(57)【要約】  フィルタは、基板と、当該基板の平らな側面上に形成された１またはそれ以上の共振器構造とを具える。それぞれの１またはそれ以上の共振器構造が共振周波数を有しており、パターン化された巻き付いた伝送線を具え、複数の近接する線分と近接する線分間に位置する複数の隙間とを形成する。近接する線の平均幅と隙間の平均幅の合計に占める基板の厚さの割合は、０．５０以下である。このフィルタはさらに、１またはそれ以上の共振器構造の一端と接続した入力端子と、１またはそれ以上の共振器構造の別の端部と接続した出力端子とを具える。【選択図】図６
2011516005.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
基板と；
前記基板の平らな側面上に形成され、それぞれが共振周波数を有し、パターン化された巻き付いた伝送線を具えて、複数の近接する線分および前記近接する線分間に位置する複数の隙間を形成する１またはそれ以上の共振器構造であって、前記近接する線の平均幅と前記隙間の平均幅の合計に占める前記基板の厚さの割合が０．５０と等しいかそれ未満である１またはそれ以上の共振器構造と；
前記１またはそれ以上の共振器構造の一端と接続する入力端子と；
前記１またはそれ以上の共振器構造の他の端部と接続する出力端子とを具えることを特徴とするモノリシックフィルタ。
【請求項２】
請求項１に記載のフィルタにおいて、当該フィルタが狭帯域フィルタとして動作できるように、前記入力端子および前記出力端子が前記１またはそれ以上の共振器構造に接続されることを特徴とするフィルタ。
【請求項３】
請求項１に記載のフィルタにおいて、前記巻き付いた伝送線が、スパイラルイン、スパイラルアウト構成を有することを特徴とするフィルタ。
【請求項４】
請求項１に記載のフィルタにおいて、前記割合が、０．３０と等しいかそれ未満であることを特徴とするフィルタ。
【請求項５】
請求項１に記載のフィルタにおいて、前記割合が、０．２０と等しいかそれ未満であることを特徴とするフィルタ。
【請求項６】
請求項１に記載のフィルタにおいて、前記割合が、０．１０と等しいかそれ未満であることを特徴とするフィルタ。
【請求項７】
請求項１に記載のフィルタにおいて、前記基板が、誘電材料で構成されることを特徴とするフィルタ。  
【請求項８】
請求項７に記載のフィルタがさらに、前記基板の他の平らな側面上に配置された導電性地板を具えることを特徴とするフィルタ。
【請求項９】
請求項１に記載のフィルタにおいて、それぞれの前記１またはそれ以上の共振器構造が、矩形であることを特徴とするフィルタ。
【請求項１０】
請求項１に記載のフィルタにおいて、それぞれの前記１またはそれ以上の共振器構造が、円形であることを特徴とするフィルタ。
【請求項１１】
請求項１に記載のフィルタにおいて、それぞれの前記１またはそれ以上の共振器構造が、平らな構造であることを特徴とするフィルタ。
【請求項１２】
請求項１に記載のフィルタにおいて、前記巻き付いた伝送線が、高温超伝導体（ＨＴＳ）材料で構成されることを特徴とするフィルタ。
【請求項１３】
請求項１に記載のフィルタにおいて、それぞれの前記１またはそれ以上の共振器構造が、各前記共振器構造の共振周波数における全波長の公称線形電気的長さを有することを特徴とするフィルタ。
【請求項１４】
請求項１に記載のフィルタにおいて、前記１またはそれ以上の共振器構造が、互いに連続して接続された複数の共振器構造を含むことを特徴とするフィルタ。
【請求項１５】
請求項１４に記載のフィルタにおいて、それぞれの前記共振器構造が、各前記共振器構造の共振周波数における全波長の公称線形電気的長さを有しており、前記フィルタが高次モードで動作できるように、前記入力端子および前記出力端子が前記共振器構造に接続されることを特徴とするフィルタ。
【請求項１６】
請求項１に記載のフィルタにおいて、前記共振周波数が、マイクロ波の範囲内であることを特徴とするフィルタ。
【請求項１７】
請求項１６に記載のフィルタにおいて、前記共振周波数が、８００乃至２，２００ＭＨｚの範囲内であることを特徴とするフィルタ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
連邦政府による資金提供を受けた研究開発の記載
米国政府は、本発明内に支払い済みライセンスを持つことがあり、国防総省によって設立されたＤｅｆｅｎｓｅ  ＭｉｃｒｏＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ  Ａｃｔｉｖｉｔｙ（ＤＭＥＡ）に認められた契約条件Ｈ９４００３−０５−Ｃ−０５０８によって規定されるような妥当な条件に対して、制限された状況で特許権者が他人にライセンスを与えるために必要な権利を有しうる。
【０００２】
関連出願
本出願は、２００８年３月２５日出願の米国仮特許出願第６１／０７０，６３４号、および２００９年３月２５日出願の第６１／１６３，１６７号の権利を主張するものであり、参照により本明細書に明確に組み込まれる。
【０００３】
本発明は一般にマイクロ波フィルタに関し、より具体的には、狭帯域の用途向けに設計されたマイクロ波フィルタに関するものである。
【背景技術】
【０００４】
電気フィルタは、電気信号の処理に長く用いられてきた。特に、このような電気フィルタは、所望の信号周波数を通過させて、その他の不要な電気信号周波数を遮断または減衰することにより、入力信号から所望の電気信号周波数を選択するために使用される。フィルタは、いくつかの一般的なカテゴリに分類することができ、それには低域通過フィルタ、高域通過フィルタ、帯域通過フィルタ、および帯域除去フィルタが含まれ、そのフィルタによって選択的に通される周波数の種類を示している。さらに、フィルタは、バターワース、チェビシェフ、逆チェビシェフおよびエリプティクのような種類によって分類することができ、理想的な周波数応答に対してフィルタが与えるバンド形状周波数応答（遮断周波数特性）の種類を示している。
【０００５】
使用されるフィルタの種類は、多くの場合、使用目的に依存する。通信用途では、帯域通過フィルタは、１またはそれ以上の予め設定した帯域以外のＲＦ信号を除去または遮断するために、セルラ基地局およびその他の電気通信機器においてこれまで使用されている。例えば、そのようなフィルタは、基地局または電気通信機器の受信器の部品に悪影響を与えるであろうノイズおよび望ましくない信号を除去するために、典型的には受信器のフロントエンドで用いられる。境界が明確な帯域通過フィルタを受信アンテナ入力に直接配置することにより、多くの場合、所望の信号周波数に近傍の周波数における強い干渉信号によりもたらされる様々な悪影響を取り除くことができるであろう。受信アンテナ入力にフィルタを配置するため、雑音指数によって評価されるような受信器の感度を低下させないように、挿入損失は非常に低くしなければならない。多くのフィルタ技術において、低挿入損失を実現するには、フィルタの急峻性（ｓｔｅｅｐｎｅｓｓ）または選択感度において、それに応じた妥協が必要となる。
【０００６】
商用通信の用途では、狭帯域フィルタを用いて最小限の通過帯域を除去して、固定周波数スペクトルをできるだけ多くの周波数帯域に分割可能とし、それにより、固定スペクトルに適応することができる実際のユーザ数を増加させることは、多くの場合望ましい。無線通信の激増により、このようなフィルタリングは、ますます不利な周波数スペクトルにおいて、高度の選択性（周波数の僅かな違いによって分けられる信号同士を区別する能力）と高度の感度（弱い信号を受信する能力）とを提供すべきである。とりわけ注目すべきは、約８００乃至２，２００ＭＨｚの範囲の周波数である。米国においては、８００乃至９００ＭＨｚの範囲は、アナログセルラ通信用に使用されている。パーソナル通信サービス（ＰＣＳ）は、１，８００乃至２，２００ＭＨｚの範囲内で利用されている。
【０００７】
マイクロ波フィルタは、一般に２つの回路構成部、すなわち、１つの周波数ｆ０で非常に効率よくエネルギを蓄積する複数の共振器と、それらの共振器間の電磁エネルギを結合して複数の段または極を形成するカップリングとを使用して構築される。例えば、４極フィルタは、４つの共振器と、信号入力、共振器および信号出力の間の５つのカップリングとを含んでもよい。所定のカップリングの強さは、そのリアクタンス（すなわち、インダクタンスおよび／またはキャパシタンス）によって決定される。相対的なカップリングの強さがフィルタ形状を決定し、カップリングのトロポジはフィルタが帯域通過または帯域除去機能のどちらを実行するかを決定する。共振周波数ｆ０は、各共振器のインダクタンスおよびキャパシタンスによって主として決定される。従来のフィルタ設計において、フィルタがアクティブとなる周波数は、フィルタを構成する共振器の共振周波数によって決められる。各共振器は、上述した理由に対して、フィルタの応答を鋭く高選択的にできるように、内部抵抗が非常に低くなくてはならない。この低い抵抗に対する要件は、所与の技術において、共振器のサイズおよび費用を増大させる傾向がある。マイクロ波フィルタは通常、複数の共振周波数を有しており、マイクロ波フィルタが異なるモードで動作できるようにしている。これらの共振周波数は、基本周波数ｆ０および基本周波数ｆ０の倍数（例えば、２ｆ０、３ｆ０等）または基本周波数ｆ０の係数の倍数（例えば、２ｆ０／ｎ、３ｆ０／ｎ等）を含む。
【０００８】
歴史的に、フィルタは、常伝導、すなわち、非超伝導の導体を使用して製造されてきた。これらの導体は固有の損失を有しており、その結果、それらから作られた回路は異なる程度の損失を有する。共振回路にとって、損失は特に重要である。デバイスのＱ値（Ｑ：ｑｕａｌｉｔｙ  ｆａｃｔｏｒ）は、その電力散逸または損失の程度である。例えば、高いＱを持つ共振器の損失は少ない。マイクロストリップまたはストリップライン構造の常伝導金属から製造された共振回路は、通常、最大で約４００のＱ値を有する。１９８６年における高温超伝導性の発見により、高温超伝導体（ＨＴＳ）材料から電気デバイスを製造する試みがなされてきた。ＨＴＳのマイクロ波特性は、その発見以来、大きく改善されてきた。エピタキシャル超伝導体薄膜は、現在、日常的に作られて市販されている。
【０００９】
現在、できる限り小さいマイクロストリップ狭帯域フィルタが望ましいとされる多くの用途が存在する。これは、非常に高い共振器Ｑを持つ小さいサイズのフィルタを得るためにＨＴＳ技術が使用される無線用途に対して特に当てはまる。必要なフィルタは、多くの場合、いくつかのクロスカップリングと共に、おそらく１２またはそれ以上の共振器を有する非常に複雑なものである。けれども、使用可能な基板の利用可能なサイズは、通常限られている。例えば、ＨＴＳフィルタに可能なウエハは、通常、わずかに２または３インチの最大サイズである。このため、できる限り小さいフィルタを実現し、高品質のパフォーマンスを維持する手段が非常に望ましい。狭帯域マイクロストリップフィルタ（例えば、約２％、特に１％またはそれ未満の帯域幅）の場合では、このサイズの問題が非常に厳しくなることがある。
【００１０】
この種のフィルタの大きさを増大させる要因は様々である。フィルタサイズは、通常、フィルタの中心周波数が低下した場合、挿入損失目標が低下した場合、必要な共振器の数が増加した場合、耐電力（圧縮、相互変調）要求が増加した場合、あるいは最隣接ではない近位の共振器間の浮遊結合が無視するには大きすぎる場合に増加する。これらの何れかによって、限定された小さい基板サイズによる制約ができるために、フィルタが実現できなくなる。
【００１１】
フィルタの高品質なパフォーマンスを維持するために、フィルタ構造内のピーク電流密度をできる限り小さくすることが望ましい。米国特許第６，０２６，３１１号に記載されているように、基板の厚さに対してマイクロストリップラインの幅およびライン間の隙間を増加させることにより、フィルタ構造内のピーク電流密度を減少させることができる。つまり、大電流が予想される場合、フィルタ構造の領域内の電流密度を最小限にするために、幅広いマイクロストリップラインがその領域内で使用され、その結果、そのフィルタの耐電力特性が増加する。しかしながら、マイクロストリップを通って流れる比較的高い電流は、周辺構造に干渉する比較的大きな電磁場を作り出す。従って、フィルタが複数の共振器を有している場合、それぞれの共振器に発生する電場が互いに干渉するのを防ぐために、箱状の構造を各共振器の周りに配置することがある。しかしながら、これらの箱状の構造によって、フィルタのサイズや費用が増加する。
【００１２】
サイズおよび損失に対する考慮に加えて、本発明において特に重要な点は相互変調歪（ＩＭＤ）の最小化であり、マイクロ波およびＲＦ増幅器の設計において益々重要になってきた。ＩＭＤは、非線形装置の入力に２またはそれ以上の異なる周波数の信号がある場合に起こる望ましくない現象であり、その結果、望ましいフィルタの調和周波数とは異なる周波数でスプリアス放射が発生する。相互変調成分の周波数は、本来の入力信号の周波数と数値的に関係しており、ｆ１が第１の信号の周波数であり、ｆ２が第２の信号の周波数であって、ｍ、ｎ＝０、１、２、３．．．．である場合、方程式：ｍｆ１±ｎｆ２  、によって算出できる。相互変調成分は、ｍ＋ｎの合計によって与えられる歪成分と共に様々な程度で発生する。従来のフィルタ設計技術では、高次相互変調モードが込み合っているため、高次モードでのフィルタの動作（すなわち、基本周波数f０以上から第２の共振周波数に相当するモード）を実現不可能にしている。
【００１３】
従って、望ましくなモードアクティビティを最小限にして、非常に高い無負荷Ｑを実現しながら、小さいサイズのフィルタを提供する必要がある。
【発明の概要】
【００１４】
本発明によると、モノリシックフィルタは、基板（例えば、誘電材料で構成されたもの）と、基板の平らな側面上に形成された１またはそれ以上の共振器構造（実際に平らであってもよい）とを具えている。一実施形態では、フィルタはマイクロストリップフィルタの形状をしており、ひいては他の基板の平らな側面上に配置された連続する地板を具える。それぞれの（複数の）共振器構造は、例えば、マイクロ波の範囲内（例えば、８００乃至２，２００ＭＨｚの範囲内）の共振周波数を有している。各共振器構造は、パターン化された巻き付いた伝送線（例えば、スパイラルイン、スパイラルアウト構成）を具えており、複数の隣接する線分と、隣接する線分間に位置する複数の隙間とを形成する。一実施形態では、巻き付いた伝送線は、高温超伝導体（ＨＴＳ）材料で構成される。フィルタはさらに、１またはそれ以上の共振器構造の一端と接続する入力端子と、１またはそれ以上の共振器構造の別の端部と接続する出力端子とを具える。入力端子および出力端子は、フィルタが狭帯域フィルタとして動作できるように（複数の）共振器構造と接続してもよい。
【００１５】
近接する線の平均幅と隙間の平均幅の合計に占める基板の厚さの割合は、０．５０以下である。一実施形態では、この割合は０．３０以下である。他の実施形態では、この割合は０．２０以下である。さらに他の実施形態では、この割合は０．１０以下である。それぞれの共振器構造は、例えば、矩形または円形といった任意の形状を有してもよい。更に他の実施形態では、各共振器構造は、各共振器構造の共振周波数における全波長の公称線形電気的長さ（ｎｏｍｉｎａｌ  ｌｉｎｅａｒ  ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ  ｌｅｎｇｔｈ）を有する。フィルタが複数の共振器構造を具えている場合、それらは互いに連続して連結されてもよい。この場合、それぞれの共振器構造は、各共振器構造の共振周波数における全波長の公称線形電気的長さを有していてもよく、入力端子および出力端子は、フィルタが高次モードで動作できるように共振器構造と接続してもよい。
【００１６】
本発明のその他および更なる態様と特徴は、以下の好適な実施形態の詳述を読むと明らかであり、好適な実施形態は本発明を限定ではなく例示することを意図している。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
図面は、本発明の好ましい実施形態の設計および有用性を示しており、それら図面において、類似の構成要素は、共通の符号で引用されている。本発明の上述およびその他の利点および目的がどのように得られるのかをより良く理解するために、簡単に上述した本発明のより詳細な説明が、添付図面に記載されるその具体的な実施形態を参照することによって提供される。それら図面は、本発明の典型的な実施形態のみを描いており、よってその範囲を限定するものとみなすべきではなく、添付図面の使用を通じて追加的な具体性および詳細について本発明の記載および説明を行うことを理解されたい。
【００１８】
【図１】図１は、従来技術のスパイラルイン、スパイラルアウト共振器フィルタの平面図である。
【図２】図２は、図１の従来技術のスパイラルイン、スパイラルアウト共振器における線２−２の断面図である。
【図３】図３は、本発明により構成された、基本スパイラルイン、スパイラルアウト共振器構造の平面図である。
【図４】図４は、図３のスパイラルイン、スパイラルアウト共振器構造における線４−４の断面図である。
【図５】図５は、図４のスパイラルイン、スパイラルアウト共振器構造における線５−５の拡大図である。
【図６】図６は、本発明により構成された共振器の平面図であって、当該共振器は、図３に示す２つのスパイラルイン、スパイラルアウト共振器構造を使用している。
【図７】図７は、先行技術の二波長スパイラルイン、スパイラルアウト共振器と比較した、図６の二波長共振器の平面図である。
【図８】図８は、本発明により構成された別の共振器の平面図であって、当該共振器は、２つの円形スパイラルイン、スパイラルアウト共振器構造を使用している。
【図９】図９は、本発明により構成された単一共振器フィルタの平面図であって、当該フィルタは、単一の高次共振器を形成するように互いに連結された、図６に示す８つの共振器を使用している。
【図１０】図１０は、図９におけるフィルタの計算周波数応答のプロットである。
【図１１】図１１は、本発明により構成された、２種類の共振器における正規化入力電力に対する正規化した相互変調歪を示すプロットであって、１種類は留め継／丸角を有しており、別の種類は非留め継／丸角を有している。
【図１２】図１２は、本発明により構成された複数共振器フィルタの平面図であり、当該フィルタは、図６に示す４つの共振器を使用している。
【図１３】図１３は、図１２におけるフィルタの計算周波数応答のプロットである。
【図１４】図１４は、本発明により構成された複数共振器フィルタの平面図であり、当該フィルタは、図６に示す２つの共振器を使用している。
【図１５】図１５は、図１４におけるフィルタの計算周波数応答のプロットである。
【図１６】図１６は、本発明により構成された複数共振器フィルタの平面図であり、当該フィルタは図６に示す１０の共振器を使用している。
【図１７】図１７は、本発明により構成された８つの二波長共振器を使用する複数共振器フィルタの平面図である。
【図１８】図１８は、図１７におけるフィルタの計算周波数応答のプロットである。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
共振器線幅を最大にして共振器内のピーク電流密度を減少させる従来のアプローチとは異なり、フィルタ基板に対する共振器線および隙間を減少させると、高いＱ値と固有の耐電力特性を示す比較的小さいフィルタをもたらすということが発見されてきた。従来の考えとは反対に、高次モードでも動作する高次フィルタは、簡単には近位のモードで励起せず、その結果、再入モードがない非常に広い帯域を有する非常に明確な広帯域応答となり、さらに高温超伝導体（ＨＴＳ）材料を用いることによって非線形効果も減少させることが発見された。
【００２０】
以下に記載するラジオ周波数（ＲＦ）フィルタの例示的な実施形態では、共振器線の境界周辺のピーク電流を減少させる機能により、全波長（λ）スパイラルイン、スパイラルアウト共振器が用いられる。このフィルタは、所望の周波数範囲内、例えば８００乃至９００ＭＨｚまたは１，８００乃至２，２２０ＭＨｚの通過帯域を有する帯域通過フィルタとして用いられる。通常の場合では、ＲＦフィルタは、所望の周波数範囲外のエネルギを拒絶する、広い通過帯域フィルタの後部の受信器（図示せず）のフロントエンド内に配置される。
【００２１】
図１および図２に示すように、従来のフィルタ１０について最初に記載する。従来のフィルタ構造１０は、基板１２と、基板１２の平らな側面（上側）上にパターン化されたスパイラルイン、スパイラルアウト（ＳＩＳＯ）共振器構造１４とを具えている。
【００２２】
製造を容易にするため、共振器構造１４は、フォトリソグラフィのような従来の技術を使って、基板１２上にモノリシックに形成することができる。例示的な実施形態では、共振器構造１４は、エピタキシャルの薄いフィルムのタリウム・バリウム・カルシウム・銅酸化物（ＴＢＣＣＯ）またはイットリウムバリウム銅酸化物（ＹＢＣＯ）のようなＨＴＳ材料で構成してもよい。代替的には、共振器構造１４は、設計者がＨＴＳ材料と互換性がない基板を利用できるような、二ホウ化マグネシウム（ＭｇＢ２）、ニオブ、または転移温度が７７Ｋ未満の他の超伝導体といった超伝導体で構成してもよい。代替的には、共振器構造１４はアルミニウム、銀または銅といった常伝導金属で構成されてもよいが、これらの材料において抵抗損失が増加するため、本発明の適用範囲を制限する可能性がある。
【００２３】
基板１２は、ＬａＡｌＯ３、酸化マグネシウム（ＭｇＯ）、サファイア、またはポリイミドといった誘電材料で構成することができる。例示的な実施形態では、従来のフィルタ１０はマイクロストリップ構造を有しており、ひいては共振器構造１４と反対側の基板１２の他の平らな側面（底側）上に配置された連続的な地板１６をさらに具えている。代替的には、従来のフィルタ１０がストリップライン構造を有している場合、フィルタ１０は、各誘導性基板の間に挟まれている共振器構造１４と共に、別の誘導性基板（図示せず）を代わりに具えてもよい。このフィルタ１０はさらに、入力端子（パッド）１８と、フィルタ１０が狭帯域特性を有するように構成する方法で共振器構造１４に接続された出力端子（パッド）２０とを具えている。
【００２４】
共振器構造１４は、ＳＩＳＯ構造を形成するようにパターン化された、巻き付いた伝送線２２を具えている。通常、ＳＩＳＯ構造は、それ自体の上に巻き付けられた導体であり、単一の１８０°湾曲部２６によって互いに接続された、２本の平行な線２４を形成する。２本の線２４は湾曲部２６の周りを同じ方向にらせん状に回り、１本の線２４の端部は一方向で構造を出て入力端子１８と接続し、他の線２４の端部は反対の方向に構造を出て出力端子２０と接続する。換言すると、伝送線２２の一端は左に複数回転して、合わせると少なくとも３６０°にわたって回転しており、伝送線２２の他の端部は右に複数回転して、合わせると少なくとも３６０°にわたって回転する。右に少なくとも２度回転する間に、左に少なくとも１度回転し、左に少なくとも２度回転する間に、右に少なくとも１度回転する。このような様々なＳＩＳＯ共振器構造の種類を記載する更なる詳細が、米国特許第６，０２６，３１１号に開示されている。
【００２５】
図２に示すように、伝送線２２は、複数の線分３２および線分３２間の複数の隙間または空間３４を形成する。伝送線２２は、線分３２の幅および線分３２間の隙間３４と同じ程度の影響範囲３６を有する電磁場を発生する。特に、ＳＩＳＯ構造の結果、近接する線分３２における電流は単一指向性であり、共振器構造１４内の伝送線２２の境界周囲のピーク電流の大きさを減少させる傾向がある。
【００２６】
図２に示す実施形態では、線分３２の平均幅（この場合、０．２５０ｍｍ）と隙間３４の平均幅（この場合、０．２５０ｍｍ）との合計に占める基板１２の厚さ３８（この場合、０．５００ｍｍ）の割合は比較的大きく（この場合、１）、共振器構造１４自体をはるかに超えて延在する電磁場が発生し、その結果、共振器構造１４と基板１２の下に配置された地板１６との間、および基板１２の上に電気的に接地しているフタを含む任意の金属要素に比較的大きな影響範囲３６をもたらす。
【００２７】
図３および図４に示すように、本発明の実施形態により構成されたフィルタ５０についてここで説明する。従来のフィルタ構造１０のように、フィルタ５０は、基板５２と、基板５２の平坦な側面（上側）上にパターン化されたスパイラルイン、スパイラルアウト（ＳＩＳＯ）共振器構造５４と、共振器構造５４と反対側の基板５２の他の平坦な側面（底側）上に配置された連続的な地板５６と、フィルタ５０が狭帯域特性を有するように構成された方法で共振器構造５４と接続する入力端子（パッド）５８および出力端子（パッド）６０とを具える。共振器構造１４のように、共振器構造５４は、ＳＩＳＯ構造を形成するようにパターン化された、巻き付いた伝送線６２を具えており、複数の線分７２と線分７２間に介在する隙間７４とを形成する。
【００２８】
従来の共振器構造１４とは著しく異なり、線分７２の平均幅（この場合、０．０５０ｍｍ）と線分７２間の隙間７４の平均幅（この場合、０．０２５ｍｍ）の合計に占める基板５２の厚さ（この場合、０．５００ｍｍ）の割合は比較的小さい。例示的な実施形態におけるこの割合は０．１５だが、この割合は０．５０以下でもよく、好適には０．３０以下であり、更に好適には０．２０以下である。線分７２の幅および間にある隙間７４の幅は均一だが、幅および隙間に占める基板厚さの割合が比較的小さい限り、線分７２の幅、ならびに隙間７４の幅は不均一であってもよいということに注目すべきである。
【００２９】
従って、このように割合が低いと発生する電磁場は共振器構造１４を超えて延在せず、それにより、共振器構造１４と基板５２の下に配置された地板５６との間、および基板５２の上に電気的に接地しているフタを含む金属要素への影響範囲７６が比較的小さくなる。このことにより、共振器構造５４を囲んでいる損失の多い金属要素と結合することなく、物理的に平らな共振器構造５４が３次元の外観（すなわち、ドーナツまたはトロイド形状の電磁場）を示すことが可能となり、従って、より効率的なエネルギ貯蓄を誘発する。すなわち、共振器構造５４と外界との間の相互作用が最小であるため、共振器構造５４はさらにエネルギ効率がよくなる。
【００３０】
入力端子５８および出力端子６０を介する共振器構造５４へのダイレクト容量性カップリングは、共振器構造５４の高電圧端部において達成できる。電流ノードが共振器構造５４の幾何学中心に発生するように、共振器構造５４の高電圧端部の長さを外部負荷に応じて調整してもよく、米国特許第６，０２６，３１１号に記載されているように、伝送線６２の境界部ならびに共振器構造５４の境界部に境界部電流の低下を誘発する。
【００３１】
共振器構造５４の電流密度は、線分の幅とその隙間に相当するセルサイズを有する全波平面プログラムＳｏｎｎｅｔを使用して計算した。Ｓｏｎｎｅｔは、最も強い電流密度に赤を使用し、電流が弱くなるにつれて、色彩が虹の色の順序で変化していき、最も弱い電流密度で青となる。グレイスケールにおいて見られるように、対応する電流密度は、最も強い電流密度を表す非常に暗い灰色から、中間の電流密度を表す非常に明るい灰色または白色へと変動し、非常に低い電流密度を表す黒に近い色となる。  
【００３２】
図３に示すように、比較的低い電流密度領域８０は共振器構造５４の中心および伝送線６２の端部に位置しており、全波長構造について３つの電流ノードを示し（すなわち、全波長伝送線に対して、第１の零電流ノードは伝送線の始端であり、第２の零電流ノードは伝送線の中間であり、第３の零電流ノードは伝送線の終端である）、比較的高い電流密度領域８２は共振器構造５４の外縁に位置しており、全波長構造について２つの電流ピークを示す（すなわち、全波長伝送線について、第１の電流ピークは伝送線のスパイラルイン部の中間点であり、第２の電流ピークは伝送線のスパイラルアウト部の中間点である）。
【００３３】
本発明により構成された単一の共振器構造は、類似した従来のモノリシック共振器よりもさらに小さい、および／または従来のモノリシック共振器よりも著しく低い周波数で動作しうる設計の高次共振器の構成要素として用いることができる。これらの共振器は、高次モードで共振器が動作するように設計されたフィルタに用いることができる。これらの高次モードは簡単には近位のモードで励起せず、エントラントモードがない非常に明確な広帯域応答をもたらし、好適な共振器を３倍外れるスプリアスモードの兆候はない。このような共振器は、全波モード操作において動作してもよい（ｎλ、ｎは任意の整数）（例えば、第２の（λ）、第４の（２λ）、第６の（３λ）等）。これらの高次共振器はさらに、高い耐電力特性を有している。共振器は、所望の高次モード前後に設計することができる。すなわち、エネルギが他のモードと殆ど結合しないように、共振器を選択した高次モードに調整してもよい。
【００３４】
例えば、図６に示すように、２つの基本共振器構造５４を連続して接続し、二波長（２λ）共振器１００を形成する。基本共振器構造５４の伝送線の幅および隙間に占める基板の厚さの割合は比較的に小さいため、さらに電磁場が基板の表面近くに限定され、これにより、基本共振器構造５４の遠距離効果が実質的に減少し、共振器構造５４の近位に近付くことが可能となり、かつ小型の高次フィルターが可能となる。
【００３５】
共振器構造５４へのダイレクト容量性カップリングは、中央電流ノードまたはその周囲において達成することができ、これにより、共振器がｎλ／２モードで共振している場合、中央容量性カップリングノードにおける局所電圧がほぼ零であるため、共振器構造５４の他のモードは簡単には励起しない。このモデリングは、フィルタは多くの場合、近傍の周波数に間違って調整され、結合されるエネルギは実際には非常に小さいにもかかわらず、近傍の（ｎ±１）λモードは励起しうるということを示している。同一周波数で動作するように設計された、図８に示す従来の二波長（２λ）共振器４０と比較すると、二波長（２λ）共振器１００の底面積のサイズは非常に小さい。
【００３６】
図６に示すように、比較的低い電流密度領域８０は、各共振器構造５４の中心、伝送線６２の端部、および共振器構造５４間の伝送線６２の中心に位置して、二波長構造について５の電流ノードを示しており、２つの比較的高い電流密度領域８２は共振器構造５４の外縁に位置して、二波長構造について４の電流ピークを示している。
【００３７】
高次共振器１００のサイズが減少すると、基板部分が減少してマイクロ波ユニットが小さくなるため費用が低下し、常伝導金属（非ＨＴＳ）フィルタを携帯電話の用途に使用できる程度に十分小さく作ることができる可能性が高くなるということを理解されたい。ＨＴＳの用途に対して、小さいサイズのフィルタは低温ヘッド負荷全体を著しく減少させることができ、より小さく、消費電力が低い低温冷却器の利用が可能となる。共振器の長さが増える（第４のモードまたはそれ以上）と、伝送線の長さに沿って複数のピークを取り込み、共振器におけるピーク電流を減少させることにより、ＨＴＳのような材料の非線形効果を幾らか減少させる効果がある。これらの高次モードはまた、低いモードよりも放射が少なく、従って、フィルタサイズをさらに減少させることが可能となる。これは主に、線の幅と隙間に占める基板厚さの割合が低いため、電磁場が共振器から離れて延在せず、近位の共振器の地板ではなく、同じ共振器の他の部分と選択的に相互作用するためである。
【００３８】
基本共振器構造を矩形の形状として図示してきたが、基本共振器構造は他の形状を有してもよいと理解すべきである。例えば、図８を参照すると、２つの円形共振器構造１５４を連続して接続して、二波長（２λ）共振器１５０を形成している。基本共振器構造５４のように、それぞれの円形共振器構造１５４は、ＳＩＳＯ構造を形成するようにパターン化された、巻き付いた伝送線１６２を具えており、複数の線分１７２と線分１７２間に介在する隙間１７４とを形成している。線分１７２の平均幅と線分１７２間の隙間１７４の平均幅の合計に占める基板の厚さの割合は比較的小さい。共振器構造１５４の電流密度は、線分の幅とその間の隙間に相当するセルサイズを有する全波平面プログラムＳｏｎｎｅｔを用いて算出した。
【００３９】
図８に示すように、比較的低い電流密度領域１８０は、各共振器構造１５４の中心、伝送線１６２の端部、共振器構造１５４間の伝送線１６２の中心に位置し、二波長構造について５の電流ノードを示しており、２つの比較的高い電流密度領域１８２は共振器構造５４の外縁に位置し、二波長構造について４の電流ピークを示している。
【００４０】
本明細書に記載している共振器構造は、信号を送信する目的で使用する場合にその耐電力特性を増加させるため、２λよりも大きい波長で動作できる共振器を提供するように組み合わせられるということを理解すべきである。例えば、図９を参照すると、単一の共振器１９０は、入力ポート１９４と出力ポート１９６との間に連続して接続された８の基本共振器構造１９２を具えており、９ｄＢに向上した耐電力（すなわち、３つの連続した２重共振器（２３））を提供する。それぞれの共振器構造１９２は、基板の厚さに対する線分の幅および介在する隙間が比較的に小さいという点で、前述した共振器構造５４と類似している。得られた共振器１９０は、多くのｎλモードにおいて動作しうる効果的な波長の８λを有している。共振器１９０の計算周波数応答（Ｓ１１およびＳ２１）を図１０に示す。複数の基本共振器構造を用いてフィルタの耐電力を増加させる技術の更なる詳細については、米国特許出願公開第２００８−０２７８２６２（Ａ１）号に開示されている。
【００４１】
本明細書に記載する共振器の角は、所望のＩＭＤ勾配を作るために形成してもよい。例えば、図１１を参照すると、丸角／留め継角または面取り角を有する共振器のＩＭＤおよび直角の角を有する共振器のＩＭＤが、正規化入力電力に対して測定された。図示のように、丸角を有する共振器は３のＩＭＤ勾配を示し、直角の角を有する共振器は４のＩＭＤ勾配を示した。従って、フィルタが比較的低い電力レベルまたは比較的高い電力レベルで動作するか否かに応じて、共振器の角を有意に形成してもよい。
【００４２】
前述の共振器を接続して、複数共振器フィルタを形成してもよい。例えば、図１２を参照すると、帯域通過フィルタ２００は、４つの二波長（２λ）共振器１００と、容量性カップリング２１２を介して第１の共振器１００（１）と接続する入力端子２０８と、容量性カップリング２１４を介して第４の共振器１００（４）と接続する出力端子２１０とを具えている。第２の共振器１００（２）および第３の共振器１００（３）は、第２の共振器１００（２）と第３の共振器１００（３）との間の固有の接続を増強する手段として、導体２１６を介してその上部と下部で接続されている。共振器１００の電流密度は、線分の幅とその隙間に相当するセルサイズを有する全波平面プログラムＳｏｎｎｅｔを用いて算出した。図１２に示すように、比較的低い電流密度領域２２０は、各共振器１００の中央および伝送線の端部に位置しており、比較的高い電流密度領域２２２は、第２および第３の共振器１００（２）、１００（３）の外縁に位置している。共振器フィルタ２００の計算周波数応答（Ｓ１１およびＳ２１）を図１３に示す。
【００４３】
他の実施例として、図１４を参照すると、帯域通過フィルタ２５０は、２つの１６波長（１６λ）共振器１９０と、第１の共振器１９０（１）と接続する入力端子２５２と、第２の共振器１９０（２）と接続する出力端子２５４とを具えている。共振器フィルタ２５０の計算周波数応答（Ｓ１１およびＳ２１）を図１５に示す。さらに他の実施例として図１６を参照すると、帯域通過フィルタ３００は、１０の１６波長（１６λ）共振器１９０と、第１の共振器１９０（１）と接続する入力端子３０２と、第１０の共振器１９０（１０）と接続する出力端子３０４とを具えている。第２の共振器１００（２）および第５の共振器１００（５）は、クロスカップリング３０６を介して上部と下部で接続されており、第６の共振器１００（６）および第９の共振器１００（９）は、クロスカップリング３０６を介して上部と下部で接続されており、その結果、阻止帯域の近くに伝送ゼロを作り出し、チェビシェフのような反応から疑似エリプティク反応までおこる。これは、通過帯域からさらに離れたところの除去を犠牲にして、フィルタの近位帯域の選択性（除去勾配）を高めるためになされる。
【００４４】
更に他の実施例として、図１７を参照すると、帯域通過フィルタ３５０は、８つの二波長（２λ）共振器３５２と、容量性カップリング３６２を介して第１の共振器３５２（１）と接続する入力端子３５８と、容量性カップリング３６４を介して８つの共振器３５２（８）と接続する出力端子３６０とを具えている。それぞれの共振器３５２は、線分の線幅が０．０１ｍｍ、線分間の隙間幅が０．００５ｍｍである点を除いて、図６に示す共振器１００と同一である。従って、線分の平均幅と隙間の平均幅の合計に占める基板の厚さの割合は０．０３である。共振器フィルタ３５０の計算周波数応答（Ｓ１１およびＳ２１）を図１８に示す。
【００４５】
本発明における特定の実施形態について図示および記載してきたが、上述は本発明をこれらの実施形態に限定することを意図するものではないと理解すべきである。本発明の精神および範囲を超えることなく、様々な変更および改変が可能であることは、当該技術分野における当業者にとって自明である。従って、本発明は、特許請求の範囲によって規定される本発明の精神および範囲内に収まりうる代替、変更、および均等物を包含することを意図している。
【図１】
2011516005.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
2011516005.tif 000018
【図１７】
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【図１８】
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【手続補正書】
【提出日】平成22年11月29日(2010.11.29)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
基板と；
前記基板の平らな側面上に形成され、それぞれが共振周波数を有し、パターン化された巻き付いた伝送線を具えて、複数の近接する線分および前記近接する線分間に位置する複数の隙間を形成する１またはそれ以上の共振器構造であって、前記近接する線の平均幅と前記隙間の平均幅の合計に占める前記基板の厚さの割合が０．５０と等しいかそれ未満である１またはそれ以上の共振器構造と；
入力端子と；
出力端子とを具えるモノリシックフィルタであって、
当該フィルタが前記１またはそれ以上の共振器構造の共振周波数の前後で帯域通過機能を提供するように、前記１またはそれ以上の共振器構造が前記入力端子と前記出力端子との間で接続されることを特徴とするモノリシックフィルタ。
【請求項２】
請求項１に記載のフィルタにおいて、当該フィルタが狭帯域フィルタとして動作できるように、前記入力端子および前記出力端子が前記１またはそれ以上の共振器構造と接続されることを特徴とするフィルタ。
【請求項３】
請求項１に記載のフィルタにおいて、前記巻き付いた伝送線が、スパイラルイン、スパイラルアウト構成を有することを特徴とするフィルタ。
【請求項４】
請求項１に記載のフィルタにおいて、前記割合が、０．３０と等しいかそれ未満であることを特徴とするフィルタ。
【請求項５】
請求項１に記載のフィルタにおいて、前記割合が、０．２０と等しいかそれ未満であることを特徴とするフィルタ。
【請求項６】
請求項１に記載のフィルタにおいて、前記割合が、０．１０と等しいかそれ未満であることを特徴とするフィルタ。
【請求項７】
請求項１に記載のフィルタにおいて、前記基板が、誘電材料で構成されることを特徴とするフィルタ。  
【請求項８】
請求項７に記載のフィルタがさらに、前記基板の他の平らな側面上に配置された導電性地板を具えることを特徴とするフィルタ。
【請求項９】
請求項１に記載のフィルタにおいて、それぞれの前記１またはそれ以上の共振器構造が、矩形であることを特徴とするフィルタ。
【請求項１０】
請求項１に記載のフィルタにおいて、それぞれの前記１またはそれ以上の共振器構造が、円形であることを特徴とするフィルタ。
【請求項１１】
請求項１に記載のフィルタにおいて、それぞれの前記１またはそれ以上の共振器構造が、平らな構造であることを特徴とするフィルタ。
【請求項１２】
請求項１に記載のフィルタにおいて、前記巻き付いた伝送線が、高温超伝導体（ＨＴＳ）材料で構成されることを特徴とするフィルタ。
【請求項１３】
請求項１に記載のフィルタにおいて、それぞれの前記１またはそれ以上の共振器構造が、各前記共振器構造の共振周波数において、ｎが整数であってλが波長であるｎλの公称線形電気的長さを有することを特徴とするフィルタ。
【請求項１４】
請求項１に記載のフィルタにおいて、前記１またはそれ以上の共振器構造が、互いに連続して接続された複数の共振器構造を含むことを特徴とするフィルタ。
【請求項１５】
請求項１４に記載のフィルタにおいて、それぞれの前記共振器構造が、各前記共振器構造の共振周波数における全波長の公称線形電気的長さを有しており、前記フィルタが高次モードで動作できるように、前記入力端子および前記出力端子が前記共振器構造に接続されることを特徴とするフィルタ。
【請求項１６】
請求項１に記載のフィルタにおいて、前記共振周波数が、マイクロ波の範囲内であることを特徴とするフィルタ。
【請求項１７】
請求項１６に記載のフィルタにおいて、前記共振周波数が、８００乃至２，２００ＭＨｚの範囲内であることを特徴とするフィルタ。
【請求項１８】
請求項１に記載のフィルタにおいて、当該フィルタが、６％またはそれ未満の比帯域を有することを特徴とするフィルタ。
【国際調査報告】
2011516005.tif 000021