(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷と接続された第１および第２の電力線の間に電気的に接続された複数のスイッチング素子を含む電力変換器と、
第１および第２の直流電源と、
所定のスイッチング周期に従って前記複数のスイッチング素子のオンオフを制御するための制御装置とを備え、
前記電力変換器は、前記複数のスイッチング素子のオンオフを切換えることによって、前記第１および第２の直流電源を並列に充放電させる動作と、前記第１および第２の直流電源を直列に接続して両者を共通に充放電する動作とを切換るように構成され、
前記制御装置は、前記第２の直流電源を前記第１の直流電源によってプリチャージまたはディスチャージする際に、前記第１の直流電源が前記負荷に対する充放電を伴って周期的に充放電を繰り返す一方で、前記第２の直流電源がプリチャージ時には充電のみ、ディスチャージ時には放電のみとされ、かつ、前記スイッチング周期内で前記第１および第２の直流電源の電流が共通となる期間を有するように、前記複数のスイッチング素子のオンオフを制御する、電源システム。
【請求項２】
前記複数のスイッチング素子は、前記第１および第２の電力線の間に直列に順に接続された第１から第４のスイッチング素子を含み、
前記電力変換器は、
前記第２および第３のスイッチング素子の接続ノードと前記第２の電力線との間に、前記第１の直流電源と直列に接続された第１のリアクトルと、
前記第１および第２のスイッチング素子の接続ノードと、前記第３および第４のスイッチング素子の接続ノードとの間に、前記第２の直流電源と直列に接続された第２のリアクトルとをさらに含む、請求項１記載の電源システム。
【請求項３】
前記制御装置は、前記第２の直流電源を前記第１の直流電源によってプリチャージする場合には、各前記スイッチング周期において、前記第１の直流電源および前記第１のリアクトルからの電流を前記負荷へ供給する第１の期間と、前記第２のリアクトル、前記第２の直流電源、前記第１のリアクトルおよび前記第１の直流電源が直列接続された経路に前記負荷からの電流を供給する第２の期間と、前記第２の期間に前記第２のリアクトルに蓄積されたエネルギによって前記第２の直流電源が充電される第３の期間とが設けられるように、前記第１から第４のスイッチング素子のオンオフを制御する、請求項２記載の電源システム。
【請求項４】
前記制御装置は、前記第２の直流電源を前記第１の直流電源によってプリチャージする場合には、前記第３のスイッチング素子をオンに固定するとともに前記第２のスイッチング素子をオフに固定する一方で、前記第１および第４のスイッチング素子をデューティ制御に従ってオンオフする、請求項２記載の電源システム。
【請求項５】
前記制御装置は、前記第２の直流電源を前記第１の直流電源によってディスチャージする場合には、各前記スイッチング周期において、前記第２の直流電源および前記第２のリアクトルからの電流を前記負荷へ供給する第１の期間と、前記第１のリアクトル、前記第１の直流電源、前記第２のリアクトルおよび前記第２の直流電源が直列接続された経路によって前記負荷へ電流を供給する第２の期間と、前記第１のリアクトルおよび前記第１の直流電源に前記負荷からの電流が供給される第３の期間とが設けられるように、前記第１から第４のスイッチング素子のオンオフを制御する、請求項２記載の電源システム。
【請求項６】
前記制御装置は、前記第２の直流電源を前記第１の直流電源によってディスチャージする場合には、前記第３のスイッチング素子をオンに固定するとともに前記第４のスイッチング素子をオフに固定する一方で、前記第１および第２のスイッチング素子をデューティ制御に従ってオンオフする、請求項２記載の電源システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電源システムに関し、より特定的には、２つの直流電源と負荷との間で直流電力変換を実行するための電源システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
特開２０００−２９５７１５号公報（特許文献１）には、２つの直流電源から負荷（車両駆動用電動機）へ電力を供給する電気自動車の電源システムが記載されている。特許文献１では、直流電源として２個の電気二重層キャパシタが用いられる。そして、２個の電気二重層キャパシタを並列接続して負荷へ電力を供給する動作モードを設けることが記載される。
【０００３】
また、特開２００８−５４４７７号公報（特許文献２）には、複数の直流電圧を入力とし、複数の直流電圧を出力する電圧変換装置が記載されている。特許文献２に記載の電力変換装置では、エネルギ蓄積手段（コイル）の端子と、複数の入力電位および複数の出力電位との接続を切換えることによって動作モードが切換えられる。そして、動作モードには２つの直流電源が並列に接続されて負荷へ電力を供給するモードが含まれる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０００−２９５７１５号公報
【特許文献２】特開２００８−５４４７７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
直流電源には、キャパシタに代表されるように、蓄積電荷（ＳＯＣ：State  of  Charge）に応じた電圧変化が大きいタイプのものがある。このような直流電源では、ＳＯＣが零近傍まで低下すると、出力電圧も零近傍まで低下する。したがって、電源システム停止後における自然放電や、安全上あるいは劣化防止の観点からの意図的なディスチャージによって当該直流電源のＳＯＣが低下している場合には、次回の電源システムの起動時に、当該直流電源を一定レベルまでプリチャージしてから負荷の駆動を開始することが必要になる。
【０００６】
特許文献１，２に示すような２個の直流電源を含むシステムでは、システム起動時に一方の直流電源によって、他方の直流電源（キャパシタ）をプリチャージすることが必要になる。プリチャージの際の突入電流を抑制するための構成としては、抵抗を経由した電流経路を形成するために、プリチャージ専用の回路（たとえば、リレーおよび抵抗素子）を配置することが一般的である。
【０００７】
しかしながら、大容量のキャパシタをプリチャージする場合には、突入電流を抑制するための抵抗素子も大型化するため、プリチャージ専用の回路を設けることによって、装置の大型化およびコスト上昇が問題となる。このため、専用回路を追加することなく、かつ、確実に電流を抑制するようにプリチャージを制御することが好ましい。
【０００８】
同様に、直流電源（キャパシタ）を意図的にディスチャージする際にも、専用回路を追加することなく、かつ、確実に電流を抑制できるようにディスチャージを制御することが好ましい。
【０００９】
この発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、部品点数を増加させることなく、過電流の発生を防止して直流電源をプリチャージおよび／またはディスチャージすることが可能な電源システムを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
この発明のある局面では、電源システムは、電力変換器と、第１および第２の直流電源と、制御装置とを含む。電力変換器は、負荷と接続された第１および第２の電力線の間に電気的に接続された複数のスイッチング素子を含む。制御装置は、所定のスイッチング周期に従って複数のスイッチング素子のオンオフを制御するように構成される。電力変換器は、複数のスイッチング素子のオンオフを切換えることによって、第１および第２の直流電源を並列に充放電させる動作と、第１および第２の直流電源を直列に接続して両者を共通に充放電する動作とを切換るように構成される。制御装置は、第２の直流電源を第１の直流電源によってプリチャージまたはディスチャージする際に、第１の直流電源が負荷に対する充放電を伴って周期的に充放電を繰り返す一方で、第２の直流電源がプリチャージ時には充電のみ、ディスチャージ時には放電のみとされ、かつ、スイッチング周期内で第１および第２の直流電源の電流が共通となる期間を有するように、複数のスイッチング素子のオンオフを制御する。
【００１１】
好ましくは、複数のスイッチング素子は、第１および第２の電力線の間に順に直列に接続された第１から第４のスイッチング素子を含む。電力変換器は、第１および第２のリアクトルをさらに含む。第１のリアクトルは、第２および第３のスイッチング素子の接続ノードと第２の電力線との間に第１の直流電源と直列に接続される。第２のリアクトルは、第１および第２のスイッチング素子の接続ノードと第３および第４のスイッチング素子の接続ノードとの間に、第２の直流電源と直列に接続される。
【００１２】
さらに好ましくは、制御装置は、第２の直流電源を第１の直流電源によってプリチャージする場合には、各スイッチング周期において、第１の直流電源および第１のリアクトルからの電流を負荷へ供給する第１の期間と、第２のリアクトル、第２の直流電源、第１のリアクトルおよび第１の直流電源が直列接続された経路に負荷からの電流を供給する第２の期間と、第２の期間に第２のリアクトルに蓄積されたエネルギによって第２の直流電源が充電される第３の期間が設けられるとともに、第１から第４のスイッチング素子のオンオフを制御する。
【００１３】
また、さらに好ましくは、制御装置は、第２の直流電源を第１の直流電源によってプリチャージする場合には、第３のスイッチング素子をオンに固定するとともに第２のスイッチング素子をオフに固定する一方で、第１および第４のスイッチング素子をデューティ制御に従ってオンオフする。
【００１４】
あるいは、さらに好ましくは、制御装置は、第２の直流電源を第１の直流電源によってディスチャージする場合には、各スイッチング周期において、第２の直流電源および第２のリアクトルからの電流を負荷へ供給する第１の期間と、第１のリアクトル、第１の直流電源、第２のリアクトルおよび第２の直流電源が直列接続された経路によって負荷へ電流を供給する第２の期間と、第１のリアクトルおよび第１の直流電源に負荷からの電流が供給される第３の期間とが設けられるように、第１から第４のスイッチング素子のオンオフを制御する。
【００１５】
さらに好ましくは、制御装置は、第２の直流電源を第１の直流電源によってディスチャージする場合には、第３のスイッチング素子をオンに固定するとともに第４のスイッチング素子をオフに固定する一方で、第１および第２のスイッチング素子をデューティ制御に従ってオンオフする。
【発明の効果】
【００１６】
この発明によれば、部品点数を増加させることなく、過電流の発生を防止して直流電源をプリチャージおよび／またはディスチャージすることが可能な電源システムを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の実施の形態による電源システムの構成例を示す回路図である。
【図２】図１に示した負荷の構成例を示す概略図である。
【図３】直流電源の特性の一例を示す概念図である。
【図４】パラレル接続モードにおける第１の回路動作を説明する回路図である。
【図５】パラレル接続モードにおける第２の回路動作を説明する回路図である。
【図６】パラレル接続モードにおける第１の直流電源に対するＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）を説明する回路図である。
【図７】パラレル接続モードにおける第２の直流電源に対するＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）を説明する回路図である。
【図８】シリーズ接続モードにおける回路動作を説明する回路図である。
【図９】シリーズ接続モードにおけるＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）を説明する回路図である。
【図１０】パラレル接続モードにおける負荷側からの等価回路を示すブロック図である。
【図１１】第１の電源の制御動作例を説明するための波形図である。
【図１２】第２の電源の制御動作例を説明するための波形図である。
【図１３】電圧源として動作する電源の制御ブロックの構成例を示す図である。
【図１４】電流源として動作する電源の制御ブロックの構成例を示す図である。
【図１５】パラレル接続モードにおける各制御データの設定を説明する図表である。
【図１６】シリーズ接続モードにおける負荷側からの等価回路を示すブロック図である。
【図１７】シリーズ接続モードにおける制御動作例を説明するための波形図である。
【図１８】シリーズ接続モードにおける電源の制御ブロックの構成例を示す図である。
【図１９】シリーズ接続モードにおける各制御データの設定を説明する図表である。
【図２０】プリチャージ対象の直流電源のＳＯＣと出力電圧との関係を示す概念図である。
【図２１】プリチャージ制御における各スイッチング素子のオンオフ制御を説明するための図表である。
【図２２】プリチャージ制御時の電流波形図である。
【図２３】図２２の電流波形図の各点における回路動作を説明するための第１の回路図である。
【図２４】図２２の電流波形図の各点における回路動作を説明するための第２の回路図である。
【図２５】プリチャージ終了時の電流波形図である。
【図２６】図２５の電流波形図の各点における回路動作を説明するための第１の回路図である。
【図２７】図２５の電流波形図の各点における回路動作を説明するための第２の回路図である。
【図２８】ディスチャージ制御における各スイッチング素子のオンオフ制御を説明するための図表である。
【図２９】ディスチャージ制御時の電流波形図である。
【図３０】図２９の電流波形図の各点における回路動作を説明するための第１の回路図である。
【図３１】図２９の電流波形図の各点における回路動作を説明するための第２の回路図である。
【図３２】本実施の形態による電源システムの起動および停止の一連の制御処理を説明するためのフローチャートである。
【図３３】比較例として示される電力変換器の回路構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下図中の同一または相当部分には同一符号を付して、その説明は原則的に繰返さないものとする。
【００１９】
［実施の形態１］
以下の説明で明らかとなるように、本発明の実施の形態は、電源システムにおけるプリチャージ制御に関するものである。まず、本発明の実施の形態による電源システムの回路構成および回路動作について説明し、その後、当該電源システムの起動時におけるプリチャージ制御について説明することとする。
【００２０】
（回路構成）
図１は、本発明の実施の形態による電源システムの構成例を示す回路図である。
【００２１】
図１を参照して、電源システム５は、直流電源１０と、直流電源２０と、電力変換器５０とを備える。
【００２２】
本実施の形態において、直流電源１０は、たとえばリチウムイオン二次電池やニッケル水素電池のような二次電池で構成される。一方、直流電源２０は、電気二重層キャパシタやリチウムイオンキャパシタ等の出力特性に優れた直流電圧源要素により構成される。すなわち、直流電源２０は、プリチャージおよびディスチャージの対象となる「第２の直流電源」に対応し、直流電源１０は、プリチャージおよびディスチャージの対象との間で充放電を行う「第１の直流電源」に対応する。
【００２３】
電力変換器５０は、直流電源１０および直流電源２０と、負荷３０との間に接続される。電力変換器５０は、負荷３０と接続された電源配線ＰＬ上の直流電圧（以下、出力電圧Ｖｏとも称する）を電圧指令値Ｖｏ＊に従って制御するように構成される。
【００２４】
負荷３０は、電力変換器５０の出力電圧Ｖｏを受けて動作する。電圧指令値Ｖｏ＊は、負荷３０の動作に適した電圧に設定される。電圧指令値Ｖｏ＊は、負荷３０の状態に応じて可変に設定されてもよい。さらに、負荷３０は、回生発電等によって、直流電源１０，２０の充電電力を発生可能に構成されてもよい。
【００２５】
電力変換器５０は、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」とも称する）Ｓ１〜Ｓ４と、リアクトルＬ１，Ｌ２とを含む。本実施の形態において、スイッチング素子としては、ＩＧＢＴ（Insulated  Gate  Bipolar  Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal  Oxide  Semiconductor）トランジスタあるいは電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に対しては、逆並列ダイオードＤ１〜Ｄ４が配置されている。また、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、図示しない制御信号に応答して、オンオフを制御することが可能である。
【００２６】
スイッチング素子Ｓ１は、電源配線ＰＬおよびノードＮ１の間に電気的に接続される。リアクトルＬ２は、ノードＮ１と直流電源２０の正極端子との間に接続される。スイッチング素子Ｓ２はノードＮ１およびＮ２の間に電気的に接続される。ノードＮ１は、スイッチング素子Ｓ１およびＳ２の接続ノードに対応する。
【００２７】
リアクトルＬ１はノードＮ２と直流電源１０の正極端子との間に接続される。以下では、リアクトルＬ１，Ｌ２のインダクタンス値についても、単にＬ１，Ｌ２と表記するものとする。
【００２８】
スイッチング素子Ｓ３は、ノードＮ２およびＮ３の間に電気的に接続される。すなわち、ノードＮ２は、スイッチング素子Ｓ２およびＳ３の接続ノードに対応する。ノードＮ３は、直流電源２０の負極端子と電気的に接続される。スイッチング素子Ｓ４は、ノードＮ３および接地配線ＧＬの間に電気的に接続される。接地配線ＧＬは、負荷３０および、直流電源１０の負極端子と電気的に接続される。
【００２９】
図１から理解されるように、電力変換器５０は、直流電源１０および直流電源２０の各々に対応して昇圧チョッパ回路を備えた構成となっている。すなわち、直流電源１０に対しては、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を上アーム素子とする一方で、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を下アーム素子とする電流双方向の第１の昇圧チョッパ回路が構成される。同様に、直流電源２０に対しては、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４を上アーム素子とする一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３を下アーム素子とする電流双方向の第２の昇圧チョッパ回路が構成される。
【００３０】
そして、第１の昇圧チョッパ回路によって、直流電源１０および電源配線ＰＬの間に形成される電力変換経路と、第２の昇圧チョッパ回路によって、直流電源２０および電源配線ＰＬの間に形成される電力変換経路との両方に、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４が含まれる。
【００３１】
制御装置４０は、負荷３０への出力電圧Ｖｏを制御するために、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフを制御する制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４を生成する。なお、図１では図示を省略しているが、直流電源１０の電圧（以下、Ｖ［１］と表記する）および電流（以下、Ｉ［１］と表記する）、直流電源２０の電圧（以下、Ｖ［２］と表記する）および電流（以下、Ｉ［２］と表記する、ならびに、出力電圧Ｖｏの検出器（電圧センサ，電流センサ）が設けられている。さらに、直流電源１０および２０の温度（以下、Ｔ［１］およびＴ［２］と表記する）の検出器（温度センサ）についても配置することが好ましい。これらの検出器の出力は、制御装置４０へ与えられる。ただし、後述するように、電流センサについては、直流電源１０，２０のいずれか一方のみに設ける構成とすることが可能である。
【００３２】
図２は、負荷３０の構成例を示す概略図である。
図２を参照して、負荷３０は、たとえば電動車両の走行用電動機を含むように構成される。負荷３０は、平滑コンデンサＣＨと、インバータ３２と、モータジェネレータ３５と、動力伝達ギヤ３６と、駆動輪３７とを含む。
【００３３】
モータジェネレータ３５は、車両駆動力を発生するための走行用電動機であり、たとえば、複数相の永久磁石型同期電動機で構成される。モータジェネレータ３５の出力トルクは、減速機や動力分割機構によって構成される動力伝達ギヤ３６を経由して、駆動輪３７へ伝達される。駆動輪３７に伝達されたトルクにより電動車両が走行する。また、モータジェネレータ３５は、電動車両の回生制動時には、駆動輪３７の回転力によって発電する。この発電電力は、インバータ３２によってＡＣ／ＤＣ変換される。この直流電力は、電源システム５に含まれる直流電源１０，２０の充電電力として用いることができる。
【００３４】
なお、モータジェネレータの他にエンジン（図示せず）が搭載されたハイブリッド自動車では、このエンジンおよびモータジェネレータ３５を協調的に動作させることによって、電動車両に必要な車両駆動力が発生される。この際には、エンジンの回転による発電電力を用いて直流電源１０，２０を充電することも可能である。
【００３５】
このように、電動車両は、走行用電動機を搭載する車両を包括的に示すものであり、エンジンおよび電動機により車両駆動力を発生するハイブリッド自動車と、エンジンを搭載しない電気自動車および燃料電池車との両方を含むものである。
【００３６】
電動車両では、走行に必要なパワーの確保と、走行可能距離の拡大とを両立する観点から、直流電源２０として、ある程度大容量のキャパシタが必要となる。このため、プリチャージ専用の抵抗素子を設ける構成では、大型化およびコスト増大が懸念される。
【００３７】
図３は、直流電源１０および２０の特性の一例を示す概念図である。図３には、横軸にエネルギ、縦軸に電力をプロットした、いわゆるラゴンプロットが示される。一般的に、直流電源の出力パワーおよび蓄積エネルギはトレードオフの関係にあるため、高容量型の電源では高出力を得ることが難しく、高出力型の電源では蓄積エネルギを高めることが難しい。
【００３８】
上述のように、代表的にはキャパシタで構成される直流電源２０は、出力パワーが高い、いわゆる高出力型の電源である。一方、二次電池で構成される直流電源１０は、いわゆる高容量型の電源である。このようにすると、高容量型の直流電源１０に蓄積されたエネルギを平準的に長期間使用する一方で、高出力型の直流電源２０をバッファとして使用して、高容量型の電源による不足分を出力することができる。
【００３９】
図３に示されるように、直流電源１０の動作領域１１０は、直流電源２０の動作領域１２０と比較して、出力可能な電力範囲が狭い。一方で、動作領域１２０は、動作領域１１０と比較して、蓄積可能なエネルギ範囲が狭い。
【００４０】
負荷３０の動作点１０１では、高パワーが短時間要求される。たとえば、電動車両では、動作点１０１は、ユーザのアクセル操作による急加速時に対応する。これに対して、負荷３０の動作点１０２では、比較的低パワーが長時間要求される。たとえば、電動車両では、動作点１０２は、継続的な高速定常走行に対応する。
【００４１】
動作点１０１に対しては、主に、高出力型の直流電源２０からの出力によって対応することができる。一方で、動作点１０２に対しては、主に、高容量型の直流電源１０からの出力によって対応することができる。これにより、電動車両では、高容量型のバッテリに蓄積されたエネルギを長時間に亘って使用することによって、電気エネルギによる走行距離を延ばすことができるとともに、ユーザのアクセル操作に対応した加速性能を速やかに確保することができる。
【００４２】
図１に示した電力変換器５０は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の制御によって、並列接続された直流電源１０，２０が負荷３０との間で電力の授受を行なうパラレル接続モードと、直流電源１０，２０が直列接続されて負荷３０との間で電力の授受を実行するシリーズ接続モードとが切換えられることを特徴とする。
【００４３】
パラレル接続モードでは、電源配線ＰＬの出力電圧Ｖｏを制御するように、負荷３０に対して直流電源１０および２０が並列に直流電圧変換（ＤＣ／ＤＣ変換）を実行する。シリーズ接続モードでは、直流電源１０，２０が直列接続された状態で、電源配線ＰＬの出力電圧Ｖｏを制御するための直流電圧変換が実行される。
【００４４】
以下では、電力変換器５０の各動作モードでの基本的な回路動作について説明する。まず、電力変換器５０のパラレル接続モードでの動作について説明する。
【００４５】
（パラレル接続モードでの回路動作および制御）
図４および図５に示されるように、スイッチング素子Ｓ４またはＳ２をオンすることによって、直流電源１０および２０を電源配線ＰＬに対して並列に接続することができる。ここで、パラレル接続モードでは、直流電源１０の電圧Ｖ［１］と直流電源２０の電圧Ｖ［２］との高低に応じて等価回路が異なってくる。
【００４６】
図４（ａ）に示されるように、Ｖ［２］＞Ｖ［１］のときは、スイッチング素子Ｓ４をオンすることにより、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３を介して、直流電源１０および２０が並列に接続される。このときの等価回路が図４（ｂ）に示される。
【００４７】
図４（ｂ）を参照して、直流電源１０および電源配線ＰＬの間では、スイッチング素子Ｓ３のオンオフ制御によって、下アーム素子のオン期間およびオフ期間を交互に形成できる。同様に、直流電源２０および電源配線ＰＬの間では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３を共通にオンオフ制御することによって、昇圧チョッパ回路の下アーム素子のオン期間およびオフ期間を交互に形成できる。なお、スイッチング素子Ｓ１は、負荷３０からの回生を制御するスイッチとして動作する。
【００４８】
一方、図５（ａ）に示されるように、Ｖ［１］＞Ｖ［２］のときには、スイッチング素子Ｓ２をオンすることにより、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を介して、直流電源１０および２０が並列に接続される。このときの等価回路が図５（ｂ）に示される。
【００４９】
図５（ｂ）を参照して、直流電源２０および電源配線ＰＬの間では、スイッチング素子Ｓ３のオンオフ制御によって、下アーム素子のオン期間およびオフ期間を交互に形成できる。同様に、直流電源１０および電源配線ＰＬの間では、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を共通にオンオフ制御することによって、昇圧チョッパ回路の下アーム素子のオン期間およびオフ期間を交互に形成できる。なお、スイッチング素子Ｓ１は、負荷３０からの回生を制御するスイッチとして動作する。
【００５０】
次に、図６および図７を用いて、電力変換器５０のパラレル接続モードにおける昇圧動作について詳細に説明する。
【００５１】
図６には、パラレル接続モードにおける直流電源１０に対するＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）が示される。
【００５２】
図６（ａ）を参照して、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアをオンし、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のペアをオフすることによって、リアクトルＬ１にエネルギを蓄積するための電流経路１５０が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の下アーム素子をオンした状態が形成される。
【００５３】
これに対して、図６（ｂ）を参照して、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアをオフするとともに、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のペアをオンすることによって、リアクトルＬ１の蓄積エネルギを直流電源１０のエネルギとともに出力するための電流経路１５１が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の上アーム素子をオンした状態が形成される。
【００５４】
スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアがオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の少なくとも一方がオフされている第１の期間と、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のペアがオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の少なくとも一方がオフされている第２の期間とを交互に繰返すことにより、図６（ａ）の電流経路１５０および図６（ｂ）の電流経路１５１が交互に形成される。
【００５５】
この結果、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のペアを等価的に上アーム素子とし、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアを等価的に下アーム素子とする昇圧チョッパ回路が、直流電源１０に対して構成される。図６に示されるＤＣ／ＤＣ変換動作では、直流電源２０への電流流通経路がないため、直流電源１０および２０は互いに非干渉である。すなわち、直流電源１０および２０に対する電力の入出力を独立に制御することが可能である。
【００５６】
このようなＤＣ／ＤＣ変換において、直流電源１０の電圧Ｖ［１］と、電源配線ＰＬの出力電圧Ｖｏとの間には、下記（１）式に示す関係が成立する。（１）式では、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアがオンされる期間のデューティ比をＤａとする。
【００５７】
Ｖｏ＝１／（１−Ｄａ）・Ｖ［１］        …（１）
図７には、パラレル接続モードにおける直流電源２０に対するＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）が示される。
【００５８】
図７（ａ）を参照して、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアをオンし、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のペアをオフすることによって、リアクトルＬ２にエネルギを蓄積するための電流経路１６０が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の下アーム素子をオンした状態が形成される。
【００５９】
これに対して、図７（ｂ）を参照して、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアをオフするとともに、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のペアをオンすることによって、リアクトルＬ２の蓄積エネルギを直流電源２０のエネルギとともに出力するための電流経路１６１が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の上アーム素子をオンした状態が形成される。
【００６０】
スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアがオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４の少なくとも一方がオフされている第１の期間と、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のペアがオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３の少なくとも一方がオフされている第２の期間とを交互に繰返すことにより、図７（ａ）の電流経路１６０および図７（ｂ）の電流経路１６１が交互に形成される。
【００６１】
この結果、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のペアを等価的に上アーム素子とし、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアを等価的に下アーム素子とする昇圧チョッパ回路が、直流電源２０に対して構成される。図７に示されるＤＣ／ＤＣ変換動作では、直流電源１０を含む電流経路がないため、直流電源１０および２０は互いに非干渉である。すなわち、直流電源１０および２０に対する電力の入出力を独立に制御することが可能である。
【００６２】
このようなＤＣ／ＤＣ変換において、直流電源２０の電圧Ｖ［２］と、電源配線ＰＬの出力電圧Ｖｏとの間には、下記（２）式に示す関係が成立する。（２）式では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアがオンされる期間のデューティ比をＤｂとする。
【００６３】
Ｖｏ＝１／（１−Ｄｂ）・Ｖ［２］        …（２）
（シリーズ接続モードでの回路動作）
次に、図８および図９を用いて、電力変換器５０のシリーズ接続モードでの回路動作について説明する。
【００６４】
図８（ａ）に示されるように、スイッチング素子Ｓ３をオン固定することによって、直流電源１０および２０を電源配線ＰＬに対して直列に接続することができる。このときの等価回路が図８（ｂ）に示される。
【００６５】
図８（ｂ）を参照して、シリーズ接続モードでは、直列接続された直流電源１０および２０と電源配線ＰＬとの間では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４を共通にオンオフ制御することによって、昇圧チョッパ回路の下アーム素子のオン期間およびオフ期間を交互に形成できる。なお、スイッチング素子Ｓ１は、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のオフ期間にオンされることによって、負荷３０からの回生を制御するスイッチとして動作する。また、オン固定されたスイッチング素子Ｓ３により、リアクトルＬ１をスイッチング素子Ｓ４と接続する配線１５が等価的に形成される。
【００６６】
次に、図９を用いて、シリーズ接続モードにおけるＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）を説明する。
【００６７】
図９（ａ）を参照して、直流電源１０，２０を直列接続するためにスイッチング素子Ｓ３がオン固定される一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオンし、スイッチング素子Ｓ１がオフされる。これにより、リアクトルＬ１，Ｌ２にエネルギを蓄積するための電流経路１７０，１７１が形成される。この結果、直列接続された直流電源１０，２０に対して、昇圧チョッパ回路の下アーム素子をオンした状態が形成される。
【００６８】
これに対して、図９（ｂ）を参照して、スイッチング素子Ｓ３をオン固定したままで、図９（ａ）とは反対に、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオフし、スイッチング素子Ｓ１がオンされる。これにより、電流経路１７２が形成される。電流経路１７２により、直列接続された直流電源１０，２０からのエネルギと、リアクトルＬ１，Ｌ２に蓄積されたエネルギとの和が電源配線ＰＬへ出力される。この結果、直列接続された直流電源１０，２０に対して、昇圧チョッパ回路の上アーム素子をオンした状態が形成される。
【００６９】
スイッチング素子Ｓ３がオン固定された下で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオンされる一方でスイッチング素子Ｓ１がオフされている第１の期間と、スイッチング素子Ｓ１がオンされる一方でスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４がオフされている第２の期間とを交互に繰返すことにより、図９（ａ）の電流経路１７０，１７１および図９（ｂ）の電流経路１７２が交互に形成される。
【００７０】
シリーズ接続モードのＤＣ／ＤＣ変換では、直流電源１０の電圧Ｖ［１］、直流電源２０の電圧Ｖ［２］、および、電源配線ＰＬの出力電圧Ｖｏの間には、下記（３）式に示す関係が成立する。（３）式では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオンされる第１の期間のデューティ比をＤｃとする。
【００７１】
Ｖｏ＝１／（１−Ｄｃ）・（Ｖ［１］＋Ｖ［２］）        …（３）
ただし、Ｖ［１］およびＶ［２］が異なるときや、リアクトルＬ１，Ｌ２のインダクタンスが異なるときには、図９（ａ）の動作終了時におけるリアクトルＬ１，Ｌ２の電流値がそれぞれ異なる。したがって、図９（ｂ）の動作への移行直後には、リアクトルＬ１の電流の方が大きいときには電流経路１７３を介して差分の電流が流れる。一方、リアクトルＬ２の電流の方が大きいときには電流経路１７４を介して、差分の電流が流れる。
【００７２】
次に、電力変換器５０の各動作モードでの制御動作について説明する。まず、図１０〜図１５を用いて、パラレル接続モードにおける制御動作を説明する。
【００７３】
（パラレル接続モードにおける制御動作）
図１０には、パラレル接続モードにおける負荷側から見た等価回路が示される。
【００７４】
図１０を参照して、パラレル接続モードでは、直流電源１０と負荷３０との間で直流電力変換を実行する電源ＰＳ１と、直流電源２０と負荷３０との間で直流電力変換を実行する電源ＰＳ２とは、負荷３０に対して並列に電力を授受する。電源ＰＳ１は、図６に示した直流電圧変換動作を実行する昇圧チョッパ回路に相当する。同様に、電源ＰＳ１は、図７に示した直流電圧変換動作を実行する昇圧チョッパ回路に相当する。
【００７５】
すなわち、電源ＰＳ１は、直流電源１０の電圧Ｖ［１］および出力電圧Ｖｏの間で、式（１）に示した電圧変換比による直流電圧変換機能を有する。同様に、電源ＰＳ２は、直流電源１０の電圧Ｖ［２］および出力電圧Ｖｏの間で、式（２）に示した電圧変換比による直流電圧変換機能を有する。
【００７６】
パラレル接続モードでは、両方の電源で共通の制御（出力電圧Ｖｏの電圧制御）を同時に実行すると、負荷側で、電源ＰＳ１およびＰＳ２が並列接続される形になるため、回路が破綻する可能性がある。したがって、電源ＰＳ１および電源ＰＳ２の一方の電源が、出力電圧Ｖｏを制御する電圧源として動作する。そして、電源ＰＳ１および電源ＰＳ２の他方の電源は、当該電源の電流を電流指令値に制御する電流源として動作する。各電源ＰＳ１，ＰＳ２での電圧変換比は、電圧源または電流源として動作するように制御される。
【００７７】
電源ＰＳ１を電流源とし電源ＰＳ２を電圧源として制御した場合には、直流電源１０の電力Ｐ［１］、直流電源２０の電力Ｐ［２］、負荷３０の電力Ｐｏおよび、電流源における電流指令値Ｉｉ＊の間には、下記（４）式の関係が成立する。
【００７８】
Ｐ［２］＝Ｐｏ−Ｐ［１］＝Ｐｏ−Ｖ［１］・Ｉｉ＊      …（４）
直流電源１０の電圧Ｖ［１］の検出値に応じて、Ｐ＊＝Ｖ［１］・Ｉｉ＊が一定になるように電流指令値Ｉｉ＊を設定すれば、電流源を構成する直流電源１０の電力Ｐ［１］を電力指令値Ｐｉ＊に制御できる。
【００７９】
これに対して、電源ＰＳ２を電流源とし電源ＰＳ１を電圧源として制御した場合には、下記（５）式の関係が成立する。
【００８０】
Ｐ［１］＝Ｐｏ−Ｐ［２］＝Ｐｏ−Ｖ［２］・Ｉｉ＊      …（５）
同様に、電流源を構成する直流電源２０の電力Ｐ［２］についても、Ｐ＊＝Ｖ［２］・Ｉｉ＊が一定になるように電流指令値Ｉｉ＊を設定すれば、電力指令値Ｐｉ＊に制御できる。
【００８１】
図１１には直流電源１０に対応する電源ＰＳ１の具体的な制御動作例を説明するための波形図が示される。
【００８２】
図１１を参照して、電源ＰＳ１でのデューティ比Ｄａ（式（１）参照）は、電圧源として動作するための電圧フィードバック制御（図１３）または電流源として動作するための電流フィードバック制御（図１４）によって算出される。なお、図１１中では、デューティ比Ｄａを示す電圧信号を、同一の符号Ｄａで示している。
【００８３】
電源ＰＳ１の制御パルス信号ＳＤａは、デューティ比Ｄａと、周期的なキャリア信号２５との比較に基づくパルス幅変調（ＰＷＭ）制御によって生成される。一般的に、キャリア信号２５には、三角波が用いられる。キャリア信号２５の周期は、各スイッチング素子のスイッチング周波数に相当し、キャリア信号２５の振幅は、Ｄａ＝１．０に対応する電圧に設定される。
【００８４】
制御パルス信号ＳＤａは、デューティ比Ｄａを示す電圧が、キャリア信号２５の電圧よりも高いときに論理ハイレベル（以下、Ｈレベル）に設定される一方で、キャリア信号２５の電圧よりも低いときに論理ローレベル（以下、Ｌレベル）に設定される。制御パルス信号／ＳＤａは、制御パルス信号ＳＤａの反転信号である。デューティ比Ｄａが高くなると、制御パルス信号ＳＤａのＨレベル期間が長くなる。反対に、デューティ比Ｄａが低くなると、制御パルス信号ＳＤａのＬレベル期間が長くなる。
【００８５】
したがって、制御パルス信号ＳＤａは、図６に示した昇圧チョッパ回路の下アーム素子のオンオフを制御する信号に対応する。すなわち、制御パルス信号ＳＤａのＨレベル期間で下アーム素子がオンされる一方で、Ｌレベル期間で下アーム素子がオフされる。一方、制御パルス信号／ＳＤａは、図６に示した昇圧チョッパ回路の上アーム素子のオンオフを制御する信号に対応する。
【００８６】
図１２には直流電源２０に対応する電源ＰＳ２の具体的な制御動作例を説明するための波形図が示される。
【００８７】
図１２を参照して、電源ＰＳ２においても、電源ＰＳ１と同様のパルス幅変調制御によって、デューティ比Ｄｂ（式（２）参照）に基づいて、制御パルス信号ＳＤｂおよび、その反転信号／ＳＤｂが生成される。したがって、制御パルス信号ＳＤｂは、図７に示した昇圧チョッパ回路の下アーム素子のオンオフを制御する信号に対応する。制御パルス信号／ＳＤｂは、図７に示した昇圧チョッパ回路の上アーム素子のオンオフを制御する信号に対応する。
【００８８】
なお、デューティ比Ｄｂは、電源ＰＳ１が電圧源として動作するときには、電源ＰＳ２が電流源として動作するための電流フィードバック制御（図１４）によって算出される。反対に、デューティ比Ｄｂは、電源ＰＳ１が電流源として動作するときには、電源ＰＳ２が電圧源として動作するための電圧フィードバック制御（図１３）によって算出される。
【００８９】
図１３には、電圧源として動作する電源の制御ブロック２０１の構成例が示される。
図１３を参照して、制御ブロック２０１は、電圧指令値Ｖｏ＊と、出力電圧Ｖｏの偏差をＰＩ（比例積分）演算したフィードバック制御量と、フィードフォワード制御量ＤｖＦＦとの和に従って、電圧制御のためのデューティ比指令値Ｄｖを生成する。伝達関数Ｈｖは、電圧源として動作する電源ＰＳ１またはＰＳ２の伝達関数に相当する。
【００９０】
図１４には、電流源として動作する電源の制御ブロック２０２の構成例が示される。
図１４を参照して、制御ブロック２０２は、電流指令値Ｉｉ＊と、電流制御される直流電源１０または２０の電流Ｉｉとの偏差をＰＩ（比例積分）演算したフィードバック制御量と、フィードフォワード制御量ＤｉＦＦとの和に従って、電流制御のためのデューティ比指令値Ｄｉを生成する。伝達関数Ｈｉは、電流源として動作する電源ＰＳ２またはＰＳ１の伝達関数に相当する。
【００９１】
図１５には、パラレル接続モードにおける各制御データの設定が示される。図１５の左欄には、電源ＰＳ１（直流電源１０）を電流源とし電源ＰＳ２（直流電源２０）を電圧源として制御した場合の各制御データの設定が示される。
【００９２】
図１５の左欄を参照して、電圧制御のためのデューティ比指令値Ｄｖが、電源ＰＳ２（直流電源２０）のデューティ比Ｄｂに用いられるとともに、電流制御のためのデューティ比指令値Ｄｉが、電源ＰＳ１（直流電源１０）のデューティ比Ｄａに用いられる。電流制御によって制御される電流Ｉｉは、直流電源１０の電流Ｉ［１］となる。なお、電圧制御によって制御される電圧は、電源ＰＳ１，ＰＳ２のいずれを電圧源としても出力電圧Ｖｏである。
【００９３】
図１５中の伝達関数Ｈｖは、図７に示した直流電源２０に対応する昇圧チョッパ回路の伝達関数に相当する。また、図１４中の伝達関数Ｈｉは、図６に示した直流電源１０に対応する昇圧チョッパ回路の伝達関数に相当する。
【００９４】
電圧制御におけるフィードフォワード制御量ＤｖＦＦは、下記（６）式に示すように、出力電圧Ｖｏと直流電源２０の電圧Ｖ［２］との電圧差に応じて設定される。また、電流制御におけるフィードフォワード制御量ＤｉＦＦは、下記（７）式に示すように、出力電圧Ｖｏと直流電源１０の電圧Ｖ［１］との電圧差に応じて設定される。
【００９５】
ＤｖＦＦ＝（Ｖｏ−Ｖ［２］）／Ｖｏ        …（６）
ＤｉＦＦ＝（Ｖｏ−Ｖ［１］）／Ｖｏ        …（７）
デューティ比Ｄａ（Ｄａ＝Ｄｉ）に応じて、図１１に示した制御パルス信号ＳＤａおよび／ＳＤａが生成される。同様に、デューティ比Ｄｂ（Ｄｂ＝Ｄｖ）に応じて、図１２に示した制御パルス信号ＳＤｂおよび／ＳＤｂが生成される。
【００９６】
スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフをそれぞれ制御するための制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４は、電源ＰＳ１の電流制御のための制御パルス信号と、電源ＰＳ２の電圧制御のための制御信号パルスの論理和をとる態様で設定される。
【００９７】
スイッチング素子Ｓ１は、図６および図７の昇圧チョッパ回路の各々で上アーム素子を形成する。したがって、スイッチング素子Ｓ１のオンオフを制御する制御信号ＳＧ１は、制御パルス信号／ＳＤａおよび／ＳＤｂの論理和によって生成される。すなわち、制御信号ＳＧ１は、制御パルス信号／ＳＤａおよび／ＳＤｂの少なくとも一方がＨレベルの期間でＨレベルに設定される。そして、制御信号ＳＧ１は、制御パルス信号／ＳＤａおよび／ＳＤｂの両方がＬレベルの期間でＬレベルに設定される。
【００９８】
この結果、スイッチング素子Ｓ１は、図６の昇圧チョッパ回路（直流電源１０）の上アーム素子および、図７の昇圧チョッパ回路（直流電源２０）の上アーム素子の両方の機能を実現するように、オンオフ制御される。
【００９９】
スイッチング素子Ｓ２は、図６の昇圧チョッパ回路では上アーム素子を形成し、図７の昇圧チョッパ回路では下アーム素子を形成する。したがって、スイッチング素子Ｓ２のオンオフを制御する制御信号ＳＧ２は、制御パルス信号／ＳＤａおよびＳＤｂの論理和によって生成される。これにより、スイッチング素子Ｓ２は、図６の昇圧チョッパ回路（直流電源１０）の上アーム素子および、図７の昇圧チョッパ回路（直流電源２０）の下アーム素子の両方の機能を実現するように、オンオフ制御される。
【０１００】
同様にして、スイッチング素子Ｓ３の制御信号ＳＧ３は、制御パルス信号ＳＤａおよびＳＤｂの論理和によって生成される。これにより、スイッチング素子Ｓ３は、図６の昇圧チョッパ回路（直流電源１０）の下アーム素子および、図７の昇圧チョッパ回路（直流電源２０）の下アーム素子の両方の機能を実現するように、オンオフ制御される。
【０１０１】
また、スイッチング素子Ｓ４の制御信号ＳＧ４は、制御パルス信号ＳＤａおよび／ＳＤｂの論理和によって生成される。これにより、スイッチング素子Ｓ４は、図６の昇圧チョッパ回路（直流電源１０）の下アーム素子および、図７の昇圧チョッパ回路（直流電源２０）の上アーム素子の両方の機能を実現するように、オンオフ制御される。
【０１０２】
図１５の右欄には、電源ＰＳ１（直流電源１０）を電圧源とし電源ＰＳ２（直流電源２０）を電流源として制御した場合の各制御データの設定が示される。
【０１０３】
図１５の右欄を参照して、電圧制御のためのデューティ比指令値Ｄｖが、電源ＰＳ１（直流電源１０）のデューティ比Ｄａに用いられるとともに、電流制御のためのデューティ比指令値Ｄｉが、電源ＰＳ２（直流電源２０）のデューティ比Ｄｂに用いられる。電流制御によって制御される電流Ｉｉは、直流電源２０の電流Ｉ［２］となる。電圧制御によって制御される電圧は、出力電圧Ｖｏである。
【０１０４】
図１４中の伝達関数Ｈｖは、図６に示した直流電源１０に対応する昇圧チョッパ回路の伝達関数に相当する。また、図１４中の伝達関数Ｈｉは、図７に示した直流電源２０に対応する昇圧チョッパ回路の伝達関数に相当する。
【０１０５】
電圧制御におけるフィードフォワード制御量ＤｖＦＦは、下記（８）式に示すように、出力電圧Ｖｏと直流電源２０の電圧Ｖ［１］との電圧差に応じて設定される。また、電流制御におけるフィードフォワード制御量ＤｉＦＦは、下記（９）式に示すように、出力電圧Ｖｏと直流電源１０の電圧Ｖ［２］との電圧差に応じて設定される。
【０１０６】
ＤｖＦＦ＝（Ｖｏ−Ｖ［１］）／Ｖｏ        …（８）
ＤｉＦＦ＝（Ｖｏ−Ｖ［２］）／Ｖｏ        …（９）
デューティ比Ｄａ（Ｄａ＝Ｄｖ）に応じて、図１１に示した制御パルス信号ＳＤａおよび／ＳＤａが生成される。同様に、デューティ比Ｄｂ（Ｄｂ＝Ｄｉ）に応じて、図１２に示した制御パルス信号ＳＤｂおよび／ＳＤｂが生成される。
【０１０７】
スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフをそれぞれ制御するための制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４は、電源ＰＳ１の電圧制御のための制御パルス信号と、電源ＰＳ２の電流制御のための制御信号パルスの論理和をとる態様で設定される。したがって、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４は、図１５の左欄と同様に生成される。
【０１０８】
パラレル接続モードでは、制御信号ＳＧ２およびＳＧ４が相補のレベルに設定されているので、スイッチング素子Ｓ２およびＳ４は相補的にオンオフされる。これにより、図４に示したＶ［２］＞Ｖ［１］のときの動作と、図５に示したＶ［１］＞Ｖ［２］の動作とが、自然に切替えられる。さらに、各動作において、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３が相補にオンオフされることにより、電源ＰＳ１，ＰＳ２のそれぞれにおいて、デューティ比Ｄａ，Ｄｂに従った直流電圧変換が実行できる。
【０１０９】
パラレル接続モードでは、出力電圧Ｖｏの制御ととともに、一方の直流電源の電流制御によって、直流電源１０，２０の出力電力を制御することが可能である。したがって、パラレル接続モードでは、直流電源１０，２０の電力管理性が向上する。また、直流電源１０，２０を並列に用いるので、負荷３０からの充放電要求への対応性にも優れる。
【０１１０】
（シリーズ接続モードにおける制御動作）
次に、図１６〜図１９を用いて、シリーズ接続モードにおける制御動作を説明する。
【０１１１】
図１６には、シリーズ接続モードにおける負荷側から見た等価回路が示される。
図１６を参照して、シリーズ接続モードでは、負荷３０に対して、電源ＰＳ１および電源ＰＳ２が直列に接続される。このため、電源ＰＳ１およびＰＳ２を流れる電流は共通となる。したがって、出力電圧Ｖｏを制御するためには、電源ＰＳ１およびＰＳ２は、共通に電圧制御されることが必要である。
【０１１２】
直列接続された電源ＰＳ１およびＰＳ２は、図９に示した直流電圧変換動作を実行する昇圧チョッパ回路に相当する。すなわち、電源ＰＳ１，ＰＳ２は、直流電源１０，２０の電圧Ｖ［１］およびＶ［２］の和と、出力電圧Ｖｏとの間で、式（３）に示した電圧変換比による直流電圧変換機能を有する。
【０１１３】
シリーズ接続モードでは、直流電源１０の電力Ｐ［１］および直流電源２０の電力Ｐ［２］を直接制御することはできない。直流電源１０の電力Ｐ［１］および電圧Ｖ［１］と、直流電源２０の電力Ｐ［２］および電圧Ｖ［２］との間には、下記（１０）式の関係が成立する。なお、電力Ｐ［１］および電力Ｐ［２］の和が、負荷３０の電力Ｐｏとなる点（Ｐｏ＝Ｐ［１］＋Ｐ［２］）は、パラレル接続モードと同様である。
【０１１４】
Ｐ［１］：Ｐ［２］＝Ｖ［１］：Ｖ［２］      …（１０）
図１７を参照して、電源ＰＳ１，ＰＳ２に共通のデューティ比Ｄｃ（式（３）参照）は、電圧源として動作するための電圧フィードバック制御（図１８）によって算出される。なお、図１７中では、デューティ比Ｄｃを示す電圧信号を、同一の符号Ｄｃで示している。
【０１１５】
制御パルス信号ＳＤｃは、図１１および図１２と同様のパルス幅変調制御によって、デューティ比Ｄｃ（式（３）参照）に基づいて生成される。制御パルス信号／ＳＤｃは、制御パルス信号ＳＤｃの反転信号である。制御パルス信号ＳＤｃは、図９に示した昇圧チョッパ回路の下アーム素子のオンオフを制御する信号に対応する。一方、制御パルス信号／ＳＤｃは、図９に示した昇圧チョッパ回路の上アーム素子のオンオフを制御する信号に対応する。
【０１１６】
図１８には、シリーズ接続モードにおける制御ブロック２０３の構成例が示される。
図１８を参照して、制御ブロック２０３は、出力電圧Ｖｏの電圧指令値Ｖｏ＊と、出力電圧Ｖｏの偏差をＰＩ（比例積分）演算したフィードバック制御量と、フィードフォワード制御量ＤｖＦＦとの和に従って、電圧制御のためのデューティ比指令値Ｄｖを生成する。伝達関数Ｈｖは、直列接続された電源ＰＳ１，ＰＳ２の伝達関数に相当する。
【０１１７】
図１９には、シリーズ接続モードにおける各制御データの設定が示される。
図１９を参照して、図１８に示した電圧制御のためのデューティ比指令値Ｄｖが、デューティ比Ｄｃに用いられる。電圧制御によって制御される電圧は、出力電圧Ｖｏである。図１８中の伝達関数Ｈｖは、図１１に示した昇圧チョッパ回路の伝達関数に相当する。また、フィードフォワード制御量ＤｖＦＦは、下記（１１）に示すように、直列接続された電源電圧Ｖ［１］＋Ｖ［２］と、出力電圧Ｖｏとの電圧差に応じて設定される。
【０１１８】
ＤｖＦＦ＝（Ｖｏ−（Ｖ［２］＋Ｖ［１］））／Ｖｏ        …（１１）
デューティ比Ｄｃ（Ｄｃ＝Ｄｖ）に応じて、図１７に示した制御パルス信号ＳＤｃおよび／ＳＤｃが生成される。
【０１１９】
スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフをそれぞれ制御するための制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４は、制御パルス信号ＳＤｃおよび／ＳＤｃに従って、図９に示した昇圧チョッパ回路を制御するように設定される。
【０１２０】
シリーズ接続モードでは、スイッチング素子Ｓ３をオン固定することによって、直流電源１０および２０が直列に接続される。したがって、制御信号ＳＧ３は、Ｈレベルに固定される。
【０１２１】
スイッチング素子Ｓ１は、図９の昇圧チョッパ回路では上アーム素子を形成する。したがって、制御パルス信号／ＳＤｃが制御信号ＳＧ１として用いられる。また、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４は、図９の昇圧チョッパ回路では下アーム素子を形成する。したがって、制御パルス信号ＳＤｃが制御信号ＳＧ２，ＳＧ４として用いられる。
【０１２２】
シリーズ接続モードでは、Ｖ［１］＋Ｖ［２］と出力電圧Ｖｏとの間での直流電圧変換が実行されるため、昇圧チョッパ回路のデューティ比が、パラレル接続モードよりも低くなる。したがって、直流電源１０，２０の蓄積エネルギ（ＳＯＣ：State of Charge）が低下して、電圧Ｖ［１］，Ｖ［２］が低下しても、直流電圧変換を実行できる。したがって、直流電源１０，２０の蓄積エネルギを効率的に使い切る観点から有利である。また、シリーズ接続モードおよびパラレル接続モードの間では、同一電力を入出力する際の電流は、シリーズ接続モードの方が小さくなる。したがって、シリーズ接続モードは、効率面から有利である。
【０１２３】
なお、上述のように、パラレル接続モードでは、いずれか一方の直流電源について電流制御が実行される。また、シリーズ接続モードでは、各直流電源を流れる電流は同一である。したがって、電流センサについては、パラレル接続モードで電流制御の対象ではない直流電源への配置を省略することによって、低コスト化を図ることが好ましい。一般的には、高容量型の直流電源を電流制御の対象として、蓄積エネルギを平準的に使用することが好ましい。したがって、本実施の形態では、直流電源１０に対してのみ電流センサを配置する構成とすることが好ましい。すなわち、直流電源２０の電流Ｉ［２］を検出するための電流センサについては配置されないことになる。
【０１２４】
（プリチャージ制御）
図２０には、プリチャージ対象の直流電源２０のＳＯＣおよび出力電圧の間の関係が示される。
【０１２５】
図２０を参照して、代表的にはキャパシタで構成される直流電源２０の出力電圧（Ｖ［２］）は、ＳＯＣ（すなわち、蓄積エネルギ）に応じて大きく変化する。特に、ＳＯＣ＝０のときには、Ｖ［２］＝０となる。電源システム５の停止中における自然放電や、安全上あるいは劣化防止の観点からの意図的なディスチャージによって、直流電源２０のＳＯＣがほぼ零となることが想定される。
【０１２６】
したがって、電源システム５の起動時には、直流電源１０の蓄積エネルギによって直流電源２０を充電するプリチャージが実行される。そして、プリチャージの完了後に、上述したパラレル接続モードまたはシリーズ接続モードによって、負荷３０が駆動される。
【０１２７】
プリチャージの際には、直流電源１０および２０の間の経路に過大電流が流れることを防止する必要がある。本実施の形態では、プリチャージ専用の回路素子を設けることなく、電力変換器５０におけるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフ制御によってプリチャージ時の電流を抑制する、プリチャージ制御を実行する。特に、直流電源２０の電流Ｉ［２］のフィードバックに依ることなく、すなわち、直流電源２０の電流センサを設けることなく、プリチャージ電流を確実に抑制することが可能な制御を実現する。
【０１２８】
図２１には、本実施の形態による電源システムにおけるプリチャージ制御での各スイッチング素子の制御が示される。
【０１２９】
図２１を参照して、プリチャージ制御では、スイッチング素子Ｓ３をオンに固定し、スイッチング素子Ｓ２をオフに固定するために、制御信号ＳＧ３がＨレベルに固定されるとともに、制御信号ＳＧ２がＬレベルに設定される。
【０１３０】
さらに、スイッチング素子Ｓ１およびＳ４は、出力電圧Ｖｏと電圧Ｖ［１］，Ｖ［２］との間の電圧変換比に応じて、スイッチング制御される。プリチャージ制御中には出力電圧Ｖｏの電圧指令値Ｖｏ＊と電圧Ｖ［１］，Ｖ［２］との電圧比に従って、デューティ比Ｄａ，Ｄｂを設定することができる。たとえば、（１）式および（２）式を変形した下記の式（１２），（１３）に従って、デューティ比Ｄａ，Ｄｂが算出される。
【０１３１】
Ｄａ＝（Ｖｏ＊−Ｖ［１］）／Ｖｏ＊        …（１２）
Ｄｂ＝（Ｖｏ＊−Ｖ［２］）／Ｖｏ＊        …（１３）
ここで、プリチャージ制御時には、電圧指令値Ｖｏ＊は、Ｖ［１］＋Ｖｐ＊に設定される。Ｖｐ＊は、プリチャージ完了レベルのＳＯＣでの直流電源２０の電圧Ｖ［２］に相当する。たとえば、Ｖｐ＊＝Ｖ［１］である。
【０１３２】
制御パルス信号ＳＤａは、デューティ比Ｄａに従って、図１１に示したＰＷＭ制御によって生成される。同様に、制御パルス信号ＳＤｂは、デューティ比Ｄｂに従って、図１２に示したＰＷＭ制御によって生成される。
【０１３３】
スイッチング素子Ｓ１の制御信号ＳＧ１は、制御パルス信号／ＳＤａおよび／ＳＤｂの論理和に従って設定される。したがって、スイッチング素子Ｓ１は、直流電源１０および電源配線ＰＬの間で直流電圧変換を実行する昇圧チョッパ回路（図６）および、直流電源２０および電源配線ＰＬの間で直流電圧変換を実行する昇圧チョッパ回路（図７）の両方で上アーム素子を構成するように動作する。
【０１３４】
スイッチング素子Ｓ４は、直流電源１０および電源配線ＰＬの間で直流電圧変換を実行する昇圧チョッパ回路（図６）において下アーム素子を構成する。一方、プリチャージ制御では、直流電源２０に負荷３０からの電力を回生するときには、パラレル接続モードとは異なり、直流電源１０および２０を直列接続した経路に電流Ｉ［１］（＝Ｉ［２］）を流すことによって、プリチャージ電流の抑制を図る。したがって、スイッチング素子Ｓ４は、直流電源２０に対応する昇圧チョッパ回路（図７）の上アーム素子としてはオフ固定されるとともに、直流電源１０に対応する昇圧チョッパ回路（図６）の下アーム素子として、デューティ比Ｄａに従ってオンオフ制御される。すなわち、制御信号ＳＧ４は、制御パルス信号ＳＤａに従って設定される。
【０１３５】
図１および図２１から理解されるように、プリチャージ制御時には、スイッチング素子Ｓ３がオンに固定される一方で、スイッチング素子Ｓ２がオフに固定される。そしてスイッチング素子Ｓ１およびＳ４がオンオフ制御されることにより電流経路が切換わる。
【０１３６】
図２２には、プリチャージ制御時における電流波形の例が示される。
図２２を参照して、時刻ｔ０〜ｔ２の期間では、スイッチング素子Ｓ４がオンされる一方でスイッチング素子Ｓ１はオフされる。したがって、図２３（ａ）に示すように、直流電源１０の電流Ｉ［１］が、図６に示した電流経路１５０を形成する。図２２に示されるように、電流Ｉ［１］は、Ｖ［１］／Ｌ１の傾きで上昇する。時刻ｔ１まではＩ［１］＜０であるため、直流電源１０を充電するように電流Ｉ［１］が流れる。時刻ｔ０〜ｔ１では、直流電源１０からのエネルギがリアクトルＬ１に蓄積される。一方で、時刻ｔ１〜ｔ２では、電流Ｉ［１］が上昇を続けることにより、直流電源１０を放電するように電流Ｉ［１］が流れる（Ｉ［１］＞０）。
【０１３７】
図２３（ａ）に示されるように、直流電源２０の電流Ｉ［２］は、ダイオードＤ２，Ｄ３を介して、図７に示した電流経路１６０を形成する。図２２に示されるように、電流Ｉ［２］は、Ｖ［２］／Ｌ２の傾きで上昇を続けるが、Ｉ［２］＜０のため直流電源２０を充電するように流れる。
【０１３８】
時刻ｔ２において、スイッチング制御が切換えられて、スイッチング素子Ｓ４がターンオフする一方でスイッチング素子Ｓ１がターンオンする。これにより、図２３（ｂ）に示されるように、電流Ｉ［１］は、図６の電流経路１５１を形成する。すなわち、直流電源１０およびリアクトルＬ１から電流Ｉ［１］が負荷に供給されるため、図２２に示されるように、電流Ｉ［１］は（Ｖｏ−Ｖ［１］）／Ｌ１の傾きで低下する。時刻ｔ２〜ｔ３では、直流電源１０およびリアクトルＬ１から負荷３０へ電流が供給されることになる。一方で、直流電源２０の電流Ｉ［２］は時刻ｔ２以前と同様に上昇を続けるが、Ｉ［２］＜０のため直流電源２０の充電が継続される。
【０１３９】
再び図２２を参照して、時刻ｔ３において、下降を続けるＩ［１］が零に達する。これにより、ダイオードＤ１がオフされる。これにより、図２４（ａ）に示されるように、負荷３０への電流供給が停止されて、電流Ｉ［１］は、時刻ｔ０と同様の電流経路を形成する。時刻ｔ３以降では、低下を続ける電流Ｉ［１］（Ｉ［１］＜０）によって、直流電源１０が充電される。時刻ｔ３以降においても、電流Ｉ［２］は、図２４（ａ）に示された電流経路により、さらに上昇を続ける。
【０１４０】
再び図２２を参照して、時刻ｔ４において、電流Ｉ［１］およびＩ［２］が等しくなる。これにより、図２４（ｂ）に示されるように、共通の電流（Ｉ［１］＝Ｉ［２］）が、直流電源１０および２０を流れる電流経路が形成される。この状態ではＩ［１］（Ｉ［２］）＜０であるので、負荷３０から直流電源１０および２０を充電する向きに電流が流れる。すなわち、時刻ｔ４〜ｔ５では、直流電源１０，２０およびリアクトルＬ１，Ｌ２が直列接続された経路に、負荷３０からの電流が供給される。時刻ｔ４〜ｔ５の期間では、電流Ｉ［２］は、（Ｖｏ−Ｖ［１］−Ｖ［２］）／（Ｌ１＋Ｌ２）の傾きで低下する。
【０１４１】
再び図２２を参照して、時刻ｔ５において、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のオンオフが入れ換えられることによって、時刻ｔ０と同様の状態が再現される。時刻ｔ５以降では、時刻ｔ４〜ｔ５の期間でリアクトルＬ２に蓄積されたエネルギによって、直流電源２０が充電される。
【０１４２】
このように、制御周期（スイッチング周期）Ｔｃ毎に、図２１に従ってスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を制御することによって、図２２に示された電流波形に従って、直流電源１０からの電力によって直流電源２０が充電されることが理解される。すなわち、制御周期Ｔｃは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のスイッチング周期に相当する。
【０１４３】
プリチャージ時には、直流電源１０が負荷３０を含む電流経路によって充放電される期間（図２３（ｂ）および図２４（ｂ）参照）を有するように、電流Ｉ［１］は、周期的に方向が変化する。すなわち、直流電源１０は周期的に充放電を繰返す。一方で、直流電源２０は、直流電源１０から電流を直接供給されるのではなく、図２２の時刻ｔ４〜ｔ５の期間に、負荷３０を介して供給された電流（図２４（ｂ））によってプリチャージされる。そして、当該期間でリアクトルＬ２に蓄えた電流によって、スイッチング素子Ｓ１がオフされている期間においても、直流電源２０が継続的にプリチャージされている。すなわち、電流Ｉ［２］は、常に直流電源２０を充電する方向（I［２］＜０）に流れている。
【０１４４】
電流Ｉ［２］の絶対値であるプリチャージ電流は、時刻ｔ４〜ｔ５の期間で増加する一方で、その他の期間では減少する。したがって、プリチャージ電流の最大値は、電流Ｉ［２］が下限値となる時刻ｔ５における｜Ｉ［２］｜に相当する。以下では、電流Ｉ［２］の下限値をＩ［２］ｍｉｎとも表記する。Ｉ［２］ｍｉｎ＜０であるから、プリチャージ電流最大値Ｉｐｍａｘは、Ｉｐｍａｘ＝｜Ｉ［２］ｍｉｎ｜で示される。
【０１４５】
Ｉ［２］ｍｉｎは、電流Ｉ［１］のリプル幅で規定されるので大きな突入電流とならないことが理解できる。Ｉｐｍａｘは、回路定数Ｌ１，Ｌ２および制御周期Ｔｃを用いて、下記（１４）式によって示される。
【０１４６】
Ｉｐｍａｘ＝Ｖ［１］／Ｖｏ・（Ｖｏ−Ｖ［１］）／Ｌ１・（Ｔｃ／２）  …（１４）
図２５には、プリチャージ終了時における電流波形が示される。図２２に示したプリチャージ動作を周期的に実行し、直流電源２０の電圧が上昇して、Ｖ［２］＝Ｖｐ＊となると、図２５に示した電流波形となる。
【０１４７】
図２５を参照して、時刻ｔ６〜ｔ８での電流挙動は、図２２での時刻ｔ０〜ｔ２と同様である。すなわち、スイッチング素子Ｓ１がオフされる一方でスイッチング素子Ｓ４がオンされることにより、電流Ｉ［１］およびＩ［２］は一定の傾きで上昇していく。プリチャージが進むにつれて電圧Ｖ［２］が上昇するため、電流Ｉ［２］の傾きは、図２２と比較して大きくなる。
【０１４８】
時刻ｔ８では、図２２の時刻ｔ２と同様に、スイッチング素子Ｓ４がオフされる一方でスイッチング素子Ｓ１がターンオンされる。これにより、図２６（ａ）に示されるように、正方向の電流Ｉ［１］が、負荷３０に対して供給される電流経路が形成される。この結果、電流Ｉ［１］は低下を始める。一方、電流Ｉ［２］は、単調に上昇を続ける。
【０１４９】
再び図２５を参照して、時刻ｔ９において、上昇を続けるＩ［２］が零に達する。時刻ｔ８〜ｔ９では、図２６（ｂ）に示すように、図２６（ａ）と同様に電流Ｉ［１］の経路が形成される一方で、ダイオードＤ２が導通していることから、直流電源２０を放電する方向の電流Ｉ［２］の経路が形成される。
【０１５０】
再び図２５を参照して、時刻ｔ９〜ｔ１０では、時刻ｔ９までと同じ傾きで、電流Ｉ［１］が低下する一方で、電流Ｉ［２］が上昇する。そして、時刻ｔ１０において、Ｉ［１］＝Ｉ［２］となる。
【０１５１】
時刻ｔ１０からは、図２７（ａ）に示されるように、リアクトルＬ２、直流電源２０、リアクトルＬ１および直流電源１０が直列接続された経路によって、負荷３０へ電流が供給される（Ｉ［１］＝Ｉ［２］＞０）。これにより、図２５に示されるように、電流Ｉ［１］，Ｉ［２］は同じ傾きで低下する。
【０１５２】
時刻ｔ１１において、電流Ｉ［１］，Ｉ［２］は零に達し、さらに低下を続ける。時刻ｔ１１以降では、図２７（ｂ）に示されるように、リアクトルＬ２、直流電源２０、リアクトルＬ１および直流電源１０が直列接続された経路に、負荷３０から電流が供給される（Ｉ［１］＝Ｉ［２］＜０）。
【０１５３】
図２５における電流Ｉ［２］の平均値は、図２２における電流Ｉ［２］の平均値よりも零に近い。すなわち、本実施の形態によるプリチャージ制御では、プリチャージの進行に伴って電圧Ｖ［２］が上昇するのに応じて、プリチャージ電流が自然に減少することが理解される。そして、Ｖ［１］＝Ｖ［２］となるまで、安定的にプリチャージ制御を継続することができる。
【０１５４】
この際に、プリチャージ電流最大値Ｉｐｍａｘは、上記（１４）式に示したように、電圧Ｖ［１］，Ｖｏ、回路定数Ｌ１およびスイッチング周期Ｔｃによって決まるため、電流センサを設けて電流Ｉ［２］を直接測定しなくても、プリチャージ電流を一定レベル以下に確実に抑制することができる。
【０１５５】
このように、本実施の形態による電源システムでは、上述したスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフ制御によるプリチャージ制御によって、プリチャージ専用の回路素子およびプリチャージ電流（Ｉ［２］）を測定するセンサを配置することなく、過電流の発生を防止して直流電源２０をプリチャージすることができる。
【０１５６】
［実施の形態２］
実施の形態２では、図１に示した電源システム５におけるシステム終了時のディスチャージ制御について説明する。
【０１５７】
上述のように、安全上あるいは直流電源の劣化防止の観点から、システム停止時には、必要に応じて、直流電源２０の電荷を完全に放電することが好ましい。特に、大容量かつ高出力型の直流電源としてキャパシタを用いるときには、蓄積エネルギが大きくなるため、ディスチャージの必要性が高くなる。
【０１５８】
ディスチャージの際にも、プリチャージと同様に、過大電流が発生することを防止する必要がある。また、センサや専用回路を追加することなく、ディスチャージ電流を抑制することが好ましい。さらに、ディスチャージした電力を他の直流電源によって回収することがエネルギ効率上好ましい。
【０１５９】
したがって、本実施の形態では、ディスチャージ専用の回路素子を設けることなく、電力変換器５０におけるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフ制御によって、直流電源２０の放電電流を抑制するためのディスチャージ制御を実行する。特に、直流電源２０の電流Ｉ［２］のフィードバックに依ることなく、すなわち、直流電源２０の電流センサを設けることなく、ディスチャージ電流を確実に抑制することが可能な制御を実現する。
【０１６０】
図２８は、本発明の実施の形態による電源システムのディスチャージ制御における各スイッチング素子のオンオフ制御を説明するための図表である。
【０１６１】
図２８を参照して、ディスチャージ制御では、スイッチング素子Ｓ３をオンに固定し、スイッチング素子Ｓ４をオフに固定するために、制御信号ＳＧ３がＨレベルに固定されるとともに、制御信号ＳＧ４がＬレベルに設定される。
【０１６２】
スイッチング素子Ｓ４が常にオフされるため、直流電源１０に対応する昇圧チョッパ回路（図６）では、下アーム素子が常にオフされる状態となる。このため、直流電源１０の電圧Ｖ［１］を昇圧して電源配線ＰＬへ供給する動作は実行されない。
【０１６３】
スイッチング素子Ｓ１およびＳ２は、出力電圧Ｖｏと電圧Ｖ［１］，Ｖ［２］との間の電圧変換比に応じて、スイッチング制御される。ディスチャージ制御中には、出力電圧Ｖｏの電圧指令値Ｖｏ＊と電圧Ｖ［１］，Ｖ［２］との電圧比に基づいて、上述の式（１２），（１３）に従って、デューティ比Ｄａ，Ｄｂを設定する。ディスチャージ制御時には、直流電源２０が完全に放電された状態での出力電圧Ｖｏに対応させて、電圧指令値Ｖｏ＊＝Ｖ［１］に設定される。
【０１６４】
スイッチング素子Ｓ１の制御信号ＳＧ１は、は、プリチャージ制御時（図２１）と同様に、制御パルス信号／ＳＤａおよび／ＳＤｂの論理和に従って設定される。したがって、スイッチング素子Ｓ１は、直流電源１０および電源配線ＰＬの間で直流電圧変換を実行する昇圧チョッパ回路（図６）および、直流電源２０および電源配線ＰＬの間で直流電圧変換を実行する昇圧チョッパ回路（図７）の両方で上アーム素子を構成するように動作する。
【０１６５】
スイッチング素子Ｓ２は、直流電源１０および電源配線ＰＬの間で直流電圧変換を実行する昇圧チョッパ回路（図６）において下アーム素子を構成する。一方、ディスチャージ制御では、直流電源１０に負荷３０からの電力を回生するときには、パラレル接続モードとは異なり、直流電源１０および２０を直列接続した経路に電流Ｉ［１］（＝Ｉ［２］）を流すことによって、ディスチャージ電流の抑制を図る。したがって、スイッチング素子Ｓ２は、直流電源１０に対応する昇圧チョッパ回路（図６）の上アーム素子としてはオフ固定されるとともに、直流電源２０に対応する昇圧チョッパ回路（図７）の下アーム素子として、デューティ比Ｄｂに従ってオンオフ制御される。すなわち、制御信号ＳＧ２は、制御パルス信号ＳＤｂに従って設定される。
【０１６６】
図１および図２８から理解されるように、ディスチャージ制御時には、スイッチング素子Ｓ３がオンに固定される一方で、スイッチング素子Ｓ４がオフに固定される。そしてスイッチング素子Ｓ１およびＳ２がオンオフ制御されることにより電流経路が切換わる。
【０１６７】
図２９には、ディスチャージ制御時における電流波形例が示される。
図２９を参照して、時刻ｔａにおいて、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３がオンされる。これにより、図３０（ａ）に示されるように、直流電源２０からリアクトルＬ２にエネルギを供給するように、電流Ｉ［２］の経路が形成される。これにより、電流Ｉ［２］は、図２９に示されるように、Ｖ［２］／Ｌ２の傾きで上昇を続ける。
【０１６８】
一方で、図３０（ａ）に示されるように、直流電源１０およびリアクトルＬ１から負荷３０へ電流を供給するように、電流Ｉ［１］の経路が形成される。これにより、図２９に示されるように、電流Ｉ［１］は、（Ｖｏ−Ｖ［１］）／Ｌ１の傾きで低下する。
【０１６９】
電流Ｉ［１］は、時刻ｔｂにおいて零に達し、さらに低下する。これにより、時刻ｔｂ〜ｔｃにおいて、図３０（ｂ）に示すように、電流Ｉ［１］は、負荷３０から回生された電力によって直流電源１０を充電するように流れる。すなわち、時刻ｔｂまでに負荷３０へ供給された電力によって、負荷３０からリアクトルＬ１および直流電源１０へ電流が流れる。
【０１７０】
一方で、図２９に示されるように、電流Ｉ［２］は、時刻ｔｂ〜ｔｃにおいても、時刻ｔａ〜ｔｂと同様に、一定の傾きで上昇を続ける。
【０１７１】
時刻ｔｃにおいて、スイッチング素子Ｓ１がターンオフされると、図３０（ｃ）に示されるように、負荷３０からの電流経路（回生）が遮断される。これにより、電流Ｉ［１］は、上昇に転じる。図２９に示されるように、時刻ｔｃ以降では、電流Ｉ［１］は、Ｖ［１］／Ｌ１の傾きで上昇する。電流Ｉ［２］は、時刻ｔｂ〜ｔｃと同様に、上昇を続ける。
【０１７２】
時刻ｔｄにおいて、スイッチング素子Ｓ２がターンオフされると、図３１（ａ）に示されるように、電流Ｉ［２］の経路は、直流電源２０およびリアクトルＬ２からの電流を負荷３０へ供給するように切換えられる。これにより、図２９に示されるように、電流Ｉ［２］は、（Ｖｏ−Ｖ［２］）／Ｌ２の傾きで減少を始めるが、Ｉ［２］＞０のため、直流電源２０の放電が継続される。
【０１７３】
電流Ｉ［１］は、時刻ｔｄ以降でも、時刻ｔｃ〜ｔｄと同様の傾きで上昇を続けて、時刻ｔｅにおいてＩ［１］＝０に達する。時刻ｔｅ以降では、図３１（ｂ）に示すように、ダイオードＤ４が導通していることから、直流電源１０を放電する方向に電流Ｉ［１］の経路が形成される。電流Ｉ［２］は、時刻ｔｅ以前と同じ傾きで低下を続ける。Ｉ［２］＞０のため、直流電源２０の放電が継続される。
【０１７４】
再び図２９を参照して、時刻ｔｆにおいて、電流Ｉ［１］およびＩ［２］が等しくなる。これにより、図３１（ｃ）に示されるように、共通の電流（Ｉ［１］＝Ｉ［２］）により、直流電源１０および２０が放電するように、負荷３０へ電力が供給される。すなわち、時刻ｔｆ〜ｔｇの期間では、直流電源１０，２０およびリアクトルＬ１，Ｌ２が直列接続された経路によって、負荷３０へ電流が供給される。これにより、電流Ｉ［１］，Ｉ［２］は、（Ｖｏ−Ｖ［１］−Ｖ［２］）／（Ｌ１＋Ｌ２）の傾きで低下する。
【０１７５】
再び図２９を参照して、時刻ｔｇにおいて、スイッチング素子Ｓ２がターンオンされることによって、時刻ｔａと同様の状態が再現される。すなわち、制御周期Ｔｃ毎に図２８に従ってスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を制御することによって、図２９に示された電流波形に従う回路動作が繰り返される。
【０１７６】
図２９から理解されるように、電流Ｉ［１］は周期的に方向が変化するので、直流電源１０は、周期的に充放電を繰返す。一方で、電流Ｉ［２］は常に正なので、直流電源２０は継続的に放電される。そして、上述のように、スイッチング素子Ｓ４がオフ固定されるため、直流電源１０から電源配線ＰＬへの昇圧動作は実行されず。出力電圧Ｖｏは、電圧Ｖ［１］へ近付くように制御される。
【０１７７】
図２９に示された電流波形が周期的に繰り返されることにより、直流電源１０は、直流電源２０から放電されたエネルギを、負荷３０を介して回生する。また、ディスチャージが進行して、直流電源２０の電圧Ｖ［２］が低下するのに応じて、デューティ比Ｄｂが１に近づく。これにより、スイッチング素子Ｓ２のオン期間が長くなるとともに、スイッチング素子Ｓ１は、デューティ比Ｄａに従って制御されるようになる。この結果、Ｖｏ＝Ｖ［１］かつ、Ｖ［２］＝０になるまで、図２８に従ったスイッチング制御が継続されることにより、直流電源２０をディスチャージすることができる。
【０１７８】
ディスチャージ制御では、各スイッチング周期Ｔｓにおいて、電流Ｉ［１］およびＩ［２］が等しくなって、直流電源１０，２０およびリアクトルＬ１，Ｌ２が直列接続された経路によって直流電源２０を放電する期間（時刻ｔｆ〜ｔｇ）が設けられる。これにより、放電電流（電流Ｉ［２］）の増大が抑制されることが理解される。
【０１７９】
ディスチャージ電流の最大値Ｉｄｍａｘは、電流Ｉ［２］の最大値に相当する。ディスチャージ制御においても、電流Ｉ［２］の最大値は、電流Ｉ［１］のリプル幅で規定されるので大きな突入電流とならないことが理解できる。Ｉｄｍａｘは、プリチャージ電流最大値と同様に、回路定数Ｌ１，Ｌ２および制御周期（すなわち、スイッチング周期）Ｔｃによって決まることになる。したがって、電流センサを設けて電流Ｉ［２］を直接測定しなくても、ディスチャージ電流を一定レベル以下に確実に抑制することができる。
【０１８０】
このように、本実施の形態による電源システムでは、上述したスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフ制御によるディスチャージ制御によって、ディスチャージ専用の回路素子およびディスチャージ電流（Ｉ［２］）を測定するセンサを配置することなく、過電流の発生を防止して直流電源２０をディスチャージすることができる。さらに、直流電源２０をディスチャージした電力を直流電源１０によって回収できるので、エネルギ効率を高めることができる。
【０１８１】
［実施の形態３］
実施の形態３では、実施の形態１で説明したプリチャージ制御および実施の形態２で説明したディスチャージ制御を組合せた、電源システムの起動および停止の一連の処理について説明する。
【０１８２】
図３２には、本実施の形態による電源システムの起動および停止の一連の制御処理を説明するためのフローチャートが示される。図３２に示す制御処理は、制御装置４０によるハードウェア処理および／またはソフトウェア処理によって実行することができる。
【０１８３】
図３２を参照して、制御装置４０は、ステップＳ１００により、電源システム５の起動指令が発せられたかどうかを判定する。たとえば、ユーザによる所定スイッチの操作によって電源システム５の起動が指令される。
【０１８４】
制御装置４０は、システム起動が指令されていないとき（Ｓ１００のＮＯ判定時）には、ステップＳ２４０に処理を進めて、電源システム５を放置する。これにより、現在の状態が保持される。
【０１８５】
制御装置４０は、システム起動時（Ｓ１００のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ１１０によって、プリチャージの要否を判定する。プリチャージは、負荷３０の駆動開始前に、直流電源２０の電圧を一定レベルまで上昇させることを目的とする。たとえば、ステップＳ１１０では、直流電源２０のＳＯＣ（ＳＯＣ［２］）が、所定値Ｓｐに達しているかどうかで判定される。所定値Ｓｐは、ＳＯＣ［２］＝Ｓｐとなったときの電圧Ｖ［２］において、負荷３０の駆動を開始したときに過大な電流が流れないようなレベルに予め定めることができる。たとえば、Ｖ［１］＝Ｖ［２］となるＳＯＣに対応させて判定値Ｓｐが設定される。
【０１８６】
制御装置４０は、直流電源２０のＳＯＣ［２］が判定値Ｓｐよりも低いときには（Ｓ１１０のＹＥＳ判定時）、ステップＳ１２０により、実施の形態１で説明したプリチャージ制御を実行する。これにより、システム起動時において、直流電源２０のＳＯＣ［２］がＳｐに達するまで、プリチャージ制御が継続的に実行される。
【０１８７】
制御装置４０は、プリチャージ制御によってＳＯＣ［２］が判定値Ｓｐに達すると（Ｓ１１０のＮＯ判定時）、ステップＳ１３０に処理を進めて、プリチャージが完了したと判断して、負荷３０の駆動を開始する。これにより、パラレル接続モードあるいはシリーズ接続モードによって電力変換器５０が動作することにより、負荷３０に対する電力の供給が開始される。
【０１８８】
制御装置４０は、負荷３０の駆動中には、ステップＳ１４０により、直流電源２０のＳＯＣ［２］を直流電源２０の強制充電の要否についての判定値Ｓｃと比較する。判定値Ｓｃは、ＳＯＣ［２］の制御中心値よりも低い所定値に設定される。
【０１８９】
制御装置４０は、ＳＯＣ［２］が判定値Ｓｃよりも低いときには（Ｓ１４０のＹＥＳ判定時）、直流電源２０の強制的な充電が必要であると判断して、ステップＳ１６０へ処理を進める。ステップＳ１６０では、パラレル接続モードで電力循環制御を実行する。具体的には、直流電源１０の電力指令値Ｐ＊を、負荷３０が要求する出力電力Ｐｏよりも大きく設定する。これにより、電力変換器５０は、余剰分の電力（Ｐ＊−Ｐｏ）によって直流電源２０が充電されるように動作することになる。
【０１９０】
なお、プリチャージの時間を短縮して負荷３０を早期に駆動するために、判定値Ｓｐについて、電圧Ｖ［２］が電圧Ｖ［１］よりも低い状態でプリチャージ制御が終了するように設定することも可能である。この場合にも、電力循環制御を通じて直流電源２０のＳＯＣを上昇させることが可能である。
【０１９１】
制御装置４０は、ＳＯＣ［２］が判定値Ｓｃよりも高いときには（Ｓ１４０のＮＯ判定時）には、ステップＳ１５０により、直流電源２０の強制充電を実行することなく、通常の電力配分制御によって、負荷３０へ電力を供給する。この場合には、直流電源１０の出力電力が電力指令値Ｐｏ＊（たとえば、Ｐｏ＞０のときはＰ＊＜Ｐｏ）に従って制御されるとともに、直流電源２０から電力（Ｐｏ−Ｐ＊）が入出力されるように、電力変換器５０は動作する。
【０１９２】
制御装置４０は、負荷３０の駆動中には、ステップＳ２００により、電源システム５の停止指示がユーザによって発せられているかどうかを判定する。ステップＳ２００のＮＯ判定時、すなわち負荷３０の駆動が開始されてからシステム停止指示が発せられるまでの間、ステップＳ１４０〜Ｓ１６０の処理が繰返し実行される。これにより、パラレル接続モードでは、必要に応じて直流電源２０を強制充電しながら、負荷３０へ電力が供給される。
【０１９３】
なお、負荷３０の駆動中に、シリーズ接続モードが選択され得るが、上述のように、シリーズ接続モードでは電力制御は実行できない。したがって、ＳＯＣ［２］＜Ｓ２となっても、電力循環制御による強制充電は実行できない。
【０１９４】
制御装置４０は、システム停止が指示されると（Ｓ２００のＹＥＳ判定時）、ステップＳ２１０によりディスチャージ指令の有無を確認する。たとえば、ディスチャージ指令は、長期間の放置を意図するとき、あるいは、メンテナンス対応等のために、ユーザ操作により入力される。
【０１９５】
制御装置４０は、ユーザ操作によってディスチャージ指令が入力されているときには（Ｓ２１０のＹＥＳ判定時）、システム停止に応答してステップＳ２２０に処理を進める。これにより、実施の形態２で説明したディスチャージ制御によって、直流電源２０が放電される。
【０１９６】
ディスチャージ制御中において、制御装置４０は、ステップＳ２３０により、直流電源２０のＳＯＣ［２］を判定値Ｓｄと比較する。たとえば、判定値Ｓｄは、完全な放電状態に対応させて設定される。
【０１９７】
ＳＯＣ［２］＜Ｓｄとなるまでの間（Ｓ２３０のＮＯ判定時）、ディスチャージ制御が継続される。制御装置４０は、ＳＯＣ［２］＜Ｓｄになると（Ｓ２３０のＹＥＳ判定時）、ディスチャージ制御を終了して、ステップＳ２４０に処理を進める。そして、電源システム５は、再び起動指令が発せられるまで放置される。
【０１９８】
このように本実施の形態による電源システムを用いれば、実施の形態１，２で説明したプリチャージ制御およびディスチャージ制御によって、プリチャージおよびディスチャージ専用の回路素子、ならびに、プリチャージ電流およびディスチャージ電流（Ｉ［２］）を測定するセンサを配置することなく、システム起動時におけるプリチャージおよびシステム停止時におけるディスチャージを安全に実行することができる。
【０１９９】
なお、本実施の形態およびその変形例では、直流電源１０および直流電源２０について、二次電池および電気二重層キャパシタに代表される、異なる種類の直流電源を適用する例を説明したが、同一タイプの直流電源を主電源および副電源として用いる場合にも、本発明による電源システムを構成することが可能である点について確認的に記載する。すなわち、複数の直流電源のうちの１つをプリチャージおよび／またはディスチャージする際に、本発明の適用が可能である。
【０２００】
また、本実施の形態による電源システム５に含まれる電力変換器５０は、直流電源１０および２０を直列に接続して両者を共通に充放電する第１の動作と、直流電源１０および２０を別個に充放電させる第２の動作とを切換えることが可能である。そして、本実施の形態によるプリチャージ制御およびディスチャージ制御の適用には、電力変換器５０がスイッチング素子の制御によって、上記第１の動作および第２の動作を切換え可能であることが必要である。
【０２０１】
たとえば、図３３に比較例として示される電力変換器５０♯に対しては、本実施の形態によるプリチャージ制御およびディスチャージ制御を適用することができない。
【０２０２】
図３３を参照して、比較例の電力変換器５０♯は、昇圧チョッパ回路６，７を有する昇圧チョッパ回路６は、直流電源１０と、負荷３０と接続された電源配線ＰＬとの間で双方向のＤＣ／ＤＣ変換を実行する。昇圧チョッパ回路６は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２およびリアクトルＬ１を含む。昇圧チョッパ回路７は、直流電源２０と、負荷３０と接続された電源配線ＰＬとの間で双方向のＤＣ／ＤＣ変換を実行する昇圧チョッパ回路７は、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４およびリアクトルＬ２を含む。電力変換器５０♯は、本実施の形態による電力変換器５０とは異なり、直流電源１０および２０のそれぞれに対して独立に昇圧チョッパ回路６，７が設けられた構成となっている。昇圧チョッパ回路６および７は、独立に制御することができる。
【０２０３】
電力変換器５０♯では、昇圧チョッパ回路６，７を並列に動作させることによって、電力変換器５０のパラレル接続モードと同様に、直流電源１０，２０と負荷３０との間で並列にＤＣ／ＤＣ変換を実行することができる。しかしながら、電力変換器５０♯では、直流電源１０および２０を直列に接続して両者を共通に充放電する電流経路を形成することができない。すなわち、電力変換器５０における上記第１の動作を実現することができないため、本実施の形態によるプリチャージ制御およびディスチャージ制御を適用することができない。
【０２０４】
逆に言えば、スイッチング素子の制御によって上記第１の動作および第２の動作を切換え可能であれば、図１に例示された電力変換器５０とは異なる回路構成においても、本実施の形態によるプリチャージ制御およびディスチャージ制御を適用することが可能である。
【０２０５】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【産業上の利用可能性】
【０２０６】
この発明は、２つの直流電源を有する電源システムに適用することができる。
【符号の説明】
【０２０７】
５  電源システム、６，７  昇圧チョッパ回路、１０，２０  直流電源、１５  配線、２５  キャリア信号、３０  負荷、３２  インバータ、３５  モータジェネレータ、３６  動力伝達ギヤ、３７  駆動輪、４０  制御装置、５０  電力変換器、１０１，１０２  動作点、１１０，１２０  動作領域、１５０，１５１，１６０，１６１，１７０〜１７４  電流経路、２０１，２０２，２０３  制御ブロック、ＣＨ  平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ４  逆並列ダイオード、Ｄａ，Ｄｂ，Ｄｃ  デューティ比、Ｄｉ，Ｄｖ  デューティ比指令値、ＤｉＦＦ，ＤｖＦＦ  フィードフォワード制御量、ＧＬ  接地配線、Ｈｉ，Ｈｖ  伝達関数、Ｉ［１］，Ｉ［２］  電流（直流電源）、Ｉｉ＊  電流指令値、Ｌ１，Ｌ２  リアクトル、Ｎ１〜Ｎ３  ノード、ＰＬ  電源配線、ＰＳ１，ＰＳ２  電源、Ｐｏ  出力電力、Ｓ１〜Ｓ４  電力用半導体スイッチング素子、ＳＤａ（／ＳＤａ），ＳＤｂ（／ＳＤｂ），ＳＤｃ（／ＳＤｃ）  制御パルス信号、ＳＧ１〜ＳＧ４  制御信号、Ｓｃ，Ｓｌ，Ｓｐ  判定値（ＳＯＣ）、Ｔｃ  制御周期（スイッチング周期）、Ｖ［１］，Ｖ［２］  電圧（直流電源）、Ｖｏ  出力電圧、Ｖｏ＊  電圧指令値。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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