(57)【要約】本発明の電気回路は、電源部と整流手段と変圧器とキャパシターと逆流防止手段と放電用インダクターと、前記キャパシターから放電用インダクターへ一方向に流れる放電電流の流れをオン/オフする第１のスイッチング手段と、前記放電用インダクターから前記キャパシターへ一方向にのみ電流を流すバイパス手段と含み、前記放電電流はＬ-Ｃ共振し、前記電源部は前記キャパシターに該磁場発生による損失電力を補充し、前記変圧器２次側のインダクターは前記放電用インダクターのインダクタンスよりも大きいインダクタンスを有し、前記キャパシターに電力を供給する時は電力供給手段となり、前記Ｌ-Ｃ共振時は変圧器２次側へ流れる電流を減殺させる緩衝用インダクターとなり、前記Ｌ-Ｃ共振時に、前記整流手段は前記変圧器１次側のインダクターから前記電源部への逆電流を遮断する。
2008522572.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源部と；
前記電源部からの電流を整流する整流手段と；
前記整流手段を介して前記電源部にその１次側のインダクターが連結された変圧器と；
前記変圧器１次側のインダクターに対応する変圧器２次側のインダクターに連結され、前記電源部から前記変圧器１次側のインダクターを介して電力が供給されると、前記変圧器２次側から該電力を提供され、キャパシターの両端に電荷として蓄積できるキャパシターと；
前記キャパシター及び前記変圧器間に直列に連結され、前記電力供給時に、キャパシターに蓄積された電荷が前記変圧器側へ逆流することを防止するための逆流防止手段と；
前記キャパシターに蓄積された電荷を放電電流として提供され、磁場を形成する放電用インダクターと；
前記キャパシターから放電用インダクターへ一方向に流れる放電電流の流れをオン/オフする第１のスイッチング手段と；
前記放電用インダクターから前記キャパシターへ一方向にのみ電流を流すバイパス手段と；
を含むものであり、
前記放電電流は、前記放電用インダクター及びキャパシター間で前記第１のスイッチング手段及びバイパス手段を介してＬ-Ｃ共振をすることができ、
前記放電電流が、Ｌ-Ｃ共振をしながら前記放電用インダクターに磁場を発生させると、前記電源部は、前記変圧器を介して前記キャパシターに、該磁場発生による損失された電力を補充し、
前記変圧器２次側のインダクターは、前記放電用インダクターのインダクタンスよりも相対的に大きいインダクタンスを有したものであって、前記キャパシターに電力を供給する時は、電力供給手段として使用され、前記Ｌ-Ｃ共振時は、変圧器２次側へ流れる電流の流れを減殺させる緩衝用インダクターとして使用され、
前記Ｌ-Ｃ共振時に、前記整流手段は、前記変圧器１次側のインダクターから前記電源部へ流れることのできる逆電流を遮断することを特徴とする電気回路。
【請求項２】
前記電源部と前記変圧器１次側との間に直列に連結される第２のスイッチング手段を更に含むことを特徴とする請求項１に記載の電気回路。
【請求項３】
前記整流手段は、半波整流のためのダイオード及び全波整流のためのブリッジダイオードの少なくともいずれか一つであることを特徴とする請求項１に記載の電気回路。
【請求項４】
前記変圧器２次側のインダクターは、少なくとも前記Ｌ-Ｃ共振時は、変圧器２次側に流れる電流により磁気飽和されない程度である飽和値を持ったコアを含んで形成されたことを特徴とする請求項１に記載の電気回路。
【請求項５】
前記変圧器２次側のインダクターのインダクタンスは、前記放電用インダクターのインダクタンスよりも１０倍から１０００倍の大きさを持ったことを特徴とする請求項１に記載の電気回路。
【請求項６】
前記キャパシターにかかった電圧をフィードバックされ、前記第２のスイッチング素子のオン/オフを制御する信号を提供する制御手段を更に含むことを特徴とする請求項２に記載の電気回路。
【請求項７】
前記電源部が前記キャパシターに電力を供給する時に、フライバック方式及びフォワード方式のいずれかの一方式で電力を供給できるように、前記変圧器１次側のインダクターから前記電源部に連結される経路を、前記第２のスイッチング手段がオン/オフ制御することを特徴とする請求項２に記載の電気回路。
【請求項８】
前記第２のスイッチング手段は、ＭＯＳＦＥＴ、Bipolar Transistor、ＩＧＢＴ、ＧＴＯの少なくともいずれか一種類の素子を含むことを特徴とする請求項２に記載の電気回路。
【請求項９】
前記電源部と前記変圧器１次側との間に連結される電流制限手段を更に含むことを特徴とする請求項１に記載の電気回路。
【請求項１０】
電源部と、前記電源部から電力を供給され、磁場を発生させる回路部と、前記回路部を制御する制御部と、を含むものであって、治療用磁場パルスを発生させる磁気刺激器において、
前記回路部は、
前記電源部からの電流を整流する整流手段と；
前記整流手段を介して前記電源部にその１次側のインダクターが連結された変圧器と；
前記変圧器１次側のインダクターに対応する変圧器２次側のインダクターに連結され、前記電源部から前記変圧器１次側のインダクターを介して電力が供給されると、前記変圧器２次側から該電力を提供され、キャパシターの両端に電荷として蓄積できるキャパシターと；
前記キャパシター及び前記変圧器間に直列に連結され、前記電力供給時に、キャパシターに蓄積された電荷が前記変圧器側へ逆流することを防止するための逆流防止手段と；
前記キャパシターに蓄積された電荷を放電電流として提供され、磁場を形成する放電用インダクターと；
前記キャパシターから放電用インダクターへ一方向に流れる放電電流の流れをオン/オフする第１のスイッチング手段と；
前記放電用インダクターから前記キャパシターへ一方向にのみ電流を流すバイパス手段と；
を含むものであり、
前記放電電流は、前記放電用インダクター及びキャパシター間で前記第１のスイッチング手段及びバイパス手段を介してＬ-Ｃ共振をすることができ、
前記放電電流が、Ｌ-Ｃ共振をしながら前記放電用インダクターに磁場を発生させると、前記電源部は、前記変圧器を介して前記キャパシターに、該磁場発生による損失された電力を補充し、
前記変圧器２次側のインダクターは、前記放電用インダクターのインダクタンスよりも相対的に大きいインダクタンスを有したものであって、前記キャパシターに電力を供給する時は、電力供給手段として使用され、前記Ｌ-Ｃ共振時は、変圧器２次側へ流れる電流の流れを減殺させる緩衝用インダクターとして使用され、
前記Ｌ-Ｃ共振時に、前記整流手段は、前記変圧器１次側のインダクターから前記電源部へ流れることのできる逆電流を遮断し、
前記Ｌ-Ｃ共振により前記放電用インダクターで磁場が発生すると、該磁場を患者の患部に侵入させて患部内に誘導電流を発生させることを特徴とする磁気刺激器。
【請求項１１】
前記電源部と前記変圧器との間に直列に連結される第２のスイッチング手段を更に含むことを特徴とする請求項１０に記載の磁気刺激器。
【請求項１２】
前記変圧器２次側のインダクターは、少なくとも前記Ｌ-Ｃ共振時は、変圧器２次側に流れる電流により磁気飽和されない程度である飽和値を持ったコアを含んで形成されたことを特徴とする請求項１０に記載の磁気刺激器。
【請求項１３】
前記変圧器２次側のインダクターのインダクタンスは、前記放電用インダクターのインダクタンスよりも１０倍から１０００倍の大きさを持ったことを特徴とする請求項１０に記載の磁気刺激器。
【請求項１４】
前記整流手段は、半波整流のためのダイオード及び全波整流のためのブリッジダイオードの少なくともいずれか一つであることを特徴とする請求項１０に記載の磁気刺激器。
【請求項１５】
前記キャパシターにかかった電圧をフィードバックされ、前記第２のスイッチング素子のオン/オフを制御する信号を提供する制御手段を更に含むことを特徴とする請求項１１に記載の磁気刺激器。
【請求項１６】
前記第２のスイッチング手段は、ＭＯＳＦＥＴ、Bipolar Transistor、ＩＧＢＴ、ＧＴＯの少なくともいずれか一種類の素子を含むことを特徴とする請求項１１に記載の磁気刺激器。
【請求項１７】
前記電源部が前記キャパシターに電力を供給する時に、フライバック方式及びフォワード方式のいずれかの一方式で電力を供給できるように、前記変圧器１次側のインダクターから前記電源部に連結される経路を、前記第２のスイッチング手段がオン/オフ制御することを特徴とする請求項１１に記載の磁気刺激器。
【請求項１８】
前記電源部と前記変圧器１次側との間に連結される電流制限手段を更に含むことを特徴とする請求項１０に記載の磁気刺激器。
【請求項１９】
電源部と；
前記電源部からの電流を整流する整流手段と；
前記整流手段を介して前記電源部にその１次側のインダクターが連結された変圧器と；
前記変圧器１次側のインダクターに対応する変圧器２次側のインダクターに連結され、前記電源部から前記変圧器１次側のインダクターを介して電力が供給されると、前記変圧器２次側から該電力を提供され、キャパシターの両端に電荷として蓄積できるキャパシターと；
前記キャパシター及び前記変圧器間に直列に連結され、前記電力供給時に、キャパシターに蓄積された電荷が前記変圧器側へ逆流することを防止するための逆流防止手段と；
前記キャパシターに蓄積された電荷を放電電流として提供され、磁場を形成する放電用インダクターと；
前記キャパシターから放電用インダクターへ一方向に流れる放電電流の流れをオン/オフする第１のスイッチング手段と；
前記放電用インダクターから前記キャパシターへ一方向にのみ電流を流すバイパス手段と；
前記電源部と前記変圧器との間に直列に連結される第２のスイッチング手段と；
を含むものであり、
前記放電電流は、前記放電用インダクター及びキャパシター間で前記第１のスイッチング手段及びバイパス手段を介してＬ-Ｃ共振をすることができ、
前記放電電流が、Ｌ-Ｃ共振をしながら前記放電用インダクターに磁場を発生させると、前記電源部は、前記変圧器を介して前記キャパシターに、該磁場発生による損失された電力を補充し、
前記変圧器２次側のインダクターは、前記放電用インダクターのインダクタンスよりも相対的に大きいインダクタンスを有したものであって、前記キャパシターに電力を供給する時は、電力供給手段として使用され、前記Ｌ-Ｃ共振時は、変圧器２次側へ流れる電流の流れを減殺させる緩衝用インダクターとして使用され、
前記電源部が前記キャパシターに電力を供給する時に、フライバック方式で電力を供給できるように、前記変圧器１次側のインダクターから前記電源部に連結される経路を、前記第２のスイッチング手段がオン/オフ制御し、
前記Ｌ-Ｃ共振時に、前記整流手段は、前記変圧器１次側のインダクターから前記電源部へ流れることのできる逆電流を遮断することを特徴とする電気回路。
【請求項２０】
前記第２のスイッチング手段は、前記整流手段と共に、インダクターから前記電源部へ流れることのできる逆電流を遮断することを特徴とする請求項１９に記載の電気回路。
【請求項２１】
前記整流手段は、半波整流のためのダイオード及び全波整流のためのブリッジダイオードの少なくともいずれか一つであることを特徴とする請求項１９に記載の電気回路。
【請求項２２】
前記変圧器２次側のインダクターは、少なくとも前記Ｌ-Ｃ共振時は、変圧器２次側に流れる電流により磁気飽和されない程度である飽和値を持ったコアを含んで形成されたことを特徴とする請求項１９に記載の電気回路。
【請求項２３】
前記変圧器２次側のインダクターのインダクタンスは、前記放電用インダクターのインダクタンスよりも１０倍から１０００倍の大きさを持ったことを特徴とする請求項１９に記載の電気回路。
【請求項２４】
前記キャパシターにかかった電圧をフィードバックされ、前記第２のスイッチング素子のオン/オフを制御する信号を提供する制御手段を更に含むことを特徴とする請求項１９に記載の電気回路。
【請求項２５】
前記第２のスイッチング手段は、ＭＯＳＦＥＴ、Bipolar Transistor、ＩＧＢＴ、ＧＴＯの少なくともいずれか一種類の素子を含むことを特徴とする請求項１９に記載の電気回路。
【請求項２６】
電源部と、前記電源部から電力を供給され、磁場を発生させる回路部と、前記回路部を制御する制御部と、を含むものであって、治療用磁場パルスを発生させる磁気刺激器において、
前記回路部は、
前記電源部からの電流を整流する整流手段と；
前記整流手段を介して前記電源部にその１次側のインダクターが連結された変圧器と；
前記変圧器１次側のインダクターに対応する変圧器２次側のインダクターに連結され、前記電源部から前記変圧器１次側のインダクターを介して電力が供給されると、前記変圧器２次側から該電力を提供され、キャパシターの両端に電荷として蓄積できるキャパシターと；
前記キャパシター及び前記変圧器間に直列に連結され、前記電力供給時に、キャパシターに蓄積された電荷が前記変圧器側へ逆流することを防止するための逆流防止手段と；
前記キャパシターに蓄積された電荷を放電電流として提供され、磁場を形成する放電用インダクターと；
前記キャパシターから放電用インダクターへ一方向に流れる放電電流の流れをオン/オフする第１のスイッチング手段と；
前記放電用インダクターから前記キャパシターへ一方向にのみ電流を流すバイパス手段と；
前記電源部と前記変圧器との間に直列に連結される第２のスイッチング手段と；
を含むものであり、
前記放電電流は、前記放電用インダクター及びキャパシター間で前記第１のスイッチング手段及びバイパス手段を介してＬ-Ｃ共振をすることができ、
前記放電電流が、Ｌ-Ｃ共振をしながら前記放電用インダクターに磁場を発生させると、前記電源部は、前記変圧器を介して前記キャパシターに、該磁場発生による損失された電力を補充し、
前記変圧器２次側のインダクターは、前記放電用インダクターのインダクタンスよりも相対的に大きいインダクタンスを有したものであって、前記キャパシターに電力を供給する時は、電力供給手段として使用され、前記Ｌ-Ｃ共振時は、変圧器２次側へ流れる電流の流れを減殺させる緩衝用インダクターとして使用され、
前記電源部が前記キャパシターに電力を供給する時に、フライバック方式で電力を供給できるように、前記変圧器１次側のインダクターから前記電源部に連結される経路を、前記第２のスイッチング手段がオン/オフ制御し、
前記Ｌ-Ｃ共振時に、前記整流手段は、前記変圧器１次側のインダクターから前記電源部へ流れることのできる逆電流を遮断し、
前記Ｌ-Ｃ共振により前記放電用インダクターで磁場が発生すると、該磁場を患者の患部に侵入させて患部内に誘導電流を発生させることを特徴とする磁気刺激器。
【請求項２７】
前記変圧器２次側のインダクターは、少なくとも前記Ｌ-Ｃ共振時は、変圧器２次側に流れる電流により磁気飽和されない程度である飽和値を持ったコアを含んで形成されたことを特徴とする請求項２６に記載の磁気刺激器。
【請求項２８】
前記変圧器２次側のインダクターのインダクタンスは、前記放電用インダクターのインダクタンスよりも１０倍から１０００倍の大きさを持ったことを特徴とする請求項２６に記載の磁気刺激器。
【請求項２９】
前記整流手段は、半波整流のためのダイオード及び全波整流のためのブリッジダイオードの少なくともいずれか一つであることを特徴とする請求項２６に記載の磁気刺激器。
【請求項３０】
前記キャパシターにかかった電圧をフィードバックされ、前記第２のスイッチング素子のオン/オフを制御する信号を提供する制御手段を更に含むことを特徴とする請求項２６に記載の磁気刺激器。
【請求項３１】
前記第２のスイッチング手段は、ＭＯＳＦＥＴ、Bipolar Transistor、ＩＧＢＴ、ＧＴＯの少なくともいずれか一種類の素子を含むことを特徴とする請求項２６に記載の磁気刺激器。
【請求項３２】
電源部と；
前記電源部にその１次側のインダクターが連結された変圧器と；
前記変圧器１次側のインダクターに対応する変圧器２次側のインダクターに連結され、前記電源部から前記変圧器１次側のインダクターを介して電力が供給されると、前記変圧器２次側から該電力を提供され、キャパシターの両端に電荷として蓄積できるキャパシターと；
前記キャパシター及び前記変圧器間に直列に連結され、前記キャパシターに直流を供給すると同時に、前記電力供給時に、キャパシターに蓄積された電荷が前記変圧器側へ逆流することを防止するための整流/逆流防止手段と；
前記キャパシターに蓄積された電荷を放電電流として提供され、磁場を形成する放電用インダクターと；
前記キャパシターから放電用インダクターへ流れる放電電流の流れをオン/オフする第１のスイッチング手段と；
前記放電用インダクターから前記キャパシターへ一方向にのみ電流を流すバイパス手段と；
前記電源部と前記変圧器との間に直列に連結される第２のスイッチング手段と；
を含むものであり、
前記放電電流は、前記放電用インダクター及びキャパシター間で前記第１のスイッチング手段及びバイパス手段を介してＬ-Ｃ共振をすることができ、
前記放電電流が、Ｌ-Ｃ共振をしながら前記放電用インダクターに磁場を発生させると、前記電源部は、前記変圧器を介して前記キャパシターに、該磁場発生による損失された電力を補充し、
前記変圧器２次側のインダクターは、前記放電用インダクターのインダクタンスよりも相対的に大きいインダクタンスを有したものであって、前記キャパシターに電力を供給する時は、電力供給手段として使用され、前記Ｌ-Ｃ共振時は、変圧器２次側へ流れる電流の流れを減殺させる緩衝用インダクターとして使用され、
前記電源部が前記キャパシターに電力を供給する時に、フライバック方式で電力を供給できるように、前記変圧器１次側のインダクターから前記電源部に連結される経路を、前記第２のスイッチング手段がオン/オフ制御すると同時に、前記Ｌ-Ｃ共振時にオフして、前記変圧器１次側のインダクターから前記電源部へ流れることのできる逆電流を遮断することを特徴とする電気回路。
【請求項３３】
前記変圧器２次側のインダクターは、少なくとも前記Ｌ-Ｃ共振時は、変圧器２次側に流れる電流により磁気飽和されない程度である飽和値を持ったコアを含んで形成されたことを特徴とする請求項３２に記載の電気回路。
【請求項３４】
前記変圧器２次側のインダクターのインダクタンスは、前記放電用インダクターのインダクタンスよりも１０倍から１０００倍の大きさを持ったことを特徴とする請求項３２に記載の電気回路。
【請求項３５】
電源部と、前記電源部から電力を供給され、磁場を発生させる回路部と、前記回路部を制御する制御部と、を含むものであって、治療用磁場パルスを発生させる磁気刺激器において、
前記回路部は、
前記電源部にその１次側のインダクターが連結された変圧器と；
前記変圧器１次側のインダクターに対応する変圧器２次側のインダクターに連結され、前記電源部から前記変圧器１次側のインダクターを介して電力が供給されると、前記変圧器２次側から該電力を提供され、キャパシターの両端に電荷として蓄積できるキャパシターと；
前記キャパシター及び前記変圧器間に直列に連結され、前記キャパシターに直流を供給すると同時に、前記電力供給時に、キャパシターに蓄積された電荷が前記変圧器側へ逆流することを防止するための整流/逆流防止手段と；
前記キャパシターに蓄積された電荷を放電電流として提供され、磁場を形成する放電用インダクターと；
前記キャパシターで放電用インダクターに流れる放電電流の流れをオン/オフする第１のスイッチング手段と；
前記放電用インダクターから前記キャパシターへ一方向にのみ電流を流すバイパス手段と；
前記電源部と前記変圧器との間に直列に連結される第２のスイッチング手段と；
を含むものであり、
前記放電電流は、前記放電用インダクター及びキャパシター間で前記第１のスイッチング手段及びバイパス手段を介してＬ-Ｃ共振をすることができ、
前記放電電流が、Ｌ-Ｃ共振をしながら前記放電用インダクターに磁場を発生させると、前記電源部は、前記変圧器を介して前記キャパシターに、該磁場発生による損失された電力を補充し、
前記変圧器２次側のインダクターは、前記放電用インダクターのインダクタンスよりも相対的に大きいインダクタンスを有したものであって、前記キャパシターに電力を供給する時は、電力供給手段として使用され、前記Ｌ-Ｃ共振時は、変圧器２次側へ流れる電流の流れを減殺させる緩衝用インダクターとして使用され、
前記電源部が前記キャパシターに電力を供給する時に、フライバック方式で電力を供給できるように、前記変圧器１次側のインダクターから前記電源部に連結される経路を、前記第２のスイッチング手段がオン/オフ制御すると同時に、前記Ｌ-Ｃ共振時にオフして、前記変圧器１次側のインダクターから前記電源部へ流れることのできる逆電流を遮断し、
前記Ｌ-Ｃ共振により前記放電用インダクターで磁場が発生すると、該磁場を患者の患部に侵入させて患部内に誘導電流を発生させることを特徴とする磁気刺激器。
【請求項３６】
前記変圧器２次側のインダクターは、少なくとも前記Ｌ-Ｃ共振時は、変圧器２次側に流れる電流により磁気飽和されない程度である飽和値を持ったコアを含んで形成されたことを特徴とする請求項３５に記載の磁気刺激器。
【請求項３７】
前記変圧器２次側のインダクターのインダクタンスは、前記放電用インダクターのインダクタンスよりも１０倍から１０００倍の大きさを持ったことを特徴とする請求項３５に記載の磁気刺激器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、医療用磁気刺激器に関し、より詳細には、電源装置であるスイッチング電源の変圧器が、電流制限用インダクターの役割を併せて果たす医療用磁気刺激器及びその電気回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
治療用として使用される磁気刺激器(magnetic stimulator)は、電気刺激器(electric stimulator)に比べて、痛症が顕著に小さく、治療部位に近接して発生させた磁力により治療部位に電流を発生させる非接触式であることから、皮膚表面、または、電極を挿入し難しい脳部位や脊椎神経を刺激することができる装置として脚光を浴びている。
【０００３】
このような磁気刺激器は、基本的に刺激に必要なエネルギーを格納するキャパシタと、これを放電して強い磁界を形成させるコイルと、から構成されている。すなわち、コイルに短く、且つ、強い電流を注入すれば、パルス状の磁界が形成され、この時変磁界は、人体組織内に渦電流(eddy current)を誘発させ、あたかも電気神経刺激法において電極を通じて注入された電流が神経を刺激することと同様な原理により神経を刺激するようになるものである。
【０００４】
このような磁気刺激器が使用される代表的な例の一つは、尿失禁治療器であり、図１は、従来の非接触性尿失禁治療器の一形態を模式的に示したものである。
【０００５】
その治療過程を簡単に説明すれば、椅子状の治療器の下部に磁場を発生させる磁場発生装置が配置され、椅子上には、患者が座っている状態で、コアを巻いているコイルにパルス電流を供給すれば、電流は、コアの内部に磁場を発生させる。この磁場は、コアの２端部間で磁場の閉ループを形成するが、この閉ループの中間に患者の患部が位置しているので、結局、この磁場により、患部には、再び渦電流が誘導されることによって、患部を電気的に刺激するものである。
【０００６】
図２は、磁気刺激器が使用されるもう一つの例である頭脳刺激器を示したものであり、患者の頭脳１３０の部位に、更に磁場発生装置１３２を配置し、前述したことと同様な原理により、磁場及び渦電流をもって脳を刺激するものである。
【０００７】
このような磁気刺激器が、治療効果を奏するための充分な強度の渦電流を発生させるためには、数テスラ(tesla)程度の磁界を数百マイクロ秒(μs)幅のパルスとして発生させなければならない。
【０００８】
図３は、本発明の出願人が先に開発した磁気刺激器の電源回路を示したものであり、前述した強度の磁界を作り出せる回路である。以下では、この回路の作動方式について説明する。
【０００９】
まず、交流電源部が通常の１１０Ｖ〜２２０Ｖ、５０Hz〜６０Hzなどの交流電源Ｖｓを提供すると、変圧器Ｔは、これを昇圧し、昇圧された電流Ｉ４は、ブリッジダイオードＢで全波整流される。整流された電流Ｉ１は、抵抗Ｒ１及びコイルＬ１を介してキャパシターに充電される。この時抵抗Ｒ１は、電流Ｉ１のうち、過電流を制限して関連回路を保護し、コイルＬ１も回路に流れ得る過電流を防止する役割を果たす。
【００１０】
キャパシターが、放電が可能な程(＋Ｖｃ)に充電されると、スイッチＳ２をオン状態に切り替え、放電コイルＬ２に瞬時に多くの電流Ｉ２を流しながら放電を開始する。放電初期時に、キャパシターが＋Ｖｃ電圧である状態では、放電コイルＬ２にのみ電流Ｉ２が流れ、電流Ｉ１の逆方向(-I１)には、ダイオードなどで塞がって、電流が殆ど流れないことになる。放電コイルＬ２に流れる電流Ｉ２は、キャパシターの電圧Ｖｃが０Ｖの時、最大となり、その後、このエネルギーは、最初とは反対極性にキャパシターに充電される(-Ｖｃ)。
【００１１】
このような放電の過程の中で、もし、抵抗Ｒ１、コイルＬ１が存在しなければ、放電コイルＬ２とブリッジダイオードとは、一つの閉鎖されたループを形成するので、電流Ｉ２は、キャパシターを反対極性に充電する代わりに、ブリッジダイオードとスイッチＳ２とを介して、再び放電コイルＬ２に流れながら、各素子及び導線の抵抗により熱エネルギーとして消耗される。それだけでなく、この時、流れる電流は、キャパシターに充電された電流が、一度に流れる過電流であるため、変圧器Ｔを介して入力交流電源部Ｖｓに深刻な損傷を与えるようになる。
【００１２】
ところが、相対的に非常に大きいインダクタンスを有したコイルＬ１が回路上に存在すれば、キャパシターによる放電周波数が極めて高いため、前述したブリッジダイオード及びコイルＬ１を介して流れる電流は、殆ど遮断され、その代わり、キャパシターに反対極性(-Ｖｃ)に充電されることになる。これは、相対的に大きい抵抗を有した抵抗Ｒ１を用いた場合でも、同じ効果を得ることができる。
【００１３】
その後、反対極性に充電された電荷は、反対方向の電流-I２にもう一度放電コイルＬ２を通りながら刺激を発生させる。この時でも、分岐点ａから変圧器側への電流Ｉ３が発生できるが、やはり、放電周波数が非常に大きいので、コイルＬ１及び/または抵抗Ｒ１により殆ど流れなくなり、多くは、反対方向の電流-I２に流れ、放電コイルＬ２に磁場を起こすのに使用される。
【００１４】
前述した回路において、コイルＬ１は、なくてはならない重要な構成要素である。また、前述したように、このコイルは、その特性上、放電コイルＬ２よりもそのインダクタンスが非常に大きくなければならない。
【００１５】
このような大きいインダクタンスのため、コイルＬ１は、その実際の大きさが約１０cm×１０cm×５cmと比較的に大きく、その重みも１kg以上である形態で作られるので、前記回路をコンパクトに構成するのに邪魔になる。
【００１６】
また、このために、装置の製造コストが大きく上昇するという問題点を含んでいる。
【００１７】
より大きい問題は、示しているように、電源充電の経路上に、前記コイルＬ１及び/または抵抗Ｒ１が直列に連結されているので、電源充電の際に、常に電力の一部をここで損失することになるものである。さらに、このように損失される電力は、全て熱に変わるので、発熱及びそれによる冷却問題も深刻化する。
【００１８】
したがって、このように必須であるにもかかわらず、製造コストの上昇と電力損失などを引き起こす前記コイル及び/または抵抗に対し、複数の変形設計の必要性が要求される状況であり、本発明は、このような必要性に対する対応として開発されたものである。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１９】
本発明は、前述した問題点を解決しようとするものであり、前記緩衝用インダクターの役割を変圧器２次側のインダクターが行うように製作して、別に緩衝用インダクターを備えなくて済む新しい電気回路及びこれを用いた磁気刺激器の構造を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
前述した目的を達成するための本発明の電気回路は、電源部と；前記電源部からの電流を整流する整流手段と；前記整流手段を介して前記電源部にその１次側のインダクターが連結された変圧器と；前記変圧器１次側のインダクターに対応する変圧器２次側のインダクターに連結され、前記電源部から前記変圧器１次側のインダクターを介して電力が供給されると、前記変圧器２次側から該電力を提供され、キャパシターの両端に電荷として蓄積できるキャパシターと；前記キャパシター及び前記変圧器間に直列に連結され、前記電力供給時に、キャパシターに蓄積された電荷が前記変圧器側へ逆流することを防止するための逆流防止手段と；前記キャパシターに蓄積された電荷を放電電流として提供され、磁場を形成する放電用インダクターと；前記キャパシターから放電用インダクターへ一方向に流れる放電電流の流れをオン/オフする第１のスイッチング手段と；前記放電用インダクターから前記キャパシターへ一方向にのみ電流を流すバイパス手段と；を含むものであり、前記放電電流は、前記放電用インダクター及びキャパシター間で前記第１のスイッチング手段及びバイパス手段を介してＬ-Ｃ共振をすることができ、前記放電電流が、Ｌ-Ｃ共振をしながら前記放電用インダクターに磁場を発生させると、前記電源部は、前記変圧器を介して前記キャパシターに、該磁場発生による損失された電力を補充し、前記変圧器２次側のインダクターは、前記放電用インダクターのインダクタンスよりも相対的に大きいインダクタンスを有したものであって、前記キャパシターに電力を供給する時は、電力供給手段として使用され、前記Ｌ-Ｃ共振時は、変圧器２次側へ流れる電流の流れを減殺させる緩衝用インダクターとして使用され、前記Ｌ-Ｃ共振時に、前記整流手段は、前記変圧器１次側のインダクターから前記電源部へ流れることのできる逆電流を遮断することを特徴とする。
【００２１】
上記で、前記電源部と前記変圧器との間に直列に連結される第２のスイッチング手段を更に含むことを特徴とする電気回路が使用されることができ、この第２のスイッチング手段は、フライバックやフォワード方式で電源を供給する場合、変圧器１次側にＩ回路をオン/オフ制御する手段として使用されるか、あるいは、変圧器１次側及び電源部へ流れることのできる逆電流または過電流を遮断する手段として使用される。
【００２２】
本発明は、また、電源部と、前記電源部から電力を供給され、磁場を発生させる回路部と、前記回路部を制御する制御部と、を含む治療用磁場パルスを発生させる磁気刺激器に関するもので、前記回路部は、前記電源部からの電流を整流する整流手段と；前記整流手段を介して前記電源部にその１次側のインダクターが連結された変圧器と；前記変圧器１次側のインダクターに対応する変圧器２次側のインダクターに連結して、前記電源部から前記変圧器１次側のインダクターを介して電力が供給されると、前記変圧器２次側から該電力を提供され、キャパシターの両端に電荷として蓄積できるキャパシターと；前記キャパシター及び前記変圧器間に直列に連結され、前記電力供給時に、キャパシターに蓄積された電荷が前記変圧器側へ逆流することを防止するための逆流防止手段と；前記キャパシターに蓄積された電荷を放電電流として提供され、磁場を形成する放電用インダクターと；前記キャパシターから放電用インダクターへ一方向に流れる放電電流の流れをオン/オフする第１のスイッチング手段と；前記放電用インダクターから前記キャパシターへ一方向にのみ電流を流すバイパス手段と；を含むものであり、前記放電電流は、前記放電用インダクター及びキャパシター間で前記第１のスイッチング手段及びバイパス手段を介してＬ-Ｃ共振をすることができ、前記放電電流が、Ｌ-Ｃ共振をしながら前記放電用インダクターに磁場を発生させると、前記電源部は、前記変圧器を介して前記キャパシターに、該磁場発生による損失された電力を補充し、前記変圧器２次側のインダクターは、前記放電用インダクターのインダクタンスよりも相対的に大きいインダクタンスを有したものであって、前記キャパシターに電力を供給する時は、電力供給手段として使用され、前記Ｌ-Ｃ共振時は、変圧器２次側へ流れる電流の流れを減殺させる緩衝用インダクターとして使用され、前記Ｌ-Ｃ共振時に、前記整流手段は、前記変圧器１次側のインダクターから前記電源部へ流れることのできる逆電流を遮断し、前記Ｌ-Ｃ共振により前記放電用インダクターで磁場が発生すると、該磁場を患者の患部に侵入させて患部内に誘導電流を発生させることを特徴とする。また、上記で、前記電源部と前記変圧器との間に直列に連結される第２のスイッチング手段を更に含むことを特徴とする磁気刺激器が使用されることができる。
【００２３】
本発明は、また、電源部と；前記電源部からの電流を整流する整流手段と；前記整流手段を介して前記電源部にその１次側のインダクターが連結された変圧器と；前記変圧器１次側のインダクターに対応する変圧器２次側のインダクターに連結され、前記電源部から前記変圧器１次側のインダクターを介して電力が供給されると、前記変圧器２次側から該電力を提供され、キャパシターの両端に電荷として蓄積できるキャパシターと；前記キャパシター及び前記変圧器間に直列に連結され、前記電力供給時に、キャパシターに蓄積された電荷が前記変圧器側へ逆流することを防止するための逆流防止手段と；前記キャパシターに蓄積された電荷を放電電流として提供され、磁場を形成する放電用インダクターと；前記キャパシターから放電用インダクターへ一方向に流れる放電電流の流れをオン/オフする第１のスイッチング手段と；前記放電用インダクターから前記キャパシターへ一方向にのみ電流を流すバイパス手段と；前記電源部と前記変圧器との間に直列に連結される第２のスイッチング手段と；を含むものであり、前記放電電流は、前記放電用インダクター及びキャパシター間で前記第１のスイッチング手段及びバイパス手段を介してＬ-Ｃ共振をすることができ、前記放電電流が、Ｌ-Ｃ共振をしながら前記放電用インダクターに磁場を発生させると、前記電源部は、前記変圧器を介して前記キャパシターに、該磁場発生による損失された電力を補充し、前記変圧器２次側のインダクターは、前記放電用インダクターのインダクタンスよりも相対的に大きいインダクタンスを有したものであって、前記キャパシターに電力を供給する時は、電力供給手段として使用され、前記Ｌ-Ｃ共振時は、変圧器２次側へ流れる電流の流れを減殺させる緩衝用インダクターとして使用され、前記電源部が前記キャパシターに電力を供給する際に、フライバック方式で電力を供給できるように、前記変圧器１次側のインダクターから前記電源部に連結される経路を、前記第２のスイッチング手段がオン/オフ制御し、前記Ｌ-Ｃ共振時に、前記整流手段は、前記変圧器１次側のインダクターから前記電源部へ流れることのできる逆電流を遮断することを特徴とする電気回路に関するものである。
【００２４】
本発明は、また、電源部と、前記電源部から電力を供給され、磁場を発生させる回路部と、前記回路部を制御する制御部と、を含むものであり、治療用磁場パルスを発生させる磁気刺激器に関するものであって、前記回路部は、前記電源部からの電流を整流する整流手段と；前記整流手段を介して前記電源部にその１次側のインダクターが連結された変圧器と；前記変圧器１次側のインダクターに対応する変圧器２次側のインダクターに連結され、前記電源部から前記変圧器１次側のインダクターを介して電力が供給されると、前記変圧器２次側から該電力を提供され、キャパシターの両端に電荷として蓄積できるキャパシターと；前記キャパシター及び前記変圧器間に直列に連結され、前記電力供給時に、キャパシターに蓄積された電荷が前記変圧器側へ逆流することを防止するための逆流防止手段と；前記キャパシターに蓄積された電荷を放電電流として提供され、磁場を形成する放電用インダクターと；前記キャパシターから放電用インダクターへ一方向に流れる放電電流の流れをオン/オフする第１のスイッチング手段と；前記放電用インダクターから前記キャパシターへ一方向にのみ電流を流すバイパス手段と；前記電源部と前記変圧器との間に直列に連結される第２のスイッチング手段と；を含むものであり、前記放電電流は、前記放電用インダクター及びキャパシター間で前記第１のスイッチング手段及びバイパス手段を介してＬ-Ｃ共振をすることができ、前記放電電流が、Ｌ-Ｃ共振をしながら前記放電用インダクターに磁場を発生させると、前記電源部は、前記変圧器を介して前記キャパシターに、該磁場発生による損失された電力を補充し、前記変圧器２次側のインダクターは、前記放電用インダクターのインダクタンスよりも相対的に大きいインダクタンスを有したものであって、前記キャパシターに電力を供給する時は、電力供給手段として使用され、前記Ｌ-Ｃ共振時は、変圧器２次側へ流れる電流の流れを減殺させる緩衝用インダクターとして使用され、前記電源部が前記キャパシターに電力を供給する時に、フライバック方式で電力を供給できるように、前記変圧器１次側のインダクターから前記電源部に連結される経路を、前記第２のスイッチング手段がオン/オフ制御し、前記Ｌ-Ｃ共振時に、前記整流手段は、前記変圧器１次側のインダクターから前記電源部へ流れることのできる逆電流を遮断し、前記Ｌ-Ｃ共振により前記放電用インダクターで磁場が発生すると、該磁場を患者の患部に侵入させて患部内に誘導電流を発生させることを特徴とする。
【００２５】
本発明は、また、電源部と；前記電源部にその１次側のインダクターが連結された変圧器と；前記変圧器１次側のインダクターに対応する変圧器２次側のインダクターに連結され、前記電源部から前記変圧器１次側のインダクターを介して電力が供給されると、前記変圧器２次側から該電力を提供され、キャパシターの両端に電荷として蓄積できるキャパシターと；前記キャパシター及び前記変圧器間に直列に連結され、前記キャパシターに直流を供給すると同時に、前記電力供給時に、キャパシターに蓄積された電荷が前記変圧器側へ逆流することを防止するための整流/逆流防止手段と；前記キャパシターに蓄積された電荷を放電電流として提供され、磁場を形成する放電用インダクターと；前記キャパシターから放電用インダクターへ流れる放電電流の流れをオン/オフする第１のスイッチング手段と；前記放電用インダクターから前記キャパシターへ一方向にのみ電流を流すバイパス手段と；前記電源部と前記変圧器との間に直列に連結される第２のスイッチング手段と；を含むものであり、前記放電電流は、前記放電用インダクター及びキャパシター間で前記第１のスイッチング手段及びバイパス手段を介してＬ-Ｃ共振をすることができ、前記放電電流が、Ｌ-Ｃ共振をしながら前記放電用インダクターに磁場を発生させると、前記電源部は、前記変圧器を介して前記キャパシターに、該磁場発生による損失された電力を補充し、前記変圧器２次側のインダクターは、前記放電用インダクターのインダクタンスよりも相対的に大きいインダクタンスを有したものであって、前記キャパシターに電力を供給する時は、電力供給手段として使用され、前記Ｌ-Ｃ共振時は、変圧器２次側へ流れる電流の流れを減殺させる緩衝用インダクターとして使用され、前記電源部が前記キャパシターに電力を供給する時に、フライバック方式で電力を供給できるように、前記変圧器１次側のインダクターから前記電源部に連結される経路を、前記第２のスイッチング手段がオン/オフ制御すると同時に、前記Ｌ-Ｃ共振時にオフして、前記変圧器１次側のインダクターから前記電源部へ流れることのできる逆電流を遮断することを特徴とする電気回路及びこのような電気回路を用いた磁気刺激器に関するものである。
【発明の効果】
【００２６】
本発明は、磁気刺激器及びその電気回路に関するもので、緩衝用インダクターの役割を電源供給用変圧器の２次側のインダクターが同時に行うことを特徴とする。
【００２７】
したがって、本発明の磁気刺激器は、従来のそれに比べて、緩衝用インダクターを別に備える必要がないので、それから発生する熱問題や電力損失などの問題がなく、同時に、刺激器の回路部分をコンパクトに構成することができ、その生産費用も節減される効果を持つ。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２８】
図４は、本発明の基本的な実施例を示す回路図であって、緩衝用インダクターが変圧器２次側のインダクターと一体型に製作されるか、あるいは、変圧器２次側のインダクターが緩衝用インダクターの役割を行えるように構成された本発明の磁気刺激器の回路構成図を示したものである。
【００２９】
前記回路の左側に位置した電源部、すなわち変圧器１次側Ｎｐには、全体回路システムに電力を供給する交流電源Ｖｓ、これから供給された交流電流を全波整流または半波整流する整流回路、そして、変圧と共にキャパシター側に電力を供給するための変圧器ＴＳなどが含まれている。
【００３０】
変圧器２次側Ｎｓには、放電用インダクターＬ２に電力を供給するキャパシターＣが配置されており、キャパシターに電流供給時に、これに蓄積された電荷が変圧器側へ逆流することを防止する手段の一例であるダイオードＤ１が、変圧器とキャパシターとの間に構成されている。この逆流防止手段は、前記ダイオードの他にも、逆流防止機能を行えるものであれば、どのような形態の素子も可能である。
【００３１】
キャパシターＣの右側には、このキャパシターとの間で電流をＬ-Ｃ共振し、磁気刺激パルスを発生させる放電用インダクターＬ２が、前記共振のための経路を提供するＳＣＲ及びバイパスダイオードＤ３をおいて連結されている。
【００３２】
前記ＳＣＲは、キャパシターと放電用インダクターＬ２との間を開閉するスイッチの役割を行うものである。
【００３３】
前記回路で着目する点は、図３で問題になったコイルＬ１(以下、緩衝用インダクターという)及び/または抵抗Ｒ１(以下、緩衝用抵抗という)が、物理的に別々に存在しないということである。したがって、これらが持っていた問題点が、基本的に発生しないという長所を持つが、一方、これらが持っていた必須な機能であるＬ-Ｃ共振でのキャパシター充電及び変圧器１次側への過電流制限機能が、どのようになっているかが問題である。これについては、まず、前記回路の動作波形を見てみた後、その解決方法を説明する。
【００３４】
図５は、図４回路の動作波形を示すものである。
【００３５】
先ず、キャパシター電圧Ｖｃの変化を見てみると、初期状態である時間Ｔ０以前には、キャパシターに電圧Ｖｃだけ充電されるまで、電源Ｖｓ、整流回路、及び変圧器などを介して電流が供給される。
【００３６】
充分な放電電圧であるＶｃが蓄積された時間Ｔ０において、このキャパシターの放電を塞いでいたスイッチング手段であるＳＣＲがオン(on)すると、キャパシターに蓄積された電荷は突然放出され、正弦波(sine wave)に増加する電流Ｉ３になりながら放電用インダクターＬ２に供給され、この電流Ｉ３は、放電用インダクターＬ２で最初のパルス磁場を生成する。
【００３７】
時間が経過するほど、電流Ｉ３は、大きくなり、キャパシターの電圧が０になる時間Ｔ１を頂点として、その強さが再び減少する。また、放電用インダクターＬ２を通った電流Ｉ３は、ループを回って、キャパシターＣを、最初とは反対極性に充電し始める。
【００３８】
時間Ｔ２になるまで、電流Ｉ３は、放電用インダクターＬ２を通りながら、キャパシターを最初の極性とは反対に充電する。その次、Ｔ２以後になると、電流は、最初とは反対方向である-Ｉ３に流れながら、Ｌ２にもう一度パルス磁場を形成した後、キャパシターを最初と同じ極性に再充電し始める。このような現象は、キャパシターＣに累積されていた電荷が全て消尽され、反対側に移動する最初と時間Ｔ４まで続く。
【００３９】
このように、最初の極性に再充電されたキャパシターの最大の電圧は、導線内の他の抵抗を無視すれば、前記パルス磁場を２回形成しながら消耗された値だけ減少されたＶｃ-２Ｖｆとなる。
【００４０】
したがって、次の放電サイクルのために、時間Ｔ４から時間Ｔ５の間、キャパシターの減少された電力を電源Ｖｓから補充する段階を行い、この損失補充段階において、初めて変圧器１次側のスイッチング素子をオン(on)して、整流された電流Ｉ０が流れるようにし、これからI１を誘導して、キャパシターを充電する。また、この段階で使用される充電方式には、フォワード方式及びフライバック方式とも可能である。
【００４１】
時間Ｔ５以後、キャパシターの電圧がＶｃだけ充電されると、必要な場合、システムを安定化させた後、時間Ｔ６において、再びＳＣＲをオンさせ、前述した放電サイクルを繰り返す。
【００４２】
一般的な常識では、図４の回路は、図３の回路のように、緩衝用インダクターまたは緩衝用抵抗が存在しないので、時間Ｔ２から時間Ｔ４の間、分岐点aから流れる電流Ｉ３は、キャパシターよりは変圧器２次側に流れるI１電流になって、変圧器と放電用インダクターＬ２との間を回りながら、熱として消耗されることが妥当であると考えられる。
【００４３】
ところが、本発明の図４の回路では、変圧器２次側Ｎｓのコイルのインダクタンスを、放電用インダクターＬ２のインダクタンスに比べて約１０倍以上〜１０００倍近く大きい値を持つように構成することで、時間Ｔ２から時間Ｔ４の間、分岐点aを通る多くのＩ３がキャパシター側へ流れ、キャパシターを反対極性に充電するのに使用できるように構成した。このような構造のため、従来技術の緩衝用インダクターまたは緩衝用抵抗を使用しなくてもよいものである。
【００４４】
また、図５に示されているように、このように、２つのインダクターが大きいインダクタンス差を持つとしても、時間Ｔ１と時間Ｔ３との間で、Ｉ３の一部は、分岐点aからＩ１へ流れるようになるが、該Ｉ１は、前述したように、変圧器２次側を流れながら電源Ｖｓを破壊するか、少なくとも強い電気的な衝撃を与える程の誘導起電力及びそれによる過電流または逆電流-I０を変圧器１次側に発生させることができる。
【００４５】
ところが、図４の変圧器１次側の回路では、前記整流回路が存在しており、常にＩ０方のみに電流が流れるようになっているので、電流回路を構成する部品、たとえば、ダイオードなどに降伏や絶縁破壊が発生しない限り、-Ｉ０が流れることができなく、よって、このような問題点は、解決されるように構成されている。
【００４６】
本発明の前記実施例は、このように、磁気刺激器回路において、従来には、必須要素であった緩衝用インダクター及び/または緩衝用抵抗を除去し、その代わりに、変圧器２次側のインダクターがこの機能を代わりに行うように構成すると共に、変圧器１次側には、電源の安全な保護のために、整流手段を構成したことを核心的な技術的特徴とする。
【００４７】
本発明の回路を解析してみると、図３の回路で使用された従来の緩衝用インダクターＬ１が、本発明の回路では、なくなっているとは言え難く、代わりに、これが、変圧器２次側のインダクターＮｓと物理的に一体型に構成されたものと見做すことがより妥当であり、なぜならば、この２次側のインダクターが、時間上、明白に２役割を区分して行うためである。
【００４８】
すなわち、電源部がキャパシターに電力を供給する時間であるＴ４からＴ５区間では、前記２次側のインダクターは、キャパシターに損失された電力を供給する変圧器２次側の機能を行うが、キャパシターが放電しながらＬ-Ｃ共振をする時である時間Ｔ０からＴ４区間では、明白に緩衝用インダクターとしてのみ作用する。
【００４９】
したがって、このように、時間上分離される２種類の機能を、物理的には、一つのインダクターで具現することで、本発明の磁気刺激器は、従来のそれに比べて、コンパクトで効率的な回路を持つようになるものである。
【００５０】
前記変圧器２次側のインダクターが、変圧器２次側の他、緩衝用インダクターの役割を行うためには、次の条件を備えていることが望ましい。
【００５１】
まず、前述したように、そのインダクタンスが、Ｌ２のインダクタンスよりも相対的に大きくなければならない。これは、前述したようにキャパシターの反対極性の放電時Ｉ１の大きさをできるだけ小さくするためである。
【００５２】
このような変圧器２次側のインダクタンスの大きさ、あるいは、Ｌ２に対するインダクタンス比を一例に取ると、キャパシタンスが５０μFであるキャパシターの最大の充電値が１０００Ｖであり、Ｌ２のインダクタンスが１００μHの時、変圧器２次側のインダクターは、その１０倍である約１mH程度をインダクタンスとして持つことなどである。
【００５３】
ところが、このようなインダクタンス比は、その大きさを推察できるようにする一つの例示に過ぎないもので、使用されるシステムの用途及び他素子等の容量によって、いくらでも可変できるものである。
【００５４】
また、変圧器２次側のインダクターがコア(core)を持つ場合は、そのコアの飽和磁気値が大きい方が良い。なぜならば、インダクターをなすコアの飽和磁気値が小さい場合、Ｉ１により飽和され、万が一、変圧器の２次側の経路をショート状態に作り、これ以上は、前述した緩衝効果が生じない問題点があるためである。
【００５５】
したがって、変圧器２次側のインダクターのコアは、少なくともキャパシターの放電時に、変圧器２次側に流れる電流により飽和されない程度の飽和値を持った材料を用いることができるが、一般に、フェライト系列の材料または積層型の珪素鋼板をこれに用いることができる。
【００５６】
ところが、コアを持っていない場合でも、コイルそのもののインダクタンスが十分に大きければ、同じ効果を奏するので、コアがない実施例が、本発明の実施例から排除されるものではない。
【００５７】
図４の回路において、変圧器１次側に過電流が流れることができる。なぜならば、図面上では、変圧器１次側に抵抗がないか、極めて小さな導線抵抗だけが存在するためであり、電源部として定電圧源Ｖｓを使用する場合に、整流回路により整流された直流が無制限に大きくなり得るという危険が存在するものである。すなわち、この直流電流が、実際には、無限値になり得ないとしても、少なくとも変圧器を破壊させる程の大きさには大きくなり得るので、これを防止する手段が必要となり得る。
【００５８】
このような現象を防止するために、図６でのように、変圧器１次側に電流制御手段を追加的に取り付けることができる。このような電流制限手段の役割は、前述したように、無限電流が流れることを防止するためのもので、具体的には、適正な大きさを持った抵抗を使用するか、あるいは、スイッチを用いて一定の大きさ以上の電流が流れると、回路をオフするように構成するものである。
【００５９】
前記電流制限手段は、過電流の恐れのある場合に追加的に取り付けることができるものであるので、本発明において必ずしも必要となる必須構成要素ではない。また、フライバック方式の電源供給のために、変圧器１次側にスイッチング素子などが構成された場合は、別々に電流制限手段を備える必要なく、このスイッチング素子が前記電流制限手段の役割を同時に行うようにすることができる。
【００６０】
図７及び図８は、図４の回路において、整流回路を更に具体的に描写した本発明の更に他の実施例を示したものである。
【００６１】
図７では、整流ダイオーＤ０を、電源と変圧器１次測との間に直列に連結して半波整流した電流Ｉ０を用いる例を示したものである。半波整流した電流を用いる場合、たとえ、電流の半は、使えなくなり、それにより、エネルギー効率及び充電時間である前述した時間Ｔ４からＴ５の時間が長くなるという短所があるが、充放電周波数がそれほど大きくなく、且つ、要求される磁場パルスパワーも小さな場合は、簡単に構成して使用できるという長所がある。
【００６２】
図８は、ブリッジダイオードＢＤ(Bridge Diodes)を用いて、全波整流された電流Ｉ０を電源として用いる場合を示したものである。この場合、小さな電力でも速い周波数でキャパシターの充電が可能であり、エネルギー効率が高いという長所を持つ。
【００６３】
前記図７及び図８で使用されるダイオーＤ０またはブリッジダイオードは、整流機能の他にも、変圧器２次側の電流の流れによって変圧器１次側に誘導され、示されているものと反対方向に流れることのできる逆電流やサージ(surge)などから電源Ｖｓを保護する役割も果たす。したがって、このような逆電流を塞ぐ機能も、大きくは、本発明で言及する整流の一形態と見做さなければならない。
【００６４】
前記図５の実施例においても、変圧器１次側に電流制限手段を取り付けることができるのは、当然のことである。
【００６５】
図９及び図１０は、フライバック(flyback)方式で電力を供給する本発明の更に他の実施例を示したものである。
【００６６】
周知のように、フライバック方式の電力供給は、ＳＭＰＳ(Switched-Mode Power Supply)方式の一つであって、電源部から、比較的低い電力を、連結された変圧器１次側のインダクターに供給した後、回路中間のスイッチをオフして、その供給を中断すれば、変圧器１次側のインダクターに蓄積されたエネルギーにより、変圧器２次側のインダクターには、誘導電力が発生し、これが変圧器２次側の出力端に供給されるものである。この場合、変圧器１次側の回路が既にオフしているので、出力端にどのようなリアクタンスを持った素子が存在するかと無関係に、２次側のインダクターに誘導された電力の全体が出力端に供給されるはずなので、一定の電力を安定的に供給できるという長所を持つことになる。
【００６７】
したがって、フライバック方式は、比較的低い電源を用いて、出力端に高電圧または高電流を具現できる方式である。
【００６８】
図９の回路は、このようなフライバック電力供給方式のために設計されたものであり、変圧器１次側及び電源部間にスイッチング素子が構成されている。そして、この変圧器１次側のスイッチング素子は、フライバック電力供給のために、前述した電力供給時の時間Ｔ４からＴ５の間、短い周期でオン/オフを連続的に繰り返す動作を行うようになる。
【００６９】
これを更に詳細に説明するために、図９回路の動作波形を示す図１０を見てみると、変圧器１次側の供給電流Ｉ０が、スイッチング素子のオン/オフ制御によって短い周期を持つ多くのパルス波からなると、このようなＩ０のために、変圧器２次側のインダクターに誘導される変圧器２次側の電流Ｉ１もまた同じ周期を持ったパルス波状に発生する。そして、この２次側の電流は、キャパシターに蓄積されるが、蓄積時毎に、変圧器１次側がスイッチング素子によりオフしているので、２次側のインダクターに誘導されるあらゆるエネルギーは、キャパシターのみに積まれるようになる。すなわち、キャパシターに蓄積された電荷量と無関係に、あらゆるエネルギーが伝達されるものである。したがって、本実施例は、このようなフライバック原理を用いて、本発明で必要とする高電力を容易に得ることができるという長所を持つものである。
【００７０】
図１１は、電源からキャパシターへＳＭＰＳ(Switched-Mode Power Supply)方式で電力を供給する場合、キャパシターにかかる電圧をフィードバックされたスイッチング素子制御回路により、適正なＶｃになるまでスイッチング素子を制御する場合を示した本発明の更に他の実施例を示したものである。
【００７１】
この実施例は、リアルタイムにキャパシターの電荷量によってスイッチング素子をオン/オフ制御することによって、更に精密なフライバック方式の電力供給が可能となるという長所を持つ。
【００７２】
このようなフィードバック制御の代わりに、タイマーやカウンターなどを用いてスイッチング素子を制御することもできるが、それよりは、このようなフィードバック回路が更に正確で安定的であると言える。ところが、本発明は、前記フィードバック回路の代わりに、タイマーやカウンター、または、これと類似の装置を用いて前記スイッチング素子を制御する場合もまた、更に他の実施例として含むものである。
【００７３】
本発明の変圧器１次側に形成されたスイッチング素子は、具体的に、ＭＯＳＦＥＴ、Bipolar Transistor、ＩＧＢＴ(Insulated Gate Bi-polar Transistor)、ＩＰＭ(Intelligent power modules)、ＧＴＯ(Gate Turn Off Thyristor)などが使用可能である。
【００７４】
図１２は、本発明の更に他の実施例であって、いまは、変圧器１次側に整流回路そのものが存在しない場合を示したものである。その他、余りの回路部分の作動方式は、前述した実施例等と同様である。
【００７５】
変圧器１次側に整流回路が存在しなければ、交流電源が変圧器に供給されるが、このように、交流電源が可能な理由は、変圧器２次側にダイオードＤ１があるため、キャパシターには、常に整流電圧が伝達されることができるためである。したがって、この場合、ダイオードＤ１は、変圧器２次側に存在する整流/逆流防止手段と言われることができる。
【００７６】
この実施例は、フォワード方式及びフライバック方式のいずれかの方法で電力供給が可能である。
【００７７】
フォワード方式であれば、変圧器１次側に直列連結されたスイッチング素子の役割は、変圧器１次側に流れることのできる過電流を制御する役割だけを行うようになる。すなわち、Ｌ-Ｃ共振、または、キャパシターの放電時に、変圧器２次側から誘導され、変圧器１次側に流れることのできる誘導電流が電源部に影響を与えることを防止するようにするために、変圧器１次側に存在するスイッチング素子を用いて、変圧器１次側の経路をオフさせるように構成するものである。先で説明された整流回路による電源保護機能を、スイッチング素子のオフ状態が代わるようになるものである。
【００７８】
フライバック方式に電力を供給する方式であれば、前記スイッチング素子は、フライバックのためのスイッチとして用いられると共に、前述した変圧器１次側の電源部を保護する役割も果たすようになる。すなわち、スイッチング素子は、電力供給時は、オン/オフを繰り返し、キャパシターに電荷を蓄積するのに用いられ、キャパシターの放電またはＬ-Ｃ共振時は、オフして、１次側の電源部に過電流が流れることを塞ぐことになる。
【００７９】
図１３は、本発明の更に他の実施例を示したものであり、いまは、整流回路とスイッチング素子とが共に１次側に位置した形態を持ち、これは、前述した図９と同様な形態である。
【００８０】
図１３の回路において、スイッチング素子は、フライバック方式の電源供給のスイッチング手段として使用されると同時に、１次側に流れることのできる逆電流防止機能も併せて果たす。従って、本実施例では、変圧器１次側の整流回路は、単に直流を供給するための手段としてのみ用いられ、Ｌ-Ｃ共振時に、１次側の過電流防止機能は、スイッチング素子がオフして行うようにしたことが特徴点である。
【００８１】
このような構成が必要な理由は、共振時に、１次側に流れることのできる逆電流が大き過ぎて、１次側に構成された整流回路だけでは、過電流を塞ぐことができなく、絶縁破壊(breakdown)が発生して電源が破壊されるか、衝撃を受けられるので、予め回路を遮断するためである。
【００８２】
このような本発明の技術的な特徴を理解した当業者であれば、本発明の前述した実施例を変形させた様々な回路を容易に案出することができるはずである。
【００８３】
たとえば、変圧器１次側や２次側に存在するダイオードやブリッジ回路のいずれかだけで整流機能を行うようにすることもできる。従って、本発明で言及した整流回路は、必ずしも変圧器１次側のみに存在する必要はなく、変圧器２次側に存在する整流回路も可能である。また、変圧器１次側のスイッチング素子がある場合も、単純なフォワード方式やハーフブリッジ方式などで電流を供給できる。この場合、スイッチング素子は、変圧器１次側の逆電流防止機能のみを行うようになるものである。
【００８４】
また、本発明のスイッチング素子及び整流回路は、周知の全てのものが使用可能であるので、図示のもののみに局限されないことはいうまでもない。
【００８５】
また、前記ＳＣＲの代わりに、類似の機能を行う他のスイッチング手段を用いることも可能である。
【図面の簡単な説明】
【００８６】
【図１】尿失禁治療器として使用される磁気刺激器の模式図。
【図２】頭脳刺激器として使用される磁気刺激器の模式図。
【図３】従来の磁気刺激器に対する回路図。
【図４】変圧器１次側に整流回路のみが存在する本発明の一実施例を示す回路図。
【図５】前記図４の動作波形図。
【図６】変圧器１次側に電流制限手段が存在する本発明の一実施例を示す回路図。
【図７】図４の実施例のうち、整流手段として半波整流及び全波整流手段を含む本発明の回路図。
【図８】図４の実施例のうち、整流手段として半波整流及び全波整流手段を含む本発明の回路図。
【図９】各々フライバック電力供給方式を用いる本発明の更に他の実施例に対する回路も及びその動作波形。
【図１０】各々フライバック電力供給方式を用いる本発明の更に他の実施例に対する回路も及びその動作波形。
【図１１】第１のスイッチング手段をフィードバック制御する本発明の更に他の実施例を示した回路図。
【図１２】変圧器１次側に整流回路の代わりに、スイッチング素子を含む本発明の一実施例を示す回路図。
【図１３】整流回路とスイッチング手段とが、変圧器１次側に配置された本発明の更に他の実施例を示す回路図。
【符号の説明】
【００８７】
１３０  頭脳
１３２  磁場発生装置
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【国際調査報告】
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