(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源と負荷との間に接続したスイッチング素子と、
前記電源から前記スイッチング素子を介して前記負荷に供給される負荷電流に対応する検出電流を出力する電流検出部と、
前記負荷電流に応じて入出力比が高くなる特性を有する第１回路と、前記負荷電流に比例した出力特性を有する第２回路と、を有し、前記検出電流が入力されると、前記第１回路の出力と前記第２回路の出力との加算値によって、過電流判定する過電流判定部と、を備え、
前記加算値における前記第１回路の出力と前記第２回路の出力との加算の割合が、前記負荷電流が過渡熱領域の場合と熱飽和領域の場合とで異なることを特徴とする電源供給装置。
【請求項２】
前記加算値を積分した値によって、過電流判定することを特徴とする請求項１に記載の電源供給装置。
【請求項３】
前記過電流判定部は、前記負荷電流が前記過渡熱領域である場合には、前記加算値に占める割合が、前記第１回路が高くなるように構成されていることを特徴とする請求項１または２に記載の電源供給装置。
【請求項４】
前記第１回路は２乗演算出力特性を有した回路であることを特徴とする請求項１〜３のいずれか一つに記載の電源供給装置。
【請求項５】
前記過電流判定部は、前記熱飽和領域である場合に、前記第１回路の出力の割合が２０％以下になるように加算を行うことを特徴とする請求項１〜４のいずれか一つに記載の電源供給装置。
【請求項６】
前記過電流判定部は、前記負荷電流が前記過渡熱領域である場合は前記第１回路の出力によって過電流判定を行い、前記負荷電流が前記熱飽和領域である場合は前記第２回路の出力によって過電流判定を行うことを特徴とする請求項１または２に記載の電源供給装置。
【請求項７】
電源からスイッチング素子を介して負荷に供給される負荷電流に対応する検出電流を出力する電流検出工程と、
前記検出電流が入力されると、前記負荷電流による損失と許容損失の差に応じて入出力比が高くなる特性を有する第１回路の出力と、前記負荷電流に比例した出力特性を有する第２回路の出力との加算値によって、過電流判定する過電流判定工程と、
を含み、
前記加算値における前記第１回路の出力と前記第２回路の出力との加算の割合が、前記負荷電流が過渡熱領域の場合と熱飽和領域の場合とで異なるようにすることを特徴とする電源供給方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源供給装置および電源供給方法に関し、特にワイヤーハーネスや車両に搭載されている電装品を過電流から保護する機能を備える電源供給装置および電源供給方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
車両に搭載されている電装品にワイヤーハーネスを介して電力を供給する電源供給装置には、ワイヤーハーネスや電装品を過電流による焼損等から保護するために、ヒューズが設けられている。ヒューズを用いた過電流保護回路では、過電流が発生した場合、ヒューズ溶断によって回路保護をするため、溶断したヒューズの交換等の整備（メンテナンス）を行う必要がある。このため、ヒューズを用いた過電流保護回路の設置場所が限定され、ヒューズを交換しやすい場所に設置する必要がある。しいてはワイヤーハーネスレイアウトの設計自由度が低くなる（たとえば、最適なハーネス設計ができない。また、ハーネス引き回しが増大する）。また、従来の電源供給装置には、スイッチング素子としてリレーが多く用いられているが、サイズや部品発熱が大きく装置に大型化に繋がるといった課題があった。また、電線線径は、過電流保護回路の保護特性を考慮した、適正な線径が選択されるが、ヒューズの経年劣化やばらつき等が大きいため、電線の線径が増大するといった課題があった。
【０００３】
そこで、近年、ヒューズやリレーの代わりにトランジスタ素子を用いた過電流保護回路が提案されている（特許文献１参照）。この過電流保護回路は、電源と電装品との間に接続されたトランジスタ素子を備え、トランジスタ素子のソース電極とドレイン電極との間の電圧変化に基づいて過電流が発生したか否かを判定する。そして、過電流保護回路は、過電流が発生したと判定した場合、トランジスタ素子をオフすることによって電源と電装品との間の接続を遮断することにより、電装品を過電流から非破壊で保護する。このような過電流保護回路によれば、過電流が発生した場合であってもトランジスタ素子の整備を行う必要がない。従って、トランジスタ素子を用いた過電流保護回路を備えた電源供給装置は、設置場所が限定されることなく、ワイヤーハーネスレイアウトの自由度が高くなる。また、ヒューズの削減、トランジスタ素子の小型・低損失化によって装置の小型化が可能になる。さらに、ヒューズに比べて経年劣化やばらつき等を抑制することで、より小さな線径の電線を選択すること（電線細径化）をすることが可能となる。
【０００４】
ところで、電線の発煙特性示す曲線（過電流限界特性ともいう。）は、たとえば図６に示されるようなグラフで表される。図６において、横軸は電線に電流を流す時間を示し、縦軸は電線に流す電流を示している。実線は、電線の被覆材が発煙するときの時間と電流との関係を示す。電流を流してから被覆材に熱が伝わるまでに時間が掛かるため、電流を流した当初は電流が大きくても発煙に到らない。ここで、図６に示す平衡時限界電流Ｉ１は、電流が流れることによる発熱と、放熱とのバランスがとれた熱平衡状態で電流を流すことができる値である。この平衡時限界電流Ｉ１は、電線の材料および線径（電線サイズ）、等によって決まるものである。過電流限界特性曲線において、平衡時限界電流Ｉ１に対応する時刻ｔ１より時間が小さい側かつ特性曲線より電流が小さい側の領域を過渡熱領域と言う。また、時刻ｔ１より時間が大きい側かつ特性曲線より電流が小さい側の領域を熱飽和領域と呼ぶ。この熱飽和領域においては、発煙に到らずに電流を流し続けられるような電流Ｉ２が存在する。この電流Ｉ２は、その電流値を示す破線が、時間が経過しても特性曲線と交差しないような電流である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００９−１４２１４６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ここで、過電流保護回路を備える電源供給装置は、保護対象が焼損等しないように過電流を判定し、電流を遮断する必要がある。特に、熱飽和領域では、過電流発生の判定精度が高いことが要求される。その理由は、熱飽和領域では、定常的にその電流値で電流を流すことが想定されるので、判定精度が低いと、保護対象の設計において、過電流発生の判定誤差を含めた設計マージンを設定しなければならない。その結果、たとえば電線の場合はその径を余分に太くしなければならないなどの設計上の制約が生じ、たとえば小型化が困難になるなどの問題が生じるからである。
【０００７】
また、特許文献１に開示されるような、過渡熱領域での許容電流を拡大（電線発煙特性に類似した保護特性を実現）するために、２乗演算回路とＣＲ時定数回路とを組み合わせた過電流保護装置のように、過電流保護特性を生成するための電力損失算出に相当する回路要素が、２乗演算回路である場合は、熱飽和領域ではその出力のばらつき大きい場合がある。このように出力のばらつきが大きいと、熱飽和領域での過電流判定精度のばらつきも大きくなってしまう。さらに、過電流判定精度のばらつきが大きいと、その判定精度のばらつきにかかわらず電線の発煙を確実に防止するためには、あらかじめ電線径を太くして対応しなければならない場合が発生する。また、２乗演算回路を用いた過電流保護特性生成方法では、熱飽和領域での回路出力の信号レベルが比較的小さいため、ＳＮ比が劣化する場合がある。その結果、ノイズによる過電流判定の誤動作発生等のおそれがある。
【０００８】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、過電流発生の判定精度が高く、ノイズ耐性が強い電源供給装置および電源供給方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係る電源供給装置は、電源と負荷との間に接続したスイッチング素子と、前記電源から前記スイッチング素子を介して前記負荷に供給される負荷電流に対応する検出電流を出力する電流検出部と、前記負荷電流に応じて入出力比が高くなる特性を有する第１回路と、前記負荷電流に比例した出力特性を有する第２回路と、を有し、前記検出電流が入力されると、前記第１回路の出力と前記第２回路の出力との加算値によって、過電流判定する過電流判定部と、を備えることを特徴とする。
【００１０】
また、本発明に係る電源供給装置は、上記の発明において、前記加算値を積分した値によって、過電流判定することを特徴とする。
【００１１】
また、本発明に係る電源供給装置は、上記の発明において、前記過電流判定部は、前記負荷電流が過渡熱領域である場合には、前記加算値に占める割合が、前記第１回路が高くなるように構成されていることを特徴とする。
【００１２】
また、本発明に係る電源供給装置は、上記の発明において、前記第１回路は２乗演算出力特性を有した回路であることを特徴とする。
【００１３】
また、本発明に係る電源供給装置は、上記の発明において、前記過電流判定部は、熱飽和領域である場合に、前記第１回路の出力の割合が２０％以下になるように加算を行うことを特徴とする。
【００１４】
また、本発明に係る電源供給装置は、上記の発明において、前記過電流判定部は、前記負荷電流が過渡熱領域である場合は前記第１回路の出力によって過電流判定を行い、前記負荷電流が熱飽和領域である場合は前記第２回路の出力によって過電流判定を行うことを特徴とする。
【００１５】
また、本発明に係る電源供給方法は、電源からスイッチング素子を介して負荷に供給される負荷電流に対応する検出電流を出力する電流検出工程と、前記検出電流が入力されると、前記負荷電流による損失と許容損失の差に応じて入出力比が高くなる特性を有する第１回路の出力と、前記負荷電流に比例した出力特性を有する第２回路の出力との加算値によって、過電流判定する過電流判定工程と、を含むことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、負荷電流に応じて入出力比が高くなる特性を有する第１回路の出力と、負荷電流に比例した出力特性を有する第２回路の出力との加算値によって過電流判定するので、熱飽和領域における過電流発生の判定精度を高くでき、かつノイズ耐性を強化できるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】図１は、実施の形態に係る電源供給装置の構成を模式的に示す図である。
【図２】図２は、図１に示すスイッチング素子の模式的な構成図である。
【図３】図３は、電流演算部に入力される検出電流Ｉsと電流演算部が出力する演算電流Ｉoutとの関係を示す図である。
【図４】図４は、図１に示す電源供給装置によって実現される電流遮断特性の一例を示す図である。
【図５】図５は、電流演算部における演算の精度を説明する図である。
【図６】図６は、電線の発煙特性の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下に、図面を参照して本発明に係る電源供給装置および電源供給方法の実施の形態を詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。なお、図面において、同一または対応する要素には適宜同一の符号を付している。
【００１９】
（実施の形態）
図１は、本発明の実施の形態に係る電源供給装置の構成を模式的に示す図である。図１に示すように、電源供給装置１００は、スイッチング素子１０と、電流検出部２０と、電流演算部３０と、温度模擬部４０と、スイッチング素子駆動部５０と、を備えている。
【００２０】
スイッチング素子１０は、寄生ダイオード１０ａを有するｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴである。スイッチング素子１０は、ドレイン端子側が電源Ｐと接続し、ソース端子側が負荷Ｌと接続するように、電線Ｗを介して電源Ｐと負荷Ｌとの間に接続している。また、スイッチング素子１０のゲート端子はスイッチング素子駆動部５０に接続している。
【００２１】
図２は、スイッチング素子１０の模式的な構成図である。スイッチング素子１０は、ＭＯＳＦＥＴのチップ１１が、ケース１２に収容され、かつ基板１３上に実装されて構成されている。
【００２２】
電流検出部２０は、センス抵抗２１と、オペアンプ２２と、スイッチング素子２３とを備えている。オペアンプ２２は、その反転入力端子がセンス抵抗２１を介して電源Ｐに接続し、非反転入力端子がスイッチング素子１０と負荷Ｌとの間の電線Ｗに接続している。スイッチング素子２３は、ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴであり、寄生ダイオード２３ａを有する。スイッチング素子１０のドレイン端子はセンス抵抗２１を介して電源Ｐに接続し、ゲート端子はオペアンプ２２の出力端子に接続している。
【００２３】
電流演算部３０は、その入力側が電流検出部２０のスイッチング素子２３のソース端子に接続している。この電流演算部３０は、第１回路としての２乗演算部３１と、第２回路としての線形演算部３２とを備えている。
【００２４】
電流演算部３０に入力された電流は、２乗演算部３１および線形演算部３２のそれぞれに入力される。２乗演算部３１は、２乗演算出力特性を有しており、入力された電流を２乗してさらに所定の係数を乗算した第１演算電流を出力する。線形演算部３２は、入力された電流に所定の係数を乗算した第２演算電流を出力する。電流演算部３０は第１演算電流と第２演算電流とを加算したものを演算電流として出力する。なお、２乗演算部３１および線形演算部３２はいずれもトランスリニア回路を用いたアナログ回路で構成することができる。
【００２５】
温度模擬部４０は、電流源４１と、熱等価回路部４２とを備えている。電流源４１は、入力側が電流演算部３０の出力側に接続し、出力側が熱等価回路部４２に接続している。熱等価回路部４２は、特許文献１にも開示されるように、オン状態でスイッチング素子１０に流れる負荷電流Ｉloadによる消費電力に相当する発熱の時間的な変化を模擬するための電気的等価回路であり、スイッチング素子１０における過渡的な熱変動を忠実に表現するように構成されている。すなわち、熱等価回路部４２は、チップ熱等価部４２ａと、ケース熱等価部４２ｂと、基板熱等価部４２ｃとを備えている。チップ熱等価部４２ａは、並列接続したコンデンサ４２ａｂと抵抗４２ａａとからなる。ケース熱等価部４２ｂは、並列接続したコンデンサ４２ｂｂと抵抗４２ｂａとからなる。基板熱等価部４２ｃは、並列接続したコンデンサ４２ｃｂと抵抗４２ｃａとからなる。熱等価回路部４２は、これらのコンデンサおよび抵抗が、はしご段上に接続したＣＲ多段時定数回路（積分回路）として構成されている。
【００２６】
チップ熱等価部４２ａにおいて、コンデンサ４２ａｂはＭＯＳＦＥＴのチップ１１（図２参照）の熱容量に等価な電気容量値Ｃ１に設定されている。抵抗４２ａａはチップ１１とケース１２と間の熱抵抗に等価な電気抵抗値Ｒ１に設定されている。同様に、ケース熱等価部４２ｂにおいて、コンデンサ４２ｂｂはケース１２の熱容量に等価な電気容量値Ｃ２に設定されている。抵抗４２ｂａはケース１２と基板１３と間の熱抵抗に等価な電気抵抗値Ｒ２に設定されている。同様に、基板熱等価部４２ｃにおいて、コンデンサ４２ｃｂは基板１３の熱容量に等価な電気容量値Ｃ３に設定されている。抵抗４２ｃａは基板１３と外部雰囲気と間の熱抵抗に等価な電気抵抗値Ｒ３に設定されている。
【００２７】
スイッチング素子駆動部５０は、比較部５１と、ラッチ回路５２と、制御信号入力端子５３と、リセット信号入力端子５４と、インバータ５５と、ＮＡＮＤ回路５６と、ｐｎｐ形トランジスタ５７と、ｎｐｎ形トランジスタ５８と、チャージポンプ５９とを備えている。
【００２８】
比較部５１は、オペアンプからなる比較器であり、非反転入力端子が温度模擬部４０の熱等価回路部４２に接続している。また、反転入力端子には過電流判定電圧であるＶrefが入力される。ラッチ回路５２は入力側が比較部５１の出力端子に接続しており、出力側がリセット信号入力端子５４とインバータ５５の入力端子との間に接続している。制御信号入力端子５３はＮＡＮＤ回路５６の一方の入力端子に接続している。リセット信号入力端子５４はインバータ５５を介してＮＡＮＤ回路５６のもう一方の入力端子に接続している。ＮＡＮＤ回路５６の出力端子は、ｐｎｐ形トランジスタ５７およびｎｐｎ形トランジスタ５８のベース端子に接続している。ｐｎｐ形トランジスタ５７のエミッタ端子はチャージポンプ５９を介して電源Ｐに接続している。ｐｎｐ形トランジスタ５７およびｎｐｎ形トランジスタ５８のコレクタ端子はスイッチング素子１０のゲート端子に接続している。チャージポンプ５９は電源Ｐの電圧を昇圧して、スイッチング素子１０の駆動電圧信号を生成する。
【００２９】
なお、電源供給装置１００では、電流演算部３０と、温度模擬部４０と、スイッチング素子駆動部５０の比較部５１とが過電流判定部を構成している。
【００３０】
つぎに、この電源供給装置１００の動作について、負荷Ｌを操作するための操作スイッチをオフにしている場合と、操作スイッチをオンにした場合とに分けて説明する。
【００３１】
（負荷Ｌを操作するための操作スイッチをオフにしている場合）
この場合、制御信号入力端子５３からＬｏｗレベルの制御信号がＮＡＮＤ回路５６の一方の入力端子に入力される。一方、ラッチ回路５２は、初期状態ではＬｏｗレベルの信号を出力するので、ＮＡＮＤ回路５６の他の一方の入力端子には、インバータ５５で反転されたＨｉｇｈレベルの信号が入力される。その結果、ＮＡＮＤ回路５６はＨｉｇｈレベルの信号を出力する。ＮＡＮＤ回路５６からＨｉｇｈレベルの信号が入力されるとｐｎｐ形トランジスタ５７はオフになり、ｎｐｎ形トランジスタ５８はオンになる。その結果、チャージポンプ５９からの駆動電圧信号はスイッチング素子１０のゲート端子に印加されないので、スイッチング素子１０はオフ状態に維持される。したがって、電源Ｐから負荷Ｌに電流は供給されないので、負荷Ｌは駆動しない。
【００３２】
（負荷Ｌを操作するための操作スイッチをオンにした場合）
この場合、制御信号入力端子５３からＨｉｇｈレベルの制御信号がＮＡＮＤ回路５６の一方の入力端子に入力される。一方、ＮＡＮＤ回路５６の一方の入力端子には、ラッチ回路５２からＬｏｗレベルで出力され、インバータ５５で反転されたＨｉｇｈレベルの信号が入力される。その結果、ＮＡＮＤ回路５６はＬｏｗレベルの信号を出力する。ＮＡＮＤ回路５６からＬｏｗレベルの信号が入力されるとｐｎｐ形トランジスタ５７はオンになり、ｎｐｎ形トランジスタ５８はオフになる。その結果、チャージポンプ５９からの駆動電圧信号がスイッチング素子１０のゲート端子に印加されるので、スイッチング素子１０はオン状態になる。その結果、スイッチング素子１０のドレイン−ソース間には電流が流れ、電源Ｐから負荷Ｌに電線Ｗを介して負荷電流Ｉloadが供給され、負荷Ｌは駆動する。
【００３３】
このとき、電流検出部２０では、スイッチング素子１０のドレイン−ソース間電圧Ｖdsとセンス抵抗２１の端子間電圧Ｖsとが等しくなるように、オペアンプ２２の出力でスイッチング素子２３のゲート電位を制御している。これによって、センス抵抗２１には、電線Ｗに流れる負荷電流Ｉloadに比例した値の検出電流Ｉsが流れるようになっている。ここで、Ｉs＝Ｉload×Ｒon／Ｒsで表される。Ｒonは所定の温度でのスイッチング素子１０のオン抵抗であり、Ｒsは所定の温度でのセンス抵抗２１の電気抵抗値である。電流検出部２０は、この検出電流Ｉsを、負荷電流Ｉloadに対応する電流として出力する。
【００３４】
つぎに、電流演算部３０では、入力された検出電流Ｉsが２乗演算部３１および線形演算部３２のそれぞれに入力される。２乗演算部３１は、入力された検出電流Ｉsを２乗してさらに係数１／Ｋを乗算した第１演算電流Ｉout１（＝Ｉs２／Ｋ）を出力する。線形演算部３２は、入力された検出電流Ｉsに係数１を乗算した第２演算電流Ｉout２（＝Ｉs）を出力する。すなわち、第２演算電流Ｉout２は負荷電流Ｉloadに比例している。電流演算部３０は、２乗成分である第１演算電流Ｉout１と線形成分である第２演算電流Ｉout２とを加算して、演算電流Ｉoutとして出力する。すなわち、Ｉout＝Ｉs２／Ｋ＋Ｉsである。すなわち、電流演算部３０は、線形関数と２乗関数との線形結合関数を用いて演算電流Ｉoutを演算している。
【００３５】
図３は、電流演算部３０に入力される検出電流Ｉsと電流演算部３０が出力する演算電流Ｉoutとの関係を示す図である。なお、係数１／Ｋは１．１×１０４としている。図３では、比較のためにＩoutがＩs２／Ｋ、Ｉsである場合も示している。また、図３では、Ｒon／Ｒsを１×１０−５とした場合の負荷電流Ｉload（＝Ｉs×１０５）も示している。
【００３６】
図３に示すように、たとえば負荷電流Ｉloadが１５Ａの場合、すなわち検出電流Ｉsが０．０００１５Ａの場合には、第１演算電流Ｉout１は約０．００００２．５Ａであり、第２演算電流Ｉout２は０．０００１５Ａである。したがって、負荷電流Ｉloadが１５Ａの場合には、演算電流Ｉout＝０．００００２．５＋０．０００１５＝０．０００１７５である。この場合、線形成分である第２演算電流Ｉout２が演算電流Ｉoutの約８６％を占める。
【００３７】
また、たとえば負荷電流Ｉloadが１００Ａの場合、すなわち検出電流Ｉsが０．００１Ａの場合には、第１演算電流Ｉout１は約０．００１１Ａであり、第２演算電流Ｉout２は０．００１Ａである。したがって、負荷電流Ｉloadが１００Ａの場合には、演算電流Ｉout＝０．００１１＋０．００１＝０．００２１である。この場合、演算電流Ｉoutにおいて２乗成分である第２演算電流Ｉout２のほうが第１演算電流Ｉout１よりも大きくなる。
【００３８】
つぎに、温度模擬部４０では、演算電流Ｉoutが入力されて、スイッチング素子１０の温度を示す温度相当電圧を出力する。温度模擬部４０では、まず、電流源４１が、電流演算部３０が出力する演算電流Ｉoutを熱等価回路部４２に流す。
【００３９】
熱等価回路部４２において、チップ熱等価部４２ａのコンデンサ４２ａｂと抵抗４２ａａとの接続点の電位が、スイッチング素子１０のチップ１１の温度に相当する温度相当値Ｔchipを与える。同様に、ケース熱等価部４２ｂのコンデンサ４２ｂｂと抵抗４２ｂａとの接続点の電位が、ケース１２の温度に相当する温度相当値Ｔcaseを与える。基板熱等価部４２ｃのコンデンサ４２ｃｂと抵抗４２ｃａとの接続点の電位が、基板１３の温度に相当する温度相当値Ｔboardを与える。これらの温度相当値Ｔchip、Ｔcase、Ｔboardは、以下の式（１）〜式（３）で表される。
【００４０】
Ｔchip＝Ｉchip（ｔ）×Ｒ１＋Ｔcase   ・・・  (１)
Ｔcase＝Ｉcase（ｔ）×Ｒ２＋Ｔboard  ・・・  （２）
Ｔboard＝Ｉboard（ｔ）×Ｒ３＋Ｔair  ・・・  （３）
【００４１】
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３は、前述したようにそれぞれ抵抗４２ａａ、４２ｂa、４２ｃａの電気抵抗値である。また、Ichip（ｔ）、Icase（ｔ）、Iboard（ｔ）は、抵抗４２ａａ、４２ｂa、４２ｃａのそれぞれに流れる電流を時間の関数として表したものである。Ｔairは外気温度に相当する温度相当値である。Ｔairはたとえば外気温度を測定するための不図示の温度センサから与えられる。
【００４２】
また、スイッチング素子１０の、時刻ｔ＋Δtでの過渡的な熱変動は、下記式（４）〜式（６）により表すことができる。
【００４３】
Ｉchip（ｔ＋Δｔ）＝Ｉout（ｔ＋Δｔ）×｛１−ｅｘｐ（−ａ１×Δｔ）｝＋Ｉchip（t）×ｅｘｐ(−ａ１×Δt）   ・・・  (４)
Ｉcase（ｔ＋Δｔ）＝Ｉchip（ｔ＋Δｔ）×｛１−ｅｘｐ（−ａ２×Δｔ）｝＋Ｉcase（t）×ｅｘｐ（−ａ２×Δｔ）   ・・・  (５)
Ｉboard（ｔ＋Δｔ）＝Ｉcase（ｔ＋Δｔ）×｛１−ｅｘｐ（−ａ３×Δｔ）｝＋Ｉboard（t）×ｅｘｐ（−ａ３×Δｔ）   ・・・  (６)
【００４４】
ａ１、ａ２、ａ３はそれぞれ熱時定数の逆数であり、ａ１＝１／(Ｃ１×Ｒ１)、ａ２＝１／(Ｃ２×Ｒ２)、ａ３＝１／(Ｃ３×Ｒ３)である。
【００４５】
この熱等価回路部４２では、チップ熱等価部４２ａのコンデンサ４２ａｂと抵抗４２ａａとの接続点の電位であり、スイッチング素子１０のチップ１１の温度に相当する温度相当値Ｔchipを、スイッチング素子１０の温度を示す温度相当電圧ＶＴｊとして出力する。
【００４６】
つぎに、比較部５１は、非反転入力端子から温度相当電圧ＶＴｊが入力され、反転入力端子には過電流判定電圧Ｖrefが入力される。ここで、過電流判定電圧Ｖrefは、保護対象であるスイッチング素子１０および電線Ｗの発煙特性に基づいて、スイッチング素子１０および電線Ｗが焼損等に到らない温度に対応する電圧に設定することが好ましい。スイッチング素子１０および電線Ｗが焼損等に到らない温度とは、たとえば、スイッチング素子１０を構成するＭＯＳＦＥＴの接合温度である１５０℃または１７５℃より小さい温度であり、かつ電線Ｗの発煙温度および被覆の溶解温度である１５０℃〜１６０℃より小さい温度である。
【００４７】
以下、温度相当電圧ＶＴｊが過電流判定電圧Ｖref以下の場合と、温度相当電圧ＶＴｊが過電流判定電圧Ｖrefを超えた場合とに分けて説明する。
【００４８】
（温度相当電圧ＶＴｊが過電流判定電圧Ｖref以下の場合）
この場合は、スイッチング素子１０および電線Ｗには過電流が流れていないと判定する場合である。このとき、比較部５１は、その出力端子からラッチ回路５２にＬｏｗレベルの信号を出力する。これによってラッチ回路５２はＬｏｗレベルの信号を出力する。このラッチ回路５２の状態は、操作スイッチをオンにした直後と同様である。したがって、この場合はスイッチング素子１０はオン状態のままであり、電源Ｐから負荷Ｌに電線Ｗを介して負荷電流Ｉloadが供給され続け、負荷Ｌは駆動を続ける。
【００４９】
（温度相当電圧ＶＴｊが過電流判定電圧Ｖrefを超えた場合）
この場合は、過電流が発生し、スイッチング素子１０および電線Ｗに過電流が流れると判定する場合である。温度相当電圧ＶＴｊが過電流判定電圧Ｖrefを超えると、比較部５１は、その出力端子からラッチ回路５２にＨｉｇｈレベルの信号を出力する状態に変化する。
【００５０】
この場合、Ｈｉｇｈレベルの信号が入力されたラッチ回路５２はＨｉｇｈレベルの信号を出力する。ＮＡＮＤ回路５６の一方の入力端子には、ラッチ回路５２からの信号がインバータ５５で反転されたＬｏｗレベルの信号が入力される。一方、ＮＡＮＤ回路５６の他の一方の入力端子には、制御信号入力端子５３からはＨｉｇｈレベルの制御信号が入力される。その結果、ＮＡＮＤ回路５６はＨｉｇｈレベルの信号を出力し、ｐｎｐ形トランジスタ５７はオフになり、ｎｐｎ形トランジスタ５８はオンになる。これによって、チャージポンプ５９からの駆動電圧信号はスイッチング素子１０のゲート端子に印加されなくなり、スイッチング素子１０はオン状態からオフ状態にスイッチングされる。したがって、電源Ｐから負荷Ｌへの電流の供給が遮断され、負荷Ｌの駆動が停止される。その結果、スイッチング素子１０および電線Ｗは過電流から保護される。
【００５１】
なお、ラッチ回路５２は、一旦Ｈｉｇｈレベルの信号が入力されると、その後は入力信号に関わらずＨｉｇｈレベルの信号を出力し続ける。Ｌｏｗレベルの信号を出力する状態にラッチ回路５２を戻すには、リセット信号入力端子５４からリセット信号を入力し、ラッチ回路５２を初期状態に戻せばよい。なお、リセット信号入力端子５４は、スイッチング素子１０がオン状態かオフ状態かを外部でモニタするために、ラッチ回路５２の出力信号を外部に出力するための端子としても用いることができる。
【００５２】
以上のようにして、この電源供給装置１００では、スイッチング素子１０および電線Ｗを過電流から保護することができる。
【００５３】
図４は、電源供給装置１００によって実現される電流遮断特性の一例を示す図である。図４において、「Ｅ」は１０のべき乗を表す記号であり、たとえば「１．Ｅ−０６」は「１．０×１０−６」を意味する。なお、線Ｌ１は電線Ｗの発煙特性、線Ｌ２はスイッチング素子１０の過電流限界特性、線Ｌ３は電源供給装置１００の電流遮断特性、線Ｌ４、Ｌ５は負荷Ｌがモータの場合の負荷電流特性を、それぞれ一例として示している。
【００５４】
図４に示すように、負荷Ｌがモータの場合は、負荷電流供給の初期に、モータが発生する始動トルクに比例して、過渡的に過大な電流が流れる。この電源供給装置１００では、線Ｌ３が示す電流遮断特性が実現されることによって、線Ｌ４のような過渡的に過大な電流が負荷Ｌに流れるのを許容している。また、たとえばモータがロックされて負荷トルクが大きくなり、線Ｌ５に示すような過電流が流れた場合には、線Ｌ３が示す電流遮断特性が実現されることによって、その過電流からスイッチング素子１０および電線Ｗを保護できる。
【００５５】
ここで、図４において負荷電流Ｉloadが１００Ａの場合（線Ｌ３上で白丸で示した点）、この電流値は、スイッチング素子１０および電線Ｗの発煙特性における過渡熱領域に対応する電流値である。一方、負荷電流Ｉloadが１５Ａの場合（線Ｌ３上で黒丸で示した点）、この電流値は、スイッチング素子１０および電線Ｗの発煙特性における熱飽和領域に対応する電流値である。
【００５６】
図３で示したように、負荷電流Ｉloadが１５Ａの場合は、電流演算部３０が出力する演算電流Ｉoutにおいて、線形成分である第２演算電流Ｉout２が演算電流Ｉoutの約８６％を占める。すなわち、第１演算電流Ｉout１の割合は２０％以下になるように、第１演算電流Ｉout１と第２演算電流Ｉout２との加算が行われる。このように線形成分が演算電流Ｉoutの多くを占める場合には、演算電流Ｉoutの演算精度が高くなる。その理由は、２乗演算部３１よりも線形演算部３２の方が構成が簡略化できるため、演算に伴う誤差が小さいためである。また、特に、熱飽和領域のように、負荷電流Ｉloadが小さく、演算に用いる検出電流Ｉsも小さい場合には、線形演算の方が演算結果の値が大きくなるため、演算結果のＳ／Ｎ比も高くなる。
【００５７】
したがって、この電源供給装置１００では、特に熱飽和領域における演算電流Ｉoutの演算精度が高くなるため、これを用いて温度模擬部４０において高精度の温度模擬をすることができる。その結果、この電源供給装置１００は、過電流発生の判定精度が高くなる。
【００５８】
その結果、この電源供給装置１００を使用すれば、保護対象であるスイッチング素子１０および電線Ｗの設計において、過電流発生の判定誤差を含めた設計マージンを小さくすることができる。これによって、スイッチング素子１０の場合は放熱構造を小型、簡略化でき、電線Ｗの場合はその径を余分に太くしなくても良くなる。したがって、この電源供給装置１００を使用すれば、スイッチング素子１０および電線Ｗの設計の設計上の制約がより少なくなり、小型化、軽量化等が容易になる。
【００５９】
また、この電源供給装置１００では、負荷電流Ｉloadが１００Ａの場合のようにスイッチング素子１０および電線Ｗの過渡熱領域に対応する電流値の場合は、演算電流Ｉoutに占める２乗成分である第１演算電流Ｉout１の割合が、負荷電流Ｉloadが熱飽和領域に対応する電流値の場合の割合よりも高くなる。その結果、検出電流Ｉsから演算される演算電流Ｉoutの値はより大きくなり、これを用いて演算した温度相当電圧ＶＴｊもより大きくなる。その結果、比較部５１における過電流発生の判定が、過電流発生のより早期の段階で行われることとなり、電源供給装置１００は迅速に負荷電流Ｉloadを遮断することとなる。したがって、スイッチング素子１０および電線Ｗはより高い安全性を持って保護される。
【００６０】
つぎに、電流演算部３０が出力する演算電流Ｉoutの演算精度について説明する。ここでは、線形関数であるｆ１（ｘ）＝ｘと、２乗関数であるｆ２（ｘ）＝ｘ２と、これらの線形結合関数であるｆ３（ｘ）＝ｘ／２＋ｘ２／２を演算関数として用いる。そして、ｆ１（ｘ）、ｆ２（ｘ）の出力の精度を想定した場合のｆ３（ｘ）の出力の精度について説明する。
【００６１】
図５は、電流演算部３０における演算の精度を説明する図である。なお、図５では入力される値を１としている。図５（ａ）に示すｆ１（ｘ）の場合、出力の精度は±５％と想定され、この場合の出力は最大０．９５、最小１．０５である。また、図５（ｂ）に示すｆ２（ｘ）の場合、出力の精度は、上記想定したｆ１（ｘ）の精度を考慮すると、±２０％と想定され、この場合の出力は最大０．８、最小１．２である。これに対して、図５（ｃ）に示すｆ１（ｘ）とｆ２（ｘ）の線形結合関数であるｆ３（ｘ）の場合、出力の精度は、上記想定したｆ１（ｘ）、ｆ２（ｘ）の精度を用いて算出できる。すなわち、ｆ３（ｘ）の出力は、最大で１．０５／２＋１．２／２＝１．１２５であり、最小で０．９５／２＋０．８／２＝０．８７５である。したがって、ｆ３（ｘ）の出力の精度は±１２．５％である。このように、電流演算部３０が線形関数と２乗関数との線形結合関数を用いて演算電流Ｉoutを演算すれば、２乗関数のみの場合よりも一層高精度に演算電流Ｉoutの演算を行うことができる。
【００６２】
なお、上記実施の形態では、電流演算部は、線形関数と２乗関数との線形結合関数を用いて演算を行っている。しかしながら、本発明はこれに限らず、電流演算部は、検出電流値が過渡熱領域の負荷電流に対応する場合には２乗関数であり、検出電流値が熱飽和領域の負荷電流に対応する場合には線形関数であるような演算関数を用いて検出電流値を演算してもよい。この場合、演算関数は折れ線状でもよいが、電源供給装置の電流遮断特性の連続性を確保するため、折れ線間を滑らかに接続し、入力に対して連続になるように演算関数を設定することが好ましい。なお、このような演算関数は、デジタル回路を用いて電流演算部を構成することによって実現してもよい。また、負荷電流が過渡熱領域である場合は第１回路としての２乗演算部の出力によって過電流判定を行い、前記負荷電流が熱飽和領域である場合は第２回路としての線形演算部の出力によって過電流判定を行ってもよい。
【００６３】
また、電流演算部は、線形関数と２乗関数とを所定の割合で線形結合した線形結合関数を用いて演算を行ってもよい。その割合は、検出電流が、保護対象の過電流限界特性における熱飽和領域の負荷電流に対応する場合に、演算電流において検出電流の線形成分が支配的であるように設定することが好ましい。ここで、支配的とは、演算電流において検出電流の線形成分が好ましくは５０％よりも多く、より好ましくは８０％以上を占めるような場合を意味する。換言すれば、負荷電流が熱飽和領域である場合には、２乗関数成分の割合が２０％以下になるように加算を行うことが好ましい。
【００６４】
また、電流演算部において、２乗演算部は、負荷電流に応じて入出力比が高くなる特性を有する他の第１回路としての演算部に置き換えても良い。これは、電線Ｗでの損失（負荷電流による損失）と電線Ｗの許容損失の差に応じて入出力比が高くなることを表しており、その差が小さい場合には、演算誤差が小さくなる線形演算部での演算結果に過電流判定を依存させ、一方、その差が大きい場合には、検出電流のダイナミックレンジを大きくとることができる、負荷電流に応じて入出力比を高くする演算部での演算結果に過電流判定を依存させることである。そして、この第１回路としての演算部の出力と第２回路である線形演算部の出力との加算値をもとに過電流判定を行っても、熱飽和領域における過電流発生の判定精度を高くでき、かつノイズ耐性を強化できるという本発明の効果を得ることができる。また、負荷電流が熱飽和領域である場合と過渡熱領域である場合とで、各演算部の出力を加算する際の割合が変わるように構成してもよい。
【００６５】
また、熱等価回路部は、スイッチング素子等の保護対象の構成、温度環境、または温度特性等に応じて、熱等価部の数や構成を適宜設定することが好ましい。
【００６６】
また、上記実施の形態では、電流演算部と、温度模擬部と、比較部とが過電流判定部を構成している。しかし、過電流判定部の構成はこれに限定されず、検出電流が入力されると第１回路の出力と第２回路の出力との加算値によって過電流を判定するように構成されていればよい。
【００６７】
また、上記実施の形態により本発明が限定されるものではない。上述した各構成要素を適宜組み合わせて構成したものも本発明に含まれる。その他、上記実施の形態に基づいて当業者等によりなされる他の実施の形態、実施例及び運用技術等は全て本発明に含まれる。
【符号の説明】
【００６８】
１０、２３  スイッチング素子
１０ａ、２３ａ  寄生ダイオード
１１  チップ
１２  ケース
１３  基板
２０  電流検出部
２１  センス抵抗
２２  オペアンプ
３０  電流演算部
３１  ２乗演算部
３２  線形演算部
４０  温度模擬部
４１  電流源
４２  熱等価回路部
４２ａ  チップ熱等価部
４２ｂ  ケース熱等価部
４２ｃ  基板熱等価部
４２ａａ、４２ｂａ、４２ｃａ  コンデンサ
４２ａｂ、４２ｂｂ、４２ｃｂ  抵抗
５０  スイッチング素子駆動部
５１  比較部
５２  ラッチ回路
５３  制御信号入力端子
５４  リセット信号入力端子
５５  インバータ
５６  ＮＡＮＤ回路
５７  ｐｎｐ形トランジスタ
５８  ｎｐｎ形トランジスタ
５９  チャージポンプ
１００  電源供給装置
Ｌ  負荷
Ｌ１〜Ｌ５  線
Ｐ  電源
Ｗ  電線
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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