(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
送電装置と、この送電装置からの送電電力を電磁誘導結合により非接触で受電する受電装置とからなり、
上記送電装置は、
入力された直流電力を高周波交流電力に変換して一次巻線に供給するインバータ回路と、上記インバータ回路の入力電圧を検出する入力電圧検出手段と、上記インバータ回路の入力電流を検出する入力電流検出手段と、上記インバータ回路を制御するインバータ制御回路と、を備える一方、
上記受電装置は、
上記一次巻線と電磁誘導結合する二次巻線により受電した高周波交流電力を直流電力に変換する整流回路と、上記整流回路から出力された直流電力が入力され、入力された電圧と電流の比率を変化させて出力する抵抗変換器と、上記抵抗変換器の出力電圧を検出する出力電圧検出手段と、上記抵抗変換器の出力電流を検出する出力電流検出手段と、上記抵抗変換器を制御する抵抗変換器制御回路と、を備え、
上記インバータ制御回路は、上記入力電圧検出手段と上記入力電流検出手段の検出した結果に基づいて上記一次巻線への入力電力が一定になるように上記インバータ回路を制御し、
上記抵抗変換器制御回路は、上記出力電圧検出手段と上記出力電流検出手段に基づいて検出した出力電力が最大になるように上記抵抗変換器を制御することによりシステム効率を最大化する非接触給電装置。
【請求項２】
上記インバータ制御回路は、ＰＷＭ制御、またはフェーズシフト制御により周波数を変化させずに電力が一定になるように上記インバータ回路を制御し、
上記抵抗変換器制御回路は、山登り法により電力が最大となるように上記抵抗変換器を制御する、請求項１に記載の非接触給電装置。
【請求項３】
上記抵抗変換器は、降圧コンバータからなる、請求項１または請求項２に記載の非接触給電装置。
【請求項４】
上記抵抗変換器は、昇圧コンバータからなる、請求項１または請求項２に記載の非接触給電装置。
【請求項５】
上記抵抗変換器は、昇降圧コンバータからなる、請求項１または請求項２に記載の非接触給電装置。
【請求項６】
上記抵抗変換器は、降圧コンバータおよび昇圧コンバータからなる、請求項１または請求項２に記載の非接触給電装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電磁誘導型の受電装置及びこれを用いた非接触給電装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の非接触給電装置として、電磁誘導結合するための一次側巻線及び二次側巻線を備えるとともに、一次側巻線と共振する第１のコンデンサ、および二次側巻線と共振する第２のコンデンサを設け、共振現象を利用することで一次側巻線と二次側巻線間の電力伝送効率を高める手段が数多く提案されている。【０００３】
例えば、下記の特許文献１記載の従来技術では、一次側巻線にはこれと共振する第１のコンデンサを直列接続する一方、二次側巻線にはこれと共振する第２のコンデンサを並列接続することで、電力伝送効率を高めるようにしている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特許第４６４４８２７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかし、特許文献１記載の従来の非接触給電装置では、負荷の抵抗値が変化した場合、その影響を受けて一次側巻線及び二次側巻線の鉄損と銅損が変動してしまうため、電力伝送効率が負荷に依存するという問題点があった。【０００６】
すなわち、負荷として、例えば電気自動車のバッテリーなど、充放電可能な二次電池が接続されている場合、その二次電池の電圧は充電の進捗状況に応じて変化するので、これに伴って二次電池の抵抗値も変化する。特許文献１記載の従来の非接触給電装置は、負荷に加わる電圧を一定に保つように制御しているが、二次電池などの負荷の抵抗値が上記のように変化すると、負荷に流れる電流値が変化するので、電力も変化し、その結果、一次側巻線と二次側巻線間の電力伝送効率が変動して常に最大効率で電力伝送することが困難である。【０００７】
この発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、負荷の抵抗値が変化した場合でも、常に最大効率で電力伝送が可能な受電装置及びこれを用いた非接触給電装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
この発明の非接触給電装置は、送電装置と、この送電装置からの送電電力を電磁誘導結合により非接触で受電する受電装置とからなり、上記送電装置は、入力された直流電力を高周波交流電力に変換して一次巻線に供給するインバータ回路と、上記インバータ回路の入力電圧を検出する入力電圧検出手段と、上記インバータ回路の入力電流を検出する入力電流検出手段と、上記インバータ回路を制御するインバータ制御回路と、を備える一方、上記受電装置は、上記一次巻線と電磁誘導結合する二次巻線により受電した高周波交流電力を直流電力に変換する整流回路と、上記整流回路から出力された直流電力が入力され、入力された電圧と電流の比率を変化させて出力する抵抗変換器と、上記抵抗変換器の出力電圧を検出する出力電圧検出手段と、上記抵抗変換器の出力電流を検出する出力電流検出手段と、上記抵抗変換器を制御する抵抗変換器制御回路と、を備え、上記インバータ制御回路は、上記入力電圧検出手段と上記入力電流検出手段の検出した結果に基づいて上記一次巻線への入力電力が一定になるように上記インバータ回路を制御し、上記抵抗変換器制御回路は、上記出力電圧検出手段と上記出力電流検出手段に基づいて検出した出力電力が最大になるように上記抵抗変換器を制御することによりシステム効率を最大化するものである。
【発明の効果】
【００１０】
この発明に係る受電装置及び非接触給電装置は、送電装置から受電装置に対して送電電力を非接触で受電する場合に、受電装置側の負荷の抵抗値が変化した場合でも、合成負荷を任意に変化する抵抗変換器を備えたので、負荷の抵抗値の変化に依存せずに、常に最大効率で電力伝送が可能となる。また、一定の入力電力に対して負荷への出力電力が最大になるように、システム効率を最大化することが可能となり、さらに、送電側と受電側を完全に独立して運用することができる利点が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】この発明の実施の形態１における受電装置、およびこれを用いた非接触給電装置の電気的構成を示す回路ブロック図である。
【図２】同装置の非接触給電部および負荷回路の詳細等価回路図である。
【図３】図２の詳細等価回路図を簡略化した等価回路図である。
【図４】同装置の非接触給電部における合成負荷と電力伝送効率との関係を示す特性図である。
【図５】この発明の実施の形態１における抵抗変換器を昇降圧コンバータで構成した場合の抵抗変換機能についての実験結果を示す特性図である。
【図６】この発明の実施の形態１における抵抗変換器を降圧コンバータで構成した場合の抵抗変換機能についての実験結果を示す特性図である。
【図７】この発明の実施の形態１における抵抗変換器を昇圧コンバータで構成した場合の抵抗変換機能についての実験結果を示す特性図である。
【図８】この発明の実施の形態１における抵抗変換器の巻線間の電力伝送効率を最大化するための制御を行った場合の実験結果を示す特性図である。
【図９】この発明の実施の形態１における非接触給電部の出力電圧と出力電流の一例を示す波形図である。
【図１０】この発明の実施の形態２における受電装置、およびこれを用いた非接触給電装置の電気的構成を示す回路ブロック図である。
【図１１】この発明の実施の形態２における最適Ｄｕｔｙ比探索アルゴリズムの一例である山登り法の処理手順を示すフローチャートである。
【図１２】この発明の実施の形態３における受電装置、およびこれを用いた非接触給電装置の電気的構成を示す回路ブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１における受電装置及びこれを用いた非接触給電装置の概略的な電気的構成を示す回路ブロック図である。
【００１３】
この実施の形態１の非接触給電装置１は、高周波電源部２と、非接触給電部３と、整流回路４と、負荷５と、整流回路４と負荷５との間に設けられた抵抗変換器６と、この抵抗変換器６の動作を制御する抵抗変換器制御回路７を備えている。
【００１４】
高周波電源部２は、直流電源２１と、この直流電源２１からの直流電力を高周波の交流電力に変換して出力するインバータ回路２２と、このインバータ回路２２への入力電圧および入力電流をそれぞれ検出する電圧検出器２４及び電流検出器２５と、両検出器２４、２５の検出出力に基づいて非接触給電部３に対して一定の高周波の交流電力が供給されるようにインバータ回路２２の動作を制御するインバータ制御回路２３を備える。
【００１５】
なお、直流電源２１は、二相または三相の交流電源（図示せず）からの交流電力を整流回路（図示せず）によって直流電力に変換したものであってもよい。また、インバータ回路２２は、任意の回路構成のものを用いることができ、例えばハーフブリッジ回路またはフルブリッジ回路で構成することができる。
【００１６】
非接触給電部３は、非接触で電力の送受電を行うものであり、電磁誘導結合用の一次側巻線３１及び二次側巻線３２を備えるとともに、一次側巻線３１と共振する第１のコンデンサ３３と、二次側巻線３２と共振する第２のコンデンサ３４を備えている。なお、この第２のコンデンサ３４が特許請求の範囲の二次側コンデンサに対応している。
【００１７】
非接触給電部３を構成する一次側巻線３１と第１のコンデンサ３３とは互いに直列に接続されており、一次側巻線３１及び第１のコンデンサ３３が共振してインバータ回路２２から供給される高周波電力を電磁誘導によって二次側に送電する。また、二次側巻線３２と第２のコンデンサ３４とは互いに並列に接続されており、二次側巻線３２及び第２のコンデンサ３４が共振して一次側巻線３１との電磁誘導によって空間的ギャップを介して一次側から受電する。
【００１８】
すなわち、一次側巻線３１に高周波電力が供給されると、その周囲に交流磁場が形成され、交流磁場が二次側巻線３２と鎖交し、電磁誘導現象によって二次側巻線３２に誘導起電力が発生する。そして、これによって、一次側巻線３１と二次側巻線３２間で非接触の送受電が行われる。
【００１９】
なお、一次側巻線３１および二次側巻線３２は、リッツ線等の線材をパンケーキ状に巻いたものに、鉄心としてフェライト等を貼り付けて構成することができる。また、図１では、一次側巻線３１と二次側巻線３２との巻線方向が同じ極性になるように図示しているが、巻線方向が逆極性になってもよい。
【００２０】
整流回路４は、一次側巻線３１と二次側巻線３２との間で送受電された高周波電力を直流電力へ変換するもので、例えばダイオードブリッジ回路で構成される。
【００２１】
抵抗変換器６は、整流回路４から出力された直流電力の電圧・電流の比率を変化させることで合成負荷ＺＬを任意に変化させるものであり、この実施の形態１では非絶縁型の昇降圧コンバータが使用されている。ここで、合成負荷ＺＬとは、非接触給電部３の第２のコンデンサ３４から負荷５を見た場合の整流回路４、抵抗変換器６、抵抗変換器制御回路７および負荷５からなる負荷回路８の等価的な抵抗値をいう。
【００２２】
この実施の形態１では、非接触給電装置１の内の二次側巻線３２、第２のコンデンサ３４、整流回路４、抵抗変換器６、抵抗変換器制御回路７、および負荷５は、いずれも移動体側に配置され、それ以外のものは固定側に配置される。例えば、電気自動車にこの発明に係る非接触給電装置１を適用する場合、移動体側は電気自動車、固定側は地上設備となる。
【００２３】
また、この実施の形態１では、上記負荷５に加わる電圧を検出する電圧検出器１１および電流を検出する電流検出器１２を備えている。そして、抵抗変換器制御回路７は、上記電圧検出器１１と電流検出器１２で検出された両検出値に基づいて負荷５の抵抗値ＲＬを求め、非接触給電部３の電力伝送効率ηが最大となる負荷５の理論上の抵抗値と等しくなるように抵抗変換器６を制御する。なお、上記の高周波電源部２から一次側巻線３１までの部分が特許請求の範囲における送電装置に、二次側巻線３２から負荷５の直前までの部分が特許請求の範囲における受電装置に対応し、また、上記の電圧検出器１１と電流検出器１２とが特許請求の範囲における検出部に対応している。
【００２４】
次に、抵抗変換器制御回路７により抵抗変換器６を制御する上での基本的な考え方や実験結果について説明する。
【００２５】
先行の特許文献１記載の内容と同様に、非接触給電部３および合成負荷ＺＬを等価回路化すると図２に示すようになる。なお、一次側パラメータは二次側に換算して’（ダッシュ）をつけて表記している。
【００２６】
図２において、ｒ０’は二次側に換算された励磁抵抗（鉄損）、ｒ１’は二次側に換算された一次側巻線３１の抵抗値、ｒ２は二次側巻線３２の抵抗値、ｘ０’は二次側に換算された励磁リアクタンス、ｘ１’は二次側に換算された一次側漏れリアクタンス、ｘ２は二次側漏れリアクタンス、ｘＳ’は二次側に換算された第１のコンデンサ３３のリアクタンス、ｘＰは第２のコンデンサ３４のリアクタンス、ＶＩＮ’は二次側に換算された入力電圧、ＩＩＮ’は二次側に換算された入力電流、Ｉ１’は二次側に換算された一次側電流、Ｖ２は二次側電圧、Ｉ２は二次側電流、ＺＬは合成負荷である。
【００２７】
ここで、合成負荷ＺＬは、整流回路４を電流が連続的に通過する場合において、概ね直流抵抗成分となる。つまり、ＺＬ＝Ｒであると考える。また、一次側巻線３１と二次側巻線３２の巻数比をａ＝Ｎ１／Ｎ２とし、さらに、鉄損を表すｒ０’と一次側巻線３１，二次側巻線３２の各抵抗値ｒ１’、ｒ２は、インバータ回路２２の駆動周波数においてリアクタンスｘ０’、ｘ１’、ｘ２と比較して十分小さいので、省略すると、図３に示す簡易等価回路となる。
【００２８】
図３の簡易等価回路において、第１のコンデンサ３３の容量をＣＳ’、第２のコンデンサ３４の容量をＣＰとすると、各容量ＣＳ’，ＣＰを次の式（１）のように決める。
【００２９】
【数１】
0005837254.tif 000002
【００３０】
このとき、非接触給電部３の入力電圧ＶＩＮ’と出力電圧Ｖ２、非接触給電部３の入力電流ＩＩＮ’と出力電流ＩＬの関係を求めると次の式（２）となる。
【００３１】
【数２】
0005837254.tif 000003
【００３２】
図２の詳細等価回路と式（２）の関係から、非接触給電部３の電力伝送効率ηを求める理論式は、次の式（３）となり、非接触給電部３の電力伝送効率ηが合成負荷ＺＬに依存していることが分かる。
【００３３】
【数３】
0005837254.tif 000004
【００３４】
ここでは、鉄損ｒ０’は無視している。また、式（３）より、電力伝送効率ηが最大となる合成負荷ＺＬｍａｘは、次の式（４）のように表すことができる。
【００３５】
【数４】
0005837254.tif 000005
【００３６】
ここで、下記の表１に示すような各パラメータを持つ非接触給電装置１を用意し、理論式による理論値と、実機による測定値の比較を行った。その結果を図４に示す。ただし、負荷回路８の抵抗値は負荷５として使用した無誘導抵抗器のみの抵抗値ＲＬとした。なお、二次側に換算された励磁リアクタンスｘ０’のインダクタンスをｌ０、二次側に換算された一次側漏れリアクタンスｘ１’のインダクタンスをｌ１、二次側漏れリアクタンスのインダクタンスをｌ２、とする。
【００３７】
【表１】
0005837254.tif 000006
【００３８】
図４から分かるように、理論値と測定値がほぼ一致し、非接触給電部３の電力伝送効率ηは負荷回路８の合成負荷ＺＬに依存している。したがって、負荷５の抵抗値ＲＬが変化する場合でも、抵抗変換器６により、合成負荷ＺＬを非接触給電部３の電力伝送効率ηが最大となる抵抗値になるように設定することができれば、負荷５の抵抗値ＲＬの変化に依存せずに常に最大の電力伝送効率ηでもって非接触で電力伝送を行うことが可能となる。
【００３９】
次に、表１のパラメータを持つ非接触給電装置１において、整流回路４としてチョークインプット型ブリッジ整流回路を、抵抗変換器６として非絶縁型の降圧コンバータおよび非絶縁型の昇圧コンバータを、負荷５として無誘導抵抗器を、それぞれ用意し、抵抗変換機能について実験した結果について説明する。
【００４０】
なお、整流回路４の種類および抵抗変換器６の種類はこれに限定されるものではなく、任意のものを利用することができる。また、今回のケースでは、抵抗変換器６として用意した非絶縁型の降圧コンバータおよび非絶縁型の昇圧コンバータはＰＷＭ制御で制御されており、降圧動作と昇圧動作のいずれの場合でもＤｕｔｙ比が小さい場合と比べて、Ｄｕｔｙ比が大きい程出力電圧が高くなるものである。
【００４１】
ここで、抵抗変換器６として昇降圧コンバータを使用した場合のＤｕｔｙ比と合成負荷ＺＬの関係を調べた実験結果を図５に示す。また、抵抗変換器６として降圧コンバータを使用した場合のＤｕｔｙ比と合成負荷ＺＬの関係を調べた実験結果を図６に示す。また、抵抗変換器６として昇圧コンバータを使用した場合のＤｕｔｙ比と合成負荷ＺＬの関係を調べた実験結果を図７に示す。ここで、合成負荷ＺＬは整流回路４の入力電圧と入力電流の実効値を測定したものから算出している。
【００４２】
図５より、抵抗値ＲＬが異なる全ての負荷５において、Ｄｕｔｙ比が小さい程、合成負荷ＺＬが大きくなる。つまり、抵抗変換器６として昇降圧コンバータを使用する場合には、抵抗値ＲＬが異なる場合でもＤｕｔｙ比を制御することで合成負荷ＺＬを任意に変化させることが可能であることが確認できる。
また、図６より、抵抗値ＲＬが異なる全ての負荷５において、Ｄｕｔｙ比が小さい程、合成負荷ＺＬが大きくなり、また、いずれのＤｕｔｙ比においても負荷５の抵抗値ＲＬ＜合成負荷ＺＬの関係が確認できる。したがって、抵抗変換器６として降圧コンバータを使用する場合には、負荷５の抵抗値ＲＬをより大きな値に変更したことと同じ効果を得ることができることが確認できる。
【００４３】
また、図７より、抵抗値ＲＬが異なる全ての負荷５において、Ｄｕｔｙ比が大きい程、合成負荷ＺＬが小さくなり、また、Ｄｕｔｙ比＝０．１の場合を除いて、いずれのＤｕｔｙ比においても負荷５の抵抗値ＲＬ＞合成負荷ＺＬの関係が確認できる。したがって、抵抗変換器６として昇圧コンバータを使用する場合には、負荷５の抵抗値ＲＬをより小さな値に変更したことと同じ効果を得ることができることが確認できる。
【００４４】
図５から図７の実験結果より、抵抗変換器６により合成負荷ＺＬを任意に変化させることが可能であることが確認できる。したがって、抵抗変換器６を設けることで、負荷５の抵抗値ＲＬに影響されることなく電力伝送効率ηを調整して電力伝送を行うことが可能となる。
【００４５】
以上のようにして抵抗変換器６の抵抗変換機能についての確認ができたので、表１のパラメータを持つ非接触給電装置１において、電力伝送効率ηを最大化して電力伝送が可能かどうかの実験を行った。その結果を図８に示す。
【００４６】
抵抗変換器６が無い場合は、負荷５の抵抗値ＲＬ≒２０［Ω］で一次側巻線３１と二次側巻線３２との間の電力伝送効率ηが最大となり、負荷５の抵抗値ＲＬ≒２０［Ω］から離れる程、電力伝送効率ηが低下する。しかし、負荷５の抵抗値ＲＬ＜２０［Ω］の領域では抵抗変換器６として降圧コンバータを使用し、また負荷５の抵抗値ＲＬ＞２０［Ω］の領域では抵抗変換器６として昇圧コンバータを使用して、合成負荷ＺＬ≒２０［Ω］となるように制御することにより、負荷５の抵抗値ＲＬが変化しても一次側巻線３１と二次側巻線３２間の電力伝送効率ηを最大化して電力伝送可能であることが確認できる。
【００４７】
次に、上記の理論および実験結果により得られた知見に基づく非接触給電装置１の制御動作について、次に説明する。
【００４８】
インバータ制御回路２３は、電圧検出器２４と電流検出器２５の検出結果に基づいて非接触給電部３への入力電力が一定となるようにＰＷＭ制御やフェーズシフト制御のような周波数の変化しない手法により電力制御を行う。
【００４９】
一方、抵抗変換器制御回路７は、電圧検出器１１および電流検出器１２の検出結果から負荷５の抵抗値ＲＬを算出する。そして、抵抗変換器制御回路７の図示しないメモリなどに予めＤｕｔｙ比と負荷５の抵抗値ＲＬの組み合わせによる合成負荷ＺＬの変化（例えば、図５〜図８に示した相互の関係）を記憶させておく。そうすれば、前述の（４）式から電力伝送効率ηが最大となる合成負荷ＺＬｍａｘの値は予め決まっているので、抵抗値ＲＬに対応した合成負荷ＺＬ＝ＺＬｍａｘを満たすＤｕｔｙ比が直ちに分かる。これにより、抵抗変換器制御回路７は、ＺＬ＝ＺＬｍａｘを満たすＤｕｔｙ比のＰＷＭ信号を出力することができる。
【００５０】
例えば、電圧検出器１１および電流検出器１２の検出結果から負荷５の抵抗値ＲＬの大きさが分かれば、図８の関係から抵抗変換器６としての昇降圧コンバータを昇圧動作させればよいか、降圧動作させればよいかが分かる。そして、前述の（４）式から決まる電力伝送効率ηが最大となる合成負荷ＺＬｍａｘの値、および図５に示す負荷５の抵抗値ＲＬと合成負荷ＺＬの関係を参照することで、合成負荷ＺＬ＝ＺＬｍａｘを満たすＤｕｔｙ比が分かる。これにより、抵抗変換器制御回路７は、ＺＬ＝ＺＬｍａｘを満たすＤｕｔｙ比のＰＷＭ信号を出力する。
【００５１】
なお、負荷５の抵抗値ＲＬを検出するための電圧検出器１１および電流検出器１２が設けられていない場合は、非接触給電部３の出力電圧ＶＲと出力電流ＩＲをそれぞれ検出する電圧検出器１３および電流検出器１４を設ける。そして、抵抗変換器制御回路７により、両検出器１３，１４の検出結果から求められる合成負荷ＺＬが、前述の式（４）で与えられる合成負荷ＺＬ＝ＺＬｍａｘを満たすまで、抵抗変換器６のＤｕｔｙ比を、ある決められた変化量で連続的に変化させる。これにより、非接触給電部３の一次側巻線３１と二次側巻線３２間の電力伝送効率ηの最大化を実現することができる。
【００５２】
ただし、電圧検出器１３および電流検出器１４を設けて、非接触給電部３の出力電圧ＶＲおよび出力電流ＩＲを検出する場合、非接触給電部３の出力電圧ＶＲは、図９（ａ）に示すように概ね基本波成分のみで構成されるのに対し、非接触給電部３の出力電流ＩＲは、図９（ｂ）に示すように、多くの高調波成分を含んでいるケースがほとんどである。そのため、単純に非接触給電部３の出力電圧ＶＲの実効値を出力電流ＩＲの実効値で割った値を合成負荷ＺＬとしてしまうと、誤差が大きく、精度の悪いものとなってしまう。
【００５３】
そこで、非接触給電部３の出力電圧ＶＲの瞬時値電圧と出力電流ＩＲの瞬時値電流を掛けたものを一周期分平均した有効電力ＰＲを計算する。そして、非接触給電部３の出力電圧ＶＲの実効値を２乗したもので有効電力ＰＲを割って合成負荷ＺＬとする。そうすることで、非接触給電部３の出力電流ＩＲの高調波成分の影響を受けずに合成負荷ＺＬの値を高精度に求めることができる。
【００５４】
以上のように、この実施の形態１の非接触給電装置１は、抵抗変換器６を設けることで、負荷５の抵抗値ＲＬが変化した場合でも、非接触給電部３の第２のコンデンサ３４から見た合成負荷ＺＬを任意に調整できるようにしたので、負荷５の抵抗値ＲＬの変化に依存せずに、常に最大の電力伝送効率ηでもって電力伝送が可能となる。
【００５５】
実施の形態２．
図１０はこの実施の形態２における受電装置及びこれを用いた非接触給電装置の電気的構成を示す回路ブロック図であり、図１に示した実施の形態１と対応もしくは相当する構成部分には同一の符号を付す。
【００５６】
この実施の形態２の特徴として、非接触給電部３に加わる入力電圧および入力電流を検出する電圧検出器１５および電流検出器１６が設けられるとともに、非接触給電部３からの出力電圧および出力電流を検出する電圧検出器１３および電流検出器１４が設けられている。なお、前者の電圧検出器１５および電流検出器１６が特許請求の範囲における送電側検出部に、また後者の電圧検出器１３および電流検出器１４が特許請求の範囲における受電側検出部にそれぞれ対応している。
【００５７】
そして、抵抗変換器制御回路７は、これらの各検出器１３〜１６からの検出出力に基づいて非接触給電部３の電力伝送効率ηを直接に計算し、電力伝送効率ηが最大になるように抵抗変換器６を制御する。
その他の構成は実施の形態１（図１）の場合と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。
【００５８】
次に、非接触給電装置の制御動作について説明する。
インバータ制御回路２３は、電圧検出器２４と電流検出器２５の検出結果を基に非接触給電部３への入力電力が一定となるようにＰＷＭ制御やフェーズシフト制御のような周波数の変化しない手法により電力制御を行う。
【００５９】
一方、抵抗変換器制御回路７は、送電側の電圧検出器１５および電流検出器１６の検出結果から非接触給電部３に供給される電力を求め、また、受電側の電圧検出器１３および電流検出器１４の検出結果から非接触給電部３から出力される電力を求め、両電力の比から非接触給電部３の電力伝送効率ηを求める。ただし、この場合、インバータ回路２２の出力電圧は矩形波であって高調波成分を含み、また、非接触給電部３の出力電流ＩＲについても、図９（ｂ）に示したように、多くの高調波成分を含んでいる。そのため、いずれの場合も、前述したように、瞬時値電圧と瞬時値電流を掛けたものを一周期分平均した有効電力に基づいて電力伝送効率ηを計算するのが好ましい。
【００６０】
次いで、抵抗変換器制御回路７は、電力伝送効率ηを最大化することのできるＤｕｔｙ比を探索する。その場合、図４に示したように、電力伝送効率ηは、変曲点が一つの山形となるため、Ｄｕｔｙ比をある決められた変化量で連続的に変化させて電力伝送効率ηの変曲点を探索する。その場合の最適Ｄｕｔｙ比探索アルゴリズムとして、いわゆる山登り法を適用することができる。図１１にこの山登り法の処理のフローチャートを示す。なお、このフローチャートでは、電力伝送効率のことを単に効率と称する。
【００６１】
まず、ステップＳ１において、初期のＤｕｔｙ比Ｄ０における非接触給電部３の効率η０を検出し、それぞれ１ステップ前のＤｕｔｙ比Ｄｎ−１、１ステップ前の効率ηｎ−１に代入する。次に、ステップＳ２において、１ステップ前のＤｕｔｙ比Ｄｎ−１に、ある一定の変化量ΔＤを足し合わせた現ステップのＤｕｔｙ比ＤｎをもつＰＷＭ信号を抵抗変換器制御回路７により出力させる。続いて、ステップＳ３において、現ステップの効率ηｎを検出する。引き続いて、ステップＳ４において、１ステップ前の効率ηｎ−１と現ステップでの効率ηｎとを比較する。その際、ηｎ＜ηｎ−１であれば、変化量ΔＤが目的と反対方向に働いているため、次に、ステップＳ５において、変化量ΔＤ＝−ΔＤとして逆方向に軌道修正を行う。一方、ステップ４において、ηｎ≧ηｎ−１であれば、変化量ΔＤが目的通りに働いているため、変化量ΔＤはそのままにする。ステップＳ６において、現ステップの効率ηｎを１ステップ前の効率ηｎ−１に代入し、ステップ２に戻る。以降、ステップＳ２〜Ｓ６を繰り返すことで、非接触給電部３の一次側巻線３１と二次側巻線３２間の電力伝送効率ηを最大化することのできるＤｕｔｙ比を見つけ出すことができる。
【００６２】
なお、図１０に示す構成では、送電側の各検出器１５，１６と受電側の各検出器１３，１４が共に抵抗変換器制御回路７に有線で繋がった状態となっているが、送電側の各検出器１５，１６の検出結果を無線通信手段によって受電側にある抵抗変換器制御回路７に送信するようにすれば、送電側と受電側を完全に切り離すことができる。
【００６３】
以上のように、この実施の形態２の非接触給電装置１についても、実施の形態１の場合と同様、抵抗変換器６を設けることで、負荷５の抵抗値ＲＬが変化した場合でも、非接触給電部３の第２のコンデンサ３４から見た合成負荷ＺＬを任意に調整できるため、負荷５の抵抗値ＲＬの変化に依存せずに、常に最大の電力伝送効率ηでもって電力伝送が可能となる。
【００６４】
実施の形態３．
図１２はこの実施の形態３における受電装置及びこれを用いた非接触給電装置の電気的構成を示す回路ブロック図であり、図１に示した実施の形態１と対応もしくは相当する構成部分には同一の符号を付す。
【００６５】
上記の実施の形態１、２では、一次側巻線３１と二次側巻線３２間の電力伝送効率ηを最大化することに主眼をおいて説明したが、この実施の形態３では、非接触給電装置１のシステム効率の最大化を図るようにしている。これには、ある一定の入力電力に対して負荷５への出力電力を最大化することでシステム効率を最大化することができる。
【００６６】
この実施の形態３では、負荷５に加わる電圧および電流をそれぞれ検出する電圧検出器１１および電流を検出する電流検出器１２を設ける。そして、抵抗変換器制御回路７は、これらの各検出器１１，１２からの検出出力に基づいて負荷５への出力電力を計算し、その出力電力が最大になるように抵抗変換器６を制御する。なお、上記の電圧検出器１１と電流検出器１２とが特許請求の範囲における検出部に対応している。
その他の構成は実施の形態１（図１）の場合と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。
【００６７】
まず、インバータ制御回路２３は、電圧検出器２４と電流検出器２５の検出結果に基づいて非接触給電部３への入力電力が一定となるようにＰＷＭ制御やフェーズシフト制御のような周波数の変化しない手法により電力制御を行う。
【００６８】
一方、抵抗変換器制御回路７は、電圧検出器１１および電流検出器１２の検出結果に基づいて負荷５に対する出力電力を計算し、それを最大化するように制御を行う。その場合、非接触給電装置１におけるシステム効率は、図４に示した場合と同様に、合成負荷ＺＬに対して山形の分布となるため、図１１に示したフローチャートの山登り法の処理を同様に適用することができる。
【００６９】
ここで、合成負荷ＺＬの大きさによっては、入力電力がある一定の値を下回って出力電力が低下する場合があるが、入力電力はある一定の値のままとして取り扱われるため、システム効率が低下して所要の電力を供給できない状態が続くことを回避することができる。つまり、ある一定の値の入力電力が確保できる範囲内でのシステム効率の最大化を図ることが可能となる。
【００７０】
このように、この実施の形態３の非接触給電装置は、システム効率を最大化することが可能となり、さらに、送電側と受電側を完全に独立して運用することができる利点が得られる。
【００７１】
なお、この発明は、上記の各実施の形態１〜３の構成のみに限定されるものではなく、この発明の趣旨を逸脱しない範囲において、各実施の形態１〜３を適宜に組み合わせたり、各実施の形態１〜３の構成に各種の変形を加えたり、省略することが可能である。
【００７２】
例えば、上記の実施の形態１〜３では、抵抗変換器６として昇降圧コンバータを用いた場合について説明したが、これに限らず、昇圧コンバータと降圧コンバータとを直列接続した構成としてもよい。また、常に負荷５の抵抗値ＲＬ＜合成負荷ＺＬの関係が成立する場合には、抵抗変換器６として降圧コンバータのみを使用することができる。また、常に負荷５の抵抗値ＲＬ＞合成負荷ＺＬの関係が成立する場合には、抵抗変換器６として昇圧コンバータのみを使用することができる。
【００７３】
また、上記の実施の形態１〜３では、一次側巻線３１に第１のコンデンサ３３を直列接続し、二次側巻線３２に第２のコンデンサ３４を並列接続した構成としたが、これは一例であり、このような接続形態に限定されるものではない。例えば一次側巻線３１に第１のコンデンサ３３を並列接続し、二次側巻線３２に第２のコンデンサ３４を直列接続した構成や、一次側巻線３１と二次側巻線３２にそれぞれ第１、第２のコンデンサ３３、３４を直列接続したり、あるいは並列接続した構成としたものであってもよい。
【００７４】
そのような場合に、電力伝送効率ηが最大になるようにするには、実施の形態２で説明したような非接触給電部３の電力伝送効率ηを直接に計算して、山登り法を適用して電力伝送効率ηが最大になるように抵抗変換器６を制御するようにすればよい。また、システム効率の最大化を図るには、実施の形態３で説明したような負荷５への出力電力を計算し、山登り法を適用してその出力電力が最大になるように抵抗変換器６を制御するようにすればよい。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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