(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
回転角度位置に関する情報を用いない同期運転モードと回転角度位置に関する情報を用いて駆動する位置センサレス運転モードとを備え、前記運転モードを駆動中に切り替えるモータ制御装置において、
機械角１周期もしくは機械角１周期の整数倍で変動する周期トルク成分を推定する周期トルク推定手段を備え、周期トルクの傾きがゼロ近傍または負になる期間に前記運転モードを切り替えることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
回転角度位置に関する情報を用いない同期運転モードと回転角度位置に関する情報を用いて駆動する位置センサレス運転モードとを備え、前記運転モードを駆動中に切り替えるモータ制御装置において、
機械角１周期もしくは機械角１周期の整数倍で変動する周期トルク成分を推定する周期トルク推定手段を備え、
トルク変動の１周期に電気角１周期が複数含まれ、前記複数の電気角１周期のうち、ｑ軸電流検出値のピーク値が所定値よりも小さい電気角１周期の期間、または、ｑ軸電流検出値の変化が所定値よりも小さい電気角１周期の期間、に前記運転モードを切り替えることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載のモータ制御装置において、
電流検出手段を備え、前記周期トルク推定手段は前記電流検出手段の情報を用いて機械角１周期もしくは機械角１周期の整数倍で変動する周期トルク成分を推定することを特徴とするモータ制御装置。
【請求項４】
請求項１から３のいずれかに記載のモータ制御装置において、
電流制御手段を備え、出力電圧の変化から周期トルク成分を推定することを特徴とするモータ制御装置。
【請求項５】
請求項３に記載のモータ制御装置において、前記周期トルク推定手段は前記電流検出手段で検出した電流の微分値を用いて機械角１周期もしくは機械角１周期の整数倍で変動する周期トルク成分を推定することを特徴とするモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ制御装置、およびそれを用いた駆動装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
圧縮機を安定に起動させることが可能な圧縮機の駆動装置の従来技術として、特開２００６−１６６６５８号公報（特許文献１）がある。特許文献１には、圧縮機の停止が指示されたことに応じて、回転数を徐々に低下させ、所定の回転数に到達したことに応じて相固定運転を行い、ピストンを所定の位置に停止させる構成が開示されている。
【０００３】
また、起動失敗のないレシプロ式コンプレッサの駆動装置の従来技術として、特開２００５−９０４６６号公報（特許文献２）がある。特許文献２には、起動前に、コンプモータに起動モータ定数に基づいて一相に駆動電流を流し、固定子の位置を起動初期位置に待機させ、その後、この起動初期位置から起動を始める構成が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００６−１６６６５８号公報
【特許文献２】特開２００５−９０４６６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
特許文献１には、ピストンを所定の位置に停止させる仕組みが記載されている。しかし、特許文献１の圧縮機の駆動装置は、停止位置からピストンが動いた場合や負荷特性の変化について考慮されていない。
【０００６】
そこで、本発明は、停止位置によらず、かつ負荷特性が変化した場合にも安定にモータを駆動するモータ制御装置、およびそれを用いた駆動装置を提供することを目的とする。
【０００７】
また、特許文献２には、回転子の位置を起動初期位置に待機させる仕組みが記載されている。しかし、特許文献２のコンプレッサの駆動装置は、特定の方式のコンプレッサについてしか考慮されていない。
【０００８】
そこで、本発明は、コンプレッサに関わらず、負荷トルク特性が周期的に変化するものに適用可能なモータ制御装置、およびそれを用いた駆動装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記課題を解決するために、例えば特許請求の範囲に記載の構成を採用する。
【００１０】
本発明は上記課題を解決する手段を複数含んでいるが、その一例を挙げるならば、回転角度位置に関する情報を用いない同期運転モードと回転角度位置に関する情報を用いて駆動する位置センサレス運転モードとを備え、前記運転モードを駆動中に切り替えるモータ制御装置において、機械角１周期もしくは機械角１周期の整数倍で変動する周期トルク成分を推定する周期トルク推定手段を備え、周期トルクの傾きがゼロ近傍または負になる期間に前記運転モードを切り替えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、停止位置によらず、かつ負荷特性が変化した場合にも適用できるモータ制御装置、およびそれを用いた駆動装置を提供することができる。また、コンプレッサに関わらず、負荷トルク特性が周期的に変化するものに適用可能なモータ制御装置、およびそれを用いた駆動装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】モータ制御装置の構成図の例である。
【図２】座標軸の説明図である。
【図３】電力変換回路の構成図の例である。
【図４】圧縮機構部の構成図の例である。
【図５】回転子の位置に対する負荷トルクの変化の例である。
【図６】運転モードの例である。
【図７】ＰＬＬ制御器の構成図の例である。
【図８】速度制御器の構成図の例である。
【図９】負荷が軽い場合の実軸と制御軸の関係図の例である。
【図１０】負荷が重たい場合の実軸と制御軸の関係図の例である。
【図１１】負荷が軽い場合の運転モード図の例である。
【図１２】負荷が重たい場合の運転モード図の例である。
【図１３】周期トルク推定手段の構成図の例である。
【図１４】周期トルク推定手段の別の構成図（電圧指令値利用型）の例である。
【図１５】周期トルク推定手段の別の構成図（電流の包絡線利用型）の例である。
【図１６】駆動装置の構成図の例である。
【図１７】制御モード切替タイミングの拡大図の例である。
【図１８】簡易トルク推定手段の構成図の例である。
【図１９】制御軸と３相軸の関係図の例である。
【図２０】負荷トルクと脈動成分抽出値の関係図の例である。
【図２１】周期トルク推定手段３０ａのシミュレーション結果の例である。
【図２２】周期トルク推定手段３０ｂのシミュレーション結果の例である。
【図２３】周期トルク推定手段３０ｃのシミュレーション結果の例である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、図面を用いて本発明の実施例を説明する。
【実施例１】
【００１４】
本実施例では、圧縮機を駆動するモータ制御装置１の例を説明する。
【００１５】
図１は、本実施例のモータ制御装置１の構成図の例である。モータ制御装置１は、大きく分け、モータ（電動機）６に流れる電流を検出する電流検出手段１２と、電流検出手段１２で検出した電流情報を基にモータ６へ印加する電圧指令値を演算する制御部２と、その電圧指令値に従ってモータ６へ電圧を印加する電力変換回路５と、モータ６に機械的に接続されている圧縮機構部５００から構成される。
【００１６】
本実施例は、モータ６として、回転子に永久磁石を有する永久磁石モータを用いた例である。そのため、制御軸の位置と回転子の位置は、基本的に同期しているとして説明する。回転子の回転角度位置情報は、モータに流れる電流およびモータ印加電圧などの情報を基に推定する位置センサレス制御により得るものとしている。その際、回転子の磁束方向の位置をｄ軸、そこから回転方向に電気的に９０度進んだｑ軸からなるｄ−ｑ軸（回転座標系）に対し、制御上の仮想回転子位置ｄｃ軸と、そこから回転方向に電気的に９０度進んだｑｃ軸からなるｄｃ−ｑｃ軸（回転座標系）での制御を基本としている。これらの軸の関係を図２に示す。なお、これ以降の説明において、ｄ−ｑ軸を実軸、ｄｃ−ｑｃ軸を制御軸と呼ぶ。
【００１７】
固定座標系である３相軸と制御軸との関係を図１９に示す。Ｕ相を基準に、ｄｃ軸の回転角度位置（磁極位置）θdcと定義する。ｄｃ軸は図中の矢印の方向に回転しており、回転周波数（後に示す、インバータ周波数指令値ω1）を積分することで、磁極位置θdcを得られる。
【００１８】
電流検出手段１２は、モータ６に流れる３相の交流電流の内、Ｕ相とＷ相に流れる電流を検出する。全相の交流電流検出をしても構わないが、キルヒホッフの法則から、３相のうち２相が検出できれば、他の１相は検出した２相から算出できる。
【００１９】
モータ６に流れる交流電流を検出する別方式として、例えば、後述する電力変換回路５の直流側に付加されたシャント抵抗に流れる直流電流から、電力変換回路５の交流側の電流を検出するシングルシャント電流検出方式がある。この方式は、電力変換回路５を構成するスイッチング素子の通電状態によって、シャント抵抗に流れる電流が時間的に変化することを利用している。図示はしていないが、電流検出手段１２に、シングルシャント電流検出方式を用いても問題ない。
【００２０】
制御部２は、３相軸上の交流電流検出値（ＩuおよびＩw）を制御軸上の電流検出値へ座標変換する３φ／ｄｑ変換器８、制御軸上の電流検出値（ＩdcおよびＩqc）および電圧指令値（Ｖd*およびＶq*）を用いて実軸と制御軸との軸誤差Δθc（図２に図示）を演算する軸誤差演算器１０と、周期的に変動する負荷トルクを推定する周期トルク推定手段３０と、軸誤差Δθcを軸誤差指令値Δθ*（通常はゼロ）に追従させるためにモータ６に印加する電圧の周波数（インバータ周波数指令値ω1）を調整するＰＬＬ制御器１３と、後に詳細に説明する運転モードを切り替える制御切替スイッチ（１６ａおよび１６ｂ）と、制御切替判定器３１、電圧指令値作成器３と、ｄｑ軸上の電圧指令値（Ｖd*およびＶq*）を制御軸から３相軸へ座標変換するｄｑ／３φ変換器４、電流制御器１１２、積分器９などから構成される。
【００２１】
制御部２の多くは、マイコン（マイクロコンピュータ）やＤＳＰなどの半導体集積回路（演算制御手段）によって構成され、ソフトウェアなどで実現している。
【００２２】
電力変換回路５は、図３に示すように、インバータ２１、直流電圧源２０、ドライバ回路２３によって構成される。インバータ２１は、スイッチング素子２２（例えば、ＩＧＢＴ、ＭＯＳ−ＦＥＴなどの半導体スイッチング素子）によって構成される。これらのスイッチング素子２２は直列に接続され、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の上下アームを構成している。それぞれの相の上下アームの接続点がモータ６へ配線されている。スイッチング素子２２は、ドライバ回路２３が出力するパルス状のドライブ信号（２４ａ〜２４ｆ）に応じてスイッチング動作をする。直流電圧源２０をスイッチングすることで、任意の周波数の交流電圧をモータ６に印加してモータを駆動する。
【００２３】
電力変換回路５の直流側にシャント抵抗２５を付加した場合、過大な電流が流れた際にスイッチング素子２２を保護するための過電流保護回路や、シングルシャント電流検出方式などに利用できる。
【００２４】
図４に示すように、圧縮機構部５００は、モータ６を動力源としてピストン５０１を駆動している。これにより、圧縮動作を行う。モータ６のシャフト５０２に、クランクシャフト５０３が接続され、モータ６の回転運動を直線運動に変換している。モータ６の回転に応じて、ピストン５０１も動作し、吸込み、圧縮、吐出、といった一連の工程を行う。まず、シリンダ５０４に設けられた吸込み口５０５から冷媒を吸い込む。その後、弁５０６を閉じて圧縮を行い、吐出口５０７から圧縮した冷媒を吐出する。
【００２５】
一連の工程において、ピストン５０１にかかる圧力が変化する。これは、ピストンを駆動するモータ６から見ると、周期的に負荷トルクが変化していることを意味する。図５は、機械角１周期における回転子の位置に対する負荷トルクの変化の例を示している。図５では、モータ６として４極モータの例を示しているため、電気角２周期が機械角１周期に相当する。回転子の位置とピストンとの位置の関係は、組み付けによって異なるが、図５では、ピストンの下死点からの変化を示してある。圧縮工程が始まると、負荷トルクが大きくなり、吐出工程では、急激に負荷トルクが小さくなるのが特徴的である。図５から、１回転中において負荷トルクが変動していることが分かり、毎回転負荷トルクが変動するため、モータ６から見ると周期的に負荷トルクが変動していることになる。
【００２６】
なお、負荷トルクの変動は、同じ圧縮機構部５００を用いても、モータ６の回転数、吸込み口５０５や吐出口５０７の圧力、吸込み口５０５と吐出口５０７の圧力差、など様々な要因で変化する特徴がある。また、弁５０６の開閉タイミングとピストンの位置の関係は、弁５０６の構成によって変わり、弁５０６によっては圧力条件によっても変わる。
【００２７】
モータ６を起動する際の基本動作について説明し、その後、圧縮機など周期的な脈動トルクがある場合の課題について説明する。図６は、モータ６を起動する際の各運転モードの遷移を示した運転モードの例である。運転モードは、任意の相のモータ巻線に、直流電流を流してモータ６の固定子をある位置に固定する位置決めモードと、ｄ軸電流指令値Ｉd*とｑ軸電流指令値Ｉq*と周波数指令値ω*を基にモータ６に印加する電圧を決定する同期運転モードと、軸誤差Δθcがゼロになるようにインバータ周波数指令値ω1を調整する位置センサレスモード、の３つがある。
【００２８】
これらの運転モードは、ｄ軸電流指令値（Ｉd*）、ｑ軸電流指令値（Ｉq*）、インバータ周波数指令値ω1の内、いずれかまたは複数を変更、もしくは、制御部２に設けた制御切替スイッチ（１６ａおよび１６ｂ）を切り替えることによって、別の運転モードへ遷移する。なお、制御切替スイッチ（１６ａおよび１６ｂ）は、特に断りがない限り２つとも同時に切り替わる。
【００２９】
位置決めモードでは、制御切替スイッチ（１６ａおよび１６ｂ）をＡ側にする。つまり、周波数指令値ω*がそのままインバータ周波数指令値ω1となる。さらに、起動時ｑ軸電流指令値Ｉq*0（上位コントローラなどから与えられるか、制御部２内であらかじめ決定してある）が、そのままｑ軸電流指令値Ｉq*となる。位置決めモードｄは、モータ６に直流電流を流すため、インバータ周波数指令値ω1はゼロとする。一方、ｄ軸電流指令値Ｉd*は、時間経過と共に一次関数的に増加させる。もちろん、ｄ軸電流指令値Ｉd*の与え方は図６に示した以外でも問題ない。また、位置決めをする相は、特定の相固定でも良いし、起動毎に毎回違う相にしても良い。すなわち、位置決めモードにおける磁極位置θdcを起動毎に変えればよい。例えば、θdcをゼロとした場合、Ｕ相に位置決めすることになる。
【００３０】
位置決めモードが終了後、同期運転モードへ遷移する。制御切替スイッチ（１６ａおよび１６ｂ）はＡ側のままである。同期運転モードでは、ｄ軸電流指令値Ｉd*を一定値のままとし（この起動方法をｄ軸起動と呼ぶ）、インバータ周波数指令値ω1を増加させる。これにより、モータ６６はインバータ周波数指令値ω1に追従して加速する。
【００３１】
位置センサレスモードへは、制御切替スイッチ（１６ａおよび１６ｂ）をＢ側にすることで遷移する。位置センサレスモードでは、ＰＬＬ制御器１３が動作して、軸誤差Δθcが軸誤差指令値Δθ*（通常はゼロ）になるようにインバータ周波数指令値ω1を調整する。それと共に、上位制御器などの他から与えられる周波数指令値ω*とインバータ周波数指令値ω1との差がゼロになるように速度制御器１４がｑ軸電流指令値Ｉq*を調整する。
【００３２】
本実施例の永久磁石モータは、非突極型としている。そのため、ｄ軸とｑ軸のインダクタンスの差によって発生するリラクタンストルクは考慮していない。したがって、モータ６の発生トルクはｑ軸を流れる電流に比例する。また、位置センサレスモードにおけるｄ軸電流指令値Ｉd*はゼロを設定している。
【００３３】
突極型の場合は、ｑ軸電流によるトルクの他に、ｄ軸とｑ軸のインダクタンスの差に起因するリラクタンストルクがあるため、それを考慮してｄ軸電流指令値Ｉd*を設定することで、少ないｑ軸電流で同じトルクを発生できる。
【００３４】
ＰＬＬ制御器１３の構成例を図７に示す。軸誤差指令値Δθ*と軸誤差Δθcの差を減算器１１ａで求め、これに比例ゲインＫp_pllを乗じて比例制御する比例演算部４２ａの演算結果と、積分ゲインＫi_pllを乗じて積分制御する積分演算部４３ａの演算結果とを加算器１８ａで加算し、インバータ周波数指令値ω1を出力する。
【００３５】
速度制御器１４の構成例を図８に示す。周波数指令値ω*とインバータ周波数指令値ω1の差を減算器１１ｂで求め、これに比例ゲインＫp_asrを乗じて比例制御する比例演算部４２ｂの演算結果と、積分ゲインＫi_asrを乗じて積分制御する積分演算部４３ｂの演算結果とを加算器１８ｂで加算し、ｑ軸電流指令値Ｉq*を出力する。
【００３６】
図６に示した運転モード図の例は、制御切替スイッチ（１６ａおよび１６ｂ）や各値の関係を示した概略図である。実際には、モータ６の負荷（負荷トルク）、ＰＬＬ制御器１３、電流制御器４２および４３、速度制御器１４の応答周波数（比例ゲインや積分ゲイン）に応じて、各値が変化する。以下、同期運転モードから位置センサレスモードに遷移する際に、負荷トルクが変動した場合の挙動について、図９〜図１２を用いて、詳しく説明する。なお、電流制御器は理想的な制御器であると仮定し、電流指令値通りの電流がモータ６に流れているとする。
【００３７】
まず、モータ６の負荷が軽い場合について説明する。ｄ軸起動を採用している場合、同期運転モードにおける軸誤差Δθcは、ほぼゼロ近傍の値となる。同期運転モードでは、回転子の回転角度位置情報（もしくは位置推定値）を用いて制御していないため、モータ６の発生トルクと負荷トルクが釣り合うように、軸誤差（負荷角）が発生する。図９に示した実軸と制御軸の関係図の例を用いて説明すると、次のようになる。ｄ軸電流指令値Ｉd*がｄｃ軸上に流れている。モータ６の発生トルクは、ｑ軸電流に比例する。負荷が軽い場合は、ｑ軸電流は小さくてよいため、負荷角が小さくなる。
【００３８】
一方、負荷が重い場合は、図１０に示すように、負荷角が大きくなる。これによって、ｑ軸に大きな電流が流れ、モータ６はより大きなトルクを発生する。
【００３９】
次に、位置センサレスモードに移行した際の各値の動きについて、負荷が軽い場合（図１１）、負荷が重たい場合（図１２）、それぞれ説明する。先述の通り、位置センサレスモードに移行すると、ＰＬＬ制御器１３と速度制御器１４が動作する。この時、軸誤差Δθcが正の値であるため、インバータ周波数指令値ω1を減少させる。これにより、周波数指令値ω*とインバータ周波数指令値ω1の差は負の値となり、速度制御器１４はｑ軸電流指令値Ｉq*を大きくする。これによって、インバータ周波数指令値ω1は、周波数指令値ω*に追従する。
【００４０】
一方、負荷が重たい場合、同期運転モードにおける軸誤差Δθcは、より大きな正の値となる。したがって、位置センサレスモードに移行してＰＬＬ制御器１３が動作すると、インバータ周波数指令値ω1をより下げる。場合によってはゼロ近傍まで下がり、これによってモータ６が脱調し、起動失敗を招く恐れがある。図５に示したように、特に圧縮機は、周期的な負荷変動が大きいため、機械角１周期の平均負荷トルクは小さくとも、周期的な負荷変動によって一時的に負荷が大きくなるタイミングと位置センサレスモードに切り替えるタイミングが重なった場合、起動失敗する可能性が高くなる。そのため、周期的な負荷変動が大きい場合にも起動失敗せず、安定にモータ６を起動させることが本実施例の目的のひとつである。
【００４１】
本実施例では、圧縮機構部５００のピストン５０１は、直線的に動くレシプロ式を例に説明しているが、圧縮機構の別な方式として、ピストンが回転することで圧縮するロータリー式や、渦巻状の旋回翼からなるスクロール式などがある。それぞれの圧縮方式によって周期的な負荷変動の特性は異なるものの、いずれの圧縮方式においても圧縮工程に起因する負荷変動がある。そのため、周期的な負荷変動によって一時的に負荷が大きくなるタイミングと運転モードの切替タイミングとが重なることによって、起動失敗をする恐れがある。そこで、いずれの圧縮方式にも適用可能な解決策を提供することが本実施例の目的のひとつである。負荷トルクの変動は、圧縮機の形式でも変わり、同じ圧縮機でも運転条件（吸込み口や吐出口の圧力、圧縮機の温度など）やモータの回転数によっても変化する。そのため、予め切替タイミングを決めておくよりも、実際の負荷変動から切替タイミングを決定するのが良く、これが本実施例の目的のひとつである。
【００４２】
これらの目的を実現する手段の１つである、周期トルク推定手段３０と制御切替判定器３１について説明する。これらの構成例はいくつかあるため、それぞれについて説明する。
【００４３】
周期トルク推定手段３０は、電流検出手段１２で検出した電流情報を基に、周期的に変動する負荷トルク成分を推定する。図１３に示した周期トルク推定手段３０ａでは、３φ／ｄｑ変換器８によって得たｑ軸電流検出値Ｉqcを、単相座標変換器３２を用いて機械角周波数ωmで回転する座標系に座標変換をする。
【００４４】
例えば、モータ６の回転子の磁極数が４極の場合、電気角２周期が機械角１周期に相当する。そのため、周波数指令値ω*（電気角）をモータ６の極対数（＝極数／２）で除算すれば、機械角周波数ωmを得られる。なお、本実施例では、機械角周波数を求めるために、周波数指令値ω*を用いているが、インバータ周波数指令値ω1でも構わない。
【００４５】
座標変換は、次式を用いて行う。
【００４６】
【数１】
0005798838.tif 000002
【００４７】
これにより、ｑ軸電流検出値Ｉqcの内、機械角周波数ωmのcos成分（Ｉqc_cos）とsin成分（Ｉqc_sin）が抽出される。負荷トルクの変動の高次成分を除去したい場合や、電流検出値のノイズを除去したい場合には、定域通過フィルタ（ＬＰＦ）３５を追加する。この後、再度、次式を用いて、座標変換を行う。
【００４８】
【数２】
0005798838.tif 000003
【００４９】
この演算結果同士を加算することにより、ｑ軸電流検出値Ｉqcの内、機械角周波数ωmの成分（Ｉqm）が抽出される。すなわち、単相座標変換器の出力の変化を見ることで、機械角周波数ωmで変動する周期的な負荷トルクの変化を推定できる。
【００５０】
この一連の動きについて、図２０を用いて、説明する。同期運転モードでは、位置情報をフィードバックしていないため、負荷トルクが変動した際は、前述の通りに、負荷角が変わることでモータトルクが負荷トルクに追従する。この時、電流制御をしていない場合は、図２０中のＩqcのように、負荷角に応じた電流が流れる。これを、周期トルク推定手段３０ａにて、ｑ軸電流検出値Ｉqcの機械角周波数ωmの成分を抽出すると、脈動成分抽出値Ｉqmのような波形となる。
【００５１】
次に、周期トルク推定手段３０ａの出力を制御切替判定器３１ａに入力する。従来、同期運転モードから位置センサレスモードへは、例えば、周波数指令値ω*が所定の値に達するか所定時間が経過した際に運転モードを切り替えていた。このような従来の運転モード切替判定の場合、周期的な負荷変動によって一時的に負荷が大きくなるタイミングと運転モードの切替タイミングとが重なる可能性がある。そこで、単相座標変換器の出力を基に、負荷トルクの変化がゼロ近傍、もしくは負荷トルクが減少する期間において、従来の運転モード切替判定が成立した場合に、制御切替スイッチ１６に信号を出力し、運転モードを位置センサレスモードへ切り替える。例えば、図２０に示した脈動成分抽出値Ｉqmを切替判定値以下の場合に、制御切替スイッチ１６に信号を出力する。
【００５２】
これにより、負荷トルク変動が小さい期間、つまり軸誤差Δθcの変動が小さい期間において、位置センサレスモードへ切り替えるため、起動失敗せず安定にモータ６を起動させることができる。
【００５３】
制御切替判定器３１ａの各部の波形をシミュレーション結果の波形を図２１に示す。シミュレーション結果の波形からも、周期トルク推定手段３０ａを用いることで、脈動成分抽出値Ｉqmは負荷トルクの変化に非常に近いことが分かる。切替判定値以下の場合に、運転モード切り替えを行うと、負荷トルク変動が小さい期間において、位置センサレスモードへ切り替えるため、起動失敗せず安定にモータ６を起動させることができる。
【００５４】
周期トルク推定手段と制御切替判定器の別な構成例を、図１４を用いて説明する。図１４に示した周期トルク推定手段３０ｂには、ｄｑ軸電圧指令値（Ｖd*およびＶq*）を入力する。ｄｑ軸電圧指令値は制御軸上の値であるため、通常は直流成分となる。しかし、周期的な負荷変動がある場合は、電流制御がｄｑ軸の電流を一定に制御するため、制御軸上の電圧指令値も変動する。そこで、周期トルク推定手段３０ｂに電圧指令値を入力し、電圧指令値の変動分を抽出、もしくは不完全微分器３４を用いて電圧指令値の微分値を制御切替判定器３１ｂへ出力する。
【００５５】
図２２に、図１４の構成を用いて、ｄｑ軸電圧指令値の不完全微分値（Ｖd*_divおよびＶq*_div）を演算した結果を示す。この波形から分かるように、電圧指令値の微分からも、負荷トルクの変動を推定できる。
【００５６】
制御切替判定器３１ｂは、電圧指令値の変動分または電圧指令値の微分値がゼロ近傍、もしくは電圧指令値の微分値が負の期間において、あるいは、図２２に示したように、切替判定値以下の期間において、従来の運転モード切替判定が成立した場合に、制御切替スイッチ１６に信号を出力し、運転モードを位置センサレスモードへ切り替える。これにより、負荷トルク変動が小さい期間において、位置センサレスモードへ切り替えるため、起動失敗せず安定にモータ６を起動させることができる。
【００５７】
ここで、電圧指令値作成器３は、次式で表わせる。
【００５８】
【数３】
0005798838.tif 000004
【００５９】
ここで、Ｒはモータ６の巻線抵抗値、Ｌdはｄ軸のインダクタンス、Ｌqはｑ軸のインダクタンス、Ｋeは誘起電圧定数である。
【００６０】
上記の電圧指令値を演算する式から考えると、ｄ軸電圧指令値よりもｑ軸電圧指令値の方が周期変動トルクによる影響が大きいため、ｑ軸電圧指令値を入力する方が効果が大きい。また、制御軸上の電圧指令値ではなく、ｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値の二乗和平方根を演算し、言い換えれば、電圧指令値の振幅値を演算し、これを制御切替判定器３１ｂに入力しても同様の効果が得られる。また、周期トルク推定手段３０ｂには、各相のスイッチング素子を駆動するドライブ信号２４を入力しても構わない。例えば、ドライブ信号２４を入力した場合、負荷トルクが大きい期間においては、より大きな電圧が必要になるため、スイッチングデューティーが高くなる（ドライブ信号のパルス幅が広がる）。つまり、負荷が重たい期間のドライブ信号は、他の期間と幅が変わる。
【００６１】
同期運転モードにおいて、電流制御を行っていない場合に有効な、周期トルク推定手段と制御切替判定器の別な構成例を図１５を用いて説明する。電流制御を行っていない場合は、モータ６に印加される電圧は、あらかじめ決められた値になる。この場合、負荷に応じて変化する負荷角によって、３相軸上の電流（Ｉu、Ｉv、Ｉw）の振幅値が変化する。そこで、電流検出手段１２で検出した各相の電流値を周期トルク推定手段３０ｃに入力する。包絡線検出器３４によって、３相の交流電流の包絡線を検出し、それを制御切替判定器３１ｃに出力する。
【００６２】
図２３に、シミュレーションで求めた、負荷トルクと３相交流電流の関係図を示す。図２３から分かるように、負荷が重くなるタイミングで、包絡線が変化しているのが分かる。
【００６３】
制御切替判定器３１ｃでは、包絡線の変動がほぼ一定の期間、もしくは包絡線が増加する期間において、従来の運転モード切替判定が成立した場合に、制御切替スイッチ１６に信号を出力し、運転モードを位置センサレスモードへ切り替える。これにより、負荷トルク変動が小さい期間において、位置センサレスモードへ切り替えるため、起動失敗せず安定にモータ６を起動させることができる。
【００６４】
このように、いくつかある周期トルク推定手段３０と制御切替判定器３１の構成例のいずれかを用いることで、負荷トルク変動が小さい期間において、位置センサレスモードへ切り替えるため、起動失敗せず安定にモータ６を起動させることができる。負荷トルクの変動を推定するため、特定の圧縮機の方式に限定されることなく、いずれの圧縮方式においても適用可能なことは明らかである。
【００６５】
モータ６の圧縮機の一工程での吸込み圧力Ｐsと吐出圧力Ｐdは、圧縮機が繋がるシステム（例えば、冷凍サイクル）の状態によって変化するが、一工程における負荷トルク変動は発生する。そのため、負荷トルク変動を推定し、その情報を運転モードの切替判断に用いることで、様々な負荷特性のモータ制御装置へ適用可能である。
【００６６】
圧縮機だけでなく、周期的に変動する負荷トルク特性を有するモータ制御装置にも適用可能で、同様の効果があることは言うまでもない。
【００６７】
以上の説明では、モータ６のシャフトは、クランクシャフト５０３を介して圧縮機構部５００のピストン５０１に接続されている例を用いた。そのため、圧縮機としての一連の工程は機械角１周期となり、その結果、負荷トルクの変動も機械角１周期であった。例えば、モータ６のシャフトとクランクシャフト５０３の間に、ギアを追加した場合、負荷トルクの変動は、機械角１周期の整数倍で変動する。この場合も、負荷トルクの変動周期があらかじめ分かっていれば、本実施例に記載の内容を適用可能で、同様の効果を得られる。
【００６８】
また、モータ６を減速する場合、すなわち、運転モードを位置センサレスモードから同期運転モードに切り替える場合にも、本実施例に記載の内容を適用可能で、同様の効果を得られる。
【実施例２】
【００６９】
本実施例では、起動時間が短い場合においても負荷トルクの変動を推定することができるモータ制御装置の例を説明する。
【００７０】
図１６は、実施例２におけるモータ制御装置１を用いた冷蔵庫を示す構成図の例である。
【００７１】
なお、既に説明した実施例１に示された同一の符号を付された構成と、同一の機能を有する部分については、説明を省略する。
【００７２】
冷蔵庫３０１は、図１６に示すように、熱交換機３０２、送風機３０３、圧縮機３０４、圧縮機駆動用モータ３０５、などにより構成されている。また、冷蔵庫制御装置３０６は、各種センサ情報により、送風機や庫内灯などを制御する庫内制御装置３０７とモータ制御装置１から構成される。
【００７３】
冷蔵庫においては、圧縮機を停止状態から起動を行う場合、潤滑油をシリンダに吸い上げるため、短時間で（高い加速レートで）起動する必要がある。この場合、周期的な負荷変動を検出するのに時間がかかると、起動時間の遅れが懸念される。そこで、起動時間が短い場合においても、負荷トルクの傾きがゼロ近傍または負になる期間に、位置センサレスモードに切り替え、安定にモータを起動できる解決策を提供することが本実施例の目的のひとつである。
【００７４】
以下、図１７の制御モード切替タイミングの拡大図を用い説明をする。モータの極数が２極よりも多い場合、電気角では複数の周期となる。例えば、モータ６が４極の場合は、電気角２周期が機械角の１周期である。そのため、位置決めモードにて直流位置決めを行った場合、電気的に同じ位置（ｄ軸）であっても、機械的には異なった位置（例えば、機械角で０度と１８０度）に位置決めされる。この状態で、同期運転モードに遷移し、予め設定した加速レートに従って加速をする。
【００７５】
インバータ周波数指令値ω1（または周波数指令値ω*）がセンサレス切替回転数に達した際（図１７に太矢印で示した切替タイミング）に、制御切替スイッチを切り替えて、位置センサレスモードに遷移する。この時の時間的な拡大図を図１７に示す。
【００７６】
図１７の左下側（例１）は、センサレス切替回転数達成タイミングが、負荷変動が大きい期間と重なっていない場合の例である。この時は、負荷変動が小さいため、安定に制御モードを切り替えることができる。
【００７７】
一方、図１７の右下側（例２）は、センサレス切替回転数達成タイミングが、負荷変動が大きい期間と重なった場合の例である。この場合は、位置センサレス切替後に、急激に負荷が重くなるため、インバータ周波数指令値ω1が急激に変化し、モータが脱調して停止してしまう場合がある。
【００７８】
そこで、図１８に示した周期トルク推定手段３０ｄと制御切替判定器３１ｃを用いる。周期トルク推定手段３０ｄに周波数指令値ω*（またはインバータ周波数指令値ω1）を入力し、極対数で除すことで、機械角を演算する。周期トルク推定手段３０ｄには、ｑ軸電流検出値Ｉqcも入力する。周期トルク推定手段３０ｄは、短時間起動に好適な手段であるため、電気角２周期の内、周期トルクの変化の大小を判別する。例えば、ピークホールド回路３４を用いて、機械角１周期におけるＩqcのピーク値が、機械角０度〜１８０度にあるか、１８０度〜３６０度にあるかを判定する。
【００７９】
例えば、Ｉqcのピーク値が機械角０度〜１８０度にあり、その期間においてセンサレス切替回転数に達した場合（図１７の右下側（例２）の場合）、制御モードの切り替えは行わず、電気角１周期経過した後に、位置センサレスモードへ切り替える。こうすることで、負荷トルク変動が小さい期間において、位置センサレスモードへ切り替えるため、起動失敗せず安定にモータ６を起動させることができる。
【００８０】
例えば、図１４に示した不完全微分器３４などを用いて、Ｉqcの変化分も検出できる場合、センサレス切替回転数達成タイミングが、負荷変動が大きい期間と重なった後、電気角１周期を待たずとも、Ｉqcの微分値が負になったら、位置センサレスモードへ切り替えるとしてもよい。この場合、より短時間で起動したい場合などに有効である。
【００８１】
このように、本実施例の周期トルク推定手段と制御切替判定器の構成例を用いることで、負荷トルク変動が小さい期間において、位置センサレスモードへ切り替えるため、起動失敗せず安定にモータ６を起動させることができる。また、電気角１周期における負荷変動の大きさを複数の電気角と比較を行うため、モータの初期位置に依存せず、例えば、位置決め後に、何らかの外乱によって別の位置に回転子が動いてしまった場合でも安定にモータを起動することができる。
【００８２】
なお、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。
【００８３】
また、上記の各構成、機能、処理部、処理手続き等は、それらの一部または全部を、例えば集積回路で設計する等によりハードウェアで実現しても良い。また、上記の各構成や機能等は、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈し、実行することによりソフトウェアで実現しても良い。
【００８４】
モータは、永久磁石モータとして説明したが、その他の電動機（例えば、誘導機、同期機、スイッチトリラクタンスモータ、シンクロナスリラクタンスモータなど）を用いても構わない。その際、電動機によっては電圧指令値作成器での演算方法が変わるが、それ以外については同様に適用でき、本実施例の目的を達成可能である。
【００８５】
上記の実施例では、速度制御型の構成を例に説明したが、もちろんトルク制御型の構成にも適用可能である。この場合は、ｑ軸電流指令値の算出方法が異なるだけで、制御モード切り替えに関しては同様に適用でき、本実施例の目的を達成可能である。
【００８６】
上記の実施例では、制御モード（位置決めモード、同期運転モード、位置センサレスモード）の切替タイミングについて記載したが、制御モードの切り替えだけに限定されるものではない。例えば、通電方式を１２０度通電から１８０度通電に切り替える場合（もちろん反対も可）、本実施例に記載の周期トルク推定手段と制御切替判定器を用いることで、電流変動や独度変動などの切替ショックを最小限に抑えることができる。
【符号の説明】
【００８７】
１  モータ制御装置
２  制御部
３  電圧指令値作成器
５  電力変換回路
６  モータ（電動機）
１０  軸誤差演算器
１２  電流検出手段
１３  ＰＬＬ制御器
１４  速度制御器
１６  制御切替スイッチ
２０  直流電圧源
３０  周期トルク推定手段
３１  制御切替判定器
３０１  冷蔵庫
５００  圧縮機構部
５０３  クランクシャフト
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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