(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
検出対象物の回転又は移動に応じて互いに９０度だけ位相の異なる正弦波状の第１及び第２アナログ検出信号を出力するセンサ部と、
前記センサ部からの第１及び第２アナログ検出信号を第１及び第２ディジタル検出信号にそれぞれディジタル変換して、前記変換した第１及び第２ディジタル検出信号を用いて検出対象物の回転角度又は移動位置を演算処理する演算処理部とを備えたエンコーダ装置に適用され、前記変換した第１及び第２ディジタル検出信号を補正するエンコーダ装置のための補正方法であって、
前記センサ部からの第１及び第２アナログ検出信号を所定間隔でそれぞれサンプリングすることにより、少なくとも波形１周期分の第１及び第２ディジタルデータをそれぞれ取得するデータ取得手順と、
前記取得された第１及び第２ディジタルデータをそれぞれ１８０度シフトして第１及び第２シフトディジタルデータを生成するシフトデータ生成手順と、
前記第１ディジタルデータ及び前記第１シフトディジタルデータの中からそれらの差が最小となる同一位相の前記第１ディジタルデータ及び前記第１シフトディジタルデータを抽出するとともに、前記第２ディジタルデータ及び前記第２シフトディジタルデータの中からそれらの差が最小となる同一位相の前記第２ディジタルデータ及び前記第２シフトディジタルデータを抽出するデータ抽出手順と、
前記抽出された第１ディジタルデータ及び第１シフトディジタルデータの平均値を第１オフセット補正値として計算するとともに、前記抽出された第２ディジタルデータ及び第２シフトディジタルデータの平均値を第２オフセット補正値として計算するオフセット補正値計算手順と、
前記演算処理部で第１及び第２ディジタル検出信号を用いて検出対象物の回転角度又は移動位置を演算処理する前に、前記センサ部から入力されて変換された第１及び第２ディジタル検出信号を前記第１及び第２オフセット補正値を用いてそれぞれオフセット補正するオフセット補正手順とを含むことを特徴とするエンコーダ装置のための補正方法。
【請求項２】
請求項１に記載したエンコーダ装置のための補正方法において、さらに、
前記取得された第１及び第２ディジタルデータから前記第１及び第２オフセット補正値をそれぞれ減算するとともに絶対値化して第１及び第２オフセット補正データを生成するオフセット補正データ生成手順と、
前記生成された第１オフセット補正データの総和と前記生成された第２オフセット補正データの総和との比を振幅補正値として計算する振幅補正値計算手順と、
前記演算処理部で第１及び第２ディジタル検出信号を用いて検出対象物の回転角度又は移動位置を演算処理する前に、前記計算された振幅補正値を用いて、前記オフセット補正された第１及び第２ディジタル検出信号に対して振幅補正する振幅補正手順を含むことを特徴とするエンコーダ装置のための補正方法。
【請求項３】
請求項１又は２に記載したエンコーダ装置のための補正方法において、
前記センサ部は、一つの基板上に複数の検出素子を対称形に配置したものであるエンコーダ装置のための補正方法。
【請求項４】
検出対象物の回転又は移動に応じて互いに９０度だけ位相の異なる正弦波状の第１及び第２アナログ検出信号を出力するセンサ部と、
前記センサ部からの第１及び第２アナログ検出信号を第１及び第２ディジタル検出信号にそれぞれディジタル変換して、前記変換した第１及び第２ディジタル検出信号を用いて検出対象物の回転角度又は移動位置を演算処理する演算処理部とを備えたエンコーダ装置において、
前記センサ部からの第１及び第２アナログ検出信号を所定間隔でそれぞれサンプリングすることにより、少なくとも波形１周期分の第１及び第２ディジタルデータをそれぞれ取得するデータ取得手段と、
前記取得された第１及び第２ディジタルデータをそれぞれ１８０度シフトして第１及び第２シフトディジタルデータを生成するシフトデータ生成手段と、
前記第１ディジタルデータ及び前記第１シフトディジタルデータの中からそれらの差が最小となる同一位相の前記第１ディジタルデータ及び前記第１シフトディジタルデータを抽出するとともに、前記第２ディジタルデータ及び前記第２シフトディジタルデータの中からそれらの差が最小となる同一位相の前記第２ディジタルデータ及び前記第２シフトディジタルデータを抽出するデータ抽出手段と、
前記抽出された第１ディジタルデータ及び第１シフトディジタルデータの平均値を第１オフセット補正値として計算するとともに、前記抽出された第２ディジタルデータ及び第２シフトディジタルデータの平均値を第２オフセット補正値として計算するオフセット補正値計算手段と、
前記演算処理部で第１及び第２ディジタル検出信号を用いて検出対象物の回転角度又は移動位置を演算処理する前に、前記センサ部から入力されて変換された第１及び第２ディジタル検出信号を前記第１及び第２オフセット補正値を用いてそれぞれオフセット補正するオフセット補正手段とを設けたことを特徴とするエンコーダ装置。
【請求項５】
請求項４に記載したエンコーダ装置において、さらに、
前記取得された第１及び第２ディジタルデータから前記第１及び第２オフセット補正値をそれぞれ減算するとともに絶対値化して第１及び第２オフセット補正データを生成するオフセット補正データ生成手段と、
前記生成された第１オフセット補正データの総和と前記生成された第２オフセット補正データの総和との比を振幅補正値として計算する振幅補正値計算手段と、
前記演算処理部で第１及び第２ディジタル検出信号を用いて検出対象物の回転角度又は移動位置を演算処理する前に、前記計算された振幅補正値を用いて、前記オフセット補正された第１及び第２ディジタル検出信号に対して振幅補正する振幅補正手段を設けたことを特徴とするエンコーダ装置。
【請求項６】
請求項４又は５に記載したエンコーダ装置において、
前記センサ部は、一つの基板上に複数の検出素子を対称形に配置したものであるエンコーダ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、検出対象物の回転角度又は移動位置を検出するエンコーダ装置に係り、特に検出対象物の回転角度又は移動位置に応じてセンサ部から出力された正弦波状の検出信号を補正するエンコーダ装置及びエンコーダ装置のための補正方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、検出対象物の回転又は移動に応じて互いに９０度だけ位相の異なる正弦波状の第１及び第２アナログ検出信号を出力するセンサ部と、センサ部からの第１及び第２アナログ検出信号を第１及び第２ディジタル検出信号にそれぞれディジタル変換して、前記変換した第１及び第２ディジタル検出信号を用いて検出対象物の回転角度又は移動位置を演算処理する演算処理部とを備えたエンコーダ装置はよく知られている。この場合、第１及び第２ディジタル検出信号ＶA(θ)，ＶB(θ)（以下、Ａ相出力信号ＶA(θ)及びＢ相出力信号ＶB(θ)という）を下記数１，２でそれぞれ表せば、回転角度（移動位置）ωは、下記数３によって表される。
【数１】
0005767917.tif 000002
【数２】
0005767917.tif 000003
【数３】
0005767917.tif 000004
【０００３】
理想的には、前記数１，２中の両振幅値Ａ，Ｂが常に等しく、オフセット値ΔＡ，ΔＢが常に共に「０」であって、Ａ相出力信号ＶA(θ)及びＢ相出力信号ＶB(θ)は完全な正弦波状信号であることが望まれる。しかしながら、実際には、オフセット値ΔＡ，ΔＢと振幅値Ａ，Ｂには、センサ部自身に潜在する誤差として、製造上のばらつき誤差が少なからず発生する。この誤差は、前記数３の演算処理によって実際に計算される回転角度ω（電気角）から誤差を含まない正規化された角度（機械角）を減算した下記数４の内挿精度φの低下に繋がる。本発明者らは、この内挿精度φに対するオフセット値ΔＡ，ΔＢと振幅値Ａ，Ｂの影響を、次の第１及び第２条件下による計算により確認した。
【数４】
0005767917.tif 000005
【０００４】
（第１条件）
Ａ相出力信号ＶA(θ)及びＢ相出力信号ＶB(θ)の両振幅値Ａ，Ｂを等しく、両振幅巾を「２」とし、オフセット値ΔＢを「０」に維持したまま、オフセット値ΔＡを前記振幅巾の０〜５％（すなわち０〜０．１）の範囲で０．５％（すなわち０．０１）ごとに変化させ、オフセット値ΔＡを０．５％ずつ変化させるごとに、θを０〜３６０度に亘って変化させて内挿精度φを順次計算した。そして、θの０〜３６０度に亘る内挿精度φの最大値φMaxから最小値φMinを減算した値φMax−φMin（Ｅｒｒｏｒ）を図１のグラフに黒三角印で示している。
【０００５】
（第２条件）
Ａ相出力信号ＶA(θ)及びＢ相出力信号ＶB(θ)の両オフセットΔＡ，ΔＢを共に「０」に保ち、振幅値Ａ，Ｂの比率（１−Ａ／Ｂ）を０〜５％の範囲で０．０５％ごとに変化させて（例えば、振幅値Ｂを「１」とすると、振幅値Ａを１〜０．９５まで０．００５ずつ変化させて）、振幅値Ａ，Ｂの比率（１−Ａ／Ｂ）を０．０５％ずつ変化させるごとに、θを０〜３６０度に亘って変化させて内挿精度φを順次計算した。そして、θの０〜３６０度に亘る内挿精度φの最大値φMaxから最小値φMinを減算した値φMax−φMin（Ｅｒｒｏｒ）を図１のグラフに黒四角印で示している。
【０００６】
この計算結果からも理解できるように、オフセット値ΔＡ，ΔＢが内挿精度φに与える影響は、非常に大きく振幅比Ａ／Ｂの４倍強になる。したがって、オフセット値ΔＡ，ΔＢに関する補正が振幅値Ａ，Ｂに比べて遥かに重要であることが理解できる。その意味で、本発明では、詳しくは後述するように、オフセット値ΔＡ，ΔＢに関する補正を必須とし、振幅値Ａ，Ｂに関する補正を選択事項としている。
【０００７】
この種の補正に関しては、従来から行われており、例えば下記特許文献１に示されている。この特許文献１に示されたエンコーダ装置は、円柱の側面にＮ極とＳ極を交互に円周を等分割するように着磁された多極磁石の側面に対向するように、２つの磁気センサを９０度位相のずれた正弦波信号を出力するように配置した構造を有している。
【０００８】
そして、補正方法としては次のような方法を採用している。まず、オフセット値に関しては、０〜３６０度に亘るＡ相出力信号ＶA(θ)及びＢ相出力信号ＶB(θ)のそれぞれに対して、最大値ＶAmax，ＶBmax及び最小値ＶAmin，ＶBminをそれぞれ抽出し、下記数５，６に示すように、前記抽出した最大値ＶAmax，ＶBmaxと最小値ＶAmin，ＶBminの平均値（振幅中心値）をオフセット値ＶAoff，ＶBoffとしてそれぞれ設定する。
【数５】
0005767917.tif 000006
【数６】
0005767917.tif 000007
【０００９】
また、振幅値Ａ，Ｂに関しては、Ａ相出力信号ＶA(θ)及びＢ相出力信号ＶB(θ)のそれぞれにおいて、最大値ＶAmax，ＶBmaxから最小値ＶAmin，ＶBminをそれぞれ減算することにより振幅巾ＶAmax−ＶAmin，ＶBmax−ＶBminをそれぞれ計算する。そして、Ｂ相出力信号ＶB(θ)の振幅巾ＶBmax−ＶBminに対するＡ相出力信号ＶA(θ)の振幅巾ＶAmax−ＶAminの比率を下記数７に示すように振幅補正値Ａamとして設定する。
【数７】
0005767917.tif 000008
【００１０】
そして、前記数３を数５，６のオフセット補正値ＶAoff，ＶBoff及び数７の振幅補正値Ａamを用いて補正した下記数８の演算の実行により回転角ωを計算して、内挿精度φの低下を抑制するようにしている。
【数８】
0005767917.tif 000009
【００１１】
また、前記オフセット補正及び振幅補正には直接関係しないが、例えば、下記特許文献２には、検出素子である８つの磁気抵抗効果素子を対称形に１枚の基板に配置したエンコーダ装置のセンサ部が示されている。下記特許文献３には、検出素子である４つ又は８つの磁気抵抗効果素子を対称形に１枚の基板に配置し、各検出素子にバイアス磁界がそれぞれ印加されたエンコーダ装置のセンサ部が示されている。２極磁石を検出対象物として、これらの検出素子の対称点と２極磁石の磁界周期軸（２極磁石の場合は回転軸中心）とを一致させかつ対向させることにより、９０度だけ位相の異なる均等性のある正弦波状のＡ相出力信号ＶA(θ)及びＢ相出力信号ＶB(θ)が、永久磁石の１回転で、下記特許文献２に示されたエンコーダ装置では２周期分出力され、下記特許文献３に示されたエンコーダ装置では１周期分出力される。
【００１２】
また、この種の１個で位相の異なる２つの正弦波状信号を同時に出力するセンサ部を、検出対象物を多極に着磁されたリニア磁石及びリング磁石にして、その側面に配置するエンコーダ装置も提案されている。このエンコーダ装置においては、機械的分解能が上がり、小型で安価なエンコーダ装置が達成される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１３】
【特許文献１】特開平０４−１１８５１３号公報
【特許文献２】特開昭５９−４１８２２号公報
【特許文献３】特開２００６−２０８８２５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
しかしながら、実際には、上記エンコーダ装置では、（１）駆動軸の偏芯によって起こる位置的不整合、（２）検出対象物の中心と駆動軸とのずれによる位置的不整合、（３）検出対象物の磁極周期軸と、センサ部内の検出素子の対称点とのずれによる位置的不整合がある。これらの位置的不整合によって波形に歪が生じて、Ａ相出力信号ＶA(θ)及びＢ相出力信号ＶB(θ)は完全な正弦波にならない。
【００１５】
そして、位置的不整合が生じたエンコーダ装置においては、前記特許文献１の補正方法では、内挿精度φの低下を十分に抑制できない。この理由は、位置的不整合が生じたＡ相出力信号ＶA(θ)及びＢ相出力信号ＶB(θ)の波形の歪が、センサ部自身に潜在する誤差であるオフセット値ΔＡ，ΔＢ及び振幅値Ａ，Ｂに影響を及ぼすからである。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明は上記問題に対処するためになされたもので、その目的は、内挿精度の低下を極力抑えて、検出対象物の回転角度又は移動位置を高精度で検出できるようにしたエンコーダ装置及びエンコーダ装置のための補正方法を提供することにある。なお、下記本発明の各構成要件の記載においては、本発明の理解を容易にするために、実施形態の対応箇所の符号を括弧内に記載しているが、本発明の各構成要件は、実施形態の符号によって示された対応箇所の構成に限定解釈されるべきものではない。
【００１７】
上記目的を達成するために、本発明の構成上の特徴は、検出対象物（２１，２２）の回転又は移動に応じて互いに９０度だけ位相の異なる正弦波状の第１及び第２アナログ検出信号を出力するセンサ部（１０）と、センサ部からの第１及び第２アナログ検出信号を第１及び第２ディジタル検出信号にそれぞれディジタル変換して、前記変換した第１及び第２ディジタル検出信号を用いて検出対象物の回転角度又は移動位置を演算処理する演算処理部（３１〜３３，Ｓ５０）とを備えたエンコーダ装置に適用され、前記変換した第１及び第２ディジタル検出信号を補正するエンコーダ装置のための補正方法であって、センサ部からの第１及び第２アナログ検出信号を所定間隔でそれぞれサンプリングすることにより、少なくとも波形１周期分の第１及び第２ディジタルデータをそれぞれ取得するデータ取得手順（Ｓ１４〜Ｓ１８）と、前記取得された第１及び第２ディジタルデータをそれぞれ１８０度シフトして第１及び第２シフトディジタルデータを生成するシフトデータ生成手順（Ｓ２０）と、第１ディジタルデータ及び第１シフトディジタルデータの中からそれらの差が最小となる同一位相の第１ディジタルデータ及び第１シフトディジタルデータを抽出するとともに、第２ディジタルデータ及び第２シフトディジタルデータの中からそれらの差が最小となる同一位相の第２ディジタルデータ及び第２シフトディジタルデータを抽出するデータ抽出手順（Ｓ２２）と、前記抽出された第１ディジタルデータ及び第１シフトディジタルデータの平均値を第１オフセット補正値として計算するとともに、前記抽出された第２ディジタルデータ及び第２シフトディジタルデータの平均値を第２オフセット補正値として計算するオフセット補正値計算手順（Ｓ２４）と、演算処理部で第１及び第２ディジタル検出信号を用いて検出対象物の回転角度又は移動位置を演算処理する前に、センサ部から入力されて変換された第１及び第２ディジタル検出信号を第１及び第２オフセット補正値を用いてそれぞれオフセット補正するオフセット補正手順（Ｓ４４，Ｓ４６）とを含むことにある。
【００１８】
上記のように構成した本発明においては、シフトデータ生成手順で、取得された第１及び第２ディジタルデータがそれぞれ１８０度シフトされて第１及び第２シフトディジタルデータが生成され、データ抽出手順で、第１ディジタルデータ及び第１シフトディジタルデータの中からそれらの差が最小となる同一位相の第１ディジタルデータ及び第１シフトディジタルデータが抽出されるとともに、第２ディジタルデータ及び第２シフトディジタルデータの中からそれらの差が最小となる同一位相の第２ディジタルデータ及び第２シフトディジタルデータが抽出される。オフセット補正値計算手順で、前記抽出された第１ディジタルデータ及び第１シフトディジタルデータの平均値が第１オフセット補正値として計算されるとともに、前記抽出された第２ディジタルデータ及び第２シフトディジタルデータの平均値が第２オフセット補正値として計算される。そして、オフセット補正手順により、演算処理部で第１及び第２ディジタル検出信号を用いて検出対象物の回転角度又は移動位置を演算処理する前に、センサ部から入力されて変換された第１及び第２ディジタル検出信号が第１及び第２オフセット補正値を用いてそれぞれオフセット補正される。その結果、センサ部と検出対象物の設置誤差によって生じる内挿精度が良好となり、検出対象物の回転角度又は移動位置が高精度で検出されるようになる。
【００１９】
また、本発明の他の特徴は、さらに、前記取得された第１及び第２ディジタルデータから第１及び第２オフセット補正値をそれぞれ減算するとともに絶対値化して第１及び第２オフセット補正データを生成するオフセット補正データ生成手順（Ｓ２６）と、前記生成された第１オフセット補正データの総和と前記生成された第２オフセット補正データの総和との比を振幅補正値として計算する振幅補正値計算手順（Ｓ２８）と、演算処理部で第１及び第２ディジタル検出信号を用いて検出対象物の回転角度又は移動位置を演算処理する前に、前記計算された振幅補正値を用いて、前記オフセット補正された第１及び第２ディジタル検出信号に対して振幅補正する振幅補正手順（Ｓ４８）を含むことにある。
【００２０】
前記のように構成した本発明の他の特徴においては、オフセット補正データ生成手順で、前記取得された第１及び第２ディジタルデータから第１及び第２オフセット補正値がそれぞれ減算されるとともに絶対値化されて、第１及び第２オフセット補正データが生成され、振幅補正値計算手順で、前記生成された第１オフセット補正データの総和と前記生成された第２オフセット補正データの総和との比が振幅補正値として計算される。そして、振幅補正手順で、演算処理部で第１及び第２ディジタル検出信号を用いて検出対象物の回転角度又は移動位置を演算処理する前に、前記計算された振幅補正値を用いて、オフセット補正された第１及び第２ディジタル検出信号に対して振幅補正が施される。その結果、センサ部と検出対象物の設置誤差によって生じる内挿精度がさらに良好となり、検出対象物の回転角度又は移動位置がさらに高精度で検出されるようになる。
【００２１】
また、本発明の他の特徴は、センサ部は、一つの基板上に複数の検出素子を対称形に配置したものであるとよい。これによれば、設置誤差の許容性の強いエンコーダ装置においても、検出対象物の回転角度又は移動位置がより高精度で検出されるようになる。
【００２２】
さらに、本発明の実施にあたっては、方法の発明に限定されることなく、エンコーダ装置の装置発明としても実施し得るものである。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】オフセット値と振幅比とが内挿精度に与える影響を説明するための内挿精度の誤差の大きさを示すグラフである。
【図２】本発明の一実施形態に係るエンコーダ装置に適用される補正装置を概略的に示すブロック図である。
【図３】図２の演算処理装置にて実行される補正値取得プログラムを示すフローチャートである。
【図４】（ａ）はＡ相出力信号ＶA及びＢ相出力信号ＶBを１周期当たりのサンプリング数が１０２４でサンプリングした第１及び第２ディジタルデータＶＤA，ＶＤBを示す波形図であり、（ｂ）は第１ディジタルデータＶＤAと第１ディジタルデータＶＤAを１８０度シフトした第１シフトディジタルデータＶＤA１８０との関係を示す波形図であり、（ｃ）は第２ディジタルデータＶＤBと第２ディジタルデータＶＤBを１８０度シフトした第２シフトディジタルデータＶＤB１８０との関係を示す波形図である。
【図５】（ａ）（ｂ）は第１ディジタルデータＶＤAと第１シフトディジタルデータＶＤA180との差が最小となる箇所の拡大図であり、（ｃ）（ｄ）は第２ディジタルデータＶＤBと第２シフトディジタルデータＶＤB180との差が最小となる箇所の拡大図である。
【図６】（ａ）は第１及び第２ディジタルＶＤA，ＶＤBからオフセット補正値ＶＤAoff，ＶＤBoffをそれぞれ減算した値を示す波形図であり、（ｂ）は前記減算値ＶＤA−ＶＤAoff，ＶＤB−ＶＤBoffの絶対値｜ＶＤA−ＶＤAoff｜，｜ＶＤB−ＶＤBoff｜を示す波形図である。
【図７】本発明の一実施形態に係るエンコーダ装置を概略的に示すブロック図である。
【図８】図７の演算処理装置にて実行される回転角度計算プログラムを示すフローチャートである。
【図９】（ａ）は本発明の第１実施例に係る磁気センサの概略構成図であり、（ｂ）は前記第１実施例の磁気センサの等価回路を示す図であり、（ｃ）は前記第１実施例の磁気センサと磁石との配置関係を説明するための概略配置図である。
【図１０】(ａ)〜(ｅ)は前記第１実施例の磁気センサにおいて従来の補正方法を用いて計算した内挿精度を示すグラフであり、（ｆ）は前記第１実施例の磁気センサにおいて本発明の補正方法を用いて計算した内挿精度を示すグラフである。
【図１１】（ａ）は本発明の第２実施例に係る磁気センサの概略構成図であり、（ｂ）は前記第２実施例の磁気センサの等価回路を示す図であり、（ｃ）は前記第１実施例の磁気センサと磁石との配置関係を説明するための概略配置図であり、（ｄ）は（ｃ）の磁気センサと磁石の正面図である。
【図１２】（ａ）は前記第２実施例の磁気センサから出力されるＡ相出力信号ＶA及びＢ相出力信号ＶBのサンプリング値を示し、(ｂ)は前記第２実施例の磁気センサにおいて従来の補正方法を用いて計算した内挿精度を示すグラフであり、（ｃ）は前記第２実施例の磁気センサにおいて本発明の補正方法を用いて計算した内挿精度を示すグラフである。
【図１３】前記第１実施例において、磁石に対する磁気センサの位置的不整合がない場合の磁界変化を説明するための図である。
【図１４】前記第１実施例において、磁石に対する磁気センサの位置的不整合が生じている場合の磁界変化を説明するための図である。
【図１５】極端に変形したカージオ曲線（電気的表現に換言すればリサージュ波形）を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
ａ．実施形態
以下、本発明の一実施形態について、図面を用いて説明する。図２は、本発明に係るエンコーダ装置に適用される補正装置を概略的に示すブロック図である。磁気センサ１０は、本発明のセンサ部を構成するもので、回転軸２１に固定された磁石２２に対向して配置され、検出対象物の回転に応じて互いに９０度だけ位相の異なる正弦波状のアナログ信号であるＡ相出力信号ＶA及びＢ相出力信号ＶBを出力する。回転軸２１及び磁石２２は、本発明の検出対象物を構成するものである。
【００２５】
この場合、図２に示すように、周方向に分割されてＮ極及びＳ極が配置された円板状の磁石２２の上面又は底面に磁気センサ１０が配置されていてもよいし、後述する具体的な実施例で説明するように、多極に着磁されたリニア磁石の側面に対向させて磁気センサを配置し、磁気センサは、磁石の直線的な移動に応じて９０度だけ位相の異なる正弦波状のＡ相出力信号ＶA及びＢ相出力信号ＶBを出力するような構成でもよい。また、磁気センサ１０に関しても、磁気抵抗効果素子をそれぞれ含む２つのパッケージを９０度位相のずれた位置に配置して各パッケージがＡ相出力信号ＶA及びＢ相出力信号ＶBをそれぞれ出力するようにしてもよいし、複数の磁気抵抗効果素子を一つのパッケージに含むように磁気センサ１０を構成して、１つのパッケージからＡ相出力信号ＶA及びＢ相出力信号ＶBを出力するようにしてもよい。さらに、１つのパッケージ内に多数の磁気抵抗効果素子を対称に配置した、ハーフブリッジ型、フルブリッジ型、ダブルブリッジ型などの磁気センサ１０であってもよい。
【００２６】
磁気センサ１０の出力端には、サンプリング回路１１及びＡ／Ｄ変換器１２ａ，１２ｂが接続されている。サンプリング回路１１は、後述する演算処理装置１３によって制御され、磁気センサ１０からアナログ信号であるＡ相出力信号ＶA及びＢ相出力信号ＶBを所定の周期でそれぞれサンプリングして、Ａ／Ｄ変換器１２ａ，１２ｂにそれぞれ出力する。Ａ／Ｄ変換器１２ａ，１２ｂは、前記サンプリングされたＡ相出力信号ＶA及びＢ相出力信号ＶBのサンプリング値をそれぞれＡ／Ｄ変換して、演算処理装置１３に出力する。演算処理装置１３は、ＣＰＵ，ＲＯＭ，ＲＡＭ、その他のメモリ装置などからなるコンピュータ装置で構成され、本実施形態では図３に示す補正値取得プログラムを記憶しているとともに実行する。
【００２７】
この演算処理装置１３には、入力装置１４、表示装置１５及び入出力回路１６が接続されている。入力装置１４は、操作スイッチなどからなり、演算処理装置１３の作動指示に利用される。表示装置１５は、演算処理装置１３の作動指示、作動内容、作動結果などを表示する。入出力回路１６は、他の装置とのデータの授受などをする。また、この演算処理装置１３には、演算処理装置１３にて生成されたデータなどを記憶するメモリ１７が接続されるようになっている。
【００２８】
演算処理装置１３には、モータなどを含む駆動装置２３も接続されている。駆動装置２３は、演算処理装置１３により制御されて、回転軸２１及び磁石２２を回転させる。なお、前述のように、磁石２２がリニアに移動するものであるある場合は、駆動装置２３は磁石２２をリニアに駆動する。なお、回転軸２１、磁石２２及び磁気センサ１０は、磁気センサ１０から出力されるＡ相出力信号ＶA及びＢ相出力信号ＶBを用いた回転角度又は移動位置の検出に利用する装置内に既に組み込まれているものである。そして、他の装置及び回路１１〜１７，２３は、前記回転角度又は移動位置の検出を利用する装置内とは別のものであってもよいが、前記装置内に組み込まれていてもよい。
【００２９】
次に、上記のように構成した実施形態の動作について説明する。この場合、ユーザの入力装置１４などを用いた指示により、演算処理装置１３は、図３の補正値取得プログラムの実行を開始する。この補正値取得プログラムはステップＳ１０にて開始され、演算処理装置１３は、ステップＳ１２にて、駆動装置２３の駆動制御を開始して回転軸２１及び磁石２２を所定の一定速で回転させ始める。なお、前述のように、磁石２２をリニアに移動させる場合には、磁石２２を一定速でリニアに移動させ始める。これにより、磁石２２は一定速で回転（移動）し始め、磁気センサ１０は、アナログのＡ相出力信号ＶA及びＢ相出力信号ＶBをサンプリング回路１１にそれぞれ出力し始める。前記ステップＳ１２の処理後、演算処理装置１３は、ステップＳ１４にてサンプリング回路１１にサンプリングの開始を指示する。この場合、アナログのＡ相出力信号ＶA及びＢ相出力信号ＶBの１周期当たりサンプリング数は、磁石２２の回転速度に反比例するとともにサンプリング回路１１のサンプリングレートに比例する。本実施形態においては、前記アナログのＡ相出力信号ＶA及びＢ相出力信号ＶBの１周期当たりサンプリング数が一定個数（例えば、１０２４個）に決められているので、演算処理装置１３は、サンプリング回路１１によるサンプリングレート及び駆動装置２３による磁石２２の回転速度の少なくとも一方を制御する。
【００３０】
前記ステップＳ１４の処理後、演算処理装置１３は、ステップＳ１６にて、サンプリング回路１１によってサンプリングされ、かつＡ／Ｄ変換器１２ａ，１２ｂによってそれぞれディジタル変換されたディジタルのＡ相出力信号ＶA及びＢ相出力信号ＶBのサンプリング値をそれぞれ取込んで、第１ディジタルデータＶＤA及び第２ディジタルディジタルＶＤBとしてそれぞれ記憶する。そして、演算処理装置１３は、ステップＳ１８にて駆動終点を確認する。ここでは、磁石２２が１回転以上回転したかを判定する。磁石２２が１回転以上回転するまで、演算処理装置１３は、ステップＳ１８にて「Ｎｏ」と判定して、ステップＳ１６におけるＡ相出力信号ＶA及びＢ相出力信号ＶBのサンプリング値の取込み及び記憶処理を繰返し実行し続ける。磁石２２が１回転以上回転すると、演算処理装置１３は、ステップＳ１８にて「Ｙｅｓ」と判定して、ステップＳ２０に進む。図４（ａ）に、１周期当たりのサンプリング数が１０２４個で記憶された第１ディジタルデータＶＤA及び第２ディジタルディジタルＶＤBを示す。
【００３１】
ステップＳ２０においては、記憶された第１ディジタルデータＶＤAから１８０度シフトした第１シフトディジタルデータＶＤA180を生成する。第１ディジタルデータＶＤAと第１シフトディジタルデータＶＤA１８０との関係を図４（ｂ）に示す。この第１シフトディジタルデータＶＤA180の生成においては、例えば、第１ディジタルデータＶＤAの個数が１０２４個であるため、１番目から５１２番目の第１ディジタルデータＶＤAを順に５１３番目から１０２４番目の第１シフトディジタルデータＶＤA180とし、かつ５１３番目から１０２４番目の第１ディジタルデータＶＤAを順に１番目から５１２番目の第１シフトディジタルデータＶＤA180とする。また、ステップＳ２０においては、第１ディジタルデータＶＤAの場合と同様に、記憶された第２ディジタルディジタルＶＤBから１８０度シフトした第２シフトディジタルデータＶＤB180を生成する。第２ディジタルデータＶＤBと第２シフトディジタルデータＶＤB180との関係を図４（ｃ）に示す。
【００３２】
次に、演算処理装置１３は、ステップＳ２２にて、第１ディジタルデータＶＤAと１８０度シフトした第１シフトディジタルデータＶＤA180との差が最小となる同一位相のディジタルデータＶＤACROを第１ディジタルデータＶＤA及び第１シフトディジタルデータＶＤA180の中からそれぞれ抽出する。また、ステップＳ２２においては、同様に、第２ディジタルデータＶＤBと１８０度シフトした第２シフトディジタルデータＶＤB180との差が最小となる同一位相のディジタルデータＶＤBCROを第２ディジタルディジタルＶＤB及び第２シフトディジタルデータＶＤB180の中からそれぞれ抽出する。
【００３３】
図４（ｂ）（ｃ）で差が最小となる箇所を黒丸及び黒三角でそれぞれ示す。第１ディジタルデータＶＤAと第１シフトディジタルデータＶＤA180との差が最小となる箇所は２箇所あり、同様に、第２ディジタルデータＶＤBと第２シフトディジタルデータＶＤB180との差が最小となる箇所も２箇所ある。図５（ａ）（ｂ）に第１ディジタルデータＶＤAと第１シフトディジタルデータＶＤA180との差が最小となる２箇所の拡大した図を示すとともに、図５（ｃ）（ｄ）に第２ディジタルデータＶＤBと第２シフトディジタルデータＶＤB180との差が最小となる２箇所の拡大した図を示す。図５（ａ）（ｂ）から、第１ディジタルデータＶＤAと第１シフトディジタルデータＶＤA180との差が最小となる２箇所は４５５番目と９６７番目の位置であり、抽出されるディジタルデータＶＤACROは７０，７１，７０，７１となる。また、図５（ｃ）（ｄ）から、第２ディジタルデータＶＤBと第２シフトディジタルデータＶＤB180との差が最小となる２箇所は１９９番目と７１１番目の位置であり、抽出されるディジタルデータＶＤBCROは２３，２４，２３，２４となる。この実施形態では、最小となる箇所が２箇所であるが、サンプリングの分解能により１箇所の場合もある。
【００３４】
前記ステップＳ２２の処理後、演算処理装置１３は、ステップＳ２４にて、前記第１ディジタルデータＶＤAに関して抽出したディジタルデータＶＤACROの平均値AVERAGE（ＶＤACRO）を計算して、計算したAVERAGE（ＶＤACRO）をＡ相出力信号ＶAのオフセット補正値ＶＤAoffとする。また、このステップＳ２４においては、前記第２ディジタルデータＶＤBに関して抽出したディジタルデータＶＤBCROの平均値AVERAGE（ＶＤBCRO）を計算して、計算したAVERAGE（ＶＤBCRO）をＢ相出力信号ＶBのオフセット補正値ＶＤBoffとする。ただし、前記ディジタルデータＶＤACRO(又はＶＤBCRO）を抽出するための第１ディジタルデータＶＤA（又は第２ディジタルデータＶＤB）と第１シフトディジタルデータＶＤA180（又は第２シフトディジタルデータＶＤB180）との最小である差の絶対値｜ＶＤA−ＶＤA180｜（又は｜ＶＤB−ＶＤB180｜）が、前記平均値AVERAGE（ＶＤACRO）(又はAVERAGE（ＶＤBCRO）)の計算における最小桁で表される値である場合には、第１ディジタルデータＶＤA（又は第２ディジタルデータＶＤB）及び第１シフトディジタルデータＶＤA180（又は第２シフトディジタルデータＶＤB180）のうちのいずれか一方を前記平均値としても採用してもよい。これは、平均値の有効数字における四捨五入、切上げ又は切捨てに相当する。
【００３５】
前記ステップＳ２４の処理後、演算処理装置１３は、ステップＳ２６にて、前記計算したオフセット補正値ＶＤAoff，ＶＤBoffを全ての第１及び第２ディジタルＶＤA，ＶＤBからそれぞれ減算する。図６（ａ）は、これらの減算値ＶＤA−ＶＤAoff，ＶＤB−ＶＤBoffを第１及び第２ディジタルデータＶＤA，ＶＤBと共に示す。さらに、このステップＳ２６においては、前記減算値ＶＤA−ＶＤAoff，ＶＤB−ＶＤBoffの絶対値｜ＶＤA−ＶＤAoff｜，｜ＶＤB−ＶＤBoff｜をそれぞれ計算して、第１及び第２オフセット補正データＶＤAabs，ＶＤBabsとする。図６（ｂ）は、これらの第１及び第２オフセット補正データＶＤAabs，ＶＤBabsを示す。
【００３６】
次に、演算処理装置１３は、ステップＳ２８にて、第１及び第２オフセット補正データＶＤAabs，ＶＤBabsの総和ＳA（＝ΣＶＤAabs），ＳB（＝ΣＶＤBabs）をそれぞれ計算し、それらの総和ＳA，ＳBの比ＳA／ＳBを下記数９の演算の実行により計算して振幅補正値ＶＤratとする。
【数９】
0005767917.tif 000010
【００３７】
次に、演算処理装置１３は、ステップS３０にて、前記ステップＳ２４で計算したオフセット補正値ＶＤAoff，ＶＤBoff及び前記ステップＳ２８で計算算した振幅補正値ＶＤratをメモリ１７に保存したり、入出力回路１６を介して他の装置、例えば後述する本発明の一実施形態に係るエンコーダ装置に出力する。エンコーダ装置は、これらのオフセット値ＶＤAoff，ＶＤBoff及び振幅補正値ＶＤratを入力して保存する。前記ステップＳ３０の処理後、演算処理装置１３は、ステップＳ３２にてこの補正値取得プログラムの実行を終了する。
【００３８】
次に、このようにして計算されたオフセット値ＶＤAoff，ＶＤBoff及び振幅補正値ＶＤratを用いたエンコーダ装置の補正処理について説明する。エンコーダ装置は、図７に示すように、検出対象物である回転軸２１及び磁石２２に対向させた磁気センサ１０を備えている。図２の補正装置では、上述のように、検出対象物である回転軸２１及び磁石２２に磁気センサ１０を対向配置した状態においてオフセット値ＶＤAoff，ＶＤBoff及び振幅補正値ＶＤratを計算するので、図７に示す磁気センサ１０、回転軸２１及び磁石２２も図２にて示したものと同じである。また、このエンコーダ装置は、サンプリング回路３１、Ａ／Ｄ変換器３２ａ，３２ｂ、演算処理装置３３、入出力回路３４及びメモリ３５を備えている。これらのサンプリング回路３１、Ａ／Ｄ変換器３２ａ，３２ｂ、演算処理装置３３、入出力回路３４及びメモリ３５は、図２に示したサンプリング回路１１、Ａ／Ｄ変換器１２ａ，１２ｂ、演算処理装置１３、入出力回路１６及びメモリ１７と同様に構成されている。なお、これらのサンプリング回路３１、Ａ／Ｄ変換器３２ａ，３２ｂ、演算処理装置３３、入出力回路３４及びメモリ３５は、図２のサンプリング回路１１、Ａ／Ｄ変換器１２ａ，１２ｂ、演算処理装置１３、入出力回路１６及びメモリ１７とは別途設けられていてもよいし、共通であってもよい。特に、サンプリング回路３１及びＡ／Ｄ変換器３２ａ，３２ｂは、図２のサンプリング回路１１及びＡ／Ｄ変換器１２ａ，１２ｂと共通であってもよい。ただし、演算処理装置３３は、回転角度計算プログラムを記憶しているとともに、回転角度計算プログラムを実行する。
【００３９】
次に、前記のように構成したエンコーダ装置の動作を説明する。このエンコーダ装置においても、演算処理装置３３は、磁気センサ１０からのＡ相出力信号ＶA及びＢ相出力信号ＶBを所定の周期でサンプリングするように、サンプリング回路３１に指示する。サンプリング回路３１は、磁気センサ１０からのＡ相出力信号ＶA及びＢ相出力信号ＶBを前記所定の周期でサンプリングして、サンプリング値をＡ／Ｄ変換器３２ａ，３２ｂにそれぞれ出力する。Ａ／Ｄ変換器３２ａ，３２ｂは、前記サンプリング値をそれぞれＡ／Ｄ変換して、ディジタル変換されたサンプリング値ＶＤA，ＶＤBを演算処理装置３３に出力する。これにより、回転軸２１及び磁石２２の回転角度ωに応じて変化する磁気センサ１０からのＡ相出力信号ＶA及びＢ相出力信号ＶBのサンプリング値ＶＤA，ＶＤBが演算処理装置３３に所定の周期で供給されるようになる。
【００４０】
演算処理装置３３は、サンプリング値ＶＤA，ＶＤBの入力ごとに、回転角度計算プログラムを実行する。この回転角度計算プログラムの実行は図８のステップＳ４０にて開始され、演算処理装置３３は、ステップＳ４２にて、Ａ／Ｄ変換器３２ａ，３２ｂでそれぞれＡ／Ｄ変換されたサンプリング値ＶＤA，ＶＤBをそれぞれ入力する。次に、演算処理装置３３は、ステップＳ４４にて前記入力したＡ相出力信号ＶAのサンプリング値ＶＤAを前記保存したオフセット値ＶＤAoffを用いた下記数１０の演算処理によりオフセット補正してオフセット補正値ＶＤACとし、ステップＳ４６にて前記入力したＢ相出力信号ＶBのサンプリング値ＶＤBを前記保存したオフセット値ＶＤBoffを用いた下記数１１の演算処理によりオフセット補正してオフセット補正値ＶＤBCとする。
【数１０】
0005767917.tif 000011
【数１１】
0005767917.tif 000012
【００４１】
次に、演算処理装置３３は、ステップＳ４８にて、前記計算したＢ相出力信号ＶBのオフセット補正値ＶＤBCを前記保存した振幅補正値ＶＤratを用いた下記数１２の演算処理により振幅補正して振幅補正値ＶＤBCCする。
【数１２】
0005767917.tif 000013
【００４２】
そして、演算処理装置３３は、ステップＳ５０にて、前記計算したＡ相出力信号ＶAのオフセット補正値ＶＤAC及び前記計算した振幅補正値ＶＤBCCを用いて下記数１３の演算処理により回転軸２１及び磁石２２の回転角度ωを計算する。
【数１３】
0005767917.tif 000014
【００４３】
前記回転角度ωの計算後、演算処理装置１３は、ステップＳ５２にて、前記計算した回転角度ωをメモリ３５に保存したり、入出力回路３４を介して他の装置、例えば回転軸２１及び磁石２２の回転角度ωを利用する利用装置に出力したりする。そして、演算処理装置３３は、ステップＳ５４にてこの回転角度計算プログラムの実行を一端終了する。その後、Ａ／Ｄ変換器３２ａ，３２ｂからのサンプリング値ＶＤA，ＶＤBがふたたび演算処理装置３３に入力されると、演算処理装置３３は前述したステップＳ４０〜Ｓ５４からなる回転角度計算プログラムをふたたび実行して、サンプリング値ＶＤA，ＶＤBを補正処理し、補正処理後のサンプリング値ＶＤA，ＶＤBを用いて回転角度ωを計算する。このような、回転角度計算プログラムの実行により、演算処理装置３３は回転軸２１及び磁石２２の回転角度ωを計算しては出力する。
【００４４】
したがって、本実施形態によれば、ステップＳ２０のシフトデータ生成処理により、取得した第１及び第２ディジタルデータＶＤA，ＶＤBがそれぞれ１８０度シフトされて第１及び第２シフトディジタルデータＶＤA180，ＶＤB180が生成され、ステップＳ２２のデータ抽出処理により、第１ディジタルデータＶＤA及び第１シフトディジタルデータＶＤA180の中からそれらの差が最小となる同一位相のディジタルデータＶＤACROが抽出されるとともに、第２ディジタルデータＶＤB及び第２シフトディジタルデータＶＤB180の中からそれらの差が最小となる同一位相のディジタルデータＶＤBCROが抽出される。ステップＳ２４のオフセット補正値計算処理により、前記抽出されたディジタルデータＶＤACROの平均値が第１オフセット補正値ＶＤAoffとして計算されるとともに、前記抽出されたディジタルデータＶＤＶＤBCROの平均値が第２オフセット補正値ＶＤBoffとして計算される。そして、ステップＳ４４，Ｓ４６のオフセット補正処理により、磁気センサ１０からＡ／Ｄ変換器３２ａ，３２ｂを介して入力されたサンプリング値ＶＤA，ＶＤBが第１及び第２オフセット補正値ＶＤAoff，ＶＤBoffを用いてそれぞれオフセット補正され、ステップＳ５０の演算処理によって前記オフセット補正されたサンプリング値ＶＤA，ＶＤBのオフセット補正値ＶＤAC，ＶＤBCを用いて検出対象物（回転軸２１及び磁石２２）の回転角度ω又は移動位置が計算される。その結果、磁気センサ１０と検出対象物（回転軸２１及び磁石２２）の設置誤差によって生じる内挿精度φが良好となり、検出対象物の回転角度ω又は移動位置が高精度で検出されるようになる。
【００４５】
また、上記実施形態においては、ステップＳ２６のオフセット補正データ生成処理により、前記取得された第１及び第２ディジタルデータＶＤA，ＶＤBから第１及び第２オフセット補正値ＶＤAoff，ＶＤBoffがそれぞれ減算されるとともに絶対値化されて、第１及び第２オフセット補正データＶＤAabs，ＶＤBabsが生成され、ステップＳ２８の振幅補正値計算処理により、前記生成された第１オフセット補正データＶＤAabsの総和ＳAと前記生成された第２オフセット補正データＶＤBabsの総和ＳAとの比ＳA／ＳBが振幅補正値ＶＤratとして計算される。そして、ステップＳ４８の振幅補正処理により、前記計算された振幅補正値ＶＤratを用いて、オフセット補正されたサンプリング値ＶＤBのオフセット補正値ＶＤBCに対して振幅補正が施され、ステップＳ５０の演算処理によって前記振幅補正値ＶＤratも考慮されて、検出対象物（回転軸２１及び磁石２２）の回転角度ω又は移動位置が計算される。その結果、磁気センサ１０と検出対象物（回転軸２１及び磁石２２）の設置誤差によって生じる内挿精度φがさらに良好となり、検出対象物の回転角度ω又は移動位置がさらに高精度で検出されるようになる。
【００４６】
さらに、磁気センサ１０は、一つの基板上に複数の検出素子を対称形に配置したものであるので、設置誤差の許容性の強いエンコーダ装置においても、検出対象物の回転角度又は移動位置がより高精度で検出されるようになる。
【００４７】
ｂ．本発明の実験による検証
次に、上記実施形態による補正方法の効果について実験結果を用いて検証する。
（１）第１実施例
第１実施例に係る磁気センサ１０は、前記引用文献３に示されている磁気センサである。複数の検出素子である磁気抵抗効果素子が対称形に１枚の基板上に配置され、それぞれの検出素子にバイアス磁界が印加された、２組のフルブリッジ回路を形成した磁気センサである。なお、この場合の磁気抵抗効果素子は、ＡＭＲ磁気抵抗効果素子である。
【００４８】
具体的には、図９（ａ）に示すように、磁気センサ１０は、基板１１上における９０度ずつ異なる十字の位置に２つずつ点対称に配置された磁気抵抗効果素子１〜８を有する。磁気抵抗効果素子１，２、磁気抵抗効果素子３，４、磁気抵抗効果素子５，６及び磁気抵抗効果素子７，８は、それらの延設方向をそれぞれ９０度ずつ異ならせている。磁気抵抗効果素子１，３，５，７の延設方向は同じであり、磁気抵抗効果素子２，４，６，８の延設方向も同じである。これらの磁気抵抗効果素子１〜８は、バイアス磁石１２から発生する放射状の磁界により図示矢印方向にバイアスされている。バイアス磁石１２は、実際には基板１１の裏面に対向するように設けられているが、図９（ａ）では基板１１上に図示している。バイアス磁石１１においては、基板１１の対向面側がＮ極に磁化され、その反対側面がＳ極に磁化されている。図９（ｂ）は、この磁気センサ１０の磁気抵抗効果素子１〜８の配線の等価回路を示しており、この磁気センサ１０は２組のフルブリッジ回路を形成している。図９（ｂ）中、端子Ｖcc，Ｇnd間に規定電圧が印加され、端子ＶoutA＋，ＶoutA−間からＡ相出力信号ＶAが出力され、かつ端子ＶoutB＋，ＶoutB−間からＢ相出力信号ＶBが出力される。
【００４９】
また、図９（ｃ）に示すように、この磁気センサ１０に対向するように回転軸２１の一端に固定された周方向に分割された円板状の直径７ｍｍの２極磁石２２が配置されている。回転軸２１の軸線（回転中心）と磁石２２の中心線（回転中心）は一致している。このように構成した検出対象物である回転軸２１及び磁石２２と、磁気センサ１０とを用いて、次の５つ条件(ａ)〜(ｅ)下で磁石２２を１回転させ、磁気センサ１０から出力されるＡ相出力信号ＶA及びＢ相出力信号ＶBの１周期分の信号をサンプリングした。そして、サンプリングしたＡ相出力信号ＶA及びＢ相出力信号ＶBのサンプリング値を従来の補正方法を用いて補正し、補正したＡ相出力信号ＶA及びＢ相出力信号ＶBのサンプリング値を用いて内挿精度φ（電気角−機械角）を計算した。
【００５０】
すなわち、Ａ相出力信号ＶA及びＢ相出力信号ＶBに基づいて、上記数５，６を用いてオフセット値ＶAoff，ＶBoffを計算するとともに、上記数７を用いて振幅補正値Ａamを計算し、上記数８の演算の実行により、前記計算したオフセット値ＶAoff，ＶBoff及び振幅補正値Ａamを用いてＡ相出力信号ＶA(θ)及びＢ相出力信号ＶB(θ)を補正して回転角度ωを計算して、この回転角度ωに関する内挿精度φを下記条件(ａ)〜(ｅ)ごとに計算した。
(ａ) 磁気センサ１０の中心線（磁気抵抗効果素子１〜８の対称点）を回転軸２１及び磁石２２の軸線に一致させる。
(ｂ) 磁気センサ１０の中心線を回転軸２１及び磁石２２の軸線に対してＸ方向に＋０．５ｍｍずらす。
(ｃ) 磁気センサ１０の中心線を回転軸２１及び磁石２２の軸線に対してＸ方向に−０．５ｍｍずらす。
(ｄ) 磁気センサ１０の中心線を回転軸２１及び磁石２２の軸線に対してＹ方向に＋０．５ｍｍずらす。
(ｅ) 磁気センサ１０の中心線を回転軸２１及び磁石２２の軸線に対してＹ方向に−０．５ｍｍずらす。
【００５１】
上記条件(ａ)，(ｂ)，(ｃ)，(ｄ)，(ｅ)ごとの実験結果による内挿精度φを、図１０の(ａ)，(ｂ)，(ｃ)，(ｄ)，(ｅ)のグラフに誤差としてそれぞれ示す。これによれば、前記条件(ａ)の「 磁気センサ１０の中心線を回転軸２１及び磁石２２の軸線に一致させた場合」には、内挿精度φ（誤差）はほとんど現れないことが理解できる。これに対して、前記条件(ｂ)，(ｃ)，(ｄ)，(ｅ)のように、「磁気センサ１０の中心線を回転軸２１及び磁石２２の軸線に対してＸ方向及びＹ方向にそれぞれずらした場合」には、内挿精度φ（誤差）が大きくなる、すなわち悪化することが理解できる。
【００５２】
次に、前記図９（ａ）〜（ｃ）に示す磁気センサ１０及び磁石２２を用いて、前記場合と同様に、前記５つ条件(ａ)〜(ｅ)下で磁石２２を１回転させ、磁気センサ１０から出力される１周期分のＡ相出力信号ＶA及びＢ相出力信号ＶBをサンプリングした。そして、サンプリングしたＡ相出力信号ＶA及びＢ相出力信号ＶBのサンプリング値を本発明の補正方法を用いて補正し、補正したＡ相出力信号ＶA及びＢ相出力信号ＶBのサンプリング値を用いて内挿精度φ（電気角−機械角）を計算した。すなわち、Ａ相出力信号ＶA及びＢ相出力信号ＶBに基づいて、上記ステップＳ２０〜Ｓ２４の処理によりオフセット補正値ＶＤAoff，ＶＤBoffを計算し、上記数９の演算処理を含むステップＳ２６，Ｓ２８の処理により振幅補正値ＶＤratを計算し、上記数１０〜１３の演算処理を含むステップＳ４４〜５０の処理により、前記計算したオフセット補正値ＶＤAoff，ＶＤBoff及び振幅補正値ＶＤratを用いてサンプリング値ＶＤA，ＶＤBを補正して回転角度ωを計算して、この回転角度ωに関する内挿精度φを前記条件(ａ)〜(ｅ)ごとに計算した。
【００５３】
上記条件(ａ)，(ｂ)，(ｃ)，(ｄ)，(ｅ)ごとに本発明による補正を用いて計算した各内挿精度φは同じであり、この内挿精度φを図１０(ｆ)に示す。これによれば、上記条件(ｂ)，(ｃ)，(ｄ)，(ｅ)のもとで本発明の補正方法を用いた場合の内挿精度φは、上記条件(ａ)の場合と同様に内挿精度φ（誤差）がほとんど現れないことが理解できる。その結果、上記条件(ｂ)，(ｃ)，(ｄ)，(ｅ)のように、磁気センサ１０の中心線を回転軸２１及び磁石２２の軸線に対してＸ方向及びＹ方向にそれぞれずらした場合、すなわち回転軸２１及び磁石２２に対してＸ方向及びＹ方向に磁気センサ１０が位置的不整合を起こしても、本発明によるオフセット補正及び振幅補正を行なえば、内挿精度φの低下が抑えられる。
【００５４】
（２）第２実施例
次に、第２実施例について説明する。この場合、上記第１実施例とは異なり、第２実施例に係る磁気センサ１０は、前記特許文献２に示されたダブルフルブリッジ型磁気センサである。２組のフルブリッジ構成の磁気抵抗効果素子を互いに４５度傾けて一つの基板上に形成している。なお、この場合も、磁気抵抗効果素子はＡＭＲ磁気抵抗効果素子である。
【００５５】
具体的には、図１１（ａ）に示すように、延設方向を順次４５度ずつずらした磁気抵抗効果素子１〜８を基板１１上に円周方向に沿って配置して、回転中心に対して同一延設方向の磁気抵抗効果素子１，５、磁気抵抗効果素子２，６、磁気抵抗効果素子３，７及び磁気抵抗効果素子４，８をそれぞれ点対称位置に配置している。そして、図１０（ｂ）の等価回路に示すように、２組のフルブリッジ回路を形成している。図１１（ｂ）中、端子Ｖcc，Ｇnd間に規定電圧が印加され、端子ＶoutA＋，ＶoutA−間からＡ相出力信号ＶAが出力され、かつ端子ＶoutB＋，ＶoutB−間からＢ相出力信号ＶBが出力される。図１１（ｃ）に示すように、検出対象物は、磁極が等間隔で列をなす棒状の多極磁石２２である。多極磁石２２は長手方向に並行に移動し、磁気センサ１０は、図１１（ｄ）に示すように、多極磁石２２の側方にて法線方向に沿うように配置される。
【００５６】
このように構成した検出対象物である多極磁石２２と磁気センサ１０とを用いて、多極磁石２２を図示しない移動手段によって移動させ、磁気センサ１０から出力されるＡ相出力信号ＶA及びＢ相出力信号ＶBをサンプリングした。この場合、磁気センサ１０からの信号は磁界周期の２倍の周期（Ｎ極で１周期、Ｓ極で１周期）で出力され、Ａ相出力信号ＶAとＢ相出力信号ＶBは９０度の位相差をもつ。図１２（ａ）は、このＡ相出力信号ＶA及びＢ相出力信号ＶBのサンプリング値をグラフにより示す。この図１２（ａ）のグラフから、Ａ相出力信号ＶA及びＢ相出力信号ＶBには共に波形歪が確認される。
【００５７】
そして、前記第１実施例の場合と同様に、サンプリングしたＡ相出力信号ＶA及びＢ相出力信号ＶBの１周期分のサンプリング値を従来の補正方法を用いて補正し、補正したＡ相出力信号ＶA及びＢ相出力信号ＶBのサンプリング値を用いて内挿精度φ（電気角−機械角）を計算した。図１２（ｂ）は、出力信号の１周期目の内挿精度φを誤差として示している。これによれば、内挿精度φは、１０度以上の大きな誤差を含むことが理解できる。
【００５８】
また、前記第１実施例の場合と同様に、サンプリングしたＡ相出力信号ＶA及びＢ相出力信号ＶBの１周期分のサンプリング値を本発明の補正方法を用いて補正し、補正したＡ相出力信号ＶA及びＢ相出力信号ＶBのサンプリング値を用いて内挿精度φ（電気角−機械角）を計算した。図１２（ｃ）は、この本発明の補正方法を用いた場合の内挿精度φを示している。この場合、内挿精度φ（誤差）はほとんど現れないことが理解できる。したがって、このような場合でも、本発明による補正方法を用いることにより、回転角度の誤差を抑制できることが理解できる。
【００５９】
ｃ．本発明の理論的な説明
上記各種実施例にて以下のことが確認できる。第１及び第２実施例での従来方法である振幅中心値で補正した場合の内挿精度φ（図１０（ｂ）〜（ｅ）及び図１２（ｂ））において、機械角における誤差の変化が一様な勾配を示す。図１０（ｂ）はｓｉｎ波形に近似し、図１０（ｃ）は−ｓｉｎ波形に近似し、図１０（ｄ）及び図１２（ｂ）はｃｏｓ波形に近似し、図１０（ｅ）は−ｃｏｓ波形に近似し、それぞれ１周期分の勾配となる。第２実施例２においては、非常に大きな内挿精度φの誤差が生じているため、図１２（ａ）より波形歪が確認できる。そして、歪と内挿精度φの誤差の関係が理解できる。機械角における誤差の変化を勾配と定義して、上記第１及び第２実施例に関し、上記実施形態による補正方法について理論的に説明する。上記第１及び第２実施例に関しては、極座標（ｒ，θ）のカージオイド曲線を想定することにより理解できる。
【００６０】
まず、上記第１実施例の場合においては、磁石２２に対する磁気センサ１０の位置的不整合がない場合、すなわち上述した条件（ａ）の状態では、図１３に示す黒丸上の磁界変化は、半径ｒ＝１のｘ＝ｃｏｓθ，ｙ＝ｓｉｎθとなる。一方、磁石２２に対する磁気センサ１０の位置的不整合が、上述した条件（ｂ）〜（ｅ）のいずれかの方向にずれた状態を図１４の黒丸で示した。この黒丸上での磁界変化は、図１４に示すようになる。このように磁石２２に対する磁気センサ１０の位置的不整合が、上述した条件（ｂ）〜（ｅ）のうちの一つの方向にずれた状態を、式ｒ＝１＋ａ’・ｃｏｓθとして、直交座標（ｘ、ｙ）で考えると、ｘ＝ｒ・ｃｏｓθ，ｙ＝ｒ・ｓｉｎθとなり、ｘ，ｙは検出対象物の運動によっておこる磁界変化を表す。位置ずれがない場合の磁界変化は、ａ’＝０すなわちｒ＝１である。位置ずれが起こると、ａ’が、位置ずれの大きさに比例して大きくなる。
【００６１】
このｘ＝ｒ・ｃｏｓθ及びｙ＝ｒ・ｓｉｎθに、ｒ＝１＋ａ’・ｃｏｓθを代入すると、ｘ、ｙは下記数１４，１５のように表される。
【数１４】
0005767917.tif 000015
【数１５】
0005767917.tif 000016
【００６２】
上記第１実施例で示した位置的不整合（ｂ）〜（ｅ）は、実際にはこの４方向だけでなく、全角（α＝０〜３６０°）範囲であるため、その位置での検出対象物の運動によっておこる磁界変化として考えれば、Ａ相出力信号ＶA及びＢ相出力信号ＶBにそれぞれ対応する磁界ＨA，ＨBを下記数１６，１７のように表すことができる。
【数１６】
0005767917.tif 000017
【数１７】
0005767917.tif 000018
これにより、位置的不整合による磁界ＨA，ＨB の変化には、２次高調波が一定の関係で重畳していることが分かる。
【００６３】
上記第２実施例について説明する。磁気センサ１０の各磁気抵抗効果素子１〜８の対称点は基板１１の中心にある。そして多極磁石２２の磁界周期軸は棒状の軸心にある。したがって、この設置例では、磁気センサ１０の対称点と多極磁石２２の磁界周期軸がもともとずれを起こしている。このように意図した位置的不整合が生じている理由は、着磁ピッチの変化に対して個別のパターンを有することなく、各種の着磁ピッチにおいても、この磁気センサ１０でＡ相出力信号ＶAとＢ相出力信号ＶBで９０度位相をもつ出力が得られる利点と、小型が可能であるという利点があるからである。しかしながら、第１実施例で示した意図しない位置的不整合により、更に大きな位置的不整合が生じ、磁気センサ１０の基板１１上では、前記第１実施例の図１４と同様なカージオイド曲線を描くこととなる。
【００６４】
次に、一般的な磁気センサからの出力信号を考える。磁気センサのＡ，Ｂ相からの出力信号をＶA、ＶBとしたとき、その出力信号は下記数１８，１９で表される。磁気センサには、内在するＡ，Ｂの振幅（感度）及びΔＡ，ΔＢのオフセット電圧が存在する。
【数１８】
0005767917.tif 000019
【数１９】
0005767917.tif 000020
【００６５】
この出力信号に上記数１６，１７を代入すると下記数２０，２１のようになる。
【数２０】
0005767917.tif 000021
【数２１】
0005767917.tif 000022
【００６６】
上記数２０，２１が、位置的不整合を生じたとき（位置的不整合を生じない場合であるａ＝０も含む）の磁気センサからの出力信号となる。第２実施例の図１２（ａ）による波形歪は、重畳する２次高調波に起因することが理解できる。前記数２０，２１の各出力信号にて内挿精度（φ）（電気角−機械角）を求めその影響について説明する。内挿精度φ（電気角−機械角）は下記数２２（上記数４と同じ）で定義される。
【数２２】
0005767917.tif 000023
【００６７】
ここで、下記数２３，２４のようにｘ、ｙを定義すると、前記数２２は下記数２５にように表される。
【数２３】
0005767917.tif 000024
【数２４】
0005767917.tif 000025
【数２５】
0005767917.tif 000026
【００６８】
ここで、前記数２５の両辺をタンジェントでとると、前記数２５は下記数２６のように変形される
【数２６】
0005767917.tif 000027
【００６９】
前記数２３，２４は下記数２７，２８のように変形され、公式を用いた変形により前記数２６は下記数２９のように変形される
【数２７】
0005767917.tif 000028
【数２８】
0005767917.tif 000029
【数２９】
0005767917.tif 000030
【００７０】
前記数２９をアークタンジェントに戻すと下記数３０のようになる。
【数３０】
0005767917.tif 000031
【００７１】
そして、前記数３０によって定義される内挿精度φの式に前記数２０，２１で表されたＡ相出力信号ＶA(θ)及びＢ相出力信号ＶB(θ)を代入すると、内挿精度φは下記数３１で与えられる。
【数３１】
0005767917.tif 000032
【００７２】
ここで磁気センサに内在する振幅値Ａと振幅値Ｂとの差が極めて小さく、さらにオフセット値ΔＡ、ΔＢが非常に小さい場合を仮定して前記数３１を変形すると、下記数３２のようになる
【数３２】
0005767917.tif 000033
【００７３】
ここで、値ａが１に比べて極めて小さいことを考慮すれば、前記数３２の分母は定数となり、分子の関数となり内挿精度φの勾配は１周期となる。このことから、上述した内挿精度φ（図１０（ｂ）〜（ｅ）及び図１２（ｂ）おける角度誤差の±ｓｉｎ波形、±ｃｏｓ波形に近似した１周期の一様な勾配）が現象として現れることが理解できる。追加で説明すると、前記数３１において、位置的不整合の発生がなく、磁気センサに内在する振幅値Ａと振幅値Ｂとの差が極めて小さく、オフセット値ΔＡ、ΔＢが無視できない場合を仮定して前記数３１を変形すると、下記数３３のようになる
【数３３】
0005767917.tif 000034
【００７４】
ここで、オフセット値ΔＡ、ΔＢは１に比べて極めて小さいことを考慮すれば、前記数３３の分母は定数となり、分子の関数となり内挿精度φの勾配は１周期となる。すなわち、位置的不整合を生じたとき重畳する２次高調波が起こす内挿精度φへの影響と、磁気センサに内在するオフセット値ΔＡ、ΔＢが起こす内挿精度φへの影響は同じ１周期の一様な勾配であることが理解できる。
【００７５】
次に、本発明方法によるオフセット補正値を求める。本発明方法のオフセット補正値は、出力信号とその出力信号から生成された１８０度シフトする信号との差が最小となる値をオフセット補正値としている。このことはＡ相出力信号である前記数２０と前記数２０より１８０度シフトした式が一致することであり下記数３４に表すことができる。
【数３４】
0005767917.tif 000035
前記数３４は下記数３５のように変形される
【数３５】
0005767917.tif 000036
ここでθは０度若しくは１８０度の値をとる。この値を前記数２０に代入すると下記数３６のように表される。
【数３６】
0005767917.tif 000037
【００７６】
前記数３６よりＡ相出力信号のオフセット補正値ＶAoffは下記数３７のようになる。
【数３７】
0005767917.tif 000038
Ｂ相出力信号のオフセット補正値を同様に計算して求めると下記数３８のようになる。
【数３８】
0005767917.tif 000039
【００７７】
次に、本発明方法の振幅補正値を求める。この方法は、出力信号からオフセット補正値を減算し、減算された信号を絶対値化し、その信号の総和を振幅値とし、各相の振幅値の比を振幅補正値とすることである。各相の振幅値は、オフセット補正した信号の絶対値の面積が等しくなるような値を求めることである。言い換えれば、オフセット補正した信号波形は必ずデューティー５０：５０になるということである。Ａ相出力信号の振幅値ＳAを求めるために、Ａ相出力信号（前記数２０）からＡ相出力信号のオフセット補正値（前記する３７）を減算した値をＸＶA（θ）とすると、値ＸＶA（θ）は下記数３９のように表すことができる
【数３９】
0005767917.tif 000040
【００７８】
この減算された信号ＸＶA（θ）を絶対値化して積分する。その不定積分ＳAは下記数４０，４１のように表すことができる。
【数４０】
0005767917.tif 000041
【数４１】
0005767917.tif 000042
【００７９】
そして、振幅値ＳAは下記数４２で表されることから、下記数４３，４４、４５と順に展開した数式で表すことができる。
【数４２】
0005767917.tif 000043
【数４３】
0005767917.tif 000044
【数４４】
0005767917.tif 000045
【数４５】
0005767917.tif 000046
その結果、Ａ相出力信号の振幅値ＳAは、前記数４５で求められた４Ａとなる。
【００８０】
同様に、出力信号の振幅値ＳBを求めるために、Ｂ相出力信号（前記数２１）からＢ相出力信号のオフセット補正値（前記数３８）を減算した値をＸＶB（θ）とすると、値ＸＶB（θ）は下記数４６のように表すことができる
【数４６】
0005767917.tif 000047
【００８１】
この減算された信号ＸＶB（θ）を絶対値化し積分する。その不定積分ＳBは下記数４７，４８のように表すことができる
【数４７】
0005767917.tif 000048
【数４８】
0005767917.tif 000049
【００８２】
そして、振幅値ＳBは下記数４９で表されることから、下記数５０，５１、５２と順に展開した数式に表すことができる。
【数４９】
0005767917.tif 000050
【数５０】
0005767917.tif 000051
【数５１】
0005767917.tif 000052
【数５２】
0005767917.tif 000053
その結果、Ｂ相出力信号の振幅値ＳBは、前記数５２で求められた４Ｂとなる。
【００８３】
したがって、本発明の振幅補正値Ｖratは下記数５３（前記数９と同じ）で定義され、Ａ，Ｂのみに依存する。
【数５３】
0005767917.tif 000054
【００８４】
次に、各出力信号をオフセット補正値及び振幅補正値で補正を行ったＡ相出力信号とＢ出力信号を下記数５４、５５で表す。
【数５４】
0005767917.tif 000055
【数５５】
0005767917.tif 000056
補正された各出力信号において、内挿精度（φ）（電気角−機械角）を求める。内挿精度（φ）（電気角−機械角）は下記数５６（前記数３０と同じ）で定義される。
【数５６】
0005767917.tif 000057
【００８５】
そして、前記数５６によって定義される内挿精度φの式に前記数５４、５５で表された補正されたＡ相出力信号ＶA(θ)及びＢ相出力信号ＶB(θ)を代入すると、内挿精度φは下記数５７で与えられる。
【数５７】
0005767917.tif 000058
【００８６】
前記数５７を展開した数式を下記数５８，５９で表す。
【数５８】
0005767917.tif 000059
【数５９】
0005767917.tif 000060
前記数５９で明らかになったように、本発明方法による補正値で補正することで、内挿精度φはゼロとなり、内挿精度φの悪化を良好に抑制できることが理解される。
【００８７】
次に、位置的不整合が生じた２次高調波が重畳する出力信号である前記数１８，１９で、従来技術の振幅中心値がオフセット補正値である場合ついて説明する。Ａ相出力信号ＶA (θ)及びＢ相出力信号ＶB(θ)の振幅中心値Ｘoff，Ｙoffは、下記数６０，６１で表される。なお、数６０，６１中のθmax，θminは、各出力信号の最大値及び最小値の位置（角度）を示す。
【数６０】
0005767917.tif 000061
【数６１】
0005767917.tif 000062
【００８８】
ここで、Ａ相出力信号ＶA(θ)における角度θmax，θminがそれぞれほぼ９０度，２７０度であること、及びＡ相出力信号ＶA(θ)が下記数６２で表されることを考慮すれば、ＶA(９０)，ＶA(２７０)は、下記数６３，６４のようになる。
【数６２】
0005767917.tif 000063
【数６３】
0005767917.tif 000064
【数６４】
0005767917.tif 000065
【００８９】
したがって、振幅中心値Ｘoffは、下記数６５のようになる。
【数６５】
0005767917.tif 000066
【００９０】
また、Ｂ相出力信号ＶB(θ)における角度θmax，θminがそれぞれほぼ０度、１８０度であること、及びＢ相出力信号ＶB(θ)が下記数６６で表されることを考慮すれば、ＶB (０)，ＶB(１８０)は下記数６７，６８のようになる。
【数６６】
0005767917.tif 000067
【数６７】
0005767917.tif 000068
【数６８】
0005767917.tif 000069
【００９１】
したがって、振幅中心値Ｙoffは、下記数６９のようになる。
【数６９】
0005767917.tif 000070
【００９２】
すなわち、Ａ相出力信号ＶA(θ)及びＢ相出力信号ＶB(θ)の振幅中心値Ｘoff，Ｙoffは、下記数７０，７１のようになる。
【数７０】
0005767917.tif 000071
【数７１】
0005767917.tif 000072
【００９３】
しかし、これらの振幅中心値Ｘoff，Ｙoffは、本発明の前記計算した数３７，３８で示されるオフセット補正値とは一致しない。むしろ、振幅中心値Ｘoff，Ｙoffをオフセット補正値とすることは、内挿精度φの勾配を逆に増長することなる。これにより、従来のオフセット補正方法は好ましくないことが理解される。
【００９４】
次に従来技術での振幅補正について計算を行う。従来技術の振幅補正は、Ａ相出力信号ＶA(θ)及びＢ相出力信号ＶB(θ)のそれぞれにおいて、最大値から最小値を減算することにより振幅巾を計算し各振幅巾の比率を振幅補正値として設定する。それらは下記数７２，７３、７４で表される。
【数７２】
0005767917.tif 000073
【数７３】
0005767917.tif 000074
【数７４】
0005767917.tif 000075
【００９５】
前記数７２のＸVPPは前記数６３から前記数６４を減算した値となる。前記数７３のＹVPPは前記数６７から前記数６８を減算した値となる。しかしながら、注意しなければいけない点として、前記数６３，６４，６７，６８は最大値として９０度、最小値として２７０度を近似的な値としてを定めた解であり、正確には若干ずれる。よって、このことを考慮すれば、前記数７４で示される振幅補正値Ａamは先に示した本発明による前記数５３のような正確なＡ／Ｂとはならない。
【００９６】
ここで振幅補正がずれた場合の内挿精度φへの影響を説明する。前記数３１において磁気センサに内在するオフセット値ΔＡ、ΔＢが非常に小さく、位置的不整合の発生がない場合を仮定して前記数３１を変形すると、下記数７５のようになる。
【数７５】
0005767917.tif 000076
ここで、振幅値Ａ、Ｂが極めて大きいことを考慮すれば、前記数７５の分母は定数となり、分子の関数である2倍角関数となり内挿精度φの勾配は２周期となる。すなわち、振幅補正がずれた場合は、２周期の一様な勾配であることが理解できる。
【００９７】
ｄ．変形例
以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明の実施にあたっては、上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の目的を逸脱しない限りにおいて種々の変形も可能である。
【００９８】
上記実施例に係るエンコーダ装置における磁気センサ１０では、ＡＭＲ磁気抵抗効果素子を用いたが、ＧＭＲ磁気抵抗効果素子を用いたり、ホール素子を用いたりすることもできる。上記実施例及び前記変形例に係るエンコーダ装置におけるセンサとして磁気センサを採用するようにした。しかし、上述した理論式から分かるように、検出対象物の回転又は移動に応じて、互いに９０度位相のずれたＡ相出力信号ＶA(θ)及びＢ相出力信号ＶB(θ)からなる出力信号を得ることができればよいので、センサ部に磁気センサ以外のセンサを用いてもよい。例えば、検出対象物をスリットを有するように形成して、センサを光学プローブとした光学式エンコーダ装置にも本発明は適用される。
【００９９】
また、上記実施形態及び変形例では、オフセット補正及び振幅補正の両補正を行うようにした。しかし、Ａ相出力信号ＶA(θ)とＢ相出力信号ＶB(θ)との振幅値に起因する内挿精度φの悪化は小さい。したがって、振幅補正に関する内挿精度φの悪化が問題とならない場合には、振幅補正を省略して、オフセット補正のみを行うようにしてもよい。この場合、図３の信号補正取得プログラムのステップＳ２６，Ｓ２８の処理を省略するとともに、ステップＳ３０における振幅補正値ＶＤratの保存及び出力処理も省略する。また、図８の回転角計算プログラムにおいては、ステップＳ４８の処理を省略するとともに、ステップＳ５０においては振幅補正値ＶＤBCCに代えてオフセット補正値ＶＤBCを用いて回転角度ωを計算する。
【０１００】
図１５に示すように極端に変形したカージオイド曲線（電気的表現に換言すればリサージュ波形）も、本発明の補正方法によって、内挿精度φの悪化は抑制できる。
【０１０１】
さらに、動作時の環境変化により一度定めた補正値が適当でなくなる場合（例えば、温度特性が加わった場合など）には、一度定めた補正値を環境に応じてさらに補正するようにするとよい。これによれば、精度向上がさらに期待できる。
【符号の説明】
【０１０２】
１０…磁気センサ、１１，３１…サンプリング回路、１２ａ，１２ｂ，３２ａ，３２ｂ…Ａ／Ｄ変換器、１３，３３…演算処理装置、１６，３４…入出力回路、１７，３５…メモリ、２１…回転軸、２２…磁石、２３…駆動装置
【図１】
0005767917.tif 000077
【図２】
0005767917.tif 000078
【図３】
0005767917.tif 000079
【図４】
0005767917.tif 000080
【図５】
0005767917.tif 000081
【図６】
0005767917.tif 000082
【図７】
0005767917.tif 000083
【図８】
0005767917.tif 000084
【図９】
0005767917.tif 000085
【図１０】
0005767917.tif 000086
【図１１】
0005767917.tif 000087
【図１２】
0005767917.tif 000088
【図１３】
0005767917.tif 000089
【図１４】
0005767917.tif 000090
【図１５】
0005767917.tif 000091