(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源と負荷との間に接続されたスイッチ素子を駆動するためのスイッチ素子駆動回路であって、
前記電源と前記負荷との間に設けられ、前記スイッチ素子と直列接続された電圧降下素子と、
前記電圧降下素子の端子間に発生する電圧を動作電源として該電圧を昇圧し、該昇圧により得られた電圧から前記スイッチ素子を制御するための制御信号を生成する信号生成部と
を備えたスイッチ素子駆動回路。
【請求項２】
前記電圧降下素子は、
前記電源から前記負荷に向かう電流方向を順方向とするダイオードであることを特徴とする請求項１記載のスイッチ素子駆動回路。
【請求項３】
前記信号生成部は、
前記電圧降下素子の端子間に発生する電圧を動作電源として発振し、一定周期の発振信号を生成する発振部と、
前記発振部により生成された発振信号に基づく昇圧動作により、前記電圧降下素子の端子間に発生した電圧を昇圧して前記制御信号を生成する昇圧部と
を備えた請求項１または２記載のスイッチ素子駆動回路。
【請求項４】
前記昇圧部は、
前記発振部により生成された発振信号に基づき、前記電圧降下素子の端子間に発生した電圧を昇圧するチャージポンプ部と、
前記チャージポンプ部で昇圧された電圧の極性を反転させて前記スイッチ素子の制御電極に供給する極性反転部と
を備えたことを特徴とする請求項３記載のスイッチ素子駆動回路。
【請求項５】
前記スイッチ素子は、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力端子と出力端子との間に設けられた直結スイッチであることを特徴とする請求項４記載のスイッチ素子駆動回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータ等の電源装置が備えるスイッチ素子を駆動するためのスイッチ素子駆動回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
図６に、従来の昇圧チョッパー型のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す。
同図に示すＤＣ−ＤＣコンバータは、入力端子Ｔｉｎ、グランド端子ＧＮＤ、昇圧コイルＬ、トランジスタＱ１、ダイオードＤ１、出力端子Ｔｏｕｔ、直結スイッチ素子Ｑ２（ｐ型ＭＯＳＦＥＴ）を備えて構成される。ここで、入力端子Ｔｉｎとグランド端子ＧＮＤとの間には直流入力電源Ｖｉｎが接続され、出力端子Ｔｏｕｔとグランド端子ＧＮＤとの間には負荷Ｆが接続され、入力端子Ｔｉｎと出力端子Ｔｏｕｔとの間には直結スイッチ素子Ｑ２が接続されている。ダイオードＤ２は、直結スイッチ素子Ｑ２の保護用のダイオードである。なお、図６では、直結スイッチ素子Ｑ２を開状態または閉状態に駆動するための駆動回路は省略されている。
【０００３】
この従来のＤＣ−ＤＣコンバータが通常の動作を行う場合、図示しない駆動回路により直結スイッチ素子Ｑ２をオフ状態に制御し、トランジスタＱ１で昇圧コイルＬをスイッチング駆動することにより直流入力電源Ｖｉｎの電圧を昇圧コイルＬで昇圧する。そして、昇圧コイルＬで昇圧された電力をダイオードＤ１で整流することにより所望電圧の直流電力を生成して外部の負荷Ｆに供給する。
【０００４】
また、このＤＣ−ＤＣコンバータが通常の動作を停止し、直流入力電源Ｖｉｎをそのまま負荷Ｆに供給する場合、トランジスタＱ１による昇圧コイルＬのスイッチング駆動を停止させ、図示しない駆動回路により直結スイッチ素子Ｑ２をオン状態に制御する。これにより、直流入力電源Ｖｉｎを直結スイッチ素子Ｑ２を介して負荷Ｆに直接供給する。
従って、直結スイッチ素子Ｑ２を備えたＤＣ−ＤＣコンバータによれば、通常の動作時に、昇圧された所望の直流電力を負荷Ｆに供給し、通常動作を停止した状態では直流入力電源Ｖｉｎを負荷Ｆに供給することができる。
【０００５】
図７に、直結スイッチ素子Ｑ２を駆動するための駆動回路ＤＲの例を示す。
図７は、上述の図６に駆動回路ＤＲの構成を付加したものであるが、説明の便宜上、図６に示す昇圧コイルＬ、トランジスタＱ１、ダイオードＤ１は省略されている。
図７に示すように、駆動回路ＤＲは、抵抗Ｒ１，Ｒ２およびトランジスタＱ３と、このトランジスタＱ３を駆動するための図示しない制御回路を備える。ここで、抵抗Ｒ２は、直結スイッチ素子Ｑ２のソースとゲートとの間に接続され、抵抗Ｒ１の一端はスイッチ素子Ｑ２のゲートに接続される。抵抗Ｒ１の他端はトランジスタＱ３のドレインに接続され、このトランジスタＱ３のソースはグランド端子ＧＮＤに接続される。
【０００６】
このＤＣ−ＤＣコンバータが通常動作を行う場合、駆動回路ＤＲ内の図示しない制御回路がトランジスタＱ３をオフ状態に制御する。これにより、直結スイッチ素子Ｑ２のソース電圧が抵抗Ｒ２を介してゲートに印加され、直結スイッチ素子Ｑ２のソースに対するゲート電圧Ｖｇｓがゲートしきい値電圧Ｖｔ以下になる。従ってこの場合、直結スイッチ素子Ｑ２がオフ状態に制御される。
【０００７】
また、このＤＣ−ＤＣコンバータが通常動作を停止した場合、駆動回路ＤＲ内の図示しない制御回路がトランジスタＱ３をオン状態に制御する。これにより、直結スイッチ素子Ｑ２のゲートは、抵抗Ｒ１およびトランジスタＱ３を介してグランド端子ＧＮＤと電気的に接続され、直結スイッチ素子Ｑ２のゲート電圧は概ね０Ｖになる。このため、直結スイッチ素子Ｑ２のソースに対するゲート電圧Ｖｇｓがゲートしきい値電圧Ｖｔを超え、直結スイッチ素子Ｑ２がオン状態に制御される。従って、直結スイッチ素子Ｑ２を介して負荷Ｆに直流入力電源Ｖｉｎが供給される。
【０００８】
ここで、直結スイッチ素子Ｑ２を介して負荷Ｆに直流入力電源Ｖｉｎを供給している状態で、例えば駆動回路ＤＲのトランジスタＱ３のソースとグランド端子ＧＮＤを電気的に接続するためのコネクタが何らかの原因でグランド端子ＧＮＤから外れた場合、トランジスタＱ３のソースがフローティング状態になり、直結スイッチ素子Ｑ２のゲートに０Ｖ（グランド電位）を供給する機能が失われる。これにより、直結スイッチ素子Ｑ２のゲート電位が徐々に上昇する。この結果、直結スイッチ素子Ｑ２のゲート電圧Ｖｇｓが低下して直結スイッチ素子Ｑ２をオン状態に維持できなくなり、直結スイッチ素子Ｑ２の端子間の抵抗値が上昇する。
【０００９】
この場合、負荷Ｆには、抵抗値が上昇した直結スイッチ素子Ｑ２と保護用のダイオードＤ２を通じて電流が供給されるが、この状態が継続すると、直結スイッチ素子Ｑ２が発熱し、この発熱により直結スイッチ素子Ｑ２が損傷を受けるおそれがある。
従って従来、このような事態に備えて、直結スイッチ素子Ｑ２のゲートに０Ｖを供給する機能が失われたとしても温度の上昇が抑えられるように、設計段階で、直結スイッチ素子Ｑ２の熱的性能に余裕をもたせているが、直結スイッチＱ２のゲートに０Ｖを供給する機能が失われる事態は希である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開平１０−１３５８０５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、上述の従来技術による駆動回路ＤＲによれば、グランド端子ＧＮＤからのグランド電位を用いて直結スイッチ素子Ｑ２の導通を制御しているため、駆動回路ＤＲとグランド端子ＧＮＤとの間の電気的接続が阻害される事態に備える必要があった。
【００１２】
本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、グランド端子からグランド電位の供給を受けることなく、スイッチ素子をオン状態に維持することを可能とするスイッチ素子駆動回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記課題を解決するために、本発明によるスイッチ素子駆動回路は、電源と負荷との間に接続され、前記スイッチ素子と直列接続されたスイッチ素子を駆動するためのスイッチ素子駆動回路であって、前記電源と前記負荷との間に設けられた電圧降下素子と、前記電圧降下素子の端子間に発生する電圧を動作電源として該電圧を昇圧し、該昇圧により得られた電圧から前記スイッチ素子を制御するための制御信号を生成する信号生成部とを備える。
【００１４】
上記構成を有する本発明によるスイッチ素子駆動回路によれば、スイッチ素子と直列接続された電圧降下素子の端子間に発生する電圧を昇圧することにより、グランド電位に対応する信号レベルを有する制御信号を生成する。従って、グランド端子からのグランド電位を用いることなく、スイッチ素子をオン状態に維持することが可能になる。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、グランド端子からグランド電位の供給を受けることなく、スイッチ素子を制御することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明の第１実施形態によるスイッチ素子駆動回路１００の構成を示す図である。
【図２】本発明の第１実施形態によるスイッチ素子駆動回路１００が備える発振部２１の構成例を示す図である。
【図３】本発明の第１実施形態によるスイッチ素子駆動回路１００が備える昇圧部２２を構成するチャージポンプ部２２１の構成例を示す図である。
【図４】本発明の第１実施形態によるスイッチ素子駆動回路１００が備える昇圧部２２を構成する極性反転部２２２の構成例を示す図である。
【図５】本発明の第２実施形態によるスイッチ素子駆動回路２００の構成例を示す図である。
【図６】従来の昇圧チョッパー型のＤＣ−ＤＣコンバータの構成例を示す図である。
【図７】従来の昇圧チョッパー型のＤＣ−ＤＣコンバータが備える駆動回路ＤＲの構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、図面を参照して、本発明の実施形態を説明する。
（第１実施形態）
図１に本発明の第１実施形態によるスイッチ素子駆動回路１００をＤＣ−ＤＣコンバータに適用した例を示す。同図において、直流入力電源Ｖｉｎ、入力端子Ｔｉｎ、グランド端子ＧＮＤ、直結スイッチＱ２、出力端子Ｔｏｕｔ、負荷Ｆは、前述の図７に示すＤＣ−ＤＣコンバータの構成要素に相当し、ＤＣ−ＤＣコンバータの構成に関する限り、第１実施形態によるスイッチ素子駆動回路１００が適用されるＤＣ−ＤＣ−コンバータの構成は図７に示す従来装置と同一である。
【００１８】
ただし、本第１実施形態では、直結スイッチ素子Ｑ２はｐ型ＭＯＳＦＥＴから構成され、そのドレインが入力端子Ｔｉｎに接続され、そのソースが出力端子Ｔｏｕｔに接続されているものとする。以下では、直結スイッチ素子Ｑ２のドレイン電極が接続されたノードを「ノードＮＡ」と称し、直結スイッチ素子Ｑ２のソース電極が接続されたノードを「ノードＮＢ」と称す。
【００１９】
図１に示す本第１実施形態によるスイッチ素子駆動回路１００は、直流入力電源Ｖｉｎと負荷Ｆとの間に接続された直結スイッチ素子Ｑ２を駆動するためのものであり、直流入力電源Ｖｉｎと負荷Ｆとの間に設けられた電圧降下素子１０と、直結スイッチ素子Ｑ２の開閉を制御するための制御信号ＣＮＴを生成する信号生成部２０とを備えて構成される。
【００２０】
ここで、電圧降下素子１０は、この電圧降下素子１０に電流を流したときに、その電気的特性によって与えられる電圧ＶＥが端子間に現れる性質を有する。この電圧降下素子１０は、電流を流したときに電圧降下を発生させるものであれば、どのようなものであってもよく、例えばダイオードや抵抗素子である。
【００２１】
本第１実施形態では、電圧降下素子１０は、直流入力電源Ｖｉｎから負荷Ｆに向かう電流方向を順方向とするダイオードであるものとする。従って、上述の電圧ＶＥは、ダイオード１０の順方向降下電圧（Ｖｆ）に概ね等しくなる。以下では、電圧降下素子１０を「ダイオード１０」と称す。また、本実施形態では、ダイオード１０として、ＤＣ−ＤＣコンバータを構成する直結スイッチＱ２に並列接続された保護用のダイオード（図６に示すダイオードＤ２に相当する要素）を流用するものとする。
【００２２】
信号生成部２０は、発振部２１と昇圧部２２から構成され、昇圧部２２は、後述のチャージポンプ部２２１と極性反転部２２２から構成される。このうち、発振部２１は、一定周期の発振信号を生成するものであり、また、昇圧部２２は、電圧降下素子１０の端子間に発生する電圧ＶＥを動作電源として動作することにより該電圧ＶＥを昇圧し、この昇圧動作により得られた電圧から直結スイッチ素子Ｑ２を制御するための制御信号ＣＮＴを生成する機能を有している。
【００２３】
図２に、発振部２１の詳細構成を示す。
発振部２１は、抵抗２１１〜２１４、コンデンサ２１５，２１６、トランジスタ２１７，２１８により、マルチバイブレータとして構成される。このようなマルチバイブレータは公知であり、その詳細についての説明は省略するが、本実施形態では、発振部２１を構成するマルチバイブレータの動作電源として、上述のダイオード１０の端子間に発生する電圧ＶＥを用いている。即ち、発振部２１は、ダイオード１０の端子間に発生する電圧ＶＥを動作電源として発振し、一定周期の発振信号ＯＳＣと、その逆相信号である発振信号ＯＳＣｂとを生成するように構成されている。
【００２４】
図３に、昇圧部２２を構成するチャージポンプ部２２１の構成例を示す。
このチャージポンプ部２２１は、上述の発振部２１により生成された発振信号ＯＳＣ，ＯＳＣｂに基づき、ダイオード１０の端子間に発生した電圧ＶＥを昇圧するものであり、トランジスタ２２１１，２２１２、ダイオード２２１３、コンデンサ２２１４から構成されるチャージポンプを単位として、複数段のチャージポンプを従属接続して構成される。
【００２５】
各チャージポンプは、原理的には、動作電源として供給される電圧ＶＥにコンデンサ２２１４の端子間電圧を上乗せすることにより電圧ＶＥを２倍に昇圧するものであり、複数のチャージポンプを従属接続することにより、電圧ＶＥを所望電圧にまで昇圧する。この昇圧部２２１によれば、図１に示すノードＮＢ（直結スイッチＱ２のソース）の電圧を基準として昇圧された正極性の高電圧ＶＨを得ることができる。
【００２６】
図４に、昇圧部２２を構成する極性反転部２２２の構成例を示す。
極性反転部２２２は、は、基本的にはＤＣ−ＤＣコンバータと同様の構成を有し、トランス２２２１、トランジスタ２２２２、ダイオード２２２３，コンデンサ２２２４から構成される。この構成によれば、上述のチャージポンプ部２２１で生成された高電圧ＶＨの極性が反転される。
【００２７】
即ち、ノードＮＢの電圧を基準としてチャージポンプ部２２１から出力された正極性の高電圧ＶＨは、トランジスタ２２２２のスイッチング動作により交流に変換されてトランス２２２１の１次巻線に供給され、このトランス２２２１の２次巻線に誘起された電力のうち、負極性の電力がダイオード２２２３を通過する。これにより、ノードＮＢを基準した負極性の電圧−ＶＨが得られる。この負極性の電圧−ＶＨは、制御信号ＣＮＴとして直結スイッチ素子Ｑ２のゲート（制御電極）に供給される。
【００２８】
次に、本第１実施形態によるスイッチ素子駆動回路１００の動作について、直結スイッチ素子Ｑ２をオン状態に維持する動作に着目して説明する。
図１に示すスイッチ素子駆動回路１００が適用されたＤＣ−ＤＣコンバータの動作が停止状態にある場合、スイッチ素子駆動回路１００が直結スイッチ素子Ｑ２をオン状態に制御するが、この場合、直結スイッチ素子Ｑ２のソース電極であるノードＮＢを基準として、十分に低い負極性の電圧を直結スイッチ素子Ｑ２のゲート電極に印加する必要がある。
【００２９】
本第１実施形態による信号生成部２０によれば、上述したように、ダイオード１０の端子間に発生する電圧ＶＥ（＝Ｖｆ）から、ノードＮＢの電圧を基準とした負極性の電圧−ＶＨを生成し、これを直結スイッチ素子Ｑ２のゲート電極に供給することで、この直結スイッチ素子Ｑ２をオン状態に制御する。
【００３０】
ここで、本第１実施形態では、ノードＮＢの電圧を基準とした電圧−ＶＨが概ね０Ｖ（グランド電位）になるように、昇圧部２２が高電圧ＶＨを発生させる。換言すれば、グランド電位を基準としたときのノードＮＢの電圧と、ノードＮＢの電圧を基準としたときの高電圧ＶＨは概ね等しい。従って、ノードＮＢを基準とした高電圧ＶＨの極性を反転させることにより、ノードＮＢを基準とした電圧−ＶＨとして概ね０Ｖの電圧が得られる。よって、グランド端子ＧＮＤからグランド電位の供給を受けることなく、グランド電位と等しい電圧（０Ｖ）を得ることができ、これを制御信号ＣＮＴの信号レベルとすることにより、直結スイッチ素子Ｑ２をオン状態に制御することができる。
【００３１】
なお、本第１実施形態によれば、上述のように直結スイッチ素子Ｑ２をオン状態に制御する結果、ダイオード１０の端子間の電圧が消失し、これを動作電源とするスイッチ素子駆動回路１００の動作が一時的に停止する場合がある。しかしながら、スイッチ素子駆動回路１００の動作が停止すると、直結スイッチ素子Ｑ２のゲート電極の電位が上昇し、これに伴って直結スイッチ素子Ｑ２の抵抗値が上昇する傾向を示すため、ダイオード１０の端子間の電圧が回復する。従って、スイッチ素子駆動回路１００が再び動作を開始し、直結スイッチ素子Ｑ２をオン状態に維持する。このように、スイッチ素子駆動回路１００は、直結スイッチ素子Ｑ２の端子間の電圧がダイオード１０の順方向降下電圧（Ｖｆ）の近傍で安定するようにフィードバック動作を継続する。
【００３２】
（第２実施形態）
次に、図５を参照して、本発明の第２実施形態を説明する。
なお、図５において、前述の図１に示す要素と共通する要素には、同一符号を付す。
【００３３】
本第２実施形態によるスイッチ素子駆動回路２００は、上述の図１に示す第１実施形態の構成において、ダイオード１０に代え、直流入力電源Ｖｉｎと負荷Ｆとの間に、直結スイッチ素子Ｑ２と直列接続された電圧降下素子１０Ａを備える。この電圧降下素子１０Ａは、前述の第１実施形態による電圧降下素子１０と同様に、例えばダイオードや抵抗素子である。本第２実施形態でも、電圧降下素子１０Ａは、直流入力電源Ｖｉｎから負荷Ｆに向かう方向を順方向としたダイオードであるものとするが、そのアノードは入力端子Ｔｉｎに接続され、そのカソードは直結スイッチ素子Ｑ２のドレインに接続されている。
【００３４】
本第２実施形態では、上述の第１実施形態のダイオード１０の端子間の電圧ＶＥに代え、ダイオード１０Ａのアノードが接続されたノードＮＣとカソードが接続されたノードＮＤとの間の電圧を用いる点を除けば、第１実施形態と同様である。
【００３５】
本第２実施形態によれば、直流入力電源Ｖｉｎと負荷Ｆとの間に、ダイオード１０Ａと直結スイッチ素子Ｑ２または保護用のダイオードＤ２とによる電流経路が形成され、ダイオード１０Ａの端子間の電圧（Ｖｆ）は直結スイッチ素子Ｑ２がオン状態になっても消失しない。従って、このダイオード１０Ａの端子間の電圧をスイッチ素子駆動回路２００の動作電源として用いることにより、スイッチ素子Ｑ２の制御を安定的に継続することができる。
【００３６】
本第２実施形態では、ダイオード１０Ａを入力端子Ｔｉｎと直結スイッチ素子Ｑ２のドレインとの間に設けたが、この例に限定されず、直結スイッチ素子Ｑ２のソースと出力端子Ｔｏｕｔとの間に設けてもよい。この場合にも、ダイオード１０Ａの端子間の電圧を安定的に得ることができるので、これを動作電源として、直結スイッチ素子Ｑ２の制御を安定的に継続することができる。
【００３７】
また、ダイオード１０Ａの個数（ｎ）を増やし、複数のダイオード１０Ａを従属接続してもよい。これにより、スイッチ素子駆動回路２００の動作電源の電圧（ｎ×Ｖｆ）が大きくなり、その動作を更に安定化させることができる。
【００３８】
以上、本発明の実施形態を説明したが、上述の実施形態に限定されず。本発明の要旨を逸脱しない範囲で変形が可能である。例えば、上述の実施形態では、極性反転部２２２を設けたが、この例に限定されることなく、例えば、昇圧部２２１のチャージポンプ部におけるコンデンサ３４の充電極性を反転させるようにダイオード３３を接続し直すことにより、昇圧部２２１で電圧ＶＨの極性を反転させた電圧を生成してもよい。
【００３９】
また、上述の実施形態では、直結スイッチ素子Ｑ２としてｐ型ＭＯＳＦＥＴを用いたが、この例に限定されることなく、バイポーラトランジスタであってもよく、どのようなスイッチ素子であってもよい。
【符号の説明】
【００４０】
１００，２００…スイッチ素子駆動回路、１０，１０Ａ…電圧降下素子（ダイオード）、２０…信号生成部、２１…発振部、２２…昇圧部、Ｔｉｎ…入力端子、ＧＮＤ…グランド端子、Ｑ２…直結スイッチ素子、Ｔｏｕｔ…出力端子、Ｆ…負荷。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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