(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
光分岐部と、光結合部と、前記光分岐部と前記光結合部とに挟まれた第１の光導波路及び第２の光導波路と、前記第１の光導波路上に設けられた第１の光位相変調部と、前記第２の光導波路上に設けられた第２の光位相変調部と、前記第１の光導波路と前記第２の光導波路の何れか片方に設けられた光位相シフト部とを備えた光位相変調器と、
前記光位相変調器の出力光信号を分岐して得られるモニタ光信号に基づいて、前記光位相シフト部の位相シフト量を制御する制御ループと、
を有する光送信装置において、
前記制御ループは、
微小変調周波数の微小変調信号を出力する微小変調信号発生器と、
前記モニタ光信号を光電変換して電気信号を得る光電変換手段と、
前記光電変換手段で得られた電気信号から前記微小変調周波数より高い高周波成分を除去して平均値を得て、前記光電変換手段で得られた電気信号から前記平均値を差し引いた補正モニタ信号を得る信号補正手段と、
前記信号補正手段で得られた補正モニタ信号の振幅を検出するピーク検出部と、
前記ピーク検出部の検出信号を、前記微小変調信号発生器から出力された微小変調信号によって同期検波する同期検波部と、
前記同期検波部の同期検波出力に基づいて、前記光位相シフト部の位相シフト量を制御するための位相シフト量制御信号を得る制御回路と、
前記制御回路で得られた位相シフト量制御信号と、前記微小変調信号発生器から出力された微小変調信号とを合成し、この合成後の位相シフト量制御信号を前記光位相シフト部へ印加する加算器と、
を有する構成であることを特徴とする光送信装置。
【請求項２】
光分岐部と、光結合部と、前記光分岐部と前記光結合部とに挟まれた第１の光導波路及び第２の光導波路と、前記第１の光導波路上に設けられた第１の光位相変調部と、前記第２の光導波路上に設けられた第２の光位相変調部と、前記第１の光導波路上に設けられた第１の光位相シフト部と、前記第２の光導波路上に設けられた第２の光位相シフト部とを備えた光位相変調器と、
前記光位相変調器の出力光信号を分岐して得られるモニタ光信号に基づいて、前記第１の光位相シフト部の位相シフト量と前記第２の光位相シフト部の位相シフト量とを制御する制御ループと、
を有する光送信装置において、
前記制御ループは、
微小変調周波数の微小変調信号を出力する微小変調信号発生器と、
前記モニタ光信号を光電変換して電気信号を得る光電変換手段と、
前記光電変換手段で得られた電気信号から前記微小変調周波数より高い高周波成分を除去して平均値を得て、前記光電変換手段で得られた電気信号から前記平均値を差し引いた補正モニタ信号を得る信号補正手段と、
前記信号補正手段で得られた補正モニタ信号の振幅を検出するピーク検出部と、
前記ピーク検出部の検出信号を、前記微小変調信号発生器から出力された微小変調信号によって同期検波する同期検波部と、
前記同期検波部の同期検波出力に基づいて、前記第１の光位相シフト部の位相シフト量を制御するための第１の位相シフト量制御信号と、前記第２の光位相シフト部の位相シフト量を制御するための第２の位相シフト量制御信号とを得て、前記第１の光位相シフト部又は前記第２の光位相シフト部のいずれか一方に、対応する前記第１の位相シフト量制御信号又は前記第２の位相シフト量制御信号を印加する制御回路と、
前記第１の光位相シフト部又は前記第２の光位相シフト部のいずれか他方に、対応する前記第１の位相シフト量制御信号又は前記第２の位相シフト量制御信号と前記微小変調信号とを合成し、この合成後の位相シフト量制御信号を印加する加算器と、
を有する構成であることを特徴とする光送信装置。
【請求項３】
請求項１又は２に記載の光送信装置において、
前記信号補正手段は、
前記光電変換手段で得られた電気信号を、第１の分岐信号と、第２の分岐信号とに分岐する分岐部と、
前記第２の分岐信号中の前記微小変調周波数以下となる低周波成分を通過させて、当該第２の分岐信号から前記微小変調周波数より高い高周波成分を除去することにより、当該第２の分岐信号の平均値を得るローパスフィルタと、
前記第１の分岐信号から、前記ローパスフィルタで得られた第２の分岐信号の平均値を差し引く減算器と、
を有する構成であることを特徴とする光送信装置。
【請求項４】
請求項１又は２に記載の光送信装置において、
前記信号補正手段は、
前記光電変換手段で得られた電気信号を、第１の分岐信号と、第２の分岐信号とに分岐する分岐部と、
前記第２の分岐信号中の前記微小変調周波数以下となる低周波成分を通過させて、当該第２の分岐信号から前記微小変調周波数より高い高周波成分を除去することにより、当該第２の分岐信号の平均値を得るローパスフィルタと、
前記第１の分岐信号が正相入力部に入力され、前記ローパスフィルタで得られた第２の分岐信号の平均値が逆相入力部に入力されることにより、前記第１の分岐信号から、前記ローパスフィルタで得られた第２の分岐信号の平均値を差し引く差動増幅器と、
を有する構成であることを特徴とする光送信装置。
【請求項５】
請求項１又は２に記載の光送信装置において、
前記信号補正手段は、
前記光電変換手段で得られた電気信号を増幅して、正相出力と反転出力とを得る差動出力増幅器と、
前記差動出力増幅器の反転出力中の前記微小変調周波数以下となる低周波成分を通過させて、当該反転出力から前記微小変調周波数より高い高周波成分を除去することにより、当該反転出力の平均値を得るローパスフィルタと、
前記差動出力増幅器の正相出力と、前記ローパスフィルタで得られた反転出力の平均値とを加算する他の加算器と、
を有する構成であることを特徴とする光送信装置。
【請求項６】
請求項１又は２に記載の光送信装置において、
前記信号補正手段は、
前記光電変換手段で得られた電気信号を、デジタル信号に変換して出力するＡＤコンバータと、
前記ＡＤコンバータの出力信号を、第１の分岐信号と、第２の分岐信号とに分岐する分岐部と、
前記第２の分岐信号を、予め設定した一定のサンプリング回数にわたりサンプリングして、前記第２の分岐信号の移動平均値を算出する移動平均算出部と、
前記第１の分岐信号を、前記移動平均算出部で移動平均の算出に要する時間だけ遅延させて出力する遅延部と、
前記遅延部から出力された第１の分岐信号から、前記移動平均算出部で算出された第２の分岐信号の移動平均値を差し引く減算器と、
を有する構成であることを特徴とする光送信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は光送信装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年の光通信システムの大容量化・長距離化に伴い、高感度化や多値化が容易で、且つ、光スペクトルの有効活用や長距離伝送特性にも優れる、位相変調を利用したシステムが広く普及し始めている。これまでにも４値の差動位相シフトキーイング（ＤＱＰＳＫ）方式が実用化されている。また、多値の強度変調信号を直交位相変調することで、位相情報と振幅情報を組み合わせた直交位相振幅変調（ＱＡＭ）方式も活発に研究されている。
直交位相変調方式は、並列に配置された位相変調器で２値の位相変調をかけ、各々の光位相が直交（π／２の位相差を持つ）するように合成することで、１シンボル当たり２ビットの情報を割り当てる伝送符号である。この直交制御方法としていくつかの先行例が提案されている（特許文献１）。
【０００３】
図８は従来の光送信装置の構成を示すブロック図である。同図に示すように、光送信装置は、光位相変調器１と、制御ループ２とを有している。
【０００４】
光位相変調器１は、光分岐部（導波路分岐部）３と、光結合部（導波路結合部）４と、光分岐部３と光結合部４とに挟まれた第１の光導波路５及び第２の光導波路６と、第１の光導波路５上に設けられた第１の光位相変調部７と、第２の光導波路６上に設けられた第２の光位相変調部８と、第２の光導波路６上に設けられた光位相シフト部９とを有している。
【０００５】
光分岐部３では、光源１０から出射された光ａ１を入力し、この入力光ａ１を第１の入力光ａ１−１と第２の入力光ａ１−２とに分岐する。第１の入力光ａ１−１は第１の光導波路５を伝搬し、第２の入力光ａ１−２は第２の光導波路６を伝搬する。
第１の位相変調部７では、第１のデータ信号ａ２に基づいて第１の入力光ａ１−１の位相を変調することにより、第１の位相変調光ａ１−３を得る。第２の光位相変調部８では、第２のデータ信号ａ３に基づいて第２の入力光ａ１−２の位相を変調することにより、第２の位相変調光ａ１−４を得る。即ち、第１の光位相変調部７では、第１のデータ信号ａ２の０／１に対応して第１の入力光ａ１−１の位相を０／πに変調し、第２の光位相変調部８では、第２のデータ信号ａ３の０／１に対応して第２の入力光ａ１−２の位相を０／πに変調する。
光位相シフト部９では、位相シフト量制御信号ａ１０に基づいて、第２の光位相変調部８から出力された第２の位相変調光ａ１−４の位相をシフトさせることにより、位相シフトされた第２の位相変調光ａ１−５を得る。この光位相シフト部９における最適な位相シフト量はπ／２である。
光結合部４では、第１の光位相変調部７で位相変調された第１の位相変調光ａ１−３と、第２の光位相変調部８で位相変調され且つ光位相シフト部９で位相シフトされた第２の位相変調光ａ１−５とを再び合成して出力する。
【０００６】
この光位相変調器１（光結合部４）の出力光信号である位相変調光ａ４は、光通信システムの伝送路へ出力される伝送光信号ａ４−１と、制御ループ２で用いられるモニタ光信号ａ４−２とに分岐される。
【０００７】
制御ループ２は、光電変換手段であるモニタフォトダイオード（ＰＤ）１０と、ピーク検出部１１と、同期検波部１２と、制御回路１３と、周波数ｆｏの微小変調信号ａ５を出力する微小変調信号発生器１４と、加算器１５とを有している。
【０００８】
モニタＰＤ１０では、モニタ光信号ａ４−２を光電変換することにより電気信号ａ６を得て、この電気信号ａ６をピーク検出部１１へ出力する。
ピーク検出部１１では、モニタＰＤ１０で得られた電気信号ａ６を入力し、この電気信号ａ６の振幅を検出して、この振幅の検出信号ａ７を同期検波部１２へ出力する。
同期検波部１２では、ピーク検出部１１の検出信号ａ７を入力し、この検出信号ａ７を、微小変調信号発生器１４から出力された微小変調信号ａ５で同期検波して、同期検波出力ａ８を制御回路１３へ出力する。
制御回路１３では、同期検波部１２の同期検波出力ａ８を入力し、この同期検波出力ａ８に基づき、光位相シフト部９の位相シフト量（動作点）を制御するための位相シフト量制御信号ａ９を得て、この位相シフト量制御信号ａ９を加算器１５へ出力する。
加算器１５では、制御回路１３で得られた位相シフト量制御信号ａ９と、微小変調信号発生器１４から出力された微小変調信号ａ５とを入力して、これらの位相シフト量制御信号ａ９と微小変調信号ａ５とを合成し、この合成後の位相シフト量制御信号ａ１０を、光位相シフト部９へ印加する。光位相シフト部９では、この微小変調信号ａ５が重畳された位相シフト量制御信号ａ１０に基づいて制御されることにより、前述のとおり、第２の光位相変調部８で位相変調後の第２の位相変調光ａ１−４の位相をシフトさせるとともに、この第２の位相変調光ａ１−４の位相シフト量がπ／２（制御最適点）となるように調整する。
【０００９】
つまり、制御ループ２では、周波数ｆｏの微小変調信号ａ５が、直交点すなわち制御最適点を知るために用いられ、加算器１５によって制御回路１３からの制御信号ａ９と合成されて、光位相シフト部９に印加される。
そして、直交変調をするため、制御ループ２では、第１の光位相変調部７で位相変調された第１の位相変調光ａ１−３の光位相と、第２の光位相変調部８で位相変調され且つ光位相シフト部９で位相シフトされた第２の位相変調光ａ１−５の光位相とが、光結合部４で互いに直交するように光位相シフタ部９の位相シフト量を調整する。これによって、２つのデータ入力（第１のデータ信号ａ２、第２のデータ信号ａ３）の４通りの組み合わせ、即ち（０，０）、（１，０）、（１，１）、（０，１）が、それぞれ、π／４、３π／４、５π／４、７π／４の４通りの光位相に割り当てられる。これらは、互いにπ／２の位相差をもって結合されるので、結合後の光強度は、結合前の各々の光強度の１／２となる。
【００１０】
従来構成における直交制御の動作原理を、図９と図１０を用いて説明する。図９は、光位相シフト部９によって与えられた、第１の光位相変調部７と第２の光位相変調部８の出力の光位相シフト量が、２／５π、π／２（制御最適点）、３／５πの状態における位相変調光ａ４の出力波形と、微小変調信号ａ５の波形とを示したものである。光位相シフト量が最適であるπ／２の場合には、結合後の位相変調光ａ４の強度は一致しているが、光位相シフト量が最適点からずれた２／５πと３／５πの状態では、位相変調光ａ４の強度が２つに分離する（図９中のＡ）ことがわかる。光位相シフト量が最適点（π／２）の場合には、図８で説明したように、２つの位相変調光ａ１−３，ａ１−５が互いにπ／２の位相差をもって結合することで、結合前の１／２の強度を持つ４通りの位相状態が得られていたが、光位相シフト量が最適点からずれた場合には、この直交関係が崩れることで、位相差がπ／２より小さくなる光信号間（（０，０）と（１，１））では強度が強め合い、逆に、位相差がπ／２より大きくなる光信号間（（１，０）と（０，１））では強度が弱め合うことで光強度の分離が生じる。
【００１１】
ここで、図９の３つの位相変調光波形の強度の分離部Ａに見られる周期的な変動は、微小変調信号ａ５によるものである。制御最適点（位相シフト量＝π／２）では、微小変調信号ａ５の周波数ｆｏの２倍である２ｆｏの変動が見られ、制御最適点でない動作点（位相シフト量＝２／５π，位相シフト量＝３／５π）では、微小変調信号ａ５の周波数ｆｏと同じｆｏの変動が見られる。また、この変動の位相は、光位相シフト量がπ／２より小さい領域では微小変調信号ａ５と逆相、π／２より大きい領域では微小変調信号ａ５と同相と、制御最適点を挟んで反転することがわかる。従って、微小変調信号ａ５によって変動する信号のピーク強度（図９中のＡもしくはＢ）の変動位相が、微小変調信号ａ５と同相か逆相かを知ることで、現在の制御点が、最適点に対してどちら側にずれているかがわかる。そして、周波数ｆｏの変動のピーク強度が最小となるように光位相シフト部９の位相シフト量（動作点）を制御すれば、最適な直交制御点に収束する。
【００１２】
以上に述べた説明を模式的に示したものが図１０である。検出されるピーク強度は、光位相シフト部９の位相シフト量が制御最適点であるπ／２に近づくに従い小さくなる。従って、ある位相シフト点（動作点）において、微小変調信号ａ５を重畳させると、ピーク強度が、微小変調信号ａ５と同相か逆相、或いは２ｆｏで変動する。即ち、位相シフト量が最適点より小さい（１）の状態では逆相で、最適点である（２）の状態では２ｆｏで、最適点より大きい（３）の状態では同相で変動する。これらの変動の位相状態を知るには、得られたピーク強度を微小変調信号ａ５で同期検波をかければよい。図１０に示すように、ピーク強度変動が同相、２ｆｏ、逆相のそれぞれに対し、同期検波出力ａ８は、負の値、零、正の値をとる。従って、位相シフト量を、同期検波出力ａ８が負であれば大きく、正であれば小さくすることで、制御最適点にロックさせることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１３】
【特許文献１】特開２００７−１６３９４１号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
従来技術は、図９で説明したように、位相シフト量が最適点であるπ／２からずれることで生じる位相変調光ａ４の強度の分離をピーク強度として検出し、これを最小にすることで位相シフト量の最適制御を行うものであった。この位相変調光ａ４の強度分離は、位相シフト量に対応して、データ信号ａ２，ａ３の（０，０）と（１，１）の組み合わせと、（１，０）と（０，１）の組み合わせで生じることを前述した。それぞれの組み合わせの発生確率が一致していれば、強度の増大と減衰が相殺されるので、位相変調光ａ４の平均強度は位相シフト量によらず一定となる。しかし、この発生確率が異なる場合、相殺が不完全となり、位相変調光ａ４の平均強度が位相シフト量によって変動してしまう。これは相殺の不完全さに起因する現象であるので、位相変調光ａ４の平均強度は、位相シフト量の制御最適点で中間値を採り、最適点からずれるに従い、大きく、あるいは小さくなる。
【００１５】
位相シフト量によって位相変調光ａ４の平均強度が変動する場合の課題を、図１１と図１２を用いて説明する。図１１は、位相シフト量と、ピーク強度ならびに平均強度との関係を示す図である。前述のとおり、光位相シフト部９への微小変調により、ピーク強度は制御最適点で微小変調信号ａ５の２倍周波数２ｆｏの変動を示す。しかし、平均強度は微小変調信号ａ５と同一周波数ｆｏで変動するため、観察される強度変動は、ピーク強度変動と平均強度変動とが加算されたものとなる。このため、見かけ上の最適制御点は、真の最適点からずれたところに現れる。
【００１６】
平均強度変動が、ピーク強度のモニタ波形に及ぼす影響を図１２に示す。図１２（ａ）と（ｂ）は、それぞれ、計算により求めた、モニタ光信号ａ４−２の波形と微小変調信号ａ５の波形である。ここで、直交制御点はπ／２とした。モニタ回路で本来検出すべき情報は、図１２（ａ）に示す帯状のピーク強度の振幅の変動であり、これは前述のとおり位相変調光強度が２つに分離することで生じる高周波成分である。ここで、直交制御点がπ／２であるので、ピーク強度の振幅変動は、微小変調信号ａ５（図１２（ｂ））の２倍の周波数２ｆｏで変動するはずである。確かにピーク強度振幅は、微小変調信号ａ５の最大・最小と一致するタイミングで最大となっており、周波数２ｆｏで変動していることがわかる。しかし、図１２（ａ）から明らかなように、検出波形には、微小変調によって生じた周波数ｆｏの平均強度変動が重畳されている。本来の制御最適点で、微小変調ｆｏ成分が検出されるため、図１１に示すような最適点のずれが生じることになる。
【００１７】
光通信システムにおいては、データ０と１の発生確率（マーク率）を同じにするよう疑似ランダム信号によるスクランブルをかけることが一般的であるが、スクランブルの不完全性による発生確率の不均一が生じた場合、位相シフト量が最適点からずれたところに制御される。
【００１８】
スクランブルの不完全さの他にも、平均値変動をもたらす要因として、第１の位相変調部７を駆動する第１のデータ信号ａ２と第２の位相変調部８を駆動する第２のデータ信号ａ３の非対称性、計測器やシステム導入時に用いられる固定長のテスト信号がもつマーク率５０％からのずれなどが挙げられる。
【００１９】
従って本発明は上記の事情に鑑み、従来の光送信装置で問題となっていた位相変調光の平均値変動による直交制御最適点の誤検出を防ぐことにより、安定した位相シフト量（動作点）の調整を行うことができる光送信装置を提供することを課題としている。
【００２０】
なお、上記特許文献１に記載された発明の特徴は、特許文献１の段落［００１８］に記載されているとおり、直交位相制御部の位相差によって変化しないＤＣ成分及び周波数のクロック成分をバンドパスフィルタでフィルタリングして除去し、位相の影響を受けているＲＦ信号のみを抽出することにある。
一方、詳細は後述するが、本発明の特徴は、ＤＣ成分を除去するのではなく、直交位相制御部の位相差によってＤＣ成分が実際には信号の不完全さによって変化してしまう影響を可能な限り除去することにある。特許文献１の図９（ここでは図示省略）に基づいて言い換えると、制御最適点では特許文献１の図９のＡの状態を検出したいが、実際にはＤＣ成分の変化が重畳されることによりＡ＋Ｂ（もしくはＡ＋Ｃ）のような波形が検出されて制御誤差が生じてしまうため、本発明では制御ループに信号補正手段（例えばローパスフィルタと減算器の組み合わせたものなど）を設けることにより、Ａ＋ＢからＢを差し引いて（もしくはＡ＋ＣからＣを差し引いて）Ａのみを取り出している。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
上記課題を解決する第１発明の光送信装置は、光分岐部と、光結合部と、前記光分岐部と前記光結合部とに挟まれた第１の光導波路及び第２の光導波路と、前記第１の光導波路上に設けられた第１の光位相変調部と、前記第２の光導波路上に設けられた第２の光位相変調部と、前記第１の光導波路と前記第２の光導波路の何れか片方に設けられた光位相シフト部とを備えた光位相変調器と、
前記光位相変調器の出力光信号を分岐して得られるモニタ光信号に基づいて、前記光位相シフト部の位相シフト量を制御する制御ループと、
を有する光送信装置において、
前記制御ループは、
微小変調周波数の微小変調信号を出力する微小変調信号発生器と、
前記モニタ光信号を光電変換して電気信号を得る光電変換手段と、
前記光電変換手段で得られた電気信号から前記微小変調周波数より高い高周波成分を除去して平均値を得て、前記光電変換手段で得られた電気信号から前記平均値を差し引いた補正モニタ信号を得る信号補正手段と、
前記信号補正手段で得られた補正モニタ信号の振幅を検出するピーク検出部と、
前記ピーク検出部の検出信号を、前記微小変調信号発生器から出力された微小変調信号によって同期検波する同期検波部と、
前記同期検波部の同期検波出力に基づいて、前記光位相シフト部の位相シフト量を制御するための位相シフト量制御信号を得る制御回路と、
前記制御回路で得られた位相シフト量制御信号と、前記微小変調信号発生器から出力された微小変調信号とを合成し、この合成後の位相シフト量制御信号を前記光位相シフト部へ印加する加算器と、
を有する構成であることを特徴とする。
【００２２】
また、第２発明の光送信装置は、光分岐部と、光結合部と、前記光分岐部と前記光結合部とに挟まれた第１の光導波路及び第２の光導波路と、前記第１の光導波路上に設けられた第１の光位相変調部と、前記第２の光導波路上に設けられた第２の光位相変調部と、前記第１の光導波路上に設けられた第１の光位相シフト部と、前記第２の光導波路上に設けられた第２の光位相シフト部とを備えた光位相変調器と、
前記光位相変調器の出力光信号を分岐して得られるモニタ光信号に基づいて、前記第１の光位相シフト部の位相シフト量と前記第２の光位相シフト部の位相シフト量とを制御する制御ループと、
を有する光送信装置において、
前記制御ループは、
微小変調周波数の微小変調信号を出力する微小変調信号発生器と、
前記モニタ光信号を光電変換して電気信号を得る光電変換手段と、
前記光電変換手段で得られた電気信号から前記微小変調周波数より高い高周波成分を除去して平均値を得て、前記光電変換手段で得られた電気信号から前記平均値を差し引いた補正モニタ信号を得る信号補正手段と、
前記信号補正手段で得られた補正モニタ信号の振幅を検出するピーク検出部と、
前記ピーク検出部の検出信号を、前記微小変調信号発生器から出力された微小変調信号によって同期検波する同期検波部と、
前記同期検波部の同期検波出力に基づいて、前記第１の光位相シフト部の位相シフト量を制御するための第１の位相シフト量制御信号と、前記第２の光位相シフト部の位相シフト量を制御するための第２の位相シフト量制御信号とを得て、前記第１の光位相シフト部又は前記第２の光位相シフト部のいずれか一方に、対応する前記第１の位相シフト量制御信号又は前記第２の位相シフト量制御信号を印加する制御回路と、
前記第１の光位相シフト部又は前記第２の光位相シフト部のいずれか他方に、対応する前記第１の位相シフト量制御信号又は前記第２の位相シフト量制御信号と前記微小変調信号とを合成し、この合成後の位相シフト量制御信号を印加する加算器と、
を有する構成であることを特徴とする。
【００２３】
また、第３発明の光送信装置は、第１又は第２発明の光送信装置において、
前記信号補正手段は、
前記光電変換手段で得られた電気信号を、第１の分岐信号と、第２の分岐信号とに分岐する分岐部と、
前記第２の分岐信号中の前記微小変調周波数以下となる低周波成分を通過させて、当該第２の分岐信号から前記微小変調周波数より高い高周波成分を除去することにより、当該第２の分岐信号の平均値を得るローパスフィルタと、
前記第１の分岐信号から、前記ローパスフィルタで得られた第２の分岐信号の平均値を差し引く減算器と、
を有する構成であることを特徴とする。
【００２４】
また、第４発明の光送信装置は、第１又は第２発明の光送信装置において、
前記信号補正手段は、
前記光電変換手段で得られた電気信号を、第１の分岐信号と、第２の分岐信号とに分岐する分岐部と、
前記第２の分岐信号中の前記微小変調周波数以下となる低周波成分を通過させて、当該第２の分岐信号から前記微小変調周波数より高い高周波成分を除去することにより、当該第２の分岐信号の平均値を得るローパスフィルタと、
前記第１の分岐信号が正相入力部に入力され、前記ローパスフィルタで得られた第２の分岐信号の平均値が逆相入力部に入力されることにより、前記第１の分岐信号から、前記ローパスフィルタで得られた第２の分岐信号の平均値を差し引く差動増幅器と、
を有する構成であることを特徴とする。
【００２５】
また、第５発明の光送信装置は、第１又は第２発明の光送信装置において、
前記信号補正手段は、
前記光電変換手段で得られた電気信号を増幅して、正相出力と反転出力とを得る差動出力増幅器と、
前記差動出力増幅器の反転出力中の前記微小変調周波数以下となる低周波成分を通過させて、当該反転出力から前記微小変調周波数より高い高周波成分を除去することにより、当該反転出力の平均値を得るローパスフィルタと、
前記差動出力増幅器の正相出力と、前記ローパスフィルタで得られた反転出力の平均値とを加算する他の加算器と、
を有する構成であることを特徴とする。
【００２６】
また、第６発明の光送信装置は、第１又は第２発明の光送信装置において、
前記信号補正手段は、
前記光電変換手段で得られた電気信号を、デジタル信号に変換して出力するＡＤコンバータと、
前記ＡＤコンバータの出力信号を、第１の分岐信号と、第２の分岐信号とに分岐する分岐部と、
前記第２の分岐信号を、予め設定した一定のサンプリング回数にわたりサンプリングして、前記第２の分岐信号の移動平均値を算出する移動平均算出部と、
前記第１の分岐信号を、前記移動平均算出部で移動平均の算出に要する時間だけ遅延させて出力する遅延部と、
前記遅延部から出力された第１の分岐信号から、前記移動平均算出部で算出された第２の分岐信号の移動平均値を差し引く減算器と、
を有する構成であることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２７】
第１発明又は第２発明の光送信装置によれば、光電変換手段で得られた電気信号の平均値を得て、光電変換手段で得られた電気信号からから微小変調周波数より高い高周波成分を除去して前記平均値を差し引いた補正モニタ信号を得る信号補正手段を、制御ループに備えたことを特徴としているため、微小変調周波数の平均強度変動分が除去され、ピーク強度変動成分のみの補正モニタ信号を得ることができる。このため、従来の光送信装置で問題となっていた位相変調光の平均値変動による直交制御最適点の誤検出を防ぐことが可能となり、安定した位相シフト量（動作点）の調整を行うことができる。
【００２８】
また、第３発明の光送信装置によれば、前記信号補正手段は、前記光電変換手段で得られた電気信号を、第１の分岐信号と、第２の分岐信号とに分岐する分岐部と、前記第２の分岐信号中の微小変調周波数以下となる低周波成分を通過させて、当該第２の分岐信号から微小変調周波数より高い高周波成分を除去することにより、当該第２の分岐信号の平均値を得るローパスフィルタと、前記第１の分岐信号から、前記ローパスフィルタで得られた第２の分岐信号の平均値を差し引く減算器とを有する構成であることを特徴としているため、比較的簡易な構成で、確実に微小変調周波数の平均強度変動の成分が除去され、ピーク強度変動成分のみの補正モニタ信号を得ることができる。
【００２９】
また、第４発明の光送信装置によれば、前記信号補正手段は、前記光電変換手段で得られた電気信号を、第１の分岐信号と、第２の分岐信号とに分岐する分岐部と、前記第２の分岐信号中の微小変調周波数以下となる低周波成分を通過させて、当該第２の分岐信号から微小変調周波数より高い高周波成分を除去することにより、当該第２の分岐信号の平均値を得るローパスフィルタと、前記第１の分岐信号が正相入力部に入力され、前記ローパスフィルタで得られた第２の分岐信号の平均値が逆相入力部に入力されることにより、前記第１の分岐信号から、前記ローパスフィルタで得られた第２の分岐信号の平均値を差し引く差動増幅器とを有する構成であることを特徴としているため、比較的簡易な構成で、確実に微小変調周波数の平均強度変動の成分が除去され、ピーク強度変動成分のみの補正モニタ信号を得ることができる。
【００３０】
また、第５発明の光送信装置によれば、前記信号補正手段は、前記光電変換手段で得られた電気信号を増幅して、正相出力と反転出力とを得る差動出力増幅器と、前記差動出力増幅器の反転出力中の微小変調周波数以下となる低周波成分を通過させて、当該反転出力から微小変調周波数より高い高周波成分を除去することにより、当該反転出力の平均値を得るローパスフィルタと、前記差動出力増幅器の正相出力と、前記ローパスフィルタで得られた反転出力の平均値とを加算する他の加算器と、
を有する構成であることを特徴としているため、比較的簡易な構成で、確実に微小変調周波数の平均強度変動の成分が除去され、ピーク強度変動成分のみの補正モニタ信号を得ることができる。
【００３１】
また、第６発明の光送信装置によれば、前記信号補正手段は、前記光電変換手段で得られた電気信号を、デジタル信号に変換して出力するＡＤコンバータと、前記ＡＤコンバータの出力信号を、第１の分岐信号と、第２の分岐信号とに分岐する分岐部と、前記第２の分岐信号を、予め設定した一定のサンプリング回数にわたりサンプリングして、前記第２の分岐信号の移動平均値を算出する移動平均算出部と、前記第１の分岐信号を、前記移動平均算出部で移動平均の算出に要する時間だけ遅延させて出力する遅延部と、前記遅延部から出力された第１の分岐信号から、前記移動平均算出部で算出された第２の分岐信号の移動平均値を差し引く減算器とを有する構成であることを特徴としているため、比較的簡易な構成で、確実に微小変調周波数の平均強度変動の成分が除去され、ピーク強度変動成分のみの補正モニタ信号を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】本発明の実施の形態例１に係る光送信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明による平均値変動除去の原理を説明する図である。
【図３】本発明の実施の形態例２に係る光送信装置の構成を示すブロック図である。
【図４】本発明の実施の形態例３に係る光送信装置のモニタ回路部の構成を示すブロック図である。
【図５】本発明の実施の形態例４に係る光送信装置のモニタ回路部の構成を示すブロック図である。
【図６】本発明の実施の形態例５に係る光送信装置のモニタ回路部の構成を示すブロック図である。
【図７】本発明の実施の形態例５に係る光送信装置のモニタ回路部における平均値算出と遅延の関係を説明する図である。
【図８】従来の光送信装置の構成を示すブロック図である。
【図９】微小変調信号によって変調された位相変調光の波形及び微小変調信号の波形を示す図である。
【図１０】従来の光送信装置の動作原理を説明する図である。
【図１１】従来の光送信装置の課題を説明する図である。
【図１２】従来の光送信装置の構成におけるモニタ光信号の波形を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３３】
以下、本発明の実施の形態例を図面に基づいて詳細に説明する。
【００３４】
＜実施の形態例１＞
図１，図２に基づき、本発明の実施の形態例１に係る光送信装置について説明する。
【００３５】
図１に示すように、本実施の形態例１の光送信装置は、モニタＰＤ３１の出力信号（電気信号）ｂ３を分岐し、そのうちの一方の分岐信号ｂ３−２から、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３２によって高周波成分であるピーク強度変動分を除去して、平均値の信号ｂ４を抽出し、この平均値信号ｂ４を、もう一方の分岐信号ｂ３−１から差し引くことで、ピーク強度変動成分のみのモニタ信号ｂ５を得るものである。
【００３６】
詳述すると、本実施の形態例１の光送信装置は、光位相変調器２１と、制御ループ２２とを有している。
【００３７】
光位相変調器２１は、光分岐部（導波路分岐部）２４と、光結合部（導波路結合部）２５と、光分岐部２４と光結合部２５とに挟まれた第１の光導波路２６及び第２の光導波路２７と、第１の光導波路２６上に設けられた第１の光位相変調部２８と、第２の光導波路２７上に設けられた第２の光位相変調部２９と、第２の光導波路２７上に設けられた光位相シフト部３０とを有している。
【００３８】
光分岐部２４では、光源２３から出射された光ｂ１を入力し、この入力光ｂ１を第１の入力光ｂ１−１と第２の入力光ｂ１−２とに分岐する。第１の入力光ｂ１−１は第１の光導波路２６を伝搬し、第２の入力光ｂ１−２は第２の光導波路２７を伝搬する。
第１の位相変調部２８では、第１のデータ信号ｂ１１に基づいて第１の入力光ｂ１−１の位相を変調することにより、第１の位相変調光ｂ１−３を得る。第２の光位相変調部２９では、第２のデータ信号ｂ１２に基づいて第２の入力光ｂ１−２の位相を変調することにより、第２の位相変調光ｂ１−４を得る。即ち、第１の光位相変調部２８では、第１のデータ信号ｂ１１の０／１に対応して第１の入力光ｂ１−１の位相を０／πに変調し、第２の光位相変調部２９では、第２のデータ信号ｂ１２の０／１に対応して第２の入力光ｂ１−２の位相を０／πに変調する。
光位相シフト部３０では、位相シフト量制御信号ｂ１０に基づいて、第２の光位相変調部２９から出力された第２の位相変調光ｂ１−４の位相をシフトさせることにより、位相シフトされた第２の位相変調光ｂ１−５を得る。この光位相シフト部３０における最適な位相シフト量はπ／２である。
光結合部２５では、第１の光位相変調部２８で位相変調された第１の位相変調光ｂ１−３と、第２の光位相変調部２９で位相変調され且つ光位相シフト部３０で位相シフトされた第２の位相変調光ｂ１−５とを再び合成して出力する。
【００３９】
この光位相変調器２１（光結合部２５）の出力光信号である位相変調光ｂ２は、光通信システムの伝送路へ出力される伝送光信号ｂ２−１と、制御ループ２２で用いられるモニタ光信号ｂ２−２とに分岐される。
【００４０】
制御ループ２２は、光電変換手段であるモニタＰＤ３１と、信号補正手段４０と、ピーク検出部３４と、同期検波部３５と、制御回路３６と、周波数ｆｏの微小変調信号ｂ９を出力する微小変調信号発生器３７と、第１の加算器３８とを有している。そして、信号補正手段４０は、分岐部３９と、ＬＰＦ３２と、第２の加算器３３とを有する構成となっている。
【００４１】
モニタＰＤ３１では、モニタ光信号ｂ２−２を光電変換することにより電気信号ｂ３を得て、この電気信号ｂ３を信号補正手段４０へ出力する。
【００４２】
そして、この信号補正手段４０において、分岐部３９では、モニタＰＤ３１で得られた電気信号ｂ３を、第１の分岐信号ｂ３−１と、第２の分岐信号ｂ３−２とに分岐する。
ＬＰＦ３２では、第２の分岐信号ｂ３−２の低周波成分を通過させて、第２の分岐信号ｂ３−２から高周波成分を除去することにより、第２の分岐信号ｂ３−２の平均値ｂ４を得る。
第２の加算器３３（ここでは減算器として機能する）では、第１の分岐信号ｂ３−１から、ＬＰＦ３２で得られた第２の分岐信号ｂ３−２の平均値ｂ４を差し引くことにより、補正モニタ信号ｂ５を得る。即ち、微小変調周波数ｆｏの平均強度変動の成分が除去され、ピーク強度変動成分のみの補正モニタ信号ｂ５が得られる。この補正モニタ信号ｂ５はピーク検出部３４へ出力される。
【００４３】
ピーク検出部３４では、信号補正手段４０で得られた補正モニタ信号ｂ５を入力し、この補正モニタ信号ｂ５の振幅を検出して、この振幅の検出信号ｂ６を同期検波部３５へ出力する。
同期検波部３５では、ピーク検出部３４の検出信号ｂ６を入力し、この検出信号ｂ６を、微小変調信号発生器３７から出力された微小変調信号ｂ９で同期検波して、同期検波出力ｂ７を制御回路３６へ出力する。
制御回路３６では、同期検波部３５の同期検波出力ｂ７を入力し、この同期検波出力ｂ７に基づき、光位相シフト部３０の位相シフト量（動作点）を制御するための位相シフト量制御信号ｂ８を得て、この位相シフト量制御信号ｂ８を加算器３８へ出力する。
加算器３８では、制御回路３６で得られた位相シフト量制御信号ｂ８と、微小変調信号発生器３７から出力された微小変調信号ｂ９とを入力して、これらの位相シフト量制御信号ｂ８と微小変調信号ｂ９とを合成し、この合成後の位相シフト量制御信号ｂ１０を、光位相シフト部３０へ印加する。光位相シフト部３０では、この微小変調信号ｂ９が重畳された位相シフト量制御信号ｂ１０に基づいて制御されることにより、前述のとおり、第２の光位相変調部２９で位相変調後の第２の位相変調光ｂ１−４の位相をシフトさせるとともに、この第２の位相変調光ｂ１−４の位相シフト量がπ／２（制御最適点）となるように調整する。
【００４４】
図２は、計算によって得られた本発明によるモニタ信号波形である。図２（ａ）は、モニタＰＤ３１の出力信号ｂ３を分岐した一方の分岐信号ｂ３−１の波形（従来構成によるモニタ信号波形に相当）、図２（ｂ）は分岐したもう一方の分岐信号ｂ３−２をＬＰＦ３２を通過させた後の波形（即ち平均値ｂ４の波形）、そして図２（ｃ）は第２の加算器３３の出力、即ち補正後のモニタ信号ｂ５の波形である。ここで、光位相シフト部３０のシフト量はπ／２とした。この結果から明らかなように、本発明によって、モニタ信号（分岐信号）ｂ３−１の波形から、微小変調周波数ｆｏの平均強度変動分が除去され、周波数２ｆｏのピーク強度変動の成分のみの補正モニタ信号ｂ５が得られることがわかる。この補正モニタ信号ｂ５をピーク検出部３４でピーク検出し同期検波部３５で周波数ｆｏの微小変調信号ｂ９により同期検波した出力ｂ７は零となり、最適制御点である位相シフト量π／２に対応する。
【００４５】
なお、上記では第２の光導波路２７上に光位相シフト部３０を設けているが、これに限定するものではなく、第１の光導波路２６上に位相シフト部３０を設けてもよい。この場合には、第１の光導波路２６上の位相シフト部３０に位相シフト量制御信号ｂ１０を印加する。
また、検出感度を向上するために、モニタＰＤ３１の出力部にトランスインピーダンス増幅器を配置して、或いはピーク検出部３４の入力部に利得可変増幅器を配置して、信号の増幅を行うことも可能である。
【００４６】
＜実施の形態例２＞
図３に基づき、本発明の実施の形態例２に係る光送信装置について説明する。
【００４７】
図３に示すように、本実施の形態例２の光送信装置は、第１の光導波路４６と第２の光導波路４７の両方に光位相シフト部５０，５１を設けた場合の例である。この場合には２つの光位相シフト部５０，５１の相対的な位相差を制御することになる。なお、本実施の形態例２の信号補正手段７０については、上記実施の形態例１の信号補正手段４０と同様である。また、制御ループ４２での信号検出の原理は、上記実施の形態例１の制御ループ２２と基本的に同じである。
【００４８】
詳述すると、本実施の形態例２の光送信装置は、光位相変調器４１と、制御ループ４２とを有している。
【００４９】
光位相変調器４１は、光分岐部（導波路分岐部）４４と、光結合部（導波路結合部）４５と、光分岐部４４と光結合部４５とに挟まれた第１の光導波路４６及び第２の光導波路４７と、第１の光導波路４６上に設けられた第１の光位相変調部４８と、第２の光導波路４７上に設けられた第２の光位相変調部４９と、第１の光導波路４６上に設けられた第１の光位相シフト部５０と、第２の光導波路４７上に設けられた第２の光位相シフト部５１とを有している。
【００５０】
光分岐部４４では、光源４３から出射された光ｃ１を入力し、この入力光ｃ１を第１の入力光ｃ１−１と第２の入力光ｃ１−２とに分岐する。第１の入力光ｃ１−１は第１の光導波路４６を伝搬し、第２の入力光ｃ１−２は第２の光導波路４７を伝搬する。
第１の位相変調部４８では、第１のデータ信号ｃ１１に基づいて第１の入力光ｃ１−１の位相を変調することにより、第１の位相変調光ｃ１−３を得る。第２の光位相変調部４９では、第２のデータ信号ｃ１２に基づいて第２の入力光ｃ１−２の位相を変調することにより、第２の位相変調光ｃ１−４を得る。即ち、第１の光位相変調部４８では、第１のデータ信号ｃ１１の０／１に対応して第１の入力光ｃ１−１の位相を０／πに変調し、第２の光位相変調部４９では、第２のデータ信号ｃ１２の０／１に対応して第２の入力光ｃ１−２の位相を０／πに変調する。
第１の光位相シフト部５０では、位相シフト量制御信号ｃ８−１に基づいて、第１の光位相変調部４８から出力された第１の位相変調光ｃ１−３の位相をシフトさせることにより、位相シフトされた第１の位相変調光ｃ１−５を得る。第２の光位相シフト部５１では、位相シフト量制御信号ｃ１０に基づいて、第２の光位相変調部４９から出力された第２の位相変調光ｃ１−４の位相をシフトさせることにより、位相シフトされた第２の位相変調光ｃ１−６を得る。
光結合部４５では、第１の光位相変調部４８で位相変調され且つ第１の光位相シフト部５０で位相シフトされた第１の位相変調光ｃ１−５と、第２の光位相変調部４９で位相変調され且つ第２の光位相シフト部５１で位相シフトされた第２の位相変調光ｃ１−６とを再び合成して出力する。
【００５１】
この光位相変調器４１（光結合部４５）の出力光信号である位相変調光ｃ２は、光通信システムの伝送路へ出力される伝送光信号ｃ２−１と、制御ループ４２で用いられるモニタ光信号ｃ２−２とに分岐される。
【００５２】
制御ループ４２は、光電変換手段であるモニタＰＤ５３と、信号補正手段７０と、ピーク検出部５６と、同期検波部５７と、制御回路５８と、周波数ｆｏの微小変調信号ｃ９を出力する微小変調信号発生器５９と、第１の加算器６０とを有している。そして、信号補正手段７０は、分岐部６１と、ＬＰＦ５４と、第２の加算器５５とを有する構成となっている。
【００５３】
モニタＰＤ５３では、モニタ光信号ｃ２−２を光電変換することにより電気信号ｃ３を得て、この電気信号ｃ３を信号補正手段７０へ出力する。
【００５４】
そして、この信号補正手段７０において、分岐部６１では、モニタＰＤ３１で得られた電気信号ｂ３を、第１の分岐信号ｃ３−１と、第２の分岐信号ｃ３−２とに分岐する。
ＬＰＦ５４では、第２の分岐信号ｃ３−２の低周波成分を通過させて、第２の分岐信号ｃ３−２から高周波成分を除去することにより、第２の分岐信号ｃ３−２の平均値ｃ４を得る。
第２の加算器５５（ここでは減算器として機能する）では、第１の分岐信号ｃ３−１から、ＬＰＦ５４で得られた第２の分岐信号ｃ３−２の平均値ｃ４を差し引くことにより、補正モニタ信号ｃ５を得る。即ち、微小変調周波数ｆｏの平均強度変動の成分が除去され、ピーク強度変動成分のみの補正モニタ信号ｃ５が得られる。この補正モニタ信号ｃ５はピーク検出部５６へ出力される。
【００５５】
ピーク検出部５６では、信号補正手段７０で得られた補正モニタ信号ｃ５を入力し、この補正モニタ信号ｃ５の振幅を検出して、この振幅の検出信号ｃ６を同期検波部５７へ出力する。
同期検波部５７では、ピーク検出部５６の検出信号ｃ６を入力し、この検出信号ｃ６を、微小変調信号発生器５９から出力された微小変調信号ｃ９で同期検波して、同期検波出力ｃ７を制御回路５８へ出力する。
制御回路５８では、同期検波部５７の同期検波出力ｃ７を入力し、この同期検波出力ｃ７に基づき、第１の光位相シフト部５０の位相シフト量（動作点）を制御するための第１の位相シフト量制御信号ｃ８−１と、第２の光位相シフト部５１の位相シフト量（動作点）を制御するための第２の位相シフト量制御信号ｃ８−２とを得る。第１の位相シフト量制御信号ｃ８−１は、制御回路５８から第１の光位相シフト部５０へ印加する。このため、前述のとおり、第１の光位相シフト部５０では、この第１の位相シフト量制御信号ｃ８−１に基づいて位相シフト量が制御される。一方、第２の位相シフト量制御信号ｃ８−２は、制御回路５８から第１の加算器６０へ出力される。
第１の加算器６０では、制御回路５８で得られた第２の位相シフト量制御信号ｃ８−２と、微小変調信号発生器５９から出力された微小変調信号ｃ９とを入力して、これらの第２の位相シフト量制御信号ｃ８−２と微小変調信号ｃ９とを合成し、この合成後の位相シフト量制御信号ｃ１０を、第２の光位相シフト部５１へ印加する。このため、前述のとおり、第２の光位相シフト部５１では、この微小変調信号ｃ５が重畳された位相シフト量制御信号ｃ１０に基づいて位相シフト量が制御される。
【００５６】
なお、上記では第１の位相シフト量制御信号ｃ８−１を第１の光位相シフト部５０へ印加し、第１の加算器６０で第２の位相シフト量制御信号ｃ８−２に微小変調信号ｃ９を合成後の位相シフト量制御信号ｃ１０を、第２の光位相シフト部５１へ印加したが、これに限定するものではなく、第２の位相シフト量制御信号ｃ８−２を第２の光位相シフト部５１へ印加し、第１の加算器６０で第１の位相シフト量制御信号ｃ８−１に微小変調信号ｃ９を合成後の位相シフト量制御信号を、第１の光位相シフト部５０へ印加するようにしてもよい。どちらの構成においても、位相シフトされた第１の位相変調光ｃ１−５と位相シフトされた第２の位相変調光ｃ１−６との位相差がπ／２となる、第１の位相シフト量制御信号ｃ８−１と第２の位相シフト量制御信号ｃ８−２とを制御回路５８から出力すればよい。
【００５７】
＜実施の形態例３＞
図４に基づき、本発明の実施の形態例３に係る光送信装置について説明する。図４にはモニタＰＤ３１（又はモニタＰＤ５３）からピーク検出部３４（又はピーク検出部５６）までのモニタ回路の構成を示している。
【００５８】
図４に示すように、本実施の形態例３の光送信装置は、上記実施の形態例１（又は実施の形態例２）の光送信装置において、信号補正手段４０（又は信号補正手段７０）の代わりに信号補正手段８０を、制御ループ２２（又は制御ループ４２）のモニタＰＤ３１（又はモニタＰＤ５３）とピーク検出部３４（又はピーク検出部５６）の間に設けた構成となっている。その他の構成については、上記実施の形態例１（又は実施の形態例２）の光送信装置と同様であるため、ここでの詳細説明及び図示を省略する。
【００５９】
信号補正手段８０は、分岐部８３と、ＬＰＦ８４と、差動増幅器８２とを有する構成となっている。
【００６０】
この信号補正手段８０において、分岐部８３では、モニタＰＤ３１（又はモニタＰＤ５３）で得られる電気信号ｂ３（又は電気信号ｃ３）を、第１の分岐信号ｄ１−１と、第２の分岐信号ｄ１−２とに分岐する。
ＬＰＦ８１では、第２の分岐信号ｄ１−２の低周波成分を通過させて、第２の分岐信号ｄ１−２から高周波成分を除去することにより、第２の分岐信号ｄ１−２の平均値ｄ２を得る。
差動増幅器８２では、第１の分岐信号ｄ１−１が正相入力部に入力され、ＬＰＦ８１で得られた第２の分岐信号ｄ１−２の平均値ｄ２が逆相入力部に入力されることにより、第１の分岐信号ｄ１−１から、ＬＰＦ８１で得られた第２の分岐信号ｄ１−２の平均値ｄ２を差し引くことにより、補正モニタ信号ｂ５（又は補正モニタ信号ｃ５）を得る。このとき、第１の分岐信号ｄ１−１に重畳されている平均値変動が同相信号として除去される。従って、微小変調周波数ｆｏの平均強度変動の成分が除去され、ピーク強度変動成分のみの補正モニタ信号ｂ５（又は補正モニタ信号ｃ５）が得られる。この補正モニタ信号ｂ５（又は補正モニタ信号ｃ５）はピーク検出部３４（又はピーク検出部５６）へ出力される。
【００６１】
＜実施の形態例４＞
図５に基づき、本発明の実施の形態例４に係る光送信装置について説明する。図５にはモニタＰＤ３１（又はモニタＰＤ５３）からピーク検出部３４（又はピーク検出部５６）までのモニタ回路の構成を示している。
【００６２】
図５に示すように、本実施の形態例４の光送信装置は、上記実施の形態例１（又は実施の形態例２）の光送信装置において、信号補正手段４０（又は信号補正手段７０）の代わりに信号補正手段９０を、制御ループ２２（又は制御ループ４２）のモニタＰＤ３１（又はモニタＰＤ５３）とピーク検出部３４（又はピーク検出部５６）の間に設けた構成となっている。その他の構成については、上記実施の形態例１（又は実施の形態例２）の光送信装置と同様であるため、ここでの詳細説明及び図示を省略する。
【００６３】
信号補正手段９０は、差動出力増幅器９１と、ＬＰＦ９２と、第２の加算器９３とを有する構成となっている。
【００６４】
この信号補正手段９０において、差動出力増幅器９１では、モニタＰＤ３１（又はモニタＰＤ５３）で得られた電気信号ｂ３（又は電気信号ｃ３）を増幅して、正相出力ｅ１と反転出力ｅ２とを得る。
ＬＰＦ９２では、差動出力増幅器９１の反転出力ｅ２の低周波成分を通過させて、当該反転出力ｅ２から高周波成分を除去することにより、当該反転出力ｅ２の平均値ｅ３を得る。
第２の加算器９３では、差動出力増幅器９１の正相出力ｅ１と、ＬＰＦ９２で得られた反転出力ｅ２の平均値ｅ３とを加算することにより、補正モニタ信号ｂ５（又は補正モニタ信号ｃ５）を得る。このとき、正相出力ｅ１に重畳されている平均値変動が同相信号として除去される。従って、微小変調周波数ｆｏの平均強度変動の成分が除去され、ピーク強度変動成分のみの補正モニタ信号ｂ５（又は補正モニタ信号ｃ５）が得られる。この補正モニタ信号ｂ５（又は補正モニタ信号ｃ５）はピーク検出部３４（又はピーク検出部５６）へ出力される。
【００６５】
＜実施の形態例５＞
図６及び図７に基づき、本発明の実施の形態例５に係る光送信装置について説明する。図６にはモニタＰＤ３１（又はモニタＰＤ５３）からピーク検出部３４（又はピーク検出部５６）までのモニタ回路の構成を示している。
【００６６】
図６に示すように、本実施の形態例５の光送信装置は、上記実施の形態例１（又は実施の形態例２）の光送信装置において、信号補正手段４０（又は信号補正手段７０）の代わりに信号補正手段１００を、制御ループ２２（又は制御ループ４２）のモニタＰＤ３１（又はモニタＰＤ５３）とピーク検出部３４（又はピーク検出部５６）の間に設けた構成となっている。その他の構成については、上記実施の形態例１（又は実施の形態例２）の光送信装置と同様であるため、ここでの詳細説明及び図示を省略する。
【００６７】
信号補正手段１００は、アナログ・デジタル（ＡＤ）コンバータ１０１と、分岐部１０５と、移動平均算出部１０２と、遅延部１０３と、第２の加算器１０４とを有する構成となっている。
【００６８】
この信号補正手段１００において、ＡＤコンバータ１０１では、モニタＰＤ３１（又はモニタＰＤ５３）で得られたアナログの電気信号ｂ３（又は電気信号ｃ３）を、デジタル信号ｇ１に変換して出力する。
分岐部１０５では、ＡＤコンバータ１０１の出力信号ｇ１を、第１の分岐信号ｇ１−１と、第２の分岐信号ｇ１−２とに分岐する。
移動平均算出部１０２では、第２の分岐信号ｇ１−２を、予め設定した一定のサンプリング回数にわたりサンプリングして、第２の分岐信号ｇ１−２の移動平均値ｇ４を算出する。
遅延部１０３では、第１の分岐信号ｇ１−１を、移動平均算出部１０２で移動平均の算出に要する時間だけ遅延させて出力する（即ち第１の分岐信号ｇ３を出力する）。
第２の加算器１０４（ここでは減算器として機能する）では、遅延部１０３から出力された第１の分岐信号ｇ３から、移動平均算出部１０２で算出された第２の分岐信号ｇ１−２の移動平均値ｇ４を差し引くことにより、補正モニタ信号ｂ５（又は補正モニタ信号ｃ５）を得る。このため、微小変調周波数ｆｏの平均強度変動の成分が除去され、ピーク強度変動成分のみの補正モニタ信号ｂ５（又は補正モニタ信号ｃ５）が得られる。この補正モニタ信号ｂ５（又は補正モニタ信号ｃ５）はピーク検出部３４（又はピーク検出部５６）へ出力される。
【００６９】
移動平均値算出処理に有する時間と遅延との関係を図７に示す。光電変換されたアナログ信号｛Ｘn｝をΔＴ間隔でサンプリングし、下記の（式１）のように、時刻Ｔnにおけるサンプリング値Ｘnと、Ｘn-kからＸn+kの範囲で算出した移動平均値との差を求めることで、ピーク強度ＸＰnを得る。移動平均値は、下記の（式２）によって算出する。
【数１】
0005670273.tif 000002
【００７０】
移動平均値の算出が完了するのは、Ｘnをサンプリングしてから少なくともｋ・ΔＴ時間が経過した後であるから、（式１）の演算にはこの分の遅延を持たせる必要がある。デジタルの演算処理ではこの遅延は厳密に制御可能であるので、精度良くピーク強度が算出できる。
【００７１】
なお、本実施の形態例の他にも、デジタルフィルタによって構成されたＬＰＦを用いて同様の計算を行うことも可能である。また、実施の形態例１から４のアナログのＬＰＦ３２，５４，８１，９２を用いた回路での演算の場合も、厳密にはＬＰＦ３２，５４，８１，９２をを通過する際の遅延が生じるので、これを見積もって、ＬＰＦを用いない経路に遅延器を入れることで、ピーク強度をより高精度に算出できる。
【産業上の利用可能性】
【００７２】
本発明は光送信装置に関するものであり、従来の光送信装置で問題となっていた位相変調光の平均値変動による直交制御最適点の誤検出を防ぐ場合に適用して有用なものである。
【符号の説明】
【００７３】
２１  光位相変調器
２２  制御ループ
２３  光源
２４  光分岐部
２５  光結合部
２６  第１の光導波路
２７  第２の光導波路
２８  第１の光位相変調部
２９  第２の光位相変調部
３０  光位相シフト部
３１  モニタＰＤ
３２  ＬＰＦ
３３  第２の加算器
３４  ピーク検出部
３５  同期検波部
３６  制御回路
３７  微小変調信号発生器
３８  第１の加算器
３９  分岐部
４０  信号補正手段
４１  光位相変調器
４２  制御ループ
４３  光源
４４  光分岐部
４５  光結合部
４６  第１の光導波路
４７  第２の光導波路
４８  第１の光位相変調部
４９  第２の光位相変調部
５０  第１の光位相シフト部
５１  第２の光位相シフト部
５３  モニタＰＤ
５４  ＬＰＦ
５５  第２の加算器
５６  ピーク検出部
５７  同期検波部
５８  制御回路
５９  微小変調信号発生器
６０  第１の加算器
６１  分岐部
７０  信号補正手段
８０  信号補正手段
８１  ＬＰＦ
８２  差動増幅器
８３  分岐部
９０  信号補正手段
９１  差動出力増幅器
９２  ＬＰＦ
９３  第２の加算器
１００  信号補正手段
１０１  ＡＤコンバータ
１０２  移動平均算出部
１０３  遅延部
１０４  第２の加算器
１０５  分岐部
【図１】
0005670273.tif 000003
【図２】
0005670273.tif 000004
【図３】
0005670273.tif 000005
【図４】
0005670273.tif 000006
【図５】
0005670273.tif 000007
【図６】
0005670273.tif 000008
【図７】
0005670273.tif 000009
【図８】
0005670273.tif 000010
【図９】
0005670273.tif 000011
【図１０】
0005670273.tif 000012
【図１１】
0005670273.tif 000013
【図１２】
0005670273.tif 000014