(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数台のＰＷＭ電力変換器の出力を並列接続し、各ＰＷＭ電力変換器を同期運転するＰＷＭ電力変換器の並列運転装置であって、
電流指令値と電流検出値との偏差の積分演算を行い、電圧指令を出力する電流制御部と、
各ＰＷＭ電力変換器の出力電流の偏差に基づき、前記電圧指令に対して横流補償を行い、各ＰＷＭ電力変換器の電圧指令を出力する横流補償部と、
前記各ＰＷＭ電力変換器の電圧指令に対して、出力制限を掛ける電圧指令制限部と、
出力制限後の電圧指令における平均値をフィードバック値として算出するフィードバック値算出部と、を備え、
前記電流制御部における積分演算に用いる偏差には、
前記電流指令値と電流検出値との偏差に対して、前記フィードバック値と電圧指令との偏差である電圧指令制限部で制限された操作量の飽和量に対してフィードバックゲインを乗算した値を、加算した値を用いることを特徴とするＰＷＭ電力変換器の並列運転装置。
【請求項２】
前記電圧指令から零相電圧を減算することを特徴とする請求項１記載のＰＷＭ電力変換器の並列運転装置。
【請求項３】
前記電圧指令に、デッドタイム補償値を加算することを特徴とする請求項１または２記載のＰＷＭ電力変換器の並列運転装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＰＷＭ制御を用いた電力変換器の運転方法に係り、特に電力変換器が並列接続された場合の電圧飽和時の動作に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、電動機駆動装置などの電力変換システムの大容量化を実現するためには、電力変換器を大容量化する必要があり、その方法の一つとして、複数の電力変換器を並列運転させて各電力変換器の出力電力の和を電動機に供給する方法が知られている。
【０００３】
電力変換器の並列運転には、各電力変換器をリアクトルまたは相間リアクトルを介して電動機に接続する方法がある。並列する各電力変換器の直流電源が共通の場合、各電力変換器は電気的に結合しているため、各電力変換器のスイッチング特性のばらつきにより電圧差が生じる。この電圧差により、各電力変換器間に不要な循環電流が流れ、この循環電流は“横流”と呼ばれている。
【０００４】
以下、本願明細書では、並列インバータかつ横流補償機能を持ち、さらに、電圧飽和が発生するＰＷＭ電力変換器の並列運転装置を前提にして考える。
【０００５】
図５は、一般的なＰＷＭ電力変換器の並列運転装置の一例を示す構成図である。なお、図５中において、信号線に３本の斜線がある場合は３相の信号であることを意味している。
【０００６】
図５に示すＰＷＭ電力変換器の並列運転装置は、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２は並列に接続され、相間リアクトルＬ＿ｍｕｔを介して電動機Ｍに接続されている。このとき、電流制御を大きく分けると、出力電流の制御と横流の制御に分けられる。
【０００７】
出力電流の制御は、出力電流制御部５ａ，５ｂにより、電流指令値Ｉｄ＿ｃｍｄ，Ｉｑ＿ｃｍｄと電流検出値Ｉｄ＿ｄｅｔ，Ｉｑ＿ｄｅｔとの偏差を取り、ＰＩ制御を行い、ｄｑ逆変換器２によりｄｑ逆変換を行う。
【０００８】
次に、横流の制御では、このｄｑ逆変換器２の出力である電圧指令Ｖ＿ｃｍｄに横流補償部ＢａｌａｎｃｅＡＣＲで算出された横流補償指令値Ｖｃｃｃ＿ｃｍｐを重畳し、電圧指令制限部３ａ，３ｂによりインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の出力限界値で電圧指令制限を掛ける。電圧指令制限後の電圧指令をＶ１＿ｃｍｄ，Ｖ２＿ｃｍｄとし、この電圧指令制限後の電圧指令Ｖ１＿ｃｍｄ，Ｖ２＿ｃｍｄに基づきＰＷＭ発生部ＰＷＭ１，ＰＷＭ２によりスイッチング指令Ｇ１＿Ｈ，Ｇ１＿Ｌ，Ｇ２＿Ｈ，Ｇ２＿ＬをインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２に出力し、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２を駆動させ、電動機Ｍを運転させる。
【０００９】
最後に各インバータ出力電流Ｉ１とＩ２を検出し、それを加算してシステム全体の出力電流Ｉ＿ｄｅｔとして計測する。出力電流Ｉ＿ｄｅｔは３相電流なので、出力電流の制御を行うためにｄｑ変換器４によりｄｑ変換を行い、電流検出値Ｉｄ＿ｄｅｔ，Ｉｑ＿ｄｅｔを出力する。このｄｑ変換には、エンコーダ等で検出した位相Ｔｈｅｔａ＿ｄｅｔを用いている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開２００３−１３４８３２号公報
【特許文献２】特開平１０−２４８２６２号公報
【特許文献３】特開２００７−２５２１４４号公報
【特許文献４】特願２０１１−１１０１１４号公報
【非特許文献】
【００１１】
【非特許文献１】須田信英，ＰＩＤ制御，朝倉書店，１９９２年７月１日，ｐｐ５１〜５３．
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
図５に示したようなＰＷＭ電力変換器の並列運転装置では、各ＰＷＭ電力変換器の電圧指令Ｖ＿ｃｍｄ−Ｖｃｃｃ＿ｃｍｄ，Ｖ＿ｃｍｄ＋Ｖｃｃｃ＿ｃｍｄが電圧指令制限部３ａ，３ｂの電圧制限値に掛かるような大きな値になった場合、出力電圧の線形性を保つことができない。また、無理に電圧を出力しようとすると電圧制限値に掛かる時間が多くなるため、電流も線形性が失われ安定して動作しない。
【００１３】
なぜならば、出力電流制御に積分動作が含まれているためである。すなわち、偏差（電流指令値と電流検出値との偏差）の積分量が増加するときそれに比例して操作量も増大するが、出力電圧が制限されていると、偏差は小さくならず電圧指令Ｖｄ＿ｃｍｄ，Ｖｑ＿ｃｍｄを増幅させようとする過剰積分動作が働く。その結果、電流の線形性は失われる。この現象をワインドアップと呼ぶ。
【００１４】
簡単のために、開ループで積分動作だけをとりだし、入力である偏差が図６（ａ）のように変化した場合の挙動を考える。図６（ｂ）に示すように、飽和特性がなければ操作量はＯＡＢＣＤと推移する。当然ながら、偏差の積分量が増加するときはそれに比例して操作量も増加し、偏差の積分量が減少するときはそれに比例して操作量も減少するという、積分動作の本来の機能が果されている。操作量が図６（ｂ）のＬという値で飽和する場合、積分器の出力は依然としてＯＡＢＣＤという経過をたどるが、実際の操作量はＯＡＥＣＤと推移することとなる。このとき、ＡＥ間では偏差の積分量の増加に比例して操作量も増加するという本来の機能が失われているが、それは飽和のせいでやむを得ない。ＥＣ間では偏差の積分量が減少するにもかかわらず操作量は減少しない。それは積分器出力がＡＢと巻き上げ（ワインドアップ）られているため、ＢＣと巻き戻してしまうまでは、偏差の積分量の減少に比例して操作量も減少するという、本来の機能が回復しないためである。開ループで説明したが、フィードバック制御系に組み込まれた場合も同様で、巻き戻しの期間だけ本来の機能の回復が遅れ、そのために偏差の整定が遅れ、オーバーシュートも大きくなる傾向がある。（非特許文献１参照）
ワインドアップ発生時の電流を周波数軸で観察した場合、数Ｈｚから数百Ｈｚの広い帯域幅のオフセットが乗る。すなわち、意図しない多くの振動を持った電流になる。
【００１５】
誘導器でも同期機でも電流が振動しているとトルクも同様に振動する。インバータには同期機のような誘導性負荷を接続することが多いが、この同期機を単独で使用することは無く、多くの場合、別の機械システムが電動機の出力に接続されている。この機械システムは機械共振周波数を持っていることがあるため、意図しないトルク振動があり、この振動が機械システムの機械共振周波数と一致した場合、この周波数のトルクが増幅されて機械システムが破損する可能性がある。そこで、ＰＷＭ電力変換器の並列運転装置は電圧飽和が発生し続けても、意図しない電流振動やトルク振動を発生させないような制御構成が必要である。
【００１６】
図７に横流補償を考慮していないアンチワインドアップ処理法を示す。図７は、図５に示すＰＷＭ電力変換器の並列運転装置の出力電流制御部５ａ，５ｂを自動整合型の出力電流制御部６ａ，６ｂに変更したものである。その他の機構は図５と同様である。
【００１７】
出力電流制御部６ａ，６ｂ内に、電圧指令制限部７ａ，７ｂの制限前のｄ軸，ｑ軸電圧指令と制限後のｄ軸，ｑ軸電圧指令Ｖｄ＿ｃｍｄ，Ｖｑ＿ｃｍｄとの差をフィードバックしている点に特色がある。電圧指令制限前と制限後のｄ軸，ｑ軸電圧指令が一致している場合には、このフィードバックは切れるため、通常のＰＩ制御として作動する。
【００１８】
リセットワインドアップは積分動作が大きくなりすぎて起こるため、積分動作を抑える自動整合ＰＩ制御を行い、飽和によってカットされた分の操作量に応じて積分による操作量を減らす。その結果、操作量と応答が改善し、整定時間も改善することとなる。
【００１９】
しかしながら、出力電流制御はｄｑ軸上で行っているが、そのまま出力電流制御のアンチワインドアップ処理を行っても正常に動作しない。なぜならば、三相電圧に変換された後の電圧指令Ｖ＿ｃｍｄに横流補償指令値Ｖｃｃｃ＿ｃｍｐを重畳し、電圧指令制限を行っているため、結局電圧飽和が発生することがあり、アンチワインドアップ処理が正しく動作しなかった。
【００２０】
以上示したように、電圧飽和が発生した場合でも、横流補償機能と干渉することなく、アンチワインドアップ処理を行うことが可能なＰＷＭ電力変換器の並列運転装置を提供することが課題となる。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、複数台のＰＷＭ電力変換器の出力を並列接続し、各ＰＷＭ電力変換器を同期運転するＰＷＭ電力変換器の並列運転装置であって、電流指令値と電流検出値との偏差の積分演算を行い電圧指令を出力する電流制御部と、各ＰＷＭ電力変換器の出力電流の偏差に基づき、前記電圧指令に対して横流補償を行い、各ＰＷＭ電力変換器の電圧指令を出力する横流補償部と、前記各ＰＷＭ電力変換器の電圧指令に対して、出力制限を掛ける電圧指令制限部と、出力制限後の電圧指令における平均値をフィードバック値として算出するフィードバック値算出部と、を備え、前記電流制御部における積分演算に用いる偏差には、前記電流指令値と電流検出値との偏差に対して、前記フィードバック値と電圧指令との偏差である電圧指令制限部で制限された操作量の飽和量に対してフィードバックゲインを乗算した値を、加算した値を用いることを特徴とする。
【００２２】
また、前記電圧指令から零相電圧を減算しても良く、デッドタイム補償値を加算しても良い。
【発明の効果】
【００２３】
本発明によれば、ＰＷＭ電力変換器の並列運転装置において、電圧飽和が発生した場合でも、横流補償機能と干渉することなく、正常にアンチワインドアップ処理を行うことが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】実施形態１におけるＰＷＭ電力変換器の並列運転装置を示す構成図である。
【図２】実施形態２におけるＰＷＭ電力変換器の並列運転装置を示す構成図である。
【図３】実施形態３におけるＰＷＭ電力変換器の並列運転装置を示す構成図である。
【図４】実施形態３におけるデッドタイム補償のタイムチャートを示すグラフである。
【図５】一般的なＰＷＭ電力変換器の並列運転装置の一例を示す構成図である。
【図６】積分動作時の偏差と操作量の関係を示すグラフである。
【図７】横流補償機能を考慮しないアンチワインドアップ処理を行うＰＷＭ電力変換器の並列運転装置を示す構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
［実施形態１］
図１は、本実施形態１におけるＰＷＭ電力変換器の並列運転装置を示す構成図である。
【００２６】
まず、減算部１ａによりｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｃｍｄとｄ軸電流検出値Ｉｄ＿ｄｅｔとの偏差を取り、出力電流制御部６ａによりＰＩ制御を行う。同様に、減算部１ｂによりｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｃｍｄとｑ軸電流検出値Ｉｑ＿ｄｅｔとの偏差を取り、出力電流制御部６ｂによりＰＩ制御を行う。ｄｑ逆変換器２により、出力電流制御部６ａ，６ｂの出力である電圧指令Ｖｄ＿ｃｍｄ，Ｖｑ＿ｃｍｄのｄｑ逆変換を行い、電圧指令Ｖ＿ｃｍｄとする。
【００２７】
ｄｑ変換およびｄｑ逆変換は下記（１）式で表される。なお、下記（１）式中のθは位相を示す。
【００２８】
【数１】
0005803681.tif 000002
【００２９】
横流の制御は以下のように行われる。横流の検出はインバータ電流Ｉ１とＩ２の偏差を取ればよい。検出した横流をＩｃとする。横流Ｉｃは横流補償部ＢａｌａｎｃｅＡＣＲ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｃｕｒｒｅｎｔ  Ｒｅｇｕｌａｔｏｒ）を用いて横流補償指令値Ｖｃｃｃ＿ｃｍｐに変換し、この横流補償指令値Ｖｃｃｃ＿ｃｍｐを電圧指令Ｖ＿ｃｍｄに重畳する。
【００３０】
横流補償部ＢａｌａｎｃｅＡＣＲは、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の出力電流Ｉ１，Ｉ２の偏差（横流Ｉｃ）を比例積分（ＰＩ）演算し、各インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の共通の電圧指令値Ｖ＿ｃｍｄと同じ単位の横流補償指令値Ｖｃｃｃ＿ｃｍｐとして求める。この横流補償指令値Ｖｃｃｃ＿ｃｍｐは、横流Ｉｃが零になるように、ｄｑ逆変換後の電圧指令Ｖ＿ｃｍｄに加算，減算する。すなわち、ｄｑ変換後の電圧指令Ｖ＿ｃｍｄから横流補償指令値Ｖｃｃｃ＿ｃｍｐを減算してインバータＩＮＶ１の電圧指令Ｖ＿ｃｍｄ−Ｖｃｃｃ＿ｃｍｐとし、ｄｑ変換後の電圧指令Ｖ＿ｃｍｄに横流補償指令値Ｖｃｃｃ＿ｃｍｐを加算してインバータＩＮＶ２の電圧指令Ｖ＿ｃｍｄ＋Ｖｃｃｃ＿ｃｍｐとする。これにより、２つのインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の電圧指令Ｖ＿ｃｍｄ−Ｖｃｃｃ＿ｃｍｐ，Ｖ＿ｃｍｄ＋Ｖｃｃｃ＿ｃｍｐは横流Ｉｃが発生しない方向に偏差が生まれるため、横流は小さくなる。
【００３１】
そして、電圧指令制限部３ａ，３ｂにより各インバータの電圧指令Ｖ＿ｃｍｄ−Ｖｃｃｃ＿ｃｍｐ，Ｖ＿ｃｍｄ＋Ｖｃｃｃ＿ｃｍｐにインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の出力限界値で電圧指令制限を掛ける。電圧指令制限後の電圧指令をＶ１＿ｃｍｄ，Ｖ２＿ｃｍｄとする。
【００３２】
次に、電圧指令制限後の電圧指令Ｖ１＿ｃｍｄ，Ｖ２＿ｃｍｄに対して、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）発生部ＰＷＭ１，ＰＷＭ２によりＰＷＭ制御を行い、インバータＩＮＶ１のゲート指令Ｇ１＿Ｈ，Ｇ１＿ＬおよびインバータＩＮＶ２のゲート指令Ｇ２＿Ｈ，Ｇ２＿Ｌをそれぞれ生成する。ＰＷＭ発生部ＰＷＭ１，ＰＷＭ２は短絡防止のためデッドタイム時間Ｔｄを有したゲート指令Ｇ１＿Ｈ，Ｇ１＿ＬおよびＧ２＿Ｈ，Ｇ２＿Ｌを生成している。
【００３３】
出力電流制御部６ａ，６ｂは、比例演算部１０ａ，１０ｂと、積分演算部１１ａ，１１ｂと、積分演算器１１ａ，１１ｂの出力を１サンプル周期遅れて出力するバッファ１６ａ，１６ｂと、積分演算器１１ａ，１１ｂの出力とバッファ１６ａ，１６ｂの出力を加算する加算器１７ａ，１７ｂと、比例演算部１０ａ，１０ｂの出力と加算器１７ａ，１７ｂの出力を加算する加算器１２ａ，１２ｂと、加算器１２ａ，１２ｂの出力から電圧指令制限部３ａ，３ｂの出力を差し引いて電圧指令制限部３ａ，３ｂで制限された操作量の飽和量を算出する減算部１３ａ，１３ｂと、この操作量の飽和量にフィードバックゲインＫｆｂを乗算する乗算部１４ａ，１４ｂと、この乗算部１４ａ，１４ｂの出力を、電流指令値Ｉｄ＿ｃｍｄ，Ｉｑ＿ｃｍｄと電流検出値Ｉｄ＿ｄｅｔ，Ｉｑ＿ｄｅｔとの偏差に加算する加算部１５ａ，１５ｂと、を備えている。ここで、出力電流制御部６ａ，６ｂのＫｐは比例ゲイン，Ｋｉは積分ゲイン，Ｋｆｂはフィードバックゲインを示す。
【００３４】
アンチワインドアップ処理を正常に動作させるためには、前回の電圧指令の最終値Ｖ１＿ｃｍｄ，Ｖ２＿ｃｍｄを用いてフィードバックさせれば良い。
【００３５】
本実施形態１では、リセットワインドアップ対策のために、加算器１２ａ，１２ｂの出力と電圧指令制限部３ａ，３ｂの出力との差、すなわち、電圧指令制限部３ａ，３ｂで制限された操作量の飽和量を、出力電流制限部６ａ，６ｂの入力側にフィードバックしている。
【００３６】
ただし、出力電流制御部６ａ，６ｂにフィードバックさせるために、ｄｑ逆変換と横流補償処理とを差し引く必要がある。
【００３７】
電圧指令Ｖ１＿ｃｍｄ，Ｖ２＿ｃｍｄは下記（２）式で表記できる。
【００３８】
【数２】
0005803681.tif 000003
【００３９】
電圧指令Ｖ＿ｃｍｄから横流補償指令値Ｖｃｃｃ＿ｃｍｐを差し引くには、下記（３）式のようにすれば良い。
【００４０】
【数３】
0005803681.tif 000004
【００４１】
具体的には、図１に示すように、フィードバック値算出部２３のバッファ１８ａ，１８ｂにより、電圧指令Ｖ１＿ｃｍｄ，Ｖ２＿ｃｍｄを１サンプル周期遅らせて出力し、そのバッファ１８ａ，１８ｂの出力を加算器１９により加算し、除算器２０により２で除算し、出力制限後の電圧指令における平均値をフィードバック値Ｖ＿ｆｂとして算出する。
【００４２】
ｄｑ変換部２１により、フィードバック値Ｖ＿ｆｂをｄｑ変換することにより、ｄ軸フィードバック値Ｖｄ＿ｆｂ，ｑ軸フィードバック値Ｖｑ＿ｆｂを得る。ｄ軸電圧指令Ｖｄ＿ｃｍｄとｄ軸フィードバック値Ｖｄ＿ｆｄの偏差にフィードバックゲインＫｆｂを乗算した値を、ｄ軸電流指令Ｉｄ＿ｃｍｄとｄ軸電流検出値Ｉｄ＿ｄｅｔとの偏差に重畳し、ｄ軸の積分演算器１１ａに入力する。また、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＿ｃｍｄとｑ軸フィードバック値Ｖｑ＿ｆｄの偏差にフィードバックゲインＫｆｂを乗算した値を、ｑ軸電流指令Ｉｑ＿ｃｍｄとｑ軸電流検出値Ｉｑ＿ｄｅｔとの偏差に重畳し、ｑ軸の積分演算器１１ｂに入力する。これにより、ｄｑ変換と横流補償を考慮した自動整合型ＰＩ制御を実現することが可能となる。
【００４３】
なお、バッファ２２から出力される電動機Ｍの位相Ｔｈｅｔａ＿ｄｅｔも１サンプル周期遅れてｄｑ変換部２１に出力されている。また、図７に示す電圧指令制限部７ａ，７ｂは省略されている。さらに図５と同様に、各インバータ出力電流Ｉ１とＩ２を検出し、それを加算してシステム全体の出力電流Ｉ＿ｄｅｔとして計測する。出力電流Ｉ＿ｄｅｔは３相電流なので、出力電流の制御を行うためにｄｑ変換器４によりｄｑ変換を行い、電流検出値Ｉｄ＿ｄｅｔ，Ｉｑ＿ｄｅｔを出力する。このｄｑ変換には、エンコーダ等で検出した位相Ｔｈｅｔａ＿ｄｅｔを用いている。
【００４４】
以上示したように、本実施形態１におけるＰＷＭ電力変換器の並列運転装置によれば、横流補償を行うと共に、電圧飽和が発生しても、適切にアンチワインドアップ処理を行うことができる。すなわち、三相電圧に変換された後の電圧指令Ｖ＿ｃｍｄに横流補償指令値Ｖｃｃｃ＿ｃｍｄを重畳しても電圧飽和が発生することがないため、正常にアンチワインドアップ制御を行うことが可能となる。
【００４５】
その結果、意図しない電流振動が発生することも無く、また、電流振動が発生しないため、トルク振動も発生しない。さらに、トルク振動が発生しないため、機械システムに共振周波数があっても機械システムを破損せず使用することが可能となる。
【００４６】
［実施形態２］
本実施形態２におけるＰＷＭ電力変換器の並列運転装置は、実施形態１におけるＰＷＭ電力変換器の並列運転装置に対して、電圧出力範囲を増大させるために零相変調を行ったものである。
【００４７】
図２は本実施形態２におけるＰＷＭ電力変換器の並列運転装置を示す構成図である。零相変調は様々な方法が提案されているが、ここでは、特許文献２の方法を例に挙げて説明する。各相の電圧指令Ｖ＿ｃｍｄに基本波の３倍の周波数の正弦波である零相電圧指令Ｖ０＿ｃｍｄを減算する。図２では、電圧指令Ｖ＿ｃｍｄから零相電圧指令Ｖ０＿ｃｍｄを減算した後、横流補償を行っている。ｄ軸，ｑ軸フィードバック値Ｖｄ＿ｆｂ，Ｖｑ＿ｆｂは実施形態１と同様の演算をすれば良い。ｄｑ変換演算後のｄ軸，ｑ軸フィードバック値Ｖｄ＿ｆｂ，Ｖｄ＿ｆｂは零相電圧と数学的に独立した値であるため、問題なく使用できる。
【００４８】
以上示したように、本実施形態２におけるＰＷＭ電力変換器の並列運転装置は、アンチワインドアップ処理が横流補償や零相補償に干渉しないため、正常にアンチワインドアップ制御を行うことが可能であり、電流振動，トルク振動が発生せず、機械システムに共振周波数があっても機械システムを破壊せず使用することが可能となる。また、電圧指令のピーク値を小さくし、出力電圧の基本波成分を大きくすることが可能となる。
【００４９】
［実施形態３］
本実施形態３におけるＰＷＭ電力変換器の並列運転装置は、実施形態２のＰＷＭ電力変換器の並列運転装置に対してデッドタイム補償を追加したものである。
【００５０】
デッドタイム補償について説明する。図４にデッドタイム補償のタイムチャートを示す。ただし、図４は片方のインバータＩＮＶ１のタイムチャートのみを示す。まず、ゲート指令Ｇａｔｅ１とインバータ相電圧検出値Ｖｃｅ１のオンタイムとオフタイムの誤差時間計測値Ｖｃｅ＿ＤＬＹ１を計測する。デッドタイム補償部９は、誤差時間計測値Ｖｃｅ＿ＤＬＹ１をデッドタイム補償に使用するため、誤差時間計測値Ｖｃｅ＿ＤＬＹ１を電圧指令値Ｖ＿ｃｍｄ［ｐ．ｕ．］と同じ単位（電圧）に変換したデッドタイム補償電圧Ｖｄｔｃ＿ｃｍｐ１［ｐ．ｕ．］を得る。このデッドタイム補償電圧Ｖｄｔｃ＿ｃｍｐ１は、ＰＷＭ制御のキャリア生成部（図示省略）が生成するキャリア信号の片振幅を１［ｐ．ｕ．］、キャリア周波数Ｆｃ［Ｈｚ］とすると下記（４）式の演算で求められる。
【００５１】
【数４】
0005803681.tif 000005
【００５２】
同様に、デッドタイム補償部９は、他方のインバータＩＮＶ２のゲート指令Ｇａｔｅ２と、インバータ相電圧検出値Ｖｃｅ２のオンタイムとオフタイムの誤差時間計測値Ｖｃｅ＿ＤＬＹ２を計測し、デッドタイム補償電圧Ｖｄｔｃ＿ｃｍｐ２を求める。さらに、デッドタイム補償部９は、インバータ２台分のＶｃｅ＿ＤＬＹが存在するので、それぞれのデッドタイム補償電圧Ｖｄｔｃ＿ｃｍｐ１，Ｖｄｔｃ＿ｃｍｐ２の平均をとり、それをデッドタイム補償電圧Ｖｄｔｃ＿ｃｍｐとして出力する。
【００５３】
デッドタイム補償部９からのデッドタイム補償電圧Ｖｄｔｃ＿ｃｍｐは、ＰＷＭ発生部ＰＷＭ１内で算出するデッドタイム補償前のゲート指令Ｇａｔｅ１と補償後のインバータ相電圧検出値Ｖｃｅ１が一致するように、ｄｑ変換後の電圧指令Ｖ＿ｃｍｄに重畳させる。この重畳は、次回のＰＷＭ制御のオン／オフの極性に応じて、各ＰＷＭ発生部ＰＷＭ１，ＰＷＭ２の共通の電圧指令値（Ｖ＿ｃｍｄ）に加減算するものであり、例えば、ＰＷＭキャリアが下降中はオンタイムのデッドタイム補償電圧Ｖｄｔｃ＿ｃｍｐを加算し、ＰＷＭキャリアが上昇中はオフタイムのデッドタイム補償電圧Ｖｄｔｃ＿ｃｍｐを減算する。
【００５４】
これにより、デッドタイム補償前のゲート指令Ｇａｔｅ１と補償後のインバータ相電圧検出値Ｖｃｅ１を一致させ、その誤差をほぼ零にしたデッドタイム補償が可能となる。そして、ゲート指令Ｇａｔｅ１，Ｇａｔｅ２に基づき、ＰＷＭ発生部ＰＷＭ１，ＰＷＭ２により、デッドタイム時間を有したスイッチング指令Ｇ１＿Ｈ，Ｇ１＿Ｌ，Ｇ２＿Ｈ，Ｇ２＿Ｌを出力する。
【００５５】
図３では、電圧指令Ｖ＿ｃｍｄにデッドタイム補償量Ｖｄｔｃ＿ｃｍｐを加算した後、実施形態２と同様に零相変調を行い、さらに、横流補償を行っている。ｄ軸，ｑ軸フィードバック値Ｖｄ＿ｆｂ，Ｖｑ＿ｆｂは実施形態１と同様に演算すれば良い。三相のデッドタイム補償量Ｖｄｃ＿ｃｍｐは出力電流のクロス近傍以外はほぼ差異がないため、後段の零相変更でほぼ相殺される。よって、ｄｑ変換演算後のｄ軸，ｑ軸フィードバック値Ｖｄ＿ｆｂ，Ｖｑ＿ｆｂは多少誤差を含んだものになるが問題なく使用できる。
【００５６】
以上のように、本実施形態３によるＰＷＭ電力変換器の並列運転装置は、電圧飽和が発生した場合にも横流補償機能，零相変調およびデッドタイム補償と干渉しないため、正常にアンチワインドアップ制御を行うことが可能であり、電流振動，トルク振動が発生せず、機械システムに共振周波数があっても、機械システムを破壊せず使用することが可能となる。
【００５７】
また、デッドタイム補償により、デッドタイム補償前のゲート指令Ｇａｔｅ１とデッドタイム補償後のインバータ相電圧検出値Ｖｃｅの誤差をほぼ零にすることができ、デッドタイム補償後の遅延時間ＤＴＣ＿ＤＬＹを無くすことができる。これに伴い、最小オンパルス時間の制限を小さくすることができ、より細いＰＷＭパルスが出力可能になる。また、より細いＰＷＭパルスが出力可能であれば、インバータなどの電力変換器の最大出力電圧を大きくすることができる。また、ＰＷＭインバータの無駄時間が小さくなることで、電流制御および周波数制御の応答が向上する。また、電圧指令にデッドタイム補償値を重畳しているため、デッドタイム生成時にパルス欠けが発生することはない。
【００５８】
さらに、デッドタイム補償により、出力電流の６ｆ成分を小さくすることができる。本実施形態３によるデッドタイム補償によって、電流のひずみが低減させることが可能となる。
【００５９】
電圧飽和が発生した場合にも横流補償機能，零相変調およびデッドタイム補償と干渉しないため、正常にアンチワインドアップ制御を行うことが可能であり、電流振動，トルク振動が発生せず、機械システムに共振周波数があっても、機械システムを破壊せず使用することが可能となる。
【００６０】
以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。
【符号の説明】
【００６１】
ＩＮＶ１，ＩＮＶ２…インバータ
Ｌ＿ｍｕｔ…相間リアクトル
Ｍ…電動機
２…ｄｑ逆変換器
３ａ，３ｂ…電圧指令制限部
５ａ，５ｂ，６ａ，６ｂ…出力電流制御部
８…零相変調器
９…デッドタイム補償部
【図１】
0005803681.tif 000006
【図２】
0005803681.tif 000007
【図３】
0005803681.tif 000008
【図４】
0005803681.tif 000009
【図５】
0005803681.tif 000010
【図６】
0005803681.tif 000011
【図７】
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