(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
船舶に搭載され、船舶内発電機からの交流電源を周波数変換して交流負荷である船舶推進装置駆動用電動機に与え磁束一定制御で運転するための電力変換装置であって、該電力変換装置は単位セルを含む単位変換器が複数直列接続されてアームを形成し、上下段アーム間に前記交流電源の１相を接続し、前記交流電源の３相で構成されたコンバータと、単位セルを含む単位変換器が複数直列接続されてアームを形成し、上下段アーム間に前記交流負荷の１相を接続し、前記交流負荷の３相で構成されたインバータと、前記コンバータと前記インバータの間に設けられた直流回路を含む電力変換装置において、
前記コンバータの前記単位セルは1組のスイッチング素子を直列接続してレグを構成し、かつ並列接続した２組の前記レグに並列にコンデンサを配置すると共に、各レグの1組の前記スイッチング素子の接続点間から出力を得るようにされたフルブリッジ構成とされ、
前記インバータの前記単位セルは1組のスイッチング素子を直列接続してレグを構成し、かつ前記レグに並列にコンデンサを配置すると共に、レグの一端と前記スイッチング素子の接続点間から出力を得るようにされたハーフブリッジ構成とされた電力変換装置。
【請求項２】
請求項１記載の電力変換装置において、
前記コンバータの前記単位セルの一方のレグを構成する1組のスイッチング素子の一方をＯＮ，他方をＯＦＦとする切替制御を所定時間実行後、他方のレグを構成する1組のスイッチング素子の一方をＯＮ，他方をＯＦＦとする切替制御を実行するとともに、交互にレグを切替えてスイッチング素子のＯＮ，ＯＦＦ制御を行い、
前記インバータの前記単位セルを構成する1組のスイッチング素子の一方をＯＮ，他方をＯＦＦとする切替制御を実行することを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項２記載の電力変換装置において、
1組のスイッチング素子の切替制御を行うに当り、切替間隔が可変とされることを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
請求項２記載の電力変換装置において、
交流電源の３相を形成するアームの複数の単位セルのうち、複数直列接続されたｎ番目の単位セルの間のスイッチングタイミングを同期化することを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
請求項２記載の電力変換装置において、
複数直列接続された単位セルのコンデンサが分担する直流電圧を、各相、各アームで定めたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】
発電機からの交流電源を周波数変換して交流負荷である電動機に与え磁束一定制御で運転するための電力変換装置であって、該電力変換装置は単位セルを含む単位変換器が複数直列接続されてアームを形成し、上下段アーム間に前記交流電源の１相を接続し、前記交流電源の３相で構成されたコンバータと、単位セルを含む単位変換器が複数直列接続されてアームを形成し、上下段アーム間に前記交流負荷の１相を接続し、前記交流負荷の３相で構成されたインバータと、前記コンバータと前記インバータの間に設けられた直流回路を含む電力変換装置において、
前記コンバータの前記単位セルは1組のスイッチング素子を直列接続してレグを構成し、かつ並列接続した２組の前記レグに並列にコンデンサを配置すると共に、各レグの1組の前記スイッチング素子の接続点間から出力を得るようにされたフルブリッジ構成とされ、
前記インバータの前記単位セルは1組のスイッチング素子を直列接続してレグを構成し、かつ前記レグに並列にコンデンサを配置すると共に、レグの一端と前記スイッチング素子の接続点間から出力を得るようにされたハーフブリッジ構成とされた電力変換装置。
【請求項７】
請求項６記載の電力変換装置において、
前記インバータの交流出力電圧に応じて、コンバータが直流電圧を制御する機能を有する電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、単位セルとこれを用いた交直変換装置に係り、特に単位セルを構成する直流コンデンサの容量及び寸法・質量を低減させることに関する。
【背景技術】
【０００２】
交直変換装置として、モジュラー・マルチレベル変換装置（Ｍｏｄｕｌｅｒ  Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）と呼称されるものが、非特許文献１などで知られている。この変換装置は、単位セル（チョッパ回路）とその制御回路等から構成される単位変換器を複数個直列接続、または、並列接続した電力変換装置である。
【０００３】
この構成では、単位変換器の直列接続数に比例して、モジュラー・マルチレベル変換装置が出力可能な電圧は高くなり、同時に出力電圧波形のレベル数（段数）が増えるため、３レベル変換装置と比べ、モジュラー・マルチレベル変換装置の出力電圧に含まれる高調波は低減される。
【０００４】
これにより、モジュラー・マルチレベル変換装置は、従来実施していた変換装置の多相化や、系統のフィルタ設備等が不要となり、システム寸法・質量が大幅に削減されるという特徴を有する。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】平成２０年度電気学会産業応用部門大会「モジュラー・マルチレベル変換器（ＭＭＣ）の高圧モータドライブシステムへの応用」
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明が解決しようとする課題は、モジュラー・マルチレベル変換装置の単位変換器内の直流コンデンサの電圧変動を抑制することである。
【０００７】
従来のモジュラー・マルチレベル変換装置を構成する単位変換器の単位セル部分の一例を図２に示す。図２の単位セル１８は、１組のスイッチング素子、例えばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）をそれぞれのエミッタ、コレクタ間で直列接続し、他端の間に直列コンデンサＣを接続する。その上で、エミッタ、コレクタ間の直列接続部と、他端の間の電位を単位セル装置の出力Ｖｊとして取り出す。この図で、Ｒ，Ｄは単位セル装置を構成するヒューズ、ダイオードであり、ここでは直列コンデンサＣの電位をＶｃ、直列接続点からの電流をＩｊとする。
【０００８】
尚、単位セル１８は、基本的には上記回路構成を備えたものであるが、単位変換器としてはさらにその制御回路等をも含む。以下の説明では特に必要がない限り、単位セルとして説明を行う。
【０００９】
図２では、単位セル１８がハーフブリッジ回路で構成されているため、単位セルの出力電圧Ｖｊは、図３に示すとおり直流電圧成分Ｖｊｄｃを含んだ交流電圧波形となる。つまり、この回路では１組のＩＧＢＴの一方をＯＮとするように、ゲート制御を行ない、上側のＩＧＢＴ１ａがＯＮのとき、出力電圧ＶｊはＶｃとなり、下側のＩＧＢＴ１ｂがＯＮのとき、出力電圧Ｖｊは０となるが、１ａ、１ｂの通流期間Ｔａ、Ｔｂを調整することにより交流電圧振幅Ｖｊａｃの交流電圧Ｖｊが得られる。直流電圧成分Ｖｊｄｃは、交流電圧振幅Ｖｊａｃの半分の大きさのものである。なお、単位セル１８の出力電圧と、単位変換器の出力電圧は同じ部位の電圧を示す。
【００１０】
このように単位セル１８は、例えば図２のように構成され、図３のように動作する。そして、図４のモジュラー・マルチレベル変換装置は、係る単位セル１８を含む単位変換器１１の出力端子間を複数直列に接続して変換装置のアーム上段、アーム下段を形成し、上下段間を交流（電源側或いは負荷側）の１相に接続してアームと成す。アームは３相分備えられ、これにより、コンバータ部７あるいはインバータ部８とされる。アームの両端間には直流リンク電圧ＶLｃを得るが、この電圧は各単位セル１８の直流電圧成分Ｖｊｄｃの総和である。
【００１１】
係るモジュラー・マルチレベル変換装置では、この直流電圧成分Ｖｊｄｃが、単位セル１８内の直流コンデンサの基本波周期での変動要因の一つである。その原理を下記の通り説明する。
【００１２】
単位セル１８の出力電圧Ｖｊは、直流電圧成分Ｖｊｄｃを含むことから下記（１）式で表される。但し、Ｖｊｄｃは単位セル出力電圧の直流成分（Ｖ）、Ｖｊａｃは単位セル出力電圧の交流成分の振幅（Ｖ）、ｆ１は電源側、または負荷側電圧の基本波周波数（Ｈｚ）、θは単位セル出力電圧の位相（ｒａｄ）である。
【００１３】
［数１］
Ｖｊ＝Ｖｊｄｃ＋Ｖｊａｃ×Ｓｉｎ（２πｆ１τ＋θ）・・・・・（１）
単位セルの出力電流Ｉｊは、下記（２）式で表される。ここで、Ｉｊｄｃは単位セル出力電流の直流成分（Ａ）、Ｉｊａｃは単位セル出力電流の交流成分の振幅（Ａ）、Φは単位セル出力電流の位相（ｒａｄ）である。但し、無効電力のみの場合（Ｖｊｄｃ＝０の場合）はＩｊｄｃ＝０である。
【００１４】
［数２］
Ｉｊ＝Ｉｊｄｃ＋Ｉｊａｃ×Ｓｉｎ（２πｆ１τ＋Φ）・・・・・（２）
次に、上記（１）（２）式を掛けて単位セルの出力電力（コンデンサ電力）を求めてみるに、式が長大となるので、（１）（２）式の第１項（直流分）同士の積成分Ｐｆ０を（３）式に、（１）（２）式の第１項（直流分）と第２項（交流分）の積成分Ｐｆ１を（４）式に、（１）（２）式の第２項（交流分）同士の積成分Ｐｆ２を（５）式に、分割して表示する。
【００１５】
［数３］
Ｐｆ０＝Ｖｊｄｃ×Ｉｊｄｃ・・・・・（３）
【００１６】
［数４］
Ｐｆ１＝Ｖｊｄｃ×Ｉｊａｃ×Ｓｉｎ（２πｆ１τ＋Φ）＋Ｉｊｄｃ×Ｖｊａｃ×Ｓｉｎ（２πｆ１τ＋θ）・・・・・（４）
【００１７】
［数５］
Ｐｆ２＝Ｖａｃ×Ｓｉｎ（２πｆ１τ＋θ）×Ｉｊａｃ×Ｓｉｎ（２πｆ１τ＋Φ）・・・・・（５）
さらに上記式（５）を、「積和の公式」により展開すると、下記（６）式になる。
【００１８】
［数６］
Ｐｆ２＝Ｖｊａｃ×Ｉｊａｃ×（−１／２）×｛Ｃｏｓ｛４πｆ１τ＋（θ＋Φ）｝−Ｃｏｓ（θ−Φ）｝・・・・・（６）
上記（４）式は、単位セル１８内の直流コンデンサＣの電力が、電源側、または、負荷側電圧の基本波周波数ｆ１の周期で変動することを示しており、これはそのまま直流コンデンサの電圧変動となって現れる。
【００１９】
図５ａに直流コンデンサ電圧Ｖｃの基本波周波数ｆ１が低周波である場合、図５ｂに直流コンデンサ電圧Ｖｃの基本波周波数ｆ１が高周波である場合を示しているが、直流コンデンサ電圧Ｖｃが低い周波数で変動すると、直流コンデンサの充電・放電それぞれの時間が長くなり、結果、直流コンデンサの充放電電荷量が増加することから、直流コンデンサの容量、寸法・質量が増加してしまう。
【００２０】
先に、モジュラー・マルチレベル変換装置の長所は、システム寸法・質量が大幅に削減できることにあると説明したが、直流コンデンサ電圧Ｖｃの基本波周波数ｆ１が低周波であるような用途への適用においては、直流コンデンサの充放電電荷量が増加することに伴う直流コンデンサの容量、寸法・質量の増加により、装置全体としてみると小型化の十分なメリットを得ることができない。
【００２１】
このように、直流コンデンサの電圧変動は、直流コンデンサの寸法・質量を増加させ、結果的にモジュラー・マルチレベル変換装置の寸法・質量も増加させてしまう。
【００２２】
然るに、モジュラー・マルチレベル変換装置が適用され、かつ直流コンデンサ電圧Ｖｃの基本波周波数ｆ１が低周波である具体的な用途として、独立の電源、負荷系統が考えられ、特に船舶の場合に問題となる。
【００２３】
図６に示すように、船舶向け電気推進装置はプロペラ３０の軸に直結した推進用電動機５と、推進用電動機５を制御する電力変換装置４と、電力変換装置４に対して最適な電圧に変換する変圧器６と、これらに電源を供給する発電機２と配電盤３から構成される。
【００２４】
一般的に船舶向け電気推進装置では、プロペラ３０などの推進用負荷（推進用電動機５）と、船内の一般負荷３１（無線、レーダ等）は同一系統上にあり、また、船内の一般負荷容量に比べ推進用負荷の容量が大きくなることから、電力変換装置４から発生する高調波が一般負荷３１に悪影響を及ぼす可能性がある。
【００２５】
なお、電力変換装置４から発生する高調波は、系統（発電機２〜電力変換装置４）のインピーダンスに比例して配分されるが、陸上設備と違い船舶に搭載されている発電機のインピーダンスは％Ｚ＝２０〜２５％と、陸上設備（商用電源％Ｚ≒０％）と比べ大きく、系統上の高調波が大きくなり、高調波対策が課題である。
【００２６】
しかし、船舶では船内設置スペースの制約等から、フィルタ設備の削減が要求されており、フィルタ設備以外の新しい高調波対策が必要である。
【００２７】
なお、電力変換装置単体の高調波対策として、電力変換装置を多相化して対応しているが、多相化時は電力変換装置を分割する必要があり、システム寸法・質量が増加してしまう。
【００２８】
また、船舶の電気推進装置の出力は近年大容量化の傾向があり、変換装置の出力電圧は高圧化が求められている。
【００２９】
船舶用設備には、以上述べた種々の制約があるが、これら課題の多くがモジュラー・マルチレベル変換装置の採用で解決できる。しかし、直流コンデンサ電圧Ｖｃの基本波周波数ｆ１が低周波であることによるシステム寸法・質量の増加を避けられない。
【００３０】
船舶の場合、急停止するときにはプロペラ３０などの推進用負荷（推進用電動機５）を低速回転せざるを得ず、このときに直流コンデンサ電圧Ｖｃの基本波周波数ｆ１が低周波の運転をすることになる。
【００３１】
このように、船舶向け電気推進装置のような各機器の設置場所の制約が厳しい環境下において、モジュラー・マルチレベル変換装置を小型化するためには、モジュラー・マルチレベル変換装置の直流コンデンサの電圧変動を抑制することが最大の課題となる。
【００３２】
本発明においては、直流コンデンサ電圧が、電源側、または、負荷側電圧の基本波周波数ｆ１の周期で変動することを抑制し、装置の小型化を図ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００３３】
本発明の単位セルは、1組のスイッチング素子を直列接続してレグを構成し、かつ並列接続した２組のレグに並列にコンデンサを配置すると共に、各レグのスイッチング素子の接続点間から出力を得る。
【００３４】
なお、一方のレグを構成する1組のスイッチング素子の一方をＯＮ，他方をＯＦＦとする切替制御を所定時間実行後、他方のレグを構成する1組のスイッチング素子の一方をＯＮ，他方をＯＦＦとする切替制御を実行するとともに、交互にレグを切替えてスイッチング素子のＯＮ，ＯＦＦ制御を行うのがよい。
【００３５】
また、所定時間内での1組のスイッチング素子の切替制御を行うに当り、切替間隔が可変とするのがよい。
【００３６】
本発明の電力変換装置は、単位セルを含む単位変換器が複数直列接続されてアームを形成し、上下段アーム間に交流電源の１相を接続し、交流電源の３相で構成されたコンバータを含むものであって、単位セルは1組のスイッチング素子を直列接続してレグを構成し、かつ並列接続した２組のレグに並列にコンデンサを配置すると共に、各レグの1組のスイッチング素子の接続点間から出力を得る。
【００３７】
なお、交流電源の３相を形成するアームの複数の単位セルのうち、複数直列接続されたｎ番目の単位セルの間のスイッチングタイミングを同期化するのがよい。
【００３８】
また、複数直列接続された単位セルのコンデンサが分担する直流電圧を、各相、各アームで定めるのがよい。
【００３９】
本発明の電力変換装置は、単位セルを含む単位変換器が複数直列接続されてアームを形成し、上下段アーム間に交流電源の１相を接続し、交流電源の３相で構成されたコンバータと、単位セルを含む単位変換器が複数直列接続されてアームを形成し、上下段アーム間に交流電源の１相を接続し、交流電源の３相で構成されたインバータと、コンバータとインバータの間に設けられた直流回路を含み、コンバータの単位セルは1組のスイッチング素子を直列接続してレグを構成し、かつ並列接続した２組のレグに並列にコンデンサを配置すると共に、各レグの1組の前記スイッチング素子の接続点間から出力を得る。
【００４０】
なお、インバータの単位セルは1組のスイッチング素子を直列接続してレグを構成し、かつレグに並列にコンデンサを配置すると共に、レグの一端とスイッチング素子の接続点間から出力を得るのがよい。
【００４１】
また、コンバータの単位セルの一方のレグを構成する1組のスイッチング素子の一方をＯＮ，他方をＯＦＦとする切替制御を所定時間実行後、他方のレグを構成する1組のスイッチング素子の一方をＯＮ，他方をＯＦＦとする切替制御を実行するとともに、交互にレグを切替えてスイッチング素子のＯＮ，ＯＦＦ制御を行い、
インバータの単位セルを構成する1組のスイッチング素子の一方をＯＮ，他方をＯＦＦとする切替制御を実行するのがよい。
【発明の効果】
【００４２】
本発明により、モジュラー・マルチレベル変換装置の直流コンデンサ電圧の変動を抑制することが出来る。
【００４３】
これにより、直流コンデンサの容量が低減可能となり、結果、直流コンデンサの寸法・質量及びモジュラー・マルチレベル変換装置の小型・軽量化が可能なる。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】フルブリッジ構成した単位セルを示す図。
【図２】ハーフブリッジ構成した単位セルを示す図。
【図３】図２の単位セルの動作を説明するための図。
【図４】モジュラー・マルチレベル変換装置の一例を示す図。
【図５ａ】基本波周波数ｆ１が低周波である場合の充放電電荷を示す図。
【図５ｂ】基本波周波数ｆ１が低周波でない場合の充放電電荷を示す図。
【図６】船舶向け電気推進装置一例を示す図。
【図７】本発明を適用する船舶向け電気推進装置のシステム構成を示す図。
【図８】モジュラー・マルチレベル変換装置を拡大表示した図。
【図９】図１の単位セルの動作を説明するための図。
【図１０ａ】ハーフブリッジ単位セルによる通常運転時の電圧波形を示す図。
【図１０ｂ】同じくクラッシュアスターンのときの電圧波形を示す図。
【図１１ａ】コンバータがハーフブリッジで、クラッシュアスターンの時の、インバータ単位セル出力Ｖｊを示す図。
【図１１ｂ】コンバータがフルブリッジで、クラッシュアスターンの時の、インバータ単位セル出力Ｖｊを示す図。
【図１２】コンバータ７の具体構成の一例を示す図。
【図１３】コンバータアームを構成する単位変換器の構成を示す図。
【図１４】コンバータの制御装置１０の制御ブロックを示す図。
【図１５】単位変換器間の同期処理の様子を示す図。
【図１６】単位変換器制御装置の制御ブロックを示す図。
【図１７】単位変換器の出力電圧を示す図。
【図１８】直流電圧成分Ｖｊｄｃを含む単位変換器の出力電圧波形を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００４５】
以下本発明の実施例について図を用いて説明する。
【実施例】
【００４６】
図７に、本発明を適用するに好適な船舶向け電気推進装置のシステム構成図を示す。この図で、電気推進装置のシステムは、系統電圧を監視する電源監視部１００、電源を供給する発電機２、各系統に電源を供給する配電盤３、推進用電動機５（負荷）に最適な電力を供給するモジュラー・マルチレベル変換装置４、プロペラに接続された推進用電動機５、系統電圧を最適な電圧に変換する変圧器６から構成されている。
【００４７】
交流発電機２（電源）は、電源監視部１００により、推進用電動機５（負荷）の出力が変動しても、常に設定された電圧・周波数になるように一定制御されている。
【００４８】
図８は、モジュラー・マルチレベル変換装置４を拡大表示した図である。変換装置４は、所定の電圧・周波数を出力する発電機２（電源）に接続され発電機２の交流電圧を整流する機能を有するコンバータ部７と、推進用電動機５（負荷）に接続されて推進用電動機５に最適な周波数・電圧に変換するインバータ部８と、これらを監視制御する監視制御部９から構成される。コンバータ部７とインバータ部８は直流リンクで接続されている。なお、コンバータ部７とインバータ部８は、例えば図４のように構成されている。また、コンバータ部７とインバータ部８を構成する単位変換器１１の単位セル１８は、従来においては図２のようにハーフブリッジ構成とされていた。
【００４９】
本発明においては、コンバータ部７を構成する単位変換器１１の単位セル１８をフルブリッジ構成とする。このことは、インバータ部８を構成する単位変換器１１の単位セルをフルブリッジ構成とする必要がないことを意味している。この結果、従来においては直流リンク電圧を発電機２の電圧以下に下げられない（固定）のに対し、本発明では直流リンク電圧を発電機２の電圧以下に下げられる（可変）。以下、かかる本発明の特徴について詳細に説明する。
【００５０】
図１は、フルブリッジ構成した本発明の単位セル１８の回路を示す。図１と図２を比較して明らかなように、フルブリッジ構成した本発明の単位セル回路１８では、図２構成との相違点の第１点として、1組のＩＧＢＴの直列回路を２組並列に配置し、両端間に直列コンデンサを設置している。つまり、フルブリッジ構成としている。相違の第２点として、1組のＩＧＢＴのそれぞれの直列接続点間から、単位セル装置の出力を得ている。
【００５１】
図９は、図１回路での単位セル出力を示す図であり、ハーフブリッジのときの図３と比較して明らかなように、相違点の第３点はＩＧＢＴに対する点弧信号の与え方である。
【００５２】
ある周期Ｔ１の間はＩＧＢＴのうち、上段の１ａと下段の１dを同時にＯＮ，ＯＦＦ制御し、かつＯＮ期間ＴａとＯＦＦ期間Ｔｂの間隔を制御している。このとき、２組のＩＧＢＴのそれぞれの直列接続点間から得られる単位セル１８の出力は、０（Ｖ）と、正の交流電圧振幅Ｖｊａｃの間で変化する。そして、この期間に続く次の周期Ｔ２の間はＩＧＢＴのうち、上段の１ｃと下段の１bを同時にＯＮ，ＯＦＦ制御し、かつＯＮ期間ＴａとＯＦＦ期間Ｔｂの間隔を制御している。このとき、２組のＩＧＢＴのそれぞれの直列接続点間から得られる単位セル１８の出力は、０（Ｖ）と、負の交流電圧振幅―Ｖｊａｃの間で変化する。
【００５３】
従って、連続する２つの周期Ｔ１，Ｔ２を通して見ると、正と負の交流電圧振幅Ｖｊａｃの間で変化する交流出力電圧が得られている。かつこの時、周期Ｔ１，Ｔ２の長さの相違、あるいはＯＮ期間ＴａとＯＦＦ期間Ｔｂの間隔の相違に起因して交流電圧には、直流電圧成分Ｖｊｄｃが含まれている。この直流電圧成分Ｖｊｄｃは、図２に比べて小さな値であり、かつ可変にできることが、相違点の第４点である。
【００５４】
図４のモジュラー・マルチレベル変換装置４としてみたとき、上記の相違により、直流リンク電圧が相違する。ハーフブリッジの場合、直流リンク電圧は直流電圧成分Ｖｊｄｃの積み重ね電圧であり固定値であるが、フルブリッジでは単位セル置の直流コンデンサ成分Ｖｊｄｃが可変値である。同じ積み重ね電圧であっても、フルブリッジのときのほうが小さな直流電圧であることが理解できる。これが、直流コンデンサＣが小さくてもよい理由のひとつである。システム全体としてみたときのこの相違点が相違点の第５点である。
【００５５】
以上のような相違点を踏まえながら、本発明の効果が顕著に現れる船舶向け電気推進装置にモジュラー・マルチレベル変換装置４を適用したときについて従来と比較説明する。
【００５６】
まず、説明の前提として、モジュラー・マルチレベル変換装置４では、直流リンクの電圧ＶLｃは、モジュラー・マルチレベル変換装置４を構成する各相の単位セルの出力電圧Ｖｊに含まれる直流電圧成分Ｖｊｄｃを総和したものである。
【００５７】
従来のモジュラー・マルチレベル変換装置４では、直流リンク電圧ＶLｃより大きな交流ｐｅａｋ  ｔｏ  ｐｅａｋ電圧を出力することが出来ない。
【００５８】
次に、負荷である推進用電動機５は、船舶の運用（速力、出力）に応じて、モジュラー・マルチレベル変換装置４により、最適な電圧・周波数に変換されて駆動する可変電動機である。
【００５９】
推進用電動機５は磁束一定制御（Ｖ／ｆ  一定制御）で運転されるため、モジュラー・マルチレベル変換装置４の出力電圧の周波数が低いと、交流電圧の振幅も小さくなる。
【００６０】
船舶が急停止（以下クラッシュアスターン）をかける時には、プロペラを逆回転させるため、推進用電動機５は低回転数・高トルクが要求される。
【００６１】
従来のモジュラー・マルチレベル変換装置４は、このクラッシュアスターン時のような、推進用電動機５が低回転数・高トルクで運用される時に、単位セル内の直流コンデンサの電圧変動が大きくなるという問題が生じる。
【００６２】
図１０ｂにハーフブリッジ単位セルにおけるクラッシュアスターンのときの電圧波形を、また図１０ａに通常運転時の電圧波形を示す。これを比較して明らかなように、各相の単位セルの出力電圧Ｖｊに含まれる直流電圧成分Ｖｊｄｃの総和がモジュラー・マルチレベル変換装置４の直流リンク電圧になるが、従来技術では、直流リンク電圧ＶLｃが所定の電圧に固定されているため、単位セルの出力電圧Ｖｊには、推進用電動機５の回転数・交流電圧の振幅の大小に関わらず、常に一定の直流電圧成分Ｖｊｄｃが含まれる。
【００６３】
また、上記（４）式にも示した通り、クラッシャアスターン時は高トルクが要求されるため、（４）式のＩｊａｃは大きくなり、かつ、Ｖｊｄｃがどのような運用時でも一定であるから、その積であるコンデンサ電力の変動、つまり、コンデンサ電圧変動は大きくなる。
【００６４】
その上、推進用電動機５の回転数も低いことから、図５で説明したように、直流コンデンサの充電・放電それぞれの時間が長くなり、直流コンデンサの充放電電荷量が増加する。
【００６５】
以上により、従来のモジュラー・マルチレベル変換装置４は、クラッシャアスターン時に直流コンデンサの電圧変動が著しく増加し、結果、直流コンデンサの容量、寸法・質量が増加してしまい、モジュラー・マルチレベル変換装置４自体を大型化させてしまう。
【００６６】
この（４）式の直流コンデンサの電圧変動を減らすためには、推進電動機５のトルク電流は減らせないので、図３に示す単位セルの出力電圧Ｖｊに含まれる直流電圧成分Ｖｊｄｃ、つまり、直流リンク電圧ＶLｃを下げてやれば良い。
ここで、各相の単位セルの出力電圧Ｖｊの直流電圧成分Ｖｊｄｃの総和＝直流リンク電圧ＶLｃである。
【００６７】
しかし、直流リンク電圧ＶLｃを下げると、モジュラー・マルチレベル変換装置４が出力できる交流電圧が低くなるため、発電機２からモジュラー・マルチレベル変換装置４へ電流が流れこんでしまう。
【００６８】
よって、直流コンデンサ電圧が変動する根本原因である、単位セルの出力電圧Ｖｊに含まれる直流電圧成分Ｖｊｄｃを、交流発電機２の出力電圧に依存することなく低減する必要がある。
【００６９】
その解決のための手段が、コンバータ側の単位セルのフルブリッジ化である。なお、インバータ側の単位セルは従来通り、ハーフブリッジのままでよい。
【００７０】
コンバータ側の単位セルをフルブリッジ化して得られる効果は、図３と図９を比較して説明した通り、電源側の電圧（発電機２の電圧）に依存することなく、直流リンクの電圧を下げられることである。つまり、図３のハーフブリッジでは、直流リンク電圧ＶLｃは各単位セルの直流電圧成分Ｖｊｄｃの総和であり、Ｖｊｄｃは交流電圧振幅Ｖｊａｃの１／２の大きさの固定値である。これに対し、フルブリッジでは直流リンク電圧ＶLｃは各単位セルの直流電圧成分Ｖｊｄｃの総和であるが、Ｖｊｄｃは交流電圧振幅Ｖｊａｃの大きさに依存しない可変値である。
【００７１】
従って、コンバータ側の単位セルの出力電圧Ｖｊに含まれる直流電圧成分Ｖｊｄｃを下げることが出来、結果、コンバータ側の単位セルの直流コンデンサの電圧が、基本波周波数ｆ１の周期で変動することを抑制出来る。
【００７２】
図１１は、クラッシュアスターン時におけるインバータ部８の単位セルの出力電圧Ｖｊを示している。図１１ａは、コンバータ７側の単位セルがハーフブリッジ時の波形であり、図１１ｂは、コンバータ側の単位セルがフルブリッジ時のインバータ側の単位セルの出力電圧Ｖｊ波形を示す。なお、インバータ側の単位セルは従来・本発明共にハーフブリッジである。
【００７３】
図１１ａのハーフブリッジの単位セルでは、負荷の出力（高速巡航時、クラッシュアスターン時）に関係なく、インバータ側の単位セルの出力電圧Ｖｊに含まれる直流電圧成分Ｖｊｄｃ、つまり、直流リンク電圧は常に一定であった。
【００７４】
これに対し本発明では、コンバータ側の単位セルがフルブリッジのため、直流リンクの電圧を推進用電動機５の出力に応じて必要最低限に制御している。つまり、上記（４）式におけるＶｊｄｃを、必要最低限に制御しているので、インバータ側の単位セルへの電力は小さくなり、インバータ側の単位セル内にある直流コンデンサの電圧変動も、コンバータ側同様抑制される。
【００７５】
本発明により、直流コンデンサの電圧変動が抑制されるため、直流コンデンサの容量が低減可能となり、結果、直流コンデンサの寸法・質量及びモジュラー・マルチレベル変換装置の小型・軽量化が可能なる。
【００７６】
以下、本発明によるモジュラー・マルチレベル変換装置４の動作を、コンバータ部７を中心に説明する。ここでは、モジュラー・マルチレベル変換装置４は、図8に示す通りコンバータ７、インバータ８、電源監視部９から構成されている。
【００７７】
前述のモジュラー・マルチレベル変換装置４のうち，コンバータ７の具体構成の一例を図１２に示す。
【００７８】
コンバータ７は、コンバータ７の全体制御を行う制御装置１０、図１のＩＧＢＴ等から構成されている単位セル１８を含む単位変換器１１、バッファリアクトル１２から構成される。また、制御装置１０と単位変換器１１は図１２の通り信号線１４によって接続されている。
【００７９】
ここで，図１２に示す通り，カスケード状（直列縦つなぎ）に接続されている複数の単位変換器１１をまとめてアームと称す。そして、上側の３つのアームを、それぞれＵ相アーム１１Ｕ，Ｖ相アーム１１Ｖ，Ｗ相アーム１１Ｗ，下側の３つのアームをそれぞれＵ相アーム１１ｕ，Ｖ相アーム１１ｖ，Ｗ相アーム１１ｗと称す。ここで，前述の６つのアームに流れる電流を検出する電流センサ１３を、図１２に示す位置に設置する。この位置は、交流の各相と、アームを接続する位置であり、各アームに流れる電流を検知する。
【００８０】
なお、インバータ８の構成は、図１２で示したコンバータ７に対し、単位変換器１１がフルブリッジでない以外は同様である。
【００８１】
続いて，前述のコンバータ７のアームを構成する単位変換器１１の構成を図１３に示す。
【００８２】
単位変換器１１は、４つのＩＧＢＴ素子１、１つの直流コンデンサ１６、ヒューズ１７で構成される単位セル１８、ゲートドライバ１９、ゲート電源２０、単位変換器制御回路２１、自給電源２２、電圧センサ２３より構成されている。
【００８３】
本発明の課題（直流コンデンサの電圧変動）を解決する手段として、単位変換器１１、つまり、単位セル１８の出力電圧に含まれる直流電圧成分Ｖｊｄｃを低減するために、図１３に示す通り、単位セル１８内のスイッチング素子（ＩＧＢＴ素子）は、従来のハーフブリッジ回路（ＩＧＢＴ素子１ａ、１ｂ）に対し、フルブリッジ回路構成とさせるため、ＩＧＢＴ素子１ｃ、１ｄが装備されている。
【００８４】
図中の１ＡはＩＧＢＴ素子１ａ、および１ｂを、１ＢはＩＧＢＴ素子１ｃ、および１ｄをそれぞれ指しており、１Ａ、１ＢをそれぞれレグＡ、レグＢと定義する。つまり、レグは、二つのＩＧＢＴ素子１の直列回路を意味している。
【００８５】
ゲートドライバ１９、単位変換器制御回路２１は、直流コンデンサ１６に充電された電力を自給電源２２、ゲート電源２０を通して供給される。
また、電圧センサ２３で検出した直流コンデンサ電圧は単位変換器制御回路２１へ送られる。
【００８６】
なお、インバータ８のアームを構成する単位変換器についても単位セル１８がフルブリッジでない以外は図１３に記載の構成と同様としても良い。
次に、コンバータを制御するためのシステム構成について説明する。この制御システム構成は、電源監視部１００（図７）、監視制御部９（図８）、コンバータの制御装置１０（図１２）、単位変換器制御回路２１（図１３）などで構成される。
【００８７】
このうち、図７の電源監視部１００は、系統の周波数ｆを検知する。図８の監視制御部９は、電源監視部１００の系統周波数ｆと、モジュラー・マルチレベル変換装置４内にある電流センサ１３（図１２）から検出されたコンバータ相電流Ｉと、図１の単位セル１８内にある直流コンデンサ１６の電圧Ｖｃを入力する。また、図８の監視制御部９は、予め設定された電流、電圧指令値保有している。
【００８８】
その上で図８の監視制御部９は、これらのフィードバック信号ｆ、Ｉ，Ｖｃと、電圧及び電流指令値から、コンバータ相電圧指令（Ｖｕ１ａ＊、Ｖｖ１ａ＊、Ｖｗ１ａ＊、Ｖｕ１ｂ＊、Ｖｖ１ｂ＊、Ｖｗ１ｂ＊）を決定する。
【００８９】
これらの指令値はコンバータ８の制御装置１０に送られる。図１４にコンバータの制御装置１０の制御ブロック図を示す。
【００９０】
制御装置１０は、単位変換器電圧指令演算器２４、同期信号生成器２５、搬送波生成器２６から構成されている。
【００９１】
単位変換器電圧指令演算器２４は、コンバータ上側アームのＵＶＷ相電圧指令値Ｖｕ１ａ＊、Ｖｖ１ａ＊、Ｖｗ１ａ＊と、コンバータ下側アームのＵＶＷ相電圧指令値Ｖｕ１ｂ＊、Ｖｖ１ｂ＊、Ｖｗ１ｂ＊を入力とする。ここでは、これらの電圧指令値を、アーム内の単位変換器数Ｎで割る。この結果として、上側アームのＵＶＷ相内の単位変換器レグＡ電圧指令値Ｖｕ１ａＡｊ＊、Ｖｖ１ａＡｊ＊、Ｖｗ１ａＡｊ＊（ｊ＝１、２、：Ｎ）と、レグＢ電圧指令値Ｖｕ１ａＢｊ＊、Ｖｖ１ａＢｊ＊、Ｖｗ１ａＢｊ＊（ｊ＝１、２、：Ｎ）を得る。また、同様に下側アームのＵＶＷ相内の単位変換器レグＡ電圧指令値Ｖｕ１ｂＡｊ＊、Ｖｖ１ｂＡｊ＊、Ｖｗ１ｂＡｊ＊（ｊ＝１、２、：Ｎ）と、レグＢ電圧指令値Ｖｕ１ｂＢｊ＊、Ｖｖ１ｂＢｊ＊、Ｖｗ１ｂＢｊ＊（ｊ＝１、２、：Ｎ）を得て、出力する。
【００９２】
また、同期信号生成器２５では、制御装置１０で実施される所定の時間毎の割り込み処理の実行信号（以降、同期信号と称す）を生成する。制御装置１０では、各相の上下アーム内のｋ番目（ｋ＝１、２、：２Ｎ）の単位変換器同士で同期を取るために、所定の時間ΔＴ毎に単位変換器１１のスイッチング駆動用搬送波の割り込み処理を実施しており、同期信号生成器２５ではこの所定の時間ΔＴ毎に同期信号を出力する。
【００９３】
搬送波生成器２６では、前述の同期信号が入力された瞬間に、図１５に示すようにスイッチング駆動用搬送波の値を所定値Ａ１に強制的に修正する。
【００９４】
このような同期信号を利用したスイッチング駆動用搬送波の同期は、搬送波生成器２６への同期信号の入力１回につき、各相の上下アーム内の単位変換器１個の同期を取っていく。
【００９５】
これを上下アーム内の１番目から２Ｎ番目までの単位変換器で順番に実施する。この単位変換器間の同期を取る一連の処理について、これ以降、同期処理と称する。
【００９６】
この同期処理を実施する同期信号の出力周期ΔＴは、スイッチング駆動用搬送波の周波数ｆｃとすると以下の（７）式の様に設定することができる。
【００９７】
［数７］
ΔＴ＝１/（２×Ｎ×ｆｃ）・・・・・（７）
（７）式の時間ΔＴ毎に前述の同期処理を実施することにより、各相の上下アーム内の２Ｎ個の単位変換器のスイッチング駆動用搬送波の位相を一周期内で等間隔にシフトさせることができる。
【００９８】
こうして、単位変換器電圧指令演算器２４から出力された上下アームＵＶＷ相内の単位変換器電圧指令値と搬送波生成器２６から出力されたスイッチング駆動用搬送波は、信号線１４を通して各単位変換器の単位変換器制御装置２１へ伝送される。なお、インバータ８の制御装置に関しても、レグＢの制御部を除き、前述のコンバータ７の制御装置１０と同様の構成である。
【００９９】
ここで、単位変換器制御装置２１に入力される単位変換器電圧指令値は、該当する単位変換器が属している相、アーム等により異なる。ここではコンバータ８のＵ相上側アームのｋ番目（１≦ｋ≦Ｎ）の単位変換器の場合を例に説明する。
【０１００】
単位変換器電圧指令値Ｖｕ１ａｋ（１≦ｋ≦Ｎ）を、電圧センサ２３で検出した直流コンデンサ電圧Ｖｃで割ることにより、単位変換器の変調率ｍを求め、入力された単位変換器電圧指令値を振幅Ａ１×ｍの正弦波に変換する。この正弦波を、これ以降、単位変換器電圧指令修正値と称する。なお、Ａ１とは図１５で示したスイッチング駆動用搬送波の振幅である。
【０１０１】
単位変換器制御装置２１の制御ブロック図を図１６に示す。単位変換器制御回路２１は単位変換器電圧指令値とスイッチング駆動用搬送波を入力としている。なお、ここで、単位変換器制御装置２１に入力される単位変換器電圧指令値は、上記のようにして当該単位変換器制御装置２１が属する相、アーム等により適宜に調整された振幅Ａ１×ｍの正弦波状信号である。
【０１０２】
個々の単位変換器制御装置２１においては、こうして求めた単位変換器電圧指令修正値に、直流リンク電圧指令Ｖｄｃ＊をアーム数の２及び各アームの単位変換装置数Ｎで割った（割り算回路２１０，２１１）値をバイアス（加算回路２１２，２１３）させた後、スイッチング駆動用搬送波の大小比較を比較器２７で行い、ＩＧＢＴ素子１のスイッチングのＯＮ／ＯＦＦ信号をゲートドライバ１９へ出力する。
【０１０３】
ゲートドライバ１９では、前述の比較器２７からのＯＮ／ＯＦＦ信号に基づき、ゲート電源２０からの電圧をＩＧＢＴ素子１のゲート端子に印加することによりＩＧＢＴ素子１を駆動させる。
【０１０４】
図１７に単位変換器１１のスイッチング駆動用搬送波と電圧指令値の大小関係と、その時の単位変換器１１の出力電圧を示す。レグＡ電圧指令値とスイッチング駆動用搬送波の大小を比較して、レグＡ電圧指令値の方が大きい場合には、ＩＧＢＴ素子１ａをＯＮ、ＩＧＢＴ素子１ｂをＯＦＦとする。
【０１０５】
レグＢについても同様に、レグＢ電圧指令がスイッチング駆動用搬送波より大きい場合はＩＧＢＴ素子１ｃをＯＮ、ＩＧＢＴ素子１ｄをＯＦＦとする。つまり、レグＡ、レグＢそれぞれの中にある２つのＩＧＢＴ素子１のＯＮ／ＯＦＦ情報は、一方がＯＮの時はもう一方はＯＦＦになっている。なお、レグＡ電圧指令値とレグＢ電圧指令値の位相は互いに１／２周期シフトしたものとする。
【０１０６】
図１７の上側の図は、単位変換器１１のスイッチング駆動用搬送波と電圧指令波形を示している。図１７の下側の図は、単位変換器１１の端子間電圧をＶｃ［Ｖ］とした時の単位変換装置１１の出力電圧Ｖｊを示している。
【０１０７】
このことから明らかなように、レグＡの素子１ａをＯＮ（素子１ｂをＯＦＦ）で、レグＢの素子１ｃをＯＦＦ（素子１ｄをＯＮ）時は、単位変換器１１の出力電圧Ｖｊ＝＋Ｖｃ［Ｖ］となる。
【０１０８】
レグＡの素子１ａをＯＦＦ（素子１ｂをＯＮ）で、レグＢの素子１ｃをＯＮ（ＩＧＢＴ素子１ｄをＯＦＦ）時は、単位変換器１１の出力電圧Ｖｊ＝−Ｖｃ［Ｖ］となる。
【０１０９】
レグＡの素子１ａをＯＮ（素子１ｂをＯＦＦ）、レグＢの素子１ｃをＯＮ（素子１ｄをＯＦＦ）時は、単位変換器１１の出力電圧Ｖｊ＝０［Ｖ］となる。
【０１１０】
レグＡの素子１ａをＯＦＦ（素子１ｂをＯＮ）、レグＢの素子１ｃをＯＦＦ（素子１ｄをＯＮ）時も、単位変換器１１の出力電圧Ｖｊ＝０［Ｖ］となる。
【０１１１】
以上により、コンバータ側の単位セル１８をフルブリッジにすることで、直流リンク電圧が低くても、単位変換器１１が交流電圧波形（電源側の電圧波形）を出力できるので、単位変換器１１の出力電圧Ｖｊに含まれる直流電圧成分Ｖｊｄｃ、つまり、直流リンク電圧は、交流発電機２の電圧に関係なく、０〜Ｖｃ／２まで制御可能となり、余分な直流電圧成分Ｖｊｄｃにより発生する直流コンデンサの電圧変動も抑制が可能となる。
【０１１２】
なお、図１８に、直流電圧成分Ｖｊｄｃが含まれた単位変換器の出力電圧波形を示す。
【産業上の利用可能性】
【０１１３】
本発明は、特に船舶向け電気推進装置において、利用可能である。
【符号の説明】
【０１１４】
１：ＩＧＢＴ素子
２：発電機
３：配電盤
４：モジュラー・マルチレベル変換装置
５：推進用電動機
６：変圧器
７：コンバータ
８：インバータ
９：監視制御部
１０：制御装置
１１：単位変換器
１２：バッファリアクトル
１３：電流センサ
１４：信号線
１６：直流コンデンサ
１７：ヒューズ
１８：単位セル
１９：ゲートドライバ
２０：ゲート電源
２１：単位変換器制御回路
２２：自給電源
２３：電圧センサ
２４：単位変換器電圧指令演算器
２５：同期信号生成器
２６：搬送波生成器
２７：比較器
１００：電源監視部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５ａ】
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【図５ｂ】
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【図６】
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【図７】
0005755930.tif 000009
【図８】
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【図９】
0005755930.tif 000011
【図１０ａ】
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【図１０ｂ】
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【図１１ａ】
0005755930.tif 000014
【図１１ｂ】
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【図１２】
0005755930.tif 000016
【図１３】
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【図１４】
0005755930.tif 000018
【図１５】
0005755930.tif 000019
【図１６】
0005755930.tif 000020
【図１７】
0005755930.tif 000021
【図１８】
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