(57)【要約】  交流を調整された直流出力電流に変換するための電力供給装置であって２つの直列のスイッチモード電源を用いる。第１のモード電源は穏やかなリップル特性を有する中間の直流出力電圧を提供し、その出力は第２のモード電源に入力され、該第２のモード電源は低リップルで良好に調整された所望の出力を提供すべくＤＣ／ＤＣコンバータとして動作する。ダイオード整流器アセンブリは蓄積／平滑コンデンサをまったく有さないか、又は従来の電力供給装置によりもずっと小さな容量を有する。結果として生じる大きな整流器出力リプルは、少なくとも前記第１のモード電源がその出力端に平滑コンデンサを有する前記２つのモード電源により克服される。このコンデンサに蓄えられたエネルギーの大部分は、各交流半サイクルの間に利用される。そのような電源は、また改善されたホールドアップ（停電補償）時間を提供する。電力供給装置は、２段バースト形態の使用により、低い待機電力消費を有するように構成される。【選択図】図３
2011514137.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流源を直流出力に変換する電力供給装置であって、
前記交流源に接続され、整流された電流を提供する整流器アセンブリと、
前記整流された電流が入力し、第１の直流出力電流を提供する第１のコンバータと、
前記第１の直流出力電流が入力し、第２の直流出力電流を提供する第２のコンバータと、
前記入力交流源の零交差中の前記第１の直流出力電流の電圧降下を低減するために前記第１のコンバータの出力端に配置された少なくとも1つのコンデンサとを含み、
前記少なくとも1つのコンデンサの容量は、その蓄積されたエネルギーの大部分が前記交流源の半サイクル毎の間に放電される程度である、電力供給装置。
【請求項２】
前記第１のコンバータは、前記交流源の各半サイクルの少なくとも大部分の間で前記整流出力電流の入力を受ける、請求項１に記載の電力供給装置。
【請求項３】
前記第１のコンバータへの入力時の前記整流された電流は前記入力交流源の零交差中に電圧降下を示し、該電圧降下はそのピーク電圧の大部分である、請求項１又は２に記載の電力供給装置。
【請求項４】
前記第１のコンバータへの入力時の前記整流された電流は前記入力交流源の零交差中に電圧降下を示し、該電圧降下はそのピーク電圧レベルの少なくとも５０％である、請求項１又は２に記載の電力供給装置。
【請求項５】
前記第１のコンバータは前記第２のコンバータのそれより高い出力電圧を提供する、先の請求項のいずれか一つに記載の電力供給装置。
【請求項６】
前記第１のコンバータは前記第２のコンバータのそれより少なくとも３分の１高い出力電圧を提供する、請求項５に記載の電力供給装置。
【請求項７】
前記第１のコンバータを流れる電流の減少は、該コンバータ内での消費電力を減少させる、請求項５及び６のいずれか一項に記載の電力供給装置。
【請求項８】
前記第２のコンバータは、充分に小さな出力入力電圧比で動作するため、前記整流された出力電流が前記第２のコンバータへの直接の入力であるときに得られるであろうよりも実質的に高い効率を示す、請求項５及び６のいずれか一項に記載の電力供給装置。
【請求項９】
前記第１のコンバータの前記出力端の前記少なくとも１つのコンデンサは、前記電力供給装置がその規定レベルで直流出力電流を提供しているとき、前記入力交流源の零交差中、前記第１の直流出力電流が前記第１のコンバータの前記出力電圧の少なくとも２５％の電圧降下を示すような値を有する、先の請求項のいずれか一項に記載の電力供給装置。
【請求項１０】
前記第１のコンバータの前記出力端の前記少なくとも１つのコンデンサは、前記電力供給装置がその規定レベルで直流出力電流を提供しているとき、前記入力交流源の零交差中、前記第１の直流出力電流が前記第１のコンバータの前記出力電圧の少なくとも５０％の電圧降下を示すような値を有する、先の請求項のいずれか一項に記載の電力供給装置。
【請求項１１】
前記電力供給装置のスイッチを入れる間、前記第１のコンバータに入力される前記整流された電流は、前記電力供給装置が突入電流防止の必要性を無くすことができるほど充分に突入電流を減少させる、先の請求項のいずれか一項に記載の電力供給装置。
【請求項１２】
前記交流源の各サイクルの大部分にわたる整流された出力電流の、前記第１のコンバータによる利用は、前記電力供給装置の力率を増大させるように機能する、先の請求項のいずれか一項に記載の電力供給装置。
【請求項１３】
前記整流器アセンブリ及び前記第１のコンバータは、前記第２のコンバータから物理的に分離しまた該第２のコンバータに柔軟な接続コードで接続されたモジュール内に配置されている、先の請求項のいずれか一項に記載の電力供給装置。
【請求項１４】
前記モジュールは、さらに前記少なくとも１つのコンデンサを含む、請求項１３に記載の電力供給装置。
【請求項１５】
前記モジュールは壁ソケットから交流電力を受ける差し込みプラグの一部であり、前記第２のコンバータは前記電源の負荷装置に接続するためのプラグの一部である、請求項１３及び１４のいずれか一項に記載の電力供給装置。
【請求項１６】
前記第２のコンバータはモバイル電子装置内に配置されている、請求項１３及び１４のいずれか一項に記載の電力供給装置。
【請求項１７】
引き込み可能なリールをさらに含み、使用されないとき、前記リールに前記接続コードが収納される、請求項１３から１６のいずれか一項に記載の電力供給装置。
【請求項１８】
直列接続された少なくとも第１及び第２のコンバータと、
前記第１のコンバータの出力端に接続された少なくとも１つの第１のコンデンサと、
前記少なくとも1つの第１のコンデンサの電圧を監視し、前記少なくとも１つの第１のコンデンサの前記電圧が第１の所定のレベルを超えると、前記第１のコンバータをスリープモードに入れ、また前記少なくとも1つの第１のコンデンサの前記電圧が第２の所定のレベルより下がると、前記第１のコンバータをそのスリープモードから喚起する電圧検出素子と、
前記第２のコンバータの出力端に接続された少なくとも1つの第２のコンデンサと、
前記少なくとも1つの第２のコンデンサの電圧を監視し、前記少なくとも１つの第２のコンデンサの前記電圧が第１の予め選択されたレベルを超えると、前記第２のコンバータをスリープモードに入れ、また前記少なくとも1つの第２のコンデンサの前記電圧が第２の予め選択されたレベルより下がると、前記第２のコンバータをそのスリープモードから喚起する電圧検出素子とを含む、電力供給装置。
【請求項１９】
前記電力供給装置が負荷電流をまったく要求されないとき、前記第１のコンバータは、前記少なくとも１つの第１のコンデンサの前記電圧を前記第１の所定のレベルに上げるべく喚起され、前記第２のコンバータは、前記少なくとも１つの第２のコンデンサの前記電圧を前記第１の予め選択されたレベルに上げるべく喚起され得る、請求項１８に記載の電力供給装置。
【請求項２０】
前記電力供給装置が負荷電流をまったく要求されないとき、該電力供給装置は、喚起信号に対する前記コンバータの応答を維持するに必要とされる電流及び構成部品の漏れによる消費以外に動作電流を実質的に全く浪費しないスリープモードに入る、請求項１８又は１９に記載の電力供給装置。
【請求項２１】
前記第１及び第２のコンバータの各1つは、予め定義された下方電流限界までのみ電流を提供するように適応し、前記電力供給装置から引かれる電流が前記両コンバータの前記予め定義された下方電流限界のいずれかよりも低い第２の限界よりも低下すると、前記両コンバータの少なくとも一方の少なくとも１つのコンデンサを充電すべく喚起されるまで該コンバータはスリープモードに入る、請求項１８に記載の電力供給装置。
【請求項２２】
最小の予め定義された電源効率を維持するレベルでのみ、前記両コンバータのいずれかが電流を提供するように、該コンバータの前記予め定義された下方電流限界が選ばれる、請求項２１に記載の電力供給装置。
【請求項２３】
前記電力供給装置から引かれる電流が前記第２の限界よりも低下すると、前記少なくとも1つのコンバータは、その予め定義された下方電流限界より大きいバーストで電流を提供し、バースト間でスリープモードに入る。
【請求項２４】
前記第１のコンバータは前記第２のコンバータから物理的に分離され、前記両コンバータは接続コードによって接続されている、請求項１８から２３のいずれか一項に記載の電力供給装置。
【請求項２５】
前記第１のコンバータは壁ソケットから交流電力を受ける差し込みプラグの一部であり、前記第２のコンバータは前記電源の負荷装置に接続するためのプラグの一部である、請求項２４に記載の電力供給装置。
【請求項２６】
引き込み可能なリールをさらに含み、不使用時、前記リールに前記接続コードが収納される、請求項２４及び２５のいずれか一項に記載の電力供給装置。
【請求項２７】
直流電流を受ける入力端子と、
前記入力する直流電流から高周波交流電流を生成するスイッチング回路と、
一次巻線で前記高周波交流電流を受け、所望の電圧レベルで前記高周波交流電流を出力する二次巻線を有する高周波変圧器と、
前記変圧された前記高周波交流電流を直流出力電流に整流する整流ユニットと、
前記二次巻線に磁気的に結合された前記高周波変圧器の追加の一次巻線とを含み、
前記二次巻線に導入された信号は、前記二次巻線から電気的に分離され前記スイッチモード電源の制御機能のために使用される電気信号を前記追加の一次巻線に誘導する、スイッチモード電力供給装置。
【請求項２８】
前記直流入力電流を提供するために、交流主電源に接続するための整流器アセンブリをさらに含む、請求項３０に記載の電力供給装置。
【請求項２９】
前記直流出力電流は前記交流主電源から分離されている、請求項２８に記載の電力供給装置。
【請求項３０】
前記直流出力電流は、オプトカプラの必要性無しに前記交流主電源から分離されている、請求項２８に記載の電力供給装置。
【請求項３１】
交流源を直流出力に変換する電力供給装置であって、
前記交流源に接続され、整流された電流を提供する整流器アセンブリと、
前記整流された電流が入力し、第１の直流出力電流を提供する第１のコンバータと、
前記第１の直流出力電流が入力し、第２の直流出力電流を提供する第２のコンバータと、
前記第１の直流出力電流の電圧降下を低減するために前記第１のコンバータの出力端に配置された少なくとも1つのコンデンサとを含み、
前記少なくとも1つのコンデンサの容量は、前記電力供給装置が前記交流源の休止に引き続く所定の時間に所定の出力電力レベルを提供し続けるように、前記第１の直流出力電流での前記電圧降下が制限される程度である、電力供給装置。
【請求項３２】
前記少なくとも1つのコンデンサの容量は、前記電力供給装置がその出力の所定の一部分を提供することを継続する所定の時間中、その蓄積エネルギーの大部分が放電される程度である、請求項３１に記載の電力供給装置。
【請求項３３】
前記少なくとも1つのコンデンサは、前記第１のコンバータによって前記交流源電圧の許容変化と基本的に無関係の所定の定電圧に充電される、請求項３１及び３２のいずれか一項に記載の電力供給装置。
【請求項３４】
前記少なくとも1つのコンデンサは、交流電源電圧基準が使用する定電圧とは基本的に無関係の所定の定電圧に前記第１のコンバータによって充電される、請求項３３に記載の電力供給装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力供給装置の分野に関し、特に、差し込みプラグＡＣアダプタ及び特に高い差し込みプラグ効率と低い待機電力消費量とを提供すべく設計された電力供給装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話機、ラップトップコンピュータなどの携帯用電子装置を動作させるのに使用し、又は差し込み充電器又はアダプタとして一般に知られているようなバッテリ充電のために使用し、又は旅行用コンバータとして使用するために、交流配電線から電力を受ける直流電力供給装置がおそらく今日の使用で最も一般的な電力供給装置である。そのような電力供給装置は、「高い効率」タイプであるなら、一般的に、蓄積及び平滑目的のコンデンサ出力と共に整流ブリッジを使用し、スイッチモードタイプのＤＣ／ＤＣコンバータに、また一般に、調整されまた低圧の直流出力を生成するために、パルス幅変調(ＰＷＭ)電源さらにその出力端の平滑コンデンサに給電する。そのような電力供給装置の効率は、以前に入手可能であったリニア調整された電力供給装置に比べて高いが、環境への配慮に関連して、もっと効率を上げ、特に、主電源に接続されているが負荷に電流を供給していないとき、前記電力供給装置の待機浪費の低減を図るような最近の傾向がある。
【０００３】
さらに、差し込みプラグの効率を上げ、従来技術の電力供給装置に比べて待機時の消費電力を減少させる電源装置のための絶え間ない要望が存在している。
【０００４】
本欄及び本書の他の欄で言及された刊行物に開示されたそれぞれは、そのすべてが引用によってここに含まれる。
【発明の概要】
【０００５】
本発明は、交流電力源を所望に調整された交流出力電流に変換するための新規な電力供給装置を提供することを目的とする。前記電力供給装置は、直列の２つの電源ユニットを利用し、第１の電源ユニットはＡＣ／ＤＣコンバータであり、交流源の入力を受けまた穏やかな又は均一な弱いリップル特性を有する中間の直流出力電圧を提供し、この出力は第２の電源ユニットに入力され、該第２の電源ユニットは、低リップルの良好に調整された所望の出力を提供するＤＣ／ＤＣコンバータとして作用する。用語「リップル」は、交流源のクロスオーバ点から生じる出力での電圧降下を言うことが本願にわたって理解されており、またそのように請求項に記載されており、そこでは、入力電圧は時間内に零電圧位置を横切り、電流は、したがって、一般的に蓄積コンデンサからのように、この周期の間に代替源から供給される。前記ダイオード整流ブリッジ又は他の整流アセンブリは、その出力に関連した蓄積／平滑コンデンサをまったく使わないが、効果を上げているという点で、このタイプの従来技術の電力供給装置のそれらとは異なる。コンデンサが前記整流出力で使われるとしても、それがそのような従来技術の電力供給装置のそれよりかなり少ない値を有し、平滑機能と言うよりも、全体的には、入力ＲＦＩ（無線周波数干渉）フィルタの一部として機能する。しかし、整流器アセンブリ出力の蓄積／平滑コンデンサが本質的に欠如していれば、結果として大きなリップルを有する整流出力電流を生じる。結果として生じるこの大きな出力リップルは、前記した２つの直列の電源ユニットの使用によって本発明の電力供給装置では克服され、この整流器出力リップルを減少させるために要求されるいかなる平滑機構も、前記第１の電源ユニットの出力でのコンデンサの使用によって達成される。その際、回路中で蓄積／平滑機能を果たすのは、前記第１の電源ユニットの出力のコンデンサである。この平滑機能は、これが無ければ交流電圧が定格出力電圧を提供することを要求されている値よりも低下するとき、負荷に電流を供給し続けるために、ＡＣ／ＤＣ変換電力供給装置に必須である。前記電源ユニットは、良好な効率を有しかつ容易に制御可能のスイッチモード電源装置とすることができるが、本願で説明される回路構成は一般的にいかなる種類の電源ユニット又は電圧コンバータの使用にも適用可能であることは理解できるであろう。コンバータという用語は、ＡＣ／ＤＣ又はＤＣ／ＤＣにかかわらず、総称的に電圧を変換して電力を供給する装置を意味するために、本願で用いられており、またそのように請求項に記載されている。
【０００６】
２つの直列の電源モジュールの使用は、最小レベルだけの調整及び比較的高いレベルのリップルを有する出力の第１の電源モジュールの使用が可能であり、同時に前記第２の電源モジュールの出力に所望レベルの調整及び低リップルが得られる。この組合せは、整流器アセンブリの出力又は第１のスイッチモード電源モジュールの出力かどうかにかかわらず、前記電力供給装置で使われたいかなる蓄積コンデンサも従来技術の電力供給装置におけるものよりも大幅に少ない値を有し、したがってスペースを節約し、効率を改善することを可能にする。これらの２つの位置のどちらかに適合したそのような容量は、本発明に特有な２つの特性を有する。第一に、低いリップルレベルを維持するために、１サイクル又は半サイクル毎に、それらの蓄積エネルギーの小部分だけを放電することを許される従来の蓄積／平滑コンデンサと異なり、本発明の電力供給装置の１つ又は複数のコンデンサは、それらに蓄えられたエネルギーの大部分が各交流サイクル又は半サイクルの間に利用されることを可能にするなどである。第二に、従来技術の小さな電力供給装置で使用される従来の蓄積／平滑コンデンサはそれらが充電されているとき交流サイクルの小部分の間だけ交流源から電流を引き入れるのと異なり、本発明の電力供給装置の１つ又は複数のコンデンサは、交流サイクルの大部分の間で電流を引くなどである。本質的に交流サイクル全体又は半サイクルに渡り前記出力電圧に歩調を合わせて交流源から電流を引くように蓄積／平滑コンデンサを強制するアクティブなアップコンバータ制御を使う力率補正回路が存在するが、それらが本発明のコンデンサと異なり、すべてのサイクル又は半サイクルの間にそれらの蓄えられたエネルギーの大部分を放電しないように、そのような回路は一般的に従来の大きな蓄積／平滑コンデンサによって動作する。典型的な従来技術の電力供給装置は、前記蓄積コンデンサエネルギーのほぼ３０％程度の使用であるが、以下に示すように、本願に記載の電力供給装置の形態は、典型的には、蓄えられたコンデンサエネルギーの８０％より多くを使用する。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本明細書で開示された電力供給装置の蓄積コンデンサの使用のために言及された形態について、有利な配置は、一般に、ＲＦＩ入力フィルタでの使用のため、前記整流器出力があるとしても最小量の容量性しか示さず、また第１のスイッチモード電源モジュールの出力端でのコンデンサが前記電力供給装置の主要な蓄積／平滑コンデンサとして機能することである。
【０００８】
本開示の様々な電力供給装置のさらなる利点は、第１のスイッチモード電源モジュールが定格出力のそれより高い中間電圧を出力することである。その結果、この第１のスイッチモード電源モジュールによって供給される電流は、単一のスイッチモード電源モジュールしか使用しない従来技術のそれより少なくなる。それは、比較的高い漏れ電流を伴う高価値のアルミニウムコンデンサを使用しないために主要な蓄積／平滑コンデンサを通してのリップル電流と、以下に説明するように中間電流が流れるいずれかの直列構成部品の損失との双方で、抵抗消耗損失がこのように減少するからである。電力供給装置全体の効率が高くなるように、第２のスイッチモード電源モジュールとして低い入出力電圧比を有するＤＣ／ＤＣコンバータの使用は、この第２の電源モジュールが非常に高い効率を有することを可能する。
【０００９】
前記装置によって要求される第２の電源モジュールの出力よりも高い中間電圧を第１の電源モジュールが出力する２つの直列の電源モジュールの使用は、さらに本明細書に記載された電力供給装置の有益な形態を可能とし、該電力供給装置では、２つの電源モジュールは物理的に分離されている。この形態は以下の利点を有する。第１の電源モジュールは、電源壁ソケットに挿入されるプラグに組み入れることができ、第２の電源モジュールは、電力を受けるべき負荷又は装置に差し込まれる電源モジュールであり得る。従来技術のＡＣ／ＤＣ壁充電器電源装置では、回路のすべては一般に壁ソケットに挿入されるプラグに組み入れられており、出力電力を負荷の装置に伝える電線は、負荷装置が必要とする定格電流全体を運ぶ必要がある。この分離された電源装置の形態によれば、２つのモジュールの間のより高い電圧のために、前記壁ソケットの第１の電源モジュールを負荷装置に差し込まれる第２の電源モジュールに接続している電線は、従来技術構造と同じレベルの電流を運ぶ必要はない。この電線は、そのとき、抵抗消耗でより少ないエネルギーを浪費するように、従来技術構造より細い横断面を有することができる。さらに、電線は、例えば差し込みプラグユニットに組み入れられたリールで巻き上げることができるように、より柔軟にすることができる。また、前記装置への最終的に調整された電圧が第２のスイッチモード電源ユニットの緩衝作用を通して供給されるので、細い接続電線での付加的電圧降下は、従来の接続コード内より大きいが、前記装置への出力電圧のレベルに影響を与えなくてすむ。
【００１０】
先に説明した斬新な電源装置構成の他の利点は、２段バースト形態の使用によって、非常に低い待機時消費電力を有するように、電力供給装置を組み立てることができることである。この形態によれば、各スイッチモード電源ユニットの出力電圧は、好ましくは低電圧検出素子によって監視され、そして、電圧レベルが各電源ユニットのための予め決められたレベルを超えると直ちに、出力負荷の不在を示し、前記電源ユニットは両方とも完全に停止し、これにより電力供給装置のすべての電力消費量は構成部品の漏れのみによって引き起こされる消費に減少する。監視された電圧の低下によって負荷電流の需要が各電源ユニットのために第２の予め定められた値よりも低いことを示されると、前記２つの電源ユニットは喚起される。負荷が取り付けられず、それにもかかわらず、前記電圧検出素子が漏電電流のためスイッチオンしきい値に達するとき、前記電力供給装置は、上方カットオフレベルに出力電圧を上げる電流バーストを与えて、これは前記電源ユニットを再び停止する。総消費量が非常に小さくなるように、これらのバーストは極めて短い期間である。
【００１１】
さらに、以下に詳細に説明されるように、構成及び回路アーキテクチャのために、この明細書に記載された電力供給装置の力率は、従来技術の単段ＡＣ／ＤＣの電力供給装置のそれよりよくすることができる。携帯電子機器に電力を供給するためのそのような小さなタイプのＡＣ／ＤＣ電力供給置は、一般的に力率補正回路を使用しない。本発明の電力供給装置の力率の改善は、追加のアクティブ電力因子補正回路の組み込みなしに達成できる。そのような力率改善は、また資源の保存を支援する。
【００１２】
さらなる典型的なスイッチモード電力供給装置が記載され、該装置では、コンバータ入力への制御フィードバックが、オプトカプラを使う必要性なしで達成され、該オプトカプラは家庭用電力供給装置の使用のためには比較的大きく、高価なコンポーネントである。スイッチモード電源をそのスリープモードから喚起する必要があるとき、該スイッチモード電源を起動するために、出力コンデンサの電圧からのフィードバックをスイッチモード電源制御回路に提供すべくパルス幅変調電源装置の主変圧器を利用するという応用が記載されている。スイッチモード電源がそのスリープモードにある間、高周波変圧器は未使用なので、自由にこの機能を実行することができる。
【００１３】
交流電源の短期のドロップアウトの間、重要な装置が動作し続けるように、該重要な装置(一般に電池駆動の装置以外のそれら)に電力を供給するために使われる電力供給装置は、かなりのホールドアップ時間を有するべきであるということが今日ますます要求されている。この明細書に記載された典型的な電力供給装置が長いホールドアップ時間での使用に適応するなら、従来技術の電力供給装置を越える直接の利点は明らかになる。主エネルギー蓄積コンデンサは前記第１コンバータの出力端に配置されているので、それらのコンデンサは、それらが交流電源入力電圧の変化と無関係に基本的に同じ公称直流電圧すなわち前記第１のコンバータの出力電圧にいつも充電されているため、主電源（交流電源）の運転条件を問わずホールドアップ時間を埋めるために必要とされている正確な量のエネルギーを提供するべく前記コンデンサを選ぶことができる。したがって、交流源が完全にドロップオフする前にその最小値に下がることになっても、これらの電力供給装置の蓄積コンデンサは、常に基本的に同じ電圧レベル、すなわち第１のコンバータの定格出力電圧で充電される。前記第１のコンバータの効果は、交流源の安定性から前記蓄積コンデンサを分離することであり、これにより、これらの電力供給装置に、従来技術の電力供給装置よりも厳密でないコンデンサ要求事項を伴うホールドアップタイムを達成する能力を与える。
【００１４】
本発明が要求する一つの典型的な実施に従って、交流源を直流出力に変換するための電力供給装置が提供され、該電力供給装置は、
（i）前記交流源に接続され、整流された電流を提供する整流器アセンブリと、
（ii）前記整流された電流が入力し、第１の直流出力電流を提供する第１のコンバータと、
（iii）前記第１の直流出力電流が入力し、第２の直流出力電流を提供する第２のコンバータと、
（iv）前記入力交流源の零交差中の前記第１の直流出力電流の電圧降下を低減するために前記第１のコンバータの出力端に配置された少なくとも1つのコンデンサとを含み、
前記少なくとも1つのコンデンサの容量は、その蓄積されたエネルギーの大部分が前記交流源の半サイクル毎の間に放電される程度である。
【００１５】
この電力供給装置は、前記第１のコンバータが前記交流源の各半サイクルの少なくとも大部分の間、整流された出力電流の入力を受ける程度にすることができる。さらに、前記第１のコンバータへの入力時の前記整流された電流は、前記入力交流源の零交差中にそのピーク電圧の大部分となる電圧降下を示すことができる。この電圧降下は、そのピーク電圧レベルの少なくとも５０％とするこができる。
【００１６】
そのような電力供給装置では、前記第１のコンバータは前記第２のコンバータのそれより高い出力電圧を有利に提供することができる。この出力電圧は、前記第２のコンバータのそれよりも少なくとも３分の１高くすることができる。これらの場合のいずれにおいても、前記第１のコンバータを流れる電流の減少は、該コンバータ内での消費電力を減少させることができる。
【００１７】
前記電力供給装置は、前記第２のコンバータが充分に小さな出力入力電圧比で動作するため、前記第２のコンバータは、前記整流された出力電流が前記第２のコンバータへの直接の入力であるときに得られるであろう効率よりも実質的に高い効率を有するという利点を有する。
【００１８】
ここに記載されたさらなる典型的な電力供給装置によれば、前記第１のコンバータの前記出力端の前記少なくとも１つのコンデンサは、電源装置がその規定レベルで直流出力電流を提供しているとき、前記入力交流源の零交差中、前記第１の直流出力電流が前記第１のコンバータの前記出力電圧の少なくとも２５％の電圧降下を示すような値を有することができる。これに代えて、前記第１のコンバータの前記出力端の前記少なくとも１つのコンデンサは、前記電力供給装置がその規定レベルで直流出力電流を提供しているとき、前記入力交流源の零交差中、前記第１の直流出力電流が前記第１のコンバータの前記出力電圧の少なくとも５０％の電圧降下を示すような値を有することができる。
【００１９】
さらに、上述の電力供給装置のいずれも、前記電力供給装置のスイッチを入れている間、前記第１のコンバータへの整流電流の入力は、突入電流を充分に減少させるので前記電力供給装置は突入電流の防御を必要とせずにすむ。さらに、前記交流源の各サイクルの大部分にわたる整流された出力電流の、前記第１のコンバータによる利用は、前記電力供給装置の力率を増大させるように機能させることができる。
【００２０】
さらに、他の実施例は先に説明したような電力供給装置を含み、該装置には、前記整流器アセンブリ及び前記第１のコンバータが、前記第２のコンバータから物理的に分離し、また該第２のコンバータに柔軟な接続コードで接続されたモジュール内に配置されている。そのような電力供給装置では、前記モジュールはさらに少なくとも1つのコンデンサを含むことができる。前記モジュールは便宜的に壁ソケットから交流電力を受け取る差し込みプラグの一部とすることができ、また前記第２のコンバータは前記電源の負荷装置に接続するためのプラグの一部とすることができる。前記電力供給装置は、さらに引き込み可能なリールを含むことができ、接続コードを不使用時に前記リールに収納することができる。
【００２１】
さらに、他の実施例は以下の電力供給装を含み、該電力供給装置は、
（i）直列接続された少なくとも第１及び第２のコンバータと、
（ii）前記第１のコンバータの出力端に接続された少なくとも１つの第１のコンデンサと、
（iii）前記少なくとも1つの第１のコンデンサの電圧を監視し、前記少なくとも１つの第１のコンデンサの前記電圧が第１の所定のレベルを超えると、前記第１のコンバータをスリープモードに入れ、また前記少なくとも1つの第１のコンデンサの前記電圧が第２の所定のレベルより下がると、前記第１のコンバータをそのスリープモードから喚起する電圧検出素子と、
（iv）前記第２のコンバータの出力端に接続された少なくとも1つの第２のコンデンサと、
（v）前記少なくとも1つの第２のコンデンサの電圧を監視し、前記少なくとも１つの第２のコンデンサの前記電圧が第１の予め選択されたレベルを超えると、前記第２のコンバータをスリープモードに入れ、また前記少なくとも1つの第２のコンデンサの前記電圧が第２の予め選択されたレベルより下がると、前記第２のコンバータをそのスリープモードから喚起する電圧検出素子とを含む。
【００２２】
そのような電力供給装置では、負荷電流をまったく要求されないとき、前記第１のコンバータは、前記少なくとも１つの第１のコンデンサの前記電圧を前記第１の所定のレベルに上げるべく喚起され、前記第２のコンバータは、前記少なくとも１つの第２のコンデンサの前記電圧を前記第１の予め選択されたレベルに上げるべく喚起され得る。さらに、前記電力供給装置に負荷電流がまったく要求されないとき、該電力供給装置は、喚起信号に対する前記コンバータの応答性を維持するに必要とされるもの以外に電流及び構成部品の漏れによる動作電流を実質的に全く浪費しないスリープモードに入る。
【００２３】
さらに、これらの電力供給装置は、第１及び第２のコンバータの各1つが、予め定義された下方電流限界までのみ電流を提供するように適応することができ、前記電力供給装置から引かれる電流が前記両コンバータの前記予め定義された下方電流限界のいずれかより低い第２の限界よりも低下すると、前記両コンバータの少なくとも一方の少なくとも1つのコンデンサを充電すべく喚起されるまで、該コンバータはスリープモードに入る。そのような場合に、最小の予め定義された電源効率を維持するレベルでのみ、前記両コンバータのいずれかが電流を提供するように、該コンバータの前記予め定義された下方電流限界を選ぶことができる。前記電力供給装置から引かれる電流が前記第２の限界よりも低下すると、前記少なくとも1つのコンバータは、その予め定義された下方電流限界より大きいバーストで電流を提供し、バースト間でスリープモードに入ることができる。
【００２４】
これらの直前に言及した電力供給装置のより典型的な実施例では、整流器アセンブリと第１のコンバータは、前記第２のコンバータから物理的に分離されたモジュール内に配置され、接続コードによって前記第２のコンバータに接続することができる。そのような電力供給装置では、前記モジュールはさらに少なくとも1つのコンデンサを含むことができる。前記モジュールは、便宜的に壁ソケットからの交流電力を受ける差し込みプラグの一部とすることができ、そのとき前記第２のコンバータは、前記電源の負荷装置に接続するためのプラグの一部とすることができ、又は携帯電子機器内に配置することができる。さらに、前記電力供給装置は、引き込み可能なリールを含むことができ、不使用時、前記リールに前記接続コードを収納することができる。
【００２５】
さらに、本願で説明された代替の実施例は、スイッチモード電力供給装置を含むことができ、該スイッチモード電力供給装置は、
（i）直流電流を受ける入力端子と、
（ii）前記入力する直流電流から高周波交流電流を生成するスイッチング回路と、
（iii）一次巻線で前記高周波交流電流を受け、所望の電圧レベルで前記高周波交流電流を出力する二次巻線を有する高周波変圧器と、
（iv）前記変圧された前記高周波交流電流を直流出力電流に整流する整流ユニットと、
（v）前記二次巻線に磁気的に結合された前記高周波変圧器の追加の一次巻線とを含み、
前記二次巻線に導入された信号は、前記二次巻線から電気的に分離され前記スイッチモード電源の制御機能のために使用される電気信号を前記追加の一次巻線に誘導する。
【００２６】
そのようなスイッチモード電力供給装置は、前記直流入力電流を提供するために、交流主電源に接続するための整流器アセンブリをさらに含むことができる。そのような場合、前記直流出力電流は前記交流主電源から分離され、この分離はオプトカプラの必要性なしに有利に達成することができる。
【００２７】
本明細書に記載の電力供給装置のさらなる有益な実施例によれば、交流電源を直流出力に変換するための電力供給装置があり、該電力供給装置は、
（i）前記交流源に接続され、整流された電流を提供する整流器アセンブリと、
（ii）前記整流された電流が入力し、第１の直流出力電流を提供する第１のコンバータと、
（iii）前記第１の直流出力電流が入力し、第２の直流出力電流を提供する第２のコンバータと、
（iv）前記第１の直流出力電流の電圧降下を低減するために前記第１のコンバータの出力端に配置された少なくとも1つのコンデンサとを含み、
前記少なくとも1つのコンデンサの容量は、前記電力供給装置が前記交流源の休止に引き続く所定の時間に所定の出力電力レベルを提供し続けるように、前記第１の直流出力電流での前記電圧降下が制限される程度である。
【００２８】
そのような電力供給装置では、前記少なくとも1つのコンデンサの容量は、前記電力供給装置がその出力の所定の一部分を提供することを継続する所定の時間中、その蓄積エネルギーの大部分が放電される程度とすることができる。さらに、そのような場合、前記少なくとも１つのコンデンサは、前記第１のコンバータによって前記交流源電圧の許容変化と基本的に無関係の所定の定電圧に充電することができ、また該所定の定電圧とは基本的に無関係の標準の交流電源電圧が使用される。
【００２９】
本発明は、図面を参照しての以下の詳細な説明により、十分に理解され、より充分に評価されるであろう。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】パルス幅変調(PWM)ＤＣ／ＤＣコンバータに供給する整流ブリッジ円滑コンデンサを使用した従来の壁電力供給装置の概略的なアウトライン回路図を示し、
【図２】図1の従来の電力供給装置の整流器出力を示し、
【図３】本発明の第１の好適な実施例に従って、２つの直列スイッチモード電源を使用し構成され、また動作する壁充電装置の概要のアウトライン回路図を示し、
【図４】（Ａ）は図３の電力供給装置のためのブリッジ出力電圧のグラフを示し、（Ｂ）は出力コンデンサのない図３の具体例の第１のスイッチモード電源の出力電圧のグラフを示し、（Ｃ）は第１のスイッチモード電源への出力コンデンサの付加による図４（Ｂ）のグラフへの影響を示し、
【図５】図３の具体例の２段電力供給装置が、如何にして待機状態電流が２倍のバースト形態を使って大幅に減少するように動作されるかを概略的に示し、
【図６】２倍のバースト形態を使う図５の具体例の第１のスイッチモード電源ユニットの出力電圧の概略的なグラフであり、
【図７】２倍のバースト形態を使う図５の具体例の第２のスイッチモード電源ユニットの出力電圧の概略的なグラフであり、
【図８Ａ】図３又は図５に記載の２段電源装置が壁ソケットＡＣ／ＤＣ電力供給装置から電力を受ける負荷装置への非常に細い及び／又は非常に長い供給電線の使用が如何にして可能になるかを概略的に示し、
【図８Ｂ】また図３又は図５に記載の２段電源装置が壁ソケットＡＣ／ＤＣ電力供給装置から電力を受ける負荷装置への非常に細い及び／又は非常に長い供給電線の使用が如何にして可能になるかを概略的に示し、
【図８Ｃ】図３又は図５に記載の２段電源装置が壁ソケットＡＣ／ＤＣ電力供給装置から電力を受ける負荷装置への非常に細い及び／又は非常に長い供給電線の使用が如何にして可能になるかを概略的に示し、
【図８Ｄ】図３又は図５に記載の２段電源装置が壁ソケットＡＣ／ＤＣ電力供給装置から電力を受ける負荷装置への非常に細い及び／又は非常に長い供給電線の使用が如何にして可能になるかを概略的に示し、
【図９】図８Ａ−８Ｃに示された分離電力供給装置の付加的応用を概略的に示し、携帯電話などの携帯装置に有利に使うことができ、
【図１０】図５の２段電力供給装置のオプトカプラのない実施例の概略的な回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００３１】
今、図１を参照するに、該図は、コンデンサ円滑整流ブリッジ１０を使ってパルス幅変調（ＰＷＭ）ＤＣ／ＤＣコンバータ１２に給電する従来技術である壁交流電力供給装置の概略的なアウトライン回路図を示す。ブリッジ１０からの整流された出力は、初めにＲＦＩフィルタを通るように導くことができ、該ＲＦＩフィルタは一般的にπ形フィルタであり、１つ又は２つの誘導子１３及び一対の小さな値のコンデンサ１５からなる。このフィルタは、前記電源装置の内部で発生したノイズ放射が交流配線に戻ることを防止し、一般に規制要件に委ねられる。図１に示された具体例では、単一のコンデンサ１４のみが蓄積／円滑の目的のために示されているが、別個の複数の蓄積及び円滑コンデンサをそれらの間の誘導子又は抵抗器と共に使用することができることは、理解されよう。複数又は単一の蓄積／平滑コンデンサ１４は、一般に電解コンデンサである。電解コンデンサは、高圧で動作するので、また、良好な円滑レベルを提供するに充分に高いキャパシタンスを有する必要があるので、それらは必然的に大きな構成部品である。２２０ボルトの交流配線入力によって動作する典型的には５ワット、５ボルトの電力供給装置のために、平滑コンデンサ１４は、典型的には、ほぼ１０μＦないし２５μＦ程度であり、少なくとも３５０ボルトの動作電圧を見積もられる。そのような１０μＦのコンデンサは、比較的大きな物理的寸法、典型的には１０ｍｍの直径×８ｍｍの長さを有する。さらに、そのような大きなコンデンサ値の使用は、スイッチオンで前記コンデンサへの突入電流を制限するために、入力抵抗器などの電流制限素子１６の使用を要求する。前記コンデンサのための補給電流は半サイクルごとにされる。なぜなら、そのような電力供給装置では、普通に行われるように、全波整流が前提とされるからである。蓄積／平滑コンデンサの目的は、該コンデンサの寸法及び価格にふさわしい可能な限り小さなリップルの出力を提供することであるので、この補給電流は高電流の比較的短いパルスで生じる。これは、前記入力電流が半サイクルの小さな部分にわたってコンデンサを充電することができるのみであることを意味している。フィードバックループは、一般的にオプトカプラ分離器１９によって、出力電圧が必要とする制御を提供するために前記ＰＷＭの出力及び入力間のブリッジが必要とされる。
【００３２】
前記整流ブリッジからの出力が図２に示されている。リップルレベルは使われた蓄積／平滑コンデンサの値に依存し、記載された典型的な電力供給装置については、２５μＦのコンデンサであれば、前記リップルは前記直流出力レベルの約３０％である。前記コンデンサが大きいほど、前記ＰＷＭＤＣ／ＤＣコンバータが、適応させる必要があるリップルは小さくなり、精密な電力供給装置は、しばしばより大きなコンデンサとリップルの非常に低いリップルレベルとを使用する。しかしながら、５ボルトの調整出力が良好に設定されたＰＷＭ電源は、問題なく５０ボルト以上の入力電圧リップルを処理することができる。大きな平滑コンデンサ１４のため、ＰＷＭコンバータへの入力リップルは比較的低いので、図１に示されたＰＷＭ電源の調整された出力で比較的小さな値のコンデンサ１８を使うことは可能である。貯蔵器が補給する半サイクル毎に整流器アセンブリから得られる電流パルスIも、また図２に示されている。
【００３３】
次に、図３を参照するに、該図は、本明細書で開示されたタイプの典型的な斬新な壁充電器電力供給装置の概略的なアウトライン回路図を示す。そのような電力供給装置は、一般的に、携帯電子機器を動作するため又は交流配線から電池を充電するために使われるであろう。充電器は、一般に入手可能なすべての配線源をカバーするため、及び５ボルトの調整された直流電圧で１アンペアの電流、すなわち５ワットを出力するために、典型的には８５及び２６５ボルト間で、非常に広い範囲の交流電圧が入力するように構成することができる。
【００３４】
本開示の前記電力供給装置の動作を説明するために、本節では５ボルト、５ワットの電力供給装置の例が使用されているが、これはまったく一般の典型的な実施例であり、本発明は、この特定の実施例のために使われた値で制限されることをまったく意図していない。
【００３５】
さらに、交流源の半サイクル毎に電流パルスが生じるように、全波整流が一般的にそのような電力供給装置で使われることが理解されるが、電力供給装置の設計についての同じ考慮がまた半波整流に適用可能である。半サイクル及びサイクルという用語は、従って、使用される整流器のタイプに依存し、本願では区別なく使われることを意図しており、また、区別なくそのように要求できると理解されている。
【００３６】
さらに、これらの例の電力供給装置は、パルス幅変調（ＰＷＭ）電源ユニットを用いるように記載されているが、それらが他のどのようなタイプの制御可能な電力制御ユニットによっても、また実行可能なことが理解されよう。
【００３７】
前記充電器は、多くの有利な機能を有するように構成されており、該機能は、現在の又は近い将来の規制要件によって、又は機能している市場動向のいずれかによって決まる。前記充電器は、特に、資源を浪費しない性能パラメータを有し環境にやさしいように設計される。以下は、本願で開示される充電器が提供するべき機能の非制限的なリストである。
【００３８】
（i）前記配線電源に接続されているが負荷に電流を供給していないときに非常に低い待機電流。典型的な５ボルト、５ワットの電力供給装置は、従来の充電器では一般的な典型的には最高３００ｍＷまでの消費に比較して、待機条件で３０ｍＷより少ない浪費となるように設計される。
【００３９】
（ii）高い差し込みプラグ効率。本願で記載されているように構成された典型的な電力供給装置は、従来技術の充電器では一般的な典型的には７０％の効率に比較して少なくとも８０％、できれば最高８５％の効率を有するように設計される。８５％の効率は、動作の間に電力ロスを効果的に半分に減らす。
【００４０】
（iii）高い力率。本開示の典型的な電力供給装置は、従来技術のＡＣ／ＤＣ充電器で一般的な０．５から０．６の力率に比較して少なくとも０．８５のcos φを有するように設計される。従来技術装置のこの低い力率は、一般に、ダイオード整流ブリッジの出力に使用される大きな蓄積コンデンサのために生じ、この蓄積コンデンサは整流出力が該蓄積コンデンサを補給している時間中、各半サイクルの短い時間セグメントで大きな電流パルスを引く。アクティブな制御機能の使用によって、以下に説明されるように、また配線から各交流半サイクル（全波整流のため）の非常に大きな部分にわたって電流を引く特性のため、本明細書で開示されたトポロジーに従って構成された電力供給装置は、容易に０．９の力率を達成するであろう。
【００４１】
（iv）低い装置体積。本開示によるＡＣ壁アダプタ充電器は従来の充電器より少ない体積を有するように設計され、これは製品が市場により受入れらるだけでなく、その生産でより少ない原料を使うことにもなる。
【００４２】
（v）良好なホールドアップ時間特性。本願の開示に係る典型的な電力供給装置は、配線電源でのドロップアウトに有効な長いホールドオン時間を提供できるように構成することができ、しかも著しく少ない体積のコンデンサで、より安価で、同様な定格の従来の電力供給装置より大きな信頼度で、そうすることができる。前記コンデンサに蓄えられた電力の利用のパーセンテージが一般に従来の電力供給装置で可能であるより著しく大きいことから、この有利さは生じる。
【００４３】
図３に示された本開示の電力供給装置の典型的な実施例は、当該装置が２つの直列なＰＷＭ電源を組み込み、第１のＰＷＭ源３２は第２のＰＷＭ源３３に給電する点で、図１に示された従来の電力供給装置と異なる。第１のＰＷＭ１は、比較的不十分に調整された電圧を出力するためにＤＣ／ＤＣユニットとして構成されており、調整された電圧は所望の出力電圧よりも何倍も高くすることができる。ＤＣ／ＤＣコンバータとして構成されたＰＷＭ２は、この出力を受け、前記所望の電圧に良好に調整された出力を生成する。この配置は、上述した目的のすべてではないが、そのほとんどの達成を可能にすべく累積的に作用する多くの利点をもたらす。
【００４４】
第一に、図３の電力供給装置は整流器出力で蓄積／平滑コンデンサの使用を必要としない。本開示の５ボルト、５ワットの典型的な電力供給装置に関し、ダイオードブリッジ出力で使用されている「蓄積コンデンサ」３０（又は「蓄積」及び「平滑」コンデンサ）は、好ましくは、ほんの０．１μＦ程度であり、この値は、図1に示された従来技術の供給装置に使われた典型的には１０μＦの値の蓄積コンデンサのほんの一部である。本供給装置のコンデンサは、従来の供給装置の蓄積コンデンサとは全く異なる機能を果し、従来の供給装置の蓄積コンデンサの機能は、許容できるコンデンサの大きさに応じて、でき得る限りブリッジ出力を円滑にすることである。対照的に、図３のＰＷＭ１への入力側に示された１つ又は複数のコンデンサは、適当な１つ又は複数の誘導子３１と共に、交流配線電源に送り返される放射を防止するための義務的なＲＦＩフィルタアセンブリとして機能する。ＰＷＭ１への入力端位置にあるため、それらはその機能にもかかわらず、「（単数又は複数の）入力コンデンサ」と呼ばれている。
【００４５】
図３の典型的な電力供給装置で使用されている前記入力コンデンサの小さな値のため、半サイクル毎の補給突入電流が事実上まったくなく、その結果、図１の電流制限器１６を取り除き、したがってこの素子で浪費される無駄なエネルギーを節約することができる。使用されている０．１μＦの入力コンデンサは、従来の装置に使用されている前記コンデンサよりも物理的寸法が大幅に小さい。物理的寸法での有利さの他、そのような低容量値は、数μＦ以上程度の平滑コンデンサを使う従来技術の装置で必要とされる電解コンデンサではなく、セラミックコンデンサを使うことを現実的にする。セラミックコンデンサは、電解コンデンサよりも低い漏洩及び全体に良好な高周波性能を有し、その結果、それらの使用は、特にＲＦＩフィルタアセンブリで、一般的に有利であり、性能が改善される。
【００４６】
しかしながら、そのような小さな入力コンデンサを使った結果、整流器アセンブリ出力のリプルレベルは、従来技術の装置が供給するよりも大幅に大きい。図４（Ａ）は図３の典型的な電力供給装置のための整流器アセンブリ出力電圧のグラフを示し、該グラフから、前記入力コンデンサがごく小さいので、ピークの間でほとんど完全に空になることが見て取られ、効果的な蓄積コンデンサとして機能していない。前記入力コンデンサが（ＲＦＩフィルタが必要でない状況で）まったく使われていなければ、交流波形が零交差するたびに、ブリッジ出力電圧は実に各半サイクルで零に低下するであろう。本発明の電力供給装置は、したがって、第１のスイッチモード電力供給モジュールが、交流サイクルのすべてではないにしても、大部分の間に前記整流器アセンブリから電流を引き込むという点で、特徴付けられ得る。
【００４７】
前記小さな（複数の）入力コンデンサの結果として、前記ブリッジの出力電圧は、数十ボルト以下程度の最小値から滑らかでない前記整流器アセンブリのピーク出力電圧にまで変わる。図３に示された例では、これは、約６０ボルトから、２５０ボルトの交流壁電源についての３６０ボルトのピーク（すなわち約３００ボルト以上の範囲）までであるのが見て取れる。図３に示された例については、ＰＷＭ１は、１５ボルトの直流出力定格電圧を提供すべく構成されている。しかしながら、小さい入力コンデンサ３０のため、ＰＷＭ１の出力電圧は、大きいリプルも有し、図４（Ｂ）に示されているように、交流零交差の前後で半サイクル毎の部分中に前記出力電圧から大幅に落ちる。この低下を克服するために、この低下は電力の供給を受けている装置の動作を低下させるかもしれず、コンデンサ３５は、ＰＷＭ１の出力端に付加され、したがって、図４（Ｂ）に示される出力特性のくぼみを埋め、その結果、より穏やかなリップルを有する図４（Ｃ）に示さている出力が得られる。このＰＷＭ１の出力コンデンサ３５は、したがって、整流器出力の従来の位置にではなくむしろ第１のスイッチモード電源モジュールＰＷＭ１の後に置かれ、整流器アセンブリの蓄積コンデンサの働きをすると考えることができる。最小リップルレベルは、使われたコンデンサ３５の大きさに依存する。コンデンサ３５が十分に大きく、数千μＦ程度であれば、議論されている典型的な電力供給装置のためのおそらく最高４，０００μＦまで、携帯機器の使用のための許容レベルである５０ｍV程度の極めて小さなリップルを有する安定した直流出力を得ることは可能であろう。そのような大きなコンデンサが使用されたなら、安定出力の要求を満たすためにＰＷＭ２の必要性はまったく無くなる。このコンデンサの比較的低電圧での動作のための大きさは、前記ダイオードブリッジの３５０ボルトのピーク出力での動作のための１０μＦ程度のコンデンサよりも大幅に小さい。したがって、ＰＷＭの入力からその出力に効果的に移動された蓄積コンデンサを備えるたった１つのＰＷＭを使用するこの例でさえも、図１に示されたタイプの同様な定格の従来技術の電力供給装置に比べて前記電力供給装置の小型化を可能にする。
【００４８】
しかしながら、本発明の電力供給装置の特性をなお一層改善するために、再び図３に戻ってこれを参照するに、該図にはコンデンサ３５の出力が第２のＰＷＭ３３に入力されているのが見られ、該ＰＷＭでは、ＤＣ／ＤＣ変換ステージが今回は５ボルトの所望の出力電圧まで低下するように実行される。このＰＷＭは、その入力としてＰＷＭ１の直流出力を使い、良好な調整を提供することができるので、したがって、コンデンサ３５の値を１桁から２桁だけ、典型的には１５ボルト、５ワットの模範的な出力のために、１００μＦ程度に減少させることが可能である。ＰＷＭ１からの出力は、その時、１５ボルトから典型的には6ボルトにまで低下するリップルレベル有する。そのような広い入力電圧範囲は、しかしすぐにＰＷＭ２電源により処理することができる。ＰＷＭ２の出力には、小さなコンデンサ３７が出力フィルタとして使われており、ＰＷＭ２の待機モードに関連して以下に記載されるような低圧検出器用サンプリングポイントを提供するためである。この好適な実施例の直接的な利点は、ＰＷＭ１の出力端の典型的には１００μＦ、１６Vの定格のコンデンサの寸法が７ｍｍの直径×４ｍｍの高さ程度であり、典型的には４，０００μＦ、５Vの定格のコンデンサよりもかなり小さいことであり、もし1つのＰＷＭのみが使われることになっているなら、その小さなコンデンサが必要になるであろう。これは、前記した電力供給装置に、それ自体でコスト及び資源使用での付随的な節約の他、図１の電力供給装置の従来技術のタイプより大きなマーケティング利点を提供する。
【００４９】
さらなる利点は、本実施例のより小さなコンデンサ３５のより高いエネルギー稼働率から生じる。コンデンサに蓄えられるエネルギーＥは、式Ｅ＝Ｖ2Ｃ／２によって与えられ、ここでＶはコンデンサＣの電圧である。大きな蓄積／平滑コンデンサを使っている従来技術の電力供給装置では、Ｃの値が高いので、蓄えられたエネルギーは高いけれども、リップルレベルをごく小さくしておく必要があるので、前記整流ブリッジからの入力電圧が前記コンデンサ電圧よりも低いとき、エネルギーを蓄えた非常に小さな部分だけが、サイクルのその部分にある間に、出力を提供すべく前記電力供給装置に利用される。利用されるエネルギーΔＥは次式によって与えられる。
【００５０】
ΔＥ ＝ （Ｖ１２ −Ｖ２２）Ｃ／２，
【００５１】
最大理論エネルギー利用の実際の割合は、次式で与えられる。
【００５２】
ＲＥ ＝ （Ｖ１２−Ｖ２２）／Ｖ１２
ここで、Ｖ１及びＶ２は前記コンデンサの最大及び最小の電圧である。従来の電力供給装置の前記リップルＶ１−Ｖ２はとても小さく、利用されるエネルギー部分もまた少ない。本願の電力供給装置の種々の例によれば、それらは大きな許容されたリップル電圧を有し、Ｖ１及びＶ２間の差は一層大きいので、前記コンデンサの利用エネルギーはかなり大きい。その結果、コンデンサ３５のエネルギー利用部分は、かなり高く、蓄積されたエネルギーの大部分がＰＷＭ１の前記出力の前記くぼみを満たすために利用される。
【００５３】
しかしながら、電力供給装置内の特別なＰＷＭモジュールの追加費用は、コンデンサＣ３５の寸法減少による前記電力供給装置のコストの削減よりもかなり多い。この追加費用は、以下のとおり、第２のＰＷＭ３３の使用によって得られる付加的な利益の存在によって、今説明されている電力供給装置の中で相殺される。
【００５４】
前記電力供給装置は、今、２つの個別のコンバータモジュールを含み、出力電圧の調整及び電流の調整はＰＷＭ２で実行される。ＰＷＭ１は、直流電源バッファとしてのみ効果的に動作し、ＰＷＭ２への粗調整された１５ボルト直流入力をその電圧を６ボルトに低下させるリップルレベルで提供する。従来の電力供給装置に用いられるような大きな入出力電圧比を有するＡＣ／ＤＣスイッチモード電源と、小さい入出力電圧比を有し、ＤＣ／ＤＣスイッチモード電源であるＰＷＭ２との本質的な違いのために、この分割は、それ自体、単段の電力供給装置に比べて、より良好な総合効率を提供する。高電圧主電源の入力を受けるＡＣ／ＤＣスイッチモード電源回路は、一般に、物理的に、出力側から入力を分離するトポロジーを持つ必要があり、したがって、回路は共通の基盤なしに浮遊しなければならない。このトポロジーに課された拘束は、そのような電力供給装置の達成可能な効率を制限する。さらに、入出力電圧比は、３６０Ｖ交流のピークから高度に調整された５Ｖ直流の出力までで、非常に大きく、それは、また、高効率で達成することは困難であるかもしれない。他方、ＰＷＭ２などのＤＣ／ＤＣコンバータは、共通の基盤コンストラクションを有するずっと簡単な回路トポロジーと、少ない入出力電圧比とを備え、したがって、以下にさらに詳細に説明するように、非常に高い効率を達成することができる。ＰＷＭ１は、前記入力交流整流器がその機能の中に含まれ、したがって入出力間で分離を提供すべく浮遊形態を有する場合、ＡＣ／ＤＣ源として機能するが、出力調整の必要性は重要ではないので、その動作条件はかなり緩やかであり、また入出力電圧比は従来の単一ユニット源のそれより低い。ＰＷＭ１のために必要とされている調整レベルの重要性が低減されるので、ＰＷＭ１のフィードバック回路は従来技術の電力供給装置のそれよりも簡素にすることができ、したがって、さらに部品コストを節約することができる。
【００５５】
２つの直列ＰＷＭユニットの使用によって生じる効率の増大には、また、より特別な理由がある。図５の下部に示すように、各ＰＷＭには、一般に、入力スイッチ及び制御回路５５と、高周波変圧器５６と、ダイオード整流器５７とがある。一般に、約０．６Ｖの低下がダイオード整流器で生じる。図１の従来の例によれば、そのＰＷＭユニットは５ボルトの出力を生じ、前記ダイオードの０．６Ｖの低下は５ボルト出力電圧の約１２％に相当する。他方、図３に示された本発明の具体例では、０．６ボルトのダイオード低下はＰＷＭ１の１５ボルト出力の約４％に相当するに過ぎず、該ＰＷＭの電力損失は３の倍数で減少する。この比較を絶対損で表現すると、従来の５ボルト、５ワットの単一ＰＷＭ電力供給装置では、１アンペアの定格電流はダイオードで６００ｍＷを浪費し、他方、同じ５ワット定格の１５ボルトの電力供給装置では、ここに記載の２段コンバータアーキテクチャを使い、３３０ｍＡの電流が、ダイオードでわずかに２００ｍＷを浪費し、したがって、前記第１のＰＷＭユニットの効率を上げるであろう。ＰＷＭ１の低い電流出力のこの成果と、突入電流制限器の必要性の除去による節約電力との組合せは、ＰＷＭ１に関して９０％の効率の達成を可能にする。ＰＷＭ１からの高い直流出力の使用のさらなる利点は、５ボルトの出力が直接１つのＰＷＭ源に直接供給される場合よりも、二次電圧が約３倍大きくなるので、高周波変圧器５６の寄生磁気抵抗が減少することである。この寄生磁気抵抗の効果も無効にする構成部品を節約し、また総合効率を改善する上で、有利である。
【００５６】
さらに、今、ＰＷＭ２が低電圧でのみ動作するので、簡単なダイオード整流器に代えてＭＯＳＦＥＴの同期整流器を使い、したがって整流効率を上げて構成することができ、その結果、最高で９５％の効率を達成することができる。ＰＷＭ１に関して９０％の効率が達成されるなら、そのより低い電流定格のため、本開示の斬新な電力供給装置の設計での総合効率は、約９０％×９５％＝８５％になるであろう。この２段ＰＷＭ設計の使用は、したがって、電力供給装置の効率が大幅に増大することを可能にする。
【００５７】
さらに、ＰＷＭ１のための小さな入力コンデンサの前記した使用は、電力供給装置の力率を改善するように作用する。従来装置では、蓄積コンデンサの寸法は、ダイオードブリッジが３００から３６０ボルトのような少量だけ前記コンデンサを満たす必要がある程度であり、サイクルの短い部分で引かれたこの入力電流パルスは、前記装置の力率を低下させる。前記小さな入力コンデンサは、前記ＰＷＭ１出力が実質的に本発明の典型的な電力供給装置で１５Ｖから６Ｖに低下することを可能にする。前記入力コンデンサを再び満たすために、前記交流配線源からの電流をその交流サイクルのより長い部分に渡って（またコンデンサが使用されていなかったなら前記交流サイクルの基本的のすべてに渡って）前記装置が引き、このように力率が従来装置に比べて改善されるように、より長い時限にわたって、より少ない電流を使う。
【００５８】
多くのそのような装置、特に、携帯電話での使用、それらの時間の多くは待機状態で費やされ、使用中の電力損失での削減は、それ自体が環境に有利ではあるが、一般に前記装置に引かれる待機電流で達成し得るいかなる削減からも生じる環境の利点に比べて、小さい。図１に示されたような従来装置では、最適な待機状態は、一般に、ＰＷＭが事実上まったく電流の供給の必要がないように、出力コンデンサ１８及びそのドライブ回路からの漏れがほとんどないことを保証することにより、得られる。しかしながら、前記ＰＷＭ源はなお有効（アクティブ）であり、それはまったく電流を事実上供給していないが、事実上まったく電流が引かれていなくとも、そのスイッチングＦＥＴ及び他の制御装置は、常に出力電圧を調整し、稼動している。それが、そのような従来装置のスリープ時の典型的には３００ｍＷの浪費を生み出すこれらの制御機構である。
【００５９】
次に図５を参照するに、該図は、図３に示された２段電力供給装置が如何にして待機電流を従来装置に比較して、好ましくは1桁まで、大幅に減少するように稼動することができるかを概略的に図示する。前記装置は、「２段バースト」形態と呼ぶことができるものによって、動作する。負荷状態が検出されないとき、前記装置は、前記ＰＷＭで制御電力がまったく使用されないように、完全に両ＰＷＭを中断するように動作する。前記装置は、各ＰＷＭ段の出力電圧を監視するための低電圧検出器（ＬＶＤ）５１、５２の付加だけが図３のそれと異なる。各ＬＶＤは、一般に、内部精密電圧基準を備える比較器から成る。出力電圧が無負荷の状態を示すようなとき、次のバーストの生成まで、そのＰＷＭを中断するように、各ＬＶＤは動作する。
【００６０】
前記電力供給装置の喚起モードの全体的な動作を説明するために、まずＰＷＭ１を見ると、ＰＷＭ１が待機モードにあるとき、それは完全に中断され、制御機能は、必要とされているときに、目覚めを指示しなければならない。これは、その動作を以下で説明するＬＶＤ５２の機能である。構成部品５３は、前記電力供給装置への入力で、本線の電圧から前記出力の分離を提供するオプトカプラである。この分離を提供する代替方法は、後の図１０に示された模範的な電力供給装置に示されている。喚起信号は、ＰＷＭ１の出力コンデンサ３５の電圧を監視することによって決定される。ＬＶＤ５２の制御構成部品が前記電力供給装置の負荷によって引き起こされるコンデンサ３５の電圧降下を検出する瞬間に、前記構成部品はＰＷＭ１のスイッチング回路５５に動作を開始することを指示し、ＰＷＭ１は、コンデンサ３５を満たし、また前記負荷要求物に電力を供給するために、電流を供給する。
【００６１】
次に５ボルトの公称調整出力を有するＰＷＭ２を参照する。ＰＷＭ２の出力の調整特性は、負荷が存在しないとき、又は引かれた電流が非常に低いとき、出力電圧がわずかにおそらく５．２ボルトまで上がることを許されるように、設計される。低電圧検出器５１は、その入力電圧が５．２ボルトに達するとき、ＰＷＭ２が本質的に電流をまったく引かないように該ＰＷＭ２への印加電圧の接続を絶ち、完全にＰＷＭ２を中断する信号を出力することができる。前記ＬＶＤ自体は、典型的には、ほぼ1マイクロアンペア程度の非常に少ない電流を引き、その消費量は無視できる。前記ＬＶＤは、その入力電圧が４．９ボルトのようなＰＷＭ２の公称５ボルト電圧よりもわずかに小さくなると前記ＰＷＭ２がバースト動作で出力電圧を再び上げるよう該ＰＷＭ２のスイッチを再び入れるように、選ばれる。無負荷状態下では、前記電圧が５．２Ｖにまで上昇するのに、２００マイクロ秒程度のＰＷＭ２の供給が必要となり、そのとき前記ＬＶＤが再びＰＷＭ２のスイッチを切る。前記供給に負荷がまったくなければ、前記出力電圧は漏れのみによって非常にゆっくり低下し、５．２Ｖから４．９Ｖまで低下するのに約０．５秒程度掛かる。ＰＷＭ源（供給）のデューテイサイクルは、したがって２００×１０−６／０．５、すなわち、ほんの０，０２％程度である。バースト自体は高電流で実行され、その効率は、それがある短期の間であっても、高い。ＰＷＭ２の出力電圧が図６に概略的に示されており、そこには前記バースト動作の結果が５．２ボルトに戻る出力電圧の上昇で示されている。前記電力供給装置の出力に負荷があるなら、引かれた電流は出力電圧が５．２Ｖに達することを阻止し、前記負荷要求に従って、前記ＰＷＭは、その公称電流に制御されたモードで前記負荷に電流を供給して、スイッチを入れられるままいるであろうということが理解されよう。ＰＷＭ２のスリープモード中での合計の電流消費は、その入力コンデンサ３５からその出力コンデンサ３７まで、したがってほんの１０μＡ程度である。
【００６２】
ＰＷＭ１は、またバーストモード形態で動作する。ＬＶＤ５２ は、分離のためのオプトカプラ５３によって、ＰＷＭ１の出力を監視し、その出力電圧がこの選ばれた例では１５Ｖに達するとき、ＰＷＭ１を中断するように設計されている。無負荷状態の間、前記出力電圧は構成部品を流れる漏れによって降下し、ＬＶＤ５２回路は、一般的に、前記電圧が下方レベル（約１２Ｖ）に降下するとき、再びＰＷＭ１のスイッチを入れまたコンデンサ３５を１５Ｖのその公称電圧に充電するために、選択される。ＰＷＭ２と同様に、この再充電バースト動作時間は、また２００μ秒程度とすることができる。図４（Ｃ）に示されているように、前記電圧を６ボルトまで低下させるというよりも、比較的高い１２Ｖのようなターンオン電圧が使用される。これは、前記負荷が適用される図７のグラフでの時点を問わず、停止状態の間に負荷電流が要求されるときに、即時の電流の供給を開始するようにコンデンサ３５に十分なエネルギーがあるように、なされる。コンデンサ３５の電圧が、６ボルトまでの低下を許され、電流がその時点で要求されたならば、ＰＷＭ２は、コンデンサ３５に蓄えられたエネルギーから直ちに要求される出力調整された電圧を供給することはできないであろう。最小の電圧降下を１２Ｖのような比較的高い電圧に制限することにより、負荷の使用への急速な応答を保証する。
【００６３】
１５０μＦ程度のコンデンサ３５では、蓄えられるエネルギーは、コンデンサの電圧の減衰が別のバーストの必要性の前に数秒が経過することを可能にする程度である。この長い間隔は、大きな差があるスイッチオン／スイッチオフの電圧範囲によっても生じ、そのスリープモードのＰＷＭ１によって引かれる全体の電流が非常に低いことを意味している。結果は、前記バースト動作デューテイサイクルがとても短いので、全体のスリープモード消費は、主として、ＰＷＭ１がオフである時間長さによって決まることである。ＰＷＭ１の出力電圧は図７に概略的に示されており、該図には、出力電圧が１２ボルトを下回ると、それが１５ボルトまで上昇するバースト動作の効果が示されている。
【００６４】
一般に、電力供給装置がその定格出力のかなり下で作動するとき、それらが供給している電流出力に拘わらず、種々の回路素子によって使われる零入力電流が存在するので、その効率が一般に低下することは知られている。本開示の種々の電力供給装置の実施例のアーキテクチャは、低い出力レベルで働くときでさえ、前記電力供給装置が、良好な効率で動作し続ける程である。これは、２段バースト動作が、供給された電流が本質的にまったくないときの待機モードだけでなく、供給電流が少ない低出力でも働くような配置によって達成することができる。これは、電力供給装置の調整の「手直し（tailoring）」によって達成される。通常の高電流運転条件下では、前記電流供給の制御は、付加されている負荷の電流の需要が満たされ、したがって出力電圧の安定性が維持されることを保証する。負荷の減少に伴い、前記電力供給装置によって前記負荷に供給される必要がある電流は、また低下する。
【００６５】
電力供給装置のこの動作モードによれば、前記ＰＷＭによって供給することができる最小電流は、予め決められたあるレベルに制限され、それよりも下に、電流出力は下回ることができない。今、負荷が減少し続けるとき、電流はその予め決められたレベルを下回ることができず、前記負荷によって要求されなかった過剰電流は電圧を上昇させる。この電圧増加がそのＰＷＭ源と関連した前記ＬＶＤによって検出されると、直ちに該ＰＷＭは、休止されて、したがって疑似待機状態に入る。しかしながら、基本的に前記電力供給装置からまったく電流が引かれない真の待機状況と異なり、この場合、引かれている低電流があり、この電流は、迅速に再びＰＷＭ源の出力電圧を引き下げ、したがって前記電力供給装置を再び活性化し、疑似待機状況を終了する。したがって、前記電力供給装置は、低電流でそのバースト動作モードへの出入りを切り換える。前記供給が良好な効率の著しい電流レベルでのオンであるか、又は電流供給がまったくない場合でのオフであるかのいずれかであるので、本質的に高い繰返し率のバーストモードであるこのモードの動作は、低電流を供給するときでさえ、前記効率が許容レベルに維持されることを保証する。この状況では、前記バースト動作は本質的に真の待機状態の間よりずっと高い割合で起こり、そこでは、漏洩電流だけが、最終的にＰＷＭ源が電流バーストを提供する原因となる。
【００６６】
要約すれば、この典型的な電力供給装置は、したがって異なる多くのモードで動作することができる。
【００６７】
１．待機又はスリープモード  両コンバータが眠っているとき、一つ又は複数の蓄積コンデンサの電圧は、該コンデンサ(s)を満たすバースト電流を提供すべくいつＰＷＭ１を喚起するかを検出するため、監視される。バーストの主要部は、一般的に、良好な作業能率を維持するために、コンバータの完全な規定レベルで供給される。
【００６８】
２．通常動作  中間の又は高い電流で、その間、ＰＷＭ１の電流の制御は、電流及び出力電圧の少なくとも一方を監視することによって、出力電流が負荷要求に適合することを保証する。ここでは、バーストモード動作は使われない。
【００６９】
３．低電流モード  前記電力供給装置がバーストモード動作で動作しているとき負荷要求に適合するために電流の完全なレベルのバーストを提供し、これにより良好な効率の維持を補償する。前記電流の需要が低下すると、前記バーストはより頻繁ではなくなるが、各バーストの電流レベルは低下しない。
【００７０】
これらの種々のモードの制御は、２つのコンバータ、ＰＷＭ１及びＰＷＭ２の出力端の蓄積コンデンサの電圧の監視によって行われる。
【００７１】
論理回路は、ＰＷＭ１によって、一方では、該ＰＷＭ回路がいつでも動作できることを保証し、供給が提供される前に１ミリ秒の何分の一を越えることを許されず、他方では、ＰＷＭ回路が使用中ではないとき本質的に完全に眠っていることを保証するように、要求されている。
【００７２】
しかしながら、ＰＷＭ１がそれ自体のスイッチを入れることを可能にするために、前記供給がオフのときで、また最初にオンされるとき、前記オプトカプラで利用可能な電圧がまったくない。したがって、論理回路は、電力供給装置がいつでも動作の用意ができているように、ＰＷＭ１の適切なスイッチオンのために前記オプトカプラに利用可能な電圧があることを保証すべく設けられなければならない。スリープモードの間、前記オプトカプラは電流を引くことを許されない。なぜなら、それが低電流スリープモードの性能を低下させるからである。したがって、前記オプトカプラは、電流が引かれているときに動作するだけで、電流が引かれないときオフである。
【００７３】
次に図８Ａから８Ｄを参照するに、該図は上に記載された２つの直列の電源モジュールを使用する２段電源トポロジーが、従来の電力供給装置よりも小さな横断面を有する接続コードを有し、負荷装置に電力を供給すべく壁ソケット電源装置を提供するために、如何に有利に使われるかを示す。図８Ａは、壁ソケット８１に差し込むためのそのような従来技術のＡＣ／ＤＣ電源装置８０を例示し、該電源装置は負荷装置(図示せず)に差し込むためのプラグ８３に前記電源装置の出力端を接続する低圧コード８２を備える。図８Ｂは、次に、上記の図３及び５に示された本発明の回路トポロジーによって構成された典型的な電力供給装置８５の機械的外観を示し、該装置は、ＰＷＭ１及びＰＷＭ２を付した２つのパルス幅変調モジュールを組み込む。この電力供給装置８５を負荷装置プラグ８３に接続するコード８２は、図８Ａに示されると同様な従来技術構造で使われたそれに類似する。
【００７４】
次に図８Ｃを参照するに、該図は本明細書に記載の電力流供給装のさらに有利な形態を概略的に示し、該図では、２つの電源モジュールが物理的に分離する。ＰＷＭ１が付された第１の電源モジュール８６は、ＡＣ壁ソケット８１に差し込むためのプラグに組み入れられている。ＰＷＭ２が付された第２の電源モジュール８８は、負荷装置に接続するための前記プラグに組み入れられている。前記壁プラグにある第１の電源モジュール８６を前記負荷装に差し込まれた第２の電源モジュール８８に接続するコード８７は、一般に前記負荷装置によって要求される電圧よりも高い、典型的には５％程度高い、典型的には１５Ｖで電流を伝える。したがって、このコードを流れる電流は、図８Ａに示された従来技術構造の接続コード８２及び前記電源モジュールの両方が壁プラグ８５に組み込まれた図８Ｂに示された斬新な電力供給装置構造の接続コード８２のそれより少なく、一般に３倍低くなるであろう。図８Ｃに示された分離された電源モジュール形態の接続コード８７は、したがって、従来技術の図８Ａの及び８Ｂのそれより細い横断面とすることができる。
【００７５】
この分離電力供給モジュール形態は多くの利点を有する。
（i）壁プラグ８６から装置プラグ８８まで流れる少ない電流は、従来技術の電力供給装置でよりも接続コード８７に少ない抵抗浪費しかないことを意味している。これは、より細い、それゆえより撓みやすい電線の使用の観点から、又は同じ横断面積の電線を使って得られる高効率で実施することができる。
細い電線が使われ、コードに損失及び電圧降下が生じても、そのような電圧降下は第２の電源モジュールＰＷＭ２で補うことができる。
【００７６】
（ii）前記両電源モジュールは、小さな物理的寸法で構成することができる。第１の電源モジュールＰＷＭ１は、従来技術構造で一般的に使われる大きな平滑コンデンサの除去のために、該モジュールを標準の壁プラグよりさほど大きくないプラグに納められるように十分に小さくすることができる。同様に、ＤＣ／ＤＣコンバータである第２の電源モジュールＰＷＭ２は、負荷装置と接続するための標準のプラグより物理的にさほど大きくないプラグに納められるように十分に小さくすることができる。
【００７７】
（iii）細い接続コード８７が使われるなら、該接続コードは、従来の接続コードより少ない体積を占め、図８Ｄに示されているように、便宜的に引き込み可能なリール８９に収容することができ、使用状態でないとき、きちんと隠すことができる。リール８９は、壁プラグ８６自体に含ませることができ、特にコンパクトな配置とすることができる。
【００７８】
次に図９を参照するに、該図は、図８Ａ−８Ｄに記載された分離電源のさらなる応用を概略的に示し、電力を供給するため又は内部電池を充電するためのＵＳＢ入力端９５を有する携帯電話機９３などの携帯装置によって有利に使うことができる。壁プラグユニット９１は、図８Ａ−８Ｄの壁プラグユニット８６と等しく、図示の例では、８０Ｖ及び２６５Ｖの間であるように示された交流配線源に差し込まれるように、適応する。それは、ＰＷＭ１として前の図面に示されたＤＣ／ＤＣコンバータ及び整流ブリッジと、出力蓄積／平滑コンデンサ９２とを含む。該コンデンサは、比較的小さな電解又はタンタルコンデンサあるいはセラミックコンデンサのいずれかで良く、前記コンバータの出力端で許容されている高いリップルレベルのためにその比較的低い容量値が許されている。この出力の表示は、図４（Ｃ）に示されたと同様なグラフ９４で示されている。
【００７９】
壁プラグユニット９１からの出力コードは、携帯電話機９３の前記ＵＳＢ入力端に差し込まれるように適合される。該入力ポートは、本願の前の図面のＰＷＭ２電源ユニットで実装されたＤＣ／ＤＣコンバータ９６に給電する。このＤＣ／ＤＣコンバータからの出力は、前記電話機の内部電池９７を充電するため又はその制御回路９８によって前記電話機自体に電力を供給するために使うことができる。動作は、そのとき、ＤＣ／ＤＣコンバータ９６から低いリップルレベル出力で実行される。該コンバータは、また前記電話機のＬｉイオン内部電池を充電するのに適正な充電電流特性を提供する。
【００８０】
そのような携帯電話機への応用のために、前記壁プラグユニットの出力は、９Ｖに及び直流入力電圧の零交差中に５Ｖまで降下することができる。そのような出力は、携帯電話機のＵＳＢ入力ソケットへの入力に適しており、該ソケットは一般的にＵＳＢ入力の下方制限である４．４Ｖから１０Ｖまでの直流入力を受入れ可能である。したがって、この実装は、ＵＳＢ入力を有する携帯電話機を充電するための壁アダプタの提供及び本明細書に上記した前記電力供給装置アーキテクチャの他の利点を有すると共に、軽量で、高効率で、また小型の壁アダプタの提供を可能にする。
【００８１】
本願に開示の電力供給装置の中で、図５に示すように、ＰＷＭ１が待機モードにあるとき、該ＰＷＭ１が完全に中断され、ＰＷＭ１の出力コンデンサ３５の電圧レベルによって決められるように、該ＰＷＭ１が要求されているとき制御機構はそれに目覚めることを指示しなければならない。負荷が前記電力供給装置に適用されるときのように、コンデンサ３５の電圧降下が検出される瞬間、ＰＷＭ１のスイッチング回路５５は動作の開始を指示され、ＰＷＭ１はコンデンサ３５を再充電するため及び負荷要求に電力を供給するために、電流を供給する。図５の電力供給装置は、ユーザが接することができる前記ＤＣ／ＤＣコンバータの低電圧電源出力を、前記ＡＣ／ＤＣコンバータが制御を受けるポイントで該ＡＣ／ＤＣコンバータへの入力に現れる本線の電圧から分離するために、オプトカプラ５３を使うことが、今までのところ説明されている。そのようなオプトカプラは、図１の従来技術の電力供給装置にまた示されている。
【００８２】
しかしながら、オプトカプラは比較的高価な部品であり、回路基板上の貴重な不動産を使う。次に、図１０を参照するに、該図はさらに典型的な電力供給装置を示し、該装置では、前記ＡＣ／ＤＣコンバータへのフィードバック制御がオプトカプラの必要性なしに達成されている。ＰＷＭ１のスリープモードからそれを起こす必要があるとき、該ＰＷＭ１を起動すべく前記出力コンデンサの電圧からのフィードバックをＰＷＭ制御回路に提供するために、パルス幅変調源ＰＷＭ１の主変圧器を利用する。ＰＷＭ１がそのスリープモードにある間、高周波変圧器は未使用なので、自由にこの機能を実行することができる。
【００８３】
図１０では、前記コンバータＰＷＭ１の別個の機能部品は、この特定の実施例の動作を説明するために示されている。図５に示された前記電力供給装置を同様に、図１０の電力供給装置は２つの直列のＤＣ／ＤＣ電圧コンバータであるＰＷＭ１及びＰＷＭ２を含む。高周波変圧器１００が主一次巻線１０２に加えて追加の一次巻線１０１を有する点で、コンバータＰＷＭ１は従来のパルス幅変調電源装置と異なる。本線の入力電圧に直接に接続された前記第１のコンバータＰＷＭ１と前記両出力部との間でなお分離を提供し続ける間に、第１のコンバータＰＷＭ１をそのスリープモードから起こすために制御信号を送信するように使われるのは、この追加の巻線である。したがって、この追加の巻線は、また先の典型的な電力供給装置の、また従来の電力供給装置のオプトカプラの機能を果たす。
【００８４】
この実施例は、以下の方法で動作する。先に記載した実施例と同様に、出力コンデンサ３５の電圧は制御構成要素５２によって監視される。制御構成要素５２が、前記出力コンデンサの電圧が予め決められた量にまで低下し、またコンデンサ３５に電流を流す必要があることを検出する瞬間、該コンデンサからの漏れを満たすか、前記出力に接続していた負荷に電力の供給を開始するかのどちらかのために、前記第１のコンバータＰＷＭ１はこの電流を流すために目を覚まされなければならない。制御構成要素５２は、最初に、整流ダイオード５７に接続されたＦＥＴ１０３のゲートにパルスを供給することによって、これを行う。前記ＦＥＴは、瞬間的に閉鎖され、前記変圧器の二次巻線１０４をコンデンサ３５に接続し、二次巻線に電流パルスを提供する。これは、等価電流パルスを前記変圧器の一次の付加制御巻線１０１に引き起こす。このパルスは、ＰＷＭ１の制御回路５５のフィードバック入力ＦＢに形成され、また適用され、該制御回路は、ＰＷＭ１をそのスリープモードから起こすために、この信号を使う。追加の論理回路は、図１０には示されていないが、ＰＷＭ１の前記制御回路の待機モードにおいても、この起動信号を検出することを可能にする必要がある。ＰＷＭ１制御回路５５が喚起されると、該制御回路は、ＭＯＳＦＥＴ１０６をターンオンすべく出力ＳＷからの制御パルスを出力し、コンデンサ３５を補給すべく主一次巻線１０２を介してバースト電流を流すことができる。規則的な通常の出力動作の間中、ＭＯＳＦＥＴ１０６は、制御回路５５への電流感知入力ＣＳを使う主一次巻線１０２を通る電流を制御するために使われ、該制御回路は抵抗器Ｒを流れる一次電流を監視する。さらに、規則的な通常の出力動作の間中、前記フィードバック入力ＦＢは、制御機能で使用するために、コンデンサ３５の電圧をサンプリングするように使われ得る。
【００８５】
この配置は２つの利点を有する。初めに、分離はオプトカプラの必要性なしで変圧器１００により提供される。次に、前記変圧器の二次巻線１０４に電流パルスを提供するために使われる同じＦＥＴスイッチ１０３は、また、変圧器出力電流の同期された整流を実行するために使うことができる。前記ＦＥＴでのスイッチオン時の電圧降下は、順バイアスダイオード５７の０．６Ｖの電圧降下に比較して２０ｍＶ程の低さとすることができる。したがって、同期された整流の使用は、整流ダイオード５７での消費電力のほとんどすべてを節約し、ＰＷＭ２に関連して図５で説明されたそれと同様な方法でＰＷＭ１の効率も大幅に上げる。
【００８６】
図１０では、第１のコンバータ、すなわち点線により示されたＰＷＭ１の境界は、出力コンデンサ電圧監視回路５２、ＦＥＴ１０３及び整流ダイオード５７をまた含むように引かれている。ＰＷＭ１の部分としての構成要素の含有又は排斥は任意な決定であり、いかなる点においても実施の制限が意図されるものではないことが理解できよう。
【００８７】
図１０では、前記制御入力は、制御信号のソースと無関係に、ＰＷＭ１にのみ適用される。その結果、図１０は、２つの直列電圧コンバータを使用する本願に記載のタイプの前記両電源に分離された制御入力機能を提供するためにこの付加の一次巻線の使用を示すが、この概念は、1つのＰＷＭユニットを含む従来技術のパルス幅変調電源装置により広い用途を有することが理解され、またこの斬新な実施が、２段コンバータのトポロジーの上述されたところに制限されることを意図していないことが理解されよう。前記電力供給装置がスリープモードにあり、バーストモードタイプの形態におけるような、前記制御信号がそれを喚起するために使用されるとき、分離された変圧器巻線制御のこの態様の特に有利な使用は、その使用において説明されている。しかしながら、前記電力供給装置が該装置のスイッチモード周波数から除かれた変調周波数を使うことなどによって正常に動作している場合でさえ、前記追加の巻線を分離された制御機能信号の供給に使うことが可能である。
【００８８】
一般的に電池駆動の装置以外の重要な装置に電力を供給するために使われる電力供給装置がかなりのホールドアップ時間を有するべきであるという今日の増大する要望がある。電力供給装置のホールドアップ時間は、該電力供給装置がそのために設計された装置を駆動するに十分な電流をまだ出力する間に入力交流電源が落ちること（drop out）ができる期間と定義される。というのは、先進国での使用のためには、１０又は２０ミリ秒程度のホールドアップ時間が一般的に必要とされており、すなわち交流電源の完全なサイクル又は完全なサイクルの半分である。電力供給がより信頼できない発展途上地域では、２又は３のサイクルのホールドアップ時間が一般的な必要条件であり、すなわち最高６０ミリ秒である。そのような長いホールドアップ時間は、さもなければ従来技術の電力供給装置の蓄積／平滑機能のために必要とされるであろうよりもずっと大きい蓄積コンデンサの使用によって達成され、それらの使用は、交流電源入力が無くなる間、電力供給装置が蓄積コンデンサからその出力を供給できることを保証する。
【００８９】
しかしながら、整流ブリッジの出力にその蓄積コンデンサを有する従来技術の電力供給装置で長いホールドアップ時間を提供することは、この機能のために使われるコンデンサに非常に過酷な要求事項を与える。そのようなコンデンサは、交流電源がその可能な最大レベルにあるとき、予想される最高のピーク電圧の定格電圧でなければならず、同時に、電圧がその最小のレベルにあるとき、その時点で交流電源を切っても、それらは電源装置の定格出力を供給し続けることができるような容量でなければならない。例えば、公称２２０Ｖの交流電源での使用のための従来の電力供給装置を考慮する。電力供給装置が正しく動作しなければならない電圧の範囲は、１８０Ｖから２６０Ｖである。予期される最大ピーク電圧に耐えるために、コンデンサは４００Ｖの定格でなければならない。しかし、電圧のドロップアウトの間、動作を続けるために十分な蓄積を有するために、容量は、わずか１９０Ｖの電圧に荷電するとき、前記ホールドアップ時間の間、入力電流を提供するほどのものでなければならない。したがって、これらの２つのパラメータは、使用されるコンデンサのために高容量と高使用電圧とを決定付ける。８５Ｖから２６４Ｖまで動作するユニバーサル電源の状況は、より一層深刻である。公称入力電圧で使われるとき、過度の容量のために電圧の入力の範囲の下端で動作を続ける必要があるので、そのようなコンデンサはそれらに蓄えられたエネルギーの少ない割合を使うだけである。したがって、多くのサイクルで動作のために８５Ｖのエネルギーを蓄えるために十分な容量を有する電力供給装置が定格の２２０Ｖで使われるときコンデンサに蓄えた、エネルギーのほんのわずかな部分だけが利用されるに過ぎない。
【００９０】
本開示での上記した典型的な電力供給装置が極めて長いホールドアップ時間の使用に適応するならば、従来の電力供給装置に対する直接的な利点が明らかになる。主エネルギー蓄積コンデンサが第１のコンバータの出力端に置かれるので、コンデンサが交流電源の動作状態を問わずにホールドアップ時間を埋めるために必要とされている正確な量のエネルギーを提供するように該コンデンサを選ぶことができるように、それらは交流入力電圧を問わず、常に同じ公称直流電圧、すなわちＰＷＭ１の出力電圧に充電される。したがって、前記交流源が、完全に落ちる前にその最小値に下がることになっていても、これらの電力供給装置の前記蓄積コンデンサはいつも本質的に同じ電圧レベル、すなわち第１のコンバータの定格出力電圧で充電されるであろう。換言すれば、第１のコンバータの効果は、交流電源の安定性から前記蓄積コンデンサを分離することである。さらに、前記交流電源レベルよりも下方の電圧レベル点でのこれらの蓄積コンデンサの探査は、より低い定格電圧のコンデンサを使うことができることを意味している。これらの両特徴は、本開示に記載された典型的な電力供給装置に有利なコスト、物質的なサイズ及び性能を提供する。
【００９１】
ホールドアップ時間の補償が含まれているかどうかにかかわらず、そのような２段のモジュール電力供給装置で使われる蓄積静電容量の選択は概念的に同一である。前記蓄積コンデンサは、それが交流零交差点周期であるかどうか、又はそれが交流供給が完全に失敗する期間であるかどうかに拘わらず、入力交流電圧が負荷に電流を供給するに不十分な期間を埋めることを意図している。唯一の考慮が交流サイクル零交差点間の電圧低下であった場合に必要とされる静電容量の基準は、もちろん上述したものと違う。今使われる基準は、蓄積コンデンサが電力供給装置に設定された最大のホールドアップ時間の間に第２のＤＣ／ＤＣコンバータを通して負荷を動作し続けるために、そのエネルギーの大部分を放電することを許されることである。この基準は明らかに、ホールドアップ時間が要求されない電力供給装置の場合より大きなコンデンサの使用を決定付けるが、それでもなお、そのような動作を入力端にコンデンサを備える従来の電力供給装置の動作から区別するのは、コンデンサ内に蓄えられたエネルギーの大部分を利用するこの機能による。差異は、蓄えられたエネルギーの大部分が使われるべき期間が、半サイクル期間というよりも今の定格ホールドアップ期間であるということである。しかしながら、長いホールドアップ時間を提供するためにコンデンサを装備された電力供給装置は、もはや、サイクル間レベルの蓄積量の最も効率的な使用の最適な要求事項を満たさないことが理解されるべきであり、一般に、コンデンサは、それに蓄えられたエネルギーの大部分が交流電源の各半サイクルの間に使った基準がもう満たされないような、より大きな値を有するであろう。
【００９２】
今、多くの数値例が、ホールドアップ時間と関連することとしてこの応用で説明された典型的な電力供給装置の利点を説明するために、示されている。
【００９３】
コンデンサに蓄えられたエネルギーは次式によって与えられる。
Ｅ＝ Ｖ２．Ｃ／２
所定のホールドアップ時間のために充分なエネルギーを供給すべくコンデンサに蓄えるのに必要なエネルギーは、前記ホールドアップ時間と出力電力との積によって与えられる。前記ホールドアップ時間コンデンサの定格電圧は、最大入力電圧によって選ばれ、その容量は最小入力電圧によって選ばれる。
【００９４】
３つの例が検討される。
１．標準の２２０Ｖの従来の電力供給装置（動作電圧１８０−２６５Ｖ）
２．ユニバーサルの従来の電力供給装置（８５−２６５Ｖ）
３．２段コンバータトポロジーの本願の電力供給装置
【００９５】
２２０Ｖ電力供給装置
コンデンサ電圧定格は４００Ｖであるが、コンデンサは、最大の予想ピーク電圧で３７０Ｖにまでだけ充電される。
総蓄積エネルギーは、Ｖ２．Ｃ／２＝３７０２．Ｃ／２＝８６，４５０．Ｃである。
蓄積された総ポテンシャルエネルギーに対するコンデンサで実際に蓄えられたエネルギーの割合を計算するために、２ステップ計算が実行される。
【００９６】
（ａ）
最小ピーク入力電圧Ｖ２＝（１８０．√２−２）＝２５３Ｖ
（前記２Ｖは、整流ダイオードの電圧降下のために差し引かれる。）
最大ピーク入力電圧Ｖ１＝（２６５．√２）＝３７０Ｖ
蓄積総ポテンシャルエネルギーに対する最小電圧で蓄えられたエネルギーは、ホールドアップ時間のためのいかなる電圧降下も考慮しないと、次のように与えられる。
（Ｖ２／Ｖ１）２＝（２５３／３７０）２＝４７％
【００９７】
したがって、最小の許容交流源電圧では、前記コンデンサは、それが最大の許容許交流源電圧で蓄えることができるエネルギーの４７％を蓄えているに過ぎない。
【００９８】
（ｂ）
次に、ホールドアップ時間から生じる電圧降下が考慮され、該ホールドアップ時間の間、有効な入力電流はなく、コンデンサエネルギーの前記負荷への流入に伴い、前記コンデンサ電圧は降下する。まだ、前記電力供給装置が機能していると考えられる間の有効な電圧の最大降下は、公称２２０Ｖの電源について８０Ｖであると認められる。したがって、最小のコンデンサ電圧は、２５３Ｖから８０Ｖが降下し、すなわち１７３Ｖにまで低下し得る。
【００９９】
したがって、最小のコンデンサ電圧が２５３Ｖであるとき、ホールドアップ時間の最初に利用される蓄えられたエネルギーに対する最小のコンデンサ電圧が１７３Ｖであるホールドアップ時間の終わり近くで利用される蓄えられたエネルギーの割合は次で与えられる。
（２５３２−１５３２）／２５３２＝５３％
結論として、コンデンサ内の利用可能な蓄えられたエネルギーの４７％の５３％すなわち２５％だけが、従来のＡＣ／ＤＣ２２０ボルトの標準電力供給装置の場合に、使用される。
【０１００】
公称８５Ｖから２６５Ｖまで使用可能なユニバーサル入力電圧電力供給装置について、同じ計算を実行すると、結果は、前記コンデンサ内の利用可能な蓄えられたエネルギーの６％が、ホールドアップ時間の間で負荷に移動するために使用されるだけである。
【０１０１】
これらの計算が本開示で説明されたタイプの電力供給装置について実行されると、出力コンデンサの公称電圧が本質的に交流電源電圧の変化から独立であるので、ホールドアップ時間についての考慮がなければ、前記コンデンサは、その中に蓄えられたエネルギーの１００％を利用可能であると考えられる。
【０１０２】
ホールドアップ時間の降下について、有効な電圧での最大の落下が、公称３２Ｖの電力供給装置について機能的であると考えられるのは１９．５Ｖであると認められる。したがって、最小のコンデンサ電圧は３２Ｖから１９．５Ｖ低下し、すなわち１２．５Ｖに低下し得る。
【０１０３】
したがって、最小のコンデンサ電圧が３２Ｖであるとき、ホールドアップ時間の最初に利用される蓄えられたエネルギーに対する最小のコンデンサ電圧が１２．５Ｖであるホールドアップ時間の終わり近くで利用される蓄えられたエネルギーの割合は次に与えられる。
（３２２−１２．５２）／３２２＝８５％
結論として、この場合、コンデンサ内の利用可能な蓄えられたエネルギーの８５％が使われ、従来の電力供給装置よりもエネルギー貯蔵において、そのような電力供給装置をずっと効率的にする。
【０１０４】
計算は、また、従来の標準の電源装置に比べて、本開示の電力供給装置に使われたコンデンサの大きさにおける差異を説明するために、実行することができる。典型的な例として、２０ミリ秒のホールドアップ時間を有する４０Ｗの電力供給装置を使うと、このホールドアップ時間を実施するために必要とされる蓄えられたエネルギーは、ホールドアップ時間及び出力電力の積によって与えられる。
Ｅ＝２０×１０−３．４０＝０．８J
【０１０５】
前記電力供給装置の非効率性を考慮すると、蓄積コンデンサは、前記電力供給装置が、ホールドアップ時間の間にその負荷を動作させるに十分な出力を供給することを可能にすべく、約０．９ジュールを供給するように設計されるべきである。この４０Ｗの電力供給装置の例のために必要とされている蓄積コンデンサについての計算は、以下の特徴を示す。
（i）標準の２２０Ｖの従来の電力供給装置
６８μＦ、４００Ｖ定格  寸法は、一般的には、２０ｍｍの直径×５ｍｍの長さである。
（ii）ユニバーサルの８５から２６４Ｖの従来電力供給装置
２７０μＦ、４００Ｖ定格  寸法は、一般的には、３０ｍｍの直径×４０ｍｍの長さである。
（iii）本願により構成されたユニバーサル電力供給装置
２２００μＦ、３５Ｖ定格  寸法は、一般的には、１６ｍｍの直径×２５ｍｍの長さである。
【０１０６】
理解されるように、本開示に記載されるような斬新な電力供給装置のトポロジーの使用により、従来の電力供給装置よりも、かなり小さな寸法、低動作電圧及びそれゆえの高信頼性度のコンデンサと、低コストを使って、必要とされているホールドアップ時間の対策が可能になる。
【０１０７】
本発明が、先に示され説明されたものに特に制限されないことは、当業者にとって理解できよう。むしろ、本発明の範囲は、当業者が上記の記載を読むことにより得られまた従来技術にない変更及び修正と同様、先に記載した種々の特徴のコンビネーション及びサブコンビネーションを含む。
【符号の説明】
【０１０８】
３０  入力（蓄積）コンデンサ
３１  誘導子
３２  第１のＰＷＭ（ＤＣ／ＤＣコンバータ）
３３、９６  第２のＰＷＭ（ＤＣ／ＤＣコンバータ）
３５、３７、９２  出力コンデンサ
５１、５２  低電圧検出器（ＬＶＤ）
５３  オプトカプラ
５５  スイッチング回路
５６、１００  高周波変圧器
５７  ダイオード整流器
８２、８７  接続コード
８５  電力供給装置
８６  第１の電源モジュール
８８  第２の電源モジュール
８９  リール
９１  壁プラグユニット
９３  携帯電話機
９８  制御回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８Ａ】
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【図８Ｂ】
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【図８Ｃ】
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【図８Ｄ】
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【図９】
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【図１０】
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【国際調査報告】
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