(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
磁化固定層、磁化自由層、および前記磁化固定層と前記磁化自由層との間に配設された非磁性スペーサー層を備え、第１高周波信号Ｓ１（周波数ｆ１）およびローカル用の第２高周波信号Ｓ２（周波数ｆ２）を入力したときに、磁気抵抗効果によって当該両高周波信号を乗算して乗算信号を生成する磁気抵抗効果素子と、前記磁化自由層に磁場を印加する磁場印加部とを備えるとともに、前記磁場が前記磁化自由層の膜面に対して膜面方向から膜面法線方向に５°〜１７５°傾けた角度の範囲になるように前記磁気抵抗効果素子と前記磁場印加部とが配置され、前記磁場の強さを変更することで前記磁気抵抗効果素子の共振周波数ｆ０をローカル用の第２高周波信号Ｓ２の周波数ｆ２に一致させ、かつ第１高周波信号Ｓ１の周波数ｆ１が、周波数ｆ２の近傍に設定されたときの前記乗算信号の最大強度と、周波数ｆ２から離れたときの前記乗算信号の減衰域とを用いることによって、前記乗算信号に対する周波数選択性を有する、周波数選択性減衰器が前記磁気抵抗効果素子に内在することを特徴とする混合器。
【請求項２】
前記乗算信号に対するインピーダンスが前記第１高周波信号およびローカル用の前記第２高周波信号に対するインピーダンスよりも高く、かつ前記第１高周波信号およびローカル用の前記第２高周波信号を伝送する入力伝送路と前記磁気抵抗効果素子との間に配設されたインピーダンス回路とを備え、前記インピーダンス回路は、前記第１高周波信号およびローカル用の前記第２高周波信号の各周波数を通過帯域に含み、かつ前記乗算信号の周波数を減衰帯域に含む第１フィルタで構成され、前記第１フィルタは、自己共振周波数帯域が前記通過帯域に規定されている容量性素子またはアクティブ素子で構成され、前記乗算信号を入力して出力伝送路に当該出力伝送路の特性インピーダンスと整合する出力インピーダンスで出力すると共に、入力インピーダンスが当該出力インピーダンスよりも高い値に規定されたインピーダンス変換回路を備えている請求項１に記載の混合器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、磁気抵抗効果素子を用いて乗算信号を生成する混合器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、無線通信に割り当てられる周波数帯域は飽和しつつある。その対策として「無線オポチュニスティックシステム（radio-opportunistic）」、または「コグニティブ通信」と呼ばれる動的割り当ての概念が研究されている。その原理は周波数スペクトルを解析し、混み合う占有周波数帯域を避け、新たに利用可能な非占有周波数帯域を識別し判断し、通信手法を移行することに本質がある。しかしながら、この動的周波数割り当てを実現するためには、超広帯域の発振器やチューナブルフィルタが必要とされる。
【０００３】
一般に携帯端末器の受信性能（感度及び選択性）は周波数選択性を有する周波数選択性減衰器（バンドパスフィルタ）と混合器で決まる。特に周波数帯域を有効に利用し、省エネルギーで遠隔無線通信を実現させるためには高いＱ値（Ｑ値とは振動の状態を表し、この値が高いほど振動が安定である。）を持つバンドパスフィルタが望まれる。チューナブルフィルタになる要件として、フィルタの中心周波数が移動でき、且つ、通過帯域を広げたり、狭めたりすることを行なう制御が必要となる。既存のＳＡＷ（Surface Acoustic Wave：表面弾性波素子の意味であり、詳細は圧電体の表面を伝播する弾性表面波を利用したフィルタ素子）、ＢＡＷ（Bulk Acoustic Wave：バルク弾性波と呼ばれる圧電膜自体の共振振動を利用したフィルタ素子）などの振動型共振子では目下実現不可能ではあるものの、携帯端末器に入るようなコンパクトなチューナブルバンドパスフィルタは実現できていない。
【０００４】
一方で、磁気抵抗効果素子として磁化固定層と磁化自由層との間に非磁性材料で形成されたスペーサー層を介在させて構成されたＴＭＲ（Tunnel Magnetoresistive）素子が知られている。このＴＭＲ素子では、電流を流したときにスピン偏極電子が流れて、磁化自由層内に蓄積されるスピン偏極電子の数に応じて磁化自由層の磁化の向き（電子スピンの向き）が変化する。一定の磁場内に配置された磁化自由層では、その磁化の向きを変更しようとしたときに、磁場によって拘束される安定な方向へ復元するように電子スピンに対してトルクが働き、特定の力で揺らされたときに、スピン歳差運動と呼ばれる振動が発生する。
【０００５】
近年、ＴＭＲ素子等の磁気抵抗効果素子に対して高い周波数の交流電流を流した場合において、磁化自由層に流れる交流電流の周波数と磁化の向きに戻ろうとするスピン歳差運動の振動数とが一致したときに、強い共振が発生する現象（スピントルク強磁性共鳴）が発見された（非特許文献１参照）。また、磁気抵抗効果素子に外部から静磁界を印加し、かつこの静磁界の方向を磁化固定層の磁化の方向に対して層内で所定角度傾けた状態では、磁気抵抗効果素子は、ＲＦ電流（スピン歳差運動の振動数（共振周波数）と一致する周波数のＲＦ電流）が注入されたときに、注入されたＲＦ電流の振幅の２乗に比例する直流電圧をその両端に発生させる機能、つまり、２乗検波機能（スピントルクダイオード効果）を発揮することが知られている。また、この磁気抵抗効果素子の２乗検波出力は、所定の条件下において半導体ｐｎ接合ダイオードの２乗検波出力を上回ることが知られている（非特許文献２参照）。
【０００６】
本願出願人は、磁気抵抗効果素子の２乗検波機能に着目して、低いローカルパワーで作動可能な混合器への用途を検討し、既に提案している（特許文献１参照）。磁気抵抗効果素子の混合器は、前記磁化自由層に磁場を印加する磁場印加部を備え、第１高周波信号Ｓ１およびローカル用の第２高周波信号Ｓ２を入力したとき、磁気抵抗効果によって乗算信号Ｓ４を生成する。しかしながら、乗算信号Ｓ４は５０Ω整合回路のままでは著しく減衰してしまうことから、前記乗算信号Ｓ４に対するインピーダンスが、前記第１高周波信号Ｓ１および前記第２高周波信号Ｓ２に対するインピーダンスよりも高くなるようにするため、インピーダンス回路（フィルタまたはコンデンサまたはアクティブ素子）を、第１高周波信号Ｓ１と第２高周波信号Ｓ２を伝送する入力伝送路と前記磁気抵抗効果素子の間に配設することを提案した（特許文献２参照）。
【０００７】
上述のような磁気抵抗効果素子の混合器の現象が知られつつも、このような現象を工業的に利用できる高周波デバイスは知られておらず、発見の応用が期待されていた。本願出願人は、磁気抵抗効果素子の２乗検波機能において、共振特性に応じて乗算信号出力が増減し、周波数的な選択性機能があることを知り得たが、高いＱ値が得られず、周波数選択範囲がかなり広いため、工業的な応用が見出せなかった。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００８】
【非特許文献１】Nature, Vol.438,17 November, 2005, pp.339-342
【非特許文献２】まぐね， Vol.2,No.6, 2007, pp.282-290
【特許文献１】特開２００９−２４６６１５号公報
【特許文献２】特開２０１０−２７８７１３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
本願出願人が上記の混合器について継続して検討を行った結果、この混合器では、磁気抵抗効果による２乗検波出力（混合器における乗算信号の信号レベル）は、磁気抵抗効果素子の共振特性に大きく依存していることが分かった。そして、共振特性のＱ値を高めることで、乗算信号のレベル増大が期待されると共に、工業的応用のため周波数選択性を高めたフィルタ性能も望まれていた。しかし、高精度な受信用バンドパスフィルタ機能を有する混合器は得られていないという課題があった。
【００１０】
本発明は、かかる課題を解決すべくなされたものであり、乗算信号の出力の低下を回避しつつ、Ｑ値１００以上の共振特性を持つことによる周波数選択性減衰器（以下、バンドパスフィルタとも言う）の機能を有する混合器を提供することを主目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記目的を達成すべく本発明に係る混合器は、磁化固定層、磁化自由層、および前記磁化固定層と前記磁化自由層との間に配設された非磁性スペーサー層を備え、第１高周波信号Ｓ１およびローカル用の第２高周波信号Ｓ２を入力したときに、磁気抵抗効果によって当該両高周波信号を乗算して乗算信号を生成する磁気抵抗効果素子と、前記磁化自由層に磁場を印加する磁場印加部とを備えるとともに、前記磁気抵抗効果素子の共振周波数ｆ０をローカル用の第２高周波信号Ｓ２の周波数ｆ２に一致させ、かつ第１高周波信号Ｓ１の周波数ｆ１は、周波数ｆ２の近傍に設定されたときの前記乗算信号の最大強度と、周波数ｆ２から離れたときの前記乗算信号の減衰域とを用いることによって、前記乗算信号に対する周波数選択性を有する、周波数選択性減衰器を備えるように構成されている。
【００１２】
また、本発明に係る混合機は、前記磁場印加部より一定磁場を印加することで前記磁気抵抗効果素子の共振周波数ｆ０を固定し、ローカル用の第２高周波信号Ｓ２の周波数ｆ２を前記磁気抵抗効果素子の共振周波数ｆ０の近傍に設定するとともに、第１高周波信号Ｓ１の周波数ｆ１が周波数ｆ２の近傍に設定されたときの前記磁気抵抗効果素子の共振周波数ｆ０から当該高周波信号の周波数ｆ１かつ周波数ｆ２が離れる際に、前記乗算信号の減衰域を用いて、前記乗算信号に対する周波数選択性を有する、周波数選択性減衰器を備える様に構成されている。
【００１３】
また、本発明に係る混合器は、前記磁場印加部より発生する磁場が前記磁気抵抗効果素子の磁化自由層に対して膜面方向から膜面法線方向に５°〜１７５°傾けた角度の範囲になるように磁気抵抗効果素子と磁場印加部とが配置されている。
【００１４】
また、本発明に掛かる混合器は、前記乗算信号に対するインピーダンスが前記第１高周波信号および前記第２高周波信号に対するインピーダンスよりも高く、かつ前記第１高周波信号および前記第２高周波信号を伝送する入力伝送路と前記磁気抵抗効果素子との間に配設されたインピーダンス回路とを備え、前記インピーダンス回路は、前記第１高周波信号およびローカル用の前記第２高周波信号の各周波数を通過帯域に含み、かつ前記乗算信号の周波数を減衰帯域に含む第１フィルタで構成され、前記第１フィルタは自己共振周波数帯域が前記通過帯域に規定されている容量性素子またはアクティブ素子で構成され、前記乗算信号を入力して出力伝送路に当該出力伝送路の特性インピーダンスと整合する出力インピーダンスで出力すると共に、入力インピーダンスが当該入力インピーダンスよりも高い値に規定されたインピーダンス回路を備える様に構成されている。
【００１５】
本発明に係る混合器によれば、磁気抵抗効果による２乗検波動作（混合動作）で生じる乗算信号は共振特性に応じた信号強度を示し、共振特性が最大になるところと同じ周波数位置に、乗算信号の最大となる減衰曲線となり得る。この減衰曲線の存在は混合器の入力端子または出力端子のいずれかにバンドパスフィルタを挿入したときと同じ効果を有する。
【００１６】
本発明に係る混合器によれば、前記磁場印加部より発生する磁場が前記磁気抵抗効果素子の磁化自由層に対して膜面方向から膜面法線方向に５°〜１７５°傾けた角度の範囲になるように磁場を印加することで、磁気抵抗効果素子は高いＱ値の共振特性を得ることができると共に乗算信号を大きく取り出すことができる。乗算信号の持つ減衰曲線は幅狭くなり、従ってバンドパスフィルタ機能の周波数選択性が向上する。
【００１７】
本発明に係る混合器において、磁気抵抗効果素子に対して低いインピーダンスのインピーダンス回路を介して減衰の少ない状態で第１高周波信号および第２高周波信号を出力することができるため、混合器のローカル用の第２高周波信号をより少ない電力駆動で第１高周波信号と乗算して、乗算信号を出力することができる結果、一層の省電力化を図ることができる。また、磁気抵抗効果素子によって発生される乗算信号の周波数帯域においてはインピーダンス回路が高いインピーダンスとなるため、磁気抵抗効果素子によって発生される乗算信号の低下（減衰）を回避することができる。
【００１８】
また、本発明に係る混合器において、第１高周波信号および第２高周波信号の各周波数を通過帯域に含み、かつ磁気抵抗効果素子によって発生される乗算信号の周波数を減衰帯域に含む第１フィルタでインピーダンス回路を構成したことにより、第１フィルタはパッシブ素子で構成することができるため、インピーダンス回路をアクティブ素子で構成する場合と比較して、一層の省電力化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】周波数変換装置１００の構成を示す構成図である。
【図２】混合器１の等価回路図である。
【図３】混合器１を評価する評価治具を含む評価系の構成図である。
【図４】膜面方向に磁場Ｈを印加したときの磁気抵抗効果素子２の共振特性と、膜面法線方向に磁場Ｈを印加したときの磁気抵抗効果素子２の共振特性との関係を表した図である。
【図５】磁気抵抗効果素子２に印加する磁場Ｈを一定としたときの磁気抵抗効果素子２の共振特性とその共振周波数ｆ０内に第１高周波信号Ｓ１（周波数ｆ１）とローカル用の第２高周波信号Ｓ２（周波数ｆ２）とのスペクトル図を表し、ｆ２は４ＧＨｚに固定し、ｆ１に３ＧＨｚ、３．５ＧＨｚ、４ＧＨｚ、４．５ＧＨｚの近傍値を取った関係を示している。
【図６】磁気抵抗効果素子２に印加する磁場Ｈを一定としたときの磁気抵抗効果素子２の共振特性とその共振周波数ｆ０内に第１高周波信号Ｓ１（周波数ｆ１）とローカル用の第２高周波信号Ｓ２（周波数ｆ２）とのスペクトル図を表し、ｆ１とｆ２にそれぞれ３ＧＨｚと３．０５ＧＨｚ、３．５ＧＨｚと３．５５ＧＨｚ、４ＧＨｚと４．０５ＧＨｚ、４．５ＧＨｚと４．５５ＧＨｚを取った関係を示している。
【図７ａ】３ＧＨｚ信号Ｓ１および３．０５ＧＨｚローカル信号Ｓ２のスペクトル図である。
【図７ｂ】３ＧＨｚ信号Ｓ１および３．０５ＧＨｚローカル信号Ｓ２を入力したときの電圧信号（乗算信号）Ｓ４のスペクトル図である。
【図８ａ】３．５ＧＨｚ信号Ｓ１および３．５５ＧＨｚローカル信号Ｓ２のスペクトル図である。
【図８ｂ】３．５ＧＨｚ信号Ｓ１および３．５５ＧＨｚローカル信号Ｓ２を入力したときの電圧信号（乗算信号）Ｓ４のスペクトル図である。
【図９ａ】４ＧＨｚ信号Ｓ１および４．０５ＧＨｚローカル信号Ｓ２のスペクトル図である。
【図９ｂ】４ＧＨｚ信号Ｓ１および４．０５ＧＨｚローカル信号Ｓ２を入力したときの電圧信号（乗算信号）Ｓ４のスペクトル図である。
【図１０ａ】４．５ＧＨｚ信号Ｓ１および４．５５ＧＨｚローカル信号Ｓ２のスペクトル図である。
【図１０ｂ】４．５ＧＨｚ信号Ｓ１および４．５５ＧＨｚローカル信号Ｓ２を入力したときの電圧信号（乗算信号）Ｓ４のスペクトル図である。
【図１１】磁気抵抗効果素子２に印加する磁場Ｈを一定としたときの信号Ｓ１の周波数に対する電圧信号（乗算信号）Ｓ４の減衰曲線（バンドパスフィルタ）のスペクトル図である。
【図１２】磁気抵抗効果素子２に印加する磁場Ｈを一定としたときの磁気抵抗効果素子２の持つバンドパスフィルタと混合器の機能を示す等価回路図である。
【図１３】磁気抵抗効果素子２（ＴＭＲ素子）近傍の斜視図である。
【図１４】本発明の面内方向に磁化された磁気抵抗効果素子２の磁化自由層２１、磁化固定層２３の磁化方向の向きである。
【図１５ａ】磁気抵抗効果素子２に磁場Ｈを印加したときの磁気抵抗効果素子２の磁化自由層２１、磁化固定層２３の磁化方向の向きである。
【図１５ｂ】磁気抵抗効果素子２に磁場Ｈを印加したときの磁気抵抗効果素子２の磁化自由層２１、磁化固定層２３の磁化方向の向きである。
【図１６】本発明の面直方向に磁化された磁気抵抗効果素子２の磁化自由層２１、磁化固定層２３の磁化方向の向きである。
【図１７】本発明の面直方向に磁化された磁気抵抗効果素子２の図１におけるＷ−Ｗ線断面図である。
【図１８】磁気抵抗効果素子２と底部磁性体３２ｆ、３２ｇの近傍の斜視図である。
【図１９】インピーダンス回路４のインピーダンス特性図を示す概念図である。
【図２０】インピーダンス回路４を構成するハイパスフィルタのインピーダンス特性図を示す概念図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、混合器および周波数変換装置の実施の形態について、図面を参照して説明する。
【００２１】
最初に、混合器１、および混合器１を含む周波数変換装置１００の構成について、図面を参照して説明する。なお、一例として周波数変換装置１００を受信装置ＲＸに適用した例を挙げて説明する。
【００２２】
図１に示す周波数変換装置１００は、アンテナ１０１と共に受信装置ＲＸを構成する。周波数変換装置１００は、アンテナ１０１から出力されるＲＦ信号ＳＲＦを受信する受信装置ＲＸの高周波段に配置されて、ＲＦ信号ＳＲＦの周波数ｆ１を乗算信号Ｓ３の所望の周波数に変換する機能を有している。一例として周波数変換装置１００は、混合器１と共に、アンプ１１、信号生成部１２、フィルタ１３および出力端子１４ａ，１４ｂ（以下、特に区別しないときには出力端子１４ともいう）を備えている。アンプ１１は、ＲＦ信号ＳＲＦを入力すると共に増幅して、信号Ｓ１（第１高周波信号）として出力する。信号生成部１２は、いわゆる局部発振器として機能して、周波数がｆ２のローカル信号（第２高周波信号）Ｓ２を生成する。信号生成部１２は、一例として、−１５ｄＢｍ±５ｄＢｍのローカル信号Ｓ２を生成して出力する。また、このようにして出力された信号Ｓ１およびローカル信号Ｓ２は、特性インピーダンスが５０Ωに規定された信号伝送路（例えばマイクロストリップライン。以下、「伝送路」ともいう）Ｌ１を介してインピーダンス回路４に伝送される。
【００２３】
混合器１は、磁気抵抗効果素子２、磁場印加部３、インピーダンス回路４およびインピーダンス変換回路５を備え、アンプ１１から出力された信号Ｓ１（周波数ｆ１）と、信号生成部１２によって生成されるローカル信号Ｓ２（周波数ｆ２）とを乗算して、乗算信号としての出力信号Ｓ５を出力する。この場合、出力信号Ｓ５には、周波数ｆ１，ｆ２の信号、および周波数（ｆ１＋ｆ２），（ｆ１−ｆ２），２×ｆ１，２×ｆ２，３×ｆ１，３×ｆ２，・・・などの各乗算信号が含まれている。なお、信号生成部１２については、周波数変換装置１００にとって必須の構成ではなく、ＲＦ信号ＳＲＦと共に周波数変換装置１００の外部から入力する構成とすることもできる。また、図１に示す混合器１は、図２に示すような等価回路で表される。
【００２４】
本実施例として図３に示す評価治具ＥＣを用いて、混合器１において発生する電圧信号Ｓ４についての評価を行った。この評価治具ＥＣは、信号Ｓ１を生成して出力するネットワークアナライザ（アジレント社製：型名８７２０ＥＳ）５１と、ローカル信号Ｓ２を生成して出力する信号生成部１２としての信号発生器（アジレント社製：型名８３６２０Ｂ）と、ネットワークアナライザ５１および信号生成部１２と同軸ケーブルで接続されると共に伝送路Ｌ１に接続されて、各信号Ｓ１，Ｓ２を伝送路Ｌ１に入力するＢＮＣ端子５２と、マイクロストリップラインで形成されてＢＮＣ端子５２およびコンデンサ４ａ接続する伝送路Ｌ１と、コンデンサ４ａ（ＴＤＫ社製：１００５型チップコンデンサ（４ｐＦ））と、マイクロストリップラインで形成されてコンデンサ４ａおよび磁気抵抗効果素子２を接続する伝送路Ｌｍと、伝送路Ｌｍおよびグランドプレーン５３間にボンディングワイヤ５４によって接続された磁気抵抗効果素子２と、伝送路Ｌｍに接続されたλ／４スタブライン５５およびこのλ／４スタブライン５５に接続された扇型のλ／４スタブ５６でカットフィルタに形成されて電圧信号Ｓ４を出力するフィルタ１３とを備えて構成されている。ここで、λはローカル信号Ｓ２（周波数ｆ２）の波長である。磁気抵抗効果素子２で発生する信号に含まれている上記の各周波数成分のうち、周波数成分ｆ１，ｆ２は他の周波数成分（ｆ１＋ｆ２），（ｆ１−ｆ２），２×ｆ１，２×ｆ２，３×ｆ１，３×ｆ２，・・・と比較して、かなりレベルの大きい信号であるため、減衰させる必要がある。この場合、信号Ｓ１の周波数ｆ１はローカル信号Ｓ２の周波数ｆ２の近傍である。したがって、ローカル信号Ｓ２を減衰させる共振器の長さλ／４は、両周波数成分ｆ１，ｆ２を減衰させる長さとして有効な長さに規定されている。
【００２５】
この評価治具ＥＣに設置された磁気抵抗効果素子２は、磁場印加部３より膜面法線方向の磁化成分が与えられるように構成されている。図４は磁気抵抗効果素子２の磁化自由層２１に対して膜面方向に磁場Ｈを印加したときの磁気抵抗効果素子２の共振特性のスペクトル図と、磁気抵抗効果素子２の磁化自由層２１に対して膜面法線方向に磁場Ｈを印加したときのそれぞれの磁気抵抗効果素子２の共振特性のスペクトル図を比較したものであるが、膜面法線方向に磁場Ｈを印加したとき高いＱ値の共振特性が得られ、大きな乗算信号を出力することができる。さらに、磁場印加部３より発生する磁場Ｈが磁気抵抗効果素子２の磁化自由層２１に対して膜面方向から膜面法線方向に５°〜１７５°傾けた角度の範囲になるように調整されることで、さらに磁気抵抗効果素子２は高いＱ値１００以上の共振特性が得られ、最大の乗算信号の出力を得ることができる。この高いＱ値１００以上は受信性能（感度及び周波数選択性）を多いに向上させることができ、バンドパスフィルタ機能を有する混合器として使用できる。
【００２６】
図５は、磁気抵抗効果素子２に印加する磁場Ｈを一定としたときの磁気抵抗効果素子２の共振特性とその共振周波数ｆ０内に第１高周波信号Ｓ１（周波数ｆ１）とローカル用の第２高周波信号Ｓ２（周波数ｆ２）とのスペクトル図を表している。磁気抵抗効果素子２の共振周波数ｆ０をローカル用の第２高周波信号Ｓ２の周波数ｆ２に一致させ、かつ第１高周波信号Ｓ１の周波数ｆ１は、通常は周波数ｆ２の近傍の周波数に設定されるようにしたとき乗算信号は最大強度となり、第１高周波信号Ｓ１の周波数ｆ１が周波数ｆ２から離れるときに、共振特性の減少に伴い、乗算信号は徐々に減衰する減衰域を有する。磁気抵抗効果素子２による当該周波数変換動作に伴い、減衰動作、則ちバンドパスフィルタを挿入したことと同じ効果（本発明における周波数選択性減衰器）を有する。なお、磁気抵抗効果素子２で発生する２乗検波出力としての乗算信号の各周波数（ｆ１＋ｆ２），（ｆ１−ｆ２），２×ｆ１，２×ｆ２，３×ｆ１，３×ｆ２，・・・を生成するが、図５では（ｆ１＋ｆ２），（ｆ１−ｆ２）のみを示している。
【００２７】
図６は、磁気抵抗効果素子２に印加する磁場Ｈを一定としたときの磁気抵抗効果素子２の共振特性とその共振周波数ｆ０内に第１高周波信号Ｓ１（周波数ｆ１）とローカル用の第２高周波信号Ｓ２（周波数ｆ２）とスペクトル図を表している。磁場印加強さを一定にすることにより、磁気抵抗効果素子２の共振周波数ｆ０を固定し、その共振周波数ｆ０内に第１高周波信号Ｓ１（周波数ｆ１）とローカル用の第２高周波信号Ｓ２（周波数ｆ２）とのスペクトル図を複数表記しているが、ｆ１とｆ２、ｆ１´とｆ２´、ｆ１´´とｆ２´´、ｆ１´´´とｆ２´´´にはそれぞれ３ＧＨｚと３．０５ＧＨｚ、３．５ＧＨｚと３．５５ＧＨｚ、４ＧＨｚと４．０５ＧＨｚ、４．５ＧＨｚと４．５５ＧＨｚを取った関係を示している。特に、第１高周波信号Ｓ１（周波数ｆ１）とローカル用の第２高周波信号Ｓ２（周波数ｆ２）との間では一定の周波数差を持たせることで、前記乗算信号の（ｆ１−ｆ２）のスペクトル図が同じ位置に出現するように設定されている。磁気抵抗効果素子２の共振周波数ｆ０から離れるとき、前記乗算信号は徐々に減衰する減衰域を有する。磁気抵抗効果素子２による当該周波数変換動作に伴い、減衰動作、則ちバンドパスフィルタを挿入したことと同じ効果（本発明における周波数選択性減衰器）を有する。なお、磁気抵抗効果素子２で発生する２乗検波出力としての乗算信号の各周波数（ｆ１＋ｆ２），（ｆ１−ｆ２），２×ｆ１，２×ｆ２，３×ｆ１，３×ｆ２，・・・を生成するが、図６では磁気抵抗効果素子２で発生する２乗検波出力としての乗算信号（ｆ１−ｆ２）のみを示している。
【００２８】
本実施例の評価治具ＥＣを用いた評価によれば、図７ａに示すように、信号レベルが−１５ｄＢｍの信号Ｓ１（周波数ｆ１＝３．０５ＧＨｚ）、および信号レベルが−１５ｄＢｍのローカル信号Ｓ２（周波数ｆ２＝３．０ＧＨｚ）を入力したときに、磁気抵抗効果素子２は、図７ｂに示すように、伝送路Ｌｍのインピーダンスが高い値に維持されていることと相俟って、信号レベル（周波数（ｆ１−ｆ２）＝５０ＭＨｚのレベル）が−６５ｄＢｍの電圧信号Ｓ４を発生させることができる。
【００２９】
同様に、同評価具ＥＣを用いて、図８ａに示すように信号レベルが−１５ｄＢｍの信号Ｓ１（周波数ｆ１＝３．５５ＧＨｚ）、および信号レベルが−１５ｄＢｍのローカル信号Ｓ２（周波数ｆ２＝３．５ＧＨｚ）を入力したときに、図８ｂに示すように信号レベル（周波数（ｆ１−ｆ２）＝５０ＭＨｚのレベル）が−５０ｄＢｍの電圧信号Ｓ４を発生させることができる。
【００３０】
同様に、同評価具ＥＣを用いて、図９ａに示すように信号レベルが−１５ｄＢｍの信号Ｓ１（周波数ｆ１＝４．０５ＧＨｚ）、および信号レベルが−１５ｄＢｍのローカル信号Ｓ２（周波数ｆ２＝４．０ＧＨｚ）を入力したときに、図９ｂに示すように信号レベル（周波数（ｆ１−ｆ２）＝５０ＭＨｚのレベル）が−４２ｄＢｍの電圧信号Ｓ４を発生させることができる。
【００３１】
同様に、同評価具ＥＣを用いて、図１０ａに示すように信号レベルが−１５ｄＢｍの信号Ｓ１（周波数ｆ１＝４．５５ＧＨｚ）、および信号レベルが−１５ｄＢｍのローカル信号Ｓ２（周波数ｆ２＝４．５ＧＨｚ）を入力したときに、図１０ｂに示すように信号レベル（周波数（ｆ１−ｆ２）＝５０ＭＨｚのレベル）が−５０ｄＢｍの電圧信号Ｓ４を発生させることができる。
【００３２】
上記のように信号Ｓ１（周波数ｆ１）およびローカル信号Ｓ２（周波数ｆ２）のそれぞれｆ１、ｆ２をそれぞれ３ＧＨｚと３．０５ＧＨｚ、３．５ＧＨｚとｔ３．５５ＧＨｚ、４ＧＨｚと４．０５ＧＨｚ、４．５ＧＨｚと４．５５ＧＨｚに設定したとき、電圧信号Ｓ４（周波数（ｆ１−ｆ２）＝５０ＭＨｚのレベル）のスペクトル図に表れたピーク高さをプロットしたグラフが図１１である。この電圧信号Ｓ４の大きさの変化は、磁気抵抗効果素子２の共振特性のレベルに応じた周波数選択性を持っている。本例によれば、磁気抵抗効果素子２の共振特性の周波数ピーク４ＧＨｚにあるとき、第１高周波信号Ｓ１およびローカル用の第２高周波信号Ｓ２が同じ４ＧＨｚ近傍を入力するとき、電圧信号Ｓ４は最大強度を示し、第１高周波信号Ｓ１およびローカル用の第２高周波信号Ｓ２が４ＧＨｚから離れると減衰する。４ＧＨｚに最大強度ピークを持つようなバンドパスフィルタを入れたときと同じ効果がある。この磁気抵抗効果素子２による２乗検波動作（混合動作）によって生じるバンドパスフィルタ特性は磁気抵抗効果素子２の共振特性のＱ値と乗算信号のレベルに大きく影響する。磁気抵抗効果素子２の磁化自由層２１に対して膜面法線方向に掛かるように構成されていることで、高いＱ値の共振特性が得られて上記バンドパスフィルタ特性は通過帯域の狭いものができる。特に無線通信のバンドフィルタに適用するため、磁気抵抗効果素子２の２乗検波動作（混合器動作）におけるバンドパスフィルタはＱ値１００以上の通過帯域の狭いものが必須である。
【００３３】
図１２は磁気抵抗効果素子２に印加する磁場Ｈを一定としたときに、磁気抵抗効果素子２に内在するバンドパスフィルタ７と混合器８を示す等価回路図である。第１高周波信号Ｓ１の入力端子に当たるＲＦ  Ｉｎ、ローカル用の第２高周波信号Ｓ２の入力端子に当たるＬｏ  Ｉｎ、乗算信号の出力端子に当たるＩＦ  Ｏｕｔを分けているが、磁気抵抗効果素子の場合、ＲＦ  ＩｎとＬｏ  ＩｎとＩＦ  Ｏｕｔの３つの入出力端子は１本の信号線に束ねられている。
【００３４】
図１２のバンドパスフィルタ７（本発明における周波数選択性減衰器）は、磁気抵抗効果素子２の共振特性の最大強度と減衰域は、その共振周波数ｆ０内における第１高周波信号Ｓ１（周波数ｆ１）とローカル用の第２高周波信号Ｓ２（周波数ｆ２）との周波数位置によって決まる。一般の混合器は乗算信号が動作周波数領域内で平坦な特性を持ち、乗算信号を一定の大きさで出力する。図１２は、磁気抵抗効果素子２の乗算信号の生成に関係して、バンドパスフィルタ７と平坦な特性を持つ混合器８の組み合わせによる等価回路を表している。
【００３５】
次に、本発明の実施の形態に係る磁気抵抗効果素子２について、磁性層膜面に対して面内方向に磁化された磁化自由層２１、磁化固定層２３を含むＴＭＲ素子の構成を図１３，図１４に示されている。具体的には、磁気抵抗効果素子２は、磁化自由層２１、スペーサー層２２、磁化固定層２３および反強磁性層２４を備え、この順に積層された状態で、上部電極２５と下部電極２６との間に、磁化自由層２１がキャップ層２５ａと一つのビアを通じて上部電極２５に接続され、かつ反強磁性層２４がキャップ層２６ａと他のもう一つのビアを通じて下部電極２６に接続された状態で配設されている。但し、上部電極２５と下部電極２６に接続されるビアは図１で図示していない。この場合、磁化自由層２１は、強磁性材料で感磁層として構成されている。スペーサー層２２は、非磁性スペーサー層であって、絶縁性を有する非磁性材料で構成されて、トンネルバリア層として機能する。なお、スペーサー層２２は、通常１ｎｍ以下の厚みで形成される。また、下部電極２６はグランドに接続されている。磁気抵抗効果素子２は、磁化自由層２１と磁化固定層２３の材料として、Ｆｅ（鉄）、Ｃｏ（コバルト）、Ｎｉ（ニッケル）、Ｃｒ（クロム）などの磁性金属と、その磁性合金からなるもので、さらに磁性合金にＢ（ボロン）を混入して飽和磁化を下げた合金などがある。
【００３６】
磁化固定層２３は、一例として、図１３に示すように、磁化方向が固定された強磁性層（第２磁性層）２３ａ、Ｒｕ（ルテニウム）などの金属からなる非磁性層２３ｂ、および磁化方向が強磁性層２３ａと逆向きとなるように固定された他の強磁性層（第１磁性層）２３ｃとを備え、強磁性層２３ｃが反強磁性層２４の上部に位置するように各層がこの順に積層されて構成されている。一例として、磁化固定層２３の積層構成はＣｏＦｅ（コバルト鉄）−Ｒｕ（ルテニウム）−ＣｏＦｅ（コバルト鉄）の多層膜などが使用できる。
【００３７】
磁気抵抗効果素子２に関して、磁化自由層２１の共鳴運動をより大きく起こり易くするためには、その大きさを２００ｎｍ角よりも小さくし、素子抵抗値も高周波伝送回路との整合を取るため直流抵抗値において、５０Ωに近付けることが好ましい。トンネルバリア層２２は、単結晶ＭｇＯｘ（００１）あるいは（００１）結晶面が優先配向した多結晶ＭｇＯｘ（０＜ｘ＜１）層（以下、「ＭｇＯ層」と称する。）により形成されていることが好ましい。  さらにトンネルバリア層２２とＢＣＣ構造（体心立方格子構造：Body-Centered Cubic lattice）を有する磁化自由層２１との間にＣｏＦｅＢ（コバルト鉄ボロン）の界面層（図においては省略されている）と、トンネルバリア層２２とＢＣＣ構造を有する磁化固定層２３との間にＣｏＦｅＢ（コバルト鉄ボロン）の界面層（図においては省略されている）とを設けることによりコヒーレントトンネル効果が期待でき、高い磁気抵抗変化率が得られることで好ましい。
【００３８】
磁気抵抗効果素子２の面内方向に磁化された磁化自由層２１、磁化固定層２３は、膜面に対して法線方向の外部磁場を印加される影響で、図１５ａ、図１５ｂのように磁化方向が曲げられている。図１５ａは面直磁場Ｈが印加されないとき膜面に対して平行に近い磁化状態にあったが、面直磁場Ｈが印加されたとき磁化自由層２１の磁化は面内方向から法線方向に強く曲げられている。図１５ｂは面直磁場Ｈが印加されないとき膜面に対して反平行に近い磁化状態にあったが、面直磁場Ｈが印加されたとき磁化自由層２１の磁化は面内方向から法線方向に強く曲げられている。
【００３９】
次に、本発明の実施の形態に係る磁気抵抗効果素子２について、磁性層膜面に対して法線方向に磁化された磁化自由層２１を含むＴＭＲ素子（但し、磁化固定層２３は磁性層膜面に対して面内方向に磁化されている）の構成を図１６に示す。具体的には、磁気抵抗効果素子２は、磁化自由層２１、スペーサー層２２および磁化固定層２３を備え、この順に積層された状態で、上部電極２５と下部電極２６との間に、磁化自由層２１が右部電極２６に接続され、かつ磁化固定層２３が左部電極２５に接続された状態で配設されている。この場合、磁化自由層２１は、強磁性材料で感磁層として構成されている。スペーサー層２２は、非磁性スペーサー層であって、絶縁性を有する非磁性材料で構成されて、トンネルバリア層として機能する。なお、スペーサー層２２は、通常１ｎｍ以下の厚みで形成される。また、下部電極２５はグランドに接続されている。
【００４０】
前記磁気抵抗効果素子２の磁性層膜面に対して法線方向に磁化された磁化自由層２１について説明する。磁化自由層２１は、磁性層膜面に対して法線方向に高い保磁力を持つ磁性材料に対して、組成比の調整、不純物の添加、厚さの調整などを行って保磁力を下げる。一例として、ＣｏＦｅＢ（コバルト鉄ボロン）などの磁気異方性エネルギー密度が小さい磁性材料から構成してもよい。磁化自由層２１の共鳴運動をより大きく起こり易くするためには、その大きさを２００ｎｍ角よりも小さくし、素子抵抗値も高周波伝送回路との整合を取るため直流抵抗値において、５０Ωに近付けることが好ましい。トンネルバリア層２２は、単結晶ＭｇＯｘ（００１）が好ましく、トンネルバリア層２２と磁化自由層２１との間にはコヒーレントトンネル効果が期待できるように調整することで高い磁気抵抗変化率が得られることでより好ましい。
【００４１】
磁場印加部３は、図１に示すように、磁場発生用配線３１、磁気ヨーク３２および電流供給部３３を備えている。磁場発生用配線３１は、図１７に示すように、上部電極２５を介して磁気抵抗効果素子２の上方に配設されている。磁気ヨーク３２は、頂部磁性体３２ａ、側面部磁性体３２ｂ，３２ｃ、下部磁性体３２ｄ，３２ｅ、および底部磁性体３２ｆ，３２ｇを備えている。この場合、頂部磁性体３２ａは、磁場発生用配線３１の上方に配設されている。側面部磁性体３２ｂは、磁場発生用配線３１の一方の側方（一例として、図１７では右側方）に配設されて、頂部磁性体３２ａに接続されている。また、側面部磁性体３２ｃは、磁場発生用配線３１の他方の側方（一例として、図１７では左側方）に配設されて、頂部磁性体３２ａに接続されている。下部磁性体３２ｄは、磁気抵抗効果素子２の一方の側方（一例として、図１７では右側方）に配設されて、側面部磁性体３２ｂに接続されている。また、下部磁性体３２ｅは、磁気抵抗効果素子２の他方の側方（一例として、図１７では左側方）に配設されて、側面部磁性体３２ｃに接続されている。この構成により、下部磁性体３２ｅ、側面部磁性体３２ｃ、頂部磁性体３２ａ、側面部磁性体３２ｂおよび下部磁性体３２ｄは、この順に連結されて全体として短冊状に形成され、かつ図１に示すように磁場発生用配線３１を跨ぐようにして磁気抵抗効果素子２の上方に配設されている。
【００４２】
底部磁性体３２ｆは、図１７に示すように、下部磁性体３２ｄに接続された状態で下部磁性体３２ｄの下方に配設されている。また、底部磁性体３２ｆは、その磁気抵抗効果素子２方向の端部側が、磁気抵抗効果素子２の上部電極２５および下部電極２６間にこれらと絶縁された状態で進入すると共に、磁気抵抗効果素子２の磁化自由層２１における一方の側面近傍に達している。底部磁性体３２ｇは、下部磁性体３２ｅに接続された状態で下部磁性体３２ｅの下方に配設されている。また、底部磁性体３２ｅも、その磁気抵抗効果素子２方向の端部側が、上部電極２５および下部電極２６間にこれらと絶縁された状態で進入すると共に、磁気抵抗効果素子２の磁化自由層２１における他方の側面近傍に達している。
【００４３】
磁気ヨーク３２は、上記の構成により、磁場発生用配線３１に電流Ｉが流れたときに磁場発生用配線３１の周囲に発生する磁界に対する閉磁路を形成して、図１７に示すように、この閉磁路のギャップとなる部位（一対の底部磁性体３２ｆ，３２ｇ間の隙間）に配設された磁気抵抗効果素子２の磁化自由層２１に対して磁場Ｈを印加する。なお、磁気抵抗効果素子２の磁化自由層２１と上部電極２５との間を電気的に接続するためキャップ層２５ａ及び一つのビアが存在し、かつ反強磁性層２４と下部電極２６との間を電気的に接続するためキャップ層２６ａともう一つのビアが存在する。また、本例では、上述した磁場印加部３の磁場発生用配線３１および磁気ヨーク３２は、公知の半導体製造プロセスを利用して、シリコンウエハ上に形成される。同様に、磁気抵抗効果素子２は公知の半導体製造プロセスを利用してシリコンウエハ上に形成されるが、１つの素子ごとに切り出される。磁気抵抗効果素子２は、磁気ヨーク３２の底部磁性体３２ｆ、３２ｇ間の隙間に設置する。図１８のθに示すように磁場Ｈの方向と磁化自由層２１の膜面方向の傾き角度θが増減するように回転させることで、相対的な角度に傾けることができる。磁化自由層２１に対して、膜面法線方向の磁化成分を与えることで、磁気抵抗効果素子２の持つ共振特性のＱ値を高めることができるように設置されている。
【００４４】
電流供給部３３は、頂部磁性体３２ａの両側から延出する磁場発生用配線３１の各端部に接続されて、磁場発生用配線３１に電流Ｉを供給する。また、電流供給部３３は、この電流Ｉの電流値を変更可能に構成されている。したがって、磁場印加部３は、電流供給部３３から出力される電流Ｉの電流値を変更することにより、磁気抵抗効果素子２に印加する磁場Ｈの強さを変更することで、磁気抵抗効果素子２の共振周波数ｆ０を変更可能となっている。なお、本例では、磁気ヨーク３２内を通過する磁場発生用配線３１の数は１つに形成されているが、磁場発生用配線３１をコイル状に形成して、磁気ヨーク３２内を通過する磁場発生用配線３１の数を複数とする構成を採用することにより、磁場Ｈの強さを強めることもできる。
【００４５】
次に、インピーダンス回路４は後述する電圧信号（乗算信号）Ｓ４に対するインピーダンス（入出力間のインピーダンス）が信号Ｓ１，Ｓ２に対するインピーダンス（入出力間のインピーダンス）よりも高く、かつ上記した特性インピーダンスが５０Ωに規定された伝送路（入力伝送路）Ｌ１と、磁気抵抗効果素子２に接続されて特性インピーダンスが５０Ωに規定された伝送路Ｌｍとの間に形成された僅かな長さのギャップを跨ぐようにして両伝送路Ｌ１，Ｌｍ間に配設されている。この場合、インピーダンス回路４は、伝送路Ｌ１を介して伝送された信号Ｓ１，Ｓ２に対するインピーダンスが伝送路Ｌ１の特性インピーダンス（５０Ω）よりも低く、その低いインピーダンスを介して伝送路Ｌ１から伝送路Ｌｍに信号Ｓ１，Ｓ２を出力する。つまり、インピーダンス回路４は、信号Ｓ１，Ｓ２を含む周波数帯域の信号に対しては、入出力間のインピーダンスが低いインピーダンス素子として機能して、これらの信号Ｓ１，Ｓ２を、その振幅をできる限り減衰させないようにして通過させる。また、インピーダンス回路４は、磁気抵抗効果素子２において発生する２乗検波出力（乗算信号であって、周波数（ｆ１±ｆ２）の電圧信号Ｓ４）の信号に対しては、磁気抵抗効果素子２側から見たインピーダンス（入出力間のインピーダンス）が伝送路Ｌ１，Ｌｍの特性インピーダンス（５０Ω）よりも高いインピーダンス（好ましくは、５００Ω以上のインピーダンス）となるように規定されている。
【００４６】
混合器１では、後述するように、磁気抵抗効果素子２の共振周波数ｆ０をローカル信号Ｓ２の周波数ｆ２に一致させ、かつ信号Ｓ１の周波数ｆ１は、通常は周波数ｆ２の近傍の周波数に設定される。したがって、インピーダンス回路４は、一例として、図１９に示すようなインピーダンス特性を備えた帯域通過型フィルタ（バンドパスフィルタ）、または図２０に示すような高周波通過型フィルタ（ハイパスフィルタ）で構成することができる。この場合、この帯域通過型フィルタは、同１９または図２０に示すように、磁気抵抗効果素子２の共振周波数ｆ０（ローカル信号Ｓ２の周波数ｆ２）、および信号Ｓ１の周波数ｆ１を通過帯域に含み、かつ磁気抵抗効果素子２で発生する２乗検波出力としての乗算信号の各周波数（ｆ１＋ｆ２），（ｆ１−ｆ２），２×ｆ１，２×ｆ２，３×ｆ１，３×ｆ２，・・・を減衰帯域に含むインピーダンス特性に規定されている。また、インピーダンス回路４は、例えば、カップリングコンデンサを有して構成されて、磁気抵抗効果素子２において発生する２乗検波出力の直流成分のアンプ１１側や信号生成部１２への漏れ出しを阻止する機能も備えている。
【００４７】
インピーダンス変換回路５は、一例として演算増幅器５ａを用いて構成されている。本例では、演算増幅器５ａは、その一方の入力端子が上部電極２５に接続され、他方の入力端子がグランドに接続されて、差動増幅器として機能する。これにより、演算増幅器は、コンデンサ４ａを介して信号Ｓ１およびローカル信号Ｓ２が入力されることに起因して磁気抵抗効果素子２の両端間に発生する電圧信号Ｓ４を入力し、その電圧信号Ｓ４を増幅して出力信号Ｓ５として出力伝送路Ｌ２（以下では、「伝送路Ｌ２」ともいう。例えば、マイクロストリップライン）に出力する。また、演算増幅器５ａは、一般的に入力インピーダンスは極めて高く、また出力インピーダンスは十分に低いという特性を有している。したがって、この構成により、演算増幅器５ａは、磁気抵抗効果素子２の両端間に発生する電圧信号Ｓ４を、出力インピーダンスよりも高い入力インピーダンスで入力し、入力した電圧信号Ｓ４を出力信号Ｓ５に増幅して、低インピーダンスで出力するため、インピーダンス変換部として機能する。この場合、演算増幅器５ａは、出力伝送路Ｌ２の特性インピーダンスと整合する出力インピーダンスで出力信号Ｓ５を出力する。フィルタ１３は、一例として帯域通過型フィルタ（ＢＰＦ：第２フィルタ）で構成されると共に伝送路Ｌ２に配設されて、出力信号Ｓ５から所望の周波数の信号のみを通過させることで、乗算信号Ｓ３として出力端子１４に出力する。具体的には、フィルタ１３は、各周波数（ｆ１−ｆ２），（ｆ１＋ｆ２）のうちのいずれかの周波数（所望の周波数）の信号を通過させる。
【００４８】
次に、混合器１の混合動作および周波数変換装置１００の周波数変換動作について説明する。一例として、アンテナ１０１を介して受信したＲＦ信号ＳＲＦ（周波数ｆ１＝４．０５ＧＨｚ）が入力され、信号生成部１２はローカル信号Ｓ２（周波数ｆ２＝４．０ＧＨｚ（＜ｆ１））を生成するものとする。また、インピーダンス回路４は最もコストの安いチップコンデンサ４ａを使用し、その通過帯域内に、両信号Ｓ１，Ｓ２の周波数ｆ１，ｆ２が含まれているものとする。また、図１２に示すように磁気抵抗効果素子２の共振特性は、ローカル信号Ｓ２の周波数ｆ２においてピークを示すのが好ましい。このため、電流供給部３３から磁場発生用配線３１に供給する電流Ｉの電流値は、共振周波数ｆ０をローカル信号Ｓ２の周波数ｆ２に一致させる磁場Ｈを磁気抵抗効果素子２に印加し得る値に規定されているものとする。また、ローカル信号Ｓ２は、磁気抵抗効果素子２に対して共振を発生させ得る電流を供給可能な電力（例えば−１５ｄＢｍ±５ｄＢｍ）に規定されているものとする。また、混合器１による混合動作によって差動増幅部５から出力される出力信号Ｓ５には、各信号Ｓ１，Ｓ２の周波数成分（ｆ１，ｆ２）、および各乗算信号の周波数成分（（ｆ１＋ｆ２），（ｆ１−ｆ２），２×ｆ１，２×ｆ２，３×ｆ１，３×ｆ２，・・・）が含まれているが、これらの周波数成分のうちの所望の周波数成分（周波数成分（ｆ１＋ｆ２）または周波数成分（ｆ１−ｆ２）。本例では一例として低域の周波数成分（ｆ１−ｆ２））を通過させ、これ以外の周波数の信号の通過を阻止し得るようにフィルタ１３が構成されているものとする。この場合、フィルタ１３は、帯域通過型フィルタで構成されているが、低域通過型フィルタであってもよい。
【００４９】
この周波数変換装置１００では、電流供給部３３から電流Ｉが供給されている状態（磁気抵抗効果素子２に磁場Ｈが印加されている状態）において、信号生成部１２から混合器１にローカル信号Ｓ２（周波数ｆ２）が入力されている。このとき、ローカル信号Ｓ２はインピーダンス回路４（コンデンサ４ａ）を極めて減衰の少ない状態で通過して磁気抵抗効果素子２に出力される。また、ローカル信号Ｓ２はその周波数ｆ２が磁気抵抗効果素子２の共振周波数ｆ０と一致させ、且つそのローカル信号Ｓ２の電力が磁気抵抗効果素子２に対して最大共振を発生するように設定されている。このとき、アンテナ１０１からアンプ１１にＲＦ信号ＳＲＦ（周波数ｆ１）が入力され、アンプ１１が信号Ｓ１の出力を開始すると、磁気抵抗効果素子２は、２つの信号Ｓ１，Ｓ２に対して２乗検波動作を実行する。このとき、信号Ｓ１は、インピーダンス回路４（コンデンサ４ａ）で反射することなく極めて減衰の少ない状態で通過して磁気抵抗効果素子２に出力される。
【００５０】
この場合、磁気抵抗効果素子２は、共振状態において半導体ｐｎ接合ダイオードと比較して僅かな順方向電圧で２乗検波動作（整流作用）を発揮するため、磁気抵抗効果素子２は、この順方向電圧を磁気抵抗効果素子２に発生させるためのローカル信号Ｓ２の電力が半導体ｐｎ接合ダイオードを使用したときに必要とされる電力（例えば１０ｄＢｍ）よりも少ない状態であっても２乗検波動作を実行し、信号Ｓ１およびローカル信号Ｓ２を乗算して、その両端間に電圧信号Ｓ４を発生させる。この際に、磁気抵抗効果素子２において直流電圧が生成されたとしても、コンデンサ４ａが、その直流電圧のアンテナや信号生成部１２への漏れ出しを阻止して（直流をカットして）、磁気抵抗効果素子２を保護すると共にアンテナや信号生成部１２を保護する。
【００５１】
また、磁気抵抗効果素子２による２乗検波動作（混合動作）によって生成される電圧信号Ｓ４は、上記したように２つの周波数成分（ｆ１＋ｆ２，ｆ１−ｆ２）を含む種々の周波数成分で構成されているが、これらの周波数成分はコンデンサ４ａの通過帯域を外れた減衰帯域に含まれる周波数成分である。このため、これら周波数成分（ｆ１＋ｆ２，ｆ１−ｆ２）についてのコンデンサ４ａ（つまり、インピーダンス回路４）のインピーダンスは、信号Ｓ１（周波数ｆ１）およびローカル信号Ｓ２（周波数ｆ２）についてのコンデンサ４ａのインピーダンスよりも大きな値となる。特に、本例の周波数変換装置１００において出力される乗算信号Ｓ３と同じ周波数（ｆ１−ｆ２＝５０ＭＨｚ）の周波数成分についてのコンデンサ４ａのインピーダンスは、１０００Ωを超える高い値となる。また、上記したように、磁気抵抗効果素子２に接続されているインピーダンス変換回路５を構成する演算増幅器５ａの入力インピーダンスも極めて高い値（通常は、数百ＫΩ以上）となっている。したがって、磁気抵抗効果素子２によって電圧信号Ｓ４が出力される伝送路Ｌｍのインピーダンスが高い値（１０００Ωを超える値）であるため、磁気抵抗効果素子２は、上記したように、レベルの大きな電圧信号Ｓ４を発生して伝送路Ｌｍに出力する。
【００５２】
このように、この混合器１および周波数変換装置１００では、伝送路Ｌ１と磁気抵抗効果素子２との間に配設されたインピーダンス回路４が、伝送路Ｌ１を介して入力した信号Ｓ１（周波数ｆ１）およびローカル信号Ｓ２（周波数ｆ２）に対しては伝送路Ｌ１の特性インピーダンスよりも低い自身のインピーダンスを介して磁気抵抗効果素子２に出力することで、磁気抵抗効果素子２に減衰の少ない状態で出力すると共に、磁気抵抗効果素子２によって発生される電圧信号（乗算信号）Ｓ４の周波数帯域においては、信号Ｓ１，Ｓ２に対するインピーダンスよりも高い出力インピーダンスとなるように規定されている。したがって、この混合器１および周波数変換装置１００によれば、磁気抵抗効果素子２に対して減衰の少ない状態で信号Ｓ１およびローカル信号Ｓ２を出力することができるため、より少ない電力のローカル信号Ｓ２で信号Ｓ１とローカル信号Ｓ２とを混合（乗算）して、言い換えれば、ローカル信号Ｓ２をより少ない電力駆動で信号Ｓ１と乗算して、乗算信号Ｓ３（周波数成分（ｆ１−ｆ２））を出力することができる結果、一層の省電力化を図ることができる。また、磁気抵抗効果素子２によって発生される電圧信号（乗算信号）Ｓ４の周波数帯域においてインピーダンス回路４が高いインピーダンスとなるため、磁気抵抗効果素子２によって発生される電圧信号（乗算信号）Ｓ４の低下（減衰）を回避することもできる結果、乗算信号Ｓ３の出力の低下も回避することができる。
【００５３】
なお、上記の構成に限定されず、種々の構成を採用することもできる。例えば、磁気抵抗効果素子２としてＭｇＯ−ＴＭＲ素子などのＴＭＲ素子を使用した例について上記したが、ＣＰＰ−ＧＭＲ(Current-Perpendicular-to-Plane giant magnetoresistance)素子などの他の磁気抵抗効果素子を使用することもできる。スペーサー層２２の材料として絶縁体や金属や半導体を用いることができる。例えば、絶縁体としてＭｇＯ、Ａｌ２Ｏ３、ＴｉＯを用いることができる。又、金属としてはＣｕ、Ａｇ、Ａｕ、Ｃｒ又はこれらのうち少なくとも１つ以上の元素を含む合金材料を用いることもできる。又、半導体として酸化物半導体が上げられるが、一例として酸化亜鉛、酸化ガリウム、酸化錫、酸化インジウム、酸化インジウム錫（ＩＴＯ：Indium Tin Oxide）を用いることもできる。なお、半導体を用いたスペーサー層の膜は、第１と第２の非磁性膜（Ｃｕ、Ａｇ、Ａｕ、Ｃｒ、Ｚｎのいずれか１つの金属またはその合金からなる）の間に上記酸化物半導体を挟んで構成される。
【００５４】
また、上記の例では、磁場印加部３から磁気抵抗効果素子２に印加される磁場Ｈの強さを変更可能な構成を採用しているが、ローカル信号Ｓ２の周波数ｆ２が固定であるときには、磁場印加部３が発生させる磁場Ｈの強さも固定でよいため、例えば永久磁石などで構成して磁場の強さを一定に維持する構成を採用することもできる。この構成によれば、磁場印加部３を簡易な構造とすることができるため、製品コストを低減することができる。
【符号の説明】
【００５５】
１      混合器
２      磁気抵抗効果素子
３      磁場印加部
４      インピーダンス回路
４ａ    コンデンサ
５      インピーダンス変換回路
５ａ    演算増幅器
６      磁気抵抗効果素子の共振特性
６ａ    膜面方向の磁場Ｈの印加による磁気抵抗効果素子の共振特性
６ｂ    膜面法線方向の磁場Ｈの印加による磁気抵抗効果素子の共振特性
７      バンドパスフィルタ
８      混合器
１１    ＲＦアンプ
１２    ローカル用の信号生成部
１３    フィルタ
２１    磁化自由層
２２    スペーサー層
２３    磁化固定層
１００  周波数変換装置
Ｈ      磁場
ＳＲＦ    ＲＦ信号
Ｓ１    信号
Ｓ２    ローカル信号
Ｓ３    乗算信号
Ｓ４    磁気抵抗効果素子より出力された乗算信号
Ｓ５    磁気抵抗効果素子より出力され、後段アンプで電力増幅された乗算信号  
【図１】
0005790360.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７ａ】
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【図７ｂ】
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【図８ａ】
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【図８ｂ】
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【図９ａ】
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【図９ｂ】
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【図１０ａ】
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【図１０ｂ】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５ａ】
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【図１５ｂ】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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