(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
マルチバンド出力信号を送信する方法であって、
異なる周波数バンドで送信される２つ以上の入力信号を含む結合信号の帯域幅を決定する工程と、
前記結合信号の帯域幅を帯域幅の閾値と比較する工程と、
前記結合信号の帯域幅が帯域幅の閾値より大きい場合、他の入力信号と結合する前に個々の前記入力信号の少なくとも１つを前置歪み補償することによりマルチバンド信号を生成する工程と、
前記結合信号の帯域幅が帯域幅の閾値より小さい場合、前記結合信号を前置歪み補償することによりマルチバンド信号を生成する工程と、
無線チャネルを介して送信するマルチバンド出力信号を生成するために、前記マルチバンド信号を増幅する工程と、
を有することを特徴とする方法。
【請求項２】
前記結合する前に個々の前記入力信号の少なくとも１つを前置歪み補償することによりマルチバンド信号を生成する工程は、
別々の要素前置歪み補償器を用いて１つ以上の個々の入力信号を前置歪み補償する工程と、
前記マルチバンド信号を生成するために、前記前置歪み補償された入力信号を１つ以上の他の前置歪み補償された信号と結合する工程を更に有することを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記入力信号に対応する要素帰還信号それぞれに基づいて、１つ以上の要素前置歪み補償器を適応化する工程を更に有することを特徴とする請求項２に記載の方法。
【請求項４】
前記１つ以上の要素前置歪み補償器を適応化することは、時間で連続して前記要素前置歪み補償器を適応化することを含むことを特徴とする請求項３に記載の方法。
【請求項５】
前記１つ以上の要素前置歪み補償器を適応化することは、同時に並列に前記要素前置歪み補償器を適応化することを含むことを特徴とする請求項３に記載の方法。
【請求項６】
前記結合信号を前置歪み補償することによりマルチバンド信号を生成する工程は、
前記結合信号を生成するために前記入力信号を結合する工程と、
マルチバンド前置歪み補償器を用いて前記結合信号を前置歪み補償することを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項７】
前記結合信号に対応する結合帰還信号に基づいて前記マルチバンド前置歪み補償器を適応化することを特徴とする請求項６に記載の方法。
【請求項８】
前記結合信号を前置歪み補償することによりマルチバンド信号を生成する工程は、前記マルチバンド信号を生成するために前置歪み補償後の前記結合信号と１つ以上の前置歪み補償された他の信号を結合することを更に含むことを特徴とする請求項６に記載の方法。
【請求項９】
前記１つ以上の前置歪み補償された他の信号は、要素前置歪み補償器において別々に前置歪み補償された少なくとも１つ以上の入力信号を含むことを特徴とする請求項８に記載の方法。
【請求項１０】
前記結合信号に対応した結合帰還信号に基づいてマルチバンド前置歪み補償器を適応化する工程と、
別々に前置歪み補償された入力信号に対応した要素帰還信号に基づいて要素前置歪み補償器を適応化する工程を更に有することを特徴とする請求項９に記載の方法。
【請求項１１】
前記マルチバンド前置歪み補償器と要素前置歪み補償器は、時間で連続して適応化されることを特徴とする請求項１０に記載の方法。
【請求項１２】
前記マルチバンド前置歪み補償器と要素前置歪み補償器は、同時に並列に適応化されることを特徴とする請求項１０に記載の方法。
【請求項１３】
前記結合信号の前記帯域幅を決定する工程は、前記入力信号の前記帯域幅、前記入力信号間の分離バンド、及び前置歪み補償に起因する入力信号の帯域幅の拡張から、前記結合信号の前記帯域幅を決定する工程を含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項１４】
前記帯域幅の閾値を決定する工程を更に有することを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項１５】
前記帯域幅の閾値を決定する工程は、前記個々の入力信号の最大の帯域幅、入力信号の数、及び前置歪み補償による帯域幅の拡張を考慮した所定の拡張係数から、前記帯域幅の閾値を決定する工程を含むことを特徴とする請求項１４に記載の方法。
【請求項１６】
前記結合信号の前記帯域幅が前記帯域幅の閾値より大きいときに、前記個々の入力信号を前置歪み補償する前か前置歪み補償した後に、前記入力信号に対して周波数調整を行う工程、または
前記結合信号の前記帯域幅が前記帯域幅の閾値より小さいときに、前記個々の入力信号を結合する前に、前記入力信号に対して周波数調整を行う工程を更に有することを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項１７】
周波数で分離された２つ以上の入力信号を結合したマルチバンド信号を送信する送信機であって、
異なる周波数バンドで送信される２つ以上の入力信号からマルチバンド信号を生成する、設定可能な送信回路と、
選択回路を有し、
前記送信回路は、
複数の前置歪み補償器と、
２つ以上の入力信号を含む結合信号の帯域幅に応じて前置歪み補償の前に２つ以上の入力信号を選択的に結合する１つ以上の結合器と、
マルチバンド出力信号を生成するために前記マルチバンド信号を増幅する増幅器を有し、
前記選択回路は、前記送信回路を、
前記結合信号の前記帯域幅が所定の帯域幅の閾値より大きいときに、要素前置歪み補償器で個々に１つ以上の入力信号を前置歪み補償することによりマルチバンド信号を生成するように、また、
前記結合信号の前記帯域幅が所定の帯域幅の閾値より小さいときに、前記結合信号を前置歪み補償することによりマルチバンド信号を生成するように、選択的に構成することを特徴とする送信機。
【請求項１８】
前記送信回路は、前記選択回路により、
別々の要素前置歪み補償器を用いて１つ以上の個々の入力信号を前置歪み補償し、
前記マルチバンド信号を生成するために、前記前置歪み補償された入力信号を１つ以上の他の前置歪み補償された信号と結合する、ように設定可能であることを特徴とする請求項１７に記載の送信機。
【請求項１９】
前記入力信号に対応した要素帰還信号それぞれに基づいて１つ以上の要素前置歪み補償器を適応化するするように構成される適応回路を更に有することを特徴とする請求項１８に記載の送信機。
【請求項２０】
前記適応回路はさらに時間で連続して前記要素前置歪み補償器を適応化するように構成されることを特徴とする請求項１８に記載の送信機。
【請求項２１】
前記適応回路はさらに同時に並行して前記要素前置歪み補償器を適応化するように構成されることを特徴とする請求項１８に記載の送信機。
【請求項２２】
前記送信回路は、前記選択回路により、
前記結合信号を生成するために前記入力信号を結合し、
マルチバンド前置歪み補償器を用いて前記結合信号を前置歪み補償する、ように設定可能であることを特徴とする請求項１７に記載の送信機。
【請求項２３】
前記結合信号に対応した結合帰還信号に基づいて前記マルチバンド前置歪み補償器を適応化するように構成される適応回路を更に含むことを特徴とする請求項１８に記載の送信機。
【請求項２４】
前記送信回路は、前記選択回路により、前記マルチバンド信号を生成するために前置歪み補償後の前記結合信号と１つ以上の他の前置歪み補償された信号を結合する、ように設定可能であることを特徴とする請求項２３に記載の送信機。
【請求項２５】
前記送信回路は、前記選択回路により、
要素前置歪み補償器で別々に前置歪み補償された少なくとも１つの入力信号と前記結合信号を結合する、ように設定可能であることを特徴とする請求項２４に記載の送信機。
【請求項２６】
前記送信機は更に適応回路を含み、該適応回路は、
前記結合信号に対応した結合帰還信号に基づいて前記マルチバンド前置歪み補償器を適応化し、
別々に前置歪み補償された入力信号に対応した要素帰還信号に基づいて前記要素前置歪み補償器を適応化する、ように構成されることを特徴とする請求項２５に記載の送信機。
【請求項２７】
前記適応回路は時間で連続して前記マルチバンド前置歪み補償器と前記要素前置歪み補償器を適応化するように構成されることを特徴とする請求項２５に記載の送信機。
【請求項２８】
前記適応回路は、同時に並列して前記マルチバンド前置歪み補償器と前記要素前置歪み補償器を適応化するように構成されることを特徴とする請求項２５に記載の送信機。
【請求項２９】
前記選択回路は更に、前記入力信号の帯域幅、前記入力信号間の分離した帯域、及び前置歪み補償に起因する入力信号の帯域幅の拡張から、前記マルチバンド信号の前記帯域幅を決定するように構成されることを特徴とする請求項１７に記載の送信機。
【請求項３０】
前記選択回路は更に、前記帯域幅の閾値を決定するように構成されることを特徴とする請求項１７に記載の送信機。
【請求項３１】
前記選択回路は、前記個々の入力信号の最大の帯域幅、入力信号の数、及び前置歪み補償による帯域幅の拡張を考慮した所定の拡張係数から、前記帯域幅の閾値を決定するように構成されることを特徴とする請求項１７に記載の送信機。
【請求項３２】
前記選択回路は更に、結合する前に入力信号のそれぞれに対して周波数調整するために１つ以上の周波数調整器を含むことを特徴とする請求項３０に記載の送信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、移動通信ネットワークにおける無線送信機のための電力増幅器に関し、より詳細には、電力増幅器の非線形性を補償するための、マルチバンド電力増幅器への入力信号の前置歪み補償に関する。
【背景技術】
【０００２】
高データレートのネットワークにおける無線送信機のための無線構造の現在の一つの傾向は、２つの異なる周波数帯域上で同時にデータを送信するためのデュアルバンド電力増幅器を用いることである。電力増幅器は、非線形のデバイスであることが知られている。これらの非線形性は、信号の帯域幅の内側と同様に外側で減衰する相互変調積として現れる。非線形性の程度に応じて、歪みは、連邦通信委員会（ＦＦＣ）と他の調整団体により確立されたスペクトラム・マスクに違反するスペクトラム成分となる。
【０００３】
一般的に、信号の中心周波数からかなり離れた周波数上で減衰する相互変調積は、フィルタリングすることによって取り除かれる可能性がある。しかしながら、電力増幅器の３次の非線形性（ＩＭ３）による相互変調積は、信号の中心周波数に近いスペクトラム成分として現れる。これらのスペクトラム成分は、フィルタリングによっては簡単に除去できない。従って、これらのスペクトラム成分を除去もしくは低減するために、代替の技術が必要となる。
【０００４】
ディジタル前置歪み補償（predistortion）は、電力増幅器の非線形性を補償するために利用される一つの技術である。ディジタル前置歪み補償の背景にある一般的原理は、前置歪み補償器と電力増幅器のシステム全体を線形にするように、入力信号を変形させることである。本質的には、前置歪み補償器を電力増幅器の逆の非線形の特徴にモデル化する。一般的な経験則からいって、ディジタル前置歪み補償器は、瞬時的な信号の帯域幅の３倍から５倍の帯域幅をサポートしなければならない。デュアルバンド信号に対するディジタル前置歪み補償に必要とされる高サンプルレートは非現実的なものである。例えば、２０ＭＨｚの複素信号を送信することが目的の場合、ディジタル前置歪み補償器は、電力増幅器を効率的に線形化させるために１００Ｍサンプル／秒よりも高いサンプリングレートで動作する必要がある。信号の帯域が周波数において広く分散しているデュアルバンド送信の場合、結合した信号の全体の帯域幅が広いため、かなり高いサンプルレートが必要となる。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
例としてＬＴＥ  ＴＤＤの実装を考えると、帯域３５（１８５０から１９１０ＭＨｚ）を介して２０ＭＨｚの信号を送信し、同時に帯域３６（１９３２から１９９０ＭＨｚ）を介して他の２０ＭＨｚの信号を送信する必要がある。加えて、信号Ａが１８６０ＭＨｚの中心であり、信号Ｂが１９８０ＭＨｚの中心と仮定すると、全体の信号帯域幅は１４０ＭＨｚ（＝１９９０−１８５０ＭＨｚ）となる。経験則を用いると、適切は線形の性能のためには、前置歪み補償器は７００ＭＨｚ（＝５×１４０ＭＨｚ）を超える帯域幅をサポートする必要があるだろう。このような前置歪み補償器は、設計の複雑性を考慮すると現在のシリコン技術において実装することは難しいかもしれない。
【０００６】
マルチバンド送信機に関連する他の問題は、入力信号が比較的近い周波数に調整され、前置歪み補償が線形化のために用いられるときの、不十分な線形化の性能の問題である。電力増幅器を首尾よく線形化するために、前置歪み補償器は電力増幅器による非線形性の影響を解決し、また、低減するまたは取り除くことが可能でなければならない。しかしながら、マルチバンド送信の場合、信号のエネルギーは前置歪み補償の後に重なる可能性があり、帰還パスにおいて個別に解決するのは不可能だろう。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明は、デュアルバンドまたはマルチバンド送信機における電力増幅器の出力を線形化するための方法と装置を提供する。マルチバンド信号は、周波数で分離した、２つまたはそれより多い入力信号を結合することによって生成される。入力信号は、該入力信号の周波数領域における分離に依存して、前置歪み補償の前または後で結合される。２つまたはそれより多い入力信号が、それらの帯域幅が重なるように近接しているとき、入力信号は結合され、マルチバンド信号を生成するために、前置歪み補償がその結合信号に適用される。帯域幅が他の入力信号と重ならないように、マルチバンド信号の１つが、他の入力信号と十分な距離をおいて分離されているとき、入力信号は個別に前置歪み補償され、マルチバンド信号を生成するために、前置歪み補償後に１つ以上の入力信号と結合される。前置歪み補償は、アナログまたはディジタル領域で実施することが可能である。単一の電力増幅器は、出力信号を生成するためにマルチバンド信号を増幅する。電力増幅器からの出力信号は、適応回路に帰還され、該適応回路はその帰還に基づいて前置歪み補償器を適応化する。
【０００８】
本発明の例示的な実施形態は、マルチバンド出力信号を送信するための方法を含む。一つの例示的な方法において、異なる周波数帯域で送信される２つ以上の入力信号を含む結合信号の帯域幅が決定される。結合信号の帯域幅は、帯域幅の閾値と比較される。結合信号の帯域幅が帯域幅の閾値より小さい場合、マルチバンド信号は該結合信号を前置歪み補償することによって生成される。結合信号の帯域幅が帯域幅の閾値より大きい場合、マルチバンド信号は他の入力信号を結合する前の個々の入力信号の少なくとも１つを前置歪み補償することによって生成される。出力信号を生成するために、マルチバンド信号はその後電力増幅器によって増幅される。
【０００９】
本発明の他の実施形態は周波数で分離した２つ以上の入力信号を含むマルチバンド信号を送信するためのマルチバンド送信機を含む。一つの例示的な実施形態において、送信機は送信回路と選択回路を含む。送信回路は複数の前置歪み補償器、２つ以上の入力信号を含む結合信号の帯域幅に依存して前置歪み補償の前に２つ以上の入力信号を選択的に結合する１つ以上の結合器、及びマルチバンド出力信号を生成するためにマルチバンド信号を増幅する増幅器を含む。選択回路は、結合信号の帯域幅に依存して送信回路を構成する。結合信号の帯域幅が所定の帯域幅の閾値より大きい場合、選択回路は、要素前置歪み補償器において少なくとも一つの入力信号を個別に前置歪み補償することによりマルチバンド信号を生成するように、送信回路を構成する。結合の帯域幅が所定の帯域幅の閾値よりも小さい場合、選択回路は、結合信号を前置歪み補償することによりマルチバンド信号を生成するように、送信回路を構成する。
【００１０】
本発明において、入力信号を結合して、該結合信号を前置歪み補償することによって比較的近い周波数に調整されるとき、線形化の性能は向上する。本発明は、また、結合前に入力信号を分離して前置歪み補償することにより、入力信号が離れている時の高サンプリングレートを回避する。発明の他の効果は以降の記載と図面から当業者によって明らかにされるだろう。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】一つの例示的な実施形態による例示的なマルチバンド送信機。
【図２】２つの入力信号の場合の帯域幅の閾値より大きい帯域幅を有するマルチバンド信号。
【図３】２つの入力信号の場合の帯域幅の閾値より小さい帯域幅を有するマルチバンド信号。
【図４】前置歪み補償がアナログ領域で実施されたマルチバンド送信機の第１の実施形態。
【図５】前置歪み補償がアナログ領域で実施されたマルチバンド送信機の第２の実施形態。
【図６】帯域幅の閾値より大きい帯域幅をもつマルチバンドＬＴＥ信号。
【図７】帯域幅の閾値より小さい帯域幅をもつマルチバンドＬＴＥ信号。
【図８】単一の電力増幅器に入力するマルチバンド信号を線形化するための例示的な方法。
【図９】周波数領域で分離された３つの信号の像を有するマルチバンド信号。
【図１０】２つの重なった信号と周波数領域において分離した３つ目の信号の像を有するマルチバンド信号。
【図１１】３つの重なった信号の像を有するマルチバンド信号。
【図１２】マルチバンド送信機の第３の実施形態。
【図１３】単一の電力増幅器に入力するマルチバンド信号を線形化するための例示的な方法。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
図面と参照して、電力増幅器の出力を線形化するためのマルチバンド送信機１０の実施形態が表される。マルチバンド送信機１０は、高帯域幅モード、低帯域幅モード、混合の帯域幅モードの、３つの動作モードを含むことができる。高帯域幅モードにおいて、マルチバンド送信機１０は、個々の信号を、結合する前に別々に前置歪み補償する。低帯域幅モードにおいて、マルチバンド送信機１０は、前置歪み補償前の個々の入力信号の全てを結合する。混合の帯域幅モードにおいて、マルチバンド送信機１０は、前置歪み補償する前の重なった帯域幅を有する２つ以上の入力信号を結合し、重ならない入力信号は個別に前置歪み補償される。
【００１３】
図１は、高帯域幅モードと低帯域幅モードの２つの動作モードにおけるマルチバンド送信機１０の一つの例示的な構成を示している。マルチバンド送信機１０は、移動通信ネットワークにおいて基地局または他の無線端末で使用可能である。マルチバンド送信機１０は、送信回路２０、電力増幅器４０、選択回路５０、適応回路６０を含む。２つ以上の入力信号は送信回路２０に入力される。例示的な実施形態において、２つの送信信号はＩ１とＩ２と表される。当業者は、本発明は２つの入力信号に限定されないことを理解するだろう。以下により詳細に述べるように、入力信号は所望の周波数帯域にシフトされ、送信回路２０はその帯域幅に依存して前置歪み補償の前か後に入力信号を結合するように構成される。マルチバンド信号の帯域幅が所定の帯域幅の閾値より小さい場合、送信回路２０は低帯域幅モードで動作するように構成される。低帯域幅モードにおいて、送信回路２０は入力信号を結合し、マルチバンド信号を生成するために、結合された信号に前置歪み補償が適用される。マルチバンド信号の帯域幅が帯域幅の閾値より大きい場合、送信回路２０は高帯域幅モードで動作するように構成される。高帯域幅モードにおいて、送信回路２０は、マルチバンド信号を生成するために個々の入力信号を結合する前に前置歪み補償する。前置歪み補償は、アナログ領域またはディジタル領域において実施可能である。電力増幅器４０は、出力信号を生成するために送信回路２０により出力されたマルチバンド信号を増幅する。電力増幅器４０からの出力信号は、適応回路６０に帰還され、適応回路６０ではこの帰還に基づいて前置歪み補償器を適応化する。選択回路５０は、選択された動作モードにおいて、送信回路２０と適応回路６０を構成する。
【００１４】
帯域幅の閾値は、前置歪み補償の後（すなわち、各入力信号に対する帯域幅において３倍から５倍増加した後）の個々の入力信号の帯域幅とそれらの間の分離の帯域幅に基づいて選択される。ディジタルの実装の場合、前置歪み補償器のサンプリングレートＦｓは、帯域幅の閾値のサンプリングレートより高くなる必要がある。この必要性は、帯域幅の閾値の値に上限があることを意味する。
【００１５】
図２と図３は、対応する帯域幅の注記を付したマルチバンド信号を表している。図２と図３は、帯域１において無線周波数（ＲＦ）のＦＣ１を中心とした帯域幅ＢＷＭを有する信号Ｍと、帯域２においてＲＦのＦＣ２を中心とした帯域幅ＢＷＮを有する信号Ｎを表している。帯域１は周波数ＦＢ１ＬからＦＢ１Ｈを範囲とし、帯域２は周波数ＦＢ２ＬからＦＢ２Ｈを範囲とする。したがって、
0005698419.tif 000002
0005698419.tif 000003
となり、帯域１の周波数は帯域２の周波数よりも低い。
【００１６】
図２と図３は前置歪み補償による帯域幅の拡張を考慮に入れた場合の入力信号の境界を表している。信号Ｍの境界は、下位の境界と上位の境界としてそれぞれＦＭＬとＦＭＵで表される。信号Ｎの境界は、下位の境界と上位の境界としてそれぞれＦＮＬとＦＮＵと表される。マルチバンドの帯域幅は従って次式によって算出できる。
0005698419.tif 000004
帯域１と帯域２の間の分離帯域幅ＢＷＳは、
0005698419.tif 000005
である。この例において、帯域１の周波数は帯域２の周波数より低いと仮定されている。
【００１７】
図２に表されるように、ＢＷＣが帯域幅の閾値ＢＷＴＨよりも大きい場合、信号ＭとＮは共に周波数調整され、別々に前置歪み補償され、マルチバンド信号を形成するために結合される。マルチバンド信号はその後変調され、電力増幅器４０によって増幅される。周波数調整は前置歪み補償の前か後に行われる。図３に表されるように、ＢＷＣが帯域幅の閾値ＢＷＴＨよりも小さい場合、信号ＭとＮは、別々に周波数調整が行われ、結合信号を作るために結合される。結合信号はその後マルチバンド信号を作るために前置歪み補償される。マルチバンド信号はその後アップコンバートされ、変調され、そして電力増幅器４０によって増幅される。
【００１８】
帯域幅の閾値ＢＷＴＨは、少なくとも、前置歪み補償した後の信号ＭとＮの瞬間的な帯域幅の最大値よりも大きい値となるべきである。この要求は以下のように表される。
0005698419.tif 000006
係数ｋは、元の信号の帯域幅の３倍から５倍の範囲の値である。係数２は、入力信号の数を表し、本例では２とする。当業者であれば、上記の不等式は、次式のようにマルチバンドの場合のために簡単に一般化できることを理解するだろう。
0005698419.tif 000007
ここで、ｎは送信される入力信号の数である。
【００１９】
本発明のいくつかの実施形態において、入力信号の分離帯域幅ＢＷＳは全体の帯域幅ＢＷＣの代わりに用いられることができる。その目的は、入力信号間が近接している場合に、入力信号を結合して結合信号を前置歪み補償し、また、入力信号間が離れている場合に、入力信号を個別に前置歪み補償することである。この目的のために、入力信号の全体の帯域幅ＢＷＣと分離した帯域幅ＢＷＳは適切な指示を提供する。一つの例示的な実施形態において、前置歪み補償後の入力信号の帯域幅がおよそ重なる場合、入力信号は結合され、結合信号として前置歪み補償される。
【００２０】
図４は、デュアルバンド送信機１０の例示的な実施形態を表しており、ここで、周波数調整、前置歪み補償、アップコンバートがアナログ領域で行われる。前述したように、デュアルバンド送信機は。送信回路２０、電力増幅器４０、選択回路５０（図４には不図示）と適応回路６０を含む。送信回路２０は、ＴＸチャネル１とＴＸチャネル２で示される２つの送信チャネルを含む。当業者であれば、送信機は３つ以上の送信チャネルを含むことが可能なことを理解するだろう。各送信チャネルは、周波数調整器２２、前置歪み補償器２４、アップコンバータ２６を含む。送信チャネルの１つはまた、結合器３０を含む。第１のアナログ入力信号Ｉ１と第２のアナログ入力信号Ｉ２は、それぞれの送信チャネルに入力される。周波数調整器２２は、所望の周波数オフセットや分離を作るために、入力信号Ｉ１とＩ２それぞれの周波数をシフトする。周波数がシフトされた入力信号Ｉ１とＩ２は、それぞれマルチプレクサ３２の第１の入力と結合器３０の入力に適用される。結合器３０は、結合信号ＩＣを生成するために、第１の入力信号Ｉ１と第２の入力信号Ｉ２とを結合する。ＴＸチャネル１において、結合器３０の出力は、マルチプレクサ３２の第２の入力に適用される。マルチプレクサ３２は、結合器３０から前置歪み補償器２４に渡す第１の入力信号Ｉ１または結合信号ＩＣを選択する。ＴＸチャネル２において、信号は、ＴＸチャネル２を効果的に消去するマルチプレクサ３２の第２の入力に適用される。マルチプレクサ３２は、高帯域幅モードにおいて、前置歪み補償器２４に入力信号Ｉ２を渡す。ＴＸチャネル２は、低帯域幅モードにおいて、効果的に消去される。
【００２１】
高帯域幅モードにおいて、マルチバンド信号の帯域幅ＢＷＣが帯域幅の閾値ＢＷＴＨよりも大きい場合、ＴＸチャネル１におけるマルチプレクサ３２は、第１の入力信号Ｉ１を、対応する前置歪み補償器２４に出力し、ＴＸチャネル２におけるマルチプレクサ３２は、第２の入力信号Ｉ２を、対応する前置歪み補償器２４に出力する。このモードにおいて、前置歪み補償器２４は、入力信号のそれぞれを前置歪み補償するための要素前置歪み補償器として機能する。アップコンバージョン処理において、固有な周波数の変換があるため、高帯域幅モードでは、周波数調整器２２において周波数調整をゼロに設定し、また、所望の周波数間隔を提供するようにアップコンバータ２６を構成することによって、前置歪み補償後に周波数調整が行われる。
【００２２】
選択回路５０は、所望の動作モードにおいて送信回路２０と適応回路６０を構成する。動作モードは、高帯域幅動作モードと低帯域幅動作モードを含む。いくつかの実施形態において、選択回路５０は、選択された動作モードを示す制御入力を受け取る。その制御入力に応答して、選択回路５０は、選択された動作モードについて、送信回路２０と適応回路６０を構成する。他の実施形態では、選択回路５０は、上述したように入力信号から動作モードを動的に決定し、それに対応させて送信回路２０と適応回路６０を構成する。
【００２３】
低帯域幅モードでは、マルチバンド信号の帯域幅ＢＷＣが帯域幅の閾値ＢＷＴＨよりも小さい場合、ＴＸチャネル１においてマルチプレクサ３２は、結合信号ＩＣを対応する前置歪み補償器２４に出力する。このモードにおいて、ＴＸチャネル１における前置歪み補償器２４は、結合信号ＩＣを前置歪み補償するするためのマルチバンド前置歪み補償器として機能する。ＴＸチャネル２は効果的に消去。ＴＸチャネル１におけるアップコンバータ２６は、前置歪み補償されたマルチバンド信号を、電力増幅器４０の入力に適用される前に、所望のキャリア周波数にアップコンバートする。
【００２４】
前置歪み補償の目的は、電力増幅器４０の非線形性を補償することである。ゆえに、前置歪み補償器２４と電力増幅器４０は併せて、線形のシステムに近くなるべきである。適応回路６０は、電力増幅器４０からの出力信号における非線形性をできるだけ多く減らすために、前置歪み補償器２４の係数を適応化する。適応回路６０は、利得調整回路６１、ダウンコンバータ６２、遅延・位相調整回路６３、エラー推定回路６４、係数算出回路６８を含む。利得調整回路６２は、電力増幅器４０からの帰還信号の利得を調節し、該帰還信号を減衰させる。利得調整に続いて、入力信号Ｉ１と入力信号Ｉ２を有する帰還信号の周波数と適合するように、帰還信号はダウンコンバータ６２によってダウンコンバートされる。帰還信号はその後、エラー推定回路６４と係数算出回路６８に入力される。遅延・位相調整回路６３は、入力信号Ｉ１と入力信号Ｉ２と結合信号ＩＣの位相と遅延を、帰還信号との比較のために調整する。
【００２５】
エラー推定回路６４は、Ｅ１、Ｅ２、ＥＣで表される３つのエラー信号を生成するために、３つの加算回路６６を含む。加算回路６６の数は、入力信号の数の関数である。加算回路６６は利得が調整された帰還信号を、第１の入力信号Ｉ１、第２の入力信号Ｉ２、結合信号ＩＣと比較し、エラー信号としてその差分を出力する。入力信号Ｉ１と入力信号Ｉ２と結合信号ＩＣとエラー信号Ｅ１、Ｅ２、ＥＣは、帰還信号に伴い係数算出回路６８に入力される。係数算出回路６８は、標準的な方法を用いて前置歪み補償器２４のための係数を計算する。高帯域幅のモードが選択された場合、係数算出回路６８は、入力信号Ｉ１と入力信号Ｉ２を前置歪み補償するための係数を計算する。このモードでは、エラー信号Ｅ１とエラー信号Ｅ２はトレーニングのために使用される。２つの前置歪み補償器のためのトレーニングは、連続して、または並列に行われる。低帯域幅モードが選択された場合、係数算出回路６８は、結合信号ＩＣを前置歪み補償するための係数を計算する。このモードでは、エラー信号ＥＣがトレーニングのために使用される。
【００２６】
一般的に、係数算出回路６８によって利用される適応アルゴリズムでは、いくつかのエラーメトリックを最小化することが試みられる。例えば、係数算出回路６８は、平均二乗誤差法を利用することができる。平均二乗誤差法は当業者にとって周知であり、ここでは詳細な説明を行わない。平均二乗誤差手法は、面誤差が二次で、理論的に固有の最小値を有することから、一般的な手法である。前置歪み補償器の係数を調整するのに適した他の周知の手法には、最小二乗平均（ＬＭＳ）手法や再帰的最小二乗（ＲＬＳ）手法が含まれる。これらの手法のバリエーションは当該技術分野において周知である。
【００２７】
図５は、デュアルバンド送信機１０の例示的な実施形態を表しており、ここで、周波数調整、前置歪み補償、アップコンバートがディジタル領域で行われる。便宜上、同様の機能を有する要素を示すために、図４と図５において、同様の参照番号が使用される。本実施形態では、送信回路２０は２つのチャネルを含む。各送信チャネルは、ディジタル領域で動作する、周波数調整器２２、前置歪み補償器２４、アップコンバータ２６を含む。送信チャネルの一つはまた、結合器３０を含む。第１の入力信号Ｉ１と第２の入力信号Ｉ２は、それぞれ送信チャネルに入力される。周波数調整器２２は、所望の周波数オフセットまたは分離を作るために、第１の入力信号Ｉ１と第２の入力信号Ｉ２それぞれの周波数をシフトする。周波数がシフトされた第１の入力信号Ｉ１と第２の入力信号Ｉ２はそれぞれ、マルチプレクサ３２の第１の入力と結合器３０の入力に適用される。結合器３０は、結合信号ＩＣを生成するために、第１の入力信号Ｉ１と第２の入力信号Ｉ２を結合する。ＴＸチャネル１において、結合器３０の出力は、マルチプレクサ３２の第２の入力に適用される。マルチプレクサ３２は、前置歪み補償器２４に渡すために、第１の入力信号Ｉ１または結合器からの結合信号ＩＣのいずれかを選択する。ＴＸチャネル２において、信号は、ＴＸチャネル２を効果的に消去するマルチプレクサ３２の第２の入力に適用される。マルチプレクサ３２は、高帯域幅モードにおいて、第２の入力信号Ｉ２を前置歪み補償器２４に渡す。ＴＸチャネル２は低帯域幅モードにおいて、効果的に消去される。
【００２８】
選択回路５０は、所望の動作モードにおいて送信回路２０と適応回路６０を構成する。いくつかの実施形態において、選択回路５０は、選択された動作モードを示す制御入力を受け取る。この制御入力に応答して、選択回路５０は、選択されたモードにおいて、送信回路２０と適応回路６０を構成する。他の実施形態において、選択回路５０は、前述したように入力信号から動作モードを動的に決定し、それに応じて送信回路２０と適応回路６０を構成する。
【００２９】
高帯域幅モードにおいて、マルチバンド信号の帯域幅ＢＷＣが帯域幅の閾値ＢＷＴＨより大きい場合、ＴＸチャネル１におけるマルチプレクサ３２は、対応する前置歪み補償器２４に第１の入力信号Ｉ１を出力し、ＴＸチャネル２におけるマルチプレクサ３２は、第２の入力チャネルＩ２を出力する。このモードにおいて、前置歪み補償器２４は、入力信号のそれぞれを前置歪み補償するための要素前置歪み補償器として機能する。アップコンバージョン処理において、固有な周波数の変換があるため、高帯域幅モードでは、周波数調整器２２において周波数調整をゼロに設定し、また、所望の周波数間隔を提供するようにアップコンバータ２６を構成することによって、前置歪み補償後に周波数調整が行われる。
【００３０】
低帯域幅モードにおいて、マルチバンド信号の帯域幅ＢＷＣが帯域幅の閾値ＢＷＴＨより小さい場合、ＴＸチャネル１におけるマルチプレクサ３２は、対応する前置歪み補償器２４に結合信号ＩＣを出力する。このモードにおいて、チャネル２４における前置歪み補償器２４は、結合信号ＩＣを前置歪み補償するためのマルチバンド前置歪み補償器として機能する。ＴＸチャネル２は、効果的に消去される。アップコンバータ２６は、電力増幅器４０に適用される前に、前置歪み補償されたマルチバンド信号を所望のキャリア周波数にアップコンバートする。
【００３１】
ここまでは、ディジタルの実施形態の基本的な動作は、アナログの実施形態と同じである。ディジタルの実施形態において、ディジタル変調器２８が、各送信チャネルにおいてアップコンバータ２６に続く。マルチバンド信号は、ディジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）によってアナログ信号に変換され、電力増幅器４０の入力に適用される。
【００３２】
適応回路６０は、ディジタル領域においても動作する。受信回路７０は、電力増幅器４０からの出力信号を受信し、適応回路６０への入力のためにディジタルベースバンド信号を生成する。受信回路７０は、ミキサ７２、バンドバスフィルタ７４、減衰器７６、アナログ／ディジタル変換器（ＡＤＣ）７８を含む。電力増幅器４０からの出力信号は受信回路７０に帰還される。ミキサ７２は、帰還信号を中間周波数にダウンコンバートし、バンドパスフィルタ７４は、帯域外の要素を除去する。代わりに、帰還信号を直接ベースバンドにダウンコンバートする、ダイレクトダウンコンバージョン受信器が使用されても良い。減衰器７６は、信号レベルを下げるために、信号を減衰させる。よって、減衰器７６は、図４のアナログの実施形態における利得調整回路６２に類似した機能を実行する。信号レベルの調節の後、帰還信号はＡＤＣ７８によってディジタル信号に変換され、適応回路６０に入力される。
【００３３】
適応回路６０は、ディジタル復調器８０、フィルタ回路８２、選択回路８４、遅延・位相調整回路８５、エラー推定回路８６、係数算出回路９０を含む。ディジタル復調器８０は、復調信号を生成するために帰還信号を復調する。示される例示的な実施形態において、復調信号は結合信号ＩＣに対応した結合帰還信号である。フィルタ回路８２は、入力信号Ｉ１と入力信号Ｉ２に対応した要素帰還信号を生成するために、結合帰還信号をフィルタリングする。結合帰還信号と要素帰還信号は、選択回路８４に入力される。動作モードに応じて、選択回路８４は、要素帰還信号か結合帰還信号のいずれかを出力する。高帯域幅モードが選択されている場合、選択回路８４は、要素帰還信号を出力する。低帯域幅モードが選択されている場合、選択回路８４は、結合帰還信号を出力する。遅延・位相調節回路８５は、帰還信号との比較のために、入力信号Ｉ１と入力信号Ｉ２と結合信号ＩＣの位相と遅延を調節する。
【００３４】
エラー推定回路８６は、Ｅ１、Ｅ２、ＥＣで示される３つのエラー信号を生成するために、３つの加算回路８８を含む。加算回路６６の数は、入力信号の数の関数である。エラー信号の生成は前述したものと同じである。係数算出回路９０は、標準的な方法を用いて、エラー信号に基づいて前置歪み補償器２４のための係数を計算する。高帯域幅モードが選択されている場合、係数算出回路９０は、入力信号Ｉ１と入力信号Ｉ２を前置歪み補償するための係数を計算する。このモードにおいて、エラー信号Ｅ１、Ｅ２は、それぞれの前置歪み補償器を独立にトレーニングするために使用される。先に示したように、２つの前置歪み補償器のためのトレーニングは、連続的に、または、並行して行われる。低帯域幅モードが選択されている場合、係数算出回路９０は、結合信号ＩＣに対して前置歪み補償するための係数を計算する。このモードにおいて、エラー信号ＥＣがトレーニングのために使用される。
【００３５】
一つの例示的な実施形態において、適応回路６０は、高帯域幅モードにおいて連続的に前置歪み補償器２４のための係数を調節し、選択回路８４は、順に結合帰還信号を出力する。この方法により、いくらかの遅延を代償に、計算リソースが削減される。他の実施形態において、選択回路８４は並行して要素帰還信号を出力するように構成され、適応回路６０は、両方の前置歪み補償器２４のための係数を並行して調節するように構成される。この場合は、選択回路８４は、並行して結合帰還信号を出力する。
【００３６】
図６と図７は、時間分割多重（ＴＤＤ）を用いたロングタームエボリューション（ＬＴＥ）の使用に適用される本発明の実施形態における、マルチバンド信号の信号の像を示している。図６と図７における信号の像は、それぞれ帯域３５と帯域３６に調整される。帯域幅の閾値ＢＷＴＨは２００ＭＨｚである。図６において、入力信号はそれぞれ１８６０ＭＨｚと１９８０ＭＨｚに調節される。帯域幅が拡張された結合信号の帯域幅ＢＷＣは、２２０ＭＨｚであり、これは閾値の帯域幅（２００ＭＨｚ）より高い。この例において、両方のＴＸチャネルは、入力信号を送信するために用いられるだろう。線形化の観点から、各送信チャネルにおける前置歪み補償器２４は、それぞれの入力信号を用いて別々にトレーニングされる。図７において、入力信号はそれぞれ１９００ＭＨｚと１９６０ＭＨｚに調節される。結合信号の帯域幅ＢＷＣは１６０ＭＨｚであり、これは閾値の帯域幅ＢＷＴＨより低い。ゆえに、この例において、送信のために、一つのＴＸチャネルが使用される。図７に示される例において、前置歪み補償の後に入力信号のエネルギーは重なることに注意すべきである。この場合、２つの信号を分離して、それらを別々に前置歪み補償することによって良好な線形化の特性を得るのは、かなり難しい。本発明では、一つの結合信号として２つの入力信号を扱い、電力増幅器４０を線形化するために単一の前置歪み補償器２４を使用することにより、この問題を回避している。
【００３７】
図８は、マルチバンド送信機１０によって行われる例示的な方法１００を示している。この方法は、２つ以上の入力信号が送信機１０に入力されたときに開始する。送信機１０は、入力信号全てを含むマルチバンド信号のおおよその帯域幅を決定する（ブロック１１０）。帯域幅の決定は、前置歪み補償による帯域幅の拡張と、入力信号間の分離帯域幅が考慮される。帯域幅は、式（４）により計算することができる。送信機１０は、その後マルチバンド信号の帯域幅を帯域幅の閾値と比較し（ブロック１２０）、動作モードを選択する（ブロック１３０）。もしマルチバンド信号の帯域幅が帯域幅の閾値より小さい場合、低帯域幅モードが選択される。このモードでは、マルチバンド信号を送信するために、単一のチャネルが使用され、ＴＸチャネル１における前置歪み補償器２４は、マルチバンド信号を生成するために入力信号の結合に対して前置歪み補償するように構成される（ブロック１４０）。もしマルチバンド信号の帯域幅が帯域幅の閾値より大きい場合、個々の入力信号を送信するために分割したチャネルが使用される。この場合、それぞれの送信チャネルにおける前置歪み補償器は、マルチバンド信号を生成するために、結合する前の入力信号の対応する一つを前置歪み補償するように構成される（ブロック１５０）。いずれかのモードにおいて、単一の電力増幅器４０は、マルチバンド信号を増幅するために使用される（ブロック１６０）。
【００３８】
図４と図５に示される送信機１０は、高帯域幅モードと低帯域幅モードの、２つの動作モードを有する。高帯域幅モードでは、全ての入力信号は前置歪み補償の前に結合される。低帯域幅モードでは、全ての入力信号は結合される前に前置歪み補償される。マルチバンド信号が３つ以上の入力信号を有する場合、他のモードを有することが可能である。例えば、３つの入力信号がある場合、送信機１０は前置歪み補償の前に２つの信号を結合し、３つ目の信号を個別に前置歪み補償するような、混合帯域幅モードであってもよい。入力信号の数が増えると、可能な置き換えは増える。
【００３９】
図９乃至図１１は、可能な置き換えを示しており、ここで３つの入力信号が送信されている。図９乃至図１１は、帯域１においてＲＦ周波数ＦＣ１を中心とした帯域幅ＢＷＭを有する入力信号Ｍと、帯域１においてＲＦ周波数ＦＣ２を中心とした帯域幅ＢＷＮを有する入力信号Ｎ、帯域２においてＲＦ周波数ＦＣ３を中心とした帯域幅ＢＷＱを有する入力信号Ｑを示している。ここで、入力信号Ｎは自身の帯域に存在するが、以降に議論するように影響はない。帯域１は周波数ＦＢ１ＬからＦＢ１Ｈの範囲であり、帯域２は周波数ＦＢ２ＬからＦＢ２Ｈの範囲である。従って、
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及び
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である。
【００４０】
図９乃至１１は、前置歪み補償により帯域幅が拡張された入力信号の境界を示している。信号Ｍの境界は、低い領域と高い領域でそれぞれＦＭＬとＦＭＵ で表される。信号Ｎの境界は、低い領域と高い領域でそれぞれＦＱＬとＦＱＵで表される。マルチバンドの帯域幅は、次式のように計算できる。マルチバンド信号の帯域幅は次式のように算出できる。
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入力信号ＭとＮを含む結合信号の帯域幅と、入力信号ＮとＱを含む結合信号の帯域幅は次式のように算出できる。
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信号Ｍと信号Ｎとの間の分離帯域幅ＢＷＳ１は、
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であり、信号Ｎと信号Ｑとの間の分離帯域幅ＢＷＳ２は、
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である。この例では、帯域１における周波数は帯域２における周波数より低いと仮定されている。
【００４１】
本実施形態において、結合信号の帯域幅は、全マルチバンド信号の帯域幅を評価するよりむしろ、入力信号が結合されるべきか否かを判断するために評価され、用いられる。図９に示されるように、もしＢＷＣ１とＢＷＣ２が共に帯域幅の閾値ＢＷＴＨより大きい場合、信号Ｍ、Ｎ、Ｑはそれぞれ周波数調節され、別々に前置歪み補償され、マルチバンド信号を形成するために結合される。そして、マルチバンド信号は変調されて、電力増幅器４０によって増幅される。代わりに、分離帯域幅が帯域幅の閾値ＢＷＴＨと比較されてもよい。もし図１０に示されるように、ＢＷＣ１が帯域幅の閾値ＢＷＴＨより低く、ＢＷＣ２が帯域幅の閾値ＢＷＴＨより大きい場合、信号Ｍ、Ｎは個別に周波数調整され、結合信号を作るために結合される。その後、入力信号Ｍ、Ｎの結合に対して前置歪み補償される。入力信号Ｑは個別に前置歪み補償される。前置歪み補償された入力信号Ｍ、Ｎの結合は、マルチバンド信号を形成するために、前置歪み補償後の入力信号Ｑと結合される。もし図１１に示されるように、ＢＷＣ１とＢＷＣ２が共に帯域幅の閾値より小さい場合、入力信号Ｍ、Ｎ、Ｑは、マルチバンド信号を作るために単一の前置歪み補償器を用いた前置歪み補償の前に結合される。マルチバンド信号は続いてアップコンバードされ、変調され、電力増幅器によって増幅される。
【００４２】
図１２は、３つの異なる動作モードである高帯域幅モード、低帯域幅モード、混合帯域幅モード、に対応可能な送信機１０の実施形態を示している。便宜上、図５と図９で使用された同様の参照番号は、同様のものを示している。前述したように、マルチバンド送信機１０は、送信回路２０、電力増幅器４０、選択回路５０（図４に不図示）、適応回路６０を含む。送信回路２０は複数の送信チャネルを有する。各送信チャネルは、周波数調整器２２、前置歪み補償器２４、アップコンバータ２６を有し、これらはディジタル領域で動作する。送信チャネル１は、結合器３０、３３を有する。ディジタル入力信号Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３は、それぞれの送信チャネルに入力される。周波数調整器２２は、所望の周波数オフセットや分離を作るために、入力信号Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３それぞれの周波数をシフトする。周波数シフトされた入力信号Ｉ１は、対応するマルチプレクサ３２の第１入力と、結合器３０の第１入力に適用される。周波数シフトされた入力信号Ｉ２は、対応するマルチプレクサ３２の第１入力と、結合器３０の第２入力に適用される。結合器３０は、結合信号ＩＣ１を生成するために、第１の入力信号Ｉ１と第２の入力信号Ｉ２を結合する。結合信号は結合器３３の第１入力に適用される。入力信号Ｉ２は、結合器３５の第１入力にも適用される。周波数シフトされた入力信号Ｉ３は、対応するマルチプレクサ３２の第１入力と、結合器３５の第２入力に適用される。結合器３５は、結合信号ＩＣ２を生成するために、第２の入力信号Ｉ２と第３の入力信号Ｉ３を結合する。周波数シフトされた入力信号Ｉ３は、結合信号ＩＣを生成するために入力信号Ｉ３と結合信号ＩＣ１を結合する結合器３３の第２入力にも適用される。結合信号ＩＣは、全ての入力信号の結合である。
【００４３】
適応回路６０は、前述したものと本質的には同じである、受信回路７０は、電力増幅器４０からの出力信号を受信し、適応回路６０の入力のためにディジタルベースバンド信号を生成する。受信回路７０は、ミキサ７２、バンドパスフィルタ７４、減衰器７６、アナログ／ディジタル変換器（ＡＤＣ）を含む。電力増幅器４０からの出力信号は、受信回路７０へ帰還される。ミキサ７２は、帰還信号を中間周波数にダウンコンバートし、バンドパスフィルタ７４は、帯域外の要素を除去する。代わりに、帰還信号を直接ベースバンドにダウンコンバートする、ダイレクトダウンコンバージョン受信器が使用されても良い。減衰器７６は、信号を減衰させて信号レベルを下げる。よって、減衰器７６は、図４のアナログの実施形態では、利得調整回路６２に類似した機能を行う。信号レベルの調整の後、帰還信号はＡＤＣ７８によりディジタル信号に変換され、適応回路６０に入力される。
【００４４】
適応回路６０は、ディジタル復調器８０、フィルタ回路８２、選択回路８４、遅延・位相調整回路８５、エラー推定回路９６、係数算出回路９０を含む。ディジタル復調器８０は、復調信号を生成するために帰還信号を復調する。示された例示的な実施形態において、復調信号は結合信号ＩＣに対応する結合帰還信号である。フィルタ回路８２は、入力信号Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３と結合信号ＩＣ１、ＩＣ２に対応した要素帰還信号を生成するために、複合帰還信号をフィルタリングする。結合帰還信号と要素帰還信号は、選択回路８４に入力される。動作モードに応じて、選択回路８４は、対応する要素帰還信号をエラー算出回路８６と係数算出回路９０に出力する。
【００４５】
遅延・位相調整回路８５は、帰還信号との比較のために、入力信号入力信号Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３と結合信号ＩＣ１、ＩＣ２の遅延と位相を調整する。調整された信号はエラー算出回路８６に適用される。
【００４６】
エラー算出回路８６は、Ｅ１、Ｅ２、Ｅ３、ＥＣ１、ＥＣ２、ＥＣで示される６つのエラー信号を生成するために、６つの加算回路を含む。加算回路の数は、入力信号と結合信号の数の関数である。エラー信号の生成は、前述したものと同じである。係数算出回路９０は、標準的な方法を用いて、エラー信号に基づいて前置歪み補償器２４のための係数を計算する。
【００４７】
一つの例示的な実施形態において、適応回路６０は、連続して前置歪み補償器２４のための係数を適応化する。この方法は、いくらかの遅延を代償に、適応に必要な計算リソースが削減される。他の実施形態において、適応回路６０は、全ての前置歪み補償器２４のための係数を同時に適応化するように構成される。いくつかの実施形態において、選択回路５０は、選択した動作モードを示す制御入力を受け取る。制御入力に対応して、選択回路５０は、選択した動作モードに対する送信回路２０と適応回路６０を構成する。他の実施形態において、選択回路５０は前述したように入力信号から動作モードを動的に決定し、これに応じて送信回路２０と適応回路６０を構成する。
【００４８】
図１２に示される実施形態は、図４と図５に示された実施形態で利用可能ではない追加の動作モードを含んでいる。より具体的には、図１２の送信回路１０は、前置歪み補償の前に入力信号の２つを結合し、３つ目の入力信号を個別に前置歪み補償することを可能とする。
【００４９】
図１３は、図１２に示された送信機の動作モードを選択するための方法２００を示している。初めに、結合信号ＩＣ１に対する帯域幅ＢＷＣ１、結合信号ＩＣ２に対する帯域幅ＢＷＣ２、結合信号ＩＣに対する帯域幅ＢＷＣが決定される（ブロック２１０）。次に、帯域幅ＢＷＣ１が帯域幅の閾値ＢＷＴＨと比較される（ブロック２２０）。ＢＷＴＨよりＢＷＣ１が大きい場合、帯域幅ＢＷＣ２が帯域幅の閾値ＢＷＴＨとを比較される（ブロック２３０）。ＢＷＴＨよりＢＷＣ２が大きい場合、高帯域幅モードが選択され、全入力信号が周波数調整され個別に前置歪み補償される（ブロック２４０）。ＢＷＴＨよりＢＷＣ２が小さい場合、混合帯域幅モードが選択され、入力信号Ｉ２と入力信号I３は前置歪み補償の前に結合され、入力信号Ｉ１は個別に前置歪み補償される（ブロック２５０）。
【００５０】
ブロック２２０に戻り、帯域幅の閾値ＢＷＴＨよりＢＷＣ１が小さい場合、帯域幅ＢＷＣ２は帯域幅の閾値ＢＷＴＨと比較される（ブロック２６０）。ＢＷＣ２が帯域幅の閾値ＢＷＴＨより大きい場合、混合帯域幅モードが選択され、入力信号Ｉ１と入力信号Ｉ２は前置歪み補償の前に結合され、入力信号Ｉ３は個別に前置歪み補償される（ブロック２７０）。ＢＷＣ２が帯域幅の閾値ＢＷＴＨより低い場合、低帯域幅モードが選択される。このモードでは、入力信号Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３は結合信号ＩＣを作るために結合され、結合信号ＩＣは単一の前置歪み補償器を用いて前置歪み補償される。
【００５１】
表１は、上述の異なる動作モードにおける送信機１０の構成を表している。
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【００５２】
本発明は、マルチバンド信号の前置歪み補償に関連したいくつかの課題を解決する。低帯域幅モードは、各前置歪み補償器２４のための係数を計算するために、重なる信号を分離する必要性を回避する。フィルタリング処理によってもたらされる減衰を補償することは難しいことから、このような信号の分離は、線形化の性能に飛躍的な効果をもたらす。本発明は、帯域幅がある閾値の帯域幅より低いときに、トレーニングのために結合信号を用いることにより、課題を回避している。また、低帯域幅モードにおいて全ての送信チャネルのうちの一つを消去することにより、電力を節約することができる。ディジタルの実装において、高帯域幅モードは、極めて高いサンプリングレートの必要性と、それによる複数の送信チャネルがそれぞれ各自の前置歪み補償器を用いることによる複雑性を回避する。アナログの実装において、高帯域幅モードはフィルタにおける極めて広い帯域幅を回避する。
【００５３】
本発明は、もちろん、本発明の範囲と本質的な特徴から離れずに、ここに示したもの以外の他の特定の方法で実施されてもよい。本実施形態はゆえに、限定的でなく事例的に全ての観点において考慮され、示した請求の範囲の意味とその等価的な範囲において行われる全ての変更は許容される。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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