(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
星型結線された多相巻線を備える固定子、及び前記固定子と同軸に、半径方向に所定の空隙を介して配される回転子を有する発電電動機と、
ハイサイドスイッチ素子、該ハイサイドスイッチ素子に直列に接続されたローサイドスイッチ素子、並びに前記ハイサイドスイッチ素子及び前記ローサイドスイッチ素子のそれぞれに逆並列に接続された還流素子を１アーム当たりに有する多相インバータと、
前記多相巻線の中性点と前記多相インバータの直流負極間に接続された直流電源と、を備えるシステムに適用され、
前記ハイサイドスイッチ素子及び前記ローサイドスイッチ素子のそれぞれを矩形波導通で交互にオンする際に、前記ハイサイドスイッチ素子がオフの期間に、ＰＷＭスイッチング制御することにより前記ローサイドスイッチ素子をオンオフする発電電動機の制御装置において、
前記ＰＷＭスイッチング制御により前記ローサイドスイッチ素子がオンオフされる期間は、前記ハイサイドスイッチ素子がオフの期間において、前記矩形波導通により前記ローサイドスイッチ素子がオンに維持される期間に挟まれており、
前記ハイサイドスイッチ素子がオフになった電気角度を基点として、前記ローサイドスイッチ素子の前記ＰＷＭスイッチング制御を開始する電気角度をαと定義し、前記ハイサイドスイッチ素子がオフになった電気角度を基点として、前記ローサイドスイッチ素子の前記ＰＷＭスイッチング制御を終了する電気角度をβと定義すると、β−α≧１２０度、α＞０度、β＜１８０度であることを特徴とする発電電動機の制御装置。
【請求項２】
星型結線された多相巻線を備える固定子、及び前記固定子と同軸に、半径方向に所定の空隙を介して配される回転子を有する発電電動機と、
ハイサイドスイッチ素子、該ハイサイドスイッチ素子に直列に接続されたローサイドスイッチ素子、並びに前記ハイサイドスイッチ素子及び前記ローサイドスイッチ素子のそれぞれに逆並列に接続された還流素子を１アーム当たりに有する多相インバータと、
前記多相巻線の中性点と前記多相インバータの直流正極間に接続された直流電源と、を備えるシステムに適用され、
前記ハイサイドスイッチ素子及び前記ローサイドスイッチ素子のそれぞれを矩形波導通で交互にオンする際に、前記ローサイドスイッチ素子がオフの期間に、ＰＷＭスイッチング制御することにより前記ハイサイドスイッチ素子をオンオフする発電電動機の制御装置において、
前記ＰＷＭスイッチング制御により前記ハイサイドスイッチ素子がオンオフされる期間は、前記ローサイドスイッチ素子がオフの期間において、前記矩形波導通により前記ハイサイドスイッチ素子がオンに維持される期間に挟まれており、
前記ローサイドスイッチ素子がオフになった電気角度を基点として、前記ハイサイドスイッチ素子の前記ＰＷＭスイッチング制御を開始する電気角度をαと定義し、前記ローサイドスイッチ素子がオフになった電気角度を基点として、前記ハイサイドスイッチ素子の前記ＰＷＭスイッチング制御を終了する電気角度をβと定義すると、β−α≧１２０度、α＞０度、β＜１８０度であることを特徴とする発電電動機の制御装置。
【請求項３】
前記ハイサイドスイッチ素子及び前記ローサイドスイッチ素子のうち前記ＰＷＭスイッチング制御しないサイドの素子の導通期間は電気角度で１８０度以下であることを特徴とする請求項１又は２記載の発電電動機の制御装置。
【請求項４】
前記矩形波導通は、前記ハイサイドスイッチ素子及び前記ローサイドスイッチ素子のそれぞれを電気角度で１８０度ずつ交互にオンさせるものであることを特徴とする請求項３記載の発電電動機の制御装置。
【請求項５】
前記インバータの直流正極と直流負極との間を接続するコンデンサを備えることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の発電電動機の制御装置。
【請求項６】
前記直流電源の端子のうち前記インバータの直流端子につながっていない方の端子と、前記インバータの直流端子のうち前記直流電源とつながっていない方の端子との間を接続するコンデンサを備えることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の発電電動機の制御装置。
【請求項７】
前記ＰＷＭスイッチング制御のオンデューティ比を前記発電電動機の回転数の上昇とともに増加してゆくことを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項に記載の発電電動機の制御装置。
【請求項８】
前記発電電動機を発電モードと電動モードで使い分ける際に、前記電動モードにおいて前記ＰＷＭスイッチング制御を適用することを特徴とする請求項１乃至７のいずれか１項に記載の発電電動機の制御装置。
【請求項９】
前記発電電動機は内燃機関を前記電動モードで起動し、前記内燃機関起動後は少なくとも前記発電モードで運転されることを特徴とする請求項８記載の発電電動機の制御装置。
【請求項１０】
前記発電電動機は２輪車もしくは自動車のゼネレータ、若しくはスタータであることを特徴とする請求項９記載の発電電動機の制御装置。
【請求項１１】
前記インバータの各アームはＭＯＳＦＥＴで構成され、前記ハイサイドスイッチ素子及び前記ローサイドスイッチ素子のそれぞれはＭＯＳＦＥＴで構成され、前記還流素子は該ＭＯＳＦＥＴに寄生するダイオードで構成されることを特徴とする請求項１乃至１０のいずれか１項に記載の発電電動機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、発電と電動を切り替えて使用する装置の電動機、特に自動車用や自動２輪車の電装装置用途に関する。
【背景技術】
【０００２】
ブラシレスモータの簡易的な増速手段として下記特許文献１の如き回路構成の駆動方法が知られている。この例では、安定的な回転速度を広範囲に得るために正弦波ＰＷＭ制御のインバータを用意する必要があるが、高価な磁極位置センサを必要とし、また、全素子をスイッチングする必要があることからスイッチング損失が増加してシステム効率の低下や、インバータの冷却装置などが大型化したり、スイッチングノイズ対策も必要となり高価な装置には適用できるが、特に軽自動車や、自動２輪の電装品に適用するにはコスト的に向かない課題があった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００８−３０６９１４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上記課題に鑑み、磁極位置センサを簡素化し、スイッチング回数を減らしても良好な回転数特性を得られ、冷却簡素で、ノイズ対策も簡素な駆動方法を発明した。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
第１の発明によれば、
星型結線された多相巻線を備える固定子と、前記固定子と同軸に、半径方向に所定の空隙を介して配される回転子を備え、１アーム当たりにスイッチ素子と、還流素子を備える多相インバータを備え、前記星型多相巻線の中性点と前記多相インバータの直流負極間に直流電源を接続し、前記インバータのスイッチ素子を、いわゆる矩形波導通で駆動する際に、前記インバータのハイサイドスイッチがオフの期間に、該ハイサイドスイッチに直列に接続されたローサイドのスイッチをＰＷＭスイッチング制御するものにおいて、前記ハイサイドスイッチがオフになった時点を基点として、ローサイドスイッチのスイッチング開始時点をα、スイッチング終了時点をβと定義すると、β―α≧１２０度（電気角度）、α＞０度、β＜１８０度であることを特徴とする発電電動機の制御装置。
【０００６】
あるいは第２の発明の如く、前記星型多相巻線の中性点と前記多相インバータの直流正極間に直流電源を接続し、前記インバータのスイッチ素子を、いわゆる矩形波導通で駆動する際に、前記インバータのローサイドスイッチがオフの期間に、該ローサイドスイッチに直列に接続されたハイサイドのスイッチをＰＷＭスイッチング制御するものにおいて、前記ローサイドスイッチがオフになった時点を基点として、ハイサイドスイッチのスイッチング開始時点をα、スイッチング終了時点をβと定義すると、β―α≧１２０度（電気角度）、α＞０度、β＜１８０度とする。
【０００７】
このように構成することで、素子のスイッチング回数を減らすことができ、スイッチング損による効率低下、発熱増加、ノイズ電流増加を抑制することが可能となる。
【０００８】
更に正弦波ＰＷＭ制御のような高度な演算を不要とできるので、ＣＰＵも低グレードのもので済む。
【０００９】
第３の発明によれば、前記スイッチ素子のＰＷＭ制御しないサイドの素子の導通期間は電気角度で１８０度以下とする。このようにすれば、緻密な磁極位置を検出する必要がなく位置検出器を簡素化、若しくは廃止することが可能であり、一層経済的である。
【００１０】
第４の発明によれば、前記ＰＷＭ制御のオンデューティ比を前記発電電動機の回転数の上昇とともに増加してゆくようにする。このようにすれば回転数が変化しても良好な昇圧機能を呈することができる。
【００１１】
第５の発明によれば、前記発電電動機を発電モードと電動モードで使い分ける際に、電動モードにおいて前記ＰＷＭ制御を適用する。このようにすれば発電時には不必要な損失を排除することができるとともに、好適には図９のごとく設定することで電動⇔発電の切り替え時にショックを軽減することができる。
【００１２】
第６の発明によれば、前記発電電動機は内燃機関を電動モードで起動し、内燃機関起動後は少なくとも発電モードで運転される。このようにすれば内燃機関の始動装置と発電装置を兼用化でき、一層経済的である。
【００１３】
第７の発明によれば、前記直流電源の端子のうちインバータの直流端子につながっていない方の端子と、前記インバータの直流端子のうち直流電源とつながっていない方の端子間にコンデンサを接続する。このようにすることでコンデンサの両端電圧変化幅が小さくなりコンデンサ容量を小型化でき一層経済的である。
【００１４】
第８の発明によれば、前記インバータの各アームはＭＯＳＦＥＴで構成され、前記スイッチ素子はＭＯＳＦＥＴ、前記還流素子は該ＭＯＳＦＥＴに寄生するダイオードで構成する。このようにすれば汎用で大量に生産されているデバイスを利用でき一層経済的で実装性や制御性にも優れる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の第１実施例の構成図
【図２】第１実施例のスイッチ素子の制御パターン図
【図３】第１実施例の作用を説明する図
【図４】第２実施例の構成図
【図５】第２実施例のスイッチ素子の制御パターン図
【図６】第１、第２実施例の効果を説明する図
【図７】第１実施例の変形態様を示す構成図
【図８】第２実施例の変形態様を示す構成図
【図９】別の実施例
【図１０】本発明の効果を説明する図
【図１１】本発明の効果を説明する図
【図１２】本発明を適用したシステムの一例を示す構成図
【発明を実施するための形態】
【００１６】
＜第1実施例＞
図１に発明の実施例を示す。１は発電電動機で固定子１１と回転子１２で構成される。回転子１２は永久磁石式でも良いし、巻線界磁式でも良いし、かご型誘導子でも良いし、コイルも磁石もない磁気突極型のリラクタンス構造でも構わない。
【００１７】
固定子１１には星型結線された３相巻線が施され、該３相コイルは中性点１３で結線されている。各コイルの他端はインバータ２に接続されている。
【００１８】
インバータ２はスイッチ素子２１と還流素子２２で１アームが構成され、同じ構成が互いに直列に接続され、それが３組並列に並んでいる。
【００１９】
ここでスイッチ素子２１と還流素子２２をＭＯＳＦＥＴとＭＯＳＦＥＴに寄生する寄生ダイオードで構成すると、汎用に大量生産されているデバイスを利用できるがこれに限るものではない。スイッチ素子２１をＩＧＢＴやバイポーラトランジスタで構成し、フライホイルダイオードを還流素子２２としても同じ機能を得ることは言うまでもない。
【００２０】
各スイッチ素子２１はハイサイド側を３つ接続され直流の正極端子２３に接続される。ローサイド側は３つ同様に接続され直流の負極端子２４に接続される。インバータ２の正負端子間にはコンデンサ２５が接続される。コンデンサ２５は電解コンデンサでもフィルムコンデンサでも電気２重層キャパシタでも利用可能である。
【００２１】
前記スイッチ素子２１は制御装置２６により各導通パターン信号２７を生成し図示しない伝送線により伝送され駆動される。
【００２２】
直流電源３は正極が前記星型結線の中性点１３に接続され、負極が前記インバータ２の直流負極端子２４に接続される。直流電源３は鉛蓄電池でもリチウムイオン電池でもニッケル水素電池でもよく２次電池であれば種類を問わない。
【００２３】
次に、当該実施例での各素子の導通パターンにつき図２にて説明する。
【００２４】
基本の導通パターンは、いわゆる３相の１８０度矩形波パターンであり、ハイサイドとローサイドが排他的に１８０度ずつオン／オフを繰り返す。各相は電気角度で１２０度ずつずれて制御される。この時、ハイサイド素子がオフの期間、図２の＊印の１８０度期間に、ローサイドの素子をＰＷＭスイッチング制御する。ハイサイド素子がオフになった時点を基点としαをローサイドのスイッチング開始時期、βをローサイドのスイッチングの終了時期とすると、β−αを電気角度で１２０度以上に設定する。但しα＞０、β＜１８０度を維持する。例えばβ＝１５０度、α＝３０度とするとβ−α＝１２０度とできる。
【００２５】
次に、該スイッチング期間の作用につき図３にて説明する。なお、スイッチがオンしている時点で有効な素子はトランジスタを、スイッチがオフしている時点で有効な素子はダイオードを図示している。
【００２６】
Ｖ相のハイサイドがオフでローサイドがオンの時には、図３（ａ）に示す如く、直流電源が巻線を介して短絡されるので、大電流が流れて巻線に磁気エネルギーが蓄積される。次の瞬間にローサイドがオフされると、前記蓄積された磁気エネルギーがＶ相のハイサイド還流ダイオードを通じてコンデンサ２５に充電される。一連の動作でコンデンサ２５の両端電圧は前記直流電圧の略２倍に昇圧されていることになる。この動作をβ−αの期間継続してコンデンサ２５への充電を行う。結果として図６に示すようにコンデンサ２５両端電圧が連続的に電源電圧の２倍程度に維持されている。
【００２７】
一方、残りの相ではハイサイドのトランジスタがオンしており、図３の（ｃ）（ｄ）の如くｕ相、ｗ相から電流が供給され電動トルクとしてエネルギー変換される。
【００２８】
この一連の動作を回転子１２の位置に応じてＶ相⇒Ｗ相⇒Ｕ相と１２０度毎に切り替えながら実行してゆく。
【００２９】
この制御により電源昇圧機能とトルク発生機能がほぼ同時に実現でき、専用の昇圧コンバータを不要とできるとともに、ハイサイド側のスイッチングを停止するためスイッチング損失に伴う温度上昇や効率低下、ノイズ電流増加を抑制することができる。図１１にはスイッチング損失が従来制御に対し約１／３に低減していることを示している。
【００３０】
また、基本が１８０度矩形波通電であるため緻密な磁極位置を検出する必要がなく簡素な位置検出器、若しくは公知のセンサレス制御が適用可能であり、一層簡素化に貢献できる。
【００３１】
尚、基本となる矩形波導通は１８０度に限るものではなく、１２０度以上１８０度以下であれば導通期間は任意である。
＜第２実施例＞
この例では前記直流電源３の正極を前記インバータ２の直流正極端子２３に接続し、前記直流電源３の負極を前記星型結線の中性点１３に接続した例である。
【００３２】
制御パターンは図５に示すように、ローサイドスイッチがオフの期間にハイサイドスイッチをＰＷＭ制御する。同じくローサイドスイッチのオフ時点を起点にしてα、βを定義しβ−α≧１２０度、α＞０、β＜１８０度となるよう設定する。
【００３３】
動作は図３（ａ）−（ｄ）に類似でローサイドの還流ダイオードを介してコンデンサ２５を充電することになる。
【００３４】
この制御により従来の昇圧しない制御に対し、専用コンバータ不要でも図１０に示すように駆動回転数を略２倍に引き上げることができる。
＜変形態様＞
図７では前記コンデンサ２５を前記中性点１３と前記インバータ２の直流正極端子２３間に接続する。このようにすることでコンデンサ２５の両端電圧変化幅が小さくなり、コンデンサ２５容量を小さくすることが可能である。制御パターンは図２のパターンを適用すればよい。
【００３５】
同様に図８では直流電源３とコンデンサ２５の位置を入れ替えても同じ効果が得られる。この場合の制御パターンは図５のパターンを適用する。
【００３６】
また、前記ＰＷＭのオンデューティ比を図９のように回転数とともに上昇させてゆき、所定回転数以上で発電モードに移行しデューティ比を１００％になるようにすれば、電動⇔発電の運転切り替え時のショックを軽減することができる。尚、０回転時のデューティ比は任意に設定可能であるし、回転上昇とともに増加するデューティ比の増加率も一定である必要はない。適宜必要に応じて設定すればよい。
【００３７】
更には、図１２に示すように本制御を適用した発電電動機１を自動車や自動２輪車の内燃機関４に搭載して該内燃機関４の起動時に本発明の昇圧電動駆動を適用すると電動機１の回転数を高めることができ、内燃機関４の始動に掛かる時間を大きく短縮できるので、アイドリングストップ後の再始動時に運転者の不安感を払拭することができる。
【符号の説明】
【００３８】
１・・発電電動機、  １１・・固定子、  １２・・回転子、  １３・・中性点
２・・インバータ、  ２１・・スイッチ素子、  ２２・・還流素子、  ２３・・インバータの正極端子、  ２４・・インバータの負極端子、  ２５・・コンデンサ、  ２６・・制御装置、３・・直流電源、  ４・・内燃機関
【図１】
0005834768.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
0005834768.tif 000006
【図６】
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【図７】
0005834768.tif 000008
【図８】
0005834768.tif 000009
【図９】
0005834768.tif 000010
【図１０】
0005834768.tif 000011
【図１１】
0005834768.tif 000012
【図１２】
0005834768.tif 000013