(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
外部との磁気結合により電力を授受するコイルと、前記コイルの一端がコンデンサを介して一方の交流端子に接続され、かつ、前記コイルの他端が他方の交流端子に接続されたブリッジ回路と、前記ブリッジ回路の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、を備え、前記平滑コンデンサの両端に負荷が接続されると共に、
前記ブリッジ回路が、半導体スイッチとダイオードとの逆並列接続回路からなるスイッチングアームを２個直列に接続したスイッチングアーム直列回路と、ダイオードを２個直列に接続したダイオード直列回路と、を並列接続して構成され、前記スイッチングアーム同士の接続点と前記ダイオード同士の接続点とを前記ブリッジ回路の前記交流端子とし、前記スイッチングアーム直列回路と前記ダイオード直列回路との接続点を前記ブリッジ回路の前記直流端子としてなる給電装置を制御するための制御方法において、
前記コイルを流れる電流の一周期のうち、最初のゼロクロス点と同時に一方の前記半導体スイッチをターンオン、他方の前記半導体スイッチをターンオフし、前記電流の半周期後のゼロクロス点から、前記電流の半周期より短い任意の遅延時間を経過した後に前記半導体スイッチのオン・オフ状態を反転させる一連のスイッチング動作を、前記電流の周期と同期させて繰り返すことにより、前記負荷に供給される直流出力電圧を一定値に制御することを特徴とする給電装置の制御方法。
【請求項２】
外部との磁気結合により電力を授受するコイルと、前記コイルの一端がコンデンサを介して一方の交流端子に接続され、かつ前記コイルの他端が他方の交流端子に接続されたブリッジ回路と、前記ブリッジ回路の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、を備え、前記平滑コンデンサの両端に負荷が接続されると共に、
前記ブリッジ回路を、半導体スイッチとダイオードとの逆並列接続回路からなるスイッチングアームを２個直列に接続したスイッチングアーム直列回路を２個並列に接続してなるフルブリッジ構成とし、前記スイッチングアーム同士の接続点を前記ブリッジ回路の前記交流端子とし、前記スイッチングアーム直列回路同士の接続点を前記ブリッジ回路の前記直流端子としてなる給電装置を制御するための制御方法において、
前記スイッチングアーム直列回路のうち一方のスイッチングアーム直列回路においては、前記コイルを流れる電流の一周期のうち、最初のゼロクロス点と同時に２個の前記スイッチングアームのうち何れか一方のアームの前記半導体スイッチをターンオフ、他方のアームの前記半導体スイッチをターンオンし、前記電流の半周期後のゼロクロス点と同時に、前記半導体スイッチのオン・オフ状態を反転させ、かつ、
前記スイッチングアーム直列回路のうち他方のスイッチングアーム直列回路においては、前記電流の一周期のうち、最初のゼロクロス点と同時に２個の前記スイッチングアームのうち何れか一方のアームの前記半導体スイッチをターンオン、他方のアームの前記半導体スイッチをターンオフし、前記電流の半周期後のゼロクロス点から、前記電流の半周期より短い任意の遅延時間を経過した後に前記半導体スイッチのオン・オフ状態を反転させ、
前記各半導体スイッチの一連のスイッチング動作を、前記電流の周期と同期させて繰り返すことにより、前記負荷に供給される直流出力電圧を一定値に制御することを特徴とする給電装置の制御方法。
【請求項３】
請求項１または２に記載した給電装置の制御方法において、
前記コイルに対する外部からの給電が停止している期間では、全ての前記半導体スイッチをオフ状態とし、給電が開始された時には、前記コイルを流れる電流のゼロクロス点を検出した後に、各半導体スイッチのスイッチング動作を行うことを特徴とする給電装置の制御方法。
【請求項４】
請求項１または２に記載した給電装置の制御方法において、
前記コイルに対する外部からの給電が停止している期間では、全ての前記半導体スイッチを、前記コイルに対する給電の停止により前記コイルを流れる電流がゼロになる直前のスイッチング状態に保ち、前記コイルに対する給電が開始された時には、前記コイルを流れる電流のゼロクロス点を検出した後に、各半導体スイッチのスイッチング動作を行うことを特徴とする給電装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、コイル相互間の磁気結合を利用して、主に空間を介して電力を供給する給電装置の制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
電磁誘導によるコイル相互間の磁気結合を利用して負荷に電力を供給する方法として、例えば非接触給電が挙げられる。その原理は、複数のコイルを、空間を介して磁気的に結合することによっていわばトランスを形成し、前記コイル間の電磁誘導を利用して電力を授受するものである。
例えば、電力供給源に相当する一次側コイルを給電線としてレール状に配置し、二次側コイル及び受電回路を一体化して移動体を構成すると共に、一次側コイルと二次側コイルとを対向させることにより、前記給電線に沿って移動する移動体に非接触給電することが可能である。
【０００３】
ここで、図１１は、特許文献１に記載された非接触給電装置の従来技術を示している。図１１において、高周波電源１００の両端には、コイルとしての一次側給電線１１０が接続されている。一次側給電線１１０には受電コイル１２０が磁気的に結合しており、一次側給電線１１０と受電コイル１２０とは一種のトランスを構成している。
受電コイル１２０の両端は、共振コンデンサＣを介して全波整流回路１０の交流端子に接続されている。ここで、受電コイル１２０と共振コンデンサＣとは、直列共振回路を構成している。
全波整流回路１０は、ダイオードＤｕ，Ｄｖ，Ｄｘ，Ｄｙをフルブリッジ接続して構成されている。
【０００４】
全波整流回路１０の直流端子には、全波整流回路１０の直流出力電圧が基準電圧値となるように制御する定電圧制御回路２０が接続されている。この定電圧制御回路２０は、例えば、リアクトルＬ１、ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣ０及び半導体スイッチＳＷ１からなる昇圧チョッパ回路により構成されている。また、平滑コンデンサＣ０の両端には、負荷Ｒが接続されている。
なお、図１１では、半導体スイッチＳＷ１をスイッチングするための制御装置を省略してある。
【０００５】
図１１の従来技術では、高周波電源１００により一次側給電線１１０に高周波電流を流し、受電コイル１２０を介して供給された高周波電力を全波整流回路１０に入力して直流電力に変換している。
一般に、この種の非接触給電装置では、一次側給電線１１０と受電コイル１２０との間のギャップ長の変化や両者の位置ズレにより、受電コイル１２０に誘起される電圧が変化し、これによって全波整流回路１０の直流出力電圧が変動する。また、負荷Ｒの特性も、全波整流回路１０の直流出力電圧が変動する原因となる。
このため、図１１の従来技術では、全波整流回路１０の直流出力電圧を定電圧制御回路２０によって一定値に制御している。
【０００６】
なお、非接触給電装置では、コイルを介して供給される電流の周波数が高いほど、電力伝送を行うために必要な励磁インダクタンスは小さくてよく、コイルやその周辺に配置するコアを小型化することができる。しかし、高周波電源装置や受電回路を構成する電力変換器では、回路を流れる電流の周波数が高いほど半導体スイッチのスイッチング損失が増大して給電効率が低下するため、非接触給電される電力の周波数は数［ｋＨｚ］〜数十［ｋＨｚ］に設定するのが一般的である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００２−３５４７１１号公報（段落[００２８]〜[００３１]，[００４１]〜[００４５]、図１，図６等）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
図１１に示した非接触給電装置、特に、共振コンデンサＣの後段の受電回路には、以下の問題点がある。
（１）受電回路が全波整流回路１０及び定電圧制御回路２０によって構成されているため、回路全体が大型化し、設置スペースの増大やコストの増加を招く。
（２）全波整流回路１０のダイオードＤｕ，Ｄｖ，Ｄｘ，Ｄｙに加え、定電圧制御回路２０のリアクトルＬ１、半導体スイッチＳＷ１、ダイオードＤ１でも損失が発生するため、これらの損失が給電効率の低下要因となっている。
【０００９】
上記の点に鑑み、発明者らは、特願２０１０−２５７８０９号（以下、先願という）として、小型、低コスト、かつ高効率で安定した給電を可能にした非接触給電装置（以下、先願発明という）を提案している。
【００１０】
図１２は、上記先願に係る第１の非接触給電装置を示している。
図１２において、３１０は受電回路である。この受電回路３１０は、フルブリッジ接続された半導体スイッチＱｕ，Ｑｘ，Ｑｖ，Ｑｙと、各スイッチＱｕ，Ｑｘ，Ｑｖ，Ｑｙにそれぞれ逆並列に接続されたダイオードＤｕ，Ｄｘ，Ｄｖ，Ｄｙと、下アームのスイッチＱｘ，Ｑｙにそれぞれ並列に接続されたコンデンサＣｘ，Ｃｙと、これらの素子からなるフルブリッジ回路（フルブリッジインバータ）の直流端子間に接続された平滑コンデンサＣ０と、を備えている。フルブリッジ回路の交流端子間には、共振コンデンサＣと受電コイル１２０との直列回路が接続され、平滑コンデンサＣ０の両端には、負荷Ｒが接続されている。
また、２００は、半導体スイッチＱｕ，Ｑｘ，Ｑｖ，Ｑｙをスイッチングするための駆動信号を生成する制御装置である。この制御装置２００は、電流検出手段ＣＴにより検出した受電コイル１２０の電流ｉと受電回路３１０の直流出力電圧Ｖｏとに基づいて、前記駆動信号を生成する。
【００１１】
この非接触給電装置において、半導体スイッチＱｕ，Ｑｘ，Ｑｖ，Ｑｙを制御することにより、フルブリッジ回路の交流電圧ｖは、直流出力電圧Ｖｏを波高値とする正負電圧に制御される。一次側給電線１１０から受電回路３１０への給電電力は、受電コイル１２０の電流ｉとフルブリッジ回路の電圧ｖとの積であり、制御装置２００が、直流出力電圧Ｖｏの検出値に基づいて半導体スイッチＱｕ，Ｑｘ，Ｑｖ，Ｑｙの駆動信号の位相を調整することで、給電電力の制御、すなわち直流出力電圧Ｖｏの一定制御が可能となる。
また、受電回路３１０をフルブリッジ回路によって構成することで、負荷Ｒが回生負荷の場合でも電力を一定に保つ動作が可能である。
【００１２】
この非接触給電装置によれば、図１１の従来技術のように定電圧制御回路を用いることなく、半導体スイッチＱｕ，Ｑｘ，Ｑｖ，Ｑｙの駆動信号の位相制御によって直流出力電圧を一定に制御することができる。また、受電回路３１０をフルブリッジ回路及び平滑コンデンサＣ０のみによって構成可能であるため、回路構成の簡略化、小型化、低コスト化を図ることができると共に、構成部品数を少なくして損失を低減し、高効率で安定した非接触給電が可能である。
加えて、コンデンサＣｘ，Ｃｙの充放電作用により、いわゆるソフトスイッチングを行なわせ、スイッチング損失を低減して更なる高効率化を可能にしている。
【００１３】
また、図１３は、上記先願に係る第２の非接触給電装置を示している。
図１２の非接触給電装置では、半導体スイッチを４つ必要とすることから、冷却手段等を考慮に入れると、装置の大型化及びコスト増大のおそれがある。そこで、図１３の非接触給電装置は、力行負荷のみに対応させて回生負荷には対応しないことで、更なる小型化、低コスト化を図っている。
【００１４】
図１３において、受電回路３２０は、半導体スイッチＱｕにダイオードＤｕを逆並列に接続したアームと、半導体スイッチＱｘにダイオードＤｘを逆並列に接続したアームと、を直列に接続したスイッチングアーム直列回路を有すると共に、ダイオードＤｖ，Ｄｙを直列に接続したダイオード直列回路を有している。そして、これらのスイッチングアーム直列回路とダイオード直列回路とが並列に接続され、ダイオード直列回路の両端に平滑コンデンサＣｏが接続されている。なお、受電回路３２０以外の構成は、図１２と同様である。
【００１５】
図１４は、第２の非接触給電装置の動作説明図である。
この非接触給電装置では、半導体スイッチＱｕ，Ｑｘをデューティ比０．５の駆動信号にて制御することにより、交流電圧ｖは、直流出力電圧Ｖｏを波高値とする正負電圧に制御される。一次側給電線１１０から受電回路３２０への給電電力は、図１４における電流ｉと電圧ｖとの積であり、制御装置２００が、直流出力電圧Ｖｏの検出値に基づいて半導体スイッチＱｕ，Ｑｘの駆動信号の位相を調整することで、給電電力の制御、すなわち直流出力電圧Ｖｏの一定制御が可能となる。
【００１６】
第２の非接触給電装置によれば、ブリッジ回路を構成する４素子のうち２素子について半導体スイッチが不要となるため、スイッチング損失を大幅に削減できると共に、ブリッジ回路用の冷却フィンの小型化が可能となり、装置全体の一層の小型化、低コスト化を図ることができる。
【００１７】
以上のように、先願発明によれば、特許文献１に係る従来技術に比べてスイッチング損失の大幅な低減、装置の小型化及び低コスト化が可能である。
しかしながら、スイッチング周波数が数［ｋＨｚ］以上になると、一般的にスイッチング損失は導通損失よりも大きくなる傾向があるため、依然としてスイッチング損失がブリッジ回路の損失の半分以上を占めており、ブリッジ回路用の冷却フィンの小型化を阻む要因となっている。
【００１８】
そこで、本発明の解決課題は、半導体スイッチのスイッチング損失を先願発明よりも一層低減してブリッジ回路の冷却フィンを小型化し、装置全体の小型化、低コスト化を可能とした給電装置の制御方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、外部との磁気結合により電力を授受するコイルと、前記コイルの一端がコンデンサを介して一方の交流端子に接続され、かつ、前記コイルの他端が他方の交流端子に接続されたブリッジ回路と、前記ブリッジ回路の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、を備え、前記平滑コンデンサの両端に負荷が接続されると共に、
前記ブリッジ回路が、半導体スイッチとダイオードとの逆並列接続回路からなるスイッチングアームを２個直列に接続したスイッチングアーム直列回路と、ダイオードを２個直列に接続したダイオード直列回路と、を並列接続して構成され、前記スイッチングアーム同士の接続点と前記ダイオード同士の接続点とを前記ブリッジ回路の前記交流端子とし、前記スイッチングアーム直列回路と前記ダイオード直列回路との接続点を前記ブリッジ回路の前記直流端子としてなる給電装置を制御するための制御方法において、
前記コイルを流れる電流の一周期のうち、最初のゼロクロス点と同時に一方の前記半導体スイッチをターンオン、他方の前記半導体スイッチをターンオフし、前記電流の半周期後のゼロクロス点から、前記電流の半周期より短い任意の遅延時間を経過した後に前記半導体スイッチのオン・オフ状態を反転させる一連のスイッチング動作を、前記電流の周期と同期させて繰り返すことにより、前記負荷に供給される直流出力電圧を一定値に制御するものである。
【００２０】
請求項２に係る発明は、外部との磁気結合により電力を授受するコイルと、前記コイルの一端がコンデンサを介して一方の交流端子に接続され、かつ前記コイルの他端が他方の交流端子に接続されたブリッジ回路と、前記ブリッジ回路の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、を備え、前記平滑コンデンサの両端に負荷が接続されると共に、
前記ブリッジ回路を、半導体スイッチとダイオードとの逆並列接続回路からなるスイッチングアームを２個直列に接続したスイッチングアーム直列回路を２個並列に接続してなるフルブリッジ構成とし、前記スイッチングアーム同士の接続点を前記ブリッジ回路の前記交流端子とし、前記スイッチングアーム直列回路同士の接続点を前記ブリッジ回路の前記直流端子としてなる給電装置を制御するための制御方法において、
前記スイッチングアーム直列回路のうち一方のスイッチングアーム直列回路においては、前記コイルを流れる電流の一周期のうち、最初のゼロクロス点と同時に２個の前記スイッチングアームのうち何れか一方のアームの前記半導体スイッチをターンオフ、他方のアームの前記半導体スイッチをターンオンし、前記電流の半周期後のゼロクロス点と同時に、前記半導体スイッチのオン・オフ状態を反転させ、かつ、
前記スイッチングアーム直列回路のうち他方のスイッチングアーム直列回路においては、前記電流の一周期のうち、最初のゼロクロス点と同時に２個の前記スイッチングアームのうち何れか一方のアームの前記半導体スイッチをターンオン、他方のアームの前記半導体スイッチをターンオフし、前記電流の半周期後のゼロクロス点から、前記電流の半周期より短い任意の遅延時間を経過した後に前記半導体スイッチのオン・オフ状態を反転させ、
前記各半導体スイッチの一連のスイッチング動作を、前記電流の周期と同期させて繰り返すことにより、前記負荷に供給される直流出力電圧を一定値に制御するものである。
【００２１】
請求項３に係る発明は、請求項１または２に記載した給電装置の制御方法において、
前記コイルに対する外部からの給電が停止している期間では、全ての前記半導体スイッチをオフ状態とし、給電が開始された時には、前記コイルを流れる電流のゼロクロス点を検出した後に、各半導体スイッチのスイッチング動作を行うものである。
【００２２】
請求項４に係る発明は、請求項１または２に記載した給電装置の制御方法において、
前記コイルに対する外部からの給電が停止している期間では、全ての前記半導体スイッチを、前記コイルに対する給電の停止により前記コイルを流れる電流がゼロになる直前のスイッチング状態に保ち、前記コイルに対する給電が開始された時には、前記コイルを流れる電流のゼロクロス点を検出した後に、各半導体スイッチのスイッチング動作を行うものである。
【発明の効果】
【００２３】
請求項１または２に記載した発明によれば、スイッチング損失が導通損失よりも大きくなるような周波数にて動作させる場合でも、スイッチング損失を低減してブリッジ回路の冷却フィンを小型化し、装置全体の小型化、低コスト化を図ることができる。
また、請求項３または４に記載した発明によれば、上記の効果に加えて、停電後の復電時などにコイルに対する給電が再開された場合にも、支障なく給電動作を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明の制御方法が適用される給電装置の第１実施形態を示す回路図である。
【図２】本発明の制御方法の第１実施形態を示す動作説明図である。
【図３】本発明の制御方法の第１実施形態を示す動作説明図である。
【図４】本発明の制御方法の第２実施形態を示す動作説明図である。
【図５】本発明の制御方法が適用される給電装置の第２実施形態を示す回路図である。
【図６】本発明の制御方法の第３実施形態を示す動作説明図である。
【図７】本発明の制御方法の第３実施形態を示す動作説明図である。
【図８】本発明の制御方法の第４実施形態を示す動作説明図である。
【図９】本発明の制御方法の第５実施形態を示す動作説明図である。
【図１０】本発明の制御方法の第６実施形態を示す動作説明図である。
【図１１】特許文献１に記載された従来技術の回路図である。
【図１２】先願に係る第１の非接触給電装置を示す回路図である。
【図１３】先願に係る第２の非接触給電装置を示す回路図である。
【図１４】図１３に示した非接触給電装置の動作説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明に係る給電装置の第１実施形態を示す回路図であり、請求項１，３，４に係る制御方法が適用されるものである。なお、本発明の制御方法は、非接触型、接触型の給電装置の何れにも適用可能であるが、以下の各実施形態では非接触給電装置に適用した場合について説明する。
【００２６】
図１に示す非接触給電装置は図１３と同様の構成であり、受電回路３２０は、半導体スイッチＱｕにダイオードＤｕを逆並列に接続したアームと、半導体スイッチＱｘにダイオードＤｘを逆並列に接続したアームと、を直列に接続したスイッチングアーム直列回路を有すると共に、ダイオードＤｖ，Ｄｙを直列に接続したダイオード直列回路を有している。これらのスイッチングアーム直列回路とダイオード直列回路とは並列に接続され、ダイオード直列回路の両端に平滑コンデンサＣ０が接続されている。なお、スイッチングアーム直列回路の内部接続点とダイオード直列回路の内部接続点とがブリッジ回路の交流端子となり、ダイオード直列回路の両端が直流端子となっている。
ブリッジ回路の交流端子には、共振コンデンサＣと受電コイル１２０との直列回路が接続され、平滑コンデンサＣ０の両端には負荷Ｒが接続されている。なお、１００は高周波電源、１１０は一次側給電線である。
【００２７】
一方、制御装置２００は、直流出力電圧Ｖｏと、電流検出手段ＣＴにより検出した受電コイル１２０の電流ｉとに基づいて、スイッチＱｕ，Ｑｘの駆動信号を生成し、出力する。
【００２８】
次に、この非接触給電装置の通常時の動作を説明する。この動作は、請求項１に記載した制御方法（第１実施形態、第２実施形態）によるものである。
図２は、本発明に係る制御方法の第１実施形態に相当するものであり、図１の受電コイル１２０を流れる電流ｉとブリッジ回路の交流端子間電圧ｖの動作波形、及び、スイッチＱｕ，Ｑｘの駆動信号を示している。図２に示すように、スイッチＱｕ，Ｑｘは、電流ｉに同期した一定周波数にてスイッチング動作を行う。
このとき、スイッチＱｕ，Ｑｘは、先願発明の図１３，図１４と異なり、図２に示すごとくデューティ比が０．５ではない駆動信号により制御される。
以下に、図２の各期間Ｉ〜IIIにおける動作を説明する。
【００２９】
（１）期間Ｉ（スイッチＱｕがオン、ダイオードＤｙが導通）：電流ｉは、共振コンデンサＣ→ダイオードＤｕ→平滑コンデンサＣ０→ダイオードＤｙ→受電コイル１２０の経路で流れ、電圧ｖは、図示のように直流出力電圧Ｖｏに相当する正電圧レベルとなる。この期間では、電流ｉにより平滑コンデンサＣ０が充電される。
【００３０】
（２）期間II（スイッチＱｕがオン、ダイオードＤｖが導通）：電流ｉは、共振コンデンサＣ→受電コイル１２０→ダイオードＤｖ→スイッチＱｕの経路で流れ、電圧ｖは、図示のように零電圧レベルとなる。
【００３１】
（３）期間III（スイッチＱｘがオン、ダイオードＤｖが導通）：電流ｉは、共振コンデンサＣ→受電コイル１２０→ダイオードＤｖ→平滑コンデンサＣ０→ダイオードＤｘの経路で流れ、電圧ｖは、図示のように直流出力電圧Ｖｏに相当する負電圧レベルとなる。この期間では、電流ｉにより平滑コンデンサＣ０が充電される。
これ以降は、期間Ｉのスイッチングモードに遷移し、同様の動作が繰り返される。
【００３２】
以上のように、この実施形態では、受電コイル１２０を流れる電流ｉの一周期のうち、最初のゼロクロス点と同時に一方のスイッチ（図２ではＱｕ）をターンオン、他方のスイッチ（図２ではＱｘ）をターンオフし、半周期後のゼロクロス点から、電流ｉの半周期より短い任意の遅延時間（期間IIに相当）を経過した後にスイッチＱｕ，Ｑｘのオン・オフ状態を反転させる一連のスイッチング動作を、電流ｉの周期と同期させて繰り返すことにより、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖは、直流出力電圧Ｖｏを波高値とする正負電圧に制御される。
一次側給電線１１０から受電回路３２０への給電電力は、図１に示した電流ｉと電圧ｖとの積であり、制御装置２００が、直流出力電圧Ｖｏの検出値に基づいてスイッチＱｕ，Ｑｘの駆動信号の位相を調整することで、給電電力の制御、すなわち直流出力電圧Ｖｏの一定制御が可能になる。
【００３３】
次に、この実施形態において、半導体スイッチＱｕ，Ｑｘにて発生するスイッチング損失について説明する。
図２に示すように、スイッチＱｕ，Ｑｘのオン・オフの切替は、期間II（スイッチＱｕがオン、ダイオードＤｖが導通）→期間III（スイッチＱｘがオン、ダイオードＤｖが導通）の移行時、及び、期間III（スイッチＱｘがオン、ダイオードＤｖが導通）→期間Ｉ（スイッチＱｕがオン、ダイオードＤｙが導通）の移行時に発生する。このとき、スイッチＱｕ，Ｑｘと、それぞれ逆並列接続されたダイオードＤｕ，Ｄｘにより構成された各スイッチングアームを流れる電流ｉｕ，ｉｘは、図３に示すようになっている。
【００３４】
期間II→期間IIIの移行時には、スイッチＱｕがターンオフし、スイッチＱｘがターンオンする。このとき、スイッチＱｕではターンオフ損失が発生するが、スイッチＱｘではダイオードＤｘに電流が転流しているため、ゼロ電流スイッチングとなり、ターンオン損失は発生しない。
また、期間III→期間Ｉの移行時には、スイッチＱｕがターンオンし、スイッチＱｘがターンオフする。このとき、どちらもスイッチＱｕ，Ｑｘの電流がゼロとなる期間でスイッチングするため、ターンオン損失、ターンオフ損失ともに発生しない。
【００３５】
以上のように、請求項１に記載した制御方法によれば、スイッチＱｕ，Ｑｘにおいて発生するスイッチング損失は、スイッチＱｕのターンオフ損失のみとなる。従って、ブリッジ回路を構成する４素子のうち１素子のターンオフ損失のみとなるため、スイッチング損失を大幅に低減することができる。
【００３６】
また、スイッチＱｕ，Ｑｘの駆動信号は、第２実施形態である図４のようにしてもよい。
以下に、図４の各期間ｉ〜iiiにおける動作を説明する。
（１）期間ｉ：図２の期間Ｉと同様。
（２）期間ii：図２の期間IIIと同様。
（３）期間iii（スイッチＱｘがオン、ダイオードＤｙが導通）：電流ｉは、共振コンデンサＣ→スイッチＱｘ→ダイオードＤｙ→受電コイル１２０の経路で流れ、電圧ｖは、図示のように零電圧レベルとなる。
これ以降は、期間ｉのスイッチングモードに遷移し、同様の動作が繰り返される。
【００３７】
すなわち、図４においても、電流ｉの一周期のうち、最初のゼロクロス点（期間ｉから期間iiへの移行時）と同時に一方のスイッチ（図４ではＱｘ）をターンオン、他方のスイッチ（図４ではＱｕ）をターンオフし、半周期後のゼロクロス点から、電流ｉの半周期より短い任意の遅延時間（期間iiiに相当）を経過した後にスイッチＱｕ，Ｑｘのオン・オフ状態を反転させる一連のスイッチング動作を、電流ｉの周期と同期させて繰り返すことにより、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖは、直流出力電圧Ｖｏを波高値とする正負電圧に制御される。
【００３８】
期間ｉ〜iiiにおいて、スイッチＱｕ，Ｑｘにて発生するスイッチング損失は、スイッチＱｘのターンオフ損失のみとなる。従って、この場合も、ブリッジ回路を構成する４素子のうち１素子のターンオフ損失のみとなるため、図２と同様のスイッチング損失低減効果を得ることができる。
【００３９】
次に、図５は、本発明に係る非接触給電装置の第２実施形態を示す回路図であり、請求項２，３，４に係る制御方法が適用されるものである。
図１の回路では、ブリッジ回路にダイオード直列回路を有することでスイッチング損失を低減している半面、回生負荷に対応することができない。そこで、図５の給電装置では、ブリッジ回路を全てスイッチングアームにより構成することで、回生負荷への対応とスイッチング損失の低減を同時に実現可能とした。
【００４０】
図５において、受電回路３３０は、半導体スイッチＱｕにダイオードＤｕを逆並列に接続したアームと、半導体スイッチＱｘにダイオードＤｘを逆並列に接続したアームと、を直列に接続したスイッチングアーム直列回路を有すると共に、半導体スイッチＱｖにダイオードＤｖを逆並列に接続したアームと、半導体スイッチＱｙにダイオードＤｙを逆並列に接続したアームと、を直列に接続したスイッチングアーム直列回路を有している。そして、これらのスイッチングアーム直列回路が並列に接続され、その接続点に平滑コンデンサＣ０が接続されている。
なお、２つのスイッチングアーム直列回路の内部接続点がブリッジ回路の交流端子となり、２つのスイッチングアーム直列回路の並列接続点が直流端子となっている。図１と同様に、ブリッジ回路の交流端子には共振コンデンサＣと受電コイル１２０との直列回路が接続され、平滑コンデンサＣ０の両端には負荷Ｒが接続されている。
また、制御装置２００は、直流出力電圧Ｖｏと受電コイル１２０を流れる電流ｉの検出値に基づいてスイッチＱｕ，Ｑｘ，Ｑｖ，Ｑｙの駆動信号を生成し、出力する。
【００４１】
次いで、この非接触給電装置の通常時の動作を説明する。この動作は、請求項２に記載した制御方法（第３実施形態、第４実施形態）によるものである。
図６は、本発明の制御方法の第３実施形態に相当するものであり、図５の受電コイル１２０を流れる電流ｉとブリッジ回路の交流端子間電圧ｖの動作波形、及び、スイッチＱｕ，Ｑｘ，Ｑｖ，Ｑｙの駆動信号を示している。図６に示すように、スイッチＱｕ，Ｑｘは図２のスイッチＱｕ，Ｑｘと同様にスイッチング動作し、スイッチＱｖ，Ｑｙは、電流ｉのゼロクロス点と同期した一定周波数にてスイッチング動作する。図６の各期間Ｉ〜IIIにおける動作は、図２の各期間Ｉ〜IIIと同様である。
【００４２】
すなわち、この実施形態では、２つのスイッチングアーム直列回路のうち一方のスイッチングアーム直列回路（図６ではＱｖ，Ｑｙの直列回路）においては、電流ｉの一周期のうち、最初のゼロクロス点と同時に上下アームの何れか一方のスイッチ（図６ではＱｖ）をターンオフ、他方のスイッチ（図６ではＱｙ）をターンオンし、半周期後のゼロクロス点と同時に、スイッチＱｖ，Ｑｙのオン・オフ状態を反転させ、２つのスイッチングアーム直列回路のうち他方のスイッチングアーム直列回路（図６ではＱｕ，Ｑｘの直列回路）においては、電流ｉの一周期のうち、最初のゼロクロス点と同時に上下アームの何れか一方のスイッチ（図６ではＱｕ）をターンオン、他方のスイッチ（図６ではＱｘ）をターンオフし、半周期後のゼロクロス点から電流ｉの半周期より短い任意の遅延時間（期間IIに相当）を経過した後、スイッチＱｕ，Ｑｘのオン・オフ状態を反転させるようにした一連のスイッチング動作を、電流ｉの周期と同期させて繰り返すものである。
【００４３】
図７は、各期間Ｉ〜IIIのスイッチングアームに流れる電流ｉｕ，ｉｘ，ｉｖ，ｉｙを示している。
図１の非接触給電装置と同様に、スイッチＱｕ，Ｑｘ，Ｑｖ，Ｑｙにて発生するスイッチング損失は、スイッチＱｕのターンオフ損失のみとなる。従って、ブリッジ回路を構成する４素子のうち１素子のターンオフ損失のみとなるため、スイッチング損失を大幅に低減することができる。
【００４４】
また、スイッチＱｕ，Ｑｘ，Ｑｖ，Ｑｙの駆動信号は、第４実施形態である図８のようにしてもよい。図８の各期間ｉ〜iiiにおける動作は、図４の期間ｉ〜iiiと同様であり、期間iiiの後は、期間ｉのスイッチングモードに遷移して同様の動作が繰り返される。
このとき、スイッチＱｕ，Ｑｘ，Ｑｖ，Ｑｙにおいて発生するスイッチング損失は、スイッチＱｘのターンオフ損失のみとなる。従って、ブリッジ回路を構成する４素子のうち１素子のターンオフ損失のみとなるため、スイッチング損失を大幅に低減することができる。
【００４５】
なお、上述した図６〜図８は、図５の回路において力行負荷に対応した場合を示している。回生負荷に対応した場合にも、同様の原理によってスイッチング損失を低減可能である。
【００４６】
次いで、本発明に係る制御方法の第５実施形態、第６実施形態を説明する。なお、以下に説明する各実施形態は、停電などによって受電コイル１２０への給電が一旦停止され、その後の復電によって給電が再開される場合のものである。
図９は、請求項３の発明に相当する第５実施形態を説明するためのものであり、図１の非接触給電装置を対象として、一次側給電線１１０の給電停止〜再起動における受電コイル１２０の電流ｉ、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖの動作波形、及び、スイッチＱｕ，Ｑｘの駆動信号を示している。
通常の給電状態から図９のタイミング（１）で受電コイル１２０による給電が停止された場合、図１における電流検出手段ＣＴにより電流ｉの消失を検出し、スイッチＱｕ，Ｑｘの両方をオフ状態にしてその状態を保持する。
【００４７】
その後、図９のタイミング（２）で給電が開始されると、受電コイル１２０には一次側給電線１１０の高周波電流に応じた電圧が誘起される。このとき、受電回路３２０のブリッジ回路は、上述したようにスイッチＱｕ，Ｑｘがオフ状態であるため、ダイオード全波整流回路と等価となる。このため、受電コイル１２０→ダイオードＤｖ→平滑コンデンサＣ０→ダイオードＤｘ→共振コンデンサＣの経路で共振電流が流れる。この電流は図９のタイミング（３）で極性が反転し、受電コイル１２０→共振コンデンサＣ→ダイオードＤｕ→平滑コンデンサＣ０→ダイオードＤｙの経路で流れる。
【００４８】
制御装置２００では、電流検出手段ＣＴにより、タイミング（３）における電流ｉのゼロクロス点を検出し、各スイッチＱｕ，Ｑｘのスイッチング動作を再開するように制御する。これにより、給電再開時間は、一時的にダイオードによる全波整流動作を行うことで、受電コイル１２０に流れる共振電流の経路を確保し、電流ｉのゼロクロス点を検出した後に、所望のスイッチング動作を開始させて給電装置を正常に再起動できるようにしている。
なお、本発明を図５の非接触給電装置に適用した場合にも、同様の方法で再起動可能である。
【００４９】
なお、上述した第５実施形態の回路動作は、給電再開時の受電コイル誘起電圧＞直流出力電圧Ｖｏ（平滑コンデンサＣ０電圧）の条件において成り立つものである。このため、接続される負荷特性によって給電再開時の受電コイル誘起電圧＜直流出力電圧Ｖｏとなる場合には、以下に説明するような第６実施形態により再起動動作を行うことができる。
【００５０】
図１０は、請求項４の発明に相当する第６実施形態を説明するためのものであり、図９と同様に、図１の非接触給電装置を対象として、一次側給電線１１０の給電停止〜再起動における電流ｉ、電圧ｖの動作波形、及び、スイッチＱｕ，Ｑｘの駆動信号を示している。
【００５１】
通常の給電状態から図１０のタイミング（１）で受電コイル１２０による給電が停止された場合、この実施形態では、電流ｉの消失を電流検出手段ＣＴにて検出し、各スイッチＱｕ，Ｑｘを電流ｉが消失する直前の制御状態と同様にしてその状態を保持する。
このときのオン・オフ制御は、図２に示した期間Ｉまたは期間IIIに対応している。図１０では、電流ｉが負であるため、スイッチＱｕ，Ｑｘが図２の期間IIIと同じスイッチング状態で保持される場合を示している。
【００５２】
次に、図１０のタイミング（２）で給電が開始されると、受電コイル１２０には一次側給電線１１０の高周波電流に応じた電圧が誘起される。このとき、受電回路３２０のブリッジ回路は、上記のオン・オフ状態（スイッチＱｕがオフ、スイッチＱｘがオン）にあり、受電コイル１２０→ダイオードＤｖ→平滑コンデンサＣ０→ダイオードＤｘ→共振コンデンサＣの経路で共振電流が流れようとするが、給電再開時の受電コイル誘起電圧＜直流出力電圧Ｖｏである場合、この経路では電流は流れ得ない。
【００５３】
次いで、図１０のタイミング（３）で電流ｉの極性が反転すると、電流ｉは共振コンデンサＣ→スイッチＱｘ→ダイオードＤｙ→受電コイル１２０の経路で流れ始め、電圧ｖは図示のとおり零電圧レベルとなる。更に、図１０のタイミング（４）で電流ｉの極性が反転すると、制御装置２００では、電流検出手段ＣＴの出力から電流ｉのゼロクロス点を検出する。
そして、制御装置２００は、図２に示した通常動作と同様のスイッチング動作を再開するように制御するため、スイッチＱｕがオン、スイッチＱｘがオフの状態に移行し、図２に示した期間IIと同様の経路で電流が流れる。
つまり、スイッチＱｕ，Ｑｘを電流ｉの消失直前と同様の制御状態としておいても、給電再開時の受電コイル１２０に流れる共振電流の経路を確保し、電流ｉのゼロクロス点を検出してスイッチング動作を再開することで、給電装置を正常に再起動可能としている。
なお、本発明を図５の非接触給電装置に適用した場合にも、同様の方法で再起動可能である。
【符号の説明】
【００５４】
１００：高周波電源
１１０：一次側給電線
１２０：受電コイル
２００：制御装置
３２０，３３０：受電回路
Ｃ：共振コンデンサ
ＣＴ：電流検出手段
Ｑｕ，Ｑｘ，Ｑｖ，Ｑｙ：半導体スイッチ
Ｄｕ，Ｄｘ，Ｄｖ，Ｄｙ：ダイオード
Ｃ０：平滑コンデンサ
Ｒ：負荷
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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