(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
0005671147.tif 000084
【請求項２】
エコー減衰パラメータが、指数減衰係数（τ）であり、かつ装置（２００）が、指数減衰係数（τ）を使用する再帰計算により残響エコー成分を推定するためのエコー推定手段（２４１）をさらに含む、請求項１に記載の装置（２００）。
【請求項３】
0005671147.tif 000085
【請求項４】
0005671147.tif 000086
【請求項５】
0005671147.tif 000087
【請求項６】
マイクロホン信号（１４０，４３０）およびラウドスピーカ信号（１３０；４２０）の少なくとも１つを、時間領域表現から時間周波数領域における時間周波数表現に変換するための手段（２３０；２９０）と、
エコーが抑制された信号（Ｅ［ｋ，ｍ］，ｅ［ｎ］）を時間周波数領域から時間領域へ変換して戻すための手段（３００）とを含む、請求項１に記載の装置（２００）。
【請求項７】
エコー減衰モデリング手段（４６５）が、マイクロホン信号（１４０，４３０）において観察可能なエコー減衰に関連してマイクロホン信号（１４０，４３０）を評価し、かつ結果として得られた推定エコー減衰パラメータ（τ；αm）をさらなる処理のために付与するためのエコー減衰パラメータ推定部（５２０）を含む、請求項１に記載の装置（２００）。
【請求項８】
エコー減衰パラメータ推定部（５２０）が、付与された残響時間（ＲＴ６０）に基づいてエコー減衰パラメータ（τ，αm）を決定するよう構成される、請求項７に記載の装置（２００）。
【請求項９】
エコー減衰パラメータ推定部（５２０）が、付与された残響時間（ＲＴ６０）を決定するよう構成される、請求項８に記載の装置（２００）。
【請求項１０】
0005671147.tif 000088
【請求項１１】
エコー減衰モデル（４６５）が、マイクロホン信号パワースペクトルの時間平均およびラウドスピーカ信号パワースペクトルの時間平均を決定し、さらに、対応の瞬間パワースペクトル（|Ｙ［ｋ，ｍ］|２，Ｘ［ｋ，ｍ］|２）から時間平均を減算することにより、マイクロホン信号（１４０，４３０）およびラウドスピーカ信号（１３０；４２０）のパワースペクトルの時間的変動を決定し、かつエコー減衰パラメータ（τ；αｍ）の決定のために時間的変動を使用するようさらに構成される、請求項１に記載の装置（２００）。
【請求項１２】
0005671147.tif 000089
【請求項１３】
0005671147.tif 000090
【請求項１４】
エコー減衰パラメータが指数減衰係数（τ）であり、かつ方法が、指数減衰係数（τ）を使用する再帰計算により残響エコー成分を推定するステップをさらに含む、請求項１３に記載の方法。
【請求項１５】
0005671147.tif 000091
【請求項１６】
プログラムをプロセッサ上で実行した際に、請求項１３に記載の方法を実行するためのプログラムコードを含むプログラム。
【請求項１７】
0005671147.tif 000092
【請求項１８】
0005671147.tif 000093
【請求項１９】
プロセッサ上で実行した際に、請求項１８に記載の方法を実行するためのプログラムコードを含むプログラム。
【請求項２０】
0005671147.tif 000094
【請求項２１】
0005671147.tif 000095
【請求項２２】
プロセッサ上で実行された際に、請求項２１に記載の方法を実行するためのプログラムコードを含む、プログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施例は、ラウドスピーカ信号によるエコーを抑制するように、マイクロホン信号をフィルタ処理するための適応フィルタ用フィルタ係数を計算するための装置および方法に関連し、これらは、たとえば会議システム関連において採用することができる。会議システムの例には、電話による会議システムや、映像による会議システムまたは他の双方向会議システムなどがある。
【背景技術】
【０００２】
ラウドスピーカからのトーン、音声および雑音を同じ部屋または同じ音響環境内にあるマイクロホンがピックアップするたびに、音響エコーが生じる。電気通信系においては、この音響フィードバック信号が遠端加入者に送信して戻されるため、この加入者は自身の音声の遅延されたものに気付く。この場合、エコー信号は、非常に耳障りな障害であり、かつ対話式全二重方式の双方向通信が妨げられることさえあり得る。また、音響エコーにより、ハウリング効果および音響フィードバックループの他の不安定性が生じる可能性がある。
【０００３】
特許文献１（ＷＯ２００６／１１１３７０Ａ１）は、多チャンネルオーディオ信号におけるエコーを除去するための方法および装置に関する。音響エコー制御および雑音抑制は、電話、オーディオまたはビデオ会議システム等の手を使う必要のない電気通信系においては重要な部分である。特許文献１に記載の、多チャンネルオーディオラウドスピーカ信号およびこの関連の少なくとも１つのマイクロホン信号の処理方法は、入力されたマイクロホン信号を入力マイクロホン短時間スペクトルに変換するステップと、ラウドスピーカ信号から合成ラウドスピーカ信号短時間スペクトルを計算するステップと、入力マイクロホン信号から合成マイクロホン信号短時間スペクトルを計算するステップと、合成マイクロホン信号短時間スペクトルにおけるエコーの大きさスペクトルまたはパワースペクトルを推定するステップと、入力されたマイクロホン短時間スペクトルの大きさ修正のための利得フィルタを計算するステップと、利得フィルタを少なくとも１つの入力マイクロホンスペクトルに適用するステップと、フィルタ処理された入力マイクロホンスペクトルを時間領域へ変換するステップとを含む。
【０００４】
今日では、エコー抑制およびエコー消去システムが採用されており、これらは、要約してエコー除去システムとも呼ぶことができ、適応フィルタを使用するにもかかわらず、様々な音声、トーン、雑音成分およびエコー成分には最適態様で対応しないという問題がある場合が多い。ある１つの成分が他に比べて支配的である場合には、たとえば、通信システム等のマイクロホン信号において、ラウドスピーカ信号のエコーの非最適抑制が生じ得る。その一方で、様々なソースの成分からなる偏った構成の場合には、エコー抑制またはエコー消去システムを使用することにより、トーナルアーチファクト（ｔｏｎａｌ  ａｒｔｉｆａｃｔｓ）が生じる可能性があり、このトーナルアーチファクトもきわめて耳障りなものとして知覚される。
【０００５】
特許文献２（ＥＰ１４２９３１５Ａ１）は、可変な音響条件下およびフィードバック比率が大きい条件下の環境に置いてエコーおよび雑音を抑制するための方法およびシステムに言及する。乗員間で可聴のコミュニケーションが可能な、自動車内部等の可変音響条件および高フィードバックの環境でエコーおよび雑音を消去するためのシステムは、音声信号のための１以上のマイクロホン、Ａ／Ｄ変換器、Ｄ／Ａ変換器、スピーカにより音響信号として再生される電気信号を生成する増幅およびフィルタ処理手段ならびにその信号およびその信号のフィードバック信号、他の音声信号およびマイクロホンがとらえる雑音を統合するマイクロホンからの電気信号を使用するエコーキャンセラを含む。このシステムは、信号を処理した後、消去装置の電気出力信号をさらにフィルタ処理することによって、フェードバックをなくすことに適用され、システムにより消去されない残留音響エコーおよびマイクロホンがとらえる雑音を抑制する時間変数フィルタを含む。
【０００６】
特許文献３（ＷＯ２００９／０９５１６１Ａ１）は、エコー抑制のためのフィルタ係数を計算する装置および方法に関連する。フィルタ係数は、ラウドスピーカ信号によるエコーを抑制するよう、マイクロホン信号をフィルタ処理するための適応フィルタと共に使用することを意図される。装置は、ラウドスピーカ信号またはラウドスピーカ信号由来の信号から静止成分信号または非静止成分信号を抽出するための抽出手段を含む。装置はまた抽出した静止成分信号および非静止成分信号に基づいて適応フィルタ用のフィルタ係数を計算するための計算手段も含む。特許文献３に開示の装置および方法は、ラウドスピーカ信号を構成する成分信号の統計学的性質に関連して遠端信号を検査する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】ＷＯ２００６／１１１３７０Ａ１
【特許文献２】ＥＰ１４２９３１５Ａ１
【特許文献３】ＷＯ２００９／０９５１６１Ａ１
【非特許文献】
【０００８】
【非特許文献１】「音響エコー制御」、ＩＥＥＥシグナルプロセッシングマガジン、１６（４）：４２-６９、１９９９年７月（C. Breining, P. Dreiseitel, E. Hansler, A. Mader, B. Nitsch, H. Puder, T. Schertler, G. Schmidt, and J. Tilp. Acoustic echo control. IEEE Signal Processing Magazine, 16(4): 42 - 69, July 1999）
【非特許文献２】「非線形ラウドスピーカ歪みおよびエンクロージャバイブレーション効果によるハンズフリー音響エコーキャンセラの限界」、オーディオおよび音響に対する信号処理の応用に関するＩＥＥＥワークショップ議事録、１３−１６頁、ニューパルツ、１９９５年１０月（A. N. Birkett and R. A. Goubran. Limitations of handsfree acoustic echo cancellers due to nonlinear loudspeaker distortion and enclosure vibration effects. In Proc. IEEE Workshop on Applications of Signal Processing to Audio and Acoustics, pp. 13 - 16, New Paltz, Oct. 1995）
【非特許文献３】「音響エコーおよび雑音制御：実用的アプローチ」、ホボーケン、ワイリー、２００４年（G. Schmidt and E. Hansler. Acoustic echo and noise control: a practical approach. Hoboken: Wiley, 2004）
【非特許文献４】「ハンズフリーシステムにおける合成雑音とエコー低減：サーベイ」、音声およびオーディオ処理に関するＩＥＥＥ論文、９（８）：８０８−８２０、２００１年１１月（W. L. B. Jeannes, P. Scalart, G. Faucon, and C. Beaugeant. Combined noise and echo reduction in hands-free systems: a survey. IEEE Transactions on Speech and Audio Processing, 9(8): 808 - 820, Nov. 2001）
【非特許文献５】「サンプルされた聴覚エンベロープ空間における音響エコーの抑制」音声およびオーディオ処理に関するＩＥＥＥ論文、１３（５）：１．０４８−１．０６２、２００５年９月（C. Faller and J. Chen. Suppressing acoustic echo in a sampled auditory envelope space. IEEE Trans. on Speech and Audio Proc., 13(5): 1.048 - 1.062, Sept. 2005）
【非特許文献６】「低複雑度エコー抑制のための音響エコー経路の遅延および配色効果の推定」、エコーおよび雑音制御に関する国際ワークショップ議事録（ＩＷＡＥＮＣ）、２００５年９月（C. Faller and C. Tournery. Estimating the delay and coloration effect of the acoustic echo path for low complexity echo suppression. In Proc. Intl. Works. on Acoust. Echo and Noise Control (IWAENC), Sept. 2005）
【非特許文献７】「雑音適応スぺクトル大きさ拡張による雑音抑制」、ジャーナルオブオーディオエンジニアリングソサエティ、４２：３４１−３４９、１９９４年５月（W. Etter and G. S. Moschytz. Noise reduction by noise-adaptive spectral magnitude expansion. J. Audio Eng. Soc., 42: 341 - 349, May 1994）
【非特許文献８】「エフレインおよびマーラ雑音サプレッサを用いるミュージカルノイズ現象の排除」、音声およびオーディオ処理、ＩＥＥＥ論文、２（２）：３４５−３４９、１９９４年４月（O. Capp´e. Elimination of the musical noise phenomenon with the ephrain and malah noise suppressor. IEEE Trans. Speech and Audio Processing, 2(2): 345 - 349, April 1994）
【非特許文献９】「バイノーラルキュー符号化−パートＩＩ：スキームと応用」、音声およびオーディオ処理に関するＩＥＥＥ論文、１１（６）：５２０−５３１、２００３年１１月（C. Faller and F. Baumgarte. Binaural Cue Coding - Part II: Schemes and applications. IEEE Trans. on Speech and Audio Proc., 11(6): 520 - 531, Nov. 2003
【非特許文献１０】「ノッチドノイズデータからの聴覚フィルタ形状の生成」、Ｈｅａｒ. Ｒｅｓ.、４７：１０３−１３８、１９９０年（B. R. Glasberg and B. C. J. Moore. Derivation of auditory filter shapes from notched-noise data. Hear. Res., 47: 103 - 138, 1990）
【非特許文献１１】「短時間スペクトルの時間的変動に基づく音響エコー制御」、音響エコーおよび雑音制御に関する国際ワークショップ議事録、（ＩＷＡＥＮＣ），２００８年９月（A. Favrot, C. Faller, M. Kallinger, F. Kuech, and M. Schmidt. Acoustic echo control based on temporal fluctuations of short-time spectra. In Proc. Intl. Works. on Acoust. Echo and Noise Control (IWAENC), Sept. 2008）
【非特許文献１２】「ミュージカルノイズにより改変される音声の強調」、ＩＣＡＳＳＰ議事録、２０８−２１１頁、１９７９年（M. Berouti, R. Schwartz, and J. Makhoul. Enhancement of speech corrupted by musical noise. In Proc. ICASSP, pages 208-211, 1979）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
したがって、この先行技術から出発して、本発明の目的は、妥当な計算労力でエコー抑制システムまたはエコー消去システムの音質を改善することである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
この目的は請求項１に記載の装置、請求項１２に記載の方法または請求項１５に記載のプログラムより達成される。
【００１１】
ラウドスピーカにより出力されるラウドスピーカ信号によるエコーを抑制するように、マイクロホンがとらえたマイクロホン信号をフィルタ処理するための適応フィルタ用フィルタ係数を計算するための装置の一実施例は、音響環境の減衰挙動をモデリングしかつ対応のエコー減衰パラメータまたは複数のエコー減衰パラメータを付与するためのエコー減衰モデリング手段と、エコー減衰パラメータに基づいて適応フィルタのフィルタ係数を計算するための計算手段とを含む。
【００１２】
ラウドスピーカ信号によるエコーを抑制するように、マイクロホン信号をフィルタ処理するための適応フィルタ用フィルタ係数を計算するための方法の一実施例は、エコー減衰モデリング手段により決定されるエコー減衰パラメータを付与するステップと、エコー減衰パラメータに基づいて適応フィルタのフィルタ係数を計算するステップとを含む。
【００１３】
本件明細書に開示される教示に従う装置、方法およびコンピュータプログラムの実施例は、オーディオ品質の改善および／または計算労力の低減が、エコー減衰モデルにより、特に、後期エコー成分をモデリングすることにより達成され得るとする知見に基づく。エコー減衰モデルは、比較的少ない計算労力を要する再帰計算に依存し得る。適応フィルタを使用する音響環境のエコー減衰は、マイクロホン信号および／またはラウドスピーカ信号のサンプルから推定され得る変化特性を示し得る。
【００１４】
初期エコー成分が一般に元の音声に非常に類似するのに対して、後期エコー成分はだんだん不明瞭になり元の音声にも類似しなくなる。本件に開示される教示に従う装置、方法およびコンピュータプログラムは、より高度な正確さを要する初期エコー成分の抑制と残響時間全体にかけてより低い正確さで推定され得る後期エコー成分の抑制とを区別する。元のマイクロホン信号およびラウドスピーカ信号（すなわちそれらは音響環境に影響を受けない）の対応の構成要素に固有の静止または非静止等の様々な信号成分の異なる統計的性質を利用する場合とは対照的に、本件に開示の教示は、ラウドスピーカ信号により引き起こされるエコーの特性を利用する。これらエコーに関連する特性は、音響環境１２０に関連し、したがって音響環境の変化や再構成に際して変化する。しかしながら、ラウドスピーカ信号またはマイクロホン信号がたとえば静止成分と非静止成分との比率に対して変化する場合、エコー関連の特性は、変化しないかまたは少なくとも大きくは変化しない。
【００１５】
以下、明細書中で、さらなる実施例について、それらの構造および動作のモードについて説明する。特定の実施例によっては、エコー減衰パラメータはそれぞれの信号、たとえば音響環境のシステム応答に影響を受けたマイクロホン信号から推定され得る。本件の教示の実施例による装置は、フィルタ係数に基づいてマイクロホン信号をフィルタ処理するよう構成されるエコー抑制フィルタ処理手段をさらに含み得る。本件に開示の教示による装置は、マイクロホン信号内のエコーのエコー周波数スペクトルまたはエコーパワースペクトルを推定するためのエコー推定手段を含み得る。エコー周波数スペクトルまたはエコーパワースペクトルの推定は、初期エコー成分の推定と、後期エコー成分の推定とに分けることができる。初期エコー成分の推定は、後期エコー成分の推定とは異なっていてもよい。後期エコー成分の推定は、比較的低い計算労力で、元の音声の後、比較的長い時間間隔におよび得る。初期エコー成分の推定は、比較的正確で、元の音声の後、比較的短い時間間隔をカバーし得る。
【００１６】
本件明細書に開示される教示の実施例について、添付の図面を参照して以下により詳細に説明する。したがって、ここに開示される教示の実施例については、以下の図面を参照すればよりよく理解することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】音響エコー除去問題の一般的な背景を示す図である。
【図２】典型的な室内インパルス応答の全体構成を示す図である。
【図３】短時間スペクトル領域音響エコー抑制器の基本ブロック図である。
【図４】残響の指数減衰を示す図である。
【図５】本件の教示による様々な実施例に従う装置の模式ブロック図である。
【図６】本件の教示による他の実施例の模式ブロック図である。
【図７】本件の教示による他の実施例の模式ブロック図である。
【図８】本件の教示による他の実施例の模式ブロック図である。
【図９】本件の教示による他の実施例の模式ブロック図である。
【図１０】元のインパルスおよび対応の後期残響を示す時間図である。
【図１１】エコー推定および残響モデリングの時間図である。
【図１２】多チャネル実施のための本件に開示の教示による実施例のブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
［実施例の詳細な説明］
本明細書においては、同じ参照番号は、動作、機能、構造において同じかまたは類似する手段、装置および目的を示す。これにより、明確に例外とされる場合を除き、ある実施例と他の実施例の間で説明の文言をそのまま当てはめることができるので、本発明の実施例をより短くかつ簡潔に提示することができる。
【００１９】
また、本明細書では、１つの図面または実施例内で、２回以上登場する手段、構造および目的については、要約する参照番号を使用する。たとえば、図１に示す２つの間接経路１８０−１および１８０−２は、図１では、実際には異なる参照番号を与えられるが、間接経路自体を指すかまたはその一般的特徴を説明する場合には、明細書中では要約の参照番号１８０のみを使用する。このやり方も、本明細書の理解を高めかつ簡潔さを改善するものである。
【００２０】
図２から図１２を参照して、静止および非静止信号成分の分離を利用しながら音響エコー抑制を可能にする本件が教示する様々な実施例を説明する前に、まず、音響エコー除去の問題に関する一般的な背景について、図１を参照しながら説明する。
【００２１】
全二重方式に適した手を使わない電気通信系において、ラウドスピーカとマイクロホンとの間のカップリングを抑制するには、一般にエコー制御が必要である。
【００２２】
図１は、ラウドスピーカ１００を示し、ラウドスピーカは、室内等の音響環境１２０においてマイクロホン１１０と共に設けられ得る。同様に、音響環境１２０は、車両の内部でもよい。
【００２３】
この状況で、図１では、整数の時間指数ｎを伴うｘ[ｎ]でも示すラウドスピーカ信号１３０が、スピーカ１００に得られる。マイクロホン１１０が、音響環境１２０から生じる雑音、音声およびトーンをピックアップし、図１において、ｙ[ｎ]としても示すマイクロホン信号１４０を生成する。ラウドスピーカ信号１３０およびマイクロホン信号１４０はいずれも、エコー除去処理部１５０への入力信号として付与され、同処理部はその出力に、マイクロホン信号１４０のエコー抑制信号１６０を付与し、エコー抑制信号１６０は、図１においては、ｅ[ｎ]としても示す。
【００２４】
図１はこのように基本的に双方向通信系において生じ得る音響エコーの問題を示す図である。ラウドスピーカが出力する電気通信系の遠端の信号は、直接経路１７０上および反射経路１８０−１、１８０−２（間接経路とも呼ぶ）を経由しマイクロホンに到達する。このため、マイクロホン１１０は、局所で近端の音声をピックアップするだけでなく、遠端のユーザにフィードバックされるエコーも記録する。
【００２５】
言い換えれば、ラウドスピーカ信号ｘ[ｎ]は、マイクロホン信号ｙ[ｎ]にフィードバックされる。エコー除去処理部１５０において行われるエコー除去プロセスは、理想的にはこのエコーを除去し、一方で、電気通信系の局所で近端の音声を通過させる。
【００２６】
このエコーに対処する従来技術の方法は、非特許文献１に記載のように、エコー信号の伝搬路に平行に音響エコーキャンセラ（ＡＥＣ）を配置することである。このような音響エコーキャンセラにおいては、エコー信号のデジタルレプリカを推定し、かつその後、測定または観察されるマイクロホン信号からこれを減算する。音響エコーを消去する標準的なやり方は、非特許文献１に記載のように、エコーの経路が、線形ＦＩＲフィルタ（ＦＩＲ＝有限インパルス応答）によりモデリングできかつ音響エコーキャンセラを応じて実現できるという仮定に基づくものである。エコー経路は一般に不明である上、作業時間内に変化する可能性があるので、このような音響エコーキャンセラの線形フィルタは、一般に適応的に実現される。典型的なエコー経路をモデリングできるようにするためには、一般に数百ミリ秒の長さのＦＩＲフィルタを使用するが、これは、それぞれのサンプリングレートに関しては、高度な計算の複雑性をも示唆する。
【００２７】
実際には、これらの従来技術の方法について実現可能なエコーの減衰は、様々な理由で十分でないことが多い。様々な理由には、非特許文献２に記載のように、たとえば、長い残響時間（エコーテール効果）があり、これは、エコー経路のアンダーモデリング、振動の影響または特に低コストのオーディオハードウェアの非線形挙動等で生じる非線形のエコー成分およびエコー経路に関する高度な時間レートの変更の場合に生じる収束の問題等に帰着する。したがって、非特許文献３に記載のように、音響エコーキャンセラを非線形の後処理装置と組み合わせて残留エコーおよびエコーキャンセラが除去できないエコー成分を除去する。一般に、残留エコーの抑制は、非特許文献４に記載のように周波数選択法で行われる。実際には、ほとんどすべての音響エコーキャンセラは、このような後処理装置を使用するが、これは、エコーが不可聴になるまで十分に低減できない場合が多すぎるからである。
【００２８】
最近では、サブバンド領域のいくつかの音響エコー抑制器が、非特許文献５および６に提案されているが、これは、上記の非線形後処理装置に類似するものの、音響エコーキャンセラを必要とせず、エコー経路インパルス応答を推定する必要もない。これらのシステムは、計算の複雑性が低く、ロバストな一方で、高度な二重性を実現すると主張する。
【００２９】
非特許文献６に提案されるエコー抑制器のスキームは、短時間フーリエ変換（ＳＴＦＴ）を適用して、ラウドスピーカ信号およびマイクロホン信号のスペクトルを計算する。２つの信号を短時間フーリエ変換したものの間の遅延値ｄが、対応のラウドスピーカ信号に付与されるが、前記遅延値は、エコー経路インパルス応答の効果の多くの部分を考慮するように選択される。
【００３０】
その後、当初のエコー経路の影響を小さくする実値のエコー推定関数を推定する。推定されるエコーの大きさスペクトルを得るために、推定遅延値およびエコー推定関数をラウドスピーカのスペクトルに適用する。エコー大きさスペクトルの推定値を使用して、実値のエコー抑制フィルタを計算してマイクロホン信号のスペクトルに適用してエコーを抑制する。
【００３１】
上記の音響エコー抑制システムは、エコーパワースペクトルを推定する際に室内における後期残響の影響を考慮する。すなわち後期残響の影響を、エコー経路における初期反射の影響と同様に考慮するが、後期残響は一般に初期の反射に比べて異なる特性を有する。後期残響から生じるエコー成分に対処するため、エコー除去フィルタの時間平滑化を使用する場合もある。実際には、この方法によって不所望の近端ひずみが増大する可能性もある。
【００３２】
さらに、後期残響は、一般に、音響環境１２０におけるラウドスピーカとマイクロホンとの間の異なる伝搬路と反射路との重なりにより生じ得る初期反射よりランダムになる傾向にある。
【００３３】
ラウドスピーカが発する遠端信号ｘ[ｎ]は、直接的にかつ反射路を経由しての両方でマイクロホンに到達する。マイクロホン信号ｙ[ｎ]は、ローカルの近端音声および雑音ｗ[ｎ]ならびに遠端でユーザにフィードバックされるエコーを含む。
【数１】
0005671147.tif 000002
ここでｈは、室内インパルス応答であり、かつ＊は、畳み込みを示す。
【００３４】
図２に示すとおり、室内インパルス応答ｈは、直接の音声、初期反射（または複数の初期反射）および後期残響に分解することができる。後者は、エコーテールとも呼ぶ。非特許文献６に記載の上記の方法では、直接音声と初期反射とをとらえるために、グローバル遅延パラメータｄと、エコー推定関数ｇを使用してエコー経路をモデリングする。後期反射は、上記の方法においてはモデリングされないが、エコー抑制フィルタの時間平滑化により考慮される。このマイクロホン信号ｙ[ｎ]は、以下のように示すことができる。
【００３５】
【数２】
0005671147.tif 000003
グローバル遅延パラメータｄは、マイクロホンまでのラウドスピーカ信号の最短距離経路が、ラウドスピーカからマイクロホンまでの距離により得られるという事実、すなわちラウドスピーカ信号は、直接経路を介して少なくともラウドスピーカからマイクロホンへの距離を移動する必要があるという事実により説明できる。初期反射は一般に相対的には元のラウドスピーカ信号および直接の音声に類似しており、これは、初期反射が主要反射経路１８０の数（図１）に対応するからで、その数は、一般に、正常な音響環境においては比較的小さい。エコーテールは、いくつか例をあげると、音声散乱、共振効果および多点反射等の様々な効果により引き起こされる。マイクロホン１１０では、音響環境１２０内で複数の異なる経路を伝わったラウドスピーカ信号ｘ[ｎ]の重畳が発生する。伝搬遅延が増大すればラウドスピーカ１００とマイクロホン１１０との間の潜在的伝搬経路数が増加し（すなわち、直接経路１７０は、一つだけであり、かつ単独反射路１８０の数も限られるが、多重反射路の数は膨大である）、マイクロホン１１０に到達する重畳されたラウドスピーカ信号は、直接音声の到達の後、所与の時間間隔後は、実質的にランダムになっていると考えられる。音響環境１２０の減衰効果により、指数的減衰としてモデリングすることができる、後期残響における減衰が引き起こされる。
【００３６】
図３に示すとおり、短時間離散フーリエ変換（ＳＴＦＴ）のスペクトルをラウドスピーカ信号４２０およびマイクロホン信号４３０から計算する。ラウドスピーカ信号４２０とマイクロホン信号４３０のＳＴＦＴ変換のために考えられる時間間隔を、それぞれ参照記号４４０および４５０で図３に示す。ラウドスピーカ１００により発せられる音響信号がマイクロホン１１０に伝搬するまである最小時間を要するので、ラウドスピーカ信号４２０とマイクロホン信号４３０との間に遅延ｄ（参照記号４６０）が導入される。ラウドスピーカ信号４２０に適用されるＳＴＦＴウィンドウ間の遅延ｄは、エコー経路インパルス応答のエネルギの多くの部分がとらえられるように選択される。式（２）のＳＴＦＴ領域の表現は、以下の式により得られる。
【００３７】
【数３】
0005671147.tif 000004
ここで、ｋは、ブロック時間指数であり、ｍは周波数インデックスである。Ｘd［ｋ，ｍ］は、遅延されたラウドスピーカ信号ｘ［ｎ−ｄ］のＳＴＦＴ領域相当分である。式（３）から、Ｇ［ｋ，ｍ］でカバーされる時間間隔が、１つのＳＴＦＴブロックのブロック長に相当するので、音響エコー経路の後期残響が、モデルにおいてはとらえられないことも明らかになる。一般には、これらのブロックは１０ｍｓ〜３０ｍｓの長さを有し、これは数百ｍｓまでの一般的な残響時間よりかなり短い。
【００３８】
実際の音響エコー抑制は、その位相を変更しないまま、マイクロホン信号Ｙ［ｋ，ｍ］のＳＴＦＴの大きさを修正することにより行われる。これは以下のように表すことができる。
【００３９】
【数４】
0005671147.tif 000005
ここで、エコー抑制フィルタ（ＥＳＦ）３７０は、実値のプラスの利得係数Ｈ［ｋ，ｍ］を出力する。時間および周波数が離散的な実施（短時間フーリエ変換の場合のように）において、値Ｈ［ｋ，ｍ］は一般にマトリクスＨの１要素であり、現在考慮の対象であるＳＴＦＴについて有効である。
【００４０】
実値のプラスの利得係数Ｈ［ｋ，ｍ］は、ＳＴＦＴ領域においてエコーが抑制されたマイクロホン信号Ｅ［ｋ，ｍ］を付与する実際の適応フィルタ２１０（ＳＭ：スペクトル修正）に付与される。ＳＴＦＴ領域から時間領域へ戻す変換は、逆短時間フーリエ変換（ＩＳＴＦＴ）３００により行われ、信号ｅ［ｎ］が出力される。
【００４１】
0005671147.tif 000006
【００４２】
【数５】
0005671147.tif 000007
0005671147.tif 000008
【００４３】
エコー伝達関数Ｇ［ｋ，ｍ］またはエコー推定関数４７０内のパワー伝達関数の推定はたとえば、非特許文献１１に記載のとおり行うことができる。推定値は、それぞれマイクロホンおよびラウドスピーカ信号４２０，４３０のパワースペクトルの相関から推定できる。
【００４４】
【数６】
0005671147.tif 000009
なお、実際にはここで使用する数学的期待値Ｅ｛  ｝は、対応の短時間平均値で代替しても良い。以下に例をあげる。
【００４５】
【数７】
0005671147.tif 000010
【００４６】
0005671147.tif 000011
【数８】
0005671147.tif 000012
【００４７】
係数αａｖｇは、経時的な平滑化の程度を決定し、いずれか所与の要件に調整することが可能である。
【００４８】
エコー抑制フィルタ３７０の計算についての実際的な方法については、たとえば非特許文献６に提案されている。
【００４９】
【数９】
0005671147.tif 000013
ここでβは、非特許文献１２に記載するとおり抑制するエコーの量を制御する設計パラメータを表す。
【００５０】
以下の章では、ここに開示する教示の相対的に複雑な実施例による装置２００の構造の概略を述べる。この実施例は、開示の教示の基本的実施について必要なもの以上の要素および／または特徴を含み得る。
【００５１】
エコー減衰モデルは、エコー減衰パラメータをエコー推定関数決定手段に付与する。エコー推定関数決定手段は、エコー減衰パラメータを考慮するエコー推定関数を決定する。そして、エコー推定関数は、実際の音響環境で生じるエコーの推定値を決定するようにラウドスピーカ信号に適用される。次に、エコーの推定値をエコー抑制フィルタ決定手段（本明細書では計算手段２７０とも呼ぶ）が使用し得る。エコー抑制フィルタ決定手段は、マイクロホン信号に適用されると、ラウドスピーカ信号に起因するマイクロホン信号におけるエコー成分を抑制するフィルタを決定するよう実現される。この目的のため、エコー抑制フィルタを構成するフィルタ係数が、マイクロホン信号を入力として受けかつ出力でエコーが抑制された信号を付与する対応のフィルタ構成へ供給される。
【００５２】
図４に、以下の指数的減衰モデルを想定する場合の、室内インパルス応答の後期残響部のエンベロープｑ［ｎ］を示す。
【００５３】
【数１０】
0005671147.tif 000014
２つの時間サンプルｄτおよびｄτ＋Δｄτならびに対応の値ｑ［ｄτ］およびｑ［ｄτ＋Δｄτ］をそれぞれ考慮すると、時間定数τは、以下の比率に基づいて推定することが可能である。
【００５４】
【数１１】
0005671147.tif 000015
これは、以下のように表すことができる。
【００５５】
【数１２】
0005671147.tif 000016
時間定数τを解くと、以下のようになる。
【００５６】
【数１３】
0005671147.tif 000017
ｑが短時間フーリエ変換（ＳＴＦＴ）等の時間周波数領域において表される場合、各周波数帯が、ブロック時間定数と呼ぶ個別の時間定数τｍを提示し得る。式（２９）によるＳＴＦＴ領域モデルにおいて使用するブロック時間定数τｍの計算をアナログ的に実行することができる。
【００５７】
【数１４】
0005671147.tif 000018
２つの時間サンプルｄτおよびｄτ＋Δｄτならびに対応のエンベロープ値Ｑ［ｄτ，ｍ］およびＱ［ｄτ＋Δｄτ，ｍ］をそれぞれ考慮すると、時間定数τｍは、以下の比率に基づいて推定することができる。
【００５８】
【数１５】
0005671147.tif 000019
【数１６】
0005671147.tif 000020
【数１７】
0005671147.tif 000021
【００５９】
以下の項において、所与のΔｄτの値についてのΔＱ［ｍ］を決定するための方法を提示する。この方法は、式（６）においてエコー推定関数を決定するために使用するものと同様の方法に基づく。
【００６０】
【数１８】
0005671147.tif 000022
【数１９】
0005671147.tif 000023
【００６１】
ここから、以下を計算する。
【数２０】
0005671147.tif 000024
【００６２】
指数的減衰モデルのための残響時間ＲＴ60を時間ｎとして計算することができ、ここで式（１０）におけるｑ［ｎ］は、−６０ｄＢだけ減少する。
【００６３】
【数２１】
0005671147.tif 000025
所望の時間定数τを解くと、以下のようになる。
【００６４】
【数２２】
0005671147.tif 000026
時間定数τを使用して、適切な比例係数αを決定できる。残響時間ＲＴ６０からの対応のＳＴＦＴ領域比例係数αｍの計算はアナログ的に行うことができる。
【００６５】
上記のように２つ時間サンプルｄτおよびｄτ＋Δｄτならびに対応のエンベロープ値Ｑ［ｄτ，ｍ］およびＱ［ｄτ＋Δｄτ，ｍ］をそれぞれ観察することにより残響時間ＲＴ６０を測定する代わりに、残響時間ＲＴ６０のアプリオリな値を付与することも可能である。アプリオリな値とは、たとえば、自動車、オフィス、会議室、観客席、またはコンサートホール内部等の音響環境１２０のタイプの関数として付与できる。コンサートホールの残響時間（２秒から４秒）は一般に自動車の残響時間（約４０ｍｓ）の２桁以上長い。所与の音響環境について実際の残響時間ＲＴ６０を測定していなくても、一般にアプリオリの値により対応するタイプの音響環境についての適切な近似値が得られる。フィルタ係数を計算するための装置２００は、ユーザがたとえば短い残響時間、中くらいの残響時間および長い残響時間を選択し得る選択スィッチ等を含み得る。
【００６６】
ＳＴＦＴ領域モデルにおいて考慮される各周波数帯について、個々の時間定数τｍを決定することができる。様々な周波数帯の複数の個々の時間定数τｍの決定は、様々な周波数帯の範囲内で観察される残響時間が、音響環境１２０の周波数依存応答により相互に異なり得るという事実を反映する。たとえば、大きな部屋では、低周波数帯から中間周波数帯までの残響時間が長いのに対して、より高い周波数は残響時間が短い傾向にある。代替的には、単一の時間定数τをすべての周波数帯の平均として決定することも可能である。
【００６７】
図５は、適応フィルタ２１０用フィルタ係数を計算するための装置２００の第１の実施例を示す。この装置は、関連の方法同様、エコー抑制の改善、ひいては達成可能なオーディオ品質の改善のため、エコー減衰モデリング手段４６５を用いる。本発明の実施例はこうして、エコー特性および特徴に応じて異なる種類の信号抑制の処理を可能とし、それによりアーチファクトの出にくい、より効果的なエコー抑制が行われる。
【００６８】
まず、本発明の実施例による装置２００のブロック図について説明した後に、本発明の様々な実施例に関して、図６〜図８を参照してより実施の詳細について説明することにする。これに関して、本発明の実施例による装置のブロック図が図で示され説明されたとしても、これらブロック図は、対応する方法ステップを描きかつフローの方向を示す、対応の方法のフローチャートとして理解することもできることを指摘しておくことが有用である。言い換えれば、本明細書に関して描かれるブロック図も、個々の手段および装置の個別の方法ステップを反映する対応のフローチャートとして理解することが可能である。
【００６９】
装置２００は、たとえば図１に示すエコー除去処理部１５０において実現され得る。
【００７０】
装置２００の図５に示す実施例の動作のモードについて詳細に説明する前に、本発明の実施例は基本的にディスクリートな回路および集積回路またはより複雑な回路のいずれにおいも実現可能であることも申し述べておく。たとえば、本発明の実施例は、処理手段、すなわち、プロセッサ、集積システム（ＳＯＣ＝システムオンチップ）、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）または他の集積回路および専用処理装置においても実現可能である。これに関連して、それぞれのデータ処理手段の同様な回路部分を一時的に連続する態様で、異なる手段において採用することも全く可能である。たとえば、算術論理装置（ＡＬＵ）の同じ論理ゲートをまずは、エコー減衰モデリング手段４６５の機能性に関連して使用し、次にこれを計算手段２７０の機能性に関連して使用することが可能である。しかしながら、これら２つの手段は、上記の場合、たとえば異なる手段をともに規定する、異なる制御コマンドに関して等、他の特徴に関連しては少なからず相違する。従って、異なる手段の回路工学的実施の部分的または完全な重複も全く可能である。
【００７１】
本件明細書において、相互に結合される手段、要素および構成が、間接的または直接的に相互接続される手段、要素および構成として理解されるのは、特にこの理由による。たとえばデータ処理手段に基づく実施がある場合、結合は、信号をラッチした形の中間的結果を有するメモリの記憶位置により行われ得る。
【００７２】
しかしながら、以下の説明で、主にデジタルでの実施について説明したとしても、本発明の実施例は、基本的にデジタルでの実施に限定されるものではない。たとえば、アナログでの実施やアナログ成分とデジタル成分を混合した実施も、原則的には可能である。そのような場合は、Ａ／ＤまたはＤ／Ａ変換器（アナログデジタル変換器およびデジタルアナログ変換器）をさらに備えて、信号を１つの形式から他の形式へ変換するようにする。
【００７３】
図５は、本件の教示の様々な実施例による装置２００の模式ブロック図である。装置２００は、エコー減衰モデリング手段４６５を含む。エコー減衰モデリング手段４６５は、図５に示す実施例において、エコー減衰パラメータτを計算手段２７０へ付与する。エコー減衰パラメータτは、音響環境１２０の残響時間をモデリングする。計算手段２７０は、フィルタ係数Ｈ［ｋ，ｍ］が表すフィルタ関数を決定する。フィルタ係数Ｈ［ｋ，ｍ］は、マイクロホン信号ｙ［ｎ］に結果として得られるフィルタを適用する適応フィルタ２１０へ送出される。エコーが抑制された信号ｅ［ｎ］は、適応フィルタ２１０の下流の信号処理手段への出力として適応フィルタ２１０により付与される。マイクロホン信号ｙ［ｎ］、エコー抑制信号ｅ［ｎ］、およびフィルタ係数Ｈ［ｋ，ｍ］は、図５においては時間離散デジタル信号として表されるが、連続時間のアナログ信号でもよい。
【００７４】
図５に示すように装置２００の動作のモードに関しては、ラウドスピーカ信号がおそらく任意に存在する時間／周波数変換器手段により周波数関連領域へ変換される（図６）。データブロック（フレーム）に対して動作する実施の場合には、時間／周波数変換器手段によりそれぞれのデータブロックのスペクトル表現への変換が確実にされるので、時間／周波数変換器手段２３０（図６）の出力に付与されるスペクトル表現が、時間領域におけるデータブロックに対応する。特定の実施によっては、フーリエ変換系変換器手段、サブバンド系変換器手段またはＱＭＦ系変換器手段（ＱＭＦ＝直交ミラーフィルタ）を時間／周波数変換器手段の関連において使用しても良い。実施される時間／周波数変換器手段の動作の正確なモードに関係なく、前記変換器手段がその入力に付与される信号（時間領域で存在）を複数のバンドパス信号に変換する。各バンドパス信号は、それに関連する特徴的周波数を有し、これはたとえば、それぞれのバンドの中心周波数、下部カットオフ周波数または上部カットオフ周波数かもしれない。特定の実施によっては、個別のバンドパス信号が関連する１を超える数の特徴周波数または他の特徴となるパラメータを有してもよい。
【００７５】
以下に、図５のブロック図に示す装置２００の個々の要素について、図６〜図８に関連してより詳細に説明するが、その前に、この時点では、ラウドスピーカ信号またはラウドスピーカ由来の信号の処理は、個別の関連のバンドパス信号、複数のバンドパス信号、多くのバンドバス信号またはすべてのバンドパス信号が応じて処理されるように、周波数関連領域において一般に行われる点を指摘しておく。
【００７６】
また、個別の手段およびフィルタが、たとえば特定の実施によって、エネルギ関連の値を使用しながら動作し得ることも指摘しておく。エネルギ関連の値とは、偶数の指数を持つ実数の基数の累乗として構成される値またはいずれかの指数を持つある値の大きさ（絶対値）の累乗として構成される値である。たとえば、短時間スペクトルが、個々のフィルタまたは個々の手段において処理される場合、そのスペクトルは、エネルギ関連値、たとえば関連のスペクトル係数の大きさの二乗として構成されるエネルギ値に対して作用し得る。同様に、大きさのスペクトル、すなわちそれぞれのスペクトル係数の絶対値を、指数１で使用し得る。言い換えれば、｜ｚ｜ｍに比例する値（ｍは自然数等の正の数）を、実数または複素数である値ｚから始まるエネルギ関連の値として使用し得る。実数の値ｚの場合には、ｚ２ｍに比例する値をさらにエネルギ関連の値として使用し得る。
【００７７】
信号モデリングについては、エコー推定関数を使用するエコー貢献スペクトルまたはエコーパワースペクトルの推定値が、一般に、実際の条件下ではあまり正確ではないことを申し述べておく。これは、実際のエコー経路長さのわずかしか考慮することができないからである。これらの不正確さにより残留エコーが生じることを回避するため、エコー除去フィルタを、エコーを積極的に抑制し、残留エコーが残らないように計算する。これは、エコーパワースペクトルを過大推定しかつ小さい利得フィルタ値を好む時間平滑化を実行することにより行われる。
【００７８】
上記の積極的エコー抑制フィルタにより、（静止）近端雑音および近端音声が減じられることが多い。
【００７９】
ここに提案する方法は、図６に示すそれぞれ初期および後期のエコー信号について２つの異なるエコー抑制モデルを使用することによりこの問題を軽減する。
【００８０】
図６は、本件に開示の教示の実施例による装置２００のブロック図を示し、同装置は、ラウドスピーカ１００とマイクロホン１１０とを含む。ラウドスピーカ１００は、ラウドスピーカ信号ｘ［ｎ］を使用できるようにする。ＤＦＴブロック２３０は、ラウドスピーカ信号ｘ［ｎ］をＤＦＴバージョンＸ［ｋ，ｍ］に変換する。さらに、計算手段２７０は、再びＤＦＴブロック２９０から得られる対応のＤＦＴ領域表現Ｙ［ｋ，ｍ］の形でマイクロホン１１０の信号ｙ［ｎ］を使用できるようにする。
【００８１】
各々、使用可能になった信号に基づいて、抑制フィルタ計算手段２７０は、フィルタ係数Ｈ［ｋ，ｍ］を計算する。フィルタ係数Ｈ［ｋ，ｍ］は、適応フィルタ２１０へ付与される。
【００８２】
マイクロホン信号ｙ［ｎ］からエコーが抑制された信号ｅ［ｎ］を最終的に得るために、適応フィルタ２１０はさらにマイクロホンに結合されて、入力にマイクロホン信号を受けるようになっている。エコー抑制信号のＤＦＴ表現をＩＤＦＴ３００へ付与するために、適応フィルタ２１０の出力が逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）３００に接続される。エコー抑制信号ｅ［ｎ］は、逆離散フーリエ変換ブロック３００の出力に出される。離散フーリエ変換を使用する代わりに、短時間フーリエ変換（ＳＴＦＴ）をブロック２３０および２９０で使用することもできる。同様に、逆短時間フーリエ変換（ＩＳＴＦＴ）を、逆離散フーリエ変換の代わりに使用してもよい。
【００８３】
0005671147.tif 000027
【００８４】
【数２３】
0005671147.tif 000028
0005671147.tif 000029
【００８５】
たとえば図６〜図８に示すとおり本発明の実施例の特定の実施によっては、式（２３）が記述する機能性をエコー抑制フィルタ２７０等内で実施してもよい。
【００８６】
エコー除去フィルタに関しては、エコー信号を抑制するために、関連のエコー除去フィルタＨ［ｋ，ｍ］を計算して、マイクロホン信号に適用する。これは、以下の式により実行する。
【数２４】
0005671147.tif 000030
【００８７】
エコー除去フィルタのフィルタ成分はたとえば以下のように計算できる。
【数２５】
0005671147.tif 000031
【００８８】
設計パラメータβおよびγを使用して、エコー除去フィルタの意図する性能を制御する。本発明の実施例の特定の実施によっては、前記設計パラメータは、固定するよう選択するか、いずれか他の態様で、適応可能、プログラム可能または修正可能に設計してもよい。指数パラメータの典型的な選択は、たとえばγ＝２である。
【００８９】
いわゆる過大推定係数βをエコー減衰の積極性を制御するために使用する。たとえば、対応のエコー除去フィルタの積極性は、過大推定係数を増大させることにより増大させることができる。したがって、わずかなエコー減衰のみを適用するためには、パラメータβに関するエコー除去フィルタＨ［ｋ，ｍ］の典型的な選択はβ＝２である。
【００９０】
一方で、エコー信号における不快な音声成分を効果的に減衰するために高度に積極的な態様でエコー除去フィルタを設計してもよい。その場合は、過大推定係数βをたとえばβ＝４に選択することができる。
【００９１】
限界値Ｌが、デシベル（ｄＢ）で許容される最大エコー減衰を決定する。実質的な静止雑音のためのエコー除去フィルタの典型的な値はＬ＝−１０ｄＢまたは−１５ｄＢであり、これは、静止エコーの減衰を調度よく限定して、偶発的アーチファクトを低減する。遠端の非静止音声の場合には、非静止成分信号の約−６０ｄＢというＬの限界値に相当する対応のエコー成分の減衰を確実に完了する必要がある。
【００９２】
フィルタ計算手段２７０に関連して、図５〜図８に記載の実施例において、式（２５）により示す機能性を実施かつ実現することができる。
【００９３】
本発明のいくつかの実施例において、実際のエコー抑制は、式（２５）に記述するようなエコー除去フィルタを適用することにより直接的には行われない。むしろ、対応のエコー除去は、対応の時間平滑化をしたものに基づいて行われる。エコー除去フィルタを時間平滑化することは、聞く人には不快なあまりにも突然の変化が起きることを防ぐためには有用かもしれない。上記の設計パラメータの場合のように、時間平滑化パラメータは一般に手動で調整されかつ初期反射と後期残響エコーの抑制についてそれぞれ別個に最適化される。しかしながら、ここに開示の教示を採用する場合には、このような時間平滑化は一般に不要となるかまたは少なくともそれまでのエコー抑制システムで実施される程度までのものは不要である。
【００９４】
このような時間平滑化機能性は、たとえばフィルタ計算手段２７０自体またはその下流のいずれかの手段に関連して行われ得る。また、このような時間平滑化を、必要なら適応フィルタ２１０に関連して直接的に行うことも可能である。
【００９５】
以下の項では、ここに開示の教示を理解するために有用な残響モデリングおよび後期エコー残響エコーの推定についての基本的概念について紹介かつ説明を行う。室内の音響の特定的特徴を考慮に入れて、後期残響エコー成分に起因する残留エコーが残らないようにエコー抑制力を調節する方法を提案する。いわゆるエコーテールは、室内の後期反射により引き起こされる。反射のレベルは、残響時間ＲＴ６０、すなわち直接音声の反射が直接音声のレベルより６０ｄＢを減衰されるのに必要な時間から推定することができる。エコー信号のレベルに対する残響の影響と残響時間の推定をモデリングする適切な方法について説明する。
【００９６】
「残響モデリング」
室内の残響音声のパワーは、概ね指数関数的に減衰すると想定することが妥当である。後期残響成分についても、マイクロホンに到来する反射は、ランダムで統計的に独立したものと考えることが妥当である。この仮定に基づくと、図３に模式的に示す、室内インパルス応答ｈの後期残響は、指数減衰関数により重みづけしたホワイトノイズシークエンスｂ[ｎ]として以下のようにモデリングするとことができる。
【００９７】
【数２６】
0005671147.tif 000032
時間定数τが、減衰のレベルを決定する。以下において、興味の対象は、インパルス様音声後のエコーレベルの減衰である。一般性を失わずに想定すれば、このインパルスは、ｎ＝０で発せらている。そこで、（２６）から、この後期残響に対応して観察される信号は、以下の式に対応する。
【００９８】
【数２７】
0005671147.tif 000033
係数ｂ［ｋ］が、ホワイトノイズシーケンスを表すので、残響成分のパワーは、以下の式により表される。
【００９９】
【数２８】
0005671147.tif 000034
ここでσb2は、雑音モデルｂ［ｎ］の分散を示す。
【０１００】
（２８）のＳＴＦＴバージョンは、スペクトル領域における類似モデルを適用することにより得られる。
【数２９】
0005671147.tif 000035
【０１０１】
（２７）におけるτと同様、τｍは、ｍ番目の周波数帯に適用可能なブロック時間減衰定数を示す。ＦＳは、ＳＴＦＴのブロック関連のサンプリングレートを示す。
【数３０】
0005671147.tif 000036
【０１０２】
ここでfｓは、サンプリング周波数であり、ＫＳＴＦＴは、ＳＴＦＴウィンドウのホップサイズである。ウィンドウホップサイズとは、フレームサイズとも呼ばれ、新しいＳＴＦＴ値の計算について考慮される新しい時間サンプルの数を表す。
【０１０３】
0005671147.tif 000037
【０１０４】
【数３１】
0005671147.tif 000038
（３１）から、ブロック時間瞬間ｋの残響エコー成分のパワーを、前回の時間瞬間ｋ-1の対応の推定値から推定することができることがすぐわかる。
【０１０５】
【数３２】
0005671147.tif 000039
【０１０６】
0005671147.tif 000040
【０１０７】
【数３３】
0005671147.tif 000041
後期反響成分は、以下の再帰的等式により（３２）と同様に決定される。
【０１０８】
【数３４】
0005671147.tif 000042
比例係数αｍは、たとえば以下の指数減衰モデルに従って選択され得る。
【０１０９】
【数３５】
0005671147.tif 000043
所望の比例係数αｍを式（１７）および（３５）から得ることができる。
【０１１０】
αｍにおける指数ｍは、比例係数が各周波数帯について様々に選択されることを示すが、すべての周波数帯について等しくすることもできる。
【０１１１】
0005671147.tif 000044
【０１１２】
0005671147.tif 000045
【０１１３】
【数３６】
0005671147.tif 000046
【０１１４】
なお、（３４）と合わせて（３６）は、全体エコー推定値において、直接エコー成分が支配的であると考えられた後は、残響エコー成分を推定する再帰モデルは常に新しい直接エコー成分にリセットされることを示唆する。すなわち再帰的推定は常に前回の全体エコーパワースペクトル推定値を考慮に入れる。すなわち、残響エコー成分の前回の推定値に縛られない。
【０１１５】
そこで、エコーパワースペクトルの推定値を使用して、（９）と同様にエコー抑制フィルタを決定する。
【０１１６】
【数３７】
0005671147.tif 000047
【０１１７】
遠端の音声だけがラウドスピーカ信号により出力される状況を区別するため、２つの異なるパラメータを計算できる。これは、まず、ラウドスピーカチャネルとマイクロホンチャネルとの間のコヒーレンス関数をフルバンド平均化したものに対応するいわゆる予測利得を含む。第２のパラメータとして、ラウドスピーカチャネル内のボイスアクティビティを利用するが、これは、たとえばラウドスピーカ信号の時間信号レベルの比較または音声送信に適したコーディックで特定的に使用されるようなコーディック専用のパラメータに由来し得る。これらのコーディックには、たとえば、ＬＰＣ系のコーディックまたはＣＥＬＰ系コーディック（ＣＥＬＰ＝コード励振線形予測またはコードブック励振線形予測）が含まれ、コーディックという用語は、英語のコーダとデコーダの略語を組み合わせた造語である。
【０１１８】
0005671147.tif 000048
【０１１９】
【数３８】
0005671147.tif 000049
【０１２０】
0005671147.tif 000050
【０１２１】
【数３９】
0005671147.tif 000051
【０１２２】
予測利得計算の関係で、係数αは、経時的推定の平滑化の程度を決定する。この係数には時間定数が接続されており、これは、式（３９）が概ね指数的減衰に対応するからである。指数的減衰の時間定数Ｔαは、秒で表すとおよそ以下のとおりである。
【数４０】
0005671147.tif 000052
【０１２３】
ここでｆｓは、サンプリング周波数を表す。言い換えれば、比例関係（４０）は、サンプリングレートｆｓに関連して実際は無次元の係数（ここではα）が時間定数（ここではＴα）として示され得る様子を示す。
【０１２４】
0005671147.tif 000053
【数４１】
0005671147.tif 000054
【０１２５】
ここで、Ｍは周波数帯の数自体を表す。
【０１２６】
１に近いエコー利得係数は、マイクロホン信号が、遅延されたラウドスピーカ信号に基づいて（ほどんど）完全に予測され得ることを意味する。したがって、マイクロホン信号が遠端音声のみを含む可能性は１に向かう傾向にある。制御パラメータβを予測利得ωに関連して制御することができる。予測利得が高い場合は常に、遠端音声のみが存在し、エコー減衰はすべての（エコー）信号を除去するに足る積極性があるはずである。したがって、雑音は、制御パラメータβ＝０が選択されるという点で、デシベル（ｄＢ）で表す最下限値Ｌで除去される。予測利得が低い場合は常に、近端と遠端の音声が両方存在し、それによりエコーの抑制はアーチファクトを導入しない程度に積極度が減じられるはずである。この場合、雑音は処理され、デシベル（ｄＢ）で表す制限値Ｌで除去される。
【０１２７】
ただし、この場合、ラウドスピーカ信号が、音声が存在せずマイクロホンが取り込む雑音だけを含む場合には、予測利得は高くなり得る。この場合、過剰な抑制につながると考えられる制御パラメータβの値を大きすぎる値に選択することを避けるために、第２の制御パラメータを使用する。すなわち、ラウドスピーカチャネル内のボイスアクティビティである。したがって、制御パラメータβを予測利得ωの関数として計算するための上記のルールは、実際には音声がラウドスピーカチャネル内で活性の場合にのみ当てはまる。
【０１２８】
図６に示す実施例では、式（３８）〜（４１）により記述するこの機能性は、計算手段２７０により実行することができる。
【０１２９】
図６に示す装置２００がラウドスピーカ１００もしくはラウドスピーカ１００のための端末または対応するラウドスピーカ信号ｘ［ｎ］の入力を含むことを想起されたい。前記ラウドスピーカ信号ｘ［ｎ］は、ＤＦＴ（離散フーリエ変換）と呼ばれる時間／周波数変換器手段２３０に関連してラウドスピーカ信号のスペクトル表現Ｘ［ｋ，ｍ］に変換される。前記ラウドスピーカ信号は、遅延手段４８０へ付与され、これが同じＸ［ｋ−ｄ（ｋ，ｍ），ｍ］の遅延されたものを生成する。ｄ（ｋ，ｍ）が対応の遅延値である。
【０１３０】
0005671147.tif 000055
【０１３１】
マイクロホン１１０のマイクロホン信号ｙ［ｎ］もＤＦＴとして構成される時間／周波数変換器手段２９０へ与えられ、この手段がこの信号から時間信号ｙ［ｎ］のスペクトル表現Ｙ［ｋ，ｍ］を生成する。この信号は、エネルギ値計算手段４９０を介して供給され、同手段がマイクロホン信号のスペクトル成分に基づいて、個々の値の絶対的な大きさを二乗することにより前記スペクトル成分のパワースペクトルを決定する。こうして得られたパワースペクトルも計算手段２７０に付与されて、上記のパワースペクトルと合わせて、２つのエコー除去フィルタＨｅ［ｋ，ｍ］およびＨｌ［ｋ，ｍ］、すなわち実際の適応フィルタＨ［ｋ，ｍ］のフィルタ係数を計算し、それらを適応フィルタ２１０へ転送する。実際の適応フィルタＨ［ｋ，ｍ］は、たとえばＨｅ［ｋ，ｍ］およびＨｌ［ｋ，ｍ］の最小値を取ることで２つのエコー除去フィルタＨｅ［ｋ，ｍ］およびＨｌ［ｋ，ｍ］に基づいて決定され得る。２つのエコー除去フィルタＨｅ［ｋ，ｍ］およびＨｌ［ｋ，ｍ］は、式（３７）に関連して上に記載したものと同様の態様で決定され得る。
【０１３２】
【数４２】
0005671147.tif 000056
および
【数４３】
0005671147.tif 000057
【０１３３】
上記のとおり、実際の適応フィルタＨ［ｋ，ｍ］は、２つのエコー除去フィルタＨｅ［ｋ，ｍ］およびＨl［ｋ，ｍ］の最小値として決定され得る。
【数４４】
0005671147.tif 000058
【０１３４】
適応フィルタ２１０も時間／周波数変換器手段２９０の出力に結合されて、マイクロホン信号ｙ［ｎ］のスペクトル成分Ｙ［ｋ，ｍ］を受信し、フィルタ係数Ｈ［ｋ，ｍ］を考慮に入れながら、この成分から周波数領域または周波数関連領域Ｅ［ｋ，ｍ］におけるエコー抑制信号を生成する。このエコー抑制信号は、次にＩＤＦＴ（逆ＤＦＴ）として構成される周波数／時間変換器手段３００へ付与され、この手段がこの信号を時間領域に最終的に変換して戻し、信号ｅ［ｎ］を生成する。
【０１３５】
遅延手段４８０の遅延値ｄ（ｋ，ｍ）およびエコー推定関数２４０のエコー推定係数を決定するために、ラウドスピーカ信号Ｘ［ｋ，ｍ］のスペクトル表現とマイクロホン信号Ｙ［ｋ，ｍ］のスペクトル表現の両方が対応のエネルギ―計算手段５００、５１０に送信され、これらが結合されて、２つの時間／周波数変換器手段２３０，２９０の出力に結合される。エネルギ計算手段５００を時間／周波数変換器手段２３０の出力に結合しかつエネルギ計算手段５１０を周波数／時間変換器手段３００の出力に結合する。
【０１３６】
0005671147.tif 000059
【０１３７】
0005671147.tif 000060
【数４５】
0005671147.tif 000061
【０１３８】
この計算は、エコー推定関数２４０において行われる。
【０１３９】
0005671147.tif 000062
【０１４０】
0005671147.tif 000063
【０１４１】
0005671147.tif 000064
【０１４２】
結果的に、図６および図７の２つの実施例は、動作のモードが非常に類似するのみならず、構造も類似しており、それについて以下に説明する。
【０１４３】
より詳細には、図７の実施例が図６の実施例と本質的に異なるのは、エネルギ計算手段５００が周波数領域に伝送されるラウドスピーカ信号ｘ［ｎ］に関連する他の計算手段５２０の上流に全く接続されておらず、ここでもＤＦＴとして構成される時間／周波数変換器手段２３０の出力に直接接続される点である。このように、他の計算手段５２０のみならず遅延手段４８０、エコー推定関数２４０および分離手段２５０は、実際のスペクトル成分を付与されず、そのパワースぺクトルを付与される。
【０１４４】
しかし、これとは別に、図６および図７の２つの実施例の唯一の違いは、それぞれの計算が、個々の構成要素および手段内において互いにわずかに異なって進行し得る点だけである。たとえば、個々のスペクトル成分のエネルギ関連の値の対応する計算は分離手段２５０では行われない。これは、この計算がすでにエネルギ値計算手段５００により前もって実行されているからである。
【０１４５】
0005671147.tif 000065
【０１４６】
0005671147.tif 000066
【０１４７】
0005671147.tif 000067
【０１４８】
結果として得られる差をブロック５９０が示すマイクロホン信号のパワースペクトルに対して正規化する。スカラー因子５８０、合計点および正規化ブロック５９０がともに適応フィルタ２１０（Ｈ［ｋ，ｍ］）のフィルタ係数を付与する計算手段２７０（または少なくともその一部）を構成する。
【０１４９】
スカラー因子５７０において使用される指数減衰モデルのレートをつかさどるパラメータαｍを、後期エコー推定関数決定手段４７５により決定してもよい。スカラー因子５７０は、ラウドスピーカ信号パワースペクトルおよびマイクロホン信号のパワースペクトルに基づいて、後期エコー推定関数４７５により決定されるパラメータαｍの値に従って調節され得る。残響時間推定およびその指数減衰パラメータへの関係についてはすでに述べたとおりである。
【０１５０】
後期エコー推定関数決定手段４７５は、入力側で、たとえば、エコー減衰モデリング手段４６５からのエコー減衰時間定数τ（または他の測定値、パラメータ他）を受信し得る。エコー減衰モデリング手段４６５は、エネルギ値計算手段５００，５１０に接続可能で、マイクロホン信号およびラウドスピーカ信号のパワースペクトルを受信する。エコー減衰モデリング手段４６５は、たとえば、マイクロホン信号およびラウドスピーカ信号のパワースペクトル間の相関を決定して、エコー減衰パラメータを決定することができる。代替的には、マイクロホン信号のみを観察することで十分かもしれない。後期エコー推定関数４７５は、マイクロホン信号およびラウドスピーカ信号の任意の入力も付与され得る（図８には不図示）。
【０１５１】
図８は、エコー減衰モデリング手段４６５、エコー推定関数決定手段４７２および４７５、エコー推定関数２４０、最大選択部５５０ならびに後期エコー推定手段２４１を含むエコー処理手段３４０を点線のボックスとして示す。エコー処理手段３４０は、所与のラウドスピーカ信号に応答して音響環境１２０により生成されるエコーの推定値を付与する。エコーの推定値は、初期エコー関数決定手段４７２または後期エコー推定手段２４１により実施される残響エコー成分の再帰モデリングに基づいて計算され得る。
【０１５２】
0005671147.tif 000068
【０１５３】
0005671147.tif 000069
【０１５４】
0005671147.tif 000070
【０１５５】
0005671147.tif 000071
【０１５６】
さらなる処理については、図８に示す実施例に関し描写かつ説明した処理と同様である。
【０１５７】
図１０は、音響環境１２０内でのいくつかのインパルスにより引き起こされる後期残響が重複し得る様子を示す図である。異なる大きさの３つのインパルスが異なる時間に音響環境１２０に出力されている。初期反射は、明瞭化のために図１０には示していない。しかしながら、インパルスの後期残響については示す。特に、第２のインパルスに対応する第２の指数減衰関数が第１の指数減衰後期残響に重ね合されると、第１のインパルスの後期残響に対応する指数減衰関数がまだ消滅していないことがわかる。第３のインパルスに対応する第３の指数減衰後期残響の開始時に同様の効果が生じる。さらに、元のインパルスと直接音声とは持続時間では比較的短いが、後期残響は、より長い時間間隔に渡って延在する。なお、後期残響については説明のために大きさを誇張している。典型的には、後期残響は、大きさでは、元のインパルスよりおよそ１ケタから数ケタ小さい。
【０１５８】
図１１は、エコーのモデリングを初期のエコーモデルから指数減衰モデルに切り替え可能な様子を示す。図８に関連してすでに説明したとおり、初期エコー推定値と指数減衰モデルのうち最大のものを決定する。図１１のｎｓｗｉｔｃｈで示す瞬間までは、初期エコー推定値は、大きさにおいて、指数減衰モデルにより推定されるエコーより大きい。したがって、初期エコー推定を用いて音響環境１２０のエコー応答をモデリングする。瞬間ｎｓｗｉｔｃｈに続いて、指数減衰モデルにより推定されるエコーは、どの残りのエコー推定値よりも大きい。典型的には、初期エコー推定関数は、計算の労力展望を妥当な範囲内に保つため、予め定められた時間的展望を過ぎるエコー推定値を計算するためには実施されない。これは、この時間的展望を過ぎると、指数減衰モデルが、後期エコー成分の非ゼロ推定値を提供する唯一のエコーモデルであることを意味する。この時間的展望の前には、両方のエコーモデルが非ゼロエコー推定値を生成し、より大きいほうが選択される。
【０１５９】
図１１において、初期エコー推定値が、指数減衰モデルが推定するエコーの現在の大きさより大きいことを前提とすれば、指数減衰モデルは常に初期エコー推定値の大きさにリセットされることがわかる。代替例では、元のインパルスにより生じる直接音声等に対して指数減衰モデルをゲージ(gauge)することが可能と考えられる。
【０１６０】
図１２は、本発明の他の実施例であって、たとえば１を超える数のラウドスピーカ信号または１を超える数のマイクロホン信号がそれぞれの装置２００に付与される。言い換えれば、図１２に記載の実施例は、多チャネル装置である。
【０１６１】
本発明の実施例について、複数の個別のチャネルまたは１つのラウドスピーカ信号および１つのマイクロホン信号のみが入手可能な単独のチャネルの場合についてのみ説明したが、本発明の実施例は以下に説明するとおり、個別のチャネルの場合に限定されない。前記実施例は、多チャネルが可能な音響エコー減衰システムにも同様に適用可能である。
【０１６２】
図１２に示す装置２００の実施例は、構造において、図６に示すものに類似するので、動作モード、接続および他の特徴に関する限り図６〜図８に関連する記載を参照する。
【０１６３】
図１２に示す装置２００の多チャネルの変形例は、複数の入力２２０−１、２２０−２、．．．、を含み、いくつかのラウドスピーカ信号が装置２００内へ結合される。応じて、装置２００は、対応する複数の任意の時間／周波数変換器手段２３０−１、２３０−２、．．．、も含み、これらが時間領域から周波数関連領域への対応のラウドスピーカ信号の変換を実行し得る。
【０１６４】
複数の時間／周波数変換器手段２３０が、バンドリング（ｂｕｎｄｌｉｎｇ）手段５３０の対応する数の入力に結合され、これが、入来するラウドスピーカ信号に基づいて、共通の導出ラウドスピーカ信号を構成し、これが、任意の第１のエコー推定関数２４０が存在するか否かに依存して、第１のエコー推定関数２４０または分離手段２５０へ転送される。分離手段２５０は、任意の第２のエコー推定関数２６０に結合されるかまたは計算手段２７０に直接結合され得る。前記手段はその出力に計算されたフィルタ係数を最終的に出力する。
【０１６５】
図１２における装置２００の多チャンネルの変形例は、入力側で、任意の時間／周波数変換器手段２９０−1、２９０−２、．．．を介して対応のマイクロホン信号のための対応する数の入力２８０−１、２８０−２、．．．に結合されるさらなるバンドリング手段５４０をさらに含む。さらなるバンドリング手段５４０は、時間領域内または周波数関連領域内に存在しかつ同手段が使用可能なマイクロホン信号に基づいて、（任意に分離手段２５０または計算手段２７０に対して使用可能にされ得る）導出された有効なまたは共通のマイクロホン信号を、バンドリング手段５３０と同様に決定する。
【０１６６】
図１２に示す装置２００の多チャネル変形例は、各マイクロホン信号またはマイクロホン信号入力２８０の各々について適応フィルタ２１０−１、２１０−２、．．．、をさらに含み、前記適応フィルタ２１０−１、２１０−２、．．．、は、任意の時間／周波数変換器手段２９０−１、２９０−２、．．．、を介して、それぞれの入力２８０−１、２８０−２、．．．、に結合され得る。応じて、適応フィルタ２１０−１、２１０−２、．．．、は、複数の任意の周波数／時間変換器手段３００−１、３００−２、．．．、を介して、それぞれ出力３１０−１、３１０−２、．．．、に結合され得る。適応フィルタ２１０がフィルタ処理する出力信号は、エコーが除去されるかまたはスペクトル的に修正されており、その後、前記出力３１０で装置２００に入手可能となる。
【０１６７】
適応フィルタ２１０−１、２１０−２、．．．、はすべて、計算手段２７０の出力に平行に結合され、前記計算手段２７０はその出力で、適応フィルタ用のフィルタ係数を付与する。言い換えれば、図１２に示すとおり、本発明の実施例では、機能的観点から、同じ適応フィルタで、すなわち同じフィルタ係数に基づいて、複数のマイクロホン信号のうちのすべてのマイクロホン信号がフィルタ処理され、対応のマイクロホン信号のスペクトル的に修正されるかまたはエコーが消去されたものが得られるようになっている。
【０１６８】
こうして、ｘｗ［ｎ］は、ｗ番目のラウドスピーカの信号であり、ここでｗは、０からＷ-1までの整数であり、かつＷが様々なラウドスピーカまたはラウドスピーカ信号の数を指定し、ｗ番目のラウドスピーカ信号のＳＴＦＴ領域表現Ｘｗ［ｋ，ｍ］を計算することができる。
【０１６９】
個々のラウドスピーカ信号のスペクトルのスペクトルを組合わせることにより、すべてのラウドスピーカチャネルの結合されたパワースペクトルを計算する。
【０１７０】
【数４６】
0005671147.tif 000072
ここで、Ｗはラウドスピーカチャネルの数を表す。
【０１７１】
これと同様に、マイクロホンチャネルについて共通のまたはバンドルされたパワースペクトルも、以下のとおり計算される。
【０１７２】
【数４７】
0005671147.tif 000073
ここでＹｐ［ｋ，ｍ］は、ｐ番目のマイクロホン１１０の信号を表し、かつＰはマイクロホンの数を表す。指数ｐは、ここでも０からＰ−１の整数である。この計算は、さらなるバンドリング手段５４０により図１２に示す実施例において実行され得る。
【０１７３】
0005671147.tif 000074
【０１７４】
スペクトル修正に関連する実際のエコー抑制を次にマイクロホン信号ごとに個別に行うが、この場合、以下の式に従って、各マイクロホンチャネルごとに同じエコー除去フィルタ２１０を使用する。
【０１７５】
【数４８】
0005671147.tif 000075
ここでｐ＝０，１，．．．，Ｐ-1である。これと同様に、エコー除去フィルタ２１０も上記のとおり別の態様で実施してもよい。
【０１７６】
この関連においては、たとえば図１２に示すとおり装置２００の多チャネル変形例に関して、ラウドスピーカ信号の数Ｗおよびマイクロホン信号の数Ｐが両方とも等しくかつ相互に異なる必要がある点を指摘すべきである。ラウドスピーカ信号およびマイクロホン信号については原則的に付与する入力の数はいずれでもよい。また、複数のラウドスピーカ信号入力および複数のマイクロホン信号入力の両方に、対応のバンドリング手段５３０，５４０を設けることは絶対に必要というわけではない。本発明の実施例においては、対応の他のバンドリング手段５４０で１を超える数のマイクロホン信号入力を実現する必要なしに、複数のラウドスピーカ信号入力のみを対応のバンドリング手段５３０で実現することも全く可能である。このようなシステムは、たとえば、１つのマイクロホンと複数のラウドスピーカが存在する場合に採用可能であり、これは、遠端の加入者の通信信号が、自動車で実施される場合のように、いくつかのラウドスピーカを含むサウンドシステムを介して再生されるためである。
【０１７７】
また、会議システムの場合のように１つの中心的ラウドスピーカのみが実現され、複数のスピーカが各々利用可能なマイクロホンを有する場合には、ラウドスピーカ信号の１を超える入力を対応のバンドリング手段５３０で実現する必要はない。このような場合、さらなるバンドリング手段５４０の実施のみが妥当かもしれない。
【０１７８】
また、バンドリング手段５３０，５４０は、それらに最終的に付与されるより多くのラウドスピーカ信号またはマイクロホン信号について設計されるように構成されるのが当然である点を指摘すべきである。応じて、装置２００は、最終的に使用されるより多い数の対応の入力２２０，２８０を含み得る。この場合、たとえば、任意の時間／周波数変換器手段２３０，２９０等の上流の回路またはバンドリング手段５３０，５４０自体が、活性チャネルの数を決定しかつ応じてパラメータＷおよびＰを選択し得る。当然ながら、考慮に入れるべきチャネルの数ならびにおそらくはマイクロホン信号およびラウドスピーカ信号の数の外部からの供給も実施可能である。
【０１７９】
なお、当然ながら、この時点では、対応のパラメータＷおよびＰがバンドリング手段５３０，５４０に送信される場合、図１２に示す実施例は、単一のラウドスピーカ信号および単一のマイクロホン信号でのみ作用する。原則的には、式（４６）および（４７）は、Ｐ＝１および／またはＷ＝１の場合にも適用可能である。したがって、図１２の実施例は、本件開示の図６〜図８における実施例の「下向きに互換性のある」拡張を表す。
【０１８０】
「パワースペクトルの時間的変動」
非特許文献１１には、音響エコー抑制の応用において使用するパラメータの改善された推定のためにパワースペクトルの時間的変動を使用することが提案されている。パワースペクトルの時間的変動は、対応の平均値に対して中心においたのものとして決定される。
【０１８１】
【数４９】
0005671147.tif 000076
0005671147.tif 000077
【０１８２】
【数５０】
0005671147.tif 000078
【数５１】
0005671147.tif 000079
【０１８３】
「短時間フーリエ変換に対する代替例」
0005671147.tif 000080
【０１８４】
１６ｋＨｚのサンプリングレートでは、５１２サンプルおよび１５グループまたは区分のＳＴＦＴのＤＦＴブロック長が妥当な選択であり、各区分が非特許文献１０に記載のように等価矩形帯域幅（ＥＲＢ）をおよそ２倍にするのに相当する帯域幅を有する。
【０１８５】
上記の本発明の実施例の説明が示すとおり、本発明の実施例は簡単な要約として以下に示すステップを含む機能的単位を含む場合がある。本発明のいくつかの実施例は、１以上のラウドスピーカ信号を受信するステップと、１以上のマイクロホン信号を受信するステップと、ラウドスピーカ信号およびマイクロホン信号を短時間スペクトルに変換するステップと、対応のラウドスピーカパワースペクトルおよびマイクロホンパワースペクトルを計算するステップと、予め定められたエコー減衰モデルまたは動的に推定されるエコー減衰モデルからエコー減衰パラメータを提供するステップと、エコー減衰パラメータを考慮するエコーをモデリングするエコー除去利得フィルタを計算するステップと、利得フィルタをエコーを抑制するようにマイクロホンスペクトルに適用するステップと、エコー抑制マイクロホンスペクトルを時間領域へ変換するステップとを実施する。
【０１８６】
いくつかの特徴は、装置に関連して説明されたが、これらの特徴が、ブロックや装置が方法ステップや、方法ステップの特徴に相当する対応の方法の説明をも表すことは明らかである。同様に、方法ステップに関連して説明した特徴は、対応のブロックもしくはアイテムまたは対応の装置の特徴の説明をも表す。方法ステップのいくつかまたはすべてが、マイクロプロセッサ、プログラム可能コンピュータまたは電子回路等のハードウェア装置により（またはこれらを用いて）実行され得る。いくつかの実施例においては、最も重要な方法ステップの１つ以上がこのような装置によって実行されても良い。
【０１８７】
あるいくつかの実施の要件によって、本発明の実施例は、ハードウェアまたはソフトウェアで実現され得る。実現例は、それぞれの方法が実行されるようにプログラム可能コンピュータシステムと協働する（または協働可能な）電子的に可読な制御信号を記憶するフロッピーディスク、ＤＶＤ、ブルーレイ、ＣＤ、ＲＯＭ、ＰＲＯＭ、ＥＰＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭまたはフラッシュメモリ等のデジタル記憶媒体を使用して実行することができる。したがって、デジタル記憶媒体は、コンピュータ可読である。
【０１８８】
本発明のいくつかの実施例は、ここに記載の方法の１つが実行されるようにプログラム可能なコンピュータシステムと協働することができる電子的に可読な信号を有するデータキャリアを含む。
【０１８９】
一般に、本発明の実施例は、プログラムコードを有するコンピュータプログラム製品として実現することができ、プログラムコードは、コンピュータプログラム製品をコンピュータ上で実行すると、方法の１つを実行するために動作する。プログラムコードは、たとえば、機械可読キャリア上に記憶することができる。
【０１９０】
他の実施例は、機械可読なキャリア上に記憶される、ここに記載の方法の１つを実行するためのコンピュータプログラムを含む。
【０１９１】
言い換えれば、発明の方法の実施例は、コンピュータ上で実行されると、ここに記載の方法の１つを実行するためのプログラムコードを有するコンピュータプログラムである。
【０１９２】
したがって、発明の方法の他の実施例は、ここに記載の方法の１つを実行するためのコンピュータプログラムを記録するデータキャリア（またはデジタル記憶媒体もしくはコンピュータ可読媒体）である。データキャリア、デジタル記憶媒体または記録された媒体は、典型的には、有形かつ／または非一過性である。
【０１９３】
したがって、発明の方法の他の実施例は、ここに記載の方法の１つを実行するためのコンピュータプログラムを表すデータストリームまたは信号のシーケンスである。データストリームまたは信号のシーケンスは、たとえば、インターネットを介するデータ通信接続により転送されるよう構成されてもよい。
【０１９４】
他の実施例は、ここに記載の方法の１つを実行するよう構成または適合されたコンピュータまたはプログラム可能論理装置等の処理手段を含む。
【０１９５】
他の実施例は、ここに記載の方法の１つを実行するためのコンピュータプログラムをインストールしたコンピュータを含む。
【０１９６】
本発明の他の実施例は、ここに記載の方法の１つを実行するためのコンピュータプログラムを受信部に転送する（たとえば電子的または光学的に）よう構成される装置またはシステムを含む。受信部はたとえばコンピュータ、携帯装置、メモリ装置等が可能である。装置またはシステムはたとえば受信部へコンピュータプログラムを転送するためのファイルサーバを含み得る。
【０１９７】
いくつかの実施例では、プログラム可能論理装置（フィールドプログラマブルゲートアレイ等）を使用してここに記載の方法の機能性のいくつかまたはすべてを実行しても良い。いくつかの実施例においては、フィールドプログラマブルゲートアレイは、ここに記載の方法の１つを実行するためにマイクロプロセッサと協働してもよい。一般に、方法は、なんらかのハードウェア装置により実行されることが好ましい。
【０１９８】
上記の実施例は、本発明の原則を説明するに過ぎない。ここに記載の構成および詳細について、変形および変更が当業者に明らかになることは当然である。したがって、発明は請求の範囲によってのみ限定されることを意図し、実施例の記載および説明により提示される特定の詳細によって限定されない。
【０１９９】
処理装置は、コンピュータ、チップカード（スマートカード）、集積システム（ＳＯＣ＝システムオンチップ）、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）またはいずれか他の集積回路（ＩＣ）から構成され得る。
【符号の説明】
【０２００】
１００  ラウドスピーカ
１１０  マイクロホン
１２０  音響環境
１３０  ラウドスピーカ信号
１４０  マイクロホン信号
１５０  エコー除去処理ユニット
１６０  エコー抑制信号
１７０  直接経路
１８０  間接経路
２００  装置
２１０  適応フィルタ
２２０  入力
２３０  時間／周波数変換器手段
２４０  エコー推定フィルタ
２４１  後期エコー推定フィルタ
２４２  初期エコー推定フィルタ
２５０  分離手段
２６０  他のエコー推定フィルタ
２７０  計算手段
0005671147.tif 000081
２８０  入力
２９０  時間／周波数変換器手段
３００  周波数／時間変換器手段
３１０  出力
３４０  エコー処理手段
３７０  エコー抑制フィルタ
３８０  合成手段／フィルタコンバイナ
４２０  曲線（ラウドスピーカ信号）
４３０  曲線（マイクロホン信号）
４４０  ブラケット；ＳＴＦＴ間隔
４５０  ブラケット；ＳＴＦＴ間隔
４６０  マイクロホン信号とラウドスピーカ信号との間の遅延
４６５  エコー減衰モデリング手段
４７０  エコー推定関数手段
４７２  初期エコーフィルタ決定手段
４７５  後期エコーフィルタ決定手段
４８０  遅延手段
４９０  エネルギ値計算手段
５００  エネルギ値計算手段
５１０  エネルギ値計算手段
５２０  他の計算手段；エコー推定関数の計算
５４０  他のバンドリング手段
５５０  最大選択部
５５１  フィルタ設定手段
５５２  比較器
５５３  選択部
５６０  遅延素子
５７０  スカラー因子αｍ
５８０  スカラー因子βｍ
５９０  正規化手段
９４０  エコー推定フィルタ
ｄ［ｋ，ｍ］  マイクロホン信号とラウドスピーカ信号との間の遅延の遅延値
ｘ［ｎ］  ラウドスピーカ信号
ｙ［ｎ］  マイクロホン信号
Ｅ［ｋ，ｍ］  エコー抑制信号のスペクトル
0005671147.tif 000082
Ｈ［ｋ，ｍ］  エコー抑制フィルタ
Ｈｅ［ｋ，ｍ］  初期エコー抑制フィルタ
Ｈｌ［ｋ，ｍ］  後期エコー抑制フィルタ
Ｘ［ｋ，ｍ］  ラウドスピーカ信号のスペクトル
Ｘｄ［ｋ，ｍ］  遅延されたラウドスピーカ信号のスペクトル
Ｙ［ｋ，ｍ］  マイクロホン信号のスペクトル
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【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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