(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
進化型右手／左手系複合（Ｅ−ＣＲＬＨ）メタマテリアルユニットセルを備え、
前記Ｅ−ＣＲＬＨメタマテリアルユニットセルは、
組み合わせられて共振周波数ωＳＥを有する第一の直列腕共振子を形成するインダクタＬＲおよびキャパシタンスＣＬと、
組み合わせられて共振周波数ωＳＨを有する第一のシャント腕共振子を形成するインダクタＬＬおよびキャパシタンスＣＲと、
組み合わせられて共振周波数ωＳＥ´を有する第二の直列腕共振子を形成するインダクタＬＲ´およびキャパシタンスＣＬ´と、
組み合わせられて共振周波数ωＳＨ´を有する第二のシャント腕共振子を形成するインダクタＬＬ´およびキャパシタンスＣＲ´と、
を有し、
前記インダクタＬＲ、前記キャパシタンスＣＬ、前記インダクタＬＬ、前記キャパシタンスＣＲ、前記インダクタＬＲ´、前記キャパシタンスＣＬ´、前記インダクタＬＬ´、および前記キャパシタンスＣＲ´の値は、ωＳＥおよびωＳＨ´が略等しくなり、ωＳＨおよびωＳＥ´が略等しくなるように選択されており、
前記第一および第二の直列腕共振子は、信号線に沿って直列に接続されており、
前記第一および第二のシャント腕共振子は、グランド線と前記信号線との間にシャント接続されており、
前記Ｅ−ＣＲＬＨユニットセルは、４つのメタライゼーション層に形成された印刷回路構造を持ち、前記４つのメタライゼーション層は、互いに分離していると共に互いに平行で、
第１の信号ポート、前記第１の信号ポートに結合されている第１の給電ライン、前記第１の給電ラインに結合されている第１の発射パッド、前記第１の発射パッドとは分離しており且つ前記第１の発射パッドに容量結合されている第１のセルパッチ、前記第１のセルパッチからは離間されており、前記第１のセルパッチから信号を受信するように結合されている第２のセルパッチ、前記第２のセルパッチとは分離しており且つ前記第２のセルパッチに容量結合されている第２の発射パッド、前記第２の発射パッドに結合されている第２の給電ライン、および前記第２の給電ラインに結合されている第２の信号ポートを有するようにパターニングされている第１のメタライゼーション層と、
前記第１のメタライゼーション層の下方、且つ、前記第１のセルパッチと前記第２のセルパッチとの間に第１の導電セルパッチを有するようにパターニングされている第２のメタライゼーション層と、
前記第２のメタライゼーション層に形成されている前記第１の導電セルパッチの下方に第２の導電セルを有するようにパターニングされている第３のメタライゼーション層と、
前記第２のメタライゼーション層に形成されている前記第１の導電セルパッチと、前記第３のメタライゼーション層に形成されている前記第２の導電セルパッチとを接続する第１の導電ビアと、
前記フィルタ装置のグラウンド電極を提供する第４のメタライゼーション層と、
前記第１のメタライゼーション層上の前記第１のセルパッチと、前記第４のメタライゼーション層内の前記グラウンド電極とを接続する第１のセル用ビアであって、前記第１の導電セルパッチおよび前記第２の導電セルパッチから分離されており且つ前記第１の導電セルパッチおよび前記第２の導電セルパッチに直接接触していない第１のセル用ビアと、
前記第１のメタライゼーション層上の前記第２のセルパッチと、前記第４のメタライゼーション層内の前記グラウンド電極とを接続する第２のセル用ビアであって、前記第１の導電セルパッチおよび前記第２の導電セルパッチから分離されており且つ前記第１の導電セルパッチおよび前記第２の導電セルパッチに直接接触していない第２のセル用ビアと、
を含む、メタマテリアル構造ベースのフィルタ装置。
【請求項２】
前記第１のメタライゼーション層は、前記第１の発射パッドに隣接する第１の上側グラウンド電極、および、前記第２の発射パッドに隣接する第２の上側グラウンド電極を有するようにパターニングされており、
前記第２のメタライゼーション層は、前記第１の上側グラウンド電極の下方に第１の下側グラウンド電極を有するように、且つ、前記第２の上側グラウンド電極の下方に第２の下側グラウンド電極を有するようにパターニングされており、
前記第１の上側グラウンド電極は、前記第１の信号ポートと前記第１の給電ラインとの間に結合されている第１の共平面導波路（ＣＰＷ）を、前記第１の下側グラウンド電極と共に、支持するようにパターニングされており、
前記第２の上側グラウンド電極は、前記第２の信号ポートと前記第２の給電ラインとの間に結合されている第２の共平面導波路（ＣＰＷ）を、前記第２の下側グラウンド電極と共に、支持するようにパターニングされている、請求項１に記載のフィルタ装置。
【請求項３】
前記Ｅ−ＣＲＬＨユニットセルに結合されている１以上の追加Ｅ−ＣＲＬＨユニットセルを備える、請求項１又は請求項２に記載のフィルタ装置。
【請求項４】
前記Ｅ−ＣＲＬＨユニットセルに結合されているローパスフィルタを備える、請求項１又は請求項２に記載のフィルタ装置。
【請求項５】
前記ローパスフィルタは、メタマテリアル構造を持つ、請求項４に記載のフィルタ装置。
【請求項６】
前記Ｅ−ＣＲＬＨユニットセルに結合されているハイパスフィルタを備える、請求項１又は請求項２に記載のフィルタ装置。
【請求項７】
前記ハイパスフィルタは、メタマテリアル構造を持つ、請求項６に記載のフィルタ装置。
【請求項８】
ＬＲ／ＣＲ比およびＬＬ´／ＣＬ´比は、略等しい、請求項１又は請求項２に記載のフィルタ装置。
【請求項９】
ＬＲ、ＣＬ、ＬＬ、ＣＲ、ＬＲ´、ＣＬ´、ＬＬ´、およびＣＲ´の値は、前記フィルタ装置の入力インピーダンスおよび出力インピーダンスを一致させるように選択される、請求項１又は請求項２に記載のフィルタ装置。
【請求項１０】
前記シリーズインダクタＬＲは、前記フィルタ装置の入力インピーダンスおよび出力インピーダンスを一致させるように選択される、請求項１又は請求項２に記載のフィルタ装置。
【請求項１１】
前記Ｅ−ＣＲＬＨユニットセルの回路素子は、ディスクリート回路素子を含む、請求項１又は請求項２に記載のフィルタ装置。
【請求項１２】
前記Ｅ−ＣＲＬＨユニットセルは、低周波数帯域ではローパスフィルタとして、高周波数帯域ではハイパスフィルタとして挙動するように構成され、前記ローパスフィルタの上側端と前記ハイパスフィルタの下側端との間のアイソレーションは２５ｄＢ以上である、請求項１又は請求項２に記載のフィルタ装置。
【請求項１３】
前記ローパスフィルタの周波数帯域は、８００−２１７０ＭＨｚであり、前記ハイパスフィルタの周波数帯域は、２．３−６．０ＧＨｚである、請求項１２に記載のフィルタ装置。
【請求項１４】
全印刷進化型右手／左手系複合（Ｅ−ＣＲＬＨ）メタマテリアル構造であって、
第１の信号ポート、前記第１の信号ポートに結合されている第１の給電ライン、前記第１の給電ラインに結合されている第１の発射パッド、前記第１の発射パッドとは分離しており且つ前記第１の発射パッドに容量結合されている第１のセルパッチ、前記第１のセルパッチからは離間されており、前記第１のセルパッチから信号を受信するように結合されている第２のセルパッチ、前記第２のセルパッチとは分離しており且つ前記第２のセルパッチに容量結合されている第２の発射パッド、前記第２の発射パッドに結合されている第２の給電ライン、および前記第２の給電ラインに結合されている第２の信号ポートを有するようにパターニングされている第１のメタライゼーション層と、
前記第１のメタライゼーション層の下方、且つ、前記第１のセルパッチと前記第２のセルパッチとの間に第１の導電セルパッチを有するようにパターニングされている第２のメタライゼーション層と、
前記第２のメタライゼーション層に形成されている前記第１の導電セルパッチの下方に第２の導電セルを有するようにパターニングされている第３のメタライゼーション層と、
前記第２のメタライゼーション層に形成されている前記第１の導電セルパッチと、前記第３のメタライゼーション層に形成されている前記第２の導電セルパッチとを接続する第１の導電ビアと、
前記フィルタ装置のグラウンド電極を提供する第４のメタライゼーション層と、
前記第１のメタライゼーション層上の前記第１のセルパッチと、前記第４のメタライゼーション層内の前記グラウンド電極とを接続する第１のセル用ビアであって、前記第１の導電セルパッチおよび前記第２の導電セルパッチから分離されており且つ前記第１の導電セルパッチおよび前記第２の導電セルパッチに直接接触していない第１のセル用ビアと、
前記第１のメタライゼーション層上の前記第２のセルパッチと、前記第４のメタライゼーション層内の前記グラウンド電極とを接続する第２のセル用ビアであって、前記第１の導電セルパッチおよび前記第２の導電セルパッチから分離されており且つ前記第１の導電セルパッチおよび前記第２の導電セルパッチに直接接触していない第２のセル用ビアと、
を含む、全印刷進化型右手／左手系複合メタマテリアル構造。
【請求項１５】
前記第１のメタライゼーション層は、前記第１の発射パッドに隣接する第１の上側グラウンド電極、および、前記第２の発射パッドに隣接する第２の上側グラウンド電極を有するようにパターニングされており、
前記第２のメタライゼーション層は、前記第１の上側グラウンド電極の下方に第１の下側グラウンド電極を有するように、且つ、前記第２の上側グラウンド電極の下方に第２の下側グラウンド電極を有するようにパターニングされており、
前記第１の上側グラウンド電極は、前記第１の信号ポートと前記第１の給電ラインとの間に結合されている第１の共平面導波路（ＣＰＷ）を、前記第１の下側グラウンド電極と共に、支持するようにパターニングされており、
前記第２の上側グラウンド電極は、前記第２の信号ポートと前記第２の給電ラインとの間に結合されている第２の共平面導波路（ＣＰＷ）を、前記第２の下側グラウンド電極と共に、支持するようにパターニングされている、請求項１４に記載の全印刷進化型右手／左手系複合メタマテリアル構造。
【発明の詳細な説明】
【関連出願】
【０００１】
本願は、米国仮特許出願第６０／９８８，７６８号（発明の名称：「進化型メタマテリアル構造および高Ｑフィルタへの応用」、出願日：２００７年１１月１６日）および米国仮特許出願第６１／０５０，９５４号（発明の名称：「ノート型コンピュータ用の単一ケーブルアンテナ」、出願日：２００８年５月６日）による恩恵を主張する。これら２つの出願の開示内容は全て、参照により本願の明細書の一部として組み込まれる。
【背景技術】
【０００２】
電磁波は、Ｅを電界、Ｈを磁場、およびβを波数ベクトルとした場合の（Ｅ，Ｈ，β）ベクトル場の右手の法則に従って、大半の物質内を伝播する。位相速度方向は、信号エネルギー伝播（群速度）の方向と同じであり、屈折率は正の数である。このような物質は、右手系（ＲＨ）」と呼ばれる。大半の自然界の物質は、ＲＨ物質である。人工物質にも、ＲＨ物質が存在する。
【０００３】
メタマテリアル（ＭＴＭ）は、人工的に形成された構造を持つ。メタマテリアルは、当該メタマテリアルが誘導する電磁エネルギーの波長よりもはるかに小さいサイズｐを持つ基本構造であるユニットセルに基づいて設計されており、誘導対象である電磁エネルギーに対して均質媒質のような挙動を取り得る。メタマテリアルは、ＲＨ物質とは異なり、屈折率が負となると共に誘電率εおよび透磁率μも同時に負となり、位相速度方向は信号エネルギー伝播方向とは逆になり、（Ｅ，Ｈ，β）ベクトル場の相対的な方向は左手の法則に従う。屈折率が負となり、誘電率εおよび透磁率μが同時に負となるメタマテリアルを、純粋な「左手系（ＬＨ）」メタマテリアルと呼ぶ。
【０００４】
メタマテリアルの多くは、ＬＨメタマテリアルとＲＨ物質との混合物であるので、右手／左手系複合（ＣＲＬＨ）メタマテリアルである。ＣＲＬＨメタマテリアルは、低周波数ではＬＨメタマテリアルとして挙動し、高周波ではＲＨ物質として挙動することができる。さまざまなＣＲＬＨメタマテリアルの設計および特性は、「ＣａｌｏｚおよびＩｔｏｈ、「電磁メタマテリアル：送信線路理論およびマイクロ波への応用（Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ  Ｍｅｔａｍａｔｅｒｉａｌｓ：Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  Ｌｉｎｅ  Ｔｈｅｏｒｙ  ａｎｄ  Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ）」、ジョン・ワイリー・アンド・サンズ（Ｊｏｈｎ  Ｗｉｌｅｙ  ＆  Ｓｏｎｓ）２００６年」に記載されている。ＣＲＬＨメタマテリアルおよびアンテナへのＣＲＬＨメタマテリアルの応用については、「Ｔａｔｓｕｏ  Ｉｔｏｈ、「招待論文：メタマテリアルの可能性」、エレクトロニクス・レターズ（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ  Ｌｅｔｔｅｒｓ）、第４０巻、第１６号（２００４年８月）」に記載されている。
【０００５】
ＣＲＬＨメタマテリアルは、特定の用途に合った電磁特性を持つように構成および操作することができ、その他の物質の利用が困難であったり、非現実的であったり、または不可能である用途に利用することが可能である。また、ＣＲＬＨメタマテリアルによれば、ＲＨ物質では不可能な新たな用途の開発および新たなデバイスの構成が可能となり得る。
【０００６】
一例として、以下に記載するようなＣＲＬＨメタマテリアルベースのさまざまなフィルタが挙げられる。
【発明の概要】
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本願は、フィルタ設計技術、および、進化型右手／左手系複合（Ｅ−ＣＲＬＨ）メタマテリアルのユニットセルを含むメタマテリアル構造ベースのフィルタを記載する。
【０００８】
一の側面によると、メタマテリアル構造ベースのフィルタ装置は、進化型右手／左手系複合（Ｅ−ＣＲＬＨ）メタマテリアルユニットセルを備える。Ｅ−ＣＲＬＨメタマテリアルユニットセルは、組み合わせられて直列共振ωＳＥを生成するシリーズインダクタＬＲおよびシリーズキャパシタンスＣＬと、組み合わせられてシャント共振ωＳＨを生成するシャントインダクタＬＬおよびシャントキャパシタンスＣＲと、組み合わせられて直列共振ωＳＥ´を生成するシリーズインダクタＬＲ´およびシリーズキャパシタンスＣＬ´と、組み合わせられてシャント共振ωＳＨ´を生成するシャントインダクタＬＬ´およびシャントキャパシタンスＣＲ´とを有する。シリーズインダクタＬＲ、シリーズキャパシタンスＣＬ、シャントインダクタＬＬ、シャントキャパシタンスＣＲ、シリーズインダクタＬＲ´、シリーズキャパシタンスＣＬ´、シャントインダクタＬＬ´、およびシャントキャパシタンスＣＲ´は、（１）入力および出力が共通の回路構造を持つようなＥ−ＣＲＬＨユニットセルの対称セル構造を形成するように接続されており、（２）それぞれの値が、ωＳＥおよびωＳＨ´が略等しくなり、ωＳＨおよびωＳＥ´が略等しくなるように設定される。
別の側面によると、フィルタ装置は、従来型ＣＲＬＨ（Ｃ−ＣＲＬＨ）セルおよびデュアル型ＣＲＬＨ（Ｄ−ＣＲＬＨ）セルを非線形に組み合わせて形成されるＥ−ＣＲＬＨユニットセル構造を備える。当該装置では、Ｃ−ＣＲＬＨセルのシリーズインダクタＬＲおよびシリーズキャパシタンスＣＬの組が、直列共振ωＳＥを生成し、Ｃ−ＣＲＬＨセルのシャントインダクタＬＬおよびシャントキャパシタンスＣＲの組が、シャント共振ωＳＨを生成し、Ｄ−ＣＲＬＨセルのシリーズインダクタＬＲ´およびシリーズキャパシタンスＣＬ´の組が、直列共振ωＳＥ´を生成し、Ｄ−ＣＲＬＨセルのシャントインダクタＬＬ´およびシャントキャパシタンスＣＲ´の組が、シャント共振ωＳＨ´を生成する。ωＳＥおよびωＳＨ´が略等しく、ωＳＨおよびωＳＥ´が略等しい。
【０００９】
別の側面によると、フィルタ装置は、複数の従来型ＣＲＬＨ（Ｃ−ＣＲＬＨ）セルを有するＣ−ＣＲＬＨユニットセル構造であって、第１のＣＲＬＨ（Ｃ−ＣＲＬＨ）セルが第２のＣＲＬＨ（Ｃ−ＣＲＬＨ）セルに結合されているＣ−ＣＲＬＨユニットセル構造と、直列共振ωＳＥ１を生成する第１のＣＲＬＨ（Ｃ−ＣＲＬＨ）セルのシリーズインダクタＬＲ１およびシリーズキャパシタンスＣＬ１の組と、シャント共振ωＳＨ１を生成する第１のＣＲＬＨ（Ｃ−ＣＲＬＨ）セルのシャントインダクタＬＬ１およびシャントキャパシタンスＣＲ１の組と、直列共振ωＳＥ２を生成する第２のＣＲＬＨ（Ｃ−ＣＲＬＨ）セルのシリーズインダクタＬＲ２およびシリーズキャパシタンスＣＬ２の組と、シャント共振ωＳＨ２を生成する第２のＣＲＬＨ（Ｃ−ＣＲＬＨ）セルのシャントインダクタＬＬ２およびシャントキャパシタンスＣＲ２の組とを備える。ωＳＥ１およびωＳＥ２が略等しく、ωＳＨ１およびωＳＨ２が略等しい。
【００１０】
別の側面によると、全印刷された進化型の右手／左手系複合（Ｅ−ＣＲＬＨ）メタマテリアル構造は、第１の信号ポート、第１の信号ポートに結合されている第１の給電ライン、第１の給電ラインに結合されている第１の発射パッド、第１の発射パッドとは分離しており且つ第１の発射パッドに容量結合されている第１のセルパッチ、第１のセルパッチからは離間されており、第１のセルパッチから信号を受信するように結合されている第２のセルパッチ、第２のセルパッチとは分離しており且つ第２のセルパッチに容量結合されている第２の発射パッド、第２の発射パッドに結合されている第２の給電ライン、第２の給電ラインに結合されている第２の信号ポートを有するようにパターニングされている第１のメタライゼーション層と、第１のメタライゼーション層の下方、且つ、第１のセルパッチと第２のセルパッチとの間に第１の導電セルパッチを有するようにパターニングされている第２のメタライゼーション層と、第２のメタライゼーション層に形成されている第１の導電セルパッチの下方に第２の導電セルを有するようにパターニングされている第３のメタライゼーション層と、第２のメタライゼーション層に形成されている第１の導電セルパッチと、第３のメタライゼーション層に形成されている第２の導電セルパッチとを接続する第１の導電ビアと、フィルタ装置のグラウンド電極を提供する第４のメタライゼーション層と、第１のメタライゼーション層上の第１のセルパッチと、第４のメタライゼーション層内のグラウンド電極とを接続する第１のセル用ビアであって、第１の導電セルパッチおよび第２の導電セルパッチから分離されており且つ第１の導電セルパッチおよび第２の導電セルパッチに直接接触していない第１のセル用ビアと、第１のメタライゼーション層上の第２のセルパッチと、第４のメタライゼーション層内のグラウンド電極とを接続する第２のセル用ビアであって、第１の導電セルパッチおよび第２の導電セルパッチから分離されており且つ第１の導電セルパッチおよび第２の導電セルパッチに直接接触していない第２のセル用ビアとを備える。
【００１１】
別の側面によると、ダイプレクサ装置は、低帯域周波数および高帯域周波数を持つ複数の信号を送受信する主要入出力ポートと、低帯域周波数で動作する第１の信号を送受信する低帯域入出力ポートと、主要入出力ポートを低帯域入出力ポートに接続し、インサーションロスが低く、上側帯域端がシャープであるバンドパス低帯域フィルタと、高帯域周波数で動作する第２の信号を送受信する高帯域入出力ポートと、主要入出力ポートを高帯域ポートに接続し、インサーションが低く、下側帯域端がシャープであるバンドパス高帯域フィルタとを備える。低帯域フィルタの上側端と高帯域フィルタの下側端との間のアイソレーションは低い。
【００１２】
さらに別の側面によると、フィルタ回路を設計する方法は、フィルタ回路のインピーダンス、周波数帯域、およびフィルタ帯域幅を含む、目標フィルタ性能パラメータを特定する段階と、特定された目標フィルタ性能パラメータおよびフィルタ回路のインピーダンス整合条件に基づいて、複数の最初の回路パラメータを求める段階と、フィルタ回路のベータ曲線、リターンロス、伝送帯域、およびインピーダンスを評価する段階と、特定された目標フィルタ性能パラメータを満たす一群の最終の回路パラメータを探すべく、フィルタ回路の回路パラメータを反復最適化および確認するためのスプレッドシートを作成する段階とを備える。一例を挙げると、当該方法は、進化型右手／左手系複合（Ｅ−ＣＲＬＨ）セルを含むフィルタ回路を設計するべく利用され得る。
【００１３】
本明細書に記載するフィルタ設計および設計方法によれば、ＣＲＬＨ型構造を利用した最適回路ベースのフィルタ設計が提供され得る。当該フィルタ設計は、効率が良く、任意の帯域に容易に調整され、対象となる周波数帯域にわたって整合条件を実現でき、フロントエンドモジュールのパッケージへと組み込むことができる。本明細書に記載するフィルタ設計および設計方法によれば、従来型および進化型の伝送線路型の右手／左手系複合メタマテリアル（ＭＴＭ）の構造（それぞれ、Ｃ−ＣＲＬＨおよびＥ−ＣＲＬＨと呼ばれる）がさらに提供され得る。Ｃ−ＣＲＬＨおよびＥ−ＣＲＬＨは概して、分散挙動が優れており、周波数帯域、Ｑ値（Ｑｕａｌｉｔｙ  Ｆａｃｔｏｒ）、フィルタのサイドバンドリジェクション、低インサーションロスといったフィルタ特性のうち１以上の特性をより良好に制御することができる。
【００１４】
上述およびその他の実施例およびその変更例を、添付図面、発明の詳細な説明、および特許請求の範囲で詳細に説明する。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】４つのユニットセルを用いている１次元ＣＲＬＨ  ＭＴＭの伝送線路の一例を示す図である。
【図２】図１に示した１次元ＣＲＬＨ  ＭＴＭの伝送線路の等価回路を示す図である。
【図３】図１に示した１次元ＣＲＬＨ  ＭＴＭの伝送線路の等価回路を示す別の図である。
【図４Ａ】図２に示した１次元ＣＲＬＨ伝送線路等価回路を表す伝送線路回路を表す２ポートネットワークマトリクスを示す図である。
【図４Ｂ】図３に示した１次元ＣＲＬＨ伝送線路等価回路を表す伝送線路回路を表す２ポートネットワークマトリクスを示す図である。
【図５】４つのユニットセルを用いている１次元ＣＲＬＨ  ＭＴＭアンテナの一例を示す図である。
【図６Ａ】図４Ａに示した伝送線路の場合と同様に、１次元ＣＲＬＨアンテナ等価回路を表す２ポートネットワークマトリクスを示す図である。
【図６Ｂ】図４Ｂに示した伝送線路の場合と同様に、１次元ＣＲＬＨアンテナ等価回路を表す２ポートネットワークマトリクスを示す図である。
【図７Ａ】均衡が取れている場合の分散曲線の一例を示す図である。
【図７Ｂ】均衡が取れていない場合の分散曲線の一例を示す図である。
【図８】４つのユニットセルで構成されている、部分グラウンドを有する１次元ＣＲＬＨ  ＭＴＭ伝送線路の一例を示す図である。
【図９】図８に示した部分グラウンドを有する１次元ＣＲＬＨ  ＭＴＭ伝送線路の等価回路を示す図である。
【図１０】４つのユニットセルに基づき構成されている、部分グラウンドを有する１次元ＣＲＬＨ  ＭＴＭアンテナの一例を示す図である。
【図１１】４つのユニットセルで構成されている、部分グラウンドを有する１次元ＣＲＬＨ  ＭＴＭ伝送線路の別の例を示す図である。
【図１２】図１１に示すような部分グラウンドを持つ１次元ＣＲＬＨ  ＭＴＭ伝送線路の等価回路を示す図である。
【図１３】Ｃ−ＣＲＬＨおよびＥ−ＣＲＬＨの分析ステップ、設計ステップ、および製造ステップを示す図である。
【図１４】ＷＷＡＮ／ＷＬＡＮダイプレクサを示す機能ブロック図である。
【図１５Ａ】２．２ＧＨｚの近傍ではっきりと除去するローパスフィルタのダイプレクサフィルタを説明するための図である。
【図１５Ｂ】２．２ＧＨｚの近傍ではっきりと除去するハイパスフィルタのダイプレクサフィルタを説明するための図である。
【図１６Ａ】従来型の対称ＣＲＬＨユニットセルの等価回路を示す図である。
【図１６Ｂ】デュアル型の対称ＣＲＬＨユニットセルの等価回路を示す図である。
【図１６Ｃ】進化型の対称ＣＲＬＨユニットセルの等価回路を示す図である。
【図１７】汎用Ｅ−ＣＲＬＨ（ＧＥ−ＣＲＬＨ）ユニットの４層全印刷設計を示す３次元図である。
【図１８】図２５に示す高ＱＥ−ＣＲＬＨフィルタの等価回路を示す図である。
【図１９】表３のパラメータの回路応答を示す図である。
【図２０Ａ】図１８Ａおよび図１８Ｂで説明したＬＰフィルタおよび表３に記載したパラメータを持つ１セルＥ−ＣＲＬＨを用いたフィルタ設計を示す図である。
【図２０Ｂ】図２０Ａに示した回路のバンドパスフィルタ応答を示す図である。
【図２１Ａ】ＬＲＬＰｏｖｅｒ２＝９．３３ｎＨ／２且つＣＲＬＰ＝１．９ｐＦである３セルＬＰフィルタ回路を示す図である。
【図２１Ｂ】図２１Ａに示した回路のＬＰフィルタ応答を示す図である。
【図２２】Ｅ−ＣＲＬＨユニットセルの伝播定数βと周波数との関係の一例を示す図である。
【図２３】依存パラメータを求め、ＣＲＬＨ構造を構築するためのフローチャートを示す図である。
【図２４】図２５に示すＥ−ＣＲＬＨ回路のＳ１１およびＳ１２のシミュレーション結果を示す図である。
【図２５】ディスクリート素子を用いて構築された高Ｑフィルタの写真である。
【図２６】図２５に示したフィルタのＳ１１およびＳ１２の予備段階の結果である。
【図２７Ａ】図１７に示すＧＥ−ＣＲＬＨ構造を示す図である。
【図２７Ｂ】図１７に示すＧＥ−ＣＲＬＨ構造を示す図である。
【図２７Ｃ】図１７に示すＧＥ−ＣＲＬＨ構造を示す図である。
【図２７Ｄ】図１７に示すＧＥ−ＣＲＬＨ構造を示す図である。
【図２７Ｅ】図１７に示すＧＥ−ＣＲＬＨ構造を示す図である。
【図２８Ａ】全印刷型のＨＦＳＳ設計の場合の、図１７および図２７Ａから図２７Ｅに示すＥ−ＣＲＬＨをベースとする高ＱフィルタのＳ１１およびＳ１２を示す図である。
【図２８Ｂ】アンソフトデザイナを用いた対応するＥ−ＣＲＬＨ回路の場合の、図１７および図２７Ａから図２７Ｅに示すＥ−ＣＲＬＨをベースとする高ＱフィルタのＳ１１およびＳ１２を示す図である。
【図２９Ａ】下側端または上側端がシャープな広帯域フィルタについて、１５オームで一致させられた広帯域インピーダンスを示す図である。
【図２９Ｂ】下側端または上側端がシャープな広帯域フィルタの回路シミュレーション応答を示す図である。
【図３０】２つの狭帯域バンドパス領域を示す図であり、上側端または下側端がシャープな狭帯域フィルタのために高帯域側の領域は２５オームで一致させられている。
【図３１】上側端または下側端がシャープな狭帯域フィルタの回路シミュレーション応答を示す図である。
【図３２】２セル従来型右手／左手系複合（Ｃ−ＣＲＬＨ）伝送線路（ＴＬ）を示す図である。
【図３３】図３２に示す内部回路を持つ２ポート伝送線路ネットワークを示す図である。
【図３４Ａ】２セル等方性均衡伝送線路フィルタの回路を示す図である。
【図３４Ｂ】２セル等方性均衡伝送線路フィルタの伝送Ｓ１２およびリターンロスＳ１１／Ｓ２２を示す図である。
【図３５Ａ】４つのメタライゼーション層からなる構造を持つ全印刷Ｅ−ＣＲＬＨ構造の一例を示す図であり、２つの信号ポートおよび２つの共平面導波路を有するメタライゼーション層１を示す。
【図３５Ｂ】２つの上側金属−絶縁層−金属（ＭＩＴ）キャパシタ（ＭＩＭ１およびＭＩＭ２）および層間ビア１１、ビア１２、ビア２１およびビア２２を有するメタライゼーション層２を示す図である。
【図３５Ｃ】２つのセルから成る主要構造を有するメタライゼーション層３を示す図である。
【図３５Ｄ】３つの下側ＭＩＭキャパシタＭＩＭ１、ＭＩＭ２、およびＭＩＭ１２を有するメタライゼーション層４を示す図である。
【図３５Ｅ】全面下側グラウンド電極であるメタライゼーション層５を示す図である。
【図３６Ａ】主要Ｃ−ＣＲＬＨ構造が図３４の回路に対応する、図３５Ａから図３５Ｅおよび表１３の全印刷構造のＨＦＳＳシミュレーション結果を示す図である。
【図３６Ｂ】図３５Ａから図３５Ｅおよび表１３の全印刷回路の測定結果を示す図である。
【図３７Ａ】入力インピーダンスを２０オームから５０オームへと変成し、９００ＭＨｚから６ＧＨｚまでの帯域幅をカバーしており、インサーションロスを持つ、均衡異方性の事例のフィルタを示す図である。
【図３７Ｂ】均衡異方性の事例のパラメータの回路応答を示す図である。
【図３８Ａ】入力インピーダンスを５０オームから５オームへと変成し、１ＧＨｚから１．６５ＧＨｚの帯域幅の範囲をカバーし、インサーションロスが略ゼロである、不均衡異方性の事例のフィルタを示す図である。
【図３８Ｂ】不均衡異方性の事例のパラメータの回路応答を示す図である。
【図３９】ＷＡＮ／ＬＡＮダイプレクサを示す機能ブロック図である。
【図４０Ａ】１つのＥ−ＣＲＬＨユニットセルと３セルローパスフィルタとを用いている低帯域バンドパスフィルタを示す図であって、素子用のパッドを備える回路レイアウトを示す図である。
【図４０Ｂ】１つのＥ−ＣＲＬＨユニットセルと３セルローパスフィルタとを用いている低帯域バンドパスフィルタを示す図であって、予備的に製造された試作品の写真である。
【図４１Ａ】低帯域バンドパスフィルタの伝送（Ｓ１２）とリターンロス（Ｓ１１／Ｓ２２）とを示す図であり、図４０Ａに基づいて得られるシミュレーション結果を示す図である。
【図４１Ｂ】低帯域バンドパスフィルタの伝送（Ｓ１２）とリターンロス（Ｓ１１／Ｓ２２）とを示す図であり、図４０Ｂに基づいて得られる測定結果である。
【図４２】１つのＥ−ＣＲＬＨユニットセルと３セルハイパスフィルタとを用いている高帯域バンドパスフィルタを示す図である。
【図４３】図４２に示す低帯域バンドパスフィルタの伝送（Ｓ１２）とリターンロス（Ｓ１１／Ｓ２２）のシミュレーション結果を示す図である。
【図４４】図４０Ａおよび４０Ｂ、図４１Ａおよび図４１Ｂにそれぞれ示すローパスバンドパスフィルタおよびハイパス・バンドパスフィルタを組み合わせた３ポートダイプレクサを示す図である。
【図４５】図４４に示す高帯域低帯域ダイプレクサのポート２とポート３との間の結合および伝送Ｓ１２およびＳ１３のシミュレーション結果を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
メタマテリアル（ＭＴＭ）構造は、アンテナ、伝送線路、フィルタ等の電気素子および電気デバイスを構成するべく利用することができ、小型化および高性能化等多くの点で技術を進歩させることができる。ＭＴＭアンテナ構造は、さまざまな回路プラットフォーム上に製造することができ、例えば、従来のＦＲ−４型プリント配線基板（ＰＣＢ）またはフレキシブルプリント配線（ＦＰＣ）基板に製造することができる。その他の製造技術の例を挙げると、薄膜製造技術、システム・オン・チップ（ＳＯＣ）技術、低温同時焼成セラミックス（ＬＴＣＣ）技術、およびモノリシックマイクロ波集積回路（ＭＭＩＣ）技術等がある。
【００１７】
ＣＲＬＨメタマテリアル構造は、応用例を１つ挙げると、現在のフィルタ設計に直接応用され得る。一般的にフィルタ設計によって、通信リンクは、周波数帯域から、通信に利用される信号以外の信号をフィルタリングで除去することができる。ＣＲＬＨ構造を利用した現在のフィルタ設計およびフィルタ技術は、ハイパスフィルタ、バンドパスフィルタ、またはインピーダンス変成型フィルタであって、これらのうちいくつかは、「ジー・マタエイ、エル・ヤング、イー・エヌ・ティー・ジョーンズ（Ｇ．Ｍａｔｔａｅｉ、Ｌ．Ｙｏｕｎｇ、Ｅ．Ｎ．Ｔ．Ｊｏｎｅｓ）、「マイクロ波フィルタ、インピーダンス整合ネットワーク、および結合構造」、アーテック・ハウス・パブリッシャー（Ａｒｔｅｃｈ  Ｈｏｕｓｅ  Ｐｕｂｌｉｓｈｅｒ）、１９８０年」に記載されている。
【００１８】
ハイパスフィルタは、上述した文献に記載されているように純粋な左手系ユニットセルをベースとしている。別のフィルタ設計の例を挙げると、バンドパスフィルタおよびインピーダンス変成型フィルタは、ＣＲＬＨユニットセルをベースとしている。しかし、上述した文献に記載されているように、実際にマイクロ波構造においてＣＲＬＨ型のフィルタ設計を利用することは難しく、代わりに、直列インダクタンスおよびインピーダンスインバータを利用する。上述した文献に記載されているフィルタ設計方法の例をさらに挙げると、フィルタ通過帯域に現れるリップルのためにフィルタのインサーションロスが大きくなるシャープなフィルタを形成するためには、従来型のＣＲＬＨ（Ｃ−ＣＲＬＨ）のようなユニットセルが多数必要となる。ユニットセルパラメータおよびユニットセルの数は、さまざまなユニットセルについて生成されているテーブルに記載されている係数に基づいて求められる。さらに別のフィルタ設計方法も利用可能であるが、概して最適な結果を得るべくブルートフォース（総当り）方式を利用する。
【００１９】
その他のＣＲＬＨ構造、例えば、進化型の右手／左手系複合ＣＲＬＨ（Ｅ−ＣＲＬＨ）構造は、「レニングス（Ｒｅｎｎｉｎｇｓ）他、「拡張型右手／左手系複合（Ｅ−ＣＲＬＨ）メタマテリアルおよび４帯域４分の１波長伝送線路への応用」、アジア太平洋マイクロ波会議議事録、２００６年」に記載されている。当該文献は、参照により本願の明細書の一部として組み込まれる。
【００２０】
上述したフィルタ設計方法を含む従来のフィルタ設計方法は、有用ではあるものの、複雑で、利用するパラメータの数が多過ぎて、必要な範囲が広く、目標とする周波数帯域に一致させることが難しい。
【００２１】
現在のフィルタ設計を実用化する上では、ハンドセットおよびクライアントカード等の小型無線通信デバイスのＲＦフロントエンドモジュール（ＦＥＭ）を簡略化できないという問題点がある。現在のＦＥＭ設計では、例えば、マイクロ波回路構造の代わりに表面弾性波（ＳＡＷ）ベースのフィルタを用いており、ＲＦＩＣパッケージまたはＦＥＭ基板への集積化が難しく非現実的である。
【００２２】
本願では、ＭＴＭ構造を利用するフィルタ設計およびフィルタの例および実施例を開示している。フィルタ用のＭＴＭ構造は、２つの異なる周波数帯域、つまり、低周波数帯域および高周波数帯域を生成するように構成され得るＭＴＭアンテナ構造およびＭＴＭ伝送線路構造から形成することができる。低周波数帯域は、少なくとも１つの左手系（ＬＨ）モード共振を含み、高周波数帯域は、少なくとも１つの右手系（ＲＨ）モード共振を含む。本願に記載する実施例の一部は、携帯電話、ハンドヘルドデバイス（例えば、ブラックベリー）等の携帯機器での用途に関する。携帯機器のアンテナは、利用可能な空間が制限されている中、適切な性能を実現しつつ、複数の周波数帯域をサポートすべきである。本願に開示されているＭＴＭアンテナ設計は、サイズが小型化されている点、１つのアンテナから複数の共振が得られている点、ユーザの相互作用によって共振がシフトせず、共振が安定している点、そして、物理的なサイズには無関係に共振周波数が決まる点等において、従来のアンテナと比較した場合に、利点を有するが、本願に開示されているＭＴＭアンテナ設計の利点はこれらに限定されない。携帯電話および携帯機器が利用する周波数帯域は、ＣＤＭＡ帯域およびＧＳＭ帯域という２つの帯域を有する携帯電話帯域（８２４−９６０ＭＨｚ）と、ＰＣＳ帯域、ＤＣＳ帯域およびＷＣＤＭＡ帯域という３つの帯域を有するＰＣＳ／ＤＣＳ帯域（１７１０−２１７０ＭＨｚ）とから構成されている。４帯域アンテナの場合は、携帯電話帯域のＣＤＭＡ帯域およびＧＳＭ帯域のうち一方と、ＰＣＳ／ＤＣＳ帯域の３つの帯域全てとをカバーする。５帯域アンテナの場合は、５つの帯域（携帯電話帯域の２つの帯域およびＰＣＳ／ＤＣＳ帯域の３つの帯域）全てをカバーする。
【００２３】
ＭＴＭアンテナ構造の例は、米国特許出願第１１／７４１，６７４号（発明の名称：「メタマテリアル構造を利用したアンテナ、デバイス、およびシステム」、出願日：２００７年４月２７日）および米国特許出願第１１／８４４，９８２号（発明の名称：「メタマテリアル構造を利用したアンテナ」、出願日：２００７年８月２４日）に記載されている。両特許出願の内容は、参照により本願の明細書の一部として組み込まれる。
【００２４】
ＭＴＭアンテナまたはＭＴＭ伝送線路（ＴＬ）は、１以上のＭＴＭユニットセルを備えるＭＴＭ構造である。各ＭＴＭユニットセルの等価回路は、右手系シリーズインダクタンス（ＬＲ）、右手系シャントキャパシタンス（ＣＲ）、左手系シリーズキャパシタンス（ＣＬ）、および左手系シャントインダクタンス（ＬＬ）を含む。ＬＬおよびＣＬは、ユニットセルに対して左手系の特性を与えるべく、構成および接続されている。このような種類のＣＲＬＨ伝送線路またはＣＲＬＨアンテナは、分布回路素子、集中回路素子、または両者の組み合わせを利用して実現され得る。各ユニットセルの大きさは、ＣＲＬＨ伝送線路またはＣＲＬＨアンテナを通過させる電磁波信号の波長をλとした場合に、約λ／４未満である。
【００２５】
純粋なＬＨメタマテリアルの場合、３つのベクトル（Ｅ、Ｈ、β）について左手の法則に従い、位相速度方向は、信号エネルギー伝播方向とは逆になる。ＬＦ物質の誘電率εおよび透磁率μは共に、負となる。ＣＲＬＨメタマテリアルは、動作方式または動作周波数に応じて、電磁波伝播モードが左手系および右手系の性質を示し得る。ある状況下では、ＣＲＬＨメタマテリアルは、信号の波数ベクトルがゼロの場合、群速度が非ゼロ値を取り得る。これは、左手系モードおよび右手系モードが均衡を保っている場合に見られる。左手系モードおよび右手系モードが不均衡な場合には、電磁波の伝播が禁止されるバンドギャップが発生する。均衡が保たれている場合、分散曲線には、左手系モードと右手系モードとの間で、伝播定数β（ωｏ）＝０の転移点において、不連続箇所が見られない。この場合、誘導される波長は無限大である。つまり以下の式で表される。
0005662801.tif 000002
一方、群速度は正の値を取る。
0005662801.tif 000003
この状態は、ＬＨ領域において伝送線路を実現する場合のゼロ次モードｍ＝０に対応する。ＣＲＨＬ構造は、βが負となる放物線領域に従った分散関係を持つ良好な低周波数スペクトルをサポートしている。このために、近距離場の照射パターンを操作および制御するという独特の機能を持つ、電磁的には大きいが、物理的には小さいデバイスを構築することが可能となる。このような伝送線路が０次共振器（ＺＯＲ）として利用される場合、共振器全体にわたって振幅および位相の共振を一定とすることができる。ＺＯＲモードは、ＭＴＭベースのパワーコンバイナおよびパワースプリッタまたはパワーデバイダ、指向性カプラ、整合ネットワーク、および漏れ波アンテナを構築する際に利用され得る。
【００２６】
ＲＨ伝送線路型共振器の場合、共振周波数は、ｌが伝送線路の長さとすると、電気的長さθｍ＝βｍｌ＝ｍπ（ｍ＝１，２，３・・・）に対応する。伝送線路の長さは、共振周波数のスペクトルを広く且つ低くするべく、長く設定しなければならない。純粋なＬＨ物質の動作周波数は、低周波数側にある。ＣＲＬＨのＭＴＭ構造は、ＲＨ物質またはＬＨ物質とは非常に異なり、ＲＦスペクトル範囲の高スペクトル領域および低スペクトル領域の両方に到達することを目的として利用され得る。ＣＲＬＨの場合、ｌがＣＲＬＨの伝送線路の長さで、パラメータがｍ＝０，±１、±２、±３・・・±∞とすると、θｍ＝βｍｌ＝ｍπとなる。
【００２７】
図１は、４つのユニットセルを用いている１次元ＣＲＬＨ  ＭＴＭの伝送線路の一例を示す図である。１つのユニットセルは、セルパッチおよびビアを有しており、ＭＴＭ構造を構築するべく繰り返し設けられる最小単位である。４つのセルパッチは、基板上に載置されており、それぞれの中央に設けられているビアはグラウンド平面に接続されている。
【００２８】
図２は、図１に示した１次元ＣＲＬＨ  ＭＴＭの伝送線路の等価回路網を示す図である。ＺＬｉｎ´およびＺＬｏｕｔ´はそれぞれ、伝送線路の入力負荷インピーダンスおよび伝送線路の出力負荷インピーダンスに対応しており、各端部における伝送線路接合のために発生する。これは、印刷二層構造の一例である。ＬＲは、誘電基板上のセルパッチによるものであり、ＣＲはセルパッチとグラウンド平面との間に設けられている誘電基板によるものである。ＣＬは２つの隣接するセルパッチが存在することによるものであり、ビアによってＬＬが発生している。
【００２９】
各ユニットセルには、シリーズ（ＳＥ）インピーダンスＺおよびシャント（ＳＨ）アドミタンスＹに対応する２つの共振ωＳＥおよびωＳＨがある。図２では、Ｚ／２ブロックはＬＲ／２および２ＣＬの直列接続を含み、ＹブロックはＬＬおよびＣＲの並列接続を含む。これらのパラメータの関係は、以下の式によって表される。
【数１】
0005662801.tif 000004
【００３０】
図１で入力端／出力端に設けられている２つのユニットセルは、ＣＬは２つの隣接するセルパッチの間のキャパシタンスを表しており、これらの入力端／出力端には存在しないので、ＣＬを含んでいない。端に設けられるユニットセルにＣＬ部分がないので、周波数ωＳＥで共振が発生しない。このため、ωＳＨのみがｍ＝０の共振周波数のように見える。
【００３１】
計算分析を簡略化するべく、ＺＬｉｎ´およびＺＬｏｕｔ´シリーズキャパシタの一部を欠落しているＣＬ部分を補償するべく含め、図３に示すように、残りの入力負荷インピーダンスおよび出力負荷インピーダンスをＺＬｉｎおよびＺＬｏｕｔと記載する。この条件下では、図３に示すような２つのシリーズＺ／２ブロックおよび１つのシャントＹブロックによって表されるように、全てのユニットセルが同一パラメータを持つ。尚、Ｚ／２ブロックはＬＲ／２および２ＣＬの直列接続を含み、ＹブロックはＬＬおよびＣＲの並列接続を含む。
【００３２】
図４Ａおよび図４Ｂはそれぞれ、図２および図３に示した負荷インピーダンスを含まずに伝送線路回路を表す２ポートネットワークマトリクスを示す図である。
【００３３】
図５は、４つのユニットセルを用いている１次元ＣＲＬＨ  ＭＴＭアンテナの一例を示す図である。図６Ａは、図５に示したアンテナ回路を表す２ポートネットワークマトリクスを示す図である。図６Ｂは、全てのユニットセルを同一にすることを目的として、欠落しているＣＬ部分を考慮するべく端部を変更した、図５に示したアンテナ回路を表す２ポートネットワークマトリクスを示す図である。図６Ａおよび図６Ｂはそれぞれ、図４Ａおよび図４Ｂに示す伝送線路回路と同様である。
【００３４】
図４Ｂに示すマトリクス表現では、以下のような関係が表されている。
【数２】
0005662801.tif 000005
尚、図３に示すＣＲＬＨ  ＭＴＭ伝送線路回路は、Ｖｉｎ端およびＶｏｕｔ端から見た場合、対称となるので、ＡＮ＝ＤＮである。
【００３５】
図６Ａおよび図６Ｂにおいて、パラメータＧＲ´およびＧＲは放射抵抗を表し、パラメータＺＴ´およびＺＴは終端インピーダンスを表す。ＺＴ´、ＺＬｉｎ´、およびＺＬｏｕｔ´はそれぞれ、以下の式で表されるように、追加の２ＣＬからの寄与分を含む。
【数３】
0005662801.tif 000006
【００３６】
放射抵抗ＧＲまたはＧＲ´はアンテナを構築またはシミュレーションすることによって求めることができるので、アンテナ設計を最適化するのは難しい場合がある。このため、伝送線路方法を採用して、終端インピーダンスＺＴを変えて対応するアンテナをシミュレーションすることが好ましい。数１に示す関係は、２つの端部において欠落しているＣＬ部分を反映している変更後の値ＡＮ´、ＢＮ´、およびＣＮ´を持つ図２に示す回路において有効である。
【００３７】
周波数帯域は、ｎ＝０、±１、±２、・・±Ｎとした場合の伝播位相長さをｎπとしてＮ個のＣＲＬＨセル構造を共振させることによって導き出される分散式から求めることができる。ここで、Ｎ個のＣＲＬＨセルはそれぞれ、数１においてＺおよびＹで表され、端部のセルではＣＬが欠落している図２の構造とは異なる。このため、これら２つの構造に対応付けられる共振は異なるものと予想される。しかし、大量の計算によって、図３に示す構造においてωＳＥおよびωＳＨで共に共振し、図２に示す構造ではωＳＨのみで共振するｎ＝０を除いて、全ての共振が同じとなることが分かる。正の位相オフセット（ｎ＞０）はＲＨ領域共振に対応し、負の位相オフセット（ｎ＜０）はＬＨ領域共振に対応する。パラメータＺおよびＹを持つＮ個の同一のＣＲＬＨセルの分散関係は、以下の式で表される。
【数４】
0005662801.tif 000007
式中、ＺおよびＹは数１で定義されており、ＡＮは図３のようなＮ個の同一のＣＲＬＨユニットセルの線形縦続から求められ、ｐはセルサイズである。奇数ｎ＝（２ｍ＋１）および偶数ｎ＝２ｍの共振はそれぞれ、ＡＮ＝−１およびＡＮ＝1に対応付けられている。図４Ａおよび図６ＡにおけるＡＮ´について、ｎ＝０モードは、セルの数に関係なく、端部のセルにＣＬがないために、ω０＝ωＳＨのみで共振し、ωＳＥおよびωＳＨの両方では共振しない。より高次の周波数は、以下の式で表される。尚、χの値は表１に記載するように設定する。
【数５】
0005662801.tif 000008
【００３８】
表１は、Ｎ＝１、２、３および４の場合のχの値を示す。端部のセルにおいてＣＬが完全に設けられていようと（図３）、または、ＣＬがなかろうと（図２）、より高次の共振｜ｎ｜＞０は同じであることに留意されたい。さらに、ｎ＝０に近い共振はχの値が小さいが（χの下限である０に近い）、より高次の共振はχの上限である４に到達する傾向がある。これは、数４に示す通りである。
【表１】
0005662801.tif 000009
【００３９】
図７Ａおよび図７Ｂに、周波数ωの関数として分散曲線βを示す。図７Ａおよび図７Ｂはそれぞれ、ωＳＥ＝ωＳＨ（均衡が取れている場合、つまりＬＲ  ＣＬ＝ＬＬ  ＣＲ）およびωＳＥ≠ωＳＨ（均衡が取れていない場合）に対応する。後者の場合、最小値（ｍｉｎ）（ωＳＥ，ωＳＨ）および最大値（ｍａｘ）（ωＳＥ，ωＳＨ）の間に周波数ギャップがある。下限値および上限値となる周波数ωｍｉｎおよびωｍａｘの値は、以下に示すように、数５に示したものと同じ共振式によって決まり、χの値は上限値であるχ＝４に到達する。
【数６】
0005662801.tif 000010
【００４０】
また、図７Ａおよび図７Ｂには、分散曲線に沿って共振位置の例を示している。ＲＨ領域（ｎ＞０）では、ｐがセルサイズを表す場合に、構造サイズｌ＝Ｎｐは、周波数が低くなるにつれて、大きくなる。ＬＨ領域では、これとは対照的に、周波数が低くなると、Ｎｐの値が小さくなり、サイズが小さくなる。分散曲線はある程度、これらの共振の位置周辺の帯域幅の指標となる。例えば、ＬＨ共振は、分散曲線が略平坦なので、帯域幅が狭い。ＲＨ領域では、分散曲線の勾配が大きくなるので、帯域幅がより広くなる。このため、広帯域を実現するための第１の条件、第１ＢＢ条件は、以下のように表される。
【数７】
0005662801.tif 000011
χは数４で与えられ、ωＲは数１で定められる。数４に示す分散関係は、｜ＡＮ｜＝１の場合に共振が発生することを示しており、数７に示す第１ＢＢ条件（条件１）において分母が０になることにある。念のため記すと、ＡＮはＮ個の同一のユニットセル（図４Ｂおよび図６Ｂを参照のこと）の第１の伝送マトリクス入力となる。計算から分かるように、条件１は、確かにＮとは無関係であり、数７の第２の式によって決まる。分散曲線の傾斜および最終的には可能な帯域幅を決めるのは、分子、および、表１に示しているような、共振におけるχの値である。目標とする構造は、大きさが最大でＮｐ＝λ／４０で、帯域幅は４％以上である。セルサイズｐが小さい構造について、数７は、ωＲの値が大きい場合に条件１が満たされており、つまり、ＣＲ値およびＬＲ値が低い場合に満たされることを示している。これは、ｎ＜０の場合に、共振は、表１に示すようにχの値が略４になると、別の言い方をすると（１−χ／４→０）の場合に、発生するためである。
【００４１】
前述したように、分散曲線の勾配が急になると、次に、適切な整合を特定する。理想的な整合インピーダンスは固定値を持っており、多大な整合ネットワークフットプリントは必要ない場合がある。ここで、「整合インピーダンス」とは、給電ラインを指し、アンテナのような片側給電の場合には終端を指す。入力／出力整合ネットワークを分析するべく、図４Ｂに示す伝送線路回路について、ＺｉｎおよびＺｏｕｔを算出し得る。図３に示すネットワークは対称的なネットワークなので、Ｚｉｎ＝Ｚｏｕｔであることを証明するのは容易である。以下の式に示すように、ＺｉｎがＮとは無関係であることを証明することができる。
【数８】
0005662801.tif 000012
上記の式は、正の実数のみを取る。Ｂ１／Ｃ１がゼロより大きい理由の１つは、数４において｜ＡＮ｜≦１の条件が設けられており、０≦−ＺＹ＝χ≦４というインピーダンス条件が設定されるためである。
第２の広帯域（ＢＢ）条件として、整合を常に維持するべく、共振の近傍の周波数においてＺｉｎがわずかに異なるという条件が挙げられる。実際の入力インピーダンスＺｉｎ´は、数３に示すように、ＣＬシリーズキャパシタンスからの寄与分を含むことに留意されたい。第２のＢＢ条件は以下の式で表される。
【数９】
0005662801.tif 000013
【００４２】
図２および図３に示す伝送ラインの例とは異なり、アンテナ設計では、インピーダンスが無限の開口側があり、構造の端部のインピーダンスとの整合が良くない。キャパシタンス終端は、以下の式で表される。
【数１０】
0005662801.tif 000014
キャパシタンス終端は、Ｎに応じて変化し、純粋に虚数である。ＬＨ共振は通常ＲＨ共振よりも狭いので、選択される整合値は、ｎ＞０領域で求められる値よりは、ｎ＜０領域で求められる値に近い。
【００４３】
ＬＨ共振の帯域幅を大きくするためには、シャントキャパシタＣＲを低減しなければならない。シャントキャパシタＣＲを低減することによって、数７で説明したように、より急な分散曲線のより高いωＲの値が得られる。ＣＲを小さくする方法にはさまざまなものがあり、これらに限定されないが、１）基板の厚みを大きくする方法、２）セルパッチの面積を小さくすること、３）上側のセルパッチの下方のグラウンド面積を小さくして、「部分グラウンド」を形成する方法、または、これらの組み合わせを含む。
【００４４】
図１および図５に示す構造では、全面グラウンド電極として、導電層を用いて基板の底面全体を被覆している。基板表面の１以上の部分を露出させるようにパターニングされた部分グラウンド電極によって、グラウンド電極の面積を、基板表面全体の面積よりも小さくすることができる。この結果、共振帯域幅が大きくなり、共振周波数を合わせることができる。部分グラウンド構造の２つの例を、図８および図１１を参照しつつ説明する。図８および図１１に示す構造では、基板のグラウンド電極側で、セルパッチのフットプリントにおいてその面積内のグラウンド電極の量が少なくなっており、残っている長尺状ライン（ビアライン）を用いて、セルパッチのビアを、セルパッチのフットプリントの外部にある主要グラウンド電極に接続している。このような部分グラウンド方式は、広帯域共振を実現することを目的として、さまざまな構成で実施されるとしてよい。
【００４５】
図８は、４セル伝送線路における部分グラウンド電極の一例を示す図であり、グラウンドの寸法が、セルパッチの下方において、一方向においてセルパッチよりも小さくなっている。グラウンド導電層は、ビアに接続されていると共にセルパッチの下方を通っているビアラインを有する。ビアラインの幅は、各ユニットセルのセル経路の寸法よりも小さい。アンテナ効率が劣化してしまうのでセルパッチの面積を小さくすることができない商用デバイスや、または、基板の厚みを大きくすることが出来ない商用デバイスを構成する場合には、他の方法ではなく部分グラウンド方式を利用することが好ましい。グラウンドを縮小する場合、図８に示すようにビアを主要グラウンドに接続するインダクタＬｐ（図９）をさらに、長尺状メタライゼーション（ビアライン）によって形成する。図１０は、図８に示した伝送線路構造と同様の、部分グラウンドを有する４セルアンテナ構造を示す図である。
【００４６】
図１１は、グラウンドを縮小した構造の別の例を示す図である。本例では、グラウンド導電層が、複数のビアラインと、セルパッチのフットプリントの外部に形成されている主要グラウンドとを有している。各ビアラインは、第１の遠位端で主要グラウンドに接続されており、第２の遠位端でビアに接続されている。ビアラインの幅は、各ユニットセルのセル経路の寸法よりも小さい。
【００４７】
部分グラウンド構造の式を求める。グラウンドを縮小する例の場合、以下で説明するように、ＣＲが非常に小さくなり、共振は、数１、数５、および数６、ならびに表１に従ったものとなる。
【００４８】
＜方法１（図８および図９）＞
共振は、ＬＲをＬＲ＋Ｌｐで置き換えると、数１、数５および数６ならびに表１に示したようになる。｜ｎ｜≠０の場合、各モードでは以下のような２つの共振が発生する。
（１）ＬＲ＋Ｌｐで置換したＬＲに対してω±ｎ
（２）Ｎがセルの数である場合に、ＬＲ＋Ｌｐ／Ｎで置換したＬＲに対してω±ｎ
【００４９】
インピーダンス式は以下のようになる。
【数１１】
0005662801.tif 000015
尚、Ｚｐ＝ｊωＬｐで、ＺおよびＹは数２で定義されている。
【００５０】
数１１に示すインピーダンス式によれば、２つの共振ωおよびω´はそれぞれ低インピーダンスおよび高インピーダンスを持つことが分かる。このため、ωの近傍に共振を合わせることは、大抵の場合において、容易に行われる。
【００５１】
＜方法２（図１１および図１２）＞
共振は、ＬＬをＬＬ＋Ｌｐで置き換えると、数１、数５および数６ならびに表１に示したようになる。方法２によると、合成シャントインダクタ（ＬＬ＋Ｌｐ）は、シャントキャパシタＣＲが低減すると、増加する。この結果、ＬＨ周波数が低くなる。
【００５２】
上述した方法および回路設計は、以下に示す数１２に定められている回路共振に基づき、表２に示したような複数種類のＣＲＬＨフィルタ設計において実現され得る。表２に示したフィルタ設計の変更例、変形例、および改善例は、関連技術分野で利用されている多岐にわたるフィルタ設計および本明細書の開示内容に基づき、実現が可能である。
【表２】
0005662801.tif 000016
【００５３】
一実施例によると、ＭＴＭ構造を有する、または、ＭＴＭ構造を有さないフィルタ設計を最適化および確認する設計方法が提供される。当該設計方法を図１３に示す。ステップ１から６は、以下に説明するように、表２に記載されているフィルタ設計で考慮される回路パラメータを抽出するための方法である。
【００５４】
ステップ１  １３０１
フィルタ回路を特定する。例えば、設計４用の２つの異なるＣ−ＣＲＬＨユニットセルを特定する。続いて、インピーダンスおよび周波数帯域の値を求めて、フィルタを実現するための回路パラメータを抽出する。つまり、特定の目標帯域、帯域幅、および整合条件を鑑みて、セルパラメータを導き出す方法について完全に解析する。
【００５５】
ステップ２  １３０５
フィルタのβ曲線、リターンロス、送信帯域、およびインピーダンスを確認するべくＭａｔｌａｂコードまたは同等の技術のコンピューティングソフトウェアを作成する。
【００５６】
ステップ３  １３１１
パラメータ抽出のために、Ｍａｔｌａｂコードまたは同等の技術のコンピューティングソフトウェアによって高速反復最適化および確認（１３４１）を可能とする、Ｅｘｃｅｌスプレッドシートまたは同等のスプレッドシートソフトウェアプログラムを作成する。
【００５７】
ステップ４  １３１５
ディスクリート回路を設計するべく（１３１２）、アンソフト・サーキット・デザイナ（Ａｎｓｏｆｔ  Ｃｉｒｃｕｉｔ  Ｄｅｓｉｇｎｅｒ）または同等の回路設計ソフトウェアツールを用いて、回路性能を確認する。
【００５８】
ステップ５  １３２１
全印刷回路を設計するべく（１３１３）、拡張Ｅｘｃｅｌスプレッドシートまたは同等のスプレッドシートソフトウェアプログラムを用いて、全印刷設計パラメータをフィルタを実現するための回路設計パラメータにマッピングする。当業者であれば、その他の方法として、全印刷とディスクリートインダクタおよびディスクリートキャパシタとを組み合わせることが含まれ得るものと理解されたい。
【００５９】
ステップ６  １３３１
高速で確認を行うためＦＲ４または同等の基板上にフィルタ設計を構築して確認する。言い換えると、ハイブリッド型のディスクリート設計および印刷設計を作成するべく容易に組み合わせることができる、ディスクリート素子および印刷集中素子を用いて複数のフィルタ設計を製造する。印刷フィルタ設計、ディスクリートフィルタ設計、または、ハイブリッド型の印刷／ディスクリートフィルタ設計は、シリコンあるいはセラミック等の別の基板、または、ＬＴＣＣ等の別の製造技術に応じて容易に変形することができる。また、この設計方法は、目標フィルタ品質係数Ｑおよびフィルタ動作周波数に合わせてフィルタを設計するべく応用することができる。
【００６０】
表２に記載したフィルタ設計の応用例の１つとして、無線ネットワークシステムが挙げられる。例えば、これらのフィルタ設計は、米国特許出願第６１／０５０，９５４号（発明の名称：「ノート型コンピュータ用の単一ケーブルアンテナ」、出願日：２００８年５月６日）に記載されているように、ワイヤレス・ローカル・エリア・ネットワーク（ＷＬＡＮ）およびワイヤレス・ワイド・エリア・ネットワーク（ＷＷＡＮ）のダイプレクサシステムに適用することができる。一部の無線通信アプリケーションでは、例えば、図１４に示すように、ＷＬＡＮ信号およびＷＷＡＮ信号を合成および分割して、対応する無線送受信器までルーティングすることが望まれる場合がある。図１４は、ダイプレクサ１４０５が、アンテナ１４０１と、ＷＬＡＮ送受信器１４１１およびＷＷＡＮ送受信器１４１５とに接続されている様子を示す機能ブロック図である。ＷＷＡＮラジオおよびＷＬＡＮラジオは１つのアンテナを共有しているので、ダイプレクサは、対応する送受信器に対してＷＷＡＮ信号およびＷＬＡＮ信号を分割および合成する役割を持つ。
【００６１】
このようなダイプレクサ装置は、低周波数帯域および高周波数帯域を持つ複数の信号を送受信することができる主要入出力ポートと、低周波数帯域で動作する第１の信号を送受信することができる低帯域入出力ポートと、主要入出力ポートを低帯域入出力ポートへと接続し、インサーションロスが低く、上側帯域端がシャープであるローパスフィルタと、高周波数帯域で動作する第２の信号を送受信することができる高帯域入出力ポートと、主要入出力ポートを高帯域入出力ポートへと接続し、挿入が低く、下側帯域端がシャープであるハイパスフィルタとを備え得る。低帯域フィルタの上側端部と高帯域フィルタの下側端部との間のアイソレーションは低い。一例を挙げると、一部のアプリケーションでは、アイソレーションが−２５ｄＢ未満の場合がある。
【００６２】
図１４に示す例では、ダイプレクサは、互いの間のサイドバンドリジェクションが、図１５Ａおよび図１５Ｂにそれぞれ周波数の関数として示すＳ１２応答が表すように、シャープであるようなローパスフィルタおよびハイパスフィルタを用いて設計され得る。ローパスフィルタは通常、ＷＷＡＮ周波数帯域である８００ＭＨｚから２１７０ＭＨｚをカバーしており、インサーションロスは１ｄＢ未満である。一方、ハイパスフィルタは通常、ＷＬＡＮ周波数帯域である２．３ＧＨｚから６．０ＧＨｚをカバーしており、インサーションロスは１ｄＢ未満である。サイドバンドリジェクションについては、ＷＷＡＮフィルタは２．３ＧＨｚで−２０ｄＢよりも良好であり、ＷＬＡＮフィルタは２．１７ＧＨｚ、１．５７５ＧＨｚ、および０．８２５ＧＨｚでそれぞれ、−１５ｄＢ、−２０ｄＢ、および−２５ｄＢよりも良好であるという制約がある。
【００６３】
＜Ｅ−ＣＲＬＨ（設計１および２）＞
１つの進化型右手／左手系複合（Ｅ−ＣＲＬＨ）セルを図１６Ｃに示す。このＥ−ＣＲＬＨセルは、組み合わせられて直列共振ωＳＥを生成するシリーズインダクタＬＲおよびシリーズキャパシタンスＣＬと、組み合わせられてシャント共振ωＳＨを生成するシャントインダクタＬＬおよびシャントキャパシタンスＣＲと、組み合わせられて直列共振ωＳＥ´を生成するシリーズインダクタＬＲ´およびシリーズキャパシタンスＣＬ´と、組み合わせられてシャント共振ωＳＨ´を生成するシャントインダクタＬＬ´およびシャントキャパシタンスＣＲ´とを備える。このＥ−ＣＲＬＨセルの回路素子は、Ｅ−ＣＲＬＨユニットセルの対称セル構造を形成するように配置されており、Ｅ−ＣＲＬＨユニットセルの入力および出力は同じ回路構造を持つ。本例において、シリーズインダクタＬＲ、シリーズキャパシタンスＣＬ、シャントインダクタＬＬ、シャントキャパシタンスＣＲ、シリーズインダクタＬＲ´、シリーズキャパシタンスＣＬ´、シャントインダクタＬＬ´、およびシャントキャパシタンスＣＲ´の値は、ωＳＥおよびωＳＨ´が略等しくなり、ωＳＨおよびωＳＥ´が略等しくなるように調整される。
【００６４】
図１６Ｃに示すＥ−ＣＲＬＨセルは、従来型ＣＲＬＨ（Ｃ−ＣＲＬＨ）セル（図１６Ａを参照）およびそのデュアル型ＣＲＬＨ（Ｄ−ＣＲＬＨ）セル（図１６Ｂを参照）を非線形に組み合わせたものと考えることもできる。Ｃ−ＣＲＬＨ構造は、低周波数帯域ではＬＨ領域で共振を発生させ、高周波数帯域ではＲＨ領域で共振を発生させる。この場合、Ｃ−ＣＲＬＨ構造は、セルの数が増えるにつれてよりシャープになるようなバンドパスフィルタとして挙動するという効果を奏する。セルの数が増えると、伝送損失が増加したり、サイズが大きくなるというような問題が発生し得る。
【００６５】
Ｄ−ＣＲＬＨ構造は、Ｃ−ＣＲＬＨ構造とは異なり、低周波数領域ではＲＨ領域で共振を発生させ、高周波数領域ではＬＨ領域で共振を発生させ、帯域消去フィルタとして動作する。Ｃ−ＣＲＬＨ構造およびＤ−ＣＲＬＨ構造は、それぞれがＥ−ＣＲＬＨ構造に比べて分析および実施が容易であるので、線形に組み合わせることができるが、このように線形に組み合わせて得られる構造の特性は通常、Ｃ−ＣＲＬＨのバンドパス特性よりはＤ−ＣＲＬＨ構造の帯域消去特性が中心となる。
【００６６】
上述の説明、ならびに、米国特許出願第１１／７４１，６７４号（発明の名称：「メタマテリアル構造に基づくアンテナ、デバイスおよびシステム」、出願日：２００７年４月２７日）および米国特許出願第１１／８４４，９８２号（発明の名称：「メタマテリアル構造に基づくアンテナ」、出願日：２００７年８月２４日）に記載されているように、グラウンドが底面の全面にわたって設けられているセルについては、所与の共振の帯域および帯域幅（Ｑ）を持つ全印刷Ｃ−ＣＲＬＨ構造および完全ディスクリートＣ−ＣＲＬＨ構造を設計する分析および方法が提供されている。Ｃ−ＣＲＬＨ型のフィルタを設計する際に用いられるものと同じ方法および原理に従って、Ｅ−ＣＲＬＨフィルタを設計する。ただし、図１６Ｃに図示するようなより複雑なユニットセル構造Ｅ−ＣＲＬＨを利用する点については異なる。ＣＲＬＨ構造とＥ−ＣＲＬＨ構造とを比較した場合に見られる差異は、ＬＲ´、ＣＲ´、ＬＬ´、ＣＬ´等のパラメータが追加で設けられていることに起因している。
【００６７】
Ｅ−ＣＲＬＨセルの４つのゼロ次共振ω０１、ω０２、ω０３、およびω０４は、以下の数１２および数１３で説明されている。全印刷Ｅ−ＣＲＬＨ設計（図２７Ａから図２７Ｅおよび図１７）および各素子のためにパッドを有する完全ディスクリートＥ−ＣＲＬＨ設計（図１８）の例を図示している。これに代えて、ハイブリッド型の印刷／ディスクリート構造に基づいて、Ｅ−ＣＲＬＨフィルタ設計を実現するとしてもよい。
【数１２】
0005662801.tif 000017
【数１３】
0005662801.tif 000018
インピーダンスは数１４Ａによって表される。
【数１４Ａ】
0005662801.tif 000019
【００６８】
＜Ｉ．フィルタ設計ＢＥ１（均衡拡張型）＞
本発明に係る技術は、均衡拡張型の設計において特に有用である。Ｅ−ＣＲＬＨ構造を用いた広帯域フィルタの例は、図１６Ｃに図示されている。対応する回路パラメータの値は下記の表に記載しており、Ｅ−ＣＲＬＨユニットセルおよびＬＰを有するＥ−ＣＲＬＨユニットセルのフィルタ応答は、図１９および図２０Ｂにそれぞれ示されている。図１９を参照して説明すると、１セルＥ−ＣＲＬＨフィルタは、−３ｄＢにおいて約０．８９ＧＨｚから２．２３ＧＨｚの範囲にわたり、帯域の上側端のサイドバンドリジェクション端がシャープである。高帯域を除去するべく、主要なＥ−ＣＲＬＨフィルタの後にＬＰフィルタを追加することができる。このＬＰフィルタは、シリーズインダクタＬＲＬＰ＝０．３３ｎＨおよびシャントキャパシタＣＲＬＰ＝１．９ｐＦを持つ３つの対称セルから構成されているとしてよい。ＬＰフィルタの応答は図２１Ｂに示す。ＬＰフィルタの上側端は、−３ｄＢで約２．３ＧＨｚとなり、図１９に示す主要なフィルタの応答において２．３ＧＨｚより高い帯域を除去するフィルタとしての利用が大きく期待できる。１セルＥ−ＣＲＬＨ２００１および３セルＬＰフィルタ回路２００５の組み合わせは、図２０Ａに図示しており、その応答は図２０Ｂに示す。一部の設計では、インサーションロスを略ゼロに維持しつつ（つまり、リップルを発生させることなく）、上側フィルタ帯域端がシャープな低帯域のみを実現するとしてもよい。
【表３】
0005662801.tif 000020
【００６９】
後段ローパスフィルタは、３ＧＨｚよりも高い帯域をすべて除去するべく利用されるとしてよい。３セルローパス（ＬＰ）フィルタの一例を図２１Ａに示す。
【００７０】
＜ＩＩ．Ａ．フィルタ設計ＵＥ２．１（不均衡進化型）＞
より強力な無線通信を可能とするスペクトルＤ（７５８−７６３ＭＨｚおよび７８８−７９３ＭＨｚ）の２００８年１月のオークションおよび利用権に関して無線通信会社の間で最近議論が行われているが、これは無線通信業者が狭帯域に制約された中で営業しなければないという一例である。スペクトルＤの場合、２つの別個の５ＭＨｚ帯域を、隣接する帯域であるサイドバンドリジェクション要件が厳しい公共安全性帯域ＢＢ（７６３−７６８ＭＨｚおよび７９３−７９９ＭＨｚ）との間で干渉を発生させることなく利用することが根本的な課題である。このため、非常にシャープな高Ｑフィルタは、スペクトルＤの利用する際の根本的な課題に対処する上で、実行可能且つ実用的な解決策となり得る。
【００７１】
本発明に係る技術およびフィルタは、高Ｑフィルタの設計および構成の一部としてＥ−ＣＲＬＨが利用されている不均衡進化型として、このような課題に対処するべく構成され得る。
【００７２】
図２２は、Ｅ−ＣＲＬＨのベータ曲線の一例を示す。本例では、Ｅ−ＣＲＬＨ設計は、２６０ＭＨｚ帯域での低周波共振から始まり、ＲＨ領域に移動して３９０ＭＨｚ帯域を励起する。その後、分散曲線はＬＨ領域に戻り、７８０ＭＨｚ帯域を励起して、その後ＲＨ領域に移動する。
【００７３】
図２３は、全印刷型、ディスクリート型、または、印刷／ディスクリートハイブリッド型のＥ−ＣＲＬＨ構造を設計および構築するために必要な方法およびステップを表すフローチャートである。図２３を参照しつつ説明すると、ステップ１である２３０１では、４つの帯域Ｆｒｅｑ１、Ｆｒｅｑ２、Ｆｒｅｑ３、およびＦｒｅｑ４、ならびに、８つの構造パラメータＣＬ、ＬＲ、ＬＬ、ＣＲ、ＣＬ´、ＬＲ´、ＬＬ´、ＣＲ´のうち４つのパラメータを含むパラメータサブセットを特定することが求められる。この結果、４つの周波数入力によって目標フィルタ帯域が特定され、ＣＬ、ＬＲ、ＬＬ、ＣＲ、ＣＬ´、ＬＲ´、ＬＬ´、ＣＲ´から選択された４つの独立パラメータの残りは、構造を目標周波数帯域に一致させるべく利用される。これに代えて、独立パラメータとして、パラメータであるＦｒｅｑ１、Ｆｒｅｑ２、Ｆｒｅｑ３、Ｆｒｅｑ４、ＣＬ、ＬＲ、ＬＬ、ＣＲ、ＣＬ´、ＬＲ´、ＬＬ´、ＣＲ´から任意で８つ選択することもできる。ステップ２の２３０５は、残りの４つの依存パラメータを導き出した後、無関係の独立パラメータのうち１つを用いて入力インピーダンスを所望の値に合わせることを必要とする。ステップ４の２３１１、ステップ５の２３１５、およびステップ６の２３２１は、ディスクリート素子、多層印刷ＧＥ−ＣＲＬＨ構造、およびディスクリート／印刷ハイブリッド構造のようなさまざまなＥ−ＣＲＬＨ構造を構築することに関する。
【００７４】
Ｅ−ＣＲＬＨの良好な分散特性によって、Ｑ（帯域幅）の目標値を持つより多数の周波数帯域を励起するべく分散曲線を操作する特有の手段が得られる。特に、高Ｑフィルタによって、無線通信デバイスは隣接する帯域との間で干渉を発生させることなく非常に狭い帯域で動作することができるようになる。
【００７５】
＜完全ディスクリートＥ−ＣＲＬＨ＞
完全ディスクリートＥ−ＣＲＬＨ構造の一例は、図１６Ｃに図示されており、表４に記載されているような以下のパラメータに基づいて構築されている。
Ｆｒｅｑ１＝０．３８７６ＧＨｚ
Ｆｒｅｑ２＝２．３４６１ＧＨｚ
Ｆｒｅｑ３＝０．２５８４ＧＨｚ
Ｆｒｅｑ４＝０．７８ＧＨｚ
ＬＲ＝５．４ｎＨ
ＣＲ＝１８ｐＰ
ＬＬ´＝１８ｎＨ
ＣＬ´＝６ｐＦ
独自のパラメータ抽出ソフトウェアを用いて残りのパラメータを導き出すとしてよい。
ＬＲ´＝２３．９９７８１６９ｎＨ
ＣＲ´＝２．７１６４１７７１ｐＦ
ＬＬ＝１７．９８２３ｎＨ
ＣＬ＝０．９９９９６ｐＦ
【表４】
0005662801.tif 000021
【００７６】
図２２は、図１８に示す回路の分散曲線を示す図である。同図に示すグラフは、このような構造を設計する際の制約は、高いＱ値の帯域を励起する点にあることを示唆している。これは、３つの所望の周波数帯域２６０ＭＨｚ、３９０ＭＨｚおよび７８０ＭＨｚにおいてベータ曲線が略平坦になっていることが容易に分かる。このような設計の利点の１つに、３つの帯域を５０オームの入力インピーダンスを持つ給電ラインに一致させることができる点が挙げられる。
【００７７】
この設計方法のシミュレーションは、Ａｎｓｏｆｔのようなデザイナソフトウェアツールを利用することで実行することができる。シミュレーションの結果を図２４に示す。表５に、リターンロスが−３ｄＢの場合の３つの非常にシャープな帯域をまとめている。
【表５】
0005662801.tif 000022
【００７８】
予備段階で製造された１セルＥ−ＣＲＬＨの写真を図２５に示す。この構造を製造する目的は、損失を最適化することではなく、これら３つの共振が存在することを証明することにある。図２６は、Ｓ１１およびＳ１２の測定結果を示している。表５に示したシミュレーション結果と図２６に示した測定結果とを比較すると、３つの共振２３６ＭＨｚ、４００ＭＨｚ、および７０４ＭＨｚは理論モデルに非常に近いことは明らかである。
【００７９】
この設計では、後段ハイパスフィルタを用いて、２つの低帯域、２３６ＭＨｚおよび４００ＭＨｚを除去して、７００ＭＨｚの帯域を通過させることができる。
【００８０】
＜全印刷Ｅ−ＣＲＬＨ＞
全印刷Ｅ−ＣＲＬＨ構造の一例は、図１７に図示されており、図２７Ａから図２７Ｅに図示されており、表７にその詳細を記載している４層設計に基づいている。このＥ−ＣＲＬＨユニットセルは、互いに平行である４つの別個のメタライゼーション層に形成されている印刷回路構造を持つ。第１のメタライゼーション層は、第１の信号ポート、第１の信号ポートに結合されている第１の給電ライン、第１の給電ラインに結合されている第１の発射パッド、第１の発射パッドとは分離しており且つ第１の発射パッドに容量結合されている第１のセルパッチ、第１のセルパッチからは離間されており、第１のセルパッチから信号を受信するように結合されている第２のセルパッチ、第２のセルパッチとは分離しており且つ第２のセルパッチに容量結合されている第２の発射パッド、第２の発射パッドに結合されている第２の給電ライン、および第２の給電ラインに結合されている第２の信号ポートを有するようにパターニングされている。第２のメタライゼーション層は、第１のメタライゼーション層の下方で、第１のセルパッチと第２のセルパッチとの間に配置されている第１の導電セルパッチを有するように、且つ、間隙における電磁結合を強化するようにパターニングされている。第３のメタライゼーション層は、第２のメタライゼーション層に形成されている第１の導電セルパッチの下方に配置されている第２の導電セルを有するようにパターニングされている。第１の導電ビアは、第２のメタライゼーション層に形成されている第１の導電セルパッチと、第３のメタライゼーション層に形成されている第２の導電セルパッチとを接続するように設けられている。この設計ではさらに、フィルタ装置のグラウンド電極を提供する第４のメタライゼーション層、ならびに、第１のメタライゼーション層とグラウンド電極との間に形成される第１のセル用ビアおよび第２のセル用ビアを備える。第１のセル用ビアは、第１のメタライゼーション層上の第１のセルパッチと、第４のメタライゼーション層内のグラウンド電極とを接続しており、第１の導電セルパッチおよび第２の導電セルパッチから分離されており且つ第１の導電セルパッチおよび第２の導電セルパッチに直接接触していない。第２のセル用ビアは、第１のメタライゼーション層上の第２のセルパッチと、第４のメタライゼーション層内のグラウンド電極とを接続しており、第１の導電セルパッチおよび第２の導電セルパッチから分離されており且つ第１の導電セルパッチおよび第２の導電セルパッチに直接接触していない。中間のメタライゼーション層同士を接続するビアは通常、「埋め込みビア」と呼ばれ、第２層と第３層との間を接続するビア２１等がこれに当たる。一部の製造技術では、基板を上下に組み合わせる際に埋め込みビアを位置合わせすることが難しいので、最上層から最下層まで貫通する「貫通ビア」を利用する必要がある。このため、「通過貫通ビア」の周囲のメタライゼーションを、ビアとメタライゼーションとが接続されていない層において除去する。
【００８１】
図１７および図２７Ａから図２７Ｅに図示されているような一実施例において、第１のメタライゼーション層は、第１の発射パッドに隣接する第１の上側グラウンド電極および第２の発射パッドに隣接する第２の上側グラウンド電極を有するようにパターニングされており、第２のメタライゼーション層は、第１の上側グラウンド電極の下方に第１の下側グラウンド電極を有するように、且つ、第２の上側グラウンド電極の下方に第２の下側グラウンド電極を有するようにパターニングされている。第１の上側グラウンド電極は、第１の下側グラウンド電極と共に、第１の信号ポートと第１の給電ラインとの間に結合されている第１の共平面導波路（ＣＰＷ）を支持するようにパターニングされており、第２の上側グラウンド電極は、第２の下側グラウンド電極と共に、第２の信号ポートと第２の給電ラインとの間に結合されている第２の共平面導波路（ＣＰＷ）を支持するようにパターニングされている。
【００８２】
米国特許出願第１１／７４１，６７４号（発明の名称：「メタマテリアル構造を用いて形成されるアンテナ、デバイス、およびシステム」、出願日：２００７年４月２７日）および米国特許出願第１１／８４４，９８２号（発明の名称：「メタマテリアル構造を用いて形成されるアンテナ」、出願日：２００７年８月２４日）に記載されたものと同様のパラメータ抽出を行う。しかし、このパラメータ抽出については、より複雑なＥ−ＣＲＬＨ構造および分析が利用される。全印刷型Ｅ−ＣＲＬＨ構造についてのパラメータ抽出結果は、表６に示す。ＨＦＳＳシミュレーション結果（図２８Ａおよび図２８Ｂ）では、１．９５ＧＨｚにおいて非常にシャープな共振周波数が見られる。構造の分析と３次元ＨＦＳＳモデル化では、＋１２０ＭＨｚだけシフトしている。続いて、分析結果とＨＦＳＳ結果を比較するべくＬＰＫＦ社のＰｒｏｔｏＭａｔ  Ｓ６０を用いて４層構造を製造する様子を説明する。シャープな共振は、リターンロスが−３ｄＢの場合、１９４９．７５ＭＨｚから１．９５１ＭＨｚで見られる。インサーションロスが低い高Ｑフィルタは、帯域が狭く、サイドバンドリジェクションが大きいので、設計が難しい。
【表６】
0005662801.tif 000023
【表７】
0005662801.tif 000024
【００８３】
＜ＩＩ．Ｂ  設計ＵＥ２．２（不均衡進化型）＞
本発明に係る技術の別の実施形態によると、以下のような不均衡進化型構造の詳細なＥ−ＣＲＬＨ設計が開示される。
【数１４Ｂ】
0005662801.tif 000025
【００８４】
この場合、ω０，１＝ω０，３＜ω０，２＝ω０，４で、ＺおよびＹの式は簡略化されて、より簡単なＺｃ関数となり、整合が改善される。上記の制約を満足させるようにＥｘｃｅｌシートを調整することが可能である。この設計において、以下のようなフィルタ特性が観察されている。
【００８５】
Ａ．当該フィルタは、帯域消去領域によって互いから分離されている２つの帯域通過領域から構成されている。どちらの帯域通過領域も、Ｅ−ＣＲＬＨユニットセルの出力においてローパスフィルタまたはハイパスフィルタを用いることによって除去することができる。
【００８６】
Ｂ．一般的には、外側のフィルタ端の方がよりシャープで、高帯域側のＬＲの方が帯域幅がより狭くなっている。
【００８７】
Ｃ．内側のフィルタ端は、ω０，１およびω０，２を近づけると、より傾斜が大きくなるという特徴を持つ。
【００８８】
Ｄ．ω０，１およびω０，２の値を固定値とした場合、ＬＬ´およびＣＲの値は最小値を選択して、ＬＲを変化させて、帯域幅および外側帯域端を微調整する。
【００８９】
Ｅ．上述したＤについて、ＬＲおよびＬＬ´を一定として、ＣＲを変化させることによっても実現され得る。ＣＲの値を高くすると、フィルタの上側外側端はより傾斜が大きくなる場合がある。
【００９０】
Ｆ．上述したＥについて、ＬＲおよびＣＲを一定として、ＬＬ´を変化させることによっても実現され得る。ＬＬ´の値を高くすると、フィルタの上側外側端はより傾斜が大きくなる場合がある。
【００９１】
Ｇ．ω０，１およびω０，２は、２つの帯域通過領域の間の帯域消去領域を画定している。
【００９２】
Ｈ．構造を別の入力インピーダンスに一致させるべく、ＬＲ、ＣＲ、およびＬＬ´を変更し得ることは当業者には明らかである。このような作業は、以下に記載する２つの事例で説明するように、複数の異なる入力インピーダンスの値について行われる。
【００９３】
＜ＵＥ２．２  事例１：下側端または上側端がシャープな広帯域フィルタ＞
本発明に係る技術の一実施例によると、特別な事例である上述した数１４Ｂに応じたＥ−ＣＲＬＨは、図１４に示したダイプレクサを構成する２つのフィルタを設計するべく利用される。Ｅ−ＣＲＬＨフィルタのパラメータを表８および表９に記載する。
【表８】
0005662801.tif 000026
【表９】
0005662801.tif 000027
２つの周波数Ｆｒｅｑ０＿１および周波数＿０２、ならびに、ＬＲ、ＣＲおよびＬＬ´は、自由パラメータと見なされる一方、残りのＦｒｅｑ０＿３、Ｆｒｅｑ０＿４、ＬＲ´、ＣＲ´、ＬＬ、ＣＬおよびＣＬ´は、数１４Ｂの制約に基づいて導き出される。これらのパラメータは、周波数帯域およびインピーダンス整合を確認するためのｍａｔｌａｂコードで利用され得る。この場合、図２９Ａでは、１５オームに一致している２つの広帯域領域を明確に見ることができる。エネルギーをフィルタに結合するためには、構造を入出力インピーダンスＺｃに一致させる必要がある。つまり、インピーダンスの虚数（無効）部分Ｉｍ（Ｚｃ）を略ゼロに保ちつつ、インピーダンスの実数部分Ｒｅ（Ｚｃ）を略一定に保つ必要がある。アンソフトのデザイナ回路シミュレーションツールによれば、図１６Ｃに示す回路設計は、図２９Ｂに図示するような応答を示す。
【００９４】
２．１ＧＨｚにおいて−１５ｄＢ未満である単純なローパスフィルタを用いて、サイドバンドリジェクションが２ＧＨｚで約−４０ｄＢである、約７００ＭＨｚから１．８９ＧＨｚという低帯域側のバンドパスフィルタの範囲を選択することができる。または、２．１ＧＨｚにおいて−１５ｄＢ未満である単純なハイパスフィルタを用いて、サイドバンドリジェクションが２．１ＧＨｚで約−４０ｄＢである、約２．２３ＭＨｚから５．９２ＧＨｚという高帯域側のバンドパスフィルタの範囲を選択することができる。
【００９５】
＜ＵＥ２．３  事例２：下側端または上側端がシャープな狭帯域フィルタ＞
本発明に係る技術の別の実施例によると、以下で説明するような狭帯域フィルタは、数１４Ａの制約に応じた特別なＥ−ＣＲＬＨの事例を用いて導き出すことができる。Ｅ−ＣＲＬＨフィルタのパラメータおよび対応する回路パラメータは、表１０および表１１にそれぞれ記載する。
【表１０】
0005662801.tif 000028
【表１１】
0005662801.tif 000029
【００９６】
ｍａｔｌａｂコードによれば、２つの狭帯域バンドパス領域が得られる。高帯域側の領域は、図３０に示すように約２５オームに一致させられており、低帯域側の領域は、４５オームにより良好に一致している。エネルギーをフィルタに結合するためには、構造は入出力インピーダンスＺｃに合わせる必要がある。つまり、インピーダンスの虚数（無効）部分Ｉｍ（Ｚｃ）を略ゼロに保ちつつ、インピーダンスの実数部分Ｒｅ（Ｚｃ）を略一定に保つ必要がある。以下に説明する例では、構造をＺｃ＝２５オームに一致させることによって、上側帯域に注目する。以下の例はＺｃ＝４５オームとしても実現可能である。
【００９７】
アンソフトのデザイナ回路シミュレーションソフトウェアによれば、図１６Ｃに図示するような構造の応答が得られる。
【００９８】
約２．１ＧＨｚにおいて−１５ｄＢ未満である単純なハイパスフィルタを用いて、サイドバンドリジェクションが約２．０５ＧＨｚで−４０ｄＢ未満である、約２．１１ＭＨｚから２．１７ＧＨｚという高帯域側のバンドパスフィルタの範囲を選択することができる。同様の処理を実行して、低帯域側のバンドパス領域に一致させて選択することができる。この場合、図３１のＭａｔｌａｂインピーダンス結果に示すように、４０オームでの整合が望ましい。
【００９９】
＜Ｃ−ＣＲＬＨ（従来型ＣＲＬＨ−設計３および４）＞
図３２には、２セル従来型右手／左手系複合（Ｃ−ＣＲＬＨ）伝送線路（ＴＬ）が図示されている。本例では、セル１である３２０１およびセル２である３２０５の各セルに、互いに異なるパラメータ値を設定することができる。本明細書の上述の記載部分および文献「カロズ（Ｃａｌｏｚ）およびイトー（Ｉｔｏｈ）、「電磁メタマテリアル」、ワイリー・パブリッシング・カンパニー（Ｗｉｌｅｙ  Ｐｕｂｌｉｓｈｉｎｇ  Ｃｏｍｐａｎｙ）、２００６年」では、両方のセルが同一または「等方性」である特別な事例が分析されている。前述した分析で説明したように、Ｃ−ＣＲＬＨ構造は、低周波数帯域ではＬＨ領域で共振を発生させ、高周波数帯域ではＲＨ領域で共振を発生させる。この場合、Ｃ−ＣＲＬＨ構造は、セルの数が多くなるにつれて、よりシャープになるようなバンドパスフィルタとして動作する効果を持つ。しかし、セルの数が多くなると、伝送損失が大きくなったり、構造のサイズが大きくなったりという問題が発生し得る。
【０１００】
各セルが互いに異なるという異方性の場合の分析を以下に説明する。異方性の場合にも、前述した図１３に示すような回路パラメータ抽出方法を同様に用いる。等方性の場合とは対照的に、異方性の場合には、ＺｉｎとＺｏｕｔとを異ならせる必要がある。つまり、図３３に示すネットワークについて、以下に記載する一連の条件が伝達関数に当てはまる。
【数１５Ａ】
0005662801.tif 000030
条件Ａ．１
【数１５Ｂ】
0005662801.tif 000031
【０１０１】
この場合、各セルが同一（等方性）および異なる（異方性）場合、均衡構造ではωＳＥ１＝ωＳＥ２＝ωＳＥ＝ωＳＨ１＝ωＳＨ２＝ωＳＨ＝ω０となっている。
【０１０２】
不均衡構造は、両セルを所望の周波数帯域にわたってより良好に構造に一致させるべく、「事例１：ωＳＥ１＝ωＳＥ２＝ωＳＥおよびωＳＨ１＝ωＳＨ２＝ωＳＨ」または「事例２：ωＳＥ１＝ωＳＨ２＝ωＳＥおよびωＳＨ１＝ωＳＥ２＝ωＳＨ」と共に用いられ得る。この条件によって自動的に、条件Ａ３．１のＡＡ´＝ＤＤ´が立証される。自由パラメータは、ＬＲ１、ＬＲ２、ωＳＥ＝ωＳＨおよびωＲである。特に、ωＲ１＝ωＲ２＝ωＲの場合、ＺｉｎおよびＺｏｕｔの式がさらに簡略化されることに留意されたい。つまり、ＬＲ１  ＣＲ１＝ＬＲ２  ＣＲ２となる。
【０１０３】
入力インピーダンス値Ｚｉｎおよび出力インピーダンス値Ｚｏｕｔは、数１５Ａに示す一連の式で記されている条件Ａ．１の下で、数１６および数１７で定められる。
【０１０４】
事例１：ωＳＥ１＝ωＳＥ２＝ωＳＥ、ωＳＨ１＝ωＳＨ２＝ωＳＨ、およびωＲ１＝ωＲ２＝ωＲ
【数１６】
0005662801.tif 000032
【数１７】
0005662801.tif 000033
【０１０５】
事例２：ωＳＥ１＝ωＳＨ２＝ωＳＥ、ωＳＨ１＝ωＳＥ２＝ωＳＨおよびωＲ１＝ωＲ２＝ωＲ
【数１８】
0005662801.tif 000034
【０１０６】
共振は数１９によって定められる。
【数１９】
0005662801.tif 000035
尚、上述したようにωＳＥ１＝ωＳＥ２＝ωＳＥおよびωＳＨ１＝ωＳＨ２＝ωＳＨという条件であるので、Ｚ１Ｙ１＝Ｚ２Ｙ２＝−χである。
【０１０７】
このため、ＬＲ１＝ＬＲ２である場合、事例１は、米国特許出願第１１／７４１，６７４号（発明の名称：「メタマテリアル構造を利用したアンテナ、デバイス、およびシステム」、出願日：２００７年４月２７日）および米国特許出願第１１／８４４，９８２号（発明の名称：「メタマテリアル構造を利用したアンテナ」、出願日：２００７年８月２４日）に記載されている等方性の事例になる。具体的には以下のようになる。
【数２０】
0005662801.tif 000036
【０１０８】
＜ＩＩＩ．フィルタ設計  ＩＣ３（均衡ＣＲＬＨ）＞
＜均衡等方性の事例＞
本発明に係る技術の別の実施形態によると、ＭＴＭフィルタ構造は、均衡従来型の設計で構成されるとしてよい。このセクションで説明される設計は、均衡が取れており、言い換えると、ωＳＨ１＝ωＳＥ１＝ωＳＨ２＝ωＳＥ２＝ω０である。具体的には、このセクションで説明する２つの設計は、図１４、図１５Ａ、および図１５Ｂに図示したＷＬＡＮ／ＷＷＡＮダイプレクサにおけるＷＷＡＮフィルタを目的とする。
【０１０９】
１つ目の設計は、ＬＲ１＝ＬＲ２、ＣＲ１＝ＣＲ２、ＬＬ１＝ＬＬ２、およびＣＬ１＝ＣＬ２である等方性２セルＣ−ＣＲＬＨ伝送線路構造から構成されるとしてよい。等方性構造であるので、入力インピーダンスＺｉｎおよび出力インピーダンスは等しくなっており、つまり、この場合にはインピーダンス変成器は実現され得ない。
【０１１０】
ＷＷＡＮフィルタを設計するステップは以下の通りである。
【０１１１】
ステップ１：パラメータ値の範囲を絞り込むべく、Ｍａｔｌａｂコードまたは同等の技術コンピューティングソフトウェアを利用する。ＬＲ１＝ＬＲ２＝９ｎＨ、Ｚｉｎ＝Ｚｏｕｔ＝５０Ω、およびＦｒｅｑＳＨ＝ＦｒｅｑＳＥ＝Ｆｒｅｑ０＝１．４ＧＨｚのように自由パラメータの値を設定する。Ｍａｔｌａｂの出力によって、残りのパラメータの値が得られ、ＣＲ１＝ＣＲ２＝３．６ｐＦ、ＬＬ１＝３．６ｎＨ、およびＣＬ１＝１．４３ｐＦとなる。
【０１１２】
ステップ２：回路デザイナシミュレーションツールを用いてこれらの結果をシミュレーションする。図３４Ａおよび図３４Ｂは、バンドパスフィルタの回路、ならびに、伝送およびリターンロスを示す。
【０１１３】
ステップ３：構造パラメータを、最上層および最下層上に全面ＧＮＤを有する全印刷型設計にマッピングする。
【０１１４】
３次元印刷Ｃ−ＣＲＬＨ構造は、一例を図３５Ａから図３５Ｅに図示し、詳細な内容を表１２に記載する。当該設計例によると、ＭＴＭセル構造は、金属−絶縁体−金属（ＭＩＭ）構造においてセルパッチおよび上側グラウンドの下方に設けられている上側導電層と、セルパッチおよび下側グラウンドの下方に設けられている下側ＭＩＭ層とを備える。このようなＭＴＭセル設計は、４つの層間誘電絶縁層と共に５つのメタライゼーション層を利用することによって、実現される。図３５Ｃに示す層３は、２つのセル１およびセル２を有しており、各セルはＬＲラインによって互いに接続されている２つのセルパッチを含み、ＬＲラインは、延長部分としてビアパッドにつながるＬＬラインを持つ。
【０１１５】
４つの層間誘電絶縁層は、例えば、４つの誘電基板によって実現されるとしてよい。中間のメタライゼーション層同士を接続するビアは通常、「埋め込みビア」と呼ばれる。一部の製造技術では、基板を上下に組み合わせる際に埋め込みビアを位置合わせすることが難しいので、最上層から最下層まで貫通する「貫通ビア」を利用する必要がある。このため、「通過貫通ビア」の周囲のメタライゼーションを、当該ビアがメタライゼーションに接続されていない層において、除去する。
【０１１６】
このため、図３５Ａから図３５Ｅに示すＣ−ＣＲＬＨ構造は、複数のＣＰＷ給電ライン、上側グラウンド、および複数のポートを有する最上層と、第１の側に第１の面を持ち、第１の側とは反対側の第２の側に第２の面を持つ第１の誘電基板とを有する。第１の基板の第１の面は、最上層に接着されている。上側金属−絶縁体−金属（ＭＩＭ）層を有する第２の層が設けられている。第２の層は、第１の基板の第２の面に接着されており、第１の群のセル導電ビアコネクタが第１の基板に形成されることによって、最上層から第２の層までの導電路が形成されている。第１の側に第１の面を持ち、第１の側とは反対側の第２の側に第２の面を持つ第２の誘電基板が設けられており、第２の基板の第１の面は第２の層に接着されている。主要構造を有する第３の層が設けられており、第３の層は第２の基板の第２の面に接着されている。第２の群のセル導電ビアコネクタが第２の基板に形成されることによって、第２の層から第３の層への導電路が形成される。第１の側に第１の面を持ち、第１の側とは反対側の第２の側に第２の面を持つ第３の誘電基板が設けられており、第３の基板の第１の面は第３の層に接着されている。このデバイスはさらに、下側ＭＩＭ層を有する第４の層を備えており、第４の層は第３の基板の第２の面に接着されている。第１の側に第１の面を持ち、第１の側とは反対側の第２の側に第２の面を持つ第４の誘電基板が設けられており、第４の基板の第１の面は第４の層に接着されている。下側グラウンドを有する第５の層が設けられている。第５の層は第４の基板の第２の面に接着されており、最上層、第２の層、第３の層、第４の層、および第５の層、ならびに、第１の基板、第２の基板、第３の基板、第４の基板および第５の基板、セル導電ビアコネクタ、上側ＭＩＭ層、主要構造、および下側ＭＩＭ層は、印刷Ｃ−ＣＲＬＨ構造を形成するべく配設される。
【表１２Ａ】
0005662801.tif 000037
【表１２Ｂ】
0005662801.tif 000038
【０１１７】
印刷構造パラメータ化マッピングを簡単に表１３に示す。表１３は、図３４Ａの回路パラメータを図３５Ａから図３５Ｅの印刷構造にマッピングするべく生成された詳細なＥｘｃｅｌシートから得られる結果を示す。
【表１３】
0005662801.tif 000039
【０１１８】
表１３の最初の２行は、層３に配設されているメタライゼーションについての単位ｍｍ長さ当たりのキャパシタンス値およびインダクタ値を示す。最初の２行に記載されている数字は、ＬＲ、ＣＲ、およびＬＬの推定値を抽出するべく用いられ得る。ＣＬは、数２１に示す従来の平行平板キャパシタンスの式から導き出すことができる。
【数２１】
0005662801.tif 000040
【０１１９】
ＭＩＭ１＿Ｌ＿Ａｄｊ、ＭＩＭ２＿Ｌ＿Ａｄｊ、およびＭＩＭ１２＿Ｌ＿Ａｄｊは、ＭＩＭ１（ＣＬ１）、ＭＩＭ２（ＣＬ２）、およびＭＩＭ３（ＣＬ１２＝ＣＬ１  ＣＬ２／（ＣＬ１＋ＣＬ２））の値のＭＩＭ長さに対する調整値である。言うまでもなく、このような特別の事例では、設計がＣＬ１＝ＣＬ２＝２ＣＬ１３である等方性構造をベースとしているので、調整値ＭＩＭ１＿Ｌ＿Ａｄｊ、ＭＩＭ２＿Ｌ＿Ａｄｊ、およびＭＩＭ１２＿Ｌ＿Ａｄｊはゼロに設定される。ＣＬ１およびＣＬ２の係数が「２」となっているのは、表１２に記載されているように、ＣＬ１２が有しているのは下側ＭＩＭ層のみであるが、ＣＬ１およびＣＬ２は上側ＭＩＭ層および下側ＭＩＭ層を有しているためである。
【０１２０】
尚、表１３および図３５Ａから図３５Ｅに示すＨＦＳＳ設計は、ＬＲ１≠ＬＲ２、ＣＲ１≠ＣＲ２、ＬＬ１≠ＬＬ２、およびＣＬ１≠ＣＬ２である印刷異方性構造をシミュレーションするべく設計されている。
【０１２１】
図３５Ａから図３５Ｅ、表１２、および表１３に示した構造のＨＦＳＳシミュレーション結果のうち図３６Ａに示したリターンロスＳ１１／Ｓ２２および伝送Ｓ１２はいずれも、図３６Ｂに示すような製造後の測定結果と一致している。図３６Ａおよび図３６Ｂならびに図３４Ｂに示した結果は、未知の要素が幾つかあるものの、一致しており、図１３のフローチャートに示した方法の有効性を確認するものである。このような未知の要素の例には、図３４Ｂの回路設計および表１３のパラメータ化マッピングチャートでは考慮されていなかった主要Ｃ−ＣＲＬＨ印刷構造への２つのＣＰＷラインの接合が含まれ得る。
【０１２２】
シミュレーション結果および測定結果のフィルタ応答で見られる−１ｄＢおよび−２ｄＢのインサーションロス（Ｓ１２）の原因は、損失の大きいＦＲ４基板を利用したことにあると思われる。ＬＴＣＣ等の別の基板に対して同じ設計プロセスを利用することによってフィルタサイズおよびインサーションロスを共に改善することができる。ビアラインおよびＬＲラインを共に形成した後のＦＲ４上のＷＷＡＮフィルタサイズは、長さが約１８ｍｍで幅が４ｍｍであり、それぞれλ／２０およびλ／１００である。
【０１２３】
＜３．２  均衡異方性の事例＞
本発明に係る技術の別の実施形態によると、ＺｉｎおよびＺｏｕｔの値が異ならせることができるので、インピーダンス変成器を備える広帯域フィルタを設計することができる。事例１および事例２は、均衡条件が課される場合には、同一となることに注目されたい。入力インピーダンスを約２０オームから５０オームへと変成し、約９００ＭＨｚから６ＧＨｚの帯域幅をカバーし、インサーションロスが−１ｄＢ未満であるフィルタの例を、表１４、図３７Ａおよび図３７Ｂを参照しつつ、以下で説明する。
ＬＲ１１＝２
ＬＲ２１＝３．２５
ＦｒｅｑＳＨ＝２．２５
ＦｒｅｑＳＥ＝２．２５
ＦｒｅｑＲ＝３
【表１４】
0005662801.tif 000041
【０１２４】
＜ＩＶ．フィルタ設計ＡＣ４（異方性従来型）＞
＜設計ＡＣ４．１：不均衡異方性の事例２＞
本発明に係る技術の別の実施形態によると、事例２、数１８および数１９を利用する狭帯域インピーダンス変成器が提供される。以下および表１５に記載するパラメータは、図３８Ａおよび図３８Ｂに示すような、入力インピーダンスを約５０オームから５オームへと変成し、約１ＧＨｚから１．６５ＧＨｚの帯域幅の範囲をカバーし、インサーションロスが略ゼロであるフィルタの一例を示している。
ＬＲ１１＝０．２５
ＬＲ２１＝２
ＦｒｅｑＳＨ＝２．２５
ＦｒｅｑＳＥ＝８
ＦｒｅｑＲ＝６
【表１５】
0005662801.tif 000042
【０１２５】
＜携帯電話用ダイプレクサ＞
このセクションでは携帯電話用ダイプレクサの一例を説明する。本例に係るダイプレクサは、図３９に示すように、ＴＸ送受信器から入力信号を受信して、送信するべくアンテナへ受信した入力信号を送信する。ダイプレクサはさらに、アンテナから信号を受信して、受信した信号をＲＸ送受信器に送信する場合もある。このようなダイプレクサ設計は、さまざまな実施例において、携帯電話帯域ＶＩＩＩ（ＲＸ：８８０−９１５ＭＨｚおよびＴＸ：９２５−９６０ＭＨｚ）および帯域ＩＩＩ（ＲＸ：１７１０−１７８５ＭＨｚおよびＴＸ：１８５０−１８８０ＭＨｚ）に対して利用可能である。例えば、第１の実施例（実施例Ａ）では、帯域ＩＩＩ送信信号（ＴＸ：１８５０−１８８０ＭＨｚ）をアンテナに送信することができる一方、帯域ＶＩＩＩＩ受信信号（ＲＸ：８８０−９１５ＭＨｚ）をＲＸ送受信器に送信することができる。別の実施例である実施例Ｂによると、帯域ＶＩＩＩ送信信号（ＴＸ：９２５−９６０ＭＨｚ）をアンテナに送信することができる一方、帯域ＩＩＩＩ受信信号（ＲＸ：１７１０−１７８５ＭＨｚ）をＲＸ送受信器に送信することができる。
【０１２６】
ダイプレクサはさらに、送信周波数の高次高調波を全て阻止するように設計され得る。言い換えると、ダイプレクサの９００ＭＨｚ近傍の低帯域部分では、１８００ＭＨｚ近傍の高帯域においてリジェクションが少なくとも−４０ｄＢなければならない。また、１８００ＭＨｚ近傍のＴＸ高帯域の高次高調波（つまり、３ＧＨｚよりも高いもの）もまた抑制する必要がある。
【０１２７】
本例では、ダイプレクサは、低帯域と高帯域との間のアイソレーションを少なくとも−２７ｄＢに維持する必要がある。
【０１２８】
本セクションに記載するものと同一の方法を用いて周波数帯域および帯域リジェクション／アイソレーションの要件が異なる別のダイプレクサを設計することも可能であることは、当業者には明らかであろう。
【０１２９】
＜ローパス（ＬＰ）バンドパス（ＢＰ）フィルタ設計＞
低帯域バンドパスフィルタは、図４０Ａに示すように、１つのＥ−ＣＲＬＨユニットセルと、その後段に設けられる従来の３セルＬＰフィルタとを用いて設計することができる。この設計では、安定性を高めることと実装とを目的としてパッドが設けられる。製造されたフィルタは図４０Ｂに示されている。
【０１３０】
携帯電話用ダイプレクサの低帯域部分は、表１６に示すようなパラメータをＭａｔｌａｂコードに設定することによって、設計され得る。
【表１６】
0005662801.tif 000043
【０１３１】
回路シミュレーションツールで表１７に示すような回路パラメータを用いて、フィルタ応答を評価する。
【表１７】
0005662801.tif 000044
【０１３２】
結果は図４１Ａに示す。ＬＰ  ＢＰフィルタの応答は、８８０−９６０ＭＨｚ帯域をカバーしている一方、高次高調波を阻止しており、１．１ＧＨｚより高い領域においてリジェクションの傾斜が急であるという点において、ダイプレクサの低帯域仕様に一致している。測定結果（図４１Ｂ）は、シミュレーション結果を裏付けるもので、低品質で損失が大きいインダクタおよびキャパシタを選択したことが原因と思われるが、測定結果においてインサーションロスが高くなっている。
【０１３３】
＜ハイパス・バンドパスフィルタ設計＞
高帯域バンドパスフィルタは、図４２に示すように、１つのＥ−ＣＲＬＨユニットセルと、その後段に設けられる従来の３セルＨＰフィルタとを用いて設計される。パッドは、全体的なフィルタ応答に対する効果を評価するべく、含まれ得る。
【０１３４】
携帯電話用ダイプレクサの高帯域部分は、表１８に示すようなパラメータをＭａｔｌａｂコードに設定することによって、設計される。
【表１８】
0005662801.tif 000045
【０１３５】
回路シミュレーションツールで表１９に示すような回路パラメータを用いて、フィルタ応答を評価する。パッドの効果を考慮するべく、Ｍａｔｌａｂおよびスプレッドシートシミュレーションから導き出されるように、ＬＲの値を２２ｎＨからＬＲ＝３０ｎＨに大きくする必要があることに留意されたい。
【表１９】
0005662801.tif 000046
【０１３６】
結果は図４３に示す。ＨＰ  ＢＰフィルタの応答は、１７１０−１８８０ＭＨｚ帯域をカバーしている一方、高次高調波（３ＧＨｚより高いもの）を阻止しており、１．３７ＧＨｚ未満においてリジェクションの傾斜が急であるという点において、ダイプレクサの高帯域仕様に一致している。
【０１３７】
＜完全ダイプレクサアセンブリ＞
図４４は、ダイプレクサ回路アセンブリを図示しており、３つのポートを示している。
ポート１  ４４０１：アンテナ入出力ポート
ポート２  ４４０２：アンテナから低帯域Ｒｘ送受信器用、または、低帯域Ｔｘ送受信器からアンテナ用
ポート３  ４４０３：アンテナから高帯域Ｒｘ送受信器用、または、高帯域Ｔｘ送受信器からアンテナ用
【０１３８】
ダイプレクサの応答を図４５に示す。シミュレーションデータから予想されるように、高次高調波リジェクションは、−４０ｄＢ未満であり、低帯域と高帯域との間のアイソレーションは−４０ｄＢ未満で維持される。また、送受信器ポート２と送受信器ポート３との間のアイソレーションは、−４０ｄＢ未満で維持される。
【０１３９】
本明細書では数多くの具体例を挙げたが、これらの具体例は、任意の発明の範囲または特許請求の範囲を限定するものと解釈されるべきではなく、特定の実施形態に固有の特徴を説明したものと解されたい。複数の別個の実施形態に関連付けて本明細書で説明した特徴は、１つの実施形態として組み合わせて実施することも可能である。逆に、１つの実施形態に関連付けて説明したさまざまな特徴を、複数の実施形態で別個に実現することも可能であり、また、そのうち一部を任意の方法で適切に組み合わせることも可能である。また、上述した特徴は、特定の組み合わせで機能し、そのような機能として請求される場合もあるが、特許請求の範囲に記載する組み合わせを構成する１以上の特徴は、その組み合わせとして実施される場合もあれば、サブコンビネーションまたはその変形例を実施するとしてもよい。
【０１４０】
このように、具体的な実施形態を説明してきた。上記の説明内容および図示内容に基づき、変形例、改善例、およびその他の実施形態を実行することができる。
【図１】
0005662801.tif 000047
【図２】
0005662801.tif 000048
【図３】
0005662801.tif 000049
【図４Ａ】
0005662801.tif 000050
【図４Ｂ】
0005662801.tif 000051
【図５】
0005662801.tif 000052
【図６Ａ】
0005662801.tif 000053
【図６Ｂ】
0005662801.tif 000054
【図７Ａ】
0005662801.tif 000055
【図７Ｂ】
0005662801.tif 000056
【図８】
0005662801.tif 000057
【図９】
0005662801.tif 000058
【図１０】
0005662801.tif 000059
【図１１】
0005662801.tif 000060
【図１２】
0005662801.tif 000061
【図１３】
0005662801.tif 000062
【図１４】
0005662801.tif 000063
【図１５Ａ】
0005662801.tif 000064
【図１５Ｂ】
0005662801.tif 000065
【図１６Ａ】
0005662801.tif 000066
【図１６Ｂ】
0005662801.tif 000067
【図１６Ｃ】
0005662801.tif 000068
【図１７】
0005662801.tif 000069
【図１８】
0005662801.tif 000070
【図１９】
0005662801.tif 000071
【図２０Ａ】
0005662801.tif 000072
【図２０Ｂ】
0005662801.tif 000073
【図２１Ａ】
0005662801.tif 000074
【図２１Ｂ】
0005662801.tif 000075
【図２２】
0005662801.tif 000076
【図２３】
0005662801.tif 000077
【図２４】
0005662801.tif 000078
【図２５】
0005662801.tif 000079
【図２６】
0005662801.tif 000080
【図２７Ａ】
0005662801.tif 000081
【図２７Ｂ】
0005662801.tif 000082
【図２７Ｃ】
0005662801.tif 000083
【図２７Ｄ】
0005662801.tif 000084
【図２７Ｅ】
0005662801.tif 000085
【図２８Ａ】
0005662801.tif 000086
【図２８Ｂ】
0005662801.tif 000087
【図２９Ａ】
0005662801.tif 000088
【図２９Ｂ】
0005662801.tif 000089
【図３０】
0005662801.tif 000090
【図３１】
0005662801.tif 000091
【図３２】
0005662801.tif 000092
【図３３】
0005662801.tif 000093
【図３４Ａ】
0005662801.tif 000094
【図３４Ｂ】
0005662801.tif 000095
【図３５Ａ】
0005662801.tif 000096
【図３５Ｂ】
0005662801.tif 000097
【図３５Ｃ】
0005662801.tif 000098
【図３５Ｄ】
0005662801.tif 000099
【図３５Ｅ】
0005662801.tif 000100
【図３６Ａ】
0005662801.tif 000101
【図３６Ｂ】
0005662801.tif 000102
【図３７Ａ】
0005662801.tif 000103
【図３７Ｂ】
0005662801.tif 000104
【図３８Ａ】
0005662801.tif 000105
【図３８Ｂ】
0005662801.tif 000106
【図３９】
0005662801.tif 000107
【図４０Ａ】
0005662801.tif 000108
【図４０Ｂ】
0005662801.tif 000109
【図４１Ａ】
0005662801.tif 000110
【図４１Ｂ】
0005662801.tif 000111
【図４２】
0005662801.tif 000112
【図４３】
0005662801.tif 000113
【図４４】
0005662801.tif 000114
【図４５】
0005662801.tif 000115