(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
１つの発光素子からなり又は２以上の発光素子が直列接続された負荷回路と、
第１のパルス調光信号が前記発光素子を点灯させる第１の論理のときは動作し、前記第１のパルス調光信号が前記発光素子を消灯させる第２の論理のときは動作が停止される、前記負荷回路に定電流を供給する定電流源を有する調光回路と、
前記第１のパルス調光信号が前記第１の論理のときは前記定電流源に印加する第１の電圧を入力側に取り込んで第１の参照電圧と比較し、前記第１のパルス調光信号が前記第２の論理のときは入力側が接地に接続されるエラーアンプ、該エラーアンプの前記入力側と出力側の間に接続された位相補償用の第１のキャパシタ、前記エラーアンプの前記比較の結果に応じたデューティをもつＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ変換回路、および該ＰＷＭ変換回路から出力する前記ＰＷＭ信号に応じて電源電圧を調整した電圧ＶＡを生成して前記負荷回路に印加する電圧生成回路を含むスイッチングレギュレータと、
前記第１の電圧を前記第１の参照電圧よりも高い第２の参照電圧と比較する第１の比較器、および前記第１のパルス調光信号が前記第１の論理から前記第２の論理に変化する第１のタイミング時の前記第１の比較器の比較結果と前記第１のパルス調光信号の前記第１の論理の期間の長短とに応じて前記第１のパルス調光信号を遅延し又は遅延しない第２のパルス調光信号を生成する遅延回路を有し、該遅延回路から出力する前記第２のパルス調光信号が前記第１の論理のときに前記第１のキャパシタの接続がそのままとなると共に前記電圧生成回路が電圧を生成し、前記第２の論理のときに前記第１のキャパシタが回路から切り離されると共に前記電圧生成回路の電圧の生成が停止するようにしたパルス幅伸張回路とを備え、
前記パルス幅伸張回路の前記遅延回路は、前記第１のパルス調光信号の前記第１の論理の期間が前記電圧ＶＡが必要十分な値になる第１の時間より長いとき、又は前記第１のパルス調光信号の前記第１の論理が前記第１の時間より短かく且つ前記第１のタイミング時の前記第１の電圧が前記第２の参照電圧以上のときは、前記第２のパルス幅調光信号として前記第１のパルス調光信号をそのまま出力し、前記第１のパルス調光信号の前記第１の論理の期間が前記第１の時間より短かく且つ前記第１のタイミング時の前記第１の電圧が前記第２の参照電圧よりも低いときは、前記第１のパルス調光信号の第１の論理の期間を第２の時間だけ延長した前記第２のパルス調光信号を出力する、
ことを特徴とする発光素子駆動回路。
【請求項２】
請求項１に記載の発光素子駆動回路において、
前記パルス幅伸張回路の前記遅延回路は、前記第１の電圧が前記第２の参照電圧以上の期間が長いほど、前記第２の時間が短縮されることを特徴とする発光素子駆動回路。
【請求項３】
請求項1又は２に記載の発光素子駆動回路において、
前記エラーアンプをトランスコンダクタンスアンプに置き換えると共に前記第１のキャパシタを前記ＰＷＭ変換回路の入力側と接地側との間の接続に置き換え、前記第２のパルス調光信号が前記第２の論理のとき、前記トランスコンダクタンスアンプの出力を遮断し、又は前記トランスコンダクタンスアンプの動作を停止させるようにしたことを特徴とする発光素子駆動回路。
【請求項４】
請求項１乃至３のいずれか１つに記載の発光素子駆動回路において、
前記ＰＷＭ変換回路と前記電圧生成回路との間に接続されるゲート手段を設け、該ゲート手段は、前記第２のパルス調光信号が前記第１の論理のとき、前記ＰＷＭ変換回路の出力信号を前記電圧生成回路に入力させることを特徴とする発光素子駆動回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、調光回路とスイッチングレギュレータと発光素子を組み合わせた発光素子駆動回路において、発光素子をパルス調光する際の発光素子の点灯時間を極端に短くしても、安定した動作ができるようにした発光素子駆動回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
発光素子である例えばＬＥＤは点発光の素子であるため、面としての発光が必要な液晶ディスプレイのバックライトとして使用する場合、多数のＬＥＤを二次元配置して同じ明るさで点灯させる必要がある。このため複数のＬＥＤを直列に接続し、これを定電流源の電流で駆動している。また、この場合、ＬＥＤのアノード電圧を昇圧型スイッチングレギュレータによって発生させ、ＬＥＤを定電流で駆動できるようにしている。
【０００３】
また、発光素子駆動回路であるＬＥＤ駆動回路において、ＬＥＤの明るさをＰＷＭ信号等によりパルス調光する場合、１００Ｈｚ以上の周期でＬＥＤの点灯／消灯を繰り返す方法が用いられるが、ＬＥＤが消灯している間は同時に昇圧型スイッチングレギュレータも停止させることにより、回路全体の消費電力を低く抑えることが行われる。
【０００４】
上記機能を有する従来のＬＥＤ駆動回路を図６に示す。１０は負荷回路であり、複数のＬＥＤを直列接続した回路で構成されている。２０は調光回路であり、負荷回路１０に供給する定電流をパルス調光信号Ｐ１によってオン／オフさせる。この調光回路２０は、負荷回路１０に直列接続された定電流源２１と、入力端子２２から入力したパルス調光信号Ｐ１（調光ＰＷＭ信号）を波形整形するインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２とによって構成され、インバータＩＮＶ２の出力によって定電流源２１がオン／オフされることによって、負荷回路１０の各ＬＥＤがオン／オフ調光される。３０は昇圧型スイッチングレギュレータであり、負荷回路１０の接地側のＬＥＤ１１のカソード側の電圧ＶＫを検出して、その電圧ＶＫが後記する参照電圧ＶＲＥＦ１となるように電源側のＬＥＤ１２のアノード側に印加する電圧ＶＡを制御する。
【０００５】
この昇圧型スイッチングレギュレータ３０は、負荷回路１０の接地側のＬＥＤ１１のカソード電圧ＶＫをスイッチＳＷ１と抵抗ＲＮＦ１を経由して取り込み、電圧源３１の参照電圧ＶＲＥＦ１と比較してその差分を誤差電圧として検出増幅するエラーアンプ３２と、そのエラーアンプ３２の出力電圧レベルに応じた昇圧ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ変換回路３３と、前記パルス調光信号Ｐ１が“Ｈ”のときＰＷＭ変換回路３３から出力する昇圧ＰＷＭ信号を通過させるアンドゲートＡＮＤ１と、そのアンドゲートＡＮＤ１から出力する昇圧ＰＷＭ信号によってスイッチングされるＮＭＯＳのトランジスタＭ１と、そのトランジスタＭ１がオンしたとき電源電圧がＶＩＮの電圧源３４からトランジスタＭ１に流れる電流によりエネルギーを蓄積し、トランジスタＭ１がオフしたときそのエネルギーの電流を整流素子Ｄ１で整流して出力用のキャパシタＣ１に蓄積するインダクタＬ１とを含む。ここで、トランジスタＭ１、インダクタＬ１、整流素子Ｄ１、キャパシタＣ１はチョッパ型昇圧回路（電圧生成回路）を構成する。
【０００６】
この昇圧型スイッチングレギュレータ３０では、トランジスタＭ１のオン時間、つまりＰＷＭ変換回路３３から出力する昇圧ＰＷＭ信号の“Ｈ”の期間が長いほど、負荷回路１０の電源側のＬＥＤ１２のアノードに供給する電圧ＶＡが高くなる。ＰＷＭ変換回路３３から出力する昇圧ＰＷＭ信号の“Ｈ”期間は、エラーアンプ３２の出力電圧が高いほど長くなる。エラーアンプ３２の出力電圧は、参照電圧ＶＲＥＦ１に比べて負荷回路１０の接地側のＬＥＤ１１のカソード側の電圧ＶＫが低いほど高くなる。よって、電圧ＶＫが参照電圧ＶＲＥＦ１と一致する電圧となるように、昇圧型スイッチングレギュレータ３０が負帰還動作して、負荷回路１０に供給する電圧ＶＡが制御される。
【０００７】
昇圧型スイッチングレギュレータ３０のスイッチＳＷ１は、パルス調光信号Ｐ１が“Ｈ”のときａ側に切り替り、“Ｌ”のときｂ側に切り換わる。これにより、パルス調光信号Ｐ１が各ＬＥＤを駆動しているときは昇圧型スイッチングレギュレータ３０の昇圧動作が行われ、パルス調光信号Ｐ１が各ＬＥＤを駆動していないきは昇圧型スイッチングレギュレータ３０の昇圧動作が停止されるので、省電力が図られている。
【０００８】
昇圧型スイッチングレギュレータ３０のキャパシタＣＮＦ１は位相補償容量であり、抵抗ＲＮＦｌとでローパスフィルタを形成する。負荷回路１０の各ＬＥＤが消灯している間、キャパシタＣＮＦ１に蓄積された電荷が放電されてしまうと、各ＬＥＤが点灯状態に切り替わった際に、このキャパシタＣＮＦ１を再度充電する必要があり、その間、昇圧型スイッチングレギュレータ３０の出力電圧ＶＡが制御目標値より低下して、各ＬＥＤを十分に点灯できない場合がある。スイッチＳＷ２はこれを防ぐためであり、パルス調光信号Ｐ１が“Ｌ”の期間、キャパシタＣＮＦ１の片側の端子をオープン状態にして、そのキャパシタＣＮＦ１の電荷の放電を防ぐようになっている。
【０００９】
以上により、負荷回路１０の各ＬＥＤは、調光回路２０によって調光され、パルス調光信号Ｐ１の内容（ＰＷＭのデューティ）に応じた輝度に設定される。この間、昇圧型スイッチングレギュレータ３０では、パルス調光信号Ｐ１の“Ｈ”の期間中だけトランジスタＭ１がＰＷＭ変換回路３３から出力するＰＷＭ信号によってスイッチングされる。また、スイッチＳＷ１はパルス調光信号Ｐ１の“Ｈ”の期間だけダイオード１１のカソード電圧ＶＫを検出してエラーアンプ３２に送る。また、スイッチＳＷ２はパルス調光信号Ｐ１の“Ｈ”の期間中だけキャパシタＣＮＦ１を接続して位相補償を行う。以上説明したＬＥＤ駆動回路に類似するものとして、例えば特許文献１に記載のものがある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開２０１１−００９２５３
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
近年、液晶パネルの消費電力を削減しコントラスト比を大きくするため、ＬＥＤに短い時間だけ電流を流し、可能な限りＬＥＤを暗い状態で点灯させる動作が求められるようになってきた。このため、前述したパルス調光によりＬＥＤの明るさを制御する際に、極端にＬＥＤの点灯時間を短くしてもＬＥＤ駆動回路が正常動作することが求められている。
【００１２】
例えば、パルス調光信号Ｐ１の周波数を２００Ｈｚとし点灯時間（“Ｈ”期間）を全周期中の０．１％程度（ＰＷＭデューティ比が０．１）のみ点灯させる場合、ＬＥＤの点灯時間は約５μｓ程度になる。一方、トランジスタＭ１のスイッチング周波数（ＰＷＭ変換回路３３の昇圧ＰＷＭ信号の周波数）は４００ｋＨｚ〜１ＭＨｚに設定されることが多く、仮に５００ｋＨｚで動作させる場合では、その１周期は２μｓ程度になる。このため、ＬＥＤが点灯している時間中における昇圧型スイッチングレギュレータ３０のスイッチングは２回程度しか行えないことになる。
【００１３】
図７はＬＥＤが消灯状態から点灯状態に切り替わった際の、図６中のインダクタＬ１に流れる電流ＩＬ１を示したものである。パルス調光信号Ｐ１の“Ｌ”期間、つまりＬＥＤが消灯している状態では、昇圧型スイッチングレギュレータ３０も動作を停止しているため、インダクタＬ１に流れる電流ＩＬ１は０になっている。図７（ａ）に示すように、パルス調光信号Ｐ１が“Ｈ”に変化しＬＥＤが点灯状態に切り替わると、インダクタＬ１の電流ＩＬ１もトランジスタＭ１のスイッチングごとに徐々に増加していくが、図７（ｂ）に示すように、パルス調光信号Ｐ１の“Ｈ”の期間が短く、トランジスタＭ１のスイッチングの回数が少ないときは、インダクタＬ１の電流ＩＬ１がＬＥＤを点灯させるに十分な目標値に達する前に、パルス調光信号Ｐ１が“Ｌ”に変化し、トランジスタＭ１のスイッチングの動作が停止して、一次側（電圧源３４側）の電力を十分に２次側（ＬＥＤ側）に送ることができない。
【００１４】
この結果、昇圧型スイッチングレギュレータ３０の出力電圧ＶＡが次第に低下して、負荷回路１０の各ＬＥＤに十分な電圧を印加できなくなり、ＬＥＤが点灯しなくなる。ここで、ＬＥＤ消灯後にも単純に昇圧型スイッチングレギュレータ３０の動作時間を延長する方法を取っても、問題がある。すなわち、昇圧型スイッチングレギュレータ３０はＬＥＤ１１のカソード側の電圧ＶＫを検出して負帰還動作を行っているが、ＬＥＤが点灯していない状態ではアノード・カソード間の電位差が縮小して、カソード側の電圧ＶＫは定電流源２１が動作を停止した瞬間に大きく変動するので、この電圧ＶＫを元にしては昇圧型スイッチングレギュレータ３０の負帰還制御を正常に行うことができなくなる。
【００１５】
本発明は、上記問題点を改善し、発光素子のより短い点灯時間でもスイッチングレギュレータの出力電圧を適切な値に制御し発光素子が正常に点灯できるようにした発光素子駆動回路を提供することを目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
上記目的を達成するために、請求項１にかかる発明の発光素子駆動回路は、１つの発光素子からなり又は２以上の発光素子が直列接続された負荷回路と、第１のパルス調光信号が前記発光素子を点灯させる第１の論理のときは動作し、前記第１のパルス調光信号が前記発光素子を消灯させる第２の論理のときは動作が停止される、前記負荷回路に定電流を供給する定電流源を有する調光回路と、前記第１のパルス調光信号が前記第１の論理のときは前記定電流源に印加する第１の電圧を入力側に取り込んで第１の参照電圧と比較し、前記第１のパルス調光信号が前記第２の論理のときは入力側が接地に接続されるエラーアンプ、該エラーアンプの前記入力側と出力側の間に接続された位相補償用の第１のキャパシタ、前記エラーアンプの前記比較の結果に応じたデューティをもつＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ変換回路、および該ＰＷＭ変換回路から出力する前記ＰＷＭ信号に応じて電源電圧を調整した電圧ＶＡを生成して前記負荷回路に印加する電圧生成回路を含むスイッチングレギュレータと、前記第１の電圧を前記第１の参照電圧よりも高い第２の参照電圧と比較する第１の比較器、および前記第１のパルス調光信号が前記第１の論理から前記第２の論理に変化する第１のタイミング時の前記第１の比較器の比較結果と前記第１のパルス調光信号の前記第１の論理の期間の長短とに応じて前記第１のパルス調光信号を遅延し又は遅延しない第２のパルス調光信号を生成する遅延回路を有し、該遅延回路から出力する前記第２のパルス調光信号が前記第１の論理のときに前記第１のキャパシタの接続がそのままとなると共に前記電圧生成回路が電圧を生成し、前記第２の論理のときに前記第１のキャパシタが回路から切り離されると共に前記電圧生成回路の電圧の生成が停止するようにしたパルス幅伸張回路とを備え、前記パルス幅伸張回路の前記遅延回路は、前記第１のパルス調光信号の前記第１の論理の期間が前記電圧ＶＡが必要十分な値になる第１の時間より長いとき、又は前記第１のパルス調光信号の前記第１の論理が前記第１の時間より短かく且つ前記第１のタイミング時の前記第１の電圧が前記第２の参照電圧以上のときは、前記第２のパルス幅調光信号として前記第１のパルス調光信号をそのまま出力し、前記第１のパルス調光信号の前記第１の論理の期間が前記第１の時間より短かく且つ前記第１のタイミング時の前記第１の電圧が前記第２の参照電圧よりも低いときは、前記第１のパルス調光信号の第１の論理の期間を第２の時間だけ延長した前記第２のパルス調光信号を出力する、ことを特徴とする。
請求項２にかかる発明は、請求項１に記載の発光素子駆動回路において、前記パルス幅伸張回路の前記遅延回路は、前記第１の電圧が前記第２の参照電圧以上の期間が長いほど、前記第２の時間が短縮されることを特徴とする。
請求項３にかかる発明は、請求項1又は２に記載の発光素子駆動回路において、前記エラーアンプをトランスコンダクタンスアンプに置き換えると共に前記第１のキャパシタを前記ＰＷＭ変換回路の入力側と接地側との間の接続に置き換え、前記第２のパルス調光信号が前記第２の論理のとき、前記トランスコンダクタンスアンプの出力を遮断し、又は前記トランスコンダクタンスアンプの動作を停止させるようにしたことを特徴とする。
請求項４にかかる発明は、請求項１乃至３のいずれか１つに記載の発光素子駆動回路において、前記ＰＷＭ変換回路と前記電圧生成回路との間に接続されるゲート手段を設け、該ゲート手段は、前記第２のパルス調光信号が前記第１の論理のとき、前記ＰＷＭ変換回路の出力信号を前記電圧生成回路に入力させることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、第１のパルス調光信号の第１の論理の期間が第１の時間より短かく且つ第１のタイミング時の第１の電圧が第２の参照電圧よりも低いときは、第１のパルス調光信号の第１の論理の期間を第２の時間だけ延長した前記第２のパルス調光信号を出力するので、第１のパルス調光信号を用いて発光素子の点灯時間を極端に短くし、発光素子を暗い状態で点灯させる場合であっても、発光素子に電圧を供給するスイッチングレギュレータを安定させて動作させることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の第１の実施例のＬＥＤ駆動回路の回路図である。
【図２】図１のＬＥＤ駆動回路の動作波形図である。
【図３】図１のＬＥＤ駆動回路の動作波形図である。
【図４】本発明の第２の実施例のＬＥＤ駆動回路の回路図である。
【図５】本発明の第３の実施例のＬＥＤ駆動回路の回路図である。
【図６】従来のＬＥＤ駆動回路の回路図である。
【図７】図６のＬＥＤ駆動回路の動作波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
＜第１の実施例＞
図１に本発明の第１の実施例のＬＥＤ駆動回路を示す。図６で説明したものと同じものには同じ符号を付けた。本実施例は、図６に示した従来のＬＥＤ駆動回路に加え、パルス幅伸張回路４０を追加したものである。このパルス幅伸張回路４０は、ＬＥＤ１１のカソード側の電圧ＶＫを参照電圧ＶＲＥＦ２の電圧源４１と比較する比較器４２を有する。この参照電圧ＶＲＥＦ２は、エラーアンプ３２の参照電圧ＶＲＥＦ１に対して、ＶＲＥＦ２＞ＶＲＥＦ１の関係にある。また、パルス調光信号Ｐ１が“Ｈ”→“Ｌ”に切り替わる際に、比較器４２の出力電圧の論理を保持するラッチ回路４３を有する。さらに、パルス調光信号Ｐ１をスイッチＳＷ２やアンドゲート３４に伝達する経路に挿入した遅延回路４４を有する。４４ａはその遅延回路４４の制御端子である。
【００２０】
遅延回路４４は以下のような動作を行う。
（ａ）パルス調光信号Ｐ１の“Ｈ”期間が所定時間Ｔ１よりも長い場合は、制御端子４４ａが“Ｈ”、“Ｌ”のいずれの場合であっても、パルス調光信号Ｐ２として、パルス調光信号Ｐ１をそのまま出力する。この期間Ｔ１は、その期間Ｔ１の昇圧動作によって電圧ＶＡが必要十分な値になる時間である。
（ｂ）パルス調光信号Ｐ１の“Ｈ”期間が所定時間Ｔ１よりも短くても、制御端子４４ａが“Ｌ”の場合は、パルス調光信号Ｐ２として、パルス調光信号Ｐ１をそのまま出力する。
（ｃ）パルス調光信号Ｐ１の“Ｈ”期間が所定時間Ｔ１よりも短く、且つ、制御端子４４ａが“Ｈ”の場合は、パルス調光信号Ｐ１が“Ｈ”→“Ｌ”に切り替わっても、その切り換わったタイミング時点から遅延時間ｔｄｆだけ“Ｈ”状態を保持した後に、“Ｈ”→“Ｌ”に切り替わるパルス調光信号Ｐ２を出力する。
【００２１】
すなわち、パルス調光信号Ｐ１の“Ｈ”期間が所定時間Ｔ１よりも長い場合、又はパルス調光信号Ｐ１の“Ｈ”期間が所定時間Ｔ１よりも短くても、ＬＥＤ１１のカソード側の電圧ＶＫが参照電圧ＶＲＥＦ２よりも高い（ＶＫ≧ＶＲＥＦ２）ときは、比較器４２の出力が“Ｌ”となるので、パルス調光信号Ｐ１が“Ｈ”→“Ｌ”に切り替わるとき、ラッチ回路４３のＱ出力が“Ｌ”となり、制御端子４４ａが“Ｌ”となるので、遅延回路４４はパルス調光信号Ｐ１をパルス調光信号Ｐ２としてそのまま出力して、従来と同様な動作が行われる。
【００２２】
一方、パルス調光信号Ｐ１の“Ｈ”期間が所定時間Ｔ１よりも短く、カソード側の電圧ＶＫが参照電圧ＶＲＥＦ２よりも低い（ＶＫ＜ＶＲＥＦ２）ときは、比較器４２の出力が“Ｈ”となるので、パルス調光信号Ｐ１が“Ｈ”→“Ｌ”に切り替わるとき、ラッチ回路４３の出力が“Ｈ”となり、制御端子４４ａが“Ｈ”となるので、遅延回路４４から出力するパルス調光信号Ｐ２の“Ｈ”期間が、パルス調光信号Ｐ１の“Ｈ”期間よりも遅延時間ｔｄｆだけ延長され、その分スイッチＳＷ２は長くオンし、昇圧型スイッチングレギュレータ３０が遅延時間ｔｄｆ分だけ長く動作を続ける。このように、電圧ＶＫの制御目標値が、参照電圧ＶＲＥＦ１から参照電圧ＶＲＥＦ２に切り替わる。
【００２３】
このように、本実施例のＬＥＤ駆動回路は、パルス調光信号Ｐ１の“Ｈ”期間の長短とパルス調光信号Ｐ１が“Ｈ”→“Ｌ”に変化したときのＬＥＤ１１のカソード側の電圧ＶＫの高低に応じて、動作状態が切り替わる。図２に、パルス調光信号Ｐ１が入力したときの図１の各部の電圧、電流を示す。ＶＦＢは抵抗ＲＮＦ１と比較器４２の反転入力端子の電圧、ＩＣ１はキャパシタＣＮＦ１に流れる電流である。また、パルス調光信号Ｐ１の“Ｈ”期間をｔｐｈ、“Ｌ”期間をｔｐｌとしている。ｔｄｆは上記したように遅延回路４４の遅延時間である。以下、詳しく説明する。
【００２４】
まず、パルス調光信号Ｐ１が“Ｈ”で負荷回路１０のＬＥＤが点灯しているときは、昇圧型スイッチングレギュレータ３０が起動後一定時間経過して定常状態になると、電圧ＶＫは参照電圧ＶＲＥＦ１に等しい電圧（ＶＫ＝ＶＲＥＦ１）になる。このため、キャパシタＣＮＦ１に流れる電流ＩＣ１はほぼ０になり、エラーアンプ３２の出力電圧は一定値（ほぼ０Ｖ）に収束している。パルス調光信号Ｐ１を一定の周波数として、“Ｈ”期間が前記した時間Ｔ１よりも長い場合は、昇圧型スイッチングレギュレータ３０は上記の状態を保持する。この状態を図２（ａ）に示した。
【００２５】
次に、パルス調光信号Ｐ１を一定の周波数として、そのパルス調光信号Ｐ１の“Ｈ”期間が前記時間Ｔ１よりも短いときは、パルス調光信号Ｐ１が“Ｈ”→“Ｌ”に切り替わったとき、直前にＶＫ＜ＶＲＥＦ２であれば、比較器４２の出力が“Ｈ”となり、ラッチ回路４３のＱ出力が“Ｈ”となって、制御端子４４ａが“Ｈ”となり、遅延回路４４から出力するパルス調光信号Ｐ２は、パルス調光信号Ｐ１が“Ｈ”→“Ｌ”に変化した後でも、遅延時間ｔｄｆの間だけ“Ｈ”状態を継続する。このときは、電圧ＶＦＢは、スイッチＳＷ１がｂ側に切り替わることで接地電位まで低下するが、スイッチＳＷ２がオンした状態を維持するので、キャパシタＣＮＦ１は、遅延時間ｔｄｆの間だけ余分に充電される。このとき、スイッチＳＷ１がｂ側に切り替わっているので、エラーアンプ３２の出力電圧はＶＲＥＦ１であり、キャパシタＣＮＦ１に蓄積される電荷Ｑtdfは、以下のようになる。ＲＮＦ１は抵抗ＲＮＦ１の抵抗値である。
0005660936.tif 000002
【００２６】
この結果、エラーアンプ３２の出力電圧は、パルス調光信号Ｐ１が“Ｈ”状態で昇圧型スイッチングレギュレータ３０が収束状態にあるときよりも引き上げられる。エラーアンプ３２出力電圧の増加は、ＰＷＭ変換回路３３により、昇圧ＰＷＭ信号のデューティ比を大きくし、昇圧型スイッチングレギュレータ３０の出力電圧ＶＡを増加させる。この状態を図２（ｂ）に示した。
【００２７】
次に、この後、再度パルス変調信号Ｐ１が“Ｈ”になったときは、ＬＥＤ１１のカソード電圧ＶＫの増大につながり、電圧ＶＦＢの値も参照電圧ＶＲＥＦ１に比べ、ｄＶＲＥＦだけ高くなる。この“Ｈ”の期間ｔｐｈは、キャパシタＣＮＦ１には以下のような電流ＩＣ１(t)が流れる。
0005660936.tif 000003
この電流ＩＣ１(t)の向きは、式（１）の電荷Ｑtdfの流れる向きとは逆向きであり、エラーアンプ３２の出力電圧を引き下げ、電圧ＶＡを低下させる。
【００２８】
この結果として、周期的なパルス調光信号Ｐ１を入力した状態で一定時間が経過し、エラーアンプ３２の出力電圧が一定の電圧幅内に収束するためには、時間ｔｐｈと時間ｔｄｆの期間中にキャパシタＣＮＦ１に流入、流出する電荷が釣り合う必要がある。このため、“Ｈ”の時間ｔｐｈ中は、電圧ＶＫは変化するが、この期間の平均電圧ＶＫａｖは以下の式に示す値に収束する。
0005660936.tif 000004
【００２９】
このように、電圧ＶＫの平均ＶＫａｖの値は、図２（ａ）の状態から（ｂ）の状態を経て、パルス調光信号Ｐ１を“Ｈ”状態で固定して通常動作の場合（ＶＫ＝ＶＲＥＦ１）よりも、ｔｄｆ／ｔｐｈ分だけ高くなる。
【００３０】
ＬＥＤ１２のアノード側電圧ＶＡは、遅延時間ｔｄｆの期間中は定電流源２１が動作を停止しているため上昇を続けるが、時間ｔｐｈの期間中は下降し、「ｔｐｈ＋ｔｄｆ」のトータルの期間においては、一定の電圧幅内で変動する状態になる。以上の状態を図２（ｃ）に示した。
【００３１】
一方、パルス調光信号Ｐ１の“Ｈ”期間の時間ｔｐｈが更に短くなると、上記動作が昂進して、パルス調光信号Ｐ１が“Ｌ”→“Ｈ”に変化したときに、ＬＥＤ１１のカソード側の電圧ＶＫは更に高くなり、第２の参照電圧ＶＲＥＦ２に達する（ＶＫ≧ＶＲＥＦ２）。すると次に、パルス調光信号Ｐ１が“Ｈ”→“Ｌ”に変化する際の比較器４２の出力電圧は“Ｌ”になるので、ラッチ回路４３のＱ出力は“Ｌ”となる。このため、遅延回路４４はパルス調光信号Ｐ１の遅延を行わなくなり、パルス調光信号Ｐ２＝Ｐ１となって、パルス調光信号Ｐ２が“Ｌ”になると同時にスイッチＳＷ２はオフし、昇圧型スイッチングレギュレータ３０も動作を停止する。
【００３２】
この結果、ＶＫ≧ＶＲＥＦ２である間はパルス調光信号Ｐ１が“Ｈ”期間の間中に電圧ＶＡが低下し、再びＶＫ＜ＶＲＥＦ２になった時点で遅延回路４４の遅延時間がｔｄｆとなり、電圧ＶＡは上昇する。すなわち、パルス調光信号Ｐ２は、パルス調光信号Ｐ１の“Ｈ”期間を延長した場合と延長しない場合が繰り返されることになる。以上の状態を図３（ａ）〜（ｃ）に示した。
【００３３】
この繰り返しの間隔は、“Ｈ”期間延長中にキャパシタＣＮＦ１に蓄積される電荷と延長しないときにキャパシタＣＦＮ１のから放電される電荷が等しくなることにより求められる。パルス調光信号Ｐ１の“Ｈ”の延長状態になるパルス調光信号の“Ｈ”の間隔をＭｓとすると、この間隔Ｍｓは以下のように求められる。
0005660936.tif 000005
ＶＫavtphは、ＬＥＤ点灯時における出電圧ＶＫの平均値である。ＶＫavtph≒ＶＲＥＦ２とし、ＶＲＥＦ１＝０．６Ｖ，ＶＲＥＦ２＝１．２Ｖ，ｔｐｈ＝４μｓ，ｔｄｆ＝８μｓの場合、Ｍｓ＝２回となる。
【００３４】
“Ｈ”期間がさらに短くなる場合は、ＶＫ＝ＶＲＥＦ２に達すると、“Ｈ”期間の延長状態と延長しない状態を一定の間隔で繰り返す動作に移行する。この状態では電圧ＶＫは参照電圧ＶＲＥＦ２から一定の電圧幅の範囲で制御される。
【００３５】
昇圧型スイッチングレギュレータ３０のスイッチング動作は、延長状態では常に遅延時間ｔｄｆ期間分だけ長く確保されるので、昇圧型スイッチングレギュレータ３０は十分なスイッチ回数を確保でき、インダクタＬ１に負荷を駆動するのに十分な電流を流すことができる。
【００３６】
以上から明らかなように、本実施例のＬＥＤ駆動回路においては、パルス調光信号Ｐ１の“Ｈ”期間が短くなった場合でも、再度、パルス調光信号Ｐ１が“Ｈ”になった時点では、昇圧スイッチングレギュレータ３０の出力電圧ＶＡが高くなっており、ＬＥＤ１１のカソード側の電圧ＶＫが参照電圧ＶＲＥＦ１を超えて参照電圧ＶＲＥＦ２近くになっているので、ＬＥＤの明るさは低下しない。
【００３７】
したがって、ＬＥＤの点灯時間を昇圧型スイッチングレギュレータ３０のスイッチング周波数の１周期より短い時間に設定しても、点灯時のＬＥＤの明るさを変化させずに、安定して動作させることが可能となる。
【００３８】
＜第２の実施例＞
図４に本発明の第２の実施例のＬＥＤ駆動回路を示す。前記した第１の実施例では、パルス調光信号Ｐ１の“Ｌ”期間に昇圧型スイッチングレギュレータ３０が動作する場合としない場合が一定間隔で繰り返されることがあるが、状況によっては、例えばこれが２回から３回おきに変化する場合があり、電源への配線等から昇圧型スイッチングレギュレータ３０が動作することに伴う不規則なノイズが発生する場合が考えられる。理想的にはパルス調光信号Ｐ１の“Ｈ”になる期間毎に、常に昇圧型スイッチングレギュレータ３０の動作が行われることが望ましい。
【００３９】
第２の実施例はこの問題を解決する事を目的としており、新たに比較器４５を設け、ＬＥＤ１１のカソード側の電圧ＶＫが参照電圧ＶＲＥＦ２以上になっている（ＶＫ≧ＶＲＥＦ２）期間は比較器４５の出力電圧を“Ｈ”にして、抵抗Ｒ１を経由してキャパシタＣ２を充電し、このキャパシタＣ２に発生した電圧で、遅延回路４４の制御端子４４ｂを制御して、遅延時間ｔｄｆを変化させるようにするものである。ここでは、ＶＫ≧ＶＲＥＦ２の状態が長く続くほど、キャパシタＣ２の電圧が上昇して、遅延回路４４の遅延時間ｔｄｆを短くする。これにより、ｔｄｆ／ｔｐｈの比が大きくなるほど遅延時間ｔｄｆを短くし、パルス調光信号Ｐ１が“Ｈ”になる期間毎に昇圧型スイッチングレギュレータ３０が動作するような状態に収束させることができる。
【００４０】
＜第３の実施例＞
図５に本発明の第３の実施例のＬＥＤ駆動回路を示す。第１および第２の実施例のＬＥＤ駆動回路では、エラーアンプ３２を使用したが、本実施例では、これを電圧／電流変換を行うトランスコンダクタンスアンプ３２Ａに置き換える。この構成を採用すると、抵抗ＲＮＦＢ１を省略することが可能となる。この場合、第１の実施例におけるスイッチＳＷ４は、ＰＷＭ変換回路３３の入力側とトランスコンダクタンスアンプ３２Ａの出力端子との間に接続し、位相補償用のキャパシタＣＮＦ２はＰＷＭ変換回路３３の入力側と接地との間に接続する。図５においては、スイッチＳＷ４を用いているが、遅延回路４４から出力するパルス調光信号Ｐ２が“Ｌ”のときにトランスコンタクタンスアンプ３２Ａの電流出力を停止させるようにしても、同様の効果を得ることができる。
【００４１】
＜その他の実施例＞
なお、以上の各実施例において、負荷回路１０は複数のＬＥＤを直列した回路に限られず、１個のＬＥＤを有する場合にも適用できる。また、昇圧型スイッチングレギュレータ３０、これに限られるものではなく、降圧型スイッチングレギュレータを使用する場合でも同一の動作が可能である。
【符号の説明】
【００４２】
１０：負荷回路、１１，１２：ＬＥＤ
２０：調光回路、２１：定電流源
３０，３０Ａ：昇圧型スイッチングレギュレータ、３１：電圧源、３２：エラーアンプ、３３：パルス変換回路、３４：電圧源
４０，４０Ａ：パルス幅伸張回路、４１：比較器、４２：電圧源、４３：ラッチ回路、４４：遅延回路、４４ａ，４４ａ：制御端子、４５：比較器
【図１】
0005660936.tif 000006
【図２】
0005660936.tif 000007
【図３】
0005660936.tif 000008
【図４】
0005660936.tif 000009
【図５】
0005660936.tif 000010
【図６】
0005660936.tif 000011
【図７】
0005660936.tif 000012