(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力端子と、出力端子とを結ぶ信号経路において直列に接続された共振子部と直列可変リアクタンス素子とを有する第１の回路要素と、
前記第１の回路要素に並列に接続されている並列可変リアクタンス素子とを備え、前記共振子部がｎ重モード共振子（ｎは２以上の整数）及び、少なくとも２つの共振子の共振周波数が異なっており、互いに直列に接続されている複数の共振子のうちの一方からなる、チューナブルフィルタ。
【請求項２】
前記複数の共振子の共振周波数は、すべて異なる、請求項１に記載のチューナブルフィルタ。
【請求項３】
前記直列可変リアクタンス素子は、前記共振子部と直列に接続されており、
前記並列可変リアクタンス素子は、前記第１の回路要素と並列に接続されている、請求項１又は請求項２に記載のチューナブルフィルタ。
【請求項４】
入力端子と出力端子とを結ぶ信号経路とグラウンド電位との間に接続されている第２の回路要素と、
前記第２の回路要素に直列に接続されている直列可変リアクタンス素子とを備え、
前記第２の回路要素が、ｎ重モード共振子（ｎは２以上の整数）及び、少なくとも２つの共振子の共振周波数が異なっており、互いに並列に接続されている複数の共振子のうちの一方からなる共振子部と、該共振子部に並列に接続されている並列可変リアクタンス素子とを有する、チューナブルフィルタ。
【請求項５】
前記複数の共振子の共振周波数は、すべて異なる、請求項４に記載のチューナブルフィルタ。
【請求項６】
前記複数の共振子は、それぞれ並列に接続されている、請求項４又は請求項５に記載のチューナブルフィルタ。
【請求項７】
請求項１に記載のチューナブルフィルタからなる第１のチューナブルフィルタと、前記第１のチューナブルフィルタの信号経路とグラウンド電位との間に接続されており、かつ請求項４に記載のチューナブルフィルタからなる第２のチューナブルフィルタとを備える、チューナブルフィルタ。
【請求項８】
前記第１のチューナブルフィルタ及び第２のチューナブルフィルタを有する回路構成が、前記入力端子から前記出力端子に向かって複数段設けられている、請求項７に記載のチューナブルフィルタ。
【請求項９】
前記共振子部を構成している前記共振子が、弾性波共振子である、請求項１〜８のいずれか１項に記載のチューナブルフィルタ。
【請求項１０】
前記可変リアクタンス素子が可変容量素子である、請求項１〜９のいずれか１項に記載のチューナブルフィルタ。
【請求項１１】
前記可変容量素子がＭＥＭＳ構造を有する、請求項１０に記載のチューナブルフィルタ。
【請求項１２】
前記ｎ重モード共振子が、横結合共振子である、請求項１〜１１のいずれか１項に記載のチューナブルフィルタ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、フィルタ特性を変化させ得るチューナブルフィルタに関し、特に、複数の共振子またはｎ重モード共振子（ｎは２以上の整数）を有するチューナブルフィルタに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、フィルタ特性を可変し得るチューナブルフィルタが種々提案されている。例えば下記の特許文献１には、図１３に示すチューナブルフィルタ１００１が開示されている。チューナブルフィルタ１００１はラダー型の回路構成を有する。より具体的には、入力端子と出力端子とを結ぶ直列腕に直列回路部１００２，１００３が互いに直列に接続されている。また直列腕とグラウンド電位との間に、それぞれ、並列回路部１０１２，１０１３が接続されている。
【０００３】
直列回路部１００２は、共振子１００４と共振子１００４に直列に接続された直列可変容量素子１００５とを有する。また、共振子１００４に並列に並列可変容量素子１００６が接続されている。直列回路部１００３も直列回路部１００２と同様に構成されている。並列回路部１０１２においても、共振子１０１４に直列に直列可変容量素子１０１５が接続されている。また、共振子１０１４に並列に並列可変容量素子１０１６が接続されている。並列回路部１０１３は並列回路部１０１２と同様に構成されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００９−１３０８３１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
チューナブルフィルタ１００１では、直列可変容量素子１００５，１０１５及び並列可変容量素子１００６，１０１６の容量を変化させることにより、フィルタ特性を調整し得るとされている。
【０００６】
しかしながら、各回路部において、多数の可変容量素子を必要としていた。より具体的には、例えば１つの共振子１００４を有する直列回路部１００２では、一つの共振子１００４に対し、直列可変容量素子１００５及び並列可変容量素子１００６の２個の可変容量素子を必要としていた。同様に、並列回路部１０１２においても、１つの共振子１０１４に対し、２個の可変容量素子が必要であった。そのため、可変容量素子の数が非常に多かった。その結果、チューナブルフィルタ１００１では、回路を構成する素子のレイアウトが複雑であり、かつ大面積になるという問題があった。加えて、多数の可変容量素子をそれぞれ複雑に制御する必要があった。従って、チューナブルフィルタ１００１だけでなく、チューナブルフィルタを動作させるための制御回路も複雑であり、コストが高くつくという問題があった。
【０００７】
本発明の目的は、特性を変化させるための可変素子の数を減らすことができ、コストの低減及び小型化を図り得るチューナブルフィルタを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の第１のチューナブルフィルタは、入力端子と、出力端子とを結ぶ信号経路において直列に接続された共振子部と直列可変リアクタンス素子とを有する第１の回路要素と、前記第１の回路要素に並列に接続されている並列可変リアクタンス素子とを備え、前記共振子部がｎ重モード共振子（ｎは２以上の整数）及び複数の共振子のうちの一方からなる。
【０００９】
本発明の第２のチューナブルフィルタは、入力端子と出力端子とを結ぶ信号経路とグラウンド電位との間に接続されている第２の回路要素と、前記第２の回路要素に直列に接続されている直列可変リアクタンス素子とを備え、前記第２の回路要素が、ｎ重モード共振子（ｎは２以上の整数）及び複数の共振子のうちの一方からなる共振子部と、該共振子部に並列に接続されている並列可変リアクタンス素子とを有する。
【００１０】
本発明のある特定の局面では、上記第１のチューナブルフィルタと、第１のチューナブルフィルタの信号経路とグラウンド電位との間に接続された上記第２のチューナブルフィルタとを備える。この場合には、フィルタの通過帯域幅をより効果的に調整することができる。
【００１１】
本発明に係るチューナブルフィルタの他の特定の局面では、前記第１のチューナブルフィルタ及び第２のチューナブルフィルタを有する回路構成が、前記入力端子から前記出力端子に向かって複数段設けられている。この場合には、通過帯域外における減衰量を改善することができる。また、通過帯域における減衰特性を平坦化することができ、通過帯域端部における遮断特性を大幅に改善することができる。
【００１２】
本発明に係るさらに他の特定の局面では、共振子部を構成している共振子が弾性波共振子である。この場合には、チューナブルフィルタの小型化を進めることができる。
【００１３】
本発明に係るチューナブルフィルタのさらに別の特定の局面では、上記可変リアクタンス素子が可変容量素子である。
【００１４】
この場合、好ましくは、可変容量素子はＭＥＭＳ構造を有する。その場合には、可変容量素子の小型化を図ることができる。
【００１５】
本発明に係るチューナブルフィルタにおいて、上記ｎ重モード共振子を用いる場合、ｎ重モード共振子としては、横結合共振子を用いることができる。
【発明の効果】
【００１６】
本発明の第１のチューナブルフィルタでは、共振子部全体に直列可変リアクタンス素子及び並列可変リアクタンス素子が接続されているため、共振子部を構成している個々の共振子に直列可変リアクタンス素子及び並列可変リアクタンス素子を接続する必要がない。ｎ重モード共振子を用いた場合には、共振子部における共振子の数を少なくすることができる。よって、全体として必要な可変リアクタンス素子の数を低減することができる。
【００１７】
第２の発明のチューナブルフィルタでは、共振子部全体に並列可変リアクタンス素子及び直列可変リアクタンス素子が接続されているため、共振子部を構成している個々の共振子ごとに並列可変リアクタンス素子及び直列可変リアクタンス素子を接続する必要がない。そのため、チューナブルフィルタに必要な可変リアクタンス素子の数を低減することができる。
【００１８】
よって、第１及び第２のチューナブルフィルタでは、可変リアクタンス素子の数を減らすことができ、コストの低減及び小型化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】（ａ）は、本発明の第１の実施形態に係るチューナブルフィルタの回路図であり、（ｂ）は、弾性表面波共振子の構造を示す略図的平面図である。
【図２】第１の実施形態のチューナブルフィルタにおいて、直列可変容量素子を固定し、並列可変容量素子の容量を変化させた場合のフィルタ特性の変化を示す図である。
【図３】第１の実施形態のチューナブルフィルタにおいて、並列可変容量素子の容量を固定し、直列可変容量素子の容量を変化させた場合のフィルタ特性の変化を示す図である。
【図４】本発明の第２の実施形態に係るチューナブルフィルタの回路図である。
【図５】第２の実施形態のチューナブルフィルタにおいて、直列可変容量素子を固定し、並列可変容量素子の容量を変化させた場合のフィルタ特性の変化を示す図である。
【図６】第２の実施形態のチューナブルフィルタにおいて、並列可変容量素子の容量を固定し、直列可変容量素子の容量を変化させた場合のフィルタ特性の変化を示す図である。
【図７】本発明の第３の実施形態に係るチューナブルフィルタの回路図である。
【図８】第３の実施形態のチューナブルフィルタにおいて、第１のチューナブルフィルタの並列可変容量素子及び第２のチューナブルフィルタの直列可変容量素子の容量を変化させた場合のフィルタ特性の変化を示す図である。
【図９】本発明の第４の実施形態に係るチューナブルフィルタの回路図である。
【図１０】第４の実施形態のチューナブルフィルタにおいて、フィルタの段数を変化させた場合のフィルタ特性の変化を示す図である。
【図１１】可変リアクタンス素子としての可変インダクタンス素子を示す等価回路図である。
【図１２】（ａ）はＭＥＭＳ構造を有する可変容量素子の一例を示す略図的斜視図であり、（ｂ）及び（ｃ）は、容量を変化させる機構を説明するための各断面図である。
【図１３】従来のチューナブルフィルタの回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、図面を参照しつつ、本発明の具体的な実施形態を説明することにより、本発明を明らかにする。
【００２１】
図１（ａ）は、本発明の第１の実施形態に係るチューナブルフィルタの回路図である。チューナブルフィルタ１は、入力端子２と出力端子３とを有する。入力端子２と出力端子３とを結ぶ信号経路において、共振子部４と直列可変リアクタンス素子としての直列可変容量素子５とが接続されている。共振子部４は、２個のシングルモードの共振子Ｒ１，Ｒ２を有する。共振子Ｒ１と共振子Ｒ２とは直列に接続されている。また、上記共振子部４と直列可変容量素子５とが直列に接続されている部分を第１の回路要素とする。この第１の回路要素に並列に、並列可変容量素子６が接続されている。
【００２２】
チューナブルフィルタ１では、複数の共振子Ｒ１，Ｒ２により共振子部４が構成されている。しかしながら、可変容量リアクタンス素子として必要な素子は、１個の直列可変容量素子５と、１個の並列可変容量素子６である。すなわち、共振子部４全体に対し、１個の直列可変容量素子５及び１個の並列可変容量素子６が接続されている。
【００２３】
言い換えれば、１つの共振子Ｒ１に直列可変容量素子及び並列可変容量素子の２個の可変容量素子を接続する必要がない。従って、従来のチューナブルフィルタ１００１に比べて、必要な可変容量素子の数を低減することができる。よって、可変容量素子の数を低減することができるので、小型化及びコストの低減を図ることができる。加えて、可変容量素子を制御するための制御回路の簡略化も図ることができる。上記のように、可変容量素子の数が少ないが、フィルタ特性を効果的に変化させ得ることを、図２及び図３を参照して説明する。
【００２４】
上記実施形態において、共振子Ｒ１，Ｒ２として、以下のものを用いた。
【００２５】
共振子Ｒ１，Ｒ２の仕様：図１（ｂ）に示すように、１５°ＹＸ−ＬｉＮｂＯ３からなる圧電基板１１上にＩＤＴ電極１２及び反射器１３，１４を形成した構造のものを用いた。ＩＤＴ電極１２の電極指の対数＝６７、交差幅＝５１λとした。反射器１３，１４の電極指の対数＝１０本。ＩＤＴ電極１２及び反射器１３，１４は、Ｃｕからなり、その膜厚は２３０ｎｍとした。共振子Ｒ１の共振周波数は８２２ＭＨz、共振子Ｒ２の共振周波数は９２２ＭＨzとした。
【００２６】
直列可変容量素子５：ＭＥＭＳ構造を有するコンデンサを用いた。
【００２７】
並列可変容量素子６：ＭＥＭＳ構造を有するコンデンサを用いた。
【００２８】
図２では、直列可変容量素子５の静電容量を６ｐＦに固定した。並列可変容量素子６の静電容量を０．２ｐＦ、０．４ｐＦまたは０．６ｐＦと変化させた。
【００２９】
図２から明らかなように、並列可変容量素子６の静電容量を変化させても、通過帯域の中心周波数は１ＧＨｚ付近にあり、一定である。しかも、並列可変容量素子６の静電容量を０．２ｐＦ、０．４ｐＦまたは０．６ｐＦと変化させた場合、減衰極の位置は、１０１４ＭＨｚ、１０１８ＭＨｚ、１０２３ＭＨｚと変化させ得ることがわかる。従って、通過帯域の帯域幅を変化させ得ることがわかる。
【００３０】
図３は、逆に、並列可変容量素子６の静電容量を０．２ｐＦに固定し、直列可変容量素子５の静電容量を２ｐＦ、４ｐＦまたは６ｐＦと変化させた場合のフィルタ特性を示す。図３から明らかなように、直列可変容量素子５の静電容量を変化させても、チューナブルフィルタ１の高域側の減衰極は１０２５ＭＨｚとほぼ一定である。これに対して、直列可変容量素子５の静電容量が２ｐＦ、４ｐＦまたは６ｐＦと変化させると、中心周波数は１００４ＭＨｚ、１００２ＭＨｚまたは１０００ＭＨｚと変化させることができる。すなわち、通過帯域幅を一定のまま中心周波数を変化させ得ることがわかる。
【００３１】
図２及び図３の結果から、チューナブルフィルタ１では、直列可変容量素子５及び並列可変容量素子６の容量を制御することにより、中心周波数及び帯域幅を任意に調整し得ることがわかる。
【００３２】
図４は、本発明の第２の実施形態に係るチューナブルフィルタの回路図である。チューナブルフィルタ２１は、入力端子２２と出力端子２３とを有する。入力端子２２と出力端子２３とを結ぶ信号経路とグラウンド電位との間に、共振子部２４及び直列可変容量素子２５が互いに直列に接続されている。また、共振子部２４に並列に並列可変容量素子２６が接続されている。共振子部２４と並列可変容量素子２６とが並列接続されている回路部分を第２の回路要素とする。第２の回路要素に直列に上記直列可変容量素子２５が接続されている。
【００３３】
共振子部２４は、共振子Ｒ１Ａと共振子Ｒ２Ａとを並列に接続した構成を有する。
【００３４】
共振子Ｒ１Ａ，Ｒ２Ａは、第１の実施形態と同様に、シングルモードの共振子である。直列可変容量素子２５及び並列可変容量素子２６は、ＢａＳｒＴｉＯ３誘電体を用いた可変コンデンサである。このような可変コンデンサの構造は、従来よりよく知られているものである。
【００３５】
図４から明らかなように、本実施形態においても、複数の共振子Ｒ１Ａ，Ｒ２Ａが並列に接続されている共振子部２４全体に対し、１個の並列可変容量素子２６及び１個の直列可変容量素子２５が接続されている。従って、共振子Ｒ１Ａ及び共振子Ｒ２Ａのそれぞれに、２個の可変容量素子を接続する必要はない。よって、チューナブルフィルタ２１においても、可変容量素子の数を低減することができる。従って、コストの低減及び小型化を図ることができる。
【００３６】
図５及び図６にチューナブルフィルタ２１のフィルタ特性を示す。
【００３７】
用いた共振子Ｒ１Ａ，Ｒ２Ａの仕様は、共振周波数以外は第１の実施形態と同様とした。なお、共振子Ｒ１Ａの共振周波数を９７０ＭＨｚ、共振子Ｒ２Ａの共振周波数を１０７０ＭＨｚとした。
【００３８】
直列可変容量素子２５及び並列可変容量素子２６の静電容量は以下の通りとした。
【００３９】
図５では、並列可変容量素子２６の静電容量を１ｐＦに固定した。直列可変容量素子２５の静電容量を２０ｐＦ、４０ｐＦまたは６０ｐＦと変化させた。
【００４０】
図５から明らかなように、直列可変容量素子２５の静電容量を変化させても、通過帯域の中心周波数は１ＧＨｚとほぼ一定である。これに対して、直列可変容量素子２５の静電容量を２０ｐＦ、４０ｐＦまたは６０ｐＦと変化させた場合、減衰極の位置は９８５ＭＨｚ、９８１ＭＨｚ、９７８ＭＨｚとさせることができた。従って、中心周波数を一定とし、通過帯域の帯域幅を変化させ得ることがわかる。
【００４１】
図６は、逆に、直列可変容量素子２５の静電容量を６０ｐＦに固定した。並列可変容量素子２６の静電容量を、それぞれ、１ｐＦ、３ｐＦまたは５ｐＦと変化させた。図６から明らかなように、並列可変容量素子２６の静電容量を変化させても、低域側の減衰極の一部は９７８ＭＨｚとほぼ一定である。これに対して、並列可変容量素子２６の静電容量を１ｐＦ、３ｐＦまたは５ｐＦと変化させた場合、フィルタの中心周波数は、１０００ＭＨｚ、９９７ＭＨｚまたは９９５ＭＨｚと変化していることがわかる。すなわち、通過帯域の帯域幅を一定としたまま中心周波数のみを変化させ得ることがわかる。
【００４２】
よって、チューナブルフィルタ２１においても、直列可変容量素子２５及び並列可変容量素子２６の制限容量を任意に制御することにより、中心周波数及び帯域幅を任意に調整し得ることがわかる。
【００４３】
図７は、本発明の第３の実施形態に係るチューナブルフィルタの回路図である。第３の実施形態のチューナブルフィルタ３１は、入力端子３２と出力端子３３とを有する。入力端子３２と出力端子３３とを結ぶ信号経路に、図１に示したチューナブルフィルタ１が構成されている。また、この信号経路とグラウンド電位との間に図４に示した第２のチューナブルフィルタ２１が構成されている。すなわち、チューナブルフィルタ３１は、第１のチューナブルフィルタ１と第２のチューナブルフィルタ２１とを上記のように接続した構造を有する。このように第１のチューナブルフィルタと第２のチューナブルフィルタとを入出力間において、それぞれ直列及び並列に接続させてもよい。
【００４４】
図８は、チューナブルフィルタ３１のフィルタ特性を示す図である。
【００４５】
なお、共振子Ｒ１，Ｒ２，Ｒ１Ａ，Ｒ２Ａの構成は以下の通りとした。
【００４６】
チューナブルフィルタ１，２１の場合と同様に、１５°ＹＸ−ＬｉＮｂＯ３基板上にＩＤＴ電極及び反射器を形成した。すなわち、１ポート型弾性表面波共振子を構成した。電極材料については、第１の実施形態の場合と同様とした。共振子Ｒ１，Ｒ２，Ｒ１Ａ，Ｒ２Ａの共振周波数は、それぞれ、９２２ＭＨｚ、８２２ＭＨｚ、１０７０ＭＨｚ、９７０ＭＨｚとなるようにＩＤＴ電極の電極指ピッチを調整した。
【００４７】
可変容量素子としての直列可変容量素子５及び並列可変容量素子６、直列可変容量素子２５及び並列可変容量素子２６は、第２の実施形態の場合と同様に、ＢａＳｒＴｉＯ３誘電体を用いた可変コンデンサで構成した。
【００４８】
図８に示すフィルタ特性では、第１のチューナブルフィルタ１における直列可変容量素子５の静電容量を６ｐＦに固定した。また、第２のチューナブルフィルタ２１における並列可変容量素子２６の静電容量を１ｐＦに固定した。これに対して、並列可変容量素子６の静電容量Ｃｐ及び直列可変容量素子２５の静電容量Ｃｓを以下のように変化させた。
【００４９】
１）並列可変容量素子６の静電容量Ｃｐ＝０．２ｐＦかつ直列可変容量素子２５の静電容量Ｃｓ＝６０ｐＦ
２）並列可変容量素子６の静電容量Ｃｐ＝０．４ｐＦかつ直列可変容量素子２５の静電容量Ｃｓ＝４０ｐＦ
３）並列可変容量素子６の静電容量Ｃｐ＝０．６ｐＦかつ直列可変容量素子２５の静電容量Ｃｓ＝２０ｐＦ
【００５０】
図８から明らかなように、並列可変容量素子６及び直列可変容量素子２５の静電容量を変化させても、通過帯域の中心周波数は１ＧＨｚとほぼ一定である。これに対して、通過帯域低域側の減衰極の位置は、上記１）、２）または３）の場合それぞれ、９７８ＭＨｚ、９８１ＭＨｚ、９８５ＭＨｚとなり、高域側の減衰極の位置はそれぞれ、１０２３ＭＨｚ、１０１８ＭＨｚ、１０１４ＭＨｚと変化した。従って、通過帯域幅を大幅に変化させ得ることがわかる。
【００５１】
図９は、本発明の第４の実施形態に係るチューナブルフィルタの回路図である。第４の実施形態のチューナブルフィルタ４１は、入力端子４２と出力端子４３とを有する。入力端子４２と出力端子４３との間において、第１のチューナブルフィルタ１と第２のチューナブルフィルタ２１とが接続されている回路構成が複数段設けられている。従って、第３の実施形態と同一の部分については同一の参照番号を付することにより、第３の実施形態を援用することとする。
【００５２】
上記のように、第３の実施形態の回路構成を複数段接続してもよい。それによって、帯域外減衰量の拡大を図ることができる。また通過帯域におけるフィルタ特性の平坦化を図ることができる。さらに、通過帯域の遮断特性を大幅に改善することができる。これを図１０を参照して説明する。図１０では、第１のチューナブルフィルタ１及び第２のチューナブルフィルタ２１の仕様は、第３の実施形態の場合の１）と同様とした。図１０の実線は第３の実施形態の回路構成を２段接続した場合の結果を示す。破線及び一点鎖線は、それぞれ、第３の実施形態の回路構成を３段及び４段接続した場合のフィルタ特性を示す。
【００５３】
図１０から明らかなように、フィルタの段数を高めることにより、帯域外減衰量を改善し得ることがわかる。また、通過帯域におけるフィルタ特性の平坦化も図られている。さらに、通過帯域端部の遮断特性も大幅に改善されていることがわかる。
【００５４】
上述してきた実施形態では、可変リアクタンス素子として可変容量素子を用いたが、本発明では、図１１に等価回路で示す可変インダンクタンス素子５１を可変リアクタンス素子として用いてもよい。
【００５５】
また、上記可変容量素子を用いる場合、図１２（ａ）〜（ｃ）に示すＭＥＭＳ構造の可変コンデンサを好適に用いることができる。図１２（ａ）に示すように、可変容量素子５２は、電極間距離を変化させるための可動電極５２ａを有する。図１２（ｂ）及び（ｃ）に示すように、可動電極５２ａを固定電極５２ｂに向かって移動させることにより、容量を変化させることができる。ＭＥＭＳ構造を利用して、可変容量素子の集積化、小型化及び薄型化を図ることができる。
【００５６】
さらに、上述してきた実施形態では、第１のチューナブルフィルタ及び第２のチューナブルフィルタにおいて、共振子部はシングルモードの共振子を２個直列腕した構造を有していた。この場合、共振子の数は３以上であってもよい。
【００５７】
さらに、シングルモードの共振子を２個直列に接続した構造は、周知の２重モード共振子１つと等価であることが知られている。従って、第１〜第４の実施形態の各共振子部は、２つの共振子を直列接続した構造に代えて、１つの２重モード共振子を用いて構成してもよい。
【００５８】
なお、本発明においては、ｎ重モード共振子は横結合共振子型のフィルタであってもよい。
【００５９】
また、本発明においては、上記共振子部を構成するに用いられる多重モード共振子は２重モード共振子に限定されるものではない。一般に、ｎ重モード共振子は共振子ｎ個と等価である。この場合ｎは整数。従って、本発明における共振子部における２つ以上の共振子を用いた構成は、ｎが２以上の整数であるｎ重モード共振子を用いて構成してもよい。
【００６０】
上記ｎ重モード共振子を用いた場合、シングルモードの共振を複数直列接続した場合に比べ、より一層の小型化を図ることができる。
【符号の説明】
【００６１】
１…第１のチューナブルフィルタ
２…入力端子
３…出力端子
４…共振子部
５…直列可変容量素子
６…並列可変容量素子
１１…圧電基板
１２…ＩＤＴ電極
１３，１４…反射器
２１…第２のチューナブルフィルタ
２２…入力端子
２３…出力端子
２４…共振子部
２５…直列可変容量素子
２６…並列可変容量素子
３１…チューナブルフィルタ
３２…入力端子
３３…出力端子
４１…チューナブルフィルタ
４２…入力端子
４３…出力端子
５１…可変インダクタンス素子
５２…可変容量素子
５２ａ…可動電極
５２ｂ…固定電極
Ｒ１，Ｒ２…共振子
Ｒ１Ａ，Ｒ２Ａ…共振子
【図１】
0005816592.tif 000002
【図２】
0005816592.tif 000003
【図３】
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【図４】
0005816592.tif 000005
【図５】
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【図６】
0005816592.tif 000007
【図７】
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【図８】
0005816592.tif 000009
【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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