(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ｎ個（ｎは３以上の自然数）のトランジスタセルから構成される分布形増幅器において、
最も増幅器の入力端子に近いトランジスタセルを１番目としたとき、前記入力端子から出力端子までの全ての２ｍ番目（ｍは１以上の自然数）と（２ｍ＋１）番目のトランジスタセルを接続する出力伝送線路の長さについて、前記出力伝送線路のインダクタンス成分と前記トランジスタセルの出力容量から構成される擬似伝送線路のカットオフ周波数が高域へ伸びるように、（２ｍ−１）番目と２ｍ番目のトランジスタセルを接続する出力伝送線路の長さよりも短くして前記インダクタンス成分を減らしたことを特徴とする分布形増幅器。
【請求項２】
ｎ個（ｎは４以上の自然数）のトランジスタセルから構成される分布形増幅器において、
最も増幅器の入力端子に近いトランジスタセルを１番目としたとき、前記入力端子から出力端子までの全ての２ｍ番目（ｍは１以上の自然数）と（２ｍ＋１）番目のトランジスタセルを接続する出力伝送線路の長さについて、前記出力伝送線路のインダクタンス成分と前記トランジスタセルの出力容量から構成される擬似伝送線路のカットオフ周波数が高域へ伸びるように、（２ｍ−１）番目と２ｍ番目のトランジスタセルを接続する出力伝送線路の長さよりも短く、かつ、（２ｍ＋１）番目と（２ｍ＋２）番目のトランジスタセルを接続する出力伝送線路の長さよりも短くして前記インダクタンス成分を減らしたことを特徴とする分布形増幅器。
【請求項３】
ｎ個（ｎは４以上の自然数）のトランジスタセルから構成される分布形増幅器において、
最も増幅器の入力端子に近いトランジスタセルを１番目としたとき、前記入力端子から出力端子までの全ての（３ｍ−１）番目（ｍは１以上の自然数）と３ｍ番目のトランジスタセルを接続する出力伝送線路と、３ｍ番目と（３ｍ＋１）番目のトランジスタセルを接続する出力伝送線路の長さについて、（３ｍ−２）番目と（３ｍ−１）番目のトランジスタセルを接続する出力伝送線路の長さよりも短いことを特徴とする分布形増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高出力かつ高周波な分布形増幅器に関するものであり、特に、高利得、高出力、高効率、広帯域な特性を得るための分布形増幅器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、複数個のトランジスタセルから構成される分布形増幅器としては、例えば非特許文献１に示されたものがあった。
このような従来の分布形増幅器では、トランジスタの出力端子を結ぶ各伝送線路について、各伝送線路とトランジスタの出力容量とを合わせて各々擬似伝送線路とみなしている。また、各擬似伝送線路の特性インピーダンスはトランジスタセルのゲート幅と最適負荷インピーダンスの実部により与えられている。そのため、各伝送線路の線路長は各擬似伝送線路の特性インピーダンスとトランジスタセルの出力容量によって一意に決まっていた。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００３】
【非特許文献１】C. Campbell, C. Lee; V. Williams, M. Kao; H. Tserng, and P. Saunier, “A Wideband Power Amplifier MMIC Utilizing GaN on SiC HEMT Technology,” 30th IEEE Compound Semiconductor IC Symposium, I.1, October, 2008.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、従来技術には以下の課題があった。すなわち、従来の分布形増幅器では、上述したように伝送線路のインダクタンス成分とトランジスタセルの出力容量を元に擬似伝送線路を構成しているが、擬似伝送線路は理想的な伝送線路ではないため狭帯域である。具体的には、擬似伝送線路は直列インダクタンスと並列キャパシタンスで構成した低域通過型フィルタそのものであるため、分布形増幅器のカットオフ周波数は出力擬似伝送線路により制限され、広帯域化への妨げとなっていた。
【０００５】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、広帯域化を図ることのできる分布形増幅器を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この発明に係る分布形増幅器は、ｎ個（ｎは３以上の自然数）のトランジスタセルから構成される分布形増幅器において、最も増幅器の入力端子に近いトランジスタセルを１番目としたとき、入力端子から出力端子までの全ての２ｍ番目（ｍは１以上の自然数）と（２ｍ＋１）番目のトランジスタセルを接続する出力伝送線路の長さについて、出力伝送線路のインダクタンス成分とトランジスタセルの出力容量から構成される擬似伝送線路のカットオフ周波数が高域へ伸びるように、（２ｍ−１）番目と２ｍ番目のトランジスタセルを接続する出力伝送線路の長さよりも短くしてインダクタンス成分を減らしたものである。
【発明の効果】
【０００７】
この発明の分布形増幅器は、２ｍ番目と（２ｍ＋１）番目のトランジスタセルを接続する出力伝送線路の長さを、（２ｍ−１）番目と２ｍ番目のトランジスタセルを接続する出力伝送線路の長さよりも短くしたので、分布形増幅器として広帯域化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】この発明の実施の形態１による分布形増幅器を示す構成図である。
【図２】この発明の実施の形態１による分布形増幅器を簡略化した回路を示す構成図である。
【図３】この発明の実施の形態１による分布形増幅器を更に簡略化した回路を示す構成図である。
【図４】図２の疑似伝送線路を置き換えた場合の構成図である。
【図５】従来回路のインダクタンス成分の値を示す説明図である。
【図６】この発明の実施の形態１による分布形増幅器のトランジスタセル出力端子５ａから擬似伝送線路４ａ側を見込んだ実際のインピーダンスを示す説明図である。
【図７】この発明の実施の形態１による分布形増幅器のトランジスタセル出力端子５ｂから擬似伝送線路４ｂ側を見込んだ実際のインピーダンスを示す説明図である。
【図８】この発明の実施の形態１による分布形増幅器のインダクタンス成分７ｂを変化させた場合のカットオフ周波数の変化を示す説明図である。
【図９】この発明の実施の形態１による分布形増幅器の計算結果と従来の分布形増幅器の計算結果を示す説明図である。
【図１０】この発明の実施の形態２による分布形増幅器を示す構成図である。
【図１１】この発明の実施の形態２による分布形増幅器の計算結果と従来の分布形増幅器の計算結果を示す説明図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１による分布形増幅器を示す構成図である。
図１に示す分布形増幅器は、複数個のトランジスタセル１と、これらトランジスタセル１の出力側を接続するための出力伝送線路２ａ，２ｂ，２ｃ，…，２ｈと、これらトランジスタセル１の入力側を接続するための入力伝送線路３とを備えている。
【００１０】
図示の分布形増幅器は、最も入力端子（ＲＦｉｎ）に近いトランジスタセル１を１番目としたとき、２ｍ番目（ｍは１以上の自然数）と（２ｍ＋１）番目のトランジスタセルを接続する出力伝送線路２ｂ，２ｄ，２ｆ，２ｈの長さについて、（２ｍ−１）番目と２ｍ番目のトランジスタセル１を接続する出力伝送線路２ａ，２ｃ，２ｅ，２ｈの長さよりも短くなるように設定されている。即ち、２ｍ番目と（２ｍ＋１）番目のトランジスタセル１を接続する伝送線路長をα、（２ｍ−１）番目と２ｍ番目のトランジスタセル１を接続する伝送線路長をβと定義した場合、入力端子ＲＦｉｎから出力端子ＲＦｏｕｔまでのαとβとの関係が常にα＜βとなるよう構成されている。
【００１１】
分布形増幅器の性能を決める一つの指標として、トランジスタセル１の出力端子におけるインピーダンスのミスマッチを見る方法がある、このミスマッチのうち、実部については既存の文献（例えば、非特許文献１参照）で既に説明されているが、以降の説明で必要であるため、ここで改めて簡単に説明する。
【００１２】
分布形増幅器のうち、特に不均一形増幅器では、各トランジスタセルの最適負荷インピーダンスが全てのトランジスタセルに対して与えられるように設計する。最初は最適負荷インピーダンスの実部にのみ注目してトランジスタセルと出力線路で構成する擬似伝送線路の特性インピーダンスを決定する。ここで利用されるのはキルヒホッフの電流則であり、説明を単純化するため、図１の回路を図２の回路へと簡略化する。図２において、１’はトランジスタセル１の最適負荷抵抗、４ａ，４ｂ，…，４ｈはそれぞれ出力擬似伝送線路、５ａ，５ｂ，…，５ｇはそれぞれトランジスタセル出力端子を示す。伝送線路の特性インピーダンスとその両端に接続された負荷抵抗が等しければ，その伝送線路の振る舞いは無視する事ができる。そこで、図２の構成は更に図３の構成へと簡略化する事ができる。不均一分布形増幅器は、この図３のトランジスタセル出力端子５ａ，５ｂ，…，５ｇにおいてキルヒホッフの電流側を満たす構成とすることで、広帯域な整合を実現している。
【００１３】
次に、擬似伝送線路４ａ，４ｂ，…，４ｈを設計する。擬似伝送線路の特性インピーダンスは図３に対して擬似伝送線路を付加してもキルヒホッフの電流側を満たすように与える。例えば、擬似伝送線路４ａの特性インピーダンスは、図３のトランジスタセル出力端子５ａから左側の分岐線路を見込んだインピーダンスと等しい特性インピーダンスとし、擬似伝送線路４ｂは、図３のトランジスタセル出力端子５ｂから左側の分岐線路を見込んだインピーダンスと等しい特性インピーダンスとする。このようにして擬似伝送線路４ａ，４ｂ，…，４ｈの特性インピーダンスを決定した後、トランジスタセル１の出力容量と擬似伝送線路４ａ，４ｂ，…，４ｈのインダクタンス成分を用いて擬似伝送線路４ａ，４ｂ，…，４ｈの特性インピーダンスを与える。一般的にはトランジスタ１の出力容量を固定し擬似伝送線路４ａ，４ｂ，…，４ｈのインダクタンス成分を擬似伝送線路毎に変える事で、擬似伝送線路４ａ，４ｂ，…，４ｈに対して所望の特性インピーダンスを与える。
【００１４】
分布形増幅器において、最も問題となるのが擬似伝送線路のカットオフ周波数である。ここで、トランジスタセル１のゲート幅は全て等しく、その出力容量をＣａとする。すると、図２の擬似伝送線路４ａ，４ｂ，…，４ｈは、それぞれ図４のように置き換えることができる。図４において、６ａ，６ａ’，６ｂ，６ｂ’，…，６ｇ，６ｇ’はそれぞれトランジスタセルの出力容量、７ａ，７ｂ，…，７ｈは、擬似伝送線路４ａ〜４ｈのインダクタンス成分である。図４から、擬似伝送線路はπ型低域通過型フィルタ（ＬＰＦ）であることが分かる。このＬＰＦのカットオフ周波数が擬似伝送線路４ａ，４ｂ，…，４ｈのカットオフ周波数である。
【００１５】
前記ＬＰＦは反射型フィルタであり、高い周波数はフィルタに電力が入射せずに反射する事でフィルタとしての機能を実現している。つまり、何らかの操作で所望の高い周波数領域におけるフィルタの反射量を削減することで、擬似伝送線路のカットオフ周波数を高域へと伸ばす。つまり不均一分布形増幅器を高周波化することができる。
【００１６】
従来回路と本発明の回路の動作について，トランジスタセルの特性を仮定してそれぞれ説明する。トランジスタセルのゲート幅は全て等しいとし、各トランジスタセルの出力容量Ｃａは０．２ｐＦ、トランジスタセルの最適負荷抵抗Ｒｏｐｔは２５０Ωとする。この場合の従来回路における擬似伝送線路４ａ〜４ｈのインダクタンス成分７ａ，７ｂ，…，７ｈを図５に示す。
【００１７】
まずは、図２のトランジスタセル出力端子５ａから擬似伝送線路４ａ側を見込んだインピーダンスの周波数特性に注目する。トランジスタセル出力端子５ａから擬似伝送線路４ａ側を見込んだインピーダンスは、理想的には周波数特性が無く２５０Ωとなる。これに対し、実際にインピーダンスを計算すると図６のようになる。なおスミスチャートは２５０Ωで正規化している。高い周波数では２５０Ωからインピーダンスが外れ、約４．１ＧＨｚがカットオフ周波数となっている。次に従来回路の場合、すなわち計算値どおりにインダクタンス成分７ｂを与えた場合の、図２のトランジスタセル出力端子５ｂから擬似伝送線路４ｂ側を見込んだインピーダンスの周波数特性に注目する。
【００１８】
トランジスタセル出力端子５ｂから擬似伝送線路４ｂ側を見込んだインピーダンスは、理想的には周波数特性が無く１２５Ωとなる。これに対し、実際にインピーダンスを計算すると図７のようになる。なおスミスチャートは１２５Ωで正規化している。トランジスタセル出力端子５ａと同様に高い周波数では１２５Ωからインピーダンスが外れるが、それぞれの周波数特性が打ち消しあいカットオフ周波数が１０．４ＧＨｚへと伸びている。本発明の回路は、更に周波数特性を打ち消し広帯域な特性を実現するため、インダクタンス成分７ｂを小さくする。図８にインダクタンス成分７ｂをそれぞれ１．５倍〜０．３倍まで変化させた場合のトランジスタセル出力端子５ｂから擬似伝送線路４ｂ側のカットオフ周波数の変化を示す。
【００１９】
図８より、インダクタンス成分７ｂを小さくするとカットオフ周波数が改善すること、大きくするとカットオフ周波数が劣化すること、小さくしすぎるとカットオフ周波数が逆に劣化することがわかる。
このように、インダクタンス成分７ａで生じた周波数特性をインダクタンス成分７ｂで打ち消し、更に、インダクタンス成分７ｃで生じた周波数特性をインダクタンス成分７ｄで打ち消し…と繰り返すことで、本実施の形態の分布形増幅器は従来の分布形増幅器と比較してカットオフ周波数が改善する。図９に従来の分布形増幅器の出力回路の通過量（図中、Ｂで示す）と、従来回路に対してインダクタンス成分７ｂ，７ｄ，７ｆ，７ｈのインダクタンス成分を０．８倍とした本実施の形態の分布形増幅器の出力回路の通過量（図中、Ａで示す）をそれぞれ示す。図９より、本実施の形態の回路は明らかにカットオフ周波数が高周波化しており、本発明が有効である。
【００２０】
次に、２ｍ番目と（２ｍ＋１）番目のトランジスタセル１を接続する伝送線路の長さについて、（２ｍ−１）番目と２ｍ番目のトランジスタセル１を接続する伝送線路の長さよりも短いだけでなく、更に、（２ｍ＋１）番目と（２ｍ＋２）番目のトランジスタセル１を接続する伝送線路の長さよりも短い場合について説明する。
【００２１】
上記例では、２ｍ番目と（２ｍ＋１）番目のトランジスタセル１を接続する伝送線路の長さについて、（２ｍ−１）番目と２ｍ番目のトランジスタセル１を接続する伝送線路の長さよりも短い場合は、インダクタンス成分７ａで生じた周波数特性をインダクタンス成分７ｂで打ち消し、更にインダクタンス成分７ｃで生じた周波数特性をインダクタンス成分７ｄで打ち消し…と繰り返すことで、本実施の形態の分布形増幅器は従来の分布形増幅器と比較してカットオフ周波数を改善していた。更に、（２ｍ＋１）番目と（２ｍ＋２）番目のトランジスタセル１を接続する出力伝送線路の長さよりも短い場合は、インダクタンス成分７ａで生じた周波数特性をインダクタンス成分７ｂで打ち消し、インダクタンス成分７ｃで生じた周波数特性をインダクタンス成分７ｂとインダクタンス成分７ｄで打ち消し、インダクタンス成分７ｅで生じた周波数特性をインダクタンス成分７ｄとインダクタンス成分７ｆで打ち消し…となる。これは１つの線路で生じた周波数特性を２つの線路で補償する形となるため、本実施の形態の分布形増幅器は従来の分布形増幅器と比較してカットオフ周波数を改善することができる。
【００２２】
このように、実施の形態１の分布形増幅器は、従来と比較してカットオフ周波数を高周波化する事ができる。また、従来の分布形増幅器と同等のカットオフ周波数で良い場合は、トランジスタの出力容量を大きくできるのでトランジスタのゲート幅を大きくでき、分布形増幅器を高出力化できる。また、カットオフ周波数が高周波化したことで、高い周波数での動作利得が高利得化する。更に、一般的に広帯域な増幅器が要求されるシステムでは増幅器の帯域が不足する場合は動作帯域が異なる複数の増幅器を利用してシステムの要求帯域に対応していたが、増幅器が高周波化されることで動作帯域が広くなり、システムに必要な増幅器の数を削減できる。
【００２３】
なお、上記例では各トランジスタセル１のゲート幅が等しい分布形増幅器を例に説明を行ったが、各トランジスタセル１のゲート幅が異なる分布形増幅器であっても同様の効果を得ることができる。
【００２４】
以上説明したように、実施の形態１の分布形増幅器によれば、ｎ個（ｎは３以上の自然数）のトランジスタセルから構成される分布形増幅器において、最も増幅器の入力端子に近いトランジスタセルを１番目としたとき、２ｍ番目（ｍは１以上の自然数）と（２ｍ＋１）番目のトランジスタセルを接続する出力伝送線路の長さについて、（２ｍ−１）番目と２ｍ番目のトランジスタセルを接続する出力伝送線路の長さよりも短いようにしたので、分布形増幅器として広帯域化を図ることができる。
【００２５】
また、実施の形態１の分布形増幅器によれば、ｎ個（ｎは４以上の自然数）のトランジスタセルから構成される分布形増幅器において、最も増幅器の入力端子に近いトランジスタセルを１番目としたとき、２ｍ番目（ｍは１以上の自然数）と（２ｍ＋１）番目のトランジスタセルを接続する出力伝送線路の長さについて、（２ｍ−１）番目と２ｍ番目のトランジスタセルを接続する出力伝送線路の長さよりも短く、かつ、（２ｍ＋１）番目と（２ｍ＋２）番目のトランジスタセルを接続する出力伝送線路の長さよりも短いようにしたので、分布形増幅器として広帯域化を図ることができる。
【００２６】
実施の形態２．
図１０は、実施の形態２の分布形増幅器を示す構成図である。
実施の形態２の分布形増幅器は、最も増幅器の入力端子ＲＦｉｎに近いトランジスタセル１を１番目としたとき、（３ｍ−１）番目（ｍは１以上の自然数）と３ｍ番目のトランジスタセル１を接続する出力伝送線路８ａ，８ｂ，８ｃ，…，８ｈと、３ｍ番目と（３ｍ＋１）番目のトランジスタセル１を接続する出力伝送線路８ａ，８ｂ，８ｃ，…，８ｈの長さについて、（３ｍ−２）番目と（３ｍ−１）番目のトランジスタセル１を接続する出力伝送線路８ａ，８ｂ，８ｃ，…，８ｈの長さよりも短くなるように設定したものである。なお、入力伝送線路３については実施の形態１と同様である。
【００２７】
実施の形態１では２ｍ番目（ｍは１以上の自然数）と（２ｍ＋１）番目のトランジスタセル１を接続する出力伝送線路の長さについて，（２ｍ−１）番目と２ｍ番目のトランジスタセル１を接続する出力伝送線路の長さよりも短くして、（２ｍ−１）番目と２ｍ番目のトランジスタセル１を接続する出力伝送線路で生じたインピーダンス不整合を２ｍ番目と（２ｍ＋１）番目のトランジスタセル１を接続する出力伝送線路によって補償してカットオフ周波数の高周波化を実現した。実施の形態２では、実施の形態１とは異なり、（３ｍ−２）番目と（３ｍ−１）番目のトランジスタセル１を接続する出力伝送線路で生じた不整合量を、（３ｍ−１）番目と３ｍ番目のトランジスタセル１を接続する出力伝送線路と、３ｍ番目と（３ｍ＋１）番目のトランジスタセル１を接続する出力伝送線路の長さを変える事で補償する。
【００２８】
図１１に、従来の分布形増幅器の出力回路の通過量（図中、Ｂで示す）と、従来回路に対してインダクタンス成分７ｂ，７ｃ，７ｅ，７ｆ，７ｈ（図４参照）のインダクタンス成分を０．８倍とした本実施の形態の分布形増幅器の出力回路の通過量（図中、Ａで示す）をそれぞれ示す。図１１に示すように、本実施の形態の回路は明らかにカットオフ周波数が高周波化しており、本実施の形態の分布形増幅器が有効であることが分かる。
【００２９】
このように実施の形態２の分布形増幅器では、従来と比較してカットオフ周波数を高周波化する事ができる。また、従来の分布形増幅器と同等のカットオフ周波数で良い場合は、トランジスタの出力容量を大きくできるのでトランジスタのゲート幅を大きくでき、分布形増幅器を高出力化できる。また、カットオフ周波数が高周波化されたことで、高い周波数での動作利得が高利得化する。また、一般的に広帯域な増幅器が要求されるシステムでは増幅器の帯域が不足する場合は動作帯域が異なる複数の増幅器を利用してシステムの要求帯域に対応していたが、本実施の形態では増幅器を高周波化することができるため、動作帯域が広くなりシステムに必要な増幅器の数を削減できる。なお、図１０では各トランジスタセル１のゲート幅が等しい分布形増幅器を例に説明を行ったが、各トランジスタセル１のゲート幅が異なる分布形増幅器であっても同様の効果を得ることができる。
【００３０】
以上説明したように、実施の形態２の分布形増幅器によれば、ｎ個（ｎは４以上の自然数）のトランジスタセルから構成される分布形増幅器において、最も増幅器の入力端子に近いトランジスタセルを１番目としたとき、（３ｍ−１）番目（ｍは１以上の自然数）と３ｍ番目のトランジスタセルを接続する出力伝送線路と、３ｍ番目と（３ｍ＋１）番目のトランジスタセルを接続する出力伝送線路の長さについて、（３ｍ−２）番目と（３ｍ−１）番目のトランジスタセルを接続する出力伝送線路の長さよりも短いようにしたので、分布形増幅器として広帯域化を図ることができる。
【００３１】
なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。
【符号の説明】
【００３２】
１  トランジスタセル、１’  最適負荷抵抗、２ａ，２ｂ，２ｃ，…，２ｈ，８ａ，８ｂ，８ｃ，…，８ｈ  出力伝送線路、３  入力伝送線路、４ａ，４ｂ，…，４ｈ  擬似伝送線路、５ａ，５ｂ，…，５ｇ  トランジスタセル出力端子、６ａ，６ａ’，６ｂ，６ｂ’，…，６ｇ，６ｇ’  トランジスタセルの出力容量、７ａ，７ｂ，…，７ｈ  インダクタンス成分。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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