(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力増幅素子を用いて、高周波信号を増幅する高周波電力増幅器と、
前記高周波電力増幅器の出力を基に、前記増幅された高周波信号を抽出する検波器と、
前記抽出された高周波信号の包絡線ピーク電圧を判定するアナログデジタル変換器と、
前記高周波電力増幅器に供給する電源電圧を調整する電源電圧調整回路と、
前記電源電圧調整回路が供給する前記電源電圧と前記判定された高周波信号の包絡線ピーク電圧との加算値を、前記電力増幅素子のホットキャリアインジェクション劣化の規定値を超えない値に調整する制御部と、を備える無線通信装置。
【請求項２】
請求項１に記載の無線通信装置であって、
前記電力増幅素子の動作電流を調整する電流調整回路と、を更に備え、
前記制御部は、
前記電源電圧調整回路及び前記電流調整回路に、
前記高周波電力増幅器の出力電力が比較的大きい場合、前記高周波電力増幅器に供給する電源電圧を減少させ、更に前記電力増幅素子の動作電流を増大させ、
前記高周波電力増幅器の出力電力が比較的小さい場合、前記高周波電力増幅器に供給する電源電圧を増大させ、更に前記電力増幅素子の動作電流を減少させる無線通信装置。
【請求項３】
請求項２に記載の無線通信装置であって、
前記制御部は、
前記高周波電力増幅器に入力される高周波信号が無変調信号である場合に、前記供給される電源電圧と前記判定された前記高周波信号の包絡線ピーク電圧との加算値を基に、前記電源電圧調整回路に前記電源電圧を制御させ、前記電流調整回路に前記動作電流を制御させる無線通信装置。
【請求項４】
請求項２又は３に記載の無線通信装置であって、
前記高周波電力増幅器により増幅された高周波信号の出力電力と、前記高周波電力増幅器に供給する電源電圧と、前記電力増幅素子の動作電流との関係を表すテーブルと、を更に備え、
前記制御部は、
前記高周波電力増幅器により増幅された高周波信号の出力電力に基づき、前記テーブルに従って、前記電源電圧調整回路及び前記電流調整回路に前記電源電圧及び前記動作電流を制御させる無線通信装置。
【請求項５】
請求項１〜４のうちいずれか一項に記載の無線通信装置であって、
前記アナログデジタル変換器に入力される信号を切り替えるスイッチと、を更に備え、
前記制御部は、
前記スイッチを介して、前記検波器からの出力信号を前記アナログデジタル変換器に入力させる無線通信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高周波電力増幅器のアナログ回路にトランジスタを用いた無線通信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、高周波集積回路を用いた無線通信装置では、ＣＭＯＳプロセスの微細化に伴い高周波電力増幅器（ＨＰＡ：High-Power Amplifier）のＨＣＩ（Hot Carrier Injection：ホットキャリアインジェクション）劣化が問題となっている。
【０００３】
ＨＣＩ劣化は次のような現象である。即ち、トランジスタ（例えば、ＭＯＳＦＥＴ:Metal-Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）のドレイン端子−ソース端子間の電界が大きくなると、ホットエレクトロンと呼ばれる高エネルギーの電子が発生する。ホットエレクトロンがトランジスタのゲート端子に注入すると、トランジスタの閾値電圧の上昇及びドレイン端子電流の低下が引き起こされ、トランジスタの性能が劣化する。
【０００４】
ＨＣＩ劣化はドレイン端子−ソース端子間電圧と密接な関係がある。即ち、トランジスタに印加されるドレイン端子−ソース端子間電圧が大きくなると、ＨＣＩ劣化がより早く進行する。
【０００５】
一方、製品の品質の一般的な寿命は、１０年程度を保証することが多い。従って、例えば１０年間の製品使用を保証するため、トランジスタのドレイン端子電流の低下の程度を、例えば１０％以内に抑制する必要がある。このため、通常はトランジスタに印加するドレイン端子−ソース端子間電圧の最大値に制限をかける。
【０００６】
デジタル回路では、トランジスタに印加されるドレイン端子−ソース端子間電圧が電源電圧を超えることがないため、電源電圧を規制すればトランジスタのＨＣＩ劣化を抑制できる。しかし、負荷としてインダクタを用いるアナログ回路では、トランジスタのドレイン端子電圧が電源電圧を超える場合があり、ＨＣＩ劣化が進行しやすい。
【０００７】
また、トランジスタに印加するドレイン端子−ソース端子間電圧は、アナログ回路の性能（例えば利得、飽和出力）に影響を与える。従って、単純に電源電圧を下げることは得策ではない。
【０００８】
ＨＣＩ劣化の対策に関する従来技術として、リングオシレータを用いるホットキャリア劣化検出回路が知られている（例えば、特許文献１）。即ち、ホットキャリアによる劣化の検出対象の本体回路と同じチップ上に、本体回路と同じトランジスタを用いて構成したリングオシレータを設ける。検査対象のトランジスタの劣化に伴って、リングオシレータの発振周波数は変化する。従って、ホットキャリア劣化検出回路は、リングオシレータの発振周波数を基に、検出対象の本体回路のトランジスタの劣化の程度又は寿命に達したか否かを検出できる。
【０００９】
また、出力信号レベルが可変の送信回路が知られている（例えば、特許文献２）。具体的には、送信回路は、出力信号レベルを小さくした場合の電力効率の劣化又は消費電力の増加を抑えるために、出力信号が小さい場合は電源電圧及び動作電流を小さくし、出力信号が大きい場合には電源電圧及び動作電流を高くする。これにより、送信回路は、出力信号に対して適応的に消費電力を低減できる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特許第３０７５２３３号公報
【特許文献２】特開平７−１７０２０２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかし、特許文献１ではＨＣＩ劣化を検出することは可能であるが、ＨＣＩ劣化の発生を抑制してデバイスの寿命を延ばすことは困難である。一方、特許文献２では、出力信号が大きい場合に電源電圧を大きくする必要があることから、振幅の大きい場合にトランジスタのドレイン端子に印加される直流電圧が高くなる。このため、ＨＣＩ劣化の発生の抑制が困難となる。
【００１２】
例えば、６０ＧＨｚ程度のミリ波帯の周波数が用いられるＷｉＧｉｇ（Wireless Gigabit）規格の無線通信では、トランジスタを微細プロセスによって製造するため、トランジスタの動作可能な周波数の上限を表す電流遮断周波数ｆｔと実際の動作周波数との差が小さい。従って、ＨＣＩ劣化によってトランジスタの電流遮断周波数ｆｔが低下すると、実際の動作周波数におけるトランジスタの増幅率が低下し、送信出力が低下して実使用に耐えることが困難となる。
【００１３】
また、電流遮断周波数ｆｔと実際の動作周波数との差が小さい場合には、高周波電力増幅器（ＨＰＡ）の最終段回路では、１石のトランジスタをソース接地とし、負荷をインダクタとしたソース接地増幅器を用いる。このため、高周波電力増幅器では、ＨＣＩ劣化の影響を受け易い。
【００１４】
本発明は、上述した従来の事情に鑑みてなされたものであって、ホットキャリアインジェクション劣化による電力増幅素子の特性劣化を防ぎ、出力信号レベルに応じて送信電力を制御する無線通信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明は、電力増幅素子を用いて、高周波信号を増幅する高周波電力増幅器と、前記高周波電力増幅器の出力を基に、前記増幅された高周波信号を抽出する検波器と、前記抽出された高周波信号の包絡線ピーク電圧を判定するアナログデジタル変換器と、前記高周波電力増幅器に供給する電源電圧を調整する電源電圧調整回路と、前記電源電圧調整回路が供給する前記電源電圧と前記判定された前記高周波信号の包絡線ピーク電圧との加算値が、前記電力増幅素子のホットキャリアインジェクション劣化の規定値を超えないように、前記電源電圧調整回路が供給する前記電源電圧を制御する制御部と、を備える。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、ホットキャリアインジェクション劣化による電力増幅素子の特性劣化を防ぎ、出力信号レベルに応じて送信電力を制御できる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本実施形態における無線通信装置のブロック図
【図２】図１の無線通信装置における高周波電力増幅器の具体的なアナログ回路の構成を示す回路図
【図３】図２の高周波電力増幅器における変調時の正相ドレイン出力端子の信号波形（電圧）を示す波形図
【図４】図１に示す無線通信装置におけるカプラ出力端子における出力波形、即ち、検波器の出力電圧を示す波形図
【図５】送信出力と電源電圧及び動作電流との関係を示すテーブル
【図６】具体的な制御条件の内容を示すテーブル
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下、本発明に係る無線通信装置の具体的な実施形態について、図面を参照して説明する。
【００１９】
＜無線通信装置の構成＞
図１は、本実施形態における無線通信装置２０のブロック図である。図１に示す無線通信装置２０は、送信系回路ＴＸと、受信系回路ＲＸと、電源電圧調整回路１２５と、電流調整回路１２６と、無線通信装置２０の全体動作を制御する制御部１０とを含む。
【００２０】
なお、本実施形態の無線通信装置２０は受信系回路ＲＸを含まなくても良い。また、本実施形態の無線通信装置２０は、例えば、ＷｉＧｉｇ規格の無線通信では、６０ＧＨｚ程度のミリ波帯の周波数を用いる。また、図１に示す無線通信装置２０には差動信号が入出力されるが、シングルエンド信号が入出力されても良い。
【００２１】
図１では、送信系回路ＴＸは、ＤＡＣ１０６、送信系可変利得増幅器１０５、直交変調器１０４、９０度移相器１０７、発振器１０８、ドライバアンプ１０２、高周波電力増幅器１０１、カプラ２０４、検波器１０３、出力端子２０５、カプラ出力端子２０６及び送信アンテナ１００を含む。高周波電力増幅器１０１の出力は、カプラ２０４を介して、検波器１０３に入力される。検波器１０３の出力は、スイッチ１１３を介して、受信系回路に入力される。なお、発振器１０８は、送信系回路ＴＸではなく受信系回路ＲＸに含まれても良い。
【００２２】
図１では、受信系回路ＲＸは、受信アンテナ１１０、低雑音増幅器（ＬＮＡ：Low Noise Amplifier）１１１、直交復調器１１２、９０度移相器１０９、スイッチ１１３、受信系可変利得増幅器１１４及びＡＤＣ１１５を含む。無線通信装置２０では受信系可変利得増幅器１１４が２つ設けられ、スイッチ１１３は、一方の受信系可変利得増幅器１１４に入力される信号を、選択的に切り替える。即ち、スイッチ１１３は、制御部１０が出力する制御信号に従って、信号の入力先を、検波器１０３の出力又は直交復調器１１２の出力に切り替える。
【００２３】
図１に示す無線通信装置２０の送信系回路ＴＸでは、差動信号の送信信号は、２つのＤＡＣ（デジタル−アナログ変換器）１０６においてデジタル信号からアナログ信号に変換され、アナログのＩＱ信号として２つのＤＡＣ１０６から出力される。
【００２４】
２つのＤＡＣ１０６が出力した各信号は、２つの送信系可変利得増幅器１０５にて増幅される。各送信系可変利得増幅器１０５において増幅された各信号は、直交変調器１０４において、発振器１０８及び９０度移相器１０７により形成された同振幅且つ位相が９０度異なる２つのローカル信号を基にして直交変調される。直交変調された信号はドライバアンプ１０２に入力される。
【００２５】
ドライバアンプ１０２は、直交変調された信号を入力して増幅し、高周波電力増幅器１０１に出力する。高周波電力増幅器１０１は、ドライバアンプ１０２から出力されたアナログ信号の電力（レベル）を増幅する。
【００２６】
本実施形態の高周波電力増幅器１０１には、電源電圧調整回路１２５及び電流調整回路１２６が接続される。電源電圧調整回路１２５は、高周波電力増幅器１０１の電源電圧としての直流電圧を、制御部１０の指示に従って調整して印加する。電流調整回路１２６は、高周波電力増幅器１０１の動作電流を、制御部１０の指示に従って調整して供給する。
【００２７】
高周波電力増幅器１０１によって増幅された高周波信号は、出力端子２０５を介して、送信アンテナ１００から電波として送信される。高周波電力増幅器１０１によって増幅された高周波信号の一部は、カプラ２０４により抽出され、カプラ出力端子２０６を介して検波器１０３に入力される。検波器１０３の出力信号は、スイッチ１１３及び受信系可変利得増幅器１１４を介して、一方のＡＤＣ（Analog-Digital Converter）１１５に入力される。
【００２８】
一方、図１に示す無線通信装置２０の受信系回路ＲＸでは、受信アンテナ１１０が受信した電波の高周波受信信号が低雑音増幅器１１１に入力される。低雑音増幅器１１１は、入力された高周波受信信号を低雑音にて増幅する。低雑音増幅器１１１から出力された高周波受信信号は、直交復調器１１２において、発振器１０８及び９０度移相器１０９により形成された同振幅且つ位相が９０度異なる２つのローカル信号を基にして復調される。
【００２９】
復調された差動信号の受信信号は、一方がスイッチ１１３に入力され、他方が２つの受信系可変利得増幅器１１４の他方に入力される。スイッチ１１３を介して出力された受信信号の一方は、２つの受信系可変利得増幅器１１４の一方に入力される。２つの受信系可変利得増幅器１１４において増幅された受信信号は、２つのＡＤＣ１１５に入力され、アナログの受信信号からデジタルの受信信号に変換される。２つのＡＤＣ１１５により変換されたデジタルの受信信号は制御部１０に入力される。
【００３０】
＜高周波電力増幅器１０１の具体的構成＞
図２は、図１の無線通信装置２０における高周波電力増幅器１０１の具体的なアナログ回路の構成を示す回路図である。
【００３１】
図２に示す高周波電力増幅器１０１は、入力側のトランス２１１と、２つのトランジスタ２０７及び２０８と、出力整合容量２０２と、出力側のトランス２０３と、出力端子２０５とを含む。なお、入力側のトランス２１１の二次側における電流、即ち、トランジスタ２０７及び２０８の動作電流（制御電流）は、電流調整回路１１６によって調整されて供給される。
【００３２】
トランジスタ２０７及び２０８は、微細化ＣＭＯＳプロセスによって製造され、例えばＭＯＳＦＥＴを用いて構成される。トランジスタ２０７及び２０８は、例えば６０ＧＨｚ程度の高い周波数帯（ミリ波帯域）において、入力側のトランス２１１の二次側に出力された信号の電力を増幅する。
【００３３】
トランジスタ２０７は、正相入力ゲート端子２００及び反転ドレイン出力端子２０９を有する。トランジスタ２０７のソース端子は接地している。
【００３４】
トランジスタ２０８は、反転入力ゲート端子２０１及び正相ドレイン出力端子２１０を有する。トランジスタ２０８のソース端子は接地している。
【００３５】
出力整合容量２０２の電極の一方は反転ドレイン出力端子２０９に接続され、出力整合容量２０２の電極の他方は正相ドレイン出力端子２１０に接続されている。即ち、出力整合容量２０２は、反転ドレイン出力端子２０９及び正相ドレイン出力端子２１０に接続されている。
【００３６】
出力側のトランス２０３は、正相ドレイン出力端子２１０及び反転ドレイン出力端子２０９に接続され、正相ドレイン出力端子２１０及び反転ドレイン出力端子２０９の差動出力を片相合成した結果を、トランス２０３の二次側に出力する。なお、出力側のトランス２０３の一次側における電圧は、電源電圧調整回路１２５によって調整されて印加される。
【００３７】
出力端子２０５には、カプラ２０４を介して、トランス２０３の二次側の出力が出力される。カプラ出力端子２０６には、トランス２０３の二次側の出力が、カプラ２０４により２０ｄＢ〜３０ｄＢ程度減衰された信号として出力される。
【００３８】
＜信号波形の具体例＞
図３は、図２の高周波電力増幅器１０１における変調時の正相ドレイン出力端子２１０の信号波形（電圧）を示す波形図である。図３に示す信号波形は、変調波であり、搬送波成分、即ち、発振器１０８が出力した高周波信号（６０ＧＨｚ程度の周波数）を含む。図４は、図１に示す無線通信装置２０におけるカプラ出力端子２０６における出力波形、即ち、検波器１０３の出力電圧を示す波形図である。
【００３９】
例えば、電源電圧調整回路１２５の出力として高周波電力増幅器１０１に印加される直流電圧（電源電圧）が１．２Ｖでは、トランス２０３の影響により、電源電圧（１．２Ｖ）を超える電圧が反転ドレイン出力端子２０９及び正相ドレイン出力端子２１０に生じる。即ち、図３では、電源電圧の１．２Ｖを中心として、最大１．７Ｖの変動電圧が生じている。
【００４０】
つまり、トランジスタ２０７及び２０８の各ドレイン端子−ソース端子間電圧が電源電圧を超える。ドレイン端子−ソース端子間電圧が電源電圧を超えると、各トランジスタ２０７及び２０８においてＨＣＩ劣化が進行する。ＨＣＩ劣化によってトランジスタ２０７及び２０８の電流遮断周波数ｆｔが低下すると、動作周波数（例えば６０ＧＨｚ）におけるトランジスタ２０７及び２０８の各増幅率が低下し、送信出力が低下して実使用に耐えることが困難となる。即ち、無線通信装置２０の製品寿命が短くなる。
【００４１】
＜電源電圧の制御＞
次に、無線通信装置２０の動作について説明する。ここでは、高周波電力増幅器１０１に印加される電源電圧が１．２Ｖであり、正相ドレイン出力端子２１０における電圧が最大１．７Ｖとなるケースを想定する（図３参照）。
【００４２】
図４では、検波器１０３の出力信号は、正相ドレイン出力端子２１０における信号の包絡線に相当する交流信号波形になる。従って、検波器１０３の出力信号は、送信出力情報を表すが、正相ドレイン出力端子２１０における最大電圧とは異なる。つまり、検波器１０３の出力信号では、正相ドレイン出力端子２１０における最大電圧を検出することが困難である。
【００４３】
例えば、上述した特許文献２では、検波器１０３の出力を適当な低域通過フィルタ（ＬＰＦ）を用いて平滑化してから利得制御系にフィードバックするため、正相ドレイン出力端子２１０における最大電圧を把握することが困難である。つまり、特許文献２に示す利得制御系では、正相ドレイン出力端子２１０における最大電圧が考慮されていないため、包絡線情報を用いずに低域通過フィルタにて平滑化された信号のレベルを検出して利得制御系にフィードバックしなければならない。
【００４４】
図１に示す無線通信装置２０は、トランジスタ２０７及び２０８のＨＣＩ劣化を防止するために、以下のように制御する。具体的には、無線通信装置２０は、トランジスタ２０７の反転ドレイン出力端子２０９、及びトランジスタ２０８の正相ドレイン出力端子２１０に印加される各電圧の絶対値を取得するために、検波器１０３の出力を平滑化せずに検出する。無線通信装置２０は、高速に動作可能なＡＤＣ１１５を用いて、検波器１０３の出力におけるピークレベルを検出する。
【００４５】
無線通信装置２０の受信系回路ＲＸには、高速に動作可能なアナログデジタル変換器として、２つのＡＤＣ１１５が設けられている。ＡＤＣ１１５は、検波器１０３の出力における周波数の高い信号のピークレベルを検出する。
【００４６】
無線通信装置２０の受信処理では、スイッチ１１３は、直交復調器１１２の出力とＡＤＣ１１５の入力とを接続し、直交復調された受信信号をＡＤＣ１１５に出力する。
【００４７】
また、送信系回路ＴＸにおいて高周波電力増幅器１０１の電源電圧が調整される場合では、スイッチ１１３は、検波器１０３の出力とＡＤＣ１１５の入力とを接続する。
【００４８】
制御部１０は、検波器１０３の出力を基にしてＡＤＣ１１５の変換結果として得られたピーク電圧情報と、電源電圧調整回路１２５が出力する電源電圧情報とを加算する。従って、制御部１０は、トランジスタ２０７の反転ドレイン出力端子２０９、及びトランジスタ２０８の正相ドレイン出力端子２１０における最大ピーク電圧値を取得できる。
【００４９】
制御部１０は、取得された最大ピーク電圧値がトランジスタ２０７及び２０８の製造プロセスにおいて規定されているＨＣＩ劣化抑圧条件を超えない範囲において、高周波電力増幅器１０１の電源電圧を制御（調整）する。
【００５０】
ＨＣＩ劣化抑圧条件の具体例は、例えば電源電圧の中心電圧１．２Ｖの１．４倍である１．７Ｖである。この場合、１．７Ｖが閾値とされる。ＨＣＩ劣化抑圧条件は、必要に応じて変更されても良い。これにより、制御部１０は、ＨＣＩ劣化を考慮した最適な電源電圧を制御（調整）できる。
【００５１】
図３に示す例では、正相ドレイン出力端子２１０における電圧波形を表している。図３に示す例では、電源電圧の中心電圧が１．２Ｖ、振幅が±０．５Ｖ、最大電圧が１．７Ｖである。図４に示す例では、カプラ出力端子２０６の電圧について、振幅ピークが図３に示す電圧波形と同じになるように正規化された電圧波形を示す。
【００５２】
本実施形態では、ＨＣＩ劣化抑制のためのトランジスタ２０７及び２０８のドレイン端子−ソース端子間電圧の閾値が１．７Ｖに定められている。従って、閾値の１．７Ｖからカプラ出力の最大値１Ｖの１／２を減算した結果である１．２Ｖを、ドレイン端子における電源電圧の上限値と予め定めておく。つまり、電源電圧調整回路１２５は、高周波電力増幅器１０１に印加する電源電圧、即ち、トランジスタ２０７及び２０８の各ドレイン端子電圧値を１．２Ｖに調整する。
【００５３】
具体的には、制御部１０は、検波器１０３の出力として得られた高周波信号のピーク電圧をＡＤＣ１１５から取得する。制御部１０は、ＡＤＣ１１５から得られたピーク電圧と、予め定められた電源電圧とを加算した結果のピーク電圧、つまりトランジスタ２０７及び２０８のドレイン端子−ソース端子間電圧の最大値が、閾値（１．７Ｖ）を超えないように電源電圧調整回路１２５を制御（調整）する。
【００５４】
これにより、無線通信装置２０は、電源電圧及び出力振幅の両方を考慮し、ＨＣＩ劣化の影響が少ない最大電圧にて高周波電力増幅器１０１を駆動できる。
【００５５】
＜動作電流の制御＞
＜出力電力が大きい場合＞
ＨＣＩ劣化を抑制するために電源電圧を下げる場合には、高周波電力増幅器１０１における高周波信号の振幅が大きいと、信号レベルが飽和し易くなり信号に歪みが発生する。これを避けるために、高周波信号の振幅を抑制する必要がある。しかし、振幅を抑制すると出力電力が低下する。そこで、制御部１０は、電流調整回路１２６に、高周波電力増幅器１０１の動作電流を増大させ、高周波電力増幅器１０１の出力電力が変化させないようにする。
【００５６】
＜出力電力が小さい場合＞
一方、高周波電力増幅器１０１の出力電力が比較的小さい場合には、高周波電力増幅器１０１における高周波信号の振幅が比較的小さくなる。また、ＨＣＩ劣化を考慮する必要がなく、電源電圧調整回路１２５は、高周波電力増幅器１０１に印加する電源電圧を上げる。
【００５７】
高周波電力増幅器１０１に印加される電源電圧を上げると、信号レベルが飽和しにくいため、高周波信号の振幅を上げたとしても信号に歪みが生じにくい。つまり、電源電圧調整回路１２５は、必要に応じて高周波信号の振幅を上げることができる。
【００５８】
無線通信装置２０の電力供給源は、例えば出力電圧が一定のバッテリーを用いて構成される。電力供給源（バッテリー）の出力電圧と、電源電圧調整回路１２５が出力する電源電圧との差分に相当する電力は、電源電圧調整回路１２５の内部において熱として消費される。つまり、無線通信装置２０の出力電力が低い場合でも、電源電圧調整回路１２５によって電力が消費され、バッテリーの消耗が促進される。
【００５９】
そこで、高周波電力増幅器１０１の出力電力が比較的小さい場合には、制御部１０は、電源電圧調整回路１２５により高周波電力増幅器１０１の電源電圧を上げ、電流調整回路１２６により高周波電力増幅器１０１の動作電流を減らす。これにより、高周波電力増幅器１０１における電力消費を抑制する。
【００６０】
＜制御部１０における制御内容＞
図５は、図１の無線通信装置２０における送信パワー（出力電力）と電源電圧及び動作電流との関係を示すテーブルである。図６は、具体的な制御条件の内容を示すテーブルである。
【００６１】
つまり、図５では、制御部１０は、送信パワー、即ち、高周波電力増幅器１０１の出力電力が大きい場合には、高周波電力増幅器１０１に印加する電源電圧を電源電圧調整回路１２５によって減少させ、高周波電力増幅器１０１の動作電流を電流調整回路１２６によって増大させる。
【００６２】
一方、制御部１０は、送信パワー、即ち、高周波電力増幅器１０１の出力電力が小さい場合には、高周波電力増幅器１０１に印加する電源電圧を電源電圧調整回路１２５によって増大させ、高周波電力増幅器１０１の動作電流を電流調整回路１２６によって減少させる。
【００６３】
これにより、制御部１０は、トランジスタ２０７及び２０８のＨＣＩ劣化を抑制し、無線通信装置２０の製品寿命を延長できる。また、制御部１０は、出力電力が小さい場合に電力消費を抑制できる。
【００６４】
次に、具体的な切換例について説明する。図６に示す例では、２種類の制御条件としてケース１及びケース２が定められている。
【００６５】
ケース１、即ち、送信パワーが「＋７ｄＢｍ」では、制御部１０は、トランジスタ２０７及び２０８の各ドレイン端子のＡＣ出力振幅が１Ｖｐｐに達する場合には電源電圧を１．２Ｖに減少し、更に、動作電流を３０ｍＡに増大する。これより、ドレイン端子の最大電圧が１．７Ｖとなる。
【００６６】
ケース２、即ち、送信パワーが「＋１ｄＢｍ」では、制御部１０は、トランジスタ２０７及び２０８の各ドレイン端子のＡＣ出力振幅が０．５Ｖｐｐに達する場合には電源電圧を１．４５Ｖに増大し、更に、動作電流を２７ｍＡに減少させる。これより、ドレイン端子の最大電圧が１．７Ｖとなる。
【００６７】
なお、図６に示す２種類以上の動作条件に関する具体的な電源電圧及び動作電流の最適値をキャリブレーションとして事前に測定することによって、無線通信装置２０に対して決定することが好ましい。キャリブレーションにより決定された電源電圧及び動作電流の最適値のデータを、制御部１０が参照可能な不揮発性メモリ１５上にテーブルとして保存させておく。
【００６８】
従って、制御部１０は、検出した送信パワーを基に、不揮発性メモリ１５に保存されているテーブルの電源電圧及び動作電流の最適値のデータを参照して、電源電圧調整回路１２５及び電流調整回路１２６に、高周波電力増幅器１０１におけるドレイン端子電圧及び動作電流を印加及び供給させる。
【００６９】
＜変形例＞
上述の無線通信装置２０では、高周波電力増幅器１０１が変調波を送信する場合に、制御部１０は、検波器１０３により高周波電力増幅器１０１の出力から検出された高周波信号の包絡線のピーク電圧の値（ＡＤＣ１１５の出力）を用いている。
【００７０】
無線通信装置２０は、ＣＷ（Continuous Wave＝無変調連続正弦波）信号を用いて、高周波電力増幅器１０１の出力を検出しても良い。即ち、トランジスタ２０７及び２０８のドレイン端子電圧を把握するために、無線通信装置２０の送信系回路が無変調状態にて、つまり高周波電力増幅器１０１が搬送波を出力している状態にて、出力信号のレベルを制御部１０が検出する。
【００７１】
この場合、検波器１０３の出力信号が図４に示す高速変化がないため、ピークレベル検出のためにＡＤＣ１１５が高速にＡＤ変換処理する必要がなくなる。従って、高速に動作可能なＡＤＣ１１５を利用しなくても制御可能になり、アナログデジタル変換の処理速度を下げて電力消費を抑制できる。
【００７２】
但し、変調波を用いる場合と、無変調信号を用いる場合とでは、検波器１０３の出力信号に基づいて検出されるピークレベルと、トランジスタ２０７及び２０８のドレイン電圧との関係に違いが生じる。
【００７３】
従って、変調波を用いる場合の最適な制御条件と、無変調信号を用いる場合の最適な制御条件との相関関係を、キャリブレーションとして実験室にて予め測定し、結果として得られた電源電圧及び動作電流の最適値のデータを不揮発性メモリ１５に保持しておき、最適値のデータを制御条件として用いる。
【００７４】
このため、無変調信号を用いて検出した高周波信号のピークレベルに基づいて制御部１０が電源電圧調整回路１２５及び電流調整回路１２６を制御する場合でも、実際に変調波を送信する場合に最適な条件を用いて電源電圧及び動作電流を制御できる。従って、ＡＤＣ１１５の動作周波数を下げ、更なるＡＤＣ１１５における消費電力を低減できる。
【００７５】
なお、例えば６０ＧＨｚ程度のミリ波帯の無線通信において、微細プロセスによって製造されたトランジスタ２０７及び２０８を高周波電力増幅器１０１のアナログ回路に用いる場合であってトランジスタ２０７及び２０８の動作可能な周波数の上限を表す電流遮断周波数ｆｔと実際の動作周波数との差が小さい場合には、図２に示す高周波電力増幅器１０１のように、最終段回路では、トランジスタ２０７及び２０８をソース接地させ、負荷をインダクタ（例えば、トランス２０３）とし、ドレインの出力電圧が電源電圧中心であり、かつ、大振幅で振れるソース接地増幅器を使わざるを得ず、より本発明の効果は高くなる。なお、大振幅とは、電源電圧中心に対して無視できない電圧であり、例えば、電源電圧中心の約１０％以上となる。
【００７６】
上述の無線通信装置２０は、検波器１０３が出力した高周波信号の包絡線ピークレベル及び電源電圧に基づいて、トランジスタ２０７及び２０８のドレイン端子電圧を把握している。更に、トランジスタ２０７及び２０８のＨＣＩ劣化を抑制するために、制御部１０は、電源電圧調整回路１２５及び電流調整回路１２６に、高周波電力増幅器１０１の電源電圧及び動作電流を調整させている。
【００７７】
従って、無線通信装置２０は、トランジスタ２０７及び２０８のＨＣＩ劣化を抑制でき、無線通信装置２０の製品寿命を延ばすことができる。また、無線通信装置２０は、消費電力を抑制できる。
【００７８】
これにより、無線通信装置２０は、トランジスタのドレイン−ソース間電圧が電源電圧を超えるような状況であっても、トランジスタのＨＣＩ劣化を抑制できる。従って、無線通信装置２０の製品寿命を延長できる。
【００７９】
また、無線通信装置２０は、高周波電力増幅器１０１の出力電力が大きい場合にはトランジスタ２０７及び２０８のＨＣＩ劣化を抑制でき、高周波電力増幅器１０１の出力電力が小さい場合には電源における発熱を抑制し、電力消費を抑制できる。
【００８０】
また、無線通信装置２０は、不揮発性メモリ１５に保存されたテーブルを用いることで、電源電圧調整回路１２５及び電流調整回路１１６を簡易に制御できる。
【００８１】
また、無線通信装置２０は、ＡＤＣ１１５に入力される信号を切り替えるスイッチ１１３を用いて、電源電圧調整回路１２５及び電流調整回路１１６を制御する場合に、検波器１０３からの出力信号をＡＤＣ１１５に入力する。これにより、無線通信装置２０は、高速の信号処理が可能な受信系のＡＤＣ１１５を、送信系回路の制御に共用できる。従って、無線通信装置２０は、ＡＤＣ１１５の回路規模を低減できる。
【００８２】
以上、図面を参照して各種の実施形態について説明したが、本発明はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。
【符号の説明】
【００８３】
１０  制御部
１５  不揮発性メモリ
２０  無線通信装置
１００  送信アンテナ
１０１  高周波電力増幅器
１０２  ドライバアンプ
１０３  検波器
１０４  直交変調器
１０５  送信系可変利得増幅器
１０６  ＤＡＣ
１０７  ９０度移相器
１０８  発振器
１０９  ９０度移相器
１１０  受信アンテナ
１１１  低雑音増幅器
１１２  直交復調器
１１３  スイッチ
１１４  受信系可変利得増幅器
１１５  ＡＤＣ
１２５  電源電圧調整回路
１２６  電流調整回路
２００  正相入力ゲート端子
２０１  反転入力ゲート端子
２０２  出力整合容量
２０３  トランス
２０４  カプラ
２０５  出力端子
２０６  カプラ出力端子
２０７  トランジスタ
２０８  トランジスタ
２０９  反転ドレイン出力端子
２１０  正相ドレイン出力端子
２１１  トランス
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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