(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直方体状の磁気コアと、
前記磁気コアに巻回する第１コイルと、
前記第１コイルと直交する方向に、前記第１コイルに重ねて前記磁気コアに巻回する第２コイルと、
前記第１コイル及び前記第２コイルに重ねて前記第１コイルと同方向に巻回する第３コイル及び前記第２コイルと同方向に巻回する第４コイルと、
を備え、
前記第１コイル及び前記第２コイルは絶縁被膜で覆われた線状コイルであり、前記磁気コアに複数回巻回され、
前記第３コイル及び前記第４コイルは板状コイルであり、前記第３コイルと前記第４コイルは絶縁物質を挟んで前記磁気コアに巻回され、
前記第１コイルと前記第２コイルに交互に電流を流して、１つの磁気コアを共有した２つのチョークコイルとして機能させ、
前記第１コイルと前記第３コイル及び前記第２コイルと前記第４コイルは変圧器として機能すること、
を特徴とする電源用チョークコイル。
【請求項２】
請求項１記載の電源用チョークコイルにおいて、
前記磁気コアのコア材は、ダストコア、磁気異方性コア、ギャップ付コア、アモルファスコア又は鉄系合金、あるいは、それぞれのコア材の組み合わせであること、
を特徴とする電源用チョークコイル。
【請求項３】
請求項１記載の電源用チョークコイルにおいて、
前記板状コイルは、前記磁気コアからの他の相の磁束面となる側面にスリットを設けたこと、
を特徴とする電源用チョークコイル。
【請求項４】
請求項１記載の電源用チョークコイルにおいて、
前記第１乃至第４コイルを巻回した前記磁気コアの少なくとも側方外周面を囲う外側コアを備えたこと、
を特徴とする電源用チョークコイル。
【請求項５】
請求項１記載の電源用チョークコイルにおいて、
インターリーブ方式によるリンギングチョークコンバータのトランスとして使用可能であること、
を特徴とする電源用チョークコイル。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インターリーブ方式によるスイッチング電源の力率補正回路に使用されるチョークコイルに関する。
【背景技術】
【０００２】
電源ユニットに含まれる高調波成分は入力電流が非正弦波状であることから発生するが、この高調波電流を規格値以下に抑えるためには、小電力単電源の機器では入力にインダクタを挿入し、中・大電力の電子機器では力率改善機能を持ったプリレギュレータＰＦＣ（Ｐｏｗｅｒ  Ｆａｃｔｏｒ  Ｃｏｒｒｅｃｔ）回路を搭載し、いったん高電圧の直流に変換する。
【０００３】
ＰＦＣ回路を小型で高効率かつ低価格で実現する手段のひとつに、インターリーブ制御方式がある。インターリーブ制御は、電源を複数系統に分けて各相に位相差をもたせ、リップルなどを互いに打ち消しあう制御方式である。２相のインターリーブ方式の場合には、正電流をＡ相、負電流をＢ相とする２つの電流位相が１８０度の位相差を持つことでリップルを相殺することを目的としている。トータルの部品点数は増えるが、個々のインダクタや出力コンデンサ、スイッチング素子などを大幅に軽減でき実装の薄型化も可能あり、複数系統になることで発熱も分散されるメリットもある。
【０００４】
図２０は、インターリーブ方式のセミブリッジレスＰＦＣ回路の一例を示す図である。交流入力ＡＣの両端子は、２つのインダクタＬａとＬｂに接続されている。ダイオードＤ１とスイッチング素子Ｑ１及びダイオードＤ２とスイッチング素子Ｑ２は、それぞれスイッチング動作セルを構成し、交流入力ＡＣの正極及び負極のハーフラインサークル毎に、２つのスイッチング動作セルが存在している。スイッチング素子Ｑ１とＱ２はパワーＭＯＳＦＥＴを使用している。スイッチング動作セルからの電流は、コモンＦＰＣブーストコンデンサＣｏに流れ、充電を行う。さらに最終段には負荷Ｒ０が接続されている。スイッチング素子Ｑ１とＱ２は、ハーフラインサークル毎にパルス制御回路Ｃ１とＣ２により駆動される。
【０００５】
２つのダイオードＤａ及びＤｂは、ＰＦＣの出力グランドが入力ラインにリンクされ、ＤａとＤｂがリターンパスを提供する。これにより、入力ライン電圧はフローティングではなく、通常のグランド基準となる。ダイオードＤｃ及びＤｄは、最初のスタートアップ時にコモンＦＰＣブーストコンデンサＣｏをピーク充電し、Ｃｏがピーク充電されてコンバータが動作し始めた後は、ＰＦＣコンバータの電力はＤｃ及びＤｄに印加されない。
【０００６】
このセミブリッジレスＰＦＣ回路においては、２相のインターリーブ方式であり、２つのインダクタを使用している。２つのインダクタはチョークコイルを使用しており、図２１に示すようにプリント基板１３０に端子を半田付けして、搭載されている。チョークコイルの構成は、トロイダルコア１３２にエナメル線１３４を複数回巻いた構造である。
【０００７】
プリント基板１３０に搭載されたチョークコイルは、他の半導体部品等と比べて大きなスペースを占めている。
【０００８】
このため、インターリーブ方式のＰＦＣ回路に使用するチョークコイルにおいて、２つのコイル巻線を有していて、実質的に２個の独立したチョークコイルとして機能する２イン１構造を有し、コスト低減及び外形寸法の小型化を図ることのできるインターリーブ用ＰＦＣチョークコイルが提案されている（例えば特許文献１等参照）。
【０００９】
また、インターリーブ方式を利用して小型、軽量、低リプル化を実現した例としては、２個のトランスを使用して平滑回路がほとんど必要のない、ＤＣ−ＤＣコンバータの提案もある（例えば特許文献２等参照）。
【００１０】
さらに、トランスの小型軽量化を目的として、可飽和リアクタトランスのコアは、２つのＵ字形の珪素鋼板の打抜き鉄心を互いに磁束方向が直交するように組み合わせる、又は、一つの渦巻き鉄心を分断して得られるＵ字形鉄心を、互いに磁束方向が直交するように組み合わせる、又は、２つのＥ字形の珪素鋼板の打抜き鉄心を、互いに磁束方向が直交するように組み合わせる等により、直角に交差させたコイル相互の結合をなくす方法も提案されている（例えば特許文献３等参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開２０１０−２５８３９５号公報
【特許文献２】特開２００３−１０２１７５号公報
【特許文献３】特開平０７−３３５４５６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
しかしながら、インターリーブ方式のＦＰＣ回路においては、複数系統に分けて各相にインダクタとしてのチョークコイルを接続しているため、装置の小型化が困難であった。２相のインターリーブ制御では、ハーフラインサークル毎に交互にチョークコイルに電流を流しているが、共有のコアを使用して２つのインダクタを実現したとしても相互に電気的干渉を生じてしまい、この相互干渉を避けるためには、個別のチョークコイルを使用することが必要となっていた。
【００１３】
本発明は、上記問題点を解決し、共有するコアでも相互干渉の無いチョークコイルを提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明は、直方体状の磁気コアと、直方体状の磁気コアに巻回する第１コイルと、第１コイルと直交する方向に、第１コイルに重ねて直方体状の磁気コアに巻回する第２コイルと、第１コイル及び第２コイルに重ねて第１コイルと同方向に巻回する第３コイル及び第２コイルと同方向に巻回する第４コイルとを備え、第１コイル及び第２コイルは絶縁被膜で覆われた線状コイルであり、磁気コアに複数回巻回され、第３コイル及び第４コイルは板状コイルであり、第３コイルと第４コイルは絶縁物質を挟んで磁気コアに巻回され、第１コイルと第２コイルに交互に電流を流して、１つの磁気コアを共有した２つのチョークコイルとして機能させ、第１コイルと第３コイル及び第２コイルと第４コイルは変圧器として機能することを特徴とする電源用チョークコイルである。
【００１５】
磁気コアのコア材は、ダストコア、磁気異方性コア、ギャップ付コア、アモルファスコア又は鉄系合金、あるいは、それぞれのコア材を組み合わせてもよい。
【００１８】
板状コイルには、磁気コアからの他の相の磁束面となる側面にスリットを設けている。
【００１９】
第１乃至第４コイルを巻回した磁気コアの少なくとも側方外周面を囲う外側コアを備えることにより、磁束の漏れを防ぐことができる。
【００２０】
これらの電源用チョークコイルは、インターリーブ方式によるリンギングチョークコンバータのトランスとして利用することができる。
【発明の効果】
【００２１】
本発明による電源用チョークコイルによれば、直方体状の磁気コアに、直交する方向に巻回した２つのコイルにより、１つの磁気コアを共有した２つのチョークコイルとして動作させることができるので、電源回路中に占めるチョークコイルのスペースを減少させ、電源装置全体として小型化が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明による電源用チョークコイルの外観図
【図２】磁気コアの外観図
【図３】外側コアの外観図
【図４】図１の電源用チョークコイルを外側コアで囲った状態を示した説明図。
【図５】板状コイルを使用した電源用チョークコイルの構造を示した外観図
【図６】線状コイルに、さらに板状コイルを重ねた電源用チョークコイルの外観図
【図７】本発明による電源用チョークコイルを利用したブリッジレス力率補正回路を示した回路図
【図８】外側コアで囲った電源用チョークコイルをプリント基板に搭載した状態を示した説明図
【図９】図７のブリッジレス力率補正回路における交流入力波形とスイッチング素子の駆動波形を示したタイムチャート
【図１０】図７のブリッジレス力率補正回路のＡ相動作を示した説明図
【図１１】図７のブリッジレス力率補正回路のＢ相動作を示した説明図
【図１２】本発明による電源用チョークコイルを搭載したブリッジレス力率補正回路の電源基板側面を示した説明図
【図１３】本発明による電源用チョークコイルを利用した倍電圧整流型力率補正回路を示した回路図
【図１４】本発明による電源用チョークコイルを利用したインターリーブ方式昇圧コンバータを示した回路図
【図１５】図１４のインターリーブ方式昇圧コンバータの動作波形を示したタイムチャート
【図１６】本発明による電源用チョークコイルを利用したカレントダブラー整流平滑回路図を示した回路図
【図１７】図１６のカレントダラー整流平滑回路の動作波形を示したタイムチャート
【図１８】本発明による電源用チョークコイルを利用したインターリーブ方式ＲＣＣ回路を示した回路図
【図１９】図１８のインターリーブ方式ＲＣＣの動作波形を示したタイムチャート
【図２０】従来のブリッジレス力率補正回路を示した回路図
【図２１】従来のブリッジレス力率補正回路に使用されているトロイダルコアを示した説明図
【発明を実施するための形態】
【００２３】
本発明の電源用チョークコイル及びその電源用チョークコイルを利用した電源回路について、図面に基づいて以下に説明する。
【００２４】
図１は、本発明による電源用チョークコイルの外観図を示している。電源用チョークコイル１０は、直方体状の磁気コア１２に絶縁被覆で覆われた線状の第１コイル１４を複数回巻回し、コイルの始端と終端を引き延ばして、始端を第１端子１８、終端を第２端子２０としている。磁気コア１２に巻回された第１コイル１４は、磁気コア１２と第１コイル１４により１個のインダクタを形成している。
【００２５】
そして、絶縁被覆で覆われた線状の第２コイル１６を、第１コイルと直交する方向に磁気コア１２に複数回巻回し、コイルの始端と終端を引き延ばして、始端を第３端子２２、終端を第２端子２４とする。磁気コア１２に巻回された第２コイル１６は、磁気コア１２と第２コイル１６により、磁気コア１２と第１コイル１４により形成されたインダクタとは別の１個のインダクタを形成している。
【００２６】
この様にして形成されたチョークコイルは、２つのコイルが直交しているため、交互に動作させても、発生する磁束が直交しているため、磁気的な結合がなく、このため他のインダクタを動作させても電気的な影響を与えることが無い。また、交互に位相差のある電流を流しており、電流を流すタイミングの違いでコア内磁束の最大値が抑えられるように設定することが出来る。
【００２７】
図２は、本発明による電源用チョークコイル１０の磁気コア１２を示している。直方体状の形状であり、磁気コア１２の４つの側面には、コイルを巻回するための切り込んだ溝を設けている。この形状により、直交する２つのコイルを、端部からのズレがなく確実に磁気コア１２に巻回することができる。磁気コア１２のコア材は、ダストコア、磁気異方性コア、ギャップ付コア、アモルファスコア又は鉄系合金等が使用できる。また、それぞれのコア材を組み合わせて使用してもよい。
【００２８】
図３は、外側コアを示した外観図である。外側コア２６は、電源用チョークコイル１０を囲うようにして配置し、電源用チョークコイル１０から発生した磁束のリターン経路を形成する。このため、電源用チョークコイル１０の磁束が外部に漏れるのを防ぐことができる。図３に示した外側コア２６は、電源用チョークコイル１０の周囲を囲む形状であるが、電源用チョークコイル１０の全体を囲うために、外側コア２６の上部に蓋を設けた構造としてもよい。勿論、持続が外部に漏れても他の電気回路に影響が発生しないような場合には、敢えて外側コア２６を設ける必要は無い。
【００２９】
図４は、電源用チョークコイル１０に、図３で示した外側コア２６を組み合わせた図である。図４（Ａ）は上方からの外観図であり、図４（Ｂ）は下方からの外観図である。外側コア２６と電源用チョークコイル１０の間には微小な間隙を設けている。第１コイル１４からの第１端子１８と第２端子２０、及び、第２コイル１６からの第３端子２２と第４端子２４は、先端部の絶縁被膜は剥がされ、回路部品を搭載するプリント基板の電極パターンにハンダ付けされ固定される。
【００３０】
図５は、コイルを板状コイルとして直交させた電源用チョークコイル３０である。第１板状コイル３２と第２板状コイル３４は、絶縁物質３６を挟んで、磁気コア１２に巻回されている。絶縁物質３６を挟むのは、板状コイルは導体のため、重ね合わせたときにお互いを電気的に分離するためである。第１板状コイル３２と第２板状コイル３４が直交しているため、他の板状コイルを動作させている時には、側面部が磁束の通過する空間となる。このため、第１板状コイル３２と第２板状コイル３４の側面部にはスリット３８を設けて、渦電流損を抑えている。板状コイルの材料は、銅板等である。板状コイルは、特に大電流用のチョークコイルとして適している。
【００３１】
図６は、図１で示した電源用チョークコイル１０に対して、さらに板状コイルを重ねた電源用チョークコイル４０である。磁気コア１２に、線状の第１コイル１４と第２コイル１６を直交して巻回し、さらに重ねて第１板状コイル３２と第２板状コイル３４が、絶縁物質３６を挟んで、磁気コア１２に巻回されている。この様な構造では、第１コイル１４と第１板状コイル３２が同方向に巻回されており、変圧器構造となっている。同様に、第２コイル１６と第２板状コイル３４が同方向に巻回されており、変圧器構造となっている。即ち、磁気コア１２を共有した２つの変圧器を備える電源用チョークコイルである。
【００３２】
次に、本発明による電源用チョークコイルを具体的電源回路に適用したいくつかの例について説明する。
【００３３】
図７は、本発明による電源用チョークコイル１０を利用したブリッジレスＦＰＣを示した回路図である。基本的な回路構成は、図２０で示した従来のブリッジレスＦＰＣと同様であるが、インダクタＬａとＬｂを、本発明による電源用チョークコイル１０を使用している。交流入力ＡＣの両端から、電源用チョークコイル１０の第１コイル１４で構成されるインダクタＬａと電源用チョークコイル１０の第２コイル１６で構成されるインダクタＬｂとに接続されている。
【００３４】
図８は、プリント基板５２に本発明による電源用チョークコイル１０を搭載した状態を示している。この例では、磁束の外部への漏れを防ぐために、電源用チョークコイル１０は外部コア２６で囲まれている。プリント基板５２の裏側には、電源用チョークコイル１０を接続するための電極パターンが形成されている。第１コイル１４からの第１端子１８は、第１電極パターン４２に、第１コイル１４からの第２端子２０は、第２電極パターン４４に接続されている。また、第２コイル１６からの第３端子２２は、第３電極パターン４６に、第２コイル１６からの第４端子２４は、第４電極パターン４８に接続されている。インターリーブ方式は、第１電極パターン４２と第２電極パターン４４を使用して流す電流と、第３電極パターン４６と第４電極パターン４８を使用して流す電流とを相互に流す制御を行っている。
【００３５】
図９は、交流入力と、パルス制御回路Ｃ１，Ｃ２からスイッチングパルス信号Ｃ１OUT，Ｃ２OUTが出力され、ＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を制御するスイッチングパルスを示した説明図である。交流入力は、正極をＡ相、負極をＢ層としている。インターリーブ方式は、このＡ層とＢ層を交互にスイッチングパルスで制御するが、パルス制御回路Ｃ１はＡ相を、パルス制御回路Ｃ２はＢ相を制御する。
【００３６】
交流入力は、正弦波電圧であり、この電圧波形がＡ相のときはパルス制御回路Ｃ１からのスイッチングパルス信号Ｃ１OUTによりスイッチング素子Ｑ１をオン・オフするが、この場合にインダクタＬａを流れる電流は、スイッチング素子Ｑ１のオン・オフにより三角波状の電流となる。この場合、インダクタＬａに流れる電流が０にならないように、スイッチング素子Ｑ１のオン・オフを制御するのが電流連続モードであり、インダクタＬａに流れる電流が０になったときにスイッチング素子Ｑ１のオン・オフを制御するのが電流臨界モードであり、インダクタＬａに流れる電流が０となる一定の時間を有するようにスイッチング素子Ｑ１のオン・オフを制御するのが電流不連続モードである。
【００３７】
図１０は、図７で示したブリッジレスＦＰＣ回路５０の動作を説明する図であり交流入力がＡ相の場合を示している。図１０（Ａ）はブリッジレスＦＰＣ回路５０におけるＡ相での電流の流れを示し、図１０（Ｂ）は、その場合に、プリント基板５２に搭載された電源用チョークコイル１０に接続されている第１電極パターン４２と第２電極パターン４４に電流が流れていること示すため、電極パターンに斜線を加えている。第３電極パターン４６と第４電極パターン４８には電流は流れていない。
【００３８】
Ａ相での動作モードでは、パワーＭＯＳＦＥＴを使用したスイッチング素子Ｑ１とダイオードＤ１で動作セルを構成し、スイッチング素子Ｑ１及びダイオードＤ１は、そのハーフラインサイクルにわたってブーストスイッチングモードで動作する。スイッチング素子Ｑ１のオン・オフ制御は、パルス制御回路Ｃ１で行われる。
【００３９】
最初のスタート時にダイオードＤｃからの電流によりブーストコンデンサＣｏが充電され、ピーク充電になるとコンパレータ（図示せず）が動作するため、その後ダイオードＤｃには電圧は印加されず、動作モードに影響を与えない。ブーストコンデンサＣｏがピーク充電されると、Ａ相電流Ｉａは、電源チョークコイルの第１コイル１４と磁気コア１２で構成されるインダクタＬａと、ダイオードＤ１を通ってブーストコンデンサＣｏと負荷Ｒｏに流れる。
【００４０】
リターンダイオードＤｂは、ＰＦＣの出力ラインが入力ラインにリンクされ、Ｄｂがリターンパスとなる。これにより、入力ライン電圧はフローティングではなく、通常のグランド基準となる。また、スイッチング素子Ｑ２のボディダイオードＤｑ２が電流のリターンパスとして導通する。このため、ボディダイオードＤｑ２での電圧降下が、ダイオードＤｂでの電圧降下よりも小さい場合は、リターンパスでの電流がダイオードＤｂに流れにくくなるので、ダイオードＤｂは、オン電圧の低いものを選定して、リターン電流が他相のパワーＭＯＳＦＥＴに流れないようにしている。
【００４１】
図１１は、図７で示したブリッジレスＦＰＣ回路５０の動作を説明する図であり交流入力がＢ相の場合を示している。図１１（Ａ）はブリッジレスＦＰＣ回路５０におけるＢ相での電流の流れを示し、図１１（Ｂ）は、その場合に、プリント基板５２に搭載された電源用チョークコイル１０に接続されている第３電極パターン４６と第４電極パターン４８に電流が流れていること示すため、電極パターンに斜線を加えている。第１電極パターン４２と第２電極パターン４４には電流は流れていない。
【００４２】
Ｂ相での動作モードもＡ相と同様であり、パワーＭＯＳＦＥＴを使用したスイッチング素子Ｑ２とダイオードＤ２で動作セルを構成し、スイッチング素子Ｑ２及びダイオードＤ２は、そのハーフラインサイクルにわたってブーストスイッチングモードで動作する。スイッチング素子Ｑ２のオン・オフ制御は、パルス制御回路Ｃ２で行われる。
【００４３】
最初のスタート時にダイオードＤｄからの電流によりブーストコンデンサＣｏが充電されるが、その後ダイオードＤｄには電圧は印加されず、動作モードに影響を与えない。ブーストコンデンサＣｏがピーク充電されると、Ｂ相電流Ｉｂは、電源チョークコイルの第２コイル１６と磁気コア１２で構成されるインダクタＬｂと、ダイオードＤ２を通ってブーストコンデンサＣｏと負荷Ｒｏに流れる。
【００４４】
リターンダイオードＤａは、ＰＦＣの出力ラインが入力ラインにリンクされ、Ｄａがリターンパスとなる。また、スイッチング素子Ｑ１のボディダイオードＤｑ１が電流のリターンパスとして導通する。リターンダイオードＤａについてもターンダイオードＤａと同じく、オン電圧の低いものを選定している。
【００４５】
Ａ相とＢ相では、本発明による直交コイルにより磁気コアを共有しているので、２相のインターリーブ方式においても１個のチョークコイルであっても電磁結合が無く、それぞれ他の相の回路電位を変化させることなく相互作用が発生しない。さらに、従来は２つのインダクタを使用しなければならなかったが、１個のチョークコイルで２個のインダクタを実現しており、プリント基板上に搭載した場合は、実装スペースが少なくできるため、電源の小型化に効果的である。
【００４６】
図１２は、本発明による電源用チョークコイルを搭載したＦＰＣの側面の概略を示している。電源用チョークコイル１０は１個であり、スイッチング素子Ｑ１，ダイオードＤ１、ブーストコンデンサＣｏやヒートシンク５４等の回路部品を搭載しても小型で薄い電源が実現できる。
【００４７】
次に、本発明の直交コイル方式による電源用チョークコイルを利用した回路例について説明する。
【００４８】
図１３は、倍電圧整流型ＰＦＣ回路である。交流入力ＡＣと、ダイオードＤ１とダイオードＤ２が並列に接続されている。ダイオードＤ１とダイオードＤ２は逆方向に接続され、さらに、それぞれのダイオードは、本発明による電源用チョークコイル１０に接続される。電源用チョークコイル１０には直交した第１コイル１４からなるインダクタＬａと第２コイル１６からなるインダクタＬｂとが存在し、ダイオードＤ１とインダクタＬａ、ダイオードＤ２とインダクタＬｂとが接続されている。さらに、インダクタＬａはブーストコンデンサＣｏ１，インダクタＬｂはブーストコンデンサＣｏ２に接続している。ダイオードＤ１とインダクタＬａ間にはＭＯＳＦＥＴによるスイッチング素子Ｑ１が接続されている。ダイオードＤ２とインダクタＬｂ間にもＭＯＳＦＥＴによるスイッチング素子Ｑ２が接続されている。
【００４９】
チョークコイル１０には、交流入力のハーフサイクルごとにインダクタＬａとインダクタＬｂに交互に電流が流れ、それぞれの電流は、ブーストコンデンサＣｏ１とブーストコンデンサＣｏ２に流れて充電を行う。従って、出力端子のプラスとマイナス間は直列接続されたブーストコンデンサＣｏ１とブーストコンデンサＣｏ２により倍電圧が発生する。
【００５０】
インダクタＬａにはＡ相電流Ｉａが、インダクタＬｂにはＢ相電流Ｉｂが流れることになるが、それぞれ交互に電流が流れることになるため、本発明による直交コイル方式による電源用チョークコイルを適用できる。この場合も、それぞれの電流が同時に流れることはなく、磁束も直交しているため、相互に電気的な影響を与えることはない。
【００５１】
図１４は、インターリーブ方式昇圧コンバータ回路６２であり、入力は直流入力である。インダクタＬａ、ダイオードＤ１とスイッチング素子Ｑ１で構成される第１の昇圧コンバータと、インダクタＬｂ、ダイオードＤ２とスイッチング素子Ｑ２で構成される第２の昇圧コンバータの２つの昇圧コンバータを備え、ブーストコンデンサＣｏと負荷Ｒｏに電流を流す。この２つの昇圧コンバータで使用されるインダクタに、本発明の直交コイル方式を用いた電源用チョークコイルを適用している。
【００５２】
２つの昇圧コンバータは、スイッチング素子Ｑ１のパルス制御回路Ｃ１と、スイッチング素子Ｑ２のパルス制御回路Ｃ２により制御され、インダクタＬａを流れる電流ＩLaとインダクタＬｂを流れる電流ＩLbとは１８０度逆位相で動作している。
【００５３】
図１５は、図１４に示したインターリーブ方式昇圧コンバータ回路６２において、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２を動作させるパルス制御回路Ｃ１のスイッチングパルス信号Ｃ１OUTとパルス制御回路Ｃ２のスイッチングパルス信号Ｃ２OUTと、インダクタＬａに流れるインダクタ電流ＩLaと、インダクタＬｂに流れるインダクタ電流ＩLbと、トータル電流ＩTOTALを示している。コンデンサＣｏへの入力電流は、トータル電流ＩTOTALであって、２つのインダクタ電流ＩLa及びＩLbの和である。２つのインダクタのリップル電流は逆位相であるため、互いに打ち消しあい、インダクタによる入力リップル電流は小さくなる。デューティ比が５０％のとき、インダクタのリップル電流が最も打ち消しあうことになる。
【００５４】
電流は、連続モードでは２つのインダクタにインダクタ電流ＩLa及びＩLbが同時に流れるためコア体積を大きくしなければならず、また、２つのインダクタ電流ＩLa及びＩLbを重ね合わせたときのリプルが大きくなる。従って、２つの昇圧コンバータを備えた場合の動作モードは、臨界モードまたは不連続モードとする必要がある。このため、インターリーブ方式が適用された昇圧コンバータでは、本発明の直交コイル方式による電源用チョークコイルが好適であり、２つのインダクタを１つのチョークコイルで実現できる。
【００５５】
図１６は、カレントダブラー整流平滑回路６４を示した図である。交流入力ＡＣの両端子が、インダクタＬａとインダクタＬｂに接続され、インダクタＬａとインダクタＬｂの他の端子が接続され、さらにコンデンサＣｏと負荷Ｒｏに接続されている。交流入力ＡＣとインダクタＬａ及びインダクタＬｂの間にはスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２が接続されて、パルス制御回路Ｃ１とパルス制御回路Ｃ２は、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２を交互に動作させている。
【００５６】
交流入力が正となるＡ相では、スイッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチング素子Ｑ２がオンに制御されている。従ってこの場合は、インダクタＬａを流れるインダクタ電流ＩLaと、スイッチング素子Ｑ２からインダクタＬｂに流れるインダクタ電流ＩLbとの和がコンデンサＣｏ及び負荷Ｒｏに流れる。
【００５７】
交流入力ＡＣが負となるＢ相では、スイッチング素子Ｑ１がオン、スイッチング素子Ｑ２がオフに制御されている。従ってこの場合は、交流入力ＡｃからインダクタＬｂを流れるインダクタ電流ＩLbと、スイッチング素子Ｑ１からインダクタＬあに流れるインダクタ電流ＩLbとの和総電流ＩTOTALがコンデンサＣｏ及び負荷Ｒｏに流れる。
【００５８】
図１７は、図１６に示したカレントダブラー整流平滑回路６４において、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２を動作させるパルス制御回路Ｃ１のスイッチングパルス信号Ｃ１OUTとパルス制御回路Ｃ２のスイッチングパルス信号Ｃ２OUTと、インダクタＬａに流れるインダクタ電流ＩLaと、インダクタＬｂに流れるインダクタ電流ＩLbと、トータル電流ＩTOTALを示している。コンデンサＣｏへの入力電流は、トータル電流ＩTOTALであって、２つのインダクタ電流ＩLa及びＩLbの和である。
【００５９】
カレントダブラー整流平滑回路６４においても、インターリーブ方式昇圧コンバータ回路６２と同様に、２つのインダクタのリップル電流は逆位相であるため、互いに打ち消しあい、インダクタによる入力リップル電流は小さくなる。デューティ比が５０％のとき、インダクタのリップル電流が最も打ち消しあうことになる。
【００６０】
電流モードについても動作モードは、臨界モードまたは不連続モードとする必要があり、２つのコイルを直交させているため、１つの磁気コアを共有していても相互のコイルによる磁気的結合は無く、他のコイルによる回路に電気的な影響を与えることが無い。
【００６１】
図１８は、インターリーブ方式ＲＣＣ（Ｒｉｎｇｉｎｇ  Ｃｈｏｋｅ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）回路６６を示している。一般にＲＣＣは、トランスに帰還巻線を設け、スイッチング動作を自励発振型として構成されるが、図１８に示したインターリーブ方式ＲＣＣ回路では、スイッチング動作を、パルス制御回路Ｃ１とパルス制御回路Ｃ２のスイッチングパルス信号により、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２のインターリーブ動作させることで行い、リンギングチョークトランスは、図６で示した２つの変圧器構造のチョークコイル４０を使用している。直流電源ＤＣから、２つのリンギングチョークトランスを並行に接続し、プラス側はダイオードＤ１，Ｄ２を介して接続している。
【００６２】
第１のリンギングチョークトランスは、インダクタＬａ１を電源用チョークコイル４０の第１コイル１４、インダクタＬａ２をチョークコイル４０の第１板状コイル３２として構成される。第２のリンギングチョークトランスは、インダクタＬｂ１をチョークコイル４０の第２コイル１６、インダクタＬｂ２を電源用チョークコイル４０の第１板状コイル３４として構成される。
【００６３】
図１９は、図１８に示したインターリーブ方式ＲＣＣ回路６６において、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２を動作させるパルス制御回路Ｃ１からのスイッチングパルス信号Ｃ１OUTとパルス制御回路Ｃ２からのスイッチングパルス信号Ｃ２OUT、インダクタＬａ１に流れるインダクタ電流ＩA1、インダクタＬａ２に流れるインダクタ電流ＩA2、インダクタＬｂ１に流れるインダクタ電流ＩB1、インダクタＬｂ２に流れるインダクタ電流ＩB2、トータル電流ＩTOTALを示している。コア内トータル電流ＩTOTALは、それぞれのインダクタ電流の和である。２つのリンギングチョークトランスにおける電流は逆位相であり、互いのリップル電流が打ち消しあい、トータルでのリップル電流が小さくなる。
【００６４】
ＲＣＣ回路ではトランスを使用するが、この場合においても、本発明による直交コイル方式による変圧器構造の電源用チョークコイルを利用することで、１個の小型部品の搭載でよく、電源回路の小型化に効果がある。
【００６５】
以上、本発明の実施形態を説明したが、本発明はその目的と利点を損なうことのない適宜の変形を含み、更に、上記の実施形態よる限定は受けない。
【符号の説明】
【００６６】
１０，３０，４０  電源用チョークコイル
１２  磁気コア
１４  第１コイル
１６  第２コイル
１８  第１端子
２０  第２端子
２２  第３端子
２４  第４端子
２６  外側コア
３２  第１板状コイル
３４  第２板状コイル
３６  絶縁物質
３８  スリット
４２  第１電極パターン
４４  第２電極パターン
４６  第３電極パターン
４８  第４電極パターン
５０  ブリッジレスＰＦＣ回路
５２  プリント基板
５４  ヒートシンク
６０  倍電圧整流型ＰＦＣ回路
６２  インターリーブ方式昇圧コンバータ回路
６４  カレントダラー整流平滑回路
６６  インターリーブ方式ＲＣＣ
ＡＣ  交流入力
ＤＣ  直流入力
Ｄ１，Ｄ２，Ｄｃ，Ｄｄ  ダイオード
Ｄａ，Ｄｂ  リターンダイオード
Ｄｑ１，Ｄｑ２  ボディダイオード
Ｌａ，Ｌａ１，Ｌａ２，Ｌｂ，Ｌｂ１，Ｌｂ２  インダクタ
Ｑ１，Ｑ２  スイッチング素子
Ｃ１，Ｃ２  パルス制御回路
Ｃ１OUT，Ｃ２OUT  スイッチングパルス信号
Ｃｏ  ブーストコンデンサ
Ｒｏ  負荷
ＩLa，ＩLb，ＩA1，ＩA2，ＩB1，ＩB2  インダクタ電流
ＩTOTAL  トータル電流
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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