(57)【要約】  本発明は、負荷２２、特に一つ以上のＬＥＤ２３を含むＬＥＤユニットを駆動するドライバ装置５０ａ〜５０ｆ、及び対応する方法に関する。提案されるドライバ装置は、外部電源から整流電源電圧ｖｒを受ける電力入力端子５１、５２と、負荷２２を駆動するための駆動電圧及び／又は電流を供給する電力出力端子５３、５４と、高電圧ノード５７と低電圧ノード５８との間に直列に結合された第１及び第２スイッチング要素６０、６１を含むハーフブリッジユニット７０であって、前記第１及び第２スイッチング要素の間にスイッチノード５９を有する、ハーフブリッジユニット７０と、入力端子５１、５２と前記ハーフブリッジユニット７０との間に結合された第１インダクタＬｍ及び直列ダイオードＤｍを含む昇降圧入力フィルタユニット７１と、前記ハーフブリッジユニット７０と電力出力端子５３、５４との間に結合された第２インダクタＬｏ、Ｌｃを含む降圧出力フィルタユニット７２と、エネルギー保持ユニット７３と、前記スイッチング要素６０、６１を制御する制御ユニット６４とを有する。
2014524141.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷、特に一つ以上のＬＥＤを含むＬＥＤユニット用のドライバ装置であって、
外部電源から整流電源電圧を受ける電力入力端子と、
負荷を駆動するための駆動電圧及び／又は電流を供給する電力出力端子と、
高電圧ノードと低電圧ノードとの間に直列に結合された第１及び第２スイッチング要素を含むハーフブリッジユニットであって、前記第１スイッチング要素と第２スイッチング要素との間にスイッチノードを有する、ハーフブリッジユニットと、
電力入力端子と前記ハーフブリッジユニットとの間に結合された第１インダクタ及び直列ダイオードを含む昇降圧入力フィルタユニットと、
前記ハーフブリッジユニットと電力出力端子との間に結合された第２インダクタを含む降圧出力フィルタユニットと、
エネルギー保持ユニットと、
前記スイッチング要素を制御する制御ユニットと
を有する、ドライバ装置。
【請求項２】
高電力入力端子が前記ハーフブリッジユニットの前記高電圧ノードに結合され、低電力入力端子が前記昇降圧入力フィルタユニットに結合される、請求項１に記載のドライバ装置。
【請求項３】
前記昇降圧入力フィルタユニットの入力端子は前記低電力入力端子に結合され、前記昇降圧入力フィルタユニットの出力端子は、前記ハーフブリッジユニットの前記スイッチノードと、前記エネルギー保持ユニット又は前記高電力出力端子の何れかとに結合される、請求項２に記載のドライバ装置。
【請求項４】
低電力入力端子が前記ハーフブリッジユニットの前記低電圧ノードに結合され、高電力入力端子が前記昇降圧入力フィルタユニットに結合される、請求項１に記載のドライバ装置。
【請求項５】
前記昇降圧入力フィルタユニットの入力端子は前記エネルギー保持ユニット又は前記低電力出力端子に結合され、前記昇降圧入力フィルタユニットの出力端子は、前記ハーフブリッジユニットの前記スイッチノード、及び前記高電力入力端子に結合される、請求項４に記載のドライバ装置。
【請求項６】
前記エネルギー保持ユニットは、低電力入力端子と前記ハーフブリッジユニットの前記低電圧ノードとの間に結合される、請求項１に記載のドライバ装置。
【請求項７】
前記エネルギー保持ユニットは、高電力入力端子と前記ハーフブリッジユニットの前記高電圧ノードとの間に結合される、請求項１に記載のドライバ装置。
【請求項８】
前記エネルギー保持ユニットは、前記降圧出力フィルタユニットの出力端子間に結合される、請求項１に記載のドライバ装置。
【請求項９】
前記エネルギー保持要素は、充電コンデンサを含む、請求項１に記載のドライバ装置。
【請求項１０】
前記電力入力端子間に結合された入力バイパスコンデンサをさらに有する、請求項１に記載のドライバ装置。
【請求項１１】
前記電力出力端子間に結合された出力バイバスコンデンサをさらに有する、請求項１に記載のドライバ装置。
【請求項１２】
ＡＣ電源電圧、特にコンセント電圧を前記整流周期電源電圧に整流する整流ユニットをさらに有する、請求項１に記載のドライバ装置。
【請求項１３】
前記制御ユニットは、前記エネルギー保持要素の両端の電圧を所定の閾値未満に保つ、及び／又は入力電流を変調して、出力電流を一定に保つ、請求項１に記載のドライバ装置。
【請求項１４】
一つ以上の照明ユニットを含む照明アセンブリ、特に一つ以上のＬＥＤを含むＬＥＤユニットと、
前記照明アセンブリを駆動する、請求項１乃至１３の何れか一項に記載のドライバ装置と
を有する、照明装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、負荷、特に一つ又は複数のＬＥＤを備えるＬＥＤユニットを駆動するためのドライバ装置に関する。また、本発明は照明装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
レトロフィットランプ等のオフラインアプリケーション用のＬＥＤドライバの分野において、高効率性、高電力密度、長寿命、高力率、及び低コスト等の特徴に対応するソリューションが求められている。既存のソリューションのほぼ全てがこれらの要件のいずれかを満たしているが、提案されるドライバ回路は、現在及び将来のコンセント（電源）規格に適合しつつ、コンセント電力の形式をＬＥＤに適した形式に適切に調整しなければならない。力率を所定の下限以上に維持するとともに、最大光知覚フリッカーを保証する（好ましくはゼロ）ことは極めて重要である。
【０００３】
また、オフラインコンバータにおいて高力率及び低高調波歪を実現するためには、コンセントからのエネルギーを、供給される電圧波形に比例して同期的に引き出さなければならない場合が多い。このタスクを、負荷に送られるエネルギーの形式を不適切に損なうことなく最適に達成するために、従来、独立した前処理（事前調整）段階を有する電力コンバータアーキテクチャが用いられてきた。
【０００４】
典型的には、電源サイクル（又は供給サイクル、すなわち、電源電圧又は供給電圧のサイクル）を通して出力電力を一定に保ちつつ高力率を得るために、二段階の直列電力段が用いられる。これらのアーキテクチャにおいて、第一段階は電源電流を適合（変調）させ、第二段階は負荷への電力変換を行う。
【０００５】
しかし、複雑さ及びコストに関する理由から、二段階のうちの一つが本質的には必要ではない、従来「単段式」として知られる単純化されたパワートレイン（伝動機構）ソリューションが採用されている。このような単純化の結果、上記要求事項が大きく損なわれる可能性があり、且つ／又は、コンバータの性能が、特にサイズ、信頼性、及び寿命に関して、大きく低下する可能性がある。後者については、通常、一定の出力電力供給を保証する場合、負荷に並列な大きな低周波保持容量を用いなければならないことに主に起因する。
【０００６】
単段式のソリューションに関する文献は一般的である。一例は、Ｒｏｂｅｒｔ  Ｅｒｉｃｋｓｏｎ、Ｍｉｃｈａｅｌ  Ｍａｄｉｇａｎ著、「フライバックコンバータに基づく単純な高力率整流器の設計」、応用パワーエレクトロニクス会議及び展示会ＩＥＥＥ議事録、１９９０、ｐｐ．７９２−８０１である。
【０００７】
二段式アプローチと単段式アプローチとの間にある中間ソリューションは、組み込まれた前処理段階を有する単段式コンバータである。このようなソリューションは、負荷及び電源（コンセント）の要求事項を満たしつつ、部品数の削減及び高電力密度を提供する。単一の電力変換段階を有する他の実施形態は、不連続導通モードで動作する昇圧コンバータを組み込むことで高力率（ｈｉｇｈ  ｐｏｗｅｒ  ｆａｃｔｏｒｓ（ＨＰＦ））を実現する。これらのコンバータは、実際には前述の二つの電力変換段階を組み合わせる。
【０００８】
「一定ＤＣリンク電圧を有する高力率電子安定器」、Ｒｉｃａｒｄｏ  ｄｅ  Ｏｌｉｖｅｉｒａ  Ｂｒｉｏｓｃｈｉ、Ｊｏｓｅ  Ｌｕｉｚ  Ｆ．Ｖｉｅｉｒａ著、パワーエレクトロニクスＩＥＥＥ議事録、ｖｏｌ．１３、ｎｏ．６、１９９８には、コンパクトな蛍光ランプ用のＨＰＦコンバータが記載されている。この例では、ハーフブリッジが、昇圧コンバータとＬＣ並列共振コンバータとによって共有され、ＬＣ並列共振コンバータは、ゼロ電圧スイッチング（ｚｅｒｏ  ｖｏｌｔａｇｅ  ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ  （ＺＶＳ））を得るために共振以上で動作する。ＺＶＳをさらにサポートするために、バス電圧は一定に制御される。しかし、このようなＨＰＦコンバータは、通常大きなバス容量及び出力整流器を必要とし、電源電圧幅及び負荷（駆動）電圧幅が狭い。
【０００９】
Ｒ．Ｖｅｎｋａｔｒａｍａｎ、Ａ．Ｋ．Ｓ．Ｂｈａｔ、Ｍａｒｋ  Ｅｄｍｕｎｄｓ著、「高調波歪が低減されたソフトスイッチング単段式ＡＣ−ＤＣコンバータ」、エアロスペース及びエレクトロニクスシステムＩＥＥＥ議事録、ｖｏｌ．３６、ｎｏ．４、２０００年１０月は、統合電力段階の他の例を示す。この文献は、一定電源負荷のために、高周波変圧器が分離した、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）、高力率及び低高調波歪を有する単段式ＡＣ−ＤＣコンバータを提示し、考察する。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
本発明の目的は、負荷、特に一つ以上のＬＥＤを有するＬＥＤユニットを駆動するためのドライバ装置を提供することであり、とりわけ高力率、実質的に一定負荷、小サイズ、高効率性、長寿命、及び低コストを提供するドライバ装置を提供することである。また、本発明の他の目的は、対応する照明装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の一側面によれば、
外部電源から整流電源電圧を受ける電力入力端子と、
負荷を駆動するための駆動電圧及び／又は電流を供給する電力出力端子と、
高電圧ノードと低電圧ノードとの間に直列に結合された第１及び第２スイッチング要素を含むハーフブリッジユニットであって、前記第１及び第２スイッチング要素の間にスイッチノードを有する、ハーフブリッジユニットと、
電力入力端子と前記ハーフブリッジユニットとの間に結合された第１インダクタ及び直列ダイオードを含む昇降圧入力フィルタユニットと、
前記ハーフブリッジユニットと電力出力端子との間に結合された第２インダクタを含む降圧出力フィルタユニットと、
エネルギー保持ユニットと、
前記スイッチング要素を制御する制御ユニットと
を有する、ドライバ装置が提供される。
【００１２】
本発明の他の側面によれば、一つ以上の照明ユニットを含む照明アセンブリ、特に一つ以上のＬＥＤを含むＬＥＤユニットと、前記照明アセンブリを駆動する本発明が提供するドライバ装置とを有する照明装置が提供される。
【００１３】
本発明の好適な実施形態は、従属請求項において定義される。上記照明装置は、上記装置の従属請求項において定義される実施形態と同様及び／又は同一な好適な実施形態を有する。
【００１４】
本発明は、昇降圧コンバータを同期降圧コンバータに組み込んで制御するという着想に基づく。電力出力端子には負荷（例えば、ＨＶ  ＬＥＤユニット）が接続される。また、電力入力端子には好ましくは電源フィルタコンデンサが接続される。本発明は、このようにして一定駆動電流及び０．９以上の力率を提供する。
【００１５】
ＬＥＤ用の二段式オフラインドライバと比較して、高コスト、複雑性、及び大きな部品数という、電源及び負荷の両方の要求事項を満たすための課題が解決される。これは、提案されるドライバ装置及び方法が、慣用的な部品を好適に用いながら、単純性及び少部品数を備えることによる。
【００１６】
ＬＥＤ用の単段式オフラインドライバと比較して、下記の問題が解決される。出力電力を一定に保ちながら、電源サイクル又はコンセントサイクル間の低周波保持容量電圧変動を小さくする（例えば、２０〜８０％）ことによって、大きな低周波コンデンサを省くことができる。これは、サイズの小型化、並びに特に高温動作における長寿命及び高信頼性につながる。また、電源及び負荷のいずれの要求事項も損なうことなく部品数を削減することが必要である。これは、電力段（パワーステージ）及び電力段に組み込まれた前処理機能の動作によって本質的に達成される。また、通常ほとんどの単段式ソリューションで限定されるコンバータ効率を、特にレトロフィット電球照明装置において上昇させることができ、これは、特に好適な一実施形態において提案されるＺＶＳ（Ｚｅｒｏ  Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）動作による。最後に、大きな低周波保持容量を用いたとしても、単段式では知覚フリッカーを完全に排除できないおそれがある。提案されるソリューションは、一定出力電流を可能にし、知覚フリッカーを完全に防止する。
【００１７】
本発明によれば、多様な負荷及び入力電圧範囲に対応する多様な好適な実施形態として、昇降圧統合同期降圧コンバータの多様な基本構成が提供される。全ての構成において、デューティサイクル若しくはスイッチング周波数の操作、又はバーストモード動作によって、実質的にゼロ負荷電流までの全負荷範囲にかけて制御することができる。
【００１８】
電源（供給）電圧は、電源によって供給される整流周期供給電圧でもよい。例えば、コンセント電圧電源から電源（又は電力入力端子）への入力電圧としてＡＣコンセント電圧が供給される場合、好ましくは供給されたＡＣ入力電圧、例えばコンセント電圧を（整流周期）供給電圧に整流する整流器ユニットが（ドライバ装置の一部として又は電力入力端子に結合される外部ユニットとして）用いられる。このような整流器ユニットは、例えば周知のハーフブリッジ又はフルブリッジ整流器である。したがって、供給電圧は、ＡＣ入力電圧のいずれの極性に関しても同じ極性を有する。
【００１９】
あるいは、例えば他の箇所に設けられた整流器（前記外部電力電源を表す）から整流周期電源電圧がすでに電力入力端子に供給されている場合、電力入力端子には、供給される電源電圧を変調するための一般的な要素（増幅器等）が付加的に結合されないか、又は、一般的な要素しか結合されない。
【００２０】
提案のドライバ装置には多様な実施形態が存在し、それらはドライバ装置の多様な要素の結合（方法）によって主に区別される。
【００２１】
一実施形態においては、高電力入力端子がハーフブリッジユニットの高電力端子に結合され、低電力入力端子が昇降圧入力フィルタユニットに結合される。本実施形態において、好ましくは、昇降圧入力フィルタユニットの入力端子は低電力入力端子に結合され、昇降圧入力フィルタユニットの出力端子は、ハーフブリッジユニットの中間ノード、並びにエネルギー保持ユニット及び高電力出力端子の何れかに結合される。
【００２２】
他の実施形態においては、低電力入力端子がハーフブリッジユニットの低電圧ノードに結合され、高電力入力端子が昇降圧入力フィルタユニットに結合される。本実施形態において、好ましくは、昇降圧入力フィルタユニットはエネルギー保持ユニット又は低電力出力端子に結合され、昇降圧入力フィルタユニットの出力端子はハーフブリッジユニットの中間端子及び高電力入力端子に結合される。
【００２３】
エネルギー保持ユニットの結合には多様な実施形態が存在する。例えば、一実施形態においては、エネルギー保持ユニットは低電力入力端子とハーフブリッジユニットの低電圧ノードとの間に結合される。他の実施形態においては、エネルギー保持ユニットは高電力入力端子とハーフブリッジユニットの高電圧ノードとの間に結合される。他の実施形態においては、エネルギー保持ユニットは降圧出力フィルタユニットの出力端子間に結合される。
【００２４】
多様な実施形態は、様々な用途及び様々な電圧での使用のために提供され、所定の目的を果たすよう設計されている。多くの場合、最適な実施形態の選択はトレードオフを伴う。
【００２５】
エネルギー保持ユニットは、充電コンデンサ、特に単一のコンデンサを有する。
【００２６】
好適には、高周波分離（デカップリング）のために、電力入力端子間に結合される入力バイパス（デカップリング）コンデンサ、及び／又は電力出力端子間に結合される出力バイパスコンデンサがさらに設けられる。入力バイパスコンデンサは、いくつかの実施形態において、整流電源電流が負にならざるを得ない場合に特に好適である。
【００２７】
一実施形態においては、スイッチング要素はともにハーフブリッジ（スイッチングユニットとも呼ぶ）を形成する。しかし、広義には、スイッチング要素は、トランジスタ（例えばＭＯＳＦＥＴ）及び他の被制御スイッチング手段を含む多様な方法で実現され得る。
【００２８】
好ましくは、制御ユニットは、エネルギー保持要素の両端の電圧を所定の閾値未満に保つ、且つ／又は入力電流を変調して、出力電流を一定に保つ。スイッチング要素のゼロ電圧スイッチングは提案のドライバ装置の設計（部品）によって提供される。制御のタスクは、出力電流を（場合によっては基準電流（セットポイント）に基づいて）一定に保ち、バス電圧（エネルギー保持要素の両端の電圧）をプリセット限界以下に保つ、且つ／又は入力電流を変調する。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
本発明の上記及び他の側面は、下記において説明される実施形態を参照して説明されることによって明瞭になるであろう。
【図１】図１は、既知の二段式ドライバ装置の概略的なブロック図を示す。
【図２ａ】図２ａは、入力保持容量を有する既知の単段式ドライバ装置の概略的なブロック図を示す。
【図２ｂ】図２ｂは、出力保持容量を有する既知の単段式ドライバ装置の概略的なブロック図を示す。
【図３】図３は、本発明に係るドライバ装置の第１構成の二つの実施形態の概略的なブロック図を示す。
【図４】図４は、本発明に係るドライバ装置の第２構成の二つの実施形態の概略的なブロック図を示す。
【図５】図５は、本発明に係るドライバ装置の第３構成の二つの実施形態の概略的なブロック図を示す。
【図６】図６は、提案されるドライバ装置の第１構成の実施形態における一つの低周波サイクル間の電圧及び電流のダイアグラムを示す。
【図７】図７は、提案されるドライバ装置の第１構成の実施形態における一つの高周波サイクル間の電圧及び電流のダイアグラムを示す。
【図８】図８は、提案されるドライバ装置の第２構成の実施形態における一つの低周波サイクル間の電圧及び電流のダイアグラムを示す。
【図９】図９は、提案されるドライバ装置の第２構成の実施形態における一つの高周波サイクル間の電圧及び電流のダイアグラムを示す。
【図１０】図１０は、提案されるドライバ装置の第３構成の実施形態における一つの低周波サイクル間の電圧及び電流のダイアグラムを示す。
【図１１】図１１は、提案されるドライバ装置の第３構成の実施形態における一つの高周波サイクル間の電圧及び電流のダイアグラムを示す。
【図１２】図１２は、提案されるドライバ装置の制御ユニットの第１実施形態を示す。
【図１３】図１３は、ハーフブリッジユニットの第１スイッチング要素のスイッチング信号を示す。
【図１４】図１４は、提案されるドライバ装置の制御ユニットの第２実施形態を示す。
【発明を実施するための形態】
【００３０】
図１は、既知の二段式ドライバ装置１０の一実施形態を概略的に示す。ドライバ装置１０は、整流器ユニット１２、整流器ユニット１２の出力に結合された第１段前処理ユニット１４、第１段前処理ユニット１４の出力に結合された第２段変換ユニット１６、及び第１段前処理ユニット１４と第２段変換ユニット１６との間のノード１５に結合された充電コンデンサ１８を有する。整流器ユニット１２は、好ましくは、例えば外部コンセント電圧電源２０から供給されるＡＣ入力電圧Ｖ２０を整流電圧Ｖ１２に整流する全波ブリッジ又は半波ブリッジ整流器等の既知の整流器ユニットを備える。本実施形態において、負荷２２は二つのＬＥＤ２３を有するＬＥＤユニットであり、第２段変換ユニット１６の出力に結合される。第２段変換ユニット１６の出力信号、具体的には駆動電圧Ｖ１６及び駆動電流Ｉ１６は、負荷２２を駆動するために用いられる。
【００３１】
第１段前処理ユニット１４は、整流電圧Ｖ１２を中間ＤＣ電圧Ｖ１４に前処理（予備調整）し、第２段変換ユニット１６は中間ＤＣ電圧Ｖ１４を所望のＤＣ駆動電圧Ｖ１６に変換する。充電コンデンサ１８は電荷を蓄電するために、すなわち、中間ＤＣ電圧Ｖ１４によって充電され、これによって整流電圧Ｖ１２の低周波信号をフィルタリングし、第二段変換ユニット１６の実質的に一定な出力電力、特に負荷２２を流れる一定な駆動電流Ｉ１６を保証する。このようなドライバ装置内の上記要素１４、１６、１８は周知で広く使用されているため、本明細書でこれ以上詳しく説明しない。
【００３２】
通常、ドライバ装置１０は、広いスペースやコストの代償に前述の高力率及び低フリッカー（明滅、ゆらぎ）という要求を満たすが、特にレトロフィット用途においては、これらは大幅に限定される可能性がある。第１段前処理ユニット１４のサイズは、特に低又は中程度のスイッチング周波数で動作する昇圧コンバータ等のスイッチモード電源（ｓｗｉｔｃｈｅｄ  ｍｏｄｅ  ｐｏｗｅｒ  ｓｕｐｐｌｙ（ＳＭＰＳ））を備える場合、関連する受動部品によって主に決定される。これらのフィルタ部品のサイズを小さくするためにスイッチング周波数を上げると、ハードスイッチングＳＭＰＳ内で急激なエネルギー損失が起こるおそれがあり、より大きなヒートシンクが必要になる。
【００３３】
図２ａ及び図２ｂは、既知のドライバ装置３０ａ、３０ｂの実施形態を概略的に示す。ドライバ装置３０は、整流器ユニット３２（図１に示す二段式ドライバ装置１０の整流器ユニット１２と同一のものでもよい）と、整流器ユニット３２の出力に結合される変換ユニット３４（例えば、図２ｂに示す実施形態ではフライバックコンバータ、又は図２ａに示す実施形態では降圧コンバータ）とを備える。また、図２ａの実施形態においては、整流器ユニット３２と変換ユニット３４との間のノード３３に充電コンデンサ３６ａ（低周波入力保持容量）が結合されている。図２ｂの実施形態においては、変換ユニット３４と負荷２２との間のノード３５に充電コンデンサ３６ｂ（低周波出力保持容量）が結合されている。整流器ユニットは、例えば外部コンセント電圧電源（電源とも呼ぶ）２０から供給されるＡＣ入力電圧Ｖ２０を整流電圧Ｖ３２に整流する。整流電圧Ｖ３２は、負荷２２を駆動するための所望のＤＣ駆動電圧Ｖ３４に変換される。
【００３４】
保持容量１８（図１）及び３６ａ、３６ｂ（図２ａ、２ｂ）は、主に、整流電圧Ｖ１２の低周波成分をフィルタリング除去して、負荷への定電流を実現するために設けられる。したがって、このような容量（コンデンサ）は、特に負荷に対して並列に配置され、ＬＥＤが負荷である場合には大きなサイズを有する。
【００３５】
図１及び２のドライバ装置は、例えばＲｏｂｅｒｔ  Ｅｒｉｃｋｓｏｎ、Ｍｉｃｈａｅｌ  Ｍａｄｉｇａｎ著、「フライバックコンバータに基づく単純な高力率整流器の設計」応用パワーエレクトロニクス会議及び展示会ＩＥＥＥ予稿集、１９９０、ｐｐ．  ７９２−８０１に記載される。
【００３６】
これら単段式ドライバ装置３０ａ、ｂのほとんどは、図１に例示されるような二段式ドライバ装置に比べてハードウェア部品の個数が少ないが、ＡＣ入力電圧の低周波成分をフィルタリング除去する充電コンデンサのサイズの制限のため、通常、高力率及び低知覚フリッカーを提供することができない。また、知覚フリッカーを低減するための大きな保持容量の使用のため、単段式ドライバ装置は負荷（例えばランプ）のサイズ、寿命、及び最高動作温度を著しく損なうおそれがある。
【００３７】
図３〜５は、本発明に係るドライバ装置の三つの基本的構成のいくつかの実施形態を示す。各構成（図３は構成１の実施形態を、図４は構成２の実施形態を、図５は構成３の実施形態を示す）は、昇降圧統合降圧コンバータを含む提案ドライバ装置の二つの実施形態によって示される。各構成の実施形態は、整流電源電圧を第１（トップ）スイッチング要素又は第２（ボトム）スイッチング要素に結合するために用いられる。各構成は、構成が動作中にサポートする入出力電圧範囲、及び動作中のピーク電圧及びＲＭＳ電流に関する部品ストレス（ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ  ｓｔｒｅｓｓ）において異なる。
【００３８】
三つの構成は全て自己安定挙動を示し、これは、（低周波）エネルギー保持ユニット（例えば保持容量）の両端で所定の電圧リップルで出力電流を一定に制御することを可能にする。昇圧インダクタ（昇降圧入力フィルタユニットの第１インダクタＬｍ）は、非連続導通モード用に設計され、好ましくはこのために追加ダイオード（Ｄｍ）が昇圧インダクタに直列に結合される。また、ＺＶＳは、両スイッチング要素、及び両スイッチング要素直列結合の切り替え（ハーフブリッジユニットを形成するスイッチング要素６０、６１）の両方で可能であり、降圧インダクタ（降圧出力フィルタユニットの第２インダクタＬｏ又はＬｃ）によって決定される。さらに、全ての構成が高電圧負荷、例えば複数の高電圧ＬＥＤストリングに適している。したがって、各構成のタイプ１の実施形態（図３ａ、４ａ、５ａの実施形態）とタイプ２の実施形態（図３ｂ、４ｂ、５ｂの実施形態）とは大部分において同等であり、このため、主にタイプ１の実施形態を以下に説明する。
【００３９】
図６〜１１に示すダイアグラムは、図３、４、及び５に示す三つの構成に関する。図６〜１１は図３ａ、４ａ、５ａに示す第１、第３、及び第５実施形態の低周波定常状態波形（図６、８、１０）及び高周波スイッチング波形（図７、９、１１）を示す。全ての場合において、直列結合ＬＥＤユニットを含むＬＥＤ負荷が１０Ｗ定電力で動作するよう選択され、これは出力電力が一定でなければならないことを意味する。整流ＡＣ入力信号は、ヨーロッパコンセントを参照して説明している。他の種類の負荷及び電源も使用可能である。ここに示される全ての実施形態において、最終的な力率（ｐｏｗｅｒ  ｆａｃｔｏｒ（ＰＦ））は９０％以上であり、全高調波歪（ｔｏｔａｌ  ｈａｒｍｏｎｉｃ  ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ（ＴＨＤ））は５０％未満である。
【００４０】
デューティサイクルは第１（トップ）スイッチング要素６０に言及することに留意されたい。例えば、１００％デューティサイクルは、第１（トップ）スイッチング要素６０が常にオン（閉）であり、第２（ボトム）スイッチ６１が常にオフ（開）であることを意味する。
【００４１】
図３ａは、本発明に係るドライバ装置５０ａの第１実施形態を概略的に示す。ドライバ装置５０ａは、好ましくは整流器６２によって整流される、外部電源２０（例えば電源電圧ｖｍを供給するコンセント電圧電源）からの整流電源電圧ｖｒを受ける電源入力端子５１、５２を備える。ドライバ装置５０ａは、負荷２２を駆動するための駆動電圧ｖｏ及び／又は電流ｉｏを供給するための電力出力端子５３、５４をさらに備える。
【００４２】
高電圧ノード５７と低電圧ノード５８との間には、第１及び第２スイッチング要素６０、６１を有するハーフブリッジユニット７０（スイッチングユニット又はハーフブリッジとも呼ぶ）が直列結合され、第１及び第２スイッチング要素６０、６１の間にスイッチングノード５９を形成する。本実施形態では低電力入力端子５２である電力入力端子とハーフブリッジユニット７０との間には、第１インダクタＬｍ及び第１インダクタＬｍに直列結合される直列ダイオードＤｍを備える昇降圧入力フィルタユニット７１が結合される。ハーフブリッジユニット７０と、本実施形態では低電力出力端子５４である電力出力端子との間には、第２インダクタＬｏを備える降圧出力フィルタユニット７２が結合される。
【００４３】
本実施形態においては、昇降圧入力フィルタユニット７１の出力端子５５ｂ、５５ｃは中間ノード５９及びエネルギー保持ユニット７３（好ましくは一つの保持容量Ｃｓ）に結合される。エネルギー保持ユニット７３は、さらにハーフブリッジユニット７０の低電圧ノード５８に結合される。降圧出力フィルタユニット７２の入力端子５６ａ、５６ｂは、中間ノード５９及びハーフブリッジユニット７０の低電圧ノード５８に結合される。降圧出力フィルタユニット７２の出力端子５６ｃ、５６ｄは、電力出力端子５３、５４に結合される。高電力入力端子５１は、ハーフブリッジユニット７０の高電圧ノード５７に結合される。昇降圧入力フィルタユニット７１の低電力入力端子５２、入力端子５５ａ、及び出力端子５５ｃは基準電位、好ましくはグランド電位に結合される。
【００４４】
スイッチング要素６０、６１を制御するために、制御ユニット６４（例えば、適切に設計又はプログラムされたコントローラ、プロセッサ、又はコンピュータ）が提供される。
【００４５】
本実施形態においては、高周波バイパス（デカップリング）のために、電力入力端子５１、５２の間に結合される（任意の）入力バイパスコンデンサＣｍと、電力出力端子５３、５４の間に結合される（任意の）出力バイパスコンデンサＣｏが追加される。好ましくは、入力バイパスコンデンサＣｍは、いくつかの実施形態でそうであるように整流電源電流が負になる場合に用いられる（例えば、図７参照）。
【００４６】
図３ｂは、本発明に係るドライバ装置５０ｂの第２実施形態を概略的に示す。ドライバ装置５０ａの第１実施形態と比較すると、エネルギー保持ユニット７０が高電力入力端子５１とハーフブリッジユニット７０の高電圧ノード５７との間に結合される。また、本実施形態においては、低電力入力端子５２がハーフブリッジユニット７０の低電圧ノード５８に結合され、高電力入力端子５１が昇降圧入力フィルタユニット７１に結合される。また、昇降圧入力フィルタユニット７１の入力端子５５ａがエネルギー保持ユニット７３に結合され、昇降圧入力フィルタユニット７１の出力端子５５ｂ、５５ｃがハーフブリッジユニット７０の中間ノード５９及び高電力入力端子５１に結合される。本実施形態においては、昇降圧入力フィルタユニット７１の高電力入力端子５１、入力端子５５ａ、及び出力端子５５ｃは、基準電位、好ましくはグランド電位に結合される。
【００４７】
ドライバ装置５０ａ、５０ｂの第１及び第２実施形態によれば、低周波保持容量Ｃｓは、本質的に第１インダクタＬｍ、ダイオードＤｍ、及び二つのスイッチング要素６０、６１によって形成される昇降圧コンバータの出力に、すなわち、ボトムスイッチ６１のソース電極とグランドとの間に接続される。負荷２２は、本質的に第２インダクタＬｏ及び二つのスイッチング要素６０、６１によって形成される降圧コンバータの出力に、すなわち、コンデンサＣｏに並列且つインダクタＬｏに直列に接続される。インダクタＬｏは双方向モードで動作し、両スイッチにおけるＺＶＳ動作を可能にする。
【００４８】
図６及び７は、図３ａに示すドライバ装置５０ａの第１実施形態の一つの電源サイクル中の信号ダイアグラムを示す。図６に例示される定常状態波形、及び図７に例示される電源サイクルから位相角π／２における高周波波形において、ｖｍ＝２２０Ｖｅｆｆ、５０Ｈｚ、スイッチング周波数１ＭＨｚ、Ｌｍ＝Ｌｏ＝３００μＨ、Ｐｏ＝１０Ｗ、ｖｏ＝１５０Ｖ、Ｃｓ＝１μＦ、ＰＦ＝９０％、ＴＨＤ＝４７％、スイッチ間の最大電圧ストレス＝６３２Ｖである。「ａｖ」は、スイッチングサイクルにおける平均成分を示し、「ｄ」はデューティサイクルを示す。
【００４９】
図７は、電源サイクルの位相角π／２の場合の高周波スイッチング波形におけるＺＶＳ動作を示す。コンデンサＣｍ及びＣｏは、それぞれ入力及び出力でこれらの高スイッチング周波数信号をフィルタリングして防ぐ。スイッチ間の最大電圧ストレスは、整流電源電圧ｖｒと保持容量電圧ｖｃとの和である。
【００５０】
図６に示されるように、この構成は、少なくとも整流電源電圧ピークより高い電圧に定格された低周波保持容量の使用によって特徴付けられる。このようなコンデンサは、１μＦ（１００ｎＦ／Ｗ）程度まで低くてもよく、それでも一定な出力電力及び高力率を保証する。ステップダウン変換により、負荷電圧を電源ピーク電圧（例えば、ヨーロッパコンセント電源の場合は１５０Ｖ）より著しく低くすることができる。整流入力電流ｉｒは、入力電圧源ｖｍから直接負荷２２に流れる連続電流により、ゼロになることはない。
【００５１】
図４ａは、本発明に係るドライバ装置５０ｃの第３実施形態を概略的に示す。本実施形態は、ドライバ装置５０ａの実施形態と実質的に同一であるが、本実施形態においては、負荷２２（及び出力バイパスコンデンサＣｏ）の位置がエネルギー保持ユニット７３の位置と交換されている。具体的には、エネルギー保持ユニット７３は、降圧出力フィルタユニット７２の出力端子５６ｃ、５６ｄに結合される。高電力出力端子５３は昇降圧入力フィルタユニット７１の出力端子５５ｃに結合され、低電力出力端子５４は、ハーフブリッジユニット７０の低電圧ノード５８に結合される。ここでは、第２インダクタはＬｏではなくＬｃによって示されており、これは、第１及び第２実施形態ではＬｏがＣｏに結合されている一方、本実施形態では第２インダクタＬｃがＣｓと直列に結合されていることを示すためである。  
【００５２】
図４ｂは、本発明に係るドライバ装置５０ｄの第４実施形態を概略的に示す。この実施形態はドライバ装置５０ｂの実施形態と実質的に同一であるが、本実施形態においても、負荷２２（及び出力バイパスコンデンサＣｏ）の位置がエネルギー保持ユニット７３の位置と交換されている。エネルギー保持ユニットは、降圧出力フィルタユニット７２の出力端子５６ｃ、５６ｄに結合されている。高電力出力天使５３は、昇降圧入力フィルタユニット７１の出力端子５５ｃに結合され、低電力出力端子５４は、ハーフブリッジユニット７０の低電圧ノード５８に結合されている。
【００５３】
したがって、第３及び第４実施形態によれば、負荷２２は昇降圧コンバータの出力に（すなわち、Ｃｏに並列に、且つボトムスイッチング要素６１とグランドとの間のソース電極に）接続されている。低周波保持容量Ｃｓは、両スイッチにおけるＺＶＳ動作を可能にするべく双方向モードで動作する降圧コンバータの出力に（すなわち、インダクタＬｃに直列に）接続される。
【００５４】
図８及び９は、図４ａに示すようなドライバ装置５０ｃの第３実施形態の一つの電源サイクル中の信号ダイアグラムを示す。図８に例示される定常状態波形、及び図９に例示される電源サイクルから位相角π／２の高周波波形において、ｖｍ＝２２０Ｖｅｆｆ、５０Ｈｚ、スイッチング周波数１ＭＨｚ、Ｌｍ＝２００μＨ、Ｌｃ＝４００μＨ、Ｐｏ＝１０Ｗ、ｖｏ＝４００Ｖ、Ｃｓ＝２μＦ、ＰＦ＝９１％、ＴＨＤ＝４４％、スイッチ間最大電圧ストレス＝７１１Ｖである。「ａｖ」はスイッチングサイクルにおける平均成分を示し、「ｄ」はデューティサイクルを示す。  
【００５５】
電源サイクルに対応する位相角π／２の場合の図９の高周波スイッチング波形は、ＺＶＳ動作を示す。コンデンサＣｍ及びＣｏは、これらの高スイッチング周波信号を入力及び出力でそれぞれ防ぐようフィルタリングを行う。スイッチ間の最大電圧ストレスは、整流電源電圧と負荷電圧との和である。
【００５６】
図８に示すように、この構成は、整流電源（供給）電圧ピークよりかなり低い電圧に定格された低周波保持容量の使用によって特徴づけられる。このようなコンデンサは２μＦ（２００ｎＦ／Ｗ）程度に低くてもよく、それでも一定な出力電力及び高力率を保証する。一方、負荷電圧は電源ピーク電圧（例えば、ヨーロッパのコンセント電源の場合は４００Ｖ）より高くなければならない。入力電圧源ｖｍから低周波保持容量Ｃｓに直接流れる連続的な電流のため、整流入力電流ｉｒはゼロになることがない。
【００５７】
図５ａは、本発明に係るドライバ装置５０ｅの第５実施形態を概略的に示す。この実施形態は、ドライバ装置５０ｃの実施形態と実質的に同一であるが、本実施形態においては、降圧出力フィルタユニット７２は第一スイッチング要素６０に結合される、すなわち、降圧出力フィルタユニット７２の入力端子５６ａ、５６ｂは、ハーフブリッジユニット７０の高電圧ノード５７及び中間ノード５９に結合される。本実施形態において、第２インバータＬｃは、降圧出力フィルタユニット７２の第２入力端子５６ｂと第２出力端子５６ｄとの間の接続内に設けられる。ブリッジ整流器６２が通常単方向である前述の実施形態と異なり、ブリッジ整流器６２’は双方向であることに留意されたい。
【００５８】
図５ｅは、本発明に係るドライバ装置５０ｆの第６実施形態を概略的に示す。この実施形態は、ドライバ装置５０ｄの実施形態と実質的に同一であるが、本実施形態においては、降圧出力フィルタユニット７２は第２スイッチング要素６１に接続されている、すなわち、降圧出力フィルタユニット７２の入力端子５６ａ、５６ｂは、ハーフブリッジユニット７０の中間ノード５９及び低電圧ノード５８に接続される。第５実施形態と同様に、本実施形態おいてもブリッジ整流器６２’は双方向である。
【００５９】
したがって、第５および第６実施形態によれば、負荷は昇降圧コンバータの出力に（すなわち、Ｃｏと並列に、且つボトムスイッチング要素６１のソース電極とグランドとの間に）結合されている。低周波保持容量Ｃｓは、両スイッチにおけるＺＶＳ動作を可能にするべく双方向モードで動作する降圧コンバータの出力に（すなわち、インダクタＬｃに直列に）結合されている。
【００６０】
図１０及び１１は、図５ａに示すようなドライバ装置５０ｅの第３実施形態の一電源サイクル間の信号ダイアグラムを示す。図１０に例示される定常状態波形、及び図１１に例示される電源サイクルから位相角π／２の高周波波形において、ｖｍ＝２２０Ｖｅｆｆ、５０Ｈｚ、スイッチング周波数１ＭＨｚ、Ｌｍ＝Ｌｃ＝７００μＨ、Ｐｏ＝１０Ｗ、ｖｏ＝４５０Ｖ、Ｃｓ＝２μＦ、ＰＦ＝９０％、ＴＨＤ＝４７％、スイッチ間最大電圧ストレス＝７６１Ｖ、である。「ａｖ」はスイッチサイクルの平均成分を示し、「ｄ」は、デューティサイクルを示す。
【００６１】
電源サイクルに対応する位相角π／２の場合の図１１の高周波スイッチング波形は、ＺＶＳ動作を示す。コンデンサＣｍ及びＣｏは、これらの高スイッチング周波数信号をフィルタリングする。スイッチ間の最大電圧ストレスは整流供給電圧と負荷電圧との和である。
【００６２】
図１０に示すように、この構成は整流供給電圧ピークより高い電圧に定格された低周波保持容量の使用によって特徴づけられる。このような容量は２μＦ（２００ｎＦ／Ｗ）程度に低くてもよく、それでも一定な出力電力及び高力率を保証する。負荷電圧は電源ピーク電圧（例えば、ヨーロッパのコンセント電源の場合は４５０Ｖ）より高くなければならない。整流入力電流ｉｒはゼロまで下がり負になり、これはコンセント整流の場合、双方向整流ブリッジ（図５ａ、５ｂ）の使用を示唆する。
【００６３】
次に、本発明に係る制御方法及び制御装置が説明される。図１２は、制御ユニット６４’の第１実施形態を含むドライバ装置５０ｇの他の実施形態を示す（ドライバ装置の他の部品は単一のブロック５０’で概略的に示す）。ＬＥＤ電流ｉＬＥＤが比較要素６４ａにおいて測定され、（プリセット又は可変の）基準電流ｉＬＥＤ＿ｒｅｆと比較される。制御誤差ｅｒｒ＿ｉはコントローラブロック６４ｂ（ＰＩ）内で処理され、操作変数としてのデューティサイクルｄとなる。（ゲート）ドライバブロック６４ｃにおいて、プリセットスイッチング周波数ｆｓと合わせて、スイッチング要素６０、６１の制御信号Ｓ６０、Ｓ６１を表すゲート駆動信号が形成される。
【００６４】
図１３は、スイッチング要素６０（のゲートの）タイミングダイアグラムを示す。
【００６５】
典型的には降圧コンバータで行われるように、デューティサイクルは基本的には制御誤差に関連付けられる。ドライバ装置５０ｇの実施形態に関しては、正の制御誤差ｅｒｒ＿ｉ（小さすぎる電流）はｄの増加を引き起こし、その逆も同様である。
【００６６】
自己安定挙動は、降圧出力フィルタユニットの端子に対する昇圧入力フィルタユニットの配置によって得られる。例えば、出力から取り出される平均電力より入力から引き込まれる平均電力が大きい場合、バス電圧が高くなり、ｄが減少するように制御され、入力電力が減らされる。他の実施形態も同様に動作可能である。ドライバ装置５０ａ、５０ｃ、５０ｅの実施形態に対して、ドライバ装置５０ｂ、５０ｄ、５０ｆの実施形態ではデューティサイクルの意味が切り替えらえる、すなわち、ｄが１−ｄに置き換えられる。バス電圧及びコンセント電流（ＰＦ）等の他の動作特性は、通常明確には制御されない。これらの特性は、設計及び動作選択及び許容範囲による。
【００６７】
他の実施形態においては、最大バス電圧も上記制御によって明確に制御され、特に、スイッチング周波数も操作することによって明確に制御される。出力電流を制御するためにｄを操作する一方、バス電圧の増加（例えば、高コンセント電圧又は高出力電圧に由来する）に対応してｆｓが上昇される。代わりに、Ｔ＿ｏｎ及びＴ＿ｏｆｆを別々に制御してもよいが、この場合もスイッチングパターンは同様になる。
【００６８】
基準信号ｉＬＥＤ＿ｒｅｆが可変で定格最大値よりはるかに低い場合、バス電圧が過度に高くなるのを防ぐため（すなわち、過度の昇圧を防ぐため）、他の実施形態においては上記制御はバーストモードに入る、すなわち、ｆｓより低い（例えば、１０〜１０００分の１）バースト頻度にてコンバータのスイッチをオフにする。ＰＦを改善するために、又は所定の種類の壁コンセントディマーへの適合を高めるために、バス電圧制御のための周波数変調に加えて、又はその代わりに、入力電流の変調にｆｓを用いてもよい。
【００６９】
図１４は、制御ユニット６４”の第１実施形態を含むドライバ装置５０ｈの他の実施形態を示す。図１２の実施形態に対して、制御ユニット６４”は、さらに第２コントローラブロック６４ｄ（ＰＩ）を有し、操作変数としてのスイッチング周波数ｆｓ、ｆｓ＿ｂｒｓｔが（ゲート）ドライバブロック６４ｃに供給される。第２コントローラブロック６４ｄは、入力基準電流ｉＬＥＤ＿ｒｅｆとしてバス電圧ｖｃ、入力電流ｉｒ、入力電圧ｖｍ、及び最大バス電圧ｖｃ＿ｍａｘを受ける。
【００７０】
本発明によれば、同期降圧コンバータに昇降圧コンバータが組み込まれたドライバ装置が提案される。両端は、例えばＨＶ  ＬＥＤ負荷等の負荷と、例えば一定なＬＥＤ電流及び０．９以上の力率を提供する小さな低周波コンデンサ等のエネルギー保持ユニットとに接続される。分離コンデンサ電圧レベルは、保持されるエネルギーの最小化を可能にする。昇降圧コンバータ電流は損失のないインバータスイッチングを実現し、小型化されたインダクタであっても高効率性を提供する。
【００７１】
ユニバーサル電源を含め、多様な負荷及び入力電圧範囲に対応する昇降圧統合同期降圧コンバータの好適な構成が、少なくとも三つ存在する。全ての構成が、デューティサイクル若しくはスイッチング周波数を操作することによって、又はバースティングによって、広範な負荷範囲にかけて制御可能である。
【００７２】
ドライバ装置の実施形態５０ａ、５０ｂは、主にピーク電源電圧より高い負荷（ＬＥＤストリング）電圧用に適し、例えば１２０Ｖコンセント電源及び２５０Ｖ  ＬＥＤストリング用である。実施形態５０ｃ、５０ｄは、主にピーク電源電圧よりはるかに低い負荷（ＬＥＤストリング）電圧用に適し、例えば１２０Ｖ又は２３０Ｖコンセント及び１０〜１５０Ｖ  ＬＥＤストリング電圧用である。これらの実施形態は、フィルタ及びインバータ内で低いｒｍｓ電流を示す。実施形態５０ｅ、５０ｆは、主に実施形態５０ｃ、５０ｄのような使用に適する。これらの実施形態ではバス容量の電圧ストレスが下がり、フィルタ及びインバータ内のｒｍｓ電流がいくらか上昇する。
【００７３】
いくつかの実施形態においては、一つのＺＶＳハーフブリッジコンバータと、二つのインダクタ（昇降圧コンバータ及び降圧コンバータ）が設けられる。スイッチノードは、好ましくは昇降圧インダクタ、及び昇降圧インバータ内の非連続導通モードを強めるダイオードを介して整流電源に接続される。スイッチノードは、さらに降圧インダクタに接続される。
【００７４】
降圧コンバータ出力は、構成によって、低周波保持容量又は負荷（例えば、高電圧ＬＥＤストリング）であり得る。入力電源、例えば整流コンセントは、選択されたフォーマットに応じて昇降圧コンバータの入力又は出力に接続され得る。ＬＥＤ電流のみが一定に制御されてもよいし（例えば、デューティサイクルによって）、周波数を操作するとともに、ＬＥＤ電流とバス電圧とを二つのループで制御してもよい。好ましくは、コンバータの入力及び／又は出力のために二つの高周波バイパスコンデンサが設けられてもよい。
【００７５】
本発明は、コンシューマー（消費者）用及び「プロシューマ―（生産消費者）」用ドライバに適用され、例えば２Ｗ以上で、照明装置に組み込まれて使用されたり、又はＨＶ  ＬＥＤ用の外部ＬＥＤドライバ等に適用される。他の適用例は、ＴＨＤ要求（例えば、２０％）及びＨＶ  ＬＥＤストリング負荷が緩和された非コンセント独立プロフェッショナル（又は生産者用）ドライバである。
【００７６】
以上、本発明を記載及び図面によって詳細に記述及び描写してきたが、記述及び描写はあくまで説明のためであって限定をするものではない。本発明は、開示された実施形態に限定されない。図面、明細書、及び特許請求の範囲を参照することで、当業者は、発明を実施するにあたり、開示された実施形態の他の変形例を理解及び実行できるであろう。
【００７７】
特許請求の範囲において、「有する（又は備える、含む）」という単語は他の要素又はステップを除外せず、要素は複数を除外しない。一つの要素又は他のユニットが請求項に記載の複数の項目の機能を満たしてもよい。いくつかの手段が異なる独立請求項に記載されているからといって、これらの手段の組み合わせを好適に用いることができないとは限らない。
【００７８】
請求項内の参照符号は特許請求の範囲を限定しない。
【図１】
2014524141.tif 000003
【図２ａ】
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【図２ｂ】
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【図３ａ】
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【図３ｂ】
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【図４ａ】
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【図４ｂ】
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【図５ａ】
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【図５ｂ】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【国際調査報告】
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2014524141.tif 000022
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