(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
被モニタ領域内に物体が存在することを検出するための誘導型近接スイッチであって、コイル（２）と、送信電流パルス長（Ｔｓ）よりも長い周期（Ｔ）で送信電流パルス（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３）を前記コイル（２）に供給するためのパルス・ソース（４）と、前記物体の位置変化に応じて変動する受信電圧（Ｕｉ１、Ｕｉ２、Ｕｉ３）に基づき、出力信号（９）を発生するための処理回路（６）とを備え、送信電流パルス長（Ｔｓ）の後、前記送信電流パルスによって前記コイル内に発生される変動磁界により前記物体内に誘導された電圧に起因して前記物体内を流れる減衰する電流によって、前記コイル（２）内に前記受信電圧が誘導される誘導型近接スイッチにおいて、
前記出力信号（９）の所定の外乱時間（Ｔｃ１、Ｔｃ２）よりも短い期間の信号変動を抑制し、前記出力信号の２つの変動の間の最小時間間隔が前記外乱時間（Ｔｃ１、Ｔｃ２）よりも短くならないようにするための抑制回路（１３、１３ａ、１３ｂ、１３ｃ）が設けられ、
前記処理回路（６）は、２つの信号状態を含む中間信号（１９）を発生し、前記中間信号（１９）を、前記出力信号（９）を発生する前記抑制回路（１３、１３ａ、１３ｂ、１３ｃ）へ供給するように構成され、
前記スイッチング回路（ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４、２５、３１）の少なくとも２つのスイッチング状態により、前記抑制回路（１３、１３ａ、１３ｂ、１３ｃ）内で前記中間信号（１９）の前記２つの信号状態を識別し、
前記スイッチング回路は、前記スイッチング状態を定める少なくとも１つのマルチプレクサ（２５）を含み、前記マルチプレクサ（２５）のスイッチング状態は、前記中間信号の信号状態に依存する、
ことを特徴とする、誘導型近接スイッチ。
【請求項２】
前記中間信号（１９）の第１信号状態は、前記被モニタ領域内に前記物体が存在しないことを示し、第２信号状態は、前記被モニタ領域内に前記物体が存在することを示す、請求項１に記載の近接スイッチ。
【請求項３】
前記２つの信号状態に対し、前記抑制回路（１３、１３ａ、１３ｂ、１３ｃ）内で同じ値の前記外乱時間（Ｔｃ１、Ｔｃ２）を使用することを特徴とする、請求項１または２に記載の近接スイッチ。
【請求項４】
前記２つの信号状態に対し、前記抑制回路（１３、１３ａ、１３ｂ、１３ｃ）内で異なる値の前記外乱時間（Ｔｃ１、Ｔｃ２）を使用することを特徴とする、請求項１または２に記載の近接スイッチ。
【請求項５】
前記コイル（２）、前記パルス・ソース（４）、前記処理回路（６）および前記抑制回路（１３、１３ａ、１３ｂ、１３ｃ）は、強磁性でなくアルミよりも大きい特定の電気抵抗を有する金属から製造されハウジング（８）内に配置されていることを特徴とする、請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の近接スイッチ。
【請求項６】
前記金属は、ステンレススチールを含むことを特徴とする、請求項５に記載の近接スイッチ。
【請求項７】
先行する電流パルス（Ｓ１、Ｓ２）と後続する電流パルス（Ｓ２、Ｓ３）とを含む一連の前記送信電流パルス（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３）において、前記後続する電流パルスの極性を前記先行する電流パルスの極性に対して反転することを特徴とする、請求項１から請求項６のいずれか一項に記載の近接スイッチ。
【請求項８】
外乱源によって発生可能な前記外乱信号が、最大で５０ｋＨｚの周波数を含むことを特徴とする、請求項１から請求項７のいずれか一項に記載の、前記外乱源を有する近接スイッチを配置する方法。
【請求項９】
電気抵抗溶接における、請求項１から請求項７のいずれか一項に記載の近接スイッチの使用。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、被モニタ領域内に物体が存在することを検出するための誘導型近接スイッチであって、コイルと、送信電流パルス長よりも長い周期で送信電流パルスをコイルに供給するためのパルス・ソースと、物体の位置変化に応じて変動する受信電圧に基づき、出力信号を発生するための処理回路とを備え、送信電流パルス長の後、その前にコイルにより物体内に誘導された電圧に起因して物体内を流れる減衰する電流によって、コイル内に受信電圧が誘導される誘導型近接スイッチに関する。本発明は、更に、このような近接スイッチを外乱源と共に配置した装置および使用する方法にも関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１および２には、このタイプの誘導型近接スイッチが記載されている。このような近接スイッチでは、コイルは、パルス長よりも長い時間の周期的送信電流パルスが供給される。これらの送信電流パルスにより、検出すべき物体内に周期的に電圧が誘導される。次に、送信電流パルスの終了後、その前に物体内で誘導された電圧に起因して物体内に流れる減衰する電流によりコイル内に電圧が誘導される。このとき、このようにコイルにより受信された電圧に応答する適当な電子回路によって、有効信号が得られる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】欧州特許公開第０９３６７３９号（Ａ１）
【特許文献２】欧州特許公開第０９３６７４１号（Ａ１）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかし、近接スイッチの欠点は、その磁気回路が周囲からの外乱磁界と結合しやすいことである。周波数帯域によっては近接スイッチの外部磁界との相互作用によって、近接スイッチの測定性能の低下または破壊がある。例えば、このような近接スイッチの好ましい応用分野では、５００Ｈｚまでの低周波数帯域および１０ｋＨｚまでの中間周波数帯域内の外部磁界が存在することが多い。近接スイッチの電子回路によって検出し、増幅すべき信号の周波数帯域内（一般的に、低周波数帯域および／または中間周波数帯域内）にある外部磁界は、非常に深刻である。近接スイッチの基本機能には、これらの外乱の除去が不可欠である。より一般的には、良質の出力信号を発生するために、全周波数スペクトルにわたり、外乱を除去することが大いに好ましい。
【０００５】
特許文献１に記載されているように、周期的に極性が反転する送信電流パルスを供給することにより、（主に、低周波数帯域において）外部磁界の影響の一部または全てを抑制することができる。しかし、このようなアプローチでは、より振幅が大きいか、または中間周波数帯域またはより高い周波数帯域内の周波数を有する外乱磁界は、極性の反転によって完全に除去することはできない。
【０００６】
したがって、本発明の目的は、上記欠点のうちの少なくとも１つを解決することと、外乱磁界から影響されにくい出力信号を発生するような冒頭に述べた技術分野に関係する近接スイッチを提案することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明による解決方法は、請求項１に記載されている。本発明の有利な実施形態は引用請求項に記載されている。
【０００８】
したがって、本発明は、出力信号の２つの変動の間の最小時間間隔が所定の外乱時間より短くならないように、所定の外乱時間よりも短い出力信号の信号時間を抑制するための抑制回路を設けることを提案する。
【０００９】
したがって、本発明は近接スイッチの有利な出力信号を発生するために、送信電流パルスの固定時間に対して相補的な別の固定時間パラメータとして働く外乱時間を抑制回路に採用することを提案する。本発明により、これら２つの時間パラメータの併用によって、一方で周囲の外乱磁界に対する所望の不感度（ｉｎｓｅｎｓｉｔｉｖｉｔｙ）を達成し、他方で被モニタ物体の瞬間的位置を検出するための所望の感度（ｓｅｎｓｉｔｉｖｉｔｙ）を提供するために有効な設定オプションをもたらす。本発明は、特に、調節可能なパラメータとして、送信電流パルスの周期的時間間隔の調節だけでは、測定精度と外乱に対する不感度との間で望ましくないトレードオフを生じるとの認識に鑑み、なされたものである。このようなトレードオフは、本発明の提案する少なくとも２つの調節可能な時間パラメータの組み合わせによって、十分低減できる。有利なことに、検出感度と外乱に対する不感度とを最適化するために、更に送信電流パルス長を一致させることができる。
【００１０】
更に驚くことに、前記外乱時間の好ましい所定の値を選択することによって、広い周波数帯域にわたり、または実質的に全周波数スペクトルにわたり、外乱の影響を効果的に除去できることが分かった。
【００１１】
外乱時間は、好ましくは少なくとも０.１ｍｓ、より好ましくは少なくとも１ｍｓ、最も好ましくは少なくとも１０ｍｓに固定する。このように、前記抑制回路により低い周波数帯域および中間周波数帯域のほとんど全てに対処できる。本発明は、近接スイッチの電子回路により、より高い周波数帯域、特に１００ｋＨｚを超える外乱を十分に減衰できることが分かった。したがって、基本的に、抑制回路において、提案する前記外乱時間の所定の値を組み入れることにより、近接スイッチの電子回路内でほとんど全周波数スペクトルに対処できる。中間周波数帯域内の顕著な外乱を選択的に抑制しなければならないような用途に対して、特に少なくとも０.１ｍｓの外乱時間の値を選択できる。逆に、抑制周波数帯域に関して少なくとも１ｍｓの値が、より普遍的に使用でき、かつより効率的となり得る。より具体的には、低周波数帯域および中間周波数帯域内の複数の外乱に対処しなければならない用途には、特に、少なくとも１０ｍｓの外乱時間の値が有利となり得る。
【００１２】
出力信号の十分な高速応答時間を達成するためには、被モニタ物体の予想される移動に対して、外乱時間の固定値に対する上限を選択することが好ましい。外乱時間を、好ましくは最大で１ｓ、より好ましくは最大で１００ｍｓ、最も好ましくは最大で５０ｍｓとすることが有利である。特に、種々の用途における近接スイッチの時間応答に対して、一般的に、１００ｍｓ以下の値が良好な結果をもたらす。
【００１３】
例えば、電気抵抗溶接等のいくつかの用途において、１０ｍｓから１００ｍｓの間の外乱時間の値が、上記有利性を維持して高品質の出力信号を発生することが分かった。更に、中間周波数での電気抵抗溶接等の特に問題のある用途に対して、少なくとも２０ｍｓの外乱時間の値を選択すると、発生する外乱の全てを効率的に抑制し、更に所望する検出感度を保証できる。
【００１４】
処理回路は、２つの信号状態を含む中間信号を発生し、出力信号を発生する抑制回路に中間信号を供給するように構成することが好ましい。このように、あらかじめ処理された中間信号のより容易な処理可能性を利用して、抑制回路の設定を簡略化できる。よって、測定信号の入力に直接必要とするより複雑なフィルタ回路の組み込みを省略できる。例えば、中間信号を発生するためにコンパレータ回路を使用できる。
【００１５】
中間信号の第１信号状態は、被モニタ領域内に前記物体が存在しないことを示し、第２信号状態は、被モニタ領域内に前記物体が存在することを示すことが好ましい。中間信号の２つの信号状態は、少なくとも２つのスイッチング状態、より好ましくは少なくとも４つのスイッチング状態により、抑制回路内で識別することが好ましい。スイッチング状態は、それぞれのスイッチを含むスイッチング回路によって定めることができる。電子回路の設計の複雑さおよび製造コストを最小にするために、スイッチング状態のうちの少なくとも２つは、マルチプレクサおよび／またはフリップフロップ等の単一のスイッチング・ユニットで発生することが好ましい。より一般的には、スイッチング回路は、抑制回路内で前記信号状態の識別処理を可能に構成することが好ましい。例えば、スイッチング回路は、条件プログラム・コードによりスイッチング状態を実現できる処理ユニットによっても構成できる。抑制回路は、前記信号状態の各々に対し、前記外乱時間の間だけ中間信号を遅延させるための少なくとも１つの遅延回路を更に備えることが好ましい。
【００１６】
近接スイッチの上記抑制回路は、前記所定の外乱時間よりも短い範囲の出力信号の好ましくない周波数を完全に抑制できる。したがって、一般的に、所定のカットオフ周波数を超える信号を減衰させるだけの従来のローパス・フィルタと比較して、優れている。
【００１７】
抑制回路の第１実施形態によれば、２つの信号状態の各々に対し、抑制回路内で同じ値の外乱時間を使用する。第２の実施形態によれば、２つの信号状態に対し、抑制回路内で異なる値の外乱時間を使用する。抑制回路内の少なくとも１つのダイオードにより、２つの信号状態に対して異なる値の外乱時間に固定することが好ましい。近接スイッチの所望する用途および外乱磁界の特性に応じて、同じ値または異なる値の外乱時間の使用を決定できる。
【００１８】
抑制回路の容易な設計のためには、抑制回路が前記外乱時間を決定する部品と共に少なくとも１つのＲＣ部品を含むことが好ましい。特に、抑制回路の基本設計は、単安定マルチバイブレータを含むことができる。単安定マルチバイブレータは、出力信号の応答動作を更に改善するために、再トリガー可能であることが好ましい。
【００１９】
一連の送信電流パルス中で極性を反転することが好ましい。一連の送信電流パルスは、先行する電流パルスと後続する電流パルスとを含むことが好ましく、後続する電流パルスの極性を、先行する電流パルスの極性に対して反転することが好ましい。このことは、コイルに印加される一連の電圧パルス内の対応する極性反転によって達成することが好ましい。このように、特に、低周波数帯域内で外乱磁界の影響を、測定信号の入力段階であらかじめ低減できるので、外乱を受けない出力信号を発生する抑制回路の効果を高めることができる。よって、近接スイッチの検出感度および出力信号の外乱に対する不感度を最適化するために、一連の送信電流パルス間の所定時間内の極性の反転を、調節可能な追加パラメータとして使用することができる。
【００２０】
前記コイル、前記パルス・ソース、前記処理回路および前記抑制回路は、強磁性でなくアルミよりも大きい特定の電気抵抗を有する金属から製造されるハウジング内に配置されることが好ましい。前記金属は、ステンレススチールを含むことがより好ましい。このように、近接スイッチのロバスト性を改善して近接スイッチ内に位置する電子部品を良好に保護できる。
【００２１】
近接スイッチの好ましい配置は、最高５０ｋＨｚの周波数の外乱信号を発生する外乱源を含み得る。例えば、直流（ＤＣ）電源の遮断またはスイッチオン動作も外乱磁界を発生できるので、そのようなＤＣ電源も外乱源となり得る。近接スイッチの好ましい使用によれば、電気抵抗溶接で近接スイッチが使用される。このような溶接プロセス中には比較的振幅が大きい外乱磁界が発生するので、上記近接スイッチの使用が特に有利なことは明らかである。
【００２２】
電気抵抗溶接の最も一般的なタイプは、５０Ｈｚの低周波数および１ｋＨｚの中間周波数（この周波数は、その後２ｋＨｚの周波数に変換される）での抵抗溶接を含む。したがって、低周波数での抵抗溶接技術では、たいてい５０Ｈｚの周波数の外乱磁界が発生する。これと対照的に、中間周波数での抵抗溶接は２ｋＨｚの基本周波数そして更に独特の一連の高調波の外乱を発生する。本発明によれば、これらの双方の溶接プロセスの近くで、上記近接スイッチを使用できる。
【００２３】
添付図面を参照し、次の好ましい実施形態の説明において、本発明をより詳細に説明する。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】誘導型近接スイッチの略横断面図である。
【図２】Ａ〜Ｄは基本的測定原理を図解する図１に示された近接スイッチの電気回路の入力における信号の波形図である。
【図３】図１に示された近接スイッチの電子回路のブロック図である。
【図４】本発明の第１実施形態による図３に示された電子回路内の抑制回路の基本回路図である。
【図５】本発明の第２実施形態による図３に示された電子回路内の抑制回路の基本回路図である。
【図６】ＡおよびＢは、外乱が存在しない場合の、図４に示された抑制回路の入力信号および出力信号の波形図である。ＣおよびＤは、外乱が存在する場合の、図４に示された抑制回路の入力信号および出力信号の波形図である。Ｅは、図６Ｃおよび６Ｄに示された入力信号および出力信号に対応する、図４に示された抑制回路のコンデンサ上の電圧の動きの理想的な図である。
【図７】図３に示された電子回路内の抑制回路の、図４および５に示された回路図と比較した、より一般的な表現の基本回路図である。
【図８】ＡおよびＢは、図７に示された抑制回路内の遅延回路の入力信号および出力信号の波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
図１は、電子回路３に接続されたコイル２を備える誘導型近接スイッチ１を示す。参照により本願に含まれる特許文献１、２には、近接スイッチ１の基本的測定原理が開示されている。図３から明らかなように、電子回路３は、コイル２に周期的送信電流パルスを供給するためのパルス・ソース４と、ブリッジ回路５と、被モニタ物体の位置変化に応じて出力信号９を発生するための処理回路６とを含む。再度図１を参照すると、電子回路３は、出力信号９の送信用ケーブル７に接続されている。強磁性ではなく実質的に円筒形状のステンレススチールの単一部品から成るハウジング８内にコイル２と電子回路３とが配置されている。
【００２６】
図２Ａおよび２Ｂは、パルス・ソース４によって供給される制御信号を示す。図２Ａに示される制御信号ｐ（ｔ）は、コイル２に印加されるＤ.Ｃ.電圧の極性を制御する。図２Ｂに示された制御信号ｓ（ｔ）は、各パルス長Ｔｓよりも長い周期Ｔの周期パルスＳ１、Ｓ２、Ｓ３から構成されている。例えば、パルスＳ１、Ｓ２、Ｓ３の周期Ｔは、０.１ｍｓの範囲内に存在でき、各パルス長Ｔｓは、ほぼこの周期Ｔの５分の１に対応し、制御信号ｐ（ｔ）の周期Ｔｐは、パルスＳ１、Ｓ２、Ｓ３の周期Ｔの２倍に対応する。
【００２７】
図２Ｃは、コイル２を流れる電流Ｉｃ（ｔ）を示す。制御信号ｓ（ｔ）の周期パルスＳ１、Ｓ２、Ｓ３に対応し、各パルス長Ｔｓの間、振幅が増加し、その後、急激に振幅が減衰する送信電流パルスＩｃ１、Ｉｃ２、Ｉｃ３が各周期Ｔに存在する。制御信号ｐ（ｔ）によって制御される極性反転に起因し、第２電流パルスＩｃ２の符号は、前後の電流パルスＩｃ１、Ｉｃ３と比較して逆である。特許文献１により詳細に示されているように、このようにして外部低周波磁界との干渉の影響を低減できる。
【００２８】
被モニタ物体が送信電流パルスＩｃ１、Ｉｃ２、Ｉｃ３によってコイル２内に発生される変動磁界の影響ゾーン内に存在すると、物体内に流れる減衰する電流を生じさせる電圧が物体内に誘導される。
【００２９】
図２Ｄは、被モニタ物体内の減衰する電流との磁気結合によってコイル２内に誘導された受信電圧Ｕｉ（ｔ）を示す。送信電流パルスＩｃ１、Ｉｃ２、Ｉｃ３の各々は、時間的にシフトされた受信電圧パルスＵｉ１、Ｕｉ２、Ｕｉ３を生じさせる。受信される電圧Ｕｉ１、Ｕｉ２、Ｕｉ３は、処理回路６内で発生すべき出力信号９の基礎となる測定信号を示す。受信電圧Ｕｉ１、Ｕｉ２、Ｕｉ３は、一般的に、約１００μＶ〜３００μＶの信号強度を示し、１ｋＨｚ〜１００ｋＨｚの範囲の帯域幅を有する。
【００３０】
図３に概略的に示されるように、近接スイッチ１内の処理回路６は、受信ウィンドー制御回路１０と、増幅チェーン１１と、コンパレータ回路１２と、抑制回路１３とを備える。受信ウィンドー制御回路１０は、主に、測定すべき受信電圧Ｕｉ１、Ｕｉ２、Ｕｉ３の時間的位置および長さを制御するために使用される。測定信号は、増幅ステージ１１で増幅され、更にコンパレータ回路１２によって処理される。このように、中間信号１９は、抑制回路１３の入力においてデジタル・フォームで供給され、被測定領域に関して被モニタ物体が存在するか、存在しないかを示す。
【００３１】
図４は、抑制回路１３の回路図１３ａの第１実施形態を示す。回路１３ａの基本機能は、再トリガー可能な単安定マルチバイブレータに対応する。トランジスタ１４の位置にある抑制回路１３ａの入力に中間信号１９が送られ、コンパレータ１５の出力に、抑制回路１３ａの出力信号９が供給される。更に、抑制回路１３ａ内には４つのスイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４が設けられている。このように、中間信号１９の瞬間的信号状態に応じて異なる処理ができるように、スイッチング回路を構成する。スイッチＳＷ１とＳＷ３は常開（ＮＯ）タイプのスイッチであり、スイッチＳＷ２とＳＷ４は常閉（ＮＣ）タイプのスイッチである。したがって、スイッチＳＷ３とＳＷ４とはトランジスタ１４の入力において信号状態の変化が生じたときに、中間信号１９の前の状態を記憶するのに使用される。
【００３２】
ＲＣ部品１６の充電時間に関連し、所定の外乱時間Ｔｃ１、Ｔｃ２は、２５ｍｓとなるように固定されている。これによって、抑制回路１３ａ内で４つの異なるスイッチング状態を識別することが可能となり、これら４つの異なるスイッチング状態は、スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４によって記憶できる。第１のスイッチング状態は、ＲＣ部品１６の充電時間Ｔｃ１に対応する。第２のスイッチング状態は、ＲＣ部品１６の放電時間Ｔｃ２に対応する。第３のスイッチング状態はＲＣ部品１６のコンデンサに電圧Ｖｃが印加されることに対応する。第４のスイッチング状態は、ＲＣ部品１６のコンデンサがアースされることに対応する。
【００３３】
図４に示された回路１３では、外乱時間Ｔｃ１、Ｔｃ２は中間信号１９の双方の信号状態に対して等しく選択されている。
【００３４】
回路１３の異なる実施形態によれば、第２信号状態の外乱時間Ｔｃ２と比較し、第１信号状態に対して外乱時間Ｔｃ１の異なる値を選択できる。このことは、例えば、図５に示されるように達成できる。図５に示された抑制回路１３ｂの実施形態は、図４に示された抑制回路１３ａの実施形態に対応するが、抵抗２２とダイオード２１とが、抑制回路１３ｂの抵抗１７に並列に接続されている点が異なっている。このように、これら２つの部品２１、２２の電気特性が２つの外乱時間Ｔｃ１、Ｔｃ２の間の差を決定している。
【００３５】
図６Ａおよび６Ｂは、外乱が存在しない場合の抑制回路１３の中間信号１９および出力信号９の波形図を示す。図６Ａに示された中間信号１９は、期間Ｔ１およびＴ３中には、被モニタ領域外に被モニタ物体が位置することを示す第１信号状態に設定されている。それらの間の期間Ｔ２中には、中間信号１９は被モニタ物体が被モニタ領域内に発見されたことを示す第２信号状態に設定されている。図６Ｂに示された対応する出力信号９は、中間信号１９に一致するが、次の２点で異なっている。第１に、第１信号状態から第２信号状態への期間Ｔ１より後の遷移は、外乱時間Ｔｃ１の間だけ遅延されている。第２に、第２信号状態から第１信号状態への期間Ｔ２より後の遷移は、外乱時間Ｔｃ２の間だけ遅延されている。
【００３６】
続いて、図６Ａに示された入力信号１９に基づく、抑制回路１３の動作モードの例が示される。期間Ｔ１の間、トランジスタ１４の入力およびコンパレータの出力９は、ゼロ電圧に設定される。期間Ｔ１の終了時に、第１状態から第２状態への信号変化がトランジスタ１４に生じるので、スイッチＳＷ２は開となりスイッチＳＷ１は閉となる。スイッチＳＷ３およびＳＷ４は、このときのスイッチング状態のままである。したがって、ＲＣ部品１６のコンデンサは、充電が開始される。期間Ｔ２中における第１状態の信号時間が外乱時間Ｔｃ１に対応する充電時間よりも長くなる。したがって、コンパレータ１５は切り替り、スイッチＳＷ３およびＳＷ４のスイッチング状態を反転させる。このように、ＲＣ部品１６のコンデンサには電圧Ｖｃが印加される。
【００３７】
トランジスタ１４で、第２状態から第１状態への信号変化が生じると、期間Ｔ２の終了時にこの状況が反転するので、スイッチＳＷ１はブロックされスイッチＳＷ２は導通状態となる。スイッチＳＷ３およびＳＷ４は、そのときのスイッチング状態のままである。したがって、ＲＣ部品１６のコンデンサは、抵抗１８を介した放電を開始する。この放電時間は、十分長く、よって外乱時間Ｔｃ２よりも長いので、コンパレータ１５は切り替り、スイッチＳＷ３およびＳＷ４のスイッチング状態を反転させる。このように、ＲＣ部品１６のコンデンサは、アースに接続される。
【００３８】
図６Ｃは、外乱が存在する場合の抑制回路１３の中間信号１９の波形図を示す。図６Ｃの信号１９は、図６Ａに示された中間信号１９に対応し、この中間信号１９に、外乱が、第１状態と第２状態との間の付加的信号変化を期間Ｔ１およびＴ３中に生じさせる。しかし、付加的信号変化の各々の期間Ｔｆが外乱時間Ｔｃ１、Ｔｃ２と比較して十分短い。したがって、期間Ｔｆ中におけるＲＣ部品１６のコンデンサの充電時間は、コンパレータ１５が切り替るのに十分ではない。したがって、入力電圧はゼロ電圧に戻り、スイッチＳＷ２は、導通状態となるので、ＲＣ部品１６のコンデンサは、再びアースに接続される。
【００３９】
図６Ｄは、図６Ｃに示された外乱が存在する場合の出力信号９に対応する波形図を示す。以上のように、外乱磁界から生じる中間信号の追加的信号変動は、抑制回路１３によって効率的に抑制される。このように、出力信号９の２つの変動の間の最小時間間隔は、それぞれの外乱時間Ｔｃ１、Ｔｃ２より短くなることはできない。
【００４０】
図６Ｃに示されるようにトランジスタ１４上に外乱が生じた入力信号の場合のＲＣ部品１６のコンデンサの電圧の動きを示す図６Ｅには、抑制回路１３、１３ａ、１３ｂの機能が更に示されている。期間Ｔ１中、期間Ｔｆの信号変動の各々により、コンデンサにおける電圧が上昇する。しかし、コンデンサを充電する時間は外乱時間Ｔｃ１よりも十分短いので、コンパレータ１５が切り替わって状態の反転が生じ得る前に、システムはその都度、初期状態に戻る。
【００４１】
期間Ｔ１の終了時に信号変動が外乱時間Ｔｃ１の値を超えると状況が変化する。したがって、ＲＣ部品１６のコンデンサは、コンパレータ１５が切り替った後に電圧Ｖｃによってフル充電状態となる。
【００４２】
図７は、図３に示された近接スイッチ１の抑制回路１３の詳細な回路図１３ａおよび１３ｂのより一般的な表現を示す。抑制回路１３ｃは、コンパレータ回路１２の出力に接続されたマルチプレクサ２５を備え、マルチプレクサは中間信号１９の２つの信号状態を識別するスイッチを備える。したがって、マルチプレクサ２５の機能は、より詳細な抑制回路１３ａ、１３ｂのスイッチＳＷ１、ＳＷ２によって提供されている。したがって、マルチプレクサ２５のスイッチング状態は、中間信号１９の瞬間的な信号状態によって決まる。中間信号１９は、この瞬間的な信号状態に応じ、第１信号状態にある信号に対しては第１信号ライン２６を通過するか、または第２信号状態にある信号に対しては第２信号ライン２７を通過する。
【００４３】
信号ライン２６、２７の各々には遅延回路２８、２９が設けられている。第２信号ライン２７の遅延回路２９には第２信号状態の反転信号を考慮するためのインバータが設けられている。遅延回路２８、２９は、遅延回路２８、２９の出力で信号変化が存在できるために遅延回路２８、２９のそれぞれの入力に信号が存在しなければならない時間遅延を生じさせる。この遅延時間は、それぞれ、外乱時間Ｔｃ１、Ｔｃ２の値として、遅延回路２８、２９内で固定されている。したがって、遅延回路２８、２９は、前に述べた抑制回路１３ａ、１３ｂのＲＣ部品１６の機能に対応する。
【００４４】
信号ライン２６、２７の端にある遅延回路２８、２９の出力には、フリップフロップ３１が接続されている。フリップフロップ３１の２つのスイッチは、入力において信号状態の変化が生じたときの中間信号１９の前の状態を記憶するのに使用される。この機能は、前に述べた抑制回路１３ａ、１３ｂのスイッチＳＷ３、ＳＷ４によって実現される。フリップフロップ３１の出力に、出力信号９が供給される。更に、信号の瞬間的状態に応じてマルチプレクサ２５のスイッチング位置の変更を可能にするために、フリップフロップ３１の出力は、信号ライン３２を介してマルチプレクサ２５に接続されている。
【００４５】
図８Ａ、８Ｂは、第１信号ライン２６の遅延回路２８の例を使用して、遅延回路２８、２９の基本機能を更に示す。図８Ａは、時間と共に変化する遅延回路２８の入力における信号３５を示す。図８Ｂは、遅延回路２８の出力における対応する信号３６を示す。初期フェーズ中、入力信号３５に、第１信号状態から第２信号状態への第１の遷移が生じる。しかし、第２信号状態の信号時間は外乱時間Ｔｃ１の値と比較して短い。したがって、第２信号状態におけるパルス長は、遅延回路２８によって完全に抑制され、遅延回路２８の出力信号３６では変化は生じない。入力信号３５のその後のフェーズ中、外乱時間Ｔｃ１と比較して十分長い時間に、第１信号状態から第２信号状態への第２の遷移が生じる。この結果、遅延回路２８の出力信号３６の変化が生じ、この変化はこの状態遷移に起因すると共に、外乱時間Ｔｃ１の値だけ遅延される。
【００４６】
したがって、図６Ａ〜６Ｅに示された信号例に関してこれまで説明したように、抑制回路１３ａ、１３ｂおよび１３ｃの動作モードは、等価的である。例えば、図６Ｃに示された入力信号１９は、抑制回路１３ｃの動作モードを更に図解するための特定の例と見なすことができる。すなわち入力信号１９の期間Ｔ１における短い信号変動中には、図６Ｄに示されるように、出力信号９の変化は生じない。この理由は、これら信号変動の時間は、抑制回路１３ｃのそれぞれの遅延回路２８によって固定されている遅延時間Ｔｃ１よりも短いからである。
【００４７】
期間Ｔ２中の信号時間は、遅延回路２８の遅延時間Ｔｃ１と比較して十分に長い。したがって、遅延回路２８の出力において信号変化が生じ、この信号変化は、外乱時間Ｔｃ１の値だけ遅延され、その後、フリップフロッップ３１へ送られる。次に、フリップフロッップ３１のスイッチング状態は、別のスイッチング状態にスイッチングされる。このことは、信号ライン３２によって送信される信号を介し、マルチプレクサ２５のスイッチング状態も変化させる。この結果、入力信号１９は、第２信号ライン２７によって遅延回路２９を通過する。
【００４８】
期間Ｔ３の最初に、入力信号１９は第１信号状態に戻る。入力信号が第１信号状態のままとなっている時間は、第２信号ライン２７内のそれぞれの遅延回路２９によって決定される遅延時間Ｔｃ２よりも長い。したがって、フリップフロップ３１のスイッチング状態は、再び初期コンフィギュレーションに切り替えられる。このことは、信号ライン３２によって送信される信号を介してマルチプレクサ２５のスイッチング状態も変更させる。この結果、入力信号１９は、再び第１信号ライン２６によって遅延回路２８を通過する。入力信号１９の期間Ｔ３の次の短い信号変動は、再び遅延回路２８によって固定されている遅延時間Ｔｃ１よりも短いので、遅延回路２８の出力における信号の対応する変化を生じさせない。
【００４９】
このように、出力信号９の２つの変動の間の最小時間間隔は、遅延回路２８、２９のそれぞれの外乱時間Ｔｃ１、Ｔｃ２を下回ることはできず、この周波数帯域内の外乱が効果的に抑制される。
【００５０】
本発明は、上記実施形態だけに限定されるものではなく、これまで説明した実施形態は、発明を理解し、説明するためだけのものであり、発明を限定するものと解すべきでないことに注意すべきである。本発明を、特に、抑制回路の特定の実施形態の例として説明した。当業者に知られているように、所定の外乱時間よりも短い信号時間を抑制するこのような回路を、デジタル・フォームまたはアナログ・フォームで実現するための他の多数の電子実現も可能である。例えば、抑制回路における上記スイッチング状態を提供するための種々の可能性として、特にトランジスタ、リレー、マルチプレクサ、フリップフロッップまたは信号処理ユニットのソフトウェア・コードが、当技術分野では知られている。したがって、本発明は、特許請求の範囲のみによって限定され、本明細書の特定の開示によって限定されないことが好ましい。
【符号の説明】
【００５１】
１  誘導型近接スイッチ
２  コイル
３  電子回路
４  パルス・ソース
５  ブリッジ回路
６  処理回路
７  ケーブル
８  ハウジング
９  出力信号
１０  受信ウィンドー制御回路
１１  増幅チェーン
１２  コンパレータ回路
１３、１３ａ、１３ｂ、１３ｃ  抑制回路
１４  トランジスタ
１５  コンパレータ
１６  ＲＣ部品
１７、１８、２２  抵抗
１９  中間信号
２１  ダイオード
２５  マルチプレクサ
２６  第１信号ライン
２７  第２信号ライン
２８、２９  遅延回路
３０  インバータ
３１  フリップフロップ
３２  信号ライン
３５  入力信号
３６  出力信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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