(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のスイッチング素子を有し、交流電源（6）から供給された交流電力を該スイッチング素子のスイッチング動作によって所定の周波数の交流電力に変換し、接続されたモータ（7）に供給する電力変換部（4）を備えたモータ制御装置であって、
前記スイッチングにより生じるリプル電圧を平滑するコンデンサ（3a）と、
前記モータ（7）を所定の運転周波数で運転させるために、前記電力変換部（4）に対して制御信号を与える制御部（5）と、
前記制御部（5）に与える指令周波数を生成する周波数指令生成部（40）とを備え、
前記周波数指令生成部（40）は、前記モータ（7）の磁気構造に起因するトルクリプルの発生周期が前記交流電源（6）の電源周期の半分と同期する場合に、前記制御部（5）に与える前記指令周波数を、前記交流電源（6）の電源周波数Ｆ［Ｈｚ］、該モータ（7）の磁極数とスロット数との最小公倍数Ｓを用いて演算されるｆ＝（Ｆ×２×ｎ）／Ｓ  （ｎは任意の整数）となる変極点に対して一定値だけシフトさせた運転周波数で運転できるように変更することを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
請求項１において、
前記周波数指令生成部（40）は、電源電流の高調波成分が小さくなる方向に前記指令周波数を変更することを特徴とするモータ制御装置。
【請求項３】
請求項１又は２において、
前記周波数指令生成部（40）は、前記交流電源（6）の電源周波数Ｆ［Ｈｚ］、指令周波数ｆ［Ｈｚ］、前記モータ（7）の磁極数とスロット数との最小公倍数Ｓが、
Ｆ×２×ｎ＝ｆ×Ｓ  （ｎは任意の整数）
という条件を満たすときに、前記指令周波数の変更を行うように構成されていることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項４】
請求項１又は２において、
前記周波数指令生成部（40）は、前記交流電源（6）の電源周波数Ｆ［Ｈｚ］、指令周波数ｆ［Ｈｚ］、前記モータ（7）の極対数Ｎが、
Ｆ×２×ｎ＝ｆ×Ｎ×６ｍ  （ｍは自然数、ｎは任意の整数）
という条件を満たすときに、前記指令周波数の変更を行うように構成されていることを特徴とするモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
空気調和機の電動圧縮機などに用いるモータでは、電流による磁束と磁石による磁束（及びロータの突極性）との相互作用に起因して発生するトルクリプルや、 ロータ位置によるステータとロータの静的な磁気吸引力の差から生じるコギングトルクが含まれる。
【０００３】
コンデンサレスインバータ（例えば、特許文献１参照）のように、内部にエネルギー貯蔵要素を持たないインバータにおいては、こういったトルクリプルの影響でインバータに入力されるエネルギーにもその高調波成分が含まれることになり、電源高調波が増加する。そこで、モータ電流の高調波成分を別途制御することで電流歪みやトルクリプルを低減する技術が提案されている（例えば、特許文献２を参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００２−０５１５８９号公報
【特許文献２】特開２００６−２６２７００号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、コンデンサレスインバータでは、図５に示すように、モータの運転周波数を僅かに変化させただけで電源高調波が大きく変動するような変極点が存在することを本発明者は見出した。図５に示す例では、運転周波数９０．０Ｈｚ付近で電源電流の９次成分が大きく変動している。そのため、この変極点付近の運転周波数でモータを運転させようとすると、マイコンクロックのばらつきの影響によって運転周波数がクロックばらつき分ずれることで電源高調波が不安定となり、場合によっては電源高調波規制を満たすことができないという問題が生じる。
【０００６】
なお、コギングトルクとは、モータのステータとロータとの静的な磁気吸引力の差に起因して発生するトルクであり、その発生周期は、モータの磁極数とスロット数との最小公倍数に運転周波数を乗算することで算出される。また、空間高調波によるトルクリプルとは、電流による磁束と磁石による磁束（及びロータの突極性）との相互作用に起因して発生するトルクであり、その発生周波数は、電流の基本波成分の６ｍ倍（ｍは自然数）となる。
【０００７】
本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、その目的は、モータの磁気構造に起因するトルクリプルよる電源高調波への影響を抑えることで電源高調波を安定化し、モータを運転できるようにすることにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、複数のスイッチング素子を有し、交流電源（6）から供給された交流電力を該スイッチング素子のスイッチング動作によって所定の周波数の交流電力に変換し、接続されたモータ（7）に供給する電力変換部（4）を備えたモータ制御装置を対象とし、次のような解決手段を講じた。
【０００９】
すなわち、第１の発明は、前記スイッチングにより生じるリプル電圧を平滑するコンデンサ（3a）と、
前記モータ（7）を所定の運転周波数で運転させるために、前記電力変換部（4）に対して制御信号を与える制御部（5）と、
前記制御部（5）に与える指令周波数を生成する周波数指令生成部（40）とを備え、
前記周波数指令生成部（40）は、前記モータ（7）の磁気構造に起因するトルクリプルの発生周期が前記交流電源（6）の電源周期の半分と同期する場合に、前記制御部（5）に与える前記指令周波数を、前記交流電源（6）の電源周波数Ｆ［Ｈｚ］、該モータ（7）の磁極数とスロット数との最小公倍数Ｓを用いて演算されるｆ＝（Ｆ×２×ｎ）／Ｓ  （ｎは任意の整数）となる変極点に対して一定値だけシフトさせた運転周波数で運転できるように変更することを特徴とするものである。
【００１０】
第１の発明では、スイッチングにより生じるリプル電圧は、コンデンサ（3a）で平滑される。制御部（5）から電力変換部（4）に対して所定の指令周波数が与えられると、モータ（7）が所定の運転周波数で運転される。ここで、モータ（7）の磁気構造に起因するトルクリプルの発生周期が交流電源（6）の電源周期の半分と同期する場合には、周波数指令生成部（40）によって指令周波数が変更される。
【００１１】
このような構成とすれば、モータ（7）の磁気構造に起因するトルクリプルの影響によって電源高調波が不安定となることを抑制することができる。具体的に、モータ（7）では、運転周波数を僅かに変化させただけで電源高調波が大きく変動するような変極点が存在する（図５参照）。そのため、変極点付近の運転周波数でモータ（7）を運転させようとすると、マイコンクロックのばらつきの影響によって運転周波数がクロックばらつき分ずれることで電源高調波が不安定となり、場合によっては電源高調波規制を満たすことができないという問題が生じる。
【００１２】
これに対し、本発明では、モータ（7）の磁気構造に起因するトルクリプルによる電源高調波の変動が大きい運転周波数帯域を避けるように指令周波数を変更することで、電源電流の高調波成分を低減することができる。
【００１３】
第２の発明は、第１の発明において、
前記周波数指令生成部（40）は、電源電流の高調波成分が小さくなる方向に前記指令周波数を変更することを特徴とするものである。
【００１４】
第２の発明では、周波数指令生成部（40）により、電源電流の高調波成分が小さくなる方向に指令周波数が変更される。このような構成とすれば、周波数指令生成部（40）により、システムが必要とする運転周波数単位よりも小さな単位で周波数指令を変更（例えば、システムが必要とする指令周波数が１ｒｐｓ刻みであれば、０．１Ｈｚや０．０１Ｈｚ刻みで変更）し、システムに影響がない範囲で電源高調波の特性が良い指令周波数を与えることができる。
【００１５】
第３の発明は、第１又は第２の発明において、
前記周波数指令生成部（40）は、前記交流電源（6）の電源周波数Ｆ［Ｈｚ］、指令周波数ｆ［Ｈｚ］、前記モータ（7）の磁極数とスロット数との最小公倍数Ｓが、
Ｆ×２×ｎ＝ｆ×Ｓ  （ｎは任意の整数）
という条件を満たすときに、前記指令周波数の変更を行うように構成されていることを特徴とするものである。
【００１６】
第３の発明では、上述した条件を満たすときに、周波数指令生成部（40）によって指令周波数の変更が行われる。このような構成とすれば、モータ（7）のコギングトルクに起因する電源高調波への影響を抑え、モータ（7）を安定して運転することができる。具体的に、マイコンクロックがばらついた場合、運転周波数がマイコンクロックのばらつき分ずれることで電源高調波の特性が変極点周辺では不安定となる。しかしながら、上述した計算式によれば、演算した電源周波数に基づいて指令周波数を演算するため、マイコンクロックのばらつきの影響を受けずに、変極点に対して一定値だけシフトさせた運転周波数で運転することができる。
【００１７】
なお、指令周波数の演算は、ｆ＝Ｋ×（Ｆ×２×ｎ）／Ｓという計算式に基づいて行う。ここで、Ｋは、指令周波数を変更する割合であり、指令周波数を何％シフトさせるかを示す値である。
【００１８】
第４の発明は、第１又は第２の発明において、
前記周波数指令生成部（40）は、前記交流電源（6）の電源周波数Ｆ［Ｈｚ］、指令周波数ｆ［Ｈｚ］、前記モータ（7）の極対数Ｎが、
Ｆ×２×ｎ＝ｆ×Ｎ×６ｍ  （ｍは自然数、ｎは任意の整数）
という条件を満たすときに、前記指令周波数の変更を行うように構成されていることを特徴とするものである。
【００１９】
第４の発明では、上述した条件を満たすときに、周波数指令生成部（40）によって指令周波数の変更が行われる。このような構成とすれば、空間高調波によるトルクリプルの電源高調波への影響を抑え、モータ（7）を安定して運転することができる。
【発明の効果】
【００２０】
本発明によれば、モータ（7）の磁気構造に起因するトルクリプルよる電源高調波の変動が大きい運転周波数帯域を避けるように指令周波数を変更することで、電源電流の高調波成分を低減することができる。これにより、モータ（7）の磁気構造に起因するトルクリプルによる電源高調波への影響によって電源高調波が不安定となることを抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】図１は、本発明の実施形態に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図２は、周波数指令生成部において指令周波数を変更する手順を示すフローチャート図である。
【図３】図３（Ａ）は、いわゆる単相マトリクスコンバータの構成例を示すブロック図であり、図３（Ｂ）は、単相マトリクスコンバータに用いるスイッチング素子の構成例である。
【図４】図４（Ａ）は、いわゆる三相マトリクスコンバータの構成例を示すブロック図であり、図４（Ｂ）は、三相マトリクスコンバータに用いるスイッチング素子の構成例である。
【図５】図５は、電源高調波と運転周波数との関係を示すグラフ図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。なお、以下の実施形態は、本質的に好ましい例示であって、本発明、その適用物、あるいはその用途の範囲を制限することを意図するものではない。
【００２３】
《全体構成》
図１は、本発明の実施形態に係るモータ制御装置（1）の構成を示すブロック図である。図１に示すように、モータ制御装置（1）は、コンバータ回路（2）、直流リンク部（3）、インバータ回路（4）、制御回路（5）、及び周波数指令生成部（40）を備え、単相の交流電源（6）から供給された交流の電力を所定の周波数の電力に変換して、モータ（7）に供給するようになっている。
【００２４】
なお、本実施形態のモータ（7）は、三相交流モータであり、空気調和機の冷媒回路に設けられた圧縮機を駆動するためのものである。より具体的には、モータ（7）は、４極６スロットの集中巻モータである。ここで、誘起電圧の高調波成分は、電気角周波数の整数倍の成分であり、図５に示す例では、電源高調波の９次成分であるから、電源周波数５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの９倍の成分となる。
【００２５】
コンバータ回路（2）は、交流電源（6）に接続され、交流電源（6）が出力した交流を直流に全波整流する。この例では、コンバータ回路（2）は、複数のダイオード（D）がブリッジ状に結線されたダイオードブリッジ回路である。ダイオード（D）は、交流電源（6）の交流電圧を全波整流して、直流電圧に変換する。
【００２６】
直流リンク部（3）は、リアクトル（L）と、コンデンサ（3a）とを備えている。コンデンサ（3a）は、コンバータ回路（2）の出力に並列接続され、コンデンサ（3a）の両端に生じた直流電圧（直流リンク電圧）がインバータ回路（4）の入力ノードに接続されている。
【００２７】
コンデンサ（3a）は、例えばフィルムコンデンサによって構成されている。このコンデンサ（3a）は、インバータ回路（4）のスイッチング素子がスイッチング動作する際に、スイッチング周波数に対応して生じるリプル電圧（電圧変動）のみを平滑化可能な静電容量を有している。すなわち、コンデンサ（3a）は、コンバータ回路（2）によって整流された電圧（電源電圧に起因する電圧変動）を平滑化するような静電容量を有さない小容量のコンデンサである。ここで、直流リンク部（3）が出力する直流リンク電圧は、その最大値がその最小値の２倍以上となるような大きな脈動を有している。
【００２８】
インバータ回路（4）は、入力ノードが直流リンク部（3）のコンデンサ（3a）に並列に接続され、直流リンク部（3）の出力をスイッチングして三相交流に変換し、接続されたモータ（7）に供給するようになっている。インバータ回路（4）は、複数のスイッチング素子がブリッジ結線されて構成されている。このインバータ回路（4）は、三相交流をモータ（7）に出力するので、６個のスイッチング素子（図示省略）を備えている。インバータ回路（4）は、これらのスイッチング素子のオンオフ動作によって、直流リンク部（3）から入力された直流リンク電圧をスイッチングして三相交流電圧に変換し、モータ（7）へ供給する。なお、このオンオフ動作の制御は、制御回路（5）が行う。周波数指令生成部（40）は、制御回路（5）に与える指令周波数を生成する。
【００２９】
制御回路（5）は、モータ（7）に流れる電流が、電源電圧の脈動に同期して脈動するように、インバータ回路（4）におけるスイッチング（オンオフ動作）を制御する。すなわち、モータ制御装置（1）は、いわゆるコンデンサレスインバータの一例である。この例では、制御回路（5）は、速度制御部（50）、電流制御部（51）、及びＰＷＭ演算部（52）を備えている。制御回路（5）は、周波数指令生成部（40）から与えられた指令周波数に基づいて、インバータ回路（4）に対して制御信号を与えることで、モータ（7）を所定の運転周波数で運転させる。
【００３０】
速度制御部（50）は、モータ（7）を所定の運転周波数で運転するための指令周波数と、モータ（7）の実回転速度との偏差を求め、モータ電流の指令値を電流制御部（51）に出力する。
【００３１】
電流制御部（51）は、モータ電流の指令値と実電流値との偏差が小さくなるように、電圧指令値を生成し、ＰＷＭ演算部（52）に出力する。
【００３２】
ＰＷＭ演算部（52）は、入力された電圧指令値に基づいて、インバータ回路（4）の各スイッチング素子のオンオフ動作を制御するゲート信号を生成し、インバータ回路（4）に出力する。
【００３３】
〈制御回路の動作〉
次に、周波数指令生成部（40）において指令周波数を変更する手順について、図２のフローチャート図を参照しながら説明する。図２に示すように、ステップＳ１０１では、交流電源（6）の電源周波数Ｆ［Ｈｚ］、指令周波数ｆ［Ｈｚ］、モータ（7）の磁極数とスロット数との最小公倍数Ｓが、Ｆ×２×ｎ＝ｆ×Ｓ  （ｎは任意の整数）という条件を満たしているかを判定する。
【００３４】
具体的に、このステップＳ１０１では、モータ（7）のコギングトルクの発生周期が交流電源（6）の電源周期の半分と同期しているかが判定される。例えば、４極６スロットの集中巻モータであれば、最小公倍数Ｓ＝１２となる。そして、電源周波数Ｆ＝６０［Ｈｚ］、指令周波数ｆ＝９０［Ｈｚ］であれば、６０×２×ｎ＝９０×１２となり、ｎ＝９（ｎは整数）という条件を満たすこととなる。
【００３５】
ステップＳ１０１での判定が「ＹＥＳ」の場合には、ステップＳ１０２に分岐する。ステップＳ１０１での判定が「ＮＯ」の場合には、指令周波数を変更することなくそのままモータ（7）に与え、処理を終了する。
【００３６】
ステップＳ１０２では、指令周波数を変更する割合Ｋ（指令周波数を何％シフトさせるかを示す値）を乗算することで、指令周波数を変更し、処理を終了する。なお、変更後の指令周波数は、ｆ＝Ｋ×（Ｆ×２×ｎ）／Ｓという計算式に基づいて算出している。なお、本実施形態では、モータ（7）の磁気構造に起因するトルクリプルとして、コギングトルクを考慮して指令周波数を変更するようにしたが、空間高調波によるトルクリプルを考慮して指令周波数を変更するようにしてもよい。
【００３７】
具体的に、空間高調波によるトルクリプルとは、電流による磁束と磁石による磁束（及びロータの突極性）との相互作用に起因して発生するトルクであり、その発生周波数は、電流の基本波成分の６ｍ倍（ｍは自然数）となる。
【００３８】
つまり、交流電源（6）の電源周波数Ｆ［Ｈｚ］、指令周波数ｆ［Ｈｚ］、モータ（7）の極対数Ｎが、Ｆ×２×ｎ＝ｆ×Ｎ×６ｍ  （ｍは自然数、ｎは任意の整数）という条件を満たすときに、指令周波数の変更を行うようにすればよい。
【００３９】
〈実施形態の効果〉
本実施形態に係るモータ制御装置（1）によれば、モータ（7）の磁気構造に起因するトルクリプル（空間高調波によるトルクリプルやコギングトルク）の影響によって電源高調波が不安定となることを抑制することができる。具体的に、モータ（7）では、運転周波数を僅かに変化させただけで電源高調波が大きく変動するような変極点が存在する（例えば、図５の９０．０Ｈｚ付近では、モータ（7）の運転周波数が０．０１Ｈｚ異なるだけで電源電流の９次成分の値が大きく変わっている）。そのため、変極点付近の運転周波数でモータ（7）を運転させようとすると、マイコンクロックのばらつきの影響によって運転周波数がクロックばらつき分ずれることで電源高調波が不安定となり、場合によっては電源高調波規制を満たすことができないという問題が生じる。
【００４０】
これに対し、本実施形態では、モータ（7）の磁気構造に起因するトルクリプルによる電源高調波の変動が大きい運転周波数帯域を避けるように指令周波数を変更することで、電源電流の高調波成分を低減することができる。
【００４１】
また、本実施形態では、モータ（7）の磁気構造に起因するトルクリプルによる電源高調波への影響を抑えることで、モータ（7）を安定して運転することができる。具体的に、マイコンクロックがばらついた場合、運転周波数がマイコンクロックのばらつき分ずれることで電源高調波の特性が変極点周辺では不安定となる。しかしながら、上述した計算式によれば、演算した電源周波数に基づいて指令周波数を演算するため、マイコンクロックのばらつきの影響を受けずに、変極点に対して一定値だけシフトさせた運転周波数で運転することができる。
【００４２】
《その他の実施形態》
本実施形態では、モータ（7）として、４極６スロットの集中巻モータを用いた場合について説明したが、この形態に限定するものではない。例えば、６極９スロットの集中巻モータを用いてもよい。この場合には、最小公倍数Ｓ＝１８となる。なお、前記実施形態と同様に、電源周波数Ｆ＝６０［Ｈｚ］、指令周波数ｆ＝９０［Ｈｚ］とすると、６０×２×ｎ＝９０×１８となり、ｎ＝１３．５となるので、ｎが整数という条件を満たすことができない。ここで、６極９スロットの集中巻モータでは、指令周波数ｆ＝８０［Ｈｚ］のときに、６０×２×ｎ＝８０×１８となり、ｎ＝１２（ｎは整数）という条件を満たすこととなる。つまり、６極９スロットの集中巻モータでは、指令周波数ｆ＝８０［Ｈｚ］の付近に変極点が存在していると判断できるので、この運転周波数帯域を避けるように指令周波数を変更すればよい。
【００４３】
また、本発明は、いわゆるマトリクスコンバータにも適用できる。
【００４４】
図３（Ａ）は、いわゆる単相マトリクスコンバータの構成例を示すブロック図であり、図３（Ｂ）は、単相マトリクスコンバータに用いるスイッチング素子（S1,S2,…,S6）の構成例である。このモータ制御装置（1）では、単相交流電圧をスイッチングすることで、異なる周波数と電圧をモータ（7）に印加する。この例では、三相の交流電源（6）と接続された６個のスイッチング素子（S1,S2,…,S6）で単相交流をスイッチングしてモータ（7）に三相交流を供給する。それぞれのスイッチング素子（S1,S2,…,S6）は、図３（Ｂ）のように構成された双方向スイッチを採用することができる。コンデンサ（3a）の容量は、キャリアリプルを除去できる程度の小容量である。
【００４５】
また、図４（Ａ）は、いわゆる三相マトリクスコンバータの構成例を示すブロック図であり、図４（Ｂ）は、三相マトリクスコンバータに用いるスイッチング素子（S1,S2,…,S9）の構成例である。このモータ制御装置（1）では、三相交流電圧をスイッチングすることで、異なる周波数と電圧をモータ（7）に印加する。この例では、三相の交流電源（6）と接続された９個のスイッチング素子（S1,S2,…,S9）で三相交流をスイッチングしてモータ（7）に三相交流を供給する。コンデンサ（3a）の容量は、キャリアリプルを除去できる程度の小容量である。
【産業上の利用可能性】
【００４６】
以上説明したように、本発明は、モータの磁気構造に起因するトルクリプルよる電源高調波への影響を抑え、モータを安定して運転することができるという実用性の高い効果が得られることから、きわめて有用で産業上の利用可能性は高い。
【符号の説明】
【００４７】
1    モータ制御装置
3a   コンデンサ
4    インバータ回路（電力変換部）
5    制御回路（制御部）
6    交流電源
7    モータ
40    周波数指令生成部
【図１】
0005659811.tif 000002
【図２】
0005659811.tif 000003
【図３】
0005659811.tif 000004
【図４】
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【図５】
0005659811.tif 000006