(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも１つの高圧放電ランプ（Ｌａ）を動作させるための回路装置であって、
少なくとも１つの電子スイッチ（Ｔ１；Ｔ２）を有する電圧変換器（１０）と、
前記電圧変換器（１０）の前記少なくとも１つの電子スイッチ（Ｔ１；Ｔ２）を所定の変換器周波数（ｆs）で駆動制御するための駆動制御回路（１２）と、
前記少なくとも１つの高圧放電ランプ（Ｌａ）と接続するための第１及び第２の端子と、
前記電圧変換器（１０）と、前記高圧放電ランプ（Ｌａ）のための第１の端子との間に接続された第１のコンデンサ（Ｃ１）と、
前記第１のコンデンサ（Ｃ１）を前記高圧放電ランプ（Ｌａ）を点弧するための点弧電圧まで直流電圧で充電すべく前記第１のコンデンサ（Ｃ１）と接続された充電装置（１４）とを備え、
前記電圧変換器（１０）はトランス（Ｔｒ）を含んでおり、前記トランス（Ｔｒ）は、少なくとも１つの第１及び第２の端子を有する一次側インダクタンス（Ｐ１；Ｐ１ａ，Ｐ１ｂ）と、第１及び第２の端子を有する二次側インダクタンス（Ｓ１）とを含み、
前記第１のコンデンサ（Ｃ１）は、前記二次側インダクタンス（Ｓ１）の第１の端子と、前記少なくとも１つの高圧放電ランプ（Ｌａ）のための第１の端子との間に接続されている、回路装置において、
前記変換器周波数（ｆs）が、前記回路装置の定常的動作モードにおいて、少なくとも前記二次側インダクタンス（Ｓ１）と前記第１のコンデンサ（Ｃ１）と前記高圧放電ランプ（Ｌａ）からなる直列回路を含む二次側が実質的に共振モードで動作するように、選択されていることを特徴とする回路装置。
【請求項２】
前記変換器周波数（ｆs）は、二次回路の共振周波数の±１０％の範囲におかれる、請求項１記載の回路装置。
【請求項３】
前記電圧変換器（１０）は、直列に接続された少なくとも１つの第１の電子スイッチ（Ｔ１）及び第２の電子スイッチ（Ｔ２）を含んだプッシュプルコンバータであり、前記一次側インダクタンス（Ｐ１；Ｐ１ａ，Ｐ１ｂ）の第１の端子は、前記第１の電子スイッチ（ｔ１）に接続され、前記一次側インダクタンス（Ｐ１；Ｐ１ａ，Ｐ１ｂ）の第２の端子は、前記第２の電子スイッチ（Ｔ２）に接続され、前記一次側インダクタンス（Ｐ１；Ｐ１ａ，Ｐ１ｂ）の第３の端子は、基準電位（Ｕv）に接続されている、請求項１又は２記載の回路装置。
【請求項４】
前記一次側インダクタンス（Ｐ１；Ｐ１ａ，Ｐ１ｂ）に、第２のコンデンサ（Ｃ２）が並列に接続されている、請求項３記載の回路装置。
【請求項５】
前記高圧放電ランプ（Ｌａ）のための第１の端子と第２の端子の間に、第３のコンデンサ（Ｃ３）が接続されている、請求項３又は４記載の回路装置。
【請求項６】
前記第１のコンデンサ（Ｃ１）と、前記高圧放電ランプ（Ｌａ）のための第１の端子との間に、第１のインダクタンス（Ｌ１）が接続されている、請求項３から５いずれか１項記載の回路装置。
【請求項７】
前記電圧変換器（１０）は、少なくとも１つの第１の電子スイッチ（Ｔ１）と第２の電子スイッチ（Ｔ２）とを含むブリッジコンバータである、請求項１から３いずれか１項記載の回路装置。
【請求項８】
前記一次側インダクタンス（Ｐ１；Ｐ１ａ，Ｐ１ｂ）の第１の端子が、前記第１の電子スイッチ（Ｔ１）と前記第２の電子スイッチ（Ｔ２）との間の接続点（Ｐ）に接続され、前記一次側インダクタンス（Ｐ１；Ｐ１ａ，Ｐ１ｂ）の第２の端子は、前記第２の電子スイッチ（Ｔ２）の前記接続点（Ｐ）とは反対側の端子に接続されている、請求項７記載の回路装置。
【請求項９】
前記二次側インダクタンス（Ｓ１）に、第４のコンデンサ（Ｃ４）が並列に接続されている、請求項７または８記載の回路装置。
【請求項１０】
前記第２の電子スイッチ（Ｔ２）の前記接続点（Ｐ）とは反対側の端子と、前記一次側インダクタンス（Ｐ１；Ｐ１ａ，Ｐ１ｂ）の第２の端子との間に、第５のコンデンサ（Ｃ５）が接続されている、請求項７から９いずれか１項記載の回路装置。
【請求項１１】
前記電圧変換器（１０）は、電子スイッチ（Ｔ１）を備えたスイッチングコンバータ、特にフライバックコンバータである、請求項１から１０いずれか１項記載の回路装置。
【請求項１２】
前記電子スイッチ（Ｔ１）に、第６のコンデンサ（Ｃ６）が並列に接続されている、請求項１１記載の回路装置。
【請求項１３】
前記二次側インダクタンス（Ｓ１）に、第７のコンデンサ（Ｃ７）が並列に接続されている、請求項１１または１２記載の回路装置。
【請求項１４】
前記変換器周波数（ｆs）は、少なくとも１ＭＨｚである、請求項１から１３いずれか１項記載の回路装置。
【請求項１５】
少なくとも１つの高圧放電ランプ（Ｌａ）を回路装置において動作させるための方法であって、
前記回路装置は、
少なくとも１つの電子スイッチ（Ｔ１；Ｔ２）を有する電圧変換器（１０）と、
前記電圧変換器（１０）の前記少なくとも１つの電子スイッチ（Ｔ１；Ｔ２）を所定の変換器周波数（ｆs）で駆動制御するための駆動制御回路（１２）と、
前記少なくとも１つの高圧放電ランプ（Ｌａ）と接続するための第１及び第２の端子と、
前記電圧変換器（１０）と、前記高圧放電ランプ（Ｌａ）のための第１の端子との間に接続された第１のコンデンサ（Ｃ１）と、
前記第１のコンデンサ（Ｃ１）を前記高圧放電ランプ（Ｌａ）を点弧するための点弧電圧まで直流電圧で充電すべく前記第１のコンデンサ（Ｃ１）と接続された充電装置（１４）とを備えている、方法において、
ａ）少なくとも１つの第１及び第２の端子を含む一次側インダクタンス（Ｐ１；Ｐ１ａ，Ｐ１ｂ）と、第１及び第２の端子を含む二次側インダクタンス（Ｓ１）とを有するトランス（Ｔｒ）を設けるステップと、
ｂ）前記第１のコンデンサ（Ｃ１）を、前記二次側インダクタンス（Ｓ１）の第１の端子と、前記少なくとも１つの高圧放電ランプ（Ｌａ）のための第１の端子との間に接続するステップと、
ｃ）前記回路装置の定常的動作モードにおける前記電圧変換器（１０）の前記少なくとも１つの電子スイッチ（Ｔ１；Ｔ２）を、少なくとも前記二次側インダクタンス（Ｓ１）と前記第１のコンデンサ（Ｃ１）と前記高圧放電ランプ（Ｌａ）からなる直列回路を含む二次側が実質的に共振モードで動作するような変換器周波数（ｆs）で駆動制御するステップとを有していることを特徴とする方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、少なくとも１つの電子、光電子スイッチ、所定の変換周波数、第１の電圧変換器の少なくとも１つの電子スイッチとに結合するための第２の端子を制御する制御回路を含む電圧変換器と少なくとも１つの高圧放電ランプを動作させるための回路装置に関するもので少なくとも１つの高圧放電ランプ、電圧変換器及び放電ランプのための第１の端子との間に結合された第１コンデンサ、及び高圧放電ランプを点弧するための点弧電圧をＤＣ電圧に充電する第１のキャパシタに結合されたローディング装置。また、高圧放電ランプを動作させるための対応する方法にも関する。
【背景技術】
【０００２】
高圧放電ランプは所定の周波数領域での動作の際にアーク共鳴、所謂音響共振を有する。これらの共振周波数は、１ｋＨｚから１ＭＨｚの範囲にある。そのため、これらの高圧放電ランプは、通常は１ｋＨｚ未満の矩形周波数で動作される。しかしながらこの種の矩形周波数を供給するように設計された電子バラスト装置は、技術的に非常に複雑であり、それ故に大型化し、高価でもある。
【０００３】
１ＭＨｚ以上の領域での動作には利点が伴う。しかしながらその際には、矩形周波数モードで適用されるパルス重畳点弧が、高周波モードでのパルストランスの高いインダクタンスによって使用できなくなるという問題も生じる。この種のパルストランスは、通常は高い周波数に対するフィルタとして作用し、それによってこれらの周波数領域内の電流の伝達が制限される。このような高い周波数では、この種のパルストランスを通る電流通流はもはやほぼ不可能になる。従って別の代替的点弧手段を模索しなければならない。
【０００４】
独国特許出願ＤＥ  １９９  ０９  ５３０  Ａ１公報からは、この関係において高圧放電ランプの直流点弧が可能な回路配置が公知である。ここでは符号Ｃ１で示された点弧／結合コンデンサが、例えば１０〜１５ｋＶの点弧電圧まで充電されている。しかしながらこの点弧／結合コンデンサは、高圧放電ランプの定常動作に必要なランプ電力に対応する電流を伝送するためには、非常に高いキャパシティ値を有していなければならない。点弧過程のための高圧耐性とも関連した結果、非常に高価で大型のコンデンサとなっている。つまりこのコンデンサは点弧過程中は、相応の点弧電圧まで充電される点弧用コンデンサであるが、それに対してランプの定常動作時にはこのコンデンサは強制的に結合コンデンサとして動作している。これはこのコンデンサが変圧器の絶縁トランスとランプとの間の通電回路に接続され、ランプ全体の電流を引き継いで転送しなければならないことを意味する。インダクタンスＬ１とコンデンサＣ３とによって（図２参照）、テイクオーバー電圧だけが提供される。この電圧は数ｋＶにすぎず、明らかに点弧電圧よりも低い。
【０００５】
高周波モードのための電子バラスト用のトランスは、一般に共振モードで動作する。この場合トランジスタは、電力損失の低減のために、電流ないし電圧のない状態、いわゆる零交叉で切り替わる。そのためにはトランスの一次側には付加的な共振コンデンサが必要である。この共振コンデンサは一次側インダクタンスと共に共振回路を形成している。共振において電圧又は電流は、正弦波であり、そのため零交叉での切り替えが可能である。この関連についてはＷＯ  ９８／１８２９７  Ａ１公報が参照され、ここでは共振コンデンサがＣ２によって示されている。一次側インダクタンスは、トランジスタＴ１，Ｔ２とトランスＴｒ１を含んでいるプッシュプルコンバータの巻線とＷ１ａ及びＷ１ｂによって形成される。
【０００６】
発明の概要
それ故に本発明の課題は、冒頭に述べたような回路装置ないしは冒頭に述べたような製造方法において、結合コンデンサないし点弧用コンデンサを形成する第１のコンデンサのキャパシタンスを低減することができるように改善を行うことである。
【０００７】
前記課題は、請求項１の特徴を有する回路装置、および請求項１５の特徴を有する方法によって解決される。
【０００８】
本発明は基本的に電圧変換器がトランスを含み、前記トランスは、少なくとも１つの第１及び第２の端子を有する一次側インダクタンスと、第１および第２の端子を有する二次側インダクタンスとを含み、第１のコンデンサは前記二次側インダクタンスの第１の端子と少なくとも１つの高圧放電ランプの第１の端子との間に結合されている構成に基づいている。本発明によれば、変換器周波数は、回路配置の定常動作において次のように選択される。少なくとも、二次側インダクタンスと第１のコンデンサからなる直列回路と、高圧放電ランプとを含む二次側が、実質的に共振モードで動作するように選択される。直列回路のキャパシタンスとインダクタンスとが高圧放電ランプと共に直列共振回路を形成することによって、共振時にこれらの構成要素のインピーダンスが非常に小さな値となり、点弧ないし結合コンデンサのインピーダンス、すなわち第１のコンデンサのインピーダンスもこの種の変換器周波数での動作のもとで非常に小さくなる。これにより、比較的低い周波数と比較的低いキャパシタンスのもとで、共振なしの場合に比べて、多くの電流が流される。この電流もまた正弦波である。それにより第１のコンデンサのキャパシタンスは、公知の手法に比べて著しく低減することができる。それに伴って第１のコンデンサのコストの削減や回路配置、すなわち電子バラストの体積減少も実現される。また、電圧変換器の構成要素も小さく構成することが可能となり、このことも更なるコスト削減に結びつく。
【０００９】
本発明は、ＷＯ  ９８／１８２９７  Ａ１公報に開示されているランプと並列に接続された共振コンデンサＣ１や、ＤＥ  １９９  ０９  ５３０  Ａ１公報に開示されているコンデンサＣ２と混同されるべきではない。これらのコンデンサは、電圧変換器の定常周波数を遙かに上回る、高圧放電ランプの受け継ぐ昇圧用のさらなる共振箇所を提供し、定常的ランプ動作には効果がない。なぜならそれらは高圧放電ランプによって短絡されるからである。それらの容量値は、点弧容量や結合容量よりもはるかに小さい。
【００１０】
さらに本発明は、ＷＯ  ９８／１８２９７  Ａ１公報においてまだ存在しているような、一次側の共振コンデンサを省略することができるという利点を提供することができる。なぜなら一次電流が強制的に正弦波となるからである。これにより回路コストが一段と低減され、このこともさらなるコスト削減につながる。
【００１１】
有利には、前記変換器周波数は、二次回路の共振周波数の±１０％の範囲にある。この範囲内の周波数を選択することによって、第１のコンデンサの静電容量の大幅な低減が達成される。電流または電圧の波形経過は、ロスの少ない切り替えにとって既に十分な正弦波である。
【００１２】
前記電圧変換器は、直列に接続された少なくとも１つの第１の電子スイッチと第２の電子スイッチとを含んだプッシュプルコンバータであってもよい。この場合前記一次側インダクタンスの第１の端子は前記第１の電子スイッチに接続され、前記一次側インダクタンスの第２の端子は前記第２の電子スイッチに接続され、前記一次側インダクタンスの第３の端子は、基準電位に接続されている。電圧上昇を制限し、さらなる共振点を維持するために、前記一次側インダクタンスには好ましくは第２のコンデンサが並列に接続されている。
【００１３】
好ましい実施形態によれば、高圧放電ランプのための第１及び第２の端子の間に第３のコンデンサが接続されている。このコンデンサは、テイクオーバー電圧を発生するための高周波数での共振を提供するために用いられる。この場合の共振周波数は、二次側及び第３のコンデンサに対するトランスの漏れインダクタンスによって決定される。動作中はこの第３のコンデンサは無効である。なぜなら、動作中は低抵抗のランプのため当該第３のコンデンサが短絡されるからである。
【００１４】
より好ましくは、第１のコンデンサと高圧放電ランプ用の第１の端子との間に、第１のインダクタンスが接続されている。この第１のインダクタンスは、電流の波形成形と電流の制限とに用いられている。それらはさらに、第３のコンデンサとの接続においてはテイクオーバー電圧発生のためのさらなる共振点の設定調整に用いられ、第１のコンデンサとの接続においては共振点のシフトのために用いられる。また状況に応じて有利には、前記第１のインダクタンスを、第１のコンデンサとトランス二次側の第１の端子との間に接続させてもよい。その際には前記第３のコンデンサは、第１のコンデンサのノードと第１のインダクタンスと高圧放電ランプの第２の端子との間に接続される。ここでの第２のコンデンサは、（高圧放電ランプのテイクオーバーのもとで）トランスの二次側からの第１のコンデンサの放電電流の一部を阻止する。このことは、トランスの一次回路におけるキックバック電圧を低減させると共に、高圧放電ランプの点弧の瞬間の第１及び第２の電子スイッチの電圧負荷も減少させる。
【００１５】
前記電圧変換器は、少なくとも第１及び第２の電子スイッチを含むブリッジコンバータであってもよい。その場合には、一次側インダクタンスの第１の端子は、第１および第２の電子スイッチ間の接続点に接続され、一次側インダクタンスの第２の端子は、第２の電子スイッチの前記接続点とは反対側の端子に接続される。これに関連して、第４のコンデンサが二次側インダクタクタンスと並列に接続されてもよい。この第４のコンデンサも、前記電圧変圧器のトランスの二次側インダクタンスと一緒に当該高圧放電ランプのテイクオーバー電圧生成のために用いられる。
【００１６】
さらに若しくは代替的に、第５のコンデンサを、前記第２の電子スイッチの前記接続点とは反対側の端子と、一次側インダクタンスの第２の端子との間に接続してもよい。これは、トランスに対するシンメトリーコンデンサとしての第１のコンデンサのキャパシタンスサイズが好ましくない場合に用いられ、システム全体の共振周波数のシフトを可能にする。なぜなら第１及び第５のコンデンサの静電容量が、トランスの変成比を乗じて結合されるからである。
【００１７】
前記電圧変換器は、電子スイッチを備えたスイッチングコンバータ、特に、フライバックコンバータであってもよい。その際有利には、第６のコンデンサが電子スイッチと並列に接続される。このコンデンサは第１の電子スイッチを介して電圧上昇の制限に用いられ、また二次回路の共振周波数にも影響を与える。また、上述した回路実施形態から既知の付加的なインダクタンスを二次回路中に包含させることも可能である。
【００１８】
さらに、テイクオーバー周波数の提供に使用される第７のコンデンサを二次側インダクタンスと並列に接続させてもよい。
【００１９】
コンバータ周波数は、本発明の有利な実施形態によれば、少なくとも１ＭＨｚである。
【００２０】
さらに有利な実施形態は、従属請求項からも明らかになる。
【００２１】
本発明による回路装置に関連して示された好ましい実施形態とその利点は、適用される本発明の方法にも相応に当てはまる。
【００２２】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】本発明による回路装置の第１の実施例の概略図
【図２】本発明による回路装置の第２の実施例の概略図
【図３】本発明による回路装置の第３の実施例の概略図
【図４】本発明による回路配置の第４の実施例の概略図
【００２４】
以下の実施例において同じ構成要素及び機能の同じ構成要素には同一の符号を付している。
【００２５】
図１は、高圧放電ランプＬａを動作させるための本発明による回路装置の第１実施例の概略図を示している。この実施例では、電圧変換器１０がプッシュプルコンバータによって実現されている。このプッシュプルコンバータは、第１の電子スイッチＴ１と、直列に接続された第２の電子スイッチＴ２を含んでいる。さらにこの電圧変換器１０は、一次側インダクタンスＰ１を有するトランスＴｒを含む。前記一次側インダクタンスＰ１は、第１の部分インダクタンスＰ１ａと第２の部分インダクタンスＰ１ｂを含んでいる。二次側インダクタンスはＳ１で示されている。一次側インダクタンスＰ１の第１の端子は、第１の電子スイッチＴ１に接続され、それに対して一次側インダクタンスＰ１の第２の端子は第２の電子スイッチＴ２と接続されている。前記第１の部分インダクタンスＰ１ａと第２の部分インダクタンスＰ１ｂとの間に配置された第３の端子は、特に直流電圧Ｕvで表される基準電位に接続されている。
【００２６】
第１及び第２の電子スイッチＴ１、Ｔ２は、駆動制御装置１２によってスイッチング周波数ｆsの駆動制御信号で駆動制御されている。二次側には第１のコンデンサＣ１が設けられており、この第１のコンデンサＣ１は、二次側インダクタンスＳ１と高圧放電ランプＬａの第１端子との間に接続されている。第１のコンデンサＣ１に接続された充電装置１４は、直流電圧を用いて第１のコンデンサＣ１を高圧放電ランプＬａを点弧するための点弧電圧まで充電するのに用いられる。
【００２７】
本発明に関しては、次のことを前提とする。すなわち、インダクタンスとキャパシタンスは、一般に、周波数依存性のリアクタンスを有することである。従って、オーム抵抗Ｒと、インダクタンスＬと、コンデンサＣからなる直列回路のインピーダンスＺも周波数に依存している。
【００２８】
以下の式中、符号Ｒは、高圧放電ランプＬａのオーム抵抗を表し、この抵抗は通常は１０Ω〜２００Ωの間にあり、符号Ｌsは、全ての直接的及び間接的インダクタンスからなる二次回路の総インダクタンスを表し、符号Ｃsは、全ての直接的及び間接的キャパシタンスからなる二次回路の総キャパシタンスを表している。
【００２９】
【数１】
0005657180.tif 000002
【００３０】
直接的なインダクタンスは、例えば付加的なインダクタンスＬ１を表し、それに対して間接的なインダクタンスは、例えば漂遊、寄生、遡及等の作用によるインダクタンスによって形成されている。
【００３１】
直接的なキャパシタンスは、例えば点弧ないし結合キャパシタンスＣ１である。それに対して間接的なキャパシタンスは、例えば漂遊や寄生作用、遡及等の作用などによるキャパシタンスによって形成されている。総キャパシタンスＣsのうちの所定のキャパシタンスがＣ１である。
【００３２】
本発明によれば、スイッチング周波数ｆsは次のように選択される。すなわち総インダクタンスＬsと総キャパシタンスＣsとが、直列共振で動作するように選択される。このことを達成するために、スイッチング周波数ｆsは以下の式、
【数２】
0005657180.tif 000003
に従って選択される。
【００３３】
しかしながら既に本発明で使用可能な値は、スイッチング周波数ｆsの選択時に二次回路の上記共振周波数ｆsの±１０％の範囲内で得られるものである。
【００３４】
直列共振なしではコンデンサＣ１のインピーダンスは、以下の式、
｜Ｚc｜＝１/ωＣ１
で表される。
【００３５】
従って相応の電流Ｉ＝Ｕ/｜Ｚ｜が流れるようにするためには、十分に高い周波数か、十分に大きなコンデンサが必要となり得る。
【００３６】
図２は、本発明による回路装置の第２実施例を示す。ここではコンデンサＣ２が一次側インダクタンスＰ１と並列に接続されている。このコンデンサＣ２は、一次回路内の電圧上昇の制限とさらなる共振点の提供のために用いられる。
【００３７】
さらに図２に示されている実施例では、高圧放電ランプＬａにコンデンサＣ３が並列に接続されている。このコンデンサは、テイクオーバー電圧を発生するさらなる共振点を提供する目的を有している。
【００３８】
コンデンサＣ１と、高圧放電ランプＬａの第１の端子との間に接続されたインダクタンスＬ１は、電流の波形成形と電流の制限に用いられる。このインダクタンスＬ１はコンデンサＣ３との接続に関連してテイクオーバー電圧の生成を目的とするさらなる共振点の設定調整に用いられ、さらにコンデンサＣ１との接続に関連して共振点のシフトにも用いられる。また状況に応じて、前記インダクタンスＬ１を、トランスＴｒの二次側の第１の端子と、コンデンサＣ１との間に接続させてもよい。その際にはコンデンサＣ３は、コンデンサＣ１のノードとインダクタＬ１と高圧放電ランプＬａの第２の端子との間に接続される。ここでのコンデンサＣ２は、トランスＴｒの二次側からのコンデンサＣ１の放電電流の一部を阻止する（高圧放電ランプのテイクオーバーのもとで）。このことは、トランスＴｒの一次回路におけるキックバック電圧を低減させると共に、高圧放電ランプの点弧の瞬間の電子スイッチＴ１，Ｔ２の電圧負荷も減少させる。
【００３９】
図３に示す実施例では、電圧変換器１０がブリッジコンバータとして、特にハーフブリッジコンバータとして表されており、ここでは一次側インダクタンスＰ１の第１の端子が、第１の電子スイッチＴ１と第２の電子スイッチＴ２との間の接続点に接続されている。一次側インダクタンスＰ１の第２の端子は、第２の電子スイッチＴ２の前記接続点Ｐとは反対側の端子に接続されている。ここでは二次側インダクタンスと並列にコンデンサＣ４が接続されており、このコンデンサＣ４も図２のコンデンサＣ３と同じように、点弧に必要とされる交流電圧成分の電圧オーバーシュートに、ないしはテイクオーバー電圧の増加のために用いられる。
【００４０】
前記第２の電子スイッチＴ２の前記接続点Ｐとは反対側の端子と、一次側インダクタンスの第２の端子との間には、コンデンサＣ５が接続されている。このコンデンサＣ５は、結合コンデンサとして用いられる。
【００４１】
図４には、電圧変換器としてスイッチングコンバータを有する実施例が示されている。この場合には、本発明によればフライバックコンバータが選択されている。ここでは、電子スイッチＴ１と並列にコンデンサＣ６が接続されている。このコンデンサＣ６は、スイッチＴ１を介した電圧上昇を制限するのに用いられ、また二次回路の共振周波数にも影響を与えている。さらに二次側インダクタンスＳ１と並列にコンデンサＣ７が接続されていてもよい。このコンデンサＣ７も図３に示された実施例のコンデンサＣ４と同じ機能を担っている。
【００４２】
図１による好ましい実施例では、コンデンサＣ１のキャパシタンスは１.５ｎＦである。これは二次回路の非共振モードに要するキャパシタンスＣ１の約１/５を示している。スイッチング周波数は１.２ＭＨｚにおかれる。ランプの点弧のために、コンデンサＣ１は、直流電圧方式で約１０ｋＶまで充電される。つまり、トランスＴｒの開ループ回路電圧が、直流電圧方式で、ランプを点弧するまで上昇する。その後では、コンデンサＣ１は、二次回路のための直列共振コンデンサとして動作する。この共振モードによって、所要の電圧耐性のもとで、市販の構成素子にも対応し、大きさ的にも無理なく最小の構造空間、例えばＤ３型ランプのベースに適合し得るコンデンサ容量が得られる。
【００４３】
上記の共振モードによれば、一次回路の残りの共振コンデンサなしでも、トランジスタが電流零でスイッチングされる。ランプ電流Ｉは、正弦波に類似する。
【図１】
0005657180.tif 000004
【図２】
0005657180.tif 000005
【図３】
0005657180.tif 000006
【図４】
0005657180.tif 000007