(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を有し、入力される交流電源（2）の電力を該スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作によって所定の周波数の交流電力に変換して負荷（3）に供給する電力変換装置であって、
上記交流電源（2）の電源電圧指標を導出する電圧導出部（20）を備え、
上記電圧導出部（20）は、上記交流電源（2）の相数をｎとした場合に、上記交流電源（2）の電源電圧の１／（２×ｎ）周期である期間Ｔにおける上記電圧導出部（20）の検出電圧の平均値又は実効値を上記電源電圧を示す指標として導出するように構成され、
上記期間Ｔに検出した電源電圧を示す指標と、該期間Ｔの次の期間Ｔに検出した電源電圧を示す指標との減少変化量又は増大変化量に基づいて上記交流電源（2）の電圧異常を判定する異常判定部（25）を備える
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１において、
上記交流電源（2）に接続されて該交流電源（2）の交流電力を整流するコンバータ部（11）と、上記複数のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を有し、該スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作によって上記コンバータ部（11）の出力電力を所定の周波数の交流電力に変換するインバータ部（13）と、コンデンサ（14）を有し上記コンバータ部（11）とインバータ部（13）との間に接続されて脈動する直流電圧をインバータ部（13）へ出力する直流リンク部（12）とを備え、
上記電圧導出部（20）は、上記直流リンク部（12）の直流電圧を検出する直流リンク電圧検出部（21）を有し、該直流リンク電圧検出部（21）によって検出した検出電圧に基づいて交流電源（2）の電源電圧を示す指標を導出することを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項１において、
上記複数のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を有し、交流電源（2）の交流電力を該スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作によって所定の周波数の交流電力に変換するマトリックスコンバータ部（40）を備え、
上記電圧導出部（20）は、上記交流電源（2）の交流電力を整流する整流部（42）と、該整流部（42）で整流された直流電圧を検出する直流電圧検出部（43）とを備え、該直流電圧検出部（43）によって検出した検出電圧に基づいて交流電源（2）の電源電圧を示す指標を導出することを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
請求項１において、
上記電圧導出部（20）は、交流電源（2）の電源電圧を検出する電源電圧検出部を有し、該電源電圧検出部によって検出した検出電圧に基づいて上記交流電源（2）の電源電圧を示す指標を導出することを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来より、交流電源の交流電力を整流するコンバータ部と、このコンバータ部の出力を所定の周波数の交流電力に変換するインバータ部とを備えた電力変換装置が知られている。
【０００３】
この種の電力変換装置においては、インバータ部等の保護を図るために、電源電圧の異常（例えば瞬時電圧低下等）を検出する異常検出手段を備えたものがある。具体的に、例えば特許文献１では、入力電源ラインに変圧器を介して検出器が設けられている。同文献の電力変換装置では、この検出器によって、コンバータ部の入力電圧が検出される。電力変換装置では、この検出値が所定値以下になると、瞬時電圧低下と判定される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開平３−２７７９３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
特許文献１に開示されているように、変圧器を用いて入力電源ラインの電圧を検出するものでは、装置の大型化、装置コストの増大を招いてしまう。また、入力電源を整流して平滑化した直流信号を交流電源の電源電圧振幅とし、この電源電圧振幅が所定の基準値を下回る、あるいは所定の基準値を超えると交流電源が異常であると判断することも可能である。しかし、このような方式では、いわゆるコンデンサレスインバータのように、電源電圧波形の変動を平滑できるだけのコンデンサ容量を有さない整流回路においては、電圧低下異常が誤検知されてしまう。また、通電時の電圧変動の影響を受けないように直流信号のフィルタリングを行った場合には、検出が遅れることにより、電力変換装置の制御が不安定になるという問題も生じる。このように、直流信号の低下や上昇が、何らかの異常に起因するものなのか、通常時の電源電圧振幅の周期的な電圧変動に起因するものなのか区別できないことがある。このため、交流電源の電圧異常を正確に検出できないという問題が生じる。
【０００６】
本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、その目的は、廉価で小型な構成を用いて交流電源の電圧振幅の変化を正確に検出でき、ひいては電源電圧の異常判定ができる電力変換装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
第１の発明は、複数のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を有し、入力される交流電源（2）の電力を該スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作によって所定の周波数の交流電力に変換して負荷（3）に供給する電力変換装置を対象とする。そして、この電力変換装置は、上記交流電源（2）の電源電圧指標を導出する電圧導出部（20）を備え、上記電圧導出部（20）は、上記交流電源（2）の相数をｎとした場合に、上記交流電源（2）の電源電圧の１／（２×ｎ）周期である期間Ｔにおける上記電圧導出部（20）の検出電圧の平均値又は実効値を上記電源電圧を示す指標として導出するように構成され、上記期間Ｔに検出した電源電圧を示す指標と、該期間Ｔの次の期間Ｔに検出した電源電圧を示す指標との減少変化量又は増大変化量に基づいて上記交流電源（2）の電圧異常を判定する異常判定部（25）を備えることを特徴とする。
【０００８】
第１の発明では、所定の期間において、電圧導出部（20）の検出電圧の平均値又は実効値によって電源電圧指標が求められる。このように所定の期間中の検出電圧の平均値や実効値を用いることで、交流電源（2）の電源電圧の急峻なノイズ等の影響を受けにくくなり、異常時等の電源電圧の変化を確実に検出できる。
【０００９】
第１の発明では、検出電圧の平均値や実効値が、電源電圧の１／（２×ｎ）の周期（ここで、ｎは交流電源（2）の相数）毎に算出される。この算出期間では、電源電圧のピークが跨るようになる。このため、例えば異常時において、電源電圧指標の減少変化や増大変化が顕著となる。
【００１０】
第２の発明は、第１の発明において、上記交流電源（2）に接続されて該交流電源（2）の交流電力を整流するコンバータ部（11）と、上記複数のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を有し、該スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作によって上記コンバータ部（11）の出力電力を所定の周波数の交流電力に変換するインバータ部（13）と、コンデンサ（14）を有し上記コンバータ部（11）とインバータ部（13）との間に接続されて脈動する直流電圧をインバータ部（13）へ出力する直流リンク部（12）とを備え、上記電圧導出部（20）は、上記直流リンク部（12）の直流電圧を検出する直流リンク電圧検出部（21）を有し、該直流リンク電圧検出部（21）によって検出した検出電圧に基づいて交流電源（2）の電源電圧を示す指標を導出することを特徴とする。
【００１１】
第２の発明では、コンデンサ（14）からの出力電圧が脈動するように、コンデンサ（14）の容量が比較的小さく設定される。つまり、本発明の電力変換装置は、いわゆるコンデンサレス方式に構成される。本発明では、直流リンク電圧検出部（21）によって直流リンク部（12）の直流電圧が検出される。そして、この検出電圧に基づいて、交流電源（2）の電源電圧を示す指標が、交流電源（2）の電源電圧位相と同期するタイミングで適宜導出される。
【００１２】
第３の発明は、第１の発明において、上記複数のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を有し、交流電源（2）の交流電力を該スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作によって所定の周波数の交流電力に変換するマトリックスコンバータ部（40）を備え、上記電圧導出部（20）は、上記交流電源（2）の交流電力を整流する整流部（42）と、該整流部（42）で整流された直流電圧を検出する直流電圧検出部（43）とを備え、該直流電圧検出部（43）によって検出した検出電圧に基づいて交流電源（2）の電源電圧を示す指標を導出することを特徴とする。
【００１３】
第３の発明の電力変換装置は、マトリックスコンバータ方式に構成される。電圧導出部（20）では、交流電源（2）の交流電力を整流部（42）によって整流され、整流後の直流電圧が直流電圧検出部（43）によって検出される。そして、この検出電圧に基づいて、交流電源（2）の電源電圧を示す指標が、交流電源（2）の電源電圧位相と同期するタイミングで適宜導出される。
【００１４】
第４の発明は、第１の発明において、上記電圧導出部（20）は、交流電源（2）の電源電圧を検出する電源電圧検出部を有し、該電源電圧検出部によって検出した検出電圧に基づいて上記交流電源（2）の電源電圧を示す指標が導出することを特徴とする。
【００１５】
第４の発明では、電圧導出部（20）の電源電圧検出部によって交流電源（2）の電源電圧を示す指標が直接的に検出される。
【発明の効果】
【００１６】
第１の発明は、所定の期間において、検出電圧の平均値又は実効値を算出し、その結果を電源電圧指標としている。従って、ノイズ等の急峻な電圧変動の影響を緩和して、異常判定等を行うことができる。
【００１７】
第１の発明では、電源電圧指標が算出される期間が、交流電源（2）の電源電圧の１／（２×ｎ）周期（ｎは交流電源（2）の相数）となっている。これにより、異常時等には、電源電圧指標の減少変化や増大変化が顕著となるため、異常判定の精度を更に向上できる。また、如何なるタイミングの算出期間においても、正確に電源電圧指標が得られるため、比較的早い応答性で異常判定等を行うことができる。
【００１８】
第２の発明では、直流リンク部（12）の直流電圧（ＤＣリンク電圧）に基づいて電源電圧指標を導出しているため、比較的単純で廉価な構成により、電源電圧の変化を確実且つ速やかに検出できる。
【００１９】
第３の発明では、マトリックスコンバータ方式の電力変換装置において、比較的単純で廉価な構成により、電源電圧の変化を確実且つ速やかに検出できる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】図１は、参考形態に係る電力変換装置の概略の回路図である。
【図２】図２は、参考形態に係る瞬時電圧低下の検出動作を説明するためのタイムチャートであり、図２(Ａ)は、交流電源の電源電圧の波形を示すものであり、図２(Ｂ)は、ＤＣリンク電圧の波形を示すものであり、図２(Ｃ)は、ＤＣリンク電圧の平均値を求めるための区間を示したものであり、図２(Ｄ)は、算出された電圧平均値を示すものである。
【図３】図３は、参考例１に係る瞬時電圧低下の検出動作を説明するためのタイムチャートであり、図３(Ａ)は、交流電源の電源電圧の波形を示すものであり、図３(Ｂ)は、ＤＣリンク電圧の波形を示すものであり、図３(Ｃ)は、ＤＣリンク電圧の平均値を求めるための区間を示したものであり、図３(Ｄ)は、算出された電圧平均値を示すものである。
【図４】図４は、参考例２に係る瞬時電圧低下の検出動作を説明するためのタイムチャートであり、図４(Ａ)は、交流電源の電源電圧の波形を示すものであり、図４(Ｂ)は、ＤＣリンク電圧の波形を示すものであり、図４(Ｃ)は、ＤＣリンク電圧の平均値を求めるための区間を示したものであり、図４(Ｄ)は、算出された電圧平均値を示すものである。
【図５】図５は、本実施形態に係る瞬時電圧低下の検出動作を説明するためのタイムチャートであり、図５(Ａ)は、交流電源の電源電圧の波形を示すものであり、図５(Ｂ)は、ＤＣリンク電圧の波形を示すものであり、図５(Ｃ)は、ＤＣリンク電圧を導出する時点を示したものであり、図５(Ｄ)は、導出された電圧値を示すものである。
【図６】図６は、参考例３に係る瞬時電圧低下の検出動作を説明するためのタイムチャートであり、図６(Ａ)は、交流電源の電源電圧の波形を示すものであり、図６(Ｂ)は、ＤＣリンク電圧の波形を示すものであり、図６(Ｃ)は、ＤＣリンク電圧を導出する時点を示したものであり、図６(Ｄ)は、導出された電圧値を示すものである。
【図７】図７は、その他の実施例１に係る電力変換装置の概略の回路図である。
【図８】図８は、その他の実施例２に係る電力変換装置の概略の回路図である。
【図９】図９は、その他の実施例３に係る電力変換装置の概略の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
以下、本発明の参考形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の好ましい実施形態の説明は、本質的に例示に過ぎず、本発明、その適用物或いはその用途を制限することを意図するものではない。
【００２２】
本発明の参考形態に係る電力変換装置（1）の概略構成を図１に示す。この電力変換装置（1）は、コンバータ回路（11）（コンバータ部）と、直流リンク部（12）と、インバータ回路（13）（インバータ部）とを備えていて、単相の交流電源（2）から供給された交流の電力を所定の周波数の電力に変換して、三相交流モータ（3）に供給するように構成されたものである。なお、この三相交流モータ（3）は、例えば、空気調和機の冷媒回路に設けられる圧縮機を駆動するためのものであり、電力変換装置（1）の負荷を構成している。
【００２３】
上記コンバータ回路（11）は、上記交流電源（2）に接続され、交流電力を整流するように構成されている。このコンバータ回路（11）は、複数（本参考形態では４つ）の整流ダイオード（D1〜D4）がブリッジ状に結線されてなるブリッジ回路（全波整流回路）が、上記交流電源（2）に対して接続されている。これにより、上記交流電源（2）の交流電圧は、上記整流ダイオード（D1〜D4）のブリッジ回路によって全波整流される。また、コンバータ回路（11）には、リアクタ（16）が接続されている。
【００２４】
上記直流リンク部（12）は、上記コンバータ回路（11）の出力側とインバータ回路（13）の入力側の間に設けられている。直流リンク部（12）には、コンデンサ（14）が設けられている。このコンデンサ（14）は、例えばフィルムコンデンサによって構成されていて、インバータ回路（13）の後述するスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）がスイッチング動作する際に生じるリプル電圧（電圧変動）のみを平滑化可能な静電容量を有するように構成されている。すなわち、上記コンデンサ（14）は、上記コンバータ回路（11）によって整流された電圧（電源電圧に起因する電圧変動）を平滑化するような静電容量を有さない小容量のコンデンサである。そのため、単相の交流電源（2）においては、直流リンク部（12）の直流電圧（以下、ＤＣリンク電圧という）が、電源周波数の２倍の周波数で脈動し、その最大電圧は最小電圧の２倍以上となる。
【００２５】
上記インバータ回路（13）は、上記コンバータ回路（11）の出力側に、上記直流リンク部（12）に対して並列に接続されている。このインバータ回路（13）は、複数のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）（例えば三相交流であれば６個）がブリッジ結線されてなる。すなわち、上記インバータ回路（13）は、２つのスイッチング素子を互いに直列接続してなる３つのスイッチングレグを備えていて、各スイッチングレグにおいて上アームのスイッチング素子（Su,Sv,Sw）と下アームのスイッチング素子（Sx,Sy,Sz）との中点がそれぞれ上記三相交流モータ（3）の各相のコイル（3a,3b,3c）に接続されている。
【００２６】
上記インバータ回路（13）は、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のオンオフ動作によって、直流電圧を三相交流電圧に変換して、上記三相交流モータ（3）へ供給するように構成されている。なお、本参考形態では、上記各スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）に対して、還流ダイオード（Du,Dv,Dw,Dx,Dy,Dz）が逆並列に接続されている。
【００２７】
本参考形態の電力変換装置（1）には、交流電源（2）の電源電圧を示す指標を導出するための電圧導出部（20）と、該電圧導出部（20）で導出された電源電圧を示す指標に基づいて交流電源（2）の電圧異常を検出する異常判定部（25）とを備えている。本参考形態の異常判定部（25）は、停電等に起因する交流電源（2）の瞬時電圧低下（略して「瞬低」ともいう）を検出するように構成されている。
【００２８】
より具体的に、本参考形態の電圧導出部（20）は、直流リンク電圧検出部（21）と演算部（23）とを有している。直流リンク電圧検出部（21）は、直流リンク部（12）のコンデンサ（14）に印加される電圧（即ち、ＤＣリンク電圧Ｖdc）を検出するように構成されている。
【００２９】
本参考形態の演算部（23）は、ＤＣリンク電圧について、所定の期間毎に平均値を算出する。具体的に、本参考形態では、直流リンク電圧検出部（21）で検出されたＤＣリンク電圧（図２(Ｂ)を参照）について、所定の区間Ｔ毎に平均値Ｖdcaveを算出する。本参考形態では、この区間Ｔの長さが交流電源（2）の電源電圧の半周期と同じ長さとなっている。また、この区間Ｔの開始のタイミングは、交流電源（2）の電源電圧の約０°及び約１８０°の位相に対応している。演算部（23）では、この区間ＴでのＤＣリンク電圧Ｖdcの平均値Ｖdcaveを以下の（１）式によって算出される。
【００３０】
【数１】
0005699620.tif 000002
【００３１】
異常判定部（25）は、以上のようにして得られた各区間Ｔ毎の平均値Ｖdcaveに基づいて、交流電源（2）の瞬時電圧低下を検出する。異常判定部（25）は、交流電源（2）の電源電圧位相に同期する所定のタイミング毎における平均値Ｖdcaveの変化に基づき、交流電源（2）の瞬時電圧低下を検出する。なお、この交流電源（2）の電源電圧の位相は、交流波形である電源電圧波形のゼロクロスを検出するゼロクロス検出回路を用いて検出される。なお、電源電圧位相は、電源電圧波形の変化に基づいて求めることも可能である。
【００３２】
電力変換装置（1）は、インバータ回路（13）のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）の制御信号を出力するインバータ制御部（17）を備えている。インバータ制御部（17）には、モータ（3）の速度指令に対応したゲート信号をインバータ回路（13）に出力し、モータ（3）の速度を変更可能に構成されている。本参考形態のインバータ制御部（17）には、上述した瞬時電圧低下の検出時において、モータ（3）の速度を所定の速度に制限する速度制限部（30）が設けられている。
【００３３】
−瞬低検出動作−
上記のような瞬時電圧低下の検出動作について、図２を参照しながら更に詳細に説明する。
【００３４】
電力変換装置（1）の交流電源（2）では、電源電圧の波形が例えば図２(Ａ)に示すような略正弦波状になる。一方、上述したコンデンサ（14）は、コンバータ回路（11）によって整流された電圧を平滑化するような静電容量を有さない小容量のコンデンサである。このため、直流リンク部（12）のＤＣリンク電圧は、例えば図２(Ｂ)に示すように、交流電源（2）の電源電圧位相に対応するような、比較的大きな変動周期の波形となる。
【００３５】
電力変換装置（1）の動作時においては、上述したようにして、区間Ｔ毎のＤＣリンク電圧の平均値Ｖdcaveが検出される。異常判定部（25）は、電源電圧位相に同期する１／２周期のタイミング毎に、区間Ｔ毎の平均値Ｖdcaveを前後で比較する。つまり、この比較のタイミングは、各区間Ｔの終了のタイミングと同じになる。
【００３６】
例えば最新の区間Ｔ１に導出された平均値をＶdcave１とし、その直前の区間Ｔ２に導出された電圧平均値をＶdcave2とすると、異常判定部（25）は、これらの区間についての平均値の減少変化（即ち、Ｖdcave1−Ｖdcave2）を漸次算出していく。
【００３７】
このような電力変換装置（1）の動作時において、例えば落雷等に起因して交流電源（2）が瞬低したとする。この場合、瞬低の発生に起因して、交流電源（2）の電源電圧が小さくなり（図２(Ａ)を参照）、これに伴い電圧導出部（20）で導出される平均値Ｖdcaveも小さくなる（図２(Ｂ)を参照）。このような期間においては、異常判定部（25）によって区間Ｔ毎に算出された平均値Ｖdcaveが瞬時に低下する（図２(Ｄ)を参照）。なお、図２(Ｄ)の例では、瞬時電圧低下が発生した後、交流電源（2）の電源電圧の半周期が経過した直後に、平均値Ｖdcaveが大きく低下している。このようにして、平均値Ｖdcaveの減少変化量（例えば図２(Ｄ)に示す電圧降下量ΔＶ）が大きくなり、この電圧下降量ΔＶが、予め設定された設定値よりも大きくなると、瞬時電圧低下の発生を示す信号がインバータ制御部（17）等に出力される。
【００３８】
瞬時電圧低下の信号がインバータ制御部（17）に出力されると、速度制限部（30）は、モータの速度を制限するための速度制限値ωlimをインバータ回路（13）へ出力する。この速度制限値ωlimは、例えば以下の（２）式によって算出される。
【００３９】
【数２】
0005699620.tif 000003
【００４０】
ここで、Ｖdcaveは、瞬時電圧低下が検出されたタイミングにおけるＤＣリンク電圧の平均値であり、φaはモータ誘起電圧定数であり、ｋは速度制限値算出定数（０≦ｋ≦１）である。このようにして、瞬時電圧低下時において、モータ（3）の速度を制限することで、その電源電圧に対応して制御可能な最低限のモータ速度で運転を継続できる。従って、瞬時電圧低下時においても、モータ（3）の運転を安定的に継続することができる。特に、本参考形態のコンデンサ（14）は、その容量が比較的小さいため、瞬時電圧低下が生じると、ＤＣリンク電圧の変化も急峻となる。このため、例えば電流位相を進めて電圧低下に対応するような位相制御を行ったとしても、ＤＣリンク電圧の変化に対して位相制御が間に合わず、不安定現象や脱調を招く虞がある。しかしながら、上記のようにして瞬時電圧低下を速やかに検出してモータ（3）の速度を制限することで、このような不具合も未然に防止できる。また、速度を制限しても不安定脱調を防げないと判断した場合には、モータ（3）の運転を停止し、電源電圧が復帰した後に再度起動することで不具合を防止できる。
【００４１】
−参考形態の効果−
上記参考形態によれば、交流電源（2）の電源電圧位相と同期するタイミング毎のＤＣリンク電圧の減少変化に基づいて、交流電源（2）の瞬低を検出している。このため、交流電源（2）の電源電圧に起因してＤＣリンク電圧が周期的に変動しても、このような周期的な電圧変動の影響をさほど受けることなく、瞬時電圧低下の有無を判別できる。従って、通常の運転時における瞬時電圧低下の誤判定を防止できるので、この電力変換装置（1）の信頼性を向上できる。また、直流リンク電圧検出部（21）で検出したＤＣリンク電圧を用いているため、比較的単純で廉価な構成（例えば、抵抗分圧回路を用いてマイコンＡＤ入力に取り込む構成）により、瞬時電圧低下を正確に検出することができる。
【００４２】
また、上記参考形態では、コンデンサ（14）の小容量化を図っているため、電力変換装置（1）の小型化、ひいては低コスト化を図ることができる。一方、このようにコンデンサ（14）の静電容量を小さくして、いわゆるコンデンサレスインバータ方式を採用すると、ＤＣリンク電圧を充分に平滑化できない。このため、電力変換装置（1）では、通常の動作においても、ＤＣリンク電圧が大きく変動してしまう。しかしながら、上記参考形態では、交流電源（2）の電源電圧位相に同期してＤＣリンク電圧を導出しているため、このようなＤＣリンク電圧の大きな変動の影響をさほど受けずに、瞬低を検出できる。
【００４３】
また、上記参考形態では、交流電源（2）の電源電圧位相と同期するタイミング毎に、所定区間でのＤＣリンク電圧の平均値を導出し、この平均値の減少変化に基づいて、交流電源（2）の瞬時電圧低下を検出している。このような所定区間での電圧平均値を用いることで、ＤＣリンク電圧の周期的な電圧の変動の影響を一層緩和させながら、瞬低の検出を行うことができる。
【００４４】
更に、上記参考形態では、ＤＣリンク電圧を検出する区間Ｔが、交流電源（2）の電源電圧の半周期となっている。この区間Ｔでは、電源電圧のピークが必ず跨るため、瞬時電圧低下の発生時には、導出された電圧平均値の減少変化が顕著となる。このため、瞬時電圧低下の検出の精度を更に向上できる。
【００４５】
〈参考例１〉
図３に示す例では、区間Ｔの長さが交流電源（2）の電源電圧の半周期と同じ長さであり、区間Ｔの開始のタイミングが、交流電源（2）の電源電圧の９０°及び２７０°の位相に対応している。このようにしても、区間Ｔ毎に導出した電圧平均値の減少変化に基づいて、瞬低を検出することができる。
【００４６】
〈参考例２〉
図４に示す例では、区間Ｔの長さが交流電源（2）の電源電圧の１／４周期と同じ長さであり、区間Ｔの開始のタイミングが、交流電源（2）の電源電圧の０°、９０°、１８０°、及び２７０°の位相に対応している。このようにしても、区間Ｔ毎に導出した電圧平均値の減少変化に基づいて瞬低を検出することができる。
【００４７】
〈本実施形態〉
図５に示す例では、区間Ｔの長さが交流電源（2）の電源電圧の１／２周期と同じ長さであり、区間Ｔの開始のタイミングが、交流電源（2）の電源電圧の１／８周期毎の位相に対応している。このようにしても、区間Ｔ毎に導出した電圧平均値の減少変化に基づいて瞬低を検出することができる。つまり、特定の位相によらず、区間Ｔの長さが電源電圧の半周期と同じ長さであれば、如何なる位相のタイミングで平均値を導出しても、上記実施形態と同様に瞬低を検出することができる。
【００４８】
〈参考例３〉
図６に示す例では、交流電源（2）の電源電圧位相に同期する時点ｔａ’のタイミングでＤＣリンク電圧Ｖａ’が導出される。つまり、この例では、所定期間におけるＤＣリンク電圧の平均値が導出されない。そして、異常判定部（25）は、各時点ｔａ’で導出したＤＣリンク電圧を前後で比較し、このＤＣリンク電圧の降下量が所定値よりも大きくなると、瞬時電圧低下を検出する。なお、このようにして所定の時点ｔａ’おきにＤＣリンク電圧を導出する場合には、交流電源（2）の電源電圧の約９０°及び２７０°の位相に近い時点でＤＣリンク電圧を導出すると良い。
【００４９】
《その他の実施形態》
上記実施形態については、以下のような構成としてもよい。
【００５０】
上記実施形態では、直流リンク電圧検出部（21）で検出したＤＣリンク電圧について、所定の区間Ｔ毎の平均値を上記（１）式により算出するようにしている。しかしながら、この期間Ｔにおいて、演算部（23）により、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃの実効値を以下の（３）式により導出するようにしてもよい。
【００５１】
【数３】
0005699620.tif 000004
【００５２】
異常判定部（25）により、上記の（３）式で算出した各期間Ｔ毎の実効値を比較し、これらの実効値の変化量が所定値を越えると瞬時電圧低下と判断するようにしてもよい。また、このようにして瞬時電圧低下が検出された場合には、速度制限部（30）が、以下の（４）式によって求めた速度制限値ωlimをモータ（3）へ出力する。
【００５３】
【数４】
0005699620.tif 000005
【００５４】
これにより、上述したように、瞬時電圧低下が生じている条件下においても、モータ（3）の運転を継続することができる。
【００５５】
更に、瞬時電圧低下の判定精度を更に向上させるために、電力変換装置（1）を図７（その他の実施例１）に示すような構成としてもよい。この例では、電圧導出部（20）として、入力電流検出部（22）が設けられている。また、図７の演算部（23）には、電圧補正部（23a）と基本波形幅演算部（23b）が付与されている。図７に示す電力変換装置（1）では、直流リンク電圧検出部（21）で検出されたＤＣリンク電圧が、実際の交流電源（2）の電源電圧の絶対値に近づくように、ＤＣリンク電圧Ｖdcを以下の（５）式により補正する。
【００５６】
【数５】
0005699620.tif 000006
【００５７】
上記の（５）式において、Ｖdc'は補正後のＤＣリンク電圧であり、交流電源（2）の電源電圧の推定値ともいえる。ｌinは入力電流検出部（22）で検出されたリアクタ（16）の入力電流であり、Ｖdcは直流リンク電圧検出部（21）で検出されたＤＣリンク電圧である。また、Ｌは、リアクタ（16）のインダクタンス、Ｖf(lin)は、１つの整流ダイオード（D）の電流linに対する順方向の電圧降下である。この式により、整流ダイオード（D）の電圧低下やリアクタ（16）の電圧降下を考慮して、交流電源（2）の電源電圧を推定できる。更に、基本波形演算部（23b）は、補正後のＶdcについてＦＦＴにより基本波振幅を演算する。
【００５８】
以上のようにして得た演算値（ＤＣリンク電圧の補正値）に基づいて、上述した期間Ｔ毎の平均値や実効値を求め、これらの変化に基づいて瞬時電圧低下を検出することともできる。なお、このようにして瞬時電圧低下を検出した際にも、上記と同様にしてモータ（3）の速度に制限をかけるとよい。
【００５９】
また、上記実施形態の異常判定部（25）は、演算部（23）で算出した演算値の減少変化に基づき、交流電源（2）の電源電圧の瞬時電圧低下を検出している。しかしながら、演算部（23）で算出した演算値の上昇変化に基づき、異常時（例えば、インピーダンスの高い電源系統において、電源を共有している大きな電力容量の機器が停止した場合等）における交流電源（2）の電源電圧の急峻な上昇を検出することもできる。
【００６０】
また、上記実施形態では、交流電源として単相の交流電源（2）を用いているが、この限りではなく、三相交流の交流電源を用いてもよい。三相交流の交流電源では、ＤＣリンク電圧の周期が単相の交流電源（2）の周期の１／３となる。よって、三相交流電源においては、上述した区間Ｔを電源電圧の１／６周期とすればよい。これにより、単相の交流電源（2）において、区間Ｔを電源電圧の１／２周期とする場合と同様の作用効果を得ることができる。また、三相交流電源において、上述した空間Ｔを電源電圧の１／１２周期とすることで、単相の交流電源（2）において、区間Ｔを電源電圧の１／４周期とする場合と同様の作用効果を得ることができる。即ち、ＤＣリンク電圧の実効値や平均値が算出される区間Ｔの周期は、交流電源（2）の相数をｎとした場合、交流電源（2）の電源電圧の１／（２×ｎ）周期とするのが好ましい。
【００６１】
また、上記実施形態では、直流リンク電圧検出部（21）によって検出した検出電圧に基づいて交流電源（2）の電源電圧を示す指標を導出している。しかしながら、交流電源（2）の電源電圧を直接的に検出する電源電圧検出部を設け、この電源電圧検出部で検出された検出電圧に基づいて交流電源の電源電圧を示す指標を導出するようにしてもよい。
【００６２】
また、上記実施形態では、いわゆるコンデンサレス方式の電力変換装置である。しかしながら、例えば図８や図９に示すような、マトリックスコンバータ部（40）を有する電力変換装置を採用してもよい。
【００６３】
図８の例（その他の実施例２）は、単相の交流電源（2）が用いられたマトリックスコンバータ方式の電力変換装置である。マトリックスコンバータ部（40）は、複数のスイッチング素子（Sru,Srv,Srw,Ssu,Ssv,Ssw）を有し、交流電源（2）の交流電力を該スイッチング素子（Sru,Srv,Srw,Ssu,Ssv,Ssw）のスイッチング動作によって所定の周波数の交流電力に変換する。図８の例の電源導出部（20）には、平滑コンデンサ（41）に並列に接続される整流回路（整流部（42））と、整流回路（42）で整流された後の直流電圧を検出する直流電圧検出部（43）とを有している。整流回路（42）は、整流ダイオード（D5〜D8）がブリッジ状に結線されてなるブリッジ回路（全波整流回路）である。図８の例においても、上記実施形態と同様にして、直流電圧検出部（43）で検出された電圧に基づいて交流電源（2）の電源電圧を示す指標を導出し、この電源電圧指標の変化に基づいて瞬低等の異常判定を行うことができる。
【００６４】
図９に示す例（その他の実施例３）は、三相の交流電源（2）が用いられたマトリックスコンバータ方式の電力変換装置である。マトリックスコンバータ部（40）は、複数のスイッチング素子（Sru,Srv,Srw,Ssu,Ssv,Ssw,Stu,Stv,Stw）を有し、交流電源（2）の交流電力を該スイッチング素子（Sru,Srv,Srw,Ssu,Ssv,Ssw,Stu,Stv,Stw）のスイッチング動作によって所定の周波数の交流電力に変換する。図９の例の電源導出部（20）には、平滑コンデンサ（41a,41b,41c）に並列に接続される整流回路（整流部（42））と、整流回路（42）で整流された後の直流電圧を検出する直流電圧検出部（43）とを有している。整流回路（42）は、整流ダイオード（D5〜D10）がブリッジ状に結線されてなるブリッジ回路（全波整流回路）である。図９の例においても、上記実施形態と同様にして、直流電圧検出部（43）で検出された電圧に基づいて交流電源（2）の電源電圧を示す指標を導出し、この電源電圧指標の変化に基づいて瞬低等の異常判定を行うことができる。
【００６５】
また、図８や図９に示すようなマトリックスコンバータ方式の電力変換装置において、交流電源（2）の電源電圧を直接的に検出する電源電圧検出部を設け、この電源電圧検出部で検出された検出電圧に基づいて交流電源の電源電圧を示す指標を導出するようにしてもよい。
【産業上の利用可能性】
【００６６】
以上説明したように、本発明は、電力変換装置について有用である。
【符号の説明】
【００６７】
1       電力変換装置
2       交流電源
3       モータ（負荷）
11      コンバータ回路
12      直流リンク部
13      インバータ回路
14      コンデンサ
20      電圧導出部
21      直流リンク電圧検出部
25      異常判定部
40      マトリックスコンバータ部
42      整流部
43      直流電圧検出部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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