(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１のコモンモード電圧を有する入力信号が入力される入力端子と、反転入力端子が入力抵抗を介して前記入力端子に接続され、該反転入力端子と出力端子との間に帰還抵抗が接続され、非反転入力端子に前記出力端子から出力される出力信号の第２のコモンモード電圧が入力された電圧増幅回路とからなり、
前記入力抵抗が、前記入力端子から前記電圧増幅回路の反転入力端子に向けて順番に直列に接続された第１の入力抵抗と第２の入力抵抗とからなり、該第１の入力抵抗と第２の入力抵抗との間のノードと基準電圧との間に、前記第１の入力抵抗に前記第１のコモンモード電圧と第２のコモンモード電圧との差に等しい電圧降下を発生させる定電流を流す定電流源が接続されていることを特徴とする線形増幅回路。
【請求項２】
前記定電流源が、前記第１のコモンモード電圧と第２のコモンモード電圧との間に接続された電流発生用抵抗と、該電流発生用抵抗に流れる電流をミラーリングすることによって前記定電流を制御するミラー回路とを含むことを特徴とする請求項１記載の線形増幅回路。
【請求項３】
前記第１の入力抵抗を変化させることなく前記第２の入力抵抗を変化させることにより、利得を変化させることを特徴とする請求項１または２に記載の線形増幅回路。
【請求項４】
前記入力端子に前記定電流を供給する補償用定電流源をさらに備えることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の線形増幅回路。
【請求項５】
前記反転入力端子と前記出力端子との間に、前記帰還抵抗と並列に帰還容量が接続されている、請求項１乃至４のいずれかに記載の線形増幅回路。
【請求項６】
第１のコモンモード電圧を有する差動入力信号が入力される正相入力端子および逆相入力端子を有する差動入力端子と、
非反転入力端子および反転入力端子と、非反転出力端子および反転出力端子とを有する差動電圧増幅回路と
を備え、
前記非反転入力端子は、前記正相入力端子と第１の入力抵抗を介して接続され、
前記反転入力端子は、前記逆相入力端子と第２の入力抵抗を介して接続され、
前記第１の入力抵抗が、前記正相入力端子から前記非反転入力端子に向けて順番に直列に接続された第３の入力抵抗と第４の入力抵抗とからなり、
前記第２の入力抵抗が、前記逆相入力端子から前記反転入力端子に向けて順番に直列に接続された第５の入力抵抗と第６の入力抵抗とからなり、
前記非反転入力端子と前記反転出力端子との間に第１の帰還抵抗が接続され、
前記反転入力端子と前記非反転出力端子との間に第２の帰還抵抗が接続され、
前記第３の入力抵抗と第４の入力抵抗との間のノードと基準電圧との間に、前記差動入力信号の差動振幅が零であるときに、前記第１のコモンモード電圧と、前記非反転出力端子および反転出力端子から出力される差動出力信号の第２コモンモード電圧との差に等しい電圧降下を前記第３の入力抵抗に発生させる第１の定電流を流す定電流源が接続され、
前記第５の入力抵抗と第６の入力抵抗との間のノードと前記基準電圧との間に、前記差動振幅が零であるときに、前記第１のコモンモード電圧と前記第２コモンモード電圧との差に等しい電圧降下を前記第５の入力抵抗に発生させる第２の定電流を流す前記定電流源が接続されていることを特徴とする線形増幅回路。
【請求項７】
前記非反転入力端子と前記反転出力端子との間に、前記第１の帰還抵抗と並列に第１の帰還容量が接続され、
前記反転入力端子と前記非反転出力端子との間に、前記第２の帰還抵抗と並列に第２の帰還容量が接続されている、請求項６に記載の線形増幅回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、レベルシフト回路に加え、可変利得増幅器、ローパスフィルタの機能を容易に実現でき、回路の小面積化、低電力化を実現できるようにした線形増幅回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
アナログ信号について、信号の線形性を保ちつつをレベルシフトする回路として、図６に示す構成のものがある（例えば、特許文献１参照）。図６において、入力電圧Ｖinは電源電圧ＶＤＤ１下で生成された前段回路の出力電圧であり、電圧増幅回路（オペアンプ）１１以降の回路はＶＤＤ１とは異なる電源電圧ＶＤＤ２下で動作するよう構成される。
【０００３】
電圧増幅回路１１の反転入力端子の電圧は、非反転入力端子に参照電圧Ｖrefを入力し、帰還抵抗Ｒ２を介して出力信号Ｖoutを反転入力端子へとフィードバックすることにより、ほぼＶrefとなる（ただし、電圧増幅回路１１の増幅率が十分大きい場合）ので、このとき、入力抵抗Ｒ１には    Ｉｂ＝（Ｖin−Ｖref）／Ｒ１の電流Ｉｂが供給される。この電流は同様に帰還抵抗Ｒ２にも供給されることとなり、出力電圧Ｖoutは、    Ｖout＝Ｖref−Ｒ２・Ｉｂ
＝Ｖref−[Ｒ２・（Ｖin−Ｖref）／Ｒ１]となる。結果として、出力電圧Ｖoutを入力電圧Ｖinおよび参照電圧Ｖrefにより制御することができ、レベルシフト（降圧）を行うことができる。      
【０００４】
一例として、電源電圧ＶＤＤ１を３．３Ｖ系、電源電圧ＶＤＤ２を１．２Ｖ系とし、参照電圧Ｖref＝１．０Ｖ、入力コモンモード電圧Ｖin_common＝１．５Ｖとする。また、抵抗Ｒ１＝Ｒ２＝５００Ωとする。
【０００５】
このとき、抵抗Ｒ１、Ｒ２に流れるＤＣ電流Ｉｂは１ｍＡとなり、出力コモンモード電圧Ｖout_commonは０．５Ｖとなり、−１．０Ｖのレベルシフトが行われる。利得Ａｖについては、電圧増幅回路１１が十分に大きな増幅率をもつ場合は、
Ａｖ＝Ｒ２／Ｒ１＝１
となり、入力電圧Ｖinの振幅をそのまま引き継ぐ。
【０００６】
動作としては、参照電圧Ｖrefを支点とし、その支点から左右にＲ１，Ｒ２の長さを持ったシーソーをイメージされたい（図７参照）。入力抵抗Ｒ１側の端点が高い入力コモンモード電圧Ｖin_commonを中心に動けば、必然的に帰還抵抗Ｒ２側の端点Ｖoutで低い出力コモンモード電圧Ｖout_commonを中心に変化する電圧を出力することになる。      
【０００７】
逆に低い入力電圧から高い出力電圧を生成することも可能である。この場合、抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して入力電圧Ｖin側に電流が供給されることとなる点に注意が必要である。なお、どちらのレベルシフトについても、前段が余剰電流を供給／消費する必要があるため、対応した定電流源を設けるなり、余剰電流を駆動できる電圧増幅回路段を設けるなりする必要がある。
【０００８】
一方、図９に示すように、図６で説明した回路の電圧増幅器１１の反転入力端子と接地との間に電流Ｉｃを引き込む定電流源２３を接続して構成したレベルシフト回路がある（例えば、特許文献２）。このレベルシフト回路では、定電流源２３が接続されていない場合は、図６と同様の動作となる。しかし、定電流源２３が接続されているため、その電流Ｉｃが帰還抵抗Ｒ２に流れるので、例えば、Ｖin_common＝Ｖrefとすると、出力コモンモード電圧Ｖout_commonは、
Ｖout_common＝Ｖref＋Ｉｃ・Ｒ２
となる。このようにして、図９のレベルシフト回路では、１つの参照電圧Ｖrefを用いて、入力信号Ｖinと出力信号Ｖoutの間でレベルシフト（昇圧）を行うことができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２００１−２４４７６０号公報
【特許文献２】特開２００２−３４４２５８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
ところが、図６に示したレベルシフト回路では、入力コモンモード電圧Ｖin_common、出力コモンモード電圧Ｖout_commonから、適切な参照電圧Ｖrefを生成する必要がある。また、入力抵抗Ｒ１、参照電圧Ｖrefが電圧増幅回路１１を駆動する追加電流を決定するため、これらの入力抵抗Ｒ１や参照電圧Ｖrefが変動した場合、電圧増幅回路１１の構成を修正する必要が出てくる。      
【００１１】
また、図６に示したレベルシフト回路では、参照電圧Ｖrefがレベルシフト信号の支点となるため、大規模なレベルシフトが難しい点が挙げられる。例えば、前記したように、３．３Ｖ系から１．２Ｖ系にレベルシフトする例を考える。３．３Ｖ系のコモンモード電圧が２．５Ｖであり、このとき、電圧増幅回路１１が１．２Ｖ系で構成されていた場合、参照電圧Ｖrefの最大値は１．２Ｖとなる。しかしながら、その場合、出力コモンモード電圧Ｖout_commonは−０．１Ｖとなってしまい、容易に実現できない。この場合、３．３Ｖ系でレベルシフト回路内の電圧増幅回路１１を構成し、参照電圧Ｖrefに例えば１．５Ｖを供給し、出力コモンモード電圧Ｖout_commonを０．５Ｖにする、等の工夫が必要となる。
【００１２】
この場合の注意点として、３．３Ｖの電圧増幅回路段が追加で必要となる点（消費電力がやや増大する）、要求される出力コモンモード電圧Ｖout_commonが低すぎると、電圧増幅回路１１の出力段がうまく駆動できない（３．３Ｖ系電圧増幅回路が１．２Ｖのコモンモード電圧で駆動できない）可能性があり、場合によっては３．３Ｖ系レベルシフト回路、１．２Ｖ系レベルシフト回路の２段階のレベルシフト回路が必要となる点が挙げられる。２段階レベルシフト回路は抵抗Ｒ１，Ｒ２の比を変えることにより回避できるが、この場合レベルシフト回路により信号が減衰される（伝達関数Ｈ＝Ｒ２／Ｒ１のため）。      
【００１３】
なお、入力コモンモード電圧Ｖin_common，出力コモンモード電圧Ｖout_commonを用いた参照電圧Ｖrefの生成回路の例としては、図８に示すように、入力コモンモード電圧Ｖin_commonを電圧増幅回路１２の電圧フォロアで生成した電圧と、出力コモンモード電圧Ｖout_commonを電圧増幅回路１３の電圧フォロアで生成した電圧の電位差を、抵抗Ｒ２１，Ｒ２２で分割して得る構成が挙げられる。Ｒ２１：Ｒ２２＝Ｒ１：Ｒ２である。
【００１４】
また、図６および図９のレベルシフト回路では、出力コモンモード電圧Ｖout_commonを直接的に決定することができない。すなわち、出力コモンモード電圧Ｖout_commonは、図６の回路では、入力信号のコモンモード電圧Ｖin_commonと、参照電圧Ｖrefと、入力抵抗Ｒ１および帰還抵抗Ｒ２のすべてによって決定される。図９の回路では、入力信号Ｖinのコモンモード電圧と、定電流源２３の電流Ｉｃと、帰還抵抗Ｒ２とのすべてによって決定される。すなわち、いずれの回路でも特定の基準電圧や基準電流によって決定されるのではない。また、図９のレベルシフト回路を半導体集積回路で構成した場合、帰還抵抗Ｒ２が大きな誤差を持つことが避けられない。このため、出力コモンモード電圧Ｖout_commonにも大きな誤差が発生し、正確に決定することができない。
【００１５】
本発明の目的は、大幅な電圧昇降に対応でき、かつ前記した問題を解消したレベルシフト回路を実現できる線形増幅回路を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
上記目的を達成するために、請求項１にかかる発明の線形増幅回路は、第１のコモンモード電圧を有する入力信号が入力される入力端子と、反転入力端子が入力抵抗を介して前記入力端子に接続され、該反転入力端子と出力端子との間に帰還抵抗が接続され、非反転入力端子に前記出力端子から出力される出力信号の第２のコモンモード電圧が入力された電圧増幅回路とからなり、前記入力抵抗が、前記入力端子から前記電圧増幅回路の反転入力端子に向けて順番に直列に接続された第１の入力抵抗と第２の入力抵抗とからなり、該第１の入力抵抗と第２の入力抵抗との間のノードと基準電圧との間に、前記第１の入力抵抗に前記第１のコモンモード電圧と第２のコモンモード電圧との差に等しい電圧降下を発生させる定電流を流す定電流源が接続されていることを特徴とする。
請求項２にかかる発明は、請求項１記載の線形増幅回路において、前記定電流源が、前記第１のコモンモード電圧と第２のコモンモード電圧との間に接続された電流発生用抵抗と、該電流発生用抵抗に流れる電流をミラーリングすることによって前記定電流を制御するミラー回路とを含むことを特徴とする。
請求項３にかかる発明は、請求項１または２に記載の線形増幅回路において、前記第１の入力抵抗を変化させることなく前記第２の入力抵抗を変化させることにより、利得を変化させることを特徴とする。
請求項４にかかる発明は、請求項１乃至３のいずれかに記載の線形増幅回路において、前記入力端子に前記定電流を供給する補償用定電流源をさらに備えることを特徴とする。
請求項５にかかる発明は、請求項１乃至４のいずれかに記載の線形増幅回路において、前記反転入力端子と前記出力端子との間に、前記帰還抵抗と並列に帰還容量が接続されている。
請求項６にかかる発明は、第１のコモンモード電圧を有する差動入力信号が入力される正相入力端子および逆相入力端子を有する差動入力端子と、非反転入力端子および反転入力端子と、非反転出力端子および反転出力端子とを有する差動電圧増幅回路とを備え、前記非反転入力端子は、前記正相入力端子と第１の入力抵抗を介して接続され、前記反転入力端子は、前記逆相入力端子と第２の入力抵抗を介して接続され、前記第１の入力抵抗が、前記正相入力端子から前記非反転入力端子に向けて順番に直列に接続された第３の入力抵抗と第４の入力抵抗とからなり、前記第２の入力抵抗が、前記逆相入力端子から前記反転入力端子に向けて順番に直列に接続された第５の入力抵抗と第６の入力抵抗とからなり、前記非反転入力端子と前記反転出力端子との間に第１の帰還抵抗が接続され、前記反転入力端子と前記非反転出力端子との間に第２の帰還抵抗が接続され、前記第３の入力抵抗と第４の入力抵抗との間のノードと基準電圧との間に、前記差動入力信号の差動振幅が零であるときに、前記第１のコモンモード電圧と、前記非反転出力端子および反転出力端子から出力される差動出力信号の第２コモンモード電圧との差に等しい電圧降下を前記第３の入力抵抗に発生させる第１の定電流を流す定電流源が接続され、前記第５の入力抵抗と第６の入力抵抗との間のノードと前記基準電圧との間に、前記差動振幅が零であるときに、前記第１のコモンモード電圧と前記第２コモンモード電圧との差に等しい電圧降下を前記第５の入力抵抗に発生させる第２の定電流を流す前記定電流源が接続されていることを特徴とする。
請求項７にかかる発明は、請求項６に記載の線形増幅回路において、前記非反転入力端子と前記反転出力端子との間に、前記第１の帰還抵抗と並列に第１の帰還容量が接続され、前記反転入力端子と前記非反転出力端子との間に、前記第２の帰還抵抗と並列に第２の帰還容量が接続されている。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、第１の入力抵抗と第２の入力抵抗との間と基準電圧との間に、第１の入力抵抗に第１のコモンモード電圧と第２のコモンモード電圧との差に等しい電圧降下を発生させる定電流を流す定電流源が接続されているので、第１の入力抵抗において電圧のレベルシフトが行われ、大幅な電圧昇降に対応できるレベルシフト回路を実現できる。また、第２のコモンモード電圧の決定を電圧増幅回路の非反転入力端子に入力する電圧で直接決定することができる。さらに、第１のコモンモード電圧と第２のコモンモード電圧との間に接続された電流発生用抵抗に流れる電流をミラーリングする定電流源を利用することにより、帰還抵抗に誤差があってもその影響を受けることはない。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の原理説明用の線形増幅回路の回路図である。
【図２】実施例１の線形増幅回路の回路図である。
【図３】実施例２の線形増幅回路の回路図である。
【図４】実施例３の線形増幅回路の回路図である。
【図５】実施例４の線形増幅回路の回路図である。
【図６】従来の線形増幅回路の回路図である。
【図７】図６の線形増幅回路の動作イメージ図である。
【図８】図６の線形増幅回路の参照電圧Ｖrefの生成回路の回路図である。
【図９】従来の別の線形増幅回路の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
＜本発明の原理＞  図１に本発明の線形増幅回路の原理構成を示す。ここでは、入力端子と電圧増幅回路１１の反転入力端子との間に接続される入力抵抗Ｒ１を、Ｒ１ａとＲ１ｂに分割し、両入力抵抗Ｒ１ａ，Ｒ１ｂの共通接続点のノードＮ１と基準電圧（接地）間に、電流Ｉｓを引き込む定電流源２１を接続している。そして、電圧増幅回路１１には、反転入力端子と出力端子の間に帰還抵抗Ｒ２と帰還容量Ｃ１を並列接続し、非反転入力端子に出力信号Ｖoutのコモンモード電圧Ｖout_commonを入力している。
【００２０】
ここでは、入力信号Ｖinを抵抗Ｒ１ａと電流Ｉｓによって一且レベルシフトているため、ＤＣ電流が流れるパスは抵抗Ｒ１ａに限定され、Ｒ１ｂ，Ｒ２の抵抗値の変化はレベルシフト量に影響を与えない。この結果、抵抗Ｒ１ｂ，Ｒ２の抵抗値を切り替えることにより、レベルシフトに加え、可変利得増減器を実現できる。これは抵抗Ｒ１、Ｒ２の抵抗値が利得だけでなくレベルシフト量にも直接影響を与えてしまう従来構成では実現できなかったことである。
【００２１】
本発明では、レベルシフト量Ｖoffsetは、
Ｖoffset＝Ｉｓ・Ｒ１ａ
であり、ＡＣ成分に対する利得Ａｖは
Ａｖ＝Ｒ２／（Ｒ１ａ＋Ｒ１ｂ）
となる。さらに、これは従来手法にも適用できる構成であるが、帰還抵抗Ｒ２と並列に帰還容量Ｃ１を挿入することにより、アクティブローパスフィルタを構成できる。なお、このとき、カットオフ周波数ｆｐは、
ｆｐ＝１／（２π・Ｒ２・Ｃ１）
となる。よって、Ｒ１ａ，Ｒ１ｂ，Ｒ２、Ｃ１、Ｉｓの値を任意に設定することにより、主経路に電圧増幅回路１１を１段挿入するだけで、レベルシフト、線形増幅／減衰、ローパスフィルタの３つの回路を同時に実現できる。
【００２２】
なお、抵抗Ｒ１ｂ、Ｒ２へ流れるＤＣ電流をキャンセルしつつ、出力信号Ｖoutが出力コモンモード電圧Ｖout_commonを中心に動作できるようにするためには、抵抗Ｒ１ａ，Ｒ１ｂの共通ノードＮ１の電圧Ｖ１が、
Ｖ１＝Ｖout_common
となるように調整する必要がある（ただし、大きく乖離していなければ、コモンモード電圧が少々ずれる程度で、動作に大きな影響は無い）。
【００２３】
＜実施例１＞
図２に実施例１の線形増幅回路を示す。本実施例では、図１に示した電流Ｉｓを、抵抗Ｒａ、入力コモンモード電圧Ｖin_common、出力コモンモード電圧Ｖout_commonを元に、生成するようにしている。
【００２４】
この電流Ｉｓを生成する定電流源２１は、入力コモンモード電圧Ｖin_commonを非反転入力端子に入力する電圧増幅回路１２からなる電圧フォロアの出力端子（ノードＮ２）と、出力コモンモード電圧Ｖout_commonを反転入力端子に入力する電圧増幅回路１３およびＮＭＯＳトランジスタＭＮ１からなる電圧フォロアの当該トランジスタＭＮ１のドレイン（ノードＮ３）との間に抵抗Ｒａを接続して、その抵抗Ｒａに電流Ｉａを流し、その電流ＩａをトランジスタＭＮ１からＮＭＯＳトランジスタＭＮ２にミラーさせることで、電流Ｉｓを生成している。なお、ＭＮ１：ＭＮ２＝Ｒ１ａ：Ｒａである。
【００２５】
まず、電圧増幅回路１２の出力電圧Ｖ２は、電圧増幅回路１２の電圧フォロア動作により、
Ｖ２＝Ｖin_common
となる。電圧増幅回路１３の非反転入力端子の電圧Ｖ３は、同様に、
Ｖ３＝Ｖout_common
となる。このとき、抵抗ＲａとトランジスタＭＮ１に流れる電流Ｉａは、
Ｉａ＝（Ｖ２−Ｖ３）／Ｒａ
＝（Ｖin_common−Ｖout_common）／Ｒａ
となる。トランジスタＭＮ１の寸法とトランジスタＭＮ２の寸法との比ＭＮ１：ＭＮ２を１：ｎとすると、トランジスタＭＮ２を流れる電流Ｉｓは、
Ｉｓ＝ｎ・（Ｖin_common−Ｖout_common）／Ｒａ
となる。
【００２６】
ノードＮ４の電圧Ｖ４は、電圧増幅回路１１によりＶout_commonとなっているため、ＤＣにおいて、
Ｖ１＝Ｖout_common
となれば、抵抗Ｒ２にはＤＣ電流が流れない。このとき、電流Ｉｓが全て入力抵抗Ｒ１ａにて消費されるため、入力電圧Ｖinは、Ｒ１ａ：Ｒａ＝ＭＮ１：ＭＮ２＝１：ｎより、
Ｖin＝Ｖout_common＋Ｉｓ・Ｒ１ａ
＝Ｖout_common＋（ｎ・（Ｖin_common−Ｖout_common）／Ｒａ）・（Ｒａ／ｎ）
＝Ｖin_common
となる。
【００２７】
つまり、本構成の場合、ノードＮ１が「Ｖ１＝Ｖout_common」となる電流Ｉｓを流す定電流源２１を入力抵抗部分に付加することで、レベルシフト（降圧）を実装することができ、適切なレベルシフトが出来ていれば、以降に接続された電圧増幅回路１１が余剰電流を駆動することはない。
【００２８】
ここで、本線形増幅回路を半導体集積回路で構成した場合、入力抵抗Ｒ１ａは大きな誤差を持つ可能性があるが、上記のようにして電流Ｉｓを生成することにより、入力抵抗Ｒ１ａに大きな誤差がある場合でも、レベルシフト量「Ｖoffset＝Ｉｓ・Ｒ１ａ」を一定に保つことができる。これは、同一の半導体集積回路内に集積される抵抗Ｒ１ａとＲａは、そのそれぞれの値が、製造条件や動作温度等の変化の影響を受けて設計値からずれた場合でも、同じ傾向でずれるため、その間の比は設計値通りに保たれるからである。このため、図２に示したように、ＭＮ１：ＭＮ２＝Ｒ１ａ：Ｒａとすることにより、
Ｖoffset＝Ｉｓ・Ｒ１ａ
＝Ｖin_common−Ｖout_common
の関係を維持し、出力信号のコモンモード電圧を正確に決定することができる。
【００２９】
以上のとき線形増幅回路全体の利得Ａｖは、
Ａｖ＝Ｒ２／（Ｒ１ａ＋Ｒ１ｂ）
と近似できる（ただし、電圧増幅回路１１の増幅率が十分に大きく、トランジスタＭＮ２のインピーダンスがＲ１ａ，Ｒ１ｂ，Ｒ２に対して十分に大きいとする）。
【００３０】
また、レベルシフト回路は定電流源２１および入力抵抗Ｒ１ａのみにより実現されているため、ここで抵抗Ｒ１ｂ，Ｒ２の大きさを可変とすることが容易に可能となる。そのため、これらの抵抗値により入力信号に対してレベルシフトをしつつ、任意の利得を実現できる。
【００３１】
また、帰還抵抗Ｒ２と並列に容量Ｃ１を設けることにより、
ｆｐ＝１／（２π・Ｒ２・Ｃ１）
にカットオフ周波数を持つアクティブローパスフィルタとしても機能できる。
【００３２】
このように、本実施例の線形増幅回路では、１段の回路でレベルシフト、線形増幅／減衰、高周波信号の除去を同時に行うことができ、増幅段を通過する信号の劣化を最小限に抑えることができ、また消費電力、実装面積の削減が可能となる。なお、各電圧増幅回路１１〜１３については、安定性および利得に問題がなければ、どのような形態を取ってもよい。
【００３３】
＜実施例２＞
次に具体的な構成例を示す。以下はあくまで１つの実装例であり、レベルシフト量、サイズ比、利得設定、カットオフ周波数については、任意に設定が可能である。まず、目的として、
Ｖin_common＝１．５５Ｖ
Ｖout_common＝６３６ｍＶ（レベルシフト量＝９１４ｍＶ）
電源電圧が３．３Ｖ系→１．２Ｖ系へのレベルシフト
Ａｖ＝−２ｄＢ〜＋３ｄＢ（１ｄＢステップ）の利得設定
ｆｐ＝４０ＭＨｚのカットオフ周波数
とする。また、より現実的なアーキテクチャとして、差動増幅器を想定する。なお、各電圧増幅回路の構成については割愛するが、帯域、利得、位相余裕が十分に取れているものとして話を進める。
【００３４】
図３に上記機能を実現する線形増幅回路を示す。ここでは電圧増幅回路１１として、差動入出力型の電圧増幅回路１１Ａを用いる。差動入出力型の電圧増幅回路１１Ａは、コモンモードフィードバック回路を備えており、出力電圧ＶoutのＤＣレベルがＶout_commonに制御されている。コモンモードフィードバック回路を備えた差動入出力型の電圧増幅回路としては、例えば、特開２００５−３２３２８７号公報や、特開２００８−１８２６９３号公報に記載されたものを利用することが可能である。その非反転入力端子のノードＮ４ｐには入力抵抗Ｒ１ａｐ（＝５００Ω），Ｒ１ｂｐを接続し、反転入力端子のノードＮ４ｎには入力抵抗Ｒ１ａｎ（＝５００Ω），Ｒ１ｂｎを接続し、非反転入力端子のノードＮ４ｐと反転出力端子との間には帰還抵抗Ｒ２ｐと帰還容量Ｃ１ｐを接続し、反転入力端子のノードＮ４ｎと非反転出力端子との間には帰還抵抗Ｒ２ｎと帰還容量Ｃ１ｎを接続し、定電流源２１はノードＮ１ｐ、Ｎ１ｎに電流Ｉｓｐ，Ｉｓｎを供給するように構成している。
【００３５】
入力抵抗Ｒ１ｂｎは、図３の下段に示すように、６個の抵抗Ｒ１１〜Ｒ１６（Ｒ１１＝３８５Ω、Ｒ１２＝４９０Ω、Ｒ１３＝６１５Ω、Ｒ１４＝７５０Ω、Ｒ１５＝９００Ω、Ｒ１６＝１０７５Ω）に、それそれスイッチＳＷ１〜ＳＷ６を接続して、そのスイッチＳＷ１〜ＳＷ６を利得制御信号によって切り替えることにより、合計抵抗を調整可能とした可変抵抗で構成している。他方の入力抵抗Ｒ１ｂｐについても同様である。
【００３６】
定電流源２１は、図３の中段に示すように、３．３Ｖ系電源の電圧増幅回路１２，１３、抵抗Ｒａ（＝１２．５ｋΩ）、抵抗Ｒｍ（＝３ｋΩ）、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１１〜ＭＮ１９（ＭＮ１１：ＭＮ１２：ＭＮ１３：ＭＮ１４：ＭＮ１５：ＭＮ１６：ＭＮ１７：ＭＮ１８：ＭＮ１９＝２：２：２：２：２：５０：５０：５０：５０）、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１１〜ＭＰ１５（ＭＰ１１：ＭＰ１２：ＭＰ１３：ＭＰ１４：ＭＰ１５＝８：８：２：８：８）で構成されている。このように、３．３Ｖ系電源の電圧増幅回路１２，１３で取り込んだコモンモード電圧Ｖin_common，Ｖout_commonにより生成される電流Ｉａを１．２Ｖ系の電源の電流ミラー回路を介して、非反転側および反転側の電流Ｉｓｐ，Ｉｓｎとして取り出す構成である。また、この電流ミラー回路はインピーダンスを高くするために、カスコード型定電流源構成としている。
【００３７】
ノードＮ１ｐ、Ｎ１ｎから引かれる電流Ｉｓｐ，Ｉｓｎ量は、ミラー比を変更することで、抵抗Ｒａと抵抗Ｒ１ａｐ，Ｒ１ａｎの比の逆数倍されるように調整される。これは抵抗Ｒａ，Ｒ１ａｐ，Ｒ１ａｎにおけるＩＲドロップ（レベルシフト量）を一定にするためである。この結果、入力信号Ｖinの差動振幅が０であり、入力端子の電圧が入力信号のコモンモード電圧Ｖin_commonであるときに、ノードＮ１ｐ，Ｎ１ｎには、出力信号のコモンモード電圧Ｖout_common＝６３６ｍＶに等しい電圧が生成される。これにより、ノードＮ１ｐ、Ｎ１ｎ以降の段でのコモンモード電圧は６３６ｍＶとなり（ただし、電圧増幅回路１１Ａの持つコモンモードフィードバック回路により、出力コモンモード電圧Ｖout_commonも６３６ｍＶとなるとする）、電圧増幅回路１１Ａは電圧１．２Ｖ下で安定した動作が可能となる。
【００３８】
このとき、ノードＮ１ｐ、Ｎ１ｎから引かれる電流Ｉｓｐ，Ｉｓｎは、前段回路によって余剰供給される必要がある。前段の構成に手を加えたくない場合は、入力信号Ｖinの入力端子に、電流Ｉｓｐ，Ｉｓｎに相当する電流を供給する定電流源を新たに追加すればよい。
【００３９】
また、入力抵抗Ｒ１ｂｐ，Ｒ１ｂｎを可変抵抗とすることで、レベルシフト回路の利得を変更することができる。図３では理解しやすいようにスイッチを使用した単純な構成で記述してあるが、抵抗の切り替え方法は図３の記載に限る必要は無い。また、入力抵抗Ｒ１ｂ，Ｒ１ｂｎのみ可変としているが、入力抵抗Ｒ１ａｐ，Ｒ１ａｎ、帰還抵抗Ｒ２ｐ，Ｒ２ｎあるいはそれらの組み合わせを可変にしてもよい。
【００４０】
ただし、入力抵抗Ｒ１ａｐ，Ｒ１ａｎの変動はレベルシフト量を変化させ、帰還抵抗Ｒ２ｐ，Ｒ２ｎの変動はカットオフ周波数を変化させる点に注意が必要である。
【００４１】
図３の下段の入力抵抗Ｒ１ｂｎの可変構成では、各スイッチを独立にオンすることで、上から順に入力抵抗合計値（Ｒ１ａｐ＋Ｒ１ｂｐ、Ｒ１ａｎ＋Ｒ１ｂｎ）が、８８５Ω、９９０Ω、１１１５Ω、１２５０Ω、１４００Ω、１５７５Ωとなり、線形増幅回路全体の利得Ａｖは、それぞれ３ｄＢ、２ｄＢ、１ｄＢ、０ｄＢ、−１ｄＢ、−２ｄＢのように１ｄＢステップで切替可能となる。また、カットオフ周波数ｆｐは、４０ＭＨｚとなる容量Ｃ１ｐ、Ｃ１ｎを帰還抵抗Ｒｐ、Ｒ２ｎと並列に接続することで、４０ＭＨｚに−３ｄＢ周波数を持つローパスフィルタとしても構成できる。
【００４２】
＜実施例３＞
上述した内容については、例えば３．３Ｖ系から１．２Ｖ系へのレベルシフトのように降圧の場合について説明をしたが、同様のアプローチで昇圧も可能である。例を図４に示す。ここで、電流Ｉｓは図２における場合と同様、コモンモード電圧Ｖin_common、Ｖout_commonから生成することが望ましい。この場合、電流源２２は、降圧とは逆に、電流ＩｓをノードＮ１から入力抵抗Ｒ１ａの方向へ流れるように供給する。
【００４３】
＜実施例４＞
以上説明した線形増幅回路の昇降圧の際に消費される電流は、レベルシフトのために消費されるが、本線形増幅回路よりも前段の構成によっては、前段増幅回路の負荷定電流源として共用することで、消費電力および面積の削減も可能となる。例を図５に示した。図５において、３１はトランジスタＭＰ２１を備えた定電流負荷ソース接地型増幅回路であり、定電流源を構成するＮＭＯＳトランジスタＭＮ２１と入力抵抗Ｒ１ａを有している。レベルシフトの回路部分は入力抵抗Ｒ１ａとトランジスタＭＮ２１で構成される。
【符号の説明】
【００４４】
１１，１２，１３，１１Ａ：電圧増幅回路
２１〜２３：定電流源
３１：定電流負荷ソース接地型増幅回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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