(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
時間ｔの関数として相関符号系列信号Ｃ(t)を発生する相関符号系列信号発生器と、
光を前記相関符号系列信号Ｃ(t)を含む信号で変調する光変調器と、
光の速度をｖとし、ブリルアン増幅またはブリルアン散乱に関与する音波の振幅の減衰係数をΓとし、前記相関符号系列信号Ｃ(t)の１ビットパルス（サブパルス）の時間幅をτとした場合に、長さがｖ／（２Γ）とほぼ等しいかそれ以下である短い区間からのステップ応答関数がｈ(t)、前記ｈ(t)の逆数の関数がｇ(t)＝１／ｈ(t)である光システムに、前記光変調器で変調された光信号を入力したときに当該光システムから出力される光を受信して受信信号ＲＣ(t)を出力する光受信器と、
前記関数ｇ(t)と前記相関符号系列信号Ｃ(t)を乗じた関数をＣ(t)ｇ(t)とし、前記受信信号ＲＣ(t)または前記相関符号系列信号Ｃ(t)の符号系列の要素の極性を反転させた信号Ｃ-(t)を使用した時の受信信号をＲＣ-(t)としたときにＲＣ(t)からＲＣ-(t)を減算した信号と、前記関数Ｃ(t)ｇ(t)との相関処理を行う相関処理器とを備えた
ことを特徴とする光符号変調パルスの相関処理方式。
【請求項２】
時間ｔの関数として相関符号系列信号Ｃ１(t)及びその符号要素を逆の順番に並べた逆方向相関符号系列信号Ｃ２(t)を発生する相関符号系列信号発生器と、
光を前記相関符号系列信号Ｃ１(t)を含む信号及び前記相関符号系列信号Ｃ２(t)を含む信号で変調する光変調器と、
光システムに前記光変調器で変調された光信号を入力したときに当該光システムから出力される光を受信して受信信号ＲＣ１(t)及び受信信号ＲＣ２(t)を出力する光受信器と、
前記受信信号ＲＣ１(t)または前記相関符号系列信号Ｃ１(t)の符号系列の要素の極性を反転させた信号Ｃ１-(t)を使用した時の受信信号をＲＣ１-(t)としたときにＲＣ１(t)からＲＣ１-(t)を減算した信号と、前記相関符号系列信号Ｃ１(t)との相関処理、及び、前記受信信号ＲＣ２(t)または前記相関符号系列信号Ｃ２(t)の符号系列の要素の極性を反転させた信号Ｃ２-(t)を使用した時の受信信号をＲＣ２-(t)としたときにＲＣ２(t)からＲＣ２-(t)を減算した信号と、前記相関符号系列信号Ｃ２(t)との相関処理を行う相関処理器と、
前記相関処理器から出力される、前記相関符号系列信号Ｃ１(t)との相関処理結果と、前記相関符号系列信号Ｃ２(t)との相関処理結果を加算して出力する合成処理器とを備えた
ことを特徴とする光符号変調パルスの相関処理方式。
【請求項３】
時間ｔの関数として相関符号系列信号Ｃ１(t)及びその符号要素を逆の順番に並べた逆方向相関符号系列信号Ｃ２(t)を発生する相関符号系列信号発生器と、
光を前記相関符号系列信号Ｃ１(t)を含む信号及び前記相関符号系列信号Ｃ２(t)を含む信号で変調する光変調器と、
光の速度をｖとし、ブリルアン増幅またはブリルアン散乱に関与する音波の振幅の減衰係数をΓとし、前記相関符号系列信号Ｃ１(t)及び前記相関符号系列信号Ｃ２(t)の１ビットパルス（サブパルス）の時間幅をτとした場合に、長さがｖ／（２Γ）とほぼ等しいかそれ以下である短い区間からのステップ応答関数がｈ(t)、時間ｔについての１次関数がＦ(t)＝β(１−αt)、前記Ｆ(t)を前記ｈ(t)で除した関数がＧ(t)＝Ｆ(t)／ｈ(t)である光システムに、前記光変調器で変調された光信号を入力したときに当該光システムから出力される光を受信して受信信号ＲＣ１(t)及び受信信号ＲＣ２(t)を出力する光受信器と、
前記関数Ｇ(t)と前記相関符号系列信号Ｃ１(t)を乗じた関数をＣ１(t)Ｇ(t)とし、前記関数Ｇ(t)と前記相関符号系列信号Ｃ２(t)を乗じた関数をＣ２(t)Ｇ(t)とし、前記受信信号ＲＣ１(t)または前記相関符号系列信号Ｃ１(t)の符号系列の要素の極性を反転させた信号Ｃ１-(t)を使用した時の受信信号をＲＣ１-(t)としたときにＲＣ１(t)からＲＣ１-(t)を減算した信号と、前記関数Ｃ１(t)Ｇ(t)との相関処理、及び、前記受信信号ＲＣ２(t)または前記相関符号系列信号Ｃ２(t)の符号系列の要素の極性を反転させた信号Ｃ２-(t)を使用した時の受信信号をＲＣ２-(t)としたときにＲＣ２(t)からＲＣ２-(t)を減算した信号と、前記関数Ｃ２(t)Ｇ(t)との相関処理を行う相関処理器と、
前記相関処理器から出力される、前記関数Ｃ１(t)Ｇ(t)との相関処理結果と、前記関数Ｃ２(t)Ｇ(t)との相関処理結果を加算して出力する合成処理器とを備えた
ことを特徴とする光符号変調パルスの相関処理方式。                                                                               
【請求項４】
請求項１乃至３のいずれかに記載の光符号変調パルスの相関処理方式において、
相関符号は、相補相関符号またはBarker符号またはＭ系列符号のいずれかである
ことを特徴とする光符号変調パルスの相関処理方式。                                                                               
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光信号を使用してシステムの応答を測定する技術、特に相関符号を応用して受信信号のＳＮ比を向上させ、距離の測定精度を向上させる技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
システムの応答関数は時間幅の短い単一のパルスを入力し、その出力を時間の関数で測定することにより評価できる。パルスの幅が短いほど、システムのより高周波特性の測定や、より高精度の測距が可能である。この測定法では、受信信号のエネルギー減少や、受信帯域拡大に伴う雑音の増大により受信信号のＳＮ比が低下することを防ぐため、パルス信号のピークパワーを増大させる。しかしながら、送信機の出力パワーに上限があるときや、システムへの最大入力パワーが制限される場合があり、その場合は短パルスの代わりに符号変調されたパルス信号が使用される。符号変調された信号を、受信時に相関処理あるいはパルス圧縮することにより、単一のパルスを使用するときよりもＳＮ比を向上させることができる。このような技術は、マイクロ波を使用するレーダや、光信号を使用するＬＩＤＡＲ（Light Detection and Ranging）などの測距分野で応用されている。最近は、分布型光ファイバセンシング技術である、ＯＴＤＲ（Optical Time Domain Reflectometry）、ラマンＯＴＤＲ、ＢＯＴＤＲ（Brillouin OTDR）、ＢＯＴＤＡ（Brillouin Optical Time Domain Analysis）などにも盛んに応用されている。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
符号変調された信号を受信し、その受信信号を相関処理（パルス圧縮）するときの問題は、受信信号の波形が歪むことにより、それと元の符号との相関特性における時間サイドローブが大きくなってしまうことである。時間サイドローブが大きくなると、距離測定の精度や距離分解能が劣化してしまう。受信信号の波形が歪むメカニズムは、関係する物理現象に依存する。以下では、本発明が解決しようとする課題を、ＢＯＴＤＡとＯＴＤＲを例にして説明する。
【０００４】
まず、ＢＯＴＤＡを例にして説明する。ＢＯＴＤＡは光ファイバ中でのブリルアン増幅を応用して、歪みあるいは温度などの分布を測定する技術である。
【０００５】
図１に示すように、ＢＯＴＤＡでは、センサとして使用する光ファイバ１の一方の端面ＦＥ１からパルスポンプ光を入射するとともに、他方の端面ＦＥ２から連続プローブ光を入射する。レーザ２から出力された連続光を、光変調器３によりパルス信号発生器４で発生されたパルス信号でパルス変調して得た前記パルスポンプ光と、レーザ５から出力された前記連続プローブ光とは、光ファイバ１中の出合った位置で干渉し、電歪効果により音波を当該光ファイバ１中に生成する。この音波による回折効果によって前記パルスポンプ光の一部は周波数シフトして後方に散乱され、カップラ６を介して光レシーバ７で受信される。
【０００６】
パルスポンプ光と連続プローブ光の周波数差が光ファイバ１の材料固有のブリルアン周波数シフトと呼ばれる周波数量と一致するとき、前記後方散乱光は連続プローブ光と位相が一致して重なり、連続プローブ光のパワーは増加する。即ち、パルスポンプ光は、音波を介して連続プローブ光を増幅する。これをブリルアン増幅と呼ぶ。
【０００７】
前記ブリルアン周波数シフトは、光ファイバの歪みや温度の変化とともに線形的に変化することが知られている。従って、ＢＯＴＤＡで増幅信号を観測し、そのときのパルスポンプ光と連続プローブ光との周波数差の変化から、光ファイバ１の歪みや温度の変化を測定することができる。また、その位置は、パルスポンプ光を光ファイバ１の端面ＦＥ１に入射してから、連続プローブ光の増幅信号が光ファイバ１の端面ＦＥ１に到達するまでの時間より算出することができる。
【０００８】
ＢＯＴＤＡの距離分解能を高めるためには、パルスポンプ光の幅を短くすれば良い。しかしながら、そのとき、前述のように、受信信号のエネルギー減少や、受信帯域拡大に伴う雑音の増大により受信信号のＳＮ比が低下する。さらに、ブリルアン増幅の場合は、パルスポンプ光の幅を約１０ｎｓ（音波の寿命と呼ばれる時間）以下にすると、増幅に寄与する音波が十分に成長せず、ブリルアン増幅度が急激に低下するという問題も発生する。
【０００９】
これらの問題を解決する方法として、
１）位相シフトパルスＢＯＴＤＡ（ＰＳＰ−ＢＯＴＤＡ）
２）符号化ＰＳＰ−ＢＯＴＤＡ
が提案されている（非特許文献１（特にpp.207-208）、非特許文献２（特にpp.33-35）参照）。
【００１０】
ＰＳＰ−ＢＯＴＤＡは、図２に示すようにポンプ光を測定用のパルス光（第２のパルス光）と、時間的にその前に位置する音波励起用のパルス光（第１のパルス光）との組み合わせで構成し、かつ、音波励起用のパルス光に対する測定用パルスの位相を０としたポンプ光（０シフトポンプ光（図２(a)））と、位相をπとしたポンプ光（πシフトポンプ光（図２(b)））の両方を使用して測定する方法である。
【００１１】
音波励起用パルスの幅を１０ｎｓよりも長くすることにより、十分に増幅に関与する音波を成長させ、その音波を測定用パルスによる増幅にも寄与させることができる。その結果、従来、ＢＯＴＤＡで生じていたブリルアン増幅度の急激な低下を回避できる。また、０シフトポンプ光による測定データから、πシフトポンプ光による測定データを減じることにより、音波励起用パルスによるブリルアン増幅信号はキャンセルし、測定用パルスによるブリルアン増幅信号のみを２倍にして抽出することが可能となる。
【００１２】
符号化ＰＳＰ−ＢＯＴＤＡは、ＰＳＰ−ＢＯＴＤＡのパルスポンプ光の測定用パルスに符号を適用し、符号化パルス光列にしたものである。その例を図３に示す。その符号には、相補相関符号（Golay符号）あるいはBarker符号あるいはＭ系列符号などが使用できる。音波励起用パルス（第１のパルス）によって生成された音波の助けを借りて、測定用パルス（第２のパルス）である符号化パルス光列は、連続プローブ光を効率的にブリルアン増幅する。ブリルアン増幅された連続プローブ光を受信し、その受信信号と元の符号との相関処理を行う。その結果、受信信号の時間幅は、符号１ビット分のパルス幅まで圧縮される（パルス圧縮）。そのため、測定の距離分解能が向上する。また、相関処理した信号の振幅は符号長に比例またはほぼ比例し、雑音の振幅は符号長の平方根に比例またはほぼ比例する。その結果、相関処理した信号のＳＮ比（光信号パワー換算）は、符号長の平方根に比例またはほぼ比例して改善可能となる。
【００１３】
しかし、符号化パルス光列のトータルの時間幅が音波の寿命１０ｎｓと同等またはそれ以上になると、音波励起用パルスによって生成された音波の減衰の影響が無視できなくなる。即ち、図４に示すように、符号化パルス光列の前方のパルス光列は強度が大きな音波と相互作用するが、後方のパルス光列は減衰した音波と相互作用するようになるため、ブリルアン増幅された信号は、時間とともに減衰したパルス列となる。その結果、ブリルアン増幅された連続プローブ光を受信し、その受信信号と元の符号との相関処理（パルス圧縮）を行うと、相関処理した信号の振幅は、符号長に比例して増加せず、符号長を長くした場合にもほとんど変わらなくなる。さらに、時間サイドローブにおける雑音信号が大きくなり、距離分解能特性が劣化する。
【００１４】
次にＯＴＤＲを例にして、本発明が解決しようとする課題を説明する。
【００１５】
ＯＴＤＲでは、図５に示すように、レーザ２から出力された連続光を、光変調器３によりパルス信号発生器４で発生されたパルス信号でパルス変調して得たパルス光を光ファイバ１の一方の端面ＦＥ１から入射し、そのパルス光の一部が光ファイバ１中でレイリー後方散乱され、前記端面ＦＥ１に到達した光信号を、カップラ６を介して光レシーバ７で受信する。パルス光を入射してからレイリー後方散乱光が受信されるまでの時間から散乱位置を算出することができる。従って、任意の２点からの受信信号レベルから、その間の光ファイバ損失を評価できる。また、受信信号が消滅する時間から、光ファイバ１の終端の位置、あるいは、破断位置などを算出することが可能である。
【００１６】
ＯＴＤＲにおいては、パルス光を符号化したパルス光列とし、受信信号のＳＮ比を改善する研究が早くから行われ、測定装置としての商品化例もある（非特許文献３（特にpp.24-26）参照）。
【００１７】
これらのＯＴＤＲよりさらにその測定距離の拡大、あるいは、距離分解能の向上を図るには、光増幅器（ＯＡ）を使用することが考えられる。単一パルス光を使用したＯＴＤＲにＯＡを適用する研究例は多いが、符号化パルス光列を使用したＯＴＤＲにＯＡを適用する研究例は少ない。その理由の一つは、図６に示すように、ＯＡで符号化パルス光列を増幅したとき、符号化パルス光列の先頭部分の増幅度は大きいが、後尾部分に近づくにつれ増幅度は減少し、増幅波形が歪むことにある。その結果、受信信号と元の符号との相関処理（パルス圧縮）を行うと、相関処理した信号の振幅は、符号長に比例して増加せず、符号長を長くした場合にもほとんど変わらなくなる。さらに、時間サイドローブにおける雑音信号が大きくなり、距離分解能特性が劣化する。
【００１８】
以上、符号化ＯＴＤＲにＯＡを適用したときの課題を説明したが、符号化ＢＯＴＤＲ、符号化ＢＯＴＤＡ、符号化ラマンＯＴＤＲにＯＡを適用した場合にも同じ解決すべき課題がある。
【００１９】
本発明の目的は、符号変調された信号を受信し、その受信信号を相関処理（パルス圧縮）するとき、受信信号の波形が歪む場合においても、相関特性における時間サイドローブにおける雑音を増加させることなく、受信信号のＳＮ比を向上させ、距離の測定精度を向上させることである。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
本発明では、
時間ｔの関数として相関符号系列信号Ｃ(t)を発生する相関符号系列信号発生器と、
光を前記相関符号系列信号Ｃ(t)を含む信号で変調する光変調器と、
光の速度をｖとし、前記相関符号系列信号Ｃ(t)の１ビットパルス（サブパルス）の時間幅をτとした場合に、長さがｖ／（２Γ）とほぼ等しいかそれ以下である短い区間からのステップ応答関数がｈ(t)、前記ｈ(t)の逆数の関数がｇ(t)＝１／ｈ(t)である光システムに、前記光変調器で変調された光信号を入力したときに当該光システムから出力される光を受信して受信信号ＲＣ(t)を出力する光受信器と、
前記関数ｇ(t)と前記相関符号系列信号Ｃ(t)を乗じた関数をＣ(t)ｇ(t)とし、前記受信信号ＲＣ(t)または前記相関符号系列信号Ｃ(t)の符号系列の要素の極性を反転させた信号Ｃ-(t)を使用した時の受信信号をＲＣ-(t)としたときにＲＣ(t)からＲＣ-(t)を減算した信号と、前記関数Ｃ(t)ｇ(t)との相関処理を行う相関処理器とを備えたことを特徴とする。
【００２１】
または、本発明は、
時間ｔの関数として相関符号系列信号Ｃ１(t)及びその符号要素を逆の順番に並べた逆方向相関符号系列信号Ｃ２(t)を発生する相関符号系列信号発生器と、
光を前記相関符号系列信号Ｃ１(t)を含む信号及び前記相関符号系列信号Ｃ２(t)を含む信号で変調する光変調器と、
光システムに前記光変調器で変調された光信号を入力したときに当該光システムから出力される光を受信して受信信号ＲＣ１(t)及び受信信号ＲＣ２(t)を出力する光受信器と、
前記受信信号ＲＣ１(t)または前記相関符号系列信号Ｃ１(t)の符号系列の要素の極性を反転させた信号Ｃ１-(t)を使用した時の受信信号をＲＣ１-(t)としたときにＲＣ１(t)からＲＣ１-(t)を減算した信号と、前記相関符号系列信号Ｃ１(t)との相関処理、及び、前記受信信号ＲＣ２(t)または前記相関符号系列信号Ｃ２(t)の符号系列の要素の極性を反転させた信号Ｃ２-(t)を使用した時の受信信号をＲＣ２-(t)としたときにＲＣ２(t)からＲＣ２-(t)を減算した信号と、前記相関符号系列信号Ｃ２(t)との相関処理を行う相関処理器と、
前記相関処理器から出力される、前記相関符号系列信号Ｃ１(t)との相関処理結果と、前記相関符号系列信号Ｃ２(t)との相関処理結果を加算して出力する合成処理器とを備えたことを特徴とする。
【００２２】
あるいは、本発明は、
時間ｔの関数として相関符号系列信号Ｃ１(t)及びその符号要素を逆の順番に並べた逆方向相関符号系列信号Ｃ２(t)を発生する相関符号系列信号発生器と、
光を前記相関符号系列信号Ｃ１(t)を含む信号及び前記相関符号系列信号Ｃ２(t)を含む信号で変調する光変調器と、
光の速度をｖとし、前記相関符号系列信号Ｃ１(t)及び前記相関符号系列信号Ｃ２(t)の１ビットパルス（サブパルス）の時間幅をτとした場合に、長さがｖ／（２Γ）とほぼ等しいかそれ以下である短い区間からのステップ応答関数がｈ(t)、時間ｔについての１次関数がＦ(t)＝β(１−αt)、前記Ｆ(t)を前記ｈ(t)で除した関数がＧ(t)＝Ｆ(t)／ｈ(t)である光システムに、前記光変調器で変調された光信号を入力したときに当該光システムから出力される光を受信して受信信号ＲＣ１(t)及び受信信号ＲＣ２(t)を出力する光受信器と、
前記関数Ｇ(t)と前記相関符号系列信号Ｃ１(t)を乗じた関数をＣ１(t)Ｇ(t)とし、前記関数Ｇ(t)と前記相関符号系列信号Ｃ２(t)を乗じた関数をＣ２(t)Ｇ(t)とし、前記受信信号ＲＣ１(t)または前記相関符号系列信号Ｃ１(t)の符号系列の要素の極性を反転させた信号Ｃ１-(t)を使用した時の受信信号をＲＣ１-(t)としたときにＲＣ１(t)からＲＣ１-(t)を減算した信号と、前記関数Ｃ１(t)Ｇ(t)との相関処理、及び、前記受信信号ＲＣ２(t)または前記相関符号系列信号Ｃ２(t)の符号系列の要素の極性を反転させた信号Ｃ２-(t)を使用した時の受信信号をＲＣ２-(t)としたときにＲＣ２(t)からＲＣ２-(t)を減算した信号と、前記関数Ｃ２(t)Ｇ(t)との相関処理を行う相関処理器と、
前記相関処理器から出力される、前記関数Ｃ１(t)Ｇ(t)との相関処理結果と、前記関数Ｃ２(t)Ｇ(t)との相関処理結果を加算して出力する合成処理器とを備えたことを特徴とする。
【００２３】
前記相関符号としては、相補相関符号（Golay符号）、Barker符号を始めとし、任意の相関符号を使用する。
【発明の効果】
【００２４】
本発明によれば、以上のように光符号変調パルスの相関処理方式を構成するので、受信信号の波形が歪む場合においても、相関特性における時間サイドローブにおける雑音を増加させることなく、受信信号のＳＮ比を向上させ、距離の測定精度を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】ＢＯＴＤＡの一例を示す構成図
【図２】ＰＳＰ−ＢＯＴＤＡのポンプ光の一例を示す説明図
【図３】ＰＳＫ符号変調ＢＯＴＤＡのポンプ光の一例を示す説明図
【図４】音波の減衰によるブリルアン信号の波形歪みの説明図
【図５】ＯＴＤＲの一例を示す構成図
【図６】光増幅信号の波形歪みの説明図
【図７】本発明の光符号変調パルスの相関処理方式の第１乃至第３実施形態及び変形例１を示す構成図
【図８】第１乃至第３実施形態のＳＮ比改善率ＳＮＩＲ１、ＳＮＩＲ２、ＳＮＩＲ３の説明図
【図９】ＡＳＫ符号変調ＢＯＴＤＡのポンプ光の一例を示す説明図
【図１０】本発明の光符号変調パルスの相関処理方式の第４実施形態を示す構成図
【図１１】ＰＳＫ符号変調プローブ光またはポンプ光の一例を示す説明図
【図１２】本発明の光符号変調パルスの相関処理方式の第５乃至第７実施形態及び変形例２を示す構成図
【図１３】ＡＳＫ符号変調プローブ光またはポンプ光の一例を示す説明図
【図１４】本発明の光符号変調パルスの相関処理方式の変形例３及び４を示す構成図
【図１５】本発明の光符号変調パルスの相関処理方式の変形例５及び９を示す構成図
【図１６】本発明の光符号変調パルスの相関処理方式の変形例６乃至８を示す構成図
【図１７】ＰＳＫ離散符号変調ＢＯＴＤＡのポンプ光の一例を示す説明図
【図１８】ＡＳＫ離散符号変調ＢＯＴＤＡのポンプ光の一例を示す説明図
【発明を実施するための形態】
【００２６】
［第１実施形態］
図７は本発明の光符号変調パルスの相関処理方式の第１実施形態、ここではＰＳＰ−ＢＯＴＤＡに適用した例を示すもので、図中、従来例と同一構成部分は同一符号をもって表す。即ち、１は光ファイバ、２はレーザ、３は光変調器、６，１１はカップラ、７は光レシーバ、１２は光周波数シフタ、１３は相関符号系列信号発生器、１４は相関処理器、１５は合成処理器である。
【００２７】
まず、本発明の第１実施形態についてその動作とともに説明する。
【００２８】
レーザ２は発振線幅の狭い干渉性の高い光源を使用する。レーザ２の出力である連続光は、カップラ１１により二つに分岐され、それぞれポンプ光及びプローブ光として使用される。プローブ光として使用される光は、光周波数シフタ１２に入力され、その光周波数が、光ファイバ１のブリルアン周波数シフトと同程度の周波数だけダウンシフトされる。この周波数シフトされた連続光は、光ファイバ１の端面ＦＥ２から光ファイバ１に入射される。一方、ポンプ光として使用される光は、光変調手段（ＯＭ）である光変調器３に入力される。また光変調器３の電気信号入力端子には、相関符号系列信号発生器１３からの出力信号が入力され、この電気信号により、符号変調されたポンプ光が生成される。符号変調されたポンプ光は、カップラ６を通過し、光ファイバ１の端面ＦＥ１から光ファイバ１に入射される。
【００２９】
今、光ファイバ１のある部分に歪みが生じ、その部分のブリルアン周波数シフトが周辺の部分の値から変化したとする。そして、前記のポンプ光と連続プローブ光の周波数差が、歪みが生じた部分のブリルアン周波数シフトと同じであるとすると、ブリルアン増幅の原理に従い、符号変調されたポンプ光が前記歪みの生じた部分を通過するときに、前記プローブ光をブリルアン増幅する。ブリルアン増幅されたプローブ光は、カップラ６を通過し、光レシーバ７に入力され、電気信号に変換される。その電気信号は相関処理器１４に入力される。相関処理器１４は、相関符号系列信号発生器１３の出力信号に基づいた信号と光レシーバ７の出力信号との相互相関処理を行い、パルス圧縮信号を出力する。合成処理器１５は、相関処理器１４から出力されるパルス圧縮信号が複数ある場合、それらを合成したパルス圧縮信号を出力する。
【００３０】
以下、本発明の原理を説明する。
【００３１】
使用する相関符号が、相補相関符号（Golay符号）の場合を説明する。相補相関符号は２つの符号系列Ａ，Ｂから構成され、Ａ，Ｂは以下の性質を満足する。
【００３２】
【数１】
0005802895.tif 000002
【００３３】
ここで、Ｌは符号の長さ、Ａｉ，Ｂｉ（ｉ＝１，２，…Ｌ）は符号系列Ａ，Ｂの要素であり、１，−１の２値をとる。従って、相補相関符号に基づき符号変調したパルス列の相関特性を式(1)に基づいて処理すると、そのメインローブ（ｎ＝０）は、符号長Ｌの２倍の値をとり、時間サイドローブ（ｎ≠０）は０となる。従って、相補相関符号は分布測定に最適な特性を有している。
【００３４】
今、相補相関符号系列Ａ１，Ｂ１を、符号１ビットの時間幅をτとして、時間の関数で表したものを、相関符号系列信号Ａ１(t)，Ｂ１(t)とする。そしてＡ１(t)，Ｂ１(t)に基づいた信号によってポンプ光を符号変調する場合を考える。後述する本発明の実施形態では、この符号系列の要素の並ぶ順番を逆にした逆方向符号系列も利用するので、符号系列Ａ１，Ｂ１を、ここでは順方向符号系列Ａ１，Ｂ１と呼ぶことにする。また、光ファイバ１に歪みが生じた部分の長さは、符号１ビット分のパルスであるサブパルスの時間幅τに相当する長さｖτ／２であるとする（ここでｖは光ファイバ中の光速）。そして、歪みが生じた部分において、符号変調されたポンプ光によってプローブ光がブリルアン増幅され、光レシーバ７によって受信されたとする。また、その受信電気信号をＲＡ１(t)，ＲＢ１(t)で表すとする。
【００３５】
これまで発明者らはいくつかの種類の符号変調の方法を報告しているが、ここでは前述した図３に示す方法を想定する。図３の方法は、音波励起用の第１のパルスと測定用の第２のパルスでポンプ光を構成する。さらに、第２のパルスを符号の長さである符号の要素数Ｌ個に等分割し、Ｌ個のサブパルスを作る（図３の例では、Ｌ＝４である）。この各サブパルスに符号を割り当てる。図３の例では、符号要素１，−１を、位相シフト０，πに割り当てている。
【００３６】
このようにすることにより、第１のパルスによりブリルアン増幅に寄与する音波を十分に成長させ、その成長した音波を利用して、各サブパルスはプローブ光を効率的にブリルアン増幅することが可能となる。さらに、第１のパルスによって発生させた音波は、サブパルスとコヒーレントに相互作用するので、第１のパルスの位相と位相符号変調されたサブパルスの位相が同相（位相差０）のときは、プローブ光パワーは増加し、一方、第１のパルスの位相と位相符号変調されたサブパルスの位相が逆相（位相差π）のときは、プローブ光のパワーは減衰する。先に仮定したように、光ファイバ１に歪みが生じた部分の長さは、符号１ビット分のパルス幅に相当する長さであるので、サブパルスによるプローブ光パワーの変化を光レシーバ７で受信した受信電気信号は、符号系列信号Ａ１(t)，Ｂ１(t) と相似形となる。
【００３７】
しかしながら、受信電気信号には、音波励起用の第１のパルス自身による増幅信号も重なっている。そこで、ＰＳＰ−ＢＯＴＤＡでは、符号系列Ａ１の要素をもう一方の要素と交換した符号系列Ａ１-、さらに符号系列Ｂ１の要素をもう一方の要素と交換した符号系列Ｂ１-も使用する。
【００３８】
例えば、符号長Ｌ＝４の相補相関符号系列が
Ａ１＝｛１，１，１，−１｝，Ｂ１＝｛１，１，−１，１｝
とすると、その要素を交換した相補相関符号系列は、１を−１と交換し、−１を１と交換することにより得られ、
Ａ１-＝｛−１，−１，−１，１｝，Ｂ１-＝｛−１，−１，１，−１｝
のようになる。
【００３９】
そして、第１のパルスはそのままとし、第２のパルスを符号Ａ１-に基づく信号Ａ１-(t)で位相符号変調したポンプ光（図３(b)を参照）を生成し、それによってプローブ光をブリルアン増幅した信号も測定する。その受信電気信号をＲＡ１-(t)とする。同様にして、第１のパルスはそのままとし、第２のパルスを符号Ｂ１-に基づく信号Ｂ１-(t)で位相符号変調したポンプ光を生成し、それによってプローブ光をブリルアン増幅した信号も測定する。その受信電気信号をＲＢ１-(t)とする。
【００４０】
このようにして測定したＲＡ１-(t)及びＲＢ１-(t)に含まれる第１パルス光によるブリルアン増幅信号は、ＲＡ１(t)及びＲＢ１(t)に含まれる信号と同じであるが、位相符号変調されたサブパルス光によるブリルアン増幅信号は、逆極性の値となる。その結果、それらの差信号、ΔＲＡ１(t)＝ＲＡ１(t)−ＲＡ１-(t)及びΔＲＢ１(t)＝ＲＢ１(t)−ＲＢ１-(t)は、それぞれ、Ａ１(t)及びＢ１(t)と振幅を除き、同じ波形となると考えられる。
【００４１】
そこで、Ａ１(t)とΔＲＡ１(t)の相互相関と、Ｂ１(t)とΔＲＢ１(t)の相互相関との和、
【００４２】
【数２】
0005802895.tif 000003
【００４３】
を求める。ここで、Ψ(nτ)＝Ψ(n)，Ａ１(mτ)＝Ａ１m，ΔＲＡ１((m+n)τ)＝ΔＲＡ１m+n，Ｂ１(mτ)＝Ｂ１m，ΔＲＢ１((m+n)τ)＝ΔＲＢ１m+nと記した（以後、同様の記法を使用する）。
【００４４】
式(2)は、式(1)と同様に、メインローブのみ大きな値をとり、サイドローブは０となる。即ち、第２のパルスを分割したサブパルスの幅τで決まる距離分解能ｖτ／２で、光ファイバ１に歪みが生じた部分を評価可能となる。
【００４５】
しかし、実際には、第１のパルス光によって発生させた音波の寿命は、石英系光ファイバの場合、１０ｎｓ程度であるため、第２のパルス光の幅Ｌτがそれと同等以上の長さになると、符号変調された各サブパルスによる増幅度あるいは減衰度は、第２のパルス光の前半部分に比べ後半部分では大きく減少するようになる（図４参照）。その結果、式(2)の相関関数のメインローブの値の低下と、サイドローブにおける雑音の発生が生じるようになる。
【００４６】
そこで相関処理を行うときに、音波の減衰の補正を行うことを考える。
【００４７】
ブリルアン増幅またはブリルアン散乱に関与する音波の振幅の減衰係数Γは、ブリルアン利得スペクトルの半値全幅をΔνbとしたとき、Γ＝πΔνbで与えられる。従ってΓの値は光ファイバ１のΔνbを測定すれば算出できる値である。このとき光ファイバ中の光速をｖとすると、長さがｖ／(２Γ)とほぼ等しいかそれよりも短い区間からの、測定用パルス（第２のパルス）によるブリルアン増幅のステップ応答関数は、測定用パルスがその短い区間に到達した時刻を基準にして表すと、
ｈ(t)＝exp(−Γt)                                                      (3)
で与えられる。
【００４８】
今、光ファイバ１に歪みが生じた部分の長さΔｚは、Δｚ≦ｖ／(２Γ)であり、また、符号系列Ａ１，Ａ１-で変調されたポンプ光を使用したとき、符号１ビット分のサブパルスの時間幅をτとして、Δｚ≦ｖτ／２であるとする。このとき、歪みが生じた部分において、符号変調されたポンプ光によってブリルアン増幅されたプローブ光パワーのＲＡ１(t)の変化、そしてそれを光レシーバ７で受信し電気信号に変換された信号は、Ａ１(t)ｈ(t)に比例する。差信号ΔＲＡ１(t)も同様である。簡単のために比例係数を省略すると、
ΔＲＡ１(t)＝Ａ１(t)ｈ(t)                                              (4）
である。同様にして、符号系列Ｂ１，Ｂ１-を使用したときの差信号ΔＲＢ１(t)は、
ΔＲＢ１(t)＝Ｂ１(t)ｈ(t)                                              (5）
のように表せる。
【００４９】
今、ステップ応答関数ｈ(t)の逆数の関数をｇ(t)＝１／ｈ(t)とし、Ａ１(t)と音波の減衰を補正したΔＲＡ１(t)ｇ(t)との相互相関と、Ｂ１(t)と音波の減衰を補正したΔＲＢ１(t)ｇ(t)との相互相関の和の計算処理を行うと、以下のようになる。
【００５０】
【数３】
0005802895.tif 000004
【００５１】
ここで、ｈ(nτ)＝ｈn，ｇ(nτ)＝ｇnと記した（以後、同様の記法を使用する）。
【００５２】
即ち、音波の減衰を補正した式(6)で表した相互相関処理を行うことにより、メインローブの信号を減少させず、かつ、サイドローブの雑音を生じさせることなく、信号を検出することが可能となる。
【００５３】
しかしながら、実際の測定では、上で仮定したようにブリルアン増幅が生じる区間は一か所ではなく、光ファイバの長さ方向に分布して複数存在する。そのため、測定用パルスがある特定の短い区間に到達した時刻を基準にして表したステップ応答関数ｈ(t)の逆関数であるｇ(t)を一般の場合にそのまま使用するわけにはいかない。即ち、差信号ΔＲＡ１(t)に逆関数ｇ(t)を乗じた関数ΔＲＡ１(t)ｇ(t)と符号の関数Ａ１(t)との相互相関及び、差信号ΔＲＢ１(t)に逆関数ｇ(t)を乗じた関数ΔＲＢ１(t)ｇ(t)と符号の関数Ｂ１(t)との相互相関をそれぞれ計算処理するわけにはいかない。
【００５４】
そこで本発明では、音波が式(3)で示したように指数関数状に減衰することに着目し、音波の「減衰」ではなく、音波の「減衰率」を補正する。そのために、光ファイバの長さ方向のある着目する個所について、以下の式(7)で表すように、Ａ１(t)ｇ(t)とΔＲＡ１(t)との相互相関と、Ｂ１(t)ｇ(t)とΔＲＢ１(t) との相互相関との和の計算処理を行う。
【００５５】
【数４】
0005802895.tif 000005
【００５６】
このようにすることにより、ブリルアン増幅が生じる区間が光ファイバの長さ方向に分布して存在するときにも、メインローブの信号を減少させず、かつ、サイドローブの雑音を生じさせることなく、理想的に信号を検出することが可能となることがわかる。さらに式(6)と式(7)を比較すると分かるように、本発明では、時間シフトｎτのときのサイドローブの相関値を求めるときに、重みexp(−Γｎτ)が掛かるため、符号変調された光信号の振幅に多少の変動があっても、その影響を抑圧する効果がある。
【００５７】
［第２実施形態］
本実施形態では、第１実施形態と同じく、ＰＳＰ−ＢＯＴＤＡに本発明を適用している。本発明の第２実施形態である光符号変調パルスの相関処理方式の基本構成は、第１実施形態の構成を示す図７と同じであるが、相関符号系列信号発生器１３、相関処理器１４及び合成処理器１５の機能において、第１実施形態と異なる。
【００５８】
相関符号系列信号発生器１３は、順方向相補相関符号系列信号Ａ１(t)，Ｂ１(t)と、その符号要素を逆に並べた逆方向相補相関符号系列信号Ａ２(t)，Ｂ２(t)を発生させる。
【００５９】
例えば、符号長Ｌ＝４の順方向相補相関符号系列が
Ａ１＝｛１，１，１，−１｝，Ｂ１＝｛１，１，−１，１｝
とすると、その逆方向相補相関符号系列は、
Ａ２＝｛−１，１，１，１｝，Ｂ２＝｛１，−１，１，１｝
である。
【００６０】
相関符号系列信号発生器１３は、さらに、符号の要素を交換した、Ａ１-(t)，Ｂ１-(t)，Ａ２-(t)，Ｂ２-(t)も発生させる。そして、第１実施形態と同様に、符号系列信号Ａ１(t)，Ｂ１(t)，Ａ２(t)，Ｂ２(t)，Ａ１-(t)，Ｂ１-(t)，Ａ２-(t)，Ｂ２-(t)によってポンプ光を符号変調する場合を考える。そして、第１実施形態のときと同様に、光ファイバ１の歪みが生じた部分において、符号変調されたポンプ光によってプローブ光がブリルアン増幅され、光レシーバ７によって受信されたとする。また、その受信電気信号を、符号系列Ａ１，Ｂ１，Ａ２，Ｂ２，Ａ１-，Ｂ１-，Ａ２-，Ｂ２-に対応させて、ＲＡ１(t)，ＲＢ１(t)，ＲＡ２(t)，ＲＢ２(t)，ＲＡ１-(t)，ＲＢ１-(t)，ＲＡ２-(t)，ＲＢ２-(t)で表すとする。さらに、ΔＲＡ１(t)＝ＲＡ１(t)−ＲＡ１-(t)，ΔＲＢ１(t)＝ＲＢ１(t)−ＲＢ１-(t)，ΔＲＡ２(t)＝ＲＡ２(t)−ＲＡ２-(t)，ΔＲＢ２(t)＝ＲＢ２(t)−ＲＢ２-(t)とする。
【００６１】
本実施形態ではさらに、以下の式(8)で示すように、相関処理器１４により、Ａ１(t)とΔＲＡ１(t)との相互相関ΦA1(n)と、Ａ２(t)とΔＲＡ２(t)との相互相関ΦA2(n)と、Ｂ１(t)とΔＲＢ１(t)との相互相関ΦB1(n)と、Ｂ２(t)とΔＲＢ２(t)との相互相関ΦB2(n)との計算処理を行う。そして、合成処理器１５は、それらの総合和Φ(n)を合成する計算処理を行う。
【００６２】
【数５】
0005802895.tif 000006
【００６３】
ここで、Ａ２i＝Ａ１L-i+1の関係を利用すると、
【００６４】
【数６】
0005802895.tif 000007
【００６５】
式(9)の右辺｛｝の中の指数関数は、その引数が小さいときには１次関数で近似でき、｛｝の中の値はｍに依存しなくなる。その結果、
【００６６】
【数７】
0005802895.tif 000008
【００６７】
となる。同様にして、
【００６８】
【数８】
0005802895.tif 000009
【００６９】
従って、
【００７０】
【数９】
0005802895.tif 000010
【００７１】
以上のことから、順方向符号とその逆方向符号を使用し、式(8)に従って、相関処理を相関処理器１４で行い、その相関処理した信号の合成を合成処理器１５で行うことにより、ブリルアン増幅が生じる区間が光ファイバの長さ方向に分布して存在するときにも、メインローブの信号を大きく減少させることなく、かつ、サイドローブの雑音を大きく生じさせることなく、信号を検出することが可能となることがわかる。
【００７２】
次に、本発明の第１実施形態と第２実施形態のＳＮ比を比較する。サイドローブの雑音はそれぞれ０またはほとんど０となるので、雑音は受信回路のランダム雑音のみを考える。また、計算を簡単化するため、離散値を連続値に置き換えて計算する。
【００７３】
このとき、第１実施形態の受信信号の電力ＰＳ１、雑音電力ＰＮ１及び信号対雑音比ＳＮＲ１は次のようになる。
【００７４】
【数１０】
0005802895.tif 000011
【００７５】
ここで、σ2は、時間τの間隔でデータをサンプリングしたときの雑音電力である。
【００７６】
一方、音波励起用パルスのあとの測定用パルスとして、符号化パルスではなく、時間幅τのサブパルス一つのみとしたポンプ光で測定したとき、信号対雑音比ＳＮＲ０は
ＳＮＲ０＝１／σ2
で与えられる。
【００７７】
従って、第１実施形態の信号対雑音比の改善率ＳＮＩＲ１は次式で与えられる。
【００７８】
【数１１】
0005802895.tif 000012
【００７９】
一方、第２実施形態の受信信号の電力ＰＳ２、雑音電力ＰＮ２、信号対雑音比ＳＮＲ２及び、信号対雑音比の改善率ＳＮＩＲ２は次のようになる。
【００８０】
【数１２】
0005802895.tif 000013
【００８１】
減衰係数Γのおおよその値は使用する光ファイバと光源の波長が決まれば計算可能である。例えば石英系ガラス光ファイバの場合、波長1.55μｍでは、ブリルアン利得スペクトルの半値全幅Δνbは約３５ＭＨｚであるので、
【００８２】
【数１３】
0005802895.tif 000014
【００８３】
である。
【００８４】
そこで、τ＝0.3ｎｓ，Γ＝0.1Ｇｓ-1 としたときのＳＮＩＲ１及びＳＮＩＲ２の計算結果を図８に示す。第１実施形態では、信号の補正に伴いランダム雑音も増加させるので、符号パルスの時間Ｌτが非常に長くなるとＳＮＩＲ１は低下している。一方、第２実施形態では、信号の補正は行っていないので、ランダム雑音の増加量は第１実施形態に比較して緩やかである。その結果、第２実施形態のＳＮＩＲ２は、第１実施形態のＳＮＩＲ１に比べて大きくなる。しかし、第２実施形態では、時間サイドローブによる雑音が、抑制されてはいるが、発生していることに注意しなければならない。
【００８５】
［第３実施形態］
本実施形態では、第１実施形態と同じく、ＰＳＰ−ＢＯＴＤＡに本発明を適用している。本発明の第３実施形態である光符号変調パルスの相関処理方式の基本構成は、第１実施形態の構成を示す図７と同じであり、また、相関符号系列信号発生器１３及び合成処理器１５の機能は第２実施形態と同じであるが、相関処理器１４の機能において第２実施形態と異なる。
【００８６】
第２実施形態と同様に、相関符号系列信号発生器１３は、順方向相補相関符号系列信号Ａ１(t)，Ｂ１(t)と、逆方向相補相関符号系列信号Ａ２(t)，Ｂ２(t)を発生させる。また、それらの符号要素をもう一方の要素と交換した符号系列信号Ａ１-(t)，Ｂ１-(t)，Ａ２-(t)，Ｂ２-(t)も発生させる。そして、符号系列信号Ａ１(t)，Ｂ１(t)，Ａ２(t)，Ｂ２(t)，Ａ１-(t)，Ｂ１-(t)，Ａ２-(t)，Ｂ２-(t)によってポンプ光を符号変調する場合を考える。さらに、第１及び第２実施形態のときと同様に、光ファイバ１の歪みが生じた部分において、符号変調されたポンプ光によってプローブ光がブリルアン増幅され、光レシーバ７によって受信されたとする。また、その受信電気信号を、符号系列Ａ１，Ｂ１，Ａ２，Ｂ２，Ａ１-，Ｂ１-，Ａ２-，Ｂ２-に対応させて、ＲＡ１(t)，ＲＢ１(t)，ＲＡ２(t)，ＲＢ２(t)，ＲＡ１-(t)，ＲＢ１-(t)，ＲＡ２-(t)，ＲＢ２-(t)で表すとする。さらに、ΔＲＡ１(t)＝ＲＡ１(t)−ＲＡ１-(t)，ΔＲＢ１(t)＝ＲＢ１(t)−ＲＢ１-(t)，ΔＲＡ２(t)＝ＲＡ２(t)−ＲＡ２-(t)，ΔＲＢ２(t)＝ＲＢ２(t)−ＲＢ２-(t) とする。
【００８７】
本実施形態ではさらに、ブリルアン増幅信号の応答関数を補正し、補正した応答関数が時間ｔの１次関数Ｆ(t)＝β(１−αt)となるようにする。そのために、
Ｇ(t)＝ｇ(t)Ｆ(t)                                                      (13)
とし、以下の式(14)で表すように、相関処理器１４は、Ａ１(t)Ｇ(t)とΔＲＡ１(t)との相互相関ΨA1(n)と、Ａ２(t)Ｇ(t)とΔＲＡ２(t)との相互相関ΨA2(n)と、Ｂ１(t)Ｇ(t)とΔＲＢ１(t)との相互相関ΨB1(n)と、Ｂ２(t)Ｇ(t)とΔＲＢ２(t)との相互相関ΨB2(n)との計算処理を行う。そして合成処理器１５は、それらの総合和Ψ(n)を合成する計算処理を行う。
【００８８】
【数１４】
0005802895.tif 000015
【００８９】
ここで、Ａ２i＝Ａ１L-i+1の関係を利用すると、
【００９０】
【数１５】
0005802895.tif 000016
【００９１】
本発明では、関数Ｆ(t)は１次関数としたため、上式右辺のＦm＋ＦL-(m+n)+1は、ｍに依存しない値になる。その結果、
【００９２】
【数１６】
0005802895.tif 000017
【００９３】
となる。同様にして、
【００９４】
【数１７】
0005802895.tif 000018
【００９５】
従って、
【００９６】
【数１８】
0005802895.tif 000019
【００９７】
以上のことから、式(14)に従って、相関処理器１４で相関処理を行い、その相関処理された信号を、合成処理器１５で合成することにより、ブリルアン増幅が生じる区間が光ファイバの長さ方向に分布して存在するときにも、メインローブの信号を大きく減少させず、かつ、サイドローブの雑音を生じさせることなく、理想的に信号を検出することが可能となることがわかる。
【００９８】
次に、本発明の第３実施形態のＳＮ比を計算する。上述のようにサイドローブの雑音は０となるので、雑音は受信回路のランダム雑音のみを考える。また、計算を簡単化するため、離散値を連続値におきかえて計算する。
【００９９】
このとき、第３実施形態の受信信号の電力ＰＳ３、雑音電力ＰＮ３及び信号対雑音比ＳＮＲ３は次のようになる。
【０１００】
【数１９】
0005802895.tif 000020
【０１０１】
τ＝0.3ｎｓ，Γ＝0.1Ｇｓ-1 ，α＝0.08Ｇｓ-1 としたときのＳＮＩＲ３の計算結果を図８に示す。第３実施形態のＳＮＩＲ３のピーク値は、１次関数Ｆ(t)のパラメータであるαの値を適切に設定することにより、第２実施形態のＳＮＩＲ２のピーク値よりも高くなることがわかる。また、既に説明したように、第２実施形態では時間サイドローブが完全に０に抑圧しきれていないが、第３実施形態では、原理的に０とすることが可能である。即ち、第３実施形態のほうが、第２実施形態よりも、ランダム雑音特性及びサイドローブ雑音特性の両面で優れている。
【０１０２】
［変形例１］
本変形例は、符号変調として、位相シフト変調（ＰＳＫ; Phase Shift Keying）ではなく、振幅シフト変調（ＡＳＫ; Amplitude Shift Keying）を使用する場合である。これまで、第１実施形態、第２実施形態、第３実施形態では、符号の要素１，−１に対して光の信号の位相をそれぞれ０，πシフトさせる位相シフト変調（ＰＳＫ）を使用した。しかしながら、本発明はＰＳＫに限らず、ＡＳＫにも適用可能である。
【０１０３】
具体的には、これまでの、第１実施形態、第２実施形態、第３実施形態において、符号の要素１，−１に対応して、ポンプ光の第２のパルスのサブパルスの振幅（強度）を、それぞれ１，０に比例して強度変調すれば良い。相関符号系列信号発生器１３は、ポンプ光の第１のパルスを発生させるための信号と、第２パルスをＡＳＫ変調するための信号を出力し、その出力信号で、光変調器３を駆動する。例として、Ａ１＝｛１，１，１，−１｝、Ａ１-＝｛−１，−１，−１，１｝の場合のポンプ光の波形を図９に示す。
【０１０４】
ＰＳＫのときと同様に、ＡＳＫのときの受信電気信号の差信号ΔＲＡ１(t)＝ＲＡ１(t)−ＲＡ１-(t)，ΔＲＢ１(t)＝ＲＢ１(t)−ＲＢ１-(t)，…を定義するものとする。ＡＳＫを使用したときの差信号ΔＲＡ１(t)，ΔＲＢ１(t)，…は、ＰＳＫを使用した場合の半分の大きさになるが、ＰＳＫのときと同様に、振幅の大きさを除き、符号系列Ａ１(t)，Ｂ１(t)，…と同じ波形となる。従って、上述の第１実施形態、第２実施形態、第３実施形態において、ポンプ光の第２パルスをＡＳＫ変調したときも、それぞれ、式(7)、式(8)、式(14)に従って、相互相関処理と信号の合成を行えば良い。
【０１０５】
［第４実施形態］
図１０は本発明の光符号変調パルスの相関処理方式の第４実施形態、ここではＰＳＰ−ＢＯＴＤＡではなく、ＢＯＴＤＲに適用した例を示すもので、図中、第１実施形態乃至第３実施形態及び変形例１と同一構成部分は同一符号をもって表す。即ち、１は光ファイバ、２はレーザ、３は光変調器、６，１１，２１はカップラ、１３は相関符号系列信号発生器、１４は相関処理器、２２は光レシーバ、２３はローカル発振器、２４はミキサ、２５は二乗処理器、２６は加算平均処理器である。
【０１０６】
レーザ２からの出力連続光は、カップラ１１により２分岐される。そのうち一方の光は光変調器３に入力される。また光変調器３の電気信号入力端子には、相関符号系列信号発生器１３からの出力信号が入力され、この電気信号により、符号変調されたプローブ光が生成される。符号変調されたプローブ光は、カップラ６を通過し、光ファイバ１の端面ＦＥ１から光ファイバ１に入射される。
【０１０７】
入射されたプローブ光の一部の光は、光ファイバ中で熱的に励起された音波により、後方に散乱される。この散乱光は自然ブリルアン散乱と呼ばれる。以後、簡単のためにブリルアン散乱と呼ぶ。ブリルアン散乱は、カップラ６により入射光と分離され、光レシーバ２２の方向に導かれる。一方、カップラ１１により分岐されたもう一方の光は、ブリルアン散乱をヘテロダイン検出するためのローカル光として使用される。
【０１０８】
ブリルアン散乱光とローカル光はカップラ２１で合流する。カップラ２１の出力は光レシーバ２２に入力される。光レシーバ２２には、通常、強度雑音の低減や高感度化を図るために、２つの干渉信号を入力するバランス型レシーバを使用するが、１つの干渉信号のみを入力する一般の光レシーバでも構わない。
【０１０９】
ブリルアン散乱光とローカル光の周波数は、光ファイバ１のブリルアン周波数シフトだけ離れているため、光レシーバ２２からは、周波数がブリルアン周波数であるビート信号が出力される。このビート信号と、ローカル発振器２３の出力信号をミキサ２４に入力し、ミキサ２４の出力としてベースバンド信号を得る。このベースバンド信号と、相関符号系列信号発生器１３から出力される相関符号系列信号との相関処理を相関処理器１４で行う。相関処理器１４の出力信号は二乗処理器２５により二乗される。二乗された信号は、加算平均処理器２６により順次加算される。
【０１１０】
本ＢＯＴＤＲで使用する符号変調されたプローブ光の例を図１１に示す。この例では、４ビット（符号長Ｌ＝４）の符号で位相変調している。ＰＳＰ−ＢＯＴＤＡでは、音波励起用のパルスにより励起した音波を使用してブリルアン増幅した信号を測定していたが、ＢＯＴＤＲでは、光ファイバ中で熱的に励起されて自然に存在する音波によって散乱された光を測定する。そのため、図１１に示したように、音波励起用のパルスは使用せず、測定用のパルスである符号変調したパルスのみを使用する。
【０１１１】
熱的に励起されて自然に存在する音波は、励起用のパルスにより励起した音波と同様に、減衰係数Γで時間とともに減衰する。従って、プローブ光の総合のパルス幅Ｌτ（τは１ビットのサブパルスの時間幅）が１／Γとほぼ等しいか、それ未満であるとき、ブリルアン散乱光のコヒーレンスは保たれている。
【０１１２】
今、相関符号系列をＣ、それに基づいて相関符号系列信号発生器１３で発生した相関符号系列信号をＣ(t)とする。また、相関符号系列Ｃを使用して測定したＢＯＴＤＲのベースバンド信号をＲＣ(t)とする。これまでの説明からわかるように、ＲＣ(t)は、Ｃ(t)と式(3)のｈ(t)の積に比例する。簡単のため比例係数を１にとると、
ＲＣ(t)＝cosθＣ(t)ｈ(t)                                              (18)
である。ここで、θはブリルアン散乱光とローカル光との位相差である。
【０１１３】
これまでの説明と同様にして、音波の減衰率を補正するために、ｈ(t)の逆数の関数をｇ(t)＝１／ｈ(t)とし、Ｃ(t)ｇ(t)とＲＣ(t)との相互相関の計算処理を行うと、以下のようになる。
【０１１４】
【数２０】
0005802895.tif 000021
【０１１５】
さらにこの出力を、二乗処理器２５で二乗する。そしてこの測定を多数回繰り返す。そしてそれらの値を、加算平均処理器２６によって加算する。位相差θは、多数回測定の間に統計的にランダムに変化する。よって統計平均の値は、
【０１１６】
【数２１】
0005802895.tif 000022
【０１１７】
であるので、
【０１１８】
【数２２】
0005802895.tif 000023
【０１１９】
となる。
【０１２０】
以上から、式(19)に示す相関処理を行うことにより、音波の減衰の影響をうけずに、符号Ｃ本来の相関計算処理ができることがわかる。
【０１２１】
なお、符号Ｃには、Barker符号やＭ系列符号が使用可能である。また、相補相関符号の２系列の符号のうちのいずれか一方の符号を使用しても、サイドローブの値が小さい相関特性が得られる。
【０１２２】
［第５実施形態］
図１２は本発明の光符号変調パルスの相関処理方式の第５実施形態、ここではレイリー散乱を測定する光増幅器型コヒーレントＯＴＤＲに適用した例を示すもので、図中、第１実施形態乃至第３実施形態及び変形例１、並びに第４実施形態と同一構成部分は同一符号をもって表す。即ち、１は光ファイバ、２はレーザ、３は光変調器、６，１１，２１はカップラ、１３は相関符号系列信号発生器、１４は相関処理器、１５は合成処理器、２２は光レシーバ、２３はローカル発振器、２４はミキサ、２５は二乗処理器、２６は加算平均処理器、３１は光増幅器である。
【０１２３】
レーザ２からの出力連続光は、カップラ１１により２分岐される。そのうち一方の光は光変調器３に入力される。また光変調器３の電気信号入力端子には、相関符号系列信号発生器１３からの出力信号が入力され、この電気信号により、符号変調されたプローブ光が生成される。符号変調されたプローブ光は、光増幅器３１により増幅される。光増幅器３１には、希土類元素を添加した光ファイバ型増幅器や、半導体を使った半導体型光増幅器を使用する。増幅されたプローブ光は、カップラ６を通過し、光ファイバの端面ＦＥ１から光ファイバ１に入射される。
【０１２４】
入射されたプローブ光の一部の光は、光ファイバの屈折率ゆらぎにより、後方に散乱される。この散乱光はレイリー散乱と呼ばれる。レイリー散乱は、カップラ６により入射光と分離され、光レシーバ２２の方向に導かれる。一方、カップラ１１により分岐されたもう一方の光は、レイリー散乱をヘテロダイン検出するためのローカル光として使用される。
【０１２５】
レイリー散乱光とローカル光はカップラ２１で合流する。カップラ２１の出力は光レシーバ２２に入力される。光レシーバ２２には、通常、バランス型レシーバを使用し、強度雑音の低減や高感度化を図る。
【０１２６】
ここで、光変調器３が、光を変調する時にプローブ光の周波数をシフトさせるような部品（例えば音響光学型光変調器など）である場合には、レイリー散乱光とローカル光の周波数は、その周波数シフトだけ離れているため、光レシーバ２２からは、ビート信号が出力される。これをヘテロダイン検出という。このビート信号をローカル発振器２３の出力信号とミキサ２４に入力し、ミキサ２４の出力としてベースバンド信号を得る。
【０１２７】
また、光変調器３が、光を変調する時にプローブ光の周波数をシフトさせることがないような部品（例えばリチウムニオベートを使用した電気光学効果型光変調器など）である場合には、レイリー散乱光とローカル光の周波数は一致しているので、光レシーバ２２からの出力はベースバンド信号となる。これをホモダイン検出という。このときは、図１２中に示したローカル発振器２３及びミキサ２４は必要ない。
【０１２８】
ヘテロダイン検出やホモダイン検出を、コヒーレント検出という。ヘテロダイン検出とホモダイン検出のいずれの場合も、このベースバンド信号と、相関符号系列信号発生器１３の出力信号である相関符号系列信号との相関処理を相関処理器１４で行う。相関処理器１４の出力信号は合成処理器１５により合成される。合成された信号は二乗処理器２５により二乗される。二乗された信号は、加算平均処理器２６により順次加算される。
【０１２９】
今、光増幅器３１と光ファイバ１を合わせたものを一つの光システムとみなすことにする。また、光ファイバを長さ方向に分割し、その分割した一つの区間からのレイリー散乱の測定を考える。また、符号１ビットのパルスの時間幅はτとし、前記分割したファイバの一つの区間の長さは、ｖτ／２以下であるとする。このとき、レイリー散乱光の波形は、符号系列信号の波形と、振幅の大きさを除いて同じとなる。
【０１３０】
しかしながら、光増幅器３１の増幅度を高めていくと、プローブ光の前方部分は大きく増幅されるが、それに伴い、光増幅器３１の活性媒質の電子の大部分が励起状態のエネルギー準位から低い準位に落ちてしまい、プローブ光後方部分の増幅度は小さいものとなる（図６参照）。その結果、レイリー散乱光の波形も、時間とともに指数関数的に減衰する波形となる。
【０１３１】
このときの増幅信号の電界強度に関する時間減衰率係数をγとすると、この光システムのステップ応答は、
ｈOA(t)＝exp(−γt)                                                    (20)
のように近似できる。この関数は、本発明の第１乃至第３実施形態で考えた、音波の減衰が関係したブリルアン増幅信号のステップ応答と同じく指数関数の形をしている。よって、両者は数学的に同じように扱えるといって良い。従って、第１乃至第３実施形態及びその変形例１で示した、光符号変調パルスの相関処理方式の考え方が、光増幅器型コヒーレントＯＴＤＲにおいても有効である。
【０１３２】
今、相補相関符号系列Ａ１，Ｂ１を、符号１ビットの時間幅をτとして、時間の関数で表したものを、相関符号系列信号Ａ１(t)，Ｂ１(t)とする。そして Ａ１(t)，Ｂ１(t)に基づいた信号によってプローブ光を符号変調する場合を考える。４ビットの符号Ａ１＝｛１，１，１，−１｝でＰＳＫ変調したプローブ光の波形例を図１１に示す。
【０１３３】
符号系列Ａ１を使用して符号変調され、そして光増幅されたプローブ光によって、光ファイバ１の上記一区間から散乱されたレイリー散乱光を光レシーバ２２で受信したとする。そのとき検出されたベースバンド電気信号ＲＡ１(t)は、Ａ１(t)ｈOA(t)に比例する。簡単のために比例係数を省略すると、
ＲＡ１(t)＝cosθＡ１(t)ｈOA(t)                                        (21)
である。同様にして、符号系列Ｂ１を使用したときのベースバンド電気信号ＲＢ１(t)は
ＲＢ１(t)＝cosθＢ１(t)ｈOA(t)                                        (22)
のように表せる。但し、θはレイリー散乱光とローカル光との位相差である。ここで、プローブ光をＡ１(t)とＢ１(t)で変調した時間間隔では、レーザ２及びレイリー散乱光の周波数や位相はゆらがないものとした。
【０１３４】
今、第１実施形態を参考にしながら、ステップ応答関数ｈOA(t)の逆数の関数をｇOA(t)＝１／ｈOA(t)とし、光増幅信号の「減衰率」を補正する。そのために、以下の式(23)で表すように、Ａ１(t)ｇOA(t)とＲＡ１(t)との相互相関と、Ｂ１(t)ｇOA(t)とＲＢ１(t)との相互相関との和の計算処理を行う。相互相関は相関処理器１４で、相互相関の和の計算処理は合成処理器１５で行う。相互相関の和は以下のようになる。
【０１３５】
【数２３】
0005802895.tif 000024
【０１３６】
さらにこの合成処理器１５の出力を、二乗処理器２５で二乗する。これらの測定を多数回繰り返す。位相差θは、多数回測定の間に統計的にランダムに変化するので、統計平均値は、
【０１３７】
【数２４】
0005802895.tif 000025
【０１３８】
であるので、
【０１３９】
【数２５】
0005802895.tif 000026
【０１４０】
となる。
【０１４１】
即ち、光増幅信号の減衰率を補正した式(23)で表した相互相関処理及び合生処理を行うことにより、メインローブの信号を減少させず、かつ、サイドローブの雑音を生じさせることなく、レイリー散乱信号を検出することが可能となる。
【０１４２】
［第６実施形態］
本実施形態では、第５実施形態と同じく、レイリー散乱を測定する光増幅器型コヒーレントＯＴＤＲに本発明を適用している。第５実施形態の説明の文章中で触れたように、第２実施形態で示した光変調パルスの相関処理方式の考え方は、本発明の第６実施形態にも有効である。本発明の第６実施形態である光符号変調パルスの相関処理方式の基本構成は、第５の実施形態の構成を示す図１２と同じであるが、相関符号系列信号発生器１３、相関処理器１４及び合成処理器１５の機能において、第５実施形態と異なる。
【０１４３】
相関符号系列信号発生器１３は、順方向相補相関符号系列信号Ａ１(t)，Ｂ１(t)と、その符号要素を逆に並べた逆方向相補相関符号系列信号Ａ２(t)，Ｂ２(t)を発生させる。
【０１４４】
そして、第５実施形態と同様に、符号系列信号Ａ１(t)，Ｂ１(t)，Ａ２(t)，Ｂ２(t)によってプローブ光を符号変調する場合を考える。そして、第５実施形態のときと同様に、光ファイバ１の一部区間において、符号変調されたプローブ光がレイリー散乱され、光レシーバ２２によって受信され、ベースバンド信号に変換されたとする。また、そのベースバンド信号を、符号系列Ａ１，Ｂ１，Ａ２，Ｂ２に対応させて、ＲＡ１(t)，ＲＢ１(t)，ＲＡ２(t)，ＲＢ２(t)で表すとする。
【０１４５】
本発明ではさらに、以下の式(24)が示すように、相関処理器１４は、Ａ１(t)とＲＡ１(t)との相互相関ΦA1(n)と、Ａ２(t)とＲＡ２(t)との相互相関ΦA2(n)と、Ｂ１(t)とＲＢ１(t)との相互相関ΦB1(n)と、Ｂ２(t)とＲＢ２(t)との相互相関ΦB2(n)の計算処理を行う。そして合成処理器１５はそれらの総合和Φ(n)の計算処理を行う。
【０１４６】
【数２６】
0005802895.tif 000027
【０１４７】
ここで、Ａ２i＝Ａ１L-i+1の関係を利用すると、
【０１４８】
【数２７】
0005802895.tif 000028
【０１４９】
但し、θはレイリー散乱光とローカル光との位相差である。ここで、プローブ光をＡ１(t)，Ｂ１(t)，Ａ２(t)，Ｂ２(t)で変調した時間では、レーザ２及びレイリー散乱光の周波数や位相はゆらがないものとした。
【０１５０】
式(25)の右辺｛｝の中の指数関数は、その引数が小さいときには１次関数で近似でき、｛｝の中の値はｍに依存しなくなる。その結果、
【０１５１】
【数２８】
0005802895.tif 000029
【０１５２】
となる。同様にして、
【０１５３】
【数２９】
0005802895.tif 000030
【０１５４】
従って、
【０１５５】
【数３０】
0005802895.tif 000031
【０１５６】
さらにこの合成処理器１５の出力を、二乗処理器２５で二乗する。これらの測定を多数回繰り返す。位相差θは、多数回測定の間に統計的にランダムに変化するので、統計的平均値は、
【０１５７】
【数３１】
0005802895.tif 000032
【０１５８】
であるので、
【０１５９】
【数３２】
0005802895.tif 000033
【０１６０】
となる。
【０１６１】
即ち、光増幅信号の減衰率を補正した式(24)で表した相互相関処理を行うことにより、メインローブの信号を減少させず、かつ、サイドローブの雑音を低減して、レイリー散乱信号を検出することが可能となる。
【０１６２】
［第７実施形態］
本実施形態では、第５実施形態と同じく、レイリー散乱を測定する光増幅器型コヒーレントＯＴＤＲに本発明を適用している。第５実施形態の説明の文章中で触れたように、第３実施形態で示した光変調パルスの相関処理方式の考え方は、本発明の第７実施形態にも有効である。本発明の第７実施形態である光符号変調パルスの相関処理方式の基本構成は、第５の実施形態の構成を示す図１２と同じであるが、相関符号系列信号発生器１３、相関処理器１４及び合成処理器１５の機能において、第５実施形態と異なる。
【０１６３】
相関符号系列信号発生器１３は、順方向相補相関符号系列信号Ａ１(t)，Ｂ１(t)と、その符号要素を逆に並べた逆方向相補相関符号系列信号Ａ２(t)，Ｂ２(t)を発生させる。
【０１６４】
第６実施形態と同様に、相補相関符号系列信号Ａ１(t)，Ｂ１(t)，Ａ２(t)，Ｂ２(t)によってプローブ光を符号変調する場合を考える。さらに、第５及び第６実施形態のときと同様に、光ファイバ１の一部区間において、符号変調されたプローブ光がレイリー散乱され、光レシーバ２２によって受信され、ベースバンド信号に変換されたとする。また、そのベースバンド信号を、符号系列Ａ１，Ｂ１，Ａ２，Ｂ２に対応させて、ＲＡ１(t)，ＲＢ１(t)，ＲＡ２(t)，ＲＢ２(t)で表すとする。
【０１６５】
光増幅器３１と光ファイバ１を合わせたものを一つの光システムとみなすことにする。また、光ファイバを長さ方向に分割し、その分割した一つの区間からのレイリー散乱の測定を考える。また、符号１ビットのパルスの時間幅はτとし、前記分割したファイバの一つの区間の長さは、ｖτ／２以下であるとする。
【０１６６】
このときの増幅信号の電界強度に関する時間減衰率係数をγとすると、この光システムのステップ応答は、以下のように近似できる。
【０１６７】
ｈOA(t)＝exp(−γt)
またその逆の関数をｇOA(t)＝１／ｈOA(t)とする。
【０１６８】
本発明ではさらに、ブリルアン増幅信号の応答関数を補正し、補正した応答関数が時間ｔの１次関数Ｆ(t)＝β(１−αt)となるようにする。そのために、
ＧOA(t)＝ｇOA(t)Ｆ(t)
とし、以下の式(27)で表すように、相関処理器１４は、Ａ１(t)ＧOA(t)とＲＡ１(t)との相互相関ΨA1(n)と、Ａ２(t)ＧOA(t)とＲＡ２(t)との相互相関ΨA2(n)と、Ｂ１(t)ＧOA(t)とＲＢ１(t)との相互相関ΨB1(n)と、Ｂ２(t)ＧOA(t)とＲＢ２(t)との相互相関ΨB2(n)の計算処理を行う。そして合成処理器１５はそれらの総合和Ψ(n)の計算処理を行う。
【０１６９】
【数３３】
0005802895.tif 000034
【０１７０】
ここで、Ａ２i＝Ａ１L-i+1の関係を利用すると、
【０１７１】
【数３４】
0005802895.tif 000035
【０１７２】
ここで、θはレイリー散乱光とローカル光との位相差である。ここで、プローブ光をＡ１(t)、Ｂ１(t)、Ａ２(t)、Ｂ２(t)で変調した時間では、レーザ２及びレイリー散乱光の周波数や位相はゆらがないものとする。
【０１７３】
本発明では、関数Ｆ(t)は１次関数としたため、上式右辺のＦm＋ＦL-(m+n)+1は、ｍに依存しない値になる。その結果、
【０１７４】
【数３５】
0005802895.tif 000036
【０１７５】
となる。同様にして、
【０１７６】
【数３６】
0005802895.tif 000037
【０１７７】
従って、
【０１７８】
【数３７】
0005802895.tif 000038
【０１７９】
さらにこの合成処理器１５の出力を、二乗処理器２５で二乗する。これらの測定を多数回繰り返す。位相差θは、多数回測定の間に統計的にランダムに変化する。よって統計的平均値は、
【０１８０】
【数３８】
0005802895.tif 000039
【０１８１】
であるので、
【０１８２】
【数３９】
0005802895.tif 000040
【０１８３】
となる。
【０１８４】
即ち、光増幅信号の減衰率を補正した式(27)で表した相互相関処理を行うことにより、メインローブの信号を減少させず、かつ、サイドローブの雑音を生じさせることなく、レイリー散乱信号を検出することが可能となる。
【０１８５】
［変形例２］
本変形例は、光増幅器型コヒーレントＯＴＤＲのプローブ光の符号変調として、位相シフト変調（ＰＳＫ; Phase Shift Keying）ではなく、振幅シフト変調（ＡＳＫ; Amplitude Shift Keying）を使用する場合である。
【０１８６】
これまで、第５実施形態、第６実施形態、第７実施形態では、光増幅器型コヒーレントＯＴＤＲにおいて、プローブ光の符号変調方式として符号の要素１，−１に対して光の信号の位相をそれぞれ０，πシフトさせる位相シフト変調（ＰＳＫ）を使用した。しかしながら、本発明は、ＡＳＫを使用した光増幅器型コヒーレントＯＴＤＲ及び直接検波ＯＴＤＲにも適用可能である。
【０１８７】
まず、光増幅器型コヒーレントＯＴＤＲに本発明を適用する方法について説明する。具体的には、これまでの、第５実施形態、第６実施形態、第７実施形態において、符号の要素１，−１に対応して、プローブ光パルスのサブパルスの振幅（強度）をそれぞれ、１，０に比例して強度変調すれば良い。例として、Ａ１＝｛１，１，１，−１｝、Ａ１-＝｛−１，−１，−１，１｝の場合のポンプ光の波形を図１３（a)，(b)に示す。
【０１８８】
ＡＳＫのときの受信電気信号ＲＡ１(t)，ＲＡ１-(t)，ＲＢ１(t)，ＲＢ１-(t)，…に対して、その差信号ΔＲＡ１(t)＝ＲＡ１(t)−ＲＡ１-(t)，ΔＲＢ１(t)＝ＲＢ１(t)−ＲＢ１-(t)，…を定義するものとする。ＡＳＫを使用したときの差信号ΔＲＡ１(t)，ΔＲＢ１(t)，…は、ＰＳＫを使用した場合の半分の大きさになるが、ＰＳＫのときと同様に、振幅の大きさを除き、符号系列Ａ１(t)，Ｂ１(t)，…と同じ波形が得られる。従って、上述の第５実施形態、第６実施形態、第７実施形態において、プローブ光のパルスをＡＳＫ変調したときも、それぞれ、式(23)、式(24)、式(27)に従って、相互相関処理と信号の合成を行えば良い。但し、そのとき、式(23)、式(24)、式(27)における、ＲＡ１(t)，ＲＡ２(t)，ＲＢ１(t)，ＲＢ２(t)は、それぞれ、ΔＲＡ１(t)＝ＲＡ１(t)−ＲＡ１-(t)，ΔＲＢ１(t)＝ＲＢ１(t)−ＲＢ１-(t)，ΔＲＡ２(t)＝ＲＡ２(t)−ＲＡ２-(t)，ΔＲＢ２(t)＝ＲＢ２(t)−ＲＢ２-(t)に読み替えるものとする。
【０１８９】
［変形例３］
図１４は本発明の光符号変調パルスの相関処理方式の変形例３、ここでは光増幅器型コヒーレントＯＴＤＲのプローブ光の符号変調としてＡＳＫを使用し、かつ、相関処理は受信した信号を二乗処理した後に行うようにした例を示すもので、図中、第５乃至第７実施形態及び変形例２と同一構成部分は同一符号をもって表す。即ち、１は光ファイバ、２はレーザ、３は光変調器、６，１１，２１はカップラ、１３は相関符号系列信号発生器、１４は相関処理器、１５は合成処理器、２２は光レシーバ、２３はローカル発振器、２４はミキサ、２５は二乗処理器、２６は加算平均処理器、３１は光増幅器である。
【０１９０】
光レシーバ２２からの出力はミキサ２４によりベースバンド信号に変換され、そのベースバンド信号は二乗処理器２５によって二乗される。二乗された信号は、相関処理器１４により相互相関処理され、その後、合成処理器１５により合成される。
【０１９１】
前記の変形例２では、光増幅器型コヒーレントＯＴＤＲにおいて、ミキサ２４からの出力を相関処理し、その後、二乗処理していた。このような相関処理が可能な条件は、符号ビット間はもとより、複数の符号を使用する場合には各符号間の信号のコヒーレンスが保たれていることである。しかしながら、符号ビット間の時間間隔、あるいは、符号間の時間間隔が長い場合、信号のコヒーレンスは悪くなる。そのような場合は、ミキサ２４からの出力を二乗処理した後に、相関処理を行う方法を使用する。このとき、信号の位相の情報は使用できないので、プローブ光の符号変調方式としてはＡＳＫを使用する。従って、符号変調されたプローブ光の波形は、変形例２と同じく、図１３に示すようになる。
【０１９２】
本変形例における相互相関処理と信号の合成は、前記第５実施形態、第６実施形態、及び、第７実施形態に対応して、それぞれ、式(23)、式(24)、及び、式(27)に従って行えば良い。
【０１９３】
但し、本変形例では、光増幅器出力信号の減衰率を補正し、また、二乗した信号を相関処理するため、式(23)、式(24)、及び、式(27)における各変数を、次のように読み換えることが必要である（「→」は、「→」の左のものを「→」の右のものに読み替えることを意味する）。
【０１９４】
・Γ→２γ
（ここで、２γは、光増幅器出力信号のパワーの減衰率に対応する）
・ｇm＝exp(Γmτ)→exp(２γmτ)
・ＲＡ１m，ＲＡ２m，ＲＢ１m，ＲＢ２mは、ミキサ出力信号ではなく、ミキサ出力信号を二乗した信号と読み替える。
【０１９５】
・上の読み換えをした上で、ＲＡ１m→ΔＲＡ１m＝ＲＡ１m−ＲＡ１-1m，ＲＡ２m→ΔＲＡ２m＝ＲＡ２m−ＲＡ２-1m，ＲＢ１m→ΔＲＢ１m＝ＲＢ１m−ＲＢ１-1m，ＲＢ２m→ΔＲＢ２m＝ＲＢ２m−ＲＢ２-1m
・Ｇm＝ｇmＦ(t)＝exp(Γmτ)Ｆ(t)→exp(２γmτ)Ｆ(t)
と読み替える。
【０１９６】
［変形例４］
本変形例は、光増幅器型ＢＯＴＤＲのプローブ光の符号変調として、ＡＳＫを使用し、かつ、相関処理は、受信した信号を二乗処理したあとに行う場合である。
【０１９７】
本変形例と前記変形例３との違いは、測定する信号が、光ファイバ１から散乱される信号が、レイリー散乱（前記変形例３）であるか、ブリルアン散乱（本変形例）であるかの違いである。従って、本変形例の光増幅器型ＢＯＴＤＲの基本構成は、前記変形例３の光増幅器型コヒーレントＯＴＤＲの構成を示した図１４と基本的には変わらない。ローカル光と散乱光の周波数差が違うので、光レシーバ２２の帯域特性や、ローカル発振器２３の出力信号の周波数などが異なるだけである。よって、前記変形例３における、相互相関処理と信号の合成方法を、本変形例でもそのまま行えば良い。
【０１９８】
［変形例５］
図１５は本発明の光符号変調パルスの相関処理方式の変形例５、ここでは光増幅器型直接検波方式ＯＴＤＲに適用した例を示すもので、図中、第１実施形態乃至第３実施形態及び変形例１、並びに第５実施形態乃至第７実施形態及び変形例２と同一構成部分は同一符号をもって表す。即ち、１は光ファイバ、２はレーザ、３は光変調器、６はカップラ、７は光レシーバ、１３は相関符号系列信号発生器、１４は相関処理器、１５は合成処理器、２６は加算平均処理器、３１は光増幅器である。なお、プローブ光の符号変調方式には、ＡＳＫを使用する。
【０１９９】
前記変形例３の光増幅器型コヒーレントＯＴＤＲと、本変形例の光増幅器型直接検波方式ＯＴＤＲの違いは、光信号の検波方式のみである。
【０２００】
実際、前記変形例３の構成を示す図１４の、カップラ１１，２１、光レシーバ２２、ローカル発振器２３、ミキサ２４、二乗処理器２５のセットを、光レシーバ７に置き換えると、図１５になる。従って、前記変形例３における、二乗処理器２５の出力信号を、本変形例の光レシーバ７の出力信号と読み替えることにより、前記変形例３における、相互相関処理と信号の合成方法を、本変形例でもそのまま行えば良い。
【０２０１】
なお、図１５においては、光変調手段として光変調器３を使用し、光を外部変調しているが、レーザ２が半導体レーザなどのときは、光変調手段として半導体レーザ駆動回路を用意し、直接変調しても良い。
【０２０２】
［変形例６］
図１６は本発明の光符号変調パルスの相関処理方式の変形例６、ここでは光増幅器型ＡＳＫ符号変調ＢＯＴＤＡに適用した例を示すもので、図中、第１実施形態乃至第３実施形態及び変形例１、並びに第５乃至第７実施形態及び変形例２と同一構成部分は同一符号をもって表す。即ち、１は光ファイバ、２はレーザ、３は光変調器、６，１１はカップラ、７は光レシーバ、１２は光周波数シフタ、１３は相関符号系列信号発生器、１４は相関処理器、１５は合成処理器、３１は光増幅器である。
【０２０３】
本変形例の構成は、図７の第１実施形態の場合と大きくは変わらない。違いは、光増幅器３１を使用していること、及び、符号変調したポンプ光の構成にある。
【０２０４】
光増幅器３１の使用により、その出力として得られるポンプ光の波形は図６に示すように指数関数状に歪んでいる。また、本変形例では、ポンプ光を、音波励起用パルスと測定用パルスを組み合わせて構成することはせず、符号変調した測定用パルスのみで構成する。またその符号変調方式は、ＰＳＫではなくＡＳＫである。
【０２０５】
即ち、本変形例において、相関符号系列信号発生器１３の出力信号を、光変調器３に入力することにより、光変調器３の出力として、図１３に示すような、ＡＳＫ符号変調ポンプ光を得る。従って、本変形例における相互相関処理と信号の合成は、前記変形例１に対応して、それぞれ、式(7)、式(8)、及び、式(14)に従って行えば良い。
【０２０６】
但し、本変形例では、音波の減衰率ではなく、光増幅器出力信号の減衰率を補正するため、式(7)、式(8)、及び、式(14)における各変数を、
・Γ→２γ
（ここで、２γは、光増幅器出力信号のパワーの減衰率に対応する）
・ｇm＝exp(Γmτ)→exp(２γmτ)
・Ｇm＝ｇmＦ(t)＝exp(Γmτ)Ｆ(t)→exp(２γmτ)Ｆ(t)
のように読み換えることが必要である。
【０２０７】
［変形例７］
本変形例は、光増幅器型ＰＳＫ離散符号化ＢＯＴＤＡに本発明を適用した場合である。その構成は、前記変形例６と同じく、図１６で表せる。また、本変形例の構成は、図７の第１実施形態の場合と大きくは変わらない。違いは、光増幅器３１を使用していること、及びその使用により、ポンプ光の波形は指数関数状にひずんでいること、並びにポンプ光を符号変調する方式にある。
【０２０８】
本変形例では、符号の１ビットを割り当てた測定用パルスごとに音波励起用パルスを組み合わせて、符号変調したポンプ光を構成する（図１７参照）。従って、符号ビットは時間間隔ｔ３で離散的に配置される。このような符号変調方式では、音波の減衰が原因して、ブリルアン増幅信号の波形が指数関数的な減衰波形になることはない。ここでのブリルアン増幅信号の波形の歪みは、光増幅器にある。
【０２０９】
従って、これまでの本発明の変形例と同様に、波形歪みの発生の原因の違いと、ポンプ光を符号変調する方式の違いを考慮することにより、本変形例における相互相関処理と信号の合成は、第１実施形態、第２実施形態、第３実施形態に対応して、それぞれ、式(7)、式(8)、及び、式(14)に従って行えば良い。但し、そのとき、次の読み換えを行う。
【０２１０】
信号の歪みの原因は、音波の減衰ではなく、光増幅器３１による増幅信号の減衰であるので、
・Γ→２γ
（ここで、２γは、光増幅器出力信号のパワーの減衰率に対応する）
・ｇm＝exp(Γmτ)→exp(２γmτ)
・Ｇm＝ｇmＦ(t)＝exp(Γmτ)Ｆ(t)→exp(２γmτ)Ｆ(t)
の読み換えを行う。
【０２１１】
また、隣り合う符号要素間の時間距離は、τではなく、図１７に示すように、ｔ３であるので、相互相関処理を表す関数において、
・φ(nτ)＝φ(n)→φ(nｔ3)＝φ(n)
・Φ(nτ)＝Φ(n)→Φ(nｔ3)＝Φ(n)  など
・Ψ(nτ)＝Ψ(n)→Ψ(nｔ3)＝Ψ(n)  など
・ΔＲＡ１(nτ)＝ΔＲＡ１n→ΔＲＡ１(nｔ3)＝ΔＲＡ１n  など
・ｈ(nτ)＝ｈn→ｈ(nｔ3)＝ｈn
・ｇ(nτ)＝ｇn→ｇ(nｔ3)＝ｇn
のように読み換える。
【０２１２】
［変形例８］
本変形例は、前記変形例７における符号変調方式を、離散的なＰＳＫから、離散的なＡＳＫに変更したことにある。本変形例で使用するポンプ光の例を図１８に示す。符号要素１，−１にＡＳＫの１，０値を割り当てている。
【０２１３】
ＰＳＫのときと同様に、ＡＳＫのときの受信電気信号の差信号ΔＲＡ１(t)＝ＲＡ１(t)−ＲＡ１-(t)，ΔＲＢ１(t)＝ＲＢ１(t)−ＲＢ１-(t)，…を定義するものとする。ＡＳＫを使用したときの差信号ΔＲＡ１(t)，ΔＲＢ１(t)，…は、ＰＳＫを使用した場合の半分の大きさになるが、ＰＳＫのときと同様に、振幅の大きさを除き、符号系列Ａ１(t)，Ｂ１(t)，…と同じ波形が得られる。従って、前記変形例７と同じ相互相関処理と信号の合成を行えば良い。
【０２１４】
［変形例９］
本変形例は、光増幅器型ラマンＯＴＤＲに本発明を適用する。
【０２１５】
ラマン散乱光を測定する光増幅器型ラマンＯＴＤＲの構成は、前記変形例５のところで説明した、レイリー散乱光を測定する光増幅器型直接検波方式ＯＴＤＲの構成（図１５）とほぼ同じである。ラマンＯＴＤＲは、ラマン散乱光パワーの温度依存性を利用して、温度分布のセンシングが可能である。ラマンＯＴＤＲでは、レイリー散乱よりも微弱なラマン散乱を抽出して測定するために、光レシーバ７の直前に、レイリー散乱は遮断し、ラマン散乱を通過させる光フィルタ３２を設置しているところだけが異なる。
【０２１６】
従って、本変形例では、前記変形例５のところで説明した、相互相関処理と信号の合成方法をそのまま行えば良い。
【符号の説明】
【０２１７】
１：光ファイバ
２，５：レーザ
３：光変調器
４：パルス信号発生器
６，１１，２１：カップラ
７，２２：光レシーバ
１２：光周波数シフタ
１３：相関符号系列信号発生器
１４：相関処理器
１５：合成処理器
２３：ローカル発振器
２４：ミキサ
２５：二乗処理器
２６：加算平均処理器
３１：光増幅器
３２：光フィルタ
ＦＥ１，ＦＥ２：光ファイバの端面
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０２１８】
【非特許文献１】堀口常雄，室井良祐，岩坂彩子，若尾幸司，宮本雄貴，「位相シフトパルスを使用したＢＯＴＤＡ」，電子情報通信学会論文誌Ｂ，VOL.J.91-B，NO.2，pp.207-216，2008年2月
【非特許文献２】内山大輔，堀口常雄，安藤寛史，奥本陽子，加藤敦，佐々木崇，澤井優，「符号化ＰＳＰ−ＢＯＴＤＡにおけるＳＮ比改善率」，2010-01-21光ファイバ応用技術研究会，VOL.109，NO.377，pp.33-38，OFT2009-68，2010年1月
【非特許文献３】M. Nazarathy，S. A. Newton，R. P. Giffard，D. S. Moberly，F. Sischka，W. R. Trutna and S. Foster，"Real-Time Long Range Complementary Correlation Optical Time Domain Reflectometer"，J. Lightwave Tech.，vol.7，no.1，pp. 24−38，1989
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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