(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
自己消弧型スイッチング素子と該スイッチング素子に逆並列に接続されたダイオードとから成るスイッチングデバイスが２ｎ個（ｎは３以上の正整数）直列に接続され、一端からｎ番目とｎ＋１番目のスイッチングデバイスとの接続点を交流電力が出力される交流出力点とする多直列スイッチングデバイスレグと、
各々が前記多直列スイッチングデバイスレグの一端からｍ（１≦ｍ≦ｎ−１、ｍは正整数）番目とｍ＋１番目のスイッチングデバイスの接続点と、一端から２ｎ−ｍ番目と２ｎ−ｍ＋１番目のスイッチングデバイスの接続点との間に接続されたｎ−１個の付加コンデンサと、
前記多直列スイッチングデバイスレグに並列に接続され、前記スイッチングデバイスが２個直列に接続され、２個直列のスイッチングデバイスの接続点を前記交流出力点とする２直列スイッチングデバイスレグと、
前記２直列スイッチングデバイスレグに並列に接続されたフィルタコンデンサと、
前記交流電力に基づき生成した制御信号により前記多直列スイッチングデバイスレグおよび前記２直列スイッチングデバイスレグを構成する各スイッチングデバイスのオン／オフを制御する制御回路と、
を備えることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記制御回路は、
前記交流出力点における交流電力の１周期において前記多直列スイッチングデバイスレグを複数回スイッチングさせ、前記２直列スイッチングデバイスレグを半周期毎にスイッチングさせることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記多直列スイッチングデバイスレグはスイッチング損失が少ないスイッチングデバイスで構成され、前記２直列スイッチングデバイスレグは高耐圧のスイッチングデバイスで構成されていることを特徴とする請求項１または請求項２記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記フィルタコンデンサの電圧は所定の基本電圧のｎ倍であり、前記多直列スイッチングデバイスレグの一端からｍ番目とｍ＋１番目のスイッチングデバイスの接続点と一端から２ｎ−ｍ番目と２ｎ−ｍ＋１番目のスイッチングデバイスの接続点に接続される前記ｎ−１個の付加コンデンサの電圧は前記基本電圧のｎ−ｍ倍であることを特徴とする請求項１〜請求項３の何れか１項記載の電力変換装置。
【請求項５】
電力系統に接続するためのスイッチを備え、
前記制御回路は、
前記多直列スイッチングデバイスレグの一端からｎ＋２番目以降のスイッチングデバイスをオンにした状態で前記スイッチをオンにして電力系統に接続し、前記多直列スイッチングデバイスレグの一端からｍ番目とｍ＋１番目のスイッチングデバイスの接続点と一端から２ｎ−ｍ番目と２ｎ−ｍ＋１番目のスイッチングデバイスの接続点に接続される前記付加コンデンサ電圧が所定電圧値となった場合には、ｎ＋２番目から２ｎ−ｍ＋１番目のスイッチングデバイスまでのスイッチングデバイスをオフにし、初期充電を行わせることを特徴とする請求項１〜請求項４の何れか１項記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記多直列スイッチングデバイスレグの一端からｍ番目とｍ＋１番目のスイッチングデバイスの接続点と一端から２ｎ−ｍ番目と２ｎ−ｍ＋１番目のスイッチングデバイスの接続点に接続される前記付加コンデンサの前記所定電圧値は、前記交流出力点の系統電圧のピーク値の（ｎ−ｍ）／ｎ倍であることを特徴とする請求項５記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記多直列スイッチングデバイスレグに並列に接続されたコンデンサ充電回路を備え、
前記制御回路は、
前記多直列スイッチングデバイスレグの一端からｎ番目とｎ＋１番目のスイッチングデバイスを除くすべてのスイッチングデバイスをオンにした状態で前記コンデンサ充電回路を動作させ、前記多直列スイッチングデバイスレグの一端からｍ番目とｍ＋１番目のスイッチングデバイスの接続点と一端から２ｎ−ｍ番目と２ｎ−ｍ＋１番目の接続点のスイッチングデバイスに接続される前記付加コンデンサ電圧が所定電圧値となった場合には、ｍ番目から２ｎ−ｍ＋１番目までのスイッチングデバイスをオフにし、初期充電を行わせることを特徴とする請求項５記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、交流電力を直流電力に変換する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
今日の新幹線用電力変換器のコンバータは、低高周波化の要請に応えて、ダイオードクランプ形３レベル回路で構成されている。今後は、シリコンカーバイド素子（ＳｉＣ）等といった低損失デバイスの適用によるコンバータの小型化が期待されている。
【０００３】
ところで、シリコンカーバイド素子等には高耐圧の素子が存在しないため、直列化やマルチレベル化を行う必要がある。しかしながら、直列化を行った場合はシリコンカーバイド素子等での損失が増加する。また、ダイオードクランプ方式でマルチレベル化を行う場合は、フィルタコンデンサ電圧のバランス回路が必要であり、コンバータが大型化する可能性がある。
【０００４】
これら以外にも単相フルブリッジコンバータ（インバータ）の交流出力点を直列接続するカスケード方式や階調制御方式が知られているが、出力電圧のレベル数に対してスイッチング素子の数が多くなる（例えば、特許文献１参照）。これに対し、出力電圧のレベル数に対するスイッチング素子の数を少なくする方式としてフライングキャパシタ方式が知られている（例えば、特許文献２、非特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００４−７９４１号公報
【特許文献２】特開２００７−２０２２５１号公報
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】“Multicell Converters:Active Control and Observation of Flying-Capacitor Voltages”,IEEE Trans.Ind.Electron.vol.49,No.5,pp.998-1008,2002.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
上述したフライングキャパシタ方式のように、コンバータの全レグを同じ構成にした場合は、素子数やコンデンサ数が多くなり、出力電圧および電流の高調波低減効果も過剰になるという問題がある。
【０００８】
本発明が解決しようとする課題は、素子数とコンデンサ数を増やすことなく主回路損失を低減し、小型化および低高調波化ができる電力変換装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
実施形態に係る電力変換装置によれば、自己消弧型スイッチング素子と該スイッチング素子に逆並列に接続されたダイオードとから成るスイッチングデバイスが２ｎ個（ｎは３以上の正整数）直列に接続され、一端からｎ番目とｎ＋１番目のスイッチングデバイスとの接続点を交流電力が出力される交流出力点とする多直列スイッチングデバイスレグと、各々が前記多直列スイッチングデバイスレグの一端からｍ（１≦ｍ≦ｎ−１、ｍは正整数）番目とｍ＋１番目のスイッチングデバイスの接続点と、一端から２ｎ−ｍ番目と２ｎ−ｍ＋１番目のスイッチングデバイスの接続点との間に接続されたｎ−１個の付加コンデンサと、前記多直列スイッチングデバイスレグに並列に接続され、前記スイッチングデバイスが２個直列に接続され、２個直列のスイッチングデバイスの接続点を前記交流出力点とする２直列スイッチングデバイスレグと、前記２直列スイッチングデバイスレグに並列に接続されたフィルタコンデンサと、前記交流電力に基づき生成した制御信号により前記多直列スイッチングデバイスレグおよび前記２直列スイッチングデバイスレグを構成する各スイッチングデバイスのオン／オフを制御する制御回路とを備えることを特徴とする。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】第１の実施形態に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。
【図２】第１の実施形態に係る電力変換装置の動作を示すタイミングチャートである。
【図３】第１の実施形態に係る電力変換装置におけるコンバータの出力電圧と各スイッチングデバイスのオン／オフ状態との相関を示す図である。
【図４】第２の実施形態に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。
【図５】第２の実施形態に係る電力変換装置の初期充電時の電流経路（その１）を示す図である。
【図６】第２の実施形態に係る電力変換装置の初期充電時の電流経路（その２）を示す図である。
【図７】第２の実施形態に係る電力変換装置の初期充電時の電流経路（その３）を示す図である。
【図８】第２の実施形態に係る電力変換装置の初期充電時における各コンデンサの電圧変化を示す図である。
【図９】第３の実施形態に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。
【図１０】第３の実施形態に係る電力変換装置の初期充電時の電流経路（その１）を示す図である。
【図１１】第３の実施形態に係る電力変換装置の初期充電時の電流経路（その２）を示す図である。
【図１２】第３の実施形態に係る電力変換装置の初期充電時の電流経路（その３）を示す図である。
【図１３】第３の実施形態に係る電力変換装置の初期充電時における各コンデンサの電圧変化を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら詳細に説明する。
【実施例１】
【００１２】
図１は、第１の実施形態に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。この電力変換装置は、コンバータ１および交流電源１００となる電力系統からの交流電力を受けてコンバータ１に送る受動素子２を備え、コンバータ１の出力（直流電力）は負荷３に供給される。受動素子２としては、リアクトルまたは変圧器等を用いることができる。
【００１３】
コンバータ１は、多直列スイッチングデバイスレグ４、２直列スイッチングデバイスレグ５、付加コンデンサ６、付加コンデンサ７、フィルタコンデンサ８および制御回路１３を備えている。
【００１４】
多直列スイッチングデバイスレグ４は、２ｎ個（ｎは正整数）のスイッチングデバイスが直列に接続されて構成されている。ここでは、多直列スイッチングデバイスレグ４は、６個（ｎ＝３）のスイッチングデバイス１１ａ〜１１ｆが直列に接続されて構成されている場合について説明するが、スイッチングデバイスの数は６個（ｎ＝３）に限定されるものではない。
【００１５】
６個のスイッチングデバイス１１ａ〜１１ｆの各々は、自己消弧型スイッチング素子と該自己消弧型スイッチング素子に逆並列に接続されたダイオードとから構成されている。自己消弧型スイッチング素子としては、例えば、スイッチング損失が少ないシリコンカーバイド素子（ＳｉＣ）または窒化ガリウム素子（ＧａＮ）等を用いることができる。
【００１６】
多直列スイッチングデバイスレグ４には、ｎ−１個のフライングキャパシタが接続されている。具体的には、２個（ｎ＝３）の付加コンデンサ６および付加コンデンサ７が接続されている。これを一般的に表すと、以下のようになる。すなわち、ｎ−１個の付加コンデンサの各々は、多直列スイッチングデバイスレグ４の一端からｍ（１≦ｍ≦ｎ−１、ｍは正整数）番目とｍ＋１番目のスイッチングデバイスの接続点と、一端から２ｎ−ｍ番目と２ｎ−ｍ＋１番目のスイッチングデバイスの接続点との間に接続されている。
【００１７】
２直列スイッチングデバイスレグ５は、２個のスイッチングデバイス１２ａおよび１２ｂが直列に接続されて構成されている。この２直列スイッチングデバイスレグ５は、正電位導線１０ａと負電位導線１０ｂにより、多直列スイッチングデバイスレグ４に対して並列に接続されている。スイッチングデバイス１２ａおよび１２ｂの各々は、自己消弧型スイッチング素子と該自己消弧型スイッチング素子に逆並列に接続されたダイオードとから構成されている。自己消弧型スイッチング素子としては、例えば、高耐圧のシリコン素子（Ｓｉ）等を用いることができる。
【００１８】
フィルタコンデンサ８は、正電位導線１０ａと負電位導線１０ｂとの間に設けられており、多直列スイッチングデバイスレグ４および２直列スイッチングデバイスレグ５の各々に対して並列に接続されている。このフィルタコンデンサ８は、コンデンサ８ａとコンデンサ８ｂとが直列に接続されて構成されている。これらコンデンサ８ａとコンデンサ８ｂの接続点は接地されており、中性点９となる。すなわち、コンデンサ８ａの正側は正電位導線１０ａに接続され、負側は中性点９に接続されている。また、コンデンサ８ｂの正側は中性点９に接続され、負側は負電位導線１０ｂが接続されている。
【００１９】
多直列スイッチングデバイスレグ４を構成するスイッチングデバイス１１ｃと１１ｄとの接続点Ｐ１および２直列スイッチングデバイスレグ５を構成するスイッチングデバイス１２ａと１２ｂとの接続点Ｐ２は交流出力点であり、受動素子２を介して電力系統等の交流電源１００に接続される。
【００２０】
制御回路１３は、交流電源１００から送られてくるコンバータ出力電圧指令値に基づき制御信号を生成し、制御信号を、多直列スイッチングデバイスレグ４のスイッチングデバイス１１ａ〜１１ｆおよび２直列スイッチングデバイスレグ５のスイッチングデバイス１２ａおよび１２ｂで使用されている自己消弧型スイッチング素子の制御端子（例えば、ゲート端子）に送る。
【００２１】
なお、図１においては、図面が複雑になるのを避けるために、制御回路１３から各自己消弧型スイッチング素子の制御端子への配線は、図示を省略している。
【００２２】
次に、上記のように構成される第１の実施形態に係る電力変換装置の動作を説明する。図２は、第１の実施形態に係る電力変換装置の動作を示すタイミングチャートである。
【００２３】
制御回路１３は、図２（Ａ）に示すような交流電源１００からのコンバータ出力電圧指令値を受け取ると、図２（Ｄ）に示すような多直列スイッチングデバイス変調波を生成する。そして、この多直列スイッチングデバイス変調波と三角波（図示は省略）との比較等によってスイッチングデバイス１１ａ〜１１ｆをＰＷＭ（Pulse Wide Modulation）制御するための制御信号を生成して多直列スイッチングデバイスレグ４に送る。
【００２４】
これにより、図２（Ｅ）〜図２（Ｊ）に示すように、多直列スイッチングデバイスレグ４のスイッチングデバイス１１ａ〜１１ｆは、制御信号に応じて高速にスイッチングを行う。この際、スイッチングデバイス１１ａとスイッチングデバイス１１ｆ、スイッチングデバイス１１ｂとスイッチングデバイス１１ｅ、および、スイッチングデバイス１１ｃとスイッチングデバイス１１ｄは、それぞれ互いに背反するスイッチング状態となるように制御される。
【００２５】
また、制御回路１３は、図２（Ｂ）および図２（Ｃ）に示すような制御信号を生成して２直列スイッチングデバイスレグ５に送る。これにより、２直列スイッチングデバイスレグ５は、コンバータ出力電圧指令値が正の場合は、図２（Ｂ）および図２（Ｃ）に示すように、スイッチングデバイス１２ａがオフでスイッチングデバイス１２ｂがオン、コンバータ出力電圧指令値が負の場合はスイッチングデバイス１２ａがオンでスイッチングデバイス１２ｂがオフとなるように制御される。
【００２６】
このように、２直列スイッチングデバイスレグ５は、コンバータ出力電圧指令値の半周期毎にスイッチングするので、その１周期におけるスイッチ状態の変化は１度だけである。したがって、２直列スイッチングデバイスレグ５におけるスイッチング損失を低減できる。
【００２７】
今、「Ｅ」を基本電圧（単位電圧）とし、各コンデンサが電圧比「付加コンデンサ６：付加コンデンサ７：フィルタコンデンサ８（コンデンサ８ａ＋コンデンサ８ｂ）＝１Ｅ：２Ｅ：３Ｅ」で充電されているとすれば、コンバータ１の出力電圧と各スイッチングデバイスのオン／オフ状態との相関は図３に示すようになる。これにより、３Ｅから−３ＥまでがＥ刻みで出力される７レベルの出力電圧を得ることができる。
【００２８】
例えば、３Ｅの電圧を出力したい場合は、図３の左端列に示すように、スイッチングデバイス１１ａ〜１１ｃはオン、スイッチングデバイス１１ｄ〜１１ｆはオフ、スイッチングデバイス１２ａはオフ、スイッチングデバイス１２ｂはオンとすると、交流出力点Ｐ１およびＰ２はフィルタコンデンサ８に接続される。これにより、中性点９に対する交流出力点Ｐ１の電位はコンデンサ８ａによって＋１．５Ｅとなり、交流出力点Ｐ２の電位はコンデンサ８ｂによって−１．５Ｅとなるので、交流出力点Ｐ１およびＰ２に出力される電圧は３Ｅになる。
【００２９】
また、２Ｅの電圧を出力したい場合は、例えば図３の左から２番目の列に示すように、スイッチングデバイス１１ａはオフ、スイッチングデバイス１１ｂおよび１１ｃはオン、スイッチングデバイス１１ｄおよび１１ｅはオフ、スイッチングデバイス１１ｆはオン、スイッチングデバイス１２ａはオフ、スイッチングデバイス１２ｂはオンとすると、交流出力点Ｐ１およびＰ２と付加コンデンサ７が接続される。
【００３０】
これにより、中性点９に対する交流出力点Ｐ１の電位はコンデンサ８ａの電圧２Ｅと付加コンデンサ７の電圧−１．５Ｅとによって＋０．５Ｅとなり、交流出力点Ｐ２の電位はコンデンサ８ｂによって−１．５Ｅとなるので、交流出力点Ｐ１およびＰ２に出力される電圧は２Ｅになる。他の電圧を出力したい場合も同様である。
【００３１】
なお、２Ｅ、１Ｅ、−１Ｅ、−２Ｅについてはそれぞれ３パターンのスイッチング状態が存在するが、制御回路１３からの制御信号によって３パターンを均等に選択することにより付加コンデンサ６と付加コンデンサ７の１スイッチング周期での充放電量は０となり、各コンデンサの電圧は一定に維持される。
【００３２】
以上説明したように、第１の実施形態に係る電力変換装置によれば、多直列スイッチングデバイスレグ４を構成するスイッチングデバイスをシリコンカーバイド素子等で構成したので損失を低減できる。
【００３３】
また、２ｎ個を直列に接続したので、１個のシリコンカーバイド素子に印加される電圧はフィルタコンデンサ８の電圧の１／ｎ倍となり、低耐圧のシリコンカーバイド素子を使用できる。
【００３４】
また、もう片方の２直列スイッチングデバイスレグ５を高耐圧のシリコン素子等を２個で構成し、これらのスイッチングは出力電圧の１周期において１度、つまり半周期毎にしか行わないので、スイッチング損失を低減できる。上述した構成でｎを適切に設定することにより、素子数とコンデンサ数を大幅に増やすことなく主回路損失を低減し、電力変換器の小型化と低高調波化の両立を実現できる。
【実施例２】
【００３５】
図４は、第２の実施形態に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。この電力変換装置は、図１に示した実施例１に係る電力変換装置に、スイッチ２１、スイッチ２２および充電抵抗２３が追加されて構成されている。スイッチ２１と充電抵抗２３から成る直列回路と、この直列回路に並列に接続されたスイッチ２２は、受動素子２とコンバータ１の交流出力点Ｐ１との間に接続されている。付加コンデンサ６、付加コンデンサ７およびフィルタコンデンサ８の初期充電時には、スイッチ２２が開放されるとともにスイッチ２１が投入され、充電抵抗２３が交流電源１００に直列に接続される。
【００３６】
付加コンデンサ６、付加コンデンサ７およびフィルタコンデンサ８のすべての電圧が０Ｖである初期状態では、図５に示すように、フィルタコンデンサ８には、スイッチングデバイス１１ｃのダイオード→スイッチングデバイス１１ｂのダイオード→スイッチングデバイス１１ａのダイオード→フィルタコンデンサ８→スイッチングデバイス１２ｂのダイオードを介して充電電流が流れる。これに対し、付加コンデンサ６および付加コンデンサ７には電流が流れないので、充電は行われない。
【００３７】
そこで、まず、充電開始時に、制御回路１３がスイッチングデバイス１１ｅおよび１１ｆをオンにすると、充電経路は図６に示すようになり、付加コンデンサ６および７は充電され、フィルタコンデンサ８と同電位になる。そして、付加コンデンサ６、付加コンデンサ７およびフィルタコンデンサ８の電圧は等しく上昇する。この状態を、図８の時刻０〜ｔ１に示す。
【００３８】
付加コンデンサ６の電圧が時刻ｔ１において所定の電圧Ｖ１ｒｅｆに達した際に、制御回路１３がスイッチングデバイス１１ｅをオフにすると、電流経路は図７に示すようになり、付加コンデンサ６には電流が流れず、付加コンデンサ６の電圧は維持される。一方、付加コンデンサ７およびフィルタコンデンサ８の電圧は上昇を続ける。この状態を、図８の時刻ｔ１〜ｔ２に示す。
【００３９】
付加コンデンサ７の電圧が時刻ｔ２において所定の電圧Ｖ２ｒｅｆ（Ｖ１ｒｅｆ＞Ｖ１ｒｅｆ）に達した際に、制御回路１３がスイッチングデバイス１１ｆをオフにすると、電流経路は図５に示すようになり、付加コンデンサ７には電流が流れず、付加コンデンサ７の電圧は維持される。その後、フィルタコンデンサ８の電圧は上昇し、最終的に交流電源１００からの系統電圧のピーク値Ｖａｃｐまで達する。この状態を、図８の時刻ｔ２以降に示す。
【００４０】
以上の動作を一般的に表せば、以下のようになる。すなわち、制御回路１３は、多直列スイッチングデバイスレグ４の一端からｎ＋２番目以降のスイッチングデバイスをオンにした状態でスイッチ２１をオンにして電力系統に接続し、多直列スイッチングデバイスレグ４の一端からｍ番目とｍ＋１番目のスイッチングデバイスの接続点と一端から２ｎ−ｍ番目と２ｎ−ｍ＋１番目のスイッチングデバイスの接続点に接続される付加コンデンサ電圧が所定電圧値となった場合には、ｎ＋２番目から２ｎ−ｍ＋１番目のスイッチングデバイスまでのスイッチングデバイスをオフにし、初期充電を行わせる。
【００４１】
また、初期状態においても付加コンデンサ６と付加コンデンサ７とフィルタコンデンサ８の電圧比は１：２：３であることが望ましいので、Ｖ１ｒｅｆ＝Ｖａｃｐ／３、Ｖ２ｅｆ＝２Ｖａｃｐ／３に設定される。以上の設定を一般的に表せば、以下のようになる。すなわち、多直列スイッチングデバイスレグ４の一端からｍ番目とｍ＋１番目のスイッチングデバイスの接続点と一端から２ｎ−ｍ番目と２ｎ−ｍ＋１番目のスイッチングデバイスの接続点に接続される付加コンデンサの所定電圧値を、交流出力点の系統電圧のピーク値の（ｎ−ｍ）／ｎ倍に設定する。
【００４２】
以上説明したように、第２の実施形態に係る電力変換装置によれば、付加コンデンサ６と付加コンデンサ７とフィルタコンデンサ８の電圧比が１：２：３である状態から運転を開始することにより、各コンデンサの電圧比率のアンバランスに起因する各コンデンサの電圧のオーバーシュートの発生を抑止できる。
【００４３】
なお、コンバータ１の動作が開始されると、フィルタコンデンサ８のコンデンサ電圧一定制御により、フィルタコンデンサ８の電圧が定常時の値に近づくにつれて、付加コンデンサ６および付加コンデンサ７も定常時の値に近づく。
【実施例３】
【００４４】
図９は、第３の実施形態に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。この電力変換装置は、図４に示した第１の実施形態に係る電力変換装置に対して、正電位導線１０ａと負電位導線１０ｂとの間にコンデンサ充電回路２４が追加されて構成されている。コンデンサ充電回路２４は、制御回路１３からの指示に応じて充電の動作を行う。各コンデンサの初期充電方法は、以下の通りである。すなわち、充電時にはスイッチ２１および２２をオフにすることによりコンバータ１は系統から完全に切り離され、コンデンサ充電回路２４から充電が行われる。
【００４５】
充電開始時にスイッチングデバイス１１ａ、１１ｂ、１１ｅおよび１１ｆをオンにすれば、充電経路は図１０に示すようになり、付加コンデンサ６および７は充電され、フィルタコンデンサ８と同電位になる。そして、付加コンデンサ６、付加コンデンサ７およびフィルタコンデンサ８の電圧は等しく上昇する。この状態を、図１３の時刻０〜ｔ１’に示す。
【００４６】
付加コンデンサ６の電圧が時刻ｔ１’において所定の電圧Ｖ２ｒｅｆ’に達した際に、制御回路１３がスイッチングデバイス１１ｂおよび１１ｅをオフにすると、電流経路は図１１に示すようになり、付加コンデンサ６には電流が流れず、付加コンデンサ６の電圧は維持される。一方、付加コンデンサ７およびフィルタコンデンサ８の電圧は上昇を続ける。この状態を、図１３の時刻ｔ１’〜ｔ２’に示す。
【００４７】
付加コンデンサ７の電圧が時刻ｔ２’において所定の電圧Ｖ２ｒｅｆ’（Ｖ２ｒｅｆ’＞Ｖ１ｒｅｆ’）に達した際に、制御回路１３がスイッチングデバイス１１ａおよび１１ｆをオフにすると、電流経路は図１２に示すようになり、付加コンデンサ７には電流が流れず、付加コンデンサ７の電圧は維持される。その後、フィルタコンデンサ８の電圧は上昇し、所定の電圧Ｖｒｅｆ’まで達する。この状態を、図１３の時刻ｔ２’以降に示す。
【００４８】
以上の動作を一般的に表せば、以下のようになる。すなわち、制御回路１３は、多直列スイッチングデバイスレグ４の一端からｎ番目とｎ＋１番目のスイッチングデバイスを除くすべてのスイッチングデバイスをオンにした状態でコンデンサ充電回路２４を動作させ、多直列スイッチングデバイスレグ４の一端からｍ番目とｍ＋１番目のスイッチングデバイスの接続点と一端から２ｎ−ｍ番目と２ｎ−ｍ＋１番目の接続点のスイッチングデバイスに接続される付加コンデンサの電圧が所定電圧値となった場合には、ｍ番目から２ｎ−ｍ＋１番目までのスイッチングデバイスをオフにし、初期充電を行わせる。
【００４９】
以上説明したように、第３の実施形態に係る電力変換装置によれば、系統電圧のピーク値Ｖａｃｐとは無関係に、コンデンサ充電回路２４から出力される電圧Ｖｒｅｆ’まで付加コンデンサ６、付加コンデンサ７およびフィルタコンデンサ８を充電できるので、コンバータ１の出力電圧を任意に設定できる。
【００５０】
以上のように、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【符号の説明】
【００５１】
１  コンバータ
２  受動素子
３  負荷
４  多直列スイッチングデバイスレグ
５  ２直列スイッチングデバイスレグ
６、７  付加コンデンサ
８  フィルタコンデンサ
８ａ、８ｂ  コンデンサ
９  中性点
１０ａ  正電位導線
１０ｂ  負電位導線
１１ａ〜１１ｆ  スイッチングデバイス
１００  交流電源
２１、２２  スイッチ
２３  充電抵抗
２４  コンデンサ充電回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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