(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、
入力信号を所定の変調方式で変調し、周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する変調手段と、
前記サブキャリアの数と同じ個数のデータの集合であるデータ系列であり、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データの任意のシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有する任意のデータ系列であって、少なくとも１の要素の値が異なる複数のデータ系列に、前記データ系列ごとに定めた振幅係数および複素指数関数をそれぞれ乗算する演算を施し、前記演算を施した複数の前記データ系列を合成して生成した圧縮符号を前記サブキャリア変調信号に加算する演算手段と、
前記演算手段の演算結果の逆高速フーリエ変換を行って、ベースバンド信号を生成するＩＦＦＴ手段と、
前記ベースバンド信号から送信信号を生成して送信する送信手段と、
を備えることを特徴とする通信機。
【請求項２】
前記複数のデータ系列の内、任意の前記データ系列に対してデータの任意のシフトを行ったデータ系列は、その他の前記データ系列のいずれにも一致しないことを特徴とする請求項１に記載の通信機。
【請求項３】
前記データ系列として擬似ランダム雑音系列を用いることを特徴とする請求項１または２に記載の通信機。
【請求項４】
前記圧縮符号の要素の振幅の最大値が、前記サブキャリア変調信号の要素の振幅の最大値より大きいことを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載の通信機。
【請求項５】
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、
送信信号を受信してベースバンド信号を生成する受信手段と、
前記ベースバンド信号を直並列変換し、高速フーリエ変換を行って並列信号を生成するＦＦＴ手段と、
サブキャリアの数と同じ個数のデータの集合であるデータ系列であり、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データの任意のシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有するデータ系列であって、少なくとも１の要素の値が異なる複数の所定のデータ系列に、前記データ系列ごとに定めた振幅係数および複素指数関数を乗算する演算を施し、前記演算を施した複数の前記データ系列を合成して生成した圧縮符号を前記並列信号から減算して、サブキャリア変調信号を生成する逆演算手段と、
前記サブキャリア変調信号を所定の復調方式で復調する復調手段と、
を備えることを特徴とする通信機。
【請求項６】
前記複数のデータ系列の内、任意の前記データ系列に対してデータの任意のシフトを行ったデータ系列は、その他の前記データ系列のいずれにも一致しないことを特徴とする請求項５に記載の通信機。
【請求項７】
前記データ系列として擬似ランダム雑音系列を用いることを特徴とする請求項５または６に記載の通信機。
【請求項８】
前記圧縮符号の要素の振幅の最大値が、前記サブキャリア変調信号の要素の振幅の最大値より大きいことを特徴とする請求項５ないし７のいずれか１項に記載の通信機。
【請求項９】
前記受信手段は、前記ベースバンド信号を直並列変換したデータと前記圧縮符号との間に相関関係があることを利用して前記ベースバンド信号の同期位置を検出して、前記ベースバンド信号を抽出することを特徴とする請求項５ないし８のいずれか１項に記載の通信機。
【請求項１０】
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機が行う通信方法であって、
入力信号を所定の変調方式で変調し、周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する変調ステップと、
前記サブキャリアの数と同じ個数のデータの集合であるデータ系列であり、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データの任意のシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有する任意のデータ系列であって、少なくとも１の要素の値が異なる複数のデータ系列に、前記データ系列ごとに定めた振幅係数および複素指数関数をそれぞれ乗算する演算を施し、前記演算を施した複数の前記データ系列を合成して生成した圧縮符号を前記サブキャリア変調信号に加算する演算ステップと、
前記演算ステップの演算結果の逆高速フーリエ変換を行って、ベースバンド信号を生成するＩＦＦＴステップと、
前記ベースバンド信号から送信信号を生成して送信する送信ステップと、
を備えることを特徴とする通信方法。
【請求項１１】
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機が行う通信方法であって、
送信信号を受信してベースバンド信号を生成する受信ステップと、
前記ベースバンド信号を直並列変換し、高速フーリエ変換を行って並列信号を生成するＦＦＴステップと、
サブキャリアの数と同じ個数のデータの集合であるデータ系列であり、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データの任意のシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有するデータ系列であって、少なくとも１の要素の値が異なる複数の所定のデータ系列に、前記データ系列ごとに定めた振幅係数および複素指数関数を乗算する演算を施し、前記演算を施した複数の前記データ系列を合成して生成した圧縮符号を前記並列信号から減算して、サブキャリア変調信号を生成する逆演算ステップと、
前記サブキャリア変調信号を所定の復調方式で復調する復調ステップと、
を備えることを特徴とする通信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、通信機および通信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＯＦＤＭ（Orthogonal  Frequency-Division  Multiplexing：直交周波数分割多重）方式の通信では、入力信号をサブキャリア変調し、ＩＦＦＴ（Inverse  Fast  Fourier  Transformation：逆高速フーリエ変換）を行い、ベースバンド信号を生成する。そのため、サブキャリアの数が増え、ＦＦＴ（Fast  Fourier  Transformation：高速フーリエ変換）サイズが大きくなると、大きなピークを持つベースバンド信号が生成され、ＰＡＰＲ（Peak-to-Average  Power  Ratio：ピーク対平均電力比）が高くなるという性質を持っている。ＰＡＰＲが高くなると、信号を歪みなく伝送するために広範囲において線形性を有する増幅器が必要となる。そこでＰＡＰＲを低減するための技術が開発されている。
【０００３】
特許文献１では、ＰＡＰＲを低減するため、ＩＦＦＴを行う前に逐次決定法により算出した最適位相に基づきサブキャリア変調信号の位相を制御する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００６−１６５７８１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ＯＦＤＭ方式の通信では、ＰＡＰＲを低減することが課題となっている。特許文献１では、ＰＡＰＲを低減する最適位相を算出するために繰り返し計算処理を行い、サブキャリアごとに位相を制御する必要がある。また特許文献１に開示されている技術では、ＰＡＰＲの低減の程度を制御することはできない。
【０００６】
本発明は、上述のような事情に鑑みてなされたものであり、ＯＦＤＭ方式の通信において、ＰＡＰＲを低減し、さらにＰＡＰＲの低減の程度を制御することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的を達成するため、本発明の第１の観点に係る通信機は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、
入力信号を所定の変調方式で変調し、周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する変調手段と、
前記サブキャリアの数と同じ個数のデータの集合であるデータ系列であり、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データの任意のシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有する任意のデータ系列であって、少なくとも１の要素の値が異なる複数のデータ系列に、前記データ系列ごとに定めた振幅係数および複素指数関数をそれぞれ乗算する演算を施し、前記演算を施した複数の前記データ系列を合成して生成した圧縮符号を前記サブキャリア変調信号に加算する演算手段と、
前記演算手段の演算結果の逆高速フーリエ変換を行って、ベースバンド信号を生成するＩＦＦＴ手段と、
前記ベースバンド信号から送信信号を生成して送信する送信手段と、
を備えることを特徴とする。
【０００８】
好ましくは、前記複数のデータ系列の内、任意の前記データ系列に対してデータの任意のシフトを行ったデータ系列は、その他の前記データ系列のいずれにも一致しない。
【０００９】
好ましくは、前記データ系列として擬似ランダム雑音系列を用いる。
【００１０】
好ましくは、前記圧縮符号の要素の振幅の最大値が、前記サブキャリア変調信号の要素の振幅の最大値より大きい。
【００１１】
本発明の第２の観点に係る通信機は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、
送信信号を受信してベースバンド信号を生成する受信手段と、
前記ベースバンド信号を直並列変換し、高速フーリエ変換を行って並列信号を生成するＦＦＴ手段と、
サブキャリアの数と同じ個数のデータの集合であるデータ系列であり、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データの任意のシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有するデータ系列であって、少なくとも１の要素の値が異なる複数の所定のデータ系列に、前記データ系列ごとに定めた振幅係数および複素指数関数を乗算する演算を施し、前記演算を施した複数の前記データ系列を合成して生成した圧縮符号を前記並列信号から減算して、サブキャリア変調信号を生成する逆演算手段と、
前記サブキャリア変調信号を所定の復調方式で復調する復調手段と、
を備えることを特徴とする。
【００１２】
好ましくは、前記複数のデータ系列の内、任意の前記データ系列に対してデータの任意のシフトを行ったデータ系列は、その他の前記データ系列のいずれにも一致しない。
【００１３】
好ましくは、前記データ系列として擬似ランダム雑音系列を用いる。
【００１４】
好ましくは、前記圧縮符号の要素の振幅の最大値が、前記サブキャリア変調信号の要素の振幅の最大値より大きい。
【００１５】
好ましくは、前記受信手段は、前記ベースバンド信号を直並列変換したデータと前記圧縮符号との間に相関関係があることを利用して前記ベースバンド信号の同期位置を検出して、前記ベースバンド信号を抽出する。
【００１６】
本発明の第３の観点に係る通信方法は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機が行う通信方法であって、
入力信号を所定の変調方式で変調し、周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する変調ステップと、
前記サブキャリアの数と同じ個数のデータの集合であるデータ系列であり、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データの任意のシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有する任意のデータ系列であって、少なくとも１の要素の値が異なる複数のデータ系列に、前記データ系列ごとに定めた振幅係数および複素指数関数をそれぞれ乗算する演算を施し、前記演算を施した複数の前記データ系列を合成して生成した圧縮符号を前記サブキャリア変調信号に加算する演算ステップと、
前記演算ステップの演算結果の逆高速フーリエ変換を行って、ベースバンド信号を生成するＩＦＦＴステップと、
前記ベースバンド信号から送信信号を生成して送信する送信ステップと、
を備えることを特徴とする。
【００１７】
本発明の第４の観点に係る通信方法は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機が行う通信方法であって、
送信信号を受信してベースバンド信号を生成する受信ステップと、
前記ベースバンド信号を直並列変換し、高速フーリエ変換を行って並列信号を生成するＦＦＴステップと、
サブキャリアの数と同じ個数のデータの集合であるデータ系列であり、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データの任意のシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有するデータ系列であって、少なくとも１の要素の値が異なる複数の所定のデータ系列に、前記データ系列ごとに定めた振幅係数および複素指数関数を乗算する演算を施し、前記演算を施した複数の前記データ系列を合成して生成した圧縮符号を前記並列信号から減算して、サブキャリア変調信号を生成する逆演算ステップと、
前記サブキャリア変調信号を所定の復調方式で復調する復調ステップと、
を備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、ＯＦＤＭ方式の通信において、ＰＡＰＲを低減し、さらにＰＡＰＲの低減の程度を制御することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明の実施の形態に係る通信機の構成例を示すブロック図である。
【図２】実施の形態に係る通信機の異なる構成例を示すブロック図である。
【図３】実施の形態における符号生成部の構成例を示す図である。
【図４】実施の形態に係る通信機を用いてＰＡＰＲを低減する原理を示す図である。
【図５】シミュレーションで用いた信号の波形を示す図である。
【図６】シミュレーションしたベースバンド信号のＰＡＰＲ特性を示す図である。
【図７】シミュレーションしたベースバンド信号のＰＡＰＲのＣＣＤＦ特性を示す図である。
【図８】シミュレーションした相関分析の結果を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお図中、同一または同等の部分には同一の符号を付す。以下の説明において、ＩＦＦＴ（Inverse  Fast  Fourier  Transformation：逆高速フーリエ変換）は、ＩＦＦＴとＩＤＦＴ（Inverse  Discrete  Fourier  Transformation：逆離散フーリエ変換）を含む概念とする。したがって本発明の実施の形態においては、ＩＦＦＴの代わりに、ＩＤＦＴを行うよう構成してもよい。同様にＦＦＴ（Fast  Fourier  Transformation：高速フーリエ変換）は、ＦＦＴとＤＦＴ（Discrete  Fourier  Transformation：離散フーリエ変換）を含む概念とする。またＩＤＦＴおよびＤＦＴを行う場合は、以下の説明におけるＦＦＴサイズとは、ＤＦＴのサイズを意味する。
【００２１】
図１は、本発明の実施の形態に係る通信機の構成例を示すブロック図である。通信機１は、ＯＦＤＭ（Orthogonal  Frequency-Division  Multiplexing：直交周波数分割多重）方式の無線通信により他の機器と通信を行う。通信機１は、アンテナ１０、変調部１１、直並列変換部１２、演算部１３、符号生成部１４、ＩＦＦＴ部１５、送信部１６、およびコントローラ２０を備える。
【００２２】
コントローラ２０は、ＣＰＵ（Central  Processing  Unit：中央処理装置）２１、ＲＡＭ（Random  Access  Memory）２３、およびＲＯＭ（Read-Only  Memory）２４を備える。複雑化を避け、理解を容易にするために、コントローラ２０から各部への信号線が省略されているが、コントローラ２０は通信機１の各部にＩ／Ｏ（Input／Output）２２を介して接続しており、それらの処理の開始、終了、処理内容の制御を行う。
【００２３】
ＲＡＭ２３には、例えば送信フレームを生成するためのデータが記憶されている。ＲＯＭ２４は、コントローラ２０が通信機１の動作を制御するための制御プログラムを格納する。コントローラ２０は、制御プログラムに基づいて、通信機１を制御する。
【００２４】
図２は、実施の形態に係る通信機の異なる構成例を示すブロック図である。上述の通信機１に受信機能をもたせるため、図２に示す通信機１はさらに復調部３１、並直列変換部３２、逆演算部３３、符号生成部３４、ＦＦＴ部３５、受信部３６、および送受信切替部３７を備える。送信機能および受信機能を備える図２に示す通信機１を用いて、通信機１が行う通信方法について以下に説明する。
【００２５】
変調部１１は、入力信号を所定の変調方式で変調し、変調信号を生成し、直並列変換部１２に送る。変調方式として、例えばＱＰＳＫ（Quadrature  Phase-Shift  Keying：四位相偏移変調）を用いる。直並列変換部１２は、変調信号を直並列変換して並列信号を生成し、周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する。そして、サブキャリア変調信号を演算部１３に送る。
【００２６】
符号生成部１４は、サブキャリアの数と同じ個数のデータの集合であるデータ系列であり、自己相関特性を有する任意のデータ系列であって、少なくとも１の要素の値が異なる複数のデータ系列を用意する。そして、複数のデータ系列にデータ系列ごとに定めた振幅係数および複素指数関数をそれぞれ乗算する演算を施し、該演算を施した複数のデータ系列を合成して圧縮符号を生成する。なおデータ系列ごとに定めた振幅係数は０以外の値である。自己相関特性を有するデータ系列とは、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データの任意のシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高いデータ系列である。データの任意のシフトを行ったデータ系列は、データのシフトを行っていないデータ系列と比べて、少なくとも１の要素の値が異なる。
【００２７】
複数のデータ系列として、異なる種類の複数のデータ系列を用いることができる。異なる種類の複数のデータ系列とは、複数のデータ系列の内、任意のデータ系列に対してデータの任意のシフトを行ったデータ系列は、その他のデータ系列のいずれにも一致しないデータ系列を意味する。異なる種類の複数のデータ系列を用いることで、圧縮符号のランダム性が増し、ベースバンド信号のＰＡＰＲを低減することが可能となる。また、後述するように受信側でシンボル同期を行った場合に、正のピークが原点にのみ現れるので同期処理が容易である。
【００２８】
同じデータ系列について、データの任意のシフトを行ったデータ系列とデータのシフトを行っていないデータ系列とは、異なるデータ系列であるから、同じデータ系列のデータのシフトを行って生成した異なる複数のデータ系列を用いてもよい。その場合には、受信側でシンボル同期を行った際に、原点以外の場所にも原点のピークに比べて小さい値ではあるが、正のピークが現れるため、異なる種類の複数のデータ系列を用いる場合に比べて同期処理が難しくなる。なお異なる種類の複数のデータ系列および同じデータ系列のデータのシフトを行って生成した異なる複数のデータ系列をあわせて用いても良い。
【００２９】
上述のようなデータ系列として、例えばＰＮ（Pseudorandom  Noise：擬似ランダム雑音）系列を用いることができる。またＣＡＺＡＣ(Constant  Amplitude  Zero  Auto-Correlation)系列を用いることもできるが、ＣＡＺＡＣ系列と比べてＰＮ系列の方が種類が多いため、ＰＮ系列の方が好ましい。サブキャリアの数をＮとした場合に、複数の異なる種類のＰＮ系列は下記（１）式のように表される。下付き文字は、各ＰＮ系列を区別するための数字であり、上付き文字はＰＮ系列の要素数を示す。
【００３０】
【数１】
0005704079.tif 000002
【００３１】
各ＰＮ系列を、ＰＮｋ（Ｎ）として表すと、圧縮符号Ｃは、下記（２）式で表される。下記（２）式中のＡｋはデータ系列ごとに定めた振幅係数であり、ｅｘｐ（ｊθｋ）はデータ系列ごとに定めた複素指数関数である。ｊは虚数単位である。
【００３２】
【数２】
0005704079.tif 000003
【００３３】
図３は、実施の形態における符号生成部の構成例を示す図である。符号生成部１４は、符号生成器１４１、増幅器１４２、位相回転器１４３および合成部１４４を備える。符号生成器１４１は、複数の異なる種類のデータ系列として、例えばＰＮ系列を生成し、増幅器１４２に送る。増幅器１４２は、データ系列にデータ系列ごとに定めた振幅係数を乗じて、該振幅係数を乗じたデータ系列を位相回転器１４３に送る。位相回転器１４３は、送られたデータ系列にデータ系列ごとに定めた複素指数関数を乗じて位相を回転させる。位相回転器１４３は、該複素指数関数を乗じたデータ系列を合成部１４４に送る。合成部１４４は、送られたデータ系列を合成して圧縮符号Ｃを生成する。
【００３４】
符号生成部１４は、圧縮符号Ｃを演算部１３に送る。演算部１３は、下記（３）式で表されるように、サブキャリア変調信号ｄに圧縮符号Ｃを加算し、圧縮符号を加算した演算結果ｄ’をＩＦＦＴ部１５に送る。
【００３５】
【数３】
0005704079.tif 000004
【００３６】
ＩＦＦＴ部１５は、演算結果ｄ’のＩＦＦＴを行って、ベースバンド信号を生成し、ベースバンド信号を送信部１６に送る。送信部１６は、ベースバンド信号から送信信号を生成し、送受信切替部３７およびアンテナ１０を介して他の機器に送信信号を送信する。
【００３７】
実施の形態に係る通信機を用いてＰＡＰＲ（Peak-to-Average  Power  Ratio：ピーク対平均電力比）を低減する原理について説明する。図４は、実施の形態に係る通信機を用いてＰＡＰＲを低減する原理を示す図である。横軸が周波数（単位：サブキャリア間隔ｆ０）、縦軸が振幅である。図４（ａ）は、サブキャリア変調信号ｄを示し、図４（ｂ）は圧縮符号Ｃを示し、図４（ｃ）は演算部１３の演算結果ｄ’を示している。図４中の棒グラフ上の数字は、各周波数における振幅を示している。
【００３８】
図４（ａ）のＩＦＦＴを行って生成した信号のＰＡＰＲは、４．３１５１ｄＢである。図４（ｂ）のＩＦＦＴを行って生成した信号のＰＡＰＲは、３．０１０３ｄＢである。図４（ｃ）のＩＦＦＴを行って生成した信号のＰＡＰＲは、３．０７３７ｄＢである。
【００３９】
すなわち、ＰＮ系列のＩＦＦＴを行って生成した信号のＰＡＰＲは、サブキャリア変調信号から生成するベースバンド信号のＰＡＰＲより低いため、ＰＮ系列を用いて生成した圧縮符号をサブキャリア変調信号に加算することにより、ベースバンド信号のＰＡＰＲを低減することが可能となる。
【００４０】
受信側での処理を以下に説明する。受信部３６は、アンテナ１０および送受信切替部３７を介して送信信号を受信し、ベースバンド信号を生成し、ＦＦＴ部３５に送る。ＦＦＴ部３５は、ベースバンド信号を直並列変換し、ＦＦＴを行って並列信号を生成する。ＦＦＴ部３５は、並列信号を逆演算部３３に送る。
【００４１】
符号生成部３４は、データの数がサブキャリアの数と同じであり、自己相関特性を有するデータ系列であって、少なくとも１の要素の値が異なる複数の所定のデータ系列にデータ系列ごとに定めた振幅係数および複素指数関数をそれぞれ乗じる演算を行い、該演算を行った複数のデータ系列を合成して圧縮符号を生成する。所定のデータ系列とは、送信側で用いたデータ系列と同じデータ系列であり、データ系列ごとに定めた振幅係数および複素指数関数も送信側で用いた振幅係数および複素指数関数と同じである。なお符号生成部３４は、送信側で圧縮符号の生成に用いた複数のデータ系列、振幅係数および複素指数関数の位相値についての情報の代わりに、圧縮符号についての情報のみを保持するよう構成してもよい。
【００４２】
符号生成部３４は、圧縮符号を逆演算部３３に送る。逆演算部３３は、下記（４）式で表されるように、並列信号ｒから圧縮符号Ｃを減算する。
【００４３】
【数４】
0005704079.tif 000005
【００４４】
ここで並列信号ｒは送信側の演算部１３の演算結果ｄ’と同じであるから、上記（３）式より、演算結果ｒ’はサブキャリア変調信号ｄに一致することがわかる。逆演算部３３は、サブキャリア変調信号ｄを並直列変換部３２に送る。並直列変換部３２は、サブキャリア変調信号を並直列変換し、直列信号を生成して復調部３１に送る。復調部３１は、直列信号を所定の復調方式で復調する。例えば、復調部３１は直列信号のＱＰＳＫ復調を行う。これにより変調部１１で変調した入力信号を復調部３１で復調して出力することができる。
【００４５】
なお受信部３６でシンボル同期を行うよう構成してもよい。送信側の演算部１３では、サブキャリア変調信号に圧縮符号を加算し、ＩＦＦＴ部１５はその演算結果に基づきベースバンド信号を生成しているため、圧縮符号とベースバンド信号を直並列変換したデータとの間には正の相関がある。そこで受信部３６は、圧縮符号との相関分析を行い、相関値が所定の値以上である正のピークが現れるかどうかに基づき、ベースバンド信号の同期位置を検出し、ベースバンド信号を抽出することができる。
【００４６】
以上説明したとおり、本発明の実施の形態に係る通信機１によれば、ＯＦＤＭ通信方式において、サブキャリア変調信号に圧縮符号を加算することでＰＡＰＲを低減することが可能となる。また後述するように、ＰＡＰＲを低減し、ＰＡＰＲの低減の程度を制御することが可能となる。
【００４７】
（具体例）
次に、シミュレーションにより本実施の形態に係る発明の効果を説明する。入力信号にランダム信号を用いて、従来技術と本実施の形態に係る発明について、ベースバンド信号を生成し、ＰＡＰＲの算出を繰り返すシミュレーションを行った。変調方式としてＱＰＳＫを用い、ＦＦＴサイズを２０４８として、従来技術と本実施の形態に係る発明のＰＡＰＲ特性を比較した。従来技術とは、演算部１３において上述のような演算を加えずにサブキャリア変調信号からベースバンド信号を生成する方法である。
【００４８】
本実施の形態に係る発明については、異なる種類の４つのＰＮ系列であるＰＮ１、ＰＮ２、ＰＮ３、およびＰＮ４を用いた。各ＰＮ系列に乗じた振幅係数はそれぞれ、−０．０２５、０．０５、１および２である。また各ＰＮ系列に乗じた複素指数関数の位相値はそれぞれ、４５°、−９０°、０°および２２．５°である。
【００４９】
図５は、シミュレーションで用いた信号の波形を示す図である。横軸が周波数（単位：サブキャリア間隔ｆ０）、縦軸が振幅であり、シミュレーションで用いた信号の一部分の波形を示している。図５（ａ）は、上述の４つのＰＮ系列に上述の振幅係数および複素指数関数を乗じ、ＰＮ系列を合成して生成した圧縮符号の信号波形である。図５（ｂ）は、サブキャリア変調信号の信号波形である。図５（ｃ）は、サブキャリア変調信号に圧縮符号を加算した演算結果の信号波形である。
【００５０】
図６は、シミュレーションしたベースバンド信号のＰＡＰＲ特性を示す図である。横軸がシミュレーションを行った回数である計算回数であり、縦軸がＰＡＰＲ（単位：ｄＢ）である。従来技術のＰＡＰＲの最大値は１１．４ｄＢであるのに対し、本実施の形態のＰＡＰＲの最大値は８．７ｄＢであり、最大ＰＡＰＲが２．７ｄＢ低減されている。また従来技術のＰＡＰＲの平均値は９．１ｄＢであるのに対し、本実施の形態のＰＡＰＲの平均値は６．７ｄＢであり、ＰＡＰＲの平均値が２．４ｄＢ低減されている。
【００５１】
また従来技術と本実施の形態のＰＡＰＲのＣＣＤＦ（Complementary  Cumulative  Distribution  Function：相補累積分布関数）、すなわちＰＡＰＲの発生確率の特性を比較した。図７は、シミュレーションしたベースバンド信号のＰＡＰＲのＣＣＤＦ特性を示す図である。横軸はＰＡＰＲ（単位：ｄＢ）、縦軸はＰＡＰＲのＣＣＤＦである。線が細い方のグラフが従来技術のＰＡＰＲのＣＣＤＦ特性を示し、線が太い方のグラフが本実施の形態に係る発明のＰＡＰＲのＣＣＤＦ特性を示す。図７に示す範囲において、本実施の形態に係る発明のＰＡＰＲは従来技術と比べて低減されている。
【００５２】
なお圧縮符号を生成する際に用いる振幅係数および複素指数関数の位相値を変更することで、ＰＡＰＲの値が変化する。したがって、本実施の形態に係る発明によれば、ＯＦＤＭ通信方式において、ＰＡＰＲを低減し、さらにＰＡＰＲの低減の程度を制御することができることがわかった。
【００５３】
図８は、シミュレーションした相関分析の結果を示す図である。横軸は周波数（単位：サブキャリア間隔ｆ０）であり、縦軸は相関の有無を示す電力である。周波数は、電力がピーク値となるときの周波数の値が０となるよう補正した値である。上述のシミュレーションと同じ圧縮符号を用いて、ある入力信号から生成したサブキャリア変調信号に異なる種類のＰＮ系列を用いて生成した圧縮符号を加算してベースバンド信号を生成した。そして受信側において、圧縮符号とベースバンド信号を直並列変換したデータとの間で相関分析のシミュレーションを行った。図８に示すように、正のピークが現れている。したがって、本実施の形態においては、圧縮符号とベースバンド信号を直並列変換したデータとの間にある相関を利用して、ベースバンド信号の同期位置を検出することができることがわかった。
【００５４】
本発明の実施の形態は上述の実施の形態に限られない。変調部１１の変調方式は、ＱＰＳＫに限られず、ＱＰＳＫ以外のＰＳＫ（Phase  Shift  Keying：位相偏移変調）やＱＡＭ（Quadrature  Amplitude  Modulation：直角位相振幅変調）などを用いることができる。変調部１１と直並列変換部１２の順序を変えて、入力信号を直並列変換してサブキャリア信号に割り当て、並列信号の各データを所定の変調方式で変調するよう構成してもよい。その場合、受信側では復調部３１と並直列変換部３２の順序を変えて、復調処理を行う。
【００５５】
圧縮符号のＰＡＰＲはサブキャリア変調信号のＰＡＰＲと比べて低いことから、圧縮符号の要素の振幅の最大値がサブキャリア変調信号の要素の振幅の最大値より大きくなるよう構成することで、ＰＡＰＲをさらに低減することが可能となる。ＩＦＦＴ部１５は、ＩＦＦＴの代わりにＩＤＦＴを行うよう構成してもよいし、ＦＦＴ部３５は、ＦＦＴの代わりにＤＦＴを行うよう構成してもよい。
【符号の説明】
【００５６】
１  通信機
１０  アンテナ
１１  変調部
１２  直並列変換部
１３  演算部
１４、３４  符号生成部
１５  ＩＦＦＴ部
１６  送信部
２０  コントローラ
２１  ＣＰＵ
２２  Ｉ／Ｏ
２３  ＲＡＭ
２４  ＲＯＭ
３１  復調部
３２  並直列変換部
３３  逆演算部
３５  ＦＦＴ部
３６  受信部
３７  送受信切替部
１４１  符号生成器
１４２  増幅器
１４３  位相回転器
１４４  合成部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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