(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
飛翔体からの無線信号を受信したアンテナの給電部からの出力を増幅しＩＦ帯信号に変換した信号である和信号及び差信号を受けて、相関検波を行ない前記アンテナの追尾誤差を検出する追尾受信機において、
前記和信号及び差信号をそれぞれ帯域制限する和信号用及び差信号用ＢＰＦと、
これら帯域制限された各出力信号をレベル調整する和信号用及び差信号用ＡＧＣと、
これらレベル調整された各出力信号をＡ／Ｄ変換する和信号用及び差信号用Ａ／Ｄ変換器と、
これらＡ／Ｄ変換された各出力信号、基準用クロックが発生した基準用クロック信号、並びにこの基準用クロック信号を９０°移相器が９０°移相させた信号をそれぞれ乗算する和信号用及び差信号用乗算器と、
これら乗算された各出力信号の高周波成分を除去する和信号用及び差信号用ＬＰＦと、
これら除去された各出力信号を相関検波し誤差信号を検出する相関検波回路と
を備え、
前記相関検波回路は、
前記和信号用乗算器で、Ａ／Ｄ変換された前記和信号に基準用クロック信号を乗算した基準和信号と、
前記和信号用乗算器で、Ａ／Ｄ変換された前記和信号に基準用クロック信号を９０°移相させた信号を乗算した９０°移相和信号と、
前記差信号用乗算器で、Ａ／Ｄ変換された前記差信号に基準用クロック信号を乗算した基準差信号と、
前記差信号用乗算器で、Ａ／Ｄ変換された前記差信号に基準用クロック信号を９０°移相させた信号を乗算した９０°移相差信号と、
を入力し、
前記基準和信号と前記基準差信号とを乗算した信号に前記９０°移相和信号と前記９０°移相差信号とを乗算した信号を加算したＡＺ追尾誤差信号を生成し、
前記基準差信号と前記９０°移相和信号とを乗算した信号から前記９０°移相差信号と前記基準和信号とを乗算した信号を減算したＥＬ追尾誤差信号を生成し、
前記ＡＺ追尾誤差信号及び前記ＥＬ追尾誤差信号を前記誤差信号として出力することを特徴とする追尾受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、人工衛星などの飛翔体からの無線信号を受信して追尾するための追尾受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
追尾受信機とは、人工衛星などの飛翔体からの無線信号を受信したアンテナ給電部が出力する和信号及び差信号を受けて、相関検波を行うことによりアンテナの追尾誤差を直接検出する方式の受信機である。
【０００３】
このような追尾受信機において、飛翔体からの無線信号が高ビットレートの変調波のような広帯域信号である場合、従来から、帯域を有する信号を９０゜移相器により移相するために移相器の周波数特性や遅延の影響のために比帯域に限界があった。すなわち、移相器がほぼ一定の位相量を与える許容周波数変化幅は一般に狭く、信号の中心周波数に対する周波数変化範囲の割合（これを以降「比帯域」呼ぶ）が数％以下と少ないことが必要である。
【０００４】
従って、比帯域が大きくなると周波数変化が大きいために移相器の位相調整量が大幅に変動し、アンテナ制御装置へ出力する誤差信号の精度が劣化するという課題があった。特許文献１においては、この課題を解決するために入力周波数を高い周波数に変換して移相調整を行うことにより移相調整量を減らし、比帯域の大きい入力信号に対して移相量の変化を少なくでき、高精度に誤差検出できることを提案している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開平８−０５０１７１号公報（第１−２８頁、第１図）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１によると、追尾誤差信号の精度を向上できるものの、入力周波数を高い周波数に変換するために、装置が大型化するという問題があった。装置の大型化を防ぎ、かつ無線信号の広帯域化に対応した比帯域によらない安定した誤差検出方式が望まれていた。
【０００７】
本発明は、このような問題を解決するためのものであり、比帯域の大きな入力信号であっても安定した誤差信号を取り出すことができる追尾受信機を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
飛翔体からの無線信号を受信したアンテナの給電部からの出力を増幅しＩＦ帯信号に変換した信号である和信号及び差信号を受けて、相関検波を行ない前記アンテナの追尾誤差を検出する追尾受信機において、前記和信号及び差信号をそれぞれ帯域制限する和信号用及び差信号用ＢＰＦと、これら帯域制限された各出力信号をレベル調整する和信号用及び差信号用ＡＧＣと、これらレベル調整された各出力信号をＡ／Ｄ変換する和信号用及び差信号用Ａ／Ｄ変換器と、これらＡ／Ｄ変換された各出力信号と基準用クロックが発生した基準用クロック信号並びにこれを９０°移相器が９０°移相させた信号とをそれぞれ乗算する和信号用及び差信号用乗算器と、これら乗算された各出力信号の高周波成分を除去する和信号用及び差信号用ＬＰＦと、これら除去された各出力信号を相関検波し誤差信号を検出する相関検波回路とを備え、前記相関検波回路は、前記和信号用乗算器で、Ａ／Ｄ変換された前記和信号に基準用クロック信号を乗算した基準和信号と、前記和信号用乗算器で、Ａ／Ｄ変換された前記和信号に基準用クロック信号を９０°移相させた信号を乗算した９０°移相和信号と、前記差信号用乗算器で、Ａ／Ｄ変換された前記差信号に基準用クロック信号を乗算した基準差信号と、前記差信号用乗算器で、Ａ／Ｄ変換された前記差信号に基準用クロック信号を９０°移相させた信号を乗算した９０°移相差信号と、を入力し、前記基準和信号と前記基準差信号とを乗算した信号に前記９０°移相和信号と前記９０°移相差信号とを乗算した信号を加算したＡＺ追尾誤差信号を生成し、前記基準差信号と前記９０°移相和信号とを乗算した信号から前記９０°移相差信号と前記基準和信号とを乗算した信号を減算したＥＬ追尾誤差信号を生成し、前記ＡＺ追尾誤差信号及び前記ＥＬ追尾誤差信号を前記誤差信号として出力する。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、基準用クロック及びこれを移相器により９０°移相した信号を用いることにより、帯域を有する和信号及び差信号そのものを移相させる必要がなく比帯域の問題を解決できる。また、デジタル処理回路の採用により装置小型化の効果も奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の実施の形態１に係る追尾受信機の構成を表すブロック図である。
【図２】本発明の実施の形態１に追尾受信機の構成のうち、相関検波器の詳細を示した図である。
【図３】本発明の実施の形態２に係る追尾受信機の構成を表すブロック図である。
【図４】従来の衛星通信におけるモノパルス追尾方式の原理を説明する図である。
【図５】従来の追尾受信機の構成を表すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
実施の形態１．
図４には、衛星通信におけるモノパルス追尾方式の原理を説明する図を示す。モノパルス追尾方式は、複数の対称に設置したアンテナ給電部からの信号の振幅を比較し、アンテナの追尾誤差を直接検出する方法である。図（ａ）にはモノパルス追尾方式の概略構成、図（ｂ）には各ホーンのパターン、（ｃ）には合成パターンを示す。アンテナ主軸に対して四つのホーンを対称に置き、それらホーンから出力信号である和信号と差信号を検出する。衛星方向とアンテナの主軸方向のずれは、和信号レベルを基準としたときの差信号レベルを検出することによって得ることができる。また、円形導波管の高次モ−ドであるＴＭ０１モード、ＴＥ０１モードおよびＴＥ２１モードなどの各モード成分が発生しないことを利用して追尾する高次モード方式の場合でも同様に、和信号と差信号が出力される。
【００１２】
図５は、従来の追尾受信機の構成を表すブロック図であり、図１に示す実施の形態１のブロック図について説明する前に、従来の追尾受信機のブロック図を説明する。図４において、アンテナ１から入力された人工衛星などの飛翔体からの受信信号を、給電部２が和信号と差信号に分岐する。ここで、受信信号は、ビーコン信号とは限らず、高ビットレートの変調波のような広帯域信号である場合を想定している。分岐した各信号をそれぞれ、和信号用ＬＮＡ（「Ｌｏｗ  Ｎｏｉｓｅ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ」の略、低雑音増幅器）３、４が信号増幅した後、ＣＯＮＶ（「ＣＯＮＶｅｒｔｅｒ」の略、受信周波数変換器）５，６がＩＦ帯信号に変換し、追尾受信機７に送る。
【００１３】
追尾受信機７においては、和信号と差信号をそれぞれ、和信号用ＢＰＦ（「Ｂａｎｄ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ」の略、帯域濾波器）８，差信号用ＢＰＦ９が帯域制限を行ない、和信号用ＡＧＣ（「Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｇａｉｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌ」の略、自動利得制御器）１０、差信号用ＡＧＣ１１がレベル調整を行なう。その後、相関検波回路３１において、乗算器３２が和信号であるｓｕｍと差信号であるｅｒｒｏｒを掛け合わせ、ＬＰＦ（「Ｌｏｗ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ」の略、低周波濾波器）３３が濾波することにより方位角（ＡＺ）の追尾誤差Ｅ・ｃｏｓθを得る。
【００１４】
一方、和信号であるｓｕｍを９０°移相器３４により移相させた信号であるｓｕｍ９０と差信号ｅｒｒｏｒを乗算器３５が掛け合わせ、ＬＰＦ３６が濾波することにより仰角（ＥＬ）の追尾誤差Ｅ・ｓｉｎθが得られる。各追尾誤差はアンテナ制御装置に送信され、アンテナの指向方向を補正するための演算に用いられる。和信号用ＡＧＣ１０，差信号用ＡＧＣ１１より以降の演算は相関検波回路３１として知られている。
【００１５】
次に、従来の動作を数式で表わし更に詳細に説明する。ここでは簡単化のため信号は無変調信号で表現している。和信号であるｓｕｍは（１）式、差信号であるｅｒｒｏｒは（２）式、９０°移相した和信号であるｓｕｍ９０は（３）式で、それぞれ表される。ここで、Ｅ：誤差感度、θ：指向誤差（ｓｕｍ／ｅｒｒｏｒ位相差）である。
【００１６】
【数１】
0005720361.tif 000002
【００１７】
相関検波回路３１において、乗算器３２がｓｕｍ＊ｅｒｒｏｒを（４）式で演算した後、ＬＰＦ３３が２ωｔの項を削除し（５）式となり、方位角（ＡＺ）の追尾誤差Ｅ・ｃｏｓθが得られる。
【００１８】
【数２】
0005720361.tif 000003
【００１９】
また、乗算器３５がｓｕｍ９０＊ｅｒｒｏｒを（６）式で演算した後、ＬＰＦ３６が２ωｔの項を削除し（７）式となり、仰角（ＥＬ）の追尾誤差Ｅ・ｓｉｎθが得られる。
【００２０】
【数３】
0005720361.tif 000004
【００２１】
以上のようにして従来の追尾受信機は、入力された和信号、差信号から追尾誤差成分である、Ｅ・ｃｏｓθ、Ｅ・ｓｉｎθの各成分を抽出していた。
【００２２】
次に、図１により本実施の形態１のブロック図を説明する。図１において、和信号用ＡＧＣ１０、差信号用ＡＧＣ１１までのブロック図は、上記に示した従来の構成と同じである。和信号用Ａ／Ｄ変換器１２、差信号用Ａ／Ｄ変換器１３はそれぞれ、和信号用ＡＧＣ１０、差信号用ＡＧＣ１１の出力信号を、デジタル化する。デジタル化するのは、後の演算操作が小型化可能なためである。和信号用乗算器１６、１７、並びに差信号用乗算器１８、１９がそれぞれ、デジタル化された和信号、差信号と、基準用クロック１４が発生する基準用クロック信号並びに、９０°移相器１５により９０°移相された基準用クロック信号とをそれぞれ乗算し、ベースバンド変換する。次に、和信号用ＬＰＦ２０、２１、並びに差信号用ＬＰＦ２２、２３が、それぞれ乗算された信号の高周波成分を除去した後、相関検波回路２４に出力する。相関検波回路２４が、図２に示す構成により演算を行い位相成分を取り出す。
【００２３】
次に、図２に示すブロック図を数式で表わし更に詳細に説明する。ここでは簡単化のため信号は無変調信号で表現している。和信号ｓｕｍは（８）式、差信号ｅｒｒｏｒは（９）式、基準用クロック信号ｌｏは（１０）式、９０°移相した基準用クロック信号ｌｏ９０は（１１）式でそれぞれ表される。ここで、Ｅ：誤差感度、θ：指向誤差（ｓｕｍ／ｅｒｒｏｒ位相差）である。
【００２４】
【数４】
0005720361.tif 000005
【００２５】
基準クロック信号ｌｏと和信号ｓｕｍを和信号用乗算器１６が掛け合わせた信号Ｉｓは（１２）式となり、和信号用ＬＰＦ２０が（Ω＋ω）ｔの項を削除し、（１３）式となる。
【００２６】
【数５】
0005720361.tif 000006
【００２７】
９０°移相された基準クロック信号ｌｏ９０と和信号ｓｕｍを和信号用乗算器１７が掛け合わせた信号Ｑｓは（１４）式となり、和信号用ＬＰＦ２１が（Ω＋ω）ｔの項を削除し（１５）式となる。
【００２８】
【数６】
0005720361.tif 000007
【００２９】
基準クロック信号ｌｏと和信号ｓｕｍを差信号用乗算器１８が掛け合わせた信号Ｉｅは、（１６）式となり、差信号用ＬＰＦ２２が（Ω＋ω）ｔの項を削除し（１７）式となる。
【００３０】
【数７】
0005720361.tif 000008
【００３１】
９０°移相された基準クロック信号ｌｏ９０と差信号ｅｒｒｏｒを差信号用乗算器１９が掛け合わせた信号Ｑｅは、（１８）式となり、差信号用ＬＰＦ２３が（Ω＋ω）ｔの項を削除し（１９）式となる。
【００３２】
【数８】
0005720361.tif 000009
【００３３】
図２に示す相関検波回路２４は、ＡＺ追尾用乗算器２５、２６、ＥＬ追尾用乗算器２７、２８、加算器２９、及び減算器３０を有しており、以下の演算が行われる。
【００３４】
【数９】
0005720361.tif 000010
【００３５】
以上により、入力された和信号、差信号をベースバンド変換して得られたＩ−Ｑ信号を相関検波することにより、アンテナの追尾誤差成分であるＥ・ｃｏｓθ、Ｅ・ｓｉｎθの各成分を出力できる。以上は無変調信号により導出したが、広帯域信号の場合においても無変調信号の場合と原理上変わりなく、帯域を有する和信号を移相器を用いて移相させる必要がないので従来の課題である比帯域の問題を解消できる。また、本構成は比帯域の問題を解決することを目的としているが、無変調信号の場合でも動作し、デジタル処理回路の採用による装置小型化の効果も有する。
【００３６】
実施の形態２．
図３には、実施の形態２に係る追尾受信機の構成を表すブロック図を示す。
実施の形態１においては、和信号、差信号それぞれについて、ＡＧＣの後にＡ／Ｄ変換する構成を示したが、Ａ／Ｄ変換を先に行うことによりＡＧＣをデジタル処理を行う構成としても同様の効果が得られる。従って、図３において、ＡＧＣとＡ／Ｄ変換器の処理手順が異なる以外、構成は図１と同様であり、実施の形態１と同様の効果を奏する。
【符号の説明】
【００３７】
１  アンテナ
２  給電部
３  和信号用ＬＮＡ
４  差信号用ＬＮＡ
５  和信号用ＣＯＮＶ
６  差信号用ＣＯＮＶ
７  追尾受信機
８  和信号用ＢＰＦ
９  差信号用ＢＰＦ
１０  和信号用ＡＧＣ
１１  差信号用ＡＧＣ
１２  和信号用Ａ／Ｄ変換器
１３  差信号用Ａ／Ｄ変換器
１４  基準用クロック
１５  ９０°移相器
１６  和信号用乗算器
１７  和信号用乗算器
１８  差信号用乗算器
１９  差信号用乗算器
２０  和信号用ＬＰＦ
２１  和信号用ＬＰＦ
２２  差信号用ＬＰＦ
２３  差信号用ＬＰＦ
２４  相関検波回路
２５  ＡＺ追尾用乗算器
２６  ＡＺ追尾用乗算器
２７  ＥＬ追尾用乗算器
２８  ＥＬ追尾用乗算器
２９  加算器
３０  減算器
３１  相関検波回路
３２  乗算器
３３  ＬＰＦ
３４  ９０°移相器
３５  乗算器
３６  ＬＰＦ。
【図１】
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【図２】
0005720361.tif 000012
【図３】
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【図４】
0005720361.tif 000014
【図５】
0005720361.tif 000015