(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
測定電流が流れる導線を囲む１つの磁気コアに巻回した１つの励磁コイルと、
前記励磁コイルを通過した励磁電流に応じた電圧と設定した閾値電圧とを比較して、前記磁気コアを飽和状態又はその近傍の状態で、前記励磁コイルに供給する励磁電流の向きを反転させる矩形波電圧を発生する発振手段と、
該発振手段から出力される前記矩形波電圧のデューティ変化に基づいて前記測定電流を検知する電流検知手段と、
前記発振手段から出力される矩形波電圧の周波数を検知する周波数検知手段と、
該周波数検知手段で検知した周波数に基づいて前記発振手段の閾値電圧を設定する閾値設定手段とを備え、
前記発振手段は、出力側および反転入力側間に前記励磁コイルを接続したオペアンプと、前記励磁コイルおよび前記反転入力側間の接続点とグランドとの間に接続した第１の抵抗と、前記オペアンプの出力側及びグランド間に接続した分圧抵抗とを有し、前記分圧抵抗の分圧電圧を閾値電圧として前記オペアンプの非反転入力側に供給し、前記オペアンプの出力側から前記矩形波電圧を発生させ、
前記閾値設定手段は、前記周波数検知手段で検知した周波数に基づいて前記分圧抵抗の抵抗値を調整して前記閾値電圧を設定する
ことを特徴とする電流検知装置。
【請求項２】
前記閾値設定手段は、前記周波数検知手段で検知した前記矩形波電圧の周波数が所定の設定値より小さい場合に、前記閾値電圧を設定する分圧抵抗のうち前記オペアンプの出力側の抵抗値を、前記励磁電流の波高値が小さくなる第１の抵抗値に設定し、検知した前記矩形波電圧の周波数が前記所定の設定値より高い場合に、前記閾値電圧を設定する分圧抵抗のうち前記オペアンプの出力側の抵抗値を、前記励磁電流の波高値が大きくなるとともに、前記矩形波電圧の周波数が前記所定の設定値よりも低くなる前記第１の抵抗値より小さい第２の抵抗値に設定すること特徴とする請求項１に記載の電流検知装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、漏電検知等に用いる高透磁率材料の非線形な特性を利用する電流検知装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
この種の電流検知装置としては、種々の構成を有するものが提案され、実施されているが、構造的に簡単で微小電流の検知が可能なものとしてフラックスゲート型の電流センサが知られている(例えば、特許文献１参照)。
この特許文献１に記載された従来例では、図８（ａ）に示す構成を有する。すなわち、軟質磁性体製の同形，等大に構成された円環状をなすコア１０１及び１０２と、各コア１０１及び１０２に等しい回数巻回された励磁コイル１０３と、各コア１０１及び１０２にわたるよう一括して巻回された検出コイル１０４とを備えている。
【０００３】
励磁コイル１０３には図示しない交流電源が、また検出コイル１０４には図示しない検出回路が接続されている。そして、両コア１０１及び１０２の中心に電流を測定する対象物たる被測定導線１０５が挿通されている。
励磁コイル１０３はこれに通電したとき両コア１０１及び１０２に生じる磁場が逆相であって互いに打ち消し合うようコア１０１及び１０２に巻回されている。
【０００４】
そして、励磁コイル１０３に励磁電流ｉｅｘを通電したとき、各コア１０１及び１０２に生じる磁束密度Ｂの経時変化は、図８（ｂ）に示すようになる。軟質磁性体製のコア１０１及び１０２の磁気特性は磁場の大きさＨが所定の範囲内では磁場の大きさＨと磁束密度Ｂとは直線的な関係にある。しかしながら、磁場の大きさＨが所定値を超えると、磁束密度Ｂが変化しない磁気飽和の状態となる関係にあることから、励磁コイル１０３に励磁電流ｉｅｘを通電すると、各コア１０１及び１０２に発生する磁束密度Ｂは実線図示のように上下対称の台形波状に変化し、しかも相互に１８０°位相がずれた状態となる。
今、被測定導線１０５に矢印で示す如く下向きに直流電流値Ｉが通電しているものとすると、この直流分に相当する磁束密度が重畳される結果、磁束密度Ｂは図８（ｂ）に破線で示す如く、台形波のうち、上方の台形波はその幅が拡大され、一方下方の台形波はその幅が縮小された状態となる。
【０００５】
ここで、両コア１０１及び１０２に生じた磁束密度Ｂの変化を正弦波（起電力に対応）で表現すると図８（ｃ）に示すようになる。この図８（ｃ）では、前述した図８（ｂ）で実線図示の台形波に対応して実線図示のように１８０°位相がずれた周波数ｆの正弦波（起電力）が表れるが、これらは１８０°ずれているため互いに打ち消し合う。一方、図８（ｂ）で破線図示の台形波に対応して図８（ｃ）には破線図示のような２倍の周波数２ｆの２次高調波が表れる。この２次高調波は位相が１８０°ずれているため、相互に重畳すると図８（ｃ）の最下段に示すような正弦波信号となり、これが検出コイル１０４で検出される。
この検出コイル１０４で捉えられた検出信号は被測定導線１０５を流れる直流の電流値Ｉに対応しており、これを処理することで電流値Ｉを検出することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２０００−１６２２４４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、上記特許文献１に記載された従来例にあっては、２つのコア１０１及び１０２を使用するため、実際にはコア１０１及び１０２の磁気特性を完全に一致させることは困難であり、磁気特性の違いにより励磁電流Ｉｅｘによる電圧が完全に打ち消されることなく発生してしまう。これが２次高調波成分に対応した検出電圧のＳ／Ｎ比を悪化させ、微小電流の検知が難しいという未解決の課題がある。
【０００８】
また、少なくとも２つのコアを使用するので、小型化や低コスト化を実現し難いという未解決の課題もある。
さらに、コア１０１，１０２を飽和領域まで励磁する必要があるので、大きな励磁電流が必要となり、センサの消費電流が大きいという未解決の課題がある。
そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、微小電流の検知が可能で、周囲環境条件により影響を受けることが少なく、小型、低コスト、低消費電流で、微小電流の検知を行うことができる電流検知装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的を達成するために、本発明の一の形態に係る電流検知装置は、測定電流が流れる導線を囲む１つの磁気コアに巻回した１つの励磁コイルと、前記励磁コアを通過した励磁電流に応じた電圧と設定した閾値電圧とを比較して、前記磁気コアを飽和状態又はその近傍の状態で、前記励磁コイルに供給する励磁電流の向きを反転させる矩形波電圧を発生する発振手段と、該発振手段から出力される前記矩形波電圧のデューティ変化に基づいて前記測定電流を検知する電流検知手段と、前記発振手段から出力される矩形波電圧の周波数を検知する周波数検知手段と、該周波数検知手段で検知した周波数に基づいて前記発振手段の閾値電圧を設定する閾値設定手段とを備え、前記発振手段は、出力側および反転入力側間に前記励磁コイルを接続したオペアンプと、前記励磁コイルおよび前記反転入力側間の接続点と接地との間に接続した第１の抵抗と、前記オペアンプの出力側及び接地間に接続した分圧抵抗とを有し、前記分圧抵抗の分圧電圧を閾値電圧として前記オペアンプの非反転入力側に供給し、前記オペアンプの出力側から前記矩形波電圧を発生させ、前記閾値設定手段は、前記周波数検知手段で検知した周波数に基づいて前記分圧抵抗の抵抗値を調整して前記閾値電圧を設定することを特徴としている。
【００１０】
この構成によると、発振手段で設定した閾値に応じて、励磁コイルに矩形波電圧を印加することにより、励磁コイルのインダクタンスで決まる鋸歯状波となる励磁電流が流れ、その励磁電流の向きが切り換わる電流を、電流が零のときに磁気コアのインダクタンスが飽和電流と一致させることにより、導線を流れる測定電流に応じて磁化電流の向きが切り換わる電流幅が変化し、これに応じて矩形波電圧の立ち下がりを変化させる。また、矩形波電圧の周波数を周波数検知手段で検知し、検知した周波数に応じて前記閾値を変化させることにより、励磁電流を低減して、低消費電流化を図る。
【００１１】
また、本発明の他の形態に係る電流検知装置は、前記閾値設定手段が、前記周波数検知手段で検知した前記矩形波電圧の周波数が所定の設定値より小さい場合に、前記閾値電圧を設定する分圧抵抗のうち前記オペアンプの出力側の抵抗値を、前記励磁電流の波高値が小さくなる第１の抵抗値に設定し、検知した前記矩形波電圧の周波数が前記所定の設定値より高い場合に、前記閾値電圧を設定する分圧抵抗のうち前記オペアンプの出力側の抵抗値を、前記励磁電流の波高値が大きくなるとともに、前記矩形波電圧の周波数が前記所定の設定値よりも低くなる前記第１の抵抗値より小さい第２の抵抗値に設定すること特徴としている。
この構成によると、待機時や測定電流が小さい場合は閾値電流を低く設定することが可能となり、励磁電流の低減が可能となる。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、磁気コアのインダクタンスが飽和電流付近で急に消失する特性が内部を貫通する導線の電流によってシフトすることを利用して、励磁手段で、励磁コイルに、矩形波電圧を印加して、磁気コアを飽和状態又はその近傍の状態とする励磁電流を供給し、励磁コイルに磁気コアのインダクタンス消失に応じた電流変化を生じさせ、この電流変化で設定された閾値に従って矩形波電圧の立ち下がりを変化させる。このため、矩形波電圧のデューティを検出することにより、導線に流れる測定電流を検知する。このため、電流検知装置を１つの磁気コアを用いて構成することができ、磁気コアの材料特性の違いによりＳ／Ｎ比が低下することがなく、微小電流を高精度で検出することができる。
【００１３】
また、電流検知装置を１つの磁気コアと１つの巻線とで構成できるので、小型、低コスト化が可能となる。
さらに、磁気センサ等を使用しないので、堅牢で、周囲環境条件により影響を受けることが少ない電流検知装置を提供できる。
しかも、発振手段の閾値を矩形波電圧の周波数に応じて変更するので、励磁電流を抑制して、消費電流を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明に係る電流検知装置の第１の実施形態を示す構成図である。
【図２】図１の発振回路の一例を示す回路図である。
【図３】発振回路の出力電圧波形と励磁コイルの電流波形とを示す模式図である。
【図４】磁気コアの磁界の強さと磁束密度の関係を示す特性線図及び磁気コアのインダクタンス特性を示す特性線図である。
【図５】本発明に適用し得る周波数検出回路の一例を示すブロック図である。
【図６】励磁電流と閾値電流との関係を示す特性線図である。
【図７】閾値電流を切換えたときの励磁電流波形を示す特性線図である。
【図８】従来例を示す説明図であって、（ａ）センサ部の構成図、（ｂ）は励磁コイルに励磁電流を通電したときの各磁気コアの磁束密度を示す図、（ｃ）は各磁気コアの磁束密度を正弦波で表現した図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は本発明に係る電流検知装置の一実施形態を示す構成図である。図中、１は電流検知装置であって、例えば漏電検知等の対象物に設けられた例えば１０Ａ〜８００Ａの往復の電流Ｉが流れる導線２ａ，２ｂの微小な差異電流を検知する。ここで、健全状態では導線２ａ，２ｂに流れる電流の和はゼロであるが、漏電や地絡などで導線２ａ，２ｂに流れる電流の和が零にならず、検出対象とする例えば１５ｍＡ〜５００ｍＡ程度の微小な差異電流が流れる。これら導線２ａ，２ｂの回りにリング状の磁気コア３が配設されている。つまり、磁気コア３内に導線２ａ，２ｂが挿通されている。
【００１６】
磁気コア３には、励磁コイル４が所定巻数で巻回されており、この励磁コイル４に発振手段としての発振回路５から励磁電流が供給される。
発振回路５は、図２に示すように、コンパレータとして動作するオペアンプ１１を備えている。このオペアンプ１１の出力側と反転入力側との間に励磁コイル４が接続されている。また、オペアンプ１１の反転入力側は抵抗１２を介してグランドに接続され、オペアンプ１１の非反転入力側は、オペアンプ１１の出力側及びグランド間に直列に接続された分圧抵抗１３、１４及び１５における分圧抵抗１３及び１４間に接続されている。
【００１７】
また、抵抗１４と並列にアナログスイッチ回路１６が接続され、このアナログスイッチ回路１６が後述する周波数検知回路７から出力される周波数検知信号Ｓｆが例えばローレベルであるときにアナログスイッチ回路１６がオフ状態に制御され、周波数検知信号Ｓｆがハイレベルであるときにアナログスイッチ回路１６がオン状態に制御される。ここで、抵抗１４及びアナログスイッチ回路１６で閾値設定手段としての閾値設定回路１７が構成されている。
【００１８】
そして、オペアンプ１１の出力側が出力端子ｔｏに接続されている。
このため、発振回路５では、分圧抵抗１３及び１４の接続点Ｅの閾値電圧Ｖｔｈがオペアンプ１１の非反転入力側に供給されている。このとき、アナログスイッチ回路１６がオフ状態であるときには、閾値電圧Ｖｔｈ１は抵抗１３の抵抗値をＲ１、抵抗１４の抵抗値をＲ２及び１５の抵抗値をＲ３としたときに下記（１）式で表される。
Ｖｔｈ１＝｛Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）｝Ｖａ    …………（１）
【００１９】
また、アナログスイッチ回路１６がオン状態であるときには、閾値電圧Ｖｔｈ２は下記（２）式で表される。
Ｖｔｈ２＝｛Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ３）｝Ｖａ    …………（２）
したがって、アナログスイッチ回路１６がオフ状態であるときの閾値Ｖｔｈ１に比較してアナログスイッチ回路１６がオン状態であるときの閾値Ｖｔｈ２が大きな値となる。
【００２０】
このため、今、アナログスイッチ回路１６がオフ状態であるものとすると、このときの閾値電圧Ｖｔｈ１と励磁コイル４及び抵抗１２との接続点Ｄの電圧Ｖｄとが比較されて、その比較出力が図３（ａ）に示す矩形波の出力電圧Ｖａとして出力側から出力される。
今、図３（ａ）に示すように、時点ｔ１で、オペアンプ１１の出力側の出力電圧Ｖａがハイレベルとなると、これが励磁コイル４に印加される。このため、励磁コイル４を出力電圧Ｖａと抵抗１２の抵抗値Ｒ１２とに応じた励磁電流Ｉｂで励磁する。このとき、励磁電流Ｉｅｘは、図３（ｂ）に示すように、出力電圧Ｖａの立ち上がり時点から比較的急峻に立ち上がり、その後緩やかに増加する放物線状となる。
【００２１】
このとき、オペアンプ１１の非反転入力側に出力電圧Ｖａを分圧抵抗１３及び１４の接続点Ｅで得られる分圧抵抗１３、１４及び１５の抵抗値Ｒ１、Ｒ２及びＲ３で分圧された比較的小さな閾値電圧Ｖｔｈ１が入力されている。一方、オペアンプ１１の反転入力側の励磁コイル４及び抵抗１２の接続点Ｄの電圧Ｖｄは、励磁コイル４の励磁電流Ｉｅｘの増加に応じて増加し、その後励磁電流Ｉｅｘが再度急峻に増加して、電圧Ｖｄが時点ｔ２で図３（ｂ）のＦ点で非反転入力側の閾値電圧Ｖｔｈ１を上回ると、オペアンプ１１の出力電圧Ｖａが図３（ａ）に示すように、ローレベルに反転する。
【００２２】
これに応じて励磁コイル４を流れる励磁電流Ｉｂの向きが反転し、励磁電流Ｉｅｘが最初は比較的急峻に低下し、その後緩やかに低下する放物線状に減少する。
このとき、閾値電圧Ｖｔｈは、出力電圧Ｖａがローレベルとなっていることにより、閾値電圧Ｖｔｈ１も低い電圧−Ｖｔｈ１となっている。そして、オペアンプ１１の反転入力側の励磁コイル４及び抵抗１２の接続点Ｄの電圧Ｖｄが、励磁コイル４の励磁電流Ｉｂの減少に応じて減少し、この電圧Ｖｄが時点ｔ３で非反転入力側の閾値電圧−Ｖｔｈ１を下回ると、オペアンプ１１の出力電圧Ｖａが図３（ａ）に示すように、時点ｔ１と同様にハイレベルに反転する。
【００２３】
このため、出力電圧Ｖａは、図３（ａ）に示すように、ハイレベル及びローレベルを繰り返す矩形波電圧となり、発振回路５が非安定マルチバイブレータとして動作する。そして、励磁コイル４の励磁電流Ｉｅｘは、図３（ｂ）に示すように増加及び減少を繰り返す波形となる。
ところで、磁気コア３は、図４（ａ）に示すように角型比の大きな磁束密度Ｂと磁界の強さＨとの関係を表すＢ−Ｈ特性を有し、高透磁率材料の非線型な特性を有する。このＢ−Ｈ特性を有する磁気コア３のインダクタンスは、導線２ａ，２ｂの差電流が零であるときに、図４（ｂ）に示すように飽和電流付近Ｇで急激に消失する。磁気コア３を貫通する導線２ａ，２ｂに任意の検出対象となる微小な差電流Ｃが生じると、図３（ｂ）のＢ−Ｈ特性は、破線図示のように差電流Ｃに応じて磁界の強さＨの正方向にシフトしてインダクタンスが消失するタイミングが変化する。
【００２４】
このため、電流が零のときにインダクタンスが飽和する電流（図４のＧ）と励磁電流Ｉｅｘの向きが切り換わる電流（図３のＦ）とを一致させる。そうすると、インダクタンスが飽和する電流（図４のＪ）が導線２ａ，２ｂの差電流の電流値Ｃに応じて変化するので、励磁電流Ｉｅｘの向きが切り換わる電流（図３（ｂ）のＨ）も同様に変化することになる。
【００２５】
この励磁電流Ｉｅｘの向きが切り換わる電流値が変化することにより、励磁コイル４と抵抗１２との接続点Ｄの電圧Ｖｄが閾値電圧Ｖｔｈ１を上回るタイミングが遅れることになる。このため、オペアンプ１１から出力される出力電圧Ｖａの立ち下がり時点が導線２ａ，２ｂの差電流の電流値Ｃに応じて図３（ａ）で破線図示のように遅れる。この結果、出力電圧Ｖａの矩形波電圧のデューティ比が導線２ａ，２ｂの差電流の電流値Ｃに応じて変化する。
【００２６】
したがって、発振回路５の出力端子ｔｏにデューティ比を検出する電流検知手段としてのデューティ検出回路６を接続する。このデューティ検出回路６で、出力電圧Ｖａのハイレベル状態を維持している時間とローレベル状態を維持している時間とを計測することにより、デューティ比を検出することができ、検出したデューティ比に基づいて導線２ａ，２ｂの微小差電流の電流値Ｃを検知することができる。
【００２７】
また、発振回路５の出力端子ｔｏから出力される矩形波電圧Ｖａは、周波数検知手段としての周波数検知回路７にも供給されている。この周波数検知回路７は、図５に示すように、発振回路５からの出力電圧Ｖａが入力される周波数−電圧変換回路７１と、この周波数−電圧変換回路の出力電圧Ｖｆが比反転入力端子に、反転入力端子に基準電圧源７２からの基準電圧Ｖｒｅｆが入力された比較回路７３とで構成されている。ここで、基準電圧源７２から出力される基準電圧Ｖｒｅｆは、周波数−電圧変換回路７１からの出力電圧Ｖｆに対応させて検出したい電流値Ｃに応じたデューティ変化を励磁電流Ｉｅｘに生じさせる値に設定される。
【００２８】
したがって、周波数−電圧変換回路７１の出力電圧Ｖｆが基準電圧Ｖｒｅｆ以下であるときには比較回路７３から出力される周波数検知信号Ｓｆがローレベルを維持するが、出力電圧Ｖｆが基準電圧Ｖｒｅｆを超えると比較回路７３から出力される周波数検知信号Ｓｆがハイレベルとなる。
一方、発振回路５の接続点Ｅにおける閾値電圧Ｖｔｈが前述した分圧抵抗１３、１４及び１５の抵抗値Ｒ１、Ｒ２及びＲ３で決定される閾値電圧Ｖｔｈ１で固定されているものとすると、閾値電流±Ｉｔｈ１を超える電流値Ｃ２が励磁コイル４に通電された場合の励磁電流波形と閾値電流との関係を模式的に表すと図６に示すようになる。
【００２９】
この図６から明らかなように、電流値Ｃ２が励磁コイル４に通電された場合には、破線図示のように磁気コア３の飽和により励磁電流Ｉｅｘの傾きが閾値電流±Ｉｔｈ１に向かって急峻に変化し始める前に図６の点Ｈ２で閾値電流±Ｉｔｈ１に到達してしまうため、実線図示の電流値Ｃ＝０の場合と比較すると、発振周波数が高くなるとともに、デューティ比の変化が略零となる。
【００３０】
しかしながら、発振回路５から出力される出力電圧Ｖａの周波数を周波数検知回路７で検出し、周波数−電圧変換回路７１から出力される出力電圧Ｖｆが基準電圧Ｖｒｅｆを上回った時点で、比較回路７３から出力される周波数検知信号Ｓｆがハイレベルとなると、これに応じてアナログスイッチ回路１６がオン状態となる。このため、抵抗１４がアナログスイッチ回路１６でバイパスされるので、接続点Ｅの閾値電圧Ｖｈが前述した（２）式で表される閾値電圧Ｖｔｈ２となって、閾値電圧Ｖｔｈ１より大きな閾値電圧となり、これに応じて閾値電流が図７に示すように閾値電流±Ｉｔｈ１より大きな閾値電流±Ｉｔｈ２となる。このため、上述した電流値Ｃ２が励磁コイル４に通電された場合に、励磁電流が図７で破線図示のように、図６における点Ｈ２を超えて緩やかに増加し、その後急峻に増加して閾値電流＋Ｉｔｈ２に達することになる。
【００３１】
このため、発振回路５から出力される出力電圧Ｖａがハイレベルからローレベルに変化し、これに応じて励磁電流Ｉｅｘが急峻に減少を開始し、電流値Ｃ＝０と略同様の時点で下限側の閾値電流−Ｉｔｈ２に達する。このため、発振回路５の出力電圧Ｖａがハイレベルに反転し、励磁コイル４に供給される励磁電流Ｉｅｘが急峻に増加する。
【００３２】
このため、発振回路５の発振周波数は変わらずに、電流値Ｃ２に応じたデューティ変化が得られる。このため、デューティ検出回路６で検出されるデューティ比が電流値Ｃ２に応じたものとなり、正確な電流検知を行うことができる。
以上のように、発振回路５の発振周波数を検出することにより、測定する電流値に応じて閾値電流を切り換えることができ、待機時や測定電流が小さい場合の閾値電流を低く設定できるので、励磁電流の低減が可能となる。
測定電流と閾値電流との関係を纏めると下記１表に示すようになる。
【００３３】
【表１】
0005702592.tif 000002
【００３４】
なお、上記実施形態においては、発振回路５の閾値電圧Ｖｔｈを２段階に切り換える場合について説明したが、これに限定されるものではなく、周波数検知回路７の比較回路７３としてウィンドコンパレータを適用するとともに、抵抗１４を省略してアナログスイッチ回路と異なる抵抗値の抵抗との直列回路を３つ並列に接続することにより、閾値を出力電圧Ｖａの周波数に応じて３段階に切り換えたり、さらには３段階以上に切り換えたりすることもできる。
また、上記実施形態においては、２本の導線２ａ及び２ｂの差電流を検知する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、１本の導線に流れる微小電流を検出することもできる。
【符号の説明】
【００３５】
１…電流検知装置、２ａ，２ｂ…導線、３…磁気コア、４…励磁コイル、５…発振回路、６…デューティ検出回路、７…周波数検知回路、１１…オペアンプ、１２〜１５…抵抗、１６…アナログスイッチ回路、１７…閾値設定回路、７１…周波数−電圧変換回路、７２…基準電圧源、７３…比較回路
【図１】
0005702592.tif 000003
【図２】
0005702592.tif 000004
【図３】
0005702592.tif 000005
【図４】
0005702592.tif 000006
【図５】
0005702592.tif 000007
【図６】
0005702592.tif 000008
【図７】
0005702592.tif 000009
【図８】
0005702592.tif 000010