(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電流検出器の故障診断方法において、
平衡３相負荷に接続された電圧形インバータの各相出力に設けられた３個の電流検出器の内、電流がゼロクロスした１相を検知し、前記ゼロクロスに応答して、前記検知された１相とは異なる２相の値の比較を行い、当該２相の電流検出値は、極性が異なり、かつ、その大きさが略一致した場合には、電流検出器の正常を判定することを特徴とする電流検出器の故障診断方法。
【請求項２】
請求項１記載の故障診断方法において、
平衡３相負荷の電圧方程式に基づいて、期待される電圧と電流の位相差を算出する手段を有し、前記算出された位相差に対し、所定の範囲内に実際の位相差が入っていた場合に、電流検出器が正常であると判定することを特徴とする電流検出器の故障診断方法。
【請求項３】
請求項１又は２に記載の故障診断方法において、
前記平衡３相負荷は電動機もしくは発電機であることを特徴とする電流検出器の故障診断方法。
【請求項４】
請求項３記載の故障診断方法において、
前記平衡３相負荷及び電圧形インバータは自動車に組み込まれることを特徴とする電流検出器の故障診断方法。
【請求項５】
平衡３相負荷に接続された電圧形インバータの各相出力に設けられた３個の電流検出器の内、電流がゼロクロスした１相を検知し、前記ゼロクロスに応答して、前記検知された１相とは異なる２相の値の比較を行い、当該２相の電流検出値は、極性が異なり、かつ、その大きさが略一致した場合には、電流検出器の正常を判定することを特徴とする電流検出器の故障診断装置。
【請求項６】
請求項５記載の故障診断装置において、
平衡３相負荷の電圧方程式に基づいて、期待される電圧と電流の位相差を算出する手段を有し、前記算出された位相差に対し、所定の範囲内に実際の位相差が入っていた場合に、電流検出器が正常であると判定することを特徴とする電流検出器の故障診断装置。
【請求項７】
請求項５又は６に記載の電流検出器の故障診断装置において、
前記平衡３相負荷は電動機もしくは発電機であることを特徴とする電流検出器の故障診断装置。
【請求項８】
請求項７記載の故障診断装置において、
前記平衡３相負荷並びに、電圧形インバータは自動車に組み込まれることを特徴とする電流検出器の故障診断装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電流検出器の異常を検出する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
電圧形インバータ（以降、本発明ではインバータと称する）は直流電圧を交流電圧に変換する電力変換器で、広く、交流モータの可変速駆動用途に使われている。環境意識の高まりを背景に市場規模を拡大するハイブリッド電気自動車や電気自動車の中核部品のひとつでもある。
【０００３】
これら自動車用途では、特に、何らかの不具合により起こる危険から搭乗者を守るため、各種異常の検出手段を設け、異常検出結果に応じて、安全な動作状態にシステムを遷移させている。
【０００４】
インバータとモータ間に流れる３相電流を検出し、この検出値が電流指令に追従するように、マイクロプロセッサなどにより所定の制御演算が行われ、その結果に応答して、インバータを構成するスイチング素子がオンオフ制御される。
【０００５】
モータは通電電流に応答して、そのトルクを発生する。従って、電流検出器の故障などが起こり、正しい、電流検出の値がマイクロプロセッサなどに供給されなくなると、延いては、モータの発生トルクが予期しない値になる。
【０００６】
電流検出器の故障に起因した予期しないモータトルクにより、自動車の挙動が不安定になることを防止することを目的に、特許文献１記載の電流検出器の診断が行われる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００９−１３１０４３号公報
【０００８】
診断により故障が検知された場合には、電流検出器に応答した制御を、直ちに停止する。例えば、ハイブリッド電気自動車の場合は、エンジンとの協調制御による省燃料効果が失われることに、また、電気自動車の場合はモータ停止（駆動力喪失）により、やがて停止することとなるが、搭乗者に対する安全を確保することができる。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、特許文献１記載の方法は、インバータの電流検出器が各相に３つ設けられており、出力に接続された負荷が平衡３相であれば、零相電流がゼロとなることを利用した故障診断法である。そのため、電流検出器が故障し、かつ、３相検出値の単純和（すなわち、零相電流）がゼロとなる故障モードは検出することができず、故障検出のカバー率が低い問題がある。電流検出器の故障に対する診断を確実に実施するためには、以下の２通りが考えられる。
１．同一電路電流を２つの独立した検出器により検出し、両者を比較する方式
２．電流検出器が１つの場合は、診断用に所定の既知のパターン電流を流し、検出され
たパターンの一致をとる方式
【００１０】
しかしながら、方式１では、診断用に検出器を追加する必要があり、コストが上昇する。一方、方式２ではパターン電流を流すために、通常運転を中断する必要や、もしくは、インバータ制御上の制限がある。
【００１１】
そこで、本発明は、こうした課題を解決するために、適切なタイミングで電流検出器の診断を行えるようにするものである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記課題を解決するために、例えば、平衡三相負荷に接続されたインバータの各相出力に設けられた３個の電流検出器の内、電流がゼロクロスした１相を検知する手段と、前記ゼロクロスに応答して、電流検出器の正常を判定する手段を備えるようにすればよい。
【発明の効果】
【００１３】
本発明による故障診断方法、もしくは装置を採用すれば、インバータ出力側に設けられた電流検出器の診断を確実に行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明が適用できるインバータを用いたモータ駆動システムの構成例図。
【図２】本発明を実施するブロック構成図。
【図３】本発明を実施するマイコン処理のフローチャート。
【図４】本発明により、電流検出器が診断されるタイミングの電流経路。
【図５】本発明を実施するマイコン処理の別のフローチャート。
【図６】電流制御を実施する制御ブロック図。
【図７】同期モータのＵ相電圧、電流並びに、Ｕ相逆起電圧の波形。
【図８】本発明を実施するマイコン処理の別のフローチャート。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下、この発明の診断方法、もしくは装置の動作及び、効果について、実施例を基に図面を用いながら詳細に説明する。
【実施例１】
【００１６】
自動車用途の交流モータの可変速駆動系は図１に示すように、バッテリー１、インバータ２、交流モータ３、直流入力電圧検出器４、交流出力電流検出器５、６、７、回転角検出器８、制御回路９、ゲート駆動回路１０、そして制御やゲート駆動に必要な電源１１で構成されている。なお、産業用途や民生用途の交流モータの可変速駆動系は、インバータの入力ＤＣ電源として、バッテリー１の代わりに、商用電源を入力とした整流回路を採用し、得られる平滑電圧（ＤＣ電圧）を供給する点が異なり、その他は同様に構成できる。
【００１７】
図２は本発明を実施する処理を実行するためのブロック図を示している。核になるマイコン２７は図１の中の制御回路に実装されている。各相電流検出器の出力は、マイコン２７のＡＤコンバータ１５に入力される。
【００１８】
また、モータ３の電流やトルクを制御するために、直流電圧検出器４の出力がＡＤコンバータ１５に入力され、回転位置検出器（レゾルバ）８の信号を角度に変更するＲＤコンバータ１６がマイコン２７の外部バス１７に接続されている。マイコン２７内のＰＷＭタイマ（１８、１９、２０）はＣＰＵ２３で演算されたインバータ２を構成する各相のトランジスタのオン時間がセットされ、ゲート駆動回路１０へＰＷＭ信号を出力する。各相のＰＷＭタイマ（１８、１９、２０）へは共通のキャリア（ｆｃ）タイマ２１が接続されており、各相ＰＷＭのキャリア周期を生成している。
【００１９】
そして、前記ＡＤコンバータ１５の変換をキャリア周期内の所定のタイミングで開始するためのトリガ信号をＡＤタイマ２２により生成するとともに、マルチプレクサ＆ホールド２５により該入力を逐次切り替え、前記各相電流（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）並びに直流電圧ｖｄｃを対応するレジスタに格納するように、図示を省略する他の処理で初期設定している。
【００２０】
電流検出器の異常を診断する処理は、所定の周期（本実施例では電流制御処理の実行毎）にコールされる。図３のフローチャートに従い、その処理を説明する。各相電流をステップＳ１００で入力し、ステップＳ１１０〜Ｓ１１６までの処理により、各相電流の振幅と閾値（Ｉｌｉｍｉｔ）の大小比較により、ゼロクロス（本発明では、電流が略ゼロとなる点を含みゼロクロスと称する）を判定する処理を実行する。
【００２１】
そして、判定の結果、ゼロクロスとなった場合、ステップＳ１１１、Ｓ１１３、又はＳ１１５において、判定された当該相が識別できる値（例えば、０：Ｕ相、１：Ｖ相、２：Ｗ相）を識別子ｋに記憶する。
【００２２】
ここで判定の結果、ゼロクロスとなった場合（識別子ｋ＝０から２の場合）、ステップＳ１２０からＳ１２７までの処理により、当該相でない２相の電流を比較し、その極性が異なり（図中、Ｓｉｇｎ（  ）は符号を出力する関数）、かつ、大きさが所定の閾値範囲（Ｄ）内で一致しているか（以降、略一致と称する）を判定する。
【００２３】
判定の結果が略一致の場合は、ステップＳ１２７においてエラーカウンタが正の整数かを判定し、正の整数の場合は、当該カウンタをステップＳ１２８により１デクリメントする。略一致でない場合には、ステップＳ１２６において、エラーカウンタを１インクリメントする。
【００２４】
そして、ステップＳ１０３により、エラーカウンタが所定の閾値（Ｎ）を超えたと判定された場合は、電流検出器の異常確定フラグ（ビット）をステップ１０４でセットし、処理を終了し、詳細なフローチャートの図示を省略する電流制御の処理をステップＳ１０５にて実行し、その処理を終了すると同じく図示を省略するメインの処理に復帰する。
【００２５】
ここで、電流検出器の異常確定フラグがセットされた場合は、例えば、電流制御の処理の先頭で、インバータのゲート駆動回路への信号を非能動状態にラッチするなどの処理を実行する。これにより、インバータを構成する６つのトランジスタは全て、オフ状態となり、モータは安全に停止する。
【００２６】
また、各変数ｋ、Ｃは図示を省略する初期化処理により、一連の診断処理ならびに電流制御処理などが開始する前に、それぞれ０に初期化される。
【００２７】
更に、本実施例は、大きさの大小比較に加えて、極性の判別も行ったが、
【００２８】
【数１】
0005703174.tif 000002
の大小比較に基づく、判別のみを用いることができる。しかし、（ｘ）並びに（ｙ）の大きさが共に小さい場合の誤判断を防止するために、閾値（Ｄ）を、極性判別を同時に行う場合に比べ、高める必要がある。そのため、診断の確度は低下する。
【００２９】
図４に本実施例により、Ｕ相、Ｖ相の電流検出器が診断されるタイミング、すなわち、Ｖ相電流の略ゼロクロスでの電流経路を示す。図から、Ｕ相、Ｗ相に極性が異なり、大きさが同じ電流が流れる様子を確認できる。
【００３０】
診断が電流のゼロクロスに応答し実施されるため、電源１周期について、各相２回。よって、ｎ極対数のモータは１回転で、各相（２＊ｎ）回の実施が可能である。誤診断防止のために設定される（Ｎ）として、例えば、（２＊ｎ）と設定すれば、１回転で正常を判定でき、万が一の、電流検出器の不具合によるモータの異常回転を、許容できるリスクの範囲で停止することができる。
【実施例２】
【００３１】
図５は、本発明を実施する別のフローチャートを示している。図３のフローチャートに代えて、図２のマイコン２７において、所定の周期（本実施例では電流制御処理の実行毎）にコールされる。図５のフローチャートに従い、その処理を説明する。各相電流をステップＳ２００で入力し、ステップＳ２１０〜Ｓ２１６までの処理により、各相電流の振幅と閾値（Ｉｌｉｍｉｔ）の大小比較により、ゼロクロス（本発明では、電流が略ゼロとなる点を含みゼロクロスと称する）を判定する処理を実行する。そして、判定の結果、ゼロクロスとなった場合、ステップＳ２１１、Ｓ２１３、又はＳ２１５において、判定された当該相が識別できる値（例えば、０：Ｕ相、１：Ｖ相、２：Ｗ相）を識別子ｋに記憶する。
【００３２】
次にステップＳ２０２において、現在の回転角を電気角に換算し、入力する。ゼロクロスと判定された電流の相の識別番号（例えば、１、２、３）に基づき、ステップＳ２２１、Ｓ２２３、Ｓ２２５それぞれにおいて、所定の閾値（Ｄ）内であるかを判定する。
【００３３】
ここで、電気角の換算には、ｎθが−πからπの範囲となるように、ｎθにｊ２π（ｊは整数）を加減算する処理を含んでいる。
【００３４】
判定の結果が所定の閾値（Ｄ）内（以降、略一致と称する）である場合は、ステップＳ２２７においてエラーカウンタが正の整数かを判定し、正の整数の場合は、当該カウンタをステップＳ２２８において１デクリメントする。略一致でない場合には、ステップＳ２２６において、エラーカウンタを１インクリメントする。そして、ステップＳ２０５により、エラーカウンタが所定の閾値（Ｎ）を超えたと判定された場合は、電流検出器の異常確定フラグ（ビット）をステップＳ２０６でセットし、処理を終了し、詳細なフローチャートの図示を省略する電流制御の処理をステップＳ２０７にて実行し、その処理を終了すると同じく図示を省略するメインの処理に復帰する。
【００３５】
ここで、電流検出器の異常確定フラグがセットされた場合は、例えば、電流制御の処理の先頭で、インバータのゲート駆動回路への信号を非能動状態にラッチするなどの処理を実行する。これにより、インバータを構成する６つのトランジスタは全て、オフ状態となり、モータは安全に停止する。
【００３６】
次に、電圧と電流の位相角の差分に対する期待値（判定の閾値）について、負荷として埋込磁石モータを用いた場合について説明する。モータに印加する３相電圧［ｖｕｖｗ］＝［ｖｕ、ｖｖ、ｖｗ］Tと流れる電流［ｉｕｖｗ］＝［ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ］Tとすると、電圧方程式は下記の通りとなる。
【００３７】
【数２】
0005703174.tif 000003
【００３８】
【数３】
0005703174.tif 000004
【００３９】
【数４】
0005703174.tif 000005
【００４０】
ここで、ｒは各相巻線抵抗、Ｌｕ（ｎθ）、Ｌｖ（ｎθ）、Ｌｗ（ｎθ）は各相自己インダクタンス、Ｍｕｖ（ｎθ）、Ｍｖｗ（ｎθ）、Ｍｗｕ（ｎθ）は各相間の相互インダクタンス、Ｋ＊ｎωは永久磁石により各相巻線に誘起される線間電圧実効値、ｎはモータの極対数、θはモータの回転角、ωは回転角速度、Ｐは微分演算子をそれぞれ示す。
【００４１】
式２の電圧方程式に基づき、所定の相電圧を印加した際に、生ずる電流の位相角を求めることができる。一般に３相交流電流を制御するのは難しいので、モータ回転子と同期して回転する座標系（ｄ−ｑ座標）に変換を行われる。この変換を施すことで、位相角の関係がより簡便に理解できるので、それについて説明する。
【００４２】
この座標での電圧方程式は、式５の行列［Ｃ］を式２の電圧方程式の両辺に掛けることにより得られ、［ｖｄｑ］＝［ｖｄ、ｖｑ］Tと流れる電流［ｉｄｑ］＝［ｉｄ、ｉｑ］Tの関係は、式６となる。
【００４３】
【数５】
0005703174.tif 000006
【００４４】
【数６】
0005703174.tif 000007
【００４５】
【数７】
0005703174.tif 000008
【００４６】
【数８】
0005703174.tif 000009
となる。
【００４７】
ここで、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｌｑはｑ軸インダクタンスであり、回転角度に依存しない定数となる。また、ｄｑ軸電圧、電流も回転角度には依存しない直流量となり、電流制御系にＰＩ制御を適用し、しかも、広帯域な制御が容易にできる。
【００４８】
図６は、電流制御系のブロックを示している。ＡＤコンバータ１９を介して、入力された３相電流が式５の変換行列により、ｄｑ軸電流に変換される。そして、モータのトルク指令などにより図示を省略する別の制御器より出力される各軸電流指令値と共に、独立したＰＩ制御器にそれぞれ入力される。ＰＩ制御器の出力はｄｑ軸電圧指令となる。
【００４９】
ｄｑ軸電圧指令は、式５の変換行列の転置を掛けることで、３相電圧に変換され、インバータ各相の電圧指令になり、所定の換算を実施し、インバータ各相トランジスタをオンオフ制御するＰＷＭタイマ（１８、１９、２０）にセットされる。
【００５０】
ここで、ｄｑ軸電流制御が機能して、所定の偏差内で（Ｉｄ，Ｉｑ）に制定している場合、期待される電圧、電流の位相関係は式６から、
【００５１】
【数９】
0005703174.tif 000010
【００５２】
【数１０】
0005703174.tif 000011
【００５３】
【数１１】
0005703174.tif 000012
と求めることができる。なお、回転角速度が高い場合には、巻線抵抗での電圧降下をインダクタンスなどにより生ずる電圧に比べ、十分小さいとできるため、式１０、式１１の最右辺の近似式としてもよい。
【００５４】
また、インバータ電圧は指令通りＰＷＭ制御により、出力されているとすれば、その電圧に対して期待される電流位相を期待値として、用いれば良く、演算の簡単化が図れる。図５のフローチャートは式１２の閾値に基づいて、電流検出器の診断を行っている。
【００５５】
【数１２】
0005703174.tif 000013
【００５６】
図７に回転角（電気角）ｎθに対するＵ相電圧、電流そして、Ｕ相に発生するモータの逆起電圧の波形（式４）を示す。Ｖ相、Ｗ相はそれぞれ位相を２π／３、４π／３進めることで同様に描くことができる。
【００５７】
埋め込み磁石モータを含む同期モータは、回転角に電圧、電流が同期制御される。図に示すように、回転位置角（電気角）ｎθ（例えば、０）を位相基準に、相電圧位相（δ）、相電流位相（β）を計ることができる。故に、相電圧位相（δ）となるようにインバータがＰＷＭ制御されている場合は、式１２のみでの判別を行うことができる。
【００５８】
式９はインバータ出力電圧の各相電圧並びに、各相電流のゼロクロスを検出する回路を設け、その出力結果に応答し、各相の位相をマイコンにより計時する場合に用いることができる。
【００５９】
診断処理毎にリアルタイムに、この演算を実行し、診断の閾値とする位相角の期待値を求めることができる。または、この演算を予め、各回転数、電流で演算しておき、位相角の期待値テーブルとして記憶し、診断処理ごとにルックアップ処理をしても良い。
【実施例３】
【００６０】
図８は、本発明を実施する別のフローチャートを示している。図３並びに図５のフローチャートの処理を共に実行する方法で、図１のマイコン２７において、所定の周期（本実施例では電流制御処理の実行毎）にコールされる。その処理を説明する。各相電流をステップＳ３０１で入力し、ステップＳ３０２により、エラーカウンタＣにＣ１の値をコピーする。そして、ステップＳ３０３により、図３のフローチャートのステップＳ１０１並びにＳ１０２の処理を実行し、エラーカウンタＣをインクリメント、デクリメント、あるいは保持し、ステップＳ３０４でエラーカウンタ１（Ｃ１）にＣの値をコピーし、記憶する。
【００６１】
ステップＳ３０５で現在の回転角を電気角に換算し読み込み、ステップＳ３０６ではｄｑ軸電流に基づいて、位相角の期待値βを入力する。ステップＳ３０７により、エラーカウンタＣにＣ２の値をコピーする。そして、ステップＳ３０８により、図５のフローチャートに示したステップＳ２０４の処理を実行し、エラーカウンタＣをインクリメント、デクリメント、あるいは保持し、ステップＳ３０９でエラーカウンタ２（Ｃ２）にＣの値をコピーし、記憶する。
【００６２】
そして、ステップＳ３１０において、エラーカウンタ１または、２の何れかが所定の閾値を超えたと判定された場合は、電流検出器の異常確定フラグ（ビット）をステップＳ３１１でセットし、処理を終了し、詳細なフローチャートの図示を省略する電流制御の処理をステップＳ３１２で実行し、その処理を終了すると同じく図示を省略するメインの処理に復帰する。
【００６３】
ここで、電流検出器の異常確定フラグがセットされた場合は、例えば、電流制御の処理の先頭で、インバータのゲート駆動回路への信号を非能動状態にラッチするなどの処理を実行する。これにより、インバータを構成する６つのトランジスタは全て、オフ状態となり、モータは安全に停止する。
【産業上の利用可能性】
【００６４】
本発明は自動車用途のインバータの他に、産業用や家電用のインバータ全般に適用ができる。
【符号の説明】
【００６５】
１  バッテリー
２  電圧形インバータ
３  モータ
４  直流電圧検出器
５、６、７  電流検出器
８  回転位置検出器
９  制御回路
１０  ゲート駆動回路
１１  スイッチング電源
１２、１３、１４  コンデンサ
１５  ＡＤコンバータ
１６  ＲＤコンバータ
１７  外部データ／アドレスバス
１８、１９、２０  ＰＷＭタイマ
２１  キャリア（ｆｃ）タイマ
２２  ＡＤタイマ
２３  ＣＰＵ
２４  ＲＯＭ／ＲＡＭ
２５  マルチプレクサ＆サンプルホールド
２６  内部データ／アドレスバス
２７  マイコン
Ｃ０、Ｃ１、Ｃ２  コンデンサ（及び、その容量）
Ｔｕ＋、Ｔｖ＋、Ｔｗ＋、Ｔｕ−、Ｔｖ−、Ｔｗ−  トランジスタ
Ｄｕ＋、Ｄｖ＋、Ｄｗ＋、Ｄｕ−、Ｄｖ−、Ｄｗ−  ダイオード
【図１】
0005703174.tif 000014
【図２】
0005703174.tif 000015
【図３】
0005703174.tif 000016
【図４】
0005703174.tif 000017
【図５】
0005703174.tif 000018
【図６】
0005703174.tif 000019
【図７】
0005703174.tif 000020
【図８】
0005703174.tif 000021