(57)【要約】２つの電圧制御発信部ＶＣＯ１、ＶＣＯ２を備えるデュアルバンド可能電圧制御発振ＶＣＯ回路において、電圧制御発振部ＶＣＯ１、ＶＣＯ２は、少なくとも２つの結合伝送線ＴＬ１、ＴＬ２を介して同調および接続され、伝送線［ＴＬ１、ＴＬ２）は、２つの形態のうち１つにしたがって動作して、同調された発振部（ＶＣＯ１、ＶＣＯ２）の組み合わせたインダクタンスと電圧制御発振回路（ＶＣＯ）の発振周波数とを変動させる。【選択図】図６
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
２つの電圧制御発振部（ＶＣＯ１、ＶＣＯ２）を備えるデュアルバンド可能電圧制御発振（ＶＣＯ）回路において、
前記電圧制御発振部（ＶＣＯ１、ＶＣＯ２）は、少なくとも２つの結合伝送線（ＴＬ１、ＴＬ２）を介して同調および接続されており、前記伝送線（ＴＬ１、ＴＬ２）は２つの形態のうち１つにしたがって動作して、同調された前記発振部（ＶＣＯ１、ＶＣＯ２）の組み合わせたインダクタンスと前記電圧制御発振回路（ＶＣＯ）の発振周波数とを変動させることを可能とすることを特徴とするデュアルバンド可能電圧制御発振（ＶＣＯ）回路。
【請求項２】
前記伝送線（ＴＬ１、ＴＬ２）は、偶形態または奇形態で動作することを特徴とする、請求項１に記載の回路。
【請求項３】
前記伝送線（ＴＬ１、ＴＬ２）の各々は、前記伝送線に配列されて前記２つのモード間の切り替えを可能とする少なくとも１つの切替部を備えることを特徴とする、請求項１に記載の回路。
【請求項４】
２つの切替部（Ｖｓｗｉｔｃｈ）が、それぞれ前記結合伝送線（ＴＬ１、ＴＬ２）の第１端と第２端とに配列され、それぞれ前記結合伝送線（ＴＬ１、ＴＬ２）の第１端と第２端とを接続することを特徴とする、請求項３に記載の回路。
【請求項５】
前記少なくとも１つの切替部は、前記２つの結合伝送線の各々の中央部分に配列され、前記２つの結合伝送線の各々の中央部分を接続することを特徴とする、請求項３に記載の回路。
【請求項６】
切替部が、各電圧制御発振部における増幅器の電力ゲインを制御することを特徴とする、請求項１に記載の回路。
【請求項７】
前記電力ゲインは、動作における前記２つの形態のいずれか１つでＶＣＯ発振を維持することに適したものであることを特徴とする、請求項６に記載の回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、広く電圧制御発振器に関し、特に位相ノイズパフォーマンスが改善されたデュアルバンド電圧制御発振器（ＶＣＯ）に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信システムの発展により、モノリシックに集積された低コストの低位相ノイズ電圧制御発振器（ＶＣＯ）の需要が増大している。同時に、種々の周波数帯域を利用するいくつかの通信規格の発展により、研究者はマルチバンドおよびマルチスタンドの送受信機の開発を強いられている。こうして、研究者はマルチバンドＶＣＯ、特にデュアルバンドＶＯＣの探索を強いられることとなった。かかる送受信機における主な需要の１つが、位相ノイズパフォーマンスが良好なマルチバンドＶＣＯの必要性である。
【０００３】
周知のマルチバンドＶＣＯは様々な手法によって実現されている。周知の手法の１つは、図１ａ〜ｃに示すようにＬＣ共振器にスイッチトキャパシタまたはスイッチトインダクタを用いることである［１］、［２］。したがって、切替器Ｖｓｗｉｔｃｈを用いることで共振器のインダクタンスまたは静電容量が変動し、その結果、発振周波数帯域も変動する。あるいは、図２および図３に示すように共振器内の相互インダクタンスを切り替えることによって共振器の全インダクタンスを変動させることができる［３］、［４］。
【０００４】
上述の周知の解決手段は全て共通の問題を抱えている。切替器の寄生抵抗がそれであり、実際の切替器あるいはスイッチト相互インダクタンスが共振器の品質因子Ｑを下げる。その結果、ＶＣＯ全体の位相ノイズパフォーマンスが下がる。切替器の物理的サイズを大きくすることで寄生抵抗をある程度小さくすることはできるが、寄生静電容量が大きいと、チューニング周波数範囲が狭くなってしまう。
【０００５】
さらに別の周知の手法は、２つの異なる周波数のＶＣＯを組み合わせて構成し、この２つのＶＣＯに共振器の一部を共有させるというものであった。［５］によれば、バイアス電流を切り替えることで、片方のＶＣＯが作動し、他方が停止する。例えば、図４に示すように２つのＶＣＯがある。ＶＣＯ１の共振器は変圧器の１つのポートとキャパシタとからなり、ＶＣＯ２の共振器は変圧器の２つのポートとキャパシタとからなる。したがって、２つの電圧制御発振器ＶＣＯ１、ＶＣＯ２は異なる発振周波数を有し、スイッチト電圧バイアスによって制御される。別の例を図５に示しており［６］、それぞれのバイアス電流Ｉｄ、Ｉｃを切り替えることで、２つの電圧制御発振器ＶＣＯ１、ＶＣＯ２のいずれかをオンにすることができる。この２つの発振器はそれぞれの周波数で発振するため、デュアルバンドＶＣＯが得られる。
【０００６】
上述のスイッチトバイアス電流だと、ＶＣＯは一度に１つしか作動しないのだが、それでも非アクティブあるいはスタンバイ中のＶＣＯは共振器に接続されており、その結果、オフのＶＣＯにおけるアクティブな装置の寄生抵抗および静電容量が動作中のＶＣＯに対してある望ましくない効果を及ぼす。
【０００７】
以上の問題のため、位相ノイズパフォーマンスを小さくした改良デュアルバンド電圧制御発振器が必要なのである。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
本発明の課題は、改良デュアルバンド電圧制御発振器を提供することである。
【０００９】
本発明のさらなる課題は、位相ノイズパフォーマンスを小さくしたデュアルバンド電圧制御発振器を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
基本的な実施形態によれば、本発明に係るデュアルバンド可能電圧制御発振回路ＶＣＯが、２つの電圧制御発振部ＶＣＯ１、ＶＣＯ２を備え、電圧制御発振部ＶＣＯ１、ＶＣＯ２は、少なくとも２つの結合伝送線ＴＬ１、ＴＬ２を介して同調および接続されている。伝送線ＴＬ１、ＴＬ２は２つの形態のうち１つにしたがって動作して、同調された発振部（ＶＣＯ１、ＶＣＯ２）の組み合わせたインダクタンスを変動させ、それによって電圧制御発振回路ＶＣＯの発振周波数とを変動させることを可能とする。
【発明の効果】
【００１１】
本発明の効果は、
‐位相ノイズパフォーマンスが改善されたデュアルバンド電圧制御発振器
を含む。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
本発明は、そのさらなる課題および効果とともに、添付図面と併せて行う以下の説明を参照することで最も良く理解されよう。
【００１３】
【図１ａ】図１ａは、周知の再構成可能デュアルバンド電圧制御発振器の説明図である。
【図１ｂ】図１ｂは、別の周知の再構成可能デュアルバンド電圧制御発振器の説明図である。
【図２】図２は、周知のスイッチト共振器の説明図である。
【図３】図３は、さらなる周知のスイッチト共振器の説明図である。
【図４】図４は、周知のデュアルバンドＶＣＯの説明図である。
【図５】図５は、別の周知のデュアルバンドＶＣＯの説明図である。
【図６】図６は、本発明に係るデュアルバンドＶＣＯの一実施形態の説明図である。
【図７】図７は、本発明に係るデュアルバンドＶＣＯの別の実施形態の説明図である。
【図８】図８は、本発明の一実施形態に係る交差結合デュアルバンドＶＣＯの説明図である。
【図９ａ】図９ａは、本発明の一実施形態に係るハートレーＶＣＯの説明図である。
【図９ｂ】図９ｂは、本発明の一実施形態に係るコルピッツＶＣＯの説明図である。
【図１０】図１０は、本発明の一実施形態に係る差動デュアルバンドコルピッツＶＣＯの説明図である。
【図１１】図１１は、本発明の一実施形態に係るデュアルバンドＶＣＯの説明図である。
【図１２ａ】図１２ａは、負の抵抗に対する周波数反応を示すグラフである。
【図１２ｂ】図１２ｂは、本発明の実施形態と組み合わせて使用可能なデュアルバンド増幅器を示す。
【図１３】図１３は、本発明の一実施形態に係るデュアルバンド交差結合ＶＣＯを示す。
【図１４ａ】図１４ａは、本発明の一実施形態に係るデュアルバンドハートレーＶＣＯを示す。
【図１４ｂ】図１４ｂは、本発明の一実施形態にデュアルバンドコルピッツＶＣＯを示す。
【図１５】図１５は、本発明に係る作動デュアルバンドコルピッツＶＣＯを示す。
【００１４】
略語
ＣＭＯＳ  Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ  Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ
相補性金属酸化膜半導体トランジスタ
ＩＣ      Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｃｉｒｃｕｉｔ
集積回路
ＴＬ      Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  Ｌｉｎｅ
伝送線
ＶＣＯ    Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ  Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ
電圧制御発振器
【発明を実施するための形態】
【００１５】
本発明について、デュアル周波数帯域、あるいはさらに多重の周波数帯域を用いるいかなる通信技術にも適用可能な一般的集積回路スキームにおいて議論する。提案するＶＣＯトポロジーは、例えばＣＭＯＳ、バイポーラ、シリコン、ＧａＡｓなど、いかなる半導体技術においても実施可能である。かかるＶＣＯトポロジーは、チップ上に完全に集積することも可能であるが、別個のコンポーネント、あるいはＩＣと別個のコンポーネントとの混合で作成することも可能である。
【００１６】
結合伝送線対の全インダクタンスＬｉ（ｉ＝１，２）は、自己インダクタンスＬｓ，ｊおよび相互インダクタンスＭ（相互インダクタンスおよびドットコンベンションのさらなる説明について付録１を参照）で定められる。伝送線は２つの動作形態、すなわち偶形態および奇形態を有する。したがって、偶形態における動作についてはＬｉ＝Ｌｓ，ｊ＋Ｍであり、奇形態における動作についてはＬｉ＝Ｌｓ，ｉ−Ｍである。結果的に、結合伝送線ＴＬの動作形態を制御することで、全インダクタンスを変動させることが可能であり、その結果、数式（１）にしたがって結合ＶＣＯの発振周波数を変化させることができる。
【００１７】
【数１】
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【００１８】
本発明は、一般的に、２つの結合電圧制御発振器ＶＣＯ１、ＶＣＯ２に基づくデュアルバンド電圧制御発振器ＶＣＯに関する。２つの発振器は結合伝送線ＴＬを介して同調される。結合伝送線の偶形態または奇形態を切り替えることで、発振器ごとにＬＣ共振器のインダクタンスが変動し、組み合わせた電圧制御発振器の発振周波数帯域も変動する。さらに、結合ＶＣＯは周知の単一ＶＣＯよりも良好な位相ノイズパフォーマンスを有する。
【００１９】
本発明は、少なくとも２つの結合同調電圧制御発振器ＶＣＯ１、ＶＣＯ２を備えた一般的な改良デュアルバンドＶＣＯのさまざまな実施形態を開示する。発振器は相互インダクタンス結合伝送線対ＴＬ１、ＴＬ２を介して結合される。相互インダクタンス結合伝送線対ＴＬ１、ＴＬ２は、結合伝送線対ＴＬ１、ＴＬ２の動作形態を切り替え可能とするように配列されたものであり、電圧制御発振器のデュアル動作形態を提供する。
【００２０】
図６および図７を参照すると、ある実施形態によれば、切り替え動作は、結合伝送線対ＴＬ１、ＴＬ２と交わる切替器Ｖｓｗｉｔｃｈによって可能となる。示した図式においては、電圧制御発振器ＶＣＯ１、ＶＣＯ２それぞれは、負の抵抗器−ＲおよびキャパシタＣ、また提案するＶＣＯにおける結合伝送線ＴＬ１、ＴＬ２で表されている。ここで、−Ｒは、それぞれの電圧制御発振器ＶＣＯ１、ＶＣＯ２の電力増幅器が与える負の抵抗を表している。切替器は結合伝送線端（図６）または結合伝送線対の中央部分（図７）に位置する。電力増幅器は、組み合わせたＶＣＯにおける両周波数帯域、例えば偶奇両形態、を維持するに十分なゲインを有することが好ましい。
【００２１】
上述のデュアルバンドＶＣＯは、周知の解決手段と比較して位相ノイズパフォーマンスが改善された電圧制御発振器を提供する。
【００２２】
設けられた切替器は結合伝送線対の動作形態を制御する。すなわち、切替器がオンの場合、結合伝送線対ＴＬ１、ＴＬ２は偶形態ｆｅｖｅｎで動作し、相互インダクタンスＭは正である。その結果、結合ＶＣＯは低周波数帯域で作動する（数式１参照）。逆に、切替器がオフの場合、結合伝送線対ＴＬ１、ＴＬ２は奇形態ｆｏｄｄで動作し、相互インダクタンスＭは負である。したがって、組み合わせたＶＣＯは高周波数帯域で作動する。
【００２３】
結合伝送線ＴＬ１、ＴＬ２の相互インダクタンスＭの加減によって、２つの動作形態間の周波数の差が変動する。相互インダクタンスＭは、２つの結合伝送線ＴＬ１、ＴＬ２の間の距離、結合部分の長さ、伝送線の位置に依存する。言い換えると、伝送線がどれだけ離れているか、伝送線がどれだけ長いか、伝送線が同一平面上および／または重なっているかどうか、ということである。
【００２４】
２つの結合ＶＣＯと相互インダクタンス誘導伝送線対とを組合せて用いることで、電圧制御発振器全体の発振周波数帯域を変動させること、および２つの単一ＶＣＯを同調させることが可能である。
【００２５】
図８、９ａ、９ｂを参照すると、同調電圧制御発振器と結合伝送線との組合せの発想は、種々の電圧制御発振器およびかかる発振器の組合せに適用可能である。
【００２６】
図８を参照すると、ある実施形態によって、２つの交差結合ＶＣＯが、相互インダクタンス伝送線対ＴＬＤを介して同調および結合されている。伝送線対ＴＬＤの動作形態の切り替えは、伝送線ＴＬ１、ＴＬ２の第１端、第２端にそれぞれ接続された２つの切替器ＶＳＷＩＴＣＨによって可能である。
【００２７】
図９ａを参照すると、さらなる実施形態によって、デュアルバンドハートレー（Ｈａｒｔｌｅｙ）ＶＣＯが、２対の伝送線ＴＬＤ、ＴＬｇを介して結合された２つのハートレー電圧制御発振器を備えており、２対の伝送線ＴＬＤ、ＴＬｇそれぞれにはスイッチＶｓｗｉｔｃｈが設けられている。
【００２８】
図９ｂを参照すると、さらなる実施形態が、結合伝送線対ＴＬｇを介して同調および結合された２つのコルピット電圧制御発振器を備えたデュアルバンドコルピッツ（Ｃｏｌｐｉｔｔｓ）ＶＣＯを開示する。伝送線対の動作形態は、伝送線対の第１端同士の間に接続されたスイッチを用いて可能となる。
【００２９】
加えて、図示はしていないが、本発明は、少なくとも２つのクラップ（Ｃｌａｐｐ）ＶＣＯを備えたデュアルバンド電圧制御発振器に適用することも可能である。上記ＶＣＯは全てＬＣ共振器を有するため、インダクタまたはインダクタの一部を結合して、デュアルバンドＶＣＯを構成することが可能である。
【００３０】
図１０を参照すると、本発明の一般的発想を用いて差動ＶＣＯを構成し、結合伝送線の動作形態にかかわらずに差分信号を提供することが可能である。図１０に示すように、この例は、本発明に係る２つの同調デュアルバンドコルピッツＶＣＯに基づいており、同調デュアルバンドコルピッツＶＣＯはそれぞれ、２つの同調コルピッツＶＣＯと、結合伝送線対ＴＬｇと、上記伝送線におけるスイッチとを備える。この実施形態では、トランジスタＭ１、Ｍ２が常に差動的に動作しており、そのベースまたはエミッタにおいて差分信号が提供可能である。図８に開示する交差結合デュアルバンドＶＣＯも差分信号を伝達するものとすることができることに留意すべきである。
【００３１】
本発明のさらなる実施形態および態様によれば、実際の切替器を伝送線に配列せずに、同調電圧制御発振器と結合伝送線とを用いることも等しく可能である。その代わり、各ＶＣＯの電力増幅器ゲインを様々な周波数帯域間で切り替えたり、変動させたりする。このように、組み合わせたＶＣＯに唯一の周波数帯域で発振させることが可能である。そのためこの発振周波数では、発振条件を満たすにはＶＣＯループゲインを１以上とすることしかできない。その周波数は結合伝送線の１つの動作形態に対応している。別の発振周波数帯域または伝送線動作形態だと、ＶＣＯ発振を与えるには電力ゲインが小さすぎる。
【００３２】
提案する増幅器ゲイン切り替え解決手段の単純化した図式を図１１に示す。図１２ａのグラフに示すような、組み合わせたＶＣＯが１つの周波数帯域で動作するように維持する電力ゲインを与えるためには、電圧制御発振器ＶＣＯ１、ＶＣＯ２ごとにデュアルバンド増幅器が必要である。原理的には、切り替え可能であれば、いかなるデュアルバンド増幅器を使用することも可能である。例えば、図１２ｂにおいては、スイッチトデュアルバンド増幅器を示しており、スイッチトソース低下を用いて、様々な周波数帯域におけるゲイン制御を行う。
【００３３】
この実施形態は、共振周波数ｆｅｖｅｎをもつ共振回路を構成する並列接続したインダクタＬＳとキャパシタＣＳと（切替器Ｍ２の寄生キャパシタと）を備える。
【００３４】
【数２】
2011501608.tif 000004
【００３５】
したがって、切替器Ｍ２がオンの場合、共振器はｆｅｖｅｎでインピーダンスが最大となり、ｆｅｖｅｎで増幅器のゲインを最低とする。周波数が高いと、共振器はインピーダンスが極めて低い静電容量性となり、その結果、増幅器が高いゲインを有する。この場合、電圧制御発振器はｆｏｄｄの高周波数帯域で動作することとなる。また、切り替えＭ２がオフの場合、インダクタＬｓは、周波数とともにインピーダンスが増加するソース低下となり、したがって増幅器はｆｅｖｅｎで高いゲインを、ｆｏｄｄで低いゲインを示す。この場合、ＶＣＯはｆｅｖｅｎの低周波数帯域で発振することとなる。
【００３６】
その結果、増幅器ゲインの周波数反応を変化させることで、提案するＶＣＯのデュアルバンド切り替えが実現される。これについては、上述の切り替え実施形態と同様に様々なＶＣＯトポロジーに適用可能である。特に、伝送線にスイッチを設けることなく、図８〜１０を参照して説明したものと同一機構の同調電圧制御発振器に適用することができる。その代わり、それぞれのＶＣＯに設けるスイッチト電力増幅器によって切り替えが提供される。図１３、１４ａ、１４ｂを参照すると、デュアルバンド交差結合ＶＣＯ（図１３）、デュアルバンドハートレーＶＣＯ（図１４ａ）、デュアルバンドコルピッツＶＣＯ（図１４ｂ）など。
【００３７】
最後に、提案するデュアルバンドＶＣＯを用いて差動ＶＣＯを構成し、両伝送線形態の差分信号を生成することができる。図１５に示すように、２つのデュアルバンドコルピッツＶＣＯを同調して、トランジスタＭ１、Ｍ２のベースまたはエミッタから差分信号を取り出すことができる。また、図１３のデュアルバンド交差結合ＶＣＯを用いて差分信号を提供することも可能である。
【００３８】
本発明の種々の実施形態の効果は以下を含む。
結合伝送線に交わる切替器を用いる場合、切替器がオンであるかオフであるかにかかわらず、各切替器を流れる電流は非常に小さいため、切替器における電力消失は非常に小さい。つまり、切替器によるＱ低下は無視できるということである。これにより、提案するＶＣＯには、スイッチトインダクタまたはキャパシタもしくはスイッチト相互インダクタンスを用いるデュアルバンドＶＣＯよりも位相ノイズパフォーマンスが良好であるという効果が与えられる。後者の場合は、切替器がオンの場合に切替器を大きな交流電流が流れる。これにより共振器のＱが低下することがある。
【００３９】
デュアルバンドスイッチト電力増幅器を用いる場合、切替器自体はＶＣＯの共振器の一部ではない。その結果、ＶＣＯの位相ノイズは、切替器の寄生抵抗および静電容量の影響を受けやすいものではない。
【００４０】
提案するＶＣＯでは２つの結合ＶＣＯを同調させるが、これによって位相ノイズを低減させるという利点がある。対照的に、スイッチトバイアスを用いるデュアルバンドＶＣＯ［５］、［６］は、作動するＶＣＯを１度に１つしかもたない。スタンバイ中のＶＣＯは位相ノイズの低下には何の貢献もせず、それどころかアクティブな装置の寄生抵抗および静電容量が共振器Ｑを低減させ、したがって位相ノイズが増加する。
【００４１】
当業者であれば、添付の特許請求の範囲が定める本発明の範囲を逸脱することなく、本発明に様々な修正や変更を行うことができるとわかるであろう。
【００４２】
参考文献
［１］Ａ．Ｍａｚｚａｎｔｉ，Ｐ．Ｕｇｇｅｔｔｉ，Ｒ．Ｂａｔｔａｇｌｉａ，並びにＦ．Ｓｖｅｌｔｏ，“Ａｎａｌｙｓｉｓ  ａｎｄ  ｄｅｓｉｇｎ  ｏｆ  ａ  ｄｕａｌ−ｂａｎｄ  ｒｅｃｏｎｆｉｇｕｒａｂｌｅ  ＶＣＯ”，Ｐｒｏｃ．Ｏｆ  ｔｈｅ  ２００４  １１ｔｈ  ＩＥＥＥ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，Ｃｉｒｃｕｉｔｓ  ａｎｄ  Ｓｙｓｔｅｍｓ，３７〜４１ページ，２００４年
［２］Ｓ．Ｓ．Ｂｒｏｕｓｓｅｖ，Ｔ．Ａ．Ｌｅｈｔｏｎｅｎ，並びにＮ．Ｔ．Ｔｃｈａｍｏｖ，“Ａ  ｗｉｄｅｂａｎｄ  ｌｏｗ  ｐｈａｓｅ  ｎｏｉｓｅ  ＬＣ−ＶＣＯ  ｗｉｔｈ  ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ  Ｋｖｃｏ”，ＩＥＥＥ  Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ  ａｎｄ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓ  Ｌｅｔｔｅｒｓ，２００７年
［３］Ｊ．Ｃａｂａｎｉｌｌａｓ，“Ｃｏｕｐｌｅｄ−ｉｎｄｕｃｔｏｒ  ｍｕｌｔｉ−ｂａｎｄ  ＶＣＯ”，米国特許出願公開第２００６／００３３５８７（Ａ１）号明細書
［４］Ｒ．Ｓ．Ｋａｌｔｅｎｅｃｋｅｒ，“Ｏｐｔｉｍｕｍ  ＲＦ  ＶＣＯ  ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ”，米国特許第６９４３６３５（Ｂ１）号明細書
［５］Ａ．Ｂｅｖｉｌａｃｑｕａ，Ｆ．Ｐ．Ｐａｖａｎ，Ｃ．Ｓａｎｄｎｅｒ，Ａ．Ｇｅｒｏｓａ，並びにＡ．Ｎｅｖｉａｎｉ，“Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ−ｂａｓｅｄ  ｄｕａｌ−ｍｏｄｅ  ｖｏｌｔａｇｅ−ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ  ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒｓ”，ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．ｏｎ  Ｃｉｒｃｕｉｔｓ  ａｎｄ  Ｓｙｓｔｅｍｓ−ＩＩ，２００７年
［６］Ｄ．Ｂａｃｋ，Ｊ．Ｋｉｍ，並びにＳ．Ｈｏｎｇ，“Ａ  ｄｕａｌ−ｂａｎｄ（１３／２２−ＧＨｚ）ＶＣＯ  ｂａｓｅｄ  ｏｎ  ｒｅｓｏｎａｎｔ  ｍｏｄｅ  ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ”，ＩＥＥＥ  Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ  ａｎｄ  Ｇｕｉｄｅｄ  Ｗａｖｅ  Ｌｅｔｔｅｒｓ，Ｖｏｌ．１３，Ｎｏ．１０，４４３〜４４５ページ，２００３年１０月
［７］Ｈ．Ｊａｃｏｂｓｓｏｎら．“Ｖｅｒｙ  ｌｏｗ  ｐｈａｓｅ−ｎｏｉｓｅ  ｆｕｌｌｙ  ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  ｃｏｕｐｌｅｄ  ＶＣＯｓ”，ｉｎ  Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ  Ｒａｄｉｏ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｃｉｒｃｕｉｔｓ  Ｓｙｍｐ．２００２，５７７〜５８５ページ
【００４３】
付録１
相互インダクタンス
相互インダクタンスＭは、あるインダクタを流れる電流が近くのインダクタに電圧を誘導することができるという発想である。これは、変圧器を機能させる機構として重要なものであるが、回路内の導線間に結合を引き起こす可能性もある。
【００４４】
相互インダクタンスＭは、２つのインダクタ間の結合の大きさでもある。回路ｉによる回路ｊに対する相互インダクタンスは、二重積分ノイマン公式で与えられる。
【００４５】
【数３】
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【００４６】
ドットコンベンション
回路解析では、ドットコンベンションを用いて、２つの構成要素の相互インダクタンスの電圧極性を表す。（本開示の図４を参照）。
【００４７】
このコンベンションについて良い考え方が２つある。
１．あるドット（どちらかのドット）に流入する電流は、もう片方のドットから「出て来よう」とする。「に」とはドットからインダクタへという意味であり、逆に「から」とはインダクタからドットへという意味である。
２．インダクタの被ドット端末に流入する電流が、もう片方のドットに正の電圧を誘導する。逆に、被ドット端末から流出する電流が、もう片方のドットに負の電圧を誘導する。
【図１（ａ）】
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【図１（ｂ）】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
2011501608.tif 000011
【図６】
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【図７】
2011501608.tif 000013
【図８】
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【図９（ａ）】
2011501608.tif 000015
【図９（ｂ）】
2011501608.tif 000016
【図１０】
2011501608.tif 000017
【図１１】
2011501608.tif 000018
【図１２（ａ）】
2011501608.tif 000019
【図１２（ｂ）】
2011501608.tif 000020
【図１３】
2011501608.tif 000021
【図１４（ａ）】
2011501608.tif 000022
【図１４（ｂ）】
2011501608.tif 000023
【図１５】
2011501608.tif 000024
【国際調査報告】
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2011501608.tif 000026
2011501608.tif 000027
2011501608.tif 000028