(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
多相交流の入力端子と多相交流の出力端子との間で電力変換を行う電力変換装置であって、
前記入力端子に接続された１次巻線と複数の互いに絶縁された単相オープン巻線からなる２次巻線とを備えた変圧器と、スイッチング素子を備え入力端が前記各単相オープン巻線に接続され出力端が互いに直列にして各相の前記出力端子に接続され単相交流／単相交流の変換を行う複数の変換器セルと、前記スイッチング素子のオン/オフを制御する制御手段とを備え、
前記各変換器セルは、前記入力端からの単相交流電圧を３レベル以上の直流電圧に変換してキャパシタ直列体に出力するコンバータと、前記キャパシタ直列体からの直流電圧を単相交流電圧に変換して前記出力端に出力するインバータとを備え、
前記各相の前記変換器セルの前記入力端は、前記変圧器を介して前記各相の前記入力端子に対して互いに並列に接続されるようにしたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記制御手段は、前記各変換器セルの前記キャパシタ直列体の電圧である直流母線電圧を所定の電圧に制御する母線電圧制御手段を備えたことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
多相交流の入力端子と多相交流の出力端子との間で電力変換を行う電力変換装置であって、
前記入力端子に接続された１次巻線と複数の互いに絶縁された単相オープン巻線からなる２次巻線とを備えた変圧器と、スイッチング素子を備え入力端が前記各単相オープン巻線に接続され出力端が互いに直列にして各相の前記出力端子に接続され単相交流／単相交流の変換を行う複数の変換器セルと、前記スイッチング素子のオン/オフを制御する制御手段とを備え、
前記各変換器セルは、前記入力端からの単相交流電圧を３レベル以上の直流電圧に変換してキャパシタ直列体に出力するコンバータと、前記キャパシタ直列体からの直流電圧を単相交流電圧に変換して前記出力端に出力するインバータとを備え、
前記制御手段は、前記各変換器セルの前記キャパシタ直列体の電圧である直流母線電圧を所定の電圧に制御する母線電圧制御手段を備え、
前記母線電圧制御手段は、前記出力端子の互いに異なる相に接続された前記変換器セルにおける前記直流母線電圧の前記互いに異なる相にわたる平均値が所定の母線電圧指令値となるよう前記変圧器の１次巻線の入力電流有効成分を制御する平均電圧制御手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
前記母線電圧制御手段は、前記出力端子の互いに異なる相に接続された前記変換器セルにおける前記直流母線電圧が互いに均一にバランスするよう前記出力端子の互いに異なる相に接続された前記変換器セルのインバータの電圧指令値を制御する相間バランス制御手段を備えたことを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記母線電圧制御手段は、前記出力端子の各相毎に互いに直列に接続された複数台の前記変換器セルにおける前記直流母線電圧が互いに均一にバランスするよう前記複数台の前記各変換器セルのインバータの電圧指令値を制御する相内バランス制御手段を備えたことを特徴とする請求項３または請求項４に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記キャパシタ直列体を互いに直列に接続された正極側キャパシタと負極側キャパシタとで構成し、前記変換器セルの前記直流母線電圧を前記正極側キャパシタに印加される正極側直流母線電圧と前記負極側キャパシタに印加される負極側直流母線電圧とで構成し、
前記母線電圧制御手段は、前記各変換器セルにおいて、前記正極側直流母線電圧と前記負極側直流母線電圧とが互いに均一にバランスするよう前記コンバータおよびまたは前記インバータを構成する前記スイッチング素子への電圧指令値を制御するセル内バランス制御手段を備えたことを特徴とする請求項３から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記制御手段は、前記入力端子への入力電流およびまたは前記出力端子からの出力電圧に含まれる高調波成分が低減するよう前記出力端子の各相毎に互いに直列に接続された複数台の前記変換器セルにおける前記コンバータおよびまたは前記インバータを構成するスイッチング素子をスイッチングするタイミングを前記複数台の前記変換器セルで互いにシフトさせるよう制御することを特徴とする請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記制御手段は、キャリア信号を使用してパルス幅変調制御を行う変調手段を備え、前記変調手段は、前記キャリア信号の位相を前記複数台の前記変換器セルで互いにシフトさせることにより、前記スイッチング素子をスイッチングするタイミングを前記複数台の前記変換器セルで互いにシフトさせるようにしたことを特徴とする請求項７記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記変圧器は、それぞれの前記１次巻線が、前記入力端子に互いに並列に接続された複数台の変圧器でなることを特徴とする請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記変圧器は、１つの相の前記１次巻線に対して複数の前記２次巻線を備えたことを特徴とする請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１１】
前記入力端子の多相交流と前記出力端子の多相交流との相数が互いに同一であり、その出力端を互いに直列にして前記出力端子に接続された複数台の前記変換器セルの前記入力端が、当該出力端が接続される前記出力端子の相と同一の相の前記入力端子に前記変圧器を介して互いに並列に接続されていることを特徴とする請求項１から請求項１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１２】
前記多相交流は三相交流であり、前記変圧器の１次巻線は、三相のスター結線であることを特徴とする請求項１から請求項１１のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１３】
前記変圧器の鉄心は、４脚以上の鉄心で構成されることを特徴とする請求項１２記載の電力変換装置。
【請求項１４】
前記各変換器セルの前記コンバータまたは前記インバータを構成する前記スイッチング素子およびダイオードを含む一群の半導体素子を１つのモジュールに収納する構成としたことを特徴とする請求項１から請求項１３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１５】
前記各変換器セルの前記コンバータまたは前記インバータを構成する前記スイッチング素子およびダイオードのうちの少なくともいずれか一方は、珪素に比べてバンドギャップが大きいワイドバンドギャップ半導体材料により形成されていることを特徴とする請求項１から請求項１４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１６】
前記ワイドバンドギャップ半導体材料は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料またはダイヤモンドであることを特徴とする請求項１５記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関するもので、例えば、モータを可変速に駆動する装置に適用されるものに関する。
【背景技術】
【０００２】
図１７に、従来の第１の電力変換装置の回路構成の一例を示す。図１７の電力変換装置は、出力端子に接続されたモータへの高圧の出力電圧を得る目的で、各交流端子が直列に接続された複数台の単相変換器を有する。これら複数台の単相変換器に電力を供給する目的で、複数の巻線を有する変圧器と複数台のダイオード整流器によって、互いに絶縁された複数の直流電源を生成し、前記単相変換器の直流部に各々接続される。また、入力側の高調波電流を抑制する目的で、前記変圧器は、互いに位相をずらした複数の巻線３〜１１を備えた変圧器（移相変圧器）になっている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
一方、図１８に、従来の第２の電力変換装置の回路構成の一例を示す。図１８の電力変換装置は、共通の直流電圧をもつ複数台の三相変換器と三相変圧器を用いて多重化し、変圧器の２次巻線をオープン巻線として直列に接続した回路構成である（例えば、特許文献２参照）。
【０００４】
更に、図１９に、従来の第３の電力変換装置の回路構成の一例を示す。図１９の電力変換装置は、単相変圧器の１次側を他の単相変圧器と多直列に接続して、その先を入力端子に接続し、前記単相変圧器の２次側巻線には、各々、図２０のような２レベルの電圧出力が可能なレグから構成された単相フルブリッジのコンバータ／インバータを有する変換器セルを接続する。インバータの交流端子は他のインバータの交流端子と多直列に接続される（例えば、特許文献３参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】米国特許第５，６２５，５４５号公報（図１）
【特許文献２】特許第３０１９６５５号公報（図１）
【特許文献３】特開２００９−１０６０８１号公報（図１、図２）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
図１７の第１の電力変換装置においては、入力側の高調波電流を抑制する目的で、互いに位相をずらした複数の巻線を備えた変圧器（移相変圧器）が必要となる。この種の変圧器は、構造が複雑であるが故に、大型、高コストという課題が存在する。また、ダイオード整流器により電力フローが一方向に制限されるという短所もある。
【０００７】
また、図１８の第２の電力変換装置においては、出力側に変圧器を用いているが故に、出力側にモータなどの電圧変化が要求される負荷が接続される場合には、変圧器の磁気飽和を懸念して運転が制限されることが想定される。具体的には、低周波数の電圧を出力できないことが考えられる。また、共通の直流電源を生成するには、ダイオード整流器やスイッチング素子を使用した自励式コンバータなどの構成が検討されるが、高圧電源から直流電源を生成する場合には、追加の変圧器、特に高調波を低減する目的では移相変圧器が必要になるなどの課題が想定される。
【０００８】
更に、図１９の第３の電力変換装置においては、自励式のコンバータを用いるので、双方向の電力フローが可能であるが、単相変圧器を用いているので、変圧器の台数が多くなる。また、単相変圧器を直接直列に接続しているため、コンバータが電圧を出力していない場合は、変圧器の１次側電圧が適切に分圧されない可能性がある。特許文献３には、単相変圧器の代わりに５脚鉄心の三相変圧器を使用するとの記載もある。
但し、５脚鉄心を用いたとしても、巻線を施さない４脚目および５脚目の鉄心断面積は有限であるので、磁気飽和を考慮しない制御を行うと、磁気飽和を生じることが懸念される。磁気飽和を防止しながら、入力電流や出力電圧、各変換器セルの直流母線電圧を制御する手段が公知ではないため、信頼性が懸念される。更には、変換器セルに２レベルの電圧出力が可能なレグを用いているため、１セルあたりの出力電圧が小さく、変換器セルの台数や変圧器の台数が多くなるという欠点もある。
【０００９】
本発明は、以上のような課題を解決するためになされたもので、構造が複雑な移相変圧器を必要とすることなく、変圧器台数の増加を抑制しながら、回生動作も可能で、信頼性が高い、小型、軽量、低コストの電力変換装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明に係る電力変換装置は、多相交流の入力端子と多相交流の出力端子との間で電力変換を行う電力変換装置であって、入力端子に接続された１次巻線と複数の互いに絶縁された単相オープン巻線からなる２次巻線とを備えた変圧器と、スイッチング素子を備え入力端が各単相オープン巻線に接続され出力端が互いに直列にして各相の出力端子に接続され単相交流／単相交流の変換を行う複数の変換器セルと、スイッチング素子のオン/オフを制御する制御手段とを備え、前記各変換器セルは、入力端からの単相交流電圧を３レベル以上の直流電圧に変換してキャパシタ直列体に出力するコンバータと、キャパシタ直列体からの直流電圧を単相交流電圧に変換して出力端に出力するインバータとを備え、
各相の変換器セルの入力端は、変圧器を介して各相の入力端子に対して互いに並列に接続されるようにしたものである。
また、制御手段は、各変換器セルのキャパシタ直列体の電圧である直流母線電圧を所定の電圧に制御する母線電圧制御手段を備え、
母線電圧制御手段は、出力端子の互いに異なる相に接続された変換器セルにおける直流母線電圧の互いに異なる相にわたる平均値が所定の母線電圧指令値となるよう変圧器の１次巻線の入力電流有効成分を制御する平均電圧制御手段を備えたものである。
【発明の効果】
【００１１】
以上のように、本発明に係る電力変換装置は、変圧器が、１次巻線と単相オープン巻線の２次巻線とからなる巻線数の少ない簡便軽量な構造のものでかつ少ない台数で済み、変換器セルは、３レベル以上の電圧変換を行うコンバータとインバータとで構成され、電圧波形の改善と高電圧仕様が可能となるので、高調波成分の発生が抑制されるとともに必要な台数を低減でき、小型、軽量、低コストの電力変換装置を実現することができる。
また、平均電圧制御手段を備えたものでは、各相の直流母線電圧が均等化される。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の実施の形態１における電力変換装置の主回路構成を示す回路図である。
【図２】図１の変圧器２０１〜２０３の巻線構成を示す図である。
【図３】図１の変換器セル３０Ｕ１〜３０Ｗ３の主回路構成を示す回路図である。
【図４】図１の制御手段６０１の内部構成を説明する図である。
【図５】図４の入力電流制御手段６１０を示すブロック図である。
【図６】図４の出力電圧制御手段６２０を示すブロック図である。
【図７】図４の平均電圧制御手段６３１を示すブロック図である。
【図８】図４の相間バランス制御手段６３２を示すブロック図である。
【図９】図４の相内バランス制御手段６３３を示すブロック図である。
【図１０】図４のセル内バランス制御手段６３４を示すブロック図である。
【図１１】図４の変調手段６４０を示すブロック図である。
【図１２】コンバータ側の変調手段であるＰＷＭ制御器８０１の動作を説明するタイミングチャートである。
【図１３】インバータ側の変調手段であるＰＷＭ制御器８０２の動作を説明するタイミングチャートである。
【図１４】ＰＷＭ制御器８０１、８０２における三角波キャリアの位相関係を説明するタイミングチャートである。
【図１５】本発明の実施の形態２における電力変換装置の主回路構成を示す回路図である。
【図１６】図１５の変圧器２１１の巻線構成を示す図である。
【図１７】従来の第１の電力変換装置の回路構成の一例を示す回路図である。
【図１８】従来の第２の電力変換装置の回路構成の一例を示す回路図である。
【図１９】従来の第３の電力変換装置の回路構成の一例を示す回路図である。
【図２０】図１９の変換器セルを示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
実施の形態１．
図１に、本発明の実施の形態１における電力変換装置の主回路構成の一例を示す。図１は、電力変換装置の入力端子Ｒ、Ｓ、Ｔに三相の電圧源１０１を接続し、出力端子Ｕ、Ｖ、Ｗに三相のモータ４０１を接続した例を示している。即ち、図１はモータ駆動装置として本発明を適用した例を示している。
【００１４】
本発明の実施の形態１における電力変換装置の主回路は、変圧器２０ｎ（ｎ＝１，２，３，・・・）と、変換器セル３０Ｘｎ（Ｘ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ、・・・、ｎ＝１，２，３，・・・）で構成される。即ち、本発明では、入力端子、出力端子に印加される多相交流は三相に限られない。例えば、二相／二相の変圧器３台と変換器セル６台を備え、入力端子からの交流二相を交流三相に変換して出力端子から出力するものにも本願発明は適用可能である。また、変換器セルの直列数ｎも３に限られないが、この実施の形態１の図１の例では、電圧源１０１、モータ４０１は共に交流三相で、３台の変圧器２０１、２０２、２０３と、１相あたり３台、合計９台の変換器セル３０Ｕ１、３０Ｕ２、３０Ｕ３、３０Ｖ１、３０Ｖ２、３０Ｖ３、３０Ｗ１、３０Ｗ２、３０Ｗ３を使用しているもので以下説明するものとする。また、電力変換装置内のスイッチング素子のオン／オフを制御する制御手段６０１を備える。
【００１５】
図２（ａ）（ｂ）に、変圧器２０ｎの巻線構成の一例を示す。１次巻線は、三相のスター結線（Ｙ結線）の巻線構造となっており、各端子は電力変換装置の入力端子Ｒ、Ｓ、Ｔに接続される。なお、１次巻線は、デルタ結線（Δ結線）を使用しても良いが、２次巻線に印加される電圧の総和が零でない場合は、デルタ結線内に循環電流が流れ、損失が増大する。よって、１次巻線はスター結線である方が望ましい。
【００１６】
２次巻線は、複数の互いに絶縁された単相オープン巻線となっている。１次側の端子Ｒ、Ｓ、Ｔとスター結線の中性点Ｎとの間の電圧、即ち、Ｒ−Ｎ間、Ｓ−Ｎ間、Ｔ−Ｎ間の電圧に対応して、２次巻線には巻数比に依存した電圧がＲｓ−Ｎａ間、Ｓｓ−Ｎｂ間、Ｔｓ−Ｎｃ間に生成される。２次巻線はオープン巻線のため、１つの２次巻線につき１つの絶縁された電圧源が生成されることになる。そのため、従来の図１７の回路のように、１つの絶縁された電圧源を生成する目的で３つ以上の２次巻線を必要とすることがない。
【００１７】
なお、１次巻線と２次巻線の合計の漏れインダクタンスは、後述する入力電流制御手段６１０を実現する目的で、５％以上の％インピーダンスに設計されることが望ましい。
即ち、％インピーダンスは電流の制御性を決定する重要な要素となる。主に電流の制御性は、％インピーダンス（変換器セルの出力側のインダクタンス成分）と、スイッチング周波数（制御できる周期）と関係し、両方とも大きい方が制御性が高い。一般的に、ターゲットとする電圧階級・容量帯（６．６ｋＶ、１ＭＶＡなど）を考えるとスイッチング周波数がある程度制限されるので、％インピーダンスとしては、５％〜１０％程度が妥当である。
【００１８】
また、変圧器の鉄心には３脚以上の鉄心が用いられる。３脚鉄心の脚の各々に巻線を巻回した場合、各巻線の合計電圧が零でない場合は、磁気飽和を起こす恐れがある。そのため、４脚か５脚鉄心を用いることが望ましい。但し、追加する脚（４脚目や５脚目）の有効断面積は有限であるため、後述する制御手段６０１において磁気飽和を起こさないように考慮する制御が必要である。
【００１９】
図３（ａ）（ｂ）に、変換器セル３０Ｘｎの主回路構成を示す。変換器セル３０Ｘｎは、３レベル以上の電圧出力が可能なレグを有する単相フルブリッジのコンバータとインバータとを有し、単相交流/単相交流の変換を行う。コンバータとインバータの直流端子は背中合わせにしてキャパシタ直列体ＣＰＣＮに接続される。例として、図３は、スイッチング素子ＳＷとそれに逆並列に接続される還流ダイオードＦＤとからなるアームを４直列に接続し、クランプダイオードＣＤによって中性点に接続される、ダイオードクランプ形３レベル変換器の回路を基本としている。
【００２０】
そのダイオードクランプ形３レベル変換器は４つのレグを使用する。４つのレグの内、２つのレグは、コンバータとして動作する。
変換器セルの入力端である、コンバータの交流端子ＩＮ１およびＩＮ２は、変圧器２０１の２次側の１つの巻線、例えば、図２の単相オープン巻線の両端Ｒｓ、Ｎａに接続される。従って、変換器セルの入力端は、変圧器を介して各相の入力端子に対して互いに並列に接続されることになる。
【００２１】
他の２つのレグは、インバータとして動作する。変換器セルの出力端である、インバータの出力端子ＯＵＴ１およびＯＵＴ２は、他の変換器セルの出力端子と直列に接続されスター結線されて電力変換装置の出力端子Ｕ、Ｖ、Ｗに接続される。従って、変換器セルの出力端は、各相の出力端子に対して、互いに直列に接続されることになる。
そして、この互いに直列に接続される変換器セルの出力端が接続される出力端子の相と当該変換器セルの入力端が接続される入力端子の相が同一の相となる。
【００２２】
レグの両端には正極側キャパシタＣＰと負極側キャパシタＣＮとの直列体が接続される。以下では、このキャパシタ直列体ＣＰＣＮの両端に印加される電圧を直流母線電圧、正極側キャパシタＣＰに印加される電圧を正極側直流母線電圧、負極側キャパシタＣＮに印加される電圧を負極側直流母線電圧と定義する。
【００２３】
以上のように、本発明の電力変換装置における回路構成上の利点は、自励式変換器を使用しているので、コンバータ側のスイッチング素子のオン／オフを制御して、入力側の高調波電流を抑制できるため、構造が複雑、大型、高コストとなる移相変圧器が不要であること、変圧器の２次巻線に単相オープン巻線を使用しているため、少ない巻線数で多くの互いに絶縁された電圧源を確保できること、変換器セルに３レベルの電圧出力が可能なレグを用いて高電圧化を図れるため、セル数を削減でき、更に、変圧器の２次巻線の数も少なくできること、などがある。
【００２４】
特に、３レベルの電圧出力が可能なレグを用いることにより、２レベルの電圧出力が可能なレグを用いた場合と比較して、変換器セル数を半分に低減できるというメリットがある。変換器セル数が半分ということは、必要な絶縁電源の数が半分になるため、変圧器の巻線の数も半分に低減できる。更に、３レベルの電圧出力が可能なレグを用いることで、出力される電圧、あるいは電流の高調波成分も低減される。この高調波成分の低減は、本発明の回路構成に更なる利点をもたらす。それは、変圧器に印加される高調波電圧、流れる高調波電流が低減されることにより、変圧器の損失が低減される点にある。それ故に、変圧器をさらに軽量化、小型化でき、省エネルギー化にも寄与する。
【００２５】
また、近年、３レベルの電圧出力が可能なレグ、即ち、４つのスイッチング素子ＳＷ、還流ダイオードＦＤおよび２つのクランプダイオードＣＤからなるレグを含む一群の半導体素子を１つのモジュールに収納したものが出現してきており、３レベルの電圧出力が可能なレグとなっても、１つの変換器セルは、２レベルのそれと大差ないサイズとなる。即ち、変換器セルの数が減少した分だけ、変換器セル全体の体積、重量、コストを低減することができる。
【００２６】
次に、制御手段６０１について説明する。制御手段６０１は、入力端子に流れる電流を理想的な正弦波電流に近づけること（高調波を低減すること）、モータ４０１を所望の回転数あるいはトルクに制御すること、直流母線電圧を適正な値に制御し半導体素子の過電圧破壊を防止すること、の３点が主目的であり、電力変換装置の入力端子を流れる電流、あるいは変換器セルを流れる電流、電力変換装置の入力端子の電圧、変換器セルの直流母線電圧（正極側直流母線電圧、負極側直流母線電圧、両者の合計電圧の３つの電圧）などのセンサ検出値５０２（図２参照）を用いて、最終的には変換器セルのスイッチング素子のオン／オフを制御する制御信号５０１を導出する。
【００２７】
制御手段６０１の内部構成を図４に示す。制御手段６０１は、入力電流制御手段６１０、出力電圧制御手段６２０、母線電圧制御手段６３０、変調手段６４０の４つに大別され、更に、母線電圧制御手段６３０は、平均電圧制御手段６３１、相間バランス制御手段６３２、相内バランス制御手段６３３、セル内バランス制御手段６３４の４つが含まれる。
【００２８】
入力電流制御手段６１０は、コンバータ側の制御に反映され、出力電圧制御手段６２０は、インバータ側の制御に反映され、母線電圧制御手段６３０の内、平均電圧制御手段６３１は、コンバータ側の制御に反映され、相間バランス制御手段６３２は、インバータ側の制御に反映され、相内バランス制御手段６３３は、インバータ側の制御に反映され、セル内バランス制御手段６３４は、コンバータ側およびインバータ側の両方の制御、もしくはいずれか一方の制御に反映される。変調手段６４０は、最終的にコンバータ側およびインバータ側のスイッチング素子の制御に反映される。
【００２９】
制御手段６０１の詳細な説明の前に、各変数について定義する。先ず、入力端子の電圧（電源電圧）をＶｒ、Ｖｓ、Ｖｔとし、入力端子に流れる電流をＩｒ、Ｉｓ、Ｉｔとする。変圧器の２次側に流れる電流をＩＲｓｎ、ＩＳｓｎ、ＩＴｓｎとする。なお、ｎは、変圧器２０１、２０２、２０３の順に対応して、ｎ＝１、２、３とする。変換器セル３０Ｘｎの直流母線電圧をＶｄｃＸｎとする。Ｘは、Ｕ、Ｖ、Ｗのいずれか、ｎは１、２、３のいずれかである。
【００３０】
また、変換器セル３０Ｘｎのコンバータ側の電圧指令値をＶＣＸｎ＊とし、図３（ｂ）に矢印を付して示すように、その内、正極側のスイッチング素子への電圧指令値をＶＣＸｎＰ＊、負極側のスイッチング素子への電圧指令値をＶＣＸｎＮ＊とする。同様に、インバータ側の電圧指令値をＶＩＸｎ＊とし、その内、正極側のスイッチング素子への電圧指令値をＶＩＸｎＰ＊、負極側のスイッチング素子への電圧指令値をＶＩＸｎＮ＊とする。
【００３１】
入力電流制御手段６１０の一例を示した制御ブロック図を図５に示す。入力電流制御手段６１０の主目的は、入力端子Ｒ、Ｓ、Ｔ、あるいは変圧器の２次側に流れる電流ＩＲｓｎ、ＩＳｓｎ、ＩＴｓｎを電流指令値に追従させることである。入力電流制御手段６１０は、１台の変圧器に接続されている３台の変換器セルを１セットとし、他のセットとは独立に制御を行う。
【００３２】
先ず、変換器セルの入力電流ＩＲｓｎ、ＩＳｓｎ、ＩＴｓｎを検出する。それらに電源位相θを用いてｄｑ変換を施し、ｄ軸電流Ｉｄｎとｑ軸電流Ｉｑｎを導出する。なお、電源位相θおよびｄｑ変換により、電源電圧が三相平衡時にｄ軸電流が無効電流（無効電力）に相当し、ｑ軸電流が有効電流（有効電力）に相当する場合を想定して、以下を説明する。得られたＩｄｎ、Ｉｄｑと、それぞれの電流指令値Ｉｄｎ＊、Ｉｑｎ＊との偏差を計算し、制御器Ｇｃ（ｓ）に与える。制御器Ｇｃ（ｓ）には、ＰＩ制御などが適用可能である。ここで、Ｉｄｎ＊は、無効電流に相当する指令値であるので、力率が略１となるように、Ｉｄｎ＊＝０とし、Ｉｑｎ＊は、有効電流に相当するので、後述する平均電圧制御手段６３１によって導出する。
【００３３】
制御器Ｇｃ（ｓ）の出力に、フィードフォワード量として電源電圧のｄ軸電圧Ｖｄｓとｑ軸電圧Ｖｑｓを考慮する。なお、ＶｄｓおよびＶｑｓは、電源電圧Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔにｄｑ変換を施し、変圧器の巻数比ＴＲを乗じたものである。その後、逆ｄｑ変換を施し、変換器セルのコンバータ側の電圧指令値ＶＣＵｎ＊、ＶＣＶｎ＊、ＶＣＷｎ＊を得る。なお、コンバータ側には変圧器が接続されるため、磁気飽和を防止する目的で零相電圧を出力しないようにする必要がある。あるいは、ＩＲｓｎ、ＩＳｓｎ、ＩＴｓｎの総和により導出される零相電流を零にするように制御し、磁気飽和を防止してもよい。
【００３４】
上記は一例であり、ｄ軸、ｑ軸の電流を干渉しないように非干渉電流制御などの公知な手法を組み込むことも可能である。また、ｄｑ変換ではなくＰＱ変換を用いて、より厳格に有効電力Ｐと無効電力Ｑとを区別して制御することも可能である。
【００３５】
次に、出力電圧制御手段６２０の一例を示した制御ブロック図を図６に示す。図６では、公知のモータ制御技術（例えば、Ｖ／ｆ一定制御や、ベクトル制御、ダイレクトトルク制御など）を用いて、各相のインバータ側の合計電圧指令値ＶＩＵ＊、ＶＩＶ＊、ＶＩＷ＊を得る。更に、これらの電圧指令値に３倍の出力周波数の零相電圧成分Ｖｚ＊を加算して電圧利用率を向上させる。
この方式自体は公知であるので、詳細は省略するが、インバータ側の各相の波高値の部分の振幅が小さくなるように共通の零相電圧Ｖｚ＊を加算する方式である。この加算で電圧波形に歪みが生じるが、歪み波形の原因は零相電圧であるので、３相３線で負荷に供給される場合、負荷にはこの歪み波形を取り除いた綺麗な正弦波のみが電圧として供給される。
【００３６】
なお、コンバータ側にこの方式を適用しないのは、コンバータ側には変圧器が接続されているので、零相電圧を加算して出力すると三相合計して零にならない磁束が変圧器に発生し、変圧器の４脚目や５脚目の鉄心を大きくする必要があり不利となるからである。
【００３７】
その後、後述する相間バランス制御手段６３２によって決定される零相電圧指令値Ｖｚｂ＊を加算し、それを１相あたりのセル台数（＝３）で除することでインバータ側の１セルあたりの電圧指令値の仮決め値としてＶＩＵ＊＊、ＶＩＶ＊＊、ＶＩＷ＊＊を出力する。
【００３８】
母線電圧制御手段６３０は、平均電圧制御手段６３１、相間バランス制御手段６３２、相内バランス制御手段６３３、セル内バランス制御手段６３４の４つの制御手段により、各変換器セルの直流母線電圧を所定の電圧に制御する。
【００３９】
平均電圧制御手段６３１の一例を示した制御ブロック図を図７に示す。平均電圧制御手段６３１は、１台の変圧器に接続される３台の変換器セルの直流母線電圧ＶｄｃＵｎ、ＶｄｃＶｎ、ＶｄｃＷｎの平均値、即ち、Ｕ，Ｖ，Ｗ三相にわたる平均値ＶｄｃＡＶＧｎを所定の母線電圧指令値Ｖｄｃ＊に追従させるように、変圧器の１次巻線の入力電流有効成分に相当するｑ軸電流指令値Ｉｑｎ＊を決定する。
具体的には、ＶｄｃＡＶＧｎとＶｄｃ＊との偏差を計算し、制御器Ｇｖ（ｓ）に与えてＩｑｎ＊を計算する。制御器Ｇｖ（ｓ）には、ＰＩ制御器などを用いることができる。Ｉｑｎ＊は、有効電力に相当する電流であるので、ＶｄｃＡＶＧｎをＶｄｃ＊に追従させることが可能である。なお、前述の通り、入力電流制御手段６１０にＰＱ変換を用いた場合は、有効電力の指令値Ｐ＊を調整する。
【００４０】
変換器セルの接続に関して、インバータ側で直列接続される変換器セル同士が、コンバータ側で変圧器を介して並列接続され、これら互いに直列、並列に接続される変換器セル同士は、いずれも同じ相に接続される。そして、平均電圧制御手段６３１は、変圧器１台に接続される変換器セル３台を１セットとして制御を行う。この結果、直流母線電圧の平均値ＶｄｃＡＶＧｎを求める場合に、各々の直流母線電圧に生じる電圧振動がキャンセルされる。
【００４１】
即ち、例えば、一般的に単相電圧を出力している場合は、その２倍の周波数で出力電圧が振動する。よって、直流母線電圧も２倍の周波数で振動する。ＶｄｃＵｎとＶｄｃＶｎとＶｄｃＷｎは、それぞれその振動位相が１２０゜ずつ異なるため、３相の平均値ＶｄｃＡＶＧｎではキャンセルされて２倍の周波数の振動成分は零となる。それ故、平均電圧制御手段６３１をより容易に実現できる。
【００４２】
次に、相間バランス制御手段６３２の一例を示した制御ブロック図を図８に示す。相間バランス制御手段６３２は、各相のインバータ側の電圧指令値に重畳する零相電圧Ｖｚｂ＊を調整することにより（先の図６参照）、各相の平均電圧ＶｄｃＵＡＶＧ（ＶｄｃＵ１〜３の平均値）、ＶｄｃＶＡＶＧ（ＶｄｃＶ１〜３の平均値）、ＶｄｃＷＡＶＧ（ＶｄｃＷ１〜３の平均値）を互いに均一にバランスさせる。
【００４３】
具体的には、各相の平均電圧ＶｄｃＵＡＶＧ、ＶｄｃＶＡＶＧ、ＶｄｃＷＡＶＧについて、全体の平均電圧ＶｄｃＡＶＧとの偏差をそれぞれ計算し、それにＬＰＦ（Ｌｏｗ−Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）を介して、制御器Ｇｐ（ｓ）に与え、その後、インバータ側の電圧指令値ＶＩＵ＊、ＶＩＶ＊、ＶＩＷ＊との積を各相で計算し、その結果を合計して零相電圧指令値Ｖｚｂ＊を得る。ＬＰＦを施す理由は、前述の通り、直流母線電圧に生じる出力周波数の２倍の周波数成分を除去するためである。なお、制御器Ｇｐ（ｓ）にはＰＩ制御器などを用いることができる。
【００４４】
このように制御を行うと、モータ力行時には、直流母線電圧の平均値が低下した相の電圧が小さくなるので、その相の出力電力が小さくなり、当該相の直流母線電圧が回復し、結果的に、全ての相の母線電圧平均値がバランスする。なお、モータ回生時には、制御器Ｇｐ（ｓ）の極性を反転させることで対応できる。
【００４５】
次に、相内バランス制御手段６３３の一例を示した制御ブロック図を図９に示す。相内バランス制御手段６３３は、相内のインバータの出力電圧分担を調整することで、相内の直流母線電圧を互いに均一にバランスさせる。具体的には、自身の直流母線電圧ＶｄｃＸ１〜３と、相内の母線電圧平均値ＶｄｃＸＡＶＧとの偏差をそれぞれ計算し、それを制御器Ｇｂ（ｓ）に与える。その結果は、出力電圧分担の調整比率と等価であり、先の図６（出力電圧制御手段６２０）で仮決めした電圧指令値ＶＩＸ＊＊を乗じて、調整幅を導出する。その後、ＶＩＸ＊＊に加算して、最終的な電圧指令値ＶＩＸ１＊、ＶＩＸ２＊、ＶＩＸ３＊を導出する。
【００４６】
以上のように制御を行うことで、モータ力行時には、母線電圧が相対的に小さい変換器セルのインバータの出力電圧が小さくなるため、出力電力を抑制でき、結果的に相内の直流母線電圧をバランスさせることができる。モータ回生時には、制御器Ｇｂ（ｓ）の極性を反転させることで対応できる。
【００４７】
次に、セル内バランス制御手段６３４の一例を図１０に示す。セル内バランス制御手段６３４は、正極側レグと負極側レグの電圧比率を調整することで、正極側直流母線電圧と負極側直流母線電圧とを互いに均一にバランスさせるもので、コンバータ側、インバータ側のどちら一方または双方に反映させることで実現できる。
【００４８】
先ず、図１０（ａ）により、コンバータ側に関して説明する。コンバータの電圧指令値ＶＣＸｎ＊に１／２を乗じて、正極側レグの電圧指令値ＶＸｎＰ＊と、更に、−１を乗じた負極側レグの電圧指令値ＶＸｎＮ＊を算出する。また、ＶｄｃＸｎＮとＶｄｃＸｎＰとの偏差を計算し、制御器Ｇｃｚ（ｓ）に与えて、ＶＸｎＣｚ＊を算出する。その後、ＶＸｎＣｚ＊をＶＸｎＰ＊、ＶＸｎＮ＊にそれぞれ加算し、最終的な正極レグの電圧指令値ＶＣＸｎＰ＊と、負極レグの電圧指令値ＶＣＸｎＮ＊を算出する。
【００４９】
以上のように制御を行うと、モータ力行時（即ち、電力はコンバータに入力される状態のとき）には、電圧が低いキャパシタ側の電圧指令値が増加し、正極側および負極側の直流母線電圧をバランスさせることができる。逆に、モータ回生時には、制御器Ｇｃｚ（ｓ）の極性を判定させることで対応できる。
【００５０】
図１０（ｂ）に示すインバータ側に関しても基本原理は同等である。但し、モータ力行時には、インバータは電力を出力しているので、制御器Ｇｉｚ（ｓ）で計算するＶＸｎＩＺ＊を正極、負極レグの指令値から引くことで、最終的な電圧指令値ＶＩＸｎＰ＊、ＶＩＸｎＮ＊を計算する。モータ回生時には、制御器Ｇｉｚ（ｓ）の極性を反転させて対応する。
【００５１】
最後に、変調手段６４０は、上述した各制御手段によって導出された、コンバータ側の電圧指令値ＶＣＸｎＰ＊、ＶＣＸｎＮ＊、および、インバータ側の電圧指令値ＶＩＸｎＰ＊、ＶＩＸｎＮ＊を適切に出力できるように、パルス幅変調（ＰＷＭ）を行い、各スイッチング素子のオン／オフを制御するゲート信号を導出する。図１１（ａ）（ｂ）は、この変調手段６４０の一例を示しており、各々の電圧指令値をＰＷＭ制御器８０１（コンバータ側）あるいはＰＷＭ制御器８０２（インバータ側）に与え、更に、それぞれに、立ち上がりに遅延を持たせるようにデッドタイム処理を施し、スイッチング素子のオン／オフを制御するゲート信号を出力する。
【００５２】
３レベル変換回路の１つのレグに注目した場合、その変調手段は様々な公知例があり、本発明ではその具体的な変調手段は限定しない。本発明における変調手段６４０が意図するところは、正極側レグと負極側レグとでスイッチングのタイミングが極力重ならないようにし、かつ変圧器を介して並列接続されるコンバータのスイッチングのタイミングが極力重ならないようにし、かつ直列接続されるインバータの各々のスイッチングのタイミングが極力重ならないようにして、高調波成分の少ない入力電流や出力電圧を得ることである。
【００５３】
以下では、１つのレグに対して、正電圧出力用と負電圧出力用の２つの三角波キャリア１組を用いて変調を行う場合を例に説明する。
先ず、コンバータ側のレグに関しては、図１２に示すように、三角波キャリアＣａｒＣＰｎ、ＣａｒＣＮｎと、正極側レグの電圧指令値ＶＣＸｎＰ＊、負極側レグの電圧指令値ＶＣＸｎＮ＊とをそれぞれ比較する。ＣａｒＣＰｎとＣａｒＣＮｎは同一の位相であり、ＣａｒＣＰｎの振幅は、該当する変換器セルの正極側キャパシタＣＰの両端電圧に相当し、ＣａｒＣＮｎの振幅は、負極側キャパシタＣＮの両端電圧に相当する。
【００５４】
コンバータ側の正極側レグのゲート信号を正極の直流端子側のスイッチング素子から、ＧＸｎＣＰ１、ＧＸｎＣＰ２、ＧＸｎＣＰ３、ＧＸｎＣＰ４、負極側レグのゲート信号を正極の直流端子側のスイッチング素子から、ＧＸｎＣＮ１、ＧＸｎＣＮ２、ＧＸｎＣＮ３、ＧＸｎＣＮ４とすると、ＣａｒＣＰｎとＶＣＸｎＰ＊との大小関係からＧＸｎＣＰ１とＧＸｎＣＰ３を、ＣａｒＣＮｎとＶＣＸｎＰ＊との大小関係からＧＸｎＣＰ２とＧＸｎＣＰ４を、ＣａｒＣＰｎとＶＣＸｎＮ＊との大小関係からＧＸｎＣＮ１とＧＸｎＣＮ３を、ＣａｒＣＮｎとＶＣＸｎＮ＊との大小関係からＧＸｎＣＮ２とＧＸｎＣＮ４を決定する。
【００５５】
三角波キャリアよりも電圧指令値が大きい場合に、正極側スイッチング素子をオン、負極側スイッチング素子をオフさせ、大小関係が逆の場合は、オン／オフを逆にする。そして最後にそれぞれのゲート信号の立ち上がりを遅延させるようにデッドタイム処理を施し、最終的なゲート信号を決定する。デッドタイム処理に関しては公知であるので説明は省略する。
【００５６】
同様に、インバータ側のレグに関しては、図１３に示すように、三角波キャリアＣａｒＩＰｎ、ＣａｒＩＮｎと、正極側レグの電圧指令値ＶＩＸｎＰ＊、負極側レグの電圧指令値ＶＩＸｎＮ＊とをそれぞれ比較する。ＣａｒＩＰｎとＣａｒＩＮｎは同一の位相であり、ＣａｒＩＰｎの振幅は、該当する変換器セルの正極側キャパシタＣＰの両端電圧に相当し、ＣａｒＩＮｎの振幅は、負極側キャパシタＣＮの両端電圧に相当する。
【００５７】
なお、図１３において、電圧指令値ＶＩＸｎＰ＊およびＶＩＸｎＮ＊の波形が正弦波から歪んでいるのは、先の図６（出力電圧制御手段６２０）で説明した零相電圧成分Ｖｚ＊を加算していることに基づくものである。
【００５８】
インバータ側の正極側レグのゲート信号を正極の直流端子側のスイッチング素子から、ＧＸｎＩＰ１、ＧＸｎＩＰ２、ＧＸｎＩＰ３、ＧＸｎＩＰ４、負極側レグのゲート信号を正極の直流端子側のスイッチング素子から、ＧＸｎＩＮ１、ＧＸｎＩＮ２、ＧＸｎＩＮ３、ＧＸｎＩＮ４とすると、ＣａｒＩＰｎとＶＩＸｎＰ＊との大小関係からＧＸｎＩＰ１とＧＸｎＩＰ３を、ＣａｒＩＮｎとＶＩＸｎＰ＊との大小関係からＧＸｎＩＰ２とＧＸｎＩＰ４を、ＣａｒＩＰｎとＶＩＸｎＮ＊との大小関係からＧＸｎＩＮ１とＧＸｎＩＮ３を、ＣａｒＩＮｎとＶＩＸｎＮ＊との大小関係から、ＧＸｎＩＮ２とＧＸｎＩＮ４を決定する。
【００５９】
三角波キャリアよりも電圧指令値が大きい場合に、正極側スイッチング素子をオン、負極側スイッチング素子をオフさせ、大小関係が逆の場合は、オン／オフを逆にする。そして最後にデッドタイム処理を施し、最終的なゲート信号を決定する。
【００６０】
上記の変調手段６４０において重要な点は、三角波キャリアの位相関係にある。１つのレグが出力する電圧では、キャリア周波数近傍の高調波成分が支配的となる。１台のコンバータあるいはインバータに着目した場合、それぞれの正極側レグと負極側レグの電圧指令値はほぼ反転しているため（図１０で負極側には、−１を乗じているため）、等価的にキャリア周波数成分が打ち消されて、キャリア周波数の２倍の周波数近傍の高調波成分が支配的となる。
【００６１】
更に、コンバータ側に関しては、図１４（ａ）に示すように、三角波キャリアＣａｒＣＰ１、ＣａｒＣＰ２、ＣａｒＣＰ３（ＣａｒＣＮ１、ＣａｒＣＮ２、ＣａｒＣＮ３）の位相を６０度（π／３ｒａｄ）ずつシフトすることで、入力電流に含まれるキャリア周波数の２倍の周波数近傍の高調波成分を打ち消すことが可能である。最終的には、レグ数×並列多重の台数、即ち、この例では、キャリア周波数の２×３＝６倍の周波数近傍の高調波成分が支配的となる。よって、振幅が大きい低次の高調波成分を打ち消すことができるため、高調波成分の小さい入力電流を得ることができる。また、残留する高調波成分は、キャリア周波数の６倍の周波数近傍と、非常に高周波であるため、入力端子や変換器セルのコンバータ側に小さなフィルタを追加するだけで、容易に除去することが可能である。
【００６２】
一方、インバータ側に関しては、図１４（ｂ）に示すように、三角波キャリアＣａｒＩＰ１、ＣａｒＩＰ２、ＣａｒＩＰ３（ＣａｒＩＮ１、ＣａｒＩＮ２、ＣａｒＩＮ３）の位相を６０度（π／３ｒａｄ）ずつシフトすることで、出力電圧に含まれるキャリア周波数の２倍の周波数近傍の高調波成分を打ち消すことが可能である。最終的には、レグ数×直列多重の台数、即ち、この例では、キャリア周波数の２×３＝６倍の周波数近傍の高調波成分が支配的となる。よって、振幅が大きい低次の高調波成分を打ち消すことができるため、高調波成分の小さい出力電圧を得ることができる。
また、インバータ側は直列接続をしているので、スイッチングのタイミングがシフトされることによって、キャパシタが有する電位の数に応じて、出力電圧レベルを増加させることが可能となる。
【００６３】
以上のように、本発明による電力変換装置を用いれば、従来のような構造が複雑な移相変圧器を必要とすることがなく、さらに変換器セルを３レベル以上の変換器とすることで、変換器セル数や変圧器の巻線数を低減できるので、小型、軽量、低コスト化が可能となる。さらに、変換器セルに自励式コンバータを用いているため、回生動作が可能である。さらには、制御手段により、変圧器の磁気飽和や、母線電圧が適切に制御されて、信頼性が向上する。
【００６４】
実施の形態２．
図１５に、本発明の実施の形態２における電力変換装置の主回路構成の一例を示す。図１５では、その変圧器が先の実施の形態１の図１で示した変圧器と異なる。即ち、この実施の形態２における変圧器２１１は、その巻線構造を図１６に示すように、１つの相の１次巻線に対して複数（ここでは３つ）の巻線からなる２次巻線を備えており、実施の形態１における変圧器２０１、２０２、２０３を１台の変圧器２１１に集約した構成をとる。
【００６５】
そして、変圧器２１１の１次巻線は、三相のスター結線であり、２次巻線は１相あたり３つの単相オープン巻線であり、１台の変圧器２１１により、合計で９つの互いに絶縁された単相オープン巻線からなる電源を確保している。
【００６６】
このように３台の変圧器を１台に集約することで、変圧器の更なる小型、軽量、低コスト化が可能となる。また、変圧器を集約することは、本発明において２次巻線にオープン巻線を用いているが故に、更なる効果を発揮する。それは、制御の組み合わせ自由度が増すことである。先の実施の形態１では、１台の変圧器に接続される変換器セルの組（例えば、３０Ｕ１、３０Ｖ１、３０Ｗ１の組）において、入力電流制御手段６１０を適用したが、変圧器を１台に集約することにより、例えば、３０Ｕ１、３０Ｖ２、３０Ｗ３を１組とする等、制御の組み合わせに自由度ができ、これを利用して制御線や制御信号間の絶縁などを考慮した最適設計が可能となる。
【００６７】
なお、実施の形態１と同様に、変圧器の鉄心には３脚以上の鉄心が使用でき、また、漏れインダクタンスを５％程度以上とする方が望ましい。
また、実施の形態１および２では、変圧器の漏れインダクタンスを５％程度考慮しているが、追加のリアクトルを挿入してもよい。これは変圧器の１次側に挿入してもよいし、２次側に挿入してもよい、さらに、キャパシタを追加して、ＬＣフィルタを変圧器の１次側や２次側に追加してもよい。このようにリアクトルやＬＣフィルタを追加すると、入力電流の高調波成分をさらに抑制することができる。
【００６８】
更に、実施の形態１および２では、スイッチング素子ＳＷとして、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ−Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いることを想定しているが、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などの他のタイプのスイッチング素子を用いてもよい。
【００６９】
また、通常、スイッチング素子ＳＷやダイオードＦＤ、ＣＤを構成する半導体素子の材料に珪素を使用するが、炭化珪素や、窒化ガリウム系材料またはダイヤモンドなどのバンドギャップが珪素のそれより大きいワイドバンドギャップ材料を使用すると、半導体素子の高耐圧化が可能なため、上述した変換器セルの台数を一層低減できる。更には、スイッチングの高速化が可能なため、高調波成分がより小さい入力電流や出力電圧を得ることが可能である。
【００７０】
なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。
【符号の説明】
【００７１】
１０１  電圧源、２０ｎ，２０１，２０２，２０３，２１１  変圧器、
３０Ｘｎ，３０Ｕ１〜３０Ｗ３  変換器セル、４０１  モータ、６０１  制御手段、
６１０  入力電流制御手段、６２０  出力電圧制御手段、６３０  母線電圧制御手段、
６３１  平均電圧制御手段、６３２  相間バランス制御手段、
６３３  相内バランス制御手段、６３４  セル内バランス制御手段、６４０  変調手段、８０１，８０２  ＰＷＭ制御器、Ｒ，Ｓ，Ｔ  入力端子、Ｕ，Ｖ，Ｗ  出力端子、
ＳＷ  スイッチング素子、ＣＰ  正極側キャパシタ、ＣＮ  負極側キャパシタ、
ＣＰＣＮ  キャパシタ直列体。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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