(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源から出力された交流電圧を直流電圧に変換する交流直流変換器であって、
前記交流電圧を整流して前記直流電圧を出力する整流手段と、
リアクトルと、
キャパシタと、
入力側に前記交流電源が接続されたスイッチング整流手段と
を備え、
前記整流手段は、
入力側に前記交流電源が接続され、出力側に前記リアクトルの一端が接続された第１整流手段と、
入力側に前記交流電源が接続され、出力側に前記キャパシタの一端が接続された第２整流手段と
を備え、
前記スイッチング整流手段のスイッチングにより、前記キャパシタの端子間に、前記第１整流手段および前記第２整流手段によって整流された直流電圧を出力し、
前記リアクトルの他端は、前記キャパシタの他端および前記スイッチング整流手段の出力側に接続されている、交流直流変換器。
【請求項２】
前記スイッチング整流手段がオン状態で前記交流電源により前記リアクトルにエネルギーが蓄積され、前記スイッチング整流手段がオフ状態で前記リアクトルからエネルギーが放出され、
前記交流電圧が昇圧され前記キャパシタの端子間に昇圧電圧が出力される、請求項１に記載の交流直流変換器。
【請求項３】
前記スイッチング整流手段がオン状態の場合には、前記スイッチング整流手段と前記第１整流手段とが、前記リアクトルにエネルギーを蓄積する回路を構成し、
前記スイッチング整流手段がオフ状態の場合には、前記第１整流手段と前記第２整流手段とが、前記リアクトルから前記キャパシタにエネルギーを放出する回路を構成する、請求項１又は請求項２に記載の交流直流変換器。
【請求項４】
前記第２整流手段は、スイッチング素子を含む、請求項１〜請求項３のうちの一項に記載の交流直流変換器。
【請求項５】
前記第１整流手段が前記整流手段の直流出力の負極側を構成し、前記第２整流手段が前記整流手段の直流出力の正極側を構成する、請求項１〜請求項４のうちの一項に記載の交流直流変換器。
【請求項６】
前記第１整流手段が前記整流手段の直流出力の正極側を構成し、前記第２整流手段が前記整流手段の直流出力の負極側を構成する、請求項１〜請求項４のうちの一項に記載の交流直流変換器。
【請求項７】
前記整流手段は、第１整流素子と第２整流素子と、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とを含み、
前記第１スイッチング素子と前記第１整流素子とは第１共通接続点で接続されており、第２スイッチング素子と第２整流素子とは第２共通接続点で接続されており、
前記スイッチング整流手段は、第３スイッチング素子と第４スイッチング素子とを含む、請求項１〜請求項６のうちの一項に記載の交流直流変換器。
【請求項８】
前記第１スイッチング素子、前記第２スイッチング素子、前記第３スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子の各々は、逆阻止絶縁ゲートバイポーラトランジスタを含む、請求項７に記載の交流直流変換器。
【請求項９】
前記第１スイッチング素子、前記第２スイッチング素子、前記第３スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子の各々は、整流素子と逆阻止機能を有さないスイッチング素子との直列接続体を含む、請求項７に記載の交流直流変換器。
【請求項１０】
前記整流手段はスイッチング機能を有さない整流素子のみから構成される、請求項１に記載の交流直流変換器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電源から出力された交流電圧を直流電圧に変換する交流直流変換器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１は、従来の交流直流変換器を開示する。従来の交流直流変換器では、整流降圧チョッパ回路と昇圧チョッパ回路とを直列配置しており、このように構成された力率改善コンバータによって力率改善を行う。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００８−２９５２４８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかし、特許文献１で開示の交流直流変換器では、回路に流れる電流が、まず降圧回路に流れ、次に昇圧回路に流れる。従って、電流の流通経路にある半導体素子の数が多く、導通損失が大きくなる。例えば逆阻止絶縁ゲートバイポーラトランジスタに電流が流れ、スイッチング素子がオフ導通の場合、電流の流通経路にある半導体素子は逆阻止絶縁ゲートバイポーラトランジスタとダイオードおよびダイオードの計３つになる。
【０００５】
本発明は、回路を流れる電流の経路にある半導体素子の数を減らすことにより、導通損失を低減する交流直流変換器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決するために、本発明に係る交流直流変換器は、交流電源から出力された交流電圧を直流電圧に変換する交流直流変換器であって、前記交流電圧を整流して前記直流電圧を出力する整流手段と、リアクトルと、キャパシタと、前記交流電源に接続されたスイッチング整流手段とを備え、前記スイッチング整流手段のスイッチングにより、前記キャパシタの端子間に直流電圧を出力する。
【０００７】
本発明によれば、前記スイッチング整流手段がオン状態で前記交流電源により前記リアクトルにエネルギーが蓄積され、前記スイッチング整流手段がオフ状態で前記リアクトルからエネルギーが放出され、前記交流電圧が昇圧され前記キャパシタの端子間に昇圧電圧が出力され得る。
【０００８】
本発明によれば、前記整流手段は、前記交流電源と前記リアクトルとの間に設けられた第１整流手段と、前記交流電源と前記キャパシタとの間に設けられた第２整流手段とを備え、前記スイッチング整流手段がオン状態の場合には、前記スイッチング整流手段と前記第１整流手段とが、前記リアクトルにエネルギーを蓄積する回路を構成し、前記スイッチング整流手段がオフ状態の場合には、前記第１整流手段と前記第２整流手段とが、前記リアクトルから前記キャパシタにエネルギーを放出する回路を構成することがあり得る。
【０００９】
本発明によれば、前記第２整流手段は、スイッチング素子を含み得る。
【００１０】
本発明によれば、前記第１整流手段が前記整流手段の直流出力の負極側を構成し、前記第２整流手段が前記整流手段の直流出力の正極側を構成することがあり得る。
【００１１】
本発明によれば、前記第１整流手段が前記整流手段の直流出力の正極側を構成し、前記第２整流手段が前記整流手段の直流出力の負極側を構成することがあり得る。
【００１２】
本発明によれば、前記整流手段は、第１整流素子と第２整流素子と、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とを含み、前記第１スイッチング素子と前記第１整流素子とは第１共通接続点で接続されており、第２スイッチング素子と第２整流素子とは第２共通接続点で接続されており、前記スイッチング整流手段は、第３スイッチング素子と第４スイッチング素子とを含み得る。
【００１３】
本発明によれば、前記第１スイッチング素子、前記第２スイッチング素子、前記第３スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子の各々は、逆阻止絶縁ゲートバイポーラトランジスタを含み得る。
【００１４】
本発明によれば、前記第１スイッチング素子、前記第２スイッチング素子、前記第３スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子の各々は、整流素子と逆阻止機能を有さないスイッチング素子との直列接続体を含み得る。
【００１５】
本発明によれば、前記整流手段はスイッチング機能を有さない整流素子のみから構成されることがあり得る。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明の交流直流変換器を示す模式図である。
【図２】本発明の実施形態１に係る交流直流変換器を示す模式図である。
【図３】本発明の実施形態１に係る交流直流変換器における電流の流れを示す模式図である。
【図４】本発明の実施形態２に係る交流直流変換器を示す模式図である。
【図５】本発明の実施形態２に係る交流直流変換器における電流の流れを示す模式図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
図１から図５を参照して、本発明の交流直流変換器に係る実施形態を説明する。本発明は、以下に説明する実施形態や図面に記載される構成に限定されることを意図せず、当該構成と均等な構成も含む。
【００１８】
[本発明の原理]
図１は、本発明の交流直流変換器１００を示す模式図である。交流直流変換器１００は、交流電源Ａから出力された交流電圧（Ｖａｃ）を直流電圧（Ｖｄｃ）に変換する。交流直流変換器１００は、交流電圧を整流して直流を出力する整流手段１５０と、リアクトル１２０と、キャパシタ１６０と、交流電源Ａに接続されたスイッチング整流手段１１０とを含む。スイッチング整流手段１１０のスイッチングにより、キャパシタ１６０の端子間に直流電圧を出力することができる。交流直流変換器１００は、交流キャパシタＢと交流リアクトルＤとを含む。交流電源Ａから交流キャパシタＢと交流リアクトルＤとで構成された低周波フィルタ回路を通して、交流直流変換器１００に電力が供給される。
【００１９】
交流直流変換器１００は、制御回路Ｅを更に備える。制御回路Ｅは、交流電源Ａの電圧と直流電圧とを比較し、比較結果に基づいて、スイッチング整流手段１１０のオン状態とオフ状態とを制御する。
【００２０】
例えば、スイッチング整流手段１１０は、オン状態とオフ状態とに切り替えられ得る。また、リアクトル１２０は整流手段１５０の出力に接続されている。リアクトル１２０はスイッチング整流手段１１０のオン状態とオフ状態との切り替えに応じて交流電圧を昇圧する。例えば、整流手段１５０は、交流電源Ａとリアクトル１２０との間に設けられた第１整流手段１３０と、交流電源Ａと直流キャパシタとの間に設けられた第２整流手段１４０とを含む。例えば、キャパシタ１６０は、直流キャパシタである。なお、第１整流手段１３０と第２整流手段１４０とは、図２以降に図示する。
【００２１】
交流直流変換器１００において、第１整流手段１３０が整流手段１５０の直流出力の正極側を構成し、第２整流手段１４０が整流手段１５０の直流出力の負極側を構成し得る。さらに、交流直流変換器１００において、第１整流手段１３０が整流手段１５０の直流出力の負極側を構成し、第２整流手段１４０が整流手段１５０の直流出力の正極側を構成し得る。
【００２２】
制御回路Ｅの制御によってスイッチング整流手段１１０がオン状態の場合には、スイッチング整流手段１１０と整流手段１５０とが、リアクトル１２０にエネルギーを蓄積する回路を構成する。制御回路Ｅの制御によってスイッチング整流手段１１０がオフ状態の場合には、整流手段１５０が、リアクトル１２０からエネルギーをキャパシタ１６０に放出する回路を構成する。その結果、交流電圧が昇圧され、キャパシタ１６０の端子間に昇圧電圧が出力される。例えば具体例の１つとしては、制御回路Ｅの制御によってスイッチング整流手段１１０がオン状態である場合には、スイッチング整流手段１１０と第１整流手段１３０とが、リアクトル１２０にエネルギーを蓄積する回路を構成する。制御回路Ｅの制御によってスイッチング整流手段１１０がオフ状態である場合には、第１整流手段１３０と第２整流手段１４０とが、リアクトル１２０からエネルギーをキャパシタ１６０に放出する回路を構成する。
【００２３】
なお、リアクトル１２０はスイッチング整流手段１１０のオン状態とオフ状態との切り替えに応じて交流電圧を昇圧するが、制御回路Ｅによるスイッチング整流手段１１０及び整流手段１５０に対する制御によって、交流直流変換器１００は、昇圧回路としての機能以外に、降圧回路としての機能をも有し得る。具体的には、実施形態１及び実施形態２において、図２から図５を参照して詳細に説明する。
【００２４】
交流直流変換器１００によれば、スイッチング整流手段１１０をオン状態にした場合には、スイッチング整流手段１１０と第１整流手段１３０とが整流回路を構成し、スイッチング整流手段１１０をオフ状態にした場合には、第１整流手段１３０と第２整流手段１４０とが整流回路を構成する。従って、スイッチング整流手段１１０をオン状態にした場合でもオフ状態にした場合でも、電流の流通経路にある半導体素子はスイッチング整流手段１１０と第１整流手段１３０、又は第１整流手段１３０と第２整流手段１４０の計２つになる。その結果、交流直流変換器１００によれば、電流の流通経路にある半導体素子が計３つである従来の交流直流変換器と比較して、電流の流通経路にある半導体素子の数が少なくなり、導通損失を低減することができる。
【００２５】
[実施形態１]
図２は、本発明の実施形態１に係る交流直流変換器２００を示す模式図である。交流直流変換器２００は、交流電源Ａから出力された交流電圧（Ｖａｃ）を直流電圧（Ｖｄｃ）に変換する。交流直流変換器２００は、スイッチング整流手段１１０と、リアクトル１２０と、キャパシタ１６０と、第１整流手段１３０と、第２整流手段１４０とを含む。交流直流変換器２００は、交流キャパシタＢと交流リアクトルＤとを含む。交流直流変換器２００は、制御回路Ｅを更に備える。制御回路Ｅは、交流電圧Ｖａｃを検出する検出回路からの出力を取得し、さらに、出力する直流電圧を指令する直流電圧指令値Ｖｄｃ−ｒｅｆを外部の指令器（図示せず）等から取得する。尚、この直流電圧指令値Ｖｄｃ−ｒｅｆを制御回路Ｅの内部に設定するように構成してもよい。
【００２６】
交流電源Ａは端子Ａ１と端子Ａ２とを含む。実施形態１において、「Ｖａｃ＝端子Ａ１の電位−端子Ａ２の電位」と定義する。即ちＶａｃ≧０は端子Ａ１の電位が端子Ａ２の電位以上であることを示し、Ｖａｃ＜０は端子Ａ１の電位が端子Ａ２の電位より低いことを示す。
【００２７】
交流直流変換器２００は、交流直流変換器１００の一例の詳細を示す。交流直流変換器２００において、交流直流変換器１００と同様の機能を有する構成には同一番号を付し、その説明を省略する。
【００２８】
交流直流変換器２００では、スイッチング整流手段１１０がオン状態の場合にリアクトル１２０を流れる電流が整流手段１５０の出力の負極側を流れるように、リアクトル１２０とスイッチング整流手段１１０とが構成され得る。具体的には図２に示すように、第１整流手段１３０が整流手段１５０の直流出力の負極側を構成し、第２整流手段１４０が整流手段１５０の直流出力の正極側を構成する。スイッチング整流手段１１０がオン状態の場合にリアクトル１２０を流れる電流が第１整流手段１３０を流れるように、リアクトル１２０と第１整流手段１３０とスイッチング整流手段１１０とが接続されている。
【００２９】
第１整流手段１３０は、第１整流素子１３１と第２整流素子１３２とを含み、第２整流手段１４０は、第１スイッチング素子１４１と第２スイッチング素子１４２とを含む。第１スイッチング素子１４１と第２整流素子１３２とは第１共通接続点Ｐ１で接続されており、第２スイッチング素子１４２と第１整流素子１３１とは第２共通接続点Ｐ２で接続されている。スイッチング整流手段１１０は、第３スイッチング素子１１１と第４スイッチング素子１１２とを含む。
【００３０】
第１スイッチング素子１４１と第２スイッチング素子１４２と第３スイッチング素子１１１と第４スイッチング素子１１２とは、逆阻止絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ、ＩＧＢＴ）である。
【００３１】
図３は、本発明の実施形態１に係る交流直流変換器２００における電流の流れを示す模式図である。図３（ａ）は、スイッチング整流手段１１０がオン状態である交流直流変換器２００における電流の流れを示す。図３（ｂ）は、スイッチング整流手段１１０がオフ状態である交流直流変換器２００における電流の流れを示す。
【００３２】
Ｖａｃ≧０の場合でスイッチング整流手段１１０のパルス駆動に伴う電流経路の切り替わりについて、図３を参照して説明する。
【００３３】
以下、交流直流変換器２００における昇圧チョッパ動作を説明する。制御回路Ｅは、交流電圧Ｖａｃの検出値からその絶対値｜Ｖａｃ｜を演算する。交流直流変換器２００が昇圧チョッパ動作を行うのは、交流電源電圧の絶対値｜Ｖａｃ｜と直流電圧指令値Ｖｄｃ−ｒｅｆとの間に｜Ｖａｃ｜≦Ｖｄｃ−ｒｅｆが成り立つときである。制御回路Ｅは、第２整流手段１４０に含まれる第１スイッチング素子１４１（逆阻止ＩＧＢＴ１４１）と第２スイッチング素子１４２（逆阻止ＩＧＢＴ１４２）とが常にオン状態になるように、逆阻止ＩＧＢＴ１４１と逆阻止ＩＧＢＴ１４２とにゲート駆動信号を発信する。さらに、制御回路Ｅはスイッチング整流手段１１０に含まれる第３スイッチング素子１１１（逆阻止ＩＧＢＴ１１１）と第４スイッチング素子１１２（逆阻止ＩＧＢＴ１１２）とを同時にパルス駆動して昇圧チョッパ動作させる。このパルス駆動においては、スイッチング整流手段１１０がオン状態にある時間とオフ状態にある時間との比が、｜Ｖａｃ｜とＶｄｃ−ｒｅｆとの比に等しくなるように、制御回路Ｅが第３スイッチング素子１１１と第４スイッチング素子１１２にゲート駆動信号を発信し、第３スイッチング素子１１１と第４スイッチング素子１１２とをオンオフ駆動する。
【００３４】
図３（ａ）を参照して、交流直流変換器２００における電流の流れを説明する。スイッチング整流手段１１０がオン状態の場合には、交流電源Ａから流れた電流は、逆阻止ＩＧＢＴ１１１、リアクトル１２０及び第１整流素子１３１の順に流れる。スイッチング整流手段１１０と第１整流手段１３０とが、リアクトル１２０にエネルギーを蓄積する回路を構成する。
【００３５】
図３（ｂ）を参照して、交流直流変換器２００における電流の流れを説明する。スイッチング整流手段１１０がオフ状態の場合には、交流電源Ａから流れた電流は、逆阻止ＩＧＢＴ１４１、キャパシタ１６０、リアクトル１２０及び第１整流素子１３１の順に流れる。第１整流手段１３０と第２整流手段１４０とが、リアクトル１２０からエネルギーを放出する回路を構成する。
【００３６】
以上、図３を参照して、Ｖａｃ≧０の場合でスイッチング整流手段１１０のパルス駆動に伴う電流経路の切り替わりを説明した。
【００３７】
以下、Ｖａｃ＜０の場合でスイッチング整流手段１１０のパルス駆動に伴う電流経路の切り替わりを説明する。スイッチング整流手段１１０がオン状態の場合には、交流電源Ａから流れた電流は、逆阻止ＩＧＢＴ１１２、リアクトル１２０及び第２整流素子１３２の順に流れる。スイッチング整流手段１１０と第１整流手段１３０とが、リアクトル１２０にエネルギーを蓄積する回路を構成する。また、スイッチング整流手段１１０がオフ状態の場合には、交流電源Ａから流れた電流は、逆阻止ＩＧＢＴ１４２、キャパシタ１６０、リアクトル１２０及び第２整流素子１３２の順に流れる。第１整流手段１３０と第２整流手段１４０とが、リアクトル１２０からエネルギーを放出する回路を構成する。
【００３８】
スイッチング整流手段１１０のパルス駆動において、逆阻止ＩＧＢＴ１１１と逆阻止ＩＧＢＴ１１２との双方をパルス駆動する必要はない。Ｖａｃ≧０の場合は、逆阻止ＩＧＢＴ１１１と逆阻止ＩＧＢＴ１１２とのうち逆阻止ＩＧＢＴ１１１のみをパルス駆動し、逆阻止ＩＧＢＴ１１２は常にオフ状態とすれば、ＩＧＢＴ駆動のためにゲートドライブ回路に供給する電力を低減できる。Ｖａｃ＜０の場合は、逆阻止ＩＧＢＴ１１２をパルス駆動し、逆阻止ＩＧＢＴ１１１は常にオフ状態とすれば、ＩＧＢＴ駆動のためにゲートドライブ回路に供給する電力を低減できる。
【００３９】
さらに、交流電圧の極性に応じて、第２整流手段１４０に含まれる逆阻止ＩＧＢＴ１４１と逆阻止ＩＧＢＴ１４２とのどちらか一方を選択して駆動すれば、ＩＧＢＴ駆動のためにゲートドライブ回路に供給する電力を低減できる。Ｖａｃ≧０の場合は、逆阻止ＩＧＢＴ１４１を常時オン状態とし、逆阻止ＩＧＢＴ１４２を常時オフ状態とすれば、ＩＧＢＴ駆動のためにゲートドライブ回路に供給する電力を低減できる。Ｖａｃ＜０の場合は、逆に逆阻止ＩＧＢＴ１４２を常時オン状態とし、逆阻止ＩＧＢＴ１４１を常時オフ状態とすれば、ＩＧＢＴ駆動のためにゲートドライブ回路に供給する電力を低減できる。
【００４０】
以下、交流直流変換器２００における降圧チョッパ動作を説明する。交流直流変換器２００が降圧チョッパ動作を行うのは、交流電源電圧の絶対値｜Ｖａｃ｜と直流電圧指令値Ｖｄｃ−ｒｅｆとの間に｜Ｖａｃ｜＞Ｖｄｃ−ｒｅｆが成り立つときである。制御回路Ｅは、スイッチング整流手段１１０に含まれる逆阻止ＩＧＢＴ１１１と逆阻止ＩＧＢＴ１１２とを常時オフ状態とする。さらに制御回路Ｅは、Ｖａｃ≧０の場合は逆阻止ＩＧＢＴ１４２をオン状態とし、逆阻止ＩＧＢＴ１４１をパルス駆動して降圧チョッパ動作させる。このパルス駆動においては、逆阻止ＩＧＢＴ１４１がオン状態にある時間と、オン状態にある時間及びオフ状態にある時間の合計値との比が、Ｖｄｃ−ｒｅｆと｜Ｖａｃ｜との比に等しくなるように、逆阻止ＩＧＢＴ１４１のゲートが制御回路Ｅによってオンオフされる。このとき、逆阻止ＩＧＢＴ１４１がスイッチング素子として機能し、逆阻止ＩＧＢＴ１４２が環流ダイオードとして機能する。
【００４１】
さらに、制御回路Ｅは、Ｖａｃ＜０の場合は逆阻止ＩＧＢＴ１４１をオン状態とし、逆阻止ＩＧＢＴ１４２をパルス駆動して降圧チョッパ動作させる。このとき、逆阻止ＩＧＢＴ１４２がスイッチング素子として機能し、逆阻止ＩＧＢＴ１４１が環流ダイオードとして機能する。
【００４２】
以上、図３を参照して、本発明の実施形態１に係る交流直流変換器２００における電流の流れを説明した。制御回路Ｅはリアクトル１２０の電流Ｉｄｃを検出して、Ｉｄｃの波形とＶａｃの全波整流波形である｜Ｖａｃ｜の波形が相対的に一致する（位相が一致する）ようにパルス駆動し、入力の力率を１に制御することも可能である。さらに、制御回路ＥはＩｄｃの波形のピーク値を変化させて、直流電圧Ｖｄｃが直流電圧指令値Ｖｄｃ−ｒｅｆと一致するよう制御することも可能である。
【００４３】
直流電圧指令値Ｖｄｃ−ｒｅｆは負荷の状況に応じて、零から｜Ｖａｃ｜のピーク電圧以上まで可変されるが、図２及び図３を参照して説明したように交流直流変換器２００によれば、降圧回路としての機能を有する回路と昇圧回路としての機能を有する回路とを切り替えて構成できるので、交流電圧Ｖａｃを検出することで、交流電圧Ｖａｃの瞬時値によらず直流電圧指令値Ｖｄｃ−ｒｅｆに追従できる。
【００４４】
交流直流変換器２００によれば、スイッチング整流手段１１０をオン状態にしたとき、スイッチング整流手段１１０と第１整流手段１３０とが整流回路を構成し、スイッチング整流手段１１０をオフ状態にしたとき、第１整流手段１３０と第２整流手段１４０とが整流回路を構成する。従って、スイッチング整流手段１１０をオン状態にした場合でもオフ状態にした場合でも、電流の流通経路にある半導体素子はスイッチング整流手段１１０と第１整流手段１３０、又は第１整流手段１３０と第２整流手段１４０の計２つになる。その結果、交流直流変換器２００によれば、電流の流通経路にある半導体素子が計３つである従来の交流直流変換器と比較して、電流の流通経路にある半導体素子の数が少なくなり、導通損失を低減することができる。
【００４５】
[実施形態２]
図４は、本発明の実施形態２に係る交流直流変換器３００を示す模式図である。交流直流変換器３００は、交流電源Ａから出力された交流電圧（Ｖａｃ）を直流電圧（Ｖｄｃ）に変換する。交流直流変換器３００は、スイッチング整流手段１１０と、リアクトル１２０と、第１整流手段１３０と、第２整流手段１４０とを含む。交流直流変換器３００は、交流キャパシタＢとキャパシタ１６０と交流リアクトルＤとを含む。交流直流変換器３００は、実施形態１と同じく、制御回路Ｅを更に備え、交流電圧Ｖａｃの検出値および直流電圧指令値Ｖｄｃ−ｒｅｆを取得する。
【００４６】
実施形態２においても実施形態１と同様に、交流電源Ａは端子Ａ１と端子Ａ２とを含む。実施形態２において、「Ｖａｃ＝端子Ａ１の電位−端子Ａ２の電位」と定義する。即ちＶａｃ≧０は端子Ａ１の電位が端子Ａ２の電位以上であることを示し、Ｖａｃ＜０は端子Ａ１の電位が端子Ａ２の電位より低いことを示す。
【００４７】
交流直流変換器３００は、交流直流変換器１００の一例の詳細を示す。交流直流変換器３００において、交流直流変換器１００と同様の機能を有する構成には同一番号を付し、その説明を省略する。本発明の実施形態１に係る交流直流変換器２００との違いは、リアクトル１２０を整流回路の正極側へ配置変更したことに伴って、逆阻止ＩＧＢＴと整流素子の配置を変更したものである。
【００４８】
交流直流変換器３００では、スイッチング整流手段１１０がオン状態の場合にリアクトル１２０を流れる電流が整流手段１５０の出力の正極側を流れるように、リアクトル１２０とスイッチング整流手段１１０とが構成され得る。具体的には図４に示すように、第１整流手段１３０が整流手段１５０の直流出力の正極側を構成し、第２整流手段１４０が整流手段１５０の直流出力の負極側を構成する。スイッチング整流手段１１０がオン状態の場合にリアクトル１２０を流れる電流が第１整流手段１３０を流れるように、リアクトル１２０と第１整流手段１３０とスイッチング整流手段１１０とが設けられている。
【００４９】
第１整流手段１３０は、第１整流素子１３１と第２整流素子１３２とを含み、第２整流手段１４０は、第１スイッチング素子１４１と第２スイッチング素子１４２とを含む。第１スイッチング素子１４１と第２整流素子１３２とは第１共通接続点Ｐ１で接続されており、第２スイッチング素子１４２と第１整流素子１３１とは第２共通接続点Ｐ２で接続されている。スイッチング整流手段１１０は、第３スイッチング素子１１１と第４スイッチング素子１１２とを含む。
【００５０】
第１スイッチング素子１４１と第２スイッチング素子１４２と第３スイッチング素子１１１と第４スイッチング素子１１２とは、逆阻止ＩＧＢＴである。
【００５１】
図５は、本発明の実施形態２に係る交流直流変換器３００における電流の流れを示す模式図である。図５（ａ）は、スイッチング整流手段１１０がオン状態である交流直流変換器３００における電流の流れを示す。図５（ｂ）は、スイッチング整流手段１１０がオフ状態である交流直流変換器３００における電流の流れを示す。
【００５２】
Ｖａｃ≧０の場合でスイッチング整流手段１１０のパルス駆動に伴う電流経路の切り替わりについて、図５を参照して説明する。
【００５３】
以下、交流直流変換器３００における昇圧チョッパ動作を説明する。制御回路Ｅは実施形態１と同じく、交流電圧Ｖａｃの絶対値の検出値｜Ｖａｃ｜と直流電圧指令値Ｖｄｃ−ｒｅｆとの間に｜Ｖａｃ｜≦Ｖｄｃ−ｒｅｆが成り立つときに、昇圧チョッパ動作を行う。制御回路Ｅは、第２整流手段１４０に含まれる第１スイッチング素子１４１（逆阻止ＩＧＢＴ１４１）と第２スイッチング素子１４２（逆阻止ＩＧＢＴ１４２）とが常にオン状態になるように、逆阻止ＩＧＢＴ１４１と逆阻止ＩＧＢＴ１４２とにゲート駆動信号を発信する。さらに、制御回路Ｅはスイッチング整流手段１１０に含まれる第３スイッチング素子１１１（逆阻止ＩＧＢＴ１１１）と第４スイッチング素子１１２（逆阻止ＩＧＢＴ１１２）とを同時にパルス駆動して昇圧チョッパ動作させる。スイッチング整流手段１１０がオン状態にある時間とオフ状態にある時間は実施形態１と同じ方法で決定する。
【００５４】
図５（ａ）を参照して、交流直流変換器３００における電流の流れを説明する。スイッチング整流手段１１０がオン状態の場合には、交流電源Ａから流れた電流は、第２整流素子１３２、リアクトル１２０及び逆阻止ＩＧＢＴ１１２の順に流れる。スイッチング整流手段１１０と第１整流手段１３０とが、リアクトル１２０にエネルギーを蓄積する回路を構成する。
【００５５】
図５（ｂ）を参照して、交流直流変換器３００における電流の流れを説明する。スイッチング整流手段１１０がオフ状態の場合には、交流電源Ａから流れた電流は、第２整流素子１３２、リアクトル１２０、キャパシタ１６０及び逆阻止ＩＧＢＴ１４２の順に流れる。第１整流手段１３０と第２整流手段１４０とが、リアクトル１２０からエネルギーを放出する回路を構成する。
【００５６】
以上、図５を参照して、Ｖａｃ≧０の場合でスイッチング整流手段１１０のパルス駆動に伴う電流経路の切り替わりを説明した。
【００５７】
以下、Ｖａｃ＜０の場合でスイッチング整流手段１１０のパルス駆動に伴う電流経路の切り替わりを説明する。スイッチング整流手段１１０がオン状態の場合には、交流電源Ａから流れた電流は、第１整流素子１３１、リアクトル１２０及び逆阻止ＩＧＢＴ１１１の順に流れる。スイッチング整流手段１１０と第１整流手段１３０とが、リアクトル１２０にエネルギーを蓄積する回路を構成する。また、スイッチング整流手段１１０がオフ状態の場合には、交流電源Ａから流れた電流は、第１整流素子１３１、リアクトル１２０、キャパシタ１６０及び逆阻止ＩＧＢＴ１４１の順に流れる。第１整流手段１３０と第２整流手段１４０とが、リアクトル１２０からエネルギーを放出する回路を構成する。
【００５８】
スイッチング整流手段１１０のパルス駆動において、逆阻止ＩＧＢＴ１１１と逆阻止ＩＧＢＴ１１２との双方をパルス駆動する必要はない。Ｖａｃ≧０の場合は、逆阻止ＩＧＢＴ１１２のみをパルス駆動し、逆阻止ＩＧＢＴ１１１を常にオフ状態とすれば、ＩＧＢＴ駆動のためにゲートドライブ回路に供給する電力を低減できる。Ｖａｃ＜０の場合は、逆阻止ＩＧＢＴ１１１のみをパルス駆動し、逆阻止ＩＧＢＴ１１２を常にオフ常態とすれば、ＩＧＢＴ駆動のためにゲートドライブ回路に供給する電力を低減できる。
【００５９】
さらに、交流電圧の極性に応じて、第２整流手段１４０に含まれる逆阻止ＩＧＢＴ１４１と逆阻止ＩＧＢＴ１４２とのどちらか一方を選択して駆動すれば、ＩＧＢＴ駆動のためにゲートドライブ回路に供給する電力を低減できる。Ｖａｃ≧０の場合は、逆阻止ＩＧＢＴ１４２を常時オン状態とし、逆阻止ＩＧＢＴ１４１を常時オフ状態とすれば、ＩＧＢＴ駆動のためにゲートドライブ回路に供給する電力を低減できる。Ｖａｃ＜０の場合は、逆に逆阻止ＩＧＢＴ１４１を常時オン状態とし、逆阻止ＩＧＢＴ１４２を常時オフ状態とすれば、ＩＧＢＴ駆動のためにゲートドライブ回路に供給する電力を低減できる。
【００６０】
以下、交流直流変換器３００における降圧チョッパ動作を説明する。交流直流変換器３００が降圧チョッパ動作を行うのは、交流電圧の絶対値｜Ｖａｃ｜と直流電圧指令値Ｖｄｃ−ｒｅｆとの間に｜Ｖａｃ｜＞Ｖｄｃ−ｒｅｆが成り立つときである。制御回路Ｅは、スイッチング整流手段１１０に含まれる逆阻止ＩＧＢＴ１１１と逆阻止ＩＧＢＴ１１２とを常時オフ状態とする。さらに制御回路Ｅは、Ｖａｃ≧０の場合は逆阻止ＩＧＢＴ１４１を常にオン状態とし、逆阻止ＩＧＢＴ１４２をパルス駆動して降圧チョッパ動作させる。このパルス駆動においては、逆阻止ＩＧＢＴ１４２がオン状態にある時間と、オン状態にある時間及びオフ状態にある時間の合計値との比が、Ｖｄｃ−ｒｅｆと｜Ｖａｃ｜との比に等しくなるように、逆阻止ＩＧＢＴ１４２のゲートが制御回路Ｅによってオンオフされる。このとき、逆阻止ＩＧＢＴ１４２がスイッチング素子として機能し、逆阻止ＩＧＢＴ１４１が環流ダイオードとして機能する。
【００６１】
さらに、制御回路Ｅは、Ｖａｃ＜０の場合は逆阻止ＩＧＢＴ１４２をオン状態とし、逆阻止ＩＧＢＴ１４１をパルス駆動して降圧チョッパ動作させる。このとき、逆阻止ＩＧＢＴ１４１がスイッチング素子として機能し、逆阻止ＩＧＢＴ１４２が環流ダイオードとして機能する。
【００６２】
以上、図５を参照して、本発明の実施形態２に係る交流直流変換器３００における電流の流れを説明した。実施例１と同じく、制御回路Ｅはリアクトル１２０の電流Ｉｄｃを検出して、Ｉｄｃの波形とＶａｃの全波整流波形である｜Ｖａｃ｜の波形が相対的に一致する（位相が一致する）ようにパルス駆動し、入力の力率を１に制御し、さらに、制御回路ＥはＩｄｃの波形のピーク値を変化させて、直流電圧Ｖｄｃが直流電圧指令値Ｖｄｃ−ｒｅｆと一致するよう制御することも可能である。
【００６３】
直流電圧指令値Ｖｄｃ−ｒｅｆは負荷の状況に応じて、零から｜Ｖａｃ｜のピーク電圧以上まで可変されるが、実施形態１と同じく、交流電圧Ｖａｃを検出することで、交流電圧Ｖａｃの瞬時値によらず直流電圧指令値Ｖｄｃ−ｒｅｆに追従できる。
【００６４】
交流直流変換器３００によれば、スイッチング整流手段１１０をオン状態にしたとき、スイッチング整流手段１１０と第１整流手段１３０とが整流回路を構成し、スイッチング整流手段１１０をオフ状態にしたとき、第１整流手段１３０と第２整流手段１４０とが整流回路を構成する。従って、スイッチング整流手段１１０をオン状態にした場合でもオフ状態にした場合でも、電流の流通経路にある半導体素子はスイッチング整流手段１１０と第１整流手段１３０、又は第１整流手段１３０と第２整流手段１４０の計２つになる。その結果、交流直流変換器３００によれば、電流の流通経路にある半導体素子が計３つである従来の交流直流変換器と比較して、電流の流通経路にある半導体素子の数が少なくなり、導通損失を低減することができる。
【００６５】
以上、図１から図５を参照して、本発明の交流直流変換器に係る実施形態を説明した。本発明は、以上に説明した実施形態や図面に記載される構成に限定されることを意図せず、当該構成と均等な構成も含む。
【００６６】
さらに、整流手段１５０は、整流素子のみから構成され得る。また、第１整流手段１３０と第２整流手段１４０との各々もまた、整流素子のみから構成されてもよい。これらの場合、本発明の交流直流変換器は、全波整流機能を有さず、半波整流機能のみを有し、さらに昇圧機能のみを有するものとして構成される。
【００６７】
なお、第１スイッチング素子１４１、第２スイッチング素子１４２、第３スイッチング素子１１１及び第４スイッチング素子１１２の各々が、逆阻止ＩＧＢＴのみを含む場合に限定されない。第１スイッチング素子１４１、第２スイッチング素子１４２、第３スイッチング素子１１１及び第４スイッチング素子１１２の各々は、逆阻止ＩＧＢＴに替えて、整流素子と逆阻止機能を有さないスイッチング素子（例えば、ＭＯＳＦＥＴや逆阻止機能を有さないＩＧＢＴ）との直列接続体を含み得る。逆阻止機能を有さないスイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを使用できるので、逆阻止ＩＧＢＴを使用する場合よりもスイッチング周波数の高周波化が可能となり、リアクトル１２０のリアクトル値及び形状を小さくできる。
【産業上の利用可能性】
【００６８】
本発明は、交流電源から出力された交流電圧を直流電圧に変換する交流直流変換器として利用し得る。
【符号の説明】
【００６９】
Ａ  交流電源
Ｂ  交流キャパシタ
Ｄ  交流リアクトル
Ｅ  制御回路
１００  交流直流変換器
１１０  スイッチング整流手段
１２０  リアクトル
１３０  第１整流手段
１３１  第２整流素子
１３２  第１整流素子
１４０  第２整流手段
１４１  第１スイッチング素子
１４２  第２スイッチング素子
１５０  整流手段
１６０  キャパシタ
２００  交流直流変換器
３００  交流直流変換器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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