(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＦＳＫ変調のための低速無線周波数信号受信機（１）であって、前記受信機（１）は、
ＦＳＫ無線周波数信号を受信するためのアンテナ（２）と、
アンテナによって捕捉された信号を増幅及び濾波するための低雑音増幅器（３）と、
着信ＦＳＫ無線周波数信号の搬送周波数と実質的に同じ周波数を有する発振信号（ＬＯ）を供給するための局部発振器（７）と、
前記発振信号（ＬＯ）又は前記着信ＦＳＫ無線周波数信号において０°から９０°への位相偏移又はその逆の位相偏移を位相切換サイクル（１／ｆｓ）の半周期毎に行って、同相及び直角位相発振信号、又は同相及び直角位相着信ＦＳＫ無線周波数信号を交互且つ逐次的に生成する移相回路（１６、２６）と、
前記同相及び直角位相信号と前記濾波及び増幅された着信ＦＳＫ無線周波数信号とを、又は前記発振信号（ＬＯ）と前記同相及び直角位相ＦＳＫ無線周波数信号とを逐次混合して、中間同相又は直角位相ベースバンド信号（ＩＮＴ）を生成する混合器（４）と、
前記中間同相及び直角位相信号を濾波するための少なくとも１つの低域通過フィルタ（８）と、
前記濾波中間同相及び直角位相（Ｉｍ、Ｑｍ）信号からデータ（ＤＯＵＴ）を復調するための復調段（２０）と、
を含み、
前記受信機が、前記ＦＳＫ無線周波数信号における被変調データの周波数偏移（Δｆ）よりも低く、かつデータ転送速度よりも高い位相切換サイクル周波数（ｆｓ）に対する位相選択信号（ＳＥＬ）によって前記移相回路（１６、２６）が切り換えられるように配置され、
前記復調段（２０）入力が、周期的に第一の出力において前記濾波中間同相信号（Ｉｍ）を、かつ第二の出力において前記濾波中間直角位相信号（Ｑｍ）を出力するように前記位相選択信号（ＳＥＬ）によって制御される、前記濾波中間同相及び直角位相信号を受信するためのデマルチプレクサ（１３）と、前記デマルチプレクサ（１３）から前記濾波中間同相及び直角位相信号を受信してデータ信号（ＤＯＵＴ）を供給するデータ復調器（１２）と、を含み、
前記復調段（２０）が、前記第一のデマルチプレクサ（１３）出力と前記復調器（１２）との間の第一のマジック回路（１４）と、前記第二のデマルチプレクサ（１３）出力と前記復調器（１２）との間の第二のマジック回路（１５）とを含み、各マジック回路が、前記同相又は直角位相信号を連続的に生成するための偽デジタル位相ロックループを含み、前記位相選択信号（ＳＥＬ）による前記デマルチプレクサ（１３）における位相切換に起因する中断の後に前記中間同相又は直角位相信号を復元するようになっている、
ことを特徴とする、受信機（１）。
【請求項２】
前記受信機が、前記ＦＳＫ無線周波数信号における前記被変調データの周波数偏移（Δｆ）よりも１０乃至２０倍低く、かつデータ転送速度よりも１０乃至２０倍高い位相切換サイクル周波数（ｆｓ）に対する前記位相選択信号（ＳＥＬ）によって前記移相回路（１６、２６）が切り換えられるように配置されたことを特徴とする、請求項１に記載の受信機（１）。
【請求項３】
前記各マジック回路（１４、１５）が、前記選択された濾波中間信号の周期を測定するためのカウンタと、前記位相切換に起因する中断の前の前記濾波中間信号の持続期間中に測定された平均位相に等しい位相で切換動作毎に１回、周波数調整されるデジタル位相ロックループとを含み、前記２つのマジック回路（１４、１５）からの前記濾波中間同相及び直角位相信号の連続的な復調のために、前記復調器（１２）に供給される中間同相又は直角位相信号を中断の後に連続的に生成するようになっていることを特徴とする、請求項１に記載の受信機（１）。
【請求項４】
前記復調器（１２）が、一方の入力において前記濾波中間同相（Ｉｍ）又は直角位相（Ｑｍ）信号を受信し、他方の前記濾波中間直角位相又は同相信号でクロック制御される、Ｄ型フリップ・フロップであることを特徴とする、請求項１から３のいずれかに記載の受信機（１）。
【請求項５】
前記移相回路（１６）が、周波数合成器である前記局部発振器に組み込まれ、同相及び直角位相発振信号を交互かつ逐次的に供給するようになっていることを特徴とする、請求項１に記載の受信機（１）。
【請求項６】
前記周波数合成器が、位相ロックループ内の位相及び周波数検出器（３１）に基準周波数信号（Ｆｒｅｆ）を供給することができる水晶基準発振器（３０）を含み、前記位相ロックループが、前記検出器（３１）出力に接続されたチャージポンプ（３２）と、低域通過フィルタ（３３）と、濾波信号を受信して前記発振信号（ＬＯ）を生成する電圧制御発振器（３４）と、シグマ−デルタ変調器（３６）と連携して前記発振信号を分周するためのプログラム可能又はマルチモード分周器（３５）とを含み、分周信号を前記位相及び周波数検出器（３１）に供給するようになっており、前記シグマ−デルタ変調器は位相切換サイクル毎に二進語（Ｆｎ）によりプログラムされ、その結果、前記電圧制御発振器（３４）が同相及び直角位相発振信号を交互かつ逐次的に供給することを特徴とする、請求項５に記載の受信機（１）。
【請求項７】
前記周波数合成器が、位相ロックループ内の位相及び周波数検出器（３１）に基準周波数信号（Ｆｒｅｆ）を供給することができる水晶基準発振器（３０）を含み、前記位相ロックループが、前記検出器（３１）出力に接続されたチャージポンプ（３２）と、低域通過フィルタ（３３）と、濾波信号を受信して前記発振信号（ＬＯ）を生成する電圧制御発振器（３４）と、前記発振信号を分周するためのマルチモード又は１／Ｎ分周器（４５）と、前記分周器（４５）から分周信号を受信する２つの遅延ユニット（４６、４７）と、前記２つの遅延ユニットに接続し、前記位相選択信号（ＳＥＬ）により制御されるマルチプレクサ（４８）と、を含み、分周信号を交互に前記第一の遅延ユニット（４６）と前記第２の遅延ユニット（４７）とを経由して前記位相及び周波数検出器（３１）に供給するようになっており、その結果、前記電圧制御発振器（３４）が同相及び直角位相発振信号を交互かつ逐次的に生成することを特徴とする、請求項５に記載の受信機（１）。
【請求項８】
前記周波数合成器が、２つの遅延ユニット（５６、５７）に基準周波数信号（Ｆｒｅｆ）を供給することができる水晶基準発振器（３０）を含み、前記遅延ユニットが、前記位相選択信号（ＳＥＬ）により制御されるマルチプレクサ（５８）に接続し、前記基準信号を交互に前記第一の遅延ユニット（５６）と前記第二の遅延ユニット（５７）を経由して位相ループロック内の位相及び周波数検出器（３１）供給するようになっており、前記位相ロックループが、前記検出器（３１）出力に接続されたチャージポンプ（３２）と、低域通過フィルタ（３３）と、濾波信号を受信して交互に同相及び直角位相発振信号を生成する電圧制御発振器（３４）と、前記発振信号を分周して、分周信号を前記位相及び周波数検出器（３１）に供給するための１／Ｎ又はマルチモード分周器（５５）とを含むことを特徴とする、請求項５に記載の受信機（１）。
【請求項９】
前記移相回路（２６）が前記ＬＮＡ（３）と前記信号混合器（４）との間に配置されたことを特徴とする、請求項１に記載の受信機（１）。
【請求項１０】
前記移相回路（２６）が、インダクタ（Ｌ）と前記低雑音増幅器（３）を介した前記アンテナ（２）とに並列に配置され共振回路を定める切換可能コンデンサ列と、同相無線周波数信号と直角位相無線周波数信号を前記混合器（４）に供給するために前記切換可能コンデンサ列に二進設定語を交互に供給するよう前記位相選択信号（ＳＥＬ）により制御される自己較正論理回路（２９）とを含むことを特徴とする、請求項７に記載の受信機（１）。
【請求項１１】
前記移相回路（２６）が、前記自己較正論理回路を設定するように、前記自己較正論理回路（２９）を通じて前記共振回路の最大利得点を決定するための第一の測定回路（２７）と、前記最大利得点に対して−３ｄＢ減衰された２点を決定するための第二の測定回路（２８）とを含み、前記自己較正論理回路が、前記着信ＦＳＫ無線周波数信号において０°から９０°の位相偏移及びその逆の位相偏移を行うように、前記切換可能コンデンサ列に２つの設定語を交互且つ逐次的に供給することを特徴とする、請求項１０に記載の受信機（１）。
【請求項１２】
前記局部発振器（７）が、前記切換可能コンデンサ列を較正するための較正期間中に前記低雑音増幅器（３）に発振信号を供給するように配置されたことを特徴とする、請求項１１に記載の受信機（１）。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＦＳＫ変調のための低速かつダイレクトコンバージョン方式の無線周波数信号受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来のＦＳＫ変調用の無線周波数信号受信機は、図１ａに示すように、２つの別個の直角位相の分岐内で直接周波数変調を実行してベースバンド信号を得ることができる。各分岐は、局部発振器により供給される発振信号を用いて周波数変換を行うための混合器４、５を含む。第一の分岐において、第一の高周波混合器４は、アンテナ２で捕捉され受信機の低雑音増幅器（「ＬＮＡ」）３で増幅されたＦＳＫ信号を同相発振信号ＳＩと混合して、中間同相信号ＩＩＮＴを与える。第二の分岐において、第二の高周波混合器５は、アンテナ２で捕捉されＬＮＡ３で増幅されたＦＳＫ信号を直角位相発振信号ＳＱと混合して、中間直角位相信号ＱＩＮＴを与える。これらの直角位相発振信号は、局部発振器７に接続された９０°移相器６を経由して得られる。中間信号ＩＩＮＴ及びＱＩＮＴは次に各々がそれぞれの低域通過フィルタ８及び９で濾波され、濾波信号を与える。濾波信号は次に各々がそれぞれのリミッタ１０及び１１を通過し、その後、従来の復調器１２でデータ復調され、データ信号ＤＯＵＴを与える。着信ＦＳＫ信号周波数ドリフトの符号を識別し、着信ＦＳＫ信号データを解析することを可能にするためには、復調段に対して中間同相信号ＩＩＮＴ及び中間直角位相信号ＱＩＮＴの２つが必要である。
【０００３】
図１ｂに示される従来のＦＳＫ無線周波数信号受信機の別の変種によれば、９０°移相器６は、周波数変換の前の分岐の一方に設けることができる。ＦＳＫ無線周波数信号は最初に第一の高周波混合器４において、局部発振器７から供給される発振信号ＳＩによって混合され、中間同相信号ＩＩＮＴを与えるようになっている。ＦＳＫ無線周波数信号は移相器６によって９０°位相偏移され、次いで、第二の高周波混合器５において局部発振器７からの同じ発振信号ＳＩによって混合され、中間直角位相信号ＱＩＮＴを与えるようになっている。
【０００４】
図１ａ及び図１ｂを参照して上述した第一及び第二の変種によれば、受信機１は、約２．４５ＧＨｚの搬送周波数ｆ０を有することができる従来のＦＳＫ無線周波数信号を捕捉することができる。ｆ０を中心としたデータ変調周波数のドリフト又は偏移である＋Δｆ又は−Δｆは、約±２５０ｋＨｚ又はそれ以下とすることができる。高周波直接変換は、２つの混合器４及び５で行われ、その後、２つの低域通過フィルタでの濾波、及び２つのリミッタでの振幅制限が行われるので、この受信機は高レベルの電力を消費し、そのことが欠点になっている。
【０００５】
着信無線周波数信号の高周波直接変換の際に２つの混合器を使用することを回避するために、ＦＳＫデータ信号受信機を開示する特許文献１を参照することができる。この受信機は、着信ＦＳＫ信号をベースバンド信号に直接変換するための単一の混合器を有する。これを達成するために、第一の変種によれば、局部発振器からの発振信号は、９０°移相器と同様に位相切換中に交互に動作する位相制御回路を経由して単一の混合器に供給される。位相制御回路は、同相発振信号と直角位相発振信号とを経時的に交互に単一の混合器に供給して、受信機のアンテナによって捕捉されたＦＳＫ無線周波数信号の周波数を変換する。したがって、混合器によって供給される中間信号は、一連の交互の中間同相信号と中間直角位相信号となる。これらの中間信号は、データ復調操作の前に低域通過フィルタで濾波される。
【０００６】
ＦＳＫ無線周波数信号受信機の第二の変種によれば、９０°移相器のように位相切換中に交互に動作する位相制御回路が受信機アンテナと単一の混合器との間に配置される。この位相制御回路は、同相ＦＳＫ無線周波数信号と直角位相ＦＳＫ無線周波数信号とを経時的に交互に単一の混合器に供給する。局部発振器は混合器に発振信号を直接供給するので、混合器は交互に中間同相信号と直角位相信号とを与える。これらの中間信号は、データ復調操作の前に低域通過フィルタで濾波される。
【０００７】
特許文献１のＦＳＫ信号受信機では、位相制御回路による同相信号と直角位相信号との間での切換は非常に急激に行われる。これは高周波数をもたらす。これらの条件では、非常に急速な切換が必要なので、単一の混合器の後には非常に広帯域の低域通過フィルタが必要であり、このことが欠点である。このことはまた、このＦＳＫ信号受信機は実用上の感度が低く、かつ受信チャンネル効率が乏しいにもかかわらず、電力消費量が高いことを意味する。この受信機は、明確な場所（ｐｒｅｃｉｓｅ  ｐｌａｃｅ）での制御装置用に用いることができるのみであり、いくつかの送受信チャンネルを持つ通信領域（ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  ｕｎｉｖｅｒｓｅ）では用いることができない。さらに、同相信号から直角位相信号へ又はその逆に変化させるための位相制御回路は、低域通過フィルタ出力における第一のベースバンド信号に基づいて直接制御される。一方の位相から他方の位相に変わるときに非常に急勾配の側面を有する切換が生じ、これは遅延コンポーネント（ｌａｇ  ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ)の使用を必要とする。したがって、位相間の急速な切換を維持するために、中央周波数上の全てのスプリアス周波数がフィルタを通過する。これらのスプリアス周波数は着信無線周波数信号の周波数よりも高い場合さえあり、そのことが受信機入力段における高い電力消費につながる。
【０００８】
ＦＳＫ無線周波数信号受信機を開示する特許文献２もまた引用することができる。この受信機もまた、無線周波数信号の周波数をベースバンド信号に変換するために単一の混合器を用いる。位相制御回路が局部発振器出力に設けられ、同相又は直角位相信号を混合器に供給する。局部発振器出力において位相制御回路をクロック制御するためにパルス制御発生器が設けられる。前記文献の場合と同様に、位相切換がやはり非常に急速でなければならないとすると、混合器出力における第一の低域通過フィルタは非常に高い帯域幅を有する。第一の低域通過フィルタによって濾波されなかった全てのスプリアス周波数を除去するためにデータ復調相の前に第二の狭帯域フィルタを設けなければならないので、このことは欠点である。したがって、入力段、特に位相制御回路において高い電力消費が観測され、かつ、周波数変換とデータ復調との間に追加コンポーネントが設けられ、これがもう一つの欠点である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】米国特許第５，２９３，４０８号明細書
【特許文献２】米国特許第６，０３８，２６８号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
したがって、本発明の目的は、低速モードで高レベルの感度及び低電力消費を有し、上記の従来技術の欠点を克服する、ＦＳＫ変調用のダイレクトコンバージョン方式無線周波数信号受信機を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
したがって、本発明は、独立請求項１で定義される特徴を含むＦＳＫ無線周波数信号受信機に関する。
受信機の具体的な実施形態は、従属請求項２から１４で定義される。
【００１２】
本発明によるＦＳＫデータ変調のための無線周波数信号受信機の１つの利点は、位相切換が着信ＦＳＫ無線周波数信号におけるデータ変調周波数ドリフトと比べて低い周波数で行われるという事実にある。しかしながら、この位相切換周波数は、ＦＳＫ無線周波数信号のデータ転送速度周波数よりも高い。それゆえ、データ変調周波数偏移は、復調される中間信号の低いデータ転送速度よりもかなり高く、そのことにより、狭帯域フィルタを用いることができることが保証される。ＦＳＫ信号受信機の位相切換が低周波数であること、及び周波数変換用の混合器が単一であることの結果として、受信機の電力消費は大幅に削減される。また、より低速の位相切換は、復調段におけるデータ復調を損なわない。
【００１３】
本発明によるＦＳＫ無線周波数信号受信機の別の利点は、復調段において、選択された中間同相及び直角位相信号が、他方の分岐が選択されているときに各分岐において復元され、復調器における復調を促進するという事実にある。
【００１４】
ＦＳＫ無線周波数受信機の目的、利点及び特徴は、図面に示される非限定的な実施形態に基づけば、より明確になろう。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１ａ】上記の従来技術によるＦＳＫ無線周波数信号受信機の実施形態の略図を示す。
【図１ｂ】上記の従来技術によるＦＳＫ無線周波数信号受信機の実施形態の略図を示す。
【図２ａ】本発明によるダイレクトコンバージョン方式の低速ＦＳＫ無線周波数信号受信機の実施形態の略図を示す。
【図２ｂ】本発明によるダイレクトコンバージョン方式の低速ＦＳＫ無線周波数信号受信機の実施形態の略図を示す。
【図３】本発明によるＦＳＫ無線周波数信号受信機の復調段を通る、中間同相及び直角位相信号を位相選択信号と共に示した時間グラフを示す。
【図４ａ】図２ａのＦＳＫ無線周波数信号受信機の組込み移相回路を備えた局部発振器を形成する、シグマ−デルタ合成を用いた周波数合成器の第一の単純化された実施形態を示す。
【図４ｂ】図２ａのＦＳＫ無線周波数信号受信機のための図４ａの合成器のシグマ−デルタ変調器に与えられる二進語を通じた周波数プログラミングによる位相切換を示す２つの時間グラフを示す。
【図５】図２ａのＦＳＫ無線周波数信号受信機の組込み移相回路を備えた局部発振器を形成する、２つの切換可能遅延ユニットを有する周波数合成器の第二の単純化された実施形態を示す。
【図６】図２ａのＦＳＫ無線周波数信号受信機の組込み移相回路を備えた局部発振器を形成する、２つの切換可能遅延ユニットを有する周波数合成器の第三の単純化された実施形態を示す。
【図７】図２ｂのＦＳＫ無線周波数信号受信機の入力のところに配置される移相器の実施形態を示す。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下の説明において、本技術分野の当業者に周知の無線周波数信号変調受信機（ＦＳＫ）の全てのコンポーネントについては簡単に説明するにとどめる。このＦＳＫ無線周波数信号受信機は主として、低データ転送速度の無線周波数信号を単一の混合器を介してベースバンド信号に直接変換するために提供される。
【００１７】
図２ａ及び図２ｂに示されるＦＳＫ無線周波数信号受信機は、低速データ又はコントロール受信モードで動作することができるように構成される。したがって、ＦＳＫ信号におけるこの被変調データ又はコントロールの速度は、１０ｋビット／秒より低く、例えば約１ｋビット／秒である。これらの条件において、受信機１のアンテナ２で捕捉される無線周波数信号の電力は一般に、ＦＳＫ信号の搬送周波数ｆ０に対する（正又は負の）変調周波数偏移（ｓｈｉｆｔ  ｏｒ  ｄｅｖｉａｔｉｏｎ）Δｆ上に集中する。この搬送周波数ｆ０は３００ＭＨｚより高くすることができ、例えば約２．４５ＧＨｚである。変調周波数偏移（ｓｈｉｆｔ  ｏｒ  ｄｅｖｉａｔｉｏｎ）は、周波数変換した後に０Ｈｚに近い高レベルの雑音１／ｆによって影響を受けることを避けるために、理論的には十分高くなければならず、例えば１００ｋＨｚ又はそれ以上、好ましくは２５０ｋＨｚである。一般に、着信信号周波数変調において、「１」変調状態は搬送周波数ｆ０を変調周波数偏移Δｆに加えてｆ０＋Δｆとすることによって定義され、他方、「０」変調状態は搬送周波数ｆ０から変調周波数偏移Δｆを差し引いてｆ０−Δｆとすることによって定義される。もちろん、「０」変調状態を搬送波周波数ｆ０として定義することも想定されるが、データ変調周波数はｆ０＋Δｆ及びｆ０−Δｆであることが好ましい。
【００１８】
ＦＳＫ無線周波数信号受信機１の第一の実施形態を図２ａに示す。図２ａの受信機はまず、ＦＳＫ無線周波数信号受信機アンテナ２、及び従来のＦＳＫ信号の増幅及び濾波のためのＬＮＡ３を含む。受信機はまた、発振信号ＬＯを移相回路１６に与えるための局部発振器７を含む。発振信号ＬＯは、着信ＦＳＫ信号の搬送周波数ｆ０と等しい周波数で生成される。移相回路１６は、位相選択信号ＳＥＬによって制御され、局部発振器７によって供給される発振信号ＬＯを切換サイクル１／ｆｓの半周期に０°から９０°又はその逆に位相偏移するようになっている。これにより、単一混合器４に、同相発振信号と、同相発振信号に対して９０°位相偏移した直角位相発振信号とを交互に供給することが可能になる。
【００１９】
同相発振信号は例えば信号ＳＥＬが「０」状態にあるときに供給され、一方、直角位相発振信号は例えば信号ＳＥＬが「１」状態にあるときに供給される。しかしながら、信号ＳＥＬによる逆の選択もまた想定される。位相切換サイクルｆｓの周波数は、周波数偏移Δｆよりも低いが、ＦＳＫ無線周波数信号における変調データ転送速度Ｄの周波数よりもかなり高くなるように工夫される。周波数偏移Δｆは１００ｋＨｚから２５０ｋＨｚの間とすることができるのに対し、切換サイクルｆｓの周波数は、周波数偏移Δｆよりも１０倍から２０倍低くなるように、例えば１０ｋＨｚから２５ｋＨｚの間に設定することができる。しかしながら、位相切換サイクル周波数ｆｓは、例えば１ｋビット／秒であるデータ転送速度周波数Ｄよりも１０倍から２０倍高い。
【００２０】
中間ベースバンド信号ＩＮＴを供給するために、このように着信ＦＳＫ信号周波数変換は発振信号によって混合器４内で行われる。混合器４に供給される発振信号ＬＯは交互かつ逐次的な同相発振信号と直角位相発振信号なので、信号混合器４の出力において生成される中間信号ＩＮＴは交互かつ逐次的な中間同相及び直角位相信号である。
【００２１】
これらの中間信号ＩＮＴは次に低域通過フィルタ８で濾波され、この低域通過フィルタ８は、受信機１が低速ＦＳＫ無線周波数信号を受信するように構成されており、かつ位相切換周波数が好都合に低いならば、低い帯域幅を有する。濾波された中間信号ＩＮＴはまた、復調段２０に入る前に振幅リミッタ１０内で増幅される。濾波及び増幅された中間信号に基づいて、この復調段は、復調後にデータ信号ＤＯＵＴを出力で供給することができる。これらのデータ信号ＤＯＵＴは、例えばこの受信機が配置されている機器の機能を制御するために、処理ユニット（図示せず）によって直ちに用いることができる。
【００２２】
復調段２０の入力は、濾波及び増幅された中間信号ＩＮＴを受信するデマルチプレクサ１３を含む。このデマルチプレクサ１３は位相選択信号ＳＥＬによって制御され、信号ＳＥＬが「０」状態のときには第一の出力に選択された中間同相信号Ｉｍを与え、信号ＳＥＬが「１」状態のときには第二の出力に選択された直角位相中間信号Ｑｍを与えるようになっている。位相切換は、例えば１０ｋＨｚに等しい切換サイクル周波数ｆｓにて比較的ゆっくりと行われるので、これは、位相切換中にジッタのような高スプリアス周波数をもたらすことはない。ただ、切換過渡事象（ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ  ｔｒａｎｓｉｅｎｔ）だけは現れるが、低周波数なので、データ復調を損なうことはない。
【００２３】
デマルチプレクサ１３は、中間同相信号Ｉｍを周期的にタイムラグ１／（２・ｆｓ）で供給し、引き続く期間１／（２・ｆｓ）に中間直角位相信号Ｑｍを供給するので、デマルチプレクサ出力において各復調分岐の信号内に「ホール」が残る。したがって、このことにより、この受信機の大きさ及び電力消費は２つの変換分岐を備えた従来の受信機と比べて削減され、同時に受信機の感度もおよそ３ｄＢ低下するとはいえ、これは不利益というほどではない。しかしながら、復調段２０における連続的なデータ復調を可能にするために、「マジック回路」１４及び１５と呼ばれる第一及び第二の回路が各分岐でそれぞれ用いられる。
【００２４】
第一のマジック回路１４は選択された中間同相信号Ｉｍを受信し、一方、第二のマジック回路１５は選択された中間直角位相信号Ｑｍを受信する。各マジック回路の役割は、各分岐の休止期間における同相信号Ｉｍ又は直角位相信号Ｑｍを位相選択信号ＳＥＬの関数として復元することである。したがって、各マジック回路１４、１５は、着信信号のイメージを取得し、それに基づいて、位相選択信号ＳＥＬによって制御されるデマルチプレクサを介して新たな同相信号Ｉｍ又は直角位相信号Ｑｍが供給される前の休止の持続期間全体にわたって、その信号を復元する。これらのマジック回路の結果として、選択された中間同相信号Ｉｍ及び直角位相信号Ｑｍは、復調段出力におけるデータ復調器に連続的に供給され、このことはデータ復調器にとって必須である。
【００２５】
各マジック回路１４、１５は、もう一方の分岐を選択する前に受信した信号を表す同相信号Ｉｍ又は直角位相信号Ｑｍを連続的に生成する、周知の偽デジタル位相ロックループ（ＰＬＬ）を含むことが有利である。選択信号ＳＥＬにより選択された中間同相信号Ｉｍ又はＱｍをデマルチプレクサ１３出力において取得する段階において、受信機のクロックによってクロック制御されるマジック回路のカウンタは、中断される前に受信された中間信号の平均周期を測定する。クロック周波数は、例えばおよそ２６ＭＨｚとすることができる。この測定に基づいて、受信機のクロックによってクロック制御されるデジタルＰＬＬ（ＮＣＯ合成器）は、切換動作毎に１回、周波数調整され、平均測定位相に等しい位相で開始される。したがって、各デジタルＰＬＬのレジスタは、休止又は中断の瞬間の前に、受信信号のイメージ信号を生成するための受信信号の位相及び周波数を格納することができる。このようにして、復調器１２は中間同相及び直角位相信号Ｉｍ及びＱｍを連続的に受信する。
【００２６】
復調段２０の復調器１２は、中間同相信号Ｉｍを例えばＤ入力で受信し、そのクロック端子ＣＬＫにおいて中間直角位相信号Ｑｍによってクロック制御される、単純なＤ型フリップ・フロップとすることができる。このフリップ・フロップにより、各データビットの状態に応じて、フリップ・フロップ出力はデータ信号ＤＯＵＴにおいてレベル１又はレベル０になる。
【００２７】
図３は、ＦＳＫ無線周波数信号受信機の復調段を通る、濾波された中間同相及び直角位相信号Ｉｍ及びＱｍを位相選択信号ＳＥＬと共に示した時間グラフの略図を示す。切換サイクル１／ｆｓの半周期毎に信号Ｉｍ又はＱｍ内に「ホール」が存在するが、各マジック回路の結果として、これらの信号のイメージは信号Ｉｍ及びＱｍの下の各々の矢印で示されるように復元されることに留意されたい。このようにして、マジック回路の出力における中間同相信号Ｉｍ及びＱｍは、復調器における連続的なデータ復調のため、中断のないものとなる。
【００２８】
ＦＳＫ無線周波数信号受信機１の第二の実施形態を図２ｂに示す。上述の図２ａの受信機の第一の実施形態と比べた第二の実施形態の唯一の違いは、移相回路２６がアンテナ２によって捕捉されたＦＳＫ無線周波数信号の経路上に配置されることである。この移相回路２６は、ＬＮＡ３と単一混合器４との間に配置される。移相回路は位相選択信号ＳＥＬによりクロック制御され、同相ＦＳＫ無線周波数信号と直角位相ＦＳＫ無線周波数信号とを逐次的な位相切換サイクル毎に交互に生成するようになっている。これらの同相及び直角位相ＦＳＫ信号は、局部発振器７により供給される発振信号ＬＯによって混合器４において周波数変換され、中間ベースバンド信号ＩＮＴを生成する。これらの中間信号ＩＮＴは、中間同相信号及び中間直角位相信号を交互に含む。これらの中間信号ＩＮＴは復調段２０において、図２ａを参照して上述した受信機１の第一の実施形態と同じ方式で処理される。
【００２９】
図２ａ及び図２ｂのＦＳＫ無線周波数信号受信機の第一及び第二の実施形態について、位相選択信号ＳＥＬは、局部発振器７の基準水晶発振器に接続されたプログラム可能な又はマルチモードの分周器により得ることができるのが有利である。マジック回路１４及び１５をクロック制御するためのクロック周波数もまた局部発振器の水晶発振器により供給することができる。この局部発振器７は、従来の周波数合成器とすることができる。この合成器は、位相及び周波数検出器のための基準周波数を生成する基準水晶発振器を含む。これは、単一混合器４における混合動作のための発振信号ＬＯを生成する合成器ＰＬＬ内のＶＣＯを制御する。ＶＣＯの出力と位相及び周波数検出器との間のプログラム可能分周器が、発振信号ＬＯの周波数ｆ０を定める。
【００３０】
位相制御信号ＳＥＬの切換サイクルｆｓが低周波数であることにより、ＦＳＫ信号受信機は標準的な構造を有することが可能になる。単一の周波数変換混合器４を有する単一の分岐が用いられ、これが、従来技術の受信機と比べて電力消費を削減する。さらに、上記のように、このタイプの受信機の感度は、ＦＳＫ信号に対して２つの周波数変換分岐を有する従来の受信機の感度と−３ｄＢの範囲内で実質的に同じである。
【００３１】
図４ａは、図２ａのＦＳＫ無線周波数信号受信機のための移相回路を組み込んだ局部発振器の第一の単純化された実施形態を示す。この局部発振器は、シグマ−デルタ合成を用いて動作する周波数合成器であることが好ましい。
【００３２】
したがって、この周波数合成器は、ＰＬＬ内の位相及び周波数検出器３１に基準周波数信号Ｆｒｅｆを提供することができる水晶基準発振器３０を含む。周波数Ｆｒｅｆはおよそ２６ＭＨｚとすることができる。この位相及び周波数検出器３１はＰＬＬ内で分周信号も受信する。これらの分周信号は、ＶＣＯの出力で供給される発振信号ＬＯに由来し、プログラム可能分周器３５によって分周されたものである。分周器３５の分周比は従来のシグマ−デルタ変調器３６によってプログラムされる。
【００３３】
周波数合成器はさらに、位相及び周波数検出器から出た比較信号を受信するチャージポンプ３２と、チャージポンプ出力で供給される信号を濾波するための低域通過フィルタ３３と、ＶＣＯ３４とを含む。このＶＣＯ３４は、所定周波数で発振信号を生成するために、低域通過フィルタ３３の出力で供給される所定電圧により制御される。この所定周波数は、例えば、着信ＦＳＫ無線周波数信号の搬送周波数に合致する周波数ｆ０とすることができる。
【００３４】
この周波数合成器の第一の実施形態は、シグマ−デルタ変調器３６からの二進プログラミング語Ｆｎの関数として、周波数合成器出力において所定の周波数ｆ０で発振信号ＬＯを生成することができる。シグマ−デルタ変調器３６の特定の時間プログラミングによって、ＶＣＯ３４の出力において同相発振信号を直角位相信号に変化させるような９０°位相偏移を行うことが可能である。直角位相発振信号を同相発振信号に変化させる−９０°の逆位相偏移を行うこともできる。
【００３５】
図４ｂの単純化されたグラフにも示されているように、変調器３６は、同相発振信号を直角位相発振信号に変化させるために特定の第一の二進語Ｆｎによってプログラムされる。この第一の二進語に従えば、所望の発振信号ＬＯの周波数は、周波数ｆ０を時間Δｔにわたって低い相補周波数ｆ１に加算したものに等しい。この時間Δｔの終了時点で、変調器は、発振信号ＬＯにおいて周波数ｆ０が再び得られるよう、再び基本二進語Ｆｎによりプログラムされる。この時間Δｔの間に９０°位相偏移が行われ、ＶＣＯ３４の出力において同相発振信号が直角位相発振信号に変化する。この位相切換を実行するために、「０」状態から「１」状態に変化するときに、位相選択信号（図示せず）が第一の二進語Ｆｎを変調器３６に供給する。
【００３６】
直角位相発振信号を同相発振信号に変化させるために、変調器は第二の特定の二進語Ｆｎによってプログラムされる。この第二の二進語の関数として、所望の発振信号の周波数は、周波数ｆ０から時間Δｔにわたって低い相補周波数ｆ１を差し引いたものに等しい。この時間Δｔの終了時点で、変調器は、発振信号ＬＯにおいて周波数ｆ０が再び得られるよう、再び基本二進語Ｆｎによりプログラムされる。この時間Δｔの間に、発振信号位相は再び９０°変化して０°となり、ＶＣＯ出力において同相発振信号を供給する。この位相切換を実行するために、「１」状態から「０」状態に変化するときに、例えば、位相選択信号（図示せず）が第二の二進語Ｆｎを変調器３６に供給する。この位相偏移方法は周知であるので、これ以上の詳細は述べない。単に、このタイプの周波数合成器を用いると、移相回路が局部発振器に組み込まれことが有利であることに留意すべきである。
【００３７】
第一及び第二の二進語Ｆｎを短い時間Δｔの間、シグマ−デルタ変調器３６に与える代わりに、合成器出力のところにマルチプレクサを置くことを想定することも可能であることにもまた留意されたい。マルチプレクサ入力（図示せず）は、差動形ＶＣＯによって供給される同相発振信号及び直角位相発振信号を受信する。このマルチプレクサは、出力において同相発振信号又は直角位相発振信号のどちらかを供給するように位相選択信号ＳＥＬによって制御することができるのが有利である。
【００３８】
図５は、図２ａのＦＳＫ無線周波数信号受信機のための移相回路を組み込んだ局部発振器の第二の単純化された実施形態を示す。この局部発振器は、位相選択信号ＳＥＬによって切り換えることができる２つの遅延ユニット４６及び４７を備えた周波数合成器であることが好ましい。この第二の実施形態の周波数合成器のいくつかのコンポーネントは図４ａを参照して説明したものと同一であるので、簡潔にするためにそれらの説明は繰り返さない。
【００３９】
したがって、この周波数合成器の第二の実施形態と図４ａを参照して上述した第一の実施形態との違いは、シグマ−デルタ変調器の代わりに２つの切換可能な遅延ユニット４６及び４７が用いられていることである。ＶＣＯ３４によって生成された発振信号ＬＯは、第一の遅延ユニット４６及び第二の遅延ユニット４７の入力に向けられる前に、所望により標準的な１／Ｎ分周器又はマルチモード分周器４５で分周される。各遅延ユニットの出力はマルチプレクサ４８の入力に接続され、マルチプレクサ４８の分周出力信号は位相及び周波数検出器３１に与えられる。位相選択信号ＳＥＬがマルチプレクサ４８の出力で供給される分周信号を選択する。位相切換サイクル１／ｆｓの第一の半周期の間、分周「同相」信号が検出器３１に供給され、基準信号Ｆｒｅｆとの比較が行われる。それに続く位相切換サイクルの第二の半周期の間、分周「直角位相」信号が検出器３１に供給される。したがって、切換サイクル毎に、ＶＣＯ３４は、出力において同相発振及び直角位相信号ＬＯを交互かつ逐次的に生成する。
【００４０】
各遅延ユニット４６、４７は、インバータと電圧制御遅延トランスミッションゲートとを直列に配置することによって実現することができる。この電圧は、検出器３１に供給される必要な遅延を作り出すように制御される。遅延は、ｍ個のインバータの後にｍ個の可変制御電圧トランスミッションゲートを直列接続することによって制御することができる。したがって、これは、例えば水晶発振器３０によって生成される基準周波数Ｆｒｅｆに位相ロックされた、リング発振器を形成する。第二の遅延制御ユニット４７において、リング発振器はｎ個のインバータとそれに続くｎ個の可変電圧制御トランスミッションゲートとを含み、これらは基準周波数Ｆｒｅｆに位相ロックされる。２つの遅延ユニットのコンポーネント間の遅延の差異は、式（（１／Ｆｒｅｆ）／ｍ）−（（１／Ｆｒｅｆ）／ｎ）によって正確に設定される。ｍが３７に等しく、ｎが３１に等しく、基準周波数Ｆｒｅｆが２６ＭＨｚに等しい場合、遅延差はおよそ１００ｐｓである。発振信号ＬＯにおける周波数ｆ０が２．４５ＧＨｚの場合、遅延ユニットにより供給される分周信号の時間差は、したがっておよそ１００ｐｓである。
【００４１】
図６は、図２ａのＦＳＫ無線周波数信号受信機のための移相回路を組み込んだ局部発振器の第三の単純化された実施形態を示す。この局部発振器は、位相選択信号ＳＥＬによって切り換えることができる２つの遅延ユニット５６及び５７を備えた周波数合成器であることが好ましい。この第三の実施形態の周波数合成器のいくつかのコンポーネントは図４ａ及び図５を参照して説明したものと同一であるので、簡潔にするためにそれらの説明は繰り返さない。
【００４２】
この周波数合成器の第三の実施形態は、図５に示される第二の実施形態とよく似ている。この第三の実施形態において、２つの遅延ユニット５６、５７は、今度は基準発振器３０と位相及び周波数検出器３１との間に配置される。ＶＣＯ３４によって生成された発振信号ＬＯは、プログラム可能又はマルチモード分周器５５によってのみ分周される。このプログラム可能分周器５５は、ＰＬＬ内の位相及び周波数検出器３１に分周信号を供給する。
【００４３】
各遅延ユニット５６及び５７は基準信号Ｆｒｅｆを受信する。各遅延ユニットの出力はマルチプレクサ３８の入力に接続され、マルチプレクサ３８の出力における基準信号Ｆｒｅｆが位相及び周波数検出器３１に供給されるようになっている。基準信号を検出器３１に供給すべき遅延ユニットの一方が、位相選択信号ＳＥＬによってマルチプレクサ３８において選択される。位相切換サイクル１／ｆｓの第一の半周期の間、「同相」基準信号が検出器３１に供給され、プログラム可能分周器５５からの分周信号との比較が行われる。それに続く位相切換サイクルの第二の半周期の間、「直角位相」基準信号が検出器３１に供給される。したがって、切換サイクル毎に、ＶＣＯ３４は、出力において同相発振及び直角位相信号ＬＯを交互かつ逐次的に生成する。
【００４４】
第二の実施形態の場合と同様に、第三の実施形態の遅延ユニット５６、５７は上記のユニット４６及び４７と同様のものである。したがって、これらの遅延ユニット５６及び５７の説明は繰り返さない。
【００４５】
図４ａ、図５及び図６を参照して説明した全ての周波数合成器の実施形態に加えて、まずＶＣＯが、その周波数をさらに着信無線周波数信号の周波数に適合しなければならない同相発振又は直角位相信号を供給することを想定することもできる。第一の変種において、ＶＣＯ３４は、ＦＳＫ無線周波数信号の周波数ｆ０の半分の周波数の発振信号を生成することができる。この場合、ＶＣＯ出力に周波数二倍器を配置しなければならない。ＶＣＯ出力で４５°移相すると、二倍器出力では９０°移相を得ることができる。第二の変種において、ＶＣＯは、ＦＳＫ無線周波数信号の周波数の二倍の周波数の発振信号を生成することができる。この場合、１／２分周器がＶＣＯ出力に配置される。ＶＣＯ出力で１８０°移相することは、１／２分周器出力での９０°移相を意味する。
【００４６】
図７は、図２ｂに示される第二の実施形態におけるＦＳＫ無線周波数信号受信機の入力に配置される移相回路２６の実施形態を示す。図７には受信機の入力部のみが示される。
【００４７】
移相回路２６は主として、差動接続された切換可能コンデンサ列を含む。この切換可能コンデンサ列は、インダクタＬと、ＬＮＡ３を介したアンテナ２とに並列に配置され、共振回路を形成する。後述するように、この共振回路は、アンテナによって捕捉されるＦＳＫ無線周波数信号が逐次的な位相切換サイクル毎に交互に同相ＦＳＫ無線周波数信号及び直角位相ＦＳＫ無線周波数信号となるように、較正されなければならない。位相選択信号ＳＥＬがこの移相回路２６に印加され、共振回路における位相切換を行う。
【００４８】
この切換可能コンデンサ列は差動型なので、ＬＮＡ３は反対位相の２つの出力を有する。したがって切換可能コンデンサ列はＬＮＡ３の２つの出力と単一混合器４の２つの入力に接続される。したがって切換可能コンデンサ列は、ＬＮＡ３の２つの出力ラインに接続された並列なｎ個のコンデンサ群（ｃａｐａｃｉｔｉｖｅ  ｇｒｏｕｐ）を含む。各コンデンサ群は２つのコンデンサＣ１、Ｃ１'、Ｃ２、Ｃ２'、Ｃｎ、Ｃｎ'と、２つのコンデンサの間に直列接続されたＭＯＳトランジスタＮ１、Ｎ２、Ｎｍのような１つのスイッチとを含む。ＭＯＳトランジスタはＮＭＯＳ型であることが好ましい。列の各コンデンサ対の容量値は２乗に加重される。インダクタＬと並列に配置すべきコンデンサ対をどれにするか選択するために、ＮＭＯＳトランジスタＮ１、Ｎ２からＮｍは、自己較正論理回路２９により供給されるｎビット設定語（ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ  ｗｏｒｄ）によってそのトランジスタを導通させるように、それらのゲート１ｃ、２ｃからｎｃを介して制御される。
【００４９】
第一段階において、共振回路を、切換可能コンデンサ列を用いて較正しなければならない。これは、切換可能移相回路２６を、並列共振回路の振幅と位相とをリンクさせる性質に基づいて基礎付けることによって達成することができる。これは、最大共振利得から−３ｄＢに位置する２つの点を正確に決定することを必要とする。最大利得から−３ｄＢにあるこれらの２つの点は正確に９０°異なる位相を有する。さらに、この差は、ＦＳＫ無線周波数信号受信機のＱ値の関数として、帯域幅の限界内では周波数に対して相対的に一定である。コンデンサ群で形成された共振回路は、単に、自己較正論理回路２９から自己較正論理回路を制御する位相選択信号に従って交互に伝送される２つの二進語の関数として較正する必要があるのみである。切換可能コンデンサ列に交互に伝送されるこれらの２つの二進語の結果として、移相回路は同相無線周波数信号と直角位相無線周波数信号とを交互に混合器４に供給する。
【００５０】
この較正は、試験発振信号ＬＯを入射して測定することによって行われる。これらの発振試験信号ＬＯは、局部発振器７から、特にコンデンサＣｃを経由してＬＮＡ３の入力に送られる。当然、一旦、切換可能コンデンサ列が較正されたら、局部発振器はもはや発振試験信号ＬＯをＬＮＡ３入力に供給することはない。この目的のために、局部発振器出力とＬＮＡ３入力との間のコンデンサＣｃの前にスイッチ（図示せず）を設けることができる。周波数合成器であることが好ましい局部発振器７からのその他の発振信号ＬＯは、ＦＳＫ無線周波数信号を中間ベースバンド信号ＩＮＴに周波数変換するために、混合器４に直接供給される。この直接変換のために、発振信号周波数は着信ＦＳＫ無線周波数信号の周波数ｆ０と同一に設定される。
【００５１】
振幅測定を行うために、ＬＮＡ３出力と切換可能コンデンサ列との両方に接続される第一の測定回路２７がまず設けられる。この第一の測定回路２７の目的は、自己較正論理回路２９を通じて最大利得点を決定することにある。この自己較正論理回路は、第一の測定回路が最大利得を決定するまで、コンデンサ群の１つ又は数個のコンデンサ対が並列に配置されるように特定の数のＮＭＯＳトランジスタを逐次的に導通させる。最大利得が決定されたら、第一の測定回路２７に並列な第二の測定回路２８が、例えば容量分圧器のような減衰器を用いて−３ｄＢ減衰された信号を受信する。第二の測定回路の測定値と第一の測定回路の測定値との間で比較が行われる。これにより、最大利得から−３ｄＢの２つの点を決定することが可能となり、その結果、自己較正論理回路２９は２つの二進較正語を切換可能コンデンサ列に逐次的に供給することになる。
【００５２】
少なくとも第一の測定回路２７は、改良ベッセル（Ｂｅｓｓｅｌ）振幅測定を行うように構成することができることに留意されたい。これは、弱反転ＭＯＳトランジスタの指数関数的性質を用い、測定すべきＦＳＫ無線周波数信号を結合することによって達成される。正弦（ｓｉｎｕｓ）関数の指数関数はゼロ次ベッセル関数であり、その出力電圧値は結合されたＦＳＫ無線周波数信号の振幅が増大するときに減少する。より大きな変動を振幅の関数として得るために、周知の改良ベッセル検出器は、２つの相補型ＮＭＯＳ及びＰＭＯＳトランジスタと電流源とを電圧供給源の２つの端子間に直列に配置することによって、２つの類似の挙動を結合する。出力電圧信号は、電流源に接続されたＰＭＯＳトランジスタのソースに供給される。この検出器は、関連付けられた仮想集団（ａｓｓｏｃｉａｔｅｄ  ｖｉｒｔｕａｌ  ｍａｓｓ)を活用できるように、差動的構成を有する。
【００５３】
上述のＦＳＫ無線周波数信号受信機１は、受信機のコンポーネントの大部分がその中に集積された集積回路を含む。この集積回路は、例えば０．１８μｍＣＭＯＳ技術で作製することができる。
【００５４】
ここで提示した説明から、当業者であれば、特許請求の範囲で定義された本発明の範囲から逸脱することなくＦＳＫ無線周波数信号受信機の幾つもの変種を考案することができる。移相回路は、アンテナと低雑音増幅器との間に配置することができる。移相回路の切換可能コンデンサ列は、バイポーラ又はＭＯＳトランジスタと直列な単一のコンデンサを有するコンデンサ群で形成することができ、これらはＬＮＡの単一の出力ラインと接地端子との間に接続される。この切換可能コンデンサ列をアンテナに直接接続することもできる。
【符号の説明】
【００５５】
１：受信機
２：アンテナ
３：低雑音増幅器
４、５：混合器
６、１６、２６：移相器又は移相回路
７：局部発振器
８、９、３３：低域通過フィルタ
１０、１１：リミッタ
１２：復調器
１３：デマルチプレクサ
１４、１５：マジック回路
２０：復調段
２７：第一の測定回路
２８：第二の測定回路
２９：自己較正論理回路
３０：水晶基準発振器
３１：位相及び周波数検出器
３２：チャージポンプ
３４：電圧制御発振器
３５、４５、５５：分周器
３６：シグマ−デルタ変調器
３８、４８：マルチプレクサ、
４６、４７、５６、５７：遅延ユニット
【図１ａ】
0005809876.tif 000002
【図１ｂ】
0005809876.tif 000003
【図２ａ】
0005809876.tif 000004
【図２ｂ】
0005809876.tif 000005
【図３】
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【図４ａ】
0005809876.tif 000007
【図４ｂ】
0005809876.tif 000008
【図５】
0005809876.tif 000009
【図６】
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【図７】
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