(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧源（１０）に接続される複数の電力変換回路（ＩＮＶ１，ＩＮＶ２）のうちの少なくとも１つを、入力される電力のリップル低減対象となる電力変換回路（ＩＮＶ２）とし、該リップル低減対象の入力端子の上流側のリップル情報を取得するリップル情報取得手段（４２）と、
前記リップル情報取得手段によって取得されたリップル情報を入力とし、該リップル情報によるリップルとは逆極性の成分を前記リップル低減対象の入力端子に加えるリップル低減処理を行なう電子制御式のリップル低減手段（ＣＣＮＶ，４２）と、
を備えることを特徴とする電源安定化装置。
【請求項２】
前記複数の電力変換回路は、互いに相違する定格電力を有する２つの電力変換回路を含み、
前記リップル低減対象は、前記２つの電力変換回路のうち定格電力が小さい方であることを特徴とする請求項１記載の電源安定化装置。
【請求項３】
前記リップル低減手段は、
蓄電手段（３０）と、
前記直流電圧源の一対の端子のいずれか側から前記蓄電手段のいずれか一方の端子および他方の端子を介して前記リップル低減対象の入力端子側へと進む電気経路を導通状態とする第１導通状態と、前記直流電圧源の前記いずれか側から前記蓄電手段の前記他方の端子および前記一方の端子を介して前記リップル低減対象の入力端子側へと進む電気経路を導通状態とする第２導通状態との一対の状態について、それらを切り替える電子操作式の切替回路（Ｓｂｐ，Ｓｂｎ，Ｓｉｐ，Ｓｉｎ）と、
前記リップル情報を入力として、前記切替回路を電子操作する操作手段（４２）と、
を備えることを特徴とする請求項１または２記載の電源安定化装置。
【請求項４】
前記切替回路は、前記蓄電手段を迂回しつつ前記リップル低減対象の入力端子および前記直流電圧源を接続する迂回経路に切り替え可能とすることを特徴とする請求項３記載の電源安定化装置。
【請求項５】
前記蓄電手段の一対の端子のそれぞれと前記直流電圧源側との間を開閉する一対のスイッチング素子（Ｓｂｐ，Ｓｂｎ）と、
前記蓄電手段の一対の端子のそれぞれと前記リップル低減対象の入力端子側との間を開閉する一対のスイッチング素子（Ｓｉｐ，Ｓｉｎ）と、
を備えることを特徴とする請求項３または４記載の電源安定化装置。
【請求項６】
前記リップル低減手段は、前記蓄電手段の電圧が１次側コイルに印加されるトランスを備え、
該トランスの２次側コイルを電力供給源としたことを特徴とする請求項３〜５のいずれか１項に記載の電源安定化装置。
【請求項７】
前記第１導通状態と前記第２導通状態との時比率の操作によって、前記リップル低減対象の入力電圧を、前記直流電圧源の電圧よりも降圧する降圧制御手段を備えることを特徴とする請求項３〜６のいずれか１項に記載の電源安定化装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電圧源に接続される複数の電力変換回路に適用される電源安定化装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
下記特許文献１には、複数の通信装置ユニットのそれぞれと、それらの共通の電源との間に、可変抵抗素子を備えるものが提案されている。これにより、通信装置ユニットの１つに短絡事故が発生した場合、短絡電流によって可変抵抗素子の抵抗値が大きくなり、ひいては短絡電流を制限することができる。これは、短絡事故の発生していない通信装置ユニットの保護を狙ったものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１０−２７９２２９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、近年、たとえば車載直流電圧源に対して、複数の電力変換回路を接続することが提案されている。この場合、各電力変換回路は、入力電圧を平滑化する目的等のため、コンデンサやインダクタを備えることが多い。こうした場合にあっては、複数の電力変換回路のそれぞれの入力側に備えられるコンデンサおよびインダクタがＬＣ共振を生じるおそれがある。このため、コンデンサおよびインダクタの時定数は、電力変換回路毎に、適合される必要があるが、これは設計工数の増大を招く。
【０００５】
本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、直流電圧源に接続される複数の電力変換回路に適用される新たな電源安定化装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。
【０００７】
請求項１記載の発明は、直流電圧源（１０）に接続される複数の電力変換回路（ＩＮＶ１，ＩＮＶ２）のうちの少なくとも１つを、入力される電力のリップル低減対象となる電力変換回路（ＩＮＶ２）とし、該リップル低減対象の入力端子の上流側のリップル情報を取得するリップル情報取得手段（４２）と、前記リップル情報取得手段によって取得されたリップル情報を入力とし、該リップル情報によるリップルとは逆極性の成分を前記リップル低減対象の入力端子に加えるリップル低減処理を行なう電子制御式のリップル低減手段（ＣＣＮＶ，４２）と、を備えることを特徴とする。
【０００８】
上記発明では、電子制御式のリップル低減手段を備えることで、複数の電力変換回路のそれぞれのフィルタの設計に際して共振を回避する適合を行なうことなく、リップルを低減することができる。このため、複数の電力変換回路の設定、仕様に対して汎用性の高い電源安定化装置を実現できる。
【０００９】
また、本発明にかかる以下の代表的な実施形態に関する概念の拡張については、代表的な実施形態の後の「その他の実施形態」の欄に記載してある。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】第１の実施形態にかかるシステム構成図。
【図２】同実施形態にかかるリップル低減処理を示す図。
【図３】同実施形態にかかるリップル低減処理を行わない場合のクリーンコンバータの動作を示す図。
【図４】第２の実施形態にかかるシステム構成図。
【図５】同実施形態にかかるリップル低減処理を示す図
【図６】第３の実施形態にかかるシステム構成図。
【図７】第４の実施形態にかかるシステム構成図。
【図８】上記実施形態の変形例にかかるクリーンコンバータの操作手法を示すタイムチャート。
【図９】上記実施形態の変形例にかかる回路図。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
＜第１の実施形態＞
以下、本発明にかかる電源安定化装置を車載主機用のバッテリを直流電圧源とする電源安定化装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
【００１２】
図１に示す直流電圧源（高電圧バッテリ１０）は、端子電圧がたとえば百Ｖ以上となるものであり、車体に対して絶縁されたものである。特に、本実施形態では、高電圧バッテリ１０の正極電位および負極電位の中央値が車体電位となるように設定されている。これは、高電圧バッテリ１０の正極および負極間に、抵抗体１２，１４の直列接続体を並列接続し、抵抗体１２，１４の接続点を車体に接続することで実現することができる。なお、抵抗体１２，１４の抵抗値は、絶縁要求に応じた高抵抗なものとする。
【００１３】
高電圧バッテリ１０には、その直流電圧を交流電圧に変換する直流交流変換回路（インバータＩＮＶ１）を介して車載主機としての電動機１８が接続されており、電動機１８のロータ（図示略）には、駆動輪２０が機械的に連結されている。インバータＩＮＶ１は、高電圧バッテリ１０の正極および負極のそれぞれと電動機１８の端子とを選択的に接続するスイッチング素子を備え、それらスイッチング素子のオン・オフ操作によって、出力電圧を交流電圧とするものである。なお、インバータＩＮＶ１の入力端子Ｔｉｐ，Ｔｉｎには、平滑フィルタ１６が設けられている。平滑フィルタ１６は、たとえば、平滑コンデンサやインダクタを備えて構成されるＬＣフィルタ等とすればよい。
【００１４】
高電圧バッテリ１０には、さらに、インバータＩＮＶ２を介して車載空調装置に内蔵される電動機２４が接続されている。電動機２４は、コンプレッサ２６を回転駆動するものである。インバータＩＮＶ２の入力端子Ｔｉｐ，Ｔｉｎには、平滑フィルタ２２が設けられている。平滑フィルタ２２は、たとえば、平滑コンデンサやインダクタを備えて構成されるＬＣフィルタ等とすればよい。
【００１５】
上記インバータＩＮＶ２の正極側の入力端子Ｔｉｐは、クリーンコンバータＣＣＮＶを介して高電圧バッテリ１０の正極端子に接続されている。クリーンコンバータＣＣＮＶは、インバータＩＮＶ２に印加される電圧のリップルを低減するための電子操作式の回路である。ここでのリップルは、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の出力変動によって、高電圧バッテリ１０およびインバータＩＮＶ２間の電気経路に存在する寄生抵抗Ｒｐによる電圧降下量が変動することで生じるものである。
【００１６】
上記クリーンコンバータＣＣＮＶは、蓄電手段（コンデンサ３０）を備えている。また、高電圧バッテリ１０の正極をコンデンサ３０の一方の端子に接続するスイッチング素子Ｓｂｐと、他方の端子に接続するスイッチング素子Ｓｂｎとを備えている。さらに、インバータＩＮＶ２の正極側の入力端子Ｔｉｐをコンデンサ３０の一方の端子に接続するスイッチング素子Ｓｉｐと、他方の端子に接続するスイッチング素子Ｓｉｎとを備えている。なお、スイッチング素子Ｓ￥＃（￥＝ｂ，ｉ，＃＝ｐ，ｎ）には、ダイオードＤ￥＃が並列接続されている。また、本実施形態では、スイッチング素子Ｓ￥＃として、ＮチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタを例示している。このため、ダイオードＤ￥＃としては、スイッチング素子Ｓ￥＃の寄生ダイオードであってもよい。
【００１７】
制御装置４２は、インバータＩＮＶ２の入力電圧を制御量とし、そのリップルの低減制御を行なうべく、クリーンコンバータＣＣＮＶを操作する操作手段である。クリーンコンバータＣＣＮＶは、電圧センサ４０の検出する電圧（電源電圧ＶＤＣ）を、リップル低減対象（インバータＩＮＶ２）の入力端子Ｔｉｐ，Ｔｉｎに入力されるリップル情報として取得する。ここで、電圧センサ４０は、高電圧バッテリ１０の充放電電力を変動させる負荷としてのインバータＩＮＶ１について、その入力電圧を安定化させる手段（平滑フィルタ１６）よりも高電圧バッテリ１０側の電圧を検出する。
【００１８】
以下、図２に基づき、リップル低減処理について説明する。
【００１９】
本実施形態では、図２（ａ）に示されるように、電源電圧ＶＤＣの直流成分を電源電圧指令値Ｖｂ＊とし、これに応じた値と、電源電圧ＶＤＣとの大小比較に基づき、スイッチング素子Ｓ￥＃の操作信号ｇ￥＃を生成し、クリーンコンバータＣＣＮＶに出力する。詳しくは、操作信号ｇｂｎ，ｇｉｐをオン操作指令とする条件を、電源電圧ＶＤＣが電源電圧指令値Ｖｂ＊よりも規定量Δ以上大きいこととし、操作信号ｇｂｐ，ｇｉｎをオン操作指令とする条件を、電源電圧ＶＤＣが電源電圧指令値Ｖｂ＊よりも規定量Δ以上小さいこととする。なお、電源電圧指令値Ｖｂ＊を生成する上でのローパスフィルタは、電源電圧ＶＤＣの直流電圧に想定される変化速度を透過周波数帯域に含むように設計されることが望ましい。
【００２０】
これにより、電源電圧ＶＤＣが電源電圧指令値Ｖｂ＊を規定量Δ以上上回ると、図２（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｓｂｎ，Ｓｉｐがオン操作される。このため、高電圧バッテリ１０の電流がスイッチング素子Ｓｂｎ、コンデンサ３０、およびスイッチング素子Ｓｉｐを介してインバータＩＮＶ２に出力される（第１導通状態）。この際、コンデンサ３０が充電されることで、高電圧バッテリ１０側の電圧に対してインバータＩＮＶ２の入力端子Ｔｉｐ側の電圧は低下する。
【００２１】
一方、電源電圧ＶＤＣが電源電圧指令値Ｖｂ＊を規定量Δ以上下回ると、図２（ｃ）に示すように、スイッチング素子Ｓｂｐ，Ｓｉｎがオン操作される。このため、高電圧バッテリ１０の電流がスイッチング素子Ｓｂｐ、コンデンサ３０、およびスイッチング素子Ｓｉｎを介してインバータＩＮＶ２に出力される（第２導通状態）。この際、インバータＩＮＶ２の入力端子Ｔｉｐ側の電圧は、高電圧バッテリ１０側の電圧に、先の図２（ｂ）において充電されたコンデンサ３０の電圧が加算されたものとなる。このため、高電圧バッテリ１０側の電圧に対してインバータＩＮＶ２の入力端子Ｔｉｐ側の電圧は高くなる。
【００２２】
こうした処理によれば、インバータＩＮＶ２の入力端子Ｔｉｐ，Ｔｉｎ間に印加される入力電圧のリップルを好適に低減することができる。
【００２３】
なお、図２（ａ）において、電源電圧ＶＤＣと電源電圧指令値Ｖｂ＊との差の絶対値が規定量Δ以下となる期間には、スイッチング素子Ｓｂｐ，Ｓｂｎ，Ｓｉｐ，Ｓｉｎの全てがオフ操作されることとなるが、この期間においては、ダイオードＤ￥＃を介してインバータＩＮＶ２側に電流が供給される。
【００２４】
ただし、図３（ａ）に示すように、電源電圧ＶＤＣと電源電圧指令値Ｖｂ＊との差の絶対値が規定量Δ以下となる期間が長くなる場合には、図３（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｓｂｐ，Ｓｉｐをオン操作することで、高電圧バッテリ１０側とインバータＩＮＶ２側とを接続するに際し、コンデンサ３０を迂回する迂回経路を形成する。
【００２５】
以下、本実施形態の効果のいくつかを記載する。
【００２６】
（１）リップル情報（電源電圧ＶＤＣ）を入力とし、クリーンコンバータＣＣＮＶを電子操作することで、リップル低減処理を行った。これにより、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２のスイッチング周波数の設定等にかかわらず、同一のハードウェア手段（クリーンコンバータＣＣＮＶ、制御装置４２）によって、インバータＩＮＶ２に入力されるリップルを低減することができる。このため、汎用性の高い電源安定化装置を実現することができる。また、主機系のインバータＩＮＶ１の入力電圧の安定化のための平滑フィルタ１６等のハードウェア手段の小型化によって、インバータＩＮＶ２側へのリップルが大きくなりうる状況下にあっても、これに好適に対処することができる。
【００２７】
（２）クリーンコンバータＣＣＮＶを、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２のうち定格電力が小さい方（インバータＩＮＶ２）側に設けた。このように定格電力が小さい方にクリーンコンバータＣＣＮＶを設けることで、クリーンコンバータＣＣＮＶに入力される電力が大きくなることを抑制することができ、ひいてはクリーンコンバータＣＣＮＶの定格電力が大きくなることを回避することができる。なお、定格電力の大きいインバータＩＮＶ１の出力変動が定格電力の小さいインバータＩＮＶ２に及ぼす影響の度合いは、インバータＩＮＶ２の出力変動がインバータＩＮＶ１に及ぼす影響の度合いよりも大きいため、インバータＩＮＶ２はリップル低減対象としても適切である。
【００２８】
（３）クリーンコンバータＣＣＮＶによって、インバータＩＮＶ２の入力電圧を制御するためのコンデンサ３０を迂回しつつ、高電圧バッテリ１０およびインバータＩＮＶ２間を導通状態とする迂回経路を実現可能とした。これにより、リップル低減処理を実行しない場合に、高電圧バッテリ１０およびインバータＩＮＶ２の接続がコンデンサ３０によって妨げられることを回避できる。
＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００２９】
図４に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図４において、先の図１に示した部材に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。
【００３０】
図示されるように、本実施形態では、インバータＩＮＶ２の入力電圧を平滑化するための平滑フィルタ２２よりも上流側であって且つ高電圧バッテリ１０の下流側に電圧センサ４４を備える。そして、制御装置４２では、電圧センサ４４の検出値（入力電圧Ｖｉｎ）をリップル情報として、これに基づきクリーンコンバータＣＣＮＶを操作する。
【００３１】
詳しくは、図５に示すように、入力電圧Ｖｉｎが入力電圧指令値Ｖｉｎ＊よりも規定量Δ以上上回ると、スイッチング素子Ｓｂｎ，Ｓｉｐがオン操作される。一方、入力電圧Ｖｉｎが入力電圧指令値Ｖｉｎ＊よりも規定量Δ以上下回ると、スイッチング素子Ｓｂｐ，Ｓｉｎがオン操作される。
【００３２】
なお、入力電圧指令値Ｖｉｎ＊は、電源電圧ＶＤＣの直流成分とする。
＜第３の実施形態＞
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００３３】
図６に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図６において、先の図１に示した部材に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。
【００３４】
図示されるように、本実施形態では、リップル低減対象としてのインバータＩＮＶ２を
、インバータＩＮＶ１を介して高電圧バッテリ１０に接続した。
＜第４の実施形態＞
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００３５】
図７に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図７において、先の図１に示した部材に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。
【００３６】
図示されるように、本実施形態では、クリーンコンバータＣＣＮＶのコンデンサ３０にトランスＴの１次側コイル５０を並列接続した。そして、トランスＴの２次側コイル５２には、低電圧バッテリ５４および負荷５６を並列接続した。ここで、低電圧バッテリ５４の端子電圧は、高電圧バッテリ１０の端子電圧よりも低い。また、低電圧バッテリ５４および負荷５６の基準電位は、車体電位である。こうした構成によれば、クリーンコンバータＣＣＮＶ側と低電圧バッテリ５４側との絶縁を確保しつつ、トランスＴの２次側コイル５２を、低電圧バッテリ５４の充電手段として利用することができる。
【００３７】
詳しくは、トランスＴの２次側コイル５２と、低電圧バッテリ５４とを接続するループ経路には、低電圧バッテリ５４の正極端子に流入する側の電流を許容し、逆方向の電流を阻止する整流手段（ダイオード５８）が備えられている。そして、コンデンサ３０の充電電圧の絶対値をゼロよりも大きくするようにクリーンコンバータＣＣＮＶを操作するに際しては、２次側コイル５２に誘起される電圧が、ダイオード５８によって電流の流れを阻止する極性となるようにする。すなわち、スイッチング素子Ｓｂｎ，Ｓｉｐをオン操作する。
【００３８】
スイッチング素子Ｓｂｎ，Ｓｉｐをオン操作する場合、コンデンサ３０のうち、スイッチング素子Ｓｂｎ，Ｓｉｎ側が正に充電されることから、２次側コイル５２に誘起された電圧によってはこれに電流を流すことができず、トランスＴには磁気エネルギが蓄積される。次に、スイッチング素子Ｓｂｎ，Ｓｉｐをオフ操作して且つスイッチング素子Ｓｂｐ，Ｓｉｎをオン操作することで、コンデンサ３０の充電電圧をゼロとするか極性を反転させる。これにより、トランスＴに蓄積された磁気エネルギを、低電圧バッテリ５４に充電することができる。なお、トランスＴの磁気飽和を確実に回避する上では、電源電圧指令値Ｖｂ＊を操作することで、コンデンサ３０の充電の極性が特定の極性となる継続時間を制限することが望ましい。
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
【００３９】
「リップル情報取得手段について」
上記第１の実施形態（図１）において、電源電圧ＶＤＣに代えて、電流を取得するものであってもよい。ただし、この場合、上記第１の実施形態に対応させるうえでは、放電電流を正とすると、放電電流が平均値よりも大きい場合には、スイッチング素子Ｓｂｐ，Ｓｉｎをオン操作し、小さい場合には、スイッチング素子Ｓｂｎ，Ｓｉｐをオン操作する。これは、放電電流が大きいほど寄生抵抗Ｒｐの電圧降下量が大きくなり、電圧が低下することに鑑みたものである。
【００４０】
「操作手段（４２）について」
上記第１の実施形態（図１）において、電源電圧ＶＤＣを入力とするものに限らないことについては、「リップル情報取得手段について」の欄に記載したとおりである。
【００４１】
スイッチング素子Ｓ￥＃（￥＝ｂ，ｉ，＃＝ｐ，ｎ）の操作信号ｇ￥＃の生成手法としては、上記第１の実施形態（図２、図３）や第２の実施形態（図５）において例示したものに限らない。
【００４２】
たとえば、図２の処理に代えて、電源電圧指令値Ｖｂ＊と電源電圧ＶＤＣとの大小に応じて、スイッチング素子Ｓｂｎ，Ｓｉｐのオン指令とするか、スイッチング素子Ｓｂｐ，Ｓｉｎのオン指令とするかを切り替えるものであってもよい。ちなみに、この場合、スイッチング素子Ｓｂｎ，Ｓｉｐとスイッチング素子Ｓｂｐ，Ｓｉｎとのいずれか一方のオン操作指令から他方のオン操作指令に切り替えるに際し、デッドタイムを設けてもよい。またたとえば、先の図２の電源電圧指令値Ｖｂ＊との差の絶対値が規定量Δ以下である場合、先の図３に示したスイッチング状態に常に切り替えるものであってもよい。
【００４３】
先の図２において、電源電圧ＶＤＣが電源電圧指令値Ｖｂ＊よりも規定量Δ以上大きい場合にスイッチング素子Ｓｂｐ，Ｓｉｎをオン操作し、規定量Δ以上小さい場合に、スイッチング素子Ｓｂｎ，Ｓｉｐをオン操作するものであってもよい。すなわち、スイッチング素子Ｓｂｐ，Ｓｉｎは、クリーンコンバータＣＣＮＶの入力側に対して出力側の電圧を上昇させる目的で使用するものに限らず、低下させる目的で使用することもできる。
【００４４】
リップル低減対象となる制御量との大小の比較対象としては、制御量の指令値（電源電圧指令値Ｖｂ＊、入力電圧指令値Ｖｉｎ＊）や、これをヒステリシスを規定する規定量Δだけずらしたものに限らない。たとえば、クリーンコンバータＣＣＮＶの上流側の制御量の指令値（電源電圧指令値Ｖｂ＊）とコンデンサ３０の充電電圧との和であってもよい。すなわち、たとえば図２の制御を前提とする場合、コンデンサ３０のうちスイッチング素子Ｓｂｐ，Ｓｉｐ側の端子を正極と定義した充電電圧を電源電圧指令値Ｖｂ＊に加算した値としてもよい。これによっても、入力電圧Ｖｉｎが電源電圧指令値Ｖｂ＊に対して変動することを好適に抑制することができる。
【００４５】
さらに、たとえば、上記第２の実施形態（図５）において、入力電圧指令値Ｖｉｎ＊を、電源電圧ＶＤＣの直流成分よりも低い値としてもよい。この場合、図７に示すように、インバータＩＮＶ２の入力電圧Ｖｉｎは、先の図２（ｂ）に示した処理によって直流成分よりも低い値となって且つ、先の図２（ｃ）に示した処理によって電源電圧ＶＤＣよりも高い値となるが、それらの平均値を、電源電圧ＶＤＣの直流成分を降圧した値とすることが可能となる。なお、この処理は、入力電圧Ｖｉｎと入力電圧指令値Ｖｉｎ＊との大小比較によって行なうことは困難であるため、電源電圧ＶＤＣと入力電圧指令値Ｖｉｎ＊とを入力とし、図２（ｂ）に示した処理期間と図２（ｃ）に示した処理期間とについての降圧するうえで要求される比率を算出する処理とすることが望ましい。
【００４６】
「切替回路について」
上記第１の実施形態（図１）等に例示したものに限らない。たとえば、直流電圧源側からコンデンサ３０の一方の端子および他方の端子を介してインバータＩＮＶ２側へと進む電気経路を整流手段によって導通状態として且つ、直流電圧源側からコンデンサ３０の他方の端子および一方の端子を介してインバータＩＮＶ２側へと進む電気経路をスイッチング素子によって導通状態とするものであってもよい。図９に、こうした構成を例示する。すなわち、この場合、スイッチング素子Ｓｂｎ，Ｓｉｐがオフ操作されることで、ダイオードＤｂｐ，コンデンサ３０およびダイオードＤｉｎを介して高電圧バッテリ１０からインバータＩＮＶ２へと電流が流れる。また、スイッチング素子Ｓｂｎ，Ｓｉｐがオン操作されることで、スイッチング素子Ｓｂｎ、コンデンサ３０、スイッチング素子Ｓｉｐを介して高電圧バッテリ１０からインバータＩＮＶ２へと電流が流れる。
【００４７】
スイッチング素子Ｓ￥＃としては、ＮチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタに限らず、たとえばＰチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタであってもよい。また、電界効果トランジスタにも限らず、たとえば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）であってもよい。さらに、電圧制御形のものに限らず、ベース電流によって導通制御を行なうバイポーラトランジスタ等の電流制御形のスイッチング素子であってもよい。
【００４８】
「リップル低減手段について」
クリーンコンバータＣＣＮＶを、正極側の入力端子Ｔｉｐに接続するものに限らず、たとえば、負極側の入力端子Ｔｉｎに接続するものであってもよい。またたとえば、正極側の入力端子Ｔｉｐと、負極側の入力端子Ｔｉｎとのそれぞれに接続するものであってもよい。
【００４９】
また、クリーンコンバータＣＣＮＶとしては、先の図１等に例示したものにも限らない。たとえば、入力端子Ｔｉｐ，Ｔｉｎ間に接続される抵抗体およびスイッチング素子であってもよい。この場合、電流が平均値よりも大きい場合にスイッチング素子をオン操作することで、インバータＩＮＶ２に流入する電流量を低減するようにすればよい。
【００５０】
「電力変換回路について」
直流電圧源の正極および負極のそれぞれと負荷（電動機１８，２４）の端子との間を開閉するスイッチング素子を備える直流交流変換回路（ＩＮＶ１，ＩＮＶ２）に限らない。たとえば高電圧バッテリ１０の電圧を降圧して車載補機バッテリに出力する降圧コンバータであってもよい。ここで、スイッチング素子のオン・オフ操作を繰り返すものであるなら、入力側にコンデンサおよびインダクタを備える場合には、共振の問題が生じやすいため、本発明の適用が特に有効である。
【００５１】
複数の電力変換回路同士で定格電力が相違することは必須ではない。
【００５２】
また、電力変換回路としては、２つに限らない。
【００５３】
「蓄電手段について」
コンデンサとしては、極性を有しないものに限らず、極性を有するものであってもよい。ただし、この場合、コンデンサ３０の充電電圧がゼロの状態から先の図２に示した処理を開始するに際して、図２（ｂ）、図２（ｃ）の状態のうち、コンデンサの正極側が高電圧バッテリ１０側に接続される側を先に実現する。
【００５４】
コンデンサに限らず、たとえば２次電池であってもよい。
【００５５】
「トランスＴを用いた電力供給源について」
先の第４の実施形態（図７）において、コンデンサ３０と１次側コイル５０とを備えるループ経路を開閉するスイッチング素子を備えてもよい。この場合、ループ経路を閉状態とする際に２次側コイル５２に電流が流れないようにするなら、ループ経路の開閉操作によるフライバックコンバータを構成することができる。
【００５６】
また、先の第４の実施形態（図７）において、コンデンサ３０と１次側コイル５０とを備えるループ経路において、２次側コイル５２に電流が流れない極性の電圧を２次側コイル５２に誘起させる場合に限って、コンデンサ３０から１次側コイル５０に電圧を印加可能な整流手段（ダイオード等）を備えてもよい。
【００５７】
「その他」
上記第４の実施形態（図７）において、低電圧バッテリ５４をコンデンサに代えてもよい。
【００５８】
リップル低減対象としては、定格電力が小さい電力変換回路に限らない。
【００５９】
高電圧バッテリ１０としては、車体から絶縁されるものに限らない。
【００６０】
平滑フィルタは必須ではない。たとえば、クリーンコンバータＣＮＶの制御によってインバータＩＮＶ２の入力電圧等のリプルを十分に抑制することができるなら、平滑フィルタ２２を削除してもよい。
【符号の説明】
【００６１】
１０…高電圧バッテリ、４２…制御装置、ＣＣＮＶ…クリーンコンバータ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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