(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線電波の捕捉位置が異なっているものであって、複数の搬送波周波数による変調された受信信号を復調する複数のブランチ処理手段と、上記各ブランチ処理手段からの受信信号の中からいずれかを選択して出力するダイバーシチ合成手段とを備えたダイバーシチ受信機において、
上記複数のブランチ処理手段はそれぞれ、
離散フーリエ変換により分離された、各搬送波周波数により変調されていたベースバンド受信信号に含まれる熱雑音の平均電力を推定し、上記熱雑音の平均電力が、他の全ての上記ブランチ処理手段と等しい所定値になるように、上記ベースバンド受信信号の値を補正する熱雑音補正部と、
上記熱雑音補正部により補正された上記ベースバンド受信信号の量子化ビット幅を、上記量子化ビット幅よりも小さい所定の量子化ビット幅となるよう、上記ベースバンド受信信号の平均電力を推定し、推定された上記ベースバンド受信信号の平均電力が、削減後の量子化ビット幅よりも大きな値となる場合、上記電力が上記量子化ビット幅に収まるように上記ベースバンド受信信号を補正する量子化雑音補正部と
を備え、
上記ダイバーシチ合成手段が、上記各ブランチ処理手段の上記量子化雑音補正部により補正された上記ベースバンド受信信号をダイバーシチ合成する
ことを特徴とするダイバーシチ受信機。
【請求項２】
無線電波の捕捉位置が異なっているものであって、複数の搬送波周波数による変調された変調信号を復調する複数のブランチ処理手段と、上記各ブランチ処理手段からの受信信号の中からいずれかを選択して出力するダイバーシチ合成手段とを備えたダイバーシチ受信機において、
上記複数のブランチ処理手段はそれぞれ、
離散フーリエ変換により分離された、各搬送波周波数により変調されていたベースバンド受信信号に含まれる熱雑音の平均電力を搬送波周波数毎に推定し、上記熱雑音の平均電力が、他の全ての上記ブランチ処理手段の同じ搬送波周波数により変調されていたベースバンド受信信号に含まれる熱雑音の平均電力と等しい所定値になるように、上記ベースバンド受信信号の値を搬送波周波数毎に補正する熱雑音補正部を備え、
上記ダイバーシチ合成手段が、上記各ブランチ処理手段の上記熱雑音補正部により補正された上記ベースバンド受信信号をダイバーシチ合成する
ことを特徴とするダイバーシチ受信機。
【請求項３】
無線電波の捕捉位置が異なっているものであって、複数の搬送波周波数による変調された変調信号を復調する複数のブランチ処理手段と、上記各ブランチ処理手段からの受信信号の中からいずれかを選択して出力するダイバーシチ合成手段とを備えたダイバーシチ受信機において、
上記複数のブランチ処理手段はそれぞれ、
離散フーリエ変換により分離された、各搬送波周波数により変調されていた量子化されたベースバンド受信信号の量子化ビット幅を、上記量子化ビット幅よりも小さい所定の量子化ビット幅となるよう、上記ベースバンド受信信号の平均電力を推定し、推定された上記ベースバンド受信信号の平均電力が、上記量子化ビット幅よりも大きな値となる場合、上記電力が削減後の量子化ビット幅に収まるように上記ベースバンド受信信号を補正する量子化雑音補正部を備え、
上記ダイバーシチ合成手段が、上記各ブランチ処理手段の上記量子化雑音補正部により補正された上記ベースバンド受信信号をダイバーシチ合成する
ことを特徴とするダイバーシチ受信機。
【請求項４】
上記熱雑音補正部が、上記ベースバンド受信信号に含まれる予め知られている信号系列の繰り返しに基づき、繰り返される上記信号系列の分散値を求めることにより、離散フーリエ変換により分離された、上記各搬送波周波数により変調されていた量子化されたベースバンド受信信号に含まれる熱雑音の平均電力を推定することを特徴とする請求項１又は２に記載のダイバーシチ受信機。
【請求項５】
上記熱雑音補正部が、アンテナに受信される所定部位の受信信号を増幅する増幅手段に設定される利得の値に基づいて、アンテナでの受信信号の電力を推定し、推定される上記アンテナでの受信信号の電力と、予め知られている当該ダイバーシチ受信機全体の熱雑音の平均電力との比に基づいて、離散フーリエ変換により分離された、各搬送波周波数により変調されていた量子化されたベースバンド受信信号に含まれる熱雑音の平均電力を推定することを特徴とする請求項１又は２に記載のダイバーシチ受信機。
【請求項６】
上記量子化雑音補正部が、上記ベースバンド受信信号に含まれる予め知られている信号系列の繰り返しに基づき、繰り返される上記信号系列の平均値を求めることにより、離散フーリエ変換により分離された、各搬送波周波数により変調されていた量子化されたベースバンド受信信号に含まれる希望信号の平均電力を推定することを特徴とする請求項１又は３に記載のダイバーシチ受信機。
【請求項７】
上記量子化雑音補正部が、上記ベースバンド受信信号を所定の時間積分し、平均値を求めることより、上記ベースバンド受信信号の平均電力を推定することを特徴とする請求項１又は３に記載のダイバーシチ受信機。
【請求項８】
上記熱雑音補正部により補正される、上記他の全てのブランチ処理手段と等しい所定値が、量子化された値の最小単位である１と等しいものであることを特徴とする請求項１、２、４、５のいずれかに記載のダイバーシチ受信機。
【請求項９】
上記ダイバーシチ合成手段が、選択合成でダイバーシチ合成を行なうことを特徴とする請求項１〜８のいずれかに記載のダイバーシチ受信機。
【請求項１０】
上記ダイバーシチ合成手段が、最大比合成でダイバーシチ合成を行なうことを特徴とする請求項１〜８のいずれかに記載のダイバーシチ受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ダイバーシチ受信機に関し、例えば、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal  Frequency  Division  Multiplexing）方式を採用するダイバーシチ受信機に適用し得るものである。
【背景技術】
【０００２】
図２は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式を採用する受信機の内部構成図である。
【０００３】
ここで、直交周波数分割多重方式とは、各搬送波の信号が互いに干渉しない直交する多数の搬送波をデジタル変調して多重化する方式であり、マルチキャリア変調方式の１形態である（非特許文献１参照）。マルチキャリア変調方式とは、１チャネルのデータを複数の搬送波に分散させて変調を行なう方式をいう。
【０００４】
ＯＦＤＭ方式に代表されるマルチキャリア変調方式を採用することにより、送信データを複数の搬送波に分散できるので、マルチパスによる周波数選択性フェージングが生じても、全てのデータが失われる確率が低くすることができる。
【０００５】
送信機は、マルチプレクサによって、送信データをＬ系統のデータ系列に分割した後、各データ系列を、異なる周波数の搬送波によって変調したデジタル変調信号を合成して伝送する。
【０００６】
受信機９は、図３に例示する復調部１１及び２１を有しており、アンテナ１０及び２０に捕捉された搬送波周波数帯域の変調信号は、復調部１１及び２１の帯域通過フィルタ１０１によって、各搬送波に対応するデジタル変調信号が抽出され、復調される。
【０００７】
復調された個々のデータ系列は、DFT（離散フーリエ変換）部１３及び２３に与えられ、DFT部１３及び２３により離散フーリエ変換が行なわれ、各搬送波周波数に変調されていた元のデータ系列に戻される。
【０００８】
元のデータ系列はダイバーシチ合成部３０〜３２に与えられ、ダイバーシチ合成部３０〜３２は、ダイバーシチ合成を行ない、１個の信号をP/S（並直列）変換部３３に出力する。
【０００９】
ここで、ダイバーシチ技術は、受信特性を改善する技術である（非特許文献２参照）。ダイバーシチ技術は、マルチパスフェージングが端末の移動に伴って発生し、端末のアンテナが異なるルートで移動すると、アンテナが全く異なるフェージング変動を受けるという特性を利用するものである。
【００１０】
ダイバーシチの種類の１つに空間ダイバーシチがあり、図２の受信機９は、２個のアンテナを有して空間ダイバーシチ合成を行なうダイバーシチ合成部３０〜３２を備える場合を例示する。
【００１１】
ダイバーシチ合成方法の例として、選択合成及び最大比合成がある。
【００１２】
選択合成は、ダイバーシチブランチの中で最も受信信号レベル（受信電力）の高いブランチを選択する方法である。いずれの１個の信号が復調に用いられ、残りの信号は廃棄される。
【００１３】
一方、最大比合成は、全てのブランチの信号を同相化した後、適切な重みを付与して合成する方法である。最大比合成は、受信特性が一層改善される。なお、各ブランチの重み付け係数を受信包絡線レベルに等しく設定したとき、合成後のＳＮＲが最大となる。
【００１４】
ここで、従来のダイバーシチ合成部３０〜３２における具体的な計算方法を説明する。
【００１５】
以下では、k番目のブランチの時間tにおけるu番目の搬送波の受信信号（復調後のシンボル）をxk(t,u)とする。同様に、送信信号（送信機による変調前のシンボル）をdk(t,u),伝搬路（チャネル）特性をHk(t,u),付加雑音をZk(t,u)とする。
【００１６】
これらの信号の値は、便宜上、複素数（複素包絡線、等価低域信号）として表現され、絶対値は正弦波の振幅、偏角は正弦波の位相を表す。
【００１７】
このとき、受信信号xk(t,u)は以下の式（１）で表される。
【００１８】
xk(t,u)＝Hk(t,u)dk(t,u)＋Zk(t,u)    ・・・（1）
ここで、ブランチ数が２の場合を考える（すなわち、kはk=1又は2の２通りある）。
【００１９】
選択合成の場合、時間tにおけるu番目の搬送波の合成後の信号y(t,u)は、以下の式（2）、（3）のようになる。
【数１】
0005831326.tif 000002
【００２０】
なお、|x1(t,u)|2＝|x2(t,u)|2の場合、y(t,u)＝x1(t,u)としてもy(t,u)＝x2(t,u)としても構わないが、一意に定める必要があるため、ここではy(t,u)＝x1(t,u)とする。
【００２１】
一方、最大比合成の場合、伝搬路特性Hk(t,u)が受信機側で既知であると仮定すると、合成後の信号y(t,u)は以下の式（4）〜（6）のようになる。なお、伝搬路特性Hk(t,u)は、実際には、受信機側で推定した値を用いることになるが、本発明の内容とは独立した内容であるため、ここでは詳細な議論はしないものとする。
【００２２】
y(t,u)＝w1(t,u)x1(t,u)＋w2(t,u)x2(t,u),    ・・・（4）
w1(t,u)＝H1*(t,u)／(|H1(t,u)|2＋|H2(t,u)|2),    ・・・（5）
w2(t,u)＝H2*(t,u)／(|H1(t,u)|2＋|H2(t,u)|2)    ・・・（6）
ここで、w1(t,u),w2(t,u)は重み付け係数であり、Hk*(t,u)はHk(t,u)の共役複素数である。上式より、w1(t,u),w2(t,u)は、各ブランチの受信信号を送信時の位相に揃え（w1(t,u),w2(t,u)中の係数H1*(t,u),H2*(t,u)はそれぞれ、伝搬路特性H1(t,u),H2(t,u)の共役複素数のため、その偏角は伝搬路特性の偏角と逆回転で同じ大きさを持つ）、受信信号の振幅に比例した値（H1*(t,u),H2*(t,u)はそれぞれ、伝搬路特性H1(t,u),H2(t,u)の共役複素数のため、その絶対値は伝搬路特性の絶対値と同じ値となる）による重み付けであることを示している。
【００２３】
上記より、ブランチ数がMの場合に拡張すると（k=1,2,…,M）、選択合成の場合、以下の式（7）、（8）のようになる。
【００２４】
y(t,u)＝xi(t,u)  ・・・（7）
ただし、iは以下を満たす値である。
【００２５】
|xi(t,u)|2＝max(|x1(t,u)|2,|x2(t,u)|2,…,|xM(t,u)|2)  ・・・（8）
ここで、max(a1,a2,…,an)はa1,a2,…,anのうちの最大値を表す。
【００２６】
一方、最大比合成の場合は、以下の式（9）、（10）のようになる。
【数２】
0005831326.tif 000003
【００２７】
図３において、AGC制御部１０６は、受信機９内の各部の入出力信号のレベルが所定の範囲に維持されるよう、AGCアンプ１０２の利得を決定する。
【００２８】
つまり、受信機９内の各回路素子は、出力可能な電圧の上限値及び下限値を持つ。信号レベルが上限値よりも大きすぎたり下限値よりも小さすぎたりすると、信号の振幅が各回路素子の電圧と比例しなくなり、信号波形を正しく再現できなくなる。したがって、信号レベルは、上限値と下限値の間の適切な値に維持される必要があるため、AGC制御部１０６はAGCアンプ１０２の利得を決定する。
【００２９】
すなわち、LPF１０５からのベースバンド信号のレベルを観測し、この値が所定の目標値に収束するように、AGCアンプ１０２の利得を決定する。ベースバンド信号のレベルの観測は、例えば、信号のレベルを平滑化するため、所定の時間内の積分値を計算する方法を用いることができる。
【００３０】
ここで、AGC制御部１０６によるAGCアンプ１０２の利得の決定方法の一例を以下に示す。
【００３１】
k番目のブランチの時間tにおけるLPF１０５からAGC制御部１０６への信号をxLPF,k(t)、その電力をPLPF,k(t)とすると、AGC制御部１０６は、r回目の電力の積分値QLPF,k,rを以下のように計算する。
【数３】
0005831326.tif 000004
【００３２】
ここで、Tは積分開始から終了までの時間（積分を行う周期）である。
【００３３】
なお、k番目のブランチの時間tにおけるu番目の搬送波の信号及び電力をそれぞれxsub,LPF,k(t,u),Psub,LPF,k(t,u)とすると、xLPF,k(t),PLPF,k(t)、及びxsub,LPF,k(t,u)とPsub,LPF,k(t,u)との関係は、以下のように表される。
【数４】
0005831326.tif 000005
【００３４】
一方、k番目のブランチの時間tにおけるアンテナ１０への入力信号の電力（アンテナ１０での受信電力）をPANT,k(t),AGCアンプ１０２の利得をGk(t),AGCアンプ１０２以外のアンテナ１０からAGC制御部１０６までの回路の利得をFk(t)とすると、PLPF,k(t)とは、以下の関係がある。
【００３５】
PLPF,k(t)＝Fk(t)Gk(t)PANT,k(t)    ・・・（26）
なお、ここでは希望信号に比べて付加雑音は十分に小さいものと仮定し、無視する。
【００３６】
なお、k番目のブランチの時間tにおけるu番目の搬送波のアンテナ１０への入力信号の電力（アンテナ１０でのu番目の搬送波の受信電力）をPsub,ANT,k(t,u)とすると、PANT,k(t)とは、以下の関係がある。
【数５】
0005831326.tif 000006
【００３７】
式（21）、（26）より、以下が導かれる。
【数６】
0005831326.tif 000007
【００３８】
ここで、積分区間内においてFk(t),Gk(t)は一定であると仮定する。すなわち、式（29）及び（30）が成り立つものとする。
【００３９】
Fk(t)＝Fk,r  （(r-1)T≦t≦rT）,    ・・・（29）
Gk(t)＝Gk,r  （(r-1)T≦t≦rT）,    ・・・（30）
ここで、Fk,r,Gk,rはk,rにより決定される定数である。式（28）〜（30）より、以下が導かれる。
【００４０】
QLPF,k,r＝Fk,r  Gk,r  PANT,k,r  T    ・・・（31）
ここで、PANT,k,rは、式（32）で表され、k番目のブランチのr回目の電力積分区間内でアンテナ１０に入力される信号の平均電力（アンテナ１０での平均受信電力）を表す。
【数７】
0005831326.tif 000008
【００４１】
なお、k番目のブランチのr回目の電力積分区間内でu番目の搬送波のアンテナ１０に入力される信号の平均電力（アンテナ１０でのu番目の搬送波の平均受信電力）をPsub,ANT,k,r(u)とすると、Psub,ANT,k(t,u)とは、以下の関係がある。
【数８】
0005831326.tif 000009
【００４２】
ここで、ｋ番目のブランチにおけるAGC制御部１０６により観測される信号の電力積分の目標値をQ＾LPF,kとする。式（31）において、QLPF,k,r→Q＾LPF,k,  Gk,r→G＾k,rとおくと、以下のように表される。
【００４３】
Q＾LPF,k＝Fk,r  G＾k,r  PANT,k,r  T    ・・・（34）
ここで、G＾k,rはAGCアンプ１０２の利得の目標値となるため、AGC制御部１０６は、この値を次回のAGCアンプ１０２の利得に決定する。すなわち、G＾k,r→Gk,r＋1とおくと、式（31）、（34）より、以下が導かれる。
【００４４】
Gk,r＋1＝ELPF,k,r  Gk,r,    ・・・（35）
ELPF,k,r＝Q＾LPF,k／QLPF,k,r,    ・・・（36）
QLPF,k,r＝(Rk,r  T)Gk,r,    ・・・（37）
Rk,r＝Fk,r  PANT,k,r    ・・・（38）
ELPF,k,rは、電力の積分値QLPF,k,rの目標値Q＾LPF,kとの比、R k,rは外乱（QLPF,k,rの制御を乱す要因）を表す。したがって、AGC制御部１０６は、LPF１０５からの信号の電力の積分値を観測し、この値が目標値に収束するように、AGCアンプ１０２の利得を決定するフィードバック回路として構成可能である。
【００４５】
以上により、AGC制御部１０６は、アンテナ１０に入力される信号のレベル、すなわち復調部１１に入力される信号のレベルが小さい（すなわち、アンテナ１０での受信電力が低い）場合には、AGCアンプ１０２の利得を大きくするように、復調部１１に入力される信号のレベルが大きい（すなわち、アンテナ１０での受信電力が高い）場合には、AGCアンプ１０２の利得を小さくするように、値を決定する。
【００４６】
なお、ここでは電力の積分値が計算される信号（AGC制御部１０６への入力信号）をLPF１０５の出力信号としたが、BPF１０１の出力信号又はAGCアンプ１０２の出力信号又はダウンコンバータ１０３の出力信号又はLPF１０７の出力信号又はA/D変換部１０８の出力信号とする場合でも同様の方法が可能である。いずれの出力信号でも、本発明の一般性を損なうことはないため、ここでは電力の積分値が計算される信号（AGC制御部１０６への入力信号）をLPF１０５の出力信号とした場合の説明のみにとどめる。
【００４７】
ところで、ダイバーシチ合成部３０〜３２でダイバーシチ合成を行う際には、各ブランチのアンテナにおける信号レベル（各ブランチのアンテナでの受信電力）の大小が正しく反映されている必要がある。
【００４８】
すなわち、ブランチ数が２の場合、DFT部１３からダイバーシチ合成部３０〜３２に入力されるu番目の搬送波の信号のレベルとDFT部２３からダイバーシチ合成部３０〜３２に入力されるu番目の搬送波の信号のレベルとの比は、アンテナ１０に入力されるu番目の搬送波の信号のレベル（アンテナ１０でのu番目の搬送波の受信電力）とアンテナ２０に入力されるu番目の搬送波の信号のレベル（アンテナ２０でのu番目の搬送波の受信電力）との比と等しいことが要求される。
【００４９】
ところが、両ブランチのAGC制御部１０６（復調部１１内のAGC制御部１０６及び復調部２１内のAGC制御部１０６）は、各々が所定の信号レベルとなるようAGCアンプ１０２の利得を決定するため、その値は互いに異なる値となる可能性がある。
【００５０】
両ブランチのAGC制御部１０６が目標とする所定の信号レベルは、通常、両ブランチで回路構成に差異がないため、互いに等しい値となる。
【００５１】
このため、両ブランチのアンテナでのu番目の搬送波の受信電力が異なる場合でも、DFT部１３からダイバーシチ合成部３０〜３２に入力される全ての搬送波を足し合わせた信号のレベルとDFT部２３ダイバーシチ合成部３０〜３２に入力される全ての搬送波を足し合わせた信号のレベルは等しくなってしまう。
【００５２】
ここで、全ての搬送波の信号のレベルが等しいと仮定すると、DFT部１３からダイバーシチ合成部３０〜３２に入力されるu番目の搬送波の信号のレベルとDFT部２３からダイバーシチ合成部３０〜３２に入力されるu番目の搬送波の信号のレベルは等しくなってしまう。
【００５３】
よって、ダイバーシチ合成部３０〜３２では、両ブランチのアンテナでの受信電力の大小が正しく反映されておらず、このままでは、ダイバーシチ合成が正しく行われないため、受信特性が悪くなる。
【００５４】
上記内容への対策として、ダイバーシチ合成部３０〜３２で、各ブランチのアンテナにおける信号レベル（各ブランチのアンテナでの受信電力）の大小が正しく反映されるようになるための一手段としては、各ブランチからダイバーシチ合成部３０〜３２に入力される信号（DFT部１３からダイバーシチ合成部３０〜３２への信号及びDFT部２３からダイバーシチ合成部３０〜３２への信号）のレベルを、各々のブランチにおけるAGCアンプ１０２（復調部１１内のAGCアンプ１０２及び復調部２１内のAGCアンプ１０２）の利得の値で補正すればよい。例えば、ダイバーシチ合成部３０〜３２に入力される信号を、AGCアンプ１０２の利得の値の平方根により除算すればよい。これにより、各ブランチのアンテナでの受信電力の大小が正しく反映されるようになり、ダイバーシチ合成部３０〜３２によるダイバーシチ合成を正しく行うことが可能となる。
【００５５】
上記の内容を、数式を用いて説明する。
【００５６】
式（26）、（29）、（30）より、以下が導かれる。
【００５７】
PLPF,k(t)＝Fk,r  Gk,r  PANT,k(t)    ・・・（41）
式（24）、（27）、（41）より、以下が導かれる。
【数９】
0005831326.tif 000010
【００５８】
全ての搬送波は直交しているため、ある搬送波の電力は、他の搬送波の電力に依存しない。したがって、式（42）より、以下が導かれる。
【００５９】
Psub,LPF,k(t,u)＝Fk,r  Gk,r  Psub,ANT,k(t,u)    ・・・（43）
ここで、１番目のブランチ及び２番目のブランチの回路構成は同様であるため、AGCアンプ１０２以外のアンテナ１０からAGC制御部１０６までの回路の特性Fk,rは、両ブランチで等しいと仮定する。すなわち、式(44)が成り立つものとする。
【００６０】
F1,r＝F2,r    ・・・（44）
式（43）、（44）より、以下が導かれる。
【００６１】
Psub,LPF,1(t,u)／{G1,r  Psub,ANT,1(t,u)}
＝Psub,LPF,2(t,u)／{G2,r  Psub,ANT,2(t,u)}    ・・・（45）
式（45）を変形すると、以下が導かれる。
【００６２】
P＾sub,LPF,1(t,u)／P＾sub,LPF,2 (t,u)＝Psub,ANT,1(t,u)／Psub,ANT,2(t,u),・・・（46）
P＾sub,LPF,1(t,u)＝c2  Psub,LPF,1(t,u)／G1,r,    ・・・（47）
P＾sub,LPF,2(t,u)＝c2  Psub,LPF,2(t,u)／G2,r    ・・・（48）
ここで、cは0でない任意の定数である。先に述べた通り、DFT  部１３からダイバーシチ合成部３０〜３２に入力されるu番目の搬送波の信号レベルPsub,LPF,1(t,u)とDFT  部２３からダイバーシチ合成部３０〜３２に入力されるu番目の搬送波の信号レベルPsub,LPF,2 (t,u)との比は、アンテナ１０に入力されるu番目の搬送波の信号のレベル（アンテナ１０での受信電力）Psub,ANT,1(t,u)とアンテナ２０に入力されるu番目の搬送波の信号のレベル（アンテナ２０での受信電力）Psub,ANT,2 (t,u)との比と等しくなる必要がある。
【００６３】
しかし、式（46）〜（48）より、Psub,LPF,1(t,u)→P＾sub,LPF,1(t,u), Psub,LPF,2(t,u)→P＾sub,LPF,2(t,u)と置き換えれば（Psub,LPF,k(t,u)をP＾sub,LPF,k(t,u)に補正すれば）、条件を満たすことが可能である。
【００６４】
式（25）、（47）、（48）より、DFT  部１３からダイバーシチ合成部３０〜３２に入力される信号xsub,LPF,1(t,u)及びDFT  部２３からダイバーシチ合成部３０〜３２に入力される信号xsub,LPF,2(t,u)を以下のように、補正すればよい。
【数１０】
0005831326.tif 000011
【００６５】
以上のようにして、ダイバーシチ合成部３０〜３２に入力される信号の振幅を、AGCアンプ１０２の利得の値の平方根により除算すればよいことが導かれる。
【００６６】
すなわち、k番目のブランチの時間tにおける復調部DFT部１３、２３からダイバーシチ合成部３０〜３２へのu番目の搬送波の入力信号をxsub,LPF,k(t,u)とし、選択合成の場合、式（7）、（8）内のxk(t,u)をx＾sub,LPF,k(t,u)（ここで、k＝i及びk＝1,2,…,M）に置き換えてこれらの式を適用し、y(t)をダイバーシチ合成部３０〜３２の出力信号とする。また、最大比合成の場合、式（9）、（10）内のxk(t,u)をx＾sub,LPF,k(t,u)(ここで、k＝i)に置き換えてこれらの式を適用し、y(t,u)をダイバーシチ合成部３０〜３２の出力信号とする。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００６７】
【特許文献１】特開２００５−０２６９４０号公報
【特許文献２】特開２００１−１００７９６号公報
【非特許文献】
【００６８】
【非特許文献１】伊丹真著，“わかりやすいＯＦＤＭ技術”，株式会社オーム社，平成１７年１１月１５日発行，P.25〜P.44
【非特許文献２】三瓶政一著，“ディジタルワイヤレス伝送技術  基礎からシステム設計まで”，株式会社ピアソン・エデュケーション，２００２年９月１日発行，P.146〜P.154
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００６９】
しかしながら、従来の受信機は、デジタル信号処理のために、受信したアナログ信号をデジタル信号にA/D変換を行なうことが必要となる。A/D変換を行なう際、量子化雑音が発生し得る。量子化雑音レベルは、ダイバーシチブランチ毎に異なるものであり、付加雑音レベルに含まれるものである。
【００７０】
ＯＦＤＭ方式を採用する受信機においては、熱雑音レベルが、全てのブランチ及び全ての搬送波で等しい場合であっても、量子化雑音レベルが等しいとは限らないため、従来の受信機は、ダイバーシチ合成を適切に動作させることができないという問題が生じ得る。以下では、この課題を説明する。
【００７１】
選択合成は、同じ搬送波のダイバーシチブランチの中で最も受信信号レベルの高いブランチを選択する方法であると述べた。しかし、厳密には、同じ搬送波のダイバーシチブランチの中で最もSNR（信号対雑音比）の高いブランチを選択する方法である。ただし、同じ搬送波の全てのダイバーシチブランチの付加雑音レベルが等しいという条件が成立すれば、最も受信信号レベルの高いブランチを選択する方法と等価となる。
【００７２】
以上の内容を、数式にて説明する。まず、k番目のブランチの時間tにおけるu番目の搬送波の受信信号の電力をPk(t,u),受信信号のうち、希望信号の電力をSk(t,u),付加雑音の電力をNk(t,u)とした場合、Pk(t,u)は以下の式で表される。
【００７３】
Pk(t,u)＝Sk(t,u)＋Nk(t,u)    ・・・（201）
このとき、k番目のブランチの時間tにおけるu番目の搬送波のSNRをSNRk(t,u)とすると、以下のように表される。
【００７４】
SNRk(t,u)＝Sk(t,u)／Nk(t,u)  ・・・（202）
式（201）、（202）より、以下が導かれる。
【００７５】
SNRk(t,u)＝{ Pk(t,u)−Nk(t,u)}／Nk(t,u)
＝Pk(t,u)／Nk(t,u)−1    ・・・（203）
ここで、α番目のブランチのSNRをSNRα(t,u)とし、β番目のブランチのSNRをSNRβ(t,u)とする。α番目のブランチのSNRα(t,u)は、β番目のブランチのSNRβ(t,u)よりも大きく、更に両ブランチの付加雑音電力が等しいものとする。すなわち、式(204)、（205）が成り立つものとする。
【００７６】
SNRα(t,u)＞SNRβ(t,u),    ・・・（204）
Nα(t,u)＝Nβ(t,u)    ・・・（205）
このとき、式（202）〜（205）より、以下が導かれる。
【００７７】
Sα(t,u)＞Sβ(t,u)    ・・・（206）
Pα(t,u)＞Pβ(t,u)    ・・・（207）
以上のように、同じ搬送波の全てのダイバーシチブランチの付加雑音のレベルが等しければ、最も希望信号レベルの高いブランチを選択する、または受信信号レベルの高いブランチを選択する方法で問題のないことが分かる。
【００７８】
しかしながら、同じ搬送波の各ダイバーシチブランチの付加雑音のレベルが等しくない場合には、全てのダイバーシチブランチで付加雑音のレベルが等しくなるように信号電力を補正した上で、式（7）、（8）を適用する必要がある。
【００７９】
信号電力の補正の方法は、以下のようになる。ブランチ数が２の場合を想定し、１番目のブランチの時間tにおけるu番目の搬送波のSNR,希望信号の電力、付加雑音の電力をそれぞれ、SNR1(t,u),  S1(t,u),  N1(t,u)とし、2番目のブランチの時間tにおけるu番目の搬送波のSNR、希望信号の電力、付加雑音の電力をそれぞれ、SNR2(t,u),S2(t,u),N2(t,u)とする。このとき、以下が成立する。
【００８０】
SNR1(t,u)＝S1(t,u)／N1(t,u),    ・・・（208）
SNR2(t,u)＝S2(t,u)／N2(t,u),    ・・・（209）
補正後のSNR1(t,u),  S1(t,u),  N1(t,u)をそれぞれ、SNR11(t,u),  S11(t,u),  N11(t,u),とする。
【００８１】
補正後のSNR2(t,u),  S2(t,u),  N2(t,u)をそれぞれ、SNR22(t,u),  S22(t,u),  N22(t,u)とすると、以下が成立するようにすればよい。
【００８２】
SNR11(t,u)＝S11(t,u)／N11(t,u),    ・・・（210）
SNR22(t,u)＝S22(t,u)／N22(t,u),    ・・・（211）
SNR11(t,u)＝SNR1(t,u),    ・・・（212）
SNR22(t,u)＝SNR2(t,u),    ・・・（213）
S11(t,u)＝{N／N1(t,u)}S1(t,u),    ・・・（214）
S22(t,u)＝{N／N2(t,u)}S2(t,u),    ・・・（215）
N11(t,u)＝N22(t,u)＝N    ・・・（216）
ここで、Nは任意の定数である。
【００８３】
したがって、１番目のブランチの時間tにおけるu番目の搬送波の希望信号、付加雑音をそれぞれ、s1(t,u),  n1(t,u)とし、2番目のブランチの時間tにおけるu番目の搬送波の希望信号、付加雑音をそれぞれ、s2(t,u),n2(t,u)とする。
【００８４】
これらの補正後の信号をそれぞれ、s11(t,u),n11(t,u),s22(t,u),n22(t,u)とするとき、式（214）〜（216）より、以下のようにすればよい。
【数１１】
0005831326.tif 000012
【００８５】
最大比合成の場合も同様のことが言える。すなわち、同じ搬送波の全てのダイバーシチブランチの付加雑音レベルが等しいという条件が成立した場合のみ、式（9）、（10）は成立する。したがって、同じ搬送波の各ダイバーシチブランチの付加雑音のレベルが等しくない場合には、選択合成の場合と同様の方法で、全てのダイバーシチブランチで付加雑音レベルが等しくなるように信号電力を補正した上で、式（9）、（10）による合成を行う必要がある。
【００８６】
ここで、ＯＦＤＭ方式を採用した受信機９におけるSNRを計算する。
【００８７】
始めに、LPF１０７からA/D変換部１０８への、k番目のブランチの時間tにおける搬送波uの信号をxADC-IN,k(t,u)とする。xADC-IN,k(t,u)のうち希望信号をsADC-IN,k(t,u),アンテナ１０からA/D変換部１０８までの増幅器等のアナログ回路により発生する雑音（以下、熱雑音）をnth,k(t,u)とすると、xADC-IN,k(t,u)は、以下のように表される。
【００８８】
xADC-IN,k(t,u)＝sADC-IN,k(t,u)＋nth,k(t,u)    ・・・（61）
これらの信号の値は、先に述べた通り、便宜上、複素数（複素包絡線、等価低域信号）として表現され、絶対値は正弦波の振幅、偏角は正弦波の位相を表す。すなわち、時間tにおける搬送波の周波数をfc、振幅をA(t)、位相をφ(t)とする変調された信号xsig(t)は、Re[・]を実部とし、j2＝−1となる虚数単位jを用いて、以下のように表される。
【００８９】
xsig(t)＝A(t)cos{2πfct＋φ(t)}
＝A(t)cos(2πfct)cosφ(t)−A(t)sin(2πfct)sinφ(t)
＝Re[xcomp(t)xmod(t)],    ・・・（71）
xcomp(t)＝A(t)exp{jφ(t)}＝A(t){cosφ(t)＋jsinφ(t)},    ・・・（72）
xmod(t)＝exp(j2πfct)＝cos(2πfct)＋jsin(2πfct),    ・・・（73）
式（72）で表される復調後の信号（複素包絡線）のＩ相（同相成分、実部に相当）をxcomp,I(t)、Ｑ相（直交成分、虚部に相当）をxcomp,Q(t)として、式(74)及び(75)と、式(72)は式(76)のようになる。
【００９０】
xcomp,I(t)＝A(t)cosφ(t),    ・・・（74）
xcomp,Q(t)＝A(t)sinφ(t)    ・・・（75）
xcomp(t)＝xcomp,I(t)＋j  xcomp,Q(t)    ・・・（76）
同様にして、xADC-IN,k(t,u),  sADC-IN,k(t,u),  nth,k(t,u)のＩ相をそれぞれ、xADC-IN,I,k(t,u),  sADC-IN,I,k(t,u),  nth,I,k(t,u),Ｑ相をそれぞれxADC-IN,Q,k(t,u),  sADC-IN,Q,k(t,u),  nth,Q,k(t,u)とすると、式（61）、（76）より、以下が導かれる。
【００９１】
xADC-IN,k(t,u)＝xADC-IN,I,k(t,u)＋j  xADC-IN,Q,k(t,u),    ・・・（81）
xADC-IN,I,k(t,u)＝sADC-IN,I,k(t,u)＋n th,I,k(t,u),    ・・・（82）
xADC-IN,Q,k(t,u)＝sADC-IN,Q,k(t,u)＋n th,Q,k(t,u)    ・・・（83）
ここで、sADC-IN,I,k(t,u)及びsADC-IN,Q,k(t,u)の振幅をAk(t,u),位相をφk(t,u)とすると、sADC-IN,I,k(t,u)及びsADC-IN,Q,k(t,u)は、式（74）、（75）より、以下のように表わせる。
【００９２】
sADC-IN,I,k(t,u)＝Ak(t,u)cosφk(t,u),    ・・・（84）
sADC-IN,Q,k(t,u)＝Ak(t,u)sinφk(t,u)    ・・・（85）
ここで、各搬送波における変調方式として、通常の移動通信で用いられるPSK（位相偏移変調）またはQAM（直角位相振幅変調）及びFSK（周波数偏移変調）を想定する。すなわち、振幅は一定と仮定する（実際には、通信路の変動（フェージング）により受信信号の振幅は次第に変化するが、短い時間内においては変化しないものと仮定する）。すなわち、以下が成り立つとする。
【００９３】
E[Ak(t,u)]＝Ak,u    ・・・（86）
ここで、E[・]は時間tに対する平均値を表し、Ak,uはk,uにより決定される定数である。また、位相はランダムであり、その分布は一様とする。このとき、sADC-IN,I,k(t,u)の分散E[{sADC-IN,I,k(t,u)}2]は、式（84）、（86）より、以下のように導かれる。
【数１２】
0005831326.tif 000013
【００９４】
同様にして、sADC-IN,Q,k(t,u)の分散E[{sADC-IN,Q,k(t,u)}2]は、式（85）、（86）より、以下のように導かれる。
【００９５】
E[{sADC-IN,Q,k(t,u)}2]＝Ak,u2／2    ・・・（88）
また、nth,I,k(t,u),  nth,Q,k(t,u)は、平均値が0で分散がσth,kのガウス雑音であると仮定する。ここで、σth,kはkにより決定される定数である。すなわち、以下の式が成り立つ。
【００９６】
E[{nth,I,k(t,u)}2]＝E[{nth,Q,k(t,u)}2]＝σth,k2    ・・・（89）
このとき、希望信号sADC-IN,k(t,u)＝sADC-IN,I,k(t,u)＋j  sADC-IN,Q,k(t,u)及び熱雑音nth,k(t,u)＝nth,I,k(t,u)＋j  nth,Q,k(t,u)の電力をそれぞれSADC-IN,k(t,u)及びNth,k(t,u)とすると、これらの平均値E[SADC-IN,k(t,u)]及びE[Nth,k(t,u)]はそれぞれ、式（88）、（89）より、以下のように表される。
【００９７】
E[SADC-IN,k(t,u)]＝E[|sADC-IN,k(t,u)|2]
＝E[{sADC-IN,I,k(t,u)}2]＋E[{sADC-IN,Q,k(t,u)}2]＝Ak,u2,    ・・・（90）
E[Nth,k(t,u)]＝E[|nth,k(t,u)|2]
＝E[{nth,I,k(t,u)}2]＋E[{nth,Q,k(t,u)}2]＝2σth,k2    ・・・（91）
したがって、xADC-IN,k(t,u)の電力をPADC-IN,k(t,u)とすると、その平均値E[PADC-IN,k(t,u)]は、式（61）、（90）、（91）より、以下のように表される。
【００９８】
E[PADC-IN,k(t,u)]＝E[|xADC-IN,k(t,u)|2]＝E[|sADC-IN,k(t,u)|2]＋E[|nth,k(t,u)|2]
＝E[SADC-IN,k(t,u)]＋E[Nth,k(t,u)]＝Ak,u 2＋2σth,k2    ・・・（92）
ここで、sADC-IN,I,k(t,u),  sADC-IN,Q,k(t,u),  nth,I,k(t,u),  nth,Q,k(t,u)は互いに独立であるとした。
【００９９】
続いて、A/D変換部１０８を通過後、すなわちA/D変換部１０８からLPF１０５への、k番目のブランチの時間tにおける搬送波uの信号をxADC-OUT,k(t,u)とする。xADC-OUT,k(t,u)のI相をxADC-OUT,I,k(t,u), Q相をxADC-OUT,Q,k(t,u)とすると、式（76）と同様に、以下が導かれる。
【０１００】
xADC-OUT,k(t,u)＝xADC-OUT,I,k(t,u)＋j  xADC-OUT,Q,k(t,u)    ・・・（101）
ここで、A/D変換部１０８は、サンプリング周波数で標本化した受信信号のＩ相及びＱ相をそれぞれ、デジタル信号として量子化する。A/D変換部１０８の量子化ステップをqとすると、xADC-IN,I,k(t,u),  xADC-IN,Q,k(t,u)は、qを用いて、以下のように表すことが可能である。
【０１０１】
xADC-IN,I,k(t,u)＝q  vADC-IN,I,k(t,u),    ・・・（102）
xADC-IN,Q,k(t,u)＝q  vADC-IN,Q,k(t,u)    ・・・（103）
このとき、xADC-OUT,I,k(t,u),  xADC-OUT,Q,k(t,u)は、qの整数倍に丸められるため、式（102）、（103）より、以下のように表される。
【０１０２】
xADC-OUT,I,k(t,u)＝xADC-IN,I,k(t,u)＋nqu,I,k(t,u)＝q  vADC-OUT,I,k(t,u),・・・（104）
xADC-OUT,Q,k(t,u)＝xADC-IN,Q,k(t,u)＋nqu,Q,k(t,u)＝q  vADC-OUT,Q,k(t,u),・・・（105）
nqu,I,k(t,u)＝q{vADC-OUT,I,k(t,u)−vADC-IN,I,k(t,u)},・・・（106）
nqu,Q,k(t,u)＝q{vADC-OUT,Q,k(t,u)−vADC-IN,Q,k(t,u)},    ・・・（107）
vADC-OUT,I,k(t,u)＝round[vADC-IN,I,k(t,u)],    ・・・（108）
vADC-OUT,Q,k(t,u)＝round[vADC-IN,Q,k(t,u)],    ・・・（109）
ここで、nqu,I,k(t,u)及びnqu,Q,k(t,u)はそれぞれ、xADC-IN,I,k(t,u)及びxADC-IN,Q,k(t,u)がA/D変換部１０８により量子化された際に発生する誤差（以下、量子化雑音）である。
【０１０３】
また、vADC-OUT,I,k(t,u)及びvADC-OUT,Q,k(t,u)はそれぞれ、xADC-OUT,I,k(t,u)及びxADC-OUT,Q,k(t,u)のA/D変換部１０８による量子化レベル（A/D変換後の量子化された整数。（量子化ステップ）×（量子化レベル）が真の値となる）である。また、round[・]は・を四捨五入することを表す。
【０１０４】
ここで、nqu,I,k(t,u)及びnqu,Q,k(t,u)は、量子化ステップ内で一様に分布し、平均値が０であると仮定すると、nqu,I,k(t,u)の分散E[{nqu,I,k(t,u)}2]は、nqu,I,k(t,u)＝eとおいて、以下のように表される。
【数１３】
0005831326.tif 000014
【０１０５】
ここで、p(e)は、確率密度関数であり、先に説明した通り、量子化ステップ内で一様であると仮定しているので、以下のように表される。
【０１０６】
p(e)＝1／q    ・・・（111）
同様に、nqu,Q,k(t,u)の分散E[{nqu,Q,k(t,u)}2]は、以下のように表される。
【０１０７】
E[{nqu,Q,k(t,u)}2]＝q2／12    ・・・（112）
量子化雑音nqu,k(t,u)の電力をNqu,k(t,u)とすると、その平均値E[Nqu,k(t,u)]は、式（110）、（112）より、以下のように表される。
【０１０８】
E[Nqu,k(t,u)]＝E[|nqu,k(t,u)|2]＝E[{nqu,I,k(t,u)}2]＋E[{nqu,Q,k(t,u)}2]
＝q2／6    ・・・（113）
一方、xADC-OUT,I,k(t,u)のうち希望信号をsADC-OUT,I,k(t,u),付加雑音をnADC-OUT,I,k(t,u)とする。同様に、xADC-OUT,Q,k(t,u)のうち希望信号をsADC-OUT,Q,k(t,u),  付加雑音をnADC-OUT,Q,k(t,u)とする。このとき、xADC-OUT,I,k(t,u)及びxADC-OUT,Q,k(t,u)は、それぞれ、以下のように書き換えられる。
【０１０９】
xADC-OUT,I,k(t,u)＝sADC-OUT,I,k(t,u)＋nADC-OUT,I,k(t,u),    ・・・（129）
xADC-OUT,Q,k(t,u)＝sADC-OUT,Q,k(t,u) ＋nADC-OUT,Q,k(t,u),    ・・・（130）
式（82）、（83）、（104）、（105）、（129）、（130）より、以下が導かれる。
【０１１０】
sADC-OUT,I,k(t,u)＝sADC-IN,I,k(t,u),    ・・・（131）
sADC-OUT,Q,k(t,u)＝sADC-IN,Q,k(t,u),    ・・・（132）
nADC-OUT,I,k(t,u)＝nth,I,k(t,u)＋nqu,I,k(t,u),    ・・・（133）
nADC-OUT,Q,k(t,u)＝nth,Q,k(t,u)＋nqu,Q,k(t,u),    ・・・（134）
このとき、希望信号sADC-OUT,k(t,u)及び付加雑音nADC-OUT,k(t,u)の電力をそれぞれSADC-OUT,k(t,u)及びNADC-OUT,k(t,u)とすると、これらの平均値E[SADC-OUT,k(t,u)]及びE[NADC-OUT,k(t,u)]はそれぞれ、式（90）、（91）、（113）より、以下のように表される。
【０１１１】
E[SADC-OUT,k(t,u)]＝E[|sADC-OUT,k(t,u)|2]
＝E[{sADC-OUT,I,k(t,u)}2]＋E[{sADC-OUT,Q,k(t,u)}2]
＝E[{sADC-IN,I,k(t,u)}2]＋E[{sADC-IN,Q,k(t,u)}2]
＝Ak,u2,    ・・・（135）
E[NADC-OUT,k(t,u)]＝E[|nADC-OUT,k(t,u)|2]
＝E[{nADC-OUT,I,k(t,u)}2]＋E[{nADC-OUT,Q,k(t,u)}2]
＝E[{nth,I,k(t,u)}2]＋E[{nth,Q,k(t,u)}2]＋E[{nqu,I,k(t,u)}2]＋E[{nqu,Q,k(t,u)}2]
＝2σth,k2＋q2／6,    ・・・（136）
したがって、xADC-OUT,k(t,u)の電力をPADC-OUT,k(t,u)とすると、その平均値E[PADC-OUT,k(t,u)]は、以下のように表される。
【０１１２】
E[PADC-OUT,k(t,u)]＝E[|xADC-OUT,k(t,u)|2]
＝E[|sADC-OUT,k(t,u)|2]＋E[|nADC-OUT,k(t,u)|2]
＝Ak,u 2＋2σth,k2＋q2／6    ・・・（137）
以上により、A/D変換部１０８を通過後、すなわちA/D変換部１０８からLPF１０５への信号xADC-OUT,k(t,u)におけるSNRをSNRADC-OUT,k(t,u)とすると、その平均値E[SNRADC-OUT,k(t,u)]は、式（135）、（136）より、以下のように表される。
【０１１３】
E[SNRADC-OUT,k(t,u)]＝E[SADC-OUT,k(t,u)]／E[NADC-OUT,k(t,u)]
＝Ak,u 2／{2σth,k2＋q2／6}    ・・・（138）
ここで、式（102）、（103）と同様、Ak,u, σth,kは、qを用いて、以下のように表すことが可能である。
【０１１４】
Ak,u＝q  vA,k,u,    ・・・（139）
σth,k＝q  vth,k    ・・・（140）
ここで、v A,k,uはk,uにより決定される定数、vth,kはkにより決定される定数である。このとき、式（87）〜（89）、（131）、（132）より、以下が導かれる。
【０１１５】
E[{sADC-OUT,I,k(t,u)}2]＝E[{sADC-OUT,Q,k(t,u)}2]＝q2  vA,k,u2／2  ・・・（88-2）
E[{nth,I,k(t,u)}2]＝E[{nth,Q,k(t,u)}2]＝q2  vth,k2    ・・・（89-2）
すなわち、vA,k,u／20.5はsADC-OUT,I,k(t,u)及びsADC-OUT,Q,k(t,u)の量子化レベルの絶対値の平均値、vth,kはnth,I,k(t,u)及びnth,Q,k(t,u)の量子化レベルの絶対値の平均値を表す。
【０１１６】
同様に、式（91）、（135）〜（137）は、以下のように書き換えられる。
【０１１７】
E[Nth,k(t,u)]＝2q2  vth,k2,    ・・・（91-2）
E[SADC-OUT,k(t,u)]＝q2  vA,k,u2,    ・・・（135-2）
E[NADC-OUT,k(t,u)]＝2q2  vth,k2＋q2／6＝q2(2vth,k2＋1／6),    ・・・（136-2）
E[PADC-OUT,k(t,u)]＝q2(vA,k,u2＋2vth,k2＋1／6)    ・・・（137-2）
なお、vADC-OUT,k(t,u)＝vADC-OUT,I,k(t,u)＋j  vADC-OUT,Q,k(t,u)とすると、式（104）、（105）、（137-2）より、以下が導かれる。
【０１１８】
E[|vADC-OUT,k(t,u)|2]＝E[PADC-OUT,k(t,u)]／q2
＝vA,k,u2＋2vth,k2＋1／6    ・・・（141）
式（138）〜（140）より、以下が導かれる。
【０１１９】
E[SNRADC-OUT,k(t,u)]＝vA,k,u 2／(2vth,k2＋1／6)    ・・・（142）
また、k番目のブランチの時間tにおけるu番目の搬送波のアンテナ１０への入力信号をsANT,k(t,u)とし、その電力（アンテナ１０での受信電力）をSANT,k(t,u)とする。このとき、平均電力E[SANT,k(t,u)]は、以下のように表すことが可能である。
【０１２０】
E[SANT,k(t,u)]＝G＾k,u  E[SADC-IN,k(t,u)]    ・・・（151）
ここで、G＾k,uはアンテナ１０からLPF１０７までのアナログ回路の平均利得を表し、k,  uにより決定される定数である。
【０１２１】
式（90）、（139）、（151）より、以下が導かれる。
【数１４】
0005831326.tif 000015
【０１２２】
ここで、qANTは、アンテナ１０からA/D変換部１０８までの回路を１つの等価なA/D変換部としたときの量子化ステップである。このときの等価な量子化雑音の平均電力E[N＾qu,k(t,u)]は、式（113）より、以下のように表される。
【０１２３】
E[N＾qu,k(t,u)]＝qANT2／6    ・・・（154）
したがって、E[SNR ADC-OUT,k(t,u)]は、式（91）、（152）、（154）より、以下のように書き換えられる。
【０１２４】
E[SNRADC-OUT,k(t,u)]
＝E[SANT,k(t,u)]／{E[Nth,k(t,u)]＋E[N＾qu,k(t,u)]},  ・・・（155）
E[Nth,k(t,u)]＝2σth,k2,    ・・・（156）
E[N＾qu,k(t,u)]＝E[SANT,k(t,u)]／(6  vA,k,u2)    ・・・（157）
式（155）〜（157）より、ＯＦＤＭ受信機９においては、アンテナ１０からLPF１０７までのアナログ回路による熱雑音に加え、A/D変換部１０８により、希望信号の量子化レベルの絶対値の平均値vA,k,u／20.5の2乗の逆数に比例した量子化雑音が付加される。
【０１２５】
vA,k,uは、その定義より、分解能と言い換えることもできる。すなわち、量子化ステップqが大きい場合、式（102）、（103）より、vA,k,uは小さくなる。これは、分解能が小さいことを意味する。一方、量子化ステップqが小さい場合、vA,k,uは大きくなる。これは、分解能が大きいことを意味する。
【０１２６】
すなわち、式（157）より、アンテナ１０への入力信号の平均電力E[SANT,k(t,u)]に対して、分解能が小さい（vA,k,uが小さい）場合には、量子化雑音の平均電力E[N＾qu,k(t,u)]が大きく、分解能が大きい（vA,k,uが大きい）場合には、量子化雑音の平均電力E[N＾qu,k(t,u)]が小さくなることが分かる。
【０１２７】
したがって、E[SANT,k(t,u)]が熱雑音に対して十分に大きな場合でも、分解能が小さい（vA,k,uが小さい）場合、量子化雑音はE[SANT,k(t,u)]と同じオーダまで増大してしまう。これは、式（157）で、vA,k,u→∞のとき、E[N＾qu,k(t,u)]→0であるが、vA,k,uを減少し、vA,k,u→1のとき、E[N＾qu,k(t,u)]→E[SANT,k(t,u)]／6まで増加することからも分かる。
【０１２８】
この現象は、周波数選択性フェージングが発生し、各搬送波の受信信号の電力が異なる場合、特に顕著である。以下に、このことを説明する。
【０１２９】
AGC制御部１０６は、A/D変換部１０８への入力信号のレベルが適正となるように制御を行うが、A/D変換部１０８への入力信号は、DFT部１３により、L個の各搬送波周波数により変調されていたベースバンド信号に分離される以前の信号であり、全ての搬送波が足し合わされた信号である。したがって、AGC制御部１０６は、総電力（全ての搬送波を足し合わせた信号の電力）が一定となるように制御を行うが、各々の搬送波の信号の電力の値とは無関係である。
【０１３０】
ここで、A/D変換部１０８は、全ての搬送波を足し合わせた信号を量子化する。したがって、周波数選択性フェージングが発生し、各搬送波の信号の電力が異なる場合、各搬送波の信号の分解能が異なることになる。
【０１３１】
総電力が大きい場合、各々の搬送波の信号の電力は大きくなる（熱雑音の電力よりも十分に大きくなる）が、他の搬送波よりも小さい電力の搬送波では、分解能が小さいため、搬送波の電力に対して量子化雑音は大きくなる。
【０１３２】
一方、総電力が小さい場合、各々の搬送波の信号の電力は小さくなる（熱雑音の電力よりも十分に大きいとはいえない）が、他の搬送波よりも大きい電力の搬送波では、分解能が大きくなるため、搬送波の電力に対して量子化雑音の電力は小さくなる。
【０１３３】
その結果、搬送波の信号の電力は同じでも、総電力の大きさにより（言い換えると、他のブランチとの相対電力の大きさにより）、量子化雑音の電力は異なってしまう。すなわち、ある搬送波において、希望信号の電力は同じでも、総電力の大きさ次第で、量子化雑音の電力は大きくも小さくもなり得る。SNRは大きくも小さくもなり得る。
【０１３４】
したがって、図４に示すように、同じ搬送波における全てのダイバーシチブランチうち、あるブランチでは総電力が高いため、希望信号の電力に対して量子化雑音の電力が高いため、SNRが劣化しているが、別のブランチでは総電力は低いが、希望信号の電力に対して量子化雑音の電力が低いため、SNRが改善しているといった現象が起こり得る。
【０１３５】
以上のように、熱雑音のレベルが、全てのブランチ及び全ての搬送波で等しい場合でも、量子化雑音のレベルが等しいとは限らないため、付加雑音は等しくならない。すなわち、式（205）の仮定は成り立たない。したがって、式（206）は成り立つとは限らないため、AGCアンプ１０２の利得の値を参照し、式（49）により希望信号の平均電力E[SANT,k(t,u)]を計算することが可能な場合においても、E[SANT,k(t,u)]のみを参照して、式（7）、（8）を適用した選択合成によるダイバーシチを行うことは不可能であることが分かる。同様に、最大比合成の場合においても、式（9）、（10）を適用した最大比合成によるダイバーシチを行うことは不可能である。
【０１３６】
そこで、本発明は、上記課題を解決するために、ＯＦＤＭ受信機では、DFTを実現するデジタル回路が必要であり、A/D変換における分解能の限界による量子化雑音の発生は避けられないが、量子化雑音のレベルがダイバーシチブランチ毎に異なる場合でも、ダイバーシチ合成を適切に動作できるようにするダイバーシチ受信機を提供することになる。
【課題を解決するための手段】
【０１３７】
かかる課題を解決するために、第１の本発明は、無線電波の捕捉位置が異なっているものであって、複数の搬送波周波数による変調された受信信号を復調する複数のブランチ処理手段と、各ブランチ処理手段からの受信信号の中からいずれかを選択して出力するダイバーシチ合成手段とを備えたダイバーシチ受信機において、複数のブランチ処理手段はそれぞれ、（１）離散フーリエ変換により分離された、各搬送波周波数により変調されていたベースバンド受信信号に含まれる熱雑音の平均電力を推定し、他の全てのブランチ処理手段と等しい所定値になるように、ベースバンド受信信号の値を補正する熱雑音補正部と、（２）熱雑音補正部により補正されたベースバンド受信信号の量子化ビット幅（信号を所定の量子化ステップで量子化した際の、量子化レベルのビット幅）を、当該量子化ビット幅よりも小さい所定の量子化ビット幅となるよう、ベースバンド受信信号の平均電力を推定し、推定されたベースバンド受信信号の平均電力が、削減後の量子化ビット幅よりも大きな値となる場合、電力が削減後の量子化ビット幅に収まるようにベースバンド受信信号を補正する量子化雑音補正部とを備え、ダイバーシチ合成手段が、各ブランチ処理手段の上記量子化雑音補正部により補正された上記ベースバンド受信信号をダイバーシチ合成することを特徴とするダイバーシチ受信機である。
【０１３８】
第２の本発明は、無線電波の捕捉位置が異なっているものであって、複数の搬送波周波数による変調された変調信号を復調する複数のブランチ処理手段と、各ブランチ処理手段からの受信信号の中からいずれかを選択して出力するダイバーシチ合成手段とを備えたダイバーシチ受信機において、複数のブランチ処理手段はそれぞれ、離散フーリエ変換により分離された、各搬送波周波数により変調されていたベースバンド受信信号に含まれる熱雑音の平均電力を搬送波周波数毎に推定し、熱雑音の平均電力が、他の全てのブランチ処理手段の同じ搬送波周波数により変調されていたベースバンド受信信号に含まれる熱雑音の平均電力と等しい所定値になるように、ベースバンド受信信号の値を搬送波周波数毎に補正する熱雑音補正部を備え、ダイバーシチ合成手段が、各ブランチ処理手段の熱雑音補正部により補正されたベースバンド受信信号をダイバーシチ合成することを特徴とするダイバーシチ受信機である。
【０１３９】
第３の本発明は、無線電波の捕捉位置が異なっているものであって、複数の搬送波周波数による変調された変調信号を復調する複数のブランチ処理手段と、各ブランチ処理手段からの受信信号の中からいずれかを選択して出力するダイバーシチ合成手段とを備えたダイバーシチ受信機において、複数のブランチ処理手段はそれぞれ、離散フーリエ変換により分離された、各搬送波周波数により変調されていた量子化されたベースバンド受信信号の量子化ビット幅を、当該量子化ビット幅よりも小さい所定の量子化ビット幅となるよう、ベースバンド受信信号の平均電力を推定し、推定されたベースバンド受信信号の平均電力が、削減後の量子化ビット幅よりも大きな値となる場合、電力が削減後の量子化ビット幅に収まるようにベースバンド受信信号を補正する量子化雑音補正部を備え、ダイバーシチ合成手段が、各ブランチ処理手段の量子化雑音補正部により補正されたベースバンド受信信号をダイバーシチ合成することを特徴とするダイバーシチ受信機である。
【発明の効果】
【０１４０】
本発明によれば、量子化雑音のレベルがダイバーシチブランチ毎に異なる場合でも、ダイバーシチ合成を適切に動作することができる。
【図面の簡単な説明】
【０１４１】
【図１】第１の実施形態の受信機の内部構成を示す内部構成図である。
【図２】従来の受信機の内部構成を示す内部構成図である。
【図３】復調部の内部構成を示す内部構成図である。
【図４】ＯＦＤＭ受信機における課題を説明する説明図である。
【図５】第２の実施形態の受信機の内部構成を示す内部構成図である。
【図６】第３の実施形態の受信機の内部構成を示す内部構成図である。
【発明を実施するための形態】
【０１４２】
（Ａ）第１の実施形態
以下では、本発明のダイバーシチ受信機の第１の実施形態について図面を参照しながら詳細に説明する。
【０１４３】
この実施形態では、変調方式としてＯＦＤＭ方式を採用する受信機に本発明を適用する場合を例示する。
【０１４４】
（Ａ−１）第１の実施形態の構成
（Ａ−１−１）受信機の内部構成の説明
図１は、第１の実施形態の受信機の内部構成を示す内部構成図である。なお、第１の実施形態の受信機１Ａは、空間ダイバーシチ機能を備えた、ＯＦＤＭ方式を採用する受信機である。ここでは、ダイバーシチブランチ（以下ブランチという）の数が２個である場合を例示する。また、サブキャリア数（分散する搬送波の数）をL個とする場合を例示する。
【０１４５】
図１に示すように、第１の実施形態の受信機１Ａは、アンテナ１０、復調部１１、S/P（直並列）変換部１２、DFT部１３、熱雑音補正部１４、量子化雑音補正部１５、アンテナ２０、復調部２１、S/P変換部２２、DFT部２３、熱雑音補正部２４、量子化雑音補正部２５、ダイバーシチ合成部３０、ダイバーシチ合成部３１、ダイバーシチ合成部３２、P/S変換部３３、判定部３４を有する。
【０１４６】
図１の受信機１Ａは、DFT部１３の出力とダイバーシチ合成部３０〜３２への入力との間に、新たに熱雑音補正部１４と量子化雑音補正部１５を追加している点、DFT部２３の出力とダイバーシチ合成部３０〜３２への入力との間に、新たに熱雑音補正部２４と量子化雑音補正部２５を追加している点が、図２の受信機９の構成と異なっている。
【０１４７】
ＯＦＤＭ方式を採用する送信機（図示しない）は、情報ビット列をベースバンド（基底帯域）で符号化し、搬送波周波数（高周波）帯域に変調する。変調された信号は、送信機（図示しない）のアンテナより空間に放射され、受信機のアンテナ１０及びアンテナ２０に入力される。
【０１４８】
アンテナ１０に入力された搬送波周波数帯域の変調信号は、復調部１１により、ベースバンドのデジタル信号に再生され、S/P変換部１２に入力される。
【０１４９】
S/P変換部１２に入力されたベースバンドのデジタル信号は、直並列変換により、時間方向でL個分の標本値を蓄積し、一括してDFT部１３に入力される。
【０１５０】
DFT部１３に入力されたL個のベースバンド信号は、離散フーリエ変換を行うことによって、L個の各搬送波（サブキャリア）周波数により変調されていたベースバンド信号に分離され、L個の各搬送波周波数により変調されていたベースバンド信号が熱雑音補正部１４に与えられる。
【０１５１】
熱雑音補正部１４に入力された、L個の各搬送波周波数により変調されていたベースバンド信号は、それぞれの搬送波の信号に含まれる熱雑音の平均電力が、全てのブランチで等しい値となるよう正規化され、量子化雑音補正部１５に入力される。
【０１５２】
量子化雑音補正部１５に入力された、L個の各搬送波周波数により変調されていた、それぞれの搬送波の信号に含まれる熱雑音の平均電力が、全てのブランチで等しい値となるよう正規化されたベースバンド信号は、それぞれの搬送波の信号に含まれる量子化雑音の平均電力が、全てのブランチで等しい値となるように、所定の量子化ビット幅に制限され、ダイバーシチ合成部３０〜３２に入力される。
【０１５３】
なお、ここではダイバーシチ合成部が3個のみ記載されているが、実際には搬送波の数と同じ個数、すなわちL個のダイバーシチ合成部で構成される。
【０１５４】
ダイバーシチ合成部３０〜３２では、同じ搬送波周波数（同じサブキャリア番号）の２つのブランチからの信号を所定の方法により合成し、１つの信号としてP/S変換部３３に出力する。
【０１５５】
ここでは、合成方法の例として、選択合成または最大比合成を想定する。すなわち、k番目のブランチの時間tにおけるu番目の搬送波のDFT部１３からダイバーシチ合成部３０〜３２への入力信号をxk(t,u)として、選択合成の場合、式（7）、（8）を適用し、y(t,u)をダイバーシチ合成部３０〜３２の出力信号とする。また、最大比合成の場合、式（9）、（10）を適用し、y(t,u)をダイバーシチ合成部３０〜３２の出力信号とする。
【０１５６】
ダイバーシチ合成部３１及び３２の動作は、ダイバーシチ合成部３０と同様であるため、説明は省略する。
【０１５７】
P/S変換部３３に入力されたL個の各搬送波に関するベースバンド信号は、並直列変換され、時間方向でL個分の標本値として、判定部３４に入力される。
【０１５８】
判定部３４に入力されたベースバンド信号は、復号等の処理を行うことにより、元の情報ビット列として再生される。
【０１５９】
一方、アンテナ２０に入力された搬送波周波数帯域の変調信号は、復調部２１により、ベースバンドの信号に再生され、S/P変換部２２に入力される。以降のS/P変換部２２、DFT部２３、熱雑音補正部２４、量子化雑音補正部２５の動作は、それぞれS/P変換部１２、DFT部１３、熱雑音補正部１４、量子化雑音補正部１５と同様であるため、説明は省略する。
【０１６０】
（Ａ−１−２）復調部の内部構成の説明
図３は、復調部１１の内部構成を示す内部構成図である。なお、復調部２１も復調部１１と同一の構成である。
【０１６１】
復調部１１は、BPF（バンドパスフィルタ）１０１と、AGC（自動利得制御）アンプ１０２と、ダウンコンバータ１０３と、局部発振器１０４と、LPF（ローパスフィルタ）１０７と、A/D（アナログ−デジタル）変換部１０８と、LPF１０５と、AGC制御部１０６からなる。
【０１６２】
アンテナ１０からの信号は、BPF１０１で、所望する搬送波周波数を中心とした所定の帯域を通過させることにより、搬送波周波数帯域の変調信号が取り出され、AGCアンプ１０２に入力される。
【０１６３】
AGCアンプ１０２に入力された変調信号は、AGC制御部１０６により決定した、所定の利得に増幅され、ダウンコンバータ１０３に入力される。
【０１６４】
なお、ここでは、AGCアンプ１０２は、BFP１０１の出力とダウンコンバータ１０３への入力との間の１個だけ設けることとしたが、AGCアンプは別の位置に追加して複数個のAGCアンプとなるようにしてもよい。例えば、ダウンコンバータ１０３の出力とLPF１０７への入力との間、又は、LPF１０７の出力とA/D変換部１０８への入力との間に追加して複数個の構成とする場合でも、同様の方法が可能である。いずれの場合でも、本発明の一般性を損なうことはないため、ここではAGCアンプ１０２をBFP１０１の出力とダウンコンバータ１０３への入力との間の1個だけとした場合の説明のみにとどめる。
【０１６５】
ダウンコンバータ１０３は、AGCアンプ１０２からの搬送波周波数帯域の変調信号と局部発振器１０４からの基準信号を乗算することにより、ベースバンド信号を再生し、LPF１０５に出力する。
【０１６６】
なお、ここでは、ベースバンド信号の再生は、ダイレクトコンバージョンを想定し、基準信号の周波数を搬送波周波数と同一とすることで、直接ベースバンド信号を再生する場合を説明する。しかし、一旦、搬送波周波数帯域とベースバンドの中間となる周波数帯域の信号に変換後、ベースバンド信号に変換する方法等もある。いずれの方法でも、本発明の一般性を損なうことはないため、ここではダイレクトコンバージョンを想定した場合の説明のみにとどめる。
【０１６７】
ダウンコンバータ１０３からの信号は、LPF１０７で、所定の周波数以下の帯域（例えば、通常、希望信号（受信信号から付加雑音を除いた信号成分）の伝送に必要な帯域）のみを通過させることにより、不要な成分を取り除き、A/D変換部１０８に入力される。
【０１６８】
LPF１０７は、アナログフィルタのため、実装の容易さより（希望信号の帯域幅と同一かつ急峻な特性を実現することは困難なため）、通常は希望信号の帯域幅よりも少し広い通過帯域幅としている。
【０１６９】
A/D変換部１０８は、LPF１０７からのアナログ信号を所定の周波数で標本化し、量子化したデジタル信号に変換し、LPF１０５に出力する。
【０１７０】
A/D変換部１０８からの信号は、LPF１０５で、所定の周波数以下の帯域のみを通過させることにより、不要な成分を取り除き、S/P変換部１２及びAGC制御部１０６に入力される。
【０１７１】
LPF１０５は、FIR（有限インパルス応答）等によるデジタルフィルタであり、LPF１０７を通過した希望信号よりも広い帯域幅を持つ信号を、希望信号の帯域幅に制限する。
【０１７２】
AGC制御部１０６は、受信機１Ａ内の各部の入出力信号のレベルが所定の範囲に維持されるよう、AGCアンプ１０２の利得を決定する。つまり、受信機１Ａ内の各回路素子は、出力可能な電圧の上限値及び下限値を持つ。信号レベルが上限値よりも大きすぎたり下限値よりも小さすぎたりすると、信号の振幅が各回路素子の電圧と比例しなくなり、信号波形を正しく再現できなくなる。したがって、信号レベルは、上限値と下限値の間の適切な値に維持される必要があるため、AGC制御部１０６はAGCアンプ１０２の利得を決定する。
【０１７３】
すなわち、A/D変換部１０８からのベースバンド信号のレベルを観測し、この値が所定の目標値に収束するように、AGCアンプ１０２の利得を決定する。ベースバンド信号のレベルの観測は、例えば、信号のレベルを平滑化するため、所定の時間内の積分値を計算する方法を用いることができる。
【０１７４】
以上、ブランチ数が２の場合の受信機１Ａの構成について説明したが、ブランチ数が３以上の場合も、同様の構成となる。
【０１７５】
すなわち、アンテナ１０及び復調部１１及びS/P変換部１２及びDFT変換部１３及び熱雑音補正部１４及び量子化雑音補正部１５が、ブランチ数と同じ数だけ存在し、ダイバーシチ合成部３０〜３２は、全てのブランチの量子化雑音補正部、すなわち量子化雑音補正部１５及び２５及びその他のブランチの量子化補正部からの信号を入力する。その他の説明は、ブランチ数が２の場合と同様であるため省略する。
【０１７６】
（Ａ−２）第１の実施形態の動作
次に、第１の実施形態の受信機１Ａにおける処理の動作を説明する。
【０１７７】
アンテナ１０からＤＦＴ部１３までの処理動作及びアンテナ２０からＤＦＴ部２３までの処理動作、及び判定部３４の処理動作は、従来の処理動作と同じであるのでここでの詳細な動作は省略する。
【０１７８】
DFT部１３から熱雑音補正部１４への、L個の各搬送波周波数により変調されていたベースバンド信号は、k番目のブランチの時間tにおけるu番目の搬送波の信号をxDFT,k(t,u)とし、そのＩ相、Ｑ相をそれぞれxDFT,I,k(t,u),  xDFT,Q,k(t,u)とすると、以下のように表される。
【０１７９】
xDFT,k(t,u)＝xDFT,I,k(t,u)＋j  xDFT,Q,k(t,u),    ・・・（301）
xDFT,I,k(t,u)＝q  vDFT,I,k(t,u)    ・・・（301-2）
xDFT,Q,k(t,u)＝q  vDFT,Q,k(t,u)    ・・・（301-3）
vDFT,I,k(t,u)＝−zI,B−1  2B−1＋zI,B−2  2B−2＋…＋zI,0  20,    ・・・（302）
vDFT,Q,k(t,u)＝−zQ,B−1  2B−1＋zQ,B−2  2B−2＋…＋zQ,0  20    ・・・（303）
ここで、qは量子化ステップであり、vDFT,I,k(t,u), vDFT,Q,k(t,u)はぞれぞれ、xDFT,I,k(t,u), xDFT,Q,k(t,u)の量子化レベルである。また、zI,B−1,  zI,B−2,…,zI,0及びzQ,B−1,  zQ,B−2,…,zQ,0は0または1の整数である。
【０１８０】
すなわち、vDFT,I,k(t,u)及びvDFT,Q,k(t,u)は、A/D変換部１０８を通過後の量子化されたデジタル信号による演算結果であるため、Bビットの2進数として表された整数であり、式（302）及び（303）のように2の補数表現を想定した場合、最小値を−2B−1とし、最大値を2B−1−１とした範囲で、任意の整数値を取る。すなわち、xDFT,I,k(t,u), xDFT,Q,k(t,u)の量子化ビット幅はBである。
【０１８１】
なお、ここでは2進数表現として2の補数を想定したが、以下に説明する方法は、符号なし整数や符号付絶対値等の他の表現においても、同様に適用可能である。以下では、2の補数とした場合についてのみ説明する。
【０１８２】
一方、xDFT,k（t,u）におけるSNRをSNRDFT,k(t,u)とすると、その平均値E[SNRDFT,k(t,u)]は、以下のように表される。
【０１８３】
E[SNRDFT,k(t,u)]
＝E[SDFT,k(t,u)]／{E[NDFT,th,k(t,u)]＋E[NDFT,qu,k(t,u)]}    ・・・（305）
ここで、SDFT,k(t,u),  NDFT,th,k(t,u),  NDFT,qu,k(t,u)は、それぞれxDFT,k(t,u)のうち希望信号の電力、熱雑音の電力、量子化雑音の電力を表す。また、式（135-2）、（91-2）、（113）と同様に、以下が導かれる。
【０１８４】
E[SDFT,k(t,u)]＝q2  vDFT,A,k,u2,    ・・・（306）
E[NDFT,th,k(t,u)]＝2q2  vDFT,th,k,u2,    ・・・（307）
E[NDFT,qu,k(t,u)]＝q2／6    ・・・（308）
ここで、vDFT,A,k,u／20.5及びvDFT,th,k,uは、それぞれ、xDFT,k(t,u)のうち希望信号及び熱雑音の量子化レベルの絶対値の平均値である。
【０１８５】
熱雑音補正部１４は、DFT部１３からの信号xDFT,k(t,u)について、ダイバーシチ動作が適切に行われるよう、所定の方法により、熱雑音の平均電力を推定し、熱雑音の平均電力が全てのブランチで等しい所定の値となるよう信号の値を補正する。
【０１８６】
AGC制御部１０６は、A/D変換部１０８への総電力を一定の値とするよう制御するが、総電力は、希望信号の電力と熱雑音の電力の和であるため、希望信号の電力が小さく、熱雑音の電力に対して十分に大きくない場合、総電力に占める熱雑音の割合が高くなる。したがって、希望信号の電力が小さいほど、xDFT,k(t,u)に含まれる熱雑音の割合は高くなるため、この影響が一定となるように補正する必要がある。
【０１８７】
まず、熱雑音の平均電力の推定方法の例として、ここでは以下の２つを挙げる。
【０１８８】
１つ目の例は、既知の送信系列の繰り返しを利用するものである。
【０１８９】
xDFT,k(t,u)のうち、k番目のブランチの時間tにおける搬送波uの既知の系列の信号（シンボル）の１つ目及び２つ目をxknown,1,k(t,u),  xknown,2,k(t＋δ,u)とすると（ここで、δ＞0であり、δは1つめと2つ目のシンボルの時間差を表す）、送信時に同一の値であった2つの信号は熱雑音が付加されることにより、差異を生じるため、xDFT,k(t,u)に含まれる熱雑音の平均電力E[NDFT,th,k(t,u)]の推定量は、以下のように、計算される。
【数１５】
0005831326.tif 000016
【０１９０】
例えば、IEEE802.11a規格の場合、ロングプリアンブルが既知の送信系列の繰り返しとなっているため、上記の式を適用することにより、熱雑音の平均電力を推定することが可能である。
【０１９１】
２つ目の例は、事前に実測等によりメモリ等に記録した値を用いることで、AGCアンプ１０２の利得より推定したアンテナ１０での受信電力及び熱雑音の平均電力を用いて、両者の比より、xDFT,k(t,u)に含まれる熱雑音の平均電力を推定する方法である。以下に、その詳細を説明する。
【０１９２】
AGC制御部１０６によるｒ回目の電力積分における、k番目のブランチの時間tにおけるu番目の搬送波のアンテナ１０への入力信号の電力（アンテナ１０での受信電力）をPANT,k(t,u)とし、AGC制御部１０６がAGCアンプ１０２に設定した利得の値をGk,r、その他の回路による利得をFk,rとする。
【０１９３】
そうすると、式（41）の左辺であるAGC制御部１０６への入力信号の電力PLPF，k(t)は一定であるため、AGC制御部１０６がAGCアンプ１０２に設定した利得の値Gk,rが決まれば、アンテナ１０への入力信号の平均電力E[PANT,k(t)]は一意に決まる。すなわち、E[PANT,k(t)]はGk,rの関数であり、以下が成り立つ。
【０１９４】
E[PANT,k(t)]＝f(Gk,r)    ・・・（321）
式（321）の関数は通常、ほぼ線形性を示すが、事前にE[PANT,k(t)]とGk,rとの関係を実測しておき、メモリ等にその対応を記録しておくことにより、Gk,rからE[PANT,k(t)]を推定、すなわち、AGC制御部１０６がAGCアンプ１０２に設定した利得の値より、アンテナ１０での受信電力を推定することが可能である。また、熱雑音の平均電力E[Nth,k(t)]は設計値及び実測値より、メモリ等にその値を記録しておく。
【０１９５】
AGCアンプ１０２により利得を調整され、A/D変換部１０８を通過した信号は、E[PANT,k(t)]とE[Nth,k(t)]の割合を維持しながら、後段の回路に出力されるため、DFT部１３の出力信号xDFT,k(t,u)に含まれる希望信号をsDFT,k(t,u), 熱雑音をnDFT,th,k(t,u)とすると、以下の関係がある。
【数１６】
0005831326.tif 000017
【０１９６】
また、xDFT,k(t,u)と、sDFT,k(t,u)及びnDFT,th,k(t,u)との関係は、以下のように表される。
【０１９７】
xDFT,k(t,u)＝sDFT,k(t,u)＋nDFT,th,k(t,u)      ・・・（323）
式（323）より、以下が導かれる。
【０１９８】
E[|xDFT,k(t,u)|2]＝E[|sDFT,k(t,u)|2]＋E[|nDFT,th,k(t,u)|2]    ・・・（324）
式（322）、（324）よりE[|sDFT,k(t,u)|2]を消去し、E[|nDFT,th,k(t,u)|2]は全ての搬送波で等しい（E[|nDFT,th,k(t,1)|2]＝E[|nDFT,th,k(t,2)|2]＝…＝E[|nDFT,th,k(t,L)|2]）とすると、xDFT,k(t,u)に含まれる熱雑音の平均電力E[NDFT,th,k(t,u)]の推定値は、以下のように、計算される。
【数１７】
0005831326.tif 000018
【０１９９】
以上のように、１つ目の例又は２つ目の例による方法により、xDFT,k(t,u)に含まれる熱雑音の平均電力を推定可能である。
【０２００】
なお、１つ目の方法例による式（311）又は２つ目の方法例による式（325）の推定値を求める過程では、四則演算により量子化ビット幅はbよりも拡大するが、有効数字を考慮し、各計算過程において適宜、冗長な下位ビットを0捨1入等して値を丸めることにより、量子化レベルを所定のビット幅に収めることが可能である。
【０２０１】
式（302）、（303）より、xDFT,k(t,u)のＩ相及びＱ相の量子化レベルはbビットの2進数として表された整数であるため、ここでは、そのＩ相の２乗及びＱ相の２乗の和と同じオーダである式（311）及び（325）に表される電力の量子化レベルは、2b+1ビットの2進数として表された整数に丸めることとする。
【０２０２】
なお、１つ目の方法例の場合、受信機１の外部要因により、希望信号に対して、熱雑音と同等の付加雑音とみなされる干渉信号が発生した場合においても、変動した熱雑音の平均電力を推定可能なため、既知の繰り返し系列を送信信号に含む場合においては、２つ目の方法例よりも有利といえる。
【０２０３】
以上のようにして推定した熱雑音の平均電力を用いて、熱雑音の平均電力が全てのブランチで等しい所定の値となるよう信号の値を補正する。すなわち、時間tにおけるu番目の搬送波の前記所定の値をN＾NORM,th(t,u)（ここで、N＾NORM,th(t,u)＞0、すなわち、N＾NORM,th(t,u)の量子化レベルは正の整数）とし、更に、補正後の値である、熱雑音補正部１４から量子化雑音補正部１５への信号をxNORM,k(t,u)とし、そのＩ相、Ｑ相をそれぞれxNORM,I,k(t,u),  xNORM,Q,k(t,u)とすると、以下のように表される。
【数１８】
0005831326.tif 000019
【０２０４】
ここで、N＾NORM,th(t,u)が大きすぎる場合、E[NDFT,th,k(t,u)]＜N＾NORM,th(t,u)となるブランチでは、xNORM,I,k(t,u)またはxNORM,Q,k(t,u)の量子化レベルの絶対値は、xDFT,I,k(t,u)またはxDFT,Q,k(t,u)の量子化レベルの絶対値よりも増加する必要があるが、xDFT,I,k(t,u)またはxDFT,Q,k(t,u)の量子化ビット幅に収まらない場合、xNORM,I,k(t,u)及びxNORM,Q,k(t,u)の量子化ビット幅をxDFT,I,k(t,u)またはxDFT,Q,k(t,u)の量子化ビット幅よりも増やす必要が生じる（ひいては回路規模増大に繋がる）。一方、N＾NORM,th(t,u)が小さすぎる場合、E[NDFT,th,k(t,u)]＞N＾NORM,th(t,u)となるブランチは、xNORM,I,k(t,u)またはxNORM,Q,k(t,u)の量子化レベルの絶対値をxDFT,I,k(t,u)またはxDFT,Q,k(t,u)の量子化レベルの絶対値よりも減少する必要があるが、減少後の量子化レベルの絶対値が小さすぎると（分解能が小さすぎると）受信特性の劣化が生じる。更に、N＾NORM,th(t,u)が小さすぎる場合、大小比較の対象となるE[NDFT,th,k(t,u)]の推定精度も上げる（N＾NORM,th(t,u)が小さいため、より小さいE[NDFT,th,k(t,u)]の値まで正確に推定する）必要が生じ、そのためには十分に長い時間の平均化が必要となり、リアルタイム性を損なう。したがって、適切な値とする必要がある。
【０２０５】
以下では、N＾NORM,th(t,u)の値の決定方法として、3つの例を挙げる。1つ目の例は、同じ搬送波の全てのブランチのうち、最もE[NDFT,th,k(t,u)]の小さなブランチのE[NDFT,th,k(t,u)]とする方法である。すなわち、以下のように表される。
【０２０６】
N＾NORM,th(t,u)
＝min(E[NDFT,th,k(t,1)],E[NDFT,th,k(t,2)],…,E[NDFT,th,k(t,L)])  ・・・（333-2）
ここで、min(a1,a2,…,an)はa1,a2,…,anのうちの最小値を表す。一方、2つ目の例は、所定の定数とする方法である。すなわち、以下のように表される。
【０２０７】
N＾NORM,th(t,u)＝NNORM,const,th    ・・・（333-3）
ここで、NNORM,const,thは0でない定数（すなわち、NNORM,const,thの量子化レベルは正の整数）である。  3つ目の例は、1つ目と2つ目の例の組み合わせであり、N＾NORM,th(t,u)が小さくなり過ぎるのを防ぐため、同じ搬送波の全てのブランチのうち、最もE[NDFT,th,k(t,u)]の小さなブランチのE[NDFT,th,k(t,u)]とするが、この値が所定の値NNORM,const,thよりも小さい場合、NNORM,const,thにクリップする方法である。すなわち、以下のように表される。
【０２０８】
N＾NORM,th(t,u)
＝max(min(E[NDFT,th,k(t,1)],E[NDFT,th,k(t,2)],…,E[NDFT,th,k(t,L)]), NNORM,const,th)    ・・・（333-4）  2つ目の例における式（333-3）または3つ目の例における式（333-4）では、E[NDFT,th,k(t,u)]＜N＾NORM,th(t,u)となるブランチにおいては、式（332）及び（333）に従えば、xNORM,I,k(t,u),xNORM,Q,k(t,u)の量子化レベルの絶対値は、それぞれ、xDFT,I,k(t,u),xDFT,Q,k(t,u)の量子化レベルの絶対値よりも増加するが、このとき、量子化雑音も増加してしまう。その理由は以下の通りである。信号の量子化レベル1,2,3,…をそれぞれa倍（ここで、a＞1となる整数）すると、a,2a,3a,…となり、1おきではなくaおきの離散的な値しかとらなくなるため、これは信号の量子化ステップqをa倍にしたのと等価となる。信号中の量子化雑音は式（106）、（107）に示すようにqに比例するため、その値はa倍となり、量子化雑音は増加することになる。したがって、量子化雑音の平均電力が他のブランチ（E[NDFT,th,k(t,u)]≧N＾NORM,th(t,u)となるブランチ）と一致しなくなってしまう。したがって、u番目の搬送波の全てのブランチにおいて、E[NDFT,th,k(t,u)]≧N＾NORM,th(t,u)となるよう、xDFT,I,k(t,u),xDFT,Q,k(t,u)の量子化ビット幅を十分に大きくとることが望ましい(このとき、3つ目の例の式（333-4）は、1つ目の例の式（333-2）と同じ結果となる。また、1つ目の例で、最もE[NDFT,th,k(t,u)]の小さなブランチのE[NDFT,th,k(t,u)]としたのは、全てのブランチにおいて、E[NDFT,th,k(t,u)]≧N＾NORM,th(t,u)とするためである)。なぜなら、xDFT,I,k(t,u),xDFT,Q,k(t,u)の量子化ビット幅が小さくなるほど、xDFT,I,k(t,u),xDFT,Q,k(t,u)の量子化ステップqを大きくする必要があるため、E[NDFT,th,k(t,u)]の量子化レベルが小さくなり、NNORM,const,thよりも小さくなる（E[NDFT,th,k(t,u)]＜q  NNORM,const,thとなる）可能性が高くなるためである。
【０２０９】
なお、次善の策として、量子化ビット幅が十分に確保できず、E[NDFT,th,k(t,u)]＜N＾NORM,th(t,u)となるブランチが存在する場合、量子化雑音の増加によりブランチ間の量子化雑音が等しくなくなることを防ぐため、式（331）〜（333）を見直し、以下のように表される。
【０２１０】
E[NDFT,th,k(t,u)]≧N＾NORM,th(t,u)の場合、
【数１９】
0005831326.tif 000020
【０２１１】
E[NDFT,th,k(t,u)]＜N＾NORM,th(t,u)の場合、
xNORM,I,k(t,u)＝xDFT,I,k(t,u),    ・・・（335）
xNORM,Q,k(t,u)＝xDFT,Q,k(t,u)    ・・・（336）
上記の式は、各ブランチのE[NDFT,th,k(t,u)]の上限値がN＾NORM,th(t,u)となるように（E[NDFT,th,k(t,u)]＞N＾NORM,th(t,u)であるブランチのE[NDFT,th,k(t,u)]がN＾NORM,th(t,u)となるように）、xDFT,I,k(t,u),xDFT,Q,k(t,u)を補正している。
【０２１２】
なお、NNORM,const,thの値の例としては、所要SNR（システムに要求された、所定の誤り率未満となる最小のSNR）が1よりも十分大きければ、量子化雑音の平均電力もよりも大きく、かつ推定精度を確保可能な最小値（すなわち、量子化ステップqによる量子化レベルの最小値）として、NNORM,const,thの量子化レベルを1とする（NNORM,const,th＝qとする）ことが考えられる。
【０２１３】
以上のようにして、SNRを維持しながら、熱雑音の平均電力が全てのブランチで等しくなるように受信信号を補正した。
【０２１４】
補正後の量子化雑音補正部１５への信号xNORM,k(t,u)におけるSNRをSNRNORM,k(t,u)とすると、その平均値E[SNRNORM,k(t,u)]は、式（305）〜（308）、（331）〜（333）より、以下のように表される。
【０２１５】
E[SNRNORM,k(t,u)]
＝E[SNORM,k(t,u)]／{E[NNORM,th,k(t,u)]＋E[NNORM,qu,k(t,u)]},    ・・・（341）
E[SNORM,k(t,u)]＝E[SDFT,k(t,u)]  {N＾NORM,th(t,u)／E[NDFT,th,k(t,u)]}
＝E[SNRDFT,k(t,u)]／N＾NORM,th(t,u),    ・・・（342）
E[NNORM,th,k(t,u)]＝E[NDFT,th,k(t,u)]  {N＾NORM,th(t,u)／E[NDFT,th,k(t,u)]}
＝N＾NORM,th(t,u),    ・・・（343）
E[NNORM,qu,k(t,u)]＝E[NDFT,qu,k(t,u)]＝q2／6    ・・・（344）
ここで、SNORM,k(t,u),NNORM,th,k(t,u),NNORM,qu,k(t,u)はぞれぞれxNORM,k(t,u)のうち希望信号の電力、熱雑音の電力、量子化雑音の電力を表す。また、xNORM,k(t,u)の量子化雑音の平均値E[NNORM,qu,k(t,u)]は、xNORM,k(t,u)とxDFT,k(t,u)で量子化ステップqを合わせていることにより（どちらもbビットの2進数として表された整数であるため、量子化ステップは変わっていない）、xDFT,k(t,u)の量子化雑音の平均値E[NDFT,qu,k(t,u)]と等しくなる。
【０２１６】
以上のようにして、熱雑音補正部１４により、熱雑音の平均電力を推定し、熱雑音の平均電力が全てのブランチで等しい所定の値となるよう信号の値が補正された。
【０２１７】
続いて、量子化雑音補正部１５に入力された、L個の各搬送波周波数により変調されていて、それぞれの搬送波の信号に含まれる熱雑音の平均電力が、全てのブランチで等しい値となるよう正規化されたベースバンド信号は、ダイバーシチ動作が適切に行われるよう、それぞれの搬送波の信号に含まれる量子化雑音の平均電力が全てのブランチで等しい値となるように、所定の量子化ビット幅に制限され、ダイバーシチ合成部３０〜３２に入力される。
【０２１８】
ここで、量子化雑音補正部１５への入力信号は、熱雑音補正部１４の出力信号xNORM,k(t,u)であり、その量子化レベルは、bビットの2進数として表された整数である。
【０２１９】
一方、後段の部位である、ダイバーシチ合成部３０〜３２は量子化レベルとして、Bビットの2進数として表された整数を処理するものとする。すなわち、量子化雑音補正部１５の出力信号をxCLIP,k(t,u)とすると、xCLIP,k(t,u)の量子化レベルはBビットの2進数として表された整数とする必要がある。
【０２２０】
もし、熱雑音補正部１４の前段の部位である、DFT部１３の出力信号の量子化ビット幅bと、量子化雑音補正部１５の後段の部位である、ダイバーシチ合成部３０〜３２の入力信号の量子化ビット幅Bとが一致するならば（すなわち、b＝Bならば）、xCLIP,k(t,u)は以下のようにすればよい。
【０２２１】
xCLIP,k(t,u)＝xNORM,k(t,u)    ・・・（351）
しかしながら、先に説明した通り、周波数選択性フェージングが発生し、各搬送波の信号の電力が異なる場合、各搬送波の信号の分解能が異なることになる。
【０２２２】
したがって、総電力が大きい場合、各々の搬送波の信号の電力は大きくなる（熱雑音の電力よりも十分に大きくなる）が、他の搬送波よりも小さい電力の搬送波では、分解能が小さいため、搬送波の電力に対して量子化雑音は大きくなる。
【０２２３】
上記のような問題を解決するには、A/D変換部１０８及びA/D変換部１０８の後段にある部位を通過する信号の量子化ビット幅を増やす、すなわち、b及びBの値を大きくすればよいが、回路規模の増大、ひいては製造コストの増大に繋がるため、望ましくない。
【０２２４】
したがって、最小限の回路規模の増加とするには、A/D変換部１０８からDFT部１３までの部位を通過する信号の量子化ビット幅のみを増やし、これより後段の部位を通過する信号の量子化ビット幅は抑えるのが望ましい。すなわち、熱雑音補正部１４の前段の部位である、DFT部１３の出力信号の量子化ビット幅bは増やすが、熱雑音補正部１４の後段の部位である、ダイバーシチ合成部３０〜３２の入力信号の量子化ビット幅Bは維持するのが望ましい。
【０２２５】
ただし、この場合、b＞Bとなるため、DFT部１３の出力信号の量子化レベルの有効桁数を制限する必要がある。すなわち、ビット幅bで表される量子化レベルが、Bビットで表現可能な範囲を超える場合（２の補数表現を想定した場合、最小値である−2B−1よりも小さくなる、または、最大値である2B−1−1よりも大きくなる場合）、量子化ステップを増加かつ量子化レベルの絶対値を減少することで（真の値を維持するため、量子化ステップをa倍（a＞1）かつ量子化レベルを1/a倍することで）、Bビットで表される整数に変換し、量子化雑音補正部１５からダイバーシチ合成部３０〜３２への信号の量子化レベルとする必要がある。ただし、このとき同じ搬送波の各ブランチで、量子化ステップが異なると、式（113）より、各ブランチの量子化雑音の平均電力が異なってしまう。したがって、ダイバーシチを適切に行うため、全てのブランチの量子化雑音の平均電力が等しくなるには、同じ搬送波の全てのブランチで、同じ量子化ステップの値を適用する必要がある。したがって、最も信号の平均電力が高いブランチの信号の量子化レベルが、Bビットに収まるよう、量子化ステップを変更し、他のブランチは同じ量子化ステップを適用する（最も信号の平均電力が高いブランチの信号の量子化レベルがBビットに収まれば、同じ量子化ステップを適用したそれ以外のブランチの信号の量子化レベルは必ずBビットに収まるため）。
【０２２６】
上記を実現するにあたり、b＞Bの場合、以下のようにして処理を行う。
【０２２７】
先に説明した通り、各搬送波における変調方式として、通常の移動通信で用いられるPSK（位相偏移変調）またはQAM（直角位相振幅変調）およびFSK（周波数偏移変調）を想定する。
【０２２８】
すなわち、振幅は一定と仮定する（実際には、通信路の変動（フェージング）により受信信号の振幅は次第に変化するが、短い時間内においては変化しないものと仮定する）。したがって、振幅の２乗である電力の値、すなわち、熱雑音補正部１４の出力信号xNORM,k(t,u)の希望信号をsNORM,k(t,u)とすると、その電力SNORM,k(t,u)の平均値E[SNORM,k(t,u)]は、ほぼ変化しないものとする。
【０２２９】
以下に、E[xNORM,k(t,u)]の推定方法を説明する。ここでは以下の２つの例を挙げる。
【０２３０】
１つ目の方法例は、はじめにE[SNORM,k(t,u)]を推定するが、この処理は熱雑音補正部１４でのxDFT,k(t,u)に含まれる熱雑音E[NDFT,th,k(t,u)]の推定方法と類似しており、また一部の信号は同じものを使うため、熱雑音補正部１４でE[SNORM,k(t,u)]を推定するものとし、以下にその方法を説明する。  E[SNORM,k(t,u)]の推定方法は、既知の送信系列の繰り返しを利用するものである。通常、通信路による受信信号の変動を推定するため、このような既知の送信系列が含まれる。また、熱雑音の影響を取り除くため、繰り返しとなっている場合が多い。  xDFT,k(t,u)のうち、k番目のブランチの時間tにおける搬送波uの既知の系列の受信信号（シンボル）の１つ目の方法例及び２つ目の方法例を先の説明と同様に、xknown,1,k(t,u), xknown,2,k(t＋δ,u)とする。
【０２３１】
そうすると、送信時に同一のシンボルであったこれらの信号は熱雑音が付加されることにより、差異が生じるが、平均化することにより、その影響を軽減できるため、xDFT,k(t,u)に含まれる希望信号の平均電力E[SDFT,k(t,u)]の推定値は、以下のように、計算される。
【数２０】
0005831326.tif 000021
【０２３２】
例えば、IEEE802.11a規格の場合、ロングプリアンブルが既知の送信系列の繰り返しとなっているため、上記の式を適用することにより、希望信号の平均電力を推定することが可能である。  xNORM,k(t,u)に含まれる希望信号の平均電力E[SNORM,k(t,u)]の推定値は、式（361）で推定されたE[SDFT,k(t,u)]と、別途、１つ目の方法による式（311）、又は２つ目の方法による式（325）で推定されたE[NDFT,th,k(t,u)]を用いて、式（342）〜（343）より、以下のように求められる。
【０２３３】
E[|xNORM,k(t,u)|2]＝E[SNORM,k(t,u)]＋E[NNORM,th,k(t,u)],    ・・・（361-2）
E[SNORM,k(t,u)]
＝E[SDFT,k(t,u)]{N＾NORM,th(t,u)／E[NDFT,th,k(t,u)]},    ・・・（361-3）
E[NNORM,th,k(t,u)]＝N＾NORM,th(t,u)    ・・・（361-4）
ここで、E[NNORM,th,k(t,u)]は、xNORM,k(t,u)に含まれる熱雑音の平均電力である。
【０２３４】
先に説明した通り、E[NDFT,th,k(t,u)]は2b＋1ビットの整数となる。同様に、E[SDFT,k(t,u)]も、小数部の最上位ビットで０捨１入して、計算結果を丸めることで、2b＋1ビットの整数とし、E[|xNORM,k(t,u)|2]の計算結果も、2b＋1ビットの整数に丸めるものとする。
【０２３５】
２つ目の方法例は、信号を所定の時間だけ積分することにより、xNORM,k(t,u)の平均電力E[|xNORM,k(t,u)|2]を推定する方法である。すなわち、以下のように、計算される。
【数２１】
0005831326.tif 000022
【０２３６】
ここで、rは積分区間における信号の標本数、TSは信号の標本化周期である。また、1つ目の方法例と同様、計算結果を2b＋1ビットの整数に丸めるものとする。
【０２３７】
b＞Bの条件で、bビットからなるxNORM,k(t,u)の量子化レベルを、BビットからなるxCLIP,k(t,u)の量子化レベルに補正するには、2b＋1ビットからなる、xNORM,k(t,u)の電力の平均値E[|xNORM,k(t,u)|2]が、2B＋1ビットからなるxCLIP,k(t,u)の平均値E[|xCLIP,k(t,u)|2]に収まるようにすればよい。したがって、E[|xNORM,k(t,u)|2]の量子化レベルが2B＋1ビットに収まるように縮小することを考える。
【０２３８】
実際は、伝送路による若干の変動があるため、少し余裕を持たせて収めるようにする。したがって、ここでは、2b＋1ビットからなるE[|xNORM,k(t,u)|2]の量子化レベルを、2B＋1−Dビットに収まるように縮小するものとする。ここで、Dは、伝送路の特性によって決定される0以上2B＋1未満の整数である。
【０２３９】
2b＋1ビットからなるE[|xNORM,k(t,u)|2]の量子化レベルを、2B＋1−DビットからなるE[|xCLIP,k(t,u)|2]の量子化レベルに縮小するには、以下に示す演算をすればよい。
【０２４０】
（E[|xNORM,i(t,u)|2]の量子化レベル）＞22B＋1−Dの場合、
（E[|xCLIP,k(t,u)|2]の量子化レベル）
＝（E[|xNORM,k(t,u)|2]の量子化レベル）
×{P＾CLIP(t,u)／（E[|xNORM,i(t,u)|2]の量子化レベル）}    ・・・（373）
（E[|xNORM,i(t,u)|2]の量子化レベル）≦22B＋1−Dの場合、
（E[|xCLIP,k(t,u)|2]の量子化レベル）
＝（E[|xNORM,k(t,u)|2]の量子化レベル）    ・・・（374）
P＾CLIP(t,u)＝22B＋1−D    ・・・（375）
E[|xNORM,i(t,u)|2]
＝max(E[|xNORM,1(t,u)|2], E[|xNORM,2(t,u)|2],…, E[|xNORM,M(t,u)|2])・・・（376）
ここで、式（373）の結果は、整数となるように四捨五入等により丸めるものとする。なお、ここでは、（E[|xNORM,i(t,u)|2]の量子化レベル）＞22B＋1−D の場合と（E[|xNORM,i(t,u)|2]の量子化レベル）≦22B＋1−Dの場合とに分けて、式（373）及び式（374）としたが、場合分けをせずに、全ての[|xNORM,i(t,u)|2]の量子化レベルの範囲に対して、式（373）のみを適用しても構わない（ただし、整数値に丸めることによる誤差が蓄積するため、ここでは場合分けをした）。
【０２４１】
また、式（375）のP＾CLIP(t,u)は、最もE[|xNORM,k(t,u)|2]が大きいブランチのE[|xNORM,k(t,u)|2]である、（E[|xNORM,i(t,u)|2]の量子化レベル）＝22B＋1−Dとなるように決定しているが、2B＋1−Dビットに収まればよいので、計算のしやすさを優先して、これより小さな値としても構わない。すなわち、xNORM,I,k(t,u)及びxNORM,Q,k(t,u)の量子化レベルからxCLIP,I,k(t,u)及びxCLIP,Q,k(t,u)の量子化レベルへの変換を、ビットシフト演算が可能となるようにP＾CLIP(t,u)を決定することで、回路規模を小さくすることが可能である。すなわち、（E[|xCLIP,k(t,u)|2]の量子化レベル）＝(1／22ε)（E[|xNORM,k(t,u)|2]の量子化レベル）（εは整数）であれば、（xCLIP,I,k(t,u)の量子化レベル）＝(1／2ε)（xNORM,I,k(t,u)の量子化レベル）及び（xCLIP,Q,k(t,u)の量子化レベル）＝(1／2ε)（xNORM,Q,k(t,u)の量子化レベル）となるので、εビットだけ右シフト（下位ビット方向にシフト）すればよいことになる。一例として、P＾CLIP(t,u)を以下の式のように決定すればよい。
【０２４２】
P＾CLIP(t,u)
＝(22B＋1−D／2ε)（E[|xNORM,i(t,u)|2]の量子化レベル）    ・・・（375-2）
ここで、εは以下を満たす最大の整数である。
【０２４３】
(22B＋1−D／2ε)（E[|xNORM,i(t,u)|2]の量子化レベル）≦22B＋1−D  ・・・（375-3）
式（373）〜（376）は、E[|xNORM,k(t,u)|2]が最も大きなブランチのE[|xNORM,k(t,u)|2]の量子化レベルを、E[|xCLIP,k(t,u)|2]の量子化レベルの最大値である22B＋1−Dにクリップすることで、E[|xCLIP,k(t,u)|2]の量子化ビット幅が22B＋1−D以下となるようにしている。
【０２４４】
したがって、bビットからなるxNORM,k(t,u)の量子化レベルを、BビットからなるxCLIP,k(t,u)の量子化レベルに縮小するには、式（373）〜（376）により計算したE[|xCLIP,k(t,u)|2]の量子化レベルを用いて、以下に示す演算をすればよい。
【数２２】
0005831326.tif 000023
【０２４５】
ここで、式（373）〜（376）のE[|xNORM,k(t,u)|2]は、先に説明した通り、式（361-2）及び（361-3）及び（361-4）、または式（362）より求めればよい。なお、E[|xNORM,k(t,u)|2]の推定値の更新タイミングは、受信フレームのフォーマット等に依存するが、一例として、1つのフレームの受信開始から終了までは、同じ値を使う方法、すなわち、受信フレームの先頭でE[|xNORM,k(t,u)|2]を推定、更新し、このフレームの受信完了までは同じ値を用いる方法等が考えられる。なぜなら、通常は、同一フレーム内の全ての信号は等しい重みを持つため、同一フレーム内の全ての信号の量子化ステップが等しいことが望まれるからである。
【０２４６】
式（381）の計算結果（量子化レベル）は、今までの説明と同様、演算課程で０捨１入等により、Bビットの2進数として表された整数に丸めるものとする。また、Bビットで表現可能な範囲を超える場合、すなわち、2の補数表現を想定した場合、最小値である−2B−1よりも小さくなる場合、または、最大値である2B−1−1よりも大きくなる場合は、それぞれ最小値、最大値にクリップするものとする。
【０２４７】
以上のようにして、それぞれの搬送波の信号に含まれる量子化雑音の平均電力が、全てのブランチで等しい値となるように、所定の量子化ビット幅に制限された。
【０２４８】
補正後のダイバーシチ合成部３０〜３２への信号xCLIP,k(t,u)におけるSNRをSNRCLIP,k(t,u)とすると、その平均値E[SNRCLIP,k(t,u)]は、式（373）〜（376）、（341）〜（344）より、以下のように表される。
【０２４９】
E[SNRCLIP,k(t,u)]＝E[SCLIP,k(t,u)]／{E[NCLIP,th,k(t,u)]＋E[NCLIP,qu,k(t,u)]},
・・・（391）
E[SCLIP,k(t,u)]＝E[SNORM,k(t,u)],    ・・・（392）
E[NCLIP,th,k(t,u)]＝E[NNORM,th,k(t,u)],    ・・・（393）
E[|xNORM,i(t,u)|2]／q＞22B＋1−Dの場合、
E[NCLIP,qu,k(t,u)]＝qclip2／6,    ・・・（394）
qclip＝{E[|xNORM,i(t,u)|2]／P＾CLIP(t,u)}  q,    ・・・（395）
E[|xNORM,i(t,u)|2]／q≦22B＋1−Dの場合、
E[NCLIP,qu,k(t,u)]＝E[NNORM,qu,k(t,u)]＝ｑ／6    ・・・（396）
ここで、SCLIP,k(t,u),  NCLIP,th,k(t,u),  NCLIP,qu,k(t,u)はぞれぞれxCLIP,k(t,u)のうち希望信号の電力、熱雑音の電力、量子化雑音の電力を表す。また、P＾CLIP(t,u), E[|xNORM,i(t,u)|2]はそれぞれ既に説明した式（375）、（376）に示される通りである。
【０２５０】
式（391）〜（396）に示される通り、熱雑音補正部１４の後段の部位である、ダイバーシチ合成部３０〜３２の信号の量子化ビット幅がBに制限されるのに合わせて、量子化レベルがBビットの2進数で表現不可能な（Bビットの2進数の範囲には収まらない）信号のみ、量子化ビット幅がBに収まるように、量子化ステップを増加することで、量子化雑音を量子化ビット幅がBの場合の下限値にクリップすると共に、量子化ステップが増加した分だけ量子化レベルの絶対値を減少することにより、希望信号及び熱雑音の電力に変化がないようにしている（量子化ステップをa倍し、量子化レベルを1/a倍することで、その積である、希望信号及び熱雑音の電力の真の値は変化しないようにしている）。
【０２５１】
以上のようにして、量子化雑音補正部１５により、それぞれの搬送波の信号に含まれる量子化雑音の平均電力が、全てのブランチで等しい値となるように、所定の量子化ビット幅に制限された。
【０２５２】
続いて、ダイバーシチ合成部３０では、同じ搬送波周波数（同じサブキャリア番号）の２つのブランチからの信号を所定の方法により合成し、１つの信号としてP/S変換部３３に出力する。
【０２５３】
ここで、ダイバーシチ合成部３０への入力信号は、量子化雑音補正部１５及び２５の出力信号xCLIP,k(t,u)であり、その量子化レベルは、Bビットの2進数として表された整数である。xCLIP,k(t,u)は、熱雑音の平均電力及び量子化雑音の平均電力が上記の手続きより、全てのダイバーシチブランチで等しい値に揃えられているため、ダイバーシチ合成部３０が選択合成を行う場合には、xCLIP,k(t,u)→xk(t,u)と置き換えて、式（7）、（8）を適用し、y(t,u)をダイバーシチ合成部３０からP/S変換部３３への出力とすればよい。
【０２５４】
一方、ダイバーシチ合成部３０が最大比合成を行う場合には、同様に、xCLIP,k(t,u)→xk(t,u)と置き換えて、式（9）、（10）を適用し、y(t,u)をダイバーシチ合成部３０からP/S変換部３３への出力とすればよい。
【０２５５】
熱雑音補正部２４の動作は、熱雑音補正部１４と同様であるため、説明は省略する。また、量子化雑音補正部２５の動作は、量子化雑音補正部１５と同様であるため、説明は省略する。
【０２５６】
ダイバーシチ合成部３１及び３２の動作は、ダイバーシチ合成部３０と同様であるため、説明は省略する。
【０２５７】
（Ａ−３）第１の実施形態の効果
以上のように、第１の実施形態によれば、ＯＦＤＭ方式採用の受信機１Ａは、DFTを実現するデジタル回路が必要であり、A/D変換における分解能の限界による量子化雑音の発生は避けられないが、量子化雑音のレベルがダイバーシチブランチ毎に異なる場合でも、ダイバーシチ合成（ここでは、選択合成または最大比合成による方法）を適切に動作可能であるという効果が得られる。
【０２５８】
（Ｂ）第２の実施形態
次に、本発明のダイバーシチ受信機の第２の実施形態について図面を参照しながら詳細に説明する。
【０２５９】
（Ｂ−１）第２の実施形態の構成
図５は、第２の実施形態の受信機の内部構成を示す内部構成図である。図５において、第２の実施形態の受信機１Ｂは、アンテナ１０、復調部１１、S/P変換部１２、DFT部１３、熱雑音補正部１４、アンテナ２０、復調部２１、S/P変換部２２、DFT部２３、熱雑音補正部２４、ダイバーシチ合成部３０、ダイバーシチ合成部３１、ダイバーシチ合成部３２、P/S変換部３３、判定部３４を有する。
【０２６０】
第２の実施形態の受信機１Ｂは、図２の受信機９の内部構成を一部変更したものである。また、復調部１１及び２１は、図３の内部構成を有する。
【０２６１】
具体的には、DFT部１３の出力とダイバーシチ合成部３０〜３２への入力との間に、新たに熱雑音補正部１４を追加している点、DFT部２３の出力とダイバーシチ合成部３０〜３２への入力との間に、新たに熱雑音補正部２４を追加している点が、図２とは異なっている。
【０２６２】
熱雑音補正部１４は、DFT部１３から、L個の各搬送波周波数により変調されていたベースバンド信号を受け取り、それぞれの搬送波の信号に含まれる熱雑音の平均電力が、全てのブランチで等しい値となるよう正規化するものである。また熱雑音補正部１４は、全てのブランチで等しい値に正規化したベースバンド信号を、ダイバーシチ合成部３０〜３２に与えるものである。
【０２６３】
熱雑音補正部２４は、熱雑音補正部１４と同様のものであるので、ここでの説明を省略する。
【０２６４】
その他の構成要素は、図２と同様であるため、説明は省略する。
【０２６５】
（Ｂ−２）第２の実施形態の動作
熱雑音補正部１４の動作の説明は、第１の実施形態と同様であるため、説明は省略する。
【０２６６】
第２の実施形態は、熱雑音補正部１４の前段の部位である、DFT部１３の出力以降の信号の量子化ビット幅bと、熱雑音補正部１４の後段の部位である、ダイバーシチ合成部３０〜３２の信号の量子化ビット幅Bとが一致する場合、適用可能である。
【０２６７】
また、ダイバーシチ合成部３０への入力信号は、熱雑音補正部１４及び２４の出力信号xNORM,k(t,u)であり、その量子化レベルは、B＝bビットの2進数として表された整数である。
【０２６８】
ここで、xNORM,k(t,u)は、熱雑音の平均電力が上記の手続きより、全てのダイバーシチブランチで等しい値に揃えられており、量子化雑音の平均電力は既に、全てのダイバーシチブランチで等しい値に揃えられているため、ダイバーシチ合成部３０が選択合成を行う場合には、xNORM,k(t,u)→xk(t,u)と置き換えて、式（7）、（8）を適用し、y(t,u)をダイバーシチ合成部３０からP/S変換部３３への出力とすればよい。
【０２６９】
一方、ダイバーシチ合成部３０が最大比合成を行う場合には、同様に、xNORM,k(t,u)→xk(t,u)と置き換えて、式（9）、（10）を適用し、y(t,u)をダイバーシチ合成部３０からP/S変換部３３への出力とすればよい。
【０２７０】
熱雑音補正部２４の動作は、熱雑音補正部１４と同様であるため、説明は省略する。また、ダイバーシチ合成部３１及び３２の動作は、ダイバーシチ合成部３０と同様であるため、説明は省略する。
【０２７１】
その他の動作も、従来の場合と同様であるため、説明は省略する。
【０２７２】
（Ｂ−３）第２の実施形態の効果
以上のように、第２の実施形態によれば、ＯＦＤＭ方式採用の受信機では、DFTを実現するデジタル回路が必要であり、A/D変換における分解能の限界による量子化雑音の発生は避けられないが、量子化雑音のレベルがダイバーシチブランチ毎に異なる場合でも、ダイバーシチ合成（ここでは、選択合成または最大比合成による方法）を適切に動作可能であるという効果が得られる。
【０２７３】
第２の実施形態は、熱雑音補正部１４の前段の部位である、DFT部１３の出力以降の信号の量子化ビット幅bと、熱雑音補正部１４の後段の部位である、ダイバーシチ合成部３０〜３２の信号の量子化ビット幅Bとを一致する必要がある。
【０２７４】
周波数選択性フェージングが発生し、各搬送波の信号の電力が異なる場合、各搬送波の信号の分解能が異なることになるが、各搬送波の信号の量子化ビット幅を大きくした場合には、第１の実施形態と同様、十分な分解能が得られるため、量子化雑音の電力を十分に小さい値まで抑制することが可能である。ただし、第１の実施例に比べて、回路規模が増大する。
【０２７５】
一方、これらの信号の量子化ビット幅を小さくした場合には、第１の実施形態と同様、回路規模を抑えることが可能であるが、周波数選択性フェージングが発生し、各搬送波の信号の電力が異なる場合、各搬送波の信号の分解能が異なることになるが、十分な分解能が得られないため、第１の実施形態に比べて、量子化雑音の電力が増大する。
【０２７６】
（Ｃ）第３の実施形態
次に、本発明のダイバーシチ受信機の第３の実施形態について図面を参照しながら詳細に説明する。
【０２７７】
（Ｃ−１）第３の実施形態の構成
図６は、第３の実施形態の受信機の内部構成を示す内部構成図である。図６において、第３の実施形態の受信機１Ｃは、アンテナ１０、復調部１１、S/P変換部１２、DFT部１３、量子化雑音補正部１５、アンテナ２０、復調部２１、S/P変換部２２、DFT部２３、量子化雑音補正部２５、ダイバーシチ合成部３０、ダイバーシチ合成部３１、ダイバーシチ合成部３２、P/S変換部３３、判定部３４を有する。
【０２７８】
第３の実施形態の受信機１Ｃは、図２の受信機９の内部構成を一部変更したものである。また、復調部１１及び２１は、図３の内部構成を有する。
【０２７９】
具体的には、DFT部１３の出力とダイバーシチ合成部３０〜３２への入力との間に、新たに量子化雑音補正部１５を追加している点が、DFT部２３の出力とダイバーシチ合成部３０〜３２への入力との間に、新たに量子化雑音補正部２５を追加している点が、図２とは異なっている。
【０２８０】
量子化雑音補正部１５は、DFT部１３から、L個の各搬送波周波数により変調されていたベースバンド信号を受け取り、それぞれの搬送波の信号に含まれる量子化雑音の平均電力を、全てのブランチで等しい値となるように、所定の量子化ビット幅に制限して、ダイバーシチ合成部３０〜３２に与えるものである。
【０２８１】
量子化雑音補正部２５は、量子化雑音補正部１５と同様であるため、説明は省略する。
【０２８２】
その他の構成は、図２と同様であるため、説明は省略する。
【０２８３】
（Ｃ−２）第３の実施形態の動作
量子化雑音補正部１５の動作の説明は、第１の実施形態と同様であるため、説明は省略する。
【０２８４】
量子化雑音補正部１５への入力信号は、DFT部１３からの信号xDFT,k(t,u)である。加えて、量子化雑音補正部１５は、xDFT,k(t,u)の電力の平均値E[|xDFT,k(t,u)|2]を推定するための機能が、第１の実施形態における熱雑音補正部１４の代わりに備えられているものとする。
【０２８５】
xDFT,k(t,u)の電力の平均値E[|xDFT,k(t,u)|2]をの推定方法の例に関しては、第１の実施形態の熱雑音補正部１４による２つの方法例と同様である。
【０２８６】
量子化雑音補正部２５の動作は、量子化雑音補正部１５と同様であるため、説明は省略する。
【０２８７】
その他の動作は、従来の場合と同様であるため、説明は省略する。
【０２８８】
（Ｃ−３）第３の実施形態の効果
以上のように、第３の実施形態によれば、ＯＦＤＭ方式採用の受信機は、DFTを実現するデジタル回路が必要であり、A/D変換における分解能の限界による量子化雑音の発生は避けられないが、量子化雑音のレベルがダイバーシチブランチ毎に異なる場合でも、ダイバーシチ合成（ここでは、選択合成または最大比合成による方法）を適切に動作可能であるという効果が得られる。
【０２８９】
第３の実施形態は、熱雑音の平均電力が上記の手続きより、全てのダイバーシチブランチで等しい値に揃えられていないため、アンテナでの受信電力が、熱雑音の平均電力に比べて十分に大きく、熱雑音の平均電力が無視できる場合（熱雑音の平均電力が第１及び第２の実施形態でクリップした上限値よりも十分に小さく、熱雑音補正部１４及び２４により、熱雑音の平均電力を全てのダイバーシチブランチで等しい値に揃える処理が不要である場合）のみ、有効である。
【０２９０】
（Ｄ）他の実施形態
上述した第１〜第３の実施形態では、アナログ回路とデジタル回路とを混在させた復調部の一例を示したが、アナログ回路とデジタル回路との振分けは、第１〜第３の実施形態のものに限定されない。
【０２９１】
例えば、大半をデジタル回路で構成してもよいし、逆に、大半をアナログ回路で構成するようにしてもよい。また、復調部だけでなく、ダイバーシチ受信機の大半をデジタル回路で構成してもよく、逆に、アナログ回路で構成するようにしてもよい。さらに、デジタル回路で構成した部分を、ＣＰＵと、ＣＰＵが実行するプログラムで実現するようにしてもよい。
【符号の説明】
【０２９２】
１Ａ〜１Ｃ、９…受信機、
１０…アンテナ、１１…復調部、１２…S/P（直並列）変換部、１３…DFT（離散フーリエ変換）部、１４…熱雑音補正部、１５…量子化雑音補正部、
２０…アンテナ、２１…復調部、２２…S/P変換部、２３…DFT部、２４…熱雑音補正部、２５…量子化雑音補正部、
３０…ダイバーシチ合成部、３１…ダイバーシチ合成部、３２…ダイバーシチ合成部、３３…P/S（並直列）変換部、３４…判定部
【図１】
0005831326.tif 000024
【図２】
0005831326.tif 000025
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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