(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１及び第２の入力端(P1,P2)の間で互いに直列に接続された一対のスイッチング素子を三相分(S1〜S6)有し、前記第１及び前記第２の入力端(P1,P2)から入力される直流電圧を三相交流電圧に変換するインバータを制御する方法であって、
前記第１又は前記第２の入力端に流れる電流を前記スイッチング素子のスイッチングパターンに基づいて線電流として検出し、
周期(T)を有する第１キャリア(C)と、前記三相交流電圧についての３相の指令値(Vu*,Vv*,Vw*)との比較に基づいて、前記スイッチング素子に前記スイッチングパターンを採用させ、
前記３相の指令値のうち最も大きい最大相指令値及びその次に大きい中間相指令値たる一対の指令値（Vw*,Vv*）、または前記中間相指令値及び最も小さい最小相指令値たる一対の指令値(Vv*,Vu*)と、前記第１キャリアとの比較によって決まる前記スイッチングパターンが採用される期間(t61')が、所定値(tref)以下であることが前記期間よりも前に推定されたときに、前記一対の指令値の一方(Vw*,Vv*)と比較される第２キャリア(Cw,Cv)を生成し、
前記第１キャリアについての時間軸において、前記第１キャリアが増大する若しくは低減する方向において所定の変化率で前記一対の指令値の前記一方と交差する第１時点(tc',tb')に対して、前記第１キャリアが前記方向で前記一対の指令値の他方(Vv*,Vw*)と交差する第２時点(tb,tc)とは反対側の第３時点(tc,tb)において、前記第２キャリアが前記方向かつ前記変化率とは異なる変化率で前記一対の指令値の前記一方と交差する、インバータの制御方法。
【請求項２】
前記第１キャリア(C)及び前記第２キャリア(Cw,Cv)は三角波であって、
前記第２キャリアは前記第１キャリアのピーク又はボトムを前記時間軸において平行移動させた三角形状を有する、請求項１に記載のインバータの制御方法。
【請求項３】
前記第２キャリア(Cv)と比較される前記一対の指令値の前記一方(Vv*)は前記中間相指令値である、請求項２に記載のインバータの制御方法。
【請求項４】
前記第２キャリア(Cu)と比較される前記一対の指令値の前記一方(Vu*)は前記最小相指令値である、請求項２に記載のインバータの制御方法。
【請求項５】
前記第２キャリア(Cw)と比較される前記一対の指令値の前記一方(Vw*)は前記最大相指令値である、請求項２に記載のインバータの制御方法。
【請求項６】
前記３相の指令値のうち前記一対の指令値以外の一つの指令値(Vu*,Vw*)及び前記中間相指令値(Vv*)と前記第１キャリアとの比較によって決まる前記スイッチングパターンが採用される期間(t41)が前記所定値以下であることが推定されたときに、前記一つの指令値と比較される第３キャリア(Cu)を更に生成し、
前記時間軸において、前記第１キャリアが前記方向で前記一つの指令値と交差する時点(ta')に対して、前記第１キャリアが前記方向で前記中間相指令値と交差する時点(tb)とは反対側の時点(ta)で、前記第３キャリアが前記方向で前記一つの指令値と交差する、請求項１から５のいずれか一つに記載のインバータの制御方法。
【請求項７】
前記第１キャリアは二等辺三角波であり、前記第２キャリア及び前記第３キャリアは互いに異なる直角三角波である、請求項６に記載のインバータの制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバータの制御方法に関し、特に直流電流を検出する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１には、直流電圧を交流電圧に変換するインバータが記載されている。インバータは第１及び第２の入力端の間で互いに直列に接続される一対のスイッチング素子を３相分備えている。これらのスイッチング素子が適宜にスイッチングパターンを採用することによってインバータは交流電圧を出力する。ひいてはインバータは略正弦波の線電流を出力する。
【０００３】
特許文献１では、第１及び第２の入力端を流れる電流を、スイッチング素子のスイッチングパターンに応じて線電流として検出している。またスイッチングパターンが採用される期間が短いときに当該期間を拡大すべく、インバータが出力する電圧のベクトルの大きさを増大させている。
【０００４】
また特許文献２では、キャリアの周期を長くして当該期間を拡大している。
【０００５】
なお、本発明に関連する技術が特許文献３，４に記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】国際公開第２００３／０３０３４８号
【特許文献２】特開２００３−２２４９８２号公報
【特許文献３】特開２００４−１０４９７７号公報
【特許文献４】特開２００８−２２０１１７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、特許文献１ではどのようにして電圧ベクトルの長さを増大させるのかについて具体的な記載はない。また特許文献２のようにキャリアの周期を長くすれば出力される電圧の波形が粗くなり、線電流の波形として高精度な正弦波を実現しにくい上に、極めて短い電圧ベクトルに対しては極端にキャリア周波数を下げなければならず、キャリア周波数低下による騒音が問題となる。
【０００８】
そこで、本発明は、スイッチングパターンが採用される期間が短いときに、キャリアの周期を長くすることなく当該期間を拡大できるインバータの制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明にかかるインバータの制御方法の第１の態様は、第１及び第２の入力端(P1,P2)の間で互いに直列に接続された一対のスイッチング素子を三相分(S1〜S6)有し、前記第１及び前記第２の入力端(P1,P2)から入力される直流電圧を三相交流電圧に変換するインバータを制御する方法であって、前記第１又は前記第２の入力端に流れる電流を前記スイッチング素子のスイッチングパターンに基づいて線電流として検出し、周期(T)を有する第１キャリア(C)と、前記三相交流電圧についての３相の指令値(Vu*,Vv*,Vw*)との比較に基づいて、前記スイッチング素子に前記スイッチングパターンを採用させ、前記３相の指令値のうち最も大きい最大相指令値及びその次に大きい中間相指令値たる一対の指令値（Vw*,Vv*）、または前記中間相指令値及び最も小さい最小相指令値たる一対の指令値(Vv*,Vu*)と、前記第１キャリアとの比較によって決まる前記スイッチングパターンが採用される期間(t61')が、所定値(tref)以下であることが前記期間よりも前に推定されたときに、前記一対の指令値の一方(Vw*,Vv*)と比較される第２キャリア(Cw,Cv)を生成し、前記第１キャリアについての時間軸において、前記第１キャリアが増大する若しくは低減する方向において所定の変化率で前記一対の指令値の前記一方と交差する第１時点(tc',tb')に対して、前記第１キャリアが前記方向で前記一対の指令値の他方(Vv*,Vw*)と交差する第２時点(tb,tc)とは反対側の第３時点(tc,tb)において、前記第２キャリアが前記方向かつ前記変化率とは異なる変化率で前記一対の指令値の前記一方と交差する。
【００１０】
本発明にかかるインバータの制御方法の第２の態様は、第１の態様にかかるインバータの制御方法であって、前記第１キャリア(C)及び前記第２キャリア(Cw,Cv)は三角波であって、前記第２キャリアは前記第１キャリアのピーク又はボトムを前記時間軸において平行移動させた三角形状を有する。
【００１１】
本発明にかかるインバータの制御方法の第３の態様は、第２の態様にかかるインバータの制御方法であって、前記第２キャリア(Cv)と比較される前記一対の指令値の前記一方(Vv*)は前記中間相指令値である。
【００１２】
本発明にかかるインバータの制御方法の第４の態様は、第２の態様にかかるインバータの制御方法であって、前記第２キャリア(Cu)と比較される前記一対の指令値の前記一方(Vu*)は前記最小相指令値である。
【００１３】
本発明にかかるインバータの制御方法の第５の態様は、第２の態様にかかるインバータの制御方法であって、前記第２キャリア(Cw)と比較される前記一対の指令値の前記一方(Vw*)は前記最大相指令値である。
【００１４】
本発明にかかるインバータの制御方法の第６の態様は、第１から第５のいずれか一つの態様にかかるインバータの制御方法であって、前記３相の指令値のうち前記一対の指令値以外の一つの指令値(Vu*,Vw*)及び前記中間相指令値(Vv*)と前記第１キャリアとの比較によって決まる前記スイッチングパターンが採用される期間(t41)が前記所定値以下であることが推定されたときに、前記一つの指令値と比較される第３キャリア(Cu)を更に生成し、前記時間軸において、前記第１キャリアが前記方向で前記一つの指令値と交差する時点(ta')に対して、前記第１キャリアが前記方向で前記中間相指令値と交差する時点(tb)とは反対側の時点(ta)で、前記第３キャリアが前記方向で前記一つの指令値と交差する。
【００１５】
本発明にかかるインバータの制御方法の第７の態様は、第６の態様にかかるインバータの制御方法であって、前記第１キャリアは二等辺三角波であり、前記第２キャリア及び前記第３キャリアは互いに異なる直角三角波である。
【発明の効果】
【００１６】
本発明にかかるインバータの制御方法の第１，第４及び第５の態様によれば、３相の指令値と第１キャリアとの比較によって第１時点と第２時点との間で採用されたであろうスイッチングパターンが、第２時点と第３の時点との間で採用される。第２及び第３の時点の間の期間は第１及び第２の時点の間の期間よりも長い。よって、スイッチングパターンが採用される期間が増大し、この期間における電流検出の精度を向上できる。
【００１７】
しかもキャリア及び第２キャリアの周期を長くしなくて良いので、出力電圧のパルスが粗くなることを防止でき、線電流の波形の劣化を抑制できる。さらにキャリア周波数が低下しないため、騒音も増加しない。
【００１８】
本発明にかかるインバータの制御方法の第２の態様によれば、相電圧のパルス期間が変わらないので、相電圧パルス幅は変わらない。またピーク又はボトムの平行移動量を高めれば、新たなスイッチングパターンが採用される期間が現れるので、かかる期間においても直流電流を線電流として検出できる。
【００１９】
本発明にかかるインバータの制御方法の第３の態様によれば、請求項１において増大した期間（第2及び第3の時点の間の期間、例えば図８の期間ｔ６１）で採用されるスイッチングパターンとは、別のスイッチングパターンが採用される期間（例えば図８の期間ｔ４２）も増大させることができる。
【００２０】
本発明にかかるインバータの制御方法の第６の態様によれば、請求項１において増大した期間（例えば図１０の期間ｔ６１）で採用されるスイッチングパターンとは、別のスイッチングパターンが採用される期間（例えば図１０の期間ｔ４１）も増大させることができる。
【００２１】
本発明にかかるインバータの制御方法の第７の態様によれば、第１キャリアのピークまたはボトムを平行移動させる量を算出することなく第２キャリアおよび第３キャリアを生成することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】インバータの概念的な構成を例示する図である。
【図２】電圧ベクトルを示す図である。
【図３】タイミングチャートの一例を示す図である。
【図４】タイミングチャートの一例を示す図である。
【図５】タイミングチャートの一例を示す図である。
【図６】タイミングチャートの一例を示す図である。
【図７】タイミングチャートの一例を示す図である。
【図８】タイミングチャートの一例を示す図である。
【図９】タイミングチャートの一例を示す図である。
【図１０】タイミングチャートの一例を示す図である。
【図１１】タイミングチャートの一例を示す図である。
【図１２】タイミングチャートの一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
実施の形態．
＜インバータの構成＞
図１に示すように、インバータ１は入力端Ｐ１，Ｐ２及び出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと接続される。入力端Ｐ１，Ｐ２には直流電圧が印加される。ここでは入力端Ｐ２に印加される電位は入力端Ｐ１に印加される電位よりも低い。
【００２４】
インバータ１は入力端Ｐ１，Ｐ２から入力される直流電圧を三相交流電圧に変換し、この三相交流電圧を出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗへと出力する。インバータ１は入力端Ｐ１，Ｐ２の間で互いに直列に接続される一対のスイッチング素子を３相分備えている。図１では、ｕ相についての一対のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４と、ｖ相についての一対のスイッチング素子Ｓ２，Ｓ５と、ｗ相についての一対のスイッチング素子Ｓ３，Ｓ６とが例示されている。
【００２５】
スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６は例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ又は電界効果トランジスタなどである。各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３は出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの各々と入力端Ｐ１との間に設けられている。以下では、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３を上側のスイッチング素子とも呼ぶ。各スイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６は出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの各々と入力端Ｐ２との間に設けられている。以下では各スイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６を下側のスイッチング素子とも呼ぶ。
【００２６】
またインバータ１はダイオードＤ１〜Ｄ６を備えている。ダイオードＤ１〜Ｄ３のアノードはそれぞれ出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに接続され、ダイオードＤ１〜Ｄ３はそれぞれスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３と並列に接続される。ダイオードＤ４〜Ｄ６のアノードは入力端Ｐ２に接続され、ダイオードＤ４〜Ｄ６はそれぞれスイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６と並列に接続される。なおダイオードＤ１〜Ｄ６はそれぞれスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６の寄生ダイオードであってもよい。
【００２７】
スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６には制御部３からそれぞれスイッチ信号が与えられる。かかるスイッチ信号により各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６が導通する。制御部３が適切なタイミングでスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６へとそれぞれスイッチ信号を与えることにより、インバータ１は直流電圧を三相交流電圧に変換して、これを出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに出力する。
【００２８】
インバータ１は例えば誘導性負荷２を駆動することができる。誘導性負荷２は出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに接続される。誘導性負荷２は例えばモータであって、インバータ１によって印加される三相交流電圧に応じて回転する。
【００２９】
電流検出部４は入力端Ｐ２を流れる直流電流ｉｄｃを検出する。なお電流検出部４は入力端Ｐ１を流れる直流電流ｉｄｃを検出しても良い。ただし、入力端Ｐ１には高電位が印加されることから、電流検出部４として絶縁性の高い検出部を採用する必要があり、製造コストの増大を招く。よって、電流検出部４は入力端Ｐ２を流れる直流電流ｉｄｃを検出することが望ましい。
【００３０】
電流検出部４が検出した直流電流ｉｄｃは制御部３に入力される。制御部３はスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のスイッチングパターンに基づいて直流電流ｉｄｃを線電流として検出する。この点については後に詳述する。
【００３１】
またここでは、制御部３はマイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成される。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ（換言すれば手順）を実行する。上記記憶装置は、例えばＲＯＭ(Read Only Memory)、ＲＡＭ(Random Access Memory)、書き換え可能な不揮発性メモリ（ＥＰＲＯＭ(Erasable Programmable ROM)等）、ハードディスク装置などの各種記憶装置の１つ又は複数で構成可能である。当該記憶装置は、各種の情報やデータ等を格納し、またマイクロコンピュータが実行するプログラムを格納し、また、プログラムを実行するための作業領域を提供する。なお、マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。また、制御部３はこれに限らず、制御部３によって実行される各種手順、あるいは実現される各種手段又は各種機能の一部又は全部をハードウェアで実現しても構わない。
【００３２】
制御部３についてのより詳細な機能ブロックおよび動作については後に詳述する。
【００３３】
＜インバータの一般的な制御と線電流の検出＞
以下ではまず一般的なインバータの制御を説明し、続けて直流電流ｉｄｃと線電流との関係について説明する。まず同じ出力端に接続される一対のスイッチング素子は互いに排他的に導通させる。これは入力端Ｐ１，Ｐ２が短絡してスイッチング素子へと大電流が流れることを防止するためである。よって、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のスイッチングパターンとして次の８つのパターンが存在する。ここで上側のスイッチング素子が導通し、下側のスイッチング素子が非導通であるスイッチ状態を「１」で表現し、上側のスイッチング素子が非導通であって下側のスイッチング素子が導通するスイッチ状態を「０」で表現する。そして各相についてのスイッチングパターンをこの順で並べると、スイッチングパターンとしては、（０００）（００１）（０１０）（０１１）（１００）（１０１）（１１０）（１１１）の８つのパターンが存在する。
【００３４】
上述した各スイッチングパターンをスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６が採用することにより、インバータ１はスイッチングパターンに応じた電圧を出力する。各スイッチングパターンにより出力される電圧のベクトルを、スイッチングパターンの上記３つの数字を１０進数で表した数字を用いて、それぞれ電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７と表現する。例えばスイッチングパターン（１００）が採用されることで出力される電圧のベクトルは電圧ベクトルＶ４である。
【００３５】
図２には電圧ベクトル図が示されている。各電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６はこれらの始点を中心点に一致させそれらの終点を放射状に外側に向けて配置される。各電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６の終点同士を結ぶと正六角形を構成する。電圧ベクトルＶ０，Ｖ７では同じ入力端に接続されるスイッチング素子のいずれもが導通する。これにより出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗが短絡される。したがって電圧ベクトルＶ０，Ｖ７は大きさを有さない。よって電圧ベクトルＶ０，Ｖ７は中心点に配置される。以下では、かかる各電圧ベクトルＶ０，Ｖ７を零電圧ベクトルとも呼称し、各電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６を非零電圧ベクトルとも呼称する。なお、各電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６のうちの隣り合う二者で挟まれる領域をそれぞれＲ１〜Ｒ６と呼ぶ。
【００３６】
かかる電圧ベクトル図において、出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗから出力されるべき電圧のベクトルＶ（即ち電圧指令ベクトルＶ*）が、中心点を始点として一定の大きさを持ち、その方向が中心点を中心に一定角速度で回転すれば、出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗには三相交流電圧が出力されることになる。なお、電圧ベクトルＶの大きさが出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗから出力される三相交流電圧の振幅に相当し、角速度の逆数が三相交流電圧の周期に相当する。
【００３７】
かかる電圧ベクトルＶを採用すべく、インバータ１は電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７を採用する。例えば電圧指令ベクトルＶ*が位置する領域Ｒ１〜Ｒ６に応じて、当該領域Ｒ１〜Ｒ６を構成する２つの電圧ベクトルＶｉ，Ｖｊ（ｉ，ｊ＝１〜６，ｉ≠ｊ）と電圧ベクトルＶ０（又は／及び電圧ベクトルＶ７）とが採用される。かかる電圧ベクトルＶｉ，Ｖｊと電圧ベクトルＶ０（又は／及び電圧ベクトルＶ７）とは、これらの合成電圧ベクトルが電圧指令ベクトルＶ*に一致するように採用される。以下、零電圧ベクトルとして電圧ベクトルＶ０，Ｖ７を採用した場合の一例について説明する。
【００３８】
例えば電圧指令ベクトルＶ*が領域Ｒ１に位置する場合、所定期間Ｔにおいて例えば電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６，Ｖ７がそれぞれ期間ｔ０，ｔ４，ｔ６，ｔ７（Ｔ＝ｔ０＋ｔ４＋ｔ６＋ｔ７）に渡って採用される。なお所定期間Ｔは、電圧指令ベクトルＶ*が領域Ｒ１を通過するのに要する期間に比べて十分に小さい（例えば１００分の１）。
【００３９】
所定期間Ｔにおける合成電圧ベクトルは、Ｖ０・ｔ０／Ｔ＋Ｖ４・ｔ４／Ｔ＋Ｖ６・ｔ６／Ｔ＋Ｖ７・ｔ７／Ｔで表され、この合成電圧ベクトルが電圧指令ベクトルＶ*と一致するように、電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６，Ｖ７が採用される。換言すれば、合成電圧ベクトルが電圧指令ベクトルＶ*と一致するように期間ｔ０，ｔ４，ｔ６，ｔ７が求められ、期間ｔ０，ｔ４，ｔ６，ｔ７に渡ってそれぞれ電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６，Ｖ７が採用される。
【００４０】
次に出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗをそれぞれ流れる線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗと直流電流ｉｄｃとの関係について述べる。ここで線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは自身がインバータ１から誘導性負荷２へと流れるときに正の値を採る、と仮定する。
【００４１】
例えば電圧ベクトルＶ４が採用される期間ｔ４において、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ５，Ｓ６が導通する（図１も参照）。したがって、入力端Ｐ１を流れる直流電流ｉｄｃは出力端Ｐｕを経由して線電流ｉｕとして誘導性負荷２を流れる。線電流ｉｕは誘導性負荷２において線電流ｉｖ，ｉｗに分流し、線電流ｉｖ，ｉｗはそれぞれ出力端Ｐｖ，Ｐｗを流れる。その後、線電流ｉｖ，ｉｗが合流して直流電流ｉｄｃとして入力端Ｐ２へと流れる。よって、期間ｔ４において流れる直流電流ｉｄｃは線電流ｉｕと一致する。
【００４２】
また例えば電圧ベクトルＶ６が採用される期間ｔ６において、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ６が導通する。したがって、入力端Ｐ１を流れる直流電流ｉｄｃは線電流ｉｕ,ｉｖに分流し、線電流ｉｕ，ｉｖはそれぞれ出力端Ｐｕ，Ｐｖを経由して誘導性負荷２へと流れる。線電流ｉｕ，ｉｖは誘導性負荷２において合流して線電流ｉｗとして出力端Ｐｗを流れる。その後、線電流ｉｗは直流電流ｉｄｃとして入力端Ｐ２を流れる。よって、期間ｔ６において流れる直流電流ｉｄｃは線電流ｉｗと一致する。ただし、線電流ｉｗは誘導性負荷２からインバータ１へと流れるので、直流電流ｉｄｃは負の線電流ｉｗと一致する。
【００４３】
零電圧ベクトルＶ０，Ｖ７が採用されるときには、出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗが短絡されるので、直流電流ｉｄｃは流れない。
【００４４】
以上のように、例えば電圧指令ベクトルＶ*が領域Ｒ１に位置する場合、所定期間Ｔ内の期間ｔ４，ｔ６において直流電流ｉｄｃからそれぞれ線電流ｉｕ，ｉｗを検出することができる。さらに線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの和が零であることに鑑みれば、検出した線電流ｉｕ，ｉｗを用いて残りの線電流ｉｖを求めることができる。
【００４５】
なお他の領域Ｒ２〜Ｒ６についても同様にスイッチングパターンに基づいて直流電流ｉｄｃを線電流として検出することができる。図２において、採用されるスイッチングパターン、即ち電圧ベクトル、の付近に、直流電流ｉｄｃに対応する線電流が付記されている。かかる線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは例えば電圧指令ベクトルＶ*の生成に用いられる。この電圧指令ベクトルＶ*の生成方法は公知な技術であり、本願の本質とは異なるため詳細な説明を省略する。
【００４６】
一方、上述したインバータ１の制御から理解されるように、例えば電圧指令ベクトルＶ*が領域Ｒ１内において電圧ベクトルＶ４の近傍に位置する場合、期間ｔ６は短い。したがって、線電流ｉｗを検出するために、短い期間ｔ６において直流電流ｉｄｃを検出する必要がある。しかしながら、期間ｔ６が所定値よりも短ければ直流電流ｉｄｃの検出精度が低下する。電圧指令ベクトルＶ*が各電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６の近傍に位置する場合にも、同様にして直流電流ｉｄｃの検出精度が低下する。
【００４７】
また電圧指令ベクトルＶ*の大きさが小さいほど、所定期間Ｔに対する期間ｔ０（ｔ７）の割合が大きくなり、非零電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６が採用される期間が短くなる。したがって直流電流ｉｄｃの検出精度が低下する。
【００４８】
図２においては直流電流ｉｄｃの検出精度が低下する電圧指令ベクトルＶ*の範囲が斜線で示されている。
【００４９】
さて、上述したインバータ１の制御を実現すべく、制御部３は、周期を有するキャリアＣと、三相交流電圧についての３相の電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*の各々との比較に基づいて、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６に各スイッチングパターンを採用させる。電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*は電圧指令ベクトルＶ*の構成要素である。キャリアＣの周期は所定期間Ｔであり、キャリアＣは図３に示すように例えば三角波である。図３の例示ではキャリアＣは二等辺三角波である。より詳細には、キャリアＣは各所定期間Ｔの始期および終期においてボトム（例えば−１）を採り、各所定期間Ｔの中央でピーク（例えば１）を採る。電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*は例えば正弦波であり、互いに１２０度ずつ位相がずれている。ただし、図３の例示では、電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*の周期よりも十分に短いキャリアＣの一周期たる所定期間Ｔが示されており、この所定期間Ｔにおいて電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*は一定値に近似されている。
【００５０】
制御部３はこの比較の結果に基づいてスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６へとスイッチ信号を出力してこれらを制御する。ここでは一例として、制御部３はキャリアＣが各電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*以上であるときに各上側のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３を導通させる。
【００５１】
図３は、電圧指令ベクトルＶ*が領域Ｒ１に位置するときのタイミングチャートが例示されている。最大出力電圧となる指令値がｕ相のＶｕ*となり、次いで出力電圧が大きくなる指令値がｖ相のＶｖ*で、最小出力電圧となる指令値がｗ相のＶｗ*となる。よってキャリアＣは所定期間Ｔの始期から増大してまず時点ｔａにおいて電圧指令値Ｖｕ*と一致する。よって時点ｔａにおいてスイッチング素子Ｓ１が導通する。続けてキャリアＣは増大して時点ｔｂにおいて電圧指令値Ｖｖ*と一致し、スイッチング素子Ｓ２が導通する。続けてキャリアＣは増大して時点ｔｃにおいて電圧指令値Ｖｗ*と一致し、スイッチング素子Ｓ３が導通する。そしてキャリアＣは所定期間Ｔの半期においてピークを採った後に低減し、再び時点ｔｄにおいて電圧指令値Ｖｗ*と一致する。よって時点ｔｄにおいてスイッチング素子Ｓ３が非導通する。続けてキャリアＣは低減して時点ｔｅにおいて電圧指令値Ｖｖ*と一致し、スイッチング素子Ｓ２が非導通する。続けてキャリアＣは低減して時点ｔｆにおいて電圧指令値Ｖｕ*と一致し、スイッチング素子Ｓ１が非導通する。
【００５２】
このスイッチング制御によって、所定期間Ｔの始期から時点ｔａまでの期間および時点ｔｆから所定期間Ｔの終期までの期間では零電圧ベクトルＶ０が採用され、時点ｔａ〜ｔｂの期間ｔ４１および時点ｔｅ〜ｔｆの期間ｔ４２では電圧ベクトルＶ４が採用され、時点ｔｂ〜ｔｃの期間ｔ６１および時点ｔｄ〜ｔｅの期間ｔ６２では電圧ベクトルＶ６が採用され、時点ｔｃ〜ｔｄの期間では電圧ベクトルＶ７が採用される。
【００５３】
なお、時点ｔａ，ｔｆは電圧指令値Ｖｕ*によって規定され、時点ｔｂ，ｔｅは電圧指令値Ｖｖ*によって規定され、時点ｔｃ，ｔｄは電圧指令値Ｖｗ*によって規定される。よって期間ｔ４１，ｔ４２は最小相指令値たる電圧指令値Ｖｕ*と中間相指令値たる電圧指令値Ｖｖ*によって規定され、期間ｔ６１，ｔ６２は中間相指令値たる電圧指令値Ｖｖ*と最大相指令値たる電圧指令値Ｖｗ*によって規定される。
【００５４】
さて電圧ベクトルＶ４，Ｖ６は所定期間Ｔの前後半において採用されている。言い換えれば、期間ｔ４が期間ｔ４１，ｔ４２に分割され、期間ｔ６が期間ｔ６１，ｔ６２に分割される。また図３の例示ではキャリアＣは二等辺三角波であるので、期間ｔ４１，ｔ４２は互いに等しく、期間ｔ６１，ｔ６２は互いに等しい。
【００５５】
そして、期間ｔ４１，ｔ４２の少なくとも何れか一方において直流電流ｉｄｃを正の線電流ｉｕとして検出する。期間ｔ４１，ｔ４２が所定値以上であれば直流電流ｉｄｃを適切な精度で検出できる。同様に期間ｔ６１，ｔ６２の少なくとも何れか一方において、直流電流ｉｄｃを負の線電流ｉｗとして検出する。期間ｔ６１，ｔ６２が所定値以上であれば直流電流ｉｄｃは適切な精度で検出できる。一方、例えば期間ｔ４１，ｔ４２若しくは期間ｔ６１，ｔ６２が所定値以下であれば直流電流ｉｄｃの検出精度が低下する。
【００５６】
＜インバータの特徴的な制御方法と制御部＞
図１を参照して、制御部３は例えば電圧指令生成部３１と、キャリア生成部３２と、比較部３３とを備えている。電圧指令生成部３１には例えば誘導性負荷２の一例たるモータの回転速度についての回転速度指令値が入力される。また電圧指令生成部３１には電流検出部４から直流電流ｉｄｃが入力される。電圧指令生成部３１はスイッチングパターンに基づいて直流電流ｉｄｃを線電流として検出し、所定期間Ｔにおいて各線電流を検出する。そして、各線電流から公知な技術を用いてモータの回転速度を推定し、この推定値と回転速度指令値とに基づいて電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を生成する。電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*は比較部３３に出力される。また電圧指令生成部３１は生成した電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*から次の所定期間Ｔにおいて非零電圧ベクトルが採用される各期間を推定し、その結果をキャリア生成部３２に出力する。また生成した電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を比較部３３に出力する。
【００５７】
キャリア生成部３２は電圧指令生成部３１からの結果に基づいてキャリアＣを生成して比較部３３に出力する。キャリア生成部３２は、非零電圧ベクトルが採用される期間が所定値以上であると当該期間よりも前に推定されたときには例えば三角波のキャリアＣを生成して比較部３３に出力する。一方、期間が所定値以下であると推定されたときには、キャリアＣと、当該期間を規定する一対の指令値の一方と比較される第２キャリアとを比較部３３へと出力する。
【００５８】
比較部３３はキャリアＣあるいはキャリアＣと第２キャリアと、各電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*との比較に基づいて、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６に各スイッチングパターンを採用させる。つまり比較部３３はスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６へとスイッチ信号を出力する。
【００５９】
以下、制御部３の具体的な動作の一例について説明する。ここではまず、図３を参照して電圧ベクトルＶ４，Ｖ６が採用される期間のいずれもが所定値ｔｒｅｆ以下となる場合について説明する。このとき、例えばキャリア生成部３２は３相の指令値のいずれか２つとそれぞれ比較される２つのキャリアを新たに生成する。
【００６０】
さて、図２を参照して、電圧指令ベクトルＶ*の大きさが所定値よりも小さいときには領域Ｒ１〜Ｒ６の区別なしに非零電圧ベクトルの期間が短くなる。よってこの期間における直流電流ｉｄｃの検出精度が低下する。換言すると、インバータ１が出力する三相交流電圧の振幅が所定値よりも小さいときには直流電流ｉｄｃの検出精度が低下する。なお三相交流電圧の振幅が小さいときには電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*は互いに近い値を有し、三相交流電圧の振幅が０であれば電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*は互いに等しい値（例えば０）を採る。
【００６１】
さて、図２を参照して説明したインバータ１の制御から理解できるように、所定期間Ｔにおいて零電圧ベクトルＶ０，Ｖ７以外に２つの非零電圧ベクトルが採用される。電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*が互いに近い値を採るときは、この２つの非零電圧ベクトルが採用される期間が短い。図３の例示に即して説明すれば、このとき、電圧ベクトルＶ４が採用される期間ｔ４１，ｔ４２と、電圧ベクトルＶ６が採用される期間ｔ６１，ｔ６２とのいずれもが所定値ｔｒｅｆ以下となる。
【００６２】
ここでは、例えば期間ｔ４１，ｔ４２および期間ｔ６１，ｔ６２が所定値ｔｒｅｆ以下になると推定されるときには、キャリア生成部３２はキャリアＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗを生成する。図４に例示するように、キャリアＣｕは例えば二等辺三角波であり、例えば他の所定期間Ｔにおいても採用されるキャリアＣと同一である。キャリアＣｖ，Ｃｗは互いに異なる直角三角波である。より詳細にはキャリアＣｖは例えばそのピークが所定期間Ｔの終期と一致する直角三角波であり、キャリアＣｗは例えばそのピークが所定期間Ｔの始期と一致する直角三角波である。なお、図４の例示では、三相交流電圧の振幅が小さい極端な例として、当該振幅が０である場合が示されている。図４の例示では各電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*はいずれもキャリアＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗのピーク（例えば１）とボトム（例えば−１）との間の中央値（例えば０）である。
【００６３】
そして例えば従来のように電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*がいずれも同じキャリアＣと比較される場合、電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*が互いに等しければ理論的には所定期間Ｔにおいて零電圧ベクトルＶ０，Ｖ７のみが採用される。よって、このとき直流電流ｉｄｃを検出することができない。
【００６４】
一方ここでは、比較部３３はキャリアＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗと電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*とをそれぞれ比較して、比較結果に基づいてスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６を制御する。例えばキャリアＣｕが電圧指令値Ｖｕ*以上であるときに上側のスイッチング素子Ｓ１を導通させ、キャリアＣｖが電圧指令値Ｖｖ*以上であるときに上側のスイッチング素子Ｓ２を導通させ、キャリアＣｗが電圧指令値Ｖｗ*以上であるときに上側のスイッチング素子Ｓ３を導通させる。よって、所定期間Ｔの中央付近でスイッチング素子Ｓ１が導通し、所定期間Ｔの半期以後においてスイッチング素子Ｓ２が導通し、所定期間Ｔの半期以前においてスイッチング素子Ｓ３が導通する。
【００６５】
これにより所定期間Ｔにおいて、図４に例示するように電圧ベクトルＶ１，Ｖ５，Ｖ６，Ｖ２がこの順で採用される。そして、各電圧ベクトルＶ１，Ｖ５，Ｖ６，Ｖ２がそれぞれ採用された各期間ｔ１，ｔ５，ｔ６，ｔ２において直流電流ｉｄｃが線電流として検出される。なお期間ｔ１，ｔ６では線電流ｉｗが検出されることから、期間ｔ１，ｔ６のいずれか一方において線電流ｉｗが検出されても良い。同様に、期間ｔ２，ｔ５のいずれか一方において線電流ｉｖが検出されても良い。
【００６６】
以上のように、従来では所定期間Ｔにおいて零電圧ベクトル以外の非零電圧ベクトルが採用される期間がほとんど存在しないところ、本制御方法によれば、非零電圧ベクトルＶ１，Ｖ５，Ｖ６，Ｖ２が採用される期間が存在するので、これらの期間における直流電流ｉｄｃの検出精度を向上することができる。換言すれば線電流の検出精度を向上することができる。
【００６７】
しかも、キャリアＣの周期を増大させる必要がない。よって出力電圧のパルスが粗くなることを防止でき、線電流の波形の劣化を抑制できる。さらにキャリア周波数が低下しないため、騒音も増加しない。この内容は後述する他の態様でも同様であるので、以下では繰り返しの説明を避ける。
【００６８】
なおキャリアＣｖ，Ｃｗはいずれも直角三角波に限らない。キャリアＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗが三角波であって、これらのピークが時間軸において互いに異なっていれば、例えば図５に示すように非零電圧ベクトルを採用する期間が存在する。換言すれば、キャリアＣｗはキャリアＣｕのピークを時間軸において平行移動した位置にピークを有し、キャリアＣｖは、キャリアＣｗのピークの平行移動量とは異なる量、キャリアＣｕのピークを時間軸において平行移動した位置にピークを有していればよい。図５の例示では、キャリアＣｖ，ＣｗのピークはキャリアＣｕのピークを時間軸において正の方向に平行移動させた位置にあり、キャリアＣｖ，Ｃｗのピークの位置は互いに異なっている。これによって例えば図５に示すように、所定期間Ｔにおいて電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ５，Ｖ７，Ｖ３，Ｖ２がこの順で採用される。よって、ほとんど非零電圧ベクトルが存在しない従来に比して、これらの電圧ベクトルＶ４，Ｖ５，Ｖ３，Ｖ２が採用される期間での電流検出の精度を向上できる。
【００６９】
またキャリアＣｖ，Ｃｗが三角波であって、それぞれキャリアＣのピークを平行移動したピークを有していれば、所定期間Ｔにおけるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３の導通期間は時間軸において平行移動するものの、その長さはそれぞれ変化しない。よって、インバータ１が出力する各相電圧のパルス期間が変わらない。したがって、相電圧パルス幅は変わらない。この点は、後述する他の態様であっても同様であるので、繰り返しの説明を避ける。
【００７０】
各キャリアＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗのピークの位置は、電圧ベクトルＶ４，Ｖ５，Ｖ３，Ｖ２の期間ｔ４，ｔ５，ｔ３，ｔ２のうち直流電流ｉｄｃが検出される期間が所定値ｔｒｅｆ以上となるように、決定されることが望ましい。これによって必要な精度での直流電流ｉｄｃの検出を実現できる。一方で、図４に例示するように、キャリアＣｖ，Ｃｗとして直角三角波を採用すれば、キャリアＣのピークを平行移動させる量（即ちピークの位置）を算出する必要がなく、制御が容易である。
【００７１】
またキャリアＣｖ，ＣｗのピークをキャリアＣｕのピークに対して時間軸において互いに反対に位置させることが望ましい。これは次の理由による。例えばキャリアＣｖのピークがキャリアＣｕのピークに対して時間軸において正の方向にずれていれば、スイッチング素子Ｓ２の導通期間がスイッチング素子Ｓ１の導通期間に対して時間軸において正の方向にずれる（図４参照）。このずれ量に応じて、所定期間Ｔにおいて電圧ベクトルＶ２が採用される期間ｔ２が登場する。そして、キャリアＣｗのピークをキャリアＣｕのピークに対して時間軸において負の方向へとずらしても、期間ｔ２は変らない（図４参照）。一方、キャリアＣｗのピークを正の方向へとずらせば、期間ｔ２が低減する（図５参照）。したがって、キャリアＣｖ，ＣｗのピークをキャリアＣｕのピークに対して時間軸において互いに反対方向にずらせば、効率的に非零電圧ベクトルが採用される期間を増大させることができる。
【００７２】
図５に例示する二等辺三角波のキャリアＣｕは、逆二等辺三角波のキャリアＣｕと把握することができる。例えば所定期間Ｔの始期および終期においてキャリアＣｕがピークを採り、所定期間Ｔの半期においてキャリアＣuがボトムを採ると把握すれば、所定期間ＴにおいてキャリアＣｕは逆二等辺三角波となる。この場合、キャリアＣｕのボトムを時間軸において平行移動させてキャリアＣｖ，Ｃｗを生成してもよい。この点は後述する他の態様であっても同様であるので、以下では繰り返しの説明を避ける。
【００７３】
なお、必ずしも、電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*とそれぞれ比較される３つのキャリアＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗを生成する必要はない。例えば図３を参照して、期間ｔ６１が所定値ｔｒｅｆ以下であることが所定期間Ｔよりも前に推定されたときには、キャリア生成部３２は期間ｔ６１を規定する電圧指令値Ｖｖ*，Ｖｗ*の一方と比較されるキャリアを生成してもよい。よってこのときキャリアＣは電圧指令値Ｖｕ*と、電圧指令値Ｖｖ*，Ｖｗ*の他方と比較される。
【００７４】
図６の例示では、キャリア生成部３２は最大相電圧指令値Ｖｗ*と比較されるキャリアＣｗを生成している。キャリアＣｗは例えば三角波であって、キャリアＣのピークを時間軸において正の方向に平行移動させた位置にピークを有している。これに伴って、スイッチング素子Ｓ３が導通する期間は時間軸において正の方向に平行移動する。よってスイッチング素子Ｓ２が導通する時点とスイッチング素子Ｓ３が導通する時点との間の期間ｔ６１が増大し、以って電流検出の精度を高めることができる。しかも、期間ｔ４１は変化しないため、期間ｔ４１が前記所定値ｔｒｅｆ以上ある場合は、期間ｔ４１、ｔ６１において２相の電流検出が可能となる。これは、期間Ｔの前半のみの直流電流ｉｄｃを用いて線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する場合に有利である。このように前半のみで検出することは、期間Ｔの前半の直流電流ｉｄｃと、後半の直流電流ｉｄｃを用いて検出する場合に比べて、検出精度の観点で望ましいからである。また最大相の電圧指令値Ｖｗ*と比較されるキャリアＣｗのみを新たに生成すればよいので、制御が簡易である。
【００７５】
次に、生成したキャリアＣｗのピークの位置について考察する。キャリアＣｗのピークとキャリアＣのピークとの間の期間ΔＴｐｋと、期間ｔ６１の増分Δｔとは次式を満たす。ただし、キャリアの高さ（＝最大値−最小値、例えば２）を高さＨとする。
【００７６】
ΔＴｐｋ＝Ｈ・Δｔ／Ｖｗ*                                ・・・（１）
増分Δｔは例えば所定値ｔｒｅｆ以上の値から増大前の期間ｔ６１を減算した値が採用されるとよい。これによって、増大した期間ｔ６１は所定値ｔｒｅｆ以上となり、必要な検出精度を実現できる。
【００７７】
なおキャリアＣｗのピークは図６の例示よりもさらに正の方向に位置していても良い。図７の例示では、スイッチング素子Ｓ２が非導通となる時点よりも後の時点でスイッチング素子Ｓ３が導通する。よって、電圧ベクトルＶ６が採用される期間ｔ６はスイッチング素子Ｓ２が導通する期間と一致し、期間ｔ６を最も長くすることができる。
【００７８】
なお、キャリアＣｗは必ずしも三角波でなくてもよく、要するにキャリアＣが所定の変化率で電圧指令値Ｖｗ*を超える時点ｔｃ’よりも遅い時点ｔｃにおいて、キャリアＣｗが当該変化率とは異なる変化率で電圧指令値Ｖｗ*を超えればよい。一方、期間ｔ６２を増大させるのであれば、キャリアＣが所定の変化率で電圧指令値Ｖｗ*を下回る時点ｔｄ’よりも早い時点で、キャリアＣｗが当該変化率とは異なる変化率で電圧指令値Ｖｗ*を下回ればよい。これは、例えばキャリアＣのピークを時間軸において負の方向に平行移動させた位置にピークを有する三角波のキャリアＣｗを生成することで実現される。
【００７９】
また図８に例示するように、電圧指令値Ｖｗ*と比較するキャリアＣｗを生成するのではなく、中間相の電圧指令値Ｖｖ*と比較するキャリアＣｖを生成してもよい。そして、期間ｔ６１を増大させるのであれば、キャリアＣが所定の変化率で電圧指令値Ｖｖ*を超える時点ｔｂ’よりも早い時点ｔｂにおいて、キャリアＣｖが当該変化率とは異なる変化率で電圧指令値Ｖｖ*を超えればよい。また期間ｔ６２を増大させるのであれば、キャリアＣが所定の変化率で電圧指令値Ｖｖ*を下回る時点よりも遅い時点において、キャリアＣｖが当該変化率とは異なる変化率で電圧指令値Ｖｖ*を下回ればよい。これによって期間ｔ６２が増大し、以って電流検出の精度を高めることができる。
【００８０】
しかも中間相電圧指令値たる電圧指令値Ｖｖ*と比較される三角波のキャリアＣｖを生成することで次に説明する効果も招来する。即ち、スイッチング素子Ｓ２の導通期間は、三角波のキャリアＣｖのピークと三角波のキャリアＣのピークとの間の期間に応じて平行移動する。例えば図８を参照して、スイッチング素子Ｓ２の導通期間が負の方向に平行移動すると、期間ｔ６１が増大するとともに期間ｔ４２も増大する。したがって、期間ｔ６１，ｔ４２における直流電流の検出精度を向上することができる。しかも中間相の電圧指令値Ｖｖ*と比較されるキャリアＣｖのみを新たに生成すればよいので、制御が簡易である。
【００８１】
なお図６〜８を参照して説明した内容は、次のように把握できる。即ち、電圧指令値Ｖｖ*，Ｖｗ*の一方と比較される第２キャリアが生成される。第２キャリアは第１時点及び第２時点を用いて把握される。第１時点は、キャリアＣが増大する若しくは低減する方向で電圧指令値Ｖｖ*，Ｖｗ*の一方と交差する時点である。第２時点は、キャリアＣが当該方向で電圧指令値Ｖｖ*，Ｖｗ*の他方と交差する時点である。第２キャリアは第１時点に対して第２時点とは反対側の第３時点において、当該方向で電圧指令値Ｖｖ*，Ｖｗ*の一方と交差する。また図５に例示するように、第１時点（例えばキャリアＣｕが電圧指令値Ｖｖ*と交差する時点）と第２時点（例えばキャリアＣｕが電圧指令値Ｖｗ*と交差する時点）とが一致する場合は、第１時点に対して遅いまたは早い第３時点で、第２キャリア（例えばキャリアＣｖ）が当該一方（例えば電圧指令値Ｖｖ*）と交差すればよい。
【００８２】
またキャリアが当該一方と交差する際のキャリアの変化率は、第２キャリアが当該一方と交差する際の第２キャリアの変化率と異なると把握できる。これによれば、キャリアＣのボトムと第２キャリアのボトムを一致させることができる。よって各所定期間Ｔにおけるキャリアの不連続を回避することができ、ひいてはキャリアの周期の始期および終期における第２キャリアの値を算出する必要がない。
【００８３】
図９の例示では、キャリアＣと電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*との比較によって決まる期間ｔ４１’が所定値ｔｒｅｆ以下である。このとき、キャリア生成部３２は電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*の一方と比較されるキャリアを生成してもよい。図９の例示では、キャリア生成部３２は最小相電圧指令値Ｖｕ*と比較されるキャリアＣｕを生成している。キャリアＣｕは例えば三角波であって、キャリアＣのピークを時間軸において例えば負の方向に平行移動させた位置にピークを有している。これに伴って、スイッチング素子Ｓ１が導通する期間は時間軸において負の方向に平行移動する。よってスイッチング素子Ｓ１が導通する時点とスイッチング素子Ｓ２が導通する時点との間の期間ｔ４１が増大し、以って電流検出の精度を高めることができる。しかも、期間ｔ６１が変化しないため、期間ｔ６１が前記所定値ｔｒｅｆ以上ある場合は、期間ｔ４１、ｔ６１において２相の電流検出が可能となる。これは、期間Ｔの前半のみの直流電流ｉｄｃを用いて線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する場合に有利である。このように前半のみで検出することは、期間Ｔの前半の直流電流ｉｄｃと、後半の直流電流ｉｄｃを用いて検出する場合に比べて、検出精度の観点で望ましいからである。また最小相の電圧指令値Ｖｕ*と比較されるキャリアＣｕのみを新たに生成すればよいので、制御が簡易である。
【００８４】
生成したキャリアＣｕのピークの位置については、図６を参照して説明した位置と同様の論理によって容易に理解されるので、繰り返しの説明を避ける。
【００８５】
なお図７を参照した説明と同様に、キャリアＣｕのピークは図９の例示よりもさらに負の方向に位置していても良い。またキャリアＣｕは必ずしも三角波でなくてもよく、要するにキャリアＣが所定の変化率で電圧指令値Ｖｕ*を超える時点ｔａ’よりも早い時点ｔａにおいて、キャリアＣｕが当該変化率とは異なる変化率で電圧指令値Ｖｕ*を超えればよい。一方、期間ｔ４２を増大させるのであれば、キャリアＣが所定の変化率で電圧指令値Ｖｕ*を下回る時点ｔｆ’よりも遅い時点で、キャリアＣｕが当該変化率とは異なる変化率で電圧指令値Ｖｕ*を下回ればよい。これは、例えばキャリアＣのピークを時間軸において正の方向に平行移動させた位置にピークを有する三角波のキャリアＣｕを生成することで実現される。
【００８６】
また図８を参照した説明と同様に、電圧指令値Ｖｕ*と比較するキャリアＣｕを生成するのではなく、中間相の電圧指令値Ｖｖ*と比較するキャリアＣｖを生成してもよい。そして、期間ｔ４２を増大させるのであれば、キャリアＣが所定の変化率で電圧指令値Ｖｖ*を下回る時点ｔｅ’よりも早い時点ｔｅにおいて、キャリアＣｖが当該変化率とは異なる変化率で電圧指令値Ｖｖ*を下回ればよい（図８も参照）。また期間ｔ４１を増大させるのであれば、キャリアＣが所定の変化率で電圧指令値Ｖｖ*を超える時点ｔｂ’よりも遅い時点において、キャリアＣｖが当該変化率とは異なる変化率で電圧指令値Ｖｖ*を超えればよい。これによって期間ｔ４１が増大し、以って電流検出の精度を高めることができる。
【００８７】
しかも中間相電圧指令値たる電圧指令値Ｖｖ*と比較される三角波のキャリアＣｖを生成することで、既に述べたように、電圧ベクトルＶ４，Ｖ６が採用される期間（例えば期間ｔ６１，ｔ４２）における直流電流の検出精度を向上することができる。また中間相の電圧指令値Ｖｖ*と比較されるキャリアＣｖのみを新たに生成すればよいので、制御が簡易である。
【００８８】
次に、図４，５の例示と異なって、電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*が比較的に互いに近い値を有するものの互いに異なっている場合について説明する。図１０の例示では、期間ｔ４１（或いは期間ｔ４２）および期間ｔ６１（或いは期間ｔ６２）の両方が所定値ｔｒｅｆ以下である。なお、期間ｔ４１，ｔ４２は一対の電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*とキャリアＣとの比較によって決定され、期間ｔ６１，ｔ６２は当該一対の電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*以外の電圧指令値Ｖｗ*および中間相の電圧指令値Ｖｖ*とキャリアＣとの比較によって決定される。
【００８９】
このとき、電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*のいずれか２つとそれぞれ比較される２つのキャリアを新たに生成する。図１１の例示では、キャリアＣｕ，Ｃｗが生成される。キャリアＣｕは、キャリアＣが所定の変化率で電圧指令値Ｖｕ*を超える時点ｔａ’よりも前の時点ｔａにおいて、当該変化率とは異なる変化率で電圧指令値Ｖｕ*を超える。例えばキャリアＣｕは三角波であって、キャリアＣのピークを時間軸において負の方向に平行移動した位置にピークを有する。キャリアＣｗは、キャリアＣが所定の変化率で電圧指令値Ｖｗ*を超える時点ｔｃ’よりも後の時点ｔｃにおいて、当該変化率とは異なる変化率で電圧指令値Ｖｗ*を超える。例えばキャリアＣｗは三角波であって、キャリアＣのピークを時間軸において正の方向に平行移動した位置にピークを有する。これによって、期間ｔ４１，ｔ６１を増大させることができ、これらの期間における電流検出の精度を向上できる。
【００９０】
なお、期間ｔ４２を増大させるべく、キャリアＣｕは、キャリアＣが所定の変化率で電圧指令値Ｖｕ*を下回る時点よりも後の時点において、当該変化率とは異なる変化率で電圧指令値Ｖｕ*を下回っても良い。これは、例えばキャリアＣのピークを時間軸において正の方向に平行移動させた位置にピークを有する三角波のキャリアＣｕを生成することで実現できる。また期間ｔ６２を増大させるべく、キャリアＣｗは、キャリアＣが所定の変化率で電圧指令値Ｖｗ*を下回る時点よりも前の時点において当該変化率とは異なる変化率で電圧指令値Ｖｗ*を下回っても良い。これは、例えばキャリアＣのピークを時間軸において負の方向に平行移動させた位置にピークを有する三角波のキャリアＣｗを生成することで実現される。
【００９１】
キャリアＣｕ，Ｃｗのピークは、図７と同様に、図１１に例示するピークよりキャリアＣのピークとは反対側にさらに平行移動してもよい。これによって、新たな電圧ベクトルが採用される期間を登場させることができ、かかる期間において直流電流ｉｄｃを線電流として検出することができる。
【００９２】
図１２の例示では、中間相指令値たる電圧指令値Ｖｖ*と比較される三角波のキャリアＣｖのみを新たに生成している。キャリアＣｖはキャリアＣのピークを時間軸において正の方向に平行移動させた位置にピークを有している。このとき、図８を参照した説明と同様に期間ｔ４１，ｔ６２を増大させることができる。したがって、生成するキャリアの数を少なくしつつも、２つの電圧ベクトルＶ４，Ｖ６が採用される期間を増大させることができる。
【符号の説明】
【００９３】
１  インバータ
Ｃ，Ｃｕ，Ｃｖ，Ｃｗ  キャリア
Ｐ１，Ｐ２  入力端
Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ  出力端
Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*  電圧指令値
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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