(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信した時間領域信号を複数の周波数領域信号に変換する受信装置において，
前記時間領域信号を所定のサンプリングレートでサンプリングした離散時間領域信号のうち離散フーリエ変換ウインドウ内の離散時間領域信号を離散フーリエ変換して複数のサブキャリアに対応する前記周波数領域信号を生成する離散フーリエ変換部と，
前記離散フーリエ変換ウインドウの１サンプル未満の小数ずれに起因する位相変動量及び振幅変動量であって，前記小数ずれ量と前記サブキャリアの順番とに応じた位相変動量及び振幅変動量に基づいて，前記複数の周波数領域信号をそれぞれ補正する補正部とを有する受信装置。
【請求項２】
請求項１において，
さらに，前記小数ずれ量と前記サブキャリアの順番とに基づいて，コンスタレーション上の前記小数ずれ量に対応する変位円上の前記サブキャリアの順番に対応する第１の信号点と，前記小数ずれがない場合の第２の信号点との位相差と振幅差を，前記位相変動量及び振幅変動量として求める位相振幅補正量生成部を有する受信装置。
【請求項３】
請求項２において，
前記変位円は，前記コンスタレーション上の原点を中心とする基準円に内接し，前記小数ずれ量に対応する半径を有する受信装置。
【請求項４】
請求項３において，
前記変位円の半径ｍは，前記基準円の半径Ｒを１とし，前記小数ずれ量をｔ（０≦ｔ≦１）とした場合，ｍ＝｛１−ｃｏｓ（πｔ）｝／２である受信装置。
【請求項５】
請求項１において，
前記複数の周波数領域信号のうち，既知データを有する前記周波数領域信号の，小数ずれがない場合の前記既知データに対応する周波数領域信号に対する前記位相変動量と前記振幅変動量とに基づいて，前記離散フーリエ変換ウインドウの１サンプル未満の前記小数ずれ量を求める小数ずれ量生成部を有する受信装置。
【請求項６】
受信した時間領域信号を複数の周波数領域信号に変換する受信装置において，
前記時間領域信号を所定のサンプリングレートでサンプリングした離散時間領域信号のうち離散フーリエ変換ウインドウ内の離散時間領域信号を離散フーリエ変換して複数のサブキャリアに対応する前記周波数領域信号を生成する離散フーリエ変換部と，
前記離散フーリエ変換ウインドウの１サンプル未満の小数ずれ量の複数候補毎に設けられ，前記小数ずれ量の候補に起因する位相変動量及び振幅変動量であって，前記小数ずれ量の候補と前記サブキャリアの順番とに応じた位相変動量及び振幅変動量に基づいて，前記複数の周波数領域信号をそれぞれ補正する複数の補正部と，
前記複数の補正部がそれぞれ補正した補正後の複数の周波数領域信号のうち，最も確からしい補正後の複数の周波数領域信号を選択する選択部とを有する受信装置。
【請求項７】
受信した時間領域信号を複数の周波数領域信号に変換する受信装置において，
前記時間領域信号をサンプリングクロックに同期してサンプリングして離散時間領域信号を生成するＡＤ変換部と，
前記離散時間領域信号のうち離散フーリエ変換ウインドウ内の離散時間領域信号を離散フーリエ変換して複数のサブキャリアに対応する前記周波数領域信号を生成する離散フーリエ変換部と，
前記離散フーリエ変換ウインドウの１サンプル未満の小数ずれ量の複数候補毎に設けられ，前記小数ずれ量の候補に起因する位相変動量及び振幅変動量であって，前記小数ずれ量の候補と前記サブキャリアの順番とに応じた位相変動量及び振幅変動量に基づいて，前記複数の周波数領域信号をそれぞれ補正する複数の補正部と，
前記複数の補正部がそれぞれ補正した補正後の複数の周波数領域信号のうち，最も確からしいものの前記小数ずれ量にしたがって，前記サンプリングクロックの位相を調整するサンプリングクロック位相制御部とを有する受信装置。
【請求項８】
受信した時間領域信号を所定のサンプリングレートでサンプリングした離散時間領域信号のうち離散フーリエ変換ウインドウ内の離散時間領域信号を離散フーリエ変換して複数のサブキャリアに対応する周波数領域信号を生成する離散フーリエ変換部を有する受信装置と，通信する送信装置において，
複数のサブキャリアでそれぞれ変調した複数の周波数領域信号を逆離散フーリエ変換する逆離散フーリエ変換部と，
前記受信装置において発生した前記離散フーリエ変換ウインドウの１サンプル未満の小数ずれに起因する位相変動量及び振幅変動量であって，前記小数ずれ量と前記サブキャリアの順番とに応じた位相変動量及び振幅変動量に基づいて，前記逆離散フーリエ変換部に入力される前記複数の周波数領域信号をそれぞれ補正する補正部を有する送信装置。
【請求項９】
受信した時間領域信号を複数の周波数領域信号に変換する受信装置であって，
前記時間領域信号を所定のサンプリングレートでサンプリングした離散時間領域信号のうち離散フーリエ変換ウインドウ内の離散時間領域信号を離散フーリエ変換して複数のサブキャリアに対応する前記周波数領域信号を生成する離散フーリエ変換部を有する受信装置の離散サンプリングタイミングに係る補正方法において，
前記離散フーリエ変換ウインドウの１サンプル未満の小数ずれに起因する位相変動量及び振幅変動量であって，前記小数ずれ量と前記サブキャリアの順番とに応じた位相変動量及び振幅変動量に基づいて，前記複数の周波数領域信号をそれぞれ補正する受信装置の離散サンプルタイミングに係る補正方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は，受信装置，送信装置およびその離散サンプルタイミングに係る補正方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ），直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ），単一キャリア周波数分割多重（ＳＣ−ＯＦＤＭ），単一キャリア周波数分割多元接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）方式では，送信装置が，複数のサブキャリアである周波数領域信号を逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）して時間領域信号を生成し，アップコンバートして通信媒体に送出し，受信装置が，受信信号をダウンコンバートし，時間領域信号を離散フーリエ変換（ＤＦＴ）して複数の周波数領域信号を生成し，それぞれの信号を復調する。ＳＣ−ＯＦＤＭとＳＣ−ＦＤＭＡでは，上記に加えて，送信装置が時間領域信号を離散フーリエ変換して複数の周波数領域信号を生成し，送信装置が複数の周波数領域信号を逆離散フーリエ変換して１つの時間領域信号を生成する。
【０００３】
これらの通信方式に適用される受信装置は，受信信号をダウンコンバートしてベースバンドのアナログ信号を生成し，それをアナログデジタル変換（ＡＤＣ）してデジタルの離散的なベースバンド信号（離散ベースバンド信号）を生成する。そして，この時間領域信号である離散ベースバンド信号に離散フーリエ変換を行って複数のサブキャリアに対応する周波数領域信号を生成し，各サブキャリアの周波数領域信号について復調，復号処理を行うか，複数の周波数領域信号を逆離散フーリエ変換により時間領域信号を生成しそれを復調，復号処理する。
【０００４】
高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を含む離散フーリエ変換（ＤＦＴ）は，離散ベースバンド信号のうちＤＦＴウインドウタイミングの離散ベースバンド信号を，所定の演算によりＤＦＴ処理する。ＤＦＴ対象の離散ベースバンド信号をＤＦＴウインドウのタイミングに正しく同期させることは必須であり，ＤＦＴウインドウのタイミングに正しく同期していない場合は，ＤＦＴ処理した信号が大きな歪みを有し正しく復調することができない。
【０００５】
ＤＦＴウインドウタイミングの同期検出方法には，ガードインターバルの自己相関性を利用して自己相関値が最も大きくなるタイミングに基づいてＤＦＴウインドウタイミングを検出する方法や，連続するプリアンブルシンボルを既知のシンボルパターンと相関値をとりその相関値が最も大きくなるタイミングに基づいてＤＦＴウインドウタイミングを検出する方法などがある。
【０００６】
ＯＦＤＭ，ＯＦＤＭＡ，ＳＣ−ＦＤＭＡなどについては，以下の文献に記載されている。
【０００７】
また，ＯＦＤＭＡ方式やＳＣ−ＦＤＭＡ方式においては，複数の端末にサブキャリアを割り当てるので，各端末間で送信信号のタイミングにずれが生じる。そのため，各端末からの受信信号の直交性を確保するために，端末の送信タイミングを調整可能にすることが提案されている。例えば，ＯＦＤＭＡを採用するＷｉＭＡＸでは１／４サンプルタイミングの調整を行うことが規格化されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００６−１９７５２０号公報
【特許文献２】ＷＯ  ２００８／０８７８１３  Ａ１
【非特許文献】
【０００９】
【非特許文献１】「OFDM通信方式の基礎と応用技術」トリケップス著，第３章OFDM通信方式の受信同期方式，P47-51，（ISBN4-88657-235-9）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
上記の方法によりDFTウインドウタイミングの同期をとっても，離散ベースバンド信号のサンプル点での同期をとることはできるが，DFTウインドウタイミングの１サンプル未満の小数ずれについてまで同期をとることは容易ではない。例えば，上記の方法によりDFTウインドウタイミングのずれを１サンプル未満まで検出しても，ADCでサンプリングされる前のベースバンド信号に微少な遅延を与える回路を設けることは困難である。
【００１１】
そこで，本発明の目的は，DFTウインドウタイミングが１サンプル未満のずれを有する場合でも，受信信号を適切に補正することができる受信装置及び補正方法を提供することにある。
【００１２】
本発明の別の目的は，DFTウインドウタイミングの１サンプル未満のずれを検出する受信装置及び補正方法を提供することにある。
【００１３】
本発明のさらに別の目的は，受信装置側でDFTウインドウタイミングの１サンプル未満のずれが発生しないようにした送信装置とその補正方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
受信装置の第１の側面は，直交周波数分割多重方式または直交周波数分割多元接続方式の受信装置において，
時間領域信号を所定のサンプリングレートでサンプリングした離散時間領域信号のうち離散フーリエ変換ウインドウ内の離散時間領域信号を離散フーリエ変換して複数のサブキャリアに対応する周波数領域信号を生成する離散フーリエ変換部と，
前記離散フーリエ変換ウインドウの１サンプル未満の小数ずれに起因する位相変動量及び振幅変動量であって，前記小数ずれ量と前記サブキャリアの順番とに応じた位相変動量及び振幅変動量に基づいて，前記複数の周波数領域信号をそれぞれ補正する補正部とを有する。
【発明の効果】
【００１５】
第１の側面によれば，１サンプル未満のずれ（小数ずれ）による位相変動量，振幅変動量を補正することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】OFDM，OFDMA方式の受信装置の構成図である。
【図２】SC-OFDM，SC-FDMA方式の受信装置の構成図である。
【図３】OFDM，OFDMA，SC-OFDM，SC-DFMAの複数のサブキャリアと複数のシンボルとの関係例を示す図である。
【図４】DFT演算の行列式を示す図である。
【図５】DFT演算の回転因子ＷＮを説明する図である。
【図６】フーリエ変換（FT）演算後の周波数領域信号Ｘ０〜Ｘ７のＱ成分（ｓｉｎ）の８つのサブキャリアの信号波形を示す図である。
【図７】１サンプル未満の小数ずれによるサブキャリアの位相と振幅の変位を示す図である。
【図８】１サンプル未満の小数ずれによるサブキャリアの位相と振幅の変位を示す別の図である。
【図９】本実施の形態における補正量を求める演算を説明する図である。
【図１０】OFDM方式の送信装置と受信装置の概略構成図である。
【図１１】OFDMA方式の送信装置と受信装置の概略構成図である。
【図１２】第１の実施の形態におけるOFDM受信装置の構成図である。
【図１３】位相・振幅補正量生成部の構成図である。
【図１４】位相補正部１７と振幅補正部１８の構成図である。
【図１５】位相補正部，振幅補正部の位相回転器と乗算器の構成を示す図である。
【図１６】SC-OFDM方式の送信装置と受信装置の構成を示す図である。
【図１７】SC-FDMA方式の送信装置と受信装置の構成を示す図である。
【図１８】第１の実施の形態におけるSC-FDMA方式の受信装置の構成図である。
【図１９】第１の実施の形態における改良例を説明する図である。
【図２０】第１の実施の形態におけるOFDM受信装置の改良例を示す図である。
【図２１】第２の実施の形態におけるOFDM受信装置の構成図である。
【図２２】第３の実施の形態におけるOFDM受信装置の構成図である。
【図２３】第４の実施の形態におけるOFDM受信装置の構成図である。
【図２４】第５の実施の形態におけるOFDM受信装置の構成図である。
【図２５】第６の実施の形態におけるOFDM受信装置の構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
本実施の形態は，例えば，送信装置が複数のサブキャリアである周波数領域信号を逆離散フーリエ変換して時間領域信号を生成しアップコンバートして通信媒体に送出し，受信装置が受信信号をダウンコンバートし時間領域信号を離散フーリエ変換して複数の周波数領域信号を生成するような通信方式に適用される。
【００１８】
図１は，OFDM,SC-OFDM方式の受信装置の構成図である。受信装置は，アンテナで受信した高周波の受信波RxをキャリアクロックCCLKでダウンコンバートするミキサ１０と，ベースバンドのアナログの時間領域信号S10をサンプリングクロックSCLKに同期してサンプリングしデジタルの離散時間領域信号S11に変換するアナログデジタル変換器（ADC）１１とを有する。さらに，受信装置は，離散時間領域信号S11の離散フーリエ変換ウインドウのタイミングを検出するDFTタイミング検出部１２と，それからのDFTウインドウタイミング信号S12に応じて，DFTウインドウ内の離散時間領域信号S11を離散フーリエ変換（DFT）し複数のサブキャリアの周波数領域信号S13を出力するDFT部１３とを有する。複数のサブキャリアの周波数領域信号S13は，それぞれ，復調部１４にて復調，復号され，受信データRxdが生成される。
【００１９】
受信装置は，既知のデータを有するパイロット信号を復調して得たパイロット信号の位相変動に基づいてキャリアクロックCCLKの周波数を自動的に制御する自動周波数制御部（AFC）１５を有し，AFC15は，複数のパイロット信号の位相の変化から周波数誤差を求め，当該周波数誤差をなくすようにキャリアクロックCCLKを生成する発振器OSC1の周波数を制御する。つまり，AFC15が発振器OSC1に与えている信号S15は，例えば周波数を制御する制御電圧である。さらに，AFC15は，このキャリアクロックCCLKの周波数の制御に連動して，サンプリングクロックSCLKを生成する発振器OSC2の周波数も制御する。これにより，サンプリングクロックSCLKのサンプリングレートが周波数領域信号S10の周期に整合される。
【００２０】
この受信装置において，DFT13は，ADC11でサンプリングされた離散的な時間領域信号S11のうちDFTウインドウ内の離散時間領域信号にDFT演算を行って，サブキャリア毎の周波数領域信号S13を生成する。AFC15により時間領域信号S11は適切な周波数に制御される一方，DFT演算のDFTウインドウのタイミングは，DFTタイミング検出部１２が検出したタイミングに制御される。DFTタイミング検出部１２は，ガードインターバルの自己相関値が最大になるタイミングや，プリアンブルの同期パターンの相関値が最大になるタイミングなどに基づいてDFTウインドウの最適なタイミングを検出する。
【００２１】
しかし，DFTタイミング検出部１２は，離散的な時間領域信号S11に対して求めた相関値を利用するので，その相関値により制御されるDFTウインドウのタイミングの精度は，１サンプルの精度に限られ，１サンプル未満の小数ずれの精度は得られない。その結果，DFTウインドウのタイミングは，１サンプル未満の小数ずれ（具体的には０からプラスマイナス0.5サンプルの範囲のずれ）を伴う。このような小数ずれしたDFTウインドウでDFTされた周波数領域信号S13の位相と振幅は，小数ずれによる誤差（位相，振幅変位量）を有する。
【００２２】
図２は，OFDMA,SC-FDMA方式の受信装置の構成図である。図１の受信装置と同様に，ミキサ１０，ADC11，DFTタイミング検出部１２，DFT13，復調部１４，AFC15などを有し，さらに，DFTされた複数のサブキャリアの周波数領域信号S13の所定の信号を逆DFTするIDFT16を有する。このIDFT部１６を有する構成が，図１の受信装置と異なる。
【００２３】
したがって，OFDMA,SC-FDMA方式の受信装置の場合も，OFDM，SC-OFDM方式の受信装置と同様に，DFTウインドウのタイミングに１サンプル未満の小数ずれが生じ，DFTされた複数のサブキャリアの周波数領域信号S13の位相と振幅には小数ずれによる誤差が発生する。
【００２４】
図３は，OFDM，OFDMA，SC-OFDM，SC-DFMAの複数のサブキャリアと複数のシンボルとの関係例を示す図である。この例では，複数のシンボルＳｍ＋１〜Ｓｍ＋９それぞれに，複数のサブキャリアＳＣ０〜ＳＣ７が挿入され，そのうち，シンボルＳｍ＋２，Ｓｍ＋８には全てのサブキャリアにパイロットが挿入され，それ以外のシンボルＳｍ＋１，Ｓｍ＋３〜Ｓｍ＋７，Ｓｍ＋９のサブキャリアにはデータが変調されている。
【００２５】
パイロット信号は，既知データをサブキャリアで変調した信号であり，受信装置は，パイロット信号の位相と振幅に基づいて，伝搬路特性や，DFTウインドウのサンプル点ずれなどを検出する。また，前後するサンプル点間の前述の相関値から１サンプル未満の小数ずれをある程度検出することができる。
【００２６】
次に，DFT演算について説明する。DFT（離散フーリエ変換）の演算は，DFT演算の離散点の数であるポイント数がNの場合，N個の複素数列ｘ０〜ｘＮ−１に対して以下の演算を行うことによりN個の複素数列Ｘ０〜ＸＮ−１を求める演算であることが知られている。
Ｘｊ＝Σ（ｋ＝０〜Ｎ−１）ｘｋe｛（−２π／Ｎ）ｊｋ｝
そして，OFDMまたはOFDMA方式での時間領域信号を周波数領域信号に変換するDFT演算においても，この演算が行われる。この演算式は，以下の行列式で表すことができる。
【００２７】
図４は，DFT演算の行列式を示す図である。図４（Ａ）では，ｘ０〜ｘＮ−１は，DFT演算される時間領域信号のサンプル点０〜Ｎ−１の値である。そして，Ｗ０〜Ｗ（Ｎ−１）＾２は，時間領域信号ｘ０〜ｘＮ−１に乗算される回転因子である。さらに，Ｘ０〜ＸＮ−１はDFT演算された周波数領域信号である。この周波数領域信号Ｘ０〜ＸＮ−１は，それぞれ異なる周波数０，f，２f，３f〜（Ｎ−１）ｆと，それぞれの位相と振幅を有する。なお，（Ｎ−１）＾２は，（Ｎ−１）２を意味する。
【００２８】
つまり，このDFT行列式では，DFTウインドウのポイント数がＮ点（０〜Ｎ−１），サブキャリア（周波数）の数もＮ個（０〜Ｎ−１）である。ポイント数はDFT演算対象のサンプル点数であり，オーバーサンプルがなく全てのサンプル点がポイントになる場合はDFTウインドウ内のサンプル点が全てDFT演算対象になる。
【００２９】
そして，図４（Ｂ）には，DFTポイント数がＮ＝８の例を示している。つまり，DFTウインドウ内の時間域信号のサンプル点ｘ０〜ｘ７に，回転因子Ｗ０〜Ｗ４９を乗算して周波数域信号Ｘ０〜Ｘ７が求められる。
【００３０】
図５は，DFT演算の回転因子ＷＮを説明する図である。図５（Ａ）は，DFTポイント数がＮの場合の回転因子Ｗ０〜ＷＮ−１を示している。回転因子ＷＮは，角度０°のＷ０から角度２π／Ｎずつ時計回りに回転する位相成分を有する。図５（Ｂ）は，DFTポイント数が８の場合の回転因子Ｗ０〜Ｗ７を示している。この場合は角度０°から４５°ずつ時計回りに回転する位相成分を有する。
【００３１】
以上より，図４，５の回転因子Ｗ０〜ＷＮ−１が，上記のDFT演算式のe｛（−２π／Ｎ）ｊｋ｝に対応していることが理解できる。
【００３２】
図６は，フーリエ変換（FT）演算後の周波数領域信号Ｘ０〜Ｘ７のＱ成分（ｓｉｎ）の８つのサブキャリアの信号波形を示す図である。この図から，上記の回転因子Ｗ０〜ＷＮ−１の位相の意味が理解される。FT演算ではDFT演算と異なり連続点に対する演算であるので，図６に示されるように，FT演算後の周波数領域信号Ｘ０〜Ｘ７は連続点からなる波形として認識することができる。一方，DFT演算の場合は，サンプル点SP0-SP8という離散点での値に対する演算であり，求められる周波数領域信号も離散点のデータになる。
【００３３】
この図に示される通り，各周波数領域信号Ｘ０〜Ｘ７の周波数は，Ｘ０が０（ＤＣ），Ｘ１〜Ｘ７がf〜７fであるので，同じ８つのサンプリング点ＳＰ０〜ＳＰ７でそれぞれのサブキャリアの位相が異なる。例えば，図６に示されるように以下の通りである。
Ｘ１：０，π／４，２π／４，３π／４，４π／４，５π／４，６π／４，７π／４
Ｘ２：０，２π／４，４π／４，６π／４，８π／４，１０π／４，１２π／４，１４π／４
Ｘ３：０，３π／４，６π／４，９π／４，１２π／４，１５π／４，１８π／４，２１π／４
Ｘ４：０，４π／４，８π／４，１２π／４，１６π／４，２０π／４，２４π／４，２８π／４
Ｘ５：０，５π／４，１０π／４，１５π／４，２０π／４，２５π／４，３０π／４，３５π／４
Ｘ６：０，６π／４，１２π／４，１８π／４，２４π／４，３０π／４，３６π／４，４２π／４
Ｘ７：０，７π／４，１４π／４，２１π／４，２８π／４，３５π／４，４２π／４，４９π／４
このように，各サブキャリアの周波数が０，f〜７fの関係にあるので，各サンプリング点での位相も異なる。上記の位相は，回転因子Ｗ０〜Ｗ４９の位相成分と符号は逆であるが一致している。
【００３４】
図６において，DFTウインドウのタイミングは，例えばサンプル点SP0-SP1のタイミングに整合していなければならない。DFTウインドウのタイミングが，１サンプル遅れたサンプル点SP1-SP8のタイミングに整合する場合は，DFTウインドウにサンプルずれが生じていることになる。さらに，最適なサンプル点のタイミングにDFTウインドウのタイミングが合わせられたとしても，１サンプル未満の小数ずれ（０〜±0.5サンプルずれ）が発生していると，DFTされた周波数領域信号の位相と振幅には誤差が発生する。
【００３５】
図７は，本発明者が実験等により見出した，１サンプル未満の小数ずれによるサブキャリアの位相と振幅の変位を示す図である。図７には，コンスタレーション上に，原点Oを中心とする基準円RCが示されている。図６の周波数領域信号Ｘ０〜Ｘ７であるサブキャリア全てに対してサンプリング点がピーク値をとる場合は，全てのサブキャリアの信号点は，基準円RC上に位置する。そして，DFTウインドウにサンプル点ずれ（１サンプル単位のずれ）が生じると，基準円RC上を回転する。
【００３６】
一方，例えば，被変調成分のI,QがI=-1, Q=-1 (-1/√2,-1/√2)の場合，DFTウインドウにサンプルずれがない場合は，その信号点はCD1になる。そして，DFTウインドウに１サンプル未満の小数ずれがあると，各サブキャリアの信号点は破線で示した変位円C1,C2,C3上に変位する。しかも，その変位する位置はサブキャリアの順番により異なり，サブキャリの順に変位円C1,C2,C3上に並ぶ。例えば，小数ずれ量tがt=0.5の場合は変位円C2上に変位し，その変位の位置はサブキャリアの順であることが見いだされた。
【００３７】
さらに，変位円C1,C2,C3は，基準円RCに内接する円であり，基準円の半径Ｒを１とすると，その半径mは小数ずれ量t(t=０〜1.0)に対して，
ｍ＝｛１−ｃｏｓ（πｔ）｝／２
となることが，発明者により見いだされた。つまり，半径mが小さい変位円C3の小数ずれ量tはt<0.5であり，半径m=0.5の変位円C2の小数ずれ量tはt=0.5であり，半径mが大きい変位円C1の小数ずれ量tはt>0.5である。
【００３８】
また，複数のサブキャリア（一例として８サブキャリアSC0-SC7，８ポイント数）は，この変位円C1,C2,C3上に順番に且つ均等に並び，DC成分の周波数f0のサブキャリアSC0は小数ずれが生じても基準円RC上の信号点CD1にあり，周波数f1-f7のサブキャリアSC1-SC7は変位円C1,C2,C3上に順番に且つ均等に並ぶ。例えば，変位円C3の場合では，周波数f6のサブキャリアSC6は，信号点CD2に変位していた。
【００３９】
サブキャリアSC6は，小数点ずれがなければ信号点CD1にあるが，小数ずれがあると変位円C3上の信号点CD2に変位する。つまり，振幅がRであるところanに変位し，位相が５π／４であるところ５π／４−θnに変位する。従って，このような場合は，サブキャリアSC6の振幅をR/an倍し，位相を−θn回転する振幅補正と位相補正をすることにより，小数ずれがない状態での信号点CD1の振幅と位相を得ることができる。
【００４０】
このように，同じ小数ずれ量ｔでも，サブキャリアの番号によって図６に示したとおり位相量に違いが生じ，サブキャリアの番号によって変位円上の位置も異なる。この理由は必ずしも確かではないが，サンプル点の小数ずれによりサンプル点でサブキャリア信号のピーク位置からずれることで，その位相と振幅が変位するものと推察される。
【００４１】
図８は，１サンプル未満の小数ずれによるサブキャリアの位相と振幅の変位を示す別の図である。この例は，サブキャリアの被変調成分が信号点CD11にある例で，その場合に，DFTウインドウに小数ずれが発生すると，サブキャリアは変位円C1,C2,C3上のサブキャリアの番号に応じた位置に変位する。例えば，変位円C3の場合では，周波数f6のサブキャリアSC6は，信号点CD12に変位する。この場合は，振幅がRであるところanになり，位相が７π／４であるところ７π／４−θnになっている。従って，この場合も，サブキャリアSC6の振幅をR/an倍し，位相を−θn回転する振幅補正と位相補正をすることにより，小数ずれがない状態の振幅と位相を得ることができる。
【００４２】
この補正量は，図７の例と同じであり，サブキャリアの被変調成分にかかわらず図中に示された原点O,信号点CD11,CD12を頂点とする三角形と変位円の半径mと回転角φnから，補正量R/an，θnを求めることができる。なお，半径mは小数ずれ量tからｍ＝｛１−ｃｏｓ（πｔ）｝／２で求められるので，前述の相関値などにより小数ずれ量tを求めておくことが望ましい。また，回転角φｎは，変位円をサブキャリアの数で等分割して得られるので，サブキャリアの番号に依存する。以下，補正量R/an，θnを求める演算について説明する。
【００４３】
図９は，本実施の形態における補正量を求める演算を説明する図である。図９は，サブキャリアSCnの受信信号点An(In,Qn)を元の信号点R(Ri,Rq)に復元する例を示している。この例では，サブキャリアの数は６４個であり，図９中には変位円C2(t=0.5),C3(t<0.5)が示され，基準円は省略されている。
【００４４】
まず，サブキャリアSCの番号nと小数ずれ量tが既知とする。基準円の半径をRとし，n番目のサブキャリアSCnの受信信号点An(In,Qn)の原点Oからの振幅をanとし，変位円C3での位相回転量をφnとし，小数ずれ量tから求まる変位円の半径をmR（R=1ならm）とする。位相回転量φnは，φn=2π／nであり，また，変位円C3の中心OXとコンスタレーションの原点Oとの距離は，(1-m)Rである。
【００４５】
そこで，受信信号点An(In,Qn),変位円C3の中心OX,原点Oからなる三角形について，余弦の定理により，以下のように振幅補正量R/anを求めることができる。
an2=(mR)2+((1-m)R)2-2mR(1-mR)cos(π-φn)
= R2 (2m2-2m+1+(2m-2m2)cosφn)                    (1)
よって，以下の式が導かれる。
R/an=1/((2m2-2m+1+(2m-2m2)cosφn))1/2                (2)
次に，受信信号点An(In,Qn),信号点R(Ri,Rq),原点Oからなる三角形について，スチュワートの定理により以下の式が導ける。
(mR)2 = (m an2 + (1-m)x2)/(m+(1-m)) - (m((1-m)R)2 + (1-m)(mR)2)/(m+(1-m))
= m an2+ (1-m)x2 - mR2 + m2R2 
その結果，
(1-m)x2 =  -m an2+ mR2                                    (3)
そして，式(1),(3)より，次の式が導かれる。
x2 = 2m2an2 (1- cosφn )/(2m2 -2m +1 + (2m - m2)cosφn)      (4)
n番目のサブキャリアSCnの受信信号点An(In,Qn)と本来の信号点R(Ri,Rq)を原点Oからのベクトルで考えると，内積の定義から次の式が導かれる
R・an = |R| |an| cos θn = (Ri In + Rq Qn)                (5)
さらに，余弦の定理から次の式が導かれ，上記の式(5)を代入すると次の通りである。
x2 = R2 + an2 - 2R an cos θn
= R2 + an2 -2(Ri In + Rq Qn)                            (6)
式(6)に式(1)(4)のRとｘを代入してanの式にまとめると，
2(Ri In + Rq Qn) = R2+ an2 - x2
= 2an2(1- m + mcosφn )/(2m2 -2m +1 + (2m - m2)cosφn)    (7)
となり，式(3)と(5)から次の式が得られる。
|R| |an| cosθn = an2 (1- m + mcosφn )/(2m2 -2m +1 + (2m - m2)cosφn)  (8)
この式(8)に式(2)を代入してanの式とすると，次の通りである。
cosθn = (an2 (1- m + mcosφn)/(2m2 -2m +1 + (2m - m2)cosφn))/(|R| |an| ) 
= (an2(1-m+mcosφn)/(2m2-2m+1+(2m-m2)cosφn))/(an2/(2m2-2m+1+(2m-2m2)cos(φn)(1/2))
= ((1-m+mcosφn)/(2m2-2m+1+ (2m-m2)cosφn))/(1/(2m2-2m+1+(2m-2m2)cos(φn)(1/2))  (9)
上記の式(2)が振幅の補正量，式(9)が位相の補正量になり，いずれも小数ずれ量tから求まる半径mと，サブキャリアの番号nから求まる回転角φnにより定まる定数である。上記の演算結果は，図７，８の変位円C1,C2,C3のいずれでも同様であり，小数ずれ量tが０≦t≦1.0の場合に同様の補正量により信号点の補正が可能である。
【００４６】
［第１の実施の形態］
図１０は，OFDM方式の送信装置と受信装置の概略構成図である。送信装置MS1が送信データをシリアルパラレル変換器S/Pでシリアルパラレル変換しそれぞれを複数のサブキャリアで変調し，それらの周波数領域信号をIDFT３４が逆離散フーリエ変換して時間領域信号を生成し高周波回路３６でアップコンバートして通信媒体に送出し，受信装置BSが受信信号を高周波回路１０でダウンコンバートし，その時間領域信号をDFT１３で離散フーリエ変換して複数の周波数領域信号を生成する。複数の周波数領域信号から復調された受信データがパラレルシリアル変換される。
【００４７】
図１１は，OFDMA方式の送信装置と受信装置の概略構成図である。図１０と異なり，複数の送信装置MS1，MS2〜MSnが複数のサブキャリアである周波数領域信号をシェアして，受信装置BSにデータを送信する。それ以外の構成は，図１０と同等である。
【００４８】
図１２は，第１の実施の形態におけるOFDMまたはOFDMA受信装置の構成図である。図１の受信装置と同様に，ミキサ１０，アナログデジタル変換部（ADC）１１，DFTタイミング検出部１２，DFT13，復調部１４，AFC15，発振器OSC1，OSC2を有する。そして，図１２の受信装置は，小数ずれ量tから各サブキャリアの周波数領域信号S13の位相変動量と振幅変動量として位相補正量θnと振幅補正量R/anとを生成する位相・振幅補正量生成部１９を有する。
【００４９】
この位相補正量θnと振幅補正量R/anとは，全てのサブキャリア毎に生成される。さらに，OFDM受信装置は，位相・振幅補正量生成部１９が生成する位相補正量θnにより各サブキャリアの位相を回転して補正する位相補正部１７と，振幅補正量R/anにより各サブキャリアの振幅を補正する振幅補正部１８とを有する。これらの補正部１７，１８により，小数ずれ量tとサブキャリアの番号とに応じて異なる位置に変位していた受信信号点An(In,Qn)が，本来の信号点R(Ri,Rq)に補正される。
【００５０】
上記の位相補正部１７と振幅補正部１８は，その補正の順番が逆になっても良い。また，小数ずれ量tは，DFTタイミング検出部１２が，前述のガードインターバルの自己相関値やプリアンブルの同期シンボルの相関値から求める。そして，DFTタイミング検出部１２は最も理想的なDFTウインドウのタイミングに近いサンプル点のタイミングにあわせているものとする。ただし，小数ずれ量t（＜±0.5）のずれは調整できていない。なお，伝搬路推定量に対する補償のための位相補正や振幅補正は，上記の補正とは別に行われるが，本願の実施の形態とは独立な事象に基づくので，伝搬路推定による位相補正や振幅補正についての説明は省略する。
【００５１】
図１３は，位相・振幅補正量生成部の構成図である。位相振幅補正部１９は，小数ずれ量tを与えられ，小数ずれ量tからｍ＝｛１−ｃｏｓ（πｔ）｝／２により変位円の半径mRを求める。そして，各サブキャリアSCn（nは順番）に対して，その変位円の半径mRの係数mと，変位円内の角度φnの余弦値cosφnとから，前述の演算を行う回路により，I成分とQ成分の位相補正量cosθn，sinθnと，振幅補正量R/anとを生成する。この演算回路は，図１３に示されるように，加算器（＋），乗算器（×），減算器（−），除算器（÷），逆数器（１／ｘ），平方根器（√），cosからsinに変換する変換器１９０などで構成される。
【００５２】
また，位相・振幅補正量生成部１９は，図１３のような演算回路ではなく，予め小数ずれ量tとサブキャリアSCnの回転角φnとから演算で求めた位相補正量と振幅補正量を，小数ずれ量ｔとサブキャリアの番号ｎに対応付けたテーブルを記録媒体に記録しておき，そのテーブルを参照することで生成するようにしても良い。
【００５３】
図１４は，位相補正部１７と振幅補正部１８の構成図である。位相補正部１７は，DFT13でDFTされた各サブキャリアSC1-SCnの周波数領域信号S13それぞれを位相補正量θnで位相回転する位相回転器１７−１〜１７−nを有する。さらに，振幅補正部１８は，位相補正された各サブキャリアの信号それぞれに振幅補正量R/a1〜R/anを乗じる乗算器１８−１〜１８−nを有する。図１４の構成では，複数のサブキャリアの周波数領域信号S13を並列に位相補正，振幅補正しているが，シリアルに位相補正，振幅補正してもよい。また，位相補正を振幅補正の後で行っても良い。
【００５４】
図１５は，位相補正部，振幅補正部の位相回転器と乗算器の構成を示す図である。位相回転器17-nは，４個の乗算器（×）と１個の加算器（＋）と１個の減算器（＋）とを有する。そして，位相回転器17-nには，周波数領域信号のI成分のデータとQ成分のデータとが入力され，４つの乗算器で位相補正量cosθn，sinθnとそれぞれ乗算され，その乗算値が加算器と減算器で加算または減算される。
【００５５】
また，振幅補正部の乗算器１８nは，位相回転されたI成分のデータとQ成分のデータに振幅補正量R/anを乗算する。これにより，位相補正と振幅補正されたI,Q成分のデータが生成される。
【００５６】
図１６は，OFDMA方式の送信装置と受信装置の構成を示す図である。この場合は，移動局MS1である送信装置は，時間領域信号をDFT30により複数のサブキャリアの周波数領域信号に変換し，IDFT34により逆DFTを行って多重化し，高周波回路３６を介して送信する。一方，受信装置側の基地局BSでは，受信信号を高周波回路１０でダウンコンバートし，DFT13がDFT処理して複数のサブキャリアの周波数領域信号を生成し，さらにIDFT16が逆DFT処理して，元の送信された送信データを生成する。
【００５７】
図１７は，SC-FDMA方式の送信装置と受信装置の構成を示す図である。SC-FDMA方式は，OFDMA方式における高いPAPRを抑制するものとして期待されている。SC-FDMA方式の無線通信システムでは，図１７に示すように，移動局MS1,MS2〜MSnのそれぞれは，変調された時間領域信号をDFT30により複数のサブキャリアの周波数領域信号に変換し，各移動局に割り当てられた周波数帯域にのみ被変調成分をマッピングし，それ以外の周波数帯域には０（Null）をマッピングし，IDFT34により逆DFTを行って多重化し，高周波回路３６を介して送信する。
【００５８】
一方，受信装置側の基地局BSでは，受信信号を高周波回路１０でダウンコンバートし，DFT13がDFT処理して複数のサブキャリアの周波数領域信号を生成し，各移動局MSに割り当てた周波数帯域のサブキャリア毎にIDFT16が逆DFT処理して，元の各移動局が送信した送信データを生成する。
【００５９】
このように，SC-OFDMAやSC-FDMAにおいても，OFDM,OFDMAと同様に，DFTウインドウの１サンプル未満の小数ずれが発生し，それによる受信信号点の位相と振幅の変位が発生する。従って，上記で説明した位相補正と振幅補正は，SC-OFDM，SC-FDMA方式の受信装置にも適用することが有効である。
【００６０】
図１８は，第１の実施の形態におけるOFDMA,SC-FDMA方式の受信装置の構成図である。この受信装置は，図２に示した受信装置と同様に，ミキサ１０，アナログデジタル変換部（ADC）１１，DFTタイミング検出部１２，DFT13，IDFT16，復調部１４，AFC15，発振器OSC1,OSC2を有する。そして，図１８の受信装置は，小数ずれ量tに基づいて各サブキャリアの位相補正量θnと振幅補正量R/anとを生成する位相および振幅補正量生成部１９を有する。この位相補正量θnと振幅補正量R/anは，全てのサブキャリア毎に生成される。さらに，SC-FDMA受信装置は，位相・振幅補正量生成部１９が生成する位相補正量θnにより各サブキャリアの位相を回転して補正する位相補正部１７と，振幅補正量R/anにより各サブキャリアの振幅を補正する振幅補正部１８とを有する。これらの補正部１７，１８により，小数ずれ量tとサブキャリアの番号とに応じて異なる位置に変位していた受信信号点An(In,Qn)が，本来の信号点R(Ri,Rq)に補正される。
【００６１】
小数ずれ量tとサブキャリアの順番nとから位相補正量θnと振幅補正量R/anとを求める方法は，上記のOFDM，OFDMA受信装置と同じである。
【００６２】
図１９は，第１の実施の形態における改良例を説明する図である。発明者によれば，受信信号点は，図７で説明した変位円C3上の信号点CD2ではなく，変位円C3と同じ半径で，２つの半円に分離した近接変位円C3’上の信号点CD2’となる。そこで，受信装置の改良例では，前述の変位円C3上に受信信号点が変位しているという前提で求めた位相補正量や振幅補正量を利用して補正する為に，受信信号点CD2’を変位円C3上の信号点CD2に調整する位相調整部を設ける。
【００６３】
図１９に示されるとおり，近接変位円C3'上において，信号点CD1と原点Oとを結ぶ半径(O-CD1)の時計方向の位置に並ぶ受信信号点CD2’に対しては位相調整量+dθだけ位相回転させ，反時計方向の位置に並ぶ受信信号点に対してはその逆方向の位相調整量-dθだけ位相回転させる。その後，上述の変位円C3に対する位相補正と振幅補正を行うのが好ましい。この位相調整量dθは微小な角度であるので，全てのサブキャリアに対して同じ値を使用しても良い。また，振幅についても微調整するのが好ましいが，非常に小さいので微調整しなくても許容できる。
【００６４】
図２０は，第１の実施の形態におけるOFDM，OFDMA受信装置の改良例を示す図である。図１２の受信装置と異なり，位相調整部２０がDFT13と復調部１４との間に設けられている。この位相調整部２０は，上記の位相調整量dθだけ各サブキャリアの位相を微調整する位相回転器である。ただし，位相回転器は，サブキャリアの順番に応じて位相調整量dθだけ正方向に位相回転するか，負方向に位相回転する。
【００６５】
この位相調整部２０は，図１８のSC-OFDM，SC-FDMAの受信装置においても設けることが補正精度を高めるのに有効である。
【００６６】
［第２の実施の形態］
図２１は，第２の実施の形態におけるOFDM，OFDMA受信装置の構成図である。図２１の受信装置は，複数の小数ずれ量それぞれに対応する位相変動量と振幅変動量で，DFTされた複数のサブキャリアの周波数領域信号を，それぞれ補正する複数の補正部４０と，複数の補正部４０により補正された補正後の周波数領域信号のうち，最も補正量が確からしい信号を弁別するタイミング弁別部４２と，タイミング弁別部４２が弁別した周波数領域信号を選択して後段の復調部１４に出力する選択部４４とを有する。図２１では，受信信号をベースバンドにダウンコンバートするミキサや，自動周波数制御AFCなどが省略されている。
【００６７】
つまり，複数の補正部４０は，それぞれに割り当てられた小数ずれ量に対応して予め求められている位相変動量θnと振幅変動量R/anで，DFTされた複数のサブキャリアの周波数領域信号を補正する。そして，タイミング弁別部４２は，複数の補正部４０が出力する補正後の信号のうち，パイロット信号などの既知信号の位相と振幅が，本来のパイロット信号の位相と振幅に最も近いものを選択し，その選択された補正後の信号を，選択部４４が選択して後段の復調部１４に出力する。
【００６８】
複数の補正部４０の小数ずれ量tは，０＜t≦±０．５の範囲で所定の分解能毎の量である。例えば，+0.5，+0.4，+0.3，+0.2，+0.1，-0.1，-0.2，-0.3，-0.4，-0.5などである。各補正部での位相補正量と振幅補正量は，それぞれの小数ずれ量tに応じて，前述の演算により複数のサブキャリア毎に予め求められ，補正部４０にそれぞれ設定されている。
【００６９】
図２１には，OFDM，OFDMA受信装置の例が示されているが，SC-OFDM,SC-FDMA受信装置にも同様に適用可能である。SC-FDMA受信装置の場合は，選択部４４と復調部１４との間にIDFTが設けられる。
【００７０】
［第３の実施の形態］
図２２は，第３の実施の形態におけるOFDM，OFDMA受信装置の構成図である。図２２の受信装置は，複数の小数ずれ量それぞれに対応する位相変動量と振幅変動量で，DFTされた複数のサブキャリアの周波数領域信号を，それぞれ補正する複数の補正部４０と，複数の補正部４０により補正された補正後の周波数領域信号のうち，最も補正量が確からしい信号を弁別するタイミング弁別部４２とを有する。そして，タイミング弁別部４２が弁別した小数ずれ量ｔにしたがって，発振器OSC2が生成するマスタークロックMCLKの位相を制御してサンプリングクロックSCLKを生成するサンプリングクロック位相制御部４４を有する。図２２では，受信信号をベースバンドにダウンコンバートするミキサや，自動周波数制御AFCなどが省略されている。
【００７１】
複数の補正部４０とタイミング弁別部４２は，図２１の第２の実施の形態の受信装置と同じである。一方で，図２２の受信装置は，タイミング弁別器４２が弁別した補正後の信号に対応する小数ずれ量tに基づいて，サンプリングクロック位相制御部４４が，マスタークロックMCLKの位相を調整してサンプリングクロックSCLKを生成し，ADC11でのサンプル点の小数ずれをゼロ又は抑制する。その結果，DFTタイミング検出部１２が相関値などにより検出するDFTウインドウには小数ずれがゼロにされるかまたは抑制される。そして，DFT13がDFTした周波数領域信号S13が後段の復調部１４に出力される。
【００７２】
図２２には，OFDM，OFDMA受信装置の例が示されているが，SC-OFDM，SC-FDMA受信装置にも同様に適用可能である。SC-OFDM，SC-FDMA受信装置の場合は，選択部４４と復調部１４との間にIDFTが設けられる。
【００７３】
［第４の実施の形態］
図２３は，第４の実施の形態におけるOFDM，OFDMA受信装置の構成図である。図２３の受信装置は，図２２と同様に，小数ずれ量tに応じて，ADC11のサンプリングクロックSCLKの位相を制御するサンプリングクロック位相制御部４４を有する。そして，小数ずれ量tを生成する小数ずれ量生成部５０を有する。
【００７４】
小数ずれ量生成部５０は，パイロット信号などの既知データを有する周波数領域信号S13の，小数ずれがない場合のその既知データに対応する周波数領域信号に対する位相変動量θnと振幅変動量R/anとに基づいて，DFT13でのDFTウインドウの１サンプル未満の小数ずれ量tを求める。この小数ずれ量生成部５０による演算は，前述の小数ずれ量tから位相変動量θnと振幅変動量R/anを求めた演算の逆演算である。または，予め逆演算で求めた位相変動量θnと振幅変動量R/anと小数ずれ量tとの対応を示すテーブルを参照して，小数ずれ量tを求めるようにしても良い。
【００７５】
なお，上記のパイロット信号の位相と振幅は，伝搬路補償後の位相と振幅を使用する。そして，伝搬路補償された位相と振幅と，小数ずれがない場合の位相と振幅との差分が，位相変動量，振幅変動量になる。
【００７６】
そして，小数ずれ量生成部５０が求めた小数ずれ量ｔに応じて，位相制御部４４がマスタークロックMCLKの位相を調整して小数ずれのないサンプリングクロックSCLKを生成する。これにより，ADC11は，小数ずれのないサンプル点で離散的な時間領域信号を生成することができる。
【００７７】
［第５の実施の形態］
図２４は，第５の実施の形態におけるOFDM，OFDMA受信装置の構成図である。図２４の受信装置は，図２３と同様に，小数ずれ量tを生成する小数ずれ量生成部５０を有する。上記したとおり，小数ずれ量生成部５０は，パイロット信号などの既知データを有する周波数領域信号の位相変動量θｎと振幅変動量R/anとから，小数ずれ量ｔを求める。
【００７８】
小数ずれ量生成部５０を有することで，より正確に小数ずれ量tを求めることができる。そして，求めた小数ずれ量tに基づいて，DFT13によりDFTされた周波数領域信号を，第１の実施の形態（図１２）に示した位相・振幅補正量生成部１９と位相補正部１７と振幅補正部１８とで，位相補正および周波数補正する。
【００７９】
パイロット信号は必ずしも全てのサブキャリアに内挿されているわけではないが，あるサブキャリアに内装されているパイロット信号から小数ずれ量ｔが検出すると，位相・振幅補正量生成部１９により全てのサブキャリアに対する位相補正量θｎと振幅補正量R/anを求めることができる。その結果，位相補正部１７と振幅補正部１８で各サブキャリアの信号の位相を補正し振幅を補正することができる。
【００８０】
［第６の実施の形態］
図２５は，第６の実施の形態におけるSC-OFDM，SC-FDMA送信装置の構成図である。図１６，１７でSC-OFDM，SC-FDMA方式の場合の複数の移動局MSと基地局BSの基本的な構成について説明した。そこで説明したとおり，基地局BSは複数の移動局MSからそれぞれのタイミングで送信されてくる受信信号を受信し，DFT処理しさらにIDFT処理する。各移動局MSの送信タイミングのずれにより，基地局BSの受信装置において，DFTウインドウの小数点ずれがサブキャリア毎に異なる。そのため，サブキャリア間の直交性が崩れることになる。
【００８１】
そこで，図２４に示した移動局MSでの送信装置は，送信データTxdを変調する変調部６０と，DFT61と，IDFT64と，DAC65と，ミキサ６６と，AFC67と，発振器OCS11,OSC12とに加えて，基地局での小数ずれに対応して逆補正する位相補正部６３と，振幅補正部６２とを有する。さらに，送信装置は，移動局MSの受信装置６８が基地局BSから受信した移動局MSに対する小数ずれ量tに基づいて，逆補正すべき位相補正量-θnと振幅補正量an /Rとを生成する位相・振幅補正量生成部６８を有する。
【００８２】
位相・振幅補正量生成部６８が生成する逆補正すべき位相補正量-θnと振幅補正量an/Rは，前述した小数ずれ量tから演算で求めた位相変動量θnとは位相方向が逆方向であり，振幅変動量R/anとは逆数の関係である。
【００８３】
以上の実施の形態をまとめると，次の付記のとおりである。
【００８４】
（付記１）
受信した時間領域信号を複数の周波数領域信号に変換する受信装置において，
前記時間領域信号を所定のサンプリングレートでサンプリングした離散時間領域信号のうち離散フーリエ変換ウインドウ内の離散時間領域信号を離散フーリエ変換して複数のサブキャリアに対応する前記周波数領域信号を生成する離散フーリエ変換部と，
前記離散フーリエ変換ウインドウの１サンプル未満の小数ずれに起因する位相変動量及び振幅変動量であって，前記小数ずれ量と前記サブキャリアの順番とに応じた位相変動量及び振幅変動量に基づいて，前記複数の周波数領域信号をそれぞれ補正する補正部とを有する受信装置。
【００８５】
（付記２）
付記１において，
さらに，前記小数ずれ量と前記サブキャリアの順番とに基づいて，コンスタレーション上の前記小数ずれ量に対応する変位円上の前記サブキャリアの順番に対応する第１の信号点と，前記小数ずれがない場合の第２の信号点との位相差と振幅差を，前記位相変動量及び振幅変動量として求める位相振幅補正量生成部を有する受信装置。
【００８６】
（付記３）
付記２において，
前記変位円は，前記コンスタレーション上の原点を中心とする基準円に内接し，前記小数ずれ量に対応する半径を有する受信装置。
【００８７】
（付記４）
付記３において，
前記変位円の半径ｍは，前記基準円の半径Ｒを１とし，前記小数ずれ量をｔ（０≦ｔ≦１）とした場合，ｍ＝｛１−ｃｏｓ（πｔ）｝／２である受信装置。
【００８８】
（付記５）
付記２において，
さらに，前記複数のサブキャリアの周波数領域信号それぞれに，前記変位円に近接し前記小数ずれ発生時の複数のサブキャリアの周波数領域信号の信号点からなる近接変位円と前記変位円との位相差を微調整する位相調整部を有する受信装置。
【００８９】
（付記６）
付記１または２において，
さらに，前記補正部で補正された補正後の複数の周波数領域信号を逆離散フーリエ変換する逆離散フーリエ変換部を有する受信装置。
【００９０】
（付記７）
受信した時間領域信号を複数の周波数領域信号に変換する受信装置において，
前記時間領域信号を所定のサンプリングレートでサンプリングした離散時間領域信号のうち離散フーリエ変換ウインドウ内の離散時間領域信号を離散フーリエ変換して複数のサブキャリアに対応する前記周波数領域信号を生成する離散フーリエ変換部と，
前記離散フーリエ変換ウインドウの１サンプル未満の小数ずれ量の複数候補毎に設けられ，前記小数ずれ量の候補に起因する位相変動量及び振幅変動量であって，前記小数ずれ量の候補と前記サブキャリアの順番とに応じた位相変動量及び振幅変動量に基づいて，前記複数の周波数領域信号をそれぞれ補正する複数の補正部と，
前記複数の補正部がそれぞれ補正した補正後の複数の周波数領域信号のうち，最も確からしい補正後の複数の周波数領域信号を選択する選択部とを有する受信装置。
【００９１】
（付記８）
受信した時間領域信号を複数の周波数領域信号に変換する受信装置において，
前記時間領域信号をサンプリングクロックに同期してサンプリングして離散時間領域信号を生成するＡＤ変換部と，
前記離散時間領域信号のうち離散フーリエ変換ウインドウ内の離散時間領域信号を離散フーリエ変換して複数のサブキャリアに対応する前記周波数領域信号を生成する離散フーリエ変換部と，
前記離散フーリエ変換ウインドウの１サンプル未満の小数ずれ量の複数候補毎に設けられ，前記小数ずれ量の候補に起因する位相変動量及び振幅変動量であって，前記小数ずれ量の候補と前記サブキャリアの順番とに応じた位相変動量及び振幅変動量に基づいて，前記複数の周波数領域信号をそれぞれ補正する複数の補正部と，
前記複数の補正部がそれぞれ補正した補正後の複数の周波数領域信号のうち，最も確からしいものの前記小数ずれ量にしたがって，前記サンプリングクロックの位相を調整するサンプリングクロック位相制御部とを有する受信装置。
【００９２】
（付記９）
付記７または８において，
前記複数の補正部は，それぞれの候補に対応する前記小数ずれ量と前記サブキャリアの順番とに基づいて，コンスタレーション上の前記小数ずれ量に対応する変位円上の前記サブキャリアの順番に対応する第１の信号点と，前記小数ずれがない場合の第２の信号点との位相差と振幅差を，前記位相変動量及び振幅変動量として，補正する受信装置。
【００９３】
（付記１０）
付記９において，
前記変位円は，前記コンスタレーション上の原点を中心とする基準円に内接し，前記小数ずれ量に対応する半径を有する受信装置。
【００９４】
（付記１１）
受信した時間領域信号を複数の周波数領域信号に変換する受信装置において，
前記時間領域信号をサンプリングクロックに同期してサンプリングして離散時間領域信号を生成するＡＤ変換部と，
前記離散時間領域信号のうち離散フーリエ変換ウインドウ内の離散時間領域信号を離散フーリエ変換して複数のサブキャリアに対応する前記周波数領域信号を生成する離散フーリエ変換部と，
既知データを有する前記周波数領域信号の，小数ずれがない場合の前記既知データに対応する周波数領域信号に対する位相変動量と振幅変動量とに基づいて，前記離散フーリエ変換ウインドウの１サンプル未満の小数ずれ量を求める小数ずれ量生成部とを有する受信装置。
【００９５】
（付記１２）
付記１１において，
さらに，前記小数ずれ量生成部が求めた前記小数ずれ量にしたがって，前記サンプリングクロックの位相を調整するサンプリングクロック位相制御部を有する受信装置。
【００９６】
（付記１３）
付記１１において，
さらに，前記離散フーリエ変換ウインドウの１サンプル未満の小数ずれに起因する位相変動量及び振幅変動量であって，前記小数ずれ量と前記サブキャリアの順番とに応じた位相変動量及び振幅変動量に基づいて，前記複数の周波数領域信号をそれぞれ補正する補正部とを有する受信装置。
【００９７】
（付記１４）
付記１１において，
前記小数ずれ量生成部は，前記既知データを有する周波数領域信号の位相差と振幅差に基づいて，前記コンスタレーション上の原点を中心とする基準円に内接する変位円の半径を求め，当該変位円の半径から前記小数ずれ量を求める受信装置。
【００９８】
（付記１５）
受信した時間領域信号を所定のサンプリングレートでサンプリングした離散時間領域信号のうち離散フーリエ変換ウインドウ内の離散時間領域信号を離散フーリエ変換して複数のサブキャリアに対応する周波数領域信号を生成する離散フーリエ変換部を有する受信装置と，通信する送信装置において，
複数のサブキャリアでそれぞれ変調した複数の周波数領域信号を逆離散フーリエ変換する逆離散フーリエ変換部と，
前記受信装置において発生した前記離散フーリエ変換ウインドウの１サンプル未満の小数ずれに起因する位相変動量及び振幅変動量であって，前記小数ずれ量と前記サブキャリアの順番とに応じた位相変動量及び振幅変動量に基づいて，前記逆離散フーリエ変換部に入力される前記複数の周波数領域信号をそれぞれ補正する補正部を有する送信装置。
【００９９】
（付記１６）
付記１５において，
さらに，前記小数ずれ量と前記サブキャリアの順番とに基づいて，コンスタレーション上の前記小数ずれ量に対応する変位円における前記サブキャリアの順番に対応する第１の信号点と，前記小数ずれがない場合の第２の信号点との位相差と振幅差を，前記位相変動量及び振幅変動量として求める位相振幅補正量生成部を有する送信装置。
【０１００】
（付記１７）
付記１６において，
前記変位円は，前記コンスタレーション上の原点を中心とする基準円に内接し，前記小数ずれ量に対応する半径を有する送信装置。
【０１０１】
（付記１８）
受信した時間領域信号を複数の周波数領域信号に変換する受信装置であって，
前記時間領域信号を所定のサンプリングレートでサンプリングした離散時間領域信号のうち離散フーリエ変換ウインドウ内の離散時間領域信号を離散フーリエ変換して複数のサブキャリアに対応する前記周波数領域信号を生成する離散フーリエ変換部を有する受信装置の離散サンプリングタイミングに係る補正方法において，
前記離散フーリエ変換ウインドウの１サンプル未満の小数ずれに起因する位相変動量及び振幅変動量であって，前記小数ずれ量と前記サブキャリアの順番とに応じた位相変動量及び振幅変動量に基づいて，前記複数の周波数領域信号をそれぞれ補正する受信装置の離散サンプルタイミングに係る補正方法。
【符号の説明】
【０１０２】
１０：ミキサ                        １１：ADC
１３：DFT（離散フーリエ変換部）     １７：位相補正部
１８：振幅補正部                    １９：位相・振幅補正量生成部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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