(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電流制限電源からの高周波ＡＣ電力を分配するための配電システムであって、
電流制限電源に接続されるように構成された長尺の導体からなるツイストペアであって、これら導体の該電源から最も遠い端部は互いに接続されており、該ツイストペアの隣接する一巻き（ターン）の間で前記導体は互いから離れるように可動であることによって、それらの間に開口部を形成する、ツイストペアと、
前記開口部から少なくとも部分的に挿入される電力分岐素子であって、これにより電力を導体から該電力分岐素子に誘導結合できるようになっている、電力分岐素子と、
別の導体が、電力分岐素子の、少なくとも一部周囲に巻回されており、これにより電力を電力分岐素子からこの導体に誘導結合することができるようになり、
前記導体に接続されており、該導体における高周波ＡＣ電力をＤＣ電圧に変換し負荷に電力供給する同期整流回路と、
整流回路を制御下で短絡させ、該負荷に伝送される電力を停止又は変化させるための、前記同期整流回路内の整流器と、
を備える配電システム。
【請求項２】
電力分岐素子が分割可能なフェライト部材である、請求項１に記載の配電システム。
【請求項３】
電力分岐素子が２つの離間したフェライト部材を備える、請求項１に記載の配電システム。
【請求項４】
一方のフェライト部材は、ツイストペアの開口部から少なくとも部分的に挿入されるように構成されており、他方のフェライト部材は、ツイストペアの第２の開口部から少なくとも部分的に挿入されるように構成されている、請求項３に記載の配電システム。
【請求項５】
負荷がＬＥＤである、請求項１に記載の配電システム。
【請求項６】
該整流回路を制御下で短絡させることができる整流器のスイッチングは、ツイストペアからの電力を動力とする、請求項１に記載の配電システム。
【請求項７】
配電システムからの電力出力を変調するためのパルス密度変調装置が組み込まれている、請求項１に記載の配電システム。
【請求項８】
ツイストペアから電力を分岐するため、各々がツイストペアに取り付けられるように構成された複数の電力分岐素子を包含する、請求項１に記載の配電システム。
【請求項９】
ツイストペアに接続され、電流制限された高周波ＡＣ電源をさらに備える、請求項１に記載の配電システム。
【請求項１０】
該電源は商用電力を高周波ＡＣ電力に変換するように構成されている、請求項９に記載の配電システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本明細書で記載する発明は、電気システムに関し、具体的には、従来技術に比して効率の向上した電気システムに関するものである。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００２】
［配電システム］
本発明は、配電システムに関し、具体的には、高周波交流（ＨＦＡＣ）を分配するための配電システムに関する。
【０００３】
従来の「商用」電源は、通常、５０又は６０Ｈｚの周波数で、ＡＣ１１０Ｖ又は２４０Ｖで、電気を供給している。白熱電球など、ほとんどの電気機器は、商用電源から直接、電力の供給を受ける。
【０００４】
従来の商用電源には、数多くの問題がある。例えば、建物内に一旦設置されると、商用電源の再配置は容易ではない。商用電源システムに接続される電源ソケット（コンセント）は、固定配線で電源に接続されなければならず、これは、専門の電気技師が行なわないと、困難で時間がかかり、また、危険である場合がある。
【０００５】
固定配線された商用電源ソケットが使いやすい場所にない場合は、延長コードを用いることができる。しかしながら、延長コードによると、固定配線された電源ソケットから、電力供給を受けている商用電源使用機器まで、電気が流れるケーブルが這ったままの状態になるので、延長コードはこの問題の良い解決策ではない。この電源ケーブルは、ケーブルの上に何かが落下するか、或いは切断されることによって破損し、電気が流れる電源配線がむき出しとなる恐れがある。また、延長コードの自由端にあるソケットが水や湿気にさらされると、そのソケットは危険なものとなり得る。従って、普通は、電源延長コードは、浴室など湿気の多い場所あるいは濡れた場所で用いるのには適していない。
【０００６】
商用電源（コンセント）電圧を、所要の電圧に上げたり下げたりするために、変圧器がしばしば用いられる。従来の商用電源変圧器は、かさばるものであり、ほとんどの場合、非効率的なものである。
【０００７】
これまでにも、上記の問題をいくらか軽減するために、従来の商用電源の代わりに高周波ＡＣ電源を提供することが提案されていた。これまでに提案された高周波ＡＣ電源は、例えば、１０ｋＨｚ超の動作周波数で、最も好ましくは６０ｋＨｚの周波数で、１５０Ｖから１ｋＶの間の電圧を提供するものである。
【０００８】
高周波ＡＣ電力を変換するための変圧器及び整流器は、その動作周波数が高いために、従来の商用電源の変圧器及び整流器よりかさばらず、かつより効率的である。
【０００９】
従来の商用電源の代わりに高周波ＡＣを用いることで、従来の商用電源の問題をいくらか解消することができるが、一方で、高周波ＡＣを使用することにより、いくつかの新しい問題が生じる可能性がある。高周波ＡＣの最も顕著な問題は、高周波ＡＣが、特別な予防措置を取らない限り、無線機器と干渉することがある電波干渉を生じることである。この望ましくない電波干渉は、公式の国際電源規格に反するものである。
【００１０】
本発明は、改良された配電システムを提供することを目指している。
【００１１】
［電源装置］
本発明は、電源装置に関し、具体的には、発光ダイオード（ＬＥＤ）又は有機発光ダイオード（ＯＬＥＤ）に電力を供給する電源装置に関する。
【００１２】
従来のダイオード整流器は、整流した低電圧出力を提供するときに、効率的に動作しない。例えば、従来のダイオード整流器は、３．５Ｖの整流電圧を出力するときに、入力電力の１５〜２０％を浪費することがある。
【００１３】
高効率で低電圧出力を伝達するためには、従来のダイオード整流に代えて同期整流を用いることが知られている。同期整流は、能動スイッチングを利用することで、電力損失を１％前後にまで低減する。このような高効率を達成するために、従来の同期整流回路では、スイッチ制御用の高度な制御回路を組み入れていることによって、しばしば複雑となる。このように、従来の同期整流回路は、高価な部品及び効率を低下させる部品を多数組み込んでいることがよくある。
【００１４】
ＬＥＤに電力供給するための電源装置は、通常は、電源装置の出力において測定された電流に応じて、電源装置の入力電圧源をサーボ制御するように構成されている。このサーボ制御技術は、非効率的かつ複雑であって、同期整流回路の性能を損なうものである。例えば、サーボ制御により回路内の複数の整流スイッチが同時に入るという危険性があり、これによって、（最初は制限されていない）有害な電流が生じて回路内を流れる可能性がある。
【００１５】
これまでには、従来のサーボ制御電源装置の性能を向上させるため、さらに制御回路を追加することが提案されている。しかしながら、この更なる回路によって、回路の複雑さがさらに増大し、準最適スイッチングとなることで、効率が低下する。
【００１６】
従来の同期整流回路１ｂを、添付図面の図１ｂに示す。回路１ｂには、ＭＯＳＦＥＴスイッチＱ１ｂ及びＱ２ｂを制御する駆動回路２ｂが組み込まれている。Ｑ１ｂ及び／又はＱ２ｂの電流を監視することにより、交差導通がチェックされる。
【００１７】
回路１は、図２ｂに波形で示すように、Ｑ１ｂとＱ２ｂの両方がオフであるときのデッドバンドで動作する。
【００１８】
この従来の同期整流回路には、いくつかの問題がある。
１．デッドバンドでは、Ｑ１ｂ及びＱ２ｂのボディダイオードが最大電流で導通することになって、電力を浪費する。
２．検出抵抗体Ｒ１ｂ、Ｒ２ｂ、及びＲ３ｂは、エネルギーを浪費し、また、高価である。
３．駆動回路２ｂは、スイッチＱ１ｂ及びＱ２ｂを効率的に駆動するために、複雑なものとなる。駆動回路２ｂが複雑であるということは、回路２ｂが高価で、かつ実装が難しいことを意味する。
【００１９】
本発明は、改良された電源装置を提供することを目指している。
【００２０】
［照明器具］
本発明は、照明器具に関し、具体的には、発光ダイオード（ＬＥＤ）照明器具又は有機発光ダイオード（ＯＬＥＤ）照明器具に関する。
【００２１】
ＬＥＤエミッタは、コンパクトで、かつ特性が均一であり、これによって、コストが低く非常に効率の高い小型照明光学部品が可能となる。ＬＥＤエミッタは、優れたスポットライト、及び狭い範囲を照らす光源を構成するが、より一般的なダウンライトに適用する場合は、小型光学部品によってグレア効果及び点光源が生じるので、それほど簡単に製作することはできない。
【００２２】
天井取付けの照明器具については、天井において程よい照明効果を得られるものは殆ど無く、その心理的効果は、暗い空間に対するもの、つまり心地よくない、又は見て美しくない、というものである。壁取付けの照明器具の場合、同じ欠点が当てはまる。
【００２３】
ＬＥＤ照明についてのさらに別の問題は、ＬＥＤエミッタを適切に機能させるように十分に冷却した状態に維持するために、それらが大がかりなヒートシンクを必要とすることである。ヒートシンクは、発熱体であるエミッタの近くにある必要があるが、市場では、ヒートシンクは、視覚的なディスプレイには適さないと見なされている。
【００２４】
ダウンライトは、通常、コンパクトな設計にはなっていない。ダウンライトは、その上方にスペースを必要とすることなく、天井面に取り付けられることが望ましい。同様に、壁取付けの照明器具は、その照明器具の本体の一部が壁面の内部又は裏側に取り付けられることを必要とすることなく、壁面にフィットするものであることが望ましい。
【００２５】
本発明は、改良された照明器具を提供することを目指している。
【００２６】
［電源装置］
本発明は、電源装置に関し、具体的には、ＬＥＤ又はＯＬＥＤに電力を供給する電源装置に関する。
【００２７】
「位相カット調光器」は、従来の調光器を言い表すのに用いられる用語であって、それは、商用電源のＡＣ波形の立ち上がりエッジの導通を、操作部で決定した導通角まで遅延させるものである。それらは、トライアック半導体デバイスを用いていることが多く、これは、導通を維持するための最小電流、すなわち「保持電流」を必要とするものである。このようなタイプの調光器は、通常、接続負荷（負荷を受ける電気機器）への微小な漏れ電流によって、それらの内部回路への供給を行うものであって、標準的なスイッチモード電源装置ではうまく機能しない。「立ち上がりエッジ型位相カット」は、このような調光器を言い表すのに用いられるもう１つの用語である。
【００２８】
「位相角導通」調光器は、操作部で決定した導通角までＡＣ波形の導通を許可するものである。それらは、トランジスタ型デバイスを用いていることが多く、これは、普通は、最小電流を必要としないものである。このタイプの調光器は、通常、内部制御回路への供給用に別の接続を要する。「立ち下がりエッジ型位相カット」は、このような調光器を言い表すのに用いられるもう１つの用語である。
【００２９】
ほとんどの立ち上がりエッジ型調光器は保持電流を必要とするものであり、電源装置の入力部は、入力のＡＣ電圧がゼロから立ち上がると直ちに導通が可能になる必要がある。これは、入力に負荷が恒常的に存在するか、あるいは、ＡＣ入力がゼロのときに後続の電力段が導通するまで存在するか、どちらかを意味する。いくつかの設計では、この目的のために抵抗体を用いており、それはトランジスタで切り替えられるものである。
【００３０】
本発明は、改良された電源装置を提供することを目指している。
【課題を解決するための手段】
【００３１】
本発明の一態様では、電流制限電源からの高周波ＡＣ電力を分配するための配電システムが提案されている。このシステムは、上記電源に接続されるように構成された長尺の導体からなるツイストペアを備えており、これらの導体の上記電源から最も遠い端部は互いに接続されており、ツイストペアの隣接する一巻き（ターン）の間で上記導体は互いから離れるように可動であることによって、それらの間に開口部を形成している。システムは、さらに、上記開口部から少なくとも部分的に挿入される電力分岐素子を備えており、これにより電力を上記導体から該電力分岐素子に誘導結合できるようになっている。
【００３２】
一実施形態では、電力分岐素子は、分割可能なフェライト部材である。
【００３３】
別の実施形態では、電力分岐素子は、２つの離間したフェライト部材を含むものである。
【００３４】
一方のフェライト部材は、ツイストペアの開口部から少なくとも部分的に挿入されるように構成され、他方のフェライト部材は、ツイストペアの第２の開口部から少なくとも部分的に挿入されるように構成されているとよい。
【００３５】
上記とは別の導体が、上記電力分岐素子の、少なくとも一部周囲に巻回されて、これにより電力を電力分岐素子からこの導体に誘導結合することができるようになっているとよい。
【００３６】
同期整流回路が上記導体に接続されて、これにより、この導体における高周波ＡＣ電力を、負荷に電力供給するための安定化ＤＣ電圧に変換するようなっていると効果的である。
【００３７】
好ましくは、負荷はＬＥＤである。
【００３８】
当該システムは、上記整流回路を短絡させて、負荷に伝送されている電力を停止させるための短絡スイッチをさらに備えているとよい。
【００３９】
短絡スイッチは、電子スイッチであると効果的である。
【００４０】
短絡スイッチは、同期整流回路の中の整流器であることが好ましい。
【００４１】
電子スイッチは、ツイストペアからの電力を動力にしているものであるとよい。
【００４２】
当該システムは、このシステムからの電力出力を変調するためのパルス密度変調装置が組み込まれていると効果的である。
【００４３】
好ましくは、当該システムは、複数の電力分岐素子を含んでおり、これらの各々は、ツイストペアからの電力を分岐するためにツイストペアに取り付けられるように構成されたものである。
【００４４】
当該システムは、ツイストペアに接続される、電流制限された高周波ＡＣ電源をさらに備えているとよい。
【００４５】
上記電源は、商用電力（コンセントまで来ている電気）を高周波ＡＣ電力に変換するように構成されたものであると効果的である。
【００４６】
本発明の別の態様で提案されている電源装置は、制限電流変化率で交流変化する高周波・高インピーダンスの電源と、第１ＭＯＳＦＥＴスイッチと、第２ＭＯＳＦＥＴスイッチと、を備え、第１及び第２のスイッチは、全波整流器を形成するように接続されている。この電源装置は、負荷に定電流を出力するように構成されており、負荷が当該電源装置の出力電圧を制限することで、上記スイッチを駆動する制御電圧が、これらのスイッチに適した範囲内に維持される。第１スイッチのゲートは、第２スイッチのドレインにより駆動され、第２スイッチのゲートは、第１スイッチのドレインにより駆動される。
【００４７】
高インピーダンス電源の電流の最小変化率は、電流のピーク間振幅の２倍を、電流波の周期で除算したものであることが好ましい。
【００４８】
高インピーダンス電源の電流の最大変化率は、電流のピーク間振幅の１０倍を、電流波の周期で除算したものであるとよい。
【００４９】
第１スイッチのソースは、第２スイッチのソースに接続されていると効果的である。
【００５０】
好ましくは、第１及び第２のスイッチのドレインは、変圧器の二次巻線の各端にそれぞれ接続されており、変圧器の一次巻線は電源に接続されている。
【００５１】
負荷は、変圧器の二次巻線のセンタータップに接続されているとよい。
【００５２】
本発明のさらなる態様で提案されている電源装置は、制限電流変化率で交流変化する高周波・高インピーダンスの電源と、変圧器とを備え、この変圧器の一次巻線は電源に接続されており、この変圧器の二次巻線のセンタータップが負荷に接続されている。電源装置は、さらに、第１ＭＯＳＦＥＴスイッチと、第２ＭＯＳＦＥＴスイッチと、を備え、第１及び第２のスイッチは、全波整流器を形成するように接続されている。この電源装置は、負荷に定電流を出力するように構成されており、その負荷により出力電圧が制限される。第１スイッチのゲートと第２スイッチのゲートは、変圧器の駆動巻線の各端にそれぞれ接続されていて、これにより、これらのスイッチは変圧器からの電力によって駆動される。
【００５３】
変圧器の駆動巻線の巻数は、変圧器の二次巻線の巻数よりも少なくなっていることが好ましく、これによって、上記スイッチのゲートへの電圧入力が適切なレベルに制限される。
【００５４】
変圧器の二次巻線のセンタータップと、変圧器の駆動巻線のセンタータップとの間に、抵抗体が接続されているとよい。
【００５５】
変圧器の駆動巻線のセンタータップは、これらスイッチのソースに接続されていると効果的である。
【００５６】
当該電源装置は、上記スイッチのゲートにバイアスをかけて、これらスイッチのボディダイオードの導通を十分に排除するためのバイアス回路をさらに備えていることが好ましい。
【００５７】
第１及び第２のスイッチが同時に入り、負荷への電力をゲートでコントロール（ゲーティング）するように構成されているとよい。
【００５８】
当該電源装置は、電源を変調するためのパルス密度変調（ＰＤＭ）回路をさらに備えていると効果的である。
【００５９】
好ましくは、負荷はＬＥＤ光源である。
【００６０】
ＬＥＤ照明装置は、ＬＥＤと、上記のような電源装置とを備えたものであるとよい。
【００６１】
本発明のさらに別の態様では、光と熱を発生するＬＥＤ光源用の照明器具が提案されている。この照明器具は、ＬＥＤ光源を受容する取付具と、このＬＥＤ取付具と熱的に接触して、発生した熱をＬＥＤ取付具から奪う１つ以上のヒートシンク要素と、光マスクと、を備える。光マスクは、ＬＥＤ取付具から離間して配置されることにより、使用時に取付具に取り付けられるＬＥＤ光源からの光の一次部分を、該マスクで大幅に遮断することなく通過させることが可能であり、また、そのＬＥＤ光源からの光の二次部分を遮断して、その遮断された光は、該光マスクを通して分散される。１つ以上のヒートシンク要素は、上記マスクの背後に配置され、これによって、マスクとこのマスクからの光とにより、見えないように遮られている。
【００６２】
好ましくは、光マスクは開口部を有し、そこを、ＬＥＤ光源からの光の一次部分が大幅に遮断されることなく通過する。
【００６３】
上記マスクは、光導体又は導波路であるとよい。
【００６４】
当該照明器具は、上記取付具に受容されるＬＥＤ又はＬＥＤコンパクトアレイと組み合わせて用いると効果的である。
【００６５】
好ましくは、当該照明器具の空間エンベロープの周辺部に通気口が設けられている。
【００６６】
１つ以上のヒートシンク要素は、上記通気口と直線状に並び、これにより、空気流を上記開口部から通気口まで導くものであるとよい。
【００６７】
当該照明器具は、天井取付けの照明器具であると効果的である。
【００６８】
照明器具の構造は、ＬＥＤ取付具の付近から、１つ以上のヒートシンク要素に沿って照明器具の外に繋がる空気流路を備えていることが好ましい。
【００６９】
照明器具の構造は、ＬＥＤ取付具の真向かいにある外気への開口部から、１つ以上のヒートシンク要素に沿って照明器具の外に繋がる空気流路を備えているとよい。
【００７０】
本発明のさらに別の態様でも、光と熱を発生するＬＥＤ光源用の照明器具が提案されている。この照明器具は、ＬＥＤ光源を受容する取付具と、このＬＥＤ取付具と熱的に接触して、発生した熱をＬＥＤ取付具から奪う１つ以上のヒートシンク要素と、光マスクと、を備える。光マスクは、ＬＥＤ取付具から離間して配置されることにより、使用時に取付具に取り付けられるＬＥＤ光源からの光の一次部分を、該マスクで大幅に遮断することなく通過させることが可能であり、また、そのＬＥＤ光源からの光の二次部分を遮断して、その遮断された光は、該光マスクを通して分散される。照明器具の構造は、光マスクを通り抜けて、１つ以上のヒートシンク要素に沿って照明器具の外に繋がる空気流路を備えている。
【００７１】
本発明のさらに別の態様においても、光と熱を発生するＬＥＤ光源用の照明器具が提案されている。この照明器具は、ＬＥＤ光源を受容する取付具と、このＬＥＤ取付具と熱的に接触して、発生した熱をＬＥＤ取付具から奪う１つ以上のヒートシンク要素と、光マスクと、を備える。光マスクは、ＬＥＤ取付具から離間して配置されることより、使用時に取付具に取り付けられるＬＥＤ光源からの光の一次部分を、該マスクで大幅に遮断することなく通過させることが可能であり、また、そのＬＥＤ光源からの光の二次部分を遮断して、その遮断された光は、該光マスクを通して分散される。照明器具の構造は、ＬＥＤ取付具の真向かいにある外気への開口部から、１つ以上のヒートシンク要素に沿って照明器具の外に繋がる空気流路を備えている。
【００７２】
本発明の別の態様では、ＡＣ電力をＤＣ電力に変換し、安定化ＤＣ電流を出力するように構成された電源装置が提案されている。この電源装置は、当該電源装置へのＡＣ電力入力を受け取る可変出力の力率補正回路と、当該電源装置へのＡＣ電圧入力の導通位相角を検出するように構成された導通位相角検出器と、上記力率補正回路からの電力出力を、対称デューティサイクルを有する高周波ＡＣ信号に逆変換するように構成されたインバータと、を備える。高周波ＡＣ信号の振幅が導通位相角に応じて変化するように、力率補正回路は、自身の出力を変化させるように構成されている。電源装置は、さらに、上記高周波ＡＣ信号を安定化するためのインダクタと、上記インバータに接続された整流回路であって、当該電源装置の出力にＤＣ電力を提供するために、高周波ＡＣ信号を整流する整流回路と、を備える。
【００７３】
本発明の別の態様でも、ＡＣ電力をＤＣ電力に変換し、安定化ＤＣ電流を出力するように構成された電源装置が提案されている。この電源装置は、当該電源装置へのＡＣ電力入力を受け取る可変出力の力率補正回路と、当該電源装置へのＡＣ電圧入力の導通位相角を検出するように構成された導通位相角検出器と、上記力率補正回路からの電力出力を、対称デューティサイクルを有する高周波ＡＣ信号に逆変換するように構成されたインバータと、を備える。高周波ＡＣ信号の周波数が導通位相角に応じて変化するように、力率補正回路は、自身の出力を変化させるように構成されている。電源装置は、さらに、上記高周波ＡＣ信号を安定化するためのインダクタと、上記インバータに接続された整流回路であって、当該電源装置の出力にＤＣ電力を提供するために、高周波ＡＣ信号を整流する整流回路と、を備える。
【００７４】
照明器具は、上記のような電源装置を備えたＬＥＤ光源を有している。
【００７５】
好ましくは、当該照明器具は、筐体（ハウジング）又は空間エンベロープを有し、電源装置は、この照明筐体又は空間エンベロープ内に配置されている。
【００７６】
電源装置は、照明器具の中に組み込まれているとよい。
【００７７】
電源装置は、照明筐体に機械的に連結されていると効果的である。
【００７８】
本発明の別の態様では、ＤＣ電源出力を提供する方法が提案されている。この方法は、電源装置へのＡＣ電圧入力の導通位相角を測定すること、電力信号を提供するため、可変出力の力率補正回路を用いて、電源装置へのＡＣ電力入力に力率補正を適用すること、高周波の対称デューティサイクルを有するＡＣ信号を提供するため、上記電力信号を逆変換すること、高周波ＡＣ信号の振幅を変化させるため、電源装置へのＡＣ電圧入力の導通位相角に応じて、力率補正回路の出力を変化させること、また、ＤＣ電源出力を提供するため、高周波ＡＣ信号を安定化し整流すること、を含んでいる。
【００７９】
本発明の他の態様では、ＤＣ電源出力を提供する別の方法が提案されている。この方法は、電源装置へのＡＣ電圧入力の導通位相角を測定すること、電力信号を提供するため、可変出力の力率補正回路を用いて、電源装置へのＡＣ電力入力に力率補正を適用すること、高周波の対称デューティサイクルを有するＡＣ信号を提供するため、上記電力信号を逆変換すること、高周波ＡＣ信号の周波数を変化させるため、電源装置へのＡＣ電圧入力の導通位相角に応じて、力率補正回路の出力を変化させること、また、ＤＣ電源出力を提供するため、高周波ＡＣ信号を安定化し整流すること、を含んでいる。
【００８０】
本発明の別の態様によれば、電源装置と、この電源装置により電力供給される少なくとも２つの負荷とを備える電気的装置が提案されている。電源装置は、所定の調整高周波交流のＲＭＳ波形の形式で中間電力を生成するように構成されており、上記電流は、少なくとも２つの結合変圧器それぞれの一次巻線を流れ、また、それら変圧器の二次巻線は互いに独立しており、各二次巻線はそれぞれ上記負荷の１つに接続され、１つ以上の整流器を介して各負荷に所定の電流を供給するように構成されている。
【００８１】
本発明の別の態様では、電源装置と、この電源装置により電力供給される少なくとも２つの負荷とを収容する筐体を有する電気的装置が提案されている。電源装置は、所定の調整高周波交流のＲＭＳ波形の形式で中間電力を生成するように構成されており、上記電流は、少なくとも２つの結合変圧器それぞれの一次巻線を流れ、また、それら変圧器の二次巻線は互いに独立しており、各二次巻線はそれぞれ上記負荷の１つに接続され、１つ以上の整流器を介して各負荷に所定の電流を供給するように構成されている。
【００８２】
本発明の別の態様でも、電源装置と、この電源装置により電力供給される少なくとも２つの負荷とを収容している筐体を有する照明装置が提案されている。電源装置は、所定の調整高周波交流のＲＭＳ波形の形式で中間電力を生成するように構成されており、上記電流は、少なくとも２つの結合変圧器それぞれの一次巻線を流れ、また、それら変圧器の二次巻線は互いに独立しており、各二次巻線はそれぞれ上記負荷の１つに接続され、１つ以上の整流器を介して各負荷に所定の電流を供給するように構成されている。
【００８３】
上記高周波電流の周波数は、１０ｋＨｚから１ＭＨｚであることが好ましい。
【００８４】
上記高周波電流の周波数は、２０ｋＨｚから２００ｋＨｚであるとよい。
【００８５】
上記高周波電流の周波数は、５０ｋＨｚから１００ｋＨｚであると効果的である。
【００８６】
好ましくは、１つ又は複数の上記負荷が、短絡スイッチの周期的動作によって、より低い平均出力に調整される。
【００８７】
上記短絡スイッチの周期的動作は、パルス幅変調信号でスイッチを駆動することを含むものであるとよい。
【００８８】
上記整流器又は各整流器は、同期整流器であると効果的である。
【００８９】
好ましくは、短絡スイッチの周期的動作は、複数の同期整流器の同時導通によって提供される。
【００９０】
上記結合変圧器は、軟磁性コアを有するものであるとよい。これを十分に高磁束で機能させることによって、その負荷に開回路故障が生じたときに、コアが飽和して、上記中間電流及び別の負荷が実質的には故障による影響を受けないようにする。
【００９１】
高磁束とは、いずれかの結合変圧器のコアの飽和磁束密度の３分の１を超えていることとすると効果的である。
【００９２】
負荷のうちの１つに開回路故障が生じると、これによって、上記短絡スイッチが作動するようになっていることが好ましい。
【００９３】
負荷の故障によって、上記複数の同期整流器が同時導通するようになっているとよい。
【００９４】
負荷の相対光度は、１つの負荷又は各負荷における短絡スイッチの周期的スイッチングによって調整され、及び／又は、全体的な光度は、上記中間定電流の高周波交流波形の大きさの調節によって調整されると効果的である。
【００９５】
本発明がより容易に理解されるように、また、本発明のさらなる特徴が理解されるようにするため、以下の添付図面を参照して、本発明の実施形態について、例を用いて説明する。
【図面の簡単な説明】
【００９６】
【図１ａ】図１ａは、本発明の好ましい実施形態による配電システムの概略図である。
【図２ａ】図２ａは、図１ａに示す配電システムの部分斜視図である。
【図３ａ】図３ａは、本発明の別の実施形態による配電システムの部分概略図である。
【図４ａ】図４ａは、同期整流回路の回路図である。
【図５ａ】図５ａは、さらなる同期整流回路の回路図である。
【図６ａ】図６ａは、パルス密度変調を表す波形を示す図である。
【図１ｂ】図１ｂは、従来の同期整流回路を示す回路図である。
【図２ｂ】図２ｂは、図１ｂに示す従来の回路の動作時のデッドバンド期間を示すタイミング図である。
【図３ｂ】図３ｂは、本発明の好ましい実施形態による同期整流回路の回路図である。
【図４ｂ】図４ｂは、本発明のさらなる実施形態による同期整流回路を示す回路図である。
【図５ｂ】図５ｂは、本発明のさらに別の実施形態による同期整流回路を示す回路図である。
【図６ｂ】図６ｂは、図３ｂに示す同期整流回路の動作時のＭＯＳＦＥＴのドレイン電圧波形を示す波形図である。
【図７ｂ】図７ｂは、図４ｂに示す同期整流回路の動作時のＭＯＳＦＥＴのドレイン電圧波形を示す波形図である。
【図１ｃ】図１ｃは、本発明を具体化した照明器具の概略側面図である。
【図２ｃ】図２ｃは、図１ｃの照明装置のための光通路を示す概略側面図である。
【図３ｃ】図３ｃは、本発明を具体化した照明器具の分解斜視図である。
【図４ｃ】図４ｃは、照明器具で用いるヒートシンクの図である。
【図５ｃ】図５ｃは、照明器具で用いるヒートシンクの図である。
【図６ｃ】図６ｃは、照明器具で用いるヒートシンクの図である。
【図７ｃ】図７ｃは、照明器具で用いるヒートシンクの図である。
【図８ｃ】図８ｃは、照明器具で用いる光学部品の図である。
【図９ｃ】図９ｃは、照明器具で用いる光学部品の図である。
【図１０ｃ】図１０ｃは、照明器具で用いる光学部品の図である。
【図１ｄ】図１ｄは、本発明の第１の実施形態の回路図である。
【図２ｄ】図２ｄは、図１ｄに示す実施形態のリンク電圧に応じた出力電流を示すグラフである。
【図３ｄ】図３ｄは、図１ｄに示す実施形態におけるセンス電流を示すグラフである。
【図４ｄ】図４ｄは、本発明の第２の実施形態の回路図である。
【図５ｄ】図５ｄは、図４ｄに示す実施形態の周波数に応じた出力電流を示すグラフである。
【図６ｄ】図６ｄは、本発明の第３の実施形態の回路図であり、後述の例３及び４で使用されるものである。
【図７ｄ】図７ｄは、図６ｄに示す実施形態の入力電圧及び入力電流を示すグラフであり、後述の例３に対応するものである。
【図８ｄ】図８ｄは、図６ｄに示す実施形態の入力電圧及び入力電流を示すグラフであり、後述の例４に対応するものである。
【図８．１ｄ】図８．１ｄは、図８ｄに示す例４のグラフに対応するグラフである。
【図９ｄ】図９ｄは、例３及び４について周波数対電流挙動を示すグラフである。
【図１０ｄ】図１０ｄは、図６ｄに示す実施形態の例３及び４について、電圧に応じた周波数を示すグラフである。
【図１１ｄ】図１１ｄは、図６ｄに示す実施形態の入力電圧に応じた発振周波数を示すグラフである。
【図１２ｄ】図１２ｄは、本発明の好ましい実施形態の簡略化した回路図である。
【図１３ｄ】図１３ｄは、本発明の好ましい実施形態の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００９７】
［配電システム］
まず、添付図面の図１ａを参照する。本発明の好ましい実施形態による配電システム１ａはツイストペア２ａを包含し、これは長尺導体３ａ、４ａのツイストペアを含む。導体３ａ、４ａは、絶縁線を半分に折り、ツイストペア２ａを形成するようにねじった、単ループにより形成されている。導体３ａ、４ａの自由端５ａ、６ａは、互いに隣接して位置し、高周波ＡＣ電源７ａに接続されている。
【００９８】
高周波ＡＣ電源７ａは、好ましくは、５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの周波数で、ＡＣ１１０Ｖ又は２４０Ｖの商用電気を、およそ５０ｋＨｚで、およそ１．３４Ａの高周波ＡＣ電力に変換するものである。この高周波ＡＣ電源は、電流制限されたものである。
【００９９】
高周波ＡＣ電源は、好ましくは、１０ｋＨｚ超の動作周波数で、最も好ましくは６０ｋＨｚの周波数で、１５０Ｖから１ｋＶの間の電圧を提供するものである。ツイストペア２ａにより形成されるループは、高周波ＡＣ電源７ａに接続される変圧器コイルの一連の巻線に相当するものである。
【０１００】
配電システム１ａは、分割可能なフェライト素子である電力分岐素子８ａを包含する。図１では、同一の第２及び第３の電力分岐素子９ａ、１０ａを示しているが、本発明の好ましい実施形態が、単に１つの電力分岐素子８ａを含むものであることは理解されるべきである。本発明のさらなる実施形態では、ツイストペア２ａに沿った複数の箇所において電力を分岐するために、任意の数の電力分岐素子を設けることができる。
【０１０１】
次に、添付図面の図２ａを参照する。電力分岐素子８ａは鉄鋼材製である。電力分岐素子８ａは、矩形の平面ベース１１ａと、同一の矩形の平面上板１２ａとを含んでいる。２つの離間した直立円柱形のフェライト部材１３ａ、１４ａが、ベース１１ａの上面に取り付けられている。フェライト部材１３ａ、１４ａの上端部は、上板１２ａの下面に係合して付着するように構成されており、これによって、電力分岐素子８ａが組み立てられた状態では、フェライト部材１３ａ、１４ａはベース１１ａと上板１２ａとの間に挟まれる。
【０１０２】
図２ａに示すように、上板１２ａはフェライト部材１３ａ、１４ａに対し着脱可能であり、上板１２ａを取り外すことができる。電力分岐素子８ａは、そのフェライト部材１３ａ、１４ａをツイストペア２ａの隣接する一巻き（ターン）の間に押し入れることにより、ツイストペア２ａに装着される。このように、導体３ａ、４ａは、ツイストペア２ａの隣接する一巻きの間で互いから引き離されて、それらの間に開口を形成しており、そこに電力分岐素子８ａの少なくとも一部を受け入れる。フェライト部材１３ａ、１４ａがツイストペア２ａの開口部１５ａ、１６ａを通るように配置されたら、上板１２ａがフェライト部材１３ａ、１４ａに取り付けられて、これにより、電力分岐素子８ａがツイストペア２ａに装着される。
【０１０３】
電力分岐素子８ａは、変圧器のコアを形成し、フェライト素子１３ａ、１４ａの周囲を通るツイストペア２ａのループは、変圧器の一次コイル１７ａを形成している。追加の導体１８ａが、電力分岐素子８ａに、好ましくは上板１２ａに、巻回されている。この追加の導体は、変圧器の二次コイルを形成している。これによって、電力分岐素子８ａは、高周波ＡＣ電力をツイストペア２ａから追加の導体１８ａに分岐することができる。
【０１０４】
追加の導体１８ａは、好ましくは、ＡＣ−ＤＣコンバータ１９ａに接続されており、これは、高周波ＡＣ電力をＤＣ電圧に変換して、ＬＥＤ  Ｄ１ａ又はＯＬＥＤといった定電流負荷に供給する。ＡＣ−ＤＣコンバータは、好ましくは後述する種類の同期コンバータである。
【０１０５】
電力分岐素子によって、導体３ａ、４ａを破断することなく、あるいは導体３ａ、４ａの絶縁体を破壊することなく、ツイストペア２ａに沿った任意の位置で、ツイストペア２ａから電力を分岐することができる。この配電システムは、負荷への非接触接続を提供する。このため、ツイストペア２ａの長さ方向のどの位置でも、容易にツイストペア２ａからの電力を負荷Ｄ１ａに接続することができる。
【０１０６】
ツイストペア２ａにおける導体３ａ、４ａのねじれによって、一方の導体３ａの電界が他方の導体４ａの電界により相殺されることになり、これによって、システム１ａから放出される電磁放射（ＥＭＩ）が最小限に抑えられる。
【０１０７】
電力分岐素子８ａにより提供される均衡のとれた電力の取り出しによって、電界が最小限に抑えられる。ツイストペアとＡＣ−ＤＣコンバータ１９ａとの間の結合効率は、９７％超である。電力分岐素子８ａとツイストペア２ａの一連の巻線により形成される変圧器と、追加の導体１８ａは、体積およそ１０ｃｍ３の非常に小さな変圧器を形成する。小型にもかかわらず、この変圧器の電力定格は１５Ｗである。
【０１０８】
この配電システム１ａの電力分岐装置は、１つのユニットで変圧器とコネクタの機能を果たすものであるため、非常にコスト効率に優れている。
【０１０９】
本発明の他の実施形態では、電力分岐素子は、図３ａに示すように、分割可能なフェライト素子２０ａである。この実施形態では、上記のように２つのフェライト部材１３ａ、１５ａがツイストペア２ａの２つの開口部１５ａ、１６ａを通るのではなく、フェライト素子２０ａの一方のフェライト部材２１ａが、ツイストペア２ａの開口部２２ａを通っている。この実施形態では、フェライト部材２１ａの周囲に広がる導体３ａ、４ａのループにより、電力分岐変圧器の一次コイルの一巻きを形成している。
【０１１０】
追加の導体２３ａをフェライト素子２０ａに巻回することで、電力をＡＣ−ＤＣコンバータ２４ａに接続しており、そして、これによって負荷Ｄ２ａに電力が供給される。
【０１１１】
本発明のこの実施形態では、短絡ループ導体２５ａがフェライト部材２０ａに巻回されている。短絡スイッチ２６ａが、短絡ループ２５ａと直列に設けられている。短絡スイッチ２６ａが開いているときは、短絡ループ２５ａは誘導効果を示さず、電力がツイストペア２ａから負荷回路に接続される。短絡スイッチ２６ａが閉じているときは、電力がフェライト部材２０ａを介して負荷回路に誘導接続されることが、短絡ループ２５ａにより阻止され、これによって負荷回路がオフになる。短絡ループ２５ａ及び短絡スイッチ２６ａを利用して負荷回路がオフになると、電力がツイストペア２ａからの負荷回路に誘導接続されず、ツイストペア２ａからごく少量のエネルギー損失がある。一部の実施形態においては、短絡スイッチ２６ａは、ツイストペア２ａのループとの誘導結合により電力を引き出す電子スイッチである。
【０１１２】
次に、添付図面の図４ａを参照する。本発明の実施形態においてＡＣ−ＤＣコンバータとして用いる同期整流回路は、第１ＭＯＳＦＥＴスイッチＱ１ａと、第２ＭＯＳＦＥＴスイッチＱ２ａとを含む。スイッチＱ１ａ及びＱ２ａのドレインは、変圧器ＴＸの二次コイルの各端にそれぞれ接続されている。
【０１１３】
変圧器ＴＸの一次巻線はツイストペア２ａのループに相当し、これらは、制限電流変化率で交流変化する、高周波、高インピーダンスのＡＣ電源に接続されている。
【０１１４】
スイッチＱ１ａ及びＱ２ａのドレインは、変圧器ＴＸの二次コイルの各端にそれぞれ接続されている。変圧器ＴＸの二次巻線は、配電装置１ａにおける追加の導体１８ａに相当する。変圧器ＴＸのコアは、電力分岐部材８ａに相当する。
【０１１５】
高インピーダンス電源の電流の最小変化率は、電流のピーク間振幅の２倍を、電流波の周期で除算したものである。これは、三角波の傾きに相当する。
【０１１６】
高インピーダンス電源の電流の最大変化率は、電流のピーク間振幅の１０倍を、電流波の周期で除算したものである。これは、その全周期の１０％で遷移する方形波に相当する。
【０１１７】
高周波ＡＣ電源は、好ましくは１０ｋＨｚ超の動作周波数で、最も好ましくは６０ｋＨｚの周波数で、１５０Ｖから１ｋＶの間の電圧を提供するものである。
【０１１８】
第１スイッチＱ１ａのゲート端子は、第２スイッチＱ２ａのドレイン端子に接続されている。第２スイッチＱ２ａのゲート端子は、第１スイッチＱ１ａのドレイン端子に接続されている。
【０１１９】
スイッチＱ１ａ及びＱ２ａのソース端子は、互いに接続されて、出力端子の１つである低電圧レール０Ｖに接続されている。
【０１２０】
インダクタＬａの一方の端子は、変圧器ＴＸの二次コイルのセンタータップに接続されている。インダクタＬａの他方の端子は、正のＤＣ電圧出力レールＶｏを形成している。ＬＥＤの形態をした負荷Ｄ１ａが、出力端子Ｖｏと０Ｖの間に接続されている。電源装置３ａは、負荷Ｄ１ａに定電流を出力する。負荷Ｄ１ａによって出力電圧Ｖｏが制限されることで、スイッチＱ１ａ、Ｑ２ａのゲートを駆動する制御電圧が、スイッチＱ１ａ、Ｑ２ａに適した範囲、例えば１０〜１５Ｖ未満に維持される。
【０１２１】
電源装置３ａは、各スイッチＱ１ａ、Ｑ２ａのゲートが他方のスイッチＱ１ａ、Ｑ２ａのドレインにより駆動されるので、駆動回路を必要としない。
【０１２２】
電源装置３ａは、電流検出抵抗体を包含していない。よって、このような高価で非効率的な構成要素が排除されている。
【０１２３】
電源装置３ａにより、デッドバンドでの動作の必要がない。このため、電源装置３ａは、デッドバンドでの動作を必要とする従来の同期整流電源装置よりも効率的である。
【０１２４】
スイッチＱ１ａ及びＱ２ａの交差導通は、ほんの微小な電流に制限されており、これによって、電源装置３ａの効率がさらに向上する。
【０１２５】
スイッチＱ１ａ及びＱ２ａのボディダイオードの導通は最小限に抑えられており、これによって、スイッチＱ１ａ及びＱ２ａのボディダイオードの導通により流れる電流をほんの微小なものとすることができるので、エネルギー損失が最小限となる。
【０１２６】
添付図面の図５ａを参照する。修正同期整流回路は、ＯＲゲートロジックにより駆動されるゲートをそれぞれ有するスイッチＱ１ａ、Ｑ２ａを包含する。各ＯＲゲートの一方の入力は、二次巻線ＴＸＳ１の各端にそれぞれ接続されており、この二次巻線は、電力分岐素子８ａのフェライト部材１３ａ、１４ａの一方を取り囲むツイストペア２ａの２つの巻線のうちの一方である。各ＯＲゲートの他方の入力は、スイッチに接続されている。このスイッチは、変圧器ＴＸの二次巻線を短絡させることができるオン／オフ・トグル（切り替え）を提供するものである。これによると、負荷のオンとオフの切り替えをゼロ交差において行なうことが可能であり、これによって、ツイストペア２ａ沿いの電気妨害が低減される。スイッチＱ１ａ、Ｑ２ａにおける２つのＭＯＳＦＥＴの損失はあるが、変圧器ＴＸにおけるコア損失はない。従って、整流スイッチは、ＤＣ負荷の切り替えを高効率で行なうことができる。
【０１２７】
本発明の実施形態において電力タップオフ装置により形成される結合変圧器は、どのような要求負荷電流にも適合させることができる。例えば図５ａに示すような整流器を用いて、誘導電力タップオフを短絡させるだけで、配電システム１ａに沿った各負荷を独立に制御することができる。
【０１２８】
この配電システムを用いて、複数の異なる調節性負荷に電力供給する単一の電源装置を作ることができる。これは、異なる調節性負荷に電力を供給するためには多くのスイッチングインバータが必要である従来のアプローチに比して、改善されている。例えば、この配電システム１ａは、色の異なる光や異なるビームパターンを出力する多くの異なる設計のＬＥＤ照明器具に電力を供給するために用いることができる。
【０１２９】
この配電システム１ａは、低電圧区分及び／又は耐故障性を維持したまま、多数のＬＥＤ又はＯＬＥＤを有する照明器具に電力を供給することが可能である。
【０１３０】
配電システム１ａは、図６ａに示すように、ある期間２８ａに渡ってパルスを中断させるように電流波形２７ａを変調するための、パルス密度変調（ＰＤＭ）装置を採用することができる。ＰＤＭは、配電システム１に接続されたＬＥＤ又はＯＬＥＤの調光に用いることができる。ＰＤＭ装置によって、ＬＥＤ点滅速度が２００Ｈｚである場合に２５０段階の明るさに調節可能である。
【０１３１】
ツイストペア２ａの電流ループ電力は、ループの長さ方向に配置された多くのＬＥＤ照明器具に分配されることが可能である。
【０１３２】
変圧器結合負荷を直列に接続することにより、単一の電流ループ電源装置を共有することができる。
【０１３３】
定電流ループは、ループの電圧降下には無関係である。負荷電流が、ループ電流により調整された状態に維持される。
【０１３４】
各照明器具の明るさは、局部調整を必要とすることなく、広い領域で一定に維持される。
【０１３５】
［電源装置］
次に、添付図面の図３ｂを参照する。本発明の好ましい実施形態による電源装置は、第１ＭＯＳＦＥＴスイッチＱ１ｂと、第２ＭＯＳＦＥＴスイッチＱ２ｂとを包含する。スイッチＱ１ｂ及びＱ２ｂのドレインは、変圧器ＴＸの二次コイルの各端にそれぞれ接続されている。変圧器ＴＸの一次コイルは、制限電流変化率で交流変化する、高周波、高インピーダンスのＡＣ電源に接続されている。
【０１３６】
高インピーダンス電源の電流の最小変化率は、電流のピーク間振幅の２倍を、電流波の周期で除算したものである。これは、三角波の傾きに相当する。
【０１３７】
高インピーダンス電源の電流の最大変化率は、電流のピーク間振幅の１０倍を、電流波の周期で除算したものである。これは、その全周期の１０％で遷移する方形波に相当する。
【０１３８】
高周波ＡＣ電源は、好ましくは１０ｋＨｚ超の動作周波数で、最も好ましくは６０ｋＨｚの周波数で、１５０Ｖから１ｋＶの間の電圧を提供する。
【０１３９】
第１スイッチＱ１ｂのゲート端子は、第２スイッチＱ２ｂのドレイン端子に接続されている。第２スイッチＱ２ｂのゲート端子は、第１スイッチＱ１ｂのドレイン端子に接続されている。
【０１４０】
スイッチＱ１ｂ及びＱ２ｂのソース端子は、互いに接続されて、電源装置３ｂからの出力端子の１つである低電圧出力０Ｖに接続されている。
【０１４１】
インダクタＬｂの一方の端子は、変圧器ＴＸの二次コイルのセンタータップに接続されている。インダクタＬｂの他方の端子は、電源装置３ｂの出力において正のＤＣ電圧出力レールＶｏを形成している。ＬＥＤの形態をした負荷Ｄ１ｂが、電源装置３ｂの出力端子０ＶとＶｏの間で接続されている。電源装置３ｂは、負荷Ｄ１ｂに定電流を出力する。負荷Ｄ１ｂによって出力電圧Ｖｏが制限されることで、スイッチＱ１ｂ、Ｑ２ｂを駆動する制御電圧が、スイッチＱ１ｂ、Ｑ２ｂに適した範囲、例えば１０〜１５Ｖ未満に維持される。
【０１４２】
電源装置３ｂは、各スイッチＱ１ｂ、Ｑ２ｂのゲートが他方のスイッチＱ１ｂ、Ｑ２ｂのドレインにより駆動されるので、駆動回路を必要としない。このように、電源装置３ｂは、図１ｂに示す従来の電源回路１ｂに比して複雑さが軽減している。
【０１４３】
電源装置３ｂは、電流検出抵抗体を包含していない。よって、このような高価で非効率的な構成要素が排除されている。
【０１４４】
電源装置３ｂにより、デッドバンドでの動作の必要がない。このため、電源装置３ｂは、デッドバンドでの動作を必要とする従来の同期整流電源装置よりも効率的である。
【０１４５】
スイッチＱ１ｂ及びＱ２ｂの交差導通は、ほんの微小な電流に制限されており、これによって、電源装置３ｂの効率がさらに向上している。
【０１４６】
スイッチＱ１ｂ及びＱ２ｂのボディダイオードの導通は最小限に抑えられており、これによって、スイッチＱ１ｂ及びＱ２ｂのボディダイオードの導通により流れる電流をほんの微小なものとすることができるので、エネルギー損失が最小限となる。
【０１４７】
添付図面の図４ｂを参照する。本発明の別の実施形態による電源装置４ｂは、上記の好ましい実施形態の構成要素と同じ構成要素を一部含んでいる。ただし、スイッチＱ１ｂ、Ｑ２ｂのゲート端子の接続の仕方が異なっている。
【０１４８】
第１スイッチＱ１ｂのゲート端子は、変圧器の独立した駆動巻線ＴＸＳ１の一端に接続されており、第２スイッチＱ２ｂのゲート端子は、駆動巻線ＴＸＳ１の他端に接続されている。駆動巻線ＴＸＳ１のセンタータップは、抵抗体Ｒ４ｂを介して、変圧器ＴＸの二次コイルのセンタータップに接続されている。駆動巻線ＴＸＳ１のセンタータップは、スイッチＱ１ｂ、Ｑ２ｂのソースに接続されている。
【０１４９】
駆動巻線ＴＸＳ１がスイッチＱ１ｂ、Ｑ２ｂのゲートに許容レベルで駆動電圧を供給するように、例えば、１０〜１５Ｖ未満の電圧を供給するように、駆動巻線ＴＸＳ１の巻数が選択される。駆動巻線ＴＸＳ１の巻数は、変圧器ＴＸからの電圧をスイッチＱ１ｂ、Ｑ２ｂのゲートを駆動するのに適したレベルに下げるためには、変圧器ＴＸの二次巻線の巻数未満であることが好ましい。これによって、出力負荷電圧Ｖｏを、スイッチＱ１ｂ、Ｑ２ｂに入力されるゲート駆動電圧よりも高くすることができる。
【０１５０】
添付図面の図５ｂを参照する。本発明のさらに別の実施形態による電源装置５ｂは、図４ｂに示した上記の実施形態と類似している。しかしながら、この実施形態の電源装置５ｂでは、駆動巻線ＴＸＳ１のセンタータップがスイッチＱ１ｂ、Ｑ２ｂのソースに接続されるのではなく、自動バイアス回路６ｂに接続されている。
【０１５１】
自動バイアス回路６ｂは、トランジスタＱ３ｂと、２つのコンデンサＣ１ｂ、Ｃ２ｂと、抵抗体Ｒ５ｂと、ダイオードＤ２ｂを包含する。バイアス回路６ｂは、スイッチＱ１ｂ、Ｑ２ｂにおけるボディダイオードの導通を検出して、除去する。これによって、電源装置４ｂは、理論上の最大効率をほぼ達成することが可能であり、電源装置４ｂを、より高い負荷電圧Ｖｏに適応させることが可能である。
【０１５２】
次に、添付図面の図６ｂを参照する。上記の好ましい実施形態の電源装置３ｂについて、スイッチＱ１ｂ、Ｑ２ｂのうち一方のドレイン電圧波形が示されている。ボディダイオードの導通に起因する小さな下向きスパイクを、導通モードの各端に見ることができる。これは、ボディダイオードの導通時に少量の電力が浪費されることを表している。
【０１５３】
添付図面の図７ｂを参照する。上記の実施形態の電源装置５ｂでは、ボディダイオードの導通によるスパイクが、自動バイアス回路６ｂにより排除されている。これによって、電源装置５ｂの効率が最大化される。
【０１５４】
本発明の実施形態の電力装置では、スイッチＱ１ｂ及びＱ２ｂの両方を同時にオンにすることにより、変圧器ＴＸから負荷Ｄ１ｂへの電力をゲートでコントロールすることができる。このようにして高インピーダンス電源となり、これは変圧器ＴＸに通じる電圧を完全に崩壊させるものであり、その結果、電源装置における電力損失が最小限に抑えられる。
【０１５５】
両方のスイッチＱ１ｂ及びＱ２ｂをオンにすることによる、損失のない、名目上無損失での、負荷Ｄ１ｂへの電力のゲーティングによって、電源装置の出力に接続されて同一の高インピーダンス電源からの供給を受ける複数の負荷を個別に制御することが可能である。例えば、それら複数の負荷は、単一のユニットに含まれるものであるかもしれないし、あるいは別々に離散したユニットに分散した負荷であるかもしれない。それら複数の負荷は、例えば、色の異なるＬＥＤ光源とすることができる。
【０１５６】
出力負荷への電力のゲーティングでは、パルス密度変調（ＰＤＭ）を利用して、負荷への有効電力出力を変化させることができる。これによって、例えば、出力ＬＥＤの明るさを変化させる負荷調光が可能である。これによって、複数の調節性出力が必要とされる場合に非常に複雑になるという、従来のＬＥＤ電源における問題が解消される。
【０１５７】
［照明器具］
図１ｃ〜１０ｃを参照する。本発明の実施形態による照明器具１ｃは、コンパクトなＬＥＤ又はＯＬＥＤ光学部品の効率性及び費用有効性を利用したものであり、大きなヒートシンク２ｃが設けられていて、これは、側部を取り囲んで覆い隠すトリム３ｃと光学部品であるマスク４ｃとによって見えないように覆われている。一実施形態では、マスク４ｃはガラス板であって、これはＬＥＤ  ５ｃ（ダウンライトの主要部分を担う）からの中心ビームの光の一部を捉えて、それを用いて、程よく照らされた広い表面を作り出す。
【０１５８】
図示の実施形態では、ＬＥＤ  ５ｃからのビームは、円盤状光学部品４ｃの中心に示されている。ＬＥＤ光源５ｃ（又は光源のコンパクトアレイ）は、線形構成で設けることもできる。しかしながら、ＬＥＤ光源５ｃからの光の一次部分が、光学部品４ｃにより大幅に遮断されないことが重要である。この実施形態では、光の一次部分は、光学部品４ｃの開口部を通り抜ける。ＬＥＤ光源５ｃからの光の二次部分は、何気なく見た人からは背後のヒートシンク２ｃが見えないように覆い隠すマスクの一部をなす光学部品４ｃを、意図的に通る。この意味で、ＬＥＤ光源５ｃからの光の二次部分は、光学部品４ｃにより遮断されている。
【０１５９】
ディフューザ６ｃを、ＬＥＤ光源５ｃ上に、光学部品４ｃの開口部と並べて設けることができる。
【０１６０】
ＬＥＤ光源５ｃからの光の二次部分は、光の一次部分の周辺領域に位置している。マスクにおける極めて均一な光の分散を提供する中心構成では、光の一次部分が光学性円板４ｃの中心にあって、円板は光の一次部分がマスクを通過することを可能にする開口部を備えている。（一次部分周辺の）光の二次部分は、ＬＥＤ  ５ｃから光学性円板付属のバッキング面７ｃを経て該円板の中へと屈折する。ガラス製円板４ｃが、光導体又は導波路として機能し、全内部反射を利用して、円板４ｃの外側領域に向かって光を跳ね返す。光は、付属の白いバッキング材７ｃ（これは円板にスクリーン印刷されたものとすることができる）に当たり、あらゆる方向に分散されることで、漏れ出る。バッキング材７ｃがこの機能のために用いられる場合は、光学性円板４ｃとバッキング材７ｃとの間に空隙があってはならず、そうでないと、光はガラスの中に閉じ込められることになる。
【０１６１】
浅い角度の光だけが、光学部品４ｃにおいて全内部反射（ＴＩＲ）されるので、中央に入力される光は、（メインビームの最も広角な部分が）浅い場合にＴＩＲとなる。急傾斜角の光は、光学部品４ｃの開口部の斜端面（ベベル面）に全内部反射して、適度に浅い角度となり、ガラス製円板の縁に向かってさらに進む。バッキングからの散乱光のうち、およそ半分はさらに全内部反射され、半分は下方に抜け出る。
【０１６２】
ＬＥＤのメインビームの脱出を可能にしている光学部品４ｃの中心にある開口部では、光学部品４ｃの上方で覆い隠されたヒートシンクのフィン８ｃを冷却するための空気流の進入が可能になっている。フィン８ｃで熱くなった空気は、その後、マスキングトリム３ｃの上縁付近で抜け出ることが可能になっている。フィン８ｃは、放射状に並んでおり、これによって、熱流が放射状に、ＬＥＤ光源５ｃ及び熱源から径方向外側に抜けるように促される。
【０１６３】
全体的な視覚上の効果として、コンパクト蛍光灯のダウンライトと類似した視覚的特性の照明器具を作り出しているが、しかし、光学的効率に優れた極めて薄型のパッケージの中に、ＬＥＤ光源、更に、図３ｃにおいて楔形プリント回路板９ｃに実装された一連のコンポーネントとして示されているような電源装置により発生する熱を処理するための優れたヒートシンク特性を備えている。
【０１６４】
ヒートシンクの放射状フィン８ｃは、楔形電源装置１０ｃがぴったりと嵌るように非常に都合のよい区画を提供するものであり、さらには光学部品４ｃで覆い隠される。
【０１６５】
ＬＥＤ受け板９ｃは、その上にＬＥＤ光源５ｃ又はＬＥＤコンパクトアレイ光源が取り付けられるものであって、優れた熱伝導のためのヒートシンク・アセンブリの一部とすることができ、あるいは、図示のようにヒートシンク２ｃと熱的に接触するものとすることができる。
【０１６６】
外側の隠蔽トリム３ｃの上端と天井（又は、壁）との間には意図的に設けられた隙間があって、これにより通気口を提供しており、ここを通って熱い空気が流れることができる。照明器具１ｃの最下部（天井取付け装置の場合）において光学性円板４ｃの中心に設けられた開口部と、照明器具１ｃの上部外周において径方向に離間して設けられた通気口とからなる構成によって、いくぶん煙突効果がある。中央下部の開口部により冷却用空気が吸い込まれ、吸い込まれた空気は、放射状に並んだフィン８ｃの長さ方向に、フィン８ｃから熱を奪いながらトリムに向かって進み、さらに上方に進んで通気口から外に出る。
【０１６７】
図示の照明器具１ｃは、およそ２００ｍｍの外径を有する。円板の開口部の直径は、およそ３７〜４５ｍｍである。
【０１６８】
ディフューザ６ｃは、開口部の上方でＬＥＤチェンバの前面に（また、空気の流れを増加させるため開口部から離間させて）設けられるものであって、ランダム粗面のディフューザ６ｃ、あるいはレンチキュラー（屈折によりビームを広げる）ディフューザとすることができる。ディフューザ６ｃは、完全に省くこともできる。
【０１６９】
光学部品４ｃのバッキング７ｃは、ガラス製円板上にスクリーン印刷されたものとすることができ、及び／又は、その表面の見掛け照度の均一化のためにパターンが追加されたものとすることができる。
【０１７０】
光学部品４ｃの開口部は、円形のものとして図示されているが、任意の形状とすることができ、あるいはマスクの側部又は縁部に設けられた切り取り部とすることができる。
【０１７１】
［電源装置］
〔概要〕
ＡＣ−ＤＣ電源装置は、その出力が安定化ＤＣ電流の形式のものあって、例えば発光ダイオードなど、名目上、定電圧特性を持つＤＣ負荷に電力を供給するのに適しており、上記定電圧特性は小幅の変動を伴うが、その出力電流は実質的には不変のままである。また、上記安定化電流の大きさは、ＡＣ入力電圧の導通位相角に応じて、１００％から２５％未満（１０％、５％、１％）までの範囲で可変である。上記ＤＣ出力電流の調整は、インダクタによる対称方形波の安定化と、それに続く、比較的高インピーダンスのＡＣ電流源の全波整流及び平滑化によって、達成される。
【０１７２】
受入ＡＣ電力は、整流され、その導通位相角が評価される。このようにして得られたＤＣは、２０ｋＨｚから１００ｋＨｚ、又は２５０ｋＨｚから２ＭＨｚの高周波数の対称方形波に逆変換される。方形波がインダクタにより安定化されるときに生成される電流の大きさは、方形波の振幅、又はその周波数、又はその両方を組み合わせて制御することにより、調整される。
【０１７３】
広範囲の所要の出力電流を達成する（低いレベルに下げる）ために、負荷の電圧閾値特性を利用し、これにより、電源の実効電圧が負荷の公称動作電圧に近づくにつれて、その動作電流を略ゼロにまで低下させることができる。出力電流制御は、入力の導通位相角に応じて行なわれ、これによって、常に、出力電力が、上記入力導通角の範囲内で供給される電力よりも少なくなる。
【実施例１】
【０１７４】
添付図面の図１ｄ〜３ｄを参照する。本発明の第１の実施形態では、標準的な力率補正（ＰＦＣ）入力回路を用いる。これによって、入力部は、簡単な位相角コントローラをより良く機能させる簡易抵抗体の特性を有することが見て取れる。
【０１７５】
ＤＣリンク電圧（ＰＦＣモジュールの出力の電圧）は、常にＡＣ入力の最大ピーク電圧よりも高い電圧になるように調整される。この最小レベル以上のレベルは、必要に応じて、選択されたＤＣ出力電流の範囲に限定するように調整することができる。このＤＣリンク電圧の最小レベルとは、出力電流がゼロ又は略ゼロになるレベルである。負荷は、変圧器を介してバラストインダクタに結合されている。変圧器の巻数比を適切に選択することによって、二次側の負荷の閾値電圧を、許容最小ＤＣリンク電圧と同等の電圧として、一次側に反映させることができる。
【０１７６】
最小許容リンク電圧は、米国の１２０Ｖのライン／商用電源の場合、１９１ボルトＤＣ（１３５Ｖ×ルート２）とすることができる。負荷閾値電圧（導通が始まる電圧）は２０ボルトとすることができる。図１ｄの回路では、変圧器の巻数比は５対１（一次側対二次側）であり、従って、負荷において導通を開始することが可能になるまでに、一次側に２００ボルトの方形波が必要である。
【０１７７】
ハーフブリッジインバータに供給されるＤＣリンク電圧の値を変化させることにより、一次側におけるＨＦＡＣ方形波の振幅を、その２００ボルトのカットオフ値から、それより高い値、例えば３００ボルトに変化させることができる。（電圧は、関連するコンポーネントのコストを考えて、高くなり過ぎないようにすることが望ましい。）こうして、インダクタの値を設定することができる。二次側の最大電流、例えば５００ｍＡの場合、一次側の最大電流は１００ｍＡである必要がある。インダクタのリアクタンスは、一次側において動作周波数で電流が生成されるように選択され、インダクタを通した最大ピーク間電圧は１００ボルト（３００−２００ボルト）となる。
【実施例２】
【０１７８】
次に、添付図面の図４ｄ及び５ｄを参照する。本発明の第２の実施形態では、やはりＰＦＣを用いてＤＣリンク電圧を提供している。今回はその値が固定である。バラストインダクタを流れる電流を変化させるために、インバータの周波数が変更される。電流は単に周波数に反比例して変化するので、制御の有効範囲を得るのに、要求範囲を達成するためには広い範囲の周波数が必要となる。
【０１７９】
インダクタを、変圧器の一次側に並列に接続されたコンデンサと共振又は部分共振させることによって、その効果を高めることができる。共振周波数は、選択された最低動作周波数より低く、或いは少し低くなるように選択される。
【０１８０】
最低周波数として５０ｋＨｚを選択し、バラストインダクタと４６ｋＨｚの共振コンデンサとの組み合わせを選択すると、５０から８０ｋＨｚまでの範囲で、１００％から下は２％までの制御範囲を得ることができる。
【０１８１】
先と同じように、入力位相角を利用して、インバータの周波数を適切に調整することにより、出力電流が限定される。
【実施例３】
【０１８２】
次に、添付図面の図６ｄ、７ｄ、９ｄ、及び１０ｄを参照する。本発明の第３の実施形態では、ＰＦＣ段は完全に省かれており、また、ＤＣリンク・レールは、平滑化はされておらず、ゼロと最大値との間で、入力電力周波数の２倍で変化する。インバータは、上記のような共振装置を作動させる。インバータが、共振周波数で又は共振周波数付近で動作する場合、インバータへの入力電流は、入力電圧が変化しても一定に保たれる傾向がある。共振バラスト装置により生成される電流は、負荷においてその入力電圧に比例して変化する。（共振すると、たとえ入力電圧が最低であっても「リングアップ」して、（定電圧）負荷の駆動を開始する。）結果として、負荷への電力は、その閾値にかかわらず、名目上、正弦波となる。入力電圧が正弦波であると、バラスト装置は名目上無損失であるので、入力電流は一定となるはずである。
【０１８３】
負荷の力率は均一ではないものの驚くほど高く、それに加えて、商用電源サイクルの開始時に圧倒的に高い入力電流を供給できるという利点があるので、これは非常に魅力的な状態である。
【０１８４】
この初期電流が高いことによって、ＬＥＤ照明器具のバラストの、一般的に低電力であって標準的な位相制御調光器をうまく作動させるには低すぎるという主要な問題が、解消される。このような調光器は、そのサイリスタ制御素子の導通を維持するには最小負荷を必要とする。電圧波面の始まりの入力電流を大きくすることで、サイリスタの保持電流を補助することになり、想定よりも低い電力で正常に動作する。
【０１８５】
この例では、導通位相角それ自体によって電力をかなり調整するが、動作周波数を少し調整することによって、追加的制御が可能となる。
【０１８６】
留意すべきことは、共振による動作は、自励発振装置以外では不可能であるということである。共振よりも少し高めでの動作が最も安定する装置であり、入力電流波形は、方形波と正弦波の間に近似する。
【実施例４】
【０１８７】
次に、添付図面の図６ｄ、８ｄ、９ｄ、及び１０ｄを参照する。実施例４は、上記の実施例３を変形したものであり、高い初期電流の効果を高めるために、実施形態３の近似入力方形波電流を、さらに「四角くする」ことができる。これは、図８ｄに示すように、入力周波数の半周期を通して動作の周波数を変化させることにより行なわれる。従って、入力電圧波形が低いときには、ユニットは共振に近い動作をする。入力電圧が上昇するにつれて、インバータの周波数も高くなり、上昇した入力電圧の負荷電流に対する影響が若干弱まる。図８．１ｄを見ると、負荷の電流は、（入力電力周波数に関して調べたときに）正方形により近くなっており、これは、定電力を提供する。また、出力ＤＣ電流は、入力電力周波数のゼロ交差領域で一時的に低下するが名目上一定となって、平滑化がより簡単となる。
【０１８８】
こうして、実際にはあまり共振に近い動作をすることなく、入力電流を、よりフラットに近くすることができる。さらには、（図９ｄに示すように、始めと終わりが真ん中よりも高い）「ドッグボーン効果」を持たせることもでき、これによって位相制御機能をさらに強化することができる。
【０１８９】
［ダウンライト用電源装置］
つぎに、本発明の好ましい実施形態による電源装置について、添付図面の図１３ｄを参照して説明する。
【０１９０】
図１２ｄは、図１３ｄの回路の簡略図である。照明器具用電源装置と、少なくとも２つのＬＥＤ又はＯＬＥＤを含む照明器具の負荷とは、単一のユニットとしてパッケージ化されて供給されており、この単一のユニット内に電源装置の要素が「分散配置」されている。
【０１９１】
この電源装置要素の分散配置によって、照明器具の多くのＬＥＤ／ＯＬＥＤ負荷のうちの１つ又は複数が故障した場合に、優れた冗長性を提供する。二次巻線は互いに独立しており、それぞれ各負荷に電力を供給する。
【０１９２】
二次巻線は、互いに独立しているが、同じ一次巻線に結合されている。これによって、各二次巻線を介して供給される一定のＤＣ電流は、それぞれの巻線につながる負荷に応じて調整される。従って、２つの二次巻線の巻数が異なる場合、それぞれの負荷に供給される一定のＤＣ電流の値も異なる。
【０１９３】
大まかには、本発明の実施形態は、照明器具筐体と、照明器具内の個々の照明要素からなる負荷とを含んでいる。照明器具は、さらに、電源装置のすべての要素を含んでいる。このように、本発明の実施形態は、電源装置と、この電源装置により電力供給される少なくとも２つの負荷とを有する電気的装置を含んでいる。電源装置は、所定の調整高周波交流のＲＭＳ波形の形式で中間電力を生成するように構成されている。上記電流は、少なくとも２つの結合変圧器それぞれの一次巻線を流れ、それら変圧器の二次巻線は互いに独立していて、各二次巻線はそれぞれ負荷の１つに接続され、１つ又は複数の整流器を介して各負荷に所定の電流を供給するように構成されている。
【０１９４】
好ましくは、高周波電流の周波数は、１０ｋＨｚから１ＭＨｚ、２０ｋＨｚから２００ｋＨｚ、５０ｋＨｚから１００ｋＨｚである。
【０１９５】
１つ又は複数の負荷は、短絡スイッチの周期的動作によって、より低い平均出力に調整されている。短絡スイッチの周期的動作によって、パルス幅変調信号でスイッチを駆動することが可能であり、これによって、ＬＥＤ／ＯＬＥＤ負荷の調光が可能となる。
【０１９６】
該整流器あるいは各整流器は、同期整流器であるとよい。複数の同期整流器の同時導通により、短絡スイッチの周期的動作を提供することができる。
【０１９７】
結合変圧器は、軟磁性コアを有しており、これを十分に高磁束で機能させることによって、その負荷に何らかの開回路故障が生じたときに、コアが飽和して、中間電流及び別の負荷が実質的には故障による影響を受けないようになる。
【０１９８】
高磁束とは、いずれかの結合変圧器のコアの飽和磁束密度の３分の１を超えているものとする。
【０１９９】
負荷のうちの１つに開回路故障が生じた場合には、これによって短絡スイッチが作動する。また、負荷の故障によって、複数の同期整流装置が同時導通する。
【０２００】
負荷の調光あるいは相対光度の調整は、１つの負荷又は各負荷における短絡スイッチの周期的なスイッチングにより行なわれ、及び／又は、全体的な光度の調整は、中間定電流の高周波交流波形の大きさの調節によって行なわれる。
【０２０１】
［回路の目的］
１．「瞬時オン」性能を達成する。
２．定格負荷点あたりで一定の最大出力電力を生成する。
３．位相カット調光器又は位相角導通調光器の設定に応じて調整される、可変定電流をＬＥＤ負荷の中に生成する。
４．調光器を用いたときの最大の明るさが、直接接続を用いているときと同じであるようにする。
５．「分離隔壁を越えての」信号伝達を回避する。
６．極めて高い変換効率を達成する。
【０２０２】
このアプローチは消散的であるため、ダウンライト設計は昇圧型力率補正回路を用いており、これによって、ＡＣ電圧が存在しているときには常に入力電流が取り出されるようにしている。
【０２０３】
［出力インバータ］
出力インバータは、絶縁変圧器を用いる自励発振型ハーフブリッジ設計のものである。
【０２０４】
図１３ｄに示す回路図Ｌ３５ＳＳ４Ｆを参照する。
【０２０５】
Ｑ１／Ｑ２は、ＮＰＮ／ＰＮＰトランジスタの相補的ペアである。理想的には、これらは、高利得・高電圧性能を持つもので、「蓄積」時間が適度なものである。超高速トランジスタは、この設計にはあまり適してない。
【０２０６】
Ｑ１／Ｑ２は、Ｃ２／Ｌ２、Ｃ５、Ｒ１、Ｒ２、Ｄ８、Ｄ９、Ｒ３、Ｒ４を備えるベース駆動回路を共有する。
【０２０７】
Ｃ２、Ｌ２は、共振タンク回路を形成しており、その定数は、共振周波数が所望の動作周波数の３／４となるように選択される。
【０２０８】
Ｌ２で観測されるピーク電流は、Ｑ１及びＱ２で観測されるピーク・コレクタ電流のおよそ半分である。
【０２０９】
Ｒ１、Ｒ２は、回路の順方向ベース電流の適切な振幅を与えるように選択される。
【０２１０】
Ｄ８、Ｄ９は、ベース・ターンオフ・スピードアップ・ダイオードであり、これは、Ｑ１、Ｑ２のエミッタ電圧に関して、Ｃ５／Ｒ１／Ｒ２接合部の電圧がゼロボルトまで下降すると、導通する。
【０２１１】
Ｃ５は、最終発振周波数を「トリミング」し、Ｑ１とＱ２の導通時間が等しくなるように選択されるＤＣブロッキング・コンデンサである。
【０２１２】
Ｒ３、Ｒ４は、Ｑ１、Ｑ２を発振させるために、微小な「ブリーダ」電流を供給するもので、この目的を達成するために回路リークを当てにしないものである。
【０２１３】
バイポーラトランジスタは、高周波スイッチとして使用すると、下記の様ないくつかの望ましくない特性を示す。
・「動的飽和」：  誘導負荷又は定電流をスイッチングする場合は、導通の最初の数マイクロ秒は、コレクタ−エミッタ間電圧が、定常状態の値を大きく超えることがある（１８Ｖほどの高さになることがある）。これによって、適度な周波数で用いた場合でも、平均散逸が高くなることがある。
・「蓄積時間」：  ベース電流がゼロまで低下したときに、トランジスタは、ゆっくりとコレクタ−エミッタ間の電圧を発生させながら、あるマイクロ秒の期間、導通し続けることがある。これは非効率的である。
・「リーク」：  ブロッキング状態であっても、トランジスタは、少量の電流を通すことができる。それらを通した電圧が高いときには、これは微小電流であるにもかかわらず、いくらかの（わずかとは言えない）散逸を示すことがある。トランジスタを迅速にターンオフすることで、準最適にではあるが、高速スイッチングが可能であるけれども、リークが大きい。最小散逸となるスイッチング方式は、ベース電流を、そのＤＣ導通レベルからターンオフするときに、公称蓄積時間に渡って一定の速度で、コレクタ電流の半分に等しい負のレベルにすることである。これによって、高速のコレクタ―エミッタ間のターンオフが、最小限のリークで行なわれて、結果的に、全体としてのスイッチング効率が最高となる。
【０２１４】
このベース駆動回路は、最小数の構成要素で、理想に近いものにする。
【０２１５】
駆動回路への電源電圧は、後続の回路要素から導出される電圧の方形波であり、このため、Ｑ１及びＱ２に周波数ロックされる。最大電圧振幅は、トランジスタＱ１及びＱ２の逆ベース電圧能力を超えないように選択される。
【０２１６】
インダクタＬ１が、絶縁変圧器ＴＸ１の一次側の経路に配置される。これによって、トランジスタＱ１及びＱ２は、制御された速度でゼロから導通を開始し、その結果、動的飽和損失が最小限に抑えられる。
【０２１７】
Ｄ５、Ｄ６は、Ｑ１及びＱ２の逆導通を防止する整流ダイオードである。これらは、それらのスイッチングデバイスにおける散逸をさらに低減するように作用する。
【０２１８】
ＴＸ１は、従来のような単一セクションからなる一次巻線を有しており、さらに、センタータップを備えた二次巻線構成を有しており、これはＤ１５、Ｄ１６により提供される半波整流を用いている。Ｃ７は、出力フィルタ・コンデンサであって、ＴＸ１からの非ＤＣ波形に起因して生じる出力リップル電圧を最小化するように選択されるものである。
【０２１９】
ＴＸ１からの出力電流は、三角波の形式のものであって、ピーク値の半分の平均値を持つものである。電流は、半周期ごとに自ずとゼロを通過し、変圧器の電圧が反転する。これによって、電気的に静穏なダイオード・スイッチングとなり、スイッチング損失は最小限となる。
【０２２０】
Ｃ６は、通常のハーフブリッジ・スプリッタ・コンデンサである。その目的は、ＤＣリンク電圧の半分にほぼ等しい電位を提供することであり、また、Ｑ１とＱ２のスイッチング時間の不均衡に起因するＴＸ１の飽和を防ぐことである。Ｄ１１、Ｄ１２、及びＲ２５は、半波整流監視回路を形成しており、Ｒ２５の平均電圧は、ＴＸ１の一次側において観測される平均電流を表している。
【０２２１】
出力電流は、Ｌ１を通して観測される電圧に比例している。回路定数は、特定のＬＥＤ負荷について、その全出力時の電圧が、Ｑ１／Ｑ２とＣ６の間の電圧に半分になるように選択される。この動作点によって出力電力が極大となることが、分析により明らかになっている。変曲点で動作しているときには、ＬＥＤ電圧の変動に起因する電力の理想値からの偏差は小さいが、熱安定性につながる減少をもたらす。
【０２２２】
［力率補正回路］
力率補正回路は、典型的な「臨界モード・昇圧コンバータ」型のものであり、当業者であればよく知っているであろう。それは、ＳＴマイクロエレクトロニクスのＬ６５６２集積回路に基づくもの、ＩＣ２であり、これには、回路が非常に低い入力電圧で導通する能力を高めるための機能が組み込まれている。
【０２２３】
Ｌ３とＤ７は、それぞれ昇圧インダクタとダイオードであって、高電圧コンデンサＣ１に電力を供給する。Ｃ１の電圧は、Ｒ８、Ｒ１０、Ｒ１１、Ｒ１７〜１９、及びＩＣ２に含まれるフィードバック回路の作用によって制御される。
【０２２４】
［出力制御］
出力電流は、Ｌ１を通した目標電圧に比例するので、Ｃ１でのＤＣリンク電圧の変動によって、ＴＸ１からの出力電流が変動することになり、このとき、ＬＥＤの電流に対する電圧（動的抵抗）の変化、すなわちＴＸ１の電圧の変化は小さい。
【０２２５】
Ｑ４は、整流された入力電圧波形からＲ２０〜Ｒ２２及びＲ３３により得られるゲート電圧によって、オン・オフを切り替えられる。それらの値は、Ｑ４が非常に低い入力電圧で作動するように選択されており、ゲートは、１０ＶツェナーダイオードＺＤ２によって過電圧から保護されている。Ｑ４のドレインは、基準電圧からＲ３２及びＲ２３により得られる電位をスイッチングし、従って、入力導通のデューティサイクルを厳密に表している。Ｑ４の作用により、基準はＡＣ電源電圧のピーク値に大きくは依存せず、一部の調光器の特性に適合する。
【０２２６】
このドレイン電圧は、低域通過特性を持つ不平衡反転増幅器ＩＣ１ｂに伝えられる。増幅器の出力は、スケーリングされて、入力導通角によって変化する電圧基準が提供され、これは、ＡＣ負荷が完全な抵抗体であると仮定して、入力から利用可能となる（であろう）電力の線形近似として提供されるものである。出力電圧は基本的に一定であるので、この電力基準は、電流基準ということになる。Ｒ２５で観測される平均電圧は、変圧器の一次側電流を表すものであって、ＩＣ１ａによりこの基準と比較され、その差分電圧が、適当なフィードバック及びフィルタリングのコンポーネントにより修正されて、Ｑ５のゲートを制御するために用いられる。変圧器の作用によって、ＴＸ１の一次側の電流は、出力巻線の電流の一部であり、従って、Ｒ２５の平均電圧は、出力電流を表している。つまり、Ｑ５のゲートでの制御動作は、出力電流を制御するためのものである。
【０２２７】
基準電圧を生成する別の可能な方法は、導通位相角に関係なく、入力電圧を平均することである。異なる回路定数の選択によって、適切な電流基準を生成することが可能になる。これによって、回路は、入力ＡＣ波形のピーク値の影響を受けるようになるが、しかし、一部の調光器に、より適合することになる。
【０２２８】
Ｑ５は、ＩＣ２のフィードバック経路内に配置されており、その作用は、Ｒ８を徐々に短絡させることである。
【０２２９】
Ｑ５がまったく導通していないときには、Ｃ１の電圧は最小であり、Ｑ５が完全に導通しているときには、Ｃ１の電圧は最大である。このように、Ｃ１の電圧は、２つの限界値の間に制限されている。これによって、調光器と一緒に用いられていないときのＬＥＤ電流は、名目上全出力に設定されている設計の調光器と一緒に用いたときと同じとなる。Ｑ５は、「論理レベルで」小信号・エンハンスメントモードＭＯＳＦＥＴであるように選択される。そのゲートで完全な導通のために必要とされる電圧は非常に低く、それがゼロであるときは、ユニットはその最小出力電流で動作している。これによって、調光制御の動きに良好に反応して、過渡的な指示されていない明るさレベルの大きさ及び持続時間を最小限に抑える。
【０２３０】
［補助電源装置］
集積回路ＩＣ１及びＩＣ２は、ＴＸ１から電力の供給を受けており、これを提供するのは出力部とは別個の巻線であるが、しかしＤ１３及びＤ１４を整流器として用いる同一の構成のものである。供給電流はパルス状ではないので、補助電源のフィルタリングに用いられる蓄積コンデンサＣ１５は小さいものとすることができる。
【０２３１】
変圧器の出力は、ＬＥＤ電圧によって効果的に固定電圧にクランプされるので、補助電源も電圧で適切に制御される。巻数の選択は、ＬＥＤの導通が開始する前にＰＦＣ回路が起動するように、しかし、ＬＥＤが完全に導通したときにＩＣ２の最大許容電圧近くまで上昇しないように、行なわれる。追加の調整は必要ないので、効率面での節約につながる。ＩＣ１は、供給電圧の許容範囲がＩＣ２よりも広いので、供給電圧範囲の選択に影響を及ぼさない。制御回路のための基準電圧は、電源及び温度の変動に対して電圧が最も安定する点で作動するツェナーダイオードである。
【０２３２】
［出力保護］
回路の一実施形態では、電源装置をＬＥＤ負荷から切断することが可能である。原理的には、これによって出力電圧は公称出力電圧の２倍まで上昇することになるが、実際には、ダイオードＤ１５及びＤ１６が故障して短絡する。これを防ぐため、シリコン制御整流器を出力間に配置して、これを、出力が公称動作点を超えて上昇したら導通させて、出力コンデンサの出力間に短絡を生じさせる。
【０２３３】
コンデンサが放電すると、ＴＸ１の電圧がクランプされて、回路内の補助電源はゼロ近くまで降下し、ＩＣ２は動作を停止する。Ｃ１の電圧は、ダイオード電圧降下分を引いて、入力で観測されるピーク値まで低下する。回路定数が適切に選択されていると、これによって、出力電流が短絡し、定格全負荷電流に近くなる。このようにして、フィードバックなしで、回路は開回路及び短絡から保護されている。
【０２３４】
［作動時のシーケンス］
・電圧が入力に印加される。
・Ｃ１が、Ｄ１〜Ｄ４、Ｌ３、及びＤ７からなる整流ブリッジを介し、入力電圧のピーク値まで充電される。
・直ちに、Ｑ１、Ｑ２が発振を開始する。
・電流が出力コンデンサに供給される。
・出力電圧が上昇を開始し、これによって、ＩＣ１及びＩＣ２への供給電圧が上昇する。
・ＩＣ１が、直ちに変圧器電流の監視を開始する。
・およそ１２Ｖの出力で、ＩＣ２が動作を開始して、Ｃ１の電圧を上昇させる。
・ＴＸ１からの出力電流が上昇し始める。
・ＬＥＤのカットイン電圧で、負荷が導通を開始して、出力電圧のさらなる上昇が回避される。
・ＩＣ１及びＩＣ２への供給が安定する。
・Ｃ１の電圧が、調光設定の結果として制御回路が要求したレベルに調整される。
【０２３５】
「備える」及び“「備えている」という用語、及びその変化形が本明細書及び請求項において用いられるときには、特定の特徴、ステップ、又は構成要素が含まれることを意味している。これらの用語は、その他の特徴、ステップ、又は構成要素の存在を除外していると解釈されるべきではない。
【０２３６】
上記明細書、又は以下の請求項、又は添付図面で開示された特徴であって、その特定の形態で示されたもの、あるいは開示の機能を実行するための手段、あるいは開示の結果を達成するための方法又はプロセスという観点から示されたものは、必要に応じて、個別に、又はそのような機能の任意の組み合わせで、本発明を様々な形態で実現するために利用することができる。
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【図１ａ】
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【図１ｂ】
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【図１ｃ】
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【図１ｄ】
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【図２ａ】
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【図２ｂ】
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【図２ｃ】
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【図２ｄ】
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【図３ａ】
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【図３ｂ】
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【図３ｃ】
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【図３ｄ】
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【図４ａ】
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【図４ｂ】
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【図４ｃ】
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【図４ｄ】
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【図５ａ】
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【図５ｂ】
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【図５ｃ】
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【図５ｄ】
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【図６ａ】
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【図６ｂ】
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【図６ｄ】
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【図７ｂ】
0005650713.tif 000026
【図７ｃ】
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【図７ｄ】
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【図８ｃ】
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【図８ｄ−８．１ｄ】
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【図９】
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【図９ｄ】
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【図１０ｃ】
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【図１０ｄ】
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【図１１ｄ】
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【図１２ｄ】
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【図１３ｄ】
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