(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
光源（１１）と前記光源（１１）からの光が入射する光変調器（１２）と光検出器（１３）を用いた光信号の生成方法であって，
前記光変調器（１２）は，第１のアーム及び第２のアームを含むメインマッハツェンダー導波路（１４）を有し，
前記第１のアーム及び第２のアームにはそれぞれ第１のサブマッハツェンダー導波路（１５）及び第２のサブマッハツェンダー導波路（１６）が設けられ，
前記第１のサブマッハツェンダー導波路（１５）及び第２のサブマッハツェンダー導波路（１６）は，それぞれ変調電圧及びバイアス電圧のいずれか又は両方を印加するための第１の電極（２１）及び第２の電極（２２）を有し，
前記メインマッハツェンダー導波路（１４）は，前記第１のサブマッハツェンダー導波路（１５）及び第２のサブマッハツェンダー導波路（１６）からの出力信号の位相差を制御するための第３の電極（２３）を有し，
前記第１の電極（２１）及び前記第２の電極（２２）にそれぞれ周波数がｆ１及びｆ２である第１の変調信号及び第２の変調信号を印加する工程と，
前記光変調器（１２）からの出力信号を前記光検出器（１３）が二乗検波して得られるｎｆ１＋ｍｆ２成分及びｎｆ１−ｍｆ２成分（ｎ及びｍは整数）のいずれか又は両方が抑圧されるように前記第３の電極（２３）に印加されるバイアス電圧を調整するバイアス電圧調整工程と，
を含む，
前記第１の変調信号及び第２の変調信号の２Ｎ倍（Ｎは１以上の整数）の周波数成分を含む２トーン信号を発生する光信号の生成方法であって，
前記Ｎが１の場合，前記第１の変調信号及び第２の変調信号を印加する工程において前記第１のサブマッハツェンダー導波路（１５）及び第２のサブマッハツェンダー導波路（１６）がバイアスヌルとなるようにし，
前記Ｎが２の場合，前記第１の変調信号及び第２の変調信号を印加する工程において，前記第１のサブマッハツェンダー導波路（１５）及び第２のサブマッハツェンダー導波路（１６）がバイアスフルとなるようにし，
前記Ｎが３以上の場合，前記バイアス電圧調整工程の後に，前記光源（１１）からの光成分をフィルタで除去する工程を含み，
前記第１の変調信号の振幅（Ａ１）及び前記第２の変調信号の振幅（Ａ２）が等しく，
前記第１の変調信号及び前記第２の変調信号の位相変調範囲が０度以上３６０度／Ｎであり，
Ｊｎ（ｘ）（ｘは変数）を，ｎ次の第１種ベッセル関数としたときに，前記第１の変調信号の振幅（Ａ１）が，前記２トーン信号の目的とする振幅に対して[Ｊｎ（Ａ１）]２の逆関数掛けた値となるように調整する工程をさらに含む，
光信号の生成方法。
【請求項２】
請求項１に記載の光信号の生成方法であって，
前記第３の電極（２３）に印加されるバイアス電圧がπ／２である，
光信号の生成方法。
【請求項３】
請求項１に記載の光信号の生成方法であって，
前記Ｎは１又は２であり，
前記Ｎが１の場合，前記第１の変調信号及び第２の変調信号を印加する工程において前記第１のサブマッハツェンダー導波路（１５）及び第２のサブマッハツェンダー導波路（１６）に印加されるバイアス電圧がヌルとなるように調整し，
前記Ｎが２の場合，前記第１の変調信号及び第２の変調信号を印加する工程において前記第１のサブマッハツェンダー導波路（１５）及び第２のサブマッハツェンダー導波路（１６）に印加されるバイアス電圧がフルとなるように調整する，
光信号の生成方法。
【請求項４】
請求項１に記載の光信号の生成方法であって，
前記Ｎは１であり，前記第１の変調信号及び第２の変調信号を印加する工程において前記第１のサブマッハツェンダー導波路（１５）及び第２のサブマッハツェンダー導波路（１６）に印加されるバイアス電圧がヌルとなるように調整する
光信号の生成方法。
【請求項５】
光源（１１）と前記光源（１１）からの光が入射する光変調器（１２）と光検出器（１３）を用いて光信号を生成する工程と，前記光信号を利用して特性評価の対象となる光検出器の特性を評価する工程を含む，特性評価方法であって，
前記光変調器（１２）は，第１のアーム及び第２のアームを含むメインマッハツェンダー導波路（１４）を有し，
前記第１のアーム及び第２のアームにはそれぞれ第１のサブマッハツェンダー導波路（１５）及び第２のサブマッハツェンダー導波路（１６）が設けられ，
前記第１のサブマッハツェンダー導波路（１５）及び第２のサブマッハツェンダー導波路（１６）は，それぞれ変調電圧及びバイアス電圧のいずれか又は両方を印加するための第１の電極（２１）及び第２の電極（２２）を有し，
前記メインマッハツェンダー導波路（１４）は，前記第１のサブマッハツェンダー導波路（１５）及び第２のサブマッハツェンダー導波路（１６）からの出力信号の位相差を制御するための第３の電極（２３）を有し，
前記光信号を生成する工程は，
前記第１の電極（２１）及び前記第２の電極（２２）にそれぞれ周波数がｆ１及びｆ２である第１の変調信号及び第２の変調信号を印加する工程と，
前記光変調器（１２）からの出力信号を前記光検出器（１３）が二乗検波して得られるｎｆ１＋ｍｆ２成分及びｎｆ１−ｍｆ２成分（ｎ及びｍは整数）のいずれか又は両方が抑圧されるように前記第３の電極（２３）に印加されるバイアス電圧を調整するバイアス電圧調整工程と，
を含む，
前記第１の変調信号及び第２の変調信号の２Ｎ倍（Ｎは１以上の整数）の周波数成分を含む２トーン信号を発生する工程であって，
前記Ｎが１の場合，前記第１の変調信号及び第２の変調信号を印加する工程において前記第１のサブマッハツェンダー導波路（１５）及び第２のサブマッハツェンダー導波路（１６）がバイアスヌルとなるようにし，
前記Ｎが２の場合，前記第１の変調信号及び第２の変調信号を印加する工程において，前記第１のサブマッハツェンダー導波路（１５）及び第２のサブマッハツェンダー導波路（１６）がバイアスフルとなるようにし，
前記Ｎが３以上の場合，前記バイアス電圧調整工程の後に，前記光源（１１）からの光成分をフィルタで除去する工程を含み，
特性評価の対象となる光検出器の特性を評価する工程は，
前記光信号を生成する工程により，２トーン光を発生させる工程と，
前記発生させた２トーン光を特性評価の対象となる光検出器へ入射させる工程と，
を含む，
特性評価方法。
【請求項６】
光源（１１）と前記光源（１１）からの光が入射する光変調器（１２）を用いた光信号の生成方法であって，
前記光変調器（１２）は，第１のアーム及び第２のアームを含むメインマッハツェンダー導波路（１４）を有し，
前記第１のアーム及び第２のアームにはそれぞれ第１のサブマッハツェンダー導波路（１５）及び第２のサブマッハツェンダー導波路（１６）が設けられ，
前記第１のサブマッハツェンダー導波路（１５）及び第２のサブマッハツェンダー導波路（１６）は，それぞれ変調電圧及びバイアス電圧のいずれか又は両方を印加するための第１の電極（２１）及び第２の電極（２２）を有し，
前記メインマッハツェンダー導波路（１４）は，前記第１のサブマッハツェンダー導波路（１５）及び第２のサブマッハツェンダー導波路（１６）に電圧を印加する第３の電極（２３）を有し，
前記第１の電極（２１）及び前記第２の電極（２２）に印加されるバイアス電圧を調整することで前記前記第１のサブマッハツェンダー導波路（１５）及び第２のサブマッハツェンダー導波路（１６）のバイアスをヌルにしつつ，前記第１の電極（２１）及び前記第２の電極（２２）に，それぞれ振幅が同じであり，周波数が第１の周波数ｆｍである第１の変調信号及び第２の変調信号を印加する工程と，
前記第３の電極（２３）に，前記第１の周波数と異なる周波数ｆ３の第３の変調信号を印加する工程と，
を含む，
２トーン信号を発生する光信号の生成方法。
【請求項７】
請求項６に記載の光信号の生成方法であって，
前記第３の電極（２３）に印加されるバイアス電圧がπ／２である，
光信号の生成方法。
【請求項８】
請求項６に記載の光信号の生成方法であって，
前記第１の変調信号及び第２の変調信号は，位相差が９０度である，
光信号の生成方法。
【請求項９】
請求項６に記載の光信号の生成方法であって，
前記第１の変調信号及び第２の変調信号は，位相が同相であり，
前記第３の電極（２３）に印加されるバイアス電圧を調整して，前記メインマッハツェンダー導波路（１４）から出力される光信号に前記第３の変調信号の周波数ｆ３の２倍の光信号である２倍波成分を含む光を生成させ，
２ｆ３＋ｆｍ及び２ｆ３−ｆｍを所望２トーン信号として含む信号を発生させることができる，
光信号の生成方法。
【請求項１０】
請求項６に記載の光信号の生成方法であって，
前記第１の変調信号及び第２の変調信号は，位相が同相であり，
前記第３の電極（２３）に印加されるバイアス電圧を調整して，前記メインマッハツェンダー導波路（１４）から出力される光信号に前記第３の変調信号の周波数ｆ３の４倍の光信号である４倍波成分を含む光を生成させ，
４ｆ３＋ｆｍ及び４ｆ３−ｆｍを所望２トーン信号として含む信号を発生させることができる，
光信号の生成方法。
【請求項１１】
請求項６〜１０のいずれかに記載の光信号の生成方法により，２トーン光を発生させる工程と，
前記発生させた２トーン光を特性評価の対象となる光検出器へ入射させる工程と，
を含む，
前記特性評価の対象となる光検出器の特性を評価する方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は，２トーン信号を得る方法及びその２トーン信号を用いた光検出器の特性評価方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
光変調器や直接変調された半導体レーザに代表される電気光（ＥｌｅｃｔｒｉｃａｌｔｏＯｐｔｉｃａｌ,Ｅ／Ｏ）変換デバイス，およびフォトダイオード（ＰＤ）に代表される光電気（ＯｐｔｉｃａｌｔｏＥｌｅｃｔｒｉｃａｌ,Ｏ／Ｅ）変換デバイスは，デジタル光通信システムやファイバ無線（ＲａｄｉｏＯｎＦｉｂｅｒ,ＲＯＦ）システムのキーコンポーネントである。これらのデバイスの主要な性能指標として，“レスポンシビティ（ｒｅｓｐｏｎｓｉｖｉｔｙ）”とよばれる直流（ＤＣ）におけるＯ／ＥおよびＥ／Ｏ変換効率がある。
【０００３】
近年，デジタル光通信システムが一波あたり１００Ｇｂｐｓを超えるほど著しく高速化されるとともに，ＲＯＦでは次々に高い周波数のキャリアを用いたシステムの研究が報告されている。このため，ＤＣのレスポンシビティのみならず，ミリ波帯からテラヘルツ帯までを含めた周波数領域についての周波数特性を正確に測定することが非常に重要になっている。
【０００４】
現在，Ｏ／ＥやＥ／Ｏデバイス（光電変換デバイス）の周波数特性を測定するには，アジレント社の光コンポーネントアナライザ（ＬＣＡ）を用いることが一般的である（Ｏ.Ｆｕｎｋｅ,“Ｔｈｅ  ｖａｌｕｅ  ｏｆ  ｔｒａｃｅａｂｌｅ  Ｓ−ｐａｒａｍｅｔｅｒ    ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｚａｔｉｏｎ  ｏｆ  ｅｌｅｃｔｒｏ−ｏｐｔｉｃａｌ  ｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓ，  ”ＥＮ−Ｇｅｎｉｕｓ  Ｎｅｔｗｏｒｋ,  ｔｅｓｔ  ＆  ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ  ＺＯＮＥ,  Ｎｏｖｅｍｂｅｒ  ２００８.）。ＬＣＡは，高周波（Ｒａｄｉｏ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ,  ＲＦ）用のネットワークアナライザと，周波数特性が校正されたＥ／ＯおよびＯ／Ｅデバイスを内蔵した光テストセットを組み合わせている。このため，ＬＣＡは，入出力がＥ／Ｅだけでなく，Ｅ／Ｏ，Ｏ／Ｅ，Ｏ／Ｏの全ての組み合わせについて校正された周波数特性が測定できる。ここで，「校正された周波数特性」は，そのデータが，米国標準技術研究所が管理している計量標準にトレーサブルであることを意味している。無変調連続波の光やＲＦ信号のパワーは，カロリメータのような熱型検出器を用いてヒータの発熱と比較することで，電流・電圧の一次標準と結びつけられている。
【０００５】
米国標準技術研究所（ＮＩＳＴ）では，ヘテロダイン法に基づく光電変換の計量標準を定め，それを用いた校正サービスを提供している（Ｐ.  Ｄ.  Ｈａｌｅ  ａｎｄ  Ｃ.  Ｍ.  Ｗａｎｇ,  “Ｃａｌｉｂｒａｔｉｏｎ  ｓｅｒｖｉｃｅ  ｏｆ  ｏｐｔｏｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｒｅｓｐｏｎｓｅ  ａｔ  １３１９  ｎｍ  ｆｏｒ  ｃｏｍｂｉｎｅｄ  ｐｈｏｔｏｄｉｏｄｅ／ＲＦ  ｐｏｗｅｒ  ｓｅｎｓｏｒ  ｔｒａｎｓｆｅｒ  ｓｔａｎｄａｒｄｓ,”  ＮＩＳＴ  Ｓｐｅｃｉａｌ  Ｐｕｂｌｉｃａｔｉｏｎ,  ２５０−５１,  Ｄｅｃｅｍｂｅｒ  １９９９，下記非特許文献１）。ヘテロダイン法は，周波数差が確定した同一パワー／同一偏波の２光波を受光した場合，時間軸から見ると２光波の周波数差に等しい周波数で１００％の強度変調がかかっていることを利用して，入力光パワーと出力ＲＦ信号パワーから変換効率を正確に計算できることに基礎を置いている。このような２光波を実現するために，ＮＩＳＴでは２台のＬＤ励起Ｎｄ：ＹＡＧレーザに位相同期をかけて周波数差を確定させ，強度，偏光もそれぞれ自動制御された複雑なシステムを提案している。そして，ＮＩＳＴは，このシステムを用いた校正サービスを提供している。アジレント社はこのサービスを利用して自社内標準用ＰＤを校正し，それを用いて市販測定器を校正している。
【０００６】
ところで，ＬＣＡの測定精度を調べてみると，様々な条件下での値が列記されている（Ａｇｉｌｅｎｔ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ  Ｉｎｃ．，  “Ｎ４３７３Ｃ  ６７  ＧＨｚ  Ｓｉｎｇｌｅ−Ｍｏｄｅ  Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ  Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ  Ａｎａｌｙｚｅｒ  ｆｏｒ  ４０／１００Ｇ  ｅｌｅｃｔｒｏ−ｏｐｔｉｃａｌ  ｔｅｓｔ,”  Ｄａｔａ  Ｓｈｅｅｔ,  ｐｐ.８−１１,  Ｆｅｂ.  ２００８.）。このレポートによれば，意外なことにＯ／ＥおよびＥ／Ｏ変換効率の周波数応答特性測定における絶対的な不確実さは±２ｄＢ前後もある。一方で，測定の再現性（ｒｅｐｅａｔａｂｉｌｉｔｙ）は，０．７ＧＨｚ以下の低周波域では±０．０２ｄＢ程度，２０ＧＨｚ以上の高周波域でも±０．３ｄＢ程度と，１０倍も優れている。また，Ｅ／Ｅの場合はＲＦネットワークアナライザの精度となり，やはり±０．２ｄＢ程度と高精度である。この理由として，ＲＦネットワークアナライザは測定直前にユーザが校正キットを用いて校正することが前提となっているが，Ｏ／ＥやＥ／Ｏは測定器の校正サービスを依頼した時にのみ校正され，日常の測定前には校正できないため，と推測される。この場合，最後の校正から典型的には１年くらい時間が経ってしまうために，測定再現性に優れていても，絶対精度の維持は難しいと思われる。
【０００７】
まず，光電変換標準が根拠とするヘテロダイン法の原理と，その光源に要求される特性について説明する。
【０００８】
２光波の解析モデルを考える。２光波はそれぞれ，”＋１”と“−１”と名付けられ，そのパワーや周波数差は，次のように定義されている。
【０００９】
【数１】
0005697192.tif 000002
【００１０】
ここで，Ｐ＋１とＰ−１は各光波のパワー，Ｐｏｐｔは全光パワー，δは２光波のパワー差，ω＋１とω−１は各光波の周波数，ωＲＦはその周波数差である。このとき，瞬時光パワーは次式のように計算される。
【００１１】
【数２】
0005697192.tif 000003
【００１２】
この光波を変換効率κのＰＤで２乗検波し直流をカットすると，ＲＦ電流となり，次のように計算される。
【００１３】
【数３】
0005697192.tif 000004
【００１４】
このＲＦ電流が５０Ωの負荷で消費する平均電力は次式のように計算される。
【００１５】
【数４】
0005697192.tif 000005
【００１６】
この（３）式と（４）式から変換効率κは，以下のようになる。
【００１７】
【数５】
0005697192.tif 000006
【００１８】
もし，２光波のパワー差δが０の場合，変調度は１００%となって変換効率κは以下のようになる。
【００１９】
【数６】
0005697192.tif 000007
【００２０】
測定するのは光パワーとＲＦパワーのみであり，両者ともトレーサブルな測定が可能である。
【００２１】
これまで説明したヘテロダイン法に用いられる光源には，次の４つの特性が要求される。すなわち，ヘテロダイン法は，以下の特性を満たす光源を被測定ＰＤに入射して入射光強度Ｐｏｐｔと出力ＲＦ信号強度ＰＲＦから光電機変換効率を求める。
（１）２光波のみ。
（２）周波数差を任意のＲＦ周波数に設定可能。
（３）２光波が同一偏波。
（４）２光波が同一強度。
【００２２】
これらの条件のうち，（３）はヘテロダイン効率を１００％とするために必要となる。
【００２３】
先に列挙した特性を持つ光電変換標準用の光源を実現するために，ＬＤ励起Ｎｄ：ＹＡＧレーザを２台用いることが提案されている（非特許文献１）。
【００２４】
この装置は，各レーザを個別に制御できるため，（１）２光波のみ，（３）同一偏波，（４）同一強度という条件を，比較的容易に実現できる。しかし，この装置は（２）任意の周波数差の設定が難しい。この装置では，光位相同期ループを組むことで（２）の条件を実現しているが，公称線幅がｋＨｚ程度と非常に狭いＬＤ励起Ｎｄ：ＹＡＧレーザを使う必要があるため，校正波長が１３１９ｎｍに限られる。
【００２５】
光検出器が非線形性を持つ場合には，２つの周波数成分の他に，２
の周波数の和や差の成分が発生する。これを測定することで，非線形性の強さを測定することが可能となる。２つの周波数をｆ１，ｆ２とし，周波数差が大きくない(２｜ｆ１−ｆ２｜／｜ｆ１ +ｆ２］ が１よりずっと小さい)場合，２ｆ１−ｆ２，２ｆ２−ｆ１，がｆ１，ｆ２と近い周波数となり，実用上，混信などの問題となることが多い。
【００２６】
検波出力に２つの周波数成分を得るには光入力が２つの周波数成分を持つ必要がある。しかし，一般に１つの変調器に２つの周波数成分を入力すると，変調器内部で周波数の差や和の成分が発生し，検出器での非線形を正確に測定することが困難となる。ここで議論する手法の目的は，非線形性のない理想的な光検出器で検波した際に純粋な２トーン信号が電気出力として得られる，光変調信号を発生させることである。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００２７】
【非特許文献１】Ｐ.  Ｄ.  Ｈａｌｅ  ａｎｄ  Ｃ.  Ｍ.  Ｗａｎｇ,  “Ｃａｌｉｂｒａｔｉｏｎ  ｓｅｒｖｉｃｅ  ｏｆ  ｏｐｔｏｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｒｅｓｐｏｎｓｅ  ａｔ  １３１９  ｎｍ  ｆｏｒ  ｃｏｍｂｉｎｅｄ  ｐｈｏｔｏｄｉｏｄｅ／ＲＦ  ｐｏｗｅｒ  ｓｅｎｓｏｒ  ｔｒａｎｓｆｅｒ  ｓｔａｎｄａｒｄｓ,”  ＮＩＳＴ  Ｓｐｅｃｉａｌ  Ｐｕｂｌｉｃａｔｉｏｎ,  ２５０−５１,  Ｄｅｃｅｍｂｅｒ  １９９９
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２８】
そこで，本発明は，２トーン信号を得るための方法を提供することを目的とする。また，本発明は２トーン信号を用いた検出器の特性評価方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２９】
本発明は，基本的にはネスト型のＭＺＭ（ＤＰＭＺＭ）を用いた２トーン信号の生成方法に関する。
【００３０】
そして，本発明の第１の側面は，２つのサブＭＺＭに高周波信号（ｆ１及びｆ２）を印加し，メインＭＺＭのバイアス電圧を調整して，２つのサブＭＺＭから出力されるＤＳＢ−ＳＣ変調信号の位相差をπ／２とする。そして，高速光検出器で二乗検波する。すると，クロスターム成分（ｆ１−ｆ２及びｆ１＋ｆ２）が抑圧された高周波信号の２倍周波数成分（２ｆ１及び２ｆ２）からなる２トーン信号を得ることができるという知見に基づく。
【００３１】
先に説明したとおり，たとえば２トーン信号を検出器の特性を評価するために有効に用いることができる。光の２トーン信号は検波すると一つの周波数成分をもつ純粋な正弦波信号が得られるのに対して，ここで説明するＲＦ２トーン信号は光検出器での２乗検波（光強度を電流へ変換する検波）で得られる電気出力が２トーン信号となるというものである
【００３２】
本発明の第１の側面は，２つのサブＭＺＭに異なる周波数の変調信号を印加し，メインＭＺＭにおいて光位相を調整することで２トーン信号を得る方法に関する。
【００３３】
この方法は，光源１１と光源１１からの光が入射する光変調器１２と光検出器１３を用いた光信号の生成方法である。そして，光変調器１２は，第１のアーム及び第２のアームを含むメインマッハツェンダー導波路１４を有し，第１のアーム及び第２のアームにはそれぞれ第１のサブマッハツェンダー導波路１５及び第２のサブマッハツェンダー導波路１６が設けられる。また，第１のサブマッハツェンダー導波路１５及び第２のサブマッハツェンダー導波路１６は，それぞれ変調電圧及びバイアス電圧のいずれか又は両方を印加するための第１の電極２１及び第２の電極２２を有する。メインマッハツェンダー導波路１４は，第１のサブマッハツェンダー導波路１５及び第２のサブマッハツェンダー導波路１６からの出力信号の位相差を制御するための第３の電極２３を有する。
【００３４】
この方法は，第１の電極２１及び第２の電極２２にそれぞれ周波数がｆ１及びｆ２である第１の変調信号及び第２の変調信号を印加する工程と，光変調器１２からの出力信号を光検出器１３が二乗検波して得られるｎｆ１＋ｍｆ２成分及びｎｆ１−ｍｆ２成分（ｎ及びｍは整数）のいずれか又は両方が抑圧されるように第３の電極２３に印加されるバイアス電圧を調整するバイアス電圧調整工程と，を含む。
このようにして，この方法は，第１の変調信号及び第２の変調信号の２Ｎ倍（Ｎは１以上の整数）の周波数成分を含む２トーン信号を発生する。
本発明では，２トーン信号として，第１の変調信号の２倍の周波数成分及び第２の変調信号の２倍の周波数成分のいずれかに比べて，第１の変調信号と第２の変調信号の和の周波数成分が２５ｄＢ以上４０ｄＢ以下に抑圧されるものを得ることができる。
【００３５】
ここでＮが１の場合，第１の変調信号及び第２の変調信号を印加する工程において第１のサブマッハツェンダー導波路１５及び第２のサブマッハツェンダー導波路１６がバイアスヌルとなるようにする。また，Ｎが２の場合，第１の変調信号及び第２の変調信号を印加する工程において，第１のサブマッハツェンダー導波路１５及び第２のサブマッハツェンダー導波路１６がバイアスフルとなるようにする。そして，Ｎが３以上の場合，バイアス電圧調整工程の後に，光源１１からの光成分をフィルタで除去する。
【００３６】
第１の側面の好ましい態様は，Ｎが１又は２であり，Ｎが１の場合，バイアス電圧調整工程において第３の電極２３に印加されるバイアス電圧がヌルとなるように調整する。一方，Ｎが２の場合，バイアス電圧調整工程において第３の電極２３に印加されるバイアス電圧がフルとなるように調整する。
【００３７】
第１の側面の好ましい態様は，Ｎは１であり，第１の変調信号及び第２の変調信号を印加する工程において第１のサブマッハツェンダー導波路１５及び第２のサブマッハツェンダー導波路１６に印加されるバイアス電圧がヌルとなるように調整する。
【００３８】
第１の側面の好ましい態様は，第１の変調信号の振幅（Ａ１）及び第２の変調信号の振幅（Ａ２）が等しい。すると，得られる２トーン信号の２つの信号の強度が等しくなる。
【００３９】
第１の側面の好ましい態様は，第１の変調信号の振幅（Ａ１）及び第２の変調信号の振幅（Ａ２）が等しく，第１の変調信号及び第２の変調信号の位相変調範囲が０度以上３６０度／Ｎであり，Ｊｎ（ｘ）（ｘは変数）を，ｎ次の第１種ベッセル関数としたときに，第１の変調信号の振幅（Ａ１）が，２トーン信号の目的とする振幅に対して[Ｊｎ（Ａ１）]２の逆関数掛けた値となるように調整する工程をさらに含む。このようにすることで，２トーン信号の振幅を制御できることとなる。
【００４０】
第１の側面の好ましい利用態様は，上記のいずれかに記載の光信号の生成方法により，２トーン信号を発生させ，発生させた２トーン信号を特性評価の対象となる光検出器へ入射させ，特性評価の対象となる光検出器の特性を評価する方法に関する。２つの強度のそろったピークを有する光を光検出器に入力した場合，光検出器が正しく動作していれば，２つの光が同程度の強度を持って測定される。一方光検出器の検出感度が周波数によってことなっていれば，２つの光が異なる強度を持って観測されることとなる。このように強度のそろった周波数の異なる光パルスを有する２トーン信号を光検出器に入力することで，光検出器の周波数特性などを評価できる。
【００４１】
本発明の第２の側面は，２つのサブＭＺＭに周波数が同じ変調信号を印加し，メインＭＺＭにも変調信号を印加して光２トーン光を得る方法に関する。
【００４２】
この方法は，光源１１と光源１１からの光が入射する光変調器１２と光検出器１３を用いた光信号の生成方法に関する。そして，光変調器１２は，第１のアーム及び第２のアームを含むメインマッハツェンダー導波路１４を有する。第１のアーム及び第２のアームにはそれぞれ第１のサブマッハツェンダー導波路１５及び第２のサブマッハツェンダー導波路１６が設けられる。第１のサブマッハツェンダー導波路１５及び第２のサブマッハツェンダー導波路１６は，それぞれ変調電圧及びバイアス電圧のいずれか又は両方を印加するための第１の電極２１及び第２の電極２２を有する。メインマッハツェンダー導波路１４は，第１のサブマッハツェンダー導波路１５及び第２のサブマッハツェンダー導波路１６に電圧を印加する第３の電極２３を有する。
【００４３】
そして，この方法は，第１の電極２１及び第２の電極２２に印加されるバイアス電圧を調整することで第１のサブマッハツェンダー導波路１５及び第２のサブマッハツェンダー導波路１６のバイアスをヌルにしつつ，第１の電極２１及び第２の電極２２に，それぞれ振幅が同じであり，周波数が第１の周波数ｆｍである第１の変調信号及び第２の変調信号を印加する工程と，第３の電極２３に，第１の周波数と異なる周波数ｆ３の第３の変調信号を印加する工程と，を含む。これにより，この方法は，２ｆｍ±ｆ３の周波数成分含む２トーン信号を発生する。
【００４４】
第２の側面の好ましい態様は，第３の電極２３に印加されるバイアス電圧がπ／２である。
【００４５】
第２の側面の好ましい態様は，第１の変調信号及び第２の変調信号は，位相差が９０度である。
【００４６】
第２の側面の好ましい態様は，第１の変調信号及び第２の変調信号は，位相を同相とする。そして，第３の電極２３に印加されるバイアス電圧を調整して，メインマッハツェンダー導波路をヌルバイアスで動作し，メインマッハツェンダー導波路１４から出力される光信号に前記第３の変調信号の周波数ｆ３の２倍の光信号である２倍波成分を含む光を生成させる。すると，光検出器からの出力には，２ｆ３＋ｆｍ及び２ｆ３−ｆｍを所望２トーン信号として含む信号を発生させることができる。また，第１の変調信号及び第２の変調信号を同相とする。第３の電極２３に印加されるバイアス電圧を調整して，メインマッハツェンダー導波路をフルバイアスで動作し，メインマッハツェンダー導波路（１４）から出力される光信号に第３の変調信号の周波数ｆ３の４倍の光信号である４倍波成分を含む光を生成させる。するとこの光を検出した光検出器からの出力には，４ｆ３＋ｆｍ及び４ｆ３−ｆｍを所望２トーン信号として含む信号を発生させることができる。
【００４７】
本発明の第１の側面及び第２の側面の好ましい利用態様は，上記いずれかに記載の方法により得られた２トーン信号を，特性評価の対象となる検出器に印加して，ヘテロダイン検波を行う，検出器の特性評価方法に関する。
【発明の効果】
【００４８】
本発明によれば，入力周波数の２倍の周波数成分を有する２トーン信号を得ることができる。また，本発明は，２トーン信号を用いた検出器の特性評価方法を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００４９】
【図１】図１は，本発明の基本系を示すブロック図である。
【図２】図２は，本発明において用いる光変調器の例を示すブロック図である。
【図３】図３は，本発明の原理を説明するための図である。
【図４】図４は，２つの並列したＭＺＭを有するマッハツェンダー変調器（ＤＰＭＺＭ）を示す図である。
【図５】図５は，実験系を示す図である。
【図６】図６は，実測されたラジオ波スペクトルを示す図である。
【図７】図７は，ＰＤ入力点での光スペクトルを示す。図中「ｗａｖｅ  ｌｅｎｇｔｈ」は波長を意味し，「Ｏｐｔｉｃａｌ  Ｐｏｗｅｒ」は，光強度を意味する。
【図８】図８は，実施例２における１０ＧＨｚ付近のＲＦスペクトル（所望成分１０．００ＧＨｚ,及び １０．０２ＧＨｚ）を示す。
【図９】図９は，実施例２における２０ＧＨｚ付近のＲＦスペクトルを示す。
【図１０】図１０は，実施例２における５ＧＨｚ付近のＲＦスペクトルを示す。
【図１１】図１１は，実施例３における光検出器の入力前の光スペクトルを示す。
【図１２】図１２は，実施例３における５ＧＨｚ付近のＲＦスペクトルを示す。
【図１３】図１３は，実施例４における光検出器の入力前の光スペクトルを示す。
【図１４】図１４は，実施例４における１０ＧＨｚ付近のＲＦスペクトル（所望成分１０．００ＧＨｚ,及び１０．０２ＧＨｚ）を示す。
【図１５】図１５は，実施例５における光検出器の入力前の光スペクトルを示す。
【図１６】図１６は，実施例５における１０ＧＨｚ付近のＲＦスペクトル，ＲＢＷフィルタ５．１ｋＨｚを示す。
【図１７】図１７は，実施例５における７．５ＧＨｚ付近のＲＦスペクトル，ＲＢＷフィルタ１０ｋＨｚを示す。
【発明を実施するための形態】
【００５０】
図１は，本発明の基本系を示すブロック図である。図１に示されるように，本発明の第１の側面は，光源１１と光源１１からの光が入射する光変調器１２と光検出器１３を用いた光信号の生成方法に関する。
【００５１】
第１の側面に係るＲＦ２トーン信号の発生方法について説明する。この方法は，基本的には，２つのサブＭＺ変調器にそれぞれ異なる周波数の変調周波数信号を入力しつつ，メインＭＺＭで光位相を制御することによりＲＦ２トーン信号を得るものである。
【００５２】
図２は，本発明において用いる光変調器の例を示すブロック図である。図１に示されるように，この光変調器１２は，第１のアーム及び第２のアームを含むメインマッハツェンダー（ＭＺ）導波路１４を有するＤＰＭＺＭである。そして，ＤＰＭＺＭの第１のアーム及び第２のアームにはそれぞれ第１のサブＭＺ導波路１５及び第２のサブＭＺ導波路１６が設けられる。第１のサブＭＺ導波路１５及び第２のサブＭＺ導波路１６は，それぞれ変調電圧及びバイアス電圧のいずれか又は両方を印加するための第１の電極２１及び第２の電極２２を有する。メインＭＺ導波路１４は，第１のサブＭＺ導波路１５及び第２のサブＭＺ導波路１６からの出力信号の位相差を制御するための第３の電極２３を有する。
【００５３】
これら第１の電極２１，第２の電極２２及び第３の電極２３の電極の例は，２つの導波路に対称な電界を発生させバランスのとれたプッシュプル動作を実現するものである。この例では，２つの導波路（アーム）に生じる光位相変化の大きさが同じで，光位相変化が逆符号である。
【００５４】
第１のサブＭＺ導波路１５及び第２のサブＭＺ導波路１６は，それぞれ例えば，略六角形状の導波路を具備し，並列する２つの位相変調器を具備するようにして構成される。位相変調器は，たとえば，導波路に沿った電極により達成できる。また強度変調器は，たとえばマッハツェンダー導波路と，マッハツェンダー導波路の両アームに電界を印加するための電極とにより達成できる。第１のサブＭＺ導波路１５及び第２のサブＭＺ導波路１６のそれぞれのアームには，電極が設けられていてもよい。すなわち，第１の電極２１及び第２の電極２２は，それぞれ１本の電極により構成されてもよいし，それぞれ各導波路に沿った２本の電極により構成されてもよい。
【００５５】
通常，マッハツェンダー導波路や電極は基板上に設けられる。基板及び各導波路は，光を伝播することができるものであれば，特に限定されない。例えば，ＬＮ基板上に，Ti拡散のニオブ酸リチウム導波路を形成しても良いし，シリコン（Ｓｉ）基板上に二酸化シリコン（ＳｉＯ２）導波路を形成しても良い。
【００５６】
第３の電極２３には，低電圧信号又は低周波信号が印加される。この信号が，バイアス電圧である。第１の電極２１及び第２の電極２２には，後述する高周波数信号に加えて，低電圧信号又は低周波信号が印加されてもよい。「低周波」とは，例えば，０Ｈｚ〜５００ＭＨｚの周波数を意味する。なお，この低周波信号の信号源の出力には電気信号の位相を調整する位相変調器が設けられ，出力信号の位相を制御できるようにされていることが好ましい。
【００５７】
第１の電極２１及び第２の電極２２にそれぞれ周波数がｆ１及びｆ２である第１の変調信号及び第２の変調信号が印加される。この変調信号は，ラジオ周波数（ＲＦ）信号である。すなわち，第１の電極２１及び第２の電極２２は，たとえば，高周波電気信号源と接続される。高周波電気信号源は，第１の電極２１及び第２の電極２２へ伝達される信号を制御するためのデバイスである。高周波信号の周波数（ｆｍ）の例は，１ＧＨｚ〜１００ＧＨｚである。高周波電気信号源の出力の例は，一定の周波数を有する正弦波である。この高周波電気信号源の出力には位相変調器が設けられ，出力信号の位相を制御できるようにされていることが好ましい。
【００５８】
この方法は，第１の電極２１及び第２の電極２２にそれぞれ周波数がｆ１［Ｈｚ］及びｆ２［Ｈｚ］である第１の変調信号及び第２の変調信号が印加される。ここで，ｆ１及びｆ２は，異なる周波数である。
【００５９】
光源１１からの入力光の周波数をｆ０［Ｈｚ］とすると，第１のサブＭＺ導波路１５及び第２のサブＭＺ導波路１６からは，ＤＳＢ−ＳＣ信号が出力される。第１のサブＭＺ導波路１５からは，ｆ０−ｆ１及びｆ０＋ｆ１の周波数成分を有するＤＳＢ−ＳＣ信号が出力される。第２のサブＭＺ導波路１６からは，ｆ０−ｆ２及びｆ０＋ｆ２の周波数成分を有するＤＳＢ−ＳＣ信号が出力される。そして，メインＭＺ導波路の合波路で２つのＤＳＢ−ＳＣ信号が合波される。合波される２つのＤＳＢ−ＳＣ信号の位相差を第３の電極に印加されるバイアス信号により調整できる。
【００６０】
本発明の方法は，光変調器１２からの出力信号を光検出器１３が二乗検波して得られるｆ１＋ｆ２成分及びｆ１−ｆ２成分のいずれか又は両方が抑圧されるように第３の電極２３に印加されるバイアス電圧を調整する。このバイアス電圧調整は，制御装置を用いて自動的に行われるようにしてもよい。この制御装置には，光検出器１３の二乗検波値が入力される。そして，この制御装置は，バイアス電源と接続されており，第３の電極２３に印加する電圧値を変化させて，ｆ１＋ｆ２成分及びｆ１−ｆ２成分のいずれか又は両方が抑圧されるようにバイアス電源に対して指令を出す。このようにすれば，クロスターム成分を抑圧できる。
【００６１】
バイアス電圧を調整する際に，第１のサブＭＺ導波路１５及び第２のサブＭＺ導波路１６からの出力信号の位相差がπ／２となるように，第３の電極２３に印加されるバイアス電圧を調整することが好ましい。
【００６２】
このようにすることで，第１の変調信号及び第２の変調信号の２倍の周波数成分を含む２トーン信号を発生することができる。具体的に説明すると，２トーン信号として，第１の変調信号の２倍の周波数成分及び第２の変調信号の２倍の周波数成分のいずれかに比べて，第１の変調信号と第２の変調信号の和の周波数成分が２５ｄＢ以上４０ｄＢ以下に抑圧されるものを得ることができる。
【００６３】
本発明の第２の側面は，上記いずれかに記載の方法により得られた２トーン信号を，特性評価の対象となる検出器に印加して，ヘテロダイン検波を行う，検出器の特性評価方法に関する。
【００６４】
図３は，本発明の原理を説明するための図である。図４に示される２つの並列したＭＺＭを有するマッハツェンダー変調器（ＤＰＭＺＭ）を用いて，２つの搬送波抑圧両側波帯（ＤＳＢ−ＳＣ）信号を発生し，合波する。この際，変調周波数を，ｆ１及びｆ２とする。このＤＰＭＺＭは，メインＭＺＭの両アームのそれぞれに，サブＭＺＭを有する。２つのサブＭＺＭの光位相差は，電極Ｃに印加されるバイアス電圧Ｃを調整することで制御できる。ＤＰＭＺＭからの出力信号は，４つのスペクトル要素を有している。インプット信号（ｆ０）に対するオフセット周波数は，＋ｆ１，−ｆ１，＋ｆ２及び−ｆ２であり，二乗検波のために高速光検出器に光信号を入力することで，２ｆ１，２ｆ２，ｆ１＋ｆ２及びｆ１−ｆ２成分を得ることができる。
【００６５】
ここで，クロスターム成分であるｆ１＋ｆ２及びｆ１−ｆ２成分は，２つのＤＳＢ−ＳＣ信号の光位相差による。ｆ１＋ｆ２成分は，ｆ１成分の上側波帯（ＵＳＢ）信号及びｆ２成分の下側波帯（ＬＳＢ）信号から生成する。一方，ｆ２成分の上側波帯（ＵＳＢ）信号及びｆ１成分の下側波帯（ＬＳＢ）信号もｆ１＋ｆ２成分を生成する。これらは互いに干渉しあう。バイアス電圧Ｃを制御することで，ｆ１＋ｆ２成分の強度を抑圧できる。同様に，ｆ１−ｆ２成分は，ｆ１及びｆ２成分のＵＳＢの光ビートにより発生するとともにそれらのＬＳＢからも発生する。
【００６６】
次に，本発明の動作原理を解析する。メインマッハツェンダー変調器の上側のアームに存在するサブＭＺＭにより発生するＤＳＢ−ＳＣ信号は，以下のように表現できる。
【００６７】
【数７】
0005697192.tif 000008
【００６８】
一方，メインマッハツェンダー変調器の下側のアームに存在するサブＭＺＭにより発生するＤＳＢ−ＳＣ信号は，以下のように表現できる。
【００６９】
【数８】
0005697192.tif 000009
【００７０】
上記の式において，Ａ１及びＡ２は，高速信号であるｆ１及びｆ２による振幅を示す。Ｊｎは，ｎ次の第１種ベッセル関数である。ここで，光位相シフト量が高次成分を無視できるほど小さいものとする。すると，ＤＰＭＺＭからの出力は以下のように表すことができる。
【００７１】
【数９】
0005697192.tif 000010
【００７２】
ここで，Φ（ファイ）は，バイアス電圧Ｃにより制御される光位相である。ここでは，Ａ１及びＡ２が等しく，Ａであるとする。すると，高速光検出器における二乗検波信号を，以下のように表現できる。
【００７３】
【数１０】
0005697192.tif 000011
【００７４】
すると，クロスターム成分であるｆ１＋ｆ２及びｆ１−ｆ２成分をバイアス電圧（又はΦ）により制御できることがわかる。一方，２倍周波数成分２ｆ１及び２ｆ２成分はΦに依存しない。Φがπ／２であるとき，検出信号を以下のように表現できる。
【００７５】
【数１１】
0005697192.tif 000012
【００７６】
すなわち，クロスターム成分を抑圧することで，２倍周波数成分が得られることがわかる。たとえば，ｆ１変調信号の第１の４相位相変調信号と第２の４相位相変調信号におけるｎ番目の点を用いることで，２ｆ１のｎ−ＰＳＫ（位相シフトキーイング）を達成できる。すなわち，本発明の方法は，高速ＰＳＫ信号の周波数領域における混合に有効であるといえる。
【００７７】
つまり，上記のようにして得られるＲＦ信号は，２つの周波数成分の強度が等しくなり，バランスのとれた２トーン信号となることがわかる。周波数だけでなく位相も２倍になっているので，変調信号の位相変化を０度から１８０度に制限された位相変調信号であると，出力としては位相変化０度から３６０度までの位相変調信号が得られる。［Ｊ１（Ａ）］２の逆関数であらかじめ変換しておくことで，振幅も自由に制御することができる。これらの性質を利用すると，２つの変調信号を歪み成分（周波数の和や差の成分など）なしに周波数を二倍しつつ合成することが可能となる。広帯域の信号を合成する場合に有用であると考えられる。
【００７８】
次に，サブＭＺＭのＤＣバイアスがＦｕｌｌ(φＢ１＝φＢ２＝０:入力光成分最大)の場合を考える。入れ子型のＭＺを有するＬＮ変調器（２つのサブＭＺの電極を電極Ａ，電極Ｂとし，メインＭＺの電極を電極Ｃとする。）を想定した場合に，電極Ａ及び電極Ｂに印加される変調信号は，以下のように表わすことができる。
【００７９】
【数１２】
0005697192.tif 000013
【００８０】
メインＭＺＭ からの出力は以下のようになる。
【００８１】
【数１３】
0005697192.tif 000014
【００８２】
ここで，入力光成分をフィルタで除去すると，メインＭＺＭ からの出力は以下のようになる。
【００８３】
【数１４】
0005697192.tif 000015
【００８４】
これを２乗検波すると，以下のように検出される。
【００８５】
【数１５】
0005697192.tif 000016
【００８６】
Φがπ／２であるとき，検出信号を以下のように表現できる。
【００８７】
【数１６】
0005697192.tif 000017
【００８８】
変調信号の周波数の和と差の成分は抑圧され４倍波の成分４ωｍ１と４ωｍ２の２つの周波数成分だけとなる。さらに，Ａ１＝Ａ２＝Ａの場合（両サブマッハツェンダー干渉計に印加される変調信号の振幅が等しい場合）には検出信号を以下のように表現できる。
【００８９】
【数１７】
0005697192.tif 000018
【００９０】
すなわち，上記の場合は，２つの周波数成分の強度が等しくなり，バランスのとれた２トーン信号となることがわかる。検出信号は，周波数だけでなく位相も４
になっているので，変調信号の位相変化を０度から９０度に制限された位相変調信号であると，出力としては位相変化０から３６０度までの位相変調信号が得られる。［Ｊ２（Ａ）］２の逆関数であらかじめ変換しておくことで，振幅も自由に制御することができる。これらの性質を利用すると，２つの変調信号を歪み成分（周波数の和や差の成分など）なしに周波数を四倍しつつ合成することが可能となる。広帯域の信号を合成する場合に有用であると考えられる。
【００９１】
強度を校正した２トーン光をＰＤへ入力して，ＰＤから出力されるＲＦ信号を用いてＰＤの周波数特性を測定するものである。すなわち，２トーンの周波数間隔を掃引することで，ＰＤの周波数特性を測定・評価できる。２トーン光の中心波長を変化させることで，光検出器の波長特性を測定できる。２トーン光の偏光を変化させることで，偏光特性を測定できる。
【００９２】
第２の態様は，２トーン光を２つ以上ＰＤに同時に入力して，ＰＤの非線形性を測定するものである。
第３の態様は，ＦＳＫ変調器を用いてＰＤの非線形性を測定するものである。
いずれの態様も，２トーン光発生源として，ＭＺ干渉計を有する系を用いる。
この際，バイアス電圧を調整することで２トーン信号の強度差が大きくならないように制御する。周波数掃引速度と不要スペクトル成分の強度を同時に監視する。
ＭＺ干渉計を有する系は，周波数が安定しており，２トーン信号の偏光差を制御でき，高消光比を達成できる。このため，ＭＺ干渉計を有する系を２トーン光発生源として用いることで，きわめて精度よくＰＤの特性を評価できる。
【００９３】
本発明の第２の側面は，サブＭＺＭに等しい周波数の変調信号を所定の位相差で入力し，メインＭＺＭにも変調信号を入力するものに関する。この方法によれば，２トーン信号を発生する光信号や２トーン信号を含む信号を発生する光信号を発生することができる。
【００９４】
この側面の方法も，サブＭＺでＤＳＢ-ＳＣ変調する。電極Ａ及び電極Ｂに印加される変調信号は，以下のように表わすことができる。
【００９５】
【数１８】
0005697192.tif 000019
【００９６】
となる。Ａ１＝Ａ２＝Ａとして，メインＭＺＭに各振動数ω３，位相φ３の変調信号Ｂｓｉｎ（ω３ｔ＋φ３）＋φＢを印加する。メインＭＺＭの出力での変調信号は以下のように表わすことができる。
【００９７】
【数１９】
0005697192.tif 000020
【００９８】
よって，２乗検波波形は，ＫをＪ１（Ｂ）／Ｊ２（Ｂ）として，以下のように表わすことができる。
【００９９】
【数２０】
0005697192.tif 000021
【０１００】
φ１＝０，φ２＝π／２，ωｍ１＝ωｍ２＝ωｍの場合は，２乗検波による検出波形は以下のようになる。
【０１０１】
【数２１】
0005697192.tif 000022
【０１０２】
さらに，φＢ＝π／２の場合，２乗検波による検出波形は以下のようになる。ただし，Ｋが１よりずっと小さいとし，Ｋの２乗の項を無視した。
【０１０３】
【数２２】
0005697192.tif 000023
【０１０４】
上記のとおりであるから，サブＭＺＭに９０
度位相差(φ２−φ１＝π／２)
をもつ等しい振幅，等しい周波数（角周波数ωｍ)の変調信号を入力し（バイアスはＮｕｌｌ），メインＭＺＭにＢｓｉｎ（ωｍ３ｔ＋φ３）＋φＢを印加すると，ＲＦ
２トーン信号が得られる。メインＭＺＭ のバイアスφＢ＝π／２
とする必要がある。２トーン信号の周波数成分はサブＭＺＭ の変調周波数の２ 倍からメインＭＺＭの変調周波数を引いたものと足したものの２ 通りである。２トーン信号の成分間の周波数差はメインＭＺＭの変調周波数に，平均周波数はサブＭＺＭ
変調周波数の２倍に一致するので，非線形性のテスト時の周波数変化（平均か間隔か）が容易であるというメリットがある。
【０１０５】
この側面は，以下の態様にも利用できる。先に説明した入れ子型のＭＺを有するＬＮ変調器（２つのサブＭＺの電極を電極Ａ，電極Ｂとし，メインＭＺの電極を電極Ｃとする。）。そして，マイクロ波ｆＲＦを電極Ｃに印加し，マイクロ波ｆＩＦを同相で電極Ａ及び電極Ｂに印加する。電極Ａ及びＢをヌルバイアスモード動作となるように（すなわち外部レーザ出力が最小となるように）ＤＣバイアスを調整する。電極Ｃは，発生する光信号が２倍波（ヌルバイアスモード）又は４倍波（フルバイアスモード）かでＤＣバイアス値を調整する。このように調整すると，４つの光信号を得ることができる。これらの光信号は全て偏波が揃ったものである。すなわち，電極に印加する２種のマイクロ波を移送同期させることによりコヒーレントな信号を発生できることとなる。そして，光の周波数差としてマイクロ波を得ることができるので，光検出器からマイクロ波信号を出力できる。４つの光信号の周波数は，マイクロ波ｆＲＦの２倍（Ｎｕｌｌ-ｂｉａｓモード動作），マイクロ波ｆＲＦの４倍（Ｆｕｌｌ-ｂｉａｓモード動作），“マイクロ波ｆＲＦの２倍（４倍）＋マイクロ波ｆＩＦ”及び“マイクロ波ｆＲＦの２倍（４倍）−マイクロ波ｆＩＦ”である。“マイクロ波ｆＲＦの２倍（４倍）＋マイクロ波ｆＩＦ”及び“マイクロ波ｆＲＦの２倍（４倍）−マイクロ波ｆＩＦ”の周波数を有する信号は，コヒーレントな高位相安定信号であり，かつ振幅も揃っている。これらを所望の２トーン信号とする。このため，この片方を装置測定用基準信号とし，他方をテスト信号として用いることができる。応用可能な周波数帯は１ＧＨz以下から１００ＧＨｚ以上であり，２トーン信号の周波数差は，ＤＣから４０ＧＨｚ程度（電極Ａ及び電極Ｂの入力に依存）と考えられる。この態様では，１つのＬＮ−ＭＺＭにより検出器から２つのマイクロ波信号を含む信号を出力させることができる光信号を得ることができる。１つのＬＮ−ＭＺＭで２つのマイクロ波信号を光信号として発生させるため，偏波面は１度以内で揃っており，かつ高位相安定な信号が得られる。
【０１０６】
以下，実施例を用いて本発明を具体的に説明する。本発明は以下に説明する実施例に限定されるものではない。
【実施例１】
【０１０７】
図５は，実験系を示す図である。ＤＰＭＺＭ(ネスト型マッハツェンダー変調器)のＤＣバイアス電極Ａ及びＢに２つの正弦波をそれぞれ印加した。電極Ｂ又はＣに印加されるバイアス電圧を調整することで，サブＭＺＭを最小伝送バイアスポイントに調整して，ＤＳＢ−ＳＣ変調を達成した。２つのＤＳＢ−ＳＣ信号の光位相差を，電極Ｃに印加されるバイアス電圧を制御することで調整した。ｆ１とｆ２の変調周波数を５．００ＧＨｚと５．０１ＧＨｚとした。光スペクトルアナライザを用いて光検出器から出力されるラジオ波を観測した。図６に示されるとおり，本実験により２つの２倍周波数成分（１０．００ＧＨｚ及び１０．０２ＧＨｚ）であって，クロスターム要素（１０．０１ＧＨｚ）が抑圧されたものを得ることができた。目的とする要素からみた，クロスターム要素の抑圧比は３０ｄＢ以上であった。
【０１０８】
このように，対象成分以外の成分を十分に抑圧した，２倍周波数成分の２トーン信号をマイクロ波の領域で得ることができた。この技術は，光検出器の非線形性を測定することや，ワイドバンドのＲｏＦシグナルの周波数領域における混合を達成するために有効であると考えられる。
【実施例２】
【０１０９】
ＤＰＭＺＭによるＲＦ
Ｔｗｏ−ｔｏｎｅ信号発生
概要
ＲｏＦシステム受信系の非線形特性評価のために，理想的なＰＤで検波した際に２トーン（Ｔｗｏ−ｔｏｎｅ）ＲＦ信号の発生を検討した。通常の強度変調器にＴｗｏ−ｔｏｎｅ信号を電気入力として加えると変調器自体の非線形性を含むＲｏＦ信号が発生する。本実験では，ＤＰＭＺＭのサブＭＺにそれぞれ，別の周波数ｆ１,ｆ２のシングルトーン信号を加えて，ＰＤ出力では理想的なＴｗｏ−ｔｏｎｅ信号を得た。各サブＭＺ（マッハツェンダー干渉計）ＤＳＢ−ＳＣ変調し，光のＴｗｏ−ｔｏｎｅ信号を発生させた。
各サブＭＺにおいて発生した信号をメインＭＺで合波させた。この際，光回路は線形であるために，新たな周波数成分は発生しない。光出力としては変調周波数ｆ１とｆ２のＵＳＢ,ＬＳＢをそれぞれ，計４つのスペクトル成分が得られる。ＰＤでの２乗検波では２ｆ１，２ｆ２,ｆ１＋ｆ２の３つのスペクトル成分が発生するが，メインＭＺでの光位相（バイアス）を制御することで，ｆ１＋ｆ２成分を抑圧し，２ｆ１と２ｆ２成分からなるＴｗｏ−ｔｏ
ｎｅ信号が得られる。メインＭＺのバイアス調整でｆ１のＵＳＢとｆ２のＬＳＢのビートとｆ２のＵＳＢとｆ１のＬＳＢのビートが逆相とすることができるというのが基本原理である。サブＭＺに印加された信号はそれぞれ二逓倍されるので，一般にＱＡＭなどで変調された信号を入力した場合，ＰＤ出力では適切な変調信号とならないが，０−１８０度の間に限定して位相変調をした場合には，位相変化が２倍となり，ＰＤ出力で０−３６０度の範囲での位相変調信号となる。この原理を使うと，電気回路で発生困難な広帯域なＦＤＭやＯＦＤＭ信号の合成が期待できる。
【０１１０】
実験系
光源として，ＮＥＬ ＮＬＫ１５５４ＢＴＺ−Ａ
８０１２８ ０ｄｅｇ １４９．７ｍＡ用いた偏波コントローラの出力端での出力は１１．６７ｄＢｍであった。偏波コントローラを経た光がＦＳＫ変調器（Ｔ ＦＳＫ１．５−１０−Ｐ
ＳＮ １８２３７６)に入力した。この光は，増幅器（ＥＤＦＡ（ＯＰＲＥＬ製））及び ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）５ｎｍ（応用光電）を経て，ＰＤ（ＮＥＬ
ＫＥＰＤ ２５２５ＶＰＧ）へ入力した。光変調器のＲＦ入力はローデアンドシュワルツＳＭＦ−１００Ａを２台用いた。光変調器のバイアス制御は応用光電Ｅ１２０６９を用いて制御した。光スペクトル（ＰＤ入力点で）をＡＮＤＯ製光スペクトルアナライザを用いて測定した。図７は，ＰＤ入力点での光スペクトルを示す。ＰＤからの出力をアジレントＥ４４４８Ａでスペクトル測定した。
【０１１１】
実験手順
実験手順は以下の通りであった。
まず，ＦＳＫ変調器のバイアスを調整した。
【０１１２】
光スペクトルアナライザを用いてバイアス電圧を調整した。
（Ｉ）ＭＺａ（第１のサブマッハツェンダー干渉計）のバイアスをヌル（Null）に設定した。この際，
１．ＭＺａのＲＦ入力をＯＮとし，ＭＺｂのＲＦ入力をＯＦＦとした。
２．２次および０次サイドバンドが最小となるようにＭＺａのバイアスを調整（０次はＭＺｂからの成分を含むのでゼロにならない）した。
（ＩＩ）ＭＺｂのバイアスを（Ｉ）と同様に調整しヌルに設定した。
（ＩＩＩ）ＭＺａ及びＭＺｂの両方にＲＦ信号を入力し，２次サイドバンドが最小となるようにＭＺａ及びＭＺｂのバイアスを調整（ＲＦ同時入力による温度変化に対応）した。
（ＩＶ）  キャリアが最小となるようにＭＺｃへのバイアス電圧を調整した。
そして，上記の手順を適宜繰り返した。
【０１１３】
ＲＦスペクトルアナライザでＰＤ出力をモニタし，ｆ１＋ｆ２成分が最小となるように主にＭＺｃへのバイアス電圧を微調整した。ＭＺａおよび,ＭＺｂへ印加するバイアス電圧も微調整してもよいが，これらを大きく変化させたときには，光スペクトルアナライザで再度確認した。
【０１１４】
光スペクトルアナライザ調整の（Ｉ）及び（ＩＩ）の工程で，１次サイドバンドの強度が等しくなるようにＲＦパワーを調整した。つぎに，ＲＦスペクトルアナライザでも１次サイドバンドの強度が等しくなるように調整した。続いて２ｆ１と２ｆ２成分が等しくなるように調整した。ただ，ＲＦパワーを変えると，ｆ１＋ｆ２成分の抑圧比も変動するので，バイアス電圧(主にＭＺｃ)も合わせた微調整を行った。
【０１１５】
実験結果
上記の実験結果を図７〜図１０に示す。この実験では，ｆ１として５．００ＧＨｚ (２７．４７ｄＢｍ
変調器入力点), ｆ２として５．０１ＧＨｚ（２７．２４ｄＢｍ）の変調信号を用いた。図７は，実施例２における光検出器の入力前の光スペクトルを示す。図８は，実施例２における１０ＧＨｚ付近のＲＦスペクトル（所望成分１０．００ＧＨｚ,及び １０．０２ＧＨｚ）を示す。図９は，実施例２における２０ＧＨｚ付近のＲＦスペクトルを示す。図１０は，実施例２における５ＧＨｚ付近のＲＦスペクトルを示す。
【０１１６】
図８に示されるように１０ＧＨｚ近辺で所望成分の２トーンが得られることが確認できた。不要成分ｆ１＋ｆ２の抑圧比は３０ｄＢ以上であった。図９に示される通り，４倍波の２０．００ＧＨｚ及び２０．０４ＧＨｚ成分も発生していた。基本波５ＧＨｚ近辺は原理的には抑圧されるはずであるが，図１０に示されるように−６０ｄＢｍ程度発生していた。しかし，基本波成分は所望成分である２倍波に比べると１０ｄＢ程度抑圧されていた。
【実施例３】
【０１１７】
光パワーを変調器出力−２．９７ｄＢｍとしＰＤ入力６．４５ｄＢｍとし，ｆ１を５．００ＧＨｚ（２７．４０ｄＢｍ）,ｆ２を６．００ＧＨｚ（２７．４９ｄＢｍ）とした。その結果を図１１及び図１２に示す。図１１は，実施例３における光検出器の入力前の光スペクトルを示す。図１２は，実施例３における５ＧＨｚ付近のＲＦスペクトルを示す。
【実施例４】
【０１１８】
ＤＰＭＺＭ（ＳＳＢ−ｌｉｋｅ）によるＲＦＴｗｏ−ｔｏｎｅ信号発生
本実施例では，ＤＰＭＺＭのサブＭＺにそれぞれ，周波数ｆ１のシングルトーン信号を９０度位相差で加えて，さらに，メインＭＺには周波数ｆ２のシングルトーン信号を印加し，ＰＤ出力では理想的なＴｗｏ−ｔｏｎｅ信号を得た。各サブＭＺでＤＳＢ−ＳＣ変調し，周波数２ｆ１成分を発生させた。メインＭＺではさらに２ｆ１＋ｆ２及び２ｆ１−ｆ２成分が発生するが，バイアスを光位相差９０度に設定すると，ＰＤ検波出力で２ｆ１成分及び２ｆ２成分が抑圧され，２ｆ１＋ｆ２，２ｆ１−ｆ２成分からなるＴｗｏ−ｔｏｎｅ信号が得られた。
【０１１９】
実験系
この実施例における実験系は以下の通りであった。
光源として，ＮＥＬ ＮＬＫ１５５４ＢＴＺ−Ａ
８０１２８ ０ｄｅｇ １４９．７ｍＡを用いた偏波コントローラの出力端での出力強度は１１．６７ｄＢｍであった。光源からの光は偏波コントローラを経て，ＦＳＫ変調器(Ｔ ＦＳＫ１．５−１０−Ｐ ＳＮ １８２３７６)に入力した。ＦＳＫ変調器の出力は，ＥＤＦＡ（ＯＰＲＥＬ社製）
及び ＢＰＦ ５ｎｍ(応用光電社製)を経て，ＰＤ（ＮＥＬ ＫＥＰＤ
２５２５ＶＰＧ）へ入力した。
【０１２０】
ＲＦ入力はローデアンドシュワルツＳＭＦ−１００Ａ  (サブＭＺＭ用)  Ｈｙｂｒｉｄ経由で変調器へ入力した。メインＭＺＭ用には，ローデアンドシュワルツＳＭＲ−２０を用いた。バイアス電圧は応用光電Ｅ１２０６９を用いて制御した。ＰＤ入力点での光スペクトルを，ＡＮＤＯ社製光スペクトルアナライザを用いて検出した。ＰＤの出力をアジレントＥ４４４８Ａでスペクトル測定した。
【０１２１】
実験手順
ＦＳＫ変調器のバイアスを調整する
サブＭＺＭにＲＦ入力して，ＳＳＢ動作条件に設定。
【０１２２】
実験結果
この実験では，２つのサブＭＺＭに印加される変調信号の周波数ｆ１が５．００ＧＨｚ（２１．５１ｄＢｍ  ＭＺａ,  ２１．６１ｄＢｍＭＺｂ）であり，メインＭＺＭに印加される編昇進後の周波数ｆ２が，１ＧＨｚ（１５．２６ｄＢｍ  ＭＺｃ）であった。図１３は，実施例４における光検出器の入力前の光スペクトルを示す。図１４は，実施例４における１０ＧＨｚ付近のＲＦスペクトル（所望成分１０．００ＧＨｚ,及び１０．０２ＧＨｚ）を示す。図１４から，１０ＧＨｚ近辺で所望成分２トーン信号が得られることが確認できた。不要成分２ｆ１の抑圧比は１０数ｄＢであった。
【実施例５】
【０１２３】
この実験では，２つのサブＭＺＭに印加される変調信号の周波数ｆ１が１．００ＧＨｚ(２２．７９ｄＢｍＭＺａ,  ２２．３５ｄＢｍ  ＭＺｂ)であり,メインＭＺＭに印加される変調信号の周波数ｆ２が，ｆ２:１０．００ＧＨｚ（１４．１３ｄＢｍＭＺｃ）であった。図１５は，実施例５における光検出器の入力前の光スペクトルを示す。図１６は，実施例５における１０ＧＨｚ付近のＲＦスペクトル，ＲＢＷフィルタ５．１ｋＨｚを示す。図１７は，実施例５における７．５ＧＨｚ付近のＲＦスペクトル，ＲＢＷフィルタ１０ｋＨｚを示す。
【産業上の利用可能性】
【０１２４】
本発明は，光情報通信の分野において好ましく利用することができる。
【符号の説明】
【０１２５】
１１    光源
１２    光変調器
１３    光検出器
１４    メインマッハツェンダー導波路
１５    第１のサブマッハツェンダー導波路
１６    第２のサブマッハツェンダー導波路
２１    第１の電極
２２    第２の電極
２３    第３の電極
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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