(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子を有し、直流電源の電力を中間電圧に変換するコンバータ回路と、
スイッチング素子を有し、前記中間電圧を三相交流電力に変換し負荷に供給するインバータ回路と、を備え、
前記コンバータ回路の中間電圧の波形を、
前記インバータ回路から前記負荷に供給されている三相交流電力の三相すべてを全波整流したときの波形の包絡線に相当する波形とした
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１記載の電力変換装置において、
前記負荷は、三相交流モータであり、
前記三相交流モータの磁極位置を検出する磁極位置検出器を備え、
前記検出された前記磁極位置に基づいて当該三相交流モータに供給されている前記三相交流電力の位相及び周波数を検出する
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項２記載の電力変換装置において、
前記磁極位置検出器により検出された前記三相交流モータに前記インバータ回路から供給されている前記三相交流電力の周波数と、前記負荷に前記インバータ回路から供給すべき三相交流電力の目標周波数と、を加算した周波数に前記中間電圧の波形の周波数を設定した
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
請求項２または請求項３記載の電力変換装置において、
前記コンバータ回路の前記中間電圧の波形の周期を、前記三相交流モータの回転数の電気角の周期の倍となるようにしたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の電力変換装置において、
前記コンバータ回路の前記中間電圧の波形の周波数を、前記インバータ回路から出力される各相の交流波形の周波数の６倍の周波数としたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】
請求項１乃至請求項５のいずれかに記載の電力変換装置と、
前記電力変換装置から供給された電力を駆動電力として動作する三相交流モータと、
を備えたことを特徴とするモータ駆動制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置及びモータ駆動制御装置に係り、特に直流電力を変換して三相交流電力に電力変換を行う電力変換装置及びこの電力変換装置を備えたモータ駆動制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、三相交流モータを駆動するための三相インバータ回路の出力は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧波形が１２０度ずつ位相がずれた状態で出力される。
【０００３】
また、モータ回転数は、モータに印加される電圧と、当該モータが有する誘起電圧定数の積で決まることから、モータの回転数を上げる場合には、電源電圧を上げるか、あるいは、バッテリなどの電源系統の変更は費用がかかるので、電源電圧をそのままに昇圧コンバータを用いて昇圧する手法を採っていた。このことは、パワーコンディショナなどの電力変換装置においても同様であった。
【０００４】
このとき、スイッチング素子およびこのスイッチング素子と並列に接続されたフライホイールダイオードの損失は、主として導通損失、スイッチング損失、ダイオード導通損失、ダイオード逆回復損失などがある。
導通損失やダイオード導通損失は、主に通電電流と、内部抵抗で決まり、スイッチング損失とダイオード逆回復損失は、通電電流、印加電圧、スイッチング周波数で定まることとなる。
ところで、正弦波波形を一定電圧でパルス幅が異なる複数の矩形波形で擬似的に形成する場合には、正弦波の電圧を超えた領域の電力は無駄に消費されることとなる。
【０００５】
したがって、この正弦波の電圧を超えた領域の電力を削減することで、電力消費を抑制するために、引用文献１記載の技術は、電源電圧を昇降圧コンバータで出力するインバータ波形に合わせて、全波波形を出力し、電力損失の低減を図っていた。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００８−２２０００１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかし、商用電源のように周波数が固定されたものに対しては、コンバータ回路が出力する全波整流信号の周波数は一定であり、インバータ回路の出力信号の周波数も一定であるので、インバータ回路の振幅を制御すれば、所望の正弦波形を有する出力信号を出力することが可能となる。
しかしながら、交流モータのように使用状況によって回転数が変動すると、コンバータの出力する全波整流波形およびインバータの出力波形は、実際のモータに必要とされる駆動波形と同期しないものとなり、所望の回転数あるいはトルクを得ることができなくなる。
さらに三相交流モータの場合には、全波整流を行うとＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の波形が重なり合うことから、特許文献１記載の技術では、所望の正弦波形を有する出力信号を出力することができないという問題点があった。
そこで、本発明の目的は、駆動状態が変化する三相交流モータを駆動するに際して、スイッチング素子の損失を低減し、スイッチング素子や放熱器の小型化を図ることにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決するため、本発明の第１態様は、スイッチング素子を有し、直流電源の電力を中間電圧に変換するコンバータ回路と、スイッチング素子を有し、前記中間電圧を三相交流電力に変換し負荷に供給するインバータ回路と、を備え、前記コンバータ回路の中間電圧の波形を、前記インバータ回路から前記負荷に供給されている三相交流電力の三相すべてを全波整流したときの波形の包絡線に相当する波形としたことを特徴とする電力変換装置。
【０００９】
上記構成によれば、コンバータ回路は、直流電源の電力を中間電圧に変換してインバータ回路に出力する。
インバータ回路は、前記中間電圧を三相交流電力に変換し前記負荷に供給する。
前記コンバータ回路の中間電圧の波形を、前記インバータ回路から前記負荷に供給されている三相交流電力の三相すべてを全波整流したときの波形の包絡線に相当する波形とした。
したがって、コンバータ回路とインバータ回路とは、負荷に供給されている三相交流電力に基づいて、同期して動作することとなり、スイッチング素子の損失を低減でき、ひいては、スイッチング素子や放熱器の小型化が図れる。
【００１０】
また、本発明の第２態様は、第１態様において、前記負荷は、三相交流モータであり、前記三相交流モータの磁極位置を検出する磁極位置検出器を備え、前記検出された前記磁極位置に基づいて当該三相交流モータに供給されている前記三相交流電力の位相及び周波数を検出することを特徴とする。
上記構成によれば、磁極位置検出器は、三相交流モータの磁極位置を検出する。
検出された磁極位置に基づいて当該三相交流モータに供給されている三相交流電力の位相及び周波数を検出する。
したがって、三相交流モータの実際の回転状態が目標回転状態と近づくように制御される。
【００１１】
また、本発明の第３態様は、第２態様において、前記磁極位置検出器により検出された前記三相交流モータに前記インバータ回路から供給されている前記三相交流電力の周波数と、前記負荷に前記インバータ回路から供給すべき三相交流電力の目標周波数と、を加算した周波数に前記中間電圧の波形の周波数を設定したことを特徴とする。
上記構成によれば、三相交流モータの実際の回転状態が目標回転状態と近づくように制御される。
【００１２】
また、本発明の第４態様は、第１態様乃至第３態様のいずれかにおいて、前記コンバータ回路の前記中間電圧の波形の周期を、前記三相交流モータの回転数の電気角の周期の倍となるようにしたことを特徴とする。
上記構成によれば、スイッチング素子の損失を低減できる。
【００１３】
また、本発明の第５態様は、第１態様乃至第４態様のいずれかにおいて、前記コンバータ回路の前記中間電圧の波形の周波数を、前記インバータ回路から出力される各相の交流波形の周波数の６倍の周波数としたことを特徴とする。
上記構成によれば、コンバータ回路とインバータ回路とは完全に同期して動作可能となり、スイッチング素子の損失を低減できる。
【００１４】
また、本発明の第６態様は、上記のいずれかに記載の電力変換装置と、前記電力変換装置から供給された電力を駆動電力として動作する三相交流モータと、を備えたことを特徴とするモータ駆動制御装置である。
【００１６】
スイッチング素子の損失を低減でき、ひいては、スイッチング素子や放熱器の小型化が図れる。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、駆動状態が変化する三相交流モータを駆動するに際して、スイッチング素子の損失を低減し、スイッチング素子や放熱器の小型化を図ることができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】実施形態の電力供給装置としての、ハイブリッド車両用の電力供給装置の回路構成図である。
【図２】インバータ回路の出力信号波形の説明図である。
【図３】三相交流波形を全波整流した場合の波形説明図である。
【図４】実施形態の動作説明図である。
【図５】変形例の説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。
図１は、実施形態のモータ駆動制御装置としてのハイブリッド車両用の電力供給装置の回路構成図である。
電力供給装置１０は、直流電源として機能するバッテリ１１と、バッテリ１１からの供給電力の電圧の昇降圧を行うコンバータ回路１２と、コンバータ回路１２の動作制御を行うコンバータ制御部１３と、コンバータ回路１２からの供給電力の直流／交流変換を行って負荷としての三相交流モータ１５に駆動電力として三相交流電力を供給するインバータ回路１４と、コンバータ制御部１３を介して入力されるインバータ制御信号に基づいて、インバータ回路１４の制御を行うインバータ制御部１６と、三相交流モータ１５の磁極位置を検出する磁極位置検出センサ１７と、磁極位置検出センサ１７の出力信号に基づいて、三相交流モータ１５の回転速度を検出して位置速度検出信号を出力する磁極位置速度検出器１８と、磁極位置速度検出器１８が出力した位置速度検出信号の低周波成分を通過させてインバータ回路１４が出力しているモータ駆動信号の周波数に相当する駆動周波数信号Ｓｖを出力するロウパスフィルタ（ＬＰＦ）１９と、図示しない車両のＥＣＵから入力されるインバータ回路１４の出力周波数を制御するための駆動周波数制御信号Ｓｖｃを駆動周波数信号Ｓｖに加算してコンバータ制御信号Ｖｓを出力する加算器２０と、を備えている。
ここで、コンバータ回路１２、コンバータ制御部１３、インバータ回路１４、インバータ制御部１６及び加算器３０は、電力変換装置を構成している。
また、上記構成において、磁極位置速度検出器１８から出力される位置速度検出信号は、実効的に、インバータ回路１４が出力している駆動電力の位相及び周波数に関する情報が含まれている。
【００２０】
コンバータ回路１２は、バッテリ１１の出力電圧Ｖｉを平滑するための１次平滑コンデンサ２１と、入力電圧の昇降圧を行うチョッパ回路を構成する高電位側トランジスタ２２Ｈと、チョッパ回路を構成するとともに、高電位側トランジスタ２２Ｈに直列に接続された低電位側トランジスタ２２Ｌと、を備えている。
さらに、高電位側トランジスタ２２Ｈのコレクタ−エミッタ間には、エミッタからコレクタに向けて順方向となるように、フリーホイールダイオードとしてダイオード２３Ｈが接続され、低電位側トランジスタ２２Ｌのコレクタ−エミッタ間には、エミッタからコレクタに向けて順方向となるように、フリーホイールダイオードとしてダイオード２３Ｌが接続されている。
【００２１】
また、コンバータ回路１２は、リアクトルであるコイル２４と、このコイル２４の後段に設けられ、入力電圧の昇降圧を行うチョッパ回路を構成する高電位側トランジスタ２５Ｈと、チョッパ回路を構成するとともに、高電位側トランジスタ２５Ｈに直列に接続された低電位側トランジスタ２５Ｌと、を備えている。
さらに、高電位側トランジスタ２５Ｈのコレクタ−エミッタ間には、エミッタからコレクタに向けて順方向となるように、フリーホイールダイオードとしてダイオード２６Ｈが接続され、低電位側トランジスタ２５Ｌのコレクタ−エミッタ間には、エミッタからコレクタに向けて順方向となるように、フリーホイールダイオードとしてダイオード２６Ｌが接続されている。
また、コンバータ回路１２は、その全波整流信号ＳＣを平滑するための２次平滑コンデンサ２７を備えている。
【００２２】
コンバータ制御部１３は、コンバータ制御信号Ｖｓの絶対値信号である基準信号Ｖｒｅｆを出力する絶対値（ＡＢＳ）回路４１と、コンバータ制御信号Ｖｓをそのまま出力する第１バッファ４２と、絶対値回路４１の出力である基準信号Ｖｒｅｆをそのまま出力する第２バッファ４３と、バッテリ１１の出力電圧Ｖｉに対する基準信号Ｖｒｅｆの電圧比（＝Ｖｒｅｆ／Ｖｉ）を求める第１演算回路６１と、基準信号Ｖｒｅｆとバッテリ１１の出力電圧Ｖｉとの電圧差と、基準信号Ｖｒｅｆの電圧との電圧比（＝１−Ｖｉ／Ｖｒｅｆ）を求める第２演算回路６２と、コンバータ回路１２を構成している２次平滑コンデンサ２７の電圧Ｖｍに基づいて、ＰＩ制御（比例積分制御）を行い、目標電圧に対するフィードバック量に相当するフィードバック信号を出力するＰＩ制御回路５０と、第１演算回路６１の出力信号にＰＩ制御回路５０のフィードバック信号を加算して出力する第１加算器４４と、第２演算回路６２の出力に信号にＰＩ制御回路５０のフィードバック信号を加算して出力する第２加算器４５と、第１加算器４４の出力と、所定の三角波と、の差をとってバッテリ１１の電圧Ｖｉを昇圧するために高電位側トランジスタ２２Ｈ及び低電位側トランジスタ２２Ｌをオン／オフさせるためのタイミング信号（矩形信号）を生成する第１コンパレータ４６と、第１コンパレータ４６の出力を反転して低電位側トランジスタ２２Ｌのベースに供給する反転回路４７と、第２加算器４５の出力と、所定の三角波と、の差をとってバッテリ１１の電圧Ｖｉを昇圧あるいは降圧したコンバータ回路の出力である全波整流波形の周波数をコンバータ制御信号Ｖｓに対応する所定の周波数とするために高電位側トランジスタ２５Ｈ及び低電位側トランジスタ２５Ｌをオン／オフさせるためのタイミング信号（矩形信号）を生成する第２コンパレータ４８と、第２コンパレータ４８の出力を反転して低電位側トランジスタ２５Ｌのベースに供給する反転回路４９と、を備えている。
【００２３】
インバータ回路１４は、コレクタが高電位側電源に接続された高電位側トランジスタ３１Ｈと、高電位側トランジスタ３１Ｈに直列に接続され、エミッタが低電位側電源に接続された低電位側トランジスタ３１Ｌと、高電位側トランジスタ３１Ｈのコレクタ−エミッタ間に、エミッタからコレクタに向けて順方向となるように接続されたフリーホイールダイオードとしてのダイオード３２Ｈと、低電位側トランジスタ２２Ｌのコレクタ−エミッタ間に、エミッタからコレクタに向けて順方向となるように接続されたフリーホイールダイオードとしてのダイオード３２Ｌと、を備えている。
【００２４】
また、インバータ回路１４は、コレクタが高電位側電源に接続された高電位側トランジスタ３３Ｈと、高電位側トランジスタ３３Ｈに直列に接続され、エミッタが低電位側電源に接続された低電位側トランジスタ３３Ｌと、高電位側トランジスタ３３Ｈのコレクタ−エミッタ間に、エミッタからコレクタに向けて順方向となるように接続されたフリーホイールダイオードとしてのダイオード３４Ｈと、低電位側トランジスタ３３Ｌのコレクタ−エミッタ間に、エミッタからコレクタに向けて順方向となるように接続されたフリーホイールダイオードとしてのダイオード３４Ｌと、を備えている。
【００２５】
さらに、インバータ回路１４は、コレクタが高電位側電源に接続された高電位側トランジスタ３５Ｈと、高電位側トランジスタ３５Ｈに直列に接続され、エミッタが低電位側電源に接続された低電位側トランジスタ３５Ｌと、高電位側トランジスタ３５Ｈのコレクタ−エミッタ間に、エミッタからコレクタに向けて順方向となるように接続されたフリーホイールダイオードとしてのダイオード３６Ｈと、低電位側トランジスタ３５Ｌのコレクタ−エミッタ間に、エミッタからコレクタに向けて順方向となるように接続されたフリーホイールダイオードとしてのダイオード３６Ｌと、を備えている。
【００２６】
さらにまた、インバータ回路１４は、インバータ制御部１６が出力したＵ相制御信号ＣＵを反転して出力する反転アンプ５１と、インバータ制御部１６が出力したＶ相制御信号ＣＶを反転して出力する反転アンプ５２と、インバータ制御部１６が出力したＷ相制御信号ＣＷを反転して出力する反転アンプ５３と、を備えている。
ここで、例えば、高電位側トランジスタ３１Ｈ及び低電位側トランジスタ３１Ｌは、Ｕ相に対応し、高電位側トランジスタ３１Ｈ及び低電位側トランジスタ３１Ｌは、Ｖ相に対応し、高電位側トランジスタ３１Ｈ及び低電位側トランジスタ３１Ｌは、Ｗ相に対応して、高電位側トランジスタと低電位側トランジスタとの中間接続点に三相交流モータ１５のそれぞれの端子が接続されている。
【００２７】
インバータ制御部１６は、コンバータ回路１２の２次平滑コンデンサ２７の電圧Ｖｍ及びコンバータ制御信号Ｖｓに基づいて、Ｕ相制御信号ＣＵ、Ｖ相制御信号ＣＶ、Ｗ相制御信号ＣＷを生成し、インバータ回路１４に出力する。
磁極位置検出センサ１７は、三相交流モータ１５の磁極の回転に伴う磁界の変化を検出する第１ホールセンサ１７Ａと、第１ホールセンサ１７Ａとは所定の電気角だけ離間された位置に配置され、三相交流モータ１５の磁極の回転に伴う磁界の変化を検出する第２ホールセンサ１７Ｂと、さらに第２ホールセンサ１７Ｂとは所定の電気角だけ離間された位置に配置され、三相交流モータ１５の磁極の回転に伴う磁界の変化を検出する第３ホールセンサ１７Ｃと、を備えている。
磁極位置速度検出器１８は、第１ホールセンサ１７Ａおよび第２ホールセンサ１７Ｂの出力に基づいて、三相交流モータの回転速度（＝インバータ回路１４の出力信号の周波数に比例）に対応する回転速度検出信号を出力する。
【００２８】
ここで、具体的な動作説明に先立ち、本実施形態が解決しようとする課題について説明する。
図２は、インバータ回路の出力信号波形の説明図である。
なお、図２においては、説明の簡略化のため、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の三相のうち、Ｕ相のみを図示するものとする。
インバータ回路１４は、図２（ａ）に示すコンバータ回路１２から出力される全波整流信号ＳＣに基づいて、ＤＣ／ＡＣ変換を行い、動作安定状態においては、全波整流信号ＳＣの周波数の１／２の周波数を有する、モータ駆動信号ＳＩを出力することとなる。
もっとも理想的な状態におけるモータ駆動信号ＳＩを図２（ｂ）に示す、符号ＳＩＴで表すとすると、インバータ回路１４はモータ駆動信号ＳＩの電圧が理想的なモータ駆動信号ＳＩＴを表す曲線に沿って変化するようにモータ駆動信号ＳＩとして、矩形波信号を出力することとなる。
【００２９】
しかしながら、三相交流モータ１５の回転数が変化している状態においては、必ずしもモータ駆動信号ＳＩの電圧が理想的なモータ駆動信号ＳＩＴを表す曲線に沿って変化することができず、たとえば、図２（ｂ）に示すモータ駆動信号ＳＩのように、理想的なモータ駆動信号ＳＩＴとは、ずれてしまい、所望のモータ回転数あるいは所望のモータトルクを得ることができないこととなる。
そこで、本実施形態においては、磁極位置速度検出器１８が磁極位置検出センサ１７の出力信号に基づいて出力した位置速度検出信号に基づいて、コンバータ回路１２の全波整流信号ＳＣの周波数を理想的な状態に制御して、三相交流モータ１５の回転数が遷移しているような状況でも各相に応じた理想的なモータ駆動信号ＳＩを出力するようにしている。
【００３０】
図３は、三相交流波形を全波整流した場合の波形説明図である。図３において、縦軸は波高値を正規化した値であり、横軸は位相［゜］である。
図３（ａ）は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の全波整流前の波形であり、図３（ｂ）は、各相の全波整流後の波形である。
例えば、５０［Ｈｚ］の商用三相交流出力装置を構成した場合、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の基本周波数は、５０［Ｈｚ］となる。各相について全波整流を行うと周波数は２倍の１００［Ｈｚ］となるが、三相すべてを全波整流した場合、その周波数は各相の基本周波数の６倍の３００［Ｈｚ］となる。
【００３１】
図４は、実施形態の動作説明図である。図４において、縦軸は波高値を正規化した値であり、横軸は位相［゜］である。
このとき、図４（ａ）に示す各相の全波波形の重なる点ＰＸは、図４（ｂ）に示すように、波高値×１／２×√３（６０度ずれ）で求められる。
この点ＰＸを基準点として、これに同期した全波整流波形を生成することで、インバータ回路１４の出力する三相交流波形に周波数を合わせることが可能となる。
しかしながら、点ＰＸから正弦波を生成すると、対象とする交流波形の基準が変わるため、周波数は一致するものの、元の三相交流波形とは波形が一致しなくなる。
【００３２】
このため、本願においては、生成する全波整流波形ＬＰを、図４（ｂ）に太線で示すように、元の全波整流波形を６０度オフセットさせた値とし、その絶対値にすることで、インバータ回路１４の出力する三相交流波形と波形を合わせている。ここで、全波整流波形ＬＰは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の三相交流波形を全波整流した場合のエンベロープ（包絡線）と等しいエンベロープを有している。すなわち、点ＰＸを基準点とするということは、三相交流波形を全波整流した場合のエンベロープ上におけるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の全波整流波形の交点を基準点として、全波整流制御を行うということである。
このＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の全波整流波形の交点である点ＰＸは、負荷へ供給する三相交流電力の目標位相及び目標周波数が徐々に変更されて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各波形が異なっているような状況下であっても、明確にインバータ回路１４の出力信号波形のエンベロープ上で検出でき、確実に制御タイミングとして利用することができるので、所望の位相および周波数を有する三相交流電力を供給することが可能となる。
この結果、インバータ回路１４の出力信号のリップル制御が確実に行え、スイッチング素子における損失を低減し、ひいては、スイッチング素子の小型化や放熱器の小型化を図ることができる。
【００３３】
ところで、動作安定状態においては、相単位でみれば、モータ駆動信号ＳＩの周波数は、全波整流信号ＳＣの周波数の１／２の周波数となっているため、本実施形態では、コンバータ制御信号Ｖｓとして、図示しない車両のＥＣＵから入力されるインバータ回路１４の出力周波数を制御するための駆動周波数制御信号Ｓｖｃと、インバータ回路１４のモータ駆動信号ＳＩに対応する駆動周波数信号Ｓｖと、を加算した信号を出力している。
【００３４】
この結果、駆動周波数制御信号Ｓｖｃに相当するモータ駆動信号ＳＩの周波数をνとし、駆動周波数信号Ｓｖに相当するモータ駆動信号ＳＩの周波数をν＋Δνとすると、コンバータ制御信号Ｖｓに相当するモータ駆動信号ＳＩの周波数νｘは、次式で表される。
νｘ＝（ν＋ν＋Δν）／２
＝ν＋Δν／２
となる。すなわち、実際のモータ駆動信号ＳＩの周波数と、駆動周波数制御信号Ｓｖｃに相当する周波数との中間の値を次回の目標周波数とすることとなるので、徐々に実際のモータ駆動信号ＳＩの周波数と、駆動周波数制御信号Ｓｖｃに相当する周波数と、の差が少なくなるように制御がなされ、三相交流モータ１５は、所望の回転速度あるいは所望のトルクを得ることが可能となる。
【００３５】
次に具体的な動作を説明する。
初期状態においては、三相交流モータ１５が停止状態（すなわち、実際の三相交流モータ１５の周波数＝０）にあるものとする。
まず、図示しないＥＣＵから駆動周波数制御信号Ｓｖｃが入力されると、加算器２０は、駆動周波数制御信号Ｓｖｃをそのままコンバータ制御信号Ｖｓとしてコンバータ制御部１３に出力する。
これによりコンバータ制御部１３の絶対値（ＡＢＳ）回路４１は、コンバータ制御信号Ｖｓの絶対値信号である基準信号Ｖｒｅｆを第１演算回路６１および第２演算回路６２に第１バッファ４２を介して出力する。
【００３６】
このとき、第１演算回路６１および第２演算回路６２の演算結果に基づいて、三相交流モータ１５がバッテリ１１の放電電圧で所望の回転数が保てる場合には、高電位側トランジスタ２２Ｈ及び高電位側トランジスタ２５Ｈは、オン状態となり、実効的にコンバータは動作していない状態で、バッテリ１１の電圧が２次平滑コンデンサ２７を介してインバータ回路１４に印加されることとなる。また、三相交流モータ１５がバッテリ１１の放電電圧で所望の回転数が保てない場合には、昇圧が必要となるので、第１演算回路６１の演算結果に基づき、高電位側トランジスタ２２Ｈはオン状態、低電位側トランジスタ２２Ｌはオフ状態となる。このとき、高電位側トランジスタ２５Ｈ及び低電位側トランジスタ２５Ｌは、昇圧する電圧に応じたタイミングで交互にオン／オフを繰り返し、コイル２４と共働して、バッテリ１１の電圧を昇圧して、２次平滑コンデンサ２７を介してインバータ回路１４に印加することとなる。
【００３７】
これにより、インバータ制御部１６は、駆動周波数制御信号Ｓｖｃに対応する周波数を有する周波数で、インバータ回路１４を、制御することとなる。
そして、三相交流モータ１５は、インバータ回路１４により印加された電圧及び周波数で駆動されることとなる。
これにより、磁極位置検出センサ１７の第１ホールセンサ１７Ａ及び第２ホールセンサ１７Ｂは、三相交流モータ１５の磁極の回転に伴う磁界の変化を検出して、検出信号を磁極位置速度検出器１８に出力する。
これにより、磁極位置速度検出器１８は、第１ホールセンサ１７Ａおよび第２ホールセンサ１７Ｂの出力に基づいて、三相交流モータ１５の回転速度（＝インバータ回路１４の出力信号の周波数に比例）に対応する回転速度検出信号をＬＰＦ１９に出力する。
【００３８】
続いて、ＬＰＦ１９は、回転速度検出信号のノイズ成分などの高域成分を除去して加算器２０に駆動周波数信号Ｓｖとして出力する。
この結果、加算器２０は、図示しない車両のＥＣＵから入力されるインバータ回路１４の出力周波数を制御するための駆動周波数制御信号Ｓｖｃを駆動周波数信号Ｓｖに加算してコンバータ制御信号Ｖｓとして出力する。
このときのコンバータ制御信号Ｖｓは、上述したように、実際のモータ駆動信号ＳＩの周波数と、駆動周波数制御信号Ｓｖｃに相当する周波数との中間の値を次回の目標周波数とすることとなるので、徐々に実際のモータ駆動信号ＳＩの周波数と、駆動周波数制御信号Ｓｖｃに相当する周波数と、の差が少なくなるように制御がなされる。
【００３９】
具体的には、三相交流モータ１５の極数が４であり、磁極位置速度検出器１８が、第１ホールセンサ１７Ａ、第２ホールセンサ１７Ｂ及び第３ホールセンサ１７Ｃの出力に基づいて、得られた三相交流モータ１５の回転速度が３０３０ｒｐｍであり、図示しない車両のＥＣＵから入力される駆動周波数制御信号Ｓｖｃに相当する三相交流モータ１５の回転速度が３０００ｒｐｍであったとすると、
駆動周波数信号Ｓｖに相当する周波数＝３０３０／１２０×４
＝１０１［Ｈｚ］
となり、
駆動周波数制御信号Ｓｖｃに相当する周波数＝３０００／１２０×４
＝１００［Ｈｚ］
となる。
【００４０】
したがって、コンバータ制御信号Ｖｓとしてコンバータ回路１２の全波整流信号の周波数が６０３［Ｈｚ］となるように設定されることとなる。
このことは、三相交流モータ１５の回転数の電気角の周期の倍の周期でコンバータ回路１２の全波整流波形を制御することとなる。さらに各相でみれば、各相の交流波形の周波数の６倍の周波数でコンバータ回路１２の全波整流波形を制御することとなる。
【００４１】
この結果、インバータ回路１４としては、ＳＩの周波数が、現在の周波数である１０１［Ｈｚ］と目標となる周波数である１００［Ｈｚ］の中間の１００．５［Ｈｚ］となるように制御がなされることとなる。コンバータ回路１２としては、全波整流波形の周波数１０１×６＝６０６［Ｈｚ］と、目標となる周波数である１００×６＝６００［Ｈｚ］の中間の６０３［Ｈｚ］となるように制御がなされることとなる。
よって、徐々に実際の三相交流モータ１５の回転数に合わせてコンバータ回路１２の全波整流波形を得ることができるとともに、これに同期したインバータ回路１４の出力信号を得ることができるので、三相交流モータ１５を所望の回転数（回転速度）あるいは所望のトルクで駆動することが可能となり、スイッチング素子損失の低減が図れることとなる。
この結果、スイッチング素子損失の低減が図れ、スイッチング素子の小型化や、放熱器の小型化が可能となる。
【００４２】
以上の説明では、コンバータ回路１２において、コイル２４の上流側には、２個のトランジスタ２２Ｈ、２２Ｌを対として用いていたが、さらに電流容量が必要とされる場合には、同様の高電位側トランジスタ及び低電位側トランジスタの対を、２個のトランジスタ２２Ｈ、２２Ｌと並列に、一対あるいは複数対配置するように構成することも可能である。この場合には、上述した実施形態と同様に、直列に接続している高電位側トランジスタ及び低電位側トランジスタのそれぞれのコレクタ−エミッタ間に、エミッタからコレクタに向けて順方向となるように、フリーホイールダイオードとしてのダイオードを接続する。
【００４３】
同様に、コンバータ回路１２において、コイル２４の下流側には、２個のトランジスタ２５Ｈ、２５Ｌを対として用いていたが、さらに電流容量が必要とされる場合には、同様の高電位側トランジスタ及び低電位側トランジスタの対を、２個のトランジスタ２５Ｈ、２５Ｌと並列に、一対あるいは複数対配置するように構成することも可能である。この場合にも、直列に接続している高電位側トランジスタ及び低電位側トランジスタのそれぞれのコレクタ−エミッタ間に、エミッタからコレクタに向けて順方向となるように、フリーホイールダイオードとしてのダイオードを接続する。
【００４４】
図５は、実施形態の変形例の要部説明図である。
図５においては、図１と同様の部分には、同一の符号を付すとともに、コンバータ制御部１３、インバータ制御部１６、磁極位置検出センサ１７、磁極位置速度検出器１８、ロウパスフィルタ（ＬＰＦ）１９、加算器２０及び反転アンプ５１〜５３について図示を省略している。
上記実施形態の説明においては、コンバータ回路１２は、昇降圧を行うものであったが、図５におけるコンバータ回路１２Ａは、昇圧のみを行う場合の回路構成例である。
図１のコンバータ回路１２と比較して、コンバータ回路１２Ａは、入力電圧の昇降圧を行うチョッパ回路を構成する高電位側トランジスタ２２Ｈ及び低電位側トランジスタ２２Ｌが設けられておらず、バッテリ１１の高電位側にコイル２４の一端が直接接続されている。
コンバータ回路１２Ａの動作については、降圧を行う場合を除き、コンバータ回路１２と同様である。
【００４５】
以上の説明では、負荷として三相交流モータを用いる場合について説明したが、負荷に対して商用三相交流電力と同じ電力を供給する、例えば、太陽電池のパワーコンディショナ等における三相インバータ制御においても同様に適用が可能である。
すなわち、太陽電池や、燃料電池などの直流電源から供給された電力を商用電力と同じ三相交流電力に変換し、負荷に駆動電力として供給する電力変換装置において、スイッチング素子を有し、直流電源からの供給電力の電圧を全波整流により中間電圧に変換して出力するコンバータ回路と、スイッチング素子を有し、コンバータ回路の出力信号に同期して当該出力信号の直流／交流変換を行って負荷に供給するインバータ回路と、負荷に供給されている三相交流電力の位相、周波数をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各交流電力供給路に設けた電圧検出器により検出し、各種負荷に実際に供給されている三相交流電力の位相、周波数、三相交流電力で駆動される負荷へ供給すべき三相交流電力の目標位相及び目標周波数に基づいて前記コンバータ回路の出力信号の周波数を制御する周波数制御信号を出力する周波数制御信号出力部と、周波数制御信号に基づく負荷へ供給する三相交流電力の目標位相及び目標周波数に対応する三相交流波形の全波整流波形のエンベロープ上における各相の全波整流波形の交点を基準点としてコンバータ回路及びインバータ回路を制御する制御部と、を備えるようにしてもよい。
【００４６】
上記構成によれば、周波数制御信号出力部は、インバータ回路により負荷に供給されている三相交流電力の位相、周波数をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各交流電力供給路に設けた電圧検出器により検出し、負荷に実際に供給されている三相交流電力の位相、周波数、三相交流電力で駆動される負荷へ供給すべき三相交流電力の目標位相及び目標周波数に基づいて前記コンバータ回路の出力信号の周波数を制御する周波数制御信号を制御部に出力する。
これにより、制御部は、周波数制御信号出力部から出力された周波数制御信号に基づく負荷へ供給する三相交流電力の目標位相及び目標周波数に対応する三相交流波形の全波整流波形のエンベロープ上における各相の全波整流波形の交点を基準点としてコンバータ回路及びインバータ回路を制御する。
【００４７】
ここで、負荷へ供給する三相交流電力の目標位相及び目標周波数に対応する三相交流波形の全波整流波形のエンベロープ上における各相の全波整流波形の交点は、負荷へ供給する三相交流電力の目標位相及び目標周波数が徐々に変更されて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各波形が異なっているような状況下であっても、明確にコンバータ回路１２のエンベロープ（出力信号波形）上で検出でき、確実に制御タイミングとして利用することができるので、所望の位相および周波数を有する三相交流電力を供給することが可能となる。
この結果、インバータ回路の出力信号のリップル制御が確実に行え、スイッチング素子における損失を低減し、ひいては、スイッチング素子の小型化や放熱器の小型化を図ることができる。
【００４８】
また、以上の説明においては、三相交流モータ１５の回転状態（ひいては、インバータ回路１４が供給する駆動電力として三相交流電力の位相および周波数）をホールセンサ１７Ａ〜１７Ｃを用いて検出していたが、三相交流モータ１５の回転状態を検出し、インバータ回路１４が供給する三相交流電力の位相および周波数を検出可能であれば、エンコーダやレゾルバ等の他の検出装置を用いることが可能である。
また、以上の説明では、詳細に述べなかったが、高電位側トランジスタ及び低電位側トランジスタとして、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＭＯＳＦＥＴ、バイポーラトランジスタなどのスイッチング素子を使用することが可能である。
【符号の説明】
【００４９】
１０  電力供給装置
１１  バッテリ
１２、１２Ａ  コンバータ回路
１３  コンバータ制御部（制御部）
１４  インバータ回路
１５  三相交流モータ
１６  インバータ制御部（制御部）
１７  磁極位置検出センサ
１７Ａ  第１ホールセンサ
１７Ｂ  第２ホールセンサ
１７Ｃ  第３ホールセンサ
１８  磁極位置速度検出器
１９  ＬＰＦ
２０  加算器（周波数制御信号出力部）
２１  １次平滑コンデンサ
２２Ｈ  高電位側トランジスタ（スイッチング素子）
２２Ｌ  低電位側トランジスタ（スイッチング素子）
２５Ｈ  高電位側トランジスタ（スイッチング素子）
２５Ｌ  低電位側トランジスタ（スイッチング素子）
２７  ２次平滑コンデンサ
３０  加算器
３１Ｈ  高電位側トランジスタ（スイッチング素子）
３１Ｌ  低電位側トランジスタ（スイッチング素子）
３３Ｈ  高電位側トランジスタ（スイッチング素子）
３３Ｌ  低電位側トランジスタ（スイッチング素子）
４１  絶対値回路
４２  第１バッファ
４３  第２バッファ
４４  第１加算器
４５  第２加算器
４６  第１コンパレータ
４７  反転回路
４８  第２コンパレータ
４９  反転回路
５０  ＰＩ制御回路
５１〜５３  反転アンプ
ＳＣ  全波整流信号
ＳＩ  モータ駆動信号
ＳＩＴ  モータ駆動信号
ＳＩＸ  モータ駆動信号
Ｓｖ  駆動周波数信号
Ｓｖｃ  駆動周波数制御信号
Ｖｓ  コンバータ制御信号
νｘ  周波数
【図１】
0005719129.tif 000002
【図２】
0005719129.tif 000003
【図３】
0005719129.tif 000004
【図４】
0005719129.tif 000005
【図５】
0005719129.tif 000006