(57)【要約】  周波数スペクトル分布を整形した周波数スペクトル拡散波形を発生するための回路。波形発生器は、スペクトルが拡散した波形を発生するスペクトル拡散波形発生回路（１）と、スペクトル拡散波形の周波数スペクトル分布を整形する周波数スペクトル分布整形回路（２）とを含む。一実施例では、分布整形回路（２）は、少なくとも１つの帯域にスペクトルが減少された部分を持つ周波数スペクトル分布を有するように、スペクトル拡散波形を整形する。また、一実施例では、スペクトル拡散波形の周波数は、非周期的または周期的に変化するものとすることができる。
2008522454.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
信号処理方法であって、
入力信号を供給し、
変化する周波数を有し、かつ少なくとも１つの帯域にスペクトル成分減少部分を持つ周波数スペクトル分布を有する基準信号を供給し、
前記入力信号に基づいて前記基準信号をパルス幅変調することによってパルス幅変調信号を発生する
ことを含む信号処理方法。
【請求項２】
信号処理装置であって、
入力信号を受信するための第１の入力、変化する周波数を有しかつ少なくとも１つの帯域にスペクトル成分減少部分を持つ周波数スペクトル分布を有する基準信号を受信するための第２の入力、出力、および入力信号に基づいて基準信号をパルス幅変調することによって前記出力にパルス幅変調信号を発生させるため前記入力と出力を接続する回路、
を含む信号処理装置。
【請求項３】
請求項２に記載の装置であって、
前記パルス幅変調器を用いて、信号に含まれるノイズの周波数スペクトル分布を整形するように構成および適応されるノイズシェーピング回路
を含む装置。
【請求項４】
信号処理装置であって、
入力信号を受信するための入力、
基準信号を発生するための基準信号発生器であって、周波数が非周期的または周期的に変化する波形を発生するための波形発生回路と、発生した波形の周波数スペクトル分布を、少なくとも１つの帯域にスペクトル成分減少部分を有するように整形するように構成および適応される周波数スペクトル分布整形回路とを含む基準信号発生器、および
入力および基準信号発生器に接続されるパルス幅変調器であって、入力端子で受けた入力信号に基づいて基準信号をＰＷＭ変調することにより、入力信号のスペクトルが拡散し、かつ少なくとも１つの帯域にスペクトル成分減少部分を有するＰＷＭ変調出力信号を発生するように構成および適応されるパルス幅変調器、
を含む信号処理装置。
【請求項５】
請求項４に記載の装置であって、
入力に受ける入力信号が第１および第２の差動信号を含み、
前記パルス幅変調器が第１および第２のパルス幅変調部分を含み、
前記第１のパルス幅変調器部分は、前記第１の差動入力信号を受けて第１の差動ＰＷＭ変調出力信号を発生するように構成および適応され、
前記第２のパルス幅変調器部分は、前記第２の差動入力信号を受けて第２の差動ＰＷＭ変調出力信号を発生するように構成および適応され、
第１および第２の差動ＰＷＭ変調出力信号が差動出力信号を形成する装置。
【請求項６】
請求項４または５に記載の装置であって、
波形発生回路は、クロック信号を発生するためのクロック発生器、および前記クロック発生器が発生するクロック信号を受けるように接続され、それに基づいてＰＮ符号を発生するように構成および適応されるＰＮ符号発生器を含み、
前記周波数スペクトル分布整形回路は、クロック信号とＰＮ符号とを受けるように接続され、クロック信号とＰＮ符号を比較して、それに基づき基準信号を発生するように構成および適応される論理回路を含む装置。
【請求項７】
請求項６に記載の装置であって、前記波形発生回路は、クロック信号が前記ＰＮ符号発生器で受信される前に前記クロック発生器で発生されるクロック信号を分周する分周器を含む装置。
【請求項８】
請求項７に記載の装置であって、前記論理回路は排他的ＯＲゲートを含む装置。
【請求項９】
請求項４から８のいずれかに記載の装置であって、
前記パルス幅変調器は、
入力信号を受信し、入力信号をフィルタ処理し、入力信号をフィルタ処理したものを出力として提供するように接続および構成されるフィルタ、および、
フィルタ処理された入力信号を受け、それを基準信号と比較するように接続される比較器
を含む装置。
【請求項１０】
請求項９に記載の装置であって、前記パルス幅変調器はフィードバック回路を含む装置。
【請求項１１】
請求項９または１０に記載の装置であって、
前記パルス幅変調器は、入力信号と基準信号を加算するように構成および適応され、加算した入力信号および基準信号をフィルタに送るように接続される加算器を含み、前記比較器は、フィルタの出力をしきい値と比較してパルス幅変調信号を発生するように接続、構成、および適応される装置。
【請求項１２】
請求項１１に記載の装置であって、前記パルス幅変調器の前記加算器およびフィルタが複数の加算器／フィルタ段を含み、加算器／フィルタ段の各々が、入力信号および基準信号を入力として受けるように接続される装置。
【請求項１３】
請求項４から１２のいずれかに記載の装置であって、定義されたようなＰＷＭコントローラを含むＤ級増幅器の形式で組み込まれる装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スペクトル拡散波形を発生しスペクトル拡散波形を用いて信号変換または他の信号処理を実行するための方法および装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の、例えばＤ級に用いられるような、パルス幅変調器（ＰＷＭ）回路を図２１に概略的に示す。このＰＷＭ回路は、入力信号源と、この入力信号源から受信した入力信号と比較するために用いられるキャリアとして三角波（または鋸歯状波）を発生する三角波発生器と、入力信号を三角波と比較してパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を発生する比較器を含む。三角波発生器には、周波数が周期的に変化する三角波を発生するものや、図２２に示すように周波数が非周期的に変化する三角波を発生するものが知られている。図２２では（ａ）に非周期的な鋸歯状波、（ｂ）に非周期的な三角波を示す。図２３に示すように、ＰＷＭ変調器は、このような三角波を、受信した入力信号（ａ）と比較し、周期が変化する方形波（ｂ）を発生する。図２３ではさらに、（ｃ）および（ｄ）で、従来のＰＷＭ変調器からＰＷＭ変調された出力信号の周波数スペクトルを示す。対比のため、図２３（ｃ）には、周期が固定の三角波を使用したＰＷＭ変調器のもの（従来例１）を示し、図２３（ｄ）には、周期が周期的または非周期的に変化する三角波を使用した図２１のＰＷＭ変調器のもの（従来例２）を示している。
【０００３】
これらの図に示すように、従来例１の三角波が固定周期の場合には、信号のスペクトルがベースバンドに現れる。三角波であるキャリアの離散したスペクトル（三角波の基本波成分およびその高調波周波数に大きなピークを持つ）が三角波の中心周波数としてのサンプリング周波数と共に現れる。この三角波の高調波は、通常、ＰＷＭ変調器あるいはＰＷＭ変調器を使用したＤ級増幅器に後置されるＬＣフィルタによって除去される。しかし、フィルタで除去できなかった高調波成分は負荷に伝達されることになる。
【０００４】
一方、図２３（ｄ）に示す周波数スペクトル図では、信号のスペクトルが同様にベースバンドに現れるとともに、キャリアにあるノイズが、スペクトル拡散されることによってＤＣから高い周波数までの広い範囲にわたって分散する。このため、図２３（ｃ）の場合と比べ、図２３（ｄ）のキャリア・ノイズのピークがかなり低減されている。この結果、機器の小型化が進むと、Ｄ級増幅器と負荷を接続する配線から輻射される三角波の高調波成分が、別の回路ブロックに影響を与えるという問題がある。
【０００５】
しかし、図２１に示したＰＷＭ変調器では、キャリア・ノイズがスペクトル拡散により広い範囲にわたって分散するが、図２３（ｄ）に示すように、信号が存在するベースバンドにも一様に分散している。尚、サンプリング周波数ｆｓ近辺には、キャリア・ノイズの周波数スペクトル分布にノッチ（すなわち、スペクトル成分が低下した部分）が現れている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
従って、本発明の一つの目的は、周波数スペクトル分布を整形した周波数スペクトル拡散波形を発生する方法および回路を提供することである。
本発明の別の目的は、上記のような周波数スペクトル拡散波形を使用して信号変換を行う方法および回路を提供することである。
本発明のさらに別の目的は、上記のような信号変換方法を用いた伝送の方法および装置を提供することである。
【０００７】
本発明のさらに別の目的は、周波数スペクトル拡散波形を使用して信号のノイズシェーピングを行う方法および回路を提供することである。
本発明のさらに別の目的は、上記のような周波数スペクトル分布を整形した周波数スペクトル拡散波形を基準信号として使用するＰＷＭコントローラを提供することである。
本発明のさらに別の目的は、上記のようなＰＷＭコントローラを有するＤ級増幅器を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明に開示される波形発生方法は、スペクトルが拡散した波形を発生するステップと、前記スペクトル拡散波形の周波数スペクトル分布を整形するステップとを含む。前記周波数スペクトル分布整形ステップは、前記スペクトル拡散波形が、少なくとも１つの帯域にスペクトル成分減少部分を持つ周波数スペクトル分布を有するように整形するようにできる。前記スペクトル拡散波形の周波数は、非周期的または周期的に変化し得る。また、前記スペクトル拡散波形発生ステップは、クロックを発生するステップと、周波数が非周期的に変化するＰＮ符号を発生するステップとを含む。前記周波数スペクトル分布整形ステップは、前記クロックとＰＮ符号との論理演算をして前記スペクトル拡散波形を発生するステップを含む。前記スペクトル拡散波形を発生するステップは、さらに、前記クロックを分周して分周クロックを発生する分周ステップを含む。前記ＰＮ符号を発生するステップでは、前記分周クロックは、前記クロックから生じるクロックとして使用される。前記論理演算するステップでは、ＥＸ−ＯＲ演算を実行することができる。
【０００９】
本発明に開示される信号変換方法は、信号に基づいて基準信号をパルス幅変調することによってパルス幅変調信号を発生するステップである。前記基準信号の周波数は非周期的または周期的に変化し、また、基準信号は、少なくとも１つの帯域にスペクトル成分減少部分を持つ周波数スペクトル分布を有する。前記少なくとも１つの帯域は、ベースバンドを含むようにできる。また、前記パルス幅変調ステップは、前記基準信号を発生するステップを含む。前記基準信号を発生するステップは、クロックを発生するステップと、前記クロックから生じるクロックを受けて、周波数が非周期的に変化するＰＮ符号を発生するステップと、前記クロックとＰＮ符号との論理演算をして前記基準信号を発生するステップとを含む。前記基準信号を発生するステップは、さらに、前記クロックを分周して分周クロックを発生するステップを含む。前記ＰＮ符号を発生するステップでは、前記分周クロックを、前記クロックから生じるクロックとして使用することができる。前記論理演算するステップでは、ＥＸ−ＯＲ（排他的ＯＲ）演算を実行することができる。
【００１０】
本発明に開示される伝送方法は、送信側において、上述の信号変換方法を用いて信号を変換してパルス幅変調信号を発生するステップと、前記パルス幅変調信号を、伝送路を介して伝送するステップと、受信側において、前記伝送路から受けた前記変調信号を処理するステップとを含む。
【００１１】
本発明に開示されるノイズシェーピング方法は、上述の信号変換方法を使用して、信号に含まれるノイズの周波数スペクトル分布を整形することを特徴とする。前記少なくとも１つの帯域はベースバンドを含む。これによって、ベースバンドにおけるノイズを低減するようにできる。
【００１２】
本発明に開示される波形発生器は、スペクトルが拡散した波形を発生するスペクトル拡散波形発生回路と、前記スペクトル拡散波形の周波数スペクトル分布を整形する周波数スペクトル分布整形回路とを含む。前記周波数スペクトル分布整形回路は、前記スペクトル拡散波形が、少なくとも１つの帯域にスペクトル成分減少部分を持つ周波数スペクトル分布を有するように整形することができる。前記スペクトル拡散波形の周波数は、非周期的または周期的に変化するものとできる。前記スペクトル拡散波形発生回路は、クロック発生器と、前記クロック発生器から発生したクロックを受けて前記ＰＮ符号を発生するＰＮ符号発生器とを含む。前記周波数スペクトル分布整形回路は、前記クロック発生器から発生するクロックと前記ＰＮ符号とを受け、それらの論理演算を行うことにより、スペクトル分布が整形された前記スペクトル拡散波形を発生する論理回路を含み得る。前記スペクトル拡散波形発生回路は、前記クロック発生器から発生するクロックを分周する分周器を含み得る。前記ＰＮ符号発生器は、前記分周クロックから前記ＰＮ符号を発生するようにできる。前記論理回路は、ＥＸ−ＯＲゲートとすることができる。さらに、本発明の波形発生器は、前記論理回路が発生する前記スペクトル拡散波形を積分する積分器を含み得、これによりアナログ波形を発生するようにできる。
【００１３】
本発明に開示される信号変換回路は、信号に基づいて基準信号をパルス幅変調することによってパルス幅変調信号を発生するパルス幅変調器である。前記基準信号の周波数は非周期的または周期的に変化し、基準信号は、少なくとも１つの帯域にスペクトル成分減少部分を有する。前記少なくとも１つの帯域は、ベースバンドを含むようにできる。前記パルス幅変調器は、基準信号発生器を含む。基準信号発生器は、周波数が周期的または非周期的に変化するＰＮ符号を発生するＰＮ符号発生器と、前記ＰＮ符号の周波数スペクトル分布を整形して前記基準信号を発生する周波数スペクトル分布整形回路とを含むようにできる。
【００１４】
本発明に開示される伝送装置は、前記信号変換装置を用いて信号を変換してパルス幅変調信号を発生する送信器と、前記パルス幅変調信号を伝送路を介して受信し、受信したパルス幅変調信号を処理する受信器とを含む。前記伝送路は有線の伝送路とすることができる。前記伝送路は、同一の回路基板上にあるものとすることができる。
【００１５】
本発明に開示されるノイズシェーピング回路は、前記信号変換回路を使用して、信号に含まれるノイズの周波数スペクトル分布を整形することを特徴とする。前記少なくとも１つの帯域はベースバンドを含む。これによって、ベースバンドにおけるノイズを低減するようにできる。
【００１６】
本発明に開示されるＰＷＭコントローラは、入力信号との比較のため、周波数が周期的または非周期的に変化する基準信号であって、少なくとも１つの帯域にスペクトル成分減少部分を持つ周波数スペクトル分布を有する基準信号を使用することを特徴とする。前記少なくとも１つの帯域は、ベースバンドを含むようにできる。前記ＰＷＭコントローラは、前記入力信号を受けるための入力端子と、周期が周期的または非周期的に変化する前記基準信号を発生する基準信号発生器である波形発生回路と、前記波形の周波数スペクトル分布を、少なくとも１つの帯域にスペクトル成分減少部分を有するように整形して基準信号を発生する周波数スペクトル分布整形回路とを含む。コントローラは、前記入力端子のスペクトルを拡散し、前記入力端子で受けた前記入力信号に基づいて前記基準信号をＰＷＭ変調することにより、前記少なくとも１つの帯域にスペクトル成分減少部分を有するＰＷＭ変調出力信号を発生するパルス幅変調器を含むようにできる。前記入力信号は、第１および第２の差動信号である。前記パルス幅変調器は、第１および第２のパルス幅変調器部を含む。前記第１のパルス幅変調器部は、前記第１の差動入力信号を受け、第１の差動ＰＷＭ変調出力信号を発生する。前記第２のパルス幅変調器部は、前記第２の差動入力信号を受け、第２の差動ＰＷＭ変調出力信号を発生する。第１および第２の差動ＰＷＭ変調出力信号が差動出力信号を構成するようにできる。あるいはまた、前記波形発生回路は、クロック発生器と、クロック発生器から発生するクロックを受けてＰＮ符号を発生するＰＮ符号発生器とを含む。前記周波数スペクトル分布整形回路は、前記クロック発生器から発生するクロックとＰＮ符号とを受けてそれらの論理演算を行うことにより前記基準信号を発生する論理回路を含むようにできる。前記波形発生回路は、前記クロック発生器から発生するクロックを分周する分周器を含むようにできる。前記ＰＮ符号発生器が受ける前記クロック発生器からのクロックは、前記分周器が発生するクロックとすることができる。前記論理回路は、ＥＸ−ＯＲゲートとすることができる。また、本発明のＰＷＭコントローラは、前記論理回路が発生する前記基準信号を積分する積分器を含むようにできる。これによりアナログ基準信号を発生するようにできる。前記基準信号は、周波数が変化する周波数範囲を有するようにできる。前記パルス幅変調器は、入力と出力を有するフィルタと、２つの入力を有する比較器とを含む。前記フィルタは、その入力で前記入力信号を受け、その入力信号のフィルタ処理をし、フィルタ処理をした入力信号を前記出力に送る。前記比較器は、前記入力の内の一方に前記フィルタ処理された信号を受け、他方の入力に前記基準信号を受ける。前記パルス幅変調器は、フィードバック回路を有するようにできる。フィードバック回路の入力は、前記パルス幅変調器内の第１の点に接続され、フィードバック回路の出力は、前記パルス幅変調器内の第２の点に接続されて、フィードバック信号を供給する。さらに、ＰＷＭコントローラは、前記ＰＷＭ変調信号を受ける出力段を含むようにできる。前記フィードバック回路の入力は、前記比較器の出力または前記出力段に接続されるものとできる。フィードバック回路は、加算器を有するものとできる。加算器は、２つの入力と１つの出力を有する。入力の一方は前記入力信号を受け、他方の入力は前記フィードバック信号を受ける。出力は、前記フィルタの入力に接続される。前記パルス幅変調器は、２つの入力と１つの出力とを有する加算器と、入力と出力とを有するフィルタと、１つの入力を有する比較器とを含む。前記加算器は、前記入力の一方に前記入力信号を受け、前記入力の他方に前記基準信号を受ける。前記フィルタの入力は、加算器の出力に接続される。前記比較器の入力は、フィルタの出力に接続される。フィルタからの出力をしきい値と比較することにより前記パルス幅変調信号を発生する。前記パルス幅変調器は、フィードバック回路を有する。フィードバック回路の入力は、前記パルス幅変調器内の第１の点に接続され、フィードバック回路の出力は、前記パルス幅変調器内の第２の点に接続されて、フィードバック信号を供給する。前記ＰＷＭコントローラは、前記ＰＷＭ変調信号を受ける出力段を含むこともできる。前記フィードバック回路の入力は、前記比較器の出力または前記出力段の出力に接続されるものとできる。前記フィードバック回路は、加算器を有する。加算器は、前記入力信号と前記基準信号に対し前記フィードバック信号を加算するようにできる。前記フィルタは、積分器とすることができる。前記パルス幅変調器の前記加算器およびフィルタは、複数の加算器／フィルタ段を含むようにできる。加算器／フィルタ段の各々は、前記入力信号と前記基準信号とを入力として受けるようにできる。前記パルス幅変調器は、フィードバック回路を含む。フィードバック回路の入力は、前記パルス幅変調器内の第１の点に接続され、前記フィードバック回路の出力は、前記加算器／フィルタ段の各々の入力に接続されて、フィードバック信号を供給するようにできる。さらに、本発明のＰＷＭコントローラは、前記複数の加算器／フィルタ段の各々に供給される前記入力信号の比率を定める第１の組の係数回路と、前記複数の加算器／フィルタ段の各々に供給される前記基準信号の比率を定める第２の組の係数回路と、前記複数の加算器／フィルタ段の各々に供給される前記フィードバック信号の比率を定める第２の組の係数回路とを含むことができる。
【００１７】
本発明に開示されるＤ級増幅器は、前記ＰＷＭコントローラを含む。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、周波数スペクトル分布を整形した周波数スペクトル拡散波形を発生することができる。これにより、ノイズの周波数スペクトル分布を拡散させるとともに、ノイズの周波数スペクトルにおいて、ベースバンドのような希望する帯域にスペクトル成分減少部分またはノッチを形成することができる。これにより、不要な輻射成分を低減するため従来の技術で用いられていたフィルタ等を不要とすることができ、機器の小型化、低コスト化を実現することが可能となる。また、本発明によれば、ＰＷＭ変調またはＤ級増幅のような信号変換は、このような周波数スペクトル拡散波形を使用して行うことができる。さらに、本発明によれば、上記のような信号変換方法を用いて伝送を行うことができる。
【実施例】
【００１９】
以下、本発明の種々の実施例について、図面を参照して詳細に説明する。
図１は、本発明の一実施例に従った波形発生器Ｘを示している。この波形発生器Ｘは、スペクトル拡散波形発生回路１と、周波数スペクトル分布整形回路２とを含む。スペクトル拡散波形発生回路１は、周波数スペクトルが拡散した波形を発生することができる。スペクトル拡散波形発生回路１は、周波数が、例えば或る周波数範囲内で、非周期的または周期的に変化する波形を発生する。周波数スペクトル拡散波形は、実質上、広い範囲にわたって分布した周波数スペクトル成分を有している。これにより、特定の周波数または周波数帯域に周波数スペクトル成分が集中するのを回避することができる。周波数が非周期的に変化する波形を発生する回路の一例は、ＰＮ符号発生器である（周波数が周期的に変化する波形を発生する回路の例は、マルチバイブレーターまたは他の発振回路である）。発生したスペクトル拡散波形を受けた後、周波数スペクトル分布整形回路２は、スペクトル拡散波形の周波数スペクトル成分の分布を整形するよう動作する。例えば、スペクトル拡散波形の周波数スペクトル分布を整形することによって、少なくとも１つの帯域にスペクトル成分減少部分またはノッチを持つようにすることができる。このスペクトル成分減少部分またはノッチを、信号が存在する帯域に形成する場合には、その帯域における信号への周波数スペクトル拡散波形の影響を低減または実質上除去することができる。例えば、図２３（ｄ）に示すように、信号帯域がベースバンドの場合、このベースバンドにおけるノイズ成分を低減させることができる。また、信号帯域がベースバンド以外の周波数帯域の場合、その周波数帯域に他の信号が存在する場合、このような他の信号への影響を低減または実質上除去することができる。通常、或る周期の方形波の場合、その周期Ｔｃで決まる周波数１／Ｔｃにスペクトル成分を有し、１／Ｔｃの整数倍である周波数にも大きな成分を持つ。この大きなスペクトル成分が、ＡＭ放送システムをはじめ、各種無線通信システムの搬送波周波数や中間周波数と一致もしくは隣接した場合には、これらのシステムに大きな影響を与える。本発明によれば、このような影響を低減または実質上除去することができる。
【００２０】
次に、図２を参照して、本発明の一実施例に基づく信号変換回路Ｙを説明する。この信号変換回路Ｙは、図１に示した波形発生器Ｘを利用したものである。図示のように、信号変換回路Ｙは、基準信号発生器３と、パルス幅変調器（ＰＷＭ変調器）４と、入力信号を受ける入力端子５と、基準信号発生器３からの基準信号を受ける入力端子６とを含む。パルス幅変調器４は、入力端子５に受けた入力信号に応じて、入力端子６に受けた基準信号をパルス幅変調することにより、出力端子７にパルス幅変調信号出力を発生する。さらに詳細には、基準信号発生器３は、図１に示した波形発生器Ｘと同じものであって、スペクトル拡散波形発生回路１と周波数スペクトル分布整形回路２とを含む。従って発生器３が発生する基準信号は、スペクトル拡散波形であり、しかもその周波数スペクトル分布が調整されたものである。このような基準信号を入力信号との比較のための信号として使用することにより、ＰＷＭ変調器４が発生するＰＷＭ変調信号は、ベースバンドに信号のスペクトル成分を含み、しかも、基準信号の周波数スペクトルが、広い範囲にわたって分散されるとともに、ベースバンドにおいてノッチを有する。これにより、周波数スペクトル拡散と、ベースバンドにおけるノイズ低減とを同時に実現することができる。
【００２１】
図２に示す信号変換回路Ｙにおいては、上記のように、ベースバンドにおけるノイズも低減させるため、本発明による周波数スペクトル分布整形は、ノイズシェーピング機能も備えている。従って、図２に示す信号変換回路Ｙは、ノイズシェーピング回路としても使用することができる。
【００２２】
次に、図３を参照して、本発明の一実施例の伝送装置Ｚを説明する。この伝送装置Ｚは、図示のように、送信器８と受信器９とを含んでおり、これらは、互いに伝送路で接続されている。送信器８は信号変換回路８０を含み、信号変換回路８０は、図２に示したものと同じ回路構造を有する。送信すべき信号は、パルス幅変調器を用いてＰＷＭ変調信号に変換される。受信器９は信号処理回路９０を含み、信号処理回路９０は、変調された信号を伝送路を介して受けた後、ＰＷＭ変調信号を復調し、希望する信号処理を行うことができる。本発明のこの伝送装置Ｚを用いれば、伝送路で伝送するＰＷＭ変調信号は、上記のように、周波数スペクトルが拡散しているため、周囲の回路に与える影響を低減することができる。しかも、ＰＷＭ変調信号は、周波数スペクトル分布を整形できるため、選択した帯域における周波数スペクトル成分をさらに低減したものとすることができる。これにより、近接する回路が特に影響を受ける帯域におけるノイズ・レベルをさらに低減することができる。この伝送装置は、例えば、ＩＣチップ、基板、またはボードのような同一の回路基板内に組み込むことにより、近接する回路への影響を最小限にすることができる。
【００２３】
次に、図４を参照して、図２に示した基準信号発生器３の一実施例として、基準信号発生器Ａについて説明する。尚、図２に示した要素と対応する要素には、同じ参照番号に“Ａ”を付してある。図示のように、基準信号発生器Ａは、ＰＮ符号発生器１Ａと、スペクトル分布整形回路２Ａとして用いられる変換器２０Ａ、および信号源２２Ａとを含む。さらに、必要に応じて、基準信号発生器Ａは、積分器２４Ａを含むこともできる。さらに詳細には、ＰＮ符号発生器１Ａは、従来の回路構成を有し、周期が擬似的にランダムに変化する方形波であるＰＮ符号を発生する。このＰＮ符号は、周波数スペクトルが拡散していて白色雑音である。一方、信号源２２Ａは、このＰＮ符号の周波数スペクトルを整形するために使用する信号を発生する。これらＰＮ符号と信号源２２Ａの信号を２つの入力にそれぞれ受ける変換器２０Ａは、変換の結果を出力に発生する。この出力は方形波である。積分器２４Ａは、方形波を積分することによって三角波または鋸歯状波に変換する。積分器は、ＰＷＭ変調器が基準信号として方形波ではなく三角波または鋸歯状波を使用する場合に用いることができる。
【００２４】
次に、図５を参照して、図４に示した基準信号発生器をさらに具体化した一実施例の基準信号発生器Ｂについて説明する。尚、図４に示した要素と対応する要素には、同じ参照番号に“Ｂ”を付してある。図示のように、基準信号発生器Ｂは、ＰＮ符号発生器１Ｂとしてのクロック発生器１０ＢとＰＮ符号発生器１２Ｂとを含む。基準信号発生器Ｂは、スペクトル分布整形回路２Ｂとして排他的論理和（ＥＸ−ＯＲ）ゲート２０Ｂも含む。さらに詳細には、クロック発生器１０Ｂは、ＰＮ符号の基準周期を定めるクロックを発生する。ＰＮ符号発生器１２Ｂは、このクロックを受け、このクロックの周期の整数倍の周期を有する方形波をランダムに発生することによりＰＮ符号を発生する。ＰＮ符号はランダム信号である。ＰＮ符号は、周波数によらずスペクトルがほぼ一定の値をとる白色雑音となる。従って高周波成分は白色雑音となり、その周波数あたりの電力は低くなる。これにより、ラジオなどＲＦ信号を用いるシステムに対する影響を最小限度に抑えることができる。ＥＸ−ＯＲゲート２０Ｂは、ＰＮ符号を一方の入力に受け、他方の入力にクロック発生器１０Ｂからのクロックを受ける。そしてこれらの排他的論理和演算を行った結果を出力する。この場合、クロック発生器１０Ｂは、スペクトル分布整形回路２Ｂの一部として機能することも可能である。
【００２５】
図６は、図５に示した基準信号発生器Ｂを変形した一実施例の基準信号発生器Ｃを示す。図５に示した要素と対応する要素には、同じ番号に“Ｃ”を付している。図６に示す基準信号発生器Ｃは、図５に示した基準信号発生器と同じように、クロック発生器１０ＣとＰＮ符号発生器１２Ｃと、ＥＸ−ＯＲゲート２０Ｃとを含む。異なっている点は、分周器１４Ｃ（分周比Ｍ１）をクロック発生器１０ＣとＰＮ符号発生器１２Ｃとの間に接続している点である。分周器１４Ｃは、クロック発生器から送られたクロックをＭ１分の１に分周し、その結果をＰＮ符号発生器１２Ｃに供給する。この分周は、ＰＮ符号の基準周期を大きく、従って基準周波数を低くすることができる。従って、ＥＸ−ＯＲゲート２０Ｃは、図５に示したものと比べ、ＰＮ符号の基準周期よりも短い周期の（従って、高い周波数の）クロックを受ける。分周器１４Ｃは、基準信号の周波数スペクトル分布を、周波数軸方向に圧縮することができる。分周比Ｍ１が高くなるにつれ、周波数スペクトル分布が低周波数側へと圧縮される。本発明のこの実施例では、直流付近および低周波領域にノッチを持った特性が実現でき、直流付近でのノイズ・レベルをさらに低減することができる。このため、この基準信号発生器を用いたＰＷＭ変調器で構成されるＤ級増幅器においては、入力信号の周波数成分に雑音を付加することなく、高いＳＮＲを維持することが可能となる。一方、高周波成分は白色雑音となり、その周波数あたりの電力は低くなる。このため、ラジオなどＲＦ信号を用いるシステムに対する影響を最小限度に抑えることが可能となる。
【００２６】
次に、図７および図８を参照して、図５および図６に示した基準信号発生器ＢおよびＣの動作について説明する。図７（ａ）は、ＰＮ符号発生器１２ＢまたはＰＮ符号発生器１２Ｃが発生するＰＮ符号を示す。図７（ｂ）は、クロック発生器１０Ｂまたはクロック発生器１０Ｃが発生するクロックを示す。図７（ｃ）は、ＰＮ符号とクロックの排他的論理和の結果の基準信号を示す。排他的論理和演算は、ＰＮ符号の周期をクロックの周期で分割する。これによって、ＰＮ符号の周波数スペクトル分布を、クロック周波数だけ、周波数軸上でシフトさせる。
【００２７】
図８は、上記のようにして発生した基準信号を使用してＰＷＭ変調した場合のＰＷＭ変調信号出力の周波数スペクトルを示している。すなわち、図８（ａ）は、図７（ｃ）に示したＥＸ−ＯＲゲートが発生する基準信号を示し、図８（ｂ）は、入力信号（図では正弦波）を示し、そして図８（ｃ）は、ＰＷＭ変調信号出力の周波数スペクトルを示している。図８（ｃ）に図示するように、基準信号であるキャリアの周波数スペクトル分布は、高周波数側にシフトしている。そのシフト量は、図２３（ｃ）と比較すれば分かるように、クロックの周波数に相当する周波数ｆｓである。このシフトの結果、直流付近にノッチが位置するようになっており、ベースバンドにおけるノイズ成分が低減している。これにより、本発明のＰＷＭ変調を用いるＤ級増幅器においては、その入力信号の周波数成分に対しては雑音を実質上付加することがなく、高いＳＮＲを維持することが可能となる。一方で、高周波成分は白色雑音となり、この周波数あたりの電力は低くなる。このため、ラジオなどＲＦ信号を用いるシステムに対する影響を最小限度に抑えることが可能となる。
【００２８】
次に、図９Ａを参照して、別の実施例の基準信号発生器Ｄについて説明する。尚、図６に示した要素と対応する要素には、同じ番号に“Ｄ”を付してある。基準信号発生器Ｄが図６に示した基準信号発生器と異なっている点は、周波数スペクトル分布整形回路２Ｃの一部として、クロック発生器１０Ｄの出力とＥＸ−ＯＲゲート２０Ｄの一方の入力との間に分周器２２Ｄをさらに設けた点である。その他の構成、すなわち、クロック発生器１０Ｄ、分周器１４Ｄ、およびＰＮ符号発生器１２Ｄは同じである。より詳細には、分周器２２Ｄは、クロック発生器１０Ｄから送られたクロックをＭ２分の１に分周し、その出力をＥＸ−ＯＲゲート２０Ｄの入力に供給する。この分周器２２Ｄは、基準信号の周波数スペクトル分布を周波数軸に沿ってシフトさせることができる。この実施例では、分周比Ｍ１およびＭ２の設定により、ＰＮ符号発生器のクロック周波数（基準周期を構成する）と出力基準信号の周波数を任意の比に設定することができる。この比を変化させることにより、基準信号におけるノッチの位置を制御することができる。
【００２９】
次に、図９Ｂに示す基準信号の周波数スペクトル図を参照して、図９Ａに示した回路の動作について説明する。図９Ｂ（ａ）は、分周比Ｍ１＝１，Ｍ２＝１の場合、すなわち、図５に示した基準信号発生器Ｂと等価の場合の周波数スペクトル分布を示している（これは、図８（ｃ）に示したものと同じである）。この状態で、分周比Ｍ１を２にしたとき、図９Ｂの（ｂ）に示すように、周波数スペクトル分布が、前述のように周波数軸の方向で１／２だけ圧縮される。この状態で、分周比Ｍ２を２にしたとき、図９Ｂの（ｃ）に示すように、周波数スペクトル分布が周波数軸上でｆｓだけシフトする。図９Ａの実施例において、ノッチの位置をより細かく決定することができる。
【００３０】
次に、図１０を参照して、さらに別の実施例の基準信号発生器Ｅについて説明する。尚、図９Ａに示した要素と対応する要素には、同じ番号に“Ｅ”を付してある。基準信号発生器Ｅと図９Ａに示した基準信号発生器との違いは、２つの位相シフタ１６Ｅおよび２６Ｅと、ＥＸ−ＯＲゲート２４Ｅと、ＯＲゲート２８Ｅとを追加している点である。その他の構成、すなわち、クロック発生器１０Ｅ、分周器１４Ｅ、ＰＮ符号発生器１２Ｅ、分周器２２Ｅ、およびＥＸ−ＯＲゲート２０Ｅは同じである。より詳細には、この実施例では、位相シフタ１６Ｅおよび２６Ｅは、ＰＮ符号発生器の出力の位相と分周器２２Ｅの出力の位相をそれぞれシフトさせる。それらの出力間の排他的論理和をＥＸ−ＯＲゲート２４Ｅで演算する。この排他的論理和出力をＥＸ−ＯＲゲート２０Ｅの排他的論理和出力とＯＲ演算して基準信号を生成する。つまり、位相シフトを用いて位相回転信号が形成され、この信号は、周波数変換の間に生じる負の方向（ｆ１−ｆ２など）または正の方向（ｆ１＋ｆ２など）の周波数変換により生成される成分を相殺するために用いることができる。例えば、周波数ｆ１およびｆ２を有する信号を掛け合わせる場合、２つの周波数の信号、すなわち、ｆ１＋ｆ２およびｆ１−ｆ２が生成されることは周知である。そのため、通常の平衡変調器では、９０度だけ位相シフトした信号を用いて、ｆ１＋ｆ２またはｆ１−ｆ２のいずれかを出力するようにすることができる。この実施例では、位相シフタ１６Ｅおよび２６Ｅ、およびＥＸ−ＯＲゲート２４Ｅを用いて、ＯＲ演算に用いられる１つの成分（（ｆ１−ｆ２）または（ｆ１＋ｆ２））のみを出力する。このようにして、ノイズ成分を低減することができる。従って、この実施例では、Ｍ１およびＭ２に応じて設定したノッチにおけるノイズをさらに低減することができる。
【００３１】
次に、図１１を参照して、さらに別の実施例の基準信号発生器Ｆについて説明する。尚、図６に示した要素と対応する要素には、同じ番号に“Ｆ”を付してある。基準信号発生器Ｆと図６に示した基準信号発生器との違いは、変調器１６Ｆと信号源１８Ｆを追加した点である。その他の構成、すなわち、クロック発生器１０Ｆ、分周器１４Ｆ、ＰＮ符号発生器１２Ｆ、およびＥＸ−ＯＲゲート２０Ｆは同じである。より詳細には、変調器１６Ｆは、信号源１８Ｆから送られる信号に基づいてクロック発生器１０Ｆから送られるクロックの周波数変調または位相変調を行う（周波数変調または位相変調は、周波数成分を拡散させることができる）。これにより、分周器へのおよびその後のＰＮ符号発生器へのクロック入力の周波数が変動する。このような構成とすることにより、スペクトル拡散の度合いがさらに高まる。これによって、ノイズのピーク・レベルをさらに低減することができる。
【００３２】
図５、図６、図９Ａ、図１０、図１１に示した基準信号発生器では、出力として方形波を発生する。三角波にする必要がある場合には、図４に示したように、基準信号発生器に積分器を付加することができる。但し、積分器のみを付加する場合、三角波の振幅は、方形波の周期に依存して変化するものとなる。
【００３３】
次に、図１２を参照して、一定の振幅の三角波の形態の基準信号を発生することが可能な一実施例の基準信号発生器Ｇについて説明する。図４および図５に示した要素と対応する要素には、同じ番号に“Ｇ”を付してある。図示のように、基準信号発生器Ｇは、図５、図６、図９Ａ、図１０、図１１に示した基準信号発生器の各々から方形波の基準信号を受信する三角波発生器２４Ｇと、ゲイン・コントローラ２６Ｇとを含む。ゲイン・コントローラ２６Ｇは、受信した方形波の周期に依存したゲインを発生する。このゲインを受ける三角波発生器２４Ｇは、内部積分器を含み、内部積分器は、ゲイン・コントローラ２６Ｇからのゲイン出力に対応して方形波を積分することにより、一定の振幅の三角波を発生する。
【００３４】
図１３（ａ）は、三角波発生器２４Ｇが受ける方形波の基準信号の波形図を示す。図１３（ｂ）は、この方形波から発生する一定の振幅の三角波を示す。図１２に示した基準信号発生器Ｇが発生する一定の振幅の三角波は、ＰＷＭ変調のための三角波として使用することができる。
【００３５】
次に、図１４を参照して、図２に示した信号変換回路をより具体化した一実施例のＰＷＭコントローラＨについて説明する。図１４においては、図２に示した要素に対応する要素には、同じ番号に“Ｈ”を付してある。ＰＷＭコントローラＨは、スピーカ、モータ等の負荷を駆動するため、入力信号をパルス幅変調された信号に変換するために用いられる。図示のように、このＰＷＭコントローラＨは、入力信号を受ける入力端子５Ｈ、前述のように発生された基準信号を受ける入力端子６Ｈ、加算器４０Ｈ、フィルタ（Ｈ（ｓ））４２Ｈ、２つの入力を持つ比較器４４Ｈ、パルス幅変調信号出力を発生する出力端子７Ｈ、およびフィードバック回路（Ｇ（ｓ））４６Ｈを含む。より詳細には、入力端子５Ｈに接続される１つの入力を持つ加算器４０Ｈは、他方の入力がフィードバック回路４６Ｈの出力に接続される。この入力信号とフィードバック信号の加算結果が加算器の出力に発生される。加算器の出力を受けた後、フィルタ４２Ｈが、信号に適切なフィルタ処理（伝達関数はＨ（ｓ））を施して、処理した信号を出力する。フィルタの出力を非反転入力に受ける比較器４４Ｈは、入力端子６Ｈで受けた基準信号を反転入力に受ける。この比較器は、フィルタの出力を基準信号と比較することによりパルス幅変調信号を出力端子７Ｈに発生する。出力端子７Ｈのパルス幅変調信号は、フィードバック回路４６Ｈの入力に送られ、フィードバック回路４６Ｈは、フィードバック信号を出力に発生する（伝達関数はＧ（ｓ））。尚、入力端子６Ｈに受ける基準信号は、三角波または鋸歯状波であることが好ましい。上述のような構成のＰＷＭコントローラＨにおいては、周波数スペクトルが拡散しかつノイズ成分の周波数スペクトルがベースバンドにノッチを持つ基準信号を用いて入力信号をＰＷＭ変調するため、その結果のパルス幅変調信号でも、図８（ｃ）に示したように、ノイズ成分の周波数スペクトルが拡散し、ベースバンドにおけるノイズ成分が少なくなっている。このようなＰＷＭ変調信号を使用することにより、近接する回路やシステムへの影響を低減ないしは除去すると共に、信号帯域内のノイズを低減することができる。また、本実施例においては、フィルタ４２Ｈに充分に高い利得をもたせることにより、出力において歪みなどにより生じるＰＷＭ変調信号出力の誤差をフィードバックによって抑制することができる。
【００３６】
次に、図１５を参照して、別の実施例のＰＷＭコントローラＩについて説明する。図１５においては、図２または図１４に示した要素に対応する要素には、同じ番号に“Ｉ”を付してある。ＰＷＭコントローラＩと図１４に示したコントローラとの差は、出力段４８Ｉをさらに設けている点である。その他の構成、すなわち、入力信号を受ける入力端子５Ｉ、上述のように発生した基準信号を受ける入力端子６Ｉ、加算器４０Ｉ、フィルタ（Ｈ（ｓ））４２Ｉ、２つの入力を持つ比較器４４Ｉ、パルス幅変調信号出力を発生する出力端子７Ｉ、およびフィードバック回路（Ｇ（ｓ））４６Ｉは同じである。この実施例においては、フィードバック回路４６Ｉの入力を比較器４４Ｉではなく出力段４６Ｉの出力に接続している。これにより、出力段４６Ｉにおける歪み等により生ずるＰＷＭ変調信号の誤差を抑制することができる。その他の動作および利点は、図１４に示した実施例のものと同様である。
【００３７】
次に、図１６を参照して、別の実施例のＰＷＭコントローラＪについて説明する。図１６においては、図２または図１４に示した要素に対応する要素には、同じ番号に“Ｊ”を付してある。ＰＷＭコントローラＪと、図１４に示したコントローラとの違いは、入力信号を基準信号と直接比較するのではない点である。代わりに、入力信号および基準信号と、フィードバック信号とを合成しフィルタ処理した後、その信号の符号を判定してその信号をＰＷＭ変調信号に変換する。このため、比較器４４Ｊは、フィルタの出力を単にしきい値（例えばゼロ）と比較するために用いられる。また、入力端子６Ｊを加算器４０Ｊの入力に接続して基準値を入力信号およびフィードバック信号と加算するようにしている。その他の構成、すなわち、入力信号を受ける入力端子５Ｊ、基準信号を受ける入力端子６Ｊ、フィルタ（Ｈ（ｓ））４２Ｊ、パルス幅変調信号出力を発生する出力端子７Ｊ、およびフィードバック経路４６Ｊは同じである。尚、フィードバック経路４６Ｊは、単に結線としたが、図１４に示した回路を用いることもできる。図１６に示した実施例においては、図１４および図１５に示した実施例に用いられる三角波基準信号が不要となり、方形波の基準信号を入力端子６Ｊに直接供給することが可能である。このため、図５および図６に示したデジタル回路の基準信号発生器を使用することができるため、機器の小型化、低コスト化が可能となる。
【００３８】
次に、図１７を参照して、さらに別の実施例のＰＷＭコントローラＫについて説明する。図１７においては、図２または図１６に示した要素と対応する要素には、同じ番号に“Ｋ”を付してある。ＰＷＭコントローラＫと、図１６に示したコントローラとの違いは、フィルタ４２Ｊを積分器４２Ｋで構成した点である。その他の構成、すなわち、入力信号を受ける入力端子５Ｋ、基準信号を受ける入力端子６Ｋ、加算器４０Ｋ、比較器４４Ｋ、パルス幅変調信号出力を発生する出力端子７Ｋ、およびフィードバック経路４６Ｋは同じである。この実施例においては、フィルタを構成する積分器は、演算増幅器等を用いて容易に実現でき、しかも一層大きな直流利得を得ることができる。このような積分器を使用すれば、フィードバック・ループのループ・ゲインを大きくすることができる。これによりＰＷＭ変調信号出力の精度を一層高めることができる。尚、方形波の基準信号は、積分器により三角波に変換されるため、動作は、比較器に三角波を入力した場合と同等の動作となる。
【００３９】
次に、図１８を参照して、さらに別の実施例のＰＷＭコントローラＬについて説明する。図１８においては、図２または図１６に示した要素と対応する要素には、同じ番号に“Ｌ”を付してある。ＰＷＭコントローラＬと、図１６に示したコントローラとの違いは、フィルタ４２Ｊを複数段にしたこと、すなわち、複数のフィルタ段４２Ｌ−１〜４２Ｌ−ｎを用いることである。これに伴い、各フィルタ段へ供給する入力に係数を乗算するために複数の係数回路群（ａ１〜ａｎ、ｂ１〜ｂｎ、ｃ１〜ｃｎ）４１Ｌ−１〜４１Ｌ−３を用い、また、複数の加算器４０Ｌ−１〜４０Ｌ−ｎを用いる。その他の構成、すなわち、入力信号を受ける入力端子５Ｌ、基準信号を受ける入力端子６Ｌ、比較器４４Ｌ、パルス幅変調信号出力を発生する出力端子７Ｌ、およびフィードバック経路４６Ｌは同じである。より詳細には、複数のフィルタ段４２Ｌ−１〜４２Ｌ−ｎは、それぞれ、伝達関数Ｈ１（ｓ）〜Ｈｎ（ｓ）を有している。また、係数回路群４１Ｌ−１〜４１Ｌ−３の各々に含まれる係数回路（ａｉ，ｂｉ，ｃｉ）は、フィードバック信号に係数ａｉ（ｉ＝１〜ｎ）を乗算してその結果を各フィルタ段の入力に接続した対応する加算器に供給し、基準信号に係数ｂｉ（ｉ＝１〜ｎ）を乗算してその結果を対応する加算器に供給し、入力信号に係数ｃｉ（ｉ＝１〜ｎ）を乗算してその結果を対応する加算器に供給する。この実施例のＰＷＭコントローラにおいては、フィルタを複数段構成にすることにより、ループ・ゲインを図１６および図１７に示した実施例と比べ大きくすることができる。これにより、信号帯域内のノイズや歪みを低減することができる。この結果、高精度のＤ級増幅器を上述のＰＷＭコントローラを使用して構成することができる。尚、本実施例では、複数のフィルタを直列に接続しているため、１段のフィルタを用いる場合と比べ位相特性が劣化して、ループの安定性が低くなるという問題がある。しかし、本実施例では、係数回路（ａ１〜ａｎ）を用いることによりフィードバック・ループの安定性を改善するために、フィードバック・ループの極を所望なように設定することができるため、安定なＤ級増幅器を実現することができる。
【００４０】
図１９を参照して、図１４に示した実施例をより具体化した差動構成のＰＷＭコントローラＭについて説明する。図１９においては、図２に示した要素と対応する要素には、同じ番号に“Ｍ”を付してある。ＰＷＭコントローラＭと、図２に示したコントローラとの違いは、１対のＰＷＭ変調器４Ｍｐおよび４Ｍｎを差動構成で用いることである。入力信号を１対のＰＷＭ変調器４Ｍｐおよび４Ｍｎに対し互いに逆相で供給するため、入力端子５Ｍは、正側のＰＷＭ変調器４Ｍｐの非反転入力に直接接続され、負側のＰＷＭ変調器４Ｍｎの非反転入力にはインバータ５０Ｍを介して接続している。また、基準信号は、１対のＰＷＭ変調器４Ｍｐおよび４Ｍｎに対し同相で供給されるため、入力端子６Ｍは、ＰＷＭ変調器４Ｍｐおよび４Ｍｎの双方の反転入力に対し同じように直接接続している。この１対のＰＷＭ変調器４Ｍｐおよび４Ｍｎは、各出力にＰＷＭ変調差動出力を発生する。この実施例においては、正側の出力端子７Ｍｐと負側の出力端子７Ｍｎとの差動出力間には、逆相で供給された信号成分が差信号として現れる。しかし、同相で供給された基準信号の成分は、実質上相殺されて現れない。従って、本実施例のＰＷＭコントローラでは、入力信号以外の成分、すなわち、スペクトル拡散により生ずるノイズを大幅に低減することができる。これにより高精度の例えばＤ級増幅器を構成することができる。
【００４１】
次に、図２０を参照して、図１９に示した実施例をより具体化した一実施例のＰＷＭコントローラＮについて説明する。図２０においては、図１９に示した要素と対応する要素には、同じ番号に“Ｎ”を付してある。ＰＷＭコントローラＮと、図１６に示したＰＷＭコントローラＪとの違いは、ＰＷＭコントローラＮが、図１９に示した実施例に従って差動構成に形成されている点である。より詳細には、正側のＰＷＭ変調器４Ｍｐに相当する回路として、入力端子５Ｎからの入力信号と入力端子６Ｎからの基準信号とフィードバック信号とを受ける加算器４０Ｎｐ、フィルタ（Ｈ（ｓ））４２Ｎｐ、比較器４４Ｎｐ、パルス幅変調信号の差動出力を発生する出力端子７Ｎｐ、およびフィードバック回路４６Ｎｐが用いられている。同様に、負側のＰＷＭ変調器４Ｍｎに相当する回路として、入力端子５Ｎからの入力信号と入力端子６Ｎからの基準信号とフィードバック信号とを受ける加算器４０Ｎｎ、フィルタ（Ｈ（ｓ））４２Ｎｎ、比較器４４Ｎｎ、パルス幅変調信号の差動出力を発生する出力端子７Ｎｎ、およびフィードバック回路４６Ｎｎが用いられている。尚、負側の加算器４０Ｎｎには、入力信号は、インバータ５０Ｎを介して供給される。この実施例のＰＷＭコントローラＮにおいては、図１６に示した実施例と同様に、フィルタに充分に高い利得を与えると、出力において歪み等により生じるＰＷＭ変調信号の誤差をフィードバックによって抑制することができる。尚、図２０に示したコントローラの正側および負側のＰＷＭ変調器は、図１７、図１８に示した回路構成に変更することもできる。
【００４２】
当業者には理解されるように、上述の種々の実施例において開示されたＰＷＭコントローラは、Ｄ級増幅器のほかに、ＤＣ−ＤＣコンバータ、ＡＣ−ＡＣコンバータ、モーター・ドライバなどに使用することもできる。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】図１は、本発明の一実施例に開示される波形発生器を示すブロック図。
【図２】図２は、本発明の一実施例に開示される信号変換回路を示すブロック図。
【図３】図３は、本発明の一実施例に開示される伝送装置を示すブロック図。
【図４】図４は、図２に示した基準信号発生器をさらに具体化した一実施例の基準信号発生器を示すブロック図。
【図５】図５は、図４に示した基準信号発生器をさらに具体化した一実施例の基準信号発生器を示すブロック図。
【図６】図６は、図５に示した基準信号発生器を変形した一実施例の基準信号発生器を示すブロック図。
【図７】図７は、図５および図６に示した基準信号発生器の動作を説明するための波形図。
【図８】図８は、図５および図６に示した基準信号発生器の動作を説明するための波形図および周波数スペクトル図。
【図９Ａ】図９Ａは、別の実施例の基準信号発生器Ｄを示すブロック図。
【図９Ｂ】図９Ａに示した基準信号発生器の動作を説明するための周波数スペクトル図。
【図１０】図１０は、さらに別の実施例の基準信号発生器を示すブロック図。
【図１１】図１１は、さらに別の実施例の基準信号発生器を示すブロック図。
【図１２】図１２は、一定の振幅を有する三角波の基準信号を発生する一実施例の基準信号発生器を示すブロック図。
【図１３】図１３は、図１２に示した基準信号発生器の動作を説明するための波形図。
【図１４】図１４は、図２に示した基準信号発生器をさらに具体化した一実施例のＰＷＭコントローラを示す回路図。
【図１５】図１５は、別の実施例のＰＷＭコントローラを示す回路図。
【図１６】図１６は、さらに別の実施例のＰＷＭコントローラを示す回路図。
【図１７】図１７は、さらに別の実施例のＰＷＭコントローラを示す回路図。
【図１８】図１８は、さらに別の実施例のＰＷＭコントローラを示す回路図。
【図１９】図１９は、図１４に示した実施例をさらに具体化した差動構成のＰＷＭコントローラを示す回路図。
【図２０】図２０は、図１９に示した実施例をさらに具体化した差動構成のＰＷＭコントローラを示す回路図。
【図２１】図２１は、従来のパルス幅変調器を示す回路図。
【図２２】図２２は、従来のパルス幅変調器において使用される三角波を示す波形図。
【図２３】図２３は、従来のパルス幅変調器の波形と、周波数が固定の三角波を使用した従来のＰＷＭ変調器の周波数スペクトルと、周波数が変化する三角波を使用した従来のＰＷＭ変調器の周波数スペクトルを示す図。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９Ａ】
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【図９Ｂ】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【国際調査報告】
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