(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源に接続される、第１のコンデンサと第１のインダクタとを直列に接続してなる第１のＬＣ回路と、
一方の端子を前記第１のＬＣ回路に接続し、他方の端子を前記交流電源に接続してなる第１のスイッチと、
前記第１のスイッチの前記一方の端子側に前記第１のスイッチと直列に接続される第２のスイッチと、
前記第１のスイッチと第２のスイッチとの直列回路に並列に接続される平滑コンデンサと、
前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとの接続点と負荷との間に接続される、第２のコンデンサと第２のインダクタとを直列に接続してなる第２のＬＣ回路と、
前記交流電源の両端の電圧を入力電圧として検出する入力電圧検出部と、
前記第１のＬＣ回路の前記第１のインダクタを流れる電流を入力電流として検出する入力電流検出部と、
前記負荷に印加される電圧を出力電圧として検出する出力電圧検出部と、
前記第２のＬＣ回路の前記第２のインダクタを流れる電流を出力電流として検出する出力電流検出部と、
前記入力電圧検出部で検出される前記入力電圧の極性を判定する極性判定手段と、
前記入力電圧の極性が正のときには前記第１のスイッチを、負のときには前記第２のスイッチを、それぞれ前記入力電圧検出部、前記入力電流検出部、前記出力電圧検出部及び前記出力電流検出部の各検出出力から決定されるオン，オフのタイミングでパルス駆動するパルス発生手段と、
を具備したことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記パルス発生手段は、前記極性判定手段で判定された前記入力電圧の極性から選択したスイッチをパルス駆動するための信号として、前記出力電流検出部で検出される出力電流が前記入力電圧検出部で検出される入力電圧を基に設定される目標電流に達するまでスイッチのオン状態を維持し、前記出力電流が前記目標電流に達したならばスイッチをオフし、その後、前記出力電流検出部で検出される出力電流が前記入力電流検出部で検出される入力電流と等しくなるとスイッチを再度オンするパルス信号を繰り返し出力することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記パルス発生手段は、前記出力電圧検出部で検出される出力電圧をリファレンス電圧と比較して補正係数を算出し、前記入力電圧検出部で検出される入力電圧に前記補正係数を乗算した値を前記目標電流とすることを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記入力電圧検出部で検出される前記入力電圧と前記入力電流検出部で検出される前記入力電流とから前記交流電源から供給される電力が遮断されたか否かを判定する停電判定手段と、
この停電検出手段により前記交流電源から供給される電力が遮断されたと判定されると、前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとを交互にオン，オフするハーフブリッジ動作をさせる停電制御手段と、
をさらに具備したことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記停電制御手段は、前記出力電圧検出手段で検出される出力電圧に応じて、前記ハーフブリッジ動作のスイチッング周波数を変調することを特徴とする請求項４記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記出力電流検出部で検出される出力電流または前記出力電圧検出部で検出される出力電圧から前記負荷のハイインピーダンス状態を検知すると、前記第１，第２のスイッチのパルス駆動を停止させる待機モード移行手段、
をさらに具備したことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、交流電源から得られる交流電圧を直流電圧に変換して負荷へ電力を供給する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
交流電圧を直流電圧に変換する方法として、次の２つの方法が一般的に知られている。  
第１の方法は、ダイオードブリッジ回路と平滑コンデンサとを用いる。ダイオードブリッジ回路は、交流電源からの交流を全波整流する。平滑コンデンサは、全波整流後の直流を平滑する。
【０００３】
この第１の方法は、交流電圧が正または負のいずれの場合においても、常に２つのダイオードの直列回路を電流が流れる。このとき、２つのダイオードでは、それぞれダイオードを流れる電流とダイオードの順方向電圧との積に相当する電力損失が発生する。
【０００４】
第２の方法は、第１の方法のダイオードブリッジ回路と平滑コンデンサとの間に力率改善コンバータ（ＰＦＣ）を介在させる。力率改善コンバータは、ダイオードブリッジ回路で全波整流された直流の電圧を昇圧する。
【０００５】
この第２の方法も、全波整流の際に２つのダイオードの直列回路を電流が流れるため、電力損失が発生する。それに加えて、力率改善コンバータを構成する電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）とダイオードに交互に電流が流れるため、さらなる損失が生じる。
【０００６】
また、力率改善コンバータは、入力電流の波形を正弦波にする必要上、出力電圧を入力電圧よりも高く設定しなければならない。ところが、負荷で必要な電圧は、必ずしも入力電圧より高い電圧であるとは限らない。その場合は、力率改善コンバータの後段に降圧コンバータを接続する。そして、力率改善コンバータで昇圧された電圧を所望の電圧まで降圧する。この降圧の際にも損失が発生する。電力変換装置全体としては、AC-DC変換、DC-DC（昇圧）変換、DC-DC（降圧）変換の３段の構成になり、電力損失はこれらの積となって現れる。例えば、一段あたりの効率０．９５とした場合、３段では、０．９５×０．９５×０．９５＝０．８６となる。つまり、効率９５％の優れた変換であっても３段接続では８６％まで落ちてしまう。このように、個々の変換効率は良くても、多段にすることで変換効率は著しく低下する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００７−１１０８６９号公報
【特許文献２】特開２００８−２９５２４８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
昨今、巷では電子機器の省エネルギー化が叫ばれており、その一環として、負荷へ電力を供給する電力変換装置の変換効率向上が求められている。しかしながら、従来の回路構成では、変換効率の改善に限界がある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
一実施形態において、電力変換装置は、交流電源に接続される、第１のコンデンサと第１のインダクタとを直列に接続してなる第１のＬＣ回路と、一方の端子を第１のＬＣ回路に接続し、他方の端子を交流電源に接続してなる第１のスイッチと、第１のスイッチの一方の端子側に第１のスイッチと直列に接続される第２のスイッチと、第１のスイッチと第２のスイッチとの直列回路に並列に接続される平滑コンデンサと、第１のスイッチと第２のスイッチとの接続点と負荷との間に接続される、第２のコンデンサと第２のインダクタとを直列に接続してなる第２のＬＣ回路と、交流電源の両端の電圧を入力電圧として検出する入力電圧検出部と、第１のＬＣ回路の第１のインダクタを流れる電流を入力電流として検出する入力電流検出部と、負荷に印加される電圧を出力電圧として検出する出力電圧検出部と、第２のＬＣ回路の第２のインダクタを流れる電流を出力電流として検出する出力電流検出部と、極性判定手段と、パルス発生手段とを備える。極性判定手段は、入力電圧検出部で検出される入力電圧の極性を判定する。パルス発生手段は、入力電圧の極性が正のときには第１のスイッチを、負のときには第２のスイッチを、それぞれ入力電圧検出部、入力電流検出部、出力電圧検出部及び出力電流検出部の各検出出力から決定されるオン，オフのタイミングでパルス駆動する。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】各実施形態において共通である電力変換装置の回路構成図。
【図２】同電力変換装置において、交流電源の電圧Ｖｉｎに対するパルス信号Ｐ１，Ｐ２の出力波形を示すタイミング図。
【図３】第１の実施形態の電力変換装置において、動作モード［Ｐｈａｓｅ１］のときの回路電流ＩＬ１，ＩＬ２の状態を示す模式図。
【図４】第１の実施形態の電力変換装置において、動作モード［Ｐｈａｓｅ２］のときの回路電流ＩＬ１，ＩＬ２の状態を示す模式図。
【図５】第１の実施形態の電力変換装置において、動作モード［Ｐｈａｓｅ３］のときの回路電流ＩＬ１，ＩＬ２の状態を示す模式図。
【図６】第１の実施形態の電力変換装置において、動作モード［Ｐｈａｓｅ４］のときの回路電流ＩＬ１，ＩＬ２の状態を示す模式図。
【図７】第１の実施形態の電力変換装置において、動作モード［Ｐｈａｓｅ５］のときの回路電流ＩＬ１，ＩＬ２の状態を示す模式図。
【図８】第１の実施形態の電力変換装置において、動作モード［Ｐｈａｓｅ６］のときの回路電流ＩＬ１，ＩＬ２の状態を示す模式図。
【図９】第１の実施形態の電力変換装置において、動作モード［Ｐｈａｓｅ７］のときの回路電流ＩＬ１，ＩＬ２の状態を示す模式図。
【図１０】第１の実施形態の電力変換装置において、動作モード［Ｐｈａｓｅ８］のときの回路電流ＩＬ１，ＩＬ２の状態を示す模式図。
【図１１】第１の実施形態の電力変換装置において、動作モード［Ｐｈａｓｅ９］のときの回路電流ＩＬ１，ＩＬ２の状態を示す模式図。
【図１２】第１の実施形態の電力変換装置において、動作モード［Ｐｈａｓｅ１０］のときの回路電流ＩＬ１，ＩＬ２の状態を示す模式図。
【図１３】第１の実施形態の電力変換装置において、動作モード［Ｐｈａｓｅ１］〜［Ｐｅａｓｅ５］のときの回路電流ＩＬ１，ＩＬ２と、第１のスイッチと第２のスイッチとの接続点ｘ１における電圧Ｖｍを示す波形図。
【図１４】第１の実施形態の電力変換装置において、コントローラが実行するシーケンス制御の手順を示す流れ図。
【図１５】図１４のシーケンス制御において、ステップＳＴ１４以降の手順を示す流れ図。
【図１６】第１の実施形態の電力変換装置において、第１のスイッチＳ１がオンしたときの要部の等価回路図。
【図１７】第１の実施形態の電力変換装置において、第２のＬＣ回路が有るときと無いときの電流波形を示すタイミング図。
【図１８】第２の実施形態の電力変換装置において、コントローラが実行するシーケンス制御の手順を示す流れ図。
【図１９】図１８のシーケンス制御において、ステップＳＴ１４以降の手順を示す流れ図。
【図２０】図１９のシーケンス制御において、ステップＳＴ３６以降の手順を示す流れ図。
【図２１】第２の実施形態において、瞬時停電時の入力電圧Ｖｉｎと第１，第２のパルス信号Ｐ１，Ｐ２との信号波形を示すタイミング図。
【図２２】第３の実施形態の電力変換装置において、コントローラが実行するシーケンス制御の手順を示す流れ図。
【図２３】図２２のシーケンス制御において、ステップＳＴ１４以降の手順を示す流れ図。
【図２４】図２３のシーケンス制御において、ステップＳＴ６４以降の手順を示す流れ図。
【図２５】第３の実施形態において、通常モードでの動作時における入力電圧Ｖｉｎと第１，第２のパルス信号Ｐ１，Ｐ２と中点電圧Ｖｍとの信号波形を示すタイミング図。
【図２６】第３の実施形態において、待機モードでの動作時における入力電圧Ｖｉｎと第１，第２のパルス信号Ｐ１，Ｐ２と中点電圧Ｖｍとの信号波形を示すタイミング図。
【図２７】第４の実施形態の電力変換装置において、コントローラが実行するシーケンス制御のステップＳＴ１４以降の手順を示す流れ図。
【図２８】図２７のシーケンス制御において、ステップＳＴ６５以降の手順を示す流れ図。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、電力変換装置の実施形態について、図面を参照して説明する。
【００１２】
［第１の実施形態］
図１は、第１の実施形態における電力変換装置１の回路構成図である。電力変換装置１は、交流電源１１の一端に、第１のコンデンサＣ１と第１のインダクタＬ１とを直列に接続してなる第１のＬＣ回路１２を接続する。さらに、前記第１のＬＣ回路１２に対して直列に第１のスイッチＳ１を接続し、この第１のスイッチＳ１を前記交流電源１１の他端に接続する。
【００１３】
また、電力変換装置１は、第１のＬＣ回路１２と第１のスイッチＳ１との接続点Ｘ１に第２のスイッチＳ２を接続して、第１のスイッチＳ１と第２のスイッチＳ２との直列回路１３を形成する。さらに、この直列回路１３に対して並列に、平滑コンデンサＣ３を接続する。そして、第１のスイッチＳ１と平滑コンデンサＣ３との接続点Ｘ２を、接地電位ＧＮＤとする。
【００１４】
第１のスイッチＳ１と第２のスイッチＳ２は機械的スイッチである。電力変換装置１は、第１のスイッチＳ１に対しては並列に第１のダイオードＤ１を接続し、第２のスイッチＳ２に対しては並列に第２のダイオードＤ２を接続する。具体的には、第１のスイッチＳ１と第２のスイッチＳ２との接続点Ｘ１に対し、第１のダイオードＤ１はカソードを接続し、第２のダイオードＤ２はアノードを接続する。
【００１５】
電力変換装置１は、第１のスイッチＳ１と第２のスイッチＳ２との接続点Ｘ１に、第２のコンデンサＣ２と第２のインダクタＬ２とを直列に接続してなる第２のＬＣ回路１４を接続する。そして、この第２のＬＣ回路１４と接地端子Ｘ２との間に負荷１５を接続する。負荷１５は、ヒーターのような抵抗体でもよいし、トランスで絶縁整流して二次側から別電位の直流回路を得る回路を挿入し、この回路に機器等の負荷を接続してもよい。
【００１６】
電力変換装置１は、入力電圧検出部２１、入力電流検出部２２、出力電圧検出部２３、出力電流検出部２４及びコントローラ２５を備える。
【００１７】
入力電圧検出部２１は、上記交流電源１１の両端に生じる正または負の電圧（交流入力電圧Ｖin）を検出する。入力電流検出部２２は、第１のＬＣ回路１２の第１のインダクタＬ１を流れる電流を入力電流ＩＬ１として検出する。出力電圧検出部２３は、第２のＬＣ回路１４から負荷１５に印加される直流の出力電圧Ｖoutを検出する。出力電流検出部２４は、第２のＬＣ回路１４の第２のインダクタＬ２を流れる電流を出力電流ＩＬ２として検出する。入力電圧検出部２１、入力電流検出部２２、出力電圧検出部２３及び出力電流検出部２４でそれぞれ検出される信号はコントローラ２５に出力される。
【００１８】
コントローラ２５は、極性判定手段とパルス発生手段とを有する。これらの手段は、プログラムメモリ２６に記憶された電力変換プログラムに従って実現される。
【００１９】
極性判定手段は、入力電圧検出部２１で検出された交流電源１１の電圧Ｖｉｎの極性が正か負かを判定する。パルス発生手段は、前記第１のスイッチＳ１をパルス駆動するための第１のパルス信号Ｐ１と、前記第２のスイッチＳ２をパルス駆動するための第２のパルス信号Ｐ２とを、それぞれ入力電圧検出部２１、入力電流検出部２２、出力電圧検出部２３及び出力電流検出部２４の各検出出力から決定されるオン，オフのタイミングで生成する。具体的には、図２に示すように、交流入力電圧Ｖｉｎの極性が正のときには第１のパルス信号Ｐ１を生成し、負のときには第２のパルス信号Ｐ２を生成する。
【００２０】
第１のパルス信号Ｐ１及び第２のパルス信号Ｐ２のパルス周期は、交流電源１１の周波数より遥かに高い。コントローラ２５は、第１のパルス信号Ｐ１を第１のスイッチＳ１に出力して、第１のスイッチＳ１を交流電源１１の周波数よりも高い周期でスイッチング動作させる。また、コントローラ２５は、第２のパルス信号Ｐ２を第２のスイッチＳ２に出力して、第２のスイッチＳ２を交流電源１１の周波数よりも高い周期でスイッチング動作させる。
【００２１】
次に、電力変換装置１００の動作について、図３〜図１２を用いて説明する。はじめに、交流電源１０１の電圧Ｖｉｎの極性が正のときの動作について、図３〜図７を用いて説明する。交流電源１０１の電圧Ｖｉｎの極性が正のとき、第１のパルス信号Ｐ１がコントローラ１１０から出力され、第１のスイッチＳ１がオン，オフを繰り返す。
【００２２】
第１のスイッチＳ１がオンすると、図３に示すように、交流電源１０１、第１のＬＣ回路１０２、第１のスイッチＳ１及び抵抗Ｒ１の閉回路が形成される。その結果、第１のインダクタＬ１の線形リアクトル作用により、第１のコンデンサＣ１から第１のスイッチＳ１を経由して接地電位ＧＮＤに至る方向に第１の電流ＩＬ１が流れる。また、第１のスイッチＳ１がオンすると、第１のスイッチＳ１、抵抗Ｒ２、負荷１０５及び第２のＬＣ回路１０４の閉回路も形成される。その結果、第２のコンデンサＣ２から第１のスイッチＳ１を経由して接地電位ＧＮＤに至る方向に第２の電流ＩＬ２が流れる。このときの動作モードを［Ｐｈａｓｅ１］と称する。
【００２３】
動作モード［Ｐｈａｓｅ１］のとき、第１の電流ＩＬ１は、交流電源１０１の電圧Ｖｉｎに比例した勾配で直線的に増加する。このような第１の電流ＩＬ１の増加に伴い、第２の電流ＩＬ２も増加する。
【００２４】
次に、第１のスイッチＳ２がオフすると、第１のインダクタＬ１は、リアクトルエネルギーにより引き続き第１の電流ＩＬ１を同方向に流し続けるようとする。このため、図４に示すように、第２のダイオードＤ２を経由して平滑コンデンサＣ３に第１の電流ＩＬ１が流れ込む。同様に、第２の電流ＩＬ２も第２のダイオードＤ２を経由して平滑コンデンサＣ３に流れる。このときの動作モードを［Ｐｈａｓｅ２］と称する。
【００２５】
動作モード［Ｐｈａｓｅ２］のとき、第１の電流ＩＬ１は、平滑コンデンサＣ３と第１のコンデンサＣ１との電位差に応じた勾配で減少する。同様に、第２の電流ＩＬ２は、平滑コンデンサＣ３と第２のコンデンサＣ２との電位差に応じた勾配で減少する。
【００２６】
一方、第１及び第２電流ＩＬ１，ＩＬ２が流れ込む平滑コンデンサＣ３の電位は上昇する。そして、やがて第２のインダクタＬ２がリアクトルエネルギーを使い果たすと、第２の電流ＩＬ２が反転する。しかし、この時点では、第１の電流ＩＬ１の電流量が多いので、図５に示すように、第１の電流ＩＬ１の一部が第２のＬＣ回路１０４を経由して流れる。このときの動作モードを［Ｐｈａｓｅ３］と称する。
【００２７】
動作モード［Ｐｈａｓｅ３］のとき、第２のダイオードＤ２には第１の電流ＩＬ１の残りが流れる。このため、第１のスイッチＳ１と第２のスイッチＳ２との接続点Ｘ１の電位Ｖｍは、平滑コンデンサＣ３の電位に等しくなる。
【００２８】
動作モード［Ｐｈａｓｅ３］において、第１の電流ＩＬ１は減少する。そして、図６に示すように、第２のダイオードＤ２を経由して平滑コンデンサＣ３に流れていた一方の電流ＩＬ１は止まる。そうすると、第１の電流検出部１０７で検出される第１の電流ＩＬ１と、第２の電流検出部１０８で検出される第２の電流ＩＬ２とは等しくなる。つまり、コントローラ１１０において、電流バランス状態になったと判定される。このときの動作モードを［Ｐｈａｓｅ４］と称する。
【００２９】
動作モード［Ｐｈａｓｅ４］のとき、第２のダイオードＤ２を経由する電流は流れないので、接続点Ｘ１の電位Ｖｍは、平滑コンデンサＣ３の電圧と接地電位ＧＮＤとの中間的な電圧となる。
【００３０】
コントローラ１１０において、電流バランス状態になったと判定されると、第１のスイッチＳ１が再びオンする。そうすると、第１のＬＣ回路１０２から第２のＬＣ回路１０４の方向に流れていた第１の電流ＩＬ１は、図７に示すように、全て第１のスイッチＳ１を経由して流れるようになる。その結果、接続点Ｘ１の電位Ｖｍは接地電位ＧＮＤと等しくなる。このとき、第２のインダクタＬ２は、リアクトルエネルギーにより第２の電流ＩＬ２を動作モード［Ｐｈａｓｅ４］のときと同じ方向に流し続けるようとする。このため、接地電位ＧＮＤから第２のコンデンサＣ２の電位へ電流をくみ上げる方向に、第２の電流ＩＬ２が流れる。このときの動作モードを［Ｐｈａｓｅ５］と称する。
【００３１】
その後、第２のコンデンサＣ２の電位が接地電位ＧＮＤよりも上昇すると、第２の電流ＩＬ２の方向は逆転する。すなわち、動作モード［Ｐｈａｓｅ１］に戻る。以後、交流電源１０１の電圧の極性が正の間、電力変換装置１００は、動作モード［Ｐｈａｓｅ１］→［Ｐｈａｓｅ２］→［Ｐｈａｓｅ３］→［Ｐｈａｓｅ４］→［Ｐｈａｓｅ５］→［Ｐｈａｓｅ１］のサイクルを繰り返す。
【００３２】
次に、交流電源１０１の電圧の極性が負のときの動作について、図８〜図１２を用いて説明する。交流電源１０１の電圧Ｖｉｎの極性が負のとき、第２のパルス信号Ｐ２がコントローラ１１０から出力され、第２のスイッチＳ２がオン，オフを繰り返す。
【００３３】
第２のスイッチＳ２がオンすると、図８に示すように、交流電源１０１、第１のＬＣ回路１０２、第２のスイッチＳ２及び平滑コンデンサＣ３の閉回路が形成される。このとき、平滑コンデンサＣ３の電圧は、交流電圧Ｖｉｎより高い。したがって、平滑コンデンサＣ３の充電電圧が第２のスイッチＳ１及び第１のＬＣ回路１０２を経由して交流電源１０１側に戻るように、第１の電流ＩＬ１が流れる。また同時に、負荷１０５を経由して、第２のＬＣ回路１０４、第２のスイッチＳ１、平滑コンデンサＣ３及び抵抗Ｒ２の閉回路が形成される。このため、電位の高い平滑コンデンサＣ３から電位の低い第２のコンデンサＣ２に向けて第２の電流ＩＬ２が流れる。このときの動作モードを［Ｐｈａｓｅ６］と称する。
【００３４】
次に、第２のスイッチＳ２がオフすると、第１のインダクタＬ１は、リアクトルエネルギーにより引き続き第１の電流ＩＬ１を動作モード［Ｐｈａｓｅ６］のときと同じ方向に流し続けるようとする。このため、図９に示すように、第１のダイオードＤ１を経由して接地電位ＧＮＤから第１のコンデンサＣ１の電位へ電流をくみ上げる方向に、第１の電流ＩＬ１が流れる。同様に、第１のダイオードＤ１を経由して接地電位ＧＮＤから第２のコンデンサＣ２の電位へ電流をくみ上げる方向に、第２の電流ＩＬ２が流れる。このときの動作モードを［Ｐｈａｓｅ７］と称する。
【００３５】
次に、第２のコンデンサＣ２の電位が接地電位ＧＮＤよりも上昇すると、第２の電流ＩＬ２の方向は逆転する。これにより、図１０に示すように、第２の電流ＩＬ２は、第１のＬＣ回路１０２の方向へ流れる。このときの動作モードを［Ｐｈａｓｅ８］と称する。
【００３６】
動作モード［Ｐｈａｓｅ８］のとき、接地電位ＧＮＤから第１のダイオードＤ１を介して流れる電流は、動作モード［Ｐｈａｓｅ７］において、接地電位ＧＮＤから第２のコンデンサＣ２の方へ流れていた第２の電流ＩＬ２の分だけ減少する。しかし、この時点では、第２の電流ＩＬ２よりも第１の電流ＩＬ１の方が大きいので、接続点Ｘ１の電位Ｖｍは接地電位ＧＮＤと等しくなる。
【００３７】
その後、第１のダイオードＤ１を介して流れていた電流は止まる。そして、第１の電流ＩＬ１が第２の電流ＩＬ２と等しくなると、図１１に示すように、第１のダイオードＤ１を経由して流れていた第１の電流ＩＬ１は止まる。そうすると、第１の電流検出部１０７で検出される第１の電流ＩＬ１と、第２の電流検出部１０８で検出される第２の電流ＩＬ２とは等しくなる。つまり、コントローラ１１０において、電流バランス状態になったと判定される。このときの動作モードを［Ｐｈａｓｅ９］と称する。
【００３８】
動作モード［Ｐｈａｓｅ９］のとき、第１のダイオードＤ１を経由する電流は流れないので、接続点Ｘ１の電位Ｖｍは、平滑コンデンサＣ３の電圧と接地電位ＧＮＤとの中間的な電圧となる。
【００３９】
コントローラ１１０において、電流バランス状態になったと判定されると、第２のスイッチＳ２が再びオンする。そうすると、交流電源１０１、第１のＬＣ回路１０２、第２のスイッチＳ２、平滑コンデンサＣ３及び抵抗Ｒ１の閉回路が形成される。その結果、図１２に示すように、平滑コンデンサＣ３から第２のスイッチＳ２を経由して第１のＬＣ回路１０２に至る方向に第１の電流ＩＬ１が流れる。また、第２のスイッチＳ２がオンすると、第２のスイッチＳ２、平滑コンデンサＣ３、抵抗Ｒ２、負荷１０５及び第２のＬＣ回路１０４の閉回路も形成される。その結果、第２のコンデンサＣ２から第２のスイッチＳ２を経由して平滑コンデンサＣ３に至る方向に第２の電流ＩＬ２も流れる。このときの動作モードを［Ｐｈａｓｅ１０］と称する。
【００４０】
その後、平滑コンデンサＣ３の電位が第２のコンデンサＣ２の電位よりも上昇すると、第２の電流ＩＬ２の方向は逆転する。すなわち、動作モード［Ｐｈａｓｅ６］に戻る。以後、交流電源１０１の電圧の極性が負の間、電力変換装置１００は、動作モード［Ｐｈａｓｅ６］→［Ｐｈａｓｅ７］→［Ｐｈａｓｅ８］→［Ｐｈａｓｅ９］→［Ｐｈａｓｅ１０］→［Ｐｈａｓｅ６］のサイクルを繰り返す。
【００４１】
図１３は、交流電源１０１の電圧の極性が正のときのスイッチ信号と各動作モード［Ｐｈａｓｅ１］，［Ｐｈａｓｅ２］，［Ｐｈａｓｅ３］，［Ｐｈａｓｅ４］，［Ｐｈａｓｅ５］における第１の電流ＩＬ１、第２の電流ＩＬ２及び接続点Ｘ１の電圧Ｖｍの波形図である。同図において、電圧Ｖｍが浮いている状態で電圧が定まらない状態の区間が動作モード［Ｐｈａｓｅ４］に相当する。この区間のとき、第１の電流ＩＬ１は、第２の電流ＩＬ２と傾きは逆だが略等しい値となる。図１３の場合は、第１の電流ＩＬ１が略１［Ａ］であり、第２の電流ＩＬ２が略−１［Ａ］である。このとき、電流バランス判定部１１３においては、電流バランス状態と判定される。電流バランス状態になると、第１の電流ＩＬ１と第２の電流ＩＬ２の勾配が緩やかになる。
【００４２】
コントローラ２５は、プログラムメモリ２６に記憶された電力変換プログラムにしたがって、図１４及び図１５の流れ図に示す手順のシーケンス制御を実行する。
【００４３】
すなわち、電力変換プログラムが起動すると、コントローラ２５は、先ず、イニシャライズ処理として電流比較マージンＩｍと電流バランス判定時間のマージンＴｂａｌとをデフォルト値に設定する（ＳＴ１）。また、第１，第２のスイッチＳ１，Ｓ２をオフ（開放）する。つまり第１，第２のパルス信号Ｐ１，Ｐ２を、いずれも“Ｌ（ロー）”レベルとする（ＳＴ２）。
【００４４】
なお、電流比較マージンＩｍは、入力電流ＩＬ１と出力電流ＩＬ２とが等しいと判定できる許容範囲である。電流バランス判定時間のマージンＴｂａｌは、入力電流ＩＬ１と出力電流ＩＬ２とが等しいバランス状態であると確定するのに要する時間幅である。
【００４５】
次に、コントローラ２５は、入力電圧検出部２１で検出される入力電圧Ｖｉｎを取得する。そして、入力電圧Ｖｉｎの極性が正か負かを判定する（ＳＴ３）。入力電圧Ｖｉｎの電位が０レベル以上の場合、コントローラ２５は、入力電圧Ｖｉｎの極性が正と認識する。逆に、入力電圧Ｖｉｎの電位が０レベルより低い場合、コントローラ２５は、入力電圧Ｖｉｎの極性が負と認識する。
【００４６】
入力電圧Ｖｉｎの極性が正のとき（ＳＴ３のＹＥＳ）、コントローラ２５は、入力電圧極性フラグＶｉｎＦを“１”にセットする（ＳＴ４）。入力電圧Ｖｉｎの極性が負のときには（ＳＴ３のＮＯ）、コントローラ２５は、入力電圧極性フラグＶｉｎＦを“０”にリセットする（ＳＴ５）。入力電圧極性フラグＶｉｎＦは、コントローラ２５に内蔵されたＲＡＭ領域に形成されている。
【００４７】
次に、コントローラ２５は、出力電圧検出部２３で検出される出力電圧Ｖｏｕｔを取得する。そして、この出力電圧Ｖｏｕｔの実効値Ｖｏｕｔｅｆｆを算出する（ＳＴ６）。
【００４８】
コントローラ２５は、出力電圧実効値Ｖｏｕｔｅｆｆを、予め設定されたリファレンス電圧Ｖｒｅｆと比較する。そして、出力電圧実効値Ｖｏｕｔｅｆｆがリファレンス電圧Ｖrefに近づくように、出力電圧Ｖｏｕｔの補正係数ｋ１を算出する（ＳＴ７）。
【００４９】
補正係数ｋ１は、出力電圧変動をスイッチング制御にフィードバックするときの係数である。出力電圧実効値Ｖｏｕｔｅｆｆからリファレンス電圧Ｖrefを減じた値（Ｖｏｕｔｅｆｆ−Ｖref）を電圧差分Ｖｄｉｆと定義すると、電圧差分Ｖｄｉｆが正のとき、補正係数ｋ１は小さい値（ただし正の値）をとり、電圧差分Ｖｄｉｆが負のとき、補正係数ｋ１は大きい値（ただし正の値）をとる。電圧差分Ｖｄｉｆが“０”のときには、補正係数ｋ１は“１”となる。
【００５０】
次に、コントローラ２５は、入力電圧極性フラグＶｉｎＦを調べる（ＳＴ８）。そして、入力電圧極性フラグＶｉｎＦが“１”のときには、第１のスイッチＳ１をイネーブル状態とする情報を前記ＲＡＭ領域に記憶する（ＳＴ９）。これに対し、入力電圧極性フラグＶｉｎＦが“０”のときには、第２のスイッチＳ２をイネーブル状態とする情報を前記ＲＡＭ領域に記憶する（ＳＴ１０）。
【００５１】
次に、コントローラ２５は、入力電圧検出部２１で検出される入力電圧Ｖｉｎの絶対値（瞬時値）Ｖａｂｓを取得する（ＳＴ１１）。そして、この入力電圧絶対値（瞬時値）Ｖａｂｓに前記補正係数ｋ１を乗算して、制御目標とする平均電流Ｉａｂｓを算出する（ＳＴ１２）。コントローラ２５は、算出した平均電流Ｉａｂｓを、目標電流であるピーク電流Ｉｐｅａｋとして前記ＲＡＭ領域に記憶する（ＳＴ１３）。
【００５２】
しかる後、コントローラ２５は、第１，第２のスイッチＳ１，Ｓ２のうちイネーブル状態にある側のスイッチをオン（閉塞）する。つまり、第１のスイッチＳ１がイネーブル状態にあるときには、第１のパルス信号Ｐ１を“Ｈ（ハイ）”レベルとし、第２のスイッチＳ２がイネーブル状態にあるときには、第２のパルス信号Ｐ２を“Ｈ（ハイ）”レベルとする（ＳＴ１４）。
【００５３】
第１または第２のスイッチＳ１，Ｓ２をオンしたならば、コントローラ２５は、出力電流検出部２４で検出される出力電流ＩＬ２の絶対値（瞬時値）Ｉｏｕｔを取得する（ＳＴ１５）。そして、出力電流絶対値（瞬時値）Ｉｏｕｔがピーク電流Ｉｐｅａｋに達したか否かを判断する（ＳＴ１６）。出力電流絶対値（瞬時値）Ｉｏｕｔがピーク電流Ｉｐｅａｋを達していない場合（ＳＴ１６のＮＯ）、コントローラ２５は、ステップＳＴ１５，ＳＴ１６の処理を繰り返す。すなわち、出力電流絶対値（瞬時値）Ｉｏｕｔがピーク電流Ｉｐｅａｋに達するのを待機する。
【００５４】
出力電流絶対値（瞬時値）Ｉｏｕｔがピーク電流Ｉｐｅａｋを達したならば（ＳＴ１６のＹＥＳ）、コントローラ２５は、第１，第２のスイッチＳ１，Ｓ２のうちイネーブル状態にある側のスイッチをオフする。すなわち、第１のスイッチＳ１がイネーブル状態にあるときには、第１のパルス信号Ｐ１を“Ｌ”レベルとし、第２のスイッチＳ２がイネーブル状態にあるときには、第２のパルス信号Ｐ２を“Ｌ”レベルとする（ＳＴ１７）。
【００５５】
コントローラ２５は、出力電流ＩＬ２の絶対値（瞬時値）Ｉｏｕｔを再度取得する（ＳＴ１８）。またコントローラ２５は、入力電流検出部２２で検出される入力電流ＩＬ１の絶対値（瞬時値）Ｉｉｎを取得する（ＳＴ１９）。そして、入力電流絶対値（瞬時値）Ｉｉｎが、出力電流絶対値（瞬時値）Ｉｏｕｔから前記電流比較マージンＩｍを減算した目標値Ｉｏｕｔ−Ｉｍと等しいか否かを判定する（ＳＴ２０）。入力電流絶対値（瞬時値）Ｉｉｎが目標値Ｉｏｕｔ−Ｉｍと等しくない場合（ＳＴ２０のＮＯ）、コントローラ２５は、ステップＳＴ１８，ＳＴ１９，ＳＴ２０の処理を繰り返す。すなわちコントローラ２５は、入力電流絶対値（瞬時値）Ｉｉｎが目標値Ｉｏｕｔ−Ｉｍと等しくなるまで待機する。
【００５６】
入力電流Ｉｉｎが目標値Ｉｏｕｔ−Ｉｍと等しくなると（ＳＴ２０のＹＥＳ）、コントローラ２５は、内蔵のタイマをスタートさせる（ＳＴ２１）。そしてコントローラ２５は、タイマによる計時時間が前記電流バランス判定時間のマージンＴｂａｌを経過するのを待機する（ＳＴ２２）。前記マージンＴｂａｌの時間を経過したならば（ＳＴ２２のＹＥＳ）、コントローラ２５は、ステップＳＴ３の処理に戻る。以後、コントローラ２５は、ステップＳＴ３〜ＳＴ２２の処理を繰り返し実行する。
【００５７】
このようなシーケンス制御により、コントローラ２５は、入力電圧Ｖｉｎの極性が正か負かを判定する極性判定手段（ＳＴ３〜ＳＴ５）と、入力電圧Ｖｉｎの極性が正のときには第１のスイッチＳ１をパルス駆動し、負のときには第２のスイッチＳ２をパルス駆動するパルス発生手段（ＳＴ６〜ＳＴ２２）とを実現する。
【００５８】
そして、パルス発生手段（ＳＴ６〜ＳＴ２２）においては、第１のスイッチＳ１のパルス駆動によって、動作モード［Ｐｈａｓｅ１］→［Ｐｈａｓｅ２］→［Ｐｈａｓｅ３］→［Ｐｈａｓｅ４］→［Ｐｈａｓｅ５］→［Ｐｈａｓｅ１］のサイクルが実現される。また、第２のスイッチＳ２のパルス駆動によって、動作モード［Ｐｈａｓｅ６］→［Ｐｈａｓｅ７］→［Ｐｈａｓｅ８］→［Ｐｈａｓｅ９］→［Ｐｈａｓｅ１０］→［Ｐｈａｓｅ６］のサイクルが実現される。
【００５９】
このように、電力変換装置１は、入力電流Ｉｉｎと出力電流Ｉｏｕｔとが、電流比較マージンＩｍの許容範囲内で等しい電流バランス状態になるのを待って、第１または第２のスイッチＳ１，Ｓ２をオンサイクルに移行させる。このような制御を行うことにより、電力変換装置１は、電力損失を低減することができる。その理由について、図１６，図１７を用いて説明する。
【００６０】
電力変換装置１は、第２のＬＣ回路１４を備えている。仮に、この第２のＬＣ回路１４が備えられていないとすると、交流電源１１の電圧の極性が正のとき、動作モードは、第１のスイッチＳ１がオン状態にあるモード［Ｐｈａｓｅ１］と、第１のスイッチＳ１がオフ状態にあるモード［Ｐｈａｓｅ２］だけになる。
【００６１】
つまり、動作モード［Ｐｈａｓｅ１］で第１のスイッチＳ１をオンして第１のスイッチＳ１に入力電流ＩＬ１を流し、次いで、動作モード［Ｐｈａｓｅ２］で第１のスイッチＳ１をオフして第２のダイオードＤ２に入力電流ＩＬ１を流し、その後、再び第１のスイッチＳ１をオンして第１のスイッチＳ１に入力電流ＩＬ１を流す。そのときの等価回路は、図１６に示すように、第２のダイオードＤ２に対して並列に寄生コンデンサＣｔが接続された状態に相当する。
【００６２】
ここで、第２のダイオードＤ２は寄生コンデンサＣｔによるリカバリ特性を有しており、導通状態から遮断状態に移行するまではキャパシタとして作用する。このため、動作モード［Ｐｈａｓｅ２］から動作モード［Ｐｈａｓｅ１］に戻る際、第２のスイッチＳ２はコンデンサの状態となり、第１のスイッチＳ１は導通となるので、平滑コンデンサＣ３から第２のスイッチＳ２及び第１のスイッチＳ１を経由して流れる貫通電流が発生する。この貫通電流は、阻害要因がないため、図１７の波形Ｉａに示すように、通常よりも遥かに大きいスパイク電流となる。このスパイク電流によってスイッチングロスが発生し、電力変換装置の電力変換効率が著しく悪化する。
【００６３】
これに対し、第２のＬＣ回路１４を備えた電力変換装置１は、動作モード［Ｐｈａｓｅ２］の後に［Ｐｈａｓｅ３］，［Ｐｈａｓｅ４］，［Ｐｈａｓｅ５］と継続する。特に、入力電流ＩＬ１と出力電流ＩＬ２とが略等しい電流バランス状態になる動作モード［Ｐｈａｓｅ４］が存在する。電流バランス状態になった時点では、第２のスイッチＳ２のダイオードリカバリは既に完了している。このため、次の動作モード［Ｐｈａｓｅ５］で第１のスイッチＳ１がオンしても、図１７の波形Ｉｂに示すように、貫通電流は発生しない。したがって、電力変換装置１は、電力損失を大幅に改善できる。また、動作モード［Ｐｈａｓｅ４］の状態では、接続点Ｘ１の電位Ｖｍが平滑コンデンサＣ３の電位よりも低い。このため、スイッチング時の電圧変化が少ないため電圧に比例するスイッチング損失が少ない。これと前述のリカバリ損失の低減と合わせて電力変換装置１は、電力変換損失が大幅に改善される。
【００６４】
このような作用効果は、交流電源１１の電圧の極性が負であり、動作モード［Ｐｈａｓｅ６］→［Ｐｈａｓｅ７］→［Ｐｈａｓｅ８］→［Ｐｈａｓｅ９］→［Ｐｈａｓｅ１０］→［Ｐｈａｓｅ６］のサイクルを繰り返す場合も同様に奏し得る。
【００６５】
［第２の実施形態］
次に、瞬時停電に対応した第２の実施形態について、図面を用いて説明する。なお、電力変換装置１のハードウェア構成は、第１の実施形態と同一なので図１を使用し、詳しい説明は省略する。
【００６６】
第２の実施形態が第１の実施形態と異なる点は、コントローラ２５が実行するシーケンス制御の一部である。コントローラ２５は、プログラムメモリ２６に記憶された電力変換プログラムにしたがって、図１８乃至図２０の流れ図に示す手順のシーケンス制御を実行する。なお、図１４及び図１５で示した第１の実施形態のシーケンス制御と共通する処理ステップには同一符号を付しており、ここでは異なる処理ステップのみ説明する。
【００６７】
すなわち、ステップＳＴ１〜ＳＴ２までのイニシャライズ処理において、コントローラ２５は、さらに瞬時停電判定時間のマージンＴｄｉｐと、瞬時停電時の電圧マージンＶｄｉｐ及び電流マージンＩｄｉｐとをそれぞれデフォルト値に設定する（ＳＴ３１）。また、瞬時停電フラグＤＦを“０”にリセットする（ＳＴ３２）。
【００６８】
なお、瞬時停電判定時間のマージンＴｄｉｐは、瞬時停電が発生したと確定するのに要する時間幅である。瞬時停電時の電圧マージンＶｄｉｐは、出力電圧Ｖｏｕｔが瞬時停電時の電圧であると判定できる許容範囲である。瞬時停電時の電流マージンＩｄｉｐは、出力電流Ｉｏｕｔが瞬時停電時の電流であると判定できる許容範囲である。
【００６９】
その後、ステップＳＴ３〜ＳＴ２２までの処理は、第１の実施形態と同様である。第１の実施形態では、ステップＳＴ２２の処理において、タイマによる計時時間が電流バランス判定時間のマージンＴｂａｌを経過したことを検知すると、コントローラ２５は、ステップＳＴ３の処理に戻った。第２の実施形態では、ステップＳＴ３３の処理に進む。
【００７０】
すなわちコントローラ２５は、入力電流絶対値（瞬時値）Ｉｉｎと電流マージンＩｄｉｐとを比較する。また、入力電圧Ｖｉｎと電圧マージンＶｄｉｐとを比較する（ＳＴ３３）。その結果、入力電流絶対値（瞬時値）Ｉｉｎが電流マージンＩｄｉｐより低く、かつ、入力電圧Ｖｉｎが電圧マージンＶｄｉｐより低い場合には、瞬時停電が発生したと認識する。それ以外の場合には、瞬時停電が発生していないと認識する（停電判定手段）。
【００７１】
瞬時停電が発生していない場合（ＳＴ３３のＮＯ）、コントローラ２５は、ステップＳＴ３の処理に戻る。すなわち、第１の実施形態と同様なシーケンス制御を実行する。
【００７２】
これに対し、瞬時停電が発生した場合には（ＳＴ３３のＹＥＳ）、コントローラ２５は、瞬時停電フラグＤＦを“１”にセットする（ＳＴ３４）。次いで、コントローラ２５は、内蔵のタイマをスタートさせる（ＳＴ３５）。そして、タイマによる計時時間が前記瞬時停電判定のマージン時間Ｔｄｉｐを経過するのを待機する（ＳＴ３６）。
【００７３】
計時時間が前記マージン時間Ｔｄｉｐを経過したならば（ＳＴ３６のＹＥＳ）、コントローラ２５は、第１のスイッチＳ１と第２のスイッチＳ２をいずれもオフする（ＳＴ３７）。また、コントローラ２５は、最大周波数Ｆｍａｘ、最小周波数Ｆｍｉｎ及び初期周波数Ｆｔｙｐをデフォルト値に設定する（ＳＴ３８）。
【００７４】
次に、コントローラ２５は、入力電圧検出部２１で検出される入力電圧Ｖｉｎを取得する（ＳＴ３９）。また、コントローラ２５は、入力電流検出部２２で検出される入力電流ＩＬ１の絶対値（瞬時値）Ｉｉｎを取得する（ＳＴ４０）。そしてコントローラ２５は、入力電流絶対値（瞬時値）Ｉｉｎと電流マージンＩｄｉｐとを比較する。また、入力電圧Ｖｉｎと電圧マージンＶｄｉｐとを比較する（ＳＴ４１）。その結果、入力電流絶対値（瞬時値）Ｉｉｎが電流マージンＩｄｉｐより低く、かつ、入力電圧Ｖｉｎが電圧マージンＶｄｉｐより低い場合には、瞬時停電が解消されていないと認識する。それ以外の場合には、瞬時停電が解消されたと認識する。瞬時停電が解消した場合（ＳＴ４１のＮＯ）、コントローラ２５は、ステップＳＴ１の処理に戻る。すなわち、当該シーケンス制御を最初からやり直す。
【００７５】
これに対し、瞬時停電が継続している場合には（ＳＴ４１のＹＥＳ）、コントローラ２５は、出力電圧検出部２３で検出される出力電圧Ｖｏｕｔの実効値Ｖｏｕｔｅｆｆを算出する（ＳＴ４２）。さらに、出力電圧実効値Ｖｏｕｔｅｆｆからリファレンス電圧Ｖｒｅｆを減じて、電圧差分Ｖｄｉｆを算出する（ＳＴ４３）。また、コントローラ２５は、現在の周波数Ｆｎｏｗを取得する。すなわち初期のステップであれば、初期周波数Ｆｔｙｐを現在の周波数Ｆｎｏｗとして取得する（ＳＴ４４）。
【００７６】
次に、コントローラ２５は、電圧差分Ｖｄｉｆが正か負かを判定する（ＳＴ４５）。電圧差分Ｖｄｉｆが正の場合（ＳＴ４５のＹＥＳ）、コントローラ２５は、周波数Ｆｎｏｗを所定値αだけ上げる（ＳＴ４６）。そしてコントローラ２５は、周波数Ｆｎｏｗ＋αが最大周波数Ｆｍａｘを上回るか否かを判定する（ＳＴ４７）。周波数Ｆｎｏｗ＋αが最大周波数Ｆｍａｘを上回らない場合（ＳＴ４７のＮＯ）、周波数Ｆｎｏｗ＋αをそのまま使用する。これに対し、周波数Ｆｎｏｗ＋αが最大周波数Ｆｍａｘを上回る場合には（ＳＴ４７のＹＥＳ）、周波数Ｆｎｏｗ＋αを最大周波数Ｆｍａｘに置き換える（ＳＴ４８）。
【００７７】
一方、電圧差分Ｖｄｉｆが負の場合（ＳＴ４５のＮＯ）、コントローラ２５は、周波数Ｆｎｏｗを所定値βだけ下げる（ＳＴ４９）。そしてコントローラ２５は、周波数Ｆｎｏｗ−βが最小周波数Ｆｍｉｎを下回るか否かを判定する（ＳＴ５０）。周波数Ｆｎｏｗ−βが最小周波数Ｆｍｉｎを下回らない場合（ＳＴ５０のＮＯ）、周波数Ｆｎｏｗ−βをそのまま維持する。これに対し、周波数Ｆｎｏｗ−βが最小周波数Ｆｍｉｎを下回る場合には（ＳＴ５０のＹＥＳ）、周波数Ｆｎｏｗ−βを最小周波数Ｆｍｉｎに置き換える（ＳＴ５１）。
【００７８】
コントローラ２５は、第１のスイッチＳ１と第２のスイッチＳ２とを、周波数Ｆｎｏｗ（Ｆｎｏｗ＋α、Ｆｎｏｗ−β、ＦｍａｘまたはＦｍｉｎ）のタイミングで交互に駆動する。すなわち、ハーフブリッジインバータ動作を行う（ＳＴ５２：停電制御手段）。その後、コントローラ２５は、ステップＳＴ３９の処理に戻る。
【００７９】
瞬時停電が発生した場合の第１のパルス信号Ｐ１と第２のパルス信号Ｐ２のタイミング図を図２１に示す。図２１では、時点Ｔ４が、瞬時停電が発生したタイミングである。時点Ｔ４にて瞬時停電が発生すると、第１のパルス信号Ｐ１と第２のパルス信号Ｐ２は、しばらくの間はそのまま動き続けようとする（期間Ｔ４〜Ｔ５）。その後、マージン時間ｔ１を過ぎても入力電圧がゼロであることをもって瞬時停電と判断して、以降、瞬時停電モードの動作に移行する。
【００８０】
瞬時停電モードでは、第１のスイッチＳ１と第２のスイッチＳ２とが交互に開閉して、いわゆるハーフブリッジ動作を行う。このときの出力制御は、いわゆる周波数変調である。すなわち、周波数を上げると出力電流が減り、周波数を下げると出力電流が増えるというＬＣ共振の関係となっている。ただし、制御の許容範囲を、最大周波数Ｆｍａｘと最小周波数Ｆｍｉｎとによって定めており、この範囲を周波数が超えないようにしている。
【００８１】
瞬時停電が発生している間（Ｔ４〜Ｔ６）は、ハーフブリッジ動作を継続する。そして、時点Ｔ６において、入力電圧Ｖｉｎが復帰すると、通常の動作ルーチンに戻る。
【００８２】
このように、第２の実施形態では、瞬時停電が発生すると、平滑コンデンサＣ３のチャージ電圧を基に第１，第２のスイッチＳ１，Ｓ２を交互に開閉して、ハーフブリッジ動作に切り替える。したがって、停電が発生しても瞬時に電源が回復するならば、停電が回復するまで、出力電圧Ｖｏｕｔを維持できる。
【００８３】
［第３の実施形態］
次に、待機モードに対応した第３の実施形態について、図面を用いて説明する。なお、電力変換装置１のハードウェア構成は、第１の実施形態と同一なので図１を使用し、詳しい説明は省略する。
【００８４】
因みに、待機モードは、例えば、負荷１５がハイインピーダンス状態になり、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇したとき、有効なモードである。
【００８５】
第３の実施形態が第１の実施形態と異なる点は、コントローラ２５が実行するシーケンス制御の一部である。コントローラ２５は、プログラムメモリ２６に記憶された電力変換プログラムにしたがって、図２２至図２４の流れ図に示す手順のシーケンス制御を実行する。なお、図１４及び図１５で示した第１の実施形態のシーケンス制御と共通する処理ステップには同一符号を付しており、ここでは異なる処理ステップのみ説明する。
【００８６】
すなわち、ステップＳＴ１〜ＳＴ２までのイニシャライズ処理において、コントローラ２５は、さらに無負荷電流判定マージンＩｐｏｅｎをデフォルト値に設定する（ＳＴ６１）。また、待機モードフラグＳＭを“０”にリセットする（ＳＴ６２）。  
なお、無負荷電流判定マージンＩｐｏｅｎは、負荷１５がハイインピーダンスとなったと判定できる許容範囲である。
【００８７】
その後、ステップＳＴ３〜ＳＴ２２までの処理は、第１の実施形態と同様である。第１の実施形態では、ステップＳＴ２２の処理において、タイマによる計時時間が電流バランス判定時間のマージンＴｂａｌを経過したことを検知すると、コントローラ２５は、ステップＳＴ３の処理に戻った。第３の実施形態では、ステップＳＴ６３の処理に進む。
【００８８】
すなわちコントローラ２５は、電流バランス判定時間のマージンＴｂａｌの期間内に検出した出力電流絶対値（瞬時値）Ｉｏｕｔの平均値Ｉｏｕｔａｖｅを算出する（ＳＴ６３）。そして、この出力電流平均値Ｉｏｕｔａｖｅと無負荷電流判定マージンＩｐｏｅｎとを比較する（ＳＴ６４）。その結果、出力電流平均値Ｉｏｕｔａｖｅが無負荷電流判定マージンＩｐｏｅｎ以上の場合には（ＳＴ６４のＮＯ）、負荷１５はハイインピーダンスでないと判定する。この場合は待機モードに入らず、コントローラ２５は、ステップＳＴ３の処理に戻る。すなわち、第１の実施形態と同様なシーケンス制御を継続する。
【００８９】
これに対し、出力電流平均値Ｉｏｕｔａｖｅが無負荷電流判定マージンＩｐｏｅｎより小さい場合には（ＳＴ６４のＹＥＳ）、負荷１５はハイインピーダンスであると判定し、待機モードに入る。すなわち、コントローラ２５は、待機モードフラグＳＭを“１”にセットする（ＳＴ６５）。また、コントローラ２５は、第１のスイッチＳ１と第２のスイッチＳ２とをいずれもオフする（ＳＴ６６：待機モード移行手段）。
【００９０】
しかる後、コントローラ２５は、出力電流ＩＬ２の絶対値（瞬時値）Ｉｏｕｔを取得する（ＳＴ６７）。そして、取得する都度、出力電流平均値Ｉｏｕｔａｖｅを算出し（ＳＴ６８）、この出力電流平均値Ｉｏｕｔａｖｅと無負荷電流判定マージンＩｐｏｅｎとを比較する（ＳＴ６９）。
【００９１】
コントローラ２５は、出力電流平均値Ｉｏｕｔａｖｅが無負荷電流判定マージンＩｐｏｅｎを超えるまで、ステップＳＴ６７〜ＳＴ６９の手順の処理を繰り返す。出力電流平均値Ｉｏｕｔａｖｅが無負荷電流判定マージンＩｐｏｅｎを超えたならば、コントローラ２５は、負荷１５のハイインピーダンス状態が回避されたと認識する。この場合、コントローラ２５は、待機モードフラグＳＭを“０”にリセットして（ＳＴ７０）、待機モードを抜ける。しかる後、ステップＳＴ１の処理に戻る。すなわち、当該シーケンス制御を最初からやり直す。
【００９２】
このように、第３の実施形態では、例えば負荷１５がハイインピーダンス状態となり、負荷電流が略ゼロになると、待機モードに入る。そうすると、第１のスイッチＳ１と第２のスイッチＳ２は、いずれもスイッチング動作を停止する。このとき、第１のスイッチＳ１と第２のスイッチＳ２の中点Ｘ１の電位Ｖｍは、平滑コンデンサＣ３の電位からも接地電位ＧＮＤからも絶縁された状態にある。このため、半導体素子の寄生容量によって電位Ｖｍが決まる。ただし、電位Ｖｍの下側は接地電位ＧＮＤによってクランプされる。また、上側は平滑コンデンサＣ３の電位によってクランプされる。
【００９３】
したがって、中点Ｘ１の電位Ｖｍは、接地電位ＧＮＤから平滑コンデンサＣ３の電位までの範囲内で変動する。この変動の源は、入力側に接続されている交流電源１１である。つまり、第１のスイッチＳ１と第２のスイッチＳ２がスイッチング動作しなくても、交流電源１１が接続されていることから周波数は低いものの中点Ｘ１の電位Ｖｍは変動する。この変動により、第２のＬＣ回路１４は微弱に動作する。電力変換装置１は、このときの電力を使って、必要最小限の機能、例えばＩＣのスタンバイ電流等を確保することができる。
【００９４】
図２５は、通常動作時の入力電圧Ｖｉｎと、第１，第２のパルス信号Ｐ１，Ｐ２と、中点Ｘ１の電位Ｖｍとを示す波形図である。通常動作時は、前述したように、入力電圧Ｖｉｎの極性が正のときには第１のパルス信号Ｐ１が出力されて第１のスイッチＳ１がスイッチング動作し、負のときには第２のパルス信号Ｐ２が出力されて第２のスイッチＳ２がスイッチング動作する。いずれも場合でも、中点Ｘ１の電位Ｖｍは、接地電位ＧＮＤから平滑コンデンサＣ３の電位までの振れ幅で矩形状の電圧となる。第２のＬＣ回路１４は、この矩形状の電圧を基に駆動される。
【００９５】
図２６は、待機時の入力電圧Ｖｉｎと、第１，第２のパルス信号Ｐ１，Ｐ２と、中点Ｘ１の電位Ｖｍとを示す波形図である。待機時は、第１のパルス信号Ｐ１と第２のパルス信号Ｐ２が出力されないため、第１，第２のスイッチＳ１，Ｓ２はスイッチング動作をしない。しかし、交流電源１１は接続されているので、中点Ｘ１では、接地電位ＧＮＤから平滑コンデンサＣ３の電位までの間の最大振れ幅以内で電圧Ｖｍが変動する。寄生容量にもよるがその電圧Ｖｍは、矩形であったり正弦波状であったりする。この低周波の電圧変動により微弱ではあるが負荷１５側に電力供給が可能となる。
【００９６】
このように、待機モードのときには、第１，第２のスイッチＳ１，Ｓ２を駆動せずとも、低周波の電圧振動を発生させて負荷に微弱ながらも電圧を供給することが可能となる。しかも、第１，第２のスイッチＳ１，Ｓ２が駆動しないので、スイッチ駆動に伴う電力損失は発生しない。
【００９７】
［第４の実施形態］
次に、第３の実施形態と同様に待機モードに対応した第４の実施形態について、図面を用いて説明する。  
第３の実施形態では、負荷１５がハイインピーダンス状態になったことで待機モードに入る場合を説明した。第４の実施形態は、さらに、外部から待機モードへの移行を指示するスリープコマンドが入力された場合も待機モードに入るようにしたものである。
【００９８】
第４の実施形態が第３の実施形態と異なる点は、コントローラ２５が実行するシーケンス制御のステップＳＴ２２の後に、スリープコマンドの有無を判断するステップを追加した点と、ステップＳＴ６６の後に、待機モードの解除を指示する解除コマンドの有無を判断するステップを追加する点である。
【００９９】
すなわちコントローラ２５は、プログラムメモリ２６に記憶された電力変換プログラムにしたがって、図２２及び図２７，図２８の流れ図に示す手順のシーケンス制御を実行する。なお、図２２乃至図２４で示した第３の実施形態のシーケンス制御と共通する処理ステップには同一符号を付しており、ここでは異なる処理ステップのみ説明する。
【０１００】
ステップＳＴ１〜ＳＴ２２までの処理が終了すると、コントローラ２５は、外部からスリープコマンドを受信したか否かを判断する（ＳＴ７１）。スリープコマンドを受信していない場合、ステップＳＴ６３に進み、出力電流平均値Ｉｏｕｔａｖｅを算出する。そして、この出力電流平均値Ｉｏｕｔａｖｅと無負荷電流判定マージンＩｐｏｅｎとを比較する（ＳＴ６４）。その結果、出力電流平均値Ｉｏｕｔａｖｅが無負荷電流判定マージンＩｐｏｅｎ以上の場合には（ＳＴ６４のＮＯ）、待機モードに入らない。出力電流平均値Ｉｏｕｔａｖｅが無負荷電流判定マージンＩｐｏｅｎより小さい場合には（ＳＴ６４のＹＥＳ）、待機モードに入る。
【０１０１】
一方、外部からスリープコマンドを受信した場合には（ＳＴ７１のＹＥＳ）、コントローラ２５は、直ちに待機モードに入る。このとき、コントローラ２５は、待機モードフラグＳＭを“２”にセットする（ＳＴ７２）。また、コントローラ２５は、第１，第２のスイッチＳ１，Ｓ２をオフする（ＳＴ６６）。
【０１０２】
しかる後、コントローラ２５は、待機モードフラグＳＭをチェックする（ＳＴ７３）。待機モードフラグＳＭＦが“１”の場合には、第３の実施形態と同様に、ステップＳＴ６７〜ＳＴ７０の処理を実行する。
【０１０３】
待機モードフラグＳＭＦが“２”の場合、すなわち、スリープコマンドによって待機モードに移行した場合には、コントローラ２５は、待機モードの解除コマンドを受信するのを待機する（ＳＴ７４）。解除コマンドを受信したならば（ＳＴ７４のＹＥＳ）、コントローラ２５は、待機モードフラグＳＭを“０”にリセットして（ＳＴ７０）、待機モードを抜ける。しかる後、ステップＳＴ１の処理に戻る。すなわち、当該シーケンス制御を最初からやり直す。
【０１０４】
このように、第４の実施形態においては、負荷１５がハイインピーダンス状態になったときのみならず、外部から待機モードへの移行を指示するスリープコマンドが入力された場合も待機モードに移行できる。そして、第３の実施形態と同様に、待機モードのときには、第１，第２のスイッチＳ１，Ｓ２を駆動せずとも、低周波の電圧振動を発生させて負荷に微弱ながらも電圧を供給することが可能となる。しかも、第１，第２のスイッチＳ１，Ｓ２が駆動しないので、スイッチ駆動に伴う電力損失は発生しない。
【０１０５】
なお、本発明は、前記実施形態に限定されるものではない。  
例えば、前記実施形態では、スイッチＳ１，Ｓ２を機械式のスイッチとして説明したが、当該スイッチＳ１，Ｓ２は、機械式のスイッチに限定されるものではない。正方向はスイッチとして機能し、逆方向はダイオードとして機能する素子、例えばＭＯＳ型の電界効果トランジスタ（Field Effect Transistor：ＦＥＴ）をスイッチＳ１，Ｓ２として代用することも可能である。ＭＯＳ型の電界効果トランジスタはボディダイオードを有するので、ダイオードＤ１，Ｄ２は省略できる。また、例えばトライアックのような双方向で電流の導通及び非導通を制御できるボディダイオードを有しない半導体スイッチを、スイッチＳ１，Ｓ２として代用することも可能である。この場合、ダイオードＤ１，Ｄ２は必要である。
【０１０６】
また、前記実施形態では、第２のＬＣ回路１４に対して直列に負荷１５を接続したが、負荷１０５の接続箇所は当該部位に限定されるものではない。例えば、平滑コンデンサＣ３に対して並列に第２の負荷を接続してもよい。この場合、第２のＬＣ回路１４に対して直列に接続される負荷１５は高周波の交流駆動が、第２の負荷は直流駆動が可能となる。
【０１０７】
また、前記実施形態では、出力電流平均値Ｉｏｕｔａｖｅと無負荷電流判定マージンＩｐｏｅｎとを比較し、出力電流平均値Ｉｏｕｔａｖｅが無負荷電流判定マージンＩｐｏｅｎより小さい場合に、待機モードに入るようにしたが、負荷１５がハイインピーダンスになると出力電圧Ｖｏｕｔが上昇するので、出力電圧検出部２３で検出される出力電圧Ｖｏｕｔの大小から待機モードに入るか否かを判定してもよい。
【０１０８】
この他、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【符号の説明】
【０１０９】
１…電力変換装置、１１…交流電源、１２…第１のＬＣ回路、１４…第２のＬＣ回路、１５…負荷、２１…入力電圧検出部、２２…入力電流検出部、２３…出力電圧検出部、２４…出力電流検出部、２５…コントローラ、２６…プログラムメモリ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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