(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
マルチキャリアを用いて送信される受信信号を受信する受信装置において，
前記受信信号を受信する複数のアンテナを有するアレイアンテナと，
前記複数のアンテナにそれぞれ設けられ，各アンテナの受信信号において主波に対して基準時間を超える遅延時間を有する先行波または遅延波を低減する適応等化回路と，
前記適応等化回路の各出力信号に重み係数を乗算して加算する空間ダイバーシチ合成部と，
前記複数のアンテナの受信信号と前記空間ダイバーシチ合成部の出力信号と空間ダイバーシチの指向性方向を有する拘束条件とに基づいて，前記重み係数を生成するウエイト制御部とを有し，
前記適応等化回路は，前記受信信号に係数を乗算してレプリカ信号を生成し前記受信信号から前記レプリカ信号を減ずる遅延波等化フィルタと，前記複数のアンテナの受信信号と前記空間ダイバーシチ合成部の出力信号との相関値に基づいて前記係数を演算する係数演算部とを有し，
さらに，前記複数のアンテナの受信信号に基づいて，前記受信信号のパスの到来角と電力とを推定し，前記主波の到来角方向の情報を前記拘束条件として前記ウエイト制御部に供給する等化パス設定ユニットを有する受信装置。
【請求項２】
請求項１において，
前記等化パス設定ユニットは，さらに，前記複数のアンテナの受信信号に基づいて，前記受信信号の主波に対する先行波または遅延波の遅延時間を推定し，前記遅延時間を前記適応等化回路に設定する受信装置。
【請求項３】
請求項２において，
前記等化パス設定ユニットは，前記主波の到来角と，前記適応等化回路に設定した遅延時間を有する先行波または遅延波の到来角とを含む方向を前記拘束条件として前記ウエイト制御部に供給する受信装置。
【請求項４】
請求項３において，
前記等化パス設定ユニットは，前記適応等化回路に設定する遅延時間に対応する先行波または遅延波の合計電力が，前記適応等化回路の等化能力を超えないように，前記適応等化回路に設定する先行波または遅延波を選択する受信装置。
【請求項５】
マルチキャリアを用いて送信される受信信号を受信する受信装置において，
前記受信信号を受信する複数のアンテナを有するアレイアンテナと，
前記複数のアンテナにそれぞれ設けられ，各アンテナの受信信号において主波に対して基準時間を超える遅延時間を有する先行波または遅延波を低減する適応等化回路と，
前記適応等化回路の各出力信号に重み係数を乗算して加算する空間ダイバーシチ合成部と，
前記複数のアンテナの受信信号と前記空間ダイバーシチ合成部の出力信号と空間ダイバーシチの指向性方向を有する拘束条件とに基づいて，前記重み係数を生成するウエイト制御部とを有し，
前記適応等化回路は，前記受信信号に係数を乗算してレプリカ信号を生成し前記受信信号から前記レプリカ信号を減ずる遅延波等化フィルタと，前記複数のアンテナの受信信号と前記空間ダイバーシチ合成部の出力信号との相関値に基づいて前記係数を演算する係数演算部とを有し、
前記遅延時間を有する先行波または遅延波の到来角が，前記主波の到来角と基準角以内に近接していない場合は，前記ウエイト制御部は，前記複数のアンテナの受信信号に代えて，前記複数の適応等化回路の出力信号に基づいて，前記重み係数を生成する受信装置。
【請求項６】
マルチキャリアを用いて送信される受信信号を受信する受信装置において，
前記受信信号を受信する複数のアンテナを有するアレイアンテナと，
前記複数のアンテナの受信信号に重み係数を乗算して加算する空間ダイバーシチ合成部と，
前記空間ダイバーシチ合成部の出力信号において主波に対して基準時間を超える遅延時間を有する先行波または遅延波を低減する適応等化回路と，
前記複数のアンテナの受信信号と前記適応等化回路の出力信号と空間ダイバーシチの指向性方向を有する拘束条件とに基づいて，前記重み係数を生成するウエイト制御部とを有し，
前記適応等化回路は，前記空間ダイバーシチ合成部の出力信号に係数を乗算してレプリカ信号を生成し前記出力信号から前記レプリカ信号を減ずる等化フィルタと，前記空間ダイバーシチ合成部の出力信号と前記適応等化回路の出力信号との相関値に基づいて前記係数を演算する係数演算部とを有する受信装置。
【請求項７】
請求項６において，
さらに，前記複数のアンテナの受信信号に基づいて，前記受信信号のパスの到来角と電力とを推定し，前記主波の到来角方向の情報を前記拘束条件として前記ウエイト制御部に供給する等化パス設定ユニットを有する受信装置。
【請求項８】
請求項７において，
前記等化パス設定ユニットは，さらに，前記複数のアンテナの受信信号に基づいて，前記受信信号の主波に対する先行波または遅延波の遅延時間を推定し，前記遅延時間を前記適応等化回路に設定する受信装置。
【請求項９】
請求項８において，
前記等化パス設定ユニットは，前記主波の到来角と，前記適応等化回路に設定した遅延時間を有する先行波または遅延波の到来角とを含む方向を前記拘束条件として前記ウエイト制御部に供給する受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は，受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
OFDM（Orthogonal Frequency Division Multiplexing:直交周波数分割多重），OFDMA（Orthogonal Frequency Division Multiple Access：直交周波数分割多元）通信方式は，地上波デジタル放送やWiMAXなど広く利用されている。OFDMやOFDMA通信方式では，送信装置は，周波数が互いに直交関係にある複数のサブキャリアを送信データで変調し，そのOFDM周波数領域信号をIFFTしてOFDM時間領域信号に変換し，高周波信号にアップコンバートして空間上に送出する。一方，これを受信する受信装置は，受信した高周波信号をダウンコンバートしOFDM時間領域信号をFFTしてOFDM周波数領域信号に変換し，複数のサブキャリアを復調して受信データを抽出する。このようにOFDMまたはOFDMA通信方式では，マルチキャリアを用いて送受信される。
【０００３】
これらの通信方式に加えて，単一キャリア周波数分割多重（SC-OFDM），単一キャリア周波数分割多元接続（SC-FDMA）方式も同様である。
【０００４】
また，上記の通信方式では，マルチパスフェージング対策のために，シンボルの後端の一部の信号をシンボルの先頭にコピーしてガードインターバル（GI）区間を設けている。そして，マルチパスフェージングにより主波から遅延した遅延波や主波より先行する先行波を同時に受信しても，遅延波や先行波の遅延量がGI区間内であれば，先行波や遅延波から干渉を受けないようになっている。
【０００５】
ただし，GI区間を越える遅延量で遅延波や先行波が発生すると，FFT窓内に隣接するシンボルが入り込み，隣接するシンボルからの干渉を受ける。すなわち，シンボル間干渉ISI(Inter-symbol Interference)が発生し，受信信号の劣化を招く。したがって，かかる干渉波を除去することが種々提案されている。
【０００６】
干渉波を除去または抑制する技術として，受信装置に複数のアンテナからなるアレーアンテナを用いる空間ダイバーシチが提案されている。例えば非特許文献１，２，３，４に記載されている。
【０００７】
空間ダイバーシチでは，各アンテナで受信した受信信号に適切な重み付け処理を行った後，合成処理を行う。かかる構成にすることで，受信装置は，アンテナ全体の指向性を制御し，干渉波には指向性ヌル(ゼロ点)を向け，希望波に指向性ビーム（メインローブ）を向けることで，干渉波信号を抑圧しつつ希望波信号のみを受信する。
【０００８】
この空間ダイバーシチによる干渉波抑圧技術は，前述した長遅延波対策としても有効である。すなわち，ＧＩ区分を越える遅延波を干渉波と想定し，それを空間ダイバーシチにより抑圧することで，受信性能を向上することができる。
【０００９】
ところが，空間ダイバーシチ方式はアンテナの指向性制御により，空間的に干渉波抑圧を行うので，干渉波の到来角が希望波の到来角に近いほど，その干渉波抑圧性能が低下するという問題点を持つ。この空間分離性能は，アンテナ配置やアンテナ本数に大きく依存し，特にアンテナ本数が少ない場合，指向性ビームの分解能が荒くなるため，干渉波抑圧効果が弱くなる。
【００１０】
上記のような空間ダイバーシチの問題点を解決する手段として，適応等化器と空間ダイバーシチ技術とを組み合わせる方法が提案されている。例えば，特許文献１，３では，複数のアンテナそれぞれに適応等化器を設け，適応等化器で長遅延波成分を等化し，さらに，適応等化器の出力信号の希望波以外を空間ダイバーシチで等化する。また，特許文献２では，複数のアンテナの受信信号の希望波以外を空間ダイバーシチで等化し，空間ダイバーシチの出力部に適応等化器を設け，適応等化器で長遅延波成分を等化する。
【００１１】
適応等化器は，FIRフィルタもしくはIIRフィルタを有し，時空間において長遅延波である干渉波を抑圧する。適応等化器によれば，干渉波と希望波のそれぞれの到来角が近い場合など，空間ダイバーシチでは干渉波を抑圧できない環境下においても，干渉波を抑圧することができる。適応等化器を空間ダイバーシチ合成の前段または後段に設けることで，全到来角方向に対し干渉波を抑圧しようとしている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１２】
【特許文献１】特開２００７−６２６４号公報
【特許文献２】特開２００２−２６１６６９号公報
【特許文献３】特願２０１０−２８５２７８号公報
【非特許文献】
【００１３】
【非特許文献１】S. Hara, M. Budsabathon and Y. Hara, “A pre-FFT OFDM adaptive antenna array with eigenvector combining”, IEEE International Conference on Communications 2004, vol.4, pp.2412-2416, June 2004.
【非特許文献２】浦口  剛, 菊間  信良, 稲垣  直樹, “OFDM-CDMA通信方式へのDCMPアダプティブアレーの適用”, 電信学会論文誌，B, 通信, 83-B(2)  pp.216-224, Feb 2000
【非特許文献３】K. Takeo, M. Fujita and T. Nishi “An Adaptive Antenna Array under Directional Constraint,” IEEE Trans. Antennas & Propag. Vol.AP-24, No5, pp.662-669 (Sept,1967)
【非特許文献４】O. L. Frost. III, “An algorithm for linearly constrained adaptive array processing”, Proc IEEE. Vol 60 ,Issue:8 , pp.926-935 Aug. 1972
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
しかしながら，単に空間ダイバーシチと適応等化器とを組み合わせただけでは，それぞれが独立して動作する。そのため，希望波の到来角に近い干渉波を等化する場合，空間ダイバーシチ合成処理がその干渉波を抑圧しようとし，同時に希望波も抑圧してしまい，全体の等化性能の劣化を招く場合がある。また，適応等化器が，空間ダイバーシチ合成処理で等化できる干渉波をも抑圧しようとし，干渉波を完全に抑圧できず，全体の等化性能の劣化を招く場合もある。
【００１５】
そこで，本発明の目的は，等化性能を向上させた受信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
受信装置の第１の側面は，マルチキャリアを用いて送信される受信信号を受信する受信装置において，
前記受信信号を受信する複数のアンテナを有するアレイアンテナと，
前記複数のアンテナにそれぞれ設けられ，各アンテナの受信信号において主波に対して基準時間を超える遅延時間を有する先行波または遅延波を低減する適応等化回路と，
前記適応等化回路の各出力信号に重み係数を乗算して加算する空間ダイバーシチ合成部と，
前記複数のアンテナの受信信号と前記空間ダイバーシチ合成部の出力信号と空間ダイバーシチの指向性方向を有する拘束条件とに基づいて，前記重み係数を生成するウエイト制御部とを有し，
前記適応等化回路は，前記受信信号に係数を乗算してレプリカ信号を生成し前記受信信号から前記レプリカ信号を減ずる遅延波等化フィルタと，前記複数のアンテナの受信信号と前記空間ダイバーシチ合成部の出力信号との相関値に基づいて前記係数を演算する係数演算部とを有する。
【００１７】
受信装置の第２の側面は，マルチキャリアを用いて送信される受信信号を受信する受信装置において，
前記受信信号を受信する複数のアンテナを有するアレイアンテナと，
前記複数のアンテナの受信信号に重み係数を乗算して加算する空間ダイバーシチ合成部と，
前記空間ダイバーシチ合成部の出力信号において主波に対して基準時間を超える遅延時間を有する先行波または遅延波を低減する適応等化回路と，
前記複数のアンテナの受信信号と前記適応等化回路の出力信号と空間ダイバーシチの指向性方向を有する拘束条件とに基づいて，前記重み係数を生成するウエイト制御部とを有し，
前記適応等化回路は，前記空間ダイバーシチ合成部の出力信号に係数を乗算してレプリカ信号を生成し前記出力信号から前記レプリカ信号を減ずる等化フィルタと，前記空間ダイバーシチ合成部の出力信号と前記適応等化回路の出力信号との相関値に基づいて前記係数を演算する係数演算部とを有する。
【発明の効果】
【００１８】
第１，第２の側面によれば，空間ダイバーシチ合成部と適応等化回路とが連携しあって動作するので，干渉波の等化性能を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】ＯＦＤＭの１つの伝送シンボルを示す図である。
【図２】マルチフェージングでのシンボル間干渉について説明する図である。
【図３】空間ダイバーシチにおけるアダプティブアレイアンテナを説明する図である。
【図４】空間ダイバーシチ合成部と適応等化部とを組み合わせた第１の受信装置の構成図である。
【図５】空間ダイバーシチ合成部と適応等化部とを組み合わせた第２の受信装置の構成図である。
【図６】第１の実施の形態における受信装置の構成図である。
【図７】図４と図６の受信装置の干渉波抑圧効果を比較する図である。
【図８】マルチパスのモデルを示す図である。
【図９】第２の実施の形態における受信装置の構成図である。
【図１０】図５と図９の受信装置の干渉波抑圧効果を比較する図である。
【図１１】適応等化器の構成図である。
【図１２】遅延波等化フィルタ３２の構成図である。
【図１３】先行波等化フィルタ３０の構成図である。
【図１４】係数演算部３３，３１の構成図である。
【図１５】遅延波等化フィルタの動作を説明する図である。
【図１６】先行波等化フィルタの動作を説明する図である。
【図１７】空間ダイバーシチ合成部のウエイト係数を演算するウエイト制御部の構成図である。
【図１８】等化パス設定ユニットの構成図である。
【図１９】第３の実施の形態における等化パス設定ユニットの設定方法を示すフローチャート図である。
【図２０】第４の実施の形態における受信装置の構成図である。
【図２１】第１，第４の実施の形態（図６，図２０）の受信装置の性能と，図４の受信装置の性能と，空間ダイバーシチのみを有する受信装置の性能とを示すシミュレーション結果の図である。
【図２２】第２の実施の形態（図９）の受信装置の性能と，図５の受信装置の性能と，空間ダイバーシチのみを有する受信装置の性能とを示すシミュレーション結果の図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
図１は，ＯＦＤＭの１つの伝送シンボルを示す図である。ＯＦＤＭシンボルは，有効シンボルＳＹＭと，その有効シンボルＳＹＭの後部の一部の信号Ｔ−ＧＩを有効シンボルＳＹＭの先頭部にコピーしたガードインターバルＨ−ＧＩとで構成される。ＯＦＤＭシンボルの時間長は，有効シンボルＳＹＭの時間ＴとガードインターバルＨ−ＧＩの時間ＴＧＩとの合計時間になる。
【００２１】
ＯＦＤＭは，互いに周波数が直交関係する多数のサブキャリアを伝送するデータによって変調し，それらの変調波を多重して伝送する変調方式である。OFDMでは，直交性を利用して多数のサブキャリアを並列に送信することで, 伝送速度をあげることができるほか, 周波数選択性フェージングの影響を受けにくくすることができる。さらに，図１のように，有効シンボルＳＹＭの後部の信号Ｔ−ＧＩの複製をガードインターバル信号Ｈ−ＧＩとして有効シンボルＳＹＭの前に付加してＯＦＤＭシンボルを構成することにより，ガードインターバル区間の時間ＴＧＩ以下の遅延時間のマルチパス受信信号に対してシンボル間干渉を生じることなく，復調処理を行うことができる。
【００２２】
ＯＦＤＭ以外の，前述したＯＦＤＭＡ，ＳＣ−ＯＦＤＭ，ＳＣ−ＦＤＭＡ方式も同様である。
【００２３】
しかし，現在の地上デジタル放送の前提となっている単一周波数ネットワーク（ＳＦＮ：Single Frequency Network）などの環境下において，このガードインターバルの時間ＴＧＩを超える遅延広がりが発生すると，受信性能が大きく劣化する。たとえば，地上波デジタル放送の場合，隣接エリアからの放送波を受信した場合には，シンボル間干渉を起こす干渉波として受信することがある。
【００２４】
図２は，マルチフェージングでのシンボル間干渉について説明する図である。図２では，ベースステーションＢＳからモバイルステーションＭＳに３つのパスで受信信号が届いている。３つのパスの受信信号のうち，最も電力が大きい受信信号が主波ＭＷであり，周りの建物などで反射して主波ＭＷとは異なるパスで遅延波ｄ１とｄ２とが移動局ＭＳに届いている。そして，主波ＭＷに対して，遅延波ｄ１は遅延時間Ｔｄ１だけ遅れて受信され，遅延波ｄ２は遅延時間Ｔｄ２だけ遅れて受信される。
【００２５】
図２に示されるとおり，遅延波ｄ１は，遅延時間Ｔｄ１がガードインターバルの時間ＴＧＩ以内であるので，ＦＦＴウインドウ内に隣接するシンボルのデータが入らない。したがって，シンボル間干渉（ＩＳＩ：Inter-Symbol Interference）は発生しない。しかし，遅延波ｄ２は，遅延時間Ｔｄ２がガードインターバルの時間ＴＧＩを超えているので，シンボル#Nの主波ＭＷのＦＦＴウインドウ内に隣のシンボル＃Ｎ−１が含まれてしまい，シンボル間干渉が発生し，復調が困難になる。
【００２６】
図３は，空間ダイバーシチにおけるアダプティブアレイアンテナを説明する図である。アダプティブアレイアンテナは，複数のアンテナを空間的に，例えば１／２波長，離して設け，例えば２つのアンテナが受信した受信波の位相を可変減衰器や移相器によって同位相にすることで，その受信波のパスの方向に指向性を持たせることができ（ビームステアリング），逆に逆位相にすることでその受信波のパスの方向にヌル点（ヌルステアリング）を作り出すことができる。
【００２７】
図３（Ａ）に示すとおり，このビームステアリングによる指向性ビームを，図２の主波ＭＷと遅延波ｄ１の到来角に向けることで希望波を受信し，ヌルステアリングによる指向性ヌル点の方向を干渉波の到来角に向けることで干渉波を減衰させることができる。図３（Ａ）の例では，２つの希望波の到来角と１つの干渉波の到来角とが充分に離れているため，アンテナのビーム解像度で両者を分離することができる。つまり，アダプティブアレイアンテナの指向性ビームまたはヌル点の形成を各パスに対して適切に行うことで，マルチパスダイバーシティとすることができ，干渉波を除去することができる。
【００２８】
ただし，図３（Ｂ）のように，希望波の到来角と干渉波の到来角とが近接してアンテナのビーム解像度で分離できない場合がある。このようにアレイアンテナのビーム解像度未満の近接する角度で干渉波が到来する場合は，空間ダイバーシチ合成によっても干渉波を減衰させることができない。アダプティブアレイアンテナの空間分解能は，アンテナの配置や本数に依存し，アンテナ本数が多いほど指向性ビームの分解能が高まり干渉波の抑制効果が強まる傾向を有するが，アンテナ本数が増えると回路規模が増大してしまい，本数には自ずと限界がある。
【００２９】
さらに，アダプティブアレイアンテナでは，ビームステアリングとヌルステアリングの合計数である自由度は，アンテナの数に依存している。上記のようにアンテナの数が限られている場合は，この自由度にも限界がある。そのため，アンテナの自由度を超えたパスから受信信号が到来する場合は，全てのパスの受信波に対してビームステアリングまたはヌルステアリングのいずれかを割り当てることができなくなり，干渉波を減衰させることが困難になる。
【００３０】
図４は，空間ダイバーシチ合成部と適応等化部とを組み合わせた第１の受信装置の構成図である。この受信装置は，N個のアンテナAT1-ATNを有し，各アンテナ毎に，受信波の周波数をダウンコンバートする高周波回路RFと，ベースバンド信号をアナログデジタル変換するAD変換器ADCと，受信信号x1(t)-xN(t)に含まれる希望波hD(t)からGI時間を超える遅延時間τを有する干渉波hI(t)を減衰させる適応等化器（適応等化回路）とを有する。さらに，受信装置は，適応等化部10内の各適応等化器の出力信号x1’(t)-xN’(t)に重み係数w1(t)-wN(t)を乗算して加算する空間ダイバーシチ合成部16と，その重み係数を生成するウエイト制御部14とを有する。空間ダイバーシチ合成部16の出力信号y(t)は，OFDM復調部18にて，FFT処理され，各サブキャリアが復調され送信データが抽出される。
【００３１】
適応等化部10内の各適応等化器では，複数個，例えば４個，の適応等化器が並列に設けられ，各適応等化器には異なる遅延時間τが設定される。この遅延時間τをガードインターバル時間を超えて均等に設定することで，様々な遅延時間を有する干渉波を同時に抑圧することができる。また，並列に設けられた複数の適応等化器に，干渉波の遅延時間を個別に設定することで，等化すべきパスの干渉波を有効に等化（抑圧）することができる。
【００３２】
また，ウエイト制御部14は，指向性ビームを設定する角度情報などの拘束条件C,Hが与えられ，空間ダイバーシチ合成部16の入力信号x1’(t)-xN’(t)と，出力信号y(t)とから，ウエイト係数w1(t)-wN(t)を求める。空間ダイバーシチ合成部16は，このウエイト係数を入力信号x1’(t)-xN’(t)に乗算して，指向性ビーム以外の角度に存在する干渉波を効果的に抑圧する。
【００３３】
図４の受信装置では，各適応等化器10が，希望波hD(t)からGI時間を超える遅延時間τを有する干渉波hI(t)を抑圧し，空間ダイバーシチ合成部16が，適応等化器が抑圧できない干渉波を抑圧する。適応等化器10と空間ダイバーシチ合成部16とが適切に動作することで，互いのメリットを引き出して，干渉波を適切に抑圧することが望まれる。
【００３４】
図５は，空間ダイバーシチ合成部と適応等化部とを組み合わせた第２の受信装置の構成図である。この受信装置では，N個のアンテナAT1-ATN，高周波回路RF， AD変換器ADCを有し，さらに，受信信号x1(t)-xN(t)に重み係数w1(t)-wN(t)を乗算して加算する空間ダイバーシチ合成部16と，その重み係数を生成するウエイト制御部14と，空間ダイバーシチ合成部16の出力信号y(t)に含まれている遅延波や先行波を等化する適応等化器10Aと，OFDM復調部18とを有する。つまり，空間ダイバーシチ合成部16の後段に適応等化器10Aが設けられている。
【００３５】
図５の受信装置でも，空間ダイバーシチ合成部16が，適応等化器が抑圧できない干渉波を抑圧し，互いのメリットを引き出して，干渉波を適切に抑圧することが望まれる。
【００３６】
［第１の実施の形態］
しかしながら，図４の受信装置では，各適応等化器10の制御は，適応等化器の入力信号x(t)と出力信号x’(t)に基づいて行われ，各適応等化器は入力信号x(t)に含まれるGI区間を超える遅延時間の干渉波を等化し，一方で，空間ダイバーシチ合成部16の制御は，空間ダイバーシチの入力信号(適応等化器の出力信号)x’(t)と出力信号ｙ(t)に基づいて行われ，空間ダイバーシチ合成部16は，希望波の角度情報などの拘束条件C,Hに基づく指向性ビームを設定され，希望波の角度から離れた角度の干渉波を等化する。
【００３７】
そのため，適応等化器の制御に用いる信号x(t),x’(t)は，共に，空間ダイバーシチ合成部の処理後の情報を含まないため，適応等化器は，空間ダイバーシチの動作とは関係なく，全ての干渉波を除去するように制御される。一方，空間ダイバーシチの制御に使用する信号x’(t),y(t)は，両者ともに適応等化器を通過した後の信号であるので，適応等化器により等化できなかった信号を除去する。
【００３８】
このように，図４の受信装置では，適応等化器と空間ダイバーシチ合成部はお互いに連携せず，適応等化器が先に優先して等化処理を行う。そのため，干渉波電力が大きい場合など適応等化器で干渉波抑圧効果が見込めない環境下では，適応等化器が干渉波を十分に等化できず，その適応等化器の出力信号に対して空間ダイバーシチ合成部が拘束条件に基づいて干渉波を等化すべく指向性ビームを設定するため，干渉波の抑圧性能が劣化するという問題がある。
【００３９】
図６は，第１の実施の形態における受信装置の構成図である。この受信装置は，図４と同様に，N個のアンテナAT1-ATN，高周波回路RF，AD変換器ADCを有し，さらに，各ADCが出力する受信信号x1(t)-xN(t)それぞれに含まれる長遅延時間の干渉波を抑圧する複数の適応等化器を有する適応等化部10と,適応等化部10内の各適応等化器の出力信号x1’(t)-xN’(t)に重み係数w1(t)-wN(t)を乗算して加算する空間ダイバーシチ合成部16と，その重み係数を生成するウエイト制御部14とを有する。
【００４０】
また，図６の受信装置は，受信信号x1(t)-xN(t)から希望波である主波の到来角やGI区間を超える干渉波の遅延情報などを推定する等化パス設定ユニット12を有する。等化パス設定ユニット12は，主波や干渉波の到来角に基づきウエイト拘束条件C,Hをウエイト演算部14に設定する。拘束条件Cは，指向性を固定したい方向を示す方向行列，拘束条件Hは，その方向のゲインを示す拘束ベクトルである。
【００４１】
さらに，図６の受信装置では，適応等化器10は，アンテナAT1-ATNによる受信信号，つまり適応等化器の入力信号x(t)と，空間ダイバーシチ合成部の出力信号ｙ(t)とにより制御され，一方，空間ダイバーシチ合成部16は，アンテナAT1-ATNによる受信信号，つまり適応等化器の入力信号x(t)と，空間ダイバーシチ合成部の出力信号y(t)とにより制御される。
【００４２】
すなわち，適応等化器の制御に用いるレファレンス信号として，空間ダイバーシチ後の情報を含む空間ダイバーシチ合成部の出力信号y(t)を使用するため，適応等化器では空間ダイバーシチで抑圧されない干渉波を優先的に抑圧する。一方，空間ダイバーシチ合成部の制御に用いる信号としてアンテナの受信信号x(t)を使用するため，受信信号x(t)に含まれる全干渉波の中から空間ダイバーシチで抑圧効果が十分見込める干渉波を優先的に抑圧する。このように，図６の受信装置は，図４の受信装置と比較すると，空間ダイバーシチ制御の優先度が強まり，図４では適応等化器と空間ダイバーシチとで等化できず，希望波を適切に取得することができなかったマルチパスモデルにおいても，十分な干渉波抑圧効果を得ることができる。
【００４３】
図７は，図４と図６の受信装置の干渉波抑圧効果を比較する図である。図８は，マルチパスのモデルを示す図である。ここで例示するマルチパスのモデルは，希望波である主波と3波の干渉波#1〜#3が存在する４パスモデルであり， 3波の干渉波の等化が行われる。図８中に示されるとおり，干渉波3波の前提として，干渉波#1,#3は希望波の到来角に近い方向から到来するため空間ダイバーシチによる等化は不可であり，一方，干渉波#2は希望波の到来角から遠い方向から到来するため空間ダイバーシチによる等化は可能とする。
【００４４】
まず，図４では適応等化器の制御はその入力信号x(t)と出力信号x’(t)を用いて行い，その制御が適応等化器で閉じている。そのため，各適応等化器では，前述のとおり並列に設けられた適応等化器が干渉波#1〜#3を全て等化しようとする。ところが，干渉波3波の合計電力が適応等化器の等化許容値を超えている場合，等化誤差が発生する場合がある。等化誤差が発生した場合，干渉波#1,#2,#3を全て等化することができない。その結果，空間ダイバーシチは出力信号x’(t)内に残っている干渉波#1〜#3の抑圧を行うことになる。しかし，空間ダイバーシチは希望波である主波の到来角方向に指向性ビーム（メインローブ）が設定されているため，干渉波#2は抑圧されるものの，主波と到来角が近い干渉波#1,#3は抑圧されず，それらの干渉波が残ってしまう。このように，図４では全干渉波が抑圧できない場合がある。
【００４５】
これに対して，本実施の形態の図６の受信装置では，各適応等化器が空間ダイバーシチ後の出力信号y(t)を使用して適応等化フィルタのタップ係数を演算するため，空間ダイバーシチで抑圧することが難しい干渉波#1と干渉波#3を優先的に等化する。一方，空間ダイバーシチでは，適応等化前のアンテナの受信信号x(t)と空間ダイバーシチ後の信号y(t)を使用してウエイト係数を演算するため，適応等化前のアンテナの受信信号x(t)に含まれ空間ダイバーシチで等化可能な（等化が十分見込まれる）大電力の干渉波#2を優先的に等化する。そして，適応等化器10は，空間ダイバーシチにより干渉波#2が等化された信号y(t)を使用してフィルタの係数を演算することで，残った干渉波#1,#3を優先して等化する。
【００４６】
後述するとおり，空間ダイバーシチのウエイト係数演算部では，希望波の到来角方向に指向性を有する複数組のメインローブのウエイト係数のうち，干渉波抑制により電力低下が大きいメインローブを生成するウエイト係数が演算される。したがって，空間ダイバーシチが大電力の干渉波#2が含まれている受信信号x(t)を参照して制御されることで，干渉波#2が効果的に抑圧される。
【００４７】
このように，図６の受信装置では，適応等化器と空間ダイバーシチとが互いに連携しあって，それぞれで効果的に抑圧等化できる干渉波をそれぞれ選択して抑圧する。その結果，図６の受信装置は，干渉波抑圧性能が図４の受信装置より向上している。
【００４８】
［第２の実施の形態］
図５の受信装置では，空間ダイバーシチの制御は，空間ダイバーシチの入力信号x1(t)-xN(t)と出力信号y(t)を用いて行われる。この入力信号x1(t)-xN(t)はアンテナの受信信号である。一方，適応等化器の制御は，適応等化器の入力信号，つまり空間ダイバーシチの出力信号y(t)と適応等化器の出力信号y‘(t)を用いて行われる。
【００４９】
空間ダイバーシチの制御に用いる信号x(t),y(t)は，共に，適応等化器の処理後の情報を含まないため，空間ダイバーシチは適応等化器の動作と関係なく干渉波の等化を行う。一方，適応等化器の制御に用いる信号y(t),y'(t)は，共に，空間ダイバーシチ後の信号であるので，適応等化器では空間ダイバーシチで抑圧できなかった干渉波を除去する。
【００５０】
このように，図５の受信装置では，空間ダイバーシチと適応等化器とはお互いに連携せず，空間ダイバーシチが先行して干渉波を抑圧する制御を行う。そのため，空間ダイバーシチで抑圧効果が見込めない干渉波を含むマルチパスのモデル，例えば希望波と干渉波の到来角が近い環境下などでは，干渉波抑圧性能が劣化する。
【００５１】
図９は，第２の実施の形態における受信装置の構成図である。この受信装置では，空間ダイバーシチのウエイト係数の演算に空間ダイバーシチの入力信号x(t)と適応等化器の出力信号y’(t)を用い，一方，適応等化器のフィルタ係数の演算に適応等化器の入力信号y(t)と出力信号y’(t)を用い，それぞれの制御を行う。空間ダイバーシチに用いるレファレンス信号y(t)は適応等化器10の処理後の情報を含むため，空間ダイバーシチ合成部16は，適応等化器で抑圧できなかった干渉波を優先的に抑圧する。一方，適応等化器10では，空間ダイバーシチで等化できなかった干渉波を抑圧する。
【００５２】
このように，空間ダイバーシチの制御は適応等化後の信号y’(t)を用いるため，適応等化器10で等化されない干渉波を空間ダイバーシチ16で優先的に等化する。一方で，空間ダイバーシチ後の信号y(t)により制御される適応等化器10では，空間ダイバーシチで抑圧されなかった干渉波を優先的に等化する。すなわち，制御信号の配置を変えることで，空間ダイバーシチ及び適応等化器のそれぞれが，効果的に抑圧できる干渉波を選択し干渉波の抑圧するようになる。
【００５３】
図１０は，図５と図９の受信装置の干渉波抑圧効果を比較する図である。ここで例示するマルチパスのモデルも，図８のモデルである。
【００５４】
まず，図５の受信装置では，空間ダイバーシチの制御は，その入力信号x(t)と出力信号y(t)に基づいて行われ，空間ダイバーシチで閉じている。そのため，空間ダイバーシチは全ての干渉波#1,#2,#3を抑圧しようとする。干渉波#1,#3は希望波である主波と到来角が近く，空間ダイバーシチによる希望波（主波）の方向を指向するメインローブでは，それらの干渉波#1,#3を完全に等化することができない。さらに，空間ダイバーシチが希望波（主波）に近い干渉波#1,#3を抑圧しようとした影響で，希望波（主波）自身も抑圧してしまう。そのため，適応等化器が，空間ダイバーシチで抑圧しきれなかった干渉波#1,#3を等化したとしても，希望波（主波）が抑圧された分だけ受信装置としての性能が劣化してしまう。
【００５５】
それに対して，図９の本実施の形態の受信装置では，まず適応等化器10が，空間ダイバーシチ後の信号y(t)を用いて等化の制御を行うため，空間ダイバーシチで抑圧できない干渉波#1,#3を優先的に抑圧するように動作する。一方で，空間ダイバーシチ16は，適応等化後の信号y’(t)を用いて等化の制御をするため，適応等化器で抑圧していない干渉波#2を優先的に等化する。つまり，適応等化後の信号y’(t)では，干渉波#1,#3が優先的に抑圧されているので，空間ダイバーシチ合成部は大電力の干渉波#2を効果的に抑圧する。しかも，空間ダイバーシチでは，適応等化器で抑圧された小電力の干渉波#1,#3に対しては抑圧しようとせず，希望波である主波に指向するメインローブが干渉波#1,#3を除外する歪んだ形状にはならず，主波の電力が抑圧されることはない。言い換えると，空間ダイバーシチ合成部16は，干渉波#1,#3が適度に抑制された信号y’(t)を参照してウエイト係数w(t)を演算するので，大電力の干渉波#2を主として抑圧するメインローブを生成するので，希望波（主波）の電力が抑圧されることはない。
【００５６】
このように，第２の実施の形態の受信装置では，適応等化器と空間ダイバーシチがそれぞれ効果的に抑圧等化できる干渉波をそれぞれ選択し，選択した干渉波を抑圧するため，図５の受信装置より干渉波抑圧性能が向上する。
【００５７】
［実施の形態における適応等化器］
次に，第１，第２の実施の形態の受信装置内の適応等化器の構成について説明する。
【００５８】
図１１は，適応等化器の構成図である。適応等化器１０は，先行波を等化する先行波等化フィルタ３０とそれにTAP係数W(t)を与えるTAP係数演算部３１と，遅延波を等化する遅延波等化フィルタ３２とそれにTAP係数W(t)を与えるTAP係数演算部３３とを有する。そして，先行波等化フィルタ３０とTAP係数演算部３１に先行波の遅延量である先行波TAP位置情報τpreが設定され，同様に，等化波等化フィルタ３２とTAP係数演算部３３に遅延波TAP位置情報τpostが設定される。
【００５９】
これにより，等化前信号X1(t)は，先行波等化フィルタ３０により，設定された遅延量を有する先行波である干渉波が等化され信号E1(t)＝X2(t)が出力される。さらに，この信号X2(t)は，遅延波等化フィルタ３２により，設定された遅延量を有する遅延する遅延波である干渉波が等化され信号E2(t)が出力される。
【００６０】
図１１のTAP係数演算部31は，等化前信号X1(t)とレファレンス信号R(t)とに基づいて後述する演算を行い先行波等化フィルタ30のTAP係数を演算する。同様に，TAP係数演算部33は，等化前信号X2(t)とレファレンス信号R(t)とに基づいて遅延波等化フィルタ32のTAP係数を演算する。
【００６１】
図６の第１の実施の形態では，レファレンス信号R(t)は空間ダイバーシチ合成部16の出力信号y(t)であり，等化前信号X1(t)は受信信号x(t)である。一方，図９の第２の実施の形態では，レファレンス信号R(t)は等化器10の出力信号y’(t)であり，等化前信号X1(t)は受信信号x(t)である。
【００６２】
図１２は，遅延波等化フィルタ３２の構成図である。図１３は，先行波等化フィルタ３０の構成図である。そして，図１４は，係数演算部３３，３１の構成図である。係数演算部３１，３３の構成は同等であり，入力される信号が異なるだけである。以下，これらのフィルタの動作について順に説明する。
【００６３】
図１２の遅延波等化フィルタ３２は，等化前信号X2(t)から遅延波レプリカ信号Y(t)を生成し，減算器３２０によりX2(t)-Y(t)の演算を行って等化前信号X2(t)に存在する遅延波を除去する。主波に対する遅延波の遅延量である遅延波位置情報τpostは，可変遅延量設定レジスタ３２５に設定される。そして，可変遅延回路３２１と，４つの遅延回路を有するシフトレジスタ３２２と，５つのタップ信号にTAP係数値W(t)をそれぞれ乗算する乗算器３２３と，乗算結果を累積する加算器３２４とによって，レプリカ信号生成ユニットが構成される。可変遅延量設定部３２５には，シフトレジスタ３２２の中央タップまでの遅延時間N/2が遅延量τpostから減算された遅延量（τpost-N/2）が設定される。
【００６４】
遅延波等化フィルタ３２は，フィードバック系のIIR（Infinite Impulse Response）の構成を有し，以下に説明するように，レプリカ信号生成ユニットが主波MWから遅延波のレプリカ信号を生成し，そのレプリカ信号からさらに遅延波のレプリカ信号を生成し，それが永遠に行われる。
【００６５】
図１５は，遅延波等化フィルタの動作を説明する図である。等化前信号X2(t)には，最大電力の主波MWと，それから遅延時間τpostだけ遅れた遅延波d1が含まれているとする。この遅延波d1が干渉波の場合に等化されるべき遅延波として選択される。
【００６６】
まず，等化前信号X2(t)は，可変遅延回路３２１により遅延量（τpost-N/2）だけ遅延されて，シフトレジスタ３２２に入力される。このタップ数Nは，例えばインパルス応答の主波MWなどが有する所定の時間幅に対応する。したがって，中央のタップの遅延時間がτpostに合致する。そして，遅延された等化前信号X2(t)にTAP係数値W(t)が乗算器３２３により乗算され，加算器３２４により合成されて遅延波レプリカ信号Y(t)が生成される。
【００６７】
この遅延波レプリカ信号Y(t)は，図１５に示されるとおり，等化前信号X2(t)の主波MWと遅延波d1をそれぞれτpost遅延させ TAP係数を乗算して生成された２つの信号MW-R,d1-Rとを有する。ここで，レプリカ信号Y(t)のMW-Rとその遅延波d1は同相/同振幅の関係であり，減算器３２０により等化前信号X2(t)からレプリカ信号Y(t)を減算することにより遅延波ｄ１を除去することができる。減算処理後の等化後信号E2(t)は，図１５に示されるとおり，主波MWと主波から2τpostだけ遅延した信号d1-Rで構成される。
【００６８】
ただし，減算器３２０で減算されたレプリカ信号Y(t)から，レプリカ生成ユニットのフィードバック処理により更にレプリカ信号のレプリカ信号MW-R2,d1-R2を有する２次のレプリカ信号Y(t)-2が生成され，このレプリカ信号Y(t)-2を減算することで等化後信号E2(t)に含まれていた信号d1-Rが除去される。
【００６９】
上記のように，レプリカ信号の生成と減算とが永遠に繰り返されることにより，等化後信号E2(t)には主波MWのみが残ることになる。
【００７０】
なお，等化すべき遅延波を複数にするためには，可変遅延量設定レジスタ３２５と，レプリカ信号生成ユニットを構成する可変遅延回路３２１とシフトレジスタ３２２と乗算器３２３と積分器３２４とを，等化すべき遅延波の数だけ，並列に設ける。そして，並列に設けられたレプリカ信号生成ユニットが，それぞれの等化すべき遅延波を除去するためのレプリカ信号を生成し，等化前信号X2(t)からそれぞれが生成したレプリカ信号を減算器３２０により減算すればよい。
【００７１】
この場合，並列に設けられた複数の回路にそれぞれ設定する複数の遅延時間τpostを，等間隔の異なる時間に設定することで，GI区間を超える遅延波全てを等化することができる。
【００７２】
図１３の先行波等化フィルタ３０は，等化前信号X1(t)を可変遅延回路３０１で時間（DMAX-τ-N/2）だけ遅延させた信号から先行波レプリカ信号Y(t-DMAX)を生成し，一方，等化前信号X1(t)を固定遅延回路３０６でDMAX遅延させた遅延信号D(t-DMAX)を生成し，減算器３００によりD(t-DMAX)-Y(t-DMAX)の演算を行って等化前信号X1(t)の遅延信号D(t-DMAX)に存在する先行波A1を除去する。主波に対する先行波の遅延量である先行波位置情報τpreは，可変遅延量設定部３０５に設定される。そして，可変遅延回路３０１と，４つの遅延回路を有するシフトレジスタ３０２と，５つのタップ信号にTAP計数値W(t)をそれぞれ乗算する乗算器３０３と，乗算結果を累積する加算器３０４とによって，レプリカ信号生成ユニットが構成される。可変遅延量設定部３０５では，固定遅延量DMAXから先行波位置情報τpreを減じ，さらにシフトレジスタ３０２の中央タップまでの遅延時間N/2が減算された遅延量（DMAX-τpre-N/2）が設定される。
【００７３】
先行波等化フィルタ３０は，フィードフォワード系のFIR（Finite Impulse Response）の構成を有し，以下に説明するように，レプリカ信号生成ユニットが主波MWをDMAX-τpre遅延させて生成した先行波のレプリカ信号Y(t-DMAX+τpre)を生成し，等化前信号X1(t)をDMAX遅延させた遅延信号D(t-DMAX)からそのレプリカ信号を減算する。FIRでは有限長のインパルス応答しか実現できないため，遅延波等化器のIIRのように先行波成分を完全に等化することができない。
【００７４】
図１６は，先行波等化フィルタの動作を説明する図である。等化前信号X1(t)には，最大電力の主波MWと，それから遅延時間τpreだけ先行した先行波A1が含まれているとする。この先行波A1が干渉波の場合に等化されるべき先行波として選択される。
【００７５】
まず最大遅延量DMAXは，先行波A1がとりうる遅延量τpreの最大値に設定される。つまりDMAX>τpreである。そして，等化前信号X1(t)には，先行波A1と主波MWとが含まれている。レプリカ信号生成ユニットは，可変遅延回路３０１と，シフトレジスタ３０２と，乗算器３０３と，加算器３０４で構成される。可変遅延回路３０１により等化前信号X1(t)が（DMAX-τpre）だけ遅延されてシフトレジスタ３０２に入力される。シフトレジスタ３０２の５つのタップの信号にＴＡＰ係数値W(t)が乗算器３０３にて乗算され，合成される。これにより，等化前信号X1(t)に含まれていた主波MWと先行波A1とをそれぞれDMAX-τpreだけ遅延してTAP係数値により波形整形された信号A1-R,MW-Rを有する先行波レプリカ信号Y(t-DMAX+τpre)が生成される。
【００７６】
一方，固定遅延回路３０６が等化前信号X2(t)をDMAX遅延させて遅延信号D(t-DMAX)を生成される。ここで，この遅延信号D(t-DMAX)の先行波A1とレプリカ信号Y(t-DMAX+τpre)のMW-Rとが同じ時間となっており，MW-Rが先行波A1と同相/同振幅になるような，TAP係数値を設定することにより，減算器３００により先行波A1はレプリカ信号MW-Rの減算により除去される。ただし，先行波レプリカ信号内の先行波A1から生成されたレプリカ信号A1-Rも，減算器３００により減算されるため，等化後信号E1(t-DMAX)に含まれたままとなる。よって，等化後信号E1(t-DMAX)には，主波MWとレプリカ信号A1-Rとが含まれ，レプリカ信号A1-Rは除去されない。
【００７７】
なお，等化すべき先行波を複数にするためには，可変遅延量設定レジスタ３０５と，レプリカ信号生成ユニットを構成する可変遅延回路３０１とシフトレジスタ３０２と乗算器３０３と積分器３０４とを，等化すべき先行波の数だけ，並列に設ける。そして，並列に設けられたレプリカ信号生成ユニットが，それぞれの等化すべき先行波を除去するためのレプリカ信号を生成し，等化前信号X1(t)を遅延させた遅延信号D(t-DMAX)からそれぞれが生成したレプリカ信号を減算器３００により減算すればよい。この場合，最大遅延量DMAXは，全ての先行波の遅延時間の最大値に設定される。
【００７８】
この場合，並列に設けられた複数の回路にそれぞれ設定する複数の遅延時間τpreを，等間隔の異なる時間に設定することで，GI区間を超える先行波全てを等化することができる。
【００７９】
図１４の係数演算部３１（３３）は，等化前信号X(t)を可変遅延量（先行波ならDMAX-τpre，遅延波ならτpost）遅延させる可変遅延回路３１０と，シフトレジスタ３１１と，等化後信号E(t)の複素共役を生成する複素共役生成回路３１２と，５つの乗算器３１３と，５つの減算器３１４と，５つの積分回路３１５とを有する。この係数演算には，最小２乗平均誤差（MMSE）を基準としたLMS(Least Mean Square)アルゴリズムが使用されており，下記のような処理によりＴＡＰ係数値W(t)が生成される。
【００８０】
入力信号X(t)の希望波（主波）とリファレンス信号R(t)の遅延波(先行波)のタイミングを可変遅延回路３１０で同期させたあと，乗算器３１３で積算を行い，減衰器３１４にて一定量（β）減衰させ，積分回路３１５にて積分し，TAP係数w(t)の更新を行う。この処理を式で書くと下記のようになる。
遅延波の場合：W(t) = W(t-Δｔ)+β*X(t-τpost)*R(t)
先行波の場合：W(t) = W(t-Δｔ)+β*X(t-DMAX+τpre)*R(t)
ここで，βは減衰量である。上記式は，MMSE基準のLMS(Least Mean square)アルゴリズムの式であり，上式を元にTAP係数W(t)を更新させることで，レファレンス信号R(t)の干渉波成分を徐々に小さくできる。
【００８１】
図１１の適応等化器の構成から明らかな通り，先行波等化フィルタ30の等化前信号X1(t)は等化器を通過していないので遅延はなく，一方，レファレンス信号R(t)は先行波等化フィルタ30により固定遅延DMAXだけ遅延している。したがって，先行波等化回路側のTAP係数演算部31では，等化前信号X1(t)の主波とレファレンス信号R(t)の先行波との遅延時間を合わせるために，可変遅延回路310に遅延量DMAX-τpreを設定して，等化前信号X1(t)の主波をDMAX-τpre遅延する。
【００８２】
一方，遅延波等化回路側のTAP係数演算部33については，等化前信号X2(t)もレファレンス信号R(t)も両方とも固定遅延DMAXだけ遅延している。したがって，遅延波等化回路側のTAP係数演算部33では，等化前信号X2(t)の主波とレファレンス信号R(t)の遅延波との遅延時間を合わせるために，可変遅延回路310に遅延量τpostを設定して，等化前信号X2(t)の主波をτpost遅延する。
【００８３】
なお，レファレンス信号R(t)は，適応等化器による等化後の信号であれば良く，等化器通過後の信号であれば，他の処理が入っていても良い。
【００８４】
係数演算部３１（３３）は，遅延波等化フィルタの場合は，可変遅延回路３１０には（τpost）の遅延量が設定され，等化前信号X(t)が遅延される。また，等化後信号E(t)（レファレンス信号R(t)）の複素共役信号と，シフトレジスタ３１１の遅延された等化前信号X(t)とが，乗算器３１３で乗算され相関値が求められる。そして，減衰器３１４において，相関値とステップ幅である減衰量βとの乗算が行われ，その乗算結果が積分回路３１５に出力される。積分回路３１５では乗算結果を積分することによりＴＡＰ係数値W(t)が生成される。なお，減衰器３１４のステップ幅はできるだけ小さくすることで係数の発散を回避できるが，その分係数が収束するまでの時間が長くなる。
【００８５】
積分回路３１５では，等化前信号X(t)と等化後信号E(t)であるレファレンス信号R(t)の相関値を打ち消す方向にＴＡＰ係数値W(t)が生成される。例えば，この等化前信号X(t)の遅延信号は，図１２中に破線MW-dで示されている。また，等化後信号E(t) （レファレンス信号R(t)）内の未だ等化されていない遅延波信号ｄ１も図１２中に破線で示されている。つまり，係数演算部３３では，遅延された主波MW-dと未だ等化されていない遅延波信号ｄ１との相関値がとられ，積分回路３１５で減衰された相関値が積分されて，未等化の遅延波信号ｄ１がゼロになるようにTAP係数が形成される。未等化の遅延波信号ｄ１がゼロになると，相関値もゼロになりTAP係数は理想値に収束する。したがって，理想的なTAP係数が形成されるためには，一定の時間を要する。
【００８６】
係数演算部３１（３３）は，先行波等化フィルタの場合は，可変遅延回路３１０には（DMAX-τpre）の遅延量が設定され，等化前信号X(t)が遅延される。また，等化後信号E(t) （レファレンス信号R(t)）の複素共役信号と，シフトレジスタ３１１の遅延された等化前信号X(t)とが，乗算器３１３で乗算され相関値が求められる。そして，減衰器３１４で一定量減衰された相関値が積分回路３１５に蓄積される。
【００８７】
この等化前信号X(t)の遅延信号は，図１６中に破線MW-dで示されている。また，等化後信号E(t-DMAX)内の未だ等化されていない先行波信号A1も図１６中に破線で示されている。つまり，係数演算部３１では，遅延された主波MW-dと未だ等化されていない遅延波信号A1との相関値がとられ，積分回路３１５で減衰された相関値が積分されて，未等化の先行波信号A1がゼロになるようにTAP係数が形成される。未等化の先行波信号ｄ１がゼロになると，相関値もゼロになりTAP係数は理想値に収束する。同様に，理想的なTAP係数が形成されるためには，一定の時間を要する。
【００８８】
前述のとおり，先行波等化フィルタ３０，遅延波等化フィルタ３２が，複数の先行波または遅延波を等化する場合は，前述のとおり複数のレプリカ生成ユニットが並列に設けられるので，この係数演算部もそれに対応して複数設けられ，それぞれに対応するレプリカ生成ユニットにTAP係数が与えられる。
【００８９】
［実施の形態における空間ダイバーシチ合成部のウエイト制御部］
図１７は，空間ダイバーシチ合成部のウエイト係数を演算するウエイト制御部の構成図である。空間ダイバーシチのウエイト演算アルゴリズムには様々な方法が考えられる。本実施の形態では，ウエイト制御部14は，指向性ビームであるメインローブの形状を指定できる方向拘束付き最小化法（DCMP: Directionally Constrained Minimization of Power）によりウエイト係数を演算する。DCMP法については，非特許文献１，２，３，４に記載されている。
【００９０】
等化パス設定ユニット12が，受信信号x1(t)-xN(t)から希望波である主波の到来角やGI区間を超える干渉波の遅延情報などを推定する。主波の到来角の方向に指向性を持つメインローブの方向が設定され，且つ，空間ダイバーシチ合成部の出力電力が最小になるメインローブを設定するウエイト係数が演算される。
【００９１】
ウエイト制御部14には，等化パス設定ユニット12により指向性を固定したい方向を示す方向行列Cと，その方向のゲインを示す拘束ベクトル行列Hとが設定される。そして，DCMP法では，CTw=Hを満たす複数のウエイト係数wのうち，出力電力Pが最小化するウエイトベクトルwを演算する。つまり，主波の到来角の方向に指向性を有するビームのうち，等化後の合計出力電力が最小になるビームを設定するウエイト係数が演算される。なお，CTはCの転置行列である。
【００９２】
このことは，図８において，破線のメインローブが，主波のみを含むようにするか，主波に到来角が近接する干渉波#1,#3も含むようにするかにより，空間ダイバーシチ後に残る干渉波に違いが生じることを示唆している。
【００９３】
上記のDCMP法によるウエイトベクトルw(t)を導出する式は，次の通りである。
w(t+1) = G [w(t)-μX(t)y(t)]+F                    式１
ここで，GとFは次式のとおりである。
G = E-C(CTC)-1CT
F = C(CTC)-1H
w(t)：ウエイトベクトル
X(t)：入力信号
y(t)：レファレンス信号（出力信号）
μ：ステップサイズ（減衰量１より十分小さな値）
E：単位行列
C：方向行列
H：拘束ベクトル
である。
【００９４】
図１７のウエイト制御部14は，ベクトルF演算回路１４１，行列P演算回路１４２，乗算器１４３，１４４，１４６，減算器１４５，加算器１４７，レジスタ１４８を有する。まず，乗算器１４３が，入力信号ベクトルX(t)とレファレンス信号y(t)（図６の場合）とを積算して相互相関ベクトルr(t)=X(t)y(t)を求める。そして，乗算器１４４が相互相関ベクトルr(t)にステップサイズμを積算し，減算器１４４が現在のウエイトベクトルw（t）との差J(t)を次の通り求める。
J(t) = w(t)-μX(t)y(t)
一方，等化パス設定ユニット12から供給された方向行列Cと拘束ベクトルHから，ベクトルF演算回路１４１と行列P演算回路１４２が，ベクトルFと行列Gとを次のように演算する。
G = E-C(CTC)-1CT
F = C(CTC)-1H
この行列PとベクトルFには，方向行列C及び拘束ベクトルHの拘束条件が含まれている。そこで，乗算器１４６と加算器１４７により以下の演算が行われて，ウエイトベクトルw(t+1)が求められる。これは，前述の式１と同じである。
w(t+1) = GJ(t)+F = G[w(t)-μX(t)y(t)]+F
上記の入力信号X(t)は，空間ダイバーシチ合成前の各アンテナの信号であり，アンテナと空間ダイバーシチ合成部との間に他の処理が行われていてもよい。同様に，レファレンス信号（出力信号）y(t)は，空間ダイバーシチ合成後の信号であり，他の処理が行われていても良い。
【００９５】
第１の実施の形態の受信装置の場合なら，入力信号X(t)は適応等化器の各出力信号x’(t)であり，レファレンス信号y(t)は空間ダイバーシチ合成部の出力信号である。一方，第２の実施の形態の受信装置なら，入力信号X(t)はアンテナの各受信信号x(t)であり，レファレンス信号y(t)は適応等化器の出力信号y’(t)である。
【００９６】
［等化パス設定ユニット］
図１８は，等化パス設定ユニットの構成図である。等化パス設定ユニット12は，適応等化器で透過する干渉波の設定や，空間ダイバーシチの拘束条件である方向行列Cと拘束ベクトルHの設定を行う。等化パス設定ユニット12は，各アンテナの受信信号x1(y)-xN(t)から各アンテナの遅延プロファイルを推定する遅延プロファイル推定部121と，各アンテナの遅延プロファイルから主波と先行波や遅延波などの干渉波の各パスを推定するパス推定部122と，遅延プロファイル推定部121が検出した位相情報から各パスの到来角を推定する到来方向推定部123と，パス推定部122からの各パスの遅延量τや各パスの電力と，到来方向推定部123からの各パスの到来角情報とから拘束条件（C,H）や適応等化器の遅延量τなどを設定する等化パス設定部124とを有する。
【００９７】
第１，第２の実施の形態の受信装置では，適応等化器10はGI区分を超える複数の異なる遅延時間τpost,τpreが並列に設けられた等化フィルタと係数演算部とに設定されて，GI区分を超える遅延時間を持つ干渉波を一律に等化する。そして，等化パス設定ユニット12は，拘束条件（C,H）を空間ダイバーシチ合成部のウエイト制御部14に設定する。そして，図６の実施の形態では，適応等化器10が，空間ダイバーシチ合成部16により等化された信号y(t)をレファレンス信号R(t)として使用するので，大電力の干渉波#2を除く干渉波#1,#3を適応等化器10が適切に等化する。一方，図９の実施の形態では，適応等化器10が，空間ダイバーシチ合成部16により等化された信号y(t)をレファレンス信号R(t)として使用するので，大電力の干渉波#2を除く干渉波#1,#3を適応等化器10が適切に等化し，さらに，空間ダイバーシチ合成部16のウエイト制御部14が適応等化器10の出力y’(t)をレファレンス信号R(t)として使用するので，適応等化器で等化されていない干渉波#2を適切に等化する。
【００９８】
［第３の実施の形態の等化パス設定ユニット］
ただし，干渉波の電力が大きい場合，適応等化器ではその大電力の干渉波を適切に等化できない場合がある。そこで，第３の実施の形態における受信装置では，受信信号x(t)から推定したパス遅延量，パス電力，各パスの到来角などから，空間ダイバーシチ合成部や適応等化器それぞれで抑圧すべき干渉波を予め選択し，遅延時間τ，拘束条件によりそれぞれに設定する。
【００９９】
たとえば，各パスの到来角情報から希望波に近い干渉波を選択し，その干渉波を適応等化器に割り当てる。また，各パスの電力値から適応等化器では等化できないほどのパス電力の場合は，希望波から離れた到来角の干渉波は空間ダイバーシチで等化するように割り当てる。
【０１００】
図８に示したパスモデルの場合であれば，希望波である主波と到来角が近い干渉波#1,#3は適応等化器にそれらの遅延時間τを設定し，大電力の干渉波#2は空間ダイバーシチ側で等化するようにする。図６，図９のように適応等化器と空間ダイバーシチ合成部のレファレンス信号を互いに干渉し連携し合うようにした構成において，このような事前の設定を行うことで，互いの連携動作がより相乗される。また，主波と到来角が近い干渉波#1,#3の合計電力が適応等化器で等化できないほど大きい場合は，より主波に近い干渉波#1だけを適応等化器10に設定し，残った干渉波#2,#3は空間ダイバーシチ合成部で等化するようにする。
【０１０１】
図１９は，第３の実施の形態における等化パス設定ユニットの設定方法を示すフローチャート図である。等化パス設定部124は，パス推定部122と到来方向推定部123からパス遅延量τi，パスの電力Pi，パスの到来角θiを取得する（S1）。そして，パス電力値から最も大きい電力をもつ入力信号を主波に選択し，主波のパス電力Pd，到来角θdを設定する（S2）。主波からGI区分以上遅延又は先行する波は等化すべき干渉波である。
【０１０２】
そこで，等化パス設定部124は，主波の到来角θdから基準角θ未満の近い到来角θiを有する干渉波を検出し（S3），主波と基準角θ未満の近い到来角を有する干渉波の遅延量τi，パス電力Pi，到来角θiを，適応等化器で等化すべき干渉波の遅延量τe，パス電力Pe，到来角θeとして記録する（S4）。また，基準値θより遠い到来角を有するパスは，空間ダイバーシチで等化する干渉波となる（S5）。
【０１０３】
図８の例で説明すると，主波に近い到来角を有する干渉波#1,#3は適応等化器により等化すべき干渉波に設定され，主波から遠い到来角を有する干渉波#2は，適応等化器に設定されず，もっぱら空間ダイバーシチ合成部により等化される。
【０１０４】
しかし，適応等化器で等化するように設定された干渉波#1,#3の合計電力が，適応等化器の能力を超える場合は，基準角度θをより小さく再設定して，工程S3から繰り返される（S6）。その結果，図８の例では，主波により近い到来角を有する干渉波#1だけが適応等化器により等化すべき干渉波に設定され，主波から遠い到来角を有する干渉波#2に加えて比較的遠い到来角を有する干渉波#3は，適応等化器に設定されず，もっぱら空間ダイバーシチ合成部により等化される。
【０１０５】
工程S6で，適応等化器で等化するように設定された干渉波のパス電力量Peの合計が，適応等化器の能力を超えない場合は，等化パス設定部124は，主波の方向及び等化器で等化するように設定された干渉波の方向θeにメインローブが設定されるように，空間ダイバーシチのウエイト制御部への拘束条件C,Hを演算する（S7）。さらに，適応等化器で等化する干渉波の遅延量τeと主波の遅延量τdとの差をとり，適応等化器のTAP遅延量τpre,τpostを求め，適応等化器のTAP係数演算回路に設定する（S8）。これにより，空間ダイバーシチ合成部16は，主波の方向のメインローブを設定し，干渉波#2,#3を等化する。干渉波#3がメインローブに含まれるようにするか否かは，受信装置の任意である。
【０１０６】
適応等化器は，前述するとおり複数組の等化フィルタと係数演算部を有する。第３の実施の形態では，適応等化器で等化すべき干渉波の遅延時間が，各組の等化フィルタと係数演算部に設定される。等化すべき干渉波の数が組数より少ない場合は，遅延時間が設定されなかった等化フィルタと係数演算部は，非動作状態に制御される。
【０１０７】
［第４の実施の形態における受信装置］
図２０は，第４の実施の形態における受信装置の構成図である。適応等化器10と空間ダイバーシチ合成部16は，図６の第１の実施の形態の受信装置と同じである。そして，適応等化器10の制御に各アンテナの受信信号x(t)と空間ダイバーシチ合成部の出力信号y(t)とを利用することも，第１の実施の形態と同じである。ただし，空間ダイバーシチ合成部16のウエイト制御部14が参照する信号は，各アンテナの受信信号x(t)と適応等化器10の出力信号x’(t)のいずれかに切り替え制御される。適応等化器で等化するよう設定された干渉波の到来角が主波の到来角から基準角以内に近接している場合は，第１の実施の形態と同様に，各アンテナの受信信号x(t)が選択され，近接していない場合は適応等化器10の出力信号x’(t)が選択される。
【０１０８】
そのために，レファレンス信号選択部15が，等化パス設定ユニット12からの切替信号に応じて，各アンテナの受信信号x(t)または適応等化器10の出力信号x’(t)を，ウエイト制御部14に供給する。
【０１０９】
後述するシミュレーション結果から明らかな通り，主波の到来角に近接する干渉波は，空間ダイバーシチのレファレンス信号として各アンテナの受信信号x(t)を選択する構成のほうがより抑圧することができ，逆に，主波の到来角に近接しない干渉波は，適応等化器10の出力信号x’(t)を選択する構成のほうがより抑圧することができる。したがって，上記のように空間ダイバーシチへの入力側のレファレンス信号を切り替えることにより，干渉波を等化する性能を向上させることができる。
【０１１０】
［シミュレーション結果］
シミュレーションにより，地上波デジタル放送のISDB-Tモード３，いわゆるフルセグに対する受信性能を比較した。シミュレーションの伝搬路モデルは，希望波１波，干渉波１波の２パスモデルであり，希望波到来角は60°に固定し，干渉波到来角θは横軸方向に振っている。縦軸は所要CNRであり，所要CNRはBER=10-4を達成するときのCNR値で定義している。
【０１１１】
図２１は，第１，第４の実施の形態（図６，図２０）の受信装置の性能と，図４の受信装置の性能と，空間ダイバーシチのみを有する受信装置の性能とを示すシミュレーション結果の図である。図２１では，まず，希望波到来角に近い60°付近を比較すると，空間ダイバーシチのみでは所用CNRが上昇していることが分かる。これは，希望波の到来角に近い干渉波は空間ダイバーシチで抑圧できないためである。一方，空間ダイバーシチと適応等化器を使用する図４の受信装置では希望波の到来角θ=６０°では干渉波が除去できているが，希望波に近い到来角が50°,70°では逆に所用CNR値が上がっていることが分かる。これは，適応等化器と空間ダイバーシチがうまく連携していないためである。
【０１１２】
それに対して，図６，図２０の受信装置の場合は，希望波の到来角近傍を除く到来角の干渉波が，図４の受信装置よりも十分に抑圧されて，所要CNRは３ｄＢ程度改善していることが分かる。これは，適応等化器と空間ダイバーシチとがうまく連携しているからである。
【０１１３】
図２２は，第２の実施の形態（図９）の受信装置の性能と，図５の受信装置の性能と，空間ダイバーシチのみを有する受信装置の性能とを示すシミュレーション結果の図である。図２１と同様に，図９の受信装置は，空間ダイバーシチのみの受信装置や図５の受信装置に比較すると，希望波の到来角60°近傍の干渉波が効果的に抑圧されている。特に第２の実施の形態の受信装置では，到来角50°，70°の干渉波の所要CNRが，図５の受信装置よりも５ｄＢ程度向上している。
【０１１４】
なお，図２１のシミュレーション結果によれば，希望波の到来角60°の近傍の到来角50°，70°の干渉波については，図６の第１の実施の形態の受信装置のほうが，図２０の第４の実施の形態の受信装置（レファレンス信号に適応等化器の出力x’(t)を利用する例）よりもより等化できているが，希望波の到来角から遠い到来角10°などの干渉波については，逆に，図２０の第４の実施の形態の受信装置（レファレンス信号に適応等化器の出力x’(t)を利用する例）のほうが，図６の第１の実施の形態の受信装置よりもより等化できている。
【０１１５】
以上の通り，本実施の形態における受信装置では，適応等化器と空間ダイバーシチ合成部とが互いに連携しながらそれぞれで等化できる干渉波を選択して等化しているので，干渉波をより抑圧することができる。
【０１１６】
以上の実施の形態をまとめると，次の付記のとおりである。
【０１１７】
（付記１）
マルチキャリアを用いて送信される受信信号を受信する受信装置において，
前記受信信号を受信する複数のアンテナを有するアレイアンテナと，
前記複数のアンテナにそれぞれ設けられ，各アンテナの受信信号において主波に対して基準時間を超える遅延時間を有する先行波または遅延波を低減する適応等化回路と，
前記適応等化回路の各出力信号に重み係数を乗算して加算する空間ダイバーシチ合成部と，
前記複数のアンテナの受信信号と前記空間ダイバーシチ合成部の出力信号と空間ダイバーシチの指向性方向を有する拘束条件とに基づいて，前記重み係数を生成するウエイト制御部とを有し，
前記適応等化回路は，前記受信信号に係数を乗算してレプリカ信号を生成し前記受信信号から前記レプリカ信号を減ずる遅延波等化フィルタと，前記複数のアンテナの受信信号と前記空間ダイバーシチ合成部の出力信号との相関値に基づいて前記係数を演算する係数演算部とを有する受信装置。
【０１１８】
（付記２）
付記１において，
さらに，前記複数のアンテナの受信信号に基づいて，受信信号のパスの到来角と電力とを推定し，前記主波の到来角方向の情報を前記拘束条件として前記ウエイト制御部に供給する等化パス設定ユニットを有する受信装置。
【０１１９】
（付記３）
付記２において，
前記等化パス設定ユニットは，さらに，前記複数のアンテナの受信信号に基づいて，前記受信信号の主波に対する先行波または遅延波の遅延時間を推定し，前記遅延時間を前記適応等化回路に設定する受信装置。
【０１２０】
（付記４）
付記３において，
前記等化パス設定ユニットは，前記主波の到来角と，前記適応等化回路に設定した遅延時間を有する先行波または遅延波の到来角とを含む方向を前記拘束条件として前記ウエイト制御部に供給する受信装置。
【０１２１】
（付記５）
付記４において，
前記等化パス設定ユニットは，前記適応等化回路に設定する遅延時間に対応する先行波または遅延波の合計電力が，前記適応等化回路の等化能力を超えないように，前記適応等化回路に設定する先行波または遅延波を選択する受信装置。
【０１２２】
（付記６）
付記１において，
前記遅延時間を有する先行波または遅延波の到来角が，前記主波の到来角と基準角度以上異なる場合は，前記ウエイト制御部は，前記複数のアンテナの受信信号に代えて，前記複数の適応等化回路の出力信号に基づいて，前記重み係数を生成する受信装置。
【０１２３】
（付記７）
マルチキャリアを用いて送信される受信信号を受信する受信装置において，
前記受信信号を受信する複数のアンテナを有するアレイアンテナと，
前記複数のアンテナの受信信号に重み係数を乗算して加算する空間ダイバーシチ合成部と，
前記空間ダイバーシチ合成部の出力信号において主波に対して基準時間を超える遅延時間を有する先行波または遅延波を低減する適応等化回路と，
前記複数のアンテナの受信信号と前記適応等化回路の出力信号と空間ダイバーシチの指向性方向を有する拘束条件とに基づいて，前記重み係数を生成するウエイト制御部とを有し，
前記適応等化回路は，前記空間ダイバーシチ合成部の出力信号に係数を乗算してレプリカ信号を生成し前記出力信号から前記レプリカ信号を減ずる等化フィルタと，前記空間ダイバーシチ合成部の出力信号と前記適応等化回路の出力信号との相関値に基づいて前記係数を演算する係数演算部とを有する受信装置。
【０１２４】
（付記８）
付記７において，
さらに，前記複数のアンテナの受信信号に基づいて，受信信号のパスの到来角と電力とを推定し，前記主波の到来角方向の情報を前記拘束条件として前記ウエイト制御部に供給する等化パス設定ユニットを有する受信装置。
【０１２５】
（付記９）
付記８において，
前記等化パス設定ユニットは，さらに，前記複数のアンテナの受信信号に基づいて，前記受信信号の主波に対する先行波または遅延波の遅延時間を推定し，前記遅延時間を前記適応等化回路に設定する受信装置。
【０１２６】
（付記１０）
付記９において，
前記等化パス設定ユニットは，前記主波の到来角と，前記適応等化回路に設定した遅延時間を有する先行波または遅延波の到来角とを含む方向を前記拘束条件として前記ウエイト制御部に供給する受信装置。
【０１２７】
（付記１１）
付記１０において，
前記等化パス設定ユニットは，前記適応等化回路に設定する遅延時間に対応する先行波または遅延波の合計電力が，前記適応等化回路の等化能力を超えないように，前記適応等化回路に設定する先行波または遅延波を選択する受信装置。
【０１２８】
（付記１２）
付記１または７において，
前記適応等化回路は，異なる遅延時間がそれぞれ設定された複数組の等化フィルタと係数演算部を有する受信装置。
【０１２９】
（付記１３）
付記３または９において，
前記適応等化回路は，複数組の等化フィルタと係数演算部を有し，前記推定した遅延時間が前記複数組の等化フィルタと係数演算部のいずれかに設定され，前記遅延時間が設定されていない等化フィルタと係数演算部は動作を停止する受信装置。
【符号の説明】
【０１３０】
AT1-ATN：アンテナ                       １０：適応等化回路
１２：等化パス設定ユニット              １４：ウエイト制御部
１６：空間ダイバーシチ合成部            τpre,τpost：遅延時間
【図１】
0005760814.tif 000002
【図２】
0005760814.tif 000003
【図３】
0005760814.tif 000004
【図４】
0005760814.tif 000005
【図５】
0005760814.tif 000006
【図６】
0005760814.tif 000007
【図７】
0005760814.tif 000008
【図８】
0005760814.tif 000009
【図９】
0005760814.tif 000010
【図１０】
0005760814.tif 000011
【図１１】
0005760814.tif 000012
【図１２】
0005760814.tif 000013
【図１３】
0005760814.tif 000014
【図１４】
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【図１５】
0005760814.tif 000016
【図１６】
0005760814.tif 000017
【図１７】
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【図１８】
0005760814.tif 000019
【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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