(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
３相交流電力によって駆動するモータに流れる３相交流電流を検出する検出手段と、
前記検出手段によって検出された前記３相交流電流を２相交流電流へ変換する変換手段と、
前記変換手段から出力された前記２相交流電流に重畳する基本波成分を含む周波数帯域を阻止帯域とし、前記モータの回転数に基づいて該阻止帯域が変化するノッチフィルタを有するフィルタ手段と、
前記モータを駆動させる３相交流電圧指令値を、前記フィルタ手段から出力された２相交流電流と電流指令値に基づいて生成する生成手段と、
を備え、
前記ノッチフィルタは、前記モータの回転数が高くなると阻止帯域の帯域幅を狭くすると共に減衰量を大きくし、前記モータの回転数が低くなると阻止帯域の帯域幅を広くすると共に減衰量を小さくするモータ制御装置。
【請求項２】
前記ノッチフィルタは、前記モータの回転数が所定値以上である高速領域において行われる１パルス駆動制御又は過変調制御で生じる前記基本波成分及び６倍高調波成分を含む周波数帯域を阻止帯域とする請求項１記載のモータ制御装置。
【請求項３】
前記フィルタ手段は、前記ノッチフィルタと共に前記６倍高調波成分を含む周波数帯域に対応したローパスフィルタを有する請求項２記載のモータ制御装置。
【請求項４】
前記ノッチフィルタは、ディジタルノッチフィルタであり、ディジタルノッチフィルタにおける要求周波数をプリワーピング処理によって補正する請求項１から請求項３の何れか１項記載のモータ制御装置。
【請求項５】
請求項１から請求項４のいずれか１項に記載のモータ制御装置と、
前記モータ制御装置により生成されたインバータ駆動信号に基づいて制御されるインバータと
を具備するモータ駆動システム。
【請求項６】
３相交流電力によって駆動するモータに流れる３相交流電流を検出する第１工程と、
前記第１工程によって検出した前記３相交流電流を２相交流電流へ変換する第２工程と、
前記第２工程で変換した前記２相交流電流に重畳する基本波成分を含む周波数帯域を阻止帯域とし、前記モータの回転数に基づいて該阻止帯域が変化するノッチフィルタを有するフィルタ手段によって、該阻止帯域の周波数成分を減衰させる第３工程と、
前記モータを駆動させる３相交流電圧指令値を、前記フィルタ手段から出力された２相交流電流と電流指令値に基づいて生成する第４工程と、
を含み、
前記ノッチフィルタは、前記モータの回転数が高くなると阻止帯域の帯域幅を狭くすると共に減衰量を大きくし、前記モータの回転数が低くなると阻止帯域の帯域幅を広くすると共に減衰量を小さくするモータ制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ制御装置及びモータ駆動システム、並びにモータ制御方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
３相モータの制御は、高効率を目的として、３相の駆動電流を制御するためにパルス幅変調制御（正弦波ＰＷＭ制御）が用いられている。また、一般的に、モータの高回転領域（高速領域）におけるトルクアップを図るために、正弦波ＰＷＭ制御に替わり１パルス駆動制御や過変調制御が用いられている。
【０００３】
特許文献１にも記載されているように、１パルス駆動制御が行われる場合は、電気角１８０°毎にモータヘの電圧指令をオン又はオフするために、矩形波駆動となる。これにより、インバータ出力電圧を限界まで引き上げることができトルクアップに繋がる。しかしながら、特許文献１に記載の１パルス駆動制御では、正弦波ＰＷＭ制御に比べてモータ電流に高調波成分を多く含むこととなるため、トルク変動が大きくなる。また、１パルス駆動制御への切替時にトルクショックが発生することが懸念され、車両の乗り心地等に悪影響を与える可能性がある。
【０００４】
また、特許文献２には、正弦波ＰＷＭ制御から過変調制御への切換時の制御安定性を高めるために、演算により求めた交流電圧指令の時間軸方向の変化を平滑化させる電圧フィルタを用いることで交流電圧指令の振幅及び位相の急激な変化を避け、さらに電流検出器によるモータ電流の時間軸方向の変化を平滑化させる電流フィルタを用いることでモータ電流の高調波成分を除去する技術が記載されている。また、特許文献２では、フィルタの時定数を電気角周波数の整数倍に設定することが好ましいとされている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特願２００７−２９８４９１号公報
【特許文献２】特願２００８−２５４０８６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかし、特許文献２に記載のフィルタは、一般的なローパスフィルタであると推定され、時定数を電気角周波数に合わせても、特定の周波数成分、すなわち電気角周波数の基本波成分の減衰は十分とならない。十分に減衰させるために、フィルタの次数を高くすると、演算量が多くなるため演算を行うＣＰＵの負担が増加し、現実的に実現が困難となる。
また、ローパスフィルタを用いることによって、時定数よりも高帯域の周波数帯域は全て減衰されてしまう。
さらに、ローパスフィルタを用いると、図９に示される一般的なローパスフィルタの特性に示されるように、時定数（カットオフ周波数）より手間の低い周波数からそれ以上の高い周波数帯域において位相遅れが顕著となる。その結果、ローパスフィルタを通過した後の電流をモータの制御に用いると、ローパスフィルタによる位相遅れにより、制御の安定裕度が小さくなり、モータの制御が不安定になる可能性が生じる。
【０００７】
本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであって、モータの制御を不安定にすることなく、モータを駆動するための電力に重畳する基本波成分を除去できる、モータ制御装置及びモータ駆動システム、並びにモータ制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決するために、本発明のモータ制御装置及びモータ駆動システム、並びにモータ制御方法は以下の手段を採用する。
【０００９】
本発明の第一態様に係るモータ制御装置は、３相交流電力によって駆動するモータに流れる３相交流電流を検出する検出手段と、前記検出手段によって検出された前記３相交流電流を２相交流電流へ変換する変換手段と、前記変換手段から出力された前記２相交流電流に重畳する基本波成分を含む周波数帯域を阻止帯域とし、前記モータの回転数に基づいて該阻止帯域が変化するノッチフィルタを有するフィルタ手段と、前記モータを駆動させる３相交流電圧指令値を、前記フィルタ手段から出力された２相交流電流と電流指令値に基づいて生成する生成手段と、を備え、前記ノッチフィルタは、前記モータの回転数が高くなると阻止帯域の帯域幅を狭くすると共に減衰量を大きくし、前記モータの回転数が低くなると阻止帯域の帯域幅を広くすると共に減衰量を小さくする。
【００１０】
上記構成によれば、検出手段によって、３相交流電力で駆動するモータに流れる３相交流電流が検出され、変換手段によって、検出された３相交流電流が２相交流電流へ変換される。
変換手段から出力された２相交流電流であるｄ軸電流及びｑ軸電流には、基本波成分が重畳されている。この基本波成分は、モータのトルク変動を生じさせる。
【００１１】
そこで、変換手段から出力された２相交流電流に重畳する基本波成分を含む周波数帯域を阻止帯域とし、モータの回転数に基づいて該阻止帯域が変化するノッチフィルタを有するフィルタ手段によって、該阻止帯域の周波数成分が減衰される。
そして、生成手段によって、モータを駆動させる３相交流電圧指令値が、フィルタ手段から出力された２相交流電流と電流指令値に基づいて生成される。すなわち、モータは、基本波成分が除去された２相交流電流を用いてフィードバック制御されることとなる。
【００１２】
以上のように、本構成は、モータの制御を不安定にすることなく、モータを駆動するための電力に重畳する基本波成分を除去できる。
【００１３】
上記第一態様では、ノッチフィルタが、モータの回転数が高くなると阻止帯域の帯域幅を狭くすると共に減衰量を大きくし、モータの回転数が低くなると阻止帯域の帯域幅を広くすると共に減衰量を小さくする。
【００１４】
上記構成によれば、モータの回転数に応じてノッチフィルタの効果を変化させることができる。
【００１５】
上記第一態様では、前記ノッチフィルタが、前記モータの回転数が所定値以上である高速領域において行われる１パルス駆動制御又は過変調制御で生じる前記基本波成分及び６倍高調波成分を含む周波数帯域を阻止帯域とすることが好ましい。
【００１６】
モータの回転数が所定値以上である高速領域において行われる１パルス駆動制御又は過変調制御では、６倍高調波成分が生じる。そこで、上記構成によれば、ノッチフィルタの阻止帯域を基本波成分及び６倍高調波成分を含む周波数帯域とするので、モータを駆動するための３相交流電力に重畳する基本波成分及び６倍高調波成分を除去できる。
【００１７】
上記第一態様では、前記フィルタ手段が、前記ノッチフィルタと共に前記６倍高調波成分を含む周波数帯域に対応したローパスフィルタを有することが好ましい。
【００１８】
上記構成によれば、ローパスフィルタにより６倍高調波成分がさらに減衰されるので、６倍高調波成分をより確実に除去できる。
上記第一態様では、前記ノッチフィルタが、ディジタルノッチフィルタであり、ディジタルノッチフィルタにおける要求周波数をプリワーピング処理によって補正してもよい。
【００１９】
本発明の第二態様に係るモータ駆動システムは、上記記載のモータ制御装置と、前記モータ制御装置により生成されたインバータ駆動信号に基づいて制御されるインバータとを具備する。
【００２０】
本発明の第三態様に係るモータ制御方法は、３相交流電力によって駆動するモータに流れる３相交流電流を検出する第１工程と、前記第１工程によって検出した前記３相交流電流を２相交流電流へ変換する第２工程と、前記第２工程で変換した前記２相交流電流に重畳する基本波成分を含む周波数帯域を阻止帯域とし、前記モータの回転数に基づいて該阻止帯域が変化するノッチフィルタを有するフィルタ手段によって、該阻止帯域の周波数成分を減衰させる第３工程と、前記モータを駆動させる３相交流電圧指令値を、前記フィルタ手段から出力された２相交流電流と電流指令値に基づいて生成する第４工程と、を含み、前記ノッチフィルタは、前記モータの回転数が高くなると阻止帯域の帯域幅を狭くすると共に減衰量を大きくし、前記モータの回転数が低くなると阻止帯域の帯域幅を広くすると共に減衰量を小さくする。
【発明の効果】
【００２１】
本発明によれば、モータの制御を不安定にすることなく、モータを駆動するための電力に重畳する基本波成分を除去できる、という優れた効果を有する。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明の第１実施形態に係るモータ駆動システムの概略構成を示した図である。
【図２】本発明の第１実施形態に係るモータ制御装置が備える機能を展開して示した機能ブロック図である。
【図３】正弦波ＰＷＭ制御におけるモータ電圧及びモータ電流の応答を示すグラフである。
【図４】１パルス駆動制御におけるモータ電圧及びモータ電流の応答を示すグラフである。
【図５】Ｕ相電圧のＦＦＴ解析の結果を示すグラフである。
【図６】ｑ軸電流のＦＦＴ解析の結果を示すグラフである。
【図７】本発明の第２実施形態に係る可変ノッチフィルタの周波数特性を示すグラフである。
【図８】本発明の第３実施形態に係る可変ノッチフィルタの周波数特性を示すグラフである。
【図９】一般的なローパスフィルタの特性を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
以下に、本発明の一実施形態に係るモータ制御装置及びモータ駆動システム、並びにモータ制御方法について、図面を参照して説明する。本発明のモータ制御装置及びモータ駆動システム、並びにモータ制御方法は、交流モータに対して広く適用可能であるが、特に、電気自動車等のように、使用回転数の領域が広く、また、制御切替時におけるトルク変動による影響が大きいシステムにおける交流モータの駆動システムとして採用されるのに適している。
【００２４】
〔第１実施形態〕
以下、本発明の第１実施形態について説明する。
【００２５】
図１は、本発明の第１実施形態に係るモータ駆動システム１の概略構成を示した図である。図１に示されるように、モータ駆動システム１は、モータ制御装置２及びインバータ３を備えている。インバータ３は、交流モータ４の力行制御中においては、バッテリ５からの直流電力を３相交流電力に変換して交流モータ４に出力し、交流モータ４の回生制御中においては、交流モータ４で発生した３相交流電力を直流電力に変換してバッテリ５に出力する。
【００２６】
インバータ３の入力直流電圧Ｖｄｃは電圧センサ６により検出され、モータ制御装置２に出力されるとともに、３相交流電流Ｉｕ*，Ｉｖ*，Ｉｗ*が電流センサ７により検出されてモータ制御装置２に出力される。
【００２７】
モータ制御装置２は、例えば、ＭＰＵ（Micro  Processing  Unit）であり、以下に記載する各処理を実行するためのプログラムが記録されたコンピュータ読み取り可能な記録媒体を有しており、ＣＰＵ（Central  Processing  Unit）がこの記録媒体に記録されたプログラムをＲＡＭ（Random  Access  Memory）等の主記憶装置に読み出して実行することにより、以下の各処理が実現される。コンピュータ読み取り可能な記録媒体としては、例えば、磁気ディスク、光磁気ディスク、半導体メモリ等が挙げられる。
【００２８】
モータ制御装置２は、交流モータ４の回転速度を上位の制御装置（図示略）から与えられるモータ速度指令に一致させるようなインバータ駆動信号Ｓを相毎に生成し、これらをインバータ２の各相に対応するスイッチング素子に与えることでインバータ３を制御し、所望の３相交流電圧を交流モータ４に供給する。
【００２９】
また、モータ制御装置２は、交流モータ４の回転数が所定値未満である低回転領域（低速領域）において正弦波ＰＷＭ制御を行い、交流モータ４の回転数が所定値以上である高回転領域（高速領域）において１パルス駆動制御を行う。正弦波ＰＷＭ制御は、ｄ−ｑ座標系を用いて制御を行う制御方式であり、１パルス駆動制御は、極座標系を用いて制御を行う制御方式である。
【００３０】
図２は、モータ制御装置２が備える機能を展開して示した機能ブロック図であり、モータ制御装置２が１パルス駆動制御を行う場合における機能ブロック図を示している。
モータ制御装置２は、速度計算部１０、電流指令部１１、３相／２相変換部１２、可変ノッチフィルタ部１３、電流ＰＩ制御部１４、極座標／３相変換部１５、及び駆動信号生成部１６を備える。
【００３１】
速度計算部１０は、交流モータ４のロータ位置θに基づいて、交流モータ４の電気角周波数ω（rad/s）を算出する。
【００３２】
電流指令部１１は、入力されたトルク指令及び速度計算部１０から入力された電気角周波数ωを用いて、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊及びｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を設定する。
【００３３】
３相／２相変換部１２は、電流センサ７によって検出された３相交流測定電流Ｉｕ*，Ｉｖ*，Ｉｗ*をｄ−ｑ座標系の２相交流測定電流であるｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに変換する。３相／２相変換部１２から出力された２相交流測定電流は、可変ノッチフィルタ部１３へ入力される。
【００３４】
可変ノッチフィルタ部１３は、３相／２相変換部１２から出力された２相交流測定電流であるｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに重畳する基本波成分を含む周波数帯域を阻止帯域とし、交流モータ４の回転数に基づいて該阻止帯域が変化するノッチフィルタを有する。
【００３５】
電流ＰＩ制御部１４は、ＰＩ制御器を有するフィードバック制御部であり、電流指令部１１によって設定されるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊と、可変ノッチフィルタ部１３から出力されるｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑとを入力情報として取得し、これらの情報から振幅指令値Ｖａ＊と電圧位相角指令値δ＊を設定する。
【００３６】
極座標／３相変換部１５は、入力された極座標で表わされている電圧指令値（振幅指令値Ｖａ＊と電圧位相角指令値δ＊）を３相交流電圧指令値に変換し、駆動信号生成部１６に出力する。このとき、電圧位相角指令値δ＊については、交流モータ４のロータ位置θに基づいて位相補償が行われ、補償後の電圧位相角指令値δ＊＋θが駆動値生成部１６に出力される。
【００３７】
駆動信号生成部１６は、正弦波ＰＷＭ制御時には、極座標／３相変換部１５からの３相交流電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*に基づいて各相に対応するインバータ３のスイッチング素子を駆動する駆動信号Ｓを生成し、インバータ３に出力する。一方、１パルス駆動制御時には、位相角指令値δ＊＋θに基づいて、各相に対応するインバータ３のスイッチング素子を駆動する矩形波の駆動信号Ｓを生成し、インバータ３に出力する。
【００３８】
ここで、上述したように、２相交流測定電流であるｄ軸電流Ｉｄ＊及びｑ軸電流Ｉｑ＊には、基本波成分が重畳されている。この基本波成分は、交流モータ４のトルク変動を生じさせる。
以下、この基本波成分を除去するために用いられる可変ノッチフィルタ部１３の詳細について説明する。
【００３９】
本第１実施形態では、交流モータ４の回転数として、速度計算部１０で算出された電気角周波数ωが可変ノッチフィルタ部１３へ入力される。可変ノッチフィルタ部１３による除去対象となる基本波成分は、交流モータ４の速度に応じて変化するためである。これにより、可変ノッチフィルタ部１３は、阻止帯域の周波数成分を減衰させることで、２相交流測定電流であるｄ軸電流Ｉｄ＊及びｑ軸電流Ｉｑ＊に重畳する電気角周波数ωの基本波成分を除去することとなる。なお、交流モータ４の回転数（電気角周波数ω）と阻止帯域の帯域幅の対応関係は、予め定められており、例えば記憶装置に交流モータ４の回転数と阻止帯域の帯域幅の対応関係がテーブル情報として記憶されている。
【００４０】
下記（１）式は、可変ノッチフィルタ部１３におけるアナログノッチフィルタの伝達関数であり、ｓはラプラス演算子を示し、Ｑは基本波補償用減衰率を示す。
【数１】
0005734138.tif 000002
【００４１】
可変ノッチフィルタ部１３をディジタルノッチフィルタとすると、下記（２）式のように表わされる。Ｔは離散時間フィルタのサンプル時間である。
【数２】
0005734138.tif 000003
【００４２】
さらに、１パルス駆動制御のように交流モータ４の高回転領域では、電気角周波数ωの基本波成分（例えば、交流モータ４の回転数が６０００ｒｐｍである場合、基本波成分が７００Ｈｚ）が制御周期（例えば１０ｋＨｚ）近傍となり、アナログ周波数とディジタル周波数との変換誤差の影響が生じる可能性がある。
そのため、可変ノッチフィルタ部１３は、下記（３）式に示される補正式を用いたプリワーピング処理を行うことによって、アナログ周波数とディジタル周波数との変換誤差を解消することが好ましい。なお、（３）式においてωdは、ディジタルノッチフィルタにおける要求周波数（rad/s）である。
【数３】
0005734138.tif 000004
【００４３】
そして、可変ノッチフィルタ部１３で基本波成分が除去された２相交流測定電流は、電流ＰＩ制御部１４へ入力される。このため、交流モータ４は、基本波成分が除去された２相交流電流を用いてフィードバック制御されることとなる。
【００４４】
以上説明したように、本第１実施形態に係るモータ制御装置２は、３相／２相変換部１２によって、電流センサ７で検出された３相交流測定電流を２相交流測定電流へ変換し、２相測定交流電流に重畳する基本波成分を含む周波数帯域を阻止帯域とし、交流モータ４の回転数に基づいて該阻止帯域が変化するノッチフィルタを有する可変ノッチフィルタ部１３によって、該阻止帯域の周波数成分を減衰させる。そして、モータ制御装置２は、電流ＰＩ制御部１４、及び極座標／３相変換部１５によって、交流モータ４を駆動させる３相交流電力指令値を、可変ノッチフィルタ部１３から出力された２相交流測定電流と電流指令値に基づいて生成する。
従って、本第１実施形態に係るモータ制御装置２は、交流モータ４の制御を不安定にすることなく、交流モータ４を駆動するための３相交流電力に重畳する基本波成分を除去できる。
【００４５】
〔第２実施形態〕
以下、本発明の第２実施形態について説明する。
【００４６】
なお、本第２実施形態に係るモータ制御装置２の構成は、図２に示される第１実施形態に係るモータ制御装置２の構成と同様であるので説明を省略する。
【００４７】
図３は、正弦波ＰＷＭ制御におけるモータ電圧及びモータ電流の応答を示し、図４は、１パルス駆動制御におけるモータ電圧及びモータ電流の応答を示す。
交流モータ４が正弦波ＰＷＭ制御によって制御される場合は、図３に示されるようにモータ電圧が正弦波状に制御される。この場合、高調波成分は正弦波ＰＷＭ制御のキャリア周波数である数ｋＨｚで発生するが、この高調波成分は小さく交流モータ４のトルク変動として問題となる大きさではない。一方、交流モータ４が１パルス駆動制御によって制御される場合は、図４に示されるようにモータ電気角１８０°毎にスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦさせるため、３相電圧に、基本波成分の５倍及び７倍の高調波成分が重畳することとなる。
【００４８】
図５は、３相電圧のうちＵ相電圧ＶｕのＦＦＴ（Fast  Fourie  Transform）解析の結果の一例を示しており、基本波の５倍及び７倍に高調波成分が生じている。そして、３相電圧における５倍及び７倍の高調波成分は、ｄ−ｑ軸上において、図６のｑ軸電流ＩｑのＦＦＴ解析に示されるように、基本波成分の６倍となる。
【００４９】
そこで、本第２実施形態に係る可変ノッチフィルタ部１３は、１パルス駆動制御において、基本波成分及び６倍高調波成分を含む周波数帯域を阻止帯域とするために、フィルタの構成が複数段構成とされている。
【００５０】
下記（４）式は、本第２実施形態に係る可変ノッチフィルタ部１３におけるフィルタの伝達関数の一例である。なお、（４）式に示される伝達関数の１段目は基本波成分に対応し、２段目は６倍高調波成分に対応しており、Ｑ１は基本波補償用減衰率であり、Ｑ６は６倍高調波補償用減衰率である。さらに、（４）式に示される伝達関数の３段目は、６倍調波成分の減衰率を増大させるためのローパスフィルタである。ωｌはローパスフィルタの遮断角周波数であり、６倍調波成分に対応する周波数帯域より低い周波数とされている。
【数４】
0005734138.tif 000005
【００５１】
図７は、第２実施形態に係る可変ノッチフィルタ１３の周波数特性を示すグラフの一例である。図７の例では、基本波成分の電気角周波数ωは７００Ｈｚであり、６倍高調波成分の電気角周波数ωは４．２ｋＨｚである。図７における領域Ａは基本波成分を含む帯域であり伝達関数の１段目で減衰される帯域を示し、領域Ｂは６倍高調波成分を含む帯域であり伝達関数の２段目で減衰される帯域を示し、領域Ｃはローパスフィルタで減衰される帯域を示している。
【００５２】
以上説明したように、本第２実施形態に係るモータ制御装置２は、ノッチフィルタの阻止帯域を、交流モータ４の回転数が所定値以上である高速領域において行われる１パルス駆動制御で生じる基本波成分及び６倍高調波成分を含む周波数帯域とするので、交流モータ４を駆動するための３相交流電力に重畳する基本波成分及び６倍高調波成分を除去できる。
【００５３】
また、可変ノッチフィルタ部１３は、ノッチフィルタと共に６倍高調波成分を含む周波数帯域に対応したローパスフィルタを有するので、６倍高調波成分をより確実に除去できる。
【００５４】
〔第３実施形態〕
以下、本発明の第３実施形態について説明する。
【００５５】
なお、本第３実施形態に係るモータ制御装置２の構成は、図２に示される第１実施形態に係るモータ制御装置２の構成と同様であるので説明を省略する。
【００５６】
交流モータ４の低回転領域では、上述したように正弦波ＰＷＭ制御を行うため、高調波成分は小さい。このため、可変ノッチフィルタ部１３による高調波成分の除去をあまり必要としない。しかし、交流モータ４が高回転になるほど、高調波成分の除去の必要性が高まる。また、可変ノッチフィルタ部１３を通過した２相交流測定電流は、ノッチフィルタの影響により、例えばローパスフィルタに比べて小さいながらも位相遅れが生じる。
【００５７】
そこで、本第３実施形態に係る可変ノッチフィルタ部１３は、阻止帯域の帯域幅及び減衰量を交流モータ４の回転数に応じて変化させる。なお、本第３実施形態に係る可変ノッチフィルタ部１３は、交流モータ４の回転数として、速度計算部１０から入力される交流モータ４の電気角周波数ωを用いる。
【００５８】
下記（５）式は、ノッチフィルタの伝達関数の一例であり、ζ1，ζ２は交流モータ４の回転数に応じて変化する変数である。図８に示されるように、変数ζ1を大きくすると、減衰量（深さ）が大きくなり、変数ζ２を大きくすると帯域幅が大きくなる。
【数５】
0005734138.tif 000006
【００５９】
本第３実施形態に係る可変ノッチフィルタ部１３は、交流モータ４の回転数が高くなると、変数ζ1を大きくしてノッチフィルタの減衰量を大きくすると共に、変数ζ2を小さくしてノッチフィルタの帯域幅を狭くする。これにより、交流モータ４の高回転領域では、可変ノッチフィルタ部１３の効果が強くなり、基本波成分及び６倍高調波成分をより確実に除去することができる。
一方、交流モータ４の回転数が低くなると、可変ノッチフィルタ部１３は、変数ζ1を小さくしてノッチフィルタの減衰量を小さくすると共に、変数ζ2を大きくしてノッチフィルタの帯域幅を広くする。これにより、交流モータ４の低回転領域では、可変ノッチフィルタ部１３の効果が弱くなり、ノッチフィルタによる位相遅れの影響を小さくすることができる。
【００６０】
なお、交流モータ４の回転数（電気角周波数ω）と変数ζ1、ζ2の対応関係は、予め定められており、例えば記憶装置に交流モータ４の回転数と変数ζ1、ζ2の対応関係がテーブル情報として記憶されている。
【００６１】
また、可変ノッチフィルタ部１３は、ノッチフィルタの阻止帯域の帯域幅及び減衰量の両方を交流モータ４の回転数に応じて変化させるのではなく、ノッチフィルタの阻止帯域の帯域幅及び減衰量の何れか一方を交流モータ４の回転数に応じて変化させてもよい。
【００６２】
以上説明したように、本第３実施形態に係るモータ制御装置２は、ノッチフィルタの阻止帯域の帯域幅及び減衰量の少なくとも一方を交流モータ４の回転数に応じて変化させるので、交流モータ４の回転数に応じてノッチフィルタの効果を変化させることができる。
【００６３】
以上、本発明を、上記各実施形態を用いて説明したが、本発明の技術的範囲は上記実施形態に記載の範囲には限定されない。発明の要旨を逸脱しない範囲で上記各実施形態に多様な変更または改良を加えることができ、該変更または改良を加えた形態も本発明の技術的範囲に含まれる。
【００６４】
上記第１実施形態においては、１パルス駆動制御を行う場合について説明したが、１パルス駆動制御の外、ＰＷＭ駆動制御及び過変調制御を行う場合に適用してもよい。過変調制御を用いる制御の場合、正弦波ＰＷＭ制御から過変調制御を経て１パルス駆動制御に切り替わる、又は１パルス駆動制御から過変調制御を行った後に、正弦波ＰＷＭ制御に切り替わる。このように、正弦波ＰＷＭ制御と１パルス駆動制御とを切り替える場合、その間に過変調制御を入れることにより、トルク変動を更に抑制させることができる。
【００６５】
また、上記第２実施形態及び第３実施形態においては、１パルス駆動制御を行う場合について説明したが、１パルス駆動制御の外、過変調制御を行う場合に適用してもよい。
【符号の説明】
【００６６】
１    モータ駆動システム
２    モータ制御装置
３    インバータ
４    交流モータ
７    電流センサ
１２  ３相／２相変換部
１３  可変ノッチフィルタ部
１４  電流ＰＩ制御部
１５  極座標／３相変換部
１６  駆動信号生成部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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