(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の受信アンテナのそれぞれに、複数の遅延素子とフィルタ係数を乗算する複数の乗算素子を有するアナログフィルタを接続され、前記アナログフィルタのフィルタ係数を制御することにより、希望波の信号品質を改善する無線信号の受信装置における受信方法であって、
希望信号を送信するアンテナと前記受信アンテナとの間のインパルス応答を受信処理前に推定するチャネル推定ステップと、
前記推定されたインパルス応答を用いて、複数のアナログフィルタの、複数のフィルタ係数からなるフィルタ係数ベクトルを算出するフィルタベクトル推定ステップと、
前記算出されたフィルタ係数ベクトルにより、前記受信アンテナのそれぞれから入力された受信信号に重みづけ処理を行う重みづけステップとを有し、
前記フィルタベクトル推定ステップは、離散フーリエ行列Ｄのｋ番目の行ベクトルｄｋの巡回行列Ｄｋを用いた相関行列ＤｋＨＤｋを対角に並べたブロック対角行列Φｋ、希望信号のインパルス応答行列￣Ｈ（￣はＨの頭に付く）、干渉信号のインパルス応答行列￣Ｋ（￣はＫの頭に付く）、離散フーリエ変換処理のポイント数Ｍを用いて表せる
【数１】
0005669046.tif 000086
を、
【数２】
0005669046.tif 000087
の条件下で最小化することによりフィルタ係数ベクトルｗを算出することを特徴とする受信方法。
【請求項２】
複数の受信アンテナのそれぞれに、複数の遅延素子とフィルタ係数を乗算する複数の乗算素子を有するアナログフィルタを接続され、前記アナログフィルタのフィルタ係数を制御することにより、希望波の信号品質を改善する無線信号の受信装置における受信方法であって、
希望信号を送信する複数のアンテナと前記受信アンテナとの間のインパルス応答￣Ｈ１〜￣ＨＺ（￣はＨの頭に付く）を受信処理前に推定するチャネル推定ステップと、
前記推定されたインパルス応答を用いて、複数のアナログフィルタの、複数のフィルタ係数からなるフィルタ係数ベクトルを算出するフィルタベクトル推定ステップと、
前記算出されたフィルタ係数により、前記受信アンテナのそれぞれから入力された受信信号に重みづけ処理を行う重みづけステップとを有し、
前記フィルタベクトル推定ステップは、α番目の送信アンテナに対し、離散フーリエ行列Ｄのｋ番目の行ベクトルｄｋの巡回行列Ｄｋを用いた相関行列ＤｋＨＤｋを対角に並べたブロック対角行列Φｋ、干渉信号のインパルス応答行列￣Ｋ（￣はＫの頭に付く）、離散フーリエ変換処理のポイント数Ｍを用いて表せる
【数３】
0005669046.tif 000088
を、
【数４】
0005669046.tif 000089
の条件下で最小化することにより、フィルタ係数ベクトルｗをα番目の送信アンテナに対するフィルタ係数ベクトルｗαとして算出することを特徴とする受信方法。
【請求項３】
前記フィルタベクトル推定ステップは、フィルタ係数ベクトルｗ、離散フーリエ行列Ｄのｋ番目の行ベクトルｄｋの巡回行列Ｄｋを用いた相関行列ＤｋＨＤｋを対角に並べたブロック対角行列Φｋ、インパルス応答行列￣Ｈ（￣はＨの頭に付く）、干渉信号のインパルス応答行列￣Ｋ（￣はＫの頭に付く）、雑音電力と干渉電力の重みを決定するパラメータγ、離散フーリエ変換処理のポイント数Ｍを用いて、μをステップサイズパラメータとして、逐次的にウエイトを演算し、α番目の送信アンテナに対するｊ＋１回目の逐次演算後のフィルタ係数ベクトルｗα（ｊ＋１）を
【数５】
0005669046.tif 000090
として算出することを特徴とする請求項１または２に記載の受信方法。
【請求項４】
得られたフィルタ係数ｗ１〜ｗＱに対し、直交化法を用い、ｉ番目のフィルタ係数ベクトルｗｉに対し、１〜（ｉ−１）番目のフィルタ係数ベクトルｗ１〜ｗ（ｉ−１）に対する直交条件を付加することで、複数の受信装置に対する出力をそれぞれ相関の低い受信信号とすることを特徴とする請求項２または３記載の受信方法。
【請求項５】
複数の受信アンテナのそれぞれに、複数の遅延素子とフィルタ係数を乗算する複数の乗算素子を有するアナログフィルタを接続され、前記アナログフィルタのフィルタ係数を制御することにより、希望波の信号品質を改善する無線信号の受信装置であって、
希望信号を送信するアンテナと前記受信アンテナとの間のインパルス応答を受信処理前に推定するチャネル推定手段と、
前記推定されたインパルス応答を用いて、複数のアナログフィルタの、複数のフィルタ係数からなるフィルタ係数ベクトルを算出するフィルタベクトル推定手段と、
前記算出されたフィルタ係数により、前記受信アンテナのそれぞれから入力された受信信号に重みづけ処理を行う重みづけ手段とを備え、
前記フィルタベクトル推定手段は、離散フーリエ行列Ｄのｋ番目の行ベクトルｄｋの巡回行列Ｄｋを用いた相関行列ＤｋＨＤｋを対角に並べたブロック対角行列Φｋ、希望信号のインパルス応答行列￣Ｈ（￣はＨの頭に付く）、干渉信号のインパルス応答行列￣Ｋ（￣はＫの頭に付く）、離散フーリエ変換処理のポイント数Ｍを用いて表せる
【数６】
0005669046.tif 000091
を、
【数７】
0005669046.tif 000092
の条件下で最小化することによりフィルタ係数ベクトルｗを算出することを特徴とする受信装置。
【請求項６】
複数の受信アンテナのそれぞれに、複数の遅延素子とフィルタ係数を乗算する複数の乗算素子を有するアナログフィルタを接続され、前記アナログフィルタのフィルタ係数を制御することにより、希望波の信号品質を改善する無線信号の受信装置であって、
希望信号を送信する複数のアンテナと前記受信アンテナとの間のインパルス応答￣Ｈ１〜￣Ｈ２（￣はＨの頭に付く）を受信処理前に推定するチャネル推定手段と、
前記推定されたインパルス応答を用いて、複数のアナログフィルタの、複数のフィルタ係数からなるフィルタ係数ベクトルを算出するフィルタベクトル推定手段と、
前記算出されたフィルタ係数により、前記受信アンテナのそれぞれから入力された受信信号に重みづけ処理を行う重みづけ手段とを備え、
前記フィルタベクトル推定手段は、α番目の送信アンテナに対し、離散フーリエ行列Ｄのｋ番目の行ベクトルｄｋの巡回行列Ｄｋを用いた相関行列ＤｋＨＤｋを対角に並べたブロック対角行列Φｋ、干渉信号のインパルス応答行列￣Ｋ（￣はＫの頭に付く）、離散フーリエ変換処理のポイント数Ｍを用いて表せる
【数８】
0005669046.tif 000093
を、
【数９】
0005669046.tif 000094
の条件下で最小化することによりフィルタ係数ベクトルｗをα番目の送信アンテナに対するフィルタ係数ベクトルｗαとして算出することを特徴とする受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一つ以上の非希望端末からの干渉信号が到来する環境において、非希望端末からの信号をキャンセルしつつ、一つ以上の希望端末からの信号を受信する干渉キャンセラ技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から複数のアンテナを有し、アナログフィルタを用いて主信号に指向性を向け、干渉信号を抑圧する方式についての研究が盛んに行われている。予めアナログ回路で信号対雑音電力比を高めるように受信することで、アナログ・デジタル変換器の数を減らすことができ、また、干渉信号の影響を除去することで、信号検出・ＡＧＣ（Auto gain control）・ＡＦＣ（Auto frequency control）の精度を高めることができる（例えば、非特許文献１参照）。
【０００３】
しかし、アナログ・デジタル変換器の数がアンテナ素子数より少ない構成では、アナログフィルタの係数を決定するための方法として、ブラインドアルゴリズムを用いる必要がある。ブラインドアルゴリズムを用いる場合、主信号および干渉信号が継続的に到来する通信環境では、従来の技術で有効に動作させることができる。しかしながら、パケット送信に基づくシングルキャリア方式およびＯＦＤＭ方式による通信では、主信号と干渉信号が独立のタイミングで到来する場合に、従来方式で干渉除去を行うことは難しい。
【０００４】
図６に従来の送受信装置の構成を示す。図６において、１−１〜１−Ｐはアンテナ、３はアナログフィルタ部、３−１−１〜３−１−Ｐはアナログフィルタ、４は結合器、５は受信装置、６は信号検出回路、７は復号回路、８はフィルタ係数設定回路である。まず、送信されている信号として、サイクリックプリフィックスを用いた送信信号の場合、時刻ｎにおけるＭ×１の情報信号ブロックｓ（ｎ）にＫポイントのガードインターバルとしてサイクリックプリフィックスが付与され、（Ｍ＋Ｋ）×１の送信信号ブロックｓ’（ｎ）が生成される。
【数１】
0005669046.tif 000002
ここで、Ｔｃｐは（Ｍ＋Ｋ）×ＭのＧＩ付加行列であり、
【数２】
0005669046.tif 000003
で定義される。
【０００５】
ただし、０Ｋ×（Ｍ−Ｋ）はＫ×（Ｍ−Ｋ）の零行列を表し、ＩＭ×ＭはＭ×Ｍの単位行列を表す。ここで、ｓ（ｎ）は直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）の信号であってもよいし、シングルキャリア伝送方式（ＳＣ）の信号であってもよい。
【０００６】
受信アンテナ素子数をＰとし、通信路のインパルス応答長をＬとすると、ｐ番目のアンテナ素子における通信路の（Ｍ×１）のインパルス応答ベクトルは
【数３】
0005669046.tif 000004
と表せる。受信ブロックに付加される（Ｍ＋Ｋ）×１の雑音ベクトルをｎｐ（ｎ）とする。ただし、ｎｐ（ｎ）の各成分は平均０、分散σ２の白色雑音であるとする。このときアレー出力におけるインパルス応答ベクトル
【数４】
0005669046.tif 000005
および雑音ベクトルｎ’（ｎ）は、Ｐ×１のフィルタ係数ベクトル
【数５】
0005669046.tif 000006
を用いて、
【数６】
0005669046.tif 000007
【数７】
0005669046.tif 000008
【数８】
0005669046.tif 000009
【数９】
0005669046.tif 000010
と書ける。ここで、（・）Ｈはエルミート転置を表す。
【０００７】
以下に、各アンテナにより受信された信号についての処理動作を説明する。まず、アンテナ１−ｉ（１≦ｉ≦Ｐ）において受信される、時刻ｎおよび時刻（ｎ−１）に対応する（Ｍ＋Ｋ）×１の受信信号ｒ’ｉ（ｎ）が得られる。ここで、時刻（ｎ−１）に対応する受信信号とは、時刻ｎの主信号に対する時刻（ｎ−１）の主信号によるシンボル間干渉に相当する信号成分である。アナログフィルタ３では、各アンテナに対応するアナログフィルタ３−ｉ（１≦ｉ≦Ｐ）が、フィルタ係数設定回路８により設定された係数ｗｉを受信信号に乗算し、結合器４において各アナログフィルタ３−１〜３−Ｐからの出力信号を結合し、受信装置５において周波数変換され、デジタル信号として取得された後、信号検出回路６により時刻ｎの送信信号に対応する受信信号ブロックが
【数１０】
0005669046.tif 000011
として得られる。
【０００８】
ＧＩ除去前の受信信号ブロックは、インパルス応答および熱雑音を用いて、
【数１１】
0005669046.tif 000012
で与えられる。ここで、Ｈ０およびＨ１は、アレー出力におけるインパルス応答ベクトルの係数を用いて
【数１２】
0005669046.tif 000013
【数１３】
0005669046.tif 000014
で定義される（Ｍ＋Ｋ）×（Ｍ＋Ｋ）の行列である。
【０００９】
復号回路８は、まずサイクリックプリフィックスの除去を行う。ＧＩ除去行列は
【数１４】
0005669046.tif 000015
と表せ、これを用いることで、サイクリックプリフィックスが除去され、Ｍ×１の受信信号ブロック
【数１５】
0005669046.tif 000016
を得る。ただし、インパルス応答の次数がサイクリックプリフィックス長以下であること、すなわちＫ≧Ｌ−１を仮定している。
【００１０】
さらに、
【数１６】
0005669046.tif 000017
【数１７】
0005669046.tif 000018
とすると、
【数１８】
0005669046.tif 000019
と表せる。Ｃはその成分を書き下すことで、
【数１９】
0005669046.tif 000020
と書ける。
【００１１】
ここで、Ｃｉｒ［ａ］は、第１列がベクトルａである巡回行列を表す。巡回行列の逆行列は巡回行列であり、また巡回行列は離散フーリエ変換（ＤＦＴ）行列により対角化される。したがって、行列Ｃは（ｋ，ｎ）成分が
【数２０】
0005669046.tif 000021
で与えられるＭ×ＭのＤＦＴ行列Ｄを用いて、
【数２１】
0005669046.tif 000022
と表すことができる。
【００１２】
従来の方式では、アダプティブアレーのフィルタ係数ｗを、アレー出力のＳＮＲを最大化したり、ＭＭＳＥアルゴリズムを用いたりして決定することができる。ここで、相関行列〜Ｒｍ（〜はＲの頭に付く、以下同様）を以下のように定義する。
【数２２】
0005669046.tif 000023
フィルタ係数ｗは
【数２３】
0005669046.tif 000024
を最大化するように決定でき、〜Ｒｍのｍ＝１〜Ｍの総和として得られる行列の最大固有値に対応する固有ベクトルをｗとして決定することができる。
【００１３】
またはＭＭＳＥアルゴリズムの最急降下法を用いて、
【数２４】
0005669046.tif 000025
ここで、ｗ（ｋ）はｋ回目のイタレーションでのフィルタ係数ベクトル、μはステップサイズパラメータであり、０＜μ＜１として設定される。このようにしてフィルタ係数ベクトルを得ることができる。復号回路７は受信した信号を復号するとともに、（２３）式や（２４）式において固有ベクトルｗを決定するのに必要な係数をフィルタ係数設定回路８へ出力する。フィルタ係数設定回路８は新たなフィルタ係数を計算し、アナログフィルタ３−１〜３−Ｍのフィルタ係数を更新する。
【００１４】
ＯＦＤＭに対しても上記アルゴリズムは同様に用いることができる。ＯＦＤＭでは、（１）式の情報信号ブロックｓ（ｎ）が、周波数領域で生成されたＫポイントの送信信号ｄ（ｎ）にＩＤＦＴを用いて、
【数２５】
0005669046.tif 000026
と定義され、受信側では、周波数領域で等化した後にＩＤＦＴを行うことなく復号することで送信信号が得られる。ＯＦＤＭ信号の送信信号ｄ（ｎ）は、周波数領域のチャネル情報λ１〜λＫの逆数を対角要素とする対角行列Γを用いて
【数２６】
0005669046.tif 000027
として得られる。ここでΓ＝Λ−１である。
【００１５】
従来の方法では、各アナログフィルタに単一の係数を指定するため、選択性フェージングが問題となるブロードバンド信号に適用する場合、干渉信号の抑圧効果が小さくなる問題がある。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００１６】
【非特許文献１】M. L. Leou and C. C. Yeh, "Novel Hybrid of Adaptive Array and qualizer for Mobile Communications," IEEE Trans. Veh. Technol., vol. 49, pp. 1-10, Jan. 2000.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
前述したように、従来の方法では、アナログフィルタにより、通信品質を改善する受信装置において、干渉信号が受信される場合に、選択性フェージング環境において希望信号の抽出効果が小さくなるという問題がある。
【００１８】
本発明は、このような事情に鑑みてなされたもので、通信品質を改善する受信装置において、干渉信号が受信される場合に、選択性フェージング環境において希望信号の抽出効果が小さくなるという問題を解決することができる無線信号の受信方法及び受信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
本発明は、複数の受信アンテナのそれぞれに、複数の遅延素子とフィルタ係数を乗算する複数の乗算素子を有するアナログフィルタを接続され、前記アナログフィルタのフィルタ係数を制御することにより、希望波の信号品質を改善する無線信号の受信装置における受信方法であって、希望信号を送信するアンテナと前記受信アンテナとの間のインパルス応答を受信処理前に推定するチャネル推定ステップと、前記推定されたインパルス応答を用いて、複数のアナログフィルタの、複数のフィルタ係数からなるフィルタ係数ベクトルを算出するフィルタベクトル推定ステップと、前記算出されたフィルタ係数ベクトルにより、前記受信アンテナのそれぞれから入力された受信信号に重みづけ処理を行う重みづけステップとを有し、前記フィルタベクトル推定ステップは、離散フーリエ行列Ｄのｋ番目の行ベクトルｄｋの巡回行列Ｄｋを用いた相関行列ＤｋＨＤｋを対角に並べたブロック対角行列Φｋ、希望信号のインパルス応答行列￣Ｈ（￣はＨの頭に付く）、干渉信号のインパルス応答行列￣Ｋ（￣はＫの頭に付く）、離散フーリエ変換処理のポイント数Ｍを用いて表せる
【数２７】
0005669046.tif 000028
を、
【数２８】
0005669046.tif 000029
の条件下で最小化することによりフィルタ係数を算出することを特徴とする。
【００２０】
本発明は、複数の受信アンテナのそれぞれに、複数の遅延素子とフィルタ係数を乗算する複数の乗算素子を有するアナログフィルタを接続され、前記アナログフィルタのフィルタ係数を制御することにより、希望波の信号品質を改善する無線信号の受信装置における受信方法であって、希望信号を送信する複数のアンテナと前記受信アンテナとの間のインパルス応答￣Ｈ１〜￣ＨＺ（￣はＨの頭に付く）を受信処理前に推定するチャネル推定ステップと、前記推定されたインパルス応答を用いて、複数のアナログフィルタの、複数のフィルタ係数からなるフィルタ係数ベクトルを算出するフィルタベクトル推定ステップと、前記算出されたフィルタ係数により、前記受信アンテナのそれぞれから入力された受信信号に重みづけ処理を行う重みづけステップとを有し、前記フィルタベクトル推定ステップは、α番目の送信アンテナに対し、離散フーリエ行列Ｄのｋ番目の行ベクトルｄｋの巡回行列Ｄｋを用いた相関行列ＤｋＨＤｋを対角に並べたブロック対角行列Φｋ、干渉信号のインパルス応答行列￣Ｋ（￣はＫの頭に付く）、離散フーリエ変換処理のポイント数Ｍを用いて表せる
【数２９】
0005669046.tif 000030
を、
【数３０】
0005669046.tif 000031
の条件下で最小化することにより、フィルタ係数ベクトルｗをα番目の送信アンテナに対するフィルタ係数ベクトルｗαとして算出することを特徴とする。
【００２１】
本発明は、前記フィルタベクトル推定ステップは、フィルタ係数ベクトルｗ、離散フーリエ行列Ｄのｋ番目の行ベクトルｄｋの巡回行列Ｄｋを用いた相関行列ＤｋＨＤｋを対角に並べたブロック対角行列Φｋ、インパルス応答行列￣Ｈ（￣はＨの頭に付く）、干渉信号のインパルス応答行列￣Ｋ（￣はＫの頭に付く）、雑音電力と干渉電力の重みを決定するパラメータγ、離散フーリエ変換処理のポイント数Ｍを用いて、μをステップサイズパラメータとして、逐次的にウエイトを演算し、α番目の送信アンテナに対するｊ＋１回目の逐次演算後のタップ重みをｗα（ｊ＋１）を
【数３１】
0005669046.tif 000032
として算出することを特徴とする。
【００２２】
本発明は、得られたフィルタ係数ｗ１〜ｗＱに対し、直交化法を用い、ｉ番目のフィルタ係数ベクトルｗｉに対し、１〜（ｉ−１）番目のフィルタ係数ベクトルｗ１〜ｗ（ｉ−１）に対する直交条件を付加することで、複数の受信装置に対する出力をそれぞれ相関の低い受信信号とすることを特徴とする。例えば、得られたフィルタ係数に対して、
【数３２】
0005669046.tif 000033
として、ｉ番目のフィルタ係数ベクトルに対し、１〜（ｉ−１）番目のフィルタ係数ベクトルに対し直交条件を付加する。
【００２３】
本発明は、複数の受信アンテナのそれぞれに、複数の遅延素子とフィルタ係数を乗算する複数の乗算素子を有するアナログフィルタを接続され、前記アナログフィルタのフィルタ係数を制御することにより、希望波の信号品質を改善する無線信号の受信装置であって、
希望信号を送信するアンテナと前記受信アンテナとの間のインパルス応答を受信処理前に推定するチャネル推定手段と、前記推定されたインパルス応答を用いて、複数のアナログフィルタの、複数のフィルタ係数からなるフィルタ係数ベクトルを算出するフィルタベクトル推定手段と、前記算出されたフィルタ係数により、前記受信アンテナのそれぞれから入力された受信信号に重みづけ処理を行う重みづけ手段とを備え、前記フィルタベクトル推定手段は、離散フーリエ行列Ｄのｋ番目の行ベクトルｄｋの巡回行列Ｄｋを用いた相関行列ＤｋＨＤｋを対角に並べたブロック対角行列Φｋ、希望信号のインパルス応答行列￣Ｈ（￣はＨの頭に付く）、干渉信号のインパルス応答行列￣Ｋ（￣はＫの頭に付く）、離散フーリエ変換処理のポイント数Ｍを用いて表せる
【数３３】
0005669046.tif 000034
を、
【数３４】
0005669046.tif 000035
の条件下で最小化することによりフィルタ係数ベクトルｗを算出することを特徴とする。
【００２４】
本発明は、複数の受信アンテナのそれぞれに、複数の遅延素子とフィルタ係数を乗算する複数の乗算素子を有するアナログフィルタを接続され、前記アナログフィルタのフィルタ係数を制御することにより、希望波の信号品質を改善する無線信号の受信装置であって、
希望信号を送信する複数のアンテナと前記受信アンテナとの間のインパルス応答￣Ｈ１〜￣Ｈ２（￣はＨの頭に付く）を受信処理前に推定するチャネル推定手段と、前記推定されたインパルス応答を用いて、複数のアナログフィルタの、複数のフィルタ係数からなるフィルタ係数ベクトルを算出するフィルタベクトル推定手段と、前記算出されたフィルタ係数により、前記受信アンテナのそれぞれから入力された受信信号に重みづけ処理を行う重みづけ手段とを備え、前記フィルタベクトル推定手段は、α番目の送信アンテナに対し、離散フーリエ行列Ｄのｋ番目の行ベクトルｄｋの巡回行列Ｄｋを用いた相関行列ＤｋＨＤｋを対角に並べたブロック対角行列Φｋ、干渉信号のインパルス応答行列￣Ｋ（￣はＫの頭に付く）、離散フーリエ変換処理のポイント数Ｍを用いて表せる
【数３５】
0005669046.tif 000036
を、
【数３６】
0005669046.tif 000037
の条件下で最小化することによりフィルタ係数ベクトルｗをα番目の送信アンテナに対するフィルタ係数ベクトルｗαとして算出することを特徴とする。
【発明の効果】
【００２５】
本発明によれば、非同期で到来するパケット信号に対し、干渉信号を抑圧しつつ、希望信号の受信を可能にするという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】本発明の一実施形態の構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示すアナログフィルタ部３の構成を示す図である。
【図３】図１に示す受信装置の変形例の構成を示すブロック図である。
【図４】有効性を確認するための計算機シミュレーション結果を示す図である。
【図５】有効性を確認するための計算機シミュレーション結果を示す図である。
【図６】従来の送受信装置の構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２７】
以下、図面を参照して、本発明の一実施形態による無線信号の受信装置を説明する。図１は同実施形態の構成を示すブロック図である。この図において、図６に示す従来の装置と同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省略する。この図に示す装置が従来の装置と異なる点は、フィルタ係数設定回路８に代えて、チャネル推定回路９と、フィルタベクトル設定回路１０が設けられている点である。
【００２８】
ここで、図２を参照して、図１に示すアナログフィルタ部３の詳細な構成を説明する。図２は、図１に示すアナログフィルタ部３の構成を示す図である。アナログフィルタ部３は、受信信号が入力される直列結合された（Ｎ−１）個の遅延素子と、各遅延素子の出力に対して重みづけをするＮ個の乗算素子により構成される。時刻ｎにおけるＭ×１の情報信号ブロックｓ（ｎ）にＭポイントＩＤＦＴを行ったのち、Ｋポイント長のサイクリックプリフィックスを付加した（Ｍ＋Ｋ）×１の送信信号ブロックｓ’（ｎ）は（１）式と同様に与えられる。ここでは、説明を簡単にするために、ＯＦＤＭ信号の送信を考え、（２５）式のように、周波数領域の送信信号ｄ（ｎ）を用いて、ｓ（ｎ）を生成するものとする。
【００２９】
ここで、従来と同様にチャネルのインパルス応答長をＬとし、ｐ番目の受信アンテナ素子における通信路のインパルス応答を｛ｈｐ，１，ｈｐ，２，．．．ｈｐ，Ｌ｝とする。（１２）、（１３）式で用いられるインパルス応答｛ｈ１，ｈ２，．．．ｈＬ｝が各アンテナで係数ｗｐを乗算した後、和をとった受信信号に対するインパルス応答であるのに対し、｛ｈｐ，１，ｈｐ，２，．．．ｈｐ，Ｌ｝は各受信アンテナと送信アンテナ、または送信ビームとの間のインパルス応答である点が異なる。ｐ番目の受信アンテナにおけるサイクリックプリフィックス除去前の受信信号ベクトル￣ｒｐ（￣はｒの頭に付く、以下、￣は後に続く文字の頭に付く）は
【数３７】
0005669046.tif 000038
であり、Ｈｐ，０およびＨｐ，１は
【数３８】
0005669046.tif 000039
【数３９】
0005669046.tif 000040
で定義される（Ｍ＋Ｋ）×（Ｍ＋Ｋ）の行列である。
【００３０】
ここで、￣ｎｐ（ｎ）は、ｐ番目の受信アンテナ素子における（Ｍ＋Ｋ）×１の雑音ベクトルであり、各成分を平均０、分散σ２の白色雑音であるとする。また、￣ｒI，ｐ（ｎ）は、ｐ番目の受信アンテナ素子における（Ｍ＋Ｋ）×１の干渉信号ベクトルであり、通信相手でない送信端末の送信信号に対応する。また、チャネル推定回路９は各受信アンテナにおけるチャネル情報（インパルス応答）を、受信処理を行う前に予め取得する。例えば、１〜Ｐのうちいずれか一つのアンテナからのみ信号が受信装置に取得できるようにフィルタ係数を設定し、通信相手から送信される既知信号ｓ（ｎ）を取得することによりチャネル情報を推定し、これをすべてのアンテナについて行うことにより、全アンテナに対応するチャネル情報を推定し、記憶しておく。
【００３１】
広帯域アダプティブアレーにおける受信信号ベクトル￣ｒ（ｎ）は
【数４０】
0005669046.tif 000041
で与えられる。ここで、Ｗｐ，０とＷｐ，１は
【数４１】
0005669046.tif 000042
【数４２】
0005669046.tif 000043
で定義される（Ｍ＋Ｋ）×（Ｍ＋Ｋ）の行列である。
【００３２】
サイクリックプリフィックス除去後のＭ×１の受信信号ブロックは、
【数４３】
0005669046.tif 000044
と与えられる。ここで、Ｎ−１≦Ｋを満たすとすると、ＲｃｐＷｐ，１＝０であり、Ｌ＋Ｎ−２≦Ｋのもとで、ＲｃｐＷｐ，０Ｈｐ，１＝０である。よって、（４３）式の受信信号ｒ（ｎ）は
【数４４】
0005669046.tif 000045
と表せる。
【００３３】
周波数領域等化（ＦＤＥ）を行った際の出力となる周波数領域の信号は周波数領域の送信信号ｄ（ｎ）の推定結果となっており、
【数４５】
0005669046.tif 000046
と推定される。ここで、
【数４６】
0005669046.tif 000047
と定義すると、ＲｃｐＨｗＴｃｐは巡回行列であることから、
【数４７】
0005669046.tif 000048
と対角化できる。（４５）式におけるΓはΛＷ−１で与えられる。
【００３４】
ＦＤＥ後の受信ブロックは、
【数４８】
0005669046.tif 000049
となる。ただし、
【数４９】
0005669046.tif 000050
【数５０】
0005669046.tif 000051
である。
【００３５】
ここでは、ＦＤＥ出力の雑音電力、および、干渉信号の電力の両方を最小化するタップ重みを使用する。まず、ＦＤＥ出力の雑音電力を最小にするような広帯域アレーのウエイトについて説明する。まず、（４８）式の右辺第２項の雑音電力に係る項ΛＷ−１ＤＲｃｐＮＷ（ｎ）をタップ重みで微分する際に取り扱いやすい形にする。雑音電力Ｐｎは
【数５１】
0005669046.tif 000052
と表せる。
【００３６】
ＮＷ（ｎ）の相関行列は、付加雑音の白色性から
【数５２】
0005669046.tif 000053
となる。（５１）式は
【数５３】
0005669046.tif 000054
と書き直せる。ここで、Ｗｐは、
【数５４】
0005669046.tif 000055
であり、
【数５５】
0005669046.tif 000056
である。
【００３７】
ＤＦＴ行列のｋ行ｍ列の要素｛Ｄ｝ｋｍをｄｋ，ｍと定義すると、ΛＷ−１ＤＷｐのｋ行目の非ゼロ成分は、テプリッツ行列の性質を利用することにより、下記のように計算できる。
【数５６】
0005669046.tif 000057
【００３８】
よって、
【数５７】
0005669046.tif 000058
【数５８】
0005669046.tif 000059
【数５９】
0005669046.tif 000060
と定義することで、雑音電力は
【数６０】
0005669046.tif 000061
と表せる。
【００３９】
ここで、ｗはアンテナ１〜Ｐの受信信号にかかるフィルタ係数ベクトル全てを結合させたＰＮ×１の集合フィルタ係数ベクトルであり、ΦｋはＤｋＨＤｋをＰ個対角に並べたブロック対角行列であり、以下のＰＮ×ＰＮ行列で表せる。従来方法で用いたｗは各アンテナに一つの係数しか決めていなかったため、Ｐ×１のベクトルであったのに対し、ここでは、ＰＮ×１であることに注意する。
【数６１】
0005669046.tif 000062
【００４０】
次に、λｋを集合フィルタ係数ベクトルｗを用いて表現することについて説明する。（４６）式のチャネルインパルス応答に注目すると、
【数６２】
0005669046.tif 000063
と表記できる。ここで、テプリッツ行列の性質から、
【数６３】
0005669046.tif 000064
【００４１】
ここで、Ｈｐは（Ｎ＋Ｌ−１）×Ｎの巡回行列、￣ＨはＨｐ〜Ｈｐからなる行列であり、
【数６４】
0005669046.tif 000065
と定義される。［λＷ，１．．．λＷ，Ｍ］は伝搬環境および図２に示すアナログフィルタ部３を含めた通信路の周波数応答であり、
【数６５】
0005669046.tif 000066
である。
【００４２】
よって、
【数６６】
0005669046.tif 000067
となる。ただし、ｄｋ＝［ｄｋ，１，．．．ｄｋ，Ｎ＋Ｌ−１］Ｔである。これより、雑音電力Ｐｎは
【数６７】
0005669046.tif 000068
と表せる。
【００４３】
次に、干渉電力の抑圧について説明する。干渉信号は、干渉信号と希望信号の同期が完全にとれていれば、ＦＤＥにおける信号処理で分離可能である。本発明は、干渉信号が非同期で受信されており、ＦＤＥにおける線形の受信ウエイト演算では、分離できない場合に特に効果が期待できる。干渉波のインパルス応答長をＲ、ｐ番目の受信アンテナ素子における通信路のインパルス応答ベクトルを［ｋｐ，１，ｋｐ，２，．．．，ｋｐ，Ｒ］Ｔとし、希望信号に対し定義されたＨｐ，０とＨｐ，１に対応するものとして、干渉信号に対しＫｐ，０とＫｐ，１をそれぞれ
【数６８】
0005669046.tif 000069
【数６９】
0005669046.tif 000070
で定義される（Ｍ＋Ｋ）×（Ｍ＋Ｋ）の行列とする。
【００４４】
（３７）式における干渉信号に対応する受信信号￣ｒ１，ｐ（ｎ）はＫｐ，０とＫｐ，１および干渉ブロック信号￣ｉ（ｎ）を用いて、
【数７０】
0005669046.tif 000071
と書ける。ただし、￣ｉ（ｎ）は希望信号に対するＤＦＴのタイミングと同期していない。Ｒ＋Ｎ−２≦Ｋを仮定するとＷｐ，０Ｋｐ，１＝０となることから、広帯域アレー出力で干渉信号成分をゼロにするための条件は
【数７１】
0005669046.tif 000072
と与えられる。
【００４５】
ここで
【数７２】
0005669046.tif 000073
と定義すると、上記の条件は、
【数７３】
0005669046.tif 000074
と表せる。
【００４６】
よって、広帯域アレーにおいて、干渉信号を除去しつつ、雑音電力を最小にするフィルタ係数ベクトルは以下の最適化問題として定式化される。
【数７４】
0005669046.tif 000075
【数７５】
0005669046.tif 000076
【００４７】
この解を直接求めるのは困難であるが、干渉信号と雑音の影響のトレードオフを考慮するために制約条件を重み付きのコスト関数に組み込んだ次の制約無し最適化問題を考えることができる。
【数７６】
0005669046.tif 000077
【００４８】
ここで、γは雑音電力と干渉電力の重みを決定するパラメータである。この問題に対し、最急降下法を適用することにより局所最適解を導出し、これをウエイトとする。具体的なタップの更新式は、μをステップサイズパラメータとして，ｊ回目のイタレーション後のタップ重みをｗ（ｊ）と定義すると
【数７７】
0005669046.tif 000078
で与えられる。ここで、
【数７８】
0005669046.tif 000079
である。
【００４９】
フィルタベクトル設定回路１０は、チャネル推定回路９が取得した希望信号を送信している送信アンテナと、各受信アンテナ間のチャネルのインパルス応答を用いて（７６）式、（７７）式の計算を行い、フィルタ係数を算出する。アナログフィルタ３−１〜３−Ｐは、フィルタベクトル設定回路１０により算出されたフィルタ係数を用いて、受信信号の重みづけ処理を行う。
【００５０】
次に、図３を参照して、図１に示す受信装置の変形例の構成を説明する。図３は、図１に示す受信装置の変形例の構成を示すブロック図である。この図において、図１に示す装置と同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省略する。この図に示す装置が図１に示す装置と異なる点は、分配器２−１〜２−Ｐを設け、複数系統のアナログフィルタ部３１〜３Ｑ、アナログフィルタ部３１〜３Ｑと同数の接合器４−１〜４−Ｑ及び受信装置５−１〜５−Ｑが設けられている点である。図３に示すｉ番目のアナログフィルタ部３ｉに用いるフィルタ係数は、アナログフィルタ３ｉ−１〜３ｉ−Ｐを構成する各Ｎ個の乗算素子のフィルタ係数ベクトル全てを結合させたＰＮ×１の集合フィルタ係数ベクトルとして、前述した処理動作と同様に決定される。ただし、Ｑ個のアナログフィルタ部３１〜３Ｑに同様にチャネル情報を用いてフィルタ係数ベクトルを決定すると、全て同じフィルタ係数ベクトルに決定されてしまうため、用いるフィルタ係数がそれぞれ独立となるように制御を加える必要がある。
【００５１】
アナログフィルタ部３ｉ（１≦ｉ≦Ｑ）におけるフィルタ係数ベクトルをｗ’ｉとすると、（７６）式、（７７）式の演算により、ｗ’１〜ｗ’Ｑを決定できるが（ｗ’ｉはＮＰ×１のベクトル）、このままでは同じ係数となってしまう。ここでは、複数の送信アンテナからの信号を受信することを考える。チャネル推定回路９は各送信アンテナに対応するチャネル情報（インパルス応答）を、受信処理を行う前に予め取得する。例えば、１〜Ｐのうちいずれか一つのアンテナからのみ信号が受信装置に取得できるようにフィルタ係数を設定し、通信相手から送信される既知信号ｓ（ｎ）を取得することによりチャネル情報を推定し、これをすべてのアンテナについて行うことにより、全アンテナに対応するチャネル情報を推定し、記憶しておく。この際に、複数の送信アンテナに対応する複数のチャネル情報を取得する。どの送信アンテナに対するチャネル情報であったかについては、受信した信号の時間的な位置、復号したデータの中に含まれる送信局の情報や、アンテナ情報から判断することができる。
【００５２】
すなわち、チャネル情報￣Ｈは、複数の送信アンテナに対し推定され、送信アンテナがＺ本あったとすると、チャネル情報￣Ｈ１〜￣Ｈｚが推定される。よって、これに対応するＡｋもα番目の送信アンテナに対し、
【数７９】
0005669046.tif 000080
と表せる。
【００５３】
よって、広帯域アレーにおいて、α番目の送信アンテナに対し、干渉信号を除去しつつ、雑音電力を最小にするフィルタ係数ベクトルは以下の最適化問題として定式化される。
【数８０】
0005669046.tif 000081
【数８１】
0005669046.tif 000082
【００５４】
または、μをステップサイズパラメータとして，ｊ回目のイタレーション後のタップ重みをｗ（ｊ）と定義し、
【数８２】
0005669046.tif 000083
で与えられる。ここで、
【数８３】
0005669046.tif 000084
である。
【００５５】
ここで、Ｑ＜Ｚの場合には、送信アンテナのうちＱ個を選択し、フィルタ係数を演算し、Ｑ＝Ｚの場合は、各送信アンテナに対し最適化したフィルタ係数を用いて受信装置５−１〜５−Ｑに出力し、Ｑ＞Ｚの場合には、受信装置５−１〜５−Ｑのうち複数の受信装置が同一の送信アンテナに対応し、フィルタ係数を演算する。このようにすると、いくつかの受信ウエイトが同一のフィルタ係数に収束するが、以下の方法を用いることにより解決できる。
【００５６】
得られたフィルタ係数ベクトルｗ１〜ｗＱに対し、
【数８４】
0005669046.tif 000085
として、４−ｉのアナログフィルタ部において４−１〜４−（ｉ−１）のアナログフィルタと直交するように設定する（直交化法）ことで、互いに独立になるようにフィルタ係数を決定できる。(８４)式は直交化法の一例であり、グラム・シュミットの直交化法や、ＱＲ分解、ハウスホルダー変換等を用いることもできる。ここでμｗを１とすれば、完全に直交する条件となり、０＜μｗ＜１とすれば、直交条件を緩めることができ、完全な直交性は得られないが、信号電力が著しく低下することを防ぐことができる。このようにすることで、送信アンテナが１である場合、または、送信アンテナ数が受信側に置いて分からない場合にも、Ｑ個のアナログフィルタ部から独立の受信信号を得ることができる。Ｑ個の受信信号を得ることで、復号回路７においてＭＩＭＯ通信による受信信号の復号を可能にすることができる。なお、直交化法として、（８４）式を用いる方法に加えて、他の公知の方法を用いるようにしてもよい。
【００５７】
次に、前述したフィルタ係数の算出方法の有効性を確認するために計算機シミュレーションを行った結果について説明する。図３および図４は有効性を確認するために計算機シミュレーションを行った結果を示す図である。変復調方式としてＱＰＳＫ同期検波を用い、ＤＦＴ長を６４（Ｍ＝６４）、サイクリックプリフィックスを１６（Ｋ＝１６）とした。伝搬チャネルとして、所望波のインパルス応答長を３（Ｌ＝３）、干渉波のインパルス応答長を２（Ｒ＝２）、コスト関数の重みγを１０３、ステップサイズμを１０−５とした。希望波及び干渉波の通信路応答のパス数３及び２は、サイクリックプリフィックス内でランダムに決定した。また、各パスは独立なレイリーフェージングを受けるものとした。前述したフィルタ係数の算出方法の特性を１０００個の独立な通信路応答の実現値に対する平均のビット誤り率（Bit Error Rate，ＢＥＲ）により評価した。比較のため、ＭＭＳＥ基準のＰｏｓｔ−ＦＦＴ型アダプティブアレーを用いたときの特性も示す。
【００５８】
ＰｏｓｔＦＦＴ型のアダプティブアレーでは、受信装置をアンテナ数設置し、全アンテナからの受信信号を信号処理するため、信号処理量および回路コストは本発明の構成より著しく大きい。ただし、Ｐｏｓｔ−ＦＦＴ型アダプティブアレーでは非同期の干渉があるときにはＭＭＳＥ基準のウエイトを決定することが困難であるため、この場合は干渉信号がないものとしたときのウエイトを用いる。
【００５９】
図４および５はそれぞれ希望信号と干渉信号の受信電力の比（ＳＩＲ）を１０ｄＢとし、受信アンテナ素子数を５でとした際の、ＯＦＤＭ伝送および、シングルキャリアブロック伝送の誤り率（ＢＥＲ）特性を示している。いずれの図においてもＰｏｓｔ−ＦＦＴ型アレーが最も良好な特性となっている。これはＰｏｓｔＦＦＴ型アレーでは、５つのアレーの下にそれぞれアナログ・デジタル変換器を含む受信装置を用いており、デジタル信号処理で信号電力を高めることができるためである。前述した構成では、アナログ・デジタル変換器を含む受信装置は１つでよい。受信装置を１／５に低減しているにもかかわらず、ＰｏｓｔＦＦＴ型アレーに漸近する特性を持っていることが確認できる。
【００６０】
図４におけるＯＦＤＭ方式を用いた場合では、ＢＥＲ１０−３において、タップ数を５（Ｎ＝５）とした構成はＰｏｓｔＦＦＴ型アレーに対し、０．６ｄＢの特性劣化しかなく、非常にコストパフォーマンスの高い受信装置を実現していることが確認できる。また、図５におけるシングルキャリア伝送に対する特性では、ＢＥＲ１０−３において１．４ｄＢの劣化となっており、ＯＦＤＭ方式に比べやや劣化が大きいものの、受信装置を１／５にできることに対し、特性劣化は非常に小さいことが分かる。更に、いずれの場合でも、タップ数を１（Ｎ＝１）とした場合から、タップ数を増やした場合（Ｎ＝３）に著しくＢＥＲ特性を改善しており、広帯域アレー構成が非常に有効であることが分かる。
【００６１】
以上説明したように、複数の受信アンテナのそれぞれに接続された複数のアナログフィルタのフィルタ係数を制御することにより、希望波の信号品質を改善するためのアンテナ指向性制御を行う際に、複数段の遅延素子を備えるアナログフィルタを用いることによって、選択性フェージングによる信号歪を補償する一方、各遅延素子からの出力に対するフィルタ係数の算出において、雑音電力と干渉波の両方を抑制するように制御するようにした。具体的には、（７６）、（７７）式の計算を行うことによりフィルタ係数を求めるようにした。なお、（７６）、（７７）式は、雑音電力を最小化すること（最適化問題）を拘束条件の下で、最急降下法により解を導くことにより得るようにしている。この際に、雑音電力と干渉波のどちらに重きを置くかを調整するためのパラメータγを設けた。
【００６２】
従来からアンテナの指向性を制御する技術として、アナログフィルタのフィルタ係数を制御する技術があるが、従来方法では、雑音電力を最小化する手法に着目した制御がなされており、干渉波がある場合に最適な制御となっていないという問題があり、また、広帯域信号を処理する場合に、選択性フェージングにより品質が劣化するという問題がある。前述したような構成とすることで、雑音電力と干渉波の同時に最小化するためのフィルタ係数の算出が可能となり、このフィルタ係数を用いた受信により、干渉波のある環境下でも所望信号の通信品質を改善することが可能となる。
【００６３】
なお、図１における処理部の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより無線信号の受信処理（フィルタ係数の算出処理）を行ってもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムが送信された場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリ（ＲＡＭ）のように、一定時間プログラムを保持しているものも含むものとする。
【００６４】
また、上記プログラムは、このプログラムを記憶装置等に格納したコンピュータシステムから、伝送媒体を介して、あるいは、伝送媒体中の伝送波により他のコンピュータシステムに伝送されてもよい。ここで、プログラムを伝送する「伝送媒体」は、インターネット等のネットワーク（通信網）や電話回線等の通信回線（通信線）のように情報を伝送する機能を有する媒体のことをいう。また、上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであってもよい。さらに、前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるもの、いわゆる差分ファイル（差分プログラム）であってもよい。
【産業上の利用可能性】
【００６５】
希望信号のほかに非同期の干渉信号が到来する環境に置いて、広帯域アレーを用いてアナログ・デジタル変換装置を減らしつつ高い伝送品質を得る通信システムを実現することができる。
【符号の説明】
【００６６】
１−１〜１−Ｐ・・・アンテナ、２−１〜２−Ｐ・・・分配器、３、３１、３２、３Ｑ・・・アナログフィルタ部、３−１、３−２、３−Ｐ、３１−１〜Ｐ、３２−１〜Ｐ、３Ｑ−１〜Ｐ・・・アナログフィルタ、４、４−１、４−２、４−Ｑ・・・結合器、５、５−１、５−２、５−Ｑ・・・受信装置、６・・・信号検出回路、７・・・復号回路、９・・・チャネル推定回路、１０・・・フィルタ係数設定回路
【図１】
0005669046.tif 000095
【図２】
0005669046.tif 000096
【図３】
0005669046.tif 000097
【図４】
0005669046.tif 000098
【図５】
0005669046.tif 000099
【図６】
0005669046.tif 000100