(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧若しくは直流成分に脈流が重畳された電圧を入力電圧とし、該入力電圧をスイッチングしてトランスの一次側の励磁巻線に励磁電流を流し、該トランスの二次側の出力巻線から高電圧を出力する高電圧インバータ装置において、
前記トランスを、同一の特性を持つ個別の複数のトランスによって構成し、該複数のトランスの各励磁巻線を並列又は直列に接続して同時に励磁させるようにし、該複数のトランスの各出力巻線を互いに直列又は並列に接続し、
前記複数の各トランスごとに、そのコアの外周面から所定の間隔を保って該トランスが発生する磁束の流れに沿う方向に前記コアを周回する無端状の金属帯を設けたことを特徴とする高電圧インバータ装置。
【請求項２】
前記複数のトランスを共通の実装基板上に、互いに前記コアの外周面の一部を前記金属帯を介して隣り合わせにして列接したことを特徴とする請求項１に記載の高電圧インバータ装置。
【請求項３】
前記複数のトランスの前記コアの外周面が隣り合った部分では前記金属帯を共通にしたことを特徴とする請求項２に記載の高電圧インバータ装置。
【請求項４】
前記複数のトランスの各励磁巻線を並列に接続して同時に励磁させるようにし、該複数のトランスの各出力巻線を互いに直列に接続したことを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載の高電圧インバータ装置。
【請求項５】
前記複数のトランスの各出力巻線の出力電圧波形の時間軸が同期するようにしたことを特徴とする請求項１から４のいずれか一項に記載の高電圧インバータ装置。
【請求項６】
前記複数の各トランスは、出力電圧が共振の鋭さに比例する共振トランスであることを特徴とする請求項１から５のいずれか一項に記載の高電圧インバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、高電圧電源装置や放電用電源装置等に用いられるスイッチングレギュレータ、インバータ等の高電圧インバータ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
大気圧プラズマは、表面処理の一つの手段として、表面の改質や汚染物の除去等、様々な工業製品に応用されている。樹脂等に接着や印刷、コーティング等を施す場合に、大気圧プラズマにより前処理を行うと、濡れ性を向上させることが可能になる。
例えば、電子写真方式による画像形成装置により樹脂トナーが印刷された印刷物に、紫外線硬化型のニスをコーティングしようとすると、樹脂トナーに含まれるワックス成分により、樹脂トナー印刷部分のニスを弾いてしまう場合がある。しかし、大気圧プラズマによる表面処理を行うと、濡れ性が向上するため、ニスコーティングが可能になり、印刷物の付加価値が向上する。その大気圧プラズマを発生させるためには１０数ＫＶ〜２０ＫＶの高電圧が必要となり、インバータ装置によって安全に高電圧を得る必要がある。
【０００３】
国際規格ＩＥＣ６０９５０（Ｊ６０９５０）の安全規格によると、入力電圧はＳＥＬＶ（Safety Extra Low Voltage ：安全特別低電圧）である直流６０Ｖ（ＤＣ）以内もしくは電圧尖頭値が４２．４Ｖを超えなければ安全とされている。そのため、そのＳＥＬＶ以内の電圧をインバータの入力電圧とし、何らかの原因でインバータ回路の構成部品が絶縁破壊されても、入力側で供給電力が制限される構成が必要である。
【０００４】
そこで、電源装置全体の構成としては商用入力電源を使用し、その電源回路の出力電圧範囲をＳＥＬＶ以内の電圧として、それを入力とする高圧インバータによって高電圧を発生させる装置がある。
入力電圧がＳＥＬＶ以内であると、所定の出力Ｖoutを得るためには、その数１０倍から数１００倍の昇圧比（倍率）ｎが必要となる。ここで、
ｎ＝Ｖout／ＳＥＬＶ
とすれば、Ｖout＝１５ＫＶで、ＳＥＬＶ＝４８Ｖのときは、ｎ＝３１２．５倍の昇圧が必要になる。
【０００５】
これを実現するためには、トランスやコッククロフトウオルトン回路（Cockcroft-Walton circuit）等のＮ倍整流回路等があげられる。しかし、コッククロフトウオルトン回路等のＮ倍整流回路は、コンデンサによる充放電で行うものであるため、瞬間的な単発出力は引き出せるが連続的に出力電力を取り出すことは困難である。したがって、安定な出力を得るには大型のトランスに頼らざるを得なかった。
【０００６】
一般に、励磁巻線の巻数と出力巻線の巻数は比例関係にある。そのため、励磁巻線の巻数と出力巻線の巻数が出力電圧によってほぼ決まるため、入力電圧Ｖinが低く昇圧比ｎが非常に大きな場合には、出力巻線の巻数が必然的に多くなり、巻線間容量の増大と層間容量の増大等が起こってしまう。そのため、次のような問題が生じる。
・使用したい動作周波数でトランスとして必要なインダクタンスが得られない。
・トランスの周波数の範囲が狭い。
・誘電損失が増大する。
・高電圧による近接効果による損失が増大する。
これらによって、トランスの性能を低下させてしまう。
【０００７】
従来のスイッチングコンバータとして、例えば特許文献１に記載されたものがあり、このスイッチングコンバータは、直流の入力電源を持ち、一つのトランスにて１次巻線（励磁巻線）が分割された巻線であり、その出力側に２つの出力巻線をもつ他励型ＯＮ−ＯＦＦ方式の直流電源である。
【０００８】
また、特許文献２に記載された高圧電源回路は、オンデューティが５０％に固定され、プッシュプルモードで動作する１対のスイッチング素子によって、絶縁高圧トランスの２つの１次巻線（励磁巻線）の励磁電流をスイッチングし、１つの２次巻線（出力巻線）の出力を整流平滑して直流高電圧を得るものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開平１０−１４４５４４号公報
【特許文献２】特許第３１５２２９８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、上記特許文献１に記載されたスイッチングコンバータや特許文献２に記載された高圧電源回路は、いずれも１個のトランスに複数の励磁巻線と出力巻線を設けて、その各出力を出力巻線の中点をとって整流平滑したり、２次側の交流出力を単に整流平滑して直流出力とするものである。そのため、出力巻線の巻数を多く巻けず、昇圧比が高い高電圧を連続して出力させることはできなかった。
また、これらはトランスの持つ磁束密度を最大限有効に活用しようとするものであるが、更に昇圧しようとすると磁束密度が飽和してしまい、それ以上昇圧することができないという不具合があった。
【００１１】
この発明は上記の問題を解決するためになされたものであり、高電圧インバータ装置をなるべく大型化せずに、高出力の交流高電圧を連続的に、安定的にしかも安全に得られるようにすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
この発明は上記の目的を達成するため、直流電圧若しくは直流成分に脈流が重畳された電圧を入力電圧とし、その入力電圧をスイッチングしてトランスの一次側の励磁巻線に励磁電流を流し、その該トランスの二次側の出力巻線から高電圧を出力する高電圧インバータ装置において、上記トランスを、同一の特性を持つ個別の複数のトランスによって構成し、その複数のトランスの各励磁巻線を並列又は直列に接続して同時に励磁させるようにし、その複数のトランスの各出力巻線を互いに直列又は並列に接続する。
さらに、上記複数の各トランスごとに、そのコアの外周面から所定の間隔を保ってそのトランスが発生する磁束の流れに沿う方向に上記コアを周回する無端状の金属帯を設けたことを特徴とする。
【００１３】
また、上記複数のトランスを共通の実装基板上に、互いに上記コアの外周面の一部を上記金属帯を介して隣り合わせにして列接するとよい。
その場合、上記複数のトランスのコアの外周面が隣り合った部分では上記金属帯を共通にすることができる。
【００１４】
上記複数のトランスの各励磁巻線を並列に接続して同時に励磁させるようにし、その複数のトランスの各出力巻線を互いに直列に接続すると、最も高い電圧を出力することができる。
上記複数のトランスの各出力巻線の出力電圧波形の時間軸が同期することが望ましい。
さらに、上記複数の各トランスは、出力電圧が共振の鋭さに比例する共振トランスであるのが望ましい。
【発明の効果】
【００１５】
この発明の高電圧インバータ装置によれば、上記の構成によって、高出力の高電圧を連続的に、安定的にしかも安全に得ることができる。また、複数のトランスを近接して配置しても磁気干渉を起こすことがないので、出力を低下させることなく、高電圧インバータ装置の大型化を防ぐことができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】この発明による高電圧インバータ装置の基本的な第１実施例の回路図である。
【図２】図１に示した第１実施例のターンＯＮ時の等価回路図である。
【図３】同じくＯＮ時の等価回路図である。
【図４】同じくターンＯＦＦ時の等価回路図である。
【図５】同じくＯＦＦ時の等価回路図である。
【００１７】
【図６】図１に示した第１実施例の動作中の各部の電圧波形の変化を示すタイミングチャートである。
【図７】この発明による高電圧インバータ装置の第２実施例の回路図である。
【図８】この発明による高電圧インバータ装置の第３実施例の回路図である。
【図９】この発明による高電圧インバータ装置の第４実施例の回路図である。
【図１０】この発明による高電圧インバータ装置の第５実施例の回路図である。
【図１１】この発明による高電圧インバータ装置におけるトランスの数とスイッチング素子のドレイン・ソース間電圧の波高値との関係を示す曲線図である。
【００１８】
【図１２】この発明に使用するトランスの構造の一例を示す正面図である。
【図１３】同じくその巻線部の右半部の縦断面図である。
【図１４】高電圧インバータ装置を構成する３個のトランスの配設例を示す正面図である。
【図１５】高電圧インバータ装置を構成する３個のトランスのこの発明による配設例を示す正面図である。
【図１６】同じく他の配設例を示す正面図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下、この発明を実施するための形態を図面に基づいて具体的に説明する。
まず、この発明による高電圧インバータ装置の基礎となる回路構成について説明する。
〔基本的な第１実施例：図１〜図６〕
図１は、この発明による高電圧インバータ装置の基本的な実施例である第１実施例の構成を示す回路図であり、ＩＮが入力端子であり、ＯＵＴが出力端子である（以後の実施例も同じ）。
【００２０】
この図１に示す高電圧インバータ装置は、入力端子１ａ，１ｂから供給される直流電圧若しくは直流成分に脈流が重畳された入力電圧Ｖinを、スイッチング素子Ｑswによってスイッチングして、２個のトランスＴ１，Ｔ２の一次側の励磁巻線ＮＰ１，ＮＰ２に同時に励磁電流を流し、その各トランス１０の二次側の出力巻線ＮＳ１、ＮＳ２から高電圧を出力し、出力端子２ａ，２ｂから交流高電圧の出力電圧Ｖout を負荷に対して出力する。すなわち、図１においてＩＮが入力、ＯＵＴが出力である。入力電圧Ｖinは安全特別低電圧（ＳＥＬＶ）以内の電圧にするとよい。
【００２１】
第一のトランスＴ１と第二のトランスＴ２は同一の特性を持つ別個のトランスであり、その励磁巻線ＮＰ１，ＮＰ２が、入力電源の正極側のａ点とＦＥＴ（電界効果トランジスタ）によるスイッチング素子Ｑswの正極側のｂ点との間に並列に接続されている。
そのａ点とｂ点との間に、ａ点に一端を接続したコンデンサＣとアノードをｂ点に接続したダイオードＤとを直列に接続してスナバ回路を構成している。このスナバ回路は第一、第二のトランスＴ１，Ｔ２のリセット用およびスイッチング素子Ｑswの電圧抑圧用に設けられている。そのスナバ回路は、上記のダイオードＤとコンデンサＣの直列回路以外にも、図示していないが、コンデンサＣに並列に抵抗Ｒを接続したいわゆるＲＣスナバ回路もある。
【００２２】
２０は発振回路を含む制御回路であり、集積回路（ＩＣ）として作られる。この制御回路２０は入力端子１ａ，１ｂから供給される入力電圧Ｖinによって動作し、抵抗Ｒ１を介してスイッチング素子Ｑswのゲートにスイッチングパルスを印加してスイッチング素子Ｑswをオン・オフさせる。それによって、第一、第二のトランスＴ１、Ｔ２の励磁巻線ＮＰ１，ＮＰ２に断続的に同時に電流を流し、各出力巻線ＮＳ１，ＮＳ２に交流高電圧を発生させる。
【００２３】
第一、第二のトランスＴ１、Ｔ２にはそれぞれ出力巻線ＮＳ１，ＮＳ２があり、第二のトランスＴ２の出力巻線ＮＳ２の上に第一のトランスＴ１の出力巻線ＮＳ１が積み上げられるように、出力巻線ＮＳ１と出力巻線ＮＳ２が直列に接続され、各出力巻線ＮＳ１，ＮＳ２の接続されていない方の各端子が出力端子２ａ，２ｂへ繋がる。
【００２４】
ここで、出力巻線ＮＳ１，ＮＳ２からの出力は交流であるが、直流部分が少しあったときに、その直流分をカットしたい場合は出力の正極側ラインにコンデンサＣ０を配置する。ただし、この実施例では出力電圧が数ＫＶ〜２０ＫＶの範囲のものが対象であるため、そのコンデンサＣ０は出力電圧と同じ電圧以上の耐圧が必要になる。
【００２５】
この高電圧インバータ装置において、スイッチング素子ＱswがターンＯＮした時（Turn
ON時）には、図２に等価回路で示すようになり、入力電源の正極側から破線矢印で示すようにスナバ回路のコンデンサＣとダイオードＤ（この時は接合間容量によりコンデンサとして機能する）を通してスイッチング素子Ｑswに電流が流れるが、第一、第二のトランスＴ１、Ｔ２の励磁巻線ＮＰ１，ＮＰ２には殆ど電流が流れず、出力巻線ＮＳ１，ＮＳ２にも誘起電流は殆ど流れない。
【００２６】
スイッチング素子Ｑswが完全にオンになると、図３に等価回路で示すようになり、入力電源の正極側から破線矢印で示すように、第一、第二のトランスＴ１、Ｔ２の並列に接続された励磁巻線ＮＰ１，ＮＰ２とスイッチング素子Ｑswを通して電流が流れ、その第一、第二のトランスＴ１、Ｔ２の出力巻線ＮＳ１，ＮＳ２にも破線矢印で示すように誘起電流が流れ、出力電圧が得られる。
スイッチング素子ＱswがターンＯＦＦした時（Turn OFF時）には、図４に等価回路で示すようになり、スナバ回路のコンデンサＣの充電電荷が放電する。このときダイオードＤは、順方向電圧が閾値になるまでの順方向回復時間の間は接合容量によりコンデンサとして機能する。
【００２７】
スイッチング素子Ｑswが完全にオフになると、図５に等価回路で示すようになり、第一、第二のトランスＴ１、Ｔ２の並列に接続された励磁巻線ＮＰ１，ＮＰ２に逆起電圧が発生し、それが破線矢印で示すようにスナバ回路のダイオードＤ（このときは導通状態になる）とコンデンサＣを通して流れるとともに、開放したスイッチング素子Ｑswのソース・ドレイン間（この時はコンデンサとして機能する）を通して入力電源側へも流れる。各出力巻線ＮＳ１，ＮＳ２にも逆起電圧が発生し、それにより出力端子２ａ，２ｂに接続された負荷に電流を流す。
【００２８】
スイッチング素子Ｑswが周期的にオン・オフすることによって、上述した各状態を繰り返すことになる。そのときの各部の電圧波形の変化を図６のタイミングチャートに示す。この図６における各波形の大小の比率、絶対値、時間軸の比率及び大小の相関は正確なものではない。
【００２９】
この図６において、Ｖgsはスイッチング素子Ｑswのドライブ電圧（ゲート・ソース間電圧）、ＶＮp1、ＶＮp2は励磁巻線ＮＰ１，ＮＰ２の電圧、Ｉdsはスイッチング素子Ｑswに流れる電流、Ｖdsはスイッチング素子Ｑswのドレイン・ソース間電圧、ＶNout1は第一のトランスＴ１の出力巻線ＮＳ１の出力電圧、ＶNout2は第二のトランスＴ２の出力巻線NS２の出力電圧、Ｖoutは出力端子２ａ，２ｂからの出力電圧である。そして、この図６から明らかなように、各出力巻線ＮＳ１とＮＳ２の出力電圧ＶNout1とＶNout2の波形の時間軸が同期している。
そのために、トランスＴ１、Ｔ２の特性が同じであることに加えて、スイッチング素子Ｑswのドレイン端子と各トランスの励磁巻線ＮＰ１，ＮＰ２の負極側端子との各接続線の長さが略同じになるように、スイッチング素子Ｑswを配置するのが望ましい。
【００３０】
このように、この発明による高電圧インバータ装置は、磁路が全く違う別個のコアを持つ同じ特性を持つトランスを少なくとも２個以上設け、その各励磁巻線を同時に励磁し、好ましくは出力側において各出力巻線の出力電圧波形の時間軸を同期させ、その各出力を電圧加算あるいは電流加算する。上述した実施例では、２個のトランスＴ１、Ｔ２の出力巻線ＮＳ１，ＮＳ２の各出力を電圧加算によって積み上げ昇圧している。したがって、複数の励磁巻線に偏磁が生じることがなく、トランス全体として出力巻線の巻数を多くすることができるので、昇圧比が高い高電圧を連続して、安定にしかも安全に得ることができる。
【００３１】
〔トランス２個の他の実施例：図７〜９〕
次に、トランスを２個使用した高電圧インバータ装置の他の実施例である第２〜第４実施例を、図７〜図９によって説明する。これらの図において、図１と同じ部分には同一の符号を付してあり、それらの説明は省略する。
図７に示す第２実施例では、同一の特性を持つ別個の第一、第二のトランスＴ１、Ｔ２の出力巻線ＮＳ１，ＮＳ２は、各出力が電流加算されるように並列に接続されて、出力端子２ａ，２ｂへ繋がっている。この実施例によれば、出力電圧Ｖoutはトランスが１個の場合と略同等であるが、出力直電流を倍増できるので出力電力も倍増する。
【００３２】
この各トランスＴ１、Ｔ２の励磁巻線ＮＰ１，ＮＰ２が入力電源の正極とスイッチング素子Ｑswの正極間に並列に接続されていることは、図１に示した第１実施例と同じである。その他の構成及び作用も第１実施例と同様である。
【００３３】
図８に示す第３実施例においては、別個に設けた同一の特性を持つ第一、第二のトランスＴ１、Ｔ２の励磁巻線ＮＰ１，ＮＰ２、入力電源の正極とスイッチング素子Ｑswの正極との間に直列に接続している。そして、その入力電源の正極とスイッチング素子Ｑswの正極との間にスナバ回路を構成するダイオードＤとコンデンサＣの直列回路も接続されている。
【００３４】
第一、第二のトランスＴ１、Ｔ２の出力巻線ＮＳ１，ＮＳ２は、第２実施例と同様に出力が電流加算されるように並列に接続されて、出力端子２ａ，２ｂへ繋がっている。
その他の構成及び作用は、前述した第１実施例と同様である。
【００３５】
図９に示す第４実施例においては、別個に設けた同一の特性を持つ第一、第二のトランスＴ１、Ｔ２の励磁巻線ＮＰ１，ＮＰ２は、第３実施例と同様に入力電源の正極とスイッチング素子Ｑswの正極との間に直列に接続されている。
しかし、第一のトランスＴ１の出力巻線ＮＳ１と第二のトランスＴ２の出力巻線ＮＳ２とが、出力巻線ＮＳ１の上に出力巻線ＮＳ２が積み上げられるように直列に接続され、それぞれ接続されていない各端子が出力端子２ａ，２ｂへ繋がっている。
その他の構成及び作用は第１実施例と同様である。
【００３６】
〔トランス３個の実施例：図１０〕
次に、トランスを３個使用した高電圧インバータ装置である第５実施例を図１０によって説明する。
この第５実施例においては、別個に設けた同一の特性を持つ３個のトランスを使用しており、その第一のトランスＴ１、第二のトランスＴ２、第三のトランスＴ３の各励磁巻線ＮＰ１，ＮＰ２，ＮＰ３が、入力電源の正極とスイッチング素子Ｑswの正極との間に並列に接続されている。その各トランスＴ１、Ｔ２、Ｔ３の出力巻線ＮＳ１，ＮＳ２，ＮＳ３は全て直列に接続され、その出力巻線ＮＳ１とＮＳ３のそれぞれ接続されていない方の端子が出力端子２ａ，２ｂへ繋がっている。
【００３７】
この第５実施例によれば、３個のトランスＴ１、Ｔ２、Ｔ３の出力巻線ＮＳ１，ＮＳ２，ＮＳ３の各出力を電圧加算によって積み上げ昇圧しているので、一層高い高電圧出力を得ることができる。
【００３８】
なお、同一の特性を持つ３個のトランスＴ１、Ｔ２、Ｔ３の各励磁巻線ＮＰ１，ＮＰ２，ＮＰ３を第３、第４実施例と同様に全て直列に接続してもよい。また、その各トランスＴ１、Ｔ２、Ｔ３の出力巻線ＮＳ１，ＮＳ２，ＮＳ３を全て並列に接続してもよい。また、それぞれ別個に設けた同一の特性を持つトランスは４個以上でもかまわない。
しかし、現実的には、そのトランスの数は、配置やパターン等が数とともに大きくなるため、不要輻射等のＥＭＩに課題を残すことになるため、４個位までがよいと思われる。
【００３９】
各トランスの励磁巻線は直列に接続しても並列に接続しても、ほぼ均一な分割された個々の磁界の強さが必要な強さになればよい。
また、第２〜第５実施例においても、出力の直流成分をカットしたい場合には、第１実施例と同様に出力線にコンデンサＣ０を設けるとよい。
【００４０】
〔共振トランスとその使用個数〕
この発明による高電圧インバータ装置における各トランスＴ１〜Ｔ３は共振トランスを用いるのが望ましい。共振トランスではフライバック方式で高電圧を得るため、エネルギーが一次側からトランスに注入される期間と二次側から取り出される期間とが交互になる。すなわち、一次側のスイッチング素子ＱswがＯＮの期間にエネルギーが励磁エネルギーとして各トランスに蓄えられ、そのスイッチング素子ＱswがＯＦＦの期間にそれを二次側に吐き出すような動作をする。そのため、各トランスは、スイッチング素子Ｑswのスイッチング周波数ｆsw以上の自己共振周波数ｆo（ｆsw ≦ｆo）で共振する。
【００４１】
励磁巻線への電圧印加のＯＮ期間（時間）とＯＦＦ期間（時間）の割合である時比率が５０％：５０％の場合はｆsw＝ｆoである。しかし、高電圧高電流を出力するためには、トランスに励磁エネルギーを蓄えるＯＮ期間をなるべく長くする必要がある。ＯＮ期間の割合が５０％を超えるようにするのはそのためであり、有効な出力を得るためにはＯＮ期間の割合が５５％以上あることが望ましい。
【００４２】
スイッチング周波数ｆswは可聴音周波数を充分に超える周波数、例えば２０ＫＨｚの一定周波数に固定する。そして、スイッチング素子ＱswのＯＮデューティが上記時比率のＯＮ期間に相当する割合になるように、図１等に示した制御回路ＩＣから出力するスイッチングパルスの周期（１／ｆsw）とＯＮデューティを予め設定する。
【００４３】
このような共振トランスを使用した高圧インバータ装置において、実験を積み重ねた結果、入力電圧：Ｖin、共振の鋭さ：Ｑｅ、スイッチング素子Ｑswのドレイン・ソース間電圧：Ｖds、出力電圧：Ｖout 、巻線比（出力巻線のターン数／励磁巻線のターン数）：Ｎps、およびトランスの数：Ｎの間に、次の理論式が成り立つことが分かった。
・Ｖds＝Ｖout／（Ｎ・Ｎps）
・Ｖout＝Ｑｅ・Ｖin
【００４４】
したがって、出力電圧Ｖoutは共振の鋭さＱｅに比例し、Ｑｅを大きくすれば巻線比をあまり大きくしなくても充分な昇圧を達成することができる。
ここで、共振の鋭さＱｅについて説明する。周波数に対する共振電流の特性をとると、共振周波数ｆoで共振電流が最大値になるが、その前後の周波数で共振電流が最大値の１／√２になる周波数の幅（半値幅という）をΔｆとすると、Ｑｅ＝ｆo／Δｆで表される無次元数である。
【００４５】
そして、図１及び図１０に示した実施例のように、複数個のトランス（共振トランス）の各励磁巻線を並列に接続し、各出力巻線を直列に接続した場合、そのトランスの数（個数）Ｎとスイッチング素子Ｑswのドレイン・ソース間電圧の波高値Ｖds（Ｖp-0）との関係は、Ｑｅを一定とした場合、図１１に破線で示す曲線のように変化した。
すなわち、接続するトランスの数Ｎが多くなるほど、ドレイン・ソース間電圧の波高値Ｖds（Ｖp-0）の低下が認められた。図１１に示す例では、トランスが２個の場合にはＶds（Ｖp-0）が５６０Ｖであるが、トランスが３個の場合はＶds（Ｖp-0）が３８４Ｖである。
【００４６】
このことは、接続するトランスの数を多くするほど、スイッチング素子Ｑswの耐圧が低くて済み、ＭＯＳ−ＦＥＴであればＯＮ抵抗の低い素子を使えることになる。例えば、ＭＯＳ−ＦＥＴを３個並列駆動する必要があるところを２個並列駆動でもよいことになる。
実例として、入力電圧Ｖinが５６Ｖ、出力電圧Ｖout が１０．５ＫＶ、平均出力が２０Ｗ〜８００Ｗの場合、トランス２個では耐圧が９００Ｖのところ、トランス３個にすると耐圧が６００Ｖになる。それによって、スイッチング素子ＱswのＯＮ抵抗が著しく低下し、効率（出力電力／入力電力）が大幅に向上する。図１０に示した実施例の場合、７９．４％の効率を得ることができた。
【００４７】
トランス配置のループ長や面積を考慮しなければ、トランスの数を多くした方が効率が向上し、不要輻射などのノイズの低減にも寄与する。しかし、実際にはトランスの数に応じてループ長や設置面積が大きくなってしまうため、不要輻射の発生や装置サイズの問題も生じるので、トランスの数は４個位までが実用的な範囲であると考えられる。
【００４８】
〔トランス構造とその配置及び金属帯による磁気干渉防止〕
ここで、この発明による高電圧インバータ装置に使用するトランスの構造の一例を図１２及び図１３によって説明する。図１２はそのトランスの正面図、図１３はその巻線部の右半部の縦断面図である。
図１２に示すトランス１０はコア１１と巻線部１２とからなる。コア１１はフェライト等の磁性材からなり、この例では両側部１１ｂとその間の空間を仕切る中足（中央磁脚）１１ａを有するＥ字状のコアを２個向かい合わせに重ねたような形状をなす、例えばＦＥＥＲ４２Ｌ型のコアである。
【００４９】
このコア１１は、矢印線Ｈ１，Ｈ２で示すように、中足１１ａと一方の側部１１ｂを通る磁路及び中足１１ａと他方の側部１１ｂを通る磁路との２磁路を形成しており、その中足１１ａの長さ方向の中央部に２磁路分の磁気抵抗となるギャップＧｒを、磁路に直交する方向に設けて磁束飽和を抑制している。組み付けの便宜上、両側部１１ｂも上下に分割されているが、互いに密着してギャップを形成せず、磁気抵抗とならないようにしている。ギャップＧｒは空隙に限らず絶縁材等の非磁性材を介在させてもよい。
【００５０】
コアの磁路に磁気抵抗を設けることによって、磁路から磁束が離れる漏れ磁束が生じるが、磁束飽和が抑制され、すぐに飽和しなくなり磁界の強さの幅がとれるので制御しやすくなる。磁界の強さに応じて磁束密度が変化し、それがインダクタンスの大きさに比例する。そして、このコア１１の中足１１ａを巻き芯として、両側部１１ｂ，１１ｂとの間の空間を埋めるように巻線部１２を設けている。
この例では図示していないが、巻線するために予め中足１１ａを覆うように樹脂製のボビンを装着し、その上に巻線部１２を巻装するのが一般的である。
【００５１】
そして、巻線部１２は図１３に示すように、コア１１の中足１１ａに出力巻線ＮＳを略同じ巻き幅の複数層の巻線ＮＳ１〜ＮＳ４に分割（この例では４分割）して積層して巻装し、その外側に誘電体でなる絶縁層Ｅｓを介して励磁巻線ＮＰを出力巻線ＮＳと略同じ巻き幅で巻装している。その出力巻線ＮＳの分割された各層の最下層の巻線ＮＳ１と中足１１ａとの間および隣接する各層間にも、それぞれ誘電体でなる絶縁層Ｅｓを設けている。励磁巻線ＮＰは１層で所定巻き数だけ巻装し、その上を絶縁被覆層１２ａで被覆している。巻線ＮＳ１〜ＮＳ４は直列に繋がって励磁巻線ＮＰに対して所定巻数比の出力巻線ＮＳを形成している。
【００５２】
このトランス１０の励磁巻線ＮＰに励磁電流が流れると、図１２のコア１１内に矢印線Ｈ１，Ｈ２で示す方向に磁束が発生するが、その外部にも破線の円１３で示すような範囲に漏れ磁束が発生する。
この発明による高電圧インバータ装置は、このようなトランスを前述した各実施例のように複数個使用する。例えば、図１０によって説明した第５実施例の場合、３個のＴ１〜Ｔ３（それぞれ図１２に示したトランス１０に相当する）を、図１４に示すように、実装基板１５上に互いにコア１１の外周面の一部である側面１１ｃを隣り合わせて列設する。
【００５３】
図１４に示す各トランスＴ１〜Ｔ３は、それぞれ個別のコア１１による磁路と巻線部１２を持ち、個別に磁束を発生する。しかも高電圧を発生するので磁束変化が非常に大きいため、その漏れ磁束によって隣接するトランス間で磁気干渉を起こす。そのため、各トランスに偏磁が生じたり、磁気抵抗を持って消磁したりする。それによって、共振状態がずれたり前述した共振の鋭さＱｅが低下して、各トランスの出力巻線に発生する交流電圧を電圧加算した電圧である出力電圧（Ｖout＝Ｑｅ・Ｖin）が低下し、充分な出力が得られなくなるという問題が生じる。
【００５４】
この出力電圧の低下率は、磁気干渉が全くない場合と比べて５％〜２０％程度になり、隣接するトランス間の間隔Ｄが小さくなるほど磁気干渉が増加するため、この低下率が大きくなる。
そこで、隣接するトランス間の磁気干渉を防ぐためには、隣接するトランス間の間隔Ｄｓを拡げればよいことになる。しかし、そうすると、図１０に示したスイッチング素子Ｑswから各トランスＴ１〜Ｔ３の励磁巻線ＮＰ１〜ＮＰ３までの配線距離が長くなり、パターンループ長やパターン面積が増大して、スイッチング制御が不安定になったり、不要な輻射ノイズの影響が増大するなどの問題が出てくる。また、高電圧インバータ装置が大型化する要因にもなる。
【００５５】
この発明による高電圧インバータ装置はこの問題を解消するため、複数の各トランスごとに、そのコアの外周面から所定の間隔を保ってそのトランスが発生する磁束の流れに沿う方向にコアを周回する無端状の金属帯を設けている。
【００５６】
例えば、図１５に示す実施例では、高電圧インバータ装置を構成する各トランスＴ１、Ｔ２、Ｔ３ごとに、それぞれコア１１の外周面から所定の距離ｄを保って、各トランスが発生する磁束の流れに沿う方向、すなわちコア１１の外周に沿う方向に、コア１１を周回する無端状（この例では四角筒のリング状）の金属帯１７を設けている。この金属帯１７は導電性のよい金属板で形成される。コア１１の外周面と金属帯１７の内周面との距離ｄは、３〜１０ｍｍ程度、好ましくは３〜６ｍｍ程度がよい。
この金属帯１７には、漏れ磁束を電流に変え且つ不要輻射ノイズを発生させないために、燐青銅あるいは銅やアルミニウムなどの反磁性（非磁性）金属を使用するのが望ましいが、鉄などの磁性金属を使用しても十分効果はある。
【００５７】
したがって、３個のトランスＴ１〜Ｔ３が、共通の実装基板１５上に、互いにコア１１の外周の一部である側面１１ｃを金属帯１７を介して隣り合わせにして列接される。
各トランスＴ１〜Ｔ３のコア１１の底面１１ｄと実装基板１５の上面との間には、コア１１の外周と金属帯１７との間隔を距離ｄに保つためのスペーサ１８を介在させている。そのスペーサ１８は、樹脂などの電気絶縁性が高く非磁性の材料によって形成される。
コア１１の上面や側面と金属帯１７との間にも、距離ｄに保つために必要であれば適宜スペーサを設けてもよい。
【００５８】
この実施例によれば、各トランスＴ１〜Ｔ３の磁路から外れた漏れ磁束（破線の円１３参照）は、それを打ち消すように電流を流そうとするが、金属帯１７によって漏れ磁束自体をショートすることにより、このような磁界から電界あるいは電界から磁界という特性の変化が皆無となる。漏洩磁束は抵抗のない金属帯１７を急速に通り、その外側には出なくなる。
【００５９】
このように構成することによって、高電圧インバータ装置を構成する複数のトランスＴ１、Ｔ２、Ｔ３を近付けて、隣接するトランスのコア１１の間隔Ｄｓを小さくして配列しても、磁気干渉を起こすことがないので出力電圧が低下することがない。そして、装置の大形化を防げるとともに、配線距離を短くできるので、スイッチング制御が不安定になったり不要な輻射ノイズの影響が増大することもなくなる。
【００６０】
図１６は、高電圧インバータ装置を構成する複数のトランスＴ１、Ｔ２、Ｔ３を一層近付けて配列できるようにした実施例を示す。
この実施例における金属帯１９は、各トランスＴ１、Ｔ２、Ｔ３のコア１１の外周面から所定の距離ｄを保って、そのコア１１を周回する無端状の金属帯を一体化して、複数のトランスのコア１１の外周面が隣り合った部分には、その金属帯１９の共通の仕切部１９ａを介在させるようにしている。
【００６１】
このようにすれば、隣接する複数のトランスの各コア１１を周回する金属帯の間隔をなくすことができるので、複数のトランスを一層接近させて（間隔Ｄｓをより小さくして）コンパクトに配設することができる。その他の構成及び作用は、図１５の実施例と同様である。
【００６２】
なお、図１５及び図１６に示したトランスの配設例は、３個のトランスを使用する図１０に示した第５実施例の場合であるが、２個のトランスを使用する図１及び図７〜図９に示した第１〜第４実施例の場合にも同様に適用できる。その場合は、２個の金属帯１７又は仕切部１９ａが１つの金属帯１９によって、２個のトランスＴ１，Ｔ２の各コア１１の外周面から所定の距離ｄを保ってそのコア１１を周回させ、そのトランスＴ１，Ｔ２を実装基板１５上に互いに近接させて配設することができる。４個以上のトランスを使用する場合も同様である。
【００６３】
以上、この発明による高電圧インバータ装置の各実施例について説明してきたが、この発明はこれらに限るものではなく、種々の変形が可能であり、各実施例は矛盾しない範囲で、適宜組み合わせて実施することもできる。
【産業上の利用可能性】
【００６４】
この発明は、スイッチングレギュレータ、インバータ、高電圧電源、放電用電源等の高電圧発生装置に利用することができる。特に、印刷物の表面処理等を行うための大気圧プラズマを発生させるための高出力の高電圧を、連続的に安定して、しかも安全に得られるようにするのに適している。
【符号の説明】
【００６５】
１ａ，１ｂ：入力端子    ２ａ，２ｂ：出力端子    １０：トランス（共振トランス）
１１：コア    １１ａ：中足    １１ｃ：コアの側面    １１ｄ：コアの底面
１２：巻線部    １２ａ：絶縁被覆層    １５：実装基板    １７：金属帯
１８：スペーサ    １９：金属帯    １９ａ：仕切部    ２０：制御回路
Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３：トランス（共振トランス）    Ｑsw：スイッチング素子
Ｄ：ダイオード    Ｃ，Ｃ０：コンデンサ    Ｒ１：抵抗    
ＮＰ，ＮＰ１，ＮＰ２，ＮＰ３：トランスの励磁巻線
ＮＳ，ＮＳ１，ＮＳ２，ＮＳ３：トランスの出力巻線
Ｖin：入力電圧    Ｖout：出力電圧    Ｅｓ：絶縁層
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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