(57)【要約】位相振幅変調を使用した無線トランシーバにおけるアンテナインピーダンス整合を自動的に調整するための方法と装置とが開示される。本発明のいくつかの実施例に従えば、無線トランシーバは、送信／受信デュープレクサによってアンテナに接続される送信機回路と受信機回路とを備える。電子的に調整可能な整合回路が送信機出力とアンテナとの間に置かれる。調整可能な整合回路を制御するために、方向性結合器が送信機出力と整合回路との間に置かれ、アンテナシステムから反射された送信信号を分離する。アンテナシステムは、アンテナ、整合ネットワーク、およびＴ／Ｒデュープレクサを含む。反射された送信信号は受信機回路に導かれる。受信機回路は、反射信号をデジタル化して、そのデジタル化した反射信号と送信信号を生成するために使用した変調信号とに基づいて、アンテナ反射係数を求める。その複素アンテナ反射係数を使用して、アンテナ整合ネットワークに必要な何らかの調整が決定される。
2011521508.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
アンテナインピーダンスの自動整合機能を備えた無線トランシーバであって、前記無線トランシーバは、
変調信号に基いて位相振幅変調信号を生成するよう構成された送信機回路と、
１つ以上の入力信号をダウンコンバートし、前記ダウンコンバードされた信号からデジタルベースバンド信号を生成するよう構成された受信機回路と、
前記送信機回路と前記受信機回路とをアンテナに結合し、前記アンテナから反射された送信機の信号を前記受信機回路に結合するように構成された結合回路と、前記アンテナと少なくとも前記送信機回路との間の調整可能な整合ネットワークとを有するよう構成されたアンテナシステムと、
前記変調信号と前記反射された送信機の信号から前記受信機回路により生成されたデジタルベースバンド信号とに基いて、前記送信機回路と前記アンテナとの間のインピーダンスの不整合を特徴付け、前記特徴付けに基いて前記調整可能な整合ネットワークを制御するよう構成されたベースバンドプロセッサとを有することを特徴とする無線トランシーバ。
【請求項２】
前記受信機回路は、第１のモードでは前記アンテナから結合された入力信号をダウンコンバートし、第２のモードでは前記反射された送信機の信号をダウンコンバートするように構成されたダウンコンバータを有することを特徴とする請求項１に記載の無線トランシーバ。
【請求項３】
前記受信機回路は、前記アンテナから結合された入力信号をダウンコンバートするよう構成された第１のダウンコンバータ回路と、前記反射された送信機の信号をダウンコンバートするように構成された第２のダウンコンバータ回路とを有することを特徴とする請求項１に記載の無線トランシーバ。
【請求項４】
前記位相振幅変調信号は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号、或いは、シングルキャリア周波数分割多元接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）信号を有することを特徴とする請求項１に記載の無線トランシーバ。
【請求項５】
前記位相振幅変調信号は、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）信号を有することを特徴とする請求項１に記載の無線トランシーバ。
【請求項６】
送信周波数において局部発振器信号を前記受信機回路と前記送信機回路とに供給するよう構成される周波数シンセサイザをさらに有することを特徴とする請求項１に記載の無線トランシーバ。
【請求項７】
前記アンテナシステムはさらに、送信モードでは前記送信機回路を前記アンテナに結合し、受信モードでは前記受信機回路を前記アンテナに結合するよう構成された送受信スイッチをさらに有し、
前記周波数シンセサイザは、前記受信モードの間、無変調の局部発振器信号を供給し、前記送信モードの間、前記変調信号を用いて前記局部発振器を変調するよう構成されていることを特徴とする請求項６に記載の無線トランシーバ。
【請求項８】
前記局部発振器信号は無変調であり、
前記送信機回路は、前記変調信号に基いて、局部発振器信号を変調し、前記位相振幅変調信号を生成するように構成された位相振幅変調器を有することを特徴とする請求項６に記載の無線トランシーバ。
【請求項９】
前記ベースバンドプロセッサは、前記反射された送信機の信号から生成された前記デジタルベースバンド信号から導出され、前記変調信号から導出された推定フォワード送信機信号値により除算される複素反射信号値の関数として、反射係数値を計算することにより前記インピーダンス不整合を特徴付け、前記反射係数値に基いて前記調整可能な整合ネットワークを制御することを特徴とする請求項１に記載の無線トランシーバ。
【請求項１０】
前記ベースバンドプロセッサはさらに、２つ以上の反射係数値を平均することにより前記インピーダンス不整合を特徴付け、前記平均に基いて前記調整可能な整合ネットワークを制御することを特徴とする請求項９に記載の無線トランシーバ。
【請求項１１】
前記ベースバンドプロセッサは、前記変調信号からの対応値に基いて前記反射された送信機の信号から生成された前記デジタルベースバンド信号から１以上のサンプルを選択し、前記選択されたサンプルに基いて前記インピーダンス不整合を特徴付けるよう構成されることを特徴とする請求項１に記載の無線トランシーバ。
【請求項１２】
前記サンプルは、前記位相振幅変調信号におけるピーク、前記位相振幅変調信号におけるトラフ、或いは、前記ピークと前記トラフの両方を避けるように選択されることを特徴とする請求項１１に記載の無線トランシーバ。
【請求項１３】
前記位相振幅変調信号は、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）信号を含み、
前記反射された送信機の信号から生成された前記デジタルベースバンド信号は、前記反射された送信機の信号の逆拡散版を含み、
前記ベースバンドプロセッサは、前記反射された送信機の信号からの１つ以上の逆拡散シンボルを前記変調信号からの対応するシンボルと比較することにより前記インピーダンス不整合を特徴付けすることを特徴とする請求項１に記載の無線トランシーバ。
【請求項１４】
前記ベースバンドプロセッサは前記受信機回路を制御して、２つ以上の異なる遅延で連続的に前記反射された送信機の信号を逆拡散するよう構成されることを特徴とする請求項１３に記載の無線トランシーバ。
【請求項１５】
前記送信機回路と前記受信機回路とは圧縮モードでは選択的に動作するよう構成されており、
前記ベースバンドプロセッサは、前記圧縮モードの間、前記インピーダンス不整合を特徴付けするよう構成されることを特徴とする請求項１に記載の無線トランシーバ。
【請求項１６】
前記ベースバンドプロセッサは、受信信号が期待されない時間間隔を予測し、前記予測された時間間隔で前記インピーダンス不整合を特徴付けするよう構成されることを特徴とする請求項１に記載の無線トランシーバ。
【請求項１７】
前記ベースバンドプロセッサは、さらに前記反射される送信機の信号が横切る経路を特徴付ける所定のキャリブレーションデータに基いて、前記インピーダンス不整合を特徴付けするよう構成されることを特徴とする請求項１に記載の無線トランシーバ。
【請求項１８】
無線トランシーバにおけるアンテナインピーダンス整合を自動的に調整する方法であって、前記方法は、
アンテナを介して、位相振幅変調振幅信号から生成された信号を送信する工程と、
前記アンテナにより前記信号の反射された部分を受信機回路に結合する工程と、
デジタルベースバンドのサンプルを取得するために、前記受信機回路を用いて、前記信号の反射された部分をダウンコンバートする工程と、
前記デジタルベースバンドのサンプルと前記位相振幅変調信号とに基いて、アンテナインピーダンス不整合を特徴付けする工程と、
前記特徴付けに基いて調整可能な整合ネットワークを制御する工程とを有することを特徴とする方法。
【請求項１９】
前記アンテナインピーダンス不整合を特徴付けする工程は、前記デジタルベースバンドのサンプルから導出され、前記位相振幅変調信号から導出された推定フォワード送信機信号値により除算される複素反射信号値の関数として、反射係数値を計算する工程を含み、
前記調整可能な整合ネットワークを制御する工程は、前記計算された反射係数値に基くことを特徴とする請求項１８に記載の方法。
【請求項２０】
前記アンテナインピーダンス不整合を特徴付けする工程はさらに、２つ以上の計算された反射係数値を平均する工程を含み、
前記調整可能な整合ネットワークを制御する工程は、前記平均に基くことを特徴とする請求項１９に記載の方法。
【請求項２１】
前記アンテナインピーダンス不整合を特徴付けする工程は、
前記位相振幅変調信号からの対応値に基いて前記デジタルベースバンドのサンプルから１以上のサンプルを選択する工程と、
前記選択されたサンプルに基いて、前記アンテナインピーダンス不整合を特徴付けする工程とを有することを特徴とする請求項１８に記載の方法。
【請求項２２】
前記サンプルは、前記反射された信号におけるピーク、前記反射された信号におけるトラフ、或いは、前記ピークと前記トラフの両方を避けるように選択されることを特徴とする請求項２１に記載の方法。
【請求項２３】
前記信号の反射された部分をダウンコンバートする工程は、送信周波数に同調され、前記位相振幅変調信号の少なくとも位相部分で変調された局部発振器信号を用いて前記信号の反射された部分をダウンコンバートし、該ダウンコンバートが実質的に前記ダウンコンバートされた反射信号から位相変調を除去するようにする工程を含むことを特徴とする請求項１８に記載の方法。
【請求項２４】
前記アンテナインピーダンス不整合を特徴付けする工程は、
前記位相振幅変調信号の振幅部分を決定する工程と、
前記デジタルベースバンドのサンプルと前記位相振幅変調信号の前記振幅部分との関数として前記アンテナインピーダンス不整合を特徴付けする工程とを有することを特徴とする請求項２３に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は適応的アンテナインピーダンス整合のためのシステムと方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
自動アンテナ同調ユニット（ＡＴＵ）はＨＦ（短波、２−３０ＭＨｚ）無線トランシーバ設計においてよく知られている。ここでは、無線回路およびアンテナは広い周波数帯域にわたって動作するよう設計されなければならない。短波用ＡＴＵは通常、１キロワット等の高い電力レベルを扱うよう設計され、また、何キロボルトもの高電圧の無線周波数（ＲＦ）電圧および何アンペアもの大電流に耐えることができる、例えば、モータ駆動の可変キャパシタおよびインダクタを利用することもある。しかしながら、このようなＡＴＵは、大型で、高価で、かつ動作が遅い。
【０００３】
典型的なＨＦ帯ＡＴＵは、送信機の動作周波数への変更後に同調フェーズを開始することにより動作する。同調フェーズの間では、搬送波信号は、しばしば無変調のままで送信され、その間にＡＴＵは可変回路要素を調整し、ＶＳＷＲ（電圧定在波比）最小の状態を探索する。（この技術分野では周知のように、ＶＳＷＲはインピーダンス不整合を表現する一つの方法であって、インピーダンス不整合は回路の中での信号の反射を引き起こすものである。）その後は、ＡＴＵの状態は、次の周波数変更、またはマニュアル操作による同調フェーズの再開始まで凍結される。
【０００４】
超短波（ＶＨＦ）帯（３０−３００ＭＨｚ）等の他の周波数帯域では、アンテナのＱ（品質）ファクタは、一般にＨＦアンテナにおいて見られるよりもずっと小さくなる。その結果として、ＶＨＦ帯ＡＴＵは、遅延を伴うステップ同調インダクタまたはキャパシタか、素子の正しい組み合わせにスイッチを投入または切断するためのＰＩＮダイオードを使用して作られる場合がある。通常、１セットのスイッチコマンドは、それぞれの周波数チャネルに対して事前に決められていて、ＲＯＭ（読出専用メモリ）の中に記憶されている。これらのスイッチコマンドは、整合素子の正しい組み合わせを選択する。従って、周波数に変更があると、その記憶されているスイッチコマンドはその新しい周波数チャネルに対してメモリから検索されて、それを使用して種々のスイッチを動作させることができる。
【０００５】
このタイプのアンテナ整合によって、周波数ホッピング電波を作ることができて、アンテナはそれぞれの新しいホップ周波数に対して同調がとられる。アンテナの同調は通常、それぞれの新しい周波数ホップの間の時間間隔の中で行われ、この間には送信は行われない。この時間間隔は通常、ガードタイムとして知られている。しかしながら、従来技術の周波数ホッピングでは、以前の周波数ホップの上で観測されたインピーダンス不整合は、一般に、その後の周波数ホップの上で見られる不整合とは相関がない。引き続く周波数ホップに対して記憶されている同調コマンドは、単にメモリから検索されて、整合素子の正しい組み合わせにスイッチを投入または切断するだけである。言い換えれば、以前の不整合に基づく適応的な修正は行われない。
【０００６】
現行のアプリケーションでは、セルラ電話機等の無線通信デバイスは、ＲＦ、ＨＦ、ＶＨＦ、ＵＨＦ（極超短波）、または、マイクロ波の低周波数帯における種々の周波数で動作し、例えば、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）ネットワークの中で、信号の送信と受信とを行わなければならない。同調デバイスがない場合には、トランシーバ回路により観測するアンテナインピーダンスは、動作周波数の関数であり、また、アンテナの人体への近接度に依存して相当程度変化する可能性がある。従って、セルラ電話機、即ち、アンテナのユーザの体への近接度が変化するので、種々のチャネル周波数に対して固定した整合コマンドを決めておくこと（従来の周波数ホッピング無線におけるように）では不十分である可能性がある。さらに、セルラ電話機のユーザの体への近接度は、呼の間に変動する可能性があり、従って、呼の中断を起こすことなく、また言い換えれば信号を歪ませることなく、生じたインピーダンス変化を検出して修正を行う必要がある。従って、トランシーバを普通に使用中に連続的に動作可能な非常に小型で、安価で、かつ適応的なアンテナ整合技術が必要になる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】米国特許第５，８３４，９８７号明細書
【特許文献２】米国特許第５，２４１，７０２号明細書
【特許文献３】米国特許第５，６１４，９０４号明細書
【特許文献４】米国特許第５，５６８，５２０号明細書
【特許文献５】米国特許第５，７４９，０５１号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
上記で参照した特許では、トランシーバが信号送信を行っている間に、トランシーバの受信機部分を使用して、複素アンテナ反射係数を評価するための方法が開示されている。これらの方法は、この評価に応答してアンテナ整合素子を適合させるステップをさらに含む。これら以前に説明された方法は、ホモダイン受信機を利用するトランシーバでうまく実装される。ホモダイン受信機では、位相変調または周波数変調された送信信号をホモダイン受信機に対する局部発振器として使用することができる。このような構成では、反射された送信機信号の位相変調または周波数変調は、受信機局部発振器の同じ変調と相殺し合う。従って、アンテナ反射を測定することにより、送信機の位相変調成分を自動的に補償することができる。
【０００９】
より最近になって、位相変調と振幅変調との両方を含む線形変調が、通信容量の改善とシステムの柔軟性の改善とより高いデータレートとの内、少なくともいずれかを達成する方法として一般に使用されるようになった。この位相振幅変調方式を利用するトランシーバにおいては、これまでに開示されている方法を使用したアンテナ反射の測定では、送信機の変調を自動的に補償するという結果は得られない。従って、最新の変調方式を補償すると同時に、受信機がユーザデータを受信するために使用されていない時間区間を設けて、その間にこの補償のための測定を再び行うことを可能にする改良されたアンテナ反射測定方法の必要がある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
ここで開示するものは、無線トランシーバにおいてアンテナインピーダンス整合を自動的に調整するための方法と装置である。ここで記述する技術は、ＣＤＭＡおよびＯＦＤＭを含む様々な位相振幅変調方式と無線プロトコルのいずれに対しても適合させることができる。本発明のいくつかの実施例に従えば、無線トランシーバは送信機回路および受信機回路を備え、送信機回路および受信機回路は、送信／受信デュープレクサによってアンテナに接続される。送信／受信デュープレクサは、デュープレクシングフィルタであってもよいし、あるいは送信／受信スイッチであってもよい。電子的に調整可能な整合ネットワークは、送信機出力とアンテナとの間のパスの任意の場所に設置することができる。例えば、ある実施例における調整可能ネットワークは、送信パスおよび受信パスのどちらのパスにおいても動作可能なように、アンテナとデュープレクサとの間に設置される。また別の実施例では、調整可能整合ネットワークは、送信パスの中でのみ動作可能なように、送信機出力とデュープレクサとの間に設置される。
【００１１】
調整可能整合ネットワークを制御するために、方向性結合器を送信機出力と整合ネットワークとの間に設け、アンテナシステムから反射された送信信号を分離する。このアンテナシステムは、アンテナ、整合ネットワーク、およびＴ／Ｒデュープレクサを含む。反射された送信信号は、受信機回路自身へ導かれる。受信機回路は直接変換またはホモダイン受信機、および局部発振器を備える。局部発振器は、ホモダイン受信機のための送信搬送波周波数信号源としても使用される。受信機はその反射信号をデジタル化して、送信変調に関する知識とキャリブレーション情報を使用してそのデジタル化した反射信号をデジタル的に処理し、複素アンテナ反射係数を求める。そして、複素アンテナ反射係数を使用してアンテナ整合ネットワークに必要な何らかの調整が決められる。
【００１２】
いくつかの実施例においては、無線トランシーバは、ＵＭＴＳまたはＷＣＤＭＡとして知られる３Ｇ標準規格に適合する移動電話機である。３Ｇ標準規格では「スロットモード」または「圧縮モード」が利用可能であり、これにより、受信機がユーザデータを受信していない時に、本発明の目的のために受信機を使用することができる。他の実施例においては、このトランシーバは、ＥＤＧＥとして知られるセルラデータ標準規格、または８０２．１１等のＷＬＡＮ標準規格またはＷｉＭａｘ、または同装置におけるいくつかの標準規格に適合することができる。
【００１３】
無論のことながら、本発明は上記の特徴および利点に限定されるものではない。当業者は、以下の詳細な記述を読み、添付図面を見れば、さらなる特徴と利点とを認識するであろう。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】代表的な通信システムを示す図である
【図２】従来のセルラ電話機のブロック図である。
【図３】代表的な時分割多元接続の信号波形とスロット形式とを示す図である。
【図４】調整可能アンテナ整合ネットワークを含む無線トランシーバを示すブロック図である。
【図５】アンテナ不整合を特徴付けるために５つの領域に分割したスミスチャートである。
【図６】代表的な調整可能アンテナ整合回路に対する回路構成を示す図である。
【図７】アンテナ受信信号とアンテナ反射信号に対する代表的な信号結合の構成を示す図である。
【図８】アンテナ受信信号とアンテナ反射信号に対する、別の代表的な信号結合の構成を示す図である。
【図９】本発明のいくつかの実施例に従った代表的なマルチバンドトランシーバを示す図である。
【図１０】本発明のいくつかの実施例に従った、別の代表的なマルチバンドトランシーバを示す図である。
【図１１】本発明のいくつかの実施例に従ったトランシーバの概念ブロック図である。
【図１２】本発明のいくつかの実施例に従った、ＯＦＤＭ信号の信号処理を示す図である。
【図１３】アンテナインピーダンス整合を自動的に調整する代表的な方法を示す論理フローチャートである。
【図１４】アンテナインピーダンス整合を調整するための方法を示す別の論理フローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
図１はセルラネットワークにおいて動作する無線通信デバイス１００を示している。セルラネットワークは第１の基地局１１１ａ、１１１ｂと第２の基地局１１２ａ、１１２ｂとを含む。第１の基地局１１１ａ、１１１ｂは間を開けた周波数帯域の第１のペアを使用して信号の送受信とを行う一方、基地局１１２ａ、１１２ｂは間を開けた周波数帯域の第２のペアを使用して信号の送受信を行う。間を開けた周波数帯域の第２のペアは、間を開けた周波数帯域の第１のペアとは周波数帯域が異なる。従って、基地局１１１ａ、１１１ｂ、１１２ａ、および１１２ｂは、周波数分割複信（ＦＤＤ）を利用する。周波数分割複信では、順方向リンク（基地局から移動局へ）送信と逆方向リンク（移動局から基地局へ）送信とは周波数によって分離されている。
【００１６】
図１に示すように、無線通信デバイス１００（これは携帯セルラ電話機であってよい）は、基地局１１２ａと基地局１１１ｂとの両方の基地局のセル領域中に位置する。セルラ電話機１００が第１の基地局１１１ａ、１１１ｂを介して（間を開けた周波数帯域の第１のペアを使用して）、または基地局１１２ａ、１１２ｂを介して（間を開けた周波数帯域の第２のペアを使用して）通信を行うよう装備されている場合には、セルラ電話機１００は、“デュアルバンド”電話機として知られる。マルチバンド電話機（間を開けた周波数帯域の３つ以上のペアで通信を行う）も知られている。デュアルバンド電話機またはマルチバンド電話機のいくつかの実施例においては、間を開けた周波数帯域のペアの内の１つは、周回衛星を介しての通信を行うために使用される。さらに、いくつかの移動通信システムでは順方向リンクと逆方向リンクとで時間を分け合うことで単一の周波数帯域を使用する。この技術は単一周波数時分割複信（ＴＤＤ）として知られている。単一周波数ＴＤＤは、中国のＣＤＭＡシステム、ＷｉＭａｘとして知られるＯＦＤＭシステム、および他の標準規格に基づく通信技術で考慮されている。単一周波数ＴＤＤはさらに、第３世代パートナシッププロジェクト（３ＧＰＰ）によって開発が進められている長期的進化（ＬＴＥ）システムの１つの動作モードに対して、現在技術仕様の検討作業が行われている。
【００１７】
図２は従来のセルラ電話機のブロック図である。これは概念的に参照番号２００で示され、単純な単一周波数帯域の電話機であってよい。セルラ電話機２００は、アンテナ２１６、デュープレクシング回路２１８、受信機ＲＦ（無線周波数）回路２２０、送信機ＲＦ回路２２２、周波数シンセサイザ２２４、信号処理ユニット２２６、および制御プロセッサ２２８を含む。アンテナ２１６において受信された信号は、デュープレクシング回路２１８を介して受信機ＲＦ回路２２０に供給される。受信機ＲＦ回路２２０によって出力された信号は、信号処理ユニット２２６によって受信され、従来技術に従って処理される。処理された受信信号は制御プロセッサ２２８に供給される。制御プロセッサ２２８はその信号を解析し、信号線２３０において、これらの信号をトランスデューサ、スピーカ、可視ディスプレイ等の従来のマンマシンインタフェースデバイス（不図示）へと導く。
【００１８】
送信のための信号は信号線２３２において制御プロセッサ２２８によって受信される。このような信号は、トランスデューサ、マイクロフォン、キーパッド入力等の従来のマンマシンインタフェースデバイス（不図示）によって生成される。送信のための信号は、信号処理ユニット２２６に供給されて従来技術に従って処理され、そして送信機ＲＦ回路２２２に供給される。電力増幅器２３４は、送信機ＲＦ回路２２２からの送信信号を増幅する。増幅された送信信号は、デュープレクシング回路２１８を介してアンテナ２１６に供給され、セルラネットワークまたは他の無線ネットワークを通して送信される。周波数シンセサイザ２２４は、制御プロセッサ２２８から周波数制御信号２３６を受信し、受信機ＲＦ回路２２０および送信機ＲＦ回路２２２をそれぞれ、選択したチャネルで受信と送信を行うよう条件設定する。制御プロセッサ２２８は、プログラムメモリとデータメモリとの両方を含み、従来の制御信号２４２を生成してそれぞれのデバイスの動作を制御する。
【００１９】
周波数分割複信（ＦＤＤ）を使用している無線電話機では、デュープレクサ回路２１８はデュープレクシングフィルタを含み、このデュープレクシングフィルタによって、無線電話機は受信と送信とを同時に行うことができる。受信と送信とを同時に行うことができる無線電話機の２つの例は、アナログＦＭ−ＡＭＰＳ（Advanced Mobile Phone Systems）電話機と、ＩＳ−９５電話機等のＣＤＭＡ（符号分割多元接続）電話機とを含む。しかしながら、時分割複信（ＴＤＤ）を使用した時間分割多元接続（ＴＤＭＡ）無線電話機においては、デュープレクシング回路２１８は、送信機ＲＦ回路２２２と受信機ＲＦ回路２２０とを交互にアンテナ２１６に接続する送信／受信（Ｔ／Ｒ）スイッチを備えると良い。送信と受信とのこのような交互の接続は、ＴＤＭＡ無線電話機では可能である。これは、送信と受信とは同時に行われるのではなくて、交互のバーストまたはタイムスロットで行われるからである。このようなＴＤＭＡ／ＴＤＤ電話機の例は、欧州のＧＳＭ（Global System for Mobile Communications）、また、合衆国でＰＣＳ（Personal Communication Services）として知られる標準規格に従って動作する電話機、そして、Ｄ−ＡＭＰＳ（Digital-Advanced Mobile Phone System）またはＩＳ−１３６として知られる標準規格に従って動作する電話機を含む。
【００２０】
図３は代表的なＴＤＭＡ信号波形のフレームとスロットフォーマットを図示している。フルレートのＴＤＭＡバーストまたはフレームは、１２５０シンボルまたは１２５０ビット周期を含み、１フレームは８つのタイムスロットに分割され、それぞれのタイムスロットは１５６．２５ビット周期を有する。それぞれの移動電話機に対する送信フレーム周期と受信フレーム周期とは、互いに対して時間的に交互に配置され、それぞれの送信フレーム周期および受信フレーム周期は１タイムスロットを占有する。それぞれの受信タイムスロットから送信タイムスロットの間には１．５タイムスロットのギャップがあり、それぞれの送信タイムスロットから受信タイムスロットの間には４．５タイムスロットのギャップがある。例えば、１つの移動電話機には送信のために送信スロット４が割り当てられているとすれば、これに対応して割り当てられる受信スロットは、３１０で示すように、スロット１の後半分とスロット２の前半分を占有するであろう。この受信スロットは別の異なる移動電話機による送信のために使用される。それぞれの受信スロットと送信スロットとの間の１．５スロットのアイドル時間は、チャネル周波数シンセサイザ（図２の２２４）を受信から送信に切り替える、またはＴ／Ｒスイッチ（図２の２１８）を受信から送信に切り替える等の動作のために利用される。例えば、音声等の比較的低いデータレートのサービスに対して、１フレームごとにただ１つの送信スロットと１つの受信スロットだけが割り当てられている場合には、送信スロットの終了と次の受信スロットとの間には４．５スロットのギャップが存在する。従って、送信のためにスロット４が割り当てられている移動電話機の例では、その特定な移動電話機に対する次の受信スロットは、次のフレームのスロット１の後半分とスロット２の初めの中にあるであろう。この４．５スロットのギャップは、しばしばモバイルアシステッドハンドオーバ（ＭＡＨＯ）の測定に使用される。この測定は、受信機を一時的に隣接基地局に同調させて、その隣接基地局にいつハンドオフを行うのが適切であるかを判定するために信号強度の評価を実行する等の測定である。波形をフレームおよびスロットフォーマットに分割すること、および受信と送信とに対して異なったタイムスロットを割り当てることにより、それぞれの受信スロットと送信スロットとの間にあるアイドル時間を巧みに利用することができ、移動電話機を単純化して、また言い方を変えれば、システム動作性能を改善することができる。
【００２１】
図３はまた、１つのスロット内部のビット配置を図示しており、代表的にスロット３を拡大した形で示している。それぞれのスロットフォーマットは、トラフィックデータの１１４（５７＋５７）ビット、制御データの２（１＋１）フラグビット、受信フィルタによってリンギングを低減してチャネルエコーをなくすための６（３＋３）テールビット、公知の同期データの２６ビットを含む。それぞれのスロットフォーマットは、４ビット長の動的時間合わせと４．２５ビット長のスロット間ガードタイムをさらに含む。このスロット間ガードタイムでは送信機のアップ／ダウンランピング（up/down ramping）を行うことができる。図３に示すように、スロットの間には、４．２５ビット長のアップ／ダウンランピングにいくらかの重なりがある。本発明のいくつかの実施例においては、アンテナインピーダンスの調整は、４．２５ビットの送信ダウンランピングの後および次の送信アップランピングの前のいずれの時にも行うことができ、また、受信に割り当てられたスロット区間の間にはいずれの調整も行わないでいることができる。いくつかの実施例においては、アンテナインピーダンスの調整は、受信スロットと送信スロットとの間の１．５スロットのアイドルタイムの間に行うことが望ましいであろうが、アイドル区間の間のいずれの時にも調整は行うことができる。さらに、ここで説明する調整可能な整合ネットワークのいくつかは、ＴＤＭＡシステム環境の中で記述されているが、当業者であれば、ここで開示する調整可能な整合ネットワークとインピーダンス整合技術は、移動デバイスが受信も送信も行っていないアイドル区間を有するいずれの通信システムにおいても利用可能であることを認識するであろう。
【００２２】
ここで開示する回路と技術の１つの目的は、信号の送信を行うために、送信機からアンテナに至る正確なインピーダンス整合を求めて、それにより、例えば、フェライトアイソレータの使用に頼ることなしに、送信機の線形性と効率とを改善することである。線形性は、線形８−ＰＳＫまたは１６−ＱＡＭまたは６４−ＱＡＭ等のより高次のシンボルコンステレーションを使用する場合に特に重要である。
【００２３】
当業者であれば、ここで開示する特徴付けと調整の動作は、受信機のインピーダンス整合にも適用できることを認識するであろう。しかしながら、受信状態においてアンテナ不整合を測定するのはより困難であるので、送信周波数帯域とは異なる受信周波数帯域における受信に対して独立にアンテナ同調を行うためには、適応的に決定した送信周波数コードから、受信機／アンテナの整合に対して適切な同調パラメータを決定することを必要とするかもしれない。あるいは、受信機／アンテナの整合に対して固定した同調パラメータの所定のセットを使用することもできる。当業者はまた、ＴＤＭＡ環境において受信動作と送信動作に対するインピーダンス整合回路を別々に調整することは、調整回路の中の同調素子のスイッチングサイクル数を増加させることになり、これがスイッチ寿命の問題になる可能性があることを認識するであろう。インピーダンス整合回路の内部で同調素子をスイッチするために用いられる今日のＭＥＭＳ（Micro Electronic Machine）は、このような頻度の高いスイッチング動作に適合する良好な寿命も得られることを実証しており、従ってＭＥＭＳはいくつかの実施例においては好ましい選択であるかもしれない。
【００２４】
図４は単一周波数帯域トランシーバ４００を図示している。同様のトランシーバが上記で参照した‘１２６特許の中で開示されている。トランシーバ４００の動作の記述を、以後に記述する更なる展開への導入として、ここで繰り返すこととする。
【００２５】
トランシーバ４００は、ホモダイン受信機回路４１２を含み、ホモダイン受信機回路４１２は、受信フィルタ４４０とホモダインダウンコンバータ回路４４２を備える。ホモダインダウンコンバータ回路４４２は、同相（Ｉ）および直交（Ｑ）ダウンコンバージョン信号パスを含む。同相および直交ダウンコンバージョン信号パスには、周波数ミキサ４４６−１と４４６−２、ベースバンドフィルタ４４８−１と４４８−２、及び、アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）４５０−１と４５０−２を備える。コンバータ回路４４２は、局部発振器回路４５２をさらに含み、局部発振器回路４５２は“変調可能”周波数シンセサイザ４５４と電圧制御発振器（ＶＣＯ）４５６とを備える。
【００２６】
特許文献１は本願発明の発明者であるデント（Dent）に対して１９９８年１１月１０日発行されたものであり、発明の名称を“ＤＣ応答を伴う３点変調に対する周波数シンセサイザシステム及び方法（Frequency synthesizer systems and methods for three-point modulation with a DC response）”という。特許文献１は代表的な変調可能な周波数シンセサイザを開示している。さらに、代表的ではあるが限定的でないホモダイン受信機の詳細を特許文献２、特許文献３、特許文献４、及び特許文献５に見いだすことができる。特許文献２〜５はデントら（Dent et al.）に対して特許されたものである。特許文献２は発明の名称を“無線受信機におけるＤＣオフセット補償応答（D.C. offset compensation in a radio receiver）”という。特許文献３は発明の名称を“ホモダイン受信機に対する平衡圧縮・伸長されたデルタ変換（Balance companded delta conversion for homodyne receiver）”という。特許文献４は発明の名称を“ゼロ−ＩＦ受信機における傾きドリフトとオフセット補償（Slope drift and offset compensation in zero-IF receivers）”という。特許文献５は発明の名称を“ホモダイン受信機における２次の混変調に対する補償（Compensation for second order intermodulation in a homodyne receiver）”という。
【００２７】
再度図４を参照すると、処理回路４１６はベースバンドプロセッサ４６０を含む。ベースバンドプロセッサ４６０は、１つ以上のマイクロプロセッサ、ＡＳＩＣ、ＦＰＧＡ、または他のデジタル論理デバイスを備えることができ、クロック／タイミング制御回路、Ｉ／Ｏインタフェース回路、および１つ以上のメモリデバイス（ＥＥＰＲＯＭまたはフラッシュメモリ等）等の支援回路４６２とともに動作して、必要または希望に応じて、指示命令やキャリブレーションデータ等を記憶することができる。最後に、送信機４１４が示されており、送信機４１４は、送信信号をアンテナ４２２から送信するために、送信信号を適切なレベルまで増幅するのに使用する電力増幅器（ＰＡ）４６４を備える。
【００２８】
以前に説明したように、受信機４１２が使用されて受信動作の間に受信信号（即ち遠方から送信された信号）をベースバンドにダウンコンバートする。また、これを使用して送信動作の間には、反射した送信信号をベースバンドにダウンコンバートする。ここで、ダウンコンバータ回路４４２は、選択可能な入力を有する入力増幅器４４４を含む。選択可能な入力は、１つの入力はダウンコンバートすべきアンテナ受信信号（アンテナで受信した信号）を受信するために受信機フィルタ４４０に結合し、１つの入力はダウンコンバートすべきアンテナ反射信号（アンテナで反射した信号）を受信するために方向性結合器４１８に結合している。プロセッサ４６０は、増幅器４４４のどちらの入力を選択するかを決定する入力選択信号を、生成、また言い方を変えれば制御する。
【００２９】
増幅器４４４によって増幅された信号出力は、ＩおよびＱダウンコンバージョン信号パスに分けられる。従って、ミキサ４４６−１と４４６−２は、増幅器４４４によって増幅された信号を、局部発振器回路４５２によってミキサに供給されるミキシング周波数信号を使用してミキシングを行い、ベースバンドにダウンコンバートする。これを支援するために、ベースバンドプロセッサ４６０は、割り当てられた受信チャネル周波数で受信周波数信号を生成してミキサ４４６に対して出力するよう局部発振器回路４５２に命令する。これにより、アンテナで受信した信号はベースバンドのＩ信号とＱ信号とにダウンコンバートされる。ミキサ４４６からの出力信号は、ベースバンドフィルタ４４８−１と４４８−２を通過し、その後、ＡＤＣ４５０−１と４５０−２によってデジタル化され、Ｉ／Ｑベースバンド信号サンプルのストリームになる。従って、プロセッサ４６０は、デジタル化されたＩ／Ｑサンプルストリームをベースバンド受信信号として受信する。
【００３０】
従って、第１のモードの動作では、ホモダイン受信機４１２は、選択された受信チャネル周波数でアンテナが受信した信号を、デカルト座標（直交座標）フォーマットにおけるＩ／Ｑ複素ベースバンドサンプルのような処理を行うのに適切な形式に変換する。この変換によって、プロセッサ４６０は、受信信号によって搬送されてきた送信データと制御情報とを回復することができる。第２のモードの動作は、トランシーバ４００に関しては“送信”モードであってよく、ベースバンドプロセッサ４６０は、送信機４１４が方向性結合器４１８とインピーダンス整合回路４２６を通してアンテナ４２２と結合するようスイッチ４２４を制御し、また、増幅器４４４が、結合器４１８を介して受信機４１２に供給されるアンテナ反射信号を増幅するよう増幅器４４４を制御する。２入力増幅器４４４を使用することにより、アンテナ反射信号のフィードバックを、受信バンドパスフィルタ４４０をバイバスさせることができる。受信バンドパスフィルタ４４０は、一般に、受信周波数帯域は通過させるが、送信周波数帯域では信号を阻止する。
【００３１】
送信機４１４が、ＧＳＭ標準規格に従ったＧＭＳＫ信号等の純粋に位相または周波数で変調された、一定包絡線信号だけを送信することを要求される場合には、変調された送信信号は局部発振器回路４５２を所望の送信チャネル周波数に再同調させて、送信変調信号を周波数シンセサイザ４５４に供給することにより生成される。従って、１つの代表的な実施例においては、プロセッサ４６０は、所望の送信信号情報に基づいて変調制御信号を生成し、その信号を局部発振器回路４５２に供給する。
【００３２】
このような構成では、局部発振器回路４５２は、アンテナから反射された送信信号のダウンコンバートに使用するために、事前に増幅した変調送信信号をダウンコンバータ回路４４２のミキサ４４６−１と４４６−２とに出力する。また、事前に増幅した変調送信信号を送信機４１４に出力する。送信機４１４は、電力増幅器回路４６４を使用して、その変調送信信号を、アンテナ４２２から送信するのに適切なレベルまで増幅する。ミキサ４４６は事前に増幅した変調送信信号によって駆動されるので、ミキサ４４６のダウンコンバージョン動作はアンテナにより反射された送信信号とはコヒーレントである。これは、ダウンコンバージョンによって、第２のモードの動作の間、受信機４１２から出力されるダウンコンバートされたベースバンド信号から、送信信号の変調成分が実質的に除去される、または“相殺”されるということを意味する。送信信号の変調が除去されることによって、インピーダンス不整合の特徴付けを行うためのベースバンド信号の処理が簡単化される。
【００３３】
従って、処理回路４１６のベースバンドプロセッサ４６０は、アンテナにより反射された送信信号を受信機がダウンコンバートして得たベースバンド信号を処理し、その処理に基づいてインピーダンス整合制御信号を整合ネットワーク４２６に供給する。以前に注記したように、プロセッサ回路４６０は、送信機４１４とアンテナ４２２との間のインピーダンス不整合を特徴付けるために使用するデジタル信号処理リソースを備えるか、含む。この特徴付けは、アンテナ反射信号から導出されるベースバンド信号の処理に基づいて行われる。
【００３４】
少なくとも１つの実施例では、プロセッサ４６０は、送信中または送信直後に、インピーダンス不整合の特徴付けを行い、そして時には次の送信の前に、整合回路４２６の変更または適合を行う。理想的には、このような整合の変更は、トランシーバがアクティブに送信または受信を行っていない時に行われることが望ましい。送信機４１４と受信機４１２のどちらもがアクティブでない時間区間が存在する。これは、例えば、ＴＤＭＡバーストの間のガードタイムの中に存在する。
【００３５】
反射されて電力増幅器回路４６４に戻る信号を評価することにより、整合回路４２６の制御によって達成されたインピーダンス整合の品質を評価することができる。先に詳述したように、方向性結合器４１８は、順方向信号と反射信号を分離して、反射信号をホモダイン受信機４１２の入力に導く。送信モードの間には、プロセッサ４６０はダウンコンバータ回路４４２を制御して、アンテナ反射信号のダウンコンバータに対する入力を選択し、さらに、局部発振器回路４５２を所望の送信周波数に設定する。そして、プロセッサ４６０は、局部発振器回路４５２を、所望の送信信号情報を表現する変調信号で駆動する。この送信信号情報は、所望の制御シグナリングとデータシグナリングに対応する位相変調情報等である。
【００３６】
従って、前に注記したように、ホモダインダウンコンバータ４４６−１と４４６−２に供給される局部発振器信号は、送信機４１４から出力される送信信号出力にコヒーレントであり、これにより、反射電力は受信機４１２によってコヒーレントに検出され、ＡＤＣ４５０−１と４５０−２においてデジタル化された後に、実数成分と虚数成分、即ち、複素ベースバンド信号がプロセッサ４６０に供給される。そして、実数（Ｉ）値と虚数（Ｑ）値とはプロセッサ４６０によって使用され、整合ネットワーク４２６に対する制御信号が決定される。これにより、反射信号の振幅が低減され、送信機４１４とアンテナ４２２との間の負荷インピーダンス整合が改善される。
【００３７】
‘３６８特許の中で説明されているように、いくつかの実施形ではプロセッサ４６０は、反射信号を特徴付けるのに、“十分に良好なインピーダンス整合”、或いは、“あまり良好ではない”整合によって生じた反射信号であるという形で特徴付けを行うだけでよい場合がある。後者の場合には、反射係数値は恐らくは、そのインピーダンスがスミスチャート上のどこに存在するかを示す限られた数の領域の内の１つに量子化されるであろう。
【００３８】
これに従って、図５は５つの領域に分割したスミスチャートを示す。この５つの領域は、“あまり良好ではない”領域５０１、５０２、５０３、５０４と、スミスチャートの中心において円によって定義された“十分に良好な”領域５０５に対応する。“十分に良好な”領域５０５を定義する円は、この例では、反射係数０．１、−２０ｄＢのリターンロス、及び、１．２のＶＳＷＲに対応している。これらの値は、多くのセルラへの応用に対して十分に良好とされる前提になっている。“十分に良好な”領域５０５の外側のスミスチャートの残りの部分は、４つの“あまり良好ではない”四分円に分類される。これらは、それぞれ、反射係数の実数部が負である領域（領域５０１と５０３）、反射係数の実数部が正である領域（領域５０２と５０４）、反射係数の虚数部が負である領域（領域５０２と５０１）、反射係数の虚数部が正である領域（領域５０３と５０４）である。
【００３９】
‘３６８特許の中でレイアウトされている十分に良好な／あまり良好ではない“粗い”量子化は、反射信号の評価回路を簡単にするために行われている。しかしながら、反射信号のダウンコンバージョンを行うために（図４の）ホモダイン受信機４１２を使用することにより、インピーダンス不整合のより十分な評価を実際に行うことができるようになる。これは、即ち、プロセッサ４６０を使用することにより、‘３６８特許の中で提案しているよりも、インピーダンス不整合に関して、より精細な、または粗くない特徴付けを行うことができ、望むとすれば、インピーダンス整合回路４２６のより精度の高い調整を行い、インピーダンス不整合の比較的厳密な制御を行うことができる。
【００４０】
アンテナから反射された送信信号に対する反射係数は、実際には、反射された送信信号の順方向送信信号に対する複素数比となるが、図４は、順方向送信信号の測定を明示的には図示してはいない。むしろ図４は、方向性結合器４１８から受信機４１２への反射信号のフィードバックに基づく反射信号の測定を示している。しかしながら、送信機４１４の出力において展開される信号がわかれば（即ち、その振幅がわかり、局部発振器回路４５２と送信機出力との間の位相シフトがわかれば）、順方向信号は知ることができる。これらの要因は、所与のトランシーバ設計、或いは、具体的なトランシーバに対してキャリブレーションすることができ、またキャリブレーション情報はトランシーバ４００に記憶される。例えば、ある電力レベル（と必要に応じて、周波数）の範囲にわたってのキャリブレーションの特徴付けは、プロセッサ支援回路４６２の内部にあるメモリ回路に記憶することができる。あるいは、受信機４１２は、送信信号が結合したバージョンを受信する第３の入力を備えるよう構成することができる。このようにすれば、プロセッサ４６０は、反射信号と順方向信号とを交互にダウンコンバートするよう受信機入力の選択を制御することができて、プロセッサ４６０が両方のベースバンドサンプルを有し、それにより、順方向電力対反射電力の比を正確に算出できるようになる。このようなアプローチは、少なくともいくつかの場合には、キャリブレーションテーブルを記憶しておく必要性を除去するものである。従って、僅かだけ、より複雑なトランシーバ４００の回路構成（即ち、受信機４１２で順方向信号と反射信号とのフィードバックパスを使用する）を選択できるであろう。または、トランシーバ４００をキャリブレーションして、このキャリブレーション情報をその中に記憶することをオプションとして選択することもできる。
【００４１】
代表的な実施例では、インピーダンス整合の調整を行う頻度は、ＴＤＭＡフレームごとに１回に限定される。そして、この調整は、送信バーストを通しての反射係数の平均値を分類することに基づいて行われる。さらに、前に注記したように、調整はトランシーバ４００が送信していない時に行われ、一般には、干渉グリッチが発生する可能性を回避するために、トランシーバが受信しているときにも行われない。このような障害は、トランシーバ４００において、受信機４１２と送信機４１４がアンテナ４２２と、送信／受信スイッチを通して結合する場合よりも、デュープレクシングフィルタ回路を通して結合する場合に起こりやすい。インピーダンス整合の調整は、ＴＤＭＡバーストごとに１回未満の頻度で行われるよう限定される可能性もある。例えば、１００ｍｓごとに１回行われ、この場合は、プロセッサ４６０を使用して同じチャネル周波数で、いくつかのバーストにわたって不整合領域の平均が求められる。より一般的な意味では、プロセッサ４６０は不整合が時間を通してどのくらい変動するかの観測に基づいて、整合回路４２６を調整する頻度を変化させることができる。例えば、ある所与の呼に対して、ユーザは彼または彼女の移動局を何秒かまたは何分か使用している間には、その移動局の位置を変えない可能性がある。従って、アンテナインピーダンスは所与の観測窓にわたって殆ど変化しない可能性がある。このような条件では、プロセッサ４６０は、インピーダンス整合の調整を行う頻度にバックオフを与えるであろう。そして、例えば、その不整合の特徴付けの動作を継続して、観測された不整合がある規定された閾値を超えたときにだけ整合の調整を行うことができるであろう。
【００４２】
さらに、以前に収斂した整合回路の設定は、支援回路４６２またはプロセッサ４６０のＥＥＰＲＯＭまたはＦＬＡＳＨメモリ等の不揮発性メモリに記憶しておくことができる。この記憶した設定は、例えば、設定対動作周波数を含むテーブル構造体に格納しておくことができる。これらの値は、以前に使用した動作周波数の上での送信が行われるときにはいつでも、初期値として再び呼び出すことができる。
【００４３】
図６は、代表的な可変整合ネットワーク６００の詳細を図示している。この可変整合ネットワーク６００は、この明細書で以前に記述した整合ネットワークのいずれに対しても利用することができる。無論のことながら、当業者は、図６の整合回路の構成は、１つ以上のアンテナを受信機回路と送信機回路との内の少なくともいずれかに整合させるために使用される多くの可能な回路構成の内の１つでしかないことを認識するであろう。いずれの場合にも、整合ネットワーク６００は、長さＬの伝送線路６１２を含む。伝送線路６１２は特性インピーダンスＺ0を有し、第１のキャパシタバンク６１４と第２のキャパシタバンク６１６が接続され、それらは伝送線路６１２のいずれかの端部で接地されている。伝送線路６１２の特性インピーダンスＺ0が目標整合インピーダンス（例えば、５０Ω）より大きくて、その長さＬが１／４波長より短い場合には、その影響は直列インダクタンスと同様であり、従ってネットワークはπ型ネットワークと同様の動作が可能である。
【００４４】
第１のキャパシタバンク６１４と第２のキャパシタバンク６１６のそれぞれは、それぞれのスイッチ６１８を介して接地されている３つの並列キャパシタを含む。それぞれのキャパシタは自分自身のスイッチ６１８を有する。第１のキャパシタバンク６１４のキャパシタは、２進数の比ｄＣ１：２ｄＣ１：４ｄＣ１にあり、ここでｄＣ１は容量における変化の最小値を表す。同様に、第２のバンク６１６のキャパシタは、２進数の比ｄＣ２：２ｄＣ２：４ｄＣ２にあり、ここでｄＣ２は、同様に容量における変化の最小値を表す。従って、第１のキャパシタバンク６１４と第２のキャパシタバンク６１６に関連する容量は、それぞれのキャパシタに関連するそれぞれのスイッチ６１８を動作させることにより、それぞれ、０から７ｄＣ１と０から７ｄＣ２に可変である。スイッチ６１８に対しては、ＰＩＮダイオード、ＦＥＴスイッチ、ＭＥＭスイッチ、リレー、または他のスイッチングデバイスを利用することができる。
【００４５】
いくつかの実施例においては、粗く量子化された反射係数値でもプロセッサ４６０にとって十分であり、プロセッサ４６０は、事前にプログラムされたルールに基づいて、容量の内のどちらかまたは両方を、それぞれ最小のステップｄＣ１およびｄＣ２で増加させるか減少させるかを判定することができる。いずれの場合も、プログラムされたルールは、決定した動作が一般に、インピーダンスの動きを、図５の“十分に良好な”領域５０５に向わせる、また望ましくは、“十分に良好な”領域５０５の中に入らせる結果を導くということを保証している。事前にプログラムされたルールのセットは、ルールの可能なすべてのセットの内の現在の数の１つであるだけである。ルールの可能なセットの数は、（−ｄＣ１，０，ｄＣ１）と（−ｄＣ２，０，ｄＣ２）とを組み合わせた合計９つの可能な動作の内の１つを選択することにより決定される。これら９つの可能な動作は、４つの領域５０１−５０４のそれぞれに対して存在し、またキャパシタの事前に存在する６４通りの可能な状態のそれぞれに対して存在するので、結果として６４×９4セットのルールになる。ルールのこれらのセット内からの１つの選択は、アンテナまたは移動電話機の選択とは独立であり、シミュレーション技術によって決定することができる。決定した容量変化の６４×４の値は、事前に存在する（６４のうちの１）キャパシタスイッチの状態と組み合わせることができ、変化後の新しいキャパシタスイッチの状態を決定することができる。これには、２５６バイトのルックアップテーブルに記憶されているスイッチ状態をプログラムするのに６つのスイッチ制御ビットが必要である。移動電話機の動作が望まれる各周波数帯域に対して、このようなテーブルが１つ必要となるであろう。
【００４６】
他の実施例では、反射係数のより詳細な特徴付けを実行することができる。これは、ホモダインコンバータ回路４４２、プロセッサ４６０、および組込プログラムを使用して行われる。組込プログラムは、インピーダンス整合を完璧に行うために必要なＣ１およびＣ２の正確な値を計算するよう構成される。そして、プロセッサ４６０は、得られるＣ１およびＣ２の値の内から、理想値に最も近い値を選択することができる。
【００４７】
図７は、部品点数を最小にし、かつ回路空間の低減を可能とする代替的な結合構成を示している。結合器７１８は、例えば、プリント回路基板（ＰＣＢ）上に適切な間隔で並べた並列トレース（parallel trace）のペアとして実現することができる。図示した結合構成によって、受信機回路に対する選択可能なデュアル入力が必要ではなくなる。即ち、図示したように、ホモダインダウンコンバータ回路７４２は方向性結合器７１８を通してフィルタ７４０に結合する単一入力増幅器を使用して構成することができる。さらに詳細には、受信機フィルタ７４０からの出力は、方向性結合器７１８の“スルー（through）”パス、即ち、低損失パスを介してホモダインコンバータ回路７４２に結合する。Ｔ／ＲスイッチがＰＡ７６４をアンテナに接続するよう動作しているときには、アンテナからフィルタ７４０には信号はない。しかしながら、アンテナおよびアンテナ整合回路から反射された送信信号は、方向性結合器７１８によってホモダインダウンコンバータに結合する。
【００４８】
順方向に進行する送信信号もまた、方向性結合器７１８によって受信フィルタ７４０に向かって結合する。従って、受信フィルタ７４０が注目する送信周波数において吸収性のあるものでない（即ち、良好な５０Ω終端でない）場合には、これらの順方向信号はフィルタ７４０からホモダインコンバータ回路７４２に反射してくると考えられ、アンテナ反射信号との混同が起きる可能性がある。フィルタ７４０が送信周波数において完全に反射型であるとすれば、フィルタ７４０と方向性結合器７１８との間で、波線で示されているように、反射係数の位相が高いインピーダンスを示す点において、信号線、例えば、プリント基板トレースまたは配線を越えて５０Ω負荷７７０にスイッチされるべきである。
【００４９】
図７に示された構成に関して注目すべき別の点は、方向性結合器７１８は、ホモダインダウンコンバータ回路７４２に入力されるアンテナ反射信号に対して所望の減衰を与えるよう構成することができるという点である。即ち、アンテナ反射信号の振幅が、代表的なアンテナ受信信号の振幅よりも高く予測されてもよい。従って、アンテナ反射信号の減衰は、アンテナ反射信号を受信機の感度に対して適切な信号の範囲内に持って行くことが望ましい。
【００５０】
図８は、反射信号をホモダイン受信機８４２に結合させる別の代表的な実施例を図示している。ここで、反射信号は結合器８１８−１によって送信信号パスから結合して、そして結合器８１８−２によってホモダイン受信機パスへと結合する。この構成によって、送信周波数における受信バンドパスフィルタ８４０の反射係数は重要ではなくなる。例えば、結合損失が全部で３０ｄＢ必要であるとすれば、結合器８１８−１と８１８−２は両方とも−１５ｄＢ結合器でよい。ＰＡ８６４からの出力が１ワット（＋３０ｄＢｍ）であるとすれば、アンテナが完全に反射型である（即ち、全ての電力が反射して返る）としても、−３０ｄＢの結合は、ホモダインダウンコンバータ回路８４２に対して０ｄＢｍ（１ミリワット）を入力させるであろう。または、アンテナＶＳＷＲが１．２であるとすれば−２０ｄＢｍが入力されるであろう。
【００５１】
代表的なホモダイン受信機８４２は−１００ｄＢｍ程度の受信感度を有することが可能であろうから、ＰＡ８６４がその全電力出力より低い出力電力で動作している場合でも、アンテナ反射信号を感知する十分な感度がある。しかしながら、ホモダインダウンコンバータ回路８４２は、そのＩ出力とＱ出力にはＤＣオフセットが現れる可能性がある。これらのＤＣオフセットは、特に、アンテナ反射係数が低いとき、またはＰＡ８６４が低い送信電力で動作しているときに、ベースバンド信号レベルと比較して無視できなくなる。これらのＤＣオフセットは、ＰＡをスイッチオフしたときに得られるＩ／Ｑ値を記録することにより学習することができる。これら学習したオフセットは、ＰＡをスイッチオンしたときのＩ／Ｑ値から差し引くことができる。従って、ベースバンドプロセッサには、受信機のＩ／Ｑ  ＤＣオフセットを検出して記憶し、そしてその記憶した値を使用してこのようなオフセットのいずれの影響をも“無にする（null）”ようプログラムすることができる。このことを達成するために、ベースバンドプロセッサは、温度の変動などに対して対応できるよう、ある時間間隔でオフセットを測定して記憶する等により、時間にわたって記憶しているオフセット値をリフレッシュするようプログラムされると良い。
【００５２】
図９では、トランシーバ１００が“マルチバンド”トランシーバとして実現されている。従って、トランシーバ１００は、選択的バンドパス受信フィルタ９４０−１と９４０−２を含む。それぞれは、異なる周波数帯域を通過させ、また両方とも、マルチバンドホモダインダウンコンバータ回路９８０に信号を供給する。マルチバンドホモダインダウンコンバータ回路９８０は、以前に例示したダウンコンバータ回路４４２と同型に分類することができるが、マルチバンドフィルタを備える。マルチバンドトランシーバ１００は、２つ以上のＰＡ回路９６４−１と９６４−２、マルチバンド整合回路９８２、及びアンテナ９２２に接続されたマルチバンドデュープレクサ９８４をさらに含む。この明細書で以前に記述した単一バンドの実施例におけるように、整合回路９８２はデュープレクサ９８４と統合することができる。
【００５３】
ＰＡ回路９６４−１と９６４−２はそれぞれ、方向性結合器９１８−１と９１８−２を通して整合回路９８２に結合する。従って、結合器９１８−１は、ＰＡ回路９６４−１に関連する送信周波数帯域に対するアンテナ反射信号をフィードバックする。一方、結合器９１８−２は、同じ機能を実行し、第２の送信周波数帯域に関連するアンテナ反射信号をフィードバックする。無論のことながら、トランシーバ１００を３つ以上の送信周波数帯域で動作させることを意図する場合には、追加のＰＡ回路９６４と結合器９１８とを使用することができるであろう。（追加の受信周波数帯域を収容するために必要なバンドパスフィルタ９４０を追加することに対して同じコメントが適用される。）前述のように、いずれの場合にも、方向性結合器９１８によって、アンテナ反射信号が分離され、それらはマルチバンドホモダインダウンコンバータ回路９８０の適切な入力に導かれ、コヒーレント検出されて、ベースバンドプロセッサ９１６において処理するために複素ベースバンドサンプルに分解される。このように、トランシーバ１００の単一バンドの実施例に対する、上記の変形例のいずれも、トランシーバ１００のマルチバンドの実施例に適用することができる。
【００５４】
図１０はトランシーバ１００の代表的な実施例を図示している。この実施例は一定包絡線でない変調を使用するシステムにおいて特別な適用可能性がある。図９の場合と同様に、トランシーバ１００は“マルチバンド”トランシーバとして実現され、ここでは、選択性バンドパス受信フィルタ１０４０−１〜１０４０−Ｍを含む。これらのフィルタは、それぞれ、異なる周波数帯域を通過させ、いずれもがマルチバンドホモダインダウンコンバータ回路１０８０に信号をフィードする。マルチバンドトランシーバ１００は、２つ以上のＰＡ回路１０６４−１〜１０６４−Ｍと、アンテナ１０２２に接続された統合されたマルチバンド整合およびデュープレクサ回路１０２０とをさらに含む。ＰＡ回路１０６４−１〜１０６４−Ｍはそれぞれ、方向性結合器１０１８−１〜１０１８−Ｍを通して整合およびデュープレクサ回路１０２０に結合する。従って、例えば、結合器１０１８−１はＰＡ回路１０６４−１に関わる送信周波数帯域に対するアンテナ反射信号をフィードバックする。
【００５５】
この構成では、ホモダインダウンコンバータ回路１０８０の局部発振器回路は変調送信信号を供給するために使用はされず、送信モードの間は再同調されて、所望の送信周波数における無変調の搬送波信号を供給する。従って、ホモダインダウンコンバータ１０８０における局部発振器回路からの無変調の送信信号は、送信変調器１０００−１〜１０００−Ｍのそれぞれに対して出力される。ここで、送信周波数帯域は“Ｍ”個あり、Ｍは実質的には、例えば、２、３等の任意の実際的な数である（なお、この構成は、図４の単一バンドの実施例にも同様に完全に適用可能である）。
【００５６】
プロセッサ１０１６は、Ｉ／Ｑ変調信号等の変調信号を生成する。この変調は送信信号の位相を変調することができて、これによって、無変調の局部発振器の位相に対する相対的な反射信号の位相が得られる。従って、ホモダインダウンコンバータ１０８０からのＩ／Ｑ信号は、変調によって位相が回転した反射信号を備える。即ち、送信信号変調が送信信号に適用されて、ホモダインダウンコンバータ回路１０８０のミキサに対しては同じ変調が適用されない場合には、アンテナ反射信号のダウンコンバージョンは、送信信号変調に関してコヒーレントではないであろう。しかしながら、その変調はプロセッサ１０１６によって行われたので、従って、この変調はプロセッサ１０１６の知るところであり、ベースバンドサンプルの中に現れる位相回転は、分解した反射信号のＩ／Ｑ成分をＩ／Ｑ変調成分で除算することにより除去することができる。即ち、プロセッサ１０１６は、送信信号を生成するために使用した変調成分を、少なくとも一時的には記憶しておき、そしてこれら記憶した成分（記憶している送信機から受信機への位相シフトのいずれかを加えて）を使用して、アンテナ反射信号のベースバンドサンプルから、送信信号変調の影響を除去することができる。そして、その結果、復調された反射信号の成分は、いくつかの変調シンボルにわたって平均することができる。ホモダインダウンコンバータのＩ／Ｑ出力に存在するＤＣオフセットは、変調成分を除去する処理によって回転され、従って、多くの変調シンボルにわたって平均化すれば零（ゼロ）になる。それによって、正確に評価することができる反射信号のダイナミックレンジが増大する。
【００５７】
上述したトランシーバの実施例に対する更なる発展を、無線通信における様々な発展を考慮して以下で記述する。これらの発展は、複信ＣＤＭＡプロトコルのより広範な利用、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）技術の利用の拡大、より複雑な線形変調方式の利用、及び、アンテナダイバーシティ技術のより広範な利用を含む。
【００５８】
たいていのＣＤＭＡプロトコルは、周波数分割複信（ＦＤＤ）プロトコルであり、これは、送信機と受信機は分離した周波数帯域において同時に動作し、そして、ＴＤＤを使用するＴＤＭＡシステムでは可能な送受信スイッチを通してではなく、デュープレクシングフィルタによってアンテナシステムに接続されるということを意味する。受信機が送信機と比較して異なる周波数で動作してユーザデータ（デジタル音声通話信号等）を受信するために使用されている場合には、受信機はアンテナ反射係数を測定するために使用することはできない。当業者であれば、このことは、ＣＤＭＡセル電話機において、受信機を通話中に他の基地局を走査（スキャン）するために使用する場合の問題点と同様であることを認識するであろう。セル電話機が最強受信強度で受信できる基地局をセル電話機からネットワークに知らせることはハンドオフの目的に対して有効である。この手順は、“モバイル−アシステッド  ハンドオーバ”、或いは、省略してＭＡＨＯとして知られる。
【００５９】
ＭＡＨＯはＧＳＭのＴＤＭＡシステムで使用されているが、ＩＳ−９５のＣＤＭＡシステムでは使用されていない。しかしながら、３ＧのＵＭＴＳ（ＷＣＤＭＡ）システムは圧縮モードとして知られる特別なモードを含む。移動電話機は、ＭＡＨＯ測定を行うために一時的に圧縮モードを採用することができる。圧縮モードでは、送信は正規の時間区間の約半分に時間圧縮され、順方向リンクと逆方向リンクとは異なる半分の時間区間を使用する。このことにより、受信機は時間の半分が解放されて、ＭＡＨＯ測定を実行できる。
【００６０】
本発明のいくつかの実施例では、移動電話機はまた、圧縮モードを使用してアンテナ反射係数の測定を実行するよう構成することができる。この測定は、ＭＡＨＯ測定を行うべく圧縮モードが既に起動されている時間区間の間に実行することができる。または圧縮モードは、ＭＡＨＯ測定を実行する必要とは独立に起動することができる。あるいは、圧縮モードを起動せずに使用することができる代替案は、受信機時間を“盗む（steal）”ことである。これは、セル電話機が主としてアップリンクトラフィックの送信に（例えば、セル電話機ユーザが通話中に他のユーザは静寂である場合の電話呼に）携わっている時間区間の間に、または、受信データが予期されないデータプロトコルの間に、受信機時間を盗むのである。アンテナ反射係数の測定には殆ど時間を要さない（恐らくはたったの１００マイクロ秒）ので、このような短い時間区間のあいだ受信機時間を盗むことは、いくつかの適用では許容されるかもしれない。
【００６１】
アンテナ反射係数の測定のために受信機時間を盗むことは、圧縮モードを利用するか否かに拘わらず、トランシーバの受信機を、基地局の周波数ではなくて、自分自身の送信機周波数に同調させることが関係する。ホモダイン受信機の場合には、このことは、送信搬送波周波数信号を生成する周波数シンセサイザを、ホモダインダウンコンバータに対する局部発振器として使用することが関係する。無論のことながら、別個の比較的低い感度のホモダインダウンコンバータを使用することもでき、ダウンコンバータがある程度常時に送信搬送波周波数シンセサイザによって駆動されて、任意の所望の時刻にアンテナ反射係数を測定できるようにすることもできる。このようなダウンコンバータは、チップ占有領域を小さくでき、スイッチング回路に対する代替としてのよいトレードオフとすることができる。スイッチング回路は、このようなダウンコンバータを使用しない場合には、単一のホモダインダウンコンバータが受信局部発振器と送信局部発振器との間での選択を行う必要があろう。さらに、アンテナ反射係数の測定に別個のホモダインダウンコンバータを使用することによって、希望する場合には、主受信機を従来の非ホモダイン受信機とすることができる。アンテナ反射係数の測定を実行するために要求される追加の回路の数は最小にすることが一般に望まれるので、同じアナログデジタル変換器とベースバンドフィルタとを正規のトラフィック受信の使用から替えて使用するための時間区間が得られるならば、ホモダイン出力をデジタルベースバンドに変換するのに、これら同じアナログデジタル変換器とベースバンドフィルタとを使用することができる。しかしながら、いずれの場合にも、整理すれば、本発明のいくつかの実施例におけるアンテナシステムは、第１のモードと第２のモードとを有し、第１のモードでは、ダウンリンクトラフィック情報を含むデジタルベースバンドサンプルにダウンコンバートすべき信号が受信機に供給され、第２のモードでは、反射係数情報を含むデジタルベースバンドサンプルにダウンコンバートすべき信号が受信機に供給される。第２のモードでは、デジタルベースバンドサンプルを、送信変調のデジタルベースバンドサンプルと共に処理して、変調成分を補償したアンテナ反射係数値を求める。
【００６２】
アンテナ反射係数の定義は、アンテナに印加された順方向電圧波の複素振幅に対する反射電圧波の複素振幅の複素比である。アンテナが短絡回路であるとすれば、アンテナにおける正味の電圧は零（ゼロ）であり、従って、反射波振幅は順方向波振幅の負の値、即ち、比は−１で与えられる。オープン回路に対しては、比は＋１である。これら２つ、およびこれらの２つの間の全ての不整合を判別するために、順方向波の位相に対する反射波の位相を区別することができる必要がある。反射波が変調されていて、受信機局部発振器が変調されていない場合には、送信変調が反射係数の上に重畳され、その位相をマスクしてしまう。しかしながら、トランシーバのプロセッサは送信変調信号の複素値を知っているので、受信機からのデジタルベースバンドサンプルは、処理して変調成分を補償することができる。このことはいくつかの方法で行うことができる。
【００６３】
最初に、反射係数Γの定義は次式で与えられる。即ち、
Γ＝ＶREFLECTED／ＶFORWARD        （１）
である。ここで、ＶREFLECTEDは反射波の瞬時の複素値であり、ＶFORWARDは順方向波の瞬時の複素値である。Γの計算値は測定時間区間の間に行われた何回かの測定にわたって平均化することができる。いくつかの実施例においては、ＶREFLECTEDはダウンコンバートされたデジタルベースバンドサンプルから測定することができ、また、ＶFORWARDは、既にトランシーバのプロセッサに知られている、対応する送信ベースバンドサンプルと、送信機電力設定の公称値等の送信機電力の情報とから推定される。いくつかの実施例においては、結果として得られたΓは、いずれかの既知の振幅スケーリングと、方向性結合器を使用して反射波がタップオフされる点までの送信機を通した位相シフトに対して修正される必要があるかもしれない。あるいは、ＶFORWARDに対する推定値はこの既知のトランシーバキャリブレーション情報に基づいて修正されるかもしれない。
【００６４】
式（１）に等価な表現は次式で与えられる。即ち、
Γ＝ＶREFLECTED・Ｖ*FORWARD／｜ＶFORWARD｜2            （２）
である。ここで、Ｖ*FORWARDは順方向入力波振幅の複素共役である。本発明の別の実施例においては、式（２）の分子および分母は、Γの値を算出する前に、いくつかの測定の観測にわたって、別々に算出をして別々に平均をとることもできるであろう。このアプローチは、通常の振幅で求めた値よりも高い値が得られる信号振幅ピークで求めた反射係数値に重み付けをする効果を有し、振幅変調が送信信号における非常に深い谷（トラフ）を生じさせる原因となる場合に発生する可能性のある、ゼロによる除算またはゼロに近い値での除算を回避する。
【００６５】
前述の実施例においては、高い送信振幅におけるＶFORWARDの値の不正確さによって、誤差が生ずる可能性がある。この誤差は、例えば、電力増幅器のクリッピングによって引き起こされる可能性がある。電力増幅器のクリッピングにより、アンテナに印加される順方向波がデジタルベースバンドで本来生成される値よりも低くなる結果になる。トランシーバのいくつかの実施例においては、送信変調の生成においてプリディストーション技術が使用されて、電力増幅器の中の振幅圧縮を補償する。これらの実施例においては、プリディストーションを行わない変調値を使用して反射係数の算出誤差を回避することができる。
【００６６】
いくつかの実施例において、これは恐らくはプリディストーションを行わないＶFORWARDの値を使用する場合の代替として、ＶFORWARDの値と対応するＶREFLECTEDの値とを、得られる複数の測定値から選択し、選択した値がピーク値の間の中間振幅の範囲にあるようにできる。これらの実施例で回避される極端な値は、クリップされる可能性があるピーク値、および歪みを与えるまたは信頼性を欠く可能性がある谷（トラフ）の値を含む。例えば、このアプローチに従う実施例では、ＶFORWARDのピーク値に対して−３ｄＢと−６ｄＢとの間にあるＶFORWARDの値だけを選択し、これらの値を使用して反射係数Γを求めることができるであろう。選択されたそれぞれの値に対する、対応するＶREFLECTEDの値は、ダウンコンバートした反射信号に基づいて測定することができる。
【００６７】
ＣＤＭＡシステムにおいては、受信機は通常、ダウンコンバートされたデジタルベースバンドサンプルを１シンボル周期にわたってＣＤＭＡ拡散符号と相関をとることにより、受信信号の逆拡散を行う。その結果、より低速なシンボルレートにおける１組の複素値が得られる。反射信号から得られた複素シンボル値のＣＤＭＡ拡散符号で拡散する以前のシンボルの複素値に対する比もまた、反射係数の尺度である。当業者は、反射係数を求めるこのアプローチは、式（２）に関して上記議論したアプローチと数学的に同様であることを認識するであろう。しかしながら、この方法においては、いくつかの実施例では、ダウンコンバートした受信信号サンプルを、拡散符号の２つ以上のシフトと相関をとり、それらの結果を合成し、受信機アナログデジタル変換器のサンプリング時点と送信サンプルとの間のタイミング差を補償することが必要となるかもしれない。
【００６８】
図１１は、上述した整合方法を実施するのに適したトランシーバ１００のブロック図を示す。アンテナ１１０５はアンテナシステムを介して受信機回路１１２０と送信機回路１１３０と結合する。アンテナシステムは、調整可能な整合ネットワーク１１１１、Ｔ／Ｒデュープレクシング回路１１１２、および方向性結合器１１１３を含む。第１のモードにおいては、アンテナシステムは、受信機１１２０、送信機１１３０、およびアンテナ１１０５を結合し、受信機１１２０が無線ネットワークから（ラインＦで）信号を受信するようにする。信号は、Ｔ／Ｒデュープレクサ１１１２を通して受信機１１２０に伝送される。第２のモードにおいては、アンテナシステムは、送信機１１３０、受信機１１２０、およびアンテナ１１０５を結合し、受信機１１２０が方向性結合器１１１３から（ラインＧで）信号を受信するようにする。方向性結合器１１１３は、インピーダンス不整合によってアンテナシステムから反射された送信機信号成分を分離する。オプションとして、受信機はまた、アンテナシステムの方向へ進行する順方向送信機信号波のサンプルを（ラインＨで）方向性結合器１１１３から受信することができる。周波数シンセサイザ１１４０は、送信機１１３０に供給される送信搬送波周波数信号を生成する。ここで送信搬送波周波数信号は、ベースバンド処理回路１１５０から（ラインＥで）受信するデジタルベースバンド信号で変調される。周波数シンセサイザ１１４０はまた、受信機１１２０に対する局部発振器信号を生成する。
【００６９】
生成される１つの局部発振器信号は、第１のモードでアンテナシステムから受信した信号をダウンコンバートするよう受信機１１２０を適合させる。第１のモードは無線ネットワーク局からのユーザデータトラフィックの受信に対応している。生成される別の局部発振器信号は、第２のモードで結合したアンテナシステムから反射された送信信号をダウンコンバートするよう受信機を適合させる。いくつかの実施例においては、上記議論した第１の動作モードと第２の動作モードは、同時であるかまたは重なっていても良い。従って、いくつかの実施例においては両方の局部発振器信号は同時に生成されてよく、またいくつかの実施例において受信機は、受信信号とアンテナシステムから反射した送信機信号とを同時にダウンコンバートするよう動作することができる。
【００７０】
いくつかの実施例では、受信機１１２０は、反射信号をダウンコンバートするためのホモダインダウンコンバータを備えると良い。受信信号に対しては、同一のまたは別個のダウンコンバータを使用することができる。このような実施例においては、反射信号をダウンコンバートするために使用する局部発振器信号は、送信搬送波周波数信号を生成するために使用するのと同じ信号であってよい。様々な実施例において、この局部発振器信号は、変調前の送信搬送波周波数信号、或いは、位相部分のみ変調後の送信搬送波周波数信号、或いは、振幅部分と位相部分の両方が変調（例えば、複素またはＩ／Ｑ変調）後の送信搬送波周波数信号であってもよい。後者の場合は、受信機１１２０の中のダウンコンバータでは、局部発振器をダウンコンバータミキサのリミッティング入力に印加することができる。それによって、変調の振幅部分を抑圧または部分的に抑圧することができる。いずれの場合にも、選択した設計の伝達関数は既知であり、デジタル信号処理ユニット１１５０の中で使用して、種々の異なるアンテナ反射係数に対して予期されると考えられるダウンコンバートした信号を予測することができ、それにより実際のアンテナ反射係数を推定することできる。
【００７１】
ダウンコンバートされたデジタル信号サンプルは、受信機から（ラインＤで）デジタル信号処理回路１１５０に送られる。ベースバンド処理回路１１５０は、ネットワークで生成されるユーザデータトラフィック、即ち、受信信号に対応するダウンコンバートした信号を復号化する第１のモードとダウンコンバートした送信機反射波信号を処理する第２のモードとの内の少なくともいずれかで動作するよう構成することができる。第２のモードにおいて反射波サンプルを処理して反射係数Γを求めるためのいくつかの異なる方法は、上記でリストしてある。これらのアプローチそれぞれは本質的に、反射波サンプルと（ラインＥで）送信機に印加した送信機変調信号に関する知識とを合成して、既知の送信機変調成分を反射波信号に対して補償し、それによりアンテナ反射係数を計算することを含む。この計算されたアンテナ反射係数は、具体的なトランシーバ設計のキャリブレーションから決定される何らかのスケーリングと位相オフセットとは別として、一般的に、位相と振幅においては正確である。
【００７２】
アンテナ反射係数を求めた後には、ベースバンド処理回路１１５０は、調整可能な整合ネットワーク１１１１に対する変更を算出してアンテナ整合を改善するよう構成することができる。その変更は、少なくとも反射係数に基づいて算出される。しかし、また、送信機１１３０の現在の動作状態と整合ネットワーク１１１１の現在の状態に基づいていても良い。
【００７３】
当業者であれば、図１１においては整合ネットワーク１１１１がデュープレクサ１１１２の後、従って送信パスと受信パスの両方のパスの中に示されていることに気づくであろう。これは、特にアンテナインピーダンスの変動が送信回路と受信回路との間で相関がある場合に望ましい構成であるかもしれない。この相関がある場合は、Ｔ／Ｒデュープレクサ１１１２がＴ／Ｒスイッチを備えることができる単一周波数ＴＤＤシステムの場合には一般的であろう。しかしながら、もし、整合ネットワーク１１１１が受信機回路に対するアンテナインピーダンスに影響を与えることが望ましくないとすれば、整合ネットワーク１１１１は、その代わりに、Ｔ／Ｒデュープレクサ１１１２と方向性結合器１１１３との間に設置すると良い。
【００７４】
整合ネットワークに対する変更は（制御ラインＫを使用して）デジタル信号処理回路１１５０によって命令される。ベースバンドプロセッサ１１５０はまた、（ラインＡを介して）受信機１１２０、周波数シンセサイザ１１４０（ラインＢ）、および送信機１１３０（ラインＣ）を制御する。ベースバンド処理及び制御回路１１５０は、高速数値計算に特化して適合されたデジタル信号プロセッサ、ハードロジック、及び、汎用マイクロプロセッサの複合体を備えることができる。これらのすべては適切なソフトウェアプログラムによって統合制御される。ある特定のセットのソフトウェアプログラムをアンテナ整合の実行に関連づけることができ、それによってアンテナ整合は適切なときに実行されること、アンテナシステム、シンセサイザ１１４０、受信機１１２０、および送信機１１３０が正しいモードで動作することを保証することができる。このようなソフトウェアはまた、処理した反射波サンプルを正しく適切に解釈するために必要とされる上述の振幅スケーリング定数及び位相シフト定数を自動的に決定するよう構成されるキャリブレーション手順を含むと良い。
【００７５】
一般に、整合ネットワークに対する所与の変更が、どの程度アンテナ反射係数に影響するかを予測できることが望ましい。これは、本発明のいくつかの実施例においては、整合システムのアクティビティの過去の事例から学習することによって達成することができる。使用可能な１つの方法を以下に説明する。
【００７６】
１つの未知のネットワークがキャリブレーションされるとする。ここで、このネットワークは、方向性結合器１１１３と整合ネットワーク１１１１との間にあって、デュープレクサ１１１２と何らかの長さの配線とを備え、４つの複素数のチェイン行列パラメータ、即ち、
┌      ┐
｜ａ  ｂ｜
｜      ｜
｜ｃ  ｄ｜
└      ┘
によって表すことができる。
【００７７】
受信機ダウンコンバータに加えられた局部発振器信号に対する、送信機を通しての送信搬送波周波数信号の位相シフトによる反射係数の位相のいずれの変更も、その位相シフトの半分を有する伝送線路を未知ネットワークの中に吸収することにより、そのチェイン行列の中に組み入れることができる。半分というファクタは、反射係数位相の変化がネットワークを通しての片道の位相シフトの２倍であるという事実から導かれる。さらに、反射波のいずれの振幅スケーリングも、双方向増幅器または減衰器をその未知ネットワークの中に吸収することにより、チェイン行列の中に組み入れることができる。
【００７８】
従って、この４つの複素数の未知数ａ、ｂ、ｃ、ｄを決定することにより必要なキャリブレーションデータが与えられる。このキャリブレーションデータは、整合ネットワークの変更によって生じた反射波の測定の結果を予測することができる。従って、整合ネットワーク１１１１によって方向性結合器１１１３に与えられるアドミタンスは次式で示される。即ち、
Ｙ１＝（ａ＋ｂＹ）／（ｃ＋ｄＹ）＝（１−Ｐ１）／（１＋Ｐ１）          （３）
である。ここで、Ｙは整合ネットワーク１１１１と結合器１１１３との接合部に反映するアンテナインピーダンスである。整合ネットワークが、スイッチ可能な並列キャパシタンス、または可変値ｊＢで表されるサセプタンスによって調整を行うと仮定すれば、この付加サセプタンスｊＢのスイッチ投入は、ＹをＹ＋ｊＢに変更することであり、第２の式が得られる。即ち、
Ｙ２＝（ａ＋ｂ（Ｙ＋ｊＢ））／（ｃ＋ｄ（Ｙ＋ｊＢ））
＝（１−Ｐ２）／（１＋Ｐ２）                    （４）
である。
【００７９】
もしＹ１が、反射電力が最小値になったときに求められたとすれば、Ｙは整合負荷、例えば、２０ｍＭｈｏであることがわかる。その後、３つの異なるＢの値を使用すればタイプ１とタイプ２の４本の方程式が得られ、これは４元の線形連立方程式となる。これによりａ、ｂ、ｃ、およびｄを求めることができる。当業者であれば、このようなキャリブレーション手順は、様々な実施例においては、周波数を変化させる場合にだけ、または電源投入の時にだけ、または、さらに頻度が低い場合で工場の中だけで、またはユーザが電話機に対して初期設定モードを入力するときにだけ等で、実行することができることを認識するであろう。
【００８０】
上述した技術から生ずる利益は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を使用して動作する場合、またはそれと密接に関連したシングルキャリア周波数分割多元接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）信号を使用して動作する場合を考えるときに、特に明白になる。ＯＦＤＭにおいては、送信されるべき１組のデータシンボルがフーリェ変換演算が施される。これは、それぞれのシンボルに対して、異なる周波数副搬送波を生成する効果を有する。
【００８１】
図１２は、ＯＦＤＭ動作を行うよう構成されたトランシーバ１００の代表的な実施例における信号フローを示す。送信データはシンボルマッパ１２０５によって１組の副搬送波にマッピングされる。このマッピングは、例えば、１６−ＱＡＭ変調コンステレーションを使用することができ、その結果１組の複素数が得られ、これらは一般に、それぞれの副搬送波に対して異なる位相と異なる振幅を有する。これらの複素数は、ｉＦＦＴユニット１２１０において、逆高速フーリェ変換アルゴリズムを使用して同位相（Ｉ）および直交位相（Ｑ）の時間領域波形に変換される。デジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）１２１５において、これらのＩ波形およびＱ波形は、逆ＦＦＴの数値サンプルデータ領域から連続波形に変換される。図示されてはいないが、本発明の種々の実施例においては、様々な補間、デジタルフィルタリング、およびアナログフィルタリングの操作が要求される可能性がある。これらの技術は当業者には公知である。これらのＩ波形およびＱ波形は、直交変調器１２２０を使用して、周波数シンセサイザ１１４０によって供給された余弦（コサイン）と正弦（サイン）送信搬送波周波数信号をそれぞれ変調する。変調器出力は電力増幅器１２３０で増幅され、図１１に対して示されたアンテナシステム等のアンテナシステムを通してアンテナに供給される。
【００８２】
不整合によってアンテナシステムにより反射された信号は、受信機１１２０の入力に供給される。反射信号は、低雑音増幅器１２３５によって増幅され、その後、直交ミキサ１２４０に供給される。直交ミキサ１２４０は、シンセサイザ１１４０からの余弦および正弦局部発振器信号によって駆動される。ミキサ出力はＩフィルタ１２４５−ＡとＱフィルタ１２４５−Ｂでフィルタリングされ、２入力（デュアル）アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）１２５０でアナログ形式からデジタル形式に変換される。
【００８３】
反射波のデジタルサンプルは、デジタル信号処理１１５０に供給され、ここで反射波のデジタルサンプルは、ＦＦＴユニット１２５５を使用して、時間領域副搬送波から周波数領域副搬送波に変換される。それぞれの副搬送波に対するシンボル振幅とシンボル位相とは、シンボル検出ユニット１２６０を使用して求められる。
【００８４】
反射係数処理ユニット１２７０には、反射波を表す１組の複素サンプルとともに、元の送信されたデータと元のマッピングされたシンボルとの内の少なくともいずれかが供給される。アンテナ反射係数は、これらから容易に計算することができる。例えば、ＦＦＴ１２５５から得られるシンボル値は、アンテナの反射係数に対応する位相シフトと振幅変化は別にして、シンボルマッパ１２０５によって生成されたシンボルの組に直接に対応していなければならない。アンテナインピーダンスが周波数に関してゆっくり変動する関数であるとすれば、ループを回る時間遅延による周波数帯域にわたる一般的には線形の位相傾斜を別にすれば、この位相ずれ（オフセット）と振幅変化とは、それぞれのシンボルに対して、一般的に同じであるかもしれない。元のシンボルの既知の位相は、逆回転によって受信サンプルから除去される。また、対応する受信シンボル値を元のシンボル振幅で除算することにより、異なるシンボル振幅の影響を除去することも可能である。位相と振幅の正規化はどちらも、簡単にＲ（ｉ）／Ｓ（ｉ）と表される。ここで、Ｒ（ｉ）は受信ＦＦＴのｉ番目の出力であり、Ｓ（ｉ）は元のｉ番目のシンボル値である。正規化された値にわたるどんな位相傾斜も、例えば、別のフーリェ変換演算によって求めることができ、それらは除去することができる。その後の結果は、ＯＦＤＭシステムにおいて実質的である信号帯域幅にわたるアンテナ反射係数の大きさのグラフィックス表示である。
【００８５】
信号スペクトラムにわたって実質的に変動がある場合には、反射処理ユニット１２７０は、平均値、二乗平均値、または最悪の場合の値のいずれかを最小化することを求めることができる。いずれの信号波形の場合にも、送信周波数帯域の１つ以上の周波数に対してキャリブレーション手順を使用して、整合ネットワークの変化がアンテナ反射係数に与える効果を予測するために用いられ、従って、最良の整合を迅速に求めるために整合ネットワークの制御を支援する１組の行列値（ａ，ｂ，ｃ，ｄ）を決定することができる。
【００８６】
当業者であれば、第２の方向性結合器ポートから供給される順方向波サンプルをダウンコンバートするために第２の受信チャネルを追加することにより、キャリブレーションに関わる課題が大幅に容易になることを認識するであろう。この２つの受信チャネルが相当程度よく整合していると仮定すれば、アンテナ反射係数は単に、同時にダウンコンバートしてサンプルした、反射波サンプル対順方向波サンプルの比である。キャリブレーションはまた、単一の受信機を使用して時々、方向性結合器１１１３からの順方向波信号を選択し、送信機変調信号に対する位相と振幅とを求めることによって単純化することもできる。それからこれは、他の時点で反射波を評価する時の基準として使用される。
【００８７】
受信機がダイバーシティ受信機である場合、または、その受信機にアンテナ整合の目的に特化した付加的な低感度のダウンコンバータが設けられる場合には、第２の受信チャネルを利用することができる。受信機がダイバーシティ受信機である場合には、その２つのチャネルは、ユーザデータトラフィックの正規の受信の間は、それぞれのダイバーシティアンテナに接続されているであろう。送信機がダイバーシティ送信機ではないとすれば、送信機はおそらく２つのダイバーシティアンテナの内のただ１つ、即ち、本発明を適用可能なアンテナに接続されるであろう。即ち、方向性結合器と調整可能整合ネットワークが送信機とその送信機が給電するその１つのアンテナとのパスにある構成となるであろう。一方、送信機もまたダイバーシティ送信機であるとすれば、送信機は２つの電力増幅器を有し２つの電力増幅器が２つのアンテナに給電する。この場合には、それぞれの送信チャネルに対して本発明の完全な二重構成となり、それぞれのアンテナシステムを別個に同調することができる。しかしながら、２つの受信チャネルは、順方向波と反射波とを処理するために使用することができる。この場合には、第１の送信機−アンテナペアをある時刻に使用し、第２の送信機−アンテナペアは別の時刻に使用する。これにより、単一の制御アルゴリズムを使用して異なる時間区間において２つのアンテナを、それぞれのアンテナの送信機に整合させることができる。従って、このようなダイバーシティシステムにおいては、２つの順方向波と２つの反射波とを扱うために４つの受信機チャネルを有することは一般には必ずしも必要ではない。ダイバーシティ受信を使用せずしてダイバーシティ送信を行うことはおそらくないが、第１の送信機−アンテナペアの反射波と第２の送信機−アンテナペアの反射波とだけを単一の受信チャネルを使用して別々の時間区間で処理することは原理的には可能である。或いは、２つの反射波と２つの順方向波とを４つの異なる時間区間で処理することさえも可能である。また、２つのアンテナの間の結合を求めることも、片方のアンテナへの順方向波をもう一方からの反射波と結びつけて処理することにより行うことが可能である。これは、両方の送信機が送信中であり、それぞれの送信機に対する変調信号が十分に直交しているか、または、直交していない部分に対する補償が数値信号処理領域において適切に行われているなら、可能である。
【００８８】
今述べたように、ＯＦＤＭでの適用においては、十分な信号処理を行うことができ、これにより送信機変調タイプを補償した反射係数値を求めることが可能である。当業者であれば、ここで説明した技術の多くの変形が可能であることを認識するであろう。例えば、周波数領域または時間領域における処理を実行し、高速フーリェ変換と逆高速フーリェ変換とを使用して周波数領域と時間領域とを切り替えること、または、チェイン行列（ａ，ｂ，ｃ，ｄ）表現以外の２ポート行列表現（例えば、スキャッタリング行列表現）を使用してキャリブレーション値を記述すること等である。当業者であれば、上述した技術はまた、ＳＣ−ＦＤＭＡ信号に対しても直接適用可能であることを認識するであろう。ＳＣ−ＦＤＭＡは線形的に事前符号化した（pre-coded）ＯＦＤＭであるとみなすことができる。添付の請求の範囲で記載するように、これらの変形は全て本発明の範囲の中にあることが理解されるであろう。
【００８９】
当業者であれば、ここで検討している様々な回路の内のいくつか（ベースバンド処理回路１１５０等）は、１つ以上のマイクロプロセッサとマイクロコントローラとデジタル信号プロセッサとカスタムハードウェアとの内の少なくともいずれかを使用して実現できること、また、スタンドアロンチップとして、または他の機能も含むＡＳＩＣ（アプリケーション専用集積回路）の一部として実現できることをさらに認識するであろう。ここで説明した１つ以上の回路の機能は、いくつかの実施例においては２つ以上の処理要素を使用して実行できる。また他の実施例においては、２つ以上の回路の機能は単一の処理要素を使用して実行することができる。
【００９０】
信号処理回路は、１つ以上のプログラム可能要素を備えることができ、これらのプログラム可能要素はソフトウェア、ファームウェア、またはこれら２つの適当な組み合わせを使用してプログラムされる。この信号処理回路はまた、１つ以上の要素を含むことができ、これらの要素は、結線接続されて（hard-wired）ここで記述した１つ以上の技術を実行することができる。例えば、図１３は、無線トランシーバにおけるアンテナインピーダンス整合を自動的に調整するための方法を示す。この方法は、上述したトランシーバの内の１つ以上の中で実施することができる。これは恐らくは、プログラム可能なベースバンド処理ユニットを使用して行われる。
【００９１】
この代表的な方法は、ブロック１３１０で開始され、ブロック１３１０では、位相振幅変調信号から生成された信号をアンテナを介して送信する。先に議論したように、送信する信号はＯＦＤＭＡ信号またはＳＣ−ＦＤＭＡ信号を含むことができ、１つ以上の位相振幅変調方式（１６−ＱＡＭまたは６４−ＱＡＭ等）を使用して変調することができる。他の実施例においては、送信する信号は位相振幅変調方式を使用して変調したＣＤＭＡ信号であってもよい。
【００９２】
いずれの場合にも、送信された信号の一部分は一般に、送信機回路とアンテナとの間のインピーダンス不整合によってアンテナから反射される。この不整合は、アンテナのユーザの体に対する近接度を含む環境条件のために時間的に変動する可能性がある。ブロック１３２０において、反射信号は受信機回路と結合する。ブロック１３３０において、この受信機回路は反射信号をダウンコンバートしてデジタル化する。当業者であれば、方向性結合器等の結合回路を使用して反射信号の一部分を受信機回路に導くことができることを認識するであろう。この結合には信号の大幅な減衰、例えば、１５ｄＢ以上の減衰が関係するかもしれない。しかしながら、送信される信号の振幅は一般に、受信機感度の下限よりもずっと高いので、このような減衰は許容可能であって、さらには、受信機回路の過負荷を回避するために望ましいことでさえある。
【００９３】
ブロック１３４０において、アンテナインピーダンス不整合が特徴付けられる。この特徴付けは、ダウンコンバートされた反射信号をデジタル化したベースバンドサンプルとともに、送信機信号を生成するために使用した位相振幅変調信号を使用して行われる。このようにして、変調の影響をデジタルベースバンドサンプルから効率よく除去することができ、これにより、反射信号の振幅と位相とを正確に特徴付けることができる。ブロック１３５０において、調整可能な整合ネットワークはこの特徴付けに応じて制御される。例えば、先に詳細に説明したように、アンテナ整合回路の中で１つ以上の整合素子を選択的に接続する（即ち、スイッチを投入または切断する）ことができる。いくつかの実施例においては、整合素子の様々な組み合わせを試みて、最適な構成を求めることができる。他の実施例においては、最適または有利な設定は、特徴付けされた不整合から直接に導出することができる。例えば、アンテナ反射係数の推定値を使用して、ルックアップテーブルの中に記憶されている所定の整合ネットワーク構成を評価することができる。
【００９４】
いくつかの実施例においては、アンテナインピーダンス不整合は、アンテナ不整合に対応する反射係数の推定値を計算することにより特徴付けられる。これは、例えば、反射信号を示す、デジタルベースバンドサンプルから得られた複素信号値を、アンテナ（或いはアンテナ整合回路）インタフェースに入力される順方向信号に対する推定値で除算することにより行うことができる。後者の値は、いくつかの実施例においては、送信信号振幅に関してベースバンドプロセッサが有する知識、反射インタフェースからの反射信号が受信機回路を通して受ける位相シフトと信号減衰を反映するキャリブレーションデータ、および、デジタルベースバンド信号に対応した時刻の送信機変調信号の値を合成することにより得ることができる。当業者であれば、上記の情報が与えられれば、所与のいずれの時刻においても順方向波の振幅と位相とを推定することができることを認識するであろう。
【００９５】
いくつかの実施例では、先に議論したように、反射係数は、いくつかのデジタルベースバンドサンプルのそれぞれに対して計算され、それらの平均値をとることができる。このような実施例に対する代表的な処理ロジックを示すフローチャートを図１４に示す。
【００９６】
ブロック１４１０において、先で議論したデジタルベースバンドサンプルのいくつかを選択する。しかしここでは、変調信号の値に対応したある特定のサンプルを選択する。例えば、変調信号を評価して、順方向波が、ある中間振幅レベルに対応するのはどの点（１つまたは複数）であるかを判定ことができる。この１つまたは複数の点に対応するデジタルベースバンドサンプルを選択してさらなる解析を行う。このようにして、測定において歪みや雑音の原因になるかもしれない信号ピークまたは信号トラフ（谷）が回避される。
【００９７】
ブロック１４２０において、選択されたベースバンドサンプルのそれぞれに対して反射係数値を計算する。ブロック１４３０において、反射係数値の平均値を求める。ブロック１４４０において、計算した平均値に基づいてアンテナ整合回路を調整する。
【００９８】
先に注記したように、これらの例示された方法とそれらの変形例は、様々な構成のトランシーバや様々なタイプのサポート信号で実施される。同様に、図面において明示的に例示されていない他の信号処理方法も上述のように検討された。そして、これらは添付の請求の範囲の中にあるものである。当業者であれば、本発明はその本質的な特徴から逸脱することなく、ここで具体的に説明した方法とは別の方法で実行することが可能であることを認識するであろう。従って、ここに示した実施例は全ての観点からして例示的なものであって限定的なものではないと考えられるべきである。そして、添付の請求の範囲の意味することとその均等物の範囲にある全ての変形例は本発明に包含されることが意図されている。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【国際調査報告】
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