(57)【要約】  無線周波（ＲＦ）電力の発生器は、第１制御信号に従って第１ＲＦ信号を生成する第１スイッチモード増幅器と、第２制御信号に従って第２ＲＦ信号を生成する第２スイッチモード増幅器とを備えている。上記第１制御信号および上記第２制御信号は、上記第１ＲＦ信号と上記第２ＲＦ信号との間の位相差を決定する。出力信号包絡線は、上記第１ＲＦ信号および上記第２ＲＦ信号と上記位相差とに基づいている。上記第１制御信号および上記第２制御信号は、上記第１ＲＦ信号の位相と上記第２ＲＦ信号の位相とを交互に入れ替える。
2011527143.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線周波（ＲＦ）電力の発生器であって、
第１制御信号に従って第１ＲＦ信号を生成する第１スイッチモード増幅器と、
第２制御信号に従って第２ＲＦ信号を生成する第２スイッチモード増幅器とを備え、
上記第１制御信号および上記第２制御信号は、上記第１ＲＦ信号と上記第２ＲＦ信号との間の位相差を決定し、
出力信号包絡線は、上記第１ＲＦ信号および上記第２ＲＦ信号と上記位相差とに基づいており、
上記第１制御信号および上記第２制御信号は、上記第１ＲＦ信号の位相と上記第２ＲＦ信号の位相とを交互に入れ替える、ＲＦ電力の発生器。
【請求項２】
上記各位相が交互に入れ替わる間、上記位相差の大きさが一定である、請求項１に記載のＲＦ電力の発生器。
【請求項３】
上記第１ＲＦ信号および上記第２ＲＦ信号を負荷にそれぞれ伝送する第１変圧器および第２変圧器をさらに備えている、請求項１に記載のＲＦ電力の発生器。
【請求項４】
上記第１および第２スイッチモード増幅器はＥ級増幅器である、請求項１に記載のＲＦ電力の発生器。
【請求項５】
上記第１および第２スイッチモード増幅器はＤ級増幅器である、請求項１に記載のＲＦ電力の発生器。
【請求項６】
上記Ｄ級増幅器は誘導−容量（ＬＣ）回路を含む、請求項６に記載のＲＦ電力の発生器。
【請求項７】
上記ＬＣ回路は誘導性クランプを含む、請求項６に記載のＲＦ電力の発生器。
【請求項８】
上記誘導性クランプはダイオードを含む、請求項７に記載のＲＦ電力の発生器。
【請求項９】
無線周波（ＲＦ）電力の発生器の操作方法であって、
第１制御信号に従って、第１位相を含む第１ＲＦ信号を生成するステップと、
第２制御信号に従って、第２位相を含む第２ＲＦ信号を生成するステップと、
上記第１ＲＦ信号および上記第２ＲＦ信号を負荷に印加するステップと、
上記第１ＲＦ信号および上記第２ＲＦ信号を介して上記負荷に印加されるＲＦ包絡線を制御するために、上記第１制御信号および上記第２制御信号を変化させるステップと、
上記第１ＲＦ信号の位相および上記第２ＲＦ信号の位相を交互に入れ替えるステップとを含む、ＲＦ電力の発生器の操作方法。
【請求項１０】
上記各位相を交互に入れ替える間、上記位相差の大きさを一定に維持するステップをさらに含む、請求項９に記載の方法。
【請求項１１】
上記負荷に対する上記ＲＦ信号のインピーダンス整合を行うステップをさらに含む、請求項９に記載の方法。
【請求項１２】
上記第１および第２ＲＦ信号を生成するＥ級増幅器を設けるステップをさらに含む、請求項９に記載の方法。
【請求項１３】
上記第１および第２ＲＦ信号を生成するＤ級増幅器を設けるステップをさらに含む、請求項９に記載の方法。
【請求項１４】
上記Ｄ級増幅器は誘導−容量（ＬＣ）回路を含む、請求項１３に記載の方法。
【請求項１５】
上記ＬＣ回路は誘導性クランプを含む、請求項１４に記載の方法。
【請求項１６】
上記誘導性クランプはダイオードを含む、請求項１５に記載の方法。
【請求項１７】
無線周波（ＲＦ）電力の発生器であって、
第１制御信号に従って第１ＲＦ信号を生成する第１Ｅ級増幅器と、
第２制御信号に従って第２ＲＦ信号を生成する第２Ｅ級増幅器とを備え、
上記第１制御信号および上記第２制御信号は、上記第１ＲＦ信号の位相および上記第２ＲＦ信号の位相を交互に入れ替えつつ、それぞれの位相入れ替えの間、上記第１ＲＦ信号と上記ＲＦ信号との間の位相差を一定に保ち、
出力信号包絡線は、上記第１ＲＦ信号および上記第２ＲＦ信号と上記位相差とに基づいている、ＲＦ電力の発生器。
【請求項１８】
上記各Ｅ級増幅器は誘導性クランプを含む、請求項１７に記載のＲＦ電力の発生器。
【発明の詳細な説明】
【発明の詳細な説明】
【０００１】
〔技術分野〕
本開示は、無線周波（ＲＦ）信号発生器における包絡線電力の変調に関する。
【０００２】
〔背景技術〕
本セクションにおける記載の目的は、本開示に関する基礎的な情報を提示することのみにあって、先行技術を構成するものではない。
【０００３】
無線周波電力は、対応する時間に特定のピーク・ツー・ピーク（Ｐ−Ｐ）振幅を持つ周期的な信号として、時間領域で表現することができる。上記Ｐ−Ｐ振幅は、ＲＦ電力の包絡線を描く。振幅変調（ＡＭ）は、ＲＦ包絡線を変調するＲＦモードの一例である。
【０００４】
ＲＦ電力は、半導体をその技術分野における公知の方法で製造するために使用される、プラズマの生成に用いることができる。このような用途においては、半導体素子のサイズの縮小、および／または、製品歩留りに対する要求の高まりに伴って、ＲＦ包絡線を正確に制御することが、益々重要になっている。この技術分野において公知であるＲＦ包絡線を制御するいくつかの方法を、以下に説明する。
【０００５】
第１グループの方法では、ＲＦ電力増幅器ドライバのオンおよびオフを切り替えることによって、および／または、ＲＦ電力増幅器に給電する電源のオン−オフ制御回路を用い、上記電力増幅器にＤＣ入力レール電圧をパルス出力することによって、オン−オフのＲＦ包絡線パルス駆動を実現している。
【０００６】
第２グループの方法では、ＲＦ電力増幅器ドライバにおける振幅を制御することによって、ＲＦ包絡線パルス駆動を実現している。この方法は、一般に、Ａ級、ＡＢ級、Ｂ級、およびＣ級の回路トポロジーを有する電力増幅器、および／または、ＲＦ電力増幅器に給電する電源の出力電圧を制御して、上記電力増幅器に対するＤＣ入力レール電圧を変調すること、に適用することができる。
【０００７】
第３の方法は、米国特許番号７，２５９，６２２に開示されている。この方法では、フレキシブルなＲＦ包絡線波形の生成を容易にするために、フルブリッジのトポロジーを持つ、位相制御されたＲＦ電力増幅器の設計を提供している。ブリッジトポロジーには、４つの電力スイッチと、複雑なゲート駆動制御方式とが必要である。この設計上の特徴は、部品数およびコストを増加させ、信頼性を損なわせている。
【０００８】
また、上記方法には、動作上の制限がいくつか内在している。（オン−オフ、または複数振幅レベルの）ＲＦ包絡線パルス駆動のための電源制御を用いる方法では、ＤＣレール電圧の動的応答によって、パルスの立上り速度および立下り速度が制限される。このため、立上り時間および立下り時間の速いＲＦパルス包絡線、高いパルス駆動周波数、並びに、デューティサイクルの小さいパルスは、容易には実現できない。ＲＦ電力増幅器ドライバのオン−オフ制御を用いる方法では、ＲＦ包絡線のオン−オフパルス駆動を容易にするだけである。すなわち、この方法では、ゼロレベルのない、様々な振幅のＲＦを実現することはできない。複数振幅レベルのＲＦ包絡線パルス駆動のためのＲＦ電力増幅器の駆動制御を用いる方法は、線形電力増幅器（例えばＡ級、ＡＢ級、Ｂ級、およびＣ級のトポロジーを備える電力増幅器）に限られ、高性能なスイッチモード電力増幅器（例えばＥ級トポロジーを備える電力増幅器）にまでは、容易に利用できない。また、線形電力増幅器は、熱を消散するために、大電力処理容量および大きな熱容量を持つ、設計および構造が必要である。これは、パルス駆動において、上記電力増幅器のトランジスタ素子から、大量の差分電力を拡散させる必要があるためである。
【０００９】
上記電源制御と、上記ＲＦ電力増幅器の駆動制御とを組み合わせて用いることで、上記に挙げた制限のいくつかを軽減することができる可能性はある。しかし、パルス駆動の間、電源制御と電力増幅器の駆動制御との両方をうまく調整する必要があるため、そのような軽減には限度があり、ＲＦ包絡線パルス駆動のための制御回路が複雑になる。
【００１０】
〔概要〕
無線周波（ＲＦ）電力の発生器は、第１制御信号に従って第１ＲＦ信号を生成する第１スイッチモード増幅器と、第２制御信号に従って第２ＲＦ信号を生成する第２スイッチモード増幅器とを備えている。上記第１制御信号および上記第２制御信号は、上記第１ＲＦ信号と上記第２ＲＦ信号との間の位相差を決定する。出力信号包絡線は、上記第１ＲＦ信号および上記第２ＲＦ信号と上記位相差とに基づいている。
【００１１】
無線周波（ＲＦ）電力の発生器の操作方法は、第１制御信号に従って、第１位相を含む第１ＲＦ信号を生成するステップと、第２制御信号に従って、第２位相を含む第２ＲＦ信号を生成するステップと、上記第１ＲＦ信号および上記第２ＲＦ信号を負荷に印加するステップと、上記第１ＲＦ信号および上記第２ＲＦ信号を介して上記負荷に印加されるＲＦ包絡線を制御するために、上記第１制御信号および上記第２制御信号を変化させるステップとを含む。
【００１２】
無線周波（ＲＦ）電力の発生器は、第１制御信号に従って第１ＲＦ信号を生成する第１Ｅ級増幅器と、第２制御信号に従って第２ＲＦ信号を生成する第２Ｅ級増幅器とを備えている。上記第１制御信号および上記第２制御信号は、上記第１ＲＦ信号の位相および上記第２ＲＦ信号の位相を交互に入れ替えつつ、それぞれの位相入れ替えの間、上記第１ＲＦ信号と上記ＲＦ信号との間の位相差を一定に保つ。出力信号包絡線は、上記第１ＲＦ信号および上記第２ＲＦ信号と上記位相差とに基づいている。
【００１３】
本発明が利用可能なさらなる分野は、以下の記載より明らかになるであろう。以下の記載および具体例は、単に例示を意図したものであり、本開示の範囲を限定することを意図したものではないことを理解されたい。
【００１４】
〔図面〕
本明細書で用いられる図面は、例示のみを目的としたものであり、本開示の範囲を限定することを意図したものではない。
図１は、位相切替スイッチモード無線周波（ＲＦ）電力増幅器を示す概略図である。
図２は、図１のＲＦ増幅器における切替装置の波形を示す図である。
図３Ａは、図１のＲＦ電力増幅器の出力電力プロファイルを示すグラフである。
図３Ｂは、図１のＲＦ電力増幅器のＤＣ入力電力を示すグラフである。
図３Ｃは、図１のＲＦ増幅器における切替装置の電圧を示すグラフである。
図３Ｄは、図１のＲＦ増幅器における切替装置の電流を示すグラフである。
図４は、オン／オフのＲＦ包絡線パルス駆動の位相制御信号の波形と、対応するＲＦ出力波形とを示す図である。
図５は、ゼロレベルのない、２レベルのＲＦ包絡線パルス駆動の位相制御信号の波形と、対応するＲＦ出力波形とを示す図である。
図６は、立上り時間および立下り時間の遅いＲＦ包絡線パルス駆動の位相制御信号の波形と、対応するＲＦ出力波形とを示す図である。
図７は、図１のＲＦ増幅器の一実施形態を用いたＲＦ包絡線パルス駆動の、オシロスコープのトレースを示す図である。
図８は、図１のＲＦ増幅器の一実施形態を用いた、ゼロレベルのない、２レベルのＲＦパルス駆動の、オシロスコープのトレースを示す図である。
図９Ａ〜図９Ｋは、図１のＲＦ電力増幅器において、シミュレーションしたときの各種構成部材の電圧および電流の波形を示す図である。
【００１５】
〔詳細な説明〕
以下の記載は単に例示的なものであり、本開示、その適用、およびその使用を制限することを意図したものではない。説明をわかりやすくするために、各図面における同様の構成要素には同じ参照番号を用いる。本明細書において、「Ａ、Ｂ、およびＣのうちの少なくとも１つ」なる表現は、非排他的論理和に基づいた論理演算「ＡまたはＢまたはＣ」を意味するものとする。また、方法に含まれる各ステップは、本開示の原理を変更することなく、異なった順序で実施しうることを理解されたい。
【００１６】
本明細書において、「モジュール」なる用語は、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、電子回路、１以上のソフトウェアプログラムまたはファームウェアプログラムを実行する処理装置（共有処理装置、専用処理装置、またはグループ処理装置）および記憶装置、組合せ論理回路、並びに／あるいは、本明細書に記載の機能性を実現する他の適切な構成部材を指す。
【００１７】
さて、図１に新規のＲＦ増幅器１０の概略図を示す。このＲＦ増幅器１０は、主スイッチモード増幅器１２ａと、従スイッチモード増幅器１２ｂとを含む。これらを「スイッチモード増幅器１２」と総称する。スイッチモード増幅器１２は、それぞれスイッチングトランジスタＱ１およびＱ２を備えている。トランジスタＱ１およびＱ２は、切替制御信号１４ａおよび１４ｂをそれぞれ受信する。切替制御信号１４ａおよび１４ｂは、増幅器出力１６ａのＲＦ出力信号と増幅器出力１６ｂのＲＦ出力信号との間に位相差を確立する。各ＲＦ出力信号は足し合わされて負荷２０に印加される。負荷２０は、関連付けられた任意のインピーダンス整合素子、電圧プローブおよび／または電流プローブ、並びに、電力計などを有する、プラズマ室を備えることができる。スイッチモード増幅器１２は、ＤＣ電源２２により電力が供給される。いくつかの実施形態において、スイッチモード増幅器１２は、Ｄ級増幅器またはＥ級増幅器として実現される。以下は、Ｅ級増幅器が用いられた場合を想定して説明する。
【００１８】
スイッチモード増幅器１２のそれぞれは、同一のものである。ここで、本実施形態では、スイッチモード増幅器１２ａについて説明する。なお、スイッチモード増幅器１２ｂは、同じ回路構成を有するものと理解されたい。ＤＣ電源２２は、ＲＦチョーク３２の第１端子にＤＣ電圧Ｖｄｃを供給する。ＲＦチョーク３２の第２端子は、フィルタネットワーク３４の入力端子に接続されている。フィルタネットワーク３４は、ローパスフィルタまたはバンドパスフィルタを備えていてもよい。フィルタネットワーク３４の出力は、スイッチングトランジスタＱ１のドレイン、コンデンサＣｓの第１端子、および、共振ＬＣペア３６の第１端子に接続されている。コンデンサＣｓの第２端子およびスイッチングトランジスタＱ１のソースは、グランド３８に接続されている。Ｃｓとしては、トランジスタＱ１の内部ドレイン−ソース間容量、外部コンデンサ、または、それらの組み合わせを用いることができる。ＬＣペア３６の第２端子は、出力フィルタ４０の第１端子に接続されている。いくつかの実施形態においては、ＬＣペア３６はダイオード５２を含むことができる。ダイオード５２の陰極は、ＬＣペア３６におけるインダクタのタップに接続されている。ダイオード５２の陽極は、グランド３８に接続されている。ダイオード５２は、誘導性クランプとして機能する。出力フィルタ４０の第２端子は、結合変圧器４２の一次巻線に接続されている。出力フィルタ４０は、負荷２０の条件に関わらず、所定の帯域幅の発振を停止する。
【００１９】
結合変圧器４２の二次巻線は、負荷２０の第１端子と、増幅器１２ｂに関連付けられた対応する二次巻線とに接続されている。負荷２０の第２端子は、増幅器１２ｂに関連付けられた二次巻線に接続されている。制御モジュール４４は、位相制御信号５０ａおよび５０ｂに基づいて、切替制御信号１４ａおよび１４ｂをそれぞれ発生する。
【００２０】
なお、スイッチモード増幅器１２が、Ｄ級電力増幅器によって実現されている場合、ブリッジ構造の電力スイッチを使用しているものと理解されたい。それゆえ、Ｄ級増幅器は、Ｅ級増幅器と比較して、駆動回路の要件がより複雑で、基本となる費用も高い。
【００２１】
Ｄ級増幅器またはＥ級増幅器によって構成したスイッチモード増幅器１２で、位相制御技術を用いる場合、主スイッチモード増幅器１２ａおよび従スイッチモード増幅器１２ｂにおける電流プロファイルおよび電圧プロファイルは、通常、均衡が取れない。この不均衡の度合いは、負荷２０の構造と、ＲＦ増幅器１０によって供給される電力レベルとに依存する。位相制御によりパルス駆動する間、一般に生じる不均衡によって、主スイッチモード増幅器１２ａおよび従スイッチモード増幅器１２ｂのうち、一方の構成部材と比較して、他方の構成部材への負担を増大させる可能性がある。このような構成部材への負担の増大は、負荷の構造によっては重大な影響をもたらしかねず、このことが、ＲＦ増幅器１０の熱プロファイルおよび信頼性に対して悪影響を及ぼす可能性がある。これに対して、熱プロファイルおよび信頼性に対する期待値を維持するために、増幅回路の設計において、定格電圧、定格電流、および定格熱の高い構成部材を用いてもよいが、これにより、費用、サイズ、およびパッケージの要件が増大する可能性がある。
【００２２】
主スイッチモード増幅器１２ａの電圧および電流、並びに、従スイッチモード増幅器１２ｂの電圧および電流は、それらの位相差が１８０度および０度以外の場合に不均衡となる。この不均衡は、これらの位相差において各電力スイッチＱ１，Ｑ２のドレインおよび／またはコレクタにおいて見られる、インピーダンスの相違に起因する。スイッチモード増幅器１２間における電流および電圧の不均衡は、熱的な不均衡を生じさせる可能性がある。このため、設計の段階で必要な措置を講じておかないと、スイッチモード増幅器１２の一方に作用する、電流により生じる熱応力が、他方と比較して増大する可能性がある。また、最悪の場合は、高い熱応力によって、電力スイッチなどの熱に敏感な構成部材が故障する可能性もある。
【００２３】
主スイッチモード増幅器１２ａおよび従スイッチモード増幅器１２ｂにおける電圧プロファイルおよび電流プロファイルの不均衡は、位相切替技術を用いることで取り除くことができる。スイッチモード増幅器１２間の位相整合は、位相制御信号５０ａおよび５０ｂを用いることによって、ＲＦパルス周期ごとに交換される。これにより、あるパルス周期においては、従スイッチモード増幅器１２ｂが、主スイッチモード増幅器１２ａに対して位相遅れ（または位相進み）を生じつつ動作する。続くパルス周期においては、主スイッチモード増幅器１２ａが、従スイッチモード増幅器１２ｂに対して位相遅れ（または位相進み）を生じつつ動作する。この位相交換方法によって、負荷の構造（誘導性であるか、または容量性であるか）および電力レベルに関わらず、スイッチモード増幅器１２のスイッチングトランジスタが、全ての偶数のＲＦパルスに渡った平均で同じ負荷インピーダンスを「見る」ことが容易になる。したがって、スイッチモード増幅器１２における電圧プロファイルおよび電流プロファイル、ひいては熱プロファイルを、平均で均衡させることができる。本質的には、位相の反転は、各スイッチモード増幅器が、パルスごとに交互に「主」の役割（または「従」の役割）を担うように、スイッチモード増幅器１２のそれぞれの役割をパルスごとに交換できる、ということを利用している。この手法を用いることにより、スイッチモード増幅器１２間に等しく熱放散性の高い動作を振り分けることで、デバイスの負担を全体として軽減させることができ、この結果、ＲＦ増幅器１０の信頼性を高めることができる。この技術は、最大、最小、またはそれらの中間の出力電力を得るべく「主」および「従」が位相制御されるとき、任意の波形のパルス駆動に対し適用することができる。
【００２４】
ここで、図２を参照しながら、ＲＦ増幅器１０の分析について述べる。位相制御されたＥ級電力増幅器によるパルス駆動の実行可能性は、標準的で単純化した想定を用いる分析手段によって確立される。上記想定としては、例えば、電圧Ｖｄｃの理想的なＤＣ電源２２と、理想的な電力スイッチＱ１またはＱ２と、固定容量Ｃｓと、標準的な基準負荷２０（通常、５０オーム）において最大電力効率を得るべく選択したＬＣペア３６およびコンデンサＣｓと、理想的な結合変圧器４２とがある。上記分析は、十分な位相制御の範囲に対する回路変数の特性を十分に示すために、任意の負荷２０に対して行われる。対象となる回路変数には、例えば、スイッチモード増幅器１２ａおよび１２ｂのそれぞれに含まれる電力スイッチの電流および電圧と、負荷２０に印加される合計出力電力と、スイッチモード増幅器１２ａおよび１２ｂ間の電力均衡と、極端な切替動作による電力損失と、などが含まれる。
【００２５】
定常状態の動作において、電力スイッチおよびコンデンサＣｓを流れる（１つのＲＦ周期内での）合計瞬間電流ｉｓｃは、フィルタネットワーク３４の出力を流れる電流ｉ１と、ＬＣペア３６を流れる電流ｉ２とを用いて書き表される。基本的かつ調和的なフェーザ成分である、例えば、ｉ１およびｉ２の直軸および横軸の座標値を用いると、
【００２６】
【数１】
2011527143.tif 000003
【００２７】
となる。ここで、θは、δと２π＋δとの間の、１ＲＦ周期内における任意の角度（ラジアン）であり、δは、任意の基準に対する切替制御信号１４ａの位相角である。ｉｄｃは、電流ｉ１のｄｃ成分である。ｈは、１から任意数ｎまでの高調波次数である。ｉ１ｄｈおよびｉ２ｄｈは、それぞれ、電流ｉ１およびｉ２のｈ次高調波の直軸成分である。ｉ１ｑｈおよびｉ２ｑｈは、それぞれ、電流ｉ１およびｉ２のｈ次高調波の横軸成分である。
【００２８】
１ＲＦ周期において、オンの状態で、かつ角度δと角度π＋δとの間で導電する電力スイッチＱ１を流れる電流の平均は、以下のように求められる。
【００２９】
【数２】
2011527143.tif 000004
【００３０】
但し、ｉｓ０は、ＤＣ電圧Ｖｄｃによって生じるｄｃ電流に等しい。このことは、上記分析によって得られるあらゆる解の正確さを立証するために利用される。
【００３１】
１ＲＦ周期において、角度θにおける電力スイッチＱ１の瞬間電圧ｖｓは、以下のように求められる。
【００３２】
【数３】
2011527143.tif 000005
【００３３】
ここで、ωはＲＦ周波数（ラジアン／秒）である。Ｃｓは電力スイッチＱ１に並列の容量である。角度φは積分のための変数である。１ＲＦ周期における電力スイッチＱ１の平均電圧ｖｓ０は、以下のように求められる。
【００３４】
【数４】
2011527143.tif 000006
【００３５】
ここで、ε≧０は、図２に示すように、ｖｓ（θ）が２π＋δより前にゼロに達しない場合、２π＋δ−εにおいて、電力スイッチＱ１の瞬間電圧ｖｓ（θ）がゼロに達する角度、または、次のＲＦの次の半周期が始まる角度である。なお、後者の場合、ε＝０であり、ｖｓ０はＤＣ電源電圧Ｖｄｃに等しい。
【００３６】
電力スイッチＱ１の電圧のｈ次高調波に含まれる直軸成分ｖｓｄｈおよび横軸成分ｖｓｑｈは、それぞれ、以下のように求められる。
【００３７】
【数５】
2011527143.tif 000007
【００３８】
電流ｉ１、電力スイッチＱ１の電圧ｖｓ、および、入力ノードにおける電圧ｖｉの、直軸高調波成分および横軸高調波成分に関する式は、以下のように求められる。
【００３９】
【数６】
2011527143.tif 000008
【００４０】
ここで、倍率ｋａｄｈおよびｋａａｈと、インピーダンス係数ｚａｄｈおよびｚａｑｈとは、フィルタネットワーク１０１およびＤＣチョークＬ１によって決まる定数である。なお、理想的なＤＣ電圧源が入力ノードにおいて非接続状態であるとき、直軸高調波成分ｖｉｄｈおよび横軸高調波成分ｖｉｑｈはゼロである。
【００４１】
電流ｉ２、電力スイッチＱ１の電圧ｖｓ、出力電圧ｖｏ、および、出力電流ｉｏの、直軸高調波成分および横軸高調波成分に関する式は、以下のように求められる。
【００４２】
【数７】
2011527143.tif 000009
【００４３】
ここで、倍率ｋｂｄｈ，ｋｂｑｈ，ｋｃｄｈおよびｋｃｑｈと、インピーダンス係数ｚｂｄｈおよびｚｂｑｈと、アドミタンス係数ｙｃｄｈおよびｙｂｑｈとは、共振ＬＣペア３６および出力フィルタ４０によって決まる定数である。
【００４４】
式（１）〜式（９）と同様の式を含む別の一組を、従スイッチモード増幅器１２ｂのために作成することができる。位相角δは、主スイッチモード増幅器１２ａに対してはゼロを、従スイッチモード増幅器１２ｂに対しては所望の値δを、それぞれ選択することができる。
【００４５】
出力電流ｉｏ、並びに、出力電圧ｖｏｍおよびｖｏｓの、直軸高調波成分および横軸高調波成分に関する式は、以下のように求められる。
【００４６】
【数８】
2011527143.tif 000010
【００４７】
ここで、ｚｏｄｈおよびｚｏｑｈは負荷インピーダンス係数である。
【００４８】
位相制御された電力増幅器の構成に対する厳密解は、スイッチモード増幅器１２の両方について、ｖｉｄｈおよびｖｉｑｈをゼロに、ｖｓ０をＶｄｃにそれぞれ設定し、式（４）〜式（９）を含む連立非線形方程式系を解くことによって得られる。式（１０）は、両者で同じである出力電流ｉｏを持つスイッチモード増幅器１２間の相関関係を示す。考慮する高調波の次数（＝ｎ）が大きいほど、解はより正確となるが、結果として得られる連立方程式と解を求めるべき変数との数は、ｎとともに増加し、計算がより複雑になる。大半の実用的な電力増幅器の設計では、ｎを２以下に抑えることで、解の正確さを十分に確保し、計算が複雑になることを軽減することができる。
【００４９】
結果として得られる連立方程式は非線形であるので、それらの解を求めるために、反復プロセスを用いてもよい。式（４）から式（９）をさらに分析すると、角度εを固定値とした場合、上記連立方程式は縮退し、線形となることがわかる。したがって、反復プロセスはεの初期値（通常ゼロ）から始めることができる。そして、結果として得られる一組の線形方程式は、様々なノード電圧変数と枝電流変数とを計算するために、行列反転を用いて解かれる。これにより、収束するまで、εの値を更新しつつ、上記プロセスを繰り返すことができる。収束基準として、入力と出力とが等しい場合を用いてもよい。
【００５０】
典型的な位相制御されたＲＦ増幅器１０において得られた繰り返し解の結果を、図３Ａから図３Ｄに示す。
【００５１】
図３Ａは、一定のＶＳＷＲサークルにおける負荷２０のインピーダンスの変化（ｙ軸）に対する位相制御角（ｘ軸）の関数として、出力電力プロファイル（ｚ軸）を示す。図３Ａから、上記出力電力は、位相制御を通じてほぼ線形で制御できることがわかる。
【００５２】
図３Ｂは、一定のＶＳＷＲサークルにおける負荷インピーダンスの変化（ｙ軸）に対する位相制御角（ｘ軸）の関数として、スイッチモード増幅器１２のそれぞれによって引き出されるＤＣ入力電力（ｚ軸）を示す。図３Ｂから、スイッチモード増幅器１２の「主」と「従」との間のＤＣ入力電力の不均衡は、位相角範囲の両極（すなわち、ほぼ１８０°および０°）において最小であり、上記範囲の一部では、主スイッチモード増幅器１２ａによって引き出された入力電力の一部が、従スイッチモード増幅器１２ｂを通じてＤＣ電源２２に戻ることがわかる。
【００５３】
図３Ｃは、一定のＶＳＷＲサークルにおける負荷のインピーダンスの変化（ｙ軸）に対する位相制御角（ｘ軸）の関数として、スイッチモード増幅器１２のそれぞれにおける電力スイッチのＲＭＳ電圧（ｚ軸）を示す。図３Ｃから、位相がゼロに近づくと、スイッチモード増幅器１２のそれぞれにおける電力スイッチの電圧が若干増加することがわかる。
【００５４】
図３Ｄは、一定のＶＳＷＲサークルにおける負荷２０のインピーダンスの変化（ｙ軸）に対する位相制御角（ｘ軸）の関数として、スイッチモード増幅器１２のそれぞれにおける電力スイッチを流れるＲＭＳ電流（ｚ軸）を示す。図３Ｄから、スイッチモード増幅器１２間の電力スイッチにおける電流の不均衡は、中間的な位相の値において大きく、また、電力スイッチを流れる電流のそれぞれは、出力電力はゼロであるが、ゼロ相において相当に高いことがわかる。
【００５５】
図３Ａ〜図３Ｄにおいて示す結果によって、パルス駆動性能は、位相整合を行うスイッチモード増幅器１２を用いて提供できることがわかる。なお、スイッチモード増幅器１２間の不均衡と、パルス駆動時に予想される電圧および電流のさらなる負担とは、設計段階で考慮されるべきである。上記分析から、位相制御が、マスタ−スレーブ構成のスイッチモード増幅器１２のパルス駆動で用いられると、スイッチモード増幅器１２の主従それぞれの回路部品に対する負担は不均等となることがわかる。不均衡の度合いは、負荷２０の構造（誘導性であるか、または容量性であるか）と、電力レベルとに依存する。
【００５６】
上述の分析はＥ級増幅器のトポロジーについて行われたが、Ｄ級増幅器のトポロジーについても同様の分析を行うことができる。また、同様の分析は、誘導性クランプのダイオード５２のような保護回路を備える、Ｄ級およびＥ級回路トポロジーについても行うことができる。
【００５７】
図４に、スイッチモード増幅器１２の主従それぞれの位相制御信号５０ａおよび５０ａの構成を示す。図４は、オン／オフパルス駆動のケースにおける位相切替、および対応するＲＦ出力波形を示している。
【００５８】
図５に、スイッチモード増幅器１２の主従それぞれの位相制御信号５０ａおよび５０ａの構成を示す。図５は、ゼロレベルのない、２レベルのパルス駆動のケースにおける位相切替、および対応するＲＦ出力波形を示している。
【００５９】
図６に、スイッチモード増幅器１２の主従それぞれの位相制御信号５０ａおよび５０ａの構成を示す。図６は、立上り時間および立下り時間の遅いパルス駆動における位相反転、および対応するＲＦ出力波形を示している。
【００６０】
図７に、ＲＦ増幅器１０の一実施形態におけるＲＦ出力パルスのトレースの一例を示す。この実施形態では、Ｅ級スイッチモード増幅器１２が用いられ、パルス周波数が２０ｋＨｚ、デューティサイクルが５０％、ピーク電力が５００Ｗ、負荷２０の抵抗が５０オームである。
【００６１】
図８に、パルス周波数が２０ＫＨｚ、デューティサイクルが５０％であり、最大電力が７００Ｗ、最小電力が１７５Ｗである抵抗５０オームの負荷２０において、ゼロレベルのない、２レベルのパルス駆動におけるＲＦ出力パルスのトレースを示す。
【００６２】
図９Ａ〜図９Ｋに、ＲＦ増幅器１０において、シミュレーションしたときの電圧および電流のトレースを示す。上記シミュレーションでは、図４から図６に示される位相切替技術を用いている。図９Ａおよび図９Ｂは、負荷２０に印加されるＲＦ電力および電圧を示す。図９Ｃは、電力スイッチＱ１に流れる切替電流を示す。図９Ｄは、スイッチモード増幅器１２ａのクランプ用ダイオード５２に流れる電流を示す。図９Ｅは、電力スイッチＱ２に流れる切替電流を示す。図９Ｆは、スイッチモード増幅器１２ｂのクランプ用ダイオード５２に流れる電流を示す。図９Ｇは、電力スイッチＱ１を横切る切替電圧を示す。図９Ｈは、スイッチモード増幅器１２ａのクランプ用ダイオード５２を横切る電圧を示す。図９Ｋは、スイッチモード増幅器１２ｂのクランプ用ダイオード５２を横切る電圧を示す。
【００６３】
図９Ａ〜図９Ｋに示されるシミュレーションにおいて、出力電力のパルス駆動は、最小電力が最大電力の約半分であり、電力増幅器の主従それぞれのスイッチングトランジスタの電流間の、１パルス周期での不均衡は、約±３０％（約±５５％のワット損の不均衡に相当）である。上記パルス切替によって、電流および電力の不均衡は、全ての偶数のパルス周期において平均化されるときに取り除かれる。
【００６４】
ＲＦ増幅器１０と、それに関連する図４〜図６に示す位相切替方法とを用いることで、先行技術と比較して有利な点がいくつか得られる。位相切替技術によって、構成部材の負担を軽減し、熱プロファイルの均衡を得ることができ、その結果、信頼性を高めることができる。Ｄ級電力増幅器およびＥ級電力増幅器のトポロジーを用いてパルス駆動を行うことで、少ない電力損失で、フレキシブルなパルス駆動を容易に行うことができる。ＲＦ増幅器１０では、位相切替方法によって、フレキシブルなＲＦ包絡線パルスの形状および波形が広範囲に実現される。ＲＦ増幅器１０では、速い立上り時間および立下り時間、高いパルス駆動周波数、広範囲のパルスデューティサイクル、並びに高いパルス電力精度を容易にする、高速パルス駆動性能が実現される。パルス駆動のための高速電力供給制御を行う必要がなくなる。ＲＦ増幅器１０によって、各種パルス駆動（オン−オフパルス駆動、ゼロレベルのない、２レベルのパルス駆動、複数レベルのパルス駆動、および任意波形のパルス駆動）における課題を解決する単一の手段を実現することができ、これにより、実用を標準化し、信頼性を高めることができる。
【００６５】
ＲＦ増幅器１０と、それに関連する位相切替方法とを用いると、プラズマを利用した半導体の製造において、数多くの利点がある。エッチングにおける利点には、エッチングの選択性の向上、垂直側壁プロファイルの向上、トレンチング、ノッチング、および帯電による損傷の軽減、エッチングの均一性の向上、アスペクト比に依存するエッチング効果の軽減、基板に対する熱流の軽減、などが含まれる。ＲＦパルス駆動には、半導体処理の有効性を最大限にすべく調整される様々なパラメータ（周波数、デューティサイクル、形状など）が含まれる。例えば、オンオフパルス駆動においては、イオン衝撃を最適に導くために、パルス駆動のデューティサイクルを低くしつつ、プラズマが完全には消失しないように、パルス駆動周波数を十分に高くすることができる。また、ゼロレベルのない、２レベルのパルス駆動においては、プラズマの生成を持続できる最小のＲＦ電力レベルを選択し、選択された最小ＲＦ電力に与えられる最適なデューティサイクルを持つパルスを用いて、上述した利点の１つ以上を活かすことができる。
【００６６】
上記記載により、当業者には、本開示の幅広い教示内容は、種々の形式で実現できることが理解されるであろう。したがって、本開示は具体的な例を含むが、上記図面、明細書、および以下の請求項を検討すれば、他の変形例は、当業者にとって明らかであるため、本開示の本来の範囲は、上記例によって限定されるべきではない。
【図面の簡単な説明】
【００６７】
【図１】位相切替スイッチモード無線周波（ＲＦ）電力増幅器を示す概略図である。
【図２】図１のＲＦ増幅器における切替装置の波形を示す図である。
【図３Ａ】図１のＲＦ電力増幅器の出力電力プロファイルを示すグラフである。
【図３Ｂ】図１のＲＦ電力増幅器のＤＣ入力電力を示すグラフである。
【図３Ｃ】図１のＲＦ増幅器における切替装置の電圧を示すグラフである。
【図３Ｄ】図１のＲＦ増幅器における切替装置の電流を示すグラフである。
【図４】オン／オフのＲＦ包絡線パルス駆動の位相制御信号の波形と、対応するＲＦ出力波形とを示す図である。
【図５】ゼロレベルのない、２レベルのＲＦ包絡線パルス駆動の位相制御信号の波形と、対応するＲＦ出力波形とを示す図である。
【図６】立上り時間および立下り時間の遅いＲＦ包絡線パルス駆動の位相制御信号の波形と、対応するＲＦ出力波形とを示す図である。
【図７】図１のＲＦ増幅器の一実施形態を用いたＲＦ包絡線パルス駆動の、オシロスコープのトレースを示す図である。
【図８】図１のＲＦ増幅器の一実施形態を用いた、ゼロレベルのない、２レベルのＲＦパルス駆動の、オシロスコープのトレースを示す図である。
【図９Ａ】図１のＲＦ電力増幅器において、シミュレーションしたときの各種構成部材の電圧および電流の波形を示す図である。
【図９Ｂ】図１のＲＦ電力増幅器において、シミュレーションしたときの各種構成部材の電圧および電流の波形を示す図である。
【図９Ｃ】図１のＲＦ電力増幅器において、シミュレーションしたときの各種構成部材の電圧および電流の波形を示す図である。
【図９Ｄ】図１のＲＦ電力増幅器において、シミュレーションしたときの各種構成部材の電圧および電流の波形を示す図である。
【図９Ｅ】図１のＲＦ電力増幅器において、シミュレーションしたときの各種構成部材の電圧および電流の波形を示す図である。
【図９Ｆ】図１のＲＦ電力増幅器において、シミュレーションしたときの各種構成部材の電圧および電流の波形を示す図である。
【図９Ｇ】図１のＲＦ電力増幅器において、シミュレーションしたときの各種構成部材の電圧および電流の波形を示す図である。
【図９Ｈ】図１のＲＦ電力増幅器において、シミュレーションしたときの各種構成部材の電圧および電流の波形を示す図である。
【図９Ｉ】図１のＲＦ電力増幅器において、シミュレーションしたときの各種構成部材の電圧および電流の波形を示す図である。
【図９Ｊ】図１のＲＦ電力増幅器において、シミュレーションしたときの各種構成部材の電圧および電流の波形を示す図である。
【図９Ｋ】図１のＲＦ電力増幅器において、シミュレーションしたときの各種構成部材の電圧および電流の波形を示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図３Ｃ】
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【図３Ｄ】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９Ａ】
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【図９Ｂ】
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【図９Ｃ】
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【図９Ｄ】
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【図９Ｅ】
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【図９Ｆ】
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【図９Ｇ】
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【図９Ｈ】
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【図９Ｉ】
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【図９Ｊ】
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【図９Ｋ】
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【国際調査報告】
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