(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１動作モードおよび第２動作モードを備え、
第１周波数成分と第２周波数成分を持つテスト信号を生成するテスト信号生成回路と、
前記第１動作モードの際に、第１信号としてアンテナによって受信される信号を伝送し、前記第２動作モードの際に、前記第１信号として前記テスト信号を伝送する第１スイッチと、
差動バランスを所定の可変範囲内で補正可能な差動回路で構成され、前記第１信号を前記第１信号よりも低い周波数帯の第２信号にダウンコンバートするミキサ回路と、
前記第２動作モードの際に、前記第２信号から前記第１周波数成分と前記第２周波数成分の差分の周波数成分を持つ第３信号を抽出し、前記第３信号の位相を検出する位相検出部と、
前記位相検出部の検出結果に応じて、前記ミキサ回路の前記差動バランスを変更する制御部とを有し、
前記ミキサ回路は、前記第１動作モードの際に、前記差動バランスが可変設定範囲内の第１補正値に設定された状態で動作し、
前記制御部は、前記第２動作モードの際に、前記差動バランスを変動させながら、当該差動バランスを最小変動幅で変動させた場合の前後で前記第３信号の位相が略１８０°遷移する遷移点を探索し、当該遷移点に対応する前記差動バランスを前記第１補正値として前記ミキサ回路に設定することを特徴とする高周波信号処理装置。
【請求項２】
請求項１記載の高周波信号処理装置において、
前記制御部は、二分探索法により前記差動バランスの可変範囲を順次２等分しながら前記遷移点に対応する前記差動バランスを探索することを特徴とする高周波信号処理装置。
【請求項３】
請求項２記載の高周波信号処理装置において、さらに、
前記ミキサ回路の後段に設けられるアナログ・ディジタル変換回路と、
所定のベースバンド処理を行うベースバンド回路と、
前記アナログ・ディジタル変換回路の出力を前記ベースバンド回路側に伝送するか、前記位相検出部側に伝送するかを選択する第２スイッチとを備え、
前記位相検出部は、前記第２信号を前記第２スイッチを介してディジタル信号として受けることを特徴とする高周波信号処理装置。
【請求項４】
請求項３記載の高周波信号処理装置において、
前記テスト信号生成回路は、
所定の周波数を持つテスト用ローカル信号を生成するテスト用ローカル信号生成回路と、
前記第１周波数成分と前記第２周波数成分の差分の周波数を持つテスト用ベースバンド信号を生成するテスト用ベースバンド信号生成回路と、
前記テスト用ベースバンド信号を２分周する分周回路と、
前記分周回路の出力信号を前記テスト用ローカル信号を用いてアップコンバートするテスト用ミキサ回路とを有し、
前記位相検出部は、
前記第３信号を抽出するディジタルフィルタ回路と、
前記ディジタルフィルタ回路の出力信号を増幅するディジタルアンプ回路と、
前記テスト用ベースバンド信号をディジタル信号に変換するテスト用アナログ・ディジタル変換回路と、
前記ディジタルアンプ回路の出力信号の位相を前記テスト用アナログ・ディジタル変換回路の出力信号の位相を基準として検出する位相検出回路とを有することを特徴とする高周波信号処理装置。
【請求項５】
請求項３記載の高周波信号処理装置において、
さらに、前記アンテナから前記第１スイッチまでの経路上に設けられるロウノイズアンプ回路を有することを特徴とする高周波信号処理装置。
【請求項６】
第１動作モードおよび第２動作モードを備え、
第１周波数成分と第２周波数成分を持つテスト信号を生成するテスト信号生成回路と、
前記第１動作モードの際に、第１信号としてアンテナによって受信される信号を伝送し、前記第２動作モードの際に、前記第１信号として前記テスト信号を伝送する第１スイッチと、
差動バランスを所定の可変範囲内で補正可能な差動回路で構成され、第１Ａローカル信号を用いて前記第１信号を前記第１信号よりも低い周波数帯の第２Ａ信号にダウンコンバートする第１Ａミキサ回路と、
差動バランスを所定の可変範囲内で補正可能な差動回路で構成され、前記第１Ａローカル信号とは位相が９０°異なる第１Ｂローカル信号を用いて前記第１信号を第２Ｂ信号にダウンコンバートする第１Ｂミキサ回路と、
前記第２動作モードの際に、前記第２Ａ信号から前記第１周波数成分と前記第２周波数成分の差分の周波数成分を持つ第３Ａ信号を抽出し、前記第２Ｂ信号から前記第１周波数成分と前記第２周波数成分の差分の周波数成分を持つ第３Ｂ信号を抽出し、前記第３Ａ信号の位相と前記第３Ｂ信号の位相とをそれぞれ検出する位相検出部と、
前記位相検出部による前記第３Ａ信号の位相検出結果に応じて前記第１Ａミキサ回路の前記差動バランスを変更し、前記位相検出部による前記第３Ｂ信号の位相検出結果に応じて前記第１Ｂミキサ回路の前記差動バランスを変更する制御部とを有し、
前記第１Ａミキサ回路は、前記第１動作モードの際に、前記第１Ａミキサ回路の前記差動バランスが可変設定範囲内の第１Ａ補正値に設定された状態で動作し、
前記第１Ｂミキサ回路は、前記第１動作モードの際に、前記第１Ｂミキサ回路の前記差動バランスが可変設定範囲内の第１Ｂ補正値に設定された状態で動作し、
前記制御部は、前記第２動作モードの際に、
前記第１Ａミキサ回路の前記差動バランスを変動させながら、当該差動バランスを最小変動幅で変動させた場合の前後で前記第３Ａ信号の位相が略１８０°遷移する第１Ａ遷移点を探索する第１処理と、
前記第１Ｂミキサ回路の前記差動バランスを変動させながら、当該差動バランスを最小変動幅で変動させた場合の前後で前記第３Ｂ信号の位相が略１８０°遷移する第１Ｂ遷移点を探索する第２処理と、
前記第１Ａ遷移点に対応する前記差動バランスを前記第１Ａ補正値として前記第１Ａミキサ回路に設定し、前記第１Ｂ遷移点に対応する前記差動バランスを前記第１Ｂ補正値として前記第１Ｂミキサ回路に設定する第３処理とを実行することを特徴とする高周波信号処理装置。
【請求項７】
請求項６記載の高周波信号処理装置において、
前記制御部は、二分探索法により前記第１Ａミキサ回路の前記差動バランスの可変範囲を順次２等分しながら前記第１Ａ遷移点に対応する前記差動バランスを探索し、二分探索法により前記第１Ｂミキサ回路の前記差動バランスの可変範囲を順次２等分しながら前記第１Ｂ遷移点に対応する前記差動バランスを探索することを特徴とする高周波信号処理装置。
【請求項８】
請求項７記載の高周波信号処理装置において、
前記制御部は、
前記第１処理の際に、前記第１Ｂミキサ回路の前記差動バランスを固定した状態で前記第１Ａミキサ回路の前記差動バランスを変動させながら、前記第１Ａ遷移点に対応する前記差動バランスを探索することに加えて、さらに当該差動バランスを最小変動幅で変動させた場合の前後で前記第３Ｂ信号の位相が略１８０°遷移する第２Ｂ遷移点に対応する前記差動バランスを探索し、
前記第２処理の際に、前記第１Ａミキサ回路の前記差動バランスを固定した状態で前記第１Ｂミキサ回路の前記差動バランスを変動させながら、前記第１Ｂ遷移点に対応する前記差動バランスを探索することに加えて、さらに当該差動バランスを最小変動幅で変動させた場合の前後で前記第３Ａ信号の位相が略１８０°遷移する第２Ａ遷移点に対応する前記差動バランスを探索し、
前記第３処理の際に、さらに、前記第１Ａ遷移点に対応する前記差動バランスを「Ｉｉ」、前記第２Ｂ遷移点に対応する前記差動バランスを「Ｑｉ」、前記第１Ｂ遷移点に対応する前記差動バランスを「Ｉｑ」、前記第２Ａ遷移点に対応する前記差動バランスを「Ｑｑ」として、
Ｉｃａｌ＝Ｉｉ・Ｑｉ・（Ｉｑ−Ｑｑ）／（Ｉｑ・Ｑｉ−Ｉｉ・Ｑｑ）
で算出されるＩｃａｌを前記第１Ａ補正値として前記第１Ａミキサ回路に設定し、
Ｑｃａｌ＝Ｑｑ・Ｉｑ・（Ｑｉ−Ｉｉ）／（Ｑｉ・Ｉｑ−Ｑｑ・Ｉｉ）
で算出されるＱｃａｌを前記第１Ｂ補正値として前記第１Ｂミキサ回路に設定することを特徴とする高周波信号処理装置。
【請求項９】
請求項７記載の高周波信号処理装置において、
前記制御部は、前記第１処理の際には前記第１Ｂミキサ回路を非活性状態に制御し、前記第２処理の際には前記第１Ａミキサ回路を非活性状態に制御することを特徴とする高周波信号処理装置。
【請求項１０】
請求項７記載の高周波信号処理装置において、さらに、
前記第１Ａミキサ回路の後段に設けられる第１Ａアナログ・ディジタル変換回路と、
前記第１Ｂミキサ回路の後段に設けられる第１Ｂアナログ・ディジタル変換回路と、
所定のベースバンド処理を行うベースバンド回路と、
前記第１Ａアナログ・ディジタル変換回路の出力を前記ベースバンド回路側に伝送するか、前記位相検出部側に伝送するかを選択する第２Ａスイッチと、
前記第１Ｂアナログ・ディジタル変換回路の出力を前記ベースバンド回路側に伝送するか、前記位相検出部側に伝送するかを選択する第２Ｂスイッチとを備え、
前記位相検出部は、前記第２Ａ信号を前記第２Ａスイッチを介してディジタル信号として受け、前記第２Ｂ信号を前記第２Ｂスイッチを介してディジタル信号として受けることを特徴とする高周波信号処理装置。
【請求項１１】
ベースバンドの周波数帯から所定の送信周波数帯にアップコンバートを行う送信回路と所定の受信周波数帯からベースバンドの周波数帯にダウンコンバートを行う受信回路とを含む高周波信号処理部と、
アンテナと、
前記アンテナに結合されるアンテナノードと、送信ノードおよび受信ノードとを備え、送信信号と受信信号とを周波数帯によって分離するデュプレクサと、
前記送信回路の出力信号を増幅し、前記送信ノードに向けて出力する電力増幅回路とを有し、
前記高周波信号処理部の前記受信回路は、
第１動作モードおよび第２動作モードを備え、
前記受信ノードからの前記受信信号を増幅するロウノイズアンプ回路と、
第１周波数成分と第２周波数成分を持つテスト信号を生成するテスト信号生成回路と、
前記第１動作モードの際に、第１信号として前記ロウノイズアンプ回路の出力信号を伝送し、前記第２動作モードの際に、前記第１信号として前記テスト信号を伝送する第１スイッチと、
差動バランスを所定の可変範囲内で補正可能な差動回路で構成され、前記第１信号を前記第１信号よりも低い周波数帯の第２信号にダウンコンバートするミキサ回路と、
前記第２動作モードの際に、前記第２信号から前記第１周波数成分と前記第２周波数成分の差分の周波数成分を持つ第３信号を抽出し、前記第３信号の位相を検出する位相検出部と、
前記位相検出部の検出結果に応じて、前記ミキサ回路の前記差動バランスを変更する制御部とを有し、
前記ミキサ回路は、前記第１動作モードの際に、前記差動バランスが可変設定範囲内の第１補正値に設定された状態で動作し、
前記制御部は、前記第２動作モードの際に、前記差動バランスを変動させながら、当該差動バランスを最小変動幅で変動させた場合の前後で前記第３信号の位相が略１８０°遷移する遷移点を探索し、当該遷移点に対応する前記差動バランスを前記第１補正値として前記ミキサ回路に設定することを特徴とする無線通信システム。
【請求項１２】
請求項１１記載の無線通信システムにおいて、
前記制御部は、二分探索法により前記差動バランスの可変範囲を順次２等分しながら前記遷移点に対応する前記差動バランスを探索することを特徴とする無線通信システム。
【請求項１３】
請求項１２記載の無線通信システムにおいて、
前記高周波信号処理部の前記受信回路は、さらに、
前記ミキサ回路の後段に設けられるアナログ・ディジタル変換回路と、
所定のベースバンド処理を行うベースバンド回路と、
前記アナログ・ディジタル変換回路の出力を前記ベースバンド回路側に伝送するか、前記位相検出部側に伝送するかを選択する第２スイッチとを備え、
前記位相検出部は、前記第２信号を前記第２スイッチを介してディジタル信号として受けることを特徴とする無線通信システム。
【請求項１４】
請求項１２記載の無線通信システムにおいて、
前記無線通信システムは、
前記高周波信号処理部の前記送信回路の出力ノードから前記送信ノードまでの経路上にＳＡＷフィルタを備えず、
前記ロウノイズアンプ回路の出力ノードから前記ミキサ回路の入力ノードまでの経路上にＳＡＷフィルタを備えないことを特徴とする無線通信システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高周波信号処理装置および無線通信システムに関し、特にダイレクトコンバージョン受信機を備えた高周波信号処理装置および無線通信システムに適用して有効な技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば、特許文献１には、ダイレクトコンバージョン受信機において、ミキサで生じる二次歪みを低減するため、ミキサに所定の周波数間隔を持つ試験信号を入力する回路と、ミキサで生じた二次歪を検出する回路と、その検出結果に基づいてミキサのパラメータを制御する回路とを備えた構成が示されている。この構成によって、ミキサの二次歪を最小にするためのミキサのパラメータが探索される。ここで、ミキサの二次歪を検出する際、当該受信機は、二次歪が現れる所定の周波数を対象として、ミキサの出力振幅レベルの大きさを検出する。
【０００３】
また、特許文献２には、ダイレクトコンバージョン送信機において、第１変調器（Ｉ信号用ミキサ回路）および第２変調器（Ｑ信号用ミキサ回路）で生じるキャリア漏洩を低減する技術が示されている。例えば、第１変調器でのキャリア漏洩を低減する場合、当該送信器は、第１変調器の差動バランスを変えながら、第１変調器と第２変調器の加算出力信号と、第１変調器用ローカル信号との位相差を検出し、この位相差が所定の値（９０°）となる（すなわち第２変調器のみからのキャリア漏洩が残存する）差動バランスを探索する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００４−３３６８２２号公報
【特許文献２】特開２００９−２１２８６９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
図１５は、本発明の前提として検討した無線通信システムにおいて、その概略構成例を示すブロック図である。例えば、携帯電話機を代表とする無線通信システムは、図１５に示すように、主にベースバンドの周波数帯と高周波数帯（ＲＦ（Radio Frequency）帯）との間の周波数変換を担う高周波信号処理チップ（高周波信号処理装置）ＲＦＩＣ’が備わっている。ＲＦＩＣ’は、受信系回路として、アンテナＡＮＴで受信した高周波信号を増幅するロウノイズアンプ回路ＬＮＡと、その後段に設けられ、高周波数帯をベースバンドに変換するミキサ回路ＭＩＸを含んでいる。また、送信系回路として、高周波電力増幅回路ＨＰＡの前段に配置されるドライバ回路（可変増幅回路）ＤＲＶを含んでいる。
【０００６】
ここで、例えばＬＮＡとＭＩＸの間には、受信帯域以外の不要な周波数帯を除去するためのＳＡＷ（Surface Acoustic Wave）フィルタＳＡＷｒｘ等がチップの外付け部品として備わっている。また、ここでは、ＤＲＶとＨＰＡの間にも、送信帯域以外の不要な周波数帯を除去するためのＳＡＷフィルタＳＡＷｔｘ等がチップの外付け部品として備わっている。近年、このような高周波信号処理チップを含んだ無線通信システムでは、小型化、低コスト化が強く要求されている。このため、高周波信号処理チップでは、前述したＳＡＷフィルタの削減が望まれる。
【０００７】
しかしながら、ＳＡＷフィルタを削減した場合、特に、送信系回路からの漏洩信号が受信系回路での２次の相互変調歪み（ＩＭ（Inter Modulation）２）を介して所望のベースバンド信号に重畳することが問題となり得る。図１６（ａ）〜図１６（ｃ）は、本発明の前提として検討した高周波信号処理装置において、その問題点の一例を示す説明図である。例えばＷ−ＣＤＭＡ（Wideband Code Division Multiple Access）やＬＴＥ（Long Term Evolution）等のＦＤＤ（Frequency Division Duplex）方式では、前述した図１５の高周波電力増幅回路ＨＰＡから出力される比較的大電力の送信信号がデュプレクサＤＰＸを介して受信系回路に漏洩することがある。図１６（ａ）は、この際における受信系回路内のＬＮＡの出力周波数スペクトルを表したものである。
【０００８】
図１６（ａ）に示すように、ＬＮＡは、アンテナＡＮＴによって受信された受信帯域内の高周波信号（希望波信号）ＲＦｒｘに加えて前述したＨＰＡからの送信漏れ信号ＲＦｔｘ＿Ｌが入力され、これらの増幅結果を出力する。ＲＦｒｘは、所定（例えば数ＭＨｚ程度）の信号帯域（２・ｆ＿ＢＢ）を持ち、同様に、ＲＦｔｘ＿Ｌも所定の信号帯域を持つ。ただし、ここでは、ＲＦｔｘ＿Ｌの信号帯域を所定（例えば１ＭＨｚ程度）の周波数間隔（ｆ＿ｉｎｔ）を持つ２個の周波数スペクトルで代表的に例示している。ここで、ＲＦｔｘ＿Ｌは、ＳＡＷｔｘ，ＳＡＷｒｘが有る場合には、ＬＮＡの入力と出力において十分に抑圧される。一方、ＲＦｔｘ＿Ｌは、ＳＡＷｔｘおよび／またはＳＡＷｒｘが無い場合には、抑圧されずにミキサ回路ＭＩＸに入力される。
【０００９】
ミキサ回路ＭＩＸは、図１６（ｂ）に示すような受信帯域内の所定のチャネル周波数に設定されたローカル信号（局部発振信号）ＬＯｒｘと、希望波信号ＲＦｒｘとを乗算する。これにより、ＭＩＸは、図１６（ｃ）に示すように、ＲＦｒｘを、直接、ベースバンドの周波数帯（ｆ＿ＢＢ）にダウンコンバート（周波数変換）し、その結果となる受信ベースベンド信号ＢＢｒｘを出力する。ただし、この際に、ミキサ回路ＭＩＸは、デバイスミスマッチなどに起因してＩＭ２成分を発生することがある。ＭＩＸが送信漏れ信号ＲＦｔｘ＿Ｌに対してＩＭ２成分を発生した場合、ｆ＿ｉｎｔの周波数を持つベースバンドの周波数帯の妨害波が生成される。当該妨害波（ｆ＿ｉｎｔ）は、図１６（ｃ）に示すように、受信ベースバンド信号ＢＢｒｘの周波数帯（ｆ＿ＢＢ）に重畳し、その結果、正常な受信動作が困難となる恐れがある。
【００１０】
そこで、このようなＩＭ２の問題を解決するため、例えば特許文献１に記載されているような技術を用いることが考えられる。特許文献１では、ＩＭ２成分の振幅レベルの大きさを観測し、それが最小となる補正パラメータを探索する方式が用いられる。また、この際には、Ｉ信号用ミキサ回路と、Ｑ信号用ミキサ回路を別個独立に探索する方式か、あるいはいずれか一方のミキサ回路で探索し、その探索結果を、他方のミキサ回路でも同じ結果が得られると仮定してそのまま適用する方式が用いられる。このため、例えば次のようなことが懸念される。
【００１１】
第１に、（１）ＩＭ２が最小となる点（補正最適点）近傍ではＩＭ２成分の振幅レベルは非常に小さくなるため、その検出自体が困難となる恐れがある。また、仮に検出できたとしても、振幅レベルの検出精度に応じて補正最適点にある程度のばらつき範囲が生じてしまう場合があるため、補正最適点を高精度で定める（言い換えれば、ＩＭ２の最小点を高精度で探索し、ＩＭ２をより低減する）ことが困難となる恐れがある。第２に、（２）Ｉ信号用ミキサ回路の補正を行うことでＱ信号用ミキサ回路の補正最適点が変化し、逆にＱ信号用ミキサ回路の補正を行うことでＩ信号用ミキサ回路の補正最適点が変化するというＩＱ干渉の問題に対処できない恐れがある。
【００１２】
第３に、（３）ＩＭ２最小点（補正最適点）の探索に時間を要する恐れがある。すなわち、ＩＭ２の振幅レベルの最小点を探索する動作は、例えるならば、Ｕ字カーブ（又はＶ字カーブ）の極小点を探索する動作と言える。このため、実際の探索方法としては、例えば、補正変数を、可変範囲全体に渡って大雑把に変えることで最小点の目星をつけ、その後、目星の近傍を詳細に変化させるという方法が考えられる。ただし、このような探索方法では、多くの処理ステップが必要とされる恐れがある。加えて、（２）で述べたようなＩＱ干渉の問題に対処することを前提とした場合、例えば、Ｉ信号用ミキサ回路の補正とＱ信号用ミキサ回路の補正を何度か繰り返して行う必要があり、その結果、探索時間が大幅に増大する恐れがある。
【００１３】
本発明は、このようなことを鑑みてなされたものであり、その目的の一つは、高周波信号処理装置およびそれを備えた無線通信システムにおいて、受信系回路で生じ得る２次の相互変調歪みを低減することにある。本発明の前記並びにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本願において開示される発明のうち、代表的な実施の形態の概要を簡単に説明すれば、次のとおりである。
【００１５】
本実施の形態による高周波信号処理装置は、第１および第２動作モードを備え、テスト信号生成回路と、第１スイッチと、ミキサ回路と、位相検出部と、制御部とを有している。テスト信号生成回路（ＴＳＧＥＮ）は、第１周波数成分と第２周波数成分を持つテスト信号を生成する。第１スイッチ（ＳＷｒ）は、第１動作モードの際に、第１信号としてアンテナによって受信される信号を伝送し、第２動作モードの際に、第１信号としてテスト信号を伝送する。ミキサ回路（ＭＩＸｒｘ＿Ｉ，ＭＩＸｒｘ＿Ｑ）は、差動バランスを所定の可変範囲内で補正可能な差動回路で構成され、第１信号を第１信号よりも低い周波数帯の第２信号にダウンコンバートする。位相検出部（ＰＨＤＥＴ等）は、第２動作モードの際に、第２信号から第１周波数成分と第２周波数成分の差分の周波数成分を持つ第３信号を抽出し、第３信号の位相を検出する。制御部（ＤＧＣＴＬ）は、位相検出部の検出結果に応じて、ミキサ回路の差動バランスを変更する。ここで、ミキサ回路は、第１動作モードの際に、差動バランスが可変設定範囲内の第１補正値に設定された状態で動作する。そして、制御部は、第２動作モードの際に、差動バランスを変動させながら、当該差動バランスを最小変動幅で変動させた場合の前後で第３信号の位相が略１８０°遷移する遷移点を探索し、当該遷移点に対応する差動バランスを第１補正値としてミキサ回路に設定する。
【００１６】
このような構成を用いると、ミキサ回路の差動バランスを補正することで、ミキサ回路で生じる２次の相互変調歪み（ＩＭ２）成分を低減することが可能になる。この際には、ミキサ回路から出力されるＩＭ２成分の位相情報を監視しながら差動バランスの最適な補正値を探索するため、補正の容易化や、高精度化や、あるいは補正時間の短縮等が図れる。特に、差動バランスの探索に際し、二分探索法を用いると、より補正時間の短縮が図れる。
【発明の効果】
【００１７】
本願において開示される発明のうち、代表的な実施の形態によって得られる効果を簡単に説明すると、高周波信号処理装置およびそれを備えた無線通信システムにおいて、受信系回路で生じ得る２次の相互変調歪みを低減することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の実施の形態１による無線通信システムにおいて、その主要部の概略構成例を示すブロック図である。
【図２】図１の無線通信システムにおいて、その高周波信号処理装置の主要部の詳細な構成例を示す回路ブロック図である。
【図３】（ａ）は、図２の高周波信号処理装置におけるＩＭ２特性の一例を示す説明図であり、（ｂ）は、（ａ）の特性メカニズムの一例を示す概念図である。
【図４】図２の高周波信号処理装置において、そのテスト信号生成回路および補正回路ブロックのより詳細な構成例を示す回路ブロック図である。
【図５】図２の高周波信号処理装置において、その受信用ミキサ回路の構成例を示す回路図である。
【図６】図５のミキサ回路において、差動バランス（ＩＭ２補正パラメータ）の調整方式の一例を示す概念図である。
【図７】図５のミキサ回路において、差動バランス（ＩＭ２補正パラメータ）の調整方式の他の一例を示す概念図である。
【図８】図５のミキサ回路において、差動バランス（ＩＭ２補正パラメータ）の調整方式の更に他の一例を示す概念図である。
【図９】図２の高周波信号処理装置において、その補正回路ブロックによる補正最適点の探索動作方法の一例を示すフロー図である。
【図１０】図９のフローによる実動作の一例を示す補足図である。
【図１１】（ａ）、（ｂ）は、本発明の実施の形態２による高周波信号処理装置において、その問題点の一例を示す説明図である。
【図１２】本発明の実施の形態２による高周波信号処理装置において、その補正最適点の探索方法の一例を示す説明図である。
【図１３】（ａ）、（ｂ）は、図１２の補足図である。
【図１４】本発明の実施の形態３による高周波信号処理装置において、その補正最適点の探索方法の一例を示すフロー図である。
【図１５】本発明の前提として検討した無線通信システムにおいて、その概略構成例を示すブロック図である。
【図１６】（ａ）〜（ｃ）は、本発明の前提として検討した高周波信号処理装置において、その問題点の一例を示す説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下の実施の形態においては便宜上その必要があるときは、複数のセクションまたは実施の形態に分割して説明するが、特に明示した場合を除き、それらは互いに無関係なものではなく、一方は他方の一部または全部の変形例、詳細、補足説明等の関係にある。また、以下の実施の形態において、要素の数等（個数、数値、量、範囲等を含む）に言及する場合、特に明示した場合および原理的に明らかに特定の数に限定される場合等を除き、その特定の数に限定されるものではなく、特定の数以上でも以下でも良い。
【００２０】
さらに、以下の実施の形態において、その構成要素（要素ステップ等も含む）は、特に明示した場合および原理的に明らかに必須であると考えられる場合等を除き、必ずしも必須のものではないことは言うまでもない。同様に、以下の実施の形態において、構成要素等の形状、位置関係等に言及するときは、特に明示した場合および原理的に明らかにそうでないと考えられる場合等を除き、実質的にその形状等に近似または類似するもの等を含むものとする。このことは、上記数値および範囲についても同様である。
【００２１】
また、実施の形態の各機能ブロックを構成する回路素子は、特に制限されないが、公知のＣＭＯＳ（相補型ＭＯＳトランジスタ）等の集積回路技術によって、単結晶シリコンのような半導体基板上に形成される。なお、実施の形態では、ＭＩＳＦＥＴ（Metal Insulator Semiconductor Field Effect Transistor）の一例としてＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）（ＭＯＳトランジスタと略す）を用いるが、ゲート絶縁膜として非酸化膜を除外するものではない。
【００２２】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施の形態を説明するための全図において、同一の部材には原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。
【００２３】
（実施の形態１）
《無線通信システムの全体構成》
図１は、本発明の実施の形態１による無線通信システムにおいて、その主要部の概略構成例を示すブロック図である。図１に示す無線通信システムは、特に限定はされないが、代表的には、Ｗ−ＣＤＭＡ（Wideband Code Division Multiple Access）用、ＬＴＥ（Long Term Evolution）用等の携帯電話システムである。図１の無線通信システムは、高周波信号処理チップ（高周波信号処理装置）ＲＦＩＣと、高周波電力増幅装置ＨＰＡと、アイソレータＩＳＯと、デュプレクサＤＰＸと、アンテナＡＮＴを備えている。ＲＦＩＣは、例えば、１個の半導体チップによって構成される。ＲＦＩＣは、受信系回路としてロウノイズアンプ回路ＬＮＡや受信用ミキサ回路ＭＩＸｒｘ等を備え、送信系回路としてドライバ回路（可変増幅回路）ＤＲＶや送信用ミキサ回路ＭＩＸｔｘ等を備え、送受信系回路としてバックエンド回路ＢＥ等を備える。ＢＥは、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）やアプリケーションプロセッサ等といったベースバンドプロセッサを含む。
【００２４】
ＲＦＩＣ内の送信用ミキサ回路ＭＩＸｔｘは、送信動作に際し、ＢＥからの送信ベースバンド信号を所定の周波数（送信周波数帯の中の特定の周波数）を持つローカル信号（局部発振信号、キャリア信号）ＬＯｔｘを用いてアップコンバート（周波数変換）する。ＤＲＶは、ＭＩＸｔｘからの出力信号を所定のゲインで線形増幅し、ＨＰＡに向けて出力を行う。ＨＰＡは、例えば、１個の半導体チップによって構成され、特に限定はされないが化合物半導体を用いたＨＢＴ（Heterojunction Bipolar Transistor）等を備えている。ＨＰＡは、ＤＲＶからの出力信号を電力増幅し、その増幅された高周波信号ＲＦｔｘをＩＳＯを介してＤＰＸに向けて出力する。ＩＳＯは、ＨＰＡからＤＰＸに向けた信号を通過させ、その逆方向の信号を遮断する。
【００２５】
ＤＰＸは、送信周波数帯と受信周波数帯の分離を行う。具体的には、ＩＳＯを介して出力された高周波信号ＲＦｔｘから所定の送信周波数帯を選択し、それを送信電力信号ＴＸとしてＡＮＴに伝送し、また、ＡＮＴで受信した受信電力信号ＲＸから所定の受信周波数帯を選択し、それを高周波信号ＲＦｒｘとしてＲＦＩＣ内のＬＮＡに向けて伝送する。ＬＮＡは、このＤＰＸからの高周波信号ＲＦｒｘを増幅し、受信用ミキサ回路ＭＩＸｒｘに出力する。ＭＩＸｒｘは、ＬＮＡの出力信号を、所定の周波数（受信周波数帯の中の特定の周波数）を持つローカル信号（局部発振信号、キャリア信号）ＬＯｒｘを用いてベースバンドの周波数帯に直接的にダウンコンバート（周波数変換）し、その変換結果を受信ベースバンド信号ＢＢｒｘとしてバックエンド回路ＢＥに向けて出力する。ＢＥは、ＢＢｒｘを受けて、所定のベースバンド処理を行う。
【００２６】
なお、特に限定はされないが、ＲＦＩＣ，ＨＰＡ，ＩＳＯ，ＤＰＸは、それぞれ個々の部品として同一の配線基板上に実装される場合や、あるいは、ＨＰＡ，ＩＳＯ，ＤＰＸが１個のモジュール配線基板上に実装され、当該モジュール配線基板とＲＦＩＣが同一の配線基板上に実装されるような場合などがある。配線基板やモジュール配線基板は、代表的にはセラミック基板等である。
【００２７】
このように、図１の無線通信システムは、前述した図１５の構成例と比較して、主にＳＡＷフィルタＳＡＷｔｘ，ＳＡＷｒｘが削除されたような構成を備えている。これによって、無線通信システムの小型化、低コスト化が可能となる。しかしながら、特に図１のように送信動作と受信動作が同一期間で行われるＦＤＤ方式の無線通信システムでは、ＳＡＷフィルタの削除によって図１６で述べたような問題が生じ得る。すなわち、実際には、ＨＰＡからの高周波信号ＲＦｔｘがＤＰＸを介して送信漏れ信号（ＲＦｔｘ＿Ｌ）としてＬＮＡの入力側に周り込む場合がある。この際に、ＭＩＸｒｘ（例えば差動型）等では、通常、差動ペアのばらつき等が存在するため、当該送信漏れ信号に対して２次の相互変調歪み（ＩＭ２）が生じる。その結果、ベースバンドの周波数帯に妨害波が重畳する。
【００２８】
また、このようなＩＭ２に伴う妨害波は、送信漏れ信号からのみならず、通常の高周波信号（希望波信号）ＲＦｒｘからも生じ得るため、ＦＤＤ方式に限らず場合によってはＧＳＭ（登録商標）（Global System for Mobile Communications）等を代表とするＴＤＤ（Time Division Duplex）方式でも問題となり得る。ただし、通常、ＲＦｒｘの電力レベルに比べてＲＦｔｘの電力レベルが非常に大きいため、送信漏れ信号の方がより問題とされる。そこで、このようなＩＭ２の問題を解決するため、後述するような本実施の形態による高周波信号処理チップ（高周波信号処理装置）を用いることが有益となる。
【００２９】
《高周波信号処理装置の構成（主要部）》
図２は、図１の無線通信システムにおいて、その高周波信号処理装置の主要部の詳細な構成例を示す回路ブロック図である。図２には、図１の高周波信号処理装置ＲＦＩＣにおける受信系回路周りの詳細な構成例が示されている。図２に示すＲＦＩＣは、ロウノイズアンプ回路ＬＮＡ、ローカル信号生成回路ＬＯＧＥＮ、ミキサ回路ＭＩＸｒｘ＿Ｉ，ＭＩＸｒｘ＿Ｑ、フィルタ回路ＦＬＴｉ，ＦＬＴｑ、可変増幅回路ＰＧＡｉ，ＰＧＡｑ、アナログ・ディジタル変換回路ＡＤＣｉ，ＡＤＣｑ、バックエンド回路ＢＥを備えている。更に、図２のＲＦＩＣは、これらに加えて、スイッチＳＷｒ，ＳＷｉ，ＳＷｑ、テスト信号生成回路ＴＳＧＥＮ、補正回路ブロックＣＡＬＢＫを備えたことが主要な特徴となっている。
【００３０】
ＳＷｒは、ＬＮＡからの出力信号かＴＳＧＥＮからの出力信号のいずれか一方を選択してＭＩＸｒｘ＿Ｉ，ＭＩＸｒｘ＿Ｑに出力する。ＭＩＸｒｘ＿ＩはＬＯＧＥＮからのローカル信号ＬＯｒｘ＿Ｉを用いて当該ＳＷｒからの出力信号をベースバンドの周波数帯にダウンコンバートし、ＭＩＸｒｘ＿ＱはＬＯＧＥＮからのＬＯｒｘ＿Ｑを用いて当該ＳＷｒからの出力信号をベースバンドの周波数帯にダウンコンバートする。ＬＯｒｘ＿ＩとＬＯｒｘ＿Ｑは位相が９０°異なる直交信号であり、ＭＩＸｒｘ＿Ｉ，ＭＩＸｒｘ＿Ｑによってダイレクトコンバージョンならびに直交復調が行われる。なお、図示は省略するが、ＭＩＸｒｘ＿Ｉ，ＭＩＸｒｘ＿Ｑのそれぞれは、差動回路で構成され、正極側の出力と負極側の出力を生成する。
【００３１】
ＦＬＴｉ（例えばロウパスフィルタ）は、ＭＩＸｒｘ＿Ｉの出力信号から不要な高調波成分を除去する。ＰＧＡｉは、ＦＬＴｉの出力信号をＡＤＣｉの入力レンジに応じたゲインで増幅し、ＡＤＣｉは、ＰＧＡｉの出力信号をディジタル信号に変換する。同様に、ＦＬＴｑ（例えばロウパスフィルタ）は、ＭＩＸｒｘ＿Ｑの出力信号から不要な高調波成分を除去する。ＰＧＡｑは、ＦＬＴｑの出力信号をＡＤＣｑの入力レンジに応じたゲインで増幅し、ＡＤＣｑは、ＰＧＡｑの出力信号をディジタル信号に変換する。ＳＷｉは、ＡＤＣｉの出力信号をＢＥかＣＡＬＢＫのいずれか一方に向けて出力し、ＳＷｑは、ＡＤＣｑの出力信号をＢＥかＣＡＬＢＫのいずれか一方に向けて出力する。
【００３２】
ここで、図２のＲＦＩＣは、通常動作モードとキャリブレーション動作モードとを備えている。通常動作モードの際、ＳＷｒは入力元としてＬＮＡ側を選択し、ＳＷｉ，ＳＷｑは出力先としてＢＥ側を選択する。この場合、通常の受信動作として、図１のアンテナＡＮＴからの受信電力信号ＲＸがベースバンドの周波数帯に変換されたのち、ＢＥに入力される。一方、キャリブレーション動作モードは、前述した通常動作モード以外の期間（例えば、電源投入時等）で適宜行われる。キャリブレーション動作モードの際、ＳＷｒは入力元としてＴＳＧＥＮ側を選択し、ＳＷｉ，ＳＷｑは出力先としてＣＡＬＢＫ側を選択する。
【００３３】
ＴＳＧＥＮは、例えば所定の周波数ｆ＿ｔｘを持つ高周波信号を０．５ＭＨｚの信号で変調したテスト用信号ＲＦｔｓｔを生成する。これにより、ＲＦｔｓｔは、ｆ＿ｔｘ±０．５ＭＨｚの周波数成分を持つ。ｆ＿ｔｘは、例えば図１に示したローカル信号ＬＯｔｘと同じ周波数に設定される。当該ＲＦｔｓｔは、ＳＷｒを介してＭＩＸｒｘ＿Ｉ，ＭＩＸｒｘ＿Ｑに入力される。ここで、ＭＩＸｒｘ＿Ｉ，ＭＩＸｒｘ＿Ｑは、前述したように、ＬＯｒｘ＿Ｉ，ＬＯｒｘ＿Ｑを用いてダウンコンバート処理を行うが、ＭＩＸｒｘ＿Ｉ，ＭＩＸｒｘ＿Ｑのそれぞれにおいて差動バランスのズレ等が存在した場合、２次の相互変調歪み（ＩＭ２）を発生する。当該ＩＭ２の周波数成分は、ここでは１ＭＨｚとなる。この１ＭＨｚのＩＭ２成分は、ＡＤＣｉ，ＡＤＣｑでディジタル信号に変換されたのち、ＳＷｉ，ＳＷｑを介してＣＡＬＢＫに入力される。
【００３４】
補正回路ブロックＣＡＬＢＫは、アンプ回路ＬＡＭＰｉ，ＬＡＭＰｑと、位相検出回路ＰＨＤＥＴと、ディジタル補正回路ＤＧＣＴＬを備えている。ＬＡＭＰｉは、ＳＷｉからの出力信号（ここでは１ＭＨｚ）を増幅し、ＬＡＭＰｑは、ＳＷｑからの出力信号（ここでは１ＭＨｚ）を増幅する。ＰＨＤＥＴは、ＬＡＭＰｉの出力信号の位相と、ＬＡＭＰｑの出力信号の位相とをそれぞれ検出する。ＤＧＣＴＬは、ＰＨＤＥＴによるＬＡＭＰｉの出力信号の位相検出結果に応じてＭＩＸｒｘ＿Ｉの差動バランスを変更し、ＰＨＤＥＴによるＬＡＭＰｑの出力信号の位相検出結果に応じてＭＩＸｒｘ＿Ｑの差動バランスを変更する。
【００３５】
ここで、ＣＡＬＢＫは、ＤＧＣＴＬを介してＭＩＸｒｘ＿Ｉの差動バランスを適宜変更しながら、ＬＡＭＰｉの出力信号において位相の略１８０°反転が生じる際の遷移点に該当する差動バランスを探索する。同様に、ＣＡＬＢＫは、ＤＧＣＴＬを介してＭＩＸｒｘ＿Ｑの差動バランスを適宜変更しながら、ＬＡＭＰｑの出力信号において位相の略１８０°反転が生じる際の遷移点に該当する差動バランスを探索する。前述した通常動作モード時には、ＭＩＸｒｘ＿Ｉ，ＭＩＸｒｘ＿Ｑは、このＣＡＬＢＫの探索結果となる差動バランスを用いて動作を行う。
【００３６】
以上のように、本実施の形態１による高周波信号処理装置は、ＩＭ２成分の大きさが最小値となる差動バランスにおいてＩＭ２成分の位相が１８０°反転する特性を利用し、この位相の１８０°反転を検出することで差動バランスの補正を行うことが主要な特徴となっている。これによって、ＩＭ２成分の最小値を容易に探索可能となり、またＩＭ２成分の最小値を高精度に検出可能となる。仮に、前述したように、ＩＭ２成分の振幅レベルを検出する方式を用いた場合、ＩＭ２成分の振幅レベルの微小な大小関係を比較する必要があるため、その検出動作自体が困難となる問題や、高精度な検出が困難となる問題が生じる恐れがある。この際には、検出を容易化又は高精度化するため、アンプ回路（例えば図２のＬＡＭＰｉ，ＬＡＭＰｑに対応）によって予め当該振幅レベルを増幅することも可能であるが、振幅レベルの大小関係を比較する方式であるため、アンプ回路には高い線形性が求められ、その結果、ゲインも制限される。
【００３７】
一方、本実施の形態１による位相検出方式を用いた場合、位相の１８０°反転という明らかな変化を検出すればよいため、このような問題を解決することが可能になる。すなわち、ＩＭ２成分の振幅レベルが微小であっても、それを図２のＬＡＭＰｉ，ＬＡＭＰｑによって十分なレベルに増幅したのち、位相検出を行えばよい。この際に、ＬＡＭＰｉ，ＬＡＭＰｑには、特に線形性は求められず、リミットアンプのような高いゲインの増幅回路を用いることが可能である。
【００３８】
図３（ａ）は、図２の高周波信号処理装置におけるＩＭ２特性の一例を示す説明図であり、図３（ｂ）は、図３（ａ）の特性メカニズムの一例を示す概念図である。図３（ａ）のＦ３０１に示すように、ＩＭ２の補正パラメータ（例えば図２のＭＩＸｒｘ＿Ｉの差動バランス）を変化させていくと、ＩＭ２が最小値となる補正パラメータが存在し、当該補正パラメータが補正最適点（図２のＭＩＸｒｘ＿Ｉの最適な差動バランス）となる。この補正最適点への到達前後では、図３（ａ）のＦ３０２に示すように、位相が急減に１８０°反転する。図２の補正回路ブロックＣＡＬＢＫは、当該Ｆ３０２の位相特性を利用して補正最適点を探索する。
【００３９】
図３（ｂ）では、ＩＭ２成分が概念的にベクトルで表されている。図３（ｂ）において、ベクトル「Ｉ」は図２のミキサ回路ＭＩＸｒｘ＿Ｉ（又はＭＩＸｒｘ＿Ｑ）が発生したＩＭ２成分の正極側を表し、ベクトル「ＩＢ」は図２のＭＩＸｒｘ＿Ｉ（又はＭＩＸｒｘ＿Ｑ）が発生したＩＭ２成分の負極側を表す。初期状態では、図３（ｂ）のＦ３０３に示すように、ベクトル「Ｉ」とベクトル「ＩＢ」は位相が異なっており、差動出力に伴いベクトル「Ｉ−ＩＢ」となる第１位相の合成ＩＭ２ベクトル「ＩＭ２」が発生する。この状態からＩＭ２の補正パラメータを変化させていくと、例えばベクトル「Ｉ」の位相が反時計回りに、ベクトル「ＩＢ」の位相が時計回りに回転し、「Ｉ」と「ＩＢ」が共に近づいていく。その結果、合成ＩＭ２ベクトル「ＩＭ２」の位相は変わらぬまま、その大きさが減少していく。
【００４０】
そして、図３（ａ）に示した補正最適点において、図３（ｂ）に示すベクトル「Ｉ」および「ＩＢ」は理想的には「Ｉ」＝「ＩＢ」となり、その結果、合成ＩＭ２ベクトル「ＩＭ２（＝Ｉ−ＩＢ）」はゼロとなる。その後、更に、ＩＭ２の補正パラメータを変化させていくと、図３（ｂ）のＦ３０４に示すように、ベクトル「Ｉ」の位相が反時計回りに、ベクトル「ＩＢ」の位相が時計回りに回転する結果、「Ｉ」と「ＩＢ」が共に離れていく。この段階では、合成ＩＭ２ベクトル「ＩＭ２（＝Ｉ−ＩＢ）」は、Ｆ３０３での第１位相とは１８０°異なる第２位相を持ち、ＩＭ２の補正パラメータの変化に伴い第２位相を維持したまま、その大きさが増大していく。なお、ここでは、ベクトル「Ｉ」と「ＩＢ」の大きさは、共に等しいものとしたが、実際には、若干異なる場合がある。この場合でも、合成ＩＭ２ベクトル「ＩＭ２」の位相は補正最適点を境に約１８０°程度変化することになる。
【００４１】
《テスト信号生成回路および補正回路ブロックの詳細》
図４は、図２の高周波信号処理装置において、そのテスト信号生成回路および補正回路ブロックのより詳細な構成例を示す回路ブロック図である。図４では、図２におけるテスト信号生成回路ＴＳＧＥＮおよび補正回路ブロックＣＡＬＢＫの詳細構成例が示されると共に、ＬＮＡ，ＭＩＸｒｘ＿Ｉ，ＭＩＸｒｘ＿Ｑ，ＬＯＧＥＮ，ＦＬＴｉ，ＦＬＴｑ，ＰＧＡｉ，ＰＧＡｑが差動構成で示されている。ここでは、ＡＤＣｉ，ＡＤＣｑが、それぞれ、ＰＧＡｉ，ＰＧＡｑからの差動出力信号を受けて、それをシングルのディジタル信号に変換するものとする。
【００４２】
図４において、ＴＳＧＥＮは、テスト用ローカル信号生成回路ＬＯＴＳＧと、テスト用ベースバンド信号生成回路ＢＢＴＳＧと、分周回路ＤＩＶＮとテスト用ミキサ回路ＭＩＸｔｓｔを備えている。ＬＯＴＳＧは、所定の周波数ｆ＿ｔｘを持つテスト用キャリア信号を生成する。ｆ＿ｔｘは、図１における送信用のローカル信号ＬＯｔｘの周波数と同一の周波数に設定されることが望ましい。この場合、ＬＯＴＳＧは、当該ＬＯｔｘを生成する送信用のローカル信号生成回路（図示せず）を共通使用することで実現すればよく、これによって回路面積の増大等を抑制することが可能になる。
【００４３】
ＢＢＴＳＧは、ベースバンドの帯域に応じた所定の周波数（ここでは１ＭＨｚ）の発振信号を生成する。ＤＩＶＮは、ＢＢＴＳＧからの発振信号を所定の分周比（ここでは２分周）で分周する。ＭＩＸｔｓｔは、ＬＯＴＳＧからのキャリア信号とＤＩＶＮの出力信号（ここでは０．５ＭＨｚの発振信号）とを乗算する。言い換えれば、ＤＩＶＮの出力信号をＬＯＴＳＧからのキャリア信号を用いてアップコンバートする。その結果、ＭＩＸｔｓｔからは、ｆ＿ｔｘ±０．５ＭＨｚの周波数成分を持つテスト用信号ＲＦｔｓｔが生成される。なお、ここでは、ＬＯＴＳＧ，ＢＢＴＳＧ，ＤＩＶＮ，ＭＩＸｔｓｔは、差動構成となっている。
【００４４】
ＲＦｔｓｔは、図２で説明したように、スイッチＳＷｒを介してミキサ回路ＭＩＸｒｘ＿Ｉ，ＭＩＸｒｘ＿Ｑに入力され、ＭＩＸｒｘ＿Ｉ，ＭＩＸｒｘ＿Ｑの出力信号がＡＤＣｉ，ＡＤＣｑを介してディジタル信号に変換される。ＡＤＣｉ，ＡＤＣｑからの各ディジタル信号は、それぞれスイッチＳＷｉ，ＳＷｑを介して補正回路ブロックＣＡＬＢＫに入力される。ＣＡＬＢＫは、バンドパスフィルタＢＰＦｉ，ＢＰＦｑと、アンプ回路ＬＡＭＰｉ，ＬＡＭＰｑと、位相検出回路ＰＨＤＥＴと、ディジタル補正回路ＤＧＣＴＬと、アナログ・ディジタル変換回路ＡＤＣｔｓｔを備える。ＤＧＣＴＬは、ディジタル処理を行う論理演算回路であり、特に限定はされないが、例えば、ステートマシーンや小規模のプロセッサ等で実現することが可能である。
【００４５】
ＢＰＦｉは、ＡＤＣｉからＳＷｉを介して入力されたディジタル信号を対象にＭＩＸｒｘ＿Ｉで生じたＩＭ２成分（ここでは１ＭＨｚ成分）を抽出し、ＢＰＦｑは、ＡＤＣｑからＳＷｑを介して入力されたディジタル信号を対象にＭＩＸｒｘ＿Ｑで生じたＩＭ２成分（ここでは１ＭＨｚ成分）を抽出する。ＬＡＭＰｉは、ＢＰＦｉの出力信号を十分なレベルに増幅し、ＬＡＭＰｑは、ＢＰＦｑの出力信号を十分なレベルに増幅する。ここでは、ＢＰＦｉ，ＢＰＦｑはディジタルフィルタとなっており、ＬＡＭＰｉ，ＬＡＭＰｑはディジタルアンプとなっている。ＡＤＣｔｓｔは、ＢＢＴＳＧからの発振信号（ここでは１ＭＨｚ）をディジタル信号に変換し、ディジタル信号となるテスト用基準発振信号ＲＥＦｔｓｔを生成する。
【００４６】
ＰＨＤＥＴは、ＲＥＦｔｓｔ（ここでは１ＭＨｚ）の位相を基準として、ＬＡＭＰｉからの出力信号の位相と、ＬＡＭＰｑからの出力信号の位相をそれぞれ検出する。ＤＧＣＴＬは、ＰＨＤＥＴによるＬＡＭＰｉ側の位相検出結果に応じてＭＩＸｒｘ＿Ｉの差動バランスを変更し、ＰＨＤＥＴによるＬＡＭＰｑ側の位相検出結果に応じてＭＩＸｒｘ＿Ｑの差動バランスを変更する。具体例として、ＤＧＣＴＬは、まず、ＭＩＸｒｘ＿Ｉ側を対象としてある差動バランス（設定［１］とする）を設定し、その際のＬＡＭＰｉ側の位相検出結果（ＲＥＦｔｓｔの位相との間の位相差）（結果［１］とする）を取得する。次いで、ＤＧＣＴＬは、ＭＩＸｒｘ＿Ｉの差動バランスを適宜変更し（設定［２］とする）、その際のＬＡＭＰｉ側の位相検出結果（ＲＥＦｔｓｔの位相との間の位相差）（結果［２］とする）を取得する。
【００４７】
ここで、ＤＧＣＴＬは、前述した結果［２］と結果［１］の間の位相差を求める。図３（ａ）のＦ３０２から判るように、仮に、前述した設定［２］と設定［１］の間の差動バランス（ＩＭ２補正パラメータ）の変動幅が最小変動幅の場合で、結果［２］と結果［１］の間の位相差が略１８０°であった場合、当該設定［２］又は設定［１］が補正最適点となる。一方、ＤＧＣＴＬは、結果［２］と結果［１］の間の位相差が略０°であった場合、更に別の差動バランスにおいて補正最適点が存在することが判るため、適宜差動バランスの変更を行う。このような処理を繰り返しながら、ＤＧＣＴＬは、ＭＩＸｒｘ＿Ｉの補正最適点を探索する。そして、ＭＩＸｒｘ＿Ｉの補正最適点が得られると、同様にして、ＭＩＸｒｘ＿Ｑ側を対象として補正最適点の探索を行う。
【００４８】
ここでは、差動バランス（ＩＭ２補正パラメータ）の最小変動幅に対する位相差が略１８０°又は略０°としたが、実際には、ある程度の誤差が生じ得る。例えば、当該最小変動幅が非常に小さいような場合には、補正最適点であっても略１８０°よりもある程度小さい位相差しか得られない事態が考えられる。そこで、特に限定はされないが、ＤＧＣＴＬは、実際には、例えば９０°等を判定しきい値とすることが可能である。すなわち、最小変動幅に対する位相差が９０°以上であれば、補正最適点と判断し、９０°未満であれば、更に別の差動バランスにおいて補正最適点が存在すると判断する。なお、勿論、このような方式に限らず、例えば、判定しきい値を１個ではなく複数個設け、最も位相差が大きい箇所を探索するような方式も考えられる。いずれの方式を適用する場合でも、差動バランスが補正最適点からズレていれば、最小変動幅に対する位相差は明らかに小さくなるため（理想的には０°）、この性質を利用して補正最適点を早期に絞り込むことができる。また、補正最適点では位相差が明らかに増大するため（理想的には１８０°）、この性質を利用して補正最適点を高精度に定めることができる。
【００４９】
なお、図４および図２では、ＣＡＬＢＫに対する入力は、ＡＤＣｉ，ＡＤＣｑの後段となっているが、必ずしもこの位置に限定されるものではなく、ＭＩＸｒｘ＿Ｉ，ＭＩＸｒｘ＿Ｑの後段であればよい。具体的には、例えば、ＰＧＡｉ，ＰＧＡｑの出力等とすることも可能である。ＡＤＣｉ，ＡＤＣｑの後段とする場合、ＣＡＬＢＫは、ディジタル処理によって増幅動作や位相検出動作等を行うのに対して、ＰＧＡｉ，ＰＧＡｑの出力等とした場合、アナログ処理によって増幅動作や位相検出動作等を行うことになる。ただし、ＣＡＬＢＫでは、前述したように、ある時点での位相（結果［２］）と別の時点での位相（結果［１］）とを比較することになるため、アナログ処理よりもディジタル処理による実現の方がより適していると考えられる。また、スイッチＳＷｉ，ＳＷｑによって生じ得るノイズの観点からも、ＡＤＣｉ，ＡＤＣｑの後段とした方が望ましい。また、ＳＷｒの設置箇所に関しても、ＭＩＸｒｘ＿Ｉ，ＭＩＸｒｘ＿Ｑの前段であればよいが、ノイズ（雑音指数ＮＦ（Noise Figure））の観点でＬＮＡの後段とする方が望ましい。
【００５０】
《受信用ミキサ回路の詳細》
図５は、図２の高周波信号処理装置において、その受信用ミキサ回路の構成例を示す回路図である。図５に示すミキサ回路ＭＩＸｒｘ（図２のＭＩＸｒｘ＿Ｉ，ＭＩＸｒｘ＿Ｑのそれぞれに該当）は、２組の差動対トランジスタＭＮＤＰ１，ＭＮＤＰ２と、位相シフト回路ＰＨＳＦＴと、バックゲート（基板電位）制御回路ＢＧＣＴＬを備え、ここでは併せて図２のローカル信号生成回路ＬＯＧＥＮが示されている。ＰＨＳＦＴは、ＬＯＧＥＮからのローカル信号に対して所定の位相差（例えば１８０°）を加えた信号を生成する。ＭＮＤＰ１は、ソースが共通接続された２個のＮＭＯＳトランジスタＭＮ１ａ，ＭＮ１ｂを備え、当該ソースに正極側の高周波信号ＲＦｉｎが入力される。ＭＮＤＰ２は、ソースが共通接続された２個のＮＭＯＳトランジスタＭＮ２ａ，ＭＮ２ｂを備え、当該ソースに負極側の高周波信号（／ＲＦｉｎ）が入力される。ＲＦｉｎ，／ＲＦｉｎは、図２におけるＳＷｒの出力信号に該当する。
【００５１】
ＭＮ１ａ，ＭＮ２ｂのゲートには、ＬＯＧＥＮからのローカル信号が入力され、ＭＮ１ｂ，ＭＮ２ａのゲートには、ＬＯＧＥＮからＰＨＳＦＴを介したローカル信号が入力される。ＭＮ１ａのドレインは、ＭＮ２ａのドレインに共通接続され、当該ドレインから正極側の出力信号（電流信号）Ｉが生成される。ＭＮ１ｂのドレインは、ＭＮ２ｂのドレインに共通接続され、当該ドレインから負極側の出力信号（電流信号）ＩＢが生成される。ＢＧＣＴＬは、ＭＮ１ａ，ＭＮ１ｂ，ＭＮ２ａ，ＭＮ２ｂのバックバイアス（基板電位）を適宜制御する。図５のＭＩＸｒｘは、受動型のダブル・バランスド・ミキサ（ＤＢＭ）等と呼ばれる。ただし、図２のＭＩＸｒｘ＿Ｉ，ＭＩＸｒｘ＿Ｑは、図５のような構成例に限らず、所謂ギルバートセル等のような能動型のＤＢＭや、場合によってはシングル・バランスド・ミキサ等であってもよい。ただし、消費電力、線形性、高速性等の観点からは図５のような構成例を用いることが望ましい。
【００５２】
図６〜図８は、図５のミキサ回路において、差動バランス（ＩＭ２補正パラメータ）のそれぞれ異なる調整方式の一例を示す概念図である。図６〜図８には、図５の構成例と位相検出回路ＰＨＤＥＴおよびディジタル補正回路ＤＧＣＴＬとの関係が概念的に示されている。図６〜図８において、ミキサ回路ＭＩＸｒｘの差動出力信号（Ｉ，ＩＢ）には、図３（ｂ）に示したように、ＩのＩＭ２成分とＩＢのＩＭ２成分とのベクトル差（Ｉ−ＩＢ）によって与えられる合成ＩＭ２ベクトルが含まれる。ＰＨＤＥＴは、この合成ＩＭ２ベクトルの位相を検出し、ＤＧＣＴＬは、ＰＨＤＥＴによる合成ＩＭ２ベクトルの位相検出結果を監視し、位相の反転が生じたか否かを判定しながら、差動バランス（ＩＭ２補正パラメータ）を適宜変更する。
【００５３】
図６の例では、ＤＧＣＴＬが差動バランス（ＩＭ２補正パラメータ）の変更を位相シフト回路ＰＨＳＦＴに対して行っている。具体的には、例えば、ＰＨＳＦＴによる位相のシフト量を１８０°の前後の範囲で変動させる。これによって、ＭＮ１ａとＭＮ１ｂの間の差動バランスと、ＭＮ２ａとＭＮ２ｂの間の差動バランスとをそれぞれ変更している。図７の例では、ＤＧＣＴＬが差動バランスの変更をバックゲート制御回路ＢＧＣＴＬに対して行っている。具体的には、例えば、ＭＮ１ａ，ＭＮ１ｂならびにＭＮ２ａ，ＭＮ２ｂのバックゲートの制御を介して各トランジスタのしきい値電圧を変更し、これによって差動バランスを変更している。
【００５４】
図８の例では、ＤＧＣＴＬが差動バランスの変更を負荷回路ＬＯＡＤに対して行っている。ミキサ回路ＭＩＸｒｘは、実際には、図８に示すように、出力信号（電流信号）Ｉ，ＩＢをそれぞれ電圧信号に変換するための負荷（例えば抵抗素子）を備えている。そこで、ＤＧＣＴＬは、Ｉ側の負荷の大きさとＩＢ側の負荷の大きさとの相対的なバランスを変更することで、差動バランスを変更している。図６〜図８の例を代表として、ＭＩＸｒｘの差動バランスは様々な方式で変更可能である。本実施の形態では、差動バランスの変更方式は特に限定されず、ミキサ回路の回路方式等に応じて適宜定めればよい。例えば、図５のような受動型のダブル・バランスド・ミキサを用いる場合には、図６〜図８の方式のいずれかを用いたり、あるいはこれらを組み合わせて用いるようなことも可能である。また、例えば能動型のダブル・バランスド・ミキサ等を用いる場合には、各差動対トランジスタに対するバイアス電流のバランスを変更する方式等を用いてもよい。
【００５５】
《補正最適点の探索動作（二分探索法）》
図９は、図２の高周波信号処理装置において、その補正回路ブロックによる補正最適点の探索動作方法の一例を示すフロー図である。図１０は、図９のフローによる実動作の一例を示す補足図である。図２の補正回路ブロックＣＡＬＢＫ（例えばディジタル補正回路ＤＧＣＴＬ）は、前述したように、補正最適点において合成ＩＭ２ベクトルの位相が略１８０°遷移することを利用して補正最適点の探索を行う。このため、ＣＡＬＢＫは、図９および図１０に示すような所謂二分探索法を用いた探索を行うことが可能となる。
【００５６】
図９においては、ＩＭ２補正パラメータをｍビット幅で制御する（すなわち２ｍビットの可変範囲を持つ）ものとして、まず、補正回路ブロックＣＡＬＢＫは、基準位相を取得する（ＳＴ［０］）。基準位相は、可変範囲の両端のいずれか一方に対応する位相であればよく、ここでは例えば０点目を判定ポイントとした場合の位相とする。次いで、ＣＡＬＢＫは、ＩＭ２補正パラメータを可変範囲の中間点となる２（ｍ−１）点目に設定し、１回目の判定として、当該判定ポイント（２（ｍ−１）点目）の位相と基準位相とを比較する（ＳＴ［１］）。ＳＴ［１］での比較結果において、位相反転（例えば略１８０°遷移）が生じた場合にはＳＴ［２］ａへ移行して２回目の判定を行い、位相が非反転（例えば略０°遷移）の場合にはＳＴ［２］ｂへ移行して２回目の判定を行う。なお、位相の反転有無の判定は、前述したように、特に限定はされないが基準位相との位相差が９０°以上か９０°未満か等によって行えばよい。
【００５７】
続いて、ＣＡＬＢＫは、ＳＴ［２］ａの場合には、１回目の判定ポイントから２（ｍ−２）を差し引いた判定ポイント（（２（ｍ−１）−２（ｍ−２））点目）にＩＭ２補正パラメータを設定し、当該判定ポイントの位相と基準位相とを比較する。一方、ＳＴ［２］ｂの場合には１回目の判定ポイントに２（ｍ−２）を足し合わせた判定ポイント（（２（ｍ−１）＋２（ｍ−２））点目）にＩＭ２補正パラメータを設定し、当該判定ポイントの位相と基準位相とを比較する。すなわち、１回目の判定において位相反転が生じた場合には、１点目〜２（ｍ−１）点目の間に位相遷移点が存在することになるため、ＳＴ［２］ａにおいてその中間点の位相を検証し、位相が非反転の場合には、２（ｍ−１）点目〜２ｍ点目の間に位相遷移点が存在することになるため、ＳＴ［２］ｂにおいてその中間点の位相を検証する。
【００５８】
ＳＴ［２］ａ，ＳＴ［２］ｂにおいて位相反転が生じた場合には同様にしてＳＴ［３］ａ（図示せず）へ移行して３回目の判定を行い、位相が非反転の場合にはＳＴ［３］ｂ（図示せず）へ移行して３回目の判定を行う。以降同様にして、ＣＡＬＢＫは、ｎ回目の判定として、ＳＴ［ｎ］ａの場合には（ｎ−１）回目の判定ポイントから２（ｍ−ｎ）を差し引いた判定ポイントの位相と基準位相とを比較し、ＳＴ［ｎ］ｂの場合には（ｎ−１）回目の判定ポイントに２（ｍ−ｎ）を足し合わせた判定ポイントの位相と基準位相とを比較する。ＳＴ［ｎ］ａ，ＳＴ［ｎ］ｂにおいて位相反転が生じた場合にはＳＴ［ｎ＋１］ａ（図示せず）へ移行して（ｎ＋１）回目の判定を行い、位相が非反転の場合にはＳＴ［ｎ＋１］ｂ（図示せず）へ移行して（ｎ＋１）回目の判定を行う。
【００５９】
そして、最後に、ＣＡＬＢＫは、ｍ回目の判定として、ＳＴ［ｍ］ａの場合には（ｍ−１）回目の判定ポイントから２（ｍ−ｍ）を差し引いた判定ポイントの位相と基準位相とを比較し、ＳＴ［ｍ］ｂの場合には（ｍ−１）回目の判定ポイントに２（ｍ−ｍ）を足し合わせた判定ポイントの位相と基準位相とを比較する。ＳＴ［ｍ］ａ，ＳＴ［ｍ］ｂにおいて位相反転が生じた場合にはＳＴ［ｍ＋１］ａへ移行し、位相が非反転の場合にはＳＴ［ｍ＋１］ｂへ移行する。その結果、ＣＡＬＢＫは、ＳＴ［ｍ＋１］ａの場合にはｍ回目の判定における判定ポイントを補正最適点として登録し、ＳＴ［ｍ＋１］ｂの場合にはｍ回目の判定における判定ポイントに１を加えた点を補正最適点として登録する。
【００６０】
具体例として、図１０に示すように、例えばＩＭ２補正パラメータの可変範囲がｍ＝６（２ｍ＝６４点）の場合で、５２点目が補正最適点の場合を想定する。まず、１回目の判定では基準位相（ここでは０点目の位相とする）と３２点目の位相が非反転の関係であるため、３２点目〜６４点目の間に補正最適点があると判別され、その中間点となる４８点目を判定ポイントとして２回目の判定が行われる。２回目の判定では基準位相と４８点目の位相が非反転の関係であるため、４８点目〜６４点目の間に補正最適点があると判別され、その中間点となる５６点目を判定ポイントとして３回目の判定が行われる。
【００６１】
３回目の判定では基準位相と５６点目の位相が反転の関係であるため、４８点目〜５６点目の間に補正最適点があると判別され、その中間点となる５２点目を判定ポイントとして４回目の判定が行われる。４回目の判定では基準位相と５２点目の位相が反転の関係であるため、４８点目〜５２点目の間に補正最適点があると判別され、その中間点となる５０点目を判定ポイントとして５回目の判定が行われる。５回目の判定では基準位相と５０点目の位相が非反転の関係であるため、５０点目〜５２点目の間に補正最適点があると判別され、その中間点となる５１点目を判定ポイントとして６回目の判定が行われる。６回目の判定では基準位相と５１点目の位相が非反転の関係であるため、結果として、５２点目が補正最適点であると判断される。
【００６２】
このように、図９のフローでは、ＩＭ２補正パラメータの２ｍビット分の可変範囲を２等分した上でどちら側の範囲に補正最適点（位相遷移点）があるかを判別し、補正最適点が存在する範囲を更に２等分した上でどちら側の範囲に補正最適点があるかを判別するといった処理がｍ回行われる。そして、このｍ回の判定処理によって、１ビットの補正最適点が絞り込まれる。このような二分探索法を用いると、２ｍビットの探索範囲に対して、ｍ回の判定処理を行えばよいため、短い探索時間で補正最適点を見つけ出すことが可能になる。
【００６３】
一方、比較例として、例えば、図３（ａ）のＦ３０１に示したような振幅レベルの検出を用いて補正最適点を探索する場合を想定する。この場合、二分探索法を用いることは困難となり、例えば次のような探索方式を用いる必要がある。まず、可変範囲を６４ビットとして、例えば、その範囲を８ビットずつ８等分した各判定ポイントでＩＭ２の振幅レベルを比較し、その中で最も振幅が小さかった判定ポイントを探索する。次いで、当該判定ポイントの±４ビットの範囲を１ビットずつスイープさせながら、振幅レベルの最小点を探索する。仮にこのような探索方式を用いた場合、計１６回の判定処理が必要とされるが、図９の探索方式を用いた場合、計６回の判定処理で足りる。
【００６４】
以上、本発明の実施の形態１による高周波信号処理装置および無線通信システムを用いることで、代表的には、補正回路ブロックによる補正処理によって、受信系回路で生じ得る２次の相互変調歪みを低減することが可能になる。この際に、補正回路ブロックは、ＩＭ２ベクトルの位相の遷移点を検出することで補正最適点を探索するため、当該探索動作の容易化または高精度化や、当該探索時間の短縮等が図れる。
【００６５】
（実施の形態２）
図１１（ａ）、（ｂ）は、本発明の実施の形態２による高周波信号処理装置において、その問題点の一例を示す説明図である。図１１（ａ）には、前述した図２と同様の構成例を持つ高周波信号処理装置ＲＦＩＣが示されている。前述した実施の形態１では、図１１（ａ）におけるＩサイド（ミキサ回路ＭＩＸｒｘ＿Ｉ）の補正とＱサイド（ミキサ回路ＭＩＸｒｘ＿Ｑ）の補正とをそれぞれ独立して行う例を示した。しかしながら、実動作上は、ＭＩＸｒｘ＿ＩとＭＩＸｒｘ＿Ｑは同時に動作する場合があり、図１１（ａ）に示すように、ＭＩＸｒｘ＿ＩとＭＩＸｒｘ＿Ｑとの間のＩＭ２成分のリーク信号ＬＫ＿ＩＭ２に伴い、ＩＱ干渉が生じる場合がある。
【００６６】
すなわち、図１１（ｂ）に示すように、例えば、Ｉサイド（ＭＩＸｒｘ＿Ｉ）を対象としたＩＭ２補正パラメータの変動に伴い、Ｉサイドのみならず、Ｑサイド（ＭＩＸｒｘ＿Ｑ）にも補正最適点が生じたり、あるいは、そのＩサイドとＱサイドを逆にしたような状況が生じる場合がある。具体的には、例えば、ＭＩＸｒｘ＿Ｉで生じたＩＭ２成分がＭＩＸｒｘ＿Ｑ側にリークし、これがＭＩＸｒｘ＿Ｑで生じたＩＭ２成分に重畳する事態や、そのＩサイドとＱサイドを逆にしたような事態が生じる場合がある。ＩＱ干渉が生じると、Ｉサイドの補正パラメータがＱサイドに影響を及ぼし、Ｑサイドの補正パラメータがＩサイドに影響を及ぼすため、Ｉサイドの補正とＱサイドの補正を独立に行っただけでは、実動作上の補正最適点が得られない場合がある。また、ＩＱ干渉を考慮してＩサイドの補正とＱサイドの補正を交互に何度か繰り返すような場合には、探索時間の増大が生じる恐れがある。そこで、本実施の形態２では、このような問題を鑑みて、ＩＱ干渉の影響を考慮した補正最適点の探索方式について説明する。
【００６７】
図１２は、本発明の実施の形態２による高周波信号処理装置において、その補正最適点の探索方法の一例を示す説明図である。まず、Ｓ１２０１において、図１１（ａ）の補正回路ブロックＣＡＬＢＫは、ＩサイドのＩＭ２補正パラメータ（Ｐｉ）を変動させ、ＩサイドのＩＭ２成分（ＩＭ２＿Ｉ）の値が最小になる補正最適点（Ｉｉ）を探索する。このときＩＱ干渉によってＱサイドのＩＭ２成分（ＩＭ２＿Ｑ）にも変化が起こり、ＩＭ２＿Ｑが最小になる点（Ｑｉ）が存在する。そこで、ＣＡＬＢＫは、前述したＩｉに加えてこのＱｉも探索する。なお、このＳ１２０１の際には、ＱサイドのＩＭ２補正パラメータ（Ｐｑ）は変化させずに、デフォルト設定（＝０）に固定する。
【００６８】
次いで、Ｓ１２０２において、ＣＡＬＢＫは、ＱサイドのＩＭ２補正パラメータ（Ｐｑ）を変動させ、ＱサイドのＩＭ２成分（ＩＭ２＿Ｑ）の値が最小になる補正最適点（Ｑｑ）を探索する。このときＩＱ干渉によってＩサイドのＩＭ２成分（ＩＭ２＿Ｉ）にも変化が起こり、ＩＭ２＿Ｉが最小になる点（Ｉｑ）が存在する。そこで、ＣＡＬＢＫは、前述したＱｑに加えてこのＩｑも探索する。なお、このＳ１２０２の際には、ＩサイドのＩＭ２補正パラメータ（Ｐｉ）は変化させずに、デフォルト設定（＝０）に固定する。なお、図１２では、便宜上、ＩＭ２＿Ｉ，ＩＭ２＿Ｑを振幅レベルで示しているが、実際の探索方法は、実施の形態１で述べたように位相情報を用いて行われる。
【００６９】
最後に、Ｓ１２０３において、ＣＡＬＢＫは、Ｓ１２０１およびＳ１２０２で探索したＩｉ，Ｑｉ，Ｉｑ，Ｑｑを用いて、式（１）の演算を行うことでＩＱ干渉を考慮したＩサイドの補正最適点Ｉｃａｌを算出し、式（２）の演算を行うことでＩＱ干渉を考慮したＱサイドの補正最適点Ｑｃａｌを算出する。
【００７０】
Ｉｃａｌ＝Ｉｉ・Ｑｉ・（Ｉｑ−Ｑｑ）／（Ｉｑ・Ｑｉ−Ｉｉ・Ｑｑ）      （１）
Ｑｃａｌ＝Ｑｑ・Ｉｑ・（Ｑｉ−Ｉｉ）／（Ｑｉ・Ｉｑ−Ｑｑ・Ｉｉ）      （２）
ここで、式（１）および式（２）の導出方法について説明する。図１３（ａ）、（ｂ）は、図１２の補足図である。まず、図１３（ａ）、（ｂ）に示すように、縦軸をＩＭ２＿Ｉ［Ｖ］として、横軸をＩサイドのＩＭ２補正パラメータ（Ｐｉ）（図１３（ａ））およびＱサイドのＩＭ２補正パラメータ（Ｐｑ）（図１３（ｂ））とした際に、その依存性に線形関係があると仮定する。また、ＩＱ干渉を考慮した後のＩＭ２＿Ｉが最小となるＰｉ値をＩｃａｌ、ＩＭ２＿Ｑが最小となるＰｑ値をＱｃａｌとしたとき、Ｉｃａｌ，Ｑｃａｌの間には式（３）の関係があると仮定する。
【００７１】
【数１】
0005732373.tif 000002
【００７２】
一方、図１３（ａ）、（ｂ）の幾何学的な関係から式（４）が得られる。式（３）に式（４）を反映させると、式（５）が導出される。Ｑサイドに関しても同様にして式（６）が導出され、式（５）と式（６）の連立方程式によって、前述した式（１）および式（２）が得られる。
【００７３】
【数２】
0005732373.tif 000003
【００７４】
【数３】
0005732373.tif 000004
【００７５】
【数４】
0005732373.tif 000005
【００７６】
以上、本実施の形態２の高周波信号処理装置を用いることで、代表的には、実施の形態１で述べた各種効果に加えて、更に、ＩＱ干渉の影響を考慮したより高精度な補正最適点を探索することが可能になる。この際に、特に、図１２におけるＱｉやＩｑは、振幅レベルが小さくなり得るため振幅レベルでの検出が困難となる恐れがあるが、本実施の形態では位相を用いて検出を行うため、図１１（ａ）のアンプ回路ＬＡＭＰｉ，ＬＡＭＰｑで十分な増幅を行うことができ、容易な又は高精度な検出が可能となる。また、探索時間に関しても、前述した図１０の例（ｍ＝６）の場合、Ｉｉ，Ｑｉ，Ｉｑ，Ｑｑの各探索に伴い計２４回の判定処理を行えばよく、短い探索時間で足りる。一方、比較例として例えばＩＱ干渉を考慮してＩサイドの補正とＱサイドの補正とを交互に何度か繰り返して行うような場合には、収束するまでに２４回以上の判定処理が必要とされる場合がある。
【００７７】
（実施の形態３）
本実施の形態３では、実施の形態２とは異なる補正最適点の探索方式について説明する。図１４は、本発明の実施の形態３による高周波信号処理装置において、その補正最適点の探索方法の一例を示すフロー図である。本実施の形態３による高周波信号処理装置の構成例は、前述した図２および図４の高周波信号処理装置ＲＦＩＣと同様である。図１４において、まず、高周波信号処理装置ＲＦＩＣは、受信フロントエンドブロック（すなわち図１における受信系回路（ＬＮＡ，ＭＩＸｒｘ，ＢＥ）や、図２におけるＴＳＧＥＮ以外の回路に該当）をオン（活性状態）に制御する（Ｓ１４０１）。次いで、ＲＦＩＣは、テスト信号生成回路（図２および図４のＴＳＧＥＮ）をオン（活性状態）に制御する（Ｓ１４０２）。
【００７８】
続いて、ＲＦＩＣ（例えば補正回路ブロックＣＡＬＢＫ）は、Ｑサイドのミキサ回路（図２および図４のＭＩＸｒｘ＿Ｑ）をオフ（非活性状態）に制御し、この状態でテスト信号生成回路ＴＳＧＥＮおよびＣＡＬＢＫを用いてＩサイドのＩＭ２補正（すなわち図２および図４のＭＩＸｒｘ＿ＩのＩＭ２補正パラメータの探索）を行う（Ｓ１４０３）。次いで、ＲＦＩＣ（例えばＣＡＬＢＫ）は、Ｉサイドのミキサ回路（図２および図４のＭＩＸｒｘ＿Ｉ）をオフに制御し、Ｑサイドのミキサ回路をオンに制御し、この状態でＴＳＧＥＮおよびＣＡＬＢＫを用いてＱサイドのＩＭ２補正（すなわち図２および図４のＭＩＸｒｘ＿ＱのＩＭ２補正パラメータの探索）を行う（Ｓ１４０４）。なお、ミキサ回路は、特に限定はされないが、例えばローカル信号ＬＯｒｘ＿Ｉ又はＬＯｒｘ＿Ｑの入力を停止する（具体的には例えばＬＯｒｘ＿Ｉ又はＬＯｒｘ＿Ｑを出力するバッファ回路の動作を停止する）ことでオフ（非活性状態）に制御される。
【００７９】
そして、ＲＦＩＣは、Ｓ１４０３およびＳ１４０４で探索されたＭＩＸｒｘ＿ＩのＩＭ２補正パラメータおよびＭＩＸｒｘ＿ＱのＩＭ２補正パラメータをＭＩＸｒｘ＿Ｉ，ＭＩＸｒｘ＿Ｑに登録し、ＩＭ２補正を完了する（Ｓ１４０５）。このような探索方法を用いると、ＩＱ干渉の影響を受けないＩＭ２補正を容易に又は短時間で実現することが可能になる。実施の形態２の方式と比較すると、実動作上でＭＩＸｒｘ＿ＩとＭＩＸｒｘ＿Ｑが同時に動作する場合には、実施の形態３の方式では補正最適点に誤差が生じる恐れがあるため、この観点では、実施の形態２の方式を用いる方が望ましい。ただし、実施の形態２の方式では、例えば図１２のＱｉやＩｑがＩＭ２補正パラメータの可変範囲内に存在しないような場合も考えられるため、この観点では、実施の形態３の方式を用いる方が望ましい。
【００８０】
以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能である。
【産業上の利用可能性】
【００８１】
本実施の形態による高周波信号処理装置および無線通信システムは、特に、ダイレクトコンバージョン方式の受信回路を備え、ＦＤＤ方式で送受信を行う高周波信号処理装置や、当該高周波信号処理装置を備えた携帯電話機等に適用して有益なものである。ただし、これに限らず、ＴＤＤ方式で送受信を行う高周波信号処理装置や、無線ＬＡＮ（Local Area Network）、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ（登録商標）等といった様々な無線通信システムを含めて広く適用可能である。
【符号の説明】
【００８２】
ＡＤＣ  アナログ・ディジタル変換回路
ＡＮＴ  アンテナ
ＢＢＴＳＧ  テスト用ベースバンド信号生成回路
ＢＥ  バックエンド回路
ＢＧＣＴＬ  バックゲート（基板電位）制御回路
ＢＰＦ  バンドパスフィルタ
ＣＡＬＢＫ  補正回路ブロック
ＤＧＣＴＬ  ディジタル補正回路
ＤＩＶＮ  分周回路
ＤＰＸ  デュプレクサ
ＤＲＶ  ドライバ回路（可変増幅回路）
ＦＬＴ  フィルタ回路
ＨＰＡ  高周波電力増幅回路
ＩＳＯ  アイソレータ
ＬＡＭＰ  アンプ回路
ＬＮＡ  ロウノイズアンプ回路
ＬＯＡＤ  負荷回路
ＬＯＧＥＮ  ローカル信号生成回路
ＬＯＴＳＧ  テスト用ローカル信号生成回路
ＭＩＸ  ミキサ回路
ＭＮ  ＮＭＯＳトランジスタ
ＭＮＤＰ  差動対トランジスタ
ＰＧＡ  可変増幅回路
ＰＨＤＥＴ  位相検出回路
ＰＨＳＦＴ  位相シフト回路
ＲＦＩＣ，ＲＦＩＣ’  高周波信号処理チップ（高周波信号処理装置）
ＳＡＷ  ＳＡＷ（Surface Acoustic Wave）フィルタ
ＳＷ  スイッチ
ＴＳＧＥＮ  テスト信号生成回路
【図１】
0005732373.tif 000006
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
0005732373.tif 000016
【図１２】
0005732373.tif 000017
【図１３】
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【図１４】
0005732373.tif 000019
【図１５】
0005732373.tif 000020
【図１６】
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