(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
増幅器の入力段に設けられ、前記増幅器が発生する歪を補償する歪補償回路であって、
特定周波数でサンプリングされた入力信号に、フィルタ特性に基づいて、前記特定周波数よりも高い周波数のオーバーサンプルタイミングの係数を乗算して擬似的にオーバーサンプルされたサンプルデータを生成し、前記サンプルデータをサンプルタイミング毎に出力する入力側オーバーサンプリングフィルタと、
前記各サンプルタイミングのサンプルデータの包絡線に応じて、前記各サンプルデータに前記増幅器で発生する歪の逆特性を与えてプリディストーションデータを出力する複数のプリディストーション部と、
前記各プリディストーション部に対応して設けられ、前記各プリディストーションデータに、前記フィルタ特性に基づいて、特定のオーバーサンプルタイミングの係数を乗算して、前記特定周波数のサンプルタイミングに変換する出力側オーバーサンプリングフィルタと、
前記各出力側オーバーサンプリングフィルタの出力データに対して重み付け演算を行い、前記重み付け演算の結果を合成する合成部とを備えたことを特徴とする歪補償回路。
【請求項２】
前記合成部が、全ての出力側オーバーサンプリングフィルタの出力データに等しい重み付けを行って、平均値を出力することを特徴とする請求項１記載の歪補償回路。
【請求項３】
前記合成部が、特定の出力側オーバーサンプリングフィルタの出力データを選択して重み付けを行うことを特徴とする請求項１記載の歪補償回路。
【請求項４】
増幅器の入力段に設けられ、前記増幅器が発生する歪を補償する歪補償回路における歪補償方法であって、
前記歪補償回路が、特定の周波数でサンプリングされた信号を入力して、フィルタ特性に基づいて、前記特定の周波数よりも高い周波数のオーバーサンプルタイミングの係数を乗算して擬似的にオーバーサンプルされたサンプルデータを生成し、サンプルタイミング毎に、前記サンプルデータに前記増幅器で発生する歪の逆特性を与えてプリディストーションデータを生成し、前記各プリディストーションデータに前記フィルタ特性に基づく特定のオーバーサンプルタイミングの係数を乗算して、前記特定周波数のサンプルタイミングに変換し、前記タイミングが変換された各プリディストーションデータに重み付け演算を行って合成して出力することを特徴とする歪補償方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、増幅装置における歪補償回路及び歪補償方法に係り、特にサンプル周波数が小さくても、コストや消費電力を増大させずに歪補償の性能を向上させることができる歪補償回路及び歪補償方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
［先行技術の説明］
無線通信システムで用いられる増幅装置では、増幅の際に非線形歪が発生するが、この非線形歪をＤＰＤ（Digital Pre-Distortion）回路によって補償する技術がある。
【０００３】
［従来のＤＰＤ回路：図６］
従来のＤＰＤ回路について図６を用いて説明する。図６は、従来のＤＰＤ回路の実装例を示すブロック図である。
図６に示すように、従来のＤＰＤ回路を備えた増幅装置は、ＤＰＤ回路１′と、ＤＡＣ（Digital-Analogue Converter）９１と、アンプ９２と、ＡＤＣ（Analogue-Digital Converter）９３とを備えている。
【０００４】
ＤＰＤ回路１′は、送信信号にアンプ９２で発生する非線形歪の逆特性となる歪を与える。
ＤＡＣ９１は、ＤＰＤ回路１′の出力をディジタル−アナログ変換する。
アンプ９２は、逆特性が付加された信号を増幅する。増幅された信号はアンテナから出力されると共に、分岐されてフィードバックされる。
ＡＤＣ９３は、フィードバック信号をアナログ−デジタル変換する。
【０００５】
また、ＤＰＤ回路１′は、遅延回路２と、包絡線演算部３と、直交復調部４と、ＬＵＴ（Look Up Table）係数演算部５と、遅延回路６と、ＬＵＴ係数設定部７と、乗算器８ａ及び８ｂとを備えている。
【０００６】
遅延回路２は、入力された送信信号のＩ成分、Ｑ成分をそれぞれ所定の時間だけ遅延させる。
包絡線演算部３は、送信信号の包絡線（√（Ｉ2＋Ｑ2））を求める。
直交復調部４は、ＡＤＣ９３からの出力信号を直交復調する。
遅延回路６は、フィードバック信号とタイミングを合わせるために、入力信号を遅延させる。
【０００７】
ＬＵＴ係数演算部５は、直交復調されたフィードバック信号と、遅延された送信信号とを比較して、演算により最適なＬＵＴ係数を求め、ＬＵＴ係数設定部７のＬＵＴを更新する。
ＬＵＴ係数設定部７は、更新されたＬＵＴを参照して、包絡線演算部３から出力された包絡線に対応する係数を出力する。
乗算器８ａ，８ｂは、遅延された送信信号のＩ成分／Ｑ成分に、ＬＵＴ係数設定部７から出力された係数を乗算して歪を与え、ＤＰＤ回路１′の出力とする。
尚、遅延回路２と、包絡線演算部３と、ＬＵＴ係数設定部７と、乗算器８ａ及び８ｂとを含む構成を、ＤＰＤ処理部と称するものとする。
【０００８】
［増幅装置の動作：図６］
上記構成の増幅装置の動作について図６を用いて簡単に説明する。
入力された送信信号のＩ成分、Ｑ成分は、それぞれ分岐されて、分岐された一方の信号は遅延回路２で遅延されて、乗算器８ａ，８ｂで係数が乗算され、アンプ９２の逆特性が付加されてＤＡＣ９１に出力される。
【０００９】
ＤＰＤ１回路′の出力は、ＤＡＣ９１でＤＡ変換され、アンプ９２に入力されて増幅され、増幅信号が無線送信される。アンプ９２における増幅の際に生じる非線形歪は、ＤＰＤ回路１′で付加された歪と相殺されて歪のない増幅信号が得られる。
【００１０】
アンプ９２の出力は、分岐されてフィードバック信号となり、ＡＤＣ９３でディジタル信号に変換されてＤＰＤ回路１′に入力され、直交復調部４で直交復調されてＩ成分、Ｑ成分が取り出される。
【００１１】
一方、分岐された入力信号は、更に分岐されて、その一方は、ＬＵＴ係数演算部５でフィードバック信号と同期させるために遅延回路６で遅延されて、ＬＵＴ係数演算部５でフィードバック信号と入力信号との差分に基づいて最適な係数を求める演算が行われ、ＬＵＴの係数が更新される。
【００１２】
そして、分岐された入力信号の他方は、包絡線演算部３で包絡線が求められ、ＬＵＴ係数設定部７で、ＬＵＴから当該包絡線に対応する係数が読み出されて、乗算器８ａ、８ｂに設定され、送信信号に新しい係数に基づく逆特性が付加される。
このようにして、従来のＤＰＤ回路を備えた増幅装置の動作が行われる。
【００１３】
［サンプル周波数と歪の関係：図７］
次に、上記構成の増幅装置におけるサンプル周波数（サンプリング周波数）と歪の関係について図７を用いて説明する。図７（ａ），（ｂ）は、アンプ出力の周波数特性例を示す説明図である。
図７（ａ）に示す元信号をアンプで増幅する場合、ＤＰＤ回路を用いない場合（ＤＰＤなし）、アンプ出力には歪成分が含まれる。
（ａ）の場合には、歪成分が、ＤＰＤにおけるサンプリング周波数（ＤＡＣ９１、ＡＤＣ９３のサンプリング周波数）で取得できる周波数範囲内に全て含まれているため、ＤＰＤ回路を用いた場合（ＤＰＤあり）には、歪成分を十分補償することができ、元信号と同様の特性が得られるものである。
【００１４】
一方、図７（ｂ）に示すように、アンプの歪帯域がサンプル周波数を超える範囲に及ぶと、ＤＰＤでは歪を十分に補償することができず、ＤＰＤを用いてもアンプ出力に歪が残ってしまう。
ＤＰＤのサンプリング周波数を上げれば、補償できる周波数範囲が広がり、十分な歪補償を実現することができるが、演算処理速度を高速にしなければならず、装置構成やデバイスの変更によってコストや消費電力が増大してしまう。
【００１５】
［オーバーサンプリング：図８］
ここで、サンプリング周波数を上げて、オーバーサンプリングを行った場合のプレディストーションの例について図８を用いて説明する。
ここでは、サンプリング周波数を４倍にすれば歪がサンプル周波数以内となって補償可能となる場合について説明する。
図８は、オーバーサンプリングの有無によるＤＰＤ回路出力及びＡＤＣ出力の信号例を示す説明図であり、（ａ）は、元信号のサンプリング例、（ｂ）はＤＰＤ回路出力及びＡＤＣ出力を示す。
【００１６】
図８では、図７に示した周波数領域の歪を時間軸上で表しており、（ａ）は、元信号をオーバーサンプルしない場合と、４倍オーバーサンプルした場合のサンプルデータの例を示している。４倍オーバーサンプルではオーバーサンプルなしに比べて４倍のサンプルデータが得られる。
【００１７】
そして、図８（ａ）のサンプリングデータを用いてＤＰＤを行った場合、図８（ｂ）に示すように、オーバーサンプルなしによるＤＰＤ回路出力と、４倍オーバーサンプルデータによるＤＰＤ回路出力とを比較すると、同一のサンプルタイミング（サンプル点）では同一のＤＰＤ結果が得られている。
しかし、ＤＡＣ出力を比較すると、サンプル点の数が異なるため、オーバーサンプルなしと４倍オーバーサンプルとでは出力波形が異なっており、異なる特性の歪が付加されている。
【００１８】
［オーバーサンプリング有無によるアンプ出力の違い：図９］
次に、図８のＤＡＣ出力をアンプで増幅した場合のアンプ出力について図９を用いて説明する。図９は、図８のＤＡＣ出力をアンプで増幅した場合のアンプ出力の信号例を示す説明図である。
図９に示すように、４倍オーバーサンプルした場合には、元信号に忠実なアンプ出力（理想的な波形）が得られるが、オーバーサンプルなしの場合には、アンプ出力に歪成分が残ってしまい、元信号とは異なる波形の出力となってしまう。
【００１９】
つまり、４倍オーバーサンプルの場合には、図８（ｂ）に示したＤＡＣ出力信号によって、アンプで発生する歪が十分補償されるが、オーバーサンプルなしの場合には、図８（ｂ）のＤＡＣ出力では歪補償は十分ではないことがわかる。これは、歪の帯域がサンプル周波数よりも大きいため、高周波成分の歪が正確に補償できないことを示している。
【００２０】
［サンプルタイミングによる違い：図１０］
次に、サンプリングタイミングによる歪補償の違いについて図１０を用いて説明する。図１０は、異なるサンプルタイミングにおけるＤＰＤ出力、ＤＡＣ出力、アンプ出力の例を示す説明図である。
図１０（ａ）では、オーバーサンプルなしの場合について、２種類のサンプリングタイミングでのＤＰＤ回路出力とＤＡＣ出力を示しており、更に比較のため４倍オーバーサンプルした場合のＤＰＤ回路出力とＤＡＣ出力とを示している。
【００２１】
図１０（ａ）の「オーバーサンプルなし」のＤＰＤ出力及びＤＡＣ出力は、図８（ｂ）に示したオーバーサンプルなしのＤＰＤ出力及びＤＡＣ出力と同一の信号である。このサンプリングタイミングをずれのないタイミングとする。
太い実線は、ずれのないタイミングから、サンプルタイミングを１／２タイミングだけずらした場合を示している。１／２タイミングは、４倍オーバーサンプルの２サンプルに相当するため、「２サンプルずれ」と示している。
【００２２】
また、４倍オーバーサンプルした場合のＤＰＤ出力及びＤＡＣ出力は、図８（ｂ）に示した４倍オーバーサンプルした場合のＤＰＤ出力及びＤＡＣ出力と同一の信号であり、理想的な逆特性歪が付加された信号である。
【００２３】
図１０（ａ）に示すように、オーバーサンプルなしの場合、ずれの有無にかかわらず、いずれも理想的な４倍オーバーサンプルのＤＡＣ出力とは異なる波形となっており、更に、ずれのない場合と２サンプルずれの場合とで波形が異なっている。つまり、サンプリングタイミングの違いにより、異なる逆特性が付加されたＤＰＤ出力及びＤＡＣ出力信号となっている。
【００２４】
また、図１０（ｂ）に示すように、図１０（ａ）の信号を増幅したアンプ出力においても、２サンプルずれの場合は、理想的である４倍オーバーサンプルの場合に比べて歪が残り、更に、ずれのない場合とは異なる歪が残っていることがわかる。
このように、ＤＰＤでは、サンプリングタイミングの違いによって、異なる逆特性が与えられて歪補償が行われる。
【００２５】
［関連技術］
尚、歪補償に関する技術としては、特開２００２−０７６７８５号公報「歪補償装置」（株式会社日立国際電気、特許文献１）、特開２００３−０９２５１８号公報「歪み補償装置」（株式会社日立国際電気、特許文献２）がある。
【００２６】
特許文献１には、歪補償装置において、歪発生手段で発生する歪を制御するタイミングを、増幅器で発生する歪が大きく補償されるように制御することが記載されている。
特許文献２には、歪み補償装置において、入力信号を複数の周波数帯域に分割して、当該帯域毎に歪み補償を行うことが記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２７】
【特許文献１】特開２００２−０７６７８５号公報
【特許文献２】特開２００３−０９２５１８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２８】
しかしながら、従来のＤＰＤ回路を用いた増幅装置では、ＡＤＣ及びＤＡＣで決定されるＤＰＤ回路の歪補償のサンプル周波数がアンプの歪帯域より小さい場合には、十分な歪補償を行うことができず、また、デバイスを変更してサンプル周波数を上げるとコストや消費電力が増大してしまうという問題点があった。
【００２９】
尚、特許文献１,２には、入力側のオーバーサンプリングフィルタで、フィルタ係数を乗算して擬似的にオーバーサンプルしたサンプル点を生成し、それらに基づいてＤＰＤデータを求め、出力側のオーバーサンプリングフィルタで各ＤＰＤデータのタイミングを基に戻して、重み付けを行って合成することは記載されていない。
【００３０】
本発明は、上記実状に鑑みて為されたもので、サンプル周波数が小さくても、コストや消費電力を増大させずに、歪補償の性能を向上させることができる歪補償回路及び歪補償方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００３１】
上記従来例の問題点を解決するための本発明は、増幅器の入力段に設けられ、増幅器が発生する歪を補償する歪補償回路であって、特定周波数でサンプリングされた入力信号に、フィルタ特性に基づいて、特定周波数よりも高い周波数のオーバーサンプルタイミングの係数を乗算して擬似的にオーバーサンプルされたサンプルデータを生成し、サンプルデータをサンプルタイミング毎に出力する入力側オーバーサンプリングフィルタと、各サンプルタイミングのサンプルデータの包絡線に応じて、各サンプルデータに増幅器で発生する歪の逆特性を与えてプリディストーションデータを出力する複数のプリディストーション部と、各プリディストーション部に対応して設けられ、各プリディストーションデータに、フィルタ特性に基づいて、特定のオーバーサンプルタイミングの係数を乗算して、特定周波数のサンプルタイミングに変換する出力側オーバーサンプリングフィルタと、各出力側オーバーサンプリングフィルタの出力データに対して重み付け演算を行い、重み付け演算の結果を合成する合成部とを備えたことを特徴としている。
【００３２】
また、本発明は、上記歪補償回路において、合成部が、全ての出力側オーバーサンプリングフィルタの出力データに等しい重み付けを行って、平均値を出力することを特徴としている。
【００３３】
また、本発明は、上記歪補償回路において、合成部が、特定の出力側オーバーサンプリングフィルタの出力データを選択して重み付けを行うことを特徴としている。
【００３４】
上記従来例の問題点を解決するための本発明は、増幅器の入力段に設けられ、増幅器が発生する歪を補償する歪補償回路における歪補償方法であって、歪補償回路が、特定の周波数でサンプリングされた信号を入力して、フィルタ特性に基づいて、特定の周波数よりも高い周波数のオーバーサンプルタイミングの係数を乗算して擬似的にオーバーサンプルされたサンプルデータを生成し、サンプルタイミング毎に、サンプルデータに増幅器で発生する歪の逆特性を与えてプリディストーションデータを生成し、各プリディストーションデータにフィルタ特性に基づく特定のオーバーサンプルタイミングの係数を乗算して、特定周波数のサンプルタイミングに変換し、タイミングが変換された各プリディストーションデータに重み付け演算を行って合成して出力することを特徴としている。
【発明の効果】
【００３５】
本発明によれば、増幅器の入力段に設けられ、増幅器が発生する歪を補償する歪補償回路であって、特定周波数でサンプリングされた入力信号に、フィルタ特性に基づいて、特定周波数よりも高い周波数のオーバーサンプルタイミングの係数を乗算して擬似的にオーバーサンプルされたサンプルデータを生成し、サンプルデータをサンプルタイミング毎に出力する入力側オーバーサンプリングフィルタと、各サンプルタイミングのサンプルデータの包絡線に応じて、各サンプルデータに増幅器で発生する歪の逆特性を与えてプリディストーションデータを出力する複数のプリディストーション部と、各プリディストーション部に対応して設けられ、各プリディストーションデータに、フィルタ特性に基づいて、特定のオーバーサンプルタイミングの係数を乗算して、特定周波数のサンプルタイミングに変換する出力側オーバーサンプリングフィルタと、各出力側オーバーサンプリングフィルタの出力データに対して重み付け演算を行い、重み付け演算の結果を合成する合成部とを備えた歪補正回路としているので、入力側のフィルタで擬似的に生成した複数の異なるサンプルタイミングのサンプルデータに基づいてプレディストーションデータを生成し、出力側のフィルタでそれらを元のサンプリング周波数のタイミングに合わせ、適切な重み付けを行って合成することにより、サンプル周波数が小さくても、コストや消費電力を増大させることなく、歪補償の精度を向上させることができる効果がある。
【００３６】
また、本発明によれば、合成部が、合成部が、特定の出力側オーバーサンプリングフィルタの出力データを選択して重み付けを行う上記歪補償回路としているので、増幅器の歪特性に応じて、適切な出力データを選択して重み付けを行うことにより、増幅器で発生する歪の逆特性により近い歪を生成して入力信号に与えることができ、また、歪補償の調整を容易にすることができる効果がある。
【００３７】
また、本発明によれば、増幅器の入力段に設けられ、増幅器が発生する歪を補償する歪補償回路における歪補償方法であって、歪補償回路が、特定の周波数でサンプリングされた信号を入力して、フィルタ特性に基づいて、特定の周波数よりも高い周波数のオーバーサンプルタイミングの係数を乗算して擬似的にオーバーサンプルされたサンプルデータを生成し、サンプルタイミング毎に、サンプルデータに増幅器で発生する歪の逆特性を与えてプリディストーションデータを生成し、各プリディストーションデータにフィルタ特性に基づく特定のオーバーサンプルタイミングの係数を乗算して、特定周波数のサンプルタイミングに変換し、タイミングが変換された各プリディストーションデータに重み付け演算を行って合成して出力する歪補償方法としているので、サンプル周波数が小さくても、コストや消費電力を増大させることなく、歪補償の精度を向上させることができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【００３８】
【図１】本発明の実施の形態に係るＤＰＤ回路の実装例を示すブロック図である。
【図２】４倍オーバーサンプリングフィルタ１０の係数の例を示す説明図である。
【図３】ＤＰＤ出力信号のオーバーサンプルデータを示す説明図である。
【図４】本ＤＰＤ回路の出力信号例を示す説明図である。
【図５】本ＤＰＤ回路を用いたアンプ９２の出力信号例を示す説明図である。
【図６】従来のＤＰＤ回路の実装例を示すブロック図である。
【図７】アンプ出力の周波数特性例を示す説明図である。
【図８】オーバーサンプリングの有無によるＤＰＤ回路出力及びＡＤＣ出力の信号例を示す説明図である。
【図９】図８のＤＡＣ出力をアンプで増幅した場合のアンプ出力の信号例を示す説明図である。
【図１０】異なるサンプルタイミングにおけるＤＰＤ出力、ＤＡＣ出力、アンプ出力の例を示す説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００３９】
本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
［実施の形態の概要］
本発明の実施の形態に係る歪補償回路は、ＤＡＣのサンプル周波数でサンプリングされた入力信号に、フィルタ特性に基づく係数を乗算することにより、それより高い周波数で擬似的にオーバーサンプリングしたサンプル点を生成し、サンプルタイミング毎にサンプル点を出力する入力側オーバーサンプリングフィルタと、複数並列に接続され、フィードバック信号に基づいて更新されるＬＵＴを参照して各サンプル点に歪を与えるＤＰＤ処理部と、各ＤＰＤ処理部から出力されたデータに、フィルタ係数に基づく特定のサンプルタイミングの係数を乗算して、元のＤＡＣのサンプル周波数のタイミングに合わせて出力する複数の出力側オーバーサンプリングフィルタと、各出力側オーバーサンプリングフィルタからの出力を適切な重み付けで合成する合成部とを備え、擬似的にオーバーサンプリングされた異なるタイミングのサンプル点に基づいて歪補償データを生成し、各歪補償データのタイミングを出力側オーバーサンプリングフィルタで元のタイミングに戻してから、重み付けして合成するものであり、ＤＰＤ処理部の演算速度を変更せずに、コストや消費電力を増大させることなく、歪補償の精度を向上させることができるものである。
【００４０】
［実施の形態に係るＤＰＤ回路：図１］
本発明の実施の形態に係るＤＰＤ回路について図１を用いて説明する。図１は、本発明の実施の形態に係るＤＰＤ回路の実装例を示すブロック図である。
本発明の実施の形態に係るＤＰＤ回路（本ＤＰＤ回路）は、図１０に示したように、サンプリングタイミングの違いによって、異なる逆特性が与えられて歪補償が行われることを利用して、ＡＤＣ及びＤＡＣのレートは変えずに、ＤＰＤ回路でオーバーサンプリングフィルタを用いて擬似的にオーバーサンプリングした信号を生成して、異なるオーバーサンプリングタイミングで求めた逆特性を、適切な重み付けを行って合成することにより、より精度の高い歪補償を実現するようにしたものである。
尚、本ＤＰＤ回路では、４倍オーバーサンプルフィルタを用いてプリディストーションのタイミングをずらす場合を例として説明する。
【００４１】
図１に示すように、本ＤＰＤ回路の実装例となる増幅装置は、ＤＰＤ回路１と、ＤＡＣ９１と、アンプ９２と、ＡＤＣ９３とを備えている。
ＤＡＣ９１、アンプ９２、ＡＤＣ９３は、図６に示した従来のものと同様である。
【００４２】
本ＤＰＤ回路１の特徴部分について説明する。
本ＤＰＤ回路１は、フィルタによって生成された異なるオーバーサンプリングタイミングでのサンプル点について、プリディストーションをパラレルに行って、それらの結果を合成してＤＡＣ９１に出力することにより、演算処理の速度を上げることなく、歪補償の精度の向上を図るものである。
本ＤＰＤ回路では、４倍オーバーサンプリングフィルタを用いることにより、４通りのタイミングでのＤＰＤ結果を合成するものである。
【００４３】
図１に示すように、本ＤＰＤ回路１は、従来と同様の部分として、直交復調部４と、ＬＵＴ係数演算部５と、遅延回路６とを備え、本実施の形態の特徴として、入力側４倍オーバーサンプリングフィルタ１０と、並列に接続された従来と同様のＤＰＤ処理部１００〜１０３と、各ＤＰＤ処理部１００〜１０３の出力段に設けられた出力側４倍オーバーサンプリングフィルタ６０〜６３と、各出力側４倍オーバーサンプリングフィルタ６０〜６３の出力段に設けられた乗算器７０〜７３と、加算部８０とを備えている。
【００４４】
直交復調部４は、フィードバック信号を直交復調して、Ｉ成分とＱ成分とを出力する。
遅延回路６は、入力信号を遅延して、フィードバック信号と同期させる。
ＬＵＴ係数演算部５は、入力信号とフィードバック信号との差分に基づいて歪が最も小さくなるようＬＵＴ係数を演算で求め、ＬＵＴ係数設定部４０〜４３のＬＵＴの係数を更新する。
【００４５】
［４倍オーバーサンプリングフィルタ１０：図１］
４倍オーバーサンプリングフィルタ１０は、直交変調された入力信号にフィルタ特性に基づいた特定のサンプルタイミングの係数を乗算することにより、擬似的にＤＡＣ９１及びＡＤＣ９３のサンプル周波数の４倍の周波数でオーバーサンプリングした信号を生成し、サンプル点を各サンプルタイミング毎にＤＰＤ処理部１００〜１０３に出力するフィルタ処理を行う。
【００４６】
具体的には、０サンプル点係数部１０ａは、４倍オーバーサンプリングのタイミング０でタイミング０のフィルタ係数を入力信号に乗算して、タイミング０のサンプルをＤＰＤ処理部１００に出力する。
１サンプル点係数部１０ｂは、４倍オーバーサンプリングのタイミング０でタイミング１のフィルタ係数を入力信号に乗算して、タイミング１のサンプルをＤＰＤ処理部１０１に出力する。
【００４７】
２サンプル点係数部１０ｃは、４倍オーバーサンプリングのタイミング０でタイミング２のフィルタ係数を入力信号に乗算して、タイミング２のサンプルをＤＰＤ処理部１０２に出力する。
３サンプル点係数部１０ｄは、４倍オーバーサンプリングのタイミング０でタイミング３のフィルタ係数を入力信号に乗算して、タイミング３のサンプルをＤＰＤ処理部１０２に出力する。
【００４８】
つまり、本ＤＰＤ回路１では、ＤＡＣ９１の周波数でサンプリングされた入力信号から、４倍オーバーサンプリングフィルタ１０でフィルタ処理によってタイミングの異なる４つのサンプル点を生成し、それらを４つのＤＰＤ処理部１００〜１０３で並列処理することにより、処理速度を上げずに複数のタイミングでのＤＰＤ処理を行って、これらを適宜合成することでアンプの逆特性により近い歪を与えるようにしたものである。
【００４９】
［４倍オーバーサンプリングフィルタ１０の係数：図２］
ここで、４倍オーバーサンプリングフィルタ１０のフィルタ係数の例について図２を用いて説明する。図２は、入力側４倍オーバーサンプリングフィルタ１０の係数の例を示す説明図である。尚、出力側オーバーサンプリングフィルタ６０〜６３にも同様の係数が設定される。
図２に示すように、入力側４倍オーバーサンプリングフィルタ１０には、サンプル毎にフィルタ係数が設定され、これによってフィルタ特性が決定されている。
【００５０】
図２の「０サンプル」は、０サンプル点係数部１０ａに設定されるフィルタ係数（０サンプル係数）であり、「１サンプル」は、１サンプル点係数部１０ｂの係数（１サンプル係数）であり、「２サンプル」は２サンプル点係数部１０ｃの係数（２サンプル係数）であり、「３サンプル」は３サンプル点係数部１０ｄの係数（３サンプル係数）である。
入力側４倍オーバーサンプリングフィルタ１０では、入力信号に各サンプルタイミングの所定の係数を乗算して、擬似的に異なるタイミングのサンプル点を生成し、対応するＤＰＤ処理部１００〜１０３に出力する。
【００５１】
［ＤＰＤ処理部１００〜１０３：図１］
ＤＰＤ処理部１００〜１０３は、従来のＤＰＤ処理部と同様であり、それぞれ、遅延回路２０〜２３、包絡線演算部３０〜３３、ＬＵＴ係数設定部４０〜４３、乗算器５０ａ〜５３ａ、５０ｂ〜５３ｂを備えている。
遅延回路２０〜２３は、入力されたサンプル点を所定時間遅延する。
包絡線演算部３０〜３３は、入力されたサンプル点の包絡線を求める。
【００５２】
ＬＵＴ係数設定部４０〜４３は、共通のＬＵＴを備え、ＬＵＴから包絡線に対応する係数を読み出して乗算器５０ａ〜５３ａ、５０ｂ〜５３ｂに設定する。
乗算器５０ａ〜５３ｄは、入力信号のＩ成分にＬＵＴ係数を乗算し、乗算器５０ｂ〜５３ｂは、Ｑ成分にＬＵＴ係数を乗算して、ＤＰＤデータを出力する。
ＤＰＤ処理部１００〜１０３は、請求項に記載したプリディストーション部に相当する。
【００５３】
［出力側４倍オーバーサンプリングフィルタ６０〜６３：図１］
４倍オーバーサンプリングフィルタ６０〜６３は、ＤＰＤ処理部１００〜１０３の出力（ＤＰＤデータ）をフィルタ処理により、擬似的に４倍オーバーサンプリングして、それぞれ特定のタイミングのサンプルのみを出力するフィルタ処理を行うものであり、４つのＤＰＤデータのタイミングをＤＡＣ９１のタイミング（オーバーサンプルしないタイミング）にそろえて乗算器７０〜７３に出力するものである。
尚、ＤＰＤデータは請求項に記載したプレディストーションデータに相当する。
【００５４】
具体的には、出力側４倍オーバーサンプリングフィルタ６０は、図２に示した４倍オーバーサンプリングフィルタ係数の内、０サンプル係数のみを備え、入力された０サンプルタイミングのＤＰＤデータに、４倍オーバーサンプリングの０サンプル係数を乗算して、０サンプル点のタイミング（具体的には４サンプル遅延させたタイミング）で乗算器７０ａ、７０ｂに出力する。
【００５５】
また、出力側４倍オーバーサンプリングフィルタ６１は、４倍オーバーサンプリングの３サンプル係数のみを備え、入力された１サンプルタイミングのＤＰＤデータに、４倍オーバーサンプリングの３サンプル係数を乗算し、０サンプルタイミングで乗算器７１ａ,７１ｂに出力する。
つまり、ＤＰＤ処理部１０１の出力は、ＤＰＤ処理部１００の出力に比べて擬似的に１サンプルタイミング遅れているため、次の０サンプルタイミングに合わせるよう、３サンプル時間遅延したタイミングとなる３サンプル係数で乗算を行ってＤＰＤ結果として出力するものである。
【００５６】
同様に、出力側４倍オーバーサンプリングフィルタ６２は、４倍オーバーサンプリングの２サンプル係数を備え、入力された２サンプルタイミングのＤＰＤデータに２サンプル係数を乗算して、０サンプルタイミングとして乗算器７２ａ,７２ｂに出力する。
ＤＰＤ処理部１０２の出力は、ＤＰＤ処理部１００の出力に比べて擬似的に２サンプルタイミング遅れているため、２サンプルタイミング分遅延したタイミングとなる２サンプル係数を乗算して、０サンプルタイミングでＤＰＤ結果を出力する。
【００５７】
出力側４倍オーバーサンプリングフィルタ６３は、４倍オーバーサンプリングの１サンプル係数を備え、入力された３サンプルタイミングのＤＰＤデータに１サンプル係数を乗算して、０サンプルタイミングで乗算器７２ａ,７２ｂに出力する。
ＤＰＤ処理部１０３の出力は、ＤＰＤ処理部１００の出力に比べて擬似的に３サンプルタイミング遅れており、１サンプルタイミング分遅延したタイミングとなる１サンプル係数を乗算してＤＰＤ結果を出力する。
【００５８】
これにより、出力側４倍オーバーサンプリングフィルタ６０〜６３からは、全て、元の信号と同じタイミング（０サンプルタイミング）のサンプル点となって４つのＤＰＤ結果が出力され、入力側４倍オーバーサンプリングフィルタ１０によって擬似的にオーバーサンプルされたデータのタイミングを、ＤＡＣ９１のサンプル周波数に戻すものである。
【００５９】
［合成部：図１］
合成部は、乗算器７０〜７３と加算部８０とを合わせた構成であり、各サンプルタイミングにおけるＤＰＤ結果を重み付けして合成するものである。合成部では、アンプ９２の逆特性に最も近くなるよう合成を行う。
［乗算器７０〜７３］
乗算器７０〜７３は、各サンプルタイミングで求められたＩ成分とＱ成分のＤＰＤ結果に重み付けを行うものであり、各ＤＰＤ結果に制御部（図示せず）で設定された重み係数ω0〜ω3を乗算する。
【００６０】
例えば、４つのサンプル点（サンプル点０〜サンプル点３）を全て用いて均等に平均化する場合には、ω0〜ω3は、全て０．２５となる。
また、サンプル点０とサンプル点２のみを用いて等分に重み付けする場合には、重み係数は、ω0＝ω2＝０．５、ω1＝ω3＝０とする。
重み係数の値は、図示しない制御部から、補償すべきアンプの特性に応じて任意に設定可能であり、アンプの逆特性に最も近くなるよう設定される。
【００６１】
［加算部８０］
加算部８０は、Ｉ成分加算器８１と、Ｑ成分加算器８２とを備え、それぞれ、Ｉ成分、Ｑ成分について重み付けされた４つのＤＰＤ結果を加算してＤＡＣ９１に出力する。
尚、ここでは、合成の方法を加算としているが、これに限らず、アンプの歪特性によってどのような演算を行ってもよく、例えば、各ＤＰＤ結果の差や積を利用した演算を行って合成してもよい。
更に、別のＬＵＴを備えて、各ＤＰＤ結果に対応する演算を行ったり、フィルタ演算を行って合成することも可能である。
このように、適切な重み付けを行うことにより、回路構成を変更しなくても、最適な歪補償とするよう、容易に歪補償信号を調整することができるものである。
【００６２】
［本ＤＰＤ回路を備えた増幅装置の動作：図１］
次に、本ＤＰＤ回路を備えた増幅装置の動作について図１を用いて説明する。尚、従来と同様の部分については同様の動作となっている。
入力された送信信号のＩ成分、Ｑ成分は、それぞれ２つに分岐されて、分岐された一方の信号は入力側４倍オーバーサンプリングフィルタ１０に入力され、他方の信号は遅延回路６に入力されて遅延される。
【００６３】
入力側４倍オーバーサンプリングフィルタ１０に入力された入力信号は、０サンプル点係数部１０ａ〜３サンプル点係数部１０ｄにおいて、０サンプルタイミング〜３サンプルタイミングのそれぞれのタイミングでフィルタ係数が乗算されて、対応するＤＰＤ処理部１００〜１０３に入力される。
【００６４】
ＤＰＤ処理部１００〜１０３では、従来のＤＰＤ処理部と同様に、ＬＵＴ係数が乗算されてアンプ９２の逆特性が付加され、ＤＰＤデータとして出力側４倍オーバーサンプリングフィルタ６０〜６３に出力される。
【００６５】
出力側４倍オーバーサンプリング６０〜６３では、各ＤＰＤデータに対して４倍オーバーサンプリングの特定タイミングの係数を乗算することにより、元信号のタイミングに戻したＤＰＤ結果を一斉に出力する。
各ＤＰＤ結果は、乗算器７０〜７３において所定の重み係数が乗算されて、加算器８０において、Ｉ成分、Ｑ成分のそれぞれについて重み付けされたＤＰＤ結果が合成され、アンプ９２の逆特性が与えられたＤＰＤ出力となる。
【００６６】
ＤＰＤ出力は、ＤＡＣ９１でアナログ信号に変換され、アンプ９２で増幅される。その際、アンプ９２で発生する歪は、ＤＰＤ回路１で付加された歪によってキャンセルされ、歪のない増幅信号が得られる。
【００６７】
また、アンプ９２の出力は分岐されて、フィードバック信号となり、ＡＤＣ９３でディジタル信号に変換され、直交復調部４で直交復調され、ＬＵＴ係数演算部５で各ＤＰＤ処理部のＬＵＴ係数が求められてＬＵＴが更新される。
このようにして本ＤＰＤ回路を備えた増幅装置の動作が行われるものである。
【００６８】
［ＤＰＤ出力信号のオーバーサンプルデータ例：図３］
次に、ＤＰＤ出力信号のオーバーオーバーサンプルデータの例について図３を用いて説明する。図３は、ＤＰＤ出力信号のオーバーサンプルデータを示す説明図である。
図３では、オーバーサンプルなしの場合のＤＰＤデータと、それを擬似的に４倍オーバーサンプルしたデータと、オーバーサンプルなしで２サンプルずれのＤＰＤデータと、それを擬似的に４倍オーバーサンプルしたデータとを示しており、本ＤＰＤ回路１の出力側４倍オーバーサンプリングフィルタ６０〜６４の動作を模式的に示したものである。
【００６９】
図３に示すように、オーバーサンプルなしの場合のＤＰＤデータを０サンプルタイミングとすると、０サンプルタイミングのＤＰＤデータと、２サンプルずれのＤＰＤデータを４倍オーバーサンプルした２サンプルタイミングのデータとが同じタイミングとなる。
つまり、図３において共通の楕円で囲まれている点が、同じサンプル点（０サンプル点）のＤＰＤ結果となる。
【００７０】
本ＤＰＤ回路では、このようにして擬似的に異なるサンプリングタイミングで求められた複数のＤＰＤ結果を用い、出力側４倍オーバーサンプリングフィルタでタイミングを合わせ、更に適切に重み付けして合成することにより、アンプの逆特性により近い歪を生成して、精度の高い歪補償を行うことができるものとしている。
【００７１】
［本ＤＰＤ回路の出力信号例：図４］
次に、本ＤＰＤ回路１の出力信号例について図４を用いて説明する。図４は、本ＤＰＤ回路の出力信号例を示す説明図である。
図４では、本ＤＰＤ回路１の出力だけでなく、比較のために、図１０（ａ）に示したオーバーサンプルなしのＤＰＤデータとそのＤＡＣ出力、オーバーサンプルなしで２サンプルずれのＤＰＤデータとそのＤＡＣ出力、更に、理想的な例として、４倍オーバーサンプルを行った場合のＤＡＣ出力を重ねて示している。
【００７２】
図４からわかるように、本ＤＰＤ回路１の出力データと、そのＤＡＣ出力は、従来のオーバーサンプルなしの場合や、単純な２サンプルずれの場合と比較して、理想的な波形（破線）に近い形状となっており、アンプの特性に応じた歪が与えられていることがわかる。
【００７３】
［本ＤＰＤ回路を用いたアンプ出力信号例：図５］
次に、本ＤＰＤ回路１を用いたアンプ９２の出力信号の例について図５を用いて説明する。図５は、本ＤＰＤ回路を用いたアンプ９２の出力信号例を示す説明図である。
図５では、図４に示した各ＤＡＣ出力をアンプ９２で増幅した出力信号を示しており、従来のオーバーサンプルなしの場合や、単純な２サンプルずれの場合と比較して、理想的な４倍オーバーサンプルの波形に近いアンプ出力が得られている。すなわち、本ＤＰＤ回路を用いることにより、アンプ９２で発生する非線形歪が十分補償されたことがわかる。
【００７４】
［実施の形態の効果］
本発明の実施の形態に係る歪補償回路及び歪補償方法によれば、ＤＡＣ９１のサンプル周波数でサンプリングされた入力信号に、入力側４倍オーバーサンプリングフィルタ１０がフィルタ特性に基づいた０〜３サンプルタイミングのフィルタ係数を乗算することにより擬似的に４倍オーバーサンプリングしたサンプル点を生成して、各サンプルタイミングに対応するＤＰＤ処理部１００〜１０３に出力し、ＤＰＤ処理部１００〜１０３が各サンプルタイミングのサンプル点データに歪を与えてＤＰＤデータとし、出力側オーバーサンプリングフィルタ６０〜６３が各サンプルタイミングのＤＰＤデータに特定のサンプルタイミングのフィルタ係数を乗算してＤＡＣ９１のタイミングに戻したＤＰＤ結果を加算器７０〜７３に出力し、加算器７０〜７３が各ＤＰＤ結果に適切な重み付けを行って、加算器８０で加算する歪補償回路及び歪補償方法としているので、ＤＡＣ９１のサンプル周波数が小さくても、異なるタイミングに基づく歪補償を組み合わせて、各タイミングの歪補償に重み付けを行って合成することにより、送信信号にアンプ９２の歪特性により近い歪を与えることができ、サンプル周波数が小さくても、コストや消費電力を増大させること無く精度の高い歪補償を行うことができる効果がある。
【００７５】
尚、実施の形態においては、擬似的に４倍オーバーサンプリングを行う場合について説明したが、これに限るものではない。
例えば、アンプの歪特性に応じて設定されたＮ倍オーバーサンプリングを擬似的に行う場合には、入力側Ｎ倍オーバーサンプリングフィルタと、Ｎ個のＤＰＤ処理部と、Ｎ個の出力側Ｎ倍オーバーサンプリングフィルタを備えた構成とする。
【００７６】
そして、入力信号に、入力側Ｎ倍オーバーサンプリングフィルタで０サンプルタイミング〜（Ｎ−１）サンプルタイミングの係数を乗算してＮ個のサンプル点を出力し、Ｎ個のＤＰＤ処理部でパラレルにＤＰＤ処理を行い、Ｎ個の出力側Ｎ倍オーバーサンプリングフィルタで各ＤＰＤ結果のタイミングを合わせて、合成部で適切に重み付けして合成すればよく、同様の効果が得られるものである。
【産業上の利用可能性】
【００７７】
本発明は、サンプル周波数が小さくても、コストや消費電力を増大させずに歪補償の性能を向上させることができる歪補償回路及び歪補償方法に適している。
【符号の説明】
【００７８】
１，１′...ＤＰＤ回路、  ２，６，２０，２１，２２，２３...遅延回路、  ３，３０，３１，３２，３３...包絡線演算部、  ４...直交復調部、  ５...ＬＵＴ係数演算部、  ７，４０，４１，４２，４３...ＬＵＴ係数設定部、  ８，５０，５１，５２，５３...乗算器、  ６０...出力側オーバーサンプリングフィルタ、  １０...入力側オーバーサンプリングフィルタ、  ７０，７１，７２，７３...乗算器、  ８０...加算部、  ８１...Ｉ成分加算器、  ８２...Ｑ成分加算器、  ９１...ＤＡＣ、  ９２...アンプ、  ９３...ＡＤＣ、  １００〜１０３...ＤＰＤ処理部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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