(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
周波数が時間とともに周期的に変動する送信信号を生成し、該送信信号をレーダ波として送信する送信部と、
該送信部から送信され、目標物体に反射したレーダ波を受信し、該レーダ波の受信信号及び前記送信信号と同じ周波数を有するローカル信号に基づいてビート信号を生成する受信部と、
該受信部が生成するビート信号を所定のサンプリング周期でサンプリングし、前記ビート信号の上り変調信号と下り変調信号のピークのペアマッチにより、少なくとも前記目標物体の位置情報を導出する信号処理部と、
を備え、
前記受信部は、
複数の受信アンテナと、
前記複数の受信アンテナの各々に接続され、各受信アンテナからの受信信号を前記ローカル信号と混合して出力する複数の受信器を備え、、
前記信号処理部は、
前記複数の受信器の出力をサンプリングする際に、前記複数の受信器を択一的に選択し、かつ、前記複数の受信器を択一的に選択する際の選択時間間隔を、前記複数の受信アンテナのすべてを選択するサイクルごとに変更することを特徴とするレーダ装置。
【請求項２】
周波数が時間とともに周期的に変動する送信信号を生成し、該送信信号をレーダ波として送信する送信部と、
該送信部から送信され、目標物体に反射したレーダ波を受信し、該レーダ波の受信信号及び前記送信信号と同じ周波数を有するローカル信号に基づいてビート信号を生成する受信部と、
該受信部が生成するビート信号を所定のサンプリング周期でサンプリングし、前記ビート信号の上り変調信号と下り変調信号のピークのペアマッチにより、少なくとも前記目標物体の位置情報を導出する信号処理部と、
を備え、
前記受信部は、
複数の受信アンテナと、
前記複数の受信アンテナからの受信信号を前記ローカル信号と混合する受信器と、
前記複数の受信アンテナのいずれかからの受信信号を択一的に前記受信器に供給する受信スイッチと、
前記受信スイッチが前記複数の受信アンテナを択一的に選択する際の選択時間間隔を、前記受信スイッチが前記複数の受信アンテナのすべてを選択するサイクルごとに、変更するように制御する選択制御手段と、
を備えることを特徴とするレーダ装置。
【請求項３】
請求項１又は請求項２に記載のレーダ装置において、
前記複数の受信アンテナを択一的に選択する際、前記複数の受信アンテナを配列順に選択することを特徴とするレーダ装置。
【請求項４】
請求項１〜請求項３のいずれか１項に記載のレーダ装置において、
前記受信部の前記複数の受信アンテナは、
略直線上に配置されていることを特徴とするレーダ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、周波数変調されたレーダ波を送受信することにより、少なくとも目標物体が存在する方位を検出するレーダ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年レーダ装置を自動車に搭載し、衝突防止等の安全装置として応用する試みがなされているが、車載用のレーダ装置としては、目標物体の距離と相対速度とを同時に検出可能であり、しかも構成が比較的簡単で小型化・低価格化に適したＦＭＣＷ方式のレーダ装置（以下、ＦＭＣＷレーダ装置とよぶ）が用いられている。
【０００３】
ＦＭＣＷ方式のレーダ装置では、三角波状の変調信号により周波数変調され、周波数が時間に対して直線的に漸次増減する送信信号Ｓｓを送信波として送信し、目標物体から反射された受信波を受信信号Ｓｒとして受信する。
【０００４】
このとき、受信信号Ｓｒは、送受信波がレーダ装置と目標物体との間を往復するのに要する時間、すなわち、目標物体までの距離に応じた時間Ｔｄだけ遅延し、レーダ装置と目標物体の相対速度に応じた周波数Ｆｄだけドップラシフトする。
【０００５】
このような受信信号Ｓｒと送信信号Ｓｓとをミキサで混合することにより、受信信号Ｓｒと送信信号Ｓｓとの差の周波数成分であるビート信号Ｂを生成し、送信信号Ｓｓの周波数が増加するときのビート信号Ｂ（以下、アップビート信号Ｂｕともよぶ）の周波数（以下、上り変調時のビート周波数とよぶ）をｆｕ、送信信号Ｓｓの周波数が減少するときのビート信号（以下、ダウンビート信号Ｂｄともよぶ）の周波数（以下、下り変調時のビート周波数とよぶ）ｆｄとして、目標物体との距離Ｒ及び相対速度Ｖを、以下の式１、式２を用いて算出するように構成されている。
【０００６】
【数１】
0005653726.tif 000002
【０００７】
【数２】
0005653726.tif 000003
なお、ｃは電波伝搬速度、Ｔは送信信号を変調する三角波の周期、△Ｆは送信信号の周波数変動幅、Ｆｏは送信信号の中心周波数である。
【０００８】
ところで、車載用のレーダ装置では、上記のようにして検出された距離や速度に加え、目標物体が自車に対してどのような位置関係にあるかという、いわゆる方位情報の検出も重要となる。
【０００９】
そこで、受信アンテナを複数の受信グループに分割し、各受信グループに属する受信アンテナのいずれかからの受信信号を択一的に受信器に供給する受信スイッチを、送信信号の周波数が変動する周期よりも短い周期で切り替えて受信器に供給し、受信器では、各受信グループに属する受信アンテナからの受信信号をローカル信号で混合して、受信信号Ｓｒとするようにし、ミキサが出力するアップビート信号Ｂｕとダウンビート信号Ｂｄのピークのペアマッチングにより、距離や相対速度に加え、そのとき選択された受信アンテナの配置から方位情報を得るものがある（例えば特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特許第３６２２５６５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
ところが、ＦＭＣＷ方式を用いて、アップビート信号Ｂｕとダウンビート信号Ｂｄのピークのペアマッチにより、目標物体の位置などの情報を導出するレーダ装置においては、ＦＦＴなどのデジタル信号処理を行うと、受信信号のサンプリングを行う周波数に対するナイキスト周波数以降の距離にある目標物体の受信信号がナイキスト周波数以内の距離に折り返してしまうため、遠距離の目標物体が近距離に現れ、誤検出してしまうという問題がある。
【００１２】
本発明は、こうした問題に鑑みなされたもので、目標物体の誤検出を起こさないレーダ装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
この欄においては、発明に対する理解を容易にするため、必要に応じて「発明を実施するための形態」欄において用いた符号を付すが、この符号によって請求の範囲を限定することを意味するものではない。
【００１４】
上記「発明が解決しようとする課題」において述べた問題を解決するためになされた請求項１に記載の発明は、送信部（１）、受信部（２０）及び信号処理部（３０）を備えたレーダ装置（１）である。
【００１５】
送信部（１０）は、周波数が時間とともに周期的に変動する送信信号を生成し、送信信号をレーダ波として送信する。
受信部（２０）は、送信部（１０）から送信され、目標物体に反射したレーダ波を受信し、レーダ波の受信信号及び送信信号と同じ周波数を有するローカル信号に基づいてビート信号を生成する。
【００１６】
また、受信部（２０）は、複数の受信アンテナ（２２）及び受信器（２４）を備えている。さらに、受信器（２４）は、複数の受信アンテナ（２２）からの受信信号をローカル信号と混合して出力する。
【００１７】
信号処理部（３０）は、受信部（２０）が生成するビート信号Ｂを所定のサンプリング周期Ｔｓでサンプリングし、ビート信号Ｂの上り変調信号（アップビート信号Ｂｕ）と下り変調信号（ダウンビート信号Ｂｄ）のピークのペアマッチにより、少なくとも目標物体の位置情報を導出する、
また、信号処理部（３０）は、複数の受信器（２４）の出力をサンプリングする際に、複数の受信器（２４）を択一的に選択し、かつ、複数の受信器（２４）を択一的に選択する際の選択時間間隔を、複数の受信アンテナ（２２）のすべてを選択するサイクルごとに変更する。
【００１８】
このようなレーダ装置（１）では、目標物体の誤検出を起こさないレーダ装置（１）とすることができる。以下説明する。
一般的に、図９に示すように、ビート信号Ｂのサンプリングを行うと、サンプリング周波数ｆｓに対するナイキスト周波数ｆｎより高い周波数に対応する距離にある目標物体（図９中Ｑで示す）のビート信号Ｂが、図９中に矢印で示すように、ナイキスト周波数ｆｎを対称軸として、ナイキスト周波数ｆｎより低い周波数側に線対称周波数の位置に折り返してしまうエリアシング（図９中に破線Q’で示す）が発生する。したがって、実際には遠距離にある目標物体が近距離に現れることになる。
【００１９】
このとき、図１０に示すように、ナイキスト周波数ｆｎより低い周波数を有するビート信号では、実際のビート信号（図９中Ｐで示す）をサンプリングするため、受信アンテナ間（図１０中Ｃｈ１、Ｃｈ２で示す）の位相差をＸ°とすると、アップビート信号Ｂｕでは、位相差がＸ°、ダウンビート信号Ｂｄでは位相差が−Ｘ°となる、
つまり、アップビート信号Ｂｕとダウンビート信号Ｂｄの位相差Ｘ°の正負が逆となる。したがって、アップビート信号Ｂｕとダウンビート信号Ｂｄのピークのペアマッチングが可能となるため、目標物体の位置情報を正確に得ることができる。
【００２０】
これに対し、ナイキスト周波数ｆｎより高い周波数を有するビート信号の場合には、前述のように、ナイキスト周波数ｆｎを対称軸として、ナイキスト周波数ｆｎよりも低い周波数の線対称の位置に折り返され、いわゆるエリアスが現れる。
【００２１】
この状態で、サンプリング周波数ｆｓでサンプリングを行うと、図１１に示すように、実際の波形（図１１中に点線で示す波形）に対し、ナイキスト周波数ｆｎで折り返されたビート信号（エリアス）（図１１中に実線で示す波形）をサンプリングすることとる。
【００２２】
したがって、図１１に示すように、各受信アンテナ（図１１中Ｃｈ１、Ｃｈ２で示す）間のアップビート信号Ｂｕの位相差が（Ｘ＋α）°、ダウンビート信号Ｂｄの位相差が−（Ｘ−α）°となり、アップビート信号Ｂｕとダウンビート信号Ｂｄとが正負逆の信号とならなくなる。
【００２３】
したがって、アップビート信号Ｂｕとダウンビート信号Ｂｄのピークのペアマッチングが不可能となってしまい、目標物体の位置情報が得られなくなってしまう。なお、αは、受信アンテナ（２２）間の位相差の補正値を示している。
すなわち、αは、受信アンテナ（２２）間の入力経路差からくる時間差を吸収するためにその時間差を位相に変換した場合、ナイキスト周波数より高い周波数と低い周波数との時間差により発生する位相差を意味している。
【００２４】
ここで、ビート信号Ｂのサンプリングの際に、ナイキスト周波数ｆｎを対称軸とした折り返しを防止し、サンプリングしたアップビート信号Ｂｕとダウンビート信号Ｂｄのピークのペアマッチにより、目標物体の位置情報を導出するには、受信器（２４）のチャネルごとの選択時間間隔ｔｃを、受信器（２４）のすべてのチャネルを選択するサイクルごとに変更するようにするのである（図３参照）。
【００２５】
例えば、図３では、１サイクル目には、選択時間間隔ｔｃ＝ｔ１とし、２サイクル目はｔｃ＝ｔ２とし、以下、サイクルごとに選択時間間隔が少なくとも直前のサイクルの選択時間間隔と同じにならないようにするのである。
【００２６】
このようにすると、ビート信号Ｂのサンプリング周期Ｔｓ及び受信器（２４）の各チャネルの選択時間間隔とのサイクルごとの履歴がサイクルごとに異なることになる
つまり、アップビート信号Ｂｕとダウンビート信号Ｂｄのサンプリング周期Ｔｓと複数の受信器（２４）の各チャネルの選択時間間隔のサイクルごとの相関がなくなり、エリアスが発生しなくなる。
【００２７】
したがって、受信器（２４）の選択時間間隔ｔｃをサイクルごとに変化させることにより、ビート信号のサンプリングの際に、ナイキスト周波数ｆｎを対称軸とした折り返しを防止し、サンプリングしたアップビート信号Ｂｕとダウンビート信号Ｂｄのピークのペアマッチを可能とすることができる。
【００２８】
まり、ビート信号のサンプリング周波数ｆｓに対するナイキスト周波数ｆｎより高い距離にある目標物体の受信信号がナイキスト周波数ｆｎより低い距離に折り返さないようにし、遠距離の目標物体を近距離の目標物体として誤検出しないレーダ装置（１）とすることができる。
【００２９】
また、ビート信号のサンプリング周波数ｆｓに対するナイキスト周波数ｆｎより高い周波数の信号を遮断するために一般的に用いられるアンチエリアシングフィルタが必要となくなるので、レーダ装置（１）を簡易な構成とすることができる。
【００３０】
また、請求項２に記載のように、送信部（１０）、受信部（２００）及び信号処理部（３００）を備え、受信部（２００）は、複数の受信アンテナ（２２）、受信器（２４）、受信スイッチ（２６）及び選択制御手段（２８）を備えるレーダ装置（２）としてもよい。
【００３１】
ここで、受信器（２４）は、複数の受信アンテナ（２２）からの受信信号をローカル信号と混合し、受信スイッチ（２６）は、複数の受信アンテナ（２２）のいずれかからの受信信号を択一的に受信器（２４）に供給する。
【００３２】
また、選択制御手段（２８）は、受信スイッチ（２６）が複数の受信アンテナ（２２）を択一的に選択する際の選択時間間隔を、受信スイッチ（２６）が複数の受信アンテナ（２２）のすべてを選択するサイクルごとに、変更するように制御する。
【００３３】
このように、複数の受信アンテナ（２２）を受信スイッチ（２６）を切り替えることによって、複数の受信アンテナ（２２）を択一的に選択するとともに、受信スイッチ（２６）が複数の受信アンテナ（２２）のすべてを選択するサイクルごとに、変更するように制御するようにしても、請求項１に記載のレーダ装置（１）と同じ効果を有するレーダ装置（２）とすることができる。
【００３４】
また、比較的大きくて高価な受信器（２４）が１個で済むため、レーダ装置（２）を小型かつ安価に製作することができる。
ところで、ビート信号のサンプリング周期Ｔｓと複数の受信アンテナ（２２）の各チャネルの選択時間間隔のサイクルごとの履歴を異なるものにするためには、複数の受信アンテナ（２２）を任意の順に切り替えてもよいが、請求項３に記載のように、選択制御手段（２８）は、複数の受信アンテナ（２２）を配列順に選択するようにするとよい。
【００３５】
このようにすると、複数の受信アンテナ（２２）を配列順に切り替えればよいので、選択制御手段（２８）の構成を簡易なものにすることができる。
なお、「複数の受信アンテナ（２２）を配列順に切り替える」とは、複数の受信アンテナ（２２）が配列されている場合に、選択を開始する受信アンテナに隣接する受信アンテナを順次選択していくことを意味している。
【００３６】
例えば、受信アンテナが一直線上に配置されている場合には、一端側から他端側に向かって隣接している受信アンテナを順次選択することを意味しており、受信アンテナがｎ×ｎのアレイ状に配置されている場合には、１行１列の受信アンテナからｎ行ｎ列のアンテナまで、行・列（又は列・行）の順に順次選択していくという意味である。
【００３７】
た、請求項４に記載のレーダ装置は、受信部（２０）の複数の受信アンテナ（２２）を略直線上に配置されていることを特徴とする。
この場合、各受信アンテナ（２２）からの受信信号に基づくビート信号の強度成分及び位相成分を比較することにより、受信アンテナ（２２）の法線（正面）方向及び配列方向を含む面内での目標物体の方位（例えば、正面方向を０°とした、左右方向の角度）が検出可能となるため、例えば、受信アンテナ（２２）の配列方向を水平方向に一致させれば、車載用前方監視レーダ等に好適に用いることができる。
【００３８】
ここで、図１２は、一列に配置された受信アンテナ（２２）の受信信号の位相に基づいて、方位検出を行う際の原理を示す説明図である。すなわち、隣接する受信アンテナ（２２）の中心間の距離をｄｗとした場合、受信アンテナ（２２）の正面方向に対して角度αから到来するレーダ波を考える。なお、図面を見やすくするため、ここでは、３つの受信チャネルｃｈ１，ｃｈ２，ｃｈ３を有する場合、すなわち３つの受信アンテナにて受信する場合について示す。
【００３９】
まず、単一の送信アンテナ（１６）から送信され、受信アンテナ（２２）前方の少なくとも数ｍ以上の距離に存在する目標物体によって反射されたレーダ波は、各受信アンテナ（２２）の所に、ほとんど平行に到来すると考えることができる。
【００４０】
したがって、隣接する受信チャネルｃｈ１，２（又はｃｈ２，３）の受信アンテナ（２２）に到来するレーダ波は、角度αに応じた行路差ｄｌ（＝ｄｗ・ｓｉｎα）が生じることになる。
【００４１】
この行路差ｄｌにより、両受信チャネルｃｈ１，２（又はｃｈ２，３）の受信信号には、位相差が生じ、更にこの位相差は、受信器（２４）で周波数変換されてビート信号の位相差となって、信号処理部（３０）に伝達される。ＦＭＣＷレーダ装置（１）の場合、行路差ｄｌによって、ビート信号に発生する位相差ζは、送信信号の平均波長をλとして、次の式３にて表される。
【００４２】
【数３】
0005653726.tif 000004
ここで行路差ｄｌを上述の受信アンテナ間の距離ｄｗ及び角度αにて示した式で置き換え、αについて解くと、次の式４が得られる。
【００４３】
【数４】
0005653726.tif 000005
したがって、各受信チャネルｃｈ１，２，３のビート信号を解析して、チャネル間の位相差ζを求めることにより、式４から方位情報を求めることができるのである。
【００４４】
なお、この場合、送信ビームのビーム範囲内に存在する目標物体について、方位情報を漏らさず検出できるようにするには、隣接する一対の受信アンテナ（２２）の中心間の距離ｄｗを、送信部（１０）から送出されるレーダ波のビーム幅をφ、送信信号の平均波長をλとした場合、次の式５に示すように、
【００４５】
【数５】
0005653726.tif 000006
に設定することが望ましい。すなわち、式４をｄｗについて解くと、式６が得られる。
【００４６】
【数６】
0005653726.tif 000007
そして、位相比較により判定可能な位相差ζは、−π＜ζ＜πの範囲であり、送信ビームのビーム幅をφとした場合、検出可能な角度αは、−φ／２＜α＜φ／２の範囲であるため、式６に、ζ＝π，α＝φ／２を代入すると、式７が得られる。
【００４７】
【数７】
0005653726.tif 000008
実際には、余裕を持って送信ビームのビーム幅より広い範囲を検出できるように設定することが望ましく、すなわち、受信アンテナ（２２）の中心間の距離ｄｗを、式５を満たすように設定しておけば、必要な方位情報を漏らさず検出できるのである。
【図面の簡単な説明】
【００４８】
【図１】レーダ装置の概略の構成を示すブロック図である。
【図２】送信及び受信アンテナのビーム幅の設定を表す説明図である。
【図３】受信アンテナの各チャネルの選択時間間隔ｔｃをサイクル（周期Ｔｘ）ごとに変化させる様子を示す説明図である。
【図４】信号処理部に供給されるビート信号の波形図である。
【図５】信号処理部にて実行される目標物情報検出処理の内容を表すフローチャートである。
【図６】第２実施形態におけるレーダ装置の概略の構成を示すブロック図である。
【図７】受信スイッチの選択タイミングを表す説明図である。
【図８】受信アンテナのチャネルの選択順を変更する様子を示す説明図である。
【図９】ビート信号Ｂが、ナイキスト周波数ｆｎを対称軸として、ナイキスト周波数ｆｎより低い周波数側に線対称周波数の位置に折り返してしまうことを示す説明図である。
【図１０】ナイキスト周波数ｆｎより低い周波数を有するビート信号をサンプリングしたときの様子を示す説明図である。
【図１１】ナイキスト周波数ｆｎより高い周波数を有するビート信号をサンプリングしたときの様子を示す説明図である。
【図１２】一列に配置された受信アンテナの受信信号の位相に基づいて、方位検出を行う際の原理を示す説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００４９】
以下、本発明が適用された実施形態について図面を用いて説明する。なお、本発明の実施の形態は、下記の実施形態に何ら限定されることはなく、本発明の技術的範囲に属する限り種々の形態を採りうる。
【００５０】
［第１実施形態］
図１は、本発明が適用されたレーダ装置１の概略の構成を示すブロック図である。図１に示すように、送信部１０、受信部２０及び信号処理部３０を備えている。
【００５１】
送信部１０は、周波数が時間とともに周期的に変動する送信信号を生成し、送信信号をレーダ波として送信する装置であり、時間に対して周波数が直線的に漸増、漸減を繰り返すよう変調されたミリ波帯の高周波信号を生成する発振器１２と、発振器１２の出力を送信信号Ｓｓとローカル信号Ｌとに電力分配する分配器１４と、送信信号Ｓｓに応じたレーダ波を放射する送信アンテナ１６とを備えている。
【００５２】
なお、発振器１２が生成する高周波信号の周波数は、三角波状に変化し、本第第１実施形態では、中心周波数Ｆｏ＝７６．５ＧＨｚ，周波数変動幅ΔＦ＝１００ＭＨｚ，変動周期Ｔｄ＝１．０２４ｍｓに設定されている。また、送信アンテナ１６のビーム幅は、当該レーダ装置１の検出領域をすべてカバーするように設定されている。
【００５３】
受信部２０は、送信部１０から送信され、目標物体に反射したレーダ波を受信し、レーダ波の受信信号及び送信信号と同じ周波数を有するローカル信号に基づいてビート信号を生成する装置であり、受信アンテナ２２及び受信器２４を備えている。
【００５４】
受信アンテナ２２は、レーダ波を受信する複数（本第１実施形態では８個）のホーンアンテナから構成されている。
受信器２４は、複数（８個）の受信アンテナ２２の各々に接続された複数（８個）の装置であり、各々の受信器２４は、各受信アンテナ２２からの受信信号Ｓｒにローカル信号Ｌを混合し、これら信号の差の周波数成分であるビート信号Ｂを生成する高周波ミキサを備えている。
【００５５】
つまり、受信部２０は、各受信アンテナ２２に対応して８つの受信チャネルｃｈ１〜８を有しており、すべての受信チャネルｃｈ１〜８において、受信器２４でビート信号Ｂを生成するように構成されている。
【００５６】
なお、図２に示すように、アンテナが形成するビームにおいて、正面方向に対する利得の低下が３ｄＢ以内の角度範囲をビーム幅と規定し、各受信チャネルｃｈ１〜ｃｈ８の受信アンテナ２２は、そのビーム幅が、いずれも、送信アンテナ１６のビーム幅（本実施形態ではφ＝２０°）全体を含むように設定されている。
【００５７】
また、隣接する各受信アンテナ２２の中心間の距離ｄｗは、送信アンテナ１６のビーム範囲を角度分析するために、上述した式５の条件を満たすようにｄｗ＝８［ｍｍ］に設定されている。すなわち、レーダ波の平均波長がλ＝１／Ｆｏ＝３．９２［ｍｍ］であることから、式５の右辺は１１．３［ｍｍ］となり式５を満たすことは明らかである。
【００５８】
信号処理部３０は、受信部２０が生成するビート信号を所定のサンプリング周期Ｔｓでサンプリングし、ビート信号の上り変調信号（アップビート信号）と下り変調信号（ダウンビート信号）のピークのペアマッチにより、少なくとも目標物体の位置情報を導出する機器である。
【００５９】
信号処理部３０は、複数の受信器２４の出力をサンプリングする際に、複数の受信器２４を択一的に選択し、かつ、複数の受信器２４を択一的に選択する際の選択時間間隔を、複数の受信アンテナ２２のすべてを選択するサイクルごとに変更する。
ここで、選択時間間隔ｔｃは、受信器２４の８つのチャンネルすべてを選択した場合を１サイクルとすると、図３に示すように、１サイクル（周期Ｔｘ）ごとに変化するようになっている。
【００６０】
例えば、図３に示すように、１サイクル目では、選択時間間隔ｔｃ＝ｔ１とし、受信アンテナ２２の１Ｃｈ〜８Ｃｈのすべてを選択し終わったら、２サイクル目となり、２サイクル目では、選択時間間隔ｔｃ＝ｔ２（≠ｔ１）とし、以下、サイクルごとに、少なくとも直前のサイクルにおける選択時間間隔ｔｃと同じ値にならないように変化させるのである。
【００６１】
つまり、信号処理部３０は、各受信器２４に対応して８つの受信チャネルｃｈ１〜８を有しており、すべての受信チャネルｃｈ１〜８が、複数の受信器２４の出力を選択時間間隔ｔｃで選択するように構成されている。
【００６２】
信号処理部３０は、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ及びＩ／Ｏからなる周知のマイクロコンピュータを中心に構成され、さらに、受信部２０が生成するビート信号Ｂをサンプリング周期Ｔｓでデジタルデータに変換するサンプリング手段としてのＡ／Ｄ変換器及びＡ／Ｄ変換器を介して取り込んだデータについて、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実行するための演算処理装置等（いずれも図示しない）を備えている。
【００６３】
このように構成された本第１実施形態のレーダ装置１では、発振器１２が生成した高周波信号を分配器１４が電力分配することにより送信信号Ｓｓ及びローカル信号Ｌが生成され、このうち送信信号Ｓｓは、送信アンテナ１６を介してレーダ波として送出される。
【００６４】
送信アンテナ１６から送出されたレーダ波の反射波は、全ての受信アンテナ２２にて受信され、送信アンテナ１６から送出されたレーダ波の反射波は、全ての受信アンテナ２２にて受信され、受信チャネルｃｈｉ（ｉ＝１〜８）の受信信号Ｓｒが各受信器２４へ供給される。
【００６５】
すると、各受信器２４では、この受信信号Ｓｒに分配器１４からのローカル信号Ｌを混合することによりビート信号Ｂを生成し信号処理部３０へ供給する。そして、信号処理部３０では、ビート信号Ｂを、サンプリング周期Ｔｓでサンプリングした後、後述する目標物情報検出処理を実行する。
【００６６】
なお、信号処理部３０では、サンプリング周期Ｔｓの１／４の選択周期ｔｃで受信チャネルｃｈｉ（ｉ＝１〜８）を順次選択しているため、信号処理部３０では、ビート信号Ｂも、図４（ａ）に示すように、各受信チャネルｃｈ１〜８の受信信号Ｓｒに基づくビート信号Ｂ１〜Ｂ８が時分割多重されたものとなる。
【００６７】
また、信号処理部３０は、変動周期Ｔｄごとに、全ての受信チャネルｃｈ１〜ｃｈ８のビート信号Ｂ１〜Ｂ８を、Ｔ／Ｔｘ（＝５１２）回ずつサンプリングすることになる。但し、各受信チャネルｃｈ１〜８のサンプリングタイミングは、変動期間Ｔｄずつずれたものとなっている。
【００６８】
（目標情報検出処理の説明）
ここで、信号処理部３０が実行する目標物情報検出処理を、図５に示すフローチャートに沿って説明する。目標物情報検出処理は、ＲＯＭに格納されたプログラムをＣＰＵが読み出して実行することにより実行される。なお、本処理は、送信信号Ｓｓの一変動周期Ｔｄ分のサンプリングデータが蓄積されるごとに起動される。
【００６９】
本処理が起動されると、まずＳ１１０において、ＣＰＵが、蓄積されたサンプリングデータを、受信チャネルｃｈ１〜８ごと、すなわち、同じビート信号Ｂ１〜Ｂ８に基づくものごとに分離する。
【００７０】
続く、Ｓ１２０では、ＣＰＵが、Ｓ１１０にて分離されたサンプリングデータに基づいて、複素フーリエ変換（特に、ここでは高速フーリエ変換のアルゴリズムを適用した複素ＦＦＴ）を実行することにより周波数分析を行う。
【００７１】
但し、複素ＦＦＴは、サンプリングデータの前半（上り変調時のデータ）と後半（下り変調時のデータ）とに分けてそれぞれ行う。そして、この複素ＦＦＴの演算結果として、周波数成分ごとの信号強度及び位相が得られる。
【００７２】
続くＳ１３０では、ＣＰＵが、信号強度がピークとなる周波数成分を抽出し、全ての受信チャネルｃｈｉ（ｉ＝１〜８）について、この抽出された周波数成分（周波数ｆｂ）の位相θｉ（ｆｂ）を補償する。
【００７３】
つまり、受信チャネルｃｈｉが選択される時刻をｔｉとして、時刻ｔ１からの経過時間ｔｉ−ｔ１（＝（ｉ−１）・ｔｃ）と、受信チャネルｃｈｉごとに予め測定された、各受信チャネルｃｈｉの受信アンテナ２２から受信器２４に至る経路での受信信号Ｓｒの位相遅れ量δｉとに基づき、次の式８を用いて、補償された位相θｈｉ（ｆｂ）を算出する。
【００７４】
θｈｉ（ｆｂ）＝θｉ（ｆｂ）・Ｈ１・Ｈ２ ・・・式８
但し、Ｈ１＝ｅｘｐ｛−ｊ・２π・ｆｂ・（ｉ−１）・ｔｃ｝
Ｈ２＝ｅｘｐ｛−ｊ・δｉ｝
そして、Ｓ１４０では、ＣＰＵが、すべての受信チャネルｃｈ１〜８について上述の周波数分析（Ｓ１２０）、位相補償（Ｓ１３０）が終了したか否かを判断し、すべての受信チャネルｃｈ１〜８について処理を終了するまで、上述のＳ１２０、Ｓ１３０を繰り返し実行する。
【００７５】
その後、ＣＰＵが、すべての受信チャネルｃｈ１〜８について処理を終了し、Ｓ１４０にて肯定判定すると、Ｓ１５０に処理を移行して、先のＳ１２０にて算出された信号強度に基づき、上り変調時及び下り変調時ごとに、信号強度がピークとなる周波数成分（周波数ｆｕ，ｆｄ）を抽出し、上述の式１、式２を用いて、目標物体との距離Ｒや相対速度Ｖを算出する。
【００７６】
なお、各変調時とも複数のピークが存在する場合には、例えば、信号強度に基づいてほぼ同じ信号強度のもの同士をペアリングして、このペアリングされたすべてのものについて、距離Ｒや相対速度Ｖを算出する。
【００７７】
続くＳ１６０では、ＣＰＵが、先のＳ１３０にて補償された位相を、各受信チャネルｃｈ１〜８間で比較し、目標物体と各受信アンテナ２２との位置関係により生じる反射波の行路差ｄｌに基づいた位相差を特定することにより、上述の式３及び式４を用いて目標物体の方位αを算出する。
【００７８】
以上説明したように、本第１実施形態のレーダ装置１においては、各受信チャネルｃｈ１〜８の受信信号Ｓｒを、各受信器２４に供給し、また、信号処理部３０では、受信器２４から供給されるビート信号を、サンプリング周期Ｔｓでサンプリングした後、受信チャネルｃｈ１〜８ごとに分離して処理する。
【００７９】
（レーダ装置１の特徴）
このように、本第１実施形態のレーダ装置１によれば、各受信チャネルｃｈ１〜８を、短い周期（ここでは、０．２５μｓ）で順次切り替えており、連続した８個のデータは、ほぼ同時に検出したものと見なすことができるため、各受信チャネルｃｈ１〜８のビート信号の位相に基づいて方位検出を行うことができ、信号強度のみを用いる場合と比較して、方位検出の精度を向上させることができる。
【００８０】
さらに、本第１実施形態では、ビート信号のサンプリングタイミングの相違や、受信アンテナ２２から受信器２４に至る経路の相違に基づいて、受信チャネルｃｈ１〜８ごとに生じる位相のずれや遅れを補償し、この補償された位相に基づいて方位情報を算出しているので、これらの要因にかかわらず、高精度な方位検出を行うことができる。
【００８１】
また、本第１実施形態では、送信アンテナ１６のビーム幅を２０°としたが、受信アンテナ２２の中心間の距離がｄｗ＝８［ｍｍ］に設定されている場合、式４からわかるように、受信アンテナ２２は、最大２８．４°（±１４．２°）の角度範囲の信号を受信できるため、本第１実施形態では、送信アンテナ１６のビーム幅を広げるだけで、検出可能な角度範囲を最大２８．４°まで簡単に拡張することができる。
【００８２】
また、選択時間間隔ｔｃで、複数の受信器２４（Ｃｈ１〜Ｃｈ８）を配列順に選択している。このようなレーダ装置１では、前述のように、目標物体の誤検出を起こさないレーダ装置とすることができる。
【００８３】
つまり、レーダ装置１では、ビート信号Ｂのサンプリングの際に、ナイキスト周波数ｆｎを対称軸とした折り返しを防止し、サンプリングしたアップビート信号Ｂｕとダウンビート信号Ｂｄのピークのペアマッチにより、目標物体の位置情報を導出するには、受信器２４のチャネルごとの選択時間間隔ｔｃを、受信器２４のすべてのチャネル（Ｃｈ１〜ｃｈ８）を順次選択するサイクルごとに変化させている（図３参照）。
【００８４】
これにより、ビート信号Ｂのサンプリング周期Ｔｓ及び受信器２４の各チャネルの選択時間とのサイクルごとの履歴がサイクルごとに異なることになる
つまり、アップビート信号Ｂｕとダウンビート信号Ｂｄのサンプリング周期Ｔｓと複数の受信器２４の各チャネルの選択時間間隔のサイクルごとの相関がなくなり、エリアスが発生しなくなる。
【００８５】
したがって、受信器２４の選択時間間隔ｔｃをサイクルごとに変化させることにより、ビート信号のサンプリングの際に、ナイキスト周波数ｆｎを対称軸とした折り返しを防止し、サンプリングしたアップビート信号Ｂｕとダウンビート信号Ｂｄのピークのペアマッチを可能とすることができる。
【００８６】
つまり、ビート信号のサンプリング周波数ｆｓに対するナイキスト周波数ｆｎより高い距離にある目標物体の受信信号がナイキスト周波数ｆｎより低い距離に折り返さないようにし、遠距離の目標物体を近距離の目標物体として誤検出しないレーダ装置１とすることができるのである。
【００８７】
また、信号処理により目標物体の方位を正確に検出することができるため、一般的に用いられるアンチエリアシングフィルタが不要となるため、レーダ装置１を小型化することができる。
【００８８】
［第２実施形態］
次に、信号処理部３００において各チャネルを選択周期ｔｃで選択する代わりに、受信スイッチ２６を用いたレーダ装置２について図６に基づき説明する。なお、第２実施形態におけるレーダ装置２の構成品は、第１実施形態におけるレーダ装置１の構成品と共通しているものが多いため、同じ構成品には同じ符号を付して、その説明を省略する。
【００８９】
図６は、第２実施形態におけるレーダ装置２の概略の構成を示すブロック図である。図６に示すように、送信部１０、受信部２００及び信号処理部３００を備えている。
送信部１０は、第１実施形態におけるものと同じである。
【００９０】
受信部２００は、送信部１０から送信され、目標物体に反射したレーダ波を受信し、レーダ波の受信信号及び送信信号と同じ周波数を有するローカル信号に基づいてビート信号Ｂを生成する装置であり、受信アンテナ２２、受信器２４、受信スイッチ２６及び選択信号生成器２８を備えている。
【００９１】
受信アンテナ２２は、第１実施形態におけるものと同じである。また、受信器２４も第１実施形態におけるものと同じであるが、複数の受信アンテナ２２の各々にせつぞくされておらず、後述するように、複数の受信アンテナ２２を受信スイッチ２６で選択し、選択された受信アンテナ２２からの出力が１個の受信器２４に入力されるようになっている。
【００９２】
受信スイッチ２６は、受信アンテナ２２からの受信信号Ｓｒのいずれかを選択信号Ｘｒに従って択一的に選択し、受信器２４へ供給する装置であり、ＰＩＮダイオードスイッチやＭＥＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  ＦＥＴの略）あるいはＲＦ−ＭＥＭＳスイッチなどの高周波用スイッチが用いられている。
【００９３】
選択信号生成器２８は、受信スイッチ２６を制御するための選択信号Ｘｒを生成する選択制御手段としての機器であり、図７に示すように、受信器２４へ受信信号が供給される受信アンテナ２２が、配列順、すなわち受信チャネルｃｈ１〜ｃｈ８の番号順に従って順番に切り替わるような選択信号Ｘｒを生成するように構成されている。
【００９４】
なお、この選択信号Ｘｒは、選択時間間隔ｔｃのパルス信号であり、受信スイッチ２６は、パルス信号Ｘｒが入力されるたびに、受信チャネルを順次変化させるようになっているとともに、信号処理部３００へも供給されている。
【００９５】
選択信号生成器２８が生成する選択信号Ｘｒは、受信スイッチ２６を選択時間間隔ｔｃで、複数の受信アンテナ２２の各チャネル（ｃｈ１〜Ｃｈ８）の配列順に切り替わるよう制御する信号である。
【００９６】
ここで、選択信号生成器２８において生成される選択信号Ｘｒの選択時間間隔ｔｃは、受信アンテナ２２の８つのチャンネルすべてを選択した場合を１サイクルとすると、図３に示すように、１サイクル（周期Ｔｘ）ごとに変化するようになっている。
【００９７】
例えば、図３に示すように、１サイクル目では、選択時間間隔ｔｃ＝ｔ１とし、受信アンテナ２２の１Ｃｈ〜８Ｃｈのすべてを選択し終わったら、２サイクル目となり、２サイクル目では、選択時間間隔ｔｃ＝ｔ２（≠ｔ１）とし、以下、サイクルごとに、少なくとも直前のサイクルにおける選択時間間隔ｔｃと同じ値にならないように変化させるのである。
【００９８】
つまり、受信部２００は、各受信アンテナ２２に対応して８つの受信チャネルｃｈ１〜８を有しており、すべての受信チャネルｃｈ１〜８が、単一の受信器２４を時分割で共用するように構成されている。
【００９９】
なお、第１実施形態と同様に、各受信チャネルｃｈ１〜ｃｈ８の受信アンテナ２２のビーム幅が、いずれも、送信アンテナ１６のビーム幅全体を含むように設定されており、また、隣接する各受信アンテナ２２の中心間の距離ｄｗ＝８［ｍｍ］に設定されている。
【０１００】
信号処理部３００は、受信部２００が生成するビート信号を所定のサンプリング周期Ｔｓでサンプリングし、ビート信号の上り変調信号（アップビート信号）と下り変調信号（ダウンビート信号）のピークのペアマッチにより、少なくとも目標物体の位置情報を導出する機器である。
【０１０１】
信号処理部３００は、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ及びＩ／Ｏからなる周知のマイクロコンピュータを中心に構成され、さらに、選択信号Ｘｒに同期して動作し、受信部２００が生成するビート信号Ｂをサンプリング周期Ｔｓでデジタルデータに変換するサンプリング手段としてのＡ／Ｄ変換器及びＡ／Ｄ変換器を介して取り込んだデータについて、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実行するための演算処理装置等（いずれも図示しない）を備えている。
【０１０２】
このように構成された本第２実施形態のレーダ装置２では、発振器１２が生成した高周波信号を分配器１４が電力分配することにより送信信号Ｓｓ及びローカル信号Ｌが生成され、このうち送信信号Ｓｓは、送信アンテナ１６を介してレーダ波として送出される。
【０１０３】
送信アンテナ１６から送出されたレーダ波の反射波は、全ての受信アンテナ２２にて受信されるが、受信スイッチ２６によって選択されている受信チャネルｃｈｉ（ｉ＝１〜８）の受信信号Ｓｒのみが受信器２４へ供給される。
【０１０４】
すると、受信器２４では、この受信信号Ｓｒに分配器１４からのローカル信号Ｌを混合することによりビート信号Ｂを生成し信号処理部３００へ供給する。そして、信号処理部３００では、ビート信号Ｂを、選択信号Ｘｒのタイミングに従ってサンプリングした後、後述する目標物情報検出処理を実行する。
【０１０５】
なお、受信スイッチ２６では、選択信号Ｘｒに従って受信チャネルｃｈｉを順次切り替えているため、受信器２４には、各受信チャネルｃｈ１〜８の受信信号Ｓｒが時分割多重されて供給されることになる。
【０１０６】
その結果、受信器２４が生成するビート信号Ｂも、図４（ａ）に示すように、各受信チャネルｃｈ１〜８の受信信号Ｓｒに基づくビート信号Ｂ１〜Ｂ８が時分割多重されたものとなる。
【０１０７】
また、信号処理部３００は、変動周期Ｔｄごとに、全ての受信チャネルｃｈ１〜ｃｈ８のビート信号Ｂ１〜Ｂ８を、Ｔ／Ｔｘ（＝５１２）回ずつサンプリングすることになる。但し、各受信チャネルｃｈ１〜８のサンプリングタイミングは、変動期間Ｔｄずつずれたものとなっている。
【０１０８】
（目標物情報検出処理の説明）
第２実施形態において信号処理部３００が実行する目標物情報検出処理は、第１実施形態における目標淵情報処理とほぼ同じ内容であるため、図５のフローチャートに基づいて異なる部分を主に説明する。
【０１０９】
本目標情報処理が起動されると、第１実施形態と同じように、ＣＰＵが、Ｓ１１０〜Ｓ１３０を実行する。
Ｓ１３０においては、信号強度がピークとなる周波数成分（周波数ｆｂ）の位相θｉ（ｆｂ）の補償の際、受信スイッチ２６により受信チャネルｃｈｉが選択される時刻をｔｉとして、時刻ｔ１からの経過時間ｔｉ−ｔ１（＝（ｉ−１）・ｔｃ）と、受信チャネルｃｈｉごとに予め測定された、各受信チャネルｃｈｉの受信アンテナ２２から受信器２４に至る経路での受信信号Ｓｒの位相遅れ量δｉとに基づき、式８を用いて、補償された位相θｈｉ（ｆｂ）を算出する。
【０１１０】
そして、Ｓ１４０〜Ｓ１６０を実行し、目標物体の方位αを算出する。
以上説明したように、本第２実施形態のレーダ装置２においては、各受信チャネルｃｈ１〜８の受信信号Ｓｒを、受信スイッチ２６を介して時分割で受信器２４に供給し、また、信号処理部３００では、受信器２４から供給される時分割多重されたビート信号を、サンプリングした後、受信チャネルｃｈ１〜８ごとに分離して処理する。
【０１１１】
（レーダ装置２の特徴）
このように、本第２実施形態のレーダ装置２によれば、各受信チャネルｃｈ１〜８が受信器２４を時分割で共用するようにされているので、高価な受信器２４を多数設ける必要がなく、装置を安価かつ小型に構成できる。
【０１１２】
しかも、本第２実施形態では、各受信チャネルｃｈ１〜８を、短い周期（ここでは、０．２５μｓ）で順次切り替えており、連続した８個のデータは、ほぼ同時に検出したものと見なすことができるため、各受信チャネルｃｈ１〜８のビート信号の位相に基づいて方位検出を行うことができ、信号強度のみを用いる場合と比較して、方位検出の精度を向上させることができる。
【０１１３】
また、選択信号生成器２８によって、受信スイッチ２６を選択時間間隔ｔｃで、複数の受信アンテナ２２（Ｃｈ１〜Ｃｈ８）の配列順に切り替わるように制御している。
このようなレーダ装置２では、第１実施形態におけるレーダ装置１と同様に、目標物体の誤検出を起こさないレーダ装置とすることができる。
【０１１４】
[第３実施形態］
次に第３実施形態について図８に基づいて説明する。第３実施形態のレーダ装置の構成は、第１実施形態のレーダ装置と同じであるので、構成等の説明は省略し、異なる部分のみを説明する。
【０１１５】
第１実施形態及び第２実施形態では、信号処理部３０や受信スイッチ２６により選択される受信チャネルｃｈ１〜８を、受信アンテナ２２の配列順に従い常に同じ順序（１→２→３→４→５→６→７→８）４で切り替えて選択しているが、図８に示すように、例えばある選択周期Ｔｘは、受信チャネルを、１→４→６→３→２→７→８→５の順で切り替え、他の周期Ｔｘでは、５→１→３→４→２→７→６→８の順で切り替えて選択するというように、選択周期Ｔｘごとに、ランダムな順序で切り替えて選択するようにしてもよい。
【０１１６】
この場合、各受信チャネルｃｈ１〜８の受信信号Ｓｒ間に、切り替え順に基づく一様な位相差が生じてしまうことが防止されるため、選択順に基づく方位検出誤差を抑制することができ、Ｓ１３０における補償係数Ｈ１に関する補償を省略することができる。
【０１１７】
［その他の実施形態］
以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明は、本実施形態に限定されるものではなく、種々の態様を採ることができる。
【０１１８】
例えば、上記実施形態では、受信アンテナ２２を複数のホーンアンテナで構成したが、使用する周波数や設置スペースによって、例えば、パッチアンテナなど他の形態や特性を有するアンテナとしてもよい。
【０１１９】
また、上記実施形態では、送信アンテナ１６のビーム幅を２０°としたが、受信アンテナ２２の中心間の距離がｄｗ＝８［ｍｍ］に設定されている場合、式４からわかるように、受信アンテナ２２は、最大２８．４°（±１４．２°）の角度範囲の信号を受信できるため、送信アンテナ１６のビーム幅を広げるだけで、検出可能な角度範囲を最大２８．４°まで簡単に拡張することができる。
【符号の説明】
【０１２０】
１，２…レーダ装置、１０…送信部、１２…発振器、１４…分配器、１６…送信アンテナ、２０，２００…受信部、２２…受信アンテナ、２４…受信器、２６…受信スイッチ、２８…選択信号生成器、３０，３００…信号処理部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図１２】
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【図４】
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【図５】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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