(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源と、
交流電圧を直流電圧に変換して出力するコンバータ回路と、
前記交流電源と前記コンバータ回路との間に設置された交流電流を検出する交流電流検出回路と、
前記コンバータ回路の出力直流電圧を検出する直流電圧検出回路と、
前記直流電圧を可変周波数の交流電圧に変換し、同期モータに出力するインバータ回路と、
前記コンバータ回路と前記インバータ回路との間に設けられる直流電流検出回路と、
前記インバータ回路を制御する制御部とを備え、
前記制御部は、
記憶部と、
前記交流電流から導出される皮相電力および前記出力直流電圧から導出される有効電力に基づき電源力率を推定する電源力率推定部と、
前記直流電圧を可変周波数の交流電圧に変換するためのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部とを含み、
前記コンバータ回路は、
前記交流電源から整流電圧を生成する整流回路と、
前記直流電圧を平滑化する平滑化回路とを含む、同期モータ駆動装置。
【請求項２】
前記電源力率推定部は、
前記直流電流検出回路からの出力直流電流および前記出力直流電圧の各々の瞬時値により導出された瞬時電力に基づき、前記同期モータの第１の有効電力を算出する有効電力計算部と、
前記第１の有効電力に比例する第２の電力を算出するための比例定数が格納される比例定数格納部と、
前記第１の有効電力および前記第２の電力とに基づき、第３の有効電力を算出する総合有効電力計算部と、
前記交流電流と予め記憶されている定格交流電圧とにより前記皮相電力を算出する皮相電力計算部と、
前記第３の有効電力と前記皮相電力とに基づき、電源力率を算出する電源力率計算部を有する、請求項１に記載の同期モータ駆動装置。
【請求項３】
前記電源力率推定部は、
前記直流電流検出回路からの出力直流電流および前記出力直流電圧の各々の瞬時値により導出された瞬時電力に基づき、前記同期モータの第１の有効電力を算出する有効電力計算部と、
前記第１の有効電力に比例する第２の電力を算出するための比例定数が格納される比例定数格納部と、
前記第１の有効電力および前記第２の電力とに基づき、第３の有効電力を算出する総合有効電力計算部と、
前記出力直流電圧の瞬時値と、前記出力直流電圧に重畳されたリプル周期と、前記第１の有効電力とに基づき、交流電圧実効値を算出する電圧実効値計算部と、
前記電圧実効値計算部の出力と前記交流電流とにより、前記皮相電力を算出する皮相電力計算部と、
前記第３の有効電力と前記皮相電力とに基づき、電源力率を算出する電源力率計算部を有する、請求項１に記載の同期モータ駆動装置。
【請求項４】
前記同期モータ駆動装置は、
前記交流電源の交流電圧が所定電圧値に達したときに、前記交流電源の交流電圧の位相を検出し、検出された位相に応じたパルス幅を有するパルス信号を出力する電圧位相検出回路をさらに備え、
前記コンバータ回路は、
前記交流電流検出回路に直列接続されるリアクトルと、
前記リアクトルを介して前記交流電源の交流電圧を短絡させる短絡回路とを含み、
前記制御部は、前記パルス信号に基づいて、前記短絡回路の動作を制御する、請求項２に記載の同期モータ駆動装置。
【請求項５】
前記記憶部は、前記パルス信号と前記交流電圧との関係データを予め格納し、
前記制御部は、前記関係データを読出し、前記関係データと、前記電圧位相検出回路から検出された出力とを比較することにより、前記交流電源の交流電圧を算出し、電源力率を算出する、請求項４に記載の同期モータ駆動装置。
【請求項６】
交流電源と、
交流電圧を直流電圧に変換して出力するコンバータ回路と、
前記交流電源と前記コンバータ回路との間に設置された交流電流を検出する交流電流検出回路と、
前記コンバータ回路の出力直流電圧を検出する直流電圧検出回路と、
各々が前記直流電圧を可変周波数の交流電圧に変換し、複数の同期モータにそれぞれ出力する複数のインバータ回路と、
前記コンバータ回路と前記複数のインバータ回路との間に設けられる複数の直流電流検出回路と、
前記複数のインバータ回路を制御する制御部とを備え、
前記制御部は、
記憶部と、
前記交流電流から導出される皮相電力および前記出力直流電圧から導出される有効電力に基づき、前記複数の同期モータの電源力率をそれぞれ推定する複数の電源力率推定部と、
前記複数の同期モータの前記直流電圧を可変周波数の交流電圧に変換するためのＰＷＭ信号をそれぞれ生成する複数のＰＷＭ信号生成部とを含み、
前記コンバータ回路は、
前記交流電源から整流電圧を生成する整流回路と、
前記直流電圧を平滑化する平滑化回路とを含み、
前記複数の電源力率推定部の各々は、
前記直流電流検出回路からの出力直流電流および前記出力直流電圧の各々の瞬時値により導出された瞬時電力に基づき前記同期モータの第１の有効電力を算出する有効電力計算部と、
前記第１の有効電力に比例する第２の電力を算出するための比例定数が格納される比例定数格納部と、
前記第１の有効電力および前記第２の電力とに基づき、第３の有効電力を算出する総合有効電力計算部と、
前記交流電流と予め記憶されている定格交流電圧と前記交流電流とにより前記皮相電力を算出する皮相電力計算部と、
前記第３の有効電力と前記皮相電力とに基づき、電源力率を算出する電源力率計算部を有する、同期モータ駆動装置。
【請求項７】
前記記憶部は、基準電源力率とおよび基準交流電流実効値を予め格納し、
前記制御部は、
前記記憶部から前記基準電源力率および前記基準交流電流実効値を読出し、
前記電源力率計算部からの出力が前記基準電源力率より小さい場合であって、かつ、前記交流電流検出回路からの出力が前記基準交流電流実効値よりも大きい場合には、
前記同期モータへ印加する電圧を小さくし、前記交流電流検出回路からの出力が所定電流値よりも大きくしないように、ピークコントロール制御に使用する電流値を変更する、請求項２〜６のいずれか１項に記載の同期モータ駆動装置。
【請求項８】
前記記憶部は、前記同期モータ駆動装置の使用される部品が受けることが可能な部品保護電流値とピークコントロール制御のためのピークコントロール電流閾値ををさらに格納し、
前記基準電源力率は、定格電圧印加時の電源力率と力率誤差との差で設定され、
前記基準交流電流実効値は、定格電圧の印加時に前記ピークコントロール電流閾値と誤差電流との差で設定され、
前記制御部は、
前記電源力率計算部からの出力が前記基準電源力率より小さい場合で、前記交流電流検出回路からの出力が前記基準交流電流実効値よりも大きいときには、ピークコントロール制御に使用する電流値の閾値を前記ピークコントロール電流閾値から前記部品保護電流値に切替える、請求項７に記載の同期モータ駆動装置。
【請求項９】
前記制御部は、
前記ピークコントロール電流閾値が前記部品保護電流値に設定されている場合であって、前記電源力率計算部からの出力が前記基準電源力率より大きいときには、ピークコントロール制御に使用する電流値の閾値を前記部品保護電流値から前記ピークコントロール電流閾値に切替える、請求項８に記載の同期モータ駆動装置。
【請求項１０】
前記制御部は、
前記ピークコントロール電流閾値が前記部品保護電流値に設定されている場合であって、前記交流電流検出回路からの出力が前記基準交流電流実効値よりも小さいときには、ピークコントロール制御に使用する電流値の閾値を前記部品保護電流値から前記ピークコントロール電流閾値に切替える、請求項８に記載の同期モータ駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は同期モータ駆動装置に関し、特にインバータ回路で生成した３相交流電力を同期モータへ供給する、同期モータ駆動装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
同期モータ駆動装置は商用交流電源から供給される入力交流電力（以下、交流電圧および交流電流の意味も含む。）をコンバータ回路で直流電力（以下、直流電圧および直流電流の意味も含む。）に変換し、その直流電力インバータ回路で交流電力（交流電流）に変換して、同期モータを駆動する。
【０００３】
直流電力インバータ回路はコンバータ回路が出力する直流電圧をＩＰＭ（Ｉｎｔｅｌｌｉｇｅｎｔ  Ｐｏｗｅｒ  Ｍｏｄｕｌｅ）等でチョッピングすることにより、周波数可変の交流電流を生成する。冷凍・空調装置は、商法交流電源から供給される入力交流電流が、ブレーカを作動させる電流を超えないように、交流回路部にヒューズを備えている。
【０００４】
しかしながら、冷凍・空調装置の連続性および快適性を維持するため、入力交流電流が所定の値以上になると、圧縮機モータへの印加電圧を下げて圧縮機回転数を低下させて交流電流値が閾値以上にならないような制御を行っている。
【０００５】
また、この入力交流電流を抑制する制御（以下、ピークコントロール制御と称する。）はヒューズ溶断を防いで冷凍・空調装置の連続性を維持するためのものである。しかし一方、冷凍能力が低く通常使用ではヒューズ断までの大電流が流さなくとも機能を達成するだけの出力を得られるような製品では、コストダウンのため低い電流に合わせた電装部品を採用することがある。この場合、その部品を保護するために部品の規格電流内にピークコントロール制御閾値を設定し、ピークコントロール制御を行う。
【０００６】
また、入力力率を検出する技術として、下記のようなものがある。特開２００１−３０９６６０号公報（特許文献１）に開示されている技術は、アナログ／デジタル変換回路を用いず、簡単な回路構成でＰＷＭサイクロコンバータの入力力率検出装置を提供することを目的としている。
【０００７】
特開２００１−３０９６６０号公報（特許文献１）に開示されている入力力率検出装置は、電流検出用ＣＴ、電圧検出用トランスでそれぞれ検出された入力電流信号、入力電圧信号はそれぞれコンパレータで零電圧と比較され、入力電流方向信号と入力電圧極性信号が出力される。入力電流方向信号と入力電圧極性信号はＸＯＲ回路に入力され、クロック発振器の出力クロックとＸＯＲ回路の出力がＡＮＤ回路に入力され、両信号の位相差信号が出力される。メインコントローラは位相差信号と、予めわかっている入力電圧信号の入力電流信号に対する進み／遅れからＰＷＭサイクロコンバータの入力力率を検出する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００１−３０９６６０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、機能を達成するだけの出力が得られるような電流値でピークコントロール制御閾値を設定している製品は、少なくとも商用電源が定格電圧の時の出力で考慮されて設計されているため、商用電源が低下した場合は力率が低くなる。このため、出力側で使用できる電力が低下してしまい、冷凍・空調装置の圧縮機などが十分に能力を出力できない場合がある。
【００１０】
また、特開２００１−３０９６６０号公報（特許文献１）に開示されている技術には、コンバータ回路に入力される変換前の交流電力と変換後の交流電力を用いて力率を算出することは、詳しく検討されていない。
【００１１】
本発明の目的は、同期モータ駆動装置の電源力率を算出・推定が容易な同期モータ駆動装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
この発明のある局面に従う同期モータ駆動装置は、交流電源と、交流電圧を直流電圧に変換して出力するコンバータ回路と、交流電源とコンバータ回路との間に設置された交流電流を検出する交流電流検出回路と、コンバータ回路の出力直流電圧を検出する直流電圧検出回路と、直流電圧を可変周波数の交流電圧に変換し、同期モータに出力するインバータ回路と、コンバータ回路とインバータ回路との間に設けられる直流電流検出回路とインバータ回路を制御する制御部とを備え、制御部は、記憶部と、交流電流から導出される皮相電力および出力直流電圧から導出される有効電力に基づき電源力率を推定する電源力率推定部と、直流電圧を可変周波数の交流電圧に変換するためのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部とを含み、コンバータ回路は、交流電源から整流電圧を生成する整流回路と、直流電圧を平滑化する平滑化回路とを含む。
【００１３】
好ましくは、電源力率推定部は、直流電流検出回路からの出力直流電流および出力直流電圧の各々の瞬時値により導出された瞬時電力に基づき、同期モータの第１の有効電力を算出する有効電力計算部と、第１の有効電力に比例する第２の電力を算出するための比例定数が格納される比例定数格納部と、第１の有効電力および第２の電力とに基づき、第３の有効電力を算出する総合有効電力計算部と、交流電流と予め記憶されている定格交流電圧とにより皮相電力を算出する皮相電力計算部と、第３の有効電力と皮相電力とに基づき、電源力率を算出する電源力率計算部を有する。
【００１４】
好ましくは、電源力率推定部は、直流電流検出回路からの出力直流電流および出力直流電圧の各々の瞬時値により導出された瞬時電力に基づき、同期モータの第１の有効電力を算出する有効電力計算部と、第１の有効電力に比例する第２の電力を算出するための比例定数が格納される比例定数格納部と、第１の有効電力および第２の電力とに基づき、第３の有効電力を算出する総合有効電力計算部と、出力直流電圧の瞬時値と、出力直流電圧に重畳されたリプル周期と、第１の有効電力とに基づき、交流電圧実効値を算出する電圧実効値計算部と、電圧実効値計算部の出力と交流電流とにより、皮相電力を算出する皮相電力計算部と、第３の有効電力と皮相電力とに基づき、電源力率を算出する電源力率計算部を有する。
【００１５】
また、好ましくは、同期モータ駆動装置は、交流電源の交流電圧が所定電圧値に達したときに、交流電源の交流電圧の位相を検出し、検出された位相に応じたパルス幅を有するパルス信号を出力する電圧位相検出回路をさらに備え、コンバータ回路は、交流電流検出回路に直列接続されるリアクトルと、リアクトルを介して交流電源の交流電圧を短絡させる短絡回路とを含み、制御部は、パルス信号に基づいて、短絡回路の動作を制御する。
【００１６】
記憶部は、パルス信号と交流電圧との関係データを予め格納し、制御部は、関係データを読出し、関係データと、電圧位相検出回路から検出された出力とを比較することにより、交流電源の交流電圧を算出し、電源力率を算出する。
【００１７】
この発明の別の局面に従う同期モータ駆動装置は、交流電源と、交流電圧を直流電圧に変換して出力するコンバータ回路と、交流電源とコンバータ回路との間に設置された交流電流を検出する交流電流検出回路と、コンバータ回路の出力直流電圧を検出する直流電圧検出回路と、各々が直流電圧を可変周波数の交流電圧に変換し、複数の同期モータにそれぞれ出力する複数のインバータ回路と、コンバータ回路と複数のインバータ回路との間に設けられる複数の直流電流検出回路と複数のインバータ回路を制御する制御部とを備え、制御部は、記憶部と、交流電流から導出される皮相電力および出力直流電圧から導出される有効電力に基づき、複数の同期モータの電源力率をそれぞれ推定する複数の電源力率推定部と、複数の同期モータの直流電圧を可変周波数の交流電圧に変換するためのＰＷＭ信号をそれぞれ生成する複数のＰＷＭ信号生成部とを含み、コンバータ回路は、交流電源から整流電圧を生成する整流回路と、直流電圧を平滑化する平滑化回路とを含み、複数の電源力率推定部の各々は、直流電流検出回路からの出力直流電流および出力直流電圧の各々の瞬時値により導出された瞬時電力に基づき同期モータの第１の有効電力を算出する有効電力計算部と、第１の有効電力に比例する第２の電力を算出するための比例定数が格納される比例定数格納部と、第１の有効電力および第２の電力とに基づき、第３の有効電力を算出する総合有効電力計算部と、交流電流と予め記憶されている定格交流電圧と交流電流とにより皮相電力を算出する皮相電力計算部と、第３の有効電力と皮相電力とに基づき、電源力率を算出する電源力率計算部を有する。
【００１８】
さらに好ましくは、記憶部は、基準電源力率とおよび基準交流電流実効値を予め格納し、制御部は、記憶部から基準電源力率および基準交流電流実効値を読出し、電源力率計算部からの出力が基準電源力率より小さい場合であって、かつ、交流電流検出回路からの出力が基準交流電流実効値よりも大きい場合には、同期モータへ印加する電圧を小さくし、交流電流検出回路からの出力が所定電流値よりも大きくしないように、ピークコントロール制御に使用する電流値を変更する。
【００１９】
好ましくは、記憶部は、同期モータ駆動装置の使用される部品が受けることが可能な部品保護電流値とピークコントロール制御のためのピークコントロール電流閾値ををさらに格納し、基準電源力率は、定格電圧印加時の電源力率と力率誤差との差で設定され、基準交流電流実効値は、定格電圧の印加時にピークコントロール電流閾値と誤差電流との差で設定され、制御部は、電源力率計算部からの出力が基準電源力率より小さい場合で、交流電流検出回路からの出力が基準交流電流実効値よりも大きいときには、ピークコントロール制御に使用する電流値の閾値をピークコントロール電流閾値から部品保護電流値に切替える。
【００２０】
さらに好ましくは、制御部は、ピークコントロール電流閾値が部品保護電流値に設定されている場合であって、電源力率計算部からの出力が基準電源力率より大きいときには、ピークコントロール制御に使用する電流値の閾値を部品保護電流値からピークコントロール電流閾値に切替える。
【００２１】
さらに好ましくは、制御部は、ピークコントロール電流閾値が部品保護電流値に設定されている場合であって、交流電流検出回路からの出力が基準交流電流実効値よりも小さいときには、ピークコントロール制御に使用する電流値の閾値を部品保護電流値からピークコントロール電流閾値に切替える。
【発明の効果】
【００２２】
本発明によれば、冷凍・空調装置の力率を算出することができる。さらに力率を算出することができるため、商用電源電圧が低下した場合でも能力が低下することなく、機能を満足するための出力が得られ、快適性の高い冷凍・空調装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】本発明の実施の形態１に係る同期モータ駆動装置ＭＤ１の構成および動作を説明する。
【図２】コンバータ回路２の具体例を示す図である。
【図３】本発明の実施の形態１に係るマイクロコンピュータＡ１の構成および動作を説明する。
【図４】本発明の実施の形態に係る同期モータ駆動装置ＭＤ１において、インバータ回路３が出力する３相交流電流の波形を示す模式図である。
【図５】実施の形態１の変形例の同期モータ駆動装置ＭＤ２を示す図である。
【図６】本発明の実施の形態２に係る同期モータ駆動装置ＭＤ１１の構成および動作を説明する。
【図７】マイクロコンピュータＡ１１の構成および動作を説明する。
【図８】本発明の実施の形態３に係る同期モータ駆動装置ＭＤ１Ａの構成および動作を説明するための図である。
【図９】有効電力と効果直流電圧との関係を示す図である。
【図１０】マイクロコンピュータＡ２１の構成および動作を説明する。
【図１１】実施の形態４に係る同期モータ駆動装置ＭＤＡ（商用交流電源１００Ｖ）の構成を示す回路図である。
【図１２】実施の形態４の変形例に係る同期モータ駆動装置ＭＤＢ（商用交流電源２００Ｖ）の構成を示す回路図である。
【図１３】商用交流電源１とゼロクロス検出回路の出力との関係を説明するための図である。
【図１４】有効電力と電源力率との関係を示す一例である。
【図１５】圧縮機回転数と電源力率との対応関係を示す図である。
【図１６】実施の形態６の動作を説明するためのフローチャートである。
【図１７】実施の形態７の動作を説明するためのフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
以下、本発明について図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一又は相当部分には同一の符号を付してその説明は繰り返さない。
【００２５】
［実施の形態１］
図１は、本発明の実施の形態１に係る同期モータ駆動装置ＭＤ１の構成および動作を説明する。
【００２６】
図１を参照して、同期モータ駆動装置ＭＤ１は、コンバータ回路２、インバータ回路３、電流検出抵抗（シャント抵抗）Ｒ１、抵抗Ｒｄｃ１、抵抗Ｒｄｃ２、直流電流検出回路５、およびマイクロコンピュータＡ１より構成される。マイクロコンピュータＡ１は、図示しないがインバータ回路３のチョッピング動作を制御するＩＰＭを含む。
【００２７】
コンバータ回路２は、電圧実効値Ｖａｃおよび電流実効値Ｉａｃを有する商用交流電源１から供給される交流電力を直流電圧Ｖｄｃに変換し、正極直流ラインＰＬ１と負極直流ラインＰＬ２間に出力する。
【００２８】
図２は、コンバータ回路２の具体例を示す図である。図２（ａ）は、電圧実効値Ｖａｃが、例えば、２００Ｖの交流電圧から直流電圧Ｖｄｃを出力するコンバータ回路である。交流電圧はダイオードブリッジＤＢおよびコンデンサＣにより整流・平滑化され、直流電圧Ｖｄｃとして出力される。
【００２９】
図２（ｂ）は、電圧実効値Ｖａｃが、例えば、１００Ｖの交流電圧から図２（ａ）と同等の直流電圧Ｖｄｃを出力するコンバータ回路である。交流電圧は、ダイオードブリッジＤＢ、コンデンサＣ１およびコンデンサＣ２で構成される倍電圧回路により昇圧された直流電圧Ｖｄｃに変換される。同期モータ駆動装置ＭＤ１に供給される電圧実効値Ｖａｃの値に応じて、必要な構成を有するコンバータ回路が選択される。
【００３０】
再び、図１を参照して、インバータ回路３は、正極直流ラインＰＬ１と負極直流ラインＰＬ２間に接続される３相（Ｕ相／Ｖ相／Ｗ相）のインバータ（Ｑｕ／Ｑｘ，Ｑｖ／Ｑｙ，Ｑｗ／Ｑｚ）を有する。３相の各インバータは、直流電圧Ｖｄｃを３相の交流電流（Ｕ相／Ｖ相／Ｗ相）に変換して、同期モータＭ４に供給する。
【００３１】
コンバータ回路２の出力側とインバータ回路３の入力側とは、正極直流ラインＰＬ１および負極直流ラインＰＬ２で接続され、両回路間の負極直流ラインＰＬ２上には、電流検出抵抗Ｒ１が設けられている。
【００３２】
直流電流検出回路５は、電流検出抵抗Ｒ１の両端に発生する電圧に基づき、インバータ回路３を流れる直流電流Ｉｄｃを検出し、増幅して直流電流モニタ信号Ｉｄｃ＿ｓｉｇとしてマイクロコンピュータＡ１に出力する。
【００３３】
抵抗Ｒｄｃ１および抵抗Ｒｄｃ２は、正極直流ラインＰＬ１と負極直流ラインＰＬ２との間に直列接続され、直流電圧モニタ回路を形成する。抵抗Ｒｄｃ１および抵抗Ｒｄｃ２の接続点から、直流電圧Ｖｄｃを両抵抗で分圧した直流電圧モニタ信号Ｖｄｃ＿ｓｉｇ１がマイクロコンピュータＡ１へ出力される。
【００３４】
交流電流検出回路１６は、いわゆる電流センサであり、商用交流電源１の有する電流実効値Ｉａｃを検出し、交流電流モニタ信号Ｉａｃ＿ｓｉｇとしてマイクロコンピュータＡ１に出力する。
【００３５】
交流電流検出回路１６は、主にカレントトランスと呼ばれるセンサが一般的用いられている。カレントトランスは交流電流を内部回路（たとえば、マイクロコンピュータなど）に入力可能な電圧に変換する装置で、交流波形のままマイクロコンピュータに入力したり、直流に平滑してマイクロコンピュータに入力させたりすることでＡＣ電流を検出することが可能な部品である。
【００３６】
なお、マイクロコンピュータでは入力された交流電流情報が交流波形の場合、サンプリング周期毎に電流相当電圧値を検出して電源周期毎に平均化して交流電流実効値を算出する。一方、直流波形で入力される場合は、直流電圧値と交流電流の実効値との関係をマイクロコンピュータに予め記憶させておき、交流電流実効値を得る。直流波形で入力される場合は交流波形で出力された電流相当電圧を全波整流もしくは半波整流を行い、それらを平滑コンデンサにより直流化させてマイコンに入力することが多い。このようにして、交流電流の実効値を検出することが可能である。
【００３７】
（構成）
図３は、本発明の実施の形態１に係るマイクロコンピュータＡ１の構成および動作を説明する。
【００３８】
図３を参照して、マイクロコンピュータＡ１は、ＰＷＭ信号生成部７と、電源力率推定部６とを含む。ＰＷＭ信号生成部７は、ＰＷＭ信号を生成してインバータ回路３へ出力する。電源力率推定部６は、直流電流検出回路５から出力される直流電流モニタ信号Ｉｄｃ＿ｓｉｇ、ＰＷＭ信号生成部７から出力されるＰＷＭ信号、直流電圧モニタ信号Ｖｄｃ＿ｓｉｇ１および交流電流モニタ信号Ｉａｃ＿ｓｉｇに基づき、有効電力Ｐを算出し、さらに、この有効電力Ｐを用いて熱損失などでその有効電力に比例して消費その他電力を加算して得られる総合有効電力を算出し、この総合有効電力を用いて電源力率を算出する。
【００３９】
電源力率推定部６は、瞬時電流分配部６１、瞬時電力計算部６２、有効電力計算部６３、総合有効電力計算部６４および電源力率計算部６５を有する。さらに、電源力率推定部６は、同期モータ駆動装置ＭＤ１が駆動する同期モータＭ４の極数を格納する同期モータ極数格納部６１２、インバータ回路３の直流電流Ｉｄｃの検出周期を格納する検出周期格納部６１３、直流電流Ｉｄｃを検出するモータの電気角度のピッチを設定する検出電気角度設定部６１１、および直流電流Ｉｄｃを検出した時刻におけるコンバータ回路２が出力する直流電圧Ｖｄｃの電圧値を検出する瞬時直流電圧検出部６２１を有する。さらに、電源力率推定部６は、比例定数格納部６４２、皮相電力計算部６５１および定格交流電圧格納部６５２を有する。
【００４０】
（瞬時電流Ｉｕ（ｔ）／Ｉｖ（ｔ）／Ｉｗ（ｔ）の検出）
瞬時電流分配部６１は、所定の時刻ｔで検出した直流電流モニタ信号Ｉｄｃ＿ｓｉｇに基づき、時刻ｔにおいてインバータ回路３に流れる直流電流Ｉｄｃを、３相（Ｕ相／Ｖ相／Ｗ相）の各インバータに流れる瞬時電流Ｉｕ（ｔ）、Ｉｖ（ｔ）、およびＩｗ（ｔ）に分配する。インバータ回路３の直流電流Ｉｄｃは、３相の各インバータから負極直流ラインＰＬ２に流れる電流の合計である。その３相の各インバータに流れる電流は、マイクロコンピュータＡ１に含まれるＰＷＭ信号生成部７が出力するＰＷＭ信号で制御される。
【００４１】
瞬時電流分配部６１は、３相の各インバータのスイッチング直前と直後のタイミングで、直流電流モニタ信号Ｉｄｃ＿ｓｉｇの変化分を求める。その変化分をＰＷＭ信号のスイッチング情報に基づき３相の各インバータに分配することで、インバータ回路３を流れる直流電流Ｉｄｃを、３相の各インバータに分配する。
【００４２】
瞬時直流電圧検出部６２１は、入力された直流電圧モニタ信号Ｖｄｃ＿ｓｉｇ１に基づき、設定された時刻におけるコンバータ回路２が出力する直流電圧Ｖｄｃの値を検出し、瞬時電力計算部６２へ出力する。
【００４３】
（瞬時電力ｐ（ｔ）の計算）
瞬時電力計算部６２は、３相の瞬時電流Ｉｕ（ｔ）、Ｉｖ（ｔ）、およびＩｗ（ｔ）に基づき、所定の時刻ｔにおける瞬時電力ｐ（ｔ）を計算する。瞬時直流電圧検出部６２１は、コンバータ回路２が出力する時刻ｔにおける直流電圧Ｖｄｃの電圧値Ｖｄｃを検出して出力する。瞬時電力ｐ（ｔ）は、瞬時電流Ｉｕ（ｔ）、Ｉｖ（ｔ）、およびＩｗ（ｔ）と瞬時直流電圧検出部６２１から出力される直流電圧Ｖｄｃに基づき、以下の式で計算される。なお、以降の式で、記号”＊”は乗算記号を、記号”／”は除算記号を、各々意味する。
【００４４】
ｐ（ｔ）＝ｐｕ（ｔ）＋ｐｖ（ｔ）＋ｐｗ（ｔ）
ここで、ｐｕ（ｔ）、ｐｖ（ｔ）、ｐｗ（ｔ）は各々、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の瞬時電力であり、下記の式により求められる。
【００４５】
ｐｕ（ｔ）＝Ｖｄｃ＊Ｕ相ＰＷＭデューティー比＊Ｉｕ（ｔ）
ｐｖ（ｔ）＝Ｖｄｃ＊Ｖ相ＰＷＭデューティー比＊Ｉｖ（ｔ）
ｐｗ（ｔ）＝Ｖｄｃ＊Ｗ相ＰＷＭデューティー比＊Ｉｗ（ｔ）
ここで、ＰＷＭデューティー比とは、ＰＷＭ波形のデューティー比である。
【００４６】
（瞬時電力の検出時刻ｔ１〜ｔｎ）
図４は、本発明の実施の形態に係る同期モータ駆動装置ＭＤ１において、インバータ回路３が出力する３相交流電流の波形を示す模式図である。図４を参照して、同期モータＭ４の機械的１回転の周期Ｔで設定する瞬時電力ｐ（ｔ）の検出時刻ｔ１〜ｔｎについて説明する。横軸は、同期モータＭ４の機械的１回転、つまり機械角度３６０°に対応する範囲を示す。縦軸は、インバータ回路３の相別（Ｕ相／Ｖ相／Ｗ相）の出力電流波形を模式的に示す。
【００４７】
４極３相の構造を有する同期モータの場合、機械的１回転の間に、電気的には２回転する。つまり、機械角度３６０°は、電気角度７２０°に対応する。図４では、同期モータの機械的１回転の周期Ｔにおいて、電気角度３０°の時刻をｔ１とし、以降、電気角度６０°毎（電気角度６０°のピッチ）に検出時刻を設定する。周期Ｔにおける最後の検出時刻ｔｎは、電気角度６９０°に対応する時刻となり、検出回数は総計１２回となる。
【００４８】
本実施の形態１では、瞬時電力の検出を電気角度６０°を周期と設定して説明した。有効電力の計算精度は、瞬時電力の検出時間（設定する電気角度のピッチ）をより小さく設定することで向上可能となる。
【００４９】
実際には、図１のマイクロコンピュータＡ１の処理性能や他の演算処理との関係を考慮して、瞬時電力ｐ（ｔ）を検出する電気角度のピッチは、１°、１０°、３０°または６０°の周期から選択することが好ましい。但し、選択する電気角度のピッチが大きすぎると、有効電力計算部が出力する計算結果の精度が低下する。従って、設定する電気角度のピッチは、６０°以下とすることが好ましい。
【００５０】
再び図３を参照して、電源力率推定部６が有する、検出電気角度設定部６１１、同期モータ極数格納部６１２、検出周期格納部６１３、および有効電力計算部６３の動作を説明する。
【００５１】
同期モータ極数格納部６１２は、インバータ回路３が駆動する同期モータＭ４の極数を格納している。本実施の形態１では、４極３相の構造を有する同期モータを一例として説明している。この場合、同期モータ極数格納部６１２には、同期モータの極数が４極であることを示す情報が格納される。本実施の形態１に係る同期モータ駆動装置ＭＤ１は、同期モータ極数格納部６１２に書き込む情報を変更することで、容易に、他の構造を有する同期モータを制御することが可能となる。
【００５２】
検出周期格納部６１３は、同期モータＭ４の機械的１回転の周期Ｔにおいて、瞬時電力ｐ（ｔ）を検出する電気角度のピッチを格納している。本実施の形態に係る同期モータ駆動装置ＭＤ１は、電気角度のピッチが変更可能であり、ユーザが必要とする精度で有効電力を計算することが可能となる。
【００５３】
検出電気角度設定部６１１は、直流電流検出回路５が出力する直流電流モニタ信号Ｉｄｃ＿ｓｉｇを検出する時刻ｔを、瞬時電流分配部６１に出力する。瞬時電流分配部６１は、指定された時刻ｔにおける、インバータ回路３が有する３相の各インバータに流れる瞬時電流Ｉｕ（ｔ）、Ｉｖ（ｔ）、およびＩｗ（ｔ）を計算する。
【００５４】
同期モータ極数格納部６１２および検出周期格納部６１３から出力される情報に基づき、検出電気角度設定部６１１は、瞬時電流分配部６１に対して、インバータ回路３に流れる直流電流Ｉｄｃの検出時刻ｔ１〜ｔｎを通知する。
【００５５】
（有効電力Ｐの計算）
有効電力計算部６３は、瞬時電力計算部６２から出力される瞬時電力ｐ（ｔ）を所定の周期Ｔに亘り積算し、その積算結果を周期Ｔで除算して、有効電力Ｐを計算する。モータの場合は、まず、モータが機械的に１回転する時間を周期Ｔとし、この周期Ｔに亘り複数の時刻ｔ１〜ｔｎを設定する。同期モータＭ４で消費される有効電力Ｐは、各時刻における瞬時電力ｐ（ｔ１）〜ｐ（ｔｎ）の総和を周期Ｔで除算した以下の式１で求められる。
【００５６】
Ｐ＝（ｐ（ｔ１）＋ｐ（ｔ２）＋  …  ＋ｐ（ｔｎ））／Ｔ  …式１
有効電力計算部６３は、式１に記載の通り、各時刻における瞬時電力ｐ（ｔ１）〜ｐ（ｔｎ）の総和を周期Ｔで除算して、同期モータＭ４で消費される有効電力Ｐを算出し、総合有効電力計算部６４へ出力する。以下に、具体的な同期モータＭ４の極数および検出する電気角度のピッチを例に、有効電力Ｐの計算式を説明する。
【００５７】
同期モータＭ４が４極３相構造の場合は、機械的１回転は電気的２回転に対応する。従って、電気角度６０°のピッチでインバータ回路３の瞬時電力ｐ（ｔ）を検出した場合、検出回数は１２回となる。従って、有効電力Ｐは、次の通り計算される。
【００５８】
Ｐ＝（ｐ（ｔ１）＋  …  ＋ｐ（ｔ１２））／１２
４極３相の同期モータの有効電力Ｐは、上記計算式により求められる。
【００５９】
同期モータＭ４が６極３相構造の場合は、機械的１回転は電気的３回転に対応する。したがって、電気角度６０°のピッチでインバータ回路３の瞬時電力ｐ（ｔ）を検出した場合、検出回数は１８回となる。その有効電力Ｐは次の通り計算される。
【００６０】
Ｐ＝（ｐ（ｔ１）＋  …  ＋ｐ（ｔ１８））／１８
６極３相の同期モータの有効電力Ｐは、上記計算式により求められる。
【００６１】
再び図１を参照して、商用交流電源１から同期モータ駆動装置ＭＤ１へ供給される交流電圧および交流電流の実効値は、各々、ＶａｃおよびＩａｃである。この交流電圧と交流電流との位相差を”θ”とすると、その有効電力は、Ｖａｃ＊Ｉａｃ＊ｃｏｓ（θ）となる。ここで、同期モータ駆動装置ＭＤ１が消費する総合有効電力をＰ＿ｍｄ１とすると、両者の有効電力の値には、
Ｖａｃ＊Ｉａｃ＊ｃｏｓ（θ）＝Ｐ＿ｍｄ１
という関係が成立する。
【００６２】
図１に示す同期モータ駆動装置ＭＤ１において、商用交流電源１からダイオードブリッジ等で構成されるコンバータ回路２へ供給される有効電力と、コンバータ回路２の出力電力とは、ほぼ等しいと考えられる。このコンバータ回路２の出力電力は、主に、インバータ回路３で駆動される同期モータＭ４で消費される。この同期モータＭ４の有効電力は、図３に示す有効電力計算部６３が出力する有効電力Ｐとして求められる。同期モータＭ４の有効電力Ｐの計算式は式１に示す通りである。
【００６３】
さらに、コンバータ回路２の出力電力は、同期モータＭ４の有効電力Ｐに加えて、インバータ回路３を制御するマイクロコンピュータＡ１部の熱損失に起因する消費電力が無視できない場合もある。インバータ回路３のチョッピング動作を制御するＩＰＭ（マイクロコンピュータＡ１）の熱損失分の電力をＰ＿ｉｐｍ１とする。このＰ＿ｉｐｍ１は、インバータ回路３が駆動する同期モータＭ４の有効電力Ｐに比例する。その比例定数をｋ１とすると、以下の関係が成立する。
【００６４】
Ｐ＿ｉｐｍ１＝ｋ１＊Ｐ
なお、比例定数ｋ１は実験等により得られる値であり、比例定数格納部６４２に格納される。
【００６５】
以上から、同期モータ駆動装置ＭＤ１が消費する総合有効電力Ｐ＿ｍｄ１は、同期モータＭ４の有効電力ＰおよびＩＰＭの熱損失分の電力Ｐ＿ｉｐｍ１の和となる。以下に、商用交流電源１からコンバータ回路２へ供給される有効電力と同期モータ駆動装置ＭＤ１で消費される総合有効電力Ｐ＿ｍｄ１との関係を示す。
【００６６】
Ｖａｃ＊Ｉａｃ＊ｃｏｓ（θ）＝Ｐ＿ｍｄ１    …  式２
Ｐ＿ｍｄ１＝Ｐ＋Ｐ＿ｉｐｍ１＝（１＋ｋ１）＊Ｐ    …  式３
以下に、電源力率の算出方法を説明する。
【００６７】
（電源力率の計算）
次に、商用交流電源１の変動がほぼ無視できるときに、同期モータ駆動装置ＭＤ１の電源力率を算出する。図１の交流電流検出回路（カレントトランス）１６により検出された交流電流モニタ信号Ｉａｃ＿ｓｉｇの交流電流実効値と、予め記憶させてある定格交流電圧格納部６５２の定格交流電圧実効値と乗算することで皮相電力（Ｓ）が算出できる。また、上述したように有効電力（Ｐ）も算出できることから、電源力率は下記のように算出できる。
【００６８】
皮相電力（Ｓ）＝交流電圧実効値（Ｖ）×交流電流実効値（Ｉ）
有効電力（Ｐ）＝交流電圧実効値（Ｖ）×交流電流実効値（Ｉ）×電源力率（ｃｏｓθ）
＝皮相電力（Ｓ）×電源力率（ｃｏｓθ）
電源力率（ｃｏｓθ）＝有効電力（Ｐ）／皮相電力（Ｓ）
以上、実施の形態１の同期モータ駆動装置ＭＤ１の構成を取ることにより、ＩＰＭを含むマイクロコンピュータＡ１が備える汎用演算処理機能を使用することにより、複雑な構成の回路部品を追加することなく、電気力率を算出することができる。
【００６９】
［実施の形態１の変形例］
図５は、実施の形態１の変形例の同期モータ駆動装置ＭＤ２を示す図である。図５を参照して、同期モータ駆動装置ＭＤ２の構成および動作について説明する。
【００７０】
図５に示す同期モータ駆動装置ＭＤ２は、コンバータ回路２、インバータ回路３Ａ、シャント抵抗Ｒ１、抵抗Ｒｄｃ１、抵抗Ｒｄｃ２，電流検出回路５３、およびマイクロコンピュータＡ３より構成される。
【００７１】
コンバータ回路２は、電圧実効値Ｖａｃおよび電流実効値Ｉａｃを有する商用交流電源１から供給される交流電力を直流電圧Ｖｄｃに変換し、正極直流ラインＰＬ１と負極直流ラインＰＬ２間に出力する。コンバータ回路２は同期モータ駆動装置ＭＤ２に供給される交流電源の電圧実効値Ｖａｃの値に応じて、図２（ａ）または図２（ｂ）に示すものが適宜選択される。
【００７２】
インバータ回路３は正極直流ラインＰＬ１と負極直流ラインＰＬ２間に接続される２相（Ｕ相／Ｖ相／Ｗ相）のインバータ（Ｑｕ／Ｑｘ、Ｑｖ／Ｑｙ、Ｑｗ／Ｑｚ）を有する。３相の各インバータは、直流電圧Ｖｄｃを３相の交流電流（Ｕ相／Ｖ相／Ｗ相）に変換して、同期モータ４に供給する。
【００７３】
マイクロコンピュータＡ３は、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号を生成し、３相の各インバータのスイッチングを制御する。このスイッチング制御により、インバータ回路３Ａは、直流電圧Ｖｄｃから３相の交流電流を生成する。
【００７４】
コンバータ回路２の出力側とインバータ回路３Ａの入力側とは、正極直流ラインＰＬ１および負極直流ラインＰＬ２で接続され、両回路間の負極直流ラインＰＬ２上には、シャント抵抗Ｒ１が設けられている。
【００７５】
抵抗Ｒｄｃ１および抵抗Ｒｄｃ２は、正極直流ラインＰＬ１と負極直流ラインＰＬ２との間に直流接続され、直流電圧モニタ回路を形成する。抵抗Ｒｄｃ１および抵抗Ｒｄｃ２の接続点から、直流電圧Ｖｄｃを両抵抗で分割した直流電圧モニタ信号Ｖｄｃ＿ｓｉｇ２がマイクロコンピュータＡ３へ出力される。
【００７６】
図５において、実施の形態１と相違する点は次のとおりである。即ち、インバータ回路３Ａを構成する３相（Ｕ相／Ｖ相／Ｗ相）の各インバータと負極直流ラインＰＬ２との間に、各々に電流検出抵抗Ｒｕ、Ｒｖ、Ｒｗが配置されている。実施の形態１では、インバータ回路３の直流電流Ｉｄｃをシャント抵抗でもある抵抗Ｒ１で検出していた。
【００７７】
しかしながら、実施の形態１の変形例では、３相の各インバータと電流検出抵抗Ｒｕ、Ｒｖ、Ｒｗとの接続点の電位は、電流検出回路５３に入力される。電流検出回路５３は、各相の電位の値を各インバータに流れる直流電流信号Ｉｒｕ、Ｉｒｖ、Ｉｒｗに変換して、マイクロコンピュータＡ３に出力する。上述したような回路構成でも、より精度の高い電源力率を算出できる。
【００７８】
［実施の形態２］
実施の形態１では商用交流電源１の変動がほぼ無視できるときについて検討したが、実施の形態２では、無視できないときについて検討する。たとえば圧縮機以外のファンなどに用いられているモータの電力も算出し、これを有効電力に追加することにより、有効電力の精度を高めてより正確な電源力率を算出できる。
【００７９】
図６は、本発明の実施の形態２に係る同期モータ駆動装置ＭＤ１１の構成および動作を説明する。
【００８０】
図６を参照して、同期モータ駆動装置ＭＤ１１は、交流電圧および交流電流の実効値が、各々、ＶａｃおよびＩａｃである商用交流電源１から供給される入力交流電力を、直流電圧Ｖｄｃに変換し、正極直流ラインＰＬ１Ａと負極直流ラインＰＬ２Ａとの間に出力するコンバータ回路２を含む。図１に示す同期モータ駆動装置ＭＤ１と異なり、同期モータ駆動装置ＭＤ１１は、正極直流ラインＰＬ１Ａおよび負極直流ラインＰＬ２Ａに並列に接続される、インバータ回路３１およびインバータ回路３２を含む。
【００８１】
さらに、同期モータ駆動装置ＭＤ１１は、マイクロコンピュータＡ１１、抵抗Ｒｄｃ１１，Ｒｄｃ１２、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２および直流電流検出回路５１，５２を含む。マイクロコンピュータＡ１１は、図１のマイクロコンピュータＡ１と同様に、ＩＰＭを含む。
【００８２】
インバータ回路３１および３２は、直流電圧Ｖｄｃから３相交流電流を生成し、各々、冷凍・空調装置の圧縮機用同期モータＭ４１および室外機のファン用同期モータＦＭ４２に供給する。マイクロコンピュータＡ１１は、ＰＷＭ１信号およびＰＷＭ２信号を生成し、各々、インバータ回路３１および３２のスイッチング動作を制御する。
【００８３】
コンバータ回路２とインバータ回路３１間を接続する負極直流ラインＰＬ２Ａ上には、電流検出抵抗Ｒ１１が設けられている。コンバータ回路２とインバータ回路３２間を接続する負極直流ラインＰＬ２Ａ上には、電流検出抵抗Ｒ１２が設けられている。電流検出抵抗Ｒ１１およびＲ１２の両端に発生する電圧に基づき、直流電流検出回路５１および直流電流検出回路５２は、各々、インバータ回路３１および３２を流れる直流電流Ｉｄｃ１およびＩｄｃ２を検出し、増幅して、直流検出信号Ｉｄｃ１＿ｓｉｇおよびＩｄｃ２＿ｓｉｇをマイクロコンピュータＡ１１に出力する。
【００８４】
（構成）
図７は、マイクロコンピュータＡ１１の構成および動作を説明する。図７を参照して、マイクロコンピュータＡ１１は、電源力率推定部６Ｍ，６ＦＭ、ＰＷＭ信号生成部７Ｍ，７ＦＭを有する。ＰＷＭ信号生成部７ＭおよびＰＷＭ信号生成部７ＦＭは、各々、ＰＷＭ１信号およびＰＷＭ２信号を生成し、インバータ回路３１および３２へ出力する。
【００８５】
電源力率推定部６Ｍは、同期モータ極数格納部６１２Ｍ、検出周期格納部６１３Ｍ、比例定数格納部６４２Ｍ、定格交流電圧格納部６５２Ｍ、瞬時電流分配部６１Ｍおよび電源力率計算部６５Ｍを有する。
【００８６】
一方、電源力率推定部６ＦＭは、同期モータ極数格納部６１２ＦＭ、検出周期格納部６１３ＦＭ、比例定数格納部６４２ＦＭ、定格交流電圧格納部６５２ＦＭ、瞬時電流分配部６１ＦＭおよび電源力率計算部６５ＦＭを有する。
【００８７】
同期モータ極数格納部６１２Ｍおよび同期モータ極数格納部６１２ＦＭには、各々、圧縮機用同期モータＭ４１およびファン用同期モータＦＭ４２が有するモータの極数を示す数値が格納される。検出周期格納部６１３Ｍ，６１３ＦＭには、瞬時電力を検出する電気角度のピッチが格納される。比例定数格納部６４２Ｍ，６４２ＦＭには、実験等で得られた同期モータの有効電力に対するＩＰＭ（マイクロコンピュータＡ１１）の熱損失分の電力の比率が格納される。それぞれの定格交流電圧格納部６５２Ｍ，６５２ＦＭにはそれぞれ製品の定格交流電圧の値が格納される。
【００８８】
再び図６を参照して、商用交流電源１の入力交流電圧と入力交流電流との位相差を”θ”とすると、その有効電力は、Ｖａｃ＊Ｉａｃ＊ｃｏｓ（θ）となる。同期モータ駆動装置ＭＤ１１が消費する総合有効電力をＰ＿ｍｄ１１とすると、両者の有効電力の値には、
Ｖａｃ＊Ｉａｃ＊ｃｏｓ（θ）＝Ｐ＿ｍｄ１１
という関係が成立する。
【００８９】
図７の電源力率推定部６Ｍにおいて、比例定数格納部６４２Ｍには比例定数ｋ１が格納され、第２の電源力率推定部６ＦＭにおいて、比例定数格納部６４２ＦＭには比例定数ｋ２が格納される。電源力率推定部６Ｍで求めた圧縮機用同期モータＭ４１の有効電力をＰ＿ｃｏｍｐとし、電源力率推定部６ＦＭで求めたファン用同期モータＦＭ４２の有効電力をＰ＿ｆａｎとする。
【００９０】
そうすると、インバータ回路３１および３２のチョッピング動作制御に起因するＩＰＭ（マイクロコンピュータＡ１１）の熱損失分の電力Ｐ＿ｉｐｍ１１は、以下の式により求められる。
【００９１】
Ｐ＿ｉｐｍ１１＝ｋ１＊Ｐ＿ｃｏｍｐ＋ｋ２＊Ｐ＿ｆａｎ
従って、Ｐ＿ｃｏｍｐおよびＰ＿ｆａｎをも加えた同期モータ駆動装置ＭＤ１１の総合有効電力Ｐ＿ｍｄ１１は、
Ｖａｃ＊Ｉａｃ＊ｃｏｓ（θ）＝Ｐ＿ｍｄ１１
Ｐ＿ｍｄ１１＝（１＋ｋ１）＊Ｐ＿ｃｏｍｐ＋（１＋ｋ２）＊Ｐ＿ｆａｎ
となる。
【００９２】
この算出された有効電力を用いて、同期モータ駆動装置ＭＤ１１についてより精度の高い電源力率を算出できる。実施の形態２の構成により、同期モータ駆動装置ＭＤ１１は、ＩＰＭとして動作するマイクロコンピュータＡ１１が備える汎用演算処理機能を使用することにより、複雑な構成の回路部品を追加することなく、より精度の高い電気力率を算出できる。
【００９３】
［実施の形態３］
実施の形態３では、実施の形態１，２と異なり、商用交流電源１が変動しても、精度の高い電源力率を算出する。図８は、本発明の実施の形態３に係る同期モータ駆動装置ＭＤ１Ａの構成および動作を説明するための図である。図８を参照して、同期モータ駆動装置ＭＤ１Ａの構成は、実施の形態１の同期モータ駆動装置ＭＤ１の構成と比較して、マイクロコンピュータＡ１に代わり、マイクロコンピュータＡ２１を含む。なお、同期モータ駆動装置ＭＤ１Ａの他の構成は、同期モータ駆動装置ＭＤ１と同様なため、ここでは説明は繰返さない。
【００９４】
図８に示す商用交流電源１の電圧実効値Ｖａｃの算出方法について説明する。同期モータＭ４の回転速度が上昇するに従いコンバータ回路２の出力電流が増加するため、コンバータ回路２の直流電圧Ｖｄｃは低下する。
【００９５】
即ち、コンバータ回路２が有効電力Ｐを出力していない場合に比べて、同期モータＭ４へ有効電力Ｐを供給しているコンバータ回路２の直流電圧Ｖｄｃは低下する。この直流電圧Ｖｄｃの降下分を降下直流電圧ΔＶｄｃとする。
【００９６】
降下直流電圧ΔＶｄｃは負の値を有し、コンバータ回路２が同期モータＭ４へ有効電力Ｐを供給していないときの直流電圧Ｖｄｃを基準値とする降下電圧値である。
【００９７】
たとえば、図２（ａ）に示すコンバータ回路２が有効電力Ｐを出力している場合、電圧実効値Ｖａｃ、直流電圧Ｖｄｃおよび降下直流電圧ΔＶｄｃは以下の関係を有する。
【００９８】
Ｖａｃ＝（Ｖｄｃ−ΔＶｄｃ）／√２
＝（Ｖｄｃ＋ａｂｓ（ΔＶｄｃ））／√２    …  式５
ここで、√２は２の平方根、ａｂｓ（ΔＶｄｃ）はΔＶｄｃの絶対値である。
【００９９】
他の例として、図２（ｂ）に示すコンバータ回路２（倍電圧回路）が有効電力Ｐを出力している場合、電圧実効値Ｖａｃ、直流電圧Ｖｄｃおよび降下直流電圧ΔＶｄｃは以下の関係を有する。
【０１００】
Ｖａｃ＝（Ｖｄｃ−ΔＶｄｃ）／２／√２
＝（Ｖｄｃ＋ａｂｓ（ΔＶｄｃ））／２／√２    …  式５１
コンバータ回路２の回路構成に基づき、いずれか一方の式が選択される。
【０１０１】
以下に降下直流電圧ΔＶｄｃの計算方法を説明する。図９は、有効電力と効果直流電圧との関係を示す図である。図９を参照して、同期モータＭ４の有効電力Ｐ（横軸）に対する降下直流電圧ΔＶｄｃ（縦軸）の変化を示す６本のグラフが示される。６本のグラフは、大別すると、商用交流電圧の周波数が５０Ｈｚのグループと６０Ｈｚのグループとに分けられる。各グループは、さらに、交流電圧の実効値が９０Ｖ、１００Ｖ、および１１０Ｖの場合のグラフで構成される。６本のグラフに示される通り、同期モータＭ４の有効電力Ｐが増加すると、降下直流電圧ΔＶｄｃは減少（ΔＶｄｃの絶対値は増加）する。即ち、コンバータ回路２が出力する直流電圧Ｖｄｃは減少する。
【０１０２】
図９に示される通り、有効電力Ｐと降下直流電圧ΔＶｄｃとは反比例に近い関係を有し、その関係は入力交流電圧の周波数で更に変化することがわかる。従って、商用交流電圧の各周波数別に、有効電力Ｐと降下直流電圧ΔＶｄｃのデータテーブル（以下、単に、データテーブルとも記載する）をマイクロコンピュータＡ２１に格納しておき、有効電力Ｐおよび商用交流電圧の周波数を指定することにより、降下直流電圧ΔＶｄｃを求めることができる。
【０１０３】
図１０は、マイクロコンピュータＡ２１の構成および動作を説明する。図１０を参照して、電源力率推定部６Ａは、図２の電源力率推定部６と比較して、定格交流電圧格納部６５２に代わり、電圧実効値計算部６４１を含む。この電圧実効値計算部６４１は、有効電力計算部６３の出力である有効電力Ｐと、瞬時直流電圧検出部６２１からの直流電圧Ｖｄｃおよびリプル周期ｆ＿ｒｐｌとを受け、電圧実効値Ｖａｃを皮相電力計算部６５１Ａに出力する。電源力率推定部６Ａの他の構成は、電源力率推定部６と同様なため、ここでは説明は繰返さない。
【０１０４】
図１０に示す電圧実効値計算部６４１は、リプル周期ｆ＿ｒｐｌ、直流電圧Ｖｄｃ、有効電力Ｐ、およびデータテーブルに基づき、電圧実効値Ｖａｃを算出する。
【０１０５】
瞬時直流電圧検出部６２１が出力するリプル周期ｆ＿ｒｐｌから商用交流電源１の周波数が判別され、データテーブルに格納される２つのデータ群のうち、判別した周波数のデータ群が選択される。
【０１０６】
以上により、同期モータＭ４の有効電力Ｐに対応した降下直流電圧ΔＶｄｃが決定される。さらに、有効電力計算部６３が出力する有効電力Ｐに基づき、データテーブルを参照して降下直流電圧ΔＶｄｃが決定される。
【０１０７】
電圧実効値計算部６４１は、決定した降下直流電圧ΔＶｄｃおよび瞬時直流電圧検出部６２１が出力する直流電圧Ｖｄｃを式５または式５１に当てはめ、電圧実効値Ｖａｃを計算し、皮相電力計算部６５１へ出力する。
【０１０８】
有効電力Ｐと降下直流電圧ΔＶｄｃとの関係をデータテーブルの形式でマイクロコンピュータＡ２１に格納する代わりに、各交流電圧の周波数別に、両者の関係を近似式に設定して演算処理してもよい。近似式は２次式でもよいし、有効電力Ｐの範囲を適宜分割し、分割した電力区間を１次式で近似してもよい。
【０１０９】
同期モータＭ４の回転数が変化する頻度に応じて、降下直流電圧ΔＶｄｃを計算してもよい。例えば、同じ回転数でＴＡ秒間以上継続して同期モータＭ４が回転した場合に、降下直流電圧ΔＶｄｃを計算する構成としてもよい。有効電力Ｐがある程度の期間に亘って変化しない場合、この計算方法により誤差の少ない電圧実効値Ｖａｃを推定できる。継続期間として設定する時間ＴＡは、予め、マイクロコンピュータＡ２１に設定しておく。
【０１１０】
実施の形態３の構成により、商用交流電源１の周波数やコンバータ回路２の回路構成に対応して、同期モータＭ４の運転期間中における商用交流電源１の電圧実効値Ｖａｃが検出可能となる。また、運転期間中に交流電圧に変動があった場合でも、その電圧実効値Ｖａｃを検出することができる。
【０１１１】
上記で算出された電圧実効値Ｖａｃを用いて、実施の形態１と同様に電源力率を算出することで、より精度の高い電源力率が算出・推定することが可能となる。
【０１１２】
［実施の形態４およびその変形例］
図１１は、実施の形態４に係る同期モータ駆動装置ＭＤＡ（商用交流電源１００Ｖ）の構成を示す回路図である。実施の形態４では、商用交流電源１が変動しない場合の同期モータ駆動装置ＭＤＡの電源力率を算出する。
【０１１３】
図１１を参照して、同期モータ駆動装置ＭＤＡは、商用交流電源１から供給される交流電力を直流電力に変換して出力するコンバータ回路（昇圧コンバータ）２Ａ、ゼロクロス検知部（電圧位相検知回路）２２、交流電流検出回路２３、マイクロコンピュータ（スイッチング制御部）Ａ１、インバータ回路３５１、直流電圧検出回路３２１および直流電流検出回路３３１を含む。ここでは説明のためマイクロコンピュータＡ１を用いているがこれに限らず、マイクロコンピュータＡ１１、Ａ２１，Ａ３のいずれでもよい。
【０１１４】
なお、商用交流電源１から供給される交流電力を直流電力に変換して出力するコンバータ回路（昇圧コンバータ）２Ａ、ゼロクロス検知部２２、交流電流検出回路２３およびマイクロコンピュータ（スイッチング制御部）Ａ１から構成される回路を直流電源装置１２０Ａとも称する。
【０１１５】
コンバータ回路２Ａは、リアクトル２１１、整流回路２１２，２１５、平滑コンデンサ２１３，２１４、トランジスタ２１６を含む。
【０１１６】
リアクトル２１１は、整流回路２１２の入力側（商用交流電源１側）に接続され、トランジスタ２１６のオン・オフによってエネルギの蓄積及び放出が切り換えられる。
【０１１７】
整流回路２１２は、４個のダイオード２１２ａ〜２１２ｄで構成されたブリッジ型の単相全波整流回路であって、リアクトル２１１を介して商用交流電源１から供給される交流電流に対して全波整流を行う。
【０１１８】
平滑コンデンサ２１３，２１４は、整流回路２１２の出力側（同期モータＭ４側）に接続され、整流回路２１２から出力される全波整流波を平滑化する。
【０１１９】
整流回路２１５は、４個のダイオード２１５ａ〜２１５ｄで構成されたブリッジ型の単相全波整流回路であって、トランジスタ２１６のオン・オフに従って、リアクトル２１１に対してエネルギの蓄積及び放出を切り換えさせる。言い換えると、トランジスタ２１６は、リアクトル２１１に対するエネルギの蓄積及び放出を切り換えるべくオン・オフ動作を行うスイッチング素子として機能する。
【０１２０】
トランジスタ２１６（スイッチング素子に相当）は、マイクロコンピュータ（スイッチング制御部）２４からの指示（スイッチング信号ｄ）に従ってオン・オフ動作を行い、整流回路２１５を介してリアクトル２１１に対してエネルギの蓄積及び放出を切り換えさせる。
【０１２１】
ゼロクロス検知部２２は、商用交流電源１のゼロクロス点（具体的には、交流電圧が「０」となる点）を検出する。検出されたゼロクロス点を示すゼロクロス信号ａを、スイッチング制御部２４へ出力する。
【０１２２】
交流電流検出回路２３は、商用交流電源１とリアクトル２１１との間に介設され、リアクトル２１１に流れる入力電流Ｉ０を検出する。スイッチング制御部２４は、具体的にはＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  Ｕｎｉｔ）等を備える。ゼロクロス検知部２２からのゼロクロス信号ａ、交流電流検出回路２３によって検出された入力電流Ｉ０（交流電流モニタ信号ｂ）、直流電流検出回路３３１によって検出されたＤＣ電流ｃおよび直流電圧検出回路３２１によって検出されたＤＣ電圧Ｖｄｃ（出力電圧値Ｖｄｃ）に基づいて、トランジスタ２１６の動作が制御される。
【０１２３】
次に、図１２は、実施の形態４の変形例に係る同期モータ駆動装置ＭＤＢ（商用交流電源２００Ｖ）の構成を示す回路図である。上述した同期モータ駆動装置ＭＤＡと比較して同期モータ駆動装置ＭＤＢを説明する。図１２を参照して、同期モータ駆動装置ＭＤＢは、図１１の平滑コンデンサ２１３，２１４に代え、平滑コンデンサ２１３Ｂを含む。同期モータ駆動装置ＭＤＢの他の構成および動作は、同期モータ駆動装置ＭＤＡの他の構成および動作と同様なため、ここでは説明は繰返さない。
【０１２４】
実施の形態４およびその変形例に係る同期モータ駆動装置ＭＤＡ，ＭＤＢについても実施の形態１，２に係る同期モータ駆動装置ＭＤ１，ＭＤ１１と同様に皮相電力と有効電力を検出することにより、直流電源回路がある場合でも電源力率を算出・推定することが可能となる。
【０１２５】
［実施の形態５］
実施の形態５では、商用交流電源１が変動しても、同期モータ駆動装置が精度の高い電源力率を算出する。まず、実施の形態５に係る同期モータ駆動装置（図示せず）は、実施の形態１に係る同期モータ駆動装置ＭＤ１に直流電源回路を加えた同期モータ駆動装置である。なお、直流電源回路とは、直流電流装置１２０のことを指し、直流電流装置１２０は、交流電流検出回路１６とコンバータ回路２から構成される。
【０１２６】
次に、図１の直流電源回路１２０が電装基板で構成される場合、直流電圧を昇圧して、インバータ回路３に供給するため、有効電力と降下直流電圧が一定の関係が成立しない。  
【０１２７】
そのため、実施の形態３で説明したような降下直流電圧から商用交流電源１の推定を行うことができない。そこで、ゼロクロス検知部から検出されるクロック幅により、商用交流電源１の推定を行なう。
【０１２８】
ゼロクロス検出回路は交流電源電圧がゼロとなる点を検出するものだが、別の観点から見ると、交流電源電圧が所定の基準電圧に達している間継続して出力ＯＮを行い、所定の基準電圧以下になると、出力をＯＦＦするような動作をする回路である。このゼロクロス信号のエッジを検出タイミングのトリガにして直流電源回路のスイッチングタイミング制御を行っている。
【０１２９】
図１３は、商用交流電源１とゼロクロス検出回路の出力との関係を説明するための図である。図１３を参照して、商用交流電源１が変動することで、ゼロクロス検出回路の出力幅も変動する。なお、横軸に時間が示され、縦軸には上から順に商用交流電源１の波形Ｗ１〜Ｗ３と、上述した波形Ｗ１〜Ｗ３と基準電圧Ｖｒｅｆを示す点線Ｌ１との比較して生成されるゼロクロス検出回路の出力波形ＷＡ１〜ＷＡ３とが示される。なお、波形Ｗ１〜Ｗ３の周期はいずれも周期Ｔ０を有する。
【０１３０】
具体的には、たとえば、波形Ｗ３が示す商用交流電源１（振幅低）の場合に、波形Ｗ２が示す商用交流電源１（標準）が基準電圧以上になるまでの時間と比較して、波形Ｗ３が示す商用交流電源１（振幅低）が基準電圧以上になるまでの時間が遅いため、対応するゼロクロス検出回路の出力波形ＷＡ３はＯＮ（Ｈｉｇｈ）になるタイミングが波形ＷＡ２がＯＮ（Ｈｉｇｈ）になるタイミングよりも遅い。
【０１３１】
また、逆に波形Ｗ３が示す商用交流電源１（振幅低）が基準電圧Ｖｒｅｆ以下になるまでのタイミングは、波形Ｗ２が示す商用交流電源１（標準）が基準電圧Ｖｒｅｆ以下になるまでのタイミングよりも早いため、対応するゼロクロス検出回路の出力波形ＷＡ３はＯＦＦ（Ｌｏｗ）になるタイミングが波形ＷＡ２がＯＦＦ（Ｌｏｗ）になるタイミングよりも早くなる。よって、ゼロクロス検出回路の出力波形ＷＡ３が示すＯＮ（Ｈｉｇｈ）状態のパルス幅が、対応する出力波形ＷＡ２のパルス幅に比べて短くなる。
【０１３２】
波形Ｗ１が示す商用交流電源１（振幅高）の場合に、波形Ｗ２が示す商用交流電源１（標準）が基準電圧以上になるまでの時間と比較して、波形Ｗ１が示す商用交流電源１（振幅高）が基準電圧以上になるまでの時間が早いため、対応するゼロクロス検出回路の出力波形ＷＡ１はＯＮ（Ｈｉｇｈ）になるタイミングが波形ＷＡ２がＯＮ（Ｈｉｇｈ）になるタイミングよりも早い。
【０１３３】
また、逆に波形Ｗ１が示す商用交流電源１（振幅高）が基準電圧Ｖｒｅｆ以下になるまでのタイミングは、波形Ｗ２が示す商用交流電源１（標準）が基準電圧Ｖｒｅｆ以下になるまでのタイミングよりも遅いため、対応するゼロクロス検出回路の出力波形ＷＡ１はＯＦＦ（Ｌｏｗ）になるタイミングが波形ＷＡ２がＯＦＦ（Ｌｏｗ）になるタイミングよりも遅くなる。よって、ゼロクロス検出回路の出力波形ＷＡ１が示すＯＮ（Ｈｉｇｈ）状態のパルス幅が、対応する出力波形ＷＡ２のパルス幅に比べて長くなる。
【０１３４】
このパルス幅と商用交流電源の電圧実効値との関係を予めマイクロコンピュータ内に記憶させておき、検出されたゼロクロス回路の出力クロック幅により、商用交流電源の電圧実効値の変動を検出することが可能となる。
【０１３５】
上記より算出された商用交流電源の電圧実効値と、交流電流検出回路から検出された交流電流実効値を用いて皮相電力を算出し、実施の形態１〜３で説明した同様の方法で有効電力を算出して、より精度の高い電源力率を算出・推定することが可能となる。
【０１３６】
［実施の形態６］
実施の形態６では、実施の形態１〜５で算出される電源力率を使用して、ピークコントロール制御を行う際に、電装部品に負荷をかけずに製品の能力低下を抑えて運転し続ける制御方法を説明する。
【０１３７】
電装部品保護のためにピークコントロール制御を行っている製品であって、部品保護電流値によりもさらに低い電流でも十分機能の達成できる機種では、部品保護電流値に対してもマージンを持っていることが多く、実際、ピークコントロール制御電流値よりも大きな電流を流しても問題が無い場合がある。
【０１３８】
たとえば空気調和機の場合では、定格能力２．２ｋＷの機種と２．５ｋＷの機種では開発パワーの削減や共通化設計によるコストダウンのため部品等を共通化して生産することがある。
【０１３９】
その場合、上記２種類は同じ電装部品を採用しているため部品保護電流は同じであるが、能力を達成するための電流は２．２ｋＷの方が小さくて済む。そのため２．２ｋＷの製品は部品保護電流に対してマージンを持ったピークコントロール電流閾値（Ｉｐｅａｋ１）を設定することがある。
【０１４０】
上記のような場合があるため、ピークコントロール電流閾値とは別に、部品保護電流値（Ｉｐｅａｋ２）を図１１のマイクロコンピュータＡ１の記憶部８に予め格納させておくこととする。
【０１４１】
また、通常状態での定格電圧の電源力率を実験などにより予め測定しておき、有効電力と電源力率との関係をマイクロコンピュータＡ１の記憶部８に格納しておく。
【０１４２】
図１４は、有効電力と電源力率との関係を示す一例である。図１４を参照して、有効電力１００，２００，…，９００，１０００（Ｗ）に応じて、電気力率０．６，０．７，…，０．９，０．９が予め設定され、この関係がマイクロコンピュータＡ１の記憶部８に格納される。また、図１５は、圧縮機回転数と電源力率との対応関係を示す図である。図１５を参照して、圧縮機回転数５００，１０００，…，７０００（ｒｐｍ）に応じて、電気力率０．６，０．６，…，０．９が予めされ、この関係がマイクロコンピュータＡ１の記憶部８に格納される。このように有効電力と電源力率との関係を用いずに、圧縮機回転数と電源力率との関係を記憶部８に格納してもよい。なお、このときの電源力率は、定格電圧が印加され、このときの状態を標準状態という。
【０１４３】
さらに、電源力率が悪い状態かどうかを判定するための力率誤差ＰＦｄｅｇもマイクロコンピュータＡ１の記憶部８に予め格納しておく。このＰＦｄｅｇは有効電力の大きさにかかわらず一定としておく。
【０１４４】
また、交流電流実効値がピークコントロール電流閾値（Ｉｐｅａｋ１）に近い状態かどうか判定するために、ピークコントロールエリア電流誤差（Ｉｐｅａｋ＿ｔｈ）もマイクロコンピュータＡ１の記憶部８に予めに格納させておく。
【０１４５】
ここで、マイクロコンピュータＡ１は、上述した各種情報を読出し、実施の形態４〜５で算出される電源力率が、マイクロコンピュータに記憶されている（標準状態の電源力率−力率誤差ＰＦｄｅｇ）の差よりも小さい場合に、電源力率が悪いと判定する。
【０１４６】
そして、電源力率が悪いと判定した場合であって、さらに交流電流実効値が（ピークコントロール電流閾値（Ｉｐｅａｋ１）−ピークコントロールエリア電流誤差（Ｉｐｅａｋ＿ｔｈ））の差以上の電流値のときには、ピークコントロール電流閾値（Ｉｐｅａｋ１）を部品保護電流値（Ｉｐｅａｋ２）と置き換えてピークコントロール制御を行う。
【０１４７】
これにより、たとえば蒸発側熱交の雰囲気温度が高い（サイクル負荷が高い）場合などで、ピークコントロール制御により圧縮機回転数が抑制される場合でも、少しでも高い電流値で制御することが可能となるので製品の能力低下が抑えられ、より快適な製品を提供することができる。
【０１４８】
［実施の形態７］
実施の形態７は、実施の形態１〜５で算出される電源力率を使用して、実施の形態６において説明したピークコントロール制御を行った際に、再度ピークコントロール電流閾値を通常ピークコントロール閾値に戻す制御方法を説明する。
【０１４９】
図１１のマイクロコンピュータＡ１は、実施の形態６の制御方法により、ピークコントロール電流閾値（Ｉｐｅａｋ１）が部品保護電流値に置換され、算出された電源力率が（標準状態での力率−力率誤差ＰＦｄｅｇ）の差よりも大きくなった場合、もしくは交流電流実効値が（ピークコントロール電流閾値（Ｉｐｅａｋ１）−ピークコントロールエリア電流誤差（Ｉｐｅａｋ＿ｔｈ））の差よりも小さくなった場合、のどちらか一方でも満たした場合には、ピークコントロール電流閾値を部品保護電流値（Ｉｐｅａｋ２）から、通常ピークコントロール電流閾値（Ｉｐｅａｋ２）に戻して運転をし続ける。
【０１５０】
これにより、快適性を損なわないような場合では、過度な能力アップを抑えて省エネ運転を行うことが可能となる。
【０１５１】
なお、実施の形態６，７においてマイクロコンピュータＡ１を用いて説明したが、これに限定することなく、マイクロコンピュータＡ１１，Ａ２１，Ａ３を用いてもよい。
【０１５２】
ここで、実施の形態６，７の動作の流れを図等を用いて、再度簡単に説明する。図１６は、実施の形態６の動作を説明するためのフローチャートである。図１７は、実施の形態７の動作を説明するためのフローチャートである。
【０１５３】
図１６、図１７を参照して、図１の同期モータ駆動装置に電源が投入されると、実施の形態１〜５において説明したように電源力率が算出され、マイクロコンピュータＡ１に内蔵される記憶部８（図３）に格納される。マイクロコンピュータＡ１（制御部）は、この格納された電源力率を記憶部８から読出す。
【０１５４】
次に、マイクロコンピュータＡ１は、記憶部８に予め格納されるピークコントロール閾値電流（Ｉｐｅａｋ１）および部品保護電流値（Ｉｐｅａｋ２）を読出し（ステップＳ２）、さらに有効電力および電源力率（標準状態）の関係情報（図１４）を読出す（ステップＳ３）。
【０１５５】
さらに、マイクロコンピュータＡ１は、記憶部８に予め格納される電源力率誤差ＰＦｄｅｇを読出し（ステップＳ４）、また、ピークコントロール電流誤差（Ｉｐｅａｋ＿ｔｈ）を読出す（ステップＳ５）。
【０１５６】
マイクロコンピュータＡ１は、上述した情報に基づいて、ピークコントロール制御のための電流値を設定する。具体的には、マイクロコンピュータＡ１は、算出された電源力率が（標準状態の電源力率−電源力率誤差ＰＦｄｅｇ）よりも小さいか否かを判断する（ステップＳ６）。
【０１５７】
算出された電源力率が（標準状態の電源力率−電源力率誤差ＰＦｄｅｇ）よりも小さい場合（ステップＳ６：ＹＥＳ）には、さらに、図１の交流電流検出回路１６から取得する交流電流実効値が（ピークコントロール電流閾値（Ｉｐｅａｋ１）−ピークコントロール電流誤差（Ｉｐｅａｋ＿ｔｈ）よりも大きいか否かを判断する（ステップＳ７）。
【０１５８】
交流電流実効値が（ピークコントロール電流閾値（Ｉｐｅａｋ１）−ピークコントロール電流誤差（Ｉｐｅａｋ＿ｔｈ）よりも大きい場合（ステップＳ７：ＹＥＳ）には、ピークコントロール制御電流値として、部品保護電流値（Ｉｐｅａｋ２）を選択する（ステップＳ８）。
【０１５９】
一方、算出された電源力率が（標準状態の電源力率−電源力率誤差ＰＦｄｅｇ）よりも大きい場合（ステップＳ６：ＮＯ）または交流電流実効値が（ピークコントロール電流閾値（Ｉｐｅａｋ１）−ピークコントロール電流誤差（Ｉｐｅａｋ＿ｔｈ）よりも小さい場合（ステップＳ７：ＮＯ）には、ピークコントロール制御電流値として、ピークコントロール閾値電流（Ｉｐｅａｋ１）を選択する（ステップＳ９）。
【０１６０】
次に、ステップＳ８の処理後の状態において、マイクロコンピュータＡ１は算出された電源力率が（標準状態の電源力率−電源力率誤差ＰＦｄｅｇ）よりも大きいか否かまたは交流電流実効値が（ピークコントロール電流閾値（Ｉｐｅａｋ１）−ピークコントロール電流誤差（Ｉｐｅａｋ＿ｔｈ）よりも小さいか否かを判断する（ステップＳ１１）。
【０１６１】
ステップＳ１１において、いずれか一方でも満足する場合（ステップＳ１１：ＹＥＳ）には、ピークコントロール制御電流値として、部品保護電流値（Ｉｐｅａｋ２）からピークコントロール閾値電流（Ｉｐｅａｋ１）へ切替える（ステップＳ１２）。
【０１６２】
一方、ステップＳ１１の条件をいずれも満足しない場合（ステップＳ１１：ＮＯ）には、ピークコントロール制御電流値として、ステップＳ８で設定された部品保護電流値（Ｉｐｅａｋ２）を用いる（ステップＳ１３）。
【０１６３】
なお、ステップＳ６およびステップＳ７の順に判断したが、ステップＳ７を判断した後に、ステップＳ６を判断してもよい。
【０１６４】
なお、実施の形態６，７においてマイクロコンピュータＡ１を用いて説明したが、これに限定することなく、マイクロコンピュータＡ１１，Ａ２１，Ａ３を用いてもよい。
【０１６５】
最後に、図等を用いて、実施の形態１〜７について総括する。
実施の形態１、３〜７に係る同期モータ駆動装置は、図１、図８、図１１、図１２に示すように、交流電源１と、交流電圧を直流電圧に変換して出力するコンバータ回路２と、交流電源１とコンバータ回路２との間に設置された交流電流を検出する交流電流検出回路１６，２３と、コンバータ回路２の出力直流電圧を検出する直流電圧検出回路（Ｒｄｃ１，Ｒｄｃ２）と、直流電圧を可変周波数の交流電圧に変換し、同期モータ４に出力するインバータ回路３と、コンバータ回路２とインバータ回路３との間に設けられる直流電流検出回路５、５３とインバータ回路３を制御するマイクロコンピュータＡ１，Ａ２１とを備え、マイクロコンピュータＡ１は、記憶部８と、交流電流から導出される皮相電力および出力直流電圧から導出される有効電力に基づき電源力率を推定する電源力率推定部６と、直流電圧を可変周波数の交流電圧に変換するためのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部７とを含み、コンバータ回路２は、交流電源から整流電圧を生成する整流回路（ＤＢ，２１２）と、直流電圧を平滑化する平滑化回路（２１３，２１４，Ｃ，Ｃ１，Ｃ２）とを含む。
【０１６６】
好ましくは、実施の形態１に係る同期モータ駆動装置は、図１、図３に示すように、電源力率推定部６は、直流電流検出回路５，５３からの出力直流電流および出力直流電圧の各々の瞬時値により導出された瞬時電力に基づき、同期モータの第１の有効電力を算出する有効電力計算部６３と、第１の有効電力に比例する第２の電力を算出するための比例定数が格納される比例定数格納部６４２と、第１の有効電力および第２の電力とに基づき、第３の有効電力を算出する総合有効電力計算部６４と、交流電流と予め記憶されている定格交流電圧とにより皮相電力を算出する皮相電力計算部６５１と、第３の有効電力と皮相電力とに基づき、電源力率を算出する電源力率計算部６５を有する。
【０１６７】
好ましくは、実施の形態３に係る同期モータ駆動装置は、図８、図１０に示すように、電源力率推定部６Ａは、直流電流検出回路５，５３からの出力直流電流および出力直流電圧の各々の瞬時値により導出された瞬時電力に基づき、同期モータの第１の有効電力を算出する有効電力計算部６３と、第１の有効電力に比例する第２の電力を算出するための比例定数が格納される比例定数格納部６４２と、第１の有効電力および第２の電力とに基づき、第３の有効電力を算出する総合有効電力計算部６４と、出力直流電圧の瞬時値と、出力直流電圧に重畳されたリプル周期と、第１の有効電力とに基づき、交流電圧実効値を算出する電圧実効値計算部６４１と、電圧実効値計算部の出力と交流電流とにより、皮相電力を算出する皮相電力計算部６５１Ａと、第３の有効電力と皮相電力とに基づき、電源力率を算出する電源力率計算部６５を有する。
【０１６８】
好ましくは、実施の形態４に係る同期モータ駆動装置は、図１１、図１２に示すように、交流電源１の交流電圧が所定電圧値に達したときに、交流電源１の交流電圧の位相を検出し、検出された位相に応じたパルス幅を有するパルス信号を出力する電圧位相検出回路２２をさらに備え、コンバータ回路２Ａは、交流電流検出回路に直列接続されるリアクトル２１１と、リアクトルを介して交流電源の交流電圧を短絡させる短絡回路２１５とをさらに含み、マイクロコンピュータＡ１は、パルス信号に基づいて、短絡回路の動作を制御する。
【０１６９】
さらに好ましくは、実施の形態５の同期モータ駆動装置において、図１３〜図１５に示すように、記憶部８はパルス信号と交流電圧との関係データを予め格納し、マイクロコンピュータＡ１は、関係データを読出し、関係データと、電圧位相検出回路２２から検出された出力とを比較することにより、交流電源１の交流電圧を算出し、電源力率を算出する。
【０１７０】
また、実施の形態２に係る同期モータ駆動装置は、図６、図７に示すように、交流電源１と、交流電圧を直流電圧に変換して出力するコンバータ回路２と、交流電源１とコンバータ回路２との間に設置された交流電流を検出する交流電流検出回路１６と、コンバータ回路２の出力直流電圧を検出する直流電圧検出回路（Ｒｄｃ１，Ｒｄｃ２）と、各々が直流電圧を可変周波数の交流電圧に変換し、複数の同期モータ４１，４２にそれぞれ出力する複数のインバータ回路３１、３２と、コンバータ回路２と複数のインバータ回路３１，３２との間に設けられる複数の直流電流検出回路５１，５２と複数のインバータ回路３１，３２を制御するマイクロコンピュータＡ１１とを備え、マイクロコンピュータＡ１１は、記憶部８と、交流電流から導出される皮相電力および出力直流電圧から導出される有効電力に基づき、複数の同期モータ４１，４２の電源力率をそれぞれ推定する複数の電源力率推定部６Ｍ、６ＦＭと、複数の同期モータ４１，４２の直流電圧を可変周波数の交流電圧に変換するためのＰＷＭ信号をそれぞれ生成する複数のＰＷＭ信号生成部７Ｍ，７ＦＭとを含み、コンバータ回路２は、交流電源から整流電圧を生成する整流回路ＤＢ，２１２と、直流電圧を平滑化する平滑化回路２１３，２１４，Ｃ，Ｃ１，Ｃ２とを含み、複数の電源力率推定部６Ｍ、６ＦＭの各々は、直流電流検出回路からの出力直流電流および出力直流電圧の各々の瞬時値により導出された瞬時電力に基づき同期モータの第１の有効電力を算出する有効電力計算部６３と、第１の有効電力に比例する第２の電力を算出するための比例定数が格納される比例定数格納部６４２と、第１の有効電力および第２の電力とに基づき、第３の有効電力を算出する総合有効電力計算部６４と、交流電流と予め記憶されている定格交流電圧と交流電流とにより皮相電力を算出する皮相電力計算部６５１と、第３の有効電力と皮相電力とに基づき、電源力率を算出する電源力率計算部６５を有する。
【０１７１】
好ましくは、実施の形態６では、図１６、図１７に示すように、記憶部８は、基準電源力率とおよび基準交流電流実効値を予め格納し、マイクロコンピュータＡ１、Ａ１１、Ａ２１は、記憶部８から基準電源力率および基準交流電流実効値を読出し、電源力率計算部６５，６５Ｍ，６５ＦＭからの出力が基準電源力率より小さい場合であって、かつ、交流電流検出回路１６，２３からの出力が基準交流電流実効値よりも大きい場合には、同期モータへ印加する電圧を小さくし、交流電流検出回路１６，２３からの出力が所定電流値よりも大きくしないように、ピークコントロール制御に使用する電流値を変更する。
【０１７２】
さらに好ましくは、記憶部８は、同期モータ駆動装置の使用される部品が受けることが可能な部品保護電流値とピークコントロール制御のためのピークコントロール電流閾値ををさらに格納し、基準電源力率は、定格電圧印加時の電源力率と力率誤差との差で設定され、基準交流電流実効値は、定格電圧の印加時にピークコントロール電流閾値と誤差電流との差で設定され、マイクロコンピュータＡ１，Ａ１１，Ａ２１は、電源力率計算部６５，６５Ｍ，６５ＦＭからの出力が基準電源力率より小さい場合で、交流電流検出回路１６，２３からの出力が基準交流電流実効値よりも大きいときには、ピークコントロール制御に使用する電流値の閾値をピークコントロール電流閾値から部品保護電流値に切替える。
【０１７３】
好ましくは、実施の形態７では、図１６、図１７に示すように、マイクロコンピュータＡ１、Ａ１１，Ａ２１は、ピークコントロール電流閾値が部品保護電流値に設定されている場合であって、電源力率計算部６５，６５Ｍ，６５ＦＭからの出力が基準電源力率より大きいときには、ピークコントロール制御に使用する電流値の閾値を部品保護電流値からピークコントロール電流閾値に切替える。
【０１７４】
好ましくは、実施の形態７では、図１６、図１７に示すように、マイクロコンピュータＡ１、Ａ１１，Ａ２１は、ピークコントロール電流閾値が部品保護電流値に設定されている場合であって、交流電流検出回路１６，２３からの出力が基準交流電流実効値よりも小さいときには、ピークコントロール制御に使用する電流値の閾値を部品保護電流値からピークコントロール電流閾値に切替える。
【０１７５】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【０１７６】
１  商用交流電源、２，２Ａ  コンバータ回路、３，３Ａ，３１，３２，３５１  インバータ回路、Ｍ４，Ｍ４１，ＦＭ４２  同期モータ、５，５１〜５３，３３１  直流電流検出回路、６，６Ａ，６Ｍ，６ＦＭ  電源力率推定部、７，７Ｍ，７ＦＭ  ＰＷＭ信号生成部、８  記憶部、１６，２３  交流電流検出回路、２２  ゼロクロス検知部（電圧位相検出回路）、Ａ１，Ａ１１，Ａ２１，Ａ３  マイクロコンピュータ、６１，６１Ｍ、６１ＦＭ  瞬時電流分配部、６２  瞬時電力計算部、６３  有効電力計算部、６４  総合有効電力計算部、６５，６５Ｍ、６５ＦＭ  電源力率計算部、２１１  リアクトル、２１２，ＤＢ  整流回路、２１３，２１４，Ｃ，Ｃ１，Ｃ２  平滑化回路、２１５  短絡回路、２１６  トランジスタ、３２１  直流電圧検出回路、Ｒ１  電流検出抵抗（シャント抵抗）、Ｒｄｃ１，Ｒｄｃ２  抵抗。
【図１】
0005785126.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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