(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
それぞれが変調された通信信号である複数の入力信号を受信し、
合成信号を提供するために前記複数の入力信号のそれぞれを合成し、
前記合成信号に基づいてピーク低減歪を生成し、前記ピーク低減歪を生成することは、    ピーク閾値を超える前記合成信号の超過部分を特定し、
前記複数の入力信号の各入力信号に対して、少なくとも、前記各入力信号と、前記合成信号の前記超過部分が前記ピーク閾値を超える分量に関連して前記各入力信号をスケーリングすることによって得られる各スケール入力信号とから、各歪信号を生成することを含み、
複数の予め調整された信号を提供するために前記複数の入力信号のそれぞれに前記ピーク低減歪を適用し、前記ピーク低減歪を適用することは、
前記合成信号の前記超過部分に対応する前記複数の入力信号のそれぞれの第１部分が前記合成信号の前記超過部分が前記ピーク閾値を超える分量に関連して低減されるように、前記各歪信号（Ｄ1，Ｄ2）を前記各入力信号に適用することを含む、方法。
【請求項２】
各歪信号を生成することは、各入力信号に対して、前記超過部分が前記ピーク閾値を超える分量に関連して前記超過部分に対する第１スケール率を生成すること及び前記第１スケール率に基づいて前記各入力信号の前記第１部分に対する前記各歪信号を生成することを含む請求項１に記載の方法。
【請求項３】
各歪信号を生成することは、各入力信号に対して、前記ピーク閾値を超えない前記合成信号の部分に対して相対的に固定されたスケール率を生成すること、及び前記相対的に固定されたスケール率に基づいて前記ピーク閾値を超えない前記合成信号の部分に対応する前記各入力信号の第２部分に対し前記各歪信号を生成することをさらに含み、
前記ピーク低減歪を適用することは、前記複数の入力信号のそれぞれの前記第２部分が前記相対的に固定されたスケール率によってスケールされるように、前記各歪信号を前記各入力信号に適用することをさらに含む
請求項２に記載の方法。
【請求項４】
前記複数の入力信号の各入力信号の前記第１部分に対して各歪信号を生成することは、  前記超過部分が前記ピーク閾値を超える分量に関連して前記超過部分に対する前記第１スケール率を生成し、
各スケール信号を生成するために前記各入力信号を前記第１スケール率により積算し、  各ピーク信号を生成するために前記各入力信号から前記各スケール信号を減算することを含み、
前記各歪信号を適用することは、前記各入力信号から前記各ピーク信号を減算することを含む、
請求項２に記載の方法。
【請求項５】
前記各ピーク信号は、前記各入力信号から減算される前に、フィルタにかけられる請求項４に記載の方法。
【請求項６】
前記複数の入力信号の第１信号は共通の変調方式に従って変調される請求項１に記載の方法。
【請求項７】
前記共通の変調方式は、周波数分割多重接続（ＦＤＭＡ），直交周波数分割多重接続（ＯＦＤＭＡ），符号分割多重接続（ＣＤＭＡ），及び時分割多重接続（ＴＤＭＡ）方式のうちの１つである請求項６に記載の方法。
【請求項８】
前記入力信号は変調されて、異なるデータが前記入力信号の異なる信号に同時にマップされ、又は共通データが前記異なる信号に同時にマップされるようにダイバーシチ方式を採用する請求項６に記載の方法。
【請求項９】
前記共通変調方式は、直交周波数分割多重接続（ＯＦＤＭＡ）方式である請求項６に記載の方法。
【請求項１０】
前記複数の予め調整された信号のそれぞれの複数の第１機能である複数の分割信号を生成し、
複数のラジオ周波数信号を提供するために前記複数の分割信号のそれぞれを個々にアップコンバートおよび増幅し、
前記第１機能を補完する機能を有する、前記複数のラジオ周波数信号のそれぞれの複数の第２機能である複数の出力信号を生成する、
ことをさらに含む請求項１に記載の方法。
【請求項１１】
前記複数の第１機能のそれぞれは相互に同一であり、前記複数の第２機能のそれぞれは相互に同一である請求項１０に記載の方法。
【請求項１２】
前記複数の予め調整された信号に基づいて増幅されたラジオ周波数信号を生成すること及び前記複数のラジオ周波数信号のそれぞれを複数のアンテナの対応するアンテナを介して同時に送信することをさらに含む請求項１０に記載の方法。
【請求項１３】
前記第１機能を使って生成された前記複数の分割信号のそれぞれが、ピークが低減された信号となるように、前記複数の入力信号のそれぞれが合成される請求項１０に記載の方法。
【請求項１４】
それぞれが変調された通信信号である複数の入力信号を受信し、
合成信号を提供するために前記複数の入力信号のそれぞれを合成し、
前記合成信号に基づいてピーク低減歪を生成し、前記ピーク低減歪を生成するために、ピーク閾値を超える前記合成信号の超過部分を特定し、前記複数の入力信号の各入力信号に対して、少なくとも、前記各入力信号と、前記合成信号の前記超過部分が前記ピーク閾値を超える分量に関連して前記各入力信号をスケーリングすることによって得られる各スケール入力信号とから、各歪信号を生成し、
複数の予め調整された信号を提供するために前記複数の入力信号のそれぞれに前記ピーク低減歪を適用し、前記ピーク低減歪を適用するために、前記合成信号の前記超過部分に対応する前記複数の入力信号のそれぞれの第１部分が前記合成信号の前記超過部分が前記ピーク閾値を超える分量に関連して低減されるように、前記各歪信号を前記各入力信号に適用する、ように構成されるピークパワー低減（ＰＰＲ）回路と、
前記複数の予め調整された信号のそれぞれの複数の第１機能である複数の分割信号を生成するように構成される分割回路と、
前記複数の分割信号がアップコンバーション回路によりアップコンバートされ、パワー増幅器で増幅されて対応する複数のラジオ周波数信号を提供する複数の平行路と、
前記第１機能を補完する機能を有する、前記複数のラジオ周波数信号のそれぞれの複数の第２機能である複数の出力信号を生成するように構成される合成回路と、
を含む通信システムにおけるトランシーバ・パス。
【請求項１５】
各歪信号を生成するために、前記ＰＰＲ回路は更に、各入力信号に対して、前記超過部分が前記ピーク閾値を超える分量に関連して前記超過部分に対する第１スケール率を生成し、前記第１スケール率に基づいて前記各入力信号の前記第１部分に対する前記各歪信号を生成するように構成される請求項１４に記載のトランシーバ・パス。
【請求項１６】
各歪信号を生成するために、前記ＰＰＲ回路は更に、各入力信号に対して、前記ピーク閾値を超えない前記合成信号の部分に対して相対的に固定されたスケール率を生成すること、及び前記相対的に固定されたスケール率に基づいて前記ピーク閾値を超えない前記合成信号の部分に対応する前記各入力信号の第２部分に対し前記各歪信号を生成するように構成され、
前記ピーク低減歪を適用するために、前記ＰＰＲ回路は更に前記複数の入力信号のそれぞれの前記第２部分が前記相対的に固定されたスケール率によってスケールされるように、前記各歪信号を前記各入力信号に適用するように構成される
請求項１５に記載のトランシーバ・パス。
【請求項１７】
前記複数の入力信号の各入力信号の前記第１部分に対して各歪信号を生成するために、前記ＰＰＲ回路は更に
前記超過部分が前記ピーク閾値を超える分量に関連して前記超過部分に対する前記第１スケール率を生成し、
各スケール信号を生成するために前記各入力信号を前記第１スケール率により積算し、  各ピーク信号を生成するために前記各入力信号から前記各スケール信号を減算し、前記各歪信号を適用することは、前記各入力信号から前記各ピーク信号を減算することを含む、
ように構成される請求項１５に記載のトランシーバ・パス。
【請求項１８】
前記各ピーク信号は、前記各入力信号から減算される前に、フィルタにかけられる請求項１７に記載のトランシーバ・パス。
【請求項１９】
前記複数の入力信号の第１信号は共通の変調方式に従って変調される請求項１４に記載のトランシーバ・パス。
【請求項２０】
前記共通の変調方式は、周波数分割多重接続（ＦＤＭＡ），直交周波数分割多重接続（ＯＦＤＭＡ），符号分割多重接続（ＣＤＭＡ），及び時分割多重接続（ＴＤＭＡ）方式のうちの１つである請求項１９に記載のトランシーバ・パス。
【請求項２１】
前記入力信号は変調されて、異なるデータが前記入力信号の異なる信号に同時にマップされ、又は共通データが前記異なる信号に同時にマップされるようにダイバーシチ方式を採用する請求項１９に記載のトランシーバ・パス。
【請求項２２】
前記共通変調方式は、直交周波数分割多重接続（ＯＦＤＭＡ）方式である請求項１９に記載のトランシーバ・パス。
【請求項２３】
前記複数の第１機能のそれぞれは相互に同一であり、前記複数の第２機能のそれぞれは相互に同一である請求項１４に記載のトランシーバ・パス。
【請求項２４】
前記第１機能を使って生成された前記複数の分割信号のそれぞれが、ピークが低減された信号となるように、前記複数の入力信号のそれぞれが合成される請求項１４に記載のトランシーバ・パス。
【請求項２５】
前記複数のラジオ周波数信号のそれぞれは、複数のアンテナの対応するアンテナを介して同時に送信される請求項１４に記載のトランシーバ・パス。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は合成信号から得られるピーク低減歪を使用して２以上の信号に関連するパワーレベルを低減することに関する。
【背景技術】
【０００２】
望ましい通信メディアに亘る送信の信号パワーを増加させるために、通信システムにパワー増幅器が使われている。通常、増幅に関連する歪を相対的に低く維持することが望まれ、歪に共通する原因はクリッピングである。所望の増幅率を有する対応する出力信号が得られなくなる時の閾値を入力信号のピークが超える時、増幅器の出力信号がクリップされる。出力信号が入力信号を忠実に追跡する代わりに、出力信号は、クリッピングが発生する段階で増幅器の最大増幅力のレベルへ効果的に抑制又はクリップされる。クリッピングが発生する時、出力信号は制御されることなく歪み、それは信号のピークによって表わされる情報のロスへつながり、送信スペクトルに不要なノイズを引き起こす。
【０００３】
パワー増幅器及び周辺回路は通常クリッピングを考慮して設計されている。特に、パワー増幅器は、全てではないにせよ可能な限り信号のクリッピングを避けるように設計される。このことにより、所定の信号のより高いピークを、そのようなピークが滅多に生じない場合でも処理するように増幅器を設計することが求められる。信号ピークが高ければその分増幅器を大型にしなければならない。増幅器のサイズが大きくなれば、通常増幅器のコストは増加し、増幅器の効率は低下する。それは消費電力を増加させ、固定及び携帯の通信システムのバッテリーの寿命を縮めることになる。
【０００４】
ピーク対平均パワー比率（Ｐｅａｋ−ｔｏ−ａｖｅｒａｇｅ  ｐｏｗｅｒ  ｒａｔｉｏ：ＰＡＰＲ）は増幅器の効率に影響を与え、特に、所定の入力信号を増幅し増幅された出力信号を供給する時、パワー増幅器により供給される平均パワーに対する瞬間的ピークパワーの大きさを表す。より効率的な増幅器は非効率的な増幅器に比べより少ないエネルギーで所定の信号を一定のレベルへ増幅することができる。増幅器の効率が増加するにつれて信号増幅に必要なエネルギー量は減少し、従って通信システムに必要な動作パワーを削減する。これはベースステーション及びモバイルアプリケーションの両方にとって有利である。一般的に、より低いＰＡＰＲは増幅器のより高い効率を可能にする一方、より高いＰＡＰＲは増幅器のより低い効率をもたらす。従って、設計者はより低いＰＡＰＲをもたらす効率の高い通信システムを組立てるように常日頃努力している。
【０００５】
通信システムに対するＰＡＰＲは一般的にはパワー増幅器により増幅される入力信号の機能である。入力信号のピーク及び平均の振幅は、入力信号増幅中にパワー増幅器により提供される瞬間的なピーク及び平均パワーに関わっている。従って、全体の平均振幅に対して相対的に高い瞬間的ピークの振幅を有する入力信号は高ＰＡＰＲ信号と考えられ、一方全体の平均振幅に対して相対的に低い瞬間的ピークの振幅を有する入力信号は低ＰＡＰＲ信号と考えられる。入力信号のピーク及び平均振幅は、通常入力信号がどのように変調されるかについての機能である。
【０００６】
最近の通信システムに使われる通常の変調方式は、直交周波数分割多重接続（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ：ＯＦＤＭＡ）、符号分割多元接続（Ｃｏｄｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ：ＣＤＭＡ）及び時分割多重アクセス（Ｔｉｍｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ：ＴＤＭＡ）方式等の周波数分割多重接続（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ：ＦＤＭＡ）を備えている。第３世代パートナーシッププロジェクト（Ｔｈｉｒｄ  Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ  Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ  Ｐｒｏｊｅｃｔ’ｓ：３ＧＰＰ’ｓ）ロングタームイボリューション（Ｌｏｎｇ  Ｔｅｒｍ  Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ：ＬＴＥ）規格及びＷｏｒｌｄ  Ｗｉｄｅ  Ｉｎｔｅｒｏｐｅｒａｂｉｌｉｔｙ  ｆｏｒ  Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ  Ａｃｃｅｓｓ（ＷｉＭＡＸ）規格のようなＯＦＤＭシステムは、より高いＰＡＰＲをもたらすことができる多数の独立変調サブキャリアを採用する。ユニバーサルモバイルテレコミュニケーションシステム（Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  Ｓｙｓｔｅｍｓ：ＵＭＴＳ）のようなＣＤＭＡシステムもスペクトル拡散変調を採用し、ＯＦＤＭＡシステムと同様に高ＰＡＰＲを有すると考えられる。グローバルシステムフォーモバイルコミュニケーションズ（Ｇｌｏｂａｌ  Ｓｙｓｔｅｍ  ｆｏｒ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ：ＧＳＭ）のようなＴＤＭＡシステムはコンスタントパワーエンベロープを採用し、従って非常に低いＰＡＰＲを有する。インハンストデータレートフォーＧＳＭエボリューション（Ｅｎｈａｎｃｅｄ  Ｄａｔａ  Ｒａｔｅｓ  ｆｏｒ  ＧＳＭ  Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ：ＥＤＧＥ）は非連続のエンベロープであり、一般的にＰＡＰＲに対しＧＳＭとＣＤＭＡ又はＯＦＤＭシステム間に存在する。相対的に高いＰＡＰＲを有するシステムに対し、関連するＰＡＰＲを低減するために増幅の前に変調入力信号のピーク振幅を低減する技術が使われており、その結果、パワー増幅器の効率を増加させることができる。
【０００７】
代表的なＰＡＰＲ低減技術は所定の入力信号を意図的に歪ませることであり、単一の変調方式に従ってのみ変調され、所定の閾値を超えるピークを効果的に低減する。増幅の前に、所定の閾値を超える入力信号のピークが取り除かれ、又はクリップされてクリップ信号を形成する。入力信号からクリップ信号が減じられて歪信号を形成し、歪信号はその後処理されて入力信号全体に適用されピーク低減をもたらす。減衰された歪信号を入力信号へ適用することにより所定の閾値を超えたピークを効果的に低減する。このようなＰＡＰＲ低減技術は、単一の変調方式のみに従って変調される信号に適用される時、比較的成功することが分かっている。
【０００８】
最近の通信システムにおいて、送信資源をより効率的に使用し送信パワーレベルを低減するために多様性の技術が採用される。多様性技術は一般的に複合アンテナを採用し、それにより同時に同一のあるいは異なるデータを送信できる。２以上の信号が同時に送信される時、信号は効果的に合成される。合成信号に関連するＰＡＰＲは大幅に増加し、それにより増幅器の効率が低下する。興味深いことに、個々にピークパワー低減を受けた信号の合成は、しばしば個々にピークパワーが低減されたどの信号に関連するＰＡＰＲに比べても極めて高いＰＡＰＲに関連する。従って、例え個々の信号が組み合わされる前に各信号に個別にＰＡＰＲ低減技術を適用したとしても、合成入力信号はなお望ましくないＰＡＰＲを有する。
【０００９】
従って、合成信号に関連するＰＡＰＲを低減できる効果的かつ効率的な技術が求められている。
【発明の概要】
【００１０】
本発明は、入力信号の１以上の組合せを表す合成信号から得られたピーク低減歪を使用して、２以上の入力信号に関連するパワーレベルを低減する技術を提供する。最初に入力信号は合成されて合成信号を形成し、合成信号に基づいてピーク低減歪が生成される。ピーク低減歪は、合成信号の全体に適用されると合成信号全体を通して超過部分が低減されるように構成される。直接合成信号にピーク低減歪を適用する代わりにピーク低減歪は入力信号のそれぞれに適用されて予め調整された信号を提供する。従って、合成信号の超過部分に相当する予め調整された信号のそれぞれの部分は、超過部分が所望の閾値を超えるその範囲に応じた分量だけ低減される。
【００１１】
予め調整された信号を受け入れて予め調整された信号に基づく多数の分割信号を生成する分割回路が構成される。各分割信号は、予め調整された信号のそれぞれの機能を有し、従って予め調整された信号の全ての要素を有してもよい。特に、合成信号から得られたピーク低減歪を入力信号のそれぞれに適用することは相対的に低いピーク対平均パワー比率（ＰＡＰＲ）に関連する各分割信号をもたらす。各分割信号はラジオ周波数（Ｒａｄｉｏ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：ＲＦ）へアップコンバートされ、対応する平行増幅路に沿ってパワー増幅器により増幅されて同数の増幅されたＲＦ信号が生成される。特に、分割信号は相対的に低いトータルピークパワーに関連し、従って、対応するアップコンバートされた信号も相対的に低いトータルピークパワーに関連する。アップコンバートされた信号の相対的に低いトータルピークパワーにより、システムに必要な全体のパワー増幅はそれに応じて低い。平行路の増幅器の組合せは、相対的に低いピークパワー増幅の要件を活かし、相対的に効率よく動作するような大きさに形成して構成することができる。
【００１２】
増幅されたＲＦ信号は合成回路へ提供され、予め調整された入力信号にそれぞれ直接対応するＲＦ出力信号を生成し、アップコンバートされ増幅された予め調整された入力信号を表す。分割回路及び合成回路は補完信号処理機能を提供し、増幅されたＲＦ信号からＲＦ出力信号を生成するために用いる合成機能に補完的な分割機能を用いて予め調整された信号から分割信号が生成される。ＲＦ出力信号はその後送信のためにアンテナへ供給される。
【００１３】
当業者であれば、添付の図面に関連する以下の好ましい実施形態の詳細な記載を読むならば、本発明の範囲を理解し、その追加の特徴を理解するであろう。
【００１４】
本明細書に組み込まれてその一部を構成する添付の図面は本発明のいくつかの特徴を説明し、その記載とともに本発明の原理を説明する。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の一の実施形態に係る通信システムの送信回路を表すブロック図である。
【図２Ａ】本発明の一の実施形態に係るピーク低減歪の適用を表す図である。
【図２Ｂ】本発明の一の実施形態に係るピーク低減歪の適用を表す図である。
【図３】本発明の一の実施形態に係るピークパワー低減回路のブロック図である。
【図４】ピーク閾値を超えるピークを有する合成信号の代表的なスケール率を表す図である。
【図５】様々な信号のピーク対平均パワー比率（ＰＡＰＲ）を表す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
【００１７】
【００１８】
【００１９】
【００２０】
以下に説明する実施形態は当業者が本発明を実施するのに必要な情報を開示し、本発明を実施するためのベストモードを説明するものである。添付の図面を参照し以下の説明を読むならば、当業者は本発明のコンセプトを理解し、ここに特に述べられていないコンセプトの応用を認識するであろう。これらのコンセプト及び応用は開示の範囲及び添付の請求範囲に含まれることは理解されるべきである。
【００２１】
図１を参照すると、本発明の一の実施形態に係る通信装置１０の送信路が示されている。この例に対し、適当なベースバンド回路１２及び変調機能１４が設けられ、ベースバンド回路１２は変調機能１４へデータを供給すると想定する。変調機能１４は望ましい変調方式に従ってデータを変調することができ、ダイバーシチ方式に従って２以上の変調信号を生成することができ、ダイバーシチの性質に従って異なる信号のコンテンツは任意の時間において同一でも異なっても良い。例えば、異なるデータが異なる入力信号に同時にマップされても良いし、同じデータが異なる信号に同時にマップされても良い。入力信号の数はどんな数でも良いが、以下の記載では、Ｉ1及びＩ2と表記する２つの入力信号を使い、本発明の様々な実施形態を説明する。どのような変調方式が設けられてもよいが、説明のため、変調機能１４はロングタームイボリューション（ＬＴＥ）信号に基づく直交周波数分割多重接続（ＯＦＤＭ）を提供し、従って、入力信号Ｉ1及びＩ2はＯＦＤＭ信号であると想定する。同一の又は異なる変調方式の入力信号Ｉxがベースバンド回路１２によって任意の時間に提供され、本発明のコンセプトに従って処理されてもよい。
【００２２】
本発明は、一般的に２以上の入力信号Ｉ1及びＩ2に関連するパワーレベルを、入力信号Ｉ1及びＩ2の１以上の合成を表す合成信号ＩCから得られるピーク低減歪を使用して低減するための技術を提供する。入力信号Ｉ1及びＩ2は入力合成機能ｆic（ｘ）に従って合成され、ピークパワー低減（Ｐｅａｋ  Ｐｏｗｅｒ  Ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ：ＰＰＲ）回路１６によって合成信号ＩCを形成する。図示の実施形態では、入力信号Ｉ1及びＩ2を単に加算することによりＰＰＲ回路１６によって合成される。しかし、入力信号Ｉ1及びＩ2のいずれか又は両方はそのどのような組合せでも入力合成機能ｆic（ｘ）に従って合成される一方、独立して重み付け、位相シフト等ができる。例えば、異なる入力信号Ｉ1及びＩ2は適当な重み付けファクターを用いて異なる重み付けしてもよく、他方入力信号Ｉ1及びＩ2の一方又は両方は所望する分だけ位相がシフトされる。
【００２３】
合成信号ＩCに基づいてピーク低減歪が生成される。ピーク低減歪は合成信号ＩCの全体に適用されると、合成信号ＩCの全体を通して超過部分が低減されるように構成される。直接合成信号ＩCにピーク低減歪を適用する代わりに、ピーク低減歪は入力信号Ｉ1及びＩ2のそれぞれに適用されて対応する予め調整された信号Ｉ1’及びＩ2’を提供する。合成信号ＩCの超過部分に相当するこれらの予め調整された信号Ｉ1’及びＩ2’のそれぞれの部分は、超過部分が望ましいピーク閾値ＰTHを超える範囲に直接関係する分量だけ低減される。図２Ａ及び２Ｂは本発明の一の実施形態に係るこのコンセプトを示す。特に、低減の範囲は直接的である必要はなく、望ましい方法でスケールされてもよい。
【００２４】
特に図２Ａを参照すると、入力信号Ｉ1及びＩ2に対するパワーレベルは、入力信号Ｉ1及びＩ2を加算して形成された合成信号ＩCのパワーレベルに関係して示されている。信号のそれぞれのパワーレベルはピーク閾値，ＰTHが約５．４になるように正規化される。ピーク閾値ＰTHを超える合成信号ＩCの３箇所の部分はボールドで強調され、超過部分と考えられる。詳細に説明するように、入力信号Ｉ1及びＩ2に適用されるピーク低減歪は、合成信号ＩCに現れる超過部分に基づいて生成される。一旦生成されると、ピーク低減歪は入力信号Ｉ1及びＩ2の両方に適用され、予め調整された信号Ｉ1’及びＩ2’を形成する。
【００２５】
図２Ｂに示すように、合成信号ＩCの超過部分に相当する予め調整された信号Ｉ1’及びＩ2’のそれぞれの部分は、合成信号ＩCの超過部分がピーク閾値ＰTHを超える範囲に直接関係する分量だけ低減されている。ピーク低減歪の適用を考慮して低減された予め調整された信号Ｉ1’及びＩ2’の部分はボールドで強調されている。この低減の範囲と性質は、一般的に合成信号ＩCの超過部分がピーク閾値ＰTHを超える範囲に相当している。しかしながら、この低減は図に示すように正確に超過部分を追跡する必要はない。例えば、先の信号処理の結果としてピーク低減歪に現れる高周波成分を低減又は除去するために、ピーク低減歪を生成する過程でフィルタリングが用いられてもよい。このような低減は、予め調整された信号Ｉ1’及びＩ2’内、特に低減され予め調整された信号Ｉ1’及びＩ2’のこれら部分の境界又はその近傍における過剰な遷移の緩和をもたらす。
【００２６】
ピーク低減歪の適用により削減された入力信号Ｉ1及びＩ2の部分は、入力信号Ｉ1及びＩ2のある閾値を超えるどの部分又は部分内のピークとも必ずしも関連しなくとも良い。特に、低減された予め調整された信号Ｉ1’及びＩ2’のこれらの部分の低減量は合成信号ＩCの対応する部分がピーク閾値ＰTHを超える範囲に比例しても良いし、その範囲に対してスケールされても良い。要するに、合成信号ＩCより得られるピーク低減歪の適用により、入力信号Ｉ1及びＩ2に対する予め調整された信号Ｉ1’及びＩ2’に関連する合成されたピークパワーを低減する。この合成されたピークパワーの低減は予め調整された信号Ｉ1’及びＩ2’に関連するトータルピークパワーを低減し、以下に示すように、通信装置１０の増幅要件を低減する。
【００２７】
図１に戻り、一旦ＰＰＲ回路１６が予め調整された信号Ｉ1’及びＩ2’を生成すると、分割回路１８は予め調整された信号Ｉ1’及びＩ2’に基づいて多数の分割信号Ａ，Ｂ，Ｃを生成するように構成されている。３つの分割信号が示されるが、分割信号の数はいくつであっても良く、通常アップコンバーション及び送信路に設けられた増幅路の数に対応する。各分割信号Ａ，Ｂ，Ｃは予め調整された信号Ｉ1’及びＩ2’のそれぞれの機能を有し、従って、予め調整された信号Ｉ1’及びＩ2’の全ての要素を有してもよい。分割信号Ａ，Ｂ，Ｃは以下のように表わされる。
Ａ＝ｆs1（Ｉ1’，Ｉ2’）、
Ｂ＝ｆs2（Ｉ1’，Ｉ2’）及び
Ｃ＝ｆs3（Ｉ1’，Ｉ2’），但し、ｆs1（ｘ），ｆs2（ｘ）及びｆs3（ｘ）は分割機能であり、同一の又は異なる機能であってもよい。
【００２８】
この例では、分割機能１８はいかに予め調整された信号Ｉ1’及びＩ2’が生成されるかに基づいて分割信号Ａ，Ｂ，Ｃを生成する。入力信号Ｉ1及びＩ2が合成された特徴は予め調整された信号Ｉ1’及びＩ2’に既知の態様で現れる超過のピークを備えるピークの位置と範囲に影響を与える。分割機能ｆsn（ｘ）は、好ましくは、分割信号Ａ，Ｂ，Ｃのそれぞれが相対的に低いトータルピークパワーに関連するピーク低減信号となるように、予め調整された信号Ｉ1’及びＩ2’がどのように合成されるかを考慮して構成される。各分割信号Ａ，Ｂ，Ｃは対応するＲＦアップコンバーション回路２０（Ａ，Ｂ，Ｃ）によりＲＦへアップコンバートされ、アップコンバートされた信号ＡRF，ＢRF，ＣRFを提供する。アップコンバートされた信号ＡRF，ＢRF，ＣRFは対応するパワー増幅器２２（Ａ，Ｂ，Ｃ）により平行増幅路に沿って増幅され、同数の増幅されたＲＦ信号ｇa・ＡRF，ｇb・ＢRF，ｇc・ＣRFを提供する。パワー増幅器２２（Ａ，Ｂ，Ｃ）は、各増幅率ｇa，ｇb，ｇcを提供するように設計されている。これらの増幅率ｇa，ｇb，ｇcは、以下に記載する合成回路２４を考慮して送信のために必要な増幅を供給することを目的としている。分割信号Ａ，Ｂ，Ｃに関連する相対的に低いトータルピークパワー、従って対応するアップコンバートされた信号ＡRF，ＢRF，ＣRFを前提として、全体のパワー増幅要件が削減され、従ってパワー増幅器２２（Ａ，Ｂ，Ｃ）の組合せが、削減されたパワー増幅要件を利用し、既存のシステムに比べて非常に効率良く動作するように設計することができる。
【００２９】
図示されるように、増幅されたＲＦ信号（ｇa・ＡRF，ｇb・ＢRF，ｇc・ＣRF）は合成回路２４によって処理され、予め調整された信号Ｉ1’及びＩ2’のそれぞれに直接対応し、アップコンバートされ増幅された予め調整された信号Ｉ1’及びＩ2’を通常表わす、ＲＦ出力信号Ｏ1及びＯ2を生成する。ＲＦ出力信号Ｏ1及びＯ2は増幅されたＲＦ信号ｇa・ＡRF，ｇb・ＢRF，ｇc・ＣRFの機能であり、以下のように表わされてもよい。
Ｏ1＝ｆc1（ｇa・ＡRF，ｇb・ＢRF，ｇc・ＣRF）及び
Ｏ2＝ｆc2（ｇa・ＡRF，ｇb・ＢRF，ｇc・ＣRF），但し、合成機能ｆc1及びｆc2は同一でも異なっても良いが、共に分割機能ｆs1，ｆs2，及びｆs3に実質的に補完する。
図示のように、分割回路１８及び合成回路２４は関連する信号処理機能を提供し、その中で、分割信号Ａ，Ｂ，Ｃは分割機能ｆsn（ｘ）を使用して予め調整された信号Ｉ1’及びＩ2’から生成される。分割機能ｆsn（ｘ）は、増幅されたＲＦ信号ｇa・ＡRF，ｇb・ＢRF，ｇc・ＣRFからＲＦ出力信号Ｏ1及びＯ2を生成するために使われる合成機能ｆcn（ｘ）と実質的に相互補完する。分割機能ｆsn（ｘ）はＰＰＲ回路１６によって提供される入力合成機能ｆic（ｘ）に関連してもよく、分割ｆsn（ｘ），合成ｆcn（ｘ），及び入力合成ｆic（ｘ）機能のそれぞれは、全て相互に関連し合っていてもよい。
【００３０】
特にパワー増幅器２２（Ａ，Ｂ，Ｃ）により提供された増幅率ｇa，ｇb，ｇcは、合成回路２４により提供される信号の数のいかなる削減も考慮してもよい。この例では、３つの増幅されたＲＦ信号ｇa・ＡRF，ｇb・ＢRF，ｇc・ＣRFが２つの出力信号Ｏ1及びＯ2に合成される。これらの増幅率ｇa，ｇb，ｇcは分割回路１８及び合成回路２４それぞれにより提供された分割機能ｆs1（ｘ）及び合成機能ｆc1（ｘ）に従って同一であってもよいし、異なってもよい。ＲＦ出力信号Ｏ1及びＯ2は、送信のための対応するアンテナ２６に与えられる。特に、各ＲＦ出力信号Ｏ1及びＯ2は、１以上の対応するアンテナ２６へ送信のために提供される。
【００３１】
分割回路１８又は他の関連の回路は分割信号Ａ，Ｂ，Ｃを予め歪ませ、アップコンバーション及び増幅路に取り込まれる非線形処理特性に対応するために事前歪技術を採用しても良い。出力信号Ｏ1及びＯ2は、分割回路１８へフィードバックされ、これら非線形処理特性を特定し対応するために使われても良い。平行増幅回路及び関連の処理に関するさらなる情報のために、同一出願人による２００８年３月２８日に出願されたＡＭＰＬＩＦＩＥＲ  ＰＲＥ−ＤＩＳＴＯＲＴＩＯＮ  ＳＹＳＴＥＭＳ  ＡＮＤ  ＭＥＴＨＯＤＳと題する米国特許出願番号１２／０５８，０２７が参照され、その開示は参照することにより本願に盛り込まれる。
【００３２】
図３を参照すれば、一の実施形態に従った代表的なＰＰＲ回路１６の機能的ブロック図が設けられている。この実施形態では、特定の処理を用いて合成信号ＩCから得られたピーク低減歪を使用して２つの入力信号Ｉ1及びＩ2のピークパワーを低減する。特に、本発明はこの例に限定されることはなく、当業者は合成信号ＩCに基づくピーク低減歪を生成する他の技術を認識するだろう。
【００３３】
最初に入力信号Ｉ1及びＩ2が入力合成機能ｆic（ｘ）に従って合成され、合成プロセス２８によって合成信号ＩCを形成する。入力合成機能ｆic（ｘ）は、入力信号Ｉ1及びＩ2のいずれかもしくは全てに対して重み付けファクター又は位相シフトを用いてもよいが、ここでは重み付けや位相シフトの適用無しで入力信号が共に加えられるとする。従って、ｆic（ｘ）＝Ｉ1＋Ｉ2。特に、合成信号ＩCは、ｆic１（ｘ）＝Ｉ1＋Ｉ2及びｆic２（ｘ）＝Ｉ1−Ｉ2のような入力信号Ｉ1及びＩ2の単一合成、又は複合合成であっても良い。合成プロセス２８の出力は、合成信号ＩCを表す１以上の信号としてスケール生成機能３０へ提供される。
【００３４】
スケール率生成機能３０は、合成信号ＩCを使用して合成信号ＩCのピークが所定のピーク閾値ＰTHを超える分量に関するスケール率ＳＦを生成する。ピーク閾値ＰTHを超える合成信号ＩCの部分に対し、本質的に合成信号ＩCがピーク閾値ＰTHを超える範囲に関連して入力信号Ｉ1及びＩ2の対応する部分を低減するためにスケール率ＳＦは使われる。ピーク閾値ＰTHを超えない合成信号ＩCの部分に対するスケール率ＳＦは相対的に固定されてもよく、この例では、１（ＳＦ＝１）である。代表的なスケール率ＳＦは、合成信号ＩCの信号ピークに対して図４にグラフで示されている。このピークは、時間ｔ＝０．５−３．５間でピーク閾値ＰTH（４）を超え、約時間ｔ＝０．５以前と約時間ｔ＝３．５以後では、ピーク閾値ＰTH以下となる。スケール率ＳＦ（ｔ）は、時間ｔ＝０，１，２，３，４で決定され、以下のように計算される。
ＩC(t)≦ＰTHであればＳＦ（ｔ）＝１となり、
もしＩC(t)＞ＰTHであれば、ＳＦ（ｔ）＝ＰTH／ＩC(t)となり、ここでＩC(t)は時間ｔの合成信号ＩCの大きさを表す。
【００３５】
図４に図示された例では、ｔ＝０，１，２，３，４のスケール率ＳＦ（ｔ）は以下の通りである。
ＳＦ（０）＝１、
ＳＦ（１）＝ＰTH／ＩC(1)＝４／５＝０．８、
ＳＦ（２）＝ＰTH／ＩC(2)＝４／６＝〜０．６７、
ＳＦ（３）＝ＰTH／ＩC(3)＝４／５＝０．８、
ＳＦ（４）＝１。
【００３６】
これらのスケール率ＳＦは、次いで入力信号Ｉ1及びＩ2のそれぞれに時間を整合して効果的に適用されてもよく、スケール率ＳＦ（ｔ）は時間ｔで入力信号Ｉ1（ｔ）及びＩ2（ｔ）のそれぞれに適用される。遅延機能は図示されていないが、ＰＰＲ回路１６により提供される信号処理は時間を整合して提供されることを確実にすることが好ましい。入力信号Ｉ1に対し、スケール率ＳＦは積算機能３２を介して時間整合して入力信号Ｉ1に適用され、スケール信号Ｓ1を提供する。ここで、Ｓ1＝Ｉ1・ＳＦである。さらに、スケール率ＳＦは、合成信号ＩCの対応する部分がピーク閾値ＰTHを超える範囲に対し、比例する必要がなく又は等しくなる必要がない。
【００３７】
スケール信号Ｓ1の、ピーク閾値ＰTHを超える合成信号ＩCの部分に相当する部分は、対応するスケール率ＳＦに関連して低減される。この例では、ピーク閾値ＰTHを超えない合成信号ＩCの部分に相当する、スケール信号Ｓ1の部分は、ほとんど影響を受けない。当業者は、ピーク閾値ＰTHを超える合成信号ＩC及び超えない合成信号ＩCの部分に相当する入力信号Ｉ1の部分間の遷移を効果的にスムースに行うために、遷移スケールが適用されてもよいことを認識するであろう。さらに、スケール率は入力信号Ｉ1及びＩ2の単一の合成から又は入力信号Ｉ1及びＩ2の複合の合成から生成されてもよい。例えば、中間のスケール率は複合合成のそれぞれに対し生成されてもよく、中間のスケール率は積算等によって合成されて全体のスケール率ＳＦを形成する。スケール率ＳＦは、積算機能３２を介し入力信号Ｉ1へ時間を整合して適用され、スケール信号Ｓ1を提供する。合成入力信号ＩCが複合信号を含む時、複合信号のそれぞれが同一もしくは異なるピーク閾値に関連してもよい。
【００３８】
スケール信号Ｓ1は、一旦生成されると、加算機能３４により時間を整合して入力信号Ｉ1から減算され、ピーク信号Ｐ1を生成する。ここでＰ1＝Ｉ1−Ｓ1＝Ｉ1−（Ｉ1・ＳＦ））となる。ピーク信号Ｐ1は、先の処理によりもたらされたノイズあるいは過渡信号とともに入力信号Ｉ1を歪めるために使われる信号を表わしている。ピーク信号Ｐ1をフィルタ３６によりフィルタをかけて望ましくないノイズや過渡信号を除去して歪信号Ｄ1を生成する。歪信号Ｄ1は、加算機能３８により入力信号Ｉ1から減算され、予め調整された信号Ｉ1’を生成する。この実施形態では、歪信号Ｄ1が、入力信号Ｉ1に適用されて予め調整された信号Ｉ1’を生成するピーク低減歪を表す。フィルタ３６は、先の処理の結果として歪信号Ｄ1、最終的には予め調整された信号Ｉ1’に現れる高周波成分を低減又は除去するために使われるローパスフィルタであっても良い。このように、高周波成分を低減又は除去しなければ、予め調整された信号Ｉ1’に高周波成分が表れてしまう。このような削減は、予め調整された信号Ｉ1’内の、特に予め調整された信号Ｉ1’の低減された入力信号Ｉ1の部分に相当する部分の境界やその近傍での過剰な遷移を緩和することができる。フィルタリングの度合は、これらの過剰な遷移が和らげられる範囲に相当する。入力信号Ｉ1と同様に、スケール率ＳＦは積算機能４０を介して時間を整合して入力信号Ｉ2に適用され、スケール信号Ｓ2を提供する。ここで、Ｓ2＝Ｉ2・ＳＦである。スケール信号Ｓ2の、ピーク閾値ＰTHを超える合成信号ＩCの部分に対応する部分は、対応するスケール率ＳＦに応じて低減される。同様に、ピーク閾値ＰTHを超えない合成信号ＩCの部分に対応するスケール信号Ｓ2のこれらの部分は、ほとんど影響を受けない。ピーク閾値ＰTHを超える合成信号ＩC及び超えない合成信号ＩCの部分に相当する入力信号Ｉ2のこれらの部分間の遷移を効果的にスムースに行うために、遷移スケールが適用されてもよい。
【００３９】
次いで、加算機能４２により、スケール信号Ｓ2が入力信号Ｉ2から時間を整合して減算され、ピーク信号Ｐ2を生成する。ここで、Ｐ2＝Ｉ2−Ｓ2＝Ｉ2−（Ｉ2・ＳＦ））となる。ピーク信号Ｐ2は、フィルタ４４によりフィルタにかけられ、望まないノイズや過渡信号を除去して対応する歪信号Ｄ２を生成する。歪信号Ｄ２は、加算機能４６により入力信号Ｉ2から減算され、予め調整された信号Ｉ2’を生成する。歪信号Ｄ２は、入力信号Ｉ2に適用され、予め調整された信号Ｉ2’を生成するピーク低減歪を表す。
【００４０】
結果として生じる予め調整された信号Ｉ1’及びＩ2’は、次いで上述した処理のため分割回路１８へ送られる。図示のように、任意の数の入力信号Ｉxがこのように処理されてもよい。ここで、ピーク低減歪がこれらの入力信号Ｉxの合成に基づき生成され、入力信号Ｉxのそれぞれに個々に適用される。
【００４１】
本発明は、入力信号が対応するアンテナ２６を介して同時に送信される実質的にどのような通信システにも適用できる。本発明は符号分割多重接続（ＣＤＭＡ），ＯＦＤＭ，ＴＤＭＡ方式あるいはこれらの任意の組合せを同時にサポートする通信システムに適用できる。さらに、先に記載したコンセプトの１以上のコンセプトを適用する前に、既存のＰＡＰＲ技術を１以上の入力信号Ｉxに適用されてもよい。
【００４２】
図５を参照すると、ＯＦＤＭＡ／ＬＴＥ信号に対して規定された二乗平均平方根（ＲＭＳ）パワーレベルを超えるピークを有する特定の信号の確率を表している。グラフ上にプロットされた５つの曲線は、異なる信号についてＲＭＳパワーレベルを超えてピークパワーレベルが発生する確率を表している。曲線Ａは、ピークパワー低減が提供されなかった入力信号Ｉ1又はＩ2のいずれかに関するＰＡＰＲを表している。曲線Ｂは、ピークパワー低減が個々に適用された入力信号Ｉ1又はＩ2のいずれかに関するＰＡＰＲを表している。特に、ピークパワー低減が提供された入力信号Ｉ1又はＩ2のいずれかに対するＰＡＰＲは、ピークパワー低減が提供されなかった入力信号Ｉ1又はＩ2のいずれかに関するＰＡＰＲに比べて大幅に低い。曲線Ｃは、ピークパワー低減が個々に適用されたことに対し、ピークパワー低減された入力信号Ｉ1及びＩ2の合成に関するＰＡＰＲを表している。特に、個々にピークパワー低減された入力信号の合成に対するＰＡＰＲは、個々にピークパワー低減された入力信号Ｉ1又はＩ2のいずれかに対するＰＡＰＲに比べて大幅に大きい。図示のように、個々にピークパワー低減された信号を合成することは、ピークパワー低減を採用するメリットを無駄にする。
【００４３】
曲線Ｄは本発明のコンセプトにかかる合成信号ＩCから得られたピークパワー低減を受ける予め調整された信号Ｉ1’及びＩ2’のいずれかに関連するＰＡＰＲを表している。予め調整された信号Ｉ1’及びＩ2’の合成に関連するＰＡＰＲは、曲線Ｅにより提供された合成信号ＩCのＰＡＰＲによって表わされる。予め調整された信号Ｉ1’及びＩ2’のいずれかに対するＰＡＰＲは孤立して相対的に高く現れるが、予め調整された信号の合成に対するＰＡＰＲは全ての曲線の中で最も低い。従って、本発明は従来技術によって提供されるものに対して大幅に改善されたＰＡＰＲを有する合成信号を提供することができる。
【００４４】
ベースバンド回路１２、変調機能１４、ＰＰＲ回路１６、分割回路１８及びＲＦアップコンバーション回路２０は、１以上のプロセッサー又は適当なアプリケーション特有の集積回路に設けられてもよい。合成回路２４は、分割回路１８により設けられたものに対し補完機能を提供するように構成された１以上の合成器によって設けられる。
【００４５】
当業者は本発明の実施形態に対して改良や修正を理解するであろう。そのような改良や修正の全てはここに開示されたコンセプト及び以下のクレームの範囲に入ると考えられる。
【図１】
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【図２Ａ】
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【図２Ｂ】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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