(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも１つのユニポーラ・エネルギ貯蔵部（１４）と、
第１の接続端子および第２の接続端子（１６、１７）と、
制御信号と割り当てられたパワー半導体スイッチ（Ｔ１、Ｔ４）と反対方向に並列に接続されたフリーホイール・ダイオード（Ｄ１、Ｄ４）とによりターンオンおよびターンオフできるパワー半導体スイッチ（Ｔ１、Ｔ４、１９）を備えたパワー半導体回路であって、前記パワー半導体スイッチ（Ｔ１、Ｔ４、１９）のターンオンおよびターンオフに応じて、前記エネルギ貯蔵部（１４）の１つもしくは全部にわたる電圧降下またはゼロ電圧を前記第１のおよび前記第２の接続端子（１６、１７）の間で生成することができ、前記パワー半導体回路は前記第１のおよび第２の接続端子（１６、１７）の電位点の間に存在するブリッジ分岐（１８）を形成する、パワー半導体回路と、
を備え、
前記ブリッジ分岐（１８）に配置された前記パワー半導体スイッチのみが逆導電性パワー半導体スイッチ（１９）であることを特徴とする、
モジュール式多層コンバータ（１）向けのサブモジュール（１３）。
【請求項２】
ユニポーラ・エネルギ貯蔵部（１４）が、ターンオンおよびターンオフでき同一の順方向に並列に接続された制御可能パワー半導体スイッチを備えた直列回路（１５）とともに提供され、前記第１の接続端子（１６）が前記エネルギ貯蔵部（１４）の電極に接続され、前記第２の接続端子（１７）が制御可能パワー半導体スイッチ（Ｔ１、１９）の間に配置された電位点に接続されたことを特徴とする、請求項１に記載のサブモジュール（１３）。
【請求項３】
第１のエネルギ貯蔵部および第２のエネルギ貯蔵部（２２）が、前記第１のエネルギ貯蔵部（１４）に関して直列に接続され、同一の順方向の２つの逆導電性パワー半導体スイッチ（１９）が前記ブリッジ分岐（１８）内に配置され、前記逆導電性パワー半導体スイッチ（１９）の間の前記電位点が前記第１のエネルギ貯蔵部（１４）および前記第２のエネルギ貯蔵部（２２）の間の電位点に接続され、前記ブリッジ分岐（１８）は、第１のパワー半導体スイッチ（Ｔ１）によって前記第２のエネルギ貯蔵部（２２）と反対方向に第１のフリーホイール・ダイオードと接続され、第２のパワー半導体スイッチ（Ｔ４）によって前記第１のエネルギ貯蔵部（１４）と反対方向にフリーホイール・ダイオード（Ｄ４）と接続され、その結果、前記ブリッジ分岐（１８）は非逆導電性パワー半導体スイッチ（Ｔ１、Ｔ４）の間で切り替えられ、全てのパワー半導体スイッチ（Ｔ１、Ｔ４、１９）が直列に同一の順方向で配置されることを特徴とする、請求項１に記載のサブモジュール（１３）。
【請求項４】
各逆導電性パワー半導体スイッチ（１９）は、低順方向電圧の最適な値が当該スイッチにわたって降下するようなものであることを特徴とする、請求項１乃至３の何れか１項に記載のサブモジュール（１３）。
【請求項５】
非逆導電性パワー半導体スイッチ（Ｔ１、Ｔ４）を逆導電性制御可能パワー半導体スイッチ（１９）よりも低速でターンオンできるように、制御可能パワー半導体スイッチ（Ｔ１、Ｔ４、１９）を制御するための制御ユニットが構成されたことを特徴とする、請求項１乃至４の何れか１項に記載のサブモジュール（１３）。
【請求項６】
前記ブリッジ分岐（１８）内に配置されていない前記ダイオード（Ｄ１、Ｄ４）は最適な低い蓄電を有することを特徴とする、請求項１乃至４の何れか１項に記載のサブモジュール（１３）。
【請求項７】
請求項１乃至６の何れか１項に記載のサブモジュール（１３）を備えた多層コンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、少なくとも１つのユニポーラ・エネルギ貯蔵部と、第１および第２の接続端子と、制御信号と割り当てられたパワー半導体スイッチと反対方向に並列に接続されたフリーホイール・ダイオードとによりターンオンおよびターンオフできるパワー半導体スイッチを備えたパワー半導体回路とを備え、当該パワー半導体スイッチの制御に応じて、当該エネルギ貯蔵部の１つもしくは全部にわたる電圧降下またはゼロ電圧を当該第１の接続端子と第２の接続端子の間で生成することができ、当該パワー半導体回路は当該第１の接続端子と第２の接続端子の電位点の間に存在するブリッジ分岐を形成する、モジュール式多層コンバータ向けのサブモジュールに関する。
【背景技術】
【０００２】
この種のサブモジュールは例えば特許文献１で公知である。特許文献１では、交流電圧網の位相が接続される交流電圧接続を各々が有する位相モジュールと、直流電圧中間回路の接続が提供される２つの直流電圧接続とを備えた多層コンバータが開示されている。位相モジュール分岐が交流電圧接続と各直流電圧接続の間で延伸する。位相モジュールの２つの位相モジュール分岐が「グレッツ・ブリッジ」として知られているもののような残りの位相モジュール分岐に接続される。各位相モジュール分岐は、各々がユニポーラ貯蔵キャパシタを具備したサブモジュールを備えた直列回路を有する。貯蔵キャパシタには、ターンオンおよびターンオフでき各々に１つのフリーホイール・ダイオードが反対方向に並列に接続された２つのパワー半導体スイッチを備えた直列回路が並列に接続されている。上記制御可能パワー半導体スイッチは、同じ順方向で直列回路内に配置されている。当該既知のサブモジュールは２つの接続端子も有する。一方の接続端子は貯蔵キャパシタの電極に直接接続され、他方の接続端子は２つの制御可能パワー半導体スイッチの間に存在する電位点に接続される。パワー半導体スイッチの制御に応じて、貯蔵キャパシタにわたるキャパシタ電圧降下またはゼロ電圧の何れかを各サブモジュールの２つの接続端子に印加することができる。直列接続の結果、各位相モジュール分岐の総電圧を段階的に調節することができる。当該段階のレベルは貯蔵キャパシタにわたる電圧降下により固定されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】ドイツ特許第１０１０３０３１号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ターンオンおよびターンオフできる逆導電性の制御可能パワー半導体スイッチは、現場の経験からも知られている。これらのパワー半導体スイッチではもはや反対方向に並列に接続されたフリーホイール・ダイオードは必要でない。非逆導電性パワー半導体スイッチと比べると、逆導電性パワー半導体スイッチには、通常動作中に低順方向電圧が当該スイッチにわたって降下するので、非逆導電性パワー半導体スイッチと比べて損失が減る。しかし、逆導電性パワー半導体スイッチには、既に商用的に利用可能な逆導電性のないパワー半導体スイッチと比べて高価であるという本質的な欠点がある。
【０００５】
したがって、本発明の目的は、通常動作中に低損失であり廉価でもある背景技術で述べたタイプのサブモジュールを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明は、上記ブリッジ分岐内に配置されたパワー半導体スイッチのみが逆導電性パワー半導体スイッチであるという点で上記目的を達成する。
【０００７】
本発明の範囲内において、逆導電性パワー半導体スイッチを有するモジュール式多層コンバータ向けのサブモジュールを提供する。背景技術で述べたタイプのサブモジュールと逆導電性パワー半導体スイッチは両方とも公知であるので、過去に使用されていた非逆導電性パワー半導体スイッチを逆導電性パワー半導体スイッチで完全に置き換えることは自明であるはずである。そうすると、この種のサブモジュールは、各ケースにおいて、公知のサブモジュールより低い順方向電圧とより低い動作損失により特定されるはずである。しかし、本発明によれば、パワー半導体スイッチが接続端子の間に配置され、接続端子の間に配置されないパワー半導体スイッチよりも高いレベルの負荷を受けることが認められている。この認識は、本発明の要旨ではない複雑な計算とシミュレーションによりもたらされたものである。この認識の結果、本発明の範囲内において、ターンオンおよびターンオフできる逆導電性制御可能パワー半導体スイッチは、接続端子の電位点の間に存在するサブモジュールの上記ブリッジ分岐内にのみ配置される。したがって、これらは、特にエネルギの転送と配分の分野のアプリケーションのケースにおいて、サブモジュールの通常動作中に高い負荷がかかるパワー半導体スイッチである。ターンオンおよびターンオフできる逆導電性パワー半導体スイッチを利用することは、順方向電圧を削減できることを意味する。本発明の範囲内において、負荷が低いパワー半導体スイッチは、逆導電性を有さずしたがって先行技術で公知なようにフリーホイール・ダイオードが反対方向に並列に接続されたパワー半導体スイッチである。これらのパワー半導体スイッチは非常に廉価に入手することができる。廉価なパワー半導体スイッチはサブモジュールのあまり負荷が高くない部分にのみ使用されるので、増大した順方向電圧に起因する結果である損失は許容可能である。
【０００８】
本発明の好適な実施形態によれば、ユニポーラ・エネルギ貯蔵部が、ターンオンおよびターンオフでき同一の順方向に並列に接続されたパワー半導体スイッチを備えた直列回路とともに提供されている。第１の接続端子がエネルギ貯蔵部の第１の電極に接続され、第２の接続端子が制御可能パワー半導体スイッチの間に存在する電位点に接続される。この種のサブモジュールの回路は基本的に公知であるが、本発明によれば、負荷が高いパワー半導体スイッチは逆導電性パワー半導体スイッチである。動作中は当該パワー半導体スイッチに高い負荷がかかるので、接続端子間の上記ブリッジ分岐内の１つの逆導電性パワー半導体スイッチのみを使用するだけで動作損失を減らすのに十分である。接続端子間に存在しないパワー半導体スイッチは、先行技術と同様、フリーホイール・ダイオードが反対方向に並列に接続された非逆導電性パワー半導体スイッチである。
【０００９】
以下の展開においては、本発明の別の変形によれば、第１のエネルギ貯蔵部および第２のエネルギ貯蔵部が、第１のエネルギ貯蔵部に関して直列に接続され、同一の順方向の２つの逆導電性パワー半導体スイッチが上記ブリッジ分岐内に配置され、逆導電性パワー半導体スイッチの間の電位点が第１のおよび第２のエネルギ貯蔵部の間の電位点に接続され、上記ブリッジ分岐は、第１のパワー半導体スイッチによって第２のエネルギ貯蔵部の電極と反対方向に第１のフリーホイール・ダイオードと接続され、第２のパワー半導体スイッチによって第１のエネルギ貯蔵部の電極と反対方向に第１のフリーホイール・ダイオードと接続される。その結果、上記ブリッジ分岐は非逆導電性パワー半導体スイッチの間で切り替えられ、全てのパワー半導体スイッチが直列に同一の順方向で配置される。この有利な開発によれば、同様にそのように知られているダブル・モジュールが提供される。本発明の範囲内において、上記ダブル・モジュールのケースでは、接続端子間に存在するパワー半導体スイッチのみが逆導電性パワー半導体スイッチとして選択される。なぜならば、これらのパワー半導体スイッチは多層コンバータの動作中において、接続端子間に存在しないパワー半導体スイッチよりも高い負荷がかかるからである。
【００１０】
本発明の好適な実施形態によれば、各逆導電性パワー半導体スイッチは、最適な低順方向電圧が当該スイッチにわたって降下するようなものである。逆導電性パワー半導体スイッチ、例えば、逆導電性絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ（ＩＧＢＴ）を様々に最適化してもよい。一方でダイオード・モードにおける「逆回復電荷」として知られるものと、他方でダイオード・モードおよびパワー半導体スイッチング・モードにおける順方向電圧との間の相互作用が、この接続において存在する。したがって、低い逆回復電荷がＩＧＢＴおよびダイオード・モードにおける高い順方向電圧につながる。したがって、逆導電性ＩＧＢＴを最適化することで少ない順方向損失または少ないスイッチング・ロスの何れかをもたらすことができる。この有利な開発によれば、逆導電性パワー半導体スイッチが低い順方向電圧に対して最適化される。
【００１１】
制御可能パワー半導体スイッチを制御するための制御ユニットが好適に提供される。当該制御ユニットは、非逆導電性パワー半導体スイッチを全ての逆導電性制御可能パワー半導体スイッチと比べてより低速でターンオンできるように構成される。接続端子間に配置されたパワー半導体スイッチ（複数可）が低い順方向電圧に対して最適化される場合、逆導電性パワー半導体スイッチがダイオードとして動作すれば、即ち、その切替え可能な順方向に対する電流カウンタを実施すれば、高い蓄電がもたらされる。逆導電性パワー半導体スイッチの高い蓄電は直列に接続した非逆導電性パワー半導体スイッチ（複数可）のケースにおいて高いターンオン損失をもたらしたが、この高いターンオン損失は、上記ブリッジ分岐に配置されていないあまり負荷が高くないパワー半導体スイッチではあまり破壊的でない。なぜならば、これらのパワー半導体スイッチは、本発明の範囲内で認識されるように、あまり負荷が高くないからである。高いターンオン電流は低速なターンオンにより制限される。したがって、これらのパワー半導体スイッチが破壊されるリスクが減る。
【００１２】
さらに好適な開発によれば、上記ブリッジ分岐に配置されていないパワー半導体スイッチは、それらが最適な低い蓄電を有するように最適化される。当該低い蓄電により、逆導電性を有し特に負荷が高いブリッジ分岐の直列に接続されたパワー半導体スイッチにおけるスイッチオン損失が最小化される。負荷が高い逆導電性パワー半導体スイッチのスイッチオン損失はこのように最小化される。あまり負荷が高くないパワー半導体スイッチの高い順方向損失はあまり破壊的でない。
【００１３】
制御可能パワー半導体スイッチを制御するための制御ユニットを好適に提供する。当該制御ユニットは、非逆導電性パワー半導体スイッチが逆導電性制御可能パワー半導体スイッチと比べてより低速にターンオンできるように構成される。これにより、高い蓄電のためダイオード・モードの逆導電性パワー半導体スイッチのケースにおいて生ずる損失が、非逆導電性パワー半導体スイッチのターンオン損失を犠牲として減少する。後者はあまり負荷が高くないので、これは有利である。
【００１４】
本発明はまた、上記の任意のサブモジュールを有する多層コンバータに関する。
【００１５】
本発明のさらに好適な開発および利点は、添付図面の各図を参照する本発明の例示的な諸実施形態の下記の説明の主題である。添付図面においては、同一の参照番号は同一の効果を有する構成要素を示す。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明の多層コンバータの例示的な実施形態を示す図である。
【図２】先行技術に従うサブモジュールを示す図である。
【図３】フリーホイール・ダイオードを反対方向に並列に接続させたパワー半導体スイッチとしてのＩＧＢＴの基板を示す図である。
【図４】逆導電性パワー半導体スイッチの基板を示す図である。
【図５】バース導電性（ｖｅｒｓｅ  ｃｏｎｄｕｃｔｉｖｅ）なパワー半導体スイッチのみを有する図２に従うサブモジュールを示す図である。
【図６】本発明のサブモジュールの例示的な実施形態を示す図である。
【図７】本発明のサブモジュールの別の例示的な実施形態を示す図である。
【図８】ブリッジング・スイッチを有する図７に従うサブモジュールを示す図である。
【図９】本発明のサブモジュールの別の例示的な実施形態を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
図１は、本発明の多層コンバータの例示的な実施形態を概略図で示す。多層コンバータが３つの位相モジュール２、３および４を備え、当該位相モジュール２、３および４の各々が交流電圧接続５および２つの直流電圧接続６および７を有することが分かる。各交流電圧接続５は、交流電圧網（本図では図示せず）の位相８に接続される。一次巻線１０および二次巻線１１を有する変換器９が、コンバータ１と交流電圧網の間のガルバーニ絶縁に使用される。位相モジュール２、３および４の各々は、交流電圧接続５と直流電圧接続６および７の各々との間の２つの位相モジュール分岐１２を形成する。全ての位相モジュール２、３、４の位相モジュール分岐は互いに接続されてブリッジ回路を形成する。各位相モジュール分岐は、各々がエネルギ貯蔵部として１つまたは複数のユニポーラ・キャパシタ（複数可）１４を具備したサブモジュールＴ３を備える直列回路を有する。
【００１８】
図２は、先行技術に従うサブモジュールの実施形態を示す。当該サブモジュールがユニポーラ・キャパシタ１４を有し、直列回路１５がユニポーラ・キャパシタ１４に並列に接続され、直列回路１５において、制御信号によりターンオンおよびターンオフできる２つのパワー半導体スイッチＴ１およびＴ２が直列に接続されていることが分かる。当該パワー半導体スイッチＴ１およびＴ２は非逆導電性であり、したがって、１つのフリーホイール・ダイオードＤ１またはＤ２がそれぞれ当該パワー半導体スイッチと反対方向に並列に接続されている。制御可能パワー半導体スイッチＴ１とＴ２の間の電位点またはフリーホイール・ダイオードＤ１とＤ２の間の電位点は第２の接続端子１７に接続され、貯蔵キャパシタ１４の一方の電極が第１の接続端子１６に接続される。図示した例では、パワー半導体スイッチＴ１およびＴ２は所謂ＩＧＢＴとして知られるが、ＧＴＯ、ＩＧＣＴ等のようなターンオンおよびターンオフできる他のパワー半導体スイッチを使用することも可能である。
【００１９】
パワー半導体スイッチＴ１がその順方向位置に切り替えられた場合、図示した通路方向においてＴ１を通る電流が有効であり、パワー半導体スイッチＴ２は貯蔵キャパシタ１４の短絡を避けるためにそのブロッキング位置に切り替えられなければならない。同じことが反対の場合にも当てはまる。パワー半導体スイッチＴ１がその通路位置に切り替えられた場合、パワー半導体スイッチＴ２はブロッキング位置に切り替えられ、その結果、貯蔵キャパシタ１４のキャパシタ電圧Ｕｃは接続端子１６および１７にわたって降下する。逆の場合は、第１の接続端子１６は、当該第１の接続端子に対してターンオフできるパワー半導体スイッチＴ２によって接続され、その結果、ゼロ電圧が接続端子１６、１７にわたって降下する。例として図２に従うサブモジュール１３を直列接続で有する図１に示す位相モジュール分岐１２では、電圧は、位相モジュール分岐１２全体にわたって降下し、したがって各段階で増大し降下する可能性がある。当該段階のレベルは、キャパシタ電圧Ｕｃのレベルにより決まる。勿論、これはパワー半導体スイッチＴ１またはＴ２のブロッキング能力により導かれる。現在の先行技術によれば、これは１ｋＶと１０ｋＶの間である。したがって、高電圧のアプリケーションでは、数百のサブモジュール１２が直列で接続される。あるいは、パワー半導体スイッチＴ１およびＴ２はパワー半導体スイッチの直列回路を意味することもできるので、スイッチのブロッキング電圧、およびしたがって電圧段階のレベルは増加する。
【００２０】
逆導電性パワー半導体スイッチはまた、制御信号によりその通路方向でターンオンおよびターンオフできそのスイッチ可能な通路方向に対する導電性カウンタでもある先行技術から公知である。換言すれば、逆導電性パワー半導体スイッチがそのブロッキング位置に切り替えられた場合に通路方向の電流に割り込むことができる。通路方向の逆導電性パワー半導体スイッチにわたる電流を、それが制御信号によってそのブロッキング位置からその通路位置にアクティブに切り替えられた場合にのみ有効にすることができる。順方向と反対の方向に流れる電流については、逆導電性パワー半導体スイッチは印加された制御信号に関わらず常に導電性のままである。したがって、パワー半導体スイッチはこの電流方向に対してはダイオードのように動作する。反対方向のダイオードの並列接続はリターン導電性（ｒｅｔｕｒｎ  ｃｏｎｄｕｃｔｉｖｉｔｙ）のため不要になっている。
【００２１】
図３は、フリーホイール・ダイオードを反対方向に接続させた非逆導電性ＩＧＢＴの基板を示す。ターンオンおよびターンオフできるＩＧＢＴの基板上に４つの半導体チップが配置され、２つのチップにはダイオードが提供されていることが分かる。
【００２２】
図４は、ＲＣ−ＩＧＢＴにより指定された逆導電性ＩＧＢＴの基板を示す。６つのＲＣ−ＩＧＢＴチップが基板上に配置されていることが分かる。したがって、全てのチップは逆導電性ＩＧＢＴのケースにおいて順「ダイオード」方向および逆「ダイオード」方向の両方で使用される。非逆導電性ＩＧＢＴのケースでは、図３で概略的に示すように、対照的に４つのチップのみが通路方向で使用され、２つのチップがダイオード・モードで使用される。したがって、逆導電性ＩＧＢＴのケースでは、電流はより多くの半導体チップの間で両方向に分散する。この理由だけにより、逆導電性ＩＧＢＴは、逆導電性のない対応して設計されたパワー半導体スイッチよりも低い通路電圧を有する。したがって、図５に示すように、図２に従うサブモジュールに逆導電性ＩＧＢＴ１９のみを具備させることは自明である。
【００２３】
図６は、本発明に従う例示的な実施形態を示す。図２と比較すると、逆導電性パワー半導体スイッチ１９が、接続端子１６と１７の間で延伸するブリッジ分岐１８内に配置されていることが分かる。しかし、ブリッジ分岐１８の外部には非逆導電性ＩＧＢＴ  Ｔ１が提供されており、ダイオードＤ１が反対方向に並列に非逆導電性ＩＧＢＴ  Ｔ１と接続されている。したがって、図５に示すサブモジュールと比べると、図６に従うサブモジュールは大幅に廉価なである。複雑な計算により、特にエネルギ伝送の分野のアプリケーションでは、ブリッジ分岐１８または１９内に配置されたパワー半導体スイッチＴ２はパワー半導体スイッチＴ１よりも大幅に高い負荷がかかることが分かるかもしれない。したがって、本発明によれば、より高価な逆導電性ＩＧＢＴをブリッジ分岐１８の外部ではなくブリッジ分岐１８内にのみ配置すれば全く十分である。
【００２４】
したがって、逆導電性ＩＧＢＴ１９を２つの方向で最適化することができる。一方では、低順方向電圧が逆導電性ＩＧＢＴ１９にわたって降下するように逆導電性ＩＧＢＴ１９を調節することができる。順方向電圧とは、両方の電流方向についてパワー半導体スイッチ１９にわたって降下する電圧である。そのため、低順方向電圧は損失がより少ない。しかし、逆導電性ＩＧＢＴがＩＧＢＴモードおよびダイオード・モードで低順方向電圧を有するように最適化される場合には、物理的な理由から、高い逆回復電荷が犠牲になる。しかし、高い逆回復電荷は高いターンオン損失をもたらす。
【００２５】
図６において、電流がダイオード・モードで第１の接続端子１６から逆導電性ＩＧＢＴを通って接続端子１７に流れる場合、逆導電性ＩＧＢＴ１９の高い逆回復電荷のため、Ｔ１をオンにしたとき、即ち、非逆導電性パワー半導体スイッチＴ１がそのブロッキング位置からその通路位置に切り替えられたとき、超過電流がＴ１を流れ、Ｔ１が壊れるおそれがある。この理由のため、本発明の１つの例示的な実施形態の範囲では、Ｔ１は制御ユニットに接続される。当該制御ユニットは、Ｔ１のゲート接続により、ＩＧＢＴのスイッチ・オフ動作と比べて低速にＴ１をターンオンする。そのため、Ｔ１の破壊が避けられる。非逆導電性パワー半導体スイッチＴ１には逆導電性パワー半導体スイッチ１９より負荷がかからないので、パワー半導体スイッチＴ１は依然として熱を蓄えることができ、熱生成を受けた高いターンオン損失を許容することができる。電流が逆導電性パワー半導体スイッチ１９を通って接続端子１７から接続端子１６へ流れパワー半導体スイッチ１９がそのブロッキング位置に切り替えられた場合、高いターンオフ損失が発生するが低い順方向損失を考慮すればこれは許容することができる。
【００２６】
図７は本発明の別の例示的な実施形態を示す。図６と比べると、第１の接続端子１６がユニポーラ貯蔵キャパシタ１４の別の電極に接続されていることが分かる。ここでも逆導電性ＩＧＢＴがブリッジ分岐１８内に配置されているが、パワー半導体スイッチは接続端子１６および１７の間には存在せず、ここでも非逆導電性ＩＧＢＴは並列なフリーホイール・ダイオードＤ１と反対方向に配置されている。
【００２７】
図８は図６に従う本発明の例示的な実施形態を示すが、サブモジュール１３をサイリスタ２０または機械スイッチ２１とブリッジすることができる。これは、故障が発生した場合に、位相モジュール分岐１２内の故障したサブモジュールをブリッジしてコンバータの動作を継続できるようにする際に必要である。
【００２８】
図９は、ダブル・モジュールとも呼ぶことができる、本発明のサブモジュール１３の別の例示的な実施形態を示す。前述のサブモジュール１３と対照的に、図９に示すサブモジュール１３は、２つの貯蔵キャパシタ１４および２２を備えた直列接続を有する。パワー半導体スイッチ２３を備えた直列回路は、貯蔵キャパシタ１４および２２を備えた直列回路と並列に接続されている。ブリッジ分岐１８は直列回路２３に組み込まれている。ブリッジ分岐１８は、第１の接続端子１６の電位と第２の接続端子１７の電位点の間に存在する。制御信号によりターンオンおよびターンオフできる２つの逆導電性パワー半導体スイッチ１９がブリッジ分岐１８内に配置されている。パワー半導体スイッチ１９の間の電位点は貯蔵キャパシタ１４および２２の間の電位点に接続されている。第１のパワー半導体スイッチＴ１のコレクタは、第２の貯蔵キャパシタ２２の自由端子または自由電極に接続されている。ここでも、フリーホイール・ダイオードＤ１が第１の非逆導電性パワー半導体スイッチＴ１と反対方向に並列に接続されている。ブリッジ分岐１８を第１の貯蔵キャパシタ１４の自由電極または端子に接続する４番目のパワー半導体スイッチＴ４も提供されている。この目的のため、非逆導電性パワー半導体スイッチＴ４のエミッタが貯蔵キャパシタ１４の上記端子に接続されている。ここでも、フリーホイール・ダイオードがパワー半導体スイッチＴ４と反対方向に並列に接続されている。この回路によれば、貯蔵キャパシタ１４にわたる電圧降下または貯蔵キャパシタ２２にわたる電圧降下の何れかを接続端子１６、１７に印加することができる。総電圧、即ち、貯蔵キャパシタ１４の電圧と貯蔵キャパシタ２２の電圧の和も、接続端子１６および１７の間で生成することができる。
【００２９】
直列回路２３の第２および第３のパワー半導体スイッチ１９は逆導電性パワー半導体スイッチ１９である。これらは両方とも低順方向損失向けに設計されており、比較的高い逆回復電荷を形成する。Ｔ１とＴ４の破壊を避けるため、ブリッジ分岐１８内の逆導電性パワー半導体スイッチ１９のスイッチ回数と比べて、Ｔ１とＴ４は制御ユニット（図示せず）により低速でターンオンされる。図６に従うスイッチに関する説明はここでも当てはまる。特に、ブリッジ分岐１８内に配置されたスイッチ１９には、当該ブリッジング・スイッチ内に配置されたスイッチＴ１およびＴ４よりも負荷がかかる。
【符号の説明】
【００３０】
１  多層コンバータ
２  位相モジュール
３  位相モジュール
４  位相モジュール
５  交流電圧接続
６  直流電圧接続
７  直流電圧接続
９  変換器
１０  一次巻線
１１  二次巻線
１２  位相モジュール分岐
１３  サブモジュール
１４  貯蔵キャパシタ
【図１】
0005833220.tif 000002
【図２】
0005833220.tif 000003
【図３】
0005833220.tif 000004
【図４】
0005833220.tif 000005
【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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