(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
基準キャリア周波数をｍ（ｍは２以上の整数）倍したキャリア周波数をもつ高周波キャリア信号を用いてＰＷＭパルス信号を生成するとともに、前記高周波キャリア信号の１周期間隔でＰＷＭデューティを更新するインバータ制御装置であって、
前記基準キャリア周波数の１周期間隔で第１処理を実行するとともに、前記高周波キャリア信号の１周期間隔で第２処理を実行し、
前記第１処理は、
モータ電流の計測値を３相／２相変換して２相電流値を算出するステップと、
前記２相電流値に基づいて２相電圧指令値および電気角を算出するステップと
を有し、
前記第２処理は、
前記第１処理で算出された前記電気角に、前記第１処理からの時間に基づいて求められる角度シフト量を加算することで本処理の電気角を算出するステップと、
算出した該電気角を用いて前記第１処理で求められた前記２相電圧指令値を２相／３相変換して、３相電圧指令値を算出するステップと、
前記３相電圧指令値からＰＷＭパルス信号のデューティを算出するステップと
を有するインバータ制御装置。
【請求項２】
前記第２処理は、前記第１処理よりも優先度が高く設定されている請求項１に記載のインバータ制御装置。
【請求項３】
基準キャリア周波数をｋ（ｋは１以上であり、かつ、０．５の倍数）倍したキャリア周波数をもつキャリア信号を用いてＰＷＭパルス信号を生成するとともに、前記キャリア信号の半周期間隔でＰＷＭデューティを更新するインバータ制御装置であって、
前記基準キャリア周波数の１周期間隔で第１処理を実行するとともに、前記キャリア信号の半周期間隔で第２処理を実行し、
前記第１処理は、
モータ電流の計測値を３相／２相変換して２相電流値を算出するステップと、
前記２相電流値に基づいて２相電圧指令値および電気角を算出するステップと
を有し、
前記第２処理は、
前記第１処理で算出された前記電気角に、前記第１処理からの時間に基づいて求められる角度シフト量を加算することで本処理の電気角を算出するステップと、
算出した該電気角を用いて前記第１処理で求められた前記２相電圧指令値を２相／３相変換して、３相電圧指令値を算出するステップと、
前記３相電圧指令値からＰＷＭパルス信号のデューティを算出するステップと
を有するインバータ制御装置。
【請求項４】
前記第２処理は、前記第１処理よりも優先度が高く設定されている請求項３に記載のインバータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバータ制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、マルチ型空気調和機などにおいては、高効率化の要請により、モータの更なる高速化およびロータの多極化が求められ、これに伴い、モータに電力を供給するインバータにおいては、モータ電流の周波数を上昇させることなどが求められている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００８−１１６２０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
モータ電流はインバータ制御装置により制御されるが、モータ電流の周波数がインバータ制御装置の能力を超えてしまうと、インバータ制御装置の制御が追従できなくなり、例えば、電流波形１周期に対するＰＷＭ波形のデューティ設定の計算回数が減少する、正側と負側とで制御回数が変わってしまうなどの種々の問題が生じることとなる。そして、このような場合には、電流波形に許容範囲を超える歪みが生じたり、モータ電流に振動が生じたりする可能性が懸念される。
【０００５】
本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであって、モータの高速化および多極化に対する厳しい要求に対してもインバータ制御を追従させることのできるインバータ制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決するために、本発明は以下の手段を採用する。
本発明は、基準キャリア周波数をｍ（ｍは２以上の整数）倍したキャリア周波数をもつ高周波キャリア信号を用いてＰＷＭパルス信号を生成するとともに、前記高周波キャリア信号の１周期間隔でＰＷＭデューティを更新するインバータ制御装置であって、前記基準キャリア周波数の１周期間隔で第１処理を実行するとともに、前記高周波キャリア信号の１周期間隔で第２処理を実行し、前記第１処理は、モータ電流の計測値を３相／２相変換して２相電流値を算出するステップと、前記２相電流値に基づいて２相電圧指令値および電気角を算出するステップとを有し、前記第２処理は、前記第１処理で算出された前記電気角に、前記第１処理からの時間に基づいて求められる角度シフト量を加算することで本処理の電気角を算出するステップと、算出した該電気角を用いて前記第１処理で求められた前記２相電圧指令値を２相／３相変換して、３相電圧指令値を算出するステップと、前記３相電圧指令値からＰＷＭパルス信号のデューティを算出するステップとを有するインバータ制御装置を提供する。
【０００７】
上記インバータ制御装置によれば、基準キャリア信号の周波数をｍ（ｍは２以上の整数）倍した高周波キャリア信号を生成し、この高周波キャリア信号の１周期間隔でＰＷＭデューティを更新するので、インバータを細やかに制御することが可能となる。更に、ＰＷＭデューティを得るための処理を、第１処理と第２処理とに分割し、第１処理によって得られた演算結果（２相電圧指令及び電気角）を第２処理においてうまく用いてＰＷＭデューティを得ることとしたので、ＰＷＭデューティの算出処理に費やされる処理時間を短縮することができる。これにより、基準キャリア信号の周波数をｍ倍することにより、高周波キャリア信号の１周期の長さが短くなっても、その１周期の時間内でＰＷＭデューティを算出することが可能となる。
なお、高周波キャリア信号の「高周波」とは、基準キャリア信号に対して周波数が高いという意味である。
【０００８】
上記インバータ制御装置において、前記第２処理は、前記第１処理よりも優先度が高く設定されていることが好ましい。
【０００９】
このように、第２処理の優先度を第１処理よりも高く設定しておくことで、高いキャリア周波数が設定されることにより、第１処理の実行中に第２処理の実行タイミングが訪れるような場合であっても、第２処理を第１処理の割り込み処理として対処することが可能となる。これにより、第２処理の実行に要する時間を基準として、キャリア周波数を設定することが可能となり、インバータ制御の更なる高速化を図ることが可能となる。
【００１０】
本発明は、基準キャリア周波数をｋ（ｋは１以上であり、かつ、０．５の倍数）倍したキャリア周波数をもつキャリア信号を用いてＰＷＭパルス信号を生成するとともに、前記キャリア信号の半周期間隔でＰＷＭデューティを更新するインバータ制御装置であって、前記基準キャリア周波数の１周期間隔で第１処理を実行するとともに、前記キャリア信号の半周期間隔で第２処理を実行し、前記第１処理は、モータ電流の計測値を３相／２相変換して２相電流値を算出するステップと、前記２相電流値に基づいて２相電圧指令値および電気角を算出するステップとを有し、前記第２処理は、前記第１処理で算出された前記電気角に、前記第１処理からの時間に基づいて求められる角度シフト量を加算することで本処理の電気角を算出するステップと、算出した該電気角を用いて前記第１処理で求められた前記２相電圧指令値を２相／３相変換して、３相電圧指令値を算出するステップと、前記３相電圧指令値からＰＷＭパルス信号のデューティを算出するステップとを有するインバータ制御装置を提供する。
【００１１】
上記インバータ制御装置によれば、キャリア周波数の１周期間隔で第１処理を実行するとともに、キャリア周波数の半周期間隔で第２処理を実行し、ＰＷＭデューティを更新するので、基準キャリア信号を用いた場合であっても従来よりも細やかにインバータを制御することが可能となる。また、キャリア信号の周波数を基準キャリア周波数よりも上昇させることで、ＰＷＭデューティの更新をより一層高速化させることができ、モータの高速化および多極化についての厳しい要求に対してもインバータ制御を追従させることが可能となる。
【００１２】
上記インバータ制御装置において、前記第２処理は、前記第１処理よりも優先度が高く設定されていることが好ましい。
【００１３】
このように、第２処理の優先度を第１処理よりも高く設定しておくことで、高いキャリア周波数が設定されることにより、第１処理の実行中に第２処理の実行タイミングが訪れるような場合であっても、第２処理を第１処理の割り込み処理として対処することが可能となる。これにより、第２処理の実行に要する時間を基準として、キャリア周波数を設定することが可能となり、インバータ制御の更なる高速化を図ることが可能となる。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、インバータ制御の高速化を図ることができ、モータの高速化および多極化に対する厳しい要求に対してもインバータ制御を追従させることができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の第１実施形態に係るインバータ制御装置が適用されたモータ駆動装置の概略構成を示した図である。
【図２】インバータ制御装置において実行される各処理のタイミングを示した図である。
【図３】第１処理の処理手順を示したフローチャートである。
【図４】第２処理の処理手順を示したフローチャートである。
【図５】第２処理において算出される電気角について説明するための図である。
【図６】従来のインバータ制御装置において行われる処理タイミングと、本実施形態に係るインバータ制御装置において行われる処理タイミングとを比較して示した図である。
【図７】本発明の第１実施形態において、高周波キャリア信号の周波数を基準キャリア信号の周波数の４倍（ｍ＝４）にしたときの各処理の実行タイミングについて示した図である。
【図８】本発明の第２実施形態に係るインバータ制御装置において実行される各処理のタイミングを示した図である。
【図９】本発明の第２実施形態において、キャリア信号の周波数を基準キャリア信号の周波数の１．５倍（ｋ＝１．５）にしたときの各処理の実行タイミングについて示した図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
〔第１実施形態〕
以下に、本発明の第１実施形態に係るインバータ制御装置について、図面を参照して説明する。図１は、本実施形態に係るインバータ制御装置が適用されたモータ駆動装置の概略構成を示した図である。図１に示されるように、モータ駆動装置１は、コンバータ２と、インバータ３と、インバータ３を制御するインバータ制御装置４とを備えている。また、図１において、符号５は、モータ駆動装置１により駆動されるモータである。
【００１７】
コンバータ２は、ＡＣ電源から供給された交流電圧を直流電圧に変換し、直流電圧をインバータ３に供給する。インバータ３は、例えば、６つのスイッチング素子からなる３相ブリッジ回路を備えており、直流入力電圧からＵ相、Ｖ相、Ｗ相からなる３相の駆動電圧を生成し、生成した３相の駆動電圧をモータ５に供給する。インバータ３が備えるスイッチング素子のオンオフが、インバータ制御装置４によって制御されることにより、モータ５の速度やトルクが制御される。
【００１８】
インバータ３からモータ５に流れる３相の電流は電流検出回路６によって検出されインバータ制御装置４に出力される。なお、図１では、インバータ３から出力される３相の電力線にそれぞれ電流センサを設置し、各Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電流を検出する場合を例示しているが、例えば、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のうち、いずれか２つの電流値を検出し、検出した２相の電流から残りの１相の電流を演算で求めることとしてもよい。このようにすることで、センサを一つ省略することができる。また、図１に示したセンサ位置に代えて、例えば、インバータ３の入力側における負極電力線またはインバータ３内のブリッジ回路の下方アーム部にシャント抵抗を設け、その両端電圧と抵抗値とにより各相の電流を検出することとしてもよい。このように、本発明において、電流検出の手段については特に限定されない。
【００１９】
インバータ３の直流入力電圧は、電圧検出回路７によって検出されインバータ制御装置４に出力される。
【００２０】
インバータ制御装置４は、例えば、ＭＰＵ（Micro Processing Unit）であり、内蔵メモリに記録されている制御用コンピュータプログラムを読み出して実行することにより、モータ負荷に応じて決定されるモータ回転数指令やトルク指令に応じたインバータ３の制御信号、より具体的には、インバータ３を構成する各スイッチング素子のゲートに与えられるＰＷＭパルス信号を生成し、これをインバータ３に与える。
【００２１】
図１では、インバータ制御装置４が備える機能を機能展開して示している。図１に示すように、インバータ制御装置４は、電流検出回路６によって検出された３相電流をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換部１１、Ａ／Ｄ変換部１１から出力される３相電流を２相電流に変換する３相／２相変換部１２、３相／２相変換部１２により変換された２相電流に基づいて２相電圧指令値および電気角を演算するベクトル制御部１３と、ベクトル制御部１３によって算出された電気角を用いてベクトル制御部１３によって算出された２相電圧指令値を２相／３相変換して、３相電圧指令値を得る２相／３相変換部１４と、２相／３相変換部から出力された３相電圧指令値からＰＷＭパルス信号のデューティを算出し、ＰＷＭパルス信号を生成するＰＷＭパルス信号生成部１５と、電圧検出回路７によって検出されたインバータ３の直流入力電圧をＡ／Ｄ変換し、ＰＷＭパルス信号生成部１５に出力するＡ／Ｄ変換部１６とを備えている。
【００２２】
上記ベクトル制御部１３は、ここでは、センサレスベクトル制御を採用している。例えば、ベクトル制御部３１は、速度・位置推定部２２、トルク指令演算部２３、指令変換部２４、電圧指令演算部２５を備えている。
【００２３】
図２は、インバータ制御装置４において実行される各処理のタイミングを示した図である。図２に示すように、本実施形態では、基準キャリア信号（例えば、従来用いられていたキャリア信号）の周波数（例えば、ｎＨｚ）をｍ倍（ｍは２以上の整数）した高周波キャリア信号がＰＷＭパルス信号の生成に用いられる。図２では、ｍ＝２の場合を例示している。
【００２４】
また、図２に示されるように、第１処理は、基準キャリア信号の周波数ｎＨｚの１周期間隔で実行され、第２処理は、高周波キャリア信号の周波数２ｎＨｚの１周期間隔で実行される。
【００２５】
図３は、第１処理の処理手順を示したフローチャート、図４は第２処理の処理手順を示したフローチャートである。第１処理は、上述した図１に示されるインバータ制御装置４の機能ブロック図において、２相／３相変換部１２およびベクトル制御部１３により実行される処理に相当し、第２処理は、３相／２相変換部１４、デューティ設定部１５により実行される処理に相当する。以下、各処理について説明する。
【００２６】
第１処理では、電流検出部６によって検出された３相交流電流がＡ／Ｄ変換部１１によりＡ／Ｄ変換され（図３のステップＳＡ１）、Ａ／Ｄ変換された３相交流電流が３相／２相変換部１２に入力され、ｑ軸電流ｉｑ及びｄ軸電流ｉｄが求められる（図３のステップＳＡ２）。続いて、ベクトル制御部１３により、ｑ軸電流ｉｑ及びｄ軸電流ｉｄに基づいて２相電圧指令値（ｑ軸電圧指令ｖｑ＊及びｄ軸電圧指令ｖｄ＊）および電気角θが求められる（図３のステップＳＡ３）。例えば、２相電圧指令値および電気角θは以下のような処理により求められる。
【００２７】
まず、図１の速度・位置推定部２２により３相／２相変換部２１で算出されたｑ軸電流ｉｑ及びｄ軸電流ｉｄと、１つ前の処理において求められたｑ軸電圧指令ｖｑ＊及びｄ軸電圧指令ｖｄ＊とから、現在のロータの推定位置θｅｓ及びロータの推定速度ωｅｓが算出される。ここで、推定位置θｅｓ及び推定速度ωｅｓは、例えば、モータ５のモータモデルを用いて算出される。続いて、トルク指令演算部２３により、回転数指令ω＊とロータの推定速度（回転数）ωｅｓとの偏差がゼロとなるようなトルク指令ｔ＿ｃｍｄが生成され、指令変換部２４により、トルク指令ｔ＿ｃｍｄからｑ軸電流指令ｉｑ＊とｄ軸電流指令ｉｄ＊とが生成される。
【００２８】
続いて、電圧指令演算部２５により、ｑ軸電流指令ｉｑ＊とｑ軸電流ｉｑとの偏差、及びｄ軸電流指令ｉｄ＊とｄ軸電流ｉｄとの偏差がゼロに近づくようなｑ軸電圧指令ｖｑ＊及びｄ軸電圧指令ｖｄ＊が求められる。
このようにして、ｑ軸電圧指令ｖｑ＊及びｄ軸電圧指令ｖｄ＊からなる２相電圧指令および電気角θが求められると、これらの情報を２相／３相変換部１４に出力し（図３のステップＳＡ４）、第１処理を終了する。
【００２９】
第２処理では、まず、３相／２相変換部１４により電気角の調整処理が行われる。すなわち、第１処理は基準キャリア信号の１周期間隔で実行されるのに対し、第２処理は高周波キャリア信号の１周期間隔で実行されるうえに、第１処理が実行されてから第２処理が実行されるまでに時間差があることから、第１処理で求められた電気角θをそのまま使用できない。そこで、前回の処理、すなわち、第１処理で電気角θが算出されてからの時間に基づいて角度シフト量Δθを推定し、図５に示すように、この角度シフト量Δθを、第１処理で求められた電気角θに加算することで、本処理の電気角θ´を算出する（図４のステップＳＢ１）。
【００３０】
次に、本処理の電気角θ´を用いて、第１処理で求められたｑ軸電圧指令ｖｑ＊及びｄ軸電圧指令ｖｄ＊を２相／３相変換して、３相電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊を算出する（図４のステップＳＢ２）。算出された３相電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊は、ＰＷＭパルス信号生成部１５に出力される。ＰＷＭパルス信号生成部１５は、与えられた３相電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊からＰＷＭパルス信号のデューティｄｕｔｙ＿ｕ，ｄｕｔｙ＿ｖ，ｄｕｔｙ＿ｗを算出し（図４のステップＳＢ３）、これらデューティを次のＰＷＭパルス信号のデューティとして設定して（図４のステップＳＢ４）、第２処理を終了する。
【００３１】
次に、上記第１処理および第２処理の処理タイミングについて図２を参照して具体的に説明する。図２に示した例では、第２処理は高周波キャリア信号の谷の位置で開始され、この処理において算出されたＰＷＭデューティが当該高周波キャリア信号の山の位置で設定される場合を示している。
【００３２】
まず、図２の時刻ｔ１において第１処理が開始され、時刻ｔ２において算出結果としてｑ軸電圧指令ｖｑ＊及びｄ軸電圧指令ｖｄ＊並びに電気角θが得られる。続いて、この演算結果を反映した第２処理が、次の高周波キャリア信号の谷の位置である時刻ｔ３において開始され、この処理において求められたＰＷＭデューティが当該高周波キャリア信号の山の位置である時刻ｔ４で設定される。そして、次の高周波キャリア信号の谷の位置である時刻ｔ５において、２回目の第２処理が開始される。この第２処理においても、直前の第１処理、すなわち、時刻ｔ２において算出されたｑ軸電圧指令ｖｑ＊及びｄ軸電圧指令ｖｄ＊並びに電気角θが用いられる。この第２処理において算出されたＰＷＭデューティは、当該高周波キャリア信号の山の位置である時刻ｔ７において設定される。また、２回目の第２処理が終了した時点である時刻ｔ６において、第１処理が再度実行され、新たなｑ軸電圧指令ｖｑ＊及びｄ軸電圧指令ｖｄ＊並びに電気角θが時刻ｔ８において得られる。そして、このｑ軸電圧指令ｖｑ＊及びｄ軸電圧指令ｖｄ＊並びに電気角θが反映された第２処理が、時刻ｔ９、ｔ１０において実行される。
【００３３】
これにより、ＰＷＭデューティが高周波キャリア信号の山の部分で毎回更新されることにより、図２に示すような細やかなＰＷＭパルス信号が生成され、インバータ３（図１参照）に出力されることとなる。
【００３４】
このように、図２に示した例では、高周波キャリア信号の周波数を、基準キャリア信号の周波数を２倍に設定した場合、すなわち、ｍ＝２の場合を示しているので、基準キャリア周波数の１周期の間に第１処理が１回実行されるのに対して、第２処理は２回実行されることとなる。換言すると、第１処理の算出結果を用いた第２処理が２回行われることとなる。
【００３５】
以上、説明してきたように本実施形態に係るインバータ制御装置４によれば、基準キャリア信号の周波数をｍ（ｍは２以上の整数）倍した高周波キャリア信号を生成し、この高周波キャリア信号の１周期間隔でＰＷＭデューティを更新するので、インバータ４を細やかに制御することが可能となる。更に、ＰＷＭデューティを得るための処理を、第１処理と第２処理とに分割し、第１処理によって得られた演算結果（ｑ軸電圧指令ｖｑ＊及びｄ軸電圧指令ｖｄ＊並びに電気角θ）を第２処理においてうまく用いてＰＷＭデューティを得ることとしたので、ＰＷＭデューティの算出処理に費やされる処理時間を短縮することができる。これにより、基準キャリア信号の周波数をｍ倍することにより、高周波キャリア信号の１周期の時間間隔が短くなっても、その１周期の時間内でＰＷＭデューティを算出することが可能となる。
【００３６】
図６は、従来のインバータ制御装置において行われる処理タイミングと、本実施形態に係るインバータ制御装置４において行われる処理タイミングとを比較して示した図である。図６の上段が従来の処理タイミング、下段が本実施形態に係る処理タイミングである。
【００３７】
従来の例では、本実施形態に係る第１処理および第２処理を一連の処理として実行していたことから、１回の処理に要する時間が長いことがわかる。このことから、例えば、キャリア周波数を上げてしまうと、ＰＷＭデューティを設定するタイミングであるキャリア信号の山の部分までに処理が終了せず、ＰＷＭデューティを算出することができないため、ＰＷＭデューティの更新が追いつかないことがわかる。
これに対し、本実施形態によれば、従来は１連の処理として実施されていた処理を第１処理と第２処理とに分割し、第１処理において求められた演算結果を、第２処理で２回以上利用することにより、演算処理の時間短縮を図っている。このように、本実施形態に係るインバータ制御装置４によれば、演算処理の時間短縮を図ることができるという格別の効果を有することから、図６に示すように、キャリア周波数を上昇させたとしても、そのキャリア周波数に合わせてＰＷＭデューティを更新することが可能となる。これにより、モータ速度や多極化が要求されたとしても、その要求に即したインバータの制御を実現することができる。
【００３８】
なお、本実施形態では、高周波キャリア信号の周波数を基準キャリア信号の周波数の２倍（ｍ＝２）にした場合について説明したが、周波数の倍数については第２処理に要する時間の範囲で増加させることができる。
図７には、高周波キャリア信号の周波数を基準キャリア信号の周波数の４倍（ｍ＝４）にした場合について示している。周波数を４倍にした場合、第２処理の周期内に第１処理が終了しないという事象が生じる。この場合には、第２処理の優先度を第１処理の優先度よりも高く設定しておけばよい。これにより、例えば、第１処理の実行中に、第２処理の実行タイミングが訪れた場合には、第１処理を一端停止し、割り込み処理として第２処理を行う。そして、第２処理が終了した後に、第１処理の停止した位置から処理を再開すればよい。これにより、高周波キャリア信号の１周期間隔で第２処理を実行することができるとともに、基準キャリア信号の１周期間隔で第１処理を実行することができる。
【００３９】
また、本実施形態においては、センサレスベクトル制御を用いて３相電圧指令を求める場合について述べたが、２相電圧指令を算出する制御手法についてはこれに限定されない。例えば、センサレスではない通常のベクトル制御やＶ／ｆ制御など公知の制御手法を適用することが可能である。
【００４０】
〔第２実施形態〕
次に、本発明の第２実施形態について図面を参照して説明する。
本発明の第２実施形態に係るインバータ装置は、上述した第１実施形態に係るインバータ制御装置と構成を同じくするが、キャリア信号の周波数が基準キャリア周波数のｋ倍（ｋは１以上、かつ、０．５倍）である点、および、第２処理の実行タイミングがキャリア信号の半周期間隔である点が異なる。以下、本実施形態に係るインバータ制御装置について、上述した第１実施形態と共通の点については説明を省略し、異なる点について主に説明する。
【００４１】
図８は、本実施形態に係る処理の実行タイミングを示した図である。図８に示すように、本実施形態においては、キャリア信号として基準キャリア信号を用い（ｋ＝１の場合）、キャリア信号の谷の位置および山の位置で第２処理を実施し、キャリア信号の山の位置および谷の位置でＰＷＭデューティを更新している。すなわち、本実施形態においては、キャリア信号の１周期間隔で第１処理を行うとともに、その半周期間隔で第２処理を行う。
以下、具体的に説明する。
【００４２】
図８の時刻ｔ１において第１処理が開始され、時刻ｔ２において算出結果としてｑ軸電圧指令ｖｑ＊及びｄ軸電圧指令ｖｄ＊並びに電気角θが得られる。そして、この演算結果を反映した第２処理が、当該キャリア信号の山の位置である時刻ｔ３において開始され、この処理において求められたＰＷＭデューティが次に訪れるキャリア信号の谷の位置である時刻ｔ４で設定されるとともに、この時刻ｔ４において２回目の第２処理が実行される。この２回目の第２処理においても、直前の第１処理において得られた算出結果、すなわち、時刻ｔ２において得られた算出結果が用いられる。２回目の第２処理において得られたＰＷＭデューティは、次に訪れるキャリア信号の山の位置、すなわち、時刻ｔ７において設定される。
【００４３】
また、２回目の第２処理が時刻ｔ５において終了すると、この時点で第１処理が再度実行され、新たなｑ軸電圧指令ｖｑ＊及びｄ軸電圧指令ｖｄ＊並びに電気角θが時刻ｔ６において得られる。そして、このｑ軸電圧指令ｖｑ＊及びｄ軸電圧指令ｖｄ＊並びに電気角θを用いた第２処理が、基準キャリア信号の山の位置である時刻ｔ７において開始される。
【００４４】
このように、キャリア信号の山の位置および谷の位置において第２処理を実行するので、キャリア信号の半周期に一度ＰＷＭデューティを更新することが可能となる。なお、本実施形態では、キャリア信号の半周期に一度、ＰＷＭデューティを更新するために、図８に示すように、ＰＷＭパルス信号のパルス幅はキャリア信号の谷の位置を境として非対称になり得るが、制御上問題はない。
【００４５】
以上説明したように、本実施形態に係るインバータ制御装置によれば、キャリア周波数の１周期間隔で第１処理を実行するとともに、キャリア周波数の半周期間隔で第２処理を実行し、半周期間隔でＰＷＭデューティを更新するので、基準キャリア信号を用いた場合であっても従来よりも細やかにインバータを制御することが可能となる。
【００４６】
なお、本実施形態の他の例として、図９に、ｋ＝１．５の場合、すなわち、キャリア信号の周波数を基準キャリア周波数の１．５倍に設定した場合の処理タイミングについて示す。この場合、基準キャリア周波数の１周期の間に、第１処理が１回実行されるのに対して、第２処理は３回実行されることとなる。換言すると、第１処理の算出結果が、３回分の第２処理において用いられることとなる。
このように、キャリア周波数を基準キャリア周波数よりも上昇させることで、ＰＷＭデューティの更新をより一層高速化させることができ、モータの高速化および多極化についての厳しい要求に対してもインバータ制御を追従させることが可能となる。
【符号の説明】
【００４７】
１  モータ駆動装置
２  コンバータ
３  インバータ
４  インバータ制御装置
５  モータ
６  電流検出回路
１１  Ａ／Ｄ変換部
１２  ３相／２相変換部
１３  ベクトル制御部
１４  ２相／３相変換部
１５  ＰＷＭパルス信号生成部
１６  Ａ／Ｄ変換部
【図１】
0005675435.tif 000002
【図２】
0005675435.tif 000003
【図３】
0005675435.tif 000004
【図４】
0005675435.tif 000005
【図５】
0005675435.tif 000006
【図６】
0005675435.tif 000007
【図７】
0005675435.tif 000008
【図８】
0005675435.tif 000009
【図９】
0005675435.tif 000010