(57)【要約】  キャパシタと、インダクタと、負荷と、逆並列ダイオードを有する切り換えデバイスとを含む閉ループ共振直列回路を含む、高周波共振装置が説明される。エネルギー源が、閉ループ直列回路に結合される。この高周波共振装置はまた、閉ループ共振直列回路の１サイクルより長い時間だけ切り換えデバイスをオンにするためのコントローラを含む。【選択図】図１Ａ
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
キャパシタと、インダクタと、負荷と、逆並列ダイオードを有する切り換えデバイスとを含む閉ループ共振直列回路と、
前記閉ループ直列回路に結合されたエネルギー源と、
前記閉ループ共振直列回路の１サイクルより長い時間だけ前記切り換えデバイスをオンにするためのコントローラと、
を含むことを特徴とする高周波共振装置。
【請求項２】
前記エネルギー源は、前記切り換えデバイスをオンにする前に前記キャパシタを事前充電するために、前記キャパシタに対して並列に前記閉ループ直列回路に接続されることを特徴とする請求項１に記載の装置。
【請求項３】
前記閉ループ共振直列回路の負荷は、誘導加熱型負荷であることを特徴とする請求項１に記載の装置。
【請求項４】
前記エネルギー源は、ＤＣ源と、インダクタと、ダイオードとの直列接続回路を含むことを特徴とする請求項１に記載の装置。
【請求項５】
前記エネルギー源は、ＤＣ源と、スイッチと、インダクタと、ダイオードとの直列接続回路を含むことを特徴とする請求項１に記載の装置。
【請求項６】
前記エネルギー源は、電流源エネルギー源を含むことを特徴とする請求項１に記載の装置。
【請求項７】
前記電流源エネルギーは、制御されない電流源であることを特徴とする請求項６に記載の装置。
【請求項８】
前記電流源エネルギーは、制御された電流源であることを特徴とする請求項６に記載の装置。
【請求項９】
前記エネルギー源は、前記切り換えデバイスをオンにする前に前記インダクタを事前充電するために、直列のインダクタ及び負荷に対して並列に前記閉ループ直列回路に接続されることを特徴とする請求項１に記載の装置。
【請求項１０】
電流は、前記切り換えデバイスが順方向電流を伝導する前に、最初に前記切り換えデバイスのコレクタ領域を通って流れることを特徴とする請求項９に記載の装置。
【請求項１１】
前記エネルギー源は、ＤＣ源と、スイッチと、ダイオードとの直列接続回路を含むことを特徴とする請求項９に記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、一般に、電子デバイス及び回路の分野に関する。より具体的には、これらの実施形態は、誘導加熱における高周波共振負荷に関連する切り換え損失を減らすためのバースト周波数共振インバータ回路のための製品、システム、及び方法に関する。
（関連出願の相互参照）
本出願は、引用により組み入れられる、２００７年１２月１４日に出願された米国仮特許出願番号第６１／００７，７５７号に基づく優先権を主張するものである。
【背景技術】
【０００２】
どれだけ高い周波数の共振負荷を稼働できるかを限定する要因は、複合された切り換え損失である。バイポーラデバイスでは、切り換え損失の６つの主要な源がある（電界効果トランジスタ型デバイスでは、列挙したうちの３番目及び４番目の損失は存在しない）。
１．オン時の電圧／電流（「Ｖ／Ｉ」）損失
２．オフ時のＶ／Ｉ損失
３．オン時の伝導変調損失
４．オフ時のテール電流損失
５．ダイオード切り換え損失
６．切り換えデバイスをオンにしたときの１／２ＣＶ2損失（ここでＣはキャパシタンス、Ｖは電圧である）。
【０００３】
オン時のＶ／Ｉ損失は、切り換えデバイスにおいて、デバイスの両端間の電圧が低下し、同時に電流が上昇するときの損失である。オン時のＶ／Ｉ損失に加えて、スイッチがオンにされると同時にダイオードに逆方向バイアスがかけられた（掃き出し）場合には、切り換えデバイスにおいて、付加的な高電流（負荷電流より高い）の損失がある。
【０００４】
オフ時のＶ／Ｉ損失は、切り換えデバイスにおいて、デバイスの両端間の電圧が上昇し、同時に電流が低下するときの損失である。
【０００５】
伝導変調損失は、デバイスがオンにされた直後から、デバイスの両端間の順電圧降下がそのＤＣ順電圧定格まで低下するまでのデバイスにおける損失である。
【０００６】
テール電流損失は、切り換えデバイスのターンオフ時間の終わりに生じる。ほとんどの切り換え条件下におけるほとんどのバイポーラデバイスの場合、切り換えデバイス自体が電流減衰速度を定める点に達し、電流はより低速で減衰するため、従って電力損失が増大する。テール電流損失の原因及び程度は複雑であるが、テール電流損失は、一般に、デバイスが最初にオンにされたときに生じる少数キャリアの注入によりバイポーラデバイス内に貯蔵された電荷に起因する。
【０００７】
ダイオード切り換え損失は、典型的には非常に高いものであり、切り換えデバイスがオンにされたときにダイオード内の電流でダイオードに逆方向バイアスがかけられた場合（掃き出し）に生じる。
【０００８】
切り換えデバイスをオンにしたときの１／２ＣＶ2損失は、オンにする直前にデバイスの両端間でキャパシタンスに貯蔵されたエネルギーをデバイスが吸収することに起因する。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
高周波共振装置が説明される。本装置は、キャパシタと、インダクタと、負荷と、逆並列ダイオードを有する切り換えデバイスとを含む閉ループ共振直列回路を含む。エネルギー源が、閉ループ直列回路に結合される。本装置は、閉ループ共振直列回路の１サイクルより長い時間だけ切り換えデバイスをオンにするためのコントローラを含む。
【００１０】
本発明の他の特徴及び利点は、添付図面及び以下の詳細な説明から明らかになるであろう。
【００１１】
本発明は、例として説明されるものであり、添付の図面の形状に限定されるものではなく、図中、同様の参照番号は同様の要素を示す。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１Ａ】本発明の一実施形態による、キャパシタと、インダクタと、負荷と、切り換えデバイスとの直列閉ループ接続を、該キャパシタを再充電するためのエネルギー源と共に含む概略図を示す。
【図１Ｂ】本発明の一実施形態による共振型式のエネルギー源を用いた切り換えデバイスにおける負荷電流波形を時間に対してマッピングするグラフを示す。
【図２Ａ】本発明の一実施形態による詳細な共振型式のエネルギー源を含む概略図を示す。
【図２Ｂ】本発明の一実施形態による共振型式のエネルギー源を用いたキャパシタにおける電流波形を時間に対してマッピングするグラフを示す。
【図３Ａ】本発明の実施形態による制御されない電流源型式のエネルギー源を示す。
【図３Ｂ】本発明の実施形態による制御された電流源型式のエネルギー源を示す。
【図４】本発明の実施形態による電流源形式のエネルギー源を用いた場合の負荷電流オフセットを示す。
【図５Ａ】キャパシタではなくインダクタが事前充電される、本発明の実施形態によるエネルギー源の詳細な型式を含む概略図を示す。
【図５Ｂ】図５Ａに示す実施形態による、負荷電流波形を時間に対してマッピングするグラフを示す。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
バースト周波数共振インバータは、誘導加熱用途に用いることができる。誘導加熱は、交流が流れるワイヤのコイルの内側に導電材料を置くことを含む。導電材料は、交流の周波数が十分に高い場合に昇温する。共振負荷インバータから供給される電力は、それが動作する周波数により制限されている。限定要因は、インバータにおける切り換え損失であった。絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（「ＩＧＢＴ」）の最大電流定格を下回るように減定格しない場合、従来の共振負荷インバータの動作周波数はおよそ５０ｋＨｚまでに制限されていた。
【００１４】
本発明の実施形態は、本明細書で提示されるように、周波数制限の問題を解決し、データシートで規定された最大値よりも高い電流で動作する。新規な実際の周波数制限は、減定格なしで、５００ｋＨｚのオーダーになる。
【００１５】
さらに、従来の共振負荷インバータは、動作のサイクル毎に２回の切り換え損失を受けていた。例えば、２０ｋＨｚで稼働した場合には、４０ＫＨｚの速度で切り換え損失があった。本発明の実施形態は、本明細書で提示されるように、２０ｋＨｚで稼働した場合、およそ２ｋＨｚの速度の切り換え損失を受けるに過ぎない。さらに、切り換え損失は、生じた場合でも、従来技術の切り換え損失のわずかに１／１０から１／１００である。
【００１６】
バースト周波数共振インバータの実施形態は、本明細書で提示されるように、切り換え損失の６つの主要な源を大幅に減らす。本発明の実施形態は、いつでもオフにできるデバイスにおいて機能するだけでなく、オフにするためにある長さの時間にわたって逆バイアスをかけなければならないシリコン制御整流器（「ＳＣＲ」）においても機能する。
【００１７】
本発明の実施形態は、インダクタと、負荷（インダクタが誘導加熱型負荷を含まない場合）と、逆並列ダイオードを有する切り換えデバイスとの閉ループ直列回路の中に接続された充電キャパシタから構成される。切り換えデバイスをオンにし、そして切り換えデバイスをオフにする前に共振負荷をその当初の電圧に対して小さい率になるまで連続的にリングダウン（ｒｉｎｇ  ｄｏｗｎ）させることにより、共振負荷の多数のサイクルが切り換え損失なしで生成される。さらに、共振周波数（バースト周波数）より低い周波数で動作するときに生じる切り換え損失さえ、ゼロ近くまで減らされる。これは、切り換えデバイスが最初にオンにされるときに負荷の中に電流が存在しないこと、及び、切り換えデバイスがオフにされるときの電圧が低いことによるものである。バースト周波数インバータをオフにすることによる切り換え損失は、ダイオードの損失及び切り換えデバイスの損失の両方とも非常に低い。
【００１８】
図１Ａは、本発明の実施形態による、キャパシタと、インダクタと、負荷（誘導加熱型負荷がない場合）と、逆並列ダイオードを有するスイッチとの閉ループ直列回路を示す。１つの実施形態において、負荷は、誘導加熱型負荷としてインダクタ内に含まれる。代替的な実施形態においては、負荷は主として、他の回路に供給する変圧器のものである。バースト周波数トポロジの動作の各サイクルの少なくとも一部の間、直列接続回路にエネルギーを供給するエネルギー源が、キャパシタに並列する。図１Ｂは、本発明の実施形態による共振エネルギー源を用いた場合の負荷電流波形を示す。
【００１９】
図１Ａの回路の動作の１サイクルは、以下の通りである。サイクルは、キャパシタが電圧ＶCまで充電された状態で開始する。スイッチＳがオンにされ、共振信号が生成される。スイッチＳは、直列共振回路における電流がバーストサイクル開始時の当初の値に対して小さい率に減衰するまでオンのままにされ、その後オフにされる。図１Ｂは、３つの例示的なサイクルを示す。図１Ｂは、３つの例示的なサイクルを示すが、本発明の実施形態は、３つより多い又は少ないこのようなサイクルを生成するために用いることができる。スイッチＳがオフにされた後、キャパシタはＶcボルトまで再び充電され、サイクルが繰り返される。負荷に供給される電力は、どれだけ頻繁に上述のサイクルが繰り返されるかにより求められる。負荷に対するおよその電力は、以下の通りである。負荷に対する電力＝１／２ＣＶ2ｆBであり、ここでＶはサイクル開始時のキャパシタの両端間の電圧であり、ｆBは減衰サイクルの周波数（バースト周波数）であり、Ｃはキャパシタンスの値である。
【００２０】
図２Ａは、１つの実施形態の共振エネルギー源をより詳細にした、図１Ａに示すものと同様の直列回路を示す。負荷を含む直列回路は図１Ａと同様のものであり、ＤＣ電圧源と、インダクタＬEと、スイッチＳEと、ダイオードＤEとの付加的な直列回路（ひとまとめでエネルギー源）を直列回路のキャパシタに対して並列に有する。負荷直列回路の動作は、図１Ａについて上述されたものと同様である。
【００２１】
本発明の一実施形態によると、スイッチＳEがオフにされ、以下のことが生じる。すなわち、スイッチＳがオフにされた後、ＳEがオンにされる。図２Ｂは、キャパシタＣがバーストサイクルの開始時の電圧まで再び上がるまで再充電する共振電流が存在する、時間ＴRCを示す。負荷に供給される電力は、どれだけ頻繁にバーストサイクルが繰り返されたかにより求められる。
【００２２】
一実施形態において、負荷に供給される電力は、ＶDC（電源電圧）を変化させ、かつバースト制御を（上述のように）固定周波数で動作させることによって制御することもできることに留意されたい。例えば、負荷を含む直列回路の固有共振周波数が非常に高い一方で、低い等価インピーダンス（「Ｑ」）の回路で稼働するといった特定の条件下で、これは好ましい動作方法となる。
【００２３】
図３Ａ及び図３Ｂは、本発明の実施形態による、エネルギー源として用いることができる２つの更なる回路を示す。図示されたエネルギー源は例示的なものである。当業者であれば、同じ目的を果たす他のエネルギー源を設計することができるであろう。さらに、スイッチＳをオンオフしなければならない回数を大幅に減らす一方で依然として非常に高い周波数を生成するために、多数のサイクルわたってリンギングする負荷を含む直列回路を有することを可能にするという同じ目的を果たす、エネルギー源と直列接続回路との組み合わせのその他の構成が存在する。
【００２４】
図３Ａは、本発明の実施形態による、負荷共振回路のキャパシタに対して並列な別の形式のエネルギー源を示す。このエネルギー源は、ＤＣ源と、インダクタＬEと、ダイオードＤEとの直列回路で構成される。この実施形態のエネルギー源は、制御されない電流源と呼ばれ、すなわち、負荷直列回路の動作が、インダクタＬEにどれだけの電流が流れるかを決定することになる。幾つかの実施形態は、エネルギー源の中にダイオードＤEを必要としない。
【００２５】
図３Ａに示す回路の２つの動作モードを説明する。（１）インダクタＬEにおける電流が連続的ではない場合と、（２）インダクタＬEにおける電流が連続的である場合である。
【００２６】
バースト速度が低速である場合（スイッチＳがどれだけ頻繁にオンにされるかにより決定される）、インダクタＬEにおける電流は不連続になる。スイッチＳがオンにされる時点で、インダクタＬEには電流が流れていない。スイッチＳがオンである間に、インダクタＬEにおける電流は増大する。スイッチＳがオフにされると、インダクタＬEにおける電流は、キャパシタＣの両端間の電圧がインダクタＬEにおける電流をゼロまで減少させるのに十分な電圧まで充電されるまで流れ続ける。この動作モード下では、負荷に対する電力は、スイッチＳがどれだけ頻繁にオンにされたかに線形的に相関する。この動作モード下では、キャパシタの両端間の電圧は、オンにされる度に同一となる。
【００２７】
連続動作モードでの動作の場合、すなわち、次にスイッチＳがオンにされる前に電流がゼロに戻らない場合、インダクタＬEにおける電流レベルは、インダクタＬEの両端間での正味のボルト秒が１回のバーストサイクルの間にゼロになるために必要とされるレベルまで、上昇することになる。この動作モード下では、バースト周波数が増大するのに伴い、キャパシタＣの両端間の電圧もまた増大することになる。
【００２８】
本発明の実施形態における電流源エネルギー源を用いた場合、電流波形は正のオフセットを有することになる。正のオフセットを図４に示す。
【００２９】
本発明の実施形態によると、負荷における共振電流がＤＣオフセット電流のせいで逆並列ダイオードを通って逆転しなくなるまで、スイッチＳのターンオフを遅延させることにより、直列負荷回路におけるダイオード切り換え損失（これは既にかなり低い）をさらに減少させることができる。
【００３０】
図３Ｂは、本発明の実施形態による別の電流源エネルギー源を示す。これは制御された電流源と呼ばれる。制御された電流源は多くの方法で動作させることが可能である。動作させることができる３つの方法は以下の通りである。
【００３１】
第１のモードは図３Ａに示す回路と同様であり、スイッチＤは固体回路遮断器として用いられ、すなわち、負荷障害のときにスイッチＤはオフにされる。スイッチＤをオフにすることにより、インバータの稼働を停止させる。スイッチＤをオフにするのと同時に、スイッチＳを短時間だけ、オンにするか又はオンのまま保持することで、回路の損傷が防止される。
【００３２】
第２のモードにおいて、スイッチＤは、インダクタＬEにおける電流を制御するために、パルス幅変調（「ＰＷＭ」）モードで制御される。これは、インダクタＬEのサイズを小さくするために低い負荷共振周波数で稼働するときに、特に有用である。
【００３３】
第３のモードにおいて、スイッチＤは、非常に高い周波数及び低いＱ負荷で稼働する場合に上述のようにダイオードＸの両端間の平均電圧（ＶIN）を制御するために、ＰＷＭモードで制御される。この動作モードは、例えば、ＬEのサイズを大幅に小さくする、又は、ＬEに対して直列のダイオードを排除するといった、他の負荷条件の下でも利点を有する。
【００３４】
図５Ａは、本発明の実施形態による、キャパシタを事前充電する代わりに、共振がリングダウンする前にインダクタＬを事前充電する、図１Ａの回路の変形を示す。図１Ａの回路における損失の大部分は、スイッチＳの伝導変調損失である。図５Ａの回路は、スイッチＳにおける伝導変調損失がほとんど又は全くない。
【００３５】
図５Ａの回路は、以下のように動作する。バーストサイクルの開始時に、スイッチＳEがオンにされ、電流を、ＤＣ源ＶDC、スイッチＳE、ダイオードＤE、インダクタＬ、及び負荷（インダクタＬが誘導加熱型負荷ではない場合）の経路上に流す。図５Ｂは、スイッチＳEがオンである間の時間ＴEにおける電流の例示的な波形を示す。スイッチＳEがオフにされると、インダクタＬにおける電流は、次いで、スイッチＳの逆並列ダイオード、キャパシタＣを流れ、インダクタＬに戻る。スイッチＳEがオフにされた後で、スイッチＳがオンにされる。バーストサイクルの残りは、図１Ａについて説明されたものと同様である。回路は、スイッチＳがオフであるバーストサイクルの開始時よりはるかに低い電流まで共振的にリングダウンすることが可能である。次いで、バーストサイクルが繰り返される。負荷に供給される電力は、スイッチＳEがオンであるときにどれだけ高い電流になるか、及びどれだけ頻繁にサイクルが繰り返されるかによって、制御することができる。
【００３６】
このトポロジの主要な利点の１つは、スイッチＳの伝導変調損失が大幅に減少することである。幾つかの条件下では、伝導変調損失はゼロまで減少する。伝導変調損失は、以下のようにして減らされる。
【００３７】
スイッチＳEがオフにされると、電流はまず、スイッチＳに逆並列のダイオードを通って流れる。電流が高く、かつ速い割合で上昇する場合には、ダイオードの両端間の電圧は、ダイオード自体の伝導変調損失のために高くなる。電圧が降伏電圧を上回ると、バイポーラスイッチＳのエミッタ−ベース接合部はツェナー降伏し、電流は、ダイオードだけでなく、スイッチＳも通って流れることになる。１つの実施形態において、降伏電圧は、およそ１７ボルトである。スイッチＳを通って流れる電流は、スイッチＳのコレクタ領域を飽和させ、これによりスイッチＳの伝導変調損失を減少させる。電流が十分に高く、かつ共振周波数が十分に高いと、伝導変調損失はゼロまで減少することになる。これにより、スイッチＳのオン時の切り換え損失がゼロ近くまで減少する。上述のように、スイッチＳを非常に低い電圧及び電流でオフにした場合にもスイッチＳの切り換え損失は本質的にゼロになり、従って、この回路には、この回路を用いることができる周波数の制限が本質的に存在しない。この実施形態には、パワーエレクトロニクスを含む他の領域における用途がある。
【００３８】
１つの実施形態において、電流がダイオード内に存在する時間がＳＣＲのターンオフ時間より長い場合、切り換えデバイスはＳＣＲとすることができる。さらに、使用時のＳＣＲのターンオフ時間は、ＳＣＲのターンオフ時間直前のＳＣＲにおける電流の量が非常に低く、かつ電圧の変化率（「ｄｖ／ｄｔ」）が規定されたターンオフ時のｄｖ／ｄｔよりはるかに低いので、データシートで規定されたターンオフ時間より短いものとすることができる。その上、全電圧ｄｖ／ｄｔの印加を、電流がＳＣＲ内を流れるのが停止する時間に対して相対的に遅延させることが可能であり、これにより、必要なターンオフ時間がさらに減らされる。
【００３９】
上記の明細書において、本発明をその特定の例示的な実施形態に関して説明してきた。本発明のより広い真意及び範囲から逸脱することなく、これに対して種々の修正を行うことができることが明らかである。従って、本明細書及び図面は、限定的な意味ではなく例示的な意味で考慮されるべきである。
【図１Ａ】
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【図１Ｂ】
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【図２Ａ】
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【図２Ｂ】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図４】
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【図５Ａ】
2011507187.tif 000010
【図５Ｂ】
2011507187.tif 000011
【国際調査報告】
2011507187.tif 000012
2011507187.tif 000013