(57)【要約】  本発明は、力率制御回路１０及び汎用主電源１００に関する。力率制御回路は、整流された主入力電圧である整流入力電圧を受け取る入力ノードｎ１，ｎ２と、スイッチＭ１を駆動させる駆動回路ＩＣ１とを有する。スイッチ及びインダクタＬ１の直列接続は、入力ノード間に設けられる。整流器Ｄ１及び出力コンデンサＣ２の直列接続は、インダクタＬ１と並列に設けられる。整流器は、スイッチが閉にされるときに非導通である。駆動回路は、主入力電圧の正弦波電圧と実質的に同期されるスイッチを通る実質的な正弦波電流を生成するためにスイッチを駆動させる。本発明の力率制御回路内の出力コンデンサの構成により、出力コンデンサは、スイッチの第１の導通サイクル後にだけ変えられる。この構成の効果は、スイッチの第１の導通サイクル後まで突入電流が発生しないことであり、これは、本発明の力率制御回路の信頼性を向上させる。
2011504720.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
整流された主入力電圧である整流入力電圧を受け取る入力ノードと、
スイッチを駆動させる駆動回路と、
当該力率制御回路の前記入力ノード間に設けられたインダクタ及び前記スイッチの直列接続と、
前記インダクタと並列に設けられた出力コンデンサ及び整流器の直列接続とを有し、
前記整流器は、前記スイッチが閉であるときに非導通であり、
前記駆動回路は、前記主入力電圧の正弦波電圧と実質的に同期される前記スイッチを通る実質的な正弦波電流を生成するために前記スイッチを駆動させる、力率制御回路。
【請求項２】
前記駆動回路は、前記出力コンデンサ間の電圧である出力電圧のレベルを制御するために、前記スイッチを通る前記正弦波電流の振幅を制御するための制御信号を受け取るように構成される、請求項１に記載の力率制御回路。
【請求項３】
前記制御信号は、前記出力電圧を調整するために前記出力電圧と関連付けられる、請求項２に記載の力率制御回路。
【請求項４】
前記整流器は、ダイオード若しくはダイオードブリッジ、又は、前記スイッチが閉にされるときに非導通になるように構成される他のスイッチである、請求項１〜３のうちいずれか一項に記載の力率制御回路。
【請求項５】
前記インダクタは、変圧器における一次巻線であり、
前記変圧器の二次巻線は、追加の出力電圧を供給するための他の整流器及び他の出力コンデンサと直列に接続される、請求項１〜４のうちいずれか一項に記載の力率制御回路。
【請求項６】
前記駆動回路は、前記スイッチの"オン"時間を制御するように構成され、
前記"オン"時間の期間は、前記出力電圧を決定する、請求項２〜５のうちいずれか一項に記載の力率制御回路。
【請求項７】
前記駆動回路は、前記出力電圧を安定させるために前記スイッチの"オン"時間を変化させるように構成される、請求項６に記載の力率制御回路。
【請求項８】
前記駆動回路は、前記出力電圧を決定するために前記スイッチを通るピーク電流を制御するように構成される、請求項２〜５のうちいずれか一項に記載の力率制御回路。
【請求項９】
前記駆動回路は、前記出力電圧を安定化させるために前記ピーク電流を変化させるように構成される、請求項８に記載の力率制御回路。
【請求項１０】
請求項１〜９のうちいずれか一項に記載の力率制御回路を有する、汎用主電源。
【請求項１１】
インバータ回路が、調整された前記出力電圧を調整された交流出力電圧に変換するために、前記出力コンデンサと並列に設けられる、請求項１０に記載の汎用主電源。
【請求項１２】
前記インバータ回路は、インバータドライバと、前記出力コンデンサと並列に設けられた第１のインバータスイッチ及び第２のインバータスイッチの直列接続と、前記第２のインバータスイッチと並列に設けられた他のインダクタ及び平滑コンデンサの直列接続とを有し、
前記インバータドライバは、整流され調整された出力電圧を、調整された交流出力電圧に変換するために、前記第１のインバータスイッチ及び前記第２のインバータスイッチを駆動させる、請求項１１に記載の汎用主電源。
【請求項１３】
前記他のインダクタは、他の平滑コンデンサを介して負荷に結合される他の二次巻線を有する他の変圧器の一次巻線である、請求項１２に記載の汎用主電源。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、力率（power factor）制御回路に関する。
【０００２】
本発明は、更に、主電源に関する。
【背景技術】
【０００３】
力率補正は、無効負荷（reactive load）によりメインから得られた交流電流とメインの交流電圧との間の任意の位相差を是正するために必要とされる。交流電流が無効負荷を流れる場合、交流電流の位相は、無効負荷によりシフトされ、交流電流と交流電圧との間の位相差を作り出す。負荷により必要とされる電力は、実際の電力と無効電力とに分割される。実際の電力は、負荷の抵抗部分から生じ、無効電力は、負荷の無効部分から生じる。負荷の純粋な無効部分においては、電圧と電流との位相差は９０度であり、従って、正味の電力の流れはないが、これらの位相シフトされた電圧及び電流が電気部品及びワイヤを流れる。従って、電気部品は、これらのシフトされた電圧及び電流に耐え得るように選択されなければならない。更に、位相シフトされた電圧及び電流は、システムにおいてエネルギ損失をもたらす。結果として、無効電力と皮相電力との間の関係を表す力率は実質的に一致すべきである。
【０００４】
力率補正は、受動的及び能動的に行われ得る。力率の受動補正において、負荷の無効特性は、負荷が実質的に抵抗負荷として振舞うようにコンデンサ及びインダクタを追加することにより補正される。
【０００５】
代わりに、力率は能動的に補正されてもよい。既知の能動力率制御回路の一般的な形態は、ブーストコンバータとしても示されるブースト形態のパワーコンバータを用いる。このブーストコンバータは、主電圧を整流する整流器と負荷との間に設けられる。既知の力率制御回路において、ブーストコンバータは、インダクタと、整流されたメインのノード間に設けられたスイッチとの直列接続を有する。ダイオードと出力コンデンサとの直列接続は、スイッチと並列に設けられる。力率制御回路として用いられたブーストコンバータは、主電圧と実質的に常に同位相であり主電圧と実質的に同一の周波数であるメインからの電流を得ている間、その出力の一定ＤＣ電圧を維持しようとする。斯様な形態においては、既知の力率制御回路のブーストされた出力を、負荷のために必要とされる電圧に変換するために、更なるパワーコンバータが負荷と既知の力率制御回路との間に設けられる。
【０００６】
既知の力率制御回路の欠点は、既知の力率制御回路の信頼性が十分ではないことである。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
本発明の目的は、力率補正回路の信頼性を向上させることにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の第１の態様によれば、本目的は、整流された主入力電圧である整流入力電圧を受け取る入力ノードと、スイッチを駆動させる駆動回路と、当該力率制御回路の前記入力ノード間に設けられたインダクタ及び前記スイッチの直列接続と、前記インダクタと並列に設けられた出力コンデンサと整流器との直列接続とを有し、前記整流器は、前記スイッチが閉であるときに非導通であり、前記駆動回路は、前記主入力電圧の正弦波電圧と実質的に同期される前記スイッチを通る実質的な正弦波電流を生成するために前記スイッチを駆動させる、力率制御回路で達成される。
【０００９】
本発明の力率制御回路の効果は、整流器の形態を一緒にもつ出力コンデンサの形態が、力率制御回路のスタートアップの間に突入電流の生成を阻止することであり、これは、既知の力率制御回路と比較して本発明の力率制御回路の信頼性を向上させる。既知の力率制御回路において、主入力は、インダクタ及びダイオードを介して出力コンデンサに直接接続される。出力コンデンサは、典型的には、比較的大きな容量を有するので、大きな突入電流をもたらす出力コンデンサに流れる電流を制限しない。大きな突入電流により、インダクタは、調整されていない既知の力率補正回路のスイッチを介してその後の電流をもたらす飽和レベルに容易に到達し得る。インダクタが飽和レベルに到達した間に既知の力率補正回路においてスイッチを駆動させるときには、スイッチを通る電流はあまりに大きくなり、それ故、既知の力率補正回路のスイッチを損傷させる。これは、既知の力率制御回路の信頼性を低減させる。
【００１０】
本発明の力率制御回路において、出力コンデンサは、スイッチを介して力率制御回路の入力ノード間に設けられる。出力コンデンサの第１のポートは、力率制御回路の入力ノードの一方に接続される。出力コンデンサの第２のポートは、整流器、インダクタ及びスイッチを介して、力率制御回路の他方の入力ノードに接続される。整流器は、スイッチが閉であるときには非導通になるように構成される。この接続により、本発明の力率制御回路の出力コンデンサは、スイッチの第１の導通サイクル（first conducting cycle）後にのみ変えられる。スイッチが開であるとき、又は換言すればスイッチが非導通であるときには、実質的にインダクタを通って電流は流れず、それ故、実質的にインダクタと並列に設けられた出力コンデンサに電流が流れない。スイッチが閉であるとき、又は換言すればスイッチが導通であるときには、インダクタに電流が流れ、エネルギがインダクタに保存される。同時に、整流器は、非導通であり、入力ノードの一方又はインダクタのいずれかから出力コンデンサに流れる如何なる電流もブロックする。スイッチが再び開にされた後にのみ、整流器は、導通を開始し、インダクタに保存されたエネルギの少なくとも一部が出力コンデンサに流れるのを可能にする。従って、スイッチの導通時間の第１のサイクル前に、突入電流は絶対に存在し得ない。本発明の力率制御回路が大きな突入電流の発生を阻止するので、大きな突入電流によるスイッチの損傷が阻止され、これは、本発明の力率補正回路の信頼性を向上させる。
【００１１】
既知の力率制御回路において、既知の力率補正回路のスイッチを通るあまりに大きな電流を制限するための解決策が提案された。第１の解決策において、例えば、スイッチを通る電流は、（ＮＴＣレジスタとも示される）負の温度係数レジスタを介して制限される。ＮＴＣレジスタの抵抗値は温度とともに変化する。アプリケーションがしばらくの間用いられなかったときには、電源の温度は、典型的には低くなり、これは、ＮＴＣの比較的大きな抵抗値をもたらす。電源のスタートアップでは、比較的大きな突入電流は、ＮＴＣレジスタを介して流れ、それ故、ＮＴＣレジスタの比較的大きな抵抗値により制限される。電源がしばらくの間稼働しているときには、電源の温度は増大し、これは、ＮＴＣレジスタの抵抗値を低減させる。力率補正回路の信頼性を向上させるための代わりの既知の解決策において、スイッチング容量を向上させるために追加のスイッチが最初のスイッチと並列に設けられる。しかしながら、信頼性を向上させるためのこれらの既知の解決策は、力率補正回路のスイッチを通る突入電流を常に阻止するものではなく、それ故、依然としてスイッチへの損傷をもたらす。更に、これらの追加の解決策の全ては、非常に多くの追加部品を必要とし、これは、既知の力率制御回路の費用を増大させる。
【００１２】
本発明の力率制御回路において、回路内の部品の接続は、突入電流の発生を阻止する。出力コンデンサは、スイッチの導通時間後にのみ変えられ得る。力率制御回路内のスイッチのスイッチング周波数は、メイン周波数に比べて比較的高いので、各スイッチングサイクルにおいてスイッチを通る電流は比較的低くなり、スイッチを通る電流を制限し、それ故、本発明の力率制御回路の信頼性を更に向上させる。
【００１３】
力率制御回路の一実施形態において、駆動回路は、出力コンデンサ間の電圧である出力電圧のレベルを制御するためのスイッチを介して正弦波電流の振幅を制御するために制御信号を受信するように構成される。この実施形態の利点は、本発明の力率制御回路が出力コンデンサでレベル出力を制御することを可能にすることである。スイッチは、メイン周波数よりもかなり高い周波数で駆動され、それ故、主電圧と実質的に同期されるように構成されたスイッチを通る正弦波電流を強いる。加えて、駆動回路は、制御信号を受信する。この制御信号は、出力コンデンサの変化のレベルを制御するスイッチを通る電流の振幅を制御する駆動回路により用いられる。出力コンデンサの変化のレベルは、出力コンデンサ間の電圧のレベルを決定し、それ故、力率制御回路の出力電圧のレベルを決定する。従って、本発明の力率制御回路内のスイッチを切り替えることにより、力率制御回路を通る電流は、実質的に制限はであり実質的に同期され、その一方で、スイッチを通る電流の振幅の制御は、出力電圧のレベルを制御することを可能にする。結果として、本発明の力率制御回路の出力電圧が制御される。
【００１４】
本発明の力率補正回路の更なる利点は、出力コンデンサでの制御された電圧が、整流されたメイン出力よりも低くなることである。既知の能動力率補正回路において、能動力率補正回路は、整流された主電源を、整流されたピーク主電圧よりも高い電圧にブーストする。このブーストされた出力が、例えば、他のパワーコンバータにより用いられるときには、これらの更なるパワーコンバータの電気部品が、ブーストされた電力に耐えることができなければならない。例えば、これらの更なるパワーコンバータにおけるスイッチは、好ましくは、４００ボルトよりも高い電圧に耐えることができるべきである。これは、典型的には、更なるパワーコンバータにおいてより高価なスイッチを必要とし、全体の電源を比較的高価にさせる。本発明の力率補正回路を適用するときには、出力コンデンサ間の制御された電圧は、電流力率補正回路のフライバックトポロジにより、整流されたメインより低くなる。スイッチの"オン"時間は、出力コンデンサの変化を制御する、出力コンデンサに流れる電流を決定し、これは、出力コンデンサ間の出力電圧を決定する。結果として、力率補正回路の出力電圧を用いるために設けられ得る任意の更なるパワーコンバータは、比較的低い電圧のスイッチを用いることができ、これは、本発明の電力システムの費用を更に低減させる。
【００１５】
力率制御回路の一実施形態において、制御信号は、出力電圧を調整するために出力電圧と関連付けられる。制御信号の使用は、本発明の力率制御回路が、予め決められたレベルで出力電圧を調整することを可能にし、それ故、調整された出力電圧を供給する。
【００１６】
既知の力率制御回路は、予め調整された出力電圧を生成してもよい。この予め調整された出力電圧は、典型的に、既知の力率制御回路のインダクタの補助巻線を介して生成される。しかしながら、この予め調整された出力電圧のリップルは比較的大きく、予め調整された出力電圧から比較的小さな電力だけを効果的に得ることだけが可能である。実際には、補助巻線を経由する予め調整された出力電圧は、典型的には、一次側で既知の力率制御回路の制御回路を駆動させるためにだけ用いられる。斯様な制御回路は、典型的には、数ミリアンペアだけを得る。本発明の力率制御回路において、駆動回路は、出力コンデンサ間の出力電圧が調整されるように、スイッチを介して正弦波電流の振幅を制御する。
【００１７】
力率制御回路の一実施形態において、整流器は、ダイオード若しくはダイオードブリッジ、又は、スイッチ（Ｍ１）が閉であるときに非導通になるように構成される他のスイッチである。ダイオードは、スイッチが閉（又は非導通）であるときにスイッチを介して出力コンデンサから電荷が漏れるのを整流器が阻止するように設けられる。スイッチを流れる電流はインダクタを介してのみ流れ、スイッチが閉にされたときの時間間隔の間、電力がインダクタに保存される。スイッチが開であるときには、インダクタに保存されたエネルギの部分は、整流器を介して出力コンデンサに流れ、それ故、出力コンデンサの変化をもたらす。出力コンデンサは、出力コンデンサ間の電圧を制御し、それ故、本発明の力率制御回路の出力電圧を制御する。
【００１８】
力率制御回路の一実施形態において、インダクタは、変圧器における一次巻線であり、変圧器の二次巻線は、追加の出力電圧を供給するための他の整流器及び他の出力コンデンサと直列に接続される。この実施形態の利点は、出力コンデンサ間の電圧及び他の出力コンデンサ間の電圧が変圧器を介して関連付けられることである。出力コンデンサ間の電圧を調整することにより、他の出力コンデンサ間の電圧も調整され、本発明の力率制御回路の２つの調整された出力電圧を供給する。
【００１９】
既知の力率制御回路において、二次巻線も、予め調整された電源を生成するために用いられてもよい。しかしながら、概して、この予め調整された出力電圧のリップルは比較的大きくなり、それ故、この予め調整された出力電圧からの比較的低い電力だけを効果的に用いることだけが可能となる。本発明の力率制御回路における二次巻線を用いることで、この追加の出力は、非常に大きなメインリップルが存在しないので、比較的低い電力だけを用いるという限定を伴うことなく電力を供給するために用いられ得る。本発明の力率制御回路は、フライバック電源と見なされ、それ故、追加の電源の費用を節約する。
【００２０】
力率制御回路の一実施形態において、駆動回路は、スイッチの"オン"時間を制御するように構成される。"オン"時間の期間は、出力電圧を決定する。スイッチの"オン"時間は、出力コンデンサに供給される電力量を決定し、それ故、出力電圧を決定する出力コンデンサ間の電圧を制御する。
【００２１】
力率制御回路の一実施形態において、駆動回路は、出力電圧を安定させるためにスイッチの"オン"時間を変化させるように構成される。負荷が、例えば、予め決められた電力を出力コンデンサから得るときには、出力コンデンサ間の出力電圧は降下し得る。スイッチの"オン"時間を調節することにより、駆動回路は、電力を調整することができる。電力は、出力電圧を安定化させるために出力コンデンサを満たすように出力コンデンサに供給される。
【００２２】
力率制御回路の一実施形態において、駆動回路は、出力電圧を決定するためにスイッチを介してピーク電流を制御するように構成される。スイッチを介してピーク電流を制御することにより、駆動回路は、出力コンデンサに供給される電力を制御する。この実施形態の利点は、スイッチを通るピーク電流の制御が、本発明の力率制御回路の信頼性の更なる改良を提供することである。力率制御回路のスタートアップ時に比較的大きなピーク電流が回路を通る場合には、駆動電流はスイッチを流れる電流を制限し、これは、スイッチの損傷を阻止する。
【００２３】
力率制御回路の一実施形態において、駆動回路は、出力電圧を安定化させるためにピーク電流を変化させるように構成される。負荷が出力コンデンサから追加の電力を得るときには、駆動回路は、出力電圧が予め決められたレベルに安定化されるようにスイッチを通るピーク電流を増大させることにより、出力コンデンサへの電力の補充を増大させ得る。
【００２４】
本発明は、請求項１０に記載された汎用主電源（universal mains power）にも関する。
【００２５】
汎用主電源の一実施形態においては、インバータ回路が、調整された出力電圧を調整された交流出力電圧に変換するために、出力コンデンサと並列に設けられる。この実施形態は、例えば、汎用主電源が、例えば、バックライトシステムで使用する（ＣＣＦＬランプとも示される）冷陰極蛍光ランプを駆動させるために用いられる場合に有益である。これらのＣＣＦＬランプは、典型的には、動作中、交流出力電圧を必要とする。
【００２６】
汎用主電源の一実施形態において、インバータ回路は、インバータドライバと、出力コンデンサと並列に設けられた第１のインバータスイッチ及び第２のインバータスイッチの直列接続と、前記第２のインバータスイッチと並列に設けられた他のインダクタ及び平滑コンデンサの直列接続とを有し、前記インバータドライバは、整流され調整された出力電圧を、調整された交流出力電圧に変換するために、前記第１のスイッチ及び前記第２のスイッチを駆動させるように構成される。
【００２７】
汎用主電源の一実施形態において、他のインダクタは、変圧器の一次巻線であり、変圧器は、他の平滑コンデンサを介して負荷に結合される他の二次巻線を有する。変圧器を用いるときの利点は、変圧器がガルバニック分離（galvanic separation）を提供することである。更に、変圧器は、他の二次巻線での交流出力電圧の振幅を増大させるために用いられ得る。これは、ＣＣＦＬランプが約２キロボルトの交流電圧を必要とするので、ＣＣＦＬランプを駆動させるときに特に有益である。
【００２８】
本発明のこれら及び他の態様は、後述される実施形態から明らかになり、この実施形態を参照して説明されるだろう。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】本発明の力率制御回路及び汎用主電源の概略的な図を示す。
【図２】本発明の汎用主電源の一実施形態の回路図を示す。
【図３Ａ】時間に対する整流された主電圧を示す。
【図３Ｂ】時間に対するスイッチを通る電流を示す。
【図３Ｃ】時間に対するメインから見た生ずる電流を示す。
【図４Ａ】力率補正回路のインダクタ間の電圧を示す。
【図４Ｂ】力率制御回路のインダクタを有する変圧器の二次巻線間の電圧を示す。
【図５】二次巻線間の電圧をより詳細に示す。
【図６】本発明の力率制御回路の時間に対する、スイッチを通る電流、インダクタを通る電流及び整流器を通る電流を示す。
【発明を実施するための形態】
【００３０】
図面は、単に図表であり、実寸で描かれていない。特に明確さのために、幾つかの次元が非常に強調される。図中の類似の部品は、できるだけ同一の参照符号で示されている。
【００３１】
図１は、本発明の力率制御回路１０及び汎用主電源１００の概略的な図を示している。力率制御回路１０は、主整流回路３０と負荷２０との間に設けられている。主整流回路３０は、４つのダイオードＤ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５を有する整流ブリッジを有するとともに、平滑コンデンサＣ１を有する。この平滑コンデンサは、典型的には、ダイオードブリッジのダイオードＤ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５の比較的長い導通時間を確保するために比較的低いキャパシタンスをもつ。整流された主電圧は、主整流回路３０の出力ノードｎ１，ｎ２に供給される。主整流回路３０の出力ノードｎ１，ｎ２は、力率制御回路１０の入力ノードｎ１，ｎ２である。図１において示される力率制御回路１０は、スイッチＭ１を駆動させるための駆動回路ＩＣ１を有する。駆動回路ＩＣ１は、スイッチＭ１を介して実質的な正弦波電流を生成するためにスイッチＭ１を駆動させるように設けられ、主入力電圧の正弦波電圧と同期される。力率制御回路１０は、インダクタＬ１を更に有し、力率制御回路１０において、スイッチＭ１及びインダクタＬ１の直列接続が、力率制御回路１０の入力ノードｎ１，ｎ２間に設けられる。インダクタＬ１と並列に、整流器Ｄ１及び出力コンデンサＣ２の直列接続が設けられる。整流器Ｄ１は、スイッチＭ１が閉にされるときに非導通になるように構成される。図１に示される力率制御回路１０の実施形態においては、整流器Ｄ１はダイオードＤ１である。代わりに、整流器Ｄ１は、ダイオードブリッジ（図示省略）、又は、スイッチＭ１が閉にされるときに非導通になるように構成された他のスイッチ（図示省略）であってもよい。
【００３２】
本発明の力率制御回路１０の構成は、突入電流の発生を阻止する点において、力率制御回路１０の信頼性を向上させる。本発明の力率制御回路１０において、出力コンデンサＣ２は、スイッチを介して力率制御回路１０の入力ノードｎ１，ｎ２間に設けられる。出力コンデンサＣ２の第１のポートは、力率制御回路１０の入力ノードの一方ｎ１に接続されている。出力コンデンサＣ２の第２のポートは、整流器Ｄ１、インダクタＬ１とスイッチＭ１との直列接続を介して力率制御回路１０の他の入力ノードｎ２に接続されている。整流器Ｄ１は、スイッチＭ１が閉にされるときに非導通である。この構成の結果として、出力コンデンサＣ２は、スイッチＭ１の第１の導通サイクルの後にのみ変えられ得る。スイッチＭ１が開（非導通）であるときには、電流はインダクタＬ１を介して流れ得ない。それ故、電流は、実質的にインダクタＬ１と並列に設けられた出力コンデンサＣ２に流れ得ない。スイッチＭ１が閉（導通）にされたときには、電流はインダクタＬ１を介して流れ、エネルギがインダクタＬ１に保存される。同時に、整流器Ｄ１は非導通であり、整流された主入力ｎ１から出力コンデンサＣ２に直接流れる如何なる電流もブロックする。スイッチＭ１が再び開（非導通）にされた後にのみ、整流器Ｄ１は、導通を開始し、インダクタＬ１に保存されたエネルギの少なくとも部分が出力コンデンサＣ２に流れるのを可能にする。従って、スイッチＭ１の導通時間の第１の導通サイクル前には、電流は、出力コンデンサ又はインダクタＬ１に流れ得ない。それ故、突入電流は単純に発生し得ない。
【００３３】
現在の形態における力率制御回路１０は、フライバックの形態である。駆動回路ＩＣ１がフィードバック信号（図２参照）を受け取るときには、このフィードバック信号は、出力コンデンサＣ２間の出力電圧Ｖ２を制御するために用いられ得る。フィードバック信号は、例えば、出力コンデンサＣ２間の出力電圧Ｖ２又は出力電圧Ｖ２に関連付けられた信号である。出力電圧Ｖ２の制御は、例えば、出力電圧Ｖ２を調整又は安定化することを含む。力率制御回路１０のフライバック構成により、出力コンデンサＣ２間の電圧は、必ずしも力率を調整するためにブーストされる必要はない。既知の力率制御回路の形態において、既知の力率制御回路は、実質的に一致させるように力率を補正するためのブースト形態を有する。このブースト形態は、突入電流が比較的高い点、及び、出力電圧のブースティングが、ブーストされ整流された出力電圧に耐え得る、既知の力率制御回路の出力コンデンサＣ２間に接続された負荷２０の電気部品を必要とする点において、幾つかの欠点をもつ。斯様な電気部品は、典型的には、低電圧の電気部品よりも高価であり、これは、既知の力率制御回路の費用を増大させる。本発明の力率制御回路１０のフライバック形態により、出力コンデンサＣ２間の出力電圧Ｖ２は、力率を実質的に一致させるように制御している間、比較的低い電圧に調整される。
【００３４】
駆動回路ＩＣ１は、例えば、スイッチＭ１の"オン"時間Ton（図６参照）を制御し得る。"オン"時間Tonの期間は出力電圧Ｖ２を決定する。スイッチＭ１の"オン"時間Tonは、出力コンデンサＣ２に供給される電力量を決定し、それ故、出力電圧Ｖ２を決定する出力コンデンサＣ２間の電圧を制御する。"オン"時間Tonを変えることにより、出力電圧Ｖ２は、例えば、調整又は安定化され得る。"オン"時間Tonの変化は、例えば、フィードバック信号に基づき得る。代わりに、駆動回路ＩＣ１は、例えば、スイッチＭ１を介してピーク電流Ipeak（図６参照）を制御する。ピーク電流Ipeakは、出力コンデンサＣ２に供給される電力を制御し、それ故、出力電圧Ｖ２を決定する。ピーク電流Ipeakの値を変えることにより、出力電圧Ｖ２は、例えば、調整又は安定化され得る。
【００３５】
図１に示された力率制御回路１０の実施形態において、インダクタＬ１は、変圧器Ｔ１の一次巻線である。変圧器Ｔ１の二次巻線Ｌ３は、追加の出力回路４０を介して追加の出力電圧Ｖ３を供給するために用いられ得る。追加の出力電圧４０は、直列に設けられた他の整流器Ｄ１２及び他の出力コンデンサＣ３を有する。追加の出力電圧Ｖ３は、変圧器Ｔ１を介して力率制御回路１０の出力電圧Ｖ２に関連付けられる。結果として、力率制御回路１０の出力電圧Ｖ２が調整又は安定化されるときには、追加の出力電圧Ｖ３もそのようにされる。更に、変圧器Ｔ１は、他の出力コンデンサＣ３間に取り付けられた任意の負荷のガルバニック分離を生成し、追加の出力電圧Ｖ３が出力電圧Ｖ２とは異なることを可能にする。出力電圧Ｖ２と追加の出力電圧Ｖ３との間の関連性により、この追加の出力電圧Ｖ３も、（図２の回路において示されるような）出力電圧Ｖ２を調整又は安定化するためのフィードバック信号として用いられ得る。
【００３６】
力率制御回路１０の負荷２０は、任意の負荷２０、好ましくは、力率制御を必要とする負荷２０である。特に、出力コンデンサＣ２間の出力電圧Ｖ２が調整又は安定化されるときには、負荷２０は、安定化され整流された出力電圧Ｖ２を必要とする任意のアプリケーションである。負荷２０は、整流された出力電圧Ｖ２を他の出力電圧に変換するための他のパワーコンバータ２０であってもよい。図１に示された実施形態において、力率制御回路１０の負荷２０は、インバータ回路２０であり、これは、力率制御回路１０の整流された出力電圧Ｖ２を他のインダクタＬ４間の交流出力電圧に変換する。インバータ回路２０は、直列に接続された第１のインバータスイッチＭ２及び第２のインバータスイッチＭ３を駆動させるためのインバータドライバＩＣ２を有する。第１のインバータスイッチＭ２及び第２のインバータスイッチＭ３の直列接続は、力率制御回路１０の出力コンデンサＣ２と並列に設けられる。インバータドライバＩＣ２は、第１のスイッチＭ２及び第２のスイッチＭ３を交互に駆動させ、出力コンデンサＣ２間の整流された出力電圧Ｖ２を交流出力電圧に変換する。更に、インバータ回路２０は、第２のインバータスイッチＭ３と並列に設けられた他のインダクタＬ４及び平滑コンデンサＣ４の直列接続を有する。図１に示された実施形態において、他のインダクタＬ４は、他の変圧器Ｔ２の一次巻線Ｌ４である。他の変圧器Ｔ２の他の二次巻線Ｌ５は、例えば、インバータ回路２０の負荷２５である冷陰極蛍光ランプ２５に他の平滑コンデンサＣ５を介して接続される。他の変圧器Ｔ２は、ＣＣＦＬランプ２５とメインとの間のガルバニック分離を生成するために用いられ、交流出力電圧の振幅を、例えばＣＣＦＬランプ２５を動作させるために必要とされる２キロボルトにブーストするために用いられる。
【００３７】
図２は、本発明の汎用主電源の一実施形態の回路図を示している。図２で示された回路図において、主整流回路３０及び力率制御回路１０は、破線多角形で再び示された。明確さの理由のために、力率制御回路１０を示す参照番号１０をもつ多角形は、駆動回路ＩＣ１を含まない。多角形が非常に複雑になるからである。しかしながら、駆動回路ＩＣ１は、勿論、力率制御回路１０の部分である。力率制御回路１０の負荷２０は、抵抗Ｒ９３で示され、他のパワーコンバータ２０（図１参照）を含む、既に示されたように任意の負荷２０である。また、主整流回路３０は、高調波フィルタリングインダクタＬ６を有する。追加の出力回路４０は、参照番号４０をもつ破線矩形で示された。ＭＯＳＦＥＴ Ｍ１は、力率制御回路１０のスイッチＭ１として用いられる。
【００３８】
図２で示された回路図は、センス回路５０を更に有し、センス回路５０において、追加の出力電圧Ｖ３がツェナーダイオードＤ１３により生成された基準電圧と比較される。追加の出力電圧Ｖ３と基準電圧との間の差分は、誤差電圧としてオプトカプラＸ１を介して駆動回路ＩＣ１に供給される。
【００３９】
回路５１は、駆動回路ＩＣ１用の補助電源である。これは、補助インダクタＬ２間の補助出力電圧の能動的に調整された部分を整流することによりＬ６５６２（ピン８）のＶＣＣ電圧を生成する。更に、回路５１は、（活性されたときに）オプトカプラＸ１が駆動回路ＩＣ１（誤差電圧の入力）のピン１に対して電流を流すことを可能にする。
【００４０】
図２に示された汎用主電源１００の実施形態において、駆動回路ＩＣ１は、Ｌ６５６２  ＰＦＣコントローラである。駆動回路ＩＣ１は、スイッチＭ１を通る電流のピーク電流Ipeak（図６参照）を制御することにより出力電圧Ｖ２を制御する。センス回路５０で感知される誤差電圧であるフィードバック信号は、Ｌ６５６２のピン２上の駆動回路ＩＣ１に供給される。駆動回路ＩＣ１は、ピン３で主整流電圧を更に受け取る。駆動回路ＩＣ１は、（５０又は６０Ｈｚである）メイン周波数と比較して長い時定数を用いて、ピン２の誤差電圧をピン３の主整流電圧と掛け合わせる。この乗算の結果は、ピン４に接続された抵抗Rse間のイメージを介してスイッチＭ１における最大ピーク電流Ipeakを決定する。感知された誤差電圧に従ってピーク電流Ipeakを変化させることで、汎用主電源１００の力率を実質的に一致するように制御している間、駆動回路ＩＣ１が出力電圧Ｖ２を調整又は安定化することを可能にする。
【００４１】
代わりに、駆動回路ＩＣ１は、例えば、ＮＣＰ１６０６  ＰＦＣコントローラであってもよい。駆動回路ＩＣ１は、出力電圧Ｖ２を調整するために、スイッチＭ１の"オン"時間Tonを制御する。スイッチＭ１の"オン"時間Tonは、出力コンデンサＣ２に供給される電力量を決定し、それ故、出力電圧Ｖ２を決定する出力コンデンサＣ２間の電圧を制御する。駆動回路ＩＣ１は、例えば、スイッチＭ１の"オン"時間Tonを決定するために、追加の出力電圧Ｖ３と関連付けられた誤差電圧を用いてもよい。スイッチＭ１の"オン"時間Tonを変えることにより、駆動回路ＩＣ１は、出力電圧Ｖ２を調整又は安定化する。
【００４２】
図３Ａは時間Ｔに対する整流主電圧Ｖ（１）を示し、図３Ｂは時間Ｔに対するスイッチＭ１を通る電流ｉ（Ｍ１）を示し、図３Ｃは、時間Ｔに対するメインから見た生ずる電流ｉ（ｍａｉｎ）を示している。図３Ｃから見られるように、スイッチＭ１を通る電流ｉ（ｍａｉｎ）は、実質的に正弦波の形式をもつ。
【００４３】
図４Ａは、力率制御回路１０のインダクタＬ１間の電圧（Ｌ１）を示している。図４Ａから見られるように、正の部分のエンベロープは、ダイオードＤ１で整流され、調整された出力電圧Ｖ２を付与する。インダクタＬ１間の電圧Ｖ（Ｌ１）の負の部分は、整流された主電圧の画像である。図４Ｂは、力率制御回路１０のインダクタＬ１を有する変圧器Ｔ１の二次巻線Ｌ３間の電圧Ｖ（Ｌ３）を示している。図４Ａ及ぶ図４Ｂから見られるように、二次巻線Ｌ３間の電圧Ｖ（Ｌ３）の実質的に同一の波形が、インダクタＬ１間の電圧Ｖ（Ｌ１）の波形として得られる。結果として、追加の出力電圧Ｖ３は、出力電圧Ｖ２に追随し、それ故、出電圧Ｖ２のレベルが、調整された出力電圧Ｖ２を生成するように制御されるので、追加の出力電圧Ｖ３も調整される。
【００４４】
他の出力コンデンサＶ３間の電圧Ｖ３（図１参照）は、比較的小さな１００ヘルツのリップルを有する。この１００ヘルツのリップルは、（図３Ｂのｉ（Ｍ１）と同一のエンベロープである）出力コンデンサＣ２をロードする電流のエンベロープが、整流された５０Ｈｚから生ずる大きな１００Ｈｚの容量をもつという事実によるものである。この１００Ｈｚの容量は、周波数が低すぎるので、出力コンデンサＣ２に完全に統合され得ない。結果として、正弦波リップルは、出力コンデンサＣ２間の出力電圧Ｖ２にとどまる。このリップルは、出力コンデンサＣ２のキャパシタンス値に対して逆比例である。他の出力コンデンサＣ３間の他の出力電圧Ｖ３が出力電圧Ｖ２の画像であるので、このリップルは、他の出力電圧Ｖ３でも見られ得る。
【００４５】
図５は、二次巻線Ｌ３間の電圧Ｖ（Ｌ３）をより詳細に示している。駆動回路ＩＣ１は、３０キロヘルツと８０キロヘルツとの間の範囲内の周波数でスイッチＭ１を駆動させる。これは、実質的なブロック波として図５の詳細な図において見られる。選択された周波数は、力率制御回路１０の負荷２０に主に依存する。電圧レベル２４ボルトでの実質的な水平ラインは、他の出力コンデンサＣ３間の整流された出力電圧Ｖ３である。
【００４６】
図６は、本発明の力率制御回路１０の時間Ｔに対する、スイッチＭ１を通る電流ｉ（Ｍ１）、インダクタＬ１を通る電流ｉ（Ｌ１）、及び、整流器Ｄ１を通る電流ｉ（Ｄ１）を示している。図６から見られるように、スイッチＭ１は、閉にされ、電流ｉ（Ｍ１）を導通させる。同時に、インダクタＬ１を通る電流ｉ（Ｌ１）も増大する。予め決められた"オン"時間Tonの後、又は、スイッチＭ１を通る電流ｉ（Ｍ１）が予め決められたピーク電流Ipeakに達した後、駆動回路ＩＣ１は、スイッチＭ１をオフにし、導通を停止させる。整流器Ｄ１は、整流器Ｄ１を通る電流ｉ（Ｄ１）により見られる導通を開始し、インダクタＬ１を通る電流ｉ（Ｌ１）が減少している間、出力コンデンサＣ２を充電し始める。インダクタＬ１を通る電流ｉ（Ｌ１）が流れを停止したときには、整流器Ｄ１も非導通になり、インダクタＬ１から出力コンデンサＣ２に転送されたエネルギを出力コンデンサＣ２内に保存する。
【００４７】
前述された実施形態は、本発明を限定するよりむしろ例示であり、当業者は特許請求の範囲から逸脱することなく多くの代替実施形態を設計することができることが留意されるべきである。
【００４８】
特許請求の範囲において、括弧内の如何なる参照符号も特許請求の範囲を限定するものとして考慮されるべきではない。"有する"という用語の使用及びその活用は、特許請求の範囲に記載されたもの以外の要素又はステップの存在を除外するものではない。要素の単数表記は、斯様な要素の複数の存在を除外するものではない。本発明は、幾つかの別個の要素を有するハードウェアにより実行されてもよい。幾つかの手段を列挙するデバイスに係る請求項において、これらの手段の幾つかは、ハードウェアの同一アイテムにより具現されてもよい。或る手段が相互に異なる従属請求項に記載されるという単なる事実は、これらの手段の組み合わせが有利に用いられ得ないことを示すものではない。
【図１】
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【図２】
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【図３Ａ−３Ｃ】
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【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
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【図５】
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【図６】
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【国際調査報告】
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