(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のスイッチング素子を含むインバータを用いて、回転電機に印加する電圧を制御する回転電機の制御装置において、
電圧指令と搬送波との比較に基づいて、スイッチング素子のスイッチング制御信号を生成する信号生成部と、
予め定められた同期数と、回転電機の回転数とに基づいて、搬送波の基準周波数を設定する搬送波制御部と、
を備え、
搬送波制御部は、
電流指令に基づいて、搬送波の周波数を、基準周波数を整数倍した高周波数に切り換える一方、電流指令が高くなる高電流位相領域では、同じスイッチング素子に対応する高電流位相領域について、連続して高周波数に切り換えないことを特徴とする回転電機の制御装置。
【請求項２】
複数のスイッチング素子を含むインバータを用いて、回転電機に印加する電圧を制御する回転電機の制御装置において、
電圧指令と搬送波との比較に基づいて、スイッチング素子のスイッチング制御信号を生成する信号生成部と、
予め定められた同期数と、回転電機の回転数とに基づいて、搬送波の基準周波数を設定する搬送波制御部と、
を備え、
搬送波制御部は、
電流指令に基づいて、搬送波の周波数を、基準周波数の１周期単位で基準周波数を整数倍した高周波数に切り換える一方、電流指令が高くなる高電流位相領域では、基準周波数の２周期分連続して高周波数に切り換えないことを特徴とする回転電機の制御装置。
【請求項３】
請求項１又は２に記載の回転電機の制御装置において、
搬送波制御部は、同期数と、電流指令の位相とに基づいて、搬送波の周波数を、基準周波数を整数倍した高周波数に切り換えることを特徴とする回転電機の制御装置。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれか１に記載の回転電機の制御装置において、
搬送波制御部は、回転電機の回転数とトルクとに基づいて、搬送波の周波数を、基準周波数を整数倍した高周波数に切り換えることを特徴とする回転電機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、回転電機の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般的に、ハイブリッド車両等の電動車両に搭載される回転電機は、永久磁石からなるロータと、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のステータコイルを含むステータとから構成される三相同期型である。そして、ハイブリッド車両には、複数のスイッチング素子を含むインバータを用いて回転電機に印加する電圧を制御する制御装置が設けられている。
【０００３】
三相同期型回転電機の制御では、回転磁界を作るために、通常、電気角に依存する形でインバータのスイッチングパターンを作成する。例えば、同期ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御では、回転電機の電気角１周期あたりに３の倍数の搬送波（以下、キャリアとする）を導入し、回転電機の電気角とキャリアとを同期させた状態で、電圧指令の波形とキャリアの波形とを比較してスイッチング制御信号を作成する。同期ＰＷＭ制御によれば、キャリアの周期数が減少しても、パルス幅電圧の正負対称性を確保し易いため、安定した制御が可能になる。
【０００４】
つまり、同期ＰＷＭ制御によれば、キャリア周波数を低くすることができ、スイッチング損失、スイッチングによる発熱を低減することができる。このため、燃費性能を向上させることが可能になる。しかし、背反事項として、キャリア周波数を低下させると、電磁騒音が発生し易くなる。また、同一の周波数を使用することで、その周波数付近の騒音レベルが大きくなる。
【０００５】
本発明に関連する技術として、特許文献１には、素子温度上昇の抑制が必要な領域に限定して同期ＰＷＭを適用し、その必要がない領域ではキャリア周波数が高い非同期ＰＷＭを適用するように両者を使い分けることによって、電磁騒音の発生をなるべく避けた上でインバータでの温度上昇を抑制することが開示されている。
【０００６】
特許文献２には、キャリア周波数を組み合わせてＰＷＭ処理することでキャリア周波数に起因する特定の周波数成分を分散して、低騒音化することが開示されている。また、特許文献２には、出力電流が大きい高負荷状態ではキャリア周波数を低くし、出力電流が小さい低負荷状態では周波数を高くすることにより、スイッチング素子の導通回数を減らして損失を低減することが開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２０１０‐２４６２０７号公報
【特許文献２】特開２００６‐２１７７７６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
ところで、電動車両等の分野では、良好な制御性を維持しながら、電磁騒音を抑制すると共に、インバータのスイッチングによる発熱を抑制することについて、さらなる改良が求められている。つまり、上記特許文献の技術を含む従来の技術は、電磁騒音の抑制とスイッチングによる発熱の抑制との両立について、未だ改良の余地がある。
【０００９】
即ち、本発明の目的は、良好な制御性を維持しながら、電磁騒音の抑制とスイッチングによる発熱の抑制とをより高度に両立することが可能な回転電機の制御装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明に係る回転電機の制御装置は、複数のスイッチング素子を含むインバータを用いて、回転電機に印加する電圧を制御する回転電機の制御装置において、電圧指令と搬送波との比較に基づいて、スイッチング素子のスイッチング制御信号を生成する信号生成部と、予め定められた同期数と、回転電機の回転数とに基づいて、搬送波の基準周波数を設定する搬送波制御部とを備え、搬送波制御部は、電流指令に基づいて、搬送波の周波数を、基準周波数を整数倍した高周波数に切り換える一方、電流指令が高くなる高電流位相領域では、同じスイッチング素子に対応する高電流位相領域について、連続して高周波数に切り換えないことを特徴とする。
【００１１】
或いは、本発明に係る回転電機の制御装置は、複数のスイッチング素子を含むインバータを用いて、回転電機に印加する電圧を制御する回転電機の制御装置において、電圧指令と搬送波との比較に基づいて、スイッチング素子のスイッチング制御信号を生成する信号生成部と、予め定められた同期数と、回転電機の回転数とに基づいて、搬送波の基準周波数を設定する搬送波制御部とを備え、搬送波制御部は、電流指令に基づいて、搬送波の周波数を、基準周波数を整数倍した高周波数に切り換える一方、電流指令が高くなる高電流位相領域では、基準周波数の２周期分連続して高周波数に切り換えないことを特徴とする。
【００１２】
上記構成によれば、インバータのスイッチング制御信号の生成に同期ＰＷＭ制御を適用することで、低周波数の搬送波を用いて安定した回転電機の制御を行なうことができる。低周波数の搬送波を用いることで、インバータのスイッチング損失を低減することができる。そして、電流指令に基づいて、搬送波の周波数を、基準周波数を整数倍した高周波数に切り換えることで、キャリア周波数を分散させ、低周波数の搬送波に起因する電磁騒音を抑制することができる。さらに、同じスイッチング素子に対応する高電流位相領域では、基準周波数を連続して高周波数に切り換えない、或いは電流指令が高くなる高電流位相領域では、基準周波数の２周期分連続して高周波数に切り換えないことで、電磁騒音を抑制しながら、スイッチング素子の発熱を抑制することができる。
【００１３】
また、搬送波制御部は、同期数と、電流指令の位相とに基づいて、搬送波の周波数を、基準周波数を整数倍した高周波数に切り換えることが好ましい。当該構成によれば、スイッチング素子の発熱量が大きなところ、即ち高電流位相領域では、キャリア周波数が高くなることを防止し易くなる。一方、スイッチング素子の発熱量が小さなところでは、キャリアの切り換えを促進して電磁騒音の抑制を図ることができる。
【００１４】
また、搬送波制御部は、回転電機の回転数とトルクとに基づいて、搬送波の周波数を、基準周波数を整数倍した高周波数に切り換えることが好ましい。当該構成によれば、例えば、回転電機の回転数とトルクとに基づいて騒音レベルが高くなる状態を予め特定しておき、高騒音レベルでは周波数の切り換え倍率を高く設定して騒音を抑制し、低騒音レベルでは切り換え倍率を低く設定してスイッチング素子の発熱を抑制できる。
【発明の効果】
【００１５】
本発明に係る回転電機の制御装置によれば、良好な制御性を維持しながら、電磁騒音の抑制とスイッチングによる発熱の抑制とをより高度に両立することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明の実施形態である回転電機の制御装置及びそれを搭載する回転電機駆動システムの構成を示すブロック図である。
【図２】インバータの構成を示す図である。
【図３】本発明の実施形態である制御装置において、各相の電圧指令の波形と、キャリアとの関係を示す図である。
【図４】本発明の実施形態である制御装置において、Ｗ相の電流指令の波形及びＷ相の電圧指令の波形と、キャリアとの関係を示す図である。
【図５】本発明の実施形態である制御装置において、キャリア周波数の切り換えパターンを規定した配置マップを示す図である。
【図６】本発明の実施形態である制御装置において、回転電機の回転数と、回転電機のトルクと、キャリア周波数の規定倍率との関係を規定する倍率マップを示す図である。
【図７】本発明の実施形態である制御装置による制御の一例を示すフローチャートである。
【図８】電圧指令の波形とキャリアとの同期を説明するための図である。
【図９】電圧指令の波形とキャリアとの同期を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、図面を用いて、本発明に係る回転電機の制御装置の実施形態につき、詳細に説明する。実施形態では、制御対象として、ハイブリッド車両（以下、ＨＶ車両とする）に適用されるモータ駆動システム１０を例示して説明するが、本発明の適用範囲はこれに限定されない。ＨＶ車両は、例えば、２つの回転電機を備える。図１では、主に走行用モータとして機能するモータジェネレータ１１（以下、単にモータ１１とする）の制御に係る構成図を例示するが、主に発電機として機能するモータジェネレータについても同じ構成図が適用できる。
【００１８】
まず初めに、図１を参照し、モータ駆動システム１０及び制御装置２０の構成について詳細に説明する。また、図２〜図６を適宜参照する。
【００１９】
図１に、制御装置２０を搭載したモータ駆動システム１０の概略構成を示す。図１に示すように、モータ駆動システム１０は、モータ１１と、モータ１１に電力を供給可能なバッテリ１２と、交流・直流変換装置であるインバータ１３と、バッテリ１２の直流電圧を昇圧するコンバータ１４と、モータ１１の駆動を制御する制御装置２０とを備える。また、モータ駆動システム１０は、制御装置２０によるモータ１１の制御に必要な情報を検出するセンサとして、電流センサ１８、回転角センサ１９等を備える。
【００２０】
ＨＶ車両は、走行用動力源として、図示しないエンジンを備える。また、ＨＶ車両には、例えば、エンジンと２つの回転電機との間で動力を分配する動力分配機構、アクセル開度や車速、バッテリ１２の充電率（ＳＯＣ：Ｓｔａｔｅ  Ｏｆ  Ｃｈａｒｇｅ）等に基づいて統合的に車両の走行機能を制御するＨＶ制御装置、バッテリ１２のＳＯＣ等を監視するバッテリ監視装置、車両の駆動制御に必要な情報を検出する各種センサ（例えば、アクセルポジションセンサ）等が搭載されている。
【００２１】
モータ１１は、例えば、永久磁石からなるロータと、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のステータコイルを含むステータとから構成される三相同期型回転電機である。モータ１１は、バッテリ１２から供給される電力により回転駆動される。具体的には、バッテリ１２の直流電流がインバータ１３によって三相交流電流に変換されてモータ１１に供給される。例えば、モータ１１の出力は、その回転軸が連結された動力分配機構等を介して駆動輪に伝達される。ゆえに、ＨＶ車両では、モータ１１によりエンジンをアシストする走行又はモータ１１のみを動力源とする所謂ＥＶ走行が可能である。また、モータ１１は、回生制動時に発電機として機能する。
【００２２】
バッテリ１２は、主としてモータ１１に電力を供給する蓄電装置である。バッテリ１２には、ニッケルカドミウム電池、ニッケル水素電池、及びリチウムイオン電池等の二次電池が適用される。バッテリ１２には、効率的な使用、劣化防止等の観点から、所定のＳＯＣを上下限値とする管理幅（例えば、２０％〜８０％）と、充放電の基準となる目標ＳＯＣ（例えば、６０％）が設定されている。
【００２３】
図２に、インバータ１３の構成を示す。図２に示すように、インバータ１３は、コンバータ１４や図示しないリレー等を介して、バッテリ１２の正極端子及び負極端子にそれぞれ接続される電力線及びアース線の間に並列に設けられる。インバータ１３は、モータ１１の各相に対応して、Ｕ相上下アーム１５と、Ｖ相上下アーム１６と、Ｗ相上下アーム１７とを含む。各相上下アームは、複数のスイッチング素子を含み、例えば、Ｕ相上下アーム１５は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を、Ｖ相上下アーム１６は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を、Ｗ相上下アーム１７は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６をそれぞれ含む。また、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６に対して、逆並列ダイオードＤ１〜Ｄ６がそれぞれ接続されている。
【００２４】
スイッチング素子としては、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、電力用ＭＯＳ（Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）トランジスタ、又は電力用バイポーラトランジスタ等の半導体素子を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオン／オフは、制御装置２０から出力されるスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ６により制御される。
【００２５】
インバータ１３は、例えば、モータ１１のトルク指令値Ｔ*が正の場合には、スイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ６に基づいて、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をスイッチングして、バッテリ１２の直流電圧を交流電圧に変換し、モータ１１から正のトルクが出力されるように駆動制御する。一方、ＨＶ車両の回生制動時には、モータ１１のトルク指令値Ｔ*が負に設定される。この場合には、インバータ１３は、モータが発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧をコンバータ１４に供給する。コンバータ１４は、その直流電圧を降圧した後、バッテリ１２に供給する。
【００２６】
電流センサ１８は、モータ１１に流れる電流を検出するセンサである。なお、各相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの瞬時値の和は零であるので、電流センサ１８は２相分のモータ電流（例えば、Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗ）を検出するように配置すればよい。回転角センサ１９は、モータ１１のロータ回転角θを検出するセンサである。制御装置２０では、ロータ回転角θに基づいて、モータ１１の回転数を算出できる。
【００２７】
制御装置２０は、例えば、ＨＶ制御装置からの出力要求に従ってモータ１１の制御を行う電子制御ユニット（ＥＣＵ：Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ｕｎｉｔ）であり、ＣＰＵ、入出力ポート、メモリ等を備える。制御装置２０は、ＨＶ制御装置からの出力要求であるトルク指令値Ｔ*に従って、インバータ１３のスイッチング動作を制御するスイッチング制御信号を生成し、インバータ１３を用いてモータ１１を制御する。この制御を実行するため、制御装置２０は、電流指令生成部２１と、ＰＩ演算部２２と、第１座標変換部２３と、ＰＷＭ信号生成部２４と、第２座標変換部２５と、回転数演算部２６と、キャリア制御部２７とを備える。
【００２８】
制御装置２０による制御手法として、同期ＰＷＭ制御を適用する。ただし、通常の同期ＰＷＭ制御と異なり、モータ１１の回転速度とキャリアとの同期を維持しながら、電流指令に基づいて、キャリア周波数の一部を、より高い周波数に変更する。この点について、後ほど詳しく説明する。
【００２９】
ＰＷＭ制御では、例えば、トルク指令値Ｔ*に応じた正弦波状の電圧指令と、三角波であるキャリアとを比較し、正弦波が三角波より大のときを１（ＯＮ）、小のときを０（ＯＦＦ）とするパルス信号を生成する。なお、電圧指令は、モータ１１の各相に対応して、相互に１２０°の位相差を有する正弦波信号として供給される。生成したパルス信号に基づいて、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をＯＮ／ＯＦＦすることで、各相に擬似正弦波電圧としてのパルス幅変調電圧が印加される。
【００３０】
図３に、モータ１１の各相に対する電圧指令の波形と、キャリアとの関係を示す。図３に示すように、同期ＰＷＭ制御では、モータ１１の回転速度（回転周波数）と同期させて、モータ１１の回転周波数の整数倍（少なくとも２倍以上）となるように、キャリア周波数が制御される。これは、キャリア制御部２７の機能により実行される。キャリア制御部２７は、キャリア周波数を分散して電磁騒音を抑制するため、基準周波数ｆｃの一部を、基準周波数ｆｃを整数倍した高周波数（以下、乗算周波数ｆｈとする）に変更する。
【００３１】
ここで、基準周波数ｆｃとは、予め定められた同期数と、モータ１１の回転数（回転周波数）とに基づいて設定されるキャリア周波数である。同期数は、モータ１１の電気角１周期（３６０°）に含まれるキャリア数として予め定められている。つまり、同期数は、電気角１周期に含まれる基準周波数ｆｃのキャリア数であり、例えば、任意の３の倍数に設定できる。図３に示す例では、同期数が６である。換言すると、基準周波数ｆｃは、同期数が６となるように、モータ１１の回転数に基づいて設定される。また、電圧指令もモータ１１の回転数に同期するため、同期数は、電圧指令１周期あたりの基準周波数ｆｃのキャリア数と言うこともできる。
【００３２】
電流指令生成部２１は、予め記憶されたテーブル等に従って、モータ１１に対するトルク指令値Ｔ*と、モータ１１の回転数Ｎｍとに基づいて、電流指令Ｉｄ*及びＩｑ*を生成する。予め定められたテーブルとしては、各電流値についてモータ１１の回転数及び出力トルクの関係を示すＴ‐Ｎ制御マップが例示できる。
【００３３】
なお、モータ１１の回転数Ｎｍは、回転数演算部２６によって回転角センサ１９で検出されたロータ回転角θに基づいて算出される。また、第２座標変換部２５では、ロータ回転角θを用いた座標変換（３相→２相）により、電流センサ１８で検出されたＶ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗに基づいて、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑが算出される。
【００３４】
ＰＩ演算部２２は、制御偏差に応じたｄ軸電圧指令Ｖｄ*及びｑ軸電圧指令Ｖｑ*を生成する機能を有する。具体的に、ＰＩ演算部２２には、電流指令生成部２１で生成されたｄ軸電流指令Ｉｄ*及びｑ軸電流指令Ｉｑ*と、第２座標変換部２５によって算出されたｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑとの偏差ΔＩｄ（ΔＩｄ＝Ｉｄ*−Ｉｄ），ΔＩｑ（ΔＩｑ＝Ｉｑ*−Ｉｑ）が入力される。そして、ＰＩ演算部２２は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄ及びｑ軸電流偏差ΔＩｑのそれぞれについて、所定ゲインによるＰＩ演算（比例積分演算）を行なって制御偏差を求め、この制御偏差に応じたｄ軸電圧指令Ｖｄ*及びｑ軸電圧指令Ｖｑ*を生成する。
【００３５】
第１座標変換部２３は、モータ１１のロータ回転角θを用いた座標変換（２相→３相）を行って、ＰＩ演算部２２で作成されたｄ軸電圧指令Ｖｄ*及びｑ軸電圧指令Ｖｑ*を、モータ１１の各相に対応する電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に変換する機能を有する。
【００３６】
ＰＷＭ信号生成部２４は、上記のように、第１座標変換部２３から供給される各相の電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*と、キャリアとの比較に基づいて、例えば、インバータ１３の６つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をＯＮ／ＯＦＦさせるためのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ６を生成する。そして、インバータ１３が、スイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ６に従ってスイッチングされることにより、モータ１１にトルク指令値Ｔ*に従ったトルクを出力するための交流電圧が印加される。なお、ＰＷＭ信号生成部２４は、キャリア制御部２７により設定された周波数（基準周波数ｆｃ又は乗算周波数ｆｈ）に従ってキャリアを発生させる。
【００３７】
キャリア制御部２７は、ＰＷＭ信号生成部２４で使用されるキャリアの周波数を制御する機能を有する。キャリア制御部２７は、キャリアの基準周波数ｆｃを設定する基準周波数設定手段２８と、電流指令に基づいて、キャリアの周波数を基準周波数ｆｃよりも高い周波数の乗算周波数ｆｈに切り換える周波数切り換え手段２９とを有する。
【００３８】
基準周波数設定手段２８は、モータ１１の電気角１周期あたりのキャリア（基準周波数ｆｃのキャリア）の数として予め定められた同期数と、モータ１１の回転数とに基づいて、キャリアの基準周波数ｆｃを設定する機能を有する。基準周波数設定手段２８は、例えば、回転数演算部２６からモータ１１の回転数Ｎｍを取得し、予め定められた同期数を用いて基準周波数ｆｃを算出する。つまり、基準周波数設定手段２８は、モータ１１の回転速度に応じて基準周波数ｆｃを変更設定する。なお、同機数は、基準周波数ｆｃを設定する時点で定められているものであれば、モータ１１の状態等に応じて変動してもよい。
【００３９】
周波数切り換え手段２９は、電流指令に基づいて、キャリア周波数を、基準周波数ｆｃを整数倍した乗算周波数ｆｈに切り換える機能を有する。つまり、周波数切り換え手段２９は、キャリア周波数を分散して、基準周波数ｆｃと、基準周波数ｆｃの整数倍の乗算周波数ｆｈとを混在させる。これにより、周波数が低い基準周波数ｆｃのキャリアに起因する騒音が分散されて騒音レベルが低下する。
【００４０】
周波数切り換え手段２９は、電磁騒音の抑制とインバータ１３のスイッチングによる発熱の抑制とを高度に両立する観点から、周波数切り換えのタイミング及び周波数の規定倍率Ｚを決定する。ここで、規定倍率Ｚとは、ｆｈ／ｆｃを意味し、基準周波数ｆｃを整数倍した乗算周波数ｆｈに切り換える際の「整数」にあたる。周波数切り換え手段２９は、同期数と、電流指令の位相（以下、単に電流位相とする）とに基づいて、基準周波数ｆｃの１周期単位で周波数を切り換えることが好適である。また、周波数切り換え手段２９は、モータ１１の回転数（回転周波数）と、モータ１１のトルクとに基づいて、規定倍率Ｚを変更することが好適である。
【００４１】
図４に、Ｗ相に対する電流指令及び電圧指令の波形と、キャリアとの関係を示す。図４に示す例では、ある電気角周期（第１の電気角周期とする）において、基準周波数ｆｃと、乗算周波数ｆｈとが、基準周波数ｆｃの１周期おきに交互に繰り返されている。つまり、周波数切り換え手段２９は、第１の電気角周期において、基準周波数ｆｃの２周期に１回の割合で、基準周波数ｆｃを乗算周波数ｆｈに切り換えている。一方、第１の電気角周期に続く第２の電気角周期では、例えば、基準周波数ｆｃから乗算周波数ｆｈへの切り換えを実施しない。なお、規定倍率Ｚは、例えば、２倍又は３倍とすることが好適である。
【００４２】
周波数切り換え手段２９は、インバータ１３のスイッチングによる発熱を抑制するため、電流指令が高くなる高電流位相領域Ｒｈでは、同じスイッチング素子に対応する高電流位相領域Ｒｈについて、連続して乗算周波数ｆｈに切り換えないことが好適である。つまり、モータ１１の各相に対応するインバータ１３のスイッチング素子はそれぞれ２つあるが、２つのうち一方のスイッチング素子（例えば、スイッチング素子Ｑ６）に対応する高電流位相領域Ｒｈ(Ｑ６)でキャリアを乗算周波数ｆｈに切り換えた場合には、そのスイッチング素子Ｑ６に対応する次の高電流位相領域Ｒｈ(Ｑ６)では、基準周波数ｆｃから乗算周波数ｆｈへの切り換えを実施しない。
【００４３】
換言すると、同じ相の上アームについて、基準周波数ｆｃから乗算周波数ｆｈへの切り換え（以下、単に高周波数化とも称する）を実施した場合には、高電流位相領域Ｒｈで再び高周波数化を実施するまでの間に、少なくとも１以上の高周波数化を実施しない高電流位相領域Ｒｈを挟むことが好適である。一方、高電流位相領域Ｒｈ(Ｑ６)で高周波数化を実施した後、それに続く高電流位相領域Ｒｈ(Ｑ５)で高周波数化を実施してもよい。
【００４４】
また、周波数切り換え手段２９は、インバータ１３のスイッチングによる発熱を抑制するため、高電流位相領域Ｒｈでは、基準周波数ｆｃの２周期分連続して乗算周波数ｆｈに切り換えないことが好適である。例えば、基準周波数ｆｃの１周期おきに高周波数化を実施することで、高電流位相領域Ｒｈにおいて、基準周波数ｆｃの２周期分連続して基準周波数ｆｃが乗算周波数ｆｈに切り換わることを防止できる。一方、電流指令が低くなる低電流位相領域では、キャリア周波数を、基準周波数ｆｃの２周期分連続して乗算周波数ｆｈに切り換えてもよい。
【００４５】
なお、キャリア周波数の高周波数化を制限すべき高電流位相領域Ｒｈとは、電流指令の振幅ピークにおける電流量を１００とした場合に、その電流量の５０％以上となる領域、又は７０％以上となる領域、又は８０％以上となる領域である。
【００４６】
図５に、キャリア周波数の切り換えパターンを規定した配置マップ（電気角１周期分）を示す。図５に示す配置マップは、同期数と、電流位相とを引数として、高周波数化を実施する基準周波数ｆｃの対象周期を規定した２次元マップである。図５に示す配置マップでは、高周波数化を実施する基準周波数ｆｃの対象周期を１として記憶し、高周波数化を実施しない基準周波数ｆｃの対象周期を０として記憶しており、高周波数化を実施する２つの対象周期の間に３つの非実施周期を挟んでいる。配置マップは、例えば、同じスイッチング素子の隣り合う高電流位相領域Ｒｈにおいて、１（実施）が連続しないように、また、高電流位相領域Ｒｈにおいて、基準周波数ｆｃの２周期分連続して１（実施）とならないように、１（実施）と０（非実施）とを規定することが好ましい。
【００４７】
周波数切り換え手段２９は、図５に例示するような配置マップを用いて、キャリア周波数の切り換えを実行できる。周波数切り換え手段２９は、例えば、制御装置２０のメモリから同期数を読み出すと共に、回転角センサ１９により検出されたロータ回転角θを取得して電流位相を導出し、同期数及び電流位相に基づいて配置マップからキャリア周波数の切り換えを実行する基準周波数ｆｃの対象周期を特定する。
【００４８】
図６に、モータ１１の回転数と、モータ１１のトルクと、規定倍率Ｚとの関係を規定する倍率マップを示す。図６に示す倍率マップは、モータ１１の回転数と、モータ１１のトルクとを引数として、１倍、２倍、３倍の規定倍率Ｚを規定した２次元マップである。ここで、１倍とは、基準周波数ｆｃを維持することを意味し、この倍率マップでは、例えば、モータ１１のトルクが３０Ｎｍ以下の範囲では、モータ１１の回転数によらずキャリアの高周波数化を実施しない。
【００４９】
図６に示す倍率マップでは、モータ１１のトルクが大きく（例えば、５０Ｎｍ）、且つ回転数が低いほど（例えば、１０００ｒｐｍ）、規定倍率Ｚを高く設定している（Ｚ＝３）。一方、トルクが大きくても（例えば、４０Ｎｍ）、回転数が大きい範囲（例えば、４０００ｒｐｍ以上）では、規定倍率Ｚを低く設定している（Ｚ＝１）。
【００５０】
図３〜図６に示すように、キャリア周波数の切り換えパターン及び規定倍率Ｚは、インバータ１３の発熱が問題とならない範囲において、適宜変更することができる。例えば、図４，５に示す例では、Ｗ相の電流位相に基づいて、基準周波数ｆｃの一部の高周波数化を実施しているが、Ｕ相又はＶ相の電流位相に基づいて、或いは複数の相の電流位相に基づいて、高周波数化を実施してもよい。また、図３，４に示す例では、基準周波数ｆｃと乗算周波数ｆｈとが、基準周波数ｆｃの１周期おきに交互に繰り返されているが、例えば、第１の電気角周期では、基準周波数ｆｃを全て乗算周波数ｆｈに切り換え、第１の電気角周期に続く第２の電気角周期、又は幾つかの電気角周期では、高周波数化を実施しない切り換えパターンとしてもよい。
【００５１】
次に、図７を参照し、制御装置２０によるキャリア周波数制御の一例について説明する。また、図８，９を適宜参照する。なお、以下では、Ｕ相の電圧指令（Ｕ相電圧）に基づいてキャリアの同期を実行し、Ｗ相の電流位相に基づいてキャリア周波数の切り換えを実行するものとして説明する。
【００５２】
図７に示すように、モータ１１の回転速度とキャリアとの同期を図り、モータ１１の回転数Ｎｍ（回転周波数）と同期数とに基づき基準周波数ｆｃを設定する（Ｓ１０〜Ｓ１３）。Ｓ１０〜Ｓ１３の手順は、基準周波数設定手段２８の機能により実行される。まず、回転角センサ１９からモータ１１のロータ回転角θを取得して、現在の電気角を導出する（Ｓ１０）。続いて、現在の電気角からＵ相電圧が０となるゼロクロス位置までの相対角度を導出する（Ｓ１１）。そして、現在の基準周波数ｆｃを繰り返したときの余り時間を演算する（Ｓ１２）。そして、余り時間からキャリア周波数（キャリアの端数）を再計算して基準周波数ｆｃを決定する（Ｓ１３）。
【００５３】
図８に示すように、現時点からゼロクロス位置まで進んだときに（モータ１１の回転数がその間に変化しないことが前提）、ゼロクロス位置とキャリアの周期Ｔとが合致する場合には、補正量を０とする。即ち、基準周波数ｆｃを変更しない。一方、図９に示すように、現時点からゼロクロス位置まで進んだときに（モータ１１の回転数がその間に変化しないことが前提）、ゼロクロス位置とキャリアの周期とが合致しない場合には、キャリア周波数の補正が必要である。例えば、補正量が１／４である場合には、キャリアの周期Ｔが（１−１／４）Ｔとなり、周波数は逆数となる。補正後には、モータ１１の回転数Ｎｍと同期数とに基づき基準周波数ｆｃを設定する。
【００５４】
続いて、モータ１１の回転数Ｎｍと、モータ１１に対するトルク指令値Ｔ*とに基づいて、倍率マップから規定倍率Ｚを決定する（Ｓ１４）。なお、トルク指令値Ｔ*が小さな範囲では、倍率マップの規定倍率Ｚを１として、キャリア周波数の切り換えを実施しない設定としてもよい。
【００５５】
続いて、キャリア周波数の切り換えパターンを規定した配置マップからキャリア周波数の切り換えを実施すべき電流位相か否かを確認して（Ｓ１５）、例えば、配置マップが１（実施）である場合には、基準周波数ｆｃに規定倍率Ｚを乗じて乗算周波数ｆｈを決定する（Ｓ１６）。つまり、基準周波数ｆｃの実施対象周期について、キャリアの周波数を乗算周波数ｆｈに設定する。一方、配置マップが０（非実施）である場合には、基準周波数ｆｃの切り換えを行わない。つまり、基準周波数ｆｃの高周波数化が禁止される。Ｓ１４〜Ｓ１６の手順は、周波数切り換え手段２９の機能により実行される。
【００５６】
Ｓ１５の手順は、例えば、次のように進行する。まず、電流指令生成部２１で生成されたｄ軸電流指令Ｉｄ*及びｑ軸電流指令Ｉｑ*と、ロータ回転角θからの電気角とあわせて、例えば、Ｗ相の電流位相を特定し、配置マップを用いて高周波数化の実施判定を行う。
【００５７】
なお、キャリア制御部２７により設定されたキャリア周波数は、例えば、ＰＷＭ信号生成部２４に送信され、ＰＷＭ信号生成部２４において、そのキャリア周波数に従ったキャリアが出力される。
【００５８】
以上のように、制御装置２０は、電流指令に基づいて、キャリア周波数を、基準周波数ｆｃを整数倍した乗算周波数ｆｈに切り換える一方、同じスイッチング素子の高電流位相領域Ｒｈでは、連続して乗算周波数ｆｈに切り換えない。また、高電流位相領域Ｒｈでは、基準周波数ｆｃの２周期分連続して乗算周波数ｆｈに切り換えない。これにより、周波数の低い基準周波数ｆｃを分散させて電磁騒音を抑制しながら、スチッチングによる発熱量が大きな高電流位相領域Ｒｈでは高周波数化を大幅に制限してスイッチングによる発熱を抑制することができる。つまり、制御装置２０によれば、良好な制御性を維持しながら、電磁騒音の抑制とスイッチングによる発熱の抑制とをより高度に両立することが可能である。
【符号の説明】
【００５９】
１０  ハイブリッド車両（ＨＶ車両）、１１  モータジェネレータ（モータ）、１２  バッテリ、１３  インバータ、１４  コンバータ、１５  Ｕ相上下アーム、１６  Ｖ相上下アーム、１７  Ｗ相上下アーム、１８  電流センサ、１９  回転角センサ、２０  制御装置、２１  電流指令生成部、２２  ＰＩ演算部、２３  第１座標変換部、２４  ＰＷＭ信号生成部、２５  第２座標変換部、２６  回転数演算部、２７  キャリア制御部、２８  基準周波数設定手段、２９  周波数切り換え手段。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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