(57)【要約】  高精度デジタル温度センサ(DTS)のシステムおよび方法が提供される。前記システムは、バイポーラ接合に基づく差動アナログ温度センサを具備し、２つのバイポーラ接合のVBE間の差として得られた出力信号を提供する。この信号は、デジタル領域に変換され、温度により変化する前記ＤＴＳ内における異なる誤差原因のための区分線形誤差補正を提供するためにＮ−１のデジタルしきい値と比較される。このシステムおよび方法は、広い温度範囲にわたってＤＴＳの精度を有利に改善する。
2011527009.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
デジタル温度センサ回路であって、
少なくとも２つのバイポーラ接合のベース・エミッタ間電圧の差に基づきアナログ出力信号を提供する差動アナログ温度センサと、
前記アナログ温度センサと結合されている、前記アナログ出力信号のデジタル表現を提供するアナログ・デジタル変換器と、
前記デジタル表現信号を複数の所定のしきい値と比較する比較器と、
を具備し、
前記比較に基づくゲイン及びオフセットの組は、デジタル表現信号のＮ次区分線形補正のためのデジタル領域において前記デジタル表現信号に適応されることを特徴とするデジタル温度センサ回路。
【請求項２】
前記差動アナログ温度センサは、シャッフリング方式電流源を具備していることを特徴とする請求項１に記載のデジタル温度センサ回路。
【請求項３】
前記所定のしきい値の数は、異なる前記ゲイン及びオフセットの組の数よりも１つ少ないことを特徴とする請求項１に記載のデジタル温度センサ回路。
【請求項４】
デジタル温度センサ回路は、デジタルフィルタをさらに具備し、
前記アナログ・デジタル変換器は、シグマデルタ型コンバータを具備しており、その出力が前記デジタルフィルタと結合されていることを特徴とする請求項１に記載のデジタル温度センサ回路。
【請求項５】
前記デジタル表現信号が、前記複数の所定のしきい値のどれかである場合には、ヒステリシスは、ゲインとオフセットの組が頻繁に切り替わることを防ぐことを特徴とする請求項１に記載のデジタル温度センサ回路。
【請求項６】
前記シグマデルタ型コンバータは、逐次近似型アナログ・デジタル変換器であることを特徴とする請求項４に記載のデジタル温度センサ回路。
【請求項７】
前記デジタルフィルタは、SINC3デジタルフィルタであることを特徴とする請求項４に記載のデジタル温度センサ回路。
【請求項８】
温度検出方法であって、
少なくとも２つのトランジスタのベース・エミッタ間電圧の差に基づきアナログ信号を提供するステップと、
前記アナログ信号を、前記アナログ信号のデジタル表現に変換するステップと、
前記デジタル表現信号を複数の所定のしきい値と比較するステップと、
前記比較に基づきゲイン及びオフセットの組を選択するステップと、
デジタル領域において前記ゲインとオフセットの組を適用することにより前記デジタル表現信号をＮ次区分線形補正するステップと、
を具備することを特徴とする温度検出方法。
【請求項９】
シャッフリング方式電流源は、少なくとも２つのトランジスタに電流を供給するために使用されることを特徴とする請求項８に記載の温度検出方法。
【請求項１０】
所定のしきい値の数は、異なる前記ゲイン及びオフセットの組の数より１つ少ないことを特徴とする請求項８に記載の温度検出方法。
【請求項１１】
前記アナログ信号は、デジタルフィルタに結合されているシグマデルタ型コンバータによりデジタルに変換されることを特徴とする請求項８に記載の温度検出方法。
【請求項１２】
前記アナログ信号は、デジタルフィルタに結合されている逐次近似コンバータによりデジタルに変換されることを特徴とする請求項８に記載の温度検出方法。
【請求項１３】
前記デジタル表現信号が前記複数の所定のしきい値のどれかである場合には、ヒステリシスは、前記ゲイン及びオフセットの組が頻繁に切り替わることを防ぐことを特徴とする請求項８に記載の温度検出方法。
【請求項１４】
前記デジタルフィルタは、SINC3 デジタルフィルタであることを特徴とする請求項１１に記載の温度検出方法。
【請求項１５】
デジタル温度センサ回路であって、
バイポーラ接合のベース・エミッタ間電圧比に基づきアナログ出力信号を提供するシーケンシャルアナログ温度センサと、
前記アナログ温度センサに結合されている、前記アナログ出力信号のデジタル表現を提供するアナログ・デジタル変換器と、
前記デジタル表現信号を複数の所定のしきい値と比較するための比較器と、
を具備し、
多数の電流源は、電流をベース・エミッタ接合にシーケンシャルに供給し、
前記比較に基づくゲイン及びオフセットの組は、前記デジタル表現信号のＮ次区分線形補正のためのデジタル領域において前記デジタル表現信号に適用されることを特徴とするデジタル温度センサ回路。
【請求項１６】
前記シーケンシャルアナログ温度センサは、シャッフリング方式電流源を具備していることを特徴とする請求項１５に記載のデジタル温度センサ回路。
【請求項１７】
所定のしきい値の数は、異なる前記ゲイン及びオフセットの組の数よりも１つ少ないことを特徴とする請求項１５に記載のデジタル温度センサ回路。
【請求項１８】
デジタル温度センサ回路は、デジタルフィルタをさらに具備し、
前記アナログ・デジタル変換器は、シグマデルタ型コンバータを具備しており、その出力が前記デジタルフィルタと結合されていることを特徴とする請求項１５に記載のデジタル温度センサ回路。
【請求項１９】
前記デジタル表現信号が前記複数の所定のしきい値のどらかである場合には、ヒステリシスは、前記ゲイン及びオフセットの組が頻繁に切り替わることを防ぐことを特徴とする請求項１５に記載のデジタル温度センサ回路。
【請求項２０】
前記シグマデルタ型コンバータは、逐次近似アナログ・デジタル変換器であることを特徴とする請求項１８に記載のデジタル温度センサ回路。
【請求項２１】
前記デジタルフィルタは、SINC3デジタルフィルタであることを特徴とする請求項１８に記載のデジタル温度センサ回路。
【請求項２２】
温度検出方法であって、
バイポーラ接合のベース・エミッタ間電圧比に基づきアナログ信号を提供するステップと、
前記アナログ信号の前記アナログ信号をデジタル表現に変換するステップと、
前記デジタル表現信号を複数の所定のしきい値と比較するステップと、
前記比較に基づきゲイン及びオフセットの組を選択するステップと、
デジタル領域において前記ゲインとオフセットの組を適用することにより前記デジタル表現信号をＮ次区分線形補正するステップと、
を具備し、
多数の電流源は、電流をベース・エミッタ接合にシーケンシャルに供給することを特徴とする温度検出方法。
【請求項２３】
シャッフリング方式電流源は、前記ベース・エミッタ接合に電流を供給するために使用されることを特徴とする請求項２２に記載の温度検出方法。
【請求項２４】
前記所定のしきい値の数は、異なる前記ゲイン及びオフセットの組の数よりも１つ少ないことを特徴とする請求項２２に記載の温度検出方法。
【請求項２５】
前記アナログ信号は、デジタルフィルタに結合されているシグマデルタ型コンバータによりデジタルに変換されることを特徴とする請求項２２に記載の温度検出方法。
【請求項２６】
前記アナログ信号は、デジタルフィルタに接続されている逐次近似コンバータによりデジタルに変換されることを特徴とする請求項２２に記載の温度検出方法。
【請求項２７】
前記デジタル表現信号が前記複数の所定のしきい値のどれかである場合には、ヒステリシスは、前記ゲイン及びオフセットの組が頻繁に切り替わることを防ぐことを特徴とする請求項２２に記載の温度検出方法。
【請求項２８】
前記デジタルフィルタは、SINC3 デジタルフィルタであることを特徴とする請求項２５に記載の温度検出方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般にセンサに関する。より詳しくは、デジタル温度センサの補正技術に関する。
【０００２】
本明細書で開示される一部は、著作権保護の対象となる資料を含んでいる。前記著作権の保有者は、特許および商標事務所の特許ファイルまたは記録においてなされる限り、特許文献または特許開示による複製について意義は唱えていないが、その他のいかなる場合において、著作権は、リザーブされている。
【背景技術】
【０００３】
高精度温度測定は、医療、自動車、および制御などの広範囲のアプリケーションにおいて必要とされている。これらのデジタル温度センサ（ＤＴＳ）は、低生産コストであることが望まれている。標準的なＣＭＯＳ工程は、コストに関してはとてもよい選択肢であるが、いくつかの機能で必要とされうる高性能バイポーラトランジスタを有していない。したがって、サブスレートＰＮＰ（ＳＰＮＰ）型トランジスタがその代わりに使用される。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかし、これらのトランジスタは、通常よいモデル化がされておらず、多くの場合一次近似である。製品較正が、これらのいくつかの問題を解消する解決法となりうる。しかし、大量の製品のテストにおける絶対温度基準（例えば油浴(oil-bath)）を有することは、非常に高コストであり現実的ではない。したがって、より精度の高いＤＴＳシステムおよび方法の必要性がある。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本願発明におけるデジタル温度センサ回路は、少なくとも２つのバイポーラ接合のベース・エミッタ間電圧の差に基づきアナログ出力信号を提供する差動アナログ温度センサと、前記アナログ温度センサと結合されている、前記アナログ出力信号のデジタル表現を提供するアナログ・デジタル変換器と、前記デジタル表現信号を複数の所定のしきい値と比較する比較器と、を具備し、前記比較に基づくゲイン及びオフセットの組は、デジタル表現信号のＮ次区分線形補正のためのデジタル領域において前記デジタル表現信号に適応されることを特徴とする。
【０００６】
本発明は、添付の図面の図において示されているが、あくまで例示であり、限定する趣旨ではない。類似の符号は、類似した部分または対応した部分を示すことを目的としている。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１ａ】シーケンシャル方式でのΔVBE生成の図である。
【図１ｂ】差分方式でのΔVBE生成の図である。
【図２】高精度温度センサ構成の一実施形態のブロック図である。
【図３】ゲイン及びオフセット補償のない場合における所望されるコード出力対測定されたコード出力の図である。
【図４】線形補償の場合におけるデジタルコード出力対温度の図である。
【図５】線形補償技術を使用した場合における誤差の図である。
【図６】区分線形化の説明のための図である。
【図７】区分線形化の場合におけるデジタルコード出力対温度の図である。
【図８】線形補償技術を使用した場合に生じた誤差と区分線形化技術を使用した場合に生じた誤差の比較の図である。
【発明を実施するための形態】
【０００８】
デジタル領域における区分ゲイン及びオフセット補正を行うデジタル温度センサ（ＤＴＳ）のシステム及び方法が提供される。該ＤＴＳの設計の利点と特徴を説明するために、温度測定の問題を３つの異なる下位の問題として分けることは有益である。すなわち、温度に比例する電圧 (ΔVBE)の生成に基づくアナログ温度センサ、基準電圧、およびアナログ・デジタル（A/D）変換器である。それぞれのブロックは、それ自身の誤差の原因を有しており、独立して記載されている。
【０００９】
［温度センサ］
【００１０】
温度に比例する正確な電圧は、１つのＳＰＮＰを使用し、または仮に複数のＳＰＮＰの１つが使用されているならば同時に使用し、２つのコレクタ電流をシーケンシャルに適用することにより生成可能である。図１ａは、シーケンシャル方式によるΔVBEの生成図であり、図１ｂは、異なる方式によるものである。ベース・エミッタ間電圧の差は下記の数式１に示されているように温度に比例している。
【００１１】
【数１】
2011527009.tif 000003
【００１２】
ここで、Νは、IC2とIC1の比、ｋはボルツマン定数(1.38・10-23 JK-1)、ｑは、電子の電荷 (1.602・10-19 C)、Ｔは、絶対温度である。ここで、Ν=4、ΔVBE@25C=35.65mVと仮定すると、ΔVBE/T=119.56μV/Kの感度で変化することになる。
【００１３】
下記の数式２で示されるように、数式１は、すべての関連する非理想的な性質（non-idealities）を含むように拡張しうる。
【００１４】
【数２】
2011527009.tif 000004
【００１５】
ここで、
１は、非理想的な性質のファクタであり、
２は、理想的なΔVBEであり、
３は、電流比ミスマッチ誤差（Current-Ratio Mismatch Error）であり、
４は、２つのバイアス条件（IC1およびIC2）において得られる異なるベータ（β1およびβ2）の関数である電流利得誤差（Current-Gain Error）であり、
５は、直列抵抗誤差（Series Resistance Error）であり、RSは、エミッタ抵抗（RE）とベース抵抗（RB）の組み合わせである。
【００１６】
前記直列抵抗は、下記の数式３により提供される。
【００１７】
【数３】
2011527009.tif 000005
【００１８】
先の非理想的な性質（１−５）のすべては、ΔVBEの生成において非線形性をもたらしうる。したがって、理想（数式２における２の部分）にできるだけ類似したΔVBEを得るために数式２において不必要な影響を減少させることがは有益である。
【００１９】
１）非理想的な性質のファクタ（nf）
【００２０】
この影響は無視しうると思われる。
【００２１】
３）電流比ミスマッチ誤差
【００２２】
安定した電流比（Ｎ）は、ＭＯＳデバイスの比により得ることが可能である。したがって、これらデバイス間のミスマッチが、大体においてこの誤差の項(term)を決定する。図１ａは、シーケンシャル方式におけるΔVBEの生成図である。電流源１００および１１０は、ＭＯＳデバイスまたはバイポーラデバイスを具備しうる。電流源１００および１１０は、異なる電流をシーケンシャルにバイポーラ接合１２０に供給し、VBE比を成立させる。他の実施形態において、差動ΔVBE生成技術を使用してもよい。図１ｂは、差動技術によるΔVBEの生成図を示している。一実施形態において、ＭＯＳデバイスを具備している電流源１３０および１４０は、バイポーラ接合１５０および１６０にそれぞれ電流を供給する。これとは別に、電流源１３０および１４０は、バイポーラデバイスを具備してもよい。かなり精度の高い電流比を達成できる電流シャッフリング技術（current shuffling technique）をこのタイプの誤差を減らすために使用してもよい。
【００２３】
４）電流利得誤差
【００２４】
電流ユニットの絶対値および図１ａの電流源１００と１１０の比、または図１ｂの電流源１３０と１４０との比は、一次近似などのようにこの誤差が系統的なオフセット（systematic offset）として扱えるように選択して良く、またそれが特徴となりうる。一実施形態において、２つのバイアスレベルにおけるＳＰＮＰのベータの差によるセンサの変化を最小化するためにＮ＝４および、IC1=1μAが選択された。
【００２５】
５）直列抵抗
【００２６】
直列抵抗（RS）の電圧降下は、温度誤差を増加させうる。いくつかの技術をこの誤差出力をキャンセルするために適用しても良い。
【００２７】
［基準電圧］
【００２８】
ＤＴＳの精度に影響を及ぼす基準電圧における主な誤差原因は、
１．初期確度（Initial Accuracy）：外界温度における出力電圧からの最大偏差である。出力電圧の％または絶対値（ボルト）で表される。
２．温度係数（ＴＣ）：温度に対する出力電圧のずれ（drift）である。通常ppm／℃で表される。
３．電圧ノイズ：その出力におけるノイズである。所与の帯域幅でのボルトで表される。
である。
【００２９】
前記初期確度は、ＤＴＳの出力におけるオフセット誤差を提供しうる。この誤差は、基準電圧の絶対値を較正する場合に、考慮されるとともに最小化されうる。
【００３０】
前記ＴＣは、ＤＴＳにおける温度誤差の主な原因となっている。例えば、100ppm／℃の基準ＴＣのための、+25℃での入力電圧は35.646mV、+125℃での入力電圧は、47.6mVであるとすると（これは119.56μV/Kの感度を提供する）、前記基準電圧は、すべての温度範囲において１％までシフトしうる。+125℃における前記出力電圧は、47.6mV+476.02μVとなり、3.98℃の温度読み取り誤差を生じている。したがって、特定の構成の最小基準ＴＣは、そのアプリケーションにおいて許されている温度誤差量（temperature error budget）の関数として得られる。最先端の電圧基準（state-of-art voltage reference）をＤＴＳにおける高精度を得るために使用することは有益である。
【００３１】
図２の４０６で示されている前記基準電圧の出力における電圧ノイズは、ＡＤＣ４１０の入力において影響を与え、前記入力信号と混ざるため重要である。
【００３２】
［アナログ・デジタル変換器］
【００３３】
前記ＡＤＣ４１０は、前記アナログ温度センサ４００からのアナログ入力信号を、温度４２５を表しているデジタル信号へ変換する。理想的なＡ／Ｄ変換器の伝達関数が、数式４に示されている。
【００３４】
【数４】
2011527009.tif 000006
【００３５】
ここで、ｂは、前記ＡＤＣのビット数であり、Offset及びGainは、Ａ／Ｄ誤差を調整する２つのデジタル較正ワード（digital calibration words）である。
【００３６】
ＤＴＳにおいて使用されるＡＤＣに要求されるものには、分解能、精度（または誤差）、および帯域幅がある。本発明の一実施形態において、前記ＡＤＣ４１０の分解能は、変換器量子化誤差を無視しうる程度に十分である。ＡＤＣ４１０の誤差（オフセット、ゲインのずれ及び非線形性）は、ＤＴＳ精度全体を下げる原因の１つである。したがって、これらの変換器誤差を減少させることは有益である。本発明の一実施形態において、１０ヘルツ未満の帯域幅で十分である。したがって、その設計には柔軟性が提供され、多様なタイプの変換器がこれらの要求に合致しうる。
【００３７】
先に説明した前記要求を踏まえると、本発明の一実施形態はシグマデルタ(ΣΔ)Ａ／Ｄ変換器４１０を具備しても良い。他の実施形態においては、逐次近似（Successive-Approximation）型（ＳＡＲ）Ａ／Ｄ変換器が、高性能温度測定に適した構成でありうる。双方とも高線形性および高精度が達成される。本発明の実施形態において、帯域幅は主要な条件とはならないため、オフセット及びゲインのずれが低い高分解能ΣΔＡ／Ｄ変換器を使用してよい。
【００３８】
図２は、高精度温度センサ構成のブロック図を示している。この実施形態において、温度センサ４００は、温度に依存する半導体接合４０２および４０４の電圧を使用する。例えば、バイポーラトランジスタ対のベース・エミッタ接合４０２および４０４を使用してもよい。前記２つの接合間の電流比における誤差を減少させるために電流シャッフリング技術を使用してもよい。この差動アナログ電圧はＡＤＣ４１０と結合されている。一実施形態において、その出力がSINC3デジタルフィルタ４２０と結合されている２次シグマデルタアナログ・デジタル変換器（Σ-ΔＡＤＣ）４１０が使用されうる。例えば、温度センサ４００からの前記アナログ出力信号は、１６ビットの分解能でデジタル化してもよい。一実施形態において、アナログ領域において、前記信号にゲイン及び／又はオフセットは適用されていない。しかし、前記温度センサおよび前記ＡＤＣは、固有のゲイン／オフセットを有しており、デジタルコード出力（デジタル表現信号４２５）に存在している。
【００３９】
図３は、所望されるコード出力対ゲイン及びオフセットの補償なし、すなわちG=1およびOff=0で測定されたコード出力の図を示している。前記温度範囲は、-55℃から+175℃まで拡張されており、前記フィルタのコード出力は、8833@-55℃から17932@175℃まで変動する。この図において、所望されるデジタル温度センサの出力も表示されている。一実施形態において、所望されるコード出力は、１０進フォーマットで表示されており、-7040@-55℃から22400@175℃まで変動する。
【００４０】
デジタル領域４４０において、未加工の（raw）デジタルデータを具備している、温度を表現しているデジタル信号４２５にゲイン及びオフセットを適用することにより、前記信号４２５は、図４に図示されているように、所望される出力に近づけることが可能である。この図は、図３における前記未加工のデジタルデータ（Ｇ＝１，Ｏｆｆ＝０）にG=3.14538およびOff=34729.48を適用後の応答を図示している。したがって、補償された出力は、前記所望される出力に、より近づいている。図５は、所望される結果と前記線形補償技術間の誤差を示している。図５の実施形態において、-40℃から125℃までは、誤差は一定であり殆ど無視しうる。しかし、125℃を越えると、前記誤差は、かなり増加する。この誤差は、異なる温度のための異なるゲイン／オフセット値を適用することにより減少させることができる。例えば、図５における誤差信号が３つの異なる領域に分けられる場合には、それぞれの領域内の誤差曲線にもっともあてはまる直線が得られる。したがって、それぞれの領域内の異なるゲイン／オフセット値が適用可能である。このＮ次区分線形化技術は、図６に示されている。前記区分線形化のための領域の数は、アプリケーションに許容される最大誤差に依存しうる。この実施形態においては、最大誤差は２００デジタルコード、すなわち、1.25℃である。誤差は、領域数を増加させることによりさらに減少させうる。
【００４１】
一実施形態において、前記区分線形化は、デジタルフィルタ４２０のコード出力を、比較器４３０においてデジタルしきい値と比較することにより実施されうる。例えば、３つの異なる温度領域を生じさせるためには、２つのしきい値が使用される。ひとたび活動領域（active region）が決定されると、最適なゲイン／オフセット対が誤差を最小化するために選択可能である。図２の高精度温度センサ構成の実施形態は、デジタルフィルタ４２０の出力未加工データ４２５をN-1のデジタルしきい値と比較するために、比較器４３０がどのように使用されるかを示している。比較結果によって異なるゲイン／オフセット対４４０が、未加工データ（前記デジタル表現信号)４２５を所望される出力に調整するために使用される。したがって、前記温度センサは、未加工データ４２５の後置スケーリング４４０を通じてデジタル領域において調整される。例えば、一実施形態において、オフセット／ゲインを選択するために以下の処理手順を使用してもよい：
【００４２】
If              RawData <= threshold1 → Gain=gain1, Offset=offset1
If threshold1 < RawData <= threshold2 → Gain=gain2, Offset=offset2 
If threshold2 < RawData <= threshold3 → Gain=gain3, Offset=offset3
If threshold3 < RawData <= threshold4 → Gain=gain4, Offset=offset4
If threshold4 < RawData <= threshold5 → Gain=gain5, Offset=offset5
【００４３】
・・・・・・・・・・・・・
If thresholdN-2 < RawData <= thresholdN-1 → Gain=gainN-1, Offset=offsetN-1
If RawData > thresholdN-1 → Gain=gainN, Offset=offsetN
【００４４】
他の実施形態において、前記温度がしきい値である場合に、２つのゲイン／オフセット対の頻繁に切り替わることを防ぐためにヒステリシスを追加しても良い。前記しきい値比較は、２つの１６ビットデジタル比較器４３０に基づいてもよい。例えば、第１比較器は、前記未加工データ４２５が前記しきい値以下であれば比較し、第２比較器は、前記未加工データ４２５が前記しきい値より大きい場合に比較してよい。これらの比較器４３０の出力は、異なるゲイン／オフセットを有効／無効にする。これらの値は、ポリヒューズ（poly-fuses）、ＲＯＭ，ＥＥＰＲＯＭ，または他のデジタルストレージデバイスに格納されている。上述の前記手順および説明は、単に例示であり、上記概念に基づき、当業者が、値や範囲を変化させることが可能であることは理解されよう。
【００４５】
図７は、線形補償技術を使用した場合と区分線形技術を使用した場合の誤差の比較である。上に述べたように、前記線形補償技術においては、デジタル出力データを調整するためにただ１つのゲイン／オフセットが使用されている。その一方で、前記区分線形技術の例は、３つの領域と、２つのしきい値点（threshold point）が使用されている。図８は、前記線形補償技術と前記区分線形技術を使用した場合の誤差の比較を説明している。この図は、所望される出力に対する双方の技術により得られた近似の偏差が提供されている。したがって、図８は、双方の技術の例により得られた温度にわたる誤差を示している。およそ125℃において、線形補償技術による誤差は、区分線形技術よりもかなり大きい。さらに、より高温において、前記誤差は、前記線形補償技術において指数関数的に大きくなる。
【００４６】
原理上、センサ応答が温度に対し線形である場合には有益である。しかし、先に説明したように、温度センサ出力が線形応答から変動するいくつもの原因となるファクタがある。これらのファクタは、
・センサゲイン及びオフセット
・トランジスタの非理想的ファクタ nf
・電流比ミスマッチ誤差
・電流ゲイン誤差
・トランジスタ直列抵抗
・電圧基準誤差
・ＡＤＣ誤差
を含んでいる。
【００４７】
図２におけるすべてのブロックの慎重な設計が上記ファクタを最小化しうる。これらのファクタは、ゲイン及びオフセットの組み合わせ４４０を選択する場合に、較正して除くことが可能である。しかし、これらの項の正確な較正は、125℃まで有効である（図５を参照）。これより上の温度では、それらの温度係数（ＴＣ）では、指数関数的に誤差を増加させる。一実施形態において、３領域での区分線形近似（３つの異なるゲイン／オフセット対）は、全誤差を２００デジタルコード以下に最小化する。誤差は、前記領域の数を増加させることによりさらに減少される。領域数が多くなれば、誤差はより小さくなるが、格納される値がさらに必要となる。一実施形態において、前記値は、ＩＣ内に格納されている。これらの値は、対応するしきい値のためのオフセット／ゲイン対を含んでいる。区分線形補正は、デジタル領域において実施される。したがって、区分線形化は、センサ感度やオフセットＴＣだけでなく、先に言及したすべての項による温度のずれを補償する。
【００４８】
当業者は、先に説明した概念を容易に理解し、異なるデバイスおよび較正で適用可能である。しかし、本発明は、特定の例および実施形態を参照して説明されてはいるが、本発明がこれらの特定の例および実施形態に限定されないことは理解されよう。本発明が主張しているのは、したがって、本明細書において説明されている特定の例および実施形態からの変形を含んでおり、それは、当業者にとって明確である。それゆえ、添付の特許請求の範囲の用語においてのみ本発明は限定されることを目的としている。
【符号の説明】
【００４９】
１００，１１０，１３０，１４０      電流源
１２０，１５０，１６０      バイポーラ接合
４００      アナログ温度センサ
４０２，４０４      半導体接合
４０６      基準電圧
４１０      ＡＤＣ
４２０      デジタルフィルタ
４２５      デジタル表現信号
４３０      比較器
４４０      デジタル領域
【図１ａ】
2011527009.tif 000007
【図１ｂ】
2011527009.tif 000008
【図２】
2011527009.tif 000009
【図３】
2011527009.tif 000010
【図４】
2011527009.tif 000011
【図５】
2011527009.tif 000012
【図６】
2011527009.tif 000013
【図７】
2011527009.tif 000014
【図８】
2011527009.tif 000015
【国際調査報告】
2011527009.tif 000016