(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次巻線と二次出力巻線を有するトランスと、
一次巻線を励磁する直流電源の低圧側端子と一次巻線との間に直列に接続されたスイッチングトランジスタと、
所定周期でスイッチングトランジスタを開閉制御するドライブ信号をスイッチングトランジスタの制御端子へ出力するドライブ回路と、
トランスの二次側の一対の高圧側出力線と低圧側出力線間の出力電圧に応じてドライブ信号によるスイッチングトランジスタの閉時間を制御し、出力電圧を定電圧制御する定電圧制御回路とを備えたＤＣ−ＤＣコンバータであって、
スイッチングトランジスタの一次巻線との接続側の接続点Ａの電圧Ｖｄと、スイッチングトランジスタがスイッチング動作している間の接続点Ａの電圧Ｖｄの変動範囲で任意に設定する閾値電圧Ｖｔｈとを比較する比較回路と、
ドライブ回路から出力されるドライブ信号と非同期で、比較回路が電圧Ｖｄと閾値電圧Ｖｔｈを比較した極性が、少なくともスイッチングトランジスタが開閉する前記所定周期内に変化しない場合に、能動状態でのスイッチングトランジスタの動作と判定する異常判定回路とを備えたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
一次巻線と一次副巻線と二次出力巻線を有するトランスと、
一次巻線を励磁する直流電源の低圧側端子と一次巻線との間に直列に接続されたスイッチングトランジスタと、
所定周期でスイッチングトランジスタを開閉制御するドライブ信号をスイッチングトランジスタの制御端子へ出力するドライブ回路と、
トランスの二次側の一対の高圧側出力線と低圧側出力線間の出力電圧に応じてドライブ信号によるスイッチングトランジスタの閉時間を制御し、出力電圧を定電圧制御する定電圧制御回路とを備えたＤＣ−ＤＣコンバータであって、
一次副巻線の一端が前記直流電源の低圧側端子又は高圧側端子に接続されており、スイッチングトランジスタがスイッチング動作している間の一次副巻線の他端の電圧Ｖｄの変動範囲で任意に設定する閾値電圧Ｖｔｈとを比較する比較回路と、
ドライブ回路から出力されるドライブ信号と非同期で、比較回路が電圧Ｖｄと閾値電圧Ｖｔｈを比較した極性が、少なくともスイッチングトランジスタが開閉する前記所定周期内に変化しない場合に、能動状態でのスイッチングトランジスタの動作と判定する異常判定回路とを備えたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
異常判定回路が能動状態でのスイッチングトランジスタの動作と判定した際に、前記直流入力電源と一次巻線間に接続される非常停止スイッチを開制御する保護回路を備えたことを特徴とする請求項１又は請求項２のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電圧を負荷に適した安定した直流電圧へ変換するＤＣ−ＤＣコンバータに関し、更に詳しくは、スイッチングトランジスタの開閉動作によりトランスの一次巻線に流れる電流を断続し、トランスの一次側の直流入力電圧を異なる直流出力電圧に変換してトランスの二次側から出力する絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流の入力電圧を異なる直流出力電圧に変換して負荷へ出力するもので、ノート型パソコンなど種々の電気製品内の異なる直流電圧で動作する電子回路毎に備えられ、入力電圧をその電子回路が必要とする安定した直流電圧に変換して出力する。ＤＣ−ＤＣコンバータは、その動作原理から、インダクタに流れる電流をスイッチングトランジスタで断続し、直流入力電圧を異なる電圧や極性の直流出力電圧に変換する非絶縁型とトランスで入力電圧を昇降する絶縁型とに分けられるが、直流入力電圧との電位差が大きい出力電圧に変換する変換器として、携帯電話機、携帯音楽プレーヤ等の携帯電子機器の充電器やＡＣアダプタには、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータが採用されている。
【０００３】
図４は、この従来の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの一例のフライバックコンバータ１００を示すもので、図中、１０ａは、直流電源１の高圧側端子、１０ｂは、低圧側端子であり、１１ａは、トランス１１の一次巻線、１１ｂは、トランス１１の二次出力巻線である。直流電源１０に対してトランス１１の一次巻線１１ａと直列に接続されるスイッチングトランジスタＴｒ１は、例えばＦＥＴ（電界効果トランジスタ）で構成され、ドライブ回路３からスイッチングトランジスタＴｒ１のゲートに出力されるドライブ信号により開閉制御される。スイッチングトランジスタＴｒ１が閉じ制御（オン制御）され、飽和状態で動作している間は、直流入力電源１０からトランス１１の一次巻線１１ａに励磁電流が流れ、スイッチングトランジスタＴｒ１が開制御（オフ制御）されると、閉じ制御期間中に一次巻線１１ａに流れる励磁電流によりトランス１１に蓄積された電力が、二次出力巻線１１ｂから放出される。
【０００４】
トランス１１の二次側には、整流平滑化回路を構成する整流用ダイオード１５と平滑コンデンサ１６が設けられ、二次出力巻線１１ｂの出力を整流平滑化して、直流電源１の入力電圧Ｖｉｎを高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間の出力電圧Ｖｏに変換して高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間に接続する負荷へ出力している。一対の出力線２０ａ、２０ｂ間には、その出力電圧Ｖｏを負荷の定格に合わせて設定する設定電圧と比較して監視する電圧監視回路１２が設けられ、定電圧制御回路を構成するトランス１１の二次側の電圧監視回路１２と一次側のドライブ回路３とが、フォトカップリングするフォトカプラ発光素子１３とフォトカプラ受光素子１４により接続されている。
【０００５】
電圧監視回路１２は、高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間の出力電圧Ｖｏが設定電圧を越えている限り、フォトカプラ発光素子１３を発光制御し、フォトカプラ受光素子１４はフォトカプラ発光素子１３からの発光を受光すると、ドライブ回路３へ出力電圧Ｖｏが設定電圧を超えている状態を示すリミット信号を出力する。トランス１１に蓄積される電力に応じて増減する出力電圧Ｖｏは、単位時間中のスイッチングトランジスタＴｒ１の閉じ制御時間の増減により制御できるので、ドライブ回路３は、リミット信号でＰＷＭ変調やＰＦＭ変調してドライブ信号のオンデューティを可変制御し、フォトカプラ受光素子１４からリミット信号を受けている間に、スイッチングトランジスタＴｒ１を閉じ制御するドライブ信号のオンデューティを低下させ、リミット信号を受けていない間、オンデューティを増加させる。
【０００６】
これにより、例えば、出力電圧Ｖｏが設定電圧を超えている場合には、ドライブ回路３からオンデューティを低下させたドライブ信号がスイッチングトランジスタＴｒ１のゲートに出力され、単位時間内のオン制御時間が短縮されるので、出力電圧Ｖｏが低下する。逆に、出力電圧Ｖｏが設定電圧より低い場合には、オンデューティが増加したドライブ信号がスイッチングトランジスタＴｒ１のゲートに出力され、単位時間内のオン制御時間が延長されるので、出力電圧Ｖｏは、設定電圧を超えるまで上昇し、これを繰り返して出力電圧Ｖｏは所定の設定電圧に定電圧制御される。
【０００７】
一般にこの種のＤＣ−ＤＣコンバータには、過負荷や出力線の短絡などの予期しない異常動作状態になると、負荷の回路が破損したり、火災等の危険があるので、出力電圧の低下や出力電流の異常上昇等を検知して、出力線２０ａ、２０ｂを遮断する保護回路が設けられている（特許文献１、２）。
【０００８】
また、トランス１１の一次巻線１１ａと直列にヒューズを接続し、一次巻線１１ａに流れ電流が所定の電流定格を超えた場合にヒューズで電流を遮断する保護回路を設けたＤＣ−ＤＣコンバータも知られている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２０１１−２４４６５９号公報
【特許文献２】特開平６−２８４７１４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
このような構成のＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、落雷など何らかの原因で、ドライブ回路３のＰＷＭ変調やＰＦＭ変調を行う変調回路等が故障し、スイッチングトランジスタＴｒ１のゲート（ベース）に一定電位のドライブ信号が出力され、スイッチング動作を停止して直流バイアス状態で動作し続ける場合があった。このとき、スイッチングトランジスタＴｒ１は能動状態で動作し、直流電源１０から、直列に接続されたトランス１１の一次巻線１１ａとスイッチングトランジスタＴｒ１の抵抗値で決定される電流が流れ続ける。
【００１１】
しかしながら、スイッチングトランジスタＴｒ１でのスイッチング損失をできる限り低下させて高効率に入力電圧を直流出力電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、放熱対策を講じたパワーＭＯＳやパワー・トランジスタを用いるシリーズレギュレータと異なり、オン抵抗により発生する熱エネルギーを発散できないので、スイッチングトランジスタＴｒ１が発熱して火災が発生するという重大事故発生の危険があった。
【００１２】
一方、スイッチングトランジスタＴｒ１が能動状態で動作していても、負荷による電力消費で出力電圧や出力電流は低下し、異常動作と判定する判定値を超えることがないので、特許文献１、２等に記載の保護回路では、上記異常動作を検知することができず、更に、多くのＤＣ−ＤＣコンバータが電気製品の筐体内に配置されることから、スイッチングトランジスタＴｒ１の異常発熱を外部から目視や感触で検知できず、電気製品の内部から発火するまで異常動作を発見できない恐れがあった。
【００１３】
また、トランス１１の一次巻線１１ａと直列にヒューズを接続したＤＣ−ＤＣコンバータであっても、スイッチングトランジスタＴｒ１が能動状態で動作する際に流れる電流は、ヒューズの電流定格を超えず、ヒューズによりその電流を遮断することもできなかった。  
【００１４】
すなわち、ドライブ回路３の変調回路等が故障して、スイッチングトランジスタＴｒ１を能動状態とするドライブ信号が連続して出力される現象は極めて希であるが、一度そのような故障が生じると、従来のＤＣ−ＤＣコンバータではこれを検知することができず高い確率で火災事故に至るという極めて重大な問題があった。
【００１５】
本発明は、このような従来の問題点を考慮してなされたものであり、簡単な回路構成でスイッチングトランジスタＴｒ１の能動状態での異常動作を検知するＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【００１６】
また、既存のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を変更することなく、能動状態で動作するスイッチングトランジスタＴｒ１が異常発熱する前に直流入力電源からの入力を停止し、火災の発生を未然に防止するＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
上述の目的を達成するため、請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータは、一次巻線と二次出力巻線を有するトランスと、一次巻線を励磁する直流電源の低圧側端子と一次巻線との間に直列に接続されたスイッチングトランジスタと、所定周期でスイッチングトランジスタを開閉制御するドライブ信号をスイッチングトランジスタの制御端子へ出力するドライブ回路と、トランスの二次側の一対の高圧側出力線と低圧側出力線間の出力電圧に応じてドライブ信号によるスイッチングトランジスタの閉時間を制御し、出力電圧を定電圧制御する定電圧制御回路とを備えたＤＣ−ＤＣコンバータであって、スイッチングトランジスタの一次巻線との接続側の接続点Ａの電圧Ｖｄと、スイッチングトランジスタがスイッチング動作している間の接続点Ａの電圧Ｖｄの変動範囲で任意に設定する閾値電圧Ｖｔｈとを比較する比較回路と、ドライブ回路から出力されるドライブ信号と非同期で、比較回路が電圧Ｖｄと閾値電圧Ｖｔｈを比較した極性が、少なくともスイッチングトランジスタが開閉する前記所定周期内に変化しない場合に、能動状態でのスイッチングトランジスタの動作と判定する異常判定回路とを備えたことを特徴とする。
【００１８】
スイッチングトランジスタのインダクタとの接続側の接続点Ａの電圧Ｖｄは、スイッチングトランジスタが飽和状態と遮断状態とを繰り返し正常にスイッチング動作している間の変動範囲で変動し、比較回路が電圧Ｖｄと閾値電圧Ｖｔｈを比較した極性は、スイッチングトランジスタが開閉する所定周期内に変化する。スイッチングトランジスタが能動状態で動作すると、入力電圧Ｖｉがほぼ一定で、接続点Ａの電圧Ｖｄもほぼ一定の電位を保つので、比較回路が電圧Ｖｄと閾値電圧Ｖｔｈを比較した極性が、スイッチングトランジスタが開閉する所定周期より長い検出期間Ｔｄであっても変化せず、異常判定回路は、これより、スイッチングトランジスタの正常なスイッチング動作と識別して能動状態の動作を判定できる。
【００１９】
請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータは、一次巻線と一次副巻線と二次出力巻線を有するトランスと、一次巻線を励磁する直流電源の低圧側端子と一次巻線との間に直列に接続されたスイッチングトランジスタと、所定周期でスイッチングトランジスタを開閉制御するドライブ信号をスイッチングトランジスタの制御端子へ出力するドライブ回路と、トランスの二次側の一対の高圧側出力線と低圧側出力線間の出力電圧に応じてドライブ信号によるスイッチングトランジスタの閉時間を制御し、出力電圧を定電圧制御する定電圧制御回路とを備えたＤＣ−ＤＣコンバータであって、一次副巻線の一端が前記直流電源の低圧側端子又は高圧側端子に接続されており、スイッチングトランジスタがスイッチング動作している間の一次副巻線の他端の電圧Ｖｄの変動範囲で任意に設定する閾値電圧Ｖｔｈとを比較する比較回路と、ドライブ回路から出力されるドライブ信号と非同期で、比較回路が電圧Ｖｄと閾値電圧Ｖｔｈを比較した極性が、少なくともスイッチングトランジスタが開閉する前記所定周期内に変化しない場合に、能動状態でのスイッチングトランジスタの動作と判定する異常判定回路とを備えたことを特徴とする。
【００２０】
一次副巻線の直流電源に直接接続していない他端の電圧は、スイッチングトランジスタが飽和状態と遮断状態とを繰り返し正常にスイッチング動作している間の変動範囲で変動し、比較回路が電圧Ｖｄと閾値電圧Ｖｔｈを比較した極性は、スイッチングトランジスタが開閉する所定周期内に変化する。スイッチングトランジスタが能動状態で動作すると、入力電圧Ｖｉがほぼ一定で、一次副巻線の他端の電圧もほぼ一定の電位を保つので、比較回路が電圧Ｖｄと閾値電圧Ｖｔｈを比較した極性が、スイッチングトランジスタが開閉する所定周期より長い検出期間Ｔｄであっても変化せず、異常判定回路は、これより、スイッチングトランジスタの正常なスイッチング動作と識別して能動状態の動作を判定できる。
【００２１】
請求項３に記載のＤＣ−ＤＣコンバータは、異常判定回路が能動状態でのスイッチングトランジスタの動作と判定した際に、前記直流入力電源と一次巻線間に接続される非常停止スイッチを開制御する保護回路を備えたことを特徴とする。
【００２２】
異常判定回路がスイッチングトランジスタの能動状態の動作と判定すると、非常停止スイッチが開制御され、直流入力電源からスイッチングトランジスタに流れる電流が停止されるので、能動状態の動作によるスイッチングトランジスタの発熱がなくなる。
【発明の効果】
【００２３】
請求項１又は請求項２の発明によれば、ドライブ回路の一部やスイッチングトランジスタ自体が故障し、スイッチングトランジスタが能動状態で動作していても、その能動状態の動作を正常なスイッチング動作と識別して判定できるので、スイッチングトランジスタの発熱の危険を使用者へ伝えたり、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を停止するなど、火災発生前に未然に火災事故回避手段を講じることができる。
【００２４】
また、スイッチングトランジスタの一次巻線との接続側の接続点Ａや一次副巻線のスイッチング動作で電圧変動する他端の電圧Ｖｄを監視するだけで、スイッチングトランジスタの能動状態の動作を検知できるので、既存のＤＣ−ＤＣコンバータに比較回路と異常判定回路を付加するだけで、これまでの保護回路で検知できなかった異常動作を検知できる。
【００２５】
請求項３の発明によれば、スイッチングトランジスタが異常に発熱する前に、その発熱を停止させ、火災発生を未然に防止できる。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】本願発明の一実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１の回路図である。
【図２】保護回路２のブロック図である。
【図３】本願発明の他の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ３０の回路図である。
【図４】従来の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２７】
本発明の一実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、１４１Ｖの直流入力電圧Ｖｉを５Ｖの直流出力電圧Ｖｏに変換するフライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータ１であり、以下、このＤＣ−ＤＣコンバータ１を、図１と図２を用いて説明する。図１は、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１の回路図であり、図４に示す従来のＤＣ−ＤＣコンバータ１００と比較して明らかなように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の基本構成を変更せずに、保護回路２と、直流入力電源１０の高圧側端子１０ａとスイッチングトランジスタＴｒ１間に接続される非常停止スイッチであるスイッチングトランジスタＴｒ２を加えたものである。従って、上述した従来の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００と主要な回路構成が共通するので、実質的に同一若しくは同様に作用する構成については、同一の番号を付してその詳細な説明を省略する。
【００２８】
直流入力電源１０は、１００Ｖの商用交流電源を整流平滑化した直流入力電圧Ｖｉが１０％程度電圧変動する不安定な電源で、＋１４１Ｖの高圧側端子１０ａと０Ｖの低圧側端子１０ｂの間に、上記スイッチングトランジスタＴｒ２と、トランス１１の一次巻線１１ａと、主スイッチング素子となるスイッチングトランジスタＴｒ１とが直列に接続されることにより、閉回路が形成される。
【００２９】
スイッチングトランジスタＴｒ１は、ＮチャネルＦＥＴ（電界効果トランジスタ）、スイッチングトランジスタＴｒ２は、ＰチャネルＦＥＴであり、スイッチングトランジスタＴｒ１は、定電圧制御回路の一部を構成するドライブ回路３にゲートが接続し、ドライブ回路３から出力されるドライブ信号によってオン、オフ制御される。また、スイッチングトランジスタＴｒ２は、保護回路２の後述するＲＳフリップフロップ回路５の出力にゲートが接続し、ＲＳフリップフロップ回路５の出力信号により、オン、オフ制御される。ここで、スイッチングトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のオン制御とは、そのスイッチングトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２を飽和状態としてドレイン−ソース間を閉じ制御することをいい、オフ制御とは、遮断状態としてドレイン−ソース間を開制御することをいう。
【００３０】
ドライブ回路３から出力されるドライブ信号は、例えば８００ｎＳの固定周期ＴでＨレベルとＬレベルの出力を繰り返すパルス信号である。ドライブ回路３からＨレベルのドライブ信号がスイッチングトランジスタＴｒ１のゲートに出力されている間は、スイッチングトランジスタＴｒ１がオン制御され、直流入力電源１０からトランス１１の一次巻線１１ａに励磁電流が流れる。このオン制御時間中は、整流用ダイオード１５の向きが二次出力巻線１１ｂに流れようとする誘導電流の向きと逆であるので、励磁電流によってトランス１１のコアが磁化され、電気エネルギーが蓄積される。
【００３１】
その後、ドライブ回路３からＬレベルのドライブ信号がスイッチングトランジスタＴｒ１のゲートに出力されると、スイッチングトランジスタＴｒ１はオフ制御され、オフ制御時間中に、トランス１１のコアに蓄積された電気エネルギーが解放され、二次出力巻線１１ｂから整流用ダイオード１５を通して平滑コンデンサ１６を充電する充電電流が流れ、平滑コンデンサ１６の両端の高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間に出力電圧Ｖｏ（平滑コンデンサ１６の充電電圧）が表れる。
【００３２】
この出力電圧Ｖｏが負荷の動作電圧である設定電圧となるように、電圧監視回路１２とドライブ回路３からなる定電圧制御回路で制御する。出力電圧Ｖｏが設定電圧より高い場合には、フォトカプラ受光素子１４からリミット信号を受けたドライブ回路３が、内蔵するパルス幅変調回路ＰＷＭにより、ドライブ信号の８００ｎＳの固定周期Ｔ中のＨレベルの時間を短縮制御し、オンデューティを低下させたドライブ信号がスイッチングトランジスタＴｒ１のゲートに出力される。その結果、スイッチングトランジスタＴｒ１の単位時間内のオン制御時間が短縮され、出力電圧Ｖｏが低下する。逆に、出力電圧Ｖｏが設定電圧より低い場合には、オンデューティを増加させたドライブ信号がスイッチングトランジスタＴｒ１のゲートに出力され、単位時間内のオン制御時間が延長されるので、出力電圧Ｖｏが上昇し、この制御を繰り返すことによって、出力電圧Ｖｏは設定電圧に定電圧制御される。
【００３３】
本実施の形態にかかる保護回路２は、図１、図２に示すように、スイッチングトランジスタＴｒ１とトランス１１の一次巻線１１ａとの間の接続点Ａの電位を監視するために接続点Ａに検出用端子Ｄａを接続させた異常判定回路４と異常判定回路４の出力に接続するＲＳフリップフロップ回路５とを備えている。異常判定回路４とＲＳフリップフロップ回路５は、高圧側端子１０ａに接続する定電流回路６と低圧側端子１０ｂの間に接続され、定電流回路６により安定電位に変換される直流入力電源１０を電源として動作している。
【００３４】
異常判定回路４は、接続点Ａの電圧Ｖｄと、スイッチングトランジスタＴｒ１がスイッチング動作している間の電圧Ｖｄの変動範囲で任意に設定する閾値電圧Ｖｔｈとを比較する図示しない比較回路を備えている。本実施の形態では、接続点Ａの電圧Ｖｄが、入力電圧Ｖｉの０Ｖから、＋１４１Ｖに一次巻線１１ａと二次出力巻線１１ｂの巻線比に応じて現れる電圧を加えた電圧の間で変動するので、前記閾値電圧Ｖｔｈを、例えばその間の＋２０Ｖに設定している。
【００３５】
スイッチングトランジスタＴｒ１が正常にスイッチング動作している間に、比較回路の極性は、少なくとも８００ｎＳの固定周期Ｔ内に反転する。一方、ドライブ回路３のパルス幅変調回路ＰＷＭ等が何らかの原因で故障し、スイッチングトランジスタＴｒ１のゲートに出力されるドライブ信号が一定電位となるとスイッチングトランジスタＴｒ１が能動状態で異常動作し、直流入力電圧Ｖｉがほぼ一定の電位であるので、接続点Ａの電圧Ｖｄも一定電位となり、比較回路の出力の極性は固定周期Ｔ内に反転しない。そこで、異常判定回路４は、ドライブ信号の固定周期Ｔより長い２μｓｅｃに設定した検出期間Ｔｄに、比較回路の出力の極性が一度も反転しない場合に、能動状態での異常動作と判定し、通常は「Ｌ」レベルの出力を「Ｈ」レベルに転じてＲＳフリップフロップ回路５のセット入力へ出力する。
【００３６】
ＲＳフリップフロップ回路５は、「Ｌ」レベルのリセット信号が入力された後、異常判定回路４からの「Ｈ」レベルのセット信号が入力されるまで、「Ｌ」レベルの出力信号をスイッチングトランジスタＴｒ２のゲートへ出力し、スイッチングトランジスタＴｒ２をオン制御し、スイッチングトランジスタＴｒ１のスイッチング動作による通常動作を連続させる。一方、異常判定回路４から「Ｈ」レベルのセット信号が入力されると、次に「Ｌ」レベルのリセット信号が入力されるまで、「Ｈ」レベルの出力信号をスイッチングトランジスタＴｒ２のゲートへ出力し、スイッチングトランジスタＴｒ２をオフ制する。その結果、直流入力電源１０からスイッチングトランジスタＴｒ１へ流れる電流が遮断され、能動状態での動作によるスイッチングトランジスタＴｒ１の発熱が停止される。
【００３７】
スイッチングトランジスタＴｒ１を能動状態とする故障原因が解決し、スイッチング動作を行う状態となった場合には、ＲＳフリップフロップ回路５に「Ｌ」レベルのリセット信号を入力することにより、スイッチングトランジスタＴｒ２をオン制御し、正常動作に復旧させることができる。
【００３８】
上述の実施の形態では、スイッチングトランジスタＴｒ１のスイッチング動作で電圧が変動する一次巻線１１ａの一方側の接続点Ａの電圧Ｖｄを閾値電圧Ｖｔｈと比較しているが、トランス１１が副巻線を有するものであれば、直流入力電源１０に接続しない副巻線の他端の電圧Ｖｄを閾値電圧Ｖｔｈと比較して、スイッチングトランジスタＴｒ１の能動状態の異常動作を判定してもよい。図３は、トランス１１が一次副巻線１１ｃを有する本発明の他の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ３０の回路図であり、一次副巻線１１ｃの一端は、直流入力電源１０の低圧側端子１０ｂに接続し、他端は異常判定回路４の検出用端子Ｄａに接続している。その他の構成は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１と同一であるので、図中、同一の番号を付してその説明を省略する。
【００３９】
一次副巻線１１ｃの他端に現れる電圧は、一次巻線１１ａの電圧変動に比例して変動するので、この一次副巻線１１ｃの他端の電位を閾値電圧Ｖｔｈと比較して、上述した例と同様に、異常判定回路４によって異常を判定することができる。この場合、閾値電圧Ｖｔｈは、一次巻線１１ａと一次副巻線１１ｃの巻数比に応じてその変動範囲内で任意に設定する。一次巻線１１ａに対する一次副巻線１１ｃの巻線位相について、一次副巻線１１ｃの電位の反転の有無が検出できれば足りるので、巻線位相はどちらであってもよい。なお、一次副巻線１１ｃの一端を低圧側端子１０ｂに接続することに代えて、高圧側端子１０ａに接続してもよい。
【００４０】
上述の実施の形態は、フライバック型コンバータで説明したが、自励式フライバックコンバータ、フォワード型コンバータ、プッシュプル方式コンバータ、フルブリッジ方式コンバータなど、他の絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータにも適用できる。
【００４１】
また、上述の実施の形態では、スイッチングトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２として、ＰチャネルＦＥＴやＮチャネルＦＥＴを用いているが、ドレインとソースの接続を逆にしたＮチャネルＦＥＴやＰチャネルＦＥＴとしてもよく、また、バイポーラトランジスタであってもよい。また、異常判定回路４が、スイッチングトランジスタＴｒ１の能動状態の動作と判定した時に、直流入力電源１０からスイッチングトランジスタＴｒ１へ流れる電流が遮断できれば、非常停止スイッチと構成はトランジスタに限らない。
【００４２】
また、異常判定回路４が、スイッチングトランジスタＴｒ１の能動状態の動作と判定した時に、非常停止スイッチを開制御とともに、若しくは別に、図示しない警報手段を起動させて、警報音や警報表示で、異常動作状態を使用者に伝えても良い。
【００４３】
また、上述の実施の形態では、ドライブ信号の異常によりスイッチングトランジスタＴｒ１が能動状態で動作する例で説明したが、スイッチングトランジスタＴｒ１自体の故障や回路素子間の接続異常など他の原因でスイッチングトランジスタＴｒ１が能動状態で動作する場合にも適用できる。
【産業上の利用可能性】
【００４４】
本発明は、絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子に、トランジスタを用いたＤＣ−ＤＣコンバータに適している。
【符号の説明】
【００４５】
１    ＤＣ−ＤＣコンバータ
２    保護回路
３    ドライブ回路
４    異常判定回路
１０  直流入力電源
１１  トランス
１１ａ  一次巻線
１１ｂ  二次出力巻線
１１ｃ  一次副巻線
１２    電圧監視回路（定電圧制御回路）
２０ａ  高圧側出力線
２０ｂ  低圧側出力線
３０  ＤＣ−ＤＣコンバータ
Ｖｉ  入力電圧
Ｖｏ  出力電圧
Ｔｒ１  スイッチングトランジスタ
Ｔｒ２  スイッチングトランジスタ（非常停止スイッチ）
Ｔｄ  検出時間
Ｔ  ドライブ信号の周期
【要約】
【課題】簡単な回路構成でスイッチングトランジスタＴｒ１の能動状態での異常動作を検知するＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。
【解決手段】スイッチングトランジスタの一次巻線との接続側の接続点Ａの電圧Ｖｄと、スイッチングトランジスタがスイッチング動作している間の接続点Ａの電圧Ｖｄの変動範囲内に設定する閾値電圧Ｖｔｈとを比較し、電圧Ｖｄと閾値電圧Ｖｔｈを比較した極性が、スイッチングトランジスタをスイッチング制御するドライブ信号の所定周期より長い検出期間Ｔｄで変化しない場合に、スイッチングトランジスタが発熱する危険のある能動状態での動作と判定する。
【選択図】図１【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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