(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
０．０１ｐＦ以上から０．２ｐＦ以下の静電容量を有する微小容量素子とλｇ／２オープンスタブ素子を直列共振させて入力ＲＦ信号のインピーダンス変換を行うことによって、電磁波放射損を抑制しＲＦ信号振幅を昇圧しかつ、直流で開放状態としてバイアス印加に必要なキャパシタを不要とすることを特徴とする３ＧＨｚ以上のマイクロ波周波数帯スタブ共振昇圧回路。
【請求項２】
前記ＲＦ信号振幅を昇圧する場合の昇圧比は、１９以上から３３以下の範囲であることを特徴とする請求項１記載のマイクロ波周波数帯スタブ共振昇圧回路。
【請求項３】
前記請求項１又は２のマイクロ波周波数帯スタブ共振昇圧回路での微小容量素子とオープンスタブ素子の接続点に整流ダイオード素子１のアノード又はカソード端子と整流ダイオード素子２の整流ダイオード素子１とは逆の極性の端子を接続し、整流ダイオード素子
１のもう一方の端子をＲＦ信号接地レベル部位に接続し、整流ダイオード素子２のもう一方の端子を整流出力のためのキャパシタンス素子に接続しこれをチャージしてＲＦ入力信号の昇圧整流出力を得て、更に、前記オープンスタブが直流で開放状態であることを利用
して２倍圧整流に必要なキャパシタの挿入を不要としマイクロ波帯での損失を軽減することを特徴とするマイクロ波帯昇圧整流回路。
【請求項４】
前記ＲＦ信号接地レベル部位として直流で分離されたもう１つの共振周波数が異なる昇圧整流回路の出力を用いることを特徴とする請求項３記載のマイクロ波帯昇圧整流回路。
【請求項５】
前記整流ダイオード素子の整流ダイオード接合容量が、前記ＲＦ信号振幅の昇圧出力への容量性負荷となることを軽減しかつ、整流ダイオード素子により高いＲＦ信号振幅を誘起させる目的で整流ダイオードの接合容量と直列共振するインダクタンス素子を整流ダイオード素子の片側に挿入しかつ各ダイオード素子に挿入するインダクタンス素子の値をずらすことによって各ダイオードの共振周波数が重ならないことでより高い昇圧整流比を得ることを特徴とする請求項３記載のマイクロ波帯昇圧整流回路。
【請求項６】
前記ＲＦ信号接地レベル部位として直流バイアス源を用い前記整流ダイオードに順バイアス電流を流し微弱なＲＦ入力信号に対しても検波出力を得るためにＲＦ入力信号及び受信検波回路の接地と前記スタブ共振昇圧回路の接地とを高抵抗値で接続しかつこれと並列にコンデンサを接続して前記高抵抗に微弱な直流電流を流すことで前記整流ダイオードを順バイアス状態とすることを特徴とする請求項３又は４記載のマイクロ波帯昇圧整流回路。
【請求項７】
請求項６記載の直流バイアス源を有するマイクロ波帯昇圧整流回路でＲＦ信号から切り離されたダイオード群にもバイアス電流を供給しその出力電位差によってＲＦ信号の有無を判定するＡＳＫ復調方法であって、マイクロ波昇圧整流回路側の出力平均電圧をＲＦ信号から切り離されたダイオード郡の出力に加えることでＡＳＫ復調の高速化を図ることを特徴とする無線タグ装置。
【請求項８】
前記ＡＳＫ復調出力に１種類以上のパルス幅検出回路を接続し待ち受けタイマー動作している制御回路（マイクロプロセッサ）にパルス幅検出回路の出力で割り込み処理させることによって、タイマーによるパルス間隔時間測定結果とパルス種別との組み合わせによる受信ＲＦ信号のパルス列符号受信待ち受けを低い消費電力で行うことを特徴とする請求項７記載の無線タグ装置。
【請求項９】
請求項８記載のパルス列符号受信待ち受けによって指定された無線タグを起動し一定時間内蔵する周波数安定度の高い発振源を用いたＣＷサブキャリア応答信号をリーダ側へ返送することによって、リーダ側はその一定時間内に質問周波数を掃引してタグ・リーダ間往復の周波数応答を観測することでタグの位置を求めることを特徴とする無線タグシステム。
【請求項１０】
前記パルス列符号受信待ち受けによって指定された無線タグを起動し一定時間センサによる測定結果をデジタル化しサブキャリアＭＰＳＫでリーダ側へ転送することを特徴とする請求項９記載の無線タグシステム。
【請求項１１】
請求項７または８の無線タグを搭載した移動体と、請求項９または１０の無線タグシステムとで構成されたことを特徴とする移動体の位置検出システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、マイクロ波周波数帯スタブ共振昇圧回路及びこれを用いた無線タグ装置と無線タグシステムに関する。
【背景技術】
【０００２】
各種ユビキタスセンサネットワークの実現のための要素技術の研究開発が盛んに行われている。この技術を広く普及させるための課題として、設置場所や所持を意識させないセンサ端末の小形化、年単位の電池寿命の低消費電力・長寿命化、リアルタイム応答性能が求められている（非特許文献１）。  
従来のセンサネットワーク端末で研究開発が進められているZigBee、Bluetooth、UWB等の通信技術では、電池寿命の競争に伴ってリアルタイム応答性能を犠牲にしたスリープ定期起動動作による低消費電力化が図られている。このようなセンサは気象環境のセンシング等のように5分間に1回の割合で通信が成立すれば十分な効果が期待できるシステムへの応用には有効ではあるが、ユビキタスセンサネットワークの将来ビジョン（非特許文献１）で掲げられている危険情報の察知・誘導や高齢者等の支援・見守りシステムではリアルタイム双方向性の実現が重要な課題となっている。
【０００３】
発明者らは、ICT安心・安全な社会基盤の構築に貢献することを目的として、これまで提案してきたウェアラブルアンテナ（特許文献１）、低消費電力化及びリアルタイム双方向無線接続技術（特許文献２）を用いて、小形で低消費電力の無線接続センサ端末及びセンサネットワークシステムの開発を進めてきた。また、 ARIB STD-T81規格で動作し2.45GHz帯3mW/MHzリーダ出力にて35mまでの読取り動作を確認したセンサタグを試作評価している。これらのタグは1秒当たり20回の連続測距センサ無線タグ、1秒当たり350回の連続サンプリングで動作する3軸加速度センサ無線タグ及び心電計センサ無線タグの3種類であり、いずれも厚み3mm程度で柔らかく衣服との一体化が可能である。また、内蔵する3Vボタン電池の連続動作時の消費電流はそれぞれのタグにおいて10μA、633μA及び583μAであった（非特許文献２）。
【０００４】
本明細書では、100kbpsのデータを連続送受信したときの消費電力500μW以下、待ち受け時10μW以下、測位誤差10cm以下で30m以上の通信可能距離を目標として開発しているITS等の移動体を対象とした無線分散センサネットワークのための5GHz帯で測位可能な小形で低消費電力・長寿命なリアルタイム無線データ通信端末について開示する。
【０００５】
まず、5GHz帯センサタグの長距離化と低消費電力化を達成するための基礎検討について述べ次に、長距離化及び低消費電力化のための技術として、フレキシブルなキャビティ付きスロットアンテナ、スタブ共振昇圧受信回路、低消費電力かつ誤動作の少ないウエイクアップ動作用のパルス符号化鍵検出とサブキャリアMPSK変調方式について開示する。
【０００６】
また、高速・高精度測位のために試作した、200MHz帯域幅で反射サブキャリア信号の周波数応答の逆フーリエ変換及び補間測距処理を5ms以内で行うリーダ用のDSP受信機についても開示する。
【０００７】
図１は、従来型のパッシブ無線タグ装置の例で特許文献３の図２に記載された回路図である。
【０００８】
この図でアンテナ素子L2に接続されたキャパシタC1はλg／４ショートスタブL3と共振し、アンテナ受信RF信号の振幅を約１０倍に昇圧している。D3はこれを整流検波してC3をチャージする他、スタブで昇圧されたRF信号はC2を経由してD4及びD5に接続することで２倍圧整流している。前記２倍圧整流回路の基準電位はC3のチャージ電圧となっているためにC4には前記スタブ昇圧RF信号の３倍圧整流電圧がチャージされる。
【０００９】
この回路では、C4にチャージされた受信RF信号の３０倍圧整流電圧がマイクロプロセッサU7等の駆動に用いられ、C3にチャージされた受信RF信号の１０倍圧整流電圧が受信信号のASK復調に用いられている。ここで、２種類のスタブ昇圧RF信号の整流電圧を使い分ける理由は、前記U7等では比較的高い駆動電圧を必要とし、前記受信信号のASK復調には短い時定数（比較的低い出力インピーダンス）が要求されるためと記述されている。
【００１０】
しかし、図１を含む特許文献３に記載された実施例は全て２．４５ＧＨｚ帯（UHF帯）のものであり、マイクロ波帯（３−３０GHｚ）では無線タグで要求される昇圧整流出力電圧が得られないことが分かった。例えば、５ＧＨｚ帯における図１のC3にチャージされる電圧は受信RF信号電圧の３倍程度までであり、Ｃ４にチャージされる電圧は受信ＲＦ信号電圧の６倍程度までであった。
【００１１】
昇圧比が大きく降下した原因は、（１）ショートスタブ自体のＱ値が低下した、（２）Ｄ３の接合容量及びＣ２を経由して接続されるＤ４とＤ５の接合容量がスタブ共振昇圧回路（Ｃ１とＬ３による共振回路）の負荷となり共振回路のＱ値を更に下げたことによると考えられる。ここで、（１）については高周波化に伴うスタブショート端からの電磁波放射損の増加が原因であり、（２）については（１）が原因となってスタブ共振時の＋ｊインピーダンス成分が容量負荷の−ｊインピーダンス成分を補償しきれなくなったことが原因であると考えられる。
【００１２】
図２は、本発明のマイクロ波帯昇圧整流回路であって、主にパッシブ型無線タグ装置に用いる。図２の(a)及び(b)は、λg／２オープンスタブ共振昇圧回路に２倍圧整流回路を組み合わせた例であり、(c)は、λg／２オープンスタブ共振昇圧回路に４倍圧整流回路とＡＳＫ復調回路を組み合わせた例である。
【００１３】
図２で５ＧＨｚ帯の場合、C1=0.1pF、C2〜C4=1pF、C5=0.1μF、L1〜L3=5nH、R1=10kΩ、R2=2.2MΩ、RLは無線タグ回路の等価負荷抵抗、D1〜D4はDMF2828（Cj=0.1pFのショットキバリアダイオード）、D5は逆流防止用ダイオード、D6は保護用ツェナダイオード、U1はシュミットトリガインバータである。これらの回路の実験の結果では、共振周波数を５ＧＨｚ帯としRFinに５０Ωで-20dBmの正弦波を入力し、RL=10MΩで(a)の場合Vo=470mV（昇圧比２１倍）、(b) の場合Vo=420mV（昇圧比１９倍）、(c) の場合Vo=720mV（昇圧比３３倍）を得た。(c)の出力電圧は、無線タグ回路を動作させるのに十分な電圧と言える。また、(a)及び(b)の構成でも入力電力として-15dBm程度あれば無線タグ回路を動作させることができる。
【００１４】
以下、従来方式の図１と本発明の実施例に係る図２の差異について説明する。
ア）図１ではＲＦ信号の共振昇圧にショートスタブを用い、図２ではオープンスタブを用いている。
イ）  前記ア）の図１でショートスタブを用いる理由はＵＨＦ帯でスタブ長が短くできることとD3による単純整流が可能なために出力インピーダンスの低い（応答の速い）ＡＳＫ復調が可能であった。
ウ）  前記ア）の図２でショートスタブを用いずオープンスタブを用いる理由はマイクロ波帯でスタブ長が短くなり過ぎずかつ電磁波放射損を抑制しＱ値を保つことが可能であることと、スタブが直流で開放状態であるために２倍圧整流に必要なキャパシタ（図１の場合のC2）の挿入が不要になり結果としてマイクロ波帯での挿入キャパシタによる損失を無くすことができた。
エ）  図１では用いていないＲＦ昇圧信号整流用ダイオードにインダクタL1〜L3を図２では挿入している。
オ）  前記エ）の図１ではＵＨＦ帯でスタブのＱ値が十分に高くスタブ共振時の＋ｊインピーダンス成分が容量負荷の−ｊインピーダンス成分を補償することができた。
カ）  前記エ）の図２ではマイクロ波帯でスタブのＱ値が十分には高くなくスタブ共振時の＋ｊインピーダンス成分が容量負荷の−ｊインピーダンス成分を補償しきれない。そこで、整流ダイオードの接合容量と挿入したインダクタを共振させて容量負荷を軽減するとともに整流ダイオード素子に高いＲＦ電圧が発生するようにインダクタの挿入位置を設定している（整流ダイオード素子がスタブに一番近い位置又はＲＦ電位のＧＮＤに一番近い位置が好ましい）。
【００１５】
図２において(a)と(b)の差異は、(a)の場合は整流ダイオード素子がスタブに一番近く、(b)の場合は整流ダイオード素子がＲＦ電位のＧＮＤに一番近い。また、(b)の場合はD1とD2に対して共通のL1を挿入しているが、(a)の場合はD1に対してL1をD2に対してL2を挿入している。この場合、D1とD2の接続条件が異なるために(a)のインダクタ挿入方法の方がより高い昇圧比を得ることができる。
【００１６】
図２の(c)では、スタブ共振昇圧ＲＦ信号をD1及びD2で2倍圧整流しC2をチャージして、C2の直流電位を基準にD3及びD4を用いて更にスタブ共振昇圧ＲＦ信号の２倍圧整流電圧を加えてC4をチャージし４倍圧整流電圧を得ている。このときC3はスタブの直流電位とD3及びD4のコモン端子の直流電位を分離する目的で挿入されている。
【００１７】
図１のU1によるＡＳＫ復調方法と図２のU1によるＡＳＫ復調方法は同じであり、受信した信号をスタブ共振昇圧整流検波した後、振幅ピーク電位の１／２を閾値としたコンパレータ動作によって受信データ符号である０と１の判定を行う。
【００１８】
図３は、従来型のセミパッシブ無線タグ装置の例で特許文献２の図４に記載された回路図である。
【００１９】
この図でアンテナ素子２２に接続されたキャパシタC1はλg／４ショートスタブ２３と共振し、アンテナ受信ＲＦ信号の振幅を約１０倍に昇圧している。昇圧されたＲＦ信号はC2を経由してD3のアノードに接続されて検波されるが、D3のアノードにはR3を経由して直流バイアス電流が流れ込むようになっている。この直流バイアス電流は微弱なＲＦ受信信号に対してD3の検波感度を改善するためと、コンパレータU1を単一電源で動作させるために入力オフセット電圧を発生させる目的がある。また、ＲＦ信号を印加しないD4にはR4を経由してD3よりも僅かに小さい直流バイアス電流が流れるようにしている。したがって、この回路ではＲＦ入力信号が無い場合にはVD3＞VD4となり、RF入力信号が有る場合にはVD3＜VD4となることによって、コンパレータU1からＡＳＫ復調データを得るようにしている。しかし、図３を含む特許文献２に記載された実施例は全て２．４５ＧＨｚ帯のものであり、マイクロ波帯では無線タグで要求される受信感度が得られないことが分かった。
【００２０】
例えば、２．４５ＧＨｚ帯における図３の回路の最小受信ＡＳＫ復調感度が-45dBmに対して５ＧＨｚ帯では-30dBm程度であった。このようにマイクロ波帯で図３の回路の受信感度が大きく劣化した原因は、図１の回路の場合と同様に（１）ショートスタブ自体のＱ値が低下した（２）C2を経由して接続されるD3の接合容量がスタブ共振回路の負荷となって共振回路のＱ値を更に低下させたこと、及び（３）直流でＧＮＤ電位のスタブとバイアスされたD3の電位を分離するために挿入したC2がマイクロ波帯において無視できない損失を生じさせたことが考えられる。
【００２１】
図４は、本発明のマイクロ波帯昇圧整流回路を用いたＡＳＫ復調回路であって、主にセミパッシブ型の無線タグ装置に用いる。この図の中の各素子値や型名は全て５ＧＨｚ帯での実験で用いたものであり、ＡＳＫ復調最小入力感度は、RFin入力で５０Ω、-48dBmであった。また、図中のRFinは無線タグアンテナからの受信ＲＦ信号入力端子であり、RxDataはその信号のＡＳＫ復調出力端子、RxEnableは受信待ち受けでU1〜U3をアクティブ状態にするための制御入力である。
【００２２】
図４の回路では、RFinに接続されたC1とλg／２オープンスタブが共振して入力ＲＦ信号の振幅を約１０倍に昇圧し、これをD1及びD2によって２倍圧整流してC2をチャージする。一方C3には、R1及びR2の分圧によって直流バイアス電圧が得られておりD1〜D4に順バイアス電流を供給している。ここでD1及びD2を順バイアスする理由は、微弱なＲＦ信号に対して検波感度の劣化を防ぐ目的とU2を単一電源動作させるために入力信号に直流オフセット電圧を必要とするためである。
【００２３】
RFinに入力信号がないときにD1及びD2とD3及びD4を流れるバイアス電流はR3とR6+R7によってそれぞれ決まるが、抵抗値の違いで前者の方が僅かに大きくC2にチャージされる電圧よりもC4にチャージされる電圧の方が僅かに高くなるようにしている。また、それぞれにチャージされた電圧は、R4を経由してオペアンプU2とR5を経由してオペアンプU3に接続されている。オペアンプU2とU3の帰還抵抗はR11を共通化して、U2側はR9とD6、U3側はR10を用いて利得を制御している。
【００２４】
U2の帰還回路にD6を用いる理由は、RFinに比較的大きな信号が入った場合でもU2が飽和状態にならないようにＡＧＣ制御するためである。また、U2の出力をR8及びD5を経由してC4をチャージしてU3側の入力電圧を上げるようにしているのは、RFinの平均入力信号振幅に応じてU2の出力が接続されたＡＳＫ復調コンパレータU1の閾値（U3の出力）を追従させることで雑音の影響を抑制したり、検波１次遅れ応答に対するＡＳＫ復調応答性能を高める効果があるためである。
【００２５】
以下、従来方式の図３と本発明の図４の差異について説明する。
ア）  図３ではＲＦ信号の共振昇圧にショートスタブを用い、図４ではオープンスタブを用いている。
イ）  前記ア）の図３でショートスタブを用いる理由はＵＨＦ帯でスタブ長が短くできることであった。
ウ）  前記ア）の図４でショートスタブを用いずオープンスタブを用いる理由はマイクロ波帯でスタブ長が短くなり過ぎずかつ電磁波放射損を抑制しＱ値を保つことが可能であることと、スタブが直流で開放状態であるためにバイアス印加に必要なキャパシタ（図３の場合のC2）の挿入が不要になり結果としてマイクロ波帯での挿入キャパシタによる損失を無くすことができた。
エ）  図３では用いていないＲＦ昇圧信号整流用ダイオードにインダクタL1とL2を図４では挿入している。
オ）  前記エ）の図３ではＵＨＦ帯でスタブのＱ値が十分に高くスタブ共振時の＋ｊインピーダンス成分が容量負荷の−ｊインピーダンス成分を補償することができた。
カ）  前記エ）の図４ではマイクロ波帯でスタブのＱ値が十分には高くなくスタブ共振時の＋ｊインピーダンス成分が容量負荷の−ｊインピーダンス成分を補償しきれない。そこで、整流ダイオードの接合容量と挿入したインダクタを共振させて容量負荷を軽減するとともに整流ダイオード素子に高いＲＦ電圧が発生するようにインダクタの挿入位置を設定している（整流ダイオード素子がスタブに一番近い位置又はＲＦ電位のＧＮＤに一番近い位置が好ましい）。
キ）  図３では、D3によるＲＦ信号の単純検波方式を用いているために検波出力の出力インピーダンスが比較的低く１次遅れ時定数が小さいためにコンパレータ閾値のＲＦ入力信号振幅平均値への追従回路がなくても比較的速いＡＳＫ信号の復調が可能であった。
ク）  図４では、D1及びD2による２倍圧整流検波を用いることで検波感度の改善効果があった反面、検波出力の出力インピーダンスが大きくなり１次遅れ時定数が大きくなった。したがって、比較的速いＡＳＫ信号の復調を行う場合にコンパレータ閾値のＲＦ入力信号振幅平均値への追従回路の追加が必要である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２６】
【特許文献１】特開２００８−６６８０８号公報
【特許文献２】特開２００８−２１９６２４号公報
【特許文献３】ＷＯ２００７／０１０８６９号公報
【非特許文献】
【００２７】
【非特許文献１】総務省、“ユビキタスセンサーネットワークの実現に向けて（最終報告）,”  http://www.soumu.go.jp/s-news/2004/040806_4_b2.html/,Jul. 2004.
【非特許文献２】北吉、澤谷、“サブキャリア変調波を用いた長距離・超低消費電力無線タグ、”  信学技報、SIS2007-47，pp. 13-18、Dec. 2007.
【非特許文献３】北吉、“ショートタイム周波数スペクトル解析のための高分解能化、”信学論A，vol. J76-A，no. 1、pp. 78-81，Jan. 1993．
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２８】
１０ｍ程度遠隔から読取りが可能なＵＨＦ帯電波式、800-900MHz帯および2.45GHz帯の無線タグが実用化されている。本発明の目的は、電波資源の効率的利用の観点からＩＳＭの5GHz帯や24GHz帯で利用可能なマイクロ波周波数帯で電波式無線タグの新しい利用方法を実現することである。具体的には、マイクロ波帯昇圧整流回路を提案し無線タグの受信感度を向上させて１００ｍ程度までの読取り距離の長距離化と5GHz帯や24GHz帯の特徴である100MHzを超える広帯域性を利用して遠隔から無線タグの位置を10cm程度の誤差でセンシングすることが可能な技術を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００２９】
請求項１に係る発明は、０．０１ｐＦ以上から０．２ｐＦ以下の静電容量を有する微小容量素子とλｇ／２オープンスタブ素子を直列共振させて入力ＲＦ信号のインピーダンス変換を行うことによって、電磁波放射損を抑制しＲＦ信号振幅を昇圧しかつ、直流で開放状態としてバイアス印加に必要なキャパシタを不要とすることを特徴とする３ＧＨｚ以上のマイクロ波周波数帯スタブ共振昇圧回路である。
請求項２に係る発明は、前記ＲＦ信号振幅を昇圧する場合の昇圧比は、１９以上から３３以下の範囲であることを特徴とする請求項１記載のマイクロ波周波数帯スタブ共振昇圧回路である。
【００３０】
請求項３に係る発明は、前記請求項１又は２のマイクロ波周波数帯スタブ共振昇圧回路での微小容量素子とオープンスタブ素子の接続点に整流ダイオード素子１のアノード又はカソード端子と整流ダイオード素子２の整流ダイオード素子１とは逆の極性の端子を接続し、整流ダイオード素子１のもう一方の端子をＲＦ信号接地レベル部位に接続し、整流ダイオード素子２のもう一方の端子を整流出力のためのキャパシタンス素子に接続しこれをチャージしてＲＦ入力信号の昇圧整流出力を得て、更に、前記オープンスタブが直流で開放状態であることを利用して２倍圧整流に必要なキャパシタの挿入を不要としマイクロ波帯での損失を軽減することを特徴とするマイクロ波帯昇圧整流回路である。
【００３１】
請求項４に係る発明は、前記ＲＦ信号接地レベル部位として直流で分離されたもう１つの共振周波数が異なる昇圧整流回路の出力を用いることを特徴とする請求項３記載のマイクロ波帯昇圧整流回路である。
【００３２】
請求項５に係る発明は、前記整流ダイオード素子の整流ダイオード接合容量が、前記ＲＦ信号振幅の昇圧出力への容量性負荷となることを軽減しかつ、整流ダイオード素子により高いＲＦ信号振幅を誘起させる目的で整流ダイオードの接合容量と直列共振するインダクタンス素子を整流ダイオード素子の片側に挿入しかつ各ダイオード素子に挿入するインダクタンス素子の値をずらすことによって各ダイオードの共振周波数が重ならないことでより高い昇圧整流比を得ることを特徴とする請求項３記載のマイクロ波帯昇圧整流回路である。
【００３３】
請求項６に係る発明は、前記ＲＦ信号接地レベル部位として直流バイアス源を用い前記整流ダイオードに順バイアス電流を流し微弱なＲＦ入力信号に対しても検波出力を得るためにRF入力信号及び受信検波回路の接地と前記スタブ共振昇圧回路の接地とを高抵抗値で接続しかつこれと並列にコンデンサを接続して前記高抵抗に微弱な直流電流を流すことで前記整流ダイオードを順バイアス状態とすることを特徴とする請求項３又は４記載のマイクロ波帯昇圧整流回路である。
【００３４】
請求項７に係る発明は、請求項６記載の直流バイアス源を有するマイクロ波帯昇圧整流回路でＲＦ信号から切り離されたダイオード群にもバイアス電流を供給しその出力電位差によってＲＦ信号の有無を判定するＡＳＫ復調方法であって、マイクロ波昇圧整流回路側の出力平均電圧をＲＦ信号から切り離されたダイオード郡の出力に加えることでＡＳＫ復調の高速化を図ることを特徴とする無線タグ装置である。
【００３５】
請求項８に係る発明は、前記ＡＳＫ復調出力に１種類以上のパルス幅検出回路を接続し待ち受けタイマー動作している制御回路（マイクロプロセッサ）にパルス幅検出回路の出力で割り込み処理させることによって、タイマーによるパルス間隔時間測定結果とパルス種別との組み合わせによる受信ＲＦ信号のパルス列符号受信待ち受けを低い消費電力で行うことを特徴とする請求項６記載の無線タグ装置である。
【００３６】
請求項９に係る発明は、請求項８記載のパルス列符号受信待ち受けによって指定された無線タグを起動し一定時間内蔵する周波数安定度の高い発振源を用いたＣＷサブキャリア応答信号をリーダ側へ返送することによって、リーダ側はその一定時間内に質問周波数を掃引してタグ・リーダ間往復の周波数応答を観測することでタグの位置を求めることを特徴とする無線タグシステムである。
【００３７】
請求項１０に係る発明は、前記パルス列符号受信待ち受けによって指定された無線タグを起動し一定時間センサによる測定結果をデジタル化しサブキャリアＭＰＳＫでリーダ側へ転送することを特徴とする請求項９記載の無線タグシステムである。
請求項１１に係る発明は、請求項７または８の無線タグを搭載した移動体と、請求項９または１０の無線タグシステムとで構成されたことを特徴とする移動体の位置検出システムである。
【発明の効果】
【００３８】
本発明によれば、電波資源の効率的利用の観点からＩＳＭの5GHz帯や24GHz帯で利用可能なマイクロ波周波数帯で電波式無線タグの新しい利用方法を実現することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００３９】
【図１】従来型のパッシブ無線タグ装置の回路図である。
【図２】本発明の実施例に係るマイクロ波帯昇圧整流回路の例を示し、（ａ）は回路例１、（ｂ）は回路例２、（ｃ）は回路例３及びパッシブ方式のＡＳＫ復調回路のそれぞれ回路図である。
【図３】従来型のセミパッシブ無線タグ装置の回路図である。
【図４】本発明の実施例に係るマイクロ波帯昇圧整流型ＡＳＫ復調回路であって主にセミパッシブ無線タグ装置に用いる。
【図５】セミパッシブ型無線タグに用いる実験評価用バイアス印加アダプタ例を示す写真と回路図である。
【図６】マイクロ波帯昇圧整流回路の実験評価基板例１（Ａ１）の写真と回路図である。
【図７】マイクロ波帯昇圧整流回路の実験評価基板例２（Ａ４）の写真と回路図である。
【図８】マイクロ波帯昇圧整流回路の実験評価基板例３（Ａ３）の写真と回路図である。
【図９】本発明の実施例に係るセミパッシブ型無線タグの無線タグ制御及び応答信号発生部の回路図である。
【図１０】本発明の実施例に係るセミパッシブ型無線タグの受信信号昇圧整流検波及びＡＳＫ復調部の回路図である。
【図１１】本発明の実施例に係るセミパッシブ型無線タグのパルス符号化鍵検出部の回路図である。
【図１２】タグアンテナ駆動電圧Vpに対する消費電流Ip及びタグ応答受信電力の評価実験系を示す概念図である。
【図１３】タグ応答受信電力の評価実験に用いたリーダ側のアンテナ及びタグ側のアンテ写真である。
【図１４】タグ側のバラクタダイオード駆動電圧Vpに対する消費電流Ip及びリーダ側でのタグ応答受信電力のグラフ図である。
【図１５】本発明の実施例に係るセンサタグシステムの構成概念図である。
【図１６】本発明の実施例に係るリーダ装置の写真である。
【図１７】リーダ・タグ間距離を変化させながら連続測定した測距値及びタグ応答受信信号レベルを示す写真である。
【図１８】タグシステム評価実験環境の写真である。
【図１９】4値PSK応答でリーダ・タグ間距離7m及び20mとしたときの受信I-Qコンスタレーション図である。
【図２０】8値PSK応答でリーダ・タグ間距離7m及び20mとしたときの受信I-Qコンスタレーション図である。
【図２１】16値PSK応答でリーダ・タグ間距離7m及び20mとしたときの受信I-Qコンスタレーション図である。
【図２２】リーダ・タグ間距離30mでの連続受信データのリアルタイムLCD表示例を示す図である。
【図２３】本無線タグ装置におけるリーダとの通信プロトコルのルールを説明するための図である。
【図２４】本無線タグ装置におけるリーダとの通信プロトコルのルールを説明するための図である。
【図２５】本無線タグ装置におけるリーダとの通信プロトコルのルールを説明するための図である。
【図２６】本無線タグ装置におけるリーダとの通信プロトコルのルールを説明するための図である。
【実施例】
【００４０】
図５は、セミパッシブ型無線タグに用いる受信信号検波整流ダイオードにバイアス電圧を印加するためのアダプタの例であり、実験評価に用いた基板の写真と回路図を示した。この回路で、ダイオードに印加するバイアス電圧はBias in端子電圧を2.2MΩと470kΩで分圧して作っている。Bias inに3Vを印加した場合の開放直流バイアス電圧は約528mV、直流出力インピーダンスは約387kΩである。また、RFinとRFoutは共にマイクロ波周波数帯で特性インピーダンスを約50Ωとしている。なお、本実施例では、測定器接続時の静電気による破壊防止のための手段を講じており、そのために５１０Ωの抵抗を用いている。
【００４１】
図６は、本発明のマイクロ波周波数帯昇圧整流回路の例であり、図２の(c)に対応する。この図でλg／２オープンスタブに切り離しセミリジッドケーブルを用いているが、切り離し端フリンジ部分からの電磁波放射による損失が予想されるために切り離し部分を延長するように銅管部を追加している。
【００４２】
図６の回路でRFinに直接50Ωで-20dBmのfo=4.527GHzを印加したバイアス印加アダプタなしのパッシブ無線タグ動作では、開放検波出力電圧は約762mVで出力インピーダンスは約465kΩと推定できる。また、セミパッシブ無線タグ動作では、バイアス印加アダプタを経由してＲＦ信号を印加したが、Bias in=0Vの場合に開放検波出力電圧は約652mVで出力インピーダンスは約862kΩと性能の劣化がみられる。検波出力電圧の減少はバイアス印加アダプタによるＲＦ信号レベルの減衰が原因として考えられ、出力インピーダンスの増加はバイアス印加アダプタの直流バイアス出力インピーダンス分が加わったことが原因と考えられる。また、Bias in=3Vの場合では開放検波出力電圧（検波出力信号に直流バイアス電圧がオフセットされるため印加ＲＦ信号を100KHzでON/OFFしたときの検波出力電圧の変化分ΔVoを評価した）が約684mVで出力インピーダンスは約519kΩとバイアス印加の効果は認められるもののバイアス印加アダプタを用いない場合よりも性能の劣化が確認できる。このように、セミパッシブ無線タグ動作で用いるバイアス印加アダプタの挿入は逆効果であると考えられるが、セミパッシブ無線タグの通信距離100m程度を想定すると、無線タグでの受信信号レベルは-60dBm程度となるために検波ダイオードのバイアス印加動作でないと検波出力が全く得られなくなると考えられる。
【００４３】
図７は、図２の(c)に示した回路で検波ダイオードD1及びD2のコモンとスタブの接続間に0.8pFのキャパシタを追加した例である。このキャパシタ追加はオープンスタブの静電容量が比較的大きい場合に検波出力信号インピーダンスと１次遅れ系を構成し速いＡＳＫ復調信号の取り出しが困難になることを防止するために検波回路から見たスタブの静電容量を見かけ上小さくするためのものである。この回路の50Ω、-20dBm、fo=5.04GHz入力におけるパッシブ無線タグ動作（バイアス印加アダプタ無し）では、開放検波出力電圧が約576mVで出力インピーダンスは約581kΩと推定できる。また、セミパッシブ無線タグ動作では、バイアス印加アダプタを経由してＲＦ信号を印加したが、Bias in=0Vの場合に開放検波出力電圧は約461mVで出力インピーダンスは約1075kΩ、Bias in=3Vの場合では開放検波出力電圧は約499mVで出力インピーダンスは約608kΩであった。これらの値は、いずれも図６の回路の場合よりも劣っておりマイクロ波帯ＲＦ信号に挿入するキャパシタが比較的大きな損失を伴うことが分かる。
【００４４】
図８は、図２の(a)と(b)を組み合わせてスタブ昇圧ＲＦ信号の４倍圧整流検波回路を構成した例である。この回路の50Ω、-20dBm、fo=5.13GHz入力におけるパッシブ無線タグ動作（バイアス印加アダプタ無し）では、開放検波出力電圧が約780mVで出力インピーダンスは約489kΩと推定できる。また、セミパッシブ無線タグ動作では、バイアス印加アダプタを経由してＲＦ信号を印加したが、Bias in=0Vの場合に開放検波出力電圧は約657mVで出力インピーダンスは約957kΩ、Bias in=3Vの場合では開放検波出力電圧は約681mVで出力インピーダンスは約481kΩであった。これらの結果から図８の回路の各動作モードにおける開放検波出力電圧及び出力インピーダンスの値は図６の回路の場合とほぼ同じであると言える。図８の回路ではそれぞれ独立したスタブ昇圧整流回路の出力電圧を加え合わせる方法を取っており、スタブ昇圧ＲＦ信号と検波ダイオード間に挿入するキャパシタを無くすることでより高い昇圧比の実現を想定していたが、２系統の共振周波数を一致させようとするとかえって検波出力電圧が低下する現象もあり、２系統の共振周波数をずらすようにダイオードに装荷するインダクタの値を選択するようにした。
【００４５】
図９から図１１は、本発明で提案するマイクロ波帯セミパッシブ型無線タグの回路図であり、５ＧＨｚで動作する。この回路は図９の(a)無線タグ制御及び応答信号発生部、図１０の(b)受信信号昇圧整流検波及びＡＳＫ復調部、図１１の(c)パルス符号化鍵検出部から成る。まず、本発明のマイクロ波帯昇圧整流回路を含む(b)受信信号昇圧整流検波及びＡＳＫ復調部から説明する。
【００４６】
この回路には、図５で示したバイアス印加アダプタ部と図６で示したλg／２オープンスタブ共振昇圧回路と４倍圧整流回路及び図４で示した受信ＡＧＣ及び閾値制御を含むＡＳＫ復調回路によって構成されている。(c)は、発明者らが先に出願した特許の回路であり、一定範囲のパルス幅の信号にのみ応答しかつ低消費電力で動作することを特徴とし、特許文献２に動作原理の記載がある。この回路で、U5の出力INTは受信信号パルス幅260μsから350μsに応答し約2μs幅のパルス信号を出力し、U6の出力RESETは受信信号パルス幅2.5msから3.2msに応答し約20μs幅のパルス信号を出力する。最後に(a)は本発明のマイクロ波帯昇圧整流回路を用いた無線タグの受信コマンド解析及び応答動作を行う部分であり、U9はタグからリーダへの応答のためのアンテナ駆動振幅0-5Vを得るための振幅レベル変換器であり、ANTpsk、ANTcw及びANTmxはそれぞれ図１２及び図１３に示したタグアンテナに装荷したバラクタダイオードに接続される。U10はリーダからタグの測位を行う場合に用いる周波数安定度の高い32.768kHzのCW発振器であり、この出力信号をU9でレベル変換してタグアンテナに装荷したバラクタダイオードを駆動することによってリーダからの質問信号foをfo±32.768kHzのサブキャリアで反射返送する。リーダ側では質問信号foを周波数掃引しながらタグ応答サブキャリア信号を複素検波してタグ・リーダ間往復の周波数応答を観測することによって距離を求めることができる。U11はチャージポンプ方式のDC-DC変換器であり、タグ内蔵の3Vボタン電池からU9で用いる5V電源を作っている。U12はマイクロプロセッサであり、AD変換器やメモリ、WDT（低消費電力モードで動作するタイマー割り込み機能）等を内蔵する。U12には先に示した(c)のINT信号やRESET信号が接続されWDTモードで動作しているマイクロプロセッサに特定の受信パルスで割り込みをかけることでパルス種別ごとの時間間隔測定結果と順序を記録することができる。この記録結果は特定のタグを起動させるための鍵になっており、リーダから送信された特定のタグを起動させるためのパルス符号化鍵はU12を殆んどWDTモード待ち受け状態にしたままで受信できる。ここで、U12のWDTは例えば1msごとに起きるものとしてパルス間隔カウンタのインクリメント操作を行い、受信信号パルスによる割り込みが発生した場合にはパルス間隔カウンタの記録及びリセット操作とパルス符号の判定を行う。また、初期化動作や各種割り込みによって起動されたU12は、U8の各出力端子を制御しU10やU11の電源をON/OFFしたりタグ内の動作モードを切り替え制御する。例えば、RxENはU1、U2及びU3をアクティブ状態にして無線タグを受信モードとし、ENintはINTパルス検出回路をアクティブ状態とし、ENrstはRESETパルス検出回路をアクティブ状態にする。また、U12に内蔵するAD変換器はセンサ出力信号等をデジタル化してRC1端子からＭＰＳＫサブキャリア変調信号（特許文献２参照）として出力し、U9でレベル変換してタグアンテナに装荷したバラクタダイオードを駆動することによってリーダからの質問信号をサブキャリアで変調反射してセンサ情報を返送する。
【００４７】
なお、本無線タグ装置におけるリーダとの通信プロトコルは以下のルールに従って動作する。
【００４８】
ア）リーダから無線タグへのパルス鍵、コマンド及びデータの送信は5GHz帯CW信号を負論理ASK変調で行う。
【００４９】
イ）リーダ側から送信されたリセットパルス鍵（PW=2.5-3.2ms）を受信した全ての無線タグは、それまでに受信した動作コマンドを全てリセットし、初期化状態に戻してあらかじめ設定されたスロットに一定時間幅のCW応答サブキャリア信号を返送する。リーダ側はこの信号を受信することによって無線タグの存在を認識する。
【００５０】
ウ）無線タグ側は何も動作指令を受けていないとき、通常(a)RxEN制御をLowレベルとして受信回路を非アクティブ状態にしてWDTを用いてSleepし消費電力を節約する。一定時間経過後にWDTによる再起動を行い(b)RxENをHighレベルとして受信回路をアクティブ状態としかつENrstをHighレベルとしてリセットパルス鍵の受信をWDTを用いて一定時間許可した後再び(a)に戻る動作を繰り返す。このとき、リーダ側から全ての無線タグをリセットパルス鍵によって初期化応答させるためには(a)の時間間隔を超える時間幅でリセットパルス鍵を繰り返し送信する。また、省電力モードでのコマンド待ち受け命令を受け取った無線タグではENintをHighレベルとして割り込みパルス鍵の受信を許可した状態で前記(a)及び(b)の動作を繰り返してリーダからのパルス符号化鍵によるコマンドの受信を待つ。
【００５１】
エ）リーダ側から送信された割り込みパルス鍵（PW=260-350μs）を受信した割り込み禁止状態でない全ての無線タグは、割り込みパルス鍵の時間間隔をWDTを利用したカウント値を読取り記録すると共に記録されたカウント列で指定されたコマンドに従って次の動作へ移行する。
【００５２】
オ）リーダ側から送信する割り込みパルス鍵の間隔の例えば最小値（WDTを利用したカウント値がゼロになる）をパルス符号化鍵コマンドの開始及び終了符号として用い、最小間隔のパルス鍵ではさまれたWDTを利用したカウント列によって無線タグの動作を制御する（図２３）。
【００５３】
カ）リーダ側からの無線タグのIDコード読取りは、割り込みパルス符号化鍵を用いたIDコード読取りコマンドの後にマンチェスタ符号化ASKマスクドIDコードを送信し、対応するIDコードを持つ無線タグはあらかじめ決められた（例えばマスク部分のビットコード）スロットに自らのIDコードをサブキャリアMPSK変調を用いてリーダ側へ返送する。尚、マンチェスタ符号化マスクドIDコードはU12のDinに入力されてU12によってマンチェスタ符号の復調と解析が行われ応答MPSK信号もU12によって合成されてRC1端子から出力される（図２４）。
【００５４】
キ）マスクドIDコードはマスクビット列を含む期待値IDコードであり、マスクされたビット位置を除く期待値IDと自らのIDが一致した場合に、その無線タグはあらかじめ決められたスロットに自らのIDコードをサブキャリアMPSK変調でリーダ側へ返送するが、リーダ側では受信したIDコードにエラーがなければ読取り完了を無線タグに知らせて以後ID読取りコマンドに応答しないように指示する命令を無線タグへ送信する（図２５）。
【００５５】
また、IDコードに読取りエラー（他のタグからの応答の衝突）があった場合には、マスクビット列を変更してエラーが無くなるまでIDコード読取りコマンドをくりかえす。また、全ての無線タグの読取り終了を判断するためには全ビットをマスクしたID読取りコマンドを送信して応答が無いことを確認する。
【００５６】
ク）IDコード読取りに成功した無線タグに対して短縮コマンドパルス符号化鍵を与える。以後、その無線タグは割り込みによるパルス符号化鍵のみで動作させることができる（図２６）。
【００５７】
・タグシステムの設計
（基礎検討）
図１２に簡単な無線タグシステムの評価系を示す。この図において、周波数foでリーダ側から送信されるキャリア信号の送信電力をPt、送信アンテナの動作利得をGt、タグ側のアンテナの動作利得をGa、リーダからタグへの基本伝送損を1/Gpとすると、タグ側の受信電力Paは、
【００５８】
【数１】
0005697142.tif 000002
で与えられる。この式において、自由空間での基本伝送損1/Gpは、光速をc、リーダとタグ間の距離をrとすると、
【００５９】
【数２】
0005697142.tif 000003
で与えられる。また、タグが受信した信号をタグアンテナに装荷した可変インピーダンス素子（バラクタダイオード）によりサブキャリア信号fsで変調したものとすると、タグアンテナから再放射されるfo+fsのサブキャリア応答信号のリーダ側での受信電力Psは、
【００６０】
【数３】
0005697142.tif 000004
となる。ここで、Gsはサブキャリア変調利得、Grはリーダ側の受信アンテナ動作利得、Gasはfo+fs におけるタグアンテナの動作利得、1/Gpsはタグからリーダへのサブキャリア応答信号の基本伝送損であり、
【００６１】
【数４】
0005697142.tif 000005
で与えられる。ここで、fo>>fsが成立し、
0005697142.tif 000006
であることから、式(3)は、
【００６２】
【数５】
0005697142.tif 000007
で近似できる。
次に式(5)のサブキャリア変調利得Gsについて考察すると、サブキャリア変調信号fsとしてデューティ比50%の方形波を仮定した場合にキャリア信号foとの積から、
(a)タグアンテナがfsでfoの完全吸収と全反射をくりかえす場合
【００６３】
【数６】
0005697142.tif 000008
(b)タグアンテナがfsでfoを位相差180°での全反射をくりかえす場合
【００６４】
【数７】
0005697142.tif 000009
となり、(a)の場合サブキャリア変調利得Gsは約-9.9dBに対して(b)の場合は約-3.9dBである。
【００６５】
実際のタグアンテナのサブキャリア変調利得を評価した。
【００６６】
図１２の評価系において使用する実際のリーダ側アンテナ及びタグ側アンテナの写真を図１３に示す。リーダ側の送信及び受信アンテナには同じアンテナを用いGt=Gr=4.8dBiとした。タグ側アンテナのサイズ3cm×6cm、厚み3mm程度で柔らかく衣服との一体化も可能であり、その動作利得はGa=4.8dBiである。また、リーダとタグ間の距離はr=1mとした。タグアンテナに装荷するバラクタダイオードとして、2種類のダイオードを用い、特性の比較を行った。1つはHVC417Cであり、もう1つはSMV1247である。図１２に示した評価系において、fo=5.3GHz、Pt=20dBmとして、タグアンテナに装荷したバラクタダイオードにサブキャリア信号fs=32.768kHzで0⇔Vpの方形波を印加し、リーダ側でfo+fsの受信レベルを観測した。図１４は、バラクタダイオードの駆動電圧Vpに対するリーダ側の受信電力Psとバラクタダイオード駆動回路の消費電流Ipの測定結果である。この図からHVC417Cを用いたタグの場合、Vp=18VにおいてPs=-58.5dBmであり、式(5)において式(6b)のGs=-3.9dBを用いた理論値-58.55dBmにほぼ一致する。ただし、このときのバラクタダイオード駆動回路の消費電流はIp=19.4μAであり、消費電力は約350μWになる。また、SMV1247を用いた場合、Vp=5VでPs=-60dBmであり、
Gs=-5.4dBを式(5)に代入した値にほぼ一致する。したがって、この場合、式(6a)と式(6b)の中間の条件で動作していると考えられる。また、このときバラクタダイオード駆動回路の消費電流はIp=6.9μAであり、消費電力は約34.5μWとHVC417Cを用いた場合の1/10以下であった。
SMV1247（Vp=0-5Vで Cj=9-0.7pF, Rs=9-3.5Ω）はHVC417C（Vp=0-18Vで Cj=8-0.7pF, Rs=2-0.5Ω）に比較してCj-V変化率が大きく低電圧駆動が可能である反面、抵抗分Rsが大きいために吸収損が生じ、サブキャリア変調効率が約30%低下している。
【００６７】
（タグ）
図9に開発したセンサ無線タグの基本構成を示す。このタグでは、図１２及び図１３で示したタグアンテナに装荷したバラクタダイオード（SMV1247）にfs=125kHzでVp=5VのMPSKサブキャリア変調信号をPIC16F684（μ-CPU）で印加・制御している。MPSKの多重化率は、4値PSKで40kbps、8値PSKで60kbps、16値PSKで80kbpsの可変レート方式を用いている。このときのデータ転送では、センサAN0,AN1及びRC0入力信号をμ-CPU内蔵のAD変換器でデジタル化して各CH-IDコードとともに3CH単位でパケット化してリーダ側へ返送する。また、測距動作では無変調サブキャリア信号をバースト状で返送して、リーダ側の送信周波数foを掃引しながらリーダ側で受信サブキャリア信号fsをDFT処理することにより、リーダとタグ間往復の周波数応答を得る。
【００６８】
リーダ側からのコマンド及びタグIDの指定情報は、受信RF信号を0.1pFの微小キャパシタとλg/2オープンスタブで共振昇圧してから4段カスケード接続されたDMF2822で4倍圧整流検波し、オペアンプU2及びU3を用いてAGC振幅制御や閾値制御した後、コンパレータU1で2値化してμ-CPUで解析している。リーダ側からの情報は100kbpsでマンチェスタ符号化ASK信号をキャリアfoに乗せて送信している。
式(1)において、リーダとタグ間距離r=30m、リーダ側fo=5.3GHz、Pt=20dBm、Gt=3dBiとし、タグアンテナ動作利得を3dBiとしたとき、タグ側での受信電力Paは約-50dBm（50Ωで約0.67mV）となる。100kbpsのマンチェスタ符号を受信するには、コンパレータにTL331（3V動作で300μA）U1を用いる必要があり、オフセットを考慮すると入力振幅5mV以上が必要なために、スタブ共振昇圧比として10倍程度の性能が要求される。特許文献２のスタブ共振昇圧回路では5GHz帯で3倍程度の昇圧比しか得られなかったが、本発明のタグ受信回路の設計ではスタブとの共振キャパシタ及び検波ダイオードの接合容量を0.1pF程度とし、さらにオープンスタブを用いることでQ値を200以上とした。また、配線インダクタを考慮することによりRF昇圧比10倍程度が得られた。また、リーダからのコマンドや測距トリガ待ちなど、低消費電力でリアルタイム応答動作が必要な場合には、特許文献２で発明したパルス検出回路を用いてスリープ状態のμ-CPUを割り込み起動して鍵コードを検出するようにした。
【００６９】
（リーダ）
図１５に開発したセンサタグシステムの構成を示す。この図において、タグはリーダから送信した質問キャリアfoに対して±fsだけ周波数オフセットしたサブキャリア信号を生成し、MPSKでデータを返送する。リーダで受信したタグからの応答サブキャリア信号は、質問キャリア信号で直交検波し、I(t)及びQ(t)として±fsの複素信号に変換した後、+fs成分のみを複素DFT処理してタグからの返送データの復調を行っている。ここで、fs=125kHzであり、タグからの返送データは、4値PSK（40kbps）、8値PSK（60kbps）及び16値PSK（80kbps）を受信することができ、受信誤りに応じて伝送レートを選択している。また、質問キャリア周波数foは5GHz帯無線LANの規格に合わせて5.15-5.35GHzの範囲をホッピングさせて送信電力3mW/MHz程度になるようにしている。さらに、リーダでのタグ応答受信電力Psは式(2)及び式(5)で示したようにリーダとタグ間の距離rの4乗に反比例するため、例えばr=1-30mの範囲を対象とした場合に、Psは約60dB変化する。受信CN比15dB及びフェージング余裕15dB程度を考慮すると、リーダで使用するI-Q信号サンプリングAD変換器のダイナミックレンジは90dB以上必要であり、 dsPIC33FJ256内蔵の12bit AD変換器では不十分である。試作したリーダでは、AD変換器に16bitのAD7621を用い、サンプリング周波数も4fs=500kHzに上げることができた。
【００７０】
（センサタグシステムの構成）
測距動作では、送信周波数fo=5.15-5.35GHzをdsPIC33FJ256GP710から制御掃引し、各キャリア周波数ごとのタグからの無変調応答サブキャリア信号fsを複素DFT処理してリーダ・タグ間の周波数応答特性（200MHz帯域幅で256ポイント）を観測し、このデータを逆フーリエ変換（IFFT）処理することによってタグとリーダ間の距離rを求めている。試作したリーダ装置では、周波数応答の観測（複素DFT処理結果のバッファリング）、観測データのブロックスケーリング（固定小数点演算のために必要）、IFFT処理、ピークサーチ及び測距補間処理をdsPIC33FJ256GP710内で一括処理し、測距結果及びIFFTデータを8bitパラレルバス経由リアルタイムでタグリーダインタフェース基板（PIC24FJ256GA110）へ転送し表示するようにしている。この装置では、200MHz帯域幅の周波数応答特性を観測しているが、観測データのIFFT処理のみでは測距分解能が75cmに制限されてしまう。そこで、IFFT処理結果の補間処理（非特許文献３）を行っている。これは、観測データにHanning窓を掛けてIFFT処理を行い、ピークとその両側の応答振幅に三角関数を利用した補間を行って真の応答位置と振幅を推定する方法であり、これによって測距分解能1mmを達成している。また、リーダでの測距結果は最大で毎秒30回出力され、内28msが周波数応答の観測、4.5msが演算処理、0.5msがデータ出力に使われている。
【００７１】
図１６に試作したリーダ装置の写真を示す。この写真で送信アンテナには動作利得Gt=4.8dBiのキャビティ付きスロットアンテナを用いPt=20dBmを出力してEIRP値が25dBm以下になるようにした。また、受信アンテナには動作利得Gr=14dBiの4素子パッチアレーアンテナを用いr=30mにおいてリーダでのタグ応答受信電力Psが-110dBm以上になるようにして、4値PSK
40kbpsでのデータ受信におけるCN比が15dB以上確保できるようにした。図１６の写真のLCD表示例は測距IFFT結果のスタッキング表示であり、タグを連続移動したときのマルチパス受信状況をリアルタイムで観測評価できるようにした。
【００７２】
・システム評価
（測距動作）
図１７は、図１６に示した試作リーダ装置を用いて行った無線タグの測距実験結果、図１８は実験環境の写真である。この実験では、無線タグをキャスタ付き椅子に乗せて廊下を連続移動し、リーダ側では50ms間隔でタグとリーダ間の測距を行い、測距値と受信電力値をリアルタイムでLCD表示記録した。観測は43mの廊下を往復連続移動して評価した。この図から無線タグとリーダ間距離がr=1-43mの範囲において測距がほぼ正しく行われていることが分かる。しかし、図１７の測距グラフを見るとタグがリーダから遠ざかる移動時に数箇所データの跳び箇所が確認できる。これは、タグを完全に遮る位置で人の移動があったためであり、タグがリーダへ近づく移動時にはデータの跳びは観測されていない。リーダでのタグ応答受信レベルを見ると観測された受信電力のグラフではマルチパスフェージングによるレベル変動の影響が確認できるが、測距アルゴリズムではIFFT結果の最大ピークだけでなく、より遅延時間の短い次候補ピークも考慮して直接波の推定を行っている。
【００７３】
（MPSKデータ転送）
図１９から図２１は、可変多重化率位相変調方式が受信誤りに与える影響を評価するために行った受信I-Qコンスタレーション観測の実験結果である。それぞれ、リーダとタグ間距離がr=7mの場合とr=20mの場合において、図１９は4値PSK変調で40kbpsのデータレート、図２０は8値PSK変調で60kbpsのデータレート、図２１は16値PSK変調で80kbpsのデータレートの場合を示している。これらの実験結果を見ると、r=7mでは4値PSK及び8値PSKの場合、エラーフリーでの受信が可能であり、16値PSKの場合もBER1%以下が可能であると推測できる。r=20mでは、4値PSKの場合エラーフリーが可能であるが、8値PSKの場合はBER1%以下ではあるが受信エラーの発生が推測できる。また、r=20mでの16値PSKでは復調がほぼ困難であることが分かる。
【００７４】
図２２は、試作したセンサ無線タグの3CHアナログ入力に、それぞれ周波数及びレベルの異なる正弦波、三角波及びノコギリ波を印加し、図１６のリーダを用いてr=30mでのデータ転送結果のリアルタイムLCDモニタの表示例である。データ転送には4値PSK 40kbpsを用いており、エラーフリーで受信できていることが分かる。
【００７５】
本実施例においては、5GHz帯センサタグの長距離化及び低消費電力化を達成するために、伝搬や応答効率に関する基礎検討とタグ及びリーダ構成の検討した。開発したセンサ無線タグシステムは、1秒当たり30回の測距動作と40-80kbpsで動作するセンシングデータ転送システムであり、タグアンテナはサイズ3cm×6cm、厚み3mm程度で柔らかく衣服との一体化も可能である。また、内蔵する3Vボタン電池の連続動作時の消費電流は測距及びデータ転送それぞれの動作において30μA及び600μAであり、従来のBluetoothやZigBee方式のアクティブセンサ無線タグと比較して消費電力を1/100程度に削減することができた。さらに、開発したリーダは5GHz帯の無線LAN規格で動作し20dBmのリーダ出力にて30m以上での測距及びデータ転送動作を確認した。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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