(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力されたペイロードをｎ（２以上の整数）個に分割するペイロード分割手段と、
分割されたｎ個のペイロードに異なる訂正能力を備える前方誤り訂正符号を付与する前方誤り訂正符号付与手段と、
前方誤り訂正符号が付与されたｎ個のペイロードを合成して１つチャネルに対するブロック信号を生成するペイロード合成手段と、
動作帯域内で高周波となるにつれて出力振幅が低下する周波数振幅特性を有し、前記ブロック信号に対する時間軸上のデジタル信号をアナログ信号に変換するデジタル/アナログ変換器と、
前記デジタル/アナログ変換器からのアナログ信号により光源からの光波を変調する光変調器を備え、
前記ペイロード合成手段は、より訂正能力が高い前方誤り訂正符号が付与されたペイロードを、前記デジタル／アナログ変換器の周波数振幅特性に起因してサブキャリアのパワーとノイズパワー密度の比（ＳＮＲ）がより低くなる、光直交周波数多重信号のキャリアから、より離れた位置のサブキャリアに配置することを特徴とする光直交周波数多重伝送方式による光伝送装置。
【請求項２】
前記ｎは２であり、
前記ペイロード分割手段は、入力されたペイロードを第１のペイロードと第２のペイロードに分割し、
前記前方誤り訂正符号付与手段は、前記第１のペイロードに訂正能力が低い前方誤り訂正符号を付与し、前記第２のペイロードに訂正能力が高い前方誤り訂正符号を付与し、
前記ペイロード合成手段は、前記訂正能力が低い前方誤り訂正符号が付与された第１のペイロードを、前記デジタル／アナログ変換器の周波数振幅特性に起因してサブキャリアのパワーとノイズパワー密度の比（ＳＮＲ）がより高くなる、光直交周波数多重信号のキャリア周辺のサブキャリアに配置し、前記訂正能力が高い前方誤り訂正符号が付与された第２のペイロードを、前記デジタル／アナログ変換器の周波数振幅特性に起因してよりサブキャリアのパワーとノイズパワー密度の比（ＳＮＲ）がより低くなる、光直交周波数多重信号のキャリアから離れた位置のサブキャリアに配置することを特徴とする請求項１に記載の光伝送装置。
【請求項３】
前記訂正能力が低い前方誤り訂正符号は、冗長ビットが７％のＢＣＨコードであり、
前記訂正能力が高い前方誤り訂正符号は、冗長ビットが２０％の軟判定ＦＥＣであることを特徴とする請求項２に記載の光伝送装置。
【請求項４】
既知の信号を用いてサブキャリア毎のＳＮＲを測定し、前記ｎ個のペイロードそれぞれのサブキャリア数を算出する測定手段と、
前記算出されたサブキャリア数を前記ペイロード分割手段に送信するフィードバック手段をさらに備え、
前記ペイロード分割手段は送信されたサブキャリア数に基づいて、入力されたペイロードをｎ（２以上の整数）個に分割することを特徴とする請求項１に記載の光伝送装置。
【請求項５】
前記ｎは２であり、
前記測定手段は、訂正能力が低い前方誤り訂正符号が訂正可能なビットエラーレートを下回る第１のサブキャリア数と、訂正能力が高い前方誤り訂正符号が訂正可能なビットエラーレートを下回る第２のサブキャリア数を算出し、
前記フィードバック手段は、前記第１のサブキャリア数と前記第２のサブキャリア数を送信し、
前記ペイロード分割手段は、入力されたペイロードを、前記第１のサブキャリア数の第１のペイロードと、前記第２のサブキャリア数の第２のペイロードに分割することを特徴とする請求項４に記載の光伝送装置。
【請求項６】
入力されたペイロードをｎ（２以上の整数）個に分割するペイロード分割ステップと、
分割されたｎ個のペイロードに異なる訂正能力を備える前方誤り訂正符号を付与する前方誤り訂正符号付与ステップと、
前方誤り訂正符号が付与されたｎ個のペイロードを合成して１つチャネルに対するブロック信号を生成するペイロード合成ステップと、
動作帯域内で高周波となるにつれて出力振幅が低下する周波数振幅特性のデジタル/アナログ変換器により、前記ブロック信号に対する時間軸上のデジタル信号をアナログ信号に変換するデジタル/アナログ変換ステップと、
前記デジタル/アナログ変換ステップからのアナログ信号により光源からの光波を変調する光変調ステップを有し、
前記ペイロード合成ステップは、より訂正能力が高い前方誤り訂正符号が付与されたペイロードを、前記デジタル／アナログ変換ステップでの周波数振幅特性に起因してサブキャリアのパワーとノイズパワー密度の比（ＳＮＲ）がより低くなる、光直交周波数多重信号のキャリアから、より離れた位置のサブキャリアに配置することを特徴とする光直交周波数多重伝送方式による光伝送方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光通信分野に関するものである。より詳細には、光直交周波数多重（光ＯＦＤＭ）伝送方式において、波長多重（ＷＤＭ）チャネル間でのクロストークを低減する光伝送装置および方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
光信号の光ファイバ伝送において、非特許文献１に示すように、光直交周波数多重伝送方式が提案されている。高速信号Ｄを多数の低速信号に分割し、低速信号を多数のサブキャリアにて伝送する方式である。
【０００３】
図１（ａ）は、光ＯＦＤＭ信号生成の従来例を示す。ベースバンド信号発生器において、高速信号のペイロード伝送レートＤ＿ｎｅｔ［ｂｉｔ／ｓ］に、前方誤り訂正（ＦＥＣ）のコーディングを適用し、物理層の伝送レートＤ＿ｎｏｍｉｎａｌ［ｂｉｔ／ｓ］を生成する。サブキャリア数ＮＤ毎にＤ＿ｎｏｍｉｎａｌを取り出したものをＤ＿ｎｏｍｉｎａｌ＿ｓｙｍｂｏｌとする。ＮＤより大きい数の逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）の処理サイズであるＩＦＦＴサイズ（ＮＦ）を選択し、ＮＤをＩＦＦＴ処理する。これにより時間軸のアナログ信号が得られ、デジタル／アナログ変換器ＤＡＣ１、ＤＡＣ２により電気信号に変換される。それぞれＩ信号Ｑ信号であり、これらの電気信号が光変調器に入力される。光変調器は、光源からの光波をこの電気信号により光変調する。これにより光ＯＦＤＭ信号が生成される。
【０００４】
図１（ｂ）に示すように、ＤＡＣの周波数振幅特性は、周波数に因らず一定であることが理想である。この理想ＤＡＣを用いて生成した場合の光ＯＦＤＭ信号の光スペクトル模式図を、図１（ｃ）に示す。光源の周波数であるキャリアを中心に、サブキャリア数ＮＤの信号が生成される。ＤＡＣの振幅特性が一定のため、全てのサブキャリアの振幅は一定であることから、振幅の２乗に比例するサブキャリア当たりのパワーは一定である。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】Sander L. Jansen, Itsuro Morita, Tim C. W. Schenk, and Hideaki Tanaka, “Long-haul transmission of 16x52.5 Gbits/s polarization-divisionmultiplexed OFDM enabled by MIMO processing,” Vol. 7, No. 2 / February 2008 / JOURNAL OF OPTICAL NETWORKING 173-182．
【非特許文献２】X. Zhou, et al, OFC/NFOEC2011, PDPB3.
【非特許文献３】D. Qian, et al, ECOC2011, Th.13.K3.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、図２（ａ）で示すように、実際のＤＡＣの周波数振幅特性は一定ではない。特に、高周波となるにつれて出力振幅は低下する。よって実際のＤＡＣを用いて光ＯＦＤＭ信号を生成した場合の光スペクトル模式図は図２（ｂ）のようになる。キャリア周波数からの周波数が大きくなる方向、即ち高周波数由来のサブキャリアの振幅が低下する。
【０００７】
図３に、信号とノイズの関係の模式図を示す。ノイズは白色ノイズであり、周波数に因らずパワーの時間平均値が一定のものである。サブキャリアのパワーＳとノイズパワー密度Ｎの比をＳＮＲとすると、キャリア付近のＳＮＲは高く、高周波由来のサブキャリアのＳＮＲは低いことが分かる。ＳＮＲが低いということは、信号誤り（エラー）が生じる頻度が高くなるため、信号品質が低くなる問題があった。
【０００８】
信号品質劣化を解消する方法としてＦＥＣが用いられる。図４にＦＥＣ適用の模式図を示す。一般に、冗長ビット（オーバーヘッド、ＯＨ）が大きいと訂正能力が高くなる。光通信分野で用いられているＦＥＣの例として、非特許文献２にＯＨが７％のもの、非特許文献３に、ＯＨが２０％のものの例を示す。７％のＢＣＨコードのものは、入力ビットエラーレート（ＢＥＲ＿ｉｎ）＝４．６×１０−３を、出力ＢＥＲ（ＢＥＲ＿ｏｕｔ）＝１×１０−１２以下に低減可能である。一方、ＯＨが２０％の軟判定ＦＥＣ（ＳＤ−ＦＥＣ）のものは、ＢＥＲ＿ｉｎ＝１．４８×１０−２を、ＢＥＲ＿ｏｕｔ＝１×１０−１２以下に低減可能である。
【０００９】
しかしながら、図５に示すように、ＯＨの大きいものを用いると、Ｄ＿ｎｏｍｉｎａｌが大きくなるため、より多数のサブキャリア数ＮＤが必要となり、占有する信号帯域ＢＷが広くなってしまう。Ｄ＿ｎｅｔの帯域幅Ｂ＿ｎｅｔに対し、７％ＯＨ適用で帯域幅ＢＷは１．０７×Ｂ＿ｎｅｔとなり、２０％ＯＨ適用で１．２×Ｂ＿ｎｅｔとなる。
【００１０】
図６に、波長多重分割多重（ＷＤＭ）伝送を行う場合の光スペクトル模式図を示す。ＷＤＭチャネル間隔とは複数の信号が干渉しないよう波長多重する際の間隔である。例えば、ＩＴＵ等での規格は１００ＧＨｚ間隔を規準とした５０ＧＨｚや２５ＧＨｚなどがある。即ちＷＤＭ信号の帯域幅ＢＷはこのＷＤＭチャネル間隔Ｄｆ以内とする必要がある。
【００１１】
図６（ａ）は全てのサブキャリアに７％のＦＥＣを適用した場合である。ＢＷはＷＤＭチャネル間隔以内であり、ガードバンドＢｇ＝Ｄｆ−ＢＷが存在する場合である。この場合隣接チャネルとの干渉は無いが、ＳＮＲの低いサブキャリアも７％ＯＨのＦＥＣの訂正能力に限られる。一方、図６（ｂ）は、全てのサブキャリアに２０％のＦＥＣを適用した場合であり、条件は１．０７×Ｂ＿ｎｅｔ＜Ｄｆ＜１．２×Ｂ＿ｎｅｔである。この場合、帯域幅ＢＷが、ＷＤＭチャネル間隔Ｄｆを越えてしまうため、隣接チャネルと干渉してしまう問題があった。
【００１２】
したがって、本発明は、信号品質劣化を解消する方法としてＦＥＣを用いて、波長多重（ＷＤＭ）チャネル間でのクロストークを低減する光伝送装置および方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記課題を解決するため本発明の光直交周波数多重伝送方式による光伝送装置は、入力されたペイロードをｎ（２以上の整数）個に分割するペイロード分割手段と、分割されたｎ個のペイロードに異なる訂正能力を備える前方誤り訂正符号を付与する前方誤り訂正符号付与手段と、前方誤り訂正符号が付与されたｎ個のペイロードを合成して１つチャネルに対するブロック信号を生成するペイロード合成手段と、動作帯域内で高周波となるにつれて出力振幅が低下する周波数振幅特性を有し、前記ブロック信号に対する時間軸上のデジタル信号をアナログ信号に変換するデジタル/アナログ変換器と、前記デジタル/アナログ変換器からのアナログ信号により光源からの光波を変調する光変調器を備え、前記ペイロード合成手段は、より訂正能力が高い前方誤り訂正符号が付与されたペイロードを、前記デジタル／アナログ変換器の周波数振幅特性に起因してサブキャリアのパワーとノイズパワー密度の比（ＳＮＲ）がより低くなる、光直交周波数多重信号のキャリアから、より離れた位置のサブキャリアに配置することを特徴とする。
【００１４】
また、前記ｎは２であり、前記ペイロード分割手段は、入力されたペイロードを第１のペイロードと第２のペイロードに分割し、前記前方誤り訂正符号付与手段は、前記第１のペイロードに訂正能力が低い前方誤り訂正符号を付与し、前記第２のペイロードに訂正能力が高い前方誤り訂正符号を付与し、前記ペイロード合成手段は、前記訂正能力が低い前方誤り訂正符号が付与された第１のペイロードを、前記デジタル／アナログ変換器の周波数振幅特性に起因してサブキャリアのパワーとノイズパワー密度の比（ＳＮＲ）がより高くなる、光直交周波数多重信号のキャリア周辺のサブキャリアに配置し、前記訂正能力が高い前方誤り訂正符号が付与された第２のペイロードを、前記デジタル／アナログ変換器の周波数振幅特性に起因してよりサブキャリアのパワーとノイズパワー密度の比（ＳＮＲ）がより低くなる、光直交周波数多重信号のキャリアから離れた位置のサブキャリアに配置することも好ましい。
【００１５】
また、前記訂正能力が低い前方誤り訂正符号は、冗長ビットが７％のＢＣＨコードであり、前記訂正能力が高い前方誤り訂正符号は、冗長ビットが２０％の軟判定ＦＥＣであることも好ましい。
【００１６】
また、既知の信号を用いてサブキャリア毎のＳＮＲを測定し、前記ｎ個のペイロードそれぞれのサブキャリア数を算出する測定手段と、前記算出されたサブキャリア数を前記ペイロード分割手段に送信するフィードバック手段をさらに備え、前記ペイロード分割手段は送信されたサブキャリア数に基づいて、入力されたペイロードをｎ（２以上の整数）個に分割することも好ましい。
【００１７】
また、前記ｎは２であり、前記測定手段は、訂正能力が低い前方誤り訂正符号が訂正可能なビットエラーレートを下回る第１のサブキャリア数と、訂正能力が高い前方誤り訂正符号が訂正可能なビットエラーレートを下回る第２のサブキャリア数を算出し、前記フィードバック手段は、前記第１のサブキャリア数と前記第２のサブキャリア数を送信し、前記ペイロード分割手段は、入力されたペイロードを、前記第１のサブキャリア数の第１のペイロードと、前記第２のサブキャリア数の第２のペイロードに分割することも好ましい。
【００１８】
上記課題を解決するため本発明の光直交周波数多重伝送方式による光伝送方法は、入力されたペイロードをｎ（２以上の整数）個に分割するペイロード分割ステップと、分割されたｎ個のペイロードに異なる訂正能力を備える前方誤り訂正符号を付与する前方誤り訂正符号付与ステップと、前方誤り訂正符号が付与されたｎ個のペイロードを合成して１つチャネルに対するブロック信号を生成するペイロード合成ステップと、動作帯域内で高周波となるにつれて出力振幅が低下する周波数振幅特性のデジタル/アナログ変換器により、前記ブロック信号に対する時間軸上のデジタル信号をアナログ信号に変換するデジタル/アナログ変換ステップと、前記デジタル/アナログ変換ステップからのアナログ信号により光源からの光波を変調する光変調ステップを有し、前記ペイロード合成ステップは、より訂正能力が高い前方誤り訂正符号が付与されたペイロードを、前記デジタル／アナログ変換ステップでの周波数振幅特性に起因してサブキャリアのパワーとノイズパワー密度の比（ＳＮＲ）がより低くなる、光直交周波数多重信号のキャリアから、より離れた位置のサブキャリアに配置する。
【発明の効果】
【００１９】
以上、本発明の光伝送装置および方法によれば、ＳＮＲの低いサブキャリアに選択的に訂正能力の高いＦＥＣを適用することで、帯域幅の増加量を低減しつつ、エラーの発生を低減させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】理想的なＤＡＣを用いて光ＯＦＤＭ信号を用いた従来の信号生成方式を示す図である。
【図２】現実的である振幅特性に周波数依存性があるＤＡＣを用いて光ＯＦＤＭ信号を用いた従来の信号生成方式を示す図である。
【図３】信号とノイズの関係の模式図を示す。
【図４】ＦＥＣを適用する際のペイロードとオーバーヘッドの概念を示す模式図である。
【図５】ＦＥＣのオーバーヘッドの大きさと信号帯域幅の関係を示す光スペクトル模式図である。
【図６】従来例を用いたＷＤＭ伝送方式における、ＦＥＣのオーバーヘッドの大きさ依存性を示す光スペクトル模式図である。
【図７】本発明の第１の実施形態による光伝送装置の構成を示す。
【図８】本発明による実施例１を示す概念図である。
【図９】本発明による実施例１により生成された光ＯＦＤＭ信号の光スペクトル模式図を示す。
【図１０】本発明による実施例１を用いてＷＤＭを行う際により干渉を低減する様子を示す光スペクトル模式図である。
【図１１】本発明の第２の実施形態による光伝送装置の構成を示す。
【図１２】実施例をＳＮＲの大きさに応じてペイロードを分割する割合を決定する手順を示すフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
本発明を実施するための最良の実施形態について、以下では図面を用いて詳細に説明する。図７に、本発明の第１の実施形態による光伝送装置の構成を示す。
【００２２】
光伝送装置は、ベースバンド信号発生器１、２つのＤＡＣ２、光源３、および光変調器４を備える。これらの機能は、図１の従来の光伝送装置の各機能と同じである。ベースバンド信号発生器１は、ペイロード分割部１１、２つのＦＥＣ付与部１２、ペイロード合成部１３、およびＩＦＦＴ１４を備える。
【００２３】
ペイロード分割部１１は、入力されたペイロードを２つに分割する。分割は所定の比率にて行う。分割されたペイロードをペイロード１とペイロード２とする。ペイロード１とペイロード２は、別々のＦＥＣ付与部１２に送られる。
【００２４】
ＦＥＣ付与部１２は、入力されたペイロードにＦＥＣのＯＨを付与する。２つのＦＥＣ付与部１２は、異なる大きさ、つまり訂正能力が異なるＯＨを付与する。入力されたペイロード１は、所定の大きさのＯＨが付与され、入力されたペイロード２は、ペイロード１より大きいＯＨが付与される。つまり、ペイロード２はペイロード１より訂正能力が高くなる。
【００２５】
ペイロード合成部１３は、所定の大きさのＯＨが付与されたペイロード１を光ＯＦＤＭ信号のキャリア周辺のＳＮＲが高いサブキャリアに配置されるように設定し、より大きいＯＨが付与されたペイロード２を高周波由来のＳＮＲが低いサブキャリアに配置されるよう設定する。この後、ペイロード合成部１３は、残りのサブキャリア数に、０を設定（ゼロパディング）したブロック信号を作る。
【００２６】
ＩＦＦＴ１４は、このブロック信号をＩＦＦＴし、時間波形信号を生成し、図７に示す構成で光ＯＦＤＭ信号を生成する。
【００２７】
なお、上記実施形態では、ペイロード分割部１１は、入力されたペイロードを２つに分割し、ＦＥＣ付与部１２は２つだけであったが、分割は２つに限らない。一般的には、ペイロード分割部１１は、入力されたペイロードをｎ（２以上の整数）個に分割し、ｎ個のＦＥＣ付与部１２が異なる大きさ、つまり訂正能力が異なるＯＨを付与する。ペイロード合成部１３は、より大きいＯＨが付与されたペイロードを、よりＳＮＲが低いサブキャリアに配置する。
【００２８】
図８に、本発明の実施例１を示す。まず、ペイロード分割部１１はペイロードを２つに分割する。それぞれ、ペイロード１とペイロード２とする。ＦＥＣ付与部１２は、ペイロード１を７％ＯＨのＦＥＣでコーディングし、一方ペイロード２を２０％ＯＨのＦＥＣでコーディングする。
【００２９】
ペイロード合成部１３は、つぎに、７％ＯＨ込ペイロード１が光ＯＦＤＭ信号のキャリア周辺のＳＮＲが高いサブキャリアに配置されるよう設定し、一方２０％ＯＨ込ペイロード２が、高周波由来のＳＮＲが低いサブキャリアに配置されるよう設定する。７％ＯＨ込ペイロード１のサブキャリア数をＮＤ７、２０％ＯＨ込ペイロード２のサブキャリア数をＮＤ２０とし、ＩＦＦＴサイズのＮＦに対し、残りのサブキャリア数ＮＺ＝ＮＦ−（ＮＤ７＋ＮＤ２０）に、０を設定（ゼロパディング）したブロック信号を作る。
【００３０】
ＩＦＦＴ１４は、このブロック信号をＩＦＦＴし、時間波形信号を生成し、図７に示す構成で光ＯＦＤＭ信号を生成する。生成された光ＯＦＤＭ信号の光スペクトル模式図を図９に示す。キャリア周辺のサブキャリア（黒塗り）が、７％ＯＨ込ペイロード１、白塗りのサブキャリアが２０％ＯＨ込のペイロード２である。
【００３１】
図１０に、本発明の効果を示す。図１０（ａ）に、７％ＯＨの光ＯＦＤＭ信号のスペクトルを示し、図１０（ｂ）に２０％ＯＨのものを示す。それぞれ、帯域幅は１．０７×Ｂ＿ｎｅｔ、１．２×Ｂ＿ｎｅｔである。図１０（ｃ）に、本発明の光ＯＦＤＭ信号のスペクトルを示す。本発明により生成された信号の帯域幅をＢ’とすると、１．０７×Ｂ＿ｎｅｔ＜Ｂ’＜１．２×Ｂ＿ｎｅｔとなる。
【００３２】
図１０（ｄ）に、本発明を用いてＷＤＭ信号を生成した場合を示す。ＷＤＭチャネル間隔Ｄｆは、１．０７×Ｂ＿ｎｅｔ＜Ｄｆ＜１．２×Ｂ＿ｎｅｔである。図６に示す従来例と比較し、本発明を用いることにより、Ｂ’をＤｆ以内とすることができ、隣接チャネルとのクロストークを避けることが可能となる。
【００３３】
次に本発明の第２の実施形態を示す。本実施形態は、各サブキャリアのＳＮＲの情報を元にペイロードの分割を決定する。図１１に、第２の実施形態による光伝送装置の構成を示す。光伝送装置は、送信器と受信器から構成され、図１１（ａ）に送信器の構成、図１１（ｂ）に受信器の構成を示す。送信器は第１の実施形態と同じ構成である。受信器は、光源２１、９０°ハイブリッド干渉系２２、光電気変換器２３、アナログ・デジタル変換器２４、信号処理部２５、測定部２６およびフィードバック部２７を備えている。
【００３４】
９０°ハイブリッド干渉系２２は、受信器が有する光源２１と、光ＯＦＤＭ信号を干渉させるものである。９０°ハイブリッド干渉系２２は、光源２１を２分岐し、９０°位相差を設けた状態で、光ＯＦＤＭ信号と干渉させ、Ｉ成分、Ｑ成分として光出力する。光電気変換器２３は、それぞれの成分のパワー変化を電気信号に変換し、その信号をアナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）２４に出力する、アナログ・デジタル変換器２４は、それぞれの信号をデジタル信号化した上で、信号処理部２５に入力する。信号処理部２５において光ＯＦＤＭ信号が復調される。
【００３５】
測定部２６は、既知の信号を用いてサブキャリア毎のＳＮＲを測定し、ペイロード１に付与されるＦＥＣで訂正可能なサブキャリア数を検出し、ペイロード２に付与されるＦＥＣで訂正可能なサブキャリア数を検出する。この後、ペイロード伝送レートからペイロード１用サブキャリア数とペイロード２用サブキャリア数を算出する。
【００３６】
フィードバック部２７は、算出したペイロード１用サブキャリア数とペイロード２用サブキャリア数を情報フィードバック経路に送信する機能を具備する。
【００３７】
ペイロード分割部１１は、フィードバック部２７から受信した情報に基づいて、ペイロードをペイロード１（ペイロード１用サブキャリア数分）とペイロード２（ペイロード２用サブキャリア数分）に分割する。
【００３８】
なお、第２の実施形態も第１の実施形態と同様に、ペイロード分割部１１は、入力されたペイロードをｎ（２以上の整数）個に分割し、ｎ個のＦＥＣ付与部１２が異なる大きさ、つまり訂正能力が異なるＯＨを付与することも可能である。この場合、測定部２６は、サブキャリア毎のＳＮＲの測定から、ｎ個のペイロードそれぞれに属するサブキャリア数を算出する。
【００３９】
図１２に、本発明の第２の実施形態の実施例のフローチャートを示す。光伝送装置の送信器と受信器は、以下の通りに動作する。
【００４０】
ステップ１：既知信号送信、送信器から既知の信号を送信する。
ステップ２：既知信号受信、受信器が既知の信号を受信する。
ステップ３：ＢＥＲ測定、受信器において各サブキャリアのビットエラーレート（ＢＥＲ）を測定する。
ステップ４：ＢＥＲ１を下回るサブキャリア検出、規定のＢＥＲ１（７％ＯＨのＦＥＣ限界）を下回るサブキャリア（サブキャリア数：Ｎｓｃ７）を検出する。
ステップ５：ＢＥＲ２を下回るサブキャリア検出、規定のＢＥＲ２（２０％ＯＨのＦＥＣ限界）を下回る、サブキャリア最大値Ｎｓｃ＿ｍａｘを検出する。
ステップ６：Ｎｓｃ７とＮｓｃ２０算出、ペイロード伝送レートＤ＿ｎｅｔから、Ｎｓｃ７と２０％ＯＨのＦＥＣ用サブキャリア数Ｎｓｃ２０を算出する。この時、Ｎｓｃ＿ｍａｘ＞Ｎｓｃ７＋Ｎｓｃ２０であることを確認する。
ステップ７：受信器フィードバック、受信器から各サブキャリアのＢＥＲ情報、Ｎｓｃ７の値、Ｎｓｃ２０の値をフィードバックする。
ステップ８：送信器受信、送信器が各サブキャリアのＢＥＲ情報、Ｎｓｃ７、Ｎｓｃ２０を受信する。
ステップ９：ペイロード分割、ペイロードをペイロード１（サブキャリア数Ｎｓｃ７分）とペイロード２（サブキャリア数Ｎｓｃ２０分）に分割する。
ステップ１０：ＦＥＣ付与、ペイロード１を７％ＯＨのＦＥＣ、ペイロード２を２０％ＯＨのＦＥＣでコーディングする。
ステップ１１：ペイロード合成、ペイロード１、ペイロード２をサブキャリアにマッピングする。
ステップ１２：送信器送信、送信器が上記信号を用いて光ＯＦＤＭ信号を生成し、信号を送信する。
ステップ１３：受信器受信、受信器が信号を受信する。
ステップ１４：受信器デコード、Ｎｓｃ７、Ｎｓｃ２０に基づきＦＥＣをデコードし受信する。
以上の手順により、実際のＳＮＲに応じて適用することが可能となる。
【００４１】
また、以上述べた実施形態は全て本発明を例示的に示すものであって限定的に示すものではなく、本発明は他の種々の変形態様および変更態様で実施することができる。従って本発明の範囲は特許請求の範囲およびその均等範囲によってのみ規定されるものである。
【符号の説明】
【００４２】
１  ベースバンド信号発生器
２  ＤＡＣ
３  光源
４  光変調器
１１  ペイロード分割部
１２  ＦＥＣ付与部
１３  ペイロード合成部
１４  ＩＦＦＴ
２１  光源
２２  ９０°ハイブリッド干渉系
２３  光電気変換器
２４  アナログ・デジタル変換器
２５  信号処理部
２６  測定部
２６  フィードバック部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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