(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
物標からの反射波を複数のアンテナで受信した受信信号の各個の受信処理を受信部で行い、前記受信部の出力とモードベクトルに基づいて前記受信信号の到来角を算出するレーダ装置であって、
前記レーダ装置から所定角度で特定の距離に置いた仮想物標からの反射波を受信信号データとして取得し、仮想物標の前記レーダ装置からの距離相当の周波数の受信信号を取り出し、取り出した受信信号から共分散行列を計算し、計算した共分散行列に対して固有値分解を行い、求めた固有値の中から最も値の大きな固有値を検索し、検索して求めた固有値に対応する固有ベクトルを求め、求めた固有ベクトルを前記所定角度における実測値のモードベクトルとして算出する実測値のモードベクトル作成部と、
前記実測値のモードベクトルを記憶する記憶部を備え、
前記モードベクトルとして前記記憶部から読み出した実測値のモードベクトルを使って前記受信信号の到来角を算出することを特徴とするレーダ装置。
【請求項２】
前記仮想物標の位置を、前記レーダ装置からの距離は変えずに所定角度のみ変更して前記動作を繰り返し、所定角度範囲における実測値のモードベクトルを算出し、前記所定角度データに関連付けてマップの形式で前記記憶部に記憶することを特徴とする請求項１に記載のレーダ装置。
【請求項３】
物標からの反射波を複数のアンテナで受信した受信信号の各個の受信処理を受信部で行い、前記受信部の出力とモードベクトルに基づいて前記受信信号の到来角を算出するレーダ装置における到来角を算出する方法であって、
前記レーダ装置から所定角度で特定の距離に置いた仮想物標からの反射波を受信信号データとして取得し、
仮想物標の前記レーダ装置からの距離相当の周波数の受信信号を取り出し、
取り出した受信信号から共分散行列を計算し、
計算した共分散行列に対して固有値分解を行い、
求めた固有値の中から最も値の大きな固有値を検索し、
検索して求めた固有値に対応する固有ベクトルを求め、
求めた固有ベクトルを前記所定角度における実測値のモードベクトルとして算出し、
前記実測値のモードベクトルをメモリに記憶し、
前記モードベクトルとして前記記憶した実測値のモードベクトルを使って前記受信信号の到来角を算出することを特徴とするレーダ装置の到来角算出方法。
【請求項４】
前記仮想物標の位置を、前記レーダ装置からの距離は変えずに所定角度のみ変更して前記動作を繰り返し、所定角度範囲における実測値のモードベクトルを算出し、前記所定角度データに関連付けてマップの形式で前記メモリに記憶することを特徴とする請求項３に記載のレーダ装置の到来角算出方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はレーダ装置及び該レーダ装置の到来角算出方法に関し、特に、車両から送信した電波（送信波）の、物標からの反射電波（反射波）を複数の受信アンテナで受信して物標の位置を検出するレーダ装置及びレーダ装置における到来角算出方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、先行する車両や前方にある障害物（物標）、或いは後方からの接近車両等の物標と自分が運転する車両（自車）との間の距離と方向を常時測定し、衝突を防止したり自動走行を行うレーダ装置がある。このようなレーダ装置では、自車に設置したアンテナから電波を送信し、物標に当たって反射した反射波をアンテナで受信し、受信して得られた信号に対して信号処理を行い、反射波の到来方向を推定して物標を検出していた。反射波の到来方向を推定する方法には、ＤＢＦ法、Ｃａｐｏｎ法、線形予測（ＬＰ）法、最小ノルム法、ＭＵＳＩＣ法、ＥＳＰＲＩＴ法、及びＰＲＩＳＭ法が知られている。
DBF：Digital Beam Forming
LP： Linear Prediction
MUSIC：Multiple Signal Classification
ESPRIT：Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Techniques
PRISM：Propagator method based on an Improved Spatial-smoothing Matrix
【０００３】
反射波の到来方向の推定方法では、複数の受信アンテナを用いた電子スキャンレーダで物標からの反射波を受信して、反射波の到来方向の角度を推定する。通常、物標の角度は方向θを変数としたθ方向からの反射波のパワー：ＰDBF（θ）、即ち、角度スペクトラム（下付き添え字はスペクトラムを計算する際の角度推定手法（この場合はＤＢＦ法）を示す）を計算し、これがピークを示した際の変数θの値を以て反射波の到来方向（物標の角度）であると推定する。この際、スペクトラムのピークを走査する量は、θを変数としたベクトル（モードベクトル）の形式で利用されるが、実際のアンテナや装置の特性を考慮しない理想的な値（即ち、理論値）を使用する事が一般的である。
【０００４】
そして、例えば、特許文献１に記載された方向探知装置では、同じ目標に対して複数回の測定を行い、測定毎に各アンテナから得られる受信信号と、測定毎に値が更新される複素乱数発生器からの出力とを掛算器で掛け合わせる事で、謂わば、測定毎に摂動を受けた受信信号を生成して毎回方向推定を行い、これらの平均値として反射波の到来方向に対応するモードベクトルを算出している。即ち、集合平均的なアプローチを採用して角度推定の精度を改善している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開平８−８２６６２号公報（図１、図３）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところが、複数の受信アンテナを用いた現実の電子スキャンレーダにおいて、物標からの反射波を受信して反射波の到来方向を推定する場合、受信アンテナの電力、位相特性の誤差の影響により、理想的なモードベクトルを用いていたのでは、本来の反射波の到来方向からずれた角度が推定されてしまうという問題点があり、電子スキャンレーダによる物標の誤検出が生じる事があった。この問題点は、物標の角度推定の演算処理である角度スペクトラムの演算に、アンテナ特性を全て同じであるとした理論値のモードベクトルを使用していることが原因と考えられる。なお、特許文献１の手法は、基本的に、平均処理によるリアルタイムの精度改善であるから、処理負荷が大きいという致命的な問題があり、また、目標が高速で移動する場合には平均処理が意味をなさないので適応困難である。
【０００７】
そこで本発明の目的は、複数の受信アンテナの電力、位相特性の誤差の影響を軽減し、正確な反射波の到来方向を推定することが可能なレーダ装置及び該レーダ装置の到来角算出方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
前記目的を達成する本発明のレーダ装置は、物標からの反射波を複数のアンテナで受信した受信信号の各個の受信処理を受信部で行い、受信部の出力とモードベクトルに基づいて受信信号の到来角を算出するレーダ装置であって、レーダ装置から所定角度で特定の距離に置いた仮想物標からの反射波を受信信号データとして取得し、仮想物標のレーダ装置からの距離相当の周波数の受信信号を取り出し、取り出した受信信号から共分散行列を計算し、計算した共分散行列に対して固有値分解を行い、求めた固有値の中から最も値の大きな固有値を検索し、検索して求めた固有値に対応する固有ベクトルを求め、求めた固有ベクトルを所定角度における実測値のモードベクトルとして算出する実測値のモードベクトル作成部と、実測値のモードベクトルを記憶する記憶部を備え、モードベクトルとして記憶部から読み出した実測値のモードベクトルを使って受信信号の到来角を算出することを特徴とするレーダ装置である。
【０００９】
また、前記目的を達成する本発明のレーダ装置の到来角算出方法は、物標からの反射波を複数のアンテナで受信した受信信号の各個の受信処理を受信部で行い、受信部の出力とモードベクトルに基づいて受信信号の到来角を算出するレーダ装置における到来角を算出する方法であって、レーダ装置から所定角度で特定の距離に置いた仮想物標からの反射波を受信信号データとして取得し、仮想物標のレーダ装置からの距離相当の周波数の受信信号を取り出し、取り出した受信信号から共分散行列を計算し、計算した共分散行列に対して固有値分解を行い、求めた固有値の中から最も値の大きな固有値を検索し、検索して求めた固有値に対応する固有ベクトルを求め、求めた固有ベクトルを所定角度における実測値のモードベクトルとして算出し実測値のモードベクトルをメモリに記憶し、モードベクトルとして記憶した実測値のモードベクトルを使って受信信号の到来角を算出することを特徴としている。
【発明の効果】
【００１０】
本発明のレーダ装置及び該レーダ装置の到来角算出方法によれば、複数の受信アンテナ特性の誤差の影響を低減できる実測値のモードベクトルを作成することができ、更には、事前に所望のモードベクトルを測定しておくので、特許文献１のような処理時間や目標速度の制限等といった問題点も解消される。また、本発明のレーダ装置及び該レーダ装置の到来角算出方法によれば、物標の角度推定の演算処理である角度スペクトラムの演算に、理論値ではなく実測値のモードベクトルを使用することにより、物標の算出角度の精度が向上し、複数の受信アンテナの電力、位相特性の誤差の影響を軽減して正確な反射波の到来方向を推定することが可能となるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の一実施形態に係るＦＭＣＷ方式のレーダ装置の構成を示す構成図である。
【図２】（ａ）は図１に示したレーダ装置の送信部から放射される送信信号の波形図、（ｂ）は物標で反射された反射信号の時間に対する周波数変化及びミキサにおけるビート信号を示す波形図、（ｃ）は図１に示した１つの受信アンテナの個別受信部から出力されたＵＰビートとＤＯＷＮビートをＦＦＴ処理した結果を示す周波数スペクトラムの波形図である。
【図３】物標から反射された反射波を等間隔に設置された複数のアンテナで受信し、これを従来の角度推定方式で処理した場合の角度に対するスペクトラムの大きさを示す特性図である。
【図４】図１の方位演算部において、ＵＰビート側のピーク情報とＤＯＷＮビート側のピーク情報がペアリングされる状況を説明する図である。
【図５】（ａ）は１つの物標から反射された反射波が、直線的に配置された複数の受信アンテナで受信された時に、各アンテナ間で生じる位相差およびモードベクトルを示す図、（ｂ）は異なる角度にある２つの物標から反射された反射波が上記と同じアンテナで受信された場合の受信信号を示す図である。
【図６】実測値のモードベクトルを作成する場合のレーダ装置とコーナリフレクタの配置を示す図である。
【図７】実測値からのモードベクトルの作成手順を説明するフローチャートである。
【図８】理論値のモードベクトルと実測値のモードベクトルの真値との角度精度の差を示す特性図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、添付図面を用いて本出願の実施の形態を、具体的な実施例に基づいて詳細に説明する。
図１に本発明の一実施形態のレーダ装置１００の構成を示す。この実施形態のレーダ装置１００は、送信部Ｓ、受信部Ｒ及び信号処理装置Ｐから構成されている。信号処理装置Ｐはマイクロプロセッサで構成されており、ここには、フーリエ変換部９、ピーク抽出部１０、方位演算部１５、送受信制御部２０、距離・相対速度演算部３０及びモードベクトル作成部５０がある。
【００１３】
送信部Ｓは発振器５と信号生成部２５とを備えており、信号生成部２５は信号処理装置Ｐにある送受信制御部２０によって制御される。信号生成部２５は三角形状の変調信号（三角波）を送信信号として発振器５に供給して周波数変調を行い、送信アンテナ１から電波（送信波）Ｗが送信される。この実施形態では、ＦＭＣＷ方式が用いられており、発振器５は、信号生成部２５の三角波により一定の繰り返し周期で変化する送信波Ｗを発生する。したがって、送信波Ｗは発振器５の無変調時の発信周波数を中心として所定の繰り返し周期で周波数が上下するＦＭＣＷ波である。この送信波Ｗは、図示しない送信機で電力増幅された後に送信アンテナ１から目標に向けられて送信（放射）されることもある。
【００１４】
この実施形態のレーダ装置１００は、車両に搭載されたものであり、送信波Ｗはレーダ装置１００を搭載した車両の前方又は後方に向けて送信される。送信アンテナ１から前方に送信された送信波Ｗは、図示せぬ物標、例えば先行車両や静止物等で反射され、反射波ＲＷが車両に向かって戻り、レーダ装置１００の受信部Ｒで受信される。
【００１５】
受信部Ｒは、ｎ個の受信アンテナＡ１〜Ａｎを備えたアレーアンテナ３とこれに接続する個別受信部Ｒ１〜Ｒｎとから構成される。個別受信部Ｒ１〜Ｒｎの各個には、ミキサＭ１〜Ｍｎ及びＡ／Ｄ変換器（図にはＡ／Ｄと記載）Ｃ１〜Ｃｎがある。アレーアンテナ３によって受信された反射波ＲＷ１〜ＲＷｎから得られた受信信号は、図示しないローノイズアンプで増幅された後にミキサＭ１〜Ｍｎに送られる。ミキサＭ１〜Ｍｎには送信部Ｓの発振器５からの送信信号が入力されており、ミキサＭ１〜Ｍｎにおいて送信信号と受信信号とがそれぞれミキシングされ、送信信号の周波数と受信信号の周波数との差を周波数として持つビート信号が得られる。ミキサＭ１〜Ｍｎからのビート信号はＡ／Ｄ変換器Ｃ１〜Ｃｎでデジタル受信信号Ｘ１〜Ｘｎに変換された後に、フーリエ変換部９の高速フーリエ変換器に供給され、ここでデジタル受信信号Ｘ１〜Ｘｎ毎に高速フーリエ変換による周波数分析（ＦＦＴ処理）が行われる。
【００１６】
この実施形態のレーダ装置１００では、物標が移動している場合、反射波ＲＷの周波数には、物標と自車との相対速度に比例するドップラー周波数成分が含まれる。また、本実施形態では変調方式としてＦＭＣＷを採用しているので、この周波数推移がリニアチャープである場合、反射波ＲＷの周波数にはドップラー成分に加え、送信波が物票と自車との相対距離を伝搬する事によって付加される遅延時間を反映した周波数成分も含まれる。
【００１７】
前述した如く、送信信号はリニアチャープ信号であるから、送信波Ｗの周波数は、図２（ａ）の波形図に実線で示されるように、周波数が直線的に上昇する期間（上昇区間）と、下降する期間（下降区間）とを繰り返す。そして、反射波ＲＷは、図２（ａ）の波形図に破線で示されるように、送信波Ｗに比べ、相対速度によるドップラー周波数推移とともに相対距離による時間遅延との双方の影響を同時に受けるので、送信波Ｗと反射波ＲＷとの間の周波数の差は、一般に上昇区間と下降区間で異なる値を取る。
【００１８】
即ち、送信波Ｗと反射波ＲＷの周波数の差の周波数は、上昇区間はｆｕｐ、下降区間はｆｄｏｗｎとなる。従って、各ミキサＭ１〜Ｍｎにおいては、遅延時間に基づく周波数にドップラー周波数が重畳された図２（ｂ）の波形図に示されるビート信号が得られる。上昇区間におけるビート信号はＵＰビート、下降区間におけるビート信号はＤＯＷＮビートと呼ばれる。なお、図２（ａ）、（ｂ）の場合には、ＵＰビートの周波数ｆｕｐよりもＤＯＷＮビートの周波数ｆｄｏｗｎの方が大きくなっており、物標との相対距離が小さくなる方向（接近方向）の相対速度を示している。
【００１９】
各ミキサＭ１〜Ｍｎにおいて得られたＵＰビートとＤＯＷＮビートのビート信号は、前述のようにＡ／Ｄ変換器Ｃ１〜Ｃｎでデジタル受信信号Ｘ１〜Ｘｎに変換された後に、フーリエ変換部９に供給される。フーリエ変換部９では、各ミキサＭ１〜ＭｎからのＵＰビート周波数ｆｕｐ成分とＤＯＷＮビート周波数ｆｄｏｗｎ成分がそれぞれ高速フーリエ変換器に供給され、ここで高速フーリエ変換による周波数分析（ＦＦＴ処理）が行われる。ここで、受信アンテナＡ１のＦＦＴ処理の結果を図２（ｃ）に示す。図２（ｃ）の上側の波形図は、ＵＰビート周波数ｆｕｐ成分から得られる周波数スペクトラムを示しており、図２（ｃ）の下側の波形図は、ＤＯＷＮビート周波数ｆｄｏｗｎ成分から得られる周波数スペクトラムを示している。
【００２０】
図２（ｃ）に示すように、アンテナＡ１のＵＰビートのＦＦＴ結果の周波数スペクトラムには、ＵＰ周波数ｆｕ１、ｆｕ２、ｆｕ３にそれぞれピークＰｕ１１，Ｐｕ１２，Ｐｕ１３がある。受信アンテナＡ２〜Ａｎについても同じピーク周波数を持つ同様なＦＦＴ結果が得られる。例えば、アンテナＡ２ではＵＰ周波数ｆｕ１、ｆｕ２、ｆｕ３にそれぞれピークＰｕ２１，Ｐｕ２２，Ｐｕ２３があるＦＦＴ結果が得られる。また、アンテナＡ１のＤＯＷＮビートのＦＦＴ結果の周波数スペクトラムには、ＤＯＷＮ周波数ｆｄ１、ｆｄ２にそれぞれピークＰｄ１１，Ｐｄ１２がある。受信アンテナＡ２〜Ａｎについても同じピーク周波数を持つ同様なＦＦＴ結果が得られる。例えば、アンテナＡ２ではＤＯＷＮ周波数ｆｄ１、ｆｄ２にそれぞれピークＰｄ２１，Ｐｄ２２があるＦＦＴ結果が得られる。
【００２１】
すなわち、各受信アンテナＡ１〜Ａｎは同じ物標からの反射波ＲＷを受信するため、ＦＦＴ処理では同じピーク周波数を有する同じ形状の周波数スペクトラムが得られる。ただし、受信アンテナに応じて反射波の位相が異なるため、同じ周波数のピークを持つ位相情報は受信アンテナ毎に異なる。
【００２２】
図１に戻って、フーリエ変換部９の出力は、ピーク抽出部１０に供給される。ピーク抽出部１０では、受信アンテナＡ１〜Ａｎ毎に、ＦＦＴ処理で得られた周波数スペクトラムにおいて、ＵＰビート、ＤＯＷＮビートのそれぞれで所定パワー以上のピークを抽出し、抽出したピークの周波数、パワー、位相情報（以下、ピーク周波数情報という）を抽出する。ピーク抽出部１０において抽出されたピーク周波数情報は、方位演算部１５に供給される。
【００２３】
また、ピーク抽出部１０では、受信アンテナＡ１〜Ａｎ毎に、ＦＦＴ処理されたビート信号のピーク周波数ｆｂｕ、ｆｂｄに対応する複素データの抽出を行う。そして、ピーク抽出部１０で得られた周波数ｆｂｕ又はｆｂｄの複素データは、受信アンテナ毎にモードベクトル作成部５０に供給される。
【００２４】
周波数スペクトラムにおける１つのピークには通常複数の物標の情報が含まれるため、１つのピークから物標を分離し、分離した物標の角度を推定する必要がある。そのため、方位演算部１５では、全受信アンテナＡ１〜ＡｎでＵＰ側、ＤＯＷＮ側それぞれで同じ周波数を有するピークのピーク周波数情報（例えば、ＵＰビートの場合は、Ｐｕ１１，Ｐｕ２１，・・・Ｐｕｎ１、ＤＯＷＮビートの場合は、Ｐｄ１１，Ｐｄ２１、・・・Ｐｄｎ１）を基に、図３に示すような角度スペクトラムが演算により求められる。角度スペクトラムの求め方としては、Ｃａｐｏｎ法、ＤＢＦ法等の方式を用いることができる。図３における実線がＵＰピーク周波数ｆｕ１（Ｐｕ１１，Ｐｕ２１，・・・Ｐｕｎ１）の角度スペクトラムを示し、破線がＤＯＷＮピーク周波数ｆｄ１（Ｐｄ１１，Ｐｄ２１、・・・Ｐｄｎ１）の角度スペクトラムを示している。
【００２５】
方位演算部１５では、図３に示される角度スペクトラムにおいて、閾値以上のパワーを持つピーク、ここではピークＰ１，Ｐ２を物標と判断し、その角度、パワーを抽出する。更に詳しく述べると、角度スペクトラムはＦＦＴ処理のピーク周波数毎に求める。図２（ｃ）に示した例では、５つの周波数ｆｕ１、ｆｕ２、ｆｕ３、ｆｄ１、ｆｄ２における５つの角度スペクトラムを算出する。図３はＵＰピーク周波数ｆｕ１のピークから求めた角度スペクトラムとＤＯＷＮピーク周波数ｆｄ１のピークから求めた角度スペクトラムを併記したものであり、ＵＰピーク周波数ｆｕ１とＤＯＷＮピーク周波数ｆｄ１には共に２つの物標Ｐ１（角度０［Ｄｅｇ］）とＰ２（角度約３［Ｄｅｇ］）が存在していることを示している。方位演算部１５で得られた結果は、図４に示すようになる。
【００２６】
方位演算部１５では、図４に示されるデータを基に、ＵＰビート側の物標情報とＤＯＷＮビート側の物標情報とで近い角度、パワーを持つもの同士のペアリングを行う。図４では、ＵＰビート側の周波数ｆｕ１の角度θｕ１の物標Ｕ１と、ＤＯＷＮビート側の周波数ｆｄ１の角度θｄ２の物標Ｄ２とがペアリングされたことを示し、５つの物標が検出されたことを示す。ペアリングして得られたＵＰ周波数とＤＯＷＮ周波数とで距離、相対速度を演算する。その物標の角度はＵＰビート側とＤＯＷＮビート側の角度の平均値が取られる。距離・相対速度はＵＰピーク周波数ｆｕ１とＤＯＷＮピーク周波数ｆｄ１とから求め、角度は（θｕ１＋θｄ２）／２で求める。
【００２７】
ここで、図５（ａ）に示すように、受信アンテナＡ１〜Ａｎが６つのアンテナＡ１〜Ａ６であり、アンテナＡ１〜Ａ６には１つの電波のみが到来すると仮定した場合の方位演算部１５の動作について説明する。なお、隣接するアンテナ間の間隔をｄ、６つのアンテナＡ１〜Ａ６を結ぶ線に垂直な方向に対する到来波の到来方向をθ、到来波の波長をλとする。この場合、隣接するアンテナ間の位相差φは、φ＝（２π／λ）ｄｓｉｎ（θ）となる。従って、第１のアンテナＡ１における或る時点の到来波の振幅がＡ（ｔ）であるとすると、同時点の第２のアンテナＡ２における到来波の振幅は、Ａ（ｔ）ｅｘｐ［ｊ（２π／λ）ｄｓｉｎ（θ）］となる。
【００２８】
説明を分かりやすくするために、方向θから来た振幅１の信号の各アンテナの理想的な信号を並べたものをモードベクトルａ（θ）とする。そして、時刻ｔ１における等移動面の基準がアンテナＡ１にあると考えると、同時刻でのアンテナＡ１に対するアンテナＡ２〜Ａ６における位相は以下のようになる。
アンテナＡ２：ｅｘｐ［−ｊ（２π／λ）ｄｓｉｎ（θ）］
アンテナＡ３：ｅｘｐ［−ｊ（２π／λ）２ｄｓｉｎ（θ）］
アンテナＡ４：ｅｘｐ［−ｊ（２π／λ）３ｄｓｉｎ（θ）］
アンテナＡ５：ｅｘｐ［−ｊ（２π／λ）４ｄｓｉｎ（θ）］
アンテナＡ６：ｅｘｐ［−ｊ（２π／λ）５ｄｓｉｎ（θ）］
【００２９】
よって、このときのモードベクトルａ（θ）は、ａ（θ）＝（１，ｅｘｐ［−ｊ（２π／λ）ｄｓｉｎ（θ）］，ｅｘｐ［−ｊ（２π／λ）２ｄｓｉｎ（θ）］，ｅｘｐ［−ｊ（２π／λ）３ｄｓｉｎ（θ）］，ｅｘｐ［−ｊ（２π／λ）４ｄｓｉｎ（θ）］，ｅｘｐ［−ｊ（２π／λ）５ｄｓｉｎ（θ）］）tとなる。（なお、ｔは時刻ではなくベクトルの転置を意味する）。
【００３０】
また、図３（ｂ）に示す如く、上述のアレーアンテナに２つの方向θ１，θ２から電波が到来し、時刻ｔにおいて、アンテナＡ１で受信された２つの信号の振幅をそれぞれｐ１、ｐ２、基準アンテナＡ１の位相をφ１、φ２とすれば、これらが重畳された受信信号は、ｐ１＊ｅｘｐ［−ｊ＊φ１］・ａ（θ１）＋ｐ２＊ｅｘｐ［−ｊ＊φ２］・ａ（θ２）
と表され、同時刻におけるアンテナＡ２における信号は以下のようになり、
ｐ１＊ｅｘｐ［−ｊφ１］＊ｅｘｐ［−ｊψ１］＋ｐ２＊ｅｘｐ［−ｊφ２］＊ｅｘｐ［−ｊ＊２＊ψ２］
アンテナＡ６における信号は以下のようになる。
ｐ１＊ｅｘｐ［−ｊ＊φ１］＊ｅｘｐ［−ｊ＊５＊ψ１］＋ｐ２＊ｅｘｐ［−ｊ＊φ２］＊ｅｘｐ［−ｊ＊５＊ψ２］
なお、ここでは相互干渉やノイズはないものとする。このように、複数の到来方向から電波を受信したとき、受信信号は各到来方向の電波のモードベクトルを用いて表すことができる。
【００３１】
なお、ａ（θ１）及びａ（θ２）は以下の通りである。
ａ（θ１）＝［１、ｅｘｐ［−ｊ＊ψ１］、ｅｘｐ［−ｊ＊２＊ψ１］、ｅｘｐ［−ｊ＊３＊ψ１］、ｅｘｐ［−ｊ＊４＊ψ１］、ｅｘｐ［−ｊ＊５＊ψ１］］
ａ（θ２）＝［１、ｅｘｐ［−ｊ＊ψ２］、ｅｘｐ［−ｊ＊２＊ψ２］、ｅｘｐ［−ｊ＊３＊ψ２］、ｅｘｐ［−ｊ＊４＊ψ２］、ｅｘｐ［−ｊ＊５＊ψ２］］
【００３２】
ここで、モードベクトル作成部５０について説明する。モードベクトル作成部５０は、共分散行列算出器５１、固有値・固有ベクトル算出器５２及びモードベクトル記憶部７０を備えて構成される。アンテナＡ１〜Ａｎの出力はそれぞれ個別受信部Ｒ１〜Ｒｎにそれぞれ入力される。
【００３３】
個別受信部Ｒ１〜Ｒｎから出力され、前述のようにフーリエ変換部９を経てピーク抽出部１０に入力され、ピーク抽出部１０から出力されたビート信号のピーク周波数ｆｂｕ又はｆｂｄの複素データＸ１〜Ｘｎは、モードベクトル作成部５０の共分散行列算出器５１に入力される。共分散行列算出器５１では共分散行列が算出され、これが固有値・固有ベクトル算出器５２に入力される。固有値・固有ベクトル算出器５２では、共分散行列算出器５１から出力される共分散行列に基づいて固有値および固有ベクトルが算出される。固有値・固有ベクトル算出器５２で算出された固有値および固有ベクトルはモードベクトル記憶部７０を経て方位演算部１５に入力される。
【００３４】
方位演算部１５では、物標からの反射波を各アンテナで受信して得られた受信信号に基づいた固有値および固有ベクトル、ＦＦＴ処理で得られた周波数ピーク情報とモードベクトルから到来角を算出し、これを到来波の角度情報として距離・相対速度演算部３０に出力する。距離・相対速度演算部３０は、距離・相対速度情報及び角度情報を目標物情報として出力する。レーダ装置１００ではこのようにして得られた目標物情報から物標と自車との関係を検出して自車の走行制御を行う。
【００３５】
実測値のモードベクトルを作成する場合は、図６に示すように、例えば１本の送信アンテナ１と６本の受信アンテナＡ１〜Ａ６を備えたレーダ装置１００の前方に、仮想物標として、１個のコーナリフレクタＣＲを（レーダ装置１００から）所定角度の位置に所定距離Ｌだけ離して設置する。そして、送信アンテナ１からコーナリフレクタＣＲに向けて送信信号を送信し、その反射波を６本の受信アンテナＡ１〜Ａ６で受信して、前述の所定の角度におけるモードベクトルを所定の手順に沿って予め取得する。この後、レーダ装置１００に対するコーナリフレクタＣＲの角度のみを変更し、複数の角度におけるモードベクトルを実測する。このようにして取得したモードベクトルは実測値のモードベクトルとして、角度情報と共にレーダ装置１００に設けられているメモリ（図１のモードベクトル作成部５０に内蔵されている）に記憶しておく。
【００３６】
図７は実測値からのモードベクトルの作成手順の一例を説明するものである。この例では、まず、最初に図６に示したコーナリフレクタＣＲを、レーダ装置１００の前方方向（０（ｄｅｇ）、但し、図中では「ｄｅｇ」は「°」で表記）に対して−２１（ｄｅｇ）の適当な距離位置に置いて実測値のモードベクトルを算出している。そして、以後コーナリフレクタＣＲとレーダ装置１００との距離を等しく保ったまま、角度位置のみを、例えば、１（ｄｅｇ）ずつ移動して実測値のモードベクトルを算出する。この動作をレーダ装置１００の前方方向＋２１（ｄｅｇ）まで行っている。
【００３７】
ステップ５０１では、まず、レーダ装置１００からの角度θが−２１（ｄｅｇ）に設定される。続くステップ５０２では、レーダ装置１００から角度θで特定の距離Ｌに置いたコーナリフレクタＣＲ（図７にはＣ／Ｒと略記）の受信信号データを取得する。そして、ステップ５０３において、フーリエ変換部９でＦＦＴ処理により求めたＣ／Ｒの距離相当の周波数の受信信号ベクトル（Ｘ）を取り出し、ステップ５０４において受信信号から共分散行列（相関行列とも言う）Ｒｘｘ（＝ＸＸH）を計算する。但し、Ｘ＝［Ｘ１、‥Ｘｎ］tである。勿論、角度精度を向上させる為に、実測モードベクトルの次元とトレードオフになるが、Ｒｘｘに対して空間平均等の手法を適用してもよい。
【００３８】
次のステップ５０５では、共分散行列Ｒｘｘに対して固有値分解を行い、ステップ５０６では、求めた固有値の中から最も値の大きな固有値を検索する。そして、ステップ５０７では、検索して求めた固有値に対応する固有ベクトルを求め、ステップ５０８において、求めた固有ベクトルを角度θにおけるモードベクトルとしてメモリに記憶する。ステップ５０９は角度θが＋２１（ｄｅｇ）を越えたか否かを判定するものであり、θ＞２１（ｄｅｇ）の場合はこのルーチンを終了するが、θ≦２１（ｄｅｇ）の場合はステップ５１０に進む。ステップ５１０では角度θの値を、所望の角度、例えば１（ｄｅｇ）だけ増大させてステップ５０２に戻り、ステップ５０２〜ステップ５０９の動作を繰り返す。このようにして、−２１（ｄｅｇ）から＋２１（ｄｅｇ）までの実測値のモードベクトルが１（ｄｅｇ）間隔で算出されて角度情報と共にマップの形でメモリに記憶される。
【００３９】
なお、上述の実測値からのモードベクトルの作成手順では、測定毎に角度θの値を１（ｄｅｇ）だけ増大させているが、上記の如く、角度θの間隔は１（ｄｅｇ）に限定されるものではなく、より細かく測定しても良い。また、±２１（ｄｅｇ）はアンテナ間隔から決まる値に応じて変更して良い。本発明のレーダ装置１００では物標の角度推定時に理論値のモードベクトルに代えて、上述のようにして算出した実測値のモードベクトルを使用することにより、受信アンテナの特性の誤差の影響を低減することができる。これを図８を用いて説明する。
【００４０】
図８は、電子スキャンレーダ装置においてコーナリフレクタを、図６で説明したような定点においてコーナリフレクタの位置を推定する定点試験を行い、本発明に開示の手法で求めた実測値のモードベクトルを用いた場合と、理論値のモードベクトルを用いた場合の、双方における角度推定の精度を示すものである（この精度は真の角度と推定された角度との誤差で評価した）。図８の縦軸が推定値と実際の角度との誤差を示しており、横軸が電子スキャンレーダ装置の前方を０（ｄｅｇ）として、コーナリフレクタを設置した左右の角度を示している。菱形で示すドットが実測値のモードベクトルを使用した場合の推定誤差データであり、四角で示すドットが理論値のモードベクトルを使用した場合の推定誤差データである。
【００４１】
図８から、±２０（ｄｅｇ）の中での最大角度誤差は、理論値のモードベクトルを用いて角度推定を行った場合では０．３９５（ｄｅｇ）となり、実測値のモードベクトルを用いて角度推定を行った場合では０．０４９（ｄｅｇ）となることが分かる。この結果、±２０（ｄｅｇ）の中で、実測値のモードベクトルを用いて角度推定を行う事で、最大、０．３４６（ｄｅｇ）も改善されていることが分かる。
【００４２】
なお、この実施の形態では、図１に示すように、モードベクトル作成部５０にピーク抽出部１０からピークについての信号が供給されている。そこで、±２０（ｄｅｇ）の受信信号の到来方向θの中で、ピーク周辺に限定して処理を行うこともできる。つまり、物標の検出範囲全てについて反射波の到来方向θを高精度で推定する場合に比べて、その計算量を減少させることもできるので、レーダ視野角の特定の中でも特に角度推定精度の高さが重要な範囲だけに本発明の手法を適用する事で、効率的な検出を行わせるような装置構成にもできる。
【符号の説明】
【００４３】
１    送信アンテナ
３    アレーアンテナ
５    発振器
９    フーリエ変換部
１０    ピーク抽出部
２０    送受信制御部
３０    距離・相対速度演算部
５０    モードベクトル作成部
５１    共分散行列算出器
５２    固有値・固有ベクトル算出器
７０    モードベクトル記憶部
１００    レーダ装置
Ａ１〜Ａｎ    アンテナ
ＣＲ    コーナリフレクタ
Ｒ    受信部
ＲＷ、ＲＷ１〜ＲＷｎ    反射波
Ｓ    送信部
Ｗ    電波（送信波）
θ、θ１、θ２    電波の到来方向
λ    受信波の波長
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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