(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ｎ個（Ｎは自然数）の第１タップ係数および受信ディジタル信号の符号情報に基づいて、整合処理を行って第１出力データを生成する第１のマッチドフィルタと、
前記Ｎ以下の値であるＭ個（Ｍは自然数）の第２タップ係数、前記受信ディジタル信号の前記符号情報および振幅情報に基づいて、整合処理を行って第２出力データを生成する第２のマッチドフィルタと、
前記第１出力データに基づいて、前記受信ディジタル信号の第１のフレーム同期タイミングを判定する第１のフレーム同期判定部と、
前記第２出力データおよび前記第１のフレーム同期タイミングに基づいて、前記受信ディジタル信号の第１の位相量を判定する第１の位相判定部と、
前記第１のフレーム同期タイミングを判定後、前記第１タップ係数および前記第２タップ係数を変更するタップ係数切替部と、
前記第１のフレーム同期タイミングおよび前記第１タップ係数変更後の前記第１出力データに基づいて、前記受信ディジタル信号の第２のフレーム同期タイミングを判定する第２のフレーム同期判定部と、
前記第２のフレーム同期タイミングおよび前記第２タップ係数変更後の前記第２出力データに基づいて、前記受信ディジタル信号の第２の位相量を判定する第２の位相判定部と、
前記第１の位相量および前記第２の位相量から周波数オフセットを推定する周波数オフセット推定部と、
を具備する無線装置。
【請求項２】
前記第１のフレーム同期タイミングを判定後、前記第１のマッチドフィルタの出力先を前記第１のフレーム同期判定部から前記第２のフレーム同期判定部へと切り替える第１のセレクタと、
前記第１のフレーム同期タイミングを判定後、前記第２のマッチドフィルタの出力先を前記第１の位相判定部から前記第２の位相判定部へと切り替える第２のセレクタと、
をさらに具備した請求項１に記載の無線装置。
【請求項３】
Ｎ個（Ｎは自然数）の第１タップ係数および受信ディジタル信号の符号情報に基づいて、整合処理を行って第１出力データを生成する第１のマッチドフィルタと、
前記Ｎ以下の値であるＭ個（Ｍは自然数）の第２タップ係数、前記受信ディジタル信号の前記符号情報および振幅情報に基づいて、整合処理を行って第２出力データを生成する第２のマッチドフィルタと、
前記第１出力データに基づいて、前記受信ディジタル信号の第１のフレーム同期タイミングを判定する第１のフレーム同期判定部と、
前記第２出力データおよび前記第１のフレーム同期タイミングに基づいて、前記受信ディジタル信号の第１の位相量を判定する第１の位相判定部と、
前記Ｎ個の第３タップ係数および前記受信ディジタル信号の符号情報に基づいて、整合処理を行って第３の出力データを生成する第３のマッチドフィルタと、
前記Ｍ個の第４タップ係数、前記受信ディジタル信号の前記符号情報および前記振幅情報に基づいて、整合処理を行って第４の出力データを生成する第４のマッチドフィルタと、
前記第３の出力データおよび前記第１のフレーム同期タイミングに基づいて、前記受信ディジタル信号の第３のフレーム同期タイミングを判定する第３のフレーム同期判定部と、
前記第４の出力データおよび前記第２のフレーム同期タイミングに基づいて、前記受信ディジタル信号の第３の位相量を判定する第３の位相判定部と、
前記第１の位相量および前記第３の位相量から、前記受信ディジタル信号の周波数オフセットを推定する周波数オフセット推定部と、
を具備した無線装置。
【請求項４】
受信信号の利得を制御するＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｇａｉｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ）と、
利得制御された受信信号を前記受信ディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
をさらに具備した請求項１ないし３のいずれか一項に記載の無線装置。
【請求項５】
受信信号を前記受信ディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
前記受信ディジタル信号の利得を制御するＡＧＣと、をさらに具備し、
前記第１のマッチドフィルタおよび前記第２のマッチドフィルタは、利得制御後の受信ディジタル信号を用いる
請求項１または２に記載の無線装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明の実施形態は、無線受信装置に関し、たとえばマッチドフィルタを用いてフレーム同期、及び周波数同期を確立するディジタル無線受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の無線受信機では、共通のマッチドフィルタを使って、フレーム同期処理と周波数同期処理を同時並行に実施することで、処理時間の短縮化を図っている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特許第３２５１４３２号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
このように、従来の無線受信機では、フレーム同期処理と周波数同期処理を共通のマッチドフィルタによって実現している。このため、マッチドフィルタが十分なタップ数とビット精度の両方を兼ね備えた構成をとる必要があり、回路規模（タップ数・ビット精度）が大きくなってしまう。すなわち、周波数同期の要求精度とフレーム同期の要求精度のうち、より厳しい条件にマッチドフィルタの回路規模を合わせなくてはならないという問題があった。また、回路規模の増大に伴う消費電力の増大も課題となっている。
【０００５】
この発明の一側面は、上記の問題を解決するためになされたものであり、同期性能を向上させつつ処理時間を短縮し、更に回路規模を必要最小限に抑えた無線受信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の一態様としての無線受信装置は、第１のマッチドフィルタと、第２のマッチドフィルタと、第１のフレーム同期判定部と、第１の位相判定部とを備える。
【０００７】
前記第１のマッチドフィルタは、Ｎ個（Ｎは自然数）の第１タップ係数と、受信ディジタル信号の符号情報に基づき整合処理を行って、第１出力データを得る。
【０００８】
前記第２のマッチドフィルタは、前記Ｎ以下の値であるＭ個（Ｍは自然数）の第２タップ係数と、前記受信ディジタル信号の前記符号情報および振幅情報に基づき整合処理を行って、第２出力データを得る。
【０００９】
前記第１のフレーム同期判定部は、前記第１出力データに基づき、前記受信ディジタル信号の第１のフレーム同期タイミングを判定する。
【００１０】
前記第１の位相判定部は、前記第２出力データおよび前記第１のフレーム同期タイミングに基づいて、前記受信ディジタル信号の第１の位相量を判定する。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】第１の実施の形態における端末の無線受信装置の構成例を示す図。
【図２】第１の実施の形態における同期部のブロック図。
【図３】第１の実施の形態における第１のマッチドフィルタのブロック図。
【図４】第１の実施の形態における第２のマッチドフィルタのブロック図。
【図５】第１の実施の形態におけるマッチドフィルタのタップ係数と同期ワードとの関係を示す図。
【図６】第１の実施の形態におけるマッチドフィルタの出力例を示す図。
【図７】第１の実施の形態における同期部の処理を示すフローチャート。
【図８】第２の実施の形態における同期部のブロック図。
【図９】第２の実施の形態におけるマッチドフィルタのタップ係数と同期ワードとの関係を示す図。
【図１０】第２の実施の形態におけるマッチドフィルタの出力例を示す図。
【図１１】第２の実施の形態における周波数オフセット推定方法を示す図。
【図１２】第２の実施の形態における同期部の処理を示すフローチャート。
【図１３】第３の実施の形態における同期部のブロック図。
【図１４】第４の実施の形態における同期部のブロック図。
【図１５】第５の実施の形態における同期部のブロック図。
【図１６】第５の実施の形態におけるマッチドフィルタの出力分布の一例を示す図。
【図１７】第１の実施の形態における第２のマッチドフィルタのタップ数を変えた場合の受信性能の一例を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
本発明の実施の形態は、フレーム同期用にタップ長を長く設定したマッチドフィルタと、周波数同期用にビット精度を高く設定したマッチドフィルタとを別々に設けて、両者の処理タイミングをそろえることで、同期性能を向上させつつ処理時間を短縮し、更に回路規模を必要最小限に抑えることを特徴とする。
【００１３】
以下、図面を参照しながら、本発明の実施の形態について詳細に説明する。
【００１４】
（実施の形態１）
実施の形態１では、携帯電話端末などの各種通信機器において、フレーム化された無線信号を受信する環境を考える。図１は、実施の形態１における無線端末の受信構成例を示す図である。この無線端末は、アンテナ１０１、ＲＦ・アナログ部１０２、ＡＤＣ（Ａｎａｌｏｇ  ｔｏ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）１０３、同期部１０４、復調部１０５、受信データ処理部１０６から構成される。アンテナ１０１を通して受信された高周波信号は、ＲＦ・アナログ部１０２において、所望の周波数帯へ変換され、ＡＤＣ１０３においてアナログ信号からディジタル信号へ変換される。同期部１０４では、受信信号のタイミングと位相を合わせる処理が行われる。復調部１０５においてデータシンボルを復調する。受信データ処理部１０６において、誤り訂正等の復号処理を行い、フレーム信号が受信できたか否かの判定を行う。
【００１５】
本実施の形態は、特に図１における同期部１０４の処理に関するものであり、マッチドフィルタを用いた簡易な回路構成で、受信フレーム信号のタイミングと位相を精度良く合わせることを目的とする。
【００１６】
図２は、同期部１０４の基本構成を示す図である。同期部１０４は、フレーム同期をとるための第１のマッチドフィルタ２０２と、位相判定（位相回転の推定）を行うための第２のマッチドフィルタ２０３を具備する。第１のマッチドフィルタ２０２では、受信ディジタル信号の符号（極性）情報のみを使ってフレーム同期をとり、第２のマッチドフィルタ２０３では、受信ディジタル信号の符号と振幅の両方を使って位相判定を行う。符号抽出部２０１は、受信信号の正負の極性を判定して、符号データを第１のマッチドフィルタ２０２へと入力する処理を行い、受信フレーム信号のサンプル毎にＭＳＢ１ビットを取り出す回路によって実装できる。
【００１７】
第１のマッチドフィルタ２０２は、図３に示す回路構成で実現される。第１のマッチドフィルタ２０２に入力された符号データは、遅延素子３０１乃至３０３を通り、Ｎ個（Ｎは自然数）のタップ係数ＡＮ乃至Ａ１との線形加算値（相関値）が出力される。第１のマッチドフィルタ２０２の出力は、第１出力データに相当する。
【００１８】
第２のマッチドフィルタ２０３も同様の構成をとり、図４のような回路によって実現される。第２のマッチドフィルタ２０３は、Ｍ個（ＭはＮ≧Ｍを満たす自然数）のタップ係数ＡＮ乃至ＡＮ-Ｍ+１を具備し、このタップ係数は第１のマッチドフィルタ２０２のタップ係数の部分集合となっている。第２のマッチドフィルタ２０３の出力は、第２出力データに相当する。以下の例では、タップ数Ｍは、タップ数Ｎより小さい場合を示す。
【００１９】
第１及び第２のマッチドフィルタのタップ係数の関係を図５に示す。第１のマッチドフィルタ２０２のタップ係数は、既知の同期ワードＮシンボル分に合致しており、第２のマッチドフィルタ２０３のタップ係数は、上記Ｎシンボルの同期ワードの末尾Ｍシンボルに合致する。このようなタップ係数を設定することで、第１のマッチドフィルタ２０２と第２のマッチドフィルタ２０３における整合タイミングを揃えることが可能となる。
【００２０】
同期ワードａ１・・・ａＮを含む受信フレーム信号が同期部１０４に入力される場合、同期ワードの第１シンボルａ１が第１のマッチドフィルタ２０２に入力されるタイミングをｔ＝１とすると、ｔ＝１からｔ＝Ｎにわたって第１のマッチドフィルタ２０２に同期ワードが入力されていき、ｔ＝Ｎで整合する。同様に、第２のマッチドフィルタ２０３では、意味のある同期ワードが入力されるタイミングはｔ＝Ｎ−Ｍ＋１であり、ｔ＝Ｎ−Ｍ＋１からｔ＝Ｎの計Ｍ単位時間にわたって同期ワードが入力されていき、ｔ＝Ｎのタイミングで整合する。２つのマッチドフィルタにおいて、フレーム同期処理と位相判定処理を同時並行に行っており、同期処理時間を短縮している。
【００２１】
第１及び第２のマッチドフィルタの出力例を図６に示す。第１及び第２のマッチドフィルタは共にｔ＝Ｎで同期ワードと整合してピークを出力するが、タップ数が長い第１のマッチドフィルタ２０２の出力に、より大きなピークが現れる。同期部１０４におけるフレーム同期タイミング、及び位相量の判定処理のフローチャートを図７に示す。フレーム同期判定部２０４では、第１のマッチドフィルタ２０２の出力を観測し（Ｓ１１）、閾値を越えるピークのタイミングを捕捉することで（Ｓ１２）、フレーム同期タイミングｔ＝Ｎを同定する（Ｓ１３）。位相判定部２０５では、第２のマッチドフィルタ２０３の出力を観測し（Ｓ１４）、フレーム同期タイミングｔ＝Ｎにおける出力データＦ１の位相値ａｒｇ（Ｆ１）を同定する（Ｓ１５）。この際、位相判定部２０５では第２のマッチドフィルタ２０３の出力ピークを見つけようとはせず、ピークタイミングの情報をフレーム同期判定部２０４から受け取る。位相判定部２０５は、第２のマッチドフィルタ２０３の出力データのうち、フレーム同期タイミングｔ＝Ｎにおけるデータの位相回転量を判定する。
【００２２】
フレーム同期判定部２０４におけるフレーム同期タイミングの推定精度は、第１のマッチドフィルタ２０２の出力に現れるピークの大きさによって決まり、タップ数が多いほど整合時のピークは顕著になることが知られている。一方、位相判定部２０５では、第２のマッチドフィルタ２０３の整合タイミングにおける出力データの位相を判定する。すなわち、ピークの現れるタイミングと、その時の位相の両者を正確に知る必要がある。タイミングと位相の両方の同期をとることを目的とした従来のマッチドフィルタでは、受信信号のビット精度を十分にとり、タップ数を多く設定することで対応していたが、回路規模と消費電力が増大してしまうという問題があった。
【００２３】
本実施形態では、ピーク検出のための第１のマッチドフィルタ２０２は、符号のみを使った構成のため、タップ係数の加減算処理のみで実現することができ、回路規模を大幅に削減することが可能となる。また、位相判定用の第２のマッチドフィルタ２０３は、位相判定のために複数ビットで表現される振幅情報を利用した構成をとるものの、タップ数を少なくすることで回路規模を削減している。そのため、第２のマッチドフィルタ２０３の出力データのみで整合タイミングを検知することは難しいが、整合タイミングが一致するように第１及び第２のマッチドフィルタのタップ係数を設定することで、フレーム同期判定部２０４において高精度で検知したタイミング情報を流用することが可能となる。第２のマッチドフィルタ２０３では、タップ数を削減することによる回路規模削減効果が大きいことに加え、タップ数削減による受信性能への影響は微小である。
【００２４】
図１７は、第２のマッチドフィルタ２０３のタップ数を変えた場合の、シングルキャリア・ＢＰＳＫ変調での受信性能の一例を示す。Hight RateおよびLow Rateの２つの例が示されている。Hight RateおよびLow Rateのいずれの場合においても、第２のマッチドフィルタ２０３のタップ数を変えても、整合タイミングは第１のマッチドフィルタ２０２によって正確に検知できており、位相推定精度の違いによる受信性能の差はほとんど見られないことがわかる。
【００２５】
以上のように、本実施形態では、無線受信機において、フレーム同期処理用の第１のマッチドフィルタと、位相判定用の第２のマッチドフィルタとを別々に持つことで、それぞれの処理を並行して実施することができ、処理時間が短縮できる。さらに、それぞれの処理内容に合わせてマッチドフィルタの回路規模（タップ数・ビット精度）を個別に設定することができ、少ない回路規模で所望のフレーム同期性能および位相回転量の推定性能を得ることができる。具体的には、フレーム同期性能はマッチドフィルタのビット精度よりタップ数に依存するため、第１のマッチドフィルタを受信信号の符号のみを使う構成にすることで、回路規模を削減することができる。また、位相回転量の推定処理はマッチドフィルタのタップ数よりビット精度に依存するため、第２のマッチドフィルタについては受信信号の符号と振幅の両方を使う構成とし、第１のマッチドフィルタよりタップ数を少なくすることで、回路規模を削減することができる。さらに、第２のマッチドフィルタにおける位相回転推定において、タップ数の多い第１のマッチドフィルタでのフレーム同期タイミングを利用することができるため、位相回転量の推定精度を高めることが可能となる。
【００２６】
なお、本実施形態では、第２のマッチドフィルタ２０３のタップ数Ｍが、第１のマッチドフィルタ２０２のタップ数Ｎよりも小さい例を示したが、タップ数Ｍがタップ数Ｎと同じであってもよい。この場合、第２のマッチドフィルタ２０３におけるＭ個のタップの一部を停止させることで、上記同様に、消費電力を低減することが可能である。
【００２７】
（実施の形態２）
実施の形態２として、位相ずれの時間変動である周波数オフセットの推定機構を具備した同期部の構成を図８に示す。第１の実施の形態である図２の同期部１０４と比べて、図８に示す同期部は、タップ係数切替部５０５、第１のセレクタ５０３、第２のセレクタ５０４、第２のフレーム同期判定部５０８、第２の位相判定部５０９、及び周波数オフセット推定部５１０を具備する。タップ係数切替部５０５において、第１のマッチドフィルタ５０１、及び第２のマッチドフィルタ５０２の係数を切り替えることで、それぞれのマッチドフィルタで、異なる同期ワードとの整合をとることを可能とする。
【００２８】
第２の実施の形態におけるマッチドフィルタのタップ係数と同期ワードとの関係を図９に示す。同期ワードが含まれるプリアンブル信号として、長さＮ＋Ｘシンボルの非周期的な信号を想定する。第１のマッチドフィルタ５０１では、先頭Ｎシンボル及び末尾Ｎシンボルと整合をとるようにタップ係数を設定する。即ち、切替前のタップ係数はａＮ・・・ａ１、切替後のタップ係数はａＮ+Ｘ・・・ａ１+Ｘとなる。第２のマッチドフィルタ５０２のフィルタ係数は、第１のマッチドフィルタの係数Ｎタップ内の末尾Ｍタップを設定する。即ち、切替前はａＮ・・・ａＮ-Ｍ+１、切替後はａＮ+Ｘ・・・・ａ１+Ｘ+Ｎ-Ｍとなる。第１、及び第２のマッチドフィルタのタップ係数の末尾をそろえることで、整合時の出力ピークの出現タイミングが一致する。そのため、第１の実施の形態の場合と同様に、フレーム同期タイミングの判定結果を流用して、位相判定を実施することが可能となる。
【００２９】
第２の実施の形態における第１、及び第２のマッチドフィルタの出力例を図１０（Ａ）および図１０（Ｂ）にそれぞれ示す。プリアンブル内の同期ワードの時間間隔（＝Ｘ単位時間）と同じ間隔で、２つのピークが出現していることがわかる。タップ数が多い第１のマッチドフィルタ５０１の出力ピークより、フレーム同期タイミングを同定し、同じ整合タイミングを持つ第２のマッチドフィルタ５０２の出力より、位相値arg（Ｆ１）及び位相値arg（Ｆ２）を算出する。位相値ａｒｇ（Ｆ１）、及び位相値ａｒｇ（Ｆ２）によって、第１のフレーム同期タイミングｔ＝Ｎから第２のフレーム同期タイミングｔ＝Ｎ＋Ｘまでの位相変動、すなわち周波数オフセットを算出することが可能となる。
【００３０】
第２のマッチドフィルタ５０２の出力位相と、周波数オフセットとの関係を図１１に示す。第１の位相判定部５０７では、第１のフレーム同期タイミングｔ＝Ｎにおける第２のマッチドフィルタ５０２の複素出力Ｆ１より、位相値arg（F１）＝θ１を算出する。同様に、第２の位相判定部５０９では、第２のフレーム同期タイミングｔ＝Ｎ＋Ｘにおける第２のマッチドフィルタ５０２の複素出力Ｆ２より、位相値arg（F２）＝θ２を算出する。周波数オフセット推定部５１０では、時間間隔ｔ＝Ｘにおける位相変動θ２−θ１より単位時間当たりの位相変動値を周波数オフセットとして算出する。なお、図１１に示すように、位相変動が１８０°を超えると、正確なオフセット推定ができなくなるため、想定する無線システムを考慮したうえで、周波数オフセットによる位相変動が１８０°を超えないような時間間隔Ｘに基づいて、タップ係数を設定する必要がある。
【００３１】
また、上記のように位相値arg（F１）＝θ１及びarg（F２）＝θ２をそれぞれ算出するのではなく、複素出力の乗算処理によって位相変動を求めてもよい。その場合、周波数オフセット推定部５１０では、複素出力Ｆ１の共役値と、複素出力Ｆ２との複素乗算値F３＝F２×ｃｏｎｊ（Ｆ１）を計算し、その位相値arg（F３）を求めることで、位相変動θ２−θ１を算出する。
【００３２】
第２の実施の形態における同期処理のフローを図１２に示す。図８に示す同期部では、第１のフレーム同期判定部５０６と、第２のフレーム同期判定部５０８とは、第１のセレクタ５０３によって切り替わる構成となっている。第１のフレーム同期タイミングｔ＝Ｎを検出後（Ｓ２１，Ｓ２２、Ｓ２３）、第１のセレクタ５０３は、第１のマッチドフィルタ５０１の出力先を、第１のフレーム同期判定部５０６から第２のフレーム同期判定部５０８へと切り替える。また、第１のマッチドフィルタ５０１のタップ係数を変更する（Ｓ２４）。
【００３３】
第２のフレーム同期判定部５０８でのフレーム同期タイミング判定処理は、閾値によるピーク検出だけではなく、第１のフレーム同期タイミングｔ＝Ｎからの経過時間を利用することができる。即ち、図９に示したタップ係数の関係より、第１のフレーム同期タイミングと第２のフレーム同期タイミングとの時間間隔はＸ単位時間だけ離れていることが既知であることを利用する。第２のフレーム同期判定部５０８でのピーク検出処理は、第１のフレーム同期タイミングｔ＝ＮからＸ単位時間だけ経過したタイミング（ｔ＝Ｎ+Ｘ）においてのみ実施すればよく、ｔ＝Ｎ+Ｘ時点での第１のマッチドフィルタ５０１の出力が閾値以上であればフレーム同期完了と判定する（Ｓ２５、Ｓ２６、Ｓ２７）。逆に、閾値未満であればフレーム同期誤り（誤検出）という判定ができる（Ｓ２８）。このため、誤った同期タイミングのまま復調処理に移行することを回避できる。誤検出を判定する機能を除外するのであれば、第２のフレーム同期判定部５０８の処理を、第１のフレーム同期タイミング（ｔ＝Ｎ）の情報を使わずに独立した処理にすることが可能である。その場合、第１のフレーム同期判定部５０６と第２のフレーム同期判定部５０８の処理は全く同じであり、セレクタ５０９は不要で、どちらか一方の同期判定部を具備すればよい。
【００３４】
また図８に示す同期部では、第１の位相判定部５０７と、第２の位相判定部５０９とは、第２のセレクタ５０４によって切り替わる構成となっている。第１の位相判定部５０７では、第２のマッチドフィルタ５０２の出力を観測し（Ｓ３１）、第１のフレーム同期タイミングｔ＝Ｎにおける出力データから位相値（周波数偏移量）θ１を算出する（Ｓ３２）。第２のセレクタ５０４は、第２のマッチドフィルタ５０２の出力先を、第１の位相判定部５０７から第２の位相判定部５０９へと切り替える。また、タップ係数切替部５０５は、第２のマッチドフィルタ５０２のタップ係数を変更する（Ｓ３３）。第２の位相判定部５０９では、第２のマッチドフィルタ５０２の出力を観測し、第２のフレーム同期タイミングｔ＝Ｎ＋Ｘにおける出力データから位相値（周波数偏移量）θ２を算出する（Ｓ３４）。周波数オフセット推定部５１０では、位相変動θ２−θ１より単位時間当たりの位相変動値を周波数オフセットとして算出する(Ｓ３５)。
【００３５】
第２の実施の形態では、時間的に離れた同期ワードとの整合をとることで周波数オフセット推定を実施している。タップ係数を切り替えることで、マッチドフィルタを流用し、回路規模を小さくしている。また、第２のマッチドフィルタ５０２のタップ係数は、第１のマッチドフィルタ５０１のタップ係数の末尾Ｍタップであるため、タップ係数切替部５０５の処理は、実質的に第１のマッチドフィルタ５０１の係数を切り替えるだけで実現できる。
【００３６】
以上のように、本実施形態によれば、第２の位相判定部を新たに設けることで、第１の位相量からの差分が計算できるため、受信信号の周波数オフセットを算出することが可能となる。また、第２のフレーム同期判定部において、第１のフレーム同期タイミングを利用することで、フレーム同期の誤検出を防ぐことができ、フレーム同期性能が向上する。さらに、タップ係数切替部を新たに設けることで、２つのマッチドフィルタを流用することができ、回路規模を削減することが可能となる。
【００３７】
（実施の形態３）
図１３に、実施の形態３に係る同期部の構成を示す。
【００３８】
図１３に示す同期部は、フレーム同期用に第１のマッチドフィルタ１３０１及び第３のマッチドフィルタ１３０２、位相判定用に第２のマッチドフィルタ１３０３及び第４のマッチドフィルタ１３０４を具備している。第２の実施の形態との違いは、タップ係数を切り替えず、固定係数のマッチドフィルタを４つ具備する点である。タップ係数を高速で切り替える処理が不要であるため、周波数オフセット推定のための２つの同期ワードの時間間隔を短く設定することが可能である。プリアンブルが短いフレーム信号を受信する場合には、同期処理は短時間に実施することが求められるため、固定のタップ係数を持つ複数マッチドフィルタを具備する図１３の構成が有効である。第３のマッチドフィルタ１３０２の出力は第３の出力データに対応し、第４のマッチドフィルタ１３０４の出力は第４の出力データに対応する。
【００３９】
なお図１３におけるフレーム同期判定部１３０５、１３０６、位相判定部１３０７、１３０８および周波数オフセット推定部１３０９は、図８におけるフレーム同期判定部５０６、５０８、位相判定部５０７、５０９および周波数オフセット推定部５１０の動作と同様であり、その説明を省略する。フレーム同期判定部１３０６は、第３のフレーム同期判定部に対応し、位相判定部１３０８は、第３の位相判定部に対応する。
【００４０】
以上のように、本実施形態によれば、第２の位相判定部を設けることで、第１の位相量からの差分が計算できるため、受信信号の周波数オフセットを算出することが可能となる。また、第２のフレーム同期判定部において、第１のフレーム同期タイミングを利用することで、フレーム同期の誤検出を防ぐことができ、フレーム同期性能が向上する。また、フレーム同期用の２個のマッチドフィルタでそれぞれ個別に固定のタップ係数を設定するため、それぞれのマッチドフィルタと整合する同期ワードの受信間隔が短くても、フレーム同期をとることができる。
【００４１】
（実施の形態４）
符号のみを利用するマッチドフィルタとしてそれぞれ固定のタップ係数を有する第１のマッチドフィルタ及び第２のマッチドフィルタを具備し、符号と振幅を利用するマッチドフィルタはタップ係数を切り替えるようにした構成として、図１４の構成が考えられる。第２の実施の形態との違いは、フレーム同期用に２つのマッチドフィルタ（第１のマッチドフィルタ１４０１及び第３のマッチドフィルタ１４０２）を具備する点である。フレーム同期用のマッチドフィルタは、出力ピークを大きくするためにタップ数を多く持つため、その分だけプリアンブルの処理時間が長くなってしまう。できるだけ処理時間を短くする、という目的に対しては、タップ長の長い第１及び第３のマッチドフィルタについては固定のタップ係数を具備しておき、タップ長の短い第２のマッチドフィルタ１４０４のみ、タップ係数切替部１４０３によるタップ係数切替によって回路を流用する。第１及び第３のマッチドフィルタ１４０１、１４０２は、タップ長は長いものの受信信号の符号のみしか使用しないため、実質的な計算はタップ係数の累積加減算であり、２つ具備することによる回路規模への影響は限定的である。
【００４２】
なおセレクタ１４０５、位相判定部（周波数変位量判定部）１４０７、１４０８、フレーム同期判定部１４０６、１４０９および周波数オフセット推定部１４０１の動作は、図８におけるフレーム同期判定部５０６、５０８、位相判定部５０７、５０９および周波数オフセット推定部５１０と同様であるため、その説明を省略する。
【００４３】
（実施の形態５）
実施の形態５として、同期部１０４の前段にＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｇａｉｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ）１５０１を具備する構成を図１５に示す。受信ディジタル信号は、ＡＧＣ１５０１において所望のレベルに利得調整され、同期部１０４へと入力される。その結果、所望の平均電力の受信信号が第１及び第２のマッチドフィルタ２０２、２０３に入力されるため、同期ワードとの整合時の出力ピークを判定しやすくなる。受信信号に含まれる同期ワードの平均電力が既知であれば、マッチドフィルタでの整合時の出力値も理論計算できるため、フレーム同期のための閾値を適切に設定することが可能となる。
【００４４】
図１５では、ＡＧＣ１５０１は、同期部１０４の直前に配置されているが、ＡＧＣは、ＲＦ・アナログ部１０２とＡＤＣ１０３の間に配置されてもよいし、ＲＦ・アナログ部１０２の一部として組み込まれてもよい。すなわち、ＡＧＣは、アナログ領域で利得制御を行ってもよいし、ディジタル領域で利得制御を行ってもよい。
【００４５】
ＡＧＣ１５０１は、回路の不完全性によって所望のレベルからずれてしまうＡＧＣ誤差を生じる点が懸念されるが、本実施形態はＡＧＣ誤差に対する耐性が強いという利点がある。
【００４６】
図１６に、ＡＧＣ誤差の影響下でのマッチドフィルタ出力分布の一例を示す。
【００４７】
図１６（ａ）は、符号と振幅の両方を使うマッチドフィルタ（軟値マッチドフィルタ）の出力分布を表している。マッチドフィルタへの入力信号として、平均電力にバラツキがある３通りの同期ワード（バラツキは＋２、＋０、−２ｄＢ）を与えたときの、理想同期点（整合タイミング）での出力の分布と、同期点以外の非理想タイミング時の出力の分布を示している。ＡＧＣの誤差によって、理想同期点の出力がバラついており、ピークを見つけるための閾値の範囲が狭くなっていることがわかる。
【００４８】
図１６（ｂ）は、符号のみを使うマッチドフィルタを用いた場合に、同様の出力分布を示したものである。受信信号の符号のみを使うため、ＡＧＣ誤差による平均電力のバラツキの影響はほとんど受けず、理想同期点を見つけるための閾値の範囲が広くとれることがわかる。
【００４９】
図１６（ｃ）は符号のみを使うマッチドフィルタのタップ数を１／２倍にした場合の出力分布であり、タップ数が半減することで理想同期点の出力レベルが小さくなり、閾値の範囲が狭まっている様子が確認できる。
【００５０】
以上の解析により、ＡＧＣでの利得調整誤差のある環境でも本実施形態のフレーム同期方式は良好に動作し、タップ数を増やすほど同期性能の向上が期待できることがわかる。
【００５１】
以上のように、本実施形態によれば、利得調整のためのＡＧＣをマッチドフィルタの前段に具備することで、同期ワードを受信したときのマッチドフィルタ出力が所定のレベルになるように設定することができるため、フレーム同期性能が向上する。また、ＡＧＣでの利得調整に誤差が生じた場合においても、第１のマッチドフィルタでは符号のみを使って整合をとるため、誤差の影響を受けにくく、高精度なフレーム同期を実現することが可能となる。
【００５２】
なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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