(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ノイズ源によるノイズ伝搬経路中の伝搬状態を解析するノイズ解析装置であって、
前記ノイズ伝搬経路中の主伝送線と副伝送線とが準ＴＥＭ波（quasi-transverse electromagnetic wave）の伝送線路に近似可能な位置を境界面として当該ノイズ伝搬経路が分割された状態において、当該分割ブロック毎に取得された伝達関数のパラメータを縦続接続して伝搬状態を解析する解析手段を備え、
電子機器の物理的スケールを第１物理的スケールとし、前記第１物理的スケールより大きい伝送線路の物理的スケールを第２物理的スケールとしたときに、
前記解析手段は、前記ノイズ伝搬経路中で解析対象の前記第１物理的スケールと前記第２物理的スケールとの境界の位置が前記分割ブロックに分割する境界面に設定された状態で解析することを特徴とするノイズ解析装置。
【請求項２】
電線又は／及びアンテナ等の伝搬経路を前記分割ブロック内に含むときには、
前記解析手段は、前記分割ブロック内で実測された伝達関数のパラメータ、又は、前記分割ブロック内の要素をモデル化して電磁界解析して取得された伝達関数のパラメータを用いて解析することを特徴とする請求項１記載のノイズ解析装置。
【請求項３】
電子機器内の伝搬経路を前記分割ブロック内に含むときには、
前記解析手段は、前記分割ブロック内の要素をモデル化し電磁界解析して取得された伝達関数のパラメータを用いて解析することを特徴とする請求項１または２記載のノイズ解析装置。
【請求項４】
前記伝搬経路を分割する境界面を、全解析領域中に複数備えることを特徴とする請求項１〜３の何れかに記載のノイズ解析装置。
【請求項５】
前記解析手段は、ＦＭラジオ放送帯を含むＶＨＦ(Very High Frequency)帯を解析対象の周波数とすることを特徴とする請求項１〜４の何れかに記載のノイズ解析装置。
【請求項６】
前記解析手段により車両内のノイズ伝搬経路を解析するときには、
前記車両内の車体のボディを前記副伝送線と見做すと共に、前記ノイズ源を備えた電子機器から車両内に延びる電線を前記主伝送線と見做し、前記伝搬経路を分割する境界面の位置を、前記電線と前記ボディとが準ＴＥＭ波状の伝送線路に近似可能な位置に設定して解析することを特徴とする請求項１〜５の何れかに記載のノイズ解析装置。
【請求項７】
前記解析手段が車両のノイズ伝搬経路を解析するときには、
前記境界面の位置からノイズ観測点まで前記車両を伝搬する伝搬信号の伝達関数のパラメータが電磁界解析又は実測によって予め算出された伝達関数のパラメータを用いて車両内の伝搬経路の伝搬状態を解析することを特徴とする請求項１〜５の何れかに記載のノイズ解析装置。
【請求項８】
電子機器の物理的スケールを第１物理的スケールとし、前記第１物理的スケールより大きい伝送線路の物理的スケールを第２物理的スケールとしたときに、
ノイズ解析装置は、ノイズ伝搬経路中の主伝送線と副伝送線とが準ＴＥＭ波の伝送線路に近似可能な位置であって前記ノイズ伝搬経路中の隣接する解析対象のスケールが前記第１物理的スケールと前記第２物理的スケールとの間の境界となる位置を、分割ブロックに分割する境界面に設定して分割し、
前記ノイズ解析装置は、前記分割されたノイズ伝搬経路のブロック毎に伝達関数のパラメータを取得し、
前記ノイズ解析装置は、前記伝達関数のパラメータを縦続接続して伝搬状態を解析することを特徴とするノイズ解析方法。
【請求項９】
電子機器の物理的スケールを第１物理的スケールとし、前記第１物理的スケールより大きい伝送線路の物理的スケールを第２物理的スケールとしたときに、
ノイズ伝搬経路中の主伝送線と副伝送線とが準ＴＥＭ波の伝送線路に近似可能な位置であって前記ノイズ伝搬経路中の隣接する解析対象のスケールが前記第１物理的スケールと前記第２物理的スケールとの間の境界となる位置が分割ブロックに分割する境界面に設定された状態において、
前記分割されたノイズ伝搬経路のブロック毎に取得された伝達関数のパラメータを縦続接続して伝搬状態を解析する手順をノイズ解析装置に実行させることを特徴とするノイズ解析プログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ノイズ解析装置、ノイズ解析方法、およびノイズ解析プログラムに関する。
【背景技術】
【０００２】
ＥＭＩ（Electro Magnetic Interference）問題は、回路図に表れない寄生成分の影響を考慮して対策を施すべき問題であり試行錯誤することが多い。例えば、自動車用電子部品は、その設置場所をラジオ受信アンテナの設置場所から遠ざけて設置することが望まれるが、実際には最大でも数ｍ程度と物理的な距離が近くなる。このため、例えばスイッチング回路を自動車用電子部品として構成すると高調波ノイズがラジオ受信アンテナに回り込みやすい。
【０００３】
このようなノイズは、電子部品の動作周波数よりも高い高周波まで影響が及ぼされることから、例えばＦＭラジオ放送周波数帯まで問題になる。このノイズは設計困難であるため数値解析手法を活用することが求められている。数値解析を用いて高調波ノイズを定量的に精度よく予測できれば、試作や各種試験（部品単体試験、車両試験等）の試行錯誤を何度も繰り返す必要がなくなる。
【０００４】
解析対象の物理的スケールが電磁波の波長に比較して十分に小さいときには回路シミュレーションを行うことで十分な解析が可能であるが、例えば高周波領域において解析対象の物理的スケールが電磁波の波長と同程度となるときには、一般に集中定数素子（Ｌ，Ｃ，Ｒ）でインピーダンスを表現することが困難であり、このような高周波領域では回路シミュレーションが困難となる。このため、このような周波数領域で解析を行うときには一般に電磁界解析を用いる。この電磁界解析は高速動作するＬＳＩなどの発生ノイズの解析などに利用されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００５】
また、ノイズ源となるＬＳＩ等のモデリングにはＥＭＩシミュレーション用ＩＣ／ＬＳＩ電源系（ＬＥＣＣＳ：Linear Equivalent Circuit and Current Source）モデルなどが提案されている。ＦＤＴＤ（Finite-difference time-domain method）法などの時間領域の電磁界解析手法と回路シミュレーションを直接連成させて解く手法もある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開平１０−３０１９７７号公報
【特許文献２】特開２００７−２４２７４５号公報
【特許文献３】特開２０１０−１４６０９６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかし、例えばノイズを放射するノイズ源およびその周辺のノイズ対策部品の物理的スケールは最小部品で数ｍｍ程度であるのに対し、例えば電線などの物理的スケールは最大数ｍ程度であり、これらは互いに大きく異なるため、例えばシステム全体を電磁界解析するにはメッシュ数が膨大となり計算時間が増大する。したがって一括で精度よく電磁界解析することが困難となる。
【０００８】
また、例えばスイッチング回路などの電子機器を解析対象とする場合には、スイッチングの基本周波数と、スイッチングノイズの評価対象となる高調波の周波数領域とが大きく異なるため、ノイズを評価するステップが膨大となり計算が困難になる。
【０００９】
本発明の目的は、物理的スケールが互いに大きく異なったとしてもノイズ伝搬経路中の伝搬状態を極力正確に且つ迅速に解析できるようにしたノイズ解析装置、ノイズ解析方法およびノイズ解析プログラムを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
請求項１に係る発明はノイズ源によるノイズ伝搬経路中の伝搬状態を解析するノイズ解析装置を対象としている。この請求項１に係る発明によれば、解析手段は、ノイズ伝搬経路中の主伝送線と副伝送線とが準ＴＥＭ波の伝送線路に近似可能な位置を境界面として分割された状態で当該分割ブロック毎に取得された伝達関数のパラメータを縦続接続して伝搬状態を解析する。
【００１１】
ここで、解析手段がノイズの伝搬状態を解析するときには、ノイズ伝搬経路中で隣接する解析対象の第１物理的スケールと第２物理的スケールの境界の位置を分割ブロックの境界面に設定している。このため、例えば、ノイズ源やノイズ対策部品等と、電線等との物理的スケールが互いに大きく異なったとしても分割ブロック毎に伝達関数のパラメータを精度よく取得できる。解析手段はこれらの伝達関数のパラメータを縦続接続して伝搬状態を解析しているためノイズ伝搬経路中の伝搬状態を極力正確にしかも迅速に解析できる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】第１実施形態について示すノイズ解析装置の説明図
【図２】車載電装系の搭載例の説明図
【図３】ＤＣＤＣコンバータの電気的構成を概略的に示すブロック図
【図４】ＤＣＤＣコンバータのパッケージ内の部品配置例を示す図
【図５】ダブルパルス試験におけるオン電圧過渡変化の実測とシミュレーションとの比較結果
【図６】ダブルパルス試験におけるオン電流過渡変化の実測とシミュレーションとの比較結果
【図７】ハイサイドＭＯＳトランジスタをターンオンするときの各ＭＯＳトランジスタのドレインソース間電圧波形のシミュレーションと実測の比較結果
【図８】ハイサイドＭＯＳトランジスタをターンオフするときの各ＭＯＳトランジスタのドレインソース間電圧波形のシミュレーションと実測の比較結果
【図９】各ＭＯＳトランジスタのドレインソース間のノイズ電圧をＦＦＴ解析した解析結果
【図１０】（ａ）はパッケージ内のモデル構成例、（ｂ）パッケージ内をメッシュ分割したモデル図
【図１１】（ａ）は金属ブロックモデルを用いて車体のアースを模擬的に表現したモデル図、（ｂ）は透過特性の解析結果
【図１２】パッケージの外側を見たパラメータの測定環境
【図１３】ハーネスと測定用ケーブルの接続端の状態を表す拡大図
【図１４】測定環境を概略的に表すブロック構成図
【図１５】Ｓパラメータの測定例
【図１６】伝送線路網の構築例
【図１７】（ａ）はハイサイドＭＯＳトランジスタのドレインソース間から電源端子までの伝達関数、（ｂ）はロウサイドＭＯＳトランジスタのドレインソース間から電源端子までの伝達関数
【図１８】伝導エミッション電圧の計算結果
【図１９】主伝導線のシミュレーションと実測の比較結果（その１）
【図２０】主伝送線のシミュレーションと実測の比較結果（その２）
【図２１】ノイズピークとなる第１周波数におけるノイズの発生状態を可視化した電流密度分布（その１）
【図２２】（ａ）ノイズピークとなる第２周波数におけるノイズの発生状態を可視化した電流密度分布（その２）、（ｂ）３次元的に表した要部の電流密度分布
【図２３】第２実施形態を示す説明図
【図２４】第３実施形態を示す説明図
【発明を実施するための形態】
【００１３】
（第１実施形態）
以下、本発明の第１実施形態について図１〜図２２を参照しながら説明する。
図２に車載電装系の搭載例を示す。自動車用の電子制御装置１０は車両内を渡るケーブル１１を通じてアクチュエータ１２に接続され、例えば電子制御装置１０がアクチュエータ１２に駆動信号を出力することでアクチュエータ１２を駆動する。電子制御装置１０がアクチュエータ１２を動作させるときには、高調波ノイズ１３が電子制御装置１０やケーブル１１の伝送経路から放出される。車載アンテナ１４は例えば車両後面ガラスなどに貼付されたフィルムアンテナなどで構成される。電子制御装置１０やケーブル１１は車載アンテナ１４までの距離が最大数ｍ程度となり高調波ノイズ１３が車載アンテナ１４に回り込みやすい。特に車載電子機器は雑音源となることから車載アンテナ１４に雑音が回り込みやすい。
【００１４】
ところで、近年のコンピュータの発達に伴い、パワーエレクトロニクス機器を対象としたＥＭＩを解析した例がいくつか報告されており、３０ＭＨｚ以下の帯域では寄生成分を考慮した回路シミュレーションを施すことで解析を精度良く行うことができる。しかしながら特に３０ＭＨｚ以上のＦＭラジオ放送帯を含むＶＨＦ帯の高周波領域では、集中定数素子を用いた回路シミュレーションでの表現が難しくなり電磁界解析を使用してシミュレーションを行っている。発明者らは、ＶＨＦ帯周波数領域のノイズについて数値解析により定量的に精度良く算出できるようにしている。
【００１５】
図１において、ノイズ解析装置１は解析用のコンピュータ２に各種解析用のプログラムがインストールされ当該コンピュータ２が当該プログラムを実行して解析処理を行う。コンピュータ２には解析用の各種データが入力されると共に、必要に応じて予め所定方式で実行した試験により得られたデータが入力され、コンピュータ２がこれらのデータに基づいてノイズ解析処理を実行する。以下では解析処理の具体的説明を行うが、コンピュータ２としては、一般的な業務用（又は家庭用）のパーソナルコンピュータを用いても実用的な時間内で十分に解析可能であることが発明者らによって確認されている。
【００１６】
図１に示す解析システムでは、ノイズ源３、電子機器４、各種の伝送線路５にブロック分割し当該全ブロックの終端に終端器６を接続し当該終端器６に生じるノイズを解析する。ノイズ源３としてはデバイスレベルで回路シミュレーションしてノイズ信号を算出する。また、電子機器４内においては電磁界解析することで当該電子機器４内部から出力端子までのＳパラメータを算出する。また伝送線路５は、電子機器４の出力端子から外側を見た経路を示すもので、電磁界解析または測定によってＳパラメータが算出される。以下、ＥＵＴ（被試験装置）となるＤＣＤＣコンバータ１０１にハーネス１１９を接続した場合を例に挙げて説明する。
【００１７】
図３に示すＤＣＤＣコンバータ１０１は、直流電源１０２にπ型のフィルタ１０３を介して降圧出力するハイサイド駆動の非絶縁型コンバータを示す。π型のフィルタ１０３は主にＡＭ帯に生じるノイズを低減するためのフィルタである。ＤＣＤＣコンバータ１０１は、ハイサイド側にＭＯＳトランジスタ１０４を備え、このＭＯＳトランジスタ１０４を例えば約１００ｋＨｚでスイッチングして降圧しＬＣフィルタ１０５を通じて出力する。ＬＣフィルタ１０５もまたＡＭ帯に生じるノイズを低減するためのフィルタである。
【００１８】
ロウサイド側には損失低減、回生用のＭＯＳトランジスタ１０６が接続されている。このＭＯＳトランジスタ１０６は回生時にターンオンする。各ＭＯＳトランジスタ１０４、１０６にはＲＣスナバ回路１０７，１０８がそれぞれ並列接続されている。ＲＣスナバ回路１０７，１０８は、ＭＯＳトランジスタ１０４，１０６のスイッチングによって生じるリンギングを低減するために設けられる。解析条件として、入力直流電圧１２Ｖ、最大出力１６０Ｗ仕様のものを用いている。
【００１９】
図４はＤＣＤＣコンバータ１０１のパッケージ内の部品配置例を示す。パッケージ１０９内には、プリント回路基板（ＰＣＢ：Printed Circuit Board）１１０上に、制御用のＬＳＩ１１１、セラミックコンデンサ１１２が搭載されている。またパッケージ１０９の端部に放熱用のフィン１１４が配置される。また、プリント回路基板１１０には前述のＭＯＳトランジスタ１０４，１０６が配置されている。
【００２０】
ここで、セラミックコンデンサ１１２は、３２１６サイズ、又は、１６０８サイズのチップ部品を用いており、ＭＯＳトランジスタ１０４，１０６、チョークコイル１１３、ＬＳＩ１１１もこのセラミックコンデンサ１１２のサイズと同等のスケール（数ｍｍ〜数ｃｍ）のサイズ品を用いている。ＤＣＤＣコンバータ１０１の構成部品の最小サイズは１ｍｍ以下である。このようなＤＣＤＣコンバータ１０１をＥＵＴ（被試験装置）とすると、ＭＯＳトランジスタ１０４，１０６が主なノイズ源３となり、ＬＳＩ１１１によりスイッチング制御されるとスイッチングノイズが放出される。
【００２１】
＜ＤＣＤＣコンバータ１０１（ノイズ源３、電子部品４）の解析＞
まずＤＣＤＣコンバータ１０１の解析手法を説明する。ＤＣＤＣコンバータ１０１の主なノイズ源３は、ＭＯＳトランジスタ１０４，１０６（パワー半導体素子）のターンオン、ターンオフ時に生じるスイッチングによるものである。その時間波形をＳＰＩＣＥ（Simulation Program with Integrated Circuit Emphasis）などの回路シミュレーションによって正確に解析する。
【００２２】
ＭＯＳトランジスタ１０４，１０６のドレイン電圧Ｖｄ−ドレイン電流Ｉｄ特性およびドレインソース間容量特性と、配線の寄生インダクタンス成分などを考慮し、リンギングなども含めた正確なスイッチング波形を計算する。例えば、非特許文献（三島彰、古川陽子、「磁界系と連成したパワー半導体デバイスレベルパワーエレクトロニクス回路の詳細シミュレーション解析法」，電気学会誌，Vol.126，No.6，pp356-359(2006)）などの手法を用いても良い。
【００２３】
スイッチング時の高周波電流はＭＯＳトランジスタ１０４，１０６に流れると共に、電源供給バスバー（後述図２２の符号１３６）と電源安定化コンデンサ（後述図２２の符号１１２）で構成されるループに流れることが確認されている。そこで、このループに接続される部品形状を特に３次元モデル化し寄生インダクタンスおよび抵抗成分を抽出する。実際には多数の部品が接続されているため多くの端子の解析モデルを作成している。
【００２４】
回生側のＭＯＳトランジスタ１０６は内蔵ダイオードに電流が流れるためリカバリ電流を考慮することが望まれる。そのため回路シミュレータのビヘイビアモデルを用いて静特性を得ると共に、テスト用基板を用いてＭＯＳトランジスタ１０６近傍の寄生成分を抽出して回路シミュレーションを行うことで動特性を得てスイッチング時のリカバリ電流の算出結果が合致するようにＭＯＳトランジスタ１０６をモデル化した。
【００２５】
特に、内蔵ダイオードのリカバリ特性に応じた動特性は、電流測定可能なテスト基板上にＭＯＳトランジスタ１０４，１０６を配置し、ダブルパルス試験を実施することで得ている。このとき、図５に示すロウサイドＭＯＳトランジスタ１０６のドレインソース間のオン電圧や、図６に示すロウサイドＭＯＳトランジスタ１０６のドレインソース間に流れるオン電流の過渡変化の実測波形がシミュレーションと極力合致するようにモデル化した。
【００２６】
図５のオン電圧波形、図６のオン電流波形において、実線は受動部品やドライバを接続してＤＣＤＣコンバータ１０１を定常出力させた実測結果を示し、各点はシミュレーションモデルを用いたオン電圧、オン電流の解析点を示している。これらの実測とシミュレーション結果はほぼ一致していることがわかる。ロウサイドＭＯＳトランジスタ１０６の内蔵ダイオードによる逆回復特性に応じてターンオン時にロウサイドＭＯＳトランジスタ１０６のドレインソース間電圧の立上りが急峻になる。
【００２７】
このようにモデル化することで、図７、図８のターンオン電圧波形、ターンオフ電圧波形に示すように、各ＭＯＳトランジスタ１０４，１０６のドレインソース間電圧のターンオン、ターンオフ時の過渡変化を極力精度良く算出できる。ここで、図７、図８の実線または破線がシミュレーションモデルを用いたターンオン電圧波形、ターンオフ電圧波形を示し、図７、図８中の四角印、バツ印の観測点が実測結果を示している。これらのスイッチング波形はほぼ合致していることがわかる。
【００２８】
このノイズ電圧をＦＦＴ解析すると図９（ａ）および図９（ｂ）に示すように周波数ソルバで表すことができる。ロウサイドＭＯＳトランジスタ１０６の急峻な電圧変動のため、１００ＭＨｚ以上の周波数ではロウサイドＭＯＳトランジスタ１０６の影響が強く表れていることがわかる。
【００２９】
なお、発明者らは、スペクトラムアナライザを用いてＤＣＤＣコンバータ１０１のノイズ源３を測定しシミュレーションによる計算結果と比較することで精度を検証している。特に０．３−３０ＭＨｚ、３０−１００ＭＨｚ、３０ＭＨｚ−３００ＭＨｚに周波数帯域を分割して測定すると共に時間波形比較も行っている。この検証を行うことによって精度良くモデル化できることが確認されている。
【００３０】
さらに、ＤＣＤＣコンバータ１０１の内部を細部までモデル化する。具体的には、プリント回路基板１１０、部品間配線、バスバー、リード、放熱フィン、またセラミックコンデンサ１１２、チョークコイル１１３などの受動部品をレイアウト配置して３次元モデル化する。また、プリント回路基板１１０上の銅箔パターンなどの接着面における接着剤もモデル化する。
【００３１】
セラミックコンデンサ１１２は素子自体の長さに応じた等価寄生インダクタンス（ＥＳＬ）を持つが、セラミックコンデンサ１１２のＥＳＬは１［ｎＨ］以下と低いため、測定により求めた寄生インダクタンスをインダクタとして定義すると共振周波数のずれなどを引き起こしてしまう。そのため、セラミックコンデンサ１１２をモデル化するときには、実際サイズのセラミックコンデンサ１１２をシャントスルー方式でマイクロストリップライン（ＭＳＬ）に実装し、５０Ω系のベクトルネットワークアナライザ（ＶＮＡ）で測定および電磁界解析を行いＳパラメータの特性を合わせ込んでモデルを調整する。
【００３２】
セラミックコンデンサ１１２はＶＨＦ帯の周波数領域で低インピーダンスとなるためノイズの伝播主経路となりやすい。このためＶＨＦ帯の周波数領域で精度を高くできるようにモデルを生成する。またチップ抵抗は抵抗素子でモデル化するが、チョークコイル１１３はＶＨＦ帯で容量性を備えるため容量性のモデルとした。そしてこれらのモデルを組み合わせて電磁界解析する。モデル化の概略を図１０（ａ）に示し、図１０（ｂ）には各要素をメッシュに分割した形態を示す。
【００３３】
また、図１１（ａ）に示すように、金属ブロックモデル１３２を用いて車体のアースを模擬的に表現し、その上にＤＣＤＣコンバータ１０１のパッケージから突出した６本のリード線１３５のモデルを設定し、仮想的なグランドプレーン１３３を基準面としてモデル分割面１３４まで張出すようにしている。これにより、ＤＣＤＣコンバータ１０１のリード線１３５の端部を準ＴＥＭ波（quasi-transverse electromagnetic wave）のポートに近似できる。
【００３４】
そして、ノイズ源３となるＭＯＳトランジスタ１０４，１０６のドレインソース間をそれぞれ入力ポートとして設定すると共に、ＤＣＤＣコンバータ１０１の各リード線１３５（電源線、グランド線、各種信号線）を出力ポートとして設定し、電磁界解析を行うことで当該入出力ポート間のＳパラメータの算出を周波数領域ソルバで実施する。このように解析することで、ＤＣＤＣコンバータ１０１内からリード線１３５を通じたモデル分割面１３４までの伝達関数を算出できる。メッシュ数を４８３１８０（四面体一次要素）とし、Ｓパラメータ解析の対象周波数を２４としたとき、解析時間は３６分１６秒となり実用的な時間で解析を完了できることが確認されている。
【００３５】
一例として、図１１（ｂ）にハイサイドＭＯＳトランジスタ１０４のドレインソース間（ポート番号１）からリード線１３５（電源線（ポート番号３）、グランド線（ポート番号６））までの透過特性（Ｓ３１特性、Ｓ６１特性）を示す。３０ＭＨｚ以上のＶＨＦ帯の高周波領域では、ＤＣＤＣコンバータ１０１のＡＭ帯フィルタ１０３、１０５が正常に機能せずノイズを透過していることを把握できる。
【００３６】
＜ハーネス１１９等の伝送線路５のＳパラメータの算出方法＞
ＤＣＤＣコンバータ１０１の外部のＳパラメータは電磁界解析または実測により算出する。ここでは前述のＥＵＴ（被試験装置：ＤＣＤＣコンバータ１０１）の算出方法とは別の手法で算出する。この理由はＤＣＤＣコンバータ１０１のパッケージ内の部品スケール（物理的スケール）がおよそ数ｍｍ（最小部品１ｍｍ以下）であるのに対し、ハーネス等の経路長（物理的スケール）が数ｍ（〜１ｍ）であることが原因となっている。すなわちＤＣＤＣコンバータ１０１のパッケージ内外を一体でシミュレーションしてしまうと、これらのスケールの大幅な違い（１：１０００程度）に応じて電磁界解析が困難となり、所謂マルチスケール問題を生じるためである。
【００３７】
以下では、ＤＣＤＣコンバータ１０１外における測定によるＳパラメータの求め方を説明する。
ＤＣＤＣコンバータ１０１の外側を見たＳパラメータは、例えば図１２に示す測定環境１１６下で測定できる。車載電子機器のＥＭＩ測定方式は規格ＣＩＳＰＲ２５で規定されている。この図１２に示す測定環境１１６は発明者らがＣＩＳＰＲ２５を参考にして測定レイアウトを構築し、この要部のみを模式的に示している。
【００３８】
測定環境１１６には低比誘電率の支持物１１７が用意されている。この本実施形態の測定系において、この支持物１１７としては例えば５０ｍｍ高さの発砲スチロールを用いており、その下に導電板１１８を構成することで仮想的なグランドプレーンを構成する。したがってこの導電板１１８（グランドプレーン）がアース面とされている。
【００３９】
支持物１１７上に、電源線１２２およびグランド線１２３並びにその他の信号を伝達するハーネス１１９を配置し、図１２および図１３に示すように、ハーネス１１９の端部に測定用同軸コネクタ１２０の芯線を接続すると共に、測定用同軸コネクタ１２０のシールドを導電板１１８の板面とほぼ垂直面とした導電板１２１に接続し、当該導電板１２１を導電板１１８上に設置している。
【００４０】
図１４に測定環境１１６の電気的構成をブロック図で示すように、電源線１２２、グランド線１２３はおよそ１．５ｍ長のものを用いており、その端部に電源インピーダンス安定回路網（ＬＩＳＮ (Line Impedance Stabilization Network）１２４を接続している。
【００４１】
このＬＩＳＮ１２４には電源電圧供給回路（Power Supply）１２５から電源供給される。ＬＩＳＮ１２４には測定器１２６が５０Ω系同軸ケーブル１２７を通じて接続される。ＬＩＳＮ１２４は電源網の特性を模擬的に表し、電源側のインピーダンスを管理し、測定すべき電源線に重畳するノイズ成分を測定器１２６に伝達できる。
【００４２】
電源線１２２、グランド線１２３とは異なる他のハーネス１１９は疑似負荷(Load simulator)１２８に接続されている。この疑似負荷１２８はＥＵＴ（被試験装置）に接続される実際の負荷を疑似的に表すものである。本形態では、ＥＵＴとしてＤＣＤＣコンバータ１０１を用いている。このため想定される車両の負荷（例えば抵抗）を疑似負荷１２８として適用する。
【００４３】
そして、測定用同軸コネクタ１２０に同軸ケーブル１３０を通じて測定器(ベクトルネットワークアナライザ：ＶＮＡ)１２９と接続し、ＤＣＤＣコンバータ１０１のパッケージ外側を見たＳパラメータ（インピーダンス特性）を、測定器１２９によって直接測定する。ＥＵＴ（ＤＣＤＣコンバータ１０１）のリード線の数が６、電圧測定端子の端子数が２であるため合計８ポートの測定系を構築している。
【００４４】
なお、図１２に示す測定環境１１６は、ハーネス１１９等のＳパラメータを測定するための環境であり、ＣＩＳＰＲ２５ではこの同軸コネクタ１２０の配設位置にＥＵＴ（被試験装置：ＤＣＤＣコンバータ１０１）を配置することでＥＭＩ測定できる。
【００４５】
測定に使用したベクトルネットワークアナライザは同時に４ポート測定できるため、開放するハーネス１１９は５０Ω終端器１３１で終端し（図１３参照）、４ポート測定を６回行い得られた６つの４ポートＳパラメータをプログラム処理で合成処理する。すると図１５に示すように得られている。
【００４６】
測定したＳパラメータには各種の測定治具による誤差成分が含まれると考えられるものの、ＤＣＤＣコンバータ１０１の出力端子より外側を見たＳパラメータをほぼ正確に算出できる。測定によるＳパラメータの算出方法の一例を示したが、解析対象となるハーネス１１９の設置空間を電磁界解析できれば、例えば自動車の車内環境等の対象空間内を電磁界解析するようにしても良い。
【００４７】
ＤＣＤＣコンバータ１０１およびハーネス１１９をブロック単位で電磁界解析する場合にはメッシュの単位スケールを互いに異なるスケールにすれば電磁界解析をより詳細且つ迅速に行うことができる。
【００４８】
＜伝達関数の算出＞
次に、図１に示すように、電磁界解析で算出したＤＣＤＣコンバータ１０１（ＥＵＴ）のリード線の出力までのＳパラメータ（電子機器４のＳパラメータに相当）と、当該ＤＣＤＣコンバータ１０１（ＥＵＴ）のパッケージの外側を見たＳパラメータ（伝送線路５のＳパラメータに相当）とをコンピュータ２に入力し、高周波回路シミュレータ上で連結することで、系全体の伝送線路網を作成し、当該伝送線路網の伝達関数を算出する。
【００４９】
発明者らが実際にコンピュータ２上に構築した伝送線路網２００を図１６に示す。この伝送線路網２００は各８ポートを備えたＳパラメータブロック（以下ブロックと略す）２０１、２０２を図示形態で結合することで構築されている。ブロック２０１、２０２の各端子に付した数字はポート番号を示す。
【００５０】
ブロック２０１にはＤＣＤＣコンバータ１０１内について前述の電磁界解析モデルを用いて解析したＳパラメータが設定される。ＤＣＤＣコンバータ１０１は６端子備える（ポート番号３〜８に対応）。ブロック２０２の入力端子(ポート番号１〜６）にブロック２０１の出力端子（ポート番号３〜８）をそれぞれ接続し、ブロック２０２の出力ポート（番号７，８）を５０Ω終端している。ブロック２０２の出力ポート番号７，８は、それぞれ、グランド線１２３、電源線１２２による伝送線路５の終端に相当し、図１４に示す測定環境１１６では、ＬＩＳＮ１２４の接続端子に相当する。
【００５１】
ハイサイドＭＯＳトランジスタ１０４から電源線１２２を主伝送線としたＬＩＳＮ１２４の接続端までの伝達関数を算出するときには、図１６中のハイサイドＭＯＳトランジスタ１０４のドレインソース間出力（ポート番号１に接続された「１」参照）に代えて、各周波数の基準電圧（１Ｖ）をブロック２０１の入力ポート（１）に印加すると共に、０Ｖの電圧をブロック２０１の入力ポート（２）に加える。そしてシミュレーション上で計算しブロック２０２の出力ポート（８）の５０Ω終端２０３（図１の終端器６相当）で得られる電圧を伝達関数とする。
【００５２】
また、ロウサイドＭＯＳトランジスタ１０６から電源線１２２を主伝送線としたＬＩＳＮ１２４の接続端までの伝達関数を算出するときには、図１６中のロウサイドＭＯＳトランジスタ１０６のドレインソース間出力に代えて、基準電圧（１Ｖ）をブロック２０１の入力ポート（２）に印加すると共に０Ｖ電圧をブロック２０１の入力ポート（１）に印加する。そしてシミュレーション上で計算し、ブロック２０２の出力ポート（８）の５０Ω終端２０３（図１の終端器６相当）で得られる電圧を伝達関数とする。図１７（ａ）、図１７（ｂ）に各周波数の伝達関数を示すように、ハイサイドＭＯＳトランジスタ１０４による伝搬がロウサイドＭＯＳトランジスタ１０６による伝搬より大きいことが分かる。
【００５３】
図９（ａ）、図９（ｂ）に示すノイズ源３のＦＦＴ解析結果（電圧：複素数とすることで位相も考慮）に図１７（ａ）、図１７（ｂ）に示す伝達関数を乗じ、ハイサイドおよびロウサイドのＭＯＳトランジスタ１０４、１０６に基づくノイズ電圧を合算することで図１８に示すように伝導エミッション電圧を算出できる。
【００５４】
なお、前述のようにブロック２０２の出力ポート（８）の終端２０３で得られる電圧を算出することで電源線１２２を主伝送線とした伝導エミッション電圧を算出できるが、ブロック２０２の出力ポート（７）の５０Ω終端２０３で得られる電圧を算出すれば、グランド線１２３を主伝送線とした伝導エミッション電圧も算出できる。このようにしてシミュレーション上で求められた伝導エミッション電圧と実測を比較した結果を図１９（電源線１２２）、図２０（グランド線１２３）に示す。
【００５５】
これらの図１９、図２０には、電源線１２２、グランド線１２３に接続されるＬＩＳＮ１２４の端子電圧を実測した結果を実線で示し、シミュレーション結果を破線で示している。これらの図１９、図２０に示すように、約２００ＭＨｚを上限として±１０ｄＢの精度で実測と一致していることを確認できる。したがって、これらのシミュレーション解析を行うことでノイズ伝搬状態を極力正確に解析できる。
【００５６】
また、発明者らはこれらの解析結果を利用し、ノイズが大きく発生する周波数帯において、ＤＣＤＣコンバータ１０１内のノイズ発生状態を電流密度分布で可視化している（図２１、図２２参照）。図２１はノイズがピークとなる第１周波数帯（６２．１ＭＨｚ帯）における基板の表面電流密度分布を示し、図２２はノイズがピークとなる第２周波数帯（１２８ＭＨｚ帯）における基板の表面電流密度分布を示す。
【００５７】
図２１に示すように、バスバー１３６の端部からセラミックコンデンサ１１２に延びる経路（図示矢印Ｙ１参照）に大きな電流密度分布が現れており、当該ループに共振現象が現れている。また、図２２（ａ）のＹ２部分の要部拡大図を３次元的に示した図２２（ｂ）を参酌すれば、例えばプリント回路基板１１０と放熱フィン（符号なし）を繋ぐバスバー１３６にノイズ電流が流れていることを把握できる。したがって、このノイズ漏洩経路を可視化することで問題を早急に把握でき、対策案を視覚的に検討できる。これによりノイズの原因を早急に解析できる。
【００５８】
以上説明したように本実施形態によれば、電線（主伝送線）とリファレンス（副伝送線）とが準ＴＥＭ波の伝送線路に近似可能な位置を境界面として解析対象領域を電子機器４、伝送線路５に分割している。コンピュータ２は、電子機器４、伝送線路５毎に取得したＳパラメータを縦続接続して伝搬状態を解析している。電子機器４のＳパラメータは電磁界解析により取得し、伝送線路５のＳパラメータは測定又は電磁界解析により取得している。
【００５９】
したがって、電子機器４（プリント配線板やノイズ対策部品）の物理的スケールと、電子機器４に電力を供給する電源線１２２、グランド線１２３の配線長の物理的スケールとが互いに大きく異なったとしても、ノイズ伝搬状態を精度良くしかも迅速にシミュレーションできる。本実施形態の手法を適用すると、ＶＨＦ帯の２００ＭＨｚ以下の周波数にて少なくとも±１０ｄＢの精度で計算できる。また、電磁界解析を使用しノイズ試験系における電子機器４のノイズ漏洩経路を可視化しているため対策案を視覚的に検討することができる。
【００６０】
（第２実施形態）
図２３は第２実施形態を示す。前述実施形態の解析対象はパワーエレクトロニクス機器に広く適用できるが、この第２実施形態は前述実施形態で説明した解析手法を車載ノイズ源の解析方法に適用した例を示す。
【００６１】
車体３００のボディ３０１は鋼板で構成されている。このためボディ３０１の鋼板（例えばスチール等）をリファレンス（副伝送線に相当）と見做せる。この図２３に示す例では、バッテリ３０２が車体３００のフロントに搭載されており、バッテリ３０２に電源線３０３が接続され、電源線３０３が例えばボディ３０１のサイドメンバーに沿ってバッテリ３０２からＥＵＴ（被試験装置）３０４まで延伸した例を示している。
【００６２】
解析ブロックを分割する境界面Ｂ１、Ｂ２の位置は、ボディ３０１の鋼板上に沿う部分（すなわち準ＴＥＭ波の伝送線路に近似可能な面）であれば何れの部分でも良く、これらの境界面Ｂ１、Ｂ２で分割した分割ブロック毎に伝達関数のパラメータを算出すると良い。
【００６３】
特に、ＥＵＴ３０４内の電子部品の物理的スケールと、電源線３０３の線路長の物理的スケールが互いに大きく異なるのであれば、この物理的スケールの大きく異なる部分で解析対象ブロックを分割しても良い。また、ＥＵＴ３０４のみ、電源線３０３の一部分のみなどを詳細に解析する必要が生じた場合には、この部分のみを細かくブロック化して解析すると、より詳細且つ迅速に解析できる。
【００６４】
この図２３に示す例では、電源線３０３がボディ３０１の鋼板上に沿って延びる態様を示しているが鋼板上に沿って延びていなくても良い。前述したように準ＴＥＭ波面に近似可能となれば、当該境界面Ｂ１、Ｂ２およびその周辺のみがボディ３０１の鋼板上に沿って延びていれば良く、その他の領域の信号伝搬経路は問わない。
【００６５】
本実施形態によれば、自動車の車体３００内を信号伝送する電源線３０３とボディ３０１（リファレンス）とが準ＴＥＭ波に近似可能な位置を境界面Ｂ１、Ｂ２として分割し、それぞれブロック毎に解析することができるため、前述実施形態とほぼ同様の効果が得られる。
【００６６】
（第３実施形態）
図２４は第３実施形態を示す。この第３実施形態は前述実施形態の車載ノイズ源が他の機器に及ぼす影響を検査するための装置に適用した例を示している。
【００６７】
ノイズ源を搭載するＥＵＴ３０４とバッテリ３０２との間には電源線３０３が接続されており、この電源線３０３にはＥＵＴ３０４の発生ノイズが重畳する。またこの発生ノイズはボディ３０１をリファレンス（副伝送線）として伝搬する。またＥＵＴ３０４の発生ノイズは電源線３０３等を介して車体３００内の空中にも伝搬する。
【００６８】
他方、ＡＭまたはＦＭラジオ周波数帯の受信用アンテナ３０５が車体３００後部に設置されるときには、このアンテナ３０５は車体３００のサイドルーフフレーム、Ａピラーに沿ってケーブル３０６によりダッシュボード周辺に設置されたラジオ受信機（図示せず）に接続される。受信用アンテナ３０５は、車体３００のボディ３０１または空中を伝搬する高調波ノイズを受信し、この受信信号はケーブル３０６を通じてラジオ受信機に伝搬される。
【００６９】
車体３００内のノイズ伝搬環境を実際の車体内と極力合致させた状態とし、このラジオ受信機の設置場所（ノイズ観測点に相当）を測定器による測定位置３０７とし、ＥＵＴ３０４の発生するノイズの伝搬状態を解析する。
【００７０】
この場合、ＥＵＴ３０４内外を分割する境界面Ｂ２を解析対象ブロックの境界として解析すると良い。すなわちＥＵＴ３０４内とその外側の測定位置３０７までのブロックを分割して解析することができる。これにより前述実施形態とほぼ同様の効果が得られる。車体３００内の信号伝導要素をモデル化して電磁界解析しても良い。
【００７１】
（他の実施形態）
前述実施形態に限定されるものではなく、例えば、以下に示す変形または拡張が可能である。
前述実施形態の説明では、ノイズの伝搬経路は、ノイズ源３から、電子機器４、伝送線路５（ハーネス１１９（電源線１２２、グランド線１２３）および導電板１１８など）、または、ＥＵＴ３０４、電源線３０３、車体３００のボディ３０１、空中などを挙げて説明を行ったが、その他の要素を考慮に入れても良い。
【００７２】
ＥＵＴとしてＤＣＤＣコンバータ１０１を用いた例を示したが、他の電子機器４に適用できることは言うまでもない。また、ＤＣＤＣコンバータ１０１などの電源回路とは別にインバータなど複数のパワー半導体素子が電子機器４に組み込まれている場合には、ノイズ源３となる素子（パワー半導体素子等）の数分だけノイズ源３の計算を行うと共に電子機器４内および伝送線路５の伝達関数の計算を行い、これらの影響を加算することによって複数のノイズ源３を考慮したノイズ電圧を算出すると良い。このときノイズ源３および伝達関数に位相差があるため、複素数で位相差を考慮して算出すると良い。
【００７３】
前述実施形態の解析手法は、ＣＩＳＰＲ２５に基づく伝導電圧の試験系を応用した解析手法を示しているが、各種のストリップラインやＴＥＭセルを使用した放射エミッション解析などの他の方法にも適用できる。解析対象の周波数帯はＶＨＦ帯に限られない。
【００７４】
また、ＳパラメータはＹパラメータ等の他の伝達関数のパラメータに変換可能であることからノイズ源３とノイズ電圧観測点間のＳパラメータがあれば他のパラメータに変換して解析しても良い。
【符号の説明】
【００７５】
図面中、１はノイズ解析装置、２はコンピュータ（解析手段）、４は電子機器（分割ブロック）、５は伝送線路（分割ブロック）、１０１はＤＣＤＣコンバータ（電子機器）、１１８は導電板（副伝送線）、１２２は電源線（電線、主伝送線）、１２３はグランド線（電線、主伝送線）、３０４はＥＵＴ（電子機器）、３０７は測定位置（ノイズ観測点）、Ｂ１，Ｂ２は境界面、を示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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