(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の両端に接続され、第１スイッチ素子と第２スイッチ素子とが直列に接続された第１直列回路と、
前記第２スイッチ素子に並列に接続され、共振コンデンサと共振リアクトルとトランスの１次巻線とが直列に接続された第２直列回路と、
前記トランスの２次巻線の電圧を整流平滑する整流平滑回路と、
前記整流平滑回路の出力電圧に基づいて前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とを交互にオン／オフさせる制御回路と、
前記第１スイッチ素子がオン時の前記共振コンデンサに流れる電流を検出する電流検出部と、
前記電流検出部により検出された電流を電圧信号に変換するとともに、前記電圧信号の電圧値が、入力電圧に応じて前記電圧信号を積分する期間を調整するための第１基準電圧値以上である期間に前記電圧信号を積分する積分回路と、
前記積分回路による出力電圧と第２基準電圧値とを比較し、前記積分回路による出力電圧が前記第２基準電圧値以上である場合に前記第１スイッチ素子をオフさせる過電流保護部と、
を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記整流平滑回路は、半波整流平滑回路であることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記積分回路は、前記第１基準電圧値が前記電圧信号の最大電圧値に対して１５％以上の電圧値に設定されていることを特徴とする請求項１又は請求項２記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記積分回路は、前記第１基準電圧値が前記電圧信号の最大電圧値に対して８０％以下の電圧値に設定されていることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、過電流検出を行う保護回路を有する半波電流共振型のスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から過電流検出を行う保護機能付きのスイッチング電源装置が使用されている。特許文献１には、過電流保護機能を有するスイッチングレギュレータが記載されている。このスイッチングレギュレータは、スイッチング素子に流れる電流を検出する過電流検出手段と、スイッチング素子のゲート端子に入力されるスイッチングパルスを積分する積分回路とを備えており、過電流検出手段により過電流が検出されるとともに、積分回路によってスイッチングパルスのパルス幅が許容範囲外である場合に、保護回路が動作するものである。
【０００３】
このスイッチングレギュレータにおいては、瞬時の負荷変動で誤動作してしまうことを解決するために、ゲートパルスを積分する積分回路の充電経路と放電経路とを異なるものとし、保護回路の感度を下げて誤動作を防ぐことができる。
【０００４】
特許文献２には、外部ノイズや内部電流ノイズ等による誤動作を防止する電源装置が記載されている。この電源装置は、スイッチング素子がオフしている期間等の動作の必要がない期間において、過電流検出回路による過電流検出動作を禁止することで不用意なノイズによる誤動作を防止するものである。
【０００５】
図１１は、従来の半波電流共振回路の構成を示す回路図である。この半波電流共振回路は、トランスＴ１の二次巻線Ｎｓ側が半波整流回路となっている電流共振型のスイッチング電源装置である。図１１に示すように、直流電源Ｖｉにハイサイドのスイッチング素子Ｑｈとローサイドのスイッチング素子Ｑｌが直列に接続されている。これらのスイッチング素子の各々にはボディダイオードが並列に接続されている。また、ローサイドのスイッチング素子Ｑｌには、電圧共振コンデンサＣｒｖが並列に接続されている。
【０００６】
さらにローサイドのスイッチング素子Ｑｌには、リアクトルＬｒとトランスＴ１の一次巻線Ｎｐ（励磁インダクタンスＬｐ）と共振コンデンサＣｒｉとからなる直列共振回路が並列に接続されている。
【０００７】
トランスＴ１の二次巻線ＮｓにはダイオードＲＣと平滑コンデンサとが直列に接続され、平滑コンデンサにより平滑された直流電力が負荷Ｒｏに供給されている。なお、ハイサイド及びローサイドのスイッチング素子Ｑｈ，Ｑｌには、例えばＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）やＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等が使用される。
【０００８】
このスイッチング電源装置は、スイッチング素子Ｑｈ，Ｑｌを交互にオン、オフさせ、スイッチング素子Ｑｈがオンしてスイッチング素子Ｑｌがオフした状態において、リアクトルＬｒ、一次巻線Ｎｐの励磁インダクタンスＬｐ、及び共振コンデンサＣｒｉが共振し、共振電流が直流電源Ｖｉの正極から流れて共振コンデンサＣｒｉを充電させる。
【０００９】
次に、スイッチング素子Ｑｈがオフし、スイッチング素子Ｑｌがオンすると、トランスＴ１の一次巻線Ｎｐには、共振コンデンサＣｒｉの充電電圧が印加され、一次巻線Ｎｐの両端の電圧が逆になり、トランスＴ１の二次巻線Ｎｓに接続されたダイオードＲＣがオンする。
【００１０】
すなわち、リアクトルＬｒと共振コンデンサＣｒｉとは共振し、共振電流が流れることにより二次巻線Ｎｓ側にエネルギを伝達する。二次巻線Ｎｓ側に伝達されたエネルギは、ダイオードＲＣを介して整流され、平滑コンデンサに充電される。この平滑コンデンサは、抵抗Ｒｏに直流電力を供給する。
【００１１】
トランスＴ１の二次側に伝達されるエネルギは、共振コンデンサＣｒｉの充電容量によって決まるので、スイッチング素子Ｑｈのオン期間を変化させることで、トランスＴ１の二次側へ伝達されるエネルギを変化させることができる。
【００１２】
また、二次側へ伝達されるエネルギは、共振コンデンサＣｒｉとリアクトルＬｒとで共振した共振電流に対応するので、二次側へエネルギが伝達される期間は一定であり、スイッチング素子Ｑｌのオン期間の長さには依存しない。
【００１３】
したがって、この半波電流共振回路は、入力電圧、負荷に応じてスイッチング素子Ｑｈのオン幅を変調して出力電圧を制御する。一方、スイッチング素子Ｑｌのオン幅は一定である。共振コンデンサＣｒｉが十分に大きい場合には、この共振コンデンサＣｒｉに蓄えられるエネルギーは一定である。このため、回路1次側に流れる電流も負荷が同じであれば入力電圧が変動してもピーク値は一定となる（理想状態）。したがって、この半波電流共振回路における過電流の検出は、共振コンデンサＣｒｉに並列に電流検出用のコンデンサＣ１を接続し、分流された電流を検出抵抗Ｒ１に流し、この検出抵抗Ｒ１の両端に現れた電圧を検出することにより行われ、当該電圧が所定値以上であるか否かに基づいて過電流判定を行う。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１４】
【特許文献１】特開平１−１７０３６９号公報
【特許文献２】特開平１０−１６３８３６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
しかしながら、スイッチング素子のオン抵抗や共振コンデンサＣｒｉが小さい場合に現れるリップル、ラインレギュレーションの影響により入力電圧によって回路1次側に流れる電流のピーク値が変動してしまう。
【００１６】
図１２は、図１１に示す従来の半波電流共振回路において、入力電圧Ｖｉｎ（直流電源Ｖｉ）を変化させた場合の動作波形を比較する波形図であり、共振コンデンサＣｒｉに流れる共振電流と、検出抵抗Ｒ１の両端にあらわれる検出電圧との波形を示している。図１２に示すように、検出電圧のピーク値は、入力電圧の高低によって変動する。
【００１７】
ここで、半波電流共振回路において共振コンデンサＣｒｉに流れる電流は、図１２に示すように交流波形となる。このため、図１１に示す回路における過電流検出は、この交流波形のピーク値を読み取ることになる。また、特許文献１に記載されているような積分回路を検出抵抗Ｒ１に接続した場合においても、負の電流期間に積分回路が放電される為、ピーク値を検出することになり、図１２に示すようにピーク値が変動した場合に検出値も変動してしまう。
【００１８】
この検出値の誤差は、図１２に示す値は小さい変動であるが、回路２次側の出力電流でみると、数Ａに拡大されるため大きな問題となる。
【００１９】
図１３は、図１１に示す従来の半波電流共振回路に検出電流を整流する整流ダイオードＤ１と積分回路（抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２）とを追加した場合の構成を示す回路図である。先行技術においては、フライバック及びフォワード方式を用いていたため、１次側の電流は負にならない。図１３に示す半波電流共振回路は、整流ダイオードＤ１を追加することで先行技術と同条件になると考えられる。この場合においても積分回路のコンデンサに蓄えられるエネルギはピーク充電となる。
【００２０】
また、図示されていないが、この積分回路のコンデンサに放電用の抵抗を並列に接続した場合においては、当該抵抗が大きい場合にはピーク充電となり積分回路のコンデンサの両端電圧がピーク値で一定となる一方、各周期で放電される程の小さい抵抗にした場合には検出回路でピーク値を読み取ることになる。いずれにしても、共振電流のピーク値の影響は避けられない。このため、入力電圧が変動した場合に過電流検出値が変動する問題が生じる。
【００２１】
図１４は、図１３に示す従来の半波電流共振回路において、入力電圧Ｖｉｎ（直流電源Ｖｉ）を変化させた場合の動作波形を比較する波形図であり、共振コンデンサＣｒｉに流れる共振電流と、積分回路のコンデンサ両端の検出電圧Ｖｏｃと、ダイオードＤ１のアノード−Ｇｎｄ間電圧（検出抵抗Ｒ１の両端電圧）との波形を示している。
【００２２】
図１４（ａ）は入力電圧Ｖｉｎが低い場合の動作波形を示す一方、図１４（ｂ）は入力電圧Ｖｉｎが高い場合の動作波形を示している。いずれの波形も出力の負荷は一定で、入力の電圧のみを変化させたときの波形である。図１４に示すように、入力電圧が低い場合と高い場合とを比較すると、検出電圧Ｖｏｃは差を有していることがわかる。すなわち、入力電圧Ｖｉｎが低い場合の検出電圧Ｖｏｃは、入力電圧Ｖｉｎが高い場合の検出電圧Ｖｏｃに比して低いものとなっている。
【００２３】
したがって、検出電圧Ｖｏｃを用いて過電流検出を行うとすると、図１３に示すスイッチング電源装置は、入力電圧の変動に応じて過電流検出回路による保護動作点が変動を生じるという問題がある。
【００２４】
また、上述した特許文献１，２に記載の技術は、いずれもノイズや負荷変動による一時的な過電流による停止を防止するものであるが、半波電流共振回路に適用した場合には入力電圧の変動に応じて同様の問題を生ずると考えられる。
【００２５】
本発明は上述した従来技術の問題点を解決するもので、入力電圧が変動した場合においても補正による適切な過電流検出を行うことができるスイッチング電源装置を提供することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【００２６】
本発明に係るスイッチング電源装置は、上記課題を解決するために、直流電源の両端に接続され、第１スイッチ素子と第２スイッチ素子とが直列に接続された第１直列回路と、前記第２スイッチ素子に並列に接続され、共振コンデンサと共振リアクトルとトランスの１次巻線とが直列に接続された第２直列回路と、前記トランスの２次巻線の電圧を整流平滑する整流平滑回路と、前記整流平滑回路の出力電圧に基づいて前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とを交互にオン／オフさせる制御回路と、前記第１スイッチ素子がオン時の前記共振コンデンサに流れる電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部により検出された電流を電圧信号に変換するとともに、前記電圧信号の電圧値が、入力電圧に応じて前記電圧信号を積分する期間を調整するための第１基準電圧値以上である期間に前記電圧信号を積分する積分回路と、前記積分回路による出力電圧と第２基準電圧値とを比較し、前記積分回路による出力電圧が前記第２基準電圧値以上である場合に前記第１スイッチ素子をオフさせる過電流保護部とを備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２７】
本発明によれば、入力電圧が変動した場合においても補正による適切な過電流検出を行うことができるスイッチング電源装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】本発明の実施例１の形態のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【図２】本発明の実施例１の形態のスイッチング電源装置において入力電圧を変化させた場合の動作波形を比較する波形図である。
【図３】本発明の実施例１の形態のスイッチング電源装置において抵抗Ｒ１を調整した場合の積分回路の出力電圧を比較する図である。
【図４】本発明の実施例１の形態のスイッチング電源装置において誤差０％時の各部の動作波形を示す波形図である。
【図５】本発明の実施例１の形態のスイッチング電源装置において第１基準電圧値を上限付近に設定した場合の動作波形の１例を示す波形図である。
【図６】本発明の実施例１の形態のスイッチング電源装置において第１基準電圧値を下限付近に設定した場合の動作波形の１例を示す波形図である。
【図７】本発明の実施例１の形態のスイッチング電源装置の別の構成例を示す回路図である。
【図８】本発明の実施例１の形態のスイッチング電源装置において誤差０％時の各部の動作波形を示す波形図である。
【図９】本発明の実施例１の形態のスイッチング電源装置の別の構成例を示す回路図である。
【図１０】本発明の実施例１の形態のスイッチング電源装置において誤差０％時の各部の動作波形を示す波形図である。
【図１１】従来の半波電流共振回路の構成を示す回路図である。
【図１２】従来の半波電流共振回路において入力電圧を変化させた場合の動作波形を比較する波形図である。
【図１３】従来の半波電流共振回路に検出電流を整流する整流ダイオードと積分回路とを追加した場合の構成を示す回路図である。
【図１４】従来の半波電流共振回路の構成を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２９】
以下、本発明のスイッチング電源装置の実施の形態を、図面に基づいて詳細に説明する。
【実施例１】
【００３０】
以下、本発明の実施例について図面を参照しながら説明する。まず、本実施の形態の構成を説明する。図１は、本発明の実施例１のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。このスイッチング電源装置は、図１に示すように、トランスＴ１の二次巻線Ｎｓ側が半波整流回路となっている電流共振型のスイッチング電源装置である。図１３に示す従来の装置と異なる点は、抵抗Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５、基準電圧Ｖｒｅｆ１、及びスイッチＱ１，Ｑ２が追加されている点である。なお、図１において、図１３における従来装置の構成要素と同一ないし均等のものは、前記と同一符号を以て示す。
【００３１】
ハイサイドのスイッチング素子Ｑｈは、本発明の第１スイッチ素子に対応する。また、ローサイドのスイッチング素子Ｑｌは、本発明の第２スイッチ素子に対応する。これらのスイッチング素子Ｑｈ，Ｑｌは、例えばＭＯＳＦＥＴである。スイッチング素子Ｑｈとスイッチング素子Ｑｌとが直列に接続された直列回路は、本発明の第１直列回路に対応し、直流電源Ｖｉの両端に接続されている。この直流電源Ｖｉは、例えば、商用交流電源を全波整流し、平滑コンデンサで平滑することで得られた直流電圧を出力する電源回路により構成される。
【００３２】
また、共振コンデンサＣｒｉと共振リアクトルＬｒとトランスＴ１の１次巻線Ｎｐとが直列に接続された直列回路は、本発明の第２直列回路に対応し、スイッチング素子Ｑｌに並列に接続されている。また、スイッチング素子Ｑｌには電圧共振コンデンサＣｒｖが並列に接続されている。
【００３３】
ダイオードＲＣと平滑コンデンサＣｏとによる直列回路は、本発明の整流平滑回路に対応し、トランスＴ１の二次巻線Ｎｓに並列接続され、トランスＴ１の二次巻線Ｎｓの電圧を整流平滑するものであり、図からわかるように半波整流平滑回路として動作する。この整流平滑回路で得られた平滑コンデンサＣｏの直流電圧は、図１に示すスイッチング電源装置の出力電圧となり、平滑コンデンサＣｏに並列接続された負荷Ｒｏに直流電力を供給する。
【００３４】
また、図１には詳細が図示されていないが、図１に記載のスイッチング電源装置は、制御回路を有している。この制御回路は、上述した整流平滑回路の出力電圧（負荷Ｒｏの両端に印加される電圧）に基づいて、出力電圧が所定の値に保持されるようにスイッチング素子Ｑｈとスイッチング素子Ｑｌとを交互にオン／オフさせる。
【００３５】
コンデンサＣ１、及び抵抗Ｒ１，Ｒ３は、本発明の電流検出部に対応し、スイッチング素子Ｑｈがオン時の共振コンデンサＣｒｉに流れる電流を検出する。すなわち、スイッチング素子Ｑｈがオン時において回路を流れる電流は、共振コンデンサＣｒｉとコンデンサＣ１とにより分流される。その際にコンデンサＣ１に流れる電流は、共振コンデンサＣｒｉに流れる電流に比例しており、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ３とに流れる。
【００３６】
抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ５、基準電圧Ｖｒｅｆ１、スイッチＱ１，Ｑ２、ダイオードＤ１、コンデンサＣ２、及び抵抗Ｒ４は、本発明の積分回路に対応し、電流検出部により検出された電流を電圧信号に変換するとともに、当該電圧信号の電圧値が第１基準電圧値以上である期間に当該電圧信号を積分する。第１基準電圧値は、抵抗Ｒ１，Ｒ３の大きさの比率を調節することにより予め設定することができる値であり、スイッチＱ１がオフからオンに切り替わる際における、抵抗Ｒ１，Ｒ３による直列回路の両端電圧である。
【００３７】
すなわち、コンデンサＣ１を流れる電流は、抵抗Ｒ１，Ｒ３により電圧信号に変換される。この電圧信号による電圧値（抵抗Ｒ１，Ｒ３による直列回路の両端電圧）が第１基準電圧値未満である場合には、スイッチＱ１がオフしており、基準電圧Ｖｒｅｆ１がベースに印加されたスイッチＱ２はオンしている。したがって、コンデンサＣ１を電流が流れ始めたときにおいて、電圧信号による電圧は、積分回路の抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ２を充電しようとするが、スイッチＱ２がオンしていることによりＧｎｄレベルにクランプされているため、Ｃ２を充電できない。
【００３８】
一方、回路の電流値が上昇し、電圧信号による電圧値が第１基準電圧値以上になると、抵抗Ｒ３の両端電圧は、スイッチＱ１をオンさせる。これによりスイッチＱ２がオフするため、電圧信号による電圧は、積分回路の抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ２の充電を開始する。回路の電流が下降すると、スイッチＱ１がオフするため、再びスイッチＱ２がオンし、コンデンサＣ２の充電は停止する。
【００３９】
図２は、本実施例のスイッチング電源装置において、入力電圧Ｖｉｎ（直流電源Ｖｉの電圧）を変化させた場合の動作波形を比較する波形図である。また、図２中の電圧Ｖ１は、第１基準電圧値を示す。
【００４０】
図１３に示すような従来回路における積分回路は、ピーク充電となるため、図２中の丸で示した共振電流のピーク付近の期間でコンデンサが充電される。この期間で充電されると、入力電圧に対する差が少ないため、補正は不可能である。
【００４１】
これに対し、本実施例のスイッチング電源装置は、図２中の矢印で示した期間が入力電圧の大小に応じて差が大きいことを利用して入力電圧に対する補正を可能とするものであり、検出電圧（抵抗Ｒ１，Ｒ３による直列回路の両端電圧）が第１基準電圧値Ｖ１以上の期間にのみ、積分回路のコンデンサＣ２に充電する。
【００４２】
すなわち、本実施例のスイッチング電源装置における積分回路は、抵抗Ｒ１，Ｒ３による直列回路の両端電圧が図２に示すＶ１以上の電圧のみコンデンサＣ２に充電する。
【００４３】
図２中の点線で示した波形は、入力電圧が低電圧の場合における波形である。また、実線で示した波形は、入力電圧が高電圧の場合における波形である。特定の電圧以上を充電した場合、入力電圧が低電圧の場合は充電時間が長く、入力電圧が高電圧の場合は充電時間が短い。このため、充電時間が長い場合にはコンデンサＣ２に蓄えるエネルギが大きく、短い場合にはコンデンサＣ２に蓄えられるエネルギが小さくなる。第１基準電圧値Ｖ１が低い場合にはこの差は大きくなり、第１基準電圧値Ｖ１が高い場合にはこの差は小さくなる。
【００４４】
すなわち、本実施例のスイッチング電源装置は、入力電圧の大小に応じて共振電流（それに伴う検出電圧）のピーク値が変動したとしても、第１基準電圧値Ｖ１を調整することにより、コンデンサＣ２に蓄えられるエネルギを調節し、入力電圧に対する補正を行うことができる。例えば、本実施例のスイッチング電源装置は、第１基準電圧値Ｖ１を調整することにより、入力電圧が高い場合でも低い場合でも、同じ大きさのエネルギがコンデンサＣ２に蓄えられるように構成することができ、入力電圧が変動した場合においても適切な過電流検出を行うことが可能となる。
【００４５】
また、図１には詳細が図示されていないが、図１に記載のスイッチング電源装置は、過電流保護部を有している。この過電流保護部は、積分回路による出力電圧Ｖｏｃと第２基準電圧値とを比較し、積分回路による出力電圧Ｖｏｃが第２基準電圧値以上である場合に、スイッチング素子Ｑｈをオフさせる。第２基準電圧値は、予め過電流保護部に設定された値であり、過電流と認められる電流が共振電流として流れた場合に、抵抗Ｒ４の両端電圧Ｖｏｃが当該第２基準電圧値を超えるように設定する。
【００４６】
その他の構成は、図１１，１３で説明した従来の装置と同様であり、重複した説明を省略する。
【００４７】
次に、上述のように構成された本実施の形態の作用を説明する。過電流が流れていない通常の動作は、図１１，１３で説明した従来の装置と同様である。負荷短絡等の回路異常時に過電流が流れた場合には、電圧信号による電圧値（抵抗Ｒ１，Ｒ３による直列回路の両端電圧）が第１基準電圧値Ｖ１以上となり、コンデンサＣ２に充電される電圧が上昇する。このため、図１に示すような簡単な構成で過電流検出、及び過電流検出値の入力電圧に対する補正を同時に一つの回路で行うことができる。
【００４８】
図３は、本実施例のスイッチング電源装置において、抵抗Ｒ１を調整した場合における積分回路の出力電圧Ｖｏｃを比較する図であり、シミュレーションにより得られた結果を示している。ただし、各定数は、抵抗Ｒ２：３３０Ω、抵抗Ｒ３：１００Ω、コンデンサＣ２：０．１μＦ、抵抗Ｒ４：１０ｋΩである。
【００４９】
図３に示す例においては、抵抗Ｒ１を１４０Ωとした場合において、入力電圧が高い場合と低い場合とにおける積分回路の出力電圧Ｖｏｃが一致しており、誤差０％となっている。すなわち、このシミュレーション結果によれば、抵抗Ｒ１を１４０Ωとした場合に入力電圧の高低にかかわらず積分回路の出力電圧Ｖｏｃが一致するため、本実施例のスイッチング電源装置における過電流保護部は、出力電圧Ｖｏｃに基づいて適切な過電流検出を行うことができる。
【００５０】
図４は、本実施例のスイッチング電源装置において誤差０％時（抵抗Ｒ１を１４０Ωとした場合）の各部の動作波形を示す波形図である。ここで、図４（ａ）は、入力電圧Ｖｉｎが低い場合の動作波形を示す。図４（ｂ）は、入力電圧Ｖｉｎが高い場合の動作波形を示す。また、太い実線は、共振電流の波形を示す。細い実線は、積分回路の出力電圧Ｖｏｃを示す。さらに、細い破線は、ダイオードＤ１に流れる電流を示す。
【００５１】
図４に示すように、積分回路の出力電圧Ｖｏｃは、入力電圧Ｖｉｎが低い場合と高い場合とで等しい値となっており、入力電圧に対する補正が有効に働いていることがわかる。また、ここでは共振電流のゼロからピーク値を１００％とした場合の約８０％以上を積分することでＶｏｃが一致している。
【００５２】
第１基準電圧値Ｖ１を電圧信号（抵抗Ｒ１，Ｒ３による直列回路の両端電圧）の最大電圧値に対するパーセンテージで表す場合に、入力電圧Ｖｉｎの高低にかかわらず積分回路の出力電圧Ｖｏｃを一致させる第１基準電圧値Ｖ１は、抵抗値に応じて上下するものの、上限及び下限が存在する。
【００５３】
図５は、本実施例のスイッチング電源装置において第１基準電圧値Ｖ１を上限付近に設定した場合の動作波形の１例を示す波形図であり、入力電圧Ｖｉｎが高い場合と低い場合の共振電流及び従来装置と本発明における積分回路の出力電圧Ｖｏｃを線種分けして描いている。また、図５の場合においては、第１基準電圧値Ｖ１は、電圧信号（抵抗Ｒ１，Ｒ３による直列回路の両端電圧）の最大電圧値に対して７５％である。
【００５４】
図５に示すように、従来装置の場合においては、入力電圧Ｖｉｎが高い場合と低い場合とで積分回路の出力電圧Ｖｏｃに差があるところ、本実施例のスイッチング電源装置は、入力電圧Ｖｉｎの高低にかかわらず積分回路の出力電圧Ｖｏｃに差が無い。
【００５５】
また、図６は、本実施例のスイッチング電源装置において第１基準電圧値Ｖ１を下限付近に設定した場合の動作波形の１例を示す波形図である。図６の場合においては、第１基準電圧値Ｖ１は、電圧信号（抵抗Ｒ１，Ｒ２による直列回路の両端電圧）の最大電圧値に対して１５％である。
【００５６】
図６に示すように、従来装置の場合においては、入力電圧Ｖｉｎが高い場合と低い場合とで積分回路の出力電圧Ｖｏｃに差があるところ、本実施例のスイッチング電源装置は、入力電圧Ｖｉｎの高低にかかわらず積分回路の出力電圧Ｖｏｃに差が無い。
【００５７】
上述したように、電流検出に使用する抵抗値に応じて、入力電圧Ｖｉｎの高低にかかわらず積分回路の出力電圧Ｖｏｃを一致させる第１基準電圧値Ｖ１を任意に設定することはできるが、その値には上限及び下限が存在する。上限あるいは下限を越える値を第１基準電圧値Ｖ１として設定すると、入力電圧Ｖｉｎに応じた補正が困難となる。
【００５８】
第１基準電圧値Ｖ１によって、積分回路の時定数、特に抵抗Ｒ４の抵抗値が大きく関与するため、積分回路の出力電圧Ｖｏｃの出力される電圧値が左右される。下限を超えていくと出力される電圧が低下し、また、上限値を超えた設定を行った場合、従来のピーク値を検出する方法に近づくこととなる。
【００５９】
これらの上限あるいは下限を越えた場合に、常に入力補正が不可能となるわけではないが、本発明によるスイッチング電源装置の過電流検出に適切な抵抗を使用した場合に、入力電圧Ｖｉｎの高低にかかわらず積分回路の出力電圧Ｖｏｃを一致させる第１基準電圧値は、電圧信号の最大電圧値に対して１５％以上、あるいは８０％以下に入ると考えられる。
【００６０】
上述のとおり、本発明の実施例１の形態に係るスイッチング電源装置によれば、入力電圧Ｖｉｎが変動した場合においても補正による適切な過電流検出を行うことができる。
【００６１】
すなわち、本実施例のスイッチング電源装置は、電圧信号の電圧値が第１基準電圧値以上である期間に電圧信号を積分する積分回路を備えているので、充電タイミングを調整することができ、第１基準電圧値を予め適切な値に調整することにより適切に過電流検出を行うことができ、入力電圧の変動に応じたピーク値変動の影響を回避することができる。特に、本発明は、共振コンデンサに流れる電流が交流波形となる半波電流共振回路に適用することにより、上述した効果を発揮することができる。
【００６２】
なお、図７は、本実施例のスイッチング電源装置の別の構成例を示す回路図である。図１に示すスイッチング電源装置と異なる点は、積分回路が抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ４、基準電圧Ｖｒｅｆ２、オペアンプＯＰ１、ダイオードＤ１、及びコンデンサＣ２で構成されている点である。この積分回路は、実施例１と同様に、電流検出部により検出された電流を電圧信号に変換するとともに、当該電圧信号の電圧値が第１基準電圧値以上である期間に当該電圧信号を積分する。オペアンプＯＰ１は、入力の差分をゲイン倍して出力する。また、第１基準電圧値は、基準電圧Ｖｒｅｆ２の大きさを調節することにより予め設定することができる値である。
【００６３】
すなわち、コンデンサＣ１を流れる電流は、抵抗Ｒ１により電圧信号に変換される。この電圧信号による電圧値（抵抗Ｒ１の両端電圧）が第１基準電圧値（基準電圧Ｖｒｅｆ２）未満である場合には、オペアンプ１は電圧を出力しないので、コンデンサＣ２は充電されない。
【００６４】
一方、回路の電流値が上昇し、電圧信号による電圧値（抵抗Ｒ１の両端電圧）が第１基準電圧値（基準電圧Ｖｒｅｆ２）以上になると、オペアンプＯＰ１は、抵抗Ｒ１に発生した電圧と基準電圧Ｖｒｅｆ２との差分をゲイン倍した電圧を出力する。この電圧は、積分回路の抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ２の充電を開始する。回路の電流が下降すると、コンデンサＣ２の充電は再び停止する。
【００６５】
図８は、図７に示すスイッチング電源装置において誤差０％時（入力電圧にかかわらず積分回路の出力電圧Ｖｏｃが一致する場合）の各部の動作波形を示す波形図である。ここで、図８（ａ）は、入力電圧Ｖｉｎが低い場合の動作波形を示す。図８（ｂ）は、入力電圧Ｖｉｎが高い場合の動作波形を示す。また、太い実線は、共振電流の波形を示す。細い実線は、積分回路の出力電圧Ｖｏｃを示す。さらに、細い破線は、抵抗Ｒ２に流れる電流を示す。
【００６６】
図８に示すように、積分回路の出力電圧Ｖｏｃは、入力電圧Ｖｉｎが低い場合と高い場合とで等しい値となっており、入力電圧に対する補正が有効に働いていることがわかる。
【００６７】
さらに、図９は、本実施例のスイッチング電源装置の別の構成例を示す回路図である。図１に示すスイッチング電源装置と異なる点は、積分回路が抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ４，Ｒ５、基準電圧Ｖｒｅｆ３、スイッチＱ１、及びコンデンサＣ２で構成されている点である。この積分回路は、実施例１と同様に、電流検出部により検出された電流を電圧信号に変換するとともに、当該電圧信号の電圧値が第１基準電圧値以上である期間に当該電圧信号を積分する。第１基準電圧値は、基準電圧Ｖｒｅｆ３の大きさを調節することにより予め設定することができる値である。
【００６８】
すなわち、コンデンサＣ１を流れる電流は、抵抗Ｒ１により電圧信号に変換される。この電圧信号による電圧値（抵抗Ｒ１の両端電圧）が第１基準電圧値（基準電圧Ｖｒｅｆ３）未満である場合には、スイッチＱ１が導通しないので、コンデンサＣ２は充電されない。
【００６９】
一方、回路の電流値が上昇し、電圧信号による電圧値（抵抗Ｒ１の両端電圧）が第１基準電圧値（基準電圧Ｖｒｅｆ３）以上になると、スイッチＱ１が導通し、コンデンサＣ２の充電が開始される。回路の電流が下降すると、コンデンサＣ２の充電は再び停止する。
【００７０】
図１０は、図９に示すスイッチング電源装置において誤差０％時（入力電圧にかかわらず積分回路の出力電圧Ｖｏｃが一致する場合）の各部の動作波形を示す波形図である。ここで、図１０（ａ）は、入力電圧Ｖｉｎが低い場合の動作波形を示す。図１０（ｂ）は、入力電圧Ｖｉｎが高い場合の動作波形を示す。また、太い実線は、共振電流の波形を示す。細い実線は、積分回路の出力電圧Ｖｏｃを示す。さらに、細い破線は、抵抗Ｒ３に流れる電流を示す。
【００７１】
図１０に示すように、積分回路の出力電圧Ｖｏｃは、入力電圧Ｖｉｎが低い場合と高い場合とで等しい値となっており、入力電圧に対する補正が有効に働いていることがわかる。
【産業上の利用可能性】
【００７２】
本発明に係るスイッチング電源装置は、電気機器等に使用され、過電流検出を行う保護回路を有する半波電流共振型のスイッチング電源装置に利用可能である。
【符号の説明】
【００７３】
Ｃ１，Ｃ２  コンデンサ
Ｃｏ  平滑コンデンサ
Ｃｒｉ  共振コンデンサ
Ｃｒｖ  電圧共振コンデンサ
Ｄ１  ダイオード
Ｌｐ  励磁インダクタンス
Ｌｒ  リアクトル
Ｎｐ  １次巻線
Ｎｓ  ２次巻線
ＯＰ１  オペアンプ
Ｑ１，Ｑ２  スイッチ
Ｑｈ，Ｑｌ  スイッチング素子
Ｒ１〜Ｒ４  抵抗
ＲＣ  ダイオード
Ｒｏ  負荷
Ｔ１  トランス
Ｖｉ  直流電源
Ｖｉｎ  入力電圧
Ｖｏｃ  積分回路の出力電圧
Ｖｒｅｆ１〜Ｖｒｅｆ３  基準電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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