(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子を用いて入力直流電源を電力変換して固体光源に電流を流す直流電源回路部と、前記スイッチング素子を高周波でオンオフする第１のスイッチング制御手段と、前記第１のスイッチング制御手段よりも低周波で前記スイッチング素子のオンオフ動作を間欠的に停止させる第２のスイッチング制御手段を有し、前記固体光源に流す電流を変化させる場合、前記第２のスイッチング制御手段の周波数を変化させ、
前記第１のスイッチング制御手段の周波数が高くなると前記第２のスイッチング制御手段の周波数を高くすることを特徴とする固体光源点灯装置。
【請求項２】
前記固体光源に流れる電流が所定値未満では前記第１のスイッチング制御手段の周波数を略一定とすることを特徴とする請求項１記載の固体光源点灯装置。
【請求項３】
前記固体光源に流れる電流が所定値未満では前記第１のスイッチング制御手段のオン時間幅を略一定とすることを特徴とする請求項１記載の固体光源点灯装置。
【請求項４】
前記固体光源に流れる電流が所定値未満では前記第１のスイッチング制御手段の周波数が高くなるにつれて前記第２のスイッチング制御手段の周波数を高くすると共に、前記固体光源に流れる電流が所定値以上では前記第２のスイッチング制御手段の周波数は略一定とすることを特徴とする請求項１記載の固体光源点灯装置。
【請求項５】
前記直流電源回路部は、前記スイッチング素子と直列にインダクタが接続され、前記インダクタの充放電電流あるいはそのいずれかを利用して前記固体光源に電流を流すものであり、前記第１のスイッチング制御手段は前記インダクタ電流がゼロクロス動作またはゼロクロス動作に近い不連続動作となるように前記スイッチング素子を制御することを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の固体光源点灯装置。
【請求項６】
前記直流電源回路部は、前記固体光源に並列に接続される容量性インピーダンスを含むと共に、前記第２のスイッチング制御手段の周波数は前記固体光源に流れる電流が連続波形となるように設定されることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の固体光源点灯装置。
【請求項７】
前記第２のスイッチング制御手段の低周波の制御信号を平滑化するコンデンサを備え、該コンデンサの電圧により前記第１のスイッチング制御手段の周波数を設定することを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載の固体光源点灯装置。
【請求項８】
請求項１〜７のいずれかに記載の固体光源点灯装置を備えたことを特徴とする照明器具。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、発光ダイオード（ＬＥＤ）のような固体光源を点灯させる固体光源点灯装置およびそれを用いた照明器具に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、特許文献１（特表２００６−５１１０７８号公報）には、低周波ＰＷＭ制御と高周波ＰＷＭ制御を組み合わせてＬＥＤを調光制御するＬＥＤ照明モジュール用の給電アッセンブリが開示されている。この装置は、ＬＥＤ照明モジュールに定電流を供給するスイッチモードコンバータを備え、スイッチモードコンバータの制御スイッチに、高周波パルスの低周波バーストからなるデュアルＰＷＭ信号が供給される。デュアルＰＷＭ信号の低周波成分を変化させることによって、ＬＥＤ照明モジュールを流れる平均電流を変化させることにより、ＬＥＤ照明モジュールから出力される光強度を変化させるものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特表２００６−５１１０７８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特許文献１の技術では、直流電源とＬＥＤ照明モジュールの間に配置されたスイッチモードコンバータは連続モード（同文献のＦｉｇ．１２参照）で動作しており、高周波のＰＷＭ制御によりＬＥＤ照明モジュールのＬＥＤ電流の大きさを制御すると共に、低周波のＰＷＭ制御により、前記ＬＥＤ電流の持続時間を制御するものであった。また、ＰＷＭ信号を生成するために、一定周波数の鋸歯状波電圧と基準電圧を比較するＰＷＭコンパレータを用いており、高周波ＰＷＭ制御並びに低周波ＰＷＭ制御の周波数は、いずれも固定周波数であった。
【０００５】
一方、直流電源とＬＥＤ照明モジュールの間に配置されたスイッチモードコンバータを効率の高いゼロクロスモードで動作させると、図２に示すように、高周波ＰＷＭ制御のパルス幅制御に応じて、高周波の発振周波数が変化する。つまり、ピーク電流が高いときには高周波の発振周波数が低くなるのに対して、ピーク電流が低いときには高周波の発振周波数が高くなる。
【０００６】
仮に、ピーク電流が低いときに合わせて低周波ＰＷＭ制御の周波数を高く設定すると、ピーク電流が高いときにバーストＯＮの期間に含まれる高周波のオンパルス数が少なくなり、調光の分解能が低下する。
【０００７】
逆に、ピーク電流が高いときに合わせて低周波ＰＷＭ制御の周波数を低く設定すると、ピーク電流が低いときに電流の休止期間が長くなり過ぎることにより、ちらつきが目立ちやすいという問題がある。
【０００８】
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、スイッチングの周波数を適切に制御することにより、高輝度域でのバースト調光の分解能を確保すると共に、低輝度域でのちらつきも低減可能とした固体光源点灯装置を提供することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
請求項１の発明は、上記の課題を解決するために、図１に示すように、スイッチング素子Ｑ１を用いて入力直流電源Ｖｄｃを電力変換して固体光源３に電流を流す直流電源回路部１と、前記スイッチング素子Ｑ１を高周波でオンオフする第１のスイッチング制御手段２ａと、前記第１のスイッチング制御手段２ａよりも低周波で前記スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作を間欠的に停止させる第２のスイッチング制御手段２ｂを有し、図２に示すように、前記固体光源３に流す電流を変化させる場合、前記第２のスイッチング制御手段２ｂの周波数を変化させることを特徴とするものである。
【００１０】
また、請求項１の発明は、図２、図６に示すように、前記第１のスイッチング制御手段２ａの周波数が高くなると前記第２のスイッチング制御手段２ｂの周波数を高くすることを特徴とする。
【００１１】
請求項２の発明は、請求項１記載の固体光源点灯装置において、図８または図１０に示すように、前記固体光源３に流れる電流が所定値未満では前記第１のスイッチング制御手段２ａの周波数を略一定とすることを特徴とする。
【００１２】
請求項３の発明は、請求項１記載の固体光源点灯装置において、図６に示すように、前記固体光源３に流れる電流が所定値未満では前記第１のスイッチング制御手段２ａのオン時間幅を略一定とすることを特徴とする。
【００１３】
請求項４の発明は、請求項１記載の固体光源点灯装置において、前記固体光源３に流れる電流が所定値未満では前記第１のスイッチング制御手段２ａの周波数が高くなるにつれて前記第２のスイッチング制御手段２ｂの周波数を高くすると共に、前記固体光源３に流れる電流が所定値以上では前記第２のスイッチング制御手段２ｂの周波数は略一定とすることを特徴とする（図１２、図１４）。
【００１４】
請求項５の発明は、請求項１〜４のいずれかに記載の固体光源点灯装置において、前記直流電源回路部１は、前記スイッチング素子Ｑ１と直列にインダクタＬ１が接続され、前記インダクタＬ１の充放電電流あるいはそのいずれかを利用して前記固体光源３に電流を流すものであり、前記第１のスイッチング制御手段２ａは前記インダクタ電流がゼロクロス動作またはゼロクロス動作に近い不連続動作となるように前記スイッチング素子Ｑ１を制御することを特徴とする（図２、図１５）。
【００１５】
請求項６の発明は、請求項１〜５のいずれかに記載の固体光源点灯装置において、前記直流電源回路部１は、前記固体光源３に並列に接続される容量性インピーダンス（平滑コンデンサＣ１）を含むと共に、前記第２のスイッチング制御手段２ｂの周波数は前記固体光源３に流れる電流が連続波形となるように設定されることを特徴とする。ここで、連続波形となるとは、例えば、（最大電流−最小電流）÷平均電流で規定される電流変動率が所定値以下（例えば、１以下）となるような状況を含むものとする。
【００１６】
請求項７の発明は、請求項１〜６のいずれかに記載の固体光源点灯装置において、前記第２のスイッチング制御手段２ｂの低周波の制御信号を平滑化するコンデンサＣ８を備え、該コンデンサＣ８の電圧により前記第１のスイッチング制御手段２ａの周波数を設定することを特徴とする（図１４）。
【００１７】
請求項８の発明は、請求項１〜７のいずれかに記載の固体光源点灯装置を備えたことを特徴とする照明器具である。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、固体光源に流す電流を変化させる場合、第２のスイッチング制御手段の周波数を変化させるものであるから、固体光源に流れる電流が小さい場合でも、光のちらつきが目立ちにくいように制御することができる。また、第２のスイッチング制御手段により制御可能な高周波パルスの数が少なくなり過ぎることを回避できるので、調光の分解能を確保できる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明の実施形態１の概略構成を示す回路図である。
【図２】本発明の実施形態１の動作波形図である。
【図３】本発明の実施形態１の動作説明図である。
【図４】本発明の実施形態２の概略構成を示す回路図である。
【図５】本発明の実施形態２の動作波形図である。
【図６】本発明の実施形態２の動作説明図である。
【図７】本発明の実施形態３の概略構成を示す回路図である。
【図８】本発明の実施形態３の動作説明図である。
【図９】本発明の実施形態４の概略構成を示す回路図である。
【図１０】本発明の実施形態４の動作説明図である。
【図１１】本発明の実施形態５の回路図である。
【図１２】本発明の実施形態６の回路図である。
【図１３】本発明の実施形態６または７に用いるタイマー回路の内部構成を示す回 路図である。
【図１４】本発明の実施形態７の回路図である。
【図１５】本発明の実施形態７の動作波形図である。
【図１６】本発明に用いる直流電源回路部の構成例を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
（実施形態１）
図１は本発明の実施形態１の回路図である。入力直流電源Ｖｄｃには直流電源回路部１が接続されている。直流電源回路部１は、スイッチング素子Ｑ１を用いて入力直流電源Ｖｄｃを電力変換してＬＥＤ（もしくは有機ＥＬ素子）のような固体光源３に直流電流を供給するスイッチング電源回路であり、ここでは降圧チョッパ回路（バックコンバータ）を用いている。
【００２１】
降圧チョッパ回路の構成は周知であり、入力直流電源Ｖｄｃの正極と負極の間に、固体光源３とインダクタＬ１とスイッチング素子Ｑ１と電流検出部４の直列回路が接続されており、固体光源３とインダクタＬ１の直列回路には回生ダイオードＤ１が閉回路を構成するように並列接続されている。
【００２２】
降圧チョッパ回路の動作も周知であり、スイッチング素子Ｑ１がオンすると、入力直流電源Ｖｄｃの正極→固体光源３→インダクタＬ１→スイッチング素子Ｑ１→電流検出部４→入力直流電源Ｖｄｃの負極の経路で漸増電流が流れて、インダクタＬ１にエネルギーが蓄積される。スイッチング素子Ｑ１がオフすると、インダクタＬ１の誘起電圧により、インダクタＬ１→回生ダイオードＤ１→固体光源３→インダクタＬ１の経路で漸減電流が流れて、インダクタＬ１のエネルギーが放出される。
【００２３】
インダクタＬ１のエネルギー放出が完了するよりも前にスイッチング素子Ｑ１がオンされる動作を連続モード、インダクタＬ１のエネルギー放出が完了したタイミングでスイッチング素子Ｑ１がオンされる動作を臨界モード、インダクタＬ１のエネルギー放出が完了した後、休止期間を経てスイッチング素子Ｑ１がオンされる動作を不連続モードと呼ぶ。本発明では、いずれのモードを用いても構わないが、電力変換効率が高いのは臨界モードである。臨界モードは、ゼロクロスモードあるいは境界モードと呼ばれることもある。
【００２４】
スイッチング素子Ｑ１は電流制御部２により高周波でオンオフされる。スイッチング素子Ｑ１がオンのとき、スイッチング素子Ｑ１に流れる漸増電流は、電流検出部４により検出される。電流検出部４により検出された電流検出値は、電流制御部２により設定された所定のしきい値と比較される。電流検出値が所定のしきい値に達すると、スイッチング素子Ｑ１がオフされる。これにより、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値は所定のしきい値に設定される。
【００２５】
図２はスイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作によりインダクタＬ１に流れる電流の波形を示している。インダクタＬ１に流れる電流が漸増する期間については、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流と同じであり、インダクタＬ１に流れる電流が漸減する期間については、回生ダイオードＤ１に流れる電流と同じである。本例では、インダクタＬ１に流れる電流は前述の臨界モードの場合を例示しているが、連続モードまたは不連続モードであっても良い。
【００２６】
図２（ａ）は、電流制御部２により設定された所定のしきい値Ｉｐ１が高い場合、図２（ｂ）は所定のしきい値Ｉｐ２が低い場合、図２（ｃ）は所定のしきい値Ｉｐ３がさらに低い場合である。電流制御部２により設定される所定のしきい値Ｉｐ１，Ｉｐ２，Ｉｐ３は、調光器５から電流制御部２に供給される調光信号に応じて設定される。
【００２７】
図２（ａ），（ｂ），（ｃ）のｔ１，ｔ２，ｔ３は、電流制御部２からスイッチング素子Ｑ１に高周波のオンオフ信号が出力されているバーストＯＮの期間を示している。ここで、バーストＯＮの期間とは、スイッチング素子Ｑ１の高周波的なオンオフ動作が許可されている期間のことである。バーストＯＮの期間では、スイッチング素子Ｑ１は付勢（活性化）されており、それ以外の期間では、スイッチング素子Ｑ１は消勢（不活性化）されている。バーストＯＮの期間は、調光器５から電流制御部２に供給される調光信号に応じて電流制御部２により設定される。
【００２８】
図２（ａ）はスイッチング素子Ｑ１のバーストＯＮの期間ｔ１が長い場合、図２（ｂ）はバーストＯＮの期間ｔ２が短い場合、図２（ｃ）はバーストＯＮの期間ｔ３がさらに短い場合である。
【００２９】
バーストＯＮの動作は、所定の周波数（例えば、数百Ｈｚ〜数ｋＨｚ）で繰り返される。その繰り返しの周波数は、直流電源回路部１のスイッチング素子Ｑ１の高周波的なオンオフ周波数（数十ｋＨｚ）に比べると低く設定されている。
【００３０】
図２（ａ），（ｂ），（ｃ）のＴ１，Ｔ２，Ｔ３は、バーストＯＮの動作が繰り返される周期を示している。Ｔ１＞Ｔ２＞Ｔ３であり、また、ｔ１／Ｔ１＞ｔ２／Ｔ２＞ｔ３／Ｔ３という関係になっている。
【００３１】
電流制御部２では、調光器５から供給される調光信号を読み取り、図２（ａ）〜（ｃ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値Ｉｐ１〜Ｉｐ３を設定すると共に、スイッチング素子Ｑ１の高周波的なオンオフ動作が許可されるバーストＯＮの期間ｔ１〜ｔ３を設定する。前者を第１のスイッチング制御手段、後者を第２のスイッチング制御手段とすると、両者を組み合わせて同時に適用可能とすることにより、広い範囲で安定した調光動作を実現することができる。
【００３２】
例えば、調光比が高い（明るい）場合には、図２（ａ）のように、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値Ｉｐ１を高く設定すると共に、バーストＯＮの期間の割合（ｔ１／Ｔ１）を大きく設定する。また、調光比が低い（暗い）場合には、図２（ｃ）のように、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値Ｉｐ３を低く設定すると共に、バーストＯＮの期間の割合（ｔ３／Ｔ３）を小さく設定する。このように、第１のスイッチング制御手段と第２のスイッチング制御手段を組み合わせて適用することにより、広い範囲の調光が可能となる。
【００３３】
また、図２（ｃ）に示すように、ピーク電流Ｉｐ３が低いときには、人間の目の特性により、ちらつきが目立ちやすいが、バーストＯＮの周期Ｔ３が短くなることにより、インダクタＬ１の電流の休止期間（Ｔ３−ｔ３）が短くなるので、固体光源３に流れる電流の休止期間が短くなり、ちらつきが目立ちにくくなる。
【００３４】
さらに、図２（ａ）に示すように、ピーク電流Ｉｐ１が高いときには、バーストＯＮの周期Ｔ１が長くなることにより、１周期中に含まれる高周波パルスの数を増やすことができ、調光の分解能を高めることができる。
【００３５】
バーストＯＮの周波数と調光器５から供給される調光信号の関係を図３に例示して説明する。図３（ａ）は調光比（電流）であり、固体光源３に流れる電流の平均値を示している。この例では、調光器５からの調光信号が増加するにつれて、調光比（電流）は減少するものとする。
【００３６】
図３（ｂ）〜（ｅ）の制御例では、いずれも調光比（電流）が所定値Ｉ１以上では、第２のスイッチング制御手段の周波数（バーストＯＮの周波数）は略一定（ｆ１’）となるように制御している。また、調光比（電流）が所定値Ｉ１未満では、第２のスイッチング制御手段の周波数がｆ１’よりも高くなるように制御している。
【００３７】
図３（ｂ）の制御例では、調光比（電流）が所定値Ｉ１未満のときには、固体光源３に流れる電流が減少するにつれて、連続的に、第２のスイッチング制御手段の周波数を高くするように制御している。図３（ｂ）の制御例において、Ｉ１＝１００％としても良い。その場合には、固体光源３に流れる電流に応じて、常に、第２のスイッチング制御手段の周波数が変化することになる。
【００３８】
図３（ｃ）の制御例では、調光比（電流）が所定値Ｉ２未満のときには、第２のスイッチング制御手段の周波数が略一定（ｆ２’）となるように制御している。また、調光比（電流）がＩ２以上でＩ１未満のときには、固体光源３に流れる電流が減少するにつれて、連続的に、第２のスイッチング制御手段の周波数が高くなるように制御している。
【００３９】
図３（ｄ）、（ｅ）の制御例では、調光比（電流）が所定値Ｉ１未満のときには、段階的に、第２のスイッチング制御手段の周波数を高くするように制御している。図３（ｄ）では２段階、図３（ｅ）では３段階に変化させているが、変化させる段数は限定されるものではなく、４段階以上の任意の段数としても構わない。
【００４０】
図３（ｄ）の制御例では、調光比（電流）が所定値Ｉ１未満のときには、第２のスイッチング制御手段の周波数が略一定（ｆ２’）となるように制御している。
【００４１】
図３（ｅ）の制御例では、調光比（電流）が所定値Ｉ２未満では、第２のスイッチング制御手段の周波数が略一定（ｆ３’）となるように制御している。また、調光比（電流）がＩ２以上でＩ１未満のときには、第２のスイッチング制御手段の周波数が略一定（ｆ２’）となるように制御している。
【００４２】
なお、図１の入力直流電源Ｖｄｃは商用交流電源を整流平滑した直流電圧であっても良い。本発明の固体光源点灯装置は、家庭用やオフィス用の調光機能付きの照明器具に用いることができる。
【００４３】
（実施形態２）
図４は本発明の実施形態２の回路図である。主回路の構成は図１と同様である。本実施形態では、図２に示すような臨界モードのほか、図５に示すような不連続モードでも動作可能であり、図５に示すオン時間を設定するオン時間タイマー２２と、図５に示す休止時間を設定する休止時間タイマー２３と、これらに対して制御信号を与える調光制御回路２１よりなる電流制御部を備えている。調光制御回路２１は、調光器からの調光信号に応じてオン時間タイマー２２のオン時間と、休止時間タイマー２３の休止時間を指示すると共に、オン時間タイマー２２の動作を低周波で間欠的に禁止するためのバーストＯＮ／ＯＦＦの制御信号をオン時間タイマー２２に与えている。
【００４４】
例えば、バーストＯＮ／ＯＦＦの制御信号がＨｉｇｈレベルのとき、オン時間タイマー２２の動作は許可され、バーストＯＮ／ＯＦＦの制御信号がＬｏｗレベルのとき、オン時間タイマー２２の動作は禁止され、スイッチング素子Ｑ１はオフ状態に維持される。
【００４５】
バーストＯＮ／ＯＦＦの制御信号がＨｉｇｈレベルのとき、オン時間タイマー２２は、休止時間タイマー２３からオントリガーを受信すると、オン時間設定端子の指令電圧に応じた時間幅のパルス電圧を出力する。このパルス電圧によりスイッチング素子Ｑ１がオンオフされる。
【００４６】
オン時間タイマー２２によりスイッチング素子Ｑ１がオンされると、入力直流電源Ｖｄｃの正極→固体光源３→インダクタＬ１→スイッチング素子Ｑ１→入力直流電源Ｖｄｃの負極の経路で漸増電流ＩQ1が流れて、インダクタＬ１にエネルギーが蓄積される。所定のオン時間が経過して、スイッチング素子Ｑ１がオフされると、インダクタＬ１→ダイオードＤ１→固体光源３→インダクタＬ１の経路で漸減電流ＩD1が流れて、インダクタＬ１のエネルギーが放出される。インダクタＬ１のエネルギー放出が続いている間は、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２にフライバック電圧が誘起される。インダクタＬ１のエネルギー放出が終了すると、２次巻線ｎ２のフライバック電圧が消失する。これによりインダクタＬ１に流れる電流のゼロクロスが検出される。すると、休止時間タイマー２３が計時動作を開始し、所定の休止時間の計時動作が終了すると、オン時間タイマー２２に対してオントリガーを与える。
【００４７】
これにより、図５に示すように、インダクタＬ１に流れる電流は、漸増電流ＩQ1が流れるオン時間→漸減電流ＩD1が流れる回生時間→電流が流れない休止時間を１セットとする発振周期を繰り返す。スイッチング素子Ｑ１がオフされているオフ時間は、図５の（回生時間＋休止時間）に相当する。休止時間＝０のときは、図２に示すような臨界モードとなる。
【００４８】
図６は本実施形態の動作説明図である。本実施形態では、調光比（電流）が所定値Ｉ１以上では、第１のスイッチング制御手段は臨界モード（図２参照）で動作し、所定値Ｉ１未満では、スイッチング素子Ｑ１のオン幅を固定とし、不連続モード（図５参照）で動作する。
【００４９】
スイッチング素子Ｑ１のオン幅を固定とするには、調光制御回路２１からオン時間タイマー２２に与えられるオン時間設定用の指令電圧を固定とすれば良い。その後は、調光器からの調光信号が大きくなるにつれて、休止時間タイマー２３の休止時間をゼロから徐々に増大させて行く。これにより、図５に示す発振周期が長くなるので、図６（ａ）に示すように、調光比（電流）がＩ１からＩ２へと小さくなるにつれて、図６（ｂ）に示すように、第１のスイッチング制御手段の周波数は低くなる。このため、それに応じて第２のスイッチング制御手段の周波数（つまり、バーストＯＮ／ＯＦＦの周波数）が低くなるように制御している（図６（ｃ）参照）。
【００５０】
なお、図６（ａ）に示す調光比（電流）が１００％から所定値Ｉ１に低下するまでの動作については、図２（ａ）〜（ｃ）において説明したのと同様であり、第１のスイッチング制御手段を臨界モード（図５の休止時間＝０）で動作させ、図６（ｂ），（ｃ）に示すように、第１のスイッチング制御手段の周波数（高周波）がｆ１からｆ２へと高くなるにつれて、第２のスイッチング制御手段の周波数（低周波）がｆ１’からｆ２’へと高くなるように制御する。これにより、調光比（電流）が大きいときのスイッチング損失を低減でき、効率を高めることができる。
【００５１】
（実施形態３）
図７は本発明の実施形態３の回路図である。主回路の構成は図１と同様である。本実施形態では、図４の休止時間タイマー２３に代えて、発振周期タイマー２４を備えている。発振周期タイマー２４は最短の発振周期、つまり、最高周波数を規定している。
【００５２】
図７に示すように、発振周期タイマー２４は、オン時間タイマー２２の出力を監視しており、その立ち上がりエッジ（つまり、スイッチング素子Ｑ１がオンされたタイミング）を検出すると、所定時間幅のパルス電圧を発生させる。このパルス電圧はダイオードＤ４を介してオン時間タイマー２２の立下りトリガー端子に入力されている。また、同端子には、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２からのフライバック電圧がダイオードＤ３を介して入力されている。ダイオードＤ３とＤ４はＯＲ回路を構成しており、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２からのフライバック電圧が立ち下がるタイミングまたは発振周期タイマー２４からのパルス電圧が立ち下がるタイミングのうち、いずれか遅い方のタイミングでオン時間タイマー２２がトリガーされるようになっている。
【００５３】
図８は本実施形態の動作説明図である。図７の発振周期タイマー２４は、図８（ｂ）に示す第１のスイッチング制御手段の最高周波数ｆ２の逆数に相当する時間のパルス電圧を発生させる。また、調光制御回路２１は調光器からの調光信号が増大するにつれて、オン時間タイマー２２のオン時間を短縮すると共に必要に応じてバーストＯＮ／ＯＦＦのＯＮデューティを小さくするように制御する。
【００５４】
図８（ａ）に示す調光比（電流）が１００％から所定値Ｉ１に低下するまでの動作については、図２（ａ）〜（ｃ）において説明したのと同様であり、第１のスイッチング制御手段を臨界モードで動作させ、図８（ｂ），（ｃ）に示すように、第１のスイッチング制御手段の周波数がｆ１からｆ２へと高くなるにつれて、第２のスイッチング制御手段の周波数がｆ１’からｆ２’へと高くなるように制御する。これにより、調光比（電流）が大きいときのスイッチング損失を低減でき、効率を高めることができる。
【００５５】
図８（ａ）に示す調光比（電流）が所定値Ｉ１未満になると、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２からのフライバック電圧が立ち下がるタイミングよりも発振周期タイマー２４からのパルス電圧が立ち下がるタイミングの方が遅くなる。このため、スイッチング素子Ｑ１の発振周期は発振周期タイマー２４により決定される固定値となる。これにより、図８（ａ）に示す調光比（電流）が所定値Ｉ１未満のときには、図８（ｂ）に示すように、第１のスイッチング制御手段の周波数は最高周波数ｆ２に固定される。
【００５６】
その後は、図５から明らかなように、（オン時間＋回生時間）が最短の発振周期よりも短くなることにより、休止時間が発生するので、自動的に臨界モードから不連続モードへと移行する。その場合、スイッチング素子Ｑ１のオン時間が短くなるにつれて、オフ時間が長くなるから、図８（ａ）に示すように、調光器からの調光信号が増大するにつれて、調光比（電流）は小さくなる。
【００５７】
（実施形態４）
図９は本発明の実施形態４の回路図である。主回路の構成は図１と同様である。本実施形態では、図４の休止時間タイマー２３に代えて、オフ時間タイマー２５を備えている。オフ時間タイマー２５は最短のオフ時間を規定している。
【００５８】
図９に示すように、オフ時間タイマー２５は、オン時間タイマー２２の出力を監視しており、その立ち下がりエッジ（つまり、スイッチング素子Ｑ１がオフされたタイミング）を検出すると、所定時間のパルス電圧を発生させる。このパルス電圧はダイオードＤ４を介してオン時間タイマー２２の立下りトリガー端子に入力されている。また、同端子には、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２からのフライバック電圧がダイオードＤ３を介して入力されている。ダイオードＤ３とＤ４はＯＲ回路を構成しており、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２からのフライバック電圧が立ち下がるタイミングまたはオフ時間タイマー２５からのパルス電圧が立ち下がるタイミングのうち、いずれか遅い方のタイミングでオン時間タイマー２２がトリガーされるようになっている。
【００５９】
図１０は本実施形態の動作説明図である。図９のオフ時間タイマー２５は、図１０（ｂ）に示す第１のスイッチング制御手段の周波数がｆ２に達したときの回生時間（図５参照）に相当する時間のパルス電圧を発生させる。また、調光制御回路２１は調光器からの調光信号が増大するにつれて、オン時間タイマー２２のオン時間を短縮すると共に必要に応じてバーストＯＮ／ＯＦＦのＯＮデューティを小さくするように制御する。
【００６０】
図１０（ａ）に示す調光比（電流）が１００％から所定値Ｉ１に低下するまでの動作については、図２（ａ）〜（ｃ）において説明したのと同様であり、第１のスイッチング制御手段を臨界モードで動作させ、図１０（ｂ），（ｃ）に示すように、第１のスイッチング制御手段の周波数がｆ１からｆ２へと高くなるにつれて、第２のスイッチング制御手段の周波数がｆ１’からｆ２’へと高くなるように制御する。これにより、調光比（電流）が大きいときのスイッチング損失を低減でき、効率を高めることができる。
【００６１】
図１０（ａ）に示す調光比（電流）が所定値Ｉ１未満になると、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２からのフライバック電圧が立ち下がるタイミングよりもオフ時間タイマー２５からのパルス電圧が立ち下がるタイミングの方が遅くなる。このため、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間はオフ時間タイマー２５により決定される固定値となる。
【００６２】
これにより、図１０（ａ）に示す調光比（電流）が所定値Ｉ１未満のときには、第１のスイッチング制御手段の周波数は略一定（≒ｆ２）となるが、図５から明らかなように、たとえオフ時間が一定であっても、スイッチング素子Ｑ１のオン時間が短くなるにつれて、その分だけは発振周期が短くなるから、図１０（ｂ）に示すように、調光器からの調光信号が増大するにつれて、第１のスイッチング制御手段の周波数は少しずつ高くなる。このため、それに応じて第２のスイッチング制御手段の周波数（つまり、バーストＯＮ／ＯＦＦの周波数）が少しずつ高くなるように制御している（図１０（ｃ）参照）。
【００６３】
なお、回生時間が最短のオフ時間よりも短くなると、図５から明らかなように、休止時間が発生するので、自動的に臨界モードから不連続モードへと移行する。
【００６４】
（実施形態５）
図１１は本発明の実施形態５の回路図である。本実施形態では、図２（ａ）〜（ｃ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を所定のしきい値Ｉｐ１〜Ｉｐ３に制御する動作と、上述の臨界モードの制御を実現するために、汎用の力率改善制御用の集積回路２０を用いている。
【００６５】
この種の力率改善制御用の集積回路として、従来からＳＴマイクロエレクトロニクス社製のＬ６５６２が知られているが、本実施形態では、図２（ａ）〜（ｃ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１のバーストＯＮの期間ｔ１〜ｔ３を外部信号により設定可能とするために、力率改善制御（ＰＦＣ）の可否を外部信号により選択できる集積回路として、ＳＴマイクロエレクトロニクス社製のＬ６５６４を採用している。
【００６６】
Ｌ６５６４は、従来の８ピンのＬ６５６２に対してＰＦＣ−ＯＫ端子（６番ピン）とＶＦＦ端子（５番ピン）を追加したものであり、その他のピン配置はＬ６５６２のピン配置を踏襲している。
【００６７】
以下、Ｌ６５６４の各端子の機能について簡単に説明しながら、図１１の回路構成について説明する。
【００６８】
１０番ピンは電源端子であり、制御電源電圧Ｖｃｃに接続されている。８番ピンはグランド端子であり、入力直流電源Ｖｄｃの負極（回路グランド）に接続されている。
【００６９】
９番ピンはゲートドライブ端子であり、ＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ１のゲート電極に接続されている。
【００７０】
７番ピンはゼロクロス検出端子であり、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２の一端に抵抗Ｒ２を介して接続されている。２次巻線ｎ２の他端は接地されている。
【００７１】
６番ピンはＬ６５６２に対して追加されたＰＦＣ−ＯＫ端子であり、このピンの電圧が０．２３Ｖ未満になると、ＩＣはシャットダウンされる。ＩＣをリスタートさせるには、この６番ピンを０．２７Ｖよりも高く設定しなければならない。これにより、６番ピンをリモートｏｎ／ｏｆｆ制御入力として用いることができる。
【００７２】
５番ピンはフィードフォワード端子であり、本実施形態では使用しないので、抵抗Ｒ３を介して回路グランドに接続してある。
【００７３】
４番ピンは電流検出端子であり、ＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ１のソース電極と回路グランドの間に挿入された電流検出抵抗Ｒ１の電圧を抵抗Ｒ４を介して入力されている。また、調光用のバイアス電圧を抵抗Ｒ９を介して入力されている。
【００７４】
３番ピンはＩＣに内蔵された乗算器の入力であり、本実施形態では、制御電源電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ６，Ｒ７により分圧した所定の電圧に設定している。
【００７５】
１番ピンはＩＣに内蔵されたエラーアンプの反転入力端子、２番ピンはそのエラーアンプの出力端子である。１番ピンと２番ピンの間にエラーアンプの帰還インピーダンスとして、抵抗Ｒ８とコンデンサＣ３の並列回路を接続してある。また、１番ピンには抵抗Ｒ１０，Ｒ１１によりコンデンサＣ２の電圧を分圧した負帰還用の電圧信号が入力されている。コンデンサＣ２には、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２の誘起電圧が抵抗Ｒ１２とダイオードＤ２を介して充電されている。コンデンサＣ２の電圧が増大するとスイッチング素子Ｑ１のオンパルス幅は狭くなる方向に制御される。
【００７６】
スイッチング素子Ｑ１がオンのとき、電流検出抵抗Ｒ１に流れる電流が増加すると、４番ピンの検出電圧が上昇する。４番ピンの電圧が所定のしきい値に達すると、スイッチング素子Ｑ１はオフされる。その後、インダクタＬ１のエネルギーがダイオードＤ１を介して放出されている期間は、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２に電圧が誘起される。ダイオードＤ１を介する回生電流が流れ終わると、２次巻線ｎ２の誘起電圧が消失し、７番ピンの電圧が立ち下がる。この７番ピンの電圧の立ち下がりを検出して、スイッチング素子Ｑ１が再びオンされる。
【００７７】
４番ピンには、抵抗Ｒ９を介してコンデンサＣ４のＤＣ電圧が重畳されている。このコンデンサＣ４は、抵抗Ｒ５を介して調光制御回路２１の出力信号により充放電されている。調光制御回路２１の出力信号は、例えば、矩形波電圧信号であり、そのＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベルの期間の割合に応じてコンデンサＣ４に充電されるＤＣ電圧が変化する。つまり、コンデンサＣ４と抵抗Ｒ５はＣＲフィルタ回路（積分回路）を構成している。
【００７８】
コンデンサＣ４に充電されるＤＣ電圧が高いとき、４番ピンの電圧は高くなるから、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流が見掛け上、大きくなったように検出されることになり、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値は、図２（ｃ）に示すように低くなる。
【００７９】
コンデンサＣ４に充電されるＤＣ電圧が低いとき、４番ピンの電圧は低くなるから、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流は見掛け上、小さくなったように検出されることになり、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値は、図２（ａ）に示すように高くなる。
【００８０】
このように、調光制御回路２１から出力される矩形波電圧信号のＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベルの期間の割合（オンオフＤｕｔｙ）に応じて、コンデンサＣ４に充電されるＤＣ電圧の大きさを調整することにより、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を調整することができる。
【００８１】
調光制御回路２１は、例えば、調光用のマイコンで構成されていても良い。その場合、出力端子ａとして、矩形波電圧信号を出力する２値出力ポートの１つを割り当てれば良い。
【００８２】
また、出力端子ａとして、２値出力ポートに代えて、Ｄ／Ａ変換出力ポートを有するマイコンを用いた場合には、抵抗Ｒ５とコンデンサＣ４よりなるＣＲフィルタ回路は省略することも可能である。その場合でも、ＣＲフィルタ回路を省略せずに、Ｄ／Ａ変換出力ポートからアナログの出力電圧をＣＲフィルタ回路に入力し、１階調を隔てて隣接するＤＣ電圧を所定のＤｕｔｙで切り替えるように制御すれば、Ｄ／Ａ変換の本来の階調よりも多階調のＤＣ電圧を生成できる。また、２値出力ポートを用いる場合に比べると、抵抗Ｒ５とコンデンサＣ４の時定数が小さくても、コンデンサＣ４に充電されるＤＣ電圧のリップルを小さくすることが出来るから、制御の応答性も良くなる。
【００８３】
次に、図２（ａ）〜（ｃ）に示したバーストＯＮの期間ｔ１〜ｔ３を指定するための出力端子ｂとしては、マイコンの他の２値出力ポートを割り当てれば良く、バーストＯＮの期間にＨｉｇｈレベル（＞０．２７Ｖ）、それ以外に期間にＬｏｗレベル（＜０．２３Ｖ）となる矩形波電圧信号を出力すれば良い。
【００８４】
調光器５から調光制御回路２１に入力される調光信号のＤｕｔｙ（％）は、０％〜１００％の間で変化し、５％未満では全点灯、９５％以上では消灯となる。このような調光信号は、インバータ式の蛍光灯点灯装置の分野において広く普及しており、一般的には、周波数が１ｋＨｚ、振幅が１０Ｖの矩形波電圧信号が用いられる。
【００８５】
調光制御回路２１では、調光器５から入力される調光信号のＤｕｔｙ（％）を読み取り、それに応じて、第１の出力端子ａから出力される矩形波電圧信号のＤｕｔｙと第２の出力端子ｂから出力される矩形波電圧信号のＤｕｔｙを変化させる。調光制御回路２１がマイコンで構成されている場合、調光器５から入力される調光信号のＤｕｔｙ（％）を読み取ったデジタル値をアドレスとしてデータテーブルを読み出して、読み出されたデータに基づいて、調光制御回路２１の端子ａ、ｂから出力される矩形波電圧信号のＤｕｔｙを制御すれば良い。
【００８６】
ここでは、調光器５から出力される調光信号として、周波数が１ｋＨｚ、振幅が１０Ｖの矩形波電圧信号を用いる場合を想定して説明したが、これに限定されるものではない。例えば、ＤＡＬＩやＤＭＸ５１２などの各種の規格化された調光信号を用いても良いし、商用交流電源（５０／６０Ｈｚ）を位相制御した電圧を波形整形することにより、１００／１２０ＨｚのＰＷＭ信号を調光信号として電源線から抽出しても構わない。あるいは、調光器５は単なる可変抵抗であっても良く、ＤＣ電圧よりなる調光信号を調光制御回路２１のＡ／Ｄ変換入力ポートに読み取らせるような構成としても構わない。
【００８７】
本実施形態では、調光制御回路２１のマイコンにより低周波のＰＷＭ制御を実現する例を示したが、以下の実施形態６のように、汎用のタイマー回路を用いて低周波のＰＷＭ制御を実現しても構わない。また、後述の実施形態７のように、汎用のＰＷＭ制御用ＩＣを用いて低周波のＰＷＭ制御を実現しても構わない。
【００８８】
（実施形態６）
図１２は本発明の実施形態６の回路図である。本実施形態では、汎用のタイマー回路ＴＭ１、ＴＭ２とその周辺回路により第１及び第２のスイッチング制御手段を構成している。
【００８９】
タイマー回路ＴＭ１、ＴＭ２は、図１３に示す内部構成を有する周知のタイマーＩＣ（いわゆる５５５）であり、例えば、ルネサスエレクトロニクス社（旧ＮＥＣエレクトロニクス所管）のμＰＤ５５５５またはそのデュアル版（μＰＤ５５５６）もしくはそれらの互換品を用いれば良い。１番ピンはグランド端子、８番ピンは電源端子である。
【００９０】
２番ピンはトリガー端子であり、この端子が５番ピンの電圧の半分（通常は電源電圧Ｖｃｃの１／３）よりも低くなると、第１コンパレータＣＰ１の出力により内部のフリップフロップＦＦがセットされて、３番ピン（出力端子）がＨｉｇｈレベルとなり、７番ピン（放電端子）は開放状態となる。
【００９１】
４番ピンはリセット端子であり、この端子がＬｏｗレベルになると、動作停止状態となり、３番ピン（出力端子）はＬｏｗレベルに固定される。第２のタイマー回路ＴＭ２では、４番ピンがＨｉｇｈレベルに固定されていることにより、常に動作可能となっている。第１のタイマー回路ＴＭ１では、４番ピンが第２のタイマー回路ＴＭ２の３番ピン（出力端子）に接続されており、Ｈｉｇｈレベルのときは動作が許可され、Ｌｏｗレベルのときは動作が禁止される。
【００９２】
５番ピンは制御端子であり、図１３に示す内部のブリーダ抵抗（３個の抵抗Ｒの直列回路）により通常は電源電圧Ｖｃｃの２／３となる基準電圧が印加されている。第１のタイマー回路ＴＭ１では、５番ピンの基準電圧がコンデンサＣ５により安定化されている。第２のタイマー回路ＴＭ２では、５番ピンの基準電圧はトランジスタＴｒ５により電源電圧Ｖｃｃの２／３よりも低くなる方向に制御可能となっている。
【００９３】
６番ピンはスレショルド端子であり、この端子が５番ピンの電圧（通常は電源電圧Ｖｃｃの２／３）よりも高くなると、第２コンパレータＣＰ２の出力により内部のフリップフロップＦＦがリセットされて、３番ピン（出力端子）がＬｏｗレベルとなり、７番ピン（放電端子）は内部のトランジスタＴｒにより１番ピンと短絡された状態となる。
【００９４】
第１のタイマー回路ＴＭ１は、スイッチング素子Ｑ１を高周波でオンオフ制御する第１のスイッチング制御手段を構成している。スイッチング素子Ｑ１のオン時間は、抵抗Ｒ１４とコンデンサＣ６によるオン時間タイマーにより規定され、抵抗Ｒ１５を介して重畳される調光電圧Ｖｄｉｍに応じてオン時間を可変とされている。また、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間は、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２からのフライバック電圧が消失するまでの時間により規定される。なお、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間は、抵抗ｒとコンデンサＣ６によるオフ時間タイマーにより最短値を制限しても良い。
【００９５】
まず、スイッチング素子Ｑ１のオン時間タイマーについて説明する。本実施形態では、図１１の電流検出抵抗Ｒ１を省略し、代わりに、インダクタＬ１に３次巻線ｎ３を設けて、そのフォワード側の出力電圧を時間積分することにより、等価的にスイッチング素子Ｑ１に流れる電流をコンデンサＣ６の電圧として検出している。
【００９６】
以下、その原理について説明する。スイッチング素子Ｑ１がオンのとき、インダクタＬ１に印加される電圧をｅ１、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流をｉとすると、ｅ１＝Ｌ１・（ｄｉ／ｄｔ）となる。このとき、３次巻線ｎ３に生じる電圧は、インダクタＬ１の１次巻線の巻数をｎ１とすると、ｅ３＝（ｎ３／ｎ１）ｅ１となる。これを時間ｔにより積分すると、∫（ｅ３）ｄｔ＝（ｎ３／ｎ１）Ｌ１・ｉ＋Ｃとなる。ここで、Ｃは積分定数であるが、図２のような臨界モードまたは図５のような不連続モードであれば、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流ｉの初期値はゼロであるから、積分定数Ｃ＝０となる。したがって、３次巻線ｎ３に生じるフォワード側の電圧を時間積分すると、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流ｉを読み取ることができる。
【００９７】
時間積分はミラー積分器を用いれば正確に求めることができるが、ここでは簡略化のために、抵抗Ｒ１４とコンデンサＣ６よりなるＣＲ積分回路により時間積分している。ダイオードＤ５は３次巻線ｎ３に生じるフォワード側の電圧だけを積分するために設けている。
【００９８】
スイッチング素子Ｑ１がオンされると、直流電源Ｖｄｃの正極→コンデンサＣ１→インダクタＬ１→スイッチング素子Ｑ１→直流電源Ｖｄｃの負極の経路で漸増電流が流れる。このとき、インダクタＬ１に印加される電圧と比例する電圧ｅ３が３次巻線ｎ３に発生する。この電圧ｅ３により、ダイオードＤ５、抵抗Ｒ１４を介してコンデンサＣ６が充電される。このとき、タイマー回路ＴＭ１の７番ピンは開放状態であるので、低抵抗ｒを介する放電は生じない。また、ダイオードＤ４を介して高抵抗Ｒ１３に流れる電流は、コンデンサＣ６の電圧上昇を妨げる程度のものではない。
【００９９】
コンデンサＣ６の電圧上昇は、タイマー回路ＴＭ１の６番ピンにより検出されており、検出電圧が５番ピンの基準電圧（電源電圧Ｖｃｃの２／３）を越えると、３番ピンがＬｏｗレベルとなり、スイッチング素子Ｑ１はオフされる。このとき、７番ピンのトランジスタＴｒがオンとなるので、低抵抗ｒを介してコンデンサＣ６が放電されて、コンデンサＣ６の時間積分値はリセットされる。
【０１００】
コンデンサＣ６の電圧は低抵抗ｒを介して放電されるので、比較的速やかに立ち下がる。２番ピンの電圧は６番ピンの電圧からダイオードＤ４の順電圧を差し引いた電圧となる。２番ピンの電圧が電源電圧Ｖｃｃの１／３に降下する前に、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２のフライバック電圧が立ち上がる。２番ピンの電圧はフライバック電圧が発生している間は電源電圧Ｖｃｃの１／３よりも高い状態に維持される。
【０１０１】
インダクタＬ１の回生電流が流れ終わると、２次巻線ｎ２のフライバック電圧が消失する。すると、抵抗Ｒ１３を介して２番ピンの電位は回路グランドのレベルに向けてプルダウンされる。これにより、２番ピンの第１コンパレータＣＰ１の出力が反転し、フリップフロップＦＦをセットするので、３番ピンがＨｉｇｈレベルとなり、スイッチング素子Ｑ１がオンとなる。また、７番ピンのトランジスタＴｒがオフとなるので、低抵抗ｒを介して回路グランドに短絡されていたコンデンサＣ６は、３次巻線ｎ３からのフォワード電圧によりダイオードＤ５、抵抗Ｒ１４を介して充電される。コンデンサＣ６の電圧が５番ピンの電圧に達すると、６番ピンの第２コンパレータＣＰ２によりフリップフロップＦＦがリセットされて、３番ピンはＬｏｗレベルとなる。これにより、スイッチング素子Ｑ１はオフとなる。また、７番ピンのトランジスタＴｒがオンとなるから、低抵抗ｒを介してコンデンサＣ６は殆ど瞬時に放電される。
【０１０２】
以下、同じ動作を繰り返し、第１のタイマー回路ＴＭ１の３番ピン（出力端子）からは、数十ｋＨｚの高周波パルスが繰り返し出力されることになる。高周波パルスのオン時間は、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流が所定のピーク値に達するまでの時間で決まり、高周波パルスのオフ時間は、インダクタＬ１の回生電流が流れ終わるまでの時間で決まる。したがって、インダクタＬ１に流れる電流は、図２に示すように、ゼロクロス動作（臨界モード）となる。
【０１０３】
抵抗Ｒ１４と共にオン時間タイマーを構成するコンデンサＣ６には、他の抵抗Ｒ１５を介して調光電圧Ｖｄｉｍが重畳されている。調光電圧Ｖｄｉｍが高いときは、コンデンサＣ６の充電速度が速くなるので、スイッチング素子Ｑ１のオン時間は短くなる。調光電圧Ｖｄｉｍが低いときは、コンデンサＣ６の充電速度が遅くなるので、スイッチング素子Ｑ１のオン時間は長くなる。これにより、調光電圧Ｖｄｉｍが高くなるにつれて、図２（ａ）のピーク値Ｉｐ１→図２（ｂ）のピーク値Ｉｐ２→図２（ｃ）のピーク値Ｉｐ３のように、インダクタＬ１に流れる電流のピーク値を小さくするように制御することができる。調光電圧Ｖｄｉｍが一定であるときには、インダクタＬ１の３次巻線ｎ３から帰還されるフォワード電圧に応じてオン時間幅が決まる。
【０１０４】
次に、第２のタイマー回路ＴＭ２は、スイッチング素子Ｑ１の高周波のオンオフ動作を低周波で間欠的に停止させる第２のスイッチング制御手段を構成している。
【０１０５】
第２のタイマー回路ＴＭ２は、時定数設定用の抵抗Ｒ１６、Ｒ１７とコンデンサＣ７を外付けされて、無安定マルチバイブレータとして動作する。コンデンサＣ７の電圧は、２番ピン（トリガー端子）と６番ピン（スレショルド端子）に入力されて、内部の基準電圧と比較されている。
【０１０６】
電源投入初期には、コンデンサＣ７の電圧は２番ピン（トリガー端子）で比較される基準電圧（５番ピンの電圧の１／２）よりも低いので、３番ピン（出力端子）がＨｉｇｈレベルとなり、７番ピン（放電端子）は開放状態となる。これにより、コンデンサＣ７は電源電圧Ｖｃｃから抵抗Ｒ１６、Ｒ１７を介して充電される。
【０１０７】
コンデンサＣ７の電圧が６番ピン（スレショルド端子）で比較される基準電圧（５番ピンの電圧）よりも高くなると、３番ピン（出力端子）はＬｏｗレベルとなり、７番ピン（放電端子）は１番ピンと短絡された状態となる。これにより、コンデンサＣ７は抵抗Ｒ１７を介して放電される。
【０１０８】
コンデンサＣ７の電圧が２番ピン（トリガー端子）で比較される基準電圧（５番ピンの電圧の１／２）よりも低くなると、３番ピン（出力端子）がＨｉｇｈレベルとなり、７番ピン（放電端子）は開放状態となる。これにより、コンデンサＣ７は電源電圧Ｖｃｃから抵抗Ｒ１６、Ｒ１７を介して再び充電される。以下、同じ動作を繰り返す。
【０１０９】
抵抗Ｒ１６、Ｒ１７とコンデンサＣ７の時定数は、３番ピン（出力端子）の発振周波数が例えば１ｋＨｚ前後の低周波となるように設定される。また、抵抗Ｒ１７とコンデンサＣ７の接続点には、他の抵抗Ｒ１８を介して調光電圧Ｖｄｉｍが重畳されている。
【０１１０】
調光電圧Ｖｄｉｍが高いときは、コンデンサＣ７の充電速度は速くなる一方、コンデンサＣ７の放電速度は遅くなるから、３番ピンがＨｉｇｈレベルである期間が短くなり、Ｌｏｗレベルである期間が長くなる。反対に、調光電圧Ｖｄｉｍが低いときは、コンデンサＣ７の充電速度は遅くなる一方、コンデンサＣ７の放電速度は速くなるから、３番ピンがＨｉｇｈレベルである期間が長くなり、Ｌｏｗレベルである期間が短くなる。これにより、調光電圧Ｖｄｉｍが高くなるにつれて、低周波のＰＷＭ制御のオン・デューティ（１周期中に占めるバーストＯＮの期間の割合）を小さくするように制御することが可能となる。
【０１１１】
また、調光電圧ＶｄｉｍがツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧とトランジスタＴｒ５のベース・エミッタ間電圧の和よりも高くなると、トランジスタＴｒ５が導通し、５番ピンの電圧を低下させる方向に働く。調光電圧Ｖｄｉｍが高くなるにつれて、５番ピンの電圧は低下して行くから、タイマー回路ＴＭ２の発振周波数は高くなる。これにより、調光が深くなるにつれて、図２（ａ）の周期Ｔ１→図２（ｂ）の周期Ｔ２→図２（ｃ）の周期Ｔ３のように、低周波のＰＷＭ制御の周期は短くなる。
【０１１２】
以上の動作により、図２（ａ）のｔ１／Ｔ１→図２（ｂ）のｔ２／Ｔ２→図２（ｃ）のｔ３／Ｔ３のように、調光電圧Ｖｄｉｍが高くなるにつれて、バーストＯＮのデューティは小さくなり、ピーク電流の制御と相俟って広い範囲の調光が可能となる。
【０１１３】
また、図２（ｃ）に示すように、ピーク電流Ｉｐ３が低いときには、バーストＯＮの周期Ｔ３が短くなることにより、インダクタＬ１の電流の休止期間（Ｔ３−ｔ３）が短くなるので、平滑コンデンサＣ１の容量が小さくても、固体光源３に流れる電流のリップルを低減でき、ちらつきが目立ちにくくなる。
【０１１４】
さらに、図２（ａ）に示すように、ピーク電流Ｉｐ１が高いときには、バーストＯＮの周期Ｔ１が長くなることにより、１周期中に含まれる高周波パルスの数を増やすことができ、調光の分解能を高めることができる。
【０１１５】
本実施形態では、図１１の回路に比べると、電流検出抵抗Ｒ１が省略されているので、その電力損失を節減できるという利点がある。また、電源変動や負荷変動があった場合でも、スイッチング素子Ｑ１のオン時にインダクタＬ１に印加される電圧が変動することで、その３次巻線ｎ３の電圧ｅ３も変動し、コンデンサＣ６の電圧の上昇速度の変化として検出することが可能であり、電流検出抵抗Ｒ１の機能を実質的に代替できる。
【０１１６】
（実施形態７）
図１４は本発明の実施形態７の回路図である。本実施形態では、スイッチング素子Ｑ１を高周波でオンオフさせる高周波発振回路を汎用のタイマー回路ＴＭで構成している。また、その高周波の発振動作を低周波で間欠的に停止させる制御と、高周波のオン時間幅とオフ時間幅の制御を、ＰＷＭ制御回路ＩＣ１により実施している。ＰＷＭ制御回路ＩＣ１は、タイマー回路ＴＭの動作を許可するときには、タイマー回路ＴＭの４番ピンをＨｉｇｈレベルに設定する。
【０１１７】
タイマー回路ＴＭとしては、図１３に示す汎用のタイマーＩＣ（いわゆる５５５）を用いることができる。タイマー回路ＴＭは無安定マルチバイブレータとして動作し、２番ピンが５番ピンの電圧の半分よりも低くなると、内部のフリップフロップが反転して、３番ピンがＨｉｇｈレベルとなり、７番ピンが開放状態となるので、コンデンサＣ９は充電抵抗ＲｃとダイオードＤ６を介して充電される。６番ピンに印加されるコンデンサＣ９の充電電圧が５番ピンの電圧よりも高くなると、内部のフリップフロップが反転して、３番ピン（出力端子）がＬｏｗレベルとなり、７番ピン（放電端子）は１番ピンと短絡された状態となる。これによりコンデンサＣ９は放電抵抗Ｒｄを介して放電されて、電圧が降下して行く。２番ピンに印加されるコンデンサＣ９の充電電圧が５番ピンの電圧の半分よりも低くなると、内部のフリップフロップが反転して、３番ピンがＨｉｇｈレベルとなり、７番ピンが開放状態となるので、コンデンサＣ９は充電抵抗ＲｃとダイオードＤ６を介して充電される。以下、同じ動作を繰り返す。
【０１１８】
このように、タイマー回路ＴＭは一般的な無安定マルチバイブレータとして動作するものであり、スイッチング素子Ｑ１のオン時間幅は充電抵抗ＲｃとコンデンサＣ９の時定数と５番ピンの電圧により決まる可変幅となる。また、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間幅は放電抵抗ＲｄとコンデンサＣ９の時定数と５番ピンの電圧により決まる可変幅となる。したがって、スイッチング素子Ｑ１は、タイマー回路ＴＭの５番ピンの電圧に応じたオン時間幅とオフ時間幅で駆動される。５番ピンの電圧が低下すると、発振用のコンデンサＣ９の電圧の変化幅が小さくなるので、オン時間幅もオフ時間幅も共に短くなるが、抵抗Ｒｃを介する充電電流は増加するのに対して、抵抗Ｒｄを介する放電電流は減少するから、オン時間幅の短縮率の方がオフ時間幅の短縮率よりも大きくなる。
【０１１９】
これは負荷電圧が略一定である発光ダイオードの駆動には好都合なことであり、５番ピンの電圧が最大のときに、図１５（ａ）に示すように、インダクタＬ１に流れる電流が臨界モードに近い不連続モードとなるように、オン時間幅とオフ時間幅の比率を設計しておけば、５番ピンの電圧が変化しても、常に不連続モードで動作させることができる。具体的には、「オン時間幅×（電源電圧−負荷電圧）≒オフ時間幅×負荷電圧」となる臨界条件よりも僅かにオン時間幅が短くなるように、抵抗Ｒｃ、ＲｄとコンデンサＣ９の値を設計しておけば良い。
【０１２０】
このように設計した場合、５番ピンの電圧が低下すると、図１５（ｂ）のように、スイッチング素子Ｑ１のオン時間幅、オフ時間幅は共に短縮するが、オン時間幅の短縮率の方がオフ時間幅の短縮率よりも大きくなるので、インダクタＬ１に流れる電流の休止期間は増大して行くことになる。
【０１２１】
したがって、ＰＷＭ制御回路ＩＣ１によりタイマー回路ＴＭの５番ピンの電圧を低下させることにより、図１５（ｂ）のように、インダクタＬ１に流れる電流のピークを減少させると共に、電流の休止期間も長くすることができるから、バーストＯＮの期間にインダクタＬ１に流れる平均電流を減少させることができる。
【０１２２】
この制御と組み合わせて、ＰＷＭ制御回路ＩＣ１によりタイマー回路ＴＭの４番ピンを低周波（例えば１ｋＨｚ）でＨｉｇｈ／Ｌｏｗに切り替えて、バーストＯＮの期間を可変とすることにより、高い平均電流を長い時間にわたり流す状態から、低い平均電流を短い時間にわたり流す状態まで制御することで、広い範囲で安定した調光を実現することができる。
【０１２３】
ＰＷＭ制御回路ＩＣ１としては、例えば、テキサスインスツルメンツ社のＴＬ４９４もしくはその同等品を用いることができる。このＩＣは、のこぎり波発振器ＯＳＣとコンパレータＣＰとエラーアンプＥＡ１，ＥＡ２、出力トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２、基準電圧源などを内蔵しており、５番、６番ピンに外付けされたコンデンサＣｔと抵抗Ｒｔで決まる周波数で発振し、３番ピンの電圧に応じたパルス幅でＰＷＭ信号を生成できる。発振周波数は、例えば１ｋＨｚのような低周波とすることも可能である。４番ピンはデッドタイム設定端子であり、本実施形態ではグランドに接続している。
【０１２４】
ＰＷＭ制御回路ＩＣ１の発振周波数を規定する外付けの抵抗Ｒｔには、本実施形態の特徴となる抵抗Ｒ２０とトランジスタＴｒ５の直列回路が並列接続されている。調光電圧ＶｄｉｍがツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧とトランジスタＴｒ５のベース・エミッタ間電圧の和よりも高くなると、トランジスタＴｒ５が導通し、実質的に抵抗Ｒｔの抵抗値を低下させたのと同じ動作となる。これにより、ＰＷＭ制御回路ＩＣ１の発振周波数は調光電圧Ｖｄｉｍが上昇するにつれて高くなる。
【０１２５】
ツェナーダイオードＺＤ１を省略すると、調光電圧Ｖｄｉｍの全範囲で低周波のＰＷＭ制御の周波数を変化させることができる。一方、ツェナーダイオードＺＤ１を設けると、固体光源３に流れる電流が所定値以上では低周波ＰＷＭ制御の周波数は一定となるように制御され、固体光源３に流れる電流が所定値未満では高周波ＰＷＭ制御の周波数が高くなるにつれて、低周波ＰＷＭ制御の周波数が高くなるように制御される。
【０１２６】
１−２番ピンに接続されたエラーアンプＥＡ１と、１５−１６番ピンに接続されたエラーアンプＥＡ２は、ダイオードＯＲ接続されており、いずれか高い方の出力がコンパレータＣＰの基準電圧となる。ここでは、第２のエラーアンプＥＡ２は使用していないので、その出力が最低電位となるように、１５−１６番ピンの電位を設定しておく。
【０１２７】
１３番ピンはシングルエンド動作とプッシュプル動作を選択するための端子であり、本実施形態ではグランドに接続することにより、シングルエンド動作となっている。この場合、内部のロジック回路によりトランジスタＴｒ１とＴｒ２の動作は同じとなる。
【０１２８】
１１−１０番ピンのトランジスタＴｒ２がオンのとき、タイマー回路ＴＭの４番ピンはＬｏｗレベルとなるから、その高周波発振動作は停止し、スイッチング素子Ｑ１はオフ状態に維持される。また、トランジスタＴｒ２がオフのとき、タイマー回路ＴＭの４番ピンは抵抗Ｒ２３により制御電源電圧Ｖｃｃの電位にプルアップされて、タイマー回路ＴＭの高周波発振動作が開始する。
【０１２９】
８−９番ピンのトランジスタＴｒ１がオンのとき、抵抗Ｒ２４を介してコンデンサＣ８の電荷が放電される。また、トランジスタＴｒ１がオフのとき、コンデンサＣ８はタイマー回路ＴＭに内蔵されたブリーダ抵抗の分圧出力により充電される。トランジスタＴｒ１が低周波でオン／オフすることにより、その１周期中のオン期間の比率が増加するほど、コンデンサＣ８の電圧は低下する。これにより、スイッチング素子Ｑ１のオン時間幅は短くなる。
【０１３０】
トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２の１周期中のオン期間の比率は、出力検出回路６の検出出力を受けてフィードバック制御されているので、結果的に、スイッチング素子Ｑ１のバーストＯＮの期間と共に、スイッチング素子Ｑ１のオン時間幅もフィードバック制御されることになる。
【０１３１】
フィードバック制御回路は、エラーアンプＥＡ１と外付けのＣＲ回路により構成されている。エラーアンプＥＡ１の反転入力端子と出力端子の間には、抵抗Ｒ２５、Ｒ２６とコンデンサＣ１０よりなる帰還インピーダンスが接続されている。エラーアンプＥＡ１の非反転入力端子には、１４番ピンの基準電圧Ｖｒｅｆを抵抗Ｒ２１、Ｒ２２により分圧した一定電圧が印加されている。エラーアンプＥＡ１の出力端子の電圧は、エラーアンプＥＡ１の反転入力端子の電圧が非反転入力端子の電圧と一致するように変化する。エラーアンプＥＡ１の反転入力端子には、第１の入力抵抗Ｒ２７を介して出力検出回路６の検出電圧Ｖｄｅｔが入力されると共に、第２の入力抵抗Ｒ２８を介して調光電圧Ｖｄｉｍが入力されている。
【０１３２】
調光電圧Ｖｄｉｍが増加すると、エラーアンプＥＡ１の出力電圧は低下し、トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のオン期間が長くなるので、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作が停止している期間が長くなる。また、タイマー回路ＴＭの５番ピンの基準電圧が低下するので、スイッチング素子Ｑ１のオン時間幅は短くなる。逆に、調光電圧Ｖｄｉｍが減少すると、エラーアンプＥＡ１の出力電圧は上昇し、トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のオン期間が短くなるので、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作が停止している期間が短くなる。また、タイマー回路ＴＭの５番ピンの基準電圧が上昇するので、スイッチング素子Ｑ１のオン時間幅は長くなる。
【０１３３】
また、調光電圧Ｖｄｉｍが一定であるときに、検出電圧Ｖｄｅｔが変動した場合にも、上記と同様の動作により、出力変動を抑制するようにフィードバック制御が掛かることになる。つまり、検出電圧Ｖｄｅｔが増加すると、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作が停止している期間が長くなると共に、スイッチング素子Ｑ１の高周波のオン時間幅が短くなる。逆に、検出電圧Ｖｄｅｔが減少すると、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作が停止している期間が短くなると共に、スイッチング素子Ｑ１の高周波のオン時間幅が長くなる。これにより、出力変動を抑制するようにフィードバック制御が掛かり、調光電圧Ｖｄｉｍの大きさに対して、相応の検出電圧Ｖｄｅｔとなるように制御される。
【０１３４】
次に、出力検出回路６について説明する。固体光源３には電流検出抵抗Ｒ３１が直列接続されると共に、分圧抵抗Ｒ３２、Ｒ３４とツェナーダイオードＺＤ２の直列回路よりなるバイパス回路が並列接続されている。このバイパス回路は、調光下限付近において、固体光源３に流れる点灯電流よりも大きいバイパス電流を流すように定数を設定されている。これにより、調光下限付近において、安定した調光点灯が可能となる（特開２０１１−６５９２２号公報参照）。
【０１３５】
固体光源３に流れる点灯電流が増減すると、抵抗Ｒ３１の両端電圧が増減する。また、固体光源３の印加電圧が増減すると、抵抗Ｒ３２の両端電圧が増減する。したがって、固体光源３の点灯電流または印加電圧が増減すると、抵抗Ｒ３１とＲ３２の直列回路の両端電圧が増減する。
【０１３６】
抵抗Ｒ３１とＲ３２の直列回路の両端電圧からトランジスタＴｒ３のベース・エミッタ間電圧を差し引いた電圧が抵抗Ｒ３３に印加されるから、トランジスタＴｒ３には、抵抗Ｒ３１とＲ３２の直列回路の両端電圧に応じたベース電流が流れる。このベース電流に応じたコレクタ電流が抵抗Ｒ３５、Ｒ３６の直列回路に流れるから、検出電圧Ｖｄｅｔは固体光源３の点灯電流と印加電圧の両方を反映した電圧となる。
【０１３７】
なお、抵抗Ｒ３１がゼロの場合、出力検出回路６は電圧検出回路として機能し、抵抗Ｒ３２がゼロの場合、出力検出回路６は電流検出回路として機能する。また、抵抗Ｒ３１、Ｒ３２の値を適切に設定すると、出力検出回路６は擬似的に負荷電力を検出する回路として機能する。
【０１３８】
抵抗Ｒ３１には固体光源３に流れる点灯電流とバイパス回路に流れるバイパス電流の和に相当する電流が流れる。したがって、固体光源３に流れる点灯電流がゼロに近い状態であっても、抵抗Ｒ３１にはバイパス回路に流れるバイパス電流による電圧（嵩上げ電圧）が発生しており、トランジスタＴｒ３が遮断状態となることはない。
【０１３９】
また、ツェナーダイオードＺＤ２のツェナー電圧は、固体光源３が点灯可能な電圧よりも低い電圧に設定しておく。これにより、固体光源３が点灯している状態では、必ず抵抗Ｒ３２に電圧が発生しており、トランジスタＴｒ３が遮断状態となることはない。
【０１４０】
このように、図１４の出力検出回路６では、バイパス回路に流れるバイパス電流を、出力検出用トランジスタＴｒ３のベース・エミッタ間ダイオードを導通させておくためのバイアス電流として利用している。これにより、固体光源３の点灯電流または印加電圧が低い状態であっても、出力検出用のトランジスタＴｒ３が遮断状態となることはなく、常に能動領域で動作するようにバイアスすることができる。
【０１４１】
なお、固体光源３の点灯電流と印加電圧を個別に検出し、第１のエラーアンプＥＡ１により点灯電流に応じたフィードバック制御を実施すると共に、第２のエラーアンプＥＡ２により印加電圧に応じたフィードバック制御を実施しても良い。前者の制御を高輝度〜中輝度域において実施し、後者の制御を低輝度域において実施すると良いことが知られている（特開２００９−２３２６２３号公報参照）。
【０１４２】
上述の各実施形態の説明では、固体光源３として発光ダイオードを例示したが、これに限定されるものではなく、例えば、有機ＥＬ素子や半導体レーザー素子などであっても良い。
【０１４３】
スイッチング素子Ｑ１はＭＯＳＦＥＴを例示したが、これに限定されるものではなく、例えば、ＩＧＢＴなどであっても良い。
【０１４４】
上述の各実施形態では、直流電源回路部１となる降圧チョッパ回路のスイッチング素子Ｑ１が低電位側に配置されている回路例について説明したが、図１６（ａ）に示すように、降圧チョッパ回路１ａのスイッチング素子Ｑ１が高電位側に配置されている場合であっても本発明を適用できることは言うまでもない。また、図１６（ｂ）〜（ｄ）に示すような各種のスイッチング電源回路を本発明の直流電源回路部１として使用しても構わない。図１６（ｂ）は昇圧チョッパ回路１ｂ、図１６（ｃ）はフライバックコンバータ回路１ｃ、図１６（ｄ）は昇降圧チョッパ回路１ｄの例である。
【符号の説明】
【０１４５】
Ｑ１  スイッチング素子
Ｌ１  インダクタ
１    直流電源回路部
２ａ  第１のスイッチング制御手段
２ｂ  第２のスイッチング制御手段
３    固体光源（ＬＥＤ）
【図１】
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【図２】
0005834236.tif 000003
【図３】
0005834236.tif 000004
【図４】
0005834236.tif 000005
【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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