(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１電源線と負荷出力端子との間および前記負荷出力端子と第２電源線との間にそれぞれ接続され、少なくとも一方がトランジスタから構成される第１半導体素子および第２半導体素子と、
前記トランジスタを一定のスイッチング周波数を持つ駆動信号によりオンオフ駆動する駆動回路と、
前記第１半導体素子に並列に接続され、切替信号に従ってその並列接続端子間の容量値を複数に変化させる第１可変容量回路と、
前記第２半導体素子に並列に接続され、切替信号に従ってその並列接続端子間の容量値を複数に変化させる第２可変容量回路と、
前記駆動回路によるスイッチング動作中に前記駆動信号のオンオフ切替時とは異なるタイミングで前記第１可変容量回路の容量値および前記第２可変容量回路の容量値を切り替える切替信号を出力することにより、前記第１半導体素子および前記第２半導体素子のそれぞれについて、当該半導体素子の並列容量値が異なる複数の状態を順次作り出す容量値制御回路とを備え、
前記第１、第２電源線間に直流コンデンサが設けられ、
前記直流コンデンサの正側端子から前記第１電源線、前記第１半導体素子、前記第１半導体素子から前記第２半導体素子に至る出力端子線、前記第２半導体素子および前記第２電源線を介して前記直流コンデンサの負側端子に至る通電経路に介在するインダクタンスをＬp1とし、前記第１半導体素子、前記出力端子線および前記第２半導体素子の直列経路に介在するインダクタンスをＬp2とし、前記第１、第２半導体素子の主端子間寄生容量をそれぞれＣq1、Ｃq2とし、前記第１、第２可変容量回路の容量値をそれぞれＣpX、ＣpYとしたとき、前記容量値制御回路は、その時々においてＬp1・（ＣpY＋Ｃq2）≠Ｌp2・（ＣpX＋Ｃq1）の関係が成立するように前記切替信号を出力する
ことを特徴とするスイッチング装置。
【請求項２】
前記容量値制御回路は、前記第１半導体素子および前記第２半導体素子のそれぞれについて、前記駆動信号のｎ周期（ｎは１、２、…の中から選定した値）ごとに前記第１、第２可変容量回路の容量値が変化するように前記切替信号を出力することを特徴とする請求項１記載のスイッチング装置。
【請求項３】
前記容量値制御回路は、前記第１半導体素子および前記第２半導体素子のそれぞれについて、前記駆動信号に対しランダムな周期で前記第１、第２可変容量回路の容量値が変化するように前記切替信号を出力することを特徴とする請求項１記載のスイッチング装置。
【請求項４】
前記第１、第２可変容量回路は、コンデンサと前記切替信号に従ってオンオフ動作するスイッチとの直列回路を並列に複数接続して構成されていることを特徴とする請求項１から３の何れか一項に記載のスイッチング装置。
【請求項５】
前記第１、第２可変容量回路は、スイッチによりコンデンサの直列接続数を変更可能に構成されていることを特徴とする請求項１から３の何れか一項に記載のスイッチング装置。
【請求項６】
前記第１、第２可変容量回路は、前記切替信号の持つ電圧に応じて容量値が変化する可変容量素子から構成されていることを特徴とする請求項１から３の何れか一項に記載のスイッチング装置。
【請求項７】
前記第１、第２可変容量回路は、直列抵抗を備えていることを特徴とする請求項１から６の何れか一項に記載のスイッチング装置。
【請求項８】
前記第１半導体素子と第１可変容量回路および前記第２半導体素子と第２可変容量回路は、それぞれ１つのベアチップとして構成されていることを特徴とする請求項１から７の何れか一項に記載のスイッチング装置。
【請求項９】
第１電源線と負荷出力端子との間および前記負荷出力端子と第２電源線との間にそれぞれ接続され、少なくとも一方がトランジスタから構成される第１半導体素子および第２半導体素子と、
前記トランジスタを一定のスイッチング周波数を持つ駆動信号によりオンオフ駆動する駆動回路と、
前記第１半導体素子に並列に接続され、切替信号に従ってその並列接続端子間の容量値を複数に変化させる第１可変容量回路と、
前記第２半導体素子に並列に接続され、切替信号に従ってその並列接続端子間の容量値を複数に変化させる第２可変容量回路と、
前記駆動回路によるスイッチング動作中に前記駆動信号のオンオフ切替時とは異なるタイミングで前記第１可変容量回路の容量値および前記第２可変容量回路の容量値を切り替える切替信号を出力することにより、前記第１半導体素子および前記第２半導体素子のそれぞれについて、当該半導体素子の並列容量値が異なる複数の状態を順次作り出す容量値制御回路とを備え、
前記容量値制御回路は、前記第１半導体素子および前記第２半導体素子のそれぞれについて、前記駆動信号のｎ周期（ｎは１、２、…の中から選定した値）ごとに前記第１、第２可変容量回路の容量値が変化するように前記切替信号を出力する
ことを特徴とするスイッチング装置。
【請求項１０】
前記第１、第２可変容量回路は、コンデンサと前記切替信号に従ってオンオフ動作するスイッチとの直列回路を並列に複数接続して構成されていることを特徴とする請求項９に記載のスイッチング装置。
【請求項１１】
前記第１、第２可変容量回路は、スイッチによりコンデンサの直列接続数を変更可能に構成されていることを特徴とする請求項９に記載のスイッチング装置。
【請求項１２】
前記第１、第２可変容量回路は、前記切替信号の持つ電圧に応じて容量値が変化する可変容量素子から構成されていることを特徴とする請求項９に記載のスイッチング装置。
【請求項１３】
前記第１、第２可変容量回路は、直列抵抗を備えていることを特徴とする請求項９から１２の何れか一項に記載のスイッチング装置。
【請求項１４】
前記第１半導体素子と第１可変容量回路および前記第２半導体素子と第２可変容量回路は、それぞれ１つのベアチップとして構成されていることを特徴とする請求項９から１３の何れか一項に記載のスイッチング装置。
【請求項１５】
第１電源線と負荷出力端子との間および前記負荷出力端子と第２電源線との間にそれぞれ接続され、少なくとも一方がトランジスタから構成される第１半導体素子および第２半導体素子と、
前記トランジスタを一定のスイッチング周波数を持つ駆動信号によりオンオフ駆動する駆動回路と、
前記第１半導体素子に並列に接続され、切替信号に従ってその並列接続端子間の容量値を複数に変化させる第１可変容量回路と、
前記第２半導体素子に並列に接続され、切替信号に従ってその並列接続端子間の容量値を複数に変化させる第２可変容量回路と、
前記駆動回路によるスイッチング動作中に前記駆動信号のオンオフ切替時とは異なるタイミングで前記第１可変容量回路の容量値および前記第２可変容量回路の容量値を切り替える切替信号を出力することにより、前記第１半導体素子および前記第２半導体素子のそれぞれについて、当該半導体素子の並列容量値が異なる複数の状態を順次作り出す容量値制御回路とを備え、
前記容量値制御回路は、前記第１半導体素子および前記第２半導体素子のそれぞれについて、前記駆動信号に対しランダムな周期で前記第１、第２可変容量回路の容量値が変化するように前記切替信号を出力する
ことを特徴とするスイッチング装置。
【請求項１６】
前記第１、第２可変容量回路は、コンデンサと前記切替信号に従ってオンオフ動作するスイッチとの直列回路を並列に複数接続して構成されていることを特徴とする請求項１５に記載のスイッチング装置。
【請求項１７】
前記第１、第２可変容量回路は、スイッチによりコンデンサの直列接続数を変更可能に構成されていることを特徴とする請求項１５に記載のスイッチング装置。
【請求項１８】
前記第１、第２可変容量回路は、前記切替信号の持つ電圧に応じて容量値が変化する可変容量素子から構成されていることを特徴とする請求項１５に記載のスイッチング装置。
【請求項１９】
前記第１、第２可変容量回路は、直列抵抗を備えていることを特徴とする請求項１５から１８の何れか一項に記載のスイッチング装置。
【請求項２０】
前記第１半導体素子と第１可変容量回路および前記第２半導体素子と第２可変容量回路は、それぞれ１つのベアチップとして構成されていることを特徴とする請求項１５から１９の何れか一項に記載のスイッチング装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源線間に負荷出力端子を挟んで直列に接続された２つの半導体素子からなるスイッチング装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１９は、車載用の直流モータをＰＷＭ制御するスイッチング装置の構成を示している。このスイッチング装置１は、電源線２、３間に負荷出力端子４を挟んで直列に接続されたトランジスタ５、６（半導体素子）と、これを駆動するＰＷＭ制御回路７とを備えている。電源線２、３間にはコンデンサ８が接続され、バッテリ９から電源が供給されている。負荷出力端子４には、負荷としての直流モータ１０が接続されている。
【０００３】
トランジスタ５、６をＰＷＭ駆動すると、そのオンオフ切り替え時に出力電圧Ｖｓにリンギングが発生し、ＳＷ帯以上の放送帯へのラジオノイズが問題となる。図２０（ａ）は出力電圧Ｖｓの波形であり、図２０（ｂ）（ｃ）はその立ち上がり時と立ち下がり時の拡大波形である。このリンギングを抑えるため、トランジスタ５、６には、それぞれノイズ抑制手段としてのスナバ１１、１２が付加されている。特許文献１の図２８にも同様の構成を持つＣＲスナバが記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１０−２０５８４５号公報（図２８）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
従来のスナバ１１、１２は、抵抗を用いてリンギングのエネルギーを熱に変換しているので、リンギング（スイッチングノイズ）を低減する際に大きな発熱が生じる。そのため、使用する抵抗は大きな定格電力を必要とし素子サイズが大きくなる。また、汎用されているＣＲスナバの場合、抵抗とコンデンサとが接近して配されるので、抵抗の発熱によりコンデンサの温度が上昇してコンデンサの静電容量が低下する。このため、それを見込んでコンデンサの静電容量値を予め大きく設定する必要があり、コンデンサのサイズも大きくなる。さらに、従来はＣＲスナバだけではリンギングを減衰しきれないのでＬＣフィルタ１３も併用しており、スイッチング装置に一層大きなサイズが必要となる。
【０００６】
これに対しては、トランジスタ５、６のターンオン時間およびターンオフ時間を長く設定し、リンギングの発生自体を抑えることが考えられる。しかし、この手段を用いるとトランジスタ５、６の損失が増大するため、トランジスタサイズを増やす必要が生じる。このように従来のスナバ１１、１２では、小型化を図りながらスイッチングノイズを抑えることは困難であった。
【０００７】
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、ノイズ抑制手段の発熱の問題を解決し、小型でありながらノイズ抑制効果の大きいスイッチング装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
請求項１に記載した手段によれば、第１電源線と負荷出力端子との間および負荷出力端子と第２電源線との間にそれぞれ第１半導体素子および第２半導体素子を備えている。これら第１半導体素子および第２半導体素子の少なくとも一方はトランジスタから構成され、その他は例えばダイオードから構成されている。駆動回路は、トランジスタを一定のスイッチング周波数を持つ駆動信号によりオンオフ駆動する。
【０００９】
第１可変容量回路は、第１半導体素子に並列に接続され、切替信号に従ってその並列接続端子間の容量値を複数に変化させる。同様に、第２可変容量回路は、第２半導体素子に並列に接続され、切替信号に従ってその並列接続端子間の容量値を複数に変化させる。容量値制御回路は、駆動回路によるスイッチング動作中に駆動信号のオンオフ切替時とは異なるタイミングで第１可変容量回路の容量値および第２可変容量回路の容量値を切り替える切替信号を出力することにより、第１半導体素子および第２半導体素子のそれぞれについて、当該半導体素子の並列容量値が異なる複数の状態を順次作り出す。
【００１０】
本手段によれば、半導体素子の並列容量値を順次複数に切り替えるので、時間の経過とともにリンギング周波数がずれてノイズエネルギーのスペクトルが広帯域に拡散し、ノイズのピークレベルが下がる。本手段は、スナバとは異なり、リンギングエネルギーを熱に変換してノイズの発生を抑えるものではないので、第１、第２可変容量回路での熱の発生がなくまたは非常に小さく、発熱の問題を解決できる。その結果、受熱に備えて第１、第２可変容量回路のサイズに余裕度を持たせる必要がない。また、ＬＣフィルタは不要となり、あるいは補助的に設けたとしても従来よりも小型のもので足りる。従って、本スイッチング装置は、従来のスナバと比較して、小型でありながら大きなノイズ抑制効果が得られる。
【００１１】
そして、第１、第２電源線間に直流コンデンサが設けられている。直流コンデンサの正側端子から第１電源線、第１半導体素子、第１半導体素子から第２半導体素子に至る出力端子線、第２半導体素子および第２電源線を介して直流コンデンサの負側端子に至る通電経路に介在するインダクタンスをＬp1とし、第１半導体素子、出力端子線および第２半導体素子の直列経路に介在するインダクタンスをＬp2とし、第１、第２半導体素子の主端子間寄生容量をそれぞれＣq1、Ｃq2とし、第１、第２可変容量回路の容量値をそれぞれＣpX、ＣpYとしたとき、容量値制御回路は、その時々においてＬp1・（ＣpY＋Ｃq2）≠Ｌp2・（ＣpX＋Ｃq1）の関係が成立するように切替信号を出力する。
【００１２】
この関係式が成立すると、ハイサイド駆動において、第１半導体素子がオフからオンに移行するときのリンギング周波数と、第１半導体素子がオンからオフに移行するときのリンギング周波数とが異なるように制御できる。両リンギング周波数が異なることにより、放射されるノイズの一層の拡散効果が得られ、ピークレベルが下がる。
【００１３】
請求項２に記載した手段によれば、容量値制御回路は、第１半導体素子および第２半導体素子のそれぞれについて、駆動信号のｎ周期（ｎは１、２、…の中から選定した値）ごとに第１、第２可変容量回路の容量値が変化するように切替信号を出力する。ｎの設定値が大きくなるに従って、ノイズエネルギーのスペクトルに生じるピーク値が増加する。また、請求項９に記載した手段についても同様である。
【００１４】
請求項３に記載した手段によれば、容量値制御回路は、第１半導体素子および第２半導体素子のそれぞれについて、駆動信号に対しランダムな周期で第１、第２可変容量回路の容量値が変化するように切替信号を出力する。これにより、ノイズエネルギーのスペクトルに生じるピーク値が低下し、当該部分のスペクトルがフラットに近付く。また、請求項１５に記載した手段についても同様である。
【００１５】
請求項４に記載した手段によれば、第１、第２可変容量回路は、コンデンサと切替信号に従ってオンオフ動作するスイッチとの直列回路を並列に複数接続して構成されている。これにより、第１、第２可変容量回路は、切替信号に応じて選択されたコンデンサの並列容量値を有する。また、請求項１０、１６に記載した手段についても同様である。
【００１６】
請求項５に記載した手段によれば、第１、第２可変容量回路は、スイッチによりコンデンサの直列接続数を変更可能に構成されている。これにより、第１、第２可変容量回路は、切替信号に応じて選択されたコンデンサの直列容量値を有する。また、請求項１１、１７に記載した手段についても同様である。
【００１７】
請求項６に記載した手段によれば、第１、第２可変容量回路は、切替信号の持つ電圧に応じて容量値が変化する可変容量素子から構成されている。また、請求項１２、１８に記載した手段についても同様である。
【００１８】
請求項７に記載した手段によれば、第１、第２可変容量回路は、上記コンデンサ、可変容量コンデンサに対する直列抵抗を備えている。この直列抵抗は、上述した手段によりリンギング周波数のスペクトルを広帯域に拡散させた上で、さらにリンギングを低減させるために用いられる。従って、リンギングエネルギーを熱に変換してノイズの発生を抑えるスナバに比べ、直列抵抗での発熱作用は小さくて済む。このため、直列抵抗の定格電力およびサイズは小さくなり、受熱を考慮してコンデンサ等の容量値に余裕度を持たせる必要がない。また、請求項１３、１９に記載した手段についても同様である。
【００１９】
請求項８に記載した手段によれば、上述したように可変容量回路が小型化できることから、第１半導体素子と第１可変容量回路を１つのベアチップとして構成し、第２半導体素子と第２可変容量回路を１つのベアチップとして構成することができる。また、請求項１４、２０に記載した手段についても同様である。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本発明の第１の実施形態を示すスイッチング装置の構成図
【図２】可変容量回路の総容量値を（ａ）１ｎＦに設定した場合と（ｂ）１００ｐＦに設定した場合の出力電圧のＦＦＴの結果を示す図
【図３】ハイサイド側トランジスタのターンオン時のリンギング説明図
【図４】ハイサイド側トランジスタのターンオフ時のリンギング説明図
【図５】リンギングにより生じるラジオノイズのスペクトルを模式的に示す図
【図６】（ａ）１ＰＷＭ周期ごと、（ｂ）２ＰＷＭ周期ごと、（ｃ）ランダムな周期で容量値を順次変更するときの切替信号と出力電圧の波形図
【図７】図６（ａ）（ｂ）（ｃ）の各場合における図５相当図
【図８】（ａ）第１可変容量回路と第２可変容量回路の切替タイミングが同一の場合および（ｂ）異なる場合の切替信号と出力電圧の波形図
【図９】２ＰＷＭ周期ごとに容量値を順次変更するときの切替信号と出力電圧の波形図
【図１０】リンギングエネルギーの拡散作用がある場合のＦＦＴの結果を示す図
【図１１】従来のスナバを用いた場合のＦＦＴの結果を示す図
【図１２】本発明の第２の実施形態を示す図１相当図
【図１３】本発明の第３の実施形態を示す図１相当図
【図１４】図１０相当図
【図１５】本発明の第４の実施形態を示す図１相当図
【図１６】本発明の第５の実施形態を示す図１相当図
【図１７】本発明の第６の実施形態を示す図１相当図
【図１８】本発明の第７の実施形態を示す図１相当図
【図１９】従来技術を示す図１相当図
【図２０】（ａ）出力電圧の波形、（ｂ）立ち上がり時の拡大波形、（ｃ）立ち下がり時の拡大波形を示す図
【発明を実施するための形態】
【００２１】
各実施形態において実質的に同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
（第１の実施形態）
以下、本発明の第１の実施形態について図１ないし図１１を参照しながら説明する。図１は、車載用の直流モータをＰＷＭ制御するスイッチング装置２１の構成を示している。第１電源線２と負荷出力端子４との間および負荷出力端子４と第２電源線３との間には、それぞれＭＯＳトランジスタ５および６（第１および第２半導体素子）が接続されている。トランジスタ５、６はボディダイオード５Ｄ、６Ｄを有している。また、ドレイン・ソース間には寄生容量Ｃq1、Ｃq2が存在している。
【００２２】
電源線２、３間には直流コンデンサ８が接続され、バッテリ９から電源電圧Ｖｂが供給されている。負荷出力端子４には負荷としての直流モータ１０が接続されており、ハイサイド駆動される。駆動回路に相当するＰＷＭ制御回路７は、デッドタイムを確保しつつ、トランジスタ５、６を一定のスイッチング周波数を持つＰＷＭ駆動信号により相補的にオンオフ駆動する。
【００２３】
トランジスタ５の主端子であるドレインとソースの間には、並列に第１可変容量回路２２が接続されている。第１可変容量回路２２は、コンデンサＣpnとスイッチＳＷｎとの直列回路を３個並列に接続して構成されている（ｎ＝１、２、３）。同様に、トランジスタ６のドレインとソースの間には、並列に第２可変容量回路２３が接続されている。第２可変容量回路２３は、コンデンサＣpnとスイッチＳＷｎとの直列回路を３個並列に接続して構成されている（ｎ＝４、５、６）。スイッチＳＷｎは、ＭＯＳトランジスタにより構成されている。トランジスタ５、６および可変容量回路２２、２３は、それぞれベアチップまたはディスクリート素子により基板上に組みつけられている。なお、以下の説明において符号Ｃpnは容量値を表すことがある。
【００２４】
容量値制御回路２４は、ＰＷＭ制御回路７がＰＷＭ駆動信号を出力しているスイッチング動作中に、ＰＷＭ駆動信号のオンオフ切替時とは異なるタイミングで、スイッチＳＷｎ（ｎ＝１〜６）に対しそのオンオフ状態を切り替える切替信号を出力する。これにより、可変容量回路２２、２３の容量値を絶えず変化させ、可変容量回路２２、２３のそれぞれについて、トランジスタ５、６の並列容量値が異なる複数の状態を順次作り出し、トランジスタ５、６の並列容量値を時間経過とともに変化させる。
【００２５】
トランジスタ５、６のターンオン時およびターンオフ時にリンギングが生じるが、スイッチング装置２１によれば、時間経過とともにリンギング周波数がずれてノイズエネルギーのスペクトルが広帯域に拡散し、ノイズのピークレベルが下がる。以下、この作用について詳しく説明する。
【００２６】
図２は、可変容量回路２２、２３の総容量値を１ｎＦに設定した場合（ａ）と１００ｐＦに設定した場合（ｂ）の出力電圧ＶｓのＦＦＴの結果を示している。容量値が１ｎＦの場合にはリンギングによるサージ電圧のピークが５５ＭＨｚに現れるのに対し、容量値が１００ｐＦの場合にはリンギングによるサージ電圧のピークが９５ＭＨｚに現れる。つまり、トランジスタ５、６に並列接続される容量値が変化すると、リンギングによるサージ電圧のピーク周波数が変化することが分かる。
【００２７】
トランジスタ５のスイッチングにより出力電圧Ｖｓに現れるリンギングの周波数は、以下のようになる。
［トランジスタ５のターンオン時］
図３は、トランジスタ５のターンオン時のリンギング説明図である。（ａ）はトランジスタ５、６がともにオフ（デッドタイム）、（ｂ）はトランジスタ５がオンした直後、（ｃ）はトランジスタ６のボディダイオード６Ｄが逆回復した状態を示している。説明に不要な回路要素は省略している。（ｃ）に示す抵抗Ｒp2は、蓄積キャリアが引き出された時のボディダイオード６Ｄの等価抵抗（回路の寄生損失抵抗分を含む）である。
【００２８】
トランジスタ５がオンする直前には、ボディダイオード６Ｄに順方向電流ＩＤが流れている。トランジスタ５がオンした直後は、寄生インダクタンスＬp1により、ダイオード６Ｄの電流は瞬間的に０にならない。寄生インダクタンスＬp1は、コンデンサ８の正側端子から電源線２、トランジスタ５、トランジスタ５からトランジスタ６に至る出力端子線２５、トランジスタ６、電源線３を介してコンデンサ８の負側端子に至る通電経路に介在するインダクタンスである。
【００２９】
このときの出力端子線２５に流れる電流ＩＬは（１）式となる。
ＩＬ＝−ＩＤ＋（Ｖｂ／Ｌp1）・ｔ    …（１）
ボディダイオード６Ｄに流れる電流ＩＬは急速に減少し０となるが、ボディダイオード６Ｄの蓄積キャリアが全て引き出されるまで逆電流が流れる。その結果、出力電圧Ｖｓは−側に振れる。
【００３０】
その後、ボディダイオード６Ｄが逆回復した時、寄生インダクタンスＬp1に蓄積されたエネルギーＷＬは（２）式となる。ここで、ＩPRは、蓄積キャリアが全て引き出された時のボディダイオード６Ｄの逆電流である。
ＷＬ＝（１／２）・Ｌp1・ＩPR2    …（２）
【００３１】
このエネルギーＷＬは、トランジスタ６の全並列容量Ｃｔを充電し、寄生インダクタンスＬp1と並列容量Ｃｔとで共振してリンギングが発生する。このときのリンギング周波数ｆonは、近似的に（３）式で表すことができる。
ｆon＝１／（２π・（Ｌp1・Ｃｔ）1/2）    …（３）
【００３２】
この結果を図１に示すスイッチング装置２１に適用すると、スイッチＳＷ４〜ＳＷ６が全てオフのとき、トランジスタ５のターンオン時に生じるリンギングの周波数ｆonは（４）式で表される。Ｃq2は、上述したようにトランジスタ６のドレイン・ソース間に存在する寄生容量である。
ｆon＝１／（２π・（Ｌp1・Ｃq2）1/2）    …（４）
【００３３】
また、スイッチＳＷ４〜ＳＷ６の切替状態に応じた第２可変容量回路２３の総容量値をＣpYとすれば、Ｃｔ＝ＣpY＋Ｃq2の関係が成立し、リンギングの周波数ｆonは（５）式で表される。（４）式は（５）式においてＣpY＝０の場合である。
ｆon＝１／（２π・（Ｌp1・（ＣpY＋Ｃq2））1/2）    …（５）
【００３４】
［トランジスタ５のターンオフ時］
図４は、トランジスタ５のターンオフ時のリンギング説明図である。（ａ）はトランジスタ５がオン、トランジスタ６がオフ、（ｂ）はトランジスタ５がオフした直後を示している。説明に不要な回路要素は省略している。トランジスタ５と出力端子線２５とトランジスタ６との直列経路に介在するインダクタンスをＬp2とすると、トランジスタ５がオンの間、寄生インダクタンスＬp2にも電流が流れる。このとき、寄生インダクタンスＬp2に蓄積されているエネルギーＷＬは（６）式となる。
ＷＬ＝（１／２）・Ｌp2・ＩＬ2    …（６）
【００３５】
トランジスタ５がオフした直後、エネルギーＷＬは（７）式に示すように最大となる。ＩPKは、トランジスタ５がオフする瞬間の電流である。
ＷＬ＝（１／２）・Ｌp2・ＩPK2    …（７）
【００３６】
このエネルギーＷＬは、トランジスタ５の並列容量Ｃｓを充電し、寄生インダクタンスＬp2と並列容量Ｃｓとで共振してリンギングが発生する。このときのリンギング周波数ｆoffは、近似的に（８）式で表すことができる。
ｆoff＝１／（２π・（Ｌp2・Ｃｓ）1/2）    …（８）
【００３７】
この結果を図１に示すスイッチング装置２１に適用すると、スイッチＳＷ１〜ＳＷ３が全てオフのとき、トランジスタ５のターンオフ時に生じるリンギングの周波数ｆoffは（９）式で表される。Ｃq1は、上述したようにトランジスタ５のドレイン・ソース間に存在する寄生容量である。
ｆoff＝１／（２π・（Ｌp2・Ｃq1）1/2）    …（９）
【００３８】
また、スイッチＳＷ１〜ＳＷ３の切替状態に応じた第１可変容量回路２２の総容量値をＣpXとすれば、Ｃｓ＝ＣpX＋Ｃq1の関係が成立し、リンギングの周波数ｆoffは（１０）式で表される。（９）式は（１０）式においてＣpX＝０の場合である。
ｆoff＝１／（２π・（Ｌp2・（ＣpX＋Ｃq1））1/2）    …（１０）
【００３９】
さて、放射されるノイズエネルギーを広帯域化してリンギングによるノイズを低減するには、リンギング周波数ｆonとｆoffとが異なることが好ましい。スイッチＳＷｎが全てオフのときにｆon≠ｆoffとなる条件は（１１）式となる。
Ｌp1・Ｃq2≠Ｌp2・Ｃq1    …（１１）
【００４０】
また、第１可変容量回路２２の容量値すなわちスイッチＳＷ１〜ＳＷ３の切替状態に応じたコンデンサＣp1〜Ｃp3の並列合成容量値をＣpX、第２可変容量回路２３の容量値すなわちスイッチＳＷ４〜ＳＷ６の切替状態に応じたコンデンサＣp4〜Ｃp6の並列合成容量値をＣpYとすれば、ｆon≠ｆoffとなる条件は（１２）式となる。
Ｌp1・（ＣpY＋Ｃq2）≠Ｌp2・（ＣpX＋Ｃq1）    …（１２）
【００４１】
トランジスタ５のターンオン時のリンギング周波数ｆonは、スイッチＳＷ４〜ＳＷ６のオンオフ状態に応じて、ＳＷ４〜ＳＷ６全てオフ、ＳＷ４のみオン、ＳＷ５のみオン、ＳＷ６のみオン、ＳＷ４とＳＷ５がオン、ＳＷ４とＳＷ６がオン、ＳＷ５とＳＷ６がオン、ＳＷ４〜ＳＷ６全てオンの場合の８通り存在する。トランジスタ５のターンオフ時のリンギング周波数ｆoffも、同様にしてＳＷ１〜ＳＷ３のオンオフ状態に応じて８通り存在する。ノイズエネルギーを広帯域化するには、これら各条件でのリンギング周波数が互いに１００ｋＨｚ以上離れることが望ましい。
【００４２】
図５は、リンギングにより生じるラジオノイズのスペクトルを模式的に示している。図中に示すＡは、ＳＷ１とＳＷ４のみオン（破線Ａ１）、ＳＷ２とＳＷ５のみオン（破線Ａ２）、ＳＷ３とＳＷ６のみオン（破線Ａ３）の３通りの状態に順次切り替えるスイッチング装置２１によるスペクトルであり、Ｂは、従来のＣＲスナバ１１、１２を備えたスイッチング装置１（図２０参照）によるスペクトルである。
【００４３】
スイッチング装置２１が備える可変容量回路２２、２３において、コンデンサＣp1≠Ｃp2≠Ｃp3、Ｃp4≠Ｃp5≠Ｃp6の関係があるとすれば、上記３状態のリンギング周波数は互いに異なる。また、上記３状態がそれぞれ１／３ずつの時間比率を有するので、各切替状態に対応するスペクトルＡ１〜Ａ３のノイズレベルは低下する。その結果、時間平均したノイズエネルギーは、スペクトルＡ１〜Ａ３を重ね合わせたスペクトルＡのように広帯域に拡散し、従来のスナバを備えた構成に対しノイズのピークレベルを下げる作用を奏する。
【００４４】
図６は、容量値制御回路２４が出力する切替信号と出力電圧Ｖｓの波形を示している。（ａ）は１ＰＷＭ周期ごとにスイッチＳＷ１〜ＳＷ６を切り替えて可変容量回路２２、２３の容量値を順次変更する場合、（ｂ）は２ＰＷＭ周期ごとにスイッチＳＷ１〜ＳＷ６を切り替えて可変容量回路２２、２３の容量値を順次変更する場合、（ｃ）はＰＷＭ駆動信号に対しランダムな周期でスイッチＳＷ１〜ＳＷ６を切り替えて可変容量回路２２、２３の容量値を変更する場合である。
【００４５】
（ａ）において、スイッチＳＷ１〜ＳＷ３自体は必ずしも１ＰＷＭ周期ごとに切り替わらないが、スイッチＳＷ１〜ＳＷ３の何れかが切り替わるため、可変容量回路２２の容量値は１ＰＷＭ周期ごとに変化する。また、スイッチＳＷ１とＳＷ４、スイッチＳＷ２とＳＷ５、スイッチＳＷ３とＳＷ６をそれぞれ同じオンオフ状態に制御しているが、異なるオンオフ状態に制御してもよい。
【００４６】
図７は、図５と同様に示すラジオノイズのスペクトルである。（ａ）〜（ｃ）は、それぞれ図６の（ａ）〜（ｃ）の場合に相当する。可変容量回路２２、２３の容量値を１ＰＷＭ周期ごとに切り替える場合、スペクトルＡ１〜Ａ３を重ね合わせたスペクトルＡは正規分布に近い形になる。可変容量回路２２、２３の容量値の切替周期が長くなるに従ってスペクトルＡ１、Ａ２、Ａ３のピーク値が高くなり、スペクトル間に谷ができる。切替周期がランダムになると、このピーク値の山がつぶれてフラットな特性となる。
【００４７】
図８も、容量値制御回路２４が出力する切替信号と出力電圧Ｖｓの波形を示している。（ａ）は第１可変容量回路２２のスイッチＳＷ１〜ＳＷ３の切替タイミングと第２可変容量回路２３のスイッチＳＷ４〜ＳＷ６の切替タイミングが同一の場合であり、図６（ａ）と同じ波形である。（ｂ）は第１可変容量回路２２のスイッチＳＷ１〜ＳＷ３の切替タイミングと第２可変容量回路２３のスイッチＳＷ４〜ＳＷ６の切替タイミングが異なる場合である。
【００４８】
第１可変容量回路２２の容量値の切り替えは出力電圧Ｖｓの立ち下がり時に作用し、第２可変容量回路２３の容量値の切り替えは出力電圧Ｖｓの立ち上がり時に作用するので、リンギングエネルギーの拡散作用は図８（ａ）と（ｂ）の何れの場合でも同様に生じる。ただし、第１可変容量回路２２と第２可変容量回路２３の切り替えタイミングを同一にすると、切り替えタイミングに起因するノイズが発生することが考えられる。従って、切り替え時のノイズ対策として異なるタイミングが好ましい。
【００４９】
図１０は、図９に示す切替信号により２ＰＷＭ周期ごとにスイッチＳＷ１〜ＳＷ６を切り替えたときのスイッチング装置２１の出力電圧Ｖｓをシミュレーションにより求め、それをＦＦＴ処理した結果である。コンデンサＣp1≠Ｃp2≠Ｃp3、Ｃp4≠Ｃp5≠Ｃp6の関係があり、スイッチＳＷ１〜ＳＷ６が全てオフのときのターンオン時のリンギング周波数は１００ＭＨｚ、１つのスイッチが選択的にオンされているときのターンオン時のリンギング周波数は８８ＭＨｚ、９３ＭＨｚ、９５ＭＨｚである。すなわち、リンギング周波数は４つの状態に分散されている。
【００５０】
図１０において１００ＭＨｚ付近にピークが見られるが、これがスイッチング時に現れるリンギングによるノイズ成分である。本スイッチング装置２１によれば、−３６ｄＢ（１００ＭＨｚ）にまで低減していることが分かる。これと対比するため、図１１には従来のＣＲスナバ１１、１２を備えたスイッチング装置１（図２０参照）の出力電圧ＶｓのＦＦＴ結果を示している。両者は、同じトランジスタ５、６、電源電圧Ｖｂ、ＰＷＭ周波数（２００ｋＨｚ）、寄生インダクタンスＬp1、Ｌp2およびモータ負荷を備える。従来のスイッチング装置１によれば、−３０ｄＢ（１００ＭＨｚ）までしか低減していないことが分かる。
【００５１】
以上説明したように、本実施形態のスイッチング装置２１は、トランジスタ５、６に対しそれぞれ並列に可変容量回路２２、２３を備え、容量値制御回路２４によりＰＷＭスイッチング中にＰＷＭ駆動信号のオンオフ切替時とは異なるタイミングで可変容量回路２２、２３の容量値を切り替える。これにより、トランジスタ５、６のそれぞれについて、その並列容量値が時間の前後において互いに異なる複数の状態が作り出される。
【００５２】
その結果、時間の経過とともに、リンギング周波数がずれてノイズエネルギーのスペクトルが広帯域に拡散し、時間平均で見るとノイズのピークレベルが下がる。すなわち、スイッチング装置２１で用いるノイズ抑制手段は、リンギングエネルギーを熱に変換してノイズの発生を抑えるスナバとは異なり、可変容量回路２２、２３での熱の発生がなくまたは非常に小さく、従来の発熱の問題を解決できる。
【００５３】
このため、受熱によるコンデンサの容量値の低下に備えて可変容量回路２２、２３のサイズに余裕度を持たせる必要がない。また、ＬＣフィルタは不要となり、あるいは補助的に設けたとしても従来よりも小型のもので足りる。さらに、トランジスタ５、６のスイッチング速度を敢えて低下させる必要もない。従って、本スイッチング装置２１は、従来のスイッチング装置１と比較して、小型でありながら大きなノイズ抑制効果が得られる。このノイズ抑制効果は、特に１０ＭＨｚ以上の周波数で有効となり、車載機器へのノイズ例えばラジオノイズを低減することができる。
【００５４】
出力電圧Ｖｓに生じるリンギングは、トランジスタ５、６のターンオン時およびターンオフ時に発生する。容量値制御回路２４は、容量値の切り替えタイミングをＰＷＭ駆動信号の切り替えタイミングとずらしているので、リンギングの発生とともに可変容量回路２２、２３のコンデンサが切り替わることによるリンギングの増大を回避できる。すなわち、容量値制御回路２４は、リンギングが発生していない期間に切替信号を変化させることが好ましい。
【００５５】
容量値制御回路２４は、その時々においてＬp1・（ＣpY＋Ｃq2）≠Ｌp2・（ＣpX＋Ｃq1）の関係が成立するように切替信号を出力するので、トランジスタ５のターンオン時に生じるリンギング周波数ｆonとトランジスタ５のターンオフ時に生じるｆoffとが異なる。これによりリンギングノイズのエネルギーが一層分散化され、リンギングノイズのピーク値を一層低減させることができる。
【００５６】
容量値制御回路２４は、トランジスタ５、６のそれぞれについて、ＰＷＭ駆動信号のｎ周期（ｎは１、２、…の中から選定した値）ごとに可変容量回路２２、２３の容量値が変化するように切替信号を出力する。このｎが大きくなるに従って、各並列容量値に対応したスペクトルのピーク値が徐々に高くなり、スペクトル間に谷ができる。従って、ｎは小さい値に設定することが好ましい。また、容量値制御回路２４は、ＰＷＭ駆動信号に対しランダムな周期（例えばＭ系列）で可変容量回路２２、２３の容量値が変化するように切替信号を出力することもできる。これによれば、各並列容量値に対応したスペクトルのピーク値の山がつぶれてフラットなスペクトルとなる。
【００５７】
（第２の実施形態）
次に、第２の実施形態について図１２を参照しながら説明する。このスイッチング装置３１は、図１に示すスイッチング装置２１に対し第１可変容量回路３２、第２可変容量回路３３および容量値制御回路３４の構成が異なる。第１可変容量回路３２は、スイッチＳＷ７、コンデンサＣp7、スイッチＳＷ８およびコンデンサＣp8の直列回路と、スイッチＳＷ９、コンデンサＣp9、スイッチＳＷ１０およびコンデンサＣp10の直列回路とが並列に接続されている。第２可変容量回路３３は、スイッチＳＷ１１、コンデンサＣp11、スイッチＳＷ１２およびコンデンサＣp12の直列回路と、スイッチＳＷ１３、コンデンサＣp13、スイッチＳＷ１４およびコンデンサＣp14の直列回路とが並列に接続されている。
【００５８】
スイッチＳＷ７〜ＳＷ１４は、ＭＯＳトランジスタから構成される単極双投スイッチである。容量値制御回路３４は、ＰＷＭ制御回路７がＰＷＭ駆動信号を出力しているスイッチング動作中に、ＰＷＭ駆動信号のオンオフ切替時とは異なるタイミングで、スイッチＳＷ７〜ＳＷ１４に対しそのオンオフ状態を切り替える切替信号を出力する。
【００５９】
この切替信号によれば、第１可変容量回路３２は、０、Ｃp7、Ｃp7とＣp8の直列容量の何れかと、０、Ｃp9、Ｃp9とＣp10の直列容量の何れかとの並列容量となる。同様に、第２可変容量回路３３は、０、Ｃp11、Ｃp11とＣp12の直列容量の何れかと、０、Ｃp13、Ｃp13とＣp14の直列容量の何れかとの並列容量となる。
【００６０】
本実施形態は、第１可変容量回路３２および第２可変容量回路３３におけるコンデンサの直列接続数に応じて容量値を変更可能に構成したもので、第１の実施形態と同様の作用および効果が得られる。また、容量値が０の場合を除き、コンデンサに対し２つのスイッチ（例えばＳＷ７とＳＷ８）が直列に介在することになるので、スイッチが有する直流抵抗成分によりリンギングの抑制効果が高まる。
【００６１】
（第３の実施形態）
次に、第３の実施形態について図１３および図１４を参照しながら説明する。図１３に示すスイッチング装置４１は、第１可変容量回路４２および第２可変容量回路４３において、スイッチＳＷｎとコンデンサＣpnとの直列回路に対しさらに直列抵抗Ｒｎ（ｎ＝１〜６）を備えている。その他の構成はスイッチング装置２１（図１）と同様である。図１４は、図１０と同一条件により演算した出力電圧ＶｓのＦＦＴの結果である。本スイッチング装置４１によれば、リンギングノイズ成分が−４１ｄＢ（１００ＭＨｚ）にまで低減しており、一層高いノイズ低減効果が期待できる。
【００６２】
このように本実施形態によれば、リンギングエネルギーのスペクトルを広帯域に拡散させた上で、さらに直列抵抗Ｒｎによりリンギングエネルギーを消費させるので、リンギングエネルギーを全て熱に変換してノイズの発生を抑えるスナバに比べ、直列抵抗Ｒｎでの発熱量は小さくて済む。このため、直列抵抗Ｒｎのサイズは小さくなり、従来構成のスイッチング装置１に比べ小型でありながら大きなノイズ抑制効果が得られる。
【００６３】
（第４の実施形態）
上記各実施形態はハイサイド駆動のスイッチング装置であった。これに対し、図１５に示すように負荷である直流モータ１０を負荷出力端子４と高電位側の電源線２との間に接続し、トランジスタ６のデュ−ティ比に応じて出力電圧Ｖｓの大きさを制御するローサイド駆動の構成にしてもよい。本実施形態のスイッチング装置５１によっても第１の実施形態と同様の作用および効果が得られる。
【００６４】
（第５の実施形態）
図１６に示すスイッチング装置６１は、負荷出力端子４と第２電源線３との間に接続された第２半導体素子にトランジスタ６に替えてダイオード６２を採用している。容量値制御回路６３は、ダイオード６２に並列接続された第２可変容量回路２３のスイッチＳＷ４〜ＳＷ６を、第１可変容量回路２２のスイッチＳＷ１〜ＳＷ３と同じタイミングまたはトランジスタ５のオフ期間に切り替える。その他の構成は、スイッチング装置２１と同様である。
【００６５】
この構成は、負荷出力端子４と第２電源線３との間に負荷（モータ１０）が接続されたハイサイド駆動の他の実施形態にも適用できる。また、第４の実施形態で説明したローサイド駆動の場合には、第１電源線２と負荷出力端子４との間に接続された第１半導体素子にダイオードを採用すればよい。すなわち、第１半導体素子と第２半導体素子の少なくとも一方がトランジスタにより構成されていればよい。これらの実施形態によっても、第１、第２半導体素子にトランジスタ５、６を採用した各実施形態と同様の作用および効果が得られる。
【００６６】
（第６の実施形態）
図１７に示すスイッチング装置７１は、第１、第２可変容量回路として、印加電圧に応じて容量値が変化する可変容量素子７２、７３を用いている。可変容量素子７２、７３は、例えば特開平６−２７５８５３号公報に記載された可変容量素子、特開平７−２８３６５２号公報に記載された電圧制御キャパシタ、特開２００８−６６６８２号公報に記載された可変キャパシタなどから構成されている。
【００６７】
容量値制御回路７４は、ＰＷＭ制御回路７がＰＷＭ駆動信号を出力しているスイッチング動作中に、ＰＷＭ駆動信号のオンオフ切替時とは異なるタイミングで、可変容量素子７２、７３の容量値に対応した電圧を持つ切替信号を出力する。これにより、可変容量素子７２、７３の容量値を変化させ、可変容量素子７２、７３のそれぞれについて、トランジスタ５、６の並列容量値が異なる複数の状態を順次作り出し、トランジスタ５、６の並列容量値を時間経過とともに変化させる。
【００６８】
本実施形態によっても、第１の実施形態と同様の作用および効果が得られる。また、切替信号の電圧値に応じて可変容量素子７２、７３の容量値を連続的に変化させることができるので、並列容量値が異なる多数の状態を容易に作り出すことができ、ノイズエネルギーのスペクトルを拡散し易い。
【００６９】
（第７の実施形態）
図１８に示すスイッチング装置９１は、第１の実施形態で説明したスイッチング装置２１と同じ電気的構成を備えている。ただし、ベアチップ９２にＭＯＳトランジスタ５と第１可変容量回路２２が内蔵されており、ベアチップ９３にＭＯＳトランジスタ６と第２可変容量回路２３が内蔵されている。上述したように可変容量回路２２、２３は熱の発生がなくまたは非常に小さいので、コンデンサＣpnのサイズを小型化でき、以ってトランジスタと可変容量回路とを１つのベアチップに内蔵することが可能となる。
【００７０】
この構成によれば一層の小型化が図れる。また、従来構成のスイッチング装置におけるトランジスタを上記ベアチップに置き替えるとともに容量値制御回路２４を付加することにより、ノイズエネルギーを拡散させてノイズのピークレベルを下げることができるため汎用性が高まる。なお、ＭＯＳトランジスタ５、６と可変容量回路２２、２３を全て１つのベアチップに内蔵してもよい。
【００７１】
（その他の実施形態）
以上、本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の変形、拡張を行うことができる。
第１半導体素子および第２半導体素子のうち少なくとも一方がトランジスタから構成されていればよい。トランジスタは、ＭＯＳトランジスタやダイオードに限られず、バイポーラトランジスタやＩＧＢＴなど種々の半導体素子でよい。
【００７２】
モータ１０は、電流、回転速度、位置等の種々の制御がなされるものでよい。また、負荷はモータに限られずソレノイドなどの誘導性負荷であってもよい。
第１の実施形態において、可変容量回路２２、２３はそれぞれ３つのコンデンサのうちから任意の１または複数のコンデンサを選択して並列接続可能に構成されていた。しかし、可変容量回路２２、２３は少なくとも２つのコンデンサを備え、端子間の総容量値を複数に切り替え可能な構成であればよい。ただし、可変容量回路２２、２３が備えるコンデンサの数すなわち異なる容量値となる状態数が多いほど拡散効果は大きくなる。
【００７３】
第２の実施形態の第１、第２可変容量回路３２、３３の構成を上述した各実施形態に適用してもよい。
第３の実施形態の直列抵抗Ｒｎを用いた構成を上述した各実施形態に適用してもよい。
第４の実施形態のローサイド駆動の構成を上述した各実施形態に適用してもよい。
第７の実施形態のベアチップの構成を上述した各実施形態に適用してもよい。
【符号の説明】
【００７４】
図面中、２は第１電源線、３は第２電源線、４は負荷出力端子、５はＭＯＳトランジスタ（第１半導体素子）、６はＭＯＳトランジスタ（第２半導体素子）、７はＰＷＭ制御回路（駆動回路）、８は直流コンデンサ、２１、３１、４１、５１、６１、７１、９１はスイッチング装置、２２、３２、４２は第１可変容量回路、２３、３３、４３は第２可変容量回路、２４、３４、６３、７４は容量値制御回路、２５は出力端子線、６２はダイオード（第２半導体素子）、７２は可変容量素子（第１可変容量回路）、７３は可変容量素子（第２可変容量回路）、９２、９３はベアチップ、Ｃpnはコンデンサ、ＳＷｎはスイッチ、Ｒｎは直列抵抗である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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