(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直列に接続された第１ソーストランジスタ及び第１シンクトランジスタと、直列に接続された第２ソーストランジスタ及び第２シンクトランジスタと、前記第１及び第２ソーストランジスタ及び前記第１及び第２シンクトランジスタの夫々に設けられる第１〜第４回生ダイオードとを有し、前記第１ソーストランジスタ及び前記第１シンクトランジスタの接続点と、前記第２ソーストランジスタ及び前記第２シンクトランジスタの接続点との間にモータコイルが接続される一対のＨブリッジ回路と、
前記一対のＨブリッジ回路の夫々のモータコイルに流れる電流を検出する電流検出回路と、
所定周期の発振信号を出力する発振回路と、
前記発振信号に基づいて前記所定周期ごとに前記一対のＨブリッジ回路の夫々の前記第１ソーストランジスタ及び前記第２シンクトランジスタがオンし、
前記電流検出回路の検出結果に基づいて、一方のＨブリッジ回路のモータコイルに流れる電流値が所定値となると、前記第１ソーストランジスタがオフし、前記第１シンクトランジスタがオンした第１モードの後、前記第２シンクトランジスタがオフし、前記第２ソーストランジスタがオンした後に、前記第２ソーストランジスタ及び前記第１シンクトランジスタがオフする第２モードが実行されるよう前記一方のＨブリッジ回路を制御し、
前記電流検出回路の検出結果に基づいて、他方のＨブリッジ回路のモータコイルに流れる電流値が所定値となると、前記第１モードの後、前記第２モードが実行されるよう前記他方のＨブリッジ回路を制御する制御回路と、
を備えることを特徴とするモータ駆動回路。
【請求項２】
請求項１に記載のモータ駆動回路であって、
前記発振回路は、
前記所定周期ごとに一方の論理レベルとなる前記発振信号を出力し、
前記制御回路は、
前記発振信号が前記一方の論理レベルとなると、前記一対のＨブリッジ回路の夫々の前記第１ソーストランジスタ及び前記第２シンクトランジスタがオンするよう前記一対のＨブリッジ回路を制御すること、
を特徴とするモータ駆動回路。
【請求項３】
請求項１または請求項２に記載のモータ駆動回路であって、
前記モータ駆動回路は集積回路であり、
コンデンサが接続される端子を更に備え、
前記発振回路は、
前記コンデンサの値に応じた周期の前記発振信号を出力すること、
を特徴とするモータ駆動回路。
【請求項４】
請求項１または請求項２に記載のモータ駆動回路であって、
前記モータ駆動回路は集積回路であり、
抵抗が接続される端子を更に備え、
前記発振回路は、
前記抵抗の値に応じた周期の前記発振信号を出力すること、
を特徴とするモータ駆動回路。
【請求項５】
請求項１〜４の何れか一項に記載のモータ駆動回路であって、
前記第１及び第２ソーストランジスタ及び前記第１及び第２シンクトランジスタの夫々は第１〜第４ＭＯＳトランジスタであり、
前記第１〜第４回生ダイオードの夫々は前記第１〜第４ＭＯＳトランジスタの寄生ダイオードであること、
を特徴とするモータ駆動回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ駆動回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
モータコイルに流れる電流が一定となるよう、モータコイルに接続されるトランジスタのオンオフを制御するモータ駆動回路がある（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
図７は、モータコイルＬを定電流駆動するモータ駆動回路２００の一例を示す図である。制御回路３００は、所定周期の発振信号Ｖｏｓｃ及び電流ＩＬに応じた電圧Ｖｒに基づいて、ＰＭＯＳトランジスタ３１０，３１１、ＮＭＯＳトランジスタ３１２，３１３のオンオフを制御する。例えば、図８の時刻ｔ０に示すように、発振信号Ｖｏｓｃがハイレベル（以下、“Ｈ”レベル）となると、制御回路３００は、ＰＭＯＳトランジスタ３１０及びＮＭＯＳトランジスタ３１３をオンする。この際、制御回路３００はＰＭＯＳトランジスタ３１１及びＮＭＯＳトランジスタ３１２をオフしているため、電流ＩＬは経路Ａ１を流れつつ増加する。
【０００４】
そして、時刻ｔ１に電流ＩＬの電流値が所定値となると、制御回路３００は、Ｈブリッジ回路３０１を制御して電流ＩＬを減少させた後、最終的にＨブリッジ回路３０１の全てのトランジスタをオフする。
【０００５】
この結果、電流ＩＬは、ダイオード３２０，３２１を介した経路Ａ２を流れつつ減少する。また、時刻ｔ２になると、制御回路３００は、再びＰＭＯＳトランジスタ３１０及びＮＭＯＳトランジスタ３１３をオンする。このような動作が繰り返されることにより、モータコイルＬは定電流で駆動されることになる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００８−１４１８３１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
時刻ｔ０や時刻ｔ２において、ＮＭＯＳトランジスタ３１３がオンとなると、ダイオード３２１からの逆回復電流がＮＭＯＳトランジスタ３１３に流れる。このため、一般には、ＮＭＯＳトランジスタ３１３がオンするタイミングで逆回復電流による放射ノイズが発生する。逆回復電流による放射ノイズが発生する周期は、発振信号Ｖｏｓｃの周期、すなわち、モータ駆動回路３００のチョッピング周期と一致する。このため、例えば複数のモータコイルが定電流駆動される際に、複数のモータコイル毎にチョッピング周期が異なると、様々な周期で放射ノイズが発生する。このような場合、放射ノイズの影響が大きくなるため、利用者は、様々な周期で発生する放射ノイズ毎に対策を施す必要があった。
【０００８】
本発明は上記課題を鑑みてなされたものであり、複数のモータコイルを定電流駆動する際に、放射ノイズの影響を抑制することができるモータ駆動回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的を達成するため、本発明の一つの側面に係るモータ駆動回路は、直列に接続された第１ソーストランジスタ及び第１シンクトランジスタと、直列に接続された第２ソーストランジスタ及び第２シンクトランジスタと、前記第１及び第２ソーストランジスタ及び前記第１及び第２シンクトランジスタの夫々に設けられる第１〜第４回生ダイオードとを有し、前記第１ソーストランジスタ及び前記第１シンクトランジスタの接続点と、前記第２ソーストランジスタ及び前記第２シンクトランジスタの接続点との間にモータコイルが接続される一対のＨブリッジ回路と、前記一対のＨブリッジ回路の夫々のモータコイルに流れる電流を検出する電流検出回路と、所定周期の発振信号を出力する発振回路と、前記発振信号に基づいて前記所定周期ごとに前記一対のＨブリッジ回路の夫々の前記第１ソーストランジスタ及び前記第２シンクトランジスタがオンし、前記電流検出回路の検出結果に基づいて、一方のＨブリッジ回路のモータコイルに流れる電流値が所定値となると、前記第１ソーストランジスタがオフし、前記第１シンクトランジスタがオンした第１モードの後、前記第２シンクトランジスタがオフし、前記第２ソーストランジスタがオンした後に、前記第２ソーストランジスタ及び前記第１シンクトランジスタがオフする第２モードが実行されるよう前記一方のＨブリッジ回路を制御し、前記電流検出回路の検出結果に基づいて、他方のＨブリッジ回路のモータコイルに流れる電流値が所定値となると、前記第１モードの後、前記第２モードが実行されるよう前記他方のＨブリッジ回路を制御する制御回路と、を備える。
【発明の効果】
【００１０】
複数のモータコイルを定電流駆動する際に、放射ノイズの影響を抑制することができるモータ駆動回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の一実施形態であるモータ駆動ＩＣ１０の構成を示す図である。
【図２】発振回路２３の第１の実施形態を示す図である。
【図３】発振回路２３aの動作を説明するための図である。
【図４】発振回路２３の第２の実施形態を示す図である。
【図５】電流ＩＬ１の経路を説明するための図である。
【図６】モータ駆動ＩＣ１０の動作を説明するための図。
【図７】一般的なモータ駆動回路３００の構成を示す図である。
【図８】モータ駆動回路３００の動作を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
本明細書および添付図面の記載により、少なくとも以下の事項が明らかとなる。図１は、本発明の一実施形態であるモータ駆動ＩＣ（Integrated Circuit）１０の構成を示す図である。
【００１３】
モータ駆動ＩＣ１０（モータ駆動回路）は、マイコン（不図示）からの指示に応じて、ステッピングモータ１５を駆動するための回路である。モータ駆動ＩＣ１０は、Ｈブリッジ回路２０ａ，２０ｂ、発振回路２１、基準電圧発生回路２２ａ，２２ｂ、コンパレータ２３ａ，２３ｂ、及び制御回路２４を含んで構成される。また、モータ駆動ＩＣ１０は、外部との接続端子として、端子ＶＣＣ，ＯＵＴ１〜ＯＵＴ４，ＲＦ１，ＲＦ２，ＣＨＯＰ，ＭＤ１，ＭＤ２，ＦＲ，ＳＴＰを備えている。
【００１４】
ステッピングモータ１５は、例えばプリンタヘッドの位置を制御するために用いられ、モータコイルＬ１，Ｌ２を備える。
【００１５】
Ｈブリッジ回路２０ａは、ＰＭＯＳトランジスタ３０ａ，３１ａ、ＮＭＯＳトランジスタ３２ａ，３３ａ、及びダイオード４０ａ〜４３ａを含んで構成される。
【００１６】
ＰＭＯＳトランジスタ３０ａ（第１ソーストランジスタ）及びＮＭＯＳトランジスタ３２ａ（第１シンクトランジスタ）の接続点は端子ＯＵＴ１に接続され、ＰＭＯＳトランジスタ３１ａ（第２ソーストランジスタ）及びＮＭＯＳトランジスタ３３ａ（第２シンクトランジスタ）の接続点は端子ＯＵＴ２に接続されている。そして、端子ＯＵＴ１及び端子ＯＵＴ２の間にモータコイルＬ１が接続される。また、ダイード４０ａ〜４３ａ（回生ダイオード）の夫々は、ＰＭＯＳトランジスタ３０ａ，３１ａ、ＮＭＯＳトランジスタ３２ａ，３３ａのボディーダイオード（寄生ダイオード）である。
【００１７】
Ｈブリッジ回路２０ｂは、ＰＭＯＳトランジスタ３０ｂ，３１ｂ、ＮＭＯＳトランジスタ３２ｂ，３３ｂ、及びダイオード４０ｂ〜４３ｂを含んで構成される。なお、Ｈブリッジ回路２０ｂは、Ｈブリッジ回路２０ａと同様であるため、詳細な説明は省略する。また、Ｈブリッジ回路２０ａ，２０ｂは、一対のＨブリッジ回路に相当する。
【００１８】
発振回路２１は、端子ＣＨＯＰに接続される素子（コンデンサ、または抵抗）の値に応じた周期の発振信号Ｖｏｓｃを出力する。なお、発振信号Ｖｏｓｃは、Ｈブリッジ回路２０ａ，２０ｂがモータコイルＬ１，Ｌ２をチョッピング制御する際に用いられる。また、図１では、コンデンサＣ１が端子ＣＨＯＰに接続されている。
【００１９】
図２は、発振回路２１の第１の実施形態（発振回路２１ａ）を示す図である。発振回路２１ａは、充放電回路６０、及びヒステリシスコンパレータ６１を含んで構成される。
【００２０】
充放電回路６０は、ヒステリシスコンパレータ６１の出力である発振信号Ｖｏｓｃがローレベル（以下、“Ｌ”レベル）の場合、一定のバイアス電流Ｉｂ１でコンデンサＣ１を充電する。一方、充放電回路６０は、発振信号Ｖｏｓｃが“Ｈ”レベルの場合、バイアス電流Ｉｂ１でコンデンサＣ１を放電する。
【００２１】
ヒステリシスコンパレータ６１は、コンデンサＣ１の充電電圧Ｖｃａｐが上昇して所定の電圧Ｖｂ１となると、“Ｈ”レベルの発振信号Ｖｏｓｃを出力する。一方、ヒステリシスコンパレータ６１は、充電電圧Ｖｃａｐが低下して所定の電圧Ｖｂ２（＜Ｖｂ１）となると、“Ｌ”レベルの発振信号Ｖｏｓｃを出力する。このため、発振回路２１ａは、例えば図３に示すような発振信号Ｖｏｓｃを出力する。ところで、充電電圧Ｖｃａｐが電圧Ｖｂ１〜Ｖｂ２の間を変化する時間は、コンデンサＣ１の容量値が大きくなると長くなる。したがって、発振信号Ｖｏｓｃの周期は、端子ＣＨＯＰに接続されるコンデンサＣ１の容量値に応じて変化する。
【００２２】
図４は、発振回路２１の第２の実施形態（発振回路２１ｂ）を示す図である。発振回路２１ｂは、充放電回路６０、ヒステリシスコンパレータ６１、バイアス電流回路６２、及びコンデンサＣ２を含んで構成される。図４において、図２と同じ符号の付されているブロックは同じである。また、コンデンサＣ２は所定の容量値を有している。
【００２３】
バイアス電流回路６２は、端子ＣＨＯＰに接続される抵抗Ｒ０の抵抗値に応じたバイアス電流Ｉｂ２を充放電回路６０に供給する回路である。バイアス電流回路６２は、ＮＰＮトランジスタＱ１、及びＰＮＰトランジスタＱ２，Ｑ３を含んで構成される。
【００２４】
ＮＰＮトランジスタＱ１のエミッタには、端子ＣＨＯＰを介して抵抗Ｒ０が接続され、ＮＰＮトランジスタＱ１のベースには所定の電圧Ｖｂ３が印加されている。このため、ＮＰＮトランジスタＱ１には、抵抗Ｒ０の抵抗値に応じた電流が流れる。また、ダイオード接続されたＰＮＰトランジスタＱ２及びＰＮＰトランジスタＱ３は、カレントミラーを構成する。このため、ＰＮＰトランジスタＱ３からは、抵抗Ｒ０の抵抗値に応じたバイアス電流Ｉｂ２が出力される。
【００２５】
したがって、コンデンサ６３は抵抗Ｒ０の抵抗値に応じたバイアス電流Ｉｂ２で充放電されることになるため、発振回路２１ｂは、抵抗Ｒ０の抵抗値に応じた周期の発振信号Ｖｏｓｃを出力する。
【００２６】
基準電圧発生回路２２ａは、モータコイルＬ１に流れる電流ＩＬ１の電流値を定めるための基準電圧Ｖｒｅｆ１を出力する。本実施形態では、例えば基準電圧Ｖｒｅｆ１が高くなると、電流ＩＬ１の電流値も増加する。また、基準電圧発生回路２２ａは、制御回路２４からの指示に基づいて基準電圧Ｖｒｅｆ１を変化させる。
【００２７】
コンパレータ２３ａは、電流ＩＬ１の電流値が基準電圧Ｖｒｅｆ１に応じた設定電流値Ｉ１より大きいか否かを判定する。電流ＩＬ１は、端子ＲＦ１を介して抵抗Ｒ１に流れるため、抵抗Ｒ１には電流ＩＬ１の電流値に応じた電圧Ｖｒ１が発生する。したがって、電圧Ｖｒ１が基準電圧Ｖｒｅｆ１より低い場合、コンパレータ２３ａは、電流ＩＬ１の電流値が設定電流値Ｉ１より小さいことを示す“Ｌ”レベルの信号Ｖｃ１を出力する。一方、電圧Ｖｒ１が基準電圧Ｖｒｅｆ１より高い場合、コンパレータ２３ａは、電流ＩＬ１の電流値が設定電流値Ｉ１より大きいことを示す“Ｈ”レベルの信号Ｖｃ１を出力する。
【００２８】
基準電圧発生回路２２ｂは、基準電圧回路２２ａと同様にモータコイルＬ２に流れる電流ＩＬ２の電流値を定めるための基準電圧Ｖｒｅｆ２を出力する。
【００２９】
コンパレータ２３ｂは、コンパレータ２３ａと同様に、電流ＩＬ２の電流値が基準電圧Ｖｒｅｆ２に応じた設定電流値Ｉ２より大きいか否かを判定する。なお、電流ＩＬ２は、端子ＲＦ２を介して接続された抵抗Ｒ２に流れるため、抵抗Ｒ２には電流ＩＬ２に応じた電圧Ｖｒ２が発生する。また、コンパレータ２３ａ，２３ｂは、電流検出回路に相当する。
【００３０】
制御回路２４は、マイコン（不図示）から入力される各種信号、発振信号Ｖｏｓｃ、及び信号Ｖｃ１，Ｖｃ２に基づいて、ステッピングモータ１５が所望のステップ位置まで回転するよう、Ｈブリッジ回路２０ａ，２０ｂを制御するロジック回路である。
【００３１】
制御回路２４には、励磁モードを示す信号Ｓ１，Ｓ２、ステッピングモータ１５の正転、逆転を示す信号Ｓ３、ステップを指示するクロック信号ＣＬＫが入力される。なお、信号Ｓ１〜Ｓ３、クロック信号ＣＬＫの夫々は、端子ＭＤ１，ＭＤ２，ＦＲ，ＳＴＰを介して入力される。制御回路２４は、クロック信号ＣＬＫに応じて、基準電圧発生回路２２ａ，２２ｂを制御し、基準電圧発生回路２２ａ，２２ｂに励磁モードで定まる基準電圧Ｖｒｅｆ１，Ｖｒｅｆ２を出力させる。また制御回路２４は、電流ＩＬ１，ＩＬ２の電流値が、基準電圧Ｖｒｅｆ１，Ｖｒｅｆ２に応じた設定電流値Ｉ１，Ｉ２となるよう、Ｈブリッジ回路２０ａ，２０ｂの各トランジスタのスイッチングを制御する。
【００３２】
具体的には、例えばステッピングモータ１５を正転させる場合、制御回路２４は、発振信号Ｖｏｓｃが“Ｈ”となると、図５に示すように、Ｈブリッジ回路２０ａのＰＭＯＳトランジスタ３０ａ及びＮＭＯＳトランジスタ３３ａをオンする。この際、ＰＭＯＳトランジスタ３１ａ及びＮＭＯＳトランジスタ３２aはオフされているため、電流ＩＬ１は経路Ｂ１を流れつつ増加する（チャージモード）。
【００３３】
また、制御回路２４は、信号Ｖｃ１が“Ｈ”レベルとなると、ＰＭＯＳトランジスタ３０ａをオフし、ＮＭＯＳトランジスタ３２ａをオンする。この結果、電流ＩＬ１は経路Ｂ２を流れつつ緩やかに減少する（低速減衰モード）。
【００３４】
そして、制御回路２４は、電流ＩＬ１をより急激に減少させるべく、ＮＭＯＳトランジスタ３３ａをオフした後に、ＰＭＯＳトランジスタ３１ａを短期間だけオンし、ＰＭＯＳトランジスタ３１ａ及びＮＭＯＳトランジスタ３２ａをオフする（高速減衰モード）。なお、制御回路２４が電流ＩＬ１を急激に減少させることにより、例えば設定電流値Ｉ１が急激に減少された際にも、電流ＩＬ１を直ちに設定電流値Ｉ１とすることができる。また、制御回路２４がＰＭＯＳトランジスタ３１ａ及びＮＭＯＳトランジスタ３２ａをオンする期間は、発振信号Ｖｏｓｃの周期よりも十分短い期間である。ＰＭＯＳトランジスタ３１ａ及びＮＭＯＳトランジスタ３２ａがオフされると、電流ＬＩ１は、ダイオード４２ａ、モータコイルＬ１、ダイオード４１ａを経由する経路Ｂ３を流れる。
【００３５】
また、Ｈブリッジ回路２０ａの全てのトランジスタがオフされた後に発振信号Ｖｏｓｃが“Ｈ”レベルとなると、制御回路２４はＨブリッジ回路２０ａの動作モードをチャージモードとする。動作モードがチャージモードになりＮＭＯＳトランジスタ３３ａがオンすると、ＮＭＯＳトランジスタ３３ａには、ダイオード４１ａからの逆回復電流が流れる。この逆回復電流は、ＮＭＯＳトランジスタ３３ａがオフし、ダイオード４１ａに電流が流れている状態から、ＮＭＯＳトランジスタ３３ａがオンすると発生する。
【００３６】
ところで、例えばステッピングモータ１５を逆転させる場合、制御回路２４は、図５で示した電流ＩＬ１と逆方向に電流が流れるようＨブリッジ回路２０ａの各トランジスタをスイッチングする。また、制御回路２４は、Ｈブリッジ回路２０ｂもＨブリッジ回路２０ａと同様に制御する。
【００３７】
＝＝モータ駆動ＩＣ１０の動作＝＝
図６は、モータ駆動ＩＣ１０の動作の一例を示すタイミングチャートである。なお、ステッピングモータ１５は例えば正転されることとする。また、図６に示した時間帯においては、設定電流値Ｉ１，Ｉ２の値は一定であることとする。
【００３８】
まず、時刻ｔ１０に発振信号Ｖｏｓｃが“Ｈ”レベルとなると、制御回路２４は、Ｈブリッジ回路２０ａ，２０ｂの動作モードをチャージモードとする。このため、電流ＩＬ１，ＩＬ２は増加する。そして、時刻ｔ１１に電流ＩＬ１の電流値が設定電流値Ｉ１となり、信号Ｖｃ１が“Ｈ”レベルとなると、制御回路２４は、Ｈブリッジ回路２０ａの動作モードを低速減衰モードにする。この結果、電流ＩＬ１は緩やかに減少する。
【００３９】
また、時刻ｔ１２に電流ＩＬ２の電流値が設定電流値Ｉ２となり、信号Ｖｃ２が“Ｈ”レベルとなると、制御回路２４は、Ｈブリッジ回路２０ｂの動作モードを低速減衰モードにする。この結果、電流ＩＬ２は緩やかに減少する。
【００４０】
そして時刻ｔ１３になると、制御回路２４は、Ｈブリッジ回路２０ａ，２０ｂの動作モードを高速減衰モードにするため、電流ＩＬ１，ＩＬ２は急激に減少する。さらに、時刻ｔ１０から発振信号Ｖｏｓｃの１周期後の時刻ｔ１４となると、制御回路２４は再びＨブリッジ回路２０ａ，２０ｂの動作モードをチャージモードに変化させる。なお、チャージモードが開始される時刻ｔ１４では、Ｈブリッジ回路２０ａ，２０ｂの夫々に逆回復電流が流れる。
【００４１】
以上、本実施形態のモータ駆動ＩＣ１０について説明した。図６に示すように、Ｈブリッジ回路２０ａ，２０ｂの夫々に発生する逆回復電流は、発振信号Ｖｏｓｃの周期毎に発生する。このため、逆回復電流により発生する放射ノイズの周期は、発振信号Ｖｏｓｃの周期と一致する。したがって、例えば、Ｈブリッジ回路２０ａ，２０ｂの夫々に発生する逆回復電流の周期が異なる場合と比較すると、放射ノイズの影響は抑制される。
【００４２】
また、Ｈブリッジ回路２０ａ，２０ｂの夫々に発生する逆回復電流は、発振信号Ｖｏｓｃが“Ｈ”レベル（一方の論理レベル）となるタイミングで発生する。つまり、複数の放射ノイズが発生するタイミングは、発振信号Ｖｏｓｃが“Ｈ”レベルとなるタイミングと同期している。したがって、利用者は放射ノイズが発生するタイミングを正確に把握できる。
【００４３】
また、発振信号Ｖｏｓｃの周期は、端子ＣＨＯＰに接続されるコンデンサＣ１の容量値に応じて変化する。したがって、利用者は、放射ノイズが発生する周期を所望の周期、例えば、他の電子部品に影響を与えない周期に調整することが可能となる。
【００４４】
また、発振信号Ｖｏｓｃの周期は、端子ＣＨＯＰに接続される抵抗Ｒ０の抵抗値に応じて変化させることができるため、コンデンサＣ１の容量値を変化させた際と同様の効果を得ることができる。
【００４５】
また、Ｈブリッジ回路２０ａ，２０ｂは、バイポーラトランジスタでなく、ＭＯＳトランジスタにより構成されている。そして、電流ＩＬ１，ＩＬ２を回生するためのダイオードとして、ＭＯＳトランジスタのボディーダイオードを用いている。このため、本実施形態では、別途回生ダイオードを設ける必要がない。
【００４６】
なお、上記実施例は本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定して解釈するためのものではない。本発明は、その趣旨を逸脱することなく、変更、改良され得ると共に、本発明にはその等価物も含まれる。
【符号の説明】
【００４７】
１０  モータ駆動ＩＣ
１５  ステッピングモータ
２０ａ，２０ｂ  Ｈブリッジ回路
２１ａ，２１ｂ  発振回路
２２ａ，２２ｂ  基準電圧発生回路
２３ａ，２３ｂ  コンパレータ
２４  制御回路
３０ａ，３０ｂ，３１ａ，３１ｂ  ＰＭＯＳトランジスタ
３２ａ，３２ｂ，３３ａ，３３ｂ  ＮＭＯＳトランジスタ
４０ａ〜４３ａ，４０ｂ〜４３ｂ  ダイオード
６０  充放電回路
６１  ヒステリシスコンパレータ
６２  バイアス電流回路
【図１】
0005650476.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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