(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
２つのレッグの端点同士を接合したブリッジ回路を有し、該ブリッジ回路の４つの各枝には、スイッチング素子Ａとダイオードを逆並列に接続した逆阻止能力を持たない半導体デバイスを各１個接続し、１つのレッグにはその中点を挟んで前記半導体デバイス中のダイオードの順方向が向き合うように半導体デバイスが２個１組で接続され、他のレッグにはその中点を挟んで前記半導体デバイス中のダイオードの順方向が背き合うように半導体デバイスが２個１組で接続されており、
前記ブリッジ回路の２つのレッグの中点と中点との間に
コンデンサ、
電気抵抗とスイッチング素子Ｂを直列に接続した回路、
サイリスタコンバータとリアクトルを直列に接続した回路、
を並列に接続し、
前記サイリスタコンバータには３相交流電源が接続されて前記ブリッジの端子から電力を供給可能であり、
誘導加熱装置に供給する電流（以下、「誘導加熱供給電流」という。）を計測する手段と、
前記３相交流電流源並びに前記サイリスタコンバータとリアクトルを直列に接続した回路から供給される電流（以下、「電源電流」という。）を計測する手段と、
前記４つの半導体デバイスのいずれか２個１組がＯＦＦした時の前記誘導加熱供給電流の計測値と前記電源電流の計測値とを入力として前記４つの半導体デバイスのいずれか２個１組がＯＦＦした時から前記コンデンサの両端に生じる電圧の最大値（以下、「最大コンデンサ電圧」という。）を計算する手段と、
当該最大コンデンサ電圧が予め設定された前記半導体デバイスの限界電圧を超える場合には直ちにスイッチング素子ＢをＯＮする手段と、
を有することを特徴とする誘導加熱インバータ電源。
【請求項２】
前記リアクトルは、６．６ｋＶ系統の場合１０〜１５ｍＨであることを特徴とする請求項１に記載の誘導加熱インバータ電源。
【請求項３】
スイッチング素子ＡにはＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＧＴＯ、ＢＪＴのいずれか一つ、スイッチング素子ＢにはＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＧＴＯ、ＢＪＴのいずれか一つを用い、ダイオードにはファーストリカバリーダイオードを使用することを特徴とする請求項１に記載の誘導加熱インバータ電源。
【請求項４】
２つのレッグの端点同士を接合したブリッジ回路を有し、該ブリッジ回路の４つの各枝には、スイッチング素子Ａとダイオードを逆並列に接続した逆阻止能力を持たない半導体デバイスを各１個接続し、１つのレッグにはその中点を挟んで前記半導体デバイス中のダイオードの順方向が向き合うように半導体デバイスが２個１組で接続され、他のレッグにはその中点を挟んで前記半導体デバイス中のダイオードの順方向が背き合うように半導体デバイスが２個１組で接続されており、
前記ブリッジ回路の２つのレッグの中点と中点との間に
コンデンサ、
電気抵抗とスイッチング素子Ｂを直列に接続した回路、
サイリスタコンバータとリアクトルを直列に接続した回路、
を並列に接続し、
前記サイリスタコンバータには３相交流電源が接続されて前記ブリッジの端子から電力を供給可能である誘導加熱インバータ電源の過電圧保護方法であって、
誘導加熱装置に供給する電流（以下、「誘導加熱供給電流」という。）を計測するステップと、
前記３相交流電流源並びに前記サイリスタコンバータとリアクトルを直列に接続した回路から供給される電流（以下、「電源電流」という。）を計測するステップと、
前記４つの半導体デバイスのいずれか２個１組がＯＦＦした時の前記誘導加熱供給電流の計測値と前記電源電流の計測値とを入力として前記４つの半導体デバイスのいずれか２個１組がＯＦＦした時から前記コンデンサの両端に生じる電圧の最大値（以下、「最大コンデンサ電圧」という。）を計算するステップと、
当該最大コンデンサ電圧が予め設定された前記半導体デバイスの限界電圧を超える場合には直ちにスイッチング素子ＢをＯＮするステップと、
を有することを特徴とする誘導加熱インバータ電源の過電圧保護方法。
【請求項５】
前記リアクトルは、６．６ｋＶ系統の場合１０〜１５ｍＨであることを特徴とする請求項４に記載の誘導加熱インバータ電源の過電圧保護方法。
【請求項６】
スイッチング素子ＡにはＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＧＴＯ、ＢＪＴのいずれか一つ、スイッチング素子ＢにはＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＧＴＯ、ＢＪＴのいずれか一つを用い、ダイオードにはファーストリカバリーダイオードを使用することを特徴とする請求項４に記載の誘導加熱インバータ電源の過電圧保護方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、誘導加熱インバータ電源及びその過電圧保護方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
鉄鋼プロセスにおいて、鋼板を加熱する工程は必須工程であり、例えば通板中の鋼板を加熱する際に、誘導加熱装置が用いられている。誘導加熱装置は、加熱コイルを有し、この加熱コイルにより誘起された渦電流により導体板を加熱する装置である。この誘導加熱装置では、加熱コイルから発生した交番磁界（交流磁界）により導体板に渦電流を誘起させ、この渦電流によって導体板中にジュール熱を発生させている。
【０００３】
このような誘導加熱装置の一つとして、例えば、加熱対象の導体板の板面に略垂直に交差するように交番磁界が導体板に与えられるいわゆるトランスバース方式の誘導加熱装置がある。トランスバース方式の誘導加熱装置を制御する方法として特許文献１に開示された技術がある。特許文献１では、誘導加熱装置を構成する加熱コイルと並列にコンデンサを設けて加熱コイルとコンデンサとの並列共振回路を構成し、並列共振型のインバータにより加熱コイルに給電している。
【０００４】
一方、特許文献２には、Ｐ−ＭＯＳＦＥＴや、逆導通ダイオードを並列接続したトランジスタ等の逆阻止能力を持たないが順方向制御が可能なオン抵抗の低い４つの半導体素子を用いて、順逆両方向の電流をゲートの制御のみでオン・オフ可能なスイッチで、かつ遮断時の電流の持つ磁気エネルギーをスナバーコンデンサに蓄積し、次回オンするときに負荷側に放出することによってエネルギーのロスなく制御できる磁気エネルギー回生双方向電流スイッチ（以下、「磁気エネルギー回生スイッチ」という。）が開示されており、効率的な誘導加熱に応用されることが期待されている。
【０００５】
しかしながら、特許文献２に記載された磁気エネルギー回生スイッチを用いた誘導加熱装置は図３に示すように電流源タイプの電源装置であるから、加熱対象の鋼板が破断ないし溶断した場合にはコンデンサに電流が流れ続けることになり当該コンデンサの両端にかかる電圧が限界を超えてしまい電源装置内に装備された半導体素子が破壊するという問題が生じる。
【０００６】
一般的な過電圧保護回路は、閾値を設けてそれ以上の電圧を検出した時点で保護動作を開始するが、電圧の異常を検出してから保護完了までには相当の時間を要し３０ｋＨｚ〜数百ｋＨｚのスイッチング速度に応じて制御される装置の場合には短時間で破壊電圧以上に上昇し装置故障となりうる。また、一度、誘導加熱用電源が故障すると故障復旧には３〜８時間程度操業を停止する必要があり、操業コストを増大させる結果となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００２−３１３５４７号公報
【特許文献２】特開２０００−３５８３５９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
本発明は、上記の課題を解決すべくなされたものであって、誘導加熱インバータ電源に装備されているコンデンサ及び半導体素子を保護しうる機能を装備した誘導加熱インバータ電源及びその過電圧保護方法を提案することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
発明者らは、コンデンサと並列に接続された電気抵抗とスイッチング素子の回路を構成するとともに、誘導加熱供給電流と電源電流を計測し、これら両電流値からコンデンサの両端に生じる電圧の最大値を計算し、この電圧が限界電圧を超える場合には加熱対象の鋼板が破断ないし溶断したと推定して、直ちに当該スイッチング素子を導通させることで、コンデンサの両端の電圧が限界値をこえることを防止することでインバータ電源装置に装備された半導体素子の破壊を回避できることを見出した。
【００１０】
本発明の要旨とするところは以下の通りである。
（１）２つのレッグの端点同士を接合したブリッジ回路を有し、該ブリッジ回路の４つの各枝には、スイッチング素子Ａとダイオードを逆並列に接続した逆阻止能力を持たない半導体デバイスを各１個接続し、１つのレッグにはその中点を挟んで前記半導体デバイス中のダイオードの順方向が向き合うように半導体デバイスが２個１組で接続され、他のレッグにはその中点を挟んで前記半導体デバイス中のダイオードの順方向が背き合うように半導体デバイスが２個１組で接続されており、
前記ブリッジ回路の２つのレッグの中点と中点との間に
コンデンサ、
電気抵抗とスイッチング素子Ｂを直列に接続した回路、
サイリスタコンバータとリアクトルを直列に接続した回路、
を並列に接続し、
前記サイリスタコンバータには３相交流電源が接続されて前記ブリッジの端子から電力を供給可能であり、
誘導加熱装置に供給する電流（以下、「誘導加熱供給電流」という。）を計測する手段と、
前記３相交流電流源並びに前記サイリスタコンバータとリアクトルを直列に接続した回路から供給される電流（以下、「電源電流」という。）を計測する手段と、
前記４つの半導体デバイスのいずれか２個１組がＯＦＦした時の前記誘導加熱供給電流の計測値と前記電源電流の計測値とを入力として前記４つの半導体デバイスのいずれか２個１組がＯＦＦした時から前記コンデンサの両端に生じる電圧の最大値（以下、「最大コンデンサ電圧」という。）を計算する手段と、
当該最大コンデンサ電圧が予め設定された前記半導体デバイスの限界電圧を超える場合には直ちにスイッチング素子ＢをＯＮする手段と、
を有することを特徴とする誘導加熱インバータ電源。
（２）前記リアクトルは、６．６ｋＶ系統の場合１０〜１５ｍＨであることを特徴とする（１）に記載の誘導加熱インバータ電源。
（３）スイッチング素子ＡにはＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＧＴＯ、ＢＪＴのいずれか一つ、スイッチング素子ＢにはＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＧＴＯ、ＢＪＴのいずれか一つを用い、ダイオードにはファーストリカバリーダイオードを使用することを特徴とする（１）に記載の誘導加熱インバータ電源。
（４）２つのレッグの端点同士を接合したブリッジ回路を有し、該ブリッジ回路の４つの各枝には、スイッチング素子Ａとダイオードを逆並列に接続した逆阻止能力を持たない半導体デバイスを各１個接続し、１つのレッグにはその中点を挟んで前記半導体デバイス中のダイオードの順方向が向き合うように半導体デバイスが２個１組で接続され、他のレッグにはその中点を挟んで前記半導体デバイス中のダイオードの順方向が背き合うように半導体デバイスが２個１組で接続されており、
前記ブリッジ回路の２つのレッグの中点と中点との間に
コンデンサ、
電気抵抗とスイッチング素子Ｂを直列に接続した回路、
サイリスタコンバータとリアクトルを直列に接続した回路、
を並列に接続し、
前記サイリスタコンバータには３相交流電源が接続されて前記ブリッジの端子から電力を供給可能である誘導加熱インバータ電源の過電圧保護方法であって、
誘導加熱装置に供給する電流（以下、「誘導加熱供給電流」という。）を計測するステップと、
前記３相交流電流源並びに前記サイリスタコンバータとリアクトルを直列に接続した回路から供給される電流（以下、「電源電流」という。）を計測するステップと、
前記４つの半導体デバイスのいずれか２個１組がＯＦＦした時の前記誘導加熱供給電流の計測値と前記電源電流の計測値とを入力として前記４つの半導体デバイスのいずれか２個１組がＯＦＦした時から前記コンデンサの両端に生じる電圧の最大値（以下、「最大コンデンサ電圧」という。）を計算するステップと、
当該最大コンデンサ電圧が予め設定された前記半導体デバイスの限界電圧を超える場合には直ちにスイッチング素子ＢをＯＮするステップと、
を有することを特徴とする誘導加熱インバータ電源の過電圧保護方法。
（４）前記リアクトルは、６．６ｋＶ系統の場合１０〜１５ｍＨであることを特徴とする（４）に記載の誘導加熱インバータ電源の過電圧保護方法。
（５）スイッチング素子ＡにはＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＧＴＯ、ＢＪＴのいずれか一つ、スイッチング素子ＢにはＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＧＴＯ、ＢＪＴのいずれか一つを用い、ダイオードにはファーストリカバリーダイオードを使用することを特徴とする（４）に記載の誘導加熱インバータ電源の過電圧保護方法。
【発明の効果】
【００１１】
スイッチング素子Ａとダイオードを逆並列に接続した半導体デバイスを４つの各枝に有するブリッジ回路からなるインバータ装置と、インバータ装置の入力側にコンデンサを有する誘導加熱のためのインバータ電源装置において、電気抵抗とスイッチング素子Ｂを直列に接続した回路をコンデンサに並列に接続しているので、加熱対象である鋼板の破断ないし溶断が生じた場合に直ちにスイッチング素子ＢをＯＮさせることにより、コンデンサの電圧上昇を阻止して当該装置に装備された半導体素子の破損を未然に防ぐことができるという顕著な効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の誘導加熱インバータ電源である。
【図２−１】本発明の誘導加熱インバータ電源の動作であって、（ａ）過電圧が生じた場合を示す図である。
【図２−２】本発明の誘導加熱インバータ電源の動作であって、（ｂ）過電圧が生じない正常時の状況を示す図である。
【図３】本発明の保護回路を装備しない誘導加熱インバータ電源である。
【図４】図３に示す装置において半導体デバイスＵ１、Ｙ４についてゲート信号がＯＮとなり、半導体デバイスＶ２、Ｘ３についてゲート信号がＯＦＦとなった直後の電流の流れを説明した図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
本発明の実施形態は、図１に示す誘導加熱インバータ電源である。
【００１４】
図１に示すように、２つのレッグの端点同士を端子１３、１４で接合したブリッジ回路を有し、該ブリッジ回路の４つの各枝には、スイッチング素子Ａとダイオードを逆並列に接続した逆阻止能力を持たない半導体デバイスを各１個接続したブリッジ回路を基調としている。スイッチング素子Ａとダイオードとを逆並列に接続した逆阻止能力を持たない半導体デバイスＵ，Ｖ，Ｘ，Ｙは１、２、３、４であり、これらはブリッジ回路の４つの各枝に１個接続した回路を構成している。
【００１５】
当該ブリッジ回路の１つのレッグにはその中点１１を挟んで前記半導体デバイス中のダイオードの順方向が向き合うように半導体デバイスＵ、Ｖが２個１組で接続され、他のレッグにはその中点１２を挟んで前記半導体デバイス中のダイオードの順方向が背き合うように半導体デバイスＸ、Ｙが２個１組で接続されている。このブリッジ回路がインバータ装置を構成する。
【００１６】
一つのレッグの中点１１と他のレッグの中点１２との間には、１）コンデンサＣMERS５を有する回路、２）電気抵抗Ｒb６とスイッチング素子Ｂ７を直列に接続した回路、３）サイリスタコンバータ８とリアクトルＬdc９を直列に接続した回路の合計３つの回路が並列に接続されている。また、サイリスタコンバータ８には三相交流電源１０が接続されている。本発明ではさらに、上記３）サイリスタコンバータ８とリアクトルＬdc９を直列に接続した回路を流れる電流を計測する電流計測装置１６が設置される。
【００１７】
本発明のインバータ電源を誘導加熱に用いるに際しては、ブリッジ回路の２つのレッグの端点同士を結合した２つの端点（端子１３、１４）に誘導加熱コイルを接続し、鋼板の誘導加熱を行う。これにより、誘導加熱装置２０に対しては、端子１３、１４より電力が供給される。本発明ではさらに、端子１３、１４から供給される電流を計測する電流計測装置１５が設置される。
【００１８】
電流計測装置１５により端子１３、１４から供給される電流が計測され、電流計測装置１６により三相交流電源１０、サイリスタコンバータ並びにとリアクトルＬdc９から供給される電流が計測される。
【００１９】
電流計測装置１５、１６の計測値は、時々刻々、コンデンサ最大電圧計算機４０に送られ、４つの半導体デバイスのいずれか２個１組がＯＦＦした時の電流値を用いて最大コンデンサ電圧すなわちコンデンサＣMERS５の両端に生じる電圧の最大値の推定計算を開始する。最大コンデンサ電圧の推定値が半導体素子の破壊電圧を超える場合にはコンデンサ最大電圧計算機４０からＯＮ信号（スイッチング素子Ｂのゲート信号）が出力され、スイッチング素子ＢがＯＮ状態となる。
【００２０】
ここで、リアクトルは、６．６ｋＶ系統の場合１０〜１５ｍＨであることが望ましい。これは、リアクトルが１０ｍＨ未満だとリアクトルとサイリスタコンバータとが直列に接続された回路を図３の左側のように電流源と見なせなくなるからである。一方、１５ｍＨ超のリアクトルを製造するには必要以上にコストがかかることから、上限を１５ｍＨとしている。
【００２１】
また、スイッチング素子ＡにはＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＧＴＯ、ＢＪＴのいずれか一つ、スイッチング素子ＢにはＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＧＴＯ、ＢＪＴのいずれか一つを用いることが望ましい。これは、３０ｋＨｚ〜数百ｋＨｚのスイッチング速度が必要だからである。
【００２２】
電気抵抗Ｒb６は、コンデンサ電圧の推定値が半導体素子の破壊電圧を  超えた場合、瞬時にスイッチング素子Ｂ７をＯＮして短絡回路を形成するために、コンデンサと同じ耐圧を有し、３０(Ω)〜１００(Ω)程度の低い値であることが望ましい。
【００２３】
さらに、ダイオードにはファーストリカバリーダイオードを使用することが望ましい。これは、そのダイオードに数十ｋＨｚ〜数百ｋＨｚの高周波電流が流れるため、ターンオフ・オンともに速い必要があるためで、ターンオン・オフともに高速で無いダイオードを使用すると常に導通状態となりダイオードとして機能しないからである。
【００２４】
（誘導加熱インバータ電源の動作）
図２を用いて誘導加熱インバータ電源の動作を説明する。
【００２５】
図２（ｂ）には加熱対象である鋼板が破断・溶断しない場合の動作が記載されている。ここで、半導体デバイスＵ１、半導体デバイスＹ４のゲート信号が同時にＯＮするとともに半導体デバイスＶ２、半導体デバイスＸ３のゲート信号が同時にＯＦＦする。
また、導体デバイスＵ１、半導体デバイスＹ４のゲート信号が同時にＯＦＦするとともに半導体デバイスＶ２、半導体デバイスＸ３のゲート信号が同時にＯＮする。
【００２６】
半導体デバイスのオン・オフは所定の周期で繰り返される。このとき、コンデンサＣMERS５の電圧Ｖcには図示されるような脈流が得られる。鋼板が破断・溶断しない場合であるからコンデンサＣMERS５の電圧Ｖcに異常な電圧は発生しない。また、結果として、スイッチング素子Ｂのゲート信号が立ち上がることはない。
【００２７】
図２（ａ）には加熱対象である鋼板が破断・溶断した場合の動作が記載されている。すなわち、半導体デバイスＵ１、半導体デバイスＹ４のゲート信号が同時にＯＮするとともに半導体デバイスＶ２、半導体デバイスＸ３のゲート信号が同時にＯＦＦした直後の下向き矢印の時刻で板破断が発生した。従来装置の場合には、コンデンサＣMERS５の電圧Ｖcは図２（ａ）の破線のような電圧となりピーク電圧が限界電圧を超えるので、コンデンサや半導体素子が破壊される電圧に至り、当該コンデンサや半導体素子が破壊される。
【００２８】
一方、板破断が発生すると、図２（ａ）の「コイル電流ｉload（誘導加熱供給電流）」、「電源電流ｉdc」にそれぞれ破線で記載したように各電流値が上昇する。そこで本発明においては、誘導加熱供給電流と電源電流を計測し、コンデンサ最大電圧計算機４０においてこれら両電流値からコンデンサの両端に生じる電圧の最大値を計算する。そして、最大コンデンサ電圧の推定値が半導体素子の破壊電圧を超える場合にはコンデンサ最大電圧計算機４０から直ちにスイッチング素子Ｂのゲート信号（ＯＮ信号）が出力され、スイッチング素子ＢがＯＮ状態となる。その結果、コンデンサＣMERS５の両端が実質的に短絡され、電圧Ｖcは図２（ａ）の実線のような経過をたどり、電圧の上昇が阻止される。コンデンサＣMERS５の電圧Ｖcはその両端が短絡されない場合には点線のような電圧となり半導体素子が破壊される電圧に至るのに対し、本発明では当該半導体素子が破壊されるのを防止する。
【００２９】
なお、半導体素子の破壊電圧は予め設定されている。
【００３０】
（鋼板が破断・溶断した際のＣMERS５両端の電圧挙動）
図２（ａ）に説明されているように、最大コンデンサ電圧の推定値が半導体素子の破壊電圧を超えると推定される場合とは、鋼板が破断・溶断した場合と考えられることを発明者らは見出した。
【００３１】
このような場合において、例えば半導体デバイスＵ１、半導体デバイスＹ４のゲート信号が同時にＯＦＦからＯＮになり、半導体デバイスＶ２、半導体デバイスＸ３のゲート信号がＯＮからＯＦＦになった以降の時点を例にとり、当該時刻からコンデンサＣMERS５の両端の電圧の挙動について説明する。
【００３２】
半導体デバイスＵ１、Ｙ４についてゲート信号がＯＮとなって両半導体デバイスが導通となり、半導体デバイスＶ２、Ｘ３についてゲート信号がＯＦＦとなって両半導体デバイスが切断となった直後は図４のように電流が流れる。このとき、電流源３０から流れる電流ｉdcは、直流であるＩdcである。
【００３３】
また、電源装置から誘導加熱装置ならびに加熱される鋼板２０を見込んだときに、そのインダクタンスＬhと電気抵抗Ｒhが既知で、かつ、電気抵抗Ｒhが無視できる程度に小さいとする。このとき、電流源からの電流ｉdcと誘導加熱装置に流れる電流ｉloadは、次の微分方程式にしたがう。
【数１】
0005803711.tif 000002
両辺を時間で微分し、かつＬhで割り、
【数２】
0005803711.tif 000003
の関係を用いると、
【数３】
0005803711.tif 000004
と変形できる。また、  先に述べたように、ｉdcはＩdcという一定値であるから、
【数４】
0005803711.tif 000005
と、さらに変形できる。この微分方程式をｉload（ｔ）＋Ｉdcについて解くと、
【数５】
0005803711.tif 000006
が得られる。ただし、ｉloadoffとは、半導体デバイスＶ，ＸのゲートをＯＦＦした瞬間に流れる電流である。この式は、
【数６】
0005803711.tif 000007
と書き直すことができる。このとき、ＣMERSの両端の電圧は、
【数７】
0005803711.tif 000008
以上から、ＣMERS両端の電圧の最大値Ｖc_peakは、
【数８】
0005803711.tif 000009
と、算出される。
【００３４】
即ち、ＣMERSの両端の電圧の最大値Ｖc_peakは、上記［数８］を用いて誘導加熱装置ならびに加熱される鋼板２０に流れる電流Ｉloadoffと電流源からの電流Ｉdcの計測値から算出できる。
【００３５】
今、誘導加熱途中において、加熱される鋼板が破断・溶断した場合には、鋼板の抵抗値は急激に減少し、鋼板のインダクタンス値は増加する。誘導加熱装置２０のインピーダンスＺloadは加熱コイルと鋼板の抵抗値、及びインダクタンス値から決定され、Ｚload＝［Ｒh2＋（ωLC・Ｌh）2］1/2で表される。ここで、Ｒhは加熱コイルと鋼板の抵抗値であり、Ｌhは加熱コイルと鋼板のインダクタンス値である。
【００３６】
周波数が数１０（ｋＨｚ）以上となる場合には、Ｒ2  ≪（ωLC・Ｌh）2となることから、Ｚload≒ωLC・Ｌhとなり、加熱される鋼板が破断・溶断した場合には、誘導加熱装置２０の電圧Ｖloadは、Ｖload＝Ｚload・Ｉloadより、鋼板のインダクタンス値Ｚloadの増加によって増加する。これにともない、電流Ｉloadも図２（ａ）に示したように増加する。その結果、半導体デバイスＶ，ＸのゲートをＯＦＦした瞬間に流れる電流であるＩloadoffも加熱される鋼板が破断・溶断した場合には増加することになる。
【００３７】
また、電流源３０から流れる電流ｉdcは直流電流Ｉdcであり、加熱される鋼板が破断・溶断した場合には、図２（ａ）に示したように鋼板の抵抗値が急激に減少することからＩdcは増加する。
【００３８】
このように、加熱される鋼板が破断・溶断した場合には、Ｉdcが跳ね上がり、Ｉloadoffは増加する。これを電流計測装置１５ないし電流計測装置１６で観測することができることを発明者らは見出した。
【００３９】
そこで、コンデンサ最大電圧計算機４０は、供給電流を計測する電流計測装置１５から得られる前記４つの半導体デバイスのうち２つがＯＦＦした時の前記電流計の指示値Ｉloadoffと、電流計測装置１６から得られるサイリスタコンバータにより供給される電流値Ｉdcの両計測値を用いて、４つの半導体デバイスのうち２つががＯＦＦしてから前記コンデンサの両端に生じる最大電圧を計算し、これが予め設定された破壊電圧を超えると判断した場合には、スイッチング素子Ｂ７を短絡させることで回路素子の破壊を回避することができる。
【実施例】
【００４０】
本発明の例及び比較例を評価した結果を表１に記す。本発明例１〜７は板破断ないし溶断が生じても、回路破損が生じずに良好であった。しかし、比較例１〜２の場合は、板破断ないし溶断が生じた場合には回路破損が生じてしまい不良であった。
【００４１】
【表１】
0005803711.tif 000010
【符号の説明】
【００４２】
１〜４：半導体デバイス
５：コンデンサ
６：抵抗Ｒb
７：スイッチング素子Ｂ
８：サイリスタコンバータ
９：リアクトルＬdc
１０：三相交流電源
１１：ブリッジ回路の一つのレッグの中点
１２：ブリッジ回路の他のレッグの中点
１３：出力端子１
１４：出力端子２
１５：電流計測装置
１６：電流計測装置
２０：誘導加熱装置ならびに加熱される鋼板の電気抵抗とインダクタンス
３０：電流源
４０：コンデンサ最大電圧計算機
【図１】
0005803711.tif 000011
【図２−１】
0005803711.tif 000012
【図２−２】
0005803711.tif 000013
【図３】
0005803711.tif 000014
【図４】
0005803711.tif 000015