(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の入力チャネルからアナログ信号を受信し、前記複数のアナログ信号それぞれから、前記アナログ信号の帯域幅と前記入力チャネル数とから求められる帯域幅で信号を抽出するバンド選択部と、
前記複数の入力チャネルの受信経路との接続を順次切り替え、前記バンド選択部から前記受信経路を介して順次供給される複数の抽出信号を時間方向に多重して出力する第１の切替部と、
前記第１の切替部から出力される多重信号を、前記アナログ信号の帯域幅よりも高いサンプリング周波数でデジタル信号へ変換するアナログ−デジタル変換部と、
複数の送信経路との接続を前記第１の切替部と同期して切り替え、各受信経路からの抽出信号に由来するデジタル信号を、受信経路と対応する送信経路へ出力する第２の切替部と、
前記複数の送信経路に供給されたデジタル信号を、前記送信経路毎に予め設定されたサンプルタイミングでリサンプルするチャネル選択部と
を具備することを特徴とするアナログ−デジタル変換装置。
【請求項２】
前記チャネル選択部は、前記送信経路毎に設置され、
前記送信経路毎に供給されるデジタル信号のサンプル数が増加するように、アップサンプリングするインタポレーション部と、
前記アップサンプリングされたデジタル信号を、前記送信経路毎に予め設定されたサンプルタイミングでリサンプルするリサンプル部と
を備えることを特徴とする請求項１記載のアナログ−デジタル変換装置。
【請求項３】
前記チャネル選択部は、
前記アップサンプリングされたデジタル信号のスペクトラムを反転することで、前記アナログ−デジタル変換部でのデジタル変換で生じるスペクトラムの反転を解消するスペクトラム反転部をさらに備えることを特徴とする請求項２記載のアナログ−デジタル変換装置。
【請求項４】
前記アナログ信号を受信するアンテナ数と前記入力チャネル数とが一致する場合、
前記インタポレーション部は、
前記アンテナ数分だけ分配されたデジタル信号に対して信号処理を行う複数のインタポレーション信号処理段と、
前記インタポレーション信号処理段との接続を前記サンプリング周波数で順次切り替え、前記接続されるインタポレーション信号処理段から供給されるデジタル信号を出力するインタポレーションスイッチと
を備えることを特徴とする請求項２又は３に記載のアナログ−デジタル変換装置。
【請求項５】
前記アナログ信号を受信するアンテナ数と前記入力チャネル数とが一致する場合、
前記リサンプル部は、
前記アンテナ数分だけ分配されたデジタル信号に対して信号処理を行う複数のリサンプル信号処理段と、
前記リサンプル信号処理段との接続を前記サンプリング周波数で順次切り替え、前記接続されるリサンプル信号処理段から供給されるデジタル信号を出力するリサンプルスイッチと
を備えることを特徴とする請求項２乃至４のいずれかに記載のアナログ−デジタル変換装置。
【請求項６】
前記アナログ信号を受信するアンテナ数と前記入力チャネル数とが一致する場合、
前記チャネル選択部は、
前記アンテナ数分だけ分配されたデジタル信号に対して、インタポレーション処理及びリサンプル処理の処理係数に基づいた信号処理を行う複数の選択信号処理段と、
前記選択信号処理段との接続を前記サンプリング周波数で順次切り替え、前記接続される選択信号処理段から供給されるデジタル信号を出力する選択スイッチと
を備えることを特徴とする請求項２記載のアナログ−デジタル変換装置。
【請求項７】
前記選択信号処理段は、前記アンテナ数分だけ分配されたデジタル信号に対して、インタポレーション処理、スペクトラム反転処理及びリサンプル処理の処理係数に基づいた信号処理を行うことを特徴とする請求項６記載のアナログ−デジタル変換装置。
【請求項８】
前記アナログ−デジタル変換部は、現用系変換部と予備系変換部とを含み、
前記現用系変換部との接続と、前記予備系変換部との接続とを切り替える冗長系切替部をさらに具備することを特徴とする請求項１乃至７のいずれかに記載のアナログ−デジタル変換装置。
【請求項９】
前記アナログ−デジタル変換部を複数具備し、
前記複数のアナログ−デジタル変換部は、それぞれ前記多重信号をデジタル信号に変換し、
前記アナログ−デジタル変換装置は、
前記複数のアナログ−デジタル変換部からの複数のデジタル信号のうち、予め設定した数以上のデジタル信号が正常である場合、正常な一つのデジタル信号を前記第２の切替部へ出力する正常信号選択部をさらに具備することを特徴とする請求項１乃至７のいずれかに記載のアナログ−デジタル変換装置。
【請求項１０】
複数の入力チャネルからアナログ信号を受信し、
前記複数のアナログ信号それぞれから、前記アナログ信号の帯域幅と前記入力チャネル数とから求められる帯域幅で信号を抽出し、
前記複数の入力チャネルで抽出された抽出信号を時間方向に多重し、
前記多重信号を、前記アナログ信号の帯域幅よりも高いサンプリング周波数でデジタル信号へ変換し、
各受信経路からの抽出信号に由来するデジタル信号を、前記複数の受信経路とそれぞれ対応する複数の送信経路へ出力し、
前記複数の送信経路に供給されたデジタル信号を、前記送信経路毎に予め設定されたサンプルタイミングでリサンプルすることを特徴とするアナログ−デジタル変換方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、複数の入力チャネルを持つアナログ−デジタル変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
複数の無線信号を受信する受信装置は、受信した無線信号に対して、受信経路毎にアナログ−デジタル変換等の処理を行う。しかし、このように受信経路毎にアナログ−デジタル変換等を行う場合、アナログ−デジタル変換装置等を経路毎に用意しなければならず、受信装置の大型化を招くこととなる。
【０００３】
また、複数のアナログ信号のデジタル変換を単一のアナログ−デジタル変換装置で実施しようとすると、供給されるアナログ信号の分だけ実効サンプリング周波数が低下することとなる。そのため、量子化雑音が増大してしまうという問題がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００９−１８８７３６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
以上のように、従来の受信装置では、複数のアナログ信号のデジタル化を、受信経路毎に設置されたアナログ−デジタル変換装置で行うため、受信装置の大型化を招いていた。また、複数のアナログ信号のデジタル変換を単一のアナログ−デジタル変換装置で実施しようとすると、量子化雑音が増大してしまうという問題がある。
【０００６】
そこで、目的は、複数の受信経路から供給されるアナログ信号を一装置でデジタル化することで、受信装置の大型化を回避でき、かつ、一装置でデジタル化しても量子化雑音の増大を抑えることが可能なアナログ−デジタル変換装置及びアナログ−デジタル変換方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
実施形態によれば、アナログ−デジタル変換装置は、バンド選択部、第１の切替部、アナログ−デジタル変換部、第２の切替部及びチャネル選択部を具備する。バンド選択部は、複数の入力チャネルからアナログ信号を受信し、前記複数のアナログ信号それぞれから、前記アナログ信号の帯域幅と前記入力チャネル数とから求められる帯域幅で信号を抽出する。第１の切替部は、前記複数の入力チャネルの受信経路との接続を順次切り替え、前記バンド選択部から前記受信経路を介して順次供給される複数の抽出信号を時間方向に多重して出力する。アナログ−デジタル変換部は、前記第１の切替部から出力される多重信号を、予め設定されたサンプリング周波数でデジタル信号へ変換する。第２の切替部は、複数の送信経路との接続を前記第１の切替部と同期して切り替え、各受信経路からの抽出信号に由来するデジタル信号を、受信経路と対応する送信経路へ出力する。チャネル選択部は、前記複数の送信経路に供給されたデジタル信号を、前記送信経路毎に予め設定されたサンプルタイミングでリサンプルする。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】第１の実施形態に係るアナログ−デジタル変換装置の機能構成を示すブロック図である。
【図２】図１のインタポレーション部をポリフェーズフィルタ構造で示した際のブロック図である。
【図３】図２で示すインタポレーション部にノーブル恒等変換を適用した際のブロック図である。
【図４】入力チャネル数Ｋをアンテナ素子数Ｍと同数とした場合の図１に示すインタポレーション部のブロック図である。
【図５】図３に示すアップサンプラによるアップサンプリングの例を示す図である。
【図６】図１のリサンプル部をポリフェーズフィルタ構造で示した際のブロック図である。
【図７】図６で示すリサンプル部にノーブル恒等変換を適用した際のブロック図である。
【図８】入力チャネル数Ｋをアンテナ素子数Ｍと同数とした場合の図１に示すリサンプル部のブロック図である。
【図９】入力チャネル数Ｋをアンテナ素子数Ｍと同数とした場合の図１に示すチャネル選択部のブロック図である。
【図１０】第２の実施形態に係わるアナログ−デジタル変換装置の機能構成を示すブロック図である。
【図１１】第３の実施形態に係わるアナログ−デジタル変換装置の機能構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
以下、実施の形態について、図面を参照して説明する。
【００１０】
（第１の実施形態）  
図１は、第１の実施形態に係るアナログ−デジタル変換装置１０の機能構成を示すブロック図である。図１に示すアナログ−デジタル変換装置１０は、バンド選択部１１−１〜１１−Ｋ、第１の切替器１２、増幅部１３、サンプルホールド部１４、アナログ−デジタル変換部１５、第２の切替器１６、チャネル選択部１７−１〜１７−Ｋ及びタイミング制御部１８を具備する。アナログ−デジタル変換装置１０には、Ｋ本の入力チャネルが接続されており、図示しないＭ個のアンテナで受信されたアナログ信号のうちＫ個のアナログ信号がこの入力チャネルから供給される。
【００１１】
バンド選択部１１−１〜１１−Ｋは、Ｋ本の入力チャネルにそれぞれ設置される。
【００１２】
バンド選択部１１−１は、供給されるアナログ信号を受信する。ここで、受信するアナログ信号の帯域幅をｆＢＷとする。このとき、アナログ信号をデジタル信号として記録するためには、サンプリング定理に基づいて２ｆＢＷ以上のサンプリング周波数が要求される。ただし、アナログ−デジタル変換装置１０に接続されるチャネル数はＫ個であるため、
【数１】
0005674564.tif 000002
【００１３】
を満たす２ｆｄが、要求される最小のサンプリング周波数である。バンド選択部１１−１は、帯域幅ｆｄでアナログ信号から必要信号を抽出し、抽出した必要信号を第１の切替部１２へ出力する。
【００１４】
なお、バンド選択部１１−２〜１１−Ｋの動作はそれぞれバンド選択部１１−１と同様である。
【００１５】
第１の切替部１２は、タイミング制御部１８からの指示に従い、各受信経路との接続を切り替える。第１の切替部１２は、接続される受信経路から順次供給される必要信号を、時間方向に多重し、増幅部１３へ出力する。
【００１６】
増幅部１３は、第１の切替部１２からの多重信号を増幅し、サンプルホールド部１４へ出力する。サンプルホールド部１４は、増幅された多重信号の電圧を、タイミング制御部１８から供給されるサンプリング信号に従い、内部のコンデンサに蓄える。サンプリング信号は、サンプリング周波数２ｆｓに従い、タイミング制御部１８で生成される。なお、ｆｓ＞＞ｆＢＷ＞ｆｄである。サンプルホールド部１４は、サンプリング信号に従い、コンデンサに蓄えられた電圧値をホールドし、ホールドした電圧値をアナログ−デジタル変換部１５へ出力する。これにより、各受信経路からのアナログ信号は、実効サンプリング周波数２ｆｓ／Ｋでデジタル信号に変換されることとなる。
【００１７】
アナログ−デジタル変換部１５は、サンプルホールド部１４からの電圧値に基づき、タイミング制御部１８から供給されるサンプリング信号に従い、デジタル信号を生成する。
【００１８】
第２の切替部１６は、タイミング制御部１８からの指示に従い、第１の切替部１２と同期して、チャネル選択部１７−１〜１７−Ｋがそれぞれ設置される送信経路との接続を切り替える。第２の切替部１６は、アナログ−デジタル変換部１５からのデジタル信号を、接続される送信経路へ順次出力する。ここで、各送信経路は、各受信経路と予め対応付けられている。第２の切替部１６は、各受信経路に位置するバンド選択部１１−１〜１１−Ｋからの抽出信号に由来するデジタル信号を、受信経路と対応する送信経路へ出力する。
【００１９】
タイミング制御部１８は、第１及び第２の切替部１２，１６の切り替えのタイミングを制御する。例えば、タイミング制御部１８は、第１及び第２の切替部１２，１６を２ｆｓ／Ｋの周波数で切り替える。また、タイミング制御部１８は、サンプリング周波数２ｆｓに基づいてサンプリング信号を生成し、サンプルホールド部１４及びアナログ−デジタル変換部１５へ出力する。
【００２０】
チャネル選択部１７−１〜１７−Ｋは、各送信経路に設置され、各送信経路へ供給されるデジタル信号を受信する。チャネル選択部１７−１は、インタポレーション部１７１−１、スペクトラム反転部１７２−１及びリサンプル部１７３−１を備える。
【００２１】
インタポレーション部１７１−１は、受信したデジタル信号をＫ倍でオーバーサンプリングする。一般に、量子化雑音は、周波数方向に一様に分布する。インタポレーション部１７１−１は、デジタル信号をＫ倍でオーバーサンプリングすることで、量子化雑音を１０ｌｏｇ１０Ｋだけ改善する。
【００２２】
スペクトラム反転部１７２−１は、インタポレーション部１７１−１からのデジタル信号のスペクトラムが反転しているか否かを判断する。スペクトラムの反転は、多重信号における各受信経路からのアナログ信号を、実効サンプリング周波数２ｆｓ／Ｋでアンダーサンプリングすることにより発生する場合がある。スペクトラム反転部１７２−１は、受信したデジタル信号のスペクトラムが反転している場合、スペクトラムを反転させ、スペクトラムの反転を解消する。スペクトラム反転部１７２−１は、スペクトラム反転処理後のデジタル信号をリサンプル部１７３−１へ出力する。また、スペクトラム反転部１７２−１は、受信したデジタル信号のスペクトラムが反転していない場合、受信したデジタル信号をそのままリサンプル部１７３−１へ出力する。
【００２３】
リサンプル部１７３−１は、スペクトラム反転部１７２−１からのデジタル信号を、送信経路について予め設定されたサンプルタイミングでリサンプルする。受信経路に設置されるアンテナ毎にサンプルタイミングが異なる場合があるためである。
【００２４】
なお、チャネル選択部１７−２〜１７−Ｋの動作は、チャネル選択部１７−１の動作とそれぞれ同様である。
【００２５】
ここで、第１の実施形態に係るアナログ−デジタル変換装置１０では、第２の切替部１６から供給される複数のデジタル信号を、チャネル選択部１７−１〜１７−Ｋでそれぞれ処理するようにしている。このため、チャネル選択部１７−２〜１７−Ｋでの処理の負荷が重くなると想定される。このとき、以下に示す方法により、チャネル選択部１７−２〜１７−Ｋの処理を軽減することが可能である。
【００２６】
図２は、インタポレーション部１７１−１をポリフェーズフィルタ構造で示した際のブロック図である。インタポレーション部１７１−１は、アップサンプラ１７１１、信号処理段１７１２−１〜１７１２−Ｋ、遅延部１７１３−１〜１７１３−（Ｋ−１）及び加算部１７１４−１〜１７１４−（Ｋ−１）により、インタポレーション処理を行い、処理後のデジタル信号をスペクトラム反転部１７２−１へ出力する。
【００２７】
ここで、信号処理段１７１２−１〜１７１２−Ｋの係数Ｅ１０（ｚＫ）〜Ｅ１（Ｋ−１）（ｚＫ）は、インタポレーション処理のフィルタ係数Ｈｌ（ｚ）に基づいて求められる。
【００２８】
図３は、図２で示すインタポレーション部１７１−１にノーブル恒等変換を適用した際のブロック図である。ノーブル恒等変換を適用することで、アップサンプラ１７１１−１〜１７１１−Ｋが信号処理段１７１５−１〜１７１５−Ｋの後段に設置されることとなるため、演算量を１／Ｋだけ削減することが可能となる。
【００２９】
また、入力チャネル数Ｋをアンテナ素子数Ｍと同数とすることで、インタポレーション部１７１−１を、図４に示すように構成することができる。すなわち、図３における遅延部１７１３−１〜１７１３−（Ｋ−１）及び加算部１７１４−１〜１７１４−（Ｋ−１）をスイッチ１７１６に置き換え、アップサンプラ１７１１−１〜１７１１−Ｋを省略することができる。このとき、スイッチ１７１６は、信号処理段１７１５−１〜１７１５−Ｍとの接続を、サンプリング周波数２ｆｓで切り替える。スイッチ１７１６は、接続される信号処理段からのデジタル信号を後段へ出力する。インタポレーション部１７１−１の構成を、図３に示す構成から図４に示す構成へ置き換えることは、図３に示すアップサンプラ１７１１−１〜１７１１−Ｋが図５に示す０挿入によるアップサンプリングを行う場合を想定すると明らかである。このように、インタポレーション部１７１−１を図４に示す構成とすることで、実質的にオーバーサンプリングをしなくても、量子化雑音を改善することが可能となる。
【００３０】
図６は、リサンプル部１７３−１をポリフェーズフィルタ構造で示した際のブロック図である。リサンプル部１７３−１は、遅延部１７３１−１〜１７３１−（Ｋ−１）、信号処理段１７３２−１〜１７３２−Ｋ、加算部１７３３−１〜１７３３−（Ｋ−１）及びダウンサンプラ１７３４により、リサンプル処理を行い、処理後のデジタル信号を後段へ出力する。
【００３１】
ここで、信号処理段１７３２−１〜１７３２−Ｋの係数Ｅ２０（ｚＫ）〜Ｅ２（Ｋ−１）（ｚＫ）は、リサンプル処理のフィルタ係数ＨＲＳ（ｚ）に基づいて求められる。
【００３２】
図７は、図６で示すリサンプル部１７３−１にノーブル恒等変換を適用した際のブロック図である。ノーブル恒等変換を適用することで、ダウンサンプラ１７３４−１〜１７３４−Ｋが信号処理段１７３５−１〜１７３５−Ｋの前段に設置されることとなるため、演算量を１／Ｋだけ削減することが可能となる。
【００３３】
また、入力チャネル数Ｋをアンテナ素子数Ｍと同数とすることで、リサンプル部１７３−１を、図８に示すように構成することができる。すなわち、図７における加算部１７３３−１〜１７３３−（Ｋ−１）をスイッチ１７３６に置き換え、遅延部１７３１−１〜１７３１−（Ｋ−１）及びダウンサンプラ１７３４−１〜１７３４−Ｋを省略することができる。このとき、スイッチ１７３６は、信号処理段１７３５−１〜１７３５−Ｍとの接続を、２ｆｓ／Ｍで切り替える。スイッチ１７３６は、接続される信号処理段からのデジタル信号を後段へ出力する。このように、リサンプル部１７３−１を図８に示す構成とすることで、実質的にダウンサンプリングしなくても、リサンプリングすることが可能となる。
【００３４】
さらに、入力チャネル数Ｋをアンテナ素子数Ｍと同数とし、信号処理段Ｅ３０（ｚ）〜Ｅ３（Ｍ−１）（ｚ）の係数を所定の値に設定することで、チャネル選択部１７−１を、図９に示すように構成することができる。このとき、信号処理段１７４−１〜１７４−Ｍの係数Ｅ３０（ｚ）〜Ｅ３（Ｍ−１）（ｚ）は、インタポレーション処理のフィルタ係数Ｈｌ（ｚ）、スペクトラム反転処理のフィルタ係数ＨＲＶ（ｚ）及びリサンプル処理のフィルタ係数ＨＲＳ（ｚ）の和であるＨ（ｚ）に基づいて求められる。また、スイッチ１７５は、信号処理段１７４−１〜１７４−Ｍとの接続を、サンプリング周波数２ｆｓで切り替える。スイッチ１７５は、接続される信号処理段からのデジタル信号を後段へ出力する。このように、チャネル選択部１７−１を図９に示す構成とすることで、インタポレーション処理、スペクトラム反転処理及びリサンプル処理を個別に行わなくても、送信経路に対応するデジタル信号を作成することが可能となる。
【００３５】
以上のように、第１の実施形態に係るアナログ−デジタル変換装置１０では、第１の切替部１２は、バンド選択部１１−１〜１１−ｎで帯域制限された複数のアナログ信号を、受信経路から一つずつ受信し、受信したアナログ信号を時間方向に多重して単一の多重信号として出力する。アナログ−デジタル変換部１５は、多重信号をサンプリング周波数２ｆｓに基づいてデジタル信号に変換する。そして、チャネル選択部１７−１〜１７−Ｋは、送信経路毎に設定されるサンプルタイミングで、受け取ったデジタル信号をリサンプリングし、後段へ出力する。これにより、単一のアナログ−デジタル変換装置１０で複数のアナログ信号のデジタル変換を行うことが可能となる。また、実効サンプリング周波数が、サンプリング周波数よりも低下する場合であっても、同等のサンプリングレートでアナログ−デジタル変換したのと同等の結果が得られる。
【００３６】
したがって、第１の実施形態に係るアナログ−デジタル変換装置１０によれば、複数の受信経路から供給されるアナログ信号を一装置でデジタル化することで、受信装置の大型化を回避することができる。また、一装置でデジタル化しても、サンプリングレートでアナログ−デジタル変換したのと同等の結果が得られるため、量子化雑音の増大を抑えることができる。
【００３７】
また、第１の実施形態に係るアナログ−デジタル変換装置１０は、一装置で複数のアナログ信号のデジタル変換が可能であるため、従来のように、アナログ−デジタル変換器間でタイミング同期を取る必要が無い。そのため、回路設計が従来よりも容易になり、実現性の自由度が高まることとなる。
【００３８】
また、第１の実施形態に係るアナログ−デジタル変換装置１０は、第１及び第２の切替部１２，１６間の信号を、単一の経路で伝送するようにしている。これにより、データ伝送の効率化を図ることが可能となる。
【００３９】
（第２の実施形態）  
図１０は、第２の実施形態に係わるアナログ−デジタル変換装置２０の機能構成を示すブロック図である。図１０において図１と共通する部分には同じ符号を付して示し、ここでは異なる部分についてのみ説明する。図１０に示すアナログ−デジタル変換装置２０は、バンド選択部１１−１〜１１−Ｋ、第１の切替部１２、第３の切替部２１、主サブシステム２３、副サブシステム２４、第４の切替部２２、第２の切替器１６、チャネル選択部１７−１〜１７−Ｋ及びタイミング制御部２５を具備する。
【００４０】
主サブシステム２３は、増幅部１３−１、サンプルホールド部１４−１及びアナログ−デジタル変換部１５−１を備える。また、副サブシステム２４は、増幅部１３−２、サンプルホールド部１４−２及びアナログ−デジタル変換部１５−２を備える。
【００４１】
第３及び第４の切替部２１，２２は、主サブシステム２３及び副サブシステム２４のいずれかと選択的に接続する。第３の切替部２１は、第１の接続部１２から供給される多重信号を、主サブシステム２３及び副サブシステム２４のうち接続される一方のサブシステムへ供給する。第３の切替部２１は、第４の切替部２２からの切替信号を受信すると、接続先を他方へ切り替える。
【００４２】
第４の切替部２２は、主サブシステム２３及び副サブシステム２４のうち接続される一方のサブシステムからのデジタル信号を受信し、受信したデジタル信号の強度が予め設定する強度以下であるか否かを判断する。第４の切替部２２は、受信したデジタル信号の強度が予め設定する強度以下である場合、第３の切替部２１へ切替信号を出力すると共に、接続先を他方へ切り替える。
【００４３】
タイミング制御部２５は、第１及び第２の切替部１２，１６の切り替えのタイミングを制御する。また、タイミング制御部２５は、サンプリング周波数２ｆｓに基づいてサンプリング信号を生成し、サンプルホールド部１４−１，１４−２及びアナログ−デジタル変換部１５−１，１５−２へ出力する。
【００４４】
以上のように、第２の実施形態に係るアナログ−デジタル変換装置２０は、現用系と予備系との冗長構成を取っている。これにより、アナログ−デジタル変換装置２０では、サブシステムの一方に不具合が生じた場合であっても、後段への信号が断となる事態を避けることが可能となる。
【００４５】
ここで、第２の実施形態に係るアナログ−デジタル変換装置２０の信頼性は、主サブシステム２３、副サブシステム２４、第３及び第４の切替部２１，２２の信頼性が指数分布に従うならば、次式に示すようになる。
【数２】
0005674564.tif 000003
【００４６】
ただし、主サブシステム２３の平均無故障間隔（ＭＴＢＦ：Mean time between Failure）を１／λＭ、副サブシステム２４のＭＴＢＦを１／λＳ、第３及び第４の切替部２１，２２のＭＴＢＦを１／λＣとする。これに対し、第１の実施形態に係るアナログ−デジタル変換装置１０の信頼性は式（２）における第１項のみである。すなわち、第２の実施形態に係るアナログ−デジタル変換装置２０によれば、装置の信頼性を向上させることが可能となる。
【００４７】
なお、第２の実施形態では、第４の切替部２２は、受信したデジタル信号の強度を監視し、受信したデジタル信号の強度が予め設定した強度以下となる場合、主サブシステム２３及び副サブシステム２４の接続を切り替える場合を例に説明した。しかしながら、これに限定される訳ではない。例えば、試験信号が送信され、送信した試験信号に異常が生じた場合、主サブシステム２３及び副サブシステム２４の接続を切り替えるようにしても良い。
【００４８】
（第３の実施形態）  
図１１は、第３の実施形態に係わるアナログ−デジタル変換装置３０の機能構成を示すブロック図である。図１１において図１と共通する部分には同じ符号を付して示し、ここでは異なる部分についてのみ説明する。図１１に示すアナログ−デジタル変換装置３０は、バンド選択部１１−１〜１１−Ｋ、第１の切替部１２、サブシステム３１−１〜３１−ｐ、ｑ／ｐ選択部３２、第２の切替器１６、チャネル選択部１７−１〜１７−Ｋ及びタイミング制御部３３を具備する。
【００４９】
第１の切替部１２は、多重信号をサブシステム３２−１〜３２−ｐへ供給する。サブシステム３２−１〜３２−ｐは、増幅部１３−１〜１３−ｐ、サンプルホールド部１４−１〜１４−ｐ及びアナログ−デジタル変換部１５−１〜１５−ｐを備える。サブシステム３２−１〜３２−ｐは、第１の切替部１２から供給される多重信号をデジタル信号に変換し、ｑ／ｐ選択部３２へ出力する。
【００５０】
ｑ／ｐ選択部３２は、サブシステム３２−１〜３２−ｐから受信したｐ個のデジタル信号のうち、デジタル信号がｑ個以上正常であるか否かを判断する。例えば、ｑ／ｐ選択部３２は、ｑ個のデジタル信号の瞬時値をクラスタリングし、その分布に一つのクラスが存在する場合は、全てのデジタル信号が正常であると判断する。また、瞬時値のクラスタリングにより得られる分布に二つクラスが存在する場合は、ｑ個以上のデジタル信号が属する一方のクラスを正常であると判断する。
【００５１】
ｑ／ｐ選択部３２は、ｑ個以上のデジタル信号を正常であると判断した場合、正常であると判断したデジタル信号のうち一つを第２の切替部１６へ出力する。
【００５２】
また、ｑ／ｐ選択部３２は、正常であると判断したデジタル信号を合成して第２の切替部１６へ出力するようにしても構わない。例えば、ｑ／ｐ選択部３２は、正常と判断したデジタル信号に対して、ウェイトが全て１の算術平均を取ることで合成する。正常と判断したデジタル信号を合成することで、ＳＮＲ（Signal Noise Ratio）を改善することが可能である。
【００５３】
タイミング制御部３３は、第１及び第２の切替部１２，１６の切り替えのタイミングを制御する。また、タイミング制御部３３は、サンプリング周波数２ｆｓに基づいてサンプリング信号を生成し、サンプルホールド部１４−１〜１４−ｐ及びアナログ−デジタル変換部１５−１〜１５−ｐへ出力する。
【００５４】
第２の実施形態に係るアナログ−デジタル変換装置２０では、切り替えした瞬間に信号の不連続性が発生する課題、コールドスタンバイであるが故に保全時間が必要になる課題、切り替え方式であるが故に切替部の信頼性の影響の課題等がある。
【００５５】
第３の実施形態に係るアナログ−デジタル変換装置３０は、以上のように、サブシステム３１−１〜３１−ｐにより冗長構成を取る。そして、ｑ／ｐ選択部３２で正常なデジタル信号のみを第２の切替部１６へ出力するようにしている。これにより、アナログ−デジタル変換装置３０では、いずれかのサブシステムに不具合が生じた場合であっても、後段への信号が断となる事態を避けることが可能となる。
【００５６】
ここで、サブシステム３１−ｉの信頼性は、サブシステム３１−ｉの信頼性が指数分布に従うならば、次式に示すようになる。
【数３】
0005674564.tif 000004
【００５７】
ただし、サブシステム３１−ｉのＭＴＢＦを１／λｉである。これにより、アナログ−デジタル変換装置３０の信頼性は、
【数４】
0005674564.tif 000005
【００５８】
となる。
【００５９】
第１及び第２の実施形態に係るアナログ−デジタル変換装置１０，２０と比較し、アナログ−デジタル変換装置３０は、並列化したサブシステムの数ｐだけ信頼性が増加されることとなる。また、上記の第２の実施形態に係るアナログ−デジタル変換装置２０についての課題が解決されることとなる。
【００６０】
なお、サブシステムｐの数による信頼性能増加とコスト増加との間にはトレードオフが生じる。また、信頼性を向上させるために、サブシステム間のタイミング同期が必要となる。
【００６１】
いくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。
【符号の説明】
【００６２】
１０，２０，３０…アナログ−デジタル変換装置、１１…バンド選択部、１２…第１の切替部、１３…増幅部、１４…サンプルホールド部、１５…アナログ−デジタル変換部、１６…第２の切替部、１７…チャネル選択部、１７１…インタポレーション部、１７１１…アップサンプラ、１７１２，１７１５，１７３２，１７３５，１７４…信号処理段、１７１３，１７３１…遅延部、１７１４，１７３３…加算部、１７１６，１７３６，１７５…スイッチ、１７２…スペクトラム反転部、１７３…リサンプル部、１７３４…ダウンサンプラ、１８，２５…タイミング制御部、２１…第３の切替部、２２…第４の切替部、２３…主サブシステム、２４…副サブシステム、３１…サブシステム、３２…ｑ／ｐ選択部、３３…タイミング制御部
【図１】
0005674564.tif 000006
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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