(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
三相モータをベクトル制御するモータ駆動制御装置であって、
トルク指令に基づいて、リラクタント電流指令とマグネット電流指令とを出力するトルク電流変換部と、
前記三相モータに流れる電流を測定する電流測定部と、
前記三相モータの回転角を測定する回転角センサと、
前記電流測定部が測定した電流から、前記三相モータのマグネットトルク電流とリラクタンストルク電流とを求める三相二相変換部と、
前記トルク電流変換部から出力されたリラクタント電流指令とマグネット電流指令と、前記三相二相変換部が求めたマグネットトルク電流とリラクタンストルク電流との差分をそれぞれ求める減算回路と、
前記減算回路が求めたリラクタント電流の差分及びマグネット電流の差分から、前記三相モータの各相に流す相電流を生成する駆動制御回路と、
を備え、
前記三相二相変換部は、このモータ駆動制御装置における時間遅れを、無駄時間と一次遅れ系における時定数に基づく遅れ時間の和とで近似し、近似した遅れ時間の和に基づいて定まる所定の角度を前記回転角センサの測定した回転角に加算し、加算後の回転角を用いて前記三相モータのマグネットトルク電流とリラクタンストルク電流とを求める、
ことを特徴とするモータ駆動制御装置。
【請求項２】
前記減算回路は、前記トルク電流変換部から出力されたリラクタント電流指令とマグネット電流指令と、前記三相二相変換部が求めたリラクタンストルク電流とマグネットトルク電流との差分を求めることにより、前記三相モータの制御にフィーバックをかけ、
前記三相二相変換部は、このモータ駆動制御装置における時間遅れによる回転角の遅れを補償するように、前記回転角センサの測定した回転角に所定の角度を加算する、
ことを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動制御装置。
【請求項３】
前記トルク電流変換部は、前記三相モータの弱め磁化制御を行うために、モータの回転速度の増加に伴って、極性が負で絶対値が増加する領域を有するリラクタント電流指令を出力する、
ことを特徴とする請求項１又は２に記載のモータ駆動制御装置。
【請求項４】
前記トルク電流変換部は、前記三相モータを流れるリラクタント電流の位相が限界進み角以上にならない範囲で、前記リラクタント電流指令を制御する、
ことを特徴とする請求項１、２又は３に記載のモータ駆動制御装置。
【請求項５】
前記三相モータを正逆回転させ、前記回転角センサの０点補正を行う手段を備え、
前記三相二相変換部は、前記回転角センサの補正中は、前記回転角センサの測定した回転角に前記所定の角度を加算する処理を停止する、
ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載のモータ駆動制御装置。
【請求項６】
トルク指令に基づいて、リラクタント電流指令とマグネット電流指令とを出力する工程、
三相モータに流れる電流を測定する工程、
前記三相モータの回転角を測定する工程、
測定した電流から、前記三相モータのマグネットトルク電流とリラクタンストルク電流とを求める工程、
出力された前記リラクタント電流指令とマグネット電流指令と、求められたマグネットトルク電流とリラクタンストルク電流と、の差分をそれぞれ求める工程、
求めた差分から、前記三相モータの各相に流す相電流を生成する工程、
モータ駆動制御装置における時間遅れを、無駄時間と一次遅れ系における時定数に基づく遅れ時間の和とで近似し、近似した遅れ時間の和に基づいて定まる角度を測定した回転角に加算し、加算後の回転角を用いて前記三相モータのマグネットトルク電流とリラクタンストルク電流とを求める工程、
を備えるモータ駆動方法。
【請求項７】
コンピュータに、
トルク指令に基づいて、リラクタント電流指令とマグネット電流指令とを出力する処理、
三相モータに流れる電流を測定する処理、
前記三相モータの回転角を測定する処理、
測定した電流から、前記三相モータのマグネットトルク電流とリラクタンストルク電流とを求める処理、
出力された前記リラクタント電流指令とマグネット電流指令と、求められたマグネットトルク電流とリラクタンストルク電流と、の差分をそれぞれ求める処理、
求めた差分から、前記三相モータの各相に流す相電流を生成する処理、
モータ駆動制御装置における時間遅れを、無駄時間と一次遅れ系における時定数に基づく遅れ時間の和とで近似し、近似した遅れ時間の和に基づいて定まる角度を測定した回転角に加算し、加算後の回転角を用いて前記三相モータのマグネットトルク電流とリラクタンストルク電流とを求める処理、
を実行させるコンピュータプログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータをベクトル制御により駆動するモータ駆動制御装置とモータ駆動方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
モータは、種々の機械装置に使用されている。近時のモータには、小型で且つ高トルクの特性が求められており、この要求を満たすため、種々の改善が施されている。
例えば、特許文献１には、ブラシレス電動機において、誘起電圧と電機子電流の位相差を０に近づけることにより、大負荷時及び高速回転時における発生トルクの低下を抑える制御方法が開示されている。
また、特許文献２は、回転角センサによる回転子の回転角の検出の遅れ分を補償するように実際の電気角に補正値を加算し、補正値に基づいて制御を行うことにより、検出の遅れによる出力の低下を抑える。
また、特許文献３は、電流指令に進角を与えることにより、モータ電流に遅れを補償し、モータのトルクリプル及び動作ノイズを抑える技術を開示する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開昭６０−８２０８８号公報
【特許文献２】特開２００４−３３６９１３号公報
【特許文献３】特開２００５−１９９７３５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
モータに流す電流をトルク生成電流成分と磁束生成電流に分離し、それぞれを独立に制御するというベクトル制御の手法が知られている。ベクトル制御により、モータの制御モデルが簡略化され、トルクの制御に関し、応答性に優れた特性を得ることができる。しかし、ベクトル制御を用いた場合でも、モータ電流の遅れによる問題は発生する。
しかし、特許文献１に記載された制御方法は、ベクトル制御に対応できていない。
【０００５】
また、特許文献２に開示された制御手法は、回転子の回転角の検出の遅れ分に対する補償は可能であるが、他の原因によるモータ電流の遅れには対応できない。
また、特許文献３に開示された制御方法では、角速度に応じた位相遅れに対する補償は可能であるが、他の原因による遅れには対応できない。このため、従来のベクトル制御においては、大トルクで且つ高速化が困難であるという問題があった。
【０００６】
本発明は、上記実情に鑑みてなされたものであり、モータを高速且つ高トルクで駆動可能なモータ駆動制御装置と方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的を達成するため、本発明に係るモータ駆動制御装置は、
三相モータをベクトル制御するモータ駆動制御装置であって、
トルク指令に基づいて、リラクタント電流指令とマグネット電流指令とを出力するトルク電流変換部と、
前記三相モータに流れる電流を測定する電流測定部と、
前記三相モータの回転角を測定する回転角センサと、
前記電流測定部が測定した電流から、前記三相モータのマグネットトルク電流とリラクタンストルク電流とを求める三相二相変換部と、
前記トルク電流変換部から出力されたリラクタント電流指令とマグネット電流指令と、前記三相二相変換部が求めたマグネットトルク電流とリラクタンストルク電流との差分をそれぞれ求める減算回路と、
前記減算回路が求めたリラクタント電流の差分及びマグネット電流の差分から、前記三相モータの各相に流す相電流を生成する駆動制御回路と、
を備え、
前記三相二相変換部は、このモータ駆動制御装置における時間遅れを、無駄時間と一次遅れ系における時定数に基づく遅れ時間の和とで近似し、近似した遅れ時間の和に基づいて定まる所定の角度を前記回転角センサの測定した回転角に加算し、加算後の回転角を用いて前記三相モータのマグネットトルク電流とリラクタンストルク電流とを求める、
ことを特徴とする。
【０００８】
例えば、前記減算回路は、前記トルク電流変換部から出力されたリラクタント電流指令とマグネット電流指令と、前記三相二相変換部が求めたリラクタンストルク電流とマグネットトルク電流との差分を求めることにより、前記三相モータの制御にフィーバックをかけ、前記三相二相変換部は、このモータ駆動制御装置における時間遅れによる回転角の遅れを補償するように、前記回転角センサの測定した回転角に所定の角度を加算する。
【００１０】
前記トルク電流変換部は、例えば、前記三相モータの弱め磁化制御を行うために、モータの回転速度の増加に伴って、極性が負で絶対値が増加する領域を有するリラクタント電流指令を出力する。
【００１１】
前記トルク電流変換部は、例えば、前記三相モータを流れるリラクタント電流の位相が限界進み角以上にならない範囲で、前記リラクタント電流指令を制御する。
【００１２】
前記三相モータを正逆回転させ、前記回転角センサの０点補正を行う手段を配置してもよい。この場合、前記三相二相変換部は、前記回転角センサの補正中は、前記回転角センサの測定した回転角に前記所定の角度を加算する処理を停止することが望ましい。
【００１３】
上記目的を達成するため、本発明に係るモータ駆動方法は、
トルク指令に基づいて、リラクタント電流指令とマグネット電流指令とを出力する工程、
三相モータに流れる電流を測定する工程、
前記三相モータの回転角を測定する工程、
測定した電流から、前記三相モータのマグネットトルク電流とリラクタンストルク電流とを求める工程、
出力された前記リラクタント電流指令とマグネット電流指令と、求められたマグネットトルク電流とリラクタンストルク電流と、の差分をそれぞれ求める工程、
求めた差分から、前記三相モータの各相に流す相電流を生成する工程、
モータ駆動制御装置における時間遅れを、無駄時間と一次遅れ系における時定数に基づく遅れ時間の和とで近似し、近似した遅れ時間の和に基づいて定まる角度を測定した回転角に加算し、加算後の回転角を用いて前記三相モータのマグネットトルク電流とリラクタンストルク電流とを求める工程、
を備える。
【００１４】
上記目的を達成するため、本発明に係るコンピュータプログラムは、
コンピュータに、
トルク指令に基づいて、リラクタント電流指令とマグネット電流指令とを出力する処理、
三相モータに流れる電流を測定する処理、
前記三相モータの回転角を測定する処理、
測定した電流から、前記三相モータのマグネットトルク電流とリラクタンストルク電流とを求める処理、
出力された前記リラクタント電流指令とマグネット電流指令と、求められたマグネットトルク電流とリラクタンストルク電流と、の差分をそれぞれ求める処理、
求めた差分から、前記三相モータの各相に流す相電流を生成する処理、
モータ駆動制御装置における時間遅れを、無駄時間と一次遅れ系における時定数に基づく遅れ時間の和とで近似し、近似した遅れ時間の和に基づいて定まる角度を測定した回転角に加算し、加算後の回転角を用いて前記三相モータのマグネットトルク電流とリラクタンストルク電流とを求める処理、
を実行させる。
【発明の効果】
【００１５】
この発明によれば、測定された三相モータの回転角に所定の角度を加算し、加算後の回転角を用いて三相モータのマグネットトルク電流とリラクタンストルク電流とを求めている。従って、様々な要因で生ずる制御系の遅れを補償して、正しい回転角により近い回転角でマグネットトルク電流とリラクタンストルク電流を求めることができる。これにより、三相モータの応答性を高め、高速且つ高トルクで駆動可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明の実施の形態に係るモータ駆動制御装置の全体回路図である。
【図２】（ａ）〜（ｃ）は、弱め磁束制御を説明する図である。
【図３】（ａ）〜（ｃ）は、ＰＩ変換回路の構成と動作を説明するための図である。
【図４】遅れ時間を構成する無駄時間と時定数を説明する図である。
【図５】遅れ要因と無駄時間と時定数との関係を示す図である。
【図６】遅れ補償時間を求めるマップ例を示す図である。
【図７】遅れ補償処理及び弱め磁束制御を、回転角センサの補正中は実行しないという実施例を説明するためのフローチャートである。
【図８】角度センサの補正動作を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
本発明の実施の形態にかかるモータ駆動制御装置及びモータ駆動方法を、図面を参照して説明する。
【００１８】
図１に示すように、本実施形態のモータ駆動制御装置１０は、外部装置２０から供給されるトルク指令に従って三相モータ３０を駆動する装置であり、トルク電流変換部１０１と、減算回路１０２と、ＰＩ変換回路１０３と、減算回路１０４と、二相／三相変換部１０５と、変調回路１０６と、ＰＷＭ出力部１０７と、Ｈブリッジ回路１０８と、回転角センサ１０９と、ω（角速度）演算部１１０と、遅れ補償演算部１１１と、三相／二相変換部１１２と、非干渉制御部１１３と、から構成される。
【００１９】
外部装置２０は、例えば、車両に設置された電子制御ユニット（ECU）等から構成され、センサの検出値等に基づいて、三相モータ３０の出力トルク（出力トルクの目標値）Ｔrefを指示する。
【００２０】
三相モータ３０は、三相ＳＰＭ（Surface Permanent Magnet）モータから構成される。
【００２１】
モータ駆動制御装置１０を構成するトルク／電流変換部１０１は、外部装置２０から指示トルクＴreqを入力し、ω演算部１１０から三相モータ３０の角速度（電気角）ωを入力し、角速度ωにおいて、指示トルクＴｒｅｆにより指示されたトルクを出力するために必要なリラクタント電流値を示すリラクタント電流指令ｉｄｔとマグネット電流値を示すマグネットトルク電流ｉｑｔを生成し、生成した電流指令ｉｄｔとｉｑｔを減算回路１０２に出力する。
【００２２】
本実施形態において、三相モータ３０はＳＰＭモータであり、通常は、リラクタント電流ｉｄｔ＝０である。しかし、本実施の形態においては、三相モータ３０の応答性を高めるため、三相モータ３０の回転速度の高い領域では、負の方向にリラクタント電流ｉｄｔを流し、三相モータ３０の磁束を弱める制御（弱め磁束制御）を実行する。
【００２３】
具体的には、トルク／電流変換部１０１は、図２（ａ）に示すように、ω演算部１１０から出力された三相モータ３０の角速度（電気角）ωが所定の値ω１以上となると、ωの増加に伴って線形に小さくなり（符号が負で、絶対値が大きくなる）、所定の値ω２以上となると負の値で一定値（ｉｄｍａｘ）となる指数ｉｄｒｅｆを出力する。
【００２４】
このようにして得られたｉｄｒｅｆには、ｄ相とｑ相の電流の総和が上限値を超えない観点からリミッタが設定される。本実施形態では、ｑ相の電流ｉｑｔを優先する観点から、図２（ｂ）に示すように、ｉｄｒｅｆの上限値を√（ｉｍａｘ２−ｉｑ２）に制限する。なお、ｉｍａｘは、予め設定された最大電流値である。ｉｍａｘは、例えば、制御、ＥＣＵ、モータ等の電流上限値のうちの小さい値に設定される。
【００２５】
従って、例えば、０≧ｉｄｒｅｆ≧−√（ｉｍａｘ２−ｉｑｔ２）であれば、ｉｄｒｅｆがｉｄｔとしてそのまま出力される。一方、−√（ｉｍａｘ２−ｉｑ２）≧ｉｄｒｅｆであれば、−√（ｉｍａｘ２−ｉｑ２）がｉｄｔとして出力される。
【００２６】
また、ｉｄｍａｘは、モータの永久磁石の減磁が起きない範囲内の値に設定される。具体的には、ｉｄｍａｘは次式に基づいて設定される。
ｉｄｍａｘ＝ｉｑ＊ｔａｎ［（θｌｉｍｉｔ−ｄｅｇ）／ｋθ］
θｌｉｍｉｔ≧ｋθ＊β＋ｄｅｇ
β＝ａｒｃｔａｎ（ｉｄｔ／ｑｄｔ）
ｄｅｇ：後述する遅れ補償電気角
θｌｉｍｉｔ：限界進み角
ｋθ：所定の係数（通常１）
【００２７】
減算回路１０２は、トルク／電流変換部１０１から入力したリラクタント電流指令ｉｄｔと、三相／二相変換部１１２から入力した二相電流値（測定値）ｉｄｒとの偏差（電流偏差）Δｉｄ（＝ｉｄt−ｉｄr）を求め、電流偏差ΔｉｄをＰＩ変換回路１０３に出力する。同様に、減算回路１０２は、トルク／電流変換部１０１から入力したマグネットトルク電流指令ｉｑｔと、三相／二相電流変換部１１４から入力した二相電流値ｉｑｒとの電流偏差Δｉｑ（＝ｉｑt−ｉｑr）を求め、電流偏差ΔｉｑをＰＩ変換回路１０３に出力する。これにより、フィードバック制御が実現されている。
【００２８】
ＰＩ変換回路１０３は、比例積分回路と電流・電圧変換回路から構成され、電流偏差ΔｉｄとΔｉｑをそれぞれ比例積分し、これを電流・電圧変換することにより、ｄ軸電圧指令値ｖｄ及びｑ軸電圧指令値ｖｑを生成して出力する。ＰＩ変換回路１０３からＨブリッジ回路１０８は、フィードバック制御に従って、三相モータ３０を駆動制御する構成に相当する。
【００２９】
Δｉｑを例に説明すると、図３（ａ）に示すように、比例積分回路１０３１は、Ｐゲイン回路１０３２、積分不感体回路１０３３、Ｉゲイン回路１０３４と、加算器１０３５から構成される。
【００３０】
Ｐゲイン回路１０３２は、入力ΔｉｑにＰゲインを乗算する。Ｐゲインは、図３（ｂ）に示すように、入力Δｉｑの絶対値が大きくなるに従って大きくなる可変ゲインであり、リミットが設定されている。
【００３１】
積分不感体回路１０３３は、Δｉｑ＝０近傍の所定範囲の値を０に設定する。
Ｉゲイン回路１０３４は、入力ΔｉｑにＩゲインを乗算するものであり、図３（ｃ）に示すように、選択回路１０３１１と、Ｋゲイン回路１０３１２と、Σ（累算器）回路１０３１３と、Ｉｎゲイン回路１０３１４と、リミッタ１０３１５と、から構成される。
【００３２】
選択回路１０３１１は、Ｐ項、即ち、Ｐゲイン回路１０３２の出力と、Ｉ項、即ち、Σ回路１０３１３回路の出力とが同一極性のときにオンするスイッチＳＷ１と、逆極性の時にオンするスイッチＳＷ２とを備える。
Ｋゲイン回路１０３１２は、スイッチＳＷ２がオンしたとき、即ち、Ｐ項とＩ項とが逆極性のときに、入力Δｉｑに負のゲインＫを乗算する。
【００３３】
Σ回路１０３１３は、入力信号を累算（積分）する。
Ｉｎゲイン回路１０３１４は、積分値にゲインＩｎを乗算する。
リミッタ１０３１５は、Ｉｎゲイン回路１０３１４の出力に上限値を設定する。
【００３４】
加算回路１０４は、ＰＩ変換回路１０３から入力した電圧指令ＶｄとＶｑに、非干渉制御部１１３から出力された補正値ｖｄ’、ｖｑ’を加算することにより、電圧指令ＶｄとＶｑを、二次磁束と二次電流とを非干渉に制御する一次電圧ＶｄａとＶｄａとに補正する。
【００３５】
二相／三相変換部１０５は、加算回路１０４から補正された一次電圧ＶｄａとＶｑａとを入力し、回転角センサ１０９から回転角（電気角）θを入力し、数式１に従って、逆パーク変換を行って、ｖα、ｖβを求め、さらに、数式２に従って逆クラーク変換を行い、三相指示電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを算出し、算出した指示電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを変調回路１０６に供給する。
【数１】
0005790123.tif 000002
【数２】
0005790123.tif 000003
【００３６】
さらに、二相／三相変換部１０５は、得られた三相指示電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗに進み角制御を施す。即ち、電圧と電流の位相差を補償するため、各相電圧の位相を進める制御を行って、変調回路１０６に出力する。
【００３７】
変調回路１０６は、正弦波奇数高調波加算変調部を有する。
【００３８】
正弦波奇数高調波加算変調部は、二相／三相変換部１０５から供給される進角制御済の三相指示電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗに正弦波奇数高調波加算変調相当の包絡線中心シフト変調を施す。
【００３９】
具体的には、正弦波奇数高調波加算変調部は、三相指示電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗを互いに比較し、そのうちから最大値と最小値を除去した中間値を求め、求めた中間値の１／２の信号を補正値とする。
例えば、ある時点で、ｖｕ＞ｖｖ＞ｖｗの関係が成立しているとすると、ｖｖが中間値となる。補正値ｓｈ＝ｖｖ／２となる。
【００４０】
正弦波奇数高調波加算変調部は、ｖｕ，ｖｖ，ｖｗを、ｖｕ＝ｖｕ−ｓｈ、ｖｖ＝ｖｖ−ｓｈ、ｖｗ＝ｖｗ−ｓｈ  に補正する。なお、ｖｕ＋ｖｖ＋ｖｗ＝０の関係が成立するため、ｖｍ＝（ｖｕ＋ｖｗ）／２であり、最大値と最少値の和の１／２を補正値ｓｈとしてもよい。
【００４１】
ＰＷＭ出力部１０７は、ＰＷＭ制御信号ｐｗｍｕ、ｐｗｍｖ、ｐｗｍｗをうけ、オンディレイによる電圧降下を補償するためのデッドタイム補償を行い、Ｈブリッジ回路１０８を構成する各スイッチング素子の駆動するためのＰＷＭ駆動信号ｐｗｍｕ、ｐｗｍｖ、ｐｗｍｗを出力する。
【００４２】
Ｈブリッジ回路（フルブリッジ回路）１０８は、ブルブリッジ接続された６ヶのＩＧＢＴ等のスイッチング素子から構成される。Ｈブリッジ回路１０８は、ＰＷＭ駆動信号ｐｗｍｕ、ｐｗｍｖ、ｐｗｍｗに従って、各相の上流側と下流側の対となるトランジスタをオンし、三相モータ３０のＵ相、Ｖ相、Ｗ相巻き線に相電流を供給し、三相モータ３０を回転させる。
【００４３】
また、Ｈブリッジ回路１０８は、電流計１０８ｕ，１０８ｖ，１０８ｗを備える。電流計１０８ｕ，１０８ｖ，１０８ｗは、それぞれ、三相モータ３０のＵＶＷ各相の相電流を測定し、測定値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを出力する（Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０であるため、２相分の測定値でもよい）。
【００４４】
回転角センサ１０９は、レゾルバ等から構成され三相モータ３０の回転角θを電気角で検出する。
【００４５】
ω演算部１１０は、回転角センサ１０９が検出した回転角θを受信し、これを微分することにより、三相モータ３０のロータの角速度（電気角速度）ωを求める。
【００４６】
遅れ補償演算部１１１は、三相モータ３０の回転遅れを補償し、応答性能を向上するための遅れ補償演算を行って、回転角θを補正するための演算装置である。
【００４７】
一般に、モータの回転遅れの要因としては、ソフトウエアの演算処理に要する時間、電気角θの読み込みに要する時間、三相モータ３０の各相の電流の電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの読み込みに要する時間、三相モータ３０の自信の応答の遅れ等がある。
【００４８】
本来、これらの要因を分離し、それぞれ補償量を求めることが理想であるが、演算量が増大し、処理負担が大きくなってしまう。そこで、本実施形態では、遅れ時間の総量を、無駄時間Δｔｓと一次遅れ系による遅延時間（時定数）ｋτ・τｔとの和（Δｔｓ＋ｋτ・τｔ）によって近似する。
【００４９】
遅れ時間の総量（Δｔｓ＋ｋτ・τｔ）に相当するモータの回転角度（電気角）ｄｅｇ（°）、即ち、補償の対象となる角度（遅れ補償電気角）は、次式で表される。
ｄｅｇ＝３６０・（ＲＰＭ／６０）・（Ｐ／２）・（Δｔｓ＋ｋτ・τｔ）
ｄｅｇ：遅れ補償電気角（°）
ＲＰＭ：三相モータ３０の分当たりの回転数
Ｐ：モータ極数
Δｔｓ：無駄時間
ｋτ：時定数一次遅れ時間変換時間係数
τｔ：等価トータル一次遅れ時定数
【００５０】
無駄時間Δｔｓは、ソフトウエア処理に要する時間であり、三相／二相変換部１１２がデータ（ここでは、電気角θと相電流ｉｕ、ｉｖ，ｉｗ）を取り込んでから、三相二相変換演算（クラーク変換、パーク変換）を実行するのに要する時間に相当する。これは、入力データのサイズ（ビット数等）、プロセッサの処理能力（クロック数を含む）、プログラムのステップ数などに依存する、そこで、実際にデータを入力してベクトル制御演算を実行し、測定することにより、求めることができる。また、ステップ数から予想することも可能である。
【００５１】
等価トータル一次遅れ時定数τｔは、三相モータ３０及び制御系統全体を一次遅れ系とみなしたときの一次遅れに相当する時定数を表す。また、時定数一次遅れ時間変換時間係数ｋτは、等価トータル一次遅れ時定数τｔを遅れ時間に変換するための係数である。従って、ｋτ・τｔが系の一次遅れに起因する遅れ時間となる。
【００５２】
具体的に説明すると、例えば、三相／二相変換部１１２が、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをハードウエアで読み込み、三相電流の読み込み完了後、電気角θをＡ／Ｄ変換して入力し、所定の演算処理を行って制御出力ｖｕ、ｖｖ、ｖｗを出力し、その後、三相モータ３０がこれに応答するという系を想定する。
この場合の時間の経過は、図４に示すような関係となる。
【００５３】
ここで、三相電流値を読み込むのに要する時間をτｉ、三相電流値を読み込んでから演算を開始するまでの時間をΔｔｓ０とすると、三相の電流値を読み込んで演算を開始するまでに要する時間は、τｉ＋Δｔｓ０となる。また、これらの動作と平行して、電気角の読み込みの動作が行われ、要する時間はτｒｄである。
このような場合、実質的にデータの入力に要する時間τｉｎは、（τｉ＋Δｔｓ０）と、τｒｄのいずれか大きい方（τｉｎ＝ｍａｘ（τｉ＋Δｔｓ０，τｒｄ））になる。
【００５４】
また、三相モータ３０を、一次遅れ系で表すとすると、モータの時定数τｍは、Ｌ／Ｒで表される。ここでＬは、例えば、モータ３の各相の巻き線のインダクタンスＬａと配線などのインダクタンスＬｅの和である。また、Ｒは、モータ３の各相の巻き線の抵抗ＲａとＥＣＵの抵抗と配線及び電源の電気抵抗Ｒｗの和で表される。
ベクトル制御の場合、τｍは計算値の１／２程度とし、位置制御の場合、計算値程度とすることが制御上望ましい。
【００５５】
図５に遅れ要因と、無駄時間と時定数の組み合わせの一覧を示す。なお、数値自体は説明する上での仮想上のものである。
【００５６】
図５において、遅れ要因の「ソフトウエア演算」は、ソフトウエア演算に要する時間であり、無駄時間に相当し、図４では記号Δｔｓで表され、表では１０秒である。
遅れ要因の「電気角読み込み」は、電気角の読み込みに要する時間を表し、例では、無駄時間相当分が１秒、時定数相当分は図４では記号τｒｄで表され、表では、２０秒である。通常、無駄時間相当分は非常に小さく、図４では無視されている。
「電流検出」は、電流検出値の読み込みに要する時間のうちソフトウエア処理部分を除いたハードウエア処理に依存する分を表し、図４では記号τｉで表され、表では、３０秒である。
「モータ」は、励磁回路等の時定数の計算値に相当し、図４では記号τｍで表され、表では、４０秒である。
【００５７】
図５の例の場合、データの入力に要する時間Τinは次のように表される。
τｉｎ＝＝ｍａｘ（τｉ＋Δｔｓ０，τｒｄ）＝ｍａｘ（１０＋Δｔｓ０，２０）、即ち、（１０＋Δｔｓ０）秒と２０秒のうち大きい方となる。通常、Δｔｓ０は、プロセッサの動作クロック周期レベルとなり、Δｔｓ，τｒｄと比較して十分に小さく、無視可能である。このため、この例では、τｉｎ＝＝ｍａｘ（１０，２０）＝２０秒となる。
トータルの一次遅れ時間ｋτ・τｔは、ほぼ、τｉｎとモータ時定数τｍの和となる。また、上述のように、モータ時定数ｔｍの実際値は計算値のほぼ１／２である。
すると、ｋτ・τｔ＝τｍ／２＋τin＝４０／２＋２０＝４０秒となる。
これを、ｄｅｇの式に代入すると、
ｄｅｇ＝３６０・（ＲＰＭ／６０）・（Ｐ／２）・（Δｔｓ＋ｋτ・τｔ）
＝３６０・（１０００／６０）・（１０／２）・（１０＋４０）
＝３６０・（１０００／６０）・（１０／２）・５０
となる。
【００５８】
なお、逐一の計算によらず、無駄時間と時定数をモータ毎、ソフトウエア処理の内容等に応じて予め求めておき、ω−角度のマップを求めておき、モータ３の角速度ωに応じて、マップから補正値を求めるように構成することも可能である。
【００５９】
遅れ補償演算部１１１は、回転角センサ１０９の出力する回転角（電気角）θにｄｅｇ（°）を加算することにより、回転角をθ＝θ＋ｄｅｇに補正する。
【００６０】
なお、遅れ補償値一杯の制御では振動的になるため、一定量（例えば、６０％〜８０％）に遅れ補償量を抑制し、モータの速度アップを弱め磁束制御で対応するようにしてもよい。
【００６１】
三相／二相変換部１１２は、三相モータ３０の各相の電流値Ｉｕ、ｉｖ、ｉｗと、遅れ補償が施された電気角θとを入力し、クラーク変換及びパーク変換を行って、次式で表されるｄ相とｑ相の二相電流値ｉｄｒ、ｉｑｒを求めて、出力する。
【００６２】
【数３】
0005790123.tif 000004
【００６３】
非干渉制御部１１３は、角速度ωと三相２相変換部の出力とに基づいて、次式に非干渉演算を行い、補正値ｖｄ‘とｖｑ’を出力する。
【数４】
0005790123.tif 000005
ここで、Ｒａは、三相モータ３０の各相の巻き線抵抗、
Ｋｈ０は、実質的に０であり、Ｋｈ０＊ｓ＊Ｌｄ＝０、Ｋｈ０＊ｓ＊Ｌｑ＝０である。
ωｍは、モータ軸の角速度、
Ｋｅは、定数。
なお、補正値Ｖｄ，Ｖｑについては、リミッタを設けることが望ましい。
【００６４】
次に、上記構成のモータ制御装置１０の動作を説明する。
まず、制御の必要に応じて、外部装置２０、例えば、ＥＣＵは、必要なトルクを指示するトルク指示Ｔrefを出力する。
【００６５】
トルク／電流変換部１０１は、トルク指示Ｔrefに応答し、トルク指示Ｔrefが指示が指示するトルクを得るために必要となるマグネットトルク電流ｉｑｔを求めて出力する。
また、トルク／電流変換部１０１は、制御対象のモータ３がＳＰＭであるため、通常であれば、リラクタントトルク電流ｉｄｔを０とする。ただし、本実施形態では、三相モータ３０の高速応答性を高めるため、弱め磁束制御を行うように、図２（ａ）に示すマップに従って、指数ｉｄｒｅｆを求め、さらに、図２（ｂ）のリミッタをかけて得られた値ｉｄｔを、負の電流を指示するリラクタントトルク電流ｉｄｔとして出力する。
【００６６】
減算回路１０２は、リラクタント電流指令ｉｄｔと三相／二相変換部１１２からの二相電流値ｉｄｒとの偏差ΔＩｄ（＝Ｉｄt−Ｉｄr）を求め、電流偏差ΔIｄをＰＩ変換回路１０３に出力する。この電流偏差ΔＩｄは、目的とするトルクを得るために、三相モータ３０に供給する電流のｄ成分の増減分を表す。
同様に、減算回路１０２は、マグネットトルク電流指令ｉｑｔと、三相／二相変換部１１２から入力した二相電流値ｉｑｒとの電流偏差ΔＩｑ（＝Ｉｑt−Ｉｑr）を求め、電流偏差ΔＩｑをＰＩ変換回路１０３に出力する。この電流偏差ΔＩｄは、目的とするトルクを得るために、モータ３に供給する電流のｑ成分の増減分を表す。
【００６７】
ＰＩ変換回路１０３は、電流偏差ΔＩｄとΔＩｑを比例積分することにより、トルクＴrefを得るためにモータ３に印加すべき電圧のｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成して出力する。
【００６８】
減算回路１０４は、電圧指令ＶｄとＶｑに、非干渉制御部１１３から出力された補正値ｖｄ’、ｖｑ’を加算することにより、電圧指令ＶｄとＶｑを、二次磁束と二次電流とを非干渉に制御する一次電圧ＶｄａとＶｄａとに補正する。
【００６９】
二相／三相変換部１０５は、補正された一次電圧ＶｄａとＶｑａとを入力し、回転角センサ１０９から回転角（電気角）θを入力し、数式１に従って、逆パーク変換を行って、ｖα、ｖβを求め、さらに、数式２に従って逆クラーク変換を行い、三相指示電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを算出し、得られた三相指示電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗに進み角制御を施し、算出した指示電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを変調回路１０６に供給する。
【００７０】
変調回路１０６の正弦波奇数高調波加算変調部は、進角制御済の三相指示電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗに正弦波奇数高調波加算変調（崩落線中心シフト変調）を施す。続いて、空間ベクトル変調部は、正弦波奇数高調波加算変調された三相指示電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗを受信し、また、二相／三相変換部１０５から静止座標系αβに変換された指示電圧ｖαとｖβとを受け、空間ベクトル変調を行って、ＵＶＷ各相電流のオン・オフを示すＰＷＭ制御信号ｐｗｍｕ、ｐｗｍｖ、ｐｗｍｗをＰＷＭ出力部１０７に出力する。
【００７１】
ＰＷＭ出力部１０７は、ＰＷＭ制御信号ｐｗｍｕ、ｐｗｍｖ、ｐｗｍｗをうけ、デッドタイム補償を行い、さらに、Ｈブリッジ回路１０８を構成する各スイッチング素子の駆動するためのＰＷＭ駆動信号ｐｗｍｕ、ｐｗｍｖ、ｐｗｍｗを出力する。
【００７２】
Ｈブリッジ回路（フルブリッジ回路）１０８は、ＰＷＭ駆動信号ｐｗｍｕ、ｐｗｍｖ、ｐｗｍｗに従って、三相モータ３０のＵ相、Ｖ相、Ｗ相巻き線に相電流を供給し、三相モータ３０を回転させる。
【００７３】
また、Ｈブリッジ回路１０８の電流計１０８ｕ，１０８ｖ，１０８ｗは、それぞれ、三相モータ３０のＵＶＷ各相の相電流を測定し、測定値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを出力する。
【００７４】
回転角センサ１０９は、三相モータ３０の回転角（電気角）θを検出する。
【００７５】
ω演算部１１０は、回転角センサ１０９が検出した回転角θから、三相モータ３０のロータの角速度（電気角）ωを求める。
【００７６】
遅れ補償演算部１１１は、三相モータ３０及びこの制御系の無駄時間と時定数、及び刻々と提供される角速度ωとに基づいて、遅れ時間を求め、この遅れ時間に相当する遅れ補償角ｄｅｇを求める。遅れ補償演算部１１１は、供給されたθに求めた遅れ補償角ｄｅｇを加算して、回転角θを補正する。補正された回転角θは、この系の無駄時間と時定数による遅れ分が補償されているので、三相モータ３０の現時点での実際の回転角θにより近い値となっている。
【００７７】
三相／二相変換部１１２は、三相モータ３０の各相の電流値Ｉｕ、ｉｖ、ｉｗと、遅れ補償が施された電気角θとを入力し、ｄ相とｑ相の実際の二相電流値ｉｄｒ、ｉｑｒを求めて、加算器１０２に出力する。
この二相電流値ｉｄｒ、ｉｑｒが、電流指令ｉｄｔ、ｉｑｔと加算されて、以後の制御が進行される。従って、上述の動作を連続的に実行することにより、遅れ補償を行わない従来の制御システムと比較して、三相モータ３０の応答性が向上する。
【００７８】
また、トルク／電流変換部１０１で、弱め磁束制御が実行されているので、その点でも三相モータ３０の応答性が向上する。
また、遅れ補償制御を優先し、弱め磁束指令値に、電流ｉｄが限界進み角以上にならないように磁束指令値に制限をかけているので、遅れ補償制御と弱め磁束制御とが干渉しない。
【００７９】
なお、この発明は上記実施の形態に限定されず、種々の変形及び応用が可能である。
例えば、上記実施の形態においては、演算により遅れ補償角ｄｅｇを求めたが、例えば、図６に示すように、遅れ補償角−ωを予め求めておき、これを予めマップ化してメモリに記憶しており、マップを参照することにより、遅れ補償角を求めるようにしてもよい。
【００８０】
上記実施の形態においては、系の遅れを無駄時間と時定数とで近似したが、遅れの要因と遅れ時間とを個別に求め、これらを積み上げることにより、補償すべき遅れを正確に求めることも可能である。
【００８１】
上記実施の形態においては、正確に遅れ補償処理を実行するためには、回転角センサ１０９で正確に回転角を測定する必要がある。このため、回転角センサ１０９の０点学習は重要である。０点学習を行う際には、三相モータ３０を正逆に回転電気角を少しずつ代えながら正逆に回転させ、回転数最大又は電流値の測定が必要である。
この際に、遅れ補償、弱め磁束制御を実施していると、正確な測定が困難となる場合がある。
【００８２】
このため、図７に示すように、回転角センサの補正中であるか否かを判別し、補正中であれば、遅れ補償処理及び弱め磁束制御をスキップするようにすればよい。
【００８３】
なお、回転角センサの補正処理は、例えば、図８に示すように、順方向に回転させたときの０点がθｆ、逆転させたときの０点がθｒの角度で検出されたとすると、原点θ０＝（θｆ−θｒ）／２とし、以後、測定値θからθ０を減算した値を真の角度として使用すればよい。
【００８４】
なお、上記実施の形態で説明したフローチャートは実施形態の一例であり、これらの処理ルーチンに限定されるものではないことは勿論である。
モータ駆動制御装置１０の全部又は一部を位置又は複数のコンピュータで構成し、これらのコンピュータに実行させるプログラムを作成、配布、インストール等してもよい
【符号の説明】
【００８５】
１０      モータ駆動制御装置
２０      外部装置
３０      三相モータ
１０１    トルク／電流変換部
１０２    減算回路
１０３    ＰＩ変換回路
１０４    減算回路
１０５    二相／三相変換部
１０６    変調回路
１０７    ＰＷＭ出力部
１０８    Ｈブリッジ回路
１０９    回転角（電気角）センサ
１１０    ω演算部
１１１    遅れ補償演算部
１１２    三相／二相変換部
１１３    非干渉制御部
【図１】
0005790123.tif 000006
【図２】
0005790123.tif 000007
【図３】
0005790123.tif 000008
【図４】
0005790123.tif 000009
【図５】
0005790123.tif 000010
【図６】
0005790123.tif 000011
【図７】
0005790123.tif 000012
【図８】
0005790123.tif 000013