形し、それにより、帯域内調波ひずみの振幅を低減し、Σ−Δ符号化信号の音質を改善する。
【００２２】
さらに、前記ステップ（７）において、チャネル情報抽出は、各チャネルへの符号化情報分配処理を行い、信号処理において、まず、各チャネルの動的不整合整形器は、再順位づけられた整形ベクトルを取得するために、動的不整合整形の処理を行い、それから、設計されたディジット符号は、或る抽出選択基準に従って、各チャネルの整形ベクトルの２Ｍディジットから選択される。情報の完全な復元を確保するため、１つのチャネルの選択されたディジットの数は、他のチャネルのそれとは異なるべきであり、全ての２Ｍチャネルの選択された全てのディジットの数は、ディジット１〜２Ｍを完全に含む。
【００２３】
前記チャネル情報抽出における選択処理の間に、通常、ディジット選択は、簡単な規則、例えば、第ｉチャネルにおいて、第ｉディジット符号化情報が整形ベクトルから選択されることによって、実行される。チャネルのビットを選択および組み合わせた後、複数アレイ要素チャネルの中で事前に設定された等化およびビーム加重処理が効果的に継続され、これによってデジタルアレイの等化および指向性制御を効果的に実現する方法が提供される。
【００２４】
好ましくは、前記ステップ（７）において、負荷は、複数のスピーカユニットを含むデジタル・スピーカ・アレイ、複数の音声コイル巻き線を有するスピーカユニット、または代わりに、複数の音声コイルの複数のスピーカユニットを含むデジタル・スピーカ・アレイであってもよい。
【００２５】
また、本発明は、チャネル等化およびビーム制御機能を有するデジタル・スピーカ・アレイ・システムを提供し、該システムは、システムによって再生される情報である音源と、入力信号を、ビット幅Ｎおよびサンプリング速度ｆｓを有する高ビットＰＣＭ符号化信号へ変換するために、前記音源の出力端へ電気的に結合されたデジタル変換器と、各チャネルの周波数応答上で逆フィルタリング等化を行い、チャネルの帯域内周波数応答揺らぎを削除するために、前記デジタル変換器の出力端へ電気的に結合されたチャネル等化器と、スピーカアレイのビームの空間定義域放出整形を制御し、音場分布特性、たとえば３Ｄステレオ音場、仮想環境音場、および指向性音場などを創出し、特殊音響効果の再生目的を達成するために、前記チャネル等化器の出力端へ電気的に結合されたビーム形成器と、オーバサンプリング補間フィルタリングおよびマルチビットΣ−Δ符号変調を達成し、低減されたビット幅を有する低ビットＰＣＭ符号化信号を取得するために、前記ビーム形成器の出力端へ電気的に結合されたΣ−Δ変調器と、低ビットＰＣＭ符号化信号を、システムのデジタルチャネルと等しい数量である単進ベクトルへ変換し、これによってチャネルスイッチの制御ベクトルをデジタル化するために、前記Σ−Δ変調器の出力端へ電気的に結合されたサーモメータ符号器と、アレイ要素間の周波数応答差から生じた空間定義域合成信号の非線形調波ひずみ成分を削除し、帯域内調波ひずみ成分の振幅を低減し、調波周波数成分の出力を帯域外高周波数部分へ押し出し、ゆえに帯域内調波ひずみの振幅を低減し、Σ−Δ符号化信号の音質を改善するために、前記サーモメータ符号器の出力端へ電気的に結合された動的不整合整形器と、各チャネルの整形ベクトルから或るデジタル符号化情報を抽出し、チャネルのオン／オフ制御情報を制御するために、前記動的不整合整形器へ電気的に結合された抽出選択器と、各チャネルの制御符号化信号の出力を増幅し、後段階のデジタル負荷のオン／オフ行動を駆動するために、前記抽出選択器の出力端へ電気的に結合された多チャネルデジタル増幅器と、電気／音響変換を達成し、スイッチのデジタル電気信号をアナログ形式の空気振動信号へ変換するために、前記多チャネルデジタル増幅器の出力端へ電気的に結合されたデジタルアレイ負荷と、を備える。
【００２６】
さらに、音源は、さまざまなアナログデバイスによって生成されたアナログ信号、またはさまざまなデジタルデバイスによって生成されたデジタル符号化信号であり得る。
【００２７】
好ましくは、既存のデジタルインタフェース形式と互換性があり得るデジタル変換器は、アナログ／デジタル変換器、たとえばＵＳＢ、ＬＡＮ、ＣＯＭなどのデジタルインタフェース回路、およびインタフェース・プロトコル・プログラムを含み得る。インタフェース回路およびプロトコルプログラムを介して、デジタル・スピーカ・アレイ・システムは、他のデバイスへ柔軟および都合よく相互に作用して情報を伝送し得る。その間に、原入力アナログ信号またはデジタル音源信号は、デジタル変換器の処理によって、ビット幅Ｎおよびサンプリング速度ｆｓを有する高ビットＰＣＭ符号化信号へ変換される。
【００２８】
さらに、前記チャネル等化器は、逆フィルタリングの応答パラメータに関して、時間定義域または周波数定義域において等化処理を行い、各チャネルの周波数応答差が補正されながら、各チャネルの帯域内周波数応答揺らぎを削除し、それにより、各チャネルの周波数応答差が整合性の方向に徐々に向かわされる。
【００２９】
さらに、前記ビーム形成器は、振幅および位相情報を調整するために、設計された加重ベクトルを利用することによって、各チャネルの伝送された信号へ加重処理を実行し、それにより、複雑な環境におけるデジタルアレイの空間定義域パターンを、所望の設計された定義域に適合させる。
【００３０】
好ましくは、前記Σ−Δ変調器の信号処理においては、まず、ビット幅Ｎおよびサンプリング速度ｆｓを有するＰＣＭ符号化信号は、ビット幅Ｎおよびサンプリング速度ｍ０ｆｓを有するＰＣＭ符号化信号を取得するために、オーバサンプリング因子ｍ０に従ってオーバサンプリング補間フィルタリングへ供され、それから、ビット幅Ｎを有するオーバサンプリングＰＣＭ符号化信号は、ビット幅Ｍ（Ｍ＜Ｎ）を有する低ビットＰＣＭ符号化信号へ変換され、それにより、ＰＣＭ符号化信号のビット幅が減少する。
【００３１】
さらに、前記Σ−Δ変調器は、さまざまな存在するΣ−Δ変調器の信号処理構造、例えば、高順位単段直列変調器構造または多段並列変調器構造に関して、補間フィルタから出力されたオーバサンプリング信号上で雑音整形処理を行い、システムが帯域における充分に高いＳＮＲを有することを確保するために、帯域外へ雑音エネルギーを押し出してもよい。
【００３２】
好ましくは、前記サーモメータ符号器は、ビット幅Ｍを有する低ビットＰＣＭ符号化信号を、２Ｍチャネルに対応するデジタル増幅器およびトランスデューサ負荷の単進符号信号ベクトルへ変換するために、使用される。単進符号ベクトルの各ディジットの符号情報は、トランスデューサ負荷を信号符号化フローの中に入れてトランスデューサ負荷に対してデジタル符号化およびデジタルスイッチ制御を達成するために、対応するデジタルチャネルへ割り当てられる。
【００３３】
さらに、前記動的不整合整形器（７）は、アレイ要素間の周波数応答差から生じた非線形調波ひずみスペクトルを整形するために、さまざまな存在する整形アルゴリズム、例えば、ＤＷＡ（データ加重平均）、ＶＦＭＳ（ベクトルフィードバック不整合整形）、およびＴＳＭＳ（ツリー構造不整合整形）のアルゴリズムを利用し、帯域内調波ひずみ成分の振幅を低減して、その出力を帯域外高周波部分へ押し出し、ゆえに帯域内調波ひずみの振幅を低減し、Σ−Δ符号化信号の音質を改善する。
【００３４】
好ましくは、前記抽出選択器は、後段階のトランスデューサ負荷のオン／オフ行動を制御するために、或る抽出規則に従って、２Ｍデジタルチャネルの各チャネルの整形ベクトルから、１つのディジットの情報を、対応するチャネルの出力符号化情報として抽出する。抽出選択器のビット抽出および併合操作の後、原複数チャネルの等化器応答およびチャネル指向性加重ベクトルの操作が、効果的に達成され、これは、デジタルアレイの周波数応答平坦性およびビーム方向の制御可能性を確保する。
【００３５】
さらに、前記多チャネルデジタル出力増幅器は、前記抽出選択器から出力されたスイッチ信号を、フルブリッジ出力増幅回路のＭＯＳＦＥＴ格子端へ送る。電源から負荷への回路のオン／オフ状態は、ＭＯＳＦＥＴのオン／オフ状況の制御によって制御され得る。
【００３６】
さらに、前記デジタルアレイ負荷は、複数のスピーカユニットまたは複数の音声コイルのスピーカユニットを備えるデジタルアレイ、または代わりに、複数の音声コイルのスピーカを備えるスピーカアレイであってもよい。デジタル負荷の各デジタルチャネルは、１つまたは複数のスピーカユニット、または、１つまたは複数の音声コイルを備えてもよく、または代わりに、複数の音声コイルおよび複数のスピーカユニットを備えてもよい。前記デジタルアレイ負荷のアレイ構成は、さまざまなアレイ構成を形成するために、トランスデューサユニットの数量および実際の応用要求に従って配列されてもよい。
【発明の効果】
【００３７】
本発明は、先行技術に優る次の利点を有する。
【００３８】
Ａ．本発明は、全信号伝送リンクの全デジタル化を達成し、本発明のシステムの全体は、デジタルデバイスからなり、ゆえに、集積回路の設計を高度に促進し、本発明は、システムの稼働安定性を改善し、ならびにシステムのワット損、体積、および重量を減少する。さらに、本発明で提供されるデジタル・スピーカ・アレイ・システムは、他のデジタル・システム・デバイスとのデータ交換を柔軟および便利に達成し、より良好にデジタル化開発要求へ適応し得る。
【００３９】
Ｂ．本発明で採用されるマルチビットΣ−Δ変調は、雑音整形によって雑音出力を帯域外高周波領域へ押し出し、これによって帯域内高ＳＮＲの要求を確保する。この変調手法のハードウェア実現回路は、簡単および低価格であり、回路要素の製造プロセスで引き起こされるパラメータ偏差に対して卓越した電磁波耐性を有する。
【００４０】
Ｃ．本発明の全デジタルシステムは、大きな干渉対抗能力を有し、複雑な電磁干渉環境で安定に働き得る。
【００４１】
Ｄ．本発明で利用される動的不整合整形アルゴリズムは、アレイ要素間の周波数応答差から生じた非線形調波ひずみの振幅を効果的に削除し、システムの音質を改善し得、それゆえに、本発明のシステムは、トランスデューサユニット間の周波数応答偏差に対する卓越した電磁波耐性を有する。
【００４２】
Ｅ．本発明で応用されるサーモメータ符号化方法は、対応する単進符号信号を各トランスデューサユニットへ割り振り、各スピーカユニット（または各音声コイル）がオン／オフ状況で働くようにし、このようなオン／オフ交替稼働状況は、各スピーカユニット（または各音声コイル）の過負荷ひずみ現象を回避し、これによって各スピーカユニット（または各音声コイル）の寿命を延長し得る。さらに、トランスデューサは、より高い電気／音響変換効率を達成し、オン／オフ稼働方法を利用することによって、より少ない熱を生成し得る。
【００４３】
Ｆ．本発明で応用されるデジタル出力増幅回路は、増幅されたスイッチ信号をスピーカへ送り、さらにスピーカのオン／オフ行動を制御し、大きな体積および高価格のインダクタおよびキャパシタは、アナログ低域処理のためにデジタル出力増幅器の後段階の回路に付加されることはなく、ゆえに、システムの体積およびコストは減少される。さらに、容量特性を有する圧電トランスデューサ負荷の場合、一般的にインピーダンス整合用のインダクタを付加して圧電スピーカの出力音響電力を増加することが必要であり、デジタル信号をトランスデューサ端へ適用するインピーダンス整合効果は、アナログ信号をトランスデューサ端へ適用する整合効果よりも優れている。
【００４４】
Ｇ．本発明で利用されるサーモメータ符号化スキームは、アレイ要素の各集合の割り振られた単進符号信号が、原音源信号の部分情報のみを含むようにし、ゆえに、音源情報は、アレイ要素の単一の集合からの放出された情報に頼るだけでは完全に復元されず、それゆえに音源情報の完全な復元は、アレイ要素の全集合の空間定義域放出音場の合成効果を組み合わせることによってのみ達成され得る。さらに、上記の組み合わせ方法によって取得された復元情報は空間定義域指向性を有し、またアレイの対称軸で最大のＳＮＲを有し、ＳＮＲは軸への距離が増加するにつれて減少する。
【００４５】
Ｈ．本発明のチャネル等化方法は、帯域内周波数応答を平坦に保ち、チャネル間の周波数応答差を補正し得、これは、システムによって復元された音源信号スペクトルおよび原音源信号の実スペクトルが徐々に整合性へ向かうようにし、これによってデジタル再生システムが原音源の音場効果を真に再現することを確保する。その一方で、この方法から生じる各チャネルの帯域内周波数応答の平坦性およびチャネル間の帯域内周波数応答の整合性は、さまざまな自己適応アルゴリズムの一層良好な安定性、一層高い収束速度、および一層良好なロバスト性に好都合なサポートを提供する。
【００４６】
Ｉ．本発明で提供されるデータ抽出選択に基づくチャネル等化方法は、各チャネルの周波数応答揺らぎを効率的に抑制し、デジタルシステムの音場の復元品質を改善し、ならびにチャネル間の大きな周波数応答差を削除し、それゆえに、チャネル間の周波数応答差は、多チャネル等化処理の後で大きく補償され、少数の残余偏差が残るだけであり、一方、これらの残余偏差は不整合整形アルゴリズムに頼ることによってさらに効率的に補正され、これは、少数の偏差を削除する不整合整形アルゴリズムの能力が完全に発揮され得るようにする。アレイ要素の周波数応答差は、チャネル等化処理を介して効率的に補正され、これはアレイ要素チャネルのコヒーレント累積に基づくさまざまなアレイビーム制御アルゴリズムが効率的に働き得ることを確保する。データ抽出選択に基づくそのようなデジタル・アレイ・ビーム形成方法は、複雑な環境で空間音場を制御するデジタルアレイの能力を効率的に改善し得る。
【００４７】
Ｊ．本発明で応用されるビーム制御方法は、抽出選択の情報組み合わせの方法を介して、デジタル・スピーカ・アレイが複雑な環境で一層良好なビーム指向性を有することを確保し、通常のビーム制御方法は、デジタルアレイのビーム制御で効率的に応用され得、これは、実際の環境、たとえば３Ｄステレオ音場、仮想環境音場、および指向性音場などで特殊音場効果を生成する有効な実現方法を提供する。
【００４８】
Ｋ．本発明で採用されるデータ抽出選択方法では、ＰＣＭ符号化形式に基づく従来のチャネル等化およびビーム形成アルゴリズムが、マルチビットΣ−Δ変調に基づくデジタル・アレイ・システム内で直接適用され得、これによって、従来のチャネル等化およびビーム制御アルゴリズムと、マルチビットΣ−Δ変調に基づくデジタル・アレイ・システムとの間に、橋渡しが創出され、Σ−Δ変調に基づくアレイシステム内で従来のアルゴリズムがチャネル等化およびビーム操縦の役割を継続して効果的に果たし得ることが確保される。
【図面の簡単な説明】
【００４９】
【図１】図１は、本発明に係るチャネル等化およびビーム制御機能を有するデジタル・スピーカ・システム・デバイスのコンポーネントモジュールを示すブロック図である。
【図２】図２は、本発明に係るチャネル等化のパラメータ推定処理におけるチャネルパラメータ測定を示す略図である。
【図３】図３は、本発明に係るビーム制御処理におけるチャネル加重ベクトル負荷を示す略図である。
【図４】図４は、本発明に係るチャネル情報抽出で利用される抽出規則を示す略図である。
【図５】図５は、本発明の一実施形態に係るチャネル等化処理で利用される逆フィルタの振幅スペクトルを示すグラフである。
【図６】図６は、本発明の一実施形態に係るΣ−Δ変調器によって利用される第５順位ＣＩＦＢ変調構造の信号処理を示すフローチャートである。
【図７】図７は、本発明の一実施形態に係るサーモメータ符号化ベクトルのオンオフ制御を示す略図である。
【図８】図８は、本発明の一実施形態に係る動的不整合整形器によって利用されるＶＦＭＳ不整合整形アルゴリズムを示すフローチャートである。
【図９】図９は、本発明の一実施形態に係る抽出選択器によって利用される抽出規則を示す略図である。
【図１０】図１０は、本発明の一実施形態に係る８要素スピーカアレイの配列を示す略図である。
【図１１】図１１は、本発明の一実施形態に係るスピーカアレイおよびマイクロホンユニットの位置構成を示す略図である。
【図１２】図１２は、本発明の一実施形態に係る、アレイ軸から１メートル離れた地点での、等化の前後のシステム周波数応答の振幅スペクトルを示す比較図である。
【図１３】図１３は、本発明の一実施形態に係る、−６０度、０度、および＋３０度の３つの所定方向で生成されたビームパターンを示すグラフである。
【図１４】図１４は、本発明の一実施形態に係るΣ−Δ変調器によって利用されるパラメータの値を示す。
【発明を実施するための形態】
【００５０】
以下に、添付の図面を参照して本発明を説明する。しかしながら、図面は本発明の典型的な実施形態を示すだけで、本発明の範囲を限定すると考えてはならないことに注意すべきであり、すなわち、本発明は、他の同等に効果的な実施形態を採用し得るからである。
【００５１】
本発明では、まず、可聴周波数範囲の音源信号が、デジタル変換インタフェースによって、ビット幅Ｎを有する高ビットＰＣＭ符号化信号へ変換される。次いで、チャネル等化手法を利用し、各チャネルのデジタル音源信号を逆フィルタリングすることによって、各チャネルの帯域内周波数応答揺らぎが削除され、同時にチャネル間の周波数応答差が削除される。
【００５２】
続いて、ビーム形成手法により等化後の各チャネルの信号が加重処理へ供され、これによって、アレイは所望の空間方向へ指向される。次いで、マルチビットΣ−Δ変調手法によって、ビット幅Ｎを有する高ビットＰＣＭ符号化信号が、ビット幅Ｍ（Ｍ＜Ｎ）を有する低ビットＰＣＭ符号化信号へ変換される。次に、サーモメータ符号化方法によって、ビット幅Ｍを有するＰＣＭ符号化信号が、ビット幅２Ｍを有するサーモメータ符号化信号へ変換され、これによって、トランスデューサアレイの２Ｍ集合へ割り当てられる単進符号信号が形成される。次いで、アレイの各集合の周波数応答差から生じた高次調波成分を削除し、システムの全調波ひずみを低減し、ならびにシステムの音質を改善するため、アレイの各集合へ割り振られた単進符号信号が動的不整合整形へ供される。次いで、１つのディジットのビット情報が、各チャネルの不整合整形ベクトルから抽出され、チャネルのデジタル増幅器へ送られ、出力信号を形成してチャネルのデジタル負荷のオン／オフ行動を駆動し、全チャネルのデジタル負荷によって放出された空間音場は、所定の空間領域での重ね合わせの後に原信号を復元する。
【００５３】
図１で示されるように、本発明に係るチャネル等化およびビーム制御機能を有するデジタル・スピーカ・システム・デバイスが提供され、その本体は、音源１、デジタル変換器２、チャネル等化器３、ビーム形成器４、Σ−Δ変調器５、サーモメータ符号器６、動的不整合整形器７、抽出選択器８、多チャネルデジタル出力増幅器９、およびデジタルアレイ負荷１０などを備える。ここで音源１は、ＰＣのハードディスク内に蓄積されたＭＰ３形式の音源ファイルを使用し、ＵＳＢポートを介してデジタル形式で出力し、ＭＰ３プレーヤ内に蓄積された音源ファイルを使用してアナログ形式で出力し、さらに、信号源によって生成された可聴周波数範囲のテスト信号を使用し、同じくアナログ形式で出力し得る。
【００５４】
デジタル変換器２は、音源１の出力端へ電気的に結合され、デジタル入力形式およびアナログ入力形式の２つの入力インタフェースを含む。デジタル入力形式の場合、テキサス・インスツルメンツ社（Ti Company）のタイプＰＣＭ２７０６のＵＳＢインタフェースチップを利用することによって、ＰＣ内に蓄積されたＭＰ３形式のファイルが、ビット幅１６およびサンプリング速度４４．１ＫＨｚを用いて、Ｉ２ＳインタフェースプロトコルによりＵＳＢポートを介してタイプＣｙｃｌｏｎｅ  ＩＩＩ  ＥＰ３Ｃ８０Ｆ４８４Ｃ８のＦＰＧＡチップの中へリアルタイムで読み込まれ得る。アナログ入力形式の場合、アナログ・デバイセズ社（Analog Devices Company）のタイプＡＤ１８７７のアナログ／デジタル変換チップを利用することによって、アナログ音源信号が、ビット幅１６およびサンプリング速度４４．１ＫＨｚを有するＰＣＭ符号化信号へ変換され、さらにＩ２ＳインタフェースプロトコルによりＦＰＧＡチップの中へリアルタイムで読み込まれ得る。
【００５５】
チャネル等化器３は、デジタル変換器２の出力端へ電気的に結合され、測定によって各チャネルの逆フィルタのパラメータを計算する。チャネル１〜８の逆フィルタの振幅スペクトルグラフは、図５で示され、逆フィルタのパラメータに関してチャネル上で等化処理を行うことによって、ビット幅１６およびサンプリング速度４４．１ＫＨｚを有するＰＣＭ信号が、等化後に取得される。
【００５６】
ビーム形成器４は、チャネル等化器３の出力端へ電気的に結合され、所望のビームパターンに従って８要素アレイの加重ベクトルを計算し、次いで乗算器ユニットによって、計算された加重ベクトルを各アレイチャネルの伝送信号、すなわち等化後のビット幅１６およびサンプリング速度４４．１ＫＨｚを有するＰＣＭ信号へ負荷し、これによって方位加重調整を有する多チャネルＰＣＭ信号を形成する。
【００５７】
Σ−Δ変調器５は、ビーム形成器４の出力端へ電気的に結合され、４４．１ＫＨｚおよび１６ビットのＰＣＭ符号化信号は、ＦＰＧＡチップ内で３レベルのアップサンプリング補間を用いて処理され、ここでは、第１レベルの補間因子は４で、サンプリング速度は１７６．４ＫＨｚであり、第２レベルの補間因子は４で、サンプリング速度は７０５．６ＫＨｚであり、一方、第３レベルの補間因子は２で、サンプリング速度はさらに１４１１．２ＫＨｚへ増加する。
【００５８】
３２回の補間の後、４４．１ＫＨｚおよび１６ビットの原信号は、１．４１１２ＭＨｚおよび１６ビットのオーバサンプリングＰＣＭ符号化信号へ変換される。次いで、１．４１１２ＭＨｚおよび１６ビットのオーバサンプリングＰＣＭ符号化信号は、３ビットΣ−Δ変調によって１．４１１２ＭＨｚおよび３ビットのＰＣＭｂ符号化信号へ変換される。図６で示されるように、この実施形態において、Σ−Δ変調器５は、第５順位ＣＩＦＢ（分散フィードバックを有するカスケード積分器）トポロジ構成を提供される。Σ−Δ変調器５の係数は、表１で示される。ハードウェアリソースを節約し、実現コストを低減するため、定数乗法操作は、一般的に、ＦＰＧＡチップ内のシフト加法操作によって代替され、Σ−Δ変調器のパラメータはＣＳＤ符号で表現される。
【００５９】
サーモメータ符号器６は、Σ−Δ変調器５の出力端へ電気的に結合され、サーモメータ符号化によって、１．４１１２ＭＨｚおよび３ビットのΣ−Δ変調信号を、１．４１１２ＭＨｚおよび８ビットの単進符号へ変換する。図７で示されるように、３ビットのＰＣＭ符号が「００１」であり、変換されたサーモメータ符号が「０００００００１」であるとき、符号は、トランスデューサアレイの１つの要素がオン状況にあり他の７つの要素がオフ状況にあることを制御するために使用される。一方、３ビットのＰＣＭ符号が「１００」であり、変換されたサーモメータ符号が「００００１１１１」であるとき、符号は、トランスデューサアレイの４つの要素がオン状況にあり他の４つの要素がオフ状況にあることを制御するために使用される。３ビットのＰＣＭ符号が「１１１」であり、変換されたサーモメータ符号が「０１１１１１１１」であるとき、符号は、トランスデューサアレイの７つの要素がオン状況にあり残余の１つの要素だけがオフ状況にあることを制御するために使用される。
【００６０】
動的不整合整形器７は、サーモメータ符号器６の出力端へ電気的に結合され、アレイ要素間の周波数差から生じた非線形調波ひずみ成分を削除するために使用される。動的不整合整形器７は、最少非線形調波ひずみ成分の最適規準に従って８ビットサーモメータ符号を再順位づけ、これによって８つのトランスデューサへの符号割り当て方法を決定する。
【００６１】
図７で示されるように、サーモメータ符号が「００００１１１１」であるとき、動的不整合整形器７の再順位づけの後、トランスデューサ要素１、４、５、７が符号「１」を割り振られ、トランスデューサ要素２、３、６、８が符号「０」を割り振られることが決定され、ゆえに、この割り当て方法によって、トランスデューサ要素１、４、５、７はオンになり、トランスデューサ要素２、３、６、８はオフになる。符号割り振り方法に従ってトランスデューサアレイのオン／オフ制御を行うことは、アレイによって放出された音場の合成信号が最少の調波ひずみ成分を含むようにする。この実施形態において、動的不整合整形器はＶＦＭＳ（ベクトルフィードバック不整合整形）アルゴリズムを利用し、信号処理のプロセスは図８で示され、ここでは、太い線はＮ次元ベクトルを表し、細い線はスカラーを表し、入力信号Ｖは、Σ−Δ変調器およびサーモメータ符号器によって処理されたＮ次元符号ベクトルであり、この符号ベクトルは、ｖの「１」状況およびＮ−ｖの「０」状況を含み、出力信号は、不整合整形器によって処理されたＮ次元ベクトルであり、出力ベクトルの「１」状況および「０」状況の順位は不整合整形処理によって調整されるが、「１」状況および「０」状況の数は依然として残留し、さらに、ベクトルの各要素は、その状況に従ってアレイ内のアレイ要素の対応するチャネルのオン／オフ行動を制御する。ユニット選択モジュールは、或る選択スキームを介して、周波数差から生じた誤差が周波数スペクトル上で確実に良好な整形効果を有するようにし、ここで−ｍｉｎ（）モジュールは、Ｎ次元ベクトルから最小数値の要素を選択して、それを負にすることを表し、−ｍｉｎ（）モジュール操作によって取得されたスカラー要素はｕであり、ｍｔｆは不整合整形関数を表し、その一般形式は（１−ｚ−１）Ｍである。Ｍは順位であり、この実施形態で利用される不整合整形器の順位は２順位である。図８の信号処理のフローチャートに従って、不整合整形処理後の出力ベクトルの式は、次のように取得される。
2014535205.tif 000007
ここで、ｓｅ＝ｓｖ−ｙである。Ｎ次元ベクトルｅｄがアレイユニット間の不整合誤差を表し、ｅｄの全要素の合計が０であるとすれば、スピーカアレイによって任意の空間位置で各アレイの出力音場の重ね合わせにより取得されるアレイの出力音響信号の式は、次のようになる。
2014535205.tif 000008
【００６２】
アレイの出力音響信号の式から、整形関数ｍｔｆはアレイ誤差ｅｄを整形し、より良好な不整合整形関数が選択されるとき、アレイ誤差ｅｄ上で、より良好な整形効果が達成され得ることが分かる。ＦＰＧＡチップ内で、原Σ−Δ符号化信号の中に存在する調波成分は帯域外高周波部分へ押し出され、これによって帯域内音源信号の音質が改善される。
【００６３】
抽出選択器８は、動的不整合整形器７の出力端へ電気的に結合され、各チャネルの整形ベクトルからディジットを抽出して出力増幅器およびデジタル負荷の後段階の回路へ送るために使用される。図９で示されるように、各チャネルは、不整合整形処理によって８要素の１つの単進符号ベクトルを生成し、抽出選択器７は、第ｉチャネルが整形ベクトルの第ｉディジットを抽出する規則に従って、各チャネルのために対応するディジットの単進符号信号を後段階のデジタル出力増幅器の入力信号として抽出する。
【００６４】
多チャネルデジタル出力増幅器９は、抽出選択器８の出力端へ電気的に結合される。この実施形態において、デジタル出力増幅器チップは、テキサス・インスツルメンツ社からのタイプＴＡＳ５１２１のデジタル出力増幅器チップであり、チップの応答時間は１００ｎｓの桁であり、１．４１１２ＭＨｚの単進符号フロー信号の無ひずみ応答が達成され得る。差分入力形式が出力増幅器の入力端で使用され、動的不整合整形器からの出力データの１つのパスは直接出力され、他のパスは反転して出力され、ゆえに、差分信号の２つのパスが形成され、これらのパスは、ＴＡＳ５１２１チップの差分出力端へ送られる。差分出力形式が出力増幅器の出力端で使用されるが、差分信号の２つのパスは、単一トランスデューサのアレイ要素チャネルの正および負のリード線へ適用される。
【００６５】
デジタルアレイ負荷１０は、多チャネルデジタル出力増幅器９の出力端へ電気的に結合される。この実施形態において、デジタル負荷ユニットは、ヒュイウェイ社（Hui Wei Company）によって製造されるタイプＢ２Ｓの全周波数帯域スピーカユニットであり、ユニットの周波数帯域範囲は２７０Ｈｚ〜２０ＫＨｚであり、感度（２．８３Ｖ／１ｍ）は７９ｄＢであり、最大電力は２Ｗであり、定格インピーダンスは８オームである。図１０で示されるように、デジタル負荷８は８要素のスピーカアレイであり、アレイは線形アレイ方法に従って配列された８つの前記スピーカユニットを備え、アレイ要素は４ｃｍ間隔であり、各スピーカユニットはデジタルチャネルに対応する。
【００６６】
自由空間において、スピーカアレイおよびマイクロホンユニットの配列は、シミュレーション実験方法に従って図１１で示されるものとし、１００Ｈｚ〜２０ＫＨｚの掃引信号がデジタル・スピーカ・システム・デバイスへ入力されるものとすれば、スピーカアレイの軸から１メートル離れた地点で、システムの周波数応答特性が観測される。図１２は、等化器の適用前後の、軸から１メートル離れた地点におけるシステム周波数応答の振幅スペクトル比較図を示し、システム周波数応答の振幅スペクトルは、等化器の適用前で、周波数範囲２ＫＨｚ〜２０ＫＨｚにおける明白な下降傾向を有し、システム周波数応答の振幅スペクトルは６５ｄＢから４５ｄＢへ減少し、ゆえに、ここでは２０ｄＢの振幅差が存在する。等化器の適用後、システム周波数応答の振幅スペクトルは、周波数範囲２ＫＨｚ〜２０ＫＨｚで約５７ｄＢを依然維持して平坦なスペクトル特性を提示し、これによってシステムの合成信号の実際の復元が確保される。等化の結果から、抽出選択の多チャネルビット情報合成方法を利用することによって、各チャネルの等化器応答情報が効果的に継続され、これによって各チャネルの周波数応答の平坦性が確保され得ることが分かる。
【００６７】
チャネル等化に基づくデジタル・スピーカ・アレイ・システムは、各チャネルの可聴帯域における周波数応答揺らぎを効果的に削除してチャネル間の周波数応答差を補正し、ゆえに、システムが全く平坦な時間定義域周波数特性を有することを確保し、これによって全チャネルの空間合成信号のスペクトルが原音源信号の実スペクトルを復元し、デジタル再生システムが原音源の音場効果を実際に再現し得ることを確保する。加えて、各チャネルの可聴帯域内周波数応答揺らぎを削除することは、さまざまな自己適応空間定義域アレイビーム形成アルゴリズムが、より高い収束速度およびより良好なロバスト性を有することを確保し得る。
【００６８】
自由空間では、図１１で示されるスピーカアレイ配列方法に関して、アレイビーム制御のシミュレーション実験は、−６０度、０度、および＋３０度の３つの所定のビーム主ローブ方向に従って実行され得、３つの場合のアレイロード幅は、全て２０度に設定される。３つの所定方向におけるアレイの空間パターンは、図１３で示され、これらのグラフから、アレイのビーム主ローブは所定方向を指し示し、ビーム幅は所望の要求に到達し、主ローブとサイドローブとの間の振幅差分値は１５ｄＢに達することが分かる。これらのアレイビーム制御の結果から、抽出選択の多チャネル情報合成方法を利用することは、ビーム形成器によって各チャネル上に負荷された振幅および位相調整情報を効果的に継続し、これによってアレイのビーム指向性制御を達成し得ることが知られる。この抽出選択に基づくデジタル・アレイ・ビーム形成方法は、複雑な環境におけるデジタルアレイの空間指向能力を向上し、デジタルアレイの特殊音場、たとえば、３Ｄステレオ音場、仮想環境音場、および指向性音場などの効果的生成のために信頼性のある実現方法を提供し得る。
【００６９】
上記の実施形態は、本発明の技術的スキームの例示を意図するだけで、限定を意図するものではないことを述べておかねばならない。本発明は実施形態を参照して詳細に説明されたが、本発明の技術的スキームの変形または均等置換は、本発明の趣旨および範囲から逸脱することなく本発明の範囲内に包含されることを当業者は理解しなければならない。
【図１】
2014535205.tif 000010
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
2014535205.tif 000020
【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【国際調査報告】
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