(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電圧を全波整流し、照明負荷に対して並列接続されたコンデンサを介して、該照明負荷に負荷電流を供給する直流電源装置であって、
前記全波整流後の整流電圧を一次巻線に対する一次電圧として受け、二次巻線の二次電圧を前記コンデンサに印加するトランス、前記一次巻線に直列接続されたスイッチング素子、および、前記二次巻線に直列接続されて整流した電流を前記コンデンサの正極に供給するダイオードを有し、前記コンデンサを充電する充電手段と、
前記トランスの一次電圧の瞬時値を検出する入力電圧検出手段と、
オン幅を可変とするスイッチング制御信号で前記スイッチング素子を制御する制御手段と、を備え、
前記充電手段は、前記スイッチング素子がオン状態の時に、一次電圧により前記トランスのコアにエネルギーを蓄積し、オフ状態で該エネルギーを放出して二次電圧を誘起し、前記ダイオードを介して前記コンデンサを充電し、
前記制御手段は、
検出される一次電圧の瞬時値に基づいて、交流電圧の１周期に相当する前記一次電圧の１サイクル分の基準波形を作成する基準波形作成手段と、
前記一次電圧の瞬時値を取得し、該瞬時値と、該瞬時値の検出タイミングに対応する前記基準波形の振幅値とを比較する比較手段と、
前記振幅値の前記瞬時値に対する比に基づく補正値で、前記スイッチング制御信号のオン幅を補正するオン幅補正手段と、
を有し、前記一次電圧の１サイクル中に複数回の瞬時値を取得して、該瞬時値の検出タイミング毎に前記オン幅を補正することにより、前記基準波形で交流電流の波形を整形することを特徴とする直流電源装置。
【請求項２】
請求項１記載の直流電源装置において、
前記振幅値の前記瞬時値に対する比に基づく補正値とは、前記振幅値の前記瞬時値に対する比をｎ条（ｎは正の数値）した値であることを特徴とする直流電源装置。
【請求項３】
請求項１または２記載の直流電源装置において、
前記ｎの数値は、１．５以上、２．５以下であることを特徴とする直流電源装置。
【請求項４】
請求項１から３のいずれかに記載の直流電源装置において、
前記基準波形作成手段は、該一次電圧の１サイクル中に複数回検出される瞬時値を繰り返し取得して、前記１サイクル中で同じ位相の複数の瞬時値について平均を取って、その平均値を基準波形の各位相における振幅値として保持することを特徴とする直流電源装置。
【請求項５】
請求項１から４のいずれかに記載の直流電源装置と、照明負荷としてのＬＥＤ負荷と、を備えることを特徴とするＬＥＤ照明器具。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はＡＣ−ＤＣ変換方式の回路構成を有する直流電源装置、および、これを用いたＬＥＤ照明器具に関し、特に、入力電源電圧の変動が発生した場合のＬＥＤの光束変動の抑制に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、ＬＥＤの性能が高くなってきており、寿命が長い等の理由で従来の照明器具がＬＥＤを用いた照明器具に置き換えられる状態にある。今後ＬＥＤの性能がますます向上していけば、汎用の照明器具分野でＬＥＤ照明器具がさらに採用されると期待される。
ＬＥＤ照明器具の電源装置として、回路効率を改善するためにフライバック方式を用いたＡＤ−ＤＣ変換回路が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
特許文献１に記載のＬＥＤ照明用のＡＤ−ＤＣ変換回路装置は、商用交流電源（ＡＣ電源）をダイオードブリッジにより全波整流して直流電圧（ＤＣ）にする。そして、直流電圧を所定電圧の直流電力に電力変換してＬＥＤ負荷に供給するようになっている。特許文献１では、変換回路に設けられたスイッチング素子をオンオフ駆動して、ＬＥＤ負荷側の電圧降下が所定値となるようにオンデューティー（オン幅）をフィードバック制御している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００８−１３０４３８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、従来のＬＥＤ照明用の直流電源装置において、入力電源電圧が変動した場合に、ＬＥＤ照明の光束が変動してしまうことを抑制するための制御方法に関しては、詳細な検討がなされていなかった。
【０００６】
フライバック方式を用いた一段構成のＡＤ−ＤＣ変換回路では、定電流制御などのフィードバック制御を行っており、ＬＥＤ負荷が変動した場合の光束の変動を抑制することができる。しかし、交流電源からの入力電圧が変動した場合には、時間遅れが大きくどうしても図７のカーブＢに示すように、落ち込みとオーバーシュートが発生してしまうという課題があった。時間遅れは、ＬＥＤ負荷に並列接続された平滑コンデンサが原因と考えられる。平滑コンデンサは、定電流制御などのフィードバック制御により常に充電と放出を繰り返し、ＬＥＤへ負荷電流を供給する。入力電源電圧が一時的に低下すると、入力電流も追従して低下するため、平滑コンデンサへの充電が不十分となる。その結果、平滑コンデンサの回復のために時間遅れが発生するのである。理論的にはコンデンサ容量を小さくすればよいが、実際には出力電圧に含まれるリプル電圧を除去するため、比較的大きな容量のコンデンサが必要となり、コンデンサ容量を小さくすることも難しい。
【０００７】
本発明は上述のような点に鑑みてなされたものであり、入力電源電圧の変動が発生した場合においても、ＬＥＤへの負荷電流の変動を最小限にして、ＬＥＤの光束の変動を最小限にできる直流電源装置およびＬＥＤ照明器具を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
前記目的を達成するために本発明者は、入力される交流電圧の変動を瞬時に検出して、変動に応じてＰＷＭ信号のオン幅（パルス幅）を増減させることにより、ＬＥＤの光束変動を抑制するという点に着目した。本発明者が鋭意検討を進めた結果、トランスに印加される一次電圧に基づく基準波形を作成して、具体的には全波整流後の整流電圧に相似の基準波形を作成することにより、ＬＥＤの点灯中、常に基準波形と一次電圧（整流電圧の分圧）の瞬時値との比較を行えば、交流電源の電圧変動が起きた場合に変動を瞬時に検出できる。さらに、基準波形と一次電圧との比に基づく補正値を用いて、ＰＷＭ信号のオン幅を補正すれば、ＬＥＤの光束の変動を最小限に抑えられることを見出し、本発明を完成するに至った。
【０００９】
すなわち、本発明に係る直流電源装置は、交流電圧を全波整流し、照明負荷に対して並列接続されたコンデンサを介して、該照明負荷に負荷電流を供給する直流電源装置であって、以下の充電手段と、入力電圧検出手段と、制御手段とを備えることを特徴とする。
【００１０】
前記充電手段は、前記全波整流後の整流電圧を一次巻線に対する一次電圧として受け、二次巻線の二次電圧を前記コンデンサに印加するトランス、前記一次巻線に直列接続されたスイッチング素子、および、前記二次巻線に直列接続されて整流した電流を前記コンデンサの正極に供給するダイオードを有し、前記コンデンサを充電する。また、前記入力電圧検出手段は、前記トランスの一次電圧の瞬時値を検出する。
【００１１】
前記制御手段は、オン幅を可変とするスイッチング制御信号で前記スイッチング素子を制御し、前記充電手段は、前記スイッチング素子がオン状態の時に、一次電圧により前記トランスのコアにエネルギーを蓄積し、オフ状態で該エネルギーを放出して二次電圧を誘起し、前記ダイオードを介して前記コンデンサを充電する。
【００１２】
前記制御手段は、具体的には以下の基準波形作成手段と、比較手段と、オン幅補正手段とを有する。前記基準波形作成手段は、検出される一次電圧の瞬時値に基づいて、交流電圧の１周期に相当する前記一次電圧の１サイクル分の基準波形を作成する。前記比較手段は、前記一次電圧の瞬時値を取得し、該瞬時値と、該瞬時値の検出タイミングに対応する前記基準波形の振幅値とを比較する。前記オン幅補正手段は、前記振幅値の前記瞬時値に対する比に基づく補正値で、前記スイッチング制御信号のオン幅を補正する。そして、前記制御手段は、前記一次電圧の前記１サイクル中に複数回の瞬時値を取得して、該瞬時値の検出タイミング毎に前記オン幅を補正することにより、前記基準波形で交流電流の波形を整形するのである。
【００１３】
また、本発明のＬＥＤ照明器具は、前記直流電源装置と、照明負荷としてのＬＥＤ負荷とを備えることを特徴とする。
なお、本発明では、トランスの一次電圧を検出する入力電圧検出手段を備えるが、例えば、全波整流後の整流電圧を適切な大きさに分圧した値を検出して、これを一次電圧の瞬時値とみなすことができるし、交流電源の交流電圧を検出して、これを一次電圧の瞬時値とみなすこともできる。
【００１４】
ここで、前記振幅値の前記瞬時値に対する比に基づく補正値とは、前記振幅値の前記瞬時値に対する比をｎ条（ｎは正の数値）した値であることが好ましい。また、前記ｎの数値は、１．５以上、２．５以下であることが好ましい。
【００１５】
また、前記基準波形作成手段は、該一次電圧の１サイクル中に複数回検出される瞬時値を繰り返し取得して、１サイクル中で同じ位相の複数の瞬時値について平均を取って、その平均値を基準波形の各位相における振幅値として保持することが好ましい。
【発明の効果】
【００１６】
本発明の直流電源装置およびＬＥＤ照明器具による効果を図１に基づいて説明する。
図１は、本発明に係る制御手段の構成を具体的に示したブロック図である。制御手段は、スイッチング制御信号（ＰＷＭ信号）を作成するマイクロコンピュータ（ＣＰＵ）と、このＰＷＭ信号のオン幅を補正する光束変動抑制回路７０と、補正されたＰＷＭ信号をゲートドライブ信号として入力されるＦＥＴ駆動回路とを有する。
【００１７】
図１に基づく説明では、本発明の制御手段を構成する基準波形作成手段、比較手段および幅補正手段が、それぞれ特定の論理回路として構成されている。すなわち、同期信号生成回路７２と正弦波発生回路７４が本発明の基準波形作成手段に相当し、比較器７６が比較手段に相当し、掛け算器７８がオン幅補正手段に相当する。この制御手段は、交流電源の電圧を検出して、これをトランスの一次電圧の瞬時値とみなして光束の抑制を行う。
【００１８】
同期信号生成回路７２は、交流電圧Ｖ１の周期的変化から、これに同期する同期信号を生成する。例えば交流電圧Ｖ１の瞬時値が零になるタイミングでパルス波を生じて、同期信号を生成する。次に正弦波発生回路７４は、同期信号に基づき、交流電圧Ｖ１と同じ最大振幅の正弦波を発生し、これを基準波形Ｖ０にする。なお、基準波形Ｖ０は、ＬＥＤの点灯中、常に発生させてもよいし、定期的に正弦波発生回路７４を動作して得られた基準波形Ｖ０を保持して、この基準波形を一定期間繰り返して使用してもよい。
【００１９】
比較器７６は、ＬＥＤの点灯中、常に交流電圧Ｖ１の瞬時値と、これに対応する基準波形Ｖ０の振幅値とを比較する。なお、少なくとも交流電圧Ｖ１の１周期で複数箇所の比較を実行する。掛け算器７８では、比較器７６で比較された２値の比に基づく補正値を用いて、ＰＷＭ信号のオン幅Ｐ０を補正する。例えば、基準波形Ｖ０の振幅値の交流電圧Ｖ１の瞬時値に対する比をｎ条（ｎは正の数値）した値、すなわち（Ｖ０／Ｖ１）ｎを補正値として、ＣＰＵからのオン幅Ｐ０にこの補正値を掛けて得られる値を、補正後のオン幅Ｐ０としてもよい。これによって、掛け算器７８からオン幅Ｐ０を増減されたＰＷＭ信号が発せられる。
【００２０】
なお、本発明の制御手段は、図１のような論理回路からなるものに限られず、例えば、マイクロコンピュータ（ＣＰＵ）にて基準波形を作成し、一次電圧の瞬時値との比較を行って、オン幅の補正を実行するようにしてもよい。
【００２１】
このように、本発明の直流電源装置を使って、一次電圧の瞬時値と基準波形との比較を常に行えば、交流電源の電圧変動が発生した場合に、その変動を瞬時に検出することができる。さらに、基準波形の振幅値と一次電圧の瞬時値との比に基づく補正値を使って、即座にスイッチングのオン幅を補正するので、負荷電流を供給するコンデンサに蓄積された電荷量は従来のように大きく変化しないで済む。そのため、コンデンサからＬＥＤへの負荷電流の変動を抑えることができ、ＬＥＤの光束の変動を最小限にすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明に係る制御手段の主要構成を説明するためのブロック図である。
【図２】本発明の第一実施形態にかかるＬＥＤ照明器具の全体回路図である。
【図３】前記ＬＥＤ照明器具の制御回路のブロック図である。
【図４】前記制御回路が実行する相似波形作成処理のフローチャートである。
【図５】前記制御回路が実行するオン幅の補正処理のフローチャートである。
【図６】前記制御回路によるＰＷＭ信号のオン幅の補正方法を説明するための図。
【図７】前記ＬＥＤ照明器具の光束の時間変化を示すグラフである。
【図８】本発明の第二実施形態にかかるＬＥＤ照明器具の全体回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
＜第一実施形態＞
以下、図面に基づき本発明の好適な実施形態について説明する。図２に第一実施形態に係るＬＥＤ照明器具の全体構成を示す。ＬＥＤ照明器具は、交流電流を用いて直流電流を生成する直流電源装置１０、および、直流電源装置１０から負荷電流を供給されて点灯するＬＥＤ負荷（以降ＬＥＤと示す）を有して構成されている。
【００２４】
本発明のポイントとなる直流電源装置１０の制御システムに関して詳しく説明する。直流電源装置１０は、ダイオードブリッジなどで構成される全波整流回路ＤＢと、ＬＥＤに対して並列接続された平滑コンデンサＣ３（電解コンデンサ）と、全波整流回路ＤＢの後段に接続され整流電流を電力変換して平滑コンデンサＣ３を充電する充電回路２と、この充電回路２を制御する制御回路（制御手段）４とを有する。
【００２５】
充電回路２は、フライバック・コンバータと呼ばれ、平滑コンデンサＣ３を介して一定電流をＬＥＤに供給することができる。また、充電回路２は、力率改善回路としても機能し、全波整流回路ＤＢに入力される交流電流を歪みのない正弦波に整形することができる。本実施形態では、整流電圧の抵抗Ｒ２による分圧の瞬時値に基づいて、電流波形を整形することで力率を改善する。
【００２６】
充電回路２は、具体的にバイパスコンデンサＣ１、フライバック・トランスＴ１、スイッチング素子Ｑ１およびダイオードＤ２を有する。バイパスコンデンサＣ１は、全波整流回路ＤＢの出力端同士を結ぶもので、全波整流回路ＤＢからの整流電流を部分平滑するため、および、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ駆動により断続された電流の影響がＡＣ電源側に及ぶことを防止するために設けられている。トランスＴ１は、全波整流後の整流電圧を一次電圧として二次電圧を平滑コンデンサＣ３に印加するように設けられている。
【００２７】
スイッチング素子Ｑ１は、トランスＴ１の一次巻線Ｔ1a に直列接続されていて、オンオフ駆動により二次巻線Ｔ1b に二次電圧を誘起させる。スイッチング素子Ｑ１のドレイン側端子は、一次巻線Ｔ1a に接続され、Ｑ１のソース側端子は全波整流回路ＤＢの負極端子側であるグランドラインに接続されている。スイッチング素子Ｑ１にはＮチャネルのエンハンスメント形のＭＯＳＦＥＴを使用する。制御回路４に設けられている駆動回路１４からスイッチング素子Ｑ１のゲートに駆動電流が供給されてゲート電圧が生じると、ドレイン−ソース間に電流が流れる。この状態をスイッチング素子Ｑ１のオン状態という。一方、ゲートに駆動電流が供給されず、ドレイン電流が流れない状態をオフ状態という。
【００２８】
ダイオードＤ２は、二次巻線Ｔ1b に直列接続されて二次電流を整流し、整流後の二次電流を平滑コンデンサＣ３の正極に供給する。
【００２９】
また、全波整流回路ＤＢからの整流電圧の分圧を検出するための抵抗Ｒ１、Ｒ２の直列回路が、充電回路２のバイパスコンデンサＣ１の端子間を結んでいる。このように本実施形態では、抵抗の端子間電圧Ｒ２を入力交流電圧Ｖ１として検出する。
【００３０】
充電回路２にはノイズ除去回路３が設けられている。ノイズ除去回路３は、ダイオードＤ１およびノイズ除去コンデンサＣ２の直列回路と、抵抗Ｒ３とを有して構成されている。直列回路（Ｄ１およびＣ２）は、トランスＴ１の一次巻線の両端子を結ぶように接続されている。ここで、ダイオードＤ１のアノード側端子は、一次巻線Ｔ1a とスイッチング素子Ｑ１の接続点につながれ、カソード側端子はノイズ除去コンデンサＣ２に接続される。ノイズ除去コンデンサＣ２および抵抗Ｒ３は並列回路を形成している。
【００３１】
充電回路２は以上のように構成され、平滑コンデンサＣ３に整流電流に基づくエネルギーを蓄積する。そして平滑コンデンサＣ３に蓄積されたエネルギーによってＬＥＤに負荷電流Ｉが供給されるようになっている。この充電回路２は本発明の充電手段に相当する。
【００３２】
平滑コンデンサＣ３の負極側とＬＥＤとの結線上には、ＬＥＤに流れる負荷電流Ｉを検出するための抵抗Ｒ４が配設されている。
【００３３】
制御回路４は、図３のブロック図のように、マイクロコンピュータ（ＣＰＵ）６と、入力交流電圧Ｖ１の検出用のＡＤコンバータ８と、負荷電流Ｉの検出用のＡＤコンバータ１２と、スイッチング素子Ｑ１に駆動電流を供給するＦＥＴ駆動回路１４と、図示しないＲＯＭおよびＲＡＭを有し、スイッチング素子Ｑ１の駆動制御システムを構築している。
【００３４】
ＡＤコンバータ８は、入力交流電圧Ｖ１の瞬時値の絶対値を検出する。本実施形態では、バイパスコンデンサＣ１の端子電圧である整流電圧が抵抗Ｒ２、Ｒ１によって分圧されて、ＡＤコンバータ８が認識可能な電圧レベルに落とされる。ＡＤコンバータ８は、分圧された電圧をアナログデータとして検出して、これをＣＰＵ６で認識可能なデジタルデータ（数値）に変換し、これをＣＰＵ６に向けて出力する。同様に、抵抗Ｒ４を介して検出されたＬＥＤの負荷電流Ｉは、ＡＤコンバータ１２でデジタルデータに変換されてＣＰＵ６に入力される。なお、本発明で全波整流後の直流電圧の分圧を入力交流電圧Ｖ１と呼んでいるのは、全波整流後の電圧が周期的な変化をするからである。
【００３５】
ＣＰＵ６では、まず、負荷電流値Ｉの検出値に基づいてオン幅設定手段６２がＰＷＭ信号のオン幅Ｐ０（オン状態の時間）を決定する。このオン幅設定手段６２では、負荷電流値Ｉと基準電流値Ｉ０とを比較し、この差分に応じたオン幅Ｐ０を決定する。基準電流値Ｉ０として、ＬＥＤ照明の種類毎の最適な負荷電流値データをＲＯＭより読み出して比較に用いてもよい。また、ＬＥＤ照明の累積使用期間に応じて徐々に基準電流値Ｉ０が変化するようなプログラムを実行してもよい。
【００３６】
また、ＣＰＵ６では、検出された入力交流電圧Ｖ１に基づいてスイッチング周波数設定手段６４がＰＷＭ信号のスイッチング周波数ｆを決定する。そして、決定されたオン幅Ｐ０とスイッチング周波数ｆを有するＰＷＭ信号（本発明のスイッチング制御信号に相当する。）がＰＷＭ信号生成手段６６で生成される。ＰＷＭ信号は、オン幅補正手段８８に送られて、交流電源の電圧変動が起きた場合にＬＥＤの光束の変化を抑制するように、オン幅Ｐ０の補正を受ける。光束変化の抑制手段の具体的な構成については後述する。ＣＰＵ６は、決定されたスイッチング周波数ｆおよび補正されたオン幅Ｐ０を有するＰＷＭ信号（ゲート・ドライブ信号）をＭＯＳＦＥＴ駆動回路１４に送る。
【００３７】
ＦＥＴ駆動回路１４は、ＰＷＭ信号に基づいてスイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）Ｑ１を駆動する駆動電流を素子Ｑ１に供給する。
【００３８】
制御回路４は、以上のように構成され、ＬＥＤに流れる電流の定電流制御を行ないつつ力率改善制御も同時に実行するようにスイッチング素子Ｑ１のスイッチングを高周波数制御する。例えば、ＣＰＵ６のオン幅設定手段６２は、検出された負荷電流値Ｉが予め設定されている基準電流値Ｉ０に近づくようにＰＷＭ信号のオン幅Ｐ０を設定する。スイッチング素子Ｑ１のオン状態では、全波整流電流が一次巻線を介してトランスＴ１の磁性体（トランス・コア）に磁場のエネルギーとして蓄積される。オフ状態では蓄積されたエネルギーが二次巻線を介して放出されて二次側に二次電圧を誘起する。その電流によって平滑コンデンサＣ３が充電される。このようにしてオン幅設定手段６２によるオン幅Ｐ０の調整により、負荷電流Ｉの定電流制御が実行され、ＬＥＤの電流値を安定させている。
【００３９】
また、ＣＰＵ６のスイッチング周波数設定手段６４は、交流電源ＡＣから流れ込む入力電流の電流波形を正弦波に近似させるために、スイッチング素子Ｑ１のスイッチングの周期（スイッチングのオン幅＋スイッチングのオフ幅）を例えば入力交流電圧Ｖ１の瞬時値に比例するように制御することで、入力電流の波形を整形し力率改善を行なっている。
【００４０】
本発明において特徴的なことは、ＬＥＤの点灯中に、交流電源ＡＣからの入力交流電圧Ｖ１の瞬時値を常に監視して、入力交流電圧Ｖ１が変動したことを瞬時に検出し、即座にＰＷＭ信号のオン幅（パルス幅）を補正することによって、ＬＥＤの光束の変化を抑制することができることであり、このために本実施形態においては、ＣＰＵ６が、さらに、相似波形作成手段８２、比較手段８６およびオン幅補正手段８８を有する。
【００４１】
＜相似波形作成フロー＞
図４のフローチャートに基づいて、相似波形作成手段８２の動作を説明する。本実施形態では、相似波形作成フローに基づく処理がＬＥＤの点灯中、常に実行される。相似波形作成フローは、ＰＷＭ信号生成手段６６がＰＷＭ信号を生成するのと同時にスタートする（Ｓ０）。
【００４２】
まず、ＡＤコンバータ８を介して入力交流電圧Ｖ１の瞬時値の読み込みを行う（Ｓ１）。次に、同期信号の抽出を行う（Ｓ２）。例えば、入力交流電圧Ｖ１の瞬時値が零になるゼロクロスのタイミングを２回検出する毎に、同期信号を発生して、この同期信号の有無を判別する（Ｓ３）。これで交流電源の交流電圧の１周期に相当する同期信号が生じる。同期信号が有る場合は、ウェーブ・メモリーＷＭ［ｉ］のインデックスｉを初期化（ｉを零にすること）する（Ｓ４）。初期化されたウェーブ・メモリーＷＭ［０］に入力交流電圧Ｖ１の瞬時値を保存する（Ｓ５）。ここで、ＷＭ［ｉ］は、プログラミングで用いるデータの集合体である配列を示す。
【００４３】
Ｓ５の処理でＷＭ［０］に１つ目の瞬時値が保存された後、Ｓ１の処理に戻り、Ｓ１〜Ｓ５の処理を再び実行する。Ｓ１の処理で２つ目の瞬時値を読み込んだ後、未だ同期信号が抽出されなければ（Ｓ２）、同期信号は無しと判別され（Ｓ３）、インデックスｉを初期化せずに、次のインデックスｉ（＝１）のウェーブ・メモリーＷＭ［１］に、２つ目の瞬時値を保存する（Ｓ５）。例えば、Ｓ１〜Ｓ５の処理がｍ回繰り返されて、ＷＭ［ｍ］にｍ番目の瞬時値が保存された後、Ｓ２の処理で次の同期信号が抽出された場合、Ｓ４の処理でＷＭ［ｉ］のインデックスｉが初期化され、再びＷＭ［０］に新しい瞬時値が保存されることになる。このような繰り返し処理を実行すれば、ＷＭ［ｉ］には常にｍ個の瞬時値が保存されることになる。
【００４４】
Ｓ５の処理では、ＷＭ［ｉ］に過去に保存された瞬時値と、新たに保存される瞬時値との平均値を算出し、その平均値を保存する。例えばＷＭ［０］に対して過去にＳ５の処理を９９回行っている場合、１００回目の処理では１００個分の瞬時値の平均値を算出し、その平均値をＷＭ［０］に保存する。
【００４５】
本実施形態では、同期信号が抽出されてから、次の同期信号が抽出されるまでに、入力交流電圧Ｖ１の読み込み処理（Ｓ１）を、少なくとも複数回、好ましくは５０回〜１００回程度、実行できるように、高速で繰り返し処理を実行する。このため入力交流電圧Ｖ１の半周期内に存在する複数個の瞬時値がＷＭ［ｉ］にまとめて保存される。このＷＭ［ｉ］はＲＡＭ等に記憶される。
【００４６】
このＷＭ［ｉ］の各データは、ＡＣ電源の交流電圧の１周期に相当する入力交流電圧Ｖ１の１サイクル分の波形を構築することができる。入力交流電圧Ｖ１の波形は、ＡＣ電源電圧の波形に相似しており、相似波形データＶ０として、以降の補正ループ処理で使用される。本発明で波形が相似しているとは、全波整流後電圧の波形とこれを分圧した入力交流電圧Ｖ１の波形との関係を示す。この相似波形データＶ０は本発明の基準波形に相当する。
【００４７】
なお、相似波形作成処理は、常時実行されるため、ＡＣ電源が一時的に変動して入力交流電圧Ｖ１の検出値が大きく外れたとしても、上記のＳ５での平均化処理によって作成される相似波形データＶ０への影響はない。本実施形態のように、ＬＥＤ点灯中、常に実行しなければならないものではなく、定期的に相似波形作成処理を一定時間行って、相似波形データＶ０を更新するという処理でもよい。
【００４８】
＜オン幅補正フロー＞
図５のフローチャートに基づいて、比較手段８６およびオン幅補正手段８８の動作を説明する。まず、比較手段８６により、ＡＤコンバータ８を介して入力交流電圧Ｖ１の瞬時値が読み込まれる（Ｓ１１）。また、この瞬時値を読み込んだタイミングに最も近い位相の相似波形データＶ０をウェーブ・メモリーＷＭ［ｉ］の中から取り出す（Ｓ１２）。好ましくは、瞬時値の読み込みタイミングに完全に一致する位相の相似波形データＶ０をＷＭ［ｉ］の中から取り出すとよい。例えば、相似波形作成手段８２で抽出される同期信号を利用して、同期信号のタイミングから瞬時値の読み込みタイミングまでの時間をカウントすることで、対応する位相の相似波形データＶ０をＷＭ［ｉ］から取り出してもよい。
【００４９】
次に、比較手段８６により、入力交流電圧Ｖ１の瞬時値と相似波形データＶ０との一致・不一致が判別される（Ｓ１３）。不一致の場合、オン幅補正手段８８により、ＰＷＭ信号のオン幅Ｐ０に、（Ｖ０／Ｖ１）ｎで表される補正値が掛けられ、補正されたオン幅Ｐ０が得られる。この補正されたオン幅Ｐ０を有するＰＷＭ信号をＦＥＴ駆動回路１４に出力する。ＦＥＴ駆動回路１４は、ＰＷＭ信号に基づいてスイッチング素子Ｑ１のゲートを駆動する（Ｓ１４）。このＳ１４の処理でオン幅Ｐ０が補正された後、Ｓ１１の処理に戻り、Ｓ１１〜Ｓ１３の処理を再度実行する。
【００５０】
なお、Ｓ１３の処理で、入力交流電圧Ｖ１の瞬時値と相似波形データＶ０とが一致する場合は、オン幅Ｐ０を補正せず、オン幅設定回路６２で設定されたオン幅Ｐ０を有するＰＷＭ信号が、そのままＦＥＴ駆動回路１４に出力される（Ｓ１５）。このＳ１５の処理後も、Ｓ１１の処理に戻り、Ｓ１１〜Ｓ１３の処理が実行される。このような繰り返し処理がＬＥＤの点灯中、常に実行される。
【００５１】
相似波形作成処理およびオン幅補正処理を実行した場合に、全波整流電流の波形がどのように変化するかを、図６に基づいて説明する。同図（Ａ）に、相似波形データＶ０および検出される入力交流電圧Ｖ１の時間変化を模式的に示した。相似波形データＶ０のカーブ上の黒丸は、ウェーブ・メモリーＷＭ［ｉ］の各データを示す。また、入力交流電圧Ｖ１の瞬時値を X 印で示す。
【００５２】
例えば、インデックスｉが２の時点でのＷＭ［２］に対応するＶ１の瞬時値が、ＡＣ電源の電圧変動によって突然低下した場合の、オン幅Ｐ０の補正および全波整流電流の波形の変化を、同図（Ｂ）に拡大して模式的に示す。
【００５３】
比較手段８６の処理によりウェーブ・メモリーＷＭ［２］の値に対して入力交流電圧Ｖ１の瞬時値が小さくなったことが、瞬時に検出される。そして、相似波形データＶ０（ＷＭ［２］の値）の入力交流電圧Ｖ１に対する比をｎ条した値（Ｖ０／Ｖ１）ｎにより、ＰＷＭ信号のオン幅Ｐ０が即座に補正される。ここでは補正によりオン幅Ｐ０が広がる。同図（Ｂ）にて全波整流電流の波形を鋸刃状の線で示すことができるが、従来の場合、図中の丸数字の２の鋸刃線のように、全波整流電流が入力交流電圧Ｖ１の低下に追従してしまう。これに対して本発明の光束変動の抑制処理を実行した場合には、オン幅Ｐ０が即座に補正されるから、同図の太線の鋸刃線のように、全波整流電流が入力交流電圧Ｖ１に追従しないで、基準波形である相似波形データＶ０を追従するように電流波形が整形されるのである。
【００５４】
本実施形態の直流電源装置１０によれば、図７の光束の時間変化のグラフのように、ＬＥＤの光束変動を抑制できる。同図には、本発明の抑制処理を実行した場合および実行しない場合での光束の時間変化を合わせて示す。光束変動を抑制しない場合に、入力電圧が一時的に低下すると、その直後にＬＥＤの光束が落ち込み、続いて大幅に高くなる（オーバーシュート）という変動が生じてしまう。
【００５５】
フライバック・トランス型の電力変換回路のようにスイッチング素子を用いてトランスやインダクタに磁場のエネルギーを蓄積、放出させて電力変換を行う回路では、比較的大きめの平滑コンデンサＣ３に蓄えられた十分な電荷によって、ＬＥＤ負荷などへの供給電流を安定化させている。そのため、ＡＣ電源などからの入力交流電圧の一時的な低下により、平滑コンデンサＣ３への電荷の蓄積が低下すると、その回復には時間が掛かり、ＬＥＤへの負荷電流が落ち込んでしまう。その後、平滑コンデンサＣ３の蓄積が回復するが、逆に、負荷電流のオーバーシュートを引き起こしてしまう。
【００５６】
これに対して、本発明の光束変動の抑制処理を実行する場合、入力交流電圧の低下を瞬時に検知して、即座にＰＷＭ信号のオン幅を補正するため、平滑コンデンサＣ３の電荷量の低下を抑え、ＬＥＤへの負荷電流の落ち込みが小さくて済み、オーバーシュートも生じない。従って、ＬＥＤの光束も、一時的に小さく落ち込むが、従来のような大きな落ち込みやその後のオーバーシュートは生じないで済む。
【００５７】
＜第二実施形態＞
次に、本発明の第二実施形態に係るＬＥＤ照明器具について図８に基づいて説明する。ＬＥＤ照明器具は、前述の第一実施形態の照明器具に対して、充電回路２と平滑コンデンサＣ３との間に、チョークコイルＬ２および電解コンデンサＣ４のローパスフィルター回路を設けたことが相違するもので、その他の構成は略同様である。
【００５８】
スイッチング素子Ｑ１がオン状態では、フライバック・トランスＴ１の一次側電流（全波整流後の電流）が増加してトランスＴ１に磁場のエネルギーが蓄積されるが（蓄積モード）、二次側電圧がダイオードＤ２で逆バイアスされているため、二次側の電流は流れない。スイッチング素子Ｑ１がオフ状態では、トランス・コアの磁場が電流を維持しようとするため、トランス電圧の極性が反転する。このため、二次側にも電流が流れ（放出モード）、ダイオードＤ２を介して平滑コンデンサＣ３が充電される。
【００５９】
本実施形態では、フライバック・トランスＴ１と平滑コンデンサＣ３との間に、ローパスフィルター回路を設けることで、スイッチング素子Ｑ１がオフターンした時に、平滑コンデンサＣ３へ二次側の電流が急激に流れないようにすることができる。すなわち、ダイオードＤ２のカソード側端子と平滑コンデンサＣ３の正極側端子間に、チョークコイルＬ２を直列接続し、また、Ｄ２のカソード側端子とチョークコイルＬ２との接続部と、平滑コンデンサＣ３の負極側端子とを電解コンデンサＣ４で結んでいる。スイッチング周波数によるリップルは人の目では認識されないが、例えば、ＡＣ電源が５０Ｈｚの場合には、ＬＥＤを流れる負荷電流に僅かに含まれる全波整流後の１００Ｈｚのリップル成分が、人によっては認識されることが有り得る。このような場合には、リップルによるＬＥＤのチラツキ発生防止の効果がある。
【００６０】
各実施形態の照明器具の直流電源装置１０、１１０は、全波整流回路ＤＢの後段にフライバック・トランス型電力変換回路（充電回路２）を設けて、平滑コンデンサＣ３を充電する、いわゆる一段構成の装置である。これに対して、従来、二段構成の電源装置があった。すなわち、全波整流回路ＤＢの後段にチョッパ型変換回路（昇圧チョッパ型高力率コンバータ）が一段目として設けられ、二段目にフライバック・トランス型電力変換回路（充電回路）が設けられている。チョッパ型変換回路は、ＡＣ電源からの交流電圧から定電圧を作り出し、後段の充電回路に供給する。二段構成の電源装置では、前段と後段の間に設けられる電解コンデンサがエネルギーを蓄えるタンクの役目をするので、ＬＥＤの光束の変動に関しては、ＡＣ電源の電圧変動の影響を受けずに済むが、回路効率の低下および高コストという問題がある。
【００６１】
このような二段構成の電源装置に対して、本実施形態の電源装置は、一段構成特有の高い回路効率を維持しつつ、かつ、ＡＣ電源の交流電圧の変動に対しては、二段構成の電源装置に相当する光束の変動防止機能を実現でき、さらに少ないコストで製造できるという優位性がある。
【実施例１】
【００６２】
以下、実施例に基づき本発明に係るｎ値の最適値について説明する。発明者は、第一実施形態で示す直流電源回路１０の構成をベースにして、本発明の光束変動の抑制処理を実行した。そして、正常波形の入力交流電圧Ｖ０を１波形分だけ２０％減少および２０％増加させるという条件で、その直後の光束の変化量を算出した。なお、オン幅の補正に使用するｎ値の設定を０．５〜３．５の範囲で変化させて、それぞれの設定値での光束の変化量をシミュレーションした。
【００６３】
光束の変化量については、入力交流電圧を１波形分だけ変動させてＶ１とした直後に、一時的に落ち込んだ光束の最大変化量を算出している。なお、２０％増加させた場合は、一時的に立ち上がった光束の最大変化量となる。その結果を表１および表２に示す。
【００６４】
【表１】
0005654909.tif 000002
【００６５】
【表２】
0005654909.tif 000003
【００６６】
シミュレーションの結果、ｎ値を２．０として光束変動の抑制処理を実行した場合、入力交流電圧を増加させた場合も、減少させた場合も、その変動に対して光束はほとんど変化しなかった。つまり、正常波形の入力交流電圧Ｖ０時の光束を基準とすると、ｎ＝２．０の場合の光束比は１００％となった。
【００６７】
ｎ＝１．５の場合、入力交流電圧の減少時の光束比は８９％で、入力交流電圧の増加時の光束比は１０９％となり、入力交流電圧が−２０％〜＋２０％で変動した場合にも、光束比の変動を８９％〜１０９％に抑えることができる。正常波形の入力交流電圧Ｖ０時の光束を基準とすると、ｎ＝１．５の場合の光束の変化量は−１１％〜＋９％となり、ほぼ±１０％以内の変化量と言える。
【００６８】
また、ｎ＝２．５の場合、入力交流電圧の減少時の光束比は１１２％で、入力交流電圧の増加時の光束比は９１％となり、入力交流電圧が−２０％〜＋２０％で変動した場合にも、光束比の変動を９１％〜１１２％に抑えることができる。正常波形の入力交流電圧Ｖ０時の光束を基準とすると、ｎ＝２．５の場合の光束の変化量は−９％〜＋１２％となり、ほぼ±１０％以内の変化量と言える。
【００６９】
一方、ｎ値を１．０より小さく設定した場合には、光束比の変動が８０％〜１２０％となり、光束の変化量が±１０％以上となってしまう。また、ｎ値を３．０より大きく設定した場合にも、光束の変化割合が８３％〜１２５％となり、光束の変化量が±１０％以上となってしまう。
【００７０】
そこで、発明者は、入力交流電圧が±２０％で変動した場合でも、光束の変化量を±１０％以内に抑えることができる場合を、光束の変動抑制が良好であると評価して、最適なｎ値の設定範囲を１．５〜２．５とした。特に、ｎ値を２に設定する場合に、最も良好な結果が得られることが判った。
【符号の説明】
【００７１】
２        充電回路（充電手段）
４        制御回路（制御手段）
６        マイクロコンピュータ（ＣＰＵ）
１０、１１０  直流電源装置
１４      ＦＥＴ駆動回路
７０      光束変動抑制回路
７２      同期信号生成回路（基準波形作成手段）
７４      正弦波発生回路（基準波形作成手段）
７６      比較器（比較手段）
７８      掛け算器（オン幅補正手段）
８２      相似波形作成手段
８６      比較手段
８８      オン幅補正手段
ＡＣ      交流電源
Ｃ１      バイパスコンデンサ
Ｃ２      ノイズ除去コンデンサ
Ｃ３      平滑コンデンサ（コンデンサ）
ＤＢ      全波整流回路（ダイオードブリッジ）
Ｄ２      ダイオード
ＬＥＤ    ＬＥＤ負荷（照明負荷）
Ｔ１      フライバック・トランス
Ｑ１      スイッチング素子
Ｒ２      抵抗（入力電圧検出手段）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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