(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
２相分の半導体スイッチング素子をオン／オフ制御することにより、３相交流電圧を任意の大きさの直流電圧に変換する３相Ｖ結線式３レベルコンバータの入力電圧を検出するとともに、入力電流振幅指令を演算し、この入力電流振幅指令と前記入力電圧とから入力電流指令を演算し、この入力電流指令に入力電流を一致させるような電圧指令を求めて制御を行なう３相Ｖ結線式３レベルコンバータの制御装置において、
前記３相Ｖ結線式３レベルコンバータの出力の直流正電位点と直流中点間の電圧および直流負電位点と直流中点間の電圧をそれぞれ検出し、その両検出値の偏差からこの偏差に含まれるリプル分を除去して前記偏差の直流量を抽出する抽出手段と、その抽出量から前記相電圧指令に対する補正量を演算する演算手段とを設け、この補正量を前記相電圧指令に加算して制御を行なうことを特徴とする３相Ｖ結線式３レベルコンバータの制御装置。
【請求項２】
２相分の半導体スイッチング素子をオン／オフ制御することにより、３相交流電圧を任意の大きさの直流電圧に変換する３相Ｖ結線式３レベルコンバータの入力電圧を検出するとともに、入力電流振幅指令を演算し、この入力電流振幅指令と前記入力電圧とから入力電流指令を演算し、この入力電流指令に入力電流を一致させるような電圧指令を求めて制御を行なう３相Ｖ結線式３レベルコンバータの制御装置において、
前記３相Ｖ結線式３レベルコンバータの出力の直流正電位点と直流中点間の電圧および直流負電位点と直流中点間の電圧をそれぞれ検出し、その両検出値の偏差からこの偏差に含まれるリプル分を除去して前記偏差の直流量を抽出する抽出手段と、その抽出量から前記相入力電流指令に対する補正量を演算する演算手段とを設け、この補正量を前記相入力電流指令に加算して制御を行なうことを特徴とする３相Ｖ結線式３レベルコンバータの制御装置。
【請求項３】
前記抽出手段として移動平均処理が可能な機器を用い、前記３相Ｖ結線式３レベルコンバータの出力の移動平均処理した直流正電位点と直流中点間の電圧および直流負電位点と直流中点間の電圧の偏差を、前記偏差に含まれるリプル分を除去して前記偏差の直流量として出力することを特徴とする請求項１または２に記載の３相Ｖ結線式３レベルコンバータの制御装置。
【請求項４】
前記抽出手段としてローパスフィルタを用い、このローパスフィルタを介して得た前記３相Ｖ結線式３レベルコンバータの出力の直流正電位点と直流中点間の電圧および直流負電位点と直流中点間の電圧の偏差を、この偏差に含まれるリプル分を除去して前記偏差の直流量として出力することを特徴とする請求項１または２に記載の３相Ｖ結線式３レベルコンバータの制御装置。
【請求項５】
２相分の半導体スイッチング素子をオン／オフ制御することにより、３相交流電圧を任意の大きさの直流電圧に変換する３相Ｖ結線式３レベルコンバータの入力電圧を検出するとともに、入力電流振幅指令を演算し、この入力電流振幅指令と前記入力電圧とから入力電流指令を演算し、この入力電流指令に入力電流を一致させるような電圧指令を求めて制御を行なう３相Ｖ結線式３レベルコンバータの制御装置において、
前記３相Ｖ結線式３レベルコンバータの出力の直流正電位点と直流中点間の電圧および直流負電位点と直流中点間の電圧の偏差からこの偏差に含まれるリプル分を除去して前記偏差の直流量を抽出し、この抽出した直流量に基づいて前記入力電流振幅指令を補正する入力電流振幅指令補正手段を設けたことを特徴とする３相Ｖ結線式３レベルコンバータの制御装置。
【請求項６】
前記入力電流振幅指令補正手段は、前記３相Ｖ結線式３レベルコンバータの出力の直流正電位点と直流中点間の電圧および直流負電位点と直流中点間の電圧の偏差からこの偏差に含まれるリプル分を除去して前記偏差の直流量を抽出し、この抽出した直流量に基づいて入力電流の振幅補正基本量を演算する振幅補正基本量演算手段と、入力電圧の極性を判別する極性判別手段とを備え、入力電圧の極性に応じて入力電流の振幅補正を行なうことを特徴とする請求項５に記載の３相Ｖ結線式３レベルコンバータの制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、ＰＷＭ（パルス幅変調）コンバータの制御装置、特に主回路構成がＶ結線で３レベルのＰＷＭコンバータとＰＷＭインバータとを組み合わせたシステムにおいて、直流電圧のアンバランスを抑制し、如何なる場合にも安定な制御を可能とするＰＷＭコンバータの制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
負荷に任意の振幅・周波数の交流電圧を供給するシステムとして、ＰＷＭコンバータ・インバータシステムがある。この方式では、系統からの交流電圧をＰＷＭコンバータで直流電圧に変換し、その直流電圧をＰＷＭインバータで所望の交流電圧に変換するもので、このようなシステムはモータ駆動用インバータや無停電電源（ＵＰＳ）など、幅広い分野で用いられている。
【０００３】
近年、高周波や損失の低減という観点から、ＰＷＭコンバータ・インバータの主回路を３レベル化することが一般的になっている。
図１０に、３相フルブリッジの３レベルインバータの一般的な例を示す。
図示のように、１相当り４つの半導体スイッチＳ１〜Ｓ４が設けられ、その直流部には直流コンデンサが直列に接続されて２分割されている。
【０００４】
図１０において、Ｓ１とＳ２をオンさせると正の電圧＋ＥＤ１（直流中点基準）を出力、Ｓ２とＳ３をオンさせると０電圧を出力、Ｓ３とＳ４をオンさせると負の電圧−ＥＤ２を出力する。このように、３つの状態を組み合わせることで、任意の電圧出力を可能にしている。また、３レベル化すると出力電圧の高調波が少なくなる、スイッチング損失が少なくなる、高圧・大容量化が容易になるなどのメリットがある。
【０００５】
３レベル変換器の課題の１つに、２分割された直流コンデンサの電圧分担アンバランス（単に直流電圧アンバランス，直流アンバランスともいう）の抑制が挙げられる。すなわち、本来ならばＥＤ１とＥＤ２は等しい値になるべきであるにも関わらず、Ｓ２とＳ３をオンさせて０電圧を出力するとき、直流コンデンサの中点に電流が流れる。これは、直流中点の電位が変化することであり、ＥＤ１とＥＤ２にアンバランスが発生することを示している。このような直流電圧アンバランスは負荷の種類によって顕著となり、インバータが指令通りの電圧を出力できなくなるだけでなく、主回路素子に耐圧を超える電圧が印加されて、最悪の場合装置が破壊すると言う問題が生じる。このように、３レベル変換器では直流電圧アンバランスを抑制する何らかの対策が必須となる。
【０００６】
そこで、例えば特許文献１に開示の図１１のようにする方法（第１の方法）がある。
ここでは、インバータの出力相電圧指令に対して出力の６倍周波数の正弦波を加算し、これを真の出力相電圧指令としてＰＷＭ比較を行ない、電圧を発生させる。これは、０電圧を出力する時間を変える操作であり、これにより直流中点に流れる電流を変えて直流電圧アンバランスを抑制する。６倍周波数の正弦波の振幅はＥＤ１とＥＤ２の偏差をＰＩ調節器１２に入力して演算しているので、ＥＤ１とＥＤ２が等しくなるような正弦波の振幅が得られ、直流電圧アンバランスを抑制することができる。なお、出力相電圧指令に正弦波を加算しているが、正弦波の周波数は出力周波数の６倍であるため、この操作でインバータの出力線間電圧が変化することはなく、負荷への影響も無い。
【０００７】
図１２は、特許文献２に開示の方法（第２の方法）を説明する説明図である。
ここでは、直列接続された直流コンデンサのそれぞれの電圧Ｖｄ１，Ｖｄ２から、両者が一致するような補正量Δｅを演算し、コンバータ各相の電圧指令に加算することで、直流電圧アンバランスを抑制するものである。図１１とほぼ同様の原理で直流電圧アンバランスを抑制するものであり、インバータ制御により実現するか、コンバータ制御により実現するかの違いと言うことができる。
図１３は、特許文献３に開示の方法（第３の方法）を説明する説明図である。
これは、主回路に半導体スイッチング素子ＤＢ１，ＤＢ２およびリアクトルＬ１を追加し、半導体スイッチング素子ＤＢ１，ＤＢ２のオン・オフを制御することにより、直流電圧のアンバランスを抑制するものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開平０７−０７９５７４号公報
【特許文献２】特開平０６−２３３５３７号公報
【特許文献３】特開２００２−１９９７３８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
ところで、変換器の主回路構成をＶ結線にすると、３相フルブリッジ構成に比べて半導体スイッチング素子数が２／３で済み、そのコストやスイッチング損失の低減という利点を持つことが知られている。従って、主回路構成をＶ結線で３レベル方式とすることが考えられるが、この場合も直流電圧のアンバランスを抑制する何らかの対策が必要である。
ここで、上述の第１の方法は、直流電圧アンバランスを抑制するために外部回路を付加するもので、主回路構成がＶ結線であっても適用可能である。しかし、追加する外部回路の大きさや損失、さらにはコストが無視できず、システムの高効率化や低コスト化を妨げるという問題がある。
【００１０】
また、上述の第２の方法は、インバータ各相電圧指令に同一の補償量を加算することにより、インバータの出力線間電圧は変化させることなく、直流電圧アンバランスの抑制が可能である。しかし、主回路構成がＶ結線の場合、制御可能なのは２相だけであり、この方法を適用するとインバータの出力線間電圧を変化させることになり、負荷へ所望の電圧を供給できず悪影響を及ぼすことから、適用することができない。
【００１１】
以上の観点から、上述の第３の方法のように、コンバータ制御により直流電圧アンバランスを抑制することが望ましい。しかしながら、この方法を３相Ｖ結線変換器に適用しようとすると、３相Ｖ結線変換器の１相が直流中点に直結されるという特殊な回路構成になっていて、直流中点の電位が変換器の出力周波数で脈動する特性を有することから、コンバータ制御により直流電圧アンバランスを抑制する技術を開示した従来例は見当たらないのが現状である。
【００１２】
したがって、この発明の課題は、主回路構成が３相Ｖ結線の３レベルコンバータ・インバータ装置において、直流電圧アンバランスを抑制するための制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
このような課題を解決するため、請求項１の発明では、２相分の半導体スイッチング素子をオン／オフ制御することにより、３相交流電圧を任意の大きさの直流電圧に変換する３相Ｖ結線式３レベルコンバータの入力電圧を検出するとともに、入力電流振幅指令を演算し、この入力電流振幅指令と前記入力電圧とから入力電流指令を演算し、この入力電流指令に入力電流を一致させるような電圧指令を求めて制御を行なう３相Ｖ結線式３レベルコンバータの制御装置において、
前記３相Ｖ結線式３レベルコンバータの出力の直流正電位点と直流中点間の電圧および直流負電位点と直流中点間の電圧をそれぞれ検出し、その両検出値の偏差からこの偏差に含まれるリプル分を除去して前記偏差の直流量を抽出する抽出手段と、その抽出量から前記相電圧指令に対する補正量を演算する演算手段とを設け、この補正量を前記相電圧指令に加算して制御を行なうことを特徴とする。  
【００１４】
請求項２の発明では、２相分の半導体スイッチング素子をオン／オフ制御することにより、３相交流電圧を任意の大きさの直流電圧に変換する３相Ｖ結線式３レベルコンバータの入力電圧を検出するとともに、入力電流振幅指令を演算し、この入力電流振幅指令と前記入力電圧とから入力電流指令を演算し、この入力電流指令に入力電流を一致させるような電圧指令を求めて制御を行なう３相Ｖ結線式３レベルコンバータの制御装置において、
前記３相Ｖ結線式３レベルコンバータの出力の直流正電位点と直流中点間の電圧および直流負電位点と直流中点間の電圧をそれぞれ検出し、その両検出値の偏差からこの偏差に含まれるリプル分を除去して前記偏差の直流量を抽出する抽出手段と、その抽出量から前記相入力電流指令に対する補正量を演算する演算手段とを設け、この補正量を前記相入力電流指令に加算して制御を行なうことを特徴とする。  
【００１５】
上記請求項１または２の発明においては、前記抽出手段として移動平均処理が可能な機器を用い、前記３相Ｖ結線式３レベルコンバータの出力の移動平均処理した直流正電位点と直流中点間の電圧および直流負電位点と直流中点間の電圧の偏差を、この偏差に含まれるリプル分を除去して前記偏差の直流量として出力することができ（請求項３の発明）、または
前記抽出手段としてローパスフィルタを用い、このローパスフィルタを介して得た前記３相Ｖ結線式３レベルコンバータの出力の直流正電位点と直流中点間の電圧および直流負電位点と直流中点間の電圧の偏差を、この偏差に含まれるリプル分を除去して前記偏差の直流量として出力することができる（請求項４の発明）。
【００１６】
また、請求項５の発明では、２相分の半導体スイッチング素子をオン／オフ制御することにより、３相交流電圧を任意の大きさの直流電圧に変換する３相Ｖ結線式３レベルコンバータの入力電圧を検出するとともに、入力電流振幅指令を演算し、この入力電流振幅指令と前記入力電圧とから入力電流指令を演算し、この入力電流指令に入力電流を一致させるような電圧指令を求めて制御を行なう３相Ｖ結線式３レベルコンバータの制御装置において、  前記３相Ｖ結線式３レベルコンバータの出力の直流正電位点と直流中点間の電圧および直流負電位点と直流中点間の電圧の偏差からこの偏差に含まれるリプル分を除去して前記偏差の直流量を抽出し、この抽出した直流量に基づいて前記入力電流振幅指令を補正する入力電流振幅指令補正手段を設けたことを特徴とする。
この請求項５の発明においては、前記入力電流振幅指令補正手段は、前記コンバータの直流正電位点と直流中点間の電圧および直流負電位点と直流中点間の電圧の偏差からこの偏差に含まれるリプル分を除去して前記偏差の直流量を抽出し、この抽出した直流量に基づいて入力電流の振幅補正基本量を演算する振幅補正基本量演算手段と、入力電圧の極性を判別する極性判別手段とを備え、入力電圧の極性に応じて入力電流の振幅補正を行なうことができる（請求項６の発明）。
【発明の効果】
【００１７】
この発明によれば、主回路構成が３相Ｖ結線の３レベルコンバータ・インバータ装置において、特に外部回路を付加することなく直流電圧アンバランスの抑制が可能となり、低コストで信頼性の高い制御装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】３相Ｖ結線の３レベルＰＷＭコンバータ・インバータ装置を示す構成図。
【図２】図１のコンバータ制御装置の構成を示すブロック図。
【図３】図１の入力電流制御手段の具体例を示す構成図。
【図４】図１の補正量演算手段の具体例を示す構成図。
【図５】図１のコンバータ制御装置の別の例を示すブロック図。
【図６】この発明の動作を説明するための説明図。
【図７】図１のコンバータ制御装置のさらに別の例を示すブロック。
【図８】図７入力電流振幅指令補正手段の具体例を示す構成図。
【図９】図８の振幅補正値演算手段の具体例を示す構成図。
【図１０】３相フルブリッジの３レベルインバータの一般的な例を示す回路図。
【図１１】第１の従来例を示す構成図。
【図１２】第２の従来例を示す構成図。
【図１３】第３の従来例を示す構成図。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
図１はこの発明が適用される３相Ｖ結線の３レベルＰＷＭコンバータ・インバータ装置を示す構成図である。ＳＩは入力系統、ＣＮはコンバータ、ＩＮはインバータである。
図１に示すように、３相Ｖ結線の３レベル変換器ＣＮ，ＩＮは、３相のうちの２相分にだけ半導体スイッチング素子を有し、残りの１相はコンデンサの中点と直結される構造になっている。また、半導体スイッチング素子として、逆阻止ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）を用いた例である。
【００２０】
図２に、図１におけるコンバータ制御装置の例を示す。
まず、入力電流振幅指令値演算手段１は、直流電圧の指令値と検出値との偏差から、図１に示すコンバータＣＮの入力電流振幅指令値を演算する。入力電流振幅指令値演算手段１は通常、Ｐ（比例）制御やＰＩ（比例・積分）制御で構成される。次に、別途検出した入力線間電圧を、線間電圧−相電圧変換手段２により相電圧へ変換する。入力電流振幅指令値演算手段１で得た入力電流振幅指令値に、線間電圧−相電圧変換手段２により得た入力相電圧を乗じて、入力電流指令の瞬時値とする。
【００２１】
入力電流指令の瞬時値は入力電流制御手段４Ａ，４Ｂに入力され、入力電流が指令値通りになるようなコンバータの出力電圧指令値が得られる。このコンバータの出力電圧指令値に対し、補正量演算手段５で演算した補正量を加算して最終的な電圧指令値とする。変調信号作成手段７では、上記最終的な電圧指令値から３レベル変換器用の変調信号を作成する。この変調信号は三角波キャリアと大小比較され、半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ）へ与えるパルス指令が作成される。
【００２２】
図３に、図２における入力電流制御手段の具体例を示す。
減算器１１でＵ相入力電流指令と検出値との偏差を得、乗算器１４にてその偏差に比例ゲインを乗じて補正量を演算する。なお、これらの演算の代わりに、入力電流の偏差をＰＩ制御器（調節器）で求めるようにしても良い。次に、減算器１２でＵ相入力電圧とＶ相入力電圧の差分を求め、減算器１３においてその差分から上記補正量を減じてＵ相電圧指令値を得る。この補正量は入力電流検出値が指令値とずれた場合に働くもので、これにより入力電流を力率１で正弦波状に制御することが可能となる。さらに、直流電圧の状態に応じた有効電力を供給すれば、直流電圧を指令値通りに制御することができる。以上はＵ相の場合であるが、Ｗ相の場合も同様にして得るものとする。
【００２３】
以上が、３相Ｖ結線の３レベルコンバータの基本的な制御原理である。この発明では、コンバータの各相の相電圧指令に対し、直流電圧のアンバランスを抑制するための共通の補正量を加算するようにしている。つまり、３相Ｖ結線の３レベルＰＷＭコンバータ・インバータ装置において、インバータを制御して直流電圧のアンバランスを抑制しようとすると、インバータの出力線間電圧を操作する必要があり、負荷に指令値通りの電圧が出力できなくなるため、コンバータ制御により直流電圧のアンバランスを抑制しようとするものである。
【００２４】
図４に、図２における補正量演算手段の具体例を示す。
減算器５１では、図１に示すコンバータＣＮの出力のコンデンサＣ４とＣ５で２分割される直流電圧の上側検出値ＥＤ１と下側検出値ＥＤ２との偏差を演算し、直流量抽出手段５２によりその偏差に含まれるリプル分を除去して、偏差の直流量を抽出する。この直流量はＰＩ調節器５３に与えられ、直流中間電圧上側検出値ＥＤ１と直流中間電圧下側検出値ＥＤ２の偏差が０となるような、すなわち直流電圧のアンバランスを無くすような補正量（補償量）がＰＩ調節器５３の出力として得られる。この補正量を各相の電圧指令に加算することで、コンバータは直流中間電圧を指令値通りに制御し、直流電圧のアンバランスを無くすように動作する。
【００２５】
補正量演算手段５に設けられた直流量抽出手段５２は、Ｖ結線の変換器に対応するために新たに付加したもので、この発明の特徴とも言える。すなわち、図１で説明したように、Ｖ結線のコンバータでは、３相のうちの１相だけが直流中点に直結された構造である。
その入力電流は、入力各相の相電圧と同位相の正弦波となるように制御されるため、運転中は直流中点と直結された相（図１ではＶ相）を介して、直流中点に入力周波数と同じ周波数の電流が流れることになる。これは、運転中は直流中点の電位が入力周波数と同じ周期で常時脈動することを示している。このため、直流中間電圧上側検出値ＥＤ１と直流中間電圧下側検出値ＥＤ２、および両者の偏差の各波形には、入力周波数のリプルが含まれることになる。この現象は、３相のうちの１相だけが直流中点に直結された構造によるもので、顕著に現れるものである。
【００２６】
これに対し、３相フルブリッジの３レベルコンバータの場合、３相全てにスイッチングアームが存在するので、直流中点と入力電圧は直結されていない。直流中点への電流は全て各相の中間相スイッチング素子を介して流れることになるため、直流中点への電流は入力周波数の６倍の周波数となる。そのため、直流中点の電位は入力周波数の６倍の周波数で脈動することになるが、高周波になるほど直流コンデンサのインピーダンスは小さくなり、直流中点に直結された相がないため、Ｖ結線コンバータと比較して直流中点に流れる電流の振幅自体も小さくなることから、３相フルブリッジ式３レベルコンバータの直流中点の電位脈動は、Ｖ結線コンバータのそれと比べて十分小さい。このように、Ｖ結線コンバータにおける直流電圧のアンバランス抑制制御においては、入力周波数の直流中点電位変動の影響を補償する手段が必須であり、これが図４で直流量抽出手段５２を設けた理由である。
【００２７】
仮に、直流量抽出手段を設けない場合を考えると、直流アンバランス補正量にも入力周波数成分のリプルが含まれることになる。ところで、Ｖ結線コンバータの運転を考えると、直流電圧の入力周波数成分のリプルは必ず発生するものであり、これを補償することはできない。よって、上記リプル成分を含んだまま直流アンバランス補正量を演算しても、直流中間電圧上側検出値ＥＤ１と直流中間電圧下側検出値ＥＤ２のリプル成分を補償できないだけでなく、コンバータの電圧指令に入力周波数成分のリプルが含まれることになり、コンバータの安定な運転に悪影響を及ぼすおそれがある。これに対し、３相フルブリッジの３レベルコンバータでは、直流量抽出手段はなくても直流中点の電位変動自体が小さいため、制御性能には殆ど影響は無い。
【００２８】
以上のことから、この発明では補正量演算手段内に直流量抽出手段を設け、直流中間電圧上側検出値ＥＤ１と直流中間電圧下側検出値ＥＤ２のリプル成分を除去した上で、直流アンバランス補正量を演算するようにしている。直流アンバランス補正量は直流量となるため、コンバータの電圧指令に補正量を加算しても、コンバータ制御の安定性に悪影響を及ぼすことはない。直流中間電圧上側検出値ＥＤ１と直流中間電圧下側検出値ＥＤ２に含まれるリプルは補償できないが、両者の平均値は常に一致するように制御可能であり、定常的な直流アンバランスは抑制可能である。
【００２９】
また、直流量抽出手段の具体的な実現方法として、例えば移動平均処理が考えられる。
入力電圧周期の整数倍の期間、検出値をサンプリングしてその平均を取れば、入力周波数成分のリプルを完全に除去できる。平均値を演算するためのサンプリング周期としては、入力周期の２倍または３倍が適当と考えられる。これは、サンプリング周期が短すぎると入力周波数が変化したときにリプル除去の効果が小さくなり、サンプリング周期が長すぎると制御の応答性が悪くなるためである。
【００３０】
さらに、直流量抽出にローパスフィルタを用いることも考えられる。
この場合、カットオフ周波数は、入力周波数の１／５〜１／１０程度にすれば良い。カットオフ周波数は小さくするほどリプル除去の効果が高くなるが、遅れが生じて制御が不安定になるおそれがある。
一般に移動平均処理の方が、制御の応答性・安定性を悪化させることなく、大きなリプル除去効果を発揮できる。ただし、平均値を演算するためにサンプル値を記憶しておくための大きなメモリ領域を必要とすることから、ローパスフィルタに比べてＣＰＵの演算負荷は大きくなる。従って、要求される制御性能，ＣＰＵの性能などを考慮して、いずれにするか決定すれば良い。
【００３１】
ここで、図４の補正量演算手段で演算した補正量により、直流電圧アンバランスを抑制し得る理由を説明する。
直流アンバランス補正量は、直流中間電圧の上側検出値ＥＤ１と下側検出値ＥＤ２との偏差に応じて決まる直流量である。直流アンバランス補正量をコンバータの電圧指令に加算すると、コンバータの出力電圧に直流量が生じるので、入力電流にも直流量が生じる。
入力電流にも直流量が生じるということは、１周期中に直流中点へ流れる電流の総計が変化するが、これは直流中点の電位が変化することを意味する。従って、コンバータの出力電圧に直流量を加算することで直流中点の電位を操作し、直流電圧アンバランスを抑制するように制御できることになる。このように補正量演算手段５は、直流電圧に定常的なアンバランスがなくなるように、コンバータ電圧指令へ加算する補正量を自動的に調整する役割を果たしている。
【００３２】
図２では、相電圧の瞬時値をベースとするコンバータ制御に、この発明を適用する例を示したが、座標変換をして制御演算をするなど、コンバータ制御には種々のものがある。
しかし、この発明は最終的に演算されたコンバータ電圧指令に対して補正量を加算するだけなので、コンバータ制御方式の如何によらず適用可能である。
【００３３】
図５に、この発明の別の実施例を示す。
ここでは、補正量演算手段５による補正量を各相の相電流指令に加算する点が特徴で、その他は図２と同様である。直流アンバランス補正量が加算された相電流指令は入力電流制御手段４Ａ，４Ｂに入力され、正弦波状の相電流指令に直流アンバランス補正量が加算され、新たな相電流指令通りの電流となるようなコンバータ電圧指令が得られる。
すなわち、図５の例は補正量を加算する位置が図２の場合と異なっているが、入力電流に重畳する直流量を制御する点では同じである。従って図２と同様の原理により、直流中間電圧を指令値通りに制御するとともに、直流電圧のアンバランスを抑制することができる。なお、図５の補正量演算手段５には図４に示すものをそのまま適用できるので、図２と同じ符号を付している。
【００３４】
一般的に、電力変換器が出力可能な電圧範囲は、その直流電圧の大きさによって決まる。従って、電力変換器が出力可能な上限電圧以上の電圧指令を与えると、電力変換器は指令値通りの電圧が出力できず、出力電圧が歪むなど制御性能が悪化してしまう。
図２や図５では、コンバータ相電圧指令または相電流指令に対して補正量を加算しているが、結果的にはどちらもコンバータの出力電圧に直流量を発生させることになる。よって、補正量の大きさによっては、図６に示すように、補正量を加算したことで電圧指令が出力可能な電圧範囲を超えてしまう場合（図６の点線内参照）もある。
【００３５】
そのような場合、直流電圧のアンバランス抑制が不可能となるだけでなく、直流電圧を指令値通りに制御できない、入力電流に大きな歪が発生するなど、コンバータの制御性能も著しく悪化する。例えば、インバータ出力に半波整流負荷を接続すると直流アンバランスが発生するが、半波整流負荷が大きくなるほど直流電圧アンバランス補正量が大きくなり、上記のような現象が起こり易くなる。よって、図２や図５の方式では直流電圧アンバランスを抑制できる範囲には上限があり、負荷の種類，大きさによっては適用できない場合が考えられる。
【００３６】
図７に、このような場合に対処し得る例を示す。
これは、直流アンバランスを補償するように電流指令に補正を加える点では、図５に示すものと同様であるが、各相毎に電流指令に補正する入力電流振幅指令値補正手段８を用いるようにした点で異なっている。また、補正量の演算アルゴリズムも異なっている。
図８に入力電流振幅指令値補正手段の具体例を示す。同図には1相分だけを示すが、他の相も同様に構成するのは言うまでも無い。
【００３７】
図８では、演算手段１からの出力である入力電流振幅指令値に対し、振幅補正値演算手段８１により演算した補正量を加減算することで、各相の入力電流振幅指令を出力する。
ここで特徴的なのは、振幅補正値演算手段８１が、入力相電圧検出値の極性に応じて異なる振幅補正量を出力する点である。つまり、図２や図５では入力電流振幅指令値補正手段は設けられておらず、入力電流振幅指令値をそのまま相電圧検出値に乗じて、瞬時の相電流指令を作成している。その結果、相電流指令は入力電圧と同期した正負対称の正弦波状となり、直流中間電圧を指令値通りに制御するとともに、コンバータの入力力率を正弦波状に制御可能となる。
【００３８】
これに対し、図８では入力相電圧検出値の極性、すなわち瞬時の相電流指令の極性に応じて、入力電流振幅指令値に対して加算する補正量を変化させている。そのため、相電流指令は入力電圧と同期した正弦波状の波形にはなるが、正負非対称の正弦波となる。入力電流が正負非対称になるということは、入力１周期当りに直流中点に流入・流出する電流の総和が変化することを示しており、入力電流指令の正負の振幅を適切に変化させることにより、直流アンバランスを抑制するように制御することが可能となる。
【００３９】
図９に、直流電圧アンバランスを抑制するように、入力相電圧検出値の極性に応じて異なる振幅補正量を出力する振幅補正値演算手段８１の具体例を示す。
まず、２分割された直流中間電圧の上側検出値ＥＤ１と下側検出値ＥＤ２との偏差を直流量抽出手段８４に入力し、直流電圧検出値に含まれる入力周波数のリプル成分を抽出する。これは、図２や図５と同じく、Ｖ結線変換器に対応するために必要な構成である。
【００４０】
そして、直流量抽出手段８４により得られた直流量をＰＩ調節器８５に入力して、振幅補正値ベース量を演算する。一方、極性判別手段８６は入力信号の極性情報を得る手段であり、入力信号が０以上の場合に「１」、負の場合に「−１」を出力する。ここでは、入力信号として入力相電圧検出値が入力される。その結果、振幅補正値ベース量に上記極性情報を乗じることで、入力電流振幅補正値を得る。
【００４１】
上記のように、図９では入力相電圧検出値の極性に応じて、振幅補正値の極性を変えるようにしている。これは、入力相電流指令の正の振幅と負の振幅を個別に操作することになり、その結果、正負非対称の正弦波状の入力相電流指令が得られるようになる。それと同時に、振幅補正値ベース量を直流アンバランスの状態に応じて自動的に変化させることで、直流アンバランスのない状態に制御することができる。
また、図９では、入力相電流指令の正の振幅と負の振幅を個別に操作しているが、入力相電流指令が正の場合にのみ振幅を補正し、負の場合は補正量を０として補正しないようにしても、同様の効果を得ることができる。
【００４２】
ここで、図７に示すものが、図２，図５に示すものに対して有利な点を説明する。その前に、まずＰＷＭコンバータの制御原理を説明する。
仮に、ＰＷＭコンバータの出力電圧が入力電圧検出点の電圧と等しい場合を考えると、図１におけるフィルタリアクトル両端の電位差は０となるため、フィルタリアクトルには電流は流れない。これは、直流部への電力供給が無いことを示しており、直流電圧が指令値通りならば、コンバータは入力電圧と同一の電圧を出力していれば良いことになる。
【００４３】
例えば、インバータの負荷が急激に増加するなど、直流電圧が低下してきた場合には、入力電圧と同相の電流が流れるようにコンバータを制御して、入力から直流部に有効電力を供給する。このとき、コンバータの電圧指令は次の（１）式で表わせる。
ｖｃｎｖ＝ｖｉｎ−Ｌｄｉ／ｄｔ…（１）
ここに、ｖｃｎｖはコンバータの出力電圧指令、ｖｉｎは入力電圧、Ｌはフィルタリアクトルのインダクタンス値、ｉは入力電流を示す。
【００４４】
上記（１）式から、コンバータが直流部に有効電力を供給する場合は、入力電圧に対して位相・振幅を変化させた正弦波を出力すれば良いことになる。なお、フィルタリアクトルは一般に、％インピーダンスが５％〜１０％程度となるように設計する。よって、（１）式から考えると、入力電流すなわち直流部に供給する有効電力が変化しても、コンバータが出力する電圧はほとんど変化しない。よって、コンバータは常に入力電圧と等しい振幅の電圧を出力し、入力電圧との位相差を制御することで、直流部に供給する有効電力を制御すると考えても差し支えはない。
【００４５】
図７の発明は、入力電流の振幅を適宜調整することで、直流アンバランスを抑制するものである。つまり、上記のように入力電圧に対するコンバータの出力電圧の位相を変化させることで、直流電圧を指令通りに制御するとともに、直流アンバランスを抑制することになる。すなわち、コンバータの電圧指令に直流量が発生するようなことはなく、コンバータ出力電圧の振幅を変化させる必要が無いものである。その結果、コンバータが出力可能な電圧範囲の制約を受けることも無いので、図７の発明は如何なる負荷に対しても適用可能となる。
【００４６】
一方、電流指令の極性に応じて電流指令への補正量を切り替えるため、補正量演算のための構成が複雑となっている。そのため、ＣＰＵの演算負荷を低減したいときは図２，図５の発明を用いるなど、状況に応じた方式を選択することが望ましい。
【符号の説明】
【００４７】
１…入力電流振幅指令値演算装置、２…線間電圧−相電圧変換手段、３Ａ，３Ｂ，１４，８７…乗算器、４Ａ，４Ｂ…入力電流制御手段、５…補正量演算手段、５２，８４…直流量抽出手段、５３，８５…ＰＩ調節器、６Ａ，６Ｂ，６１Ａ，６１Ｂ…加算器、７…変調信号作成手段、８…入力電流振幅指令値補正手段、８１…振幅補正値演算手段、１１，１２，１３，５１，８２，８３…減算器、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３…コンデンサ、ＳＩ…入力系統、ＣＮ…コンバータ、ＩＮ…インバータ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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