(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
１対のＰＮＰ型トランジスタ（Ｑ１、Ｑ２）からなる第１の電流ミラー回路（１００）と、１対のＮＰＮ型トランジスタ（Ｑ３、Ｑ４）からなる第２の電流ミラー回路（２００）とを、双方の１対のトランジスタ（Ｑ１、Ｑ２とＱ３、Ｑ４）同士が対応するように接続されており、
一端が接地されたコンデンサ（Ｃ）と、このコンデンサ（Ｃ）の他端の電圧を反転出力するシュミットトリガ機能付きの第１の反転回路（６）と、この第１の反転回路（６）の出力電圧を反転出力する第２の反転回路（７）と、この第２の反転回路（７）の出力側にその一端（ｂ）が接続されると共にその他端（ａ）が前記第１の反転回路（６）の出力側に接続された第１の可変抵抗（２０）と、を備え、
前記第１の電流ミラー回路（１００）の１対のＰＮＰ型トランジスタ（Ｑ１、Ｑ２）の内の一方のＰＮＰ型トランジスタ（Ｑ２）のコレクタと前記コンデンサ（Ｃ）の前記他端とが接続されていると共に、他方のＰＮＰ型トランジスタ（Ｑ１）のコレクタには第２の可変抵抗（１０）の一端（ｄ）が接続され、且つ、前記第２のミラー回路（２００）の１対のＮＰＮ型トランジスタ（Ｑ３、Ｑ４）の内の一方のＮＰＮ型トランジスタ（Ｑ４）のコレクタと前記コンデンサ（Ｃ）の前記他端とが接続されていると共に、他方のＮＰＮ型トランジスタ（Ｑ３）のコレクタには前記第２の可変抵抗（１０）の他端（ｃ）が接続されており、
前記第１の可変抵抗（２０）は、
前記一端（ｂ）および前記他端（ａ）を両端とし、真ん中の端子（ｅ）の位置を前記一端（ｂ）から前記他端（ａ）まで移動操作可能であり、
前記第２の可変抵抗（１０）は、
前記一端（ｄ）および前記他端（ｃ）を両端とし、真ん中の端子（ｆ）の位置を前記一端（ｄ）から前記他端（ｃ）まで移動操作可能であり、
更に、前記一方のＰＮＰ型トランジスタ（Ｑ２）のエミッタには、前記第１の可変抵抗（２０）の前記真ん中の端子（ｅ）が接続されていると共に、前記一方のＮＰＮ型トランジスタ（Ｑ４）のエミッタが接続されている発振器。
【請求項２】
請求項１に記載の発振器において、
前記第２の可変抵抗の（１０）の前記真ん中の端子（ｆ）には定電圧（ＶＤＤ／２）が印加されていることを特徴とする発振器。
【請求項３】
請求項１および２の内のいずれか一項に記載の発振器において、
前記第１の可変抵抗（２０）の前記一端（ｂ）と前記第２の反転回路との間には抵抗（Ｒ）が設けられていることを特徴とする発振器。
【請求項４】
請求項１、２および３の内のいずれか一項に記載の発振器において、
前記第２の反転回路（７）はシュミットトリガ機能を有することを特徴とする発振器。  
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、「三角波波形」と「のこぎり波波形」とを発振可能な発振器に関する。
【背景技術】
【０００２】
三角波を発振する三角波発振回路は様々なものが提案されており、例えば、コンデンサの充電電流および放電電流を、制御回路に設けた電流ミラー回路を構成するトランジスタ（Ｔｒ）と抵抗（Ｒ）とからなる「基準電流回路」の電流Ｉ０に比例した電流値に設定し、発振電圧の上限電圧と下限電圧の差電圧を、この「基準電流回路」の電流Ｉ０の電流値の変化に対応して変化するように制御する発振電圧設定回路を設けたものが提案されている（例えば、特許文献１参照。）。この三角波発振回路は、特に半導体集積回路として形成される三角波発振回路において、回路を構成する各抵抗の抵抗値のばらつきによる発振周波数のばらつきを低減することを目的とするものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開平６−２１６７２２号公報（第３−４頁、第１図）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、この三角波発振回路にあっては、制御回路と発振電圧設定回路とを個別に構成しその分、回路規模が大きくなるという問題があった。また、音楽分野におけるシンセサイザを構築する際、ＬＦＯ（低周波発振器）を用いることが多い。このＬＦＯは、その信号を用いて音量、ピッチ等に変調（モデュレーション）を施し、周期的な揺れを与えることによって、ビブラート等の効果付加を行うものである。このＬＦＯが発振する三角波波形として、通常の二等辺三角形のみならず、「二等辺三角形と頂点の高さが同じで、且つ、二辺の長さが異なる三角形波形（換言すれば、のこぎり波）」をも発振することが望まれていた。つまり、一つの発振器で「三角波波形」も「のこぎり波波形」も発振可能な発振器の提供が望まれていた。また、仮に一つの発振器で両波形を発振可能な回路を実現しても発振周波数の可変範囲を広く設定することは従来技術では不可能であり、コンデンサの充放電の時定数の影響で波形の直線性を確保することが困難であった。
【０００５】
本発明は、かかる従来の課題を解決するためになされたもので、簡易な構成で、波形の直線性を維持しつつ周波数範囲も広く設定可能な、三角波波形とＳＡＷ波形（のこぎり波波形）とを発振可能な発振器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記目的を達成するために、本発明は、１対のＰＮＰ型トランジスタ（Ｑ１、Ｑ２）からなる第１の電流ミラー回路（１００）と、１対のＮＰＮ型トランジスタ（Ｑ３、Ｑ４）からなる第２の電流ミラー回路（２００）とを、双方の１対のトランジスタ（Ｑ１、Ｑ２とＱ３、Ｑ４）同士が対応するように接続されており、
一端が接地されたコンデンサ（Ｃ）と、このコンデンサ（Ｃ）の他端の電圧を反転出力するシュミットトリガ機能付きの第１の反転回路（６）と、この第１の反転回路（６）の出力電圧を反転出力する第２の反転回路（７）と、この第２の反転回路（７）の出力側にその一端（ｂ）が接続されると共にその他端（ａ）が前記第１の反転回路（６）の出力側に接続された第１の可変抵抗（２０）と、を備え、
前記第１の電流ミラー回路（１００）の１対のＰＮＰ型トランジスタ（Ｑ１、Ｑ２）の内の一方のＰＮＰ型トランジスタ（Ｑ２）のコレクタと前記コンデンサ（Ｃ）の前記他端とが接続されていると共に、他方のＰＮＰ型トランジスタ（Ｑ１）のコレクタには第２の可変抵抗（１０）の一端（ｄ）が接続され、且つ、前記第２のミラー回路（２００）の１対のＮＰＮ型トランジスタ（Ｑ３、Ｑ４）の内の一方のＮＰＮ型トランジスタ（Ｑ４）のコレクタと前記コンデンサ（Ｃ）の前記他端とが接続されていると共に、他方のＮＰＮ型トランジスタ（Ｑ３）のコレクタには前記第２の可変抵抗（１０）の他端（ｃ）が接続されており、
前記第１の可変抵抗（２０）は、
前記一端（ｂ）および前記他端（ａ）を両端とし、真ん中の端子（ｅ）の位置を前記一端（ｂ）から前記他端（ａ）まで移動操作可能であり、
前記第２の可変抵抗（１０）は、
前記一端（ｄ）および前記他端（ｃ）を両端とし、真ん中の端子（ｆ）の位置を前記一端（ｄ）から前記他端（ｃ）まで移動操作可能であり、
更に、前記一方のＰＮＰ型トランジスタ（Ｑ２）のエミッタには、前記第１の可変抵抗（２０）の前記真ん中の端子（ｅ）が接続されていると共に、前記一方のＮＰＮ型トランジスタ（Ｑ４）のエミッタが接続されている構成とした。
【０００８】
また、この発振器において、前記第２の可変抵抗の（１０）の真ん中の端子（ｆ）には第２の定電圧（ＶＤＤ／２）を印加している。そして、第１の可変抵抗（２０）のつまみを回しきっても発振条件を満たすように、前記第１の可変抵抗（２０）の前記一端（ｂ）と前記第２の反転回路との間に抵抗（Ｒ）を設けるのが好ましい。そして、上記発振器において、ノイズによる誤動作等を防止するため、前記第２の反転回路（７）はシュミットトリガ機能を有したものとすることが好ましい。  
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、簡易な構成で、波形の直線性を維持しつつ周波数範囲も広く設定可能で、三角波波形とのこぎり波波形とを発振可能な発振器を提供することができるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】発振器３００の構成図である。
【図２】動作の説明図である。
【図３】動作の説明図である
【図４】動作の説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。図１は本発明の実施形態である発振器３００の回路構成図である。
【００１２】
（構成）
先ず、この発振器３００は、１対のＰＮＰ型トランジスタ１（Ｑ１）、２（Ｑ２）からなる第１の電流ミラー回路１００と、１対のＮＰＮ型トランジスタ３（Ｑ３）、４（Ｑ４）からなる第２の電流回路２００とを双方の１対のトランジスタ（Ｑ１、Ｑ２とＱ３、Ｑ４）同士が対応するように接続された回路系を有している。なお、この発振器３００においては、トランジスタ１（Ｑ１）とトランジスタ２（Ｑ２）との特性が等しく、且つ、トランジスタ３（Ｑ３）とトランジスタ４（Ｑ４）との特性が等しいものとする。ＰＮＰ型トランジスタ１（Ｑ１）のエミッタには定電圧（電圧値：ＶＤＤ）が印加され、そのベースとそのコレクタは接続されている。また、ＰＮＰ型トランジスタ２（Ｑ２）のエミッタは、可変抵抗２０（ＶＲ２：第１の可変抵抗）の真ん中の端子ｅと接続されている。そして、両トランジスタ１（Ｑ１）とトランジスタ２（Ｑ２）とは互いにベースで接続されているため、ＰＮＰ型トランジスタ１（Ｑ１）とＰＮＰ型トランジスタ２（Ｑ２）とで電流ミラー回路１００が構成されている。そして、「Ｖ４＝ＶＤＤ」の時、ＰＮＰ型トランジスタ１（Ｑ１）のコレクタ電流Ｉ１とＰＮＰ型トランジスタ２（Ｑ２）のコレクタ電流Ｉ２とは等しくなる。
【００１３】
また、ＮＰＮ型トランジスタ３（Ｑ３）のエミッタは接地され、そのベースとそのコレクタは接続されている。更に、このＰＮＰ型トランジスタ３（Ｑ３）のベースと、ＮＰＮ型トランジスタ４（Ｑ４）のベースとは接続されているため、ＮＰＮ型トランジスタ３（Ｑ３）とＮＰＮ型トランジスタ４（Ｑ４）とで電流ミラー回路２００が構成されている。そして、「Ｖ４＝０」の時、ＮＰＮ型トランジスタ３（Ｑ３）のコレクタ電流Ｉ３とＮＰＮ型トランジスタ４（Ｑ４）のコレクタ電流Ｉ４とは等しくなる。
【００１４】
更に、第１の電流ミラー回路１００のＰＮＰ型トランジスタ１（Ｑ１）のコレクタと可変抵抗１０（ＶＲ１：第２の可変抵抗）の一端ｄとが接続されていると共に、第２の電流ミラー回路２００のＮＰＮ型トランジスタ３（Ｑ３）のコレクタと可変抵抗１０の他端ｃとが接続されており、更に、可変抵抗１０の真ん中の端子ｆには定電圧（電圧値：ＶＤＤ／２）が印加されている。また、ＮＰＮ型トランジスタ４（Ｑ４）のコレクタは、一端が接地されたコンデンサ５（Ｃ）の他端に接続されており、この接続点（コンデンサ５（Ｃ）の他端）には第１の電流ミラー回路１００のＰＮＰ型トランジスタ２（Ｑ２）のコレクタも接続されている。更に、このＰＮＰ型トランジスタ２（Ｑ２）のエミッタは、第１の電流ミラー回路１００のＰＮＰ型トランジスタ２（Ｑ２）のエミッタとも接続されている。
【００１５】
また、コンデンサ５（Ｃ）の他端（接地している端子の反対端子）には、このコンデンサ５（Ｃ）の他端の電圧Ｖ１を反転出力するシュミットトリガ機能付きの反転回路６（第１の反転回路）の入力端子が接続され、この反転回路６の出力側には、入力電圧を反転出力する反転回路７（第２の反転回路）が更に接続されている。そして、この反転回路７の出力側に抵抗８（Ｒ）を介して、可変抵抗２０（ＶＲ２：第１の可変抵抗）の一端ｂが接続されていると共に、可変抵抗２０（ＶＲ２）の他端ａが反転回路６の出力側に接続されている。なお、コンデンサ５（Ｃ）の端子（又は反転回路６の入力端）には出力端子１０が接続されていて、この出力端子１０から三角波波形やＳＡＷ波形（のこぎり波波形）が出力される。また、反転回路６および反転回路７は、ＣＭＯＳで構成されているので、それらの入力電流が少なく、しかも、出力電圧の範囲が略電源電圧まで上昇可能であるという利点を有する。なお、反転回路７は必ずしもシュミットトリガ機能を有するものである必要はないが、シュミットトリガ機能を有する構成とすれば回路動作を安定させることができる。
【００１６】
（発振動作）
コンデンサ５（Ｃ）の電圧をＶ１とする。ここで電源を投入すると（具体的には定電圧ＶＤＤ、ＶＤＤ／２を印加して所要の回路素子に電圧を印加する）、電源投入直後のＶ１は「０（Ｖ）」である。したがって、トランジスタ２（Ｑ２）がオンし、トランジスタ４（Ｑ４）はオフとなる。すると、コンデンサ５（Ｃ）がＰＮＰ型トランジスタ２（Ｑ２）のコレクタ電流である電流Ｉ２で充電されＶ１がリニアに上昇する（この時、Ｉ４＝０）。そして、Ｖ１がシュミットトリガの上側しきい値を上回ると、反転回路６の出力が反転される。この結果、今度は、トランジスタ４（Ｑ４）がオンし、トランジスタ２（Ｑ２）がオフとなる。すると、コンデンサ５（Ｃ）の電圧がＮＰＮ型トランジスタ４（Ｑ４）のコレクタ電流である電流Ｉ４で放電されて、Ｖ１がリニアに下降する（この時、Ｉ２＝０）。そして、Ｖ１がシュミットトリガの下側しきい値を下回ると、反転回路６の出力が反転される。このような動作が繰り返されて、コンデンサ５（Ｃ）の充電および放電が繰り返されることにより、出力端子１０からは三角波やのこぎり波が出力される。なお、三角波やのこぎり波が出力されることについては後述する。
【００１７】
（発振周波数の変化動作）
図２は発振周波数の変化の様子を示す動作の説明図であり、横軸に可変抵抗２０（ＶＲ２）の位置、縦軸に発振出力信号の周波数（Ｈｚ）を示している。可変抵抗２０（ＶＲ２）は、つまみを時計方向に回すと「端子ａ−端子ｅ（又は端子ｂ−端子ｅ）」間の抵抗値が徐々に大きくなるものである。例えば、「１０ｋ（Ω）」の可変抵抗２０は「「端子ａ−端子ｅ（又は端子ｂ−端子ｅ）」間の抵抗値を、つまみ操作によって「０（Ω）」から「１０ｋ（Ω）」まで変化させることができる。つまり、つまみの操作によって、真ん中の端子ｅの位置を、可変抵抗２０（ＶＲ２）の一端側の端子ａから他端側の端子ｂまで移動させることができる。図２において横軸のＶＲ２位置「０．０」は真ん中の端子ｅが端子ｂまで移動した場合であり、一方、ＶＲ２位置「１．０」は真ん中の端子ｅが端子ａまで移動した場合のことである。したがって、ＶＲ２位置「０．５」は可変抵抗２０（ＶＲ２）の抵抗値（端子ａ−端子ｅ間の抵抗値）が「５ｋ（Ω）」の場合である。図２を参照すれば分かるように、真ん中の端子ｅが、端子ｂから端子ａまで移動するに従って発振出力信号の周波数が高くなる。以下、このようにＶＲ２位置（端子ｅの位置）が移動すると、周波数ｆが変化することについて説明する。
【００１８】
理想ダイオードの電圧−電流特性を表わす式から「ＩES」および「ＩS」を定数とすると、「Ｉ１＝ＩES（ｅｘｐ（ＶBE1／Ｖｔ）−１）、Ｉ２＝ＩS（ｅｘｐ（ＶBE2／Ｖｔ）−１）：ここでＶBE1、ＶBE2は夫々トランジスタ１（Ｑ１）、トランジスタ２（Ｑ２）のベースエミッタ間電圧、ｅｘｐ（  ）は自然対数の底のべき乗を表わす」となり、ｅｘｐ関数の部分は「１」より十分に大きいので、「Ｉ１＝ＩES・ｅｘｐ（ＶBE1／Ｖｔ）、Ｉ２＝ＩS・ｅｘｐ（ＶBE2／Ｖｔ）」となる。なお、Ｖｔは熱電圧（Thermal  voltage）であり、Ｖｔ＝ｋＴ／Ｑである（但し、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、Ｑは電子の電荷でありＶｔは２５ｍ（Ｖ）程度）。ところで、「ＩS＝αFＩES、ＶBE2  ＝ＶBE1−ΔＶ：αFは定数のベース接地電流増幅率」であるので、「Ｉ２＝αFＩESｅｘｐ（ＶBE2／Ｖｔ）＝αFＩESｅｘｐ（（ＶBE1−ΔＶ）／Ｖｔ）＝αFＩ１ｅｘｐ（−ΔＶ／Ｖｔ）」となる。また、φVR2を可変抵抗２０（ＶＲ２）の位置（０≦φVR2≦１）、ＲVR2を可変抵抗２０（ＶＲ２）の両端抵抗とすると、「ΔＶ＝｜Ｖ４−Ｖ２｜＝ＶＤＤ（１−φVR2）ＲVR2／（ＲVR2＋Ｒ）」となり、結局、「Ｉ２＝ＡＩ１ｅｘｐ（ＢφVR2）、Ａ＝αFｅｘｐ（−Ｂ／Ｖｔ）、Ｂ＝ＶＤＤ・ＲVR2／（ＲVR2＋Ｒ）」となる。故に、Ａ、Ｂは定数となるので「Ｉ２∝Ｉ１ｅｘｐ（ＢφVR2）（式１）」となる。上下対象であるので「Ｉ４∝Ｉ３ｅｘｐ（ＢφVR2）（式２）」となる。更に、図４に示すようｔriseの期間、リニアに上昇し、ｔfallの期間、リニアに下降する波形を想定する（なお、上昇直線と水平方向とのなす角度をθ１、下降直線と水平方向とのなす角度をθ２とするとｔａｎθ１＝Ｉ２／Ｃ、ｔａｎθ２＝Ｉ４／Ｃとなる）と、周波数ｆ（Ｈｚ）は「ｆ＝１／（ｔrise＋ｔfall）＝１／（（１／Ｉ２＋１／Ｉ４）ＶHYSＣ）（ＶHYSはヒステリシスの幅）」となるので、結局「ｆ∝ｅｘｐ（ＢφVR2）」となり、周波数ｆは可変抵抗２０（ＶＲ２）の位置を変更することによって変化することになる。
【００１９】
（波形の変化動作）
図３は発振出力波形の変化の様子を示す動作の説明図であり、発振出力波形の１周期分を示している。横軸に時間（ｓｅｃ）、縦軸に出力電圧（Ｖ）をとっている。なお、周波数一定で発振出力波形が変化可能な場合には、電流が変化してもトランジスタ１（Ｑ１）のベースエミッタ間電圧（ＶBE1）は一定値であり、また、電流が変化してもトランジスタ３（Ｑ３）のベースエミッタ間電圧（ＶBE３）が一定値であることが条件となる。そして、可変抵抗１０（ＶＲ１）位置を５種類変化させた場合の波形の変化を示している。可変抵抗１０（ＶＲ１）は、つまみを時計方向に回すと「端子ｃ−端子ｆ（又は端子ｄ−端子ｆ）」間の抵抗値が徐々に大きくなるものである。例えば、「端子ｃ−端子ｆ（又は端子ｄ−端子ｆ）」間の抵抗値を、つまみ操作によって「０（Ω）」から「５００ｋ（Ω）」まで変化させることができる。つまり、つまみの操作によって、真ん中の端子ｆの位置を、可変抵抗１０（ＶＲ１）の一端側の端子ｃから他端側の端子ｄまで移動させることができる。
【００２０】
図３において横軸のＶＲ１位置「０．０１」は真ん中の端子ｆが端子ｃまで移動した場合であり、一方、ＶＲ１位置「１．０」は真ん中の端子ｆが端子ｄまで移動した場合である。したがって、ＶＲ１位置「０．５」は可変抵抗１０（ＶＲ１）の抵抗値（端子ｃ−端子ｆ間の抵抗値）が「２５０ｋ（Ω）」の場合である。なお、ＶＲ１位置「０．７」の場合には真ん中の端子ｆがＶＲ１位置「０．５」よりも端子ｄ側に移動した場合、また、ＶＲ１位置「０．３」の場合には真ん中の端子ｆがＶＲ１位置「０．５」よりも端子ｃ側に移動した場合である。そして、ＶＲ１位置「０．９９」、「０．７」、「０．５」、「０．３」、「０．０１」の夫々に対して、一周期分の波形が符号Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅに示すように変化する。図３を参照すれば分かるように、「ＶＲ１位置＝０．５」の場合には三角波が出力され、これ以外の場合には、のこぎり波が出力される。
【００２１】
次に、ＶＲ１位置（端子ｆの位置）が移動すると、波形が変わることについて図４等を参照して説明する。図４において、「ｔrise＝ＶHYSＣ／Ｉ２、ｔfall＝ＶHYSＣ／Ｉ４」なので周期Ｔは「Ｔ＝ｔrise＋ｔfall＝（１／Ｉ２＋１／Ｉ４）ＶHYSＣ」となり、上述した式１、式２から「Ｔ∝（１／Ｉ１＋１／Ｉ３）」となる。したがって、「１／Ｉ１＋１／Ｉ３」が一定値であれば、可変抵抗１０（ＶＲ１）のつまみ操作によってＩ１とＩ３の分配比を調整して、周期Ｔを一定としつつ、例えば図３のように三角波や上昇時間の異なるＳＡＷ波（のこぎり波）を発振出力させることができる。
【００２２】
以上説明してきたように、本発明の実施形態の発振器３００によれば、その発振出力を三角波のみならずＳＡＷ波（のこぎり波）とすることができ、その発振周波数範囲も広い範囲とすることができる。しかも、発振出力波形がコンデンサの時定数で丸まったりせずに、発振出力波形の直線性を維持することも可能である。また、以上の実施形態においては、コンデンサ５（Ｃ）の容量を「０．０１μ（Ｆ）」、可変抵抗１０の最大抵抗値を「５００ｋ（Ω）」、可変抵抗２０の最大抵抗値を「１０ｋ（Ω）」、抵抗８（Ｒ）を「１８０ｋ（Ω）」としたが回路素子の定数は適宜選択し得る。
【産業上の利用可能性】
【００２３】
以上説明してきたように、本発明の発振器は、例えば音楽分野におけるシンセサイザの構成部品としてのＬＦＯとして採用し、ピッチ、強度等に変調を施すのに利用することができる。
【符号の説明】
【００２４】
１  トランジスタ（Ｑ１）
２  トランジスタ（Ｑ２）
３  トランジスタ（Ｑ３）
４  トランジスタ（Ｑ４）
５  コンデンサ（Ｃ）
６  反転回路
７  反転回路
８  抵抗（Ｒ）
１０  可変抵抗（ＶＲ１）
２０  可変抵抗（ＶＲ２）
１００  第１の電流ミラー回路
２００  第２の電流ミラー回路
３００  発振器
【図１】
0005773524.tif 000002
【図２】
0005773524.tif 000003
【図３】
0005773524.tif 000004
【図４】
0005773524.tif 000005