(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源に直列接続されて高周波でオンオフ制御されるスイッチング素子と；前記スイッチング素子と直列に接続されて前記スイッチング素子のオン時に前記直流電源から電流が流れるインダクタンス要素と；前記スイッチング素子のオン時に前記インダクタンス要素に蓄積されたエネルギーを前記スイッチング素子のオフ時に半導体発光素子に放出する回生ダイオードと；前記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出手段と；前記電流検出手段により検出された電流値が所定値に達すると、前記スイッチング素子をオフさせると共に前記インダクタンス要素のエネルギー放出が完了したときに前記スイッチング素子をオンさせる制御手段とを備える半導体発光素子の点灯装置において、
前記電流検出手段により検出される電流値が所定値に達した状態を低周波で間欠的に形成することにより前記半導体発光素子を調光し、
前記所定値を低周波で間欠的にゼロ以下に低下させることにより、前記電流検出手段により検出される電流値が所定値に達した状態を低周波で間欠的に形成することを特徴とする半導体発光素子の点灯装置。
【請求項２】
直流電源に直列接続されて高周波でオンオフ制御されるスイッチング素子と；前記スイッチング素子と直列に接続されて前記スイッチング素子のオン時に前記直流電源から電流が流れるインダクタンス要素と；前記スイッチング素子のオン時に前記インダクタンス要素に蓄積されたエネルギーを前記スイッチング素子のオフ時に半導体発光素子に放出する回生ダイオードと；前記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出手段と；前記電流検出手段により検出された電流値が所定値に達すると、前記スイッチング素子をオフさせると共に前記インダクタンス要素のエネルギー放出が完了したときに前記スイッチング素子をオンさせる制御手段とを備える半導体発光素子の点灯装置において、
前記電流検出手段により検出される電流値が所定値に達した状態を低周波で間欠的に形成することにより前記半導体発光素子を調光し、
前記電流検出手段により検出される電流値に前記所定値よりも大きな電流値を低周波で間欠的に重畳させることにより、前記電流検出手段により検出される電流値が所定値に達した状態を低周波で間欠的に形成することを特徴とする半導体発光素子の点灯装置。
【請求項３】
請求項１または２において、前記インダクタンス要素のエネルギー放出の完了を検出する動作を低周波で間欠的に阻止する動作を同時に実施することを特徴とする半導体発光素子の点灯装置。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれかにおいて、前記低周波に同期して前記スイッチング素子の制御電極を短絡させることを特徴とする半導体発光素子の点灯装置。
【請求項５】
請求項１〜４のいずれかにおいて、前記低周波の周波数は１００Ｈｚ以上２ｋＨｚ以下であり、ビデオカメラの電子シャッターと同期して切り替わることを特徴とする半導体発光素子の点灯装置。
【請求項６】
請求項１〜４のいずれかにおいて、前記低周波の周波数はビデオカメラのシャッター速度の逆数の整数倍に設定したことを特徴とする半導体発光素子の点灯装置。
【請求項７】
請求項１〜６のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置と、この点灯装置から電流が供給される半導体発光素子とを具備する照明器具。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、発光ダイオード（ＬＥＤ）のような半導体発光素子を調光点灯させる半導体発光素子の点灯装置及びそれを用いた照明器具に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１（特開２００５−２９４０６３号公報）には、図７に示すようなＬＥＤ点灯装置が開示されている。このＬＥＤ点灯装置は、直流電源２に直列接続されて高周波でオンオフ制御されるスイッチング素子Ｑ１と；前記スイッチング素子Ｑ１と直列に接続されて前記スイッチング素子Ｑ１のオン時に前記直流電源２から電流が流れるインダクタンス要素Ｌ１と；前記スイッチング素子Ｑ１のオン時に前記インダクタンス要素Ｌ１に蓄積されたエネルギーを前記スイッチング素子のオフ時にＬＥＤ４に放出する回生ダイオードＤ１と；前記スイッチング素子Ｑ１に流れる電流を検出する電流検出抵抗Ｒ１と；前記電流検出抵抗Ｒ１により検出された電流値が所定値（トランジスタＴｒ１のオン電圧）に達すると、前記スイッチング素子Ｑ１をオフさせると共に前記インダクタンス要素Ｌ１のエネルギー放出が完了したとき（ダイオードＤ２がオフしたとき）に前記スイッチング素子Ｑ１をオンさせる制御手段とを備えている。
【０００３】
しかしながら、特許文献１のＬＥＤ点灯装置は調光機能を有していないので、ＬＥＤ調光点灯装置として用いることは出来なかった。
【０００４】
特許文献２（特表２００３−５２２３９３号公報）には、商用電源周波数（５０／６０Ｈｚ）に同期する１００Ｈｚまたは１２０ＨｚでＬＥＤ照明モジュールをＰＷＭ調光する概念が提案されているが、具体的な回路手段については開示されていなかった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００５−２９４０６３号公報
【特許文献２】特表２００３−５２２３９３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明は、スイッチング素子のオン時にインダクタンス要素に流れる電流が所定値に達するとスイッチング素子をオフ制御し、スイッチング素子のオフ時にインダクタンス要素から回生ダイオードを介して半導体発光素子に放出される電流がゼロになるとスイッチング素子をオン制御する半導体発光素子の点灯装置において、簡単な構成で半導体発光素子を精度良く調光点灯せしめる回路手段を提案することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本願の別の発明は、上記の課題を解決するために、図１に示すように、直流電源に直列接続されて高周波でオンオフ制御されるスイッチング素子Ｑ１と；前記スイッチング素子Ｑ１と直列に接続されて前記スイッチング素子Ｑ１のオン時に前記直流電源から電流が流れるインダクタＬ１と；前記スイッチング素子Ｑ１のオン時に前記インダクタＬ１に蓄積されたエネルギーを前記スイッチング素子Ｑ１のオフ時に半導体発光素子４に放出する回生ダイオードＤ１と；前記スイッチング素子Ｑ１に流れる電流を検出する電流検出手段（抵抗Ｒ１）と；前記電流検出手段により検出される電流値が所定値に達すると、前記スイッチング素子Ｑ１をオフさせると共に前記インダクタＬ１のエネルギー放出が完了したときに前記スイッチング素子Ｑ１をオンさせる制御回路５とを備える半導体発光素子の点灯装置において、制御回路５が前記インダクタＬ１のエネルギー放出の完了を検出する動作を低周波で間欠的に阻止することにより前記半導体発光素子４を調光することを特徴とするものである。
【０００８】
請求項１の発明は、同じ課題を解決するために、図１に示すように、直流電源に直列接続されて高周波でオンオフ制御されるスイッチング素子Ｑ１と；前記スイッチング素子Ｑ１と直列に接続されて前記スイッチング素子Ｑ１のオン時に前記直流電源から電流が流れるインダクタＬ１と；前記スイッチング素子Ｑ１のオン時に前記インダクタＬ１に蓄積されたエネルギーを前記スイッチング素子Ｑ１のオフ時に半導体発光素子４に放出する回生ダイオードＤ１と；前記スイッチング素子Ｑ１に流れる電流を検出する電流検出手段（抵抗Ｒ１）と；前記電流検出手段により検出された電流値が所定値に達すると、前記スイッチング素子Ｑ１をオフさせると共に前記インダクタＬ１のエネルギー放出が完了したときに前記スイッチング素子Ｑ１をオンさせる制御回路５とを備える半導体発光素子の点灯装置において、前記電流検出手段により検出される電流値が所定値に達した状態を低周波で間欠的に形成することにより前記半導体発光素子４を調光することを特徴とするものである。
【０００９】
また、請求項１の発明は、前記所定値を低周波で間欠的にゼロ以下に低下させることにより、前記電流検出手段により検出される電流値が所定値に達した状態を低周波で間欠的に形成することを特徴とする。
【００１０】
請求項２の発明は、同じ課題を解決するために、図１に示すように、直流電源に直列接続されて高周波でオンオフ制御されるスイッチング素子Ｑ１と；前記スイッチング素子Ｑ１と直列に接続されて前記スイッチング素子Ｑ１のオン時に前記直流電源から電流が流れるインダクタＬ１と；前記スイッチング素子Ｑ１のオン時に前記インダクタＬ１に蓄積されたエネルギーを前記スイッチング素子Ｑ１のオフ時に半導体発光素子４に放出する回生ダイオードＤ１と；前記スイッチング素子Ｑ１に流れる電流を検出する電流検出手段（抵抗Ｒ１）と；前記電流検出手段により検出された電流値が所定値に達すると、前記スイッチング素子Ｑ１をオフさせると共に前記インダクタＬ１のエネルギー放出が完了したときに前記スイッチング素子Ｑ１をオンさせる制御回路５とを備える半導体発光素子の点灯装置において、前記電流検出手段により検出される電流値が所定値に達した状態を低周波で間欠的に形成することにより前記半導体発光素子４を調光することを特徴とするものである。また、請求項２の発明は、前記電流検出手段により検出される電流値に前記所定値よりも大きな電流値を低周波で間欠的に重畳させることにより、前記電流検出手段により検出される電流値が所定値に達した状態を低周波で間欠的に形成することを特徴とする。
【００１１】
請求項３の発明は、請求項１または２に記載の半導体発光素子の点灯装置において、前記インダクタＬ１のエネルギー放出の完了を検出する動作を低周波で間欠的に阻止する動作を同時に実施することを特徴とする。
【００１２】
請求項４の発明は、請求項１〜３のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置において、前記低周波に同期して前記スイッチング素子Ｑ１の制御電極を短絡させることを特徴とする。
【００１３】
請求項５の発明は、請求項１〜４のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置において、前記低周波の周波数は１００Ｈｚ以上２ｋＨｚ以下であり、ビデオカメラの電子シャッターと同期して切り替わることを特徴とする。
【００１４】
請求項６の発明は、請求項１〜４のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置において、前記低周波の周波数はビデオカメラのシャッター速度の逆数の整数倍に設定したことを特徴とする。
【００１５】
請求項７の発明は、請求項１〜６のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置と、この点灯装置から電流が供給される半導体発光素子とを具備する照明器具である（図６）。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、スイッチング素子に流れる電流が所定値に達するとスイッチング素子をオフ制御すると共に、スイッチング素子がオフされた後、インダクタンス要素に蓄積されたエネルギーの放出が完了した時点でスイッチング素子をオン制御する制御手段を備える半導体発光素子の点灯装置において、前記制御手段が前記インダクタンス要素のエネルギー放出の完了を検出する動作を低周波で間欠的に阻止するか、あるいは、スイッチング素子に流れる電流の検出値が所定値に達した状態を低周波で間欠的に形成することにより、半導体発光素子に流れる電流を簡単な構成で精度良く調整することができ、精度の高い調光制御が可能な半導体発光素子の点灯装置を安価に実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の実施形態１の点灯装置の回路図である。
【図２】本発明の実施形態１の点灯装置に用いる制御用集積回路の内部構成を簡略化して示した回路図である。
【図３】本発明の実施形態１の点灯装置を用いたＬＥＤ調光点灯装置の全体構成を示すブロック回路図である。
【図４】本発明の実施形態２の点灯装置の回路図である。
【図５】本発明を適用できる各種のスイッチング電源回路の回路図である。
【図６】本発明の実施形態５の照明器具の概略構成を示す断面図である。
【図７】従来例の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
（実施形態１）
図１は本発明の実施形態１の点灯装置の回路図である。この点灯装置は、電源コネクタＣＯＮ１と出力コネクタＣＯＮ２を備えている。電源コネクタＣＯＮ１には商用交流電源（１００Ｖ、５０／６０Ｈｚ）が接続される。出力コネクタＣＯＮ２には、発光ダイオード（ＬＥＤ）のような半導体発光素子４が接続される。半導体発光素子４は複数個のＬＥＤを直列または並列または直並列接続したＬＥＤモジュールであっても良い。
【００１９】
電源コネクタＣＯＮ１には、電流フューズＦＵＳＥとフィルタ回路２ａを介して直流電源回路２ｂが接続されている。フィルタ回路２ａは、サージ電圧吸収素子ＺＮＲ、フィルタコンデンサＣａ，Ｃｂ及びコモンモードチョークコイルＬＦで構成されている。直流電源回路２ｂは、ここでは全波整流器ＤＢと平滑コンデンサＣ０よりなる整流平滑回路を図示しているが、昇圧チョッパ回路を用いた力率改善回路であっても良い。
【００２０】
直流電源回路２ｂの出力端には、降圧チョッパ回路３が接続されている。降圧チョッパ回路３は、直流電流により点灯する半導体発光素子４に対して直列に接続されるインダクタＬ１と、前記インダクタＬ１と半導体発光素子４の直列回路と直流電源回路２ｂの出力との間に直列に接続されるスイッチング素子Ｑ１と、前記インダクタＬ１と半導体発光素子４の直列回路と並列に接続されて、前記スイッチング素子Ｑ１のオフ時に前記インダクタＬ１の蓄積エネルギーを前記半導体発光素子４に放出する方向に接続された回生ダイオードＤ１とを備えている。また、前記半導体発光素子４と並列に出力コンデンサＣ２が接続されている。この出力コンデンサＣ２は、前記スイッチング素子Ｑ１のオンオフによる脈動成分を平滑化して前記半導体発光素子４に平滑化された直流電流が流れるように容量を設定されている。
【００２１】
スイッチング素子Ｑ１は制御回路５により高周波でオンオフ駆動される。制御回路５は制御用集積回路５０とその周辺回路よりなる。制御用集積回路５０として、ここではＳＴマイクロエレクトロニクス社製のＬ６５６２を用いている。このチップ（Ｌ６５６２）は、本来は、ＰＦＣ回路（力率改善制御用の昇圧チョッパ回路）の制御用ＩＣであり、内部に乗算回路など、降圧チョッパ回路の制御には余分な構成要素を含んでいる。その反面、入力電流の平均値を入力電圧の包絡線と相似形とする制御のために、入力電流のピーク値を制御する機能と、ゼロクロス制御機能を１チップ内に具備しており、これらの機能を降圧チョッパ回路の制御に転用している。
【００２２】
図２は本実施形態に用いる制御用集積回路５０の内部構成を簡略化して示している。１番ピン（ＩＮＶ）は内蔵の誤差増幅器（エラーアンプ）ＥＡの反転入力端子、２番ピン（ＣＯＭＰ）は誤差増幅器ＥＡの出力端子、３番ピン（ＭＵＬＴ）は乗算回路５２の入力端子、４番ピン（ＣＳ）はチョッパ電流検出端子、５番ピン（ＺＣＤ）はゼロクロス検出端子、６番ピン（ＧＮＤ）はグランド端子、７番ピン（ＧＤ）はゲートドライブ端子、８番ピン（Ｖｃｃ）は電源端子である。
【００２３】
電源端子Ｖｃｃとグランド端子ＧＮＤの間に所定電圧以上の制御電源電圧が供給されると、制御電源５１により基準電圧Ｖｒｅｆ１、Ｖｒｅｆ２が生成されると共に、集積回路内部の各回路が動作可能となる。スタータ５３により電源投入時にはフリップフロップＦＦ１のセット入力端子Ｓにスタートパルスが供給されて、フリップフロップＦＦ１のＱ出力はＨｉｇｈレベルとなる。これにより駆動回路５４を介して７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）がＨｉｇｈレベルとなる。
【００２４】
７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）がＨｉｇｈレベルとなると、図１の抵抗Ｒ２１、Ｒ２０で分圧されたゲート駆動電圧がＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間に印加される。抵抗Ｒ１は電流検出用の小抵抗であるので、ゲート・ソース間の駆動電圧には殆ど影響しない。
【００２５】
スイッチング素子Ｑ１がオンになると、コンデンサＣ０の正極から出力コンデンサＣ２、インダクタＬ１、スイッチング素子Ｑ１、抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣ０の負極へ電流が流れる。このとき、インダクタＬ１に流れるチョッパ電流ｉは、インダクタＬ１が磁気飽和しない限り略直線的に上昇する電流となる。この電流は抵抗Ｒ１により検出されて、制御用集積回路５０の４番ピン（ＣＳ）に入力される。
【００２６】
制御用集積回路５０の４番ピン（ＣＳ）はチョッパ電流検出端子であり、その電圧は、ＩＣ内部の４０ＫΩと５ｐＦのノイズフィルタを介してコンパレータＣＰ１の＋入力端子に印加される。コンパレータＣＰ１の−入力端子には基準電圧が印加されている。この基準電圧は１番ピン（ＩＮＶ）の印加電圧Ｖ１と３番ピン（ＭＵＬＴ）の印加電圧Ｖ３により決定される。
【００２７】
チョッパ電流検出端子ＣＳの電圧が基準電圧を超えると、コンパレータＣＰ１の出力がＨｉｇｈレベルとなり、フリップフロップＦＦ１のリセット入力端子Ｒにリセット信号が入力される。これによりフリップフロップＦＦ１のＱ出力はＬｏｗレベルとなる。このとき、駆動回路５４は７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）から電流を引き込むように動作するので、図１のダイオードＤ２２がオンとなり、抵抗Ｒ２２を介してスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間電荷が引き抜かれて、ＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ１は速やかにオフとなる。
【００２８】
スイッチング素子Ｑ１がオフすると、インダクタＬ１に蓄積されていた電磁エネルギーが回生ダイオードＤ１を介して出力コンデンサＣ２に放出される。このとき、インダクタＬ１の両端電圧は出力コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２にクランプされるので、インダクタＬ１の電流ｉは略一定の傾き（ｄｉ／ｄｔ≒−Ｖｃ２／Ｌ１）で減少して行く。
【００２９】
コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が高いときには、インダクタＬ１の電流ｉは急速に減衰し、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が低いときには、インダクタＬ１の電流ｉは緩慢に減衰する。したがって、インダクタＬ１に流れる電流のピーク値が一定であっても、インダクタＬ１の電流ｉが消失するまでの時間は変化する。その所要時間はコンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が高いほど短く、低いほど長い。
【００３０】
インダクタＬ１に電流ｉが流れている期間中は、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２にはインダクタＬ１の電流ｉの傾きに応じた電圧が発生している。この電圧は、インダクタＬ１の電流ｉが流れ終わると、消失する。そのタイミングを５番ピン（ゼロクロス検出端子ＺＣＤ）で検出する。
【００３１】
制御用集積回路５０の５番ピン（ゼロクロス検出端子ＺＣＤ）には、ゼロクロス検出用のコンパレータＣＰ２の−入力端子が接続されている。コンパレータＣＰ２の＋入力端子にはゼロクロス検出用の基準電圧Ｖｒｅｆ２が印加されている。５番ピン（ゼロクロス検出端子ＺＣＤ）に印加されていた２次巻線ｎ２の電圧が消失すると、コンパレータＣＰ２の出力がＨｉｇｈレベルとなり、ＯＲゲートを介してフリップフロップＦＦ１のセット入力端子Ｓにセットパルスが供給され、フリップフロップＦＦ１のＱ出力はＨｉｇｈレベルとなる。これにより駆動回路５４を介して７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）がＨｉｇｈレベルとなる。以下、同じ動作を繰り返す。
【００３２】
このようにして出力コンデンサＣ２にはコンデンサＣ０の出力電圧を降圧した直流電圧が得られる。この直流電圧は出力コネクタＣＯＮ２を介して半導体発光素子４に供給される。半導体発光素子４として発光ダイオード（ＬＥＤ）を用いた場合、ＬＥＤの順電圧をＶｆ、直列個数をｎ個とすると、出力コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２は略ｎ×Ｖｆにクランプされる。
【００３３】
ＬＥＤの直列個数ｎが多いとき、出力コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２は高いから、コンデンサＣ０の電圧Ｖｄｃとの電圧差（Ｖｄｃ−Ｖｃ２）は小さくなる。このため、スイッチング素子Ｑ１のオン時にインダクタＬ１に分担される電圧は小さく、インダクタＬ１に流れる電流ｉの上昇速度ｄｉ／ｄｔ＝（Ｖｄｃ−Ｖｃ２）／Ｌ１は遅くなる。結果的に、インダクタＬ１に流れる電流ｉが所定のピーク値に到達するまでの時間は長くなり、スイッチング素子Ｑ１のオン時間は長くなる。
【００３４】
スイッチング素子Ｑ１のオフ時には、インダクタＬ１の両端に発生する逆起電力は、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２（＝ｎ×Ｖｆ）にクランプされる。このため、ＬＥＤの直列個数ｎが多いとき、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にインダクタＬ１に印加される電圧は大きく、インダクタＬ１に流れる電流ｉの減衰速度ｄｉ／ｄｔ＝−Ｖｃ２／Ｌ１は速くなる。結果的に、インダクタＬ１に流れる電流ｉがゼロになるまでの時間は短くなり、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間は短くなる。
【００３５】
ＬＥＤの直列個数ｎが少ないときは、上述の説明とは逆に、スイッチング素子Ｑ１のオン時間は短くなり、オフ時間は長くなる。つまり、ＬＥＤの直列個数ｎが少ないときは、出力コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２は低いから、コンデンサＣ０の電圧Ｖｄｃとの電圧差（Ｖｄｃ−Ｖｃ２）は大きくなる。このため、スイッチング素子Ｑ１のオン時にインダクタＬ１に分担される電圧は大きく、インダクタＬ１に流れる電流ｉの上昇速度ｄｉ／ｄｔ＝（Ｖｄｃ−Ｖｃ２）／Ｌ１は速くなる。結果的に、インダクタＬ１に流れる電流ｉが所定のピーク値に到達するまでの時間は短くなり、スイッチング素子Ｑ１のオン時間は短くなる。
【００３６】
スイッチング素子Ｑ１のオフ時には、インダクタＬ１の両端に発生する逆起電力は、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２（＝ｎ×Ｖｆ）にクランプされる。このため、ＬＥＤの直列個数ｎが少ないとき、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にインダクタＬ１に印加される電圧は小さく、インダクタＬ１に流れる電流ｉの減衰速度ｄｉ／ｄｔ＝−Ｖｃ２／Ｌ１は遅くなる。結果的に、インダクタＬ１に流れる電流ｉがゼロになるまでの時間は長くなり、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間は長くなる。
【００３７】
このように、本実施形態の点灯装置によれば、ＬＥＤの直列個数ｎが多くなると、自動的にスイッチング素子Ｑ１のオン時間が長く、オフ時間が短くなり、ＬＥＤの直列個数ｎが少なくなると、自動的にスイッチング素子Ｑ１のオン時間が短く、オフ時間が長くなる。したがって、ＬＥＤの直列個数ｎに関わらず、定電流特性を維持できる仕組みとなっている。
【００３８】
なお、制御電源回路１０の詳しい構成については限定しないが、ここでは平滑コンデンサＣ３とその電圧を規制するツェナーダイオードＺＤ１を備えている。最も簡単な例では、コンデンサＣ０の正極から高抵抗を介してコンデンサＣ３の正極に充電電流を供給する構成でも構わない。より効率の良い電源供給手段としては、定常時にインダクタＬ１の２次巻線ｎ２からコンデンサＣ３を充電するような構成を採用しても良い。
【００３９】
また、本実施形態では、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２の電圧消失のタイミングを検出することで、インダクタＬ１に流れる電流が略ゼロになるタイミングを検出しているが、他の手段として、回生ダイオードＤ１の逆方向電圧の上昇を検出したり、スイッチング素子Ｑ１の両端電圧の降下を検出する等、回生電流が消失するタイミングを検出できる手段であれば、具体的な手段は変更しても構わない。
【００４０】
本実施形態の構成によれば、負荷が異なる場合であってもチョッパ電流の平均値は殆ど変化しない。したがって、チョッパ電流の脈動成分を出力コンデンサＣ２により平滑化して負荷に供給される出力電流の実効値は、負荷に関わらず略一定となる。
【００４１】
そこで、高周波のチョッパ動作を低周波のＰＷＭ信号に応じて間欠的に停止させることにより、ＰＷＭ信号のデューティに応じた出力電流を半導体発光素子４に供給することができ、精度の高い調光が可能となる。
【００４２】
そのために、図１の実施形態では、スイッチング素子Ｑ１の制御電極とグランドの間にスイッチング素子Ｑ２を接続し、このスイッチング素子Ｑ２のゲート電圧Ｖ２を低周波のＰＷＭ信号に応じて制御するか、または、制御用集積回路５０の１番ピン（ＩＮＶ）の印加電圧Ｖ１、または３番ピン（ＭＵＬＴ）の印加電圧Ｖ３、または４番ピン（ＣＳ）の印加電圧Ｖ４、または５番ピン（ＺＣＤ）の印加電圧Ｖ５のいずれかを低周波のＰＷＭ信号に応じて制御している。これらの手段は２つ以上を組み合わせて実施しても良いし、いずれか１つを選択して実施しても良い。
【００４３】
以下、それぞれの手段について個別に説明する。
まず、スイッチング素子Ｑ２を低周波のＰＷＭ信号に応じてオン／オフ制御する場合について説明する。低周波のＰＷＭ信号は、例えば、１ｋＨｚの矩形波電圧信号であり、１周期中のＬｏｗレベルの期間が長いほど調光出力が大きくなるような調光信号である。この種のＰＷＭ信号は、蛍光灯の調光点灯装置の分野において広く用いられており、図３に示すように、点灯装置１のコネクタＣＯＮ３を介して調光信号線から供給され、整流回路５ａ、絶縁回路５ｂ、波形整形回路５ｃを介して、制御回路５に入力される。
【００４４】
ここでは、低周波のＰＷＭ信号をスイッチング素子Ｑ２のゲート電圧Ｖ２としており、ゲート電圧Ｖ２がＨｉｇｈレベルのとき、スイッチング素子Ｑ２はオンとなり、スイッチング素子Ｑ１の制御電極とグランドの間を短絡させる。また、ゲート電圧Ｖ２がＬｏｗレベルのとき、スイッチング素子Ｑ２はオフ（高インピーダンス状態）となり、接続されていないのと同じ状態となる。
【００４５】
スイッチング素子Ｑ２がオンされている間は、抵抗Ｒ２１とスイッチング素子Ｑ２の接続点が常にＬｏｗレベルとなる。したがって、制御用集積回路５０の７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）が高周波でＨｉｇｈ／Ｌｏｗに切り替わっても、そのゲートドライブ出力は抵抗Ｒ２１で消費されることになり、スイッチング素子Ｑ１はオフ状態に維持される。このとき、後述の実施形態２のように、制御用集積回路５０の５番ピンをグランドに短絡させて、ＩＣの動作を停止させても構わない。いずれにせよ、チョッパ動作は停止状態となる。
【００４６】
スイッチング素子Ｑ２がオフされている場合、制御用集積回路５０の７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）が高周波でＨｉｇｈ／Ｌｏｗに切り替わるのに応じて、スイッチング素子Ｑ１がオン／オフに切り替わるので、通常のチョッパ動作となる。
【００４７】
したがって、チョッパ動作期間とチョッパ動作停止期間の比率は、ＰＷＭ信号のＬｏｗレベル期間とＨｉｇｈレベル期間の比率と一致することになる。チョッパ動作期間では定電流が供給され、チョッパ動作停止期間では電流供給が停止されるので、結局、ＰＷＭ信号の１周期に対するＬｏｗレベル期間の割合に応じた電流が半導体発光素子４に供給されることになる。これにより精度の高い調光が可能となる。
【００４８】
次に、制御用集積回路５０の１番ピン（ＩＮＶ）の印加電圧Ｖ１を低周波のＰＷＭ信号に応じて制御する場合について説明する。スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値は、１番ピン（ＩＮＶ）の印加電圧Ｖ１が高くなるほど低くなるように制御される。そこで、例えば、低周波のＰＷＭ信号がＨｉｇｈレベルのときは、１番ピン（ＩＮＶ）の印加電圧Ｖ１を高く設定し、低周波のＰＷＭ信号がＬｏｗレベルのときは、１番ピン（ＩＮＶ）の印加電圧Ｖ１の印加電圧Ｖ１を低く設定する。印加電圧Ｖ１が高い期間では、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値が低く制御され、印加電圧Ｖ１が低い期間では、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値が高く制御されるので、各期間の比率を変えることにより、調光が可能となる。
【００４９】
次に、制御用集積回路５０の３番ピン（ＭＵＬＴ）の印加電圧Ｖ３を低周波のＰＷＭ信号に応じて制御する場合について説明する。スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値は、３番ピン（ＭＵＬＴ）の印加電圧Ｖ３が高くなるほど高くなるように制御される。そこで、例えば、低周波のＰＷＭ信号がＨｉｇｈレベルのときは、３番ピン（ＭＵＬＴ）の印加電圧Ｖ３を低く設定し、低周波のＰＷＭ信号がＬｏｗレベルのときは、３番ピン（ＭＵＬＴ）の印加電圧Ｖ３を高く設定する。印加電圧Ｖ３が高い期間では、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値が高く制御され、印加電圧Ｖ３が低い期間では、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値が低く制御されるので、各期間の比率を変えることにより、調光が可能となる。
【００５０】
次に、制御用集積回路５０の４番ピン（ＣＳ）の印加電圧Ｖ４を低周波のＰＷＭ信号に応じて制御する場合について説明する。上述のように、４番ピン（ＣＳ）の印加電圧Ｖ４が内部の基準電圧（コンパレータＣＰ１の−入力端子の印加電圧）よりも高くなると、スイッチング素子Ｑ１はオフ制御される。そこで、例えば、低周波のＰＷＭ信号がＨｉｇｈレベルのときは、４番ピン（ＣＳ）の印加電圧Ｖ４が前記基準電圧に早く到達するように制御する。具体的な手段としては、ダイオードＤ４を介して抵抗Ｒ１に直流電流を重畳させることにより、４番ピン（ＣＳ）の検出電圧を擬似的に増加させて、４番ピン（ＣＳ）の印加電圧Ｖ４が前記基準電圧に早く達するように制御する。この場合、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値は通常よりも低くなる。また、低周波のＰＷＭ信号がＬｏｗレベルのときは、ダイオードＤ４を介する重畳電流を除去することにより、通常の動作に戻す。このように制御すれば、低周波のＰＷＭ信号がＨｉｇｈレベルのときは、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値は通常よりも低くなり、低周波のＰＷＭ信号がＬｏｗレベルのときは、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値は通常の値に戻る。これにより、低周波のＰＷＭ信号がＬｏｗレベルの期間と、Ｈｉｇｈレベルの期間の比率に応じて、調光が可能となる。
【００５１】
なお、極端な場合として、低周波のＰＷＭ信号がＨｉｇｈレベルのときは、４番ピン（ＣＳ）の印加電圧Ｖ４が前記基準電圧（コンパレータＣＰ１の−入力端子の印加電圧）よりも常に高くなるように制御しても良い。その場合、スイッチング素子Ｑ１のオン時間は略ゼロとなるから、実質的にはチョッパ動作が停止することになる。
【００５２】
次に、制御用集積回路５０の５番ピン（ＺＣＤ）の印加電圧Ｖ５を低周波のＰＷＭ信号に応じて制御する場合について説明する。上述のように、５番ピン（ＺＣＤ）の印加電圧Ｖ５が立ち下がることで、スイッチング素子Ｑ１が再度オン制御される。そこで、例えば、低周波のＰＷＭ信号がＨｉｇｈレベルのときは、５番ピン（ＺＣＤ）の印加電圧Ｖ５が立ち下がらないように制御する。具体的な手段としては、ダイオードＤ５を介して直流電圧を重畳させる。また、低周波のＰＷＭ信号がＬｏｗレベルのときは、ダイオードＤ５を介する重畳電圧を除去することにより、通常の動作に戻す。このように制御すれば、低周波のＰＷＭ信号がＨｉｇｈレベルのときは、スイッチング素子Ｑ１はオンしなくなり、低周波のＰＷＭ信号がＬｏｗレベルのときは、スイッチング素子Ｑ１がオン／オフ制御される。これにより、低周波のＰＷＭ信号がＬｏｗレベルの期間と、Ｈｉｇｈレベルの期間の比率に応じて、調光が可能となる。
【００５３】
また、別の手段として、後述の実施形態２（図４）で説明するように、制御用集積回路５０の５番ピン（ＺＣＤ）をＰＷＭ信号に同期してグランドに短絡させることにより、ＩＣの動作を停止させるように制御しても良い。上述のように、制御用集積回路５０として、ＳＴマイクロエレクトロニクス社製のＬ６５６２を用いた場合、ゼロクロス検出端子としての５番ピン（ＺＣＤ）には図２に示すようにディセーブル回路５５が接続されており、５番ピンをグランドに短絡させると、ＩＣの動作を停止させることができる。そこで、低周波のＰＷＭ信号がＨｉｇｈレベルのときは、５番ピン（ＺＣＤ）をグランドに短絡してＩＣの動作を停止させ、低周波のＰＷＭ信号がＬｏｗレベルのときは、５番ピン（ＺＣＤ）を開放して通常の動作に戻す。これにより、低周波のＰＷＭ信号がＬｏｗレベルの期間と、Ｈｉｇｈレベルの期間の比率に応じて、調光が可能となる。
【００５４】
図１の点灯装置を組み込んだＬＥＤ調光点灯装置１の全体構成を図３に示した。電源回路２は上述のフィルタ回路２ａと直流電源回路２ｂを含んで構成されている。コンデンサＣｃ、Ｃｄは回路グランド（コンデンサＣ０の負極）を高周波的に器具シャーシに接続するためのコンデンサである。ＣＯＮ１は商用交流電源Ｖｓに接続される電源コネクタ、ＣＯＮ２はリード線４４を介して半導体発光素子４に接続される出力コネクタ、ＣＯＮ３は調光信号線を接続するためのコネクタである。調光信号線には、例えば、周波数が１ｋＨｚ、振幅が１０Ｖのデューティ可変の矩形波電圧信号よりなる調光信号が供給されている。
【００５５】
コネクタＣＯＮ３に接続された整流回路５ａは、調光信号線の配線を無極性化するための回路であり、調光信号線を逆接続しても正常に動作するようになっている。つまり、入力された調光信号を全波整流器ＤＢ１で全波整流し、抵抗等のインピーダンス要素Ｚ１を介してツェナーダイオードＺＤの両端に矩形波電圧信号を得ている。絶縁回路５ｂはフォトカプラＰＣ１を備え、調光信号線と点灯装置を絶縁しながら、矩形波電圧信号を伝達している。波形整形回路５ｃは絶縁回路５ｂのフォトカプラＰＣ１から出力された信号を波形整形して、ＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベルの明確なＰＷＭ信号として出力する回路である。調光信号線を介して長い距離を伝送されて来た矩形波電圧信号は、波形が歪んでいるので、波形整形回路５ｃを設けている。
【００５６】
従来のインバータ式の蛍光灯調光点灯装置では、波形整形回路５ｃの後にさらにＣＲ積分回路（平滑回路）のようなローパスフィルタ回路を設けて、アナログの調光電圧を生成し、その調光電圧に応じてインバータの周波数などを可変制御しているが、本実施形態では、波形整形後のＰＷＭ信号をそのまま制御回路５（図１参照）に入力している。制御回路５では、ＰＷＭ信号がＨｉｇｈレベルの期間では、降圧チョッパ回路３のチョッパ動作を停止させ、ＰＷＭ信号がＬｏｗレベルの期間では、降圧チョッパ回路３のチョッパ動作を許可することにより、降圧チョッパ回路３の出力コンデンサＣ２で平滑化されて半導体発光素子４に供給される直流電流の大きさを調整している。つまり、制御回路５と降圧チョッパ回路３がＰＷＭ信号を平滑化するローパスフィルタ回路として機能していることになる。
【００５７】
なお、調光信号線が断線したり、コネクタＣＯＮ３の接続が外れると、ＰＷＭ信号は常にＬｏｗレベルとなるが、その場合には、降圧チョッパ回路３のチョッパ動作は常に許可されるので、半導体発光素子４は全点灯状態となる。
【００５８】
（実施形態２）
図４は本発明の実施形態２の点灯装置の回路図である。本実施形態では、図１の基本構成において、ＰＷＭ信号がＨｉｇｈレベルのときに、スイッチング素子Ｑ２のゲート電圧Ｖ２をＨｉｇｈレベルとし、また、１番ピンの印加電圧Ｖ１と５番ピンの印加電圧Ｖ５をいずれもＬｏｗレベルとする（グランドに短絡する）ように制御している。
【００５９】
上述のように、制御用集積回路５０として、ＳＴマイクロエレクトロニクス社製のＬ６５６２を用いた場合、ゼロクロス検出端子としての５番ピン（ＺＣＤ）には図２に示すようにディセーブル回路５５が接続されており、５番ピンをグランドに短絡させると、ＩＣの動作を停止させることができる。実施形態１で述べたように、スイッチング素子Ｑ２をオンさせるだけでもスイッチング素子Ｑ１をオフ状態に維持できるが、さらにＩＣの動作を停止させることにより、消費電流を低減できる。
【００６０】
以下、図４の回路構成について説明するが、図１の回路構成と同一の機能を有する部分には同一の符号を付して重複する説明は省略する。
【００６１】
全波整流器ＤＢの交流入力端子は、フィルタ回路２ａと電流ヒューズＦＵＳＥを介して電源コネクタＣＯＮ１に接続されている。フィルタ回路２ａの構成は図１と同じである。
【００６２】
全波整流器ＤＢの直流出力端子は、正特性サーミスタＰＴＣを介して、平滑コンデンサＣ０に接続されている。正特性サーミスタＰＴＣは、温度が高くなると抵抗値が高くなるサーミスタである。
【００６３】
平滑コンデンサＣ０は例えば数十μＦ程度の容量を有している。平滑コンデンサＣ０に並列接続されたコンデンサＣｏは、高周波バイパス用の小容量のコンデンサである。
【００６４】
電源投入直後は、全波整流器ＤＢの直流出力端子が充電前の平滑コンデンサＣ０で短絡されることになり、いわゆる突入電流が流れる。この突入電流を正特性サーミスタＰＴＣにより制限している。
【００６５】
一方、平滑コンデンサＣ０が充電された後は、正特性サーミスタＰＴＣによる電流制限は不要となる。また、無駄な電力消費を生じることになる。
【００６６】
そこで、正特性サーミスタＰＴＣと並列に逆阻止三端子サイリスタ（ＳＣＲ）Ｑ１４を接続し、電源投入後、平滑コンデンサＣ０の充電が完了する頃には、サイリスタＱ１４がオンするように制御している。
【００６７】
サイリスタＱ１４のゲート電圧を生成するために、全波整流器ＤＢの各交流入力端子にダイオードＤ１１，Ｄ１２の各アノードをそれぞれ接続し、これらダイオードＤ１１，Ｄ１２のカソードを、抵抗Ｒ５４、Ｒ５５、Ｒ５６、Ｒ５７の直列回路を介して、全波整流器ＤＢの直流出力端子の負極に接続している。
【００６８】
抵抗Ｒ５７には、タイマー用の電解コンデンサＣ５７が並列接続されている。この電解コンデンサＣ５７の容量は、電源投入後、サイリスタＱ１４がオンされるまでの遅延時間を規定する。
【００６９】
電解コンデンサＣ５７の電圧が上昇すると、ダイオードＤ１３，Ｄ１４の並列回路、抵抗Ｒ５８を介して、サイリスタＱ１４にゲート電圧が供給される。なお、サイリスタＱ１４のゲート・カソード間に並列接続されたコンデンサＣ５８は誤動作防止用である。
【００７０】
以上の抵抗Ｒ５４〜Ｒ５８、コンデンサＣ５７，Ｃ５８、ダイオードＤ１１〜Ｄ１４、サイリスタＱ１４、正特性サーミスタＰＴＣよりなる回路は、突入電流防止回路２ｃを構成している。
【００７１】
突入電流防止回路２ｃのダイオードＤ１１，Ｄ１２は、電源断検出回路２ｄの整流器としても兼用されている。電源断検出回路２ｄは、抵抗Ｒ５１，Ｒ５２，Ｒ５３の直列回路と、抵抗Ｒ５３に並列接続されたコンデンサＣ５３と、コンデンサＣ５３の電圧により順バイアスされるトランジスタＱ１３よりなる。抵抗Ｒ５１〜Ｒ５３の直列回路を、ダイオードＤ１１，Ｄ１２のカソードと平滑コンデンサＣ０の負極の間に接続しておく。交流電源が通電されていれば、抵抗Ｒ５１〜Ｒ５３の直列回路に電流が流れて、コンデンサＣ５３が充電され、トランジスタＱ１３がオンとなる。交流電源が遮断されると、抵抗Ｒ５１〜Ｒ５３の直列回路を介する電流は直ちに遮断される。すると、コンデンサＣ５３の電荷は抵抗Ｒ５３を介して放電されて、トランジスタＱ１３の順バイアスが無くなるから、トランジスタＱ１３はオフとなる。
【００７２】
なお、コンデンサＣ５３の容量は、電源断の状態が交流電源の数サイクルにわたって継続したときに、トランジスタＱ１３がオフするように設定されており、交流電源が瞬時停電した場合や、位相制御されている場合、あるいは交流電源のゼロクロス付近でトランジスタＱ１３がオフすることは無い。
【００７３】
一方、抵抗Ｒ１５〜Ｒ１７の直列回路を介して平滑コンデンサＣ０から流れる電流は、交流電源が遮断されても、平滑コンデンサＣ０の充電電荷が残っている間は遮断されない。本実施形態では、電源断検出回路２ｄのトランジスタＱ１３がオフされたときには、抵抗Ｒ１５〜Ｒ１７の直列回路を介して抵抗Ｒ１４に供給される電流によりトランジスタＱ１１を順バイアスして、制御用集積回路５０の１番ピン（ＩＮＶ）をグランドに短絡するように構成している。このとき、ダイオードＤ８を介して５番ピン（ＺＣＤ）もグランドに短絡するようにしている。これにより、電源断時に光出力がちらつくことを防止している。
【００７４】
平滑コンデンサＣ０の電圧は、商用交流電源電圧（１００Ｖ、５０／６０Ｈｚ）のピーク値付近の電圧（約１４０Ｖ）となる。この平滑コンデンサＣ０から、降圧用の抵抗Ｒ３１〜Ｒ３４を介して制御電源電圧Ｖｃｃを供給するためのコンデンサＣ３に充電電流を供給する。
【００７５】
コンデンサＣ３の電圧が制御用集積回路５０の動作可能電圧以上に上昇すると、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作が開始され、インダクタＬ１に高周波の三角波電流が流れるから、その２次巻線には高周波の矩形波電圧が発生する。スイッチング素子Ｑ１のオン時にインダクタＬ１の２次巻線に発生する電圧によりダイオードＤ１０、コンデンサＣ１０、抵抗Ｒ１０を介して電流が流れて、コンデンサＣ１０が充電される。スイッチング素子Ｑ１のオフ時にはインダクタＬ１の２次巻線に逆極性の電圧が発生するから、この電圧とコンデンサＣ１０の充電電圧を加算させた電圧によりダイオードＤ３と抵抗Ｒ１０を介してコンデンサＣ３に充電電流が流れる。これによりコンデンサＣ３の電圧はさらに上昇しようとするが、ツェナーダイオードＺＤ１が並列接続されているので、そのツェナー電圧によりクランプされて一定の制御電源電圧Ｖｃｃが生成される。
【００７６】
なお、制御電源電圧Ｖｃｃを供給するためのコンデンサＣ３の電圧は十数Ｖ程度である。コンデンサＣ３と並列に接続されたコンデンサＣ１１は、ダイオードＤ３を介する充電電流の高周波成分をバイパスするための小容量のコンデンサである。
【００７７】
制御電源電圧Ｖｃｃは抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３により分圧されて、制御用集積回路５０の１番ピン（ＩＮＶ）に印加される。この電圧は、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を規定するために用いられることは前述の通りである。
【００７８】
制御用集積回路５０の２番ピン（ＣＯＭＰ）と３番ピン（ＭＵＬＴ）は、本実施形態では短絡させている。４番ピン（ＣＳ）には、電流検出抵抗Ｒ１の検出電圧を抵抗Ｒ４１，Ｒ４２の直列回路を介して入力している。抵抗Ｒ４１，Ｒ４２の接続点とグランド間には、電流検出感度を調整するための可変抵抗ＶＲ１を接続してある。可変抵抗ＶＲ１の抵抗値を下げると、電流検出抵抗Ｒ１の検出電圧は、抵抗Ｒ４１と可変抵抗ＶＲ１とで分圧されて４番ピン（ＣＳ）に入力されるので、電流検出感度を下げることができ、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を上げることができる。
【００７９】
また、スイッチング素子Ｑ１のゲートドライブ電圧を供給する７番ピン（ＧＤ）からダイオードＤ７、抵抗Ｒ４３、可変抵抗ＶＲ２を介して、可変抵抗ＶＲ１に直流電圧を重畳させている。可変抵抗ＶＲ２の抵抗値を下げると、重畳される直流電圧が増加するので、４番ピン（ＣＳ）の電圧が増加し、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を下げることができる。
【００８０】
これら２つの可変抵抗ＶＲ１、ＶＲ２を調整することで、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を適切に設定できる。ここで、適切に設定するとは、上限値に関して言えば、インダクタＬ１を磁気飽和させない範囲で、なおかつ、スイッチング素子Ｑ１の最大ピーク電流を越えない範囲とすることが適切であり、下限値に関して言えば、スイッチング素子Ｑ１の動作周波数が高くなり過ぎない範囲とすることが適切である。
【００８１】
５番ピン（ＺＣＤ）には、抵抗Ｒ５とコンデンサＣ５よりなるローパスフィルタ回路が接続されている。また、ダイオードＤ８を介して１番ピン（ＩＮＶ）に接続されており、１番ピン（ＩＮＶ）がトランジスタＱ１１またはＱ１２によりグランドに短絡されたときには、５番ピン（ＺＣＤ）の電位もグランド電位に落とすようにしている。
【００８２】
トランジスタＱ１１がオンする場合とは、上述のように、電源断検出時であるが、これと並列接続されたトランジスタＱ１２がオンする場合とは、ＰＷＭ信号がＨｉｇｈレベルのときである。
【００８３】
ＰＷＭ信号は、本実施形態では１ｋＨｚの矩形波電圧信号であり、Ｈｉｇｈレベルのときに、ダイオードＤ９、抵抗Ｒ２４、Ｒ２３を介して電流が流れて、抵抗Ｒ２３の両端電圧が立ち上がり、ＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ２のゲート電圧がスレショルド電圧を越えることにより、スイッチング素子Ｑ２がオンとなる。また、ダイオードＤ９、抵抗Ｒ２５、Ｒ２６を介して電流が流れて、抵抗Ｒ２６の両端電圧が上昇し、トランジスタＱ１２がオンとなる。ＰＷＭ信号がＬｏｗレベルのときは、スイッチング素子Ｑ２、トランジスタＱ１２は共にオフとなる。
【００８４】
次に、無負荷検出回路６について説明する。無負荷検出回路６は、ツェナーダイオードＺＤ６と抵抗Ｒ６１〜Ｒ６４、トランジスタＱ６１，Ｑ６２よりなる。出力コネクタＣＯＮ２には、図３に示すように、リード線４４を介して半導体発光素子４が接続されている。半導体発光素子４は、複数個のＬＥＤ４ａ〜４ｄの直列回路を含んで構成されている。その直列個数をｎ、順電圧をＶｆとすると、負荷接続時の出力コネクタＣＯＮ２の電圧は、概ね、ｎ×Ｖｆにクランプされる。ツェナーダイオードＺＤ６のツェナー電圧は、このｎ×Ｖｆよりは少し余裕を持って高く設定されている。
【００８５】
仮に、リード線４４が外れたり、断線したり、あるいは、複数個のＬＥＤのうちいずれか１つが断線したり、出力コネクタＣＯＮ２に接触不良が発生すると、出力コネクタＣＯＮ２の電圧はｎ×Ｖｆにクランプされなくなる。その状態でスイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作が継続すると、コンデンサＣ２の電圧は上昇して行く。やがて、コンデンサＣ２の電圧がツェナーダイオードＺＤ６のツェナー電圧を越えると、抵抗Ｒ６１、Ｒ６２を介して電流が流れて、トランジスタＱ６１がオンとなり、抵抗Ｒ６３、Ｒ６４を介して電流が流れて、トランジスタＱ６２がオンとなる。これにより、トランジスタＱ６２、抵抗Ｒ６５を介して電流が流れて、抵抗Ｒ６５の両端に電圧が発生し、ダイオードＤ６を介して制御用集積回路５０の１番ピン（ＩＮＶ）の電圧が上昇する。これにより、スイッチング素子Ｑ１の電流ピーク値が低くなるように制御されるから、コンデンサＣ２の電圧上昇が抑制される。
【００８６】
（実施形態３）
上述の各実施形態では、降圧チョッパ回路３のスイッチング素子Ｑ１が低電位側に配置されている回路例について説明したが、図５（ａ）に示すように、降圧チョッパ回路３ａのスイッチング素子Ｑ１が高電位側に配置されている場合であっても本発明を適用できることは言うまでもない。
【００８７】
また、上述の各実施形態では、制御回路として図２に示す制御用集積回路５０を用いた他励式の制御回路を例示したが、本発明の適用範囲はこれに限定されるものではなく、自励式の制御回路を用いたＬＥＤ点灯装置にも適用可能である。
【００８８】
例えば、図７の従来例のように、高電位側に配置されているスイッチング素子Ｑ１を自励式の制御回路によりオン／オフ制御する構成において、回生電流通電用のダイオードＤ２をｎチャンネルＭＯＳＦＥＴ（図１のスイッチング素子Ｑ２参照）に置き換えて、そのゲート電極に低周波のＰＷＭ信号を供給すれば、ｎチャンネルＭＯＳＦＥＴが導通している間は、回生電流が流れているのと同じ状態（または抵抗Ｒ１に流れる電流が所定値に達したのと同じ状態）となるから、本発明による調光制御が可能となる。また、通常の発振動作中は、ｎチャンネルＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間の逆方向ダイオードを回生電流通電用のダイオードＤ２として兼用することができる。
【００８９】
図７の従来例では、直流電源２が投入されると、起動用の抵抗Ｒ３により、スイッチング素子Ｑ１がオンする。スイッチング素子Ｑ１がオンすると、直流電源２からスイッチング素子Ｑ１、電流検出抵抗Ｒ１、インダクタＬ１、コンデンサＣ２の経路で電流が流れて、インダクタＬ１に電磁エネルギーが蓄積される。このとき、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２からの帰還電圧が抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１の並列回路を介してスイッチング素子Ｑ１の制御端子に供給されて、スイッチング素子Ｑ１はオン状態を継続する。
【００９０】
そして、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流が所定値に達すると、電流検出抵抗Ｒ１によりトランジスタＴｒ１がオンとなり、スイッチング素子Ｑ１はオフする。すると、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２には、それまでとは逆方向の起電圧が発生し、ダイオードＤ２を介して抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１の並列回路に電流が流れて、スイッチング素子Ｑ１の制御端子に蓄積されていた電荷が引き抜かれるとともに、コンデンサＣ１の電荷が放電される。
【００９１】
また、インダクタＬ１に蓄積された電磁エネルギーによる電流が、インダクタＬ１、コンデンサＣ２およびダイオードＤ１の閉回路で流れて、コンデンサＣ２が充電されるとともに、インダクタＬ１の電磁エネルギーが消費される。インダクタＬ１の電磁エネルギーが消費されると、ダイオードＤ２がオフとなり、再び起動用の抵抗Ｒ３により、スイッチング素子Ｑ１がオンする。以下、同じ動作を繰り返し、コンデンサＣ２の充電電圧が上述のｎ×Ｖｆに上昇すると、発光ダイオード４が点灯する。
【００９２】
この図７の従来例において、回生電流通電用のダイオードＤ２をｎチャンネルＭＯＳＦＥＴに置き換えて、そのゲート電極に低周波のＰＷＭ信号を供給すれば、上述の自励発振動作をＰＷＭ信号のＨｉｇｈ／Ｌｏｗに応じて発振停止／発振再開させることができ、ＰＷＭ信号のオフ・デューティに応じた調光が可能となる。また、回生電流通電用のダイオードＤ２をＰＷＭスイッチとしてのｎチャンネルＭＯＳＦＥＴで兼用することができ、部品点数を削減できる。
【００９３】
なお、図５（ｂ）〜（ｄ）に示すような各種のスイッチング電源回路に本発明を適用することもできる。図５（ｂ）は昇圧チョッパ回路３ｂ、図５（ｃ）はフライバックコンバータ回路３ｃ、図５（ｄ）は昇降圧チョッパ回路３ｄの例である。これらは例示であり、スイッチング素子Ｑ１のオン時にインダクタンス要素（インダクタＬ１またはトランスＴ１）に流れる電流が所定値に達するとスイッチング素子Ｑ１をオフ制御するピーク電流検出動作と、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にインダクタンス要素から回生ダイオードＤ１を介して放出される電流が略ゼロになるとスイッチング素子Ｑ１をオン制御するゼロクロス検出動作を併用しているスイッチング電源回路であれば、本発明を適用することができる。
【００９４】
（実施形態４）
以上の実施形態では、ＰＷＭ信号として１ｋＨｚの矩形波電圧信号を用いる場合を例示したが、これに限定されるものではない。例えば、位相制御された交流電圧を全波整流した後、波形整形した電圧信号を低周波のＰＷＭ信号として用いても構わない。
【００９５】
ＰＷＭ信号の周波数は、１００Ｈｚ以上２ｋＨｚ以下の範囲に設定することが好ましい。ＰＷＭ信号の周波数が１００Ｈｚよりも低くなると、光出力のちらつきが人間の目に感じられてしまう。反対に、ＰＷＭ信号の周波数が２ｋＨｚよりも高くなると、調光を深くしたときに、ＰＷＭ信号の１周期中でスイッチング素子Ｑ１がオンオフ動作する発振期間の長さが短くなるので、その発振期間中に含まれるスイッチング素子Ｑ１のオンパルス数を細かく制御できなくなり、オンパルス数が離散的に変化することで、調光の分解能が低下することになる。
【００９６】
ＰＷＭ信号の周波数が可聴周波数（特に１ｋＨｚ等の耳障りな周波数）である場合、チョッパ用のインダクタＬ１から、ピーという高い騒音が発生するので、インダクタのコアーとボビンを接着するとか、ワニスで固める等の対策を行うと良い。
【００９７】
ところで、上述の各実施形態では、半導体発光素子４と並列に出力コンデンサＣ２を備えているので、スイッチング素子Ｑ１の高周波スイッチング動作をＰＷＭ信号に応じて低周波で間欠的に停止させても、半導体発光素子４に流れる直流電流は、低周波リップルの少ない平滑化された電流となっている。つまり、半導体発光素子４はＰＷＭ信号のオフ・デューティ（１周期に占めるＬｏｗレベル期間の割合）に応じた平滑な直流電流により連続点灯されている。しかしながら、出力コンデンサＣ２は必須というわけではなく、この出力コンデンサＣ２を無くすか、あるいは、その容量を比較的小さく設計した場合、半導体発光素子４を低周波で間欠点灯（つまり目視できない程度の高速で点滅点灯）させることもできる。
【００９８】
このように、低周波で光出力が変動する点灯装置を室内照明または屋外の夜間照明に用いる場合において、照明範囲内に監視用のビデオカメラが設置されている場合、ＰＷＭ信号はビデオカメラのシャッター速度の逆数の整数倍に設定することが好ましい。例えば、ビデオカメラのシャッター速度が１／６０秒であれば、ＰＷＭ信号の周波数は６０Ｈｚ、１２０Ｈｚ、１８０Ｈｚ、２４０Ｈｚ、３００Ｈｚ、…のいずれかに設定する。また、ビデオカメラのシャッター速度が１／１００秒であれば、ＰＷＭ信号の周波数は１００Ｈｚ、２００Ｈｚ、３００Ｈｚ、４００Ｈｚ、…のいずれかに設定する。さらに、ビデオカメラのシャッター速度が１／１２０秒であれば、ＰＷＭ信号の周波数は１２０Ｈｚ、２４０Ｈｚ、３６０Ｈｚ、４８０Ｈｚ、…のいずれかに設定する。また、ビデオカメラのシャッター速度が１／１８０秒であれば、ＰＷＭ信号の周波数は１８０Ｈｚ、３６０Ｈｚ、５４０Ｈｚ、７２０Ｈｚ、…のいずれかに設定する。さらにまた、ビデオカメラのシャッター速度が１／２４０秒であれば、ＰＷＭ信号の周波数は２４０Ｈｚ、４８０Ｈｚ、７２０Ｈｚ、９６０Ｈｚ…のいずれかに設定する。このように設定すれば、光出力が低周波で変動する場合であっても、ビデオカメラの映像がちらついて見えることを防止できる。
【００９９】
また、本発明の点灯装置がビデオカメラに付帯する光源装置である場合、ＰＷＭ信号はビデオカメラの電子シャッターと同期して切り替わることが好ましい。例えば、ビデオカメラの同期信号を点灯装置に入力し、ビデオカメラの電子シャッターのタイミングに同期させて露光期間中にのみ半導体発光素子を点灯させれば、無駄な点灯電力を消費する必要が無くなるから、省電力となる。ＣＣＤ型のビデオカメラは周知のように、電荷蓄積期間と電荷転送期間を有しており、電荷蓄積期間では、画素となるフォトダイオードの光電流が画素毎の電荷として蓄積されるが、電荷転送期間では画素となるフォトダイオードの光電流は蓄積されないから、この期間は照明をオフしておけば良い。これにより、ＬＥＤ照明付きのビデオカメラが電池駆動である場合に、電池寿命を長持ちさせることができる。
【０１００】
（実施形態５）
図６は本発明のＬＥＤ点灯装置を用いた電源別置型ＬＥＤ照明器具の概略構成を示している。この電源別置型ＬＥＤ照明器具では、ＬＥＤモジュール４０の器具筐体４２とは別のケースに電源ユニットとしての調光点灯装置１を内蔵している。こうすることによってＬＥＤモジュール４０は薄型化することが可能となり、別置型の電源ユニットとしての調光点灯装置１は場所によらず設置可能となる。
【０１０１】
器具筐体４２は、下端開放された金属製の円筒体よりなり、下端開放部は光拡散板４３で覆われている。この光拡散板４３に対向するように、ＬＥＤモジュール４０が配置されている。４１はＬＥＤ実装基板であり、ＬＥＤモジュール４０のＬＥＤ４ａ〜４ｄを実装している。器具筐体４２は天井１００に埋め込まれており、天井裏に配置された電源ユニットとしての調光点灯装置１からリード線４４とコネクタ４５を介して配線されている。
【０１０２】
電源ユニットとしての調光点灯装置１の内部には、図３に示すような回路が収納されている。ＬＥＤ４ａ〜４ｄの直列回路（ＬＥＤモジュール４０）が上述の半導体発光素子４に対応している。
【０１０３】
本実施形態では、電源ユニットとしての調光点灯装置１がＬＥＤモジュール４０とは別の筐体に収納される電源別置型ＬＥＤ照明器具を例示したが、ＬＥＤモジュール４０と同じ筐体に電源ユニットを収納した電源一体型ＬＥＤ照明器具に本発明の点灯装置を用いても構わない。
【０１０４】
また、本発明の点灯装置は、照明器具に限らず、各種の光源、例えば、液晶ディスプレイのバックライトや、複写機、スキャナ、プロジェクタなどの光源として利用しても構わない。
【０１０５】
上述の各実施形態の説明では、半導体発光素子４として発光ダイオードを例示したが、これに限定されるものではなく、例えば、有機ＥＬ素子や半導体レーザー素子などであっても良い。
【符号の説明】
【０１０６】
Ｑ１  スイッチング素子
Ｌ１  インダクタ
Ｄ１  ダイオード
Ｒ１  電流検出抵抗
４    半導体発光素子
５    制御回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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