(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷駆動用電源から一対の電源線を通じて駆動用電源電圧の供給を受ける負荷と前記一対の電源線のうち高電位側の電源線との間の給電経路に介在するように設けられるシャント抵抗と、
前記シャント抵抗の各端子電圧を入力し、その入力した電圧から前記負荷に流れる電流に応じた検出電流を出力する検出電流出力部と、
前記検出電流に基づいて前記負荷に過電流が流れているか否かを判定する過電流判定部と、
を備え、
前記検出電流出力部は、前記駆動用電源電圧に比べて低い回路用電源電圧を供給するための回路用電源供給端子および前記シャント抵抗の前記負荷側に接続される低電位側端子の間にエミッタ・コレクタ間が接続されるＰＮＰ形の第１トランジスタと、前記回路用電源供給端子および前記シャント抵抗の低電位側端子の間にコレクタ・エミッタ間が接続されるＮＰＮ形の第２トランジスタと、前記第１トランジスタのエミッタから前記回路用電源供給端子の間に逆方向に介在して設けられる第１ダイオードと、前記シャント抵抗の低電位側端子から前記第２トランジスタのエミッタの間に逆方向に介在して設けられる第２ダイオードと、前記第２トランジスタのエミッタおよび前記シャント抵抗の低電位側端子の間に介在して設けられる抵抗とを備え、
前記第１トランジスタのエミッタから前記第２トランジスタのベースの間に、前記第１ダイオードが逆方向に介して接続されており、
前記抵抗に流れる電流に応じた検出電流を出力することを特徴とする過電流検出回路。
【請求項２】
前記過電流判定部は、
一方の端子に基準電位が与えられる検出抵抗を備え、
前記検出抵抗に前記検出電流を流すことにより前記検出抵抗の端子間に生じる検出電圧と、前記基準電位を基準に生成される判定電圧とを比較し、前記検出電圧が前記判定電圧を超えると前記負荷に過電流が流れていると判定することを特徴とする請求項１に記載の過電流検出回路。
【請求項３】
前記第１ダイオードおよび前記第２ダイオードは、バイポーラトランジスタのＰＮ接合を利用して構成されていることを特徴とする請求項１または２に記載の過電流検出回路。
【請求項４】
前記検出電流出力部は、
前記第２トランジスタのコレクタ電流を入力とするカレントミラー回路を備え、
前記カレントミラー回路の出力電流を前記検出電流として出力することを特徴とする請求項１〜３のいずれか一つに記載の過電流検出回路。
【請求項５】
請求項１〜４のいずれか一つに記載の過電流検出回路と、
前記負荷駆動用電源から前記負荷への給電を制御することにより、前記負荷の駆動を制御する駆動制御回路と、
を備え、
前記駆動制御回路は、前記過電流判定部により前記負荷に過電流が流れていると判定されると、前記負荷に対する給電について所定の保護動作を実行することを特徴とする負荷駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、負荷に流れる過電流を検出する過電流検出回路およびその過電流検出回路を備えた負荷駆動装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
駆動用電源から負荷に対する電力供給を制御して負荷を駆動する負荷駆動装置には、負荷に流れる過電流を検出する過電流検出回路が設けられることが一般的である。このような過電流検出回路としては、負荷電流が流れる経路に介在するシャント抵抗の各端子電圧を入力し、その入力した電圧に基づいて負荷に過大な電流が流れているか否かを判断するという構成が広く用いられている（例えば特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００９−２２５０８７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかし、従来の過電流検出回路には次のような問題があった。すなわち、一般に過電流検出回路に供給される回路用電源電圧は、上記駆動用電源から出力される駆動用電源電圧に比べて低い。そのため、従来の過電流検出回路により、シャント抵抗の低電位側端子の電圧がグランド電位付近となる異常（地絡）が原因で生じる過電流を検出するためには、過電流検出回路の入力に定常的に高い電圧が加わる構成を採用せざるを得ない。そのため、回路用電源電圧として高い電圧を用いるなどして過電流検出回路を構成するトランジスタに対してその耐圧を超える電圧が加わらないようにするなどの対策が必要であった。
【０００５】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、回路用電源電圧としてむやみに高い電圧を用いることなく、シャント抵抗の低電位側端子の電圧がグランド電位付近となる異常が原因で生じる過電流を検出することができる過電流検出回路および負荷駆動装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
請求項１に記載の手段によれば、シャント抵抗、検出電流出力部および過電流判定部を備えた過電流検出回路である。シャント抵抗は、負荷駆動用電源から一対の電源線を通じて駆動用電源電圧の供給を受ける負荷と、それら一対の電源線のうち高電位側の電源線との間の給電経路に介在するように設けられる。従って、シャント抵抗の各端子のうち、高電位側の電源線側に接続される端子が高電位側端子となり、負荷側に接続される端子が低電位側端子となる。検出電流出力部は、シャント抵抗の各端子電圧を入力し、その入力した電圧から負荷に流れる電流に応じた検出電流を出力するものであり、具体的には次のように構成される。
【０００７】
すなわち、検出電流出力部は、ＰＮＰ形の第１トランジスタ、ＮＰＮ形の第２トランジスタ、第１ダイオードおよび第２ダイオードを備えている。第１トランジスタは、駆動用電源電圧に比べて低い回路用電源電圧を供給するための回路用電源供給端子とシャント抵抗の低電位側端子との間にエミッタ・コレクタ間が接続される。第２トランジスタは、回路用電源供給端子とシャント抵抗の低電位側端子との間にコレクタ・エミッタ間が接続される。第１ダイオードは、第１トランジスタのエミッタから回路用電源供給端子の間に逆方向に介在して設けられる。第２ダイオードは、シャント抵抗の低電位側端子から第２トランジスタのエミッタの間に逆方向に介在して設けられる。抵抗は、第２トランジスタのエミッタとシャント抵抗の低電位側端子との間に介在して設けられる。また、第１トランジスタのエミッタから第２トランジスタのベースの間に、第１ダイオードが逆方向に介して接続される。
【０００８】
このような構成によれば、シャント抵抗の高電位側端子の電圧が第１トランジスタのベース・エミッタ間、第１ダイオードのカソード・アノード間、第２トランジスタのベース・エミッタ間および第２ダイオードのアノード・カソード間を通じて抵抗の一方の端子に印加されるとともに、シャント抵抗の低電位側端子の電圧が抵抗の他方の端子に印加されることになる。あるいは、シャント抵抗の高電位側端子の電圧が第１トランジスタのベース・エミッタ間、第１ダイオードのカソード・アノード間および第２トランジスタのベース・エミッタ間を通じて抵抗の一方の端子に印加されるとともに、シャント抵抗の低電位側端子の電圧が第２ダイオードのカソード・アノード間を通じて抵抗の他方の端子に印加されることになる。これにより、抵抗の端子間には、シャント抵抗の端子間電圧と同程度の電圧が印加される。そのため、抵抗には負荷に流れる電流に応じた電流が流れることになる。検出電流出力部は、このような抵抗に流れる電流に応じた検出電流を出力する。
【０００９】
過電流判定部は、上記した構成の検出電流出力部から出力される検出電流に基づいて負荷に過電流が流れているか否かを判定する。このような構成によれば、負荷のシャント抵抗側の端子（＝シャント抵抗の低電位側端子）の電圧がグランド電位（接地電位＝０Ｖ）付近となる異常（地絡）が原因で生じる過電流を検出することができる。
【００１０】
さらに、本手段によれば、次のような作用が得られる。すなわち、過電流が流れることなく通常どおり負荷が駆動されているとき（通常動作時）、第１トランジスタのベースには駆動用電源電圧に近い電圧が与えられており、第１トランジスタのエミッタには回路用電源電圧に近い電圧が与えられている。そのため、第１トランジスタのベース・エミッタ間には、駆動用電源電圧および回路用電源電圧の差に応じた電圧が印加される。また、第１トランジスタのコレクタには駆動用電源電圧よりシャント抵抗の端子間電圧だけ低い電圧が与えられている。なお、通常、過電流が流れていないときのシャント抵抗の端子間電圧は極めて低い値となる。そのため、第１トランジスタのコレクタ・エミッタ間には、駆動用電源電圧および回路用電源電圧の差に応じた電圧が印加される。一方、通常動作時、第２トランジスタのエミッタには駆動用電源電圧よりシャント抵抗の端子間電圧だけ低い電圧が与えられており、第２トランジスタのコレクタには回路用電源電圧に近い電圧が与えられている。そのため、第２トランジスタのエミッタ・コレクタ間には、駆動用電源電圧および回路用電源電圧の差に応じた電圧が印加される。
【００１１】
従って、駆動用電源電圧および回路用電源電圧の差が大きいほど、通常動作時に第１トランジスタのベース・エミッタ間、第１トランジスタのコレクタ・エミッタ間および第２トランジスタのエミッタ・コレクタ間に高い電圧（過電圧）が印加されることになる。その印加される過電圧が第１、第２トランジスタの耐圧（エミッタ・ベース間またはコレクタ・エミッタ間の耐圧）を超えた場合、第１、第２トランジスタがブレークダウンして電流が流れ、第１、第２トランジスタが故障に至る可能性がある。
【００１２】
しかし、本手段の構成では、第１、第２トランジスタがブレークダウンすることにより流れる電流の経路には、その電流経路に対して逆方向となるように第１、第２ダイオードが設けられている。そのため、第１、第２トランジスタがブレークダウンして電流が流れることが抑止され、第１、第２トランジスタが故障する事態は生じない。従って、本手段によれば、回路用電源電圧を高くするなどして駆動用電源電圧と回路用電源電圧との差を小さくする必要がなくなるため、回路用電源電圧を設定する上での設計自由度が増すという効果が得られる。このように、本手段によれば、回路用電源電圧としてむやみに高い電圧を用いることなく、シャント抵抗の低電位側端子の電圧がグランド電位付近となる異常が原因で生じる過電流を検出することができる。
【００１３】
請求項２に記載の手段によれば、過電流判定部は、一方の端子に基準電位が与えられる検出抵抗を備えている。そして、過電流判定部は、その検出抵抗に検出電流を流すことにより検出抵抗の端子間に生じる検出電圧と、基準電位を基準に生成される判定電圧とを比較し、検出電圧が判定電圧を超えると負荷に過電流が流れていると判定する。この場合、検出電圧および判定電圧は、いずれも基準電位を基準として生成される電圧であるため、例えば回路用電源電圧の変動の影響を受けることがない。そのため、本手段によれば、電源電圧の変動などの影響を極力排除した上で過電流の判定が行われるため、その判定精度が高くなるという効果が得られる。
【００１４】
請求項３に記載の手段によれば、第１ダイオードおよび第２ダイオードは、バイポーラトランジスタのＰＮ接合を利用して構成されている。このような構成の第１ダイオードおよび第２ダイオードを採用した場合であっても、上記各手段と同様の作用および効果を得ることができる。
【００１５】
請求項４に記載の手段によれば、検出電流出力部は、第２トランジスタのコレクタ電流を入力とするカレントミラー回路を備えている。そして、検出電流出力部は、そのカレントミラー回路の出力電流を検出電流として出力する。このように、カレントミラー回路を主体として検出電流出力部を構成することにより、回路規模を比較的小さくすることができる。
【００１６】
請求項５に記載の手段によれば、上記各手段のいずれか一つに記載の過電流検出回路と、駆動制御回路とを備えた負荷駆動装置である。駆動制御回路は、負荷駆動用電源から負荷への給電を制御することにより、負荷の駆動を制御する。また、駆動制御回路は、過電流判定部により負荷に過電流が流れていると判定されると、負荷に対する給電について所定の保護動作を実行する。このような構成によれば、シャント抵抗の低電位側端子の電圧がグランド電位付近となる異常（地絡）が原因で負荷に過電流が流れると、その状態を検出して所定の保護動作が実行されるため、過電流による負荷や回路の故障を未然に防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の第１の実施形態を示すもので、負荷駆動装置の概略的な構成図
【図２】第２の実施形態を示す図１相当図
【図３】第３の実施形態を示すもので、過電流検出回路の概略的な構成図
【図４】耐圧保持部の段数を変更した変形例を示す図３相当図
【図５】トランジスタのＰＮ接合を利用して構成されるダイオードを示す図
【発明を実施するための形態】
【００１８】
（第１の実施形態）
以下、本発明の第１の実施形態について図１を参照しながら説明する。
図１は、負荷駆動装置の概略的な構成を示している。図１に示す負荷駆動装置１は、負荷駆動用電源（図示せず）から負荷２への給電を制御することにより負荷２の駆動を制御する駆動制御回路３と、負荷２に流れる過電流を検出する過電流検出回路４とを備えている。負荷２は、抵抗性負荷であり、その抵抗値は例えば４．９９Ωとなっている。負荷駆動装置１には、上記負荷駆動用電源から一対の電源線５、６を通じて駆動用電源電圧Ｖｄが供給される。駆動用電源電圧Ｖｄの定常値は、例えば＋５０Ｖとなっている。また、負荷駆動装置１には、回路用電源（図示せず）から一対の電源線７、６を通じて回路用電源電圧Ｖｃが供給される。回路用電源電圧Ｖｃの定常値は、駆動用電源電圧Ｖｄに比べて低い値であり、例えば＋５Ｖとなっている。
【００１９】
駆動制御回路３は、Ｐチャネル型のパワーＭＯＳＦＥＴである負荷駆動用のトランジスタＭ１、抵抗Ｒ１、制御部８、駆動部９などを備えている。トランジスタＭ１のソースは、高電位側の電源線５に接続されている。トランジスタＭ１のドレインは、過電流検出回路４のシャント抵抗Ｒｓ、負荷接続端子Ｐ１および負荷２を通じて低電位側の電源線６に接続されている。トランジスタＭ１のゲート・ソース間は、抵抗Ｒ１を介して接続されている。抵抗Ｒ１は、トランジスタＭ１のゲートが駆動されていないときにトランジスタＭ１を確実にオフするために設けられている。制御部８は、図示しない上位の制御回路から与えられる指令信号に従いトランジスタＭ１のゲートを駆動するゲート信号Ｓｇを生成する。そのゲート信号Ｓｇは、制御部８の出力段に設けられたＡＮＤ回路１０を通じて駆動部９に与えられる。
【００２０】
ＡＮＤ回路１０の非反転入力端子には、ゲート信号Ｓｇが与えられる。ＡＮＤ回路１０の反転入力端子には、過電流検出回路４から出力される過電流判定信号Ｓａが与えられる。このような構成により、過電流判定信号ＳａがＬレベル（例えば電源線６の電位＝０Ｖ）であるとき、ゲート信号Ｓｇがそのまま駆動部９に与えられる。一方、過電流判定信号ＳａがＨレベル（例えば電源線７の電位＝＋５Ｖ）であるとき、ゲート信号Ｓｇは常時Ｌレベルに固定された状態で駆動部９に与えられる。
【００２１】
駆動部９は、図示しないチャージポンプ回路などを備えており、制御部８から与えられるゲート信号Ｓｇに従ったゲート駆動信号Ｓｄを出力する。ゲート駆動信号Ｓｄは、ゲート信号Ｓｇを、反転するとともにトランジスタＭ１のゲートを駆動可能な電圧まで昇圧した信号である。駆動部９から出力されるゲート駆動信号Ｓｄは、トランジスタＭ１のゲートに与えられる。
【００２２】
過電流検出回路４は、シャント抵抗Ｒｓと、検出電流出力部１１と、過電流判定部１２とを備えている。シャント抵抗Ｒｓの一方の端子はトランジスタＭ１のドレインに接続され、他方の端子は負荷２に接続されている。つまり、シャント抵抗Ｒｓは、高電位側の電源線５と負荷２との間の給電経路に介在している。従って、シャント抵抗Ｒｓの各端子のうち、高電位側の電源線５側に接続される端子が高電位側端子となり、負荷２側に接続される端子が低電位側端子となる。シャント抵抗Ｒｓの抵抗値は、例えば１０ｍΩ（＝０．０１Ω）となっている。
【００２３】
検出電流出力部１１は、シャント抵抗Ｒｓの各端子電圧を入力し、その入力した電圧から電流ＩＬ（負荷２に流れる電流）に応じた検出電流を生成して出力する。検出電流出力部１１は、ＰＮＰ形バイポーラトランジスタである第１トランジスタＴ１と、ＮＰＮ形バイポーラトランジスタである第２トランジスタＴ２と、第１ダイオードＤ１と、第２ダイオードＤ２と、抵抗Ｒ２と、所定の定電流を出力する電流源１３と、カレントミラー回路１４とを備えている。
【００２４】
第１トランジスタＴ１のベースは、シャント抵抗Ｒｓの高電位側端子に接続されている。第１トランジスタＴ１のコレクタは、シャント抵抗Ｒｓの低電位側端子に接続されている。第１トランジスタＴ１のエミッタは、第１ダイオードＤ１のカソードに接続されている。第１ダイオードＤ１のアノードは、電流源１３を通じて電源線７（回路用電源供給端子に相当）に接続されている。つまり、第１ダイオードＤ１は、第１トランジスタＴ１のエミッタと電源線７との間に逆方向に介在している。
【００２５】
第２トランジスタＴ２のベースは、第１ダイオードＤ１のアノードに接続されている。つまり、第１トランジスタＴ１のエミッタと第２トランジスタＴ２のベースとの間は、第１ダイオードＤ１を逆方向に介して接続されている。第２トランジスタＴ２のコレクタは、カレントミラー回路１４を通じて電源線７に接続されている。第２トランジスタＴ２のエミッタは、第２ダイオードＤ２のアノードに接続されている。第２ダイオードＤ２のカソードは、抵抗Ｒ２を介してシャント抵抗Ｒｓの低電位側端子に接続されている。つまり、第２ダイオードＤ２は、シャント抵抗Ｒｓの低電位側端子と第２トランジスタＴ２のエミッタとの間に逆方向に介在している。なお、抵抗Ｒ２の抵抗値は、例えば１０ｋΩとなっている。
【００２６】
カレントミラー回路１４は、２つのトランジスタＴ３、Ｔ４により構成されている。トランジスタＴ３、Ｔ４は、いずれもＰＮＰ形バイポーラトランジスタであり、互いのエミッタおよび互いのベースがそれぞれ共通接続されている。トランジスタＴ３、Ｔ４の共通のエミッタは、電源線７に接続されている。入力側のトランジスタＴ３のベースおよびコレクタは共通接続されるとともに、第２トランジスタＴ２のコレクタに接続されている。この場合、出力側のトランジスタＴ４のコレクタ電流が検出電流となる。また、カレントミラー回路１４のミラー比は１：１となっている。このような構成により、カレントミラー回路１４は、第２トランジスタＴ２のコレクタ電流を入力とし、そのコレクタ電流と同等の検出電流を出力する。
【００２７】
過電流判定部１２は、検出抵抗Ｒｄと、電圧源１５と、コンパレータＣＰ１とを備えている。検出抵抗Ｒｄの一方の端子は、電源線６に接続されている。つまり、検出抵抗Ｒｄの一方の端子には、電源線６の電位である０Ｖ（グランド電位）が与えられている。本実施形態では、電源線６の電位が基準電位に相当する。検出抵抗Ｒｄの他方の端子は、検出電流出力部１１のトランジスタＴ４のコレクタに接続されている。検出抵抗Ｒｄの抵抗値は、例えば３０ｋΩとなっている。電圧源１５は、電源線６の電位を基準に判定電圧Ｖrefを生成する。判定電圧Ｖrefの電圧値は、例えば＋０．９Ｖとなっている。
【００２８】
コンパレータＣＰ１の非反転入力端子には、検出抵抗Ｒｄの他方の端子の電圧である検出電圧Ｖdetが与えられる。コンパレータの反転入力端子には、判定電圧Ｖrefが与えられる。コンパレータＣＰ１は、検出電圧Ｖdetおよび判定電圧Ｖrefを比較し、その比較結果を示す過電流判定信号Ｓａを出力する。過電流判定信号Ｓａは、検出電圧Ｖdetが判定電圧Ｖrefを上回るとＨレベル（例えば電源線７の電位＝＋５Ｖ）となる。また、過電流判定信号Ｓａは、検出電圧Ｖdetが判定電圧Ｖrefを下回るとＬレベル（例えば電源線６の電位＝０Ｖ）となる。
【００２９】
次に、上記構成の作用について説明する。
まず、負荷２に過大な電流が流れることなく、負荷駆動装置１による負荷２の駆動が正常に行われているとき（通常時）の動作について説明する。通常時、トランジスタＭ１がオン駆動されていれば、負荷２に流れる電流ＩＬは１０Ａ（＝５０Ｖ／（０．０１Ω＋４．９９Ω））となる。このとき、シャント抵抗Ｒｓの高電位側端子の電圧は約５０Ｖであり、低電位側端子の電圧は約４９．９Ｖである。シャント抵抗Ｒｓの高電位側端子の電圧は、第１トランジスタＴ１のベース・エミッタ間、第１ダイオードＤ１のカソード・アノード間、第２トランジスタＴ２のベース・エミッタ間および第２ダイオードＤ２のアノード・カソード間を通じて抵抗Ｒ２の一方の端子に印加される。また、シャント抵抗Ｒｓの低電位側端子の電圧は、抵抗Ｒ２の他方の端子に印加される。ここで、第１トランジスタＴ１、第２トランジスタＴ２、第１ダイオードＤ１および第２ダイオードＤ２の順方向電圧ＶＦが互いに等しいとすると、抵抗Ｒ２の端子間には、シャント抵抗Ｒｓの端子間電圧と等しい電圧（０．１Ｖ）が印加される。
【００３０】
上記構成においては、回路用電源電圧Ｖｃが下記（１）式の条件を満たす場合には第２トランジスタＴ２のコレクタ電流が流れる。ただし、Ｖ(R2)は抵抗Ｒ２の端子間電圧を示し、ＶＦ(D2)は第２ダイオードＤ２の順方向電圧を示し、Ｖce(sat)は第２トランジスタＴ２のコレクタ・エミッタ間飽和電圧を示し、ＶＦ(T3)はトランジスタＴ３の順方向電圧を示している。
Ｖｃ≧Ｖ(R2)＋ＶＦ(D2)＋Ｖce(sat)＋ＶＦ(T3)      …（１）
【００３１】
回路用電源電圧Ｖｃの定常値は＋５Ｖであるため、回路用電源電圧Ｖｃが通常どおり供給されていれば上記条件が満たされる。そのため、第２トランジスタＴ２に１０μＡ（＝０．１Ｖ／１０ｋΩ）のコレクタ電流が流れ、これによりカレントミラー回路１４から１０μＡの検出電流が出力される。その検出電流が検出抵抗Ｒｄに流れることにより生じる検出電圧Ｖdetは０．３Ｖとなり、判定電圧Ｖref（０．９Ｖ）を下回る。従って、コンパレータＣＰ１から出力される過電流判定信号ＳａはＬレベルとなり、駆動制御回路３において制御部８から出力されるゲート信号Ｓｇに従ってトランジスタＭ１が駆動される。
【００３２】
続いて、負荷２に過大な電流が流れたとき（過電流時）の動作について説明する。例えば負荷接続端子Ｐ１（シャント抵抗Ｒｓおよび負荷２の相互接続点）と電源線６との間が短絡した場合（地絡状態）、最大で５０００Ａの電流ＩＬが流れることになる。なお、このような地絡状態は、例えば、負荷接続端子Ｐ１、または負荷接続端子Ｐ１と負荷２とを接続するための配線などが接地電位を持つ部分（筐体の金属部分など）に接触するなどした場合に起こり得る。しかし、実際には配線などのインダクタンス（Ｌ成分）およびキャパシタンス（Ｃ成分）が存在するため、直ちに５０００Ａもの大電流が流れることはなく、その電流値は定常時の電流値（１０Ａ）から徐々に上昇する。
【００３３】
上述したように電流ＩＬが徐々に上昇し、３０Ａに至った時点におけるシャント抵抗Ｒｓの各端子電圧は次のとおりとなる。すなわち、シャント抵抗Ｒｓの高電位側端子の電圧（第１トランジスタＴ１のベース電位）は０．３Ｖとなり、低電位側端子の電圧（第１トランジスタＴ１のコレクタ電位）は０Ｖとなる。従って、抵抗Ｒ２の端子間には、０．３Ｖの電圧が印加される。そのため、第２トランジスタＴ２に３０μＡのコレクタ電流が流れ、これによりカレントミラー回路１４から３０μＡの検出電流が出力される。その検出電流が検出抵抗Ｒｄに流れることにより生じる検出電圧Ｖdetは０．９Ｖとなり、判定電圧Ｖref（０．９Ｖ）と等しくなる。
【００３４】
従って、電流ＩＬが３０Ａを少しでも上回ると、検出電圧Ｖdetが判定電圧Ｖrefを上回り、コンパレータＣＰ１から出力される過電流判定信号ＳａがＨレベルに転じる。すると、駆動制御回路３において駆動部９から出力されるゲート駆動信号ＳｄがＨレベル（電源線５の電位＝駆動用電源電圧Ｖｄ）に固定され、トランジスタＭ１がオフ駆動される。これにより、駆動用電源から負荷２に対する電力供給が断たれることになる。上記した各動作（過電流保護動作）が行われることにより、３０Ａを超える電流Ｉが流れることが防止される。
【００３５】
本実施形態によれば、次のような効果が得られる。
通常時（定常時）、トランジスタＭ１がオン駆動されていれば、第１トランジスタＴ１のベースには、駆動用電源電圧Ｖｄに近い電圧（駆動用電源電圧Ｖｄからオン状態のトランジスタＭ１のソース・ドレイン間電圧を減じた電圧）が与えられている。また、第１トランジスタＴ１のエミッタには、回路用電源電圧Ｖｃに近い電圧（電流源１３における電圧降下が無視できる程度であるとすれば、回路用電源電圧Ｖｃから第１ダイオードＤ１の順方向電圧ＶＦを減じた電圧）が与えられている。このようなことから、第１トランジスタＴ１のベース・エミッタ間には、駆動用電源電圧Ｖｄおよび回路用電源電圧Ｖｃの差に応じた電圧が印加されていると言える。
【００３６】
また、第１トランジスタＴ１のコレクタにも、そのベースと同様に、駆動用電源電圧Ｖｄに近い電圧（駆動用電源電圧Ｖｄからオン状態のトランジスタＭ１のソース・ドレイン間電圧およびシャント抵抗Ｒｓの端子間電圧を減じた電圧）が与えられている。このようなことから、第１トランジスタＴ１のコレクタ・エミッタ間には、駆動用電源電圧Ｖｄおよび回路用電源電圧Ｖｃの差に応じた電圧が印加されていると言える。
【００３７】
一方、第２トランジスタＴ２のエミッタにも、第１トランジスタＴ１のベースおよびコレクタと同様に、駆動用電源電圧Ｖｄに近い電圧が与えられている。具体的には、第２トランジスタＴ２のエミッタには、駆動用電源電圧Ｖｄからオン状態のトランジスタＭ１のソース・ドレイン間電圧およびシャント抵抗Ｒｓの端子間電圧を減じた電圧に対し、電圧Ｖ(R2)および電圧ＶＦ(D2)を加えた電圧が与えられている。また、第２トランジスタＴ２のコレクタには、回路用電源電圧Ｖｃに近い電圧（回路用電源電圧Ｖｃから電圧ＶＦ(T3)を減じた電圧）が与えられている。このようなことから、第２トランジスタＴ２のエミッタ・コレクタ間には、駆動用電源電圧Ｖｄおよび回路用電源電圧Ｖｃの差に応じた電圧が印加されていると言える。
【００３８】
従って、上記構成においては、駆動用電源電圧Ｖｄおよび回路用電源電圧Ｖｃの差が大きいほど、通常時に第１トランジスタＴ１のベース・エミッタ間、第１トランジスタＴ１のコレクタ・エミッタ間および第２トランジスタＴ２のエミッタ・コレクタ間に高い電圧（過電圧）が印加されることになる。その印加される過電圧がトランジスタＴ１、Ｔ２の耐圧（エミッタ・ベース間またはコレクタ・エミッタ間の耐圧）を超えた場合、トランジスタＴ１、Ｔ２がブレークダウンして電流が流れ、トランジスタＴ１、Ｔ２が故障に至る可能性がある。
【００３９】
しかし、本実施形態の構成では、トランジスタＴ１、Ｔ２がブレークダウンした場合に流れる電流の経路には、その電流経路に対して逆方向となるように第１ダイオードＤ１および第２ダイオードＤ２が設けられている。そのため、トランジスタＴ１、Ｔ２がブレークダウンして電流が流れることが抑止され、トランジスタＴ１、Ｔ２が故障する事態は生じない。従って、本実施形態によれば、例えば回路用電源電圧Ｖｃを高くするなどして駆動用電源電圧Ｖｄとの差を小さくする必要がなくなるため、回路用電源電圧Ｖｃを設定する上での設計自由度が増すという効果が得られる。
【００４０】
このように、本実施形態の過電流検出回路４は、回路用電源電圧Ｖｃとしてむやみに高い電圧を用いることなく、シャント抵抗Ｒｓの低電位側端子の電圧がグランド電位（０Ｖ）付近となる異常（地絡）が原因で生じる過電流を検出することができる。そして、過電流検出回路４は、負荷２に過電流が流れていることを検出すると、駆動制御回路３に対してＨレベルの過電流判定信号Ｓａを出力する。駆動制御回路３は、Ｈレベルの過電流判定信号Ｓａが与えられると、ゲート駆動信号ＳｄをＨレベルに固定してトランジスタＭ１をオフ駆動し、駆動用電源から負荷２に対する電力供給を停止する（保護動作）。このように、本実施形態によれば、地絡が原因で負荷２に過電流が流れると、その状態を検出して保護動作が実行されるため、過電流による負荷２や駆動制御回路３などの各回路の故障を未然に防止することができる。
【００４１】
検出電流出力部１１は、第２トランジスタＴ２のコレクタ電流を入力とするカレントミラー回路１４を備えた構成とした。このような構成を採用することにより、後述する第２の実施形態の構成に比べると、回路規模を低減することができる。また、過電流判定部１２は、一方の端子に電源線６の電位（０Ｖ）が与えられる検出抵抗Ｒｄに検出電流出力部１１から出力される検出電流を流すことにより生じる検出電圧Ｖdetと、電源線６の電位を基準に生成される判定電圧Ｖrefとを比較し、その比較結果に基づいて過電流を判定する。この場合、検出電圧Ｖdetおよび判定電圧Ｖrefは、いずれも電源線６の電位を基準として生成される電圧である。そのため、検出電圧Ｖdetおよび判定電圧Ｖrefの比較については、回路用電源電圧Ｖｃが変動してもその変動の影響を受けることがない。従って、過電流判定部１２は、電源電圧の変動などの影響を極力排除した上で過電流の判定を行うことができるため、その判定精度が高められるという効果が得られる。
【００４２】
（第２の実施形態）
以下、本発明の第２の実施形態について図２を参照しながら上記実施形態と異なる点を主体に説明する。
図２は、第１の実施形態における図１相当図であり、本実施形態の負荷駆動装置の構成を示している。図２に示す負荷駆動装置３１が備える過電流検出回路３２は、図１に示した過電流検出回路４に対し、検出電流出力部１１に代えて検出電流出力部３３を備えている点と、過電流判定部１２に代えて過電流判定部３４を備えている点とが異なる。
【００４３】
検出電流出力部３３は、検出電流出力部１１に対し、カレントミラー回路１４が省かれている。つまり、検出電流出力部３３では、第２トランジスタＴ２のコレクタ電流がそのまま検出電流となる。過電流判定部３４は、過電流判定部１２に対し、電圧源１５に代えて電流源３５および抵抗Ｒ３１を備えている点と、検出抵抗Ｒｄの接続位置が変更されている点とが異なる。
【００４４】
検出抵抗Ｒｄは、電源線７と検出電流出力部３３の第２トランジスタＴ２のコレクタとの間に接続されている。このような構成によれば、検出電流が検出抵抗Ｒｄに流れることにより、検出抵抗Ｒｄの端子間に電源線７の電位（＋５Ｖ）を基準とした検出電圧Ｖdetが生じる。コンパレータＣＰ１の非反転入力端子には、検出抵抗Ｒｄおよび第２トランジスタＴ２のコレクタの相互接続点を通じて検出電圧Ｖdetが与えられる。
【００４５】
電源線７、６間には、抵抗Ｒ３１および電流源３５の直列回路が接続されている。電流源３５は、所定の定電流を出力する。このような構成によれば、抵抗Ｒ３１の端子間に電源線７の電位（＋５Ｖ）を基準とした判定電圧Ｖrefが生じる。コンパレータＣＰ１の反転入力端子には、抵抗Ｒ３１および電流源３５の相互接続点を通じて判定電圧Ｖrefが与えられる。この場合、検出電圧Ｖdetおよび判定電圧Ｖrefは、いずれも電源線７の電位（回路用電源電圧Ｖｃ）を基準として生成されている。つまり、本実施形態では、電源線７の電位が基準電位に相当する。そのため、検出電圧Ｖdetおよび判定電圧Ｖrefの比較については、回路用電源電圧Ｖｃが変動したとしてもその変動の影響を受けることがない。
【００４６】
上記構成においても、コンパレータＣＰ１は、負荷２に流れる電流に応じた検出電圧Ｖdetおよび判定電圧Ｖrefを比較し、その比較結果を示す過電流判定信号Ｓａを出力する。そして、駆動制御回路３は、第１の実施形態と同様に、過電流判定信号Ｓａに基づいて所定の保護動作を実行する。また、本実施形態の構成においても、トランジスタＴ１、Ｔ２がブレークダウンすることにより流れる電流の経路には、その電流経路に対して逆方向となるように第１ダイオードＤ１および第２ダイオードＤ２が設けられている。従って、本実施形態によっても、第１の実施形態と同様の作用および効果が得られる。
【００４７】
（第３の実施形態）
以下、本発明の第３の実施形態について図３および図４を参照しながら上記各実施形態と異なる点を主体に説明する。
上記各実施形態では、負荷２のシャント抵抗Ｒｓ側の端子の電圧がグランド電位付近となる異常（地絡）が原因で生じる過電流について検出することができるものの、高電圧（駆動用電源電圧Ｖｄ）付近となる異常が原因で生じる過電流について検出することはできない。そこで、上記各実施形態の構成に加え、図３に示す構成の過電流検出回路を追加的に設ける。
【００４８】
図３に示す過電流検出回路４１において、シャント抵抗Ｒｓ’は、図示しない駆動用電源から負荷に対する給電経路に介在して設けられる。シャント抵抗Ｒｓ’の一方の端子は電源線４２に接続されている。その電源線４２と、グランド電位（０Ｖ）が与えられる電源線４３との間には、トランジスタＴｒ１、２つのトランジスタＴｒａおよび電流源４４が直列接続されている。また、電源線４２、４３間には、抵抗Ｒ４１、トランジスタＴｒ２、２つのトランジスタＴｒｂおよび抵抗Ｒ４２が直列接続されている。なお、トランジスタＴｒ１、Ｔｒａ、Ｔｒｂは、いずれもＮＰＮ形バイポーラトランジスタであり、トランジスタＴｒ２はＰＮＰ形バイポーラトランジスタである。さらに、電源線４２、４３間には、抵抗Ｒａ、Ｒｂ、Ｒｃが直列接続されている。
【００４９】
トランジスタＴｒ１のエミッタは、トランジスタＴｒ２のベースに接続されている。トランジスタＴｒａおよびトランジスタＴｒｂは、互いのベースが共通接続されている。トランジスタＴｒａおよびトランジスタＴｒｂの共通のベースは、抵抗Ｒｂの各端子に接続されている。このような構成において、トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２、抵抗Ｒ４１および電流源４４によりＩ／Ｖ変換部４５が構成される。また、トランジスタＴｒａ、Ｔｒｂおよび抵抗Ｒａ、Ｒｂ、Ｒｃにより、耐圧保持部４６が構成される。
【００５０】
Ｉ／Ｖ変換部４５は、シャント抵抗Ｒｓ’に流れる電流Ｉを出力電圧Ｖoutに変換するものである。出力電圧Ｖoutは、トランジスタＴｒｂおよび抵抗Ｒ４２の相互接続点を通じて出力される。耐圧保持部４６は、各素子にかかる電圧を各々の素子耐圧以下になるように分散して回路全体としての耐圧を確保するものである。なお、抵抗Ｒａ、Ｒｂ、Ｒｃは、各々の素子耐圧以下となるように抵抗値が選定されている。
【００５１】
上記構成によれば、電流Ｉがシャント抵抗Ｒｓ’に流れることにより、入力電圧Ｖinが生じる。トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２として、順方向電圧ＶＦが互いに等しいものを用いた場合、抵抗Ｒ４１の端子間に印加される電圧は入力電圧Ｖinに等しくなる。そのため、抵抗Ｒ４１に流れる電流Ｉ４１は、下記（２）式に示すようになる。ただし、抵抗Ｒ４１の抵抗値をそのままＲ４１として示している。
Ｉ４１＝Ｖｉｎ／Ｒ４１            …（２）
【００５２】
トランジスタＴｒ２の直流電流増幅率ｈFEが十分に高い場合、抵抗Ｒ４２には、電流Ｉ４１に等しい電流が流れることになる。従って、出力電圧Ｖoutは、下記（３）式に示すようになる。ただし、抵抗Ｒ４２の抵抗値をそのままＲ４２として示し、シャント抵抗Ｒｓ’の抵抗値をＲｓとして示している。
Ｖout＝（Ｒ４２／Ｒ４１）・Ｉ・Ｒｓ            …（３）
上記（３）式に示すように、出力電圧Ｖoutは、電流Ｉに応じてリニアに変化する。
【００５３】
このような出力電圧Ｖoutと、所定の判定電圧とを比較することにより、電流Ｉが過大な値であるか否か、つまり負荷に過電流が流れているか否かを判定することができる。従って、上記各実施形態の構成に対し、本実施形態の過電流検出回路４１を追加的に設けることにより、グランド付近から高電圧付近までの過電流を検出することが可能となる。
なお、耐圧保持部の段数は適宜変更することができる。その段数の変更は、図４に示す過電流検出回路５１のように、耐圧保持部５２のトランジスタＴｒａ、Ｔｒｂおよび抵抗Ｒｂの数を変更することにより実現できる。
【００５４】
（その他の実施形態）
なお、本発明は上記し且つ図面に記載した各実施形態に限定されるものではなく、次のような変形または拡張が可能である。
上記各実施形態において例示した抵抗値、電圧値などの各値については、回路の仕様（過電流の検出値など）に応じて適宜変更可能である。
駆動制御回路は、図１に示す構成に限らずともよく、負荷駆動用電源から負荷２への給電を制御する構成であればよい。例えば、負荷駆動用トランジスタＭ１として、Ｎチャネル型のパワーＭＯＳＦＥＴ、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴなど、他のトランジスタを用いる構成を採用することができる。検出電流出力部は、図１および図２に示す構成に限らずともよく、シャント抵抗Ｒｓの各端子電圧から電流ＩＬに応じた検出電流を生成して出力する構成であればよい。過電流判定部は、図１および図２に示す構成に限らずともよく、検出電流出力部から出力される検出電流に基づいて負荷２に過電流が流れているか否かを判定する構成であればよい。
【００５５】
駆動制御回路３による保護動作としては、トランジスタＭ１をオフ駆動する動作に限らずともよく、過電流が原因で負荷２や各回路が故障する事態を未然に防止することができる動作であれば適宜変更可能である。例えば、過電流が検出されると、トランジスタＭ１のオン状態を制御して負荷２に流れる電流を所定値に制御する（絞る）といった動作などを採用することができる。
第２ダイオードＤ２および抵抗Ｒ２の接続位置を入れ替えてもよい。このように接続位置を入れ替えた場合であっても、接続位置を入れ替えない場合と同様の作用および効果が得られる。
【００５６】
第１ダイオードＤ１および第２ダイオードＤ２は、図５に示すように、バイポーラトランジスタのＰＮ接合を利用して構成することも可能である。ＮＰＮ形バイポーラトランジスタを用いる場合、ベースおよびエミッタを共通接続するパターン（ａ）、ベースおよびコレクタを共通接続するパターン（ｂ）、コレクタおよびエミッタを共通接続するパターン（ｃ）が挙げられる。また、ＰＮＰ形バイポーラトランジスタを用いる場合、ベースおよびコレクタを共通接続するパターン（ｄ）、ベースおよびエミッタを共通接続するパターン（ｅ）、コレクタおよびエミッタを共通接続するパターン（ｆ）が挙げられる。ただし、上記各パターンは、バイポーラトランジスタのデバイス構造により、耐圧および順方向電圧ＶＦの値がそれぞれ異なるため、それらの特性を考慮した上で用いる必要がある。
【００５７】
検出電流出力部１１、３３において、第１トランジスタＴ１、第２トランジスタＴ２、第１ダイオードＤ１および第２ダイオードＤ２の順方向電圧ＶＦが互いに等しい場合であれば、生成される検出電流の精度に問題はない。しかし、実際には、ＮＰＮ形バイポーラトランジスタ、ＰＮＰ形バイポーラトランジスタおよびダイオードの順方向電圧ＶＦは互いに僅かながら差が存在することが一般的である。このような差により、シャント抵抗Ｒｓの端子間に印加される電圧と抵抗Ｒ２の端子間に印加される電圧とに差が生じ、検出電流の精度が若干低下する可能性がある。この対策として、第１ダイオードＤ１および第２ダイオードＤ２として図５に示したようなバイポーラトランジスタのＰＮ接合を利用した構成を採用するとよい。具体的には、例えば、第１ダイオードＤ１としてＮＰＮ形バイポーラトランジスタのＰＮ接合を利用した構成（図５（ａ）〜（ｃ））を用いるとともに、第２ダイオードＤ２としてＰＮＰ形バイポーラトランジスタのＰＮ接合を利用した構成（図５（ｄ）〜（ｆ））を用いるとよい。このような構成によれば、シャント抵抗Ｒｓの端子間に印加される電圧と抵抗Ｒ２の端子間に印加される電圧とに差が生じ難くなり、検出電流の精度を向上することができる。
【符号の説明】
【００５８】
図面中、１、３１は負荷駆動装置、２は負荷、３は駆動制御回路、４、３２は過電流検出回路、５、６は電源線、７は電源線（回路用電源供給端子）、１１、３３は検出電流出力部、１２、３４は過電流判定部、１４はカレントミラー回路、Ｄ１は第１ダイオード、Ｄ２は第２ダイオード、Ｔ１は第１トランジスタ、Ｔ２は第２トランジスタ、Ｒ２は抵抗、Ｒｄは検出抵抗、Ｒｓはシャント抵抗を示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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