(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
コアに巻回された第１の巻線と第２の巻線とを有し、前記第１の巻線の巻き始め端と前記第２の巻線の巻き始め端とが接続されて形成されるトランスと、
前記第１の巻線の巻き終わり端に一方の端子が接続される第１のスイッチ素子と、
前記第１のスイッチ素子に並列に接続される第１のダイオードと、
前記第２の巻線の巻き終わり端に一方の端子が接続される第２のスイッチ素子と、
前記第２のスイッチ素子に並列に接続される第２のダイオードと、
前記第２のスイッチ素子の他方の端子と前記第２の巻線の巻き始め端との間に接続されるコンデンサと、
前記第１のスイッチ素子のオンとオフとを制御する第１の制御信号および前記第２のスイッチ素子のオンとオフとを制御する第２の制御信号を発生させる出力電圧・回生動作制御部と、を備え、
前記第１のスイッチ素子の他方の端子と前記第２のスイッチ素子の他方の端子との間に負荷を接続し、
前記第１のスイッチ素子の他方の端子と前記第１の巻線の巻き始め端との間に直流電源を接続し、
前記出力電圧・回生動作制御部は、
前記負荷に対して前記直流電源からの電力を給電するに際しては、前記第２のスイッチ素子をオフとし、前記第１のスイッチ素子の１周期におけるオンとオフの比率を変化させて、前記負荷に給電する直流電圧を制御し、
前記負荷からの電力を前記直流電源に対して回生するに際しては、前記第１のスイッチ素子をオフとし、前記第２のスイッチ素子の１周期におけるオンの比率を変化させて、回生電力量を制御する、
昇降圧型コンバータ。
【請求項２】
前記第１のスイッチ素子および前記第１のダイオード、または、前記第２のダイオードおよび前記第２のスイッチ素子の少なくともいずれかが金属酸化物半導体電界効果トランジスタとされている、請求項１に記載の昇降圧型コンバータ。
【請求項３】
前記出力電圧・回生動作制御部は、
前記負荷に対して給電するに際しては、前記負荷に給電する直流電圧を所定の値とするようにフィードバック制御をおこなう、請求項１に記載の昇降圧型コンバータ。
【請求項４】
前記出力電圧・回生動作制御部は、
前記負荷から電力を回生するに際しては、前記直流電源に回生される電流を一定に保つように制御する、請求項１に記載の昇降圧型コンバータ。
【請求項５】
該昇降圧型コンバータは、
前記直流電源を有して形成され、
前記直流電源は、バッテリ、または、電気２重層コンデンサである、請求項１に記載の昇降圧型コンバータ。
【請求項６】
コアに巻回された第１の巻線と第２の巻線とを有し、前記第１の巻線の巻き始め端と前記第２の巻線の巻き始め端とが接続されて形成されるトランスと、
前記第１の巻線の巻き終わり端に一方の端子が接続される第１のスイッチ素子と、
前記第１のスイッチ素子に並列に接続される第１のダイオードと、
前記第２の巻線の巻き終わり端に一方の端子が接続される第２のスイッチ素子と、
前記第２のスイッチ素子に並列に接続される第２のダイオードと、
前記第２のスイッチ素子の他方の端子と前記第２の巻線の巻き始め端との間に接続されるコンデンサと、
前記第１のスイッチ素子のオンとオフとを制御する第１の制御信号および前記第２のスイッチ素子のオンとオフとを制御する第２の制御信号を発生させる出力電圧・回生動作制御部と、を備え、
前記第１のスイッチ素子の他方の端子と前記第２のスイッチ素子の他方の端子との間に直流電源を接続し、
前記第１のスイッチ素子の他方の端子と前記第１の巻線の巻き始め端との間に負荷を接続し、
前記出力電圧・回生動作制御部は、
前記負荷に対して前記直流電源からの電力を給電するに際しては、前記第１のスイッチ素子をオフとし、前記第２のスイッチ素子の１周期におけるオンの比率を変化させて、前記負荷に給電する直流電圧を制御し、
前記負荷からの電力を前記直流電源に対して回生するに際しては、前記第２のスイッチ素子をオフとし、前記第１のスイッチ素子の１周期におけるオンとオフの比率を変化させて、回生電力量を制御する、
昇降圧型コンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電圧を昇降圧する昇降圧型コンバータに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来から，直流電圧を昇圧する昇圧型コンバータが広く知られている（例えば、特許文献１の図１を参照）。図１０は、従来の昇圧型コンバータを示す図である。図１０を参照して従来の昇圧型コンバータについて説明をする。１次側の直流電源からの直流電圧Ｅ１は、トランスＴの１次巻線ＮＰとスイッチ素子Ｓとの直列回路に印加され、１次巻線ＮＰに１次側電力が供給される。トランスＴのコアＣＲに巻回される１次巻線ＮＰと２次巻線ＮＳの巻数の比を変えることによって、１次側の直流電圧Ｅ１よりも高い２次側の直流電圧ＥＯを得ることができる。直流電圧ＥＯは２次側の負荷ＬＤに印加され、負荷ＬＤに電力が供給される。ここで、スイッチ素子Ｓはオン（導通）とオフ（切断）とが交互に周期的に繰り返される電子的スイッチであり、ダイオードＤは整流素子、コンデンサＣは平滑コンデンサである。トランスＴの１次巻線ＮＰと２次巻線ＮＳとに付された黒丸は各々の巻線の巻き始め端を示すものである。直流電圧ＥＯと直流電圧Ｅ１について数式１が成立する。ＮＰは１次巻線ＮＰの巻数、ＮＳは１次巻線ＮＳの巻数、ＴＯＮはスイッチ素子がオンである時間、ＴＯＦＦはスイッチ素子がオフである時間である。なお、数式１は、効率η＝１の理想状態の昇圧型コンバータにおける関係式を表わすものである。
【０００３】
（数式１）
ＥＯ＝（ＮＳ／ＮＰ）・（ＴＯＮ／ＴＯＦＦ）・Ｅ１
【０００４】
図１０に示す昇圧型コンバータの効率η（２次側電力ＰＯ／１次側電力Ｐ１）は、数式２で表わされる。
【０００５】
（数式２）
η＝ＰＯ／Ｐ１＝（ＥＯ・ＩＯ）／（Ｅ１・Ｉ１）
【０００６】
このような昇圧型コンバータが用いられる技術分野としては、例えば、電気自動車が挙げられる。電気自動車においては、直流電源としてはバッテリが用いられ、負荷ＬＤとしてはモータが用いられる。
【０００７】
従来から，直流電圧を降圧する降圧型コンバータ（例えば、特許文献２の図１を参照）が広く知られている。図１１は、従来の降圧型コンバータを示す図である。図１１を参照して降圧型コンバータについて説明をする。直流電源からの直流電圧Ｅ１１は、インダクタＬとスイッチ素子Ｓと負荷ＬＤ１との直列回路に印加される。スイッチ素子Ｓはオン（導通）とオフ（切断）とが交互に周期的に繰り返される電子的スイッチである。ダイオードＤは転流素子、コンデンサＣは平滑コンデンサである。このようにして、直流電圧Ｅ１１よりも低い直流電圧ＥＯ１を負荷ＬＤ１の両端に得ることができる。直流電圧ＥＯ１と直流電圧Ｅ１１について数式３が成立する。Ｔは１周期の時間である。なお、数式３は、効率η＝１の理想状態の降圧型コンバータにおける関係式を表わすものである。
【０００８】
（数式３）
ＥＯ１＝｛ＴＯＮ／（ＴＯＮ＋ＴＯＦＦ）｝・Ｅ１１
＝｛ＴＯＮ／Ｔ｝・Ｅ１１
【０００９】
また、従来から知られている別の昇圧型コンバータの例としては、１次側電源の電圧と２次側巻線の電圧を加算または減算する昇降圧型コンバータが知られている（特許文献３、特許文献４を参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開２００１−３３８８０７号公報
【特許文献２】特開２０１０−２７３５０１号公報
【特許文献３】特開昭５４−１０４５２７号公報
【特許文献４】特開平３−３０７８１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
近年は、昇降圧型コンバータの効率の向上を望む要望が、ますます強くなっており、効率の向上は絶え間ない課題としてなお存在している。また、負荷から電力を回生する回生コンバータを備えて回生電力を回収することが要望されている。そして、このように昇圧型コンバータと回生コンバータとの両方が要求される場合には、昇圧型コンバータと回生コンバータとを独立して両方設けることとなり、装置の規模は大きくなり、装置のコストは高いものとなった。
【００１２】
発明が解決しようとする課題は、効率が高い昇降圧型コンバータの機能を備えるとともに、回生電力を直流電源に戻すための回生コンバータとしての機能も同時に備える昇降圧型コンバータを提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
第１側面の昇降圧型コンバータは、コアに巻回された第１の巻線と第２の巻線とを有し、前記第１の巻線の巻き始め端と前記第２の巻線の巻き始め端とが接続されて形成されるトランスと、前記第１の巻線の巻き終わり端に一方の端子が接続される第１のスイッチ素子と、前記第１のスイッチ素子に並列に接続される第１のダイオードと、前記第２の巻線の巻き終わり端に一方の端子が接続される第２のスイッチ素子と、前記第２のスイッチ素子に並列に接続される第２のダイオードと、前記第２のスイッチ素子の他方の端子と前記第２の巻線の巻き始め端との間に接続されるコンデンサと、前記第１のスイッチ素子のオンとオフとを制御する第１の制御信号および前記第２のスイッチ素子のオンとオフとを制御する第２の制御信号を発生させる出力電圧・回生動作制御部と、を備え、前記第１のスイッチ素子の他方の端子と前記第２のスイッチ素子の他方の端子との間に負荷を接続し、前記第１のスイッチ素子の他方の端子と前記第１の巻線の巻き始め端との間に直流電源を接続し、前記出力電圧・回生動作制御部は、前記負荷に対して前記直流電源からの電力を給電するに際しては、前記第２のスイッチ素子をオフとし、前記第１のスイッチ素子の１周期におけるオンとオフの比率を変化させて、前記負荷に給電する直流電圧を制御し、前記負荷からの電力を前記直流電源に対して回生するに際しては、前記第１のスイッチ素子をオフとし、前記第２のスイッチ素子の１周期におけるオンの比率を変化させて、回生電力量を制御する。
【００１４】
第２側面の昇降圧型コンバータは、コアに巻回された第１の巻線と第２の巻線とを有し、前記第１の巻線の巻き始め端と前記第２の巻線の巻き始め端とが接続されて形成されるトランスと、前記第１の巻線の巻き終わり端に一方の端子が接続される第１のスイッチ素子と、前記第１のスイッチ素子に並列に接続される第１のダイオードと、前記第２の巻線の巻き終わり端に一方の端子が接続される第２のスイッチ素子と、前記第２のスイッチ素子に並列に接続される第２のダイオードと、前記第２のスイッチ素子の他方の端子と前記第２の巻線の巻き始め端との間に接続されるコンデンサと、前記第１のスイッチ素子のオンとオフとを制御する第１の制御信号および前記第２のスイッチ素子のオンとオフとを制御する第２の制御信号を発生させる出力電圧・回生動作制御部と、を備え、前記第１のスイッチ素子の他方の端子と前記第２のスイッチ素子の他方の端子との間に直流電源を接続し、前記第１のスイッチ素子の他方の端子と前記第１の巻線の巻き始め端との間に負荷を接続し、前記出力電圧・回生動作制御部は、前記負荷に対して前記直流電源からの電力を給電するに際しては、前記第１のスイッチ素子をオフとし、前記第２のスイッチ素子の１周期におけるオンの比率を変化させて、前記負荷に給電する直流電圧を制御し、前記負荷からの電力を前記直流電源に対して回生するに際しては、前記第２のスイッチ素子をオフとし、前記第１のスイッチ素子の１周期におけるオンとオフの比率を変化させて、回生電力量を制御する。
【発明の効果】
【００１５】
本発明の昇降圧型コンバータによれば、直流電源から負荷に直接に供給される電力、または、負荷から直流電源に直接に供給される回生電力については電力損失がないので効率が良好なものとなる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】第１の実施形態の昇降圧型コンバータにおける昇圧型コンバータの部分の原理を示す図である。
【図２】第１の実施形態の昇降圧型コンバータにおける降圧型コンバータの部分の原理を示す図である。
【図３】図２を書き換えた降圧型コンバータを示す図である。
【図４】第１の実施形態の昇降圧型コンバータを示す図である。
【図５】第１の実施形態の昇降圧型コンバータが昇圧型コンバータとして機能する場合の動作を示すタイムチャートである。
【図６】第１の実施形態の昇降圧型コンバータが降圧型コンバータとして機能する場合の動作を示すタイムチャートである。
【図７】第２の実施形態の昇降圧型コンバータを示す図である。
【図８】第２の実施形態の昇降圧型コンバータが降圧型コンバータとして機能する場合の動作を示すタイムチャートである。
【図９】第２の実施形態の昇降圧型コンバータが昇圧型コンバータとして機能する場合の動作を示すタイムチャートである。
【図１０】従来の昇圧型コンバータを示す図である。
【図１１】従来の降圧型コンバータを示す図である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
発明を実施するための実施形態の昇降圧型コンバータは、コアに巻回された第１の巻線と第２の巻線とを有し、第１の巻線の巻き始め端と第２の巻線の巻き始め端とが接続されて形成されるトランスを備える。また、第１の巻線の巻き終わり端に一方の端子が接続される第１のスイッチ素子と、第１のスイッチ素子に並列に接続される第１のダイオードとを備える。また、第２の巻線の巻き終わり端に一方の端子が接続される第２のスイッチ素子と、第２のスイッチ素子に並列に接続される第２のダイオードとを備える。また、第２のスイッチ素子の他方の端子と第２の巻線の巻き始め端との間に接続されるコンデンサを備える。また、第１のスイッチ素子のオンとオフとを制御する第１の制御信号および第２のスイッチ素子のオンとオフとを制御する第２の制御信号を発生させる出力電圧・回生動作制御部を備える。
【００１８】
そして、第１の実施形態では、第１のスイッチ素子の他方の端子と第２のスイッチ素子の他方の端子との間に負荷を接続し、第１のスイッチ素子の他方の端子と第１の巻線の巻き始め端との間に直流電源を接続する。出力電圧・回生動作制御部は、負荷に対して直流電源からの電力を給電するに際しては、第２のスイッチ素子をオフとし、第１のスイッチ素子の１周期におけるオンとオフの比率を変化させて負荷に給電する直流電圧を制御し、負荷からの電力を直流電源に対して回生するに際しては、第１のスイッチ素子をオフとし、第２のスイッチ素子の１周期におけるオンの比率を変化させて回生電力量を制御する。
【００１９】
また、第２の実施形態では、第１のスイッチ素子の他方の端子と第２のスイッチ素子の他方の端子との間に直流電源を接続し、第１のスイッチ素子の他方の端子と第１の巻線の巻き始め端との間に負荷を接続する。出力電圧・回生動作制御部は、負荷に対して直流電源からの電力を給電するに際しては、第１のスイッチ素子をオフとし、第２のスイッチ素子の１周期におけるオンの比率を変化させて負荷に給電する直流電圧を制御し、負荷からの電力を直流電源に対して回生するに際しては、第２のスイッチ素子をオフとし、第１のスイッチ素子の１周期におけるオンとオフの比率を変化させて回生電力量を制御する。
【００２０】
［第１の実施形態］
実施形態の技術について、図面を参照して以下に説明をする。
【００２１】
図１は、実施形態の昇降圧型コンバータにおける昇圧型コンバータの部分の原理を示す図である。
【００２２】
図１に示す昇圧型コンバータ１は、トランスＴを備えている。トランスＴのコアＣＲには、巻数ＮＰの１次巻線ＮＰおよび巻数ＮＳの２次巻線ＮＳが巻回されている。１次巻線ＮＰの巻き始め端と２次巻線ＮＳの巻き始め端とが接続されている。１次巻線ＮＰの巻き終わり端にスイッチ素子Ｓ１の一方の端子が接続されている。２次巻線ＮＳの巻き終わり端には、ダイオードＤ２の一端が接続されている。ダイオードＤ２の他端と２次巻線ＮＳの巻き始め端との間にコンデンサＣが接続されている。スイッチ素子Ｓ１の他端と１次巻線ＮＰの巻き始め端との間に直流電源ＥＤが接続されている。このようにして、コンデンサＣと直流電源ＥＤとが直列に接続されている。直流電源ＥＤとコンデンサＣとの直列回路の両端、すなわち、スイッチ素子Ｓ１の他方の端子とスイッチ素子Ｓ２の他方の端子との間には負荷ＬＤが接続されている。
【００２３】
直流電圧Ｅ１は、トランスＴの１次巻線ＮＰとスイッチ素子Ｓ１との直列回路に印加される。トランスＴの１次巻線ＮＰに１次側電力が供給される。トランスＴの１次巻線ＮＰと２次巻線ＮＳとの巻数の比を変えることによって、任意の２次側の直流電圧Ｅ２を得ることができる。また、後述するようにスイッチ素子Ｓ１の制御によっても任意の２次側の直流電圧Ｅ２を得ることができる。直流電圧Ｅ１と直流電圧Ｅ２とを加算した直流電圧ＥＯは負荷ＬＤに印加され、負荷ＬＤに電力が供給される。ここで、スイッチ素子Ｓ１はオン（導通）とオフ（切断）とが交互に繰り返される電子的スイッチであり、ダイオードＤ２は整流素子、コンデンサＣは平滑コンデンサである。トランスＴの１次巻線ＮＰと２次巻線ＮＳの巻線の端に付された黒丸は、各々の「巻線の巻き始め端」を示すものである。ここで、「巻線の巻き始め端」の意味するところは、同一のコアに対して巻回される１次巻線ＮＰと２次巻線ＮＳと２つの巻線の各々の黒丸を付した巻線端から電流を流しこんだ場合にはトランスＴにおける磁束が加算されるということである。１次巻線ＮＰと２次巻線ＮＳの黒丸が付されていない巻線の端は、「巻線の巻き終わり端」と称される。１次巻線ＮＰと２次巻線ＮＳとの各々の「巻線の巻き終わり端」から電流を流しこんだ場合においてもトランスＴにおける磁束が加算される。いずれの端を「巻線の巻き始め端」または「巻線の巻き終わり端」と定義するかについては、任意に定め得るものである。
【００２４】
図１に示す昇圧型コンバータ１では、スイッチ素子Ｓ１がオンのときには２次巻線ＮＳの側には電力が供給されず、スイッチ素子Ｓ１がオフのときに２次巻線ＮＳの側に電力が供給される。
【００２５】
昇圧型コンバータ１に接続される負荷ＬＤに対して、上述したように、直流電圧ＥＩと直流電圧Ｅ２とが加算された直流電圧ＥＯが供給される。数式４、数式５に示すようにして直流電圧ＥＯと直流電圧ＥＩの関係式が求められる。ＴＯＮ１はスイッチ素子Ｓ１がオンの時間、ＴＯＦＦ１はスイッチ素子Ｓ１がオフの時間である。なお、数式４、数式５は、効率η＝１の理想状態の昇圧型コンバータにおける関係式を表わすものである。昇圧型コンバータ１においては、効率ηの値に応じて数式４、数式５におけるＴＯＮ１／ＴＯＦＦ１の値は、効率η＝１の理想状態におけるＴＯＮ１／ＴＯＦＦ１の値とは異なるものとなる。
【００２６】
（数式４）
Ｅ２＝（ＴＯＮ１／ＴＯＦＦ１）・（ＮＳ／ＮＰ）・Ｅ１
（数式５）
ＥＯ＝Ｅ１＋Ｅ２
＝Ｅ１＋（ＴＯＮ１／ＴＯＦＦ１）・（ＮＳ／ＮＰ）・Ｅ１
＝Ｅ１・｛１＋（ＴＯＮ１／ＴＯＦＦ１）・（ＮＳ／ＮＰ）｝
【００２７】
直流電源ＥＤの直流電圧ＥＩとコンデンサＣの両端の直流電圧Ｅ２との極性は同じであるので、直流電圧ＥＯ＞直流電圧ＥＩの関係が成立する。
【００２８】
図１に示す昇圧型コンバータ１の効率η１（２次側電力ＰＯ／１次側電力Ｐ１）は、数式６で表わされる。ここで、１次側電力Ｐ１は、直流電源ＥＤから供給される総電力であり、１次巻線ＮＰに供給される１次側電力Ｐ１１と直接に負荷ＬＤに供給される電力Ｐ１２とからなっている。２次側電力Ｐ２は、２次巻線ＮＳを介して負荷ＬＤに供給される電力である。１次巻線ＮＰと２次巻線ＮＳとを有する昇圧型コンバータ自体の効率ηは、背景技術として図１０に示す昇圧型コンバータと等しいものである。
【００２９】
（数式６）
η１＝ＰＯ／Ｐ１＝ＰＯ／（Ｐ１１＋Ｐ１２）
＝（Ｅ２・ＩＯ＋Ｅ１・ＩＯ）／｛（Ｅ２・ＩＯ）／η＋Ｅ１・ＩＯ｝
＝ＥＯ／（Ｅ２／η＋Ｅ１）
＝η／｛（ＥＯ−Ｅ１）／ＥＯ＋η・Ｅ１／ＥＯ｝
＝η／｛１−（１−η）・Ｅ１／ＥＯ｝
【００３０】
数式６において（１−η）とＥ１／ＥＯとは、共に１以下の正値であるので、昇圧型コンバータ１の効率η１は、図１０に背景技術として示す昇圧コンバータの効率ηよりも大きなものとなる。例えば、効率η＝０．９６（９６％）、Ｅ１／ＥＯ＝０．５の場合には、数式６によって、効率η１は、約０．９８（９８％）となり、背景技術に示すものから２％改善される。
【００３１】
数式６に示すように、Ｅ１／ＥＯの値が１に近づく程、昇圧型コンバータ１の効率η１は大きくなる。Ｅ１／ＥＯ＝１においては、負荷ＬＤに供給される電力は、すべて直接に直流電源ＥＤから供給されることとなるので、この場合には効率η１＝１（１００％）となる。一方、数式６に示すように、Ｅ１／ＥＯの値が０に近づく程、昇圧型コンバータ１の効率η１は小さくなる。Ｅ１／ＥＯ＝０に限りなく近ずく場合においては、負荷ＬＤに供給される電力は、ほとんどすべて、昇圧型コンバータ１の２次側から供給されることとなるので、この場合には効率η１＝効率ηとなる。
【００３２】
図２は、実施形態の昇降圧型コンバータにおける降圧型コンバータの部分の原理を示す図である。
【００３３】
図２に示す降圧型コンバータ２は、トランスＴを備えている。トランスＴのコアＣＲには、巻数ＮＰの１次巻線ＮＰおよび巻数ＮＳの２次巻線ＮＳが巻回されている。１次巻線ＮＰの巻き始め端と２次巻線ＮＳの巻き始め端とが接続されている。１次巻線ＮＰの巻き終わり端にダイオードＤ１の一方の端子が接続されている。２次巻線ＮＳの巻き終わり端には、スイッチ素子Ｓ２の一端が接続されている。スイッチ素子Ｓ２の他端と２次巻線ＮＳの巻き始め端との間にコンデンサＣが接続されている。ダイオードＤ１の他方の端子と１次巻線ＮＰの巻き始め端との間に直流電源ＥＤが接続されている。このようにして、コンデンサＣと直流電源ＥＤとが直列に接続されている。直流電源ＥＤとコンデンサＣとの直列回路の両端、すなわち、スイッチ素子Ｓ１の他方の端子とスイッチ素子Ｓ２の他方の端子との間、には負荷ＬＤが接続されている。図２に示す降圧型コンバータ２は、図１に示す昇圧型コンバータ１におけるスイッチ素子Ｓ１をダイオードＤ１に置換え、スイッチ素子Ｓ２をダイオードＤ２に置換えたものである。その他の部分は図１に示すと同様の構成を有している。
【００３４】
図３は、図２を書き換えた降圧型コンバータ２を示す図である。このような書き換えによって、図３に示す回路と図１１に示す回路との対比を容易にした。
【００３５】
図３と図１１とを対比すると、コンデンサＣについては以下のように接続が異なっている。図１１においては、コンデンサＣの一端はインダクタＬと直流電源の給電側とに接続され、コンデンサＣの他端は直流電源のグランド側に接続されている。一方、図３においては、コンデンサＣは、直流電源ＥＤと負荷ＬＤとの間に配置されている。コンデンサＣを設けた目的は、スイッチ素子Ｓ２のオン、オフを交互に繰り返す周期であるスイッチング周期毎に発生するリップルを平滑することにある。ここで、負荷ＬＤに発生する直流電圧ＥＯの変化はスイッチング周期に比べると遅く、スイッチング周期における直流電圧ＥＯの電圧変化はほとんど無いものとみなせる。よって、コンデンサＣの一端を負荷ＬＤに接続する場合、コンデンサＣの一端を直流電源のグランド側に接続する場合のいずれの場合においても、コンデンサＣは平滑コンデンサとして作用し、同様の効果を得ることができる。
【００３６】
また、図３におけるダイオードＤ１と図１１におけるダイオードＤとを対比すると以下のように接続が異なっている。図１１においては、スイッチ素子ＳとインダクタＬとの接続点にダイオードＤの一端が接続され、グランド側にダイオードＤの他端が接続されている。一方、図３においては、ダイオードＤ１は１次巻線ＮＰとグランド側との間に配置されている。ここで、１次巻線ＮＰおよび２次巻線ＮＳの巻き始め端を示す黒丸に注目すると、スイッチ素子Ｓ２がオンとなるときにはダイオードＤ１はオンとなることはない。そして、スイッチ素子Ｓ２がオフとなるときには、インダクタとして機能するトランスＴに蓄えられた磁気エネルギーの放出に際してダイオードＤ１がオンとなることが見てとれる。すなわち、１次巻線ＮＰと２次巻線ＮＳとが両方でインダクタＬ（図１１を参照）と同様に作用する。よって、図３におけるダイオードＤ１と、図１１におけるダイオードＤとは、両方とも転流ダイオードとして作用し、同様の効果を得ることができる。
【００３７】
すなわち、図２に示す降圧型コンバータ２では、スイッチ素子Ｓ２がオンのときに負荷ＬＤに発生した回生電力がインダクタを構成する２次巻線ＮＳを介して蓄積され、スイッチ素子Ｓ２がオフのときには、蓄積され回生電力がインダクタを構成する１次巻線ＮＰを介して直流電源ＥＤに対して供給される。
【００３８】
直流電源ＥＤが接続されていないとした場合において、負荷ＬＤに発生する直流電圧ＥＯと直流電圧Ｅ１との関係が数式７によって求められる。ＴＯＮ２はスイッチ素子Ｓ２がオンの時間、ＴＯＦＦ２はスイッチ素子Ｓ２がオフの時間である。Ｔは１周期の時間である。なお、数式７は、効率η＝１の理想状態の降圧型コンバータにおける関係式を表わすものである。降圧型コンバータ２においては、効率ηの値に応じて数式７におけるＴＯＮ２／Ｔの値は、効率η＝１の理想状態におけるＴＯＮ２／Ｔの値とは異なるものとなる。
【００３９】
（数式７）
Ｅ１＝ＴＯＮ２／（ＴＯＮ２＋ＴＯＦＦ２）・ＥＯ
＝ＴＯＮ２／Ｔ・ＥＯ
【００４０】
実際には、直流電源ＥＤが接続されているので電流Ｉ１が直流電源ＥＤに対して流れる場合には、数式７の直流電圧Ｅ１の値は、直流電源ＥＤの内部インピーダンスに応じて若干高くなる程度である。ここで、直流電源ＥＤがバッテリ、電気２重層コンデンサの場合には電流Ｉ１は充電電流である。また、直流電源ＥＤが電力母線の場合には、電流Ｉ１は電力母線に流れる回生電流である。このようにして、負荷ＬＤに発生する回生電力は直流電源ＥＤに対して回生される。
【００４１】
図４は、実施形態の昇降圧型コンバータを示す図である。図４に示す昇降圧型コンバータ３は、トランスＴ、トランジスタＴＲ１、トランジスタＴＲ２、コンデンサＣ、出力電圧・回生動作制御部３０を有している。昇降圧型コンバータ３では、スイッチ素子Ｓ１およびダイオードＤ１は金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｉｔｏｒ：ＭＯＳＦＥＴ）として１個のトランジスタＴＲ１によって構成されている。スイッチ素子Ｓ２およびダイオードＤ２は金属酸化物半導体電界効果トランジスタとして１個のトランジスタＴＲ２によって構成されている。ダイオードＤ１、ダイオードＤ２は金属酸化物半導体電界効果トランジスタのボディダイオードである。
【００４２】
図４に示す実施形態の昇降圧型コンバータ３では、トランスＴのコアＣＲには、巻数ＮＰの１次巻線ＮＰおよび巻数ＮＳの２次巻線ＮＳが巻回されている。１次巻線ＮＰの巻き始め端と２次巻線ＮＳの巻き始め端とが接続されている。１次巻線ＮＰの巻き終わり端にスイッチ素子Ｓ１とダイオードＤ１の並列接続回路（トランジスタＴＲ１）の一方の端子が接続されている。２次巻線ＮＳの巻き終わり端には、スイッチ素子Ｓ２とダイオードＤ２の並列接続回路（トランジスタＴＲ２）の一端が接続されている。スイッチ素子Ｓ２とダイオードＤ２の並列接続回路（トランジスタＴＲ２）の他端と２次巻線ＮＳの巻き始め端との間にコンデンサＣが接続されている。スイッチ素子Ｓ１とダイオードＤ１の並列接続回路（トランジスタＴＲ１）の他方の端子と１次巻線ＮＰの巻き始め端との間に直流電源ＥＤが接続されている。このようにして、コンデンサＣと直流電源ＥＤとが直列に接続されている。直流電源ＥＤとコンデンサＣとの直列回路の両端、すなわち、スイッチ素子Ｓ１とダイオードＤ１の並列接続回路（トランジスタＴＲ１）の他方の端子とスイッチ素子Ｓ２とダイオードＤ２の並列接続回路（トランジスタＴＲ２）の他方の端子との間には、負荷ＬＤが接続されている。また、スイッチ素子Ｓ１のオンとオフとスイッチ素子Ｓ２のオンとオフとを制御する出力電圧・回生動作制御部３０を備えている。
【００４３】
図４と図１とを対比すると、図４では、図１のスイッチ素子Ｓ１に対応するのが、トランジスタＴＲ１である。また、図４と図２とを対比すると、図４では、図２のスイッチ素子Ｓ２に対応するのが、トランジスタＴＲ２である。トランジスタＴＲ１のスイッチ素子Ｓ１、トランジスタＴＲ２のスイッチ素子Ｓ２は、いずれも、ゲート端子を制御することによって、オン、オフの制御ができる。一方、トランジスタＴＲ１のダイオードＤ１、トランジスタＴＲ２のダイオードＤ２は、いずれも、常時、回路に接続された状態である。図４に示すスイッチ素子Ｓ１が金属酸化物半導体電界効果トランジスタであり、スイッチ素子にダイオードが並列に接続される点において、図１に示す回路との相違がある。また、図４に示すスイッチ素子Ｓ２が金属酸化物半導体電界効果トランジスタであり、スイッチ素子にダイオードが並列に接続される点において、図２、図３に示す回路との相違があるので、この点について説明をする。
【００４４】
図４に示す昇降圧型コンバータ３が、図１に示す昇圧型コンバータ１として機能する場合について説明をする。トランジスタＴＲ２のスイッチ素子Ｓ２はオフとされ、トランジスタＴＲ２のダイオードＤ２のみが図１に示すように接続される。トランジスタＴＲ１のスイッチ素子Ｓ１はオンまたはオフとされ、図１には記載がないトランジスタＴＲ１のダイオードＤ１が接続される。このダイオードＤ１は、スイッチ素子Ｓ２がオフとなる場合において１次巻線ＮＰの両端の電圧を直流電圧Ｅ１にクランプする作用があり、昇圧型コンバータとしての作用に害をなすものではなく、トランジスタＴＲ１をサージ電圧から保護するという利点を有する。
【００４５】
図４に示す昇降圧型コンバータ３が、図２、図３に示す降圧型コンバータ２として機能する場合について説明をする。トランジスタＴＲ１のスイッチ素子Ｓ１はオフとされ、トランジスタＴＲ１のダイオードＤ１のみが図２、図３に示すように接続される。トランジスタＴＲ２のスイッチ素子Ｓ２はオンまたはオフとされ、図２、図３には記載がないトランジスタＴＲ２のダイオードＤ２が接続される。このダイオードＤ２は、スイッチ素子Ｓ２がオフとなる場合において２次巻線ＮＳの両端の電圧を直流電圧Ｅ２にクランプする作用があり、降圧型コンバータとしての作用に害をなすものではなく、トランジスタＴＲ２をサージ電圧から保護するという利点を有する。
【００４６】
出力電圧・回生動作制御部３０は、トランジスタＴＲ１、トランジスタＴＲ２を制御する。出力電圧・回生動作制御部３０は昇降圧型コンバータ３の外部に設けられたシステム制御部４０と接続されて、システム制御部４０からの指令に応じて昇降圧型コンバータ３が所期の動作をする。
【００４７】
出力電圧・回生動作制御部３０は、いずれも図示しない、中央演算装置（ＣＰＵ）とラム（ＲＡＭ）とロム（ＲＯＭ）と周辺機器であるアナログデジタル変換器（Ａ／Ｄ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）とを有して構成されている。アナログデジタル変換器には、アナログ信号である電流Ｉ１、直流電圧ＥＯ、直流電圧Ｅ１が入力され、デジタル信号に変換されて中央演算装置に入力される。また、中央演算装置からは、トランジスタＴＲ１のオン／オフを制御する制御信号ＣＳ１とトランジスタＴＲ２のオン／オフを制御する制御信号ＣＳ２とが出力され、トランジスタＴＲ１とトランジスタＴＲ２とに供給される。
【００４８】
図５、図６は、実施形態の昇降圧型コンバータ３の動作を示すタイムチャートである。
【００４９】
図５は、実施形態の昇降圧型コンバータ３が昇圧型コンバータとして機能する場合（図１を参照）の動作を示すタイムチャートである。図６は、実施形態の昇降圧型コンバータ３が降圧型コンバータとして機能する場合（図２を参照）の動作を示すタイムチャートである。
【００５０】
出力電圧・回生動作制御部３０は、実施形態の昇降圧型コンバータ３を昇圧型コンバータとして機能させるか、降圧型コンバータとして機能させるかを制御する。出力電圧・回生動作制御部３０は、直流電圧ＥＯ、直流電圧Ｅ１、電流Ｉ１を検出した中央演算装置が自ら昇圧型コンバータとして機能させるか、降圧型コンバータとして機能させるかを決めることができるようになされている。また、システム制御部４０からの指令によって、出力電圧・回生動作制御部３０は、昇圧型コンバータとしての制御をおこなうか、または、降圧型コンバータとしての制御をおこなうようにしても良い。
【００５１】
図５（Ａ）は、直流電圧Ｅ１を示す。図５（Ｂ）は、制御信号ＣＳ１の状態とトランジスタＴＲ１のスイッチ素子Ｓ１のオン／オフの状態を示す。制御信号ＣＳ１の状態がオンであれば、トランジスタＴＲ１のスイッチ素子Ｓ１をオンとし、制御信号ＣＳ１の状態がオフであれば、トランジスタＴＲ１のスイッチ素子Ｓ１をオフとする。オンの時間はＴＯＮ１、オフの時間はＴＯＦＦ１である。また、Ｔ＝ＴＯＮ１＋ＴＯＦＦ１は１周期である。図５（Ｃ）は、制御信号ＣＳ２の状態とトランジスタＴＲ２のスイッチ素子Ｓ２のオン／オフの状態を示す。スイッチ素子Ｓ２はオフ状態である。図５（Ｄ）は直流電圧ＥＯを示す。図５（Ａ）〜図５（Ｄ）において横軸は時間ｔである。
【００５２】
図５（Ａ）〜図５（Ｄ）を参照して、昇降圧型コンバータ３の動作を説明する。出力電圧・回生動作制御部３０は、直流電圧Ｅ１に応じて（図５（Ａ）を参照）、（ＴＯＮ１／ＴＯＦＦ１）を変化させて（図５（Ｂ）を参照）直流電圧ＥＯ（図５（Ｄ）を参照）が所定の値ＥＲ（図示せず）となるように制御をする。ここで、所定の値ＥＲは出力電圧・回生動作制御部３０の内部で発生される。出力電圧・回生動作制御部３０は、所定の値ＥＲと直流電圧ＥＯとの誤差を検出して、この誤差が０となるような（ＴＯＮ１／ＴＯＦＦ１）をフィードバック制御によって発生させて直流電圧ＥＯを所定の値ＥＲと一致させる。具体的には、直流電圧ＥＯが値ＥＲよりも小さいときには（ＴＯＮ１／ＴＯＦＦ１）をより大きくし、直流電圧ＥＯが値ＥＲよりも大きいときには（ＴＯＮ１／ＴＯＦＦ１）をより小さくする（数式５を参照）。
【００５３】
負荷ＬＤが電気自動車のモータである場合には、所定の値ＥＲは、例えば、システム制御部４０に設けられたアクセルペダル（図示せず）によって変化させられ、アクセルペダルの踏み込み量に応じて、直流電圧ＥＯを変化させモータの回転駆動力を制御する。
【００５４】
図６（Ａ）は、電流Ｉ１を示す。図６（Ｂ）は、制御信号ＣＳ２の状態とトランジスタＴＲ２のスイッチ素子Ｓ２のオン／オフの状態を示す。制御信号ＣＳ２の状態がオンであれば、トランジスタＴＲ２のスイッチ素子Ｓ２をオンとし、制御信号ＣＳ２の状態がオフであれば、トランジスタＴＲ２のスイッチ素子Ｓ２をオフとする。オンの時間はＴＯＮ２、オフの時間はＴＯＦＦ２である。また、Ｔ＝ＴＯＮ２＋ＴＯＦＦ２は１周期である。図６（Ｃ）は、制御信号ＣＳ１の状態とトランジスタＴＲ１のスイッチ素子Ｓ１のオン／オフの状態を示す。スイッチ素子Ｓ１はオフ状態である。図６（Ｄ）は直流電圧ＥＯを示す。図６（Ａ）〜図６（Ｄ）において横軸は時間ｔである。
【００５５】
図６（Ａ）〜図６（Ｄ）を参照して、昇降圧型コンバータ３の動作を説明する。出力電圧・回生動作制御部３０は、電流Ｉ１を検出して（図５（Ａ）を参照）、（ＴＯＮ２／Ｔ）を変化させて（図６（Ｂ）を参照）電流Ｉ１が所定の値ＩＲ（図示せず）となるように制御する。ここで、所定の値ＩＲは出力電圧・回生動作制御部３０の内部で発生される。出力電圧・回生動作制御部３０は、所定の値ＩＲと電流Ｉ１との誤差を検出して、この誤差が０となるような（ＴＯＮ２／Ｔ）をフィードバック制御により発生させて電流Ｉ１を所定の値ＩＲと一致させる。具体的には、電流Ｉ１が値ＩＲよりも小さいときには（ＴＯＮ２／Ｔ）をより大きくし、直流電圧ＥＯが値ＥＲよりも大きいときには（ＴＯＮ２／Ｔ）をより小さくする（数式７を参照）。
【００５６】
負荷ＬＤが電気自動車のモータである場合には、負荷ＬＤであるモータの両端に発生する直流電圧ＥＯはモータの回転数に応じて変化する。従って電流Ｉ１の大きさを制御しない場合には、過大な電流Ｉ１がバッテリに流されることとなる。しかしながら、このようにして、電流Ｉ１の大きさを制御する場合においては、直流電圧ＥＯの大小にかかわらず電流Ｉ１を一定の値とできるのでバッテリの破壊を引き起こすような過大な電流がバッテリに流されることはない。
【００５７】
実施形態の昇降圧型コンバータ３の利点を以下にまとめる。
【００５８】
実施形態の昇降圧型コンバータ３と背景技術である図１０に示す昇圧型コンバータとを比較する。実施形態の昇降圧型コンバータ３は、以下の、第１の利点から第３の利点までを有する。
【００５９】
第１の利点は、上述したように、昇降圧型コンバータ３の効率は、図１０に示す昇圧型コンバータの効率よりも高い。昇降圧型コンバータ３においては直接に直流電源ＥＤから負荷ＬＤに供給される電力についての効率は１であるのに対して、図１０に示す昇圧型コンバータではすべての電力が昇圧コンバータを経由して負荷に供給されるからである。
【００６０】
第２の利点は、上述したように、実施形態の昇降圧型コンバータ３のトランジスタＴＲ２の耐圧は、直流電圧Ｅ２で足りるのに対して、図１１に示す降圧型コンバータを用いる場合にはスイッチ素子Ｓの耐圧は直流電圧ＥＯが必要とされる。実施形態の昇降圧型コンバータ３では、トランジスタＴＲ２の低耐圧化が可能となることから、トランジスタＴＲ２の小型化、低価格化、発熱の減少、装置の小型化を図ることができる。
【００６１】
第３の利点は、上述したように、実施形態の昇降圧型コンバータ３のトランスＴが伝送する電力は負荷ＬＤに伝送される電力の一部であるのに対して、図１０に示す昇圧型コンバータのトランスＴが伝送する電力はより大きく、負荷ＬＤに伝送される電力のすべてである。よって、実施形態の昇降圧型コンバータ３では、トランスＴの小型化が可能となるのみならず、トランスの低価格化、トランスにおける発熱の減少、装置の小型化を図ることができる。
【００６２】
実施形態の昇降圧型コンバータ３と、これと同じ機能を有するものの例として背景技術である図１０に示す昇圧型コンバータと背景技術である図１１に示す降圧型コンバータとを組み合わせた昇降圧型コンバータについて比較をする。第４の利点は、構造が簡単であることである。上述したように、図１０に示す昇圧型コンバータと図１１に示す降圧型コンバータとの組み合わせた場合には、トランスＴとインダクタＬとを用いなければならない。一方、実施形態の昇降圧型コンバータ３では、トランスＴのみを用いて同じ作用効果を得ながら、装置の低価格化、装置の小型化を図ることができる。また、同一装置においては、同時に昇圧と降圧とをおこなう必要がない用途が多い。よって、昇圧型コンバータと降圧型コンバータとを両方同時に動作させる目的で２つの独立コンバータを備えなくとも装置としての汎用性は高い。
【００６３】
［第１の実施形態の変形］
実施形態の変形の技術について以下に説明をする。これらの変形例においても、上述した、種々の利点が損なわれることはない。
【００６４】
実施形態の昇降圧型コンバータ３では、トランジスタＴＲ１、トランジスタＴＲ２として金属酸化物半導体電界効果トランジスタを用いたが、金属酸化物半導体電界効果トランジスタに替えて、その一方のトランジスタ、または、その両方のトランジスタを接合型トランジスタ（Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：バイポーラトランジス）とダイオードの並列接続回路とすることができる。また、金属酸化物半導体電界効果トランジスタに替えて、その一方のトランジスタ、または、その両方のトランジスタを絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＩＧＢＴ）とダイオードの並列接続回路とすることもできる。
【００６５】
実施形態の昇降圧型コンバータ３では、昇圧の動作において出力電圧・回生動作制御部３０はフィードバック制御によって直流電圧ＥＯを一定に保つような制御をおこなったが、フィードバック制御を採用せず、（ＴＯＮ１／ＴＯＦＦ１）を直接に変化させて、所望の直流電圧ＥＯを得るようにしても良い。
【００６６】
実施形態の昇降圧型コンバータ３では、電力を直流電源に回生するための降圧の動作において出力電圧・回生動作制御部３０は、フィードバック制御によって電流Ｉ１を一定に保つような制御をおこなった。これは、回生電力量を制御する方法の一つである。回生電力量を制御する他の方法としては、直流電圧Ｅ１を一定に保つような制御、または、直流電圧ＥＯを一定に保つような制御、または、電流Ｉ１を一定に保つような制御、または、電流ＩＯを一定に保つような制御、さらには、電流Ｉ１と直流電圧Ｅ１の積、電流ＩＯと直流電圧ＥＯの積を出力電圧・回生動作制御部３０で演算してこれらの積を一定に保つような制御をおこなうようにしても良い。
【００６７】
実施形態の昇降圧型コンバータ３では、降圧の動作において出力電圧・回生動作制御部３０はフィードバック制御によって電流Ｉ１を一定に保つような制御をおこなったが、フィードバック制御を採用せず、（ＴＯＮ２／Ｔ）を直接に変化させて、所望の電流Ｉ１、または、所望の電流ＩＯ、または、所望の直流電圧Ｅ１、または、所望の直流電圧ＥＯ、さらには、電流Ｉ１と直流電圧Ｅ１の積、または、電流ＩＯと直流電圧ＥＯの積を出力電圧・回生動作制御部３０で演算して、所望の電力を得るようにしても良い。
【００６８】
実施形態の昇降圧型コンバータ３では、直流電源ＥＤを昇降圧型コンバータ３の外部に配置したが、直流電源ＥＤを昇降圧型コンバータの内部に含むようにしても良い。この場合に、直流電源ＥＤは、バッテリ、電気２重層コンデンサ、直流系統電源のいずれであっても良い。
【００６９】
実施形態の昇降圧型コンバータ３では、トランジスタＴＲ２と、１次巻線ＮＰと２次巻線ＮＳと、の間に接続されるコンデンサＣを含むものとしたが、コンデンサＣを昇降圧型コンバータの内部に含むことなく、昇降圧型コンバータの外部に設けるようにしても良い。さらには、負荷ＬＤが容量性負荷である場合には、この容量性負荷をコンデンサＣに替えて用いることができる。
【００７０】
実施形態の昇降圧型コンバータ３では、コンデンサＣは、トランジスタＴＲ２の２次巻線ＮＳに接続されない端子（トランジスタＴＲ２の他の端子）と、１次巻線ＮＰと２次巻線ＮＳの接続点と、の間に接続されるものとした。しかしながら、コンデンサＣは、トランジスタＴＲ２の他の端子と、トランジスタＴＲ１の１次巻線ＮＰに接続されない端子（トランジスタＴＲ１の他の端子）と、の間に接続されるものとしても良い。
【００７１】
実施形態の昇降圧型コンバータ３における、直流電源ＥＤの極性の正負を入れ替え、ダイオードの極性も含んだトランジスタＴＲ１、トランジスタＴＲ２の極性を入れ替えて、負荷ＬＤに印加され、負荷ＬＤから出力される直流電圧ＥＯの極性の正負を入れ替えることもできる。
【００７２】
［第２の実施形態］
図７は、別の実施形態の昇降圧型コンバータを示す図である。図７に示す昇降圧型コンバータ４は、昇降圧型コンバータ４に接続される直流電源ＥＤと負荷ＬＤとの配置については、第１の実施形態とは異なり両者が入れ替わっている。それに伴い、電流Ｉ１、直流電圧ＥＯ、直流電圧Ｅ１の検出位置が異なっている。また、出力電圧・回生動作制御部３０から発生する制御信号ＣＳ１、制御信号ＣＳ２の内容も異なるものとなっている。昇降圧型コンバータ４において、昇降圧型コンバータ３と同一構成部については同一の符号を付して説明を省略する。
【００７３】
図７に示す実施形態の昇降圧型コンバータ４は、トランスＴのコアＣＲには、巻数ＮＰの１次巻線ＮＰおよび巻数ＮＳの２次巻線ＮＳが巻回されている。１次巻線ＮＰの巻き始め端と２次巻線ＮＳの巻き始め端とが接続されている。１次巻線ＮＰの巻き終わり端にスイッチ素子Ｓ１とダイオードＤ１の並列接続回路（トランジスタＴＲ１）の一方の端子が接続されている。２次巻線ＮＳの巻き終わり端には、スイッチ素子Ｓ２とダイオードＤ２の並列接続回路（トランジスタＴＲ２）の一端が接続されている。スイッチ素子Ｓ２とダイオードＤ２の並列接続回路（トランジスタＴＲ２）の他端と２次巻線ＮＳの巻き始め端との間にコンデンサＣが接続されている。スイッチ素子Ｓ１とダイオードＤ１の並列接続回路（トランジスタＴＲ１）の他方の端子と１次巻線ＮＰの巻き始め端との間に負荷ＬＤが接続されている。このようにして、コンデンサＣと直流電源ＥＤとが直列に接続されている。直流電源ＥＤとコンデンサＣとの直列回路の両端、すなわち、スイッチ素子Ｓ１とダイオードＤ１の並列接続回路（トランジスタＴＲ１）の他方の端子とスイッチ素子Ｓ２とダイオードＤ２の並列接続回路（トランジスタＴＲ２）の他方の端子との間には、直流電源ＥＤが接続されている。また、スイッチ素子Ｓ１のオンとオフとスイッチ素子Ｓ２のオンとオフとを制御する出力電圧・回生動作制御部３０を備えている。
【００７４】
実施形態の昇降圧型コンバータ４では、直流電源ＥＤから負荷ＬＤに対して電力を供給するときには降圧型コンバータとして機能し、負荷ＬＤからの電力を直流電源ＥＤに回生するときには昇圧型コンバータとして機能する。
【００７５】
出力電圧・回生動作制御部３０は、実施形態の昇降圧型コンバータ４を降圧型コンバータとして機能させるか、昇圧型コンバータとして機能させるかを制御する。出力電圧・回生動作制御部３０は、直流電圧ＥＯ、直流電圧Ｅ１、電流Ｉ１を検出した中央演算装置が自ら降圧型コンバータとして機能させるか、昇圧型コンバータとして機能させるかを決めることができるようになされている。また、システム制御部４０からの指令によって、出力電圧・回生動作制御部３０は、昇圧型コンバータとしての制御をおこなうか、または、降圧型コンバータとしての制御をおこなうようにしても良い。
【００７６】
実施形態の昇降圧型コンバータ４が降圧型コンバータとして機能する場合には、直流電源ＥＤからの直流電圧Ｅ１と負荷ＬＤに印加される直流電圧ＥＯとの関係は、数式８で表わされる。ＴＯＮ２はトランジスタＴＲ２のスイッチ素子Ｓ２がオンとなる時間である。なお、数式８は、効率η＝１の理想状態の昇降圧型コンバータにおける関係式を表わすものである。実施形態の昇降圧型コンバータ４においては、効率ηの値に応じて数式８におけるＴＯＮ２／Ｔの値は、効率η＝１の理想状態におけるＴＯＮ２／Ｔの値とは異なるものとなる。
【００７７】
（数式８）
ＥＯ＝（ＴＯＮ２／Ｔ）・Ｅ１
【００７８】
図８は、第２の実施形態の昇降圧型コンバータ４が降圧型コンバータとして機能する場合の動作を示すタイムチャートである。図８（Ａ）は、直流電圧Ｅ１を示す。図８（Ｂ）は、制御信号ＣＳ２の状態とトランジスタＴＲ２のスイッチ素子Ｓ２のオンの状態を示す。制御信号ＣＳ２の状態がオンであれば、トランジスタＴＲ２のスイッチ素子Ｓ２をオンとし、制御信号ＣＳ２の状態がオフであれば、トランジスタＴＲ２のスイッチ素子Ｓ２をオフとする。オンの時間はＴＯＮ２、Ｔは１周期の時間である。図８（Ｃ）は、制御信号ＣＳ１の状態とトランジスタＴＲ１のスイッチ素子Ｓ１のオン／オフの状態を示す。スイッチ素子Ｓ１はオフ状態である。図８（Ｄ）は負荷ＬＤに印加される直流電圧ＥＯを示す。図８（Ａ）〜図８（Ｄ）において横軸は時間ｔである。
【００７９】
図８（Ａ）〜図８（Ｄ）を参照して、昇降圧型コンバータ４の動作を説明する。出力電圧・回生動作制御部３０は、直流電圧Ｅ１（図８（Ａ）を参照）に応じて、（ＴＯＮ２／Ｔ）を変化させて直流電圧ＥＯ（図８（Ｄ）を参照）が所定の値ＥＲ（図示せず）となるように制御をする。ここで、所定の値ＥＲは出力電圧・回生動作制御部３０の内部で発生される。出力電圧・回生動作制御部３０は、所定の値ＥＲと直流電圧ＥＯとの誤差を検出して、この誤差が０となるような（ＴＯＮ２／Ｔ）をフィードバック制御によって発生させて直流電圧ＥＯを所定の値ＥＲと一致させる。具体的には、直流電圧ＥＯが値ＥＲよりも小さいときには（ＴＯＮ２／Ｔ）をより大きくし、直流電圧ＥＯが値ＥＲよりも大きいときには（ＴＯＮ２／Ｔ）をより小さくする（数式８を参照）。
【００８０】
負荷ＬＤが電気自動車のモータである場合には、所定の値ＥＲは、例えば、システム制御部４０に設けられたアクセルペダル（図示せず）によって変化させられ、アクセルペダルの踏み込み量に応じて、直流電圧ＥＯを変化させモータの回転駆動力を制御する。
【００８１】
実施形態の昇降圧型コンバータ４が昇圧型コンバータとして機能する場合には、数式９、数式１０に示すようにして、直流電圧Ｅ１と負荷ＬＤに発生する直流電圧ＥＯとの関係が導かれる。ＴＯＮ１はスイッチ素子Ｓ１がオンの時間、ＴＯＦＦ１はスイッチ素子Ｓ１がオフの時間である。なお、数式９、数式１０は、効率η＝１の理想状態の昇降圧型コンバータにおける関係式を表わすものである。実施形態の昇降圧型コンバータ４においては、効率ηの値に応じて数式９、数式１０におけるＴＯＮ１／ＴＯＦＦ１の値は、効率η＝１の理想状態におけるＴＯＮ１／ＴＯＦＦ１の値とは異なるものとなる。
【００８２】
（数式９）
Ｅ２＝（ＴＯＮ１／ＴＯＦＦ１）・（ＮＳ／ＮＰ）・ＥＯ
（数式１０）
Ｅ１＝ＥＯ＋Ｅ２
＝ＥＯ＋（ＴＯＮ１／ＴＯＦＦ１）・（ＮＳ／ＮＰ）・ＥＯ
＝ＥＯ・｛１＋（ＴＯＮ１／ＴＯＦＦ１）・（ＮＳ／ＮＰ）｝
【００８３】
直流電源ＥＤの直流電圧ＥＩとコンデンサＣの両端の直流電圧Ｅ２との極性は同じであるので、直流電圧Ｅ１＞直流電圧ＥＯの関係が成立する。数式１０に示す関係は、直流電源ＥＤが接続されていない場合に成立する式である。実際に直流電源ＥＤが接続され、電流Ｉ１が直流電源ＥＤに対して流れる場合には、直流電圧Ｅ１の値は、直流電源ＥＤの内部インピーダンスに応じて若干、高くなる程度である。
【００８４】
昇降圧型コンバータ４が昇圧型コンバータとして機能する場合の効率η２（２次側電力ＰＯ／１次側電力Ｐ１）は、数式１１で表わされる。ここで、１次側電力Ｐ１は、負荷ＬＤから供給される総電力であり、１次巻線ＮＰに供給される１次側電力Ｐ１１と直接に直流電源ＥＤに供給される電力Ｐ１２とからなっている。２次側電力Ｐ２は、２次巻線ＮＳを介して直流電源ＥＤに供給される電力である。１次巻線ＮＰと２次巻線ＮＳとを有する昇圧型コンバータ自体の効率ηは、背景技術として図１０に示す昇圧型コンバータと等しいものである。
【００８５】
（数式１１）
η２＝ＰＯ／Ｐ１＝ＰＯ／（Ｐ１１＋Ｐ１２）
＝（Ｅ２・Ｉ１＋ＥＯ・Ｉ１）／｛（Ｅ２・Ｉ１）／η＋ＥＯ・Ｉ１｝
＝η／｛１−（１−η）・ＥＯ／Ｅ１｝
【００８６】
数式１１に示すように、昇降圧型コンバータ４が昇圧型コンバータとして機能し、電力回生をする場合には負荷ＬＤからトランスＴを介せずに直接に直流電源ＥＤに回生される電力があるので、電力回生に際する効率は良好なものとなる。数式１１において（１−η）とＥＯ／Ｅ１とは、共に１以下の正値であるので、昇圧型コンバータ１の効率η１は、図１０に背景技術として示す昇圧コンバータの効率ηよりも大きなものとなる。例えば、効率η＝０．９６（９６％）、ＥＯ／Ｅ１＝０．５の場合には、数式１１によって、効率η１は、約０．９８（９８％）となり、背景技術に示すものから２％改善される。
【００８７】
図９は、第２の実施形態の昇降圧型コンバータ４が昇圧型コンバータとして機能する場合の動作を示すタイムチャートである。
【００８８】
図９（Ａ）は、電流Ｉ１を示す。図９（Ｂ）は、制御信号ＣＳ１の状態とトランジスタＴＲ１のスイッチ素子Ｓ１２のオン／オフの状態を示す。制御信号ＣＳ１の状態がオンであれば、トランジスタＴＲ１のスイッチ素子Ｓ１をオンとし、制御信号ＣＳ１の状態がオフであれば、トランジスタＴＲ１のスイッチ素子Ｓ１をオフとする。オンの時間はＴＯＮ１、オフの時間はＴＯＦＦ１である。また、Ｔ＝ＴＯＮ１＋ＴＯＦＦ１は１周期である。図９（Ｃ）は、制御信号ＣＳ２の状態とトランジスタＴＲ２のスイッチ素子Ｓ２のオン／オフの状態を示す。スイッチ素子Ｓ２はオフ状態である。図９（Ｄ）は直流電圧ＥＯを示す。図９（Ａ）〜図９（Ｄ）において横軸は時間ｔである。
【００８９】
出力電圧・回生動作制御部３０は、直流電圧ＥＯに応じて（図９（Ｄ）を参照）、（ＴＯＮ１／ＴＯＦＦ１）を変化させて（図９（Ｂ）を参照）回生電流である電流Ｉ１（図９（Ａ）を参照）が所定の値ＩＲ（図示せず）となるように制御をする。ここで、所定の値ＩＲは出力電圧・回生動作制御部３０の内部で発生される。出力電圧・回生動作制御部３０は、所定の値ＩＲと電流Ｉ１との誤差を検出して、この誤差が０となるような（ＴＯＮ１／ＴＯＦＦ１）をフィードバック制御によって発生させて電流Ｉ１を所定の値ＩＲと一致させる。具体的には、電流Ｉ１が値ＩＲよりも小さいときには（ＴＯＮ１／ＴＯＦＦ１）をより大きくし、電流Ｉ１が値ＩＲよりも大きいときには（ＴＯＮ１／ＴＯＦＦ１）をより小さくする。つまり、数式１０によれば、（ＴＯＮ１／ＴＯＦＦ１）の値を変化させれば直流電圧Ｅ１の大きさを変化させることが可能になるが、直流電圧Ｅ１の発生源がバッテリまたは電力母線の場合には、上述したように電流Ｉ１が変化することとなる。
【００９０】
負荷ＬＤが電気自動車のモータである場合には、負荷ＬＤであるモータの両端に発生する直流電圧ＥＯはモータの回転数に応じて変化する。このようにして、電流Ｉ１の大きさを制御する場合においては、直流電圧ＥＯの大小にかかわらず電流Ｉ１を一定の値とできるので破壊を引き起こすような過大な電流がバッテリに流されることはない。
【００９１】
実施形態の昇降圧型コンバータ４は、電力回生の動作時において、背景技術である図１０に示す昇圧型コンバータよりも効率が高い。昇降圧型コンバータ４においては直接に負荷ＬＤから直流電源ＥＤに供給される回生電力についての効率は１であるのに対して、図１０に示す昇圧型コンバータではすべての電力が昇圧コンバータを経由して負荷に供給されるからである。その他、第１の実施形態の昇降圧型コンバータ３の有する種々の利点を有する。
【００９２】
［第２の実施形態の変形］
第２の実施形態の変形の技術について以下に説明をする。これらの変形例においても、上述した、種々の利点が損なわれることはない。
【００９３】
実施形態の昇降圧型コンバータ４では、降圧の動作において出力電圧・回生動作制御部３０はフィードバック制御によって直流電圧ＥＯを一定に保つような制御をおこなったが、フィードバック制御を採用せず、（ＴＯＮ２／Ｔ）を直接に変化させて、所望の直流電圧ＥＯを得るようにしても良い。
【００９４】
実施形態の昇降圧型コンバータ４では、電力を直流電源に回生するための昇圧の動作において出力電圧・回生動作制御部３０は、フィードバック制御によって電流Ｉ１を一定に保つような制御をおこなった。これは、回生電力量を制御する方法の一つである。回生電力量を制御する他の方法としては、直流電圧Ｅ１を一定に保つような制御、または、直流電圧ＥＯを一定に保つような制御、または、電流Ｉ１を一定に保つような制御、または、電流ＩＯを一定に保つような制御、さらには、電流Ｉ１と直流電圧Ｅ１の積、電流ＩＯと直流電圧ＥＯの積を出力電圧・回生動作制御部３０で演算してこれらの積を一定に保つような制御をおこなうようにしても良い。
【００９５】
実施形態の昇降圧型コンバータ４では、昇圧の動作において出力電圧・回生動作制御部３０はフィードバック制御によって電流Ｉ１を一定に保つような制御をおこなったが、フィードバック制御を採用せず、（ＴＯＮ１／ＴＯＦＦ１）を直接に変化させて、所望の電流Ｉ１、または、所望の電流ＩＯ、または、所望の直流電圧Ｅ１、または、所望の直流電圧ＥＯ、さらには、電流Ｉ１と直流電圧Ｅ１の積、電流ＩＯと直流電圧ＥＯの積を出力電圧・回生動作制御部３０で演算して、所望の電力を得るようにしても良い。
【００９６】
実施形態の昇降圧型コンバータ４において、直流電源ＥＤの極性の正負を入れ替えること、直流電源ＥＤを昇降圧型コンバータ４の内部に備えること、コンデンサＣの位置を負荷ＬＤの両端に設けること等、上述した、第１の実施形態の変形を応用することもできる。
【００９７】
上述した種々の実施形態に開示された個々の技術を組み合わせた、新たな実施形態も実施可能である。また、本発明は上述した実施形態およびこれらを組み合わせた実施形態の範囲に限られるものではない。
【符号の説明】
【００９８】
１  昇圧型コンバータ、  ２  降圧型コンバータ、  ３  昇降圧型コンバータ、  ３０  出力電圧・回生動作制御部、  ４０  システム制御部、  Ｃ  コンデンサ、  ＣＲ  コア、  ＣＳ１、ＣＳ２  制御信号、  Ｄ、Ｄ１、Ｄ２  ダイオード、  Ｅ１、Ｅ２、ＥＯ  直流電圧、  ＥＤ    直流電源、  Ｉ１  電流、  Ｌ  インダクタ、  ＬＤ  負荷、  ＮＰ  １次巻線（巻数）、  ＮＰ  ２次巻線（巻数）、  Ｓ、Ｓ１、Ｓ２  スイッチ素子、  Ｔ  トランス、  ｔ  時間、  ＴＲ１、ＴＲ２  トランジスタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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