(57)【要約】  本発明の目的は、可能な限りシンプルで、伴われるロスが可能な限り少ない、高電圧用の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。当該双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（１）は、直流入力電圧を第一の交流電圧へと変換する入力段（２）と、当該第一の交流電圧を第二の交流電圧へと変換する変圧器（３）と、前記第二の交流電圧を直流出力電圧へと変換する出力段（４）と、を備え、前記第一の及び／又は第二の交流電圧を供給するために、少なくとも一つの前記入力段（２）及び／又は出力段（４）は一つのマルチレベルコンバータ（５）を備え、当該マルチレベルコンバータ（５）は、第一の数のアクティブ型第一半導体スイッチ（６１）を有する。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（１）は、直流入力電圧を第一の交流電圧へと変換する入力段（２）を有し、当該第一の交流電圧を第二の交流電圧へと変換する変圧器（３）を有し、そして、前記第二の交流電圧を直流出力電圧へと変換する出力段（４）を有し、前記第一の及び／又は第二の交流電圧を供給するために、少なくとも一つの前記入力段（２）及び／又は出力段（４）は一つのマルチレベルコンバータ（５）を備え、当該マルチレベルコンバータ（５）は、第一の数のアクティブ型第一半導体スイッチ（６１）を有する、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（１）。
【請求項２】
請求項１に記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（１）であって、
前記マルチレベルコンバータ（５）は、３レベルコンバータ又は５レベルコンバータであることを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（１）。
【請求項３】
請求項１又は２に記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（１）であって、
前記マルチレベルコンバータは、２つのクランプダイオード（７１）を有する３レベルＮＰＣコンバータ（５１・５２）であることを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（１）。
【請求項４】
請求項１又は２に記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（１）であって、
前記マルチレベルコンバータは、２つのＩＧＢＴ又は蓄電器を有する３レベルＮＰＣコンバータ（５１・５２）であることを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（１）。
【請求項５】
請求項３又は４に記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（１）であって、
変圧比が大きい場合、前記３レベルＮＰＣコンバータ（５１・５２）は、より高い電圧が存在する前記入力又は出力段（２・４）の側に配置されることを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（１）。
【請求項６】
請求項１から５までのいずれか一項に記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（１）であって、
前記第二の交流電圧を整流するために、前記出力段（４）は、第二の数のアクティブ型第二半導体スイッチ（６２）を有するＨブリッジ又はハーフブリッジ（８）を備えることを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（１）。
【請求項７】
請求項６に記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（１）であって、
前記Ｈブリッジ（８）は２レベルＨブリッジ（８１）であることを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（１）。
【請求項８】
請求項６又は７に記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（１）であって、
前記第一及び第二半導体スイッチ（６１・６２）の数は同じであることを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（１）。
【請求項９】
請求項６から８までのいずれか一項に記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（１）であって、
前記第二半導体スイッチ（６２）の数は４つであり、当該第二半導体スイッチは互いに独立して切り替えることができ、そして前記第一の（６２１）及び第二の（６２２）前記第二半導体スイッチ（６２）は正極直流リンクバスバーに接続されていることを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（１）。
【請求項１０】
請求項６から８までのいずれか一項に記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（１）であって、
前記第二半導体スイッチ（６２）の数は４つであり、当該第二半導体スイッチは互いに独立して切り替えることができ、そして前記第三の（６２３）及び第四の（６２４）前記第二半導体スイッチ（６２）は負極直流リンクバスバーに接続されていることを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（１）。
【請求項１１】
請求項１又は２に記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（１）であって、
前記第二の交流電圧を整流するために、前記出力段（４）は一つの第二のマルチレベルコンバータ（５）を備えることを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（１）。
【請求項１２】
請求項１１に記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（１）であって、
前記第二のマルチレベルコンバータ（５）は、３レベルコンバータ又は５レベルコンバータであることを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（１）。
【請求項１３】
請求項１２に記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（１）であって、
前記第二のマルチレベルコンバータ（５）は、２つのクランプダイオード（７１）を有する３レベルＮＰＣコンバータ（５２）であることを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（１）。
【請求項１４】
請求項１から１３までのいずれか一項に記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（１）であって、
前記直流入力電圧（２１）は可変であり、当該入力電圧（２１）の電圧振幅は、前記出力電圧の振幅に適合していることを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（１）。
【請求項１５】
請求項１から１４までのいずれか一項に記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（１）であって、
当該双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（１）の接続形態は、３つ又はそれ以上の位相に拡張されることを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（１）。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高電圧用の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
ＤＣ−ＤＣコンバータとしても知られる直流電圧コンバータは、入力側に供給された直流電圧をより高い、低い、又は逆の電圧レベルを有する直流電圧へと変換する電気回路を指す。この変換は、周期的に作動する電気スイッチ、及び、一つ又はそれ以上のエネルギー貯蓄要素を採用することにより、行われる。電気エネルギー技術の分野においては、これらのコンバータはＤＣチョッパコントローラとも呼ばれる。
【０００３】
一時的にエネルギーを貯蓄するために用いられるインダクター（誘導コンバータ）は、コイルにより構成され、又はコンバータ用変圧器により構成される。これとは対照的に、容量貯蔵要素（容量コンバータ）を備えたコンバータは、チャージポンプと呼ばれる。チャージポンプは、集積回路の場合の如く、インダクターが存在しない場合に採用される。あるいは、要求される電力出力量がとても低くてコイルを用いる必要がないような場合にも、チャージポンプが採用される。コイルは、安価な蓄電器を比べてコストが高いのである。
【０００４】
ＤＣ−ＤＣコンバータは、例えばパソコンの電力供給ユニット、ノートブックパソコン、携帯電話、小さなモータ、及びハイファイ装置のような機器を操作するためのスイッチングモード電力供給ユニットにおいて構成要素として用いられる。線形電力供給ユニットと比べて有利な点は、効率がよりよい点と、発熱量がより低い点とである。これとは対照的に、線形電圧調整器又は直列抵抗の場合、余分な電圧は単に"消耗"される。
【０００５】
また、ＤＣ−ＤＣコンバータは、時としてプリント基板に直接取り付けるのに用いられる、完全にカプセル化したコンバータモジュールとして利用することが可能である。出力電圧は、モデル次第で、入力電圧よりも低く、等しく、又は高くすることができる。もっともよく知られているモジュールは、特に低くて小さい電圧を、直流的に絶縁された特に低い電圧へと変換するものである。カプセル化したＤＣ−ＤＣコンバータは、例えば、１．５ｋＶから３ｋＶを超える範囲の絶縁電圧に利用することができ、直流電圧ネットワークにおいて小さな需用家に電力を供給する役割を果たす。例えば、産業設備には２４Ｖ、遠隔通信には４８Ｖの電力を供給することができる。また、例えば、デジタル回路には５Ｖ、演算増幅器には±１５Ｖというように、電子モジュールにも電力を供給することができる。ＤＣ−ＤＣコンバータは、様々な基準に従って分類され、そして異なる接続形態（電流路の分岐したネットワークの構造のタイプ）に分けられる。
【０００６】
一方向コンバータの場合とは対照的に、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの場合においては、どちらの末端が入力側と定義されどちらの末端が出力側と定義されるかということは重要ではない。エネルギーの流れを双方向とすることにより、電力を定義された入力側から出力側へと流すことも可能となるし、その逆の方向に流すことも可能となる。
【０００７】
米国特許第５０２７２６４号明細書には、高電圧用の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータが示されている。当該双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの機能原理は二重アクティブブリッジ（ＤＡＢ）の接続形態に基づいている。ここで、直流入力電圧は入力コンバータにおいて交流電圧へと変換され、それから変圧器へと供給される。変圧器の出力側は出力コンバータに接続される。当該出力コンバータにおいては、前記交流電圧を負荷のために再び直流出力電圧へと変換する。このような双方向ＤＡＢ  ＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチ損失を低減するために、ハーフブリッジのゼロ交差を利用している。さらに、スイッチング周波数は増加させることができる。これらのＤＣ−ＤＣコンバータは、単相又は多相の状態で装備することができ、そうすることにより、少なくとも所望の負荷電圧に近い状態に保持することができる出力電圧が得られる。しかしながら、高い直流リンク電圧の場合には半導体スイッチの逆電圧は十分ではないため、今までのところ使用されているＤＡＢ接続形態では、電力エレクトロニクス半導体スイッチが直列接続されていることが要求される。通例では、半導体スイッチには、静的な電圧平衡のための、並列に配置した平衡抵抗器が必要である。これは、高い直流リンク電圧において、永続的な損失の原因となる。一方で、スイッチングが行われる過程においては、ダイナミックな電圧平衡が確保されなければならない。したがって、スナバネットワークを採用するか、又はインテリジェントで高価な駆動回路若しくは付加的な電気回路を採用することが、必要となる。入力電圧の過剰な変動に起因して、又は過剰に大きな負荷範囲に起因して、ＤＡＢ接続形態のソフトスイッチ範囲が残されたときはいつも、スナバ損失は著しく増大する。この過程においては、スナバでの損失は、半導体の損失を上回ることができる。スナバネットワークという用語は、スナバ要素を有する電気回路を指す。当該電気回路は、電流の流れが突如妨げられた場合については、無効にする必要がある。例えば、誘導負荷が切り替えられたときに通常起こる、高振動数や電圧ピークを妨げることである。スナバ要素は、電圧の上昇率や、半導体の電流の上昇率を、制限する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】米国特許第５０２７２６４号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
本発明の目的は、可能な限りシンプルで、伴われるロスが可能な限り少ない、高電圧用の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
この目的は、直流入力電圧を第一の交流電圧へと変換する入力段を有し、当該第一の交流電圧を第二の交流電圧へと変換する変圧器を有し、そして、前記第二の交流電圧を直流出力電圧へと変換する出力段を有し、前記第一の及び／又は第二の交流電圧を供給するために、少なくとも一つの前記入力段及び／又は出力段は一つのマルチレベルコンバータを備え、当該マルチレベルコンバータは、第一の数のアクティブ型第一半導体スイッチを有する、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにより達成される。これにより、マルチレベルＤＡＢが得られる。ここで、前記入力及び出力段は、互いに向かい合って分離されている。本発明に係る双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの前記入力段は、任意で、本発明に係る他の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの前記出力段の構成要素とすることもできる。適切なアクティブ型半導体スイッチ（電力半導体）は、例えば、ゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ）、トランジスタ又はＭＯＳＦＥＴである。これに代えて、当業者は他の適切なアクティブ型半導体スイッチを採用することもできる。コンバータは、あらゆる極性の電圧を他の電圧へと変換する装置である。変換はパワーエレクトロニクスによって行われ、それにより電気エネルギーはいわゆる直流リンクに貯蓄される。例えば、付加的なフィルタがこの直流リンクに装備されているものとしてもよい。前記マルチレベルコンバータの出力電圧は、複数の電圧状態（レベル）から成る。例えば、２段コンバータ（２レベルコンバータ）の場合には２つの電圧状態があり、３段コンバータ（３レベルコンバータ）の場合には３つの電圧状態がある、等である。ここで、マルチレベルコンバータという用語には全ての適切なマルチレベルコンバータが含まれる。言い換えれば、例えば、２レベルコンバータ、３レベルコンバータ、４レベルコンバータ、５レベルコンバータ等が含まれる。本発明に係る双方向ＤＣ−ＤＣコンバータによれば、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）や集積ゲート変更サイリスタ（ＩＧＣＴ）のようなパワーエレクトロニクス半導体スイッチと、インテリジェントＧＡＴＥ駆動回路又は高損失ＲＣスナバ要素と、の高価な直列接続の必要性がなくなる。また、低ロス操作が可能となる。本発明に係る双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、例えば、パワーエレクトロニクス、例えば、直流ネットワーク、エネルギー貯蓄システム、ここでは特にバッテリーエネルギー貯蓄システム、風力発電設備又は再生可能エネルギーシステムに、電圧コンバータとして、とりわけ高い電圧変換率を有する電圧コンバータとして、採用することができる。他側、換言すると、前記マルチレベルコンバータが前記出力側に配置される場合には入力側、前記マルチレベルコンバータが前記入力側に配置される場合には出力側、のデザインは、前記双方向ＤＣ−ＤＣコンバータについて想定される適用、例えば、ある操作の時点での損失を最小限とするため、又は要求がある程度の電圧変動性を必要とする場合に依存して決まる。
【００１１】
一つの実施形態においては、前記マルチレベルコンバータは３レベルコンバータ又は５レベルコンバータである。前記３レベルコンバータは、出力において３つの電圧状態を設定することが可能である。ここで、電力半導体には最大で直流リンク電圧の半分の電圧が掛けられている。電圧の不安定な状態を低減するために、ここでは、ハーフブリッジとは対照的に、直列に配置した２つの半導体スイッチがそれぞれの場合に用いられる。しかしながら、追加測定をするまでもなく、前記電力半導体の電力分担は不釣合いである。前記電力半導体において電圧分担を均等にすることは、例えば、当該電力半導体と並列に蓄電器を配置することにより達成することができる。同様に、前記５レベルコンバータは、出力において５つの電圧状態を設定することが可能である。好適な実施形態においては、前記マルチレベルコンバータは、２つのクランプダイオードを有する３レベルＮＰＣコンバータである。ここで、ＮＰＣという用語は、"中性点クランプ（ｎｅｕｔｒａｌ−ｐｏｉｎｔ−ｃｌａｍｐｅｄ）"を意味する。前記３レベルＮＰＣコンバータの３つの電圧状態のレベルは、前記クランプダイオードによって、真ん中の電圧が電圧０レベルに対応するように、対称的に設定することができる。これには、そのための平衡回路網及び／又は駆動回路を要しない。代替的な実施形態においては、前記クランプダイオードに代えて、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート電極を有するバイポーラトランジスタ）、ＡＮＰＣコンバータを採用したり、或いは電圧分担のためにいわゆるＦＬＣに蓄電器を採用したりすることが可能である。一つの実施形態においては、前記マルチレベルコンバータは、前記クランプダイオードに代えて、２つのＩＧＢＴ又は蓄電器を有する３レベルＮＰＣコンバータ（５１・５２）である。３レベルコンバータに用いられる他に、上述の全ての実施形態は、異なる数のレベルを有する他のマルチレベルコンバータに対応するように用いることができる。接続形態を簡易化したことに加えて、（２レベルコンバータと比べて）付加的な電圧レベルを導入したことにより、コンバータの調節においてもう一つの自由度がもたらされた。この付加的な自由度は、例えば、与えられた負荷範囲における前記コンバータの全損失を最小化するために用いることができる。入力電圧と出力電圧の間の変換率が大きい場合、前記３レベルＮＰＣコンバータを高電圧の側に設けることが好ましい。高電圧へと変換する場合、これは前記出力側とするべきである。一方、低電圧へと変換する場合、これは前記入力側とするべきである。変換率という用語は、ここでは、第一の及び第二の交流電圧の間の振幅の比率のことを言う。したがって、高電圧の側は前記入力側又は前記出力側である。
【００１２】
他の一つの実施形態においては、前記第二の交流電圧を整流するために、前記出力段は第二の数のアクティブ型第二半導体スイッチを有するＨブリッジ又はハーフブリッジを備える。ここで、一つのＨブリッジは二つのハーフブリッジで構成されている。一方向ＤＣ−ＤＣコンバータとは対照的に、前記双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては前記出力側にも制御可能な半導体スイッチが必要である。ＤＡＢＤＣ−ＤＣコンバータの原理は、変圧器において交流電圧を用いることにより、目標とされた電圧を変圧器の漏れインダクタンスによって落とし込むことと、そしてこのようにして電力の流れを制御することにある。ここでのハーフブリッジは、交流電流を直流へと変換するブリッジ整流器として機能する。この直流はその後前記出力に供給される。このようなハーフブリッジは、使いやすくて従来からあるものであり、そしてそのため信頼性のある構成要素である。前記ハーフブリッジ又はＨブリッジをアクティブに切り替えることにより、前記変圧器に存する交流電圧の位相変位角を独立して制御することが可能となり、またそれにより電力の流れを標的として制御することが可能となる。前記Ｈブリッジは特に、直流リンク電圧が低い場合の出力段に採用することができる。その場合、半導体スイッチの直列接続は必要でない。好適な実施形態においては、前記Ｈブリッジは２レベルＨブリッジである。
【００１３】
他の一つの実施形態においては、前記第一及び第二半導体スイッチ（６１・６２）の数は同じである。これにより、許容直流リンク電圧及び使用可能な入力電圧の範囲が２倍となる。２つのクランプダイオードを有する３レベルＮＰＣコンバータのステージと、２レベルＨブリッジと、を備える双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの一つの配置態様においては、半導体スイッチが同じ数である場合、電圧の振幅を適合させることにより電圧比を１に等しく設定することができる。その結果、従来型のＤＡＢ  ＤＣ−ＤＣコンバータと比較して、より広い負荷範囲において、損失なしのスイッチ切り替えが保証される。
【００１４】
一つの実施形態においては、前記ハーフブリッジの中の第二半導体スイッチの数は４つであり、当該第二半導体スイッチは互いに独立して切り替えることができ、そして第一の及び第二の当該第二半導体スイッチは正極直流リンクバスバーに接続される。これについては、図７を参照されたい。結果として、小さな電力レベルでの変圧器電流は最小化される。ＤＣ−ＤＣコンバータの場合、無効電力を最小化できることについても述べることができる。ここで、正極直流リンクバスバーという用語は、蓄電器の上側電位を指す。前記第一の及び第二の半導体スイッチが並列に操作されると、前記変圧器は短絡し、第三の電圧レベル、すなわち０レベルが、前記ハーフブリッジに生成される。前記第二半導体スイッチが適切に作動された場合、２レベルハーフブリッジは３レベルハーフブリッジとしても操作することができる。このようにして、前記コンバータの無効電力を最小化することができる。これに代えて、前記第三の及び第四の前記第二半導体スイッチを負極直流リンクバスバーに接続することによっても、これと同様のことを達成することができる。負極直流リンクバスバーという用語は、同様に、蓄電器の下側電位を指す。無効電力を最小化するために、対角線上にある第二半導体スイッチ（前記第一の及び第四の、又は、前記第二の及び第三の、前記第二半導体スイッチ）は独立して動作させなければならない。
【００１５】
他の一つの実施形態においては、前記第二の交流電圧を整流するために、前記出力段は一つの第二のマルチレベルコンバータをさらに備える。ここでのマルチレベルコンバータという用語には、全ての適切なマルチレベルコンバータが含まれる。言い換えれば、例えば、２レベルコンバータ、３レベルコンバータ、４レベルコンバータ、５レベルコンバータ等が含まれる。一つの実施形態においては、前記第二のマルチレベルコンバータは３レベルコンバータ又は５レベルコンバータである。好ましくは、前記第二のマルチレベルコンバータは２つのクランプダイオードを有する３レベルＮＰＣコンバータである。
【００１６】
他の一つの実施形態においては、前記直流入力電圧は可変であり、当該入力電圧の電圧振幅は、前記出力電圧の振幅に適合している。そのため電圧比は１に等しく、その結果、負荷範囲の略全域において、損失なしのスイッチ切り替えが保証される。２レベルＤＡＢＤＣ−ＤＣコンバータと比較して、このコンバータは、各々の付加された電圧レベルの調節において、更なる自由度を有する。例えば、３つのレベルのバージョンにおける第三のレベルの付加的な自由度のおかげで、或いは、５つのレベルの実施形態における第五のレベルの付加的な自由度のおかげで、変圧器等を含む前記コンバータにおける全体の損失を最小化することができる。このようにして、ゼロ電圧スイッチング及び最小の電流でのスイッチングも影響を受け得る。従来型のＤＡＢＤＣ−ＤＣコンバータと比較して、損失なしのスイッチ切り替えができる負荷範囲は広くなる。このことは、変圧比が１ではない場合にさえ、言えることである。
【００１７】
他の一つの実施形態においては、前記双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの接続形態は、３つ又はそれ以上の位相に拡張される。こうすることにより、前記双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、より高い電力レベルでの適用において、より広い範囲で利用可能となる。
【００１８】
本発明に係る双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、複数のマルチレベル／マルチレベル比を有するものとすることができる。例えば、本発明に係る双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、３レベル／２レベルＤＣ−ＤＣコンバータとすることができる。他の実施形態においては、本発明に係る双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、５レベル／２レベルＤＣ−ＤＣコンバータ、又は５レベル／３レベルＤＣ−ＤＣコンバータ、又は３レベル／３レベルＤＣ−ＤＣコンバータとすることもできる。当業者は、本発明の範囲内で、本出願の想定される領域に応じて、他のマルチレベル／マルチレベルの組み合わせを選択することもできる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
本発明のこれらの及び他の態様は、図面において詳細に示されている。
【００２０】
【図１】双方向ＤＣ−ＤＣコンバータのいくつかの実施形態。当該双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力及び又は出力段に少なくとも一つのマルチレベルコンバータを有する。
【図２】本発明に係る双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。当該双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記入力段に３レベルＮＰＣコンバータを有し、前記出力段に２レベルハーフブリッジを有する。
【図３】動作の第一のモードにおいて、図２に示した双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの変圧器の箇所における付随する電流の、第一の及び第二の交流電圧をシミュレーションした曲線。
【図４】図２に示した本発明に係る双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの、動作の第一のモードにおける、前記入力及び出力段の電流の流れ。
【図５】動作の第二のモードにおける、図２に示した双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの変圧器の箇所における付随する電流と、第一の及び第二の交流電圧と、の曲線。
【図６】図２に係る双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの、動作の第二のモードにおける、前記入力及び出力段の直流リンクにおける電流の流れ。
【図７】３レベルハーフブリッジとしての前記出力段
【図８】本発明に係る代替的な双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。当該双方向ＤＣ−ＤＣコンバータには、前記入力及び出力段として二つの３レベルＮＰＣコンバータが設けられる。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
図１には、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１のいくつかの実施形態（ａ）〜（ｄ）を示してある。各双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、直流入力電圧を第一の交流電圧に変換する入力段２、前記第一の交流電圧を第二の交流電圧へと変換する変圧器３、そして前記第二の交流電圧を直流出力電圧へと変換する出力段４を有している。様々な実施形態（ａ）〜（ｄ）は、少なくとも一つのマルチレベルコンバータ５を前記入力段２及び／又は前記出力段４に備える。実施形態（ａ）では、マルチレベルコンバータ５は入力段２に位置付けられる。実施形態（ｂ）では、マルチレベルコンバータ５は出力段４に位置付けられる。実施形態（ｃ）では、一つのマルチレベルコンバータ５が入力段２に設けられ、そして一つのマルチレベルコンバータ５が出力段４に設けられる。実施形態（ｄ）では、マルチレベルコンバータ５が入力段２に位置付けられる一方、出力段８にはハーフブリッジ又はＨブリッジが備えられる。
【００２２】
図２には、本発明に係る双方向ＤＣ−ＤＣコンバータが示してある。当該双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、３レベルＮＰＣコンバータ５１が前記入力段に設けられており、２レベルＨブリッジ８１が出力段４に設けられている。直流入力電圧２１が入力段２に存在し、出力段４は負荷１１を供給する。入力及び出力段２・４の間においては、入力段２の出力電圧が、変圧器３によって、入力段４の入力電圧へと変換される。ここでの３レベルＮＰＣコンバータ５１は、二つの上側の及び二つの下側の第一半導体スイッチ６１、当該第一半導体スイッチ６１にそれぞれ並列に設けられるダイオード７ａ、二つのクランプダイオード７１、及び二つの蓄電器９を備える。ここで、アクティブ型第一半導体スイッチ６１（電力半導体スイッチ）の適切な例は、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ又はＩＧＣＴである。３レベルＮＰＣコンバータ５１の構成要素は直流リンクを形成している。当該直流リンクは、変換過程のための電気エネルギーを貯蓄している。他の実施形態においては、付加的なフィルタ（例えば、周波数フィルタ）をこの直流リンクに組み込むこともできる。変換されるためにマルチレベルコンバータ５によって変圧器３へと伝達される第一の交流電圧は、複数の電圧状態（レベル）により構成される。従来型のＤＡＢ  ＤＣ−ＤＣコンバータの場合と同様に、−Ｐｍａｘ，０及び＋Ｐｍａｘの間の電力を制御可能とするために、変圧器の漏れインダクタンスが（これで十分でない場合には、これに直列に設けられた付加的なインダクタンスも、）採用される。ここで、Ｐｍａｘは伝達され得る最大の電力を表す。この実施形態においては、前記第一の交流電圧から変換された第二の交流電圧を整流するために、出力段４には２レベルハーフブリッジ８１が備えられる。当該２レベルハーフブリッジ８１には、４つのアクティブ型第二半導体スイッチ６２が備えられ、それぞれのアクティブ型第二半導体スイッチ６２にはこれと並列になるようにダイオード７ｂが設けられる。このように、入力及び出力段２・４における半導体スイッチ６１・６２の数は同じである。蓄電器１０は、整流化した出力電圧を平滑化する役割を果たす。
【００２３】
図３は、ωｔの関数として、第一の交流電圧Ｖ１（変圧器の箇所における入力電圧）及び第二の交流電圧Ｖ２（変圧器の箇所における出力電圧）の曲線を示している。また、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１の変圧器３の箇所における付随する電流Ｉ１と、第一のモードの動作ＯＰ１の場合における図２に示した直流リンクでのＩ２と、も示している。ここ
で、前記入力電圧Ｖ１は前記出力電圧Ｖ２よりも大きい。また、第一の及び第二の交流電圧Ｖ１・Ｖ２の間の位相変位角Φについては、次の式が成り立つ：０＜Φ≦β／２。
ωｔを用いてＶ１及びＶ２を表した場合、３レベルＮＰＣコンバータで供給される３つの電圧レベル＋Ｖ１、０、−Ｖ１、及び、２レベルハーフブリッジを介して変換された後に整流された２つの電圧レベル＋Ｖ２、−Ｖ２は、Ｖ１において見ることができる。エネルギー伝達が最大に到達するのは、位相変位角ΦがΦ＝β／２のときである。一方で、Φ＝０のとき、ＯＰ１のモードにおけるエネルギー伝達は最小となる。Φ＞β／２のとき、無効電力は上昇するが、エネルギー伝達は再び小さくなる。
【００２４】
図４は、図３（動作ＯＰ１の第一のモード）に対応する電流の流れを示している（矢印を伴った破線の一巡りは、電流の流れの方向を示している）。ここでは、図２に示した本発明に係る双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの入力及び出力段の直流リンクの接続形態で示している。ここで、全範囲０＜ωｔ＜２πにおいて、Ｖ１≧Ｖ２であり、そして０＜Φ≦β／２である。図４は、０＜ωｔ＜２πの範囲の８個の区画についての種々の電流の流れを示す８個の描写を含む。図中の（１）は０＜ωｔ＜ωｔ０、（２）はωｔ０＜ωｔ＜Φ、（３）はΦ＜ωｔ＜β、（４）はβ＜ωｔ＜π、（５）はπ＜ωｔ＜（π＋ωｔ０）、（６）は（π＋ωｔ０）＜ωｔ＜（π＋Φ）、（７）は（π＋Φ）＜ωｔ＜（π＋β）、（８）は（π＋β）＜ωｔ＜２πの範囲である。描写（１）及び（４）において前記第一及び第二半導体スイッチを囲んだ円は、電圧なしで切り替えることができるスイッチを指定している。これは、電流の流れは逆並列ダイオードにおいても依然として存在するからである。
【００２５】
本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１の双方向的な動作のために、図２からの３レベル／２レベルＤＡＢ配置は、位相変位角を負とする（Φ＜０）動作の第二のモードＯＰ２により操作することができる。−π＋β≦Φ＜０である動作２のモードについては、図５において、第一の交流電圧Ｖ１及び第二の交流電圧Ｖ２をシミュレーションした曲線を示している。また、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１の変圧器３の箇所における付随する電流Ｉ１及び直流リンクにおけるＩ２についても、同様に図５に示してある。対称性上の理由から、全期間についての変換された電流は、πの期間によって完全に特徴付けられている。ωｔを用いてＶ１及びＶ２を表した場合、３レベルＮＰＣコンバータで供給される３つの電圧レベル＋Ｖ１、０、−Ｖ１、及び、２レベルハーフブリッジを介して変換された後に整流された２つの電圧レベル＋Ｖ２、−Ｖ２は、Ｖ１において見ることができる。位相変位角ΦがΦ＝（−π＋β）／２のとき、エネルギー伝達が０に到達する。このモードの動作においてエネルギー伝達が最大に達するのは、位相変位角ΦがΦ＝０のときである。
【００２６】
図６は、図５（動作ＯＰ２の第二のモード）に対応する電流の流れを示している（矢印を伴った破線の一巡りは、電流の流れの方向を示している）。ここでは、図２に示した本発明に係る双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの入力及び出力段の直流リンクの接続形態で示している。ここで、全範囲０＜ωｔ＜２πにおいて、Ｖ１≧Ｖ２であり、そして−π＋β≦Φ＜０である。図４は、０＜ωｔ＜２πの範囲の８個の区画についての種々の電流の流れを示す８個の描写を含む。図中の（１）は０＜ωｔ＜ωｔ０、（２）はωｔ０＜ωｔ＜β、（３）はβ＜ωｔ＜（Φ−π）、（４）は（Φ−π）＜ωｔ＜π、（５）はπ＜ωｔ＜（π＋ωｔ０）、（６）は（π＋ωｔ０）＜ωｔ＜（π＋β）、（７）は（π＋β）＜ωｔ＜Φ、（８）はΦ＜ωｔ＜２の範囲である。描写（１）及び（４）において前記第一及び第二半導体スイッチを囲んだ円は、電圧なしで切り替えることができるスイッチを指定している。これは、電流の流れは逆並列ダイオードにおいても依然として存在するからである。
【００２７】
図７には、本発明に係る双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの出力段としてのＨブリッジ８１を、図２からの部分拡大図として示してある。ここで、第二半導体スイッチ６２は互いに独立して切り替えることができ、そして、第一の６２１及び第二の６２２第二半導体スイッチ６２は、正極直流リンクバスバー＋Ｚに接続されている。結果として、低電力レベルでの変換電流は最小限に抑えられる。ここでの直流リンクは、Ｈブリッジと、当該ブリッジに並列に設けられた蓄電器１０により構成される。ここでの正極直流リンクバスバー＋Ｚは、蓄電器１０の上側の電位を指定する。第一の６２１及び第二の６２２半導体スイッチが並列に操作されると、変圧器３は短絡し（破線矢印で示している）、そして３つ目の電圧レベル、すなわちゼロレベルが、ハーフブリッジ８１に生成される。第二半導体スイッチ６２が適切に作動された場合、２レベルハーフブリッジ８１は３レベルハーフブリッジとしても操作することができる。このようにして、前記コンバータの無効電力を最小限に抑えることができる。またこれは、第三の６２３及び第四の６２４第二半導体スイッチ６２が負極直流リンクバスバー−Ｚに接続されていることによっても達成される。負極直流リンクバスバー−Ｚという用語は、結果的に、蓄電器１０の下側の電位に言及する。無効電力を最小限とするために、対角線上にある第二半導体スイッチ（第一の６２１及び第四の６２４、又は、第二の６２２及び第三の６２３、第二半導体スイッチ６２）は個別に作動されなくてはならない。
【００２８】
図８には、本発明に係る代替的な双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１を示してあり、その入力及び出力段２・４として二つの３レベルＮＰＣコンバータが設けられている。入力側は、図２からの入力側２に対応している。したがって、入力段２の詳細については、ここでは図２に関連して明細書の参照が行われる。出力段４は、第二の３レベルＮＰＣコンバータ５２を備え、当該３レベルＮＰＣコンバータ５２は同様に、二つの上側の及び二つの下側の第一半導体スイッチ６１、当該スイッチ６１にそれぞれ並列に設けられたダイオード７ａ、二つのクランプダイオード７１、並びに二つの蓄電器９を備える。適切なアクティブ型第一半導体スイッチ６１（電力半導体スイッチ）の例としては、ここではＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、又はＩＧＣＴが挙げられる。第二の３レベルＮＰＣコンバータ５２の構成要素は、同様に、直流リンクを形成する。当該直流リンクに、変換過程の電気エネルギーが貯蓄される。他の実施形態においては、付加的なフィルタがこの直流リンクに装備されているものとしてもよい。
【００２９】
このセクション及び図中における本発明の詳細な説明は、本発明の範囲で考えられる実施形態を例示することによりなされているのである。したがって、制限された方法で理解されるべきではない。特に、示された量は、当業者によって、スイッチ（電流、電圧）の具体的な操作条件に適応するものにしなければならない。そのため、全ての示された量は、具体的な実施形態における例示に過ぎないと理解されるべきである。
【００３０】
本発明の範囲内で当業者により考えられるべき代替的な実施形態は、同様に、本発明の保護の範囲内に包含される。特許請求の範囲における、"１つ"のような用語は、複数である場合も含む。特許請求の範囲において示した参照符号は、限定的に解釈するものと理解されるべきではない。
【符号の説明】
【００３１】
１            双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ
２            入力段
２１          直流入力電圧供給
３            変圧器
４            出力段
５            マルチレベルコンバータ
５１          入力段の３レベルＮＰＣコンバータ
５２          出力段の３レベルＮＰＣコンバータ
６１          第一半導体スイッチ
６２          第二半導体スイッチ
６２１        第一の第二半導体スイッチ
６２２        第二の第二半導体スイッチ
６２３        第三の第二半導体スイッチ
６２４        第四の第二半導体スイッチ
７ａ          マルチレベルコンバータの整流ダイオード
７ｂ          ハーフブリッジの整流ダイオード
７１          マルチレベルコンバータのクランプダイオード、ここでは３レベルＮＰＣコンバータ
８            Ｈブリッジ又はハーフブリッジ
８１          ２レベルＨブリッジ又は２レベルハーフブリッジ
９            直流リンク蓄電器
１０          出力電圧を平滑化するための蓄電器
１１          負荷
ＯＰ１        動作の第一のモード
ＯＰ２        動作の第二のモード
Ｖ１、Ｉ１    第一の交流電圧の電圧／電流
Ｖ２、Ｉ２    第二の交流電圧の電圧／電流
＋Ｚ、−Ｚ    ハーフブリッジの正極／負極直流リンクバスバー
【図１（ａ）】
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【図１（ｂ）】
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【図１（ｃ）】
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【図１（ｄ）】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【国際調査報告】
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