(57)【要約】【課題】【解決手段】  高受信感度で受信信号の劣化を高速、簡易にモニタすることが困難であるため、本願発明の一側面による光通信システムのためのモニタ方法は、データに従って変調される光信号を出射し、光信号の時間的に連続する群をなすｎ個のシンボル間の遷移期間にディップを形成し、ここで、群の（ｎ−１）番目の最初の遷移のそれぞれにおいて、ディップが形成され、光信号のｎ番目の遷移期間にはディップが形成されず、光信号を受信し、受信した光信号から、数値ｎによって特徴づけられる周波数成分を抽出し、周波数成分を用いて受信した光信号をモニタする。
2014511578.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
データに従って変調される光信号を出射し、
前記光信号の時間的に連続する群をなすｎ個のシンボル間の遷移期間にディップを形成し、
ここで、前記群の（ｎ−１）番目の最初の遷移のそれぞれにおいて、前記ディップが形成され、
前記光信号のｎ番目の遷移期間にはディップが形成されず、
前記光信号を受信し、
受信した光信号から、数値ｎによって特徴づけられる周波数成分を抽出し、
前記周波数成分を用いて前記受信した光信号をモニタする
光通信システムのためのモニタ方法。
【請求項２】
請求項１に記載した光通信システムのためのモニタ方法において、
前記ディップを形成するステップは、シンボル間隔と等しいパルス間隔を備えたパルスとしてｎ−２個のシンボルを形成することをさらに有し、
時間的に次に来る（ｎ−１）番目のシンボルの振幅に、立ち上がりエッジを形成し、
前記（ｎ−１）番目のシンボルとｎ番目のシンボル間の遷移期間では、振幅が影響を受けないように保持し、
前記ｎ番目のシンボルの振幅に、立下りエッジを形成する。
【請求項３】
請求項１または２に記載した光通信システムのためのモニタ方法において、前記周波数成分は、前記光信号のシンボルレートのｎ分の１の周波数を有する信号成分を含む。
【請求項４】
請求項１から３のいずれか一項に記載した光通信システムのためのモニタ方法において、ｎの数値は、前記光通信システムから出射される光信号のそれぞれに対して異なる値に定められる。
【請求項５】
光送信器と光受信器を有し、
前記光送信器は、時間的に連続する群をなすｎ個のシンボルの群にディップを形成するカーバを含み、
シンボル間の（ｎ−１）番目の最初の遷移のそれぞれにおいて、ディップが形成され、  前記光信号のｎ番目の遷移期間にはディップが形成されず、
前記光受信器は、前記光信号を受信するコヒーレント受信器と、
受信した光信号から、ｎによって特徴づけられる周波数成分を抽出し、前記周波数成分を用いて前記受信した光信号をモニタする処理装置、とを含む、
モニタ機能を備えた光通信システム。
【請求項６】
請求項５に記載したモニタ機能を備えた光通信システムにおいて、
前記カーバは、シンボル間隔と等しいパルス間隔を備えたパルスとしてｎ−２個のシンボルを形成し、
時間的に次に来る（ｎ−１）番目のシンボルの振幅に、立ち上がりエッジを形成し、
前記（ｎ−１）番目のシンボルとｎ番目のシンボル間の遷移期間では、振幅が影響を受けないように保持し、
前記ｎ番目のシンボルの振幅に、立下りエッジを形成する。
【請求項７】
請求項５または６に記載したモニタ機能を備えた光通信システムにおいて、
前記処理装置は、前記光信号のシンボルレートのｎ分の１の周波数を有する信号成分を含む前記周波数成分を抽出する。
【請求項８】
請求項５から７のいずれか一項に記載したモニタ機能を備えた光通信システムにおいて、
前記光信号は偏波分割多重方式による４位相偏移変調（ＰＤＭ−ＱＰＳＫ）信号である。
【請求項９】
請求項５から８のいずれか一項に記載したモニタ機能を備えた光通信システムにおいて、前記カーバは、
ボーレートに比例した周波数の電気クロック信号の出力するクロックと、
デューティサイクルがｎ分の１に比例し、前記クロックと同じ周波数の狭パルス・クロックを生成する狭パルス・クロック源と、
前記クロックと前記狭パルス・クロック源の出力に基づいて、入力された前記光信号の振幅を刻む変調器、とを備える。
【請求項１０】
請求項５から８のいずれか一項に記載したモニタ機能を備えた光通信システムにおいて、
変調されるデータと形成される前記ディップに基づいて電気信号を生成するデジタル−アナログ変換器と、
生成された前記電気信号に基づいて入力された前記光信号の振幅を刻む変調器、をさらに備える。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般に光通信システムに関し、特に、モニタ機能を備えた光通信システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
データトラヒックに対する需要の増大を満たし、データ伝送のコストを削減するために、光通信システムの容量の増加が必要とされている。これを達成する方法の中で、シリアル−パラレル変換やシンボルレートを増加させる方法が広く用いられている。
【０００３】
シリアル−パラレル変換は高ビットレートのシリアルチャネルを低ビットレートのチャネルに分割することができる。低ビットレートチャネルは、同じ伝送開始点と同じ伝送終止点との間で並列チャンネとして伝送され、パラネルチャネルでは理想的にはクロストークは全く生じない。受信後、パラレルチャネルは元のシリアルチャネルの伝送情報を含む高ビットレートのチャネルにシリアル化される。これにより伝送中に生ずる歪みおよび劣化の影響を低減することができる。これらの影響はシンボルレートともに増大するからである。また、これにより、単一のチャネルでは伝送することができなかった膨大な量のデータを送信するために、より多くの伝送チャネルを使用することができるようになり、論理的にはそれらを単一のチャネルとして扱うことが可能になる。
【０００４】
パラレル伝送を実装する方法として知られているものには、以下のものがある。２つの信号が、直交偏波を持つ２つの信号によって同一の伝送媒体を介して伝送される偏波分割多重（ＰＤＭ）、パラレルチャネルが異なる波長の異なる光キャリアによって同一の伝送媒体を介して伝送される波長分割多重（ＷＤＭ）、ファイバリボンのように、結合される異なる伝送媒体を介してパラレルチャネルが伝送される空間分割多重（ＳＤＭ）、および上記の多重方式の組み合わせが知られている。
【０００５】
ＰＤＭを用いる場合、例えば伝送路上でランダムに変化する群遅延時間差（ＤＧＤ）により、スキューが多重化された信号間に現われる場合がある。発生したＤＧＤによっては、偏波間のスキューがシンボル周期の半分を超える場合がある。この場合、偏波多重されたデータを受信した後に再シリアル化すると、復調されたデータ・ビットの順番が変更され、受信情報を復号化することはもはや不可能である。
【０００６】
パラレル伝送はまたＷＤＭによっても実装することができる。低レートのパラレル・チャンネルは、同一の伝送媒体を介して、異なる波長または周波数の光キャリアによって伝送される。リンクの他端において、パラレル信号はそれらの波長に応じて逆多重化され、各チャネルは受信器によって受信され復号される。その後、パラレル受信器からの電気的データは、パラレルからシリアルに変換される。波長分散（ＣＤ）または受信後の電気的なパス間の長さの違いにより、内部チャネルスキューが伝送媒体の内部に現われる可能性がある。
【０００７】
パラレル伝送を実装する別の方法はファイバリボンを用いるＳＤＭである。ＳＤＭにおけるリンクスキューはファイバーの長さまたは状態における相違によるものである。高ビットレートでは、ファイバーを通して伝送されるシンボルレートは増加するが、このことはシンボル周期がより短くなることを意味する。したがって、スキューの問題はより高いビットレートで重要になる。
【０００８】
したがって、パラレル化によって伝送容量を増加させるには、受信後および再シリアル化の前にパラレルチャネル間におけるスキューを補償する方法が必要となる。これはデータに加えてより多くの情報をチャンネルに加えることによって可能となり、それによってパラレルチャネル間におけるスキューについての情報を得ることができる。これは物理レイヤまたは上位レイヤで行うこととしてもよい。
【０００９】
一方、伝送される信号のシンボルレートまたはボーレートを増加させることによって、各伝送チャンネルの容量、したがって伝送システムの総容量を増加させることができる。しかしながら、伝送媒体の内部で生じる劣化は、ＤＧＤやＣＤなどの伝送媒体の物理定数と関連しているが、高ビットレートの信号に大きな影響を及ぼす。つまり、ボーレートが高い信号ほど、ＣＤやＤＧＤによる影響が大きくなる。その結果、信号のボーレートに関連するＣＤやＤＧＤをモニタする手段は、高ボーレートの信号に適用されるときには、より狭いモニタ範囲を有することになる。劣化のモニタは、物理レイヤまたは上位レイヤにおいてデータに加えてより多くの情報をチャンネルに加えることにより行うことができる。
【００１０】
劣化やパラレルチャネル間のスキューをモニタするために、信号に情報を付加することは、異なる方法で行うことができる。１つはデータ支援方法として分類することができる。
【００１１】
関連するデータ支援方法の一例が、非特許文献１（ＮＰＬ１）に開示されている。データ支援等化においては、偏波と伝送シンボルについての不確実さを除去するために、トレーニング・パターンが用いられる。トレーニング・パターンが識別されるまで、不確実な変数の原因となり得る全ての可能性が試される。この場合、偏波間の遅延を修正するために、トレーニング・パターンが識別されるまで、バッファーまたは時間遅延フィルタを用いることができる。あるいは、受信パターンを、遅延が可能な場合に対するいくつかの識別パターンと一致するまで比較することができ、それによって偏波間の遅延を補償し修正することが可能になる。
【００１２】
同様の方法で、チャンネルデコーディングとリアライメントに基づくＸＡＵＩ規格を用いることによって、ＷＤＭにおけるチャネル間のスキューを修正することが非特許文献２（ＮＰＬ２）に開示されている。この方法では、アライメントに必要なプリフィクスが送信データに導入されるので、同一の送信データ・ペイロードに対する総ビットレートが増加することになる。これに加えて、スキューをモニタするためには、上位階層の情報が必要となる。
【００１３】
上記の説明と共に、特許文献１−４（ＰＴＬ１−４）には、パラレルチャネル間のスキューをモニタし修正できることが開示されている。
【００１４】
特許文献１によれば、場合によってＰＩＮＧまたはＰＯＮＧと呼ばれる特殊なパターンが必要であり、それらが伝送される実際のデータに加えられる。ＰＩＮＧおよびＰＯＮＧパターンは情報を伝えず、スキューのモニタあるいは補償の目的でのみ使用される。したがって、ネットワーク内でｍビットのデータを有効に搬送するために、ＰＩＮＧまたはＰＯＮＧに含まれる多数のビットを、ネットワークを通して物理的に伝送されるｍビットに加える必要がある。さらに、特許文献１では、受信器はＰＩＮＧおよびＰＯＮＧのパターンとデータを識別しなければならない。
【００１５】
特許文献１と同様に特許文献２によれば、同期オーバーヘッドが伝送されるデータへ挿入され、スキューをモニタするために異なるパラレルチャネルで受信される。
【００１６】
また、特許文献３によれば、伝送される実際のデータにｍ’フレームのビットを加える必要がある。したがって、ネットワーク内でｍビットのデータを有効に搬送するために、実際には、ｍ＋ｍ’ビットがネットワークを介して物理的に伝送されることが必要になる。
【００１７】
特許文献４によれば、多重化された光パケット信号が送信宛先へ伝送され、送信元に再伝送される。各パケットの先頭部には、スキュー量を検知するためのスキュー検出バイトが付加されている。パケットのスキュー検出バイトの到着タイミングを、基準としての最先到着パケットの到着タイミングと比較することによって、光パケットのスキュー量を検知する。
【００１８】
パラレルチャネル間のスキューや劣化をモニタするために、別の方法で情報を信号に加えることが行われている。これはトーン支援方式として分類される。パラレルチャネル間のスキューについての情報はスキューを補償するのに必要である。異なるチャネルの送信器においてトーン信号を付加し、受信器でそのトーン信号を抽出し、抽出されたトーン信号の位相を比較することにより、その情報を得ることができる。同様にして、トーン支援方式によれば波長分散などの他の劣化をモニタすることができる。
【００１９】
帯域内トーンを使用することが実装上最も簡便である。帯域内トーンでは、トーン周波数は送信信号のボーレートより低い。帯域内のトーン信号に関連する実装と課題が非特許文献３（ＮＰＬ３）に記載されている。レーザーを直接変調することによって、低周波数トーン、すなわちキロヘルツ範囲のトーン信号を容易に得ることができる。
【００２０】
同様に、非特許文献４（ＮＰＬ４）には、トーン信号が付加された光信号を劣化させるＣＤをモニタするために、帯域内パイロットトーン信号を使用することが開示されている。
光信号を変調する変調器でトーン信号を付加することにより、多少複雑になるが高周波数のトーン信号を得ることができる。このように、良好なモニタ精度を得ることができる。しかし、このような方法では、トーン信号が信号の帯域内に付加されるので、固有の感度劣化によって制限される。また、信号のシンボルはト−ン変調によって影響を受ける。さらに、信頼できるスキューモニタの実現には、高次の変調指数で付加されたトーン信号が必要となるが、これにより処理中の信号劣化が増大する。
【００２１】
非特許文献５（ＮＰＬ５）には、帯域外のトーン信号を用いることにより帯域内トーン信号によって引き起こされる損失を低減することができることが示されている。この方法では、スキューをモニタするために実際の変調指数を使用することとした場合に、トーン信号の相互作用が原因で生じる劣化を低減するために、信号のボーレートの２倍の周波数のサブキャリアにトーン信号がアップコンバートされる。
【００２２】
伝送信号のモニタを可能にする方法の別の例が、非特許文献６（ＮＰＬ６）に開示されている。非特許文献６では、パラレルチャネル間のスキューをモニタするために、擬似ＲＺ（Return−to−Zero）変調方式を用いることが提案されている。受信後の再生信号には、偏波多重化したチャネル間のスキューに関する情報が含まれている。その情報はスキューを補償するために使用することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２３】
特許文献１：特開２００３−２１８８４４号公報
特許文献２：特開２０１０−１３０５７４号公報
特許文献３：特開平１１−３４１１０２号公報
特許文献４：特開２００８−２１９１６６号公報
【非特許文献】
【００２４】
非特許文献１： S. J. Savory et al., "Ultra Long-Haul QPSK Transmission using Digital Coherent Receiver", Proc. 2007 IEEE/LEOS Summer Topical Meeting, (pp. 13-14).
非特許文献２： M. Tomizawa et al., "Terabit LAN with Optical Virtual Concatenation for Grid Applications with Super-Computers", Optical Fiber Communication Conference (OFC) 2005 OThG6.
非特許文献３： M. Murakami et al., "A Remote Supervisory System Based on Subcarrier Over Modulation for Submarine Optical Amplifier Systems", Journal of Lightwave Technology, vol. 14, No. 5, May 1996.
非特許文献４： M. N. Peterson et al., "Online Chromatic Dispersion Monitoring and Compensation Using a Single Inband Subcarrier Tone", IEEE Photonics Technology Letters, Vol. 14, No. 4, April 2002.
非特許文献５：  O.H. Adamczyk et. al., "Coarse and Fine Bit Symchronization for WDM Interconnections Using Two Subcarrier-Multiplexed Control Pilot Tones", Photonics Technology Letters, vol. 11 , No. 8, August 1999.
非特許文献６：  E. Le Taillandier de Gabory et al. "Pseudo-Return-to-Zero Modulation Scheme: Application to the Compensation of Intra-Polarization Skew for PolMux Signals", ECOC 2009 Paper 3.4.4.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２５】
すべてのデータ支援方法ではトレーニング・パターン、またはデータに加えて送信される先頭に付加された固定データを必要とする。それらは、一定のペイロードに対してビットレートの増加をもたらす。したがって、これにより、高価であるかまたは入手が困難な広帯域幅の電子機器や電気光学部品を使用することが必要となる。さもなければ、送信が劣化を受けることになる。さらに、これらの方法では、受信パターンの個々の可能な場合について比較することが必要となる。したがって、調査するべき場合の数によって要求される演算時間および記憶容量が増大する。これによって必要な計算量が増加するため、消費電力も増大することになる。
【００２６】
データ支援方法では、データと混同しないように、トレーニング手順を慎重に設計することも必要となる。これにより、データのフレーミングやコーディングが複雑になる。これらの方法はまたデータの受信状態に依存し、ビット誤り率（Bit  Error  Rate：ＢＥＲ）が低い場合、検出時に問題が生じる可能性がある。さらに、これらの方法では、パターン判別結果や上位レイヤの情報を物理レイヤ上の補償部または等化部にフィードバックする必要がある。これにより、受信器の設計が複雑になり、受信器における安定性の問題を引き起こす可能性がある。結局、データ支援方法は伝送シーケンスに依存するので、パラレルチャネル間のスキューあるいは他の劣化をモニタする場合、その分解能は信号の１シンボルに制限される。したがって、スキューの高精度なモニタや高精度な追跡には十分ではない。
【００２７】
帯域内の低周波トーン信号の場合、トーン信号の周期が長いため、モニタの精度が非常に低くなる。さらに、伝送システムでエルビウム添加光ファイバー増幅器（Erbium-Doped optical Fiber Amplifier：ＥＤＦＡ）が用いられると、ゴースト・トーン効果が現われるが、それは他のチャネルに影響し、影響を受けたチャネルについてのモニタ情報を変更してしまう。また、帯域内のトーン信号は、それらが付加されている信号の劣化を引き起こす。さらに、雑音に対するトーン情報の許容誤差を決定するトーン信号の変調指数と伝送情報の感度との間にはトレードオフがある。
【００２８】
さらに、帯域外のトーン信号を用いる方法は高ビットレートで大容量のネットワークとは適合性がない。実際に、１００Ｇｂ／ｓの二重偏波ＱＰＳ（Dual Polarization QPSK：ＤＰ−ＱＰＳＫ）信号の場合、ボーレートは２５Ｇｂａｕｄであり、トーン信号をアップコンバートするのに必要なサブキャリアは５０ＧＨｚになる。したがって、トーン情報は光キャリアの両側で５０ＧＨｚ離れた領域に位置することになる。しかし、スペクトル上のこの部分は、周波数間隔を５０ＧＨｚとしたＷＤＭ方式ではでカットされることになる。これは、光合波器と光分波器が各光チャネルについて、光キャリアの両側の２５ＧＨｚの周波数帯の外側の信号を除去するからである。さらに、この方式では、２５ＧＨｚ近傍で急峻なフィルタ形状を有する低域通過フィルタや高域通過フィルタなどのＲＦ部品が必要となるが、これらは普通に利用できるわけではない。このことが、この方式の実現をさらに複雑にし、コストを増大させている。最後に、この方法を用いた場合の報告されている損失は、今もなお約２ｄＢであり、これはシステム設計の観点から無視することができないものである。
【００２９】
一方、擬似ＲＺ（Return−to−Zero）方式によって変調された信号は、ＲＺ方式を用いて同一の信号を変調した信号よりも感度が低い。
【００３０】
上述したように、これらの関連する光通信システムには、高受信感度で受信信号の劣化を高速、簡易にモニタすることが困難であるという問題があった。
【００３１】
本発明の主な目的は、高受信感度で受信信号の劣化を高速、簡易にモニタすることができる、モニタ機能を備えた光通信システム及びそのためのモニタ方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３２】
本願発明の一側面による光通信システムのためのモニタ方法は、データに従って変調される光信号を出射し、光信号の時間的に連続する群をなすｎ個のシンボル間の遷移期間にディップを形成し、ここで、群の（ｎ−１）番目の最初の遷移のそれぞれにおいて、ディップが形成され、光信号のｎ番目の遷移期間にはディップが形成されず、光信号を受信し、受信した光信号から、数値ｎによって特徴づけられる周波数成分を抽出し、周波数成分を用いて受信した光信号をモニタする。
【００３３】
本願発明の一側面によるモニタ機能を備えた光通信システムは、光送信器と光受信器を有し、光送信器は、時間的に連続する群をなすｎ個のシンボルの群にディップを形成するカーバを含み、シンボル間の（ｎ−１）番目の最初の遷移のそれぞれにおいて、ディップが形成され、光信号のｎ番目の遷移期間にはディップが形成されず、光受信器は、光信号を受信するコヒーレント受信器と、受信した光信号から、ｎによって特徴づけられる周波数成分を抽出し、周波数成分を用いて受信した光信号をモニタする処理装置、とを含む。
【発明の効果】
【００３４】
本発明による典型的な効果は、優れた受信感度で受信信号の劣化を高速、簡易にモニタすることができる、モニタ機能を備えた光通信システム及びそのためのモニタ方法を得ることができることである。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】図１は、第１の実施形態による光信号の振幅を刻む装置の実装形態を示す概略図である。
【図２】図２は、第１の実施形態による光信号の振幅を刻む装置の実装形態を示す概略図である。
【図３】図３は、第１の実施形態による光信号の振幅を刻む装置の実装形態を示す概略図である。
【図４】図４は、第１の実施形態の特徴である送信器の実装形態を示す概略図である。
【図５】図５は、狭パルス・クロックを生成する狭パルス・クロック源の実装形態を示す概略図である。
【図６Ａ】図６Ａは、図１に示したカーバの信号に対応するタイムチャートである。
【図６Ｂ】図６Ｂは、図２に示したカーバの信号に対応するタイムチャートである。
【図６Ｃ】図６Ｃは、図３に示したカーバの信号に対応するタイムチャートである。
【図６Ｄ】図６Ｄは、図５に示した狭パルス・クロック源の信号に対応するタイムチャートである。
【図７Ａ】図７Ａは、図１に示したカーバの出力光信号のシミュレーション波形である。
【図７Ｂ】図７Ｂは、図２に示したカーバの出力光信号のシミュレーション波形である。
【図７Ｃ】図７Ｃは、図３に示したカーバの出力光信号のシミュレーション波形である。
【図７Ｄ】図７Ｄは、入力光信号のシミュレーション波形である。
【図８Ａ】図８Ａは、図１に示したカーバの出力光信号のシミュレーションＲＦパワースペクトルである。
【図８Ｂ】図８Ｂは、図２に示したカーバの出力光信号のシミュレーションＲＦパワースペクトルである。
【図８Ｃ】図８Ｃは、図３に示したカーバの出力光信号のシミュレーションＲＦパワースペクトルである。
【図９】図９は、第２の実施形態によるトランスポンダの実装形態を示す概略図である。
【図１０】図１０は、第３の実施形態によるトランスポンダの実装形態を示す概略図である。
【図１１】図１１は、第４の実施形態によるトランスポンダの実装形態を示す概略図である。
【図１２】図１２は、第５の実施形態によるトランスポンダの実装形態を示す概略図である。
【図１３Ａ】図１３Ａは、第４の実施形態によるモニタ信号の図である。
【図１３Ｂ】図１３Ｂは、第５の実施形態によるモニタ信号の図である。
【図１４】図１４は、Ｑ値のシミュレーション結果を、実施形態を用いて生成された信号および従来の信号に対して示した表である。
【図１５】図１５は、第２の実施形態によるトランスポンダを用いて行った、伝送特性のシミュレーション結果を示す図である。
【図１６】図１６は、関連するＰＲＺに従って刻まれた光信号のＲＦパワースペクトルである。
【図１７】図１７は、特定の周波数成分におけるＲＦパワーの差を求めたシミュレーション結果である。
【発明を実施するための形態】
【００３６】
［第１の実施形態］
図１は、本実施形態による、光信号の振幅を刻む（ｃａｒｖｅ）装置（以下では、カーバ（ｃａｒｖｅｒ）と言う）の実装形態を示す概略図である。カーバ１００は入力光信号１０１を本実施形態に従って刻み、出力光信号１０２を出力する。入力光信号１０１は伝送されるデータによって予め変調しておくことができる。この場合、カーバ１００によって刻まれた時間的に連続する２つのパルスの中間が、変調されたシンボルの中央部と一致するように、カーバ１００と入力光信号１０１のタイミングを制御する。
【００３７】
送信されるデータの従属（ｔｒｉｂｕｔａｒｙ）信号に従って、入力光信号１０１を部分的に変調することもできる。この場合、出力光信号１０２は送信されるデータの残余に従って、この後に変調される。カーバ１００によって刻まれたパルスの中心が変調されたシンボルの中央部と一致するように、カーバ１００と部分的に変調された入力光信号１０１のタイミングを制御する。
【００３８】
入力光信号１０１が変調されていない場合、出力光信号１０２は送信されるデータに従って、その後に変調される。そして、その変調データは、変調されたデータの中央部がカーバ１００によって刻まれたパルスと一致するように同期される。
【００３９】
変調器１１０は入力光信号１０１の振幅を刻むために用いられる。クロック１１６は、送信されるデータのボーレートの半分と等しい周波数で電気クロック信号を出力する。その代わりに、外部クロック源からクロック信号を供給することができる。分周器１１４は、クロック１１６によって生成されたクロック信号を２つの等しい信号に分割する。狭パルス・クロック源１１５は、ボーレートの半分でマスタークロック源から狭パルス・クロックを生成する。狭パルス・クロックは狭パルス・クロック源１１５の内部で生成するか、あるいはクロック１１６によって供給される。狭パルス・クロック源１１５のデューティサイクルは１／ｎに等しい。ここでｎは、本実施形態においてパルスを刻むことを特徴づける指数である。狭パルス・クロック源１１５の構成は後に図５を用いて説明される。論理ゲート１１３は、狭パルス・クロックとクロック１１６によって生成されるクロック信号についてＮＡＮＤ演算を行なう。ドライバーアンプ１１１および１１２はそれぞれ、論理ゲート１１３および分周器１１４の出力を、変調器１１０を駆動するのに適した振幅を有する電気信号に変換する。変調器１１０は例えばマッハ・ツェンダー型差動変調器である。ドライバーアンプ１１１および１１２の出力振幅はＶπとすることができる。このＶπは光の位相をπだけ変更するために必要な電圧であり、この電圧によりマッハ・ツェンダー型干渉計を弱め合う干渉状態に設定することができる。
【００４０】
図６Ａに、カーバ１００で使用される信号のタイムチャートを示す。図７Ａに、カーバ１００によって刻まれた信号の波形を示す。図８Ａには、カーバ１００によって刻まれた信号のＲＦスペクトルを示す。
【００４１】
図７Ａに示すように、変調された光信号におけるｎ番目のシンボル遷移点以外のシンボル遷移点のそれぞれの点に、ディップが形成される。このことについて、以下に詳細に説明する。カーバ１００は、シンボル期間と等しい間隔の（ｎ−２）個の時間的に連続したパルスを刻み込む。時間的に次に来る（ｎ−１）番目のシンボルは立ち上がりエッジを有し、その立ち上がりエッジは同様の方法で刻まれる。他方、（ｎ−１）番目のシンボルとｎ番目のシンボル間の遷移期間では、振幅についての制約が解除される。すなわち、（ｎ−１）番目のシンボルとｎ番目のシンボの間の遷移期間では、振幅は影響を受けないように保たれる。ｎ番目のシンボルの立下りエッジは、（ｎ−２）個のパルスが既に刻まれたのと同じ方法で刻まれる。時間的に次に来るｎ個のパルス列も同様の方法で刻まれる。出力光信号１０２は、ビットレートの増加なしに、データに加えて刻印された情報を有する。出力光信号１０２に刻まれたパルスのデューティサイクルは３３％である。
【００４２】
図２は、本実施形態による別のカーバの実装形態を示す概略図である。カーバ２００は入力光信号２０１を本実施形態に従って刻み込む。出力光信号２０２はカーバ２００によって刻まれている。入力光信号２０１は、送信されるデータによって予め変調しておくことができる。この場合、カーバ２００によって刻まれたパルスの中心が変調されたシンボルの中央部と一致するように、カーバ２００と入力光信号２０１のタイミングを制御する。
【００４３】
送信されるデータの従属信号に従って、入力光信号２０１を部分的に変調することもできる。この場合、出力光信号２０２は送信されるデータの残余に従って、この後に変調される。カーバ２００によって刻まれたパルスの中心が変調されたシンボルの中央部と一致するように、カーバ２００と部分的に変調された入力光信号２０１のタイミングを制御する。
【００４４】
入力光信号２０１が変調されていない場合、出力光信号２０２は送信されるデータに従って、その後に変調される。そして、その変調データは、変調されたデータの中央部がカーバ２００によって刻まれたパルスと一致するように同期される。
【００４５】
変調器２１０は入力光信号２０１の振幅を刻むために用いられる。クロック２１６は、送信されるデータのボーレートの半分と等しい周波数で電気クロック信号を出力する。クロック２１６をカーバ２００の内部で生成することができ、また、外部クロック源からクロック２１６を供給することができる。分周器２１４および２１５は、クロック２１６によって生成されたクロック信号を２つの等しい信号に分割する。分周器２１４および２１５の出力はそれぞれ、クロック２１６の出力と同一の周波数を有する電気クロック信号である。周波数分割器２１７は、分周器２１４によって分配されたクロック信号の周波数をｎ分割する。ここでｎは、本実施形態においてパルスを刻むことを特徴づける指数である。Ｄ型フリップフロップ（ＤＦＦ）２１２は、周波数分割器２１７によって生成された周波数ｆ／２ｎのクロックに従って、データとして使用される信号を生成し、また、クロックとして使用される分周器２１５によって分配された周波数ｆ／２のクロックを生成する。
【００４６】
図６Ｂのタイムチャートと一致するように電気的なパスを設計することによって、適切な位相合わせが行われる。論理ゲート２１３は、周波数ｆ／２のクロックとＤＦＦ２１２の出力について、ＸＯＲ演算を行なう。ドライバーアンプ２１１は、論理ゲート２１３の出力を、変調器２１０を駆動するのに適した振幅を有する電気的信号に変換する。変調器２１０は例えば、単相駆動型マッハ・ツェンダー変調器である。ドライバーアンプ２１１の出力の振幅は２×Ｖπとすることができる。
【００４７】
図６Ｂに、カーバ２００で使用される信号のタイムチャートを示す。図７Ｂに、カーバ２００によって刻まれた信号の波形を示す。また図８Ｂには、カーバ２００によって刻まれた信号のＲＦスペクトルを示す。
【００４８】
図７Ｂに示すように、変調された光信号におけるｎ番目のシンボル遷移点以外のシンボル遷移点のそれぞれの点に、ディップが形成される。このことについて、以下に詳細に説明する。カーバ２００は、シンボル期間と等しい間隔の（ｎ−２）個の時間的に連続したパルスを刻み込む。時間的に次に来る（ｎ−１）番目のシンボルは立ち上がりエッジを有し、その立ち上がりエッジは同様の方法で刻まれる。他方、（ｎ−１）番目のシンボルとｎ番目のシンボル間の遷移期間では、振幅についての制約が解除される。すなわち、（ｎ−１）番目のシンボルとｎ番目のシンボの間の遷移期間では、振幅は影響を受けないように保たれる。ｎ番目のシンボルの立下りエッジは、（ｎ−２）個のパルスが既に刻まれたのと同じ方法で刻まれる。時間的に次に来るｎ個のパルス列も同様の方法で刻まれる。出力光信号２０２は、ビットレートの増加なしに、データに加えて刻印された情報を有する。出力光信号２０２に刻まれたパルスのデューティサイクルは６６％である。
【００４９】
図３は、本実施形態によるさらに別のカーバの実装形態を示す概略図である。カーバ３００は入力光信号３０１を本実施形態に従って刻み込み、出力光信号３０２を出力する。入力光信号３０１は、送信されるデータによって予め変調しておくことができる。この場合、カーバ３００によって刻まれたパルスの中心が変調されたシンボルの中央部と一致するように、カーバ３００と入力光信号３０１のタイミングを制御する。
【００５０】
送信されるデータの従属信号に従って、入力光信号３０１を部分的に変調することもできる。この場合、出力光信号３０２は、送信されるデータの残余に従って、この後に変調される。カーバ３００によって刻まれたパルスの中心が変調されたシンボルの中央部と一致するように、カーバ３００と部分的に変調された信号３０１のタイミングを制御する。
【００５１】
入力光信号３０１が変調されていない場合、出力光信号３０２は送信されるデータに従って、その後に変調される。そして、その変調データは、変調されたデータの中央部がカーバ３００によって刻まれたパルスと一致するように同期される。
【００５２】
変調器３１０は入力光信号３０１の振幅を刻むために用いられる。クロック３１６は、送信されるデータのボーレートと等しい周波数で電気クロック信号を出力する。クロック３１６をカーバ３００の内部で生成することができ、また、それは外部クロック源からクロック３１６を供給することができる。狭パルス・クロック源３１５は、ボーレートでマスタークロック源から狭パルス・クロックを生成する。狭パルス・クロックは狭パルス・クロック源３１５の内部で生成するか、あるいはクロック３１６によって供給される。狭パルス・クロック源３１５のデューティサイクルはｌ／（２ｎ）に等しい。ここでｎは、本実施形態においてパルスを刻むことを特徴づける指数である。狭パルス・クロック源３１５の構成は後に図５を用いて説明される。
【００５３】
論理ゲート３１３は、狭パルス・クロック源３１５によって生成される狭パルス・クロックと、クロック３１６によって生成されるクロック信号についてＯＲ演算を行なう。電気的信号が図６Ｃのタイムチャートと一致するように電気的なパスを設計することによって、論理ゲート３１３の入力のタイミングを設定する。ドライバーアンプ３１１は論理ゲート３１３の出力を、変調器３１０を駆動するのに適した振幅の電気的信号に変換する。変調器３１０は例えば、単相駆動型マッハ・ツェンダー変調器である。ドライバーアンプ３１１の出力の振幅はＶπとすることができる
図６Ｃに、カーバ３００で使用される信号のタイムチャートを示す。図７Ｃに、カーバ３００によって刻まれた信号の波形を示す。図８Ｃには、カーバ３００によって刻まれた信号のＲＦスペクトルを示す。
【００５４】
図７Ｃに示すように、変調された光信号におけるｎ番目のシンボル遷移点以外のシンボル遷移点のそれぞれの点に、ディップが形成される。このことについて、以下に詳細に説明する。カーバ３００は、シンボル期間と等しい間隔の（ｎ−２）個の時間的に連続したパルスを刻み込む。時間的に次に来る（ｎ−１）番目のシンボルは立ち上がりエッジを有し、その立ち上がりエッジは同様の方法で刻まれる。他方、（ｎ−１）番目のシンボルとｎ番目のシンボル間の遷移期間では、振幅についての制約が解除される。すなわち、（ｎ−１）番目のシンボルとｎ番目のシンボの間の遷移期間では、振幅は影響を受けないように保たれる。ｎ番目のシンボルの立下りエッジは、（ｎ−２）個のパルスが既に刻まれたのと同じ方法で刻まれる。時間的に次に来るｎ個のパルス列も同様の方法で刻まれる。出力光信号３０２は、ビットレートの増加なしに、データに加えて刻印された情報を有する。出力光信号３０２に刻まれたパルスのデューティサイクルは５０％である。
【００５５】
図４は、本実施形態の特徴である送信器の実装形態を示す概略図である。送信器４００は、２値データ列４０１に従って変調された光信号４０２を出射する。光信号４０２の振幅は本実施形態に従って刻まれる。レーザー４４０は連続波形（Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ  Ｗａｖｅｆｏｒｍ：ＣＷ）光を出射し、その出射光はカーテシアン（Ｃａｒｔｅｓｉａｎ）型変調器４１０によって変調される。カーテシアン型変調器４１０は、レーザー４４０から出射された光を２値データ列４０１に従って変調し、同時に本実施形態に従ってその光信号に刻みを入れる。カーテシアン型変調器４１０は例えば、２個の入れ子にされた子マッハ・ツェンダー変調器を備えた親マッハ・ツェンダー変調器であり、一個は同相（Ｉ）変調用であり、他の一個は直交位相（Ｑ）変調用である。Ｑ変調されたデータはπ／２だけ位相がシフトしている。
【００５６】
符号化器４３０は２値データ列４０１を、カーテシアン型変調器４１０によるＩおよびＱ変調のために２つのデータ列に変換する。符号化器４１９（４２０）は符号化器４３０の出力を、デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）４１３（４１４）を最終的には駆動することになるデータに変換する。例えば、送信器４００が１６ＱＡＭ方式に従って変調された光を出射する場合、符号化器４１９および４２０は、デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）４１３および４１４の出力が４段階の電気信号になるようにデータを生成する。カーバ４１７（４１８）は、カーテシアン型変調器４１０が本実施形態に従って光信号４０２の振幅を刻むように、符号化器４１９および４２０によって生成されたデータを変換する。
【００５７】
デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）４１３および４１４のサンプリングレートが信号のボーレートの２倍である場合、符号化器４１９によって生成されたデータは光信号４０２の１シンボル当たり２個のサンプルの情報を有することになる。ここで、奇数の指数ｋはシンボルの中央部を表わし、偶数の指数ｋはシンボル間の遷移を表わすことを考慮する。符号化器４１９のｋ番目のサンプルの出力をＣｏｄｅ  Ｉ（ｋ）と表わし、同一のサンプルに対するカーバ４１７の出力をＣａｒｖｅ  Ｉ（ｋ）と表わすとすると、Ｃａｒｖｅ  Ｉ（ｋ）は、本実施形態におけるカービング（ｃａｒｖｉｎｇ）指数ｎの関数として以下のように定義することができる。
a) if (k=l modulo 2), then Carve I(k)=Code I(k)
b) if ((k=0 modulo 2) and (k≦(2 x n-4) modulo 2 x n)), then Carve I(k)=Null
c) if ((k=0 modulo 2) and (k≦(2 x n-2) modulo 2 x n)), then Carve I(k)=Code I(k) 
ここで「Ｎｕｌｌ」は、カーテシアン型変調器４１０によって変調された信号のコンスタレーションマップ上のゼロ点を符号化する点に対応する。
【００５８】
上記ステップ（ｃ）は以下のように置き換えることもできる。
ｃ’) if ((k=0 modulo 2) and (k≦(2 x n-2) modulo 2 x n)), then Carve I(k)=MAX
ここで「ＭＡＸ」は、カーテシアン型変調器４１０によって変調された信号のコンスタレーションマップ上の最大の振幅点のうちの１つを符号化する点に対応する。カーバ４１８の出力（Ｃａｒｖｅ  Ｑ）も同様に、符号化器４２０の出力（Ｃｏｄｅ  Ｑ）に従って定義される。
【００５９】
前置補償器４１５（４１６）は、送信器４００の変調が予等化（ｐｒｅ−ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）するように、カーバ４１７（４１８）の出力を変換する。予等化は、光信号４０２が伝送中に遭遇する波長分散や他の劣化をあらかじめ補償することができる。前置補償器４１５（４１６）はカーテシアン型変調器４１０の非線形性を部分的に補うこともできる。デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）４１３および４１４は、前置補償器４１５および４１６の出力に従ってアナログ信号をそれぞれ生成する。デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）４１３および４１４によって生成された信号は、カーテシアン型変調器４１０のＩおよびＱ変調入力を駆動するためにドライバーアンプ４１１および４１２によってそれぞれ増幅される。
【００６０】
カーテシアン型変調器４１０は、シンボル期間と等しい間隔の（ｎ−２）個の時間的に連続したパルスを刻み込む。時間的に次に来る（ｎ−１）番目のシンボルは立ち上がりエッジを有し、その立ち上がりエッジは同様の方法で刻まれる。一方、（ｎ−１）番目のシンボルとｎ番目のシンボル間の遷移期間では、振幅についての制約が解除される。ｎ番目のシンボルの立下りエッジは、（ｎ−２）個のパルスが既に刻まれたのと同じ方法で刻まれる。時間的に次に来るｎ個のパルス列も同様の方法で刻まれる。光信号４０２は、ビットレートの増加なしに、データに加えて刻印された情報を有する。
【００６１】
別の実施形態においては、パルスのカービング指数ｎは調整可能であり、カーバ４１７および４１８に適切なパラメーターを設定することによって動作中に調整される。
【００６２】
図５は、狭パルス・クロックを生成するために使用される狭パルス・クロック源５００の概略図である。狭パルス・クロックは次数ｍによって表わされる。ここで、レベルの１つはシンボル期間の半分を占め、その他のレベルは（ｍ−１）＋シンボル期間の半分を占める。この定義では、次数１の狭パルス・クロックはデューティサイクルが５０％のクロックである。したがって、有限の次数ｍ（ｍは２以上）を備えた狭パルス・クロックだけを考える。
【００６３】
電気信号５０１はデューティが５０％で周波数ｆの標準クロックである。電気信号５０１によって生成されたクロックは、分周器５１０および５１１によって２度分割される。その代わりに、外部クロック源から電気信号５０１のクロックを狭パルス・クロック源５００に供給することができる。電気信号５０１の分割された支線の１つは、周波数分割器５２０によって因数ｍで周波数分割される。したがって、電気信号５０３は、デューティサイクルが５０％で周波数ｆ／ｍのクロックである。この電気信号５０３はＤＦＦ（Ｄｅｌａｙ  Ｆｌｉｐ−Ｆｌｏｐ：遅延フリップフロップ）５３０のＤ入力に供給され、また周波数ｆのクロック信号は別の入力Ｃに供給される。ＤＦＦ５３０の出力信号Ｑ（５０４と記す）は分周器５１２で分割される。ここで分割された支線の１つは、ＤＦＦ５３１のＤ入力に供給される。周波数ｆのクロック信号もＤＦＦ５３１の反転入力Ｃに供給される。分周器５１２の他の出力は論理ゲート（ＡＮＤ）５４０に供給される。論理ゲート（ＡＮＤ）５４０のもう一つの入力はＤＦＦ５３１の反転出力Ｑ（５０５と記す）である。論理ゲート（ＡＮＤ）５４０の出力５０２が、図６Ｄのタイムチャートに示すように、次数ｍの狭パルス・クロックであるように、ＤＦＦ５３０、ＤＦＦ５３１、および論理ゲート（ＡＮＤ）５４０の相対的な位相が調節される。狭パルス・クロック源５００は周波数ｆの入力クロックを次数ｍの狭パルス・クロック出力に変換する。
【００６４】
図６は、カーバ１００（図１に示される）、カーバ２００（図２に示される）、カーバ３００（図３に示される）、および狭パルス・クロック源５００（図５に示される）のタイムチャートをそれぞれ表わす。
【００６５】
図６Ａは、カービング指数ｎが４に等しい場合の図１に示されるカーバ１００の信号に対応するタイムチャートである。チャート６０１は、出射信号のボーレートと等しい周波数ｆのクロック信号を参照として示したものである。チャート６０２は、クロック１１６によって生成された周波数ｆ／２のクロック信号を表わす。チャート６０３は、狭パルス・クロック源１１５によって生成された狭パルス・クロックであり、周波数ｆ／２でデューティサイクルが１／ｎ  （ｎ＝４）のクロックによって生成された。チャート６０４は、論理ゲート１１３の出力を表わす。変調器１１０は本実施形態に従って、チャート６０２およびチャート６０４に比例した信号によって駆動される。結果として生じる波形を図７Ａに示す。
【００６６】
図６Ｂは、カービング指数ｎが４に等しい場合の図２に示されるカーバ２００の信号に対応するタイムチャートである。チャート６１１は、出射信号のボーレートと等しい周波数ｆのクロック信号を参照として示したものである。チャート６１２は、クロック２１６によって生成された周波数ｆ／２のクロック信号を表わす。チャート６１３は、周波数分割器２１７によって生成された周波数ｆ／２ｎ（ただし、ｎ＝４）のクロックである。チャート６１４は、論理ゲート２１３の出力を表わす。変調器２１０は本実施形態に従って、チャート６１４に比例した信号によって駆動される。結果として生じる波形を図７Ｂに示す。
【００６７】
図６Ｃは、カービング指数ｎが４に等しい場合の図３に示されるカーバ３００の信号に対応するタイムチャートである。チャート６２１は、クロック３１６によって生成された周波数ｆのクロック信号を表わす。チャート６２２は、狭パルス・クロック源３１５によって生成された狭パルス・クロックであり、周波数ｆでデューティサイクルが１／２ｎ（ただし、ｎ＝４）のクロックによって生成された。チャート６２３は、論理ゲート３１３の出力を表わす。変調器３１０は本実施形態に従って、チャート６２３に比例した信号によって駆動される。結果として生じる波形を図７Ｃに示す。
【００６８】
図６Ｄは、図５に示した狭パルス・クロック源５００の信号に対応するタイムチャートである。ここで次数ｍはｍ＝４とした。信号６３１、６３２、６３３、６３４、および６３５は、図５における信号５０１、５０３、５０４、５０５、および５０２のそれぞれのタイムチャートである。チャート６３１は周波数ｆのクロックである。チャート６３２は周波数ｆ／４のクロックである。チャート６３３はｆ／４の別のクロックであり、チャート６３２からｆの半周期（２／ｆ）だけシフトしている。チャート６３４はｆ／４の別のクロックであり、チャート６３２から８／ｆだけシフトしている。チャート６３５は次数４の狭パルス・クロックであり、ｍ＝４の場合、狭パルス・クロック源５００によってｍ＝４として生成される。
【００６９】
図７は光信号の波形を表わす。図７Ａは、図１に示したカーバ１００の出力光信号１０２のシミュレーション波形を表わし、カービング指数ｎが４、信号ボーレートｆが２８Ｇｂａｕｄに対するものである。カーバの信号が図６Ａに示したタイムチャートに表わされたものと等しいとき、その振幅は変調器１１０によって刻まれる。入力光信号１０１は５６Ｇｂｉｔ／ｓのＱＰＳＫ変調信号であり、そのシミュレーション波形を参照として図７Ｄに示す。シンボル７０１および７０２は、パルス幅がシンボル期間と等しく、パルス・デューティが３３％であるパルスとなるように時間軸上で刻まれたシンボルである。次のシンボルの立ち上がりエッジ７０３もシンボル７０１と同様のパルス形状に刻まれる。しかしながら、シンボル７０１および７０２に続く２つのシンボル７０４の間の遷移期間では、振幅にパルスを形成する制約が解除される。制約が解除された後のシンボルの立下りエッジは、シンボル７０１と同様のパルス形状に刻み込まれる。続く４個（＝ｎ）のシンボル列は同様に形成される。
【００７０】
図７Ｂは、図２に示したカーバ２００の出力光信号２０２のシミュレーション波形を表わし、カービング指数ｎが４、信号ボーレートｆが２８Ｇｂａｕｄに対するものである。カーバの信号が図６Ｂに示したタイムチャートに表わされたものと等しいとき、その振幅は変調器２１０によって刻まれる。入力光信号２０１は５６Ｇｂｉｔ／ｓのＱＰＳＫ変調信号であり、そのシミュレーション波形を参照として図７Ｄに示す。シンボル７１１および７１２は、パルス幅がシンボル期間と等しく、パルス・デューティが６６％であるパルスとなるように時間軸上で刻まれたシンボルである。次のシンボルの立ち上がりエッジ７１３もシンボル７１１と同様のパルス形状に刻まれる。しかしながら、シンボル７１１および７１２に続く２つのシンボル７１４の間の遷移期間では、振幅にパルスを形成する制約が解除される。制約が解除された後のシンボルの立下りエッジは、シンボル７１１と同様のパルス形状に刻み込まれる。続く４個（＝ｎ）のシンボル列は同様に形成される。
【００７１】
図７Ｃは、図３に示したカーバ３００の出力光信号３０２のシミュレーション波形を表わし、カービング指数ｎが４、信号のボーレートｆが２８Ｇｂａｕｄに対するものである。カーバの信号が図６Ｃに示したタイムチャートに表わされたものと等しいとき、その振幅は変調器３１０によって刻まれる。入力光信号３０１は５６Ｇｂｉｔ／ｓのＱＰＳＫ変調信号であり、そのシミュレーション波形を参照として図７Ｄに示す。シンボル７２１および７２２は、パルス幅がシンボル期間と等しく、パルス・デューティが５０％であるパルスとなるように時間軸上で刻まれたシンボルである。次のシンボルの立ち上がりエッジ７２３もシンボル７２１と同様のパルス形状に刻まれる。しかしながら、シンボル７２１および７２２に続く２つのシンボル７２４の間の遷移期間では、振幅にパルスを形成する制約が解除される。制約が解除された後のシンボルの立下りエッジはシンボル７２１と同様のパルス形状に刻み込まれる。続く４個（＝ｎ）のシンボル列は同様に形成される。
【００７２】
図７Ｄは、２８ＧｂａｕｄのＱＰＳＫ信号のシミュレーション波形である。シンボル７３１および７３２は連続したシンボルであり、これらのシンボル間の遷移期間における振幅は、連続したシンボル間の位相差に応じて３つの異なる値をとることができる。振幅７３３の場合、連続するシンボルには同一の位相値が付与されている。振幅７３４の場合、連続するシンボル間の絶対位相差はπ／４ラジアンである。振幅７３５の場合、連続するシンボル間の絶対位相差はπ／２ラジアンである。
【００７３】
図８は、本実施形態に従って刻まれた光信号の振幅のＲＦパワースペクトルを表わす。図８Ａは、図１に示したカーバ１００の出力光信号１０２のＲＦパワースペクトルをシミュレーションした結果を表わし、カービング指数ｎが４、信号のボーレートｆが２８Ｇｂａｕｄに対するものである。カーバの信号が図６Ａに示したタイムチャートに表わされたものと等しく、出力波形が図７Ａで示したように表わされるとき、その振幅は変調器１１０によって刻まれる。入力光信号１０１は５６Ｇｂｉｔ／ｓのＱＰＳＫ変調信号であり、そのシミュレーション波形を参照として図７Ｄに示す。周波数成分８０１は連続的な（無効な）周波数スペクトル・パワー密度である。周波数成分８０５はシンボルレートに対するスペクトル・パワー密度である。
【００７４】
周波数成分８０２は、周波数ｆ／ｎにおけるスペクトル・パワー密度であり、本シミュレーションの場合は７ＧＨｚである。７ＧＨｚにおける周波数成分８０２は、この値近傍の残りのスペクトルよりも３５ｄＢ以上高い。従って、このスペクトル成分は、アナログ・バンドパスフィルタ、あるいは受信信号のデジタル信号処理による演算によって容易に抽出することができる。さらに、周波数成分８０２はより低いＯＳＮＲ（Ｏｐｔｉｃａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  ｔｏ  Ｎｏｉｓｅ  Ｒａｔｉｏ：光ＳＮ比）の状態で抽出することができる。周波数成分８０３および８０４は後に続く高調波を表わし、近傍のスペクトル領域よりも３０ｄＢ以上大きいスペクトル・パワー密度を示す。これらの成分が示す時間軸上のモニタ範囲は周波数成分８０５のそれよりも著しく低くなるので、これらの成分も抽出することができる。低周波数成分に付与された情報があり、したがって、カーバ１００はモニタ信号の分散の影響に対する耐性を大きくすることができるので、カーバ１００がＲＺカービングとは異なることは明らかである。また、情報が付与された複数の周波数成分が存在し、最低周波数成分は変調された信号の劣化のない強い値を有することから、カーバ１００がトーン付加方式とは異なることも明らかである。
【００７５】
図８Ｂは、図２に示したカーバ２００の出力光信号２０２のＲＦパワースペクトルをシミュレーションした結果を表わし、カービング指数ｎが４、信号のボーレートｆが２８Ｇｂａｕｄに対するものである。カーバの信号が図６Ｂに示したタイムチャートに表わされたものと等しく、出力波形が図７Ｂで示したように表わされるとき、その振幅は変調器２１０によって刻まれる。入力光信号２０１は５６Ｇｂｉｔ／ｓのＱＰＳＫ変調信号であり、そのシミュレーション波形を参照として図７Ｄに示す。周波数成分８１１は連続的な（無効な）周波数スペクトル・パワー密度である。周波数成分８１５はシンボルレートに対するスペクトル・パワー密度である。
【００７６】
周波数成分８１２は、周波数ｆ／ｎにおけるスペクトル・パワー密度であり、本シミュレーションの場合は７ＧＨｚである。７ＧＨｚにおける周波数成分８１２は、この値近傍の残りのスペクトルよりも２５ｄＢ以上高い。従って、このスペクトル成分は、アナログ・バンドパスフィルタ、あるいは受信信号のデジタル信号処理による演算によって容易に抽出することができる。さらに、このスペクトル成分はより低いＯＳＮＲの状態で抽出することができる。周波数成分８１３および８１４は後に続く高調波を表わし、近傍のスペクトル領域よりも２５ｄＢ以上大きいスペクトル・パワー密度を示す。カーバ２００によって刻まれた信号のＲＦスペクトルは、カーバ１００によって刻まれた信号のＲＦスペクトルと同様の特性を有している。
【００７７】
図８Ｃは、図３に示したカーバ３００の出力光信号３０２のＲＦパワースペクトルをシミュレーションした結果を表わし、カービング指数ｎが４、信号のボーレートｆが２８Ｇｂａｕｄに対するものである。カーバの信号が図６Ｃに示したタイムチャートに表わされたものと等しく、出力波形が図７Ｃで示したように表わされるとき、その振幅は変調器３１０によって刻まれる。入力光信号３０１は５６Ｇｂｉｔ／ｓのＱＰＳＫ変調信号であり、そのシミュレーション波形を参照として図７Ｄに示す。周波数成分８２１は連続的な（無効な）周波数スペクトル・パワー密度である。周波数成分８２５はシンボルレートに対するスペクトル・パワー密度である。
【００７８】
周波数成分８２２は、周波数ｆ／ｎにおけるスペクトル・パワー密度であり、本シミュレーションの場合は７ＧＨｚである。７ＧＨｚにおける周波数成分８２２は、この値近傍の残りのスペクトルよりも３５ｄＢ以上高い。従って、このスペクトル成分は、アナログ・バンドパスフィルタ、あるいは受信信号のデジタル信号処理による演算によって容易に抽出することができる。さらに、このスペクトル成分はより低いＯＳＮＲの状態で抽出することができる。周波数成分８２３および８２４は後に続く高調波を表わし、近傍のスペクトル領域よりも３０ｄＢ以上大きいスペクトル・パワー密度を示す。カーバ３００によって刻まれた信号のＲＦスペクトルは、カーバ１００によって刻まれた信号のＲＦスペクトルと同様の特性を有している。
【００７９】
［第２の実施形態］
図９は、本実施形態によるモニタ機能を備えた光通信システムに含まれるトランスポンダの実装形態を示す概略図である。トランスポンダ９００は偏波多重ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ−Ｓｈｉｆｔ−Ｋｅｙｉｎｇ）トランスポンダである。トランスポンダ９００は光送信器９０１および光受信器９０２を備える。
【００８０】
光送信器９０１は光を出射するレーザー９９２を備え、出射光の一方はサブシステム９９０によって変調される。サブシステム９９０はＱＰＳＫ変調器９９５を備え、それはレーザー９９２からの光を変調する。ＱＰＳＫ変調器９９５はドライバー９９４の電圧出力に応じて駆動される。変調の後に、カーバ９９６は第１の実施形態に従って光信号にパルスを刻む。ここで、カービング指数はｎである。カーバ９９６は、図１、図２、および図３に示したカーバのうちの一つと同一とすることができる。他方の側のサブシステム９９１は、カーバのカービング指数がｍである点を除き、サブシステム９９０と同一である。整数ｎとｍは等しくても、互いに異なるものであってもよい。サブシステム９９０と９９１の出力は偏光ビーム結合器９９７によって偏波多重化される。入力データ・ストリーム９１０は１１２Ｇｂｉｔ／ｓのデータ・ストリームであり、符号化器９９３によってデシリアル化され符号化される。符号化器９９３は支線のデータ・ストリームをドライバー９９４およびサブシステム９９１の内部のドライバーに分配する。
【００８１】
出射された光信号９１１は、入力データ・ストリーム９１０に従って変調された１１２Ｇｂ／ｓのＰＤＭ−ＱＰＳＫ（Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ−Ｄｉｖｉｓｉｏｎ−Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｄ  ＱＰＳＫ：偏波多重ＱＰＳＫ）信号である。出射された光信号９１１のボーレートは２８Ｇｂａｕｄである。出射された光信号９１１のそれぞれの偏波は本実施形態に従って指数ｎおよびｍで形作られる。光送信器９０１は光ファイバーを通して光信号９１１を送信する。
【００８２】
光受信器９０２は光学信号９１２を受信するが、これは本実施形態に従ってそれぞれの偏波に形作られたパルスを備えた１１２Ｇｂ／ｓのＰＤＭ−ＱＰＳＫ信号である。光受信器９０２は光信号９１２の多重化された偏波間の伝送スキューをモニタし、それを補償する。光受信器９０２は支線の信号を復号化し、１１２Ｇｂｉｔ／ｓのデータ・ストリーム９１３に再シリアル化する。
【００８３】
ここで、光受信器９０２の動作の一例を説明する。コヒーレント受信器９２１は光信号９１２を受信し、それを局部発振器９２０として用いられるレーザー光と混合し、光信号を４つの電気信号に変換する。コヒーレント受信器９２１は偏波ダイバーシチ方式で実装された２個の９０°ハイブリッドであり、それらの出力は４個の差動フォトダイオードに接続され、それぞれ増幅器に接続されている。コヒーレント受信器９２１の出力信号は、信号ごとにシンボルあたり２サンプルで動作するアナログ−デジタル変換器（Analog to Digital Converter：ＡＤＣ）部９２２によって４個のデジタル信号に変換される。結果として生じる４個のデジタル信号は処理装置９３０に送られる。
【００８４】
まず、デジタル信号は有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ９３１によってフィルタリングされるが、それは伝送リンク上で受けた波長分散（ＣＤ）を補償する。続いて、偏波Ｘおよび偏波Ｙと示される受信信号の偏波は、バタフライＦＩＲフィルタを更新するために用いられる定包絡線アルゴリズム（Ｃｏｎｓｔａｎｔ  Ｍｏｄｕｌｕｓ  Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ：ＣＭＡ）に基づいて、デマルチプレクサ（De-Mux）部９３２で偏波分離される。リンク上で受けた偏波モード分散（ＰＭＤ）は、この処理過程で補償されるが、ＣＭＡはブラインド等化であるので、偏波Ｘと偏波Ｙの間のスキューを補償することができない。
【００８５】
その後、偏波Ｘの複素信号は２乗絶対値を計算するためにモジュラス部９４０によって処理されるが、それは受信信号の光振幅の特性を反映している。２乗絶対値のスペクトルはＦＦＴ部９４２で高速フーリエ変換（ＦＦＴ）によって計算され、その結果はｆ／ｎ部９４４によって分析される。ｆ／ｎ部９４４は、偏波Ｘが本実施形態に従って指数ｎで定まる形状を備えた信号かどうかを確認するために、ｆ／ｎにおける成分を探索する。変調指数ｎとｍが異なれば、偏波ＸとＹを識別することができる。
【００８６】
ＸとＹの信号は、デマルチプレクサ部９３２でＣＭＡによって検索されるが、これらが反転していると、ｆ／ｎ部９４４はｆ／ｎ成分を見つけることができない。その後、ｆ／ｎ部９４４は、デマルチプレクサ部９３２におけるＦＩＲフィルタの係数の順番を逆にすることによって検索した両方の偏波信号の出力を逆転するように、デマルチプレクサ部９３２に命令する。信号を識別するためにｆ／ｎの成分を使用することによって、伝送光信号に混合されているプレフィックスまたはトレーニング・パターンの識別の件数を低減することができる。
【００８７】
同様の方法で、偏波Ｙの２乗絶対値がモジュラス部９４１によって計算され、そのスペクトルがＦＦＴ部９４３によって分析される。ｆ／ｍの成分はクロック発生器９２３におけるデータの時間を変更するために使用することができる。その後、クロック抽出部９３３の出力は、ＡＤＣ部９２２のタイミングに対するクロック信号を生成するために、クロック発生器９２３によって使用される。ｆ／ｍの成分は、適度な処理資源として、処理装置９３０におけるクロック抽出のために使用される。
【００８８】
遅延モニタ部９４８は、偏波Ｘおよび偏波Ｙの２乗絶対値を分析し、抽出された周波数成分間の相対的な位相を算出する。この位相差は、偏波Ｘと偏波Ｙの間のスキューを反映している。遅延モニタ部９４８は、コヒーレント受信器９２１に向けて出射される出射光信号９１１の多重化された偏波間のリンクスキューを計算する。
【００８９】
遅延コントローラー９４９は、遅延フィルタ部９４６および９４７を制御する。遅延フィルタ部９４６および９４７は、偏波Ｘと偏波Ｙの間のスキューを補償するために、バッファーと補間フィルタを用いて偏波Ｘおよび偏波Ｙをそれぞれフィルタする。ＣＰＥ／判定部９３４および９３５は、光信号９１２の周波数からの、局部発振器９２０の光周波数の偏差を補償する。ＣＰＥ／判定部９３４および９３５は、搬送波位相推定（ＣＰＥ）法を使用し、偏波Ｘおよび偏波Ｙについてそれぞれ検知されたシンボルの判定を行う。シリアル化／復号化部９３６は、多重化された偏波ＸおよびＹの信号をシリアル化し復号する。シリアル化／復号化部９３６は、１１２Ｇｂｉｔ／ｓのデータ・ストリーム９１３を出力する。
【００９０】
次に、動作の一例を説明する。出射された光信号９１１および光信号９１２のボーレートは２８Ｇｂａｕｄであり、したがって、シンボル期間は３５．７ｐｓである。設計に従って、トランスポンダ間のリンクスキューは７０ｐｓ未満である。したがって、ｎ＝４、ｍ＝８とした。この場合、偏波Ｘと偏波Ｙの間の、±２シンボル期間、すなわち、±７１．４ｐｓのスキューを検知することができる。カーバ９９６は、図３に記載されたカーバを用いて、指数４をとし第１の実施形態に従ってパルスを刻む。サブシステム９９１は、指数ｍ＝８である同一のカーバを実装している。光受信器９０２において、ｆ／ｎ部９４４はｆ／ｎ成分、すなわち、ＦＦＴ部９４２によって算出されたスペクトルの７ＧＨｚにおける周波数成分を解析する。同じように、クロック抽出部９３３はｆ／ｍ成分、すなわち、ＦＦＴ部９４３によって算出されたスペクトルの３．５ＧＨｚにおける周波数成分から、クロックを生成する。
【００９１】
偏波Ｘと偏波Ｙとの間のリンクスキューは、本実施形態のモニタ情報を用いて、光受信器によって補償される。したがって、光信号９１２は正確に受信され、データ・ストリーム９１３に変換される。さらに、本実施形態によれば、受信信号のクロック抽出、偏波Ｘと偏波Ｙの識別、および適度な処理量と消費電力に対する要求を満たすことが可能になる。このスキューのモニタには、上位レイヤの情報もトレーニングシーケンスの実装も必要ない。さらに、出射された光信号９１１を高感度で受信することができ、より長距離まで送信することが可能である。
【００９２】
サブシステム９９０および９９１は図４に示したサブシステム４００と置き換えることができる。オペレーターは動作中に整数ｎおよびｍを変更する。伝送中において、第一ステップでは、モニタ範囲を非常に広くするために、ｎとｍを大きな整数に設定することができる。第２段階では、狭い範囲でモニタするために、ｎとｍを縮小することができる。その場合、ｆ／ｎ部９４４および遅延モニタ部９４８は、それらの動作をｎとｍの変化に適応させることができる。
【００９３】
［第３の実施形態］
図１０は、本実施形態によるモニタ機能を備えた光通信システムに含まれるトランスポンダの実装形態を示す概略図である。トランスポンダ１０００は波長分割多重（ＷＤＭ）トランスポンダである。トランスポンダ１０００は光送信器１００１および光受信器１００２を備える。光送信器１００１は、４つの異なる波長の４つのパラレル信号で、高ビットレートデータ・ストリーム１０５０を送信する。パラレル信号のそれぞれのビットレートは、高ビットレートデータ・ストリーム１０５０のビットレートより４倍低い。
【００９４】
光受信器１００２は、光送信器１００１によって出射された４つの異なる波長の４つのパラレル信号を受信し、それらをシリアル化してシリアルデータ・ストリーム１０５３とする。光送信器１００１は４つのパラレルＷＤＭ信号１０５１を出射する。光受信器１００２は４つのパラレルＷＤＭ信号１０５２を受信する。高ビットレートデータ・ストリーム１０５０とシリアルデータ・ストリーム１０５３のビットレートは等しい。
【００９５】
符号化器／デシリアライザ１０６０は高ビットレートデータ・ストリーム１０５０を４つのパラレル信号へ分岐する。４つのパラレル信号の各々は、変調器集積レーザー１０１０、１０２０、１０３０および１０４０にそれぞれ送られる。各レーザーは異なる波長の連続波（ＣＷ）信号を出射する。信号はオンオフキーイング（ＯＯＫ）方式で変調され、サブシステム１０１１、１０２１、１０３１および１０４１内のカーバによって指数ｐで刻み込まれる。各サブシステムは図９に示したサブシステム９９０と同一であり、る。それにはドライバー、変調器およびカーバ装置を備える。
【００９６】
周波数分割器１０６１はｐ（例えばｐ＝４）で周波数ｆを分割する。周波数ｆは符号化器／デシリアライザ１０６０のビットレートの４分の１である。周波数ｆのクロック信号は周波数ｆ／ｐを含んでいる。ｆ／ｐのクロック信号はサブシステム１０１１、１０２１、１０３１および１０４１に分配される。波長多重化装置１０６２は４つの強度変調信号を結合してＷＤＭ信号１０５１とする。光送信器１００１は光ファイバーを通してＷＤＭ信号１０５１を送信する。
【００９７】
偏波デマルチプレクサ１０７２は４つのパラレルＷＤＭ信号１０５２を４つの単一波長信号に分離する。４つの信号はフォトダイオード１０１２、１０２２、１０３２および１０４２によって受信される。フォトダイオードによって生成された各電気信号は、４つのパラレルＷＤＭ信号１０５２の光電変換信号の１つに相当する。４つの電気信号は処理装置１０８０に送られる。クロック・データ回復（ＣＤＲ）部１０１３、１０２３、１０３３および１０４３は、これらの電気信号を復号化する。バンドパスフィルタ１０１４は中心周波数がｆ／ｐである。ｆ／ｐの周波数成分が、本実施形態に従って指数ｐで刻み込むことによって付加される。従って、バンドパスフィルタ１０１４の出力におけるｆ／ｐのクロック信号は、刻むことによる情報を含んでいる。バンドパスフィルタ１０２４、１０３４および１０４４はバンドパスフィルタ１０１４と同一であり、フォトダイオード１０２２、１０３２および１０４２からの信号についてそれぞれ同様の動作を行う。
【００９８】
位相比較器１０２５、１０３５および１０４５のそれぞれはＸＯＲ論理ゲートを備え、それの入力データとして用いられるｆ／ｐのクロック信号間の位相差に比例する電圧を生成する。位相比較器は、バンドパスフィルタ１０１４からのクロック信号と、バンドパスフィルタ１０２４、１０３４および１０４４からの各クロック信号との間の位相差を比較する。位相比較器１０２５、１０３５および１０４５によって生成されたクロック信号間の位相遅延に比例した電気信号が、移相器制御装置１０７１に送られる。位相比較器１０２５の結果の一例を図１３Ａに示す。
【００９９】
移相器制御装置１０７１は、４つの可変移相器１０１６、１０２６、１０３６および１０４６を制御するための４つの電気信号を生成する。これらの可変移相器は、フォトダイオード１０１２、１０２２、１０３２および１０４２によってそれぞれ受信されたデータの経路上に配置されている。移相器制御装置１０７１は、受信した４つの波長間のスキューを補償するように移相器を制御する。このスキューは、４つのバンドパスフィルタによって生成されたｆ／ｐのクロック信号間の位相遅延を通じてモニタされる。移相器制御装置１０７１は、受信した４つの波長にスキューがない場合、４つの移相器が同じ遅延を導入するように調整されている。シリアライザ／復号器１０７０は、補償されたスキューを備えた４つのパラレル信号をシリアルデータ・ストリーム１０５３に変換する。
【０１００】
４つの波長間のリンクスキューは、本実施形態のモニタ情報を用いて、光受信器１００２によって補償される。したがって、４つのパラレルＷＤＭ信号１０５２は正確に受信され、シリアルデータ・ストリーム１０５３へ変換される。このスキュー補償方式は物理レイヤに限定され、多重化されたチャネル間のスキューについて高速で安定したフィードバックが行われる。このスキュー補償はヘッダーやトレーニングシーケンスを必要としないので、一定のビットレートが維持される。さらに、４つのパラレルＷＤＭ信号１０５１は優れたＱ値を有し、長距離伝送が可能である。
【０１０１】
［第４の実施形態］
図１１は、本実施形態によるモニタ機能を備えた光通信システムに含まれるトランスポンダの実装形態を示す概略図である。トランスポンダ１１００は空間分割多重（ＳＤＭ）トランスポンダである。トランスポンダ１１００は光送信器１１０１および光受信器１１０２を備える。光送信器１１０１は、１０個のパラレル信号で高ビットレートデータ・ストリーム１１５０を送信する。パラレル信号のビットレートは、高ビットレートデータ・ストリーム１１５０より１０倍低い。１０個のパラレル信号は、ファイバー・リボン１１５１内で付着されている１０個の異なる光ファイバーを通して送信される。
【０１０２】
光受信器１１０２は、送信器１１０１によって出射され、ファイバー・リボン１１５２内で付着されているファイバーを通して１０個のパラレル信号を受信する。光受信器１１０２は１０個のパラレル信号をシリアル化しシリアルデータ・ストリーム１１５３とする。高ビットレートデータ・ストリーム１１５０とシリアルデータ・ストリーム１１５３のビットレートは等しい。ファイバー・リボン１１５１内を伝送したパラレル信号のビットレートは、ファイバー・リボン１１５２内を伝送したパラレル信号のビットレートと等しい。パラレル信号のビットレートはそれぞれ、高ビットレート・データ・ストリーム１１５０のビットレートの１０分の１である。
【０１０３】
符号化器／デシリアライザ１１６０は高ビットレートデータ・ストリーム１１５０を１０個のパラレル信号へ分岐する。送信器１１１０はレーザー１１２０およびサブシステム１１２１を備える。レーザー１１２０の光強度は、符号化器／デシリアライザ１１６０からのパラレル信号のうちの１つで変調される。サブシステム１１２１は図１０に示したサブシステム１０１１と同一であり、ＯＯＫ変調器と、第１実施形態に従って指数ｑで光信号を形成するカーバを含む。周波数分割器１１６１は周波数ｆのクロック・データを周波数ｆ／ｑのクロック信号に変換する。周波数ｆは高ビットレートデータ・ストリーム１１５０のビットレートの１０分の１である。周波数ｆ／ｑのクロック信号はサブシステム１１２１に供給される。
【０１０４】
送信器１１１０は、符号化器／デシリアライザ１１６０からのパラレル信号によって変調された一の光信号をファイバー・リボン１１５１に出射する。１１１１から１１１９までの連続番号によって示される他の９個の送信器は、送信器１１１０と同一である。他の９個の送信器のそれぞれは、９個のパラレル強度変調信号をリボン１１５１の残りの９個のファイバーに送信する。パラレル強度変調信号の振幅は、第１実施形態に従って指数ｑで刻まれる。パラレル強度変調信号は、符号化器／デシリアライザ１１６０からのパラレル信号の情報を含んでいる。
【０１０５】
スキュー補償受信部１１３０は、フォトダイオード１１２２、ＣＤＲ１１２３、中心周波数がｆ／ｑであるバンドパスフィルタ１１２４、および可変移相器１１２５を有する。フォトダイオード１１２２は、ファイバー・リボン１１５２に含まれるファイバーの中の１本からの光信号を電気信号に変換する。電気信号は２個の信号に分離される。一の信号はＣＤＲ１１２３に送られ、電気データに変換される。他の信号はバンドパスフィルタ１１２４によってフィルタされる。バンドパスフィルタ１１２４はｆ／ｑのクロック信号と、その高調波を生成する。これらの信号は、第１実施形態に従って刻み込む方式によって付加された光信号に含まれている。移相器１１２５はＣＤＲ１１２３からのデータをシフトさせるが、制御装置１１７１によって制御される。
【０１０６】
ファイバー・リボン１１５２によって伝送された他の９個のパラレル信号は、１１３１から１１３９までの９個の連続番号によって示される９個のスキュー補償受信部によって受信される。これらのスキュー補償受信部はスキュー補償受信部１１３０と同一である。１１４１から１１４９で示された９個の位相比較器が、スキュー補償受信部１１３０から出力されたｆ／ｑのクロック信号と、１１３１〜１１４９からの個々のクロック信号との間の位相差を比較する。９個の位相比較器１１４１〜１１４９によって生成されたクロック信号間の位相遅延に比例した電気信号が、移相器制御装置１１７１に送られる。移相器制御装置１１７１は、スキュー補償受信部１１３０〜１１３９の１０が備える移相器を制御するための１０個の電気信号を生成する。
【０１０７】
移相器制御装置１１７１は、１０個の受信信号間のスキューを補償するように移相器を制御する。このスキューは、スキュー補償受信部１１３０〜１１３９が備えるバンドパスフィルタによって生成されたｆ／ｑのクロック信号間の位相遅延を通じてモニタされる。移相器制御装置１１７１は、受信パラレル信号にスキューがない場合、１０個の移相器が同一の遅延を導入するように調整されている。シリアライザ／復号器１１７０は、補償されたスキューを備えたこれらの１０個のパラレル信号をシリアルデータ・ストリーム１１５３に変換する。
【０１０８】
これらの１０個のパラレル信号間のリンクスキューは、本実施形態のモニタ情報を用いて、光受信器１１０２によって補償される。したがって、ファイバー・リボン１１５２を通ったデータは正確に受信され、シリアルデータ・ストリーム１１５３へ変換される。このスキュー補償方式は物理レイヤに限定され、多重化されたチャネル間のスキューについて高速で安定したフィードバックが行われる。このスキュー補償はヘッダーやトレーニングシーケンスを必要としないので、一定のビットレートが維持される。さらに、ファイバー・リボン１１５１を通った信号は優れたＱ値を有し、長距離伝送が可能である。
【０１０９】
［第５の実施形態］
図１２は、本実施形態によるモニタ機能を備えた光通信システムに含まれるトランスポンダの実装形態を示す概略図である。トランスポンダ１２００は偏波分割多重ＱＰＳＫ（ＰＤＭ−ＱＰＳＫ）トランスポンダである。トランスポンダ１２００は光送信器１２０１と光受信器１２０２を備える。光送信器１２０１は図９に示した光送信器９０１と同一である。光送信器１２０１は、１１２Ｇｂｉｔ／ｓのデータ・ストリームであるデータ・ストリーム１２１１で光を変調する。この後に、光送信器１２０１は１１２Ｇｂｉｔ／ｓのＰＤＭ−ＱＰＳＫ信号である光信号１２１２を出射する。光信号１２１２のボーレートは２８Ｇｂａｕｄである。光信号１２１２の各偏波光は、第１の実施形態に従って指数ｎおよびｍで形成される。整数ｎとｍは等しくても、異なっていてもよい。
【０１１０】
受信器１２０２は、１１２Ｇｂｉｔ／ｓのＰＤＭ−ＱＰＳＫ信号である光信号１２１６を受信する。光信号１２１６は、第１実施形態に従って各偏波光に形成されたパルスを含んでいる。受信器１２０２は、受信信号の残留波長分散（ＣＤ）をモニタし、それを補償する。その後、受信器１２０２は、従属信号を復号し再シリアル化して、１１２Ｇｂｉｔ／ｓのデータ・ストリーム１２１７とする。
【０１１１】
次に、受信器１２０２の動作の一例を説明する。コヒーレント受信器１２５０は、偏波ダイバーシチ方式に実装された２個の９０°ハイブリッドを備える。９０°ハイブリッドの出力は４個の差動フォトダイオードに接続され、それぞれ増幅器に接続されている。コヒーレント受信器１２５０は光信号１２１６を受信し、それを局部発振器１２５１として用いられるレーザーの光と混合し、光信号を４つの電気信号に変換する。コヒーレント受信器１２５０の出力信号は、信号ごとにシンボルあたり２サンプルで動作するＡＤＣ１２５２によって４個のデジタル信号に変換される。
【０１１２】
結果として生じる４個のデジタル信号は処理装置１２６０に送られる。デジタル信号はまず、ＣＤ補償部１２２０が備える有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタによってフィルタリングされる。これらのフィルタは伝送リンク上で受けた波長分散（ＣＤ）を補償する。その後、ＦＩＲフィルタの出力における複素信号はモニタ部１２０３によって処理される。モニタ部１２０３は、本実施形態に従って光信号に刻まれた情報を用いて、信号に含まれる残留ＣＤをモニタする。フィードバック信号１２３１は残留ＣＤに比例し、ＣＤ補償部１２２０にフィードバックされる。ＣＤ補償部１２２０は残留ＣＤがゼロになるように更新される。トランスポンダ１２００からオペレーターに信号１２３２を供給することもでき、それによってトランスポンダの外側において残留ＣＤを外部モニタすることが可能になる。
【０１１３】
モニタ部１２０３において、絶対値部１２３０はＣＤ補償後の信号の２乗絶対値を算出する。２乗絶対値は、受信され部分的に補償された信号の光振幅の特性を反映している。２乗絶対値のスペクトルはＦＦＴ部１２３３による高速フーリエ変換によって計算される。ＦＦＴ部１２３３は、周波数成分ｆ／ｎおよびｆ／ｍにおける振幅を抽出する。これらの周波数成分は、本実施形態に従って指数ｎおよびｍで行なわれた刻み込みによって付与される。ＣＤ補償部１２２０は、ｆ／ｎおよびｆ／ｍでのモニタ成分が最小値に達するように、ＦＩＲ係数を調節する。この場合、ＣＤは十分に補償され、本実施形態に従って付加された情報から算出されるフィードバック信号１２３１によって微調整が可能になる。
【０１１４】
続いて、偏波Ｘおよび偏波Ｙと示される受信信号の偏波は、バタフライＦＩＲフィルタを更新するために用いられる定包絡線アルゴリズム（ＣＭＡ）に基づいて、ＣＭＡ部１２６１で逆多重化される。リンク上で受けたＰＭＤはこの処理過程で補償される。クロック信号は、ガードナー・アルゴリズムを用いて、クロック抽出部１２６２によって回復される。ＣＰＥ部１２６３は、搬送波位相推定法を用いて局部発振器１２５１の光周波数および位相の偏差を補償する。判定部１２６４は検知されたシンボルをそれぞれ判定し、各偏波について受信した情報をシリアル化し、多重化された偏波ＸおよびＹの信号を復号する。受信器１２０２は１１２Ｇｂｉｔ／ｓのデータ・ストリーム１２１７を出力する。
【０１１５】
次に、動作の一例を説明する。光信号１２１２および１２１６のボーレートはそれぞれ２８Ｇｂａｕｄである。設計では、ＣＤ補償部１２２０の後段における最終的な残留ＣＤは１５００ｐｓ／ｎｍ未満である。従って、ｎ＝４およびｍ＝１６とした。本実施形態によれば、光送信器１２０１は図２に記載されたカーバ２００を用いることによって、指数４および１６でパルスを刻んでいる。
【０１１６】
受信器側では、ＦＦＴユニット１２３３が、ｆ／ｎ、つまり、７ＧＨｚにおける周波数成分の振幅と、ｆ／ｍ、つまり、１．７５ＧＨｚにおける周波数成分の振幅を解析する。モニタ信号を図１３Ｂに示す。初めは、ＦＦＴ部１２３３はｆ／１６についての情報を使用する。この場合、図１３Ｂのモニタ信号１３１０によれば、フィードバック信号１２３１を最小化することによってＣＤ補償部１２２０の係数を調整するために、ＦＦＴユニット１２３３は±１７６０ｐｓ／ｎｍのモニタ範囲を使用することができる。モニタされた残留ＣＤが±３００ｐｓ／ｎｍの範囲内にある場合、図１３Ｂのモニタ信号１３２０によれば、ｆ／４についての情報をより高精度のために使用することができる。ＣＤ補償部１２２０の係数は、同じ処理工程におけるフィードバック信号１２３１を最小化するように設定される。
【０１１７】
光送信器１２０１の代わりに、光信号を刻み込むために送信器４００を使用することができる。オペレーターは動作中に整数ｎおよびｍを変更することができる。伝送中において、第一ステップでは、モニタ範囲を非常に広くするために、ｎとｍを大きな整数に設定することができる。第２段階では、狭い範囲でモニタするために、ｎとｍを縮小することができる。この場合、ＦＦＴ部１２３３は、その動作をｎとｍの変化に適応させることができる。
【０１１８】
受信器１２０２は、高ビットレート信号に対しても本実施形態に従って広範囲で情報をモニタすることによって、ＣＤを補償する。そのモニタ範囲は、標準的なＲＺカービング（carving）に基づいた既知の方法によるモニタ範囲よりも広い。従って、光信号１２１６は正確に受信され、１１２Ｇｂｉｔ／ｓのデータ・ストリーム１２１７へ変換される。このＣＤモニタ方式は、残留ＣＤの高速で安定したフィードバックを行う物理レイヤに限定されている。この補償はヘッダーやトレーニングシーケンスを必要としないので、、一定のビットレートが維持される。さらに、光信号１２１２は優れたＱ値を有し、長距離伝送が可能である。
【０１１９】
図１３は、実施形態によって生成されたモニタ信号を表わす。図１３Ａのカーブ１３００は、光信号から抽出されたクロック間の位相を検知する位相検出器についての実験結果を表わす。例えば、第４の実施形態（図１１）において、送信器１１１０〜１１１９はＳＤＭ信号を出射するが、各信号はビットレートが１０Ｇｂ／ｓであり、カービング指数はｑ＝４である。この場合、図１３Ａのカーブ１３００は位相比較器１１４１によって生成された信号を示しているが、この信号はファイバー・リボン１１５１中を伝送する信号が受けたスキューに依存する。２．５ＧＨｚ（＝ｆ／４）における抽出クロック信号は、参照電圧がゼロ・スキューの値と一致するように、ＸＯＲゲートによって調整され処理される。±２００ｐｓの範囲は±２シンボル期間、すなわち４シンボル期間の幅に対応しているが、これはカービング指数４によって決定される。図１３Ａで示されるように、モニタ信号は単調特性であるので、フィードバック・システムはストレート・フォワードである。
【０１２０】
図１３Ｂのカーブは、図１２のフィードバック信号１２３１のシミュレーション結果を表わす。この時の条件は、光信号１２１２および１２１６は１１２Ｇｂ／ｓのＰＤＭ−ＱＰＳＫであり、カービング指数ｎおよびｍはそれぞれ４と１６とした。カーブ１３１０はｆ／１６における周波数成分によって計算したモニタ信号であり、カーブ１３２０はｆ／４における周波数成分から算出された。両方のカーブはＣＤがゼロのとき極小値をとる。その範囲が±１７６０ｐｓ／ｎｍまたは±３００ｐｓ／ｎｍにそれぞれ制限される場合、これらのカーブはＣＤの正および負の領域のそれぞれで単調であり、０ｐｓ／ｎｍでの極小点に関して対称である。従って、この信号を最小化するフィードバックは、この処理においてＣＤを完全に補償することができる。
【０１２１】
図１４は、光信号対雑音比（ＯＳＮＲ）と同一の結果となるＱ値のシミュレーション結果を示す表であり、実施形態を用いて生成された信号および従来の信号に対して示したものである。これらは、ＯＳＮＲを１９ｄＢ／０．１ｎｍに設定した１１２Ｇｂ／ｓのＰＤＭ−ＱＰＳＫ信号に対してシミュレーションした結果である。このシミュレーションのための機器構成は、図９に示した第２の実施形態におけるトランスポンダ９００と同一である。変調指数が４の場合、Ｑ値はカーバに応じて１０．６ｄＢと１１ｄＢの間になることがわかる。変調指数が１６の場合、Ｑ値はカーバに応じて１０．７ｄＢから１１．８ｄＢに及んでいる。参考として、刻み込みの無い、従って使用できるモニタ信号を持たないＲＺおよびＮＲＺ方式に対してＱ値を算出した。実施形態によるトランスポンダのＱ値はＮＲＺ方式によるものよりも高く、ＲＺ方式によるものに非常に近くなる。
【０１２２】
比較のために、擬似ＲＺ（ＰＲＺ）方式によって実装した関連するトランスポンダのＱ値もシミュレーションにより求めた。ＰＲＺ方式では、実施形態のようなモニタ信号を形成する。しかしながら、ＰＲＺ方式のＱ値はＮＲＺ方式のものと同様である。従って、ＰＲＺ方式のＱ値は実施形態のものよりかなり低い。実施形態によってＱ値が改善する理由の一つは、加えられる雑音を減らすことができることである。すなわち、実施形態によれば波形が鋭くなるので、シンボルは時間的に制限される。従って、信号の有効部分に重畳される雑音量を削減することができる。
【０１２３】
実施形態によるトランスポンダは同一条件では、より高いＱ値を有するので、これらのトランスポンダによってシステム設計におけるマージンを拡大することができる。
【０１２４】
図１５に伝送特性のシミュレーション結果を示す。シミュレーションは、図１４で用いたものと同一のトランスポンダ構成を使用して行った。伝送スパンは、標準シングルモード・ファイバーを用いた８０ｋｍに設定した。システムマージンをＱ値の限界として１０ｄＢに設定すると、実施形態に従って刻み込まれた信号１５０１は、２７スパン、すなわち２１６０ｋｍの期間にわたって伝送することができる。他方、関連するＰＲＺ（１６）信号１５０２は、この信号もモニタすることが可能であるが、わずか１９スパン、すなわち１５２０ｋｍの期間しか伝送することができない。比較のために示すと、ＲＺ信号１５０３は信号１５０１と同一の距離にわたって伝送することができる。このことから、実施形態を用いて生成された信号は、ＲＺ信号に比べて伝送距離の減少を全く引き起こさないことがわかる。上述したように、実施形態によれば、モニタのために使用することができる情報を光信号に付加することができ、さらに、ＲＺ方式信号と同一の伝送特性を達成することができる。
【０１２５】
実施形態とＰＲＺとの相違について、以下により詳細に説明する。図１６に、関連するＰＲＺ（４）に従って刻まれた光信号の振幅のＲＦパワースペクトルを示す。ここで、カービング指数ｎは４であり、信号のボーレートｆは２８Ｇｂａｕｄである。７ＧＨｚに周波数成分があるが、これはボーレートの４分の１の位置にＰＲＺ（４）によって付加されたものである。そのスペクトル・パワー密度は、この値近傍のスペクトルの残り部分よりも１５ｄＢ以上高い。従って、このスペクトル成分は、アナログ・バンドパスフィルタ、あるいはデジタル信号処理を用いて受信信号を算出することにより、容易に抽出することができる。さらに、このスペクトル成分を低ＯＳＮＲの状態で抽出することができる。後に続く高調波もＰＲＺに従って刻印されているが、同じく抽出することができる。
これらの周波数はより高いので、モニタできる時間範囲はｆ／４成分よりもかなり低い。
【０１２６】
図１６と図８Ａから８Ｃとを比較すると、実施形態によって低周波数成分を付加することができるが、これはパワーが大きく、同一の周波数成分であるｆ／４では、ＰＲＺの強度を８ｄＢから１８ｄＢだけ上回っていることが明らかである。パワーにおける、このような著しい改善によって、雑音レベルが高い場合であっても、確実にモニタすることができる。さらに、付加された信号のパワーにおける改善によって、周波数成分の抽出がより容易になる。従って、この改善よって、より安いアナログフィルタまたは低消費電力のデジタル処理を用いることが可能になる。
【０１２７】
図１７に、特定の周波数成分におけるＲＦパワーの差を求めたシミュレーション結果を示す。図１７は、図１および図３に示した実施形態によるカーバを用いて刻み込んだ信号に対するデータを示す。変調指数ｎの範囲は４から２５６までである。各変調指数ｎに対して、ｆ／ｎのスペクトル成分を測定した。ここで、ｆはシミュレートされた２８ＧＨｚのＱＰＳＫ信号のボーレートである。比較のために、図１７には関連するＰＲＺ（ｎ）で刻まれた同じＱＰＳＫ信号に対するデータも示す。ここでもｎの範囲は４から２５６までである。
【０１２８】
図１７から、実施形態によって低周波数成分に刻印することができ、そのパワーは同じ周波数成分に対するＰＲＺよりも著しく大きいことがわかる。パワーにおける、このような著しい改善によって、雑音レベルが高い場合であっても、確実にモニタすることができる。さらに、付加された信号のパワーにおける改善によって、周波数成分の抽出がより容易になる。従って、この改善よって、より安いアナログフィルタまたは低消費電力のデジタル処理を用いることが可能になる。
【０１２９】
さらに図１７から、実施形態によって、ＰＲＺと比較してより低い周波数成分に情報を刻印することができることがわかる。この理由は、変調指数がより高い場合であっても、刻印された周波数成分を周辺の成分から識別することができるからである。モニタできる範囲は刻印された低周波数成分の周期に依存するので、ＰＲＺと比較してより広範囲にわたって光通信システムが信号をモニタすることが実施形態によって可能になる。
【０１３０】
以上、実施形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記実施形態に限定されものではない。本願発明の構成や詳細には、クレームによって定義される本願発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。
【０１３１】
上記の実施形態の一部または全部は、以下の付記のようにも記載されうるが、以下には限られない。
【０１３２】
（付記１）  次を含む方法：  周波数成分を信号のカービングにより変調データを搬送する信号にインプリントすること、前記カービングは、指数ｎによって特徴付けられ、時間的に連続するｎ個のシンボルの群について実行される、そこで、（ｎ−２）個のシンボルは、シンボル期間に等しいパルス期間でパルスとして形作られる；  時間的に続く（ｎ−１）番目のシンボルは、振幅の立ち上がりエッジを有し、同様のパルス方法でカービングされ、振幅がカービングによって影響を受けないように、（ｎ−１）番目のシンボルとｎ番目のシンボルの間の移行中の振幅上の制約が解除され、ｎ番目のシンボルの振幅立下りエッジは、（ｎ−２）個の既にカービングされたパルス間のカービングされたパルスと同じ形状にカービングされる；  前記カービング方法に関係する周波数成分を検出すること、そこにおいては、前記周波数成分は信号のシンボルレートの１／ｎに等しいか、あるいは信号のシンボルレートの１／ｎの倍音周波数に等しい。
【０１３３】
（付記２）  付記１の方法において、カービングは、パラレルデータに変換されたシリアルデータの情報を搬送するパラレル信号上で行なわれ、周波数成分の検出は各パラレル信号上で行なわれ、各検出された周波数成分の位相が比較され、その位相差がパラレル信号間のスキューと関係付けられる。
【０１３４】
（付記３）  付記２の方法において、カービングを特徴づける前記指数ｎは、各パラレル信号では異なり、検出された周波数成分は比較されるために変換される。
【０１３５】
（付記４）  付記２の方法において、各パラレル信号上の前記異なる指数指数が、前記パラレル信号を識別するために使用される。
【０１３６】
（付記５）  付記１〜４のいずれかの方法において、検出された周波数成分は波長分散が信号を害することを検出するために使用される。
【０１３７】
（付記６）  付記１〜５のいずれかの方法において、指数ｎをオペレーション中に変更することができる。
【０１３８】
（付記７）  付記１〜６のいずれかの方法において、前記検出された周波数成分は、クロック信号を生成するために使用される。
【０１３９】
（付記８）  付記１〜７のいずれかの方法において、前記検出された周波数成分は前記検出された信号の処理のために使用される。
【０１４０】
（付記９）  次のものを含むシステム：周波数成分を信号のカービングにより変調データを搬送する信号にインプリントする装置、そこにおいては、カービングは指標ｎによって特徴付けられ、が特徴で、時間的に連続するｎ個のシンボルの群上で行なわれ、ただし、ｎ−２個のシンボルは、シンボル期間と等しいパルス期間を備えたパルスとして形作られ；時間的に続く（ｎ−１）番目のシンボルは、振幅の立ち上がりエッジを有し、同様のパルス方法でカービングされ、振幅がカービングによって影響を受けないように、（ｎ−１）番目のシンボルとｎ番目のシンボルの間の移行中の振幅上の制約が解除され、ｎ番目のシンボルの振幅立下りエッジは、（ｎ−２）個の既にカービングされたパルス間のカービングされたパルスと同じ形状にカービングされる；前記カービング方法と関係する周波数成分を検出する装置、そこにおいては、前記周波数成分は信号のシンボルレートの１／ｎに等しいか、あるいは信号のシンボルレートの１／ｎの倍音周波数に等しい。
【０１４１】
（付記１０）  付記９のシステムにおいて、周波数成分を検出する前記装置は、アナログ・バンドパスフィルタである。
【０１４２】
（付記１１）  付記１０のシステムにおいて、周波数成分を検出する前記装置は、デジタル信号処理によるフィルタリングを行なう計算モジュールである。
【０１４３】
（付記１２）  付記９〜１１のいずれかのシステムにおいて、該システムは、パラレルデータに変換されたシリアルデータの情報を搬送するパラレル信号上で使用され、抽出された周波数成分の位相を比較し、かつパラレル信号間のスキューに比例した信号を生成する手段を含む。
【０１４４】
（付記１３）  付記９〜１２のうちのいずれかのシステムを含む偏波分割多重化信号を放射し、受信するトランスポンダであって、前記発生信号は偏波多重信号間のスキューに比例する。
【０１４５】
（付記１４）  付記９〜１２のうちのいずれかのシステムを含む波長分割多重信号を放射し、受信するトランスポンダであって前記発生信号は、波長多重化信号間のスキューに比例する。
【０１４６】
（付記１５）  付記９〜１２のうちのいずれかのシステムを含む空間分割多重化信号を放射し、受信するトランスポンダであって、前記発生信号は偏波多重信号間のスキューに比例する。
【０１４７】
（付記１６）  検出された周波数成分の振幅からの信号を生成する手段を含む付記９〜１５のいずれかのシステムであって、前記信号は、前記信号を害する波長分散に比例する。
【０１４８】
（付記１７）  変調された信号を形作るシステムであって、前記カービングは、指数ｎによって特徴付けられ、時間的に連続するｎ個のシンボルの群について実行される、そこで、（ｎ−２）個のシンボルは、シンボル期間に等しいパルス期間でパルスとして形作られる；時間的に続く（ｎ−１）番目のシンボルは、振幅の立ち上がりエッジを有し、同様のパルス方法でカービングされ、振幅がカービングによって影響を受けないように、（ｎ−１）番目のシンボルとｎ番目のシンボルの間の移行中の振幅上の制約が解除され、ｎ番目のシンボルの振幅立下りエッジは、（ｎ−２）個の既にカービングされたパルス間のカービングされたパルスと同じ形状にカービングされる；そこにおいては、前記システムは、パルスに３３％のデューティサイクルを有するナローパルス・クロックを生成する回路を含む。
【０１４９】
（付記１８）  変調された信号を形作るシステムであって、前記カービングは、指数ｎによって特徴付けられ、時間的に連続するｎ個のシンボルの群について実行される、そこで、（ｎ−２）個のシンボルは、シンボル期間に等しいパルス期間でパルスとして形作られる；時間的に続く（ｎ−１）番目のシンボルは、振幅の立ち上がりエッジを有し、同様のパルス方法でカービングされ、振幅がカービングによって影響を受けないように、（ｎ−１）番目のシンボルとｎ番目のシンボルの間の移行中の振幅上の制約が解除され、ｎ番目のシンボルの振幅立下りエッジは、（ｎ−２）個の既にカービングされたパルス間のカービングされたパルスと同じ形状にカービングされる；そこにおいては、前記パルスは６６％のデューティサイクルを有する。
【０１５０】
（付記１９）  変調された信号を形作るシステムであって、前記カービングは、指数ｎによって特徴付けられ、時間的に連続するｎ個のシンボルの群について実行される、そこで、（ｎ−２）個のシンボルは、シンボル期間に等しいパルス期間でパルスとして形作られる；時間的に続く（ｎ−１）番目のシンボルは、振幅の立ち上がりエッジを有し、同様のパルス方法でカービングされ、振幅がカービングによって影響を受けないように、（ｎ−１）番目のシンボルとｎ番目のシンボルの間の移行中の振幅上の制約が解除され、ｎ番目のシンボルの振幅立下りエッジは、（ｎ−２）個の既にカービングされたパルス間のカービングされたパルスと同じ形状にカービングされる；そこにおいては、前記システムは、パルスに５０％のデューティサイクルを有するナローパルス・クロックを生成する回路を含む。
【産業上の利用可能性】
【０１５１】
本発明は、モニタ機能を備えた光通信システムに適用することができる。
【符号の説明】
【０１５２】
１００、２００、３００、９９６    カーバ
１１５、３１５    狭パルス・クロック源
１１６、２１６、３１６    クロック
４００      送信器
４１３、４１４    デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）
５００    狭パルス・クロック源
９００、１０００、１１００、１２００    トランスポンダ
９０１、１００１、１１０１、１２０１    光送信器
９０２、１００２、１１０２、１２０２    光受信器
９２１、１２５０    コヒーレント受信器
９９２    レーザー
９３０、１０８０、１２６０    処理装置
９９５      ＱＰＳＫ変調器
【図１】
2014511578.tif 000003
【図２】
2014511578.tif 000004
【図３】
2014511578.tif 000005
【図４】
2014511578.tif 000006
【図５】
2014511578.tif 000007
【図６Ａ】
2014511578.tif 000008
【図６Ｂ】
2014511578.tif 000009
【図６Ｃ】
2014511578.tif 000010
【図６Ｄ】
2014511578.tif 000011
【図７Ａ】
2014511578.tif 000012
【図７Ｂ】
2014511578.tif 000013
【図７Ｃ】
2014511578.tif 000014
【図７Ｄ】
2014511578.tif 000015
【図８Ａ】
2014511578.tif 000016
【図８Ｂ】
2014511578.tif 000017
【図８Ｃ】
2014511578.tif 000018
【図９】
2014511578.tif 000019
【図１０】
2014511578.tif 000020
【図１１】
2014511578.tif 000021
【図１２】
2014511578.tif 000022
【図１３Ａ】
2014511578.tif 000023
【図１３Ｂ】
2014511578.tif 000024
【図１４】
2014511578.tif 000025
【図１５】
2014511578.tif 000026
【図１６】
2014511578.tif 000027
【図１７】
2014511578.tif 000028
【手続補正書】
【提出日】平成24年6月25日(2012.6.25)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
データに従って変調される光信号を出射し、
前記光信号の時間的に連続する群をなすｎ個のシンボル間の遷移期間にディップを形成し、ｎは３以上の整数を表わし、
ここで、前記群の（ｎ−１）番目の最初の遷移のそれぞれにおいて、前記ディップが形成され、
前記光信号のｎ番目の遷移期間にはディップが形成されず、
ｎ個の連続したシンボル間の遷移期間は、少なくとも（ｎ−１）個のディップを含み、
前記光信号を受信し、
受信した光信号から、数値ｎによって特徴づけられる周波数成分を抽出し、
前記周波数成分を用いて前記受信した光信号をモニタする
光通信システムのためのモニタ方法。
【請求項２】
請求項１に記載した光通信システムのためのモニタ方法において、
前記ディップを形成するステップは、シンボル間隔と等しいパルス間隔を備えたパルスとしてｎ−２個のシンボルを形成することをさらに有し、
時間的に次に来る（ｎ−１）番目のシンボルの振幅に、立ち上がりエッジを形成し、
前記（ｎ−１）番目のシンボルとｎ番目のシンボル間の遷移期間では、振幅が影響を受けないように保持し、
前記ｎ番目のシンボルの振幅に、立下りエッジを形成する。
【請求項３】
請求項１または２に記載した光通信システムのためのモニタ方法において、前記周波数成分は、前記光信号のシンボルレートのｎ分の１の周波数を有する信号成分を含む。
【請求項４】
請求項１から３のいずれか一項に記載した光通信システムのためのモニタ方法において、ｎの数値は、前記光通信システムから出射される光信号のそれぞれに対して異なる値に定められる。
【請求項５】
光送信器と光受信器を有し、
前記光送信器は、時間的に連続する群をなすｎ個のシンボルにディップを形成するカーバを含み、ｎは３以上の整数を表わし、
（ｎ−１）個のディップが形成され、各ディップはシンボル間の（ｎ−１）番目の最初の遷移のそれぞれに位置しており、
シンボル間のｎ番目の遷移期間にはディップが形成されず、
前記光受信器は、前記光信号を受信するコヒーレント受信器と、
受信した光信号から、数値ｎによって特徴づけられる周波数成分を抽出し、前記周波数成分を用いて前記受信した光信号をモニタする処理装置、とを含む、
モニタ機能を備えた光通信システム。
【請求項６】
請求項５に記載したモニタ機能を備えた光通信システムにおいて、
前記カーバは、シンボル間隔と等しいパルス間隔を備えたパルスとしてｎ−２個のシンボルを形成し、
時間的に次に来る（ｎ−１）番目のシンボルの振幅に、立ち上がりエッジを形成し、
前記（ｎ−１）番目のシンボルとｎ番目のシンボル間の遷移期間では、振幅が影響を受けないように保持し、
前記ｎ番目のシンボルの振幅に、立下りエッジを形成する。
【請求項７】
請求項５または６に記載したモニタ機能を備えた光通信システムにおいて、
前記処理装置は、前記光信号のシンボルレートのｎ分の１の周波数を有する信号成分を含む前記周波数成分を抽出する。
【請求項８】
請求項５から７のいずれか一項に記載したモニタ機能を備えた光通信システムにおいて、
前記光信号は偏波分割多重方式による４位相偏移変調（ＰＤＭ−ＱＰＳＫ）信号である。
【請求項９】
請求項５から８のいずれか一項に記載したモニタ機能を備えた光通信システムにおいて、前記カーバは、
ボーレートに比例した周波数の電気クロック信号の出力するクロックと、
デューティサイクルがｎ分の１に比例し、前記クロックと同じ周波数の狭パルス・クロックを生成する狭パルス・クロック源と、
前記クロックと前記狭パルス・クロック源の出力に基づいて、入力された前記光信号の振幅を刻む変調器、とを備える。
【請求項１０】
請求項５から８のいずれか一項に記載したモニタ機能を備えた光通信システムにおいて、
変調されるデータと形成される前記ディップに基づいて電気信号を生成するデジタル−アナログ変換器と、
生成された前記電気信号に基づいて入力された前記光信号の振幅を刻む変調器、をさらに備える。
【国際調査報告】
2014511578.tif 000029
2014511578.tif 000030
2014511578.tif 000031