(57)【要約】  低減されたピーク対ＲＭＳの比のマルチコード無線信号を生成する送信機および方法が、ここで説明される。当該無線信号は、バッテリ寿命を節約し、通信範囲および平均データスループット率を増加させることに役立つ。【選択図】図７
2011526762.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のマルチビットのデータシンボルを搬送するための多元接続符号を使用して、低減されたピーク対ＲＭＳの比を有する無線信号を生成するための方法であって：
前記データシンボルを搬送するための前記多元接続符号の数を決定するステップと；
前記多元接続符号の数の２倍以下である数のサブグループへビットのグループを分割するステップと；
ビットの各サブグループを使用して、ある数の同相の信号値またはある数の直交位相の信号値のうちの１つを選択するステップと；
少なくとも１つの選択された前記信号値のペアは、回転された信号値を得るために、前記選択された信号値のペアの平面内で軸回転を実行することにより、変更されたことと；
前記同相の値の１つおよび前記直交位相の値の１つ、または回転された前記同相の値の１つおよび回転された前記直交位相の値の１つを含む複素信号値で、各接続符号を乗算して、各接続符号についての変調されたチップのセットを得るステップと；
各接続符号の対応するチップを足し合わせて、マルチコードの信号を得るステップと；
を含む方法。
【請求項２】
前記選択された少なくとも１つの信号値のペアは、同相の値のペアおよび直交位相の値のペアを含む、請求項１の方法。
【請求項３】
前記軸回転は、前記同相の信号値のペアの前記平面内での４５度の回転、および前記直交位相の信号値のペアの前記平面内での４５度の回転である、請求項２の方法。
【請求項４】
前記選択された少なくとも１つの信号値のペアは、同相の信号値および直交位相の信号値を含む、請求項１の方法。
【請求項５】
前記軸回転は、前記同相の信号値および前記直交位相の信号値の前記平面内での４５度の回転である、請求項４の方法。
【請求項６】
前記選択された少なくとも１つの信号値のペアは、直交位相の値とペアにされる同相の信号値の全てのペアの候補を含み、値のペアの前記平面内での前記軸回転は、各値のペアについて漸次的に増加する角度で行われる、請求項１の方法。
【請求項７】
角度における前記漸次的な増加分は、９０度割る信号値のペアの数である、請求項６の方法。
【請求項８】
前記符号は、互いに直交する符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）の接続符号である、請求項１の方法。
【請求項９】
送信機であって：
入力ビットのブロックを受け取り、複素平面内の２つの軸のいずれか一方と複数の符号からの１つの符号とに各々関連付けられるある数のサブグループに、前記入力ビットのブロックを分割するビットグループ化器と；
前記ビットグループ化器からビットの前記サブグループを受け取り、Ｉ信号値およびＱ信号値を生成する複数のチップ値生成装置と；
を備え、
前記Ｉ信号値および前記Ｑ信号値の各々は、
前記サブグループの各々の中の各ビットパターンの候補に数値である信号値を関連付ける、ビットからシンボルへのマッピングと；
前記数値である信号値のいずれかのペアを多次元回転行列により乗算して、回転された信号値のペアを生成するための軸回転と；
同一の軸に対応する回転された前記信号値および回転されていない前記信号値を足し合わせて、前記Ｉ信号値および前記Ｑ信号値をそれぞれ生成するための加算と；
により決定され、
０度の軸回転を有する前記Ｉ信号値および前記Ｑ信号値と比べると、前記Ｉ信号値および前記Ｑ信号値は、低減されたピーク対ＲＭＳの比を有する、
送信機。
【請求項１０】
前記Ｉ信号値および前記Ｑ信号値をさらに処理して、所望のスペクトルの抑制を伴う連続的な時間信号を生成する複数のデジタル／アナログ変換器およびフィルタと；
前記連続的な時間信号をコサインおよびサインキャリア周波で変調する複数の直交位相変調器と；
変調された前記コサインおよびサインキャリア周波信号を送信電力レベルへ増幅する送信電力増幅器と；
をさらに備える請求項９の送信機。
【請求項１１】
前記送信機は、あるモードでは、０度の軸回転を使用して動作し、別のモードでは、低減されたピーク対ＲＭＳの比のために０度ではない軸回転を使用して動作することができる、請求項９の送信機。
【請求項１２】
前記入力ビットのブロックは１２個のデータビットを含み、ビットのサブグループの数は６個であって各々２ビットを含み、前記ビットからシンボルへのマッピングは、−３、−１、＋１および＋３という４つのレベルの振幅値に対応する４つのビットパターンの候補の００、０１、１０および１１に、関連する数値を関連付け、前記軸回転は、同じ拡散スペクトル符号の前記複素平面の２つの直交軸に関連付けられるビットのペアのサブグループから得られる信号値のペアの前記平面内での４５度である、請求項９の送信機。
【請求項１３】
前記送信機はモバイル電話の中に組み込まれる、請求項９の送信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
（関連する出願の相互参照）
この出願は、２００８年７月２日に提出され、"Multi-Dimensional  Signal  of  Reduced  Peak-to-RMS  Ratio"と題する、米国特許出願第１２／１６６９１０号（代理人整理番号Ｐ２５７０２番）に関連する。この文書の内容は、参照によりここに取り入れられる。
【０００２】
本発明は、概して、無線通信分野に関するするが、具体的には、低減されたピーク対ＲＭＳの比のマルチコード無線信号を生成するための送信機および方法に関する。当該信号は、バッテリーの寿命を節約し、通信範囲および平均データスループット率を増加させることに役立つ。
【背景技術】
【０００３】
以下の略語は、これによって定義され、当該略語のうち少なくともいくつかは、従来技術および本発明についての以下の説明の中で引用される。
ＣＤＭＡ        符号分割多元接続
ＦＩＲ          有限インパルス応答
ＨＳＰＡ        高速パケットアクセス
ＱＡＭ          直交振幅変調
ＵＭＴＳ        Universal  Mobile  Telecommunications  Service
ＷＣＤＭＡ      広帯域符号分割多元接続
【０００４】
ＷＣＤＭＡまたはＵＭＴＳとして知られる第３世代セルラーシステムでは、モバイル電話からネットワーク（または基地局）へより高いデータレートを送信するための、仕様中にあるＨＳＰＡの方法が現在存在する。ＨＳＰＡの送信は、「マルチコードＣＤＭＡ」と呼ばれるアプローチを使用する。このマルチコードＣＤＭＡシステムでは、各データシンボルは、拡散符号を用いて合成されることにより、時間およびスペクトラムで拡散される。（基地局からモバイル電話への）ダウンリンク上では、基地局からの信号を送信するために使用される符号は、互いに直行するように基地局で調整される。対照的に、（モバイル電話から基地局への）アップリンク上では、直交性を達成するために異なるモバイル電話の間で必要とされる調整は、難しすぎるため実装することができないと考えられる。したがって、各モバイル電話は、異なるランダムの符号系列を使用する。
【０００５】
しかしながら、各モバイル電話では、さらに、互いに直交するように調整される様々なランダムの符号系列を生成することができる。これらの直交符号の各々はシンボルのサブストリームを搬送し、合成されたシンボルストリームのレートが向上し得る。しかし、この状況では、モバイル電話の利用可能な送信電力は、様々な符号の間で分割される。これは、各サブストリームがエラーなしで成功裏に受信し復号し得る範囲が低減することを意味する。実際には、モバイル電話から送信されるマルチコード変調信号におけるサブストリーム毎の電力の低減は、サブストリームの総数により送信機の電力を単に割ることにより期待されるものよりも悪い。これは、バッテリ電圧により制限されるのが平均電力よりもむしろピーク信号振幅であるからである。ピーク信号振幅は、図らずもバッテリ電圧により制限される。
【０００６】
したがって、第３世代セルラーシステムでは、全サブストリームの合成ピーク信号振幅の制限の中でサブストリーム毎の最高の平均電力を出す変調方式への要望がある。例えば、モバイル電話が、同様の振幅で１６ＱＡＭシンボルのサブストリームをそれぞれ搬送する長さ＝４の３つの符号を用いる３符号のマルチコード方式を用いた場合、所定のピーク振幅の制限の中で送信される総平均電力は、スペクトラムを含むためにフィルタリングする前のピークよりも低い７．３２ｄＢであり、サブストリーム毎の平均電力は、ピークよりも低い１２．１ｄＢである。フィルタリングは、一般的にＲＭＳに対するピークの比をさらに増加させる。重ね合わされ直交する長さ＝４の符号が第３のシンボルを搬送するのと同じ周期に２つのシンボルを搬送し、長さ＝４の３つの符号と同じシンボルレートを有効に達成する、２倍の電力（√２倍の振幅）の長さ＝２の符号を、ＨＳＰＡ標準は仕様に定めているため、ＨＳＰＡ標準は長さ４の３つの拡散符号の方式における改善を説明する。この４＋（２，２）の構成は、ピークよりも低い５．４４ｄＢである総平均電力を出すことができ、長さ＝４の３つの拡散符号の方式に関連付けられる（４＋４＋４）の構成よりも１．８８ｄＢだけより効果的である。４＋（２，２）の構成は良好に機能するが、マルチコード変調信号を送信する場合に平均電力に対するピーク電力の比をさらに低減できることが、モバイル電話にとってさらに望ましい。この要求および他の要求は、本発明の送信機および方法により対処される。
【発明の概要】
【０００７】
ある形態では、本発明は、ビットグループ化器を用いることにより、拡散スペクトル信号符号化方式の複数の符号を使用してデータを送信することができる送信機を提供する。当該ビットグループ化器は、入力ビットのブロックを受け取り、複素平面内の２つの軸のいずれか一方と複数の符号のうちの１つの符号とに各々関連付けられるある数のサブグループに、入力ビットのブロックを分割し、チップ値生成装置（例えば、ルックアップテーブル、リアルタイム計算装置）にビットのサブグループを送る。チップ値生成装置は、Ｉ信号値およびＱ信号値を生成する。当該Ｉ信号値および当該Ｑ信号値の各々は、（１）サブグループ内の各ビットパターンの候補に数値である信号値を関連付けるビットからシンボルへのマッピングと、（２）数値である信号値のいずれかのペアを多次元回転行列（例えば、２×２の回転行列）により乗算して、回転された信号値のペアを生成するための軸回転と、（３）同一の軸に対応する回転された数値の信号値および回転されていない数値の信号値を足し合わせて、Ｉ信号値およびＱ信号値をそれぞれ生成するための加算と、により決定される。Ｉ信号値およびＱ信号値は、０度の軸回転を有するＩ信号値およびＱ信号値と比べると、低減されたピーク対ＲＭＳの比を有する。
【０００８】
別の形態では、本発明は、複数のマルチビットのデータシンボルを搬送するための多元接続符号を使用して、低減されたピーク対ＲＭＳの比を有する無線信号を生成するための、方法を提供する。ある実施形態では、当該方法は、（ａ）データシンボルを搬送するための多元接続符号の数を決定するステップと、（ｂ）多元接続符号の数の２倍以下である数のサブグループへビットのグループを分割するステップと、（ｃ）ビットの各サブグループを使用して、ある数の同相の信号値またはある数の直交位相の信号値のうちの１つを選択するステップと、少なくとも１つの選択された信号値のペアは、回転された信号値を得るために、選択された信号値のペアの平面内で軸回転を実行することにより、変更されたことと、（ｄ）同相の値の１つおよび直交位相の値の１つ、または回転された同相の値の１つおよび回転された直交位相の値の１つを含む複素信号値で、各接続符号を乗算して、各接続符号についての変調されたチップのセットを得るステップと、（ｅ）各接続符号の対応するチップを足し合わせて、マルチコードの信号を得るステップと、を含む。軸回転を有しない無線信号比べると、ピーク対ＲＭＳの比は低減される。
【０００９】
本発明のさらなる形態は、詳細な説明、図面およびいずれかの後続する請求項で部分的に説明され、詳細な説明から部分的に導き出され、または本発明の実施により得られることが可能である。当然のことながら、上記の一般的な説明および以下の詳細な説明の両方は、例示的でかつ説明のためのものにすぎず、開示されているように本発明を限定しない。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
本発明のより完全な理解は、以下の添付の図面とともに取り込まれる場合に以下の詳細な説明を参照することにより得られ得る。
【図１】本発明の説明を支援するために用いられる、従来のＨＳＰＡの４＋（２，２）のマルチコードセルラーシステムの図である。
【図２】本発明の説明を支援するために用いられる、１６ＱＡＭコンスタレーションの１６点を示す図である。
【図３】本発明の説明を支援するために用いられる、従来の４＋４＋４のマルチコードセルラーシステムに関連付けられる図を説明する。
【図４】本発明の説明を支援するために用いられる、６つの次元であるＩ１、Ｑ１、Ｉ２、Ｑ２、Ｉ３およびＱ３をグループ化して多次元シンボルを形成することが可能である様々な手法を説明する図である。
【図５】本発明の説明を支援するために用いられる、２倍の電力（√２倍の振幅）の長さ＝２の符号で変調される１６ＱＡＭシンボルに対する、長さ＝４の符号で変調される１６ＱＡＭシンボルの４５度の位相回転を視覚的に示す図である。
【図６】本発明の実施形態に従って構成される送信機を有するモバイル電話のブロック図である。
【図７】本発明の実施形態に従って複数のマルチビットデータシンボルを搬送するための多元接続符号を使用して低減されたピーク対ＲＭＳの比を有する無線信号を生成するための方法のステップを説明するフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
本発明は、全サブストリームの合成ピーク信号振幅の制限の中でサブストリーム毎の所望の平均電力を出す変調方式を実装するモバイル電話の送信機および方法を含む。一実施形態では、送信機は、Ｎ個のＣＤＭＡ拡散符号の線形和を含む信号を送信する。当該符号は、１６ＱＡＭシンボル等の複素データシンボルに応じた個別の複素信号値により乗算される。複素信号の乗算後のこれらの符号の実数部分および虚数部分は、符号毎に２つの次元を有する多次元信号空間内の次元を構成する。次元のペアが選択されて平面を形成し得る。その後、信号空間が、複素データシンボルが信号空間へマッピングされる前にいずれかのそのような平面内で回転され、それにより、データシンボルの変調が適用された後の、結果として得られる合成信号のピーク振幅対ＲＭＳ振幅の比は、低減され得る。本発明の説明を支援するために、４＋４＋４の構成を有する上記従来の３符合マルチコード方式、および４＋（２，２）の構成を有する上記従来のＨＳＰＡ３符号マルチコード方式についての詳細な説明が、図１〜４についてまず提供される。その後に、本発明についての詳細な検討が、図５〜７について提供される。
【００１２】
図１を参照すると、従来のＨＳＰＡ３符号マルチコードセルラーシステム１００のブロック図がある。モバイル電話１０２は、各４チップの変調周期毎に１６ＱＡＭシンボルであるＳ１、Ｓ２およびＳ３を用いて無線信号を基地局１０４に送信する送信機１０８を有する。図のように、長さ＝２の符号は、２回繰り返され、使用されて、２つの１６ＱＡＭシンボルのＳ２およびＳ２を連続して搬送する。長さ＝２の符号と直交する長さ＝４の符号は、付加的に合成され、使用されて、同じ４チップの周期の間に第３の１６ＱＡＭシンボルのＳ１を搬送する。１６ＱＡＭシンボルのコンスタレーションは、図２に示されるように一般的な形式を有する。各シンボルのＳ１、Ｓ２およびＳ３は、４ビットを有する。そのため、３つのシンボルＳ１、Ｓ２およびＳ３を用いて、４０９６の候補を表す１２ビットが４チップ時間間隔の中で伝達される。したがって、基地局１０４での復号は、４０９６の候補の全てを検証すること（「ブルートフォース」手法）を含むことができるか、あるいは、２００８年２月２２日に出願され、"Efficient  Multicode  Detection"と題する共同譲渡された米国特許出願第１２／０３５、９７０号に開示されている複雑さが低減された方法を使用し得る。当該米国特許出願の内容は参照によりここに取り入れられる。
【００１３】
１６ＱＡＭシンボルを使用して通信することは、信号のＩ成分およびＱ成分の各々で２ビットを送信することを含む。ビットは、複素信号平面の２つの次元の各々において０の周囲に等間隔で配置される。したがって、Ｉ成分は、＋１．５、＋０．５、−０．５および−１．５の値をとり得る。一方で、Ｑ成分も独立して同様に値を取る。図２は、ＩＱ平面内で規則的な矩形の格子の交点に位置する、１６個の信号点の候補を示す。単一の１６ＱＡＭシンボルのピーク対ＲＭＳの比は、ピーク振幅および二乗平均平方根の値を決定することにより算出され得る。ピーク振幅は、ＩおよびＱの両方が同時に＋／−１．５である最大の振幅をもつ場合に発生する。ピーク振幅は、１．５＊√２のベクトル全体の長さを与える。一方で、二乗平均平方根の値は、１６点全体における振幅の二乗を平均することにより算出される。二乗された振幅の値（１．５√２）２＝４．５をそれぞれ有する４つの角の点、それぞれが二乗された振幅（１．５２＋０．５２）＝２．５である側面にある８つの点、二乗された振幅（０．５√２）２＝０．５である中央にある４つの点がある。これらの点の平均値は、（４×４．５＋８×２．５＋４×０．５）／１６＝２．５である。したがって、ＲＭＳの値は、√２．５または１．５８である。ピーク振幅対ＲＭＳ振幅の比は、したがって１．５√２／√２．５であり、デシベルでいうと２．５５ｄＢである。
【００１４】
しかしながら、図１の変調について、２つのＩ値および２つのＱ値が各チップ周期の中で重なり合うことがわかる。長さ＝４の符号のＩ値は、４つの値である１．５、０．５、−０．５および−１．５のうちの１つであり得る。しかし、長さ＝２の符号のＩ値は、√２倍大きい。Ｑ値も同様にスケーリングされる。よって、ピーク対ＲＭＳの比を算出するための上記と同じ手続きを適用すると、背景技術のセクションで述べられたとおりこの種類のマルチコード変調について５．４４ｄＢという解が与えられる。一方で、図３に示されるような従来の４＋４＋４の構成である３つの長さ＝４の符号が使用された場合、各々についてのＩ値は、１．５、０．５、−０．５または−１．５の値のいずれかを有し、４．５であるピークＩ値および同様のピークＱ値を与える。または、４．５√２であるＩおよびＱが合成されたピーク振幅が与えられる。しかしながら、ＲＭＳの値は、上記で算出されて√２．５であった単一の１６ＱＡＭ送信のＲＭＳの値のちょうど√３倍である。よって、背景技術のセクションで述べられたとおり、重ね合わせられた３つの長さ＝４の符号のピーク対ＲＭＳの比は、したがって４．５√２／（√３×√２．５）＝２．３２または７．３２ｄＢである。したがって、ピーク振幅が制限される場合、図３の４＋（２，２）の構成は、図３の４＋４＋４の符号の構成よりも好ましい。
【００１５】
モバイル電話の送信機１０８は、他の要因に加えて信号のピーク対ＲＭＳの比に依存する歪みなしの平均電力出力を生成する電力増幅器１０６も有する。Ｂ級の電力増幅器１０６について、当該増幅器が図らずも最大電力を生成している場合に、以下のように定義される最大の歪みなしの効率（non-distorting  efficiency）が発生する。
【数１】
2011526762.tif 000003
また、単位負荷抵抗へ正規化されると、最大効率は以下のように定義される。
【数２】
2011526762.tif 000004
【００１６】
一方で、変動する振幅の信号の平均効率は、以下のように定義される。
【数３】
2011526762.tif 000005
【００１７】
また、静止バイアス（quiescent  bias）のないＢ級の電力増幅器１０６の電力消費は、図らずも出力信号の振幅と比例する。したがって、平均ＤＣ電力消費は、ピーク振幅に対する平均振幅の比のピーク電力消費倍に等しく、単位負荷抵抗へ正規化されて、以下のように与えられる。
【数４】
2011526762.tif 000006
等式１ｂ、２ｃおよび３ｂを結合すると、以下のようになる。
【数５】
2011526762.tif 000007
【００１８】
ηmaxは、電力増幅器の実装に依存する量であり、設計者が既に最大化したと当然思われるかもしれない。しかしながら、上記値（ピーク振幅対ＲＭＳ振幅の比×平均振幅対ＲＭＳ振幅の比）は、変調の特性である。したがって、得られる電力増幅器の効率を最大限に生かすために、後者の量を最小化したい。
【００１９】
図３に示される３符号マルチコード方式に戻って参照すると、３つの１６ＱＡＭシンボルＳ１、Ｓ２およびＳ３を４−ＡＭシンボルとみなすことができることがわかる。各４−ＡＭシンボルは、４つの信号点の候補を有し６次元であるＩ１、Ｑ１、Ｉ２、Ｑ２、Ｉ３およびＱ３のうちの１つを占める２ビットの情報を、それぞれ搬送する。図のように、（Ｉ，Ｑ）次元のペアは、９０度位相がずれているおかげで直交する。直行する符号の使用により、３つのそのようなＩ値とＱ値とのペアは、符号が互いに直交である場合に互いに直行する６つの次元Ｉ１、Ｑ１、Ｉ２、Ｑ２、Ｉ３およびＱ３の全てを使用して伝達されることが可能となる。送信における信号歪みがない場合、６つの次元Ｉ１、Ｑ１、Ｉ２、Ｑ２、Ｉ３およびＱ３は、互いに干渉しないため、全く独立している。受信機のノイズは、次元Ｉ１、Ｑ１、Ｉ２、Ｑ２、Ｉ３またはＱ３のうちのいずれか１つとこれらの次元のうちのいずれかの他の１つとの間で相関しない名目上のおよび均等なＲＭＳの値を有する。しかしながら、Ｉ１、Ｉ２およびＩ３の値並びに同じくＱ１、Ｑ２およびＱ３の値は、一次で足し合わされ、２次で足し合わされないため、６つの次元Ｉ１、Ｑ１、Ｉ２、Ｑ２、Ｉ３またはＱ３は、モバイル電話の送信機１０８に関する限り独立ではない。したがって、送信される信号の瞬間的な振幅は、以下の表に示される（図３の符号１、符号２および符号３を参照）。
【数６】
2011526762.tif 000008
そして、送信振幅＝（Ｉ２transmit＋Ｑ２transmit）である。
【００２０】
Ｉ１、Ｉ２およびＩ３の全ての符号の組合せが４つのチップわたって検証されるため、個別の符号がどのようなものであっても、当該符号の組合せは、いずれかのチップで積極的に付加され、当該チップでピーク値を生成する、ということを上記は示している。制約されなければ、送信信号の振幅についての最悪のケースは、図らずもＩのピークとＱのピークが同じチップで起こる場合である。
【００２１】
Ｉ信号およびＱ信号が同じ形式である場合、送信振幅のピーク対ＲＭＳの比がＩ単独またはＱ単独のピーク対ＲＭＳの比と同じという結果になる。ＩおよびＱの組合せは、Ｉ単独またはＱ単独と比べて、ピークおよびＲＭＳの両方を同様に√２倍に増やすにすぎない。したがって、ＩおよびＱの単独上で低いピーク対ＲＭＳの比を有する変調方式を得ようとすることは、合成された送信信号についての低いピーク対ＲＭＳを生み出すことができる。
【００２２】
図４を参照すると、図は、２つの３次元シンボル４０２および４０４を形成するために６つの次元Ｉ１、Ｑ１、Ｉ２、Ｑ２、Ｉ３およびＱ３をグループ化できることを示す。変調が３つの軸の各々において４−ＡＭである場合、これらの３次元シンボル４０２および４０４は、立方体（cubic）である。実際に、６つの４−ＡＭシンボル（図３）のように、３つの１６ＱＡＭシンボル４０６、４０８および４１０（図４）のように、あるいは上記２つの３Ｄシンボル４０２および４０４のように、６つの次元Ｉ１、Ｑ１、Ｉ２、Ｑ２、Ｉ３およびＱ３を任意の所望の手法で概念的にグループ化することができる。上記３Ｄシンボルについて、３次元空間（Ｖ３）の各軸に沿った振幅変調を意味する用語Ｖ３ＡＭが使用される。特に、６つの次元Ｉ１、Ｑ１、Ｉ２、Ｑ２、Ｉ３およびＱ３を、代わりに、１つのＶ４ＡＭシンボルおよび１つのＱＡＭシンボルとしてグループ化することができる。したがって、３軸の各々に沿った点の数が４である場合、３Ｄシンボル内の点の総数は、４３＝６４である。そのため、用語６４−Ｖ３ＡＭが用いられ得る。同様に、Ｖ４の各次元に沿った４つの点は、２５６−Ｖ４ＡＭを生み出し、Ｖ５の各次元に沿った５つの点は、１０２４−Ｖ５ＡＭを生み出し、Ｖ６の各次元に沿った６つの点は、４０９６−Ｖ６ＡＭを生み出すことができる。
【００２３】
図４の立方体のコンスタレーション４０２および４０４のように変調が２つ以上の次元に及ぶと考えることは、コンスタレーションがＩＱ平面または位相平面以外の平面内で回転し得ることを示す。例えば、コンスタレーションは、Ｉ１およびＩ２により形成される平面等のＩＩ平面またはＱＱ平面で回転し得る。図４の立方体のコンスタレーション４０２および４０４の様々な回転についてのコンピュータの試験は、Ｉ１、Ｉ３平面においてあるシンボルが４５度回転され、Ｑ１、Ｑ３平面において別のシンボルが４５回転された場合に、３つの長さ＝４の符号を使用する標準のトリプル１６ＱＡＭの７．３２ｄＢから５．４４ｄＢへのピーク対ＲＭＳの比の低減を示した。これが意味することは、従来のとおりシンボル１を符号１へ適用し、シンボル３を符号３へ適用する代わりに、本発明の一実施形態における符号は以下のような４５度回転されたシンボルのペアからの変調を受け取るということである。
【数７】
2011526762.tif 000009
【００２４】
以上のように、符号は、１／√２倍にスケーリングされた２つのシンボルの和および差を用いてそれぞれ変調される。回転が４５度以外で行われれば、回転行列は別のスケーリングをもたらすであろう。
【００２５】
ここで、符号１および３が以下のような長さ＝４の直交パターンであると考える。
【数８】
2011526762.tif 000010
そして、シンボルＳ１＝Ｉ１＋ｊＱ１およびシンボルＳ３＝Ｉ３＋ｊＱ３の関数として各チップを算出し、以下を得る。
【数９】
2011526762.tif 000011
その結果として、シンボルＳ１およびＳ３は、符号の変化を伴ってそれぞれ２回繰り返されるが、インターリーブされた順序Ｓ１、Ｓ３、Ｓ３、Ｓ１である、ということがわかる。
【００２６】
別の直交符号のペアは、以下に示されるような同様であるが異なる結果を生成する。
【数１０】
2011526762.tif 000012
【数１１】
2011526762.tif 000013
【数１２】
2011526762.tif 000014
【数１３】
2011526762.tif 000015
【００２７】
後ろの２つの例は、現在のＨＳＰＡ標準と一致する。ＨＳＰＡは、２つのシンボルが長さ＝２の拡散符号で連続して送信され、同じ周期に第３の符号が直交する長さ＝４の拡散符号を用いて送信される（図１を参照）ことを、仕様化する。後ろの２つの例では、長さ＝２の拡散符号は、ある場合は１、−１であり、第２の場合は１、１であって、２つの可能性しかない。次に、長さ＝４の符号は、第１の場合は１、−１、−１、−１、および１、−１、１、−１のうちの１つであり、第２の場合は、１、１、−１、−１および１、１、１、１のうちの１つである。したがって、本発明は、３つの長さ＝４の拡散符号を使用し、２つの実数軸により定義される平面および２つの虚数軸により定義される平面の中での４５度の軸回転を適用することにより、２つのシンボルを長さ＝２の符号でおよび１つのシンボルを長さ＝４の符号で送信する現在のＨＳＰＡ変調を再生することができる。しかしながら、本発明は、はじめの３つの例に示されるように、現在のＨＳＰＡの仕様が想定できなかったまたは想定しなかった変調を生み出すこともできる。さらに、長さ＝４の符号のトリプル１６ＱＡＭの場合に上記４５度の軸回転により生み出されるピーク振幅対ＲＭＳ振幅の比は、フィルタリングの前で７．３２ｄＢから５．４４ｄＢへ低減された。
【００２８】
Ｉ軸およびＱ軸から成るいずれかの平面内での回転がピーク対ＲＭＳの比にどのように影響するのかも、研究された。回転後に直交性を維持するために、同一の符号に属するＩ軸およびＱ軸を選択することが好ましい。第１のシンボルおよび第３のシンボルがそのＩＱ平面内で６０度回転されるのに対して、第２の１６ＱＡＭシンボルがそのＩＱ平面内で３０度回転される場合に、ピーク対ＲＭＳの比が軸回転なしで７．３２ｄＢから６．５１ｄＢへ低減される、ということがコンピュータの検査により明らかになった。したがって、一様に驚くことに、１６ＱＡＭシンボルの位相角は、この具体的な例では、０．８１ｄＢだけピーク対ＲＭＳの比を低減する
【００２９】
両方の種類の軸回転は、ここでは以下のように適用され得る。
（１）シンボルのうちの２つを含むＩＩ平面およびＱＱ平面内での４５度の回転、および
（２）３つの１６ＱＡＭシンボルの残りのシンボルを含むＩＱ軸の残りのペアの平面内での回転。
結果は、以下の表１に要約される。
【表１】
2011526762.tif 000016
【００３０】
ケース番号１は、３つの長さ＝４の符号を使用するトリプル１６ＱＡＭである。
【００３１】
ケース番号２は、３つの１６ＱＡＭシンボルの間における３０度の漸次的な位相回転を伴う、３つの長さ＝４の符号を使用するトリプル１６ＱＡＭである。
【００３２】
ケース番号３は、２つのシンボルのＩＩ平面内での４５度の回転、および同じ２つのシンボルのＱＱ平面内での４５度の回転を伴う、３つの長さ＝４の符号を使用するトリプル１６ＱＡＭである。
【００３３】
ケース番号４は、第３のシンボルのＩＱ（位相）平面内での更なる４５度の回転を伴うケース番号３の場合である。
【００３４】
上記の例では１６ＱＡＭが使用されたが、必要に応じて、例えば６４ＱＡＭのような、他のサイズのＱＡＭコンスタレーションを使用することができる。
【００３５】
基地局の受信機がモバイルの送信信号を復号するのを支援するために、ＷＣＤＭＡ標準に準拠するモバイル電話は、他のデータベアリング符号に重ねあわせられる既知のパイロット符号を送信する。パイロット符号は、基地局の受信機により使用されて、位相リファレンスを確立し、未知のシンボルの復号を容易にするためにマルチパスチャネルを特徴付ける。例えば、トリプル１６ＱＡＭは、利用可能な直交符号空間全体の３／４（すなわち、長さ＝４の４つの符号のうちの３つの符号）を使用し、パイロット送信信号は、当該符号空間の残りの１／４を使用する。パイロット符号により提供されるチャネルリファレンスの質と、そうでなければデータベアリング符号で使用されたであろうパイロット符号が使用するエネルギーの量との間には、トレードオフがある。この折衷案の結果、パイロット符号は、長さ＝４の符号のシンボルに対して約−１２ｄＢのレベルで送信される。このパイロット符号は、ＷＣＤＭＡ標準でＥ−ＤＰＣＣＨチャネルとして指定される。別の直交符号上にパイロット符号を含むことの、ピーク対ＲＭＳの比への効果は、以下の表２に示される。
【表２】
2011526762.tif 000017
【００３６】
完全性のために、以下の表３および４は、パイロット符号あり、およびパイロット符号なしの、ルートレイズドコサインフィルタリング（root-raised  cosine  filtering）後の算出された性能を示す。各ケースでは、パイロット符号は、長さ＝４の符号に変調される第１の１６ＱＡＭシンボルと同相（または直交位相）である。ＵＭＴＳ（ＷＣＤＭＡ）無線システムについて仕様化されているように、ルートレイズドコサインのロールオフ（roll-off）係数αは０．２２と等しい。
【表３】
2011526762.tif 000018
【表４】
2011526762.tif 000019
【００３７】
提案された４５度の回転は、パイロット符号の追加ありまたはパイロット符号の追加なしの、フィルタリング後のピーク対ＲＭＳの比において、ほぼ同じ低減をさらに達成する、ということを表３および４は裏付ける。パイロット符号の最良の位相は、パイロット符号が長さ＝４の符号のシンボルのＩ軸またはＱ軸と一直線上にされる場合であることが分かった。この位相は、上記ケース番号１〜４の全てにおいて使用された。
【００３８】
図５を参照すると、２倍の電力（√２倍の振幅）の長さ＝２の符号で変調される１６ＱＡＭシンボル５０４に対する、長さ＝４の符号で変調される１６ＱＡＭシンボル５０２の４５度の位相回転を視覚的に示す図がある。スケーリングおよび回転によって、より小さいコンスタレーション５０２は、より大きいコンスタレーション５０４の内部にちょうど合うように見える。より小さい４５度回転された符号からの、Ｉ値またはＱ値の寄与は、たった７つの値のうちの１つの値であり得る、ということがわかる。この特別な特徴を用いて、図６に関して以下でさらに詳細に説明されるように、ルックアップテーブルに基づく送信信号生成器を縮小することができる。
【００３９】
図６を参照すると、本発明の一実施形態に従った上記教示に準拠する形でトリプル１６ＱＡＭ信号を使用する送信機６０２を有するモバイル電話６００が示されている。本発明に関連する送信機のコンポーネントおよび機能のみがここに説明されていることに留意する。各符号間隔で１２ビットが伝達されるため、したがって各チップの値は４０９６個の値のうちの１つ値のみをとることができる。実際には、各チップの実数値または虚数値は、１２未満のビットによって決まり得る。したがって、当該実数値および虚数値は、４０９６個未満の値をとることができるのみであり得る。パイロット符号を考慮し、またパイロット符号はＩチャネルまたはＱチャネルのみで送信されるただ１つのバイナリビットである場合、その結果、実数値または虚数値は、最大で１３ビットにより決まり得る。これは、当該実数値および虚数値が８１９２以下の１つをとり得ることを意味する。しかし、当該実数値および虚数値は、おそらくより小さい値である。いずれにせよ、これらの値は、今日の基準からすると比較的小さいメモリの中に記憶可能なように十分に小さい。例えば、４つのチップの各々について４０９６個または８１９２個の値のメモリである。メモリの内容は、用いられる符号化および軸回転の特性を決定する。
【００４０】
この例では、Ｉ値は、２つの実数ビットおよび２つの虚数ビットが２つのチップのＩ値に影響するように４５度回転されたため、２つのチップのＩ値は、第１の１６ＱＡＭシンボルの２ビットおよび第３のシンボルの４ビット全てにより決まる。しかしながら、図５を参照すると、回転されたシンボルからチップのＩ値またはＱ値への寄与は、１６ではなく７つの異なる値のうちのただ１つのみをとれることがわかる。よって、シンボルの４ビットは、まず、Ｉへの寄与についての７つの値の１つを示す３ビットの第１のグループ、およびＱへの寄与についての７つの値の１つを示す３ビットの第２のグループへ低減され得る。この４から３＋３への低減は、小さなルックアップテーブルにより、または図５のより小さなコンスタレーション５０２から導くことができる真理値表を実装する少数の論理ゲートにより、行われることが可能である。
【００４１】
したがって、この例では、送信機６０２は、１２個のデータビットおよび１つのパイロット符号ビットのブロックを受け取るように構成されるビットグループ化器６０４を有する。ビットグループ化器６０４は、３つの所望の１６ＱＡＭシンボルの２つの軸に対応するビットを選択し、正しいルックアップテーブル６０６、６０８、６１０、６１２および６１４へビットを送る。具体的には、ビットグループ化器６０４は、シンボル３の４ビット全てをビットマッパテーブル６０６へ送る。当該ビットマッパテーブル６０６は、３つのＩ指標ビットおよび３つのＱ指標ビットを生成する。その後送信されるチップのＩ値を得るために、３つのＱ指標ビットは、第１のシンボルの２つのＩビットと共に、その後（２８個のエントリのみが実際に使用される）３２値のルックアップテーブル６０８のアドレスを指定する。同様に、３つのＩ指標ビットは、第１のシンボルの他の２つのＱビットおよびパイロット符号ビットと共に、その後送信されるチップのＱ値を得るために、（５６個のエントリのみが実際に使用される）６４値のルックアップテーブル６１０のアドレスを指定する。ルックアップテーブル６０８および６１０が、実際には、第１のシンボルのビットにより決まるチップ１およびチップ２の両方についてのＩ値およびＱ値を伝送する場合に、時間が短縮される。例えば、第１のチップ１のＩ値は、第２のチップ２のＩ値とともに１６ビットのワードへとパッキングされる１バイトの値であり得る。Ｑ値についても同様である。したがって、Ｉテーブル６０８およびＱテーブル６１０は、それぞれ１６ビットの２８倍のサイズおよび１６ビットの５６倍のサイズである。
【００４２】
４チップの周期の中の他の２つのチップ３および４は、第３のシンボルの同じ４ビット、および第１のシンボルではなく第２のシンボルに属する２ビットにより決まる。上記のとおり、ビットグループ化器６０４は、シンボル３の４ビット全てをビットマッパテーブル６０６へ送る。当該ビットマッパテーブル６０６は、３つのＩ指標ビットおよび３つのＱ指標ビットを生成する。その後、３つのＱ指標ビットは、第２のシンボルの２つのＩビットと共に、その後送信されるチップ３およびチップ４についてのＩ値を得るために、（２８個のエントリのみが実際に使用される）３２値のルックアップテーブル６１２のアドレスを指定する。同様に、３つのＩ指標ビットは、第２のシンボルの他の２つのＱビットおよびパイロット符号ビットと共に、その後送信されるチップ３およびチップ４についてのＱ値を得るために、（５６個のエントリのみが実際に使用される）６４値のルックアップテーブル６１４のアドレスを指定する。この例では、ルックアップテーブル６０６、６０８、６１０、６１２および６１４は、選択されたＣＤＭＡ多元接続符号のパターンに従って予め算出されている。
【００４３】
ルックアップテーブル６０６、６０８、６１０、６１２および６１４からの出力は、後続の乗算器６１８へ入力される。乗算器６１８では、その後、チップ１、２、３および４についてのＩ値およびＱ値は、連続して選択されて、乗算器制御信号の入力６１８により判定される順序を有する。乗算器制御信号６１８は、チップ１、２、３、４についてのＩ値、Ｑ値が、１、２、３、４の順序で出力されるか、１、３、２、４の順序で出力されるか、または１、３、４、２の順序で出力されるかを、判定する。当該順序は、ＣＤＭＡ符号の正確な選択およびシンボルへのそれらの割当てにより決まることが上記で示された。したがって、順序が１、２、３、４であり、またシンボル３の４５度の相対的な位相回転を省略するためにルックアップテーブル６０６、６０８、６１０、６１２および６１４が予め算出されている、あるモードでは、送信機６０２は、現在のＨＳＰＡアップリンク標準のために仕様化されているトリプル１６ＱＡＭ変調を生成することができる。しかしながら、送信機６０２は、現在のＨＳＰＡアップリンク標準で仕様化されていない順序でチップを出力することもできる。また、送信機６０２は、４５度の回転（または他の種類の回転）を用いることにより、低減されたピーク対ＲＭＳの比を有する信号を生成することができる。当該回転は、予め算出され、ルックアップテーブル６０６、６０８、６１０、６１２および６１４に記憶されている。
【００４４】
後続の乗算器６１６は、２つの出力６１８および６２０を有する。当該出力は、ＩおよびＱの連続的な時間アナログ変調信号６３０および６３２を得るために、２つのデジタル／アナログ変換器６２２および６２４並びに２つの制限フィルタ６２６および６２８にそれぞれ提供される。制限フィルタ６２６および６２８は、デジタル領域のＦＩＲフィルタの一部およびアナログ領域のアナログフィルタの一部であってもよい。また、制限フィルタ６２６および６２８は、共同で所望のフィルタリングを実装してもよい。当該所望のフィルタリングは、ＵＭＴＳ／ＷＣＤＭＡシステムの場合には、０．２２と等しいロールオフ係数αを伴うルートレイズドコサイン（ルートナイキスト（root  Nyquist））フィルタリングである。直交位相変調器６３４および６３６は、ＩおよびＱの連続的な時間アナログ信号６３０および６３２を受け取り、所望の中心周波数ｗにあるコサインキャリアおよびサインキャリアでそれらをそれぞれ変調する。直交位相変調器６３４および６３６の出力は、電力増幅器６３８により送信レベルへ増幅され、その後、アンテナ６４２により送信される前に、同時送受信モードのための二重フィルタ６４０ａに与えられる。または、増幅された出力は、システムが時分割複信（ピンポン）モードのみを用いる場合には、代わりに、Ｔ／Ｒスイッチ６４０ｂに与えられる。
【００４５】
したがって、送信機６０２は、ビットグループ化器６０２を用いることにより、拡散スペクトル信号符号化方式の複数の符号を使用してデータを送信することができる。当該ビットグループ化器６０２は、入力ビットのブロックを受け取り、当該入力ビットのブロックをある数のサブグループに分割し、ビットのサブグループをチップ値生成装置（例えば、ルックアップテーブル、リアルタイム計算装置）に送る。各サブグループは、複素平面内の２つの軸のいずれかおよび複数の符号のうちの１つの符号と各々関連付けられる。チップ値生成装置は、Ｉ信号値およびＱ信号値を生成する。Ｉ信号値およびＱ信号値の各々は、（１）サブグループ内の各ビットパターンの候補に数値である信号値を関連付けるビットからシンボルへのマッピングと、（２）多次元回転行列（例えば、２×２の回転行列）により数値である信号値のいずれかのペアを乗算して、回転された信号値のペアを生成するための軸回転と、（３）同じ軸に対応する回転されたおよび／または回転されていない数値の信号値を足し合わせて、Ｉ信号出力値およびＱ信号出力値をそれぞれ生成するための加算と、により決定される。Ｉ信号値およびＱ信号値は、０度の軸回転を有するＩ信号値およびＱ信号値と比べると、低減されたピーク対ＲＭＳの比を有する。
【００４６】
当然のことながら、ステップ（１）、（２）お０よび（３）における動作は、リアルタイムで実行される必要はないが、１２個のデータビットを表すために本発明により使用されるＩ値およびＱ値を決定する手法の数学的な定義を表す。既に説明されたとおり、送信機は、上記の数学的な定義を使用して、１２個のデータビットおよび１つのパイロットビットの様々な値についてのルックアップテーブルのセットを予め算出してもよい。また、ルックアップテーブルを使用して、本発明を具現化する装置のリアルタイムの計算または電力消費を低減してもよい。
【００４７】
送信機６０２の実施形態は、リアルタイムで計算的に効率的であるルックアップテーブル６０６、６０８、６１０、６１２および６１４を使用することによって本発明を実装するように、上記で説明された。しかしながら、送信機６０２は、１３個の入力ビットの関数としてリアルタイムで出力値のＩおよびＱを算出する等の、様々な代わりの手段を使用することによっても、本発明を実装し得る。いずれにせよ、送信機６０２は、Ｎ個のＣＤＭＡ拡散符号の線形和を含む信号を送信することができる。当該符号は、１６ＱＡＭシンボル等の複素データシンボルにより決まるそれぞれの複素信号値により乗算される。複素信号の乗算後の符号の実数部分および虚数部分は、符号毎に２つの次元を有する多次元信号空間内の次元を構成する。次元のペアが選択されて、平面が形成され得る。その後、複素データシンボルが信号空間にマッピングされる前に、信号空間はいずれかのそのような平面内で回転され得る。一実施形態では、１つの実数軸および１つの虚数軸が選択されて、平面が形成される。そして、データシンボルの変調を適用した後の合成された信号のピーク振幅対ＲＭＳ振幅の比は低減されるように、４５度の回転が適用される。別の実装では、２つの実数軸が選択されて、第１の平面が形成される。当該第１の平面で、４５度の回転が実行される。また、２つの虚数軸が選択されて、平面が形成される。当該平面では、４５度の回転が実行される。それにより、１６ＱＡＭシンボルが回転された信号空間にマッピングされると、低減されたピーク対ＲＭＳの比を有するセルラー無線波形が生成される。
【００４８】
図７を参照すると、本発明に従って複数のマルチビットデータシンボルを搬送するための多元接続符号を使用して低減されたピーク対ＲＭＳの比を有する無線信号を生成するための方法７００の好適なステップを説明するフローチャートがある。方法７００は、（ａ）データシンボルを搬送するための多元接続符号の数を決定するステップ（ステップ７０２）と、（ｂ）多元接続符号の数の２倍以下である数のサブグループへビットのグループを分割するステップ（ステップ７０４）と、（ｃ）ビットの各サブグループを使用して、ある数の同相の信号値またはある数の直交位相の信号値のうちの１つを選択するステップ（ステップ７０６）と、同相の信号値または直交位相の信号値の少なくとも１つのペアは、回転された同相の値または直交位相の値を得るために、選択された同相の値または直交位相の値のペアの平面内で軸回転を実行することにより、変更されたことと、（ｄ）同相の信号値若しくは直交位相の値の１つ、または回転された同相の信号値若しくは回転された直交位相の信号値の１つで、各接続符号を乗算して、各接続符号についての変調されたチップのセットを得るステップ（ステップ７０８）と、（ｅ）各接続符号の対応するチップを足し合わせて、マルチコードの信号を得るステップと（ステップ７１０）、軸回転を有しない無線信号と比べると、ピーク対ＲＭＳの比は低減されることと、を含む。
【００４９】
上記から、複数の付加的に重ね合わされたＣＤＭＡ符号の実数部分および虚数部分にデータを変調することを、多次元信号空間の次元にデータビットのサブグループを変調することとみなすことができること、並びに、結果として生じる合成信号のピーク対ＲＭＳの比は、次元のペアにより定義される平面内での軸回転を適用することにより有利に低減されること、が示された。ピーク対ＲＭＳの低減によって、モバイル電話の送信機等のピークが制限された送信機は、過度な歪みを伴わずかつより高い効率でより大きい電力出力を供給し、したがって、バッテリ寿命を節約し、通信範囲または平均データスループット率を増加させることができる。
【００５０】
本発明の複数の実施形態が、添付の図面にて図示され、上記の発明を実施するための形態で説明された。しかし、当然のことながら、本発明は、開示された実施形態に限定されない。代わりに、本発明は、以下の特許請求の範囲により説明されおよび定義されるように、本発明の趣旨を逸脱することなく多くの再構成、変更および置き換えも可能である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【国際調査報告】
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