(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子のオン・オフ操作によってインダクタに蓄えられる磁気エネルギの漸増処理および漸減処理が繰り返されることで入力電圧が出力電圧に変換される電圧変換回路について、前記スイッチング素子のオン・オフ操作の一周期に対するオン時間の時比率を操作することで前記出力電圧を目標電圧に制御する制御手段を備える電圧変換回路の制御装置において、
前記電圧変換回路は、前記インダクタに前記入力電圧が印加される第１モードと、前記インダクタに前記入力電圧および前記出力電圧の差圧が印加される第２モードとが前記スイッチング素子のオン・オフ操作によって切り替えられるものであり、
前記制御手段は、比例要素、積分要素および微分要素の出力同士の和を操作量として、前記出力電圧を前記目標電圧にフィードバック制御するフィードバック制御手段を備え、
前記入力電圧を入力とし、前記出力電圧を出力とする一巡伝達関数であって、前記フィードバック制御手段及び前記電圧変換回路を含むモデルの一巡伝達関数の特性根が共役複素数を含まないように、前記比例要素、前記積分要素および前記微分要素のうちの前記積分要素のゲインのみを前記時比率に応じて可変設定するゲイン可変手段を備えることを特徴とする電圧変換回路の制御装置。
【請求項２】
前記ゲイン可変手段は、前記一巡伝達関数が一次遅れ系となるように、前記積分要素のゲインのみを前記時比率に応じて可変設定することを特徴とする請求項１記載の電圧変換回路の制御装置。
【請求項３】
前記ゲイン可変手段は、前記一巡伝達関数の特性根が共役複素数を含むことを回避するように、前記インダクタに流れる電流に応じて、前記微分要素のゲインを可変設定する機能をさらに有することを特徴とする請求項１又は２記載の電圧変換回路の制御装置。
【請求項４】
スイッチング素子のオン・オフ操作によってインダクタに蓄えられる磁気エネルギの漸増処理および漸減処理が繰り返されることで入力電圧が出力電圧に変換される電圧変換回路について、前記スイッチング素子のオン・オフ操作の一周期に対するオン時間の時比率を操作することで前記出力電圧を目標電圧に制御する制御手段を備える電圧変換回路の制御装置において、
前記電圧変換回路は、前記インダクタに前記入力電圧が印加される第１モードと、前記インダクタに前記入力電圧および前記出力電圧の差圧が印加される第２モードとが前記スイッチング素子のオン・オフ操作によって切り替えられるもの、又は前記インダクタに前記入力電圧および前記出力電圧のいずれか一方が印加される第３モードと、前記インダクタに前記入力電圧および前記出力電圧のいずれか他方が印加される第４モードとが前記スイッチング素子のオン・オフ操作によって切り替えられるものであり、
前記制御手段は、前記時比率としての開ループ操作量により、前記出力電圧を前記目標電圧に開ループ制御する開ループ制御手段を備え、
前記開ループ操作量の更新周期の整数倍の周期で前記目標電圧および該目標電圧の変化速度のサンプリング値を取得し、該サンプリング値に基づき、該サンプリング値の１サンプリング周期内の時系列的に前後するタイミングにおける複数個の前記開ループ操作量を算出し、算出した複数個の前記開ループ操作量に基づき、前記１サンプリング周期内の前記開ループ操作量の各更新タイミングで前記時比率を更新するゲイン可変手段を備え、
前記ゲイン可変手段は、前記１サンプリング周期内の複数個の前記開ループ操作量のそれぞれと前記目標電圧および該目標電圧の変化速度とを関係付ける行列を、前記時比率に応じて可変設定し、可変設定した前記行列および前記サンプリング値に基づき、複数個の前記開ループ操作量を算出することを特徴とする電圧変換回路の制御装置。
【請求項５】
スイッチング素子のオン・オフ操作によってインダクタに蓄えられる磁気エネルギの漸増処理および漸減処理が繰り返されることで入力電圧が出力電圧に変換される電圧変換回路について、前記スイッチング素子のオン・オフ操作の一周期に対するオン時間の時比率を操作することで前記出力電圧を目標電圧に制御する制御手段を備える電圧変換回路の制御装置において、
前記電圧変換回路は、前記インダクタに前記入力電圧が印加される第１モードと、前記インダクタに前記入力電圧および前記出力電圧の差圧が印加される第２モードとが前記スイッチング素子のオン・オフ操作によって切り替えられるもの、又は前記インダクタに前記入力電圧および前記出力電圧のいずれか一方が印加される第３モードと、前記インダクタに前記入力電圧および前記出力電圧のいずれか他方が印加される第４モードとが前記スイッチング素子のオン・オフ操作によって切り替えられるものであり、
前記制御手段は、比例要素、積分要素および微分要素の出力同士の和を操作量として、前記出力電圧を前記目標電圧にフィードバック制御するフィードバック制御手段を備え、
前記入力電圧を入力とし、前記出力電圧を出力とする一巡伝達関数であって、前記フィードバック制御手段及び前記電圧変換回路を含むモデルの一巡伝達関数の特性根が共役複素数を含まないように、前記インダクタに流れる電流に応じて、前記微分要素のゲインを可変設定するゲイン可変手段を備えることを特徴とする電圧変換回路の制御装置。
【請求項６】
前記ゲイン可変手段は、前記電圧変換回路の出力電圧と出力電流との比によって定義される等価抵抗に応じて前記ゲインを可変設定する機能をさらに有することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の電圧変換回路の制御装置。
【請求項７】
スイッチング素子のオン・オフ操作によってインダクタに蓄えられる磁気エネルギの漸増処理および漸減処理が繰り返されることで入力電圧が出力電圧に変換される電圧変換回路について、前記スイッチング素子のオン・オフ操作の一周期に対するオン時間の時比率を操作することで前記出力電圧を目標電圧に制御する制御手段を備える電圧変換回路の制御装置において、
前記制御手段のゲインを前記時比率に応じて可変設定するゲイン可変手段を備え、
前記ゲイン可変手段は、前記電圧変換回路の出力電圧と出力電流との比によって定義される等価抵抗に応じて前記ゲインを可変設定する機能をさらに有することを特徴とする電圧変換回路の制御装置。
【請求項８】
スイッチング素子のオン・オフ操作によってインダクタに蓄えられる磁気エネルギの漸増処理および漸減処理が繰り返されることで入力電圧が出力電圧に変換される電圧変換回路について、前記スイッチング素子のオン・オフ操作の一周期に対するオン時間の時比率を操作することで前記出力電圧を目標電圧に制御する制御手段を備える電圧変換回路の制御装置において、
前記電圧変換回路は、前記インダクタに前記入力電圧が印加される第１モードと、前記インダクタに前記入力電圧および前記出力電圧の差圧が印加される第２モードとが前記スイッチング素子のオン・オフ操作によって切り替えられるもの、又は前記インダクタに前記入力電圧および前記出力電圧のいずれか一方が印加される第３モードと、前記インダクタに前記入力電圧および前記出力電圧のいずれか他方が印加される第４モードとが前記スイッチング素子のオン・オフ操作によって切り替えられるものであり、
前記入力電圧を入力とし、前記出力電圧を出力とする一巡伝達関数であって、前記制御手段及び前記電圧変換回路を含むモデルの一巡伝達関数の特性根は、共役複素数を含むものであり、
前記目標電圧を入力してこれをフィルタ処理した後、前記制御手段に入力するノッチフィルタを備えて且つ、前記共役複素数によって定まる前記一巡伝達関数の共振周波数帯域を前記ノッチフィルタの阻止帯域とするように、前記時比率に応じて前記阻止帯域を可変とする目標変化可変手段を備えることを特徴とする電圧変換回路の制御装置。
【請求項９】
前記電圧変換回路は、非絶縁型コンバータであることを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の電圧変換回路の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング素子のオン・オフ操作によってインダクタに蓄えられる磁気エネルギの漸増処理および漸減処理が繰り返されることで入力電圧が出力電圧に変換される電圧変換回路について、前記スイッチング素子のオン・オフ操作の一周期に対するオン時間の時比率を操作することで前記出力電圧を目標電圧に制御する制御手段を備える電圧変換回路の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
この種の制御装置としては、たとえば下記特許文献１に見られるように、昇降圧チョッパ回路の出力電圧を操作するための時比率を、フィードフォワード操作量とフィードバック操作量との和として算出するものも提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１０−２５２５９１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、上記フィードバック制御器とプラント（昇降圧チョッパ回路のモデル）との一巡伝達関数の特性方程式の根は、一般に共役複素数を有し、これに起因した共振周波数において、上記一巡伝達関数のゲインがピークとなる。そしてこれが、フィードバック制御においてオーバーシュートやアンダーシュートの要因となる。これらオーバーシュートやアンダーシュートを抑制する上では、フィードバック制御器の応答性を低下させる必要がある一方、この場合には、昇降圧チョッパ回路の一度のオン・オフ操作期間において力行と回生とが入れ替わる際にサージの増大を招くことが発明者らによって見出されている。これは、力行と回生とが入れ替わる際のデッドタイム誤差に起因したノイズをフィードバック制御によって迅速に解消することができないためである。
【０００５】
本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、スイッチング素子のオン・オフ操作によってインダクタに蓄えられる磁気エネルギの漸増処理および漸減処理が繰り返されることで入力電圧が出力電圧に変換される電圧変換回路について、前記スイッチング素子のオン・オフ操作の一周期に対するオン時間の時比率を操作することで、前記出力電圧を目標電圧に制御する制御手段を備える新たな電圧変換回路の制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。
【０００７】
第１の発明は、スイッチング素子のオン・オフ操作によってインダクタに蓄えられる磁気エネルギの漸増処理および漸減処理が繰り返されることで入力電圧が出力電圧に変換される電圧変換回路について、前記スイッチング素子のオン・オフ操作の一周期に対するオン時間の時比率を操作することで前記出力電圧を目標電圧に制御する制御手段を備える電圧変換回路の制御装置において、前記制御手段のゲインおよび前記制御手段に入力される前記目標電圧の変化の少なくとも一方を前記時比率に応じて可変設定する可変手段を備えることを特徴とする。
【０００８】
制御対象（電圧変換回路）および制御手段のモデルの特性方程式は、時比率に依存する傾向にある。このため、時比率に応じてゲインを変更するなら、制御手段および制御対象からなる系を、都度の時比率において複素共役な根を有しない系とすることができる。一方、制御対象（電圧変換回路）および制御手段のモデルが複素共役な特性根を有する場合であっても、目標電圧の変化の周波数成分から上記複素共役な根によって定まる共振周波数の成分を除去するなら、共振現象を好適に抑制することができる。このため、共振現象を回避しつつも制御手段の応答性を高めることなどが可能となる。
【０００９】
第２の発明は、第１の発明において、前記可変手段は、前記ゲインを前記時比率に応じて可変とするゲイン可変手段を備えることを特徴とする。
【００１０】
第３の発明は、第２の発明において、前記制御手段は、前記出力電圧を前記目標電圧にフィードバック制御するフィードバック制御手段を備え、前記ゲイン可変手段は、前記フィードバック制御のゲインを前記時比率に応じて可変とするフィードバックゲイン可変手段を備えることを特徴とする。
【００１１】
上記発明では、フィードバック制御の応答性を高く設計しつつも、共振現象を回避することができる。
【００１２】
第４の発明は、第３の発明において、前記電圧変換回路は、前記インダクタに前記入力電圧が印加される第１モードと、前記インダクタに前記入力電圧および前記出力電圧の差圧が印加される第２モードとが前記スイッチング素子のオン・オフ操作によって切り替えられるものであり、前記フィードバック制御手段は、比例要素、積分要素および微分要素の出力同士の和を前記フィードバック制御の操作量とするものであることを特徴とする。
【００１３】
上記発明では、比例要素、積分要素および微分要素を備えることで、制御手段および制御対象（電圧変換回路）からなる系のモデルの特性根から共役複素数の根を容易に排除することができる。
【００１４】
第５の発明は、第４の発明において、前記ゲイン可変手段は、前記比例要素、前記積分要素および前記微分要素のうちの前記積分要素のゲインのみを前記時比率に応じて可変設定することを特徴とする。
【００１５】
上記発明では、積分ゲインのみを時比率に応じて可変設定するという簡易な設定によって、制御手段および制御対象（電圧変換回路）からなる系のモデルの特性根から共役複素数の根を容易に排除することができる。
【００１６】
第６の発明は、第２または３のいずれか１つの発明において、前記制御手段は、前記出力電圧を前記目標電圧に開ループ制御する開ループ制御手段を備え、前記ゲイン可変手段は、前記開ループ制御手段のゲインを前記時比率に応じて可変設定する開ループゲイン可変手段を備えることを特徴とする。
【００１７】
上記発明では、時比率を用いて開ループ制御のゲインを可変とすることで、電圧変換回路による出力電圧が変化する過渡時における操作量として適切な操作量を算出することができ、ひいては過渡時の制御性を向上させることができる。
【００１８】
第７の発明は、第６の発明において、前記開ループゲイン可変手段は、前記時比率の更新周期の整数倍の周期で前記目標電圧および該目標電圧の変化速度のサンプリング値を取得し、該サンプリング値に基づき、時系列的に前後するタイミングにおける複数個の操作量を算出し、前記時比率の更新タイミングのうち時系列的に前後する前記複数個のタイミングのそれぞれにおいて前記複数個の操作量のそれぞれに基づき前記時比率を更新することを特徴とする。
【００１９】
上記発明では、マルチレートサンプリング制御を採用することで、過渡時における操作量を好適に設定することができる。
【００２０】
第８の発明は、第２〜７のいずれか１つの発明において、前記ゲイン可変手段は、前記インダクタを流れる電流に応じて、前記ゲインを可変設定する機能をさらに有することを特徴とする。
【００２１】
インダクタのインダクタンスは、インダクタの磁気飽和現象に起因してインダクタを流れる電流量に応じて変動する。このため、制御対象（電圧変換回路）および制御手段のモデルの特性根は、インダクタを流れる電流に応じて変動する。上記発明では、この点に鑑み、インダクタを流れる電流に応じてゲインを可変設定することで、制御手段および制御対象からなる系のモデルの特性根が共役複素な根となることをより的確に回避することができる。
【００２２】
第９の発明において、第２〜８のいずれか１つの発明において、前記ゲイン可変手段は、前記電圧変換回路の出力電圧と出力電流との比によって定義される等価抵抗に応じて前記ゲインを可変設定する機能をさらに有することを特徴とする。
【００２３】
電圧変換回路は、外部との間で電力の授受を行なうものであるが故、制御対象（電圧方程式）のモデル化に際しては、電力の授受をも考慮することが望まれる。そして、これは、等価抵抗によってモデル化することが便宜である。ただしこの場合、制御対象（電圧変換回路）および制御手段のモデルの特性根は、等価抵抗の値に応じて変動する。上記発明では、この点に鑑み、等価抵抗の値に応じてゲインを可変設定することで、制御手段および制御対象からなる系のモデルの特性根が共役複素な根となることをより的確に回避することができる。
【００２４】
第１０の発明は、第１〜３，６〜９のいずれか１つの発明において、前記可変手段は、前記時比率に応じて前記目標電圧の変化を可変とする目標変化可変手段を備え、前記目標変化可変手段は、前記目標電圧を入力してこれをフィルタ処理した後、前記制御手段に入力するノッチフィルタを備えて且つ、前記時比率に応じて前記ノッチフィルタの阻止帯域を可変とすることを特徴とする。
【００２５】
上記発明では、ノッチフィルタを用いることで、制御手段に入力される目標電圧の変化から、制御手段および制御対象（電圧変換回路）からなる系のモデルの特性根が複素共役な根を有する場合におけるそれらに起因した共振周波数の成分を除去することができる。
【００２６】
第１１の発明は、第１〜３，６〜１０のいずれか１つの発明において、前記電圧変換回路は、前記インダクタに前記入力電圧が印加される第１モードと、前記インダクタに前記入力電圧および前記出力電圧の差圧が印加される第２モードとが前記スイッチング素子のオン・オフ操作によって切り替えられるものであることを特徴とする。
【００２７】
上記電圧変換回路を制御対象とするなら、微分ゲインのみを時比率に応じて可変設定するという簡易な設定によって、制御手段および制御対象からなる系のモデルの特性根から共役複素数の根を容易に排除することも可能となる。
【００２８】
第１２の発明は、第１〜３，６〜１０のいずれか１つの発明において、前記電圧変換回路は、前記インダクタに前記入力電圧および前記出力電圧のいずれか一方が印加される第１モードと、前記インダクタに前記入力電圧および前記出力電圧のいずれか他方が印加される第２モードとが前記スイッチング素子のオン・オフ操作によって切り替えられるものであることを特徴とする。
【００２９】
第１３の発明は、第１１または１２の発明において、前記電圧変換回路は、非絶縁型コンバータであることを特徴とする。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】第１の実施形態にかかるシステム構成図。
【図２】同実施形態にかかるプラントモデルを示す図。
【図３】同実施形態の効果を示すタイムチャート。
【図４】同実施形態の効果を示すタイムチャート。
【図５】同実施形態の効果を示すタイムチャート。
【図６】従来例を示すタイムチャート。
【図７】第２の実施形態にかかるシステム構成図。
【図８】第３の実施形態にかかるシステム構成図。
【図９】第４の実施形態にかかるシステム構成図。
【図１０】同実施形態にかかる操作量の更新手法を示すタイムチャート。
【図１１】第５の実施形態にかかるシステム構成図。
【図１２】第６の実施形態にかかるシステム構成図。
【図１３】第７の実施形態にかかるシステム構成図。
【図１４】第８の実施形態にかかるシステム構成図。
【図１５】上記各実施形態の変形例にかかるコンバータの回路図。
【図１６】上記各実施形態の変形例にかかるコンバータの回路図。
【発明を実施するための形態】
【００３１】
＜第１の実施形態＞
以下、本発明にかかる電圧変換回路の制御装置を車載主機として回転機を備えるシステムの電源に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
【００３２】
図１に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。
【００３３】
図示されるモータジェネレータ１０は、車載主機としての電動機兼発電機であり、その回転子が駆動輪に機械的に連結されている。モータジェネレータ１０は、直流交流変換回路（インバータＩＮＶ）および電圧変換回路（コンバータＣＮＶ）を介してバッテリ１２に接続されている。
【００３４】
コンバータＣＮＶは、コンデンサ２２、コンデンサ２２に並列接続されたスイッチング素子Ｓｐ，Ｓｎの直列接続体、スイッチング素子Ｓｐ，Ｓｎの接続点と入力端子とを接続するインダクタ２０、およびスイッチング素子Ｓｐ，Ｓｎに逆並列接続されるダイオードＤｐ，Ｄｎを備える周知の昇降圧チョッパ回路である。すなわち、昇圧処理は、スイッチング素子Ｓｎのオン操作によるインダクタ２０の磁気エネルギ（インダクタ２０を流れる電流）の漸増処理と、スイッチング素子Ｓｎのオフ操作によるインダクタの磁気エネルギの漸減処理とを有し、これらにより、バッテリ１２の端子電圧を昇圧してコンデンサ２２に印加する。これに対し、降圧処理は、スイッチング素子Ｓｐのオン操作によるインダクタ２０の磁気エネルギ（インダクタ２０を流れる電流）の漸増処理と、スイッチング素子Ｓｐのオフ操作によるインダクタの磁気エネルギの漸減処理とを有し、これらにより、コンデンサ２２の充電電圧を降圧してバッテリ１２に印加する。
【００３５】
制御装置４０は、コンバータＣＮＶを制御対象とし、スイッチング素子Ｓｐ，Ｓｎを操作すべく、操作信号ｇｐ、ｇｎを出力することで昇圧処理や降圧処理を行なう。特に、本実施形態では、スイッチング素子Ｓｐ，Ｓｎを交互にオン状態とすべく、操作信号ｇｐ，ｇｎを相補信号とする。すなわち、デッドタイム期間を除き、いずれか一方がオン操作指令であって且つ他方がオフ操作指令となる信号とする。以下、スイッチング素子Ｓｐ，Ｓｎの操作信号ｇｐ、ｇｎの生成処理について詳述する。
【００３６】
開ループ制御部４４には、コンバータＣＮＶの出力電圧ＶＨの指令値（目標電圧ＶＨ＊）と、電圧センサ３２によって検出されるバッテリ１２の端子電圧（入力電圧ＶＬ）とが入力される。開ループ制御部４４では、上記入力に基づき、開ループ操作量ｍｆｆを算出する。本実施形態では、開ループ操作量ｍｆｆを、スイッチング素子Ｓｐのオン・オフ操作の一周期に対するオン操作時間の時比率（第１時比率ｍ）に関する操作量とする。開ループ操作量ｍｆｆは、「ＶＬ／ＶＨ＊」として算出されるものである。これは、コンバータＣＮＶの定常状態において、第１時比率ｍおよび入力電圧ＶＬと出力電圧ＶＨとの関係を定める式に基づいている。
【００３７】
すなわち、スイッチング素子Ｓｎのオン・オフ操作の１周期に対するスイッチング素子Ｓｎのオン時間の時比率（第２時比率ｄ）を用いると、１周期におけるインダクタ２０の磁気エネルギの変動量がゼロであることから、以下の式（ｃ１）が成立する。
【００３８】
ＶＬ・ｄ＝（ＶＨ−ＶＬ）・（１−ｄ）  …（ｃ１）
この式を解くと、「ｄ＝１−（ＶＬ／ＶＨ）」が得られる。ここで、「ｍ＋ｄ＝１」より、第１時比率ｍに関する開ループ操作量ｍｆｆは、「ＶＬ／ＶＨ＊」となる。
【００３９】
一方、フィードバック制御部４６では、電圧センサ３０によって検出されるコンデンサ２２の充電電圧（出力電圧ＶＨ）に対する目標電圧ＶＨ＊の差ΔＶＨを入力とし、フィードバック操作量ｍｆｂを算出する。ここで、フィードバック操作量ｍｆｂは、出力電圧ＶＨを目標電圧ＶＨ＊に制御するための操作量であって且つ、第１時比率に対応するものである。本実施形態では、上記差ΔＶＨを入力とする比例要素、積分要素、および微分要素の各出力同士の和をフィードバック操作量ｍｆｂとする。
【００４０】
加算部４８は、開ループ操作量ｍｆｆとフィードバック操作量ｍｆｂとを加算することで、最終的な操作量である第１時比率ｍを算出する。
【００４１】
ＰＷＭ処理部５０は、第１時比率ｍとキャリア信号Ｓｃとの大小比較に基づき、ＰＷＭ信号ｐｗｍを生成する。ここで、キャリア信号Ｓｃは、ＰＷＭ処理の周期Ｔｕの間で漸減する期間と漸増する期間とを１つずつ有する三角波である。また、ＰＷＭ信号ｐｗｍは、第１時比率ｍの方がキャリア信号Ｓｃよりも小さい場合に論理「Ｈ」となる信号である。
【００４２】
操作信号生成部５２では、ＰＷＭ信号ｐｗｍに基づき、操作信号ｇｐ，ｇｎを生成する。ここでは、基本的には、操作信号ｇｎとＰＷＭ信号ｐｗｍとの論理を一致させて且つ、操作信号ｇｐとＰＷＭ信号ｐｗｍとの論理を逆とする。この際、ＰＷＭ信号ｐｗｍの立ち上がりエッジに対して、操作信号ｇｐ，ｇｎのオン操作指令（論理「Ｈ」）への切替タイミングをデッドタイムＤＴだけ遅延させることでデッドタイム生成処理を併せて行なう。ちなみに、こうして生成された実際の操作信号ｇｐのオン操作指令期間（論理「Ｈ」となる期間）は、第１時比率ｍによって指定される期間「ｍ・Ｔｕ」よりもデッドタイムＤＴだけ短いものとなる。
【００４３】
なお、本実施形態では、開ループ操作量ｍｆｆとフィードバック操作量ｍｆｂとのそれぞれの更新周期と、入力電圧ＶＬ、出力電圧ＶＨのサンプリング周期と、目標電圧ＶＨ＊の更新周期とを、いずれもＰＷＭ処理の周期Ｔｕとする。
【００４４】
上記フィードバック制御部４６は、比例ゲインＫｐおよび微分ゲインＫｄがともに、入力電圧ＶＬに応じて可変設定されて且つ、積分ゲインＫｉが開ループ操作量ｍｆｆおよび入力電圧ＶＬに応じて可変設定される。以下、本実施形態にかかるフィードバック制御部４６の設計について説明する。
【００４５】
上記設計に際して、本実施形態では、制御対象（コンバータＣＮＶ）を、図２（ａ）に示す態様にてモデル化する。すなわち、インダクタ２０のインダクタンスＬに抵抗値ｒの抵抗体が直列接続されているとして、配線抵抗等をモデル化する。また、コンデンサ２２に並列に抵抗値Ｒの負荷抵抗が接続されているとして、負荷（インバータＩＮＶおよびモータジェネレータ１０）をモデル化する。
【００４６】
この場合、デッドタイムＤＴを無視すると、図２（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｓｎがオン状態となる期間「ｄ・Ｔｕ」の間、バッテリ１２、インダクタ２０およびスイッチング素子Ｓｎを備えるループ経路に電流が流れ、インダクタ２０の磁気エネルギ（インダクタ２０を流れる電流）の漸増処理がなされる。
【００４７】
漸増処理がなされる期間においてインダクタ２０に流れる電流ｉは、以下の式（ｃ２）を満たす。
【００４８】
Ｌ・（ｄｉ／ｄｔ）＋ｒｉ＝ＶＬ  …（ｃ２）
この際、インダクタ２０側からコンデンサ２２側に電流が流れないことから、コンデンサ２２の放電電流「−Ｃ・（ｄＶＨ／ｄｔ）」による抵抗値Ｒの負荷抵抗における電圧降下量が出力電圧ＶＨに等しくなるとして、以下の式（ｃ３）が成立する。
【００４９】
ＣＲ・（ｄＶＨ／ｄｔ）＋ＶＨ＝０  …（ｃ３）
したがって、漸増処理がなされる期間における状態変数ｘ１＝（ｉ，ＶＨ）の状態方程式は、以下の式（ｃ４）となる。
【００５０】
【数１】
0005803613.tif 000002
これに対し、図２（ｃ）に示すように、スイッチング素子Ｓｎがオフ状態となる期間「（１−ｄ）・Ｔｕ」の間、バッテリ１２、インダクタ２０、ダイオードＤｐおよびコンデンサ２２を備えるループ経路に電流が流れ、インダクタ２０の磁気エネルギ（インダクタ２０を流れる電流）の漸減処理がなされる。
【００５１】
漸減処理がなされる期間においてインダクタ２０に流れる電流ｉは、以下の式（ｃ５）を満たす。
【００５２】
Ｌ・（ｄｉ／ｄｔ）＋ｒｉ＝ＶＬ−ＶＨ  …（ｃ５）
この際、インダクタ２０を流れる電流ｉは、コンデンサ２２の充電電流「Ｃ・（ｄＶＨ／ｄｔ）」と抵抗値Ｒの負荷抵抗に流れる電流との和であることから、以下の式（ｃ６）が成立する。
【００５３】
Ｃ・（ｄＶＨ／ｄｔ）＋ＶＨ／Ｒ＝ｉ  …（ｃ６）
したがって、漸減処理がなされる期間における状態変数ｘ２＝（ｉ，ＶＨ）の状態方程式は、以下の式（ｃ７）となる。
【００５４】
【数２】
0005803613.tif 000003
上記の式（ｃ４）および式（ｃ７）から、周期Ｔｕにおける平均的な状態変数ｘ（＝ｄ・ｘ１＋（１−ｄ）・ｘ２）の状態方程式は、以下の式（ｃ８）にて表現される。
【００５５】
【数３】
0005803613.tif 000004
上記の式（ｃ８）において、状態変数ｘ（ｉ，ＶＨ）の電流ｉを消去して且つ第１時比率ｍ（＝１−ｄ）を用いると、制御対象のモデルとして以下の式（ｃ９）が導出できる。
【００５６】
【数４】
0005803613.tif 000005
上記の式（ｃ９）にて示されるモデルを用いてフィードバック制御部４６を設計する場合、安定性を確保する上では、フィードバック制御部４６を備える閉ループ系（一巡伝達関数）の特性根の実数成分が全て負となることが必要である。ただし、この条件を満たす場合であっても、一般に、特性根は、複素共役な値となりうる。そして複素共役な根は、制御系の共振周波数を定めるものであり、制御器の応答がこの周波数と一致する場合には、オーバーシュートやアンダーシュートが生じる。本実施形態では、こうした事態を回避すべく、フィードバック制御部４６を備える閉ループ系（一巡伝達関数）の特性根が複素共役となることを回避するように、フィードバック制御部４６を設計する。特に、本実施形態では、閉ループ系を１次遅れ系「１／（τｓ＋１）：τは時定数」に設計する。
【００５７】
すなわち、以下の式（ｃ１０）が成立するようにフィードバック制御部４６を設計する。
【００５８】
【数５】
0005803613.tif 000006
したがって、以下の式（ｃ１１）〜（ｃ１３）が成立する。
【００５９】
Ｋｄ＝ＬＣ／（τＶＬ）  …（ｃ１１）
Ｋｐ＝（Ｌ／Ｒ＋ｒＣ）／（τＶＬ）  …（ｃ１２）
Ｋｉ＝（ｒ／Ｒ＋ｍ・ｍ）／（τＶＬ）  …（ｃ１３）
ちなみに、本実施形態においてフィードバック制御部４６をＰＩＤ制御器としたのは、上記（ｃ１０）が成立するうえでＰＩＤ制御器とする必要があったからである。すなわち、たとえばＰＩ制御器としたのでは、上記の式（ｃ１０）が成立しない。
【００６０】
上記の式（ｃ１１）〜（ｃ１３）によれば、比例ゲインＫｐ、積分ゲインＫｉおよび微分ゲインＫｄのいずれも入力電圧ＶＬに応じて変動する。これは、上記閉ループ系を１次遅れ系に設計する上では、バッテリ１２の端子電圧の変動が無視できる場合を除き、フィードバック制御部４６を入力電圧ＶＬに応じて可変設定することが望ましいことを意味する。ここで、車載主機としてのモータジェネレータ１０の電源となるバッテリ１２の端子電圧は大きく変動するものである。このため、本実施形態では、比例ゲインＫｐ、積分ゲインＫｉおよび微分ゲインＫｄのそれぞれを入力電圧ＶＬに応じて可変設定する。詳しくは、入力電圧ＶＬが大きいほど、比例ゲインＫｐ、積分ゲインＫｉおよび微分ゲインＫｄの絶対値を減少させる。
【００６１】
また、上記の式（ｃ１３）によれば、積分ゲインＫｉが第１時比率ｍに応じて変動する。これは、上記閉ループ系を１次遅れ系に設計する上では、第１時比率ｍの変動が無視できる場合を除き、フィードバック制御部４６を入力電圧ＶＬに応じて可変設定することが望ましいことを意味する。ここで、車載主機としてのモータジェネレータ１０に接続されるインバータＩＮＶの直流電圧源の電圧（出力電圧ＶＨ）は、大きく変化させることが望まれるものであることから、第１時比率ｍも数十％の変動が要求される。このため、本実施形態では、積分ゲインＫｉを第１時比率ｍに応じて可変設定する。詳しくは、第１時比率ｍが大きいほど、積分ゲインＫｉの絶対値を増加させる。
【００６２】
これにより、閉ループ系を１次遅れ系とすることができることから、共振に起因したオーバーシュートやアンダーシュートを抑制するためにフィードバック制御部４６のゲイン（比例ゲインＫｐ、積分ゲインＫｉおよび微分ゲインＫｄ）を小さい値とすることを回避することができ、高応答の制御器とすることができる。
【００６３】
図３に、本実施形態の効果を、フィードバック制御器をＰＩ制御とする従来との対比によって示す。図示されるように、本実施形態では、フィードバックゲインを大きくすることで目標電圧ＶＨ＊への追従性が向上しているにもかかわらず、オーバーシュートやアンダーシュートが好適に抑制される。
【００６４】
図４に、昇圧処理（力行制御）と降圧処理（回生制御）とが混在する状況下における本実施形態の効果を、フィードバック制御器をＰＩ制御とする従来との対比によって示す。ここで、昇圧処理と降圧処理とが混在する状況下においては、インダクタ２０を流れる電流の符号が途中で変化するために、デッドタイムＤＴにおいて電流がダイオードＤｐを流れるのかダイオードＤｎを流れるのかがＰＷＭ処理の周期Ｔｕの間で切り替わる。このため、この場合には、デッドタイムＤＴに起因した誤差の影響が特に顕著となりやすい。しかし、図示されるように、本実施形態によれば、デッドタイムに起因した制御誤差は、インダクタ２０を流れる電流ｉがゼロとなる付近にかぎって生じるのみである。これは、フィードバック制御のゲインを大きくしたために、目標電圧ＶＨ＊への追従性が向上したことによる。
【００６５】
図５に、１巡伝達関数のゲイン線図を示す。図５（ａ）に示される本実施形態では、周波数の上昇に伴って上記比が徐々に低下し、共振周波数を有しない。これは、図５（ｂ）に示される従来例とは対照的である。
【００６６】
ここで、従来の制御器の問題点について、図６を用いて総括する。
【００６７】
図６（ａ）は、従来の制御器を用いた場合について、その１巡伝達関数のゲイン線図を示す。図示されるように、従来では、共振周波数（上記比のピーク）が過度に大きくならないようにすべく、低周波数帯域におけるゲインの大きさを低減している。これは、図６（ｂ）に示すオーバーシュート等を抑制するための設定である。ただし、この場合、応答性が低下するが故に、図６（ｃ）に示すように、昇圧処理（力行制御）と降圧処理（回生制御）とが混在する状況下における制御性の低下が著しい。
＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００６８】
図７に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図７において、先の図１に示した部材や処理に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。
【００６９】
図示されるように、本実施形態では、積分ゲインＫｉを、第１時比率ｍ（開ループ操作量ｍｆｆとフィードバック操作量ｍｆｂとの和）に基づき算出する。
＜第３の実施形態＞
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００７０】
図８に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図８において、先の図１に示した部材や処理に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。
【００７１】
本実施形態では、比例ゲインＫｐを、入力電圧ＶＬ、出力電圧ＶＨおよび出力電流Ｉｏｕｔを入力として可変設定する。また、積分ゲインＫｉを、開ループ操作量ｍｆｆ、入力電圧ＶＬおよび出力電流Ｉｏｕｔを入力として可変設定する。さらに、微分ゲインＫｄを、入力電圧ＶＬおよび出力電流Ｉｏｕｔを入力として可変設定する。
【００７２】
これは、第１に、インダクタ２０のインダクタンスＬが電流に応じて変動するためであり、第２に、先の図２に示したモデルにおける負荷抵抗の抵抗値Ｒが変動するためである。
【００７３】
すなわち、磁気飽和に起因してインダクタンスＬが変動すると、上記の式（ｃ１１），（ｃ１２）にて表現される比例ゲインＫｐおよび微分ゲインＫｄが変動する。このため、出力電流Ｉｏｕｔを入力として、インダクタンスＬの変化に応じて比例ゲインＫｐおよび微分ゲインＫｄを可変設定する。詳しくは、出力電流Ｉｏｕｔが大きいほど、インダクタンスＬが小さくなることに鑑み、微分ゲインＫｄおよび比例ゲインＫｐの絶対値を減少させる。
【００７４】
一方、負荷抵抗の抵抗値Ｒが変動すると、上記の式（ｃ１２）、（ｃ１３）にて表現される比例ゲインＫｐおよび積分ゲインＫｉが変動する。負荷抵抗の抵抗値Ｒは、コンバータＣＮＶの出力電圧ＶＨと出力電流Ｉｏｕｔとの比に等価な抵抗（等価抵抗）の抵抗値であることから、この抵抗値Ｒは、出力電圧ＶＨおよび出力電流Ｉｏｕｔを入力として把握することができる。そして、抵抗値Ｒが大きいほど、比例ゲインＫｐ，および積分ゲインＫｉのそれぞれの絶対値を減少させる。
＜第４の実施形態＞
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００７５】
図９に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図９において、先の図１に示した部材や処理に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。
【００７６】
本実施形態では、比例ゲインＫｐ、積分ゲインＫｉおよび微分ゲインＫｄを固定値とする。これに代えて、本実施形態では、開ループ制御部４４のゲインを第１時比率ｍに応じて可変設定する。以下、開ループ制御部４４の設計について説明する。
【００７７】
上記の式（ｃ９）において、演算子「ｓ」を「ｄ／ｄｔ」とし、変形することで、以下の式（ｃ１４）を得る。なお、下記の式（ｃ１４）において、連続系の状態変数であることを、状態変数ｘｃ（ｃ：continuance）によって明記した。
【００７８】
【数６】
0005803613.tif 000007
上記の状態方程式は、可制御正準系であるため、逆写像が存在し、出力電圧ＶＨに基づき第１時比率ｍを表現することができる。そして、これは、上記の式（ｃ１）に示したものとは相違すると考えられる。なぜなら、先の図２に示したモデルを用いた考察では、ＰＷＭ処理の１周期Ｔｕにおけるインダクタ２０の磁束の変動量がゼロとなることは仮定されていないためである。そしてこの仮定がないために、上記の式（ｃ１４）を用いて算出される第１時比率ｍは、上記仮定が成立しない過渡時における操作量として適切な値となると考えられる。
【００７９】
本実施形態では、上記の式（ｃ１４）にて表現される状態方程式を離散化するに際し、開ループ制御部４４においてマルチレートサンプリング制御を行なうべく、以下の変形をする。なお、下記の式においては、離散系の状態変数ｘｓであることを特に明記した。
【００８０】
【数７】
0005803613.tif 000008
ここで、本実施形態では、目標電圧ＶＨ＊の更新周期（周期Ｔｕ）の間に、開ループ操作量ｍｆｆを２度変更するマルチレートサンプリング制御を行なうべく、上記の式（ｃ１４）において、「ｍ（ｋ），ｍ（ｋ＋１）」を「ｍｆｆ（ｋ０），ｍｆｆ（ｋ１）」とする。これにより、以下の式（ｃ１５）が得られる。
【００８１】
【数８】
0005803613.tif 000009
上記の式（ｃ１５）の積分区間等が上記の式（ｃ１４）から変更されていることに留意されたい。
【００８２】
上記の式（ｃ１５）を用いることで、図１０に示すように、目標電圧ＶＨ＊（ｋ）が更新されると、まずこれに応じて開ループ操作量ｍｆｆ（ｋ０）によって開ループ操作量が更新されるとともに、フィードバック操作量ｍｆｂも更新される。また、「Ｔｕ／２」の経過時に、開ループ操作量ｍｆｆ（ｋ１）によって開ループ操作量が更新される。ただし、この際、フィードバック操作量ｍｆｂは更新されない。そして、１周期Ｔｕの経過時に、目標電圧ＶＨ＊（ｋ＋１）が更新されることで、開ループ操作量とフィードバック操作量の双方が更新されることとなる。
【００８３】
このマルチレートサンプリング制御を用いることで、開ループ制御による過渡時の制御性を向上させることができる。このため、高応答で目標電圧ＶＨ＊に追従する制御が可能となり、ひいては目標電圧ＶＨ＊が急変する状況下における制御性を向上させたりすることができる。
【００８４】
なお、上記の式（ｃ１５）における行列Ａは、第１時比率ｍの関数である。このため、本実施形態にかかる開ループ制御部４４のゲインは、第１時比率ｍに応じて可変設定されることとなる。
＜第５の実施形態＞
以下、第５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００８５】
図１１に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図１１において、先の図１に示した部材や処理に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。
【００８６】
本実施形態では、フィードバック制御部４６を、ＰＩ制御器とし、比例ゲインＫｐおよび積分ゲインＫｉを固定値とする。これに代えて、本実施形態では、開ループ制御部４４およびフィードバック制御部４６に目標電圧ＶＨ＊が入力されるに際し、これをノッチフィルタ４３によってフィルタ処理する。
【００８７】
ここで、ノッチフィルタ４３は、以下の式（ｃ１６）にて表現される。
【００８８】
【数９】
0005803613.tif 000010
本実施形態では、上記の式（ｃ１６）にて表現されるノッチフィルタ４３のパラメータξ，ωを第１時比率ｍに応じて可変設定する。これは、次の理由による。
【００８９】
フィードバック制御部４６および制御対象（コンバータＣＮＶ）を備える閉ループ系の伝達関数（１巡伝達関数）は、以下の式（ｃ１７）にて表現される。
【００９０】
【数１０】
0005803613.tif 000011
上記の式（ｃ１８）の特性根は、実数部分を全て負とする場合、共役複素数の根を有し得る。これは、「ｓ」の３次、２次、１次および０次の全ての項の係数が正だからである。ここで、共役複素な解によって定まる共振周波数帯域を、上記ノッチフィルタ４３の阻止帯域（信号を透過させない（減衰させる）周波数帯域）とする。ここで、共振周波数帯域は、第１時比率ｍに応じて変化する。このため、阻止帯域を第１時比率ｍに応じて可変設定する。
【００９１】
これにより、フィードバック制御部４６の制御が共振周波数に起因してオーバーシュートやアンダーシュートを生じることを好適に抑制することができる。すなわち、たとえば目標電圧ＶＨ＊をステップ状に変化させる場合、ステップ関数のフーリエ展開から明らかなように、この目標電圧ＶＨ＊の変化はあらゆる周波数成分を含む。このため、上記の式（ｃ１７）の特性根から定まる共振周波数成分をも含む。このため、ノッチフィルタ４３を備えない場合、フィードバック制御部４６は、共振周波数に起因したオーバーシュートやアンダーシュートを生じさせやすい。これに対し、ノッチフィルタ４３を備えて、目標電圧ＶＨ＊の変化から共振周波数成分を除去することで、共振周波数に起因した問題の抑制を図る。
＜第６の実施形態＞
以下、第６の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００９２】
図１２に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図１２において、先の図１に示した部材や処理に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。
【００９３】
本実施形態では、コンバータＣＮＶとして、フルブリッジ型のものを用いる。すなわち、バッテリ１２（正極側および負極側の入力端子）には、スイッチング素子Ｓｐ１，Ｓｎ１の直列接続体が接続されており、コンデンサ２２（正極側および負極側の出力端子）には、スイッチング素子Ｓｐ２，Ｓｎ２の直列接続体が接続されている。そして、スイッチング素子Ｓｐ１，Ｓｎ１の接続点とスイッチング素子Ｓｐ２，Ｓｎ２の接続点との間には、インダクタ２０が接続されている。なお、スイッチング素子Ｓｎ１，Ｓｎ２の出力端子は互いに短絡されている。
【００９４】
こうした構成によれば、スイッチング素子Ｓｐ１，Ｓｎ２をオン状態として且つスイッチング素子Ｓｐ２，Ｓｎ１をオフ状態とする処理と、スイッチング素子Ｓｐ１，Ｓｎ２をオフ状態として且つスイッチング素子Ｓｐ２，Ｓｎ１をオン状態とする処理との一対の処理について、それらを交互に行なうことで、昇圧処理や降圧処理を行なうことができる。すなわち、スイッチング素子Ｓｐ１，Ｓｎ２をオン状態として且つスイッチング素子Ｓｐ２，Ｓｎ１をオフ状態とする処理によって、バッテリ１２、スイッチング素子Ｓｐ１、インダクタ２０およびスイッチング素子Ｓｎ２を備えるループ経路に電流が流れ、インダクタ２０の磁気エネルギ（インダクタ２０を流れる電流）の漸増処理がなされる。一方、スイッチング素子Ｓｐ１，Ｓｎ２をオフ状態として且つスイッチング素子Ｓｐ２，Ｓｎ１をオン状態とする処理の処理によって、インダクタ２０、スイッチング素子Ｓｐ２（ダイオードＤｐ２），コンデンサ２２およびスイッチング素子Ｓｎ１（ダイオードＤｎ１）を備えるループ経路に電流が流れ、インダクタ２０の磁気エネルギ（インダクタ２０を流れる電流）の漸減処理がなされる。
【００９５】
ここで、開ループ制御部４４は、開ループ操作量ｍｆｆを「ＶＬ／（ＶＬ＋ＶＨ＊）」に設定する。これは、ＰＷＭ処理の周期Ｔｕにおいてインダクタ２０の磁束の変動量がゼロとなる条件から求められるものである。
【００９６】
また、フィードバック制御部４６は、ＰＩＤ制御器であり、比例ゲインＫｐ，積分ゲインＫｉおよび微分ゲインＫｄのいずれもが入力電圧ＶＬおよび第１時比率ｍに応じて可変設定される。これは、制御対象（コンバータＣＮＶ）とフィードバック制御部４６とからなる閉ループ系を１次遅れ系に設計するための設定である。
【００９７】
すなわち、この場合、磁気エネルギの漸減処理期間において、上記の式（ｃ５）における入力電圧ＶＬを削除したものによってモデルを表現できる（式（ｃ２），（ｃ３），（ｃ６）はそのまま成立する）。このため、上記の式（ｃ８）の右辺第２項の「１／Ｌ」が「ｄ／Ｌ」に変更される。これにより、以下の式（ｃ１８）が成立する。
【００９８】
【数１１】
0005803613.tif 000012
この式（ｃ１８）は、上記の式（ｃ９）において「ＶＬ→ＶＬｄ」の変更を施したものとなっている。このため、上記の式（ｃ１１）〜（ｃ１３）においてもこの変更を施すことで、１次遅れ系が設計できる。そして、これにより、比例ゲインＫｐ，積分ゲインＫｉおよび微分ゲインＫｄのいずれもが第２時比率ｄに依存することがわかる。ここで、「ｄ＝１−ｍ」であるから、比例ゲインＫｐ，積分ゲインＫｉおよび微分ゲインＫｄの全てを、第１時比率ｍを入力として可変設定することで、第１時比率ｍの変動に関わらず１次遅れ系とすることが可能となる。
＜第７の実施形態＞
以下、第７の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００９９】
図１３に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図１３において、先の図１に示した部材や処理に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。
【０１００】
図示されるように、本実施形態にかかるコンバータＣＮＶは、スイッチング素子Ｓｐおよびスイッチング素子Ｓｎの接続点とバッテリ１２の正極との間に接続されたインダクタ２０ａと、インダクタ２０ａおよびスイッチング素子Ｓｎの接続点とスイッチング素子Ｓｐとの間に接続されたインダクタ２０ｂとを備える。これにより、磁気エネルギの漸増処理時において磁束を漸増させるためのインダクタ（力行時にはインダクタ２０ａ単独）のインダクタンスは、磁気エネルギの漸減処理において磁束を漸減させるためのインダクタ（力行時にはインダクタ２０ａ，２０ｂ）のインダクタンスと相違する。
【０１０１】
ここで、開ループ制御部４４では、開ループ操作量ｍｆｆを「（１＋ｎ）ＶＬ／（ＶＨ＊−ＶＬ）」と算出する。ただし、巻数比ｎは、インダクタ２０ａの巻数Ｎ１とインダクタ２０ｂの巻数Ｎ２との比「Ｎ１／Ｎ２」である。開ループ操作量ｍｆｆは、磁気エネルギの変動量が周期Ｔｕでゼロとなるとの条件によって定まる値である。
【０１０２】
また、フィードバック制御部４６は、ＰＩＤ制御器であり、比例ゲインＫｐ，積分ゲインＫｉおよび微分ゲインＫｄのいずれもが入力電圧ＶＬおよび第１時比率ｍに応じて可変設定される。これは、制御対象（コンバータＣＮＶ）とフィードバック制御部４６とからなる閉ループ系を１次遅れ系に設計するための設定である。
【０１０３】
この系は、磁気エネルギの漸増処理と、漸減処理とでインダクタンスが相違することが、先の図１に示したモデルからの変更点である。このため、インダクタ２０ａ，２０ｂのそれぞれのインダクタンスＬ１，Ｌ２を用いると、以下の式（ｃ１９）が成立する。
【０１０４】
【数１２】
0005803613.tif 000013
上記の式（ｃ１９）は、上記の式（ｃ９）において「Ｌ→Ｌ０，ｍ・ｍ→Ｌ０ｍ・ｍ／Ｌ３」とする変更を施したものである。このため、上記の式（ｃ１１）〜（ｃ１３）においてもこの変更を施すことで、１次遅れ系が設計できる。そして、これにより、比例ゲインＫｐ，積分ゲインＫｉおよび微分ゲインＫｄのいずれもが第２時比率ｄに依存することがわかる。ここで、「ｄ＝１−ｍ」であるから、比例ゲインＫｐ，積分ゲインＫｉおよび微分ゲインＫｄの全てを、第１時比率ｍを入力として可変設定することで、第１時比率ｍの変動に関わらず１次遅れ系とすることが可能となる。
＜第８の実施形態＞
以下、第８の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【０１０５】
図１４に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図１４において、先の図１に示した部材や処理に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。
【０１０６】
図示にされるように、本実施形態では、コンバータＣＮＶとして絶縁型のものを用いる。特に本実施形態では、フライバックコンバータを用いる。このコンバータＣＮＶでは、スイッチング素子Ｓ１がオンとされる期間において、バッテリ１２、トランスＴの１次側コイルＷ１およびスイッチング素子Ｓ１を備えるループ経路に電流が流れ、トランスＴの磁気エネルギが漸増する。ただし、この期間においては、トランスＴの２次側コイルＷ２からコンデンサ２２に電流を出力しない。これに対し、スイッチング素子Ｓ１がオフとされる期間においては、２次側コイル、ダイオードＤおよびコンデンサ２２を備えるループ経路に電流が流れ、トランスＴの磁気エネルギが漸減する。
【０１０７】
ここで、１次側コイルＷ１と２次側コイルＷ２とで巻数が同じ場合には、等価回路を先の第６の実施形態（図１２）とみなすことができる。このため、第６の実施形態の要領で、フィードバックゲインを設計することができる。また、１次側コイルＷ１と２次側コイルＷ２とで巻数が相違する場合、磁気エネルギを漸増させる期間と漸減させる期間とで、インダクタンスが相違するとみなせば、上記第１の実施形態に対する上記第７の実施形態（図１３）の変更を、上記第６の実施形態（図１２）に対して行なうことでフィードバックゲインを設計することができる。
【０１０８】
なお、開ループ操作量ｍｆｆは、「ＶＬ／（ｎＶＨ＊＋ＶＬ）」とする。ただし、巻数比ｎは、トランスＴの１次側コイルＷ１の巻数Ｎ１と２次側コイルＷ２の巻数Ｎ２との比「Ｎ１／Ｎ２」である。ちなみに、第１時比率ｍは、スイッチング素子Ｓ１のオン・オフの１周期に対する「オフ」時間の時比率である。
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
【０１０９】
「フィードバックゲイン可変手段について」
上記第１〜第３の実施形態においては、比例ゲインＫｐ，積分ゲインＫｉ，微分ゲインＫｄをモデルから求めたがこれに限らない。たとえば、試作品等を用いて試験運転をする際に適合によって算出してもよい。この場合であっても、積分ゲインＫｉのみを第１時比率ｍによって可変設定することで共振周波数に起因したオーバーシュート等の回避が可能であるという上述した知見を用いるなら、その適合を容易とすることができる。
【０１１０】
上記第１〜第３の実施形態において、比例ゲインＫｐ、積分ゲインＫｉ，および微分ゲインＫｄの全てを第１時比率ｍに応じて可変設定してもよい。これは、上記の式（ｃ１０）におけるプラントＰ（ｓ）の入力（操作量）を第２時比率ｄとした場合、上記の式（ｃ１０）の右辺に「ｍ／ｄ」を乗算したものがプラントＰ（ｓ）の伝達関数となることに鑑みたものである。すなわち、この場合、１巡伝達関数を１次遅れ系にするうえでは、比例ゲインＫｐ、積分ゲインＫｉ、および微分ゲインＫｄの「ＶＬ」を「ＶＬ・ｍ／ｄ」に変更する必要があり、比例ゲインＫｐ、積分ゲインＫｉ，および微分ゲインＫｄの全てが第１時比率ｍに依存する。
【０１１１】
「フィードバックゲインによる閉ループ特性の設計について」
１次遅れ系に限らない。たとえば特性根が重根を有する２次遅れ系に設計してもよい。この場合であっても、共振周波数が存在しないため、共振現象を回避することができる。
【０１１２】
「開ループゲイン可変手段について」
入力パラメータ（目標電圧ＶＨ＊およびその変化速度ｄＶＨ＊／ｄｔ）の更新周期を、開ループ操作量ｍｆｆの更新周期の２倍とするものに限らない。上記の式（ｃ１４）の導出過程に鑑みるなら、入力（第１時比率ｍ）を時系列的に前後する３つ以上の入力とすることも可能であることから、変化速度ｄＶＨ／ｄｔの更新周期を、開ループ操作量ｍｆｆの更新周期の３倍以上とすることも勿論可能である。同様に、入力（第１時比率ｍ）を１つとすることも可能であることから、変化速度ｄＶＨ／ｄｔの更新周期を、開ループ操作量ｍｆｆの更新周期と一致させることも勿論可能である。
【０１１３】
上記第６〜第９の実施形態（図１２〜図１５）にかかるコンバータにおいて、上記第４の実施形態の要領で、開ループゲイン可変手段を搭載してもよい。
【０１１４】
「フィードバック操作量ｍｆｂと開ループ操作量ｍｆｆとの更新タイミングについて」
上記第１〜第３の実施形態では、これらを同一としたがこれに限らない。また、互いの更新周期も相違してよい。
【０１１５】
上記第４の実施形態では、フィードバック操作量ｍｆｂの更新周期を開ループ操作量ｍｆｆの更新周期の２倍としたがこれに限らず、たとえばそれらを一致させてもよい。
【０１１６】
「目標変化可変手段について」
上記第６〜第８の実施形態（図１２〜図１４）にかかるコンバータにおいて、上記第５の実施形態（図１１）の要領で、目標電圧ＶＨ＊をノッチフィルタ４３にてフィルタ処理してもよい。上記第５の実施形態（図１１）において、開ループ制御部４４については、フィルタ処理のなされていない目標電圧ＶＨ＊を入力してもよい。
【０１１７】
「等価抵抗情報の取得について」
上記第３の実施形態では、出力電流Ｉｏｕｔと出力電圧ＶＨとを入力として等価抵抗を把握したが、これに限らない。たとえば、出力（パワー）と出力電圧とを入力としてもよい。また、たとえばモータジェネレータ１０の要求トルクと回転速度と、出力電圧とを入力としてもよい。もっとも、モータジェネレータ１０の要求トルクと回転速度とに応じて目標電圧ＶＨ＊が一義的に定まるなら、モータジェネレータ１０の要求トルクと回転速度とのみから等価抵抗を高精度に把握することができる。
【０１１８】
「インダクタンス情報の取得について」
上記第３の実施形態では、出力電流Ｉｏｕｔを入力として、インダクタ２０のインダクタンスを把握したがこれに限らない。たとえば、出力（パワー）と出力電圧とを入力としてもよい。
【０１１９】
「ゲイン可変手段について」
上記第４の実施形態にかかるフィードバック制御部４６として、上記第１の実施形態にかかるフィードバック制御部４６を採用してもよい。また、上記第４の実施形態において、等価抵抗の変動やインダクタンスの変動を考慮して開ループ操作量ｍｆｆを設定してもよい。
【０１２０】
「可変手段について」
上記第４の実施形態にかかるフィードバック制御部４６として、上記第１の実施形態にかかるフィードバック制御部４６を採用し、この際、上記第５の実施形態にかかるノッチフィルタ４３を備えてもよい。
【０１２１】
上記第５の実施形態にかかるフィードバック制御部４６として、上記第１の実施形態にかかるフィードバック制御部４６を採用してもよい。また、上記第５の実施形態にかかる開ループ制御部４４として、上記第４の実施形態にかかる開ループ制御部４４を採用してもよい。
【０１２２】
「制御手段について」
上記第１〜第３の実施形態において、開ループ制御手段（開ループ制御部４４）を削除してもよい。また、上記第４の実施形態においてフィードバック制御手段（フィードバック制御部４６）を削除してもよい。
【０１２３】
「非絶縁型コンバータについて」
上記実施形態で例示したものに限らず、たとえば図１５に示す昇降圧コンバータであってもよい。なお、図１５において、先の図１に示した部材に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。このコンバータは、正極側入力端子（バッテリ１２の正極）と負極側出力端子（コンデンサ２２の負極）との間に、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を備えており、これらのそれぞれにはダイオードＤ１，Ｄ２が接続されている。また、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の接続点と負極側入力端子（バッテリ１２の負極）との間には、インダクタ２０が設けられている。このコンバータの場合、スイッチング素子Ｓ１がオンとなることで、インダクタ２０に入力電圧ＶＬが印加され、スイッチング素子Ｓ２がオンとなることで、インダクタ２０に出力電圧ＶＨが印加されることから、先の第６の実施形態（図１２）と同様のプラントモデルを採用することができる。このため、第６の実施形態の要領で、フィードバックゲインを設計することができる。
【０１２４】
「絶縁型コンバータについて」
上記実施形態で例示したものに限らず、たとえば図１６に示すフォワードコンバータであってもよい。この場合、スイッチング素子Ｓ１がオン操作されることで、バッテリ１２、トランスＴの１次側コイルＷ１、およびスイッチング素子Ｓ１の閉ループ経路に電流が流れる。この際、トランスＴの２次側コイルＷ２には、１次側コイルＷ１の巻数Ｎ１と２次側コイルＷ２の巻数Ｎ２との比（巻数比ｎ）に応じた電圧「ｎＶＬ」が印加され、これにより、２次側コイルＷ２、ダイオードＤ１、インダクタ２０およびコンデンサ２２を備えるループ経路に電流が流れ、インダクタ２０の磁気エネルギの漸増処理がなされる。これに対し、スイッチング素子Ｓ１がオフとされる場合、インダクタ２０、コンデンサ２２およびダイオードＤ２を備えるループ経路に電流が流れ、インダクタ２０の磁気エネルギ（インダクタ２０を流れる電流）の漸減処理がなされる。
【０１２５】
この場合であっても、フィードバック制御部４６を、ＰＩＤ制御器とし、比例ゲインＫｐ，積分ゲインＫｉおよび微分ゲインＫｄを入力電圧ＶＬおよび第１時比率ｍに応じて可変設定してもよい。これは、以下の理由による。
【０１２６】
フィードバック制御部４６の設計に際して、２次側のみをモデル化することを考えると、インダクタ２０の磁気エネルギの漸増処理に際して２次側コイルＷ２に「ｎＶＬ」の電圧が誘起されることから、端子電圧「ｎＶＬ」のバッテリが接続されているとみなすことができる。
【０１２７】
この構成をモデル化すると、以下の式（ｃ２０）が成立する。
【０１２８】
【数１３】
0005803613.tif 000014
この式（ｃ２０）からわかるように、操作量を第２時比率ｄとすると、制御対象は時比率に依存しない。ただし、操作量を第１時比率ｍとすると、制御対象は、上記の式（ｃ２０）に「１／ｍ」を乗算したものとなる。そして、この場合、比例ゲインＫｐ、積分ゲインＫｉおよび微分ゲインＫｄのそれぞれを第１時比率ｍまたは第２時比率ｄを入力として可変設定することが、制御対象と制御器とを備える閉ループ系を１次遅れ系とするうえで望ましいものとなる。
【０１２９】
もっとも、図１６に示すコンバータのモデルの考察からわかるように、インダクタの磁気エネルギの漸増処理および漸減処理のいずれか一方においてインダクタに出力電圧（負荷が接続される側の直流電圧）が印加されないコンバータを制御対象とする場合に、モデルが時比率に依存しやすいと考えられる。このため、こうしたコンバータを採用する場合には、時比率に応じてフィードバックゲインや開ループ制御のゲインを可変としたり、ノッチフィルタを用いたりすることが特に有効である。こうした絶縁型のコンバータとしては、たとえば１次側コイルおよび２次側コイルのそれぞれが一対のコイルの直列接続体からなって且つ、一対の１次側コイルが交互にエネルギ蓄積コイルの役割を果たすフライバックトランスとして機能するものがある。
【符号の説明】
【０１３０】
ＣＮＶ…コンバータ（電圧変換回路の一実施形態）、４０…制御装置、４４…開ループ制御部、４６…フィードバック制御部。
【図１】
0005803613.tif 000015
【図２】
0005803613.tif 000016
【図３】
0005803613.tif 000017
【図４】
0005803613.tif 000018
【図５】
0005803613.tif 000019
【図６】
0005803613.tif 000020
【図７】
0005803613.tif 000021
【図８】
0005803613.tif 000022
【図９】
0005803613.tif 000023
【図１０】
0005803613.tif 000024
【図１１】
0005803613.tif 000025
【図１２】
0005803613.tif 000026
【図１３】
0005803613.tif 000027
【図１４】
0005803613.tif 000028
【図１５】
0005803613.tif 000029
【図１６】
0005803613.tif 000030