(57)【要約】  マルチバンド信号（１０２）を検出する受信装置（１００）であって、前記受信装置（１００）は、前記マルチバンド信号（１０２）を一組の自己相関信号（１０６）に分離するように構成された自己相関ユニット列（１０４）と、前記自己相関ユニット列（１０４）の後段に配置された、前記一組の自己相関信号（１０６）をサンプリングして、検出する個別の信号成分を選択するように構成されたサンプリング段（１０８）とを有する。
2011520367.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
マルチバンド信号を検出する受信装置であって、
前記受信装置は、
前記マルチバンド信号を一組の自己相関信号に分離するように構成された自己相関ユニット列と、
前記自己相関ユニット列の後段に配置された、前記一組の自己相関信号をサンプリングして、検出する個別の信号成分を選択するように構成されたサンプリング段とを有し、
前記自己相関ユニット列は非干渉性フロントエンド受信部として適合される、受信装置。
【請求項２】
マルチキャリア信号、特に超広帯域信号を検出するように構成された、
請求項１に記載の受信装置。
【請求項３】
前記マルチキャリア信号はオンオフキー変調で変調される、
請求項２に記載の受信装置。
【請求項４】
前記マルチキャリア信号は平行周波数キャリアのパルス位置変調で変調される、
請求項２に記載の受信装置。
【請求項５】
前記自己相関ユニット列はアナログ自己相関ユニット列である、
請求項１ないし４いずれか一項に記載の受信装置。
【請求項６】
前記自己相関ユニット列と前記サンプリング段とは、互いに並列に接続された複数の信号処理ブランチとして接続される、
請求項１ないし５いずれか一項に記載の受信装置。
【請求項７】
前記自己相関ユニット列はエネルギー検出のため非干渉性フロントエンド受信部として適合される、受信装置。
請求項１ないし６いずれか一項に記載の受信装置。
【請求項８】
前記自己相関ユニットはそれぞれ
前記マルチバンド信号を所定遅延時間だけ遅延するように構成された遅延ユニットと、
前記遅延したマルチバンド信号を前記遅延していないマルチバンド信号とミックスするように構成されたミキシングユニット、特に乗算ユニットと、を有する、
請求項１ないし７いずれか一項に記載の受信装置。
【請求項９】
前記所定遅延時間は自己相関ユニットごとに異なる、
請求項８に記載の受信装置。
【請求項１０】
前記自己相関ユニットの少なくとも一部は、前記マルチバンド信号をベースバンドに変換するように構成され、特に前記遅延ユニットの前段に配置され、前記ミキシングユニットの後段に配置された周波数ダウンコンバータを有する、
請求項１ないし９いずれか一項に記載の受信装置。
【請求項１１】
前記自己相関ユニットの少なくとも一部は、前記マルチバンド信号をベースバンドに変換するように構成され、特に前記遅延ユニットと前記ミキシングユニットとの後段に配置された積分・ダンプユニットを有する、
請求項１ないし１０いずれか一項に記載の受信装置。
【請求項１２】
前記サンプリング段は前記一組の自己相関信号を同期してサンプリングするように構成された、
請求項１ないし１１いずれか一項に記載の受信装置。
【請求項１３】
前記サンプリング段の後段に配置され、前記一組の自己相関信号を分離するように構成されたデジタル信号処理ユニットをさらに有する、
請求項１ないし１２いずれか一項に記載の受信装置。
【請求項１４】
前記デジタル信号処理ユニットは、線形信号処理方式により前記一組の自己相関信号を処理するように構成された、
請求項１３に記載の受信装置。
【請求項１５】
前記デジタル信号処理ユニットは前記一組の自己相関信号を直交化するように構成された、
請求項１３または１４に記載の受信装置。
【請求項１６】
前記デジタル信号処理ユニットは、前記一組の自己相関信号をフーリエ変換するように構成されたフーリエ変換セクションを有する、
請求項１３ないし１５いずれか一項に記載の受信装置。
【請求項１７】
前記フーリエ変換セクションは、前記一組の自己相関信号からの前記マルチバンド信号のパワー密度スペクトルをフーリエ変換するように構成された、
請求項１６に記載の受信装置。
【請求項１８】
前記フーリエ変換セクションは、前記一組の自己相関信号をフーリエ変換して、時間領域または周波数領域で前記マルチバンド信号のコンテンツを再構成するように構成された、
請求項１６または１７に記載の受信装置。
【請求項１９】
前記デジタル信号処理ユニットは、前記一組の自己相関信号をデジタル信号に変換するように構成されたアナログ・デジタル変換セクションを有する、
請求項１３ないし１８いずれか一項に記載の受信装置。
【請求項２０】
前記マルチバンド信号を受信し、前記受信したマルチバンド信号を前記自己相関ユニット列に供給するように構成されたマルチバンド信号受信ユニット、特にアンテナを有する、
請求項１ないし１９いずれか一項に記載の受信装置。
【請求項２１】
前記マルチバンド信号受信ユニットは、無線または有線で、前記マルチバンドを受信するように構成されている、
請求項２０に記載の受信装置。
【請求項２２】
マルチバンド信号を送信するように構成された送信デバイスと、
前記マルチバンド信号を受信及び検出する、請求項１ないし２１いずれか一項に記載の受信装置と、を有する、通信システム。
【請求項２３】
センサネットワーク、ワイヤレスデータ通信システム、及びＵＳＢデータ通信システムよりなる群のうちの一つとして構成された、
請求項２２に記載の通信システム。
【請求項２４】
それぞれがシングルバンド信号を送信するように構成された複数の送信デバイスを有し、
前記複数の送信デバイスのうち異なるものは異なるキャリア周波数値で動作するように構成され、
前記受信装置は前記シングルバンド信号を分離するように構成された、
請求項２２または２３に記載の通信システム。
【請求項２５】
マルチバンド信号を検出する方法であって、
自己相関ユニット列により前記マルチバンド信号の自己相関をとることによって、前記マルチバンド信号を一組の自己相関信号に分離する段階と、
前記一組の自己相関信号をサンプリングして、検出する個別の信号成分を選択する段階と、を有し、
前記自己相関ユニット列は非干渉性フロントエンド受信部として適合される、方法。
【請求項２６】
プロセッサにより実行されたとき、請求項２５に記載の方法を実行または制御するように構成された、マルチバンド信号を検出するコンピュータプログラムを格納したコンピュータ読み取り可能媒体。
【請求項２７】
プロセッサにより実行されたとき、請求項２５に記載の方法を実行または制御するように構成された、マルチバンド信号を検出するプログラムエレメント。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はマルチバンド信号を検出する受信装置に関する。
【０００２】
さらに、本発明はマルチバンド信号を検出する方法に関する。
【０００３】
さらに、本発明は通信システムに関する。
【０００４】
さらに、本発明はプログラムエレメントに関する。
【０００５】
さらに、本発明はコンピュータ読み取り可能媒体に関する。
【背景技術】
【０００６】
データ通信システムの重要性が高まっている。
【０００７】
特許文献１は、推移関数やエッジ関数を用いる、ＲＦからベースバンドへの信号変換を開示している。これらの関数は、一般的に、受信パルス信号の推移と同期して、正から負に、または負から正に推移し、受信パルス信号の信号サイクルを同期検波（synchronously  rectifying）して検出し、ベースバンドの正味信号（net  signal）を生成する。この正味信号をさらに処理して、変調フォーマットによる変調を検出する。さらに、これらの受信システムを、ある検出信号関数に対して最適化したフィルタを用いていかにコンフィギュレーションするかということも開示している。マッチングしたフィルタの実施形態を一般化すれば、別の検出関数を利用する実施形態も得られる。復号信号を検波信号に適用する２段階のバージョンも開示されている。このステップは１つの相関器でも並列につないだ複数の相関器でも実行できる。チャンネル化の改善と干渉の排除のために２段階システムを用いる符号化方法を開示している。
【０００８】
特許文献２はＵＷＢ通信における変調方式を開示している。この変調方法は、ＵＷＢチャンネル化のために複数の直交する送信基準パルスを用いる。ＵＷＢ受信器は、ゼロ・ラグと非ゼロ・ラグの両方で２次の統計関数をサンプリングし、サンプルを、記憶している２次の統計関数とマッチングし、受信パルスの形状だけではなく２次の統計関数の形状のサンプリングとマッチングを行う。
【０００９】
特許文献３はＵＷＢ−ＴＲに関する方法と構成を開示している。この方式は、信号検出前に、入来信号を処理して、異なるタイプのＵＷＢ干渉及び非ＵＷＢ干渉を除去する。上記の方法とシステムは、フィードバックループメカニズムを付加して、例えば、受信信号の自己相関関数（ＡＣＦ）などである２次の統計関数をサンプリングし、送信ビットごとに、それを元のパルスのＡＣＦサンプルとマッチングする。
【００１０】
特許文献４は、送信基準（ＴＲ）と、遅延ホッピング（ＤＨ）と呼ばれる多重アクセス方式とを組み合わせた超広帯域（ＵＷＢ）通信システムを開示している。このシステムは、連続ノイズ送信波形を用いるＵＷＢシグナリングを用いる。このＴＲ法をＤＨ多重アクセス法と組み合わせる。
【００１１】
超広帯域（ＵＷＢ）は、無線スペクトルの広い部分を用いることにより、非常に低いエネルギーレベルの、短距離・広帯域幅通信で用いることができる無線技術である。この方法は、論理接続において、一連の中心周波数で鋭いキャリアパルスを有するパルス符号化情報を用いる。ＵＷＢは、非協調レーダー画像化、目標センサデータ収集、精密位置特定及び追跡に応用される。
【００１２】
従来のＵＷＢ技術の欠点は、信号検出器の生産費用が非常に高いことである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１３】
【特許文献１】米国特許第７，０９９，３６７号明細書
【特許文献２】米国特許出願公開第２００４／０２０２２３０号
【特許文献３】米国特許出願公開第２００４／０２４２１５５号
【特許文献４】欧州特許第１３０３０５６号
【発明の概要】
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明の目的は、構成を大幅に簡素化した検出システムを提供することである。
【００１５】
上記の目的を達成するため、独立項に記載した、マルチバンド信号を検出する受信装置、通信システム、マルチバンド信号を検出する方法、プログラムエレメント、及びコンピュータ読み取り可能媒体を提供する。
【００１６】
本発明の一例としての実施形態によれば、マルチバンド信号（ＵＷＢ信号等）を検出する受信装置を提供する。前記受信装置は、前記マルチバンド信号を一組の自己相関信号に分離するように構成された自己相関ユニット列と、前記自己相関ユニット列の（信号伝搬経路に沿って）後段に配置された、前記一組の自己相関信号をサンプリングして、検出する個別の信号成分を選択するように構成されたサンプリング段とを有する。
【００１７】
本発明の他の一例としての実施形態によれば、通信システムを提供する。前記通信システムは、マルチバンド信号を送信するように構成された送信デバイスと、前記送信デバイスから前記マルチバンド信号を受信・検出する、上記の特徴を備えた受信装置とを有する。
【００１８】
本発明のさらに他の一例としての実施形態によれば、マルチバンド信号を検出する方法を提供する。前記方法は、自己相関ユニット列により前記マルチバンド信号の自己相関をとることによって、前記マルチバンド信号を一組の自己相関信号に分離する段階と、前記一組の自己相関信号をサンプリングして、検出する個別の信号成分を選択する段階と、を有する。
【００１９】
本発明のさらに他の一例としての実施形態によれば、プロセッサ（例えば、マイクロプロセッサやＣＰＵ）により実行されたとき、上記の特徴を有する方法を制御または実行するように構成されたプログラムエレメント（例えば、ソースコードまたは実行可能コードのソフトウェアルーチン）を提供する。
【００２０】
本発明のさらに他の一例としての実施形態によれば、プロセッサ（例えば、マイクロプロセッサやＣＰＵ）により実行されたとき、上記の特徴を有する方法を制御または実行するように構成されたコンピュータプログラムを記憶したコンピュータ読み取り可能媒体（例えば、ＣＤ、ＤＶＤ、ＵＳＢスティック、フロッピーディスク、ハードディスク）を提供する。
【００２１】
本発明の実施形態により実行される信号処理は、コンピュータプログラムすなわちソフトウェアにより実現でき、１つ以上の特殊な電子的最適化回路すなわちハードウェアを用いて実現でき、またはハイブリッド形式すなわちソフトウェアコンポーネントとハードウェアコンポーネントにより実現できる。
【００２２】
「マルチバンド信号」という用語は、送信器から受信器に順次または同時に送信できる個別の（重ならない、または重なった）帯域を形成する異なる成分またはセクションまたは部分を有する電気信号または電磁気信号を示す。マルチバンド信号は、本発明の一例としての実施形態による処理方法により、個別信号に分離できる。
【００２３】
「自己相関」という用語は、関数または値の列を分析する信号処理をする数学的演算として示すことができる。自己相関は、観測結果間の関係の強さとして、観測結果間の時間的隔たりの関数として表すこともできる。より正確に言うと、信号のそれ自体との相互相関として表すことができる。自己相関は、信号中の繰り返しパターンを見つけるために行われ、例えば、ノイズに埋もれた周期的信号の存在を判断するために行われる。
【００２４】
本発明の一例としての実施形態では、前記異なる信号処理経路間で変化する遅延を有する、前記マルチバンド信号前記マルチバンド信号との間の自己相関関数を実行することにより、マルチバンド信号を検出できる受信器（または送受信器）デバイスを提供する。各遅延に対して、対応する自己相関信号を生成する。複数の個別信号をサンプリングすることにより、前記いろいろな信号成分をその後のデジタル処理のために準備し、前記検出されるマルチバンド信号の前記コンテンツの再構成を含む、デジタル出力を提供する。
【００２５】
このように、一例としての実施形態では、超広帯域（ＵＷＢ）無線信号用の受信器を提供する。ＵＷＢ信号は、オンオフキー変調または平行周波数キャリアのパルス位置変調で変調される。並列マルチキャリア変調は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）とも呼ばれる。変調により、ＯＦＤＭサブキャリアの１つを選択的にフィルタリングした後に、非干渉性のエネルギー検出器による検出ができる。オンオフキー変調（ＯＯＫ）は、デジタルデータをキャリア波の存否として表す変調の一タイプである。ある期間にキャリアがあることは、２進値１を表し、同じ期間にキャリアが無いことは、２進値０を表す。パルス位置変調は信号変調の一形態であり、可能性のある２Ｍ個の時間シフトのうちの１つで単一のパルスを送信することにより、Ｍ個のメッセージビットを符号化する。これをＴ秒ごとに繰り返し、送信ビットレートが１秒あたりＭ／Ｔビットになるようにする。パルス位置変調は、非干渉的に実施できるＭ−ａｒｙ変調方法であり、受信器はＰＬＬ（phase-locked  loop）を用いてキャリアの位相をトラッキングする必要がない。
【００２６】
ＵＷＢ信号に基づくデータ通信はすぐれた特徴を有しているが、例えば、信号帯域幅が広いため、マルチパス伝搬の受信器性能に対するインパクトが小さいので、大きな信号帯域を必要とする信号伝搬遅延に基づきマルチパス環境における正確なレンジングが可能であり、広い信号帯域に起因する従来の欠点のため、従来のデジタル受信器は非常に複雑なものとなっていた。非干渉性の受信器、例えば、エネルギー検出器は、アナログ信号処理を用いて、ＵＷＢ入力信号を逆拡散する。これにより、複雑性が低くローパワーの受信器が可能となる。これは多くのアプリケーションにとって望ましいものである。
【００２７】
一例としての実施形態では、マルチキャリアＵＷＢ信号を復調できるアナログ受信器フロントエンドを提供する。いわゆるサブキャリアはそれぞれ自分のデジタル情報ストリームを搬送し、それゆえ累積的なビットレートは乗算される。一例としての実施形態では、アナログ自己相関器デバイスの列を受信器フロントエンドで用いて、マルチキャリアＵＷＢ信号を一組の共帯域信号に逆拡散する。信号はシンボルレートでサンプリングされ、デジタル信号プロセッサで後処理され、サブキャリア信号に分離される。
【００２８】
かかるコンセプトは、アナログフィルタ列を用いてサブキャリア信号をフィルタ除去する受信機による従来のマルチキャリアエネルギー検出方法（scheme）よりも非常に好ましいものであろう。かかるフィルタの後には、典型的には、入力信号の瞬間パワーを計算する二乗則デバイスと、１シンボル時間にわたる信号エネルギーを累積する積分・ダンプ回路とを有する従来のエネルギー検出器が続く。かかる従来のシステムでは、アナログフィルタを実装するのは困難であり、特にキャリア数が少なくない（例えば、１０より多い）場合に困難である。さらに、かかる従来のシステムは、製造上の許容値が、集積されたアナログフィルタの仕様に悪い影響を与えるという事実にわずらわされる。
【００２９】
かかる従来のアプローチと対照的に、本発明の一例としての実施形態は、アナログフィルタではなくアナログ自己相関器デバイス列に基づく受信器構成を提供する。一実施形態では、各自己相関デバイスは、遅延エレメント、乗算器、エネルギー収集用の積分・ダンプ回路を有する。サブキャリア信号の選択は、サンプリングと、自己相関器出力のデジタル処理とによって行われる。
【００３０】
非干渉性の受信器は非リニアであることが知られている。エネルギー検出器の二乗則デバイスと、自己相関受信器の乗算器が強い非リニア効果を導入する。それゆえ、入力信号の和が受信器入力、例えばマルチキャリア信号のサブキャリア、になったら、これらの入力信号すべてのミックスしたものが出力に現れる。これにより、通常は、非干渉性の受信器でマルチディメンションの高次デジタル信号の検出に問題が生じる。
【００３１】
本発明の一例としての実施形態による受信器フロントエンドは、非常に選択的なアナログフロントエンドフィルタではなく、アナログ自己相関器デバイス列を有する。アナログフロントエンドの内部に設ける遅延エレメントは、デジタルバックエンド処理と組み合わせて、入力信号を選択的にフィルタリングし、サブキャリアを分離する。製造許容値は、複雑なアナログフィルタではなく単純な遅延の精度にのみ影響する。実際、かかる許容値はデジタルポストエンド処理により補償できる。シングルキャリアＵＷＢシステムに対して、本発明の一例としての実施形態によるマルチキャリア方法（scheme）により、シンボル間干渉を除去する等化を必要とせずにデータレートを高くできる。サブキャリア帯域幅を狭くすると、非干渉性の受信器を用いた時に、チャンネルノイズへの影響が小さくなる。
【００３２】
本発明の一例としての実施形態を、非干渉性の検出をするＵＷＢ通信技術に、例えば、ＵＷＢを用いてセンサノードの（例えば、屋内での）位置特定を可能とするアプリケーションに、用いてもよい。
【００３３】
以下、受信装置の一例としての実施形態を説明する。しかし、これらの実施形態は、通信システム、マルチバンド信号検出方法、コンピュータ読み取り可能媒体、及びプログラムエレメントにも適用できる。
【００３４】
本受信装置は、マルチキャリア信号、特に、超広帯域（ＵＷＢ）マルチキャリア信号を検出するように構成される。かかる信号は、大量の情報を送ることができ、それにより、単純な構成と組み合わせて広い帯域幅を提供できる。
【００３５】
自己相関ユニット列はアナログ自己相関ユニット列でもよい。アナログ領域で自己相関を実行することは特に有利であり、デジタル信号への変換は後で行うことができる。
【００３６】
自己相関／サンプリング信号経路は、互いに並列に接続されてもよい。自己相関ユニットはそれぞれ、入力として、マルチバンド信号を供給され、この信号の、特定の時間遅延した信号との自己相関を実行する。並列に接続された異なる自己相関ユニットの時間遅延は異なってもよい。このアーキテクチャにより、マルチバンド信号の異なる成分をサンプリングし、複雑なフィルタを必要とせずに再構成することができる。
【００３７】
自己相関ユニット列は、非干渉性フロントエンド受信部として構成してもよい。アナログ自己相関ユニットの実施形態により、複雑な可干渉性検出メカニズムをさけて、エネルギー領域における検出の実行が可能となる。これは回路の構成を大幅に簡略化する。
【００３８】
一例としての実施形態によれば、自己相関ユニットはそれぞれ、マルチバンド信号を所定遅延時間だけ遅延するように構成された遅延ユニットと、遅延したマルチバンド信号を遅延していないマルチバンド信号とミックスするように構成されたミキシングユニット、特に乗算器ユニットとを有する。かかるアーキテクチャにより、個別の信号成分の分離が容易になり、計算負荷は合理的なレベルのままである。
【００３９】
自己相関ユニットが異なれば、所定時間の遅延も異なる。例えば、回路の２つの後続分岐の遅延は一定の差を有していてもよい。例えば、回路の各分岐における遅延は、一定であって、自己相関関数の特定の点または部分に対して敏感である。かかる遅延ユニットは、セラミック部材、（抵抗）ライン長さの延長などにより実現できる。
【００４０】
自己相関ユニットの少なくとも一部は、遅延ユニットの（信号伝搬経路に沿って）前段に設けられ、ミキシングユニットの（信号伝搬経路に沿って）前段に設けられた、マルチバンド信号をベースバンドに変換するように構成された周波数ダウンコンバータを有する。かかる任意的な周波数ダウンコンバータは、信号のその部分への正確な分離に貢献する。（例えば、無線）周波数ダウンコンバータを、特定の周波数の無線周波数エネルギーの入力を受けて、それを低い周波数で出力するデバイスとして示す。
【００４１】
少なくとも自己相関ユニットの一部は、遅延ユニットの（信号伝搬経路に沿って）後段に配置され、ミキシングユニットの（信号伝搬経路に沿って）後段に配置された積分・ダンプ（Ｉ＆Ｄ）ユニットを有する。かかる積分・ダンプユニットは、パワー／エネルギーを計算するコンポーネントである。これは、例えばスイッチを介して充電でき、蓄積した電荷がエネルギーの尺度となり、信号コンテンツを示す情報を含むキャパシタとして実現できる。積分・ダンプ部材は、演算増幅器を用いた積分器として実現することもできる。
【００４２】
サンプリング段は、一組の自己相関信号を同期してサンプリングするように構成される。かかる個別信号部分の並列処理により、高速な処理と検出ができる。
【００４３】
受信装置は、サンプリング段の（信号伝搬経路に沿って）後段に配置され、一組の自己相関信号を分離するように構成されたデジタル信号処理ユニット（ＤＳＰ）を有していてもよい。かかるデジタル信号処理ユニットにより、前段のアナログ出力をデジタル出力に変換できる。
【００４４】
デジタル信号処理ユニットは、一組の自己相関信号をフーリエ変換するように構成されたフーリエ変換セクションを有していてもよい。
【００４５】
フーリエ変換はフーリエ分析の一形式であり、一関数を、その周波数領域表現である他の関数に変換する。フーリエ変換セクションは、一組の自己相関信号をマルチバンド信号のパワー密度スペクトルにフーリエ変換するように構成されている。これにより信号コンテンツの効率的な回復ができる。
【００４６】
フーリエ変換セクションは、一組の自己相関信号をフーリエ変換して、時間領域または周波数領域で、マルチバンド信号のコンテンツを再構成するように構成されている。このように、非干渉性の検出が可能となる。
【００４７】
デジタル信号処理ユニットは、一組の自己相関信号をデジタル信号に変換するように構成されたアナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）セクションを有してもよい。このように、自己相関機能とサンプリング機能とを有するアナログ受信器フロントエンドを、デジタル処理機能と組み合わせることができる。デジタル処理機能では、ＡＤＣ変換を行い、受信装置の出力をデジタルにする。
【００４８】
受信装置は、マルチバンド信号を受信し、受信したマルチバンド信号を自己相関ユニット列に供給するように構成されたマルチバンド信号受信ユニット、特にアンテナを有していてもよい。このように、マルチバンド信号は、ワイヤレスで（例えば、ＲＦ信号として）、または有線で（例えば、ケーブル接続を介して）受信されてもよい。
【００４９】
以下、通信システムの一例としての実施形態をさらに説明する。しかし、これらの実施形態は、受信装置、方法、コンピュータ読み取り可能媒体、及びプログラムエレメントにも当てはまる。
【００５０】
通信システムは、異なる技術分野に適用することができる。一実施形態では、通信システムは、例えばワイヤレスでセンサデータを中央受信装置に送信する複数の個別センサを有するセンサネットワークとして機能する。通信システムをワイヤレスデータ通信システムとして構成し、例えばコンピュータネットワークを形成することも可能である。他の一例としての実施形態では、通信システムは、ＵＳＢポートと環境との間のワイヤレス通信を可能とするＵＳＢ（Universal  Serial  Bus）データ通信システムであってもよい。
【００５１】
本発明の一例としての実施形態では、ＵＷＢ技術で実現でき、広い帯域幅を実現するデジタル情報送信システムが提供される。ＵＷＢ信号は、非干渉性の検出メカニズム、すなわち、位相ではなく、信号のエネルギーのみを評価する検出メカニズムにより処理される。言い換えると、すべてのインパルス応答が評価されるわけではない。従来の非干渉性の受信器とは対照的に、本発明の一例としての実施形態は、失敗しにくく、従来の狭い帯域で選択的なフィルタを一組の自己相関関数に置き換えることにより実現される。自己相関関数の離散サンプルを決定する。エネルギー情報から周波数情報を回復するために、フーリエ変換を行う。パワー密度スペクトルは、周波数の関数としてのエネルギー／パワーとして示される。
【００５２】
一実施形態では、マルチキャリア信号ではなく、１つの信号の異なる周波数値または帯域を同時に復号／分離する。さらに別の実施形態では、周波数領域で厳密な分離は行わないが、異なる信号処理経路では周波数レンジがオーバーラップすることも可能である。
【００５３】
一例としての実施形態では、マルチキャリアＵＷＢ信号の非干渉性の検出を提供する。例えば、ワイヤレスデータ送信システムでは、遅延時間が異なる複数の自己相関受信器を並列に接続し、アンテナと受信器との間に非常に選択的なバンドパスフィルタは設けない。自己相関は信号の個別のサブキャリアのエネルギーコンテンツに関する情報を提供する。単純な離散フーリエ変換を用いて、サブキャリアの分離ができる。検出されるキャリアの数は、自己相関器の数に比例し、サブキャリア帯域幅が狭くなるのでノイズが減少する。
【００５４】
非干渉性のエネルギー検出器を設けることにより、ＵＷＢ送信に影響する許容値を有するコストが高いアナログフィルタは必要なくなる。高いクロックでのサンプリングは必要ない。例えば、１シンボルあたり１サンプルで十分である。
【００５５】
デバイスの異なるコンポーネント間の通信やデバイスと別のデバイス間の通信は、（例えば、ケーブルを用いて）有線で行われても、（例えば、ＷＬＡＮ、赤外線通信、ブルートゥースを介して）ワイヤレスで行ってもよい。
【００５６】
本発明の上記その他の態様は、以下に説明する実施形態から明らかとなり、この実施形態を参照して詳しく説明される。
【００５７】
以下、実施形態を参照して本発明を参照するが、本発明はこれらの実施形態に限定はされない。
【図面の簡単な説明】
【００５８】
【図１】本発明の一例としての実施形態としての受信機システムを示す図である。
【図２】図１の受信機システムの自己相関ユニットの構成を示す図である。
【図３】マルチキャリアＵＷＢ信号のパワースペクトル密度を示す図である。
【図４】サブキャリアスペーシングが１００ＭＨｚであるＬ＝１０ＡｃＲチャンネルを用いる、Ｎ＋１＝９キャリアＵＷＢ  ＯＦＤＭシステムの性能を示す図である。
【図５】サブキャリアスペーシングが５００ＭＨｚであるＬ＝１０ＡｃＲチャンネルを用いる、Ｎ＋１＝９キャリアＵＷＢ  ＯＦＤＭシステムの性能を示す図である。
【図６】本発明の一例としての実施形態としての通信システムを示す図である。  図面は概略図である。別の図面においても、同様または同一の要素には同じ参照記号を付した。
【発明を実施するための形態】
【００５９】
以下、図１を参照するに、本発明の一例としての実施形態による、マルチキャリア超広帯域（ＵＷＢ）信号１０２を検出する受信装置１００を説明する。
【００６０】
受信装置１００は、ＵＷＢ信号１０２をワイヤレス受信し、受信したＵＷＢ信号１０２を自己相関ユニット列１０４に供給するように構成されたアンテナ１１４を有する。
【００６１】
アナログ自己相関ユニットの列１０４は、マルチバンド信号１０２を一組の自己相関信号１０６に分離するように構成された非干渉性フロントエンド受信部として表すことができる。
一組の自己相関信号１０６は、それぞれ自己相関ユニット列１０４のうちの対応するものに割り当てられ、ＵＷＢ信号１０２の専用部分を表す。
【００６２】
サンプリング段１０８は、自己相関ユニット列１０４の後段に配置され（すなわち、自己相関ユニット列１０４の出力１０６を供給され）、一組の自己相関信号１０６をサンプリングして、検出する個別の信号成分を選択するように構成される。サンプリング段１０８は、制御信号で制御された、サンプリング性能を制御する複数のスイッチエレメント（トランジスタスイッチ等）を有する。単一のスイッチエレメントを自己相関ユニット列１０４の各自己相関ユニットに割り当てる。サンプリング段１０８は、一組の自己相関信号１０６を、同期してサンプリングするように構成されている。
【００６３】
このように、自己相関ユニット列１０４とサンプリング段１０８とを、互いに並列に接続された複数の信号処理ブランチ（参照番号１０２と参照番号１１０との間の並列経路を参照）として接続する並列信号処理アーキテクチャを実現する。
【００６４】
デジタル信号処理ユニット１１０は、サンプリング段１０８の後段に配置され、一組の自己相関信号１０６を分離するように構成されている。デジタル信号処理ユニット１１０は、一組の自己相関信号１０６をフーリエ変換するように構成されたフーリエ変換セクション（図示せず）を有する。フーリエ変換セクションは、一組の自己相関信号１０６のパワースペクトル密度をフーリエ変換し、マルチバンド信号１０２（時間領域／周波数領域）のコンテンツを再構成するように構成されている。
【００６５】
デジタル信号処理ユニット１１０は、その一組のアナログ自己相関信号１０６をデジタル信号１１２に変換するように構成されたアナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）セクション（図示せず）をさらに有する。
【００６６】
図１の実施形態により、マルチキャリアＵＷＢ信号非干渉性の検出が可能となる。図１に示したように、並列自己相関デバイス列１０４は、マルチキャリアＵＷＢ信号１０２を分離するのに好適な非干渉性の受信器フロントエンドを有する。その出力１０６は同期してサンプリングされる。デジタル信号処理ユニット１１０は最終的にサブキャリア信号を分離するように構成されている。このように、図１は、非干渉性の検出器を構成する、バックエンド信号プロセッサ１１０を有する自己相関ユニット列１０４の回路を示す。自己相関ユニット１０４の数は２より大きくてもよく、具体的には５より大きくてもよく、より具体的には１０より大きくてもよい。
【００６７】
ＤＳＰユニット１１０は、自己相関（遅延時間）により求めた領域からの信号１０６を、フーリエ変換により周波数領域に移行または変換するように構成されている。このため、乗法窓関数（multiplicative  windowing  function）を一組の自己相関信号に適用することが適当である。適用する処理方法（scheme）は、マルチキャリア信号の成分を直交化する、より一般的な（具体的にはリニアな）処理であってもよい。
【００６８】
このように、フーリエ変換の替わりに、本発明の他の一例としての実施形態では、信号成分を直交化する他の（具体的にリニアな）信号処理方法（scheme）を実行することも可能である。例えば、ＭＩＭＯシステム（具体的にはリニア信号変換）と同様に信号処理を実行することも可能である。しかし、フーリエ変換は理想解に近いと思われる結果を生じるので、好ましい実施形態である。フーリエ変換と組み合わせて、窓（windowing）を用いることもできる。
【００６９】
図２は、図１の受信器フロントエンドの一ブランチを示し、自己相関ユニット１０４の内部構成を示すブロック図である。
【００７０】
自己相関ユニット１０４はそれぞれ、所定遅延時間（例えば、数ナノ秒）だけＵＷＢ信号１０２を遅延するように構成された遅延ユニット２００を有する。遅延ユニット２００による典型的な信号遅延は、０．１ｎｓと１００ｎｓの間のオーダーであり、特に１ｎｓと５ｎｓとの間のオーダーである。一実施形態では、帯域遅延積（bandwidth-delay  product）は５乃至１０である。
【００７１】
ミキシングユニット２０２は、本実施形態では乗算器であり、２入力と、その２入力に供給された信号の積を表す出力とを有する。そして、その２入力のうちの第１の入力に供給された遅延マルチバンド信号２０４を、その２入力のうちの第２の入力に供給された非遅延マルチバンド信号１０２とミックスするように構成されている。図１の自己相関ユニット１０４が異なれば所定の時間遅延も異なる。換言すると、自己相関ユニット１０４のうち異なる２つのもののペアの時間遅延はどれも異なる。こうすることにより、自己相関ユニット１０４はそれぞれマルチキャリアＵＷＢ信号１０２の異なる信号部分に感度を有する。
【００７２】
自己相関ユニット１０４はそれぞれ、遅延ユニット２００の前段に、またミキシングユニット２０２の後段に配置された、マルチバンド信号１０２をベースバンドに変換するように構成された、任意的な周波数ダウンコンバータ２０６（他の実施形態には無くてもよい）を有する。周波数ダウンコンバージョンユニット２０６は、マルチバンド信号１０２をミックスしてベースバンドにする。
【００７３】
自己相関ユニット１０４はそれぞれ積分・ダンプ（Ｉ＆Ｄ）ユニット２０８を有し、これらは遅延ユニット２００とミキシングユニット２０２の後段に配置されている。積分・ダンプブロック２０８は入力信号の和を生成し、所定のスケジュールにのっとりその和をリセットする。
【００７４】
図３は、ダイアグラム３００を示し、横軸３０２に沿って周波数をギガヘルツ単位でプロットした。縦軸３０４に沿ってパワースペクトル密度をデシベル単位でプロットした。ダイアグラム３００に示したグラフは、マルチキャリアＵＷＢ信号１０２のパワースペクトル密度を示す。９つの並列サブキャリア信号の変調信号を区別できる。サブキャリアスペーシングは５００ＭＨｚである。
【００７５】
一例としての実施形態では、非干渉性の自己相関検出をするＵＷＢ（超広帯域）ＯＦＤＭ（Orthogonal  Frequency  Division  Multiplex）システムを提供する。
【００７６】
本発明の実施形態は、非干渉性のマルチチャンネル自己相関受信器（ＡｃＲ）フロントエンドによる検出を可能とするＵＷＢマルチキャリア変調方法（scheme）を提供する。受信器はサブキャリア信号のエネルギーを検出する。それゆえ、オン・オフ・キーイング（on／off  keying  （ＯＯＫ））またはパルス位置変調（ＰＰＭ）を変調方法（scheme）としてサブキャリアレベルで用いることができる。Ｌ′≧（Ｎ＋１）／２個の並列（複素ベースバンド）ＡｃＲチャンネルを用いてＮ＋１個のサブキャリア信号を分離する。リニア後処理によりサブキャリア信号の分離が可能となる。離散フーリエ変換を用いることができるが、リニアチャンネル行列の逆行列でも適当な性能を発揮し、本発明の一実施形態では、代替的なリニア処理方法（scheme）として利用することができる。驚くことに、５つのＡｃＲエンティティを用いる９チャンネルシステムでは、選択制の高いチャンネルフィルタを用いるもっと複雑なエネルギー検出器と比較して、非リニアな外積は性能損失が約１ｄＢ以下になるように制約されている。
【００７７】
以下、本発明の一例としての実施形態を開発した、発明者の基本的な認識を説明する。
【００７８】
本発明の実施形態は、アナログフロントエンドがＵＷＢ信号を、データ検出に用いる低速のシンボルレートのサンプルに逆拡散する、ＵＷＢシステムのための非干渉性のエネルギー検出に関する。従来のエネルギー検出器で用いられる２乗則デバイスと積分・ダンプ回路の替わりに、（短い）遅延｛Ｄｌ｝を有する一組のマルチチャンネルＡｃＲを用いる。かかるフロントエンドを用いて、受信信号を悪化させる狭帯域干渉（ＮＢＩ）を効率的に和らげる。遅延がパルスの長さよりも短いＡｃＲは、エネルギー検出に好適であり、入力信号の周波数に関するサイド情報を生じる。
【００７９】
本発明の実施形態は、異なるキャリア周波数に同時に複数の入力信号があるマルチチャンネルＡｃＲに関する。入力信号間の非リニアクロス項は、受信信号が直交化されていれば、（大幅に）避けることができる。これにより、リニアＭＩＭＯ（multi-input  multi-output）検出器を適用することにより、（直交）周波数分割多重（ＯＦＤＭ）サブキャリア信号の分離が可能となる。適当なフロントエンド設計により、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）に基づく所定の検出器を用いることができ、複雑性が低い実施が可能であり、高度なバックエンド処理により性能向上もできる。本発明の実施形態により、複雑なフロントエンドフィルタを使わないため、構成が簡単になる。
【００８０】
以下、本発明の一例としての実施形態によるシステムモデルを説明する。
【００８１】
次に、シグナリング方法（scheme）と受信器フロントエンドの数学的モデルを説明する。
【００８２】
ＵＷＢシステムを、複素等価ベースバンドでモデル化する。シンボル間干渉はガードインターバルにより回避できる。そのため、一般性を失わずに、１つのシンボル期間を考える。送信信号は次のように書くことができる：
(数１)
【００８３】
2011520367.tif 000003
ここで、ｗ（ｔ）はサブキャリア信号のスペクトル形成に用いる送信機パルス形状であり、Ｓｎ∈｛０，１｝はサブキャリアｎ＝−Ｎ／２，−Ｎ／２＋１，．．．，Ｎ／２上のＯＯＫシンボルであり、ｆｃはサブキャリアの周波数スペーシングである。よって、サブキャリア数はＮ＋１である。連続する２つのシンボルが、２進のＰＰＭを表すのに必要である。従来のＯＦＤＭ方法（scheme）のように、逆ＤＦＴを用いてかかる信号を生成することができる。送信パルスｗ（ｔ）の時間はシンボル時間と比較して短く、パルス的なＵＷＢ信号を生成する。
【００８４】
数式（１）による信号は、アンテナと、マルチパスチャンネルｈ（ｔ）と、受信器フロントエンドフィルタｆｒｘ（ｔ）のインパルス応答と、リニアにたたみ込まれている。ガウスノイズ（ＡＷＧＮ）が足されている。同期していると仮定して、受信信号は次のように書ける：
(数２)
【００８５】
2011520367.tif 000004
ここで、
(外１)
【００８６】
2011520367.tif 000005
は、時刻ｔ＝０、周波数ｎｆｃにおける送信ＵＷＢパルスｗ（ｔ）に対するＵＷＢチャンネル応答の複素エンベロープである。フィルタされたノイズ信号ｖ（ｔ）は、自己相関関数（ＡＣＦ）
(外２)
【００８７】
2011520367.tif 000006
を有する。ここで、Ｎ０は受信器入力におけるノイズパワースペクトル密度（ＰＳＤ）であり、
(外３)
【００８８】
2011520367.tif 000007
はフロントエンドフィルタのＡＣＦである。フロントエンドの等価帯域幅は
(外４)
【００８９】
2011520367.tif 000008
として定義できる。ノイズパワーは
(外５)
【００９０】
2011520367.tif 000009
となる。
【００９１】
受信信号を、遅延ラグ｛Ｄｌ｝（ｌ＝１，２，．．．，Ｌ）でＬ個の並列ＡｃＲチャンネルに印加し、Ｌ個の並列出力サンプルｙ（Ｄｌ）を生成する。１つのＡｃＲチャンネルは次のように書ける：
(数３)
【００９２】
2011520367.tif 000010
(数４)
【００９３】
2011520367.tif 000011
２つの信号の外積
(外６)
【００９４】
2011520367.tif 000012
について表記＜ｘ（ｔ），ｙ（ｔ）＞を導入し、区間［０，ＴＩ］にわたる大きさが１単位の方形パルスを定義する関数
(外７)
【００９５】
2011520367.tif 000013
を導入した。Ｄｌ＝Oの場合、数式（３）は従来のエネルギー検出器と等価であり、２乗則デバイスと積分・ダンプとを有する。
【００９６】
以下、受信器における信号処理をさらに詳しく説明する。これは、受信器出力の分析と、サブキャリア信号を分離するバックエンド処理ステップの説明を含む。
【００９７】
ここでは、アナログＡｃＲ処理を詳しく分析して、数式（３）による出力サンプルをどう使って数式（２）のサブキャリア信号を分離するか例示する。さらに、パルス形状ｗ（ｔ）とサブキャリアスペーシングｆｃとその他のシステムパラメータの設計について説明する。
【００９８】
次に、受信器フロントエンド分析を説明する。
【００９９】
数式（３）で実行される非リニア自己相関演算により、入力信号のペアの間の外積を導入する。それゆえ、（ノイズ信号とＮ＋１個のサブキャリアによる）（Ｎ＋２）２のクロス項を有する。数式（４）による外積表記を考慮して、次の「基底関数」を導入する：
(数５)
【０１００】
2011520367.tif 000014
(数６)
【０１０１】
2011520367.tif 000015
これらの表記を用いて、外積を次の通り表すことができる：
(数７)
【０１０２】
2011520367.tif 000016
和を拡張すると、（Ｎ＋２）２の外積項が得られる。しかし、サブキャリア信号が周波数で分離していることを仮定すると、波形
(外８)
【０１０３】
2011520367.tif 000017
と
(外９)
【０１０４】
2011520367.tif 000018
はｎ≠ｎ′の場合、直交しており、次のように書き直すことができる：
(数８)
【０１０５】
2011520367.tif 000019
これは、式（７）のパート（Ｉ）にある信号同時項
(外１０)
【０１０６】
2011520367.tif 000020
によるデータ依存信号と、式（７）のパート（ＩＩ）と（ＩＩＩ）にあるノイズクロス項による信号と、式（７）のパート（ＩＶ）にあるノイズごとの同時項の線形和である。
【０１０７】
これは、パルス形状ｗ（ｔ）とサブキャリアスペーシングｆｃを適当に選択することにより、サブキャリア信号間の非リニアクロス項を無くすことができることを示している。しかし、非リニアフロントエンド演算はノイズクロス項により信号に影響するのであろうか。次にこれを説明する。
【０１０８】
数式（７）はクロス項（ＩＩ）を示し、Vｎ（Ｄｌ）はノイズ信号ｖ（ｔ＋Ｄｌ）の基底関数
(外１１)
【０１０９】
2011520367.tif 000021
への射影であると見なせる。ここで、サブキャリア項
(外１２)
【０１１０】
2011520367.tif 000022
の直交化を実現する一組のサンプル｛ｙ（Ｄｌ）｝のリニア処理方法を仮定する。かかる処理によりノイズクロス項
(外１３)
【０１１１】
2011520367.tif 000023
により信号を分離することが、数式（７）の演算と射影の線形性から分かる。クロス項（ＩＩＩ）
(外１４)
【０１１２】
2011520367.tif 000024
についても同じ事が成り立つ。同じ時間窓において、
(外１５)
【０１１３】
2011520367.tif 000025
は
(外１６)
【０１１４】
2011520367.tif 000026
とシフトＤｌだけ違うからである。このシフトは積分窓より大幅に短いものであってもよい。換言すると、Ｄｌ＜＜ＴＩであり、よって、
(外１７)
【０１１５】
2011520367.tif 000027
である。このことは、リニアＭＩＭＯ検出器が非リニア信号をノイズクロス項だけ分離することの説明である。それゆえ、入力信号が周波数領域でオーバーラップしていなければ、マルチチャンネルＡｃＲフロントエンドで複数の入力信号の分離を実現できる。
【０１１６】
次にバックエンド信号処理を説明する。
【０１１７】
サンプル
(外１８)
【０１１８】
2011520367.tif 000028
をベクトルｙにスタックし、データシンボル
(外１９)
【０１１９】
2011520367.tif 000029
をベクトルsにスタックし、すべてのノイズサンプルをベクトルｖにスタックし、リニアＭＩＭＯ信号モデルが得られる：
(数９)
【０１２０】
2011520367.tif 000030
ここで、Ｈの要素は、［Ｈ］ｌ，ｎ＝ｈｎ（Ｄｌ）、ここでｌ＝１，．．．，  Ｌ、ｎ＝−Ｎ／２，．．．，Ｎ／２である。次式を確かめることは容易である：
(数１０)
【０１２１】
2011520367.tif 000031
ここで、
(外２０)
【０１２２】
2011520367.tif 000032
は、受信パルスの複素エンベロープのＡＣＦ、すなわちＲＰ−ＡＣＦである。
【０１２３】
遅延｛Ｄｌ｝は受信パルスエンベロープの可干渉性時間より短いものを選択したものと仮定する。すると、
(外２１)
【０１２４】
2011520367.tif 000033
はサブキャリアパルスのエネルギーとなり、複素指数によりＤとサブキャリア周波数ｎｆｃに比例する位相シフトが生じる。この仮定を用いて、数式（９）によるマルチチャンネルデータモデルを次のように書くことができる：
(数１１)
【０１２５】
2011520367.tif 000034
ここで、行列W:ＬｘＮは位相項
(外２２)
【０１２６】
2011520367.tif 000035
を含み、行列E:ＮｘＮはサブキャリアパルスエネルギーの対角行列である。数式（１１）のあるバージョンによりデータベクトルs＝W＋ｙの推定ができる。その要素はデータシンボルの獲得エネルギーに比例する。遅延｛Ｄｌ｝の選択により、ＤＦＴ演算に対応するW＋＝WＨとなるようにWを直交化できる。すなわち、マルチキャリア（ＭC）信号の分離は位相項に基づき、その性能はマルチパス伝搬により生じる、これらの位相項のランダム変数によって決まる。サブキャリア信号の帯域幅の逆数に対してＤが小さいほど、この近似はよくなる。
【０１２７】
遅延ラグＤｌ（ｌ＝１，２，．．．，Ｌ）を１／（Ｌｆｃ）のステップでインクリメントすると、直交行列Wが得られる。対称なペアＤｌ＝±Ｄを選択するとＤｌが最小となる。すなわち、Ｄｌ＝［ｌ−（Ｌ＋１）／２］／（Ｌｆｃ）と定義すると、Ｎ＋１個のサブキャリアを直交化するためには、Ｌ＞Ｎ＋１であることが必要である。そのため、最大遅延ラグはＤＬ≒１／（２ｆｃ）であり、これはそれ自体がサブキャリア帯域幅に関係するサブキャリアスペーシングｆｃによって決まることが分かる。パルスＡＣＦのメインローブの幅はパルスの帯域幅の逆数１／ｆｃ≒２ＤＬのオーダーであり、それゆえ、これらの相関ラグではかなりのパワー出力が期待できる。ＲＰ−ＡＣＦの平均と分散を詳しく分析すれば、出力パワーを正確に評価できる。帯域幅が広くなると分散は小さくなる。それゆえ、ＵＷＢ方式では、サブキャリア帯域幅が広くなると、近似（１１）はより正確になる。ＡｃＲ遅延の最大遅延帯域幅は、≒ＤＬ（Ｎ＋１）ｆｃ≒（Ｎ＋１）／２であり、すなわちサブキャリアの数Ｎで決まる。
【０１２８】
積分区間が少しシフトしていることを除けば、ｙ（Ｄｌ）＝ｙ＊（−Ｄｌ）である。Ｎ＋１個のサブキャリア信号（Ｌ≧Ｎ＋１）を分離するには、対称性を利用して、Ｌ′＝［Ｌ／２］複素数値ＡｃＲチャンネルを用いれば十分である。すなわち、１シンボルあたり１サブキャリアあたり少なくとも１つの実数値サンプルがあれば、ＭC信号の検出には十分であることを意味する。ＡｃＲチャンネル数をこの数より多くすると、周波数解像度が高くなり、キャリア間干渉を導入せずにＤＦＴ窓を適用できる。
【０１２９】
次にノイズ分析を説明する。
【０１３０】
数式（７）のノイズクロス項（ＩＩ）と（ＩＩＩ）による信号は共線的（collinear）であるという仮定は近似的に正しいだけである。実際には、隣接するサブキャリアのノイズクロス項による信号からクロストークが生じ、信号対雑音比を悪化させる。このクロストークの統計的分析は、パルス形状ｗ（ｔ）やサブキャリア数などのシステムパラメータの影響を表し、システムの最適化に用いることができる。
【０１３１】
同じことがノイズ同士の積のサンプル、すなわち数式（８）のｖｖ（Ｄｌ）項、の統計にも言える。結局、システム帯域幅の逆数１／Ｗｐｘの倍数である遅延ラグのスペーシングとすれば、ノイズ同士の積のサンプルは相関しない。この条件はＷの直交化の条件とマッチする。
【０１３２】
ノイズ統計を、ＭＩＭＯ受信機の性能強化に利用することもできる。最小平均二乗エラー（ＭＭＳE）原理を、例えば、ＡｃＲチャンネル間のノイズ相互相関を考慮するために適用できる。
【０１３３】
約１ＧＨｚと５ＧＨｚの総帯域幅を有するシステムについて、性能の結果を図４と図５にそれぞれ示した。
【０１３４】
図４は、ダイアグラム４００を示し、横軸４０２に沿って性能をデシベル単位でプロットした。縦軸４０４に沿って平均ビットエラーレートをプロットした。図４のサブキャリアスペーシングは１００ＭＨｚである。
【０１３５】
図５はサブキャリアスペーシングが５００ＭＨｚの場合の対応するダイアグラム５００を示す。
【０１３６】
図４と図５から分かるように、両方のＯＦＤＭシステムは、Ｎ＋１＝９個のサブキャリアを用い、スペースがそれぞれｆｃ＝１００ＭＨｚとｆｃ＝５００ＭＨｚとなっている。隣接するキャリアの周波数がオーバーラップしないように、ｗ（ｔ）にはロールオフファクタが０．５で絶対帯域幅がサブキャリアスペーシングに等しいroot  raised  cosineパルス形状を用いた。本システムはＰＰＭを利用する。これによりデータ検出にゼロ閾値を用いることができる。遅延スプレッドの二乗平均平方根が１０ｎｓのチャンネルでのシミュレーションを検討した。
【０１３７】
ＭC  ＵＷＢシステムの性能を３つの異なるバックエンド処理方法（scheme）に対して図示した。図４と図５の実線は、サブキャリア信号のスペーシングに直交Ｗ行列を用い、ＤＦＴソリューションを用いた受信器を示す。他の２つの受信器に対しては、チャンネル行列Ｈが完全に分かっていることを仮定した。zero  forcing（ＺＦ）ソリューションの場合にはＨの擬似逆行列を利用し、また推定ノイズ共分散行列を有するＭＭＳE合成器（combiner）を利用した。後者の２つの受信器は同様に動作し、これは、ノイズサンプルが無相関であること、または共線形であることを示している。ＤＦＴ受信器は、ランダムなマルチパスの影響によりこれらのベンチマークよりも劣る。上記の通り、この効果により、高い帯域が低減されることが期待され、これはシミュレーション結果により確認された。５００ＭＨｚサブキャリア帯域幅システムの場合、ＢＥＲ値が１%では、損失は１ｄＢ未満であり、一方、１００ＭＨｚシステムでは、このＢＥＲレベル程度のエラーフロアを示した。
【０１３８】
２つの追加的ベンチマークの結果を図４と図５に点線や鎖線で図示した。従来のエネルギー検出器を「＊」でマークした。これは非常に選択性が高いフィルタであり、サブキャリア信号のスペクトルに一致させた。最良のＭCシステムは、ＢＥＲ値が１％で、このベンチマークと比較して、約１ｄＢから１．５ｄＢの損失がある。これは、帯域幅拡張の結果であるノイズ同士項（noise  by  noise  co-term）のパワーが大きくなっているからであり、これは並列ＡｃＲチャンネルからの合成信号パワーにより完全には補償されず、またノイズクロストークによる残余非リニア信号があるからである。信号とノイズ統計をよく分析すれば、様々な側面のインパクトを純分に評価することができるだろう。
【０１３９】
四角でマークしたベンチマークの結果は、全信号帯域を利用する単一キャリアＵＷＢシステムを示す。かかるシステムは、ノイズ成分によりノイズが大きくなるため、Eb／Ｎ０の観点では非常に悪い。しかし、これらのＢＥＲ曲線のスロープは非常に急峻であり、これはマルチパスフェージングが非常によく解消されているためである。同様に、ＭCシステムでは、サブキャリアにわたる符号化を利用して、前方エラー訂正で全周波数ダイバーシティを利用できる。
【０１４０】
本発明の一例としての実施形態では、例えば、ＯＯＫまたはＰＰＭシグナリングを利用して、マルチキャリア（ＯＦＤＭ）ＵＷＢシステムの非干渉性の検出をするマルチチャンネルＡｃＲフロントエンドを提供する。（ＯＯＫの場合）受信器では、１サブキャリアにつき１シンボルにつきほぼ１つのサンプルのみが得られる。簡単なＤＦＴ処理によりサブキャリア信号を分離できる。データレートがサブキャリア数に比例して高くなり、サブキャリア帯域幅が狭くなるので、非リニアなノイズ同士の項が大幅に小さくなることが効果である。よって、追加回路や計算に大きなコストをかけずに、データレートと性能が大幅に向上する。
【０１４１】
図６は、本発明の一例としての実施形態としてのセンサ通信システム６００を示す図である。
【０１４２】
センサ通信システム６００は、複数のセンサデバイス６０２を有し、各センサデバイスは特定のセンサを表している。例えば、温度センサ、圧力センサ、湿度センサなどが分散センサシステムに設けられ、技術的装置や設備の監視をする。検出するセンサパラメータの値を示す対応センサ信号を、図１に示した構成の、送信信号１０２に含まれるセンサ情報を復号できる受信装置１００に、マルチバンドＵＷＢ信号１０２としてセンサデバイス６０２のワイヤレス通信インタフェースを介して送信する。このため、送信信号１０２は、受信装置１００のワイヤレス通信インタフェース（アンテナ１１４など）で取得され、図１と図２を参照して説明したように処理される。
【０１４３】
システム６００では、ノード６０２が、異なるキャリア周波数を介してシングルバンド信号を送信する（すなわち、従来のＦＤＭ）。受信装置１００はＦＤＭ信号を分離するように機能する。
【０１４４】
「有する（comprising）」という用語は他の要素や機能を排除するものではなく、「１つの（「a」または「an」）」という冠詞は複数ある場合を排除するものではないことに留意すべきである。また、異なる実施形態に関して説明した要素を組み合わせてもよい。
【０１４５】
請求項中の参照符号は、その請求項の範囲を限定するものと解釈してはならないことにも留意すべきである。
【図１】
2011520367.tif 000036
【図２】
2011520367.tif 000037
【図３】
2011520367.tif 000038
【図４】
2011520367.tif 000039
【図５】
2011520367.tif 000040
【図６】
2011520367.tif 000041
【手続補正書】
【提出日】平成23年1月28日(2011.1.28)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
マルチバンド信号を検出する受信装置であって、
前記受信装置は、
前記マルチバンド信号を一組の自己相関信号に分離するように構成された自己相関ユニット列と、
前記自己相関ユニット列の後段に配置された、前記一組の自己相関信号をサンプリングして、検出する個別の信号成分を選択するように構成されたサンプリング段とを有し、
前記自己相関ユニット列は非干渉性フロントエンド受信部として適合される、受信装置。
【請求項２】
マルチキャリア信号、特に超広帯域信号を検出するように構成された、
請求項１に記載の受信装置。
【請求項３】
前記マルチキャリア信号はオンオフキー変調で変調される、
請求項２に記載の受信装置。
【請求項４】
前記自己相関ユニット列と前記サンプリング段とは、互いに並列に接続された複数の信号処理ブランチとして接続される、
請求項１ないし５いずれか一項に記載の受信装置。
【請求項５】
前記自己相関ユニットの少なくとも一部は、前記マルチバンド信号をベースバンドに変換するように構成され、特に前記遅延ユニットの前段に配置され、前記ミキシングユニットの後段に配置された周波数ダウンコンバータを有する、
請求項１ないし４いずれか一項に記載の受信装置。
【請求項６】
前記サンプリング段の後段に配置され、前記一組の自己相関信号を分離するように構成されたデジタル信号処理ユニットをさらに有する、
請求項１ないし５いずれか一項に記載の受信装置。
【請求項７】
前記デジタル信号処理ユニットは、線形信号処理方式により前記一組の自己相関信号を処理するように構成された、
請求項６に記載の受信装置。
【請求項８】
前記デジタル信号処理ユニットは前記一組の自己相関信号を直交化するように構成された、
請求項６または７に記載の受信装置。
【請求項９】
前記デジタル信号処理ユニットは、前記一組の自己相関信号をフーリエ変換するように構成されたフーリエ変換セクションを有する、
請求項６ないし８いずれか一項に記載の受信装置。
【請求項１０】
前記フーリエ変換セクションは、前記一組の自己相関信号からの前記マルチバンド信号のパワー密度スペクトルをフーリエ変換するように構成された、
請求項１６に記載の受信装置。
【請求項１１】
マルチバンド信号を送信するように構成された送信デバイスと、
前記マルチバンド信号を受信及び検出する、請求項１ないし１０いずれか一項に記載の受信装置と、を有する、通信システム。
【請求項１２】
センサネットワーク、ワイヤレスデータ通信システム、及びＵＳＢデータ通信システムよりなる群のうちの一つとして構成された、
請求項１１に記載の通信システム。
【請求項１３】
マルチバンド信号を検出する方法であって、
自己相関ユニット列により前記マルチバンド信号の自己相関をとることによって、前記マルチバンド信号を一組の自己相関信号に分離する段階と、
前記一組の自己相関信号をサンプリングして、検出する個別の信号成分を選択する段階と、を有し、
前記自己相関ユニット列は非干渉性フロントエンド受信部として適合される、方法。
【請求項１４】
プロセッサにより実行されたとき、請求項１３に記載の方法を実行または制御するように構成された、マルチバンド信号を検出するコンピュータプログラムを格納したコンピュータ読み取り可能媒体。
【請求項１５】
プロセッサにより実行されたとき、請求項１３に記載の方法を実行または制御するように構成された、マルチバンド信号を検出するプログラムエレメント。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【書類名】明細書
【発明の名称】自己相関ベースのマルチバンド信号検出
【技術分野】
【０００１】
本発明はマルチバンド信号を検出する受信装置に関する。
【０００２】
さらに、本発明はマルチバンド信号を検出する方法に関する。
【０００３】
さらに、本発明は通信システムに関する。
【０００４】
さらに、本発明はプログラムエレメントに関する。
【０００５】
さらに、本発明はコンピュータ読み取り可能媒体に関する。
【背景技術】
【０００６】
データ通信システムの重要性が高まっている。
【０００７】
特許文献１は、推移関数やエッジ関数を用いる、ＲＦからベースバンドへの信号変換を開示している。これらの関数は、一般的に、受信パルス信号の推移と同期して、正から負に、または負から正に推移し、受信パルス信号の信号サイクルを同期検波（synchronously  rectifying）して検出し、ベースバンドの正味信号（net  signal）を生成する。この正味信号をさらに処理して、変調フォーマットによる変調を検出する。さらに、これらの受信システムを、ある検出信号関数に対して最適化したフィルタを用いていかにコンフィギュレーションするかということも開示している。マッチングしたフィルタの実施形態を一般化すれば、別の検出関数を利用する実施形態も得られる。復号信号を検波信号に適用する２段階のバージョンも開示されている。このステップは１つの相関器でも並列につないだ複数の相関器でも実行できる。チャンネル化の改善と干渉の排除のために２段階システムを用いる符号化方法を開示している。
【０００８】
特許文献２はＵＷＢ通信における変調方式を開示している。この変調方法は、ＵＷＢチャンネル化のために複数の直交する送信基準パルスを用いる。ＵＷＢ受信器は、ゼロ・ラグと非ゼロ・ラグの両方で２次の統計関数をサンプリングし、サンプルを、記憶している２次の統計関数とマッチングし、受信パルスの形状だけではなく２次の統計関数の形状のサンプリングとマッチングを行う。
【０００９】
特許文献３はＵＷＢ−ＴＲに関する方法と構成を開示している。この方式は、信号検出前に、入来信号を処理して、異なるタイプのＵＷＢ干渉及び非ＵＷＢ干渉を除去する。上記の方法とシステムは、フィードバックループメカニズムを付加して、例えば、受信信号の自己相関関数（ＡＣＦ）などである２次の統計関数をサンプリングし、送信ビットごとに、それを元のパルスのＡＣＦサンプルとマッチングする。
【００１０】
特許文献４は、送信基準（ＴＲ）と、遅延ホッピング（ＤＨ）と呼ばれる多重アクセス方式とを組み合わせた超広帯域（ＵＷＢ）通信システムを開示している。このシステムは、連続ノイズ送信波形を用いるＵＷＢシグナリングを用いる。このＴＲ法をＤＨ多重アクセス法と組み合わせる。
【００１１】
超広帯域（ＵＷＢ）は、無線スペクトルの広い部分を用いることにより、非常に低いエネルギーレベルの、短距離・広帯域幅通信で用いることができる無線技術である。この方法は、論理接続において、一連の中心周波数で鋭いキャリアパルスを有するパルス符号化情報を用いる。ＵＷＢは、非協調レーダー画像化、目標センサデータ収集、精密位置特定及び追跡に応用される。
【００１２】
従来のＵＷＢ技術の欠点は、信号検出器の生産費用が非常に高いことである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１３】
【特許文献１】米国特許第７，０９９，３６７号明細書
【特許文献２】米国特許出願公開第２００４／０２０２２３０号
【特許文献３】米国特許出願公開第２００４／０２４２１５５号
【特許文献４】欧州特許第１３０３０５６号
【発明の概要】
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明の目的は、構成を大幅に簡素化した検出システムを提供することである。
【００１５】
上記の目的を達成するため、独立項に記載した、マルチバンド信号を検出する受信装置、通信システム、マルチバンド信号を検出する方法、プログラムエレメント、及びコンピュータ読み取り可能媒体を提供する。
【００１６】
本発明の一例としての実施形態によれば、マルチバンド信号（ＵＷＢ信号等）を検出する受信装置を提供する。前記受信装置は、前記マルチバンド信号を一組の自己相関信号に分離するように構成された自己相関ユニット列と、前記自己相関ユニット列の（信号伝搬経路に沿って）後段に配置された、前記一組の自己相関信号をサンプリングして、検出する個別の信号成分を選択するように構成されたサンプリング段とを有する。
【００１７】
本発明の他の一例としての実施形態によれば、通信システムを提供する。前記通信システムは、マルチバンド信号を送信するように構成された送信デバイスと、前記送信デバイスから前記マルチバンド信号を受信・検出する、上記の特徴を備えた受信装置とを有する。
【００１８】
本発明のさらに他の一例としての実施形態によれば、マルチバンド信号を検出する方法を提供する。前記方法は、自己相関ユニット列により前記マルチバンド信号の自己相関をとることによって、前記マルチバンド信号を一組の自己相関信号に分離する段階と、前記一組の自己相関信号をサンプリングして、検出する個別の信号成分を選択する段階と、を有する。
【００１９】
本発明のさらに他の一例としての実施形態によれば、プロセッサ（例えば、マイクロプロセッサやＣＰＵ）により実行されたとき、上記の特徴を有する方法を制御または実行するように構成されたプログラムエレメント（例えば、ソースコードまたは実行可能コードのソフトウェアルーチン）を提供する。
【００２０】
本発明のさらに他の一例としての実施形態によれば、プロセッサ（例えば、マイクロプロセッサやＣＰＵ）により実行されたとき、上記の特徴を有する方法を制御または実行するように構成されたコンピュータプログラムを記憶したコンピュータ読み取り可能媒体（例えば、ＣＤ、ＤＶＤ、ＵＳＢスティック、フロッピーディスク、ハードディスク）を提供する。
【００２１】
本発明の実施形態により実行される信号処理は、コンピュータプログラムすなわちソフトウェアにより実現でき、１つ以上の特殊な電子的最適化回路すなわちハードウェアを用いて実現でき、またはハイブリッド形式すなわちソフトウェアコンポーネントとハードウェアコンポーネントにより実現できる。
【００２２】
「マルチバンド信号」という用語は、送信器から受信器に順次または同時に送信できる個別の（重ならない、または重なった）帯域を形成する異なる成分またはセクションまたは部分を有する電気信号または電磁気信号を示す。マルチバンド信号は、本発明の一例としての実施形態による処理方法により、個別信号に分離できる。
【００２３】
「自己相関」という用語は、関数または値の列を分析する信号処理をする数学的演算として示すことができる。自己相関は、観測結果間の関係の強さとして、観測結果間の時間的隔たりの関数として表すこともできる。より正確に言うと、信号のそれ自体との相互相関として表すことができる。自己相関は、信号中の繰り返しパターンを見つけるために行われ、例えば、ノイズに埋もれた周期的信号の存在を判断するために行われる。
【００２４】
本発明の一例としての実施形態では、前記異なる信号処理経路間で変化する遅延を有する、前記マルチバンド信号前記マルチバンド信号との間の自己相関関数を実行することにより、マルチバンド信号を検出できる受信器（または送受信器）デバイスを提供する。各遅延に対して、対応する自己相関信号を生成する。複数の個別信号をサンプリングすることにより、前記いろいろな信号成分をその後のデジタル処理のために準備し、前記検出されるマルチバンド信号の前記コンテンツの再構成を含む、デジタル出力を提供する。
【００２５】
このように、一例としての実施形態では、超広帯域（ＵＷＢ）無線信号用の受信器を提供する。ＵＷＢ信号は、オンオフキー変調または平行周波数キャリアのパルス位置変調で変調される。並列マルチキャリア変調は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）とも呼ばれる。変調により、ＯＦＤＭサブキャリアの１つを選択的にフィルタリングした後に、非干渉性のエネルギー検出器による検出ができる。オンオフキー変調（ＯＯＫ）は、デジタルデータをキャリア波の存否として表す変調の一タイプである。ある期間にキャリアがあることは、２進値１を表し、同じ期間にキャリアが無いことは、２進値０を表す。パルス位置変調は信号変調の一形態であり、可能性のある２Ｍ個の時間シフトのうちの１つで単一のパルスを送信することにより、Ｍ個のメッセージビットを符号化する。これをＴ秒ごとに繰り返し、送信ビットレートが１秒あたりＭ／Ｔビットになるようにする。パルス位置変調は、非干渉的に実施できるＭ−ａｒｙ変調方法であり、受信器はＰＬＬ（phase-locked  loop）を用いてキャリアの位相をトラッキングする必要がない。
【００２６】
ＵＷＢ信号に基づくデータ通信はすぐれた特徴を有しているが、例えば、信号帯域幅が広いため、マルチパス伝搬の受信器性能に対するインパクトが小さいので、大きな信号帯域を必要とする信号伝搬遅延に基づきマルチパス環境における正確なレンジングが可能であり、広い信号帯域に起因する従来の欠点のため、従来のデジタル受信器は非常に複雑なものとなっていた。非干渉性の受信器、例えば、エネルギー検出器は、アナログ信号処理を用いて、ＵＷＢ入力信号を逆拡散する。これにより、複雑性が低くローパワーの受信器が可能となる。これは多くのアプリケーションにとって望ましいものである。
【００２７】
一例としての実施形態では、マルチキャリアＵＷＢ信号を復調できるアナログ受信器フロントエンドを提供する。いわゆるサブキャリアはそれぞれ自分のデジタル情報ストリームを搬送し、それゆえ累積的なビットレートは乗算される。一例としての実施形態では、アナログ自己相関器デバイスの列を受信器フロントエンドで用いて、マルチキャリアＵＷＢ信号を一組の共帯域信号に逆拡散する。信号はシンボルレートでサンプリングされ、デジタル信号プロセッサで後処理され、サブキャリア信号に分離される。
【００２８】
かかるコンセプトは、アナログフィルタ列を用いてサブキャリア信号をフィルタ除去する受信機による従来のマルチキャリアエネルギー検出方法（scheme）よりも非常に好ましいものであろう。かかるフィルタの後には、典型的には、入力信号の瞬間パワーを計算する二乗則デバイスと、１シンボル時間にわたる信号エネルギーを累積する積分・ダンプ回路とを有する従来のエネルギー検出器が続く。かかる従来のシステムでは、アナログフィルタを実装するのは困難であり、特にキャリア数が少なくない（例えば、１０より多い）場合に困難である。さらに、かかる従来のシステムは、製造上の許容値が、集積されたアナログフィルタの仕様に悪い影響を与えるという事実にわずらわされる。
【００２９】
かかる従来のアプローチと対照的に、本発明の一例としての実施形態は、アナログフィルタではなくアナログ自己相関器デバイス列に基づく受信器構成を提供する。一実施形態では、各自己相関デバイスは、遅延エレメント、乗算器、エネルギー収集用の積分・ダンプ回路を有する。サブキャリア信号の選択は、サンプリングと、自己相関器出力のデジタル処理とによって行われる。
【００３０】
非干渉性の受信器は非リニアであることが知られている。エネルギー検出器の二乗則デバイスと、自己相関受信器の乗算器が強い非リニア効果を導入する。それゆえ、入力信号の和が受信器入力、例えばマルチキャリア信号のサブキャリア、になったら、これらの入力信号すべてのミックスしたものが出力に現れる。これにより、通常は、非干渉性の受信器でマルチディメンションの高次デジタル信号の検出に問題が生じる。
【００３１】
本発明の一例としての実施形態による受信器フロントエンドは、非常に選択的なアナログフロントエンドフィルタではなく、アナログ自己相関器デバイス列を有する。アナログフロントエンドの内部に設ける遅延エレメントは、デジタルバックエンド処理と組み合わせて、入力信号を選択的にフィルタリングし、サブキャリアを分離する。製造許容値は、複雑なアナログフィルタではなく単純な遅延の精度にのみ影響する。実際、かかる許容値はデジタルポストエンド処理により補償できる。シングルキャリアＵＷＢシステムに対して、本発明の一例としての実施形態によるマルチキャリア方法（scheme）により、シンボル間干渉を除去する等化を必要とせずにデータレートを高くできる。サブキャリア帯域幅を狭くすると、非干渉性の受信器を用いた時に、チャンネルノイズへの影響が小さくなる。
【００３２】
本発明の一例としての実施形態を、非干渉性の検出をするＵＷＢ通信技術に、例えば、ＵＷＢを用いてセンサノードの（例えば、屋内での）位置特定を可能とするアプリケーションに、用いてもよい。
【００３３】
以下、受信装置の一例としての実施形態を説明する。しかし、これらの実施形態は、通信システム、マルチバンド信号検出方法、コンピュータ読み取り可能媒体、及びプログラムエレメントにも適用できる。
【００３４】
本受信装置は、マルチキャリア信号、特に、超広帯域（ＵＷＢ）マルチキャリア信号を検出するように構成される。かかる信号は、大量の情報を送ることができ、それにより、単純な構成と組み合わせて広い帯域幅を提供できる。
マルチキャリア信号は、オンオフキー変調により変調してもよいし、平行周波数キャリアにおけるパルス位置変調により変調してもよい。
【００３５】
自己相関ユニット列はアナログ自己相関ユニット列でもよい。アナログ領域で自己相関を実行することは特に有利であり、デジタル信号への変換は後で行うことができる。
【００３６】
自己相関／サンプリング信号経路は、互いに並列に接続されてもよい。すなわち、自己相関ユニット列とサンプリングステージとを、互いに並列に接続された複数の信号ブランチとして接続してもよい。自己相関ユニットはそれぞれ、入力として、マルチバンド信号を供給され、この信号の、特定の時間遅延した信号との自己相関を実行する。並列に接続された異なる自己相関ユニットの時間遅延は異なってもよい。このアーキテクチャにより、マルチバンド信号の異なる成分をサンプリングし、複雑なフィルタを必要とせずに再構成することができる。
【００３７】
自己相関ユニット列は、特にエネルギー検出の場合には、非干渉性フロントエンド受信部として構成してもよい。アナログ自己相関ユニットの実施形態により、複雑な可干渉性検出メカニズムをさけて、エネルギー領域における検出の実行が可能となる。これは回路の構成を大幅に簡略化する。
【００３８】
一例としての実施形態によれば、自己相関ユニットはそれぞれ、マルチバンド信号を所定遅延時間だけ遅延するように構成された遅延ユニットと、遅延したマルチバンド信号を遅延していないまたは遅延のないマルチバンド信号とミックスするように構成されたミキシングユニット、特に乗算器ユニットとを有する。かかるアーキテクチャにより、個別の信号成分の分離が容易になり、計算負荷は合理的なレベルのままである。
【００３９】
自己相関ユニットが異なれば、所定時間の遅延や遅延時間も異なる。例えば、回路の２つの後続分岐の遅延は一定の差を有していてもよい。例えば、回路の各分岐における遅延は、一定であって、自己相関関数の特定の点または部分に対して敏感である。かかる遅延ユニットは、セラミック部材、（抵抗）ライン長さの延長などにより実現できる。
【００４０】
自己相関ユニットの少なくとも一部は、遅延ユニットの（信号伝搬経路に沿って）前段に設けられ、ミキシングユニットの（信号伝搬経路に沿って）前段に設けられた、マルチバンド信号をベースバンドに変換するように構成された周波数ダウンコンバータを有する。かかる任意的な周波数ダウンコンバータは、信号のその部分への正確な分離に貢献する。（例えば、無線）周波数ダウンコンバータを、特定の周波数の無線周波数エネルギーの入力を受けて、それを低い周波数で出力するデバイスとして示す。
【００４１】
少なくとも自己相関ユニットの一部は、遅延ユニットの（信号伝搬経路に沿って）後段に配置され、ミキシングユニットの（信号伝搬経路に沿って）後段に配置された積分・ダンプ（Ｉ＆Ｄ）ユニットを有する。かかる積分・ダンプユニットは、パワー／エネルギーを計算するコンポーネントである。これは、例えばスイッチを介して充電でき、蓄積した電荷がエネルギーの尺度となり、信号コンテンツを示す情報を含むキャパシタとして実現できる。積分・ダンプ部材は、演算増幅器を用いた積分器として実現することもできる。
【００４２】
サンプリング段は、一組の自己相関信号を同期してサンプリングするように構成される。かかる個別信号部分の並列処理により、高速な処理と検出ができる。
【００４３】
受信装置は、サンプリング段の（信号伝搬経路に沿って）後段に配置され、一組の自己相関信号を分離するように構成されたデジタル信号処理ユニット（ＤＳＰ）を有していてもよい。かかるデジタル信号処理ユニットにより、前段のアナログ出力をデジタル出力に変換できる。
【００４４】
デジタル信号処理ユニットは、一組の自己相関信号をフーリエ変換するように構成されたフーリエ変換セクションを有していてもよい。
【００４５】
フーリエ変換はフーリエ分析の一形式であり、一関数を、その周波数領域表現である他の関数に変換する。フーリエ変換セクションは、一組の自己相関信号をマルチバンド信号のパワー密度スペクトルにフーリエ変換するように構成されている。これにより信号コンテンツの効率的な回復ができる。
【００４６】
フーリエ変換セクションは、一組の自己相関信号をフーリエ変換して、時間領域または周波数領域で、マルチバンド信号のコンテンツを再構成するように構成されている。このように、非干渉性の検出が可能となる。
【００４７】
デジタル信号処理ユニットは、一組の自己相関信号をデジタル信号に変換するように構成されたアナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）セクションを有してもよい。このように、自己相関機能とサンプリング機能とを有するアナログ受信器フロントエンドを、デジタル処理機能と組み合わせることができる。デジタル処理機能では、ＡＤＣ変換を行い、受信装置の出力をデジタルにする。
【００４８】
受信装置は、マルチバンド信号を受信し、受信したマルチバンド信号を自己相関ユニット列に供給するように構成されたマルチバンド信号受信ユニット、特にアンテナを有していてもよい。このように、マルチバンド信号は、ワイヤレスで（例えば、ＲＦ信号として）、または有線で（例えば、ケーブル接続を介して）受信されてもよい。マルチバンド受信ユニットは、マルチバンドを、無線でまたは有線で受信するように構成されている。
【００４９】
以下、通信システムの一例としての実施形態をさらに説明する。しかし、これらの実施形態は、受信装置、方法、コンピュータ読み取り可能媒体、及びプログラムエレメントにも当てはまる。
【００５０】
通信システムは、異なる技術分野に適用することができる。一実施形態では、通信システムは、例えばワイヤレスでセンサデータを中央受信装置に送信する複数の個別センサを有するセンサネットワークとして機能する。通信システムをワイヤレスデータ通信システムとして構成し、例えばコンピュータネットワークを形成することも可能である。他の一例としての実施形態では、通信システムは、ＵＳＢポートと環境との間のワイヤレス通信を可能とするＵＳＢ（Universal  Serial  Bus）データ通信システムであってもよい。
通信システムは、それぞれが単一帯域信号を送信するように構成された複数の送信装置を有し、送信装置ごとに異なる周波数値で動作するように構成され、受信装置は単一帯域信号を分離するように構成されている。
【００５１】
本発明の一例としての実施形態では、ＵＷＢ技術で実現でき、広い帯域幅を実現するデジタル情報送信システムが提供される。ＵＷＢ信号は、非干渉性の検出メカニズム、すなわち、位相ではなく、信号のエネルギーのみを評価する検出メカニズムにより処理される。言い換えると、すべてのインパルス応答が評価されるわけではない。従来の非干渉性の受信器とは対照的に、本発明の一例としての実施形態は、失敗しにくく、従来の狭い帯域で選択的なフィルタを一組の自己相関関数に置き換えることにより実現される。自己相関関数の離散サンプルを決定する。エネルギー情報から周波数情報を回復するために、フーリエ変換を行う。パワー密度スペクトルは、周波数の関数としてのエネルギー／パワーとして示される。
【００５２】
一実施形態では、マルチキャリア信号ではなく、１つの信号の異なる周波数値または帯域を同時に復号／分離する。さらに別の実施形態では、周波数領域で厳密な分離は行わないが、異なる信号処理経路では周波数レンジがオーバーラップすることも可能である。
【００５３】
一例としての実施形態では、マルチキャリアＵＷＢ信号の非干渉性の検出を提供する。例えば、ワイヤレスデータ送信システムでは、遅延時間が異なる複数の自己相関受信器を並列に接続し、アンテナと受信器との間に非常に選択的なバンドパスフィルタは設けない。自己相関は信号の個別のサブキャリアのエネルギーコンテンツに関する情報を提供する。単純な離散フーリエ変換を用いて、サブキャリアの分離ができる。検出されるキャリアの数は、自己相関器の数に比例し、サブキャリア帯域幅が狭くなるのでノイズが減少する。
【００５４】
非干渉性のエネルギー検出器を設けることにより、ＵＷＢ送信に影響する許容値を有するコストが高いアナログフィルタは必要なくなる。高いクロックでのサンプリングは必要ない。例えば、１シンボルあたり１サンプルで十分である。
【００５５】
デバイスの異なるコンポーネント間の通信やデバイスと別のデバイス間の通信は、（例えば、ケーブルを用いて）有線で行われても、（例えば、ＷＬＡＮ、赤外線通信、ブルートゥースを介して）ワイヤレスで行ってもよい。
【００５６】
本発明の上記その他の態様は、以下に説明する実施形態から明らかとなり、この実施形態を参照して詳しく説明される。
【００５７】
以下、実施形態を参照して本発明を参照するが、本発明はこれらの実施形態に限定はされない。
【図面の簡単な説明】
【００５８】
【図１】本発明の一例としての実施形態としての受信機システムを示す図である。
【図２】図１の受信機システムの自己相関ユニットの構成を示す図である。
【図３】マルチキャリアＵＷＢ信号のパワースペクトル密度を示す図である。
【図４】サブキャリアスペーシングが１００ＭＨｚであるＬ＝１０ＡｃＲチャンネルを用いる、Ｎ＋１＝９キャリアＵＷＢ  ＯＦＤＭシステムの性能を示す図である。
【図５】サブキャリアスペーシングが５００ＭＨｚであるＬ＝１０ＡｃＲチャンネルを用いる、Ｎ＋１＝９キャリアＵＷＢ  ＯＦＤＭシステムの性能を示す図である。
【図６】本発明の一例としての実施形態としての通信システムを示す図である。
図面は概略図である。別の図面においても、同様または同一の要素には同じ参照記号を付した。
【発明を実施するための形態】
【００５９】
以下、図１を参照するに、本発明の一例としての実施形態による、マルチキャリア超広帯域（ＵＷＢ）信号１０２を検出する受信装置１００を説明する。
【００６０】
受信装置１００は、ＵＷＢ信号１０２をワイヤレス受信し、受信したＵＷＢ信号１０２を自己相関ユニット列１０４に供給するように構成されたアンテナ１１４を有する。
【００６１】
アナログ自己相関ユニットの列１０４は、マルチバンド信号１０２を一組の自己相関信号１０６に分離するように構成された非干渉性フロントエンド受信部として表すことができる。
一組の自己相関信号１０６は、それぞれ自己相関ユニット列１０４のうちの対応するものに割り当てられ、ＵＷＢ信号１０２の専用部分を表す。
【００６２】
サンプリング段１０８は、自己相関ユニット列１０４の後段に配置され（すなわち、自己相関ユニット列１０４の出力１０６を供給され）、一組の自己相関信号１０６をサンプリングして、検出する個別の信号成分を選択するように構成される。サンプリング段１０８は、制御信号で制御された、サンプリング性能を制御する複数のスイッチエレメント（トランジスタスイッチ等）を有する。単一のスイッチエレメントを自己相関ユニット列１０４の各自己相関ユニットに割り当てる。サンプリング段１０８は、一組の自己相関信号１０６を、同期してサンプリングするように構成されている。
【００６３】
このように、自己相関ユニット列１０４とサンプリング段１０８とを、互いに並列に接続された複数の信号処理ブランチ（参照番号１０２と参照番号１１０との間の並列経路を参照）として接続する並列信号処理アーキテクチャを実現する。
【００６４】
デジタル信号処理ユニット１１０は、サンプリング段１０８の後段に配置され、一組の自己相関信号１０６を分離するように構成されている。デジタル信号処理ユニット１１０は、一組の自己相関信号１０６をフーリエ変換するように構成されたフーリエ変換セクション（図示せず）を有する。フーリエ変換セクションは、一組の自己相関信号１０６のパワースペクトル密度をフーリエ変換し、マルチバンド信号１０２（時間領域／周波数領域）のコンテンツを再構成するように構成されている。
【００６５】
デジタル信号処理ユニット１１０は、その一組のアナログ自己相関信号１０６をデジタル信号１１２に変換するように構成されたアナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）セクション（図示せず）をさらに有する。
【００６６】
図１の実施形態により、マルチキャリアＵＷＢ信号非干渉性の検出が可能となる。図１に示したように、並列自己相関デバイス列１０４は、マルチキャリアＵＷＢ信号１０２を分離するのに好適な非干渉性の受信器フロントエンドを有する。その出力１０６は同期してサンプリングされる。デジタル信号処理ユニット１１０は最終的にサブキャリア信号を分離するように構成されている。このように、図１は、非干渉性の検出器を構成する、バックエンド信号プロセッサ１１０を有する自己相関ユニット列１０４の回路を示す。自己相関ユニット１０４の数は２より大きくてもよく、具体的には５より大きくてもよく、より具体的には１０より大きくてもよい。
【００６７】
ＤＳＰユニット１１０は、自己相関（遅延時間）により求めた領域からの信号１０６を、フーリエ変換により周波数領域に移行または変換するように構成されている。このため、乗法窓関数（multiplicative  windowing  function）を一組の自己相関信号に適用することが適当である。適用する処理方法（scheme）は、マルチキャリア信号の成分を直交化する、より一般的な（具体的にはリニアな）処理であってもよい。
【００６８】
このように、フーリエ変換の替わりに、本発明の他の一例としての実施形態では、信号成分を直交化する他の（具体的にリニアな）信号処理方法（scheme）を実行することも可能である。例えば、ＭＩＭＯシステム（具体的にはリニア信号変換）と同様に信号処理を実行することも可能である。しかし、フーリエ変換は理想解に近いと思われる結果を生じるので、好ましい実施形態である。フーリエ変換と組み合わせて、窓（windowing）を用いることもできる。
【００６９】
図２は、図１の受信器フロントエンドの一ブランチを示し、自己相関ユニット１０４の内部構成を示すブロック図である。
【００７０】
自己相関ユニット１０４はそれぞれ、所定遅延時間（例えば、数ナノ秒）だけＵＷＢ信号１０２を遅延するように構成された遅延ユニット２００を有する。遅延ユニット２００による典型的な信号遅延は、０．１ｎｓと１００ｎｓの間のオーダーであり、特に１ｎｓと５ｎｓとの間のオーダーである。一実施形態では、帯域遅延積（bandwidth-delay  product）は５乃至１０である。
【００７１】
ミキシングユニット２０２は、本実施形態では乗算器であり、２入力と、その２入力に供給された信号の積を表す出力とを有する。そして、その２入力のうちの第１の入力に供給された遅延マルチバンド信号２０４を、その２入力のうちの第２の入力に供給された非遅延マルチバンド信号１０２とミックスするように構成されている。図１の自己相関ユニット１０４が異なれば所定の時間遅延も異なる。換言すると、自己相関ユニット１０４のうち異なる２つのもののペアの時間遅延はどれも異なる。こうすることにより、自己相関ユニット１０４はそれぞれマルチキャリアＵＷＢ信号１０２の異なる信号部分に感度を有する。
【００７２】
自己相関ユニット１０４はそれぞれ、遅延ユニット２００の前段に、またミキシングユニット２０２の後段に配置された、マルチバンド信号１０２をベースバンドに変換するように構成された、任意的な周波数ダウンコンバータ２０６（他の実施形態には無くてもよい）を有する。周波数ダウンコンバージョンユニット２０６は、マルチバンド信号１０２をミックスしてベースバンドにする。
【００７３】
自己相関ユニット１０４はそれぞれ積分・ダンプ（Ｉ＆Ｄ）ユニット２０８を有し、これらは遅延ユニット２００とミキシングユニット２０２の後段に配置されている。積分・ダンプブロック２０８は入力信号の和を生成し、所定のスケジュールにのっとりその和をリセットする。
【００７４】
図３は、ダイアグラム３００を示し、横軸３０２に沿って周波数をギガヘルツ単位でプロットした。縦軸３０４に沿ってパワースペクトル密度をデシベル単位でプロットした。ダイアグラム３００に示したグラフは、マルチキャリアＵＷＢ信号１０２のパワースペクトル密度を示す。９つの並列サブキャリア信号の変調信号を区別できる。サブキャリアスペーシングは５００ＭＨｚである。
【００７５】
一例としての実施形態では、非干渉性の自己相関検出をするＵＷＢ（超広帯域）ＯＦＤＭ（Orthogonal  Frequency  Division  Multiplex）システムを提供する。
【００７６】
本発明の実施形態は、非干渉性のマルチチャンネル自己相関受信器（ＡｃＲ）フロントエンドによる検出を可能とするＵＷＢマルチキャリア変調方法（scheme）を提供する。受信器はサブキャリア信号のエネルギーを検出する。それゆえ、オン・オフ・キーイング（on／off  keying  （ＯＯＫ））またはパルス位置変調（ＰＰＭ）を変調方法（scheme）としてサブキャリアレベルで用いることができる。Ｌ′≧（Ｎ＋１）／２個の並列（複素ベースバンド）ＡｃＲチャンネルを用いてＮ＋１個のサブキャリア信号を分離する。リニア後処理によりサブキャリア信号の分離が可能となる。離散フーリエ変換を用いることができるが、リニアチャンネル行列の逆行列でも適当な性能を発揮し、本発明の一実施形態では、代替的なリニア処理方法（scheme）として利用することができる。驚くことに、５つのＡｃＲエンティティを用いる９チャンネルシステムでは、選択制の高いチャンネルフィルタを用いるもっと複雑なエネルギー検出器と比較して、非リニアな外積は性能損失が約１ｄＢ以下になるように制約されている。
【００７７】
以下、本発明の一例としての実施形態を開発した、発明者の基本的な認識を説明する。
【００７８】
本発明の実施形態は、アナログフロントエンドがＵＷＢ信号を、データ検出に用いる低速のシンボルレートのサンプルに逆拡散する、ＵＷＢシステムのための非干渉性のエネルギー検出に関する。従来のエネルギー検出器で用いられる２乗則デバイスと積分・ダンプ回路の替わりに、（短い）遅延｛Ｄｌ｝を有する一組のマルチチャンネルＡｃＲを用いる。かかるフロントエンドを用いて、受信信号を悪化させる狭帯域干渉（ＮＢＩ）を効率的に和らげる。遅延がパルスの長さよりも短いＡｃＲは、エネルギー検出に好適であり、入力信号の周波数に関するサイド情報を生じる。
【００７９】
本発明の実施形態は、異なるキャリア周波数に同時に複数の入力信号があるマルチチャンネルＡｃＲに関する。入力信号間の非リニアクロス項は、受信信号が直交化されていれば、（大幅に）避けることができる。これにより、リニアＭＩＭＯ（multi-input  multi-output）検出器を適用することにより、（直交）周波数分割多重（ＯＦＤＭ）サブキャリア信号の分離が可能となる。適当なフロントエンド設計により、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）に基づく所定の検出器を用いることができ、複雑性が低い実施が可能であり、高度なバックエンド処理により性能向上もできる。本発明の実施形態により、複雑なフロントエンドフィルタを使わないため、構成が簡単になる。
【００８０】
以下、本発明の一例としての実施形態によるシステムモデルを説明する。
【００８１】
次に、シグナリング方法（scheme）と受信器フロントエンドの数学的モデルを説明する。
【００８２】
ＵＷＢシステムを、複素等価ベースバンドでモデル化する。シンボル間干渉はガードインターバルにより回避できる。そのため、一般性を失わずに、１つのシンボル期間を考える。送信信号は次のように書くことができる：
【００８３】
【数１】
2011520367.tif 000042
ここで、ｗ（ｔ）はサブキャリア信号のスペクトル形成に用いる送信機パルス形状であり、Ｓｎ∈｛０，１｝はサブキャリアｎ＝−Ｎ／２，−Ｎ／２＋１，．．．，Ｎ／２上のＯＯＫシンボルであり、ｆｃはサブキャリアの周波数スペーシングである。よって、サブキャリア数はＮ＋１である。連続する２つのシンボルが、２進のＰＰＭを表すのに必要である。従来のＯＦＤＭ方法（scheme）のように、逆ＤＦＴを用いてかかる信号を生成することができる。送信パルスｗ（ｔ）の時間はシンボル時間と比較して短く、パルス的なＵＷＢ信号を生成する。
【００８４】
数式（１）による信号は、アンテナと、マルチパスチャンネルｈ（ｔ）と、受信器フロントエンドフィルタｆｒｘ（ｔ）のインパルス応答と、リニアにたたみ込まれている。ガウスノイズ（ＡＷＧＮ）が足されている。同期していると仮定して、受信信号は次のように書ける：
【００８５】
【数２】
2011520367.tif 000043
ここで、
【００８６】
【外１】
2011520367.tif 000044
は、時刻ｔ＝０、周波数ｎｆｃにおける送信ＵＷＢパルスｗ（ｔ）に対するＵＷＢチャンネル応答の複素エンベロープである。フィルタされたノイズ信号ｖ（ｔ）は、自己相関関数（ＡＣＦ）
【００８７】
【外２】
2011520367.tif 000045
を有する。ここで、Ｎ０は受信器入力におけるノイズパワースペクトル密度（ＰＳＤ）であり、
【００８８】
【外３】
2011520367.tif 000046
はフロントエンドフィルタのＡＣＦである。フロントエンドの等価帯域幅は
【００８９】
【外４】
2011520367.tif 000047
として定義できる。ノイズパワーは
【００９０】
【外５】
2011520367.tif 000048
となる。
【００９１】
受信信号を、遅延ラグ｛Ｄｌ｝（ｌ＝１，２，．．．，Ｌ）でＬ個の並列ＡｃＲチャンネルに印加し、Ｌ個の並列出力サンプルｙ（Ｄｌ）を生成する。１つのＡｃＲチャンネルは次のように書ける：
【００９２】
【数３】
2011520367.tif 000049
【００９３】
【数４】
2011520367.tif 000050
２つの信号の外積
【００９４】
【外６】
2011520367.tif 000051
について表記＜ｘ（ｔ），ｙ（ｔ）＞を導入し、区間［０，ＴＩ］にわたる大きさが１単位の方形パルスを定義する関数
【００９５】
【外７】
2011520367.tif 000052
を導入した。Ｄｌ＝Oの場合、数式（３）は従来のエネルギー検出器と等価であり、２乗則デバイスと積分・ダンプとを有する。
【００９６】
以下、受信器における信号処理をさらに詳しく説明する。これは、受信器出力の分析と、サブキャリア信号を分離するバックエンド処理ステップの説明を含む。
【００９７】
ここでは、アナログＡｃＲ処理を詳しく分析して、数式（３）による出力サンプルをどう使って数式（２）のサブキャリア信号を分離するか例示する。さらに、パルス形状ｗ（ｔ）とサブキャリアスペーシングｆｃとその他のシステムパラメータの設計について説明する。
【００９８】
次に、受信器フロントエンド分析を説明する。
【００９９】
数式（３）で実行される非リニア自己相関演算により、入力信号のペアの間の外積を導入する。それゆえ、（ノイズ信号とＮ＋１個のサブキャリアによる）（Ｎ＋２）２のクロス項を有する。数式（４）による外積表記を考慮して、次の「基底関数」を導入する：
【０１００】
【数５】
2011520367.tif 000053
【０１０１】
【数６】
2011520367.tif 000054
これらの表記を用いて、外積を次の通り表すことができる：
【０１０２】
【数７】
2011520367.tif 000055
和を拡張すると、（Ｎ＋２）２の外積項が得られる。しかし、サブキャリア信号が周波数で分離していることを仮定すると、波形
【０１０３】
【外８】
2011520367.tif 000056
と
【０１０４】
【外９】
2011520367.tif 000057
はｎ≠ｎ′の場合、直交しており、次のように書き直すことができる：
【０１０５】
【数８】
2011520367.tif 000058
これは、式（７）のパート（Ｉ）にある信号同時項
【０１０６】
【外１０】
2011520367.tif 000059
によるデータ依存信号と、式（７）のパート（ＩＩ）と（ＩＩＩ）にあるノイズクロス項による信号と、式（７）のパート（ＩＶ）にあるノイズごとの同時項の線形和である。
【０１０７】
これは、パルス形状ｗ（ｔ）とサブキャリアスペーシングｆｃを適当に選択することにより、サブキャリア信号間の非リニアクロス項を無くすことができることを示している。しかし、非リニアフロントエンド演算はノイズクロス項により信号に影響するのであろうか。次にこれを説明する。
【０１０８】
数式（７）はクロス項（ＩＩ）を示し、Vｎ（Ｄｌ）はノイズ信号ｖ（ｔ＋Ｄｌ）の基底関数
【０１０９】
【外１１】
2011520367.tif 000060
への射影であると見なせる。ここで、サブキャリア項
【０１１０】
【外１２】
2011520367.tif 000061
の直交化を実現する一組のサンプル｛ｙ（Ｄｌ）｝のリニア処理方法を仮定する。かかる処理によりノイズクロス項
【０１１１】
【外１３】
2011520367.tif 000062
により信号を分離することが、数式（７）の演算と射影の線形性から分かる。クロス項（ＩＩＩ）
【０１１２】
【外１４】
2011520367.tif 000063
についても同じ事が成り立つ。同じ時間窓において、
【０１１３】
【外１５】
2011520367.tif 000064
は
【０１１４】
【外１６】
2011520367.tif 000065
とシフトＤｌだけ違うからである。このシフトは積分窓より大幅に短いものであってもよい。換言すると、Ｄｌ＜＜ＴＩであり、よって、
【０１１５】
【外１７】
2011520367.tif 000066
である。このことは、リニアＭＩＭＯ検出器が非リニア信号をノイズクロス項だけ分離することの説明である。それゆえ、入力信号が周波数領域でオーバーラップしていなければ、マルチチャンネルＡｃＲフロントエンドで複数の入力信号の分離を実現できる。
【０１１６】
次にバックエンド信号処理を説明する。
【０１１７】
サンプル
【０１１８】
【外１８】
2011520367.tif 000067
をベクトルｙにスタックし、データシンボル
【０１１９】
【外１９】
2011520367.tif 000068
をベクトルsにスタックし、すべてのノイズサンプルをベクトルｖにスタックし、リニアＭＩＭＯ信号モデルが得られる：
【０１２０】
【数９】
2011520367.tif 000069
ここで、Ｈの要素は、［Ｈ］ｌ，ｎ＝ｈｎ（Ｄｌ）、ここでｌ＝１，．．．，  Ｌ、ｎ＝−Ｎ／２，．．．，Ｎ／２である。次式を確かめることは容易である：
【０１２１】
【数１０】
2011520367.tif 000070
ここで、
【０１２２】
【外２０】
2011520367.tif 000071
は、受信パルスの複素エンベロープのＡＣＦ、すなわちＲＰ−ＡＣＦである。
【０１２３】
遅延｛Ｄｌ｝は受信パルスエンベロープの可干渉性時間より短いものを選択したものと仮定する。すると、
【０１２４】
【外２１】
2011520367.tif 000072
はサブキャリアパルスのエネルギーとなり、複素指数によりＤとサブキャリア周波数ｎｆｃに比例する位相シフトが生じる。この仮定を用いて、数式（９）によるマルチチャンネルデータモデルを次のように書くことができる：
【０１２５】
【数１１】
2011520367.tif 000073
ここで、行列W:ＬｘＮは位相項
【０１２６】
【外２２】
2011520367.tif 000074
を含み、行列E:ＮｘＮはサブキャリアパルスエネルギーの対角行列である。数式（１１）のあるバージョンによりデータベクトルs＝W＋ｙの推定ができる。その要素はデータシンボルの獲得エネルギーに比例する。遅延｛Ｄｌ｝の選択により、ＤＦＴ演算に対応するW＋＝WＨとなるようにWを直交化できる。すなわち、マルチキャリア（ＭC）信号の分離は位相項に基づき、その性能はマルチパス伝搬により生じる、これらの位相項のランダム変数によって決まる。サブキャリア信号の帯域幅の逆数に対してＤが小さいほど、この近似はよくなる。
【０１２７】
遅延ラグＤｌ（ｌ＝１，２，．．．，Ｌ）を１／（Ｌｆｃ）のステップでインクリメントすると、直交行列Wが得られる。対称なペアＤｌ＝±Ｄを選択するとＤｌが最小となる。すなわち、Ｄｌ＝［ｌ−（Ｌ＋１）／２］／（Ｌｆｃ）と定義すると、Ｎ＋１個のサブキャリアを直交化するためには、Ｌ＞Ｎ＋１であることが必要である。そのため、最大遅延ラグはＤＬ≒１／（２ｆｃ）であり、これはそれ自体がサブキャリア帯域幅に関係するサブキャリアスペーシングｆｃによって決まることが分かる。パルスＡＣＦのメインローブの幅はパルスの帯域幅の逆数１／ｆｃ≒２ＤＬのオーダーであり、それゆえ、これらの相関ラグではかなりのパワー出力が期待できる。ＲＰ−ＡＣＦの平均と分散を詳しく分析すれば、出力パワーを正確に評価できる。帯域幅が広くなると分散は小さくなる。それゆえ、ＵＷＢ方式では、サブキャリア帯域幅が広くなると、近似（１１）はより正確になる。ＡｃＲ遅延の最大遅延帯域幅は、≒ＤＬ（Ｎ＋１）ｆｃ≒（Ｎ＋１）／２であり、すなわちサブキャリアの数Ｎで決まる。
【０１２８】
積分区間が少しシフトしていることを除けば、ｙ（Ｄｌ）＝ｙ＊（−Ｄｌ）である。Ｎ＋１個のサブキャリア信号（Ｌ≧Ｎ＋１）を分離するには、対称性を利用して、Ｌ′＝［Ｌ／２］複素数値ＡｃＲチャンネルを用いれば十分である。すなわち、１シンボルあたり１サブキャリアあたり少なくとも１つの実数値サンプルがあれば、ＭC信号の検出には十分であることを意味する。ＡｃＲチャンネル数をこの数より多くすると、周波数解像度が高くなり、キャリア間干渉を導入せずにＤＦＴ窓を適用できる。
【０１２９】
次にノイズ分析を説明する。
【０１３０】
数式（７）のノイズクロス項（ＩＩ）と（ＩＩＩ）による信号は共線的（collinear）であるという仮定は近似的に正しいだけである。実際には、隣接するサブキャリアのノイズクロス項による信号からクロストークが生じ、信号対雑音比を悪化させる。このクロストークの統計的分析は、パルス形状ｗ（ｔ）やサブキャリア数などのシステムパラメータの影響を表し、システムの最適化に用いることができる。
【０１３１】
同じことがノイズ同士の積のサンプル、すなわち数式（８）のｖｖ（Ｄｌ）項、の統計にも言える。結局、システム帯域幅の逆数１／Ｗｐｘの倍数である遅延ラグのスペーシングとすれば、ノイズ同士の積のサンプルは相関しない。この条件はＷの直交化の条件とマッチする。
【０１３２】
ノイズ統計を、ＭＩＭＯ受信機の性能強化に利用することもできる。最小平均二乗エラー（ＭＭＳE）原理を、例えば、ＡｃＲチャンネル間のノイズ相互相関を考慮するために適用できる。
【０１３３】
約１ＧＨｚと５ＧＨｚの総帯域幅を有するシステムについて、性能の結果を図４と図５にそれぞれ示した。
【０１３４】
図４は、ダイアグラム４００を示し、横軸４０２に沿って性能をデシベル単位でプロットした。縦軸４０４に沿って平均ビットエラーレートをプロットした。図４のサブキャリアスペーシングは１００ＭＨｚである。
【０１３５】
図５はサブキャリアスペーシングが５００ＭＨｚの場合の対応するダイアグラム５００を示す。
【０１３６】
図４と図５から分かるように、両方のＯＦＤＭシステムは、Ｎ＋１＝９個のサブキャリアを用い、スペースがそれぞれｆｃ＝１００ＭＨｚとｆｃ＝５００ＭＨｚとなっている。隣接するキャリアの周波数がオーバーラップしないように、ｗ（ｔ）にはロールオフファクタが０．５で絶対帯域幅がサブキャリアスペーシングに等しいroot  raised  cosineパルス形状を用いた。本システムはＰＰＭを利用する。これによりデータ検出にゼロ閾値を用いることができる。遅延スプレッドの二乗平均平方根が１０ｎｓのチャンネルでのシミュレーションを検討した。
【０１３７】
ＭC  ＵＷＢシステムの性能を３つの異なるバックエンド処理方法（scheme）に対して図示した。図４と図５の実線は、サブキャリア信号のスペーシングに直交Ｗ行列を用い、ＤＦＴソリューションを用いた受信器を示す。他の２つの受信器に対しては、チャンネル行列Ｈが完全に分かっていることを仮定した。zero  forcing（ＺＦ）ソリューションの場合にはＨの擬似逆行列を利用し、また推定ノイズ共分散行列を有するＭＭＳE合成器（combiner）を利用した。後者の２つの受信器は同様に動作し、これは、ノイズサンプルが無相関であること、または共線形であることを示している。ＤＦＴ受信器は、ランダムなマルチパスの影響によりこれらのベンチマークよりも劣る。上記の通り、この効果により、高い帯域が低減されることが期待され、これはシミュレーション結果により確認された。５００ＭＨｚサブキャリア帯域幅システムの場合、ＢＥＲ値が１%では、損失は１ｄＢ未満であり、一方、１００ＭＨｚシステムでは、このＢＥＲレベル程度のエラーフロアを示した。
【０１３８】
２つの追加的ベンチマークの結果を図４と図５に点線や鎖線で図示した。従来のエネルギー検出器を「＊」でマークした。これは非常に選択性が高いフィルタであり、サブキャリア信号のスペクトルに一致させた。最良のＭCシステムは、ＢＥＲ値が１％で、このベンチマークと比較して、約１ｄＢから１．５ｄＢの損失がある。これは、帯域幅拡張の結果であるノイズ同士項（noise  by  noise  co-term）のパワーが大きくなっているからであり、これは並列ＡｃＲチャンネルからの合成信号パワーにより完全には補償されず、またノイズクロストークによる残余非リニア信号があるからである。信号とノイズ統計をよく分析すれば、様々な側面のインパクトを純分に評価することができるだろう。
【０１３９】
四角でマークしたベンチマークの結果は、全信号帯域を利用する単一キャリアＵＷＢシステムを示す。かかるシステムは、ノイズ成分によりノイズが大きくなるため、Eb／Ｎ０の観点では非常に悪い。しかし、これらのＢＥＲ曲線のスロープは非常に急峻であり、これはマルチパスフェージングが非常によく解消されているためである。同様に、ＭCシステムでは、サブキャリアにわたる符号化を利用して、前方エラー訂正で全周波数ダイバーシティを利用できる。
【０１４０】
本発明の一例としての実施形態では、例えば、ＯＯＫまたはＰＰＭシグナリングを利用して、マルチキャリア（ＯＦＤＭ）ＵＷＢシステムの非干渉性の検出をするマルチチャンネルＡｃＲフロントエンドを提供する。（ＯＯＫの場合）受信器では、１サブキャリアにつき１シンボルにつきほぼ１つのサンプルのみが得られる。簡単なＤＦＴ処理によりサブキャリア信号を分離できる。データレートがサブキャリア数に比例して高くなり、サブキャリア帯域幅が狭くなるので、非リニアなノイズ同士の項が大幅に小さくなることが効果である。よって、追加回路や計算に大きなコストをかけずに、データレートと性能が大幅に向上する。
【０１４１】
図６は、本発明の一例としての実施形態としてのセンサ通信システム６００を示す図である。
【０１４２】
センサ通信システム６００は、複数のセンサデバイス６０２を有し、各センサデバイスは特定のセンサを表している。例えば、温度センサ、圧力センサ、湿度センサなどが分散センサシステムに設けられ、技術的装置や設備の監視をする。検出するセンサパラメータの値を示す対応センサ信号を、図１に示した構成の、送信信号１０２に含まれるセンサ情報を復号できる受信装置１００に、マルチバンドＵＷＢ信号１０２としてセンサデバイス６０２のワイヤレス通信インタフェースを介して送信する。このため、送信信号１０２は、受信装置１００のワイヤレス通信インタフェース（アンテナ１１４など）で取得され、図１と図２を参照して説明したように処理される。
【０１４３】
システム６００では、ノード６０２が、異なるキャリア周波数を介してシングルバンド信号を送信する（すなわち、従来のＦＤＭ）。受信装置１００はＦＤＭ信号を分離するように機能する。
【０１４４】
「有する（comprising）」という用語は他の要素や機能を排除するものではなく、「１つの（「a」または「an」）」という冠詞は複数ある場合を排除するものではないことに留意すべきである。また、異なる実施形態に関して説明した要素を組み合わせてもよい。
【０１４５】
請求項中の参照符号は、その請求項の範囲を限定するものと解釈してはならないことにも留意すべきである。
【国際調査報告】
2011520367.tif 000075
2011520367.tif 000076
2011520367.tif 000077