(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源電圧に応じて所定の一定電圧を有する出力電圧を生成し、当該出力電圧を出力ラインを介して負荷に供給する安定化電源回路であって、
前記出力電圧を前記出力ラインに出力する出力トランジスタと、
前記出力電圧と基準電圧との差分値に対応した検出感度にて前記出力ラインに流れる出力電流の電流量に対応した検出電流信号を得る出力電流検出部と、
前記検出電流信号が所定値を超えた場合に前記出力電流を低下させる出力電流低下制御部と、を有し、
前記出力電流検出部は、前記出力電流の電流量に比例した出力比例電流を前記出力ラインとは非接続の電流路に送出する第１トランジスタを含み、前記電流路に流れる前記出力比例電流に基づき前記検出電流信号を検出し、
前記出力電流低下制御部は、ドレイン端及びゲート端が互いに接続されており且つソース端が接地されている第２トランジスタと、所定の閾値よりも小なる電位がゲート端に供給されたときに前記出力電圧を低下させるべく前記出力トランジスタを制御する第３トランジスタと、前記検出電流信号が前記所定値を超えたときに前記第２トランジスタのドレイン端の電位を前記第３トランジスタのゲート端に供給する第４トランジスタと、を有することを特徴とする安定化電源回路。
【請求項２】
前記出力電流検出部は、前記差分値が大なるほど低い検出感度にて前記出力ラインに流れる前記出力電流の電流量に対応した前記検出電流信号を得ることを特徴とする請求項１記載の安定化電源回路。
【請求項３】
前記出力電流検出部は、前記出力ライン上の前記出力電圧に基づいて夫々が異なる電圧値を有する複数の検出電圧を生成する第１抵抗分圧回路と、前記検出電圧の各々と前記基準電圧との大小比較を行う複数の比較器と、を含み、
前記比較器各々の比較結果に基づいて前記検出感度を設定することを特徴とする請求項１又は２記載の安定化電源回路。
【請求項４】
前記比較器各々の内で、前記検出電圧が前記基準電圧よりも大であると判定した比較器の数が多いほど前記検出感度として低い検出感度を設定することを特徴とする請求項３記載の安定化電源回路。
【請求項５】
前記出力比例電流に基づいて前記検出電流信号を得る第２抵抗分圧回路と、
前記検出電圧が前記基準電圧よりも大であると判定した比較器の数だけ、前記第２抵抗分圧回路において直列に接続されている抵抗の両端を短絡することにより前記検出感度の設定を行うことを特徴とする請求項３又は４記載の安定化電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、過電流保護回路を備えた安定化電源回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
出力電流の変動に拘わらず一定の出力電圧を供給することができる安定化電源回路として、出力負荷の変動に伴う過大電流から回路を保護する過電流保護回路を備えたものが知られている（例えば、特許文献１の図１１参照）。かかる安定化電源回路は、基準電圧と出力電圧との差分値を求める誤差増幅回路２と、この差分値に応じて基準電圧と等しい電圧値を有する出力電圧を生成する出力トランジスタＭ１と、出力電流が所定の過大電流量を超えた場合に出力トランジスタＭ１のゲート電圧を制御してその出力電流を強制的に低下させる過電流保護回路３とを備えている。尚、出力電流は、出力トランジスタＭ１のドレイン端に接続された抵抗により、電圧値として検出される。
【０００３】
ここで、かかる安定化電源装置を携帯情報機器等の電源部に採用した場合、出力トランジスタＭ１は、バッテリからの電源電圧の供給を受けることにより上記した如き出力電圧（つまり携帯情報機器の各回路網を駆動する為の電圧）を生成して各回路網に送出する。      
【０００４】
この際、出力トランジスタを確実に動作させる為には、バッテリの電源電圧を出力電圧に対してある程度高くする必要がある。ところが、バッテリの小型化を図る為にはバッテリの電源電圧をむやみに高くすることが出来ず、電源電圧と出力電圧との電位差が小となっている。
【０００５】
しかしながら、両者の電位差が小であると、出力トランジスタＭ１のゲート電圧は数十ｍＶ〜１００ｍＶ前後となるので、出力トランジスタＭ１のドレイン端に接続された抵抗によって検出することが可能な出力電流の範囲は狭くなる。従って、過電流保護回路では、その出力電流が過電流であるか否かを判断する為の閾値に対してマージンを大きくとることが出来なくなる。よって、出力電流が正常な電流範囲内にあっても、温度変動や回路素子のバラツキ等の影響によりこれを過電流であると誤判断してしまう場合があった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２０１０−７９８７３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
本発明は、電源電圧と出力電圧との電位差が小なる場合であっても、誤動作することなく過電流保護を行うことが可能な安定化電源回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明による安定化電源回路は、電源電圧に応じて所定の一定電圧を有する出力電圧を生成し、当該出力電圧を出力ラインを介して負荷に供給する安定化電源回路であって、前記出力電圧を前記出力ラインに出力する出力トランジスタと、前記出力電圧と基準電圧との差分値に対応した検出感度にて前記出力ラインに流れる出力電流の電流量に対応した検出電流信号を得る出力電流検出部と、前記検出電流信号が所定値を超えた場合に前記出力電流を低下させる出力電流低下制御部と、を有し、前記出力電流検出部は、前記出力電流の電流量に比例した出力比例電流を前記出力ラインとは非接続の電流路に送出する第１トランジスタを含み、前記電流路に流れる前記出力比例電流に基づき前記検出電流信号を検出し、前記出力電流低下制御部は、ドレイン端及びゲート端が互いに接続されており且つソース端が接地されている第２トランジスタと、所定の閾値よりも小なる電位がゲート端に供給されたときに前記出力電圧を低下させるべく前記出力トランジスタを制御する第３トランジスタと、前記検出電流信号が前記所定値を超えたときに前記第２トランジスタのドレイン端の電位を前記第３トランジスタのゲート端に供給する第４トランジスタと、を有する。
【発明の効果】
【０００９】
本発明においては、出力ラインに流れる出力電流の電流量が所定値を超えた場合に出力電流を強制的に低下させることにより過電流保護を行うにあたり、出力電圧と基準電圧との差分値に対応した検出感度にて出力電流の電流量を検出するようにしている。これにより、出力電圧が基準電圧に満たない状態となる起動時においては、平滑用コンデンサを充電すべく流れ込む突入電流から回路破壊を防ぐべく、高感度にて出力電流の検出を行う。よって、この際、突入電流の如き負荷の過渡応答に追従させて迅速に、出力電流が過電流状態にあるか否かを検出することが可能となる。そして、平滑用コンデンサに対する充電が完了し、出力電圧が基準電圧を超える状態に遷移したら、負荷で消費される負荷消費電流による過電流からから回路を保護すべく、低感度にて出力電流の検出を行う。これにより、電源電圧及び出力電圧間の電位差が小なる場合であっても、負荷消費電流が過電流の状態にあるか否かを正しく検出することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の第１の実施例による安定化電源回路の構成を示す図である。
【図２】本発明の第２の実施例による安定化電源回路の構成を示す図である。
【図３】本発明の第３の実施例による安定化電源回路の構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
一定電圧を有する出力電圧を出力ラインを介して負荷に供給する安定化電源回路において、出力電圧と基準電圧との差分値に対応した検出感度にて出力ラインに流れる出力電流の電流量に対応した検出電流信号を検出し、この検出電流信号が所定値を超えた場合に出力電流を強制的に低下させることにより過電流保護を行う。
【実施例】
【００１２】
図１は、本発明による安定化電源回路の内部構成の一例を示す図である。
【００１３】
図１に示すように、かかる安定化電源回路は、差動増幅部１、出力部２、及び過電流保護部３からなる。
【００１４】
差動増幅部１は、ｐチャネル型のＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタであるトランジスタＱ１及びＱ２、ｎチャネル型のＭＯＳトランジスタであるトランジスタＱ３〜Ｑ５を備える。
【００１５】
トランジスタＱ１及びＱ２各々のゲート端同士は互いに接続されており、夫々のソース端にはバッテリ等の直流電源から供給された電源電圧Ｖｄｄが印加されている。トランジスタＱ１及びＱ３のドレイン端同士はラインＬ１を介して接続されており、トランジスタＱ２及びＱ４のドレイン端同士がラインＬ２を介して接続されている。トランジスタＱ３のゲート端には、この安定化電源回路が生成する出力電圧Ｖｏｕｔの電圧値を設定する為の基準電圧Ｖｒｅｆが印加されており、そのソース端はトランジスタＱ５のドレイン端に接続されている。トランジスタＱ４のゲート端には、出力部２から供給された帰還出力電圧Ｖｆが印加されており、そのソース端にはトランジスタＱ５のドレイン端が接続されている。トランジスタＱ５のソース端には接地電位ＶＳＳが印加されており、そのゲート端には、この差動増幅部１内に流れるべき基準電流量を設定する為の基準電流電位Ｖｂｎが印加されている。すなわち、トランジスタＱ５により、トランジスタＱ１及びＱ３間のラインＬ１に流れ込む電流とトランジスタＱ２及びＱ４間のラインＬ２に流れ込む電流との合計電流が、上記基準電流量となるように制御される。
【００１６】
かかる構成により、差動増幅部１におけるトランジスタＱ１及びＱ３同士を接続するラインＬ１上には、上記した基準電圧Ｖｒｅｆと帰還出力電圧Ｖｆとの差分値に対応したレベルを有する出力電圧駆動信号ＰＧが生成され、これが出力部２及び過電流保護部３に供給される。
【００１７】
出力部２は、ｐチャネル型のＭＯＳトランジスタである出力トランジスタＰ１からなる。出力トランジスタＰ１のソース端には上記した電源電圧Ｖｄｄが印加されており、そのゲート端には上記出力電圧駆動信号ＰＧが供給されている。トランジスタＰ１のドレイン端には、出力電圧Ｖｏｕｔを出力する為の出力ラインＬｏｕｔが接続されている。尚、上記出力ラインＬｏｕｔには、その一端に接地電位ＶＳＳが印加されている平滑用コンデンサＣＨの他端が接続されている。
【００１８】
かかる構成により、出力部２の出力トランジスタＰ１は、そのゲート端に供給された出力電圧駆動信号ＰＧに応じた電圧を有する出力電圧Ｖｏｕｔを生成し、これを出力ラインＬｏｕｔを介して出力する。
【００１９】
過電流保護部３は、ｐチャネル型のＭＯＳトランジスタであるトランジスタＰ２、夫々がｎチャネル型のＭＯＳトランジスタであるトランジスタＮａ及びＮ１、比較器Ａ１、抵抗Ｒ１〜Ｒ４、Ｒａ及びＲｂからなる。
【００２０】
抵抗Ｒ１の一端は上記した出力ラインＬｏｕｔに接続されており、その他端には抵抗Ｒｂの一端が接続されている。抵抗Ｒｂの他端には抵抗Ｒ２の一端が接続されており、抵抗Ｒ２の他端には接地電位ＶＳＳが印加されている。尚、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２及びＲｂからなる直列接続回路を第１抵抗分圧回路Ｂ１と称する。ここで、第１抵抗分圧回路Ｂ１における抵抗Ｒ２及びＲｂ同士の接続点に生じた電圧が、差動増幅部１にて基準電圧Ｖｒｅｆとの電圧差分を求める対象となる帰還出力電圧Ｖｆとして差動増幅部１のトランジスタＱ４のゲート端に供給される。
【００２１】
すなわち、出力ラインＬｏｕｔ上に印加された出力電圧Ｖｏｕｔにより、第１抵抗分圧回路Ｂ１における抵抗Ｒｂ及びＲ２同士の接続点には、
Ｖｆ＝［Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒｂ＋Ｒ２）］・Ｖｏｕｔ
にて示される帰還出力電圧Ｖｆが生成され、これが差動増幅部１に供給される。この際、差動増幅部１は、かかる帰還出力電圧Ｖｆと基準電圧Ｖｒｅｆとの差分値に対応した出力電圧駆動信号ＰＧを出力トランジスタＰ１のゲート端に供給することにより、出力電圧Ｖｏｕｔに対する電圧制御を行う。これにより、出力トランジスタＰ１は、出力ラインＬｏｕｔ上の負荷に供給される出力電流Ｉｏｕｔの変動に拘わらずに、常に基準電圧Ｖｒｅｆに対応した一定の電圧値を有する出力電圧Ｖｏｕｔを生成する。
【００２２】
更に、かかる第１抵抗分圧回路Ｂ１における抵抗Ｒ１及びＲｂ同士の接続点に生じた電圧が、過電流検出感度を設定する為の検出電圧Ｖｄｅｔとして比較器Ａ１に供給される。
【００２３】
すなわち、出力ラインＬｏｕｔ上に印加された出力電圧Ｖｏｕｔにより、第１抵抗分圧回路Ｂ１における抵抗Ｒｂ及びＲ１同士の接続点には、
Ｖｄｅｔ＝［（Ｒｂ＋Ｒ２）／（Ｒ１＋Ｒｂ＋Ｒ２）］・Ｖｏｕｔ
にて示される検出電圧Ｖｄｅｔが生成され、これが比較器Ａ１に供給される。
【００２４】
トランジスタＰ２は、出力トランジスタＰ１よりもチップ上での形成サイズが小であり、そのソース端には上記した電源電圧Ｖｄｄが印加されており、そのゲート端には上記出力電圧駆動信号ＰＧが供給されている。又、トランジスタＰ２のドレイン端には抵抗Ｒ３の一端が接続されている。トランジスタＰ２は、出力電圧駆動信号ＰＧに応じた電流量を有する電流ＩＱをこの抵抗Ｒ３に送出する。抵抗Ｒ３の他端には抵抗Ｒ４の一端が接続されており、抵抗Ｒ４の他端には抵抗Ｒａの一端が接続されている。抵抗Ｒａの他端には接地電位ＶＳＳが印加されている。尚、抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ４及びＲａからなる直列接続回路を第２抵抗分圧回路Ｂ２と称する。ここで、第２抵抗分圧回路Ｂ２における抵抗Ｒ３及びＲ４同士の接続点に生じた電圧が、上記出力ラインＬｏｕｔに流れる出力電流Ｉｏｕｔに比例した電流量を表す検出電流信号ＩＤとしてトランジスタＮ１のゲート端に供給される。
【００２５】
トランジスタＮ１のソース端には接地電位ＶＳＳが印加されており、そのドレイン端には、差動増幅部１のトランジスタＱ２及びＱ４同士を接続するラインＬ２が接続されている。トランジスタＮ１は、検出電流信号ＩＤが所定閾値ＴＴＨよりも小なる場合にはオフ状態となる。一方、検出電流信号ＩＤが所定閾値ＴＴＨよりも大なる場合にはトランジスタＮ１はオン状態となって、差動増幅部１のトランジスタＱ２及びＱ４同士を接続するラインＬ２に流れ込む電流の一部を取り込んで接地電位ＶＳＳ側に流し込む。尚、所定閾値ＴＴＨとは、トランジスタＮ１を動作状態に設定し得るゲート電圧の最低値である。
【００２６】
比較器Ａ１は、上記した検出電圧Ｖｄｅｔと基準電圧Ｖｒｅｆとの大小比較を行う。この際、検出電圧Ｖｄｅｔが基準電圧Ｖｒｅｆ以上の電圧値を有する場合には、比較器Ａ１は、トランジスタＮａをオン状態に設定すべき論理レベル１の電圧値を有する検出感度切替信号ＤＫを生成しこれをトランジスタＮａのゲート端に供給する。一方、検出電圧Ｖｄｅｔが基準電圧Ｖｒｅｆ未満の電圧値を有する場合には、比較器Ａ１は、トランジスタＮａをオフ状態に設定すべき論理レベル０の電圧値を有する検出感度切替信号ＤＫをトランジスタＮａのゲート端に供給する。トランジスタＮａは、検出感度切替信号ＤＫが論理レベル０の電圧値を有する場合にはオフ状態となる一方、検出感度切替信号ＤＫが論理レベル１の電圧値を有する場合にはオン状態となって、第２抵抗分圧回路Ｂ２における抵抗Ｒａの両端を短絡する。
【００２７】
すなわち、第２抵抗分圧回路Ｂ２は、トランジスタＮａがオフ状態にある間は、抵抗Ｒ３、Ｒ４及びＲａからなる抵抗分圧回路となる一方、トランジスタＮａがオン状態にある間は、抵抗Ｒ３及びＲ４からなる抵抗分圧回路となる。ここで、第２抵抗分圧回路Ｂ２が３つの抵抗（Ｒ３、Ｒ４、Ｒａ）からなる場合には、２つの抵抗（Ｒ３、Ｒ４）からなる場合に比して検出電流信号ＩＤのレベルは高くなる。つまり、トランジスタＰ２から送出された電流ＩＱに対する検出感度が高くなるのである。以降、第２抵抗分圧回路Ｂ２が抵抗Ｒ３、Ｒ４及びＲａにて構成される場合に為される電流検出動作を［高感度モード］、抵抗Ｒ３及びＲ４から構成される場合に為される電流検出動作を［低感度モード］と称する。
【００２８】
上記した如き構成により、過電流保護部３のトランジスタＰ２は、そのゲート端に供給された出力電圧駆動信号ＰＧに応じて、上記出力トランジスタＰ１が出力した出力電流Ｉｏｕｔに比例した電流ＩＱ（Ｉｏｕｔ＞ＩＱ）を第２抵抗分圧回路Ｂ２の抵抗Ｒ３に供給する。この際、第２抵抗分圧回路Ｂ２は、かかる電流ＩＱに対応した検出電流を検出し、その検出電流量を表す検出電流信号ＩＤをトランジスタＮ１のゲート端に供給する。トランジスタＮ１は、検出電流信号ＩＤが所定閾値ＴＴＨよりも小なる場合にはオフ状態となる一方、検出電流信号ＩＤが所定閾値ＴＴＨよりも大なる場合にはオン状態となる。トランジスタＮ１がオン状態になると、差動増幅部１のトランジスタＱ２及びＱ４同士を接続するラインＬ２上の電位が急峻に低下する。これにより、差動増幅部１のトランジスタＱ１は、高電圧の出力電圧駆動信号ＰＧをトランジスタＰ２及び出力トランジスタＰ１各々のゲート端に供給することになる。よって、出力トランジスタＰ１から出力される出力電圧Ｖｏｕｔの電圧値が急激に低下するので、出力ラインＬｏｕｔを介して負荷に流れ込む出力電流Ｉｏｕｔも低下する。つまり、出力トランジスタＰ１に対して上述した如き出力電流の低下制御を行うことにより、過電流から出力トランジスタＰ１を保護するのである。尚、トランジスタＮ１がオフ状態にある間は上記した出力電流低下制御は実施されないので、この間、出力トランジスタＰ１は、基準電圧Ｖｒｅｆに対応した一定の電圧値を有する出力電圧Ｖｏｕｔを出力ラインＬｏｕｔを介して負荷に供給しつづける。
【００２９】
ここで、上記した如き出力電流低下制御は、出力電流Ｉｏｕｔが過電流の状態になった場合にトランジスタＮ１をオン状態にすることによって実行される。トランジスタＮ１をオン状態にするには、このトランジスタＮ１をオン状態に維持させ得る閾値ＴＴＨよりも高い電圧をそのゲート端に供給する必要がある。そこで、予め、所定の過電流閾値Ｉｄｅｔ１と等しい電流量を有する出力電流Ｉｏｕｔが出力されている間に、トランジスタＰ２から出力される電流ＩＱを測定しておき、この電流ＩＱが第２抵抗分圧回路Ｂ２に流れ込んだ際に得られた検出電流信号ＩＤのレベルが、トランジスタＮ１の閾値ＴＴＨと等しくなるように、抵抗Ｒ３、Ｒ４及びＲａ各々の抵抗値が決定されている。
【００３０】
このように、過電流保護部３は、トランジスタＰ２、第１抵抗分圧回路Ｂ１及び第２抵抗分圧回路Ｂ２からなる出力電流検出部により、出力ラインＬｏｕｔに流れる出力電流Ｉｏｕｔに比例した電流量を検出し、その検出電流量（ＩＤ）が所定閾値を超える過電流である場合には、トランジスタＮ１によって出力電流を強制的に低下させるべき出力電流低下制御を行うようにしている。
【００３１】
次に、図１に示す構成からなる安定化電源回路の動作について説明する。
【００３２】
先ず、この安定化電源回路を起動させるにあたり、出力ラインＬｏｕｔに接続されている平滑用コンデンサＣＨが完全に放電された状態にあると、出力トランジスタＰ１から出力された出力電圧Ｖｏｕｔに応じて平滑用コンデンサＣＨに対する充電が開始される。この際、出力トランジスタＰ１は、その出力電流Ｉｏｕｔとして、平滑用コンデンサＣＨを充電する為の充電電流（以下、突入電流と称する）を送出する。尚、平滑用コンデンサＣＨに対する充電が完了するまでの間、出力ラインＬｏｕｔ上は低インピーダンス状態となる為、出力トランジスタＰ１から出力された出力電圧Ｖｏｕｔは、基準電圧Ｖｒｅｆよりも低い電圧値となる。従って、この際、出力部２の第１抵抗分圧回路Ｂ１によって得られる検出電圧Ｖｄｅｔは、基準電圧Ｖｒｅｆよりも低い状態となる。よって、この間、過電流保護部３のトランジスタＮａはオフ状態となり、過電流保護部３の第２抵抗分圧回路Ｂ２は、抵抗Ｒ３、Ｒ４及びＲａにて出力電流の検出を行う［高感度モード］で動作する。つまり、出力トランジスタＰ１から送出された突入電流（Ｉｏｕｔ）に追従してトランジスタＰ２から送出された電流ＩＱに基づき、第２抵抗分圧回路Ｂ２（Ｒ３、Ｒ４、Ｒａ）は、
ＩＤ＝ＩＱ・（Ｒ４＋Ｒａ）
なる検出電流信号ＩＤを得る。
【００３３】
この際、上記した如き突入電流（Ｉｏｕｔ）が所定の過電流閾値Ｉｄｅｔ１を超えると、第２抵抗分圧回路Ｂ２（Ｒ３、Ｒ４、Ｒａ）によって検出された検出電流信号ＩＤのレベルが、トランジスタＮ１の閾値ＴＴＨよりも大となる。すると、トランジスタＮ１がオン状態となり、出力トランジスタＰ１から出力される出力電圧Ｖｏｕｔが急激に低下する。これにより、出力トランジスタＰ１から送出される突入電流は、過電流閾値Ｉｄｅｔ１よりも高い状態から低い状態に推移する。従って、このような出力電流低下制御により、過大な突入電流が出力トランジスタＰ１に流れ込むのが防止される。
【００３４】
そして、平滑用コンデンサＣＨの充電が完了すると、出力ラインＬｏｕｔ上は高インピーダンス状態となり、出力トランジスタＰ１から出力される出力電流Ｉｏｕｔは、突入電流の状態から負荷消費電流の状態に遷移する。よって、出力トランジスタＰ１から出力された出力電圧Ｖｏｕｔは、基準電圧Ｖｒｅｆよりも高い電圧値になる。この際、出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒｅｆよりも高い電圧値となり、それ故、出力部２の第１抵抗分圧回路Ｂ１で得られた検出電圧Ｖｄｅｔが基準電圧Ｖｒｅｆよりも高電圧になると、過電流保護部３のトランジスタＮａがオン状態となる。これにより、過電流保護部３の第２抵抗分圧回路Ｂ２における抵抗Ｒ３の両端が短絡し、第２抵抗分圧回路Ｂ２は、抵抗Ｒ３及びＲ４によって過電流の検出を行う［低感度モード］に遷移する。つまり、出力トランジスタＰ１から送出された負荷消費電流（Ｉｏｕｔ）に追従させて、トランジスタＰ２から送出された電流ＩＱに基づき、第２抵抗分圧回路Ｂ２（Ｒ３、Ｒ４）は、
ＩＤ＝ＩＱ・Ｒ４
なる検出電流信号ＩＤを得る。
【００３５】
すなわち、［低感度モード］では、［高感度モード］での出力電流検出に比べて、実際にトランジスタＰ２から出力された電流ＩＱに基づいて得られる検出電流信号ＩＤのレベルが低くなるのである。
【００３６】
この際、上記した如き負荷消費電流（Ｉｏｕｔ）が、上記過電流閾値Ｉｄｅｔ１よりも大なる所定の過電流閾値Ｉｄｅｔ２を超えると、第２抵抗分圧回路Ｂ２（Ｒ３、Ｒ４）にて検出された検出電流信号ＩＤのレベルがトランジスタＮ１の閾値ＴＴＨよりも大となる。つまり、過電流閾値Ｉｄｅｔ２と等しい電流量を有する出力電流Ｉｏｕｔが出力されている間にトランジスタＰ２から出力された電流ＩＱによって得られた検出電流信号ＩＤのレベルが、上記トランジスタＮ１の閾値ＴＴＨと等しくなるように、抵抗Ｒ３及びＲ４各々の抵抗比が決定されているのである。検出電流信号ＩＤのレベルがトランジスタＮ１の閾値ＴＴＨよりも大となると、トランジスタＮ１がオン状態となり、出力トランジスタＰ１から出力される出力電圧Ｖｏｕｔが急激に低下する。これにより、出力トランジスタＰ１から送出される負荷消費電流（Ｉｏｕｔ）は、過電流閾値Ｉｄｅｔ２よりも高い状態から低い状態に推移する。従って、このような出力電流低下制御により、過大な負荷消費電流が出力トランジスタＰ１に流れ込むのが防止される。
【００３７】
又、図１に示す安定化電源回路において、何らかの要因により出力ラインＬｏｕｔが短絡した場合には、検出電圧Ｖｄｅｔが基準電圧Ｖｒｅｆよりも低電圧になる。これにより、過電流保護部３のトランジスタＮａがオン状態からオフ状態に遷移するので、第２抵抗分圧回路Ｂ２は、抵抗Ｒ３、Ｒ４及びＲａにて出力電流の検出を行う［高感度モード］に遷移する。よって、出力短絡に伴って出力ラインＬｏｕｔに流れ込む過大電流が高感度に検出され、直ちに前述した如き出力電流低下制御が実行される。
【００３８】
ここで、電源電圧Ｖｄｄ及び出力電圧Ｖｏｕｔ間の電位差が小であると、出力電流Ｉｏｕｔが正常電流の範囲内にあるにも拘わらず、トランジスタＰ２から出力された電流ＩＱが過電流に相当する電流量になってしまう場合がある。そこで、［低感度モード］では、［高感度モード］の場合に比して、実際にトランジスタＰ２から出力された電流ＩＱに対して得られる検出電流信号ＩＤのレベルを低くするようにしている。すなわち、［低感度モード］では［高感度モード］の場合に比して、出力電流Ｉｏｕｔが過電流であるか否かを判断する閾値を相対的に高くしているのである。このように、出力電流Ｉｏｕｔが過電流であるか否かを判断する為の閾値を高くすることにより、電源電圧Ｖｄｄ及び出力電圧Ｖｏｕｔ間の電位差が小であるが故に、出力電流Ｉｏｕｔが正常電流の範囲内にあるにも拘わらず実施されてしまうという、出力電流低下制御の誤った実行を防止するのである。
【００３９】
以上の如く、図１に示す安定化電源回路においては、その起動直後から平滑用コンデンサＣＨに対する充電が完了するまでの間は、平滑用コンデンサＣＨを充電する為に流れる突入電流から出力トランジスタの破壊を防ぐべく［高感度モード］にて出力電流の監視を行う。［高感度モード］によれば、突入電流の如き負荷の過渡応答に追従させて迅速に、出力電流が過電流状態にあるか否かを検出することが可能となる。そして、平滑用コンデンサＣＨに対する充電が完了したら、今度は、負荷で消費される電流（以下、負荷消費電流と称する）による過電流から回路を保護すべく、［低感度モード］にて出力電流の監視を行う。この際、［低感度モード］によれば、電源電圧Ｖｄｄ及び出力電圧Ｖｏｕｔ間の電位差が小なる場合であっても、負荷消費電流が過電流の状態にあるか否かを正しく検出することが可能となる。よって、電源電圧Ｖｄｄ及び出力電圧Ｖｏｕｔ間の電位差が小なるが故に出力電流Ｉｏｕｔが正常電流範囲内にあるにも拘わらず実施されてしまうという、誤った出力電流低下制御を防止することが可能となる。
【００４０】
要するに、図１に示す安定化電源回路では、検出した出力電流の電流量に応じてこの出力電流を強制的に低下させるべき出力電流低下制御を実施するにあたり、出力電圧が所定の基準電圧よりも低い場合には［高感度モード］にて出力電流の検出を行う一方、出力電圧が基準電圧よりも高い場合には［低感度モード］にて出力電流の検出を行う。この際、［高感度モード］ではその出力電流のレベルを高めに検出する、つまり高感度で検出することにより、負荷の過渡応答に対して迅速に過電流状態にある出力電流量を検出する。一方、［低感度モード］では、出力電流のレベルを低めに検出する、つまり低感度にて検出することにより、電源電圧及び出力電圧間の電位差が小なる場合でも過電流状態にある出力電流量を適切に検出できるようにしているのである。
【００４１】
よって、図１に示す安定化電源回路によれば、電源電圧と出力電圧との電位差が小なる場合であっても誤動作することなく、且つ負荷の過渡応答に迅速に追従させて出力電流の低下制御を実行することが可能となる。
【００４２】
尚、図１に示す安定化電源回路では、出力電流を強制的に低下させるべく、差動増幅部１におけるラインＬ２の電位を低下させることにより出力電圧駆動信号ＰＧのレベルを高くするようにしているが、この出力電圧駆動信号ＰＧのレベル自体を直接、高くするようにしても良い。
【００４３】
図２は、かかる点に鑑みて為された安定化電源回路の内部構成を示す図である。
【００４４】
図２に示す安定化電源回路は、図１に示す安定化電源回路と同様に、差動増幅部１、出力部２、及び過電流保護部３から構成されるものである。
【００４５】
尚、差動増幅部１及び出力部２各々の内部構成は、図１に示されるものと同一である。      
【００４６】
又、過電流保護部３の内部構成についても、上記トランジスタＮ１に代わりｎチャネル型のトランジスタＮ２を採用し、ｎチャネル型のＭＯＳトランジスタであるトランジスタＮ３、ｐチャネル型のＭＯＳトランジスタであるトランジスタＰ３、抵抗Ｒ５及びＲ６を追加した点を除く他の構成は図１に示すものと同一である。
【００４７】
図２において、トランジスタＮ２のゲート端には、第２抵抗分圧回路Ｂ２における抵抗Ｒ３及びＲ４同士の接続点に生じた電圧が、出力ラインＬｏｕｔに流れる出力電流Ｉｏｕｔに比例した電流量を表す検出電流信号ＩＤとして供給される。トランジスタＮ２のドレイン端には、互いに直列接続された抵抗Ｒ５及びＲ６各々を介して電源電圧Ｖｄｄが印加されている。これら抵抗Ｒ５及びＲ６同士の接続点に生じた電圧がトランジスタＰ３のゲート端に供給される。トランジスタＰ３のソース端には電源電圧Ｖｄｄが印加されており、そのドレイン端は、差動増幅部１におけるトランジスタＱ１及びＱ３同士を接続するラインＬ１に接続されている。トランジスタＮ２のソース端にはトランジスタＮ３のゲート端及びドレイン端が共通に接続されている。トランジスタＮ３のソース端には、接地電位ＶＳＳが印加されている。
【００４８】
以下に、図２に示される過電流保護部３による動作について説明する。
【００４９】
トランジスタＮ２は、検出電流信号ＩＤがこのトランジスタＮ２の閾値ＴＴＨよりも大なる場合にオン状態となり、検出電流信号ＩＤのレベルに応じた低電位を抵抗Ｒ６の一端に印加する。この際、抵抗Ｒ５及びＲ６の抵抗比によって決定する電位が抵抗Ｒ５及びＲ６同士の接続点に生じる。ここで、抵抗Ｒ５及びＲ６同士の接続点上の電位がトランジスタＰ３の閾値よりも小なる場合にはトランジスタＰ３がオン状態となり、電源電圧Ｖｄｄに基づく高電圧が差動増幅部１におけるトランジスタＱ１及びＱ３同士を接続するラインＬ１に印加される。これにより、高電圧を有する出力電圧駆動信号ＰＧがトランジスタＰ２及び出力トランジスタＰ１各々のゲート端に供給される。よって、出力トランジスタＰ１から出力される出力電圧Ｖｏｕｔの電圧値が急激に低下するので、出力ラインＬｏｕｔを介して負荷に流れ込む出力電流Ｉｏｕｔも低下する。このような出力電流低下制御により、出力トランジスタＰ１に対する過電流保護が為されるのである。
【００５０】
尚、トランジスタＮ２がオフ状態にある間は、トランジスタＰ３がオン状態になることは無いので、上記した如き出力電流低下制御は為されない。よって、この間、出力トランジスタＰ１は、基準電圧Ｖｒｅｆに対応した一定の電圧値を有する出力電圧Ｖｏｕｔを出力ラインＬｏｕｔを介して負荷に供給しつづける。
【００５１】
上記したように、図２に示す過電流保護部３では、トランジスタＮ２、Ｎ３及びＰ３、抵抗Ｒ５及びＲ６からなる構成により、出力電流が過電流状態にある場合に、出力電圧駆動信号ＰＧを直接高電圧化することにより、出力電流を低下させるようにしている。この際、図２に示す過電流保護部３においては、出力電流が過電流状態にあるか否かを決定する閾値を抵抗Ｒ５及びＲ６の抵抗比によって調整できるようにしている。よって、図１に示される構成を採用した場合に比して、精度良く過電流状態の検出を行うことが可能となる。
【００５２】
尚、図２及び図１に示す実施例においては、安定化電源回路としてシリーズレギュレータを一例にとってその構成を説明したが、出力電流検出部における出力電流に対する検出レベルの切り替えを為す構成（比較器Ａ１、トランジスタＮａ）は、スイッチングレギュレータの突入電流防止回路に適用しても良い。
【００５３】
又、図１に示す安定化電源回路では、出力電圧が基準電圧よりも大であるか否かにより、出力電流を検出する際の検出感度を２段階（高感度モード、低感度モード）で切り替えるようにしているが、出力電圧と基準電圧との差分に応じて複数段階に切り替えるようにしても良い。
【００５４】
図３は、かかる点に鑑みて為された安定化電源回路の内部構成を示す図である。
【００５５】
図３に示す安定化電源回路は、図１に示す安定化電源回路と同様に、差動増幅部１、出力部２、及び過電流保護部３から構成されるものである。
【００５６】
尚、差動増幅部１及び出力２の内部構成は、図１に示されるものと同一である。
【００５７】
図３に示す過電流保護部３においては、図１に示される抵抗Ｒｂに代わり、夫々が直列接続されてなるｎ個の抵抗Ｒｂ１〜Ｒｂｎを採用し、抵抗Ｒａに代わり夫々が直列接続されてなるｎ個の抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎを採用している。又、図１に示されるトランジスタＮａに代わりｎ個のトランジスタＮａ１〜Ｎａｎを採用し、比較器Ａ１に代わりｎ個の比較器Ａ１１〜Ａ１ｎを採用している。以上の変更点を除く他の構成は、図１に示されるものと同一である。
【００５８】
図３において、第１抵抗分圧回路Ｂ１の抵抗Ｒｂ１〜Ｒｂｎによる直列合成抵抗値は、図１に示される抵抗Ｒｂの抵抗値と同一である。要するに、図３に示す第１抵抗分圧回路Ｂ１では、図１に示される１つの抵抗Ｒｂを、ｎ個の抵抗Ｒｂ１〜Ｒｂｎに分割し、これらを直列に接続して構築したのである。この際、抵抗Ｒｂ１〜Ｒｂｎにおける各接続点での電圧が検出電圧Ｖｄ１〜Ｖｄｎとして夫々比較器Ａ１１〜Ａ１ｎに供給される。
【００５９】
又、図３に示す抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎによる合成抵抗値は、図１に示される抵抗Ｒａの抵抗値と同一である。要するに、図３に示す第２抵抗分圧回路Ｂ２では、図１に示される１つの抵抗Ｒａを、ｎ個の抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎに分割し、これらを直列に接続してて構築したのである。この際、抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎ各々の両端には、図３に示すように、トランジスタＮａ１〜Ｎａｎのドレイン端及びソース端が夫々接続されている。比較器Ａ１（ｔ）は（ｔ：１〜ｎの整数）、検出電圧Ｖｄ（ｔ）と基準電圧Ｖｒｅｆとの大小比較を行う。この際、検出電圧Ｖｄ（ｔ）が基準電圧Ｖｒｅｆ以上の電圧値を有する場合には、比較器Ａ１（ｔ）は、トランジスタＮａ（ｔ）をオン状態に設定すべき論理レベル１の電圧値を有する検出感度切替信号を生成しこれをトランジスタＮａ（ｔ）のゲート端に供給する。一方、検出電圧Ｖｄ（ｔ）が基準電圧Ｖｒｅｆ未満の電圧値を有する場合には、比較器Ａ１（ｔ）は、トランジスタＮａ（ｔ）をオフ状態に設定すべき論理レベル０の電圧値を有する検出感度切替信号をトランジスタＮａ（ｔ）のゲート端に供給する。トランジスタＮａ（ｔ）は、検出感度切替信号が論理レベル０の電圧値を有する場合にはオフ状態となる一方、検出感度切替信号が論理レベル１の電圧値を有する場合にはオン状態となって、抵抗Ｒａ（ｔ）の両端を短絡する。
【００６０】
かかる構成によれば、出力電圧Ｖｏｕｔに対して検出電圧Ｖｄ１〜Ｖｄｎは、
Ｖｏｕｔ＞Ｖｄ１＞Ｖｄ２＞Ｖｄ３＞・・・＞Ｖｄｎ
なる大小関係となる。
【００６１】
よって、出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒｅｆよりも小である場合には、検出電圧Ｖｄ１〜Ｖｄｎも全て基準電圧Ｖｒｅｆよりも小となり、トランジスタＮａ１〜Ｎａｎは全てオフ状態となる。つまり、この際、第２抵抗分圧回路Ｂ２は、抵抗Ｒ３、Ｒ４、Ｒａ１〜Ｒａｎにより、最高感度にて出力電流の検出を行う状態となる。
【００６２】
ここで、出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒｅｆよりも大であり、且つ両者の差が第１差分値であるが故に、検出電圧Ｖｄ４及びＶｄ５が基準電圧Ｖｒｅｆに対して、例えば、
Ｖｄ４＞Ｖｒｅｆ＞Ｖｄ５
なる大小関係にある場合には、比較器Ａ１１〜Ａ１ｎ各々の内で４つの比較器Ａ１１〜Ａ１４だけが、基準電圧Ｖｒｅｆよりも検出電圧Ｖｄが大であると判定する。よって、トランジスタＮａ１〜Ｎａ４がオン状態、トランジスタＮａ５〜Ｎａｎがオフ状態となる。つまり、この際、第２抵抗分圧回路Ｂ２は、抵抗Ｒ３、Ｒ４、Ｒａ５〜Ｒａｎによって出力電流の検出を行う状態となる（第１検出感度）。
【００６３】
又、出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒｅｆよりも大であり、且つ両者の差が上記第１差分値よりも大なる第２差分値である場合には、検出電圧Ｖｄ５及びＶｄ６が基準電圧Ｖｒｅｆに対して、
Ｖｄ５＞Ｖｒｅｆ＞Ｖｄ６
なる大小関係となる。この際、比較器Ａ１１〜Ａ１ｎ各々の内で５つの比較器Ａ１１〜Ａ１５だけが、基準電圧Ｖｒｅｆよりも検出電圧Ｖｄが大であると判定する。よって、トランジスタＮａ１〜Ｎａ５がオン状態、トランジスタＮａ６〜Ｎａｎがオフ状態となる。つまり、第２抵抗分圧回路Ｂ２は、抵抗Ｒ３、Ｒ４、Ｒａ６〜Ｒａｎによって出力電流の検出を行う状態となる（第２検出感度）。従って、この第２検出感度で出力電流検出を行う場合には、上記した第１検出感度で出力電流検出を行う場合に比して、基準電圧Ｖｒｅｆ及び検出電圧Ｖｄ間の電圧差が大であるが故に、基準電圧Ｖｒｅｆよりも検出電圧Ｖｄが大であると判定する比較器Ａ１の数が多くなり、その分だけ第２抵抗分圧回路Ｂ２の直列合成抵抗値が小となる。よって、この際、第２抵抗分圧回路Ｂ２は、上記した第１検出感度よりも低感度な第２検出感度で出力電流の検出を行うことになる。
【００６４】
又、出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒｅｆよりも大であり、且つ両者の差が上記第２差分値よりも大である場合には、検出電圧Ｖｄ５及びＶｄ６が基準電圧Ｖｒｅｆに対して、
Ｖｄ６＞Ｖｒｅｆ＞Ｖｄ７
なる大小関係となる。この際、比較器Ａ１１〜Ａ１ｎ各々の内で６つの比較器Ａ１１〜Ａ１６だけが、基準電圧Ｖｒｅｆよりも検出電圧Ｖｄが大であると判定する。よって、トランジスタＮａ１〜Ｎａ６がオン状態、トランジスタＮａ７〜Ｎａｎがオフ状態となる。つまり、第２抵抗分圧回路Ｂ２は、抵抗Ｒ３、Ｒ４、Ｒａ７〜Ｒａｎによって出力電流の検出を行う状態となる（第３検出感度）。従って、この第３検出感度で出力電流検出を行う場合、上記した第２検出感度で出力電流検出を行う場合に比して、基準電圧Ｖｒｅｆ及び検出電圧Ｖｄ間の電圧差が大であるが故に、基準電圧Ｖｒｅｆよりも検出電圧Ｖｄが大であると判定する比較器Ａ１の数が多くなり、その分だけ第２抵抗分圧回路Ｂ２の直列合成抵抗値が小となる。よって、この際、第２抵抗分圧回路Ｂ２は、上記した第２検出感度よりも低感度な第３検出感度で出力電流の検出を行うことになる。
【００６５】
そして、図３に示す過電流保護部３では、図１に示すものと同様に、検出された検出電流信号（ＩＤ）が所定閾値を超える過電流である場合には、トランジスタＮ１によって出力電流を強制的に低下させるべき出力電流低下制御を行う。
【００６６】
以上の如く、図３に示される安定化電源回路においては、出力ラインに流れる出力電流を検出しその検出した電流量が所定閾値を超えた場合に電流低下制御を実行するにあたり、出力電圧と基準電圧との差分が大きくなるにつれ電流検出感度を低下させて出力電流の検出を行うようにしている。これにより、電源電圧と出力電圧との電位差が小なる場合であっても誤動作することなく、且つ負荷の過渡応答に迅速に追従させて出力電流の低下制御を実行することが可能となる。
【符号の説明】
【００６７】
１              差動増幅部
２              出力部
３              過電流保護部
Ａ１１〜Ａ１ｎ    比較器
Ｂ１            第１抵抗分圧回路
Ｂ２            第２抵抗分圧回路
Ｎ１、Ｐ２      トランジスタ
Ｐ１            出力トランジスタ
【図１】
0005651388.tif 000002
【図２】
0005651388.tif 000003
【図３】
0005651388.tif 000004