(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
データ信号の値に応じたパルスの有無であって正極パルス及び負極パルスを交互に生成するパルス発生部と、
前記パルス発生部により生成されたパルスをフィルタリングするバンドパスフィルタと、
前記バンドパスフィルタによりフィルタリングされた信号を増幅して送信信号として出力する送信増幅器とを有し、
前記データ信号の送信速度は、前記バンドパスフィルタの通過上限周波数と通過下限周波数との差の整数分の１であることを特徴とする通信装置。
【請求項２】
前記パルス発生部は、前記データ信号をノンリターンゼロ信号からリターンゼロ信号に変換するノンリターンゼロ／リターンゼロ変換部を有することを特徴とする請求項１記載の通信装置。
【請求項３】
前記パルス発生部は、リターンゼロ信号のパルス幅を短くし、かつ正極パルス及び負極パルスを交互に生成するパルス発生器を有することを特徴とする請求項１記載の通信装置。
【請求項４】
前記パルス発生部は、前記リターンゼロ信号が１周期変化する毎に出力信号を反転させるトリガフリップフロップを有し、
前記パルス発生器は、前記トリガフリップフロップの出力信号及び前記リターンゼロ信号を入力することを特徴とする請求項３記載の通信装置。
【請求項５】
前記パルス発生部は、
前記データ信号をノンリターンゼロ信号からリターンゼロ信号に変換するノンリターンゼロ／リターンゼロ変換部と、
前記リターンゼロ信号のパルス幅を短くし、かつ正極パルス及び負極パルスを交互に生成するパルス発生器とを有することを特徴とする請求項１記載の通信装置。
【請求項６】
前記パルス発生部は、前記リターンゼロ信号が１周期変化する毎に出力信号を反転させるトリガフリップフロップを有し、
前記パルス発生器は、前記トリガフリップフロップの出力信号及び前記リターンゼロ信号を入力することを特徴とする請求項５記載の通信装置。
【請求項７】
さらに、前記送信増幅器により増幅された送信信号を無線送信するための第１のアンテナを有することを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の通信装置。
【請求項８】
さらに、受信信号を増幅する受信増幅器と、
前記受信増幅器により増幅された受信信号を検波する検波器とを有することを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の通信装置。
【請求項９】
さらに、前記受信信号を無線受信するための第２のアンテナを有し、
前記受信増幅器は、前記第２のアンテナにより無線受信した受信信号を増幅することを特徴とする請求項８記載の通信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、通信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
インパルス無線通信は、短パルスを用いた無線通信であり、広帯域無線通信システムへの適用が期待されている。
【０００３】
また、ユニポーラ信号をバイポーラ信号に変換するＵ／Ｂ変換回路であって、入力ＮＲＺ信号をＮＲＺ／ＲＺ変換した信号を与えたとき、トランジスタのエミッタ出力にＮＲＺ信号を変換したバイポーラ信号を得るＵ／Ｂ変換回路が知られている（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
また、差動トランジスタ対が２段縦積みされ、入力データの値に対応して単極パルスを両極パルスに変換するパルス極性変調回路が知られている（例えば、特許文献２参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開平３−２７６２２号公報
【特許文献２】特開２００６−１５７６４９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明の目的は、送信信号内の輝線スペクトルを除去することができる通信装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
通信装置は、データ信号の値に応じたパルスの有無であって正極パルス及び負極パルスを交互に生成するパルス発生部と、前記パルス発生部により生成されたパルスをフィルタリングするバンドパスフィルタと、前記バンドパスフィルタによりフィルタリングされた信号を増幅して送信信号として出力する送信増幅器とを有し、前記データ信号の送信速度は、前記バンドパスフィルタの通過上限周波数と通過下限周波数との差の整数分の１である。
【発明の効果】
【０００８】
正極パルス及び負極パルスを交互に生成することにより、送信信号内の輝線スペクトルを除去することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】図１（Ａ）は実施形態によるインパルス無線通信装置の構成例を示す図であり、図１（Ｂ）はバンドパスフィルタの通過周波数帯域を示す図である。
【図２】図２（Ａ）〜（Ｃ）は短パルス発生部がユニポーラ短パルスを生成する例を示す図である。
【図３】ユニポーラ短パルス及びバイポーラ短パルスの例を示す図である。
【図４】図４（Ａ）〜（Ｃ）はユニポーラ短パルス及びバイポーラ短パルスの電力スペクトル密度を示す図である。
【図５】図１（Ａ）の短パルス発生部の構成例を示す図である。
【図６】図５の短パルス発生器の構成例を示す回路図である。
【図７】短パルス発生部の動作例を説明するためのタイミングチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
図１（Ａ）は実施形態によるインパルス無線通信装置の構成例を示す図であり、図１（Ｂ）はバンドパスフィルタ１０３の通過周波数帯域を示す図である。インパルス無線通信装置は、ベースバンド信号生成器１０１、短パルス発生部１０２、バンドパスフィルタ１０３、送信増幅器１０４、第１のアンテナ１０５、第２のアンテナ１２１、受信増幅器１２２、検波器１２３、リミットアンプ１２４及びベースバンド信号再生器１２５を有する。ベースバンド信号生成器１０１、短パルス発生部１０２、バンドパスフィルタ１０３、送信増幅器１０４及び第１のアンテナ１０５は、送信部を構成する。これに対し、第２のアンテナ１２１、受信増幅器１２２、検波器１２３、リミットアンプ１２４及びベースバンド信号再生器１２５は、受信部を構成する。
【００１１】
まず、送信部について説明する。ベースバンド信号生成器１０１は、タイムスロット単位のデータ信号Ａ１を生成し、短パルス発生部１０２に出力する。図７に示すように、データ信号Ａ１は、「１」の値ではハイレベルになり、「０」の値ではローレベルになる。データ信号Ａ１の通信速度は例えば１０ギガビット／秒（Ｇｂｐｓ）である。短パルス発生器部１０２は、データ信号Ａ１がタイムスロットでハイレベルになると、短パルスＡ６を生成する。バンドパスフィルタ１０３は、短パルスＡ６に対して所定の通過周波数帯域のみを通過させるためのフィルタリングを行い、ミリ波パルスＡ７を出力する。
【００１２】
図１（Ｂ）は、バンドパスフィルタ１０３の通過周波数帯域１３２を示す。短パルス特性１３１は、短パルスＡ６の周波数特性を示す。ミリ波パルスＡ７は、短パルス特性１３１のうちの通過周波数帯域１３２の部分のみの周波数成分を有する。ＵＷＢ（超広帯域無線：Ultra Wide Band）等では、使用可能な周波数帯域が制限されている。その周波数帯域の制限を満たすようにするために、バンドパスフィルタ１０３を用いる。通過周波数帯域１３２は、例えば、通過下限周波数ｆ１が８０ＧＨｚ、通過上限周波数ｆ２が９０ＧＨｚであり、通過周波数帯域幅がｆ２−ｆ１＝９０−８０＝１０ＧＨｚである。
【００１３】
送信増幅器１０４は、ミリ波パルスＡ７を増幅し、第１のアンテナ１０５を介して、送信信号Ａ８を無線送信する。送信信号Ａ８は、ミリ波パルスの有無により、「１」又は「０」のデータを表す。
【００１４】
次に、受信部について説明する。受信増幅器１２２は、第２のアンテナ１２１を介して、受信信号を無線受信し、増幅する。検波器１２３は、受信増幅器１２２により増幅された受信信号（ミリ波パルス）の包絡線を検波して出力する。リミットアンプ１２４は、検波器１２３により検波された信号を増幅する。ベースバンド信号再生器１２５は、リミットアンプ１２４により増幅された信号を入力し、例えば１０Ｇｂｐｓの受信データの再生を行う。
【００１５】
インパルス方式の無線通信装置は、マイクロ波帯、準ミリ波帯、ＵＷＢをはじめとする超広帯域無線通信装置に利用可能である。インパルス方式は、狭帯域通信方式と比較して、発振器やミキサが不要でＲＦ部の構成が簡素・低コストとなる特徴を有し、広帯域を利用できるミリ波帯においては１０Ｇｂｐｓを超える広帯域無線通信の実現が期待される。
【００１６】
インパルス無線通信装置に割り当てられた周波数帯域幅をＢｍａｘとすれば、バンドパスフィルタ１０３の通過周波数帯域幅ＢｂｐｆがＢｍａｘと等しいとき、最大通信速度Ｂｍａｘを得る。例えば、周波数帯域幅Ｂｍａｘが１０ＧＨｚの場合、図１（Ｂ）に示すように、バンドパスフィルタ１０３の通過周波数帯域幅Ｂｂｐｆはｆ２−ｆ１＝９０−８０＝１０ＧＨｚであり、データ信号の通信速度は１０Ｇｂｐｓである。
【００１７】
図２（Ａ）は、短パルス発生部１０２がユニポーラ短パルスＢ６を生成する例を示す図である。短パルス発生器１０２は、データ信号Ａ１がハイレベルのタイムスロットでは正極性短パルスを生成し、データ信号Ａ１がローレベルのタイムスロットでは正極性短パルスを生成せず、ユニポーラ短パルスＢ６を出力する。ユニポーラ短パルスＢ６は、単極性（例えば正極性）の短パルスである。バンドパスフィルタ１０３は、ユニポーラ短パルスＢ６をフィルタリングし、ミリ波パルスＢ７を出力する。例えば、ミリ波パルスＢ７は、その通信速度が１０Ｇｂｐｓであり、そのタイムスロットが１００ｐｓである。
【００１８】
図２（Ｂ）は図２（Ａ）のミリ波パルスＢ７の周波数スペクトルを示す図であり、図２（Ｃ）は図２（Ｂ）の一部の拡大図である。ミリ波パルスＢ７の通信速度が１０Ｇｂｐｓの場合、１０ＧＨｚ間隔で、輝線スペクトルＢＬが発生する。輝線スペクトルＢＬは、線状の大電力のスペクトルであり、例えば、３０、４０、５０、６０、７０、８０、９０ＧＨｚ等で発生している。輝線スペクトルＢＬは、通信速度に等しい周波数間隔で現れる。例えば、輝線スペクトルＢＬは、通信速度が１０Ｇｂｐｓの場合、１０ＧＨｚ間隔で出現することになる。
【００１９】
ところで、多くの無線通信装置は、例えば周波数１ＭＨｚ当たりの信号強度０ｄＢｍ（＝１ｍＷ／ＭＨｚ）というように、法令や規格などで、単位周波数当りの信号強度（電力スペクトル密度）が規定される。送信信号に輝線スペクトルＢＬが含まれると、輝線スペクトルＢＬの信号強度が上記の電力スペクトル密度の制限にかかって、全周波数帯域での平均電力を上げられないという事態が生じる。具体的には、割り当てられた周波数帯域Ｂｍａｘが１０ＧＨｚ（＝１００００ＭＨｚ）のとき、送信スペクトル強度が周波数帯域内で一定であれば、１（ｍＷ／ＭＨｚ）×１００００（ＭＨｚ）＝１０Ｗの出力が可能となるが、送信信号に１ｍＷ／ＭＨｚの輝線スペクトルＢＬが含まれる場合、小さな電力しか出せない。信号を誤りなく長距離送信するためには、全周波数帯域のスペクトル電力を最大限大きくして、雑音等に対する信号強度マージン（ＳＮ比）を確保する必要がある。送信電力が輝線スペクトルＢＬで制限されると、ＳＮ比を十分確保できない。このように、輝線スペクトルＢＬにより送信電力が制限され、長距離・高品質通信が不利となるため、輝線スペクトルＢＬの生じないインパルス無線通信装置の実現が課題である。以下、送信信号に輝線スペクトルＢＬを含まず、長距離・高品質通信に適したインパルス無線通信装置の実施形態を説明する。
【００２０】
図３は、ユニポーラ短パルスＢ６及びバイポーラ短パルスＡ６の例を示す図である。ユニポーラ短パルスＢ６は、図２（Ａ）のユニポーラ短パルスＢ６と同様である。本実施形態では、短パルス発生部１０２は、データ信号Ａ１を入力し、バイポーラ短パルスＡ６を生成する。バイポーラ短パルスＡ６は、データ信号Ａ１の値に応じたパルスの有無であって正極パルス及び負極パルスを交互に生成されるパルスである。例えば、バイポーラ短パルスＡ６は、データ信号Ａ１の値が「１」のときに正極パルス又は負極パルスが発生し、データ信号Ａ１の値が「０」のときに基準電圧となる。正極パルスは基準電圧に対して正電圧のパルスであり、負極パルスは基準電圧に対して負電圧のパルスである。すなわち、バイポーラ短パルスＡ６は、直前のパルスに対して逆極性のパルスになる。
【００２１】
バイポーラ短パルスＡ６は、ユニポーラ短パルスＢ６に対して、高周波成分の位相が反転するだけであり、信号の包絡線が同じになる。図１（Ａ）の検波器１２３は、受信信号の包絡線を検波する。したがって、図１（Ａ）のインパルス無線通信装置の受信部は、ユニポーラ短パルスＢ６を受信する場合でも、バイポーラ短パルスＡ６を受信する場合でも同じ構成でよい。
【００２２】
図４（Ａ）は、バイポーラ短パルスＡ６の電力スペクトル密度を示す図である。ここで、送信信号の通信速度は１０Ｇｂｐｓであり、送信信号のタイムスロットは１００ｐｓである。バイポーラ短パルスＡ６の電力スペクトル密度では、通信速度（１０Ｇｂｐｓ）の整数倍に等しい周波数でノッチが生じる。すなわち、ｋを整数とすると、ｋ×１０ＧＨｚの周波数でノッチが生じる。ノッチは、電力スペクトル密度が小さくなる凹部である。
【００２３】
図４（Ｂ）は、ユニポーラ短パルスＢ６を入力したバンドパスフィルタ１０３の出力信号の電力スペクトル密度を示す図である。ユニポーラ短パルスＢ６の場合、図２（Ｂ）及び（Ｃ）と同様に、通信速度（１０Ｇｂｐｓ）の整数倍に等しい周波数で輝線スペクトルＢＬが生じる。例えば、６０ＧＨｚ、７０ＧＨｚ及び８０ＧＨｚで輝線スペクトルＢＬが生じる。
【００２４】
図４（Ｃ）は、バイポーラ短パルスＡ６を入力したバンドパスフィルタ１０３の出力信号Ａ７の電力スペクトル密度を示す図である。バイポーラ短パルスＡ６の場合、図４（Ａ）と同様に、通信速度（１０Ｇｂｐｓ）の整数倍に等しい周波数でノッチが生じる。例えば、６０ＧＨｚ、７０ＧＨｚ及び８０ＧＨｚでノッチが生じる。その結果、通信速度（１０Ｇｂｐｓ）の整数倍に等しい周波数における輝線スペクトルＢＬが除去される。本実施形態によれば、輝線スペクトルＢＬが生じないので、送信電力の確保が容易となり、長距離・高品質通信を行うのに有利となる。さらに、割り当てられた周波数帯域に対して、適切な通信速度を設定することにより、バンドパスフィルタ１０３の通過周波数帯域の両端ｆ１及びｆ２にノッチを配置することができるので、割り当て周波数帯域外への不要電波の放射を抑制するのにも有利となる。
【００２５】
データ信号の送信速度は、バンドパスフィルタ１０３の通過上限周波数ｆ２と通過下限周波数ｆ１との差の整数分の１に設定する。例えば、上限周波数ｆ２は９０ＧＨｚ、下限周波数ｆ１は８０ＧＨｚである。バンドパスフィルタ１０３の通過周波数帯域幅は、ｆ２−ｆ１＝９０−８０＝１０ＧＨｚである。この場合、データ信号の送信速度は、１０ＧＨｚの整数分の１に設定する。例えば、データ信号の送信速度は、１０Ｇｂｐｓ、５Ｇｂｐｓ、２Ｇｂｐｓ又は１Ｇｂｐｓ等に設定することができる。このように送信速度を設定することにより、バンドパスフィルタ１０３の通過周波数帯域の両端ｆ１及びｆ２にノッチを配置することができるので、割り当て周波数帯域外への不要電波の放射を抑制することができる。なお、送信速度を遅くする程、ノッチの周波数間隔が短くなり、ノッチの数が増える。
【００２６】
図５は図１（Ａ）の短パルス発生部１０２の構成例を示す図であり、図７は短パルス発生部１０２の動作例を説明するためのタイミングチャートである。短パルス発生部１０２は、ノンリターンゼロ（ＮＲＺ）／リターンゼロ（ＲＺ）変換部５０１、トリガフリップフロップ（Ｔ−ＦＦ）５０２及び短パルス発生器５０３を有する。データ信号Ａ１は、ノンリターンゼロ信号である。ノンリターンゼロ／リターンゼロ変換部５０１は、ノンリターンゼロ信号Ａ１をリターンゼロ信号Ａ２に変換する。具体的には、ノンリターンゼロ／リターンゼロ変換部５０１は、論理積（ＡＮＤ）回路であり、ノンリターンゼロ信号Ａ１及びクロック信号ＣＫの論理積をとり、その論理積信号をリターンゼロ信号Ａ２として出力する。トリガフリップフロップ５０２は、リターンゼロ信号Ａ２が１周期変化する毎に出力信号Ａ３を反転させる。例えば、リターンゼロ信号Ａ２がハイレベル→ローレベル→ハイレベルのように１周期変化する毎に、出力信号Ａ３は論理レベルが反転する。具体的には、出力信号Ａ３は、リターンゼロ信号Ａ２の立ち上がりエッジに同期して論理反転する。短パルス発生器５０３は、トリガフリップフロップ５０２の出力信号Ａ３及びリターンゼロ信号Ａ２を入力し、リターンゼロ信号Ａ２のパルス幅を短くし、かつ正極パルス及び負極パルスを交互に生成した信号Ａ６をバンドパスフィルタ１０３に出力する。
【００２７】
図６は、図５の短パルス発生器５０３の構成例を示す回路図である。遅延回路６０１は、リターンゼロ信号Ａ２を遅延させた信号Ａ４を出力する。抵抗６０２は、グランド電位ノード及び信号／Ａ５のノード間に接続される。抵抗６０３は、グランド電位ノード及び信号Ａ５のノード間に接続される。信号Ａ５及び／Ａ５は、相互に位相が反転した差動信号である。ｎチャネル電界効果トランジスタ６０４は、ドレインが信号／Ａ５のノードに接続され、ゲートがバイアス電位ノードに接続され、ソースがｎチャネル電界効果トランジスタ６０６のドレインに接続される。ｎチャネル電界効果トランジスタ６０５は、ドレインが信号Ａ５のノードに接続され、ゲートがバイアス電位ノードに接続され、ソースがｎチャネル電界効果トランジスタ６０７のドレインに接続される。ｎチャネル電界効果トランジスタ６０６は、ゲートがリターンゼロ信号Ａ２のノードに接続され、ソースがｎチャネル電界効果トランジスタ６１０のドレインに接続される。ｎチャネル電界効果トランジスタ６０７は、ゲートが例えば−２Ｖの電位ノードに接続され、ソースがｎチャネル電界効果トランジスタ６１０のドレインに接続される。トランジスタ６０４及び６０５は、それぞれゲート接地カスコード増幅器を構成する。ｎチャネル電界効果トランジスタ６１０は、ゲートが信号Ａ４のノードに接続され、ソースがｎチャネル電界効果トランジスタ６１２のドレインに接続される。
【００２８】
ｎチャネル電界効果トランジスタ６０８は、ドレインがｎチャネル電界効果トランジスタ６０６のドレインに接続され、ゲートが例えば−１．７Ｖの電位ノードに接続され、ソースがｎチャネル電界効果トランジスタ６１１のドレインに接続される。ｎチャネル電界効果トランジスタ６０９は、ドレインがｎチャネル電界効果トランジスタ６０７のドレインに接続され、ゲートが例えば−２．３Ｖの電位ノードに接続され、ソースがｎチャネル電界効果トランジスタ６１１のドレインに接続される。ｎチャネル電界効果トランジスタ６１１は、ゲートが例えば−２．４Ｖの電位ノードに接続され、ソースがｎチャネル電界効果トランジスタ６１２のドレインに接続される。ｎチャネル電界効果トランジスタ６１２は、電流源であり、ゲートがバイアス電位ノードに接続され、ソースが例えば−２．６Ｖの電位ノードに接続される。
【００２９】
抵抗６１３は、グランド電位ノード及び信号Ａ６のノード間に接続される。抵抗６１４は、グランド電位ノード及び信号／Ａ６のノード間に接続される。信号Ａ６及び／Ａ６は、相互に位相が反転した差動信号である。ｎチャネル電界効果トランジスタ６１５は、ドレインが信号Ａ６のノードに接続され、ゲートが信号Ａ３のノードに接続され、ソースがｎチャネル電界効果トランジスタ６１９のドレインに接続される。ｎチャネル電界効果トランジスタ６１６は、ドレインが信号／Ａ６のノードに接続され、ゲートが信号／Ａ３のノードに接続され、ソースがｎチャネル電界効果トランジスタ６１９のドレインに接続される。信号Ａ３及び／Ａ３は、相互に位相が反転した差動信号である。ｎチャネル電界効果トランジスタ６１９は、ゲートが信号／Ａ５のノードに接続され、ソースがｎチャネル電界効果トランジスタ６２１のドレインに接続される。
【００３０】
ｎチャネル電界効果トランジスタ６１７は、ドレインが信号Ａ６のノードに接続され、ゲートがバイアス電位ノードに接続され、ソースがｎチャネル電界効果トランジスタ６２０のドレインに接続される。ｎチャネル電界効果トランジスタ６１８は、ドレインが信号／Ａ６のノードに接続され、ゲートがバイアス電位ノードに接続され、ソースがｎチャネル電界効果トランジスタ６２０のドレインに接続される。ｎチャネル電界効果トランジスタ６２０は、ゲートが信号Ａ５のノードに接続され、ソースがｎチャネル電界効果トランジスタ６２１のドレインに接続される。ｎチャネル電界効果トランジスタ６２１は、電流源であり、ゲートがバイアス電位ノードに接続され、ソースが例えば−２．６Ｖの電位ノードに接続される。
【００３１】
信号Ａ５は、リターンゼロ信号Ａ２及び遅延信号Ａ４の論理積信号である。信号Ａ３がハイレベルのときに信号Ａ５がハイレベルパルスになると、信号Ａ６は正極パルスになる。これに対し、信号Ａ３がローレベルのときに信号Ａ５がハイレベルパルスになると、信号Ａ６は負極パルスになる。バイポーラ短パルスＡ６は、例えば基準電圧が−０．４Ｖであり、０Ｖの正極パルス及び−０．８Ｖの負極パルスが交互に生成される。
【００３２】
本実施形態によれば、送信信号に輝線スペクトルＢＬが含まれないため、輝線スペクトルＢＬによる電力制限を受けることなく、大きな送信電力を確保して大きな通信マージン（Ｓ／Ｎ）を得ることができ、信号の長距離・高品質通信が容易になるという効果がある。また、割り当てられた周波数帯域に対し、通信速度を適切に設定し、割り当て周波数帯域幅の両端にスペクトルのノッチを配置することにより、割り当て周波数帯域外への不要電力放射を低減するという効果も有する。受信部において、バイポーラ短パルスＡ６を受信するための受信部は、ユニポーラ短パルスＢ６を受信するための受信部に対して、同様の構成にすることができるため、導入コストの増大も最小限に抑えられる。
【００３３】
なお、上記実施形態は、何れも本発明を実施するにあたっての具体化の例を示したものに過ぎず、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその技術思想、又はその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。
【符号の説明】
【００３４】
１０１  ベースバンド信号生成器
１０２  短パルス発生部
１０３  バンドパスフィルタ
１０４  送信増幅器
１０５  第１のアンテナ
１２１  第２のアンテナ
１２２  受信増幅器
１２３  検波器
１２４  リミットアンプ
１２５  ベースバンド信号再生器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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