(57)【要約】ＲＦ信号の電力レベルは、ＤＣオフセットが相対的に小さく、ダイナミックレンジが大きく、周波数依存性と温度依存性が小さく、フリッカノイズが小さな回路を用いて検出される。１実施例に従えば、その電力検出器の回路は、複数の増幅器のチェインと整受動ミキサとを含む。増幅器のチェインは、ＲＦ入力信号を電源電圧で制限されるＲＦ方形波信号に変換する。受動ミキサは、電源電圧で制限されたＲＦ方形波信号をＲＦ入力信号と受動的に混合し、これに応じて、ＲＦ入力信号の振幅に追従する整流された電力信号を生成する。
2011525764.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力検出のために整流された信号を生成する方法であって、
ＲＦ入力信号から電源電圧で制限された無線周波数（ＲＦ）方形波信号を生成する工程と、
前記ＲＦ入力信号の振幅に追従する整流された出力信号を生成するために、前記電源電圧で制限されたＲＦ方形波信号を前記ＲＦ入力信号と受動的に混合する工程とを有することを特徴とする方法。
【請求項２】
前記ＲＦ入力信号から電源電圧で制限されたＲＦ方形波信号を生成する工程は、
前記ＲＦ入力信号を複数の増幅器のチェインに印加する工程と、
前記ＲＦ入力信号の無視できない全ての振幅レベルに関して、前記チェインの終端部において前記複数の増幅器の内の少なくとも１つの増幅器を飽和状態で動作させる工程とを有することを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記ＲＦ入力信号の無視できない全ての振幅レベルに関して、前記チェインの終端部において前記複数の増幅器の内の少なくとも１つの増幅器を飽和状態で動作させる工程は、
電源とバイアスデバイスとの間に結合された差動増幅器構成のＣＭＯＳインバータのペアに差動信号を入力する工程と、
差動信号が無視できない振幅をもつ一方、前記電源電圧で飽和する前記ＣＭＯＳインバータのペアから前記差動信号を出力する工程とを有することを特徴とする請求項２に記載の方法。
【請求項４】
前記ＲＦ入力信号が無視できない振幅をもつ場合、前記整流された出力信号が無視可能な振幅をもたないように防止する工程をさらに有することを特徴とする請求項２に記載の方法。
【請求項５】
前記ＲＦ入力信号が無視できない振幅をもつ場合、前記整流された出力信号が無視可能な振幅をもたないように防止する工程は、
前記ＲＦ入力信号と前記電源電圧で制限されたＲＦ方形波信号との間に９０°の位相差が発生しないように防止するため、前記チェインに、十分な数の反転増幅器を結合する工程を有することを特徴とする請求項４に記載の方法。
【請求項６】
前記ＲＦ入力信号と前記電源電圧で制限されたＲＦ方形波信号との間に９０°の位相差が発生しないように防止するため、前記チェインに、十分な数の反転増幅器を結合する工程は、
前記複数の増幅器のチェインが原因となって生じる全位相シフトがｎ×１８０°の周辺を中心に集まり、また、前記９０°の位相差を回避するように、十分な数の前記反転増幅器を前記チェインに結合する工程を有し、
ｎは整数であることを特徴とする請求項５に記載の方法。
【請求項７】
前記ＲＦ入力信号の振幅に追従する整流された出力信号を生成するために、受動的に前記電源電圧で制限されたＲＦ方形波信号を前記ＲＦ入力信号と混合する工程は、
前記電源電圧で制限されたＲＦ方形波信号が第１の極性にあるとき、第１の構成において、負荷に前記ＲＦ入力信号を切り替え可能に結合する工程と、
前記電源電圧で制限されたＲＦ方形波信号の極性が反転するとき、前記第１の構成を逆転させる工程とを有することを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項８】
前記整流された出力信号をフィルタリングして、前記ＲＦ入力信号の振幅に追従するＤＣ出力電圧を生成する工程をさらに有することを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項９】
無線周波数（ＲＦ）入力信号を電源電圧で制限されたＲＦ方形波信号に変換するよう構成された複数の増幅器のチェインと、
前記電源電圧で制限されたＲＦ方形波信号を前記ＲＦ入力信号と受動的に混合し、これに応じて、前記ＲＦ入力信号の振幅に追従する整流された出力信号を生成するよう構成された受動ミキサとを有することを特徴とする電力検出器。
【請求項１０】
前記チェインの終端部において前記複数の増幅器の内の少なくとも１つの増幅器は、前記ＲＦ入力信号の無視できない全ての振幅レベルに関して、飽和状態で動作するよう構成されていることを特徴とする請求項９に記載の電力検出器。
【請求項１１】
前記チェインの終端部において前記複数の増幅器の内の少なくとも１つの増幅器は、電源とバイアスデバイスとの間に結合された差動増幅器構成のＣＭＯＳインバータのペアを有し、
前記ＣＭＯＳインバータのペアは、前記電源電圧で飽和する差動信号を出力するよう構成されている一方、前記ＣＭＯＳインバータのペアに入力される差動信号は無視できない振幅をもつことを特徴とする請求項１０に記載の電力検出器。
【請求項１２】
前記複数の増幅器のチェインは、前記ＲＦ入力信号と前記電源電圧で制限されたＲＦ方形波信号との間に９０°の位相差が発生しないように防止するため、十分な数の反転増幅器を有することを特徴とする請求項９に記載の電力検出器。
【請求項１３】
前記複数の増幅器のチェインは、前記複数の増幅器のチェインが原因となって生じる全位相シフトがｎ×１８０°の周辺を中心に集まり、また、前記９０°の位相差を回避するように、十分な数の前記反転増幅器を有し、
ｎは整数であることを特徴とする請求項１２に記載の電力検出器。
【請求項１４】
前記チェインに含まれる増幅器の最小数は、
ｍ＝（ｌｏｇＥ−ｌｏｇＶ0）／［ｌｏｇＡ0−ｌｏｇ√｛１＋（ｆ／ｆ0）2｝］の条件を満たし、
ｍは前記増幅器の最小数を表わし、Ｅは電源電圧を表わし、Ｖ0は前記ＲＦ入力信号の振幅を表わし、Ａ0は増幅器各々のＤＣ利得因子を表わし、ｆ0は増幅器各々の上限周波数を表わし、ｆは前記ＲＦ入力信号の周波数を表わしていることを特徴とする請求項９に記載の電力検出器。
【請求項１５】
前記チェインに含まれる前記複数の増幅器の少なくともいくつかは、容量結合されていることを特徴とする請求項９に記載の電力検出器。
【請求項１６】
前記受動ミキサは、前記電源電圧で制限されたＲＦ方形波信号が第１の極性にあるとき、第１の構成において、負荷に前記ＲＦ入力信号を切り替え可能に結合し、前記電源電圧で制限されたＲＦ方形波信号の極性が反転するとき、前記第１の構成を逆転させるよう構成されていることを特徴とする請求項９に記載の電力検出器。
【請求項１７】
前記受動ミキサは、
前記電源電圧で制限された差動ＲＦ方形波信号の第１の信号成分が正であるとき、前記負荷の第１のノードに前記差動ＲＦ入力信号の第１の信号入力を結合する第１の分岐と、
前記電源電圧で制限された差動ＲＦ方形波信号の前記第１の信号成分が正であるとき、前記負荷の第２のノードに前記差動ＲＦ入力信号の第２の信号入力を結合する第２の分岐と、
前記電源電圧で制限された差動ＲＦ方形波信号の第２の信号成分が正であるとき、前記負荷の前記第２のノードに前記差動ＲＦ入力信号の前記第１の信号入力を結合する第３の分岐と、
前記電源電圧で制限された差動ＲＦ方形波信号の前記第２の信号成分が正であるとき、前記負荷の前記第１のノードに前記差動ＲＦ入力信号の前記第２の信号入力を結合する第４の分岐とを有することを特徴とする請求項１６に記載の電力検出器。
【請求項１８】
前記整流された出力信号をＤＣ出力電圧に変換するよう構成されたフィルタをさらに有することを特徴とする請求項９に記載の電力検出器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は一般には電力検出器に関し、特に、無線周波数（ＲＦ）信号の電力の検出に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
電力検出器は無線分野の応用において多くの異なる目的のために用いられている。例えば、包絡線検出器は送信出力電力と受信信号強度と無線電波とサービス機器における測定定常波比とを示す単純な電力メータとして用いられる。包絡線検出器は通常、ダイオードとキャパシタ、或は、４ダイオード環状整流器を含んでいる。包絡線検出器に含まれるダイオードは通常、標準的なＣＭＯＳプロセス技術を用いた（例えば、ショットキーダイオードのような）接合ダイオードとして実装される。しかしながら、接合ダイオードは大きな順電圧降下があり、制御の難しい動作パラメータをもっている。電力検出器はまた、非線形領域において各トランジスタを動作させることにより、１つ以上のトランジスタから構成される。例えば、ＣＭＯＳトランジスタデバイスの非平衡ペアは、トランジスタの二次動作特性を利用することによりＲＭＳ（二乗平均平方根）検出のために用いられる。しばしば、Bluetooth（登録商標）やＷＬＡＮにおいて用いられるＲＳＳＩ（受信信号強度インジケータ）検出器は非平衡トランジスタのペアや飽和増幅器と結合されてダイナミックレンジを大きくできる。例えば、非平衡ペアと共に用いられるゆっくりと飽和する増幅器は小さなオフセット電圧のために設計される。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
電力検出器は、ダイナミックレンジ、信号レベル、検出値の種類（ピーク値、ＲＭＳなど）、周波数レンジ、及び、温度依存性のような特定の要件がある。ダイオード−キャパシタ検出器やシングル・トランジスタ−キャパシタ検出器は非常に小さいダイナミックレンジしかなく、その有用性には制限がある。また、シングル・トランジスタ電力検出器は極端に温度感度が高い。非平衡ペアの電力検出器は温度感度がそれほど高くないが、ダイナミックレンジを制限するＤＣオフセット電圧に基本的に作り込まれている。ゆっくりと飽和する増幅器をベースにした電力検出器も相対的な小さな上限周波数がある。従って、ＤＣオフセットが相対的に小さく、ダイナミックレンジが大きく、周波数依存性と温度依存性が小さく、そして、フリッカノイズが小さい電力検出器が非常に望まれている。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
ここで教示される方法と装置によれば、ＲＦ信号の電力レベルは、ＤＣオフセットが相対的に小さく、ダイナミックレンジが大きく、周波数依存性と温度依存性が小さく、そして、フリッカノイズが小さい回路を用いて検出される。その電力検出器の回路はＲＦ信号を増幅する複数の増幅器のチェインと整流器として機能する受動ミキサとを含む。十分な数の増幅器がそのチェインに含まれて、ＲＦ信号が電源電圧で制限されたＲＦ方形波信号に変換されるようにする。特に、そのチェインの終端部における複数の増幅器の少なくとも１つは、ＲＦ信号の無視できない全ての振幅レベルに対して、飽和状態で動作する。飽和状態で動作するチェインにおける各増幅器は、ＲＦ信号の無視できない全ての振幅レベルに対して、方形波形で正の供給電圧と負の供給電圧との間で振動する出力をもつ。増幅器チェインの電源電圧で制限された方形波出力は元々のＲＦ信号とともに受動ミキサに入力される。
【０００５】
電源電圧で制限された方形波入力により、フリッカノイズを生成しない受動ミキサにほぼ理想的な方法でスイッチイング動作を行わせる。このようにして、受動ミキサをスイッチイングすることにより、そのミキサに、ＲＦ信号の振幅に追従する整流された信号を出力させることになる。そのミキサ出力はフィルタリングされて、周波数がゼロでない成分を除去し、こうして、ＤＣ出力電圧を生成する。受動ミキサに入力される信号間の位相差の角度は、信号間の９０°位相シフトが回避される限り、問題ではない。９０°位相シフト条件が発生しそうであるとすれば、ＲＦ信号がゼロでないときに、その受動ミキサ出力はゼロとなるであろう。それに応じて、受動ミキサはＲＦ信号のゆっくりと変化するＤＣ振幅を追跡することを停止する。増幅器チェインの時間遅延は、付加的な増幅器をそのチェインに付加することにより９０°位相シフト条件を回避するために変更され、そのチェインの全時間遅延を９０°位相条件から遠く離れるようにシフトさせる。
【０００６】
１つの実施例に従えば、電圧検出器は複数の増幅器のチェインと受動ミキサとを有する。複数の増幅器のチェインはＲＦ入力信号を電源電圧で制限されたＲＦ方形波信号に変換する。受動ミキサは電源電圧で制限されたＲＦ方形波信号をＲＦ入力信号と受動的に混合し、これに応じてＲＦ入力信号の振幅に追従する整流された出力信号を生成する。
【０００７】
もちろん、本願発明は上記の特徴や利点によって限定されるものではない。当業者であれば、次の詳細な説明を読み、添付図面を見るときに、付加的な特徴や利点があることを認識するであろう。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】複数の増幅器のチェインと受動ミキサを含む電力検出回路の実施例を示すブロック図である。
【図２】ＲＦ入力信号の信号電力を検出するプログラムロジックの実施例を示すフローチャートである。
【図３】電力検出器の増幅器チェインに含まれる反転増幅器の実施例を示すブロック図である。
【図４】、
【図５】電力検出器の増幅器チェインに含まれる種々の増幅器段の出力を示すプロット図である。
【図６】電力検出器に含まれる受動ミキサの実施例を示すブロック図である。
【図７】どのくらいの数の増幅器段が電力検出器の増幅器チェインに含まれるのかを決定するプログラムロジックの実施例を示すフローチャートである。
【図８】複素平面における電力検出器の増幅器チェインの出力を示すプロット図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
図１は複数の増幅器１２０のチェイン１１０と受動ミキサ１３０を含む電力検出回路１１０の実施例を図示している。受動ミキサ１３０は整流器として機能し、ミキサ１３０に入力されたＲＦ信号（ＶRF）のゆっくりと変化するＤＣ成分に追従する整流された信号（Ｖout）を出力する。受動ミキサ１３０の切り替えは、ミキサ１３０に入力される電源電圧で制限されたＲＦ方形波信号（ＶSW）により制御される。ミキサの切り替えを制御する信号は、その信号がＲＦ信号の無視できない振幅レベルの全てに関して、正の供給電圧と負の供給電圧との間で方形波の形で振動するので、電源電圧で制限される。受動ミキサ１３０は電源電圧で制限された方形波信号に応答してほぼ理想的な形で切り替えを行い、ミキサ１３０によりＲＦ入力信号を整流する。キャパシタのようなフィルタ１４０はミキサ出力からゼロでない周波数を除去し、ＲＦ信号の振幅に追従するＤＣ出力電圧を生み出す。
【００１０】
電源電圧で制限された方形波信号はＲＦ信号を、例えば、図２のステップ２００により図示されたような増幅器チェイン１１０に印加することにより生成される。十分な数の増幅器１２０が、ＲＦ入力信号について注目する全ての増幅レベルに関してチェイン１１０の終端部における増幅器１２０の少なくとも１つが飽和状態で動作するように、チェイン１１０に含まれる。このように、増幅器のチェイン１１０は入力信号を電源電圧で制限された方形波信号に変換する。元々の入力信号とともに、増幅器チェイン１１０の出力は、その両方が、例えば、図２のステップ２０２によって図示されているように、ミキサ１３０に入力される。電源電圧で制限された方形波信号はミキサの切り替えを制御し、ミキサ１３０が、例えば、図２のステップ２０４により図示されているように、ＲＦ入力信号の振幅に追従する整流された信号を出力するようにさせる。
【００１１】
１つの実施例において、ＲＦ入力信号はＲＦ搬送波周波数ωRFとゆっくりと変化する振幅Ｖ0（ｔ）（時間変化するＤＣ成分としても言及される）とをもつ正弦関数の信号であり、
ＶRF＝Ｖ0（ｔ）ｃｏｓ（ωRFｔ）      （１）
により表わされる。
【００１２】
これに対応する周波数領域での表記は、
ＶRF＝Ｒｅ［Ｖ0ｅｘｐ（ｊωRFｔ）］    （２）
により表わされる。
【００１３】
正弦曲線のＲＦ信号はチェイン１１０における最初の増幅器１２０に入力される。チェイン１１０は、チェイン１１０における少なくとも最後の増幅器１２０が最小入力振幅Ｖ0に関して飽和するように十分な数の増幅器１２０をもつ。１つの実施例において、チェイン１１０における複数の増幅器１２０の少なくともいくつかはＤＣオフセットを少なくするためにＡＣ結合される。正弦曲線のＲＦ入力信号がチェイン１１０の最初の増幅器１２０に正弦曲線として入力するが、チェイン１１０においてより後ろの方で発生する電源電圧レベルの飽和でのために、チェイン１１０の最後の増幅器１２０では方形波として出力する。時間周期に関する増幅器のチェイン１１０の最終段における時間遅延は位相シフトにより表現される。増幅器チェイン１１０による位相シフトΘは入力信号の振幅と周波数の関数であり、
Θ＝Θ（Ｖ0，ωRF）                    （３）
によって与えられる。
【００１４】
結果として、検出器１００により出力される整流された電圧（Ｖout）は、
Ｖout＝Ｖ0（ｔ）ｃｏｓ（Θ）          （４）
によって与えられるように受動ミキサ理論に従う。
【００１５】
従って、電力検出器１００の出力は、ＲＦ入力信号のゆっくりと変化する振幅と、その入力信号に対応した電圧レベルと増幅器のチェイン出力との間の位相差に対応した周波数とをもつ。１実施例では、二乗操作が受動ミキサ出力において実行され、電圧の代わりに実際の電力を検出するかもしれない。広く言えば、検出器１００のダイナミックレンジは、注目する全ての周波数における有用な最小の入力信号レベルと最大の入力信号レベルについての位相シフトの最大差によって決定される。その位相シフトは、電力検出器１００を製造するのに採用されるＣＭＯＳ技術と、ＲＦ入力信号の周波数と振幅との両方に依存する。これらの変数の観点からすれば、１つ以上の付加的な増幅器１２０が増幅器チェイン１１０に付加されて、受動ミキサ出力が、ＲＦ入力信号が無視できない振幅をもつ場合には、無視できる程度の振幅をもつことがないように防止できる。
【００１６】
もし、受動ミキサ１３０に対する２つの入力信号の間に９０°の位相差が存在する場合には、ＲＦ入力信号が無視できない場合には、受動ミキサ出力は無視できる。もし、この条件が発生すると、受動ミキサ１３０は、受動ミキサ１３０の不適切な動作のために、ＲＦ入力信号の電圧振幅を追跡することはないであろう。９０°位相差は、１つ以上の余分な増幅器１２０をチェイン１１０に追加し、チェイン１１０の全時間遅延を増加させ、２つの入力信号の位相差を９０°条件から遠くにシフトさせることにより、防止できる。１実施例では、十分な増幅器１２０がチェイン１１０に付加されて、２つの入力信号の間の全位相差が１８０°周辺を中心に集まり、注目する無視できない入力信号レベルと周波数の全てに関して、９０°位相差条件を回避するようにする。
【００１７】
図３は増幅器チェイン１１０に含まれる反転増幅器３００としての増幅器１２０の実施例を図示している。反転増幅器３００は、電源ＶddとバイアスデバイスＮ３との間に結合された、差動増幅器構成でのＣＭＯＳインバータＰ１／Ｎ１とＰ２／Ｎ２とのペアを含む。ＣＭＯＳインバータＰ１／Ｎ１とＰ２／Ｎ２とのペアは、差動入力信号Ｖin+／Ｖin-を増幅し、増幅された差動信号Ｖout+／Ｖout-をチェイン１１０における次段の増幅器１２０に出力する。チェイン１１０における最初の反転増幅器３００に関し、差動入力信号はＶin+／Ｖin-は、差分形式で電力検出器１００に入力されるＲＦ信号（ＶRF）である。チェイン１１０における最終段の反転増幅器３００に関し、増幅された差動信号Ｖout+／Ｖout-は、差分形式で受動ミキサ１３０に入力される電源電圧で制限されるＲＦ方形波信号（ＶSW）である。チェイン１１０における各反転増幅器３００は利得ＡNと時間遅延ｔdNをもつ。チェインの始まりに近い反転増幅器３００は相対的に大きな利得と相対的に大きな時間遅延をもつ一方、チェイン１１０の終端部に向かって反転増幅器は図４と図５に図示されているように相対的に小さな利得と相対的に小さな時間遅延とをもつ（ここで、Ａ１はチェイン１００における第１段の反転増幅器３００に対応し、Ａ２は第２段の反転増幅器３００に対応する）。図４と図５とは、チェイン１１０において結合した８個の反転増幅器３００についての増幅器出力（ｙ軸）対時間（ｘ軸）の関係を示している。しかしながら、何らかの適切な数の反転増幅器３００が用いられても良い。チェイン１１０において必要とされる反転増幅器３００の最小数を決定する方法については後で検討する。図４は差分形式でのＲＦ入力信号（ＶRF）とチェイン１００における最初の３つの増幅器（Ａ１−Ａ３）の出力とを示しており、一方、図５はチェイン１００における最後の５つの増幅器（Ａ４−Ａ８）の出力を示している。
【００１８】
ＲＦ入力信号の振幅が増加するとき、増幅器チェイン１００の全時間遅延は、より多くの増幅器３００が飽和状態になるので減少する。ＲＦ入力信号の振幅が減少するとき、これとは反対のことが発生する。チェイン１１０において少なくとも最後の増幅器（Ａ８）はＲＦ入力信号の無視できない全ての電圧レベルに関して飽和状態で動作し、受動ミキサ１３０が広範囲の周波数と振幅にわたって入力信号を整流することを保証する。この実施例に従えば、チェイン１１０における最後の増幅器３００に含まれるＣＭＯＳインバータのペアであるＰ１／Ｎ１とＰ２／Ｎ２は、差動入力信号Ｖin+／Ｖin-が無視できない振幅をもつ限り、電源電圧で飽和する。ＣＭＯＳインバータＰ１／Ｎ１もＰ２／Ｎ２もダイオード電圧降下制限がない。従って、チェイン１１０における最後の反転増幅器３００は電源電圧（Ｖdd）で効果的に方形波信号を出力する。他のタイプの反転増幅器が用いられてもよい。別の実施例では、ｐ−チャネル、ｎ−チャネル、或は、抵抗性負荷が、ＣＭＯＳインバータＰ１／Ｎ１とＰ２／Ｎ２とのペアの代わりに、増幅器１２０の一部として用いられる。とにかく、増幅器チェイン１１０はＲＦ入力信号の振幅より非常に大きい振幅をもち、電源電圧（−増幅器チェイン１１０の出力におけるわずかな電圧降下）によってのみ制限される方形波信号を出力する。それから、増幅器チェイン１１０により出力される電源電圧により制限された方形波信号は受動ミキサ１３０の切り替え動作を駆動し、ミキサ１３０が信号整流器として機能するようにさせる。
【００１９】
図６は受動ミキサ１３０の実施例を図示している。受動ミキサは４つの分岐をもつ。第１の分岐は、ｎＭＯＳトランジスタＴ１とｐＭＯＳトランジスタＴ１ｃとを含み、第２の分岐は、ｎＭＯＳトランジスタＴ４とｐＭＯＳトランジスタＴ４ｃとを含み、第３の分岐は、ｎＭＯＳトランジスタＴ３とｐＭＯＳトランジスタＴ３ｃとを含み、第４の分岐は、ｎＭＯＳトランジスタＴ２とｐＭＯＳトランジスタＴ２ｃとを含む。別の実施例では、ｐＭＯＳトランジスタＴ１ｃ−Ｔ４ｃは省略される。どちらの実施例でも、受動ミキサ１３０への入力信号は差動信号である。動作中、差動ＲＦ入力信号（ＶRF+／ＶRF-）は、電源電圧で制限された差動ＲＦ方形波信号（ＶSW+／ＶSW-）が第１の極性、例えば、ＶSW+が正であり、かつ、ＶSW-が負にあるとき、第１の構成において負荷６００に切り替え可能に結合される。差動ＲＦ入力信号（ＶRF+／ＶRF-）を負荷６００に結合する構成は、電源電圧で制限されたＲＦ方形波信号の極性が反転するとき、反転される。このようにして、負荷６００へ差動ＲＦ入力信号（ＶRF+／ＶRF-）を結合する構成を変更することにより、受動ミキサ１３０が、電源電圧で制限されたＲＦ方形波信号に応じてＲＦ入力信号を整流することが可能になり、ミキサ出力がＲＦ入力信号における変化を単調に追跡することを可能にしている。
【００２０】
詳細に言うと、受動ミキサ１３０の第１の分岐は、電源電圧で制限された差動ＲＦ方形波信号の第１の信号成分（ＶSW+）が正であり、電源電圧に制限されているとき、負荷６００の第１のノード（ＶOUT+）に差動ＲＦ入力信号の第１の信号入力（ＶRF+）を結合する。特に、ｎＭＯＳトランジスタＴ１はＶRF+をＶOUT+に結合する。電源電圧で制限された差動ＲＦ方形波信号の相補信号成分（ＶSW-）は、ｐＭＯＳトランジスタＴ１ｃが備えられたときには、第１の分岐のｐＭＯＳトランジスタＴ１ｃを作動させる。これに応じて、ｐＭＯＳトランジスタＴ１ｃもＶRF+をＶOUT+に結合する。受動ミキサ１３０の第２の分岐は、ＶSW+が正であり、電源電圧で制限されているとき、負荷６００の第２のノード（ＶOUT-）に差動ＲＦ入力信号の相補信号成分（ＶRF-）を結合する。特に、ｎＭＯＳトランジスタＴ４はＶRF-をＶOUT-に結合する。さらに、ＶSW-は、ｐＭＯＳトランジスタＴ４ｃが備えられたときには、第２の分岐のｐＭＯＳトランジスタＴ４ｃを作動させる。これに応じて、ｐＭＯＳトランジスタＴ４ｃもＶRF-をＶOUT-に結合する。ミキサ１３０の第３の分岐と第４の分岐はスイッチオフされるか、そうでなければ、電源電圧で制限された差動ＲＦ方形波信号が上述のように第１の極性にあるとき、動作しないようにされる。
【００２１】
電源電圧で制限された差動ＲＦ方形波信号の極性が変化するとき、差動ＲＦ入力信号（ＶRF+／ＶRF-）を負荷に結合する構成が逆転される。即ち、ＶSW+が負であり電源電圧で制限され、そして、ＶSW-が正であり電源電圧で制限されたとき、ミキサ１３０の第３の分岐は、ＶOUT+の代わりにＶOUT-にＶRF+を結合する。ミキサ１３０の第４の分岐も同様に、ＶRF-をＶOUT+に結合する。ミキサ１３０の第１の分岐と第２の分岐とは、電源電圧で制限された差動ＲＦ方形波信号が第２の極性にあるとき、スイッチオフされるか、さもなければ動作しないようにされる。このように受動ミキサ１３０を動作させることで、電源電圧で制限されたＲＦ方形波信号に応じて、ＲＦ入力信号における変化を単調に追跡するミキサ出力における整流された信号を生成する。
【００２２】
増幅器チェイン１１０から受動ミキサ１３０に入力される電源電圧で制限されたＲＦ方形波信号の振幅と、波形と、遅延とはチェイン１１０に含まれる増幅器１２０の数に依存する。上述のように、一定の数の増幅器１２０が、チェイン１１０の少なくとも最終段の増幅器１２０がＲＦ入力信号の無視できない各振幅レベルに対して、飽和状態で動作することを保証するために必要とされる。また、１つ以上の付加的な増幅器１２０が、ＲＦ入力信号と電源電圧で制限されたＲＦ方形波信号との間での位相差が９０°にならないように防止し、適切なミキサ動作（即ち、信号整流器としての動作）を保証するために必要とされるかもしれない。
【００２３】
図７は、どのくらいの数の増幅器段が電力検出器１００に含まれるべきであるのかを決定する方法の実施例を図示している。その方法は、注目するＲＦ信号を電源電圧で制限されたＲＦ方形波信号に変換するのに必要な増幅器１２０の最小数を決定するのに関与する（ステップ７００）。増幅器チェイン１１０に含まれる増幅器１２０の最小数は、チェイン１１０の全時間遅延の関数である。次に、増幅器チェイン１１０の全時間遅延は、ＲＦ入力信号の振幅と動作周波数に依存する。これがそうであるのは、飽和状態で動作する増幅器１２０の数がＲＦ入力信号の振幅と動作周波数の関数として変化するからである。このことを考えると、増幅器チェイン１１０に含まれることになる増幅器１２０の最小数を決定するための実施例には、
Ｅ＝Ｖ0Ａm              （５）
を計算することを含んでいる。ここで、ｍは
ｍ＝（ｌｏｇＥ−ｌｏｇＶ0）／［ｌｏｇＡ0−ｌｏｇ√｛１＋（ｆ／ｆ0）2｝］        （６）
に従って計算される。ｍは非飽和状態にある増幅器１２０の数を表わし、Ｅは供給電圧を表わし、Ｖ0は注目するＲＦ入力信号の振幅を表わし、Ａ0は非飽和状態にある増幅器１２０各々のＤＣ利得因子を表わし、ｆ0は非飽和状態にある増幅器１２０の上限周波数を表わし、ｆは注目するＲＦ入力信号の周波数を表わしている。
【００２４】
飽和状態で動作していない増幅器１２０についての利得Ａは
Ａ＝Ａ0（−１）／｛１＋ｊ（ｆ／ｆ0）｝          （７）
によって与えられるように推定される。
【００２５】
方程式（７）は振幅と位相とを用いる極座標の表現で
Ａ＝ｒ［ｊｃｏｓ（ΘA）＋ｓｉｎ（ΘA）］        （８）
のように表現できる。ここで、
ｒ＝Ａ0／√｛１＋（ｆ／ｆ0）2｝      （９）
ｃｏｓ（ΘA）＝（ｆ／ｆ0）／√｛１＋（ｆ／ｆ0）2｝      （１０）
ｓｉｎ（ΘA）＝−１／√｛１＋（ｆ／ｆ0）2｝      （１１）
そして、ΘAは非飽和状態にある増幅器１２０各々に起因する位相シフトである。その位相シフトは非飽和状態にある増幅器１２０各々に関して
ΘA＝２πｆτ1                                （１２）
τ1＝ａｒｃｔａｎ（ｆ／ｆ0）／２πｆ          （１３）
によって与えられるような遅延時間τ1に関係する。
【００２６】
飽和状態で動作する各増幅器１２０は実効上、利得がない。加えて、飽和状態にある増幅器１２０は周波数に独立な一定の時間遅延τ2により特徴づけられる。ここから、増幅器チェイン１１０の全遅延は
τchain＝ｍτ1＋（ｎ−ｍ）τ2      （１４）
によって与えられるように計算される。ここで、ｍはチェイン１１０において非飽和状態にある増幅器１２０の数を表わし、ｎは増幅器１２０の全ての数を表わす。式（６）を式（１４）に代入すると、
τchain＝（ｌｏｇＥ−ｌｏｇＶ0）／［ｌｏｇＡ0−ｌｏｇ√｛１＋（ｆ／ｆ0）2｝］・［ａｒｃｔａｎ（ｆ／ｆ0）／２πｆ−τ2］＋ｎτ2              （１５）
となる。
【００２７】
従って、受動ミキサ１２０へのＲＦ信号入力と電源電圧で制限される方形波信号入力との間の全位相遅延は関係のないことである。その代わり、ＲＦ入力信号の振幅と周波数とが原因となる位相遅延における変化は、９０°位相状態を回避するために、付加的な増幅器１２０が必要であるかどうかを決定するであろう。ＲＦ入力信号の最大と最小の入力電圧振幅と動作周波数とが特徴付けられ、複素平面における４つの辺をもつ形を造り出す。全時間遅延が注目するＲＦ信号と電源電圧で制限されるＲＦ方形波信号との間の９０°位相差の原因となることが、これらの信号を受動的に混合する場合に、予想されるとき、１つ以上の付加的な増幅器１２０がチェイン１１０に含まれる（ステップ７０２）。
【００２８】
１つの実施例に従えば、十分な数の付加的な増幅器１２０が、チェイン１１０からの出力の位相シフトの中心がおおよそｎ×１８０°の周辺になるように、そして、図８に示されているように、注目するＲＦ信号の無視できない全ての周波数と振幅に関する９０°位相シフトを回避するように備えられる（ここで、ｎは整数）。図８において、Θmaxは、時間遅延調整がチェインに施される前の増幅器チェイン１１０の最大位相シフトを表わす一方、Θminはその最小位相シフトを表わす。ΘmaxとΘminは、上述したように、ＲＦ入力信号の最小と最大の電圧（Ｖmin，Ｖmax）と最小と最大の周波数（ｆmin，ｆmax）の関数である。図８において、Θaddは１つ以上の付加的な増幅器１２０をチェイン１１０に付加して、不都合な９０°位相状態を回避するようにしてなされた位相シフト調整を表わす。また、ＣＭＯＳプロセスの変動に対する感度はモデル化され、従って、考慮される。とにかく、注目するＲＦ信号の周波数と振幅とを考慮することは、受動ミキサ１３０が広い動作範囲にわたって整流器として動作することを保証する。
【００２９】
上述の変形例と適用例とを考えると、本発明は前述の説明によって限定されたり、或は、添付図面によって限定されるものと理解すべきものではない。その代わり、本発明は次の請求の範囲とその法的均等物とによってのみ規定されるものである。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【国際調査報告】
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