(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
商用交流電源から供給される電力により発熱するヒータを有し、記録紙に形成された未定着トナー像を記録紙に加熱定着する定着手段と、前記定着手段の温度を検知する検知手段と、前記ヒータに流れる電流を電圧に変換して出力するトランスと、前記トランスにより出力された電圧に応じた情報を出力する出力手段と、前記検知手段により検知した温度に応じて前記商用交流電源から前記ヒータへ供給する電力を制御する制御手段であって、交流波形における連続する所定数の半波を一制御周期として、前記一制御周期ごとに前記検知手段の検知結果に応じた電力デューティ比を設定する制御手段と、を備える画像形成装置であって、
装置に予め設定されている全てのレベルの電力デューティ比のうちの、電力デューティ比１００％を除く連続する複数のレベルの電力デューティ比の前記一制御周期内の波形は、１半波の少なくとも一部をオンする半波と、前記１半波の少なくとも一部をオンする半波の直後の１半波の全てをオンする少なくとも２半波と、を有する連続する少なくとも３半波を含んでおり、
前記１半波の全てをオンする二番目の半波の前記出力手段の出力と、前記出力を得た電力デューティ比のレベルと、から前記ヒータに流れる電流の前記一制御周期の平均値を取得することを特徴とする画像形成装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、トナー像を記録紙上に定着させる定着装置のヒータ電力制御方法を用いた画像形成装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、複写機やレーザビームプリンタ等の画像形成装置は、記録紙上に形成されたトナー像をヒータにより加熱して定着させる定着装置を備える。一般に、ヒータはゲート制御式半導体スイッチ（以下、トライアック）等のスイッチング素子を介して交流電源に接続され、この交流電源によりヒータに電力が供給される。定着装置には温度検出素子、例えばサーミスタ感温素子が設けられており、この温度検出素子により定着装置の温度が検出され、その検出温度情報に基づき、ＣＰＵがスイッチング素子をオン／オフ制御する。これにより、ヒータへの電力供給がオン／オフされ、定着装置の温度が目標の温度になるよう温度制御される。ヒータへのオン／オフ制御は位相制御又は波数制御により行われる。
【０００３】
位相制御は交流電源を１半波内の任意の位相角でヒータをオンすることでヒータに電力を供給する方式で、半波ごとに電流が流れるため、電流の変化量及び変化周期が小さく、フリッカの発生を抑えることができる。しかし、位相制御ではヒータをオン／オフする際に生じる急激な電流変動により、高調波電流やスイッチングノイズが発生する。一方、波数制御はヒータのオン／オフを交流電源の半波単位で行う電力制御方式で、高調波電流やスイッチングノイズを抑制することができる。しかし、波数制御は交流電源の半波単位でオン／オフ制御するため位相制御よりも電流変動が大きく、フリッカが発生しやすい。また、位相制御と波数制御を組み合わせた方式もあり、例えば特許文献１では、複数半波を一制御周期とするうちの一部の半波を位相制御し、残りを波数制御している。これにより位相制御だけの場合に対して高調波電流やスイッチングノイズの発生を抑えることができる。さらに、波数制御だけの場合に対してフリッカを低減することができ、ヒータへの電力制御をより多段階に制御可能としている。
【０００４】
定着装置の温度制御を行う際に、制御を行う例えばＣＰＵは、温度検出素子で検出される温度と、予め設定されている目標温度とを比較して、上述したヒータに供給する電力デューティを算出する。そして、その電力デューティに相当する位相角又は波数を決定し、その位相条件又は波数条件で、ヒータを駆動しているスイッチング素子をオン／オフ制御する。ここで商用電源から定着装置に供給される電流は、定着装置の定格電流（保護回路）及びＵＬや電気用品安全法によって定められる上限の電流値以下に制御する必要がある。このため、ＣＰＵは定着装置に流れる電流を検出し、給電可能な上限の電流値以下に制御する。特許文献２には、電流検出トランスで電圧変換した波形を、抵抗を介して電流検出回路に入力することで、半周期ごとの電流実効値を検出する方法が提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００３−１２３９４１号公報
【特許文献２】特開２００４−２２６５５７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、特許文献１で提案されている位相制御と波数制御を組み合わせた方式では、従来の位相制御に比べて、一制御周期内に位相制御と波数制御が切り替わるため、負荷の変動が大きく、電流検出の精度を向上させることについて課題がある。また、特許文献２では、電流検出トランスで電圧変換した波形を、抵抗を介して電流検出回路に入力しているため、次のような課題が生じる。すなわち、一般的に電流検出トランスで電圧変換した二次側の電圧波形は、素子固有の特性により歪を生じる。歪んだ電圧波形を電流検出回路に入力すると、歪により波形の実効値が変化するため、電流検出回路の検出精度が低下する。電流検出トランスで生じる歪量は、一次側入力波形の振幅、位相角、周波数によって異なり、特に負荷が急激に変動する場合に、電流検出トランスで生じる歪量が大きくなる。
【０００７】
本発明はこのような状況のもとでなされたもので、電流検出の精度を向上させることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上述の課題を解決するために、本発明は以下の構成を備える。
【０００９】
（１）商用交流電源から供給される電力により発熱するヒータを有し、記録紙に形成された未定着トナー像を記録紙に加熱定着する定着手段と、前記定着手段の温度を検知する検知手段と、前記ヒータに流れる電流を電圧に変換して出力するトランスと、前記トランスにより出力された電圧に応じた情報を出力する出力手段と、前記検知手段により検知した温度に応じて前記商用交流電源から前記ヒータへ供給する電力を制御する制御手段であって、交流波形における連続する所定数の半波を一制御周期として、前記一制御周期ごとに前記検知手段の検知結果に応じた電力デューティ比を設定する制御手段と、を備える画像形成装置であって、装置に予め設定されている全てのレベルの電力デューティ比のうちの、電力デューティ比１００％を除く連続する複数のレベルの電力デューティ比の前記一制御周期内の波形は、１半波の少なくとも一部をオンする半波と、前記１半波の少なくとも一部をオンする半波の直後の１半波の全てをオンする少なくとも２半波と、を有する連続する少なくとも３半波を含んでおり、前記１半波の全てをオンする二番目の半波の前記出力手段の出力と、前記出力を得た電力デューティ比のレベルと、から前記ヒータに流れる電流の前記一制御周期の平均値を取得することを特徴とする画像形成装置。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、電流検出の精度を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】実施例１、２のプリンタ及び定着装置の構成図
【図２】実施例１、２の定着装置のヒータ駆動回路、ゼロクロス回路、電流検出回路の構成図
【図３】実施例１、２の電流検出回路の波形図
【図４】実施例１、２との比較のための位相制御及び波数制御の説明図
【図５】実施例１及び従来例のヒータ電力制御の制御パターンを示す図
【図６】実施例１、２の電流検出トランスの等価回路を示す図、従来例のヒータ電流のシミュレーション結果を示す図
【図７】実施例１のヒータ電流のシミュレーション結果を示す図
【図８】実施例１のヒータ電流のシミュレーション結果を示す図
【図９】実施例１のヒータの温度制御のフローチャート
【図１０】実施例２のヒータ電力制御の制御パターンを示す図
【図１１】実施例２のヒータ電流のシミュレーション結果を示す図
【図１２】実施例２のヒータの温度制御のフローチャート
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、本発明を実施するための形態を、実施例により図面を参照しながら詳しく説明する。
【実施例１】
【００１３】
［画像形成装置の構成］
図１（ａ）に実施例１の画像形成装置の構成を示す。給紙カセット１０１に積載された記録紙はピックアップローラ１０２により１枚だけ給紙カセット１０１から送出され、給紙ローラ１０３によりレジストローラ１０４に向けて搬送される。記録紙はレジストローラ１０４により所定のタイミングでプロセスカートリッジ１０５へ搬送される。プロセスカートリッジ１０５は、帯電器１０６、現像ローラ１０７、クリーナ１０８及び感光ドラム１０９で一体的に構成されている。公知である電子写真プロセスの一連の処理によって未定着トナー像が記録紙上に形成される。感光ドラム１０９は帯電器１０６によって表面を一様に帯電された後、スキャナユニット１１１により画像信号に基づいた像露光が行われる。スキャナユニット１１１内のレーザダイオード１１２から出射されるレーザ光は、回転する回転多面鏡１１３及び反射ミラー１１４を経て主走査方向に、感光ドラム１０９の回転により副走査方向に走査される。そして、感光ドラム１０９の表面上に２次元の静電潜像が形成される。感光ドラム１０９の静電潜像は現像ローラ１０７によりトナー像として可視化され、トナー像は転写ローラ１１０によりレジストローラ１０４から搬送されてきた記録紙上に転写される。トナー像が転写された記録紙は定着器１１５に搬送されると加熱加圧処理され、記録紙上の未定着トナー像が記録紙に定着される。記録紙は中間排紙ローラ１１６、排紙ローラ１１７により画像形成装置本体外に排出され、一連のプリント動作を終える。また、両面プリントを行う場合、記録紙の後端が定着器１１５を抜け、図のａポイントを通過したら、不図示の定着モータが逆回転し、中間排紙ローラ１１６、排紙ローラ１１７が逆転する。それにより記録紙は搬送方向が逆転し両面搬送パス１１８内に送り込まれる。両面搬送パス１１８に送り込まれた記録紙は両面搬送ローラ１１９及び再給紙ローラ１２０により再びレジストローラ１０４に搬送され、上記と同様のシーケンスにより２面目がプリントされる。
【００１４】
［定着器の構成］
図１（ｂ）は定着器１１５の概略構成断面図である。本実施例の定着器１１５はセラミックヒータを加熱源としたフィルム加熱方式の装置である。ヒータホルダ２０１はセラミックヒータ固定兼フィルム内面ガイド用の耐熱性・断熱性・剛体部材であり、記録紙の搬送路を横断する方向（図面に垂直方向）を長手とする横長部材である。セラミックヒータ（以下、単にヒータという）２０２は、ヒータホルダ２０１の下面に長手に沿って形成した溝部に嵌入して耐熱性接着剤で固定支持させた、転写材搬送路を横断する方向を長手とする横長部材である。円筒状の耐熱性フィルム材（以下、定着フィルムと記す）２０３は、ヒータ２０２を取り付けたヒータホルダ２０１にルーズに外嵌させてある。ステー２０４は図の垂直方向を長手とする剛性部材で、ヒータホルダ２０１の内側に配設される。加圧ローラ２０５はヒータホルダ２０１のヒータ２０２と定着フィルム２０３を挟んで圧接するように配置される。矢印Ｎで示した範囲がその圧接により形成される定着ニップ部である。加圧ローラ２０５は定着モータ（不図示）により矢印Ｂ方向に所定の周速度で回転駆動される。定着ニップ部Ｎにおける加圧ローラ２０５と定着フィルム２０３外周との摩擦力により加圧ローラ２０５の回転力が定着フィルム２０３に直接的に作用し、定着フィルム２０３がヒータ２０２の下面に圧接摺動しつつ矢印Ｃ方向に回転駆動される。ヒータホルダ２０１は定着フィルム２０３内面ガイド部材として機能しており定着フィルム２０３の回転を容易にする。さらに、定着フィルム２０３の内面とヒータ２０２の下面との摺動抵抗を低減するために両者の間に耐熱性グリス等の潤滑剤を少量介在させることもできる。
【００１５】
加圧ローラ２０５の回転による定着フィルム２０３の従動回転が定常化し、ヒータ２０２の温度が所定の温度に立ち上がった状態で、定着フィルム２０３と加圧ローラ２０５による定着ニップ部Ｎとの間に定着すべき記録紙が導入される。そして記録紙が定着ニップ部Ｎで挟持搬送されることによりヒータ２０２の熱が定着フィルム２０３を介して記録紙上の未定着画像に付与され、記録紙上の未定着画像が記録紙面に加熱定着される。定着ニップ部Ｎを通過した記録紙は定着フィルム２０３の面から分離されて搬送方向（矢印Ａ方向）に搬送される。また、定着器１１５はヒータ２０２の温度を検出するための感温素子であるサーミスタ２０６を有する。サーミスタ２０６はバネ等でヒータ２０２上に所定の圧で押し当てられ、ヒータ２０２の温度を検出する。ヒータ２０２への供給電力を制御する手段が故障し、ヒータ２０２が熱暴走に至った場合、過昇温を防止する一手段として、過昇温防止部材２０７がヒータ２０２上に配置される。過昇温防止部材２０７は、例えば温度ヒューズやサーモスイッチである。電力供給制御部の故障により、ヒータ２０２が熱暴走に至り過昇温防止部材２０７が所定の温度以上になると、過昇温防止部材２０７がオープンになり、ヒータ２０２への電力の供給が遮断される。
【００１６】
［ヒータの駆動回路及び制御回路］
図２（ａ）に本実施例のヒータ２０２の駆動回路及び制御回路を示す。同図中、交流電源３０１は画像形成装置に接続される商用交流電源で、画像形成装置は交流電源３０１からの入力電圧をヒータ２０２へ供給することにより、ヒータ２０２を発熱させる。ヒータ２０２への電力供給は、トライアック３０２の給電／遮断により行われる。抵抗３０３、３０４はトライアック３０２のためのバイアス抵抗で、フォトトライアックカプラ３０５は一次・二次間の沿面距離を確保するためのデバイスである。フォトトライアックカプラ３０５の発光ダイオード３０５ａに給電することによりトライアック３０２をオンさせる。抵抗３０６は、フォトトライアックカプラ３０５の電流を制限するための抵抗であり、トランジスタ３０７によりフォトトライアックカプラ３０５をオン／オフする。トランジスタ３０７は、抵抗３０８を介してＣＰＵ３０９からのヒータ駆動信号に従って動作する。交流電源３０１からの入力電源電圧は、電圧波形検知手段であるゼロクロス検知回路３１０にも入力される。ゼロクロス検知回路３１０は入力電源電圧のゼロクロスポイントを検知しゼロクロス（ＺＥＲＯＸ）信号をＣＰＵ３０９に出力する。
【００１７】
電流検出トランス３１２は、ヒータ２０２に供給する電流を電圧変換し、電流検出回路３１３（出力手段）に入力する。電流検出回路３１３は、電圧変換されたヒータ電流波形を実効値又は実効値の２乗値に変換し、ＨＣＲＲＴ信号としてＣＰＵ３０９にＡ／Ｄ入力する。サーミスタ２０６によって検知される検知結果である温度は、抵抗３１１とサーミスタ２０６との分圧として検出され、ＣＰＵ３０９にＴＨ信号としてＡ／Ｄ入力される。ＣＰＵ３０９は、ヒータ２０２の温度をＣＰＵ３０９の内部に記憶された設定温度と比較することにより、ヒータ２０２に供給するべき電力比を算出する。そしてＣＰＵ３０９は、その供給する電力比に対応した位相角（位相制御）、波数（波数制御）又は位相制御と波数制御を組み合わせた方法の制御レベルに換算し、その制御条件によりＣＰＵ３０９がトランジスタ３０７にオン信号（ヒータ駆動信号）を出力する。ＣＰＵ３０９はヒータ２０２に供給する電力比を算出する際に、電流検出回路３１３から報知されるＨＣＲＲＴ信号に基づき上限の電力比を算出して、その上限の電力比以下の電力が供給されるように制御する。
【００１８】
また、上述したように電力供給制御部の故障によりヒータ２０２が熱暴走に至り過昇温防止部材２０７が所定の温度以上になるとオープンになり、ヒータ２０２への電力供給が断たれる。またヒータ２０２の温度について、温度制御の設定温度とは別に異常高温検出温度が設定されている。ＴＨ信号から検出される温度がその異常高温検出温度以上になった場合は、ＣＰＵ３０９がＲＬＤ信号をローレベルとしてトランジスタ３１５をオフにし、リレー３１４をオフにすることにより、ヒータ２０２への電力供給が断たれる。抵抗３１６は電流制限抵抗であり、抵抗３１７はベース・エミッタ間のバイアス抵抗である。ダイオード３１８はリレー３１４のオフ時の逆起電力吸収用素子である。
【００１９】
［ゼロクロス検知回路］
図２（ｂ）にゼロクロス検知回路３１０の詳細を示す。交流電源３０１からの交流電圧は、図２（ｂ）のゼロクロス検知回路３１０に入力され、整流器４０１、４０２により半波整流される。本回路においては、Ｎｅｕｔｒａｌ側が整流されている。この半波整流された交流電圧は、抵抗４０３、コンデンサ４０４、抵抗４０５、４０６を介して、トランジスタ４０７のベースに入力される。これにより、Ｎｅｕｔｒａｌ側の電位がＨｏｔ側の電位よりも高い場合にトランジスタ４０７はオンとなり、Ｎｅｕｔｒａｌ側の電位がＨｏｔ側の電位よりも低くなるとトランジスタ４０７はオフとなる。フォトカプラ４０９は、一次・二次間の沿面距離を確保するための素子であり、抵抗４０８、４１０は、フォトカプラ４０９に流れる電流を制限するための抵抗である。４１１はコンデンサである。Ｎｅｕｔｒａｌ側の電位がＨｏｔ側の電位より高くなるとトランジスタ４０７はオンするため、フォトカプラ４０９内の発光ダイオード４０９ａは消灯し、フォトトランジスタ４０９ｂはオフしてフォトカプラ４０９の出力電圧はハイレベルとなる。一方、Ｎｅｕｔｒａｌ側の電位がＨｏｔ側の電位より低くなるとトランジスタ４０７はオフするのでフォトカプラ４０９内の発光ダイオード４０９ａが発光し、フォトトランジスタ４０９ｂはオンしてフォトカプラ４０９の出力電圧はローレベルとなる。このフォトカプラ４０９の出力が抵抗４１２を介してゼロクロス（ＺＥＲＯＸ）信号としてＣＰＵ３０９に報知される。このゼロクロス信号は、その信号周期が交流電源の周波数と等しいパルス信号であり、交流電源の電位極性に応じて信号レベルが変化する。ＣＰＵ３０９はこのゼロクロス信号の立ち上がり及び立ち下がりのエッジを検出し、このエッジをトリガにしてトライアック３０２をオン／オフすることでヒータ２０２へ電力を供給する。
【００２０】
［電流検出回路］
図２（ｃ）は、本実施例の電流検出回路３１３の構成を説明するブロック図、図３は、この電流検出回路３１３の動作を説明するための波形図である。図３の６０１は、電流検出トランス３１２の一次側電流Ｉの波形図で、ヒータ２０２に電流Ｉが流されると、電流検出トランス３１２によって、その電流波形が電圧変換され二次側に出力される。この電流検出トランス３１２の電圧出力をダイオード５０１ａ，５０３ａによって整流し、負荷抵抗として抵抗５０２ａ，５０４ａを接続している。６０３は、このダイオード５０３ａによって半波整流された波形を示す。この電圧波形は、抵抗５０５ａを介して乗算器５０６ａに入力される。この乗算器５０６ａは、６０４で示すように、２乗した電圧波形を出力する。この２乗された波形は、抵抗５０７ａを介してオペアンプ５０９ａの−端子に入力される。このオペアンプ５０９ａの＋端子には、抵抗５０８ａを介してリファレンス電圧５８４ａが入力されており、帰還抵抗５６０ａにより反転増幅される。尚、このオペアンプ５０９ａは片電源から電源が供給されているものとする。
【００２１】
６０５は、リファレンス電圧５８４ａを基準に反転増幅された出力波形を示す。このオペアンプ５０９ａの出力は、オペアンプ５７２ａの＋端子に入力される。オペアンプ５７２ａは、リファレンス電圧５８４ａとその＋端子に入力された波形の電圧差を出力し、抵抗５７１ａで決定される電流がコンデンサ５７４ａに流入されるようにトランジスタ５７３ａを制御している。こうしてコンデンサ５７４ａは、リファレンス電圧５８４ａと、その＋端子に入力された波形の電圧差と抵抗５７１ａで決定される電流で充電される。ダイオード５０３ａによる半波整流区間が終わると、コンデンサ５７４ａへの充電電流がなくなるため、その電圧値がピークホールドされる。そして６０６に示すように、ダイオード５０１ａの半波整流期間にＤＩＳ信号（６０７）によりトランジスタ５７５ａをオンすることにより、コンデンサ５７４ａの充電電圧が放電される。６０７で示すように、トランジスタ５７５ａは、ＣＰＵ３０９からのＤＩＳ信号によりオン／オフされており、６０２で示すＺＥＲＯＸ信号を基に、トランジスタ５７５ａのオン／オフ制御を行っている。このＤＩＳ信号は、ＺＥＲＯＸ信号の立ち上がりエッジから所定時間Ｔｄｌｙ後にオンし、ＺＥＲＯＸ信号の立ち下がりエッジと同じタイミング、もしくは直前でオフする。これにより、ダイオード５０３ａの半波整流期間であるヒータの給電期間に干渉することなく制御できる。つまり、コンデンサ５７４ａのピークホールド電圧Ｖ１ｆは、電流検出トランス３１２によって電流波形が二次側に電圧変換された波形の２乗値の半周期分の積分値となる。こうしてコンデンサ５７４ａにピークホールドされた電圧値が、電流検出回路３１３からＨＣＲＲＴ信号としてＣＰＵ３０９に送出される。
【００２２】
［位相制御と波数制御］
次にヒータ２０２の電力制御方式である位相制御と波数制御について説明する。図４（ａ）に位相制御の場合のヒータ２０２に印加する電圧、ゼロクロス信号、ヒータ駆動信号の波形を示す。ゼロクロス信号は交流電源の正から負、負から正に切り替わるポイントで論理が切り替わり、その立ち上がり及び立ち下がりエッジからｔａ時間後にヒータ駆動信号をオンすると、図４（ａ）の斜線で示した部分でヒータに電力が供給される。尚、ヒータ２０２をオンした後、次のゼロクロスポイントでヒータ２０２への電力供給はオフされるので、再びゼロクロス信号のエッジから時間ｔａ後にヒータ駆動信号をオンすることにより、次の半波でもヒータ２０２に同じ電力が供給される。また時間ｔａと異なる時間ｔｂ後にヒータ駆動信号をオンするとヒータ２０２への給電時間が変わるため、ヒータ２０２への供給電力を変化させることができる。このように、半波ごとにゼロクロス信号のエッジからヒータ駆動信号をオンする時間を変化させることでヒータへの供給電力を制御する。位相制御は図４（ａ）のように交流電源波形の１半波の途中でヒータへの電力供給をオンするためヒータ２０２に流れる電流が急激に立ち上がり、高調波電流が流れる。この高調波電流は電流の立ち上がり量が大きいほど多くなるので、位相角９０°、すなわち供給電力５０％の時に最大になる。また、この電流の立ち上がりエッジが毎半波ごとに発生するため多くの高調波電流が流れ、高調波規制への対応が必須となる。そのためフィルタ等の回路部品が必要になる場合が多い。一方、１半波より小さい電流が毎半波ごとに流れるため、電流の変化量は小さく、さらに変化周期も早いためフリッカへの影響は小さい。
【００２３】
図４（ｂ）に波数制御の場合のヒータ２０２に印加する電圧、ゼロクロス信号、ヒータ駆動信号の波形を示す。波数制御では交流電源の半波単位でオン／オフ制御を行うので、オンする時はゼロクロス信号のエッジとともにヒータ駆動信号をオンする。そして例えば１２半波を制御の一周期（一制御周期という）とし、一制御周期内でオンする半波の数を変えていくことで、ヒータ２０２への供給電力を制御している。図４（ｂ）は１２半波のうち６半波をオンしているため、ヒータへの供給電力は５０％となる。尚ここではオンする場合は連続する２半波をオンすることとする。波数制御ではヒータのオン／オフが常にゼロクロスポイントで行われるため位相制御のような電流の急激な立ち上がりエッジがなく高調波電流は非常に少ない。一方、電流は半波単位で流れるため、電流の変化量は大きく、変化周期も長いためフリッカへの影響が大きい。そこで、一制御周期内でオンする半波の位置（制御パターン）を工夫することで電流の変動周期をフリッカへの影響をできるだけ少なくなるようにしている。
【００２４】
本実施例では、波数制御のように交流電源の複数半波を一制御周期とし、その中の一部の半波を位相制御、残りの半波を波数制御で行うような制御を行う。このような制御方式では、特に位相制御が毎半波行われなくなるので、流れる高調波電流を低減させることができる。一方、位相制御によって短い制御周期であっても供給電力を多段階に制御できるため、通常の波数制御に対して制御周期を短くできるので電流の変動周期が短くなり、フリッカの低減もしやすくなる。しかし、電流検出トランス３１２で電圧変換した波形は、素子固有の特性により波形の歪を生じてしまう。特に電流実効値を検出する場合、波形の歪によって実効値が変化してしまい、電流検出精度が低下してしまう。電流検出トランス３１２で生じる歪量は、一次側入力波形の振幅、位相角、周波数などによって異なる。特に一次側の負荷が急激に変動する場合、電流検出トランス３１２で生じる歪量は大きくなる。前述した位相制御と波数制御を組み合わせた方式では、従来の位相制御に比べて、一制御周期内に位相制御と波数制御が切り替わるため、負荷電流の変動が大きく、電流検出の精度が低下する。そこで本実施例では、前述した位相制御と波数制御を組み合わせた方式において、位相制御と波数制御の組み合わせの制御波形を工夫して、電流検出トランス３１２による波形の歪で生じる正の誤差と、負の誤差を相殺させる。これにより本実施例では、所望の精度を実現可能とする。
【００２５】
［位相制御と波数制御を組み合わせた制御］
図５（ａ）と図５（ｂ）に位相制御と波数制御を組み合わせた方式のヒータ電力制御のパターン例を示す。図５（ａ）には本実施例の制御パターンとの比較のために、従来の制御パターン例を示す。図５（ｂ）は本実施例のヒータ電力制御の制御パターン例を示す。図５では４全波（＝８半波（交流波形における連続する所定数の半波））を一制御周期とし、そのうち６半波を波数制御、２半波を位相制御で制御している。ヒータ供給電力の０％から１００％までの間を１２分割し、それぞれについてヒータのオンする位置（制御パターン）を定めている。例えば図５中、電力デューティ１／１２（＝８．３％）の場合は１波目と２波目の半波の電力デューティが３３．３％になるように位相制御する。その他の６半波の波数制御部分は全てオフとすることで、一制御周期において約８．３％の電力が供給される。例えば半波の電力デューティが３３．３％になるように位相制御するには、供給する電力比に対応した位相角に換算しＣＰＵ３０９がトランジスタ３０７にオン信号を送出する。例えば、下記の表１のような電力比（ｄｕｔｙＤ（％））と位相角（α（°））変換表のデータをＣＰＵ３０９内に有しており、ＣＰＵ３０９はこの制御表に基づき制御を行う。
【００２６】
【表１】
0005713648.tif 000002
【００２７】
図５（ａ）では、電力デューティ７／１２（＝５８．３％）は、１波目と２波目の半波とも半波全体の電力デューティが３３．３％になるようにオンする。その他の６半波の波数制御部分は、３波目、４波目、７波目、８波目をオンすることで、一制御周期において約５８．３％の電力が供給される。このようにして供給電力１００％となる電力デューティ１２／１２まで図５（ａ）のように制御パターン１３段階を定義する。図５（ｂ）の制御パターン１３段階のうち、電力デューティ７／１２から１１／１２までに、本実施例の電流波形の一例を示している。
【００２８】
［歪を生ずる電流検出トランスの等価回路とシミュレーションの結果］
図６（ａ）は電流検出トランス３１２によって生じる歪の補正方法を説明するための等価回路図を示している。歪のない理想的な変圧器に対して、一次インダクタンスＬＰ、一次巻線漏洩インダクタンスＬｌ１の影響を加味した回路図になっている。本実施例を説明するために行ったシミュレーションでは、一次側及び二次側巻き線抵抗、浮遊容量、鉄損の影響は少ないため、等価回路図から省略している。図６（ｂ）及び図７（ａ）には図６（ａ）の等価回路図を使用したシミュレーション波形を示す。ここでは、図５（ａ）及び図５（ｂ）の制御パターンについて、電力デューティ７／１２（＝５８．３％）の波形に注目して説明を行う。図６（ｂ）及び図６（ｃ）では、図５（ａ）で従来例として示した制御パターンの電流検出トランス３１２による波形歪が、図３の６０６に示すＨＣＲＲＴ信号に与える影響を説明する。電流検出トランス３１２による歪や電流検出の誤差のない状態のＨＣＲＲＴ信号では、電流検出トランス一次側の電流実効値の二乗値、又は一次側の負荷に供給される電力に比例する値となる。しかし、電流検出トランス一次側の負荷が変動すると、図６（ｂ）の波形１のように、電流検出トランス３１２の二次側に出力される電圧波形が歪んでしまう。この電圧波形の歪によって電流検出回路３１３の精度が低下してしまう。比較のため、波形２には歪の生じていない状態の電圧波形を示す。
【００２９】
図６（ｃ）の表は、図６（ｂ）の波形１及び波形２に対して、電流検出回路３１３が出力するＨＣＲＲＴ信号の出力値を示している。図６（ｃ）に示す出力値（Ｖ）は歪のない電力デューティ１００％の波形の信号値を１Ｖとして、正規化して表示してある。また、一制御周期のＨＣＲＲＴ信号の平均値（Ｖ）、平均値の誤差（％）、電流実効値の平均値の誤差を図６（ｃ）の表に示す。本実施例では図３の６０３に示すように、半波整流した正の半波のみ電流検出を行っている。よって、図６（ｂ）に示す半波〔１〕〜半波〔４〕に対応したＨＣＲＲＴ信号を出力することができる。図６（ｃ）に示す波形１の半波〔２〕と半波〔４〕のＨＣＲＲＴ信号の出力は、波形２に比べて出力値が低いことがわかる。半波〔２〕と半波〔４〕のように、電流検出トランス３１２の一次側の負荷が増加した場合、負の波形歪によってＨＣＲＲＴ信号の出力は減少する。ここで半波〔２〕のＨＣＲＲＴ信号の出力に注目する。一制御周期の間に入力電圧の振幅や周波数、ヒータ２０２の抵抗値が変化していない場合、半波〔２〕のＨＣＲＲＴ信号から、一制御周期のＨＣＲＲＴ信号の平均値に換算できる。
【００３０】
一制御周期のＨＣＲＲＴ信号の換算平均値＝（半波〔２〕のＨＣＲＲＴ出力）×一制御周期の電力デューティ（この場合７／１２）÷半波〔２〕の電力デューティ（この場合１／１）
波形１のように電流検出トランス３１２による歪の影響を受けた半波〔２〕のＨＣＲＲＴ信号から、一制御周期のＨＣＲＲＴ信号の平均値に換算すると、波形２の出力と比較して−２３．５％の誤差が生じる。ＨＣＲＲＴ信号の誤差を電流実効値に換算すると、約−１２．５％の誤差となる。
【００３１】
このように、位相制御と波数制御を組み合わせた方式では、従来の位相制御に比べて、一制御周期内に位相制御と波数制御が切り替わるため、負荷電流の変動が大きく、電流検出の精度が低下する。そこで本実施例では、一制御周期内の波形を、１半波の少なくとも一部をオンする半波と、その半波の直後の１半波全てをオンする少なくとも２半波とを有する連続する少なくとも３半波を含む波形とする。そして、３半波以上連続して電力を供給している半波で制御波形を出力し、電流検出に使用する３半波目以降（３半波以降）の電流波形の歪量を緩和できるように制御波形を出力し、歪量の少ない電流検出結果から、一制御周期の電流検出値の換算値を算出する。本実施例の方法では３半波連続して、１００％の電力デューティで制御波形を出力している。
【００３２】
［制御パターン］
以降、位相制御又は波数制御で電力を供給している正の半波を正の給電サイクル、同じく負の半波を負の給電サイクルとして定義する。また電力を供給していない半波を非給電サイクルとして定義する。またヒータ２０２に供給する電力量を一定期間ごとに区切って制御するための一単位期間を一制御周期と定義する。本実施例では一例として、４全波（＝８半波）を一制御周期としてヒータ２０２への電力供給や上限電流値を更新する方法を説明する。
【００３３】
図７（ａ）及び図７（ｂ）では本実施例の図５（ｂ）に示した制御パターンの効果について説明を行う。図７（ａ）の波形３は、図６（ａ）の等価回路図でシミュレーションした電流検出トランス３１２による歪を持った電圧波形である。比較のため、波形４には歪を生じていない状態の電圧波形を示す。図７（ｂ）の表は、図７（ａ）の波形３及び波形４に対して、電流検出回路３１３が出力するＨＣＲＲＴ信号の出力値を示している。図７（ａ）に示す、波形３の半波〔２〕について注目して説明する。非給電サイクル後の給電サイクルの半波〔１〕では、波形４に対して、３９％の誤差が生じている。半波〔１〕のように、電流検出トランス３１２の一次側の負荷が増加した場合、波形の歪によってＨＣＲＲＴ信号の出力は減少する。半波〔２〕では３半波連続して１００％の電力デューティを出力しているため、半波〔１〕で発生した電流検出トランス３１２による歪の影響が緩和される。波形３の電流検出トランス３１２による歪の影響を受けた半波〔２〕のＨＣＲＲＴ信号から、一制御周期のＨＣＲＲＴ信号の平均値を換算すると、波形４の出力から換算した値に対して−１４％の誤差が生じる。ＨＣＲＲＴ信号の誤差を電流実効値に換算すると、約−７．２％の誤差となる。図６（ｂ）の波形１の換算平均値の誤差が約−２３．５％なので、波形３では波形１に対して、電流検出精度を大幅に改善できる。このように、３半波以上連続する給電サイクルで制御波形を出力し、電流検出に使用する３半波目以降の電流波形の歪量を緩和できるように制御波形を出力し、歪量の少ない電流検出結果から、一制御周期の電流検出値を換算する。これにより、位相制御と波数制御を組み合わせた方式でも、精度良く電流検出を行うことできる。
【００３４】
ここで図６（ｂ）及び図７（ａ）のシミュレーション波形では、電力デューティ７／１２（＝５８．３％）の波形を繰り返し出力した場合のシミュレーション結果を示している。電流検出結果は前の一制御周期の電流波形の影響を受ける。そのため、出力する電力デューティに変動がない場合には、図７（ａ）で説明した様な波形を二制御周期に跨って出力させても電流検出に使用する３半波目以降の電流波形の歪量を緩和できる。
【００３５】
本実施例で使用する図５（ｂ）に示した制御パターンでは、電力デューティ７／１２から１２／１２までに本実施例の電流波形を使用している。電力デューティ０／１２〜６／１２では本実施例の制御パターンを使用していない。本実施例では、想定される交流電源３０１の入力電圧範囲やヒータ２０２の抵抗値等を考慮すると、電力デューティ０／１２〜６／１２では一制御周期の電流値は上限Ｉｌｉｍｉｔ以下になる。そのため電力デューティ０／１２〜６／１２の範囲では、電流値がＩｌｉｍｉｔ以下になるように、精度よく電流検出する必要がない。例えば上記の例では電力デューティ０／１２〜６／１２の範囲で検知した電流検出結果は無視して、電力デューティの上限値Ｄｌｉｍｉｔの更新を行わなくてもよい。このように、制御上必要な所定の電力デューティで電力供給する際に、本実施例の制御パターンを使用している。電流検出が必要な最大電力デューティや、必要な精度は画像形成装置によって異なる。上記は本実施例の制御パターンの利用方法の一例を示している。
【００３６】
［電流検出トランスによる歪の影響］
図８（ａ）の波形５では、図６（ａ）の等価回路図でシミュレーションした、電流検出トランス３１２による歪の影響について説明を行う。比較のため、波形６には歪の生じていない状態の電圧波形を示す。図８（ｂ）の表は、図８（ａ）の波形５及び波形６に対して、電流検出回路３１３が出力するＨＣＲＲＴ信号の出力値を示す。図８（ｂ）に示す波形５のＨＣＲＲＴ信号の出力は、非給電サイクル後の給電サイクル半波〔１〕で最も電流検出トランス３１２による歪の影響を受ける。波形５の半波〔１〕のＨＣＲＲＴ信号の出力値は、波形６の出力値に対して約−４０％の誤差が生じる。波形５の半波〔２〕〜〔６〕のように同じ電力デューティの給電サイクルが連続すると、半波〔１〕で生じた電流検出トランス３１２の出力歪の影響が緩和できる。波形５のＨＣＲＲＴ信号の出力が定常状態になるまでシミュレーションを続けると、波形５のＨＣＲＲＴ信号の出力は波形６の出力値に対して約−５％の誤差が生じる。この定常状態で生じる誤差は、電流検出トランス一次側の交流電流の周波数や、給電サイクルの電力デューティ等で変化する。波形５の例は、周波数５０Ｈｚ、給電サイクルの電力デューティ１００％のシミュレーション結果を示している。周波数や電力デューティ変化が、ＨＣＲＲＴ信号の誤差に与える影響は、負荷変動に比べて小さい。例えば工場出荷時に、電流検出トランス３１２の一次側に、１０Ａ、５０Ｈｚ、電力デューティ１００％の電流を流した状態で、ＨＣＲＲＴ信号の出力が所定の電圧値になるように調整することで、定常状態で生じる誤差を低減できる。図２（ｃ）の抵抗５７１ａをボリューム抵抗として、電流検出回路３１３のゲインを調整可能にすれば、ＨＣＲＲＴ信号の出力を調整できる。
【００３７】
［定着器の制御シーケンス］
次に、本実施例の定着器１１５の制御シーケンスについて説明する。図９は、本実施例のＣＰＵ３０９による定着器１１５の制御シーケンスを説明するフローチャートである。ステップ（以降、Ｓとする）１８０１でＣＰＵ３０９は、ヒータ２０２への電力供給開始の要求が発生するかすなわち温度制御の開始か否かを判断し、温度制御の開始であると判断するとＳ１８０２の処理に進む。Ｓ１８０２でＣＰＵ３０９は、想定される交流電源３０１の入力電圧範囲やヒータ２０２の抵抗値等を考慮して、電力デューティの上限値Ｄｌｉｍｉｔを初期設定する。またＣＰＵ３０９は、ヒータ２０２に供給できる電流の上限値Ｉｌｉｍｉｔを予め設定する。Ｓ１８０３でＣＰＵ３０９は、ヒータ２０２の温度制御をするために、一制御周期でヒータ２０２に供給する電力デューティＤ（図中、単に電力Ｄと記す）を決定する。ここでＣＰＵ３０９は、ヒータ２０２が予め設定されている所定の温度になるように、ＴＨ信号の情報に基づき、例えばＰＩ制御によりヒータ２０２に供給する電力デューティＤを決定する。Ｓ１８０４でＣＰＵ３０９は、Ｓ１８０３で算出された電力デューティＤが電力デューティの上限値Ｄｌｉｍｉｔ以上か否かを判断する。Ｓ１８０４でＣＰＵ３０９は電力デューティＤが上限値Ｄｌｉｍｉｔ以上であると判断した場合、Ｓ１８０５でＤ＝Ｄｌｉｍｉｔとする。すなわち、電力デューティの上限値Ｄｌｉｍｉｔ以下の電力デューティＤでヒータ２０２の温度制御を行う。
【００３８】
Ｓ１８０６でＣＰＵ３０９は、電力デューティＤに相当する電力でヒータ２０２の温度調整を行うため、図５（ｂ）の制御パターンに基づき、ヒータ２０２に一制御周期（４全波）の電力供給を開始する。また、ＣＰＵ３０９はカウンタＫをリセット（Ｋ＝０）する。Ｓ１８０７でＣＰＵ３０９は、正の給電サイクルの半波を出力する度にカウンタＫを＋１（Ｋ＝Ｋ＋１）する。Ｓ１８０８でＣＰＵ３０９は、Ｋ波目の正の半波に対応したＨＣＲＲＴ信号の出力Ｉｆ＿Ｋを検知し、ＣＰＵ３０９の不図示のメモリに保存する。ＣＰＵ３０９は決定した電力デューティＤと図５（ｂ）の制御パターンに基づき、Ｋ波目の正の半波を給電している状態で、電流検出回路３１３から送られてくるＨＣＲＲＴ信号より電圧Ｖ１ｆ＿Ｋ（電流値Ｉｆ＿Ｋに相当）を取得する。これは前述したようにコンデンサ５７４ａでピークホールドされた電圧値Ｖ１ｆ＿Ｋに該当する。即ち、図３に示すＨＣＲＲＴ信号のピークホールド値である。本実施例では、ＺＥＲＯＸ信号をトリガにして、ＺＥＲＯＸ信号の立ち上がりエッジからＤＩＳ信号を送出するまでの間、Ｔｄｌｙの期間内にこの値を取得する。この期間Ｔｄｌｙは、ＣＰＵ３０９がピークホールド値Ｖ１ｆ＿Ｋを検出するのに十分な時間に設定されている。
【００３９】
Ｓ１８０９では、Ｋ波目のゼロクロス（ＺＥＲＯＸ）周期Ｔ＿Ｋ（図３のＴ１に相当）を検出する。ＣＰＵ３０９は、ＺＥＲＯＸ信号６０２の立ち下がりエッジから立ち下がりエッジまでの時間間隔Ｔ＿Ｋを検出することにより、交流電源３０１の周波数（以下、商用周波数）Ｆ＿Ｋを算出できる。検出した時間間隔Ｔ＿ＫをＣＰＵ３０９のメモリに保存する。ただし、シーケンス上難しい場合にはＣＰＵ３０９はＴ＿４は検出せずに、Ｔ＿１〜Ｔ＿３までを検出して、Ｔ＿４＝Ｔ＿３としてもよい。Ｓ１８１０では一制御周期（４全波）分の電流検出結果を得られるまで、すなわち、Ｋ＝４となるまで、ＣＰＵ３０９はＳ１８０７〜Ｓ１８０９を繰り返し行う。Ｓ１８１１でＣＰＵ３０９は、Ｓ１８０３又はＳ１８０５で決定した電力デューティＤが３／１２以下か否かを判断する。電力デューティＤが０／１２〜３／１２の電力制御パターンでは、Ｓ１８１２に移行する。Ｓ１８１２でＣＰＵ３０９は、ＣＰＵ３０９のメモリに保存した電流値Ｉｆ＿１、ＺＥＲＯＸ周期Ｔ＿１に基づき上限値Ｄｌｉｍｉｔを算出する。ここで、ＨＣＲＲＴ信号が報知するＩｆ＿Ｋ値は、前述したように、２乗波形の商用周波数半周期分の積分値である。周波数Ｆ  Ｈｚにおける電流値Ｉｆ＿Ｋに対して、商用周波数を特定の周波数、例えば５０Ｈｚを規準の周波数として設定しておく。電流値Ｉｆ＿Ｋの５０Ｈｚ換算値をＩ＿Ｋとすると、
Ｉ＿Ｋ＝Ｉｆ＿Ｋ×Ｆ／５０
と表すことができる。
【００４０】
ＣＰＵ３０９は、Ｉ＿Ｋと、電力デューティＤとＣＰＵ３０９に設定されている上限電流値Ｉｌｉｍｉｔから、給電可能な上限の電力デューティを更新した上限値Ｄｌｉｍｉｔを算出する。上限電流Ｉｌｉｍｉｔは、例えば接続される商用電源の定格電流に対して、ヒータ以外の部分に供給される電流を差し引いたヒータに供給可能な一制御周期の許容電流値（ここでは周波数５０Ｈｚにおける値とする）や、制御上必要な最大電流値を設定すればよい。実施例１では一制御周期４半波の平均値の上限を、Ｉｌｉｍｉｔとして設定している。
Ｆ＝１／Ｔ＿１
Ｉ＿１＝Ｉｆ＿１×Ｆ／５０
Ｄｌｉｍｉｔ＝４×Ｉｌｉｍｉｔ／Ｉ＿１×Ｄ
【００４１】
Ｓ１８１１でＣＰＵ３０９は、電力デューティＤが３／１２を超えると判断すると、Ｓ１８１３で、電力デューティＤが６／１２以下か否かを判断する。電力デューティＤが４／１２〜６／１２の電力制御パターンでは、Ｓ１８１４に移行する。Ｓ１８１４でＣＰＵ３０９は、ＣＰＵ３０９のメモリに保存した電流値Ｉｆ＿３、ＺＥＲＯＸ周期Ｔ＿３に基づき上限値Ｄｌｉｍｉｔを算出する。
Ｆ＝１／Ｔ＿３
Ｉ＿３＝Ｉｆ＿３×Ｆ／５０
Ｄｌｉｍｉｔ＝Ｉｌｉｍｉｔ／（Ｉ＿３）
【００４２】
Ｓ１８１３でＣＰＵ３０９は、電力デューティＤが６／１２を超えると判断した場合、即ちＳ１８０３又はＳ１８０５で決定した電力デューティＤが７／１２〜１２／１２の電力制御パターンでは、Ｓ１８１５に移行する。Ｓ１８１５でＣＰＵ３０９は、ＣＰＵ３０９に保存した電流値Ｉｆ＿２、ＺＥＲＯＸ周期Ｔ＿２に基づき上限値Ｄｌｉｍｉｔを算出する。
Ｆ＝１／Ｔ＿２
Ｉ＿２＝Ｉｆ＿２×Ｆ／５０
Ｄｌｉｍｉｔ＝Ｉｌｉｍｉｔ／（Ｉ＿２）
【００４３】
Ｓ１８１６でＣＰＵ３０９は、Ｓ１８１２、Ｓ１８１４、Ｓ１８１５の算出結果に基づき、上限値Ｄｌｉｍｉｔの設定値を更新する。このようにＣＰＵ３０９は、電力デューティＤに応じて上限値Ｄｌｉｍｉｔを算出するためのＫの値を変更する。以上の処理を、Ｓ１８１７で、ヒータ２０２の温度制御が終了するまで、商用電源の一制御周期ごと（４周期ごと）に繰り返し行い、ＣＰＵ３０９は、ヒータ２０２に供給する電力デューティＤを算出する。
【００４４】
本実施例では、電力デューティＤが７／１２〜１２／１２の電力制御波形において、３半波以上連続して電力デューティ１００％の給電サイクルの制御波形を出力する。そして、電流検出トランス３１２による出力電圧の歪の影響が少ない３半波目以降の給電サイクルの電流を検出している。歪量の少ない電流検出結果から、一制御周期の電流検出値の換算値を算出することで、位相制御と波数制御を組み合わせた方式でも、精度良く電流検出できる。
【００４５】
以上本実施例によれば、電流検出の精度を向上させることができる。
【実施例２】
【００４６】
実施例１と共通の構成や制御についての説明は省略し、以下同じ符号を用いて説明する。
【００４７】
［本実施例の制御パターン］
図１０に位相制御と波数制御を組み合わせた方式の、実施例２におけるヒータ電力制御の制御パターン例を示す。図１１（ａ）には図６（ａ）の等価回路図を使用したシミュレーション波形を示す。ここでは、図１０の制御パターンについて、電力デューティ７／１２（＝５８．３％）の波形に注目して説明を行う。図１１（ａ）及び図１１（ｂ）では本実施例の図１０に示した制御パターン例の効果について説明を行う。図１１（ａ）の波形７では、図６（ａ）の等価回路図でシミュレーションした、電流検出トランス３１２による歪を持った電圧波形を示す。比較のため、波形８には歪を生じていない状態の電圧波形を示す。図１１（ｂ）の表は、図１１（ａ）の波形７及び波形８に対して、電流検出回路３１３が出力するＨＣＲＲＴ信号の出力値を示している。図１１（ａ）に示す、波形７の半波〔２〕について注目して説明する。非給電サイクル後の給電サイクルの半波〔１〕では、波形８に対して３８％の誤差が生じている。半波〔１〕のように、正の給電サイクルで電流検出トランス３１２の一次側の負荷が増加した場合、二次側電圧出力に負の歪が生じてＨＣＲＲＴ信号の出力は減少する。波形７では半波〔１〕の電力デューティを３３％、半波〔５〕の電力デューティを１００％で制御している。半波〔５〕のように、負の給電サイクルで電流検出トランス３１２の一次側の負荷が増加した場合、二次側電圧出力に正の歪が生じる。半波〔２〕では半波〔１〕及び半波〔５〕で生じる、二次側電圧出力の負及び正の歪の影響を受ける。半波〔２〕のＨＣＲＲＴ信号の出力値は、波形８に対して−１．６％の誤差が生じている。ＨＣＲＲＴ信号の誤差を電流実効値に換算すると、約−０．８％の誤差となる。半波〔１〕及び半波〔２〕で生じる二次側電圧出力の歪がお互いに打ち消し合うため、実施形１の図７で説明した方法より、さらに高い精度で電流検出できる。
【００４８】
図１０に示す電力デューティ８／１２の制御パターン例では、電力デューティ７／１２の制御パターン例と同様の方法で精度良く電流検出できる。図１０に示す電力デューティ９／１２から１２／１２までの制御パターン例では、２波目の半波から５波目の半波まで、４波連続して電力デューティ１００％の給電サイクルの制御波形を出力する。これにより、電流検出トランス３１２による出力電圧の歪の影響が少ない５波目の半波の給電サイクルで電流検出を行うことができる。本実施例では、一制御周期内に３半波以上連続する給電サイクルで制御波形を出力することで、電流検出に使用する３半波目以降の電流波形の歪量を緩和できる。それぞれの電力デューティの制御パターンで、最も電流精度が得られる給電サイクルを選択して、電流検出を行う。この電流検出結果から、一制御周期の電流検出値の換算値を算出することで、位相制御と波数制御を組み合わせた方式でも、精度良く電流検出を行うことできる。
【００４９】
本実施例で使用する図１０に示した制御パターン例では、電力デューティ７／１２から１２／１２までに、本実施例の電流波形を使用している。電力デューティ０／１２〜６／１２では本実施例で提案する制御パターンを使用していない。本実施例では、想定される交流電源３０１の入力電圧範囲やヒータ２０２の抵抗値等を考慮すると、電力デューティ０／１２〜６／１２では一制御周期の電流値は上限Ｉｌｉｍｉｔ以下になる。そのため電力デューティ０／１２〜６／１２の範囲では、電流値がＩｌｉｍｉｔ以下になるように、精度よく電流検出する必要がない。例えば上述した例では電力デューティ０／１２〜６／１２の範囲で検知した電流検出結果は無視して、Ｄｌｉｍｉｔの更新を行わなくてもよい。このように、制御上必要な所定の電力デューティで電力供給する際に、本実施例で提案する制御パターンを使用している。電流検出する必要がある最大電力デューティや必要な検出精度は画像形成装置によって異なる。上述した例は本実施例の制御パターンの利用方法の一例である。
【００５０】
［定着器の制御シーケンス］
次に、本実施例の定着器１１５の制御シーケンスについて説明する。図１２は、本実施例のＣＰＵ３０９による定着器１１５の制御シーケンスを説明するフローチャートである。尚、Ｓ２２０１〜Ｓ２２０５の処理は、実施例１の図９のＳ１８０１〜Ｓ１８０５までの処理と同じであり説明を省略する。Ｓ２２０６でＣＰＵ３０９は、電力デューティＤに相当する電力でヒータ温度調整するため、図１０の制御パターンに基づき、ヒータ２０２に一制御周期（４全波）の電力供給を開始する。その他については実施例１の図９のＳ１８０６と同じであり説明を省略する。Ｓ２２０７〜Ｓ２２１４の処理は、実施例１の図９のＳ１８０７〜Ｓ１８１４の処理と同じであり説明を省略する。尚、Ｓ２２０８では、算出した電力デューティＤと図１０の制御パターンに基づき、Ｋ波目の正の半波を給電している状態で、電流検出回路３１３から送られてくるＨＣＲＲＴ信号より電圧Ｖ１ｆ＿ｋ（電流値Ｉｆ＿ｋに相当）を取得する。
【００５１】
Ｓ２２１５でＣＰＵ３０９は、電力デューティＤが８／１２以下か否かを判断する。Ｓ２２１５でＣＰＵ３０９は、電力デューティＤが７／１２〜８／１２の電力制御パターンであると判断すると、Ｓ２２１６の処理に移行する。Ｓ２２１６でＣＰＵ３０９は、ＣＰＵ３０９に保存した電流値Ｉｆ＿２、ＺＥＲＯＸ周期Ｔ＿２に基づきＤｌｉｍｉｔを算出する。
Ｆ＝１／Ｔ＿２
Ｉ＿２＝Ｉｆ＿２×Ｆ／５０
Ｄｌｉｍｉｔ＝Ｉｌｉｍｉｔ／（Ｉ＿２）
【００５２】
Ｓ２２１５でＣＰＵ３０９は、電力デューティＤが９／１２〜１２／１２の電力制御パターンであると判断すると、Ｓ２２１７に移行する。Ｓ２２１７でＣＰＵ３０９は、ＣＰＵ３０９に保存した電流値Ｉｆ＿３、ＺＥＲＯＸ周期Ｔ＿３に基づきＤｌｉｍｉｔを算出する。
Ｆ＝１／Ｔ＿３
Ｉ＿３＝Ｉｆ＿３×Ｆ／５０
Ｄｌｉｍｉｔ＝Ｉｌｉｍｉｔ÷（Ｉ＿３）
【００５３】
Ｓ２２１８でＣＰＵ３０９は、Ｓ２２１２、Ｓ２２１４、Ｓ２２１６、Ｓ２２１７の算出結果に基づき、Ｄｌｉｍｉｔの設定値を更新する。Ｓ２２１９の処理は実施例１の図９のＳ１８１７の処理と同じであり説明を省略する。
【００５４】
以上本実施例によれば、電流検出の精度を向上させることができる。
【符号の説明】
【００５５】
１１５      定着器
２０２      ヒータ
２０６      サーミスタ
３０１      交流電源
３０９      ＣＰＵ
３１２      電流検出トランス
３１３      電流検出回路
【図１】
0005713648.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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