(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
加熱コイル（７）を有する誘導加熱調理器のための電源回路装置（１）において、
交流電圧を直流電圧に変換する第１および第２の整流回路（１２，３２）と、
前記第１の整流回路（１２）からの直流電圧から高周波電流を生成する、互いに直列接続された第１および第２のスイッチング素子（１６，１８）を有するインバータ（１４）と、
同軸上に捲回された１次側巻線（Ｐ１）ならびに第１および第２の２次側巻線（ＳＡ，ＳＣ）を含むトランス（４０）と、
前記第１および第２の２次側巻線（ＳＡ，ＳＣ）の間に配置される結合阻害手段と、
前記第１および第２の２次側巻線（ＳＡ，ＳＣ）に発生する電圧を整流平滑し、第１および第２の電圧（ＶＡ，ＶＣ）を含む第１および第２の直流電源を生成する第１および第２の２次側整流平滑回路（３８，３９）と、
前記第２の整流回路（３２）からの直流電圧を断続的に遮断して前記トランス（４０）の前記１次側巻線（Ｐ１）に供給するトランス制御回路（３４）と、
前記第２の電圧（ＶＣ）が前記トランス（４０）の前記１次側巻線（Ｐ１）に供給される間隔（τ）を調整することにより、前記第２の電圧（ＶＣ）が一定となるように、前記トランス制御回路（３４）を制御するフィードバック回路（３６）と、
前記第１の直流電源の両端に接続され、前記第１および第２のスイッチング素子（１６，１８）をオンさせるための前記第１の電圧（ＶＡ）を前記第１および第２のスイッチング素子（１６，１８）に供給するスイッチング素子駆動回路（２０，２２）と、
可変的なスイッチング周波数（ｆ）を有する制御信号を、前記スイッチング素子駆動回路（２０，２２）に供給し、制御信号のスイッチング周波数（ｆ）を制御することにより、前記第１および第２のスイッチング素子（１６，１８）と基準電位（ＧＮＤ）との間に設けた前記加熱コイル（７）に流れる高周波電流による電力実効値（Ｐ）を制御するスイッチング制御回路（５０）と、
前記第２の直流電源の両端に接続され、前記加熱コイル（７）に流れる高周波電流による所望の電力実効値（Ｐ）とともに電流値（ＩＣ）を変化させる電流調整手段（６０）とを備え、
前記トランス（４０）の前記第１および第２の２次側巻線（ＳＡ，ＳＣ）は、所望の電力実効値（Ｐ）が大きいほど、第２の直流電源から供給される電流（ＩＣ）が増大し、前記第１の電圧（ＶＡ）が増大するように構成されたことを特徴とする電源回路装置。
【請求項２】
トランス（４０）は、第３の２次側巻線（ＳＡ２）を有し、
前記結合阻害手段は、前記第２および第３の２次側巻線（ＳＣ，ＳＡ２）の間に配置され、
前記電源回路装置は、前記第３の２次側巻線（ＳＡ２）に発生する電圧を整流平滑し、第３の電圧（ＶＡ２）を含む第３の直流電源を生成する第３の２次側整流平滑回路（３８，３９）をさらに有し、
前記トランス（４０）の前記第１、第２、および第３の直流電源は、所望の電力実効値（Ｐ）が大きいほど、前記第３の電圧（ＶＡ２）が増大するように構成されたことを特徴とする請求項１に記載の電源回路装置。
【請求項３】
電流調整手段（６０）は、所望の電力実効値（Ｐ）を示す発光素子アレイを含むことを特徴とする請求項１または２に記載の電源回路装置。
【請求項４】
所望の電力実効値（Ｐ）が大きいほど、スイッチング制御回路（５０）は、制御信号のスイッチング周波数（ｆ）を低くするとともに、電流調整手段（６０）は、これに流れる電流（ＩＣ）を増大させることにより、第１の２次側巻線（ＳＡ）の両端の第１の電圧（ＶＡ）を増大させ、第１および第２のスイッチング素子（１６，１８）の導通損失を低減し、
所望の実効値（Ｐ）が小さいほど、前記スイッチング制御回路（５０）は、制御信号のスイッチング周波数（ｆ）を高くするとともに、前記電流調整手段（６０）は、これに流れる電流（ＩＣ）を減少させることにより、前記第１の２次側巻線（ＳＡ）の両端の第１の電圧（ＶＡ）を減少させ、前記第１および第２のスイッチング素子（１６，１８）のスイッチング損失を低減することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１に記載の電源回路装置。
【請求項５】
第１の電圧（ＶＡ）は、制御信号のスイッチング周波数（ｆ）が大きくなるほど小さくなるように構成されたことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１に記載の電源回路装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本願発明は、誘導加熱調理器に関し、とりわけ誘導加熱調理器の加熱コイルに高周波電流を供給する周波数可変方式の電源回路装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
いわゆるＩＨクッキングヒータやＩＨ炊飯器等の誘導加熱調理器は、誘導加熱コイルに高周波電流を流し、調理鍋の底板に渦電流を流してジュール熱を発生させることにより、調理鍋の底板を直接的に加熱するものである。これまでにも誘導加熱調理器の「火力（誘導加熱コイルに流れる高周波電流による電力実効値）」を制御するための数多くの手法が提案されている。たとえば特許文献１に記載の誘導加熱調理器においては、高周波電流を誘導加熱コイルに供給するインバータのスイッチング周波数を制御することにより、火力を調整する誘導加熱調理器が提案されている。
【０００３】
たとえばハーフブリッジ式インバータは、互いに直列接続された一対のスイッチング素子を含み、これらのスイッチング素子の間の中間端子と接地電位との間に配設された加熱コイルおよび共振コンデンサに、所定のスイッチング周波数を有する高周波電流を供給するものである。このとき、各スイッチング素子がオン状態にあるオン期間を一定とし、オフ状態にあるオフ期間（デューティ比）を増減することにより、すなわちスイッチング周波数を制御することにより、加熱コイルに流れる高周波電流による電力実効値が制御され、調理鍋に生じるジュール熱（火力）が調整される。より具体的には、スイッチング周波数が高いほど、オン期間に対するオフ期間は長くなり、高周波電流による電力実効値は小さくなる（火力は弱くなる）。一方、スイッチング周波数が低いほど、オン期間に対するオフ期間は短くなり、高周波電流による電力実効値は大きくなる（火力は強くなる）。
【０００４】
ところで、インバータに用いられるスイッチング素子において、通常、オフ状態からオン状態、およびオン状態からオフ状態に移行する際に過渡的な電流が流れ、スイッチングロス（スイッチング損失）が不可避的に発生する一方、オン状態にあるスイッチング素子に流れる電流量の二乗または導通抵抗に比例した導通ロス（導通損失）が生じる。
したがって、オン状態にあるオン期間を一定とし、スイッチング周波数を制御することにより、所望の火力（高周波電流による電力実効値）を実現するインバータにおいては、スイッチング周波数が高いほど、反復されるオンオフ回数が多くなるので、スイッチングロスが導通損失に比して実質的に増大し（スイッチングロスが支配的となり）、スイッチング周波数が低いほど、導通抵抗が大きくなるので、導通ロスがスイッチングロスに比して顕著となる（導通ロスが支配的となる）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０１１−１５５０２２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
従前より、スイッチング素子がオン状態にあるオン期間を一定とし、スイッチング周波数を制御して、火力を調整する周波数可変方式の誘導加熱調理器のインバータにおいては、とりわけスイッチング周波数が高いときにスイッチングロスを抑制しつつ、スイッチング周波数が低いときには導通ロスを抑制することにより、全体的なエネルギ損失を低減することが求められていた。こうした要請に応えるため、高速スイッチング特性を有し、スイッチングロスの小さいＳｉＣ（炭化シリコン）半導体素子等のスイッチング素子を用いたインバータが提案されているが、こうした高速スイッチング素子は高価であり、低コスト化の妨げとなっていた。
【０００７】
そこで本願発明は、上記のような問題を解決するためになされたものであり、極めて簡便かつ安価な回路構成で、スイッチング周波数が高いときのスイッチングロスを低減するとともに、スイッチング周波数が低いときの導通ロスを抑制することができる、誘導加熱調理器の電源回路装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本願発明に係る加熱コイルを有する誘導加熱調理器のための電源回路装置は、交流電圧を直流電圧に変換する第１および第２の整流回路と、前記第１の整流回路からの直流電圧から高周波電流を生成する、互いに直列接続された第１および第２のスイッチング素子を有するインバータと、同軸上に捲回された１次側巻線ならびに第１および第２の２次側巻線を含むトランスと、前記第１および第２の２次側巻線の間に配置される結合阻害手段と、前記第１および第２の２次側巻線に発生する電圧を整流平滑し、第１および第２の電圧を含む第１および第２の直流電源を生成する第１および第２の２次側整流平滑回路と、前記第２の整流回路からの直流電圧を断続的に遮断して前記トランスの前記１次側巻線に供給するトランス制御回路と、前記第２の電圧が前記トランスの前記１次側巻線に供給される間隔を調整することにより、前記第２の電圧が一定となるように、前記トランス制御回路を制御するフィードバック回路と、前記第１の直流電源の両端に接続され、前記第１および第２のスイッチング素子をオンさせるための電圧を、前記第１の電圧に基づいて前記第１および第２のスイッチング素子に供給するスイッチング素子駆動回路と、可変的なスイッチング周波数を有する制御信号を、前記スイッチング素子駆動回路に供給し、制御信号のスイッチング周波数を制御することにより、前記第１および第２のスイッチング素子と基準電位との間に設けた前記加熱コイルに流れる高周波電流による電力実効値を制御するスイッチング制御回路と、前記第２の直流電源の両端に接続され、前記加熱コイルに流れる高周波電流による所望の電力実効値とともに電流値を変化させる電流調整手段とを備え、前記トランスの前記第１および第２の２次側巻線は、所望の電力実効値が大きいほど、第２の直流電源から供給される電流が増大し、前記第１の電圧が増大するように構成されたことを特徴とするものである。
【発明の効果】
【０００９】
本願発明によれば、スイッチング周波数を制御して、火力を調整する周波数可変方式の誘導加熱調理器の電源回路装置は、トランス、フィードバック回路、およびトランス制御回路からなる、極めて簡便で安価な構成により、火力（スイッチング周波数）の増減に伴い、より実質的なエネルギ損失の原因となるスイッチングロスまたは導通ロスを効率的に低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本願発明に係る実施の形態１の電源回路装置の回路構成を示すブロック図である。
【図２】火力とスイッチング周波数との関係を示すグラフである。
【図３】スイッチング周波数とスイッチングロスとの関係、およびスイッチング周波数と導通損失との関係を示すグラフである。
【図４】（ａ）は商用電源からの交流電圧波形、（ｂ）はトランス用整流回路からの直流電圧波形、および（ｃ）はトランス制御回路からの断続的に遮断された直流電圧波形を示すグラフである。
【図５】実施の形態１に係る例示的なトランスの断面図である。
【図６】火力表示手段に流れる電流と、２次側巻線の電圧との関係を示すグラフである。
【図７】スイッチング周波数と２次側巻線の電圧との関係を示すグラフである。
【図８】２次側巻線に流れる電流と電圧との関係を示すグラフである。
【図９】インバータを構成する第１および第２の駆動回路を示すブロック図である。
【図１０】実施の形態２の電源回路装置の回路構成を示すブロック図である。
【図１１】実施の形態２に係るトランスの断面図である。
【図１２】実施の形態２に係るインバータを構成する第１および第２の駆動回路を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
実施の形態１．
以下、添付図面を参照して本願発明に係る誘導加熱調理器の電源回路装置の実施の形態を説明する。
図１は、実施の形態１の電源回路装置１の回路構成を示すブロック図である。電源回路装置１は、概略、破線で囲む電源供給部１０およびトランス回路部３０、ならびにスイッチング制御回路５０および火力表示手段（電流調整手段）６０とを有する。
【００１２】
電源供給部１０は、電源用整流回路（第１の整流回路）１２と、一点鎖線で囲むインバータ１４と、ＬＣＲ誘導加熱部６とを有する。電源用整流回路１２は、二相または三相の商用電源５からの交流電圧を直流電圧に整流するものである。インバータ１４は、互いに直列接続された一対の（第１および第２の）電圧駆動型スイッチング素子１６，１８と、各スイッチング素子１６，１８を駆動する一対の（第１および第２の）駆動回路２０，２２とを有する。インバータ１４は、各駆動回路２０，２２がスイッチング制御回路５０からの制御信号を受けて各スイッチング素子１６，１８を駆動して、電源用整流回路１２からの直流電圧から高周波電流を生成するものである。ＬＣＲ誘導加熱部６は、各スイッチング素子１６，１８の間の中間端子９と基準電位（接地電位、ＧＮＤＡ）との間に接続された加熱コイル７と、これに直列に接続された共振コンデンサ８とを有し、インバータ１４から供給される高周波電流により、高周波磁場を形成し、調理鍋の底板に渦電流を流してジュール熱を発生させることにより、調理鍋を加熱するものである。
【００１３】
インバータ１４のスイッチング素子１６，１８は、オン状態にあるオン期間を一定とし、スイッチング周波数ｆを制御することにより、加熱コイル７に流れる高周波電流による電力実効値Ｐ（以下、便宜上「火力」という。）、すなわち調理鍋に生じるジュール熱量が制御されるように構成されている。図２は、火力Ｐとスイッチング周波数ｆとの関係を示すグラフである。スイッチング制御回路５０は、ユーザにより設定または所望される火力Ｐに応じたスイッチング周波数ｆを選択して、駆動回路２０，２２を制御するものである。具体的には、スイッチング制御回路５０は、火力を強くするためにはスイッチング周波数ｆを低くし、火力を弱くするためにはスイッチング周波数ｆを高くすることにより、ＬＣＲ誘導加熱部６の火力Ｐを調整するものである。
【００１４】
図３は、スイッチング周波数ｆとスイッチングロス（実線）との関係、およびスイッチング周波数ｆと導通ロス（破線）との関係を示すグラフである。背景技術の欄で上記説明したとおり、スイッチング周波数ｆが高いほど、スイッチングロスが導通損失に比して実質的に増大し、スイッチング周波数ｆが低いほど、導通ロスがスイッチングロスに比して支配的となる。
【００１５】
なお、上述の電源供給部１０の回路構成は、これに限定されるものではなく、フルブリッジ式インバータを採用したものであってもよく、当業者に知られた任意の型式を有するものを用いることができるので、さらに詳細な説明を省略する。
【００１６】
次に、本願発明に係るトランス回路部３０について説明する。トランス回路部３０は、商用電源５からの交流電圧（図４（ａ））を直流電圧（図４（ｂ））に整流するトランス用整流回路（第２の整流回路）３２と、トランス４０と、トランス用整流回路３２からの直流電圧を断続的に遮断して（図４（ｃ））トランス４０の１次側巻線に供給するトランス制御回路３４とを有する。すなわち、トランス制御回路３４は、図４（ｃ）に示す直流電圧が印加される間隔τを調整することにより、トランス４０への入力エネルギを制御することができる。
【００１７】
トランス回路部３０を構成するトランス４０は、図１に示すように、１次側巻線Ｐ１と、３つの２次側巻線ＳＡ，ＳＢ，ＳＣとを有する。２次側巻線ＳＡ，ＳＢ，ＳＣはそれぞれ、整流ダイオード３８Ａ，３８Ｂ，３８Ｃに直列に、平滑コンデンサ３９Ａ，３９Ｂ，３９Ｃに並列に接続され、直流に平滑された電圧ＶＡ，ＶＢ，ＶＣを供給する。
【００１８】
実施の形態１に係るトランス４０の２次側巻線ＳＡ（第１の２次側巻線）は、詳細後述するが、インバータ１４のスイッチング素子１６，１８のオン電圧（電圧ＶＡ）を与えるものである。
【００１９】
またトランス４０の２次側巻線ＳＢは、シリーズレギュレータ等の定電圧生成回路３７を介して、スイッチング制御回路５０（図１）に駆動電圧（電圧ＶＢ）を供給するものである。
【００２０】
トランス４０の２次側巻線ＳＣ（第２の２次側巻線）は、火力Ｐに応じて点灯数が増減するＬＥＤランプアレイのような火力表示手段６０（図１）、または火力Ｐに応じて単に電流値が増減する電流調整手段の駆動電圧（電圧ＶＣ）を与えるものである。
また本願発明によれば、２次側巻線ＳＣはフィードバック回路３６に接続され、フィードバック回路３６は、火力表示手段または電流調整手段６０に印加される駆動電圧（電圧ＶＣ）が一定の値に維持されるように、トランス制御回路３４を制御するように構成されている。
【００２１】
図５を参照しながら、トランス４０の具体的な構成について説明する。図５は実施の形態１に係る例示的なトランス４０の断面図である。図５のトランス４０は、いわゆるコイルボビン式変圧器として構成され、コア４２を中心として同軸上に第１の１次側巻線Ｐ１ａ、２次側巻線ＳＡ，ＳＢ，ＳＣ、および第２の１次側巻線Ｐ１ｂが順次捲回されている。第１のおよび第２の１次側巻線Ｐ１ａ，Ｐ１ｂは、互いに直列に接続され、２次側巻線ＳＡ，ＳＢ，ＳＣとは電気的に絶縁され、磁気的に結合するように形成されている。すなわち分割された１次側巻線Ｐ１ａ，Ｐ１ｂは、２次側巻線ＳＡ，ＳＢ，ＳＣを挟持することにより、トランス４０の１次側巻線から生じる磁界エネルギを２次側巻線に効率よく伝え、磁界漏洩によるエネルギ損失を低減しようとするものである。
【００２２】
トランス制御回路３４は、トランス用整流回路３２で整流された直流電圧を所定の時間間隔τで断続的に１次側巻線Ｐ１ａ，Ｐ１ｂに供給するものであり、フィードバック回路３６は、その時間間隔τを調整して、２次側巻線ＳＣの電圧ＶＣが一定の値に維持されるようにトランス用整流回路３２を制御するものである。トランス制御回路３４は、たとえば電圧ＶＣが所定の基準設定値よりも小さいときに１次側巻線Ｐ１ａ，Ｐ１ｂに電圧を印加する時間τを増大させ、基準設定値よりも大きいときに１次側巻線Ｐ１ａ，Ｐ１ｂに電圧を印加する時間τを低減させることにより、直流電圧ＶＣが一定値となるように制御される。
【００２３】
図６は、火力表示手段または電流調整手段６０に流れる電流ＩＣと、トランス４０の２次側巻線ＳＡ（第１の２次側巻線）の電圧ＶＡおよび２次側巻線ＳＣ（第２の２次側巻線）の電圧ＶＣとの関係を示すグラフである。図６において、２次側巻線ＳＣの電圧ＶＣは一定の値に維持されるが、駆動電圧ＶＣが印加される火力表示手段または電流調整手段６０の電流値が増大するとき、これに流れる電流ＩＣ（図示せず）および出力エネルギが増大し、これに伴い、１次側巻線Ｐ１への入力エネルギも増大するため、２次側巻線ＳＡの両端の電圧ＶＡは電流ＩＣと共に増大する。
【００２４】
図６における電圧ＶＡの傾きは、２次側巻線ＳＡ，ＳＣの結合が悪いときに、より大きくなる。２次側巻線ＳＡ，ＳＣの結合は２次側巻線ＳＡ，ＳＣの位置関係によって決まり、巻線間の距離が遠いほど悪くなる。図５で説明したように、２次側巻線ＳＡ，ＳＣは、別の２次側巻線ＳＢを挟んで捲回されるため、２次側巻線間の距離ＳＡ，ＳＣが遠い。すなわち本願発明に係るトランス４０は、２次側巻線ＳＡ，ＳＣの結合が悪くなるように構成されているため、図６に示すように、２次側巻線ＳＡの両端の電圧ＶＡは、電流ＩＣと共に増大する。
【００２５】
本願発明に係るトランス４０は、２次側巻線ＳＡと２次側巻線ＳＣの間に、スイッチング制御回路５０に駆動電圧ＶＢを供給する別の２次側巻線ＳＢを捲回して、２次側巻線ＳＡと２次側巻線ＳＣを互いに離間させ、意図的に２次側巻線ＳＡ，ＳＣの結合が悪くなるように設計して、２次側巻線ＳＡの両端の電圧ＶＡが電流ＩＣと共に増大するように構成されている（図６）。換言すると、本願発明に係るトランス４０は、２次側巻線ＳＡ，ＳＣの間の磁気的な結合関係を阻害する結合阻害手段（２次側巻線ＳＢ）を設けることにより、２次側巻線ＳＡの電圧ＶＡが電流ＩＣに伴い増大するように構成されている。結合阻害手段は、２次側巻線ＳＡ，ＳＣの間に捲回された２次側巻線ＳＢであってもよいし、単なるスペーサ部材（図示せず）であってもよい。
【００２６】
上記説明したように、火力表示手段または電流調整手段６０は火力Ｐに応じて単に電流値が増減するものであり、スイッチング周波数ｆと火力Ｐとの間には図２のグラフで示すような関係があるので、スイッチング周波数ｆと２次側巻線ＳＡ，ＳＣの電圧ＶＡ，ＶＣとの間には図７に示すような関係が成り立つ。さらに換言すると、火力Ｐが一定であるとき、電圧ＶＣと１次側巻線Ｐ１からの入力エネルギとが一定であるので、２次側巻線ＳＡの出力エネルギも一定となり、２次側巻線ＳＣに流れる電流ＩＡは、図８に示すように、電圧ＶＡの変動に応じて増減する。
【００２７】
図９を参照しながら、実施の形態１に係るインバータ１４の具体的な構成について説明する。図９は、インバータ１４を構成する第１および第２の駆動回路２０，２２を示すブロック図である。第１の駆動回路２０は、トランス４０の２次側巻線ＳＡ（第１の２次側巻線）からの電圧ＶＡに直列接続されたブートストラップダイオード２３および充電抵抗２４を介して、互いに並列接続されたブートストラップコンデンサ２５と、駆動回路用スイッチ（以下、単に「スイッチ」という。）２６Ａ，２６Ｂとを有する。また第１の駆動回路２０は、抵抗を介してスイッチ２６Ａ，２６Ｂの中間端子に接続された制御端子（ゲート端子）を有する第１のスイッチング素子１６を有する。
【００２８】
一方、第２の駆動回路２２は、トランス４０の２次側巻線ＳＡからの電圧ＶＡに直接的に接続された駆動回路用スイッチ２８Ａ，２８Ｂと、その中間端子に抵抗を介して接続された制御端子（ゲート端子）を有する第２のスイッチング素子１８とを有する。第１および第２のスイッチング素子１６，１８の間の中間端子９は、加熱コイル７（ＬＣＲ誘導加熱部６、図１）に接続されている。また電圧ＶＡに対する基準電位ＧＮＤＡは、この中間端子９を介して、第２のスイッチング素子２８Ｂの基準電位（ＭＯＳＦＥＴの場合にはソース端子、ＩＧＢＴの場合にはエミッタ端子）に接続されている。
【００２９】
実施の形態１に係るインバータ１４の動作において、電圧駆動型の第１および第２のスイッチング素子１６，１８を交互にオンオフさせることにより、加熱コイル７に高周波電流を供給することができる。また第１のスイッチング素子１６をオンさせるためには、スイッチ２６Ａをオンさせるとともに、スイッチ２６Ｂをオフさせることにより、第１のスイッチング素子１６の制御端子（ゲート端子）と中間端子９との間を導通させる。このとき、第１のスイッチング素子１６の制御端子（ゲート端子）と中間端子９（ソース端子またはエミッタ端子）との間には、ブートストラップコンデンサ２５の両端と同等の電圧ＶＡが印加されるが、制御端子と中間端子９との間の寄生の静電容量Ｑを充電する必要がある。なお２次側巻線ＳＡに流れる電流ＩＡは、寄生の静電容量Ｑとスイッチング周波数ｆとの積に比例する（ＩＡ∝Ｑ×ｆ）。
【００３０】
ここで火力Ｐ（スイッチング周波数ｆ）、２次側巻線ＳＡの電圧ＶＡおよびこれに流れる電流ＩＡ、ならびにスイッチング素子１６，１８のスイッチングロス（スイッチング損失）および導通ロス（導通損失）の関係について考える。上述のように、火力Ｐが小さい（スイッチング周波数ｆが高い）ほど、第１および第２のスイッチング素子１６，１８において、オフ状態／オン状態の移行の際に過渡的電流が流れることにより生じるスイッチングロスが、電流ＩＡの二乗またはスイッチング素子１６，１８の導通抵抗に比例する導通ロスに比して実質的に大きくなる。すなわち火力Ｐが小さいときには、スイッチングロスが支配的となり、火力Ｐが大きいときには、導通ロスが支配的となる。
一般的に電圧駆動型スイッチング素子は、制御端子と中間端子との間に印加される電圧が高いほど導通ロスが低くなり、電圧が低いほどスイッチングロスが低くなる特徴を有し、スイッチングロスが支配的な場合には、制御端子と中間端子との間に印加される電圧を低くし、導通ロスが支配的な場合には、制御端子と中間端子との間に印加される電圧を高くすることが必要となる。
【００３１】
そこで本願発明に係る誘導加熱調理器の電源回路装置１は、より支配的となるエネルギ損失を低減するために、第２の２次側巻線ＳＣの電圧ＶＣを一定の値に維持するとともに、２次側巻線ＳＡ，ＳＣの間の磁気的な結合関係を阻害する結合阻害手段（たとえば２次側巻線ＳＡ，ＳＣの間に設けた２次側巻線ＳＢまたはスペーサ）が設けられている。すなわち本願発明によれば、火力Ｐが小さい場合には、第１の２次側巻線ＳＡの両端の電圧ＶＡが小さくなるように火力表示手段または電流調整手段６０によりＩＣを調整し（図７）、スイッチング周波数ｆが高いため電流ＩＡが大きくなり（図８）、比較的により大きいスイッチングロスを低減できる。これに加え、本願発明によれば、火力Ｐが大きい場合には、２次側巻線ＳＡの電圧ＶＡが大きくなるように火力表示手段または電流調整手段６０によりＩＣを調整し（図７）、また、スイッチング周波数ｆが低いため電流ＩＡが小さくなり（図８）、相対的に顕著となる導通ロスを実質的に抑制することができる。
【００３２】
換言すると、本願発明に係る電源回路装置１は、極めて簡便で安価な構成を有するトランス回路部３０を有することにより、火力Ｐまたはスイッチング周波数ｆの増減に伴い、より実質的なエネルギ損失の原因となるスイッチングロスまたは導通ロスを効率的に低減する。なおトランス４０の２次側巻線ＳＢの両端の電圧ＶＢは、第１の２次側巻線の電圧ＶＡと同様、火力Ｐまたは電流調整手段６０の電流値に依存して増減するが、定電圧生成回路（図１）３７に接続されているので、スイッチング制御回路５０に印加される電圧ＶＤは火力Ｐに依存しない。
【００３３】
実施の形態２．
図１０〜図１２を参照しながら、本願発明に係る誘導加熱調理器の電源回路装置の実施の形態２について以下詳細に説明する。実施の形態２の電源回路装置２は、インバータ１４の回路構成およびトランス４０の構成部品が異なる点を除き、実施の形態１の電源回路装置１と同様の構成を有するので、重複する点については説明を省略する。
【００３４】
図１０は、実施の形態２の電源回路装置２の回路構成を示すブロック図である。実施の形態２の電源回路装置２は、トランス４０が１次側巻線Ｐ１と、４つの２次側巻線ＳＡ１，ＳＡ２，ＳＢ，ＳＣとを有し、実施の形態１の電源回路装置１に比して（第３の）２次側巻線ＳＡ２が追加されている。また実施の形態２の電源回路装置２において、インバータ１４のスイッチング素子１６，１８は、２次側巻線ＳＡ１，ＳＡ２からの直流に平滑された電圧ＶＡ１，ＶＡ２が印加されている。
【００３５】
図１１は実施の形態２に係るトランス４０の断面図である。図１１に示すトランス４０は、同様にコイルボビン式変圧器として構成され、コア４２を中心として同軸上に第１の１次側巻線Ｐ１ａ、２次側巻線ＳＡ１，ＳＡ２，ＳＢ，ＳＣ、および第２の１次側巻線Ｐ１ｂが順次捲回されている。第１のおよび第２の１次側巻線Ｐ１ａ，Ｐ１ｂは互いに直列に接続され、２次側巻線ＳＡ１，ＳＡ２，ＳＢ，ＳＣとは電気的に絶縁され、磁気的に結合するように形成されている。
【００３６】
実施の形態２に係るトランス４０は、実施の形態１と同様、２次側巻線ＳＡ１，ＳＡ２と２次側巻線ＳＣの間に、結合阻害手段として、スイッチング制御回路５０に駆動電圧ＶＢを供給する別の２次側巻線ＳＢを捲回して（またはスペーサ部材を設けて）、２次側巻線ＳＡ１，ＳＡ２と２次側巻線ＳＣを互いに離間させ、意図的に２次側巻線ＳＡ１，ＳＡ２と２次側巻線ＳＣの結合関係が一致しないようにして、２次側巻線ＳＡ１，ＳＡ２の両端の電圧ＶＡ１，ＶＡ２が電流ＩＣと共に増大するように構成されている。
【００３７】
図１２は実施の形態２に係るインバータ１４を構成する第１および第２の駆動回路２０，２２を示すブロック図である。実施の形態２の第１の駆動回路２０は、トランス４０の２次側巻線ＳＡ１（第１の２次側巻線）に直接的に接続されており、実施の形態１で説明したブートストラップダイオードおよびブートストラップコンデンサを有さない。第２の駆動回路２２も同様にトランス４０の２次側巻線ＳＡ２（第１の２次側巻線）に直接的に接続されている。
【００３８】
実施の形態２の電源回路装置２は、トランス４０の２次側巻線を追加する必要があるが、第１の駆動回路２０の回路構成を簡略化することができ、実施の形態１と同様の効果を実現することができる。すなわち、実施の形態２の電源回路装置２は、極めて簡便で安価な構成を有するトランス回路部３０を有することにより、火力Ｐまたはスイッチング周波数ｆの増減に伴い、より実質的なエネルギ損失の原因となるスイッチングロスまたは導通ロスを効率的に低減することができる。
【符号の説明】
【００３９】
１，２．電源回路装置、５．商用電源、６．ＬＣＲ誘導加熱部、７．加熱コイル、８．共振コンデンサ、９．中間端子、１０．電源供給部、１２．電源用整流回路（第１の整流回路）、１４．インバータ、１６，１８．電圧駆動型スイッチング素子、２０，２２．駆動回路、２３．ブートストラップダイオード、２４．充電抵抗、２５．ブートストラップコンデンサ、２６，２８．駆動回路用スイッチ、３０．トランス回路部、３２．トランス用整流回路、３４．トランス制御回路、３６．フィードバック、３７．定電圧生成回路、３８．整流ダイオード、３９．平滑コンデンサ、４０．トランス、４２．コア、５０．スイッチング制御回路、６０．火力表示手段（電流調整手段）、Ｐ１、１次側巻線、ＳＡ，ＳＢ，ＳＣ．２次側巻線。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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