(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ノイズ振幅の閾値を設定する工程と、
プロセス信号成分と回線ノイズ成分を含むセンサ信号を生成するため、プロセス変数を検知する工程と、
所定のサンプリングレートでセンサ信号をデジタル化する工程と、
デジタル化されたセンサ信号とノイズ振幅の閾値とを比較する工程と、
センサ信号がノイズ振幅の閾値と交差する時点を示す割り込み信号を生成する工程と、
センサ信号の振幅がノイズ振幅の閾値と等しいかまたはこれを上回るときには、前記割り込み信号に基づいて、サンプリングレートを低下させる工程とを含み、
低下された前記サンプリングレートが、回線ノイズ周波数の倍数に対応し、前記回線ノイズ周波数が、前記センサ信号のゼロ交差点から求められる、回線ノイズの制御方法。
【請求項２】
電圧フォロワでセンサ信号にバッファ処理を施す工程と
バンドパスフィルタでバッファ処理されたセンサ信号にフィルタリング処理を施す工程と、
基準電圧信号を与える工程と、
基準電圧信号を調整することにより、ノイズ振幅の閾値を設定する工程とをさらに含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
センサ信号においてゼロ交差点を検出する工程と、
前記ゼロ交差点の位置に基づいて回線ノイズ周波数を求める工程と、
前記回線ノイズ周波数に基づいて、デジタル化されたセンサ信号に対する回線ノイズの影響を減殺するよう、サンプリングレートを調整する工程とをさらに含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記回線ノイズの周波数に基づいてサンプリングレートを選択する工程は、
センサ信号がノイズ振幅の閾値と交差する時点を知らせる割り込み信号を生成する工程と、
割り込み信号に基づいてＡ／Ｄコンバータ制御信号を生成する工程と、
Ａ／Ｄコンバータ制御信号に基づいてサンプリングレートを制御する工程とをさらに含むことを特徴とする請求項３に記載の方法。
【請求項５】
前記サンプリングレートを調整する工程は、サンプリングレートを、回線ノイズ周波数の倍数となるように調整する工程を含むことを特徴とする請求項３に記載の方法。
【請求項６】
前記ゼロ交差点の位置に基づいて回線ノイズ周波数を求める工程においては、傾きが正のゼロ交差点だけを解析することを特徴とする請求項３に記載の方法。
【請求項７】
前記回線ノイズのゼロ交差点を検出する工程は、
電圧の閾値をゼロに調整する工程と、
センサ信号と調整後の電圧の閾値とを比較する工程とを含むことを特徴とする請求項３に記載の方法。
【請求項８】
前記ノイズ振幅の閾値は、固定した値であることを特徴とする請求項３に記載の方法。
【請求項９】
産業プロセス用のプロセストランスミッタアセンブリであって、
プロセス変数を検知し、このプロセス変数を表すセンサ信号を生成するセンサと、
前記センサ信号を受け取って、所定のサンプリングレートでデジタル化されたセンサ信号を生成するフィルタ回路を有するＡ／Ｄコンバータと、
前記デジタル化されたセンサ信号を受け取る電圧フォロワ、この電圧フォロワに接続されたバンドパスフィルタ、電圧閾値調整装置、ならびに前記バンドパスフィルタおよび電圧閾値調整装置に接続され、センサ信号に基づいて割り込み信号を生成するコンパレータを含むノイズ検知回路と、
前記Ａ／Ｄコンバータおよびノイズ検知回路に接続され、Ａ／Ｄコンバータを制御するとともに、前記デジタル化されたセンサ信号に基づいて出力信号をつくり出すマイクロプロセッサとを備え、
前記マイクロプロセッサは、前記センサ信号の振幅が、ノイズ振幅の閾値以上である時に、Ａ／Ｄコンバータのサンプリングレートを前記割り込み信号に関連して低下させ、低下された前記サンプリングレートが、回線ノイズ周波数の倍数に対応し、前記回線ノイズ周波数が、前記センサ信号のゼロ交差点から求められる、プロセストランスミッタアセンブリ。
【請求項１０】
前記ノイズ検知回路は、前記コンパレータに接続されたハイパスフィルタをさらに含むことを特徴とする請求項９に記載のプロセストランスミッタアセンブリ。
【請求項１１】
前記Ａ／Ｄコンバータは、シグマ−デルタ・デシメーションフィルタを含むことを特徴とする請求項９に記載のプロセストランスミッタアセンブリ。
【請求項１２】
前記センサは、温度センサであることを特徴とする請求項９に記載のプロセストランスミッタアセンブリ。
【請求項１３】
前記センサ信号のプロセス信号成分は、直流信号であることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、回線ノイズの制御方法、より具体的には、センサ信号に混在している回線ノイズの正負の符号に基づいて、センサによる計測値を調整する方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
センサは、データ信号（プロセス信号）を生成するために、産業プロセスの監視設備等、種々の設備において用いられる。また、センサによって生成されたデータ信号は、デジタル化、解析、通信の中継等の機能を営む回路へ送られる。一般に、データ（プロセス変数の計測値）を取得する際には、プロセス変数の正確な計測を頻繁に繰り返すことが求められる。産業プロセスの計測の場合、更新された計測値は、制御室その他の制御機器に対して送信される。プロセス変数の更新情報は、多数の離散型計測値やその平均値等をも含んでいる。
【０００３】
産業プロセスの稼働中は、通常、センサから送られるデータ信号に回線ノイズが混入する。例えば、データ信号を運ぶ回線の近傍に位置する電源（または他のノイズ源）は、回線ノイズをデータ信号に混入させる。電源から混入する回線ノイズは、通常、米国では約６０Ｈｚ、欧州では約５０Ｈｚの周波数をもつＡＣノイズ信号となる。回線ノイズは、通常、センサ（例えば温度センサ）をプロセス回路から離して設け、回線を介してプロセス回路に接続する場合に、特に問題になる。データ信号に回線ノイズが混入するのは、好ましいことではなく、計測誤差をもたらすおそれがある。
【０００４】
プロセス変数を計測する公知のシステムにおいては、センサ信号のフィルタリング（産業プロセスの稼働中に回線ノイズを減殺する）周波数を５０Ｈｚまたは６０Ｈｚとする切替えを行う５０／６０Ｈｚスイッチが設けられており、このスイッチを、システムの設置または保守の時点で、手動で操作するようになっている。このようにしてフィルタリング周波数を選択するシステムは、多くの用途において有用である。
【０００５】
しかし、選択しうるフィルタリング周波数が限られており、フィルタリング周波数を予測しえないノイズ源が計測誤差をもたらすおそれを排除することはできない。したがって、設計または保守時に手動スイッチを用いてフィルタリング周波数を選択するシステムを導入する場合には、オペレータがノイズ源を十分に把握できることを前提としなければならない。このため、システム設定の際に、オペレータに起因する誤差（すなわち、オペレータが誤ったフィルタリング周波数を選択することによる誤差）が生じ、システムを正しく設定するのに時間や労力を要するおそれがある。
【０００６】
公知の産業プロセスにおけるプロセス変数の計測システム（フィルタリング周波数の選択を行いうるタイプのもの）は、コンスタントフィルタ回路を用いている。しかし、コンスタントフィルタ回路（デシメーションフィルタを含むもの）を使用すると、計測値更新の頻度が減少するとともに、計測システムの電力消費量も増大するが、一般に、計測値更新の頻度が減少するのは好ましくない。また、産業プロセスの計測システム、特に無線方式のものは、バッテリまたはエネルギーハーベスティングシステムによって運営することができるが、このためには電力消費量は少ない方が好ましい。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
本発明の目的は、産業プロセスにおけるプロセス変数の計測システムにおいて、回線ノイズを制御することにより、センサによるプロセス変数の計測値を調整する方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記の課題は、本発明に係る、プロセス信号成分と回線ノイズ成分を含むセンサ信号を生成するためにプロセス変数を検知する工程と、前記センサ信号を所定のサンプリングレートでデジタル化する工程と、前記デジタル化されたセンサ信号における回線ノイズのゼロ交差点を検出する工程と、前記ゼロ交差点の位置に基づいて回線ノイズの周波数を求める工程と、センサ信号に対する回線ノイズの影響を減殺するために、前記回線ノイズの周波数に基づいて、サンプリングレートを調整する工程とを含むセンサによる計測値を調整する方法によって解決される。
【０００９】
本発明は、センサ信号における回線ノイズを検知、解析および減殺するシステムと方法を提供する。本発明によれば、Ａ／Ｄコンバータによってデジタル化された直流のプロセス信号またはデータ信号に混在する回線ノイズの好ましくない影響を減殺することができる。本発明の方法は、回線ノイズ成分に起因するセンサ信号の誤差を減殺するために、Ａ／Ｄコンバータのサンプリングレートを調整する工程を含むとともに、Ａ／Ｄコンバータに関連するフィルタリング時のデシメーション周期を調整する工程も含む。また、本発明の方法を実施するためのシステムは、多くの要因に関連する回線ノイズを検知、解析および減殺する機能を自動的に遂行するための回路を含む。
【００１０】
本発明の一様相によれば、プロセス信号成分と回線ノイズ成分を含むセンサ信号を生成するためにプロセス変数を検知する工程と、前記センサ信号を所定のサンプリングレートでデジタル化する工程と、前記デジタル化されたセンサ信号における回線ノイズのゼロ交差点を検出する工程と、前記ゼロ交差点の位置に基づいて回線ノイズの周波数を求める工程と、センサ信号に対する回線ノイズの影響を減殺するために、前記回線ノイズの周波数に基づいて、サンプリングレートを調整する工程とを含むセンサによる計測値を調整する方法が提供される。
【００１１】
また、本発明の他の様相によれば、回線ノイズの振幅の閾値を定める工程と、プロセス信号成分と回線ノイズ成分を含むセンサ信号を生成するためにプロセス変数を検知する工程と、前記センサ信号を所定のサンプリングレートでデジタル化する工程と、前記デジタル化されたセンサ信号を回線ノイズ振幅の閾値と比較する工程と、センサ信号が回線ノイズ振幅の閾値と交差する時期を知らせる割り込み信号を生成する工程と、センサ信号の振幅が回線ノイズ振幅の閾値と等しいかまたはこれよりも大きい場合には、割り込み信号に基づいて、サンプリングレートを減少させる工程とを含み、減少されたサンプリングレートが回線ノイズ周波数の倍数に対応し、この回線ノイズ周波数がセンサ信号のゼロ交差点から求められる、回線ノイズを制御する方法が提供される。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明に係る産業プロセス用計測システムのブロック図である。
【図２】図１に示す産業プロセス用計測システムに用いるノイズ検知回路のブロック図である。
【図３】本発明に係る産業プロセス用計測システムにおけるセンサ信号と割り込み信号に係る第１の電圧と時間の関係を示すグラフである。
【図４】同じく、第２の電圧と時間の関係を示すグラフである。
【図５】本発明の一実施形態に係る回線ノイズ制御方法の流れ図である。
【図６】本発明の他の実施形態に係る回線ノイズ制御方法の流れ図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
図１は、産業プロセス２４におけるプロセス変数を検知して制御室へ送信するプロセストランスミッタ２２を備えた産業プロセス計測システム２０を示すブロック図である。産業プロセス２４は、プロセス管理が求められるようなものであれば、どのようなものでもよく、用途に応じて種々選択することができる。プロセストランスミッタ２２は、センサ２６、Ａ／Ｄコンバータ２８、シグマ−デルタ・デシメーションフィルタ３０、マイクロプロセッサ３２、ノイズ検知回路３４、および通信回路３６を備えている。プロセストランスミッタ２２は、制御室３８または他の外部装置と接続されている。なお、プロセストランスミッタ２２、より一般的に産業プロセス計測システム２０は、バッテリやエネルギーハーベスティングシステム等の図示していない構成要素も含むことができる。
【００１４】
センサ２６は、産業プロセス２４に関連するプロセス変数を検知する。この実施形態においては、センサ２６は、公知の温度センサであるが、産業プロセス２４に関連する概ねあらゆるプロセス変数（圧力、振動、流量等）を検知するものとすることができる。センサ２６はアナログ式のセンサ信号を生成するが、このアナログ式のセンサ信号は、Ａ／Ｄコンバータへ送られてデジタル化される。この実施形態においては、センサ２６の近傍にノイズ源４０が存在する。ノイズ源４０は、ＡＣ電源システム等であり、ノイズ成分を、センサ信号中のプロセス信号成分に重畳させる。通常、プロセス信号成分は直流であり、他方、ノイズ成分は交流である。
【００１５】
Ａ／Ｄコンバータ２８は、センサ２６に接続されており、産業プロセスの稼働中に、センサ信号を所定のサンプリングレートでデジタル化する。Ａ／Ｄコンバータ２８のサンプリングレートは、調整することができる。この実施形態においては、シグマ−デルタ・デシメーションフィルタ（フィルタ回路）３０は、Ａ／Ｄコンバータ２８に内蔵されている。しかし、フィルタ回路は、このシグマ−デルタ・デシメーションフィルタのタイプであっても、Ａ／Ｄコンバータ２８とは別個に設けることができる。シグマ−デルタ・デシメーションフィルタ３０は、センサ信号中の回線ノイズ成分のうち、調整可能なデシメーション周期に対応するものを部分的に弱めることができる。すなわち、デシメーション周期を設定すると、この周期に係る周波数のノイズ成分およびその高調波を除去することができる。
【００１６】
ノイズ検知回路３４は、センサ２６とマイクロプロセッサ３２の間に設けられており、センサ２６からセンサ信号を受け取る。ノイズ検知回路３４は、プロセス信号成分に重畳されたノイズ成分を含むセンサ信号を解析し、ノイズ成分が重畳されたプロセス変数を検出するとともに、受け取ったセンサ信号に基づいて割り込み信号（後述）を生成する。ノイズ検知回路の構成と動作は、後に詳述する。
【００１７】
マイクロプロセッサ３２は、業界で周知のものを用いることができる。このマイクロプロセッサ３２は、ノイズ検知回路３４、Ａ／Ｄコンバータ２８（デシメーションフィルタ３０を含む）、および通信回路３６と接続している。Ａ／Ｄコンバータ２８でデジタル化されたセンサ信号は、マイクロプロセッサ３２へ送られ、所望の処理が施される。ここで処理されたデジタル信号（またはデジタル化されたセンサ信号に基づいて生成される他の信号）は、ついで通信回路３６へ送られる。
【００１８】
通常、マイクロプロセッサ３２は、送られてきたセンサ信号（デジタル化されている）から、所定の時間にわたって情報を収集し、更新された最新の離散型信号を通信回路３６へ送る。離散型信号の更新レートは、サンプリングレートにサンプルの数を乗じたものに等しい。ここで、サンプリングレートとは、Ａ／Ｄコンバータ２８のサンプリング周期である。
【００１９】
マイクロプロセッサ３２は、Ａ／Ｄコンバータ２８およびシグマ−デルタ・デシメーションフィルタ３０へコマンド信号を送る。また、マイクロプロセッサ３２は、ノイズ検知回路３４へもコマンド信号を送るとともに、このノイズ検知回路３４から割り込み信号を受け取る。後述するように、マイクロプロセッサ３２は、Ａ／Ｄコンバータ２８およびシグマ−デルタ・デシメーションフィルタ３０へ送るコマンド信号を、ノイズ検知回路３４から受け取る割り込み信号に基づいて生成する。
【００２０】
プロセストランスミッタ２２内の通信回路３６は、プロセス変数の更新値（または他の所望のデータ）を外部の制御室３８へ送る。一方、制御室３８には、ディスプレイ、プロセッサ、メモリ、制御用ソフトウエア（例えばEmerson Process Management社（ミネソタ州チャンハッセン）が販売しているAMS(商標) Suite and PlantWeb(登録商標)）、およびプロセストランスミッタ２２からデータを収集・解析し、産業プロセス２４を管理・制御するための装置を備えている。通信回路３６は、無線方式または有線方式で制御室３８と接続されている。無線方式の場合、通信回路３６と制御室３８の中間には、ワイヤレス中継機等が設けられる。
【００２１】
図１に示すように、プロセストランスミッタ２２には、回線ノイズの周波数を２以上の選択肢の中から手動で選択するためのスイッチ４０が設けられている。
【００２２】
図２は、図１に示す産業プロセス用計測システム２０におけるノイズ検知回路３４のブロック図である。ノイズ検知回路３４は、電圧フォロワ５０、バンドパスフィルタ５２、電圧閾値調整装置５４（例えばデジタルポテンシオメータまたは分圧器）、コンパレータ５６、およびハイパスフィルタ５８を備えている。センサ信号６０（センサ２６から得られる信号）は、電圧フォロワ５０へ入力されて、バッファ処理が施される。電圧フォロワ５０からの出力信号は、フィルタリング処理のためにバンドパスフィルタ５２へ送られ、次いで、コンパレータ５６へ送られる。
【００２３】
バンドパスフィルタは、センサ信号６０からＤＣ成分（プロセス信号）を除いてＡＣ成分（ノイズ）を解析しうるようにするため、概ね０から１２０Ｈｚを少し超えるくらいまでの周波数帯域を選択することができる。
【００２４】
一方、電圧閾値調整装置５４には、基準電圧（Ｖref）信号６２が与えられ、このＶref信号６２には、所望の通り分圧処理が施される。Ｖref信号６２は、プロセストランスミッタ２２で公知の方法に従って得られる１．２２５Ｖ程度の比較的安定な電圧信号である。電圧閾値調整装置５４からの出力は、コンパレータ５６へ送られる。
【００２５】
コンパレータ５６は、バッファ処理とフィルタリング処理が施されたセンサ信号６０と、分圧処理が施されたＶref信号６２とを比較する。コンパレータ５６からの出力は、割り込み信号６４を生成するために、ハイパスフィルタ５８へ送られる。ハイパスフィルタ５８は、割り込み信号６４において短パルスをつくり出すのを助ける。また、コンパレータ５６は、電圧閾値調整装置５４による電圧の調整に基づいて、後述するように、ノイズの電圧閾値や他の閾値について、ゼロ交差点を検出する。
【００２６】
図３は、センサ信号７０（図の上半分）と割り込み信号７２（図の下半分）における電圧と時間の関係を示すグラフである。センサ信号７０は、ＤＣオフセット７４（破線で示す）で表される直流のプロセス信号成分を含んでいる。一方、センサ信号７０の回線ノイズ成分は交流であり、センサ信号７０を正弦波形にしている。図２に示すプロセストランスミッタ２２は、入力されるセンサ信号７０にフィルタリングを施し、ＤＣオフセット７４を補償することができる。
【００２７】
電圧閾値調整装置５４を適切に設定すると、ノイズ検知回路３４は、フィルタリング処理されたセンサ信号７０のゼロ交差点を検出し、このゼロ交差点の位置に基づいて割り込み信号７２が生成される。割り込み信号７２には、センサ信号７０の傾きが正のゼロ交差点を示すパルス７６Ａと７６Ｂが生成される。図３における割り込み信号７２には、傾きが正のゼロ交差点のみが示してある。マイクロプロセッサ３２（または他の適当な回路）は、割り込み信号７２におけるパルス７６Ａ，７６Ｂ間の時間を計測することにより、回線ノイズの周期Ｐを求める。
【００２８】
図４は、センサ信号８０（図の上半分）と割り込み信号８２（図の下半分）における電圧と時間の関係を示すグラフである。センサ信号８０は、ＤＣオフセット８４（破線で示す）で表される直流のプロセス信号成分を含んでいる。割り込み信号８２は、パルス８６を含んでいる。また、センサ信号８０と対比しうるように、ノイズ振幅の閾値８８が示されている。ノイズ振幅の閾値８８は、マイクロプロセッサ３２を介して、用途ごとに適当な大きさのもの（例えば、１Ｖ以下または１００ｍＶ以下）が選択される。ノイズ検知回路３４でフィルタリング処理を施したセンサ信号８０の振幅は、最初のうちは、ノイズ振幅の閾値８８よりも小さい。しかし、時間が経過するにつれて、回線ノイズ成分が大きくなり、時間９０に至ると、センサ信号８０の振幅はノイズ振幅の閾値８８に達し、その後は閾値８８を上回る。センサ信号８０の振幅がノイズ振幅の閾値８８に到達したことを示すパルス８６は、この時間９０の時点で、割り込み信号８２に生成される。
【００２９】
後に詳述するように、プロセストランスミッタ２２は、第１の期間９２におけるＡ／Ｄコンバータ２８のサンプリングレートを、予め第１のサンプリングレート（例えば比較的早いサンプリングレート）に設定することができる。ついで、時間９０に到達し、割り込み信号８２にパルス８６が生成すると、Ａ／Ｄコンバータ２８のサンプリングレートを第２のサンプリングレート（例えば比較的遅いサンプリングレート）に調整する第２の期間９４が開始する。
【００３０】
この結果、プロセストランスミッタ２２は、第１の期間９２の間は、比較的早期にデータの更新を行えるようになるため、データ収集が早くなり、回線ノイズによって計測の正確さを大きく損なうことなく、全体的な電力消費量を節減することができる。ノイズ振幅が小さい間は、センサ信号８０における回線ノイズ成分による悪影響は無視できる程度だからである。
【００３１】
第２の期間９４においては、データの更新は幾分遅くなるものの、第２のサンプリングレートにより、回線ノイズのフィルタリング性能は向上する。このようなサンプリングレートの調整機構によれば、データの更新は、回線ノイズ成分がノイズ振幅の閾値に到達するという限定された状況下においては遅れるものの、比較的低電力消費の下で、迅速に行うことができる。
【００３２】
図５は、本発明の一実施形態に係る回線ノイズ制御方法を示す流れ図である。この方法を実施するに当たっては、産業プロセス２４におけるプロセス変数を検知するため、第一に、プロセストランスミッタ２２を所望の位置に設ける（工程１００）。第二に、センサ２６がセンサ信号を生成する（工程１０２）。第三に、このセンサ信号に基づいて、ノイズ検知回路３４が回線ノイズのゼロ交差点を検出する（工程１０４）。第四に、このゼロ交差点に基づいて、割り込み信号を生成する（工程１０６）。この後、所望により、割り込み信号に基づいて、本実施形態においてはスイッチ４０を備えたプロセストランスミッタ２２を用い、回線ノイズの周波数を、例えば制御室３８またはプロセストランスミッタ２２に設けたディスプレイに表示することができる（工程１０８）。
【００３３】
第五に、サンプリングレートを割り込み信号に基づいて調整すべく、Ａ／Ｄコンバータ２８を再設定する（工程１１０）。この工程は、Ａ／Ｄコンバータ２８のサンプリングレート（回線ノイズ周期Ｐの倍数）を選択する工程を含む。この調整の結果、サンプリングレートは増減する。この工程は、Ａ／Ｄコンバータ２８中のシグマ−デルタ・デシメーションフィルタ３０において、サンプリングレートの調整に応じて、デシメーション周期を再調整する工程も含む。Ａ／Ｄコンバータ２８とシグマ−デルタ・デシメーションフィルタ３０に対する調整は、マイクロプロセッサ３２を介して制御する。
【００３４】
Ａ／Ｄコンバータ２８の調整が完了すると、プロセストランスミッタはデータを収集する（工程１１２）。これまでの工程は、プロセストランスミッタ２２を設置する際（工程１００）に行う起動操作または校正操作の一部として行うこともできる。工程１０２〜１１０は、必ずしも繰り返す必要はないが、工程１０４〜１１０を定期的または不定期に組返すのが望ましい場合もある。
【００３５】
次の工程１１４では、回線ノイズをチェックするか否かの決定を行う。回線ノイズのチェックを望む場合には、回線ノイズのゼロ交差点の検知から始まる工程（工程１０４以下）を繰り返す。この検知は、所定の工程表に従って、または回線ノイズが問題となるか、もしくは再校正が望まれる場合に、必要に応じて行われる。
【００３６】
図６は、本発明の他の実施形態に係る回線ノイズ制御方法の流れ図である。この方法は、図５に示す方法と関連づけて、またはこれとは独立に行うことができる。図６に示す方法においては、第一に、ノイズ振幅の閾値８８を設定する（工程２００）。この設定は、マイクロプロセッサ３２を介して行う（保存されている閾値にマイクロプロセッサ３２からアクセスしうるようにする）。マイクロプロセッサ３２は、ノイズ振幅の閾値８８に対応する所望の電圧レベルを実現するよう電圧閾値調整装置５４を調整するため、ノイズ検知回路３４を制御する。
【００３７】
プロセストランスミッタ２２の作動中、センサ２６によって生成されたセンサ信号８０は、ノイズ検知回路３４中のコンパレータ５６によって、ノイズ振幅の閾値８８と比較される（工程２０２）。ここで、センサ信号がノイズ振幅の閾値と交差するゼロ交差点が存在するか否かが判断される（工程２０４）。ゼロ交差点の位置（時刻）は、割り込み信号８２におけるパルスの位置に反映される。ゼロ交差点が存在する場合には、Ａ／Ｄコンバータ２８の再調整を行う（工程２０６）。
【００３８】
Ａ／Ｄコンバータの再調整とは、サンプリングレートの調整、およびシグマ−デルタ・デシメーションフィルタ３０におけるデシメーション周期の調整である。例えば、センサ信号の傾きが正のゼロ交差点が存在する場合には、サンプリングレート（例えば、図５に示す方法によって定めたサンプリングレート）を、第１の早いサンプリングレートから第２の遅いサンプリングレートへ低下させ、これに対応してデシメーション周期も調整する。このサンプリングレートとデシメーション周期の調整は、回線ノイズの周期Ｐと関連づけて行う。
【００３９】
一方、回線ノイズの周期Ｐの全部または一部に渡って、センサ信号８０がノイズ振幅の閾値よりも小さい場合、すなわち、センサ信号の傾きが正であるゼロ交差点が検知されない場合には、サンプリングレートを、第２の遅いサンプリングレートから第１の早いサンプリングレートへ増加させる。このようにして、Ａ／Ｄコンバータ２８のサンプリングレートは、各時点における回線ノイズ条件の下で、最大限高い値とされる。サンプリングレートは、回線ノイズが比較的高い場合にのみ低下させる（これに伴って更新の頻度も低下する）。したがって、制御室３８へ送る計測値の更新の頻度は、全体として比較的高く、センサ２６は、所与の更新時に、比較的短い時間だけ電力を消費する。図６に示す方法は、プロセストランスミッタ２２の作動中に概ね連続的に行うことができる（すなわち、工程２０６から工程２０２に帰還するようにデフォルト設定される）。
【００４０】
以上、本発明を、好ましい実施形態を基に説明してきたが、当業者であれば、本発明の技術的範囲から逸脱することなく、子細な部分に変更を加えることもできるであろう。例えば、本発明に係る上記２つの方法は、互いに関連づけて、または単独で使用することができる。さらに、本発明は、産業プロセスの計測システムにおいて生成されるセンサ信号だけでなく、種々の信号に見られる回線ノイズを制御するのに用いることもできる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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