(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
回転駆動により漏れ磁束を発生するモータと、
前記モータの漏れ磁束によるノイズが、２つの検出信号に対して同一に混入するような設定とされ、前記モータの回転軸位置である電気角を検出するレゾルバと、
前記レゾルバからの２つの検出信号に基づいて、前記電気角を算出する電気角算出手段と、を備え、
前記モータは、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の励磁コイルが巻き付けられたステータと、永久磁石が埋設されたロータと、を有する３相ブラシレスモータであり、
前記レゾルバは、励磁コイルと検出コイルが巻き付けられたステータと、巻線の無いロータと、を有するＶＲ型レゾルバであり、
前記３相ブラシレスモータの回転軸と前記ＶＲ型レゾルバの回転軸を同軸配置にすると共に、前記２つの検出信号を検出するための検出コイルのそれぞれが、前記３相ブラシレスモータのＵ相，Ｖ相，Ｗ相の励磁コイルと同一の位置関係になるように配置した
ことを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項２】
請求項１に記載されたモータ駆動装置において、
前記電気角算出手段は、前記電気角を算出する処理を、前記ＶＲ型レゾルバからの２つの検出信号に基づく、マイクロコンピュータを用いた演算処理により算出する
ことを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項３】
請求項２に記載されたモータ駆動装置において、
前記電気角算出手段は、電気角が90度ずれた前記ＶＲ型レゾルバからの２つの検出信号V1,V2を、
V1＝Ｋ・sinθ＋Ｅn、V2＝Ｋ・cosθ＋Ｅn
（但し、Ｋ：励磁コイルと検出コイルの間の変圧比、Ｅn：ノイズ成分）
の式で与え、上記式に基づき電気角θを、
θ＝sin-1{(V1−V2)/{(√2)・Ｋ}＋45°
の式で算出する
ことを特徴とするモータ駆動装置。 
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電動車両等に適用され、モータと、モータの電気角情報を取得するために２つの検出信号を出力するレゾルバと、を備えるモータ駆動装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
モータの電気角をレゾルバで検出する際、モータからの漏れ磁束により、検出角度に誤差を生じる。その誤差の影響を抑制するために、従来、モータ電流値と検出角度誤差の相関をあらかじめ実験やシミュレーションにより取得しておき、その相関を利用して検出角度を補正するものが知られている（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００８−２５６４８６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、上記先行技術では、予め電流量と検出角度誤差の相関データを取得し、その相関により検出角度を補正するという構成になっているため、以下の問題がある。
【０００５】
(1) 予め電流量と検出角度誤差の関係を取得する必要がある。またそのデータを記憶するメモリが必要。特に高精度が必要となる場合は、電流量と検出角度誤差の相関のデータ量が多くなり、大きなメモリ容量が必要となる。
【０００６】
(2) モータ電流はスイッチングによるリップル電流を含んでおり、高精度の電流検出は容易ではない。したがって、電気角検出の精度が悪い。
【０００７】
(3) モータとレゾルバの製造ばらつきにより、電流量と検出角度誤差の相関データがどのモータとレゾルバの組み合わせに対して正確であるとはいえないため、正確な補正ができない場合がある。
【０００８】
本発明は、上記問題に着目してなされたもので、電流量と検出角度誤差の相関データを予め取得したり、検出角度を補正したりすることなく、精度良く電気角を算出することができるモータ駆動装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的を達成するため、本発明のモータ駆動装置は、３相ブラシレスモータと、ＶＲ型レゾルバと、電気角算出手段と、を備える手段とした。
前記３相ブラシレスモータは、回転駆動により漏れ磁束を発生する。
前記ＶＲ型レゾルバは、３相ブラシレスモータの漏れ磁束によるノイズが、２つの検出信号に対して同一に混入するような設定とされ、３相ブラシレスモータの回転軸位置である電気角を検出する。
前記電気角算出手段は、ＶＲ型レゾルバからの２つの検出信号に基づいて、前記電気角を算出する。
そして、３相ブラシレスモータの漏れ磁束によるノイズが、２つの検出信号に対して同一に混入する設定は、３相ブラシレスモータの回転軸とＶＲ型レゾルバの回転軸を同軸配置にすると共に、２つの検出信号を検出するための検出コイルのそれぞれが、３相ブラシレスモータのＵ相，Ｖ相，Ｗ相の励磁コイルと同一の位置関係になるように配置することでなされる。
【発明の効果】
【００１０】
よって、ＶＲ型レゾルバの２つの検出信号に対して、３相ブラシレスモータの漏れ磁束によるノイズが、同一に混入するようなモータとＶＲ型レゾルバの構成とされる。
したがって、ＶＲ型レゾルバからの２つの検出信号に基づいて電気角を算出するに際し、２つの検出信号の差分をとることでノイズを除去することが可能となり、精度の高い電気角の算出ができる。すなわち、電気角の算出の際、電流量と検出角度誤差の相関データを予め取得したり、検出角度を補正したりすることを要しない。
この結果、電気角に誤差が混入した場合に発生するモータノイズ電流の影響で発生する機械的な振動やノイズ音を抑制することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】実施例１のモータ駆動装置が適用された電気自動車のモータ制御構成を示す全体ブロック図である。
【図２】実施例１のモータ駆動装置における３相ブラシレスモータとＶＲ型レゾルバの組み合わせ構成を示す斜視図である。
【図３】実施例１のモータ駆動装置における３相ブラシレスモータの構成を示す概略断面図である。
【図４】実施例１のモータ駆動装置におけるＶＲ型レゾルバの構成を示す概略断面図である。
【図５】同一のノイズが検出信号に混入しないモータ駆動装置における３相ブラシレスモータの構成例を示す概略断面図である。
【図６】同一のノイズが検出信号に混入しないモータ駆動装置におけるＶＲ型レゾルバの構成例を示す概略断面図である。
【図７】実施例１のモータ駆動装置において電気角を求める方法を示す電気角算出説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、本発明のモータ駆動装置を実現する最良の形態を、図面に示す実施例１に基づいて説明する。
【実施例１】
【００１３】
まず、構成を説明する。
図１は、実施例１のモータ駆動装置が適用された電気自動車のモータ制御構成を示す全体ブロック図である。以下、図１に基づき全体構成を説明する。
【００１４】
実施例１のモータ駆動装置が適用されたモータ制御構成は、図１に示すように、速度制御器１と、電流制御器２と、インバータ３と、３相ブラシレスモータ４（モータ）と、ＶＲ型レゾルバ５（レゾルバ）と、電気角算出器６（電気角算出手段）と、を備える。
【００１５】
前記速度制御器１は、モータ駆動目標値として算出された速度指令値と、電気角算出器６からの速度算出値に基づき、電流指令値を求める。ここで、速度算出値とは、電気角θの変化速度をあらわす値である。
【００１６】
前記電流制御器２は、速度制御器１からの電流指令値と、インバータ３および３相ブラシレスモータ４からの電流検出値に基づき、電圧指令値を求める。この電流制御器２においては、通常、３相→２相変換、２相→３相変換を行う。その際に電気角算出器６からの電気角算出値を使用する。
【００１７】
前記インバータ３は、電流制御器２からの電圧指令値に基づき、内蔵するスイッチをオンオフすることで、所望の電流を３相ブラシレスモータ４に流す。
【００１８】
前記３相ブラシレスモータ４（インナロータ）は、回転駆動によりモータ漏れ磁束を発生する。このモータ漏れ磁束は、ＶＲ型レゾルバ５に対し影響を与える。ここで、モータ漏れ磁束とは、モータ巻線（コイル）に流れる負荷電流に応じて各コイルに独立して鎖交する磁束をいう。
【００１９】
前記ＶＲ型レゾルバ５は、３相ブラシレスモータ４の漏れ磁束によるノイズが、２つの検出信号V1,V2に対して同一に混入するような設定とされ、３相ブラシレスモータ４の回転軸位置である電気角θを検出する。
【００２０】
前記電気角算出器６は、ＶＲ型レゾルバ５からの２つの検出信号V1,V2に基づいて、電気角算出値を求める。なお、速度算出値は、電気角算出を２度行い、その算出タイミングの差の時間に変化した電気角を求めることで得られる。ここで、電気角算出器６は、レゾルバＩＣを使用せず、電気角を算出する処理を、ＶＲ型レゾルバ５からの２つの検出信号V1,V2に基づく、マイクロコンピュータを用いた演算処理により算出する。レゾルバＩＣとは、90°ずれた２つの検出信号が入力されると、アークタンジェントをとることで電気角のデジタル値を出力する専用ＩＣをいう。
【００２１】
図２〜図４は、実施例１のモータ駆動装置の３相ブラシレスモータ４とＶＲ型レゾルバ５を示す図である。以下、図２〜図４に基づき、モータ漏れ磁束により同一のノイズが検出信号V1,V2に混入するようにするための３相ブラシレスモータ４とＶＲ型レゾルバ５の構成について説明する。
【００２２】
前記３相ブラシレスモータ４と前記ＶＲ型レゾルバ５は、図２に示すように、共通のロータ回転軸７により連結され、回転軸心CLが同一の同軸配置とされている。
【００２３】
前記３相ブラシレスモータ４は、図３に示すように、Ｕ相コイル40U，Ｖ相コイル40V，Ｗ相コイル40Wの励磁コイルが巻き付けられたステータ４１と、図外の永久磁石が埋設されたロータ４２と、を有する。Ｕ相コイル40U，Ｖ相コイル40V，Ｗ相コイル40Wは、これら３つのコイル群を一組とし、１組または複数組のコイル群が、ステータ４１の内側に配列される。
【００２４】
前記ＶＲ型レゾルバ５は、磁路中に設けたギャップの変動によりトランスの効率が変化することを利用した可変リラクタンス（ＶＲ）によるレゾルバである。このＶＲ型レゾルバ５は、図４に示すように、励磁コイル50aとsinコイル50b（検出コイル）とcosコイル50c（検出コイル）が巻き付けられたステータ５１と、巻線の無いロータ５２と、を有し、ロータ５２に巻線を必要としない点を特徴とする。ＶＲ型レゾルバ５の場合、励磁コイル50aを一次コイルとし、90°ずれた２つの検出信号V1,V2を検出するためのsinコイル50bとcosコイル50cを二次コイルとする。sinコイル50bとcosコイル50cは、これら２つのコイル群を一組とし、１組または複数組のコイル群が、ステータ５１の内側に配列される。ロータ５２は、ステータ５１とのギャップが回転角に対して周期的に変化するように、例えば、楕円形状に設定される。
【００２５】
前記３相ブラシレスモータ４とＶＲ型レゾルバ５は、図３および図４に示すように、２組のsinコイル50bとcosコイル50cのそれぞれと、４組のＵ相コイル40U，Ｖ相コイル40V，Ｗ相コイル40Wのそれぞれと、が同一の位置関係になるように配置している。この配置関係により、モータ漏れ磁束による同一のノイズが、sinコイル50bとcosコイル50cの検出信号V1,V2に混入するようにしている。
【００２６】
次に、作用を説明する。
実施例１のモータ駆動装置における作用を、「レゾルバ検出信号への同一ノイズ混入設定作用」、「レゾルバＩＣを使わない電気角算出作用」に分けて説明する。
【００２７】
［レゾルバ検出信号への同一ノイズ混入設定作用］
モータ漏れ磁束は、３相ブラシレスモータ４のＵ相コイル40U，Ｖ相コイル40V，Ｗ相コイル40Wの励磁コイルに電流が流れることにより発生する。その漏れ磁束が、ＶＲ型レゾルバ５の各検出コイル（sinコイル50b、cosコイル50c）に同一のノイズを混入させるには、sinコイル50bとcosコイル50cが、３相ブラシレスモータ４のＵ相コイル40U，Ｖ相コイル40V，Ｗ相コイル40Wと同じ位置関係にあればよい。
【００２８】
例えば、図４に示す２組のコイル群（sin,cos）が配列されたＶＲ型レゾルバ５の場合には、図３に示す４組のコイル群（U,V,W）が配列された３相ブラシレスモータ４と組み合わせる構成とする。この構成であれば、ＶＲ型レゾルバ５の各検出コイル（sinコイル50b、cosコイル50c）から見た３相ブラシレスモータ４のＵ相コイル40U，Ｖ相コイル40V，Ｗ相コイル40Wの位置関係がすべて同一になる。したがって、モータ漏れ磁束による同一のノイズ成分が、sinコイル50bとcosコイル50cの検出信号V1,V2に混入することになり、後述する検出信号V1,V2の差分をとる数式（下記の式(3)）により、ノイズの影響を除去して電気角θを算出することが可能となる。
【００２９】
例えば、図５に示す２組のコイル群（Ｕ相コイル，Ｖ相コイル，Ｗ相コイル）を有する３相ブラシレスモータと、図６に示す２組のコイル群（sinコイル，cosコイル）を有するＶＲ型レゾルバと、の組み合わせ構成とする。この組み合わせ構成の場合には、ＶＲ型レゾルバの各検出コイルから見た３相ブラシレスモータのＵ相コイル，Ｖ相コイル，Ｗ相コイルの位置関係が同一とはならないことから、モータ漏れ磁束によるノイズを除去した電気角θの検出はできないことになる。
【００３０】
このように、モータ漏れ磁束の影響でＶＲ型レゾルバの検出信号（＝出力信号）に、同一でないノイズが混入した場合、正確な電気角の検出ができなくなり、電気角算出器からの速度検出値に誤差を生じる。また、電流制御器では、通常、３相→２相変換、２相→３相変換を行うが、その際にモータ電気角の値を使用する。この電気角に誤差を生じている場合、電流制御器の出力である電圧指令値に誤差を生じ、結果として所望の電流を３相ブラシレスモータに流すことができなくなる。そして、モータ電流にノイズ電流が混入されると、その結果、３相ブラシレスモータでは、機械的な振動やノイズ音が発生する。
【００３１】
［レゾルバＩＣを使わない電気角算出作用］
レゾルバＩＣを使わずに電気角θを求める方法を、図７に基づいて説明する。なお、電気角算出器６は、マイクロコンピュータによるＣＰＵ６１と、ローパスフィルタ６２と、を有する。
【００３２】
先ず、電気角算出器６のＣＰＵ６１より出力する矩形波出力を、ローパスフィルタ６２を通すことで、励磁信号（正弦波）を生成する。この励磁信号を、ＶＲ型レゾルバ５の励磁コイル50aに入力すると、ＶＲ型レゾルバ５のロータ５２の回転速度（＝３相ブラシレスモータ４のロータ回転速度）に応じて振幅変調された検出信号V1,V2が、それぞれの検出コイルであるsinコイル50bとcosコイル50cから出力される。なお、ローパスフィルタ６２からの出力は、ＣＰＵ６１でサンプリングされ、ピークのタイミングを取得する。そのピークのタイミングで検出信号V1,V2の振幅を検出することで、位相が90度づれたsin信号（図７のsinコイル出力V1の信号波形）、cos信号（図７のcosコイル出力V2の信号波形）を検出する。その２つの検出信号V1,V2から、以下の式で示すようにモータ電気角θを算出する。
【００３３】
実施例１の場合、ＶＲ型レゾルバ５からの２つの検出信号V1,V2に同じノイズ成分Ｅnが混入するため、ノイズ混入後の２つの検出信号V1,V2は、
V1＝Ｋ・sinθ＋Ｅn              …(1)
V2＝Ｋ・cosθ＋Ｅn              …(2)
の式によりあらわされる。なお、Ｋは励磁コイルと検出コイルの間の変圧比である。
上記式(1)と式(2)の差分をとると、
V1−V2＝Ｋ・(sinθ-cosθ)＝(√2)Ｋ・sin(θ-45°)      …(3)
となる。よって、電気角θは、上記(3)式から、
θ＝sin-1{(V1−V2)/(√2)Ｋ}＋45°        …(4)
となる。
【００３４】
ちなみに、レゾルバにノイズが混入しない場合は、
V1＝Ｋ・sinθ  →  sinθ＝V1/Ｋ
V2＝Ｋ・cosθ  →  cosθ＝V2/Ｋ
となり、電気角θは、
θ＝tan-1(sinθ/cosθ)＝tan-1(V1/V2)
により得られ、レゾルバＩＣにより電気角θのデジタル値を出力することができる。
【００３５】
このように、実施例１では、ＶＲ型レゾルバ５から出力される検出信号V1,V2から同一のノイズ成分Ｅn,Ｅnを除去して正確な電気角θを算出することができる。この結果、電気角の誤差によるモータ電流のノイズの発生を抑制でき、ノイズ電流による機械的な振動やノイズ音の発生を抑制することが可能となる。また、先行技術に記載した課題をすべて解決できる。
【００３６】
次に、効果を説明する。
実施例１のモータ駆動装置にあっては、下記に列挙する効果を得ることができる。
【００３７】
(1) 回転駆動により漏れ磁束を発生するモータ（３相ブラシレスモータ４）と、
前記モータ（３相ブラシレスモータ４）の漏れ磁束によるノイズが、２つの検出信号V1,V2に対して同一に混入するような設定とされ、前記モータ（３相ブラシレスモータ４）の回転軸位置である電気角θを検出するレゾルバ（ＶＲ型レゾルバ５）と、
前記レゾルバ（ＶＲ型レゾルバ５）からの２つの検出信号V1,V2に基づいて、前記電気角θを算出する電気角算出手段（電気角算出器６）と、
を備える。
このため、電流量と検出角度誤差の相関データを予め取得したり、検出角度を補正したりすることなく、精度良く電気角θを算出することができる。
【００３８】
(2) 前記モータは、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の励磁コイル（Ｕ相コイル40U，Ｖ相コイル40V，Ｗ相コイル40W）が巻き付けられたステータ４１と、永久磁石が埋設されたロータ４２と、を有する３相ブラシレスモータ４であり、
前記レゾルバは、励磁コイル50aとsinコイル50b（検出コイル）とcosコイル50c（検出コイル）が巻き付けられたステータ５１と、巻線の無いロータ５２と、を有するＶＲ型レゾルバ５であり、
前記３相ブラシレスモータ４の回転軸と前記ＶＲ型レゾルバ５の回転軸を同軸配置（図２）にすると共に、前記２つの検出信号V1,V2を検出するためのsinコイル50b（検出コイル）とcosコイル50c（検出コイル）のそれぞれが、前記３相ブラシレスモータ４のＵ相，Ｖ相，Ｗ相の励磁コイル（Ｕ相コイル40U，Ｖ相コイル40V，Ｗ相コイル40W）と同一の位置関係になるように配置した。
このため、(1)の効果に加え、ＶＲ型レゾルバ５の２つの検出信号V1,V2のそれぞれに対して、３相ブラシレスモータ４からの漏れ磁束によるノイズ成分を同じ量だけ混入させることができる。
【００３９】
(3) 前記電気角算出手段（電気角算出器６）は、前記電気角θを算出する処理を、前記レゾルバ（ＶＲ型レゾルバ５）からの２つの検出信号V1,V2に基づく、マイクロコンピュータ（ＣＰＵ６１）を用いた演算処理により算出する。
このため、上記(1)または(2)の効果に加え、モータ漏れ磁束によりレゾルバ（ＶＲ型レゾルバ５）の２つの検出信号V1,V2に混入された同一のノイズ成分を、ソフトウェアを用いた所望の演算により除去することができる。
【００４０】
(4) 前記電気角算出手段（電気角算出器６）は、電気角θが90度ずれた前記レゾルバ（ＶＲ型レゾルバ５）からの２つの検出信号V1,V2を、
V1＝Ｋ・sinθ＋Ｅn、V2＝Ｋ・cosθ＋Ｅn
（但し、Ｋ：励磁コイルと検出コイルの間の変圧比、Ｅn：ノイズ成分）
の式で与え、上記式に基づき電気角θを、
θ＝sin-1{(V1−V2)/{(√2)・Ｋ}＋45°
の式で算出する。
このため、上記(3)の効果に加え、電気角算出式に（V1−V2）を有することで、レゾルバ（ＶＲ型レゾルバ５）の２つの検出信号V1,V2から同一のノイズ成分Ｅn,Ｅnを除去した正確な電気角θを算出することができる。
【００４１】
以上、本発明のモータ駆動装置を実施例１に基づき説明してきたが、具体的な構成については、この実施例１に限られるものではなく、特許請求の範囲の各請求項に係る発明の要旨を逸脱しない限り、設計の変更や追加等は許容される。
【００４２】
実施例１では、モータを３相ブラシレスモータとし、レゾルバをＶＲ型レゾルバとする例を示した。しかし、これに限定されるものではなく、その他の各種モータと、その他の各種レゾルバの場合であっても良い。すなわち、レゾルバの各検出コイルに対してモータの励磁コイルの位置関係が同一になり、各検出コイルに対して同一のノイズ成分が混入される場合は、実施例１で説明したのと同様に、ノイズ成分を除去した正確な電気角を算出することが可能となる。
【００４３】
実施例１では、電気自動車に適用されるモータ駆動装置の例を示したが、ハイブリッド車や燃料電池車等の他の電動車両のモータ駆動装置に対しても適用することができる。さらに、電動車両以外の車両や様々な産業機器等のモータ駆動装置に対しても適用することができる。
【符号の説明】
【００４４】
１  速度制御器
２  電流制御器
３  インバータ
４  ３相ブラシレスモータ（モータ）
40U  Ｕ相コイル（励磁コイル）
40V  Ｖ相コイル（励磁コイル）
40W  Ｗ相コイル（励磁コイル）
４１  ステータ
４２  ロータ
５  ＶＲ型レゾルバ（レゾルバ）
50a  励磁コイル
50b  sinコイル（検出コイル）
50c  cosコイル（検出コイル）
５１  ステータ
５２  ロータ
６  電気角算出器（電気角算出手段）
６１  ＣＰＵ
６２  ローパスフィルタ
７  ロータ回転軸
CL  回転軸心
【図１】
0005671920.tif 000002
【図２】
0005671920.tif 000003
【図３】
0005671920.tif 000004
【図４】
0005671920.tif 000005
【図５】
0005671920.tif 000006
【図６】
0005671920.tif 000007
【図７】
0005671920.tif 000008