【事件の表示】
　特許第２８４３３９２号「超音波モータの駆動回路」の請求項１、３に係る特許に対する特許異議の申立てについて、次のとおり決定する。
【結　論】
　訂正を認める。
　特許第２８４３３９２号の請求項１、３に係る特許を維持する。
【理　由】
（１）手続きの経緯
　本件特許第２８４３３９２号発明は、平成１年１２月２０日に特許出願され、平成１０年１０月２３日にその特許の設定登録がなされ、その後、キャノン株式会社より特許異議の申立てがなされ、取消理由通知がなされ、その指定期間内である平成１２年４月１７日に訂正請求がなされたものである。
（２）訂正の適否についての判断
ア．訂正の内容
．特許請求の範囲に関する訂正
訂正事項ａ
　明細書の特許請求の範囲の請求項１における「少なくとも２相の交流電圧を印加することにより駆動される超音波モータの駆動回路において、上記交流電圧に比べて高い周波数の信号を出力する発振器と、この発振器の出力信号を分周する分周器と、この分周器の出力を、上記発振器の出力周波数の周期の整数倍の時間遅延させる遅延器と、上記分周器の出力と遅延器の出力とを、上記交流電圧として上記超音波モー夕に印加する出力器と、を有し、上記遅延器の遅延時間を変更することにより、上記交流電圧の相対的な位相差を変化させることを特徴とする超音波モータの駆動回路。」を、特許請求の範囲の減縮を目的として、「少なくとも２相の交流電圧を印加することにより駆動される超音波モー夕の駆動回路において、上記交流電圧に比べて高い固定された周波数の信号を出力する発振器と、この発振器の出力信号を分周する分周器と、上記発振器の出力信号をカウントし、そのカウント値がプリセット値に達するまでの時間だけ上記分周器の出力を遅延させることによって、上記分周器の出力を、上記発振器の出力周波数の周期の整数倍の時間遅延させる遅延器と、上記分周器の出力と遅延器の出力とを、上記交流電圧として上記超音波モー夕に印加する出力器と、を有し、上記遅延器の遅延時間を変更することにより、上記交流電圧の相対的な位相差を変化させることを特徴とする超音波モータの駆動回路。」と訂正する。
．発明の詳細な説明に関する訂正
訂正事項ｂ
　上記訂正に伴い、特許請求の範囲の記載と発明の詳細な説明の記載との整合を図るため、明瞭でない記載の釈明を目的として、明細書第７頁第４行~同頁第１５行までを、「本発明による超音波モー夕の駆動回路は、少なくとも２相の交流電圧を印加することにより駆動される超音波モータの駆動回路において、上記交流電圧に比べて高い固定された周波数の信号を出力する発振器と、この発振器の出力信号を分周する分周器と、上記発振器の出力信号をカウントし、そのカウント値がプリセット値に達するまでの時間だけ上記分周器の出力を遅延させることによって、上記分周器の出力を、上記発振器の出力周波数の周期の整数倍の時間遅延させる遅延器と、上記分周器の出力と遅延器の出力とを、上記交流電圧として上記超音波モー夕に印加する出力器と、を有し、上記遅延器の遅延時間を変更することにより、上記交流電圧の相対的な位相差を変化させることを特徴とし、また、上記分周器の出力と遅延器の出力とをそれぞれ同し分周比にて分周し、それぞれの分周出力の位相を一定に保つパルス弁別器を有し、上記交流電圧の位相のずれをなくしたことを特徴とし、更に、上記発振器は水晶発振器であることを特徴とする。」と訂正する。
イ．訂正の目的の適否、新規事項の有無及び拡張・変更の存否
　訂正事項ａについて、
　訂正事項ａは、訂正前の特許請求の範囲の請求項１における発振器及び遅延器の構成を限定する訂正であり、特許請求の範囲の減縮に該当する。
　訂正事項ｂについて、
　訂正事項ｂは、上記訂正事項ａにより明細書の特許請求の範囲を訂正したことに基づいて、［課題を解決するための手段及び作用］の記載を明瞭にするものであり、特許法第１２０条の４第２項ただし書き第３号に規定する「明りょうでない記載の釈明」に該当するものである。
　そして、上記訂正事項ａ、ｂは新規事項の追加に該当せず、実質的に特許請求の範囲を拡張又は変更するものではない。
ウ．独立特許要件の判断
　　（引用刊行物）
　　特許明細書の請求項１に係る発明に対して、当審が通知した取消理由で引用した刊行物（特開昭６２−１７１４７５号公報、以下、「刊行物１」という。）には、
（ａ）「超音波モータの構成として、固定子表面の電歪素子上の駆動電極1‐1、1‐2 に互いに位相の異なる駆動周波電圧を印加して固定子の表面に進行性の振動波を発生させる」ことが記載され(公報第1頁右欄4行~10行)、第4図の回路図の駆動回路は、駆動電極1-1にコイル10を介して接続されるアンプ7へ周波電圧を出力すると共に、駆動電極1‐2 にコイル11を介して接続されるアンプ8へ周波電圧を出力して超音波モータを駆動する。即ち、刊行物１には、「２相の交流電圧を印加することにより駆動される超音波モータの駆動回路」が記載されている。
（ｂ）電圧制御発振器(VCO)5は分周回路19の出力パルスに対して32倍の周波数を出力する(公報3頁左上欄4行~8行)。上述したように、分周回路19の出力パルスである周波電圧が超音波モータに印加されるものである。また、公報第3頁左上欄19行~同頁右上欄1行に、「電圧制御発振器(VCO)5の発振周波数は超音波モータ(SSM)の共振周波数の32倍に設定している」と記載されている。即ち、刊行物１には、「交流電圧に比べて高い周波数の信号を出力する発振器」が記載されている。
（ｃ）分周回路19はVC05の出力を32分周する(公報3頁左上欄8行)と記載されており、上記分周回路１９は本願発明における「分周回路」に相当する。
（ｄ）分周回路19の出力がレジスター20のD入力端に、VC05の出力がクロックパルスとして入力され、出力端Q1~Q16はD入力信号に対して０゜ から180゜ まで11.25゜づつずれた(遅れた)パルスが出力されることになる(公報3頁１０行〜１９行)。また、マルチプレクサー21はしジスター20の出力端Q1~Q16のいずれか一つの出力を選択する(公報3頁右上欄1行~3行)。即ち、刊行物１には、「この分周器の出力を、上記発振器の出力周波数の周期の整数倍の時間遅延させる遅延器」が記載されている。
（ｅ）分周回路19の出力をアンプ7とコイル10を介して超音波モータの電極1‐1 に印加し(公報3頁左上欄8行~10行)、マルチプレクサー21の出力をアンプ8とコイル11を介して超音波モータの電極1‐2 に印加する(公報3頁右上欄３行〜５行）。即ち、刊行物１には、「分周器の出力と遅延器の出力とを、上記交流電圧として上記超音波モータに印加する出力器」が記載されている。
（ｆ）電源投入時において、マルチプレクサ21はシフトレジスタ20の出力端Q8 を選択し、分周回路19からアンプ7への出力パルス(周波電圧)に対し、９０゜ ずれた出力パルスをマルチプレクサー21から出力しく公報第4頁左上欄19行~同右上欄17行)、電極1‐1と電極1-2 の波形の位相差が９０゜ 以内となると、マルチプレクサ21はしジスター21の出力端をQ7 に切換え選択する。出力端Q7のパルスは出力端Q8 のパルスに対して１１．２５゜ 遅れた位相を有するパルスであるため、アンプ7に印加されるパルスに対して、アンプ8に印加されるパルスの位相差は９０゜ から１０１．２５゜ へ移行し、電極1‐2 の印加波形の位相が遅れる(公報4頁右下欄6行~17行)。即ち、刊行物１には、「上記遅延器の遅延時間を変更することにより、上記交流電圧の相対的な位相差を変化させる」ようにした超音波モータの駆動回路、が記載されている。
（対比・判断）
・請求項１に係る発明について、
　そこで、本件請求項１に係る発明と上記刊行物１記載の発明とを比較すると、上記刊行物１において、本件請求項１に係る発明の構成要件である、「交流電圧に比へて高い固定された周波数の信号を出力する発振器と、この発振器の出力信号を分周する分周器」、及び、「発振器の出力信号をカウントし、そのカウント値がプリセット値に達するまでの時間だけ上記分周器の出力を遅延させることによって、上記分周器の出力を、上記発振器の出力周波数の周期の整数倍の時間遅延させる遅延器」の構成について、記載されていない。
　そして、上記構成によって、請求項１に係る発明は、「２相または２相以上の交流電圧を必要とする超音波モータの駆動回路における各駆動電圧の位相差を高い分解能で調整できるようになり、これによって位相シフトの分解能を上げることが可能になる」という、明細書に記載の効果を奏するものと認められる。したがって、請求項１に係る発明が刊行物１のものと同一であるとすることはできない。
請求項３に係る発明について、
　請求項３に係る発明と刊行物１に記載の発明とを比較すると、刊行物１には請求項１に係る発明の上記構成について記載されていない以上、水晶発振器が周知であるとしても、請求項１の従属請求項である請求項３に係る発明が、刊行物１のものから容易に発明をすることができたものとすることはできない。
　また、本件請求項１、３に係る発明について、他に特許出願の際独立して特許を受けることができない発明であるとすべき理由を発見しない。
　エ．むすび
　以上のとおりであるから、上記訂正請求は、特許法第１２０条の４第２項、及び同条第３項で準用する同法第１２６条第２項から第４項の規定に適合するので、当該訂正を認める。
（３）特許異議の申立てについての判断
ア．申立ての理由の概要
　申立人　キャノン株式会社は、甲第１号証（特開昭６２ー１７１４７５号公報）、甲第２号証（特開昭６３ー１３８４号公報）、甲第３号証（特公昭６１ー２０８１９号公報）、甲第４号証（特公昭６１ー１４４７７号公報）、甲第５号証（特公昭６３ー１０６７７号公報）を提出し、
１．請求項１、３に係る発明は、甲第１号証に記載された発明と同一である。
２．請求項１、３に係る発明は、甲第２号証に記載された発明と同一である。　
３．請求項３に係る発明は、甲第１号証〜甲第５号証に記載された発明から容易に発明をすることができたものである。
　したがって、請求項１および請求項３に係る発明は、特許法第２９条第１項第３号の規定により特許を受けることができず、また請求項３に係る発明は特許法第２９条第２項の規定により、特許を受けることができないものであるから、特許を取り消すべきであると主張している。
イ．判断
申立の理由１．について、
　請求項１に係る発明については、上記（２）ウ．で述べたとおりである。
　また、請求項３に係る発明については、請求項１に係る発明が甲第１号証のものと同一であるとは認められない以上、その従属請求項である請求項３に係る発明も、甲第１号証のものと同一であるとは言えない。
申立ての理由２．について、
　甲第２号証のものには、甲第１号証と概略同様の構成の超音波モータの速度制御回路について記載されているに留まる以上、申立ての理由１．に対する判断と同様である。
申立ての理由３．について、
　甲第３〜５号証は水晶発振器が周知であることを示すに過ぎない以上、上記（２）ウ．請求項３に係る発明について、で述べた理由と同様の理由により、異議申立人の主張は採用し得ない。
ウ．むすび　
　以上の通り、本件請求項１、３に係る発明が甲第１号証、または甲第２号証のものと同一であるとすることはできず、かつ、請求項３に係る発明が、甲第１号証〜甲第５号証のものから容易に発明をすることができたものとすることはできない。
　また、他に本件請求項１、３に係る特許を取り消すべき理由を発見しない。
　よって、結論のとおり決定する。
【異議決定日】
平成１２年５月２２日（２０００．５．２２）
【訂正の要旨】
訂正の要旨
　明細書（特許第２８４３３９２号明細書、以下同じ）を本件訂正請求書に添付された訂正明細書のとおり、すなわち特許請求の範囲の減縮を目的として下記のとおり、また、明瞭でない記載の釈明及び誤記の訂正を目的として下記のとおり訂正する。
（１）明細書の特許請求の範囲の請求項１における「少なくとも２相の交流電圧を印加することにより駆動される超音波モータの駆動回路において、上記交流電圧に比べて高い周波数の信号を出力する発振器と、この発振器の出力信号を分周する分周器と、この分周器の出力を、上記発振器の出力周波数の周期の整数倍の時間遅延させる遅延器と、上記分周器の出力と遅延器の出力とを、上記交流電圧として上記超音波モータに印加する出力器と、を有し、上記遅延器の遅延時間を変更することにより、上記交流電圧の相対的な位相差を変化させることを特徴とする超音波モータの駆動回路。」を、「少なくとも２相の交流電圧を印加することにより駆動される超音波モータの駆動回路において、上記交流電圧に比べて高い固定された周波数の信号を出力する発振器と、この発振器の出力信号を分周する分周器と、上記発振器の出力信号をカウントし、そのカウント値がプリセット値に達するまでの時間だけ上記分周器の出力を遅延させることによって、上記分周器の出力を、上記発振器の出力周波数の周期の整数倍の時間遅延させる遅延器と、上記分周器の出力と遅延器の出力とを、上記交流電圧として上記超音波モータに印加する出力器と、を有し、上記遅延器の遅延時間を変更することにより、上記交流電圧の相対的な位相差を変化させることを特徴とする超音波モータの駆動回路。」と訂正する。
（２）明細書第７頁第４行〜同頁第１５行までを、「本発明による超音波モータの駆動回路は、少なくとも２相の交流電圧を印加することにより駆動される超音波モータの駆動回路において、上記交流電圧に比べて高い固定された周波数の信号を出力する発振器と、この発振器の出力信号を分周する分周器と、上記発振器の出力信号をカウントし、そのカウント値がプリセット値に達するまでの時間だけ上記分周器の出力を遅延させることによって、上記分周器の出力を、上記発振器の出力周波数の周期の整数倍の時間遅延させる遅延器と、上記分周器の出力と遅延器の出力とを、上記交流電圧として上記超音波モータに印加する出力器と、を有し、上記遅延器の遅延時間を変更することにより、上記交流電圧の相対的な位相差を変化させることを特徴とし、また、上記分周器の出力と遅延器の出力とをそれぞれ回し分周比にて分周し、それぞれの分周出力の位相を一定に保つパルス弁別器を有し、上記交流電圧の位相のずれをなくしたことを特徴とし、更に、上記発振器は水晶発振器であることを特徴とする。」と訂正する。
（５４）【発明の名称】
超音波モータの駆動回路
（５７）【特許請求の範囲】
（１）少なくとも２相の交流電圧を印加することにより駆動される超音波モータの駆動回路において、
　上記交流電圧に比べ高い
固定された
　この発振器の出力信号を分周する分周器と、
　
上記発振器の出力信号をカウントし、そのカウント値がプリセット値に達するまでの時間だけ上記分周器の出力を遅延させることによって、上記
　上記分周器の出力と遅延器の出力とを、上記交流電圧として上記超音波モータに印加する出力器と、
　を有し、上記遅延器の遅延時間を変更することにより、上記の交流電圧の相対的な位相差を変化させることを特徴とする超音波モータの駆動回路。
（２）上記分周器の出力と遅延器の出力とを、それぞれ同じ分周比にて分周し、それぞれの分周出力の位相を一定に保つパルス弁別器を有し、上記交流電圧の位相のずれをなくしたことを特徴とする請求項１記載の超音波モータの駆動回路。
（３）上記発振器は、水晶発振器であることを特徴とする請求項１記載の超音波モータの駆動回路。
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
　本発明は超音波モータの駆動回路、詳しくは２相以上の交流電圧を必要とする超音波モータにおける各電圧の位相差を高い分解能で調整可能な超音波モータの駆動回路に関する。
［従来の技術］
　圧電素子，電歪素子，磁歪素子等の電気−機械エネルギ変換素子を用いて進行性振動波を発生させて駆動する超音波モータは、既に周知である。この超音波モータは圧電素子の超音波振動を駆動源とするものについて簡単に説明すると、隣接する多数の圧電素子が互いに逆極性になるように分極処理され、２つの組に分けられ、λ／４＋ｎλ（λは進行波の波長、ｎは整数）の間隔を置いて弾性体に固着されてステータが構成されており、このステータの各組毎にまとめられた各圧電素子の電極に、上記弾性体および圧電素子からなる振動子の形状、材質によって決まる共振周波数で、同一振幅で、かつ位相のみが９０°（π／２）異なる交流電圧Ｖ０ｓｉｎθとＶ０ｃｏｓθが印加されると、弾性体の表面に弾性進行波が励起される。この進行波の励起されている弾性体の表面の各質点は進行波の進行方向とは逆向き方向の楕円振動を行なう。従って、進行波の山の頂点付近に弾性体と摩擦接触するロータを置けば、このロータは楕円振動の方向に移動することになる。これが超音波モータの原理である。
　この種超音波モータの中で、進行波型超音波モータや縦振動とねじり振動を合成するタイプの複合振動子型超音波モータなどは２相、あるいは２相以上の交流電圧を必要とする。このような超音波モータにおいて、各電圧の位相差は理論上は一定にすれば良い筈である。
　しかしながら、モータの出来のばらつきや、電気的振動と機械的振動のずれ等が存在すると、必ずしも各電圧の位相差を一定にすれば良いという訳にはいかない。そして、位相差が適当でないとモータのエネルギー変換効率およびモータ出力の低下を招くため、各電圧の位相差を調整できるような駆動回路が必要となる。このような駆動回路として、例えば特開昭６２−１７１４７５号公報にその一例が開示されている。
　即ち、上記特開昭６２−１７１４７５号公報に開示された超音波モータの駆動回路は、電気−機械エネルギー変換素子の配される構体表面に第１及び第２の駆動電極を介してそれぞれ位相の異なる周波電圧を印加し、前記構体表面に進行性振動波を発生させ、該振動波にて第２の構体と第１の構体との相対的移動を行なわせる超音波モータの駆動回路において、前記第１及び第２の駆動電極での各駆動波形の位相差の特定位相差に対するずれを検知する検知回路と、該検知回路出力に応じて第１の電極及び第２の電極へ印加される各周波電圧の位相差を調定する調定回路とを設けたことを特徴とするものである。
　そして、各周波電圧の位相差のずれを検出する検知回路出力に応じて、各周波電圧の位相差を調定回路でディジタル的に設定するために、ＶＣＯ（電圧制御発振器）の出力を分周回路で３２分周し、これによって３６０°÷３２＝１１．２５°ずつ位相シフトした信号を得るようにしている。
［発明が解決しようとする課題］
　しかしながら、ＶＣＯの発信出力を分周回路で３２分周し、これによって３６０°÷３２＝１１．２５°ずつ位相シフトした信号を得るようにした上記特開昭６２−１７１４７５号公報記載の超音波モータの駆動回路のような構成にすると、位相シフトの分解能が１１．２５°しかとれないことになる。そこで、更に高い分解能を得るためにはＶＣＯの発信周波数を高くしなければならなくなる。ＶＣＯの場合、発信周波数を高くすることは、電気的な充放電のサイクルを早めることであり、そのためにＶＣＯに使用するキャパシタの容量を小さくし、充放電の電流値を小さくしなければならなくなる。
　ところが、こうすると、外部からのノイズの侵入に対して非常に弱くなる。特に、超音波モータの場合は数Ｗ〜数十Ｗの電力をモータに送り込むため、そこから発生するノイズがＶＣＯの発振周波数を不安定にしてしまう。また、回路自体が充放電を行なう部材、即ちキャパシタや抵抗やトランジスタなどの部品の特性にひどく敏感になり、温度条件の僅かな変化が発振周波数を大きく変えてしまうことになる。
　今、駆動周波数をｆ０とすると、特開昭６２−１７１４７５号公報に開示された実施例によれば、ＶＣＯの発振周波数は３２ｆ０となる。例えば、ｆ０＝４０ＫＨｚとすると、発振周波数は１．２８ＭＨｚとなってしまう。ところが、これ程の高周波発振を行なっても位相シフトの分解能は、上述のように１１．２５°しか得られず、更に高い分解能を得るために更に高い発振周波数が必要になるが、回路の安定性を考えると、１ＭＨｚ以上の発振周波数をＶＣＯで達成するのは非常に難しい。
　そこで、本発明の目的は、上記問題点を解消し、２相以上の交流電圧を必要とする超音波モータの駆動回路において、回路ノイズや構成部材の特性に左右されることなく、各駆動電圧の位相差を高い分解能で調整可能な超音波モータの駆動回路を提供するにある。
［課題を解決するための手段および作用］
　本発明による超音波モータの駆動回路は、少なくとも２相の交流電圧を印加することにより駆動される超音波モータの駆動回路において、上記交流電圧に比べて高い
固定された
上記発振器の出力信号をカウントし、そのカウント値がプリセット値に達するまでの時間だけ上記分周器の出力を遅延させることによって、上記
［実施例］
　以下、図面を参照して本発明を具体的に説明する。第１図は、本発明の第１実施例を示す超音波モータの駆動回路のブロック系統図で、第２図は上記第１図における各部の動作を説明するタイミングチャートである。図において、発振器１は、超音波モータの駆動周波数ｆ０に比べ十分高い発振周波数の発振出力ＣＬＫＯを出力する。この発振器１はＶＣＯ（電圧可変発振器）とは異なり、発振周波数が固定された、例えば、水晶発振器のように安定性の高いものが使用される。
　この発振器１の出力を分周器２で分周し、周波数が４ｆ０でワンショットのパルス出力からなる第１の周波信号ＣＬＫ１を分周器２から出力する。この第１の周波信号ＣＬＫ１を遅延器３がディジタル的に、つまり発振出力ＣＬＫ０の１周期分の時間を１単位として、その時間の整数倍だけ遅延させて、第１の周波信号ＣＬＫ１と同じ周波数の第２の周波信号ＣＬＫ２を出力する。この第２の周波信号ＣＬＫ２も第１の周波信号ＣＬＫ１と同様ワンショット出力である。
　上記第１，第２の周波信号ＣＬＫ１，ＣＬＫ２は、パルス弁別器４に入力されて弁別器出力信号ａ１〜ａ４およびｂ１〜ｂ４を出力する。これらの弁別器出力信号ａ１〜ａ４は、第２図に示されるように、第１の周波信号ＣＬＫ１の出力を、また弁別器出力信号ｂ１〜ｂ４は第２の周波信号ＣＬＫ２の出力を、それぞれ４分周し、ａ１〜ａ４およびｂ１〜ｂ４の順に１／４周期ずつシフトしたパルス出力である。このパルス出力ａ１〜ａ４，ｂ１〜ｂ４は、Ｓ−Ｒフリップフロップ７〜１０に送信されて第２図のタイムチャートに示すようなＦ−Ｆ出力信号ｏｕｔ１〜ｏｕｔ４を出力する。
　Ｆ−Ｆ出力信号ｏｕｔ１とｏｕｔ２はそれぞれデューティ比が１／４で互いに１８０°位相のシフトした信号で、Ｆ−Ｆ出力信号ｏｕｔ３とｏｕｔ４についても同じである。また、Ｆ−Ｆ出力信号ｏｕｔ１に対してｏｕｔ３は、その位相が９０°に遅延器３による遅れ分だけ加算された遅れ位相となっている。つまり、Ｆ−Ｆ出力信号ｏｕｔ１とｏｕｔ３、およびＦ−Ｆ出力信号ｏｕｔ２とｏｕｔ４は遅延器３によって位相差を変化させることができることになる。これらの位相差の設定は位相差設定手段６によって、また、駆動周波数の設定は駆動周波数設定手段５によってそれぞれ行なわれる。
　第３図は、上記第１図における分周器２，遅延器３，パルス弁別器４等を更に具体的に示したブロック系統図である。この第３図においては、上記第１図における発振器１として水晶発振器１ａと、分周器２としてダウンカウンタ２ａを、また遅延器３としてダウンカウンタ３ａをそれぞれ使用するようにしている。これらのダウンカウンタ２ａ，３ａは、駆動周波数設定手段５，位相差設定手段６でプリセットされたプリセット値からカウントを開始する。即ち、発振出力信号ＣＬＫ０がクロック信号入力端ＣＬＫに入力されると、その都度ダウンカウントする。そして、カウント値が（００……０）になると、ボロー出力端Ｂ０よりワンショットパルスを出力し、再びプリセットされ、ダウンカウントを再度開始する、という一連の減算動作を繰り返す。こうして得られた第１の周波信号ＣＬＫ１および第２の周波信号ＣＬＫ２は、パルス弁別器４に供給される。
　ここで、上記のプリセット動作について説明する。ダウンカウンタ２ａの場合、そのボロー出力端Ｂ０から出力されたボロー出力、即ち第１の周波信号ＣＬＫ１がそのプリセットイネーブル端子ＰＥに印加されると、駆動周波数設定手段５の設定値を読み込むようになっている。この設定値が、上記第２図のタイミングチャートに示すプリセット値Ａに相当する。そして、このプリセット値Ａに発振出力信号ＣＬＫ０の周期を乗ずると、第１の周波信号ＣＬＫ１の周期が得られる。
　また、ダウンカウンタ３ａの場合、そのプリセットイネーブル端子ＰＥに印加される信号は第１の周波信号ＣＬＫ１なので、この第１の周波信号ＣＬＫ１がアクティブになる時点で位相差設定手段６の設定値を読み込むようになっている。この設定値が、上記第２図のタイミングチャートに示すプリセット値Ｂに相当する。そして、このプリセット値Ｂだけ発振出力信号ＣＬＫ０をカウントすると、そのボロー出力端より第２の周波信号ＣＬＫ２が出力されるから、上記プリセット値Ｂに発振出力信号ＣＬＫ０の周期を乗ずれば、ダウンカウンタ３ａに代表される遅延器３による遅延時間を求めることができる。
　パルス弁別器４は２ビットカウンタ４ａ，４ｂと、１入力−４出力マルチプレクサ４ｃ，４ｄと、４入力−１出力マルチプレクサ４ｅとにより構成されている。２ビットカウンタ４ａのクロック信号入力端ＣＬＫに第２の周波信号ＣＬＫ２のパルスが入力されると、その都度マルチプレクサ４ｃの出力を切換えるため、同マルチプレクサ４ｃの入力端に供給されている第１の周波信号ＣＬＫ１の信号がａ１，ａ２，ａ３，ａ４の順に振り分けられてゆく。また、２ビットカウンタ４ｂについても同様に第１の周波信号ＣＬＫ１のパルスが入力される度にマルチプレクサ４ｄの出力を切換え、第２の周波信号ＣＬＫ２のパルス信号をｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４の順に振り分けてゆく。ところが、これだけでは弁別器出力信号ａ１〜ａ４とｂ１〜ｂ４のタイミングを確定することができないので、マルチプレクサ４ｅによりａ１〜ａ４のいずれかのパルス信号を２ビットカウンタ４ｂのリセット入力端ＲＳＴに入力して、タイミングの確定を行なっている。また、２ビットカウンタ４ｂに入力する第１の周波信号ＣＬＫ１の信号に若干の時間遅れを作り、ＣＬＫ入力とＲＳＴ入力の重複を避けることが必要となる。このようにしてタイミングを確定した後、Ｓ−Ｒフリップフロップ７〜１０を介してＦ−Ｆ出力信号ｏｕｔ１〜ｏｕｔ４を抽出すれば、常にＦ−Ｆ出力信号ｏｕｔ１，ｏｕｔ２とＦ−Ｆ出力信号ｏｕｔ３，ｏｕｔ４の位相差は一定であり、また、マルチプレクサ４ｅの選択により、その位相差を更に９０°毎に変化させることができる。以上が本発明の基本概念で、これを要約すると下記のようになる。
　即ち、超音波モータの駆動周波数ｆ０よりも十分に高い発振周波数を出力する発振器１と、その出力を分周する分周器２と、その分周器２の出力をディジタル的に遅延させる遅延器３とを備え、遅延器３の遅延時間を変化させると超音波モータに入力する駆動回路出力の位相差が変るように構成する。
　しかし、これだけでは分周器２および遅延器３の出力のそれ以後の、例えば４分周する処理の中でタイミングのずれが発生する場合があり、このときに最終的な出力の位相差がまちまちになる可能性、例えば＋９０°，＋１８０°，＋２７０°の位相ズレが生じうる。そこで、そのタイミングのズレを避けるため、パルス弁別器４を備えて、位相関係を常に一定に保つようにしている。
　なお、第３図の回路中にマルチプレクサ３ｂを挿入して、遅延器３ａの出力と分周器２の出力とを切り換えることができるようにしてあるのは、次の理由によるものである。
　即ち、位相差設定手段６の設定値が０の場合や駆動周波数設定手段５の設定値と同じ場合、つまり、遅延時間を０にしたり、ダウンカウンタ２ａの周期と同じにしたりする場合には、適正なＣＬＫ２の出力が得られないことがある。位相差設定値が００……０の場合には次のクロックパルスＣＬＫの入力で９９……９となるため、ＣＬＫ２が出力されず、位相差設定値が駆動周波数設定値と同じだと、丁度ダウンカウンタがＣＫＬ２を出力するタイミングでＣＬＫ１が出力されるため、プリセットイネーブル状態となってしまい、ＣＬＫ２を出せなくなるためである。
　このような状態を防ぐため、上記のような設定は避けてマルチプレクサ３ｂを切り換えて遅延器３ａの出力の代わりに分周器２ａの出力をＣＬＫ２として次段へ伝達させる。このようにすると、ＣＬＫ２はＣＬＫ１と同じものであるから遅延時間が０、あるいはダウンカウンタ２ａの周期分だけ遅れた出力と等価な信号が得られたと見做せることになる。
　第４図は、上記第１実施例の超音波モータの駆動回路を進行波型超音波モータに適用した場合のブロック系統図である。この第４図においては、上記第１，３図と同じ構成部材については同じ符号を付してその説明を省略する。
　図において、水晶発振器１ａから出力された発振出力信号ＣＬＫ０は、分周器２，遅延器３にそれぞれ供給される。この分周器２は、ここでは８ビットのプリセッタブルダウンカウンタが使用され、そのプリセット入力端Ｐ５〜Ｐ８は予め所定値に設定され、プリセット入力端Ｐ１〜Ｐ４は後述するアンドゲ−ト５ａの出力信号Ｑ５１〜Ｑ５４によりプリセットされるようになっている。この分周器２はプリセット値からダウンカウントを始め、出力が（００……０）になると再びプリセットされる機構となっていて、これにより周期が
　　　プリセット値×（ＣＬＫ０の周期）
である第１の周波信号ＣＬＫ１を出力するようになっている。
　上記第１の周波信号ＣＬＫ１は、位相差設定手段６でプリセットされる遅延器３に供給されて、そのボロー出力端より第２の周波信号ＣＬＫ２を発生する。これら第１，第２の周波信号ＣＬＫ１，ＣＬＫ２は、パルス弁別器４に供給されてその出力端より弁別器出力信号ａ１〜ａ４，ｂ１〜ｂ４を発生する。これら出力信号ａ１〜ａ４，ｂ１〜ｂ４は、Ｓ−Ｒフリップフロップ７〜１０に供給されて、その出力端よりＦ−Ｆ出力信号ｏｕｔ１〜ｏｕｔ４を発生する。上記遅延器３，位相差設定手段６，パルス弁別器４，Ｓ−Ｒフリップフロップ７〜１０については、前記第１，３図と同じである。
　上記Ｆ−Ｆ出力信号ｏｕｔ１〜ｏｕｔ４のうち、信号ｏｕｔ１，ｏｕｔ２が電力増幅器１１に、信号ｏｕｔ３，ｏｕｔ４が電力増幅器１２に、それぞれ送られる。この電力増幅器１１，１２は、第５図に示す構成になっていて、信号ｏｕｔ１，ｏｕｔ２あるいは信号ｏｕｔ３，ｏｕｔ４が交互にトランジスタＴｒ１，Ｔｒ３をオンし、それによってトランスＬ１の２次側から交流電圧Ｖａ，Ｖｂを出力する。この交流電圧Ｖａ，Ｖｂを、第４図に示す超音波モータ１３の駆動電極１３ａ，１３ｂに印加すれば、モータ１３は回転を始める。
　超音波モータ１３のモニタ電極１３ｃから得られたフィードバック信号は、前記第１，３図に示した駆動周波数設定手段５を構成するアンドゲート５ａ〜周波数調整手段５ｈに供給される。このアンドゲート５ａ〜周波数調整手段５ｈは駆動周波数の基準点を設定し、更にモニタ電極１３ｃの出力信号により最適な駆動周波数を追尾するような回路構成になっているが、これについては本出願人より先に出願された特願平１−２６２５号に詳細に説明されているが、ここにその概要を述べる。なお、この説明中では各部から出力される信号の位相角名をその信号名とする。
　モニタ電極１３ｃから取り出され、電圧がＶ　ＦＢ、位相角がθＦＢの正弦波のフィードバック信号θＦＢは波形整形器５ｇにより電圧Ｖ　ＦＢ′位相角θＦＢ´の方形波信号θＦＢ′に変換される。この方形波信号θＦＢ′の位相θＦＢ′は、ここでは立ち上がりエッジを指して言っている。この方形波信号θＦＢ′を遅延器５ｄから出力される基準位相信号θｒｅｆの立ち上がりエッジと比較し、θＦＢ′のほうが進んでいれば“Ｌ”、遅れていれば“Ｈ”を、位相比較器５ｆが出力する。上記基準位相信号θｒｅｆは、Ｓ−Ｒフリップフロップ７のＦ−Ｆ出力信号ｏｕｔ１をディジタル的に遅延させた信号を用いている。即ち、Ｆ−Ｆ出力信号ｏｕｔ１の立ち上がりエッジにより、遅延器５ｄが発振出力信号ＣＬＫ０をカウントして、ある一定数を数えると、ワンショットパルスを基準位相信号θｒｅｆとして出力する。この一定数は、勿論ディジタル的に設定できるものであり、これにより基準位相信号θｒｅｆを進めたり遅れさせたりすることが可能で、しかも、その設定の細かさが駆動周波数に比べ十分高い発振周波数である発振出力信号ＣＬＫ０に依っており、その設定の範囲も３６０°をカバーすることができる。
　さて、位相比較器５ｆの出力信号は、そのままＵＰ／ＤＮカウンタ５ｅのＵＰ／ＤＮ信号となる。つまり、“Ｌ”ならばＤＮカウント、“Ｈ”ならばＵＰカウントを行なう。このときのＵＰ／ＤＮカウンタ５ｅのクロックパルスは、Ｆ−Ｆ出力信号ｏｕｔ２を用いているが、別の信号でも構わないし、更にｏｕｔ２を分周したものでも構わない。ＵＰ／ＤＮカウンタ５ｅから出力されるカウンタ出力信号Ｑ１〜Ｑ４は、ナンドゲ−ト５ｂ，アンドゲ−ト５ａを介して分周器２のプリセット入力端Ｐ１〜Ｐ４に供給されて直接ディジタル的に駆動周波数を変えるようになっている。
　ナンドゲート５ｂは、Ｑ１１〜Ｑ１４をこのナンドゲート５ｂの出力とすれば、Ｆ−Ｆ出力信号ｏｕｔ１が“Ｈ”のときには、その出力が
となるが、ｏｕｔ１＝Ｌのときには常に（ＨＨＨＨ）を出力する。同様にナンドゲート５ｃについてもＱ６１〜Ｑ６４を周波数調整手段５ｈの出力とすれば、ｏｕｔ２＝Ｈのときに、その出力が
となり、ｏｕｔ２＝Ｌのとき、常に（ＨＨＨＨ）を出力する。ところで、Ｆ−Ｆ出力信号ｏｕｔ１が“Ｈ”ならｏｕｔ２は“Ｌ”なので、ｏｕｔ１が“Ｈ”のときアンドゲ−ト５ａの出力信号は
となり、ｏｕｔ２＝Ｈならｏｕｔ１＝Ｌとなるので、
となる。更に、ｏｕｔ３＝Ｈまたはｏｕｔ４＝Ｈのときには、ｏｕｔ１＝ｏｕｔ２＝Ｌであるから、
　（Ｑ５１，Ｑ５２，Ｑ５３，Ｑ５４）＝（ＨＨＨＨ）
となる。
　プリセット入力端Ｐ５〜Ｐ８が予め所定値に設定された分周器２のプリセット入力端Ｐ１〜Ｐ４へのプリセットのタイミングおよびＳ−Ｒフリップフロップ７〜１０から出力されるＦ−Ｆ出力信号ｏｕｔ１〜ｏｕｔ４の切換のタイミングは、先に分周器２がプリセットされ、すぐ後にＦ−Ｆ出力信号ｏｕｔ１〜ｏｕｔ４を切換えているので、ｏｕｔ１＝Ｈの時間ｔ１の長さを決めるプリセット値はｏｕｔ４＝ＨのときのＱ５１〜Ｑ５４の値ということになる。同様にｏｕｔ３＝Ｈの時間ｔ２はｏｕｔ１＝Ｈのときの、ｏｕｔ２＝Ｈの時間ｔ３はｏｕｔ３＝Ｈのときの、ｏｕｔ４＝Ｈの時間ｔ４はｏｕｔ２＝Ｈのときの、各時点におけるＱ５１〜Ｑ５４の値によってそれぞれ決まることになる。従って、ｔ１およびｔ３は常に一定で、ｔ２はＵＰ／ＤＮカウンタ５ｅの出力、ｔ４は周波数調整手段５ｈの出力によって、それぞれ変わることになる。
　即ち、ナンドゲート５ｂおよびアンドゲート５ａは、ＵＰ／ＤＮカウンタ５ｅがアップカウントしていくと、ｏｕｔ３＝Ｈの時間ｔ２が短かくなり、逆にダウンカウントしていくと、時間ｔ２は長くなる。そこで、上記方形波信号θＦＢ′の位相θＦＢ′が進むと時間ｔ２が長くなるから駆動周波数が低くなり、遅れると時間ｔ２が短くなるから駆動周波数は高くなる。このようにして、超音波モータの適正駆動周波数への周波数補正、つまり周波数自動追尾が行なわれることになる。
　第６図は、前記パルス弁別器４およびＳ−Ｒフリップフロップ７〜１０部分、即ちＦ−Ｆ出力信号ｏｕｔ１〜ｏｕｔ４の発生部分の別例を示すブロック系統図である。
　シフトレジスタ４ａ１および３入力ノアゲ−ト４ｂ１はリングカウンタの働きをするように構成されている。即ち、第１の周波信号ＣＬＫ１の入力によって第７図のタイムチャートに示すように、位相が順に９０°ずつズレていて、デューティ比が１／４のパルス出力Ｑ１〜Ｑ４を得る。このパルス出力のうちＱ１，Ｑ３は前述したＦ−Ｆ出力信号ｏｕｔ１，ｏｕｔ３に対応する。
　また、同様に第２の周波信号ＣＬＫ２もリングカウンタを使って１／４分周すればよいが、前述した通り、単純にリングカウンタを備えたゞけでは、ＣＬＫ１の１／４分周出力Ｑ１〜Ｑ４とＣＬＫ２の１／４分周出力Ｑ１′〜Ｑ４′のタイミングのズレが発生してしまう。そこで、シフトレジスタ４ａ２のデータ入力に、シフトレジスタ４ａ１のパルス出力Ｑ１〜Ｑ４の何れかを入力してタイミングが常に一定になるようにしてある。このとき、パルス出力Ｑ１〜Ｑ４のうち、どの信号を選ぶかはデータセレクタ４ｅ１を通して行い、その制御は制御端子Ａ，Ｂにより行う。例えば、データセレクタ４ｅ１がＤ０、即ち、パルス出力Ｑ１′を選択すると、シフトレジスタ４ａ２は、第７図に示すようなパルス出力Ｑ１′〜Ｑ４′を出力する。この場合にはパルス出力Ｑ１がＨとなったときにＣＬＫ２が入力すると、シフトレジスタ４ａ２がパルス出力Ｑ１′をＨとし、その次のＣＬＫ２入力時ではＱ１＝Ｌとなっているから、パルス出力Ｑ１′はＬ、Ｑ２′をＨとする。そして、その次のＣＬＫ２入力時にはパルス出力Ｑ３′だけ、更にその次にはパルス出力Ｑ４′だけがＨになり、その次のＣＬＫ２入力時には、再びパルス出力Ｑ１＝Ｈとなるので、Ｑ１′がＨとなる。このようにしてＱ１〜Ｑ４とＱ１′〜Ｑ４′の位相差は常に一定の関係を保つ。
　また、データセレクタ４ｅ１がＤ１、即ちパルス出力Ｑ２を選ぶと、上述した関係が９０°遅れ、Ｄ２つまりパルス出力Ｑ３を選ぶと１８０°、Ｄ３即ちパルス出力Ｑ４を選ぶと２７０°遅れることゝなる。一例として第７図にデータセレクタ４ｅ１がパルス出力Ｑ３を選んだ場合のパルス出力Ｑ１′〜Ｑ４′を点線で示す。
　ここで、上記パルス出力Ｑ１′をｏｕｔ３、Ｑ２′をｏｕｔ４に対応させれば、前記第３図におけるパルス弁別器４およびＳ−Ｒフリップフロップ７〜１０と置換できることが明瞭に理解される筈である。
　なお、ここではデータセレクタ４ｅ１を用いたが、これはマルチプレクサを使用してもよいことは言うまでもない
　次に、このように構成された上記第１実施例の超音波モータの駆動回路の位相シフトの分解能について述べると、発振周波数を１２ＭＨｚ，駆動周波数ｆ０：４０ＫＨｚとすると、ｆ０の１周期分でカウントする発振出力信号ＣＬＫ０のパルス数は
　　１２×１０６÷（４０×１０３）＝３００
であるから、分解能は
　　　　　３６０°÷３００＝１．２°
となる。これは十分に高い分解能なので、通常の超音波モータの駆動電圧の位相差を調整する上で何等支障はない。
　ところで、上記実施例では、２相の超音波モータを駆動する場合について述べたが、３相の超音波モータを駆動する駆動回路を以下に説明する。この種超音波モータでは、当然のことながら３相以上の交流電圧を必要とするが、例えば下記の各公報にこのような例が開示されている。即ち、
　▲１▼特開昭５９−１４８５８１号公報に、位相が０°，９０°，１８０°，２７０°の４相のモータが同公報の第５図に開示されている。
　▲２▼特開昭６０−１３４８０号公報に、位相が０°，１２０°，２４０°の３相のモータが同公報の第５図に、その電源が第３図にそれぞれ開示されている。
　▲３▼特開昭６３−３０５７７４号公報に、位相の異なる８相のモータが同公報の第７図に開示されている。
　第８図は、本発明の第２実施例を示す超音波モータの駆動回路のブロック系統図である。前記第１実施例が２相の交流電圧を得るように構成されたのに対し、この第２実施例は３相以上の交流電圧を必要とする場合に対応し、その構成としては前記第１図と全く同じ構成のほか、前記遅延器３，位相差設定手段６と同様の遅延器１３，位相差設定手段１４等が更に付加された形になっている。本実施例においては、遅延器１３および位相差設定手段１４が３番目の位相を決定するものであり、第４，第５……の位相についても同様の手段を用意すればよい。また、パルス弁別器４についても、前記第３図に示した２ビットカウンタ４ｂ，マルチプレクサ４ｄ，４ｅ，Ｓ−Ｒフリップフロップ９，１０を新たに付加すればよく、従って、これらの作用，効果についても全く同じなのでその説明は省略する。
［発明の効果］
　以上述べたように本発明によれば、発振器としてＶＣＯを使用せず、水晶振動子のような安定した発振器を用いて、その出力を分周するようにしたので、同発振器の発振周波数を高い周波数に設定してもノイズや構成部材の特性による不安定性がなくなった。その結果、２相または２相以上の交流電圧を必要とする超音波モータの駆動回路における各駆動電圧の位相差を高い分解能で調整できるようになり、これによって位相シフトの分解能を上げることが可能になるという顕著な効果が発揮される。
【図面の簡単な説明】
　第１図は、本発明の第１実施例を示す超音波モータの駆動回路のブロック系統図、
　第２図は、上記第１図における各部の動作を説明するタイミングチャート、
　第３図は、上記第１図におけるパルス弁別器等を更に具体的に示したブロック系統図、
　第４図は、上記第１実施例を示す超音波モータの駆動回路を進行波型超音波モータに適用した場合のブロック系統図、
　第５図は、上記第４図における電力増幅器の一例を示す回路図、
　第６図は、前記第３図におけるパルス弁別器の別例を示すブロック系統図、
　第７図は、上記第６図における各部の動作を説明するタイムチャート、
　第８図は、本発明の第２実施例を示す超音波モータの駆動回路のブロック系統図である。
　１…………発振器
　２…………分周器
　３…………遅延器
　４…………パルス弁別器
　５…………駆動周波数設定手段
　６…………位相差設定手段
　７〜１０……Ｓ−Ｒフリップフロップ（出力器）
　１１，１２……電力増幅器（出力器）
　１３………超音波モータ