(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＬＥＤユニット等の少なくとも１つの負荷を動作させるためのドライバ回路であって、
電源から入力電圧を受信する入力部と、
前記負荷に出力電圧を供給する出力部と、
スイッチングデバイスに接続された蓄積インダクタを少なくとも含むスイッチングコンバータであって、前記スイッチングコンバータは、少なくとも充電モード及び放電モード間の前記スイッチングデバイスの順次のスイッチング動作により平均出力電流を生成するよう配置されている、スイッチングコンバータと、
前記スイッチングデバイスの前記スイッチング動作を制御するために前記スイッチングデバイスと接続されたスイッチングコントローラと
を含み、前記スイッチングコントローラは、
前記蓄積インダクタに誘導結合されたフィードバックインダクタであって、前記蓄積インダクタを流れるインダクタ電流の変動に対応するフィードバック電圧を供給するフィードバックインダクタと、
前記フィードバックインダクタに接続された電圧補償回路であって、前記フィードバック電圧から、前記入力電圧又は前記出力電圧に対応する少なくとも１つの補償信号を決定する電圧補償回路と
を含み、
前記スイッチングコントローラは、前記インダクタ電流に応じて前記放電モード及び前記充電モード間で前記スイッチングデバイスを少なくとも制御し、前記少なくとも１つの補償信号に応じて前記スイッチング動作のデューティ比を制御し、前記入力電圧又は出力電圧が変動した場合、前記負荷に供給される前記平均出力電流をほぼ一定に保つ、ドライバ回路。
【請求項２】
前記電圧補償回路は、前記フィードバック電圧から第１及び第２の補償信号を決定し、前記第１の補償信号は前記入力電圧に対応し、前記第２の補償信号は前記出力電圧に対応し、前記スイッチングコントローラは前記第１及び第２補償信号に応じて前記デューティ比を制御する、請求項１に記載のドライバ回路。
【請求項３】
前記電圧補償回路は、前記充電モード中、前記フィードバック電圧から前記第１の補償信号を決定する、請求項２に記載のドライバ回路。
【請求項４】
前記電圧補償回路は、前記放電モード中、前記フィードバック電圧から前記第２の補償信号を決定する、請求項２又は３に記載のドライバ回路。
【請求項５】
前記スイッチングコントローラは更に前記フィードバックインダクタに接続された第１の閾値回路を含み、前記第１の閾値回路は、前記フィードバック電圧が所定の最小電流閾値に対応する場合、前記スイッチングデバイスを前記放電モードから前記充電モードに設定する、請求項１乃至４のいずれか一項に記載のドライバ回路。
【請求項６】
前記スイッチングコントローラは更に第２の閾値回路を含み、前記第２の閾値回路は、前記インダクタ電流に対応する電流制御信号が最大電流閾値に対応する場合、前記スイッチングデバイスを前記放電モードに設定する、請求項１乃至５のいずれか一項に記載のドライバ回路。
【請求項７】
前記第２の閾値回路は前記電圧補償回路に接続され、前記第１及び／又は第２の補償信号に応じて前記電流制御信号及び／又は前記最大電流閾値を変更することにより前記スイッチング動作のデューティ比を制御する、請求項６に記載のドライバ回路。
【請求項８】
前記第２の閾値回路は、前記第２の補償信号に応じて前記最大電流閾値にバイアスをかける、請求項６又は７に記載のドライバ回路。
【請求項９】
前記第２の閾値回路は、前記第１の補償信号に応じて前記電流制御信号にバイアスをかける、請求項６乃至８のいずれか一項に記載のドライバ回路。
【請求項１０】
前記電流制御信号は、前記蓄積インダクタと直列に接続された電流センサによって決定される、請求項６乃至９のいずれか一項に記載のドライバ回路。
【請求項１１】
前記スイッチングコントローラは更に開路検出器を含み、前記開路検出器は前記第２の補償信号を所定の安全電圧閾値と比較し、前記出力電圧が所定の安全電圧レベルを超える場合、前記スイッチング動作の前記デューティ比を著しく下げる、請求項１乃至１０のいずれか一項に記載のドライバ回路。
【請求項１２】
前記開路検出器は、前記出力電圧が前記所定の安全電圧閾値を超える場合、前記最大電流閾値を下げることによって前記デューティ比を著しく下げる、請求項１１に記載のドライバ回路。
【請求項１３】
前記スイッチングコンバータはタップスイッチングコンバータである、請求項１乃至１２のいずれか一項に記載のドライバ回路。
【請求項１４】
請求項１乃至１３のいずれか一項に記載のドライバ回路と、前記ドライバ回路の前記出力部に接続された少なくとも１つのＬＥＤユニットとを少なくとも含む、ＬＥＤ光源。
【請求項１５】
ドライバ回路によってＬＥＤユニット等の負荷を動作させる方法であって、前記ドライバ回路は、
電源から入力電圧を受信する入力部と、
前記負荷に出力電圧を供給する出力部と、
スイッチングデバイスに接続された蓄積インダクタを少なくとも含むスイッチングコンバータであって、前記スイッチングコンバータは、少なくとも充電モード及び放電モード間の順次のスイッチング動作により平均出力電流を生成するよう配置されている、スイッチングコンバータと、
前記蓄積インダクタに誘導結合されたフィードバックインダクタであって、前記蓄積インダクタを流れるインダクタ電流の変動に対応するフィードバック電圧を供給するフィードバックインダクタと、
前記フィードバックインダクタに接続された電圧補償回路であって、前記フィードバック電圧から、前記入力電圧又は前記出力電圧に対応する少なくとも１つの補償信号を決定する電圧補償回路と
を含み、
前記スイッチングデバイスは、前記インダクタ電流に応じて前記放電モード及び前記充電モード間で動作され、前記スイッチング動作のデューティ比は前記少なくとも１つの補償信号に応じて制御され、前記入力電圧又は出力電圧が変動した場合、前記負荷に供給される前記平均出力電流をほぼ一定に保つ、ドライバ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電源の分野に関連し、特にＬＥＤユニット等の少なくとも１つの負荷のドライバ回路及びその動作方法に関連する。
【背景技術】
【０００２】
照明分野において、今日の開発は、日常照明に使用される電力消費を低減することを目標としている。住居又は商用環境等における一般室内照明用途では、発光ダイオード（ＬＥＤ）が既に従来の白熱電球又はハロゲンランプの代替物となっている。ＬＥＤは、電力消費の削減に加えて、寿命の大幅な向上という更なる利点を提供し、これは導入及び交換費用を低減する。
【０００３】
ＬＥＤ又は類似するデバイスを備える光源を使用する場合、ＬＥＤを流れる電流は印加電圧とともに指数関数的に変動するので、通常は１つ以上のＬＥＤに定電流を供給しなければならない。適切な回路構成が無ければ、電圧における変動は容易に過電流を引き起こし、ＬＥＤを損傷するおそれがある。このため、当該分野において、商用電源等の電圧源によってＬＥＤを駆動する場合に電流を制限するドライバ回路が知られている。
【０００４】
室内照明用途等の照明目的のために光源内にＬＥＤを用いる場合における一般的な問題は、例えばオフィス環境内にいるユーザに一定の輝度の適切な作業用照明を提供するためには、光出力のフリッカーが実質的に防止されなければならないことである。当該分野には、電圧源によって供給される電圧が変動する等の難しい動作環境下であっても、ＬＥＤに相応する定電流を供給することを可能にする、例えばスイッチング電源を用いた精巧な回路設計が存在する。
【０００５】
しかし、現在利用可能なソリューションは通常複雑且つ高価な回路構成を備え、大衆市場用途には不適切である。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上記に照らして、本発明の課題は、コスト効率的であるとともに高品質且つ実質的にフリッカーが防止された光出力を供給する、少なくともＬＥＤユニット等の負荷のための、汎用性が高いドライバ回路を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題は、本発明に係る少なくとも１つの負荷を動作させるためのドライバ回路、ＬＥＤ光源、及び負荷の動作方法によって解決される。他の従属請求項は本発明の好ましい実施形態に関する。
【０００８】
本発明の基本的な概念は、自己駆動型のスイッチングドライバ回路、すなわち、フィードバックインダクタと誘導結合された蓄積インダクタを有するスイッチングコンバータを備えるスイッチングドライバ回路を提供すること、及び、蓄積インダクタを流れるインダクタ電流の制御のためだけでなく、更に前記ドライバ回路の入力及び／又は出力電圧における変動を補償するために、動作中に前記フィードバックインダクタによって供給されるフィードバック電圧を使用することである。
【０００９】
本発明は、特にＬＥＤを駆動する場合において、前記フィードバック電圧から前記入力及び出力電圧における変動を求めることができ、これにより複雑な追加回路構成又は電圧センサを要することなくかかる変動を補償することを可能にし、大衆市場用途に適した非常にコスト効率の高い構成を提供するという発明者の認識に基づく。
【００１０】
したがって、本発明は少なくとも１つの負荷を流れる電流の改良された制御を可能にし、前記入力及び／又は出力電圧が変動したとしても、動作中に負荷に供給される平均電流をほぼ一定に保つ。したがって、ＬＥＤを駆動する場合、高品質な出力光が供給される。
【００１１】
発明に係るドライバ回路は、電源から入力電圧を受信する入力部と、負荷に出力電圧を供給する出力部と、スイッチングデバイスに接続された蓄積インダクタを少なくとも含むスイッチングコンバータであって、前記スイッチングコンバータは、少なくとも充電モード及び放電モードの間での前記スイッチングデバイスの連続的スイッチング動作により平均出力電流を生成するよう配置されている、スイッチングコンバータとを少なくとも含む。ドライバ回路は更に、前記スイッチングデバイスの動作を制御するために少なくとも前記スイッチングデバイスと接続されたスイッチングコントローラを含む。
【００１２】
入力部及び出力部は、それぞれ電源及び少なくとも１つの負荷への接続を可能にする任意の適切なタイプのものであり得る。入力部及び出力部は、対応する電気接続を可能にするために、例えばそれぞれが２つの電気端子、例えば接続ピン、半田パッド、コンセント接続子、又は任意の他の適切な接続子等を備えてもよい。接続は恒久的でも一時的でもよいが、少なくとも電源と入力部との間の接続に関しては後者が好ましい。
【００１３】
本説明において、用語「接続された」又は「接続」は、それぞれの接続されたデバイス又は回路間を電流が流れ得るような導電接続を指す。接続は直接でもよいし、間接、すなわち中間要素又は回路を介してでもよい。
【００１４】
入力部及び出力部は更なる構成要素又は回路を含んでもよい。例えば、入力部はスイッチングコンバータに単流又は直流電圧を供給するために整流器及び／又は平滑化ステージを備えてもよい。対応して、出力部は例えば接続された１つ以上の負荷に送られる電圧及び／又は電流を平滑化するフィルタデバイスを備えてもよい。あるいは又は更に、入力部及び／又は出力部は更なる機械的要素を備えてもよく、例えばドライバ回路が電源及び／又は負荷から取り外し可能に設けられる場合、少なくとも１つの対応する分離可能な電気コネクタ又はプラグを備えてもよい。特に少なくとも１つの接続された負荷がＬＥＤユニットである場合、入力部及び／又は出力部がランプソケット、コネクタ、及び／又はカラー識別子を有する独立したフライングワイヤと合体されることが好ましい。
【００１５】
上記したように、入力部は電源から入力電圧を受信するよう適合されている。電源は任意の適切なタイプのものでよく、例えば電源はＡＣ商用電源ラインでもよい。この場合、入力電圧は交流電圧、すなわち１１０Ｖ又は２２０Ｖ商用電源接続からの電圧に対応し得る。あるいは、電源はＤＣ電圧を提供する電気又は電子トランスでもよい。
【００１６】
少なくとも１つの電気負荷は任意の適切な種類のものでよい。具体的には、ドライバ回路は例えば白熱電球、ハロゲン灯、又は蛍光灯等のランプ又は光源を動作させるためのランプドライバ回路でもよい。好ましくは、少なくとも１つの負荷はＬＥＤユニットである。ＬＥＤユニットは任意の適切な種類のものでよく、本発明においては無機ＬＥＤ、有機ＬＥＤ、又は固体レーザ（例えばレーザダイオード等）等の任意の種類の固体光源であり得る少なくとも１つの発光ダイオード（ＬＥＤ）を含んでもよい。ＬＥＤユニットが上記構成要素の２つ以上を直列及び／又は並列接続で有してもよいことは明らかである。発明に係るドライバ回路の動作中、複数のＬＥＤユニットの直列及び／又は並列接続が例えばバッファステージ等の中間要素を介して出力部に接続されてもよい。
【００１７】
一般照明目的のために、ＬＥＤユニットは好ましくは少なくとも１つのハイパワーＬＥＤ、すなわち、比較的低い電圧、例えば３Ｖで最大１Ａの高い定格電流を有するＬＥＤを含んでもよい。好ましくは、前記ハイパワーＬＥＤは５０ｌｍより高い光束を供給する。
【００１８】
ＬＥＤユニットは明らかに更なる電気、電子、又は機械的要素を備えてもよく、例えば輝度及び／又は色を設定するためのコントローラ、平滑化ステージ、及び／又は１つ以上のフィルタコンデンサを備えてもよい。
【００１９】
本発明に係るドライバ回路は、上述したように更にスイッチングコンバータを備える。スイッチングコンバータは少なくとも蓄積インダクタとスイッチングデバイスとを含む。スイッチングコンバータは他の構成要素を含んでもよい。スイッチングコンバータは、少なくとも充電モードと放電モードとの間でのスイッチングデバイスの連続的スイッチング動作により前記平均出力電流を生成するよう配置される。本説明において、用語「平均出力電流」は、動作中に出力部に接続された少なくとも１つの負荷に供給される時間平均電流を指す。
【００２０】
蓄積インダクタは、電源と接続された際に磁場に電気エネルギーを蓄える任意の適切な種類のものでよい。好ましくは、蓄積インダクタは導電体の１つ以上の巻線を含む。最も好ましくは、蓄積インダクタは少なくとも１つのコイルを含む。
【００２１】
スイッチングデバイスは、電源スイッチ等、少なくとも前記充電及び放電モードを可能にする任意の適切な種類のものでよい。好ましくは、スイッチングデバイスは少なくともトランジスタを含み、最も好ましくはＭＯＳＦＥＴを含む。
【００２２】
上記したように、スイッチングコンバータは少なくとも充電及び放電モードを可能にする。前記充電モードにおいて、蓄積インダクタは入力部及び電源に接続されて前記磁場に電気エネルギーを蓄える。ドライバ回路の全体構成に応じて、このモードにおいて負荷は入力部と接続されていてもよいし、非接続でもよい。
【００２３】
放電モード中、蓄積インダクタは前記出力電圧を供給するために負荷に接続されている。通常、このモードにおいて蓄積インダクタは電源から切断されている。ただし、放電モードにおいてもｍＡ単位の、例えば５０ｍＡ未満の少量のアイドル電流が電源から蓄積インダクタに流れてもよいことに留意されたい。
【００２４】
スイッチングコンバータは典型的なステップアップ及び／又はステップダウンコンバータの構成に対応してもよい。好ましくは、特に前記負荷がＬＥＤユニットであり、前記入力電圧が商用電源電圧である場合、スイッチングコンバータは通常の降圧型コンバータ等のステップダウンコンバータである。最も好ましくは、ドライバ回路は非絶縁型スイッチングドライバ回路、すなわち前記出力部及び前記スイッチングコンバータが、例えばガルバニック絶縁を有することなく前記入力部に直列接続されるドライバ回路に対応する。
【００２５】
本発明に係るドライバ回路は、上記のようにスイッチングコントローラを更に含む。スイッチングコントローラは、スイッチングデバイスのスイッチング動作を制御するために、すなわちスイッチングデバイスを充電モードから放電モードへ及びその逆に設定するために任意の適切なディスクリート及び／又は集積回路を含み得る。したがって、スイッチングコントローラは適切な制御接続を介して前記スイッチングコンバータ及び／又はスイッチングデバイスと接続されるべきである。コスト効率の更なる向上のため、スイッチングコントローラがディスクリート部品のみを備えることが好ましい。
【００２６】
本発明によれば、スイッチングコントローラは少なくともフィードバックインダクタ及び電圧補償回路を備える。フィードバックインダクタは前記蓄積インダクタに誘導結合され、動作中、前記蓄積インダクタを流れるインダクタ電流の変動に対応するフィードバック電圧を供給する。フィードバックインダクタは任意の適切な種類のものでよい。好ましくは、フィードバックインダクタは導電体の１つ以上の巻線を含む。最も好ましくは、フィードバックインダクタは少なくとも１つのコイルを含む。フィードバックインダクタは任意の適切な構成によって、例えば共通の磁心を介して蓄積インダクタに誘導結合されてもよい。
【００２７】
本発明によれば、電圧補償回路は前記フィードバックインダクタに接続され、前記フィードバック電圧から少なくとも１つの補償信号を決定する。前記補償信号は前記入力又は出力電圧に対応する。電圧補償回路は前記少なくとも１つの補償信号を決定する任意の適切な種類のものでよく、集積又はディスクリート回路を含むが、後者が好ましい。少なくとも１つの補償信号は任意の適切なアナログ又はデジタルタイプのものであり得る。
【００２８】
本発明に係るスイッチングコントローラは、前記インダクタ電流に応じて前記充電及び放電モードの間で前記スイッチングデバイスを制御するよう構成される、すなわち、インダクタ電流に基づく電流制御を提供する。例えば、スイッチングコントローラは前記フィードバック電圧を所定の閾値と比較して、これに基づいてスイッチングデバイスのモードを設定するよう構成されてもよい、すなわち、所定の上限及び下限閾値の間での「閾値」電流制御を行ってもよい。スイッチング動作の制御は蓄積インダクタ自身を流れる電流に基づくため、対応する制御は、発振器等を用いるスイッチング制御に対して、典型的には「自己駆動制御」と呼ばれる。
【００２９】
また、スイッチングコントローラは、前記電圧補償回路によって決定された前記少なくとも１つの補償信号に応じてスイッチング動作のデューティ比を制御するよう構成され、これは、前記入力又は出力電圧が変動したとしても負荷に供給される平均出力電流をほぼ一定に保つことを可能にする。この文脈において、用語「ほぼ（又は実質的に）一定」は平均出力電流が前記入力及び出力電圧から著しく独立している、すなわち、前記電圧の変動が平均出力電流にわずかな影響しか与えないことを意味する。
【００３０】
好ましくは、１５％の入力電圧の変動及び２０％の出力電圧の変動の組み合わせに対して、平均出力電流の変動は５％未満である。最も好ましくは、出力電圧変動２０％に対して、平均出力電流の変動は３％未満である。特に好ましくは、入力電圧変動１５％に対して、平均出力電流の変動は４％未満である。
【００３１】
特に発明に係るドライバ回路をＬＥＤユニット等のランプを動作させるために用いる場合、スイッチングコンバータの平均出力電流はＬＥＤの出力光束、すなわち輝度に対応する。よって、本発明は好適に、前記入力及び出力電圧が変動したとしても大体一定な光出力を可能にする、すなわち高品質光出力を提供する。
【００３２】
この文脈において、用語「デューティ比」は、充電及び放電モードの総時間に対するスイッチングデバイスが充電モードにある時間として解される。
【００３３】
したがって、上述したように、本発明は電源によって供給される入力電圧、又は出力電圧、すなわち負荷における電圧が変動する場合であっても一定平均出力電流を好適に供給する。
【００３４】
入力電圧における変動は商用電源接続の場合、すなわち電源がＡＣ商用電源ラインである場合、例えば通常のライン変動により生じ得る。ＬＥＤユニットとスイッチングコンバータとの直列接続を含む上記非絶縁型構成において、かかる変動は充電モード中、蓄積インダクタにおいて異なる時間で異なる電圧降下を生じ、よって電流消費の増加／減少、すなわち光束の対応する変化をもたらす。前記出力電圧における変動は、例えば接続されたＬＥＤユニットの順電圧の変動に由来し得る。これは、例えば色制御可能ＲＧＢ  ＬＥＤユニットを使用する場合、又は発明に係るドライバ回路を互いに異なる順電圧を有する異なるＬＥＤユニットとともに使用する場合に該当し得る。更に、ＬＥＤユニットに欠陥がある場合、すなわち、直列接続のいくつかのＬＥＤがショートされる場合に出力電圧が変動し得る。本発明は、これらの場合においても実質的に一定の平均出力電流を供給し、よって汎用性の高いドライバ回路を提供する。
【００３５】
電圧補償信号が入力電圧に対応し、入力電圧が変動する場合であっても平均出力電流がほぼ一定に保たれることが好ましいが、一方、本発明の一発展形によれば、電圧補償回路は前記フィードバック電圧から第１及び第２の補償信号を決定するよう構成される。第１の補償信号は入力電圧に対応し、第２の補償信号は出力電圧に対応する。当該好ましい実施形態に係るスイッチングコントローラは、前記第１及び第２の補償信号を受信し、前記第１及び第２の補償信号の両方に基づいてスイッチング動作のデューティ比を制御するよう構成される。
【００３６】
スイッチング動作のデューティ比、よって供給される平均出力電流を変更することにより前記入力電圧及び前記出力電圧の両方の変動が補償されるので、当該実施形態は好適に更に改良された制御を可能にする。
【００３７】
本実施形態におけるスイッチングコントローラは、上記電流制御に加えて、入力電圧又は出力電圧の変動に応じてデューティ比が適合されるよう、前記第１及び第２の補償信号の付加に基づいてデューティ比を制御するよう構成されてもよい。
【００３８】
好ましくは、スイッチングコントローラは、前記第１の補償信号が上昇した場合、スイッチング動作のデューティ比が低下するよう構成される。本実施形態によれば、スイッチングコントローラはドライバ回路の入力電圧に基づく相互的なデューティ比を提供する。
【００３９】
本実施形態は、特に上記非絶縁型構成において、入力電圧の上昇は抵抗の低下によりＬＥＤユニットを流れる電流を著しく高くする、すなわち、対応して充電時間を短くするという認識に基づく。本実施形態によれば、したがってスイッチング動作のデューティ比は減少され、負荷に供給される平均電流、よって光束が一定に維持される。第１の補償信号が低下する他の場合において、スイッチングコントローラは最も好ましくは対応してデューティ比を上昇させて電流消費の減少を補償するよう構成されるべきである。
【００４０】
上記の代わりに又は上記に加えて、スイッチングコントローラは好ましくは、前記第２の補償信号が上昇した場合、デューティ比が増加される、すなわち、ドライバ回路の出力電圧に基づく非相互的デューティ比制御を行うよう構成されてもよい。
【００４１】
上記に対応して、例えば接続されたＬＥＤユニットの順電圧の上昇による出力電圧の上昇は、特に上記非絶縁型構成において平均出力電流の減少をもたらす。この構成において、放電モード中、蓄積インダクタによって負荷に動作電力が供給されるため、出力電圧の上昇により、蓄積インダクタの放電が速くなり、よって放電モードの時間が減少する。平均出力電流の降下を補償するため、デューティ比が上昇される。更に、前記第２の補償信号が低下する場合、対応してスイッチング動作のデューティ比を低下させることが好ましいことは明らかである。
【００４２】
前記入力及び／又は出力電圧に応じたデューティ比の線形制御が好ましいが、一般的に、出力部に接続された負荷の特性に応じた非線形制御を使用してもよい。
【００４３】
本発明の更なる発展形によれば、電圧補償回路は充電モード中、フィードバック電圧から前記（第１の）補償信号を決定するよう構成される。
【００４４】
上記したように、前記蓄積インダクタ及びフィードバックインダクタの誘導結合のため、フィードバック電圧はインダクタ電流の変動、すなわちその勾配に対応する。充電モードにおいて、このモードでは電源によって供給されるインダクタ電流によって蓄積インダクタの磁場に電気エネルギーが蓄えられる。充電モードにおけるインダクタ電流の上昇、すなわち勾配は、対応する印加電圧に依存する。したがって、充電モード中、入力電圧のより高い又は低い振幅は異なる電流勾配を生じ、よってフィードバック電圧の振幅に反映される。
【００４５】
あるいは又は更に、電圧補償回路は放電モード中、フィードバック電圧から前記第２の補償信号を決定するよう構成されてもよい。
【００４６】
放電モード中、蓄積インダクタによって負荷に電気エネルギーが送られる。インダクタの電気特性により、デバイスはインダクタ電流における変化に抵抗するので、負荷を流れる電流が可能になるまで電圧が生成される。したがって、生成される電圧は出力電圧に対応し（後続の追加要素を介する電圧降下は無視）、例えばＬＥＤユニットを駆動する場合、その順電圧に対応する。出力電圧が高くなると蓄積インダクタの放電が速くなるので、このモードにおけるインダクタ電流の勾配は出力電圧に依存し、出力電圧における変化又は変動は対応するフィードバック電圧の振幅の変化をもたらす。
【００４７】
このモードにおける蓄積インダクタの放電のため、フィードバック電圧は充電モードにおける極性とは反対の極性を示し得る。
【００４８】
ただし、フィードバック電圧は必ずしも入力及び出力電圧の正確な振幅を反映しなくともよいことに留意されたい。電圧の変動、すなわち公称電圧からのずれを補償可能にするためには、フィードバック電圧が対応して変動を反映すれば十分だからである。
【００４９】
充電及び放電モードのそれぞれにおいて、前記第１及び／又は第２の補償信号を決定するために、電圧補償信号は任意の適切な回路を備え得る。例えば、電圧補償回路は、フィードバックインダクタを対応する信号調整回路と反復的に接続する１つ以上のスイッチを含み、前記第１及び第２の電圧補償信号を生成してもよい。好ましくは、電圧補償回路は前記第１の補償信号を決定するための正電流経路、及び前記第２の補償信号を決定するための負電流経路を備え、両経路が前記フィードバックインダクタに接続されてもよい。各電流経路がそれぞれのモード中にのみ作動されることを確実にするために、充電モード中は電流が正電流経路に供給され、放電モード中は電流が負電流経路にのみ供給されるよう、反対の方向（極性）に配置された少なくとも１つのダイオードをそれぞれが有してもよい。
【００５０】
上記インダクタ電流に基づく電流制御を提供するために、他の好ましい実施形態に係るスイッチングコントローラは、前記フィードバックインダクタと接続された第１の閾値回路であって、前記フィードバック電圧が所定の最小電流閾値に対応する場合、スイッチングデバイスを放電モードから充電モードに設定するよう構成された第１の閾値回路を含む。
【００５１】
本実施形態は、フィードバック電圧によって反映されるインダクタ電流に基づく制御を提供する。第１の閾値回路は任意の適切な種類で良く、例えば前記フィードバック電圧を、前記最小電流閾値に対応する所定の最小電圧と比較する比較器を含んでもよい。好ましくは、所定の最小電流閾値はほぼ０Ａ（＋／−１０ｍＡ）のインダクタ電流、すなわち約０Ｖのフィードバック電圧に対応する。
【００５２】
更に又はあるいは、本発明の一発展形によれば、スイッチングコントローラは第２の閾値回路を含む。第２の閾値回路は、前記インダクタ電流に対応する電流制御信号が最大電流閾値に対応する場合、スイッチングデバイスを放電モードに設定するよう構成される。
【００５３】
第２の閾値回路の動作は、上記した第１の閾値回路に対応する。第２の閾値回路は任意の適切な種類のものでよく、例えば前記電流制御信号を前記最大電流閾値に対応する所定の電圧と比較する比較器を含んでもよい。電流制御信号は、更なるフィードバックインダクタ又は別個の検出手段を用いてフィードバック電圧から導出され得る。最大電流閾値は用途に応じて、すなわち、負荷及び／又はスイッチングコンバータの電気的仕様に応じて設定されるべきである。
【００５４】
好ましくは、第２の閾値回路は前記電圧補償回路に接続され、前記第１及び／又は第２の補償信号に基づいて前記電流制御信号及び／又は前記最大電流閾値を変動させることによって前記スイッチング動作のデューティ比を制御する。したがって、デューティ比は前記蓄積インダクタを流れるピークインダクタ電流を制御することによって設定される。
【００５５】
本実施形態は、特に上記のように最小電流閾値が固定されている場合において、発明に係るドライバ回路の更に単純化された構成を提供する。この場合、デューティ比の制御は、前記最大電流閾値及び／又は電流制御信号にオフセット又はバイアスを与えることによって実現され得る。当業者には明らかなように、前記最大電流閾値を下げることによって、又は電流制御信号を上昇させることにより、デューティ比を下げてもよい。
【００５６】
最も単純な回路構成を提供するためには、第２の閾値回路が前記第２の補償信号に応じて最大電流閾値にバイアスをかけるよう構成されることが好ましい。
【００５７】
本実施形態において、出力電圧が上昇すると対応してデューティ比が上昇し、よって前記非相互的デューティ比制御が行われる。第２の補償信号は、例えば公称動作条件に対する所定の最大電流閾値に対応する基準電圧にオフセットを与えてもよい。
【００５８】
他の好ましい実施形態において、第２の閾値回路は前記第１の補償信号に応じて電流制御信号にバイアスをかけるよう、すなわち、前記インダクタ電流に対応する前記電流制御信号にオフセットを与えるよう構成される。この実施形態によれば、入力電圧が上昇してよって第１の補償信号が上昇したことを定めるために、前記第１の補償信号によって前記電流制御信号にオフセットが与えられてデューティ比が下げられる、すなわち、上記相互的デューティ比制御を提供する。
【００５９】
上記したように、電流制御信号は、例えば前記フィードバック電圧から決定され得る。他の好ましい実施形態によれば、発明に係るドライバ回路は、更に、前記電流制御信号を決定する電流センサを含む。電流センサは、少なくとも充電モード中、前記電流制御信号が前記インダクタ電流に対応するよう、前記蓄積インダクタに直列に接続される。電流センサは任意の適切な回路構成を含むことができるが、最も単純には、通常の電流検出抵抗器が使用されてもよい。
【００６０】
本発明の他の好ましい実施形態において、スイッチングコントローラは更に開路検出器を含む。前記出力電圧が所定の安全電圧閾値を超えた場合にスイッチング動作のデューティ比を著しく減少させるよう、開路検出器は、第２の補償信号を所定の安全電圧閾値と比較するよう構成される。
【００６１】
本実施形態は、オープン出力部状況、すなわち、出力部に負荷が接続されていない、又は負荷に欠陥がある場合に生じ得る危険に対処する上で特に好適である。特に、放電モード中に蓄積インダクタが負荷を介して放電されるスイッチングコンバータの上記非絶縁型構成においては、インダクタがインダクタ電流を維持しようとするので、オープン出力部状態では出力部における電圧が急激に上昇する。
【００６２】
したがって、本実施形態はスイッチング動作のデューティ比を減少させることにより平均出力電流を制限し、よって供給される電気エネルギーを制限する。本実施形態において、用語「著しく」は、少なくとも５０％、好ましくは９０％、更に好ましくは９２％、最も好ましくは９５％の減少を指す。
【００６３】
本発明の一発展形によれば、開路検出器は、出力電圧が前記所定の安全電圧閾値を超える場合、最大電流閾値を下げることによってデューティ比を減少させるよう構成される。
【００６４】
開路検出器は任意の適切な構成のものでよいが、開路検出器が前記電圧補償回路と統合されていることが好ましい。
【００６５】
上記において、本発明に係るドライバ回路における使用に適した複数のスイッチングコンバータの構成を説明した。特にドライバ回路を前記少なくとも１つのＬＥＤユニットとともに用いる場合、スイッチングコンバータがタップスイッチングコンバータであることが好ましい。タップスイッチングコンバータの典型的な構成によれば、蓄積インダクタはスイッチングデバイスと直列に接続された第１及び第２の巻線を含む。
【００６６】
本実施形態は、例えば商用電源電圧によって発光ダイオードを動作させなければならない場合等、入力電圧と出力電圧との間に比較的大きな差がある場合に特に好適である。典型的なタップスイッチングコンバータ構成は、第１の巻線と第２の巻線との間の巻線比に応じて電圧の適合を提供する。このような構成において、充電モード中、出力部は好ましくは第１及び第２の巻線と直列に接続されるべきである。最も好ましくは、放電モード中、出力部、すなわち負荷が蓄積インダクタの第１の巻線と接続されるよう、スイッチングコンバータは代替的電流経路を備えるべきである。
【００６７】
本発明の他の実施形態によれば、上記のように少なくとも１つのＬＥＤユニットと接続された本発明に係るドライバ回路を少なくとも含むＬＥＤ光源が提供される。ドライバ回路及び／又はＬＥＤユニットが上記好ましい実施形態の１つ以上に対応し得ることは明らかである。
【００６８】
本発明の他の側面は、ドライバ回路によってＬＥＤユニット等の負荷を動作させる方法に関連し、ドライバ回路は、電源から入力電圧を受信する入力部と、前記負荷に出力電圧を供給する出力部と、スイッチングデバイスに接続された蓄積インダクタを少なくとも含むスイッチングコンバータであって、前記スイッチングコンバータは、少なくとも充電モード及び放電モードの間での連続的スイッチング動作により平均出力電流を生成するよう配置されている、スイッチングコンバータとを含む。ドライバ回路は更に、前記蓄積インダクタに誘導結合されたフィードバックインダクタであって、前記蓄積インダクタを流れるインダクタ電流の変動に対応するフィードバック電圧を供給するフィードバックインダクタを含む。更に、前記フィードバックインダクタに電圧補償回路が接続される。電圧補償回路は、前記フィードバック電圧から、前記入力電圧又は前記出力電圧に対応する少なくとも１つの補償信号を決定する。
【００６９】
本発明の当該側面によれば、スイッチングデバイスのスイッチング動作は前記インダクタ電流に基づいて制御され、スイッチング動作のデューティ比は前記少なくとも１つの補償信号に応じて制御され、前記入力電圧又は出力電圧が変動した場合、平均出力電流をほぼ一定に保たれる。本発明の当該側面が、上記好ましい実施形態の１つ以上に対応する実施形態において動作され得ることは明らかである。
【図面の簡単な説明】
【００７０】
本発明の上記及び他の側面、特徴、及び利点は、好ましい実施形態の記載及び図面を参照して説明され、明らかになるであろう。
【００７１】
【図１】図１は、本発明に係るドライバ回路の一実施形態の概略的なブロック図を示す。
【図２】図２は、図１の実施形態の詳細な回路図を示す。
【発明を実施するための形態】
【００７２】
図１は、本発明に係るドライバ回路１の概略的なブロック図を示す。ドライバ回路１は、入力部２、出力部３、スイッチングコンバータ４、及びスイッチングコントローラ５を含む。入力部２は電源６に接続されている。電源６は、本例によれば２２０Ｖ又は１１０Ｖ商用電源ラインであり、ドライバ回路１にＶＩＮを供給するよう配置されている。出力部３は、取り外し可能な接続子を形成してもよい出力端子８を介してＬＥＤユニット７に接続される。本例に係るＬＥＤユニット７は直列接続した複数のハイパワーＬＥＤ（図示無し）を含み、ＬＥＤの全体の順電圧に相応する出力電圧ＶＯＵＴをもたらす。
【００７３】
図１に係るドライバ回路１は、商用電源６からＬＥＤユニット７に動作電流を供給するよう構成されている。通常のＬＥＤは商用電源電圧より著しく低い電圧によって駆動されるので、本例に係るドライバ回路１の構成は、ステップダウン・スイッチング電源回路に対応する。
【００７４】
スイッチングコンバータ４は、一次巻線９及び二次巻線１０を有する蓄積インダクタ１１を含む。巻線９及び１０はともにコイルを形成し、互いに結合され、更に共通の磁心２６を介して他のフィードバックインダクタ２４に結合される。巻線９、１０は、給電されると磁場にエネルギーを蓄えるよう適合されている。更に、スイッチングコンバータ４は、代替的電流経路を提供するキャッチダイオード１２と、スイッチングコントローラ５によって制御されるスイッチングデバイス１３（本例ではＭＯＳＦＥＴ）とを備える。
【００７５】
図１から分かるように、出力部３、よってＬＥＤユニット７は入力部２とスイッチングコンバータ４との間で直列に接続されている。スイッチングコンバータ４は、典型的な降圧型コンバータ構成に対応し、一次巻線９及び二次巻線１０の存在のため、より正確にはいわゆる「タップ」降圧型コンバータ構成に対応する。本実施形態に係るタップ降圧型コンバータ構成は、比較的高い効率性を維持しつつ、商用電源等の電源６から著しく下げられた出力電圧ＶＯＵＴを供給することを可能にする。このような構成において、効率性を向上させるために、二次巻線１０及び一次巻線９の巻線比はＶＯＵＴ及びＶＩＮの比に大体合致すべきである。
【００７６】
入力部２は整流器１４、例えば典型的なブリッジダイオード整流器を含む。整流器１４の出力、すなわちＤＣライン１６と接地端子１７との間には、供給入力電圧ＶＩＮを平滑化するためにコンデンサ１５が接続されている。出力部３は、上記端子８の他に電解バッファコンデンサ１８と保護ツェナーダイオード１９とを含む。バッファコンデンサ１８はスイッチングコンバータ４のスイッチング動作中の電流リップルを低減する。ツェナーダイオード１９は、例えば端子８に負荷が接続されていない場合、すなわち出力部３が「オープン」状態にある場合、端子８にかかる電圧を安全なレベルに制限する。
【００７７】
典型的な降圧型コンバータの機能によって、スイッチングデバイス１３は連続的に動作される、すなわち、閉じた状態及び開いた状態に設定され、ＤＣライン１６と接地端子１７との間で蓄積インダクタ１１が直列に接続される充電モード（閉じた）状態、及び、スイッチングコンバータ４によって電源６から電流が実質的に流されないようにスイッチングデバイス１３が開かれた放電モードを取ることを可能にする。充電モードにおいて、巻線９、１０は電気エネルギーを対応する磁場に蓄える。
【００７８】
放電モード中、蓄積インダクタ１１の二次巻線１０は閉回路においてキャッチダイオード１２及びＬＥＤユニット７と接続され、巻線９、１０の蓄積エネルギーがＬＥＤユニット７に供給される。共通の磁心２６のため、巻線９、１０両方のエネルギーがＬＥＤユニット７に供給される。よって、本例では、ＬＥＤユニット７には充電モード及び放電モードの両方において動作電力が供給される。放電モード中、巻線９はショートされるか、又は単純に開かれたままにされる。
【００７９】
上記したように、スイッチングデバイス１３のモードはスイッチングコントローラ５によって設定される。コントローラ５は、インダクタ電流ＩＳに応じてスイッチングデバイス１３を設定し、また、いずれもスイッチングデバイス１３に接続される第１の閾値回路２３及び第２の閾値回路２１を含む。第１の閾値回路２３は、インダクタ電流ＩＳが最小電流閾値ＩＭＩＮ（例えば、本例では０Ａ）に下がった場合、スイッチングデバイス１３を放電モードから充電モードに設定する。更に、第１の閾値回路２３は、電源６に接続された時のドライバ回路１の始動を提供する。
【００８０】
第２の閾値回路２１は、インダクタ電流ＩＳが所望の平均出力電流に応じて設定される最大電流閾値ＩＭＡＸに対応する場合、スイッチングデバイス１３を充電モードから放電モードに設定する。
【００８１】
ドライバ回路１の動作は一般的に電流制御スイッチング電源に対応する。回路１を電源に接続した後、スイッチングデバイス１３は第１の閾値回路２３によって充電モードに設定される。これに応じてインダクタ電流ＩＳが増加し、ＬＥＤユニット７及び蓄積インダクタ１１が給電される。インダクタ電流ＩＳがＩＭＡＸに達すると、第２の閾値回路２１によってスイッチングデバイス１３が放電モードに設定される。このモードにおいて、蓄積インダクタ１１の二次巻線１０は、充電モード中に磁場に蓄えられたエネルギーから動作電流をキャッチダイオード１２を介してＬＥＤユニット７に供給する。したがって、ＬＥＤユニット７に（時間）平均出力電流が供給される。
【００８２】
インダクタ電流ＩＳに基づくスイッチング動作により、ドライバ回路１は、例えば外部発振器を要することなく「自己駆動」制御を提供し、これは本構成を非常にコスト効率的にする。
【００８３】
インダクタ電流ＩＳが前記最大電流閾値ＩＭＡＸに対応するか否かを判定するために、第２の閾値回路２１はセンス接続２０を介して蓄積インダクタ１１に接続され、電流制御信号を受信する。センス接続２０上の電流制御信号がインダクタ電流ＩＳに対応するよう、分路抵抗器２２が配置されている。
【００８４】
放電モード中、すなわちスイッチングデバイス１３が開いている場合、センス接続２０を介して電流を判定することはできないので、第１の閾値回路２３は、導体の所定の巻き数を有するコイルである、一次及び二次巻線９、１０に対応するフィードバックインダクタ２４に接続される。図１から分かるように、フィードバックインダクタ２４は共通の磁心２６を介して蓄積インダクタ１１に誘導結合される。したがって、フィードバックインダクタ２４は動作中、インダクタ電流ＩＳの変動に対応するフィードバック電圧を供給する。
【００８５】
上記したように、フィードバックインダクタ２４は、フィードバック電圧がＩＭＩＮ＝０Ａの最小電流閾値に対応する０Ｖまで下がった場合にスイッチングデバイス１３を閉じるよう制御する第１の閾値回路２３に接続されている。以下でより詳細に説明されるように、フィードバック電圧の極性の変化はＩＭＩＮ＝０Ａの指標として受け取られる。第１の閾値回路２３がスイッチングデバイス１３のモードを制御可能にするために、第１の閾値回路２３はＤＣライン１６と接続され、これは、ドライバ回路１が電源６と初期接続される時、スイッチングコンバータ４のスイッチング動作が開始されることも定める。閾値回路２１、２３の構成及び動作の詳細は図２を参照して説明される。
【００８６】
したがって、フィードバックインダクタ２４は、インダクタ電流ＩＳに基づいてスイッチングデバイス１３を制御するために、すなわち上記自己駆動制御のために使用されるが、一方、動作中にインダクタ２４によって供給されるフィードバック電圧は、更に入力電圧ＶＩＮ及び出力電圧ＶＯＵＴの変動を求めることを可能にする。これは、さもなければ特にＬＥＤを駆動する場合、供給される平均出力電流の意図されない変化をもたらし得るかかる変動を補償することを可能にする。ここで、ＬＥＤの指数関数的電圧／電流関係のため、電圧の変動はデバイスを流れる電流に著しい変化をもたらし、発光の光束に変化を生じて、最悪の場合はＬＥＤを損傷する可能性がある。
【００８７】
したがって、フィードバックインダクタ２４は更に電圧補償回路２５に接続されている。電圧補償回路２５は、フィードバック電圧に基づいて入力電圧ＶＩＮ及び出力電圧ＶＯＵＴの変動を決定し、ＶＩＮ及びＶＯＵＴに対応する第１及び第２の補償信号を第２の閾値回路２１に送信する。
【００８８】
第２の閾値回路２１は両方の補償信号を用いて最大電流閾値ＩＭＡＸ及び電流制御信号にオフセット／バイアスを与える。これは後に図２を参照してより詳細に説明される。当該「オフセット制御」はスイッチング動作のデューティ比を適合させる。したがって、ＬＥＤユニット７に供給される平均出力電流、よって光束が安定化され、ＶＩＮ及びＶＯＵＴの変動によらずほぼ一定に保たれる。
【００８９】
電圧補償回路２５の動作は、フィードバックインダクタ２４のフィードバック電圧が充電モード中は入力電圧ＶＩＮに対応し、放電モード中は出力電圧ＶＯＵＴに対応し、よって複雑な追加の検出回路構成を要することなく前記入力電圧ＶＩＮ及び出力電圧ＶＯＵＴの変動を求めることができるという発明者の認識に基づく。
【００９０】
上記したように、充電モード中、インダクタ電流ＩＳは印加される入力電圧ＶＩＮに応じて増加する。例えば商用電源ラインの変動により入力電圧ＶＩＮが上昇すると、充電モード中のインダクタ電流ＩＳの勾配は対応して上昇する、すなわち、電流はより速く増加する。インダクタ電流ＩＳの勾配の上昇は、誘導結合によりフィードバック電圧を対応して上昇させ、よって、ＶＩＮの振幅の指標である。
【００９１】
上記に対応して、放電モード中、出力電圧ＶＯＵＴの上昇／降下は蓄積インダクタ１１のより速い／遅い放電をもたらすので、ＩＳの勾配は出力電圧ＶＯＵＴ、すなわちＬＥＤユニット７の順電圧に依存する。したがって、放電モードにおけるフィードバック電圧は出力電圧ＶＯＵＴに対応する。
【００９２】
フィードバック電圧は必ずしも入力及び出力電圧ＶＩＮ及びＶＯＵＴの絶対振幅を反映しないことに留意されたい。しかし、上記したように、電圧補償回路２５はＶＩＮ及びＶＯＵＴの変動、すなわち公称動作レベルからのずれを求めるよう設けられているので、絶対振幅はあまり重要ではない。
【００９３】
上記ＶＩＮ及びＶＯＵＴの変動の補償に加えて、ＶＯＵＴの決定は更に、出力部３が開いている場合のドライバ回路１の安全性を高めることを可能にする。これは、特にＬＥＤユニット７が動作中に故障して開路に至った場合に該当し得る。このような状況においては、インダクタ１１は電流ＩＳにおける変化に抵抗するので、前記放電モードにおける蓄積インダクタ１１間の電圧は急激に上昇する。このような場合においてはツェナーダイオード１９がバッファコンデンサ１８を保護するが、端子８に印加される電圧はそれでも危険であり得る。
【００９４】
したがって、スイッチングコントローラ５は、前記電圧補償回路２５と一体的に形成された開路検出器２８を備える。開路検出器２８は出力電圧ＶＯＵＴが所定の安全電圧閾値に達するか否かを判定し、よってＬＥＤユニット７の故障を判定することを可能にする。このような場合、開路検出器２８はＩＭＡＸを公称設定の少なくとも５０％下げ、よって平均出力電流を安全なレベルに下げる。
【００９５】
図１の発明に係るドライバ回路の実施形態の詳細な機能、特にスイッチングコントローラ５の詳細な機能を以下に図２を参照して説明する。
【００９６】
図２は図１の実施形態の詳細な回路図を示す。ドライバ回路１の参照番号及び基本的機能は上記と同じであるので、以下の説明ではスイッチングコントローラ５の構成要素である第１及び第２の閾値回路２３、２１、並びに電圧補償回路２５の構成及び機能に焦点を当てる。
【００９７】
図から分かるように、本例に係る第１の閾値回路２３は抵抗Ｒ１及びＲ１２、並びにコンデンサＣ２からなる。抵抗Ｒ１及びＲ１２は、ドライバ回路１が電源６と最初に接続された後、ＤＣライン１６からスイッチングデバイス１３のゲートに動作電流が供給されてスイッチングコンバータ４を充電モードに設定することを定める。
【００９８】
したがって、上記のようにインダクタ電流ＩＳが増加し、対応してセンス接続２０上の電流制御信号を増加させる。
【００９９】
電流制御信号は第２の閾値回路２１の比較器Ｕ１に供給され、比較器Ｕ１が電流制御信号を基準電圧ＶＲＥＦと比較する。
【０１００】
電圧ＶＲＥＦ（ＤＣ成分プラス電力周波数リップル電圧）は最大電流閾値ＩＭＡＸに対応し、通常動作中、Ｒ１、Ｒ９、及びＲ１１によって形成される分圧回路を介してＤＣライン１６の電圧を反映するＭＯＳＦＥＴ  Ｑ２のゲート駆動電圧から設定される。後に説明されるように、開路検出器２８（図２では図示されない）のＭＯＳＦＥＴ  Ｑ２は通常の動作中、導電状態にある。
【０１０１】
センス接続２０上の電流制御信号がＶＲＥＦと等しい場合、Ｕ１の出力がＭＯＳＦＥＴ  Ｑ３のスイッチを入れる。したがって、スイッチングデバイス１３のゲートがＲ１１を介して接地端子１７と接続されることにより放電され、スイッチングデバイス１３が放電モードに設定される。
【０１０２】
上述したように、放電モード中、キャッチダイオード１２を介して二次巻線１０とＬＥＤユニット７との間の電流フローは維持される。スイッチングデバイス１３が導電状態にないため、センス接続２０上の電流制御信号はゼロに下がる。これに応じて、比較器Ｕ１の出力がロー（ｌｏｗ）になり、ＭＯＳＦＥＴ  Ｑ３がリセットされる。放電モード中、二次巻線１０及びフィードバックインダクタ２４の位相点の逆転により、フィードバックインダクタ２４間のフィードバック電圧は負になる。したがって、スイッチングデバイス１３は放電モードを維持する。
【０１０３】
インダクタ電流ＩＳが０Ａに下がった時、蓄積インダクタ１１はスイッチンデバイス１３のドレイン−ソース間の寄生容量と共鳴し、これにより電流フローが逆転する。これに応じてフィードバックインダクタ２４間のフィードバック電圧の極性が変化し、ＤＣライン１６から抵抗Ｒ１２及びＲ１を介して供給される電圧によってスイッチングデバイス１３が充電モードにリセットされ、よってスイッチングサイクルが繰り返される。
【０１０４】
上記したように、フィードバックインダクタ２４は更に電圧補償回路２５に接続され、フィードバック電圧からＶＩＮ及びＶＯＵＴの補償を可能にする。
【０１０５】
電圧補償回路２５は、ダイオードＤ２、抵抗Ｒ８、及びツェナーダイオードＺ４を含む正電流経路を含む。ツェナーダイオードＺ４は比較器Ｕ１の正入力に接続され、よって電流制御信号のオフセットを提供する。ダイオードＤ２のため、正電流経路は充電モード中に作動され、このモードでは入力電圧ＶＩＮに対応するフィードバック電圧を受信する。したがって、正電流経路はＺ４を介して第１の補償信号を第２の閾値回路２１に供給する。
【０１０６】
正電流経路は更に、抵抗Ｒ２、Ｒ３及びコンデンサＣ３、Ｃ４からなるスレーブ電源回路を含む。抵抗Ｒ２はＣ３を流れる電流を制限し、スレーブ電源をＲ８及びＺ４から、すなわち第１の補償信号からデカップリングする。Ｒ３及びＣ４は、スレーブ電源の高周波数デカップリング回路網を形成する。スレーブ電源回路は、特に開路検出器２８の動作において必要である。
【０１０７】
充電モードにおいて、上記のように、第１の補償信号は抵抗Ｒ８及びツェナーダイオードＺ４の組み合わせを介して比較器Ｕ１に供給される。入力電圧ＶＩＮが上昇すると、フィードバックインダクタ２４を介したフィートバック電圧の上昇によって反映されて、対応して第１の補償信号が増加する。この場合、ＩＳに対応するセンス接続２０上の電流制御信号のオフセットの増加により、デューティ比が減少する。したがって、補償がなければＬＥＤユニット７に印加される平均電流を増加させるであろう入力電圧ＶＩＮの増加が、スイッチング動作のデューティ比、すなわち、スイッチングデバイス１３が充電モードにある時間を減少させることにより補償される。入力電圧ＶＩＮが減少した場合、Ｒ８及びＺ４を介してより少ない電流が提供されることになり、対応してデューティ比は増加する。
【０１０８】
電圧補償回路２５は、更に、ダイオードＤ３、ツェナーダイオードＺ２、抵抗Ｒ６、及びバイポーラトランジスタＱ４からなる負電流経路を含む。放電モードにおいて、負電流経路は導電性である。なぜなら、このモードにおける二次巻線の放電のため、フィードバックインダクタ２４によって供給されるフィードバック電圧は負になるからである。
【０１０９】
トランジスタＱ４は、リニアモードにおいてＲ６、Ｚ２、及びＤ３によって調整される等価インピーダンスとして機能する。負電流経路、すなわちＱ４は、上述したように最大電流閾値ＩＭＡＸに対応する基準電圧ＶＲＥＦを調整する。図２から分かるように、トランジスタＱ４は抵抗Ｒ１３を介してスレーブ電源回路からの、すなわちスレーブ電源回路によって供給された電圧ＶＤＤからの電流を流出させる。
【０１１０】
出力電圧ＶＯＵＴが上昇した場合、例えばＬＥＤユニット７がＲＧＢ色制御可能タイプで、その順電圧が動作中変更された場合、これによって上昇されたフィードバック電圧は、負電流経路内のシンク電流を増加させる。結果として、トランジスタＱ４はＶＤＤからＶＲＥＦにより多くの電流を流出させ、ＶＲＥＦが上昇する。
【０１１１】
ＶＲＥＦの上昇はデューティ比の増加をもたらす。これに対応して、ＬＥＤユニット７に供給される平均出力電流が増加して上昇したＶＯＵＴを補償する。
【０１１２】
出力電圧ＶＯＵＴが下がると、対応してフィードバック電圧が下がり、バイポーラトランジスタＱ４を流れる電流が減少してＶＲＥＦが下がる。
【０１１３】
上述したように、電圧補償回路２５は更に、ＭＯＳＦＥＴ  Ｑ２、抵抗Ｒ４、Ｒ５、及びツェナーダイオードＺ１、Ｚ３からなる開路検出器２８を備える。通常の動作中、Ｑ２のゲートにはＲ４及びＺ３を介してＶＤＤから、すなわちスレーブ電源から動作電圧が供給される。したがって、Ｑ２は導電性である。
【０１１４】
ＬＥＤユニット７が故障した場合、すなわち端子８において開路が生じた場合、保護ダイオード１９がその降伏電圧に電圧を制限する。これにより上昇された出力電圧ＶＯＵＴはフィードバック電圧によって反映され、負電流経路上に負電圧を供給し、Ｄ３及びＺ１を導電性に設定する。したがって、Ｑ２のゲートにはシンク電流が存在し、Ｑ２を非導電状態に設定する。分圧回路の追加の抵抗Ｒ１０のため、この状態において電圧基準ＶＲＥＦは低下する。Ｒ１０は十分に高いものが選択されなければならない。ＶＲＥＦの低下はデューティ比を著しく低下させ、「負荷オープン（ｌｏａｄ−ｏｐｅｎ）」状況における平均出力電流が対応して減少し、ドライバ回路１の動作安全性が向上される。
【０１１５】
本発明を図面及び上記記載において詳細に図示及び記載してきた。かかる図示及び記載は説明的又は例示的であり、制限的であると考えられるべきではない。本発明は開示の実施形態に限定されない。例えば、以下の実施形態に従って本発明を動作させることが可能な場合もある。
−ＬＥＤユニット７の代わりに、例えば白熱電球又はハロゲンランプである光源等の他の種類の負荷が出力部３に接続されている、
−スイッチングコンバータ４が図示のタップ降圧型コンバータ構成の代わりに通常の降圧型コンバータ又はフライバックコンバータ構成に対応する、且つ／又は
−フィードバックインダクタ２４が蓄積インダクタ１１に誘導結合された２つ以上の別々の巻線を備える。
【０１１６】
図面、開示、及び添付の特許請求の範囲を分析することにより、請求の発明を実施するにあたり、当業者は開示の実施形態の他の変形例を理解及び実施できる。請求項において、用語「含む（又は備える若しくは有する）」は他の要素又はステップを除外せず、要素は複数を除外しない。複数の手段が互いに異なる従属請求項に記載されているからと言って、これらの手段の組み合わせを好適に使用することができないとは限らない。請求項内の如何なる参照符号も範囲を限定すると解されるべきではない。
【図１】
0005770392.tif 000002
【図２】
0005770392.tif 000003