(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
操作信号に基づいてスイッチングを行うスイッチング素子と、前記スイッチング素子を一次端子に電気的に接続するトランスとを少なくとも含む電力変換装置において、
フルブリッジ，ハーフブリッジ，プッシュプル，複数のシングルフォワード方式，複数のフライバック方式のうちのいずれかで構成される複数の前記スイッチング素子と、
前記トランスの二次端子から出力される交流電力を整流する二以上の整流部と、
前記二以上の整流部によって整流される直流電力を個別かつ経時的に積分して求められる電力時間積を出力する積分部と、
前記二以上の電力時間積にかかる偏差量を検出する偏差量検出部と、
前記偏差量検出部によって検出される偏差量に基づいて、当該偏差量がゼロになるように前記操作信号を変化させる制御を行う操作信号制御部とを有し、
前記操作信号制御部は、前記スイッチング素子をオン／オフする期間の比を示すデューティ比について、複数の前記スイッチング素子のうちで基準となる前記スイッチング素子にかかる前記デューティ比が所定比値に達すると、複数の前記スイッチング素子に含まれる一の前記スイッチング素子にかかる前記デューティ比を変化させることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
操作信号に基づいてスイッチングを行うスイッチング素子と、前記スイッチング素子を一次端子に電気的に接続するトランスとを少なくとも含む電力変換装置において、
フルブリッジ，ハーフブリッジ，プッシュプル，複数のシングルフォワード方式，複数のフライバック方式のうちのいずれかで構成される複数の前記スイッチング素子と、
前記トランスの二次端子から出力される交流電力を整流する二以上の整流部と、
前記二以上の整流部によって整流される直流電力を個別かつ経時的に積分して求められる電力時間積を出力する積分部と、
前記二以上の電力時間積にかかる偏差量を検出する偏差量検出部と、
前記偏差量検出部によって検出される偏差量に基づいて、当該偏差量がゼロになるように前記操作信号を変化させる制御を行う操作信号制御部とを有し、
前記操作信号制御部は、複数の前記スイッチング素子のうちで同時にオンすると短絡状態になり得る二の前記スイッチング素子について、一方の前記スイッチング素子の状態を変えてから他方の前記スイッチング素子の状態を変えるまでの第１デッドタイムの長さを変化させることを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
前記操作信号制御部は、前記スイッチング素子をオン／オフする期間の比を示すデューティ比を変化させることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
複数の前記スイッチング素子のうちで同時にオンすると短絡状態になり得る二の前記スイッチング素子が二組あり、
前記操作信号制御部は、前記二組のうちで一方の組にかかる前記第１デッドタイムの長さが所定長値に達すると、前記二組のうちで他方の組にかかる二の前記スイッチング素子について、一方の前記スイッチング素子の状態を変えてから他方の前記スイッチング素子の状態を変えるまでの第２デッドタイムの長さを変化させることを特徴とする請求項２または３に記載の電力変換装置。
【請求項５】
請求項１から４のいずれか一項に記載の電力変換装置を有し、
前記二以上の整流部の出力端子を電気的に接続する接続部と、
前記接続部における直流電力の交流成分を低減するフィルタ部と、
を有することを特徴とする電源システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング素子やトランスを少なくとも含む電力変換装置と、当該電力変換装置を含む電源システムとに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来では、変圧器に空隙を設ける必要がなく回路の制御技術により偏磁現象を防止することを目的とした偏磁防止回路に関する技術の一例が開示されている（例えば特許文献１を参照）。この偏磁防止回路は、インバータ回路の出力に変換素子（Ｓ１〜Ｓ４）の特性に起因する正の直流成分が生じたとき、インバータ回路の交流出力が負となる反周期毎に変換素子（Ｓ１〜Ｓ４）を作動させるパルス信号の時間幅を上記正の直流成分の大きさに応じて大きくする（同文献の段落００３３を参照）。
【０００３】
また、簡単安価な構成で偏磁による飽和現象を抑制することを目的とした高周波変圧器の偏磁防止回路に関する技術の一例が開示されている（例えば特許文献２を参照）。この高周波変圧器の偏磁防止回路は、可変抵抗（３２）とコンデンサ（３３）とからなるＣＲ回路およびＡＮＤ回路（３４）を備えるＴｄ作成回路（３１）である。Ｔｄ作成回路（３１）は、ＣＲ回路がゲート信号に対して遅れ時間要素として働くので、Ｕ相とＹ相がオンするタイミングの遅れ時間（Ｔｄ１）と、負の電圧を発生するＶ相とＸ相がオンするタイミングの遅れ時間（Ｔｄ２）とを個別に調整することで正負のオン時間幅の差（Δｔ）が零となるようにあらかじめ調整しておく（同文献の段落００２０−００２２を参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開平０６−０９８５５９号公報
【特許文献２】特許第３５０１５４８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかし、特許文献１の技術を適用して、変換素子（Ｓ１〜Ｓ４）の特性に起因する負の直流成分が生じる場合には、変圧器の偏磁を抑止できない。すなわち、特許文献１の図１に示す回路構成では、変換素子（Ｓ１〜Ｓ４）を作動させるパルス信号の時間幅を当該負の直流成分の大きさに応じて大きくできないためである。変換素子（Ｓ１〜Ｓ４）の特性に起因する正と負の直流成分にそれぞれ対応することも可能であるが、正と負の各直流成分に応じた偏磁防止回路が必要になるのでコスト高になる。
【０００６】
また、特許文献２の技術では、第１の電流センサ（１０）によって変圧器（４）の二次側回路を流れる電流（Ｉ）を検出している（特許文献２の図４を参照）。このように一の電流センサからの直流偏差信号を用いる場合には、コスト・体格面で抑制することができる。その反面、パルス駆動タイミングとの連携による電流センサ信号の分離が必要であり、回路構成の複雑化を招きやすい。一般的に、電流は電圧に比べて測定回路が複雑になり易いという傾向がある。そのため、特許文献２の技術を絶縁型の電力変換装置に適用しようとすると、電流を絶縁して測定する必要があるため、電流の測定が煩雑になり易い。
【０００７】
本発明はこのような点に鑑みてなしたものであり、コストを抑えながらも正負の直流成分に対応可能であり、電流の流れる経路に回路素子を追加せずにトランスの偏磁を抑止（低減を含む）できる電力変換装置および電源システムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決するためになされた請求項１に記載の発明は、操作信号に基づいてスイッチングを行うスイッチング素子と、前記スイッチング素子を一次端子に電気的に接続するトランスとを少なくとも含む電力変換装置において、フルブリッジ，ハーフブリッジ，プッシュプル，複数のシングルフォワード方式，複数のフライバック方式のうちのいずれかで構成される複数の前記スイッチング素子と、前記トランスの二次端子から出力される交流電力を整流する二以上の整流部と、前記二以上の整流部によって整流される直流電力を個別かつ経時的に積分して求められる電力時間積を出力する積分部と、前記二以上の電力時間積にかかる偏差量を検出する偏差量検出部と、前記偏差量検出部によって検出される偏差量に基づいて、当該偏差量がゼロになるように前記操作信号を変化させる制御を行う操作信号制御部とを有し、前記操作信号制御部は、前記スイッチング素子をオン／オフする期間の比を示すデューティ比について、複数の前記スイッチング素子のうちで基準となる前記スイッチング素子にかかる前記デューティ比が所定比値に達すると、複数の前記スイッチング素子に含まれる一の前記スイッチング素子にかかる前記デューティ比を変化させることを特徴とする。
【０００９】
この構成によれば、整流部ごとに整流される各直流電力の電力時間積を個々に積分部が求め、当該電力時間積の偏差量（すなわち差分量）を偏差量検出部が検出する。こうして検出される偏差量に基づいて、操作信号制御部は偏差量がゼロになるように操作信号を変化させる制御を行う。偏差量がゼロになれば、直流電力の電力時間積が等しくなり、トランスの偏磁を抑止（低減を含む）することができる。個々の整流部を正負の直流電力に対応させることで、正負にかかわらずトランスの偏磁を抑止することができる。電流の流れる経路に回路素子を追加することなく、トランスの二次端子から出力される交流電力の正負に対応した整流部を備えるだけでよいので、装置全体のコストを抑えることができる。
また、電力時間積の偏差量がゼロになるように、操作信号のデューティ比を変化させて操作信号をスイッチング素子に伝達すればよい。既存の制御方法を利用できるので、装置全体のコストを抑えることができる。
さらに、出力しようとする操作信号に含まれるデューティ比が所定比値に達すると、複数のスイッチング素子に含まれる一のスイッチング素子にかかるデューティ比を変化させる。所定比値を超えない範囲でデューティ比を変化させるので、複数のスイッチング素子を安定的に動作させ、しかもトランスの偏磁を抑止することができる。
【００１０】
なお「スイッチング素子」は、上下アームで直列接続される二のスイッチング素子を含み、スイッチング動作が可能な任意の半導体素子を適用できる。例えば、ＦＥＴ（具体的にはＭＯＳＦＥＴ，ＪＦＥＴ，ＭＥＳＦＥＴ等）、ＩＧＢＴ、ＧＴＯ、パワートランジスタなどが該当する。「電力」には、電圧制御による電力と、電流制御による電力とを含む。よって、「電力時間積」には電圧時間積と電流時間積とを含む。「整流部」は整流回路や整流器等によって構成され、半波整流と全波整流とを含む。「操作信号」は、スイッチング素子のスイッチング動作を可能な信号であれば種類を問わず任意である。スイッチング素子をオンにするオン信号と、スイッチング素子をオフにするオフ信号とを含む。例えば、パルス信号のほか、アナログ信号やデジタル信号等が該当する。「所定比値」は、デューティ比にかかる制御可能な最大値や最小値等を含み、電力変換装置の構成（例えばスイッチング素子の種類や、制御する電圧や電流等）に応じて適切な数値を設定するのが望ましい。スイッチング素子のスイッチング動作が不安定になる点を考慮すると、デューティ比を変化させることができる範囲は限定される。
【００１１】
請求項２に記載の発明は、操作信号に基づいてスイッチングを行うスイッチング素子と、前記スイッチング素子を一次端子に電気的に接続するトランスとを少なくとも含む電力変換装置において、フルブリッジ，ハーフブリッジ，プッシュプル，複数のシングルフォワード方式，複数のフライバック方式のうちのいずれかで構成される複数の前記スイッチング素子と、前記トランスの二次端子から出力される交流電力を整流する二以上の整流部と、前記二以上の整流部によって整流される直流電力を個別かつ経時的に積分して求められる電力時間積を出力する積分部と、前記二以上の電力時間積にかかる偏差量を検出する偏差量検出部と、前記偏差量検出部によって検出される偏差量に基づいて、当該偏差量がゼロになるように前記操作信号を変化させる制御を行う操作信号制御部とを有し、前記操作信号制御部は、複数の前記スイッチング素子のうちで同時にオンすると短絡状態になり得る二の前記スイッチング素子について、一方の前記スイッチング素子の状態を変えてから他方の前記スイッチング素子の状態を変えるまでの第１デッドタイムの長さを変化させることを特徴とする。
【００１２】
この構成によれば、整流部ごとに整流される各直流電力の電力時間積を個々に積分部が求め、当該電力時間積の偏差量（すなわち差分量）を偏差量検出部が検出する。こうして検出される偏差量に基づいて、操作信号制御部は偏差量がゼロになるように操作信号を変化させる制御を行う。偏差量がゼロになれば、直流電力の電力時間積が等しくなり、トランスの偏磁を抑止（低減を含む）することができる。個々の整流部を正負の直流電力に対応させることで、正負にかかわらずトランスの偏磁を抑止することができる。電流の流れる経路に回路素子を追加することなく、トランスの二次端子から出力される交流電力の正負に対応した整流部を備えるだけでよいので、装置全体のコストを抑えることができる。
また、電力時間積の偏差量がゼロになるように、操作信号のデューティ比を変化させて操作信号をスイッチング素子に伝達すればよい。既存の制御方法を利用できるので、装置全体のコストを抑えることができる。
さらに、電力時間積の偏差量がゼロになるように、同時にオンすると短絡状態になり得る二のスイッチング素子にかかる第１デッドタイムの長さを変化させて操作信号をスイッチング素子に伝達すればよい。既存の制御方法を利用できるので、装置全体のコストを抑えることができる。
【００１３】
請求項３に記載の発明は、前記操作信号制御部は、前記スイッチング素子をオン／オフする期間の比を示すデューティ比を変化させることを特徴とする。
この構成によれば、電力時間積の偏差量がゼロになるように、操作信号のデューティ比を変化させて操作信号をスイッチング素子に伝達すればよい。既存の制御方法を利用できるので、装置全体のコストを抑えることができる。
【００１４】
請求項４に記載の発明は、複数の前記スイッチング素子のうちで同時にオンすると短絡状態になり得る二の前記スイッチング素子が二組あり、前記操作信号制御部は、前記二組のうちで一方の組にかかる前記第１デッドタイムの長さが所定長値に達すると、前記二組のうちで他方の組にかかる二の前記スイッチング素子について、一方の前記スイッチング素子の状態を変えてから他方の前記スイッチング素子の状態を変えるまでの第２デッドタイムの長さを変化させることを特徴とする。
この構成によれば、出力しようとする操作信号に含まれる第１デッドタイムが所定長値に達すると、第１デッドタイムのほかに第２デッドタイムも変化させる。所定長値を超えない範囲で複数のスイッチング素子にかかる第１デッドタイムや第２デッドタイムを変化させるので、複数のスイッチング素子を安定的に動作させ、しかもトランスの偏磁を抑止することができる。
【００１５】
なお「連携して操作する対象となる二の前記スイッチング素子」は、直列接続されるスイッチング素子を意味する。「所定長値」は、デッドタイムの長さについて制御可能な最大値や最小値等を含み、電力変換装置の構成（例えばスイッチング素子の種類や、制御する電圧や電流等）に応じて適切な数値を設定するのが望ましい。スイッチング素子のスイッチング動作が不安定になる点を考慮すると、デッドタイムの長さを変化させることができる範囲は限定される。
【００１６】
請求項５に記載の発明は、電源システムにおいて、請求項１から４のいずれか一項に記載の電力変換装置を有し、前記二以上の整流部の出力端子を電気的に接続する接続部と、前記接続部における直流電力の交流成分を低減するフィルタ部とを有することを特徴とする。この構成によれば、コストを抑えながらも正負の直流成分に対応可能であり、電流の流れる経路に回路素子を追加することなくトランスの偏磁を抑止できる電源システムを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】電力変換装置を含む電源システムの第１構成例を示す模式図である。
【図２】操作信号処理の一例を示すフローチャートである。
【図３】トランスの偏磁を抑止する第１制御例を示すタイムチャートである。
【図４】トランスの偏磁を抑止する第２制御例を示すタイムチャートである。
【図５】トランスの偏磁を抑止する第３制御例を示すタイムチャートである。
【図６】トランスの偏磁を抑止する第４制御例を示すタイムチャートである。
【図７】トランスの偏磁を抑止する第５制御例を示すタイムチャートである。
【図８】電力変換装置を含む電源システムの第２構成例を示す模式図である。
【図９】スイッチング部の他の構成例を示す模式図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下、本発明を実施するための形態について、図面に基づいて説明する。なお、特に明示しない限り、「接続する」という場合には電気的な接続を意味する。各図は、本発明を説明するために必要な要素を図示し、実際の全要素を図示してはいない。上下左右等の方向を言う場合には、図面の記載を基準とする。連続符号は記号「〜」を用いて簡略表記する。例えば「スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４」は、「スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４」を意味する。
【００１９】
〔実施の形態１〕
実施の形態１は、電圧制御による電力に基づいて、トランスの偏磁を抑止する例であって、図１〜図７を参照しながら説明する。まず、図１には電力変換装置を含む電源システムの第１構成例を模式図で示す。なお、模式図に含まれる回路は本発明を実現するために必要な主要部を示す（後述する図８でも同様である）。
【００２０】
図１に示す電源システム１０は、いわゆる「ＤＣ−ＤＣコンバータ」であって、電力源Ｅdc（例えばバッテリや燃料電池等）から供給される直流電圧（例えば３００[Ｖ]等）を目的の電圧（例えば１２[Ｖ]等）に変換して出力機器３０に出力する機能を担う。この電源システム１０は、電力変換装置２０を含むとともに、チョークコイルＬ１０、コンデンサＣ１０，Ｃ１１、ダイオードＤ１１，Ｄ１２、フィルタ部１２などを有する。
【００２１】
直流電圧（「直流電力」に相当する）を供給する電力源Ｅdcには、例えばバッテリや燃料電池が用いられる。電力源Ｅdcのプラス端子とマイナス端子とは、チョークコイルＬ１０やコンデンサＣ１０を経て、電力変換装置２０に接続される。チョークコイルＬ１０は入力フィルタとして機能する。コンデンサＣ１０は、直流電圧の充放電を繰り返し行う。残りのダイオードＤ１１，Ｄ１２、コンデンサＣ１１およびフィルタ部１２等を説明する前に、説明の都合上、電力変換装置２０の構成や作用等について以下に説明する。
【００２２】
電力変換装置２０は、いわゆる「インバータ」であって、電力源Ｅdcから供給される直流電圧を交流電圧（「交流電力」に相当する）に変換して出力する機能を担う。この電力変換装置２０は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４、ダイオードＤ１〜Ｄ４、トランスＴｒ１、ダイオードＤ２１，Ｄ２２、操作信号制御部２１、積分部２２，２３、偏差量検出部２４などを有する。
【００２３】
スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、後述する操作信号制御部２１から個別に伝達される操作信号に従ってオン／オフが駆動される。本形態のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４には、例えばそれぞれＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いる。スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ３とは上下アームで直列接続され、スイッチング素子Ｑ２とスイッチング素子Ｑ４とは上下アームで直列接続される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３の組と、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４の組とは並列接続される。スイッチング素子Ｑ１（ソース端子）とスイッチング素子Ｑ３（ドレイン端子）との接続点は、トランスＴｒ１の一次端子（一端側）に接続される。同様に、スイッチング素子Ｑ２（ソース端子）とスイッチング素子Ｑ４（ドレイン端子）との接続点は、トランスＴｒ１の一次端子（他端側）に接続される。
【００２４】
ダイオードＤ１〜Ｄ４は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４にそれぞれ対応して並列接続され、フリーホイールダイオードとして機能すればよい。そのため、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に内蔵されたものでもよく、外付けしたものでもよい。
【００２５】
トランスＴｒ１には、例えば上記一次端子のほかに二次端子として少なくとも三端子を有し、中間端子（中間タップ）の電位を基準として二相の電圧を出力するタイプのものを用いる。この中間端子の電位を基準として、一方側の二次端子には正の二次電圧Ｖｓ１が出力され、他方側の二次端子には負の二次電圧Ｖｓ２が出力される。各電圧を絶対値で見るとき、｜Ｖｓ１｜＝｜Ｖｓ２｜が望ましいが、｜Ｖｓ１｜≠｜Ｖｓ２｜でもよい。二次電圧Ｖｓ１，Ｖｓ２はそれぞれ「交流電力」に相当する。
【００２６】
二次電圧Ｖｓ１が生じる一方側の二次端子は、偏差量検出部２４のマイナス端子との間に、ダイオードＤ２２と積分部２３が直列接続される。二次電圧Ｖｓ２が生じる他方側の二次端子は、偏差量検出部２４のプラス端子との間に、ダイオードＤ２１と積分部２２が直列接続される。
【００２７】
積分部２２，２３は、それぞれダイオードＤ２１，Ｄ２２で整流された直流電圧を積分して積分値を個別に出力する機能を担う。この積分値は、二次電圧Ｖｓ１，Ｖｓ２が印加される時間に応じて変化する値であるので、以下では「電圧時間積」と呼ぶ。本形態の積分部２２，２３は、いずれもコストを低く抑えるために、抵抗器とコンデンサとで構成する。この構成では、時定数が大きくなるように抵抗値や容量値を調整するのが望ましい。図示するように、コンデンサの一端側を抵抗器に接続し、同じく他端側をグラウンドＮに接続する。なお、グラウンドＮの電位は必ずしも０[Ｖ]とは限らない。
【００２８】
偏差量検出部２４は、二次電圧Ｖｓ１に基づく電圧時間積と、二次電圧Ｖｓ２に基づく電圧時間積との偏差量ΔＴＰ（すなわち差分値）を検出して出力する。本形態の偏差量検出部２４には、例えば差動増幅器（例えばオペアンプを用いた差動増幅回路など）を用いる。具体的には、二次電圧Ｖｓ１に基づく電圧時間積をマイナス端子に入力し、二次電圧Ｖｓ２に基づく電圧時間積をプラス端子に入力する。増幅率を「１」と仮定した場合には、差分値（Ｖｓ２−Ｖｓ１）を偏差量ΔＴＰとして出力する。
【００２９】
操作信号制御部２１は、ドライブ回路２１ａや制御回路２１ｂなどを有する。この操作信号制御部２１は、上述した偏差量ΔＴＰに基づいて、当該偏差量ΔＴＰがゼロになるように操作信号を変化させる制御を行う。操作信号は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に対して個別に伝達してオン／オフさせる信号である。本形態の操作信号には、例えばパルス信号を用いる。制御回路２１ｂは、電力変換装置２０の全体の動作を司る。本発明を実現するにあたり、制御回路２１ｂは偏差量検出部２４から伝達される偏差量ΔＴＰがゼロになるようにドライブ回路２１ａを駆動する指令信号Ｖc*を出力する。ドライブ回路２１ａは、制御回路２１ｂから伝達される指令信号Ｖc*に基づいて、上述した操作信号（パルス信号）を生成してスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に個別に出力する。
【００３０】
上述のように構成された電力変換装置２０は、トランスＴｒ１から中間端子の電位を基準とする二相の二次電圧Ｖｓ１，Ｖｓ２を出力する。電源システム１０では、トランスＴｒ１の中間端子をグラウンドＮに接続する。二相全波整流を行うため、二次電圧Ｖｓ１をダイオードＤ１１で整流し、二次電圧Ｖｓ２をダイオードＤ１２で整流し、双方の整流後に接続部Ｊで接続（直結）する。ダイオードＤ１１，Ｄ１２はそれぞれ「整流部」に相当する。接続部Ｊでは整流された直流電圧が合成されるに過ぎないので、コンデンサＣ１１によって平滑化し、フィルタ部１２によって非直流成分（例えば高周波成分や脈動等）を除去する。フィルタ部１２は、リアクトルＬ１２（コイル）やコンデンサＣ１２などを有する。こうして安定化された直流電圧は、出力機器３０に出力される。出力機器３０には、所定の直流電圧を必要とする任意の機器を適用できる。
【００３１】
上述した電源システム１０に含まれるトランスＴｒ１に偏磁が生じる場合において、当該偏磁を抑止（低減を含む）ための制御例について、図２を参照しながら説明する。図２には、操作信号処理の一例をフローチャートで示す。この操作信号処理は、図１に示す制御回路２１ｂが行う制御処理の一つであり、当該制御回路２１ｂが作動する間において繰り返し実行される。なお、制御回路２１ｂはスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチングを行うために指令信号Ｖc*を出力するので、現時点でどのスイッチング素子をオン／オフさせている状態や、スイッチング素子ごとの周期などを当然に把握している。
【００３２】
図２に示す操作信号処理では、偏差量ΔＴＰを入力するタイミングに達していない場合には（ステップＳ１０でＮＯ）、操作信号処理をリターンする。一方、偏差量ΔＴＰを入力するタイミングに達すると（ステップＳ１０でＹＥＳ）、偏差量検出部２４から偏差量ΔＴＰを入力する〔ステップＳ１１〕。「偏差量ΔＴＰを入力するタイミング」は任意に設定可能であり、例えばスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のうちで特定のスイッチング素子にかかる１周期ごとなどが該当する。
【００３３】
もしステップＳ１１で入力した偏差量ΔＴＰがゼロならば（ステップＳ１２でＹＥＳ）、トランスＴｒ１には偏磁が生じていないので、操作信号処理をリターンする。一方、入力した偏差量ΔＴＰがゼロでなければ（ステップＳ１２でＮＯ）、当該偏差量ΔＴＰがゼロになるように操作信号を変化させる〔ステップＳ１３〕。具体的には、一のスイッチング素子に対して、（ａ）スイッチング素子間のデッドタイムの長さを変化させたり、（ｂ）パルス信号のデューティ比を変化させる。これらの変化の具体例については、後述する操作信号制御例１〜４で説明する（図３〜図６を参照）。
【００３４】
ステップＳ１３で操作信号を変化させる場合において、操作信号の変化が限界値を超えなければ（ステップＳ１４でＮＯ）、操作信号処理をリターンする。フローチャート上の「限界値」は、デッドタイムの長さについて「所定長値」に相当し、パルス信号のデューティ比について「所定比値」に相当する。所定長値や所定比値には、電力変換装置２０にかかる適切な数値を設定する。
【００３５】
一方、操作信号の変化が限界値を超える場合には（ステップＳ１４でＹＥＳ）、ステップＳ１３で対象となるスイッチング素子に加えて、他のスイッチング素子についても操作信号を変化させたうえで〔ステップＳ１５〕、操作信号処理をリターンする。すなわちステップＳ１５では、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のうちで二以上のスイッチング素子について操作信号を変化させることで、偏差量ΔＴＰがゼロになるようにする。
【００３６】
「操作信号の変化が限界値を超える場合」について、直列接続されるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３を例に説明する。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３が同時にオンすると、電力源Ｅdcを短絡することになるので回避する必要がある。よって、デッドタイムの長さやデューティ比を変化させることにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３が同時にオンするような事態となる場合が「操作信号の変化が限界値を超える場合」に該当する。また、操作信号制御部２１からスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に操作信号を伝達しても、信号伝達を受けたスイッチング素子にかかるオン／オフの状態が実際に変化するまでにはタイムラグが少なからず存在する。このタイムラグに伴ってスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３が同時にオンするような事態となる場合もまた「操作信号の変化が限界値を超える場合」に該当する。これらの制限は、同様に直列接続されるスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４についても当てはまる。
【００３７】
図２に示す操作信号処理を実行し、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に伝達する操作信号を変化させて、トランスＴｒ１の偏磁を抑止するための操作信号制御例１〜５について、図３〜図７を参照しながら説明する。説明を簡単にするために、操作信号制御例１〜５ではスイッチング素子Ｑ１の周期を基準とする制御を説明する。図３〜図７では、パルス信号と区別するために、電圧時間積ＶＴを斜線ハッチで示す。
【００３８】
（操作信号制御例１）
操作信号制御例１は、スイッチング素子Ｑ１にかかるデッドタイムの長さやデューティ比を変化させる例であって、図３を参照しながら説明する。図３には、上から順番にスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ２，Ｑ４、二次電圧Ｖｓ１，Ｖｓ２について各々の経時的変化を示す（図４〜図７についても同様である）。ただし、電圧時間積ＶＴは各周期における積算値を示すために記載しており、経時的な変化を示すのではない。
【００３９】
図３に示すスイッチング素子Ｑ１の１周期は、周期Ｃｙ１１（時刻ｔ１１から時刻ｔ１６までの期間）、周期Ｃｙ１２（時刻ｔ１６から時刻ｔ１ｄまでの期間）、周期Ｃｙ１３（時刻ｔ１ｄ以降の期間）である。周期Ｃｙ１１でトランスＴｒ１に偏磁が発生し、周期Ｃｙ１２以降で当該偏磁を抑止するように制御する。
【００４０】
周期Ｃｙ１１では、時刻ｔ１１から時刻ｔ１２までスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４が同時にオンするため、二次電圧Ｖｓ１が生じ、電圧時間積ＶＴ１が積算される。図１に示すように二次電圧Ｖｓ１は偏差量検出部２４のマイナス端子に入力されるので、図３では電圧時間積ＶＴ１を負値として示す（図４〜図７についても同様である）。一方、時刻ｔ１３から時刻ｔ１４までスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３が同時にオンするため、二次電圧Ｖｓ２が生じ、電圧時間積ＶＴ２が積算される。制御回路２１ｂはスイッチング素子Ｑ３がオフになる時刻ｔ１５以降のタイミングで（図２のステップＳ１０でＹＥＳ）、偏差量ΔＴＰ（＝｜ＶＴ２｜−｜ＶＴ１｜）を入力し、偏差量ΔＴＰがゼロでないのでデッドタイムの長さやデューティ比を変化させる（図２のステップＳ１１〜Ｓ１３）。
【００４１】
まず、デッドタイムの長さを変化させる例について説明する。周期Ｃｙ１１のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３はデッドタイムＤｔ１１（時刻ｔ１０から時刻ｔ１１までの期間）であった。制御回路２１ｂは偏差量ΔＴＰをゼロにするために、スイッチング素子Ｑ３がオフになる時刻ｔ１５以降（周期Ｃｙ１２以降）はデッドタイムＤｔ１２（Ｄｔ１２＜Ｄｔ１１；時刻ｔ１５から時刻ｔ１６までの期間や、時刻ｔ１ｃから時刻ｔ１ｄまでの期間など）にする。デッドタイムの長さを変化させるに伴って、結果的にスイッチング素子Ｑ１の１周期は「Ｃｙ１１＜Ｃｙ１２，Ｃｙ１３，…」となる。
【００４２】
デッドタイムの長さをＤｔ１１からＤｔ１２に短くすることで、スイッチング素子Ｑ１がオンするタイミングを時刻ｔ１７から時刻ｔ１６に早める（矢印Ｄ１を参照）。こうして周期Ｃｙ１２では、時刻ｔ１６から時刻ｔ１８までスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４が同時にオンして二次電圧Ｖｓ１が生じ、電圧時間積ＶＴ２が積算される。一方、時刻ｔ１６から時刻ｔ１８までスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３が同時にオンして、二次電圧Ｖｓ２が生じ、同じく電圧時間積ＶＴ２が積算される。周期Ｃｙ１３以降でも同様である。こうして二次電圧Ｖｓ１，Ｖｓ２にかかる電圧時間積が等しくなるので、トランスＴｒ１で偏磁の発生を抑止することができる。なおデッドタイムの長さを短くする観点で、スイッチング素子Ｑ１がオフする時刻ｔ１９のタイミングを遅らせても、スイッチング素子Ｑ４がオフなので無意味である。
【００４３】
次に、デューティ比を変化させる例について説明する。上述したように、時刻ｔ１５の時点で偏差量ΔＴＰがゼロでなく、トランスＴｒ１が偏磁していることが分かる。そこで、周期Ｃｙ１２以降ではスイッチング素子Ｑ１のデューティ比を変化させる。周期Ｃｙ１１ではデューティ比Ｄｒ１１であるのに対して、周期Ｃｙ１２以降ではスイッチング素子Ｑ１をオフからオンにするタイミングを早めてデューティ比Ｄｒ１２（Ｄｒ１１＜Ｄｒ１２）でパルス信号を制御する。したがって、上述したデッドタイムの長さを変化させる制御と同様に、デューティ比を変化させる制御でも、周期Ｃｙ１２以降においてトランスＴｒ１で偏磁の発生を抑止することができる。
【００４４】
（操作信号制御例２）
操作信号制御例２は、スイッチング素子Ｑ１と直列接続されるスイッチング素子Ｑ３にかかるデッドタイムの長さやデューティ比を変化させる例であって、図４を参照しながら説明する。図４に示すスイッチング素子Ｑ１の１周期は、周期Ｃｙ２１（時刻ｔ２０から時刻ｔ２６までの期間）、周期Ｃｙ２２（時刻ｔ２６から時刻ｔ２ｄまでの期間）、周期Ｃｙ２３（時刻ｔ２ｄ以降の期間）である。周期Ｃｙ２１でトランスＴｒ１に偏磁が発生し、周期Ｃｙ２２以降で当該偏磁を抑止するように制御する。
【００４５】
周期Ｃｙ２１では、時刻ｔ２０から時刻ｔ２１までスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４が同時にオンするため、二次電圧Ｖｓ１が生じ、電圧時間積ＶＴ３が積算される。一方、時刻ｔ２３から時刻ｔ２４までスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３が同時にオンするため、二次電圧Ｖｓ２が生じ、電圧時間積ＶＴ４が積算される。制御回路２１ｂはスイッチング素子Ｑ３がオフになる時刻ｔ２５以降のタイミングで（図２のステップＳ１０でＹＥＳ）、偏差量ΔＴＰ（＝｜ＶＴ４｜−｜ＶＴ３｜）を入力し、偏差量ΔＴＰがゼロでないのでデッドタイムの長さやデューティ比を変化させる（図２のステップＳ１１〜Ｓ１３）。
【００４６】
まず、デッドタイムの長さを変化させる例について説明する。周期Ｃｙ２１のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３はデッドタイムＤｔ２１（時刻ｔ２２から時刻ｔ２３までの期間）であった。制御回路２１ｂは偏差量ΔＴＰをゼロにするために、スイッチング素子Ｑ１がオフになる時刻ｔ２８以降（周期Ｃｙ２２以降）はデッドタイムＤｔ２２（Ｄｔ２２＞Ｄｔ２１；時刻ｔ２８から時刻ｔ２ａまでの期間など）にする。なお、スイッチング素子Ｑ１の１周期は「Ｃｙ２１＝Ｃｙ２２＝Ｃｙ２３＝…」で変わらない。
【００４７】
デッドタイムの長さをＤｔ２１からＤｔ２２に長くすることで、スイッチング素子Ｑ３がオンするタイミングを時刻ｔ２９から時刻ｔ２ａに遅くする（矢印Ｄ２を参照）。こうして周期Ｃｙ２２では、時刻ｔ２６から時刻ｔ２８までスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４が同時にオンして二次電圧Ｖｓ１が生じ、電圧時間積ＶＴ３が積算される。一方、時刻ｔ２ａから時刻ｔ２ｂまでスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３が同時にオンして、二次電圧Ｖｓ２が生じ、同じく電圧時間積ＶＴ３が積算される。周期Ｃｙ２３以降でも同様である。こうして二次電圧Ｖｓ１，Ｖｓ２にかかる電圧時間積が等しくなるので、トランスＴｒ１で偏磁の発生を抑止することができる。
【００４８】
次に、デューティ比を変化させる例について説明する。上述したように、時刻ｔ２５の時点で偏差量ΔＴＰがゼロでなく、トランスＴｒ１が偏磁していることが分かる。そこで、周期Ｃｙ２２以降ではスイッチング素子Ｑ３のデューティ比を変化させる。周期Ｃｙ２１ではデューティ比Ｄｒ２１であるのに対して、周期Ｃｙ２２以降ではスイッチング素子Ｑ３をオンからオフにするタイミングを遅くしてデューティ比Ｄｒ２２（Ｄｒ２１＞Ｄｒ２２）でパルス信号を制御する。したがって、上述したデッドタイムの長さを変化させる制御と同様に、デューティ比を変化させる制御でも、周期Ｃｙ２２以降においてトランスＴｒ１で偏磁の発生を抑止することができる。
【００４９】
（操作信号制御例３）
操作信号制御例３は、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２にかかるデッドタイムの長さやデューティ比を変化させる例であって、図５を参照しながら説明する。図５に示すスイッチング素子Ｑ１の１周期は、周期Ｃｙ３１（時刻ｔ３１から時刻ｔ３５までの期間）、周期Ｃｙ３２（時刻ｔ３５から時刻ｔ３ｂまでの期間）、周期Ｃｙ３３（時刻ｔ３ｂ以降の期間）である。周期Ｃｙ３１でトランスＴｒ１に偏磁が発生し、周期Ｃｙ３２以降で当該偏磁を抑止するように制御する。
【００５０】
周期Ｃｙ３１では、時刻ｔ３０から時刻ｔ３１までスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４が同時にオンするため、二次電圧Ｖｓ１が生じ、電圧時間積ＶＴ５が積算される。一方、時刻ｔ３３から時刻ｔ３４までスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３が同時にオンするため、二次電圧Ｖｓ２が生じ、電圧時間積ＶＴ６が積算される。制御回路２１ｂは時刻ｔ３４から時刻ｔ３５までのタイミングで（図２のステップＳ１０でＹＥＳ）、偏差量ΔＴＰ（＝｜ＶＴ６｜−｜ＶＴ５｜）を入力し、偏差量ΔＴＰがゼロでないのでデッドタイムの長さやデューティ比を変化させる（図２のステップＳ１１〜Ｓ１３）。
【００５１】
まず、デッドタイムの長さを変化させる例について説明する。周期Ｃｙ３１のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４はデッドタイムＤｔ３１（時刻ｔ３３から時刻ｔ３４までの期間）であった。制御回路２１ｂは偏差量ΔＴＰをゼロにするために、スイッチング素子Ｑ１がオンになる時刻ｔ３５以降（周期Ｃｙ３２以降）はデッドタイムＤｔ３２（Ｄｔ３２＞Ｄｔ３１；時刻ｔ３８から時刻ｔ３ａまでの期間など）にする。なお、スイッチング素子Ｑ１の１周期は「Ｃｙ３１＝Ｃｙ３２＝Ｃｙ３３＝…」で変わらない。
【００５２】
デッドタイムの長さをＤｔ３１からＤｔ３２に長くすることで、スイッチング素子Ｑ２がオフするタイミングを時刻ｔ３９から時刻ｔ３８に早める（矢印Ｄ３を参照）。こうして周期Ｃｙ３２では、時刻ｔ３６から時刻ｔ３８までスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４が同時にオンして二次電圧Ｖｓ１が生じ、電圧時間積ＶＴ５が積算される。一方、時刻ｔ３ａから時刻ｔ３ｂまでスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３が同時にオンして、二次電圧Ｖｓ２が生じ、同じく電圧時間積ＶＴ５が積算される。周期Ｃｙ３３以降でも同様である。こうして二次電圧Ｖｓ１，Ｖｓ２にかかる電圧時間積が等しくなるので、トランスＴｒ１で偏磁の発生を抑止することができる。
【００５３】
次に、デューティ比を変化させる例について説明する。上述したように、時刻ｔ３５の時点で偏差量ΔＴＰがゼロでなく、トランスＴｒ１が偏磁していることが分かる。そこで、周期Ｃｙ３２以降ではスイッチング素子Ｑ２のデューティ比を変化させる。周期Ｃｙ３１ではデューティ比Ｄｒ３１であるのに対して、周期Ｃｙ３２以降ではスイッチング素子Ｑ４をオンからオフにするタイミングを早めにしてデューティ比Ｄｒ３２（Ｄｒ３１＞Ｄｒ３２）でパルス信号を制御する。したがって、上述したデッドタイムの長さを変化させる制御と同様に、デューティ比を変化させる制御でも、周期Ｃｙ３２以降においてトランスＴｒ１で偏磁の発生を抑止することができる。
【００５４】
（操作信号制御例４）
操作信号制御例４は、スイッチング素子Ｑ１とともに制御されるスイッチング素子Ｑ４にかかるデッドタイムの長さやデューティ比を変化させる例であって、図６を参照しながら説明する。図６に示すスイッチング素子Ｑ１の１周期は、周期Ｃｙ４１（時刻ｔ４０から時刻ｔ４６までの期間）、周期Ｃｙ４２（時刻ｔ４６から時刻ｔ４ｅまでの期間）、周期Ｃｙ４３（時刻ｔ４ｅ以降の期間）である。周期Ｃｙ４１でトランスＴｒ１に偏磁が発生し、周期Ｃｙ４２以降で当該偏磁を抑止するように制御する。
【００５５】
周期Ｃｙ４１では、時刻ｔ４０から時刻ｔ４１までスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４が同時にオンするため、二次電圧Ｖｓ１が生じ、電圧時間積ＶＴ７が積算される。一方、時刻ｔ４３から時刻ｔ４４までスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３が同時にオンするため、二次電圧Ｖｓ２が生じ、電圧時間積ＶＴ８が積算される。制御回路２１ｂはスイッチング素子Ｑ２がオフになる時刻ｔ４４以降のタイミングで（図２のステップＳ１０でＹＥＳ）、偏差量ΔＴＰ（＝｜ＶＴ８｜−｜ＶＴ７｜）を入力し、偏差量ΔＴＰがゼロでないのでデッドタイムの長さやデューティ比を変化させる（図２のステップＳ１１〜Ｓ１３）。
【００５６】
まず、デッドタイムの長さを変化させる例について説明する。周期Ｃｙ４１のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４はデッドタイムＤｔ４１（時刻ｔ４１から時刻ｔ４２までの期間）であった。制御回路２１ｂは偏差量ΔＴＰをゼロにするために、スイッチング素子Ｑ４がオンになる時刻ｔ４５以降（周期Ｃｙ４２以降）はデッドタイムＤｔ４２（Ｄｔ４２＜Ｄｔ４１；時刻ｔ４８から時刻ｔ４９までの期間や、時刻ｔ４ｆから時刻ｔ４ｇまでの期間など）にする。なお、スイッチング素子Ｑ１の１周期は「Ｃｙ４１＝Ｃｙ４２＝Ｃｙ４３＝…」で変わらない。
【００５７】
デッドタイムの長さをＤｔ４１からＤｔ４２に短くすることで、スイッチング素子Ｑ４がオフするタイミングを時刻ｔ４７から時刻ｔ４８に遅くする（矢印Ｄ４を参照）。こうして周期Ｃｙ４２では、時刻ｔ４６から時刻ｔ４８までスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４が同時にオンして二次電圧Ｖｓ１が生じ、電圧時間積ＶＴ８が積算される。一方、時刻ｔ４ａから時刻ｔ４ｂまでスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３が同時にオンして、二次電圧Ｖｓ２が生じ、同じく電圧時間積ＶＴ８が積算される。周期Ｃｙ４３以降でも同様である。こうして二次電圧Ｖｓ１，Ｖｓ２にかかる電圧時間積が等しくなるので、トランスＴｒ１で偏磁の発生を抑止することができる。
【００５８】
次に、デューティ比を変化させる例について説明する。上述したように、時刻ｔ４５の時点で偏差量ΔＴＰがゼロでなく、トランスＴｒ１が偏磁していることが分かる。そこで、周期Ｃｙ４２以降ではスイッチング素子Ｑ４のデューティ比を変化させる。周期Ｃｙ４１ではデューティ比Ｄｒ４１であるのに対して、周期Ｃｙ４２以降ではスイッチング素子Ｑ４をオンからオフにするタイミングを遅くしてデューティ比Ｄｒ４２（Ｄｒ４１＜Ｄｒ４２）でパルス信号を制御する。したがって、上述したデッドタイムの長さを変化させる制御と同様に、デューティ比を変化させる制御でも、周期Ｃｙ４２以降においてトランスＴｒ１で偏磁の発生を抑止することができる。
【００５９】
（操作信号制御例５）
操作信号制御例５は、一のスイッチング素子にかかるデッドタイムの長さやデューティ比を変化させる操作信号制御例１〜４とは異なり、複数のスイッチング素子にかかるデッドタイムの長さやデューティ比を変化させる例である。具体的には、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ４との双方にかかるデッドタイムの長さやデューティ比を変化させる例であって、図７を参照しながら説明する。
【００６０】
図７に示すスイッチング素子Ｑ１の１周期は、周期Ｃｙ５１（時刻ｔ５１から時刻ｔ５７までの期間）、周期Ｃｙ５２（時刻ｔ５７から時刻ｔ５ｆまでの期間）、周期Ｃｙ５３（時刻ｔ５ｆ以降の期間）である。周期Ｃｙ５１でトランスＴｒ１に偏磁が発生し、周期Ｃｙ５２以降で当該偏磁を抑止するように制御する。
【００６１】
周期Ｃｙ５１では、時刻ｔ５１から時刻ｔ５２までスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４が同時にオンするため、二次電圧Ｖｓ１が生じ、電圧時間積ＶＴ９が積算される。一方、時刻ｔ５４から時刻ｔ５５までスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３が同時にオンするため、二次電圧Ｖｓ２が生じ、電圧時間積ＶＴａが積算される。制御回路２１ｂはスイッチング素子Ｑ３がオフになる時刻ｔ５６以降のタイミングで（図２のステップＳ１０でＹＥＳ）、偏差量ΔＴＰ（＝｜ＶＴａ｜−｜ＶＴ１｜）を入力し、偏差量ΔＴＰがゼロでないのでデッドタイムの長さやデューティ比を変化させる（図２のステップＳ１１〜Ｓ１３）。
【００６２】
ところが、一のスイッチング素子（本例ではスイッチング素子Ｑ１）にかかるデッドタイムの長さを変化させようとしても、操作信号を変化させることができる限界値を超える場合がある。例えば、スイッチング素子Ｑ１をオフからオンにするタイミングについて、偏差量ΔＴＰをゼロにするために時刻ｔ５８から時刻ｔ５６に早める制御を検討する。この時刻ｔ５６はスイッチング素子Ｑ３がオンからオフになるタイミングでもあるので、上述したタイムラグ等を考慮するとスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３が一時的でも同時にオンする可能性がある。言い換えれば、電力源Ｅdcを短絡する可能性がある。
【００６３】
このように上記限界値を超える場合には（図２のステップＳ１４でＹＥＳ）、他のスイッチング素子（本例ではスイッチング素子Ｑ４）にかかるデッドタイムの長さやデューティ比も変化させる（図２のステップＳ１５）。なお、複数のスイッチング素子にかかるデッドタイムの長さやデューティ比について、どのような比率で変化させるかは任意に設定可能である。本例では分かり易くするために、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４の双方についてデッドタイムの長さやデューティ比を同じように変化させる。
【００６４】
まず、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３にかかるデッドタイムの長さと、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４にかかるデッドタイムの長さとの双方を変化させる例について説明する。周期Ｃｙ５１のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３はデッドタイムＤｔ５１（時刻ｔ５０から時刻ｔ５１までの期間）であり、同周期のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４はデッドタイムＤｔ５２（時刻ｔ５２から時刻ｔ５３までの期間）であった。
【００６５】
スイッチング素子Ｑ１がオンになる時刻ｔ５７以降（周期Ｃｙ５２以降）では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３についてデッドタイムＤｔ５３（Ｄｔ５３＜Ｄｔ５１；時刻ｔ５６から時刻ｔ５７までの期間や、時刻ｔ５ｅから時刻ｔ５ｆまでの期間など）にし、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４についてデッドタイムＤｔ５４（Ｄｔ５４＜Ｄｔ５２；時刻ｔ５ａから時刻ｔ５ｂまでの期間や、時刻ｔ５ｇから時刻ｔ５ｈまでの期間など）にする。
【００６６】
周期Ｃｙ５２では、デッドタイムの長さをＤｔ５１からＤｔ５２に短くすることで、スイッチング素子Ｑ１がオンするタイミングを時刻ｔ５８から時刻ｔ５７に早める（矢印Ｄ５ａを参照）。また、デッドタイムの長さをＤｔ５３からＤｔ５４に短くすることで、スイッチング素子Ｑ４がオフするタイミングを時刻ｔ５９から時刻ｔ５ａに遅くする（矢印Ｄ５ｂを参照）。これらの変化により、時刻ｔ５７から時刻ｔ５ａまでスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４が同時にオンして二次電圧Ｖｓ１が生じ、電圧時間積ＶＴａが積算される。一方、時刻ｔ５ｃから時刻ｔ５ｄまでスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３が同時にオンして、二次電圧Ｖｓ２が生じ、同じく電圧時間積ＶＴａが積算される。周期Ｃｙ５３以降でも同様である。こうして二次電圧Ｖｓ１，Ｖｓ２にかかる電圧時間積が等しくなるので、トランスＴｒ１で偏磁の発生を抑止することができる。
【００６７】
次に、デューティ比を変化させる例について説明する。上述したように、時刻ｔ５６の時点で偏差量ΔＴＰがゼロでなく、トランスＴｒ１が偏磁していることが分かる。偏差量ΔＴＰをゼロにしようと一のスイッチング素子（本例ではスイッチング素子Ｑ１）にかかるデューティ比を変化させようとしても、操作信号を変化させることができる所定比値を超える場合がある。このことは、上述したようにデッドタイムの長さを変化させる場合と同様である。
【００６８】
そこで、周期Ｃｙ５２以降では複数のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４について、それぞれデューティ比を変化させる。スイッチング素子Ｑ１については、周期Ｃｙ５１ではデューティ比Ｄｒ５１であるのに対して、周期Ｃｙ５２以降ではオフからオンにするタイミングを早めてデューティ比Ｄｒ５２（Ｄｒ５２＞Ｄｒ５１）でパルス信号を制御する。同様にスイッチング素子Ｑ４については、周期Ｃｙ５１ではデューティ比Ｄｒ５３であるのに対して、周期Ｃｙ５２以降ではオフからオンにするタイミングを遅くしてデューティ比Ｄｒ５４（Ｄｒ５３＞Ｄｒ５４）でパルス信号を制御する。したがって、上述したデッドタイムの長さを変化させる制御と同様に、デューティ比を変化させる制御でも、周期Ｃｙ５２以降においてトランスＴｒ１で偏磁の発生を抑止することができる。
【００６９】
なお上述した操作信号制御例５では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４による電圧時間積ＶＴ９を電圧時間積ＶＴａにするように制御した。この制御例に代えて、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３にかかる電圧時間積ＶＴについて、偏磁が発生する周期Ｃｙ５１における電圧時間積ＶＴａを周期Ｃｙ５２以降には電圧時間積ＶＴ９になるように制御してもよい。この制御を行う場合には上記限界値を超えないので、操作信号制御例２に示すようにスイッチング素子Ｑ３をオフからオンにするタイミングを遅くしたり（矢印Ｄ２を参照）、操作信号制御例３に示すようにスイッチング素子Ｑ２をオンからオフにするタイミングを早めたりすればよい（矢印Ｄ３を参照）。この制御を行う場合も上述した操作信号制御例５と同様に、二次電圧Ｖｓ１，Ｖｓ２にかかる電圧時間積が等しくなるので、トランスＴｒ１で偏磁の発生を抑止することができる。
【００７０】
また操作信号制御例５では、「一のスイッチング素子」にスイッチング素子Ｑ１を適用し、「他のスイッチング素子」にスイッチング素子Ｑ４を適用した。この形態に代えて、「一のスイッチング素子」にスイッチング素子Ｑ４を適用し、「他のスイッチング素子」にスイッチング素子Ｑ１を適用してもよい。同様に、「一のスイッチング素子」にスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３を適用し、「他のスイッチング素子」にスイッチング素子Ｑ３，Ｑ２を適用してもよい。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に伝達する操作信号（パルス信号）がオン／オフするタイミングに応じて、適用可能なスイッチング素子が変わる。
【００７１】
上述した実施の形態１によれば、以下に示す各効果を得ることができる。
（１）電力変換装置２０において、トランスＴｒ１の二次端子から出力される二次電圧Ｖｓ１，Ｖｓ２（交流電力）を整流するダイオードＤ１１，Ｄ１２と、ダイオードＤ１１，Ｄ１２（二以上の整流部）によって整流される直流電圧（直流電力）を個別かつ経時的に積分して求められる電圧時間積を出力する積分部２２，２３と、二以上の電圧時間積にかかる偏差量ΔＴＰを検出する偏差量検出部２４と、偏差量検出部２４によって検出される偏差量ΔＴＰに基づいて、当該偏差量ΔＴＰがゼロになるように操作信号を変化させる制御を行う操作信号制御部２１とを有する構成とした（図１を参照）。この構成によれば、偏差量検出部２４によって検出される偏差量ΔＴＰに基づいて、操作信号制御部２１は偏差量ΔＴＰがゼロになるように操作信号を変化させる制御を行う。偏差量ΔＴＰがゼロになれば、直流電圧の電圧時間積が等しくなり、トランスＴｒ１の偏磁を抑止（低減を含む）することができる。個々のダイオードＤ１１，Ｄ１２を正負の直流電圧に対応させることで、正負にかかわらずトランスＴｒ１の偏磁を抑止することができる。電流の流れる経路に回路素子を追加することなく、トランスＴｒ１の二次端子から出力される二次電圧Ｖｓ１，Ｖｓ２の正負に対応したダイオードＤ１１，Ｄ１２を備えるだけでよいので、装置全体のコストを抑えることができる。
【００７２】
（２）操作信号制御部２１は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオン／オフする期間の比を示すデューティ比Ｄｒ１１，Ｄｒ２１，Ｄｒ３１，Ｄｒ４１，Ｄｒ５１，Ｄｒ５３を変化させる構成とした（操作信号制御例１〜５；図３〜図７を参照）。この構成によれば、電圧時間積の偏差量ΔＴＰがゼロになるように、操作信号のデューティ比Ｄｒ１１，Ｄｒ２１，Ｄｒ３１，Ｄｒ４１，Ｄｒ５１，Ｄｒ５３を各々変化させて操作信号をスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に伝達すればよい。既存の制御方法を利用できるので、装置全体のコストを抑えることができる。
【００７３】
（３）複数（二以上）のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を有し、操作信号制御部２１は、一のスイッチング素子Ｑ１にかかるデューティ比Ｄｒ５１が所定比値に達すると、他のスイッチング素子Ｑ４にかかるデューティ比Ｄｒ５２を変化させる構成とした（操作信号制御例５；図７を参照）。この構成によれば、一のスイッチング素子Ｑ１にかかるデューティ比Ｄｒ５１が所定比値に達すると、当該デューティ比Ｄｒ５１のほか、他のスイッチング素子Ｑ４にかかるデューティ比Ｄｒ５２も変化させる。所定比値を超えない範囲で複数のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４にかかるデューティ比Ｄｒ５１，Ｄｒ５２を各々変化させるので、複数のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を安定的に動作させ、しかもトランスＴｒ１の偏磁を抑止することができる。
【００７４】
（４）複数（二以上）のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を有し、連携して操作する対象となる二のスイッチング素子（スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３またはスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４）について、操作信号制御部２１は、一方のスイッチング素子の状態を変えてから他方のスイッチング素子の状態を変えるまでのデッドタイムＤｔ１１，Ｄｔ２１，Ｄｔ３１，Ｄｔ４１（第１デッドタイム）の長さを変化させる構成とした（操作信号制御例１〜４；図３〜図６を参照）。この構成によれば、一方のスイッチング素子から他方のスイッチング素子に連携するデッドタイムＤｔ１１，Ｄｔ２１，Ｄｔ３１，Ｄｔ４１の長さを各々変化させて操作信号をスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に伝達すればよい。既存の制御方法を利用できるので、装置全体のコストを抑えることができる。
【００７５】
（５）操作信号制御部２１は、連携して操作する対象となるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３にかかるデッドタイムＤｔ５１（第１デッドタイム）の長さが所定長値に達すると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３（一方の組）とは別個のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４（他方の組）について、一方のスイッチング素子Ｑ４の状態をオンからオフに変えてから他方のスイッチング素子Ｑ２の状態をオフからオン変えるまでデッドタイムＤｔ５２（第２デッドタイム）の長さを変化させる構成とした（操作信号制御例５；図７を参照）。この構成によれば、出力しようとする操作信号に含まれるデッドタイムＤｔ５１が所定長値に達すると、当該デッドタイムＤｔ５１のほかにデッドタイムＤｔ５２も変化させる。所定長値を超えない範囲で複数のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４にかかるデッドタイムＤｔ５１，Ｄｔ５２を各々変化させてデッドタイムＤｔ５３，Ｄｔ５４にするので、複数のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を安定的に動作させ、しかもトランスＴｒ１の偏磁を抑止することができる。
【００７６】
図示しないが、操作信号制御例５（図７）に示すパルス信号のパターンがスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３とスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４とで入れ替わる場合でも、同様の制御を行えばよい。この場合でも、単に連携して操作する対象となるスイッチング素子が相違するに過ぎないので、トランスＴｒ１の偏磁を抑止することができる。
【００７７】
（６）電力変換装置２０を有する電源システム１０は、ダイオードＤ１１，Ｄ１２（整流部）の出力端子を電気的に接続する接続部Ｊと、接続部Ｊにおける直流電圧の交流成分を低減するフィルタ部１２とを有する構成とした（図１を参照）。この構成によれば、コストを抑えながらも正負の直流成分に対応可能であり、電流の流れる経路に回路素子を追加することなくトランスＴｒ１の偏磁を抑止することができる。
【００７８】
〔実施の形態２〕
実施の形態２は、上述した実施の形態１と同様に、電圧制御による電力に基づいてトランスの偏磁を抑止する例であって、図８を参照しながら説明する。電力変換装置２０を含む電源システム１０の構成は、一部の構成が実施の形態１と同様である。そのため実施の形態２では、実施の形態１で用いた要素と同一の要素には同一の符号を付して説明を省略し、上述した実施の形態１と相違する内容を説明する。
【００７９】
実施の形態２は、実施の形態１のトランスＴｒ１（図１を参照）に代えて、トランスＴｒ２を用いる点が大きく異なる。トランスＴｒ１は、一次端子とともに、二次端子として少なくとも三端子を有するタイプを用いた。これに対して、トランスＴｒ２は一次端子と二次端子が同一のタイプであり、トランスＴｒ１のような中間端子を有しない。なお、トランスＴｒ１と同様に中間端子を有するタイプのトランスを用いても構わないが、中間端子を使用しないで構成する。
【００８０】
上記トランスＴｒ２を用いるのに伴い、整流部Ｄｂ１，Ｄｂ２や、スイッチＳＷ１，ＳＷ２などを新たに加える。整流部Ｄｂ１，Ｄｂ２、入力側をトランスＴｒ２の二次端子に並列接続される。整流部Ｄｂ１は「接続部Ｊ」の機能をも担い、電源システム１０に備えられる。整流部Ｄｂ１の一方側端子をコンデンサＣ１１およびフィルタ部１２に接続し、同じく他方側端子をグラウンドＮに接続する。整流部Ｄｂ２は電力変換装置２０に備えられる。整流部Ｄｂ２の一方側端子を積分部２２，２３に接続し、同じく他方側端子をグラウンドＮに接続する。これらの整流部Ｄｂ１，Ｄｂ２はダイオード等で構成され、トランスＴｒ２の二次端子に出力される二次電圧Ｖｓ３（交流電力）を直流電圧（直流電力）に整流する機能を担い、半波整流回路であると全波整流回路であるとを問わない。
【００８１】
スイッチＳＷ１，ＳＷ２は、いずれも制御回路２１ｂによって個々にオン／オフが制御される。スイッチＳＷ１は、積分部２２の出力（すなわち二次電圧Ｖｓ２に相当する二次電圧Ｖｓ３の電圧時間積ＶＴ）を偏差量検出部２４に伝達するか否かを切り替えられる。スイッチＳＷ２は、積分部２３の出力（すなわち二次電圧Ｖｓ１に相当する二次電圧Ｖｓ３の電圧時間積ＶＴ）を偏差量検出部２４に伝達するか否かを切り替えられる。
【００８２】
例えば、スイッチＳＷ２は図３〜図７に示すスイッチング素子Ｑ１と同様のタイミングでオン／オフが制御され、スイッチＳＷ１はスイッチＳＷ２とは逆にオン／オフが制御される。すなわち、実施の形態１における二次電圧Ｖｓ１に相当する二次電圧Ｖｓ３を検出するときはスイッチＳＷ１がオンになる。同じく実施の形態１における二次電圧Ｖｓ２に相当する二次電圧Ｖｓ３を検出するときはスイッチＳＷ２がオンになる。こうしてスイッチＳＷ１，ＳＷ２を制御することによって、実施の形態１で説明した操作信号制御例１〜５（図３〜図７を参照）を実現することができる。
【００８３】
上述した実施の形態２によれば、実施の形態１で説明した操作信号制御例１〜５（図３〜図７を参照）を実現できるので、請求項１〜５にそれぞれ対応する実施の形態１と同様の作用効果が得られる。すなわちトランスＴｒ２の偏磁を抑止することができる。
【００８４】
また請求項６にも対応し、電力変換装置２０を有する電源システム１０は、接続部Ｊの機能を含む整流部Ｄｂ１と、整流部Ｄｂ１から出力される直流電圧の交流成分を低減するフィルタ部１２とを有する構成とした（図８を参照）。この構成によれば、コストを抑えながらも正負の直流成分に対応可能であり、電流の流れる経路に回路素子を追加することなくトランスＴｒ２の偏磁を抑止することができる。
【００８５】
〔他の実施の形態〕
以上では本発明を実施するための形態について実施の形態１，２に従って説明したが、本発明は当該形態に何ら限定されるものではない。言い換えれば、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施することもできる。例えば、次に示す各形態を実現してもよい。
【００８６】
上述した実施の形態１，２では、電力変換装置２０のうち、直流電圧（直流電力）を交流電圧（交流電力）に変換する電力変換部には、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を用いてフルブリッジで構成した（図１，図８を参照）。この形態に代えて、スイッチング素子の数を少なくする電力変換部を構成してもよい。例えば、図９（Ａ）に示すハーフブリッジで構成してもよく、図９（Ｂ）に示すプッシュプルで構成してもよい。図９（Ａ）に示すハーフブリッジ構成では、スイッチング素子Ｑ２に代えてコンデンサＣ２を用い、スイッチング素子Ｑ４に代えてコンデンサＣ４を用いる。図示しないが、シングルフォワード方式やフライバック方式などを複数（例えば２つや４つ等）用い、トランスＴｒ１，Ｔｒ２の一次端子側に接続する構成としてもよい。トランスＴｒ１，Ｔｒ２の一次端子側に接続する電力変換部の構成が相違するに過ぎないので、上述した実施の形態１，２と同様の作用効果を得ることができる。
【００８７】
上述した実施の形態１，２では、スイッチング素子Ｑ１の操作信号を基準とし、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の各操作信号を変化させる構成とした（操作信号制御例１〜４；図３〜図６を参照）。この形態に代えて、スイッチング素子Ｑ１以外のスイッチング素子（すなわちスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ４のいずれか）の操作信号を基準とし、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の各操作信号を変化させる構成としてもよい。基準となる操作信号が相違するに過ぎないので、上述した実施の形態１，２と同様の作用効果を得ることができる。
【００８８】
上述した実施の形態１，２では、積分部２２，２３として抵抗器とコンデンサとからなり、時定数を大きく確保したＲＣ回路を適用した（図１，図８を参照）。この形態に代えて、例えばオペアンプを用いた積分回路などを用いてもよい。また、時定数が小さなＲＣ回路や積分回路を適用してもよく、この場合には図１や図８において二点鎖線で示すようにピークホールド回路ＰＨ１，ＰＨ２を接続するのが望ましい。このピークホールド回路ＰＨは、所定の時期（図３の例では時刻ｔ１５や時刻ｔ１ｃ等）まで、二次電圧Ｖｓ１，Ｖｓ２（これらに相当する二次電圧Ｖｓ３）にかかる電圧時間積ＶＴをそれぞれ個別に保持する機能を担う。いずれの構成にせよ、電圧時間積ＶＴを積算することができるので、上述した実施の形態１，２と同様の作用効果を得ることができる。
【００８９】
上述した実施の形態１，２では、フィルタ部１２（ローパスフィルタ）としてリアクトルＬ１２とコンデンサＣ１２とからなるＬＣ回路を適用した（図１，図８を参照）。この形態に代えて（あるいは加えて）、直流電圧（直流電力）の高周波成分を除去可能な他の構成からなるフィルタ部を適用してもよい。例えば、抵抗器とコンデンサとからなるＲＣ回路や、オペアンプを用いたアクティブローパスフィルタなどを用いてもよい。これらのようなアナログフィルタに限らず、ディジタルフィルタを用いてもよい。いずれのフィルタ部にせよ直流電圧（直流電力）の高周波成分を除去できるので、上述した実施の形態１，２と同様の作用効果を得ることができる。
【００９０】
上述した実施の形態１，２などでは、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４にＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いる構成とした（図１，図８，図９を参照）。この形態に代えて、他のスイッチング素子を用いる構成としてもよい。他のスイッチング素子には、例えばＦＥＴ（具体的にはＰチャネルＭＯＳＦＥＴ，ＪＦＥＴ，ＭＥＳＦＥＴ等）、ＩＧＢＴ、ＧＴＯ、パワートランジスタなどが該当する。いずれのスイッチング素子にせよ、直流電圧（直流電力）を交流電圧（交流電力）に変換する電力変換部を構成できるので、上述した実施の形態１，２と同様の作用効果を得ることができる。
【００９１】
上述した実施の形態１，２では、電力源Ｅdcから供給される直流電圧（直流電力）に基づいて、二次電圧Ｖｓ１，Ｖｓ２や二次電圧Ｖｓ３の各電圧時間積ＶＴを求め、一周期内に偏差量ΔＴＰが０でないときにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を操作する操作信号を変化させる構成とした（図１〜図８を参照）。すなわち、電圧制御による電力について適用した。この形態に代えて、電流制御による電力に適用することもできる。この場合における電力変換装置２０は、電力源Ｅdcから直流電流（直流電力）が供給され、交流電流（交流電力）に変換して出力する。定電圧源にかかる回路構成を定電流源にかかる回路構成に変換する方法は周知であるので、図１や図８の回路構成も同様に変換できる。ただし、トランスＴｒ１，Ｔｒ２によって位相遅れが発生するので、当該位相遅れを考慮してスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御する必要がある。よって電流制御による電力についても、上述した実施の形態１，２と同様の作用効果を得ることができる。
【００９２】
上述した実施の形態１，２では、偏差量ΔＴＰが０である場合に限って、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を操作する操作信号を変化させた（図２のステップＳ１２，Ｓ１３を参照）。この形態に代えて、トランスＴｒ１，Ｔｒ２に偏磁が生じても出力に影響がほとんど無いような許容範囲（ΔＴＰ≦α）である場合には、操作信号を変化させない構成としてもよい（図２のステップＳ１２に示す括弧内の「ΔＴＰ≦α？」）。逆に言えば、トランスＴｒ１，Ｔｒ２に生じる偏磁が許容範囲外（ΔＴＰ＞α）になったとき、操作信号を変化させる。αには、電力変換装置２０の構成（例えばスイッチング素子の種類や、制御する電圧や電流等）に応じて適切な数値を設定する。この制御を行う場合には、トランスＴｒ１，Ｔｒ２の偏磁を許容範囲内に抑えることができる。
【符号の説明】
【００９３】
１０  電源システム
１２  フィルタ部
２０  電力変換装置
２１  操作信号制御部
２１ａ  ドライブ回路
２１ｂ  制御回路
２２，２３  積分部
２４  偏差量検出部
３０  出力機器
ＶＴ１，ＶＴ２，ＶＴ３  電圧時間積
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４  スイッチング素子
Ｔｒ１，Ｔｒ２  トランス
Ｄｔ１１，Ｄｔ１２，…  デッドタイム
Ｄｒ１１，Ｄｒ１２，…  デューティ比
ΔＴＰ  偏差量
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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