(57)【要約】同期検波を持つ多レベルブロック符号化変調方式の使用に好適なＰＭＤ補償方式。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
多レベル（Ｍ≧２）ブロック符号化変調システムで使用される偏波モード分散（ＰＭＤ）補償方式であって、
ｋiがＬＤＰＣ符号のｉ（ｉ＝１，２，．．．，ｍ）番目の成分の情報ビット数を示し、ｎが全てのＬＤＰＣ符号に対して同じとなる符号語長を示すとすると、符号化率ｒi＝ｋi／ｎの異なる（ｎ，ｋi）ＬＤＰＣ符号を使用して、ｍ個の異なる情報源から発生したビットストリームを符号化するステップと、
ＬＤＰＣ符号器によって生成されたｍ個の出力をブロックインタリーバに行方向に書き込むステップと、
対応するＭ−ａｒｙ信号配置点を２次元信号点配置図に決定するステップと、
ｘ−送信チャネルを使用して送信されるシンボルおよびｙ−送信チャネルを使用して送信されるシンボルが生成されるように、偏波時間符号器の影響を通して符号化するステップと、
前記両シンボルを送信用の単一出力ストリームに合成するステップと、を含む偏波モード分散補償方式。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
［関連する出願の相互参照］
本出願は、米国特許法第１１９条（ｅ）項の下、２００８年３月１３日に出願された米国特許仮出願番号第６１／０３６，１１２号の利益を主張し、該米国特許仮出願の全内容および出願書類はすべての目的のために参照により本出願に組み込まれている。
【０００２】
本発明は、一般にテレコミュニケーションの分野に関し、より詳細には、本発明は同期検波を用いて多レベルブロック符号化変調方式の偏波モード分散効果を補償する方法に関係する。
【背景技術】
【０００３】
テレコミュニケーションの需要が増加するにつれて、通信事業者は１００Ｇｂ／ｓの高密度波長分割多重（ＤＷＤＭ）光学系を計画し始めた。残念ながら、これらのデータレートで動作する光学系の性能は、チャンネル間の非線形性およびチャンネル間ファイバーの非線形性、偏波モード分散（ＰＭＤ）、および色分散により劣化する可能性がある。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
高性能光学系に関連するこれらおよび他の欠陥に対処するために、変調、検波、符号化、信号処理用の高度な技術および装置が求められている。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
典型的な実施形態において、本発明は、チャネル符号としてＬＤＰＣ符号に連結したＡｌａｍｏｕｔｉ型偏波時間符号化を用いた、同期検波を持つ多レベル（Ｍ≧２）ブロック符号化変調方式で使用されるＰＭＤ補償方式に向けられる。
【０００６】
本発明の前述のおよび他の特徴および側面を以下でより詳細に説明する。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１ａ】多レベル変調用のＬＤＰＣ符号化に連結された偏波時間符号化方式のアーキテクチャを示し、送信機アーキテクチャを示す。
【図１ｂ】多レベル変調用のＬＤＰＣ符号化に連結された偏波時間符号化方式のアーキテクチャを示し、受信機アーキテクチャを示す。
【図１ｃ】多レベル変調用のＬＤＰＣ符号化に連結された偏波時間符号化方式のアーキテクチャを示し、同期検波器の構成を示す。
【図２】本方法のフローチャートを示す。
【発明を実施するための形態】
【０００８】
以下の説明は単に本発明の原理を示しているにすぎない。したがって、当業者はここに明示的に説明または図示していない種々の配置を考案できるであろうが、それらは本発明の原理を具体化するものであり、本発明の精神および範囲に包含されるということが十分に理解されよう。
【０００９】
さらに、ここで詳細に説明するすべての例および条件付き言語（ｃｏｎｄｉｔｉｏｎａｌ  ｌａｎｇｕａｇｅ）は、本発明の原理および発明者らによって当該技術の増進に寄与される概念を読者が理解するのを支援する、特に教育上の目的のみを主として意図するものであり、そのような明記された例および条件に限定されないものと解釈されるべきであろう。
【００１０】
さらに、ここに説明する本発明の原理、実施形態、および実施形態に関するすべての記述は、それらの特定の例だけでなく、それらの構造上および機能上の同等物を包含するように意図されている。加えて、そのような同等物は、現在知られている同等物と、将来開発される同等物、すなわち、構造にかかわらず同じ機能を実行するように開発されるあらゆる要素とを包含するように意図されている。
【００１１】
したがって、例えば、ここに記載している図表が、本発明の原理を具体化する例示的構造についての概念的視点を表すものであることは当業者には理解されよう。
【００１２】
いくつかの付加的背景として、電気的ドメインにおいてＰＭＤを処理するいくつかの方法が開発されている。特に、（ｉ）ターボ等化（例えば、Ｉ．Ｂ．Ｄｊｏｒｄｊｅｖｉｃ，Ｈ．Ｇ．Ｂａｔｓｈｏｎ，Ｍ．Ｃｖｉｊｅｔｉｃ，Ｌ．Ｘｕ，ａｎｄ  Ｔ．Ｗａｎｇ，”ＰＭＤ  ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ  ｂｙ  ＬＤＰＣ−ｃｏｄｅｄ  ｔｕｒｂｏ  ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ，”ＩＥＥＥ  Ｐｈｏｔｏｎ．Ｔｅｃｈｎｏｌ．Ｌｅｔｔ．，ｖｏｌ．１９，ｎｏ．１５，ｐｐ．１１６３−１１６５，Ａｕｇ．１，２００７；Ｌ．Ｌ．Ｍｉｎｋｏｖ，Ｉ．Ｂ．Ｄｊｏｒｄｊｅｖｉｃ，Ｈ．Ｇ．Ｂａｔｓｈｏｎ，Ｌ．Ｘｕ，Ｔ．Ｗａｎｇ，Ｍ．Ｃｖｉｊｅｔｉｃ，  ａｎｄ  Ｆ．Ｋｕｅｐｐｅｒｓ，”Ｄｅｍｏｎｓｔｒａｔｉｏｎ  ｏｆ  ＰＭＤ  ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ  ｂｙ  ＬＤＰＣ−ｃｏｄｅｄ  ｔｕｒｂｏ  ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ  ａｎｄ  ｃｈａｎｎｅｌ  ｃａｐａｃｉｔｙ  ｌｏｓｓ  ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｚａｔｉｏｎ  ｄｕｅ  ｔｏ  ＰＭＤ  ａｎｄ  ｑｕａｎｔｉｚａｔｉｏｎ，”ＩＥＥＥ  Ｐｈｏｔｏｎ．Ｔｅｃｈｎｏｌ．Ｌｅｔｔ，ｖｏｌ．１９，ｎｏ．２２，ｐｐ．１８５２−１８５４，Ｎｏｖ．１５，２００７；およびＭ．Ｊａｇｅｒ，Ｔ．Ｒａｎｋｌ，Ｊ．Ｓｐｅｉｄｅｌ，Ｈ．Ｂｕｌｏｗ，  ａｎｄ  Ｆ．Ｂｕｃｈａｌｉ，”Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ  ｏｆ  Ｔｕｒｂｏ  Ｅｑｕａｌｉｚｅｒｓ  ｆｏｒ  Ｏｐｔｉｃａｌ  ＰＭＤ  Ｃｈａｎｎｅｌｓ，”Ｊ．Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ  Ｔｅｃｈｎｏｌ．，ｖｏｌ．２４，Ｍａｒｃｈ２００６，１２２６−１２３６を参照）、および（ｉｉ）符号化ＯＦＤＭ（例えば、Ｉ．Ｂ．Ｄｊｏｒｄｊｅｖｉｃ，”ＰＭＤ  ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ  ｉｎ  ｆｉｂｅｒ−ｏｐｔｉｃ  ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  ｓｙｓｔｅｍｓ  ｗｉｔｈ  ｄｉｒｅｃｔ  ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ  ｕｓｉｎｇ  ＬＤＰＣ−ｃｏｄｅｄ  ＯＦＤＭ，”Ｏｐｔ．Ｅｘｐｒｅｓｓ，ｖｏｌ．１５，ｎｏ．７，ｐｐ．３６９２−３７０１，Ａｐｒｉｌ  ２，２００７；およびＷ．Ｓｈｉｅｈ，Ｘ．Ｙｉ，Ｙ．Ｍａ，  ａｎｄ  Ｙ．Ｔａｎｇ，”Ｔｈｅｏｒｅｔｉｃａｌ  ａｎｄ  ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ  ｓｔｕｄｙ  ｏｎ  ＰＭＤ−ｓｕｐｐｏｒｔｅｄ  ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  ｕｓｉｎｇ  ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ  ｉｎ  ｃｏｈｅｒｅｎｔ  ｏｐｔｉｃａｌ  ＯＦＤＭ  ｓｙｓｔｅｍｓ，”Ｏｐｔ．Ｅｘｐｒｅｓｓ，ｖｏｌ．１５，ｎｏ．１６，ｐｐ．９９３６−９９４７，Ｊｕｌｙ  ２４，２００７を参照）は、ＰＭＤの影響を処理するのに有効であることを証明した。
【００１３】
ＬＤＰＣ符号化ターボ等化器の合理的複雑性に対して、３００ピコセカンドまでの微分群遅延（ＤＧＤ）をうまく除去することができるということが示された。より大きなＤＧＤ値に対しては、符号化ＯＦＤＭがその代りに使用されてもよい。ＤＧＤが増加するにつれて、ターボ等化器の複雑性は指数関数的に増加していくが、符号化ＯＦＤＭは単にガード区間の増加のみを必要とする。しかしながら、特に偏波ダイバーシティ方式が使用される場合には、符号化ＯＦＤＭの複雑性は法外に高くなるかもしれない。
【００１４】
本発明の実施形態によれば、ＰＭＤ補償は、チャネル符号としてＬＤＰＣ符号を持つＡｌａｍｏｕｔｉ型偏波時間（ＰＴ）符号化に基づいている。ＰＴ符号器は以下のように動作する。ｉ番目の時間インスタンス（「第１のチャネル使用」）の前半に、ＰＴ符号器は、ｘ偏波チャネルを使用して送信されるＱＡＭシンボルｓxおよびｙ偏波チャネルを使用して送信されるＱＡＭシンボルｓyを送る。ｉ番目の時間インスタンス（「第２のチャネル使用」）の後半に、ＰＴ符号器は、ｘ偏波チャネルを使用して送信されるＱＡＭシンボル−ｓ*yおよびｙ偏波を使用して送信されるＱＡＭシンボルｓ*xを送る。したがって、ＰＴ符号化手順はＡｌａｍｏｕｔｉ方式に類似している。発明者らは最適なＰＴ復号器を導き出したが、該ＰＴ復号器の構成が無線通信で提案されたＡｌａｍｏｕｔｉ結合器に類似していることを見つけた。
【００１５】
ＰＴ復号器の出力で送信されたシンボルの最適推定値（ＡＳＥ雑音支配のシナリオについて）は、以下のように得ることができる。
【００１６】
【数１】
2011517517.tif 000003
【００１７】
ここで、
【００１８】
【数２】
2011517517.tif 000004
【００１９】
および
【００２０】
【数３】
2011517517.tif 000005
【００２１】
は、ｉ番目の時間インスタンスに送信されたシンボルｓx,iおよびｓy,iのＰＴ復号器推定値を表す。ｈxx、ｈxy、ｈyx、およびｈyyは、ジョーンズ行列Ｈ
【００２２】
【数４】
2011517517.tif 000006
【００２３】
の要素であり、トレーニングに基づいたチャネル推定によって決定することができる。１つの偏波、例えばｘ偏波だけが受信機側で使用される場合、数式（１）および（２）の最後の２つの項は省略される。しかしながら、受信機側で両偏波を使用する代わりに１つの偏波のみを使用することは、３ｄＢの性能損失となる。
【００２４】
ＤＧＤが増加するにつれて複雑性が指数関数的に大きくなるＰＭＤターボ等化方式とは対照的に、Ａｌａｍｏｕｔｉ型ＰＴ符号器／復号器の複雑性は変わらない。都合の良いことに、この方式は、送信機および受信機の両方の著しく低い複雑性により、ＰＭＤ補償においてＯＦＤＭの効率性と同等のまたはそれより優れた効率性を達成することができる。
【００２５】
この方式は、送信機側で両偏波を使用する。受信機側では、２つのオプション、すなわち（ｉ）１つの偏波のみを使用すること、または（ｉｉ）両偏波を使用することがある。両方式はＰＭＤをうまく除去することができる。しかし残念なことに、受信機側で両偏波を使用する代わりに１つの偏波のみを使用することは、３ｄＢの性能損失となる。
【００２６】
本発明の実施形態による、チャネル符号としてＬＤＰＣ符号を持つ偏波時間（ＰＴ）符号化方式を図１ａに示す。同図に示すように、ｍ個の異なる情報源（ソースチャネル１，．．．，ｍ）から発生した多くのビットストリームは、符号化率ｒi＝ｋi／ｎの異なる（ｎ，ｋi）ＬＤＰＣ符号を用いて符号化される。ここで、ｋiは、ＬＤＰＣ符号のｉ（ｉ＝１，２，．．．，ｍ）番目の成分の情報ビット数を表し、ｎは、好都合にすべてのＬＤＰＣ符号に対して同じである符号語長を表す。本発明の実施形態によれば、異なるＬＤＰＣ符号の使用は、符号化率の最適配分を可能にする。
【００２７】
当業者には理解されるであろうが、ビットインタリーブ（ＢＩＣＭ）方式は、すべての成分符号が同じレートとなる特別な多レベル符号化（ＭＬＣ）方式と考えることができる。図１ａに関する本発明の議論を進めると、ｍ個のＬＤＰＣ符号器の出力は、行の方向にブロックインタリーバブロックに書き込まれ、その後マッパーに出力される。
【００２８】
マッパーは、時間インスタンスｉで、ｍ個のビットを（ｍｘｎ個の）インタリーバから列方向に受け取り、対応するＭ−ａｒｙ（Ｍ＝２m）信号配置点（φI,i，φQ,i）を、Ｍ−ａｒｙ・ＰＳＫまたはＭ−ａｒｙ・ＱＡＭのような２次元（２Ｄ）の信号点配置図に決定する。（座標は、Ｍ−ａｒｙの２次元の信号点配置（２Ｄ  ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ）の同相成分および直角成分に対応する。）マッパーの出力はＰＴ符号器に提供される。
【００２９】
ＰＴ符号器は以下のように動作する。ｉ番目の時間インスタンス（「第１のチャネル使用」）の前半に、ＰＴ符号器は、ｘ偏波チャネルを使用して送信されるシンボルｓxおよびｙ偏波チャネルを使用して送信されるシンボルｓyを送る。ｉ番目の時間インスタンス（「第２のチャネル使用」）の後半に、ＰＴ符号器は、ｘ偏波チャネルを使用して送信されるシンボル−ｓ*yおよびｙ偏波チャネルを使用して送信されるシンボルｓ*xを送る。当業者は、該ＰＴ符号化手順がＡｌａｍｏｕｔｉ方式にいくぶん類似していることを理解するだろう。なお、ＰＴ符号化により、データレートは２倍に低減されるが、他方下記に示すようにＰＭＤをうまく補償することができることに留意されたい。送信機の複雑性は、追加のＰＴ符号器、偏光ビームスプリッタ（ＰＢＳ）、および偏光ビーム結合器（ＰＢＣ）が必要なので、ＭＬＣ／ＢＩＣＭ方式に必要な複雑性よりもわずかに高い。受信機側では、１つの偏波のみを用いるかまたは両偏波を用いるかの選択肢がある。１つの偏波のみの使用は、送信電力の半分が受信機側で使われないので、受信感度が３ｄＢ損失する結果になる。
【００３０】
両偏波を使用する受信機アーキテクチャを図１ｂに概略的に示している。同図に示すように、該アーキテクチャは、付加の同期検波器（その構成は図１ｃに示している）、ＰＴ復号器、および２つのＰＢＳを使用することが理解されよう。
【００３１】
より詳細には、図１ｂの参照を継続すると、シングルモードファイバおよび局所レーザーの両方からの光信号は、出力が１対の同期検波器に提供される偏光ビームスプリッタ（ＰＢＭ）に提供されるということが示されている。次に、その検波器の出力は、出力が事後確率（ＡＰＰ）デマッパーの入力である偏波時間復号器に提供される。ログ尤度比（ＬＬＲ：Ｌｏｇ  Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ  Ｒａｔｉｏ）が計算され、その出力は次にｍ個のＬＤＰＣ復号器（１．．．ｍ）に提供される。本発明の特に際立った実施形態はＰｔ復号器を含んでいることなので、ここでその動作をより詳細に説明する。
【００３２】
ＰＴ復号器の出力での送信されたシンボルの最適推定値（ＡＳＥ雑音支配シナリオについて）は、次式として得ることができることが理解されよう。
【００３３】
【数５】
2011517517.tif 000007
【００３４】
ここで、
【００３５】
【数６】
2011517517.tif 000008
【００３６】
および
【００３７】
【数７】
2011517517.tif 000009
【００３８】
は、ｉ番目の時間インスタンスに送信されたシンボルｓx,iおよびｓy,iのＰＴ復号器推定値を表し、ｈxx、ｈxy、ｈyx、およびｈyyは、ジョーンズ行列Ｈ
【００３９】
【数８】
2011517517.tif 000010
【００４０】
の要素であり、トレーニングに基づいたチャネル推定によって決定することができる。１つの偏波、例えばｘ偏波だけが受信機側で使用される場合、数式（１）および（２）の最後の２つの項は省略される。しかしながら、受信機側で両偏波を使用する代わりに１つの偏波のみを使用することは、３ｄＢの性能損失となる。
【００４１】
図１ｂの参照を継続すると、ＰＴ復号器推定値は、シンボルのログ尤度比（ＬＬＲ）を決定する事後確率（ＡＰＰ：ｐｏｓｔｅｒｉｏｒｉ  ｐｒｏｂａｂｉｌｉｔｙ）デマッパーに送出されることが理解されよう。ビットＬＬＲがシンボルＬＬＲから計算され、ＬＤＰＣ復号器に送出される。
【００４２】
ＬＤＰＣ復号器は補正項付き積和アルゴリズムを使用して、ＡＰＰデマッパーで使用される外部ＬＬＲを提供する。該外部ＬＬＲは、反復が収束するまでまたは所定の反復回数に達するまで、前後に反復される。
【００４３】
使用されるＬＤＰＣ符号は、大きなガース（ｇ≧１０）の擬似巡回（アレイ）符号のクラスに属しているので、対応する復号器複雑性は低く、光ファイバー通信（≦１０-15）に関心ある領域ではエラーフロア現象を示さない。ＬＤＰＣ符号はＥＸＩＴチャート分析を使用するＡＰＰデマッパーと整合しているので、ＡＰＰデマッパーとＬＤＰＣ復号器との間の反復は成功復号化となる。なお、ＡＰＰデマッパーおよびＰＴ復号器は、単一のエンティティとして実現することができることに留意されたい。ＣＳＩが受信機側で知られている場合、図１ｂに示すように、ＡＰＰダンパーおよびＰＴ復号器が別々に実現されれば性能劣化はないことを見つけた。
【００４４】
Ａｌａｍｏｕｔｉ型符号化は光通信での使用が既に考えられているが、異なる情況では、すなわち自由空間光チャネルに存在する乱気流に対処し、ファイバー非線形性に対処することが考えられている。
【００４５】
ここで図１ｃを参照して、本発明に用いた同期検波器の概略図を示している。特に、各１つの検波器への２つの入力はさらに分割され、結果として生じた分割信号の１つは所定量だけ位相シフトされる。次に、結果として生じた４つの信号は、光検出器の平衡セットによって検出され、その後１対の出力ｖiおよびｖQとして増幅される。図１ｂに示すように、これらの出力は次にＰＴ復号器に入力される。
【００４６】
図２は、本発明に用いた全体の方法を示すフローチャートを示している。より詳細には、ジョーンズ行列係数がチャネル推定に基づいた１つまたは２つ以上のトレーニングシーケンスを使用して決定される、トレーニングモードが用いられる。
【００４７】
ＰＴ符号器の動作は次の操作から理解されるであろう。ｉ番目の時間インスタンス（第１のチャネル使用）の前半において、ＰＴ符号器は、次にｘ偏波チャネルを使用して送信されるＱＡＭシンボルｓxおよびｙ偏波チャネルを使用して送信されるＱＡＭシンボルｓyを送る。ｉ番目の時間インスタンス（「第２のチャネル使用」）の後半において、ＰＴ符号器は、ｘ偏波チャネルを使用して送信されるシンボル−ｓ*yおよびｙ偏波チャネルを使用して送信されるシンボルｓ*xを送る。
【００４８】
ＰＴ復号器の決定指示モードでは、送信されたＱＡＭシンボルは数式（１）および（２）を使用して評価され、ソフト推定値がＡＰＰデマッパーブロックに渡される。
【００４９】
デマッパーでは、シンボルのログ尤度比（ＬＬＲ）が決定される。ＬＤＰＣ復号化に必要なビットＬＬＲが決定され、ＬＤＰＣ復号化（積和によって）が行われて外部ＬＬＲがＡＰＰデマッパーにより決定、使用される。該外部ＬＬＲは、反復が収束するまでまたは所定の反復回数に達するまで、前後に反復される。
【００５０】
好都合に、ここで使用されるＬＤＰＣ符号は、大きなガース（ｇ≧１０）の擬似巡回（アレイ）符号のクラスに属しているので、対応する復号器複雑性は低く、光ファイバー通信に関心ある領域ではエラーフロア現象を示さない。ＬＤＰＣ符号はＥＸＩＴチャート分析を使用するＡＰＰデマッパーと整合しているので、ＡＰＰデマッパーとＬＤＰＣ復号器との間の反復は成功復号化となる。
【００５１】
最後に、上述の実施形態は、本発明の応用例を示すことができる少数の可能な具体的実施形態のみを示していることが理解されよう。当業者は、本発明の精神および範囲から逸脱することなく多くのおよび変更された他の配置を行うことができる。
【図１ａ】
2011517517.tif 000011
【図１ｂ】
2011517517.tif 000012
【図１ｃ】
2011517517.tif 000013
【図２】
2011517517.tif 000014
【手続補正書】
【提出日】平成22年11月16日(2010.11.16)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
多レベル（Ｍ≧２）ブロック符号化変調システムで使用される偏波モード分散（ＰＭＤ）補償方式であって、
ｋiがＬＤＰＣ符号のｉ（ｉ＝１，２，．．．，ｍ）番目の成分の情報ビット数を示し、ｎが全てのＬＤＰＣ符号に対して同じとなる符号語長を示すとすると、符号化率ｒi＝ｋi／ｎの異なる（ｎ，ｋi）ＬＤＰＣ符号を使用して、ｍ個の異なる情報源から発生したビットストリームを符号化するステップと、
ＬＤＰＣ符号器によって生成されたｍ個の出力をブロックインタリーバに行方向に書き込むステップと、
ブロックインタリーバのインタリーブ出力を、２次元信号点配置図内の、対応するＭ−ａｒｙ信号配置点にマップするステップと、
ｘ−送信チャネルを使用して送信されるシンボルおよびｙ−送信チャネルを使用して送信されるシンボルが生成されるように、偏波時間符号器の影響を通して符号化するステップと、
前記両シンボルを送信用の単一出力ストリームに合成するステップと、を含む偏波モード分散補償方式。
【請求項２】
請求項１に記載の偏波モード分散補償方式において、
前記マップするステップは、
マッパーによって、ｉ番目の時間インスタントにおいて、ｍ個のビットを（ｍｘｎ個の）インタリーバから列方向に受け取るステップと、
前記ｍ個のビットに対応するＭ−ａｒｙ（Ｍ＝２m）信号配置点（φI,i，φQ,i）を、２次元の信号点配置図に決定するステップと、を含む偏波モード分散補償方式。
【請求項３】
請求項２に記載の偏波モード分散補償方式において、
前記Ｍ−ａｒｙ信号配置点の座標は、Ｍ−ａｒｙの２次元信号点配置の同相成分および直角成分に対応する、偏波モード分散補償方式。
【請求項４】
請求項３に記載の偏波モード分散補償方式において、
前記偏波時間符号器の影響を通して符号化するステップは、ｉ番目の時間インスタンスの前半に、ｘ偏波チャネルを使用したシンボルｓxおよびｙ偏波チャネルを使用したシンボルｓyを送るステップを含む、偏波モード分散補償方式。
【請求項５】
請求項４に記載の偏波モード分散補償方式において、
前記偏波時間符号器の影響を通して符号化するステップは、ｉ番目の時間インスタンスの後半に、ｘ偏波チャネルを使用したシンボル−ｓ*yおよびｙ偏波チャネルを使用したシンボルｓ*xを送るステップを含む、偏波モード分散補償方式。
【請求項６】
請求項５に記載の偏波モード分散補償方式において、
ｘ偏波チャネルおよびｙ偏波チャネルを含む光信号を受信するステップと、
前記受信した光信号と、局所レーザーからの出力とを１対の偏光ビームスプリッタに導くステップと、
前記偏光ビームスプリッタからの分割信号と、前記局所レーザーからの出力とを１対の同期検波器に導くステップと、
前記同期検波器の出力を偏波時間復号器に導くステップと、
前記偏波時間復号器の出力をデマッパーに導くステップと、
前記デマッパーの出力をＬＤＰＣ復号器に導くステップと、をさらに含む偏波モード分散補償方式。
【国際調査報告】
2011517517.tif 000015
2011517517.tif 000016