(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の信号光が波長多重された多波長信号と前記信号光を復調するための局発光が入力され、前記信号光と前記局発光との混合光を前記信号光と前記局発光の位相差ごとに分配して出力する光回路と、
前記光回路からの前記混合光を受光し、前記位相差が逆相となる前記混合光同士の差分に相当する電気信号を出力するバランス型フォトダイオードと、
前記光回路及び前記バランス型フォトダイオードの特性から決定されるＣＭＲＲ（Ｃｏｍｍｏｎ  Ｍｏｄｅ  Ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ  Ｒａｔｉｏ）がゼロに近づくように、前記混合光のパワーを前記位相差ごとに変化させるパワー制御手段と、を備え、
前記パワー制御手段は、前記多波長信号又は前記局発光が前記光回路に入力されていない状態での前記バランス型フォトダイオードの出力電流をモニタし、出力電流が最小になるように、前記混合光のパワーを前記位相差ごとに制御し、
前記パワー制御手段は、前記バランス型フォトダイオードの出力電流を用いて復調した前記光信号の信号品質をモニタし、信号品質が最適になるように、前記混合光のパワーを前記位相差ごとに制御する、
コヒーレント光受信装置。
【請求項２】
前記パワー制御手段は、前記光回路と前記バランス型フォトダイオードの間の光路に設けられ、前記混合光のパワーを前記位相差ごとに減衰させる光減衰器であることを特徴とする請求項１に記載のコヒーレント光受信装置。
【請求項３】
前記パワー制御手段は、前記バランス型フォトダイオードの位置を、前記混合光の前記位相差ごとに制御する可動機構であることを特徴とする請求項１に記載のコヒーレント光受信装置。
【請求項４】
前記パワー制御手段は、前記光回路に設けられ、前記混合光のパワーを前記位相差ごとに減衰させる光減衰回路であることを特徴とする請求項１に記載のコヒーレント光受信装置。
【請求項５】
複数の信号光が波長多重された多波長信号と前記信号光を復調するための局発光が入力された光回路から、前記信号光と前記局発光との混合光を前記信号光と前記局発光の位相差ごとに出力し、前記光回路からの前記混合光を、バランス型フォトダイオードを用いて受光することによって前記多波長信号を受信するコヒーレント光受信方法であって、
前記光回路及び前記バランス型フォトダイオードの特性から決定されるＣＭＲＲがゼロに近づくように、前記混合光のパワーを前記位相差ごとに変化させるパワー制御手順と、
前記多波長信号を受信する受信手順と、
を順に有し、
前記パワー制御手順は、
前記多波長信号又は前記局発光が前記光回路に入力されていない状態での前記バランス型フォトダイオードの出力電流をモニタし、出力電流が最小になるように、前記混合光のパワーを前記位相差ごとに制御し、
前記バランス型フォトダイオードの出力電流を用いて復調した前記光信号の信号品質をモニタし、信号品質が最適になるように、前記混合光のパワーを前記位相差ごとに制御する、
コヒーレント光受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、コヒーレント光通信における光受信装置と光受信方法に関する。本発明は良好な受信特性を有する波長多重コヒーレント伝送システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、コヒーレント伝送方式にデジタル信号処理技術を適用したデジタルコヒーレントファイバ伝送システムの研究開発が進み、一部導入が始まっている。現在の光通信システムは、波長多重伝送方式が前提になっており、コヒーレント伝送方式も波長多重伝送が前提となっているが、所望の信号光の選択において、従来の直接検波方式と比べて大きな利点がある。
【０００３】
元々、コヒーレント伝送方式は、受信部にて、同時に受信する多数の光信号の中から、所望の光信号のキャリア周波数とごく近い周波数の局発光を合波し、フォトダイオードで受光して電気信号に変換し、それらのビート信号を抽出して電気的に信号を復調するものであり、直接検波方式と異なり、所望の光信号だけを取り出すための波長選択用の光部品が原理的には不要となる［非特許文献１］。
【０００４】
そこで、例えば、デジタルコヒーレント方式をＲＯＡＤＭ（Ｒｅｃｏｎｆｉｇｕｒａｂｌｅ  Ｏｐｔｉｃａｌ  Ａｄｄ  Ｄｒｏｐ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ）システムに導入すれば、ＲＯＡＤＭノードにおいて、光信号を分波する際に、ＷＳＳ（Ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ  Ｓｅｌｅｃｔｉｖｅ  Ｓｗｉｔｃｈ）やＡＷＧ（Ａｒｒａｙｅｄ  Ｗａｖｅｇｕｉｄｅ  Ｇｒａｔｉｎｇ）、波長可変フィルタなどの装置が不要になり、コストの低減化が実現すると考えられる。また、直接検波方式の場合、このような波長選択部品の性能が不十分であると、非選択波長（チャネル）によるクロストークが原因の雑音が生じる恐れがあるが、コヒーレント伝送方式においてはその懸念はない。ただし、受信機の帯域がチャネル間隔（典型的には５０ＧＨｚ）より十分小さいと想定している。
【０００５】
このようにコヒーレント伝送方式では、光フィルタ等を前置することなく、全チャネルの光を一括して受信することが原理的には可能である。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】Ｓ．Ｒｙｕ，“Ｃｏｈｅｒｅｎｔ  Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  Ｓｙｓｔｅｍｓ”，Ａｒｔｅｃｈ  Ｈｏｕｓｅ，１９９５，ｐｐ．１−４．
【非特許文献２】Ｓ．Ｒｙｕ，“Ｃｏｈｅｒｅｎｔ  Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  Ｓｙｓｔｅｍｓ”，Ａｒｔｅｃｈ  Ｈｏｕｓｅ，１９９５，ｐｐ．１１７−１２２．
【非特許文献３】Ｍ．Ｓｅｉｍｅｔｚ，“Ｈｉｇｈ−Ｏｒｄｅｒ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  ｆｏｒ  Ｏｐｔｉｃａｌ  Ｆｉｂｅｒ  Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ”，Ｓｐｒｉｎｇｅｒ，２００９，ｐｐ．７９−８４．
【非特許文献４】Ｏｐｔｉｃａｌ  Ｉｎｔｅｒｎｅｔｗｏｒｋｉｎｇ  Ｆｏｒｕｍ，  Ｉｍｐｌｅｍｅｎｔａｔｉｏｎ  Ａｇｒｅｅｍｅｎｔ  ｆｏｒ  Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｄｕａｌ  Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ  Ｉｎｔｒａｄｙｎｅ  Ｃｏｈｅｒｅｎｔ  Ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ，  ＩＡ＃ＯＩＦ−ＤＰＣ−ＲＸ−０１．０．
【非特許文献５】渡辺、他、“超低消費電力ＰＬＣ光ＶＯＡスイッチ”、信学技報、ＯＰＥ２００７−１４（２００７−０５）。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
上記のようにコヒーレント伝送方式では、一般に非選択波長、すなわち異波長によるクロストークは、本来考えられていなかった。しかしながら、このような認識は光増幅器の使用を前提としていない場合であり、現状の光ファイバ伝送システムにおいては、光信号は光増幅器を通過するため、光増幅器から発生するＡＳＥ（Ａｍｐｌｉｆｉｅｄ  Ｓｐｏｎｔａｎｅｏｕｓ  Ｅｍｉｓｓｉｏｎ）が混入してくることになる。このため、選択、非選択にかかわらず、受信する光信号にはすべてＡＳＥが含まれており、非選択光信号とそれに含まれるＡＳＥ信号とのビート周波数のうち、受信機の帯域に納まるものは、雑音となる（ビート雑音）。したがって、コヒーレント受信であっても現実には、非選択光信号による影響が問題となり、非選択光信号のパワーやチャネル数が増えるほど雑音は大きくなると考えられるので、見かけ上、異波長によるクロストークが生じる。また非選択光信号に強度揺らぎがあれば、それによる強度雑音も生じうる。
【０００８】
一方、元々局発光による強度雑音をキャンセルするために提案されたバランス型フォトダイオードを用いたコヒーレント光受信装置を用いれば、非選択光信号の強度雑音のみならず、非選択光信号とそれに含まれるＡＳＥによって生じるビート雑音の影響もキャンセルすることが可能となるが、実際の受信機は、ＣＭＲＲ（Ｃｏｍｍｏｎ  Ｍｏｄｅ  Ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ  Ｒａｔｉｏ）で規定される不完全性を有しており［非特許文献２］、強度雑音やビート雑音の影響を完全にキャンセルすることは困難であると考えられる。
【０００９】
上記について具体的な例として偏波多重ＱＰＳＫ変調方式の受信系の場合を取り上げて説明する。以下、電界等の表示は［非特許文献３］を参考にしている。図１に受信系のモデル図を示す。選択光信号の電界をＥｓ（ｔ）とし、非選択である他チャネルの信号光電界をＥｉ（ｔ）とする。これらは光増幅器、例えばＥＤＦＡ（Ｅｒｂｉｕｍ  Ｄｏｐｅｄ  Ｆｉｂｅｒ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）を通過するために最終的に雑音としてのｎｓ（ｔ）、ｎｉ（ｔ）のＡＳＥ電界が付加されている。ここで、ｎｓ（ｔ）が選択光信号周波数でのＡＳＥ電界、ｎｉ（ｔ）が非選択チャネル周波数におけるＡＳＥ電界である。各信号はＰＢＳ（Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ  Ｂｅａｍ  Ｓｐｌｉｔｔｅｒ）により、Ｘ偏波とＹ偏波に分けられ、２×４  ９０度ハイブリッドに入射する。以降の説明は偏波に直接関係しないので、Ｘ偏波にのみ注目する。９０度ハイブリッドへの入力と出力の関係は式（１）〜（４）で表される。
【数１】
0005792086.tif 000002
【００１０】
ここでＥｓ（ｔ）、Ｅｌｏ（ｔ）は、それぞれ、信号電界と局発光電界である。Ｅｏｕｔ１（ｔ）とＥｏｕｔ３（ｔ）は、Ｉ相成分の電界であり、Ｅｏｕｔ２（ｔ）とＥｏｕｔ４（ｔ）は、Ｑ相成分の電界となる。各係数は理想的には１／２であるが、実際は１／２からはわずかにずれているため、厳密には（１）〜（４）のように係数ａｓ１〜ａｓ４、ａｌ１〜ａｌ４を用いて表される。以下、多波長の光信号を一括受信することを前提とするのでＥｓ（ｔ）は式（５）のように置き換えられる。
【数５】
0005792086.tif 000003
式（５）の第２項は、選択光信号に付随するＡＳＥ成分であり、第３項は、非選択チャネル信号および非選択チャネル周波数におけるＡＳＥ成分の和である。
【００１１】
９０度ハイブリッドからの出力は各フォトダイオードによって受光されるが、その際、フォトダイオードに流れる電流は、（６）〜（９）で与えられる。ここでＲ１〜Ｒ４は、各フォトダイオードの感度である。またｉｓｈ１、ｉｓｈ２、ｉｓｈ３、ｉｓｈ４はショット雑音電流である。
【数６】
0005792086.tif 000004
【００１２】
次にＣＭＲＲをＩ相とＱ相、それぞれに対して信号光と局発光に関して（１０）〜（１３）のように定義する。ここでこれらの絶対値をとったものが通常のＣＭＲＲの定義［非特許文献４］に相当するが、本質は変わらない。
【数１０】
0005792086.tif 000005
【００１３】
以上により、バランス型フォトダイオードの出力は、Ｉ相並びにＱ相に関して、（１４）及び（１５）のように表される。ただし、レーザ光の位相揺らぎやショット雑音は無視した。
【数１４】
0005792086.tif 000006
ここで、
【数１５】
0005792086.tif 000007
は、それぞれ選択光信号とＡＳＥとのビート成分（雑音）、非選択光信号とＡＳＥとのビート成分（雑音）、選択光信号と局発光とのビート成分（信号成分）、局発光とＡＳＥとのビート成分（雑音）である。
【００１４】
一方、理想的な受信系の場合、各ＣＭＲＲは０であり、（１６）及び（１７）のように表される。第一項は選択信号光と局発光とのビート信号であり、第二項は局発光とＡＳＥ光とのビート雑音である。
【数１６】
0005792086.tif 000008
【００１５】
ＣＭＲＲが０の場合、信号対雑音比は第二項にのみ依存するが、バランス型フォトダイオードを用いたコヒーレント光受信装置の製造誤差による不完全性によりＣＭＲＲが無視できない場合、様々な雑音電流が存在し、信号対雑音比が劣化することになる。しかしながら、実際のコヒーレント光受信装置の製造においては、誤差が入るのは避けられずＣＭＲＲは何らかの値を持つため、様々な雑音電流を完全にキャンセルすることは困難である。
【００１６】
本発明は、かかる課題を解決したものであり、ＣＭＲＲが小さい、バランス型フォトダイオードを用いたコヒーレント光受信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
課題を解決するためには、式（１０）及び（１２）と式（１４）及び（１５）から、何らかの補正手段を用いてＣＭＲＲＳＩ＝０ならびにＣＭＲＲＳＱ＝０になるようにすればよいことがわかる。すなわち、原理的にはＲ１ａｓ１２−Ｒ２ａｓ３２＝０ならびにＲ３ａｓ２２−Ｒ４ａｓ４２＝０になるようにすればよい。Ｒ１〜Ｒ４はフォトダイオードの感度であり、これは制御が困難であるが、ａｓ１〜ａｓ４に関しては、バランス型フォトダイオードへの光入力を調整する機構を付加することにより、ａｓ１〜ａｓ４を変化させることができ、各ＣＭＲＲは制御可能になる。
【００１８】
そこで、本発明は、ＷＤＭ信号から受信対象以外の信号光を光フィルタで除去せずにコヒーレント検波の周波数選択特性を用いて受信対象とする１波長の信号光のみを復調するコヒーレント光受信装置において、受信対象以外の信号光干渉の影響を抑制するために、受信対象とする信号光に関する同相除去比（ＣＭＲＲ)を調整することを特徴とする。
【００１９】
具体的には、本発明に係るコヒーレント光受信装置は、複数の信号光が波長多重された多波長信号と前記信号光を復調するための局発光が入力され、前記信号光と前記局発光との混合光を前記信号光と前記局発光の位相差ごとに分配して出力する光回路と、前記光回路からの前記混合光を受光し、前記位相差が逆相となる前記混合光同士の差分に相当する電気信号を出力するバランス型フォトダイオードと、前記混合光のパワーを前記位相差ごとに制御することによって、前記光回路及び前記バランス型フォトダイオードの特性から決定されるＣＭＲＲがゼロに近づくように、前記混合光のパワーを前記位相差ごとに変化させるパワー制御手段と、を備え、前記パワー制御手段は、前記多波長信号又は前記局発光が前記光回路に入力されていない状態での前記バランス型フォトダイオードの出力電流をモニタし、出力電流が最小になるように、前記混合光のパワーを前記位相差ごとに制御し、前記パワー制御手段は、前記バランス型フォトダイオードの出力電流を用いて復調した前記光信号の信号品質をモニタし、信号品質が最適になるように、前記混合光のパワーを前記位相差ごとに制御する。
【００２０】
本発明に係るコヒーレント光受信装置では、前記パワー制御手段は、前記光回路と前記バランス型フォトダイオードの間の光路に設けられ、前記混合光のパワーを前記位相差ごとに減衰させる光減衰器であってもよい。
【００２１】
本発明に係るコヒーレント光受信装置では、前記パワー制御手段は、前記バランス型フォトダイオードの位置を、前記混合光の前記位相差ごとに制御する可動機構であってもよい。
【００２２】
本発明に係るコヒーレント光受信装置では、前記パワー制御手段は、前記光回路に設けられ、前記混合光のパワーを前記位相差ごとに減衰させる光減衰回路であってもよい。
【００２５】
具体的には、本発明に係るコヒーレント光受信方法は、複数の信号光が波長多重された多波長信号と前記信号光を復調するための局発光が入力された光回路から、前記信号光と前記局発光との混合光を前記信号光と前記局発光との位相差ごとに出力し、前記光回路からの前記混合光を、バランス型フォトダイオードを用いて受光することによって前記多波長信号を受信するコヒーレント光受信方法であって、前記混合光のパワーを前記位相差ごとに制御することによって、前記光回路及び前記バランス型フォトダイオードの特性から決定されるＣＭＲＲがゼロに近づくように、前記混合光のパワーを前記位相差ごとに変化させるパワー制御手順と、前記多波長信号を受信する受信手順と、を順に有し、前記パワー制御手順は、前記多波長信号又は前記局発光が前記光回路に入力されていない状態での前記バランス型フォトダイオードの出力電流をモニタし、出力電流が最小になるように、前記混合光のパワーを前記位相差ごとに制御し、前記バランス型フォトダイオードの出力電流を用いて復調した前記光信号の信号品質をモニタし、信号品質が最適になるように、前記混合光のパワーを前記位相差ごとに制御する。
【００２６】
なお、上記各発明は、可能な限り組み合わせることができる。
【発明の効果】
【００２７】
バランス型フォトダイオードを用いたコヒーレント光受信装置において、ＣＭＲＲを十分小さくすることができるため、波長多重信号を一括で受信する際、良好な受信特性を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】バランス型フォトダイオードを用いた、偏波多重ＱＰＳＫ変調方式のコヒーレント光受信系のモデルの説明図である。
【図２】従来のバランス型フォトダイオードを用いたコヒーレント光受信装置の構成の説明図である。
【図３】可変光減衰器を設けた９０度ハイブリッドの説明図である。
【図４】フロントエンドでの信号電圧が最小になるようにＰＬＣ上の可変光減衰器の薄膜ヒータへの電流を制御することを説明する図である。
【図５】局発光を利用してＣＭＲＲを単体で調整するための構成を説明する図である。
【図６】９０度ハイブリッドとフォトダイオードの間に可変光減衰器を設けたコヒーレント光受信装置の説明図である。
【図７】フォトダイオードの位置を可変にできる機構を設けたコヒーレント光受信装置の説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００２９】
以下に本発明の実施形態について詳細に説明する。従来のバランス型フォトダイオードを用いたコヒーレント光受信装置と大きく異なる点は、バランス型フォトダイオードへの光入力が制御できる機構を備えていることである。従来のコヒーレント光受信装置の模式図を図２に示す。コヒーレント光受信装置は、局発光レーザ１１と、光回路としての９０度ハイブリッド１２と、バランス型フォトダイオード１３と、信号処理部１４と、を備える。９０度ハイブリッド１２は、複数の信号光が波長多重された多波長信号と局発光レーザ１１からの局発光が入力され、多波長信号と局発光をミキシングして、信号光と局発光との位相差が０°、９０°、１８０°、２７０°の混合光を生成する。バランス型フォトダイオード１３は、上記位相差が０°の混合光と１８０°の混合光を受光してこれらの差分に相当する電気信号を出力するとともに、位相差が９０°の混合光と位相差が２７０°の混合光を受光してこれらの差分に相当する電気信号を出力する。信号処理部１４は、バランス型フォトダイオード１３からの出力信号を用いて各チャネルの信号光を復調し、送信データを再生する。９０度ハイブリッド１２とバランス型フォトダイオード１３の間に、位相差が異なる混合光の間の遅延調整を行う機構が備わっていてもよい。
【００３０】
本実施形態に係るコヒーレント光受信装置は、ＣＭＲＲを小さくするために、パワー制御手段を備える。本実施形態に係るコヒーレント光受信方法は、パワー制御手段が９０度ハイブリッド１２からの信号光と局発光との位相差が異なる混合光のパワーを独立に制御するパワー制御手順と、多波長信号を受信する受信手順と、を順に有する。これにより、ａｓ１〜ａｓ４を変化させることができ、各ＣＭＲＲは制御可能になる。理想的には各ＣＭＲＲを０にすべきであるが、現実的には何らかの方法でできるだけ０に近づけることになる。
【００３１】
なお、局発光の揺らぎが問題になる場合もありうるのでＣＭＲＲＬＩならびにＣＭＲＲＬＱはできるだけ小さくなることが望ましいが、ＣＭＲＲＳＩとＣＭＲＲＳＱが小さければ、ＣＭＲＲＬＩならびにＣＭＲＲＬＱも小さくなると考えられる。ここで、ＣＭＲＲＳＩとＣＭＲＲＳＱの現実的な目標値は第一義的には、［非特許文献４］に記載の推奨値でよいが、以下のような簡単な考察により局発光と信号光パワーの比からも目標値もしくは必要条件の目安が得られる。
【００３２】
まず式（１４）を局発光に依存する成分（１８）と無依存の成分（１９）に分けて考える。（１５）でも同様である。
【数１８】
0005792086.tif 000009
【００３３】
前述したように、本来は、（１６）および（１７）でわかる通り、局発光とＡＳＥとのビート雑音のみが雑音で、これにより受信感度や伝送品質が制限される。一方、すでに説明したように、バランス型受信が不完全な場合、様々な雑音が顕在化するが、式（１９）を見ると、｜Ｅｉ（ｔ）｜２などはほとんど直流成分であるため、各光信号とＡＳＥとのビート雑音の総和が支配的と考えられる。このビート雑音の総和が、本来の伝送品質の制限要因である局発光とＡＳＥとのビート雑音と同程度になると、伝送品質が本来の値より著しく劣化し、伝送ペナルティが顕著になると考えられる。式（１８）及び（１９）から、局発光とＡＳＥとのビートに起因する雑音電流と、各光信号とＡＳＥとのビートに起因する雑音電流とが同程度になる条件は、式（２０）のように表される。また、式（２１）も成り立つため、条件は、式（２２）のように簡単になる。
【数２０】
0005792086.tif 000010
【００３４】
式（２２）が、すなわち、伝送ペナルティが顕著になる条件を示すが、左辺が右辺より大きいことが、伝送ペナルティが小さくなる条件となるので大まかに考えると、
局発光パワー＞｜ＣＭＲＲＳＩ｜×全受信光信号のパワーの和    （２３）
という条件が、伝送ペナルティが顕著に現れない必要条件と言える。ここでＡＳＥはどのチャネルでも同一レベルとするなどの想定をした。
【００３５】
また、Ｉ相でもＱ相でも違いはなく、偏波多重信号でもそのままの式でよく、さらに一般的なＣＭＲＲの表現を用いて、
局発光パワー＞ＣＭＲＲ×全受信光信号のパワーの和    （２４）
と表現できる。
【００３６】
あるいは、デシベル表示で
局発光パワー（ｄＢｍ）＞ＣＭＲＲ（ｄＢ）＋全受信光信号のパワーの和（ｄＢｍ）
（２５）
でもよい。
【００３７】
あるいは、上記を変形して
励起光と全受信光信号パワーの比（ｄＢ）＞ＣＭＲＲ（ｄＢ）    （２６）
としてもよい（左辺は、１０×ｌｏｇ１０［励起光パワー÷全光信号パワー］）。
このようにしてＣＭＲＲの目標値の目安もしくは満たすべき必要条件が得られる。
【００３８】
ここで注意すべきは、一般に光部品の特性やフォトダイオードの感度は波長依存性があるので、ＣＭＲＲの値は波長依存性を持つと考えられ、ある波長（チャネル）を用いてＣＭＲＲの値を最小にしたとしても、異なる波長の信号を受信の際には必ずしも最適条件とは限らないということである。このため、光パスの変更などで選択波長が変わる場合、条件が変わり雑音が増えないようにする必要がある。また、（１４）、（１５）の導出に当たっては、上記で述べた光部品やフォトダイオードの特性の波長依存性を無視して、（１）〜（４）における係数ａｓ１〜ａｓ４はどの波長でも一定としたが、実際は、わずかに変わると考えられ、そのため、ある単一波長でＣＭＲＲを最適化しても、多波長一括受信の際には、最適条件から外れる可能性がある。
【００３９】
そこで本発明では、運用前にある波長の信号光もしくは局発光で大まかにＣＭＲＲを制御し、できる限りＣＭＲＲを最小にしておく。そして、運用後は電気変換された選択信号の状態の情報を、ＣＭＲＲを制御するための物理的な調整機構に常にフィードバックする。このように、本発明は、予めＣＭＲＲを最適化してそれを固定値として用いるのではなく、初期値のＣＭＲＲからは劣化する可能性があるが、電気変換された信号の状態が良好になるようにＣＭＲＲを随時変動させる。これにより、光パスの動的変更により、選択波長が変更になったり、一括受信する波長数が変化したりしてもできるだけ伝送品質を局発光とＡＳＥの比で制限される品質に保つことができる。
【００４０】
（実施形態１）
本発明の実施例のひとつを図３に示す。パワー制御手段として、９０度ハイブリッド１２を形成している平面光波回路自体に可変光減衰器２３（ＶＯＡ：Ｖａｒｉａｂｌｅ  Ｏｐｔｉｃａｌ  Ａｔｔｅｎｕａｔｏｒ）を形成している。可変光減衰器２３は、例えば、各位相成分に分離された光のパワーを独立に減衰させる薄膜ヒータ２３２である。平面光波回路上の可光変減衰器２３は、各位相成分に分離された混合光を２分岐する３ｄＢカプラ２３１を形成し、その各分岐経路上に薄膜ヒータ２３２を形成し、これら分岐経路を結合するカプラ２３４を形成することで実現できる。減衰量は、薄膜ヒータ２３２に流す電流を制御することで実現できる［非特許文献５］。
【００４１】
実際の減衰量の設定に関しては、式（１６）および（１７）からわかるようにＣＭＲＲが０の状態では、局発光が入射していなければ電流は流れないことになるので、光信号及び光増幅器からのＡＳＥを入射させて、フロントエンドでの信号電圧が最小になるように減衰量を調整すればよい。
【００４２】
図４にその説明図を示す。信号処理部１４は、バランス型フォトダイオード１３からの各出力信号の信号電圧値を算出し、ＣＭＲＲ制御部２７へ出力する。ＣＭＲＲ制御部２７は、信号処理部１４からの信号電圧値が最小になるように、各薄膜ヒータ２３２に流す電流を制御する。これにより運用前にＣＭＲＲをできるだけ最小化することが可能になる。
【００４３】
図５は、９０度ハイブリッド１２の前に２×２光スイッチ２８を具備し、信号光がない状態で、局発光を信号光ポートに入射するように切り替えることで、局発光を信号光の代わりに用いるための構成である。これも運用前にＣＭＲＲを制御するためのものである。この場合も、ＣＭＲＲ制御部２７は、信号処理部１４からの信号電圧値が最小になるように、薄膜ヒータ２３２に流す電流を制御する。
【００４４】
次に実際に多波長一括受信が始まった後は、ＣＭＲＲ制御部２７は、復調後の信号品質、例えばＱ値などをモニタし、信号品質が最適になるようＣＭＲＲ値を制御する。具体的には、例えば、図３の場合、ＣＭＲＲ制御部２７は、バランス型フォトダイオード１３の片側のＶＯＡ２３の減衰量を微少に与え、バランス型フォトダイオード１３のバランスをわずかに変える。例えば、逆相となる位相差を持つ混合光の一方を減衰させる薄膜ヒータ２３２に流す電流を変化させることで、減衰量を変化させる。信号処理部１４は、復調後の信号品質を算出してＣＭＲＲ制御部２７へ出力する。ＣＭＲＲ制御部２７は、信号処理部１４からの信号品質がわずかに上がれば、さらに同方向にＶＯＡ２３を減衰させ、一方、信号処理部１４からの伝送品質が下がる場合は、逆の方向にバランスが変わるようにＶＯＡ２３を操作することを繰り返せばよい。
【００４５】
（実施形態２）
図６に、本実施形態に係るコヒーレント光受信装置の一例を示す。本実施形態に係るコヒーレント光受信装置は、９０度ハイブリッド１２とバランス型フォトダイオード１３の間に、パワー制御手段としてＶＯＡ２１を設けている。ＶＯＡ２１は、混合光のパワーを位相成分ごとに減衰させる。
【００４６】
減衰量の設定については、実施形態１と同様である。実施形態１との相違は、ＣＭＲＲ制御部２７が、可変光源衰器２１の減衰量を、信号光と局発光の位相差の異なる混合光ごとに制御する点である。
【００４７】
（実施形態３）
図７に、本実施形態に係るコヒーレント光受信装置の一例を示す。本実施形態に係るコヒーレント光受信装置は、バランス型フォトダイオード１３の位置を可変にして二つのバランス型フォトダイオード１３への入力パワーを制御するパワー制御手段を備える。例えば、ピエゾアクチュエータ２２を用いて、バランス型フォトダイオード１３の位置を移動させる。移動は、例えば、９０度ハイブリッド１２からの出力光の光軸と略垂直方向に水平移動させる。
【００４８】
減衰量の設定については、実施形態１と同様である。実施形態１との相違は、ＣＭＲＲ制御部２７が、バランス型フォトダイオード１３の移動距離を、信号光と局発光の位相差が異なる混合光ごとに制御する点である。
【産業上の利用可能性】
【００４９】
以上説明したように、本発明は、波長多重光伝送システムに適用され、特に光分岐挿入機能を有する波長多重光ネットワークに有用である。
【符号の説明】
【００５０】
１１：局発光レーザ
１２：９０度ハイブリッド
１３：バランス型フォトダイオード
１４：信号処理部
２１、２３：ＶＯＡ
２３１、２３４：カプラ
２３２：薄膜ヒータ
２７：ＣＭＲＲ制御部
２８：２×２スイッチ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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