(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源または交流電源の電圧をスイッチング素子のオンオフ動作により交流電圧に変換する電力変換回路のノイズ低減装置であって、
前記ノイズ低減装置は、
補償コンデンサと接地コンデンサとを直列に接続し、前記電力変換回路の入力側主回路ラインとアースとの間に接続される接地コンデンサ直列回路と、
出力端子が前記補償コンデンサの両端に接続され、前記スイッチング素子のオンオフ動作によって前記接地コンデンサの両端に生じる雑音電圧と逆極性であるとともに前記雑音電圧の波形と同形状に波形調整された相殺電圧を前記出力端子に発生させる相殺電圧発生回路と、
を備えていることを特徴とするノイズ低減装置。
【請求項２】
前記相殺電圧発生回路の出力部には、相殺変圧器と波形調整回路とが備えられ、前記相殺電圧は、前記波形調整回路によって、前記雑音電圧の波形と同形状になるように波形調整されていることを特徴とする請求項１に記載のノイズ低減装置。
【請求項３】
前記波形調整回路は、前記相殺変圧器の一次側または二次側に備えられていることを特徴とする請求項２に記載のノイズ低減装置。
【請求項４】
前記波形調整回路は、インピーダンス素子からなることを特徴とする請求項３に記載のノイズ低減装置。
【請求項５】
前記波形調整回路は、少なくとも抵抗器を含んでいることを特徴とする請求項４に記載のノイズ低減装置。
【請求項６】
前記波形調整回路は、抵抗器とインダクタの直列回路を含んでいることを特徴とする請求項４に記載のノイズ低減装置。
【請求項７】
前記補償コンデンサと前記波形調整回路を構成するインピーダンス素子それぞれの電気量は、前記補償コンデンサと前記波形調整回路とで構成される回路のインピーダンス値と上記電力変換回路の出力側主回路ラインとアースとの間で漏洩電流が流れる経路のインピーダンス回路が有するインピーダンス値との比率が、周波数に依らず一定になるように決定されていることを特徴とする請求項４乃至請求項６のいずれか１項に記載のノイズ低減装置。
【請求項８】
直流電源または交流電源の電圧をスイッチング素子のオンオフ動作により交流電圧に変換する電力変換回路のノイズ低減装置であって、
前記ノイズ低減装置は、
波形調整回路と、
前記スイッチング素子のオンオフ動作によって前記波形調整回路の両端に生じる雑音電圧と逆極性となる相殺電圧を出力端子に発生させる相殺電圧発生回路と、
を備え、
出力端子が前記電力変換回路の入力側主回路ラインと前記波形調整回路との間に接続され、
前記波形調整回路と前記相殺電圧発生回路の出力端子とは、前記電力変換回路の入力側主回路ラインとアースとの間に直列に接続されるとともに、
前記波形調整回路の両端に生じる雑音電圧は、前記相殺電圧の波形と同形状に波形調整されていることを特徴とするノイズ低減装置。
【請求項９】
前記波形調整回路は、インピーダンス素子からなることを特徴とする請求項８に記載のノイズ低減装置。
【請求項１０】
前記波形調整回路は、第１のコンデンサと、第２のコンデンサと抵抗器とを直列接続した回路とを並列接続してなる回路を含んでいることを特徴とする請求項９に記載のノイズ低減装置。
【請求項１１】
前記波形調整回路は、第１のコンデンサと、第２のコンデンサとインダクタとを直列接続した回路とを並列接続してなる回路を含んでいることを特徴とする請求項９に記載のノイズ低減装置。
【請求項１２】
前記波形調整回路は、第１のコンデンサと、第２のコンデンサと抵抗器とインダクタとを直列接続した回路とを並列接続してなる回路を含んでいることを特徴とする請求項９に記載のノイズ低減装置。
【請求項１３】
前記波形調整回路を構成するインピーダンス素子の電気量は、前記波形調整回路のインピーダンス値と上記電力変換回路の出力側主回路ラインとアースとの間で漏洩電流が流れる経路のインピーダンス回路が有するインピーダンス値との比率が、周波数に依らず一定になるように決定されていることを特徴とする請求項９乃至請求項１２のいずれか１項に記載のノイズ低減装置。
【請求項１４】
前記相殺電圧発生回路の出力端子間には、コンデンサが接続されていることを特徴とする請求項８乃至請求項１３のいずれか１項に記載のノイズ低減装置。
【請求項１５】
前記相殺電圧発生回路は、前記電力変換回路の出力電流の極性と、前記電力変換回路の前記スイッチング素子をオンオフ動作させるゲート信号とに基づいて定められるタイミングで前記相殺電圧をステップ状に変化させることを特徴とする請求項１乃至請求項１４のいずれか１項に記載のノイズ低減装置。
【請求項１６】
前記相殺電圧発生回路が前記相殺電圧をステップ状に変化させるタイミングは、
前記電力変換回路の出力電流が正極性の期間において、前記電力変換回路の正側入力端子に接続された前記スイッチング素子を非導通状態から導通状態にするために前記スイッチング素子のゲート信号が変化する第１のタイミングと、
前記電力変換回路の出力電流が正極性の期間において、前記電力変換回路の正側入力端子に接続された前記スイッチング素子を導通状態から非導通状態にするために前記スイッチング素子のゲート信号が変化する第２のタイミングと、
前記電力変換回路の出力電流が負極性の期間において、前記電力変換回路の負側入力端子に接続された前記スイッチング素子を非導通状態から導通状態にするために前記スイッチング素子のゲート信号が変化する第３のタイミングと、
前記電力変換回路の出力電流が負極性の期間において、前記電力変換回路の負側入力端子に接続された前記スイッチング素子を導通状態から非導通状態にするために前記スイッチング素子のゲート信号が変化する第４のタイミングと、
であることを特徴とする請求項１５に記載のノイズ低減装置。
【請求項１７】
請求項１乃至請求項１６のいずれか１項に記載のノイズ低減装置を備えた電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換回路の動作に起因してアースとの間に発生する雑音端子電圧を低減するためのノイズ低減装置およびこれを備えた電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１７は、三相誘導電動機を三相インバータ回路で駆動するシステムに適用されるノイズ低減装置を示しており、例えば特許文献１に記載されているものと実質的に同じノイズ低減装置である。
【０００３】
図１７において、１ａは交流電源である。２ａは、交流電源１ａの交流電圧を直流電圧に変換する整流回路である。３は、整流回路２ａによって整流された電圧を平滑するためのコンデンサである。４は、電力変換回路の一例であって、三相のインバータ回路である。５は、その筐体がアースに接続され、インバータ回路４の負荷として駆動される誘導電動機である。６は、直流電源である。７は、環状コアからなる零相変流器等の漏洩電流検出器である。８は、インバータ回路４のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を選択的にオンオフ動作させるためのインバータ制御回路である。９は、誘導電動機５の筐体からアースに漏洩する電流を打ち消すための電流を生成するノイズ低減回路である。１０は、ノイズ低減回路の動作を制御するノイズ低減制御回路である。
【０００４】
ノイズ低減装置は、漏洩電流検出器７、ノイズ低減回路９およびノイズ低減制御回路１０から構成されている。
整流回路２ａは、その交流入力端子が交流電源１ａの交流出力端子に接続される。整流回路２ａの正側直流出力端子はインバータ回路４の正側直流入力端子に接続される。この接続点をＰとする。また、整流回路２ａの負側直流出力端子はインバータ回路４の負側直流入力端子に接続される。この接続点をＮとする。
【０００５】
コンデンサ３は、整流回路２ａの直流出力端子Ｐ，Ｎ間に接続されている。交流電源１ａの電圧は、整流回路２ａで全波整流された後、コンデンサ３で平滑される。ここで、整流回路２ａとコンデンサ３とが直流電源を構成する。
【０００６】
インバータ回路４は、直流入力端子Ｐ，Ｎ間に並列に接続されたＵ相アーム，Ｖ相アーム，Ｗ相アームで構成されている。Ｕ相アームは、スイッチング素子Ｑ１とＱ４とが直列接続された回路である。Ｖ相アームは、スイッチング素子Ｑ２とＱ５とが直列接続された回路である。Ｗ相アームは、スイッチング素子Ｑ３とＱ６とが直列接続された回路である。
【０００７】
ここで、スイッチング素子Ｑ１とＱ４との接続中点を、インバータ回路４の出力端子Ｕとする。同様に、スイッチング素子Ｑ２とＱ５との接続中点を、インバータ回路４の出力端子Ｖとする。さらに、スイッチング素子Ｑ３とＱ６との接続中点を、インバータ回路４の出力端子Ｗとする。
【０００８】
スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）等の半導体素子である。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６には、ダイオードＤ１〜Ｄ６がそれぞれ逆並列に接続されている。
【０００９】
制御回路８は、インバータ回路４のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をオンオフ制御するためのゲート信号Ｇ１〜Ｇ６を生成する。ゲート信号Ｇ１〜Ｇ６は、パルス幅変調されている。
【００１０】
コンデンサ３で平滑された直流電圧は、インバータ回路４のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオンオフ動作によって、所望の三相交流電圧に変換される。インバータ回路４によって生成された三相交流電圧は、出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗから出力され、誘導電動機５に供給される。
【００１１】
ノイズ低減回路９は、電源変圧器Ｔ１、整流回路Ｒｆ、コンデンサＣ４，Ｃ５、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２、およびコンデンサＣ１を備えている。
電源変圧器Ｔ１の一次巻線は交流電源１ａの両端に接続され、その二次巻線は整流回路Ｒｆの交流入力端子に接続されている。整流回路Ｒｆの直流出力端子には、コンデンサＣ４，Ｃ５の直列回路とトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の直列回路が並列に接続されている。コンデンサＣ４，Ｃ５の接続中点は、インバータ回路４の負側直流入力端子Ｎに接続されている。トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の接続中点は、コンデンサＣ１を介してアースに接続されている。
【００１２】
トランジスタＴｒ１はＮＰＮ型、トランジスタＴｒ２はＰＮＰ型トランジスタである。増幅器Ａｍｐはノイズ低減制御回路で生成された制御信号ＳＢを増幅する。トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２は、増幅器Ａｍｐで増幅された信号によって駆動される。誘導電動機５の筐体からアースに漏洩する電流を打ち消すための電流は、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の接続中点とアースとの間の電位差によって流れる。
【００１３】
ところで、誘導電動機５の巻線と筐体との間には、図１７に破線で示すように浮遊容量Ｃｓが存在する。誘導電動機５の巻線には、インバータ回路４によってパルス幅変調された矩形波状のパルス電圧が印加される。このパルス状の電圧は、浮遊容量Ｃｓの両端に印加されることになる。その結果、浮遊容量Ｃｓを充放電するパルス状の電流Ｉ１が、漏洩電流として、誘導電動機５の巻線とアースとの間で流れる。
【００１４】
パルス状の電流Ｉ１は、Ｉ１＝Ｃｓ×（ｄｖ／ｄｔ）で表される。ｄｖ／ｄｔはインバータ回路４のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング動作によって誘導電動機５の巻線に印加される矩形波状パルス電圧の時間変化率である。
【００１５】
例えば、スイッチング素子Ｑ１がオンすると、誘導電動機５の巻線の電位が筐体の電位に対してステップ的に上昇する。このとき、誘導電動機５の巻線からアースに向かって漏洩電流Ｉ１が流れる。一方、スイッチング素子Ｑ４がオンすると、誘導電動機５の巻線の電位がステップ的に下降する。このとき、アースから誘導電動機５の巻線に向かって漏洩電流Ｉ１が流れる。
【００１６】
この漏洩電流Ｉ１は、アースおよび直流電源６を経てインバータ回路４の直流入力端子に戻る。この漏洩電流Ｉ１がアースに流れるとノイズ電流となって、感電や漏電ブレーカを誤動作させる原因になるので、これを除去する必要がある。
【００１７】
そこで、特許文献１には、漏洩電流検出器７で検出した漏洩電流Ｉ１と逆極性かつ同じ大きさの電流をアースに注入して、漏洩電流Ｉ１を打消すノイズ低減装置が開示されている。
【００１８】
ノイズ低減制御回路１０は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲート信号Ｇ１〜Ｇ６に基づいて生成された信号と漏洩電流検出器７が検出する信号とを加算する。そして、この加算された信号から、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２を駆動するための制御信号ＳＢを生成する。
【００１９】
トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の制御信号ＳＢは、インバータ回路４の上アームであるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３のゲート信号は減算し、下アームであるスイッチング素子Ｑ４〜Ｑ６のゲート信号は加算することにより得られる。
【００２０】
ノイズ低減制御回路１０で生成された制御信号ＳＢは、ベース信号増幅器Ａｍｐで増幅された上でトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の両ベース端子（制御端子）に与えられる。トランジスタＴｒ１とトランジスタＴｒ２は、制御信号ＳＢに従って互いに逆の動作を行う。トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の動作により、漏洩電流Ｉ１を打消すための電流Ｉ２が、アースに注入される。
【００２１】
また、特許文献２には、コモンモード電圧を相殺して電源側に漏洩する電流を補償するとともに、コイルを付加して雑音端子電圧を低減するノイズ低減装置が開示されている。
このノイズ低減装置は、交流電源１ａと整流回路２ａとの間の主回路ラインに接続された接地コンデンサの両端電圧を検出する。そして、この検出した電圧と逆極性かつ同じ大きさの相殺電圧を発生する。この相殺電圧は、コモンモードトランスを介して、交流電源１ａと接地コンデンサの接続点との間に重畳される。雑音端子電圧を低減するためのコイルは、コモンモードトランスと電源との間に設けられている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２２】
【特許文献１】特開２００２−５１５７０号公報
【特許文献２】特開２０１０−５７２６８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２３】
しかしながら、特許文献１に開示されているノイズ低減装置は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のすべてのオンオフ動作タイミングで動作する。そのため、漏洩電流が流れていないタイミングでも漏洩電流を打ち消すための電流を発生する。この電流は、不要なノイズ電流になるという問題がある。
【００２４】
また、特許文献２に開示されているノイズ低減装置では、主回路電流が流れる経路にコモンモードトランスとコイルを挿入する必要がある。そのため、装置が大型化するという問題がある。
【００２５】
本発明は、電力変換装置の主回路部にコモンモードトランス等の大型部品を設けることなく、電力変換装置の入力部に生じる雑音端子電圧を効果的に低減することができるノイズ低減装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２６】
上記目的を達成するために、第１の発明によって提供されるノイズ低減装置は、直流電源または交流電源の電圧をスイッチング素子のオンオフ動作により交流電圧に変換する電力変換回路のノイズ低減装置において、以下の構成を有するものである。
【００２７】
すなわち、本発明に係るノイズ低減装置は、電力変換回路の入力側主回路ラインとアースとの間に接続される接地コンデンサ直列回路を備えている。接地コンデンサ直列回路は、補償コンデンサと接地コンデンサとが直列に接続された回路である。さらに、本発明に係るノイズ低減装置は、出力端子が補償コンデンサの両端に接続される相殺電圧発生回路を備えている。そして、相殺電圧発生回路は、スイッチング素子のオンオフ動作によって接地コンデンサの両端に生じる雑音電圧（雑音端子電圧に相当する電圧）と逆極性の電圧を生成し、この電圧を雑音電圧の波形と同形状の相殺電圧に波形調整して出力するものである。
【００２８】
また、上記目的を達成するために、第２の発明によって提供されるノイズ低減装置は、直流電源または交流電源の電圧をスイッチング素子のオンオフ動作により交流電圧に変換する電力変換回路のノイズ低減装置において、以下の構成を有するものである。
【００２９】
すなわち、本発明に係るノイズ低減装置は、波形調整回路と、スイッチング素子のオンオフ動作によって波形調整回路の両端に生じる雑音電圧とは逆極性の相殺電圧を出力端子に発生させる相殺電圧発生回路とを備えている。そして、波形調整回路と相殺電圧発生回路の出力端子とは、電力変換回路の入力側主回路ラインとアースとの間に直列に接続される。また、波形調整回路は、その両端に生じる雑音電圧を、前記相殺電圧の波形と同形状に波形調整するものである。
【００３０】
さらに、第１の発明または第２の発明に係るノイズ低減装置は、電力変換回路の出力電流の極性信号と電力変換回路のスイッチング素子をオンオフ動作させる信号とに基づいて定まる所定のタイミングで、相殺電圧発生回路から出力される相殺電圧を変化させるものである。
【発明の効果】
【００３１】
第１の発明によると、相殺電圧発生回路で発生した相殺電圧は、接地コンデンサの両端に生じる雑音電圧と逆極性であって、その波形は雑音電圧と同じ形状である。したがって、接地コンデンサの両端に生じる雑音電圧とこの相殺電圧を加算することで、接地コンデンサ直列回路の両端に生じる電圧変動が抑制される。その結果、効果的に雑音端子電圧を低減することができる。
【００３２】
第２の発明によると、波形調整回路の両端電圧に生じる雑音電圧は、波形調整されて矩形状の波形となる。相殺電圧発生回路からは、この雑音電圧と逆極性であって、かつ同一振幅となる矩形状の相殺電圧が出力される。したがって、波形調整された雑音電圧と相殺電圧とが加算されることにより、接地回路の両端電圧の変動が抑制される。その結果、効果的に雑音端子電圧を低減することができる。
【００３３】
また、第１の発明または第２の発明において、雑音端子電圧の発生タイミングに同期して相殺電圧発生回路から相殺電圧が出力されるので、より効果的に雑音端子電圧を低減することができる。
【００３４】
また、第１の発明または第２の発明において、電力変換装置の主回路部にコモンモードトランス等の大型部品を設ける必要はない。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】本発明に係るノイズ低減装置を備えた電力変換装置の実施形態を説明するための図である。
【図２】（ａ）出力端子Ｕの電位を説明するための図である。（ｂ）出力端子Ｖの電位を説明するための図である。（ｃ）出力端子Ｗの電位を説明するための図である。（ｄ）主回路ラインとアースとの間の電圧を説明するための図である。（ｅ）制御信号ＳＢＵを説明するための図である。（ｆ）制御信号ＳＢＶを説明するための図である。（ｇ）制御信号ＳＢＷを説明するための図である。（ｈ）相殺変圧器Ｔ２の二次側に発生する電圧を説明するための図である。
【図３】（ａ）本発明に係る波形調整回路の実施形態を説明するための図である。（ｂ）本発明に係る波形調整回路の他の実施形態を説明するための図である。（ｃ）本発明に係る波形調整回路の他の実施形態を説明するための図である。
【図４】（ａ）ノイズ低減装置が波形調整回路を有しない場合のＧ点電位を説明するための図である。（ｂ）ノイズ低減装置が波形調整回路を有する場合のＧ点電位を説明するための図である。
【図５】（ａ）本発明に係る波形調整回路の他の実施形態を説明するための図である。（ｂ）本発明に係る波形調整回路の他の実施形態を説明するための図である。（ｃ）本発明に係る波形調整回路の他の実施形態を説明するための図である。
【図６】図１に示したノイズ低減制御回路の一例を説明するためのブロック図である。
【図７】スイッチング素子のゲート信号の関係を説明するための図である。
【図８】（ａ）期間１のときに正極性のＵ相電流が流れる経路を説明する図である。（ｂ）期間２のときに正極性のＵ相電流が流れる経路を説明する図である。（ｃ）期間３のときに正極性のＵ相電流が流れる経路をする図である。（ｄ）期間４のときに正極性のＵ相電流が流れる経路を説明する図である。
【図９】（ａ）期間１のときに負極性のＵ相電流が流れる経路を説明する図である。（ｂ）期間２のときに負極性のＵ相電流が流れる経路を説明する図である。（ｃ）期間３のときに負極性のＵ相電流が流れる経路を説明する図である。（ｄ）期間４のときに負極性のＵ相電流が流れる経路を説明する図である。
【図１０】本発明に係るノイズ低減装置を備えた電力変換装置の他の実施形態を説明するための図である。
【図１１】本発明に係るノイズ低減装置を備えた電力変換装置の他の実施形態を説明するための図である。
【図１２】本発明に係る他の実施形態のノイズ低減装置を備えた電力変換装置の実施形態を説明するための図である。
【図１３】（ａ）本発明に係る波形調整回路の実施形態を説明するための図である。（ｂ）本発明に係る波形調整回路の他の実施形態を説明するための図である。（ｃ）本発明に係る波形調整回路の他の実施形態を説明するための図である。
【図１４】（ａ）ノイズ低減装置が波形調整回路を有しない場合のＧ点電位を説明するための図である。（ｂ）ノイズ低減装置が波形調整回路を有する場合のＧ点電位を説明するための図である。
【図１５】本発明に係る他の実施形態のノイズ低減装置を備えた電力変換装置の他の実施形態を説明するための図である。
【図１６】本発明に係る他の実施形態のノイズ低減装置を備えた電力変換装置の他の実施形態を説明するための図である。
【図１７】従来のノイズ低減装置を備えた電力変換装置を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００３６】
以下、本発明の実施の形態を図１〜図１６を参照して詳細に説明する。なお、図１〜図１６において、図１７に示した電力変換装置およびノイズ低減装置と共通する構成要素には同符号を付し、その説明を省略する。
【００３７】
図１は、本発明に係るノイズ低減装置を備えた電力変換装置の実施形態を説明するための図である。
図１に示す実施形態において、１ｃは直流電源である。３ａと３ｂは、直流電源１ｃの両端に直列に接続されたコンデンサである。４は、直流電源１ｃの電圧を三相交流電圧に変換するインバータ回路である。５ａは、誘導電動機等のインバータ回路４の負荷である。８は、インバータ回路４を制御するインバータ制御回路である。
【００３８】
９ａは、インバータ回路４の動作によって入力側主回路ラインに生じる雑音端子電圧を抑制するためのノイズ低減回路である。１０ａは、ノイズ低減回路９ａの動作を制御するノイズ低減制御回路である。３１〜３３は、インバータ回路４の出力電流を検出するための電流検出器である。
【００３９】
Ｃｓ１〜Ｃｓ３は、インバータ回路４の出力側主回路ラインとアースとの間で漏洩電流が流れる経路（以下、漏洩電流流出経路という。）の浮遊容量を等価的に表したものである。また、Ｒｓ１〜Ｒｓ３は漏洩電流流出経路の抵抗成分を等価的に表した抵抗である。
【００４０】
まず、ノイズ低減装置を構成するノイズ低減回路９ａとノイズ低減制御回路１０ａの構成および動作を、以下に説明する。
ノイズ低減回路９ａは、接地コンデンサ直列回路と相殺電圧発生回路とを備えている。
【００４１】
接地コンデンサ直列回路は、補償コンデンサＣｃと接地コンデンサＣｅとの直列回路からなる。接地コンデンサ直列回路は、コンデンサ３ａ，３ｂの接続中点とアースとの間に接続される。コンデンサ３ａ，３ｂの接続中点をＧ点とする。
【００４２】
相殺電圧発生回路は、相殺電圧電源Ｖｄ、コンデンサＣ４，Ｃ５の直列回路、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ４の直列回路、トランジスタＴｒ２，Ｔｒ５の直列回路、トランジスタＴｒ３，Ｔｒ６の直列回路、相殺変圧器Ｔ２、波形調整回路Ｚａを備えている。
【００４３】
コンデンサＣ４，Ｃ５の直列回路、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ４の直列回路、トランジスタＴｒ２，Ｔｒ５の直列回路、トランジスタＴｒ３，Ｔｒ６の直列回路は、相殺電圧電源Ｖｄに並列に接続されている。
【００４４】
相殺変圧器Ｔ２の一次巻線の一端は、コンデンサＣ４，Ｃ５直列回路の接続中点に接続されている。相殺変圧器Ｔ２の一次巻線の他端は、コンデンサＣ１を介してトランジスタＴｒ１，Ｔｒ４直列回路の接続中点に接続されている。また、相殺変圧器Ｔ２の一次巻線の他端は、コンデンサＣ２を介してトランジスタＴｒ２，Ｔｒ５直列回路の接続中点に接続されている。さらに、相殺変圧器Ｔ２の一次巻線の他端は、コンデンサＣ３を介してトランジスタＴｒ３，Ｔｒ６直列回路の接続中点に接続されている。
【００４５】
相殺変圧器Ｔ２の二次巻線は、波形調整回路Ｚａを介して、補償コンデンサＣｃの両端に接続されている。
トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ３は、ＮＰＮ型トランジスタである。トランジスタＴｒ４〜Ｔｒ６は、ＰＮＰ型トランジスタである。
【００４６】
トランジスタＴｒ１，Ｔｒ４は、ノイズ低減制御回路１０ａから出力される制御信号ＳＢＵに応じて互いに逆の動作をする。同様に、トランジスタＴｒ２，Ｔｒ５は、ノイズ低減制御回路１０ａから出力される制御信号ＳＢＶに応じて互いに逆の動作をする。トランジスタＴｒ３，Ｔｒ６は、ノイズ低減制御回路１０ａから出力される制御信号ＳＢＷに応じて互いに逆の動作をする。
【００４７】
トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６の動作により、接地コンデンサＣｅの両端に発生する雑音電圧とは逆極性の電圧が、相殺変圧器Ｔ２の一次巻線に印加される。相殺変圧器Ｔ２の一次巻線に電圧が印加されるタイミングは、接地コンデンサＣｅの両端に発生する雑音電圧と同じタイミングである。相殺変圧器Ｔ２の一次巻線に印加された電圧は、変圧されて、二次巻線に誘起する。
【００４８】
例えば、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオンオフ動作により、インバータ回路４の出力端子Ｕ，出力端子Ｖ，出力端子Ｗに、図２（ａ）〜（ｃ）に示す電位変化が生じた場合を考える。この場合、出力側主回路ラインとアースとの間の電圧は図２（ｄ）に示す波形となる。一方、ノイズ低減制御回路から出力される制御信号ＳＢＵ，ＳＢＶ，ＳＢＷは、図２（ｅ）〜（ｇ）のように変化する。その結果、相殺変圧器Ｔ２の二次巻線には、図２（ｈ）に示す電圧が発生する。
【００４９】
なお、上述した相殺電圧発生回路は、以下に説明するノイズ低減制御回路で作成された制御信号に基づいて、雑音端子電圧とは逆極性の電圧を発生させる回路の一例である。したがって、相殺電圧発生回路は、雑音端子電圧とは逆極性の電圧を発生させる機能を実現できれば、他の回路構成をとるものであっても構わない。
【００５０】
ノイズ低減制御回路は、出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗの電位が変化するタイミングで相殺変圧器Ｔ２の一次巻線に雑音端子電圧とは逆極性の電圧を印加するための制御論理演算を行う回路である。ノイズ低減制御回路の動作の詳細については後述する。
【００５１】
次に、図１に示したノイズ低減装置が波形調整回路Ｚａを有しない場合と有する場合のＧ点電位の違いについて、図３（ａ）〜（ｃ）および図４（ａ），（ｂ）を参照して説明する。
【００５２】
スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオンオフ動作によって、インバータ回路４の出力側主回路ラインとアースとの間で漏洩電流が流れる。この漏洩電流流出経路は、図１に示すように、等価的に、浮遊容量Ｃｓ１〜Ｃｓ３と抵抗Ｒｓ１〜Ｒｓ３との直列回路で表すことができる。
【００５３】
この場合、波形調整回路Ｚａは抵抗Ｒｃ１からなる。抵抗Ｒｃ１は、図３（ａ）に示すように、相殺変圧器Ｔ２の二次巻線と補償コンデンサＣｃとの間に接続される。抵抗Ｒｃ１の抵抗値は、抵抗Ｒｃ１と補償コンデンサＣｃとからなる直列回路の時定数が、抵抗Ｒｓ１〜Ｒｓ３と浮遊容量Ｃｓ１〜Ｃｓ３のそれぞれからなる各直列回路の時定数と等しくなるように決定される。
【００５４】
漏洩電流流出経路の等価回路にさらにインダクタＬｓ１〜Ｌｓ３が直列に存在する場合がある。この場合、波形調整回路Ｚａは、図３（ｂ）または図３（ｃ）に示すように、補償コンデンサＣｃ１と抵抗Ｒｃ１の直列回路に、さらにインダクタＬｃ１が直列に追加された回路となる。インダクタＬｃ１の値は、抵抗Ｒｃ１，インダクタＬｃ１，補償コンデンサＣｃからなる直列回路の時定数が、抵抗Ｒｓ１〜Ｒｓ３，インダクタＬｓ１〜Ｌｓ３，浮遊容量Ｃｓ１〜Ｃｓ３のそれぞれからなる各直列回路の時定数と等しくなるように決定される。
【００５５】
図４（ａ）は、図１の実施形態において、ノイズ低減装置が波形調整回路Ｚａを有しない場合のＧ点電位を説明するための図である。
接地コンデンサＣｅの両端には、浮遊容量Ｃｓ１〜Ｃｓ３の両端に生じる電圧と相似形の雑音電圧Ｖｃｅが発生する。
【００５６】
一方、補償コンデンサＣｃの両端には、相殺変圧器Ｔ２の二次巻線に誘起する電圧が印加される。相殺変圧器Ｔ２の二次巻線に誘起する電圧は、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６の動作によって生じる矩形状の電圧を雑音電圧Ｖｃｅと逆極性かつ同振幅に変圧された電圧である。
【００５７】
アースに対するＧ点電位は、接地コンデンサＣｅの両端に発生する雑音電圧Ｖｃｅと補償コンデンサＣｃの両端に発生する相殺電圧Ｖｃｃとが加算された電位である。したがって、Ｇ点には、図４（ａ）に示すように、雑音電圧Ｖｃｅと相殺電圧Ｖｃｃとが加算されたスパイク状の電位変動が生じる。
【００５８】
図４（ｂ）は、図１の実施形態において、ノイズ低減装置が波形調整回路Ｚａを有する場合のＧ点電位を説明するための図である。波形調整回路Ｚａは図３（ａ）に示した回路である。
【００５９】
接地コンデンサＣｅの両端に生じる雑音電圧Ｖｃｅの波形は、図４（ａ）に示した雑音電圧Ｖｃｅの波形と同じである。
一方、補償コンデンサＣｃの両端には、相殺電圧Ｖｃｃが印加される。相殺電圧Ｖｃｃは、波形調整回路Ｚａと補償コンデンサＣｃとの回路によって、雑音電圧Ｖｃｅと正負対象に波形調整された電圧である。
【００６０】
この場合、相殺電圧Ｖｃｃによって雑音電圧Ｖｃｅの変動が打ち消されるので、Ｇ点電位の変動が抑制される。Ｇ点電位が安定することにより、雑音端子電圧が低減される。
なお、漏洩電流流出経路の等価回路にさらにインダクタ成分が直列に含まれている場合には、波形調整回路Ｚａを図３（ｂ），（ｃ）に示した回路にすればよい。
【００６１】
このようにしても、相殺電圧Ｖｃｃによって雑音電圧Ｖｃｅの変動が打ち消されるので、Ｇ点電位の変動が抑制される。Ｇ点電位が安定することにより、雑音端子電圧が低減される。
【００６２】
図５（ａ）〜（ｃ）は、図３（ａ）〜（ｃ）に示した波形調整回路Ｚａを、相殺変圧器Ｔ２の一次側に設けた実施形態を説明するための図である。
相殺変圧器Ｔ２の一次側に波形調整回路Ｚａを設けても、相殺電圧Ｖｃｃは図４（ｂ）に示す波形となる。
【００６３】
この場合も、相殺電圧Ｖｃｃによって雑音電圧Ｖｃｅの変動が打消されるので、Ｇ点電位の変動が抑制される。Ｇ点電位が安定することにより、雑音端子電圧が低減される。
なお、図３（ａ）〜（ｃ）に示した波形調整回路Ｚａを構成するインピーダンス素子と補償コンデンサＣｃの電気量は、補償コンデンサＣｃの両端に発生する相殺電圧Ｖｃｃの波形が雑音電圧Ｖｃｅの波形と同形状となるように定められている。
【００６４】
すなわち、波形調整回路Ｚａを構成するインピーダンス素子と補償コンデンサＣｃの電気量は、これらによって構成される回路のインピーダンス値と漏洩電流流出経路の等価回路が有するインピーダンス値との比率が、周波数に依らず一定となるように定められている。
【００６５】
次に、図６を参照して、インバータ制御回路８とノイズ低減制御回路１０ａの動作を説明する。
インバータ制御回路８は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲート信号Ｇ１〜Ｇ６を生成するための回路である。インバータ制御回路８は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のＰＷＭ（パルス幅変調）制御部８１〜８３とゲート信号生成部８４〜８６とから構成されている。
【００６６】
Ｕ相ゲート信号生成部８４は、Ｕ相ＰＷＭ制御部８１から出力される信号に基づいて、インバータ回路４のＵ相を構成するスイッチング素子Ｑ１とＱ４のゲート信号Ｇ１とＧ４とを生成する。Ｕ相ゲート信号生成部８４のゲート信号Ｇ１は、スイッチング素子Ｑ１をオンするときは「１」であり、オフするときは「０」である。スイッチング素子Ｑ４のゲート信号Ｇ４はゲート信号Ｇ１の「１」と「０」とを反転した信号である。ただし、スイッチング素子Ｑ１とＱ４とが同時にオンしないよう、ゲート信号Ｇ１とＧ４とがともに「０」となる休止期間が設けられている。
【００６７】
同様に、Ｖ相ゲート信号生成部８５は、スイッチング素子Ｑ２とＱ５のゲート信号Ｇ２，Ｇ５を生成する。Ｗ相ゲート信号生成部８６は、スイッチング素子Ｑ３とＱ６のゲート信号Ｇ３，Ｇ６を生成する。
【００６８】
ノイズ低減制御回路１０ａは、電流極性判定部１０１〜１０３，論理反転演算子１１１〜１１６，論理積演算子（ＡＮＤ）１２１〜１２６および論理和演算子（ＯＲ）１３１〜１３３で構成されている。
【００６９】
Ｕ相の電流極性判定部１０１は、電流検出器３１から入力されるＵ相の電流信号Ｉｕと基準値０［Ａ］との大小比較をして、Ｕ相電流の極性を判定する。電流極性判定部１０１は、電流極性を判定した結果、Ｕ相電流が０［Ａ］よりも大きいときは「１」を出力し、小さいときは「０」を出力する。
【００７０】
論理積演算子１２１は、スイッチング素子Ｑ１のゲート信号Ｇ１と電流極性判定部１０１の出力信号との間で論理積演算を行う。論理積演算子１２１は、ゲート信号Ｇ１が「１」かつ電流極性判定部１０１の出力信号が「１」のとき、「１」を出力する。ゲート信号Ｇ１または電流極性判定部１０１の出力信号のいずれかが「０」のとき、「０」を出力する。
【００７１】
論理反転演算子１１１は、電流極性判定部１０１から入力される信号に対し、「１」と「０」とを反転した信号を出力する。
論理反転演算子１１４は、スイッチング素子Ｑ４のゲート信号Ｇ４に対し、「１」と「０」とを反転した信号を出力する。
【００７２】
論理積演算子１２２は、論理反転演算子１１１から出力される信号と論理反転演算子１１４から出力される信号との間で論理積演算を行う。論理積演算子１２２は、論理反転演算子１１１から出力される信号が「１」かつ論理反転演算子１１４から出力される信号が「１」のとき、「１」を出力する。論理反転演算子１１１から出力される信号と論理反転演算子１１４から出力される信号のいずれかが「０」のとき、「０」を出力する。
【００７３】
以上の論理演算により、論理積演算子１２１の出力信号は、Ｕ相電流が正極性の期間において、スイッチング素子Ｑ１がオン状態にあるときに「１」となる。そして、それ以外の期間のときは「０」となる。
【００７４】
一方、論理積演算子１２２の出力信号は、Ｕ相電流が負極性の期間において、スイッチング素子Ｑ４がオフ状態にあるときに「１」となる。そして、それ以外の期間のときは「０」となる。
【００７５】
Ｖ相電流とＶ相スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５のゲート信号Ｇ２，Ｇ５との間でも同様の演算処理が行われる。
Ｗ相電流とＷ相スイッチング素子Ｑ３，Ｑ６のゲート信号Ｇ３，Ｇ６との間でも同様の演算処理が行われる。
【００７６】
Ｖ相用論理積演算子１２３の出力信号は、Ｖ相電流が正極性の期間において、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号がオンのときにのみ「１」となる。そして、それ以外の期間のときは「０」となる。また、論理積演算子１２４の出力信号は、Ｖ相電流が負極性の期間において、スイッチング素子Ｑ５のゲート信号がオフのときにのみ「１」となる。そして、それ以外の期間のときは「０」となる。
【００７７】
Ｗ相用論理積演算子１２５の出力信号は、Ｗ相電流が正極性の期間において、スイッチング素子Ｑ３のゲート信号がオンのときにのみ「１」となる。そして、それ以外の期間のときは「０」となる。また、論理積演算子１２６の出力信号は、Ｗ相電流が負極性の期間において、スイッチング素子Ｑ６のゲート信号がオフのときにのみ「１」となる。そして、それ以外の期間のときは「０」となる。
【００７８】
論理和演算子１３１は論理積演算子１２１の出力信号と論理積演算子１２２の出力信号との論理和演算を行う。論理和演算子１３１の出力信号は、トランジスタＴｒ１とＴｒ４とを制御するための信号ＳＢＵである。
【００７９】
論理和演算子１３２は論理積演算子１２３の出力信号と論理積演算子１２４の出力信号との論理和演算を行う。論理和演算子１３２の出力信号は、トランジスタＴｒ２とＴｒ５とを制御するための信号ＳＢＶである。
【００８０】
論理和演算子１３３は論理積演算子１２５の出力信号と論理積演算子１２６の出力信号との論理和演算を行う。論理和演算子１３３の出力信号は、トランジスタＴｒ３とＴｒ６とを制御するための信号ＳＢＷである。
【００８１】
以上の論理演算により、制御信号ＳＢＵは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４のオンオフ動作によって出力端子Ｕの電位が変化するタイミングでのみ変化する信号となる。同様に、制御信号ＳＢＶは、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５のオンオフ動作によって出力端子Ｖの電位が変化するタイミングでのみ変化する信号となる。制御信号ＳＢＷは、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ６のオンオフ動作によって出力端子Ｗの電位が変化するタイミングでのみ変化する信号となる。
【００８２】
次に、図７〜図９を参照して、制御信号ＳＢＵ，ＳＢＶ，ＳＢＷの変化タイミングが、インバータ回路４の主回路部とアースとの間に生じる電位変化のタイミングと一致することを詳細に説明する。
【００８３】
Ｕ相のスイッチング素子Ｑ１とＱ４のゲート信号には図７に示す４つの期間（期間１〜期間４）が存在する。期間１はスイッチング素子Ｑ１がオンし、スイッチング素子Ｑ４がオフしている期間である。期間３は逆にスイッチング素子Ｑ４がオンし、スイッチング素子Ｑ１がオフしている期間である。期間２と期間４とは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４が同時にオンしないように設けられている休止期間である。休止期間では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４のいずれもがオフしている。
【００８４】
期間１〜期間４のときに、正極性のＵ相電流が流れる経路と出力端子Ｕの電圧との関係を、図８（ａ）〜（ｄ）を参照して、具体的に説明する。
図８（ａ）期間１のとき、スイッチング素子Ｑ１がオンしている。そのため、スイッチング素子Ｑ１を経由して直流入力端子Ｐから負荷５に向かってＵ相電流が流れる。
【００８５】
図８（ｂ）期間２のとき、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオフしている。そのため、ダイオードＤ４を経由して直流入力端子Ｎから負荷５に向かってＵ相電流が流れる。
図８（ｃ）期間３のとき、スイッチング素子Ｑ１がオフしている。そのため、Ｕ相電流はダイオードＤ４を経由して直流入力端子Ｎから負荷５に向かって流れる。
【００８６】
図８（ｄ）期間４のとき、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオフしている。そのため、期間２のときと同様、Ｕ相電流はダイオードＤ４を経由して直流入力端子Ｎから負荷５に向かって流れる。
【００８７】
すなわち、Ｕ相電流の極性が正のとき、出力端子Ｕの電圧が直流入力端子Ｐの電位になるのは、スイッチング素子Ｑ１がオンしている期間１のときのみである。出力端子Ｕの電圧は、その他の期間において直流入力端子Ｎの電位となる。したがって、期間４から期間１に移行するときに、出力端子Ｕの電位が直流入力端子Ｎの電位から直流入力端子Ｐの電位に変化する。また、期間１から期間２に移行するときに、出力端子Ｕの電位が直流入力端子Ｐの電位から直流入力端子Ｎの電位に変化する。
【００８８】
一方、期間２から期間３に移行するときおよび期間３から期間４に移行するときは、スイッチング素子Ｑ４のオンオフ動作に関係なく、出力端子Ｕの電位に変化は生じない。
以上より、Ｕ相電流の極性が正の期間における出力端子Ｕの電位変化は、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作にのみ同期している。
【００８９】
期間１〜期間４のときに負極性のＵ相電流が流れる経路と出力端子Ｕの電位の関係を、図９（ａ）〜（ｄ）を参照して、具体的に説明する。
Ｕ相電流の極性が負のとき（負荷５側からインバータ回路４に向かって電流が流れるとき）も同様に、Ｕ相のスイッチング素子Ｑ１とＱ４のゲート信号には図７に示す４つの期間が存在する。
【００９０】
図９（ａ）期間１のとき、スイッチング素子Ｑ４がオフしている。そのため、ダイオードＤ１を経由して負荷５から直流入力端子Ｐに向かってＵ相電流が流れる。
図９（ｂ）期間２のとき、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオフしている。そのため、期間１と同様、Ｕ相電流はダイオードＤ１を経由して負荷５から直流入力端子Ｎに向かって流れる。
【００９１】
図９（ｃ）期間３のとき、スイッチング素子Ｑ４がオンしている。そのため、Ｕ相電流はスイッチング素子Ｑ４を経由して負荷５から直流入力端子Ｎに向かって流れる。
図９（ｄ）期間４のとき、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオフしている。そのため、期間２のときと同様、Ｕ相電流はダイオードＤ１を経由して負荷５から直流入力端子Ｎに向かって流れる。
【００９２】
すなわち、Ｕ相電流の極性が負のとき、出力端子Ｕの電圧が直流入力端子Ｎの電位になるのは、スイッチング素子Ｑ４がオンしている期間３のときのみである。出力端子Ｕの電圧は、その他の期間において直流入力端子Ｐの電位となる。したがって、期間２から期間３に移行するときに、出力端子Ｕの電位が直流入力端子Ｐの電位から直流入力端子Ｎの電位に変化する。また、期間３から期間４に移行するときに、出力端子Ｕの電位が直流入力端子Ｎの電位から直流入力端子Ｐの電位に変化する。
【００９３】
一方、期間４から期間１に移行するときおよび期間１から期間２に移行するときは、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作に関係なく、出力端子Ｕの電位に変化は生じない。
以上より、Ｕ相電流の極性が負の期間における出力端子Ｕの電位変化は、スイッチング素子Ｑ４のオンオフ動作にのみ同期している。
【００９４】
同様に、出力端子Ｖの電位変化は、Ｖ相電流が正極性のときはＶ相のスイッチング素子Ｑ２のゲート信号Ｇ２が変化するタイミングに同期している。Ｖ相電流が負極性のときはＶ相のスイッチング素子Ｑ５のゲート信号Ｇ５が変化するタイミングに同期している。
【００９５】
また、出力端子Ｗの電位変化は、Ｗ相電流が正極性のときはＷ相のスイッチング素子Ｑ３のゲート信号Ｇ３が変化するタイミングに同期している。Ｗ相電流が負極性のときはＷ相のスイッチング素子Ｑ６のゲート信号Ｇ６が変化するタイミングに同期している。
【００９６】
したがって、ノイズ低減制御回路１０ａによって生成された制御信号ＳＢＵが変化するタイミングは、インバータ回路４の出力端子Ｕの電位変化のタイミングと一致する。同様に、制御信号ＳＢＶが変化するタイミングは、出力端子Ｖの電位変化のタイミングと一致する。制御信号ＳＢＷが変化するタイミングは、出力端子Ｗの電位変化のタイミングと一致する。
【００９７】
図１に戻って、インバータ回路４から負荷５に向かって正極性のＵ相電流が流れているときに、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態からオン状態に移行する場合を考える。
この場合、出力端子Ｕの電位は、直流入力端子Ｎの電位から直流入力端子Ｐの電位に変化する。その結果、インバータ回路４の出力側主回路ラインとアースとの間に電位変化が生じる。この電位変化により、接地コンデンサＣｅの両端には雑音端子電圧に略等しい雑音電圧Ｖｃｅが発生する。
【００９８】
接地コンデンサＣｅの両端に発生する雑音電圧Ｖｃｅを雑音端子電圧と略等しい電圧とするためには、コンデンサ３ａ，３ｂの静電容量値を、接地コンデンサＣｅの静電容量値の１００倍程度大きい値にすればよい。
【００９９】
一方、ノイズ低減制御回路１０ａからは、「１」の制御信号ＳＢＵが出力される。「１」の制御信号ＳＢＵが出力されると、ノイズ低減回路９ａのトランジスタＴｒ１とＴｒ４の動作状態がステップ的に変化する。トランジスタＴｒ１とＴｒ４の動作状態の変化により、相殺変圧器Ｔ２の一次巻線に制御信号ＳＢＵに対応する矩形状の電圧が印加される。
【０１００】
相殺変圧器Ｔ２の一次巻線に印加された電圧は変圧され、相殺変圧器Ｔ２の二次巻線に誘起する。相殺変圧器Ｔ２の二次巻線に誘起した矩形状の電圧は、波形調整回路Ｚａによって雑音電圧Ｖｃｅと同じ形状に調整される。
【０１０１】
したがって、補償コンデンサＣｃの両端に印加された相殺電圧Ｖｃｃによって、接地コンデンサＣｅの両端に誘起した雑音電圧Ｖｃｅの変動が打ち消される。
その結果、Ｇ点電位の変動が抑制される。Ｇ点電位が安定することにより、雑音端子電圧が低減される。
【０１０２】
なお、コンデンサＣ１は、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ４の動作によって発生する電圧のうち直流成分および低周波数成分を除去するためのカップリングコンデンサである。同様に、コンデンサＣ２は、トランジスタＴｒ２，Ｔｒ５の動作によって発生する電圧のうち直流成分および低周波数成分を除去するためのカップリングコンデンサである。コンデンサＣ３は、トランジスタＴｒ３，Ｔｒ６の動作によって発生する電圧のうち直流成分および低周波数成分を除去するためのカップリングコンデンサである。
【０１０３】
また、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６の動作により、相殺変圧器Ｔ２には、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６がオンオフ動作をする周波数の電圧が印加される。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング周波数は一般に数ｋＨｚ〜数１０ｋＨｚと、商用周波数５０Ｈｚまたは６０Ｈｚに比べて高い周波数である。
【０１０４】
次に、図１０および図１１を参照して、本発明に係るノイズ低減装置を備えた電力変換装置の他の実施形態を説明する。
図１０に示した実施形態では、直流電源は、単相の交流電源１ａと整流回路２ａとで構成されている。また、整流回路２ａの交流入力端子間に、コンデンサ４１，４２からなるコンデンサ直列回路が設けられている。
【０１０５】
コンデンサ４１，４２の接続中点とアースとの間に、補償コンデンサＣｃと接地コンデンサＣｅとが直列に接続される。さらに補償コンデンサＣｃの両端に、波形調整回路Ｚａを介して、相殺変圧器Ｔ２の二次巻線が接続される。本実施形態おいて、コンデンサ４１，４２の接続中点をＧ点とする。その他の構成要素については、図１に示した実施形態と同じである。
【０１０６】
このような構成をとっても、接地コンデンサＣｅの両端に生じる雑音電圧Ｖｃｅの変動を打消すための相殺電圧Ｖｃｃを補償コンデンサの両端に発生させることができる。雑音電圧Ｖｃｅの変動が打ち消されることにより、Ｇ点電位の変動が抑制される。Ｇ点電位が安定することにより、雑音端子電圧が低減される。
【０１０７】
次に、図１１は、交流電源が三相電源の場合の実施形態である。本実施形態では、直流電源が、三相の交流電源１ｂと三相の整流回路２ｂとで構成されている。整流回路２ｂの交流入力端子間には星型にコンデンサ４１〜４３が接続されている。
【０１０８】
星型結線されたコンデンサ４１〜４３の中性点とアースとの間に、補償コンデンサＣｃと接地コンデンサＣｅとが直列に接続される。さらに補償コンデンサＣｃの両端に、波形調整回路Ｚａを介して相殺変圧器Ｔ２の二次巻線が接続される。本実施形態おいて、コンデンサ４１〜４３の中性点をＧ点とする。その他の構成要素については、図１に示した実施形態と同じである。
【０１０９】
このような構成をとっても、接地コンデンサＣｅの両端に生じる雑音電圧Ｖｃｅの変動を打ち消すための相殺電圧Ｖｃｃを補償コンデンサの両端に発生させることができる。雑音電圧Ｖｃｅの変動が打ち消されることにより、Ｇ点電位の変動が抑制される。Ｇ点電位が安定することにより、雑音端子電圧が低減される。
【０１１０】
なお、上述の実施形態において、補償コンデンサＣｃと接地コンデンサＣｅとからなる接地コンデンサ直列回路の静電容量値は、コンデンサ３ａ，３ｂの静電容量の合計値またはコンデンサ４１〜４３の静電容量の合計値の１／１０倍程度とするのが好適である。この場合、接地コンデンサ直列回路の両端には、インバータ回路４の入力端子に発生する雑音端子電圧の約９０％に相当する電圧が発生する。
【０１１１】
また、接地コンデンサＣｅの静電容量値は、浮遊容量Ｃｓ１〜Ｃｓ３の静電容量値の１００倍程度に設定するのが好適である。この場合、接地コンデンサＣｅの両端に発生する雑音電圧Ｖｃｅは、インバータ回路４の出力側主回路ラインとアースとの間に生じる電位の約１００分の１の電圧となる。
【０１１２】
接地コンデンサ直列回路の静電容量値および補償コンデンサＣｃの静電容量値を上記のようにすることにより、ノイズ低減回路９ａが発生する相殺電圧Ｖｃｃを直流電源の電圧Ｖ１に対して極めて低い電圧にすることができる。これにより、ノイズ低減回路９ａを小型化することができる。
【０１１３】
例えば、直流電源の電圧Ｖ１が６００［Ｖ］の場合、接地コンデンサＣｅの両端に生じる雑音電圧Ｖｃｅの最大値は約６［Ｖ］となる。雑音電圧Ｖｃｅの最大値が約６［Ｖ］であれば、ノイズ低減回路９ａの相殺電圧電源Ｖｄの電圧は１０［Ｖ］程度であればよい。
【０１１４】
したがって、ノイズ低減装置は、数１０Ｖの端子相互間耐電圧を有するトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６やコンデンサＣ１〜Ｃ３などで構成することができる。このような低耐電圧部品を使用することにより、安価かつ小型なノイズ低減装置を提供することができる。
【０１１５】
また、一般に、低耐電圧の部品は高周波特性にも優れている。したがって、このような低耐電圧の部品により構成されるノイズ低減装置は、高周波の雑音端子電圧を効果的に低減することができる。
【０１１６】
次に、図１２〜図１６を参照して、本発明に係る他のノイズ低減装置を備えた電力変換装置の実施形態を説明する。
図１２は、本発明に係る他のノイズ低減装置を備えた電力変換装置の実施形態を説明するための図である。
【０１１７】
本実施形態において、漏洩電流流出経路の等価回路は、浮遊容量Ｃｓ１〜Ｃｓ３に対して、浮遊容量Ｃｓ４〜Ｃｓ６と抵抗成分Ｒｓ１〜Ｒｓ３との直列回路が並列に接続された回路である。
【０１１８】
また、Ｇ点とアースとの間に相殺変圧器Ｔ２の二次巻線と波形調整回路Ｚａとが直列に接続されている。
なお、相殺変圧器Ｔ２の二次巻線に漏洩電流の高周波数成分が流れると、二次巻線の漏れインダクタンスによって雑音端子電圧が発生する。そこで、本実施形態では、相殺変圧器Ｔ２の二次巻線の両端に補償コンデンサＣｃを接続している。このような構成にすることにより、漏洩電流の高周波数成分は主に補償コンデンサＣｃを流れる。その結果、相殺変圧器Ｔ２の漏れインダクタンスによって生じる雑音端子電圧の増加が防止される。
【０１１９】
以上の点で、本実施形態は図１に示した実施形態と異なる。
図１２に示す実施形態において、波形調整回路Ｚａは、漏洩電流流出経路の等価回路と同じ周波数依存性を備えたインピーダンス回路である。具体的には、図１２の波形調整回路Ｚａは、図１３（ａ）に示すように、接地コンデンサＣｅと抵抗器ＲａとコンデンサＣａとからなる。抵抗器ＲａとコンデンサＣａとは直列に接続される。この直列回路が、接地コンデンサＣｅに対して並列に接続される。
【０１２０】
以下に、波形調整回路Ｚａが接地コンデンサＣｅのみで構成されている場合と、波形調整回路Ｚａが図１３（ａ）に示す回路で構成されている場合のＧ点電位の違いについて説明する。
【０１２１】
図１４（ａ）は、波形調整回路Ｚａが接地コンデンサＣｅのみで構成されている場合のＧ点電位を説明するための図である。
波形調整回路Ｚａの両端には、漏洩電流流出経路の等価回路を構成する浮遊容量Ｃｓ１〜Ｃｓ３の両端電圧と浮遊容量Ｃｓ４〜Ｃｓ６の両端電圧とをそれぞれ加算した電圧と相似形の雑音電圧Ｖｅが発生する。
【０１２２】
一方、補償コンデンサＣｃの両端には、相殺変圧器Ｔ２の二次巻線に誘起した電圧が印加される。相殺変圧器Ｔ２の二次巻線に誘起する電圧は、一次巻線に印加された矩形状の電圧が雑音電圧Ｖｅと同じ振幅に変圧された電圧である。
【０１２３】
アースに対するＧ点電位は、波形調整回路Ｚａの両端に発生する雑音電圧Ｖｅと補償コンデンサＣｃの両端に発生する相殺電圧Ｖｃｃとが加算された電位である。したがって、Ｇ点には、図１４（ａ）に示すように、雑音電圧Ｖｅと相殺電圧Ｖｃｃとが加算されたスパイク状の電位変動が生じる。
【０１２４】
図１４（ｂ）は、波形調整回路Ｚａの周波数依存性と漏洩電流流出経路の等価回路が有する周波数依存性とが同じ場合のＧ点電位を説明するための図である。
この場合、波形調整回路Ｚａのインピーダンス値と漏洩電流流出経路の等価回路が有するインピーダンス値との比が、周波数に依存せず一定となる。したがって、波形調整回路Ｚａの両端に生じる雑音電圧Ｖｅは、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオンオフ動作によって生じる矩形状の電圧を一定の比で分圧した電圧となる。
【０１２５】
一方、補償コンデンサＣｃの両端には、相殺変圧器Ｔ２の二次巻線に誘起した相殺電圧Ｖｃｃが印加される。相殺変圧器Ｔ２の二次巻線に誘起する相殺電圧Ｖｃｃは、一次巻線に印加された矩形状の電圧を雑音電圧Ｖｅと同じ振幅に変圧された電圧である。また、その極性は、波形調整回路Ｚａの両端に発生する雑音電圧Ｖｅと逆極性である。
【０１２６】
したがって、波形調整回路Ｚａの両端に発生する雑音電圧Ｖｅの変動は、相殺電圧Ｖｃｃによって打消される。雑音電圧Ｖｅの変動が打ち消されることにより、Ｇ点電位の変動が抑制される。Ｇ点電位が安定することにより、雑音端子電圧が低減される。
【０１２７】
なお、図１２に示す漏洩電流流出経路の等価回路おいて、抵抗Ｒｓ１〜Ｒｓ３をインダクタに置き換えた回路が考えられる。この場合、波形調整回路Ｚａは、図１３（ｂ）に示すように、接地コンデンサＣｅとインダクタＬａとコンデンサＣａとからなる。インダクタＬａとコンデンサＣａとは直列に接続される。この直列回路が、接地コンデンサＣｅに対して並列に接続される。
【０１２８】
この場合においても、波形調整回路Ｚａの両端に発生する雑音電圧Ｖｅの変動は、相殺電圧Ｖｃｃによって打消される。雑音電圧Ｖｅの変動が打ち消されることにより、Ｇ点電位の変動が抑制される。Ｇ点電位が安定することにより、雑音端子電圧が低減される。
【０１２９】
また、浮遊容量Ｃｓ１〜Ｃｓ３に並列に接続される回路が、浮遊容量Ｃｓ４〜Ｃｓ６と抵抗成分とインダクタ成分との直列回路で表される場合がある。この場合、波形調整回路Ｚａは、図１３（ｃ）に示すように、接地コンデンサＣｅと抵抗ＲａとインダクタＬａとコンデンサＣａとからなる。抵抗ＲａとインダクタＬａとコンデンサＣａとは直列に接続される。この直列回路が、接地コンデンサＣｅに対して並列に接続される。
【０１３０】
この場合においても、波形調整回路Ｚａの両端に発生する雑音電圧Ｖｅの変動は、相殺電圧Ｖｃｃによって打消される。雑音電圧Ｖｅの変動が打ち消されることにより、Ｇ点電位の変動が抑制される。Ｇ点電位が安定することにより、雑音端子電圧が低減される。
【０１３１】
なお、図１３（ａ）〜（ｃ）に示した波形調整回路Ｚａを構成するインピーダンス素子の電気量は、波形調整回路Ｚａの両端に発生する雑音電圧Ｖｅの波形が相殺電圧Ｖｃｃの波形と同形状となるように定められている。
【０１３２】
すなわち、波形調整回路Ｚａを構成するインピーダンス素子の電気量は、波形調整回路Ｚａのインピーダンス値と漏洩電流流出経路の等価回路が有するインピーダンス値との比率が、周波数に依らず一定になるように定められている。
【０１３３】
次に、図１５および図１６を参照して、本発明に係る他のノイズ低減装置を備えた電力変換装置の他の実施形態を説明する。
図１５に示す実施形態において、直流電源は、単相の交流電源１ａと整流回路２ａで構成されている。また、整流回路２ａの交流入力端子間にコンデンサ４１，４２からなるコンデンサ直列回路が設けられている。そして、コンデンサ４１，４２の接続中点とアースとの間に、補償コンデンサＣｃと波形調整回路Ｚａとが直列接続される。本実施形態において、コンデンサ４１，４２の接続中点をＧ点とする。
【０１３４】
その他の構成要素については、図１２に示した実施形態と同じである。
このような構成としても、雑音電圧Ｖｅの変動が相殺電圧Ｖｃｃによって打ち消される。雑音電圧Ｖｅの変動が打ち消されることにより、Ｇ点電位の変動が抑制される。Ｇ点電位が安定することより、雑音端子電圧が低減される。
【０１３５】
図１６の実施形態において、直流電源は、三相の交流電源１ｂと三相の整流回路２ｂとで構成されている。また、整流回路２ｂの交流入力端子間には星型にコンデンサ４１〜４３が接続されている。そして、星型結線されたコンデンサ４１〜４３の中性点とアースとの間に、補償コンデンサＣｃと波形調整回路Ｚａとが直列に接続される。本実施形態において、星型結線されたコンデンサ４１〜４３の中性点をＧ点とする。
【０１３６】
その他の構成要素については、図１２に示した実施形態と同じである。
このような構成としても、雑音電圧Ｖｅの変動が相殺電圧Ｖｃｃによって打ち消される。雑音電圧Ｖｅの変動が打ち消されることにより、Ｇ点電位の変動が抑制される。Ｇ点電位が安定することより、雑音端子電圧が低減される。
【０１３７】
なお、図１５および図１６の波形調整回路Ｚａは、漏洩電流流出経路の等価回路と同じ周波数依存性を備えたインピーダンス回路である。したがって、漏洩電流流出経路の等価回路に応じて、図１３（ａ）〜（ｃ）のインピーダンス回路または他のインピーダンス回路が選択されるのは、図１２に示した実施形態の場合と同様である。
【符号の説明】
【０１３８】
１ａ，１ｂ・・・交流電源、１ｃ・・・直流電源、２ａ，２ｂ・・・整流回路、３，３ａ，３ｂ・・・コンデンサ、４・・・インバータ回路、５・・・誘導電動機、５ａ・・・負荷、６・・・直流電源、７・・・漏洩電流検出器、８・・・インバータ制御回路、９，９ａ，９ｂ・・・ノイズ低減回路、１０，１０ａ・・・ノイズ低減制御回路、３１〜３３・・・電流検出器、４１〜４３・・・コンデンサ、８１・・・Ｕ相ＰＷＭ制御部、８２・・・Ｖ相ＰＷＭ制御部、８３・・・Ｗ相ＰＷＭ制御部、８４・・・Ｕ相ゲート信号生成部、８５・・・Ｖ相ゲート信号生成部、８６・・・Ｗ相ゲート信号生成部、１０１〜１０３・・・電流極性判定部、１１１〜１１６・・・論理反転演算子、１２１〜１２６・・・論理積演算子、１３１〜１１３・・・論理和演算子、Ａｍｐ１〜Ａｍｐ３・・・ベース信号増幅器、Ｃ１〜Ｃ５・・・コンデンサ、Ｃｅ・・・接地コンデンサ、Ｃｃ・・・補償コンデンサ、Ｃｓ１〜Ｃｓ６・・・浮遊容量、Ｄ１〜Ｄ６・・・ダイオード、Ｑ１〜Ｑ６・・・スイッチング素子、Ｒｆ・・・整流回路、Ｒｓ１〜Ｒｓ３・・・抵抗、Ｔ１・・・電源変圧器、Ｔ２・・・相殺変圧器、Ｔｒ１〜Ｔｒ６・・・トランジスタ、Ｖｄ・・・相殺電圧電源、Ｚａ・・・波形調整回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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