(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の直流電路と第２の直流電路との間に設けられて、前記第１の直流電路の直流電圧をオープンループ制御によってＤＣ／ＤＣ変換した直流電圧を前記第２の直流電路に出力する第１の動作と、前記第２の直流電路の直流電圧をオープンループ制御によってＤＣ／ＤＣ変換した直流電圧を前記第１の直流電路に出力する第２の動作とを切り換えて、双方向の電圧変換を行うＤＣ／ＤＣ変換部と、
第２の直流電路と交流電路との間に設けられて、前記第２の直流電路の直流電圧をフィードバック制御によってＤＣ／ＡＣ変換した交流電圧を前記交流電路に出力する第３の動作と、前記交流電路の交流電圧をフィードバック制御によってＡＣ／ＤＣ変換した直流電圧を前記第２の直流電路に出力する第４の動作とを切り換えて、双方向の電圧変換を行うＤＣ／ＡＣ変換部とを備え、
前記ＤＣ／ＤＣ変換部が前記第１の動作を行い、且つ前記ＤＣ／ＡＣ変換部が前記第３の動作を行う第１のモードと、前記ＤＣ／ＤＣ変換部が前記第２の動作を行い、且つ前記ＤＣ／ＡＣ変換部が前記第４の動作を行う第２のモードとを切替可能に構成され、
前記ＤＣ／ＡＣ変換部は、前記交流電路の交流電圧を検出する第１の出力検出部と、前記第１の直流電路の直流電圧と前記第２の直流電路の直流電圧との両方を検出する第２の出力検出部と、前記第３の動作時に前記交流電路に出力する交流電圧を、前記第１の出力検出部の検出値が所定の目標値に一致する方向にフィードバック制御し、前記第４の動作時に前記第２の直流電路に出力する直流電圧を、前記第２の出力検出部の検出値が所定の目標値に一致する方向にフィードバック制御する制御回路とを具備する
ことを特徴とする双方向電力変換装置。
【請求項２】
前記制御回路は、前記第４の動作時に前記第２の直流電路に出力する直流電圧を、前記第２の直流電路の直流電圧が第１の目標値に一致する方向にフィードバック制御した後、前記第１の直流電路の直流電圧が第２の目標値に一致する方向にフィードバック制御することを特徴とする請求項１記載の双方向電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、双方向電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、直流電圧を交流電圧に変換する電力変換装置があり、一般に、直流電圧を昇圧または降圧するＤＣ／ＤＣ変換部と、ＤＣ／ＤＣ変換部が出力する直流電圧を交流電圧に変換するＤＣ／ＡＣ変換部とを備えている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
例えば、図９に示す電力変換装置Ｂは、ＤＣ／ＤＣ変換部１０１と、ＤＣ／ＡＣ変換部１０２とを備えている。
【０００４】
ＤＣ／ＤＣ変換部１０１は、スイッチング回路１０１１と、高周波トランスＴｒ１０１と、整流回路１０１２と、検出部１０１３と、制御回路１０１４とで構成される。
【０００５】
スイッチング回路１０１１は、直流電源Ｅ１００の直流電圧Ｖｄｃ１０１を入力とし、図示しないスイッチング素子をオン・オフ駆動することによって、直流電源Ｅ１００から供給される電流を周期的に極性反転させて、高周波トランスＴｒ１０１の一次巻線へ供給する。そして、高周波トランスＴｒ１０１の二次巻線には誘起電圧が発生し、整流回路１０１２によって整流されて、整流回路１０１２の出力端間には直流電圧Ｖｄｃ１０２が発生する。この直流電圧Ｖｄｃ１０２は、直流電圧Ｖｄｃ１０１を昇圧または降圧した電圧になる。
【０００６】
そして、検出部１０１３は、直流電圧Ｖｄｃ１０２を検出しており、制御回路１０１４は、直流電圧Ｖｄｃ１０２の検出値が目標電圧に一致するように、スイッチング回路１０１１をスイッチング制御する。すなわち、制御回路１０１４は、直流電圧Ｖｄｃ１０２を目標電圧にフィードバック制御している。
【０００７】
次に、ＤＣ／ＡＣ変換部１０２は、スイッチング回路１０２１と、フィルタ回路１０２２と、検出部１０２３と、制御回路１０２４とで構成される。
【０００８】
スイッチング回路１０２１は、直流電圧Ｖｄｃ１０２を入力とし、図示しないスイッチング素子をオン・オフ駆動することによって、直流電圧Ｖｄｃ１０２を交流電圧に変換する。そして、スイッチング回路１０２１が出力する交流電圧はフィルタ回路１０２２を通り、不要な周波数帯域が減衰した交流電圧Ｖａｃ１０１をフィルタ回路１０２２から出力する。
【０００９】
そして、検出部１０２３は、交流電圧Ｖａｃ１０１を検出しており、制御回路１０２４は、交流電圧Ｖａｃ１０１の検出値が目標電圧に一致するように、スイッチング回路１０２１をスイッチング制御する。すなわち、制御回路１０２４は、交流電圧Ｖａｃ１０１を目標電圧にフィードバック制御している。
【００１０】
このように電力変換装置Ｂは、ＤＣ／ＤＣ変換部１０１およびＤＣ／ＡＣ変換部１０２の各出力を検出する検出部１０１３，１０２３と、各検出結果に基づいてフィードバック制御を行う制御回路１０１４，１０２４とを備えている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開２０１０−４４９７９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
上述のようにＤＣ／ＤＣ変換部とＤＣ／ＡＣ変換部とを備えた電力変換装置において、電力効率の向上、および部品点数の削減、小型化が求められている。さらには、直流電圧Ｖｄｃ１０１を交流電圧Ｖａｃ１０１に変換するＤＣ／ＡＣ変換機能だけでなく、交流電圧Ｖａｃ１０１を直流電圧Ｖｄｃ１０１に変換するＡＣ／ＤＣ変換機能も併せて備える双方向ＤＣ／ＡＣコンバータとしての機能も求められている。
【００１３】
本発明は、上記事由に鑑みてなされたものであり、その目的は、双方向の電圧変換を行うＤＣ／ＤＣ変換部およびＤＣ／ＡＣ変換部を備えて、双方向の出力電圧の精度を確保するとともに、電力効率の向上、および部品点数の削減、小型化を図ることができる双方向電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明の双方向電力変換装置は、第１の直流電路と第２の直流電路との間に設けられて、前記第１の直流電路の直流電圧をオープンループ制御によってＤＣ／ＤＣ変換した直流電圧を前記第２の直流電路に出力する第１の動作と、前記第２の直流電路の直流電圧をオープンループ制御によってＤＣ／ＤＣ変換した直流電圧を前記第１の直流電路に出力する第２の動作とを切り換えて、双方向の電圧変換を行うＤＣ／ＤＣ変換部と、第２の直流電路と交流電路との間に設けられて、前記第２の直流電路の直流電圧をフィードバック制御によってＤＣ／ＡＣ変換した交流電圧を前記交流電路に出力する第３の動作と、前記交流電路の交流電圧をフィードバック制御によってＡＣ／ＤＣ変換した直流電圧を前記第２の直流電路に出力する第４の動作とを切り換えて、双方向の電圧変換を行うＤＣ／ＡＣ変換部とを備え、前記ＤＣ／ＤＣ変換部が前記第１の動作を行い、且つ前記ＤＣ／ＡＣ変換部が前記第３の動作を行う第１のモードと、前記ＤＣ／ＤＣ変換部が前記第２の動作を行い、且つ前記ＤＣ／ＡＣ変換部が前記第４の動作を行う第２のモードとを切替可能に構成され、前記ＤＣ／ＡＣ変換部は、前記交流電路の交流電圧を検出する第１の出力検出部と、前記第１の直流電路の直流電圧と前記第２の直流電路の直流電圧との両方を検出する第２の出力検出部と、前記第３の動作時に前記交流電路に出力する交流電圧を、前記第１の出力検出部の検出値が所定の目標値に一致する方向にフィードバック制御し、前記第４の動作時に前記第２の直流電路に出力する直流電圧を、前記第２の出力検出部の検出値が所定の目標値に一致する方向にフィードバック制御する制御回路とを具備することを特徴とする。
【００１８】
この発明において、前記制御回路は、前記第４の動作時に前記第２の直流電路に出力する直流電圧を、前記第２の直流電路の直流電圧が第１の目標値に一致する方向にフィードバック制御した後、前記第１の直流電路の直流電圧が第２の目標値に一致する方向にフィードバック制御することが好ましい。
【発明の効果】
【００１９】
以上説明したように、本発明では、双方向の電圧変換を行うＤＣ／ＤＣ変換部およびＤＣ／ＡＣ変換部を備えて、双方向の出力電圧の精度を確保するとともに、電力効率の向上、および部品点数の削減、小型化を図ることができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】実施形態１の双方向電力変換装置を示すブロック構成図である。
【図２】同上のＤＣ／ＤＣ変換部を示す回路構成図である。
【図３】同上のＤＣ／ＡＣ変換部を示す回路構成図である。
【図４】ダイオードにおける電圧および電流を示す波形図である。
【図５】実施形態１のダイオードにおける電圧および電流を示す波形図である。
【図６】同上の共振電流を示す波形図である。
【図７】実施形態２の双方向電力変換装置を示すブロック構成図である。
【図８】実施形態３の双方向電力変換装置を示すブロック構成図である。
【図９】従来の電力変換装置を示すブロック構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
【００２２】
（実施形態１）
図１は、本実施形態の双方向電力変換装置Ａ１のブロック構成を示しており、双方向電力変換装置Ａ１は、ＤＣ／ＤＣ変換部１と、ＤＣ／ＡＣ変換部２とを備えている。ＤＣ／ＤＣ変換部１とＤＣ／ＡＣ変換部２とは、直流電路Ｗ２（第２の直流電路）を介して内部接続される。そして、ＤＣ／ＤＣ変換部１は、外部からの直流電路Ｗ１（第１の直流電路）と直流電路Ｗ２（第２の直流電路）との間に接続される。ＤＣ／ＡＣ変換部２は、直流電路Ｗ２と外部からの交流電路Ｗ３との間に接続される。なお、直流電路Ｗ１の直流電圧を直流電圧Ｖｄｃ１、直流電路Ｗ２の直流電圧を直流電圧Ｖｄｃ２、交流電路Ｗ３の交流電圧を交流電圧Ｖａｃ１とする。
【００２３】
ＤＣ／ＤＣ変換部１は、整流スイッチング回路１１と、高周波トランスＴｒ１と、整流スイッチング回路１２とで構成され、図２にＤＣ／ＤＣ変換部１の回路構成を示す。
【００２４】
整流スイッチング回路１１は、直列接続したスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２と直列接続したスイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４との並列回路を備える。そして、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４の各々は、コンデンサＣ１１〜Ｃ１４が並列接続され、さらにダイオードＤ１１〜Ｄ１４が逆並列接続されている。スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２およびスイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４の各接続中点間には、高周波トランスＴｒ１の一次巻線Ｎ１が接続されている。また、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の直列回路には、コンデンサＣ１５が並列接続されている。
【００２５】
そして、駆動回路Ｋ１１が、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４とスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３とを交互にオン・オフ駆動することによって、整流スイッチング回路１１は、高周波トランスＴｒ１側を出力とするスイッチング回路として動作する。また、駆動回路Ｋ１１が、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４をオフ状態に維持することによって、整流スイッチング回路１１は、高周波トランスＴｒ１側を入力とする整流回路として動作する。
【００２６】
次に、高周波トランスＴｒ１の二次巻線Ｎ２には、インダクタＬｓとコンデンサＣｓとが直列接続されており、インダクタＬｓとコンデンサＣｓと高周波トランスＴｒ１の二次巻線Ｎ２とで直列共振回路Ｋ２が構成される。
【００２７】
次に、整流スイッチング回路１２は、直列接続したスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２と直列接続したスイッチング素子Ｑ２３，Ｑ２４との並列回路を備える。そして、スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４の各々は、コンデンサＣ２１〜Ｃ２４が並列接続され、さらにダイオードＤ２１〜Ｄ２４が逆並列接続されている。スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２およびスイッチング素子Ｑ２３，Ｑ２４の各接続中点間には、直列共振回路Ｋ２が接続されている。また、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２の直列回路には、コンデンサＣ２５が並列接続されている。
【００２８】
そして、駆動回路Ｋ２１が、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２４とスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２３とを交互にオン・オフ駆動することによって、整流スイッチング回路１２は、高周波トランスＴｒ１側を出力とするスイッチング回路として動作する。また、駆動回路Ｋ２１が、スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４をオフ状態に維持することによって、整流スイッチング回路１２は、高周波トランスＴｒ１側を入力とする整流回路として動作する。
【００２９】
上記のように構成されたＤＣ／ＤＣ変換部１は、整流スイッチング回路１１がスイッチング回路として動作し、整流スイッチング回路１２が整流回路として動作することで、ＤＣ／ＡＣ変換部２側を出力とするＤＣ／ＤＣコンバータとして機能する。この場合、直流電路Ｗ１に接続された直流電源Ｅ１がＤＣ／ＤＣ変換部１の入力となり、直流電圧Ｖｄｃ１を昇圧または降圧（ＤＣ／ＤＣ変換）した直流電圧Ｖｄｃ２がＤＣ／ＤＣ変換部１の出力となる（第１の動作）。
【００３０】
また、ＤＣ／ＤＣ変換部１は、整流スイッチング回路１１が整流回路として動作し、整流スイッチング回路１２がスイッチング回路として動作することで、ＤＣ／ＡＣ変換部２側を入力とするＤＣ／ＤＣコンバータとして機能する。この場合、ＤＣ／ＡＣ変換部２から入力される直流電圧Ｖｄｃ２がＤＣ／ＤＣ変換部１の入力となり、直流電圧Ｖｄｃ２を昇圧または降圧（ＤＣ／ＤＣ変換）した直流電圧Ｖｄｃ１がＤＣ／ＤＣ変換部１の出力となる（第２の動作）。
【００３１】
すなわち、ＤＣ／ＤＣ変換部１は、双方向のＤＣ／ＤＣ変換機能を有しており、駆動回路Ｋ１１，Ｋ２１の各動作を連動して切り替えることによって、入出力方向を切り替えることができる。
【００３２】
ここで、駆動回路Ｋ１１，Ｋ２１は、ＤＣ／ＤＣ変換部１に入出力される直流電圧Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２の各値に関わらす、予め決められたスイッチング周波数（オン期間、オフ期間）で、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４をオン・オフ駆動する。すなわち、ＤＣ／ＤＣ変換部１は、オープンループ制御によって、直流電圧Ｖｄｃ１を昇圧または降圧した直流電圧Ｖｄｃ２、または直流電圧Ｖｄｃ２を昇圧または降圧した直流電圧Ｖｄｃ１を生成している。したがって、ＤＣ／ＤＣ変換部１の入出力状態を検出する検出部や、直流電圧Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２をフィードバック制御する制御回路が不要となり、消費電力の低減による電力効率の向上、および部品点数の削減、小型化を図ることができる。
【００３３】
次に、ＤＣ／ＡＣ変換部２は、スイッチング回路２１と、フィルタ回路２２と、検出部２３（第１の出力検出部）と、制御回路２４と、検出部２５（第２の出力検出部）とで構成され、図３にＤＣ／ＡＣ変換部２の回路構成を示す。
【００３４】
スイッチング回路２１は、直列接続したスイッチング素子Ｑ３１，Ｑ３２と直列接続したスイッチング素子Ｑ３３，Ｑ３４との並列回路を備える。そして、スイッチング素子Ｑ３１〜Ｑ３４の各々は、コンデンサＣ３１〜Ｃ３４が並列接続され、さらにダイオードＤ３１〜Ｄ３４が逆並列接続されている。スイッチング素子Ｑ３１，Ｑ３２およびスイッチング素子Ｑ３３，Ｑ３４の各接続中点間には、フィルタ回路２２が接続されている。また、スイッチング素子Ｑ３１，Ｑ３２の直列回路には、コンデンサＣ３５が並列接続されている。
【００３５】
フィルタ回路２２は、インダクタＬ４１，Ｌ４２と、コンデンサＣ４１とを備える。インダクタＬ４１は、スイッチング素子Ｑ３３，Ｑ３４の接続中点に一端が接続され、インダクタＬ４２は、スイッチング素子Ｑ３１，Ｑ３２の接続中点に一端が接続され、コンデンサＣ４１は、インダクタＬ４１およびインダクタＬ４２の各他端間に接続される。
【００３６】
そして、駆動回路Ｋ３１が、スイッチング素子Ｑ３１，Ｑ３４とスイッチング素子Ｑ３２，Ｑ３３とを交互にオン・オフ駆動することによって、スイッチング回路２１は、フィルタ回路２２側を出力とするＤＣ／ＡＣインバータとして動作する。この場合、ＤＣ／ＤＣ変換部１が出力する直流電圧Ｖｄｃ２がＤＣ／ＡＣ変換部２の入力となり、直流電圧Ｖｄｃ２を交流電圧Ｖａｃ１にＤＣ／ＡＣ変換して出力する（第３の動作）。
【００３７】
また、駆動回路Ｋ３１が、スイッチング素子Ｑ３１，Ｑ３３をオフ状態に維持し、スイッチング素子Ｑ３２，Ｑ３４を間欠的にオンさせることによって、スイッチング回路２１は、フィルタ回路２２側を入力とするＡＣ／ＤＣコンバータとして動作する。この場合、交流電路Ｗ３に接続された交流電源Ｅ２がＤＣ／ＡＣ変換部２の入力となり、交流電圧Ｖａｃ１を直流電圧Ｖｄｃ２にＡＣ／ＤＣ変換して出力する（第４の動作）。
【００３８】
すなわち、ＤＣ／ＡＣ変換部２は、双方向のＤＣ／ＡＣ変換機能を有しており、制御回路２４が駆動回路Ｋ３１の動作を切り替えることによって、入出力方向を切り替えることができる。
【００３９】
したがって、ＤＣ／ＤＣ変換部１が、直流電圧Ｖｄｃ１を直流電圧Ｖｄｃ２に変換するＤＣ／ＤＣコンバータとして機能し、ＤＣ／ＡＣ変換部２が直流電圧Ｖｄｃ２を交流電圧Ｖａｃ１に変換するＤＣ／ＡＣインバータとして機能する場合、双方向電力変換装置Ａ１は、ＤＣ／ＡＣインバータとして機能する（第１のモード）。また、ＤＣ／ＡＣ変換部２が交流電圧Ｖａｃ１を直流電圧Ｖｄｃ２に変換するＡＣ／ＤＣコンバータとして機能し、ＤＣ／ＤＣ変換部１が、直流電圧Ｖｄｃ２を直流電圧Ｖｄｃ１に変換するＤＣ／ＤＣコンバータとして機能する場合、双方向電力変換装置Ａ１は、ＡＣ／ＤＣコンバータとして機能する（第２のモード）。双方向電力変換装置Ａ１において、上記第１のモードおよび第２のモードは、切替可能に構成されている。
【００４０】
そして、検出部２３は、交流電圧Ｖａｃ１を検出しており、制御回路２４は、双方向電力変換装置Ａ１がＤＣ／ＡＣインバータとして機能しているときに、交流電圧Ｖａｃ１の検出値が目標電圧に一致するように、スイッチング回路２１をスイッチング制御する。すなわち、制御回路２４は、交流電圧Ｖａｃ１を目標電圧にフィードバック制御している。
【００４１】
また、検出部２５は、直流電圧Ｖｄｃ２を検出しており、制御回路２４は、双方向電力変換装置Ａ１がＡＣ／ＤＣコンバータとして機能しているときに、直流電圧Ｖｄｃ２の検出値が目標電圧に一致するように、スイッチング回路２１をスイッチング制御する。すなわち、制御回路２４は、直流電圧Ｖｄｃ２を目標電圧にフィードバック制御している。
【００４２】
このように双方向電力変換装置Ａ１は、双方向のＤＣ／ＡＣ変換機能を有しながら、ＤＣ／ＤＣ変換部１がオープンループ制御を行い、ＤＣ／ＡＣ変換部２がフィードバック制御を行っている。
【００４３】
したがって、双方向電力変換装置Ａ１がＤＣ／ＡＣインバータとして機能しているときに、ＤＣ／ＤＣ変換部１が出力する直流電圧Ｖｄｃ２が変動した場合でも、ＤＣ／ＡＣ変換部２が出力する交流電圧Ｖａｃ１を目標電圧に一致させることができる。また、双方向電力変換装置Ａ１がＡＣ／ＤＣコンバータとして機能しているときは、ＤＣ／ＡＣ変換部２が出力する直流電圧Ｖｄｃ２がフィードバック制御されるので、オープン制御されているＤＣ／ＤＣ変換部１が出力する直流電圧Ｖｄｃ１も略一定に制御することができる。
【００４４】
すなわち、双方向の電圧変換を行うＤＣ／ＤＣ変換部１およびＤＣ／ＡＣ変換部２を備える双方向電力変換装置Ａ１において、双方向の出力電圧の精度を確保することができる。さらに、ＤＣ／ＤＣ変換部１のフィードバック制御手段が不要となり、消費電力の低減による電力効率の向上、および部品点数の削減、小型化を図ることができる。
【００４５】
また、直列共振回路Ｋ２を備えることによって、双方向電力変換装置Ａ１がＤＣ／ＡＣインバータとして機能しているときの整流スイッチング回路１１、双方向電力変換装置Ａ１がＡＣ／ＤＣコンバータとして機能しているときの整流スイッチング回路１２は、ＬＬＣ共振型コンバータでとして動作する。したがって、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４、スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４の各スイッチング損失を低減させることができ、さらなる高効率化を図ることができる。
【００４６】
次に、整流スイッチング回路１２がスイッチング回路として動作している場合において、スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４のスイッチング周期と直列共振回路Ｋ２による共振電流との関係について、説明する。
【００４７】
図４は、双方向電力変換装置Ａ１がＡＣ／ＤＣコンバータとして機能しているときのダイオードＤ１１〜Ｄ１４（以降、ダイオードＤ１１〜Ｄ１４を区別しない場合、ダイオードＤＡと称す）におけるカソード−アノード間の電圧Ｖｋの電圧波形Ｙ１、および順方向電流Ｉｆの電流波形Ｙ２を示す。なお、直列共振回路Ｋ２の共振電流は、スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４（以降、スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４を区別しない場合、スイッチング素子ＱＡと称す）を流れるが、この共振電流の波形は、順方向電流Ｉｆの電流波形Ｙ２と略同様になる。
【００４８】
スイッチング素子ＱＡは、ターンオンした後、直列共振回路Ｋ２の共振電流が流れる（図４の電流波形Ｙ２参照）。そして、共振電流が流れている途中でスイッチング素子ＱＡがターンオフした場合、ダイオードＤＡに流れる電流も急激に減少し、ダイオードＤＡには逆回復電流Ｉｒが流れる（図４参照）。ダイオードＤＡにおいて、逆回復電流Ｉｒは電力損失の要因となる。
【００４９】
そこで、本実施形態では、スイッチング素子ＱＡの各スイッチング周期と共振電流との関係を、図５のように設定する。図５は、ダイオードＤＡにおけるカソード−アノード間電圧Ｖｋの電圧波形Ｙ３、および順方向電流Ｉｆの電流波形Ｙ４を示しており、スイッチング素子ＱＡがターンオンすると、スイッチング素子ＱＡに流れる共振電流が増加した後に低下する。そして、スイッチング素子ＱＡがターンオンしてから、共振電流が「０」近傍の所定電流を下回るまでの期間を共振期間Ｔｏとした場合、共振期間Ｔｏは、スイッチング素子ＱＡのオン期間Ｔｓ以下に設定される。すなわち、直列共振回路Ｋ２のインダクタＬｓとコンデンサＣｓとの各定数を調整することによって、共振電流の共振期間Ｔｏとスイッチング素子ＱＡのオン期間Ｔｓとの関係を、［Ｔｏ≦Ｔｓ］に予め設定する。
【００５０】
したがって、スイッチング素子ＱＡがターンオフした時点で、ダイオードＤＡに流れる電流は略０になり、ダイオードＤＡに発生する逆回復電流Ｉｒは抑制されるので、ダイオードＤＡにおける電力損失が低減し、電力効率のさらなる向上を図ることができる。
【００５１】
また、図６は共振電流の電流波形Ｙ５，Ｙ６を示しており、電流波形Ｙ５は、共振電流の共振周波数を高くして、短い共振期間Ｔｏ１に設定した場合の電流波形であり、電流波形Ｙ６は、共振電流の共振周波数を低くして、長い共振期間Ｔｏ２に設定した場合の電流波形である。そして、短い共振期間Ｔｏ１に対応する電流波形Ｙ５のピーク値は、長い共振期間Ｔｏ２に対応する電流波形Ｙ６のピーク値より高くなり、共振期間Ｔｏを短くするほど、スイッチング素子ＱＡのオン抵抗による電力損失が増大してしまう。
【００５２】
そこで、共振期間Ｔｏとスイッチング素子ＱＡのオン期間Ｔｓとの関係を、［０．７・Ｔｓ≦Ｔｏ≦Ｔｓ］に設定する。この場合、スイッチング素子ＱＡのオン抵抗による電力損失を抑制でき、電力効率のさらなる向上を図ることができる。
【００５３】
なお、整流スイッチング回路１１がスイッチング回路として動作している場合も、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４のスイッチング周期と直列共振回路Ｋ２による共振電流との関係を上記同様に設定すれば、同様の効果を得ることができる。
【００５４】
（実施形態２）
図７は、本実施形態の双方向電力変換装置Ａ２のブロック構成を示しており、実施形態１と同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。
【００５５】
本実施形態のＤＣ／ＡＣ変換部２は、直流電圧Ｖｄｃ１を検出する検出部２６（第２の出力検出部）を設けている。そして、制御回路２４は、双方向電力変換装置Ａ２がＡＣ／ＤＣコンバータとして機能しているときに（第２のモード）、直流電圧Ｖｄｃ１の検出値が目標電圧に一致するように、スイッチング回路２１をスイッチング制御する。すなわち、制御回路２４は、直流電圧Ｖｄｃ１を目標電圧にフィードバック制御している
このような構成を備える双方向電力変換装置Ａ２は、ＡＣ／ＤＣコンバータとして機能しているときに、ＤＣ／ＡＣ変換部２が、最終的な出力である直流電圧Ｖｄｃ１をフィードバック制御するので、直流電圧Ｖｄｃ１が安定し、直流電圧Ｖｄｃ１の出力精度が向上する。
【００５６】
（実施形態３）
図８は、本実施形態の双方向電力変換装置Ａ３のブロック構成を示しており、実施形態１と同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。
【００５７】
本実施形態のＤＣ／ＡＣ変換部２は、直流電圧Ｖｄｃ２を検出する検出部２５（第２の出力検出部）と、直流電圧Ｖｄｃ１を検出する検出部２６（第２の出力検出部）との両方を設けている。
【００５８】
そして、制御回路２４は、双方向電力変換装置Ａ３がＡＣ／ＤＣコンバータとして機能している場合（第２のモード）、スイッチング回路２１に対して２つのフィードバック制御を行う。
【００５９】
制御回路２４による第１のフィードバック制御は、双方向電力変換装置Ａ３がＡＣ／ＤＣコンバータとして機能しているときに、直流電圧Ｖｄｃ２の検出値が第１の目標電圧に一致するように、スイッチング回路２１をスイッチング制御する。すなわち、制御回路２４は、直流電圧Ｖｄｃ２が第１の目標電圧に一致するように、直流電圧Ｖｄｃ２をフィードバック制御している。
【００６０】
制御回路２４による第２のフィードバック制御は、双方向電力変換装置Ａ３がＡＣ／ＤＣコンバータとして機能しているときに、直流電圧Ｖｄｃ１の検出値が第２の目標電圧に一致するように、スイッチング回路２１をスイッチング制御する。すなわち、制御回路２４は、直流電圧Ｖｄｃ１が第２の目標電圧に一致するように、直流電圧Ｖｄｃ２をフィードバック制御している。
【００６１】
ここで、直流電圧Ｖｄｃ１は、ＤＣ／ＡＣ変換部２が出力した直流電圧Ｖｄｃ２をＤＣ／ＤＣ変換部１がＤＣ／ＤＣ変換することによって生成されるため、制御回路２４による第２のフィードバック制御は、第１のフィードバック制御に比べて応答が遅くなる。
【００６２】
而して、制御回路２４は、第１のフィードバック制御によって、直流電圧Ｖｄｃ２を第１の目標電圧（またはその近傍）に一致させ、その後、第２のフィードバック制御によって、直流電圧Ｖｄｃ１を第２の目標電圧に一致させる。
【００６３】
このような構成を備える双方向電力変換装置Ａ３は、ＡＣ／ＤＣコンバータとして機能しているときに、ＤＣ／ＡＣ変換部２の制御回路２４内におけるフィードバック制御処理の遷移動作を安定させることができる。すなわち、直流電圧Ｖｄｃ１のさらなる安定化や、直流電圧Ｖｄｃ１の出力精度向上につながる。
【符号の説明】
【００６４】
Ａ１  双方向電力変換装置
１  ＤＣ／ＤＣ変換部
１１  整流スイッチング回路
１２  整流スイッチング回路
Ｔｒ１  高周波トランス
２  ＤＣ／ＡＣ変換部
２１  スイッチング回路
２２  フィルタ回路
２３  検出部（第１の出力検出部）
２４  制御回路
２５  検出部（第２の出力検出部）
Ｗ１，Ｗ２  直流電路
Ｗ３  交流電路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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