(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
局部発振信号を出力するシンセサイザと、
多段に接続された複数の遅延回路を有し、各前記遅延回路に前記局部発振信号を入力することで多相局部発振信号を生成する第一の多相信号生成手段と、
前記多相局部発振信号が入力され、ベースバンド帯域の送信信号を搬送波周波数に変換する第一のミキサ回路を含む送信回路と、
前記局部発振信号を入力することで多相局部発振信号を生成する第二の多相信号生成手段と、
前記搬送周波数の受信信号をベースバンド帯域に周波数変換する第二のミキサ回路を含む受信回路と、を有し、
前記遅延回路は、第一の遅延時間と第二の遅延時間とを生成するものであり、前記第一の遅延時間又は前記第二の遅延時間のうち選択された方の遅延時間を生成し、
前記第一の多相信号生成手段は、前記選択された遅延時間に基づいて前記多相局部発振信号を生成する送受信回路。
【請求項２】
前記ベースバンド帯域の信号であるベースバンド信号の処理を行うベースバンドディジタル処理手段を有し、
前記ベースバンドディジタル処理手段は、
前記第二の遅延時間が選択されたとき、前記ベースバンド信号の位相の符号を反転させる請求項１記載の送受信回路。
【請求項３】
前記第一の遅延時間に相当する位相変化量は１５０度であり、前記第二の遅延時間に相当する位相変化量は２１０度である請求項１又は２記載の送受信回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、多相信号による周波数変換を用いた送受信回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
近距離高速通信が可能な無線技術として超広帯域無線（ＵＢＷ:Ｕｌｔｒａ  ＷｉｄｅＢａｎｄ）が開発されている。超広帯域無線では、ＭＢ−ＯＦＤＭ(MultiBand Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式とＤＳ−ＵＷＢ(Direct Sequence UWB)方式という異なる２つの規格が存在するが、以下の説明ではＭＢ−ＯＦＤＭ方式を前提とする。
【０００３】
超広帯域無線で使用する帯域は、詳細には世界各国で異なるが、３〜１１ＧＨｚと極めて広帯域である。超広帯域無線の開発に伴い、様々な超広帯域無線の送受信チップの開発も進んでいる。この送受信チップにおいて、構成が簡素になるダイレクトコンバージョン方式を採用した場合、送受信チップは、シンセサイザにて局部発振信号３〜１１ＧＨｚを生成し、周波数変換回路にて周波数変換をおこなう。例えば特許文献１には、１／ｎ倍の周波数をもつ局部発振信号を伝送し、直列したｎ個の移相器の出力信号に基づいて周波数変換する送受信システムが記載されている。
【０００４】
しかし、３〜１１ＧＨｚの局部発振信号を生成するシンセサイザと、その信号を送信・受信各々の周波数変換回路まで伝送するバッファ回路は、扱う信号が高周波かつ広帯域であるために消費電力が大きくなったり、回路の面積が大きくなるという問題があった。
【０００５】
従来では、この問題の解決策として、シンセサイザで搬送波周波数の１／Ｎ周波数を生成し、これを多相信号生成回路で位相をずらしたＮ本の信号にし（多相化）、周波数変換回路にて周波数変換と同時に多相化分を足し合わせる技術が既に知られている。この解決策によれば、本来の搬送波周波数で周波数変換するのと等価な周波数変換を実現することができる。
【０００６】
このうち、多相信号生成回路は遅延時間が可変な遅延回路を多段接続する構成をとる。この構成により、各々の遅延回路の出力を取り出すことで多相信号が得られる。また、遅延回路の遅延時間を制御して、所望の位相間隔からなる多相信号を生成することができる。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
以下に具体例を挙げて従来の送受信チップについて説明する。以下の説明では、送受信チップは、およそ６〜１１ＧＨｚの局部発振信号の送受信にのみ対応したシンセサイザが実装されたものとする。
【０００８】
具体的には搬送波周波数は６６００ＭＨｚ、７１２８ＭＨｚ、７５６５ＭＨｚ、８１８４ＭＨｚ、８７１２ＭＨｚ、９２４０ＭＨｚ、９７６８ＭＨｚ、１０２９６ＭＨｚの８通りとする。また、この送受信チップでは、シンセサイザにて搬送波周波数の１／３周波数を生成するものとした。すなわち、シンセサイザから出力される局部発振信号は、２２００ＭＨｚ、２３７６ＭＨｚ、２５５２ＭＨｚ、２７２８ＭＨｚ、２９０４ＭＨｚ、３０８０ＭＨｚ、３２５６ＭＨｚ、３４３２ＭＨｚの８通りである。
【０００９】
この場合、多相信号生成回路ではシンセサイザからの局部発振信号を入力として、１２位相（３０度間隔）の多相信号を生成する必要がある。これは、直交変調方式に対応するため、差動信号であること、シンセサイザが搬送波周波数の１／３周波数の局部発振信号を生成していることから２×２×３＝１２位相が必要となるためである。
【００１０】
この送受信チップでは、遅延回路１段あたり位相を３０度遅らせるとすると、遅延時間は信号周波数が２２００ＭＨｚのときは約３７．９ｐｓｅｃ、信号周波数が３４３２ＭＨｚのときは約２４．３ｐｓｅｃとなり、全搬送波に対応するためには、実現しなければならない遅延時間はおよそ１．６倍変化する。
【００１１】
しかしながら、上記従来の送受信チップでは、上で述べたように広範囲の遅延時間の変化を可能とし、さらに製造時のばらつきを考慮して動作上のマージンを持って多相信号生成回路を設計することが困難である。そのため、従来の送受信チップでは、局部発振周波数が広範囲に変化した場合に、所望の周波数変換を行うことが困難な場合があった。
【００１２】
本発明は、上記事情を鑑みてこれを解決すべくなされたものであり、局部発振信号の周波数が広範囲に変化した場合に、所望の周波数変換を行うことが可能な送受信回路を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明は、上記目的を達成するために、以下の如き構成を採用した。
【００１４】
本発明は、局部発振信号を出力するシンセサイザと、多段に接続された複数の遅延回路を有し、各前記遅延回路に前記局部発振信号を入力することで多相局部発振信号を生成する第一の多相信号生成手段と、前記多相局部発振信号が入力され、ベースバンド帯域の送信信号を搬送波周波数に変換する第一のミキサ回路を含む送信回路と、前記局部発振信号を入力することで多相局部発振信号を生成する第二の多相信号生成手段と、前記搬送周波数の受信信号をベースバンド帯域に周波数変換する第二のミキサ回路を含む受信回路と、を有し、前記遅延回路は、第一の遅延時間と第二の遅延時間とを生成するものであり、前記第一の遅延時間又は前記第二の遅延時間のうち選択された方の遅延時間を生成し、前記第一の多相信号生成手段は、前記選択された遅延時間に基づいて前記多相局部発振信号を生成する。
【００１５】
また本発明の送受信回路は、前記ベースバンド帯域の信号であるベースバンド信号の処理を行うベースバンドディジタル処理手段を有し、前記ベースバンドディジタル処理手段は、前記第二の遅延時間が選択されたとき、前記ベースバンド信号の位相の符号を反転させる。
【００１６】
また本発明の送受信回路において、前記第一の遅延時間に相当する位相変化量は１５０度であり、前記第二の遅延時間に相当する位相変化量２１０度である。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、局部発振信号の周波数が広範囲に変化した場合に、所望の周波数変換を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本実施形態の送受信回路を示す図である。
【図２】本実施形態の送信系のミキサ回路を説明する図である。
【図３】多相信号を用いないミキサ回路を説明する図である。
【図４】図２に示すミキサ回路と図３に示すミキサ回路との動作を説明する図である。
【図５】従来の多相信号生成回路を説明する図である。
【図６】本実施形態の多相信号生成回路を説明する図である。
【図７】本実施形態の多相信号生成回路の動作を説明する第一の図である。
【図８】本実施形態の多相信号生成回路の動作を説明する第二の図である。
【図９】本実施形態の送受信回路のキャリブレーションを説明するフローチャートである。
【図１０】本実施形態のバイアス回路を説明する図である。
【図１１】従来の遅延回路の遅延時間を説明する図である。
【図１２】本実施形態の遅延回路の遅延時間を説明する図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
本実施形態の送受信回路では、多相信号生成回路にて、遅延回路１段あたりの位相変化差を選択可能とし、その位相変化量に対応してベースバンド信号の位相を入れ替える。
【００２０】
（実施形態）
以下に図面を参照して本実施形態の送受信回路について説明する。図１は、本実施形態の送受信回路を示す図である。
【００２１】
本実施形態の送受信回路１００は、一般的なダイレクトコンバージョン方式を元に、多相信号をもちいた周波数変換回路を適用した構成になっている。
【００２２】
本実施形態の送受信回路１００は、多相信号生成回路１１０、１２０、シンセサイザ１３０、ミキサ回路１４０、１５０、平滑化フィルタ１６０、１９０、可変ゲインアンプ１７０、ＡＤＣ(Analog to Digital Converter)１８０、ＤＡＣ(Digital to Analog Converter)１９５、ベースバンドディジタル処理部１９７、アンテナ１９９を有する。
【００２３】
多相信号生成回路１１０、１２０は、多相信号を生成する。シンセサイザ１３０は、局部発振信号を生成する。ミキサ回路１４０は、受信信号の周波数変換を行う。平滑化フィルタ１６０は受信系のフィルタであり、ミキサ回路１４０から出力された信号を平滑化する。ミキサ回路１５０は、送信信号の周波数変換を行う。平滑化フィルタ１９０は送信系のフィルタであり、ＤＡＣ１９５から出力された信号を平滑化する。ベースバンドディジタル処理部１９７は、ベースバンド信号を扱う回路である。
【００２４】
本実施形態のシンセサイザ１３０は、例えば搬送波周波数の１／３である２２００ＭＨｚ、２３７６ＭＨｚ、２５５２ＭＨｚ、２７２８ＭＨｚ、２９０４ＭＨｚ、３０８０ＭＨｚ、３２５６ＭＨｚ、３４３２ＭＨｚの８通りの周波数の局部発振信号を生成できる。
【００２５】
また本実施形態では、多相信号生成回路１１０、１２０を受信、送信それぞれのミキサ回路１４０、１５０の至近に配置した。本実施形態では、この構成により、多相信号の位相がレイアウト上発生する寄生素子の影響による位相ずれを小さくすることができる。
【００２６】
次に本実施形態のミキサ回路１４０、１５０について説明する。本実施形態では、受信系のミキサ回路１４０と送信系のミキサ回路１５０の構成は同一である。よって以下の説明では、ミキサ回路１５０を例として説明する。図２は、本実施形態の送信系のミキサ回路を説明する図である。
【００２７】
本実施形態のミキサ回路１５０は、３倍の多相信号を用いて周波数変換を行う。
【００２８】
図２に示すミキサ回路１５０は、ＩＱ直交変換方式に対応した多相信号を用いた構成である。
【００２９】
本実施形態のミキサ回路１５０において、トランジスタ１２〜１５はベースバンド信号の電圧を電流に変換する。本実施形態では、トランジスタ１２、１３とトランジスタ１４、１５のゲートには、それぞれＩ相、Ｑ相のベースバンド信号が入力される。トランジスタ１６〜６３は多相信号生成回路１２０により生成された多相信号である信号Ａ＋、信号Ａ−、信号Ｂ＋、信号Ｂ−、信号Ｃ＋、信号Ｃ−、信号Ｄ＋、信号Ｄ−、信号Ｅ＋、信号Ｅ−、信号Ｆ＋、信号Ｆ−によってスイッチング動作する。本実施形態のミキサ回路１５０では、このスイッチング動作により周波数変換を行う。
【００３０】
次に、本実施形態のミキサ回路１５０の動作を説明するために、多相信号を用いずに図２で示したミキサ回路１５０と等価な周波数変換を行うミキサ回路について説明する。図３は、多相信号を用いないミキサ回路を説明する図である。
【００３１】
図３に示すミキサ回路１５０Ａでは、トランジスタ６４〜トランジスタ６７はベースバンド信号の電圧を電流に変換する。トランジスタ６４、６５とトランジスタ６６、６７のゲートには、それぞれＩ相、Ｑ相のベースバンド信号が入力される。ミキサ回路１５０Ａは、トランジスタ６８〜７５が局部発振器からの信号（１）〜（４）によってスイッチング動作することで周波数変換を行う。
【００３２】
次に、図４を参照して本実施形態のミキサ回路１５０とミキサ回路１５０Ａの動作について説明する。図４は、図２に示すミキサ回路と図３に示すミキサ回路との動作を説明する図である。
【００３３】
図４に示す信号Ａ±〜Ｆ±及び信号（１）〜（４）は、ミキサ回路１５０とミキサ回路１５０Ａとに等価な動作をさせる信号である。
【００３４】
図４に示すように、ミキサ回路１５０とミキサ回路１５０Ａとが等価の周波数変換を行うためには、例えば信号Ａ＋、信号Ｃ−、信号Ｅ＋のデューティ比が５０％であり、互いに１２０度ずつ位相がずれていれば良い。尚信号Ａ±〜Ｆ±の周波数は、信号（１）〜（４）の周波数の１／３倍である。
【００３５】
以下にミキサ回路１５０のトランジスタ２２〜２７の動作と、ミキサ回路１５０Ａのトランジスタ６９の動作との比較を例に、両者が等価であることを説明する。
【００３６】
ミキサ回路１５０のトランジスタ２２〜２７では、トランジスタ２２及びトランジスタ２３がオンであるか、又はトランジスタ２４及びトランジスタ２５がオンであるか、又はトランジスタ２６及びトランジスタ２７がオンである場合に、全体として電流を流す（オンされる）ことができる。
【００３７】
これはすなわち、ミキサ回路１５０Ａにおいて、トランジスタ６９が信号（１）によってオンされた状態と同じ状態であり、両者が等価であることがわかる。
【００３８】
次に本実施形態の多相信号生成回路１１０、１２０について説明する。始めに、本実施形態の多相信号生成回路１１０、１２０との比較を行うために、従来の多相信号生成回路について説明する。図５は、従来の多相信号生成回路を説明する図である。
【００３９】
図５の示す従来の多相信号生成回路１１０Ａは、遅延回路７６、出力バッファ７７、位相比較器７８、平滑化フィルタ７９、バイアス回路８０を有する。
【００４０】
尚遅延回路７６では、入力から出力へは一定の遅延時間が生じるものであり、その遅延時間（位相変化量）はバイアス回路８０によって制御することが可能である。図５に示す多相信号生成回路１１０Ａでは、多相信号生成回路１１０Ａ全体で、遅延回路７６の１段あたり、入力信号の位相が３０度ずつ遅れていくように、遅延時間が制御されているものとする。すなわち遅延回路７６の一段あたりの遅延量は３０度である。
【００４１】
バッファ７７は、遅延回路７６の出力を増幅して取り出す。位相比較器７８は、多相信号の位相を比較し、結果を出力する。ここでは位相比較器７８は、遅延回路７６の３段分の位相変化量（遅延量）を比較しており、遅延量が９０度のときに出力がゼロとなるような入出力特性を持つものとした。平滑化フィルタ７９は位相の比較結果を平滑化する。バイアス回路８０は、平滑化フィルタ７９の出力電圧に比例して、遅延回路７６の遅延時間を変化させる。
【００４２】
次に本実施形態の送受信回路１００の有する多相信号生成回路１１０、１２０について説明する。本実施形態では、多相信号生成回路１１０、１２０は同様の構成を有しているため、以下の図６では送信系の多相信号生成回路１１０を例として説明する。
【００４３】
図６は、本実施形態の多相信号生成回路を説明する図である。
【００４４】
本実施形態の多相信号生成回路１１０は、遅延回路７６Ａ、出力バッファ７７、位相比較器７８、平滑化フィルタ７９、バイアス回路８０を有する。本実施形態の出力バッファ７７、位相比較器７８、平滑化フィルタ７９、バイアス回路８０は、図５で説明した多相信号生成回路１１０Ａと同様であるから説明を省略する。
【００４５】
本実施形態の遅延回路７６Ａは、遅延回路７６Ａの一段あたりの遅延量を１５０度又は２１０度の何れか一方を選択できる。本実施形態では、１段の遅延回路７６Ａは複数の遅延回路を内部に含んだ構成となっている。本実施形態では、遅延回路７６Ａは、遅延回路７６ａ、７６ｂを含む。本実施形態では、このように１段の遅延回路７６Ａを複数の遅延回路で構成することで、遅延量を１５０度又は２１０度とすることができる。
【００４６】
多相信号生成回路１１０から出力される信号Ａ±〜Ｆ±の位相は、遅延回路７６Ａの遅延量が１５０度のときと２１０度のときとで異なる。
【００４７】
以下に図７、図８を参照して本実施形態の多相信号生成回路１１０の動作を説明する。図７は本実施形態の多相信号生成回路の動作を説明する第一の図であり、図８は本実施形態の多相信号生成回路の動作を説明する第二の図である。図７では遅延回路７６Ａの遅延量が１５０度の場合の多相信号生成回路１１０の動作を示しており、図８では遅延回路７６Ａの遅延量が２１０度の場合の多相信号生成回路１１０の動作を示している。また図７、図８に示す信号（１）〜（４）は、図３に示すような多相信号を用いないミキサ回路１５０Ａと等価な周波数変換を実現するのに必要な図３の（１）〜（４）に相当する。
【００４８】
図７の信号（１）〜（４）は図４の信号（１）〜（４）と同じ位相であり、図８の信号（１）〜（４）は図４の信号（１）〜（４）と比べ、（３）、（４）が反転している。
【００４９】
これはつまり、本実施形態の多相信号生成回路１１０を用いれば、１段の遅延回路７６Ａの遅延量が１５０度のときは、多相信号生成回路１１０Ａと等価であると言える。また本実施形態の多相信号生成回路１１０において、１段の遅延回路７６Ａの遅延量が２１０度のときは、図３のミキサ回路１５０Ａにて信号（３）と信号（４）との入れ替え、又はベースバンド信号のＱ相を反転させれば、多相信号生成回路１１０Ａと等価であるということである。
【００５０】
すなわち本実施形態の多相信号生成回路１１０において、１段の遅延回路７６Ａの遅延量が１５０度のときと２１０度のときに、等しく動作するようにするためには、図２に示すミキサ回路１５０のトランジスタ１４、１５のゲートに入力される信号又はトランジスタ１２、１３のゲートに入力される信号を反転できるようにしておけば良い。または、送受信回路１００のベースバンドディジタル処理部１９７にて、送信する直交データのＱ相（Quadrature Phase）の符号を反転できるようにしておき、遅延回路７６Ａの遅延量を１５０度もしくは２１０度の選択に応じて反転させるようにすれば良い。
【００５１】
以下に図９を参照して、送受信回路１００が送受信を行う前に実行するキャリブレーションについて説明する。図９は、本実施形態の送受信回路のキャリブレーションを説明するフローチャートである。尚キャリブレーションは、本実施形態の送受信回路１００を制御する図示しない制御部等による実行指示を受けて行われる。キャリブレーションは、製造工程でのばらつきや動作温度、電源電圧条件によって実現できる遅延量が異なるため、１５０度、２１０度のどちらかの遅延量を選択するために行われる。またキャリブレーションは送受信回路１００に電源が投入された後に、実際にデータを送受信する前に行う。
【００５２】
本実施形態の送受信回路１００は、シンセサイザ１３０により局部発振信号を生成する（ステップＳ９０１）。シンセサイザ１３０からそれぞれの周波数が出力されている時、多相信号生成回路１１０の遅延回路７６Ａの遅延時間を制御し、出力が安定するまで待機する（ステップＳ９０２）。その後、遅延回路７６Ａの遅延量が１５０度か２１０度かの判別を行い、現在の局部発振信号の周波数と共にメモリに記録する（ステップＳ９０３）。尚このメモリは、例えばベースバンドディジタル処理部１９７内に設けられた記憶領域であっても良い。遅延量の判別の詳細は後述する。
【００５３】
一つの周波数についてステップＳ９０２とステップＳ９０３が完了すると、送受信回路１００は、シンセサイザ１３０において局部発振信号の周波数を変更し、ステップＳ９０１へ戻る（ステップＳ９０４）。ステップＳ９０４において局部発振信号の周波数は、２２００ＭＨｚ、２３７６ＭＨｚ、２５５２ＭＨｚ、２７２８ＭＨｚ、２９０４ＭＨＺｚ、３０８０ＭＨｚ、３２５６ＭＨｚ、３４３２ＭＨｚの順になるように変更される。尚本実施形態では、このとき送受信回路１００の初期状態をクリアするようにし、初期状態の違いで別の安定状態に陥ってしまう疑似ロック状態にならないようにする。
【００５４】
以上がキャリブレーションの際の本実施形態の送受信回路１００の動作である。本実施形態の送受信回路１００における通常動作では、シンセサイザ１３０が局部発振信号の周波数を変更する度に、メモリに格納された周波数に対応する遅延量を読み出す。そして読み出した遅延量が２１０度であった場合、ベースバンドディジタル処理部１９７はベースバンド信号のＱ相の符号を反転させる。
【００５５】
次に図１０を参照して本実施形態における遅延量の判別について説明する。図１０は、本実施形態のバイアス回路を説明する図である。
【００５６】
本実施形態のバイアス回路８０は、多相信号生成回路１１０に設けられており、遅延回路７６Ａの遅延量が１５０度か２１０度かを判別する機能を備えている。図１０では、バイアス回路８０の適用先の遅延回路７６Ａを１段分のみを例として示している。
【００５７】
バイアス回路８０は、電圧入力Ｖｉｎに応じて、トランジスタ８５が電流を流す。通常動作時はスイッチ８３がオフとなっており、電力入力Ｖｉｎのみによってバイアス電流が決まる。
【００５８】
バイアス回路８０は、多相信号生成回路１１０の制御が安定すると、スイッチ８３がオンされて定電流８２を加えたバイアス電流を生成する。バイアス電流が生成されると、位相検出器７８の出力が変化する。本実施形態では、位相検出器７８又は平滑化フィルタ７９の出力を検出し、プラスに変化したか又はマイナスに変化したかにより、遅延回路７６Ａ１段あたりの遅延量が１５０度であるか、又は２１０度であるかを判別する。
【００５９】
本実施形態では、例えば位相検出器７８又は平滑化フィルタ７９の出力をベースバンドディジタル処理部１９７が監視していても良い。この場合、ベースバンドディジタル処理部１９７は、位相検出器７８又は平滑化フィルタ７９の出力に基づき遅延量を判別し、このときの局部発振信号の周波数と遅延量とをメモリへ格納しても良い。また遅延量が２１０度であった場合には、ベースバンドディジタル処理部１９７は、ベースバンド信号のＱ相の符号を反転させる。
【００６０】
以上に説明したように、本実施形態では、多相信号生成回路１１０にて、遅延回路７６Ａ１段あたりの遅延量が１５０度か２１０度のどちらか一方となるように選択し、多相信号を生成する。本実施形態では、遅延回路７６Ａの遅延量は１５０度又は２１０度のどちらでも良い。本実施形態では、局部発振信号の周波数に応じて、遅延回路７６Ａの遅延量が選択される。尚本実施形態では、遅延回路７６Ａで遅延量１５０度と遅延量２１０度の両方が実現可能であれば、どちらの遅延量が選択されても良い。
【００６１】
以下に、図１１、図１２を参照して本実施形態の効果について説明する。図１１は従来の遅延回路の遅延時間を説明する図であり、図１２は本実施形態の遅延回路の遅延時間を説明する図である。
【００６２】
本実施形態では、製造プロセスの変動や、送受信回路１００に供給される電源電圧の変動、周囲の温度変化等による遅延回路の遅延時間が最も早いケースと最も遅いケースとで、例えば１．３倍異なるものとする。
【００６３】
図１１、図１２とも、横軸方向に遅延回路１段あたりの遅延時間を示し、両端矢印の線分にて遅延回路の可変な遅延時間範囲を示す。またシンセサイザ１３０から入力される局部発振信号の周波数２２００ＭＨｚ、２３７６ＭＨｚ、２５５２ＭＨｚ、２７２８ＭＨｚ、２９０４ＭＨｚ、３０８０ＭＨｚ、３２５６ＭＨｚ、３４３２ＭＨｚのときの遅延量３０度、１５０度、２１０度に相当する遅延時間を示している。
【００６４】
図１１に示す例のように、従来の遅延回路の満たすべき遅延時間可変範囲は、遅延時間が最も短いケースと遅延時間が最も長いケースの両方で、遅延量３０度に相当する２４．３ｐｓ（信号周波数が３４３２ＭＨｚのとき）〜３７．９ｐｓ（信号周波数が２２００ＭＨｚのとき）である。よって従来の遅延回路では、マージンを含めると、遅延時間可変範囲は、最も短い遅延時間の約２．０倍となる。
【００６５】
これに対して図１２に示す例では、本実施形態の遅延回路７６Ａの満たすべき遅延時間可変範囲は、遅延量を１５０度と２１０度の何れかが選択されることから従来と比べて狭くすることができる。本実施形態の遅延回路７６Ａでは、マージンを含めると、遅延時間可変範囲は、最も短い遅延時間の約１．５倍となる。これにより遅延回路７６Ａの実現が容易となる。
【００６６】
したがって本実施形態の送受信回路１００では、局部発振信号の周波数が広範囲に変化した場合に、所望の周波数変換を行うことができる。
【００６７】
以上、各実施形態に基づき本発明の説明を行ってきたが、上記実施形態に示した要件に本発明が限定されるものではない。これらの点に関しては、本発明の主旨をそこなわない範囲で変更することができ、その応用形態に応じて適切に定めることができる。
【符号の説明】
【００６８】
１００  送受信回路
１１０、１２０  多相信号生成回路
１４０、１５０  ミキサ回路
１６０、１９０  平滑化フィルタ
１７０  可変ゲインアンプ１７０
１８０  ＡＤＣ
１９５  ＤＡＣ
１９７  ベースバンドディジタル処理部
【先行技術文献】
【特許文献】
【００６９】
【特許文献１】特開２００７−１５０６６３号公報
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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