(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の単相ブリッジインバータと、
第２の単相ブリッジインバータと、
前記第１の単相ブリッジインバータの交流側と前記第２の単相ブリッジインバータの交流側とを接続する変圧器と、
前記第１の単相ブリッジインバータの直流側に入力された第１の直流電圧を、前記第２の単相ブリッジインバータの直流側から出力される第２の直流電圧に変換するために前記第１および第２の単相ブリッジインバータのスイッチングを制御する制御回路とを備え、
前記制御回路は、前記第１の単相ブリッジインバータの交流側に電圧が発生する第１の期間の中心と、前記第２の単相ブリッジインバータの交流側に電圧が発生する第２の期間の中心とが一致するように、前記第１および第２の単相ブリッジインバータのスイッチングを制御し、
前記第１の単相ブリッジインバータは、
直列接続された第１および第２のスイッチング素子と、
前記第１および第２のスイッチング素子とは並列に設けられ、直列接続された第３および第４のスイッチング素子とを含み、
前記第２の単相ブリッジインバータは、
直列接続された第５および第６のスイッチング素子と、
前記第５および第６のスイッチング素子とは並列に設けられ、直列接続された第７および第８のスイッチング素子とを含み、
前記制御回路は、第１の制御信号、第２の制御信号、第３の制御信号、第４の制御信号、第５の制御信号、第６の制御信号、第７の制御信号、および第８の制御信号を出力し、
前記第１の制御信号がオンのときに前記第１のスイッチング素子がオンとなり、前記第１の制御信号がオフのときに前記第１のスイッチング素子がオフとなり、前記第２の制御信号がオンのときに前記第２のスイッチング素子がオンとなり、前記第２の制御信号がオフのときに前記第２のスイッチング素子がオフとなり、前記第３の制御信号がオンのときに前記第３のスイッチング素子がオンとなり、前記第３の制御信号がオフのときに前記第３のスイッチング素子がオフとなり、前記第４の制御信号がオンのときに前記第４のスイッチング素子がオンとなり、前記第４の制御信号がオフのときに前記第４のスイッチング素子がオフとなり、前記第５の制御信号がオンのときに前記第５のスイッチング素子がオンとなり、前記第５の制御信号がオフのときに前記第５のスイッチング素子がオフとなり、前記第６の制御信号がオンのときに前記第６のスイッチング素子がオンとなり、前記第６の制御信号がオフのときに前記第６のスイッチング素子がオフとなり、前記第７の制御信号がオンのときに前記第７のスイッチング素子がオンとなり、前記第７の制御信号がオフのときに前記第７のスイッチング素子がオフとなり、前記第８の制御信号がオンのときに前記第８のスイッチング素子がオンとなり、前記第８の制御信号がオフのときに前記第８のスイッチング素子がオフとなり、
前記第１の制御信号は、周期Ｔの開始時点から（９０−θ／２）°遅れてオンし、周期Ｔの中点から（９０−θ／２）°遅れてオフし、前記第２の制御信号は、周期Ｔの開始時点から（９０＋θ／２）°遅れてオンし、周期Ｔの中点から（９０＋θ／２）°遅れてオフし、前記第３の制御信号は、周期Ｔの開始時点から（９０−θ／２）°遅れてオフし、周期Ｔの中点から（９０−θ／２）°遅れてオンし、前記第４の制御信号は、周期Ｔの開始時点から（９０＋θ／２）°遅れてオフし、周期Ｔの中点から（９０＋θ／２）°遅れてオンし、
前記第５の制御信号は、周期Ｔの開始時点から周期Ｔの中点までの間オンし、周期Ｔの残り半分の期間はオフし、前記第６の制御信号は、周期Ｔの開始時点から周期Ｔの中点までの間オフし、周期Ｔの残り半分の期間はオンし、前記第７の制御信号は、周期Ｔの開始時点から周期Ｔの中点までの間オフし、周期Ｔの残り半分の期間はオンし、前記第８の制御信号は、周期Ｔの開始時点から周期Ｔの中点までの間オンし、周期Ｔの残り半分の期間はオフする、
ただし、θは０°〜１８０°までの間の任意の値を取りうる変数である、ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記制御回路は、前記第２の直流電圧の目標値に応じてθを決定する、請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記制御回路は、前記第２の直流電圧の目標値が大きいほど、θを大きくする、請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記制御回路は、前記第１〜第４のスイッチング素子の各々がオンおよびオフするタイミングに関する情報を予め記憶しておいて、前記第１〜第４のスイッチング素子がオフするタイミングを予め記憶されたタイミングよりも所定量早める一方で、前記第１〜第４のスイッチング素子がオンするタイミングを予め記憶されたタイミングよりも前記所定量の２倍の時間遅らせて、前記第１〜第４のスイッチング素子のうちの任意のスイッチング素子がオフしてから次にオンすべきスイッチング素子がオンするまでの間の期間をデッドタイムとして設定する、請求項１〜３のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、
前記第２の単相ブリッジインバータの直流側に接続されるリアクトルをさらに備え、
前記制御回路は、前記第５〜第８のスイッチング素子のうちの任意のスイッチング素子がオフするタイミングを、前記任意のスイッチング素子の次にオンすべきスイッチング素子がオンするタイミングよりも遅らせてオン期間の一部同士を重なり合わせる、請求項１〜４のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はＤＣ−ＤＣコンバータに関し、特に、２つの単相フルブリッジ型インバータ回路と、それらを接続するトランスとによって構成されたＤＣ−ＤＣコンバータの制御に関する。
【背景技術】
【０００２】
２つの単相フルブリッジ型インバータ回路と、それらを接続するトランスとによって構成された双方向ＤＣ−ＤＣコンバータがこれまでに知られている（たとえば特許文献１を参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】米国特許第５０２７２６４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上記のＤＣ−ＤＣコンバータでは、出力の極性を維持しつつ、その出力を正弦波状に変化させた時に、出力周波数を高くしても応答性や安定性を確保することが求められる。
【０００５】
出力周波数を高くした場合に考慮すべき事項は、ＤＣ−ＤＣコンバータの応答性の低下である。応答性の低下を改善するための１つの方法として、直流電力の出力側に設けられたコンデンサの容量を小さくすることが考えられる。しかし、このコンデンサは出力電圧を平滑化するために設けられている。したがって当該コンデンサの容量を小さくすると、たとえば出力電圧のリプルが大きくなるといった問題が生じる可能性がある。
【０００６】
本発明の目的は、所望の電圧を出力することができるとともに、出力周波数を高くした場合にも良好な追従性を得ることができるＤＣ−ＤＣコンバータを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明のある局面に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、第１の単相ブリッジインバータと、第２の単相ブリッジインバータと、第１の単相ブリッジインバータの交流側と第２の単相ブリッジインバータの交流側とを接続する変圧器と、第１の単相ブリッジインバータの直流側に入力された第１の直流電圧を、第２の単相ブリッジインバータの直流側から出力される第２の直流電圧に変換するために第１および第２の単相ブリッジインバータのスイッチングを制御する制御回路とを備える。制御回路は、第１の単相ブリッジインバータの交流側に電圧が発生する第１の期間の中心と、第２の単相ブリッジインバータの交流側に電圧が発生する第２の期間の中心とが一致するように、第１および第２の単相ブリッジインバータのスイッチングを制御する。
【０００８】
上記構成によれば、出力周波数を高くした場合の応答性を高めることができる。さらに、出力電圧（たとえば第２の直流電圧）のリプルを低減することが可能となる。さらに、出力電圧のアンダーシュートおよびオーバーシュートも発生しにくくすることができる。この結果、所望の出力電圧を安定的に出力することができる。
【０００９】
好ましくは、制御回路は、第２の期間の中心を第１の期間の中心にして、第２の直流電圧の目標値に応じて第１の期間を伸縮させる。
【００１０】
上記構成によれば、第１の期間の中心と第２の期間の中心とを一致させたまま第１の期間の長さを変えることができる。これによって、第１の期間の長さを変えることで出力電圧（たとえば第２の直流電圧）を変化させることができる。したがって所望の出力電圧を安定的に出力することができる。
【００１１】
好ましくは、第１の単相ブリッジインバータは、直列接続された第１および第２のスイッチング素子と、第１および第２のスイッチング素子とは並列に設けられ、直列接続された第３および第４のスイッチング素子とを含む。第２の単相ブリッジインバータは、直列接続された第５および第６のスイッチング素子と、第５および第６のスイッチング素子とは並列に設けられ、直列接続された第７および第８のスイッチング素子とを含む。第１の期間は、第１および第４のスイッチング素子がともにオンする期間または第２および第３のスイッチング素子がともにオンする期間である。第２の期間は、第５および第８のスイッチング素子がともにオンする期間または第６および第７のスイッチング素子がともにオンする期間である。
【００１２】
上記構成によれば、第１の単相ブリッジインバータの交流側および第２の単相ブリッジインバータの交流側に電圧を発生させることができる。したがって第１の単相ブリッジインバータの交流側に電圧が発生する第１の期間の中心と、第２の単相ブリッジインバータの交流側に電圧が発生する第２の期間の中心とを一致させることができる。
【００１３】
好ましくは、制御回路は、第１〜第４のスイッチング素子の各々がオンおよびオフするタイミングに関する情報を予め記憶しておいて、第１〜第４のスイッチング素子がオフするタイミングを予め記憶されたタイミングよりも所定量早める一方で、第１〜第４のスイッチング素子がオンするタイミングを予め記憶されたタイミングよりも所定量の２倍の時間遅らせて、第１〜第４のスイッチング素子のうちの任意のスイッチング素子がオフしてから次にオンすべきスイッチング素子がオンするまでの間の期間をデッドタイムとして設定する。
【００１４】
上記構成によれば、第１の期間の中心と第２の期間の中心とがずれることなくデッドタイムを設定できる。これにより第１の単相ブリッジインバータに過電流が流れることを防止できる。
【００１５】
好ましくは、ＤＣ−ＤＣコンバータは、第２の単相ブリッジインバータの直流側に接続されるリアクトルをさらに備える。制御回路は、第５〜第８のスイッチング素子のうちの任意のスイッチング素子がオフするタイミングを、任意のスイッチング素子の次にオンすべきスイッチング素子がオンするタイミングよりも遅らせてオン期間の一部同士を重なり合わせる。
【００１６】
上記構成によれば、第２の単相ブリッジインバータを構成するスイッチング素子が同時にオンする期間が設けられるので、第２の直流電圧が変動する（たとえば低下する）可能性を小さくすることができる。これにより所望の電圧を安定的に出力することができる。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、所望の電圧を出力することができるとともに、出力周波数を高くした場合にも良好な追従性を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの主回路の構成図である。
【図２】図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータの電圧波形を例示した図である。
【図３】実施の形態１に係るスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４の制御を説明するための制御信号の波形図である。
【図４】図３に示したスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４の制御の比較例を示した図である。
【図５】スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４のオン時にデッドタイムを設定した例を示す図である。
【図６】実施の形態２に係るスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４の制御を説明するための制御信号の波形図である。
【図７】実施の形態３に係るスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４の制御を説明するための制御信号の波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下において、本発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。
【００２０】
［全体構成］
図１は、本発明の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの主回路の構成図である。図１を参照して、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータであり、単相ブリッジインバータ１，２と、それら単相ブリッジインバータ１，２の間を絶縁するトランス３とを備える。トランス３は、単相ブリッジインバータ１の交流端子間にリアクトル４を介して接続される巻線３１と、単相ブリッジインバータ２の交流端子間に接続される巻線３２とを備える。なお、リアクトル４はトランス３の漏れインダクタンスを利用して実現されてもよい。ＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、さらに、単相ブリッジインバータ２の直流側に設けられたリアクトル５および平滑コンデンサ６を備える。
【００２１】
単相ブリッジインバータ１，２は互いに同じ構成を有する。以下、単相ブリッジインバータ１，２の構成について詳細に説明する。
【００２２】
単相ブリッジインバータ１は、直列に接続されたスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２とにより構成される第１のスイッチングアームと、直列に接続されたスイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４により構成される第２のスイッチングアームとを有する。第２のスイッチングアームは、第１のスイッチングアームと並列に設けられる。ダイオードＤ１１〜Ｄ１４は、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４にそれぞれ逆並列に接続される。
【００２３】
単相ブリッジインバータ２は、直列に接続されたスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２により構成される第３のスイッチングアームと、直列に接続されたスイッチング素子Ｑ２３，Ｑ２４により構成される第４のスイッチングアームとを有する。第４のスイッチングアームは、第３のスイッチングアームと並列に設けられる。ダイオードＤ２１〜Ｄ２４は、スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４にそれぞれ逆並列に接続される。
【００２４】
スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４は、制御回路１０からの制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４にそれぞれ応じてオンおよびオフする。スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４は、制御回路１０からの制御信号Ｓ２１〜Ｓ２４にそれぞれ応じてオンおよびオフする。スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４には、たとえば公知の半導体スイッチング素子を利用することができる。たとえば制御回路１０は、単相ブリッジインバータ１の直流電圧Ｅ１の測定値、単相ブリッジインバータ２の直流電圧Ｅ２の測定値および出力電圧の電圧指令値を受けて、これらの値に基づいて制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４を発生させる。
【００２５】
たとえば直流電圧Ｅ１，Ｅ２の各々は、図示しないセンサによって測定される。また、入力電圧が直流電圧Ｅ１であり出力電圧が直流電圧Ｅ２である場合には、電圧指令値として、直流電圧Ｅ２の目標値が制御回路１０に与えられる。逆に入力電圧が直流電圧Ｅ２であり出力電圧が直流電圧Ｅ１である場合には、電圧指令値として、直流電圧Ｅ１の目標値が制御回路１０に与えられる。なお、以下の説明では、便宜上、単相ブリッジインバータ１に直流電圧Ｅ１が入力されて、単相ブリッジインバータ２から直流電圧Ｅ２が出力されるものとする。
【００２６】
また、直流電圧Ｅ２の最大値は、トランス３の巻線比等に依存するものであるが、以下では説明を簡単にするために直流電圧Ｅ１に等しいものとする。
【００２７】
以下、制御回路１０によるＤＣ−ＤＣコンバータ１００の制御の具体的な実施形態を説明する。
【００２８】
［実施の形態１］
図２は、図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータの電圧波形を例示した図である。図１および図２を参照して、電圧Ｖ１は、単相ブリッジインバータ１の交流端子間電圧（すなわちトランス３の巻線３１の電圧）であり、電圧Ｖ２は、単相ブリッジインバータ２の交流端子間電圧（すなわちトランス３の巻線３２の電圧）である。
【００２９】
直流電圧Ｅ２を所望の電圧に変化させるため、この実施の形態では、以下のように電圧Ｖ１，Ｖ２の期間が制御される。
【００３０】
まず、電圧Ｖ２を＋Ｅ２と−Ｅ２との間で交互に変化させる。単相ブリッジインバータ２のスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２４がともにオンされることで電圧Ｖ２が＋Ｅ２となる。一方、単相ブリッジインバータ２のスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２３がともにオンされることで電圧Ｖ２が−Ｅ２となる。ここで電圧Ｖ２が＋Ｅ２である期間と電圧Ｖ２が−Ｅ２である期間とを互いに等しくする。すなわち図２に示すように、電圧Ｖ２の周期をＴとすると、電圧Ｖ２が＋Ｅ２である期間と電圧Ｖ２が−Ｅ２である期間とは、ともにＴ／２である。
【００３１】
次に、電圧Ｖ２が＋Ｅ２である期間の一部において電圧Ｖ１が＋Ｅ１となり、電圧Ｖ２が−Ｅ２である期間の一部において電圧Ｖ１が−Ｅ１となるように、単相ブリッジインバータ１のスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４が制御される。具体的には、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４がともにオンされることで電圧Ｖ１が＋Ｅ１となる。一方、スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３がともにオンされることで電圧Ｖ１が−Ｅ１となる。Ｔｏｎは、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４のオン期間およびスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３のオン期間を示す。
【００３２】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１００から出力されるべき直流電圧Ｅ２に応じて、Ｔｏｎの幅が決定される。電圧Ｖ２が＋Ｅ２である期間では、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４がともにオンしている期間Ｔｏｎの中心が、電圧Ｖ２が＋Ｅ２である期間の中心と一致するように、Ｔｏｎの開始時点および終了時点が決定される。同じく電圧Ｖ２が−Ｅ２である期間では、スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３がともにオンしている期間Ｔｏｎの中心が、電圧Ｖ２が−Ｅ２である期間の中心と一致するように、Ｔｏｎの開始時点および終了時点が決定される。
【００３３】
図３は、実施の形態１に係るスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４の制御を説明するための制御信号の波形図である。図３を参照して、各制御信号の「オン」状態および「オフ」状態において、対応のスイッチング素子がそれぞれオンおよびオフする。
【００３４】
θは０°〜１８０°までの間の任意の値を取りうる変数であり、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００から出力すべき直流電圧Ｅ２の値に応じて決定される。なお、変数θを大きくするほど直流電圧Ｅ２が大きくなる。
【００３５】
制御信号Ｓ１１は、周期Ｔの開始時点から（９０−θ／２）°遅れてオンし、周期Ｔの中点（＝Ｔ／２の時点）から（９０−θ／２）°遅れてオフする。
【００３６】
制御信号Ｓ１２は、周期Ｔの開始時点から（９０＋θ／２）°遅れてオンし、周期Ｔの中点から（９０＋θ／２）°遅れてオフする。
【００３７】
制御信号Ｓ１３は、制御信号Ｓ１１と「オン」および「オフ」の関係が逆になる。すなわち制御信号Ｓ１３は、周期Ｔの開始時点から（９０−θ／２）°遅れてオフし、周期Ｔの中点から（９０−θ／２）°遅れてオンする。
【００３８】
制御信号Ｓ１４は、制御信号Ｓ１２と「オン」および「オフ」の関係が逆になる。すなわち制御信号Ｓ１４は、周期Ｔの開始時点から（９０＋θ／２）°遅れてオフし、周期Ｔの中点から（９０＋θ／２）°遅れてオンする。
【００３９】
周期Ｔの開始時点を基準とすると、位相が（９０−θ／２）°から（９０＋θ／２）°までθだけ変化する間、制御信号Ｓ１１，Ｓ１４の両方がオンする。同じく周期Ｔの中点を基準とすると、位相が（９０−θ／２）°から（９０＋θ／２）°までθだけ変化する間、制御信号Ｓ１２，Ｓ１３の両方がオンする。
【００４０】
一方、制御信号Ｓ２１は、周期Ｔの開始時点から周期Ｔの中点（＝Ｔ／２の時点）までの間オンし、周期Ｔの残り半分の期間はオフする。
【００４１】
制御信号Ｓ２２は、周期Ｔの開始時点から周期Ｔの中点までの間オフし、周期Ｔの残り半分の期間はオンする。
【００４２】
制御信号Ｓ２３は、制御信号Ｓ２１と「オン」および「オフ」の関係が逆になる。すなわち制御信号Ｓ２３は、周期Ｔの開始時点から周期Ｔの中点までの間オフし、周期Ｔの残り半分の期間はオンする。
【００４３】
制御信号Ｓ２４は、制御信号Ｓ２２と「オン」および「オフ」の関係が逆になる。すなわち制御信号Ｓ２４は、周期Ｔの開始時点から周期Ｔの中点までの間オンし、周期Ｔの残り半分の期間はオフする。
【００４４】
周期Ｔの開始時点から周期Ｔの中点までの間は、制御信号Ｓ２１，Ｓ２４の両方がオンする。一方、周期Ｔの残り半分の期間は、制御信号Ｓ２２，Ｓ２３の両方がオンする。
【００４５】
上記のように制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４が変化することによって、電圧Ｖ１，Ｖ２は、図２および図３に示されるように変化する。なお電圧Ｖ１，Ｖ２の変化は図２、図３とで同じである。
【００４６】
ここで、図３から分かるように、Ｖ１＝＋Ｅ１となる期間の中心の位相は、（９０−θ／２）°＋θ／２＝９０°である。Ｖ２＝＋Ｅ２となる期間の中心の位相は、｛（９０−θ／２）＋θ＋（９０−θ／２）｝／２＝９０°となる。したがって、Ｖ１＝＋Ｅ１となる期間の中心の位相とＶ２＝＋Ｅ２となる期間の中心の位相とが互いに等しい。
【００４７】
同様に周期Ｔの中点を基準とすると、Ｖ１＝−Ｅ１となる期間の中心の位相およびＶ２＝−Ｅ２となる期間の中心の位相は、ともに９０°となる。すなわち電圧Ｖ１が出力される期間の中心の位相と、電圧Ｖ２が出力される期間の中心の位相とは一致する。言い換えると、電圧Ｖ２が出力される期間の中心を電圧Ｖ１が出力される期間の中心として、直流電圧Ｅ２の目標値に応じて電圧Ｖ１が出力される期間が伸縮する。
【００４８】
図４は、図３に示したスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４の制御の比較例を示した図である。図４を参照して、制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４のオン期間およびオフ期間は周期Ｔの１／２で固定される。一方、制御信号Ｓ２１〜Ｓ２４のオン期間が変数θによって変化する。この場合の変数θはたとえば０°〜９０°の間の任意の値となる。
【００４９】
この場合には、Ｖ１＝＋Ｅ１となる期間の中心の位相は９０°であるのに対してＶ２＝＋Ｅ２となる期間の中心の位相は０°となる。同じく周期Ｔの中点を位相の基準とすると、Ｖ１＝−Ｅ１となる期間の中心の位相は９０°であるのに対して、Ｖ２＝−Ｅ２となる期間の中心の位相は０°となる。したがって、電圧Ｖ１が出力される期間の中心の位相と電圧Ｖ２が出力される期間の中心の位相とが異なっている。
【００５０】
図４に示した制御の場合には、電流がリアクトル５を介して平滑コンデンサ６に流れて電圧に変換されるようにＤＣ−ＤＣコンバータ１００が動作する。このため、周期Ｔを短くする、すなわち単相ブリッジインバータ１，２の出力周波数を高くした場合には、応答が遅くなるといった問題が発生する。応答性を高めるために平滑コンデンサ６の容量を小さくした場合には直流電圧Ｅ２（出力電圧）のリプルが大きくなるといった問題が起こりやすくなる。
【００５１】
これに対して実施の形態１では、制御回路１０は、電圧Ｖ１が出力される期間の中心の位相と、電圧Ｖ２が出力される期間の中心の位相とが互いに等しくなるようにスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４を制御する。これによって電流を平滑コンデンサ６によって電圧に変換せずに電圧を直接出力することができるので、応答性を高めることができる。さらに、平滑コンデンサ６の容量を小さくしなくても高い応答性が得られるので、出力電圧のリプルを低減することが可能となる。さらに、出力電圧のアンダーシュートおよびオーバーシュートも発生しにくくすることができる。この結果、変数θの調整によって、所望の出力電圧を安定的に出力することができる。
【００５２】
したがって実施の形態１によれば所望の電圧を出力することができるとともに、出力周波数を高くした場合にも良好な追従性を得ることができる。
【００５３】
［実施の形態２］
図３に示されるように、実施の形態１では、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４のオンからオフへの切替わりとスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３のオフからオンへの切り替わりとが同時に行なわれる。また、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４のオフからオンへの切替わりとスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３のオンからオフへの切替わりも同時に行なわれる。したがってスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２が同時にオンする場合、あるいはスイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４が同時にオンする場合が考えられる。このような場合には、単相ブリッジインバータ１に過電流が流れる可能性がある。
【００５４】
実施の形態２では、直列に接続された２つのスイッチング素子が同時にオフする期間（いわゆるデッドタイムと呼ばれる）が生じるようにスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４が制御される。これによって単相ブリッジインバータ１に過電流が流れることを防止できる。
【００５５】
ただしデッドタイムの設定には十分な考慮が必要である。図５は、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４のオン時にデッドタイムを設定した例を示す図である。
【００５６】
図５を参照して、実施の形態１（図３を参照）に対して制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４の各々の立上がりをＤＴだけ遅らせたとする。この場合、制御信号Ｓ１１，Ｓ１３の両方がオフになる期間はＤＴであり、制御信号Ｓ１２，Ｓ１４の両方がオフになる期間もＤＴである。すなわちデッドタイムの長さはＤＴとなる。
【００５７】
しかしながらこの場合には、電圧Ｖ１が出力される期間の中心が、デッドタイムを設けていない場合における中心からＤＴ／２遅れた時刻となる。一方、電圧Ｖ２が出力される期間の中心は変化しない。したがって、電圧Ｖ１が出力される期間の中心と電圧Ｖ２が出力される期間の中心とがずれることになる。
【００５８】
実施の形態２では、電圧Ｖ１が出力される期間の中心と電圧Ｖ２が出力される期間の中心とがずれることを防ぎながら、単相ブリッジインバータ１のスイッチング制御にデッドタイムを設定することができる。
【００５９】
図６は、実施の形態２に係るスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４の制御を説明するための制御信号の波形図である。図６を参照して、実施の形態２では、制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４の位相を、実施の形態１での制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４の位相に対して予めデッドタイムＤＴの半分に相当する量だけ進め、さらに実施の形態１での制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４の位相に対して制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４の立上がりをデッドタイムＤＴだけ遅らせる。
【００６０】
たとえば、図１に示した制御回路１０は、電圧Ｖ２が出力される期間の中心を基準として、以下のように制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４のオンおよびオフを制御する。なお、以下の説明では、「基準」とは電圧Ｖ２が出力される期間の中心を意味する。
【００６１】
制御信号Ｓ１３は（基準−Ａ）の時点においてオフし、制御信号Ｓ１１は（基準−Ａ＋ＤＴ）の時点においてオンする。したがって制御信号Ｓ１３がオフしてから制御信号Ｓ１１がオンするまでのデッドタイムの長さはＤＴとなる。
【００６２】
制御信号Ｓ１４は（基準＋Ａ−ＤＴ）の時点においてオフし、制御信号Ｓ１２は（基準＋Ａ）時にオンする。したがって制御信号Ｓ１４がオフしてから制御信号Ｓ１２がオンするまでのデッドタイムの長さはＤＴとなる。
【００６３】
電圧Ｖ１＝＋Ｅ１である期間は、制御信号Ｓ１１，Ｓ１４がオンする期間であるので、（基準−Ａ＋ＤＴ）の時点から（基準＋Ａ−ＤＴ）の時点までの間である。したがって、電圧Ｖ１＝＋Ｅ１である期間の中心は、電圧Ｖ２＝＋Ｅ２である期間の中心に一致する。ここでＡは、直流電圧Ｅ２の値に応じて適切に設定される変数である。
【００６４】
電圧Ｖ１＝−Ｅ１である場合には、上記の説明において、制御信号Ｓ１１，Ｓ１３を入れ替えるとともに、制御信号Ｓ１２，Ｓ１４を入れ替えるとよい。この場合にも、電圧Ｖ１＝−Ｅ１である期間の中心は、電圧Ｖ２＝−Ｅ２である期間の中心に一致する。
【００６５】
以上のように実施の形態２によれば、電圧Ｖ１が出力される期間の中心と電圧Ｖ２が出力される期間の中心とがずれることなく、デッドタイムを設けることができる。
【００６６】
また、図１に示した制御回路１０は、デッドタイムを設けない場合の制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４のオンおよびオフのタイミング（すなわち実施の形態１に示した制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４のオンおよびオフのタイミングであり、図３に示される）に関する情報を記憶しておいてもよい。この場合、制御回路は、記憶された制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４のオフのタイミングに対して位相をＤＴの半分だけ早めるとともに、記憶された制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４のオンのタイミングに対して位相をＤＴだけ遅らせる。このような方法でも、電圧Ｖ１が出力される期間の中心と電圧Ｖ２が出力される期間の中心とがずれることなく、デッドタイムを設けることができる。
【００６７】
［実施の形態３］
単相ブリッジインバータ２では、直列接続された２つのスイッチング素子が短絡しても、リアクトル５によって過電流が流れることを防止できる。このため実施の形態１，２では、単相ブリッジインバータ２側のスイッチング素子の制御において、デッドタイムが設定されていない。
【００６８】
しかしながら、スイッチング素子がオンするタイミングが遅延した場合には、意図しないデッドタイムが生じる可能性がある。仮に単相ブリッジインバータ２を構成するスイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４がすべてオフである期間が発生したとすると、直流電圧Ｅ２が目標値から変動するといったことが起こる可能性がある。たとえば直流電圧Ｅ２が低下するといったことが考えられる。
【００６９】
そこで実施の形態３では、単相ブリッジインバータ２を構成するスイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４がすべてオンする期間を設ける。
【００７０】
図７は、実施の形態３に係るスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４の制御を説明するための制御信号の波形図である。図７を参照して、制御信号Ｓ２１〜Ｓ２４の各々の立下がり時間を所定の遅延時間ＤＬだけ遅らせる。なお、遅延時間ＤＬは、スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４が同時オンすることを確保できる期間であれば特に限定されるものではない。また、遅延時間ＤＬは、固定された時間でもよく、スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４のスイッチング周波数に応じて可変であってもよい。
【００７１】
なお、制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４のオンおよびオフのタイミングについては図６に示した制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４のオンおよびオフのタイミングと同様であるので以後の説明は繰り返さない。このようにスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４のスイッチングに関してはデッドタイムを設けてもよい。ただし、図３に示した制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４のオンおよびオフのタイミングと同じタイミングで制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４のオンおよびオフが制御されてもよい。これらのいずれの場合にも、電圧Ｖ１が出力される期間の中心と電圧Ｖ２が出力される期間の中心とを一致させることができる。
【００７２】
以上のように実施の形態３によれば、スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４が同時オンである期間が設けられるので、直流電圧Ｅ２が目標値から変動する可能性を小さくすることができる。
【００７３】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものでないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【００７４】
１，２  単相ブリッジインバータ、３  トランス、４，５  リアクトル、６  平滑コンデンサ、１０  制御回路、３１，３２  巻線、１００  ＤＣ−ＤＣコンバータ、Ｄ１１〜Ｄ１４，Ｄ２１〜Ｄ２４  ダイオード、ＤＬ  遅延時間、ＤＴ  デッドタイム、Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４  スイッチング素子、Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４  制御信号。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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