(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧源と、
前記直流電圧源の出力する直流電力を交流電力に変換するコンバータと、
前記コンバータの出力する交流電力を入力する変圧器と、
前記変圧器の出力する交流電力を直流電力に変換する整流回路と、
前記整流回路の直流出力側に並列接続される共振スイッチと共振コンデンサから構成される共振回路と、
前記整流回路の出力する直流電力を平滑化するフィルタリアクトルとフィルタコンデンサと、
前記フィルタコンデンサに並列接続されるスナバ回路と、
前記フィルタコンデンサに並列接続される負荷と
から構成される直流電源装置において、
前記スナバ回路を、スナバダイオードのダイオードブリッジと該ダイオードブリッジの中点の出力と前記整流回路の直流出力側を接続するスナバコンデンサとから構成し、
前記直流電圧源の出力電圧を検出する第１の電圧センサと、
前記フィルタコンデンサの電圧を検出する第２の電圧センサと、
前記変圧器の入力電流もしくは出力電流を検出する電流センサと、
前記第１の電圧センサと前記第２の電圧センサと前記電流センサの各出力信号を入力とし、前記コンバータを構成する複数の半導体素子のゲートパルスおよび前記共振スイッチを構成する半導体素子のゲートパルスをそれぞれ制御する信号並びに前記第１の電圧センサと前記第２の電圧センサと前記電流センサの各検出タイミングを調整するためのサンプル＆ホールド信号を出力する制御装置とを備え、
前記制御装置は、前記コンバータの動作周波数を一定として前記各センサからの入力に応じて前記コンバータのゲートパルスのパルス幅を調整することで供給電力を調整する第１の制御手段および前記コンバータのゲートパルスのパルス幅を一定として前記各センサからの入力に応じて前記コンバータの動作周波数を調整することで供給電力を調整する第２の制御手段から構成され、
前記コンバータのゲートパルスのパルス幅の下限値を、前記共振コンデンサの静電容量と回路インダクタンスから求まる共振周期の３／４と前記スナバコンデンサの静電容量と該回路インダクタンスから求まる共振周期の１／２との和より大きい値とし、当該下限値に基づいて前記第１の制御手段と前記第２の制御手段を切り替える
ことを特徴とする直流電源装置。
【請求項２】
直流電圧源と、
前記直流電圧源の出力する直流電力を交流電力に変換するコンバータと、
前記コンバータの出力する交流電力を入力する変圧器と、
前記変圧器の出力する交流電力を直流電力に変換する整流回路と、
前記整流回路の直流出力側に並列接続される共振スイッチと共振コンデンサから構成される共振回路と、
前記整流回路の出力する直流電力を平滑化するフィルタリアクトルとフィルタコンデンサと、
前記フィルタコンデンサに並列接続されるスナバ回路と、
前記フィルタコンデンサに並列接続される負荷と
から構成される直流電源装置において、
前記スナバ回路を、スナバダイオードのダイオードブリッジと該ダイオードブリッジの中点の出力と前記整流回路の直流出力側を接続するスナバコンデンサとから構成し、
前記直流電圧源の出力電圧を検出する第１の電圧センサと、
前記フィルタコンデンサの電圧を検出する第２の電圧センサと、
前記変圧器の入力電流もしくは出力電流を検出する電流センサと、
前記第１の電圧センサと前記第２の電圧センサと前記電流センサの各出力信号を入力とし、前記コンバータを構成する複数の半導体素子のゲートパルスおよび前記共振スイッチを構成する半導体素子のゲートパルスをそれぞれ制御する信号並びに前記第１の電圧センサと前記第２の電圧センサと前記電流センサの各検出タイミングを調整するためのサンプル＆ホールド信号を出力する制御装置とを備え、
前記制御装置は、前記コンバータのターンオンより前記スナバコンデンサの静電容量と回路インダクタンスから求まる共振周期の１／２より後のタイミングで、かつ、前記コンバータのターンオフより前記共振コンデンサの静電容量と該回路インダクタンスから求まる共振周期の３／４より前のタイミングで前記サンプル＆ホールド信号を出力する
ことを特徴とする直流電源装置。
【請求項３】
請求項１記載の直流電源装置において、
前記制御装置は、前記コンバータのターンオンより前記スナバコンデンサの静電容量と回路インダクタンスから求まる共振周期の１／２より後のタイミングで、かつ、前記コンバータのターンオフより前記共振コンデンサの静電容量と該回路インダクタンスから求まる共振周期の３／４より前に前記サンプル＆ホールド信号を出力する
ことを特徴とする直流電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、半導体素子を用いた直流電源装置に関し、特に半導体素子のスイッチング損失を低減するために共振回路を備えたソフトスイッチング式の直流電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
不安定な直流電圧を安定するときや、直流電圧を変更する場合、あるいは入力と出力を電気的に絶縁する必要がある場合、直流から直流に変換する電源装置（以下、直流電源装置）が用いられる。とりわけ入力と出力が電気的に絶縁された直流電源装置において、印加周波数を高くすることで絶縁用トランスを小型化する方式が知られている。
【０００３】
一例として特許文献１の回路構成を図８に示す。図８に示す直流電源装置は、直流電圧源１００と、直流電圧源１００の出力する直流電力を交流に変換するコンバータ１０２と、コンバータ１０２の出力する交流電力を入力する変圧器１０３と、変圧器１０３の出力する交流電力を直流電力に変換する整流回路１０５と、整流回路１０５の出力する直流電力を平滑化するフィルタリアクトル１０８とフィルタコンデンサ１１２と、フィルタコンデンサ１１２に並列接続された負荷１１３から構成される。
【０００４】
図８に示す直流電源装置において、コンバータ１０２を構成する半導体素子のスイッチング損失は印加周波数に応じて上昇する。このため、共振回路を利用してスイッチング損失を低減させる技術（ソフトスイッチング）が考えられた。一例として特許文献２および非特許文献１の回路構造を図９に示す。
【０００５】
図９に示す直流電源装置は、直流電圧源１００と、直流電圧源１００の直流電力を交流電力に変換するコンバータ１０２と、コンバータ１０２の出力する交流電力を入力する変圧器１０３と、変圧器１０３の出力する交流電力を直流電力に変換する整流回路１０５と、整流回路１０５の直流出力側に並列接続された共振スイッチ１０６と共振コンデンサ１０７から構成された共振回路と、整流回路１０５の出力する直流電力を平滑化するフィルタリアクトル１０８とフィルタコンデンサ１１２と、フィルタコンデンサ１１２に並列接続された負荷１１３から構成される。
【０００６】
図９に示す直流電源装置は、コンバータ１０２のターンオフのタイミングに合わせて共振スイッチ１０６を動作させ、共振電流Ｉｚを二次電流Ｉ２に重畳させることで一時的に二次電流Ｉ２をゼロ、一次電流Ｉ１を励磁電流のみのレベルまでに低減させることができる。このタイミングに合わせてコンバータ１０２をターンオフさせることで、コンバータ１０２のターンオフ損失を大幅に低減させることができる。
【０００７】
図８に示す直流電源装置において、コンバータ１０２を構成する半導体素子Ｑ１〜Ｑ４がオフしている間、一次電流Ｉ１および二次電流Ｉ２はゼロとなっているが、整流回路１０５を構成するダイオードには還流電流が流れ続けている。その状態から、コンバータ１０２を構成する半導体素子Ｑ１，Ｑ４がターンオンすると、一次電流Ｉ１と二次電流Ｉ２が流れ始め、二次電流Ｉ２の大きさは負荷電流Ｉｄに一致する。このとき、整流回路１０５を構成するダイオードの半数には二次電流Ｉ２と同じ大きさの電流が流れ、残りの半数のダイオードは電流ゼロとなる。
【０００８】
後者のダイオードの電圧・電流波形を図１０に示す。ダイオードに電流が流れている状態から電流が遮断されて電圧が印加される状態に遷移するとき、ダイオードの中に蓄積されたキャリアが放出されて一時的に逆方向に電流（リバースリカバリ電流）が流れ、サージ電圧が発生する。このサージ電圧は、ダイオードの接合容量と回路のインダクタンスによる共振によってしばらく振動を続ける。リカバリ現象はダイオードの特性によって決まるが、図１０のように激しいサージ電圧を発生すると、素子耐圧を超えて素子を破壊してしまう場合がある。また、素子耐圧を超えない場合でも、高周波の電磁ノイズが発生し、他の電子機器へ電磁干渉などの悪影響を及ぼす場合がある。
【０００９】
リカバリ時のサージ電圧対策として、整流回路を構成するダイオードと並列にＣＲ回路（スナバ回路）を設ける技術などが知られている。また、サージ電圧対策の公知例として、特許文献３の直流−直流変換装置や特許文献４の電力伝送のための装置、特許文献５の低損失コンバータなどが知られている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開２０１０−１７８５０１号公報
【特許文献２】特開平４−３６８４６４号公報
【特許文献３】特開２００６−３５２９５９号公報
【特許文献４】特開２００９−２７３３５５号公報
【特許文献５】特開２００８−７９４０３号公報
【非特許文献】
【００１１】
【非特許文献１】O.Deblecker、 A.Moretti、 and F.Vallee: “Comparative Analysis of Two zero-Current Switching Isolated DC-DCConvereters for Auxiliary Railway Supply、” SPEEDAM2008.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
図９に示す公知例の回路には３つの課題がある。第１の課題は、整流回路１０５を構成するダイオードのリカバリ時のサージ電圧を低減することである。
【００１３】
第２の課題は、コンバータ１０２のターンオフ損失を低減するために追加した共振コンデンサ１０７と共振スイッチ１０６からなる共振回路を流れる共振電流Ｉｚが二次電流Ｉ２に重畳するため、二次電流Ｉ２より正確な負荷状態を把握するのが困難になることである。正確な負荷状態を把握するためには、負荷電流Ｉｄを直接検出する電流センサを取り付ければ良いが、コスト低減のため二次電流Ｉ２より負荷電流Ｉｄを正確に推定し、負荷電流Ｉｄを検出する電流センサを省略して正確な負荷状態を把握することが課題である。
【００１４】
第３の課題は軽負荷時の制御を円滑に行うことである。共振コンデンサ１０７を流れる共振電流Ｉｚの振幅は直流入力電圧Ｖｓに比例するため、共振電流Ｉｚの供給するエネルギーは直流入力電圧Ｖｓの二乗に比例する。このため直流入力電圧Ｖｓが高いときには共振電流Ｉｚだけで相当のエネルギーを供給することになり、供給電力を絞るのが難しくなるという問題点があった。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明の直流電源装置は、第１の課題を解決するために、直流電圧源と、直流電圧源の出力する直流電力を交流に変換するコンバータと、コンバータの出力する交流電力を入力する変圧器と、変圧器の出力する交流電力を直流電力に変換する整流回路と、整流回路の直流出力側に並列接続された共振コンデンサと共振スイッチから構成された共振回路と、整流回路の出力する直流電力を平滑化するフィルタリアクトルとフィルタコンデンサと、フィルタコンデンサに並列接続された負荷から構成される直流電源装置であって、フィルタコンデンサに並列接続するスナバ回路を備え、さらに、第２、第３の課題を解決するために、前記の構成に加えて、直流電圧源の出力する直流電圧を検出する第１の電圧センサと、トランスの二次電流を検出する電流センサと、フィルタコンデンサ電圧を検出する第２の電圧センサと、コンバータと共振スイッチのゲートパルス及び第１・第２の電圧センサと電流センサの検出タイミングを調整する制御装置を備えることを特徴とする。
【００１６】
また、本発明の直流電源装置の前記制御装置は、第１・第２の電圧センサと電流センサの出力信号を入力し、コンバータの動作周波数を一定としてセンサ入力に応じてゲートパルスの幅を調整することで供給電力を調整する第１の制御手段と、コンバータのゲートパルス幅を一定としてセンサ入力に応じてコンバータの動作周波数を調整することで供給電力を調整する第２の制御手段を備えることを特徴とする。
【００１７】
さらに、本発明の直流電源装置の前記制御装置は、スナバ回路を、ダイオードブリッジ（スナバダイオード）と、ダイオードブリッジの出力と整流回路の直流出力側を接続するコンデンサ（スナバコンデンサ）で構成し、電流センサの出力信号を入力し、コンバータの動作周波数と同期しながら、コンバータのターンオン期間のうち共振コンデンサの静電容量と回路インダクタンスによって求まる共振周期の３／４と、スナバコンデンサの静電容量と回路インダクタンスによって求まる共振周期の１／２を除いた間にサンプル＆ホールドする手段を備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、フィルタコンデンサに並列接続するダイオードブリッジであるスナバダイオードと、ダイオードブリッジであるスナバダイオードのダイオードブリッジの中点の出力と整流回路のダイオードの直流出力側を接続するスナバコンデンサから構成されるスナバ回路により、整流回路のダイオードのリカバリ時に発生したサージ電圧を低減し、電磁ノイズも低減することができる。
【００１９】
また、変圧器の二次電流の電流センサを備え、電流センサの出力信号を入力し、コンバータの動作周波数と同期しながら、コンバータのターンオンよりスナバコンデンサの静電容量と回路インダクタンスから求まる共振周期の１／２以降、ターンオフより共振コンデンサの静電容量と回路インダクタンスから求まる共振周期の３／４以前にサンプル＆ホールドすることにより、二次電流より負荷電流を正確に推定することができる。
【００２０】
さらに、コンバータの動作周波数を一定としてセンサ入力に応じてゲートパルスの幅を調整することで供給電力を調整する第１の制御手段と、コンバータのゲートパルス幅を一定としてセンサ入力に応じてコンバータの動作周波数を調整することで供給電力を調整する第２の制御手段を備えることにより、軽負荷時に対応し、供給電力を絞ることが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】図１は本発明の直流電源装置の回路構成を示す図である。
【図２】図２は本発明の直流電源装置の制御装置の内部構成を示す図である。
【図３】図３は本発明による動作波形の一例、制御タイミングの詳細を示す図である。
【図４】図４は本発明による動作波形の一例、直流入力電圧に応じた調整を示す図である。
【図５】図５は本発明による動作波形の一例、負荷率に応じた調整を示す図である。
【図６】図６は本発明による動作波形の一例、負荷率に応じた調整を示す図である。
【図７】図７は本発明による整流ダイオードの電圧・電流波形を示す図である。
【図８】図８は従来技術（特許文献１）の直流電源装置の回路構成を示す図である。
【図９】図９は従来技術（特許文献２等）の直流電源装置の回路構成を示す図である。
【図１０】図１０は従来技術（特許文献１）の直流電源装置による整流ダイオードの電圧・電流波形を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて説明する。
【実施例１】
【００２３】
本発明の実施例を図１に示す。図１に示す直流電源装置は、直流電圧源１００と、直流電圧源１００の出力電圧である直流入力電圧Ｖｓを検出する第１の電圧センサ１０１と、直流電圧源１００の出力する直流電力を交流電力に変換するコンバータ１０２と、コンバータ１０２の出力する交流電力を入力する変圧器１０３と、変圧器１０３の二次電流Ｉ２を検出する電流センサ１０４と、変圧器１０３の出力する交流電力を直流電力に変換する整流回路１０５と、整流回路１０５の直流出力側に並列接続された共振スイッチ１０６と共振コンデンサ１０７から構成された共振回路と、整流回路１０５の出力する直流電力を平滑化するフィルタリアクトル１０８とフィルタコンデンサ１１２と、フィルタコンデンサ１１２に並列接続するダイオードブリッジであるスナバダイオード１１０と、スナバダイオード１１０のダイオードブリッジの中点の出力と整流回路１０５の直流出力側を接続するスナバコンデンサ１０９と、フィルタコンデンサ１１２の直流出力電圧Ｖｄを検出する第２の電圧センサ１１１と、フィルタコンデンサ１１２に並列接続された負荷１１３と、第１の電圧センサ１０１が検出する直流入力電圧Ｖｓと第２の電圧センサ１１１が検出する直流出力電圧Ｖｄと電流センサ１０４が検出する二次電流Ｉ２を入力し、コンバータ１０２を構成する半導体素子Ｑ１〜Ｑ４のゲート信号Ｇ１〜Ｇ４、および、共振スイッチ１０６を構成する半導体素子Ｑｚのゲート信号Ｇｚを制御する制御装置１１４から構成される。
【００２４】
制御装置１１４の詳細を図２に示す。図２に示す直流電源装置の制御装置１１４は、第２の電圧センサ１１１の出力信号を入力する第１のＡ／Ｄ変換器２００と、電流センサ１０４の出力信号を入力する第２のＡ／Ｄ変換器２０１と、第１の電圧センサ１０１の出力信号を入力する第３のＡ／Ｄ変換器２０２と、直流出力電圧指令Ｖｄ＊と第１のＡ／Ｄ変換器２００の出力信号である直流出力電圧Ｖｄの偏差を求める第１の減算器２０３と、第１の減算器２０３の出力信号を入力して負荷電流指令Ｉｄ＊を出力する第１のＰＩ制御器２０４と、第１のＰＩ制御器２０４の出力する負荷電流指令Ｉｄ＊と第２のＡ／Ｄ変換器２０１の出力信号である負荷電流推定値Ｉｄ’の偏差を求める第２の減算器２０５と、第２の減算器２０５の出力信号をＡ接点スイッチ２０６を介して入力する第２のＰＩ制御器２０８と、第２のＰＩ制御器２０８の出力信号とコンバータ制御周期の初期値Ｔｃ＊を加算してコンバータ制御周期Ｔｃを求める第１の加算器２１０と、第１のＡ／Ｄ変換器２００の出力信号である直流出力電圧Ｖｄと第３のＡ／Ｄ変換器２０２の出力信号である直流入力電圧Ｖｓを入力してコンバータ１０２を構成する半導体素子のターンオン時間指令Ｔ１＊を出力する関数テーブル２１２と、第２の減算器２０５の出力信号をＢ接点スイッチ２０７を介して入力する第３のＰＩ制御器２０９と、第３のＰＩ制御器２０９の出力信号と関数テーブル２１２のコンバータ１０２を構成する半導体素子のターンオン時間指令Ｔ１＊の和を求める第２の加算器２１１と、第２の加算器２１１の出力信号を入力し所定の範囲内にコンバータ１０２を構成する半導体素子のターンオン時間Ｔ１を制限すると同時に出力を制限しているか否かを判別するアンダーフローフラグＵＦを出力するリミッタ２１３と、第１の加算器２１０の出力するコンバータ１０２の制御周期Ｔｃとリミッタ２１３の出力するコンバータ１０２を構成する半導体素子のターンオン時間Ｔ１と共振スイッチ１０６を構成する半導体素子のターンオン時間Ｔ２を入力しコンバータ１０２を構成する半導体素子Ｑ１〜Ｑ４のゲート信号Ｇ１〜Ｇ４と、共振スイッチ１０６を構成する半導体素子Ｑｚのゲート信号Ｇｚと、第１〜３のＡ／Ｄ変換器２００〜２０２をサンプル＆ホールドするＡ／Ｄ変換器のトリガ信号Ｔａｄを出力するパルス制御装置２１４から構成される。
【００２５】
リミッタ２１３の出力するアンダーフローフラグＵＦに応じて、Ａ接点スイッチ２０６とＢ接点スイッチ２０７は排他的に、以下のように動作する。
ａ）リミッタ２１３の出力が所定の範囲内（Ｔ１＞Ｔ１ｍｉｎ）のとき、
アンダーフローフラグＵＦ：オフ
Ａ接点スイッチ２０６    ：開放
第１のＰＩ制御器２０８  ：リセット、出力ゼロ
第１の加算器２１０      ：出力Ｔｃ＊（固定）
Ｂ接点スイッチ２０７    ：接続
第２のＰＩ制御器２０９  ：動作中
リミッタ２１３          ：出力Ｔ１（可変）
ｂ）リミッタ２１３の出力が下限値に制限（Ｔ１＝Ｔ１ｍｉｎ）されているとき、
アンダーフローフラグＵＦ：オン
Ａ接点スイッチ２０６    ：接続
第１のＰＩ制御器２０８  ：動作中
第１の加算器２１０      ：出力Ｔｃ（可変）
Ｂ接点スイッチ２０７    ：開放
第２のＰＩ制御器２０９  ：リセット、出力ゼロ
リミッタ２１３          ：出力Ｔ１ｍｉｎ（固定）
【００２６】
本発明の直流電源装置の動作波形を図３に示す。図３において、上の図から順に以下の信号を示している。
（１）・二次電流Ｉ２と負荷電流Ｉｄ
（２）・共振電流Ｉｚとスナバ電流Ｉｓ
（３）・コンバータ１０２を構成する半導体素子Ｑ１、Ｑ４のゲート信号Ｇ１、Ｇ４
（４）・共振スイッチ１０６を構成する半導体素子Ｑｚのゲート信号Ｇｚ
（５）・第１〜第３Ａ／Ｄ変換器２００〜２０２のトリガ信号Ｔａｄ
が示されている。
【００２７】
図３の横軸は時間軸であり、時間の推移とともに（状態１）から（状態５）へと遷移する。
（状態１）コンバータ１０２を構成する半導体素子Ｑ１、Ｑ４がオフ中のとき、変圧器１０３の二次電流Ｉ２はゼロになっているが、負荷電流Ｉｄは整流回路１０５を通って流れ続けている。
【００２８】
（状態２）コンバータ１０２を構成する半導体素子Ｑ１、Ｑ４がターンオンすると、変圧器１０３の二次電流Ｉ２が流れ出すと同時にスナバコンデンサ１０９の充電電流Ｉｓが流れる。この状態は、スナバコンデンサ１０９の静電容量と回路インダクタンスから求まる共振周期の約１／２の間継続する。
【００２９】
（状態３）スナバコンデンサ１０９が充電し終わると、変圧器１０３の二次電流Ｉ２と負荷電流Ｉｄの大きさは一致する。この状態の先頭のタイミングで、第１〜第３のＡ／Ｄ変換器２００〜２０２を動作させるＡ／Ｄ変換器のトリガ信号Ｔａｄを出力し、Ａ／Ｄ変換（サンプル＆ホールド）を行うことにより、検出した変圧器１０３の二次電流Ｉ２の値を用いて、負荷電流Ｉｄの値を求めることができる。
【００３０】
（状態４）コンバータ１０２を構成する半導体素子Ｑ１、Ｑ４のターンオフタイミングに対し、共振コンデンサ１０７の静電容量と回路インダクタンスから求める共振周期の３／４より前のタイミングで、共振スイッチ１０６を構成する半導体素子Ｑｚをターンオンする。スナバコンデンサ１０９に充電されていた電荷は瞬時に放電されて共振コンデンサ１０７に充電され、その後、スナバコンデンサ１０９は再充電する。共振電流Ｉｚとスナバ電流Ｉｓの電流値の和が変圧器１０３の二次電流Ｉ２の電流値に重畳され、いったん変圧器１０３の二次電流Ｉ２の電流値は増加するが共振コンデンサ１０７の共振周期の１／２を過ぎると減少に転じてゼロになる。変圧器１０３の二次電流Ｉ２は、整流回路１０５を構成するダイオードにより負の方向には流れないため、二次電流Ｉ２がゼロの状態が続く。変圧器１０３の二次電流Ｉ２がゼロの状態で共振スイッチ１０６をターンオフすると、このとき共振スイッチ１０６に流れている共振電流Ｉｚが負であるため、共振スイッチ１０６のターンオフ損失はゼロとなる。また、変圧器１０３の二次電流Ｉ２がゼロの状態でコンバータ１０２をターンオフすると、このとき変圧器１０３の一次電流Ｉ１は励磁電流のみの状態であるためコンバータ１０２を構成する半導体素子Ｑ１〜Ｑ４のターンオフ損失を大幅に低減できる。
【００３１】
（状態５）コンバータ１０２を構成する半導体素子Ｑ１、Ｑ４がオフ、共振スイッチ１０６を構成する半導体素子Ｑｚがオフのとき、変圧器１０３の二次電流Ｉ２はゼロになっているが、共振コンデンサ１０７に充電された電荷がゼロになるまで共振電流Ｉｚは流れ続ける。共振電流Ｉｚとスナバ電流Ｉｓの和が負荷電流Ｉｄとなって負荷１１３に供給される。共振電流Ｉｚがゼロになると状態１に戻る。
【００３２】
本発明の直流電源装置のリカバリ時の動作波形を図７に示す。図７において、上の図から順に、以下の信号を示している。
（１）・整流回路１０５を構成するダイオードの端子電圧である直流出力電圧Ｖｄ
（２）・整流回路１０５を構成するダイオードに流れる電流である負荷電流Ｉｄ
（３）・コンバータ１０２を構成する半導体素子Ｑ１、Ｑ４のゲート信号Ｇ１、Ｇ４
【００３３】
コンバータ１０２を構成する半導体素子Ｑ１、Ｑ４がオフしている間、変圧器１０３の一次電流Ｉ１および二次電流Ｉ２はゼロとなっているが、整流回路１０５を構成するダイオードには還流電流が流れ続けている。この状態から、半導体素子Ｑ１、Ｑ４がターンオンすると変圧器１０３の一次電流Ｉ１と二次電流Ｉ２が流れ始め、変圧器１０３の二次電流Ｉ２の大きさは負荷電流Ｉｄに一致する。このとき、整流回路１０５を構成するダイオードの半数には変圧器１０３の二次電流Ｉ２と同じ大きさの電流が流れ、残りの半数のダイオードは電流ゼロとなる。後者のダイオードの電圧・電流波形を図７に示している。
【００３４】
整流回路１０５を構成するダイオードに電流が流れている状態から電流が遮断されて電圧が印加される状態に遷移するとき、整流回路１０５を構成するダイオードの中に蓄積されたキャリアが放出されて一時的に逆方向に電流（リバースリカバリ電流）が流れ、サージ電圧が発生する。図９の従来技術と比較すると、図７に示されるように、スナバコンデンサ１０９およびスナバダイオード１１０から構成されるスナバ回路によって、このサージ電圧を低減できることが分かる。
【００３５】
本発明の直流電源装置の動作波形の一例を図４に示す。図４は、図２における第２のＰＩ制御器２０９が動作しているモードの波形である。図４において、上の図から順に以下の信号を示している。
（１）・直流入力電圧Ｖｓが低電圧（８０％）、定格負荷時の変圧器１０３の二次電流Ｉ２、負荷電流Ｉｄ
（２）・直流入力電圧Ｖｓが定格電圧、定格負荷時の変圧器１０３の二次電流Ｉ２、負荷電流Ｉｄ
（３）・直流入力電圧Ｖｓが高電圧（１２０％）、定格負荷時の変圧器１０３の二次電流Ｉ２、負荷電流Ｉｄ
【００３６】
共振電流Ｉｚが流れていない場合、コンバータ１０２のオン時間Ｔ１は直流入力電圧Ｖｓと直流出力電圧Ｖｄの比に応じて決まる。直流出力電圧Ｖｄを一定に制御するのが目的であるから、コンバータ１０２を構成する半導体素子のターンオン時間Ｔ１は単に直流入力電圧Ｖｓの大きさに反比例すると簡略化して考えてもよい。ところが、共振電流Ｉｚの大きさは、図４に示すように直流入力電圧Ｖｓに比例する。つまり、共振電流Ｉｚの伝達するエネルギーは直流入力電圧Ｖｓの二乗に比例するため、直流入力電圧Ｖｓが高くなるにつれてコンバータ１０２を構成する半導体素子のターンオン時間Ｔ１は直流入力電圧Ｖｓの大きさに反比例した値よりも短くなる。このように、定格負荷時は、直流入力電圧Ｖｓに応じてコンバータ１０２を構成する半導体素子のターンオン時間Ｔ１を調整することによって負荷電流Ｉｄを一定に保つ。
【００３７】
本発明の直流電源装置の動作波形の一例を図５に示す。図５は、図２における第２のＰＩ制御器２０９が動作しているモードの波形である。図５において、上の図から順に以下の信号を示している。
（１）・直流入力電圧Ｖｓが定格電圧、定格負荷時の変圧器１０３の二次電流Ｉ２、及び、負荷電流Ｉｄ
（２）・直流入力電圧Ｖｓが定格電圧、軽負荷（５０％）時の変圧器１０３の二次電流Ｉ２、及び、負荷電流Ｉｄ
【００３８】
共振電流Ｉｚが流れていない場合、コンバータ１０２を構成する半導体素子のターンオン時間Ｔ１は負荷電流Ｉｄの大きさによらず一定でよい。コンバータ１０２がオンしている間、負荷電流Ｉｄは直流入力電圧Ｖｓと直流出力電圧Ｖｄおよびフィルタリアクトル１０８のインダクタンスに応じて増加し、コンバータ１０２がオフしている間は直流出力電圧Ｖｄおよびフィルタリアクトル１０８のインダクタンスに応じて減少する。この負荷電流Ｉｄの増加量と減少量が等しくなるのが定常状態であり、コンバータ１０２を構成する半導体素子のターンオン時間Ｔ１は負荷電流Ｉｄの大きさによらない。
【００３９】
ところが、共振電流Ｉｚの伝達するエネルギーは、直流入力電圧Ｖｓの二乗に比例するため、軽負荷になるとコンバータ１０２を構成する半導体素子のターンオン時間Ｔ１を定格負荷時よりも短くする必要がある。
【００４０】
本発明の直流電源装置の動作波形の一例を図６に示す。図６において、、上の図から順に、以下の信号を示している。
（１）・直流入力電圧Ｖｓが高電圧（１２０％）、定格負荷時の変圧器１０３の二次電流Ｉ２、及び、負荷電流Ｉｄ
（２）・直流入力電圧Ｖｓが高電圧（１２０％）、軽負荷（５０％）時の変圧器１０３の二次電流Ｉ２、及び、負荷電流Ｉｄ
（３）・直流入力電圧Ｖｓが高電圧（１２０％）、軽負荷（２０％）時の変圧器１０３の二次電流Ｉ２、及び、負荷電流Ｉｄ
を示す。
【００４１】
軽負荷になるとコンバータ１０２を構成する半導体素子のターンオン時間Ｔ１を定格負荷時よりも短くすることで供給電力を調整するが、共振電流Ｉｚの伝達するエネルギーは直流入力電圧Ｖｓの二乗に比例するため、直流入力電圧Ｖｓが高い場合にはコンバータ１０２を構成する半導体素子のターンのオン時間Ｔ１を短くしても、コンバータ１０２を構成する半導体素子のターンオン時間の下限値Ｔ１ｍｉｎに抵触し、これ以上、供給電力を絞ることが出来なくなる。この場合、コンバータ１０２のコンバータ制御周期Ｔｃを長く設定することで、供給電力を調整することができる。図６は、図２における第１のＰＩ制御器２０８が動作しているモードの波形である。
【００４２】
ここで、コンバータ１０２を構成する半導体素子のターンオン時間の下限値Ｔ１ｍｉｎは、第１〜第３Ａ／Ｄ変換器２００〜２０２のサンプル＆ホールド期間を確保するため、共振コンデンサ１０７の静電容量と回路のインダクタンスから求まる共振周期の３／４と、スナバコンデンサ１０９の静電容量と回路のインダクタンスから求まる共振周期の１／２の和よりも大きくすることが必要である。
【符号の説明】
【００４３】
１００  直流電圧源
１０１  第１の電圧センサ
１０２  コンバータ
１０３  変圧器
１０４  電流センサ
１０５  整流回路
１０６  共振スイッチ
１０７  共振コンデンサ
１０８  フィルタリアクトル
１０９  スナバコンデンサ
１１０  スナバダイオード
１１１  第２の電圧センサ
１１２  フィルタコンデンサ
１１３  負荷
１１４  制御装置
２００  第１のＡ／Ｄ変換器
２０１  第２のＡ／Ｄ変換器
２０２  第３のＡ／Ｄ変換器
２０３  第１の減算器
２０４  第１のＰＩ制御器
２０５  第２の減算器
２０６  Ａ接点スイッチ
２０７  Ｂ接点スイッチ
２０８  第２のＰＩ制御器
２０９  第３のＰＩ制御器
２１０  第１の加算器
２１１  第２の加算器
２１２  関数テーブル
２１３  リミッタ
２１４  パルス制御装置
Ｇ１〜Ｇ４  コンバータ１０２を構成する半導体素子Ｑ１〜Ｑ４のゲート信号
Ｇｚ  共振スイッチ１０６を構成する半導体素子Ｑｚのゲート信号
Ｉ１  一次電流
Ｉ２  二次電流
Ｉｄ  負荷電流
Ｉｄ＊  負荷電流指令
Ｉｄ’  負荷電流推定値
Ｉｒ  整流ダイオード電流
Ｉｓ  スナバ電流
Ｉｚ  共振電流
Ｔ１  コンバータ１０２を構成する半導体素子のターンオン時間
Ｔ１ｍｉｎ  コンバータ１０２を構成する半導体素子のターンオン時間の下限値
Ｔ１＊  コンバータ１０２を構成する半導体素子のターンオン時間指令
Ｔ２  共振スイッチ１０６を構成する半導体素子のターンオン時間
Ｔａｄ  Ａ／Ｄ変換器のトリガ信号
Ｔｃ＊  コンバータ制御周期の初期値
Ｔｃ  コンバータ制御周期
Ｑ１〜Ｑ４  コンバータ１０２を構成する半導体素子
Ｑｚ  共振スイッチ１０６を構成する半導体素子
ＵＦ  アンダーフローフラグ
Ｖｄ＊  直流出力電圧指令Ｖｄ＊
Ｖｄ  直流出力電圧Ｖｄ
Ｖｒ  整流ダイオード電圧Ｖｒ
Ｖｓ  直流入力電圧Ｖｓ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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