(57)【要約】  多相の電流網における電流測定のための方法において、多相の電流網の複数の相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）間の導電接続は、該複数の相が互いに短絡されているように形成される。検出時点において、導電接続と第１電圧電位（０Ｖ）との間を流れる電流値（ＩＳｈ）が検出される。
2011516871.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
多相の電流網における電流測定のための方法において、
・前記多相の電流網の複数の相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）間の導電接続を、該複数の相が互いに短絡されているように形成し、
・検出時点において、前記導電接続と第１電圧電位（０Ｖ）との間を流れる電流値（ＩＳｈ）を検出する、
ことを特徴とする方法。
【請求項２】
前記複数の相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）は、少なくとも１つの第１スイッチ（１０２）を介して、前記導電接続と前記第１電圧電位（０Ｖ）との間に配置されている測定装置（ＲＳｈ）と接続されており、
前記少なくとも１つの第１スイッチは、前記検出時点においては閉成されている、
ことを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項３】
前記複数の相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の各相は、それぞれ１つの第１スイッチ（１０２）を介して、前記導電接続と前記第１電圧電位（０Ｖ）との間に配置されている測定装置（ＲＳｈ）と接続されており、
全ての第１スイッチは、前記検出時点においては閉成されている、
ことを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項４】
最後の第１スイッチ（１０２）の閉成と前記検出時点との間に、所定の最小持続時間がおかれている、
ことを特徴とする請求項２または３記載の方法。
【請求項５】
多相の電流網における電流測定のための方法において、
・第１検出時点において、前記多相の電流網の第１相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）と第１電圧電位（０Ｖ）との間を流れる電流値（ＩＳｈ）を検出し、
・第２検出時点において、前記第１相と前記第１電圧電位との間を流れる第２電流値（ＩＳｈ）を検出し、
この際、前記第１検出時点および前記第２検出時点は、前記第１電流値と前記第２電流値が互いに異なる符号を有するように選択されており、
・前記第１電流値と前記第２電流値から電流値を算出する、
ことを特徴とする方法。
【請求項６】
前記第１電流値および前記第２電流値の検出は、前記第１電圧電位（０Ｖ）と複数の第１スイッチ（１０２）との間に配置されている測定装置（ＲＳｈ）によって行われ、
この際、前記多相の電流網の各相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）は、それぞれ前記複数の第１スイッチの１つを介して前記測定装置に接続されている、
ことを特徴とする請求項５記載の方法。
【請求項７】
前記第１検出時点において、前記第１相に割り当てられた１つの第１スイッチ（１０２）だけを閉成し、前記第２検出時点において、前記第１相に割り当てられた前記１つの第１スイッチだけを開放する、
ことを特徴とする請求項６記載の方法。
【請求項８】
前記第１検出時点は、前記第１相に割り当てられた前記第１スイッチ（１０２）の第１スイッチング過程から、所定の第１持続時間だけ間隔を置いており、
前記第２検出時点は、前記第１相に割り当てられた前記第１スイッチの第１スイッチング過程から、所定の第２持続時間だけ間隔を置いている、
ことを特徴とする請求項６または７記載の方法。
【請求項９】
前記第２時点において第２電流値（ＩＳｈ）の検出が不可能である場合に、前記第２電流値に相応する値がメモリから供給される、
ことを特徴とする請求項５から８のいずれか一項記載の方法。
【請求項１０】
前記多相の電流網の各相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）は、それぞれ１つの第２スイッチ（１０４）を介して第２電圧電位（ＵＢａｔ）と接続され、
この際、前記第１検出時点においては、前記第１相の１つの第２スイッチだけが開かれ、前記第２検出時点においては、前記第１相の前記１つの第２スイッチだけが閉成される、
ことを特徴とする請求項５から９のいずれか一項記載の方法。
【請求項１１】
多相の電流網における電流測定のための装置において、
・前記多相の電流網の複数の相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）間における導電接続を、該複数の相が互いに短絡されているように形成するための複数の第１スイッチ（１０２）と、
・前記複数の第１スイッチを駆動制御するための制御装置と、
・検出時点において、前記導電接続と第１電圧電位（０Ｖ）との間を流れる電流値（ＩＳｈ）を検出するための、前記導電接続と前記第１電圧電位（０Ｖ）の間の測定装置（ＲＳｈ）
を有することを特徴とする装置。
【請求項１２】
多相の電流網における電流測定のための装置において、
・第１検出時点において、多相の電流網の第１相と第１電圧電位との間に流れる第１電流値を検出し、第２検出時点において、第１相と第１電圧電位との間に流れる第２電流値を検出するよう構成された測定装置であって、第１検出時点および第２検出時点は、第１電流値と第２電流値が異なる符号を有するように選択されている測定装置、および、
・第１電流値と第２電流値から電流値を算出する装置、
を有することを特徴とする装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、とりわけ多相の電流網における電流測定のための方法に関する。
【０００２】
先行技術
多相の電流網は例えば電動機の通電のために使用される。多相の電流網の１つの相に流れる電流は、低オーム性抵抗（シャント）を用いて測定することができる。いわゆる１シャント方式の電流測定の場合には、個々の相における電流をただ１つのシャントによって検出することができる。しかしながら、オフセットにより測定が不精確となる可能性がある。
【０００３】
本発明の課題は、改善された電流測定を可能にすることである。
【０００４】
発明の概要
本発明によれば、例えば１シャント方式の電流測定に使用することができる自動的な測定エラー補償が可能になる。この際本発明のアプローチは、オフセットエラーの発生を検出するためのサンプリング時点の決定に基づいている。１シャント方式の電流測定においては、２つのオフセットによる測定エラーが生じることがある。これはオペアンプオフセットとリップルオフセットであり、この原因は、位相シフトを有する非対称のパルス幅変調（ＰＷＭ）による相電圧出力にあることがある。本発明のアプローチによれば、このオフセットエラーをバンドエンド調整によって検出して例えば制御装置のＥＥＰＲＯＭにファイルすることは必要なくなる。バンドエンド調整の省略によってコストが削減される。上述したオフセット成分は、動作点全体において一定であるわけではない。さらにオフセット成分は所定の経年変化も受ける。本発明によれば、この経年変化を考慮して電流測定の質を改善することができる。有利には本発明のアプローチを公知の測定方法と組み合わせることができる。択一的に本発明のアプローチを単独で使用することも可能である。
【０００５】
本発明は１つの実施形態によれば、多相の電流網における電流測定のための以下のステップを有する方法を提供する：
・多相の電流網の複数の相間における導電接続を、これらの複数の相が互いに短絡されているように形成する。
・検出時点において、導電接続と第１電位との間を流れる電流値を検出する。
【０００６】
導電接続と第１電位との間に配置されている測定装置を用いて電流値を測定することができる。これにより例えばシャントの使用が可能になる。
【０００７】
複数の相は、少なくとも１つの第１スイッチを介して測定装置と接続することができ、この少なくとも１つの第１スイッチは、検出時点において閉成しておくことができる。したがって本発明の方法は１シャント方式の電流測定で使用するのに適している。
【０００８】
さらに複数の相の各相は、それぞれ１つの第１スイッチを介して測定装置と接続することができ、これら全ての第１スイッチは、測定時点において閉成しておくことができる。このような構成は多相の負荷を駆動制御するブリッジ回路に関連して使用することができる。
【０００９】
最後の第１スイッチの閉成と検出時点との間には、所定の最小持続時間をおくことができる。これによって、使用する測定装置の立上りを補償することができる。
【００１０】
複数の相は、第２電圧電位を有する少なくとも１つの第２スイッチを介して接続することができる。これによって、多相の負荷を直流電圧電流回路に接続することができる。
【００１１】
さらには、多相の電流網の全ての相間に導電接続を形成することが可能である。
【００１２】
１つの実施形態によれば、電流値は、測定装置のゼロ点シフトの補償を可能にする。
【００１３】
別の１つの実施形態によれば、本発明は、多相の電流網における電流測定のための以下のステップを有する方法を提供する：
・第１検出時点において、多相の電流網の第１相と第１電圧電位との間に流れる第１電流値を検出する。
・第２検出時点において、第１相と第１電圧電位との間に流れる第２電流値を検出する。この際、第１検出時点および第２検出時点は、第１電流値と第２電流値が異なる符号を有するように選択される。
・第１電流値および第２電流値から電流値を算出する。
【００１４】
第１電流値および第２電流値の検出は、第１電圧電位と複数の第１スイッチとの間に配置されている測定装置によって行われる。その際、多相の電流網の各相は、それぞれ複数の第１スイッチの１つを介して測定装置に接続されている。したがって本発明の方法は、１シャント方式の電流測定で使用するのに適している。
【００１５】
第１検出時点においては、第１相に割り当てられた１つの第１スイッチだけを閉成しておき、第２検出時点においては、第１相に割り当てられた前記１つの第１スイッチだけを開放しておくことができる。このスイッチングパターンにより、電流測定のオフセットエラー補償のための値を算出することが可能となる。
【００１６】
第１検出時点は、第１相に割り当てられた第１スイッチの第１スイッチング過程から、所定の第１持続時間だけ間隔を置いており、第２検出時点は、第１相に割り当てられた第１スイッチの第２スイッチング過程から、所定の第２持続時間だけ間隔を置いている。このようにすると、第１検出時点および第２検出時点において検出された電流が互いに対照的となるようにすることができる。
【００１７】
例えば所定の第１持続時間は、所定の第２持続時間に相応することができる。このようにすると、これらの検出時点とこれらの検出時点に割り当てられたそれぞれのスイッチング過程との間の時間間隔は同一となる。
【００１８】
さらに電流値を、平均値として第１電流値および第２電流値から算出することができる。
【００１９】
この実施形態によれば、第２検出時点において第２電流値の検出が不可能である場合に、第２電流値に相当する値をメモリから供給することができる。
【００２０】
さらに、多相の電流網の各相は、それぞれ１つの第２スイッチを介して第２電圧電位と接続することができる。この際、第１検出時点においては第１相の第２スイッチだけを開放しておき、第２検出時点においては第１相の前記第２スイッチだけを閉成しておくことができる。したがってこの方法を多相の負荷を駆動制御するためのブリッジ回路において使用することができる。
【００２１】
別の１つの実施形態によれば、本発明は、多相の電流網における電流測定のための、以下のものを含む装置が提供される。多相の電流網の複数の相間の導電接続を、複数の相が互いに短絡されているように形成するための複数の第１スイッチ；複数の第１スイッチを駆動制御するための制御装置；検出時点において導電接続と第１電圧電位の間を流れる電流値を検出するための測定装置。
【００２２】
測定装置はとりわけ測定抵抗として形成し、導電接続と第１電圧電位の間に配置することができる。
【００２３】
複数の相は、複数の第１スイッチのうちの少なくとも１つを介して測定装置と接続することができ、制御装置は、複数の第１スイッチを、検出時点において前記少なくとも１つの第１スイッチが閉成されているように駆動制御するよう構成することができる。
【００２４】
複数の相はそれぞれ複数の第１スイッチのうちの１つを介して測定装置と接続することができ、制御装置は、複数の第１スイッチを、検出時点において全ての第１スイッチが閉成されているように駆動制御するよう構成することができる。
【００２５】
制御装置は、複数の第１スイッチを、最後の第１スイッチの閉成と検出時点との間に所定の最小持続時間があるように駆動制御するよう構成することができる。
【００２６】
装置は少なくとも１つの第２スイッチを有することができ、複数の相は、前記少なくとも１つの第２スイッチを介して第２電圧電位と接続されている。
【００２７】
別の１つの実施形態によれば、本発明は、多相の電流網における電流測定のための、以下のものを含む装置が提供される。第１検出時点において、多相の電流網の第１相と第１電圧電位との間に流れる第１電流値を検出し、第２検出時点において、第１相と第１電圧電位との間に流れる第２電流値を検出するよう構成された測定装置であって、第１検出時点および第２検出時点は、第１電流値と第２電流値が異なる符号を有するように選択されている測定装置；および第１電流値と第２電流値から電流値を算出する装置。
【００２８】
この装置は複数の第１スイッチを有することができ、この際、第１電圧電位と複数の第１スイッチとの間に測定装置が配置されており、多相の電流網の各相はそれぞれ複数の第１スイッチの１つを介して測定装置と接続されている。
【００２９】
この際、第１検出時点においては第１相に割り当てられた１つの第１スイッチだけを閉成しておき、第２検出時点においては、第１相に割り当てられた前記１つの第１スイッチだけをこの開放しておくことができる。
【００３０】
第１検出時点は、第１相に割り当てられた第１スイッチの第１スイッチング過程から、所定の第１持続時間だけ間隔を置いており、第２検出時点は、第１相に割り当てられた第１スイッチの第２スイッチング過程から、所定の第２持続時間だけ間隔を置いている。所定の第１持続時間は、所定の第２持続時間に相応することができる。
【００３１】
装置はメモリを有することができ、このメモリは、第２検出時点において第２電流値を検出することができない場合に第２電流値に相当する値を供給するよう構成されている。
【００３２】
装置は、複数の第２スイッチを有することができ、これらの第２スイッチは、多相の電流網の各相がそれぞれ複数の第２スイッチの１つを介して接続できるよう配置されており、この際、第１相に割り当てられた１つの第２スイッチだけを、第１検出時点に開放しておき、第２検出時点には閉成しておくことができる。
【００３３】
本発明が実施例に基づき図面に概略的に示されており、以下ではそれらの図面を参照しながら本発明を詳細に説明する。
【００３４】
図面は、実施例に基づいた発明を例示している。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】図１は、多相の電流網を示す図である。
【図２】図２は、種々のスイッチングパターンを示す図である。
【図３】図３は、種々のスイッチングパターンを示す図である。
【図４】図４は、種々のスイッチングパターンを示す図である。
【図５】図５は、多相の電流網を示す図である。
【図６】図６は、別のスイッチングパターンを示す図である。
【００３６】
本発明の実施形態
図１は、本発明の１つの実施形態によるブリッジ回路を備えた多相の電流網を示す。ブリッジ回路は３つのブリッジ分岐を有する。各ブリッジ分岐は第１スイッチ１０２と第２スイッチ１０４を有する。ブリッジ回路は３相の負荷を駆動制御するよう構成されている。第１ブリッジ分岐は負荷の第１相Ｕに接続されており、第２ブリッジ分岐は負荷の第２相Ｖに接続されており、第３ブリッジ分岐は負荷の第３相Ｗに接続されている。負荷は、３相の非同期モータとして構成することができる。第１スイッチ１０２および第２スイッチ１０４は、図示されていない制御ユニットによって駆動制御することができる。
【００３７】
これらのブリッジ回路は、電流中間回路として構成可能な直流回路と接続されている。このためにブリッジ回路の第１端子は、シャントとして構成可能な抵抗ＲＳｈを介して第１電位０Ｖと接続されている。ブリッジ回路の第２端子は第２電位ＵＢａｔと接続されている。ブリッジ回路の第１端子と第２端子の間にはコンデンサが接続されている。
【００３８】
第１スイッチ１０２を介して流れる相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷは、抵抗Ｒｓｈを流れる電流ＩＳｈへの結合点にて合流する。抵抗ＲＳｈは、電流ＩＳｈを検出するよう構成された測定装置の一部とすることができる。測定装置は、測定増幅回路とアナログデジタル変換器を有することができる。アナログデジタル変換器は、抵抗ＲＳｈのアナログ信号をデジタル信号に変換するものである。測定増幅回路は、動作中において立上り時間を有する。アナログデジタル変換器はサンプリング時間を有し、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）として構成可能なスイッチ１０２，１０４は、デッドタイムを有する。抵抗ＲＳｈによる測定の際にはこれらの時間を考慮すべきである。
【００３９】
例えば抵抗ＲＳｈによって、相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷを順次に検出することができる。このために合計３つの相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷのうちの２つを測定して、第３の相電流をキルヒホフの法則によって計算することができる。相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷを測定するために、抵抗ＲＳｈを流れる電流が測定すべき相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷに相当するように、所定のスイッチングパターン、すなわちスイッチ１０２，１０４の所定の駆動制御が必要となり得る。
【００４０】
スイッチ１０２，１０４を駆動制御するために、スイッチ１０２，１０４のスイッチング時間が時間的にシフトされているクロックパターンを選択することができる。こうすることによって、３つの相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷのうち少なくとも２つをパルス幅変調周期内に測定することが可能となる。例えば第１測定の時点には、抵抗ＲＳｈを流れる電流は相Ｕにおける電流に相当し、第２測定の時点には、相Ｗにおける逆電流に相当する。これは相電流ＵとＶの加算に相当する。これらの測定は、パルス幅変調周期の２つの部分周期Ａ，Ｂのうちの１つの周期において実施することができる。部分周期Ａ，Ｂの和はパルス幅変調周期である。
【００４１】
本発明の１つの実施形態によれば、測定増幅回路のオフセットエラーを抵抗ＲＳｈによって補償することができる。
【００４２】
電流測定の測定領域は正の領域と負の領域とを有するべきなので、増幅回路の入力側は、平均電位にバイアスをかける必要がある。このために抵抗分圧器によって、測定増幅回路のオペアンプ（ＯＡ）の入力側に平均電圧を印加することができる。この抵抗分圧器は、例えば割り当てられている制御装置（ＥＣＵ）の製造時にレーザーによって調整することができるので非常に精確である。しかしながら温度による抵抗の変化は回避することができない。これによって平均電圧のシフト、ひいては電流測定のゼロ点のシフトが生じることがある。これに加えてさらにオペアンプ自体の温度ドリフトが生じることもある。したがってこれら２つの影響によって、電流測定における温度依存性のオフセットエラーが生じることがある。
【００４３】
本発明によるアプローチによれば、オペアンプのオフセットの自動的な補償が可能となる。
【００４４】
図１に図示されるように、電流測定のためのシャントＲＳｈは中間回路に接続されている。これは１シャント方式の電流測定の構造に相当する。したがってここでは３シャント方式の電流測定における構造に比べて、中間回路電流だけをゼロにすればよいという利点が生じる。したがって相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷから独立しており、必ずしも出力トルクをゼロにさせる必要はない。本発明のアプローチによれば、オペアンプ回路のオフセット値を検出することが可能なスイッチングパターンが求められる。このようなスイッチングパターンは、全てのローサイドスイッチ１０２ないし全てのハイサイドスイッチ１０４がオンである場合に得られる。
【００４５】
このようなオペアンプのオフセットを検出するためのスイッチングパターンは、図１に図示されている。この実施形態によれば、３相の負荷がモータとして構成されており、スイッチ１０２，１０４はＦＥＴとして構成されている。図１に図示したスイッチングパターンの場合には、３つ全てのモータ相Ｕ，Ｖ，ＷがローサイドＦＥＴによって短絡されており、したがって中間回路電流、ひいてはシャントＲＳｈを流れる電流もゼロになる。本発明によれば、この時点でシャントＲＳｈの両端の電圧がサンプリングされる。これによって電流測定のゼロ点シフトの値を得ることができ、この値を用いて、差分によるオフセットエラーの補償を実施することができる。ここでは、測定回路のアナログデジタル変換器の入力側において整定値が印加されるようにするために、スイッチングパターンはサンプリング前に充分に長い間出力されるということに注意すべきである。この要求は、オペアンプのオフセットのために、半周期Ａの終了時に、電流増幅器が立ち上るまでの間ずっとゼロ電圧ベクトルが出力されるということを意味する。
【００４６】
このようにして、個々の相Ｕ，Ｖ，Ｗに対するパルス幅変調の上側の限界値が形成される。この上側の限界値の下ではオペアンプのオフセット測定が可能である。この限界値は、相応する相の位相シフトに基づいている。基本的に以下の式が当てはまる：
ＰＷＭｍａｘ＝（ＴＰＷＭ−Ｔ位相シフト−ｔｘ）／ＴＰＷＭ    （１）
【００４７】
ＰＷＭｍａｘは、各相Ｕ，Ｖ，Ｗのパルス幅変調の上側の限界値であり、ＴＰＷＭはパルス幅変調の持続時間であり、時間Ｔオペアンプの立上り、Ｔ位相シフト、Ｔサンプリングはそれぞれ、オペアンプの立上り、位相シフト、およびサンプリングの時間を表したものである。時間ｔｘは、ｔｘ＝デッドタイム＋オペアンプの立上り時間＋サンプリング時間から形成される。
【００４８】
図２は、オペアンプのオフセットの測定が可能な、最大パルス幅変調を示す。ここでは半周期Ａおよび半周期Ｂにおける相Ｕ，Ｖ，Ｗのテストパターンが示されている。相Ｕ，Ｖ，Ｗにおける移行は、図１に図示したスイッチ１０２，１０４を切り換えることによって達成される。ここではオペアンプのオフセットの測定は、時間窓ｔｘ内で半周期Ａが半周期Ｂに移行する際に実施される。
【００４９】
本願発明の別のアプローチによれば、オフセットエラーを電流リップルによって補償することが可能である。
【００５０】
部分周期Ｂおよび部分周期Ａ中に異なる電圧ベクトルを出力することによって、位相シフトを有する非対称のパルス幅変調の場合には電流のリップルが生じる。この電流リップルは、パルス幅変調と同じ周波数を有する。異なるサンプリング点に対する電流測定に必要なこれら２つの電流が決定されるから、この電流リップルは、電流測定におけるオフセットエラーとなる。
【００５１】
図３は、位相シフトを有する非対称のパルス幅変調におけるオフセットエラーを示しており、とりわけ電流リップルによるオフセットエラーがどのようにして生じるかを示している。相応の電流リップルを有する２つのパルス幅変調周期が図示されている。
【００５２】
図３の上側の線図においては、相Ｕ，Ｖ，Ｗにおけるモータ電圧が図示されている。下側の線図においては、相電流ＩＵ，ＩＷの推移が図示されている。相電流ＩＵ，ＩＷに対してそれぞれ平均値およびリップルが図示されている。第１測定ならびに第２測定は、半周期Ａに後続する半周期Ｂにおいて行われる。第１測定によって相電流ＩＵが測定される。相電流ＩＵに関するオフセットエラー３１２は、第１測定時には、相電流ＩＵの平均値とリップルの間の距離として示されている。相電流ＩＷに関するオフセットエラー３１４は、第１測定時には、相電流ＩＷの平均値とリップルの間の距離として示されている。
【００５３】
位相シフトを有する非対称のパルス幅変調による電流エラーは、バッテリ電圧ＵＢａｔ、オーム性抵抗ＲＦＥＴおよびＲモータ、モータインダクタンスＬモータ、および、ステップ入力と測定時点との間の時間ｔに依存している。
【００５４】
ここでもオーム性抵抗ＲＦＥＴおよびＲモータ、ならびにモータインダクタンスＬモータは温度によって影響される。インダクタンスの場合にはさらに、機械における磁束ないし鉄の飽和の影響が加わる。
【００５５】
温度オフセットの補償とは反対に、リップルオフセットの補償の場合には、３シャント方式の電流測定の場合の既存の方法、ひいてはセンタリングされたパルス幅変調を用いることはできない。センタリングされたパルス幅変調においては、電流値は直列ではなく並列にサンプリングされ、測定時点は、電流がこのリップルのゼロ点通過において検出されてオフセットエラーが生じなくなくなるように選択される。
【００５６】
この実施形態によれば、オフセットの補償がダブルサンプリングを用いた電流リップルによって行われる。
【００５７】
電流リップルのエラーを補償するためにリップルの対称性が利用される。負の半波における電流値を改めてサンプリングし、２つの値から平均値を形成することによって、このリップルの対称性を利用することができる。このために図３に図示した測定は、半周期Ａにおける２つの電流ＩＵ，ＩＷのために第２の測定の分だけ拡張される。
【００５８】
図４は、本発明の１つの実施形態による、ダブルサンプリングによる自動的なリップルオフセット補償を用いた電流測定の経過を示す。既に図３に図示した測定「ＩＵ 第１測定」、「ＩＷ 第１測定」の他に、半周期Ａにおいて実施される２つのさらなる測定「ＩＵ 第２測定」および「ＩＷ 第２測定」が図示されている。相応のオフセットエラー４１２，４１４は、それぞれ第２の測定時点にて、相電流ＩＵ，ＩＷに対して図示されている。
【００５９】
この実施形態によれば、第２測定の時点が非常に重要である。第２測定の時点は、相Ｕ，Ｖ，Ｗの相応のＦＥＴ１０２，１０４の切り換えに対して、第１測定と同じ間隔で実施しなければならない。こうすることによってのみ、２つの測定時におけるリップルオフセットによる測定エラーが同じになり、電流リップルの対称性が利用されることを補償することができる。この方法の別の利点は、温度ドリフトによるオフセットエラーも同じように自動的に解消されることにある。なぜならオフセットエラーは、第２測定においては、逆の符号によって相電流に重ね合わせられているからである。このことは、相Ｕにおける電流測定の例において最も良く示すことができる。「ＩＵ 第１測定」の時点においては、ＦＥＴは、シャント電流が相Ｕの電流に相応するように切り換えられる。したがってここではオフセットは、測定結果における有効信号と同じ符号を伴って現れる。半周期Ａにおける相電流ＩＵの第２測定の場合には、シャント電流は相Ｕから流れる電流に相当し、したがって負の符号を有する。この方法は図５に詳細に図示されている。
【００６０】
図５は、図１において既に図示されているＢ６ブリッジの回路を、図４において図示されているように「ＩＵ 第２測定」の時点において示す。この実施形態によれば、オフセットは有効信号とは逆の符号を以て測定結果に表れ、したがって平均値形成の際に相殺される。
【００６１】
式（２）は、この関係性を再度相Ｕにおける電流に関して示している：
ＩＵ＝（ＩＵ 第１測定−ＩＵ 第２測定）／２    （２）
ただし、２つの測定結果ＩＵ 第１測定およびＩＵ 第２測定に対しては以下の式が当てはまる。
ＩＵ 第１測定＝ＩＵ＋リップルオフセット＋温度オフセット    （３）
ないしは
ＩＵ 第２測定＝−ＩＵ＋リップルオフセット＋温度オフセット    （４）
【００６２】
第２の相電流を計算する際には、第１測定が負の符号を有する電流を供給し、第２測定が正の符号を有する電流を供給するということだけを考慮すべきである。したがって、以下のようになる：
ＩＷ＝（ＩＷ 第２測定−ＩＷ 第１測定）／２    （５）
ただし、２つの測定結果ＩＷ 第１測定およびＩＷ 第２測定に対しては以下の式が当てはまる。
ＩＷ 第１測定＝−ＩＷ＋リップルオフセット＋温度オフセット    （６）
ないしは
ＩＷ 第２測定＝ＩＷ＋リップルオフセット＋温度オフセット    （７）
【００６３】
今しがた説明した本発明の方法は、所定のパルス幅変調パターンにおいてのみ使用することができる。
【００６４】
図６は、相電流Ｗの第２測定、ひいてはダブルサンプリングが不可能であるスイッチングパターンを示す。図６でも、相Ｕ，Ｖ，Ｗのモータ電圧、および「ＩＵ 第１測定」「ＩＷ 第１測定」「ＩＵ 第２測定」「ＩＷ 第２測定」が図示されている。しかしながら測定「ＩＷ 第２測定」は使用することができない。なぜなら相Ｖのモータ相電圧は、測定「ＩＷ 第１測定」中の状態に対して反転されていないからである。
【００６５】
ここでは第２測定は測定時点のシフトも不可能にする。なぜなら半周期Ａにおいては、以下のようなスイッチングパターン、すなわち求められる電流ＩＷが、測定装置のＡＤ変換器の入力側で整定値をサンプリングするために充分に長い間シャントを流れることができるようなスイッチングパターンは発見できないからである。通常動作時ではこのスイッチングパターンはむしろ例外としての規則であるから、最後に検出されたリップルオフセットは、ソフトウェアにおいて検出されてファイルされる。このことは、ダブルサンプリングが可能な場合に測定によって検出された電流を、当該ダブルサンプリングの第１測定からの生値から差し引くことによって非常に簡単に可能となる。そうしてこのファイルされた値は、ダブルサンプリングが不可能な場合に、オフセット補償のために使用することができる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【国際調査報告】
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