(57)【要約】  ＤＭＳフィルタとして構成されているＳＡＷフィルタが提案され、このＳＡＷフィルタは第１の変換器と第２の変換器の交番的な配置構成を有する。対称的である電気的な出力側に接続されている第１の変換器は複数の部分変換器の直列回路を有する。各部分変換器は総アパーチャ（Ａ0）に比べ低減された部分アパーチャを有し、部分アパーチャの和は総アパーチャ（Ａ0）になる。少なくとも２つの第１の変換器は電気的に直列に接続されている。
2008516488.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＳＡＷフィルタにおいて、
−アパーチャＡ0を有する音響的なトラック内に少なくとも１つの電気音響的な第１の変換器（ＡＷ）と少なくとも１つの電気音響的な第２の変換器（ＥＷ）とが交互に並んで配置されており、
−１つまたは複数の前記第１の変換器（ＡＷ）が電気的な出力側と接続されており、複数の前記第２の変換器（ＥＷ）が電気的な入力側と接続されており、
−１つまたは複数の前記第１の変換器はｎ個の部分変換器（ＴＷj）から成る直列回路を包含し、該部分変換器（ＴＷj）はそれぞれ部分アパーチャＡjを有し、ここでｊ＝１，２．．．ｎ且つ１＜ｎ＜６であり、前記部分アパーチャＡjの和は前記音響的なトラックのアパーチャＡ0に等しく、
−前記第１の変換器（ＡＷ）が１つ以上設けられている場合には、少なくとも２つの第１の変換器が電気的に直列に接続されていることを特徴とする、ＳＡＷフィルタ。
【請求項２】
全ての第１の変換器（ＡＷ）は同じ様に部分変換器（ＴＷ）に分割されている、請求項１記載のＳＡＷフィルタ。
【請求項３】
少なくとも１つの第１の変換器（ＡＷ）は表面波の伝播方向において、並んで配置されており且つ電気的に並列に接続されている変換器区間（ＷＡ）に分割されており、前記変換器の変換器区間（ＷＡ）は種々の数の部分変換器（ＴＷj）に分割されている、請求項１または２記載のＳＡＷフィルタ。
【請求項４】
変換器区間（ＷＡ）に分割されている前記第１の変換器（ＡＷ）は中央の電流レール（ＳＳm）を有し、該中央の電流レール（ＳＳm）は前記表面波の伝播方向に水平な方向において前記変換器区間（ＷＡ）の内の１つにわたり延在し、前記中央の電流レール（ＳＳm）を有していない変換器区間（ＷＡ）も設けられている、請求項３記載のＳＡＷフィルタ。
【請求項５】
複数の第１の変換器（ＡＷ）が設けられており、全ての第１の変換器の前記音響的なトラックの一方の側に配置されている電流レール（ＳＳ）は前記電気的な出力側と接続されており、これに対し前記音響的なトラックの他方の側に配置されている電流レールは接地されている、請求項１から４までのいずれか１項記載のＳＡＷフィルタ。
【請求項６】
ｍ個の偶数個の第１の変換器（ＡＷ）が設けられており、ここでｍ≧４であり、
−フィルタの全ての変換器（ＥＷ，ＡＷ）は中心の対称軸に関して前記表面波の伝播方向を横切る方向において対称的に配置されており、
−前記対称軸の両側では前記第１の変換器（ＡＷ）は前記電気的な出力側において２つの並列分岐にそれぞれ電気的に並列に接続されており、
−前記第１の変換器に関して前記音響的なトラックの他方の側においては以下の接続が行われている、
ａ）全ての第１の変換器は設置されている、
ｂ）前記対称軸の最も近くに位置する最も内側の２つの第１の変換器は電気的に直列に接続されており、その他の第１の変換器は接地されている、請求項１から５までのいずれか１項記載のＳＡＷフィルタ。
【請求項７】
３つ以上の部分変換器（ＴＷ）に分割されている第１の変換器（ＡＷ）のみが設けられており、外側の電流レール（ＳＳ）は２つの対称的な端子と接続されており、前記電気的な出力側はバランスが取れた状態で前記第１の変換器（ＡＷ）に接続されている、請求項１から５までのいずれか１項記載のＳＡＷフィルタ。
【請求項８】
３つ以上の部分変換器（ＴＷ）に分割されている第１の変換器（ＡＷ）のみが設けられており、一方の外側の電流レール（ＳＳ）は非対称的な端子と接続されており、これに対し他方の外側の電流レール（ＳＳ）は接地されており、前記電気的な出力側はバランスが取れていない状態で前記第１の変換器（ＡＷ）に接続されている、請求項１から５までのいずれか１項記載のＳＡＷフィルタ。
【請求項９】
奇数個の第１の変換器（ＡＷ）が設けられており、変換器装置に関する対称軸を有するフィルタの中央の変換器は第１の変換器であり、外側の電流レール（ＳＳ）は２つの半分の部分に分割されており、前記電流レールの各半分の部分は２つの対称的な端子と接続されており、前記変換器の２つの半分の部分は２つの外側の電流レールを介して電気的に直列に接続されている、請求項１から８までのいずれか１項記載のＳＡＷフィルタ。
【請求項１０】
前記第２の変換器（ＥＷ）は全て電気的に並列に接続されており、非対称的な端子と接続されており、且つシングルエンドで接地されている、請求項１から９までのいずれか１項記載のＳＡＷフィルタ。
【請求項１１】
前記音響的なトラックは両側が反射器（Ｒｅｆ１，Ｒｅｆ２）によってそれぞれ区切られている、請求項１から１０までのいずれか１項記載のＳＡＷフィルタ。
【請求項１２】
前記第１の変換器（ＡＷ）内の前記部分変換器（ＴＷ）の直列的な接続を介して、前記電気的な入力側と前記電気的な出力側との間のフィルタ内では少なくとも係数６のインピーダンス変換が行われる、請求項１から１１までの少なくとも１項記載のＳＡＷフィルタ。
【請求項１３】
前記第１の変換器（ＡＷ）は前記電気的な入力側と接続されている、請求項１から１２までのいずれか１項記載のＳＡＷフィルタ。
【請求項１４】
前記第１の変換器（ＡＷ）および前記第２の変換器（ＥＷ）は２つの音響的なトラックにおいて、トラック毎にそれぞれ２つの反射器の間に配置されており、種々のトラックにおける分割は対称的に行われている、請求項１から１３までのいずれか１項記載のＳＡＷフィルタ。
【請求項１５】
無線装置のＲＸ経路のアンテナと増幅器との間の信号経路内に配置されている、請求項１から１４までのいずれか１項記載のＳＡＷフィルタ。
【請求項１６】
フィルタ装置において別の同一のフィルタと共に配置されており、
２つのフィルタは前記第１の変換器の出力側の端子を介して電気的に接続されており、
２つのフィルタの入力側の端子はそれぞれ非対称的であり、したがってシングルエンドに構成されている、請求項１から１５までのいずれか１項記載のＳＡＷフィルタ。
【請求項１７】
無線装置のＲＸ経路における入力側フィルタとしての請求項１から１６までのいずれか１項記載のＳＡＷフィルタの使用。
【請求項１８】
差動入力側を備えたＬＮＡ増幅器とアンテナスイッチとの間のＲＸ経路における請求項１７記載の使用。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、殊に無線装置のフロントエンドにおいて使用されるようなＳＡＷフィルタ、殊にＤＭＳフィルタとも称されるデュアルモードＳＡＷフィルタに関する。
【０００２】
携帯電話の受信経路、いわゆるＲＸ経路においては、通常の場合アンテナ−アンテナスイッチ−ＲＸフィルタ−整合回路−ＬＮＡ−ミクサから成る直列回路が設けられている。ＲＸ経路の少なくとも一部を包含する携帯電話のいわゆるフロントエンドのために複雑なチップセットが提供されるか、もしくは相互に調節された個々の構成要素を包含するか、集積回路であるか、複数または全てのコンポーネントが集積されて１つのモジュール上に包含されているモジュールが提供される。その好適な値段に基づきＬＮＡ（低雑音増幅器；Low Noise Amplifier）にはＣＭＯＳ回路がますます使用されている。その種のＬＮＡは例えば８００Ω以上の入力インピーダンスを有する。ＬＮＡは大抵の場合不利な雑音指数を有するので、システム全体に対する要求を満たすためには入力信号の振幅は可能な限り大きく、また減衰は可能な限り少ないことが必要とされる。
【０００３】
携帯電話のフロントエンドに関しては、ＲＸ分岐に対してもＴＸ分岐に対しても、典型的には２００Ωまでの実部の出力インピーダンスを有するＳＡＷフィルタが使用される。比較的高い入力インピーダンスを有するＬＮＡの整合は外部の構成要素を用いて達成されるが、もっともそれらの構成要素は有限のＱしか有しておらず、したがって損失が生じる。この損失を最小にするために、整合される構成要素を完全にまたは部分的にモジュールに集積することも公知である。それにもかかわらず、この場合には帯電話の入力経路においてはＳＡＷフィルタによるだけでも典型的に２．０ｄＢの損失が甘受され、付加的に実部の８００Ωにインピーダンス変換するための外部の整合により典型的には約１．０ｄＢの損失が甘受される。
【０００４】
US 6,353,372 Aからは、入力フィルタまたは出力フィルタのインピーダンスが重み付けによって決定されているＤＭＳフィルタが公知である。このＤＭＳフィルタにおいては変換器が２つの部分変換器に分割されており、これらの部分変換器は少なくとも部分的に直列に接続されている。入力変換器または出力変換器の２つの部分変換器への分割を水平方向に行うことができ、この場合部分変換器は横断方向において並んで音響的なトラックに配置されている。部分変換器を垂直方向において２つの部分変換器に分割することも可能であり、この場合部分変換器は縦方向において並んで音響的なトラックに配置されている。フィンガの数も含めて全体の変換器の大きさを変えずに２つの部分変換器に分割する場合、前述の２つのケースでは入力側と出力側との間において係数４のインピーダンス変換が達成される。
【０００５】
しかしながら、５０Ωのインピーダンスを有するアンテナと８００Ωの入力インピーダンスを有するＬＮＡとの間の入力フィルタを整合するためにはより高いインピーダンス変換が必要であるが、その種のインピーダンス変換は公知のＳＡＷフィルタでは達成することができない。
【０００６】
したがって本発明の課題は、変換によるさらなる電気的な損失を甘受する必要なく、少なくとも係数６の集積されたインピーダンス変換部を備えたＳＡＷフィルタを提供することである。
【０００７】
本発明によればこの課題は、請求項１の特徴を備えたフィルタによって解決される。従属請求項には本発明の有利な実施形態が記載されている。
【０００８】
本発明は、アパーチャＡ0を有する音響的なトラック内に少なくとも１つの電気音響的な第１の変換器と少なくとも１つの電気音響的な第２の変換器が配置されているＳＡＷフィルタを提供する。電気音響的な変換器の総数は２以上である。つまり変換器は交互に隣り合って配置されている。この場合、１つまたは複数の第１の変換器が電気的な出力側と接続されており、１つまたは複数の第２の変換器が電気的な入力側と接続されている。第１の変換器はｎ個の部分変換器から成る直列回路を包含し、これらの部分変換器は変換器を水平方向において比較的低い部分アパーチャＡjを有する部分アパーチャに分割することによって得られる。部分アパーチャの和は音響的なトラックのアパーチャＡ0に等しい。１つ以上の第１の変換器が設けられている場合には、少なくとも２つの第１の変換器が電気的に直列に接続されている。
【０００９】
このようにして、電気的な出力側においてはバランスの取れた信号を供給することができ、したがってこの側においては対称的に動作することができるＤＭＳタイプのＳＡＷフィルタが得られる。その種のフィルタを有利には通信装置、殊に携帯電話のＲｘ経路に使用することができる。殊に少なくとも６の値に調節することができる集積されたインピーダンス整合部が生じる。本発明の最も簡単な実施形態でも既に係数８および９のインピーダンス変換が行われる。したがって、通常の場合高い入力インピーダンスを有するＣＭＯＳベースの慣例の作動増幅器にフィルタを簡単且つ安定して整合させることができる。
【００１０】
本発明の範囲において、フィルタの全ての第１の変換器は同じ様に部分変換器に分割されている。同じ様にとは、全ての部分変換器が同じ数の部分変換器に分割されていることを意味しており、後者の部分変換器は同一の部分アパーチャを有する。その種のフィルタは対称的に構成されており、したがって第１の変換器の電気的な出力側への対称的な接続が達成される。
【００１１】
異なる数の部分変換器を有する変換器区間への第１の変換器の分割は１つまたは複数の中央の電流レールによって実施することができ、この中央の電流レールは表面波の伝播方向に水平な方向において変換器区間の内の１つにわたり延在している。その他の変換器区間の内の少なくとも１つはその種の中央の電流レールを有していない。付加的に挿入された中央の電流レールにつき部分変換器１の数は１つ多くなるので、中央の電流レールがｎ個である場合にはｎ＋１個の部分変換器への分割が行われる。
【００１２】
本発明によるＳＡＷフィルタは複数の第１の変換器を有することができる。この場合、音響的なトラックの一方の側において全ての第１の変換器の全ての電流レールを電気的な出力側、例えば出力側の対称的な端子と接続することができ、これに対し音響的なトラックの他方の側においては全ての電流レールをそれぞれ接地することができる。第１の変換器が電気的な出力側において対称的な端子と接続される場合、第１の変換器が２つ以上設けられているならば、これらの第１の変換器は２つの対称的な端子の内の１つにそれぞれに対応付けられている２つのグループに分割される。第１の変換器が１つ以上設けられている場合には、第１の変換器の数は偶数であり、２つのグループへの簡単な分割を実現することができる。各グループにおいては対称的なゲートの一方の端子に対応付けられている変換器が電気的に並列に接続されている。
【００１３】
したがって本発明によるＳＡＷフィルタが２つ以上の第１の変換器を備えている場合には、４，６，８またはそれ以上の数の第１の変換器が設けられている。第１の変換器は少なくともフィルタの半分毎に、装置に関して対称軸を表面波の伝播方向を横断する方向において決定することができるように、第２の変換器と交互に配置されている。対称軸の両側では変換器が電気的な出力側において前述のように電気的に２つの並列分岐に接続されている。音響的なトラックの他方の側においては、これに応じて結線の２つの可能性が存在する。全ての変換器を電気的な入力側において接地することができる。対称軸の最も近くに位置する最も内側の２つの第１の変換器を電気的に直列に接続し、これに対しその他の第１の変換器を電気的な入力側において接地することもできる。電気的に直列に接続されている最も内側にある２つの第１の変換器の間に第２の変換器を配置することもできる。別の実施形態においては、最も内側にある２つの第１の変換器は相互に隣接している。
【００１４】
本発明の１つの実施形態においては、横方向において２つ以上の部分変換器に分割されているただ１つの第１の変換器が設けられている。この第１の変換器の２つの外側の電流レールは対称的な端子と接続されているので、この変換器を差動的に動作させることができる。
【００１５】
本発明の別の実施形態においては奇数個の第１の変換器がフィルタ内に設けられている。全ての変換器の装置に関してフィルタは対称軸を有し、さらにこの対称軸は第１の変換器である中央の変換器を相互に逆位相で動作する２つの半分の変換器に対称的に分割する。中央の変換器の外側の一方の電流レールは電気的に遮断されており、したがって２つの半分の部分に分割されている。電流レールの各半分の部分は電気的な出力側の２つの対称的な端子の内の一方にそれぞれ接続されている。分割されていない他方の電流レールを介して変換器の２つの半分の部分は電気的に直列に接続されている。
【００１６】
変換器の２つの半分の部分のそれぞれがさらに付加的に直列な部分変換器に分割されていることも考えられ、この分割は表面波の伝播方向を横切る横方向において行われる。
【００１７】
電流レールの分割により得られる、中央の第１の変換器の半分の部分を出力側において別の第１の変換器とそれぞれ並列に接続することができる。入力側においてはこの別の第１の変換器が接地されている。
【００１８】
本発明の１つの実施形態においては、全ての第２の変換器が電気的に並列に接続されており、入力側において非対称的な端子と接続されている。したがって並列な第２の変換器はシングルエンドで接地されている。
【００１９】
本発明によるフィルタは、音響的なトラックが有利には両方の側において反射器構造によりそれぞれ区切られているＤＭＳ原理に従い機能する。反射器構造は、浮いた状態で電気的に短絡されており、また選択的に基準電位と接続されている金属ストライプの格子を包含することができる。
【００２０】
ＳＡＷフィルタおよびＳＡＷ構造の相関的な特性に基づき、本発明によるフィルタは極性が変化もしくは反転した端子を用いても動作できることは明らかである。したがって第１の変換器を電気的な入力側と接続し、これに対して第２の変換器を電気的な出力側と接続することができる。
【００２１】
有利には、本発明によるフィルタは無線装置の受信経路に使用される。その種の無線装置においてフィルタは有利にはアンテナと増幅器（ＬＮＡ）との間の信号経路に配置されている。
【００２２】
本発明によるフィルタを同一または同様に構成されている別のフィルタを用いてカスケード化することができる。例えば、有利には同一である本発明による２つのフィルタを、同種の端子が相互に接続されるように直列に接続することができる。例えば、第１のフィルタの電気的な出力側の差動端子が第２のフィルタの出力側の差動端子と接続される。第１のフィルタの入力側は装置の入力側と接続され、これに対し第２のフィルタの入力側は装置の出力側と接続される。
【００２３】
本発明によるフィルタに並列または直列に共振器を接続することができる。それと同時に共振器を本発明によるフィルタに並列且つ直列に接続することもできる。
【００２４】
以下では、実施例および添付の図面に基づき本発明を詳細に説明する。それらの図面は本発明の理解を深めるために用いるものであり、したがって概略的に示されているに過ぎず、縮尺通りには描かれていない。同一の部分または同様に機能する部分には同一の参照記号が付してある。
【００２５】
図１は３つの変換器を備えた本発明によるＳＡＷフィルタの概略図であり、
図２は５つの変換器を備えた別のＳＡＷフィルタの概略図であり、
図３は５つの変換器を備え且つ２つの第１の変換器が電気的に接続されているＳＡＷフィルタの概略図であり、
図４は６つの変換器を備え且つ２つの第１の変換器が電気的に接続されているＳＡＷフィルタの概略図であり、
図５は７つの変換器を備え且つ中央の第１の変換器が電気的に接続されているＳＡＷフィルタの概略図であり、
図６は５つの変換器を備えたＳＡＷフィルタの概略図であり、
図７はカスケード式に相互に接続されている２つのＳＡＷフィルタから成る装置を示し、
図８は部分的にのみ部分変換器に分割されている第１の変換器を示し、
図９は両側が非対称的に接続されている本発明によるＳＡＷフィルタを示し、
図１０は２つのトラックに分割されているＳＡＷフィルタを示し、
図１１は両側がバランスの取れている３つの変換器を備えた公知のＳＡＷフィルタの概略図である。
【００２６】
図１Ａは本発明の簡単な第１の実施形態を示す。ＳＡＷフィルタは２つの第２の変換器（入力変換器）ＥＷ１，ＥＷ２と１つの第１の変換器（出力変換器）ＡＷから構成されており、これらの変換器は共通の音響的なトラック内に隣り合って配置されている。音響的なトラックは両側においてそれぞれ１つの反射器ＲＥＦによって区切られている。第２の変換器ＥＷ１，ＥＷ２は第１の変換器ＡＷの両側に配置されており、音響的なトラックの一方の側においてシングルエンドで入力側ＩＮと接続されており、他方の側において接地されている。第１の変換器ＡＷは横方向（表面波の伝播方向を横切る方向）において３つの部分変換器に分割されている。音響的なトラック、したがって完全な変換器は総アパーチャＡ0を有する。同様に３つの部分変換器に関する部分アパーチャＡ1，Ａ2およびＡ3の和は総アパーチャＡ0になる。
【００２７】
これに対し図１１は公知のフィルタを示し、この公知のフィルタにおいては並列に接続されている２つの変換器ＥＷの間に分割されていない単一の第１の変換器ＡＷが配置されており、またこの第１の変換器ＡＷは対称的な出力側ＯＵＴに接続されている。規格インピーダンスＺ0ではＺ0／２の入力インピーダンスＺEが生じ、これに対し出力側にはＺ0のインピーダンスＺAが生じ、したがって係数２のインピーダンス変換が行われる。しかしながら大抵の場合、フィンガ数を低減することにより第２の変換器ＥＷは規格インピーダンスＺ0から偏差し、ＺA＝ＺEが達成される。
【００２８】
図１Ｂから１Ｄにおいては、図１Ａにおいて使用したシンボルが詳細な説明のために付加的に別の表示形式で描かれている。図１Ｂの左側には図１Ａにおいて（第２の）変換器に関して使用したシンボルが示されており、中央にはこの変換器の電極構造が示されている。各変換器（ないし部分変換器）は第１の電流レールＳＳ１および第２の電流レールＳＳ２から構成されており、これらの電流レールから交互に噛み合わされている電極フィンガＥＦが延びており、その結果相互にずらされている２つの電極櫛が生じる。右側には相応の回路シンボルによって変換器のインピーダンスＺ0が示されている。以下では明瞭にするために、所定数の電極ＥＦおよびアパーチャＡ0を有する変換器に対しては５０Ωの規格インピーダンスＺ0が対応付けられる。全ての変換器は同一の基本面積を有するものとする。もちろん実際には相応の測定によりこの規格インピーダンスＺ0は偏差している可能性もある。
【００２９】
図１Ｃは２つの部分変換器が直列に接続されている変換器を示す。図の左側の部分は図１Ａおよび図２から７において使用される表示形式による第１の変換器を示し、この変換器は直列に接続されている部分変換器を有する。中央には部分変換器から構成されているその種の変換器の電極構造が同様に示されている。この変換器は別の中央の電流レールＳＳmを有し、この電流レールＳＳmの電極フィンガＥＦは第１の電流レールＳＳ１の電極フィンガとも第２の電流レールＳＳ２の電極フィンガとも重畳している。ここでは２つに分割されているために半分の出力アパーチャＡ0に相当する、部分変換器の比較的僅かなアパーチャに基づき、第１の部分変換器のインピーダンスＺ1は約２＊Ｚ0である。第２の部分変換器に対しても以下の関係が成り立つ：Ｚ2＝２＊Ｚ0。このようにして規格インピーダンスＺ0＝５０Ωの場合、２つの部分変換器から構成されている図１Ａにおける変換器に関して出力側においてはＺA＝４＊Ｚ0＝２００Ωの総インピーダンスＺAが生じる。
【００３０】
図１Ｄは反射器構造ＲＥＦのための例示的な電極構造ならびにこの構造に対して使用されるシンボルを示す。
【００３１】
図１Ｃにおいては２つの部分変換器への分割が示されているが、図１Ａにおいては第１の変換器が３つの部分変換器に分割されており、この場合各部分変換器にはそれぞれ約１／３＊Ａ0の低減された部分アパーチャに基づきそれぞれ３倍の規格インピーダンスＺ0が生じる。このことは３つの部分変換器から成る直列回路に関して総インピーダンスは９＊Ｚ0であるということを意味している。２５Ωのフィルタの入力インピーダンスに応じてＺ0＝５０Ωである場合（２つの第２の変換器ＥＷの並列回路に基づく）、出力側におけるインピーダンスＺAに関しては４５０Ωの値が得られる。このことは、図１Ａに示したフィルタにおいては入力側ＩＮと出力側ＯＵＴとの間において係数１８のインピーダンス変換が行われることを意味している。第２の変換器ＡＷの２つの外側の電流レールが出力側ＯＵＴの端子にそれぞれ接続されることにより、２つの端子においては対称的な信号またはバランスの取れた信号が得られる。
【００３２】
図２は本発明によるフィルタの別の実施形態を示し、このフィルタは全部で５つの変換器、すなわち３つの第２の変換器と２つの第１の変換器とから成る択一的な装置から構成されている。第２の変換器ＥＷ１，ＥＷ２，ＥＷ３は電気的に並列に非対称的な（バランスの取れていない）入力側ＩＮuと接続されており、他方の側において接地されている。２つの第１の変換器ＡＷ１，ＡＷ２は電気的に直列に接続されている２つの部分変換器にそれぞれ分割されている。２つの第１の変換器ＡＷ１およびＡＷ２は音響的なトラックの一方の側において対称的な（バランスの取れた）出力側ＯＵＴbの端子とそれぞれ接続されており、これに対し他方の側において接地されている。このアースへの接続を介して２つの第１の変換器の直列的な接続が生じる。総じて、個々の変換器内での部分変換器の直列的な接続および２つの第１の変換器の直列的な接続により４つの部分変換器の直列的な接続が生じ、これら４つの部分変換器はそれぞれ図１Ａと比較し２＊Ｚ0のインピーダンスを有する。このことは、入力側ＩＮから出力側ＯＵＴまでは同一の大きさの変換器において係数２４のインピーダンス変換が行われることを意味している。
【００３３】
フィンガ数、したがって変換器の長さを相応に変更した場合、この実施形態および全ての実施形態においては相応に奇数ないし非偶数のインピーダンス変換係数を得ることができる、もしくは調節することができる。異なるフィンガ数の第１の変換器および第２の変換器を構成することもできる。しかしながら有利には、第１の変換器のグループ内では、音響的な伝播方向に対して垂直な中央の対称軸について常に同数の電極フィンガが使用される。有利には第２の変換器のグループにおいても同様に同数のフィンガ数を有する変換器のみが使用される。
【００３４】
図２において第１の変換器ＡＷ１，ＡＷ２は接地されているが、図３による実施例においては２つの第１の変換器ＡＷ１，ＡＷ２が電気的に接続されることにより２つの第１の変換器の直列的な接続が達成される。２つの第１の変換器ＡＷを接地することも可能であるが、それは必ずしも必要ではない。接続は浮いた状態でもよい。電極構造に関して図１および図２のフィルタは同一に構成されている。
【００３５】
図４は４つの第１の変換器ＡＷ１〜ＡＷ４と２つの第２の変換器ＥＷ１，ＥＷ２とを備えた本発明によるＳＡＷフィルタを示す。２つの第２の変換器ＥＷ１，ＥＷ２はそれぞれ２つの第１の変換器ＡＷの間にそれぞれ配置されており、バランスの取れていない入力側ＩＮuとアースとの間に電気的に並列に接続されている。フィルタの中央においては２つの第１の変換器ＡＷ２，ＡＷ３が相互に並んで接しており、また外側の電流レールに電気的に相互に接続されている。装置の同一の側において２つの外側の第１の変換器ＡＷ１，ＡＷ４は接地されている。音響的なトラックの他方の側においては、それぞれの２つの第１の変換器ＡＷ１，ＡＷ２ないしＡＷ３，ＡＷ４が電気的に接続されており、バランスの取れた出力側ＯＵＴbの端子に接続されている。第１の変換器は分割されることなく、（第２の）変換器の規格インピーダンスＺ0において出力側でのインピーダンスＺAが例えば２００Ωであるようにフィンガ数は選定されている。さらにここでは各第１の変換器ＡＷが直列に接続されている２つの部分変換器に分割され、その結果各第１の変換器においては出力インピーダンスＺ0の４倍の部分インピーダンスが生じる。フィンガ数が等しいことに基づき各出力変換器（第１の変換器）ＡＷは同一の初期インピーダンスを有していると仮定すると、フィルタ全体では入力側ＩＮと出力側ＯＵＴとの間において係数８のインピーダンス変換が行われる。
【００３６】
図５はこの装置の変形形態を示し、この変形形態においては中央の２つの第１の変換器ＡＷ２およびＡＷ３との間に別の第２の変換器が配置されており、７つの交番的に配置されている変換器から成る１つのフィルタが得られる。各第１の変換器を直列的に接続されている２つの部分変換器に分割することによって、また中央の２つの第１の変換器を直列的に接続することによって、約係数１２のインピーダンス変換が行われる。
【００３７】
図６は本発明によるＳＡＷフィルタの別の実施形態を示し、このＳＡＷフィルタは２つの第１の変換器およびこの第１の変換器に対して交番的に配置されている３つの第２の変換器ＥＷから構成されている。各第１の変換器ＡＷは直列的に接続されている３つの部分変換器を有し、一方の側において出力側ＯＵＴの端子と接続されており、他方の側において接地されている。この実施形態においては、出力側ＯＵＴの２つの端子間に２つの第１の変換器ＡＷ１，ＡＷ２の直列的な接続が生じる。第１の変換器ＡＷにおいてはそれぞれ９倍の規格インピーダンスＺ0が生じるので、２つの第１の変換器の直列的な接続によって出力側においてはＺA＝１８＊Ｚ0の総インピーダンスＺ0が生じる。したがって典型的な規格インピーダンスＺ0＝５０Ωの場合、出力側においては９００Ωの値が生じ、したがってＺ0／３の入力インピーダンスに対して係数５４のインピーダンス変換が行われる。
【００３８】
本発明によれば、図示されている２つおよび３つの部分変換器への分割の変形形態では、より多くの数の部分変換器に分割することもできる。
【００３９】
部分アパーチャが過度に小さくなる場合に甘受しなければならない散乱および回折による損失のみが係数を制限するものとみなすべきである。全ての実施例において、部分変換器への分割を非対称的に行い、部分変換器が異なる部分アパーチャを有するようにもできる。しかしながら全ての場合において、１つ以上の第１の変換器において部分変換器への対称的な分割を行うことが有利である。変換器の配置に関して対称的に構成されているＳＡＷフィルタは常に有利である。
【００４０】
図７はカスケード式に相互に接続されている２つのＳＡＷフィルタから成る装置を示し、これらのＳＡＷフィルタはそれぞれ例えば図２に示されているように構成されている。カスケード化は２つの対称的な端子を有するフィルタの側を介して、単にそれぞれのフィルタの出力側のための２つの端子が相互に接続されることにより行われる。
【００４１】
図７による装置においては、２つのトラックが高抵抗側を介して結合されることにより抵抗性の損失が低減されるというさらなる利点が得られる。図７による全体の装置においてこの装置の２つの非対称的な端子Ｔ１とＴ２との間ではインピーダンス変換が行われないとしても、部分構造内のインピーダンス変換は結合の際の損失がより少ないという前述の利点を有する。
【００４２】
図８は第１の変換器が部分的にのみ部分変換器に分割されている本発明の別の実施形態を示す。この変換器は音響波の伝播方向において３つの区間ＡＢに分割されており、これらの区間は例えば全ての変換器が共通の２つの外側の電流レールＳＳ１，ＳＳ２を使用することによって全て電気的に並列に接続されている。ここで中央の電流レールＳＳmは真ん中の区間ＡＢ２の範囲においてのみ延在しているので、この第２の変換器区間ＡＢ２のみが２つの部分変換器ＴＷ１，ＴＷ２に分割されている。その種の分割された変換器においては、変換器区間ＡＢに関する区間の長さを種々に構成することができる。変換器区間ＡＢを異なる数の部分変換器に分割することもできる。部分変換器に分割されている変換器区間においてはインピーダンスが高まっているが、中央の電流レールを有していない区間、したがって部分変換器への分割が行われていない区間においてはインピーダンスは変わらない。この場合その種の変換器の総インピーダンスは抵抗の並列回路と同様に変換器区間ＡＢの部分インピーダンスから計算される。部分変換器の部分インピーダンスは一次近似でそれぞれの区間の長さに間接的に比例する特性を有する。このことは、部分変換器に分割されている比較的長い変換器区間ＡＢ２では比較的短い相応の変換器区間よりも高いインピーダンスが生じるということを意味している。このように分割されている変換器を本発明の全ての実施形態において第１の変換器として使用することができ、それらの実施形態においてはそれぞれ完全に部分変換器に分割されている変換器に置換される。
【００４３】
図９は、第１の変換器ＡＷが２つ以上の部分変換器に分割されており、且つ図１Ａとは異なり第１の変換器ＡＷはバランスが取れていない状態で接地および駆動される本発明の変形形態を示す。
【００４４】
図１０はフィルタの変換器が２つの音響的なトラックを介して分割されている変形形態を示す。各トラックは２つの反射器間に配置されている。各トラックは並列に接続されている２つの第２の変換器ＥＷを包含し、これらの第２の変換器の間にはそれぞれ１つの第１の変換器ＡＷが配置されている。２つのトラックの第２の変換器は並列に接続されている。各第１の変換器ＡＷは直列に接続されている２つの部分変換器に分割されており、出力側ＯＵＴの対称的な端子に接続されている。
【００４５】
本発明をごく僅かな実施例に基づき説明することができたが、本発明はそれらの実施例に制限されるものではない。例えば、任意の数の第１の変換器および第２の変換器を交互に配置することもできる。しかしながら対称的な装置は常に有利であり、この際対称軸は変換器が偶数個である場合は２つの変換器の間に配置されており、変換器が奇数個である場合には変換器の中心に配置されている。１つのカテゴリの全ての変換器、すなわち第１の変換器または第２の変換器を同一に構成することもできる。これに対して第１の変換器および第２の変換器は個々のパラメータ、殊に変換器の長さ、したがって電極フィンガの数が異なっていても良い。しかしながら本発明によるフィルタにおいては、電極フィンガの数ないし変換器の長さが異なっていてもよい種々の第２の変換器ＥＷを使用することもできる。また第２の変換器ＥＷも部分変換器に分割されていることも考えられる。しかしながらこの場合第１の変換器ＡＷを分割することにより出力側においては相応に高いインピーダンスが生じる。
【００４６】
さらに本発明によるフィルタを任意の数でカスケード化することができる。単一または複数のカスケード化された本発明によるフィルタを共振器、例えばシングルゲート共振器と直列および／または並列に接続することもできる。フィルタを任意の圧電性基板上に構成することができるが、有利にはニオブ酸リチウムおよびタンタル酸リチウムのような高結合性の基板上に構成することができる。
【００４７】
有利には、本発明によるフィルタは移動通信の端末機器のＲＸ経路、すなわち携帯電話のＲＸ経路に使用される。
【図面の簡単な説明】
【００４８】
【図１】３つの変換器を備えた本発明によるＳＡＷフィルタの概略図。
【図２】５つの変換器を備えた別のＳＡＷフィルタの概略図。
【図３】５つの変換器を備え且つ２つの第１の変換器が電気的に接続されているＳＡＷフィルタの概略図。
【図４】６つの変換器を備え且つ２つの第１の変換器が電気的に接続されているＳＡＷフィルタの概略図。
【図５】７つの変換器を備え且つ中央の第１の変換器が電気的に接続されているＳＡＷフィルタの概略図。
【図６】５つの変換器を備えたＳＡＷフィルタの概略図。
【図７】カスケード式に相互に接続されている２つのＳＡＷフィルタから成る装置。
【図８】部分的にのみ部分変換器に分割されている第１の変換器。
【図９】両側が非対称的に接続されている本発明によるＳＡＷフィルタ。
【図１０】２つのトラックに分割されているＳＡＷフィルタ。
【図１１】両側がバランスの取れている３つの変換器を備えた公知のＳＡＷフィルタの概略図。
【図１Ａ】
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【図１Ｂ】
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【図１Ｃ】
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【図１Ｄ】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【国際調査報告】
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