(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷に供給すべき電圧を生成する第１スイッチング電源と、
前記第１スイッチング電源の前段に接続され、昇圧チョッパを含む前置コンバータと、
整流された電力の力率を改善し、前記前置コンバータに供給するＰＦＣ（Power Factor Correction）回路と、
前記前置コンバータへの入力電圧が所定の基準値より低くなったとき、前記昇圧チョッパを稼働させて、前記入力電圧を昇圧する制御部と、
制御電圧を生成する第２スイッチング電源と、を備え、
前記第２スイッチング電源の入力端子は、前記前置コンバータの出力端子に接続され、
前記制御部は、前記第１スイッチング電源および前記ＰＦＣ回路の停止中に前記第２スイッチング電源を稼働させる場合、前記昇圧チョッパを稼働させることを特徴とする前置コンバータ付き電源装置。
【請求項２】
負荷に供給すべき電圧を生成する第１スイッチング電源と、
前記第１スイッチング電源の前段に接続され、昇圧チョッパを含む前置コンバータと、
整流された電力の力率を改善し、前記前置コンバータに供給するＰＦＣ（Power Factor Correction）回路と、
前記前置コンバータへの入力電圧が所定の基準値より低くなったとき、前記昇圧チョッパを稼働させて、前記入力電圧を昇圧する制御部と、
制御電圧を生成する第２スイッチング電源と、を備え、
前記第２スイッチング電源の入力端子は、前記前置コンバータの出力端子に接続され、
前記制御部は、本前置コンバータ付き電源装置が起動するとき、前記前置コンバータに含まれる前記昇圧チョッパおよび前記第２スイッチング電源を起動し、その後、前記ＰＦＣ回路および前記第１スイッチング電源を起動し、前記昇圧チョッパを停止させることを特徴とする前置コンバータ付き電源装置。
【請求項３】
前記制御部は、前記第１スイッチング電源の停止中に前記第２スイッチング電源を稼働させる場合、前記昇圧チョッパを稼働させることを特徴とする請求項１または２に記載の前置コンバータ付き電源装置。
【請求項４】
前記前置コンバータは、降圧チョッパをさらに含み、
前記制御部は、本前置コンバータ付き電源装置の起動時、前記降圧チョッパを稼働させ、定常状態に移行後、前記降圧チョッパの稼働を停止させることを特徴とする請求項１または２に記載の前置コンバータ付き電源装置。
【請求項５】
前記第２スイッチング電源の入力端子は、前記ＰＦＣ回路の出力端子にも接続されることを特徴とする請求項４に記載の前置コンバータ付き電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、サーバ等の電源装置として使用される前置コンバータ付き電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
スイッチング方式を用いた電源装置が広く普及している（例えば、特許文献１参照）。電源装置では高変換効率、高信頼性、低コストが要求される。信頼性を高める手法として、スイッチング電源の入力電圧範囲を広く設計することが挙げられる。図１に示す電源装置１００（詳細は後述する）では、第４〜第７スイッチＳ４〜Ｓ７に使用されるトランジスタの入力電圧範囲を広げる。トランジスタの入力電圧範囲にマージンを設けることにより、停電などによる入力電圧急低下時にも所定の期間（例えば、数１０ｍｓ程度）、出力電圧を維持できる。これにより、バックアップ電源の起動や停電時処理発動までの無電源状態を回避し、機器の安全性やデータ保護を図ることができる。
【０００３】
ただし、入力電圧範囲が広いトランジスタを使用するとコスト高となる。また、第１トランスＴ１の巻線比は入力電圧範囲の下限電圧に合わせて設計する必要があるため、入力電圧範囲が広いと第１トランスＴ１の巻線比を小さく設計し、第４〜第７スイッチＳ４〜Ｓ７のデューティ比を下げて駆動する必要がある。第４〜第７スイッチＳ４〜Ｓ７のデューティ比を下げるとピーク電圧が上昇し、スイッチングによる電力損失が大きくなる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００３−１５８８７３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
このような状況下、本発明者はスイッチング電源の入力電圧範囲を広くする代わりに、スイッチング電源の前段に前置コンバータを設置する回路構成を開発するに至った。図１に示す電源装置１００では、スイッチング電源としての第１ＤＣ−ＤＣコンバータ５０の前段に前置コンバータ４０を設置する。前置コンバータ４０は停電などによる入力電圧急低下時、入力電圧を昇圧する。これにより、スイッチング電源の入力電圧範囲のマージンを小さくしても、入力電圧急低下時に所定の期間、出力電圧を維持できる。
【０００６】
ところで、電源装置には負荷に供給する電圧を生成するスイッチング電源だけでなく、電源装置内外で使用される制御電圧を生成するスイッチング電源も搭載される。図１に示す電源装置１００では、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ８０がこのスイッチング電源に相当する。制御電圧を生成するスイッチング電源でも、負荷に供給する電圧を生成するスイッチング電源と同様に、入力電圧範囲を広く設計するとコスト高および低変換効率となる。
【０００７】
本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、高変換効率、高信頼性、低コストな前置コンバータ付き電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決するために、本発明のある態様の前置コンバータ付き電源装置は、負荷に供給すべき電圧を生成する第１スイッチング電源と、第１スイッチング電源の前段に接続され、昇圧チョッパを含む前置コンバータと、前置コンバータへの入力電圧が所定の基準値より低くなったとき、昇圧チョッパを稼働させて、入力電圧を昇圧する制御部と、制御電圧を生成する第２スイッチング電源と、を備える。第２スイッチング電源の入力端子は、前置コンバータの出力端子に接続される。
【０００９】
この態様によると、前置コンバータへの入力電圧が所定の基準値より低くなったとき、前記コンバータに含まれる昇圧チョッパが稼働することにより信頼性を確保しつつ、第１スイッチング電源の入力電圧範囲を狭く設計できる。また、第２スイッチング電源が前置コンバータの出力電圧を入力電圧とすることにより、第２スイッチング電源の入力電圧範囲を狭く設計できる。したがって、高変換効率で低コストな第１スイッチング電源および第２スイッチング電源を実現できる。
【００１０】
制御部は、第１スイッチング電源の停止中に第２スイッチング電源を稼働させる場合、昇圧チョッパを稼働させてもよい。第２スイッチング電源への入力電圧が所定の電圧範囲に収まることを担保できる。
【００１１】
整流された電力の力率を改善し、前置コンバータに供給するＰＦＣ（Power Factor Correction）回路をさらに備えてもよい。制御部は、第１スイッチング電源およびＰＦＣ回路の停止中に第２スイッチング電源を稼働させる場合、昇圧チョッパを稼働させてもよい。第２スイッチング電源への入力電圧が所定の電圧範囲に収まることを担保できる。
【００１２】
制御部は、前置コンバータ付き電源装置が起動するとき、前置コンバータに含まれる昇圧チョッパおよび第２スイッチング電源を起動し、その後、ＰＦＣ回路および第１スイッチング電源を起動し、昇圧チョッパを停止させてもよい。前置コンバータ付き電源装置の起動時において第２スイッチング電源への入力電圧が所定の電圧範囲に収まることを担保できる。
【００１３】
前置コンバータは、降圧チョッパをさらに含んでもよい。制御部は、前置コンバータ付き電源装置の起動時、降圧チョッパを稼働させ、定常状態に移行後、降圧チョッパの稼働を停止させてもよい。突入電流を制限できる。
【００１４】
第２スイッチング電源の入力端子は、ＰＦＣ回路の入力端子にも接続されてもよい。前置コンバータに含まれる降圧チョッパの稼働中において、第２スイッチング電源への入力電圧が所定の電圧範囲に収まることを担保できる。
【００１５】
なお、以上の構成要素の任意の組合せ、本発明の表現を装置、方法、システムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、高変換効率、高信頼性、低コストな前置コンバータ付き電源装置を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】比較例に係る前置コンバータ付き電源装置の構成を示す図である。
【図２】比較例に係る前置コンバータ付き電源装置の起動時の動作タイミングを説明するための図である。
【図３】本発明の実施の形態１に係る前置コンバータ付き電源装置の構成を示す図である。
【図４】本発明の実施の形態１に係る前置コンバータ付き電源装置の起動時の動作タイミングを説明するための図である。
【図５】ＰＦＣ回路及び前置コンバータの消費電力の一例を示す図である。
【図６】本発明の実施の形態２に係る前置コンバータ付き電源装置の構成を示す図である。
【図７】本発明の実施の形態２に係る前置コンバータ付き電源装置の起動時の動作タイミングを説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
図１は、比較例に係る前置コンバータ付き電源装置１００の構成を示す図である。この前置コンバータ付き電源装置１００は、交流電源１０（商用電源）から供給される交流電力を直流電力に変換して、負荷Ｒ１に供給するＡＣ−ＤＣコンバータである。本明細書では前置コンバータ付き電源装置１００への入力電圧として、ワールドワイド仕様に対応したＡＣ８０〜ＡＣ２６４Ｖを想定し、負荷Ｒ１としてＣＰＵを搭載したマザーボードを想定する。以下、前置コンバータ付き電源装置１００が負荷Ｒ１にＤＣ１２Ｖ／２００Ａを供給する例に基づき説明する。即ち、前置コンバータ付き電源装置１００から負荷Ｒ１に２４００Ｗの電力が供給される例である。
【００１９】
前置コンバータ付き電源装置１００は、整流回路２０、ＰＦＣ回路３０、前置コンバータ４０、第１ＤＣ−ＤＣコンバータ５０、駆動部６０、制御部７０、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ８０及び駆動部９０を備える。整流回路２０は、ダイオードブリッジ回路で構成され、交流電源１０から供給される交流電力を整流する。ＰＦＣ回路３０は、整流回路２０により整流された電力の力率を改善し、前置コンバータ４０に供給する。ＰＦＣ回路３０の稼働または停止は制御部７０により制御される。
【００２０】
図１ではＰＦＣ回路３０を昇圧型ＰＦＣ回路で構成している。当該昇圧型ＰＦＣ回路は、第１インダクタＬ１、第１スイッチＳ１、第１ダイオードＤ１及び第１容量Ｃ１を含む。第１インダクタＬ１の入力側端子は整流回路２０の出力電位と接続され、第１インダクタＬ１の出力側端子は第１ダイオードＤ１のアノード端子と接続される。第１スイッチＳ１の高電位側端子は第１インダクタＬ１と第１ダイオードＤ１との間のノードと接続され、第１スイッチＳ１の低電位側端子は低電位側基準電位と接続される。以下、本明細書では低電位側基準電位をグラウンド電位とする。第１容量Ｃ１の高電位側端子は第１ダイオードＤ１のカソード端子と接続され、第１容量Ｃ１の低電位側端子はグラウンド電位と接続される。
【００２１】
第１スイッチＳ１はＭＯＳＦＥＴ等のトランジスタで構成することができる。このトランジスタの制御端子（ゲート端子またはベース端子。以下、ＦＥＴを採用することを想定し、ゲート端子とする）には制御部７０から制御信号が入力される。当該トランジスタは当該制御信号に応じてオンオフする。これにより、第１インダクタＬ１に流れる電流がオンオフされ、力率が改善されるとともにＰＦＣ回路３０の出力電圧が昇圧される。ＰＦＣ回路３０の出力電圧は、第１容量Ｃ１により平滑化されて前置コンバータ４０に出力される。
【００２２】
前置コンバータ４０は制御部７０からの指示にしたがい入力電圧を昇圧または降圧するコンバータである。前置コンバータ４０は、第２スイッチＳ２、第２ダイオードＤ２、第２インダクタＬ２、第３スイッチＳ３、第３ダイオードＤ３及び第２容量Ｃ２を含む。第２スイッチＳ２、第２ダイオードＤ２及び第２インダクタＬ２は、降圧チョッパを構成しており降圧作用を実現する。また、第２インダクタＬ２、第３スイッチＳ３及び第３ダイオードＤ３は、昇圧チョッパを構成しており昇圧作用を実現する。
【００２３】
第２スイッチＳ２の入力側端子はＰＦＣ回路３０の出力電位と接続され、第２スイッチＳ２の出力側端子は第２インダクタＬ２の入力側端子と接続される。第２ダイオードＤ２のカソード端子は第２スイッチＳ２と第２インダクタＬ２との間のノードと接続され、第２ダイオードＤ２のアノード端子はグラウンド電位と接続される。
【００２４】
第２インダクタＬ２の出力側端子は第３ダイオードＤ３のアノード端子と接続される。第３スイッチＳ３の高電位側端子は第２インダクタＬ２と第３ダイオードＤ３との間のノードと接続され、第３スイッチＳ３の低電位側端子はグラウンド電位と接続される。第２容量Ｃ２の高電位側端子は第３ダイオードＤ３のカソード端子と接続され、第２容量Ｃ２の低電位側端子はグラウンド電位と接続される。
【００２５】
第２スイッチＳ２及び第３スイッチＳ３もＭＯＳＦＥＴ等のトランジスタで構成することができる。それぞれのトランジスタのゲート端子には制御部７０から制御信号が入力される。第２スイッチＳ２のデューティ比が低く制御されるほど入力電圧の降圧率が大きくなる。一方、第３スイッチＳ３のデューティ比が大きく制御されるほど入力電圧の昇圧率が大きくなる。
【００２６】
図１では定常動作時、第２スイッチＳ２はオン及び第３スイッチＳ３はオフに制御される。したがって、定常動作時には前置コンバータ４０は入力電圧を昇圧も降圧もせずに、入力電圧をほぼそのまま出力する。前置コンバータ４０が入力電圧を昇圧または降圧するよう制御される場面については後述する。前置コンバータ４０の出力電圧は第２容量Ｃ２により平滑化されて第１ＤＣ−ＤＣコンバータ５０に出力される。
【００２７】
第１ＤＣ−ＤＣコンバータ５０は負荷Ｒ１に供給すべき電圧を生成する。第１ＤＣ−ＤＣコンバータ５０は絶縁型であり、フルブリッジ方式を採用したコンバータである。第１ＤＣ−ＤＣコンバータ５０は、第４スイッチＳ４、第５スイッチＳ５、第６スイッチＳ６、第７スイッチＳ７、第１トランスＴ１、第２トランスＴ２、第８スイッチＳ８、第９スイッチＳ９、第３インダクタＬ３及び第３容量Ｃ３を含む。
【００２８】
第４スイッチＳ４、第５スイッチＳ５、第６スイッチＳ６及び第７スイッチＳ７はフルブリッジ回路を構成する。第４スイッチＳ４及び第５スイッチＳ５の高電位側端子は前置コンバータ４０の出力電位と接続される。第６スイッチＳ６及び第７スイッチＳ７の低電位側端子はグラウンド電位と接続される。第４スイッチＳ４の低電位側端子と第６スイッチＳ６の高電位側端子とが接続され、そのノードは第１トランスＴ１の一次巻線の一方の端子と接続される。第５スイッチＳ５の低電位側端子と第７スイッチＳ７の高電位側端子とが接続され、そのノードは第１トランスＴ１の一次巻線の他方の端子と、第２トランスＴ２の一次巻線を介して接続される。
【００２９】
第４スイッチＳ４、第５スイッチＳ５、第６スイッチＳ６及び第７スイッチＳ７は、ＭＯＳＦＥＴ等のトランジスタで構成することができる。それぞれのトランジスタのゲート端子には駆動部６０から駆動信号が入力される。第４スイッチＳ４及び第７スイッチＳ７がオンで、第５スイッチＳ５及び第６スイッチＳ６がオフに制御される状態で、第１トランスＴ１の一次巻線に順方向電流が流れ、第４スイッチＳ４及び第７スイッチＳ７がオフで、第５スイッチＳ５及び第６スイッチＳ６がオンに制御される状態で、第１トランスＴ１の一次巻線に逆方向電流が流れる。
【００３０】
第２トランスＴ２の二次巻線は図示しない差動アンプ等を介して制御部７０と接続される。これにより、制御部７０は第１トランスＴ１の一次巻線に流れる電流を監視することができる。
【００３１】
第１トランスＴ１の二次巻線の中点は第３インダクタＬ３の入力側端子と接続され、当該二次巻線の両側端子のうち、一方の端子は第８スイッチＳ８の入力側端子と接続され、他方の端子は第９スイッチＳ９の入力側端子と接続される。第８スイッチＳ８及び第９スイッチＳ９の出力側端子は、グラウンド電位と接続される。第３インダクタＬ３の出力側端子は負荷Ｒ１の高電位側端子と接続される。第３容量Ｃ３は、第３インダクタＬ３と負荷Ｒ１との間のノードと、グラウンド電位との間に接続される。
【００３２】
第８スイッチＳ８及び第９スイッチＳ９は、ＭＯＳＦＥＴ等のトランジスタで構成することができる。第８スイッチＳ８を構成するトランジスタのゲート端子は、第９スイッチＳ９の入力側端子と接続され、第９スイッチＳ９を構成するトランジスタのゲート端子は、第８スイッチＳ８の入力側端子と接続される。したがって、第８スイッチＳ８及び第９スイッチＳ９は、第１トランスＴ１の二次巻線に発生する電圧により駆動される、自己駆動型の同期整流素子として作用する。
【００３３】
第８スイッチＳ８及び第９スイッチＳ９により整流された、第１トランスＴ１の二次巻線の出力電圧は、第３インダクタＬ３及び第３容量Ｃ３により平滑化されて負荷Ｒ１に供給される。上述したように本明細書ではＤＣ１２Ｖの電圧が供給される。負荷Ｒ１の駆動中にはＤＣ２００Ａの電流が流れ、２４００Ｗの電力を消費する。
【００３４】
駆動部６０は、第１ＤＣ−ＤＣコンバータ５０から負荷Ｒ１に供給される出力電圧を監視して、当該出力電圧を安定させるようスイッチング素子（即ち、第４スイッチＳ４、第５スイッチＳ５、第６スイッチＳ６及び第７スイッチＳ７）のデューティ比を適応的に変化させて、当該スイッチング素子を駆動する。より具体的には、駆動部６０は負荷Ｒ１に供給される出力電圧が低下すると、上記デューティ比を高くして第１トランスＴ１に流れる電流量を増加させるよう制御する。反対に、駆動部６０は負荷Ｒ１に供給される出力電圧が上昇すると、上記デューティ比を低くして第１トランスＴ１に流れる電流量を減少させるよう制御する。また、駆動部６０は制御部７０からの稼働指示または停止指示に従い第１ＤＣ−ＤＣコンバータ５０を稼働または停止させる。
【００３５】
第１ＤＣ−ＤＣコンバータ５０は、前置コンバータ付き電源装置１００への入力電圧が急低下した際に所定の時間、負荷Ｒ１への出力電圧を維持するために規定された入力電圧範囲（以下、第１入力電圧範囲という）より、狭い入力電圧範囲（以下、第２入力電圧範囲という）で動作するよう設計される。ここで、当該入力電圧が急低下する場面として、主に交流電源１０の停電または瞬時停電が挙げられる。
【００３６】
第２入力電圧範囲で動作するよう設計されるとは、定常動作時に入力され得る電圧範囲で動作するに必要最低限の仕様で設計されることであってもよい。即ち、その電圧範囲を前提に第１トランスＴ１、二次側の回路部品（図１では、第３インダクタＬ３、第８スイッチＳ８、第９スイッチＳ９及び第３容量Ｃ３）の仕様が決定されてもよい。
【００３７】
図１では前置コンバータ４０を追加したことにより、第１ＤＣ−ＤＣコンバータ５０を、定常動作時に入力され得る電圧範囲より低い電圧でも動作するよう設計する必要がない。したがって、上記回路部品に、その低い電圧でも動作するよう仕様に余裕を持たせる必要がない。よって、当該電圧範囲の最低電圧で動作する（即ち、電流が流れる）ものであれば足り、その最低電圧より低い電圧では動作しない（即ち、電流が流れない）ものを採用できる。
【００３８】
また、第２入力電圧範囲で動作するよう設計されることには、第１トランスＴ１の一次巻線に流れる電流を制御するスイッチング素子（第４スイッチＳ４、第５スイッチＳ５、第６スイッチＳ６及び第７スイッチＳ７）のデューティ比が、第１入力電圧範囲で動作するためのデューティ比より高く設定されることを含む。例えば、最大デューティ比（ブリッジ方式では５０％）またはその近傍のデューティ比で当該スイッチング素子が駆動されてもよい。前置コンバータ４０を追加したことにより、当該スイッチング素子に入力される電圧は第２入力電圧範囲に制限されるため、定常動作時に最大デューティ比またはその近傍のデューティ比で駆動することが可能である。
【００３９】
第２ＤＣ−ＤＣコンバータ８０は制御電圧を生成する。この制御電圧は、主に、メイン電源である第１ＤＣ−ＤＣコンバータ５０を駆動するために使用される。例えば、駆動部６０及び制御部７０の電源電圧、各トランジスタのバイアス電圧、負荷Ｒ１以外の外部装置への伝達信号などに使用される。このように第２ＤＣ−ＤＣコンバータ８０は、メイン電源である第１ＤＣ−ＤＣコンバータ５０の駆動を補助する補助電源として機能する。本明細書では第２ＤＣ−ＤＣコンバータ８０はＤＣ５Ｖ／１０Ａの補助電源出力を生成する。なお、この出力は用途に応じて、さらにＤＣ−ＤＣ変換されてもよい。
【００４０】
第２ＤＣ−ＤＣコンバータ８０の入力端子は前置コンバータ４０の出力端子に接続される。第２ＤＣ−ＤＣコンバータ８０はフライバック型コンバータである。第２ＤＣ−ＤＣコンバータ８０は、第４容量Ｃ４、第１０スイッチＳ１０、第３トランスＴ３、第４ダイオードＤ４及び第５容量Ｃ５を含む。
【００４１】
第４容量Ｃ４の高電位側端子はＰＦＣ回路３０の出力端子に接続され、低電位側端子はグラウンド電位に接続される。第４容量Ｃ４は第２ＤＣ−ＤＣコンバータ８０への入力電圧を平滑化する。第３トランスＴ３の一次巻線の高電位側端子はＰＦＣ回路３０の出力端子に接続され、低電位側端子は第１０スイッチＳ１０を介してグラウンド電位に接続される。第１０スイッチＳ１０はＭＯＳＦＥＴ等のトランジスタで構成することができる。このトランジスタのデューティ比により、第３トランスＴ３の一次巻線に流れる電流が決定される。第３トランスＴ３の一次巻線には第１０スイッチＳ１０がオフのときフライバック電圧が発生する。
【００４２】
第３トランスＴ３の二次巻線の高電位側端子は第４ダイオードＤ４のアノード端子に接続され、低電位側端子はグラウンド電位に接続される。第３トランスＴ３の二次巻線は、一次巻線に発生したフライバック電圧を取り出し、第４ダイオードＤ４を介して出力する。第５容量Ｃ５の高電位側端子は第４ダイオードＤ４のカソード端子に接続され、低電位側端子はグラウンド電位に接続される。第５容量Ｃ５は第２ＤＣ−ＤＣコンバータ８０の出力電圧を平滑化する。
【００４３】
駆動部９０は、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ８０の出力電圧を監視して、当該出力電圧を安定させるよう第１０スイッチＳ１０のデューティ比を適応的に変化させて、第１０スイッチＳ１０を駆動する。より具体的には、駆動部９０は第２ＤＣ−ＤＣコンバータ８０の出力電圧が低下すると、上記デューティ比を高くして第３トランスＴ３に流れる電流量を増加させるよう制御する。反対に、駆動部９０は第２ＤＣ−ＤＣコンバータ８０の出力電圧が上昇すると、上記デューティ比を低くして第３トランスＴ３に流れる電流量を減少させるよう制御する。また、駆動部９０は制御部７０からの稼働指示または停止指示に従い第２ＤＣ−ＤＣコンバータ８０を稼働または停止させる。
【００４４】
制御部７０はＰＦＣ回路３０、前置コンバータ４０、第１ＤＣ−ＤＣコンバータ５０及び第２ＤＣ−ＤＣコンバータ８０の稼働または停止を制御する。制御部７０はマイクロプロセッサ及びロジック回路の少なくとも一方で構成される。制御部７０は起動プログラム等の各種プログラム、または外部装置からの指示に従い、ＰＦＣ回路３０、前置コンバータ４０、第１ＤＣ−ＤＣコンバータ５０及び第２ＤＣ−ＤＣコンバータ８０の稼働または停止を制御する。
【００４５】
本明細書では制御部７０は第１ＤＣ−ＤＣコンバータ５０の稼働中はＰＦＣ回路３０も稼動させ、第１ＤＣ−ＤＣコンバータ５０の停止中はＰＦＣ回路３０を停止させる。ＰＦＣ回路３０の駆動による消費電力を低減する趣旨である。また、第１ＤＣ−ＤＣコンバータ５０の稼働とＰＦＣ回路３０の稼働とが連動していれば、第１ＤＣ−ＤＣコンバータ５０の入力電圧範囲を狭く設計でき、第１ＤＣ−ＤＣコンバータ５０を高効率化できる。以下、第１ＤＣ−ＤＣコンバータ５０に、入力電圧がＤＣ３８０Ｖのとき変換効率が９５％になるＤＣ−ＤＣコンバータが使用されるとする。
【００４６】
また、制御部７０は前置コンバータ４０への入力電圧を監視し、当該入力電圧が所定の基準値より低くなったとき前置コンバータ４０内の昇圧チョッパを稼働させて当該入力電圧を昇圧する。具体的には第３スイッチＳ３に所定のデューティ比を持つＰＷＭ信号を供給してオンオフ制御することにより、昇圧チョッパに入力電圧を昇圧させる。その際、当該デューティ比を漸次的に上げていってもよい。上記基準値は前置コンバータ付き電源装置１００への入力電圧が急低下したことを検出するための値である。例えば、交流電源１０の正常動作時における、交流電源１０の出力電圧範囲の下限またはその近傍に設定される。
【００４７】
また、制御部７０は第１ＤＣ−ＤＣコンバータ５０に過電流が発生したことを検出すると、前置コンバータ４０内の降圧チョッパを稼働させて前置コンバータ４０への入力電圧を降圧する。具体的には第２スイッチＳ２に所定のデューティ比を持つＰＷＭ信号を供給してオンオフ制御することにより、降圧チョッパに入力電圧を降圧させる。その際、当該デューティ比を漸次的に下げていってもよい。なお、定常動作時には制御部７０は前置コンバータ４０への入力電圧を昇圧も降圧もしないよう前置コンバータ４０を制御する。
【００４８】
図２は、比較例に係る前置コンバータ付き電源装置１００の起動時の動作タイミングを説明するための図である。図２は各動作主体の出力電圧、ならびに前置コンバータ４０および第１ＤＣ−ＤＣコンバータ５０のステータスの推移を模式的に示している。交流電源１０が供給されると第２ＤＣ−ＤＣコンバータ８０が起動する。その際、制御部７０は第２スイッチＳ２をオンして前置コンバータ４０を導通状態とする。ここでは導通させるだけであり昇圧も降圧もしない。その後、制御部７０はＰＦＣ回路３０及び第１ＤＣ−ＤＣコンバータ５０を起動させる。ＰＦＣ回路３０が起動するとＰＦＣ回路３０の昇圧作用により前置コンバータ４０の出力電圧が上昇する。前置コンバータ付き電源装置１００の起動後も、ＰＦＣ回路３０及び第１ＤＣ−ＤＣコンバータ５０は連動して動作する。なお、比較例では前置コンバータ付き電源装置１００への入力電圧の急低下、または第１ＤＣ−ＤＣコンバータ５０に過電流が発生しない限り、前置コンバータ４０は稼働しない。
【００４９】
図３は、本発明の実施の形態１に係る前置コンバータ付き電源装置１００の構成を示す図である。以下、実施の形態１に係る前置コンバータ付き電源装置１００と、比較例に係る前置コンバータ付き電源装置１００との相違点について説明する。実施の形態１では、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ８０の入力端子は前置コンバータ４０の出力端子に接続される。第２ＤＣ−ＤＣコンバータ８０に含まれる第４容量Ｃ４の高電位側端子は前置コンバータ４０の出力端子に接続され、第３トランスＴ３の一次巻線の高電位側端子は前置コンバータ４０の出力端子に接続される。その他の回路構成は比較例と同様である。
【００５０】
実施の形態１では、制御部７０はＰＦＣ回路３０及び第１ＤＣ−ＤＣコンバータ５０の停止中に第２ＤＣ−ＤＣコンバータ８０を稼働させる場合、前置コンバータ４０に含まれる昇圧チョッパを稼働させる。実施の形態１では、この昇圧チョッパは入力電圧をＤＣ３８０Ｖ程度に昇圧する。本明細書では前置コンバータ付き電源装置１００の入力電圧範囲をＡＣ８０〜ＡＣ２６４Ｖとしているので、ＰＦＣ回路３０が停止中で当該昇圧チョッパを稼働させない場合、前置コンバータ４０の出力はＤＣ１００〜ＤＣ４００Ｖ程度となる。
【００５１】
したがって、当該昇圧チョッパを稼働させない場合、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ８０の入力電圧範囲はＤＣ１００〜ＤＣ４００Ｖ程度となり、それに対応する仕様の回路部品を使用する必要がある。これに対し、当該昇圧チョッパを稼働させる場合、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ８０の入力電圧範囲はＤＣ３５０〜ＤＣ４００Ｖ程度でよく、それに対応する仕様の回路部品を使用すればよい。第１ＤＣ−ＤＣコンバータ５０で説明したように、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ８０の入力電圧範囲が狭いほど、回路部品を低コスト化できる。
【００５２】
また、前者ではＤＣ１００ＶからＤＣ５Ｖへの変換にも対応する必要がある。後者ではＤＣ３５０ＶからＤＣ５Ｖへの変換に対応できればよい。したがって、後者のほうが前者より第３トランスＴ３の巻線比を大きくし、第１０スイッチＳ１０のデューティ比を上げることができる。第１０スイッチＳ１０のデューティ比を上げるとピーク電圧が低下し、スイッチングによる電力損失を削減できる。前者では第２ＤＣ−ＤＣコンバータ８０の変換効率は６０〜７０％程度である。これに対し、後者では前置コンバータ４０を稼働させるための電力を差し引いてもその変換効率は約９０％に上昇する。
【００５３】
図４は、本発明の実施の形態１に係る前置コンバータ付き電源装置１００の起動時の動作タイミングを説明するための図である。交流電源１０が供給されると、制御部７０は前置コンバータ４０及び第２ＤＣ−ＤＣコンバータ８０を起動する。具体的には前置コンバータ４０に含まれる昇圧チョッパを稼働させて、前置コンバータ４０への入力電圧を昇圧させる。なお、前置コンバータ４０の起動時、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ８０は起動していないため、制御部７０の電源電圧は第２ＤＣ−ＤＣコンバータ８０の出力以外から供給される必要がある。
【００５４】
前置コンバータ４０及び第２ＤＣ−ＤＣコンバータ８０の起動後、制御部７０はＰＦＣ回路３０及び第１ＤＣ−ＤＣコンバータ５０を起動させる。ＰＦＣ回路３０の起動後、制御部７０は前置コンバータ４０を停止させる。より具体的には前置コンバータ４０に含まれる昇圧チョッパを停止させる。制御部７０は昇圧チョッパを停止させた後、第２スイッチＳ２をオンに維持し、前置コンバータ４０を導通状態とする。ＰＦＣ回路３０が稼働するとＰＦＣ回路３０が昇圧作用を持つため、前置コンバータ４０を停止させても、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ８０への入力電圧をＤＣ３５０〜ＤＣ４００Ｖの範囲に維持できる。
【００５５】
ここで、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ８０を起動する際、ＰＦＣ回路３０ではなく前置コンバータ４０を起動させる理由を説明する。ＰＦＣ回路３０は定常的に動作する必要がある。一方、前置コンバータ４０は過渡状態でのみ動作すれば足りる。また、ＰＦＣ回路３０は力率を改善するため０Ｖ近辺の電圧から昇圧する必要があり、駆動信号のデューティ比は大きくなる。一方、前置コンバータ４０は力率を改善する必要がないため本明細書では１００Ｖ以上の電圧を昇圧し、駆動信号のデューティ比は小さくなる。ＰＦＣ回路３０は定常時のオン抵抗を下げるため、第１スイッチＳ１に、並列接続された複数のトランジスタを用いる。例えば、並列接続された３つのトランジスタを用いる。一方、前置コンバータ４０は過渡状態しか動作させず、パルス幅も狭いため、第３スイッチＳ３に１つのトランジスタを用いる。
【００５６】
図５は、ＰＦＣ回路３０及び前置コンバータ４０の消費電力の一例を示す図である。図５にＰＦＣ回路３０及び前置コンバータ４０のそれぞれが２４００Ｗの電力を出力する場合と、７２Ｗの電力を出力する場合の消費電力の例を挙げている。この例では２４００Ｗの電力を出力する場合、ＰＦＣ回路３０の駆動電力は１０Ｗ、スイッチング損失及び配線損失を合計した電力損失は９０Ｗで、合計１００Ｗの電力を消費する。一方、前置コンバータ４０の駆動電力は３Ｗ、電力損失は１３５Ｗで、合計１３８Ｗの電力を消費する。７２Ｗの電力を出力する場合、ＰＦＣ回路３０の駆動電力は１０Ｗ、電力損失は３Ｗで、合計１３Ｗの電力を消費する。一方、前置コンバータ４０の駆動電力は３Ｗ、電力損失は４Ｗで、合計７Ｗの電力を消費する。
【００５７】
この例ではＰＦＣ回路３０はスイッチング用のトランジスタを３つ用い、前置コンバータ４０はスイッチング用のトランジスタを１つ用いるため、ＰＦＣ回路３０の駆動電力は前置コンバータ４０の駆動電力の約３倍になる。また、ＰＦＣ回路３０のほうがオン抵抗が大きいため、電流が大きくなるほどＰＦＣ回路３０のほうが電力損失が小さくなる。一方、電流が小さい場合、電力損失全体に対する配線抵抗の影響が大きくなり、前置コンバータ４０のほうが電力損失が小さくなる。このように２４００Ｗの電力を出力する場合、ＰＦＣ回路３０が昇圧するほうが有利であり、７２Ｗの電力を出力する場合、前置コンバータ４０が昇圧するほうが有利である。
【００５８】
第１ＤＣ−ＤＣコンバータ５０の起動後は、第１ＤＣ−ＤＣコンバータ５０が負荷Ｒ１に２４００Ｗの電力を供給する必要があるため、第１ＤＣ−ＤＣコンバータ５０に２４００Ｗ近辺の電力が入力される必要がある。一方、第１ＤＣ−ＤＣコンバータ５０の起動前は、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ８０が５０Ｗの電力を出力すれば足りるため、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ８０に５０Ｗ近辺の電力が入力されれば足りる。第１ＤＣ−ＤＣコンバータ５０には電力が入力されないため、その電力は考慮する必要がない。このように、第１ＤＣ−ＤＣコンバータ５０の起動前は前置コンバータ４０が昇圧し、第１ＤＣ−ＤＣコンバータ５０の起動後はＰＦＣ回路３０が昇圧することが有利である。
【００５９】
以上説明したように実施の形態１によれば、第１ＤＣ−ＤＣコンバータ５０の前段に前置コンバータ４０を接続し、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ８０の入力端子を前置コンバータ４０の出力端子に接続することにより、高変換効率、高信頼性、低コストな前置コンバータ付き電源装置１００を実現できる。具体的には、停電時などの入力電圧急低下時に入力電圧を昇圧する前置コンバータ４０を接続したことにより、第１ＤＣ−ＤＣコンバータ５０の入力電圧範囲を狭くでき、高変換効率、高信頼性、低コストな第１ＤＣ−ＤＣコンバータ５０を実現できる。また、第１ＤＣ−ＤＣコンバータ５０が停止中に第２ＤＣ−ＤＣコンバータ８０を稼働する場合、前置コンバータ４０を稼働させることにより、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ８０の入力電圧範囲を狭くでき、高変換効率、高信頼性、低コストな第２ＤＣ−ＤＣコンバータ８０を実現できる。また、ＰＦＣ回路３０を使用する場合と比較し、消費電力を低減できる。
【００６０】
また、前置コンバータ４０は降圧チョッパおよび昇圧チョッパを構成しているが、第２インダクタＬ２および第２容量Ｃ２を共用化している。したがって、前置コンバータ４０の回路規模を小さくすることができる。
【００６１】
図６は、本発明の実施の形態２に係る前置コンバータ付き電源装置１００の構成を示す図である。以下、実施の形態２に係る前置コンバータ付き電源装置１００と、実施の形態１に係る前置コンバータ付き電源装置１００との相違点について説明する。実施の形態２では、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ８０の入力端子は前置コンバータ４０の出力端子に加えて、ＰＦＣ回路３０の出力端子にも接続される。
【００６２】
第５ダイオードＤ５は前置コンバータ４０の出力電流がＰＦＣ回路３０の出力端子に回り込むことを防止する。第５ダイオードＤ５のアノード端子はＰＦＣ回路３０の出力端子に接続され、カソード端子は第２ＤＣ−ＤＣコンバータ８０の入力端子および前置コンバータ４０の出力端子に接続される。第６ダイオードＤ６はＰＦＣ回路３０の出力電流が前置コンバータ４０の出力端子に回り込むことを防止する。第６ダイオードＤ６のアノード端子は前置コンバータ４０の出力端子に接続され、カソード端子は第２ＤＣ−ＤＣコンバータ８０の入力端子およびＰＦＣ回路３０の出力端子に接続される。
【００６３】
第２ＤＣ−ＤＣコンバータ８０に含まれる第４容量Ｃ４の高電位側端子は、ＰＦＣ回路３０および前置コンバータ４０の出力端子に、第５ダイオードＤ５および第６ダイオードＤ６を介してそれぞれ接続される。第３トランスＴ３の一次巻線の高電位側端子は、ＰＦＣ回路３０および前置コンバータ４０の出力端子に、第５ダイオードＤ５および第６ダイオードＤ６を介してそれぞれ接続される。その他の回路構成は実施の形態１と同様である。
【００６４】
実施の形態２では、前置コンバータ付き電源装置１００の起動時、制御部７０は前置コンバータ４０に含まれる降圧チョッパを稼働させ、定常状態に移行後、降圧チョッパの稼働を停止させる。具体的には第２スイッチＳ２に所定のデューティ比を持つＰＷＭ信号を供給してオンオフ制御することにより、降圧チョッパに入力電圧を降圧させる。その際、当該デューティ比を漸次的に上げていってもよい。これにより、前置コンバータ４０によるソフトスタートを実現させる。
【００６５】
図７は、本発明の実施の形態２に係る前置コンバータ付き電源装置１００の起動時の動作タイミングを説明するための図である。交流電源１０が供給されると、制御部７０は前置コンバータ４０及び第２ＤＣ−ＤＣコンバータ８０を起動する。具体的には前置コンバータ４０に含まれる昇圧チョッパを稼働させて、前置コンバータ４０への入力電圧を昇圧させる。前置コンバータ４０及び第２ＤＣ−ＤＣコンバータ８０の起動後、制御部７０はＰＦＣ回路３０及び第１ＤＣ−ＤＣコンバータ５０を起動させる。その際、制御部７０は第２スイッチＳ２をオフして前置コンバータ４０を遮断状態とする。図７ではこの遮断期間を斜線で描いている。その後、制御部７０は前置コンバータ４０に含まれる降圧チョッパを稼働させて、前置コンバータ４０への入力電圧を降圧させながら、第１ＤＣ−ＤＣコンバータ５０に供給する。これにより、ソフトスタートを実現できる。
【００６６】
前置コンバータ４０の遮断期間および降圧期間にＰＦＣ回路３０が稼働している。ＰＦＣ回路３０は昇圧作用を持ち、ＰＦＣ回路３０の出力端子と第２ＤＣ−ＤＣコンバータ８０の入力端子とが接続されているため、前置コンバータ４０の遮断期間および降圧期間中も、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ８０への入力電圧をＤＣ３５０〜ＤＣ４００Ｖの範囲に維持できる。第１ＤＣ−ＤＣコンバータ５０の起動後、制御部７０は前置コンバータ４０を停止させる。より具体的には前置コンバータ４０に含まれる降圧チョッパを停止させる。制御部７０は降圧チョッパを停止させた後、第２スイッチＳ２をオンに維持し、前置コンバータ４０を導通状態とする。
【００６７】
以上説明したように実施の形態２によれば、実施の形態１の効果に加えて次の効果を奏する。即ち、前置コンバータ付き電源装置１００の電源投入時において前置コンバータ４０に含まれる降圧チョッパを稼働させることにより、電源投入時の突入電流を抑制できる。その際、ＰＦＣ回路３０の出力端子と第２ＤＣ−ＤＣコンバータ８０の入力端子とが接続されているため、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ８０への入力電圧を所定の電圧範囲に維持できる。
【００６８】
また、制御部７０は過電流検出に起因して、前置コンバータ４０に含まれる降圧チョッパを稼働させる場合もある。この場合も、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ８０への入力電圧を所定の電圧範囲に維持できる。
【００６９】
以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
【００７０】
上述した実施の形態１、２では、第１ＤＣ−ＤＣコンバータ５０にフルブリッジ方式、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ８０にフライバック方式を採用する例を説明した。この点、その他の方式を採用してもよい。例えば、ハーフブリッジ方式、プッシュプル方式、フォワード方式などを採用してもよい。
【００７１】
また、図３、６に示すＡＣ−ＤＣコンバータにて、ＰＦＣ回路３０が取り除かれた構成であってもよい。また、交流電源１０の代わりに直流電源が用いられるＤＣ−ＤＣコンバータであってもよい。この場合、整流回路２０は必要ない。
【符号の説明】
【００７２】
１００  前置コンバータ付き電源装置、  １０  交流電源、  ２０  整流回路、  ３０  ＰＦＣ回路、  ４０  前置コンバータ、  ５０  第１ＤＣ−ＤＣコンバータ、  ６０  駆動部、  ７０  制御部、  ８０  第２ＤＣ−ＤＣコンバータ、  ９０  駆動部、Ｒ１  負荷。
【図１】
0005731955.tif 000002
【図２】
0005731955.tif 000003
【図３】
0005731955.tif 000004
【図４】
0005731955.tif 000005
【図５】
0005731955.tif 000006
【図６】
0005731955.tif 000007
【図７】
0005731955.tif 000008