(57)【要約】本発明は、無線周波数送信機（ＲＦＴ）及び無線周波数送信機（ＲＦＴ）内で無線周波数入力信号（ＳＩＮ）を増幅する方法に関する。無線周波数送信機（ＲＦＴ）は、パルスビットストリーム信号を生成するように適合された生成ユニット（ＧＵ）を有するデジタル信号生成器（ＤＳＧ）、及び無線周波数入力信号（ＳＩＮ）を増幅するように適合されたトランジスタ回路（ＰＴ）を有するスイッチモード電力増幅器（ＳＭＰＡ）を備える。デジタル信号生成器（ＤＳＧ）は、前記パルスビットストリーム信号内で事前定義された閾値より長い一定の信号高さのシーケンスを検出するように適合された制御ユニット（ＣＵ）をさらに備える。制御ユニット（ＣＵ）はまた、前記シーケンスの検出時に、前記シーケンス内に１つ以上のノッチを挿入することによって修正されたパルスビットストリーム信号の生成を開始するように適合される。前記ノッチは、シーケンスの信号高さとは異なる信号高さの信号によって前記シーケンスに割り込む。無線周波数送信機（ＲＦＴ）は、前記トランジスタ回路（ＰＴ）に前記修正されたパルスビットストリーム信号を無線周波数入力信号（ＳＩＮ）として提供するように適合された接続手段（ＣＭ）をさらに備える。
2011504032.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
パルスビットストリーム信号（ＳＤＳＧ）を生成するように適合された生成ユニット（ＧＵ）を有するデジタル信号生成器（ＤＳＧ）、及び入力信号（ＳＩＮ）を増幅するように適合されたトランジスタ回路（ＰＴ）を有するスイッチモード無線周波数電力増幅器（ＳＭＰＡ）を備える無線周波数送信機（ＲＦＴ）であって、
前記デジタル信号生成器（ＤＳＧ）が、前記パルスビットストリーム信号（ＳＤＳＧ）内で事前定義された閾値より長い一定の信号高さ（ＳＨ）のシーケンス（５３）を検出し、前記シーケンス（５３）の検出時に、前記シーケンス（５３）の前記信号高さ（ＳＨ）とは異なる信号高さ（ＳＨｎｏｔｃｈ）の信号によって前記シーケンス（５３）に割り込む１つ以上のノッチ（５３１、５３２）を前記シーケンス（５３）内に挿入することによって修正されたパルスビットストリーム信号（Ｓｍｏｄ）の生成を開始するように適合された制御ユニット（ＣＵ）をさらに備え、また前記無線周波数送信機（ＲＦＴ）が、前記トランジスタ回路（ＰＴ）に前記修正されたパルスビットストリーム信号（Ｓｍｏｄ）を前記入力信号（ＳＩＮ）として提供するように適合された接続手段（ＣＭ）をさらに備えた
ことを特徴とする無線周波数送信機（ＲＦＴ）。
【請求項２】
請求項１記載の無線周波数送信機（ＲＦＴ）であって、
前記制御ユニット（ＣＵ）が、前記シーケンス（５３）の検出時に、前記生成器ユニット（ＧＵ）をトリガして、前記シーケンス（５３）内に１つ以上の信号高さの不連続性を生成することによって前記１つ以上のノッチ（５３１、５３２）を挿入させ、前記修正されたパルスビットストリーム信号（Ｓｍｏｄ）を、前記接続手段（ＣＭ）を介して前記入力信号（ＳＩＮ）として前記トランジスタ回路（ＰＴ）に送るようにさらに適合された
ことを特徴とする無線周波数送信機（ＲＦＴ）。
【請求項３】
請求項１記載の無線周波数送信機（ＲＦＴ）であって、
前記制御ユニット（ＣＵ）が、前記シーケンス（５３）の検出時に、トリガ信号の生成を開始するようにさらに適合され、また
前記接続手段（ＣＭ）が、前記ノッチ（５３１、５３２）の前記挿入のために前記トリガ信号によって制御されるスイッチング要素（ＴＮ）を備えた
ことを特徴とする無線周波数送信機（ＲＦＴ）。
【請求項４】
請求項３記載の無線周波数送信機（ＲＦＴ）であって、
前記制御ユニット（ＣＵ）が、前記シーケンス（５３）の検出時に、前記デジタル信号生成器（ＤＳＧ）をトリガして前記シーケンスを示すためのインジケータ信号（Ｓｉ）を生成させるようにさらに適合され、また
前記無線周波数送信機（ＲＦＴ）が、前記インジケータ信号（Ｓｉ）によってトリガされると、１つ以上のパルス（Ｓｎ）を前記トリガ信号として生成するように適合されたパルス生成器（ＰＧ）をさらに備えた
ことを特徴とする無線周波数送信機（ＲＦＴ）。
【請求項５】
請求項３記載の無線周波数送信機であって、
前記無線周波数送信機（ＲＦＴ）が、前記ノッチ（５３１、５３２）の前記挿入が事前定義された時点に行われるように、前記生成されたトリガ信号を遅延させるように適合された遅延ユニット（Ｌｄ）をさらに備えたことを特徴とする無線周波数送信機。
【請求項６】
請求項１記載の無線周波数送信機（ＲＦＴ）であって、
前記１つ以上のノッチの持続時間（ｔｎ）が前記パルスビットストリーム信号（ＳＤＳＧ）のパルスの持続時間（ｔｐ）より短いことを特徴とする無線周波数送信機（ＲＦＴ）。
【請求項７】
請求項１記載の無線周波数送信機（ＲＦＴ）であって、
前記トランジスタ回路（ＰＴ）が１つ以上の窒化ガリウムトランジスタからなることを特徴とする無線周波数送信機（ＲＦＴ）。
【請求項８】
請求項１記載の無線周波数送信機（ＲＦＴ）であって、
前記制御ユニット（ＣＵ）が、前記パルスビットストリーム信号の全体的なエネルギー含有量が保存されるように前記パルスビットストリーム信号の対応する延長をトリガすることによって、前記シーケンス（５３）内の前記１つ以上のノッチ（５３１、５３２）の前記挿入を補償するようにさらに適合された
ことを特徴とする無線周波数送信機（ＲＦＴ）。
【請求項９】
請求項１記載の無線周波数送信機であって、
前記制御ユニット（ＣＵ）が、前記スイッチモード電力増幅器（ＳＭＰＡ）のタイプに応じて前記１つ以上のノッチの形状を制御するようにさらに適合されたことを特徴とする無線周波数送信機。
【請求項１０】
トランジスタ回路（ＰＴ）を有するスイッチモード無線周波数電力増幅器（ＳＭＰＡ）を備える無線周波数送信機（ＲＦＴ）内で入力信号（ＳＩＮ）を増幅する方法であって、
パルスビットストリーム信号（ＳＤＳＧ）内で事前定義された閾値より長い一定の信号高さ（ＳＨ）のシーケンス（５３）を検出するステップ、
前記シーケンス（５３）の検出時に、前記シーケンス（５３）の前記信号高さ（ＳＨ）とは異なる信号高さ（ＳＨｎｏｔｃｈ）の信号によって前記シーケンス（５３）に割り込む１つ以上のノッチ（５３１、５３２）を前記シーケンス（５３）内に挿入することによって修正されたパルスビットストリーム信号（Ｓｍｏｄ）の生成を開始するステップ、及び
前記トランジスタ回路（ＰＴ）に前記修正されたパルスビットストリーム信号（Ｓｍｏｄ）を前記入力信号（ＳＩＮ）として提供するステップ
を備えることを特徴とする方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は無線周波数送信機に関し、詳細には、入力信号の増幅のためのスイッチモード電力増幅器を備える無線周波数送信機、及びそのような無線周波数送信機内で入力信号を増幅する方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
移動体通信のための基地局（＝ＢＳ）における電力増幅器の効率は非常に重要である。電力増幅器の効率が悪いとエネルギー消費がより高くなるために動作コストが増大し、並びに冷却及び通気機器のための、そしてより強力な電源のための資本コストが増大する。効率が悪いと構成要素の動作温度が増大し、構成要素の早期故障を招く。
【０００３】
基地局のために現在使用されている電力増幅器はアナログ電力増幅器である。ＣＤＭＡ  ２０００及びＵＭＴＳのような移動体通信システムで使用されるアナログ信号の構造は非常に直線的なダイナミックレンジだけでなく、約６ｄＢ〜１１ｄＢのバックオフを必要とするような性質のものである（ＣＤＭＡ＝符号分割多重アクセス、ＵＭＴＳ＝汎用移動体電気通信システム）。ＬＤＭＯＳトランジスタなどの標準的な技術が使用される場合、これらの要件は、効率を犠牲にすることによってのみ実現することができる（ＬＤＭＯＳ＝横方向拡散金属酸化膜半導体）。
【０００４】
スイッチモード電力増幅器は能動デバイスをオン／オフモードで、即ちスイッチとして動作させる電子増幅器である。図１では、スイッチモード電力増幅器の典型的な構成を示す。アナログ増幅器とは異なり、スイッチモード電力増幅器は方形パルス入力信号によって駆動される。トランジスタを使用するスイッチモード電力増幅器（クラスＳ増幅器とも呼ばれる）の効率は、トランジスタのスイッチング速度及びトランジスタを駆動させるのに使用されるパルスシーケンスの形式に依存する。
【０００５】
デジタル信号生成器ＤＳＧはディファレンシャルモードの矩形パルスビットストリーム信号ＳＤＳＧを生成する。ここでは、増幅器へのデジタル低電力入力信号ＳＤＳＧは「デルタシグマ変調」タイプのものである。そのような信号は持続時間がｔｐの倍数であるパルスのシーケンスである。この信号は相補型ＭＯＳＦＥＴ（＝ＣＭＯＳ、ＭＯＳＦＥＴ＝金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ）として構成された２つの電力トランジスタＰＴａ及びＰＴｂを駆動する。通常、ＣＭＯＳはｐチャンネルＭＯＳＦＥＴ  ＰＴａ及びｎチャンネルＭＯＳＦＥＴ  ＰＴｂを同じチップ上に有するように設計される。図１に示すトランジスタ構成はＣＭＯＳ論理ゲートの基本的な構成要素である反転回路である。常に一方のトランジスタだけは「オン」になるが他方は「オフ」であるため、静止状態では電流を流すことができない。電流が流れるのはスイッチング中だけであり、従ってこの組合せでは入力電力の消費が非常に低い。しかしこれはまた、電流がクロック速度とともに増大することを意味する。
【０００６】
パルスビットストリーム信号ＳＤＳＧはＭＯＳＦＥＴトランジスタＰＴａ、ＰＴｂのゲートＧ内に供給される。ｐチャンネルＭＯＳＦＥＴ  ＰＴａのドレインＤは電圧Ｖ＋に接続され、ｎチャンネルＭＯＳＦＥＴ  ＰＴｂのソースＳはアース接地に接続される。これらのトランジスタはスイッチとして働き、また理想的な場合、単に「オン」及び「オフ」を切り換えるとデジタル信号を増幅する。増幅器の出力では、再構成フィルタＲＣＦが、増幅された矩形パルス出力信号Ｓｏｕｔを再びアナログの高電力出力信号Ｓａｎａｌｏｇに変換する。この再構成フィルタＲＣＦは低域通過フィルタを備えることができる。
【０００７】
帯域通過デルタシグマ変調器を使用する無線周波数電力増幅器の動作に関する洞察は、例えば、Ｓｈａｗｎ  Ｐ．  Ｓｔａｐｌｅｔｏｎ、「Ｈｉｇｈ  Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ  ＲＦ  Ｐｏｗｅｒ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ  Ｕｓｉｎｇ  Ｂａｎｄｐａｓｓ  Ｄｅｌｔａ−Ｓｉｇｍａ  Ｍｏｄｕｌａｔｏｒｓ」、Ｄｅｓｉｇｎ  Ｓｅｍｉｎａｒ、Ａｇｉｌｅｎｔ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ，  Ｉｎｃ．、米国カリフォルニア州サンタローザ、1〜22頁に提供されている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００８】
【非特許文献１】Ｓｈａｗｎ  Ｐ．  Ｓｔａｐｌｅｔｏｎ、「Ｈｉｇｈ  Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ  ＲＦ  Ｐｏｗｅｒ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ  Ｕｓｉｎｇ  Ｂａｎｄｐａｓｓ  Ｄｅｌｔａ−Ｓｉｇｍａ  Ｍｏｄｕｌａｔｏｒｓ」、Ｄｅｓｉｇｎ  Ｓｅｍｉｎａｒ、Ａｇｉｌｅｎｔ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ，  Ｉｎｃ．、米国カリフォルニア州サンタローザ、1〜22頁
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
本発明の目的は無線周波数範囲内のスイッチモード電力増幅器の効率を改善することである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の目的は、パルスビットストリーム信号を生成するように適合された生成ユニットを有するデジタル信号生成器、及び入力信号を増幅するように適合されたトランジスタ回路を有するスイッチモード無線周波数電力増幅器を備える無線周波数送信機であって、それによってデジタル信号生成器が、前記パルスビットストリーム信号内で事前定義された閾値より長い一定の信号高さのシーケンスを検出し、前記シーケンスの検出時に、シーケンスの信号高さとは異なる信号高さの信号によって前記シーケンスに割り込む１つ以上のノッチを前記シーケンス内に挿入することによって修正されたパルスビットストリーム信号の生成を開始するように適合された制御ユニットをさらに備え、また無線周波数送信機が、前記トランジスタ回路に前記修正されたパルスビットストリーム信号を入力信号として提供するように適合された接続手段をさらに備える、無線周波数送信機によって実現される。本発明の目的はさらに、トランジスタ回路を有するスイッチモード無線周波数電力増幅器を備える無線周波数送信機内で入力信号を増幅する方法であって、それによって、パルスビットストリーム信号内で事前定義された閾値より長い一定の信号高さのシーケンスを検出するステップ、前記シーケンスの検出時に、シーケンスの信号高さとは異なる信号高さの信号によって前記シーケンスに割り込む１つ以上のノッチを前記シーケンス内に挿入することによって修正されたパルスビットストリーム信号の生成を開始するステップ、及び前記トランジスタ回路に前記修正されたパルスビットストリーム信号を入力信号として提供するステップを備える方法によって実現される。
【００１１】
この説明の目的で、スイッチモード無線周波数電力増幅器は、無線周波数信号を増幅するように適合されたスイッチモード電力増幅器とする。さらに、「デジタル信号生成器」という用語は、ビットストリーム信号の値、即ち信号高さに対して離散的であり、また時間に対しても離散的であるパルスビットストリーム信号を生成するように適合された生成ユニットを有する信号生成器を備える。しかし、「デジタル信号生成器」という用語はまた、ビットストリーム信号の値、即ち信号高さに対しては離散的であるが時間に対しては連続的であるパルスビットストリーム信号を生成するように適合された生成ユニットを有するセミデジタル生成器、即ち信号生成器を備えることもできる。時間的に非離散的な信号を発生させるそのようなセミデジタル生成器は、本発明の枠内で特に有利である可能性がある。
【００１２】
本発明は無線周波数範囲内でのスイッチモード電力増幅器の使用に関連する問題に対処する。基地局に対するＲＦ信号の増幅のための新しい方法が求められてきた。新しいタイプの半導体、ＧａＮトランジスタが市場に現れつつあり、従来の線形電力増幅器に対してますます数多く使用されるであろう（ＧａＮ＝窒化ガリウム）。ＧａＮトランジスタはスイッチモード電力増幅器内で使用することができ、また使用されるであろう。この種の増幅器はよく知られているが、必要なスイッチング周波数が現在のＬＤＭＯＳトランジスタには高すぎるので、基地局内の電力増幅器にはまだ使用されていない。これは、デジタル入力信号ではＲＦ搬送周波数の２〜４倍のオーバーサンプリング速度を必要とし、その結果、ＣＤＭＡ及びＵＭＴＳのような移動体通信システムに対するスイッチング速度が８ＧＨｚを超えるからである（ＲＦ＝無線周波数）。新しい現在現れつつある高電力ＧａＮトランジスタを使用すると、そのような周波数範囲及び適用分野向けのスイッチモード電力増幅器を構築することが可能になるであろう。
【００１３】
図２では、クラスＳ増幅器に対するデルタシグマ変調されたＵＭＴＳ入力信号のシーケンスを示す。図２は、ボルト単位の入力信号の電圧Ｕｉｎをμ秒単位で与えられる時間ｔの関数として与える。この入力信号は持続時間が時間単位ｔｐの倍数であるパルスのシーケンスである。時間単位ｔｐは入力信号の構造単位を構成する。信号の異なる部分は異なるスペクトル成分を含む。高信号レベルと低信号レベルの間の非常に頻繁な変化は高周波数スペクトル成分ＨＦを含み、振幅が等しい長いシーケンスは低周波数スペクトル成分ＬＦをより多く含む。
【００１４】
トランジスタの動作状態はトランジスタを動作させる周波数範囲に依存することがわかっている。振幅が同じ入力パルスの長いシーケンスＬＦの結果、入力信号の低周波数スペクトル成分が得られ、増幅器の動作点が高周波数での動作点とは反対に変化するので効率が低下する。
【００１５】
一例として、図３は、ＧａＮトランジスタのドレインソース電流ＩＤＳを、低周波数入力信号（実線）及び高周波数入力信号（破線）に対して印加されるドレインソース電圧ＵＤＳの関数として示す。低／高周波数入力信号はそれぞれ、異なるゲートソース電圧ＵＧＳに関連する。低周波数信号の場合も高周波数信号の場合も、ドレインソース電圧ＵＤＳの所与の値では、小さい方のドレインソース電流ＩＤＳを有する入力信号が、大きい方のドレインソース電流ＩＤＳを有する入力信号より小さなゲートソース電圧ＵＧＳに関連する。ドレインソース電流ＩＤＳはアンペア単位で与えられ、ゲートソース電圧ＵＧＳはボルト単位で与えられる。図３は高周波数ではなく逆に低周波数で動作させた場合のトランジスタの特性の変化を示す。この効果を「低周波数分散」と呼ぶ。これにより、デルタシグマ変調された信号は、高周波数スペクトル成分のみならず低周波数スペクトル成分も含むので、本質的に、トランジスタ内に低周波数分散をもたらすことが明らかになる。
【００１６】
本発明は、シーケンス長さが事前定義された値を超える場合、信号レベルの等しいシーケンスを分割するようにデルタシグマ変調された入力信号を変えることによって、この「低周波数分散」という問題に対処する。入力信号内の振幅が等しい長い信号シーケンス中に短いノッチ／パルスを挿入することによって、入力信号の非常に低いスペクトル成分を低減させる。従って、入力信号を短いパルスでインターリービング又はノッチングすることによって、ＧａＮトランジスタ内の分散効果が最小化又は回避される。
【００１７】
入力信号内に挿入するためのノッチの持続時間は、このノッチがトランジスタ回路に影響を与えるがスイッチモード無線周波数電力増幅器の後ろの再構成フィルタＲＣＦを通過できないように選択されることが好ましい。この効果は十分に短いノッチを生成することによって実現される。ノッチが再構成フィルタＲＣＦを通過できないほど短く選択された場合、このノッチは再構成フィルタＲＣＦのアナログ出力信号に影響を与えることができない。再構成フィルタＲＣＦはノッチが再構成フィルタＲＣＦを通過するのを阻止するための低域通過フィルタを備えることが好ましい。
【００１８】
ノッチングは、
ａ）デジタル信号を生成してＳＭＰＡを駆動させるデジタル信号生成器におけるデジタル信号処理によるデジタルノッチング、
ｂ）ＰＡトランジスタの信号入力で、例えばＭＯＳＦＥＴのゲートでノッチング回路を実装することによるデジタル／アナログノッチング
という２つの方法で実現することができる（ＰＡ＝電力増幅器）。
どちらのノッチング方式を使用するかは、変調方式、並びにデジタル信号生成器の能力及び伝送で使用される誤り訂正の能力に依存する。
【００１９】
本発明には２つの主要な態様がある。第１の態様は、スイッチモード電力増幅器に対してデジタル及びデジタル／アナログ混合それぞれの信号プリディストーションを実行する速く、低コストで、かつ適応性のある方法である。第２の態様は、デジタル信号生成器内のサンプリング速度をより速くする必要なく、低周波数分散効果を受ける非常に効率的なスイッチモード電力増幅器の実装を可能にする。
【００２０】
本発明は、デルタシグマ変調された信号によって駆動されるときのスイッチモード電力増幅器内の低周波数分散効果を克服する。さらに、本発明では、ＤＳＧが生成する信号に関する知識を使用し、またこの知識を使用して入力信号内の長いシーケンスを回避する。
【００２１】
本発明の結果、このプリディストーションを実装するための回路が最小化される。また、本発明により、異なる種類の電力増幅器及びトランジスタそれぞれに対して効率的に適応するために、方法の自由度を高くすることが可能になる。さらに本発明はデジタル／アナログ混合の手法に適用される。デジタル領域では入力信号の制御が容易になり、またアナログ技術ではノッチング回路の実装が速く、安価に、かつ容易になる。
【００２２】
さらなる利点は従属請求項に示す本発明の実施形態によって実現される。
【００２３】
本発明の好ましい実施形態によれば、制御ユニットは、前記シーケンスを検出すると、生成器ユニットをトリガして前記１つ以上のノッチを挿入させる。前記１つ以上のノッチを挿入するために、生成器ユニットはシーケンス内に１つ以上の信号高さの不連続性をデジタル式に作製する。信号高さの不連続性は、信号レベルをシーケンスの信号高さより著しく高く又は低くすることによって構成することができる。１つ以上のノッチをシーケンス内に挿入することによって、初めに生成器ユニットによって作製されたパルスビットストリーム信号から、修正されたパルスビットストリーム信号が作製される。修正されたパルスビットストリーム信号を生成した後、制御ユニットは、この修正されたパルスビットストリーム信号を、接続手段を介してスイッチモード電力増幅器のトランジスタ回路に送る。この実施形態は前述のノッチング方法ａ）「デジタルノッチング」に関連する。接続手段は、電子機器で使用される導電性経路又は電気回路（ワイア、ケーブル、条導体、プリント回路基板トラックなど）とすることができる。
【００２４】
本発明の別の好ましい実施形態によれば、制御ユニットは、前記シーケンスを検出するとトリガ信号の生成を開始する。接続手段はスイッチング要素を備える。スイッチング要素は、接続手段として働くプリント回路基板トラックの一体化された部分とすることが可能である。スイッチング要素は前記ノッチの挿入のためにトリガ信号によって制御される。生成されたトリガ信号は、接続手段の一部であるスイッチング要素へ送られることが好ましい。スイッチング要素は前記トリガ信号を受け取るように適合される。スイッチング要素はトリガ要素を受け取ると１つ以上のスイッチを実行し、その結果前記ノッチを挿入する。この実施形態は、前述のノッチング方法ｂ）「デジタル／アナログノッチング」に関連する。
【００２５】
この実施形態には、ノッチのより柔軟なタイミング、並びにノッチの自由な成形を可能にするという利点がある。これは、スイッチング要素の能力に依存する。この実施形態では、アナログ信号出力内の誤りを最小化するようにノッチを配置して成形することが可能である。この実施形態では、デジタル信号処理手法をアナログ回路と組み合わせて、低周波数分散効果を低減させ従って増幅器の効率が減少しないように、スイッチモード電力増幅器のデジタル入力信号を事前に歪ませる。
【００２６】
スイッチング要素は前記トリガ信号を受け取り、また前記トリガ信号を受け取ることによってトリガされると、前記１つ以上のノッチを生成するようにトランジスタ回路を切り換えるように適合された第２のトランジスタとすることが可能である。第２のトランジスタは、前記トリガ信号を受け取ることによってトリガされると、前記１つ以上のノッチを生成するためにトランジスタ回路のゲートを異なる電位に切り換えるように適合させることが可能である。前記第２のトランジスタは、スイッチモード電力増幅器のトランジスタ回路で使用されるトランジスタより小さくかつ速いことが好ましい。この第２のトランジスタは、大電流を切り換える必要がなく、従って非常に速くすることができる。
【００２７】
好ましい実施形態では、制御ユニットは、前記シーケンスの検出時に、デジタル信号生成器をトリガしてインジケータ信号を生成させる。このインジケータ信号は、検出されたシーケンスの始端及び持続時間を伝える。シーケンスが検出されなかった場合、インジケータ信号の信号高さは第１のレベル、例えばゼロになることが好ましい。シーケンスが検出された場合、インジケータ信号は、シーケンスの始端で第１のレベルから第２のレベル、例えばゼロ以外の信号高さへ飛ぶ。インジケータ信号はシーケンスの終端まで第２のレベルで留まり、次いで第１のレベルに戻る。
【００２８】
制御ユニットは生成されたインジケータ信号が接続手段を介してパルス生成器へ送られるようにトリガする。パルス生成器は、前記インジケータ信号によってトリガされると、１つ以上のパルスをトリガ信号として生成する。前述のように、トリガ信号、即ち１つ以上のパルスは接続手段の一部であるスイッチング要素に送られる。
【００２９】
本発明の別の好ましい実施形態によれば、無線周波数送信機は遅延ユニットを備える。生成されたトリガ信号は、前記ノッチの挿入が事前定義された時点で行われるように遅延されてから、スイッチング要素に到達する。これを使用して、シーケンス内でノッチングのタイミングを最適化することができる。
【００３０】
前記１つ以上のノッチの持続時間はパルスビットストリーム信号のパルスの持続時間より短いことが好ましい。
【００３１】
本発明の別の好ましい実施形態によれば、トランジスタ回路は１つ以上の窒化ガリウムトランジスタからなる。このトランジスタ回路は、例えばＧａＮトランジスタから作られた回路を備えることができる。
【００３２】
制御ユニットは、パルスビットストリーム信号の全体的なエネルギー含有量が保存されるようにパルスビットストリーム信号の対応する延長をトリガすることによって、前記シーケンス内の前記１つ以上のノッチの挿入を補償するように適合されることが好ましい。挿入されたノッチはそれぞれ、パルスビットストリーム信号のエネルギー含有量を減少させる。従って、例えば、ノッチによって「遮断」（除去）されたエネルギー含有量と同等のエネルギー含有量を有する信号をシーケンスの終端に付加することによって、エネルギー含有量をその初期値にすることができる。
【００３３】
制御ユニットは、スイッチモード電力増幅器のタイプに応じて１つ以上のノッチの形状を制御することも可能である。ノッチは、個々の電力トランジスタタイプによって、どの形状が目的に最も良くかなうのかに応じて、矩形形状又は任意の他の形状とすることができる。ノッチは必ずしもゼロに到達しなければならないというわけではなく、所望の効果を実現するのに必要な任意の他のレベルに到達する。ノッチの長さは任意の持続時間を有することができる。
【００３４】
上記並びに本発明のさらなる特徴及び利点は、添付の図面と併せて現在好ましい例示的な実施形態についての以下の詳細な説明を読めば、より良く理解されるであろう。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図４】本発明の一実施形態による無線周波数送信機のブロック図である。
【図５ａ】デジタル信号生成器によって初めに生成されるパルスビットストリーム信号の図である。
【図５ｂ】２つのノッチを備える修正されたパルスビットストリーム信号の図である。
【図６】デジタル信号生成器によって初めに生成されるパルスビットストリーム信号、及び異なる形状のノッチを備える２つの修正されたパルスビットストリーム信号の図である。
【図７】本発明の別の実施形態による無線周波数送信機のブロック図である。
【図８】デジタル信号生成器によって初めに生成されるパルスビットストリーム信号、インジケータ信号、及びパルス生成器によって生成されるパルスの図である。
【図９】デルタシグマ変調されたＵＭＴＳ信号の、それぞれノッチをもたないもの及びノッチを有するもののシーケンスの図である。
【発明を実施するための形態】
【００３６】
図４は、生成ユニットＧＵ及び制御ユニットＣＵを有するデジタル信号生成器ＤＳＧを備える無線周波数送信機ＲＦＴを示す。無線周波数送信機ＲＦＴは、トランジスタ回路ＰＴ及び接続手段ＣＭを有するスイッチモード電力増幅器ＳＭＰＡをさらに備える。
【００３７】
制御ユニットＣＵは、１つ又はいくつかの連結されたコンピュータ、即ちハードウェアプラットホーム、このハードウェアプラットホームに基づくソフトウェアプラットホーム、並びにこのソフトウェア及びハードウェアプラットホームによって形成されるシステムプラットホームによって実行されるいくつかのアプリケーションプログラムから構成される。制御ユニットＣＵの機能性はこれらのアプリケーションプログラムの実行によって提供される。アプリケーションプログラム又はこれらのアプリケーションプログラムの選択された部分は、システムプラットホーム上で実行されると、以下に記載の制御サービスを提供するコンピュータソフトウェア製品を構成する。さらに、そのようなコンピュータソフトウェア製品は、これらのアプリケーションプログラム又はアプリケーションプログラムの前記選択された部分を記憶する記憶媒体によって構成される。
【００３８】
無線周波数送信機ＲＦＴは無線周波数信号入力ＳＲＦ，ｉｎを受け取って、この無線周波数信号入力ＳＲＦ，ｉｎをデジタル信号生成器ＤＳＧ内へ供給する。無線周波数信号入力ＳＲＦ，ｉｎはアナログ又はデジタル信号を理解することができる。無線周波数信号入力ＳＲＦ，ｉｎは、生成器ユニットＧＵによってデジタルパルスビットストリーム信号ＳＤＳＧに変換される。制御ユニットＣＵは生成器ユニットＧＵによって生成されるデジタルパルスビットストリーム信号ＳＤＳＧを監視する。デジタルパルスビットストリーム信号ＳＤＳＧの監視は、パルスビットストリーム信号ＳＤＳＧを短い時間（約μ秒）だけ遅延させてこの時間中に信号ＳＤＳＧを分析することによって実現することができる。制御ユニットＣＵが事前定義された閾値より長い一定の信号高さのシーケンスを検出した場合、制御ユニットは生成器ユニットＧＵをトリガして少なくとも１つのノッチをシーケンス内に挿入させる。典型的な閾値は１０個のサンプリング単位、即ち１０×ｔｐである。１つ以上のノッチを前記シーケンス内に挿入することによって、デジタルパルスビットストリーム信号ＳＤＳＧから修正されたパルスビットストリーム信号Ｓｍｏｄが生成される。
【００３９】
修正されたパルスビットストリーム信号Ｓｍｏｄは、接続手段ＣＭを介してデジタル信号生成器ＤＳＧからスイッチモード電力増幅器ＳＭＰＡへ伝送される。修正されたパルスビットストリーム信号Ｓｍｏｄはトランジスタ回路ＰＴに印加されて増幅される。修正されたパルスビットストリーム信号Ｓｍｏｄの増幅後、増幅されたパルスビットストリーム信号は再構成フィルタＲＣＦ内に供給され、ここで増幅されたパルスビットストリーム信号からアナログ信号が生成される。このアナログ信号はアナログ無線周波数信号出力ＳＲＦ，ｏｕｔとして無線周波数送信機ＲＦＴから出る。
【００４０】
図５ａは、生成器ユニットＧＵによって生成されるデジタルパルスビットストリーム信号ＳＤＳＧを時間ｔの関数として示す。パルスビットストリーム信号ＳＤＳＧの構造単位は持続時間ｔｐ及び信号高さＳＨを有する矩形信号ビットである。従って、パルスビットストリーム信号ＳＤＳＧはゼロと信号高さＳＨの間で切り換わる。第１に、パルスビットストリーム信号ＳＤＳＧは持続時間ｔｐ及び信号高さＳＨを有する第１のシーケンス５１を示す。そのシーケンス５１後には、持続時間２×ｔｐにわたって信号がゼロである休止期間が存在する。この休止期間後、パルスビットストリーム信号ＳＤＳＧは持続時間２×ｔｐ及び信号高さＳＨを有する第２のシーケンス５２を示す。そのシーケンス５２後には持続時間ｔｐにわたって信号がゼロである休止期間が存在する。この休止期間後、パルスビットストリーム信号ＳＤＳＧは、少なくとも９×ｔｐの持続時間及び信号高さＳＨを有する第３のシーケンス５３を示す。
【００４１】
無線周波数送信機ＲＦＴの操作者は閾値５×ｔｐを事前に設定しているものとする。制御ユニットＣＵはデジタルパルスビットストリーム信号ＳＤＳＧを連続的に監視してシーケンス５１、５２、５３の持続時間を事前に設定された閾値と比較する。第３のシーケンス５３の持続時間が事前に設定された閾値より大きいことを検出すると、制御ユニットＣＵは生成器ユニットＧＵをトリガして、２つのノッチ５３１及び５３２を第３のシーケンス５３内に挿入することによってパルスビットストリーム信号ＳＤＳＧを修正させ、従って修正されたパルスビットストリーム信号Ｓｍｏｄを生成させる。
【００４２】
図５ｂは、生成器ユニットＧＵによって生成される修正されたパルスビットストリーム信号Ｓｍｏｄを時間ｔの関数として示す。修正されたパルスビットストリーム信号Ｓｍｏｄでは、第３のシーケンス５３は、２つのノッチ５３１及び５３２の挿入によって修正されている。ノッチ５３１及び５３２の信号高さＳＨｎｏｔｃｈは第３のシーケンス５３の信号高さＳＨより著しく小さいがゼロ信号より大きい。ノッチ５３１及び５３２はそれぞれ持続時間ｔｎを有し、それによってｔｎ＜ｔｐになる。ノッチ５３１及び５３２の縁部が垂直ではない場合、ノッチ５３１及び５３２の持続時間ｔｎはノッチ５３１及び５３２に関連する幾何値又は分析値として定義することができる。例えば、ＦＷＨＭ値を使用することができ、シーケンスの信号高さＳＨからノッチ５３１及び５３２の信号高さＳＨｎｏｔｃｈまでのノッチ５３１及び５３２の最大値を測定することができる（ＦＷＨＭ＝半値全幅）。
【００４３】
図６ａは、生成器ユニットＧＵによって生成されるデジタルパルスビットストリーム信号ＳＤＳＧを時間ｔの関数として示す。図６ｂは、図６ａに示すデジタルパルスビットストリーム信号ＳＤＳＧの修正から得られる第１の修正されたパルスビットストリーム信号Ｓｍｏｄ，１を時間ｔの関数として示す。図６ｃは、図６ａに示すデジタルパルスビットストリーム信号ＳＤＳＧの修正から得られる第２の修正されたパルスビットストリーム信号Ｓｍｏｄ，２を時間ｔの関数として示す。
【００４４】
デジタル信号生成器ＤＳＧは、長い「高」信号シーケンス６３を認識した場合、シーケンス長さに従って、持続時間ｔｎの「低」パルス（ノッチ６３１ｂ、６３２ｂ、６３１ｃ、６３２ｃ）をビットストリーム内に挿入する。もちろんこれにより、出力信号内に誤りが生じる。この誤りの深刻さは変調方式及びデジタル信号のオーバーサンプリング速度に依存し、オーバーサンプリング速度が高ければ高いほどノッチは短くなり、従ってその影響はより小さくなる。影響又はその訂正は、使用される通信システムに大いに依存する。「高」シーケンス６３の長さに従って、デジタル信号生成器ＤＳＧは、出力信号内で許容される誤り及びトランジスタ回路ＰＴの速度に応じて、異なる幅及び速度の「低」ノッチを生成することができる。図６ｂは持続時間ｔｎ＝ｔｐを有するノッチ６３１ｂ、６３２ｂを示す。ｔｐは、パルスビットストリーム信号ＳＤＳＧの構造単位の持続時間、即ちパルスビットストリーム信号ＳＤＳＧのパルス長さである。図６ｃは持続時間ｔｎ＝１／２ｔｐを有するノッチ６３１ｃ、６３２ｃを示す。
【００４５】
持続時間ｍ×ｔｐのノッチ６３１、６３２が長くなりすぎた場合、出力信号内の誤りが大きくなりすぎ、従ってノッチ幅ｔｎを低減させるためにより高いオーバーサンプリング速度が必要になる。上式で、ｍ＝［１，２，３，．．．］である。オーバーサンプリング速度を高くするには、より速い、従ってより高価なデジタル信号生成器ＤＳＧ、並びにより速いトランジスタ回路ＰＴが必要である。
【００４６】
図７は、前述のノッチング方法ｂ）「デジタル／アナログノッチング」に関連する無線周波数送信機ＲＦＴの別の実施形態を示す。この無線周波数送信機ＲＦＴは、生成器ユニットＧＵ及び制御ユニットＣＵを有するデジタル信号生成器ＤＳＧ、パルス生成器ＰＧ、遅延線Ｌｄ、スイッチング要素ＴＮ、並びにスイッチモード電力増幅器のトランジスタ回路として電力トランジスタＰＴを備える。単なる「デジタルノッチング」方法ａ）の場合と同様に、デジタル信号生成器ＤＳＧの制御ユニットＣＵは、生成器ユニットＧＵの出力内、即ちパルスビットストリーム信号ＳＤＳＧ内で長い「高」信号シーケンスを認識する。事前定義された閾値を超えるシーケンスを検出すると、制御ユニットＣＵは生成器ユニットＧＵをトリガしてインジケータ信号Ｓｉをさらに生成させる。インジケータ信号Ｓｉはノッチ挿入のためのインジケータとして使用される。これには、生成された信号ＳＤＳＧに関するデジタル信号生成器ＤＳＧの知識を使用する。
【００４７】
インジケータ信号Ｓｉはデジタル信号生成器ＤＳＧによってギャップ挿入トリガ信号として生成される。この信号により、パルス生成器ＰＧ、例えばステップリカバリダイオードは、速いパルスＳｎを生成する。これらのトリガパルスＳｎは、例えば遅延線Ｌｄによって遅延されてから、ここではトランジスタによって実施されるスイッチング要素ＴＮをトリガする。トリガパルスＳｎはそれぞれ、第２のより小さくかつより速いトランジスタＴＮをトリガして電力トランジスタＰＴのゲートＧを電位ＧＲＤに切り換えさせる。即ち、ゲートＧのいわゆるプルダウンを行う。電位ＧＲＤは、接地電位（アース）とすることができる。別法として、電位ＧＲＤを任意の他の電位とすることもできる。
【００４８】
ゲートＧのこのプルダウンによって、デジタル信号生成器ＤＳＧの出力信号ＳＤＳＧ内にノッチが挿入される。この小型のプルダウントランジスタＴＮは大電流を切り換える必要がなく、従って非常に速くすることができる。これらのプルダウンの持続時間は非常に短い持続時間ｔｎ＜ｔｐとすることができる。
【００４９】
電位ＧＲＤの選択によって、ノッチの信号高さＳＨｎｏｔｃｈを調整することができる。電位ＧＲＤは、その結果得られる信号高さＳＨｎｏｔｃｈが最適の信号プリディストーションと一致するように選択されることが好ましい。最適の信号プリディストーションは、例えば低周波数分散を回避するために、望ましくない信号歪みとノッチングの所望の効果との間で最適化される。
【００５０】
図８ａは、生成器ユニットＧＵによって生成されるデジタルパルスビットストリーム信号ＳＤＳＧを時間ｔの関数として示す。デジタルパルスビットストリーム信号ＳＤＳＧは、事前に設定された長さ閾値を超えるシーケンス８３を備える。図８ｂは、デジタル信号生成器ＤＳＧによるインジケータ信号Ｓｉを時間ｔの関数として示す。図８ｃは、パルス生成器ＰＧによって生成される３つのパルスＳｎ１、Ｓｎ２、Ｓｎ３を時間ｔの関数として示す。
【００５１】
インジケータ信号Ｓｉはシーケンス８３が開始する瞬間に始まるように時間指定される。インジケータ信号Ｓｉによってトリガされると、パルス生成器ＰＧは持続時間ｔｎの３つのパルスＳｎ１、Ｓｎ２、Ｓｎ３を生成する。これらのトリガパルスＳｎは、電力トランジスタＰＴのゲートＧのプルダウンが長いシーケンスＳＤＳＧ内の特有の時点で行われるように、遅延線Ｌｄによって遅延される。この遅延機構を使用して、シーケンス８３内のノッチングのタイミングを最適化することができる。パルス繰返し周波数を変えることによって、そしてノッチの幅及び深さを成形することによって、例えばガウス形ノッチを使用して、最善の効率と最小の出力信号歪みの関係を実現するようにノッチを最適化することができる。これは可能な限り低い時間−帯域幅積を有するからである。
【００５２】
図９は、この概念の影響を、回路シミュレータ内で生成される以下のシミュレーション結果で示す。図９ａでは、デルタシグマ変調されたＵＭＴＳ信号Ｕｉのシーケンスを示す。ボルト単位で与えられる信号Ｕｉを、μ秒単位で与えられる時間の関数として示す。この信号ＵｉはＧａＮ  ＨＥＭＴトランジスタモデルを含むスイッチモード増幅器に印加される（ＨＥＭＴ＝高電子移動度トランジスタ）。増幅器に印加される直流電力は１５．５９６Ｗであり、またアナログＲＦ出力電力は１．１３６Ｗであり、その結果７．２８７％の効率が得られる。
【００５３】
図９ａでは、デルタシグマ変調されたＵＭＴＳ信号Ｕｍｏｄのシーケンスを示す。ボルト単位で与えられる信号Ｕｍｏｄを、μ秒単位で与えられる時間の関数として示す。変調されたＵＭＴＳ信号Ｕｍｏｄは、長い「低」シーケンス内でｔ＝０．０００２μ秒とｔ＝０．０１０２μ秒の間に持続時間ｔｐ／２のパルス／ノッチ９０をインターリービングすることによって、図９ａに示すＵＭＴＳ信号Ｕｉから生成された。前述の場合のように、この信号ＵｍｏｄはＧａＮ  ＨＥＭＴトランジスタモデルを含むスイッチモード増幅器に印加される。印加される直流電力は１６．４４９Ｗであり、またアナログＲＦ出力電力は１．６６３Ｗに増大し、１０．１１％の効率につながる。
【００５４】
図９ａと図９ｂの比較が示すように、ノッチ９０を挿入することによって、効率は１．３８７倍増大される。これは、提案される本発明がスイッチモード電力増幅器の効率に著しい影響を与えることを示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５ａ】
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【図５ｂ】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９ａ】
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【図９ｂ】
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【国際調査報告】
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