(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
光伝送路から受信された信号をサンプリングしてデジタル信号を生成するデジタル変換部と、
前記デジタル信号の位相を検出する位相検出部と、
前記検出された位相に基づいて、前記デジタル信号のサンプリング位相を調整する位相調整部と、
前記位相調整された前記デジタル信号を復調する復調部と
を備え、
前記位相検出部は、
異なる等化特性で前記デジタル信号を等化する複数のフィルタと、
前記複数のフィルタの各々に接続され、対応するフィルタから出力される信号の位相を表わす位相検出信号と、位相検出感度を表す感度モニタ信号とを出力する複数の感度モニタ位相検出器と、
前記感度モニタ信号の二乗和を用いて、対応する前記位相検出信号を補正するための感度補正係数を生成する複数の感度補正係数生成部と、
前記感度補正係数により補正された前記各位相検出信号を合成して位相信号を出力する加算器と、
を含むことを特徴とするデジタルコヒーレント受信機。
【請求項２】
前記補正係数生成部は、前記複数の感度モニタ位相検出器から出力されるすべての前記感度モニタ信号を用いて前記二乗和を計算し、着目する感度モニタ信号に前記二乗和の逆数を乗算して前記感度補正係数を生成することを特徴とする請求項１に記載のデジタルコヒーレント受信機。
【請求項３】
前記補正係数生成部は、前記着目する感度モニタ信号を前記感度モニタ信号の絶対値で除算した値に、前記二乗和の逆数を乗算して前記感度補正係数を生成することを特徴とする請求項２に記載のデジタルコヒーレント受信機。
【請求項４】
前記補正係数生成部は、前記着目する感度モニタ信号の２乗値に前記感度モニタ信号の符号を乗算した値に、前記二乗和の逆数を乗算して前記感度補正係数を生成することを特徴とする請求項２に記載のデジタルコヒーレント受信機。
【請求項５】
前記感度モニタ位相検出器は、
前記フィルタから出力された信号の位相を検出して前記位相検出信号を出力する第１位相検出器と、
前記フィルタから出力された信号の位相を所定の位相だけ第１の方向にシフトする位相シフタと、
前記位相シフトされた信号の位相を検出する第２位相検出器と、
を含み、前記第２位相検出器の出力が前記感度モニタ信号としてすべての前記感度補正係数生成部に入力されることを特徴とする請求項１に記載のデジタルコヒーレント受信機。
【請求項６】
光伝送路から受信された信号をサンプリングしてデジタル信号を生成し、
前記デジタル信号を、異なる等化特性を有する複数のフィルタに入力し、
前記複数のフィルタの各々から出力される信号の位相を検出して位相検出信号を生成するとともに、位相検出感度を表す感度モニタ信号を生成し、
前記感度モニタ信号の二乗和を用いて前記位相検出感度を補正するための感度補正係数を生成し、
前記感度補正係数により感度補正された前記各位相検出信号を合成して位相信号を出力し、
前記位相信号を用いて、前記デジタル信号のサンプリング位相を調整する
ことを特徴とする位相制御方法。
【請求項７】
前記感度補正係数の生成は、前記生成されたすべての感度モニタ信号を用いて前記二乗和を計算し、着目する感度モニタ信号に前記二乗和の逆数を乗算して前記感度補正係数を生成することを特徴とする請求項６に記載の位相制御方法。
【請求項８】
前記感度補正係数の生成は、前記着目する感度モニタ信号を前記感度モニタ信号の絶対値で除算した値に、前記二乗和の逆数を乗算して前記感度補正係数を生成することを特徴とする請求項７に記載の位相制御方法。
【請求項９】
前記感度補正係数の生成は、前記着目する感度モニタ信号の２乗値に前記感度モニタ信号の符号を乗算した値に、前記二乗和の逆数を乗算して前記感度補正係数を生成することを特徴とする請求項７に記載の位相制御方法。
【請求項１０】
前記感度モニタ信号の生成は、
前記各フィルタから出力された信号の位相を所定の位相だけ第１の方向にシフトさせ、前記位相シフトされた信号の位相を検出して前記感度モニタ信号として出力することを特徴とする請求項６に記載の位相制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デジタルコヒーレント受信機及び位相制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
超高速光通信において、ＯＳＮＲ（Optical Signal to Noise Ratio）の不足と、波長分散等の線形歪を解決するために、従来の直接検波方式に替えて、ＡＤＣ（アナログデジタルコンバータ）を使用したデジタルコヒーレント受信が主流になりつつある。超高速ゆえにＡＤＣのサンプリング周波数をオーバーサンプリングするだけのハードウエア的な余裕がないため、要求される信号品質を満たすためには、最適のタイミングでサンプリングする必要がある。従来技術として、１シンボル当たり２回のサンプリングを行い、ガードナー位相検出器を用いて最適サンプリングからのズレを観測して位相補償を最適にする方法が提案されている（たとえば、特許文献１参照）。
【０００３】
図１（Ａ）は、公知のデジタルコヒーレント受信機１０００の概略構成図である。光伝送路からの信号光と局発光との検波結果を光電変換して得られるＯ／Ｅ変換信号は、デジタル変換部１１５０に入力される。デジタル変換部１１５０は、周波数可変発振器１１４０で生成されるクロックに同期して、Ｏ／Ｅ変換信号（アナログ信号）をデジタルサンプリングする。デジタルサンプリングされた信号は、デジタル信号処理回路１１６０で信号処理される。具体的には、波形歪補償回路１１６１で波形歪が補償され、位相制御回路１１６２でデジタル位相補償を受け、適応等化型復調回路１１６３で適応等化型の波形歪補償を受けた後に復調される。
【０００４】
波形歪が補償された入力信号は、位相制御回路１１６２の位相補償器（ＰＨＡ：Phase Adjustor）１５１１で位相補償を受け、適応等化型復調回路１１６３に入力されるとともに、位相検出部（ＰＤ：Phase Detector）１５１２に供給される。ＰＤ１５１２は、位相補償器１５１１の出力に基づいて、最適サンプリングからの位相ズレを検出する。検出された位相信号は、第１ＤＬＦ（デジタルループフィルタ）１５１３を介して位相補償器１５１１にフィードバックされるとともに、第１ＤＬＦ１５１３と第２ＤＬＦ１５１４を介して周波数可変発振器１１４０にフィードバックされる。
【０００５】
高速のジッタ（jitter）や局発光揺らぎによる影響は、位相信号をＦＩＲ（有限インパルス応答）フィルタで構成される位相補償器５１１へフィードバックすることで除去される。ワンダー等の低速のサンプリングからのずれは、位相信号を周波数可変発振器１１４０にフィードバックすることで、除去することができる。
【０００６】
ところで、位相検出部１５１２にガードナー位相検出器を用いた場合、位相検出感度が低下する。その原因として、波形歪補償における波長分散補償誤差により符号間干渉が生じるため、シンボル変化点の位相が確定できない、あるいは、ファイバの複屈折によって生じる偏波モード分散（ＰＭＤ：Polarization Mode Dispersion）により、ＰＤ出力においてＨ軸成分とＶ軸成分で正負が逆になり、互いに打ち消しあって感度が低下する、などが挙げられる。感度が低下すると、位相追従性が悪化し、同期はずれが発生する可能性がある。
【０００７】
感度低下を補償するために、図１（Ｂ）のようなダイバーシチ加算型の位相検出部１５１２が提案されている。ダイバーシチ加算型の位相検出部１５１２では、等化特性が互いに異なる複数の等化フィルタ２８１−１〜２８１−Ｎを、複数の感度モニタ位相検出器２８２−１〜２８２−Ｎの前段に配置する。等化特性が異なる複数の処理系列を用いることで、一つの位相検出器で位相が検知できない場合でも、他の位相検出器の出力を用いて、位相追従性を維持することができる。特に、図１（Ｂ）の構成では、閾値を越える感度モニタ値を有する位相検出信号だけを合成部３１３で加算して位相信号を生成することによって、ＳＮ比を改善することができる。なお、位相検出結果の合成に先立って、各感度モニタ値から感度補正係数が生成され（３２１−１〜３２１−Ｎ）、対応する位相信号に乗算されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２０１１−９９５６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかし、感度が高い位相検出値のみを選択してダイバーシチ合成した場合でも、偏波変動による影響を受けざるをえない。各位相検出器２８２からの出力は、偏波モード分散の状態によって異なる。偏波モード分散は偏波状態（ＳＯＰ：State of Polarization）により変化する。そのため、突然の偏波変動（偏波軸の回転など）が生じると各位相検出器の補正値が変動するが、補正値の切り替わり時にギャップが生じる。特に、これまで閾値未満であった検出値が突然大きくなる場合に位相補償の精度が低下し、最終的な出力である位相信号（位相制御量）に誤差が出てしまう。
【００１０】
この問題を、図２を参照して説明する。ダイバーシチ加算型の位相検出部を用い、偏波状態を様々に変化させて、残留分散と位相制御幅の関係、及び残留分散と信号品質（Ｑ値）の関係をシミュレーションした。図２に示すように、位相信号に誤差が生じる結果、同期はずれが生じバーストエラーが発生する。ここでは、１［sample］前後が正しい位相制御量であるが、残留分散が大きくなると感度が低下し、位相制御量に大きな誤差が生じる。
【００１１】
そこで、偏波モード分散や偏波変動にもかかわらず、安定してサンプリング位相を制御することのできるデジタルコヒーレント受信機と、位相制御方法を提供することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
第１の観点では、デジタルコヒーレント受信機を提供する。デジタルコヒーレント受信機は、
光伝送路から受信された信号をサンプリングしてデジタル信号を生成するデジタル変換部と、
前記デジタル信号の位相を検出する位相検出部と、
前記検出された位相に基づいて、前記デジタル信号のサンプリング位相を調整する位相調整部と、
前記位相調整された前記デジタル信号を復調する復調部と
を備え、
前記位相検出部は、
異なる等化特性で前記デジタル信号を等化する複数のフィルタと、
前記複数のフィルタの各々に接続され、対応するフィルタから出力される信号の位相を表わす位相検出信号と、位相検出感度を表す感度モニタ信号とを出力する複数の感度モニタ位相検出器と、
前記感度モニタ信号の二乗和を用いて、対応する前記位相検出信号を補正するための感度補正係数を生成する複数の感度補正係数生成部と、
前記感度補正係数により補正された前記各位相検出信号を合成して位相信号を出力する加算器と、
を含む。
【００１３】
第２の観点では、位相制御方法を提供する。位相制御方法は、
光伝送路から受信された信号をサンプリングしてデジタル信号を生成し、
前記デジタル信号を、異なる等化特性を有する複数のフィルタに入力し、
前記複数のフィルタの各々から出力される信号の位相を検出して位相検出信号を生成するとともに、位相検出感度を表す感度モニタ信号を生成し、
前記感度モニタ信号の二乗和を用いて前記位相検出感度を補正するための感度補正係数を生成し、
前記感度補正係数により感度補正された前記各位相検出信号を合成して位相信号を出力し、
前記位相信号を用いて、前記デジタル信号のサンプリング位相を調整する
ことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１４】
上記構成と手法により、偏波モード分散や偏波変動が生じた場合でも、デジタルコヒーレント受信機において安定してサンプリング位相制御を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】従来のデジタルコヒーレント受信機の概略構成図である。
【図２】従来技術の課題を説明するための図である。
【図３】本発明が適用されるデジタルコヒーレント受信機の構成例である。
【図４】図３のデジタルコヒーレント受信機のデジタル信号処理回路の構成例である。
【図５】図４のサンプリング位相制御部で用いられるループフィルタの構成例である。
【図６】図４のサンプリング位相制御部で用いられるサンプリング位相検出部（ＰＤ）の構成例である。
【図７】図６のサンプリング位相検出部で用いられる等化フィルタの構成例である。
【図８】図６の感度モニタ位相検出器で用いられるガードナー位相検出器の構成である。
【図９】図６の感度モニタ位相検出器で用いられる感度用δシフタの構成例である。
【図１０】図６のサンプリング位相検出部で生成される感度補正された位相信号を説明するための図である。
【図１１】図１０の位相信号で制御されるサンプリング位相調整部の構成例である。
【図１２】図１１のサンプリング位相調整部の小数部補正回路の構成例である。
【図１３】図１１のサンプリング位相調整部の小数部補正回路の別の構成例である。
【図１４】感度モニタ位相検出器の前段に配置されるフィルタの効果を説明するための図である。
【図１５】感度モニタ位相検出器の前段に配置されるフィルタの効果を示す図である。
【図１６】実施例による二乗和合成の効果を示す図である。
【図１７】実施例による二乗和合成の効果を示す図である。
【図１８】実施例の効果を示すグラフである。
【図１９】その他の二乗和合成方法を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下の実施例では、デジタル信号処理回路のサンプリング位相制御部において、サンプリング信号の位相検出を行う際に、特性の異なる複数の等化フィルタを対応する位相検出器と感度モニタ用位相シフタの前段に配置し、すべての感度モニタ用位相シフタから出力される感度モニタ信号の二乗和を用いて、各位相検出値の感度を補正する。二乗和を用いて感度補正をすることによって、単純加算法や閾値を越えた検出値のダイバーシチ加算法と比較して、全体としての感度ばらつきを大幅に低減することができる。その結果、ＰＭＤや偏波変動が生じた場合にも補正変動を抑制し、安定した位相検出が可能になる。
【００１７】
図３は、本発明が適用されるデジタルコヒーレント受信機の概略構成図である。光伝送路を介して受信された信号光は、偏光ビームスプリッタ（ＰＢＳ：Polarization Beam Splitters）１１により水平偏波成分（Ｈ軸偏波成分）と垂直偏波成分（Ｖ軸偏波成分）に分離される。Ｈ軸偏波成分はハイブリッド回路（90° optical hybrid）１４に入力され、Ｖ軸偏波成分はハイブリッド回路（90° optical hybrid）１５に入力される。局発光源１２から出力された局発光は、ＰＢＳ１３により分離され、それぞれハイブリッド回路１４及びハイブリッド回路１５に入力される。
【００１８】
ハイブリッド回路１４は、Ｈ軸偏光成分を局発光で検波し、同相での干渉成分（Ｉ成分）を光電変換器２１に出力し、９０°位相差での干渉成分（Ｑ成分）を光電変換器２２に出力する。ハイブリッド回路１５は、Ｖ軸偏光成分と局発光で検波し、同相での干渉成分（Ｉ成分）を光電変換器２３に出力し、９０°位相差での干渉成分（Ｑ成分）を光電変換器２４に出力する。これにより、位相直交成分（Ｉ、Ｑ）と、偏波直交成分（Ｈ、Ｖ）とに分離されて計４チャネルの信号光となる。
【００１９】
光電変換器２１−２４は、たとえばバランス型フォトダイオードであり、入力された信号光の位相変化を電流強度変化に変換する。変換された電気信号は、デジタル変換部３０の対応するアナログ−デジタルコンバータ（ＡＤＣ）３１−３４に入力される。ＡＤＣ３１−３４の各々は、周波数可変発振器３５から出力されるクロックに同期してデジタルサンプリングを行なう。たとえば、１シンボルあたり２回のサンプリング（２倍のオーバーサンプリング）を行なう。これにより、各信号のアナログ値がデジタル値に変換され、ＣＭＯＳ等のＬＳＩで実現可能なクロック速度まで並列展開される。デジタル信号はデジタル信号処理回路４０に入力される。
【００２０】
デジタル処理回路４０は、波形歪補償部４１と、サンプリング位相制御部４２と、適応等化型波形歪補償及び復調回路４３を含む。波長分散補償部４１、サンプリング位相制御部４２、適応等化型波形歪補償及び復調回路４３は、一つのＤＳＰ（Digital Signal Processor）で実現されてもよいし、個別のＤＳＰとして構成されてもよい。
【００２１】
波形歪補償部４１は、ＡＤＣ３１−３４から出力されたデジタル信号の波形歪を等化する。サンプリングされた信号に含まれている波形歪は、光伝送路の波長分散などに起因するものである。サンプリング位相制御部４２は、波形歪が等化された各信号にデジタル位相補償を行って、適応等化型波形歪補償及び復調回路４３へ信号を供給する。これとともに、入力された信号の位相検出結果を周波数可変発信器３５へフィードバックしてクロック調整を行なう。適応等化型歪補償及び復調回路４３は、波形歪補償部４１では補償されなかった高速で変動する波形歪を補償して信号を復調する。
【００２２】
図４は、図３のデジタル信号処理回路４０の構成図であり、特に、サンプリング位相制御部４２の構成を示す図である。サンプリング位相制御部４２は、サンプリング位相調整部５１、サンプリング位相検出部５２、第１ループフィルタ５３、及び第２ループフィルタ５４を含む。
【００２３】
波形歪補償部４１で波形歪が等化された各信号は、サンプリング位相調整部５１に入力される。サンプリング位相調整部５１は、後述するように、並列入力されるデジタルデータの入力位置をシフト調整することによって、サンプリングされた信号を本来あるべき位相位置に調整する。位相調整を受けた各信号は、適応等化型補償部及び復調回路４３へ供給される。また、位相調整された信号の一部はサンプリング位相検出部５２に入力され、サンプリングされた信号の位相が検出される。サンプリング位相検出部５２の構成と動作は、図６を参照して詳述する。
【００２４】
サンプリング位相検出部５２で検出された位相信号は、第１ループフィルタ５３を介して、サンプリング位相調整部５１にフィードバックされる。サンプリング位相調整部５１は、フィードバックされた位相信号により、入力信号を本来のサンプリング位相位置での値に書き換える。第１ループフィルタ５３、サンプリング位相調整部５１、及びサンプリング位相検出部５２で内部ループを構成し、サンプリング位相をロックする。
【００２５】
サンプリング位相検出部５２の出力信号は、第２ループフィルタ５４とデジタル-アナログコンバータ（ＤＡＣ）３６を介して周波数可変発振器３５に入力され、クロック周波数の調整に用いられる。第２ループフィルタ５４、ＤＡＣ３６、周波数可変発振器３５、デジタル変換部３０、サンプリング位相検出部５２で外部ループを構成して、サンプリング周波数をロックする。
【００２６】
図５は、図４のサンプリング位相制御部４２で用いられる第１ループフィルタ５３と第２ループフィルタ５４の構成例を示す。第１ループルフィルタ５３と第２ループフィルタ５４は同じ構成を有するので、ここでは第１ループフィルタ５３を例にとって説明する。
【００２７】
第１ループフィルタ５３は、ＰＩ（Proportional Integral：比例・積分）制御パラメータを格納しており、第１係数乗算器５５、第２係数乗算器５６、加算器５７、遅延素子５８、及び加算器５９を含む。図４のサンプリング位相制御部５２から出力された位相信号は、ループフィルタ５３の第１係数乗算器５５に入力され、係数Ｂで乗算される。第１係数乗算器５５の出力は加算器５７に入力され、１クロック前の出力が加算されて積分項として出力される。加算器５７の出力は、遅延素子５８と加算器５９とに供給される。遅延素子５８は、加算器５７の出力をループフィルタ５３の動作の１クロック分遅延させ、遅延信号を加算器５７に供給する。他方、サンプリング位相制御部５２から出力された位相信号は第２係数乗算器５６に入力され、係数Ａで乗算される。第２係数乗算器５６の出力は、比例項として加算器５９に入力される。加算器５９は、積分項と比例項とを加算し、位相制御信号としてサンプリング調整部５１に出力する。第２ループフィルタ５４も同様の構成であるが、加算器５９の出力は、周波数制御信号として周波数可変発振部３５に出力される。
【００２８】
図６は、図４のサンプリング位相制御部４２のサンプリング位相検出部５２の構成例を示す。サンプリング位相検出部５２は、等化フィルタ６０−０〜６０−ｎ（適宜、「等化フィルタ６０」と総称する）、感度モニタ位相検出器７０−０〜７０−ｎ（適宜、「感度モニタ位相検出器７０」と総称する）、合成部（二乗和補正係数生成部）７５−０〜７５−ｎ（適宜、「合成部７５」と総称する）、乗算器７７−０〜７７−ｎ（適宜、「乗算器７７」と総称する）、及び加算器７９を含む。感度モニタ位相検出器７０−０〜７０−ｎはそれぞれ、位相検出器（ＰＤ）７１と、感度用δシフタ（感度モニタ信号生成部）７２を有する。
【００２９】
等化フィルタ６０−０〜６０−ｎは、互いに異なるＰＭＤ等化特性を有する。たとえばＨ軸偏波とＶ軸偏波の到達時間差（ＤＧＤ；微分群遅延差）や、偏波回転などの条件が、互いに異なるように設定されている。等化特性を異ならせることにより、偏波回転などの偏波状態の変化によって一部のＰＤ７１で検出感度が低下した場合でも、必ずいずれかのＰＤ７１から検出結果が得られるように構成されている。
【００３０】
図７は、アーム０〜アームｎに設けられる等化フィルタ６０−０〜６０−ｎの構成例を示す図である。等化フィルタ６０−０〜６０−ｎの各々に、Ｈ軸信号（Ｈi＋jＨq）とＶ軸信号（Ｖi＋jＶq）が入力される。各等化フィルタ６０は、それぞれ異なる等化特性値で、偏波モード分散を等化する。一例として、等化フィルタ６０は、リターダ（retarder）６１と、ローテータ（rotator）６２と、Ｈ，Ｖサンプル遅延回路６３を含む。リターダ６１は、入力されたＨ軸信号とＶ軸信号の偏波軸位相差を変化させる。ローテータ６２は、入力されたＨ軸信号とＶ軸信号の偏波軸を回転させる。Ｈ，Ｖサンプル遅延回路６３は、Ｈ軸信号とＶ軸信号との間のサンプル遅延差を変化させる。図中、ＸｎはＨ軸信号の１サンプル分の時間を表わし、Ｙｎは軸信号の１サンプル分の時間を表す。
【００３１】
これらのパラメータをアームごとに異なる値に設定することにより、等化フィルタ６０−０〜６０−ｎは、互いに異なる位相シフト量、異なる偏波軸回転量、異なるサンプル遅延差を有する。もちろん、３つのパラメータすべてを互いに異ならせる必要はなく、いずれか１つが異なっていれば、等化特性は他のフィルタと異なるものとなる。
【００３２】
図６に戻って、各等化フィルタ６０の出力信号は分岐され、対応する感度モニタ位相検出器７０の位相検出器（ＰＤ）７１と、感度用δシフタ７２に、それぞれ入力される。ＰＤ７１−０〜７１−ｎは、波形歪補償、位相調整、及び等化を受けた入力サンプリング信号の位相を検出し、位相検出信号ＰＤi（ＰＤ0〜ＰＤn）を出力する。感度用δシフタ７２−０〜７２−ｎは、入力サンプリング信号の±δだけずれた位置での位相検出結果を、感度モニタ信号ＫＰＤi（ＫＰＤ0〜ＫＰＤn）として出力する。
【００３３】
感度は、ＰＤ７１に入力される信号の位相を横軸にとり、ＰＤ７１から出力される信号の振幅を縦軸にとってプロットしたときの、０クロス点近傍のリニアな領域での傾きによって評価することができる。感度用δシフタ７２の位相検出出力（感度モニタ信号）ＫＰＤiは、感度劣化のない場合に最大となるが、偏波回転等により感度が劣化すると、入力位相に対する出力振幅、すなわち０クロス点近傍のリニア領域での傾きが小さくなる。
【００３４】
図８は、ＰＤ７１の一例として、ガードナー位相検出器を用いたときの構成例を示す。ガードナー位相検出器７１は、Ｉチャネル用の遅延素子８１、遅延素子８２、減算器８３、乗算器８４と、Ｑチャネル用の遅延素子８５、遅延素子８６、減算器８７、乗算器８８と、乗算器８４と８８の出力を加算する加算器８９を有する。
【００３５】
等化フィルタ６０から出力された信号のＩ成分は、遅延素子８１と減算器８３に入力される。遅延素子８１は入力された信号を１／２シンボル分遅延させて、遅延素子８２と乗算器８４に供給する。遅延素子８２は、遅延素子８１から出力された信号をさらに１／２シンボル分遅延させて、減算器８３に供給する。減算器８３は、遅延素子８２の出力信号から、ＰＤ７１に入力されたＩ成分信号を減算して、減算結果を乗算器８４に出力する。減算器８３の出力は、１シンボルずれた信号の差分である。乗算器８４は、減算器８３の出力と、遅延素子８１から出力された１／２シンボル遅延された信号を乗算して、加算器８９に供給する。
【００３６】
等化フィルタ６０から出力された信号のＱ成分は、遅延素子８５と減算器８７に入力される。遅延素子８５は入力された信号を１／２シンボル分遅延させて、遅延素子８６と乗算器８８に供給する。遅延素子８６は、遅延素子８５から出力された信号をさらに１／２シンボル分遅延させて、減算器８７に供給する。減算器８７は、遅延素子８６の出力信号から、ＰＤ７１に入力されたＱ成分信号を減算して、減算結果を乗算器８８に出力する。減算器８７の出力は、１シンボルずれた信号の差分である。乗算器８４は、減算器８７の出力と、遅延素子８５から出力された１／２シンボル遅延された信号を乗算して、加算器８９に供給する。
【００３７】
加算器８９は、乗算器８４の出力と乗算器８８の出力を加算して、位相検出信号ＰＤnとして出力する。加算器８９での処理は、１／２ダウンサンプリングされたレート、すなわちシンボルレートで行なわれる。
【００３８】
図９は、感度用δシフタ７２の構成例を示す。感度用δシフタ７２は、等化フィルタ６０から出力された入力サンプリング信号の位相を＋δシフトした信号と、−δシフトした信号との位相差分を求めることで、位相の両方向の変動に対するＰＤ７１の位相検出感度をモニタする。具体的には、感度用δシフタ７２は、＋δ位相シフタ９１、位相検出器９２、平均化部９３、−δ位相シフタ９４、位相検出器９５、平均化部９６、乗算器９７、及び加算器９８を有する。
【００３９】
＋δ位相シフタ９１は、入力サンプリング信号の位相を＋δだけシフトさせて、位相検出器９２に入力する。位相検出器９２は、モニタ対象であるＰＤ７１と同じ感度劣化特性を有する位相検出器であり、この例では、ガードナー位相検出器である。並列展開された信号が入力されている場合は、位相検出器９２の出力は平均化部９３で平均化されて、加算器９８に入力される。
【００４０】
−δ位相シフタ９４は、入力サンプリング信号の位相を−δだけシフトさせて、位相検出器９５に入力する。位相検出器９５はＰＤ７１と同様のガードナー位相検出器である。位相検出器９５の出力は平均化部９６で平均化され、−１乗算器９７でマイナス１が乗算されて加算器９８に入力される。加算器９８は、平均化部９３の出力（プラス側位相検出信号）から平均化部９６の出力（マイナス側位相検出信号）を減算し、差分を感度モニタ信号ＫＰＤiとして出力する。上述のように、±δの範囲は、ＰＤ７１がリニアに入力信号の位相を検出できる範囲である。これにより、対応するＰＤ７１の位相検出感度を精度よくモニタすることができる。
【００４１】
なお、実施例では、フィルタ出力信号の位相をプラス側とマイナス側の両側に位相シフトして位相検出を行なっているが、いずれか一方の側だけに位相をシフトさせて位相検出を行なってもよい。たとえばプラス側にだけ位相シフトする場合は、マイナス側の処理ラインと乗算器９７および加算器９８は不要となり、位相検出器９２（あるいは平均化部９３）の出力が感度モニタ信号として、すべての合成部７５−０〜７５−ｎに入力される。
【００４２】
図６に戻って、感度モニタ位相検出器７０−０の感度用δシフタ７２からの位相検出信号、すなわち感度モニタ信号ＫＰＤ0は、合成部７５−０〜７５−ｎのすべてにそれぞれ入力される。感度モニタ位相検出器７０−１の感度用δシフタ７２からの出力ＫＰＤ1は、すべての合成部７５−０〜７５−ｎに入力される。同様に、感度モニタ位相検出器７０−２〜７０−ｎの出力信号である感度モニタ信号ＫＰＤ2−ＫＰＤnのそれぞれは、すべての合成部７５−０〜７５−ｎに入力される。
【００４３】
この結果、合成部７５−０〜７５−ｎの各々は、すべての感度モニタ位相検出器７０−０〜７０−ｎからの感度モニタ信号を取得する。各合成部７５は、取得した感度モニタ信号ＫＰＤ0〜ＫＰＤnの二乗和ΣＫＰＤj2を求め、この二乗和を利用して感度補正係数を生成する。より具体的には、着目する感度モニタ信号の二乗和に対する比率に基づいて、感度補正係数を生成する。図６の例では、ＫＰＤ出力（ＫＰＤi）に、感度モニタ信号ＫＰＤjの二乗和の逆数を乗算して、位相検出器（ＰＤ）７１のための感度補正係数を生成している。この場合、合成部７５−ｉで生成される感度補正係数INTEG-KPDiは、以下のように表わされる。
【００４４】
【数１】
0005720425.tif 000002
【００４５】
合成部７５−０で生成された感度補正係数INTEG-KPD0は、乗算器７７−０に入力されて、対応するＰＤ７１から出力された位相検出信号ＰＤ0に乗算される。乗算結果は、加算器７９に供給される。
【００４６】
合成部７５−１で生成された感度補正係数INTEG-KPD1は、乗算器７７−１に入力されて、感度モニタ位相検出器７０−１のＰＤ７１から出力された位相検出信号ＰＤ1に乗算される。乗算結果は、加算器７９に供給される。
【００４７】
同様に、合成部７５−ｎで生成された感度補正係数INTEG-KPDnは、乗算器７７−ｎに入力されて、感度モニタ位相検出器７０−ｎのＰＤ７１から出力された位相検出信号ＰＤnに乗算され、乗算結果が加算器７９に供給される。
【００４８】
加算器７９は、すべての乗算結果の単純和をとり、これを位相信号として出力する。出力された位相信号は、図４を参照して説明したように、サンプリング位相調整部５１と周波数可変発振器３５に、それぞれフィードバックされる。
【００４９】
図１０は、図６の感度モニタ位相検出器７０−０〜７０−ｎ、合成部（二乗和補正係数生成部）７５−０〜７５−ｎ、乗算器７７−０〜７７−ｎ、及び加算器７９の動作を模式化した図である。この例では、４つのアーム（ｉ＝０，１，２，３）の感度モニタ信号の二乗和を用いて、各ＰＤ７１の位相検出感度を補正するための感度補正係数INTEG-KPDiが生成される。
【００５０】
感度モニタ位相検出器７０−０〜７０−３から出力された位相検出信号ＰＤ0〜ＰＤ3はそれぞれ平均化され、対応する乗算器７７−０〜７７−３に入力される。また、感度モニタ移送検出器７０−０〜７０−３から出力された感度モニタ信号ＫＰＤ0〜ＫＰＤ3の二乗和を用いて合成部７５−０〜７５−３により感度補正係数INTEG-KPD0〜INTEG-KPD3が生成され、対応する乗算器７７−０〜７７−３に入力される。これにより、各ＰＤ７１の位相検出信号ＰＤiは、感度補正係数INTEG-KPDiで補正される。
【００５１】
加算器７９は、感度補正がされたすべての位相検出信号を加算して総和をとる。加算器７９の出力PdOutが、図４及び図６のサンプリング位相検出器５２から出力される位相信号となる。出力される位相信号PdOutは、以下のように表わされる。
【００５２】
【数２】
0005720425.tif 000003
【００５３】
すべての感度モニタ値の二乗和を利用し、着目する感度モニタ信号ＫＰＤiに対する最大比で補正係数を生成し、補正されたＰＤ出力を合成することにより、従来問題となっていた補正値の変動、切り替わり時に生じるギャップを防止し、安定した位相検出信号を出力することができる。
【００５４】
図１１は、位相信号（PdOut）をループフィルタ５３を介して受け取るサンプリング位相調整部５１（図４参照）の構成例を示す。サンプリング位相調整部５１は整数・小数分離部１１１、整数部出力ポート１１２、小数部出力ポート１１３、入力バッファ１１４、セレクタ１１５、及び小数部補正部１１６を含む。入力された位相信号は、整数・小数分離部１１１によって、サンプル単位で整数値と小数値に分離される。すなわち、位相信号をサンプリング周期で割った値の整数値と、小数値に分離される。整数値は、整数部出力ポート１１２からセレクタ１１５に供給され、小数値は、小数部出力ポート１１３から小数部補正部１１６に供給される。
【００５５】
入力サンプリング信号、すなわち、各チャネルでＮ個に並列展開され、波形歪が補償されたデジタルデータは、入力バッファ１１４を介して、セレクタ１１５に入力される。セレクタ１１５は、並列展開されたデジタルデータを、位相信号から求められた整数値（サンプル数）分だけバレルシフトする。小数部補正部１１６は、時間領域または周波数領域で、１サンプル未満の位相を調整する。
【００５６】
図１２は、時間領域で位相調整する小数部補正部１１６Ａの構成例を示す。小数部補正部１１６Ａは、ＦＩＲ（有限インパルス応答）フィルタにより構成され、係数算出部１２０、遅延素子（タップ）１２１−１〜１２１−N-1、乗算器１２２−０〜１２２−N-1、加算器１２３−１〜１２３−N-1を有する。係数算出部１２０は、入力された位相信号の少数値に基づき、たとえばテーブル（不図示）を参照して乗算器１２２−０〜１２２−N-1に与える係数を決定する。入力データと各遅延素子１２１−１〜１２１−N-1の出力は、それぞれ乗算器１２２−０〜１２２−N−1により係数で乗算される。乗算結果は加算器１２３−１〜１２３−N-1で順次加算される。最終の加算器１２３−N-1の出力が、サンプリング位相調整部５１の出力となる。
【００５７】
図１３は、周波数領域で位相調整する小数部補正部１１６Ｂの構成例を示す。小数部補正部１１６Ｂは、フーリエ変化器１３１、回転量変換器１３２、乗算器１３３、逆フーリエ変換器１３４を含む。入力されたデータ信号は、フーリエ変換器１３１で高速フーリエ変換（ＦＦＴ）により周波数領域に変換され、乗算器１３３に送られる。他方、回転量変換器１３２は、位相信号の小数値に基づき、小数部位相に相当する位相シフト係数を生成し、生成した位相シフト係数を乗算器１３３に出力する。乗算器１３３は、フーリエ変換器１３１から出力された周波数領域の信号に、回転量変換器１３２から出力された位相シフト係数を乗算し、乗算結果を逆フーリエ変換器１４４に出力する。逆フーリエ変換器１３４は、乗算器１３３の出力を逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）して出力する。逆フーリエ変換された信号が、サンプリング位相調整部５１の出力信号となる。
【００５８】
このように、サンプリング位相調整部５１は、サンプリング位相検出部５２からフィードバックされた位相信号に基づいて、入力されるサンプリングデータの位相を調整する。
【００５９】
図１４及び図１５は、サンプリング位相制御部５２で複数のフィルタを用いることの効果を説明するための図である。例えば、図１４のように、３つのアーム（アーム０、アーム１、アーム２）を用いて、位相検出信号ＰＤ0、ＰＤ1、ＰＤ2と、感度モニタ信号ＫＰＤ0、ＫＰＤ1、ＫＰＤ2を生成する場合を考える。
【００６０】
アーム０のフィルタ１０１−０には等化パラメータが与えられず、後段の位相検出器７１−０から位相検出信号ＰＤ0が出力され、感度用δシフタ７２−０から感度モニタ信号ＫＰＤ0が出力される。
【００６１】
アーム１のフィルタ１０１−１では、４５°の偏波軸回転と、Ｈ軸信号（Ｘ1）に対する１サンプル遅延差が与えられる。この条件でのフィルタ出力に基づいて、ＰＤ７１−１から位相検出信号ＰＤ1が出力され、感度用δシフタ７２−１から感度モニタ信号ＫＰＤ1が出力される。
【００６２】
アーム２のフィルタ１０１−２では、Ｖ軸信号（Ｙ2）に対する１サンプル遅延差が与えられる。この条件でのフィルタ出力に基づいて、ＰＤ７１−２から位相検出信号ＰＤ2が出力され、感度用δシフタ７２−２から感度モニタ信号ＫＰＤ2が出力される。
【００６３】
図１５（Ａ）のような光伝送路を介して、デジタルコヒーレント受信器で信号が受信されたとする。この光伝送路モデルには、１サンプルＤＧＤ（Differential Group Delay：微分群遅延差）と、偏波軸回転が設定されている。ＤＧＤは、Ｈ軸偏波とＶ軸偏波の受信機への到達時間差を表わし、偏波モード分散の大きさを示すひとつの尺度となる。
【００６４】
図１５（Ｂ）は、図１５（Ａ）の光伝送路を介してデジタルコヒーレント受信機で受信された信号の位相検出の感度モニタ信号ＫＰＤ0、ＫＰＤ1，ＫＰＤ2をプロットしたグラフである。このグラフから、ＫＰＤ0では位相検出感度がほぼゼロであるが、ＫＰＤ1とＫＰＤ2によって、ＫＰＤ0の感度ゼロを補完できることがわかる。これにより、位相検出結果が途切れるという状況を回避することができる。
【００６５】
図１６および図１７は、二乗和合成による感度補正の効果を説明するための図である。光伝送路のＰＭＤモデルとして、図１６（Ａ）に示す１段のＰＭＤを挿入した場合を考える。この伝送路モデルには、１サンプル分の微分群遅延差（ＤＧＤ）と、偏波軸回転と、偏波軸位相差が設定されている。位相検出器（ＰＤ）７１の前段に配置する等化フィルタ６０（図６参照）として適当なフィルタを選択し、１／８サンプルずれの複数のＫＰＤ出力の二乗和で感度補正した合成出力（位相信号）を求めた。比較として、同じ条件で各ＫＰＤ出力の単純和で感度補正した合成出力（位相信号）と、図１（Ｂ）に示す閾値を超える位相検出結果のみを加算するダイバーシチ加算の合成出力（位相信号）とを求めた。
【００６６】
図１６（Ｂ）は、ＤＧＤが１サンプルで波長分散（ＣＤ）がない場合、図１６（Ｃ）はＤＧＤが１サンプルで波長分散（ＣＤ）が200ps/nmの場合の位相検出部出力を示すグラフである。グラフの横軸は偏波軸の回転角度（θ）であり、縦軸は位相信号の強度である。四角マークでプロットしたのが、実施例の二乗和を用いた感度補正による位相信号、ひし形マークでプロットしたのが、単純加算による感度補正による位相信号、三角マークでプロットしたのが、閾値を越える感度の位相検出結果のみを加算（しきい値つき加算）した位相信号である。
【００６７】
図１６（Ｂ）から明らかなように、波長分散がない状態で偏波軸の回転が生じても、実施例の方法では安定した位相検出出力を得ることができる。これに対して、単純加算の場合は、偏波軸の回転状態によって位相検出出力が変動する。偏波変動の影響を受けやすい位相信号を制御信号として用いても、入力サンプリング信号の位相調整や、クロック周波数を正しく制御することができない。また、閾値を超える位相検出結果のみを加算（しきい値つき加算）した場合でも、偏波の回転状態によっては、位相検出出力が急激に低下（感度劣化）することがわかる。
【００６８】
図１６（Ｃ）は、実施例の効果をいっそう明確に示している。波長分散がある状態で偏波軸の回転が生じると、単純加算法による位相検出出力はさらに大きくばらつく。閾値を超える位相検出結果のみを用いた場合（しきい値つき加算）でも、図１６（Ｂ）に比べて位相検出出力の低下が顕著になる。これに対して、実施例の二乗和加算の方法では、波長分散と偏波軸回転にもかかわらず、安定した位相検出出力を得ることができる。
【００６９】
図１７は、光伝送路のＰＭＤモデルとして、図１７（Ａ）に示すように、多段のＰＭＤを挿入した場合を考える。この伝送路モデルでは、１段あたり１．８サンプルのＤＧＤと偏波軸回転と位相差を与えたＰＭＤを、１５段直列に挿入してある。図１６と同様に、適当なフィルタを選択し、１／８サンプルずれの複数のＫＰＤ出力の二乗和で感度補正した合成出力（位相信号）を求めた。比較として、各ＫＰＤ出力の単純加算値で感度補正した合成出力（位相信号）と、図１（Ｂ）の閾値を超える位相検出結果のみを加算するダイバーシチ加算の合成出力（位相信号）とを求めた。
【００７０】
図１７（Ｂ）は、それぞれの方法で得られる位相検出出力を比較するグラフである。グラフの横軸は位相検出出力、縦軸は頻度である。実施例の二乗和加算による方法では、位相検出出力が一定の強度近傍に集中しており、位相検出出力が安定していることを示す。これに対して、単純加算の方法では、得られる位相検出出力が広範な範囲にわたってばらついており、単純加算により生成される感度補正値が不適切であることを示す。また、しきい値つき加算による位相検出出力にもばらつきが見られる。
【００７１】
以上から、実施例の二乗和感度補正により位相信号を生成する場合は、偏波変動があった場合にも補正変動が小さく、安定した位相制御を行うことができる。
【００７２】
図１８は、実施例の位相制御方法の効果を示すグラフであり、従来の課題を示す図２に対応する図である。図２と同様の条件でシミュレーションを行い、残留分散に対する位相制御量［sample］の関係を調べた。グラフから、残留分散の変動にもかかわらず、１サンプル近傍に安定した位相制御量を得ることができる。また、残留分散の変動にもかかわらず、安定したＱ値を得ることができる。
【００７３】
このように、すべての感度モニタ信号の二乗和を利用して感度補正係数を生成することにより、偏波モード分散や、突然の偏波変動が生じても、補正値の切換え時による制御ギャップを防止し、安定した位相信号を出力できる。
【００７４】
図１９は、その他の合成方法を示す模式図である。図１９（Ａ）において、各ＫＰＤ出力（感度モニタ信号）の二乗和の逆数を乗算して感度補正係数INTEG-KPDiを生成するところは、上述した実施例と同様である。この例では、各ＫＰＤ出力を当該ＫＰＤ出力の絶対値で除算してＫＰＤi／|ＫＰＤi|を求め、これに二乗和の逆数を乗算して感度補正係数としている。この場合、感度補正係数は、全ＫＰＤ出力の二乗和を用いることによって全体の感度モニタ結果を反映しつつ、補正の方向のみを特定するものである。このような感度補正係数を用いても、偏波変動によるギャップを生じさせることなく安定した位相信号を出力することができる。
【００７５】
図１９（Ｂ）では、感度補正係数INTEG-KPDiは、全ＫＰＤ出力の二乗和に対する感度モニタ信号（ＫＰＤ）の２乗値で最大比をとるとともに、ＫＰＤi／|ＫＰＤi|により補正の方向を特定する。このような感度補正値を用いて補正した全ＰＤ出力を加算（合成）することで、出力される位相信号のばらつきはさらに低減され、また、ノイズ低減効果も大きくなる。
【００７６】
上述したサンプリング位相検出部５２による制御動作は、汎用プロセッサを用いたソフトウエア制御としてもよい。また、デジタル信号処理回路４０全体を汎用プロセッサを用いたソフトウエア制御としてもよい。これらの場合は、デジタルコヒーレント受信機に組み込まれたプロセッサを動作させるプログラムがインストールされ、プログラムのコマンドにしたがって、波形歪補償、サンプリング位相調整、サンプリング位相検出、位相信号の生成（感度補正係数の生成、位相検出信号の感度補正および感度補正された位相検出信号の合成を含む）などが行なわれる。
【００７７】
以上の説明に対し、以下の付記を提示する。
（付記１）
光伝送路から受信された信号をサンプリングしてデジタル信号を生成するデジタル変換部と、
前記デジタル信号の位相を検出する位相検出部と、
前記検出された位相に基づいて、前記デジタル信号のサンプリング位相を調整する位相調整部と、
前記位相調整された前記デジタル信号を復調する復調部と
を備え、
前記位相検出部は、
異なる等化特性で前記デジタル信号を等化する複数のフィルタと、
前記複数のフィルタの各々に接続され、対応するフィルタから出力される信号の位相を表わす位相検出信号と、位相検出感度を表す感度モニタ信号とを出力する複数の感度モニタ位相検出器と、
前記感度モニタ信号の二乗和を用いて、対応する前記位相検出信号を補正するための感度補正係数を生成する複数の感度補正係数生成部と、
前記感度補正係数により補正された前記各位相検出信号を合成して位相信号を出力する加算器と、
を含むことを特徴とするデジタルコヒーレント受信機。
（付記２）
前記補正係数生成部は、前記複数の感度モニタ位相検出器から出力されるすべての前記感度モニタ信号を用いて前記二乗和を計算し、着目する感度モニタ信号に前記二乗和の逆数を乗算して前記感度補正係数を生成することを特徴とする付記１に記載のデジタルコヒーレント受信機。
（付記３）
前記補正係数生成部は、前記着目する感度モニタ信号を前記感度モニタ信号の絶対値で除算した値に、前記二乗和の逆数を乗算して前記感度補正係数を生成することを特徴とする付記２に記載のデジタルコヒーレント受信機。
（付記４）
前記補正係数生成部は、前記着目する感度モニタ信号の２乗値に前記感度モニタ信号の符号を乗算した値に、前記二乗和の逆数を乗算して前記感度補正係数を生成することを特徴とする付記２に記載のデジタルコヒーレント受信機。
（付記５）
前記感度モニタ位相検出器は、
前記フィルタから出力された信号の位相を検出して前記位相検出信号を出力する第１位相検出器と、
前記フィルタから出力された信号の位相を所定の位相だけ第１の方向にシフトする位相シフタと、
前記位相シフトされた信号の位相を検出する第２位相検出器と、
を含み、前記第２位相検出器の出力が前記感度モニタ信号としてすべての前記感度補正係数生成部に入力されることを特徴とする付記１に記載のデジタルコヒーレント受信機。
（付記６）
前記感度モニタ位相検出部は、
前記フィルタから出力された信号の位相を前記第１の方向と逆の第２の方向に前記所定の位相だけシフトする第２の位相シフタと、
前記第２の方向に位相シフトされた信号の位相を検出する第３位相検出器と、
を含み、前記第１の方向に位相シフトされた信号の位相と、前記第２の方向に位相シフトされた信号の位相との差分が、前記感度モニタ信号としてすべての前記感度補正係数生成部に入力されることを特徴とする付記５に記載のデジタルコヒーレント受信機。
（付記７）
前記位相検出部は、前記位相調整部の出力に接続され、
前記位相信号は、前記位相調整部にフィードバックされることを特徴とする付記１に記載のデジタルコヒーレント受信機。
（付記８）
前記デジタル変換部に供給されるクロックを生成する周波数可変発振器、
をさらに備え、
前記位相信号は、前記周波数可変発信機に入力されることを特徴とする付記１に記載のデジタルコヒーレント受信機。
（付記９）
光伝送路から受信された信号をサンプリングしてデジタル信号を生成し、
前記デジタル信号を、異なる等化特性を有する複数のフィルタに入力し、
前記複数のフィルタの各々から出力される信号の位相を検出して位相検出信号を生成するとともに、位相検出感度を表す感度モニタ信号を生成し、
前記感度モニタ信号の二乗和を用いて前記位相検出感度を補正するための感度補正係数を生成し、
前記感度補正係数により感度補正された前記各位相検出信号を合成して位相信号を出力し、
前記位相信号を用いて、前記デジタル信号のサンプリング位相を調整する
ことを特徴とする位相制御方法。
（付記１０）
前記感度補正係数の生成は、前記生成されたすべての感度モニタ信号を用いて前記二乗和を計算し、着目する感度モニタ信号に前記二乗和の逆数を乗算して前記感度補正係数を生成することを特徴とする付記９に記載の位相制御方法。
（付記１１）
前記感度補正係数の生成は、前記着目する感度モニタ信号を前記感度モニタ信号の絶対値で除算した値に、前記二乗和の逆数を乗算して前記感度補正係数を生成することを特徴とする付記１０に記載の位相制御方法。
（付記１２）
前記感度補正係数の生成は、前記着目する感度モニタ信号の２乗値に前記感度モニタ信号の符号を乗算した値に、前記二乗和の逆数を乗算して前記感度補正係数を生成することを特徴とする付記１０に記載の位相制御方法。
（付記１３）
前記感度モニタ信号の生成は、
前記各フィルタから出力された信号の位相を所定の位相だけ第１の方向にシフトさせ、前記位相シフトされた信号の位相を検出して前記感度モニタ信号として出力することを特徴とする付記９に記載の位相制御方法。
（付記１４）
前記感度モニタ信号の生成は、
前記フィルタから出力された信号の位相を前記第１の方向と逆の第２の方向に前記所定の位相だけシフトさせ、
前記第２の方向に位相シフトされた信号の位相を検出し、
前記第１の方向に位相シフトされた信号の位相と、前記第２の方向に位相シフトされた信号の位相との差分を前記感度モニタ信号として出力することを特徴とする付記１３に記載の位相制御方法。
（付記１５）
前記デジタル信号の前記複数のフィルタへの入力に先立って前記サンプリング位相調整が行われ、
前記位相信号は前記サンプリング位相調整のためにフィードバックされることを特徴とする付記９に記載の位相制御方法。
（付記１６）
前記デジタル信号を生成するためのクロックを生成する工程、
をさらに含み、
前記位相信号は、前記クロック生成の制御のために用いられることを特徴とする付記９に記載の位相制御方法。
【産業上の利用可能性】
【００７８】
光信号の受信に利用可能である。
【符号の説明】
【００７９】
１０  デジタルコヒーレント受信機
２１  光電変換器
３０  デジタル変換部
３５  周波数可変発振器
４０  デジタル信号処理回路
４１  波形歪補償部
４２  サンプリング位相制御部
４３  適応等化型波形歪補償及び復調回路
５１  サンプリング位相調整部
５２  サンプリング位相検出部
５３、５４  ループフィルタ
６０−０〜６０−ｎ  等化フィルタ
６１  リターダ
６２  ローテータ
６３  Ｈ，Ｖサンプル遅延回路
７０−０〜７０−ｎ  感度モニタ位相検出器
７１  位相検出器（ＰＤ）
７２  感度用δシフタ（感度モニタ信号生成部）
７５−０〜７５−ｎ  合成器（二乗和補正係数生成部）
７９  加算器
【図１】
0005720425.tif 000004
【図２】
0005720425.tif 000005
【図３】
0005720425.tif 000006
【図４】
0005720425.tif 000007
【図５】
0005720425.tif 000008
【図６】
0005720425.tif 000009
【図７】
0005720425.tif 000010
【図８】
0005720425.tif 000011
【図９】
0005720425.tif 000012
【図１０】
0005720425.tif 000013
【図１１】
0005720425.tif 000014
【図１２】
0005720425.tif 000015
【図１３】
0005720425.tif 000016
【図１４】
0005720425.tif 000017
【図１５】
0005720425.tif 000018
【図１６】
0005720425.tif 000019
【図１７】
0005720425.tif 000020
【図１８】
0005720425.tif 000021
【図１９】
0005720425.tif 000022