(57)【要約】  【構成】補聴器（40）は，第１の増幅段（13），リミッタ段（14）および複数の位相検出段を含む周波数シフト・キーイング（ＦＳＫ）受信機（30）を備え，各位相検出段はローカル・オシレータ（15ａ，15ｂ，15ｃ，15ｄ，15ｅ），ミキサ段（16ａ，16ｂ，16ｃ，16ｄ，16ｅ），フィルタ段（17ａ，17ｂ，17ｃ，17ｄ，17ｅ），およびコンパレータ段（18ａ，18ｂ，18ｃ，18ｄ，18ｅ）をそれぞれ備えている。位相検出段の数は２よりも多い。各コンパレータ段（18ａ，18ｂ，18ｃ，18ｄ，18ｅ）の出力は共通にルックアップ・テーブル（28）の入力に接続されている。この発明は補聴器中において用いられるＦＳＫ受信機およびＦＳＫ信号の処理方法も提供する。
2011503980.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ワイヤレス周波数シフト・キーイング（ＦＳＫ）受信機を備え，上記受信機は，アンテナ，第１の増幅段，リミッタ段，複数の並列の位相検出段，およびルックアップ・テーブル・ブロックを備え，各位相検出段がローカル・オシレータ，ミキサ段，フィルタ段，およびコンパレータ段をそれぞれ備えており，それぞれの上記コンパレータ段の各出力が上記ルックアップ・テーブル・ブロックの入力に接続されており，位相検出段の数が２よりも多いことを特徴とする，
補聴器。
【請求項２】
ｎをローカル・オシレータの数としたときに，上記複数のローカル・オシレータの位相角が相互に１８０°／ｎだけずれていることを特徴とする，
請求項１に記載の補聴器。
【請求項３】
上記位相検出段の数が５であることを特徴とする，
請求項１に記載の補聴器。
【請求項４】
上記位相検出段の出力が上記ルックアップ・テーブル・ブロックの入力に与えられており，それらが重みにしたがって結合されていることを特徴とする，
請求項１に記載に補聴器。
【請求項５】
上記位相検出段は，アナログ入力を受付けて上記ミキサ段およびフィルタ段にわたってアナログ形式で上記入力を処理するようになっており，上記コンパレータ段において上記フィルタ出力をデジタル化するようになっていることを特徴とする，請求項１に記載の補聴器。
【請求項６】
各ローカル・オシレータは２つの出力を備え，第１の出力はインバータを介してそれぞれミキサ段に接続されており，かつ第２の出力は直接にそれぞれミキサ段に接続されていることを特徴とする，請求項１に記載の補聴器。
【請求項７】
補聴器中において使用するためのワイヤレスＦＳＫ受信機であって，
上記受信機は，第１の増幅段，リミッタ段，複数の位相検出段，およびルックアップ・テーブル・ブロックを備え，各位相検出段がローカル・オシレータ，ミキサ段，フィルタ段，およびコンパレータ段をそれぞれ備えており，それぞれの上記コンパレータ段の各出力が上記ルックアップ・テーブル・ブロックの入力に接続されており，位相検出段の数が２よりも多いことを特徴とする，ワイヤレスＦＳＫ受信機。
【請求項８】
上記複数の位相検出段の少なくとも一つは，差動位相検出段であることを特徴とする，請求項７に記載のワイヤレスＦＳＫ受信機。
【請求項９】
ＦＳＫ信号を受信し，上記ＦＳＫ信号を増幅し，上記増幅されたＦＳＫ信号を制限し，上記増幅された制限ＦＳＫ信号を複数の信号分岐に分割し，上記分岐数は，受信される明確に検出可能な位相角の数よりも多く，上記複数の信号分岐の各分岐において上記ＦＳＫ信号の位相を検出し，上記複数の信号分岐のそれぞれにおいて上記ＦＳＫ信号の検出された位相に基づいて論理信号ベクトルを算出し，上記複数の信号分岐の上記信号ベクトルを加算し，上記加算結果に基づいてＦＳＫ信号から情報を引出し，引出された情報を上記補聴器にもたらす，
補聴器のための信号を供給するためのワイヤレスＦＳＫ信号を処理する方法。
【請求項１０】
上記複数の信号分岐の各分岐における上記ＦＳＫ信号の位相を検出するステップが，上記ＦＳＫ信号をローカル・オシレータからの信号に混合することによって混合信号を生成し，ローパス・フィルタを用いて上記混合信号を帯域制限し，上記混合帯域制限信号と所定の固有レベルを比較し，上記比較に基づいて論理値を生成する，
請求項９に記載の方法。
【請求項１１】
ｎを信号分岐の数としたときに，上記複数の信号分岐における上記ローカル・オシレータの位相角が相互に１８０°／ｎの間隔でずれている，
請求項１０に記載の方法。
【請求項１２】
上記ＦＳＫ信号から情報を引出すステップは，特定関数にしたがって上記論理信号ベクトルの合計の引数から信号を決定し，上記特定関数からの上記信号を微分し，微分された信号をローパス・フィルタリングし，上記ローパス・フィルタリングされた信号からクロックおよびデータを復元し，上記復元されたクロックに基づいて上記復元されたデータをバッファに記憶し，上記補聴器による使用のために上記バッファから上記記憶されたデータを引出す，請求項１１に記載の方法。
【請求項１３】
上記複数の信号分岐の各分岐における上記ＦＳＫ信号の位相を検出するステップは，上記信号を２つの分岐に分割し，上記分割された信号と，ローカル矩形波オシレータからの直接信号および反転信号とを混合して２つの混合信号を生成し，バンドパス・フィルタを用いて上記２つの混合信号を帯域制限し，上記混合帯域制限信号と所定の固定レベルとを比較し，上記比較に基づいて論理値を生成する，請求項１１に記載の方法。
【請求項１４】
ｎを信号分岐の数としたときに，上記複数の信号分岐の各分岐におけるローカル矩形波オシレータの位相角が相互に１８０°／ｎの間隔でずれている，請求項１１に記載の方法。
【請求項１５】
上記特定関数がＡｒｃｔａｎ２関数である，請求項１２に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本願は補聴器に関する。より詳細にはワイヤレス受信機を備えた補聴器に関する。さらに詳細にはこの発明は周波数シフト・キーイング（周波数偏移変調）（frequency shift keying）（ＦＳＫ）受信機を備えた補聴器に関する。
【背景技術】
【０００２】
補聴器における共通の信号源は，補聴器の近傍において発生する音響信号（acoustic sound signals）をピックアップする一または複数のマイクロフォンである。補聴器において共通する他の信号源は，テレコイル受信機である。この受信機は，通常，受信機を備える補聴器の周囲のテレコイル送信機からの電磁ベースバンド（すなわち，非変調）音周波数信号（electromagnetic base band (i.e. unmodulated) audio frequency signals）をピックアップするように構成された小さなコイルとして実装される。
【０００３】
補聴器回路要素（hearing aid circuitry ）による増幅，調整および再生を目的とする高度な機能のために，従来技術において，補聴器は通常複数の信号源に適応するように設計されている。
【０００４】
耳掛け形（behind the ear）（ＢＴＥ）補聴器の中には，ＦＭ受信機，ブルートゥース（商標）受信機，ケーブルなどの外部装置（external equipment）を補聴器回路要素に接続するための接続手段を備えたものがある。このような外部装置は様々な態様で補聴器と通信可能であり，たとえばケーブル接続は通常補聴器をプログラミングするために設けられ，ＦＭ受信機はワイヤレスＦＭ送信機付のマイクロフォンを身につけた話者がいる公の場所において用いるときに接続することができ，ブルートゥース（商標）受信機は携帯電話などからのオーディオ信号をストリーミングするために用いることができる。
【０００５】
また，最新の補聴器の中には内部ワイヤレス受信機を備えたものもある。このタイプのワイヤレス受信機のほとんどは電力を補聴器電池から直接に引出す。従来知られているワイヤレス受信機を長時間使用すると補聴器電池は短時間で消耗してしまい，頻繁な電池交換の必要性や補聴器の動作のコストが増す。別体の電池を備える統合電力サプライ（integral power supplies ）を有するタイプの受信機は，重量，サイズ，受信機の複雑性が増す。したがって，より電力効率のよいワイヤレス受信機が補聴器ユーザに多大な利益をもたらす。
【０００６】
電力効率は，たとえば，受信機回路要素の全体の電力消費を低減することによって高めることができる。しかしながら，これは，信号品質の低下につながる受信機の雑音パフォーマンスを損なうことなく，行われるべきである。当業者に知られている，送信信号がディジタル・フォーマットされるＦＳＫ送信機／受信機の構成が，一般に推奨されている。
【０００７】
ＦＳＫ信号はいくつかのやり方で復調することができ，それぞれ異なる利点，トポロジーおよび複雑性を持つ。復調器はいくつかのカテゴリに細分され，ＦＭ〜ＡＭ復調器タイプ（たとえば，スロープ（Slope），フォスター−シーリー（Foster:Seeley ）およびレイシオ（Ratio）），ＰＬＬ復調器，ゼロクロス復調器，および直交復調器（Quadrature demodulators）などがある。
【０００８】
従来技術において知られている直交復調器のタイプの一つは，ローカル・オシレータ（local oscillator）と，同相分岐（in-phase branch）および直交（直角位相）分岐（quadrature branch）をそれぞれ表す２つの信号分岐とを備え，受信信号を同相（Ｉ）成分と直交（Ｑ）成分に分割する（split）。直交信号（バイナリ）において，一の成分にバイナリ０（binary zero）が割当てられ，他の成分にバイナリ１（binary one）が割り当てられる。ＩおよびＱの２つの信号成分は相互に排他的であるので，送信機が動作するとき，１と０とからなるディジタルビットストリーム（digital bitstream ）が生成される。両方の分岐がＣＰＵに接続され，ここで復調処理が完結する。一般に，それぞれの分岐は，乗算器（multiplier），フィルタ（filter）および判定装置（decision device ）を備える。同相分岐における乗算器はローカル・オシレータに直接に接続され，他方，直交分岐における乗算器はローカル・オシレータの９０°位相シフト・バージョン（態様）（90°phase-shifted version ）に接続される。周波数シフト・キーイングされた信号中の情報がその後デコードされて，所望の目的にしたがって利用される。
【０００９】
このようなＦＳＫ復調器は，たとえば，バルケ（Burke ）名義のＵＳ４ ９８７ ３７４に記載されている。この復調器は第１および第２分岐に与えられる一つのローカル・オシレータを備え，各分岐はミキサおよび検知段を含む。第１の分岐におけるミキサは入力信号をローカル・オシレータからの直接信号に混合し（mix ），第２の分岐におけるミキサは入力信号をローカル・オシレータからの信号の９０°位相シフト・バージョン（90° phase shifted version）に混合する。
【００１０】
従来技術のＦＳＫ受信機はほとんどの用途において満足のいく動作を行う。しかしながら，補聴器中のように利用可能な電力が非常に少ない（only small）と，有効伝達範囲（effective transmission range）が非常に短くなり，たとえば信号中に存在するノイズを原因とする受信エラーによって受信信号の品質がかなり損なれることがある。
【００１１】
したがって，電力消費を大幅に増大させることなく，ＦＳＫ受信機の雑音安定度（雑音耐性）（noise immunity）を改善する目的のための，より信頼のある信号検出の手段が望まれている。
【発明の開示】
【００１２】
この発明による補聴器中における利用に適するワイヤレスＦＳＫ受信機は，請求項１に表わされた特徴を有している。
【００１３】
二つから三つ，四つ，五つまたはそれ以上の分岐に復調器の分岐数を増やすことによって，全体のビット分解能，すなわち，この発明によるＦＳＫ受信機の，データビット単位に送られる離散シンボル数（the number of discrete symbols sent per data bit）がかなり増加する。受信機に複雑性が付加されるものの，近年のマイクロ電子工学の技術を利用することで，より多くの復調器分岐の追加から生じる増加電力消費量は許容できることが確認されている。したがって，ＦＳＫ受信機設計に対する，より有効でしかも電力効率のよいアプローチが達成される。５〜１０の復調器分岐から構成されるワイヤレスＦＳＫ受信機は，雑音安定度（noise immunity），回路複雑性（circuit complexity）および全体の受信機電力消費（total receiver power consumption）の間の最も最適なバランスをもたらすと考えられる。
【００１４】
第２の態様において，この発明は請求項７に規定されるワイヤレスＦＳＫ受信機を提供する。
【００１５】
第３の態様において，この発明は請求項９に規定される方法を提供する。
【００１６】
さらなる特徴および利点が従属請求項から明らかにされる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】従来技術のＦＳＫ送信機を概略的に示すブロック図である。
【図２】図１の送信機によって送信される信号のスペクトルを示すグラフである。
【図３】従来技術のワイヤレスＦＳＫ受信機である。
【図４】図３に示す従来技術のワイヤレスＦＳＫ受信機によって検出される信号のベクトル図である。
【図５】この発明によるワイヤレスＦＳＫ受信機の実施例を概略的に示すブロック図である。
【図６】図５に示すワイヤレスＦＳＫ受信機におけるクリッピング段よりも前のバイナリ「０」が検出される５つの分岐のタイミング図である。
【図７】図５に示すワイヤレスＦＳＫ受信機からバイナリ「０」が検知される信号のベクトル図である。
【図８】図５に示すワイヤレスＦＳＫ受信機におけるクリッピング段よりも前のバイナリ「１」が検出される５つの分岐のタイミング図である。
【図９】図５に示すワイヤレスＦＳＫ受信機からバイナリ「１」が検出される信号のベクトル図である。
【図１０】図５に示すワイヤレスＦＳＫ受信機におけるクリッピング段よりも後のバイナリ「０」が検出される５つの分岐のタイミング図である。
【図１１】図５に示すワイヤレスＦＳＫ受信機におけるクリッピング段よりも後のバイナリ「１」が検出される５つの分岐のタイミング図である。
【図１２】この発明によるアナログ差動構成のワイヤレスＦＳＫ受信機の実施例を示す。
【図１３】この発明によるワイヤレスＦＳＫ受信機を備えた補聴器である。
【実施例】
【００１８】
以下，図面を参照してこの発明をさらに詳細に説明する。
【００１９】
図１は，従来技術による周波数シフト・キーイング（ＦＳＫ）送信機１を示す。ＦＳＫ送信機１は，シリアル・ビット・ストリーム生成器２，インバータ３，第１のミキサまたは乗算器５，第１のローカル・オシレータ（発振器）４，第２のミキサまたは乗算器６，第２のローカル・オシレータ７，加算ノード８，出力段（ステージ）９，および送信アンテナ10を備えている。データ信号ｍ（ｔ）がシリアル・ビット・ストリーム生成器２によって生成されて２つの分岐に分割（split ）される。下側の分岐における信号は第２のミキサ６において第２のローカル・オシレータ７からの信号と混合（mix ）され，上側の分岐における信号はインバータ３によって反転されて（inverted），第１のミキサ５において第１のローカル・オシレータ４からの信号と混合される。上側の分岐にインバータ３が存在していることに起因して，常にミキサ５，６の一つのみが出力信号を生成する。
【００２０】
ローカル・オシレータ４，７からの信号はそれぞれ次のように記述することができる。
【００２１】
【数１】
2011503980.tif 000003
【００２２】
復調器１の２つの出力分岐からの信号は加算ノード８において加算され，その結果次式のＦＳＫ信号ｓ（ｔ）が得られる。
【００２３】
【数２】
2011503980.tif 000004
【００２４】
ＦＳＫ信号ｓ（ｔ）は，送信アンテナ10を通じた無線送信のために出力段９によって増幅される。このように，ＦＳＫ送信機は，ｍ（ｔ）が「０」であるかまたは「１」であるかに依存して，ローカル・オシレータ４，７によって決定される２つの周波数のうちの一つを出力する。
【００２５】
図２は，図１に示すＦＳＫ送信機１によって生成されるＦＳＫ信号の周波数スペクトルの一部を示している。この信号（signals）は，ｆｃ＋Δｆおよびｆｃ−Δｆの近傍（around ）に存在する。スペクトル成分は，異なる変調インデックス値（different modulation index values）およびｍ（ｔ）の異なるスペクトル成分（different spectral content ）によって異なるものになる。
【００２６】
図３は，図１に示すＦＳＫ送信機によって生成されたワイヤレスＦＳＫ信号を受信して復号するように構成されている，従来技術のワイヤレスＦＳＫ受信機11を概略的に示すブロック図である。ワイヤレスＦＳＫ受信機11の入力段（ステージ）は，受信アンテナ12，増幅器13，およびリミッタ14を備えている。受信信号の検出のために，ＦＳＫ受信機11はまた，第１のローカル・オシレータ15ａ，第１のミキサ16ａ，第１のローパス・フィルタ17ａ，第１のリミッタ18ａを含む第１の位相検出段と，第２のローカル・オシレータ15ｂ，第２のミキサ16ｂ，第２のローパス・フィルタ17ｂ，第２のリミッタ18ｂを含む第２の位相検出段と，ＣＰＵインターフェース19を備えている。
【００２７】
ＦＳＫ信号が受信アンテナ12によってピックアップされ，増幅器13によって増幅され，かつリミッタ14によって調整される（conditioned ）。リミッタ14の出力は２つの分岐に分けられて，第１のミキサ16ａの入力および第２のミキサ16ｂの入力にそれぞれ与えられる。第１のミキサ16ａでは，入力信号が第１のローカル・オシレータ15ａからの出力信号に乗算される。その結果得られる出力信号が第１のローパス・フィルタ17ａの入力に与えられ，第１のローパス・フィルタ17ａからの出力信号が第１のリミッタ18ａの入力に与えられる。
【００２８】
同様にして，第２のミキサ16ｂでは，入力信号が第２のローカル・オシレータ15ｂからの出力信号に乗算される。その結果得られる出力信号が第２のローパス・フィルタ17ｂの入力に与えられ，第２のローパス・フィルタ17ｂからの出力信号が第２のリミッタ18ｂの入力に与えられる。第１のリミッタ18ａおよび第２のリミッタ18ｂから出力信号はさらなる処理のためにＣＰＵインターフェース19の入力に与えられる。
【００２９】
図４は，図３に示す従来技術の受信機によって受信された信号のベクトルＩ（同相）およびベクトルＱ（直交位相）を示すベクトル図である。ベクトルＩおよびＱは単位円上に図示され，互いに９０°の位相差を持つ。横座標（０°）とベクトルＩとの間の位相偏移（phase deviation ）がΔω・ｔによって示されており，従来技術の受信機11の角度シンボル分解能（angular symbol resolution）を表す。
【００３０】
この構成において，上記送信信号に存在する明確に検出可能な位相角の数と等しい（equal to the number of distinctly detectable phase angles in the transmitted signal）上記受信機中の位相検出段の数は２つであり，受信信号中に存在するノイズおよびＥＭＣ干渉が従来技術の受信機11の受信能力をかなり低めることがあり，その結果として情報が誤まって伝えられるか，歪められるか，または完全に失われることがある。送信電力が減少するにつれて雑音干渉に対する感受性（susceptibility）は大きくなる。受信品質は，いくつかのやり方，たとえば，送信機の電力を大きくする，伝送距離を短くする，または受信機の選択度を改良する（improving the receiver selectivity）ことで向上させることができる。
【００３１】
現存する受信機との互換性を維持させるとすると，送信電力の増大は不可能であると考えられる。よりパワフルな送信機はまたかさばってしまい，たとえばポケットサイズのリモート・コントローラに組込むことが困難である。また，この場合，リモート・コントローラはポケットにしまわれて，そこから操作するのが便利であるので，送信距離も便宜的と考えられる（the transmission distance may also be a matter of convenience ）。複雑性を増大させることなく受信機の感度（selectivity ）を向上するのはかなり困難であり，受信機回路要素の電力消費はかなりなものになる。大幅に電力消費を増やすことなく向上した雑音余裕度（雑音耐性）を持つＦＳＫ受信機の提供が，この発明の目的である。
【００３２】
図５はこの発明の実施例によるワイヤレスＦＳＫ受信機の概略ブロック図である。ワイヤレスＦＳＫ受信機20はシングルエンドのＦＳＫ受信機（single ended FSK receiver）である。ワイヤレス受信機20の入力段は，受信アンテナ12，増幅器13およびリミッタ14を含み，従来技術のワイヤレス受信機11の入力段と同様である。受信信号の検出のために，ＦＳＫ受信機20は５つの同一の復調器分岐（demodulator branches）を備え，各復調器は，ローカル・オシレータ15ａ，15ｂ，15ｃ，15ｄ，15ｅ，ミキサ16ａ，16ｂ，16ｃ，16ｄ，16ｅ，ローパス・フィルタ17ａ，17ｂ，17ｃ，17ｄ，17ｅ，およびリミッタ18ａ，18ｂ，18ｃ，18ｄ，18ｅをそれぞれ備えている。
【００３３】
各リミッタ18ａ，18ｂ，18ｃ，18ｄ，18ｅの出力はそれぞれ，重み（weights ）ｘ１，ｘ２，ｘ３，ｘ４，ｘ５ ，重みｙ１，ｙ２，ｙ３，ｙ４，ｙ５，第１の加算器Σｘおよび第２の加算器Σｙ ，ならびにＡｒｃｔａｎ２関数21を備えるルックアップ・テーブル・ブロック28の入力に接続されている。
【００３４】
ワイヤレスＦＳＫ受信機20のリミッタ18ａ，18ｂ，18ｃ，18ｄ，18ｅの各出力はルックアップ・テーブル28の入力に与えられ，ｘｉおよびｙｉ によって重付けられる２つの別々の分岐セットにそれぞれ分割される。重みｘ１，ｘ２，ｘ３，ｘ４およびｘ５からの出力は第１の加算器Σｘにおいて加算され，重みｙ１，ｙ２，ｙ３，ｙ４およびｙ５からの出力は第２の加算器Σｙ において加算される。第１の加算器Σｘおよび第２の加算器Σｙ からの出力はＡｒｃｔａｎ２関数21の入力に与えられ，ルックアップ・テーブル28のＡｒｃｔａｎ２関数21の出力は微分器（differentiator）22の入力に与えられる。Ａｒｃｔａｎ２関数について，以下，さらに詳細に説明する。
【００３５】
ここで用いられる２引数アークタンジェント関数（two argument arcus tangent function）は，アークタンジェント関数Ａｒｃｔａｎ２（ｘ，ｙ）の変形（variant）であり，次のように定義される。
【００３６】
【数３】
2011503980.tif 000005
【００３７】
このように，単位円の右手サイドにおいてだけ定義される従来のアークタンジェント関数ａｒｃｔａｎ（ｘ，ｙ）とは対照的に，アークタンジェント関数Ａｒｃｔａｎ２（ｘ，ｙ）は単位円の全体（whole unit circle）において定義される。
【００３８】
微分器22の出力はローパス・フィルタ23の入力に接続され，ローパス・フィルタ23の出力はコンパレータ27の入力に接続され，コンパレータ27の出力はクロック・データ・リカバリ・ブロック24の入力に接続されている。クロック・データ・リカバリ・ブロック24はクロック線Ｃおよびデータ線Ｄを介してバッファ25に接続されている。バッファ25の出力はシリアル・ペリフェラル・インターフェース26の入力に接続されている。
【００３９】
アンテナ12は送信信号をピックアップし，増幅器13が受信信号を増幅してリミッタ14の入力に適する信号レベルにする。受信信号は，周波数変調され，周波数偏移変調された（a frequency modulated, frequency shift keyed）アナログビットストリームとして扱われる。受信信号はリミッタ14によって２レベルデジタルビットストリームに変換される。この信号は，次に説明する第１，第２，第３，第４および第５の復調器分岐（demodulator branches）に与えられる。
【００４０】
第１の復調器分岐15ａ，16ａ，17ａ，18ａは，リミッタ14によって出力される信号の第１の部分（a first part of signal）を変換しかつ調整する（converts and conditions）。第１のローカル・オシレータ15ａおよび第１のミキサ16ａは受信信号をベースバンド信号に変換する。第１のミキサ16ａは第１のローパス・フィルタ17ａに送信信号の直接変換バージョン（direct converted version）を出力し，第１のフィルタ17ａの出力からの信号は，第１分岐15ａ，16ａ，17ａおよび18ａにおける判定装置（decision device ）として動作する第１のリミッタ18ａの入力信号として用いられる。第１のリミッタ18ａの出力は，重みｘ１およびｙ１ のための引数として用いられる論理ディジタルレベルであり（The output of the first limiter 18a is a logical, digital level, which is used as argument for the weights x1 and y1），加算器ΣｘおよびΣｙにおいて加算されて，上記ルックアップ・テーブル28の上記Ａｒｃｔａｎ２関数21の入力を提供する。
【００４１】
第２の復調器分岐15ｂ，16ｂ，17ｂ，18ｂは，リミッタ14によって出力される信号の第２の部分を変換しかつ調整する。第２のローカル・オシレータ15ｂからの出力信号は，第１のローカル・オシレータ15ａからの出力信号と比較してπ／５だけ位相がシフトされている。第２のローカル・オシレータ15ｂおよび第２のミキサ16ｂは受信信号をベースバンド信号に変換する。第２のミキサ16ｂは第２のローパス・フィルタ17ｂに送信信号の直接変換バージョンを出力し，第２のフィルタ17ｂの出力からの信号は，第２の分岐15ｂ，16ｂ，17ｂおよび18ｂにおける判定装置として動作する第２のリミッタ18ｂの入力信号として用いられる。第２のリミッタ18ｂの出力は，重みｘ２およびｙ２ のための引数として用いられる論理ディジタルレベルであり，加算器ΣｘおよびΣｙにおいて加算されて，上記ルックアップ・テーブル28の上記Ａｒｃｔａｎ２関数21の入力を提供する。
【００４２】
第３の復調器分岐15ｃ，16ｃ，17ｃ，18ｃは，リミッタ14によって出力される信号の第３の部分を変換しかつ調整する。第３のローカル・オシレータ15ｃからの出力信号は，第１のローカル・オシレータ15ａからの出力信号と比較して２π／５だけ位相がシフトされている。第３のローカル・オシレータ15ｃおよび第３のミキサ16ｃは受信信号をベースバンド信号に変換する。第３のミキサ16ｃは第３のローパス・フィルタ17ｃに送信信号の直接変換バージョンを出力し，第３のフィルタ17ｃの出力からの信号は第３の分岐15ｃ，16ｃ，17ｃ，および18ｃにおける判定装置として動作する第３のリミッタ18ｃの入力信号として用いられる。第３のリミッタ18ｃの出力は，重みｘ３およびｙ３ のための引数として用いられる論理ディジタルレベルであり，加算器ΣｘおよびΣｙにおいて加算されて，上記ルックアップ・テーブル28の上記Ａｒｃｔａｎ２関数21の入力を提供する。
【００４３】
第４の復調器分岐15ｄ，16ｄ，17ｄ，18ｄは，リミッタ14によって出力される信号の第４の部分を変換しかつ調整する。第４のローカル・オシレータ15ｄからの出力信号は，第１のローカル・オシレータ15ａからの出力信号と比較して３π／５だけ位相がシフトされている。第４のローカル・オシレータ15ｄおよび第４のミキサ16ｄは受信信号をベースバンド信号に変換する。第４のミキサ16ｄは第４のローパス・フィルタ17ｄに送信信号の直接変換バージョンを出力し，第４のフィルタ17ｄの出力からの信号は第４の分岐15ｄ，16ｄ，17ｄおよび18ｄにおける判定装置として動作する第４のリミッタ18ｄの入力信号として用いられる。第４のリミッタ18ｄの出力は，重みｘ４およびｙ４ のための引数として用いられる論理ディジタルレベルであり，加算器ΣｘおよびΣｙにおいて加算されて，上記ルックアップ・テーブル28の上記Ａｒｃｔａｎ２関数21の入力を提供する。
【００４４】
第５の復調器分岐15ｅ，16ｅ，17ｅ，18ｅは，リミッタ14によって出力される信号の第５の部分を変換しかつ調整する。第５のローカル・オシレータ15ｅからの出力信号は，第１のローカル・オシレータ15ａからの出力信号と比較して４π／５だけ位相がシフトされている。第５のローカル・オシレータ15ｅおよび第５のミキサ16ｅは受信信号をベースバンド信号に変換する。第５のミキサ16ｄは第５のローパス・フィルタ17ｄに送信信号の直接変換バージョンを出力し，第５のフィルタ17ｄの出力からの信号は第５の分岐15ｅ，16ｅ，17ｅおよび18ｅにおける判定装置として動作する第５のリミッタ18ｅの入力信号として用いられる。第５のリミッタ18ｅの出力は，重みｘ５およびｙ５ のための引数として用いられる論理ディジタルレベルであり，加算器ΣｘおよびΣｙにおいて加算されて，上記ルックアップ・テーブル28の上記Ａｒｃｔａｎ２関数21の入力を提供する。
【００４５】
このように，上記Ａｒｃｔａｎ２関数21は５つの復調器分岐からの加算された論理レベルｘｉ，ｙｉ を受付け，上記Ａｒｃｔａｎ関数21に対する引数として上記レベルを用いる。上記Ａｒｃｔａｎ２（ｘｉ，ｙｉ） 関数は，微分器22の入力として用いられる回転ベクトル（the rotational vector）θ(t)を引出す（派生する）（derive）。微分器22からの出力信号はローパス・フィルタ23においてローパス・フィルタされ，ローパス・フィルタ23からの出力信号は，復調器のための判定装置として動作するコンパレータ（比較回路）27を通過する。コンパレータ27からの出力はクロック・データ・リカバリ・ブロック24への入力として用いられる。
【００４６】
クロック・データ・リカバリ・ブロック24はローパス・フィルタ23によってもたらされるシリアル・データ信号から埋込クロック・パルス（embedded clock pulse）を抽出し，取出されたクロック・パルスをクロック線Ｃを通じてバッファ25に与え，かつデータ線Ｄを通じてシリアル・データ信号をバッファ25に与える。埋込クロック・パルスは，バッファされたデータ信号を再同期するためにシリアル・パラレル・インターフェースによって用いられる。バッファ25は所定数の受信データ・ビットを収集して，シリアル・ペリフェラル・インターフェース26に上記データ・ビットを与える。シリアル・ペリフェラル・インターフェース26は，バッファ25が一杯になる前に，バッファされたデータを取出すように構成される。
【００４７】
ワイヤレス受信機20は，受信されたデータ・ストリームにおける個々のディジタル・シンボル間の位相差を，従来技術において知られているＦＳＫ受信機よりも高い精度で検出することが可能である。５つのローカル・オシレータ15ａ，15ｂ，15ｃ，15ｄ，15ｅのそれぞれが信号ＬＯｉ(t)を出力するとすると，以下のように表される。
【００４８】
【数４】
2011503980.tif 000006
【００４９】
ここで，この発明によるＦＳＫ受信機20における各分岐ｉについての復調信号ｕｉ(t)は，次のように記述することができる。
【００５０】
【数５】
2011503980.tif 000007
【００５１】
ここでＫは比例定数である。この式ではリミッタ14におけるクリッピングによって発生するサイドバンドは考慮していない。
【００５２】
図６のグラフは，ｍ（ｔ）＝０の場合の受信例についての５つのカーブｕ１，ｕ２，ｕ３，ｕ４，およびｕ５を示している。各カーブｕｉの半周期（half period）は時間周期π／Δωに対応し，カーブの順序は図７に示すベクトル・グラフにおける５つの検出信号を表す５つのベクトルｕ１，ｕ２，ｕ３，ｕ４，およびｕ５ の反時計回りのシーケンスに対応する。位相偏差はπ／５であり，この発明による受信機20の角度シンボル分解能（angular symbol resolution）を表す。図７のベクトル図と図４のベクトル図を比較することによって，シンボル分解能（symbol resolution）が，従来技術のＦＳＫ受信機11によって得られるものよりも良好（精密）であることが分かる。
【００５３】
図８のグラフは，ｍ(t)＝１の場合の受信例についての５つのカーブｕ１，ｕ２，ｕ３，ｕ４，およびｕ５を示している。各カーブｕｉの半周期（half period）は時間周期π／Δωに対応し，カーブの順序は図９に示すベクトル・グラフにおける５つの検出信号を表す５つのベクトルｕ１，ｕ２，ｕ３，ｕ４，およびｕ５ の時計回りのシーケンスに対応する。ここでも，シンボル分解能が従来技術のＦＳＫ受信機11によって得られるものよりも良好（精密）であることが分かる。
【００５４】
すなわち，５つの分岐における５つの検出されるベクトルの前進シーケンス（progressive sequence）が検出論理「０」（a detected logical ‘０’） に対応し，５つの分岐における５つの検出されるベクトルの後退シーケンス（regressive sequence ）が検出論理「１」（a detected logical ‘１’ ）に対応する。これは，「０」が検出されるときの図７のベクトル図に示す反時計回りの回転と，「１」が検出されるときの図９のベクトル図に示す時計回りの回転に対応する。
【００５５】
図５を再度参照して，ＦＳＫ受信機20のリミッタ段18ａ，18ｂ，18ｃ，18ｄ，18ｅによって実行されるクリッピングの後において，５つの出力信号ｕ~１，ｕ~２，ｕ~３，ｕ~４，ｕ~５が，ｍ（ｔ）＝１の場合にはおおよそ図１０のタイミング図のようになり，ｍ（ｔ）＝０の場合にはおおよそ図１１のタイミング図のようになる。図１０に示す場合においては，ｕ~１が最初に検出されて，ｕ~２，ｕ~３，ｕ~４，ｕ~５がこれに続く。これは，信号ベクトルθ(t) が時計回りに動いており，「１」が受信されたことを受信機に告げる（知らせる）（tell）。図１１に示す場合においては，ｕ~５が最初に検出され，ｕ~４，ｕ~３，ｕ~２，ｕ~１がこれに続く。これは，信号ベクトルθ(t) が反時計回りに動いており，「０」が受信されたことを受信機に告げる。一例として，ｍ(t)＝１の場合のこの情報の推論（deduction）について，以下，詳細に記述する。
【００５６】
信号ｕ~ｉ，ｙｉ，ｘｉおよび関数Ａｒｃｔａｎ２（ｙｉ，ｘｉ）が，ベクトルの回転が「１」として解釈される時計回りであるか，「０」として解釈される反時計回りであるかの決定（判定）に用いられる。ｍ（ｔ）＝１の場合，信号ｕ~ｉ は次の行列Ａによって記述することができる。
【００５７】
【数６】
2011503980.tif 000008
【００５８】
定数ｙｉおよびｘｉは，次の線形式（一次方程式）（linear equations）の系の解である。
【００５９】
【数７】
2011503980.tif 000009
【００６０】
上記線形式における角度値は，ここでは，分かりやすくするためにdegreeにおいて示されている。同様の行列（図示略）がｍ（ｔ）＝０の場合の信号ｕ~ｉ を記述する。ｙおよびｘのそれぞれについて，一つのユニークな解が存在することも形式上示される。
【００６１】
ｙおよびｘの両方がＡｒｃｔａｎ２（ｙｉ，ｘｉ）に対する引数のときに，ｙおよびｘの両方は同一の定数を用いてスケール化できる。上記線形式に対する一の特定解は次のようになる。
【００６２】
【数８】
2011503980.tif 000010
【００６３】
この結果，次の角度シーケンス（angular sequences）が与えられる。
【００６４】
【数９】
2011503980.tif 000011
【００６５】
ＦＳＫ受信機にもたらされる信号は，正勾配（positive slope）または負勾配（negative slope）のいずれかを有し，正勾配は単位円図において時計回りの回転に対応し，したがってバイナリ「１」を表し，負勾配は単位円図において反時計回りの回転に対応し，したがってバイナリ「０」を表す。このようにして，ＦＳＫ受信機２０は信号が上昇している（rising）か下降している（falling）かを決定することでき，すなわち，ベクトルが単位円図において時計回りまたは反時計回りに回転していることを決定することができ，たとえば，１ビット期間中において（during one bit duration）ψ(t)の２つの値の間の差を取ることによって，ψ(t)がビット期間において（within that bit duration period ）において正に向かうか負に向かうかを決定し，送信されたシンボルがバイナリ「０」であるか「１」であるかを決定する。
【００６６】
変調指数（modulation index）は次のように定義される。
【００６７】
【数１０】
2011503980.tif 000012
【００６８】
結果として得られるベクトルが角速度Δωで回転する場合，次のようになる。
【００６９】
【数１１】
2011503980.tif 000013
【００７０】
瞬時角度値（the instantaneous angle value）ψ(t)は次のようになる。
【００７１】
【数１２】
2011503980.tif 000014
【００７２】
たとえば，変調指数β＝１，データ・レートＤＲが２Δｆとすると，ビット期間（bit duration）は次のようになる。
【００７３】
【数１３】
2011503980.tif 000015
【００７４】
ここでＴ０ は復調信号の偏差周波数の期間（period of the deviation frequency ）である。これは，結果として得られるベクトルが，単位円ｐｒビットにおいて（in the unit circle pr.bit）πラジアン回転することを意味する。
【００７５】
２分岐以上の分岐を持つＦＳＫ受信機において，ビット分解能のコンセプト（the concept of bit resolution）は次のように規定される。
【００７６】
【数１４】
2011503980.tif 000016
【００７７】
ここでＮは系（システム）における分岐数である。数学的には，ビット分解能はデータビット単位の単位円におけるポイント（点）の数を表す。分岐の数が増えると，各ビットを表す検出可能なシンボルの数が増加するのでビット分解能は比例的に増加し，その結果，各ビットの検出が向上する。図５の実施例に示す受信機20のような連結位相系（pentaphasic system）において，これは，従来技術において知られている受信機においてはたった２つの別個の角度値がもたらされるのとは対照的に，ψ(t)pr.bitについて５つの別個の角度値，すなわち５・βのビット分解能をもたらし，その結果より高い検出精度となり，よりよい雑音耐性が得られる。
【００７８】
図１２は，この発明によるワイヤレスＦＳＫ受信機３０の他の好ましい実施例を示している。ワイヤレス受信機30は差動ＦＳＫ受信機（differential FSK receiver）である。差動ＦＳＫ受信機自体は従来技術において知られており，それはシングルエンドのＦＳＫ受信機の実装以上のいくつかの実用的な利点を有する。構造的な観点からは差動実装はシングルエンド実装を超える重要な差異はないが，実用上の観点からは差動実装はよりよい雑音耐性を有する。
【００７９】
図１２に示すこの発明の差動ＦＳＫ受信機の実施例について，以下詳細に説明する。
【００８０】
ワイヤレス受信機30の入力段は，受信機アンテナ12および増幅器13を備えている。入力リミッタはこの実施例では必要とされない。増幅器13は，２つの有線インターフェース・バスを介して，５つのミキサ16ａ，16ｂ，16ｃ，16ｃ，16ｅのそれぞれの２つの入力にそれぞれ接続されている。５つのローカル矩形波オシレータ15ａ，15ｂ，15ｃ，15ｄ，15ｅのそれぞれは２つの出力を備え，このうちの一つの出力は５つのインバータ29ａ，29ｂ，29ｃ，29ｄ，29ｅのうちの一つの入力にそれぞれ接続され，他の出力は５つのミキサ16ａ，16ｂ，16ｃ，16ｄ，16ｅのうちの一つの入力にそれぞれ直接に接続されている。５つのインバータ29ａ，29ｂ，29ｃ，29ｄ，29ｅの出力は，５つのミキサ16ａ，16ｂ，16ｃ，16ｄ，16ｅのさらに他の入力にそれぞれ接続されている。ローカル矩形波オシレータ15ａ，15ｂ，15ｃ，15ｄ，15ｅからの信号はπ／５の位相増分（in phase increments of π／５）だけ異なっている。
【００８１】
インバータ29ａ，29ｂ，29ｃ，29ｄ，29ｅの目的は，ミキサ16ａ，16ｂ，16ｃ，16ｄ，16ｅのそれぞれに，ローカル矩形波オシレータ15ａ，15ｂ，15ｃ，15ｄ，15ｅのそれぞれからの直接信号の１８０°位相反転バージョン（態様）を提供することにある。５つのミキサ16ａ，16ｂ，16ｃ，16ｄ，16ｅは，それぞれ，ミキシング（混合）のための４つの別個の信号，すなわち，リアル入力信号，入力段12，13からの位相反転入力信号，ローカル矩形波オシレータ15ａ，15ｂ，15ｃ，15ｄ，15ｅのそれぞれからのリアル・ローカル・オシレータ信号，およびインバータ29ａ，29ｂ，29ｃ，29ｄ，29ｅのそれぞれからの位相反転ローカル・オシレータ信号をそれぞれ受信する。５つのミキサ16ａ，16ｂ，16ｃ，16ｄ，16ｅからの出力信号は，さらなる処理のため，各信号ペア間で３６°の位相差を有する５つの信号ペア（signal pairs）から構成される。
【００８２】
５つのミキサ16ａ，16ｂ，16ｃ，16ｄ，16ｅからの信号ペアは，５つのバンドパス・フィルタ31ａ，31ｂ，31ｃ，31ｃ，31ｄ，31ｅの入力にそれぞれ接続されている。５つのバンドパス・フィルタ31ａ，31ｂ，31ｃ，31ｃ，31ｄ，31ｅの出力も信号ペアを形成し，５つのリミッタ18ａ，18ｂ，18ｃ，18ｄ，18ｅの入力にそれぞれ接続されている。５つのリミッタ18ａ，18ｂ，18ｃ，18ｄ，18ｅの出力は重みｘ１，ｘ２，ｘ３，ｘ４，ｘ５，重みｙ１，ｙ２，ｙ３，ｙ４，ｙ５，第１の加算器Σｘおよび第２の加算器Σｙ，ならびにＡｒｃｔａｎ２関数21から構成されるルックアップ・テーブル28の入力に接続されている。図１２におけるルックアップ・テーブル28およびその後段に続くブロックは，図５に示すワイヤレス受信機20と同様の構成を持つ。
【００８３】
５つのリミッタ18ａ，18ｂ，18ｃ，18ｄ，18ｅから上流の工程において，信号はアナログとされる。５つのリミッタ18ａ，18ｂ，18ｃ，18ｄ，18ｅから下流の工程では信号はデジタルとされる。５つのミキサ16ａ，16ｂ，16ｃ，16ｄ，16ｅよりも後段に５つのリミッタ18ａ，18ｂ，18ｃ，18ｄ，18ｅを位置させる戦略的配置も，ベースバンドにおいてデジタル・スイッチングが要求する電力が，ＦＳＫ送信周波数のような高周波数のデジタル・スイッチングよりも低いので，電力消費を低く維持するのに役立つ。
【００８４】
第１の復調器分岐15ａ，29ａ，16ａ，31ａ，18ａは，前置増幅器13によって出力される信号の第１の部分（first part of signal）を変換しかつ調整する。第１のローカル・オシレータ15ａは受信信号をベースバンド信号に変換する。第１のミキサ16ａは第１のバンドパス・フィルタ31ａに送信信号の直接変換バージョン（direct converted version）を出力し，第１のバンドパス・フィルタ31ａの出力からの信号は，第１分岐15ａ，29ａ，16ａ，31ａ，18ａにおける判定装置（decision device）として動作する第１のリミッタ18ａの入力信号として用いられる。第１のリミッタ18ａの出力は，分岐ｘ１およびｙ１のための引数として用いられる論理ディジタルレベル（logical, digital level）であり，加算器ΣｘおよびΣｙにおいて加算されて，上記ルックアップ・テーブル28の上記Ａｒｃｔａｎ２関数21の入力を提供する。
【００８５】
第２の復調器分岐15ｂ，29ｂ，16ｂ，31ｂ，18ｂは，前置増幅器13によって出力される信号の第２の部分を変換しかつ調整する。第２のローカル・オシレータ15ｂは受信信号をベースバンド信号に変換する。第２のローカル・オシレータ15ｂは第１のローカル・オシレータ15ａからの出力信号と比較してπ／５だけ位相がシフトされている。第２のミキサ16ｂは第２のバンドパス・フィルタ31ｂに送信信号の直接変換バージョンを出力し，第２のバンドパス・フィルタ31ｂの出力からの信号は，第２の分岐15ｂ，29ｂ，16ｂ，31ｂ，18ｂにおける判定装置として動作する第２のリミッタ18ｂの入力信号として用いられる。第２のリミッタ18ｂの出力は，分岐ｘ２およびｙ２ のための引数として用いられる論理ディジタルレベルであり，加算器ΣｘおよびΣｙにおいて加算されて，上記ルックアップ・テーブル28の上記Ａｒｃｔａｎ２関数21の入力を提供する。
【００８６】
第３の復調器分岐15ｃ，29ｃ，16ｃ，31ｃ，18ｃは，前置増幅器13によって出力される信号の第３の部分を変換しかつ調整する。第３のローカル・オシレータ15ｃは受信信号をベースバンド信号に変換する。第３のローカル・オシレータ15ｃは第１のローカル・オシレータ15ａからの出力信号と比較して２π／５だけ位相がシフトされている。第３のミキサ16ｃは第３のバンドパス・フィルタ31ｃに送信信号の直接変換バージョンを出力し，第３のバンドパス・フィルタ31ｃの出力からの信号は，第３の分岐15ｃ，29ｃ，16ｃ，31ｃ，18ｃにおける判定装置として動作する第３のリミッタ18ｃの入力信号として用いられる。第３のリミッタ18ｃの出力は，分岐ｘ３およびｙ３のための引数として用いられる論理ディジタルレベルであり，加算器ΣｘおよびΣｙにおいて加算されて，上記ルックアップ・テーブル28の上記Ａｒｃｔａｎ２関数21の入力を提供する。
【００８７】
第４の復調器分岐15ｄ，29ｄ，16ｄ，31ｄ，18ｄは，前置増幅器13によって出力される信号の第４の部分を変換しかつ調整する。第４のローカル・オシレータ15ｄは受信信号をベースバンド信号に変換する。第４のローカル・オシレータ15ｄは第１のローカル・オシレータ15ａからの出力信号と比較して３π／５だけ位相がシフトされている。第４のミキサ16ｄは第４のバンドパス・フィルタ31ｄに送信信号の直接変換バージョンを出力し，第４のバンドパス・フィルタ31ｄの出力からの信号は，第４の分岐15ｄ，29ｄ，16ｄ，31ｄ，18ｄにおける判定装置として動作する第４のリミッタ18ｄの入力信号として用いられる。第４のリミッタ18ｄの出力は，分岐ｘ４およびｙ４のための引数として用いられる論理ディジタルレベルであり，加算器ΣｘおよびΣｙにおいて加算されて，上記ルックアップ・テーブル28の上記Ａｒｃｔａｎ２関数21の入力を提供する。
【００８８】
第５の復調器分岐15ｅ，29ｅ，26ｅ，31ｅ，18ｅは，前置増幅器13によって出力される信号の第５の部分を変換しかつ調整する。第５のローカル・オシレータ15ｅは受信信号をベースバンド信号に変換する。第５のローカル・オシレータ15ｅは第１のローカル・オシレータ15ａからの出力信号と比較して４π／５だけ位相がシフトされている。第５のミキサ16ｅは第５のバンドパス・フィルタ31ｅに送信信号の直接変換バージョンを出力し，第５のバンドパス・フィルタ31ｅの出力からの信号は，第５の分岐15ｅ，29ｅ，16ｅ，31ｅ，18ｅにおける判定装置として動作する第５のリミッタ18ｅの入力信号として用いられる。第５のリミッタ18ｅの出力は，分岐ｘ５およびｙ５のための引数として用いられる論理ディジタルレベルであり，加算器ΣｘおよびΣｙにおいて加算されて，上記ルックアップ・テーブル28の上記Ａｒｃｔａｎ２関数21の入力を提供する。
【００８９】
ワイヤレスＦＳＫ信号が，この発明の差動ＦＳＫ受信機30の受信アンテナ12によってピックアップされるたびに，受信信号は入力増幅器13によって増幅されて，５つの分岐に差動アナログ信号（differential analog signals）としてもたらされる。ミキサ16ａ，16ｂ，16ｃ，16ｄ，16ｅにおいて，ローカル矩形波オシレータ15ａ，15ｂ，15ｃ，15ｄ，15ｅのそれぞれからの信号，およびインバータ29ａ，29ｂ，29ｃ，29ｄ，29ｅのそれぞれからの反転矩形波信号によって，差動信号は，変換，たとえば送信周波数からベースバンド周波数に，周波数において折返されて周波数が低められる（folded, down in frequency）。ミキサ16ａ，16ｂ，16ｃ，16ｄ，16ｅのそれぞれからのダウンコンバートされた信号は，バンドパス・フィルタ31ａ，31ｂ，31ｃ，31ｄ，31ｅのそれぞれにおいて帯域制限され，バンドパス・フィルタ31ａ，31ｂ，31ｃ，31ｄ，31ｅのそれぞれからの帯域制限された信号は，リミッタ18ａ，18ｂ，18ｃ，18ｄ，18ｅのそれぞれによってリミットされ，その後，重みｘｉおよびｙｉのそれぞれを経て，加算ポイントΣｘおよびΣｙのそれぞれにもたらされる論理レベルに変換される。
【００９０】
加算ポイントΣｘおよびΣｙは，それらの出力をルックアップ・テーブル28のＡｒｃｔａｎ２関数21に与える。後段のブロック，すなわち微分器22，ローパス・フィルタ23，決定ブロック27，クロック・データ・リカバリ・ブロック24，バッファ25，およびシリアル・ペリフェラル・インターフェース26は，図５に示す実施例と同様の構成および機能を有する。
【００９１】
連結位相構成（pentaphasic configuration）を利用することによって得られる利点に加えて，図１２に示すワイヤレスＦＳＫ受信機30の実施例はさらに，受信信号のリミッティングが，ベースバンドにおいて，すなわちミキサ16ａ，16ｂ，16ｃ，16ｄ，16ｅのそれぞれから構成される変換段（conversion stages）の後段において実行されるという事実からの利点を有する。これは，ワイヤレスＦＳＫ受信機30の電流消費をさらに低減し，その結果この発明による受信機30が長時間連続動作されてもバッテリ寿命が長期化される。
【００９２】
図１３は，この発明による補聴器40の概略ブロックである。補聴器40は，アンテナ12，増幅器13，ワイヤレスＦＳＫ受信機30，マイクロフォン51，テレコイル52，入力セレクタ53，補聴器プロセッサ50，および音響出力トランスデューサ54を備えている。補聴器プロセッサ50はマイクロフォン51およびテレコイル52からの信号を処理するように構成され，さらにワイヤレスＦＳＫ受信機30によって受信された信号を音響出力トランスデューサ54によって再生するための処理を行う手段（図示略）を備えている。ワイヤレスＦＳＫ受信機30は，好ましくは補聴器40の回路の統合部（integral part of the circuitry）であり，補聴器プロセッサ50を含む統合回路に完全に埋込まれていてもよく，補聴器バッテリ（図示略）から必要な電力を効果的に引出す。
【００９３】
すなわち，この発明による補聴器は，マルチ位相受信スキーム（multiphasic reception scheme）を含む低電力の効率的なＦＳＫ受信機を組込んでいる。このようにすることで，補聴器ユーザは，たとえば，補聴器のワイヤレス・リモート・コントロールもしくはプログラミング，または補聴器におけるデジタルの符号化オーディオ信号のワイヤレス受信など，この発明による補聴器の多数の新規の応用からの利益を受けることができる。
【図１】
2011503980.tif 000017
【図２】
2011503980.tif 000018
【図３】
2011503980.tif 000019
【図４】
2011503980.tif 000020
【図５】
2011503980.tif 000021
【図６】
2011503980.tif 000022
【図７】
2011503980.tif 000023
【図８】
2011503980.tif 000024
【図９】
2011503980.tif 000025
【図１０】
2011503980.tif 000026
【図１１】
2011503980.tif 000027
【図１２】
2011503980.tif 000028
【図１３】
2011503980.tif 000029
【手続補正書】
【提出日】平成21年11月11日(2009.11.11)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
補聴器中において使用するためのワイヤレスＦＳＫ受信機であって，上記受信機は，第１の増幅段，リミッタ段，複数の位相検出段，およびルックアップ・テーブルを備え，上記第１の増幅段はリミッタ段の入力に接続されており，上記リミッタ段の出力は複数の位相検出段の複数の第１の入力のそれぞれに分割され，上記位相検出段の数は２よりも多く，各位相検出段がローカル・オシレータ，ミキサ段，フィルタ段，およびコンパレータ段をそれぞれ備えており，各位相検出段の上記入力が，対応するミキサ段の第１の入力を形成し，対応するローカル・オシレータのそれぞれが，対応するミキサ段の第２の入力に接続されており，各ミキサ段の出力が，対応するフィルタ段の入力に接続されており，上記フィルタ段のそれぞれの出力がそれぞれコンパレータ段の入力に接続されており，上記コンパレータ段のそれぞれの出力がルックアップ・テーブルの入力に接続されており，上記ルックアップ・テーブルの出力が，上記複数の位相検出段によって生成される一セットの引数からＡｒｃｔａｎ２値を形成するものであり，
上記ローカル・オシレータのそれぞれの周波数がＦＳＫ信号の搬送波周波数に同調されており，ｎを上記ローカル・オシレータの数としたときに，上記位相検出段の上記ローカル・オシレータの位相角が相互に１８０°／ｎだけずれていることを特徴とする，
ワイヤレスＦＳＫ受信機。
【請求項２】
上記位相検出段の数が５であることを特徴とする，請求項１に記載のワイヤレスＦＳＫ受信機。
【請求項３】
上記位相検出段の出力が上記ルックアップ・テーブル・ブロックの入力に与えられており，それらが重みにしたがってＡｒｃｔａｎ２値に結合されていることを特徴とする，
請求項１に記載のワイヤレスＦＳＫ受信機。
【請求項４】
上記位相検出段は，アナログ入力を受付けて上記ミキサ段およびフィルタ段にわたってアナログ形式で上記入力を処理するようになっており，上記コンパレータ段において上記フィルタ出力をデジタル化するようになっていることを特徴とする，請求項１に記載のワイヤレスＦＳＫ受信機。
【請求項５】
各ローカル・オシレータは２つの出力を備え，第１の出力はインバータを介してそれぞれミキサ段に接続されており，第２の出力は直接にそれぞれミキサ段に接続されていることを特徴とする，
請求項１に記載のワイヤレスＦＳＫ受信機。
【請求項６】
上記複数の位相検出段の少なくとも一つは，差動位相検出段であることを特徴とする，請求項１に記載のワイヤレスＦＳＫ受信機。
【請求項７】
ＦＳＫ信号を受信し，上記ＦＳＫ信号を増幅し，上記増幅されたＦＳＫ信号を制限し，上記増幅された制限ＦＳＫ信号を複数の信号分岐に分割し，上記分岐数は，受信される明確に検出可能な位相角の数よりも多く，上記複数の信号分岐の各分岐において上記ＦＳＫ信号の位相を検出し，上記複数の信号分岐のそれぞれにおいて上記ＦＳＫ信号の検出された位相に基づいて論理信号ベクトルを算出し，上記複数の信号分岐の上記信号ベクトルを加算し，上記加算結果に基づいて上記ＦＳＫ信号から情報を引出し，引出された情報を上記補聴器にもたらす，補聴器のための信号を供給するためのワイヤレスＦＳＫ信号を処理する方法において，
上記複数の信号分岐の各分岐における上記ＦＳＫ信号の位相を検出するステップが，上記ＦＳＫ信号をローカル・オシレータからの信号に混合することによって混合信号を生成し，ローパス・フィルタを用いて上記混合信号を帯域制限し，上記混合帯域制限信号と所定の固定レベルを比較し，上記比較に基づいて論理値を生成することを特徴とする，
方法。
【請求項８】
ｎを信号分岐の数としたときに，上記複数の信号分岐における上記ローカル・オシレータの位相角が相互に１８０°／ｎの間隔でずれている，
請求項７に記載の方法。
【請求項９】
上記ＦＳＫ信号から情報を引出すステップは，特定関数にしたがって上記論理信号ベクトルの合計の引数から信号を決定し，上記特定関数からの上記信号を微分し，微分された信号をローパス・フィルタリングし，上記ローパス・フィルタリングされた信号からクロックおよびデータを復元し，上記復元されたクロックに基づいて上記復元されたデータをバッファに記憶し，上記補聴器による使用のために上記バッファから上記記憶されたデータを引出す，請求項８に記載の方法。
【請求項１０】
上記複数の信号分岐の各分岐における上記ＦＳＫ信号の位相を検出するステップは，上記信号を２つの分岐に分割し，上記分割された信号と，ローカル矩形波オシレータからの直接信号および反転信号とを混合して２つの混合信号を生成し，バンドパス・フィルタを用いて上記２つの混合信号を帯域制限し，上記混合帯域制限信号と所定の固定レベルを比較し，上記比較に基づいて論理値を生成する，請求項８に記載の方法。
【請求項１１】
ｎを信号分岐の数としたときに，上記複数の信号分岐の各分岐における上記ローカル矩形波オシレータの位相角が相互に１８０°／ｎの間隔でずれている，請求項８に記載の方法。
【請求項１２】
上記特定関数がＡｒｃｔａｎ２関数である，請求項９に記載の方法。
【国際調査報告】
2011503980.tif 000030
2011503980.tif 000031