【事件の表示】
　特許第２７３４２９６号「スイッチング電源装置」の請求項１ないし５に係る特許に対する特許異議の申立てについて、次のとおり決定する。
【結　論】
　特許第２７３４２９６号の請求項１ないし５に係る特許を維持する。
【理　由】
１．手続きの経緯
　特許第２７３４２９６号の請求項１〜５に係る発明は、平成４年７月８日に特許出願がなされたものであって、平成１０年１月９日にそれらの発明についての特許権の設定登録がなされ、その後、石田忠弘および三浦次郎よりそれぞれ全請求項に係る発明について特許異議の申立がなされたものである。
　
２．本件各請求項に係る発明
　本件請求項１〜５に係る発明は、明細書の特許請求の範囲請求項１〜５に記載された次のとおりのものと認められる。
「【請求項１】　共振用コンデンサが直列に接続された絶縁コンバータトランスの１次側巻線に、この１次側巻線に流れる電流をスイッチング制御する発振駆動回路が接続され、上記絶縁コンバータトランスの２次側出力電圧に応じて上記発振駆動回路の発振状態を制御して上記２次側出力電圧を一定に制御するスイッチング電源装置において、
　上記制御は上記１次側巻線と上記共振用コンデンサとの共振周波数よりも高い周波数範囲でなされると共に、
　上記１次側巻線、この１次側巻線に付随するリーケージインダクタンスおよび上記共振用コンデンサによって電力伝達期間および電力非伝達期間が形成され、上記制御によって上記電力非伝達期間の長さが変化するようにしたことを特徴とするスイッチング電源装置。
　【請求項２】　上記発振駆動回路の発振状態を制御する直交型可飽和リアクタを備えることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
　【請求項３】　上記絶縁コンバータトランスの１次側巻線と２次側巻線とをコアに離間して巻装し、上記リーケージインダクタンスを形成することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
　【請求項４】　共振用コンデンサが直列に接続された絶縁コンバータトランスの１次側巻線に直列にインダクタンス素子が接続されると共に、この１次側巻線に流れる電流をスイッチング制御する発振駆動回路が接続され、上記絶縁コンバータトランスの２次側出力電圧に応じて上記発振駆動回路の発振状態を制御して上記２次側出力電圧を一定に制御するスイッチング電源装置において、
　上記制御は上記１次側巻線と上記共振用コンデンサとの共振周波数よりも高い周波数範囲でなされると共に、上記１次側巻線、上記インダクタンス素子および上記共振用コンデンサによって電力伝達期間および電力非伝達期間が形成され、上記制御によって上記電力非伝達期間の長さが変化するようにしたことを特徴とするスイッチング電源装置。
　【請求項５】　上記発振駆動回路の発振状態を制御する直交型可飽和リアクタを備えることを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源装置。」
　
３．特許異議申立の理由の概要
　特許異議申立人石田忠弘は、証拠方法として、甲第１号証（日刊工業新聞社発行「電子技術」１９９２年３月号第２９頁〜第４０頁、以下「引用例１」という。）及び甲第２号証（特開昭６２−６４１７０号公報、以下「引用例２」という。）を挙げて、本件請求項１〜３に係る発明は、引用例１に記載された発明またはこれから当業者が容易に発明をすることができたもの、あるいは引用例１及び引用例２にそれぞれ記載された発明から当業者が容易に発明をすることができたものであり、本件請求項４、５に係る発明は、引用例１及び引用例２にそれぞれ記載された発明から当業者が容易に発明をすることができたものであるから、本件請求項１〜５に係る発明は、特許法第２９条第１項第３号または同条第２項の規定により特許を受けることができないものであって、本件請求項１〜５に係る特許は取り消されるべきであると主張している。
　また、特許異議申立人三浦次郎は、証拠方法として、甲第１号証（特開平２−２８５９６３号公報、以下「引用例３」という。）、甲第２号証（特開昭５４−１４５９１５号公報、以下「引用例４」という。）及び甲第３号証（特開昭６２−６４１７０号公報、上記「引用例２」と同一。）を挙げて、本件請求項１〜３に係る発明は、引用例３及び引用例４にそれぞれ記載された発明から当業者が容易に発明をすることができたものであり、本件請求項４、５に係る発明は、引用例３、引用例４及び引用例２にそれぞれ記載された発明から当業者が容易に発明をすることができたものであるから、本件請求項１〜５に係る発明は、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができないものであって、本件請求項１〜５に係る特許は取り消されるべきであると主張している。
　
４．各引用例に記載されている発明
（１）引用例１には、共振型コンバータを用いたテレビ用電源に関する発明が開示されており、次のような趣旨の記載がある。
　(a)　ＡＣ／ＤＣオペレートワイドレンジスイッチング電源に要求される基本項目の一つに、入力電圧の広範囲な変動に対して高効率で電力損失が一定であり、各直流出力電圧が一定であることがある。（２９頁）
　(b)　図１はＡＣ／ＤＣ動作Ｆ−Ｚ電源基本システムを示しており、これは上記(a)も満足するものである。（２９頁）
　(c)　図１のものにおいて、ＡＣ入力電圧のレベルを１０Ｖラインで検出し、入力電圧に比例して、ＳＷトランジスタのコンバータドライブトランス（ＣＤＴ−１）の制御巻線Ｎｃ′の直流電圧を制御して、ＳＷ周波数が制御され、１０Ｖ、２０Ｖラインの出力電圧の変動を少なくしている。
　ＯＮ信号によってＲＬ−１が動作すると直列共振コンデンサＣ１と直交型フェライトパワーレギュレーショントランス（ＰＲＴ）の一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１ｌとで直列共振電流が流れて、２次巻線Ｎ２、Ｎ３に電圧が誘起する。（２９〜３０頁）
　(d)　図２は定電圧制御用のＰＲＴの構造図と巻線仕様、１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ０のインダクタンス特性が示されており、図３は周波数制御用のＣＤＴの構造図と巻線仕様、１次巻線ＮＢのインダクタンス特性が示されている。　ＰＲＴのＮ２巻線短絡時のＮ１巻線の漏洩インダクタンスはＬ１ｌ＝１１０μＨ、結合係数ｋ＝０．９６であり、Ｎ０巻線の漏洩インダクタンスＬ０ｌ＝２．５μＨ、結合係数ｋ＝０．９６である。
　ＳＢＴは、Ｌ′＝６７０μＨである。（３１頁）
　(e)　図４は周波数制御方式Ｆ−Ｚ電源システムによるＡＣ／ＤＣ動作、スタンバイ電源内蔵の基本回路が示されている。
　ＡＣ動作スタンバイ時は直列共振周波数ｆ１′＝２２２ｋＨｚ、ＡＣ動作時は直列共振周波数ｆ１＝１７５ｋＨｚであり、スイッチング周波数ｆｓは制御電流Ｉｃ′が流れない時１３６ｋＨｚに定められている。
　ＤＣ動作時は直列共振周波数ｆ０＝２００ｋＨｚであり、スイッチング周波数ｆｓはＣＤＴ−２のＮｃ′巻線制御電流Ｉｃ′が流れない時１２０ｋＨｚに定められている。
　図５は動作特性を示しており、ＡＣスタンバイ時、ＡＣ重負荷（Ｐ０＝４８Ｗ）ＡＣ９０〜２８８Ｖ時、ＡＣ軽負荷（Ｐ０＝２４Ｗ）ＡＣ６０〜２８８Ｖ時などのスイッチング周波数ｆｓの変化特性などが示されている。
　写真２はＡＣ１００Ｖ重負荷時とＡＣ２８０Ｖ軽負荷時の動作波形であり、ＶＣＰ、Ｎ１を流れる共振電流Ｉ１、ＩＱ１、ＩＱ２、Ｑ１のベース電流ＩＢ１、Ｎ２巻線の出力電圧Ｖ２である。（３１〜３４頁）
　(f)　実験結果を考察すると、ＡＣスタンバイ時はＳＷ周波数の可変範囲１４５〜２２７ｋＨｚによって１０Ｖラインは７．３〜１０．３Ｖの変動、２０Ｖラインは１５〜２１．２Ｖの変動であり、いずれも電圧変動率は２９％以下に抑圧されている。ＡＣ動作時はｆｓ＝１３７〜２２６ｋＨｚとなり、１０ＶラインはΔ１．９Ｖで１．８％、２０ＶラインはΔ３．５Ｖで１．７％のわずかな電圧変動特性を示す。ＤＣ動作時はｆｓ＝１１６〜１９９ｋＨｚとなる。（３４〜３５頁）
　(g)　上記記載に整合した回路図、特性図とＡＣ動作時のオシロスコープに表示させた波形の写真が説明の近所に掲載されている。
（２）引用例２には、スイッチング電源装置に関する発明が開示されており、図面第１図としてスイッチング電源装置の回路図が、第３図として第１図の回路の動作説明のためのタイムチャートが、第４図、第５図として第１図の等価回路が、第６図として発振周波数に対する出力電圧の変化を示すグラフが、第７図として他の構成例を示す回路図がそれぞれ記載されている。そして、これらの図面を参照して一実施例の構成の説明として、直流入力電源は、可飽和リアクタトランス１１の１次巻線ＮＡを介し、コンデンサ１２と、パワーチョークコイル１３Ｐおよび高圧電源トランス１３Ｈの１次巻線Ｎ１とより成る直列共振回路に供給されていることが、動作の説明として、このときパワーチョークコイル１３Ｐおよび高圧電源トランス１３Ｈの１次巻線Ｎ１を流れる電流は、直列共振コンデンサ１２の容量値Ｃ１と、パワーチョークコイル１３ＰのインダクタンスＬＰおよび電源トランス１３Ｈの１次巻線Ｎ１のインダクタンスＬ１とによって直列共振して、第３図Ｆに示すような正弦波状の電流波形となり、高圧電源トランス１３Ｈの２次巻線Ｎ２を流れる電流は第３図Ｅのようになることが記載されている。
　また、第１図の等価回路を示した第４図、第５図に関する説明として、発振駆動回路１４の発振周波数ｆについては、最も重負荷かつ最小入力電圧のときこの並列共振周波数ｆ０となるように設定して、第６図に示すように最大負荷電力の供給を行い、軽負荷時や入力電圧が大のときには、Δｆの周波数変化によって直流出力電圧を一定に制御することが記載されている。
　この記載と第３図のタイムチャートをあわせみると、最も重負荷かつ最小入力電圧のときこの並列共振周波数ｆ０となるように設定され、軽負荷時や入力電圧が大のときには、Δｆを正（プラス）の方に増加させる（周期でいえば短くする）ものであるから、一方のスイッチングトランジスタに流れる電流を考えた場合、最も重負荷かつ最小入力電圧のとき共振電流波形の半周期全時間にわたって負荷に電流が供給されることとなり、軽負荷や入力電圧が大になるに従って共振電流波形の半周期の途中でスイッチングされることとなることは明らかである。
　さらに、他の実施例として、第７図に示すように、高圧電源トランス１３のフェライト磁心１３ａの互いに異なる脚部に、１次巻線Ｎ１と高圧２次巻線Ｎ２をそれぞれ巻装して、結合係数ｋ＝０．５〜０．６として構成すれば、パワーチョークコイル１３Ｐが不用となり、構成が簡略化され、さらに安価に提供できる、という記載もある。
（３）引用例３にもスイッチング電源装置に関する発明が開示されており、従来技術として第７図の回路が示され、その動作に関して発振駆動回路ＯＤのスイッチングトランジスタＱ１及びＱ２のオン、オフのタイミングが制御され、発振周波数が制御されることが説明されている。
　また、第３図に実施例の回路図が示されており、明細書の発明の詳細な説明欄の説明中には、メイン負荷最大時には周波数ｆをｆ０とするように制御し、メイン負荷最小時には周波数ｆをｆ０＋Δｆ１とすればよい、という記載もある。　
　この記載は、上記引用例２に開示されていることと同様のことを説明しようとするものであることは明らかである。
（４）引用例４には共振型ＤＣ−ＤＣコンバータに関する発明が開示されており、第３図としてその電気的回路図が、第４図としてその回路におけるスイッチングトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のコレクタエミッタ間の電圧とコレクタ電流の波形図が示されている。
　そして第３図の動作として、スイッチングトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のコレクタ電流は付加したコンデンサＣｐと変換トランスＴ２の一次巻線Ｎ１のもれインダクタンスと布線などの直流抵抗とでＬＣＲの共振回路を構成し、その共振電流が流れる。そのコレクタ電流波形を第４図のＩｃ１、Ｉｃ２に示す。第４図において、スイッチングトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のコレクタ電流Ｉｃ１、Ｉｃ２は、共振電流波形のサイン波となる。発振周波数は飽和トランスＴ１によって決定され、共振周波数と独立のものである。従って、発振周波数ｆの１／２ｆをｔ１、共振電流波形となる時間をｔ２とするとｔ２をｔ２≦ｔ１（ただし引用例中の記載は≦中の＝部分は〜となっており、引用例中の記載はｔ２＝ｔ１は含まずｔ２よりｔ１がわずかに大きいことを意味しているとも解されるが、その意味の場合も含めて≦で代用した。）に選べばｔ１、ｔ２のわずかな時間差ｔ１−ｔ２の間は変換トランスＴ２の一次インダクタンスを十分に大きくとれば、わずかの励磁電流がスイッチングトランジスタＴｒ１（またはＴｒ２）のコレクタに流れるだけである、という説明がある。
　また、第４図においてＩｃが共振波形となる時間ｔ２は２０μＳ程度となる。このときｔ１を２３μＳ程度に選べばｔ１−ｔ２＝３μＳは励磁電流が流れそのピーク値は一次インダクタンスが十分大きいため共振電流のピーク値に対して無視できるほど小さいものとなる、という説明もある。
　
５．本件請求項１〜５に係る発明と各引用例に記載されている発明との対比・判断
　そこで、まず本件請求項１に係る発明と引用例１〜４に記載されている発明とを対比すると、引用例１〜４に記載されている発明は、本件請求項１に係る発明における「制御は上記１次側巻線と上記共振用コンデンサとの共振周波数よりも高い周波数範囲でなされると共に、上記１次側巻線、この１次側巻線に付随するリーケージインダクタンスおよび上記共振用コンデンサによって電力伝達期間および電力非伝達期間が形成され、上記制御によって上記電力非伝達期間の長さが変化するようにした」点に関しては、その明細書及び図面のいずれにも明記も示唆する記載も見あたらず、このようにしたものとは認められない。
　特許異議申立人石田忠弘は、異議申立書において、引用例１の図４のものが本件請求項１に係る発明の「一次巻線及びリーケージインダクタンスと共振用コンデンサによる電力伝達期間および電力非伝達期間」が形成される動作をしていることは、引用例１の３５頁写真２の最も下の２次巻線Ｎ２の電圧Ｖ２の波形によって示されている旨主張して、その根拠を参考図を示して説明している。
　しかしながら、引用例１の３５頁写真２の最も下の２次巻線Ｎ２の電圧Ｖ２の波形がＩＱ１との関係で参考図１のようになっているとしても、ＩＱ１はｔ１からｔ２の期間にもｔ０からｔ１の期間の最大電流とほとんど同じレベルの電流が流れていることになっているが、このような電流が流れる場合にＶ２の波形がたとえこの参考図のとおりとしても、このｔ１からｔ２の期間が何故電力非伝達期間になるといえるのか異議申立書の具体的理由を記載した箇所をみても明確に記載されておらず明らかでなく（異議申立書の記載は、電力伝達期間と電力非伝達期間が形成される共振回路となることの説明が、電力伝達期間と電力非伝達期間で直列共振回路の共振条件が変化することは自明であるからとなっており、その前提の電力伝達期間と電力非伝達期間の両方が存在する理由自体については直接的な説明はしていない。）、一概にこの期間が電力非伝達期間になるとは考えられがたい。
　また、特許異議申立人石田忠弘は特許異議申立書中で、引用例１に記載されている実験結果の考察欄のＡＣスタンバイ時のＳＷ周波数の可変範囲１４５〜２２７ｋＨｚが、図１の回路の数値例から計算される共振周波数より高いことをもって、スイッチング制御は１次巻線と共振用コンデンサとの共振周波数よりも高い周波数で行われているとしている。この点主張の通りとしても、ＡＣスタンバイ時は、ＡＣ動作時でない換言すれば負荷に電流を供給しない状態のときで、スイッチングの１周期中に負荷への電力伝達期間が全くないものであるから、ＡＣスタンバイ時には１次側巻線、この１次側巻線に付随するリーケージインダクタンスおよび上記共振用コンデンサによって電力伝達期間および電力非伝達期間が形成されるとはいうことができない。
　なお、上記４．(e)および(f)によれば、ＡＣ動作時にはスイッチング周波数は直列共振周波数より小さい値から大きい値まで変化することが示されており、数値だけみると「制御は上記１次側巻線と上記共振用コンデンサとの共振周波数よりも高い周波数範囲でなされる」場合を含むといえるが、引用例１には、このＡＣ動作時において１次側巻線、この１次側巻線に付随するリーケージインダクタンスおよび上記共振用コンデンサによって電力伝達期間および電力非伝達期間が形成されるということは明記も示唆する記載もないと認められるから、引用例１に本件請求項１に係る発明における「制御は上記１次側巻線と上記共振用コンデンサとの共振周波数よりも高い周波数範囲でなされると共に、上記１次側巻線、この１次側巻線に付随するリーケージインダクタンスおよび上記共振用コンデンサによって電力伝達期間および電力非伝達期間が形成され、上記制御によって上記電力非伝達期間の長さが変化するようにした」点が開示ないし示唆されているとはいうことができない。
　特許異議申立人石田忠弘は、引用例２のものも本件請求項１に係る発明の「一次巻線及びリーケージインダクタンスと共振用コンデンサによって電力伝達期間および電力非伝達期間」が形成される動作をしている旨の主張もしているが、そのようなことが窺える記載は見あたらず、第３図の動作説明のためのタイムチャートをみても特に負荷に電力が伝達されない期間が共振に基づく電流の１周期内に必ずあるとは把握できない。
　特許異議申立人三浦次郎は、引用例３のものは漏洩インダクタンスを有する１次巻線（Ｎ１′）とコンデンサ（Ｃ１０′）との直列共振回路を低いスイッチング周波数で駆動すれば、電力伝達期間（２次側電力供給期間）と電力非伝達期間（２次側電力非供給期間）とが必然的に生じる旨説明している。ここでいう低いスイッチング周波数とは共振回路の共振周波数より低いスイッチング周波数の意味と解され、また、電力伝達期間（２次側電力供給期間）には、共振状態のために流れる電流の略半周期の電流が流れ、その後のスイッチングされる時点までは２次側に電力を供給するための電流は流れない即ち電力非伝達期間となる、ということを前提とした説明と解されるが、本件請求項１に係る発明においては、スイッチング周波数を共振周波数より高い周波数とし、しかも負荷電流の流れる期間にはスイッチングしないように電力非伝達期間を設けるようにして、制御がその期間内に収まるようにしたものであるから、この点において基本的な動作が異なるというべきである。
　特許異議申立人三浦次郎は、引用例４のものも、１次側巻線、この１次側巻線に付随するリーケージインダクタンスおよび上記共振用コンデンサによって電力伝達期間および電力非伝達期間が形成される点で、本件請求項１に係る発明と異ならない旨説明している。しかしながら、その引用している箇所の「発振周波数ｆの１／２ｆをｔ１、共振電流波形をｔ２とするとｔ２をｔ２≦ｔ１に選べばｔ１、ｔ２のわずかな時間差ｔ１−ｔ２の間は・・・わずかの励磁電流がスイッチングトランジスタＴｒ１（またはＴｒ２）のコレクタに流れるだけである。」から分かるように、周波数でいえば発振周波数は共振周波数より小さくすることが説明されており、この発振周波数がスイッチング周波数に相当するから、引用例４のものは、たとえ制御するとしても本件請求項１に係る発明のごとく「制御は上記１次側巻線と上記共振用コンデンサとの共振周波数よりも高い周波数範囲でなされる」とはいえないものである。
  特許異議申立人三浦次郎は、引用例２については、本件請求項１に係る発明における「制御は上記１次側巻線と上記共振用コンデンサとの共振周波数よりも高い周波数範囲でなされると共に、上記１次側巻線、この１次側巻線に付随するリーケージインダクタンスおよび上記共振用コンデンサによって電力伝達期間および電力非伝達期間が形成され、上記制御によって上記電力非伝達期間の長さが変化するようにした」点に関しては、特許異議申立人石田忠弘の説明以上のことは説明していない。
　以上の通り、引用例１〜引用例４には、本件請求項１に係る発明の「制御は上記１次側巻線と上記共振用コンデンサとの共振周波数よりも高い周波数範囲でなされると共に、上記１次側巻線、この１次側巻線に付随するリーケージインダクタンスおよび上記共振用コンデンサによって電力伝達期間および電力非伝達期間が形成され、上記制御によって上記電力非伝達期間の長さが変化するようにした」点に関しては、明記も示唆する記載もないのみならず、動作時の周波数関係がこれらのものと反対となるか、一部同じになる部分を含むが同じにならない部分も含んでおり「１次側巻線、この１次側巻線に付随するリーケージインダクタンスおよび上記共振用コンデンサによって電力伝達期間および電力非伝達期間が形成され、上記制御によって上記電力非伝達期間の長さが変化するようにしたもの」でないから、これらをいかように組み合わせても本件請求項１に係る発明に到ることはなく、したがって、本件請求項１に係る発明は、引用例１〜引用例４のいずれかに記載された発明であるとも、これらから容易になしえたともいうことができない。
　請求項２、請求項３に係る発明については、これらの発明は請求項１に係る発明の構成に更に別の構成が付加されたものであるから、請求項２、請求項３に係る発明が引用例１〜引用例４のいずれかに記載された発明であるとも、これらから容易になしえたともいうことができないことは明らかである。
　請求項４に係る発明については、請求項１に係る発明の絶縁コンバータトランスの１次側巻線に付随するリーケージインダクタンス作用を、絶縁コンバータトランスの１次側巻線に直列に接続した独立したインダクタンス素子を設けてこれにさせるようにしたものであって、上記請求項１に係る発明と引用例１〜引用例４について対比判断した点はそのまま当てはまり、請求項５に係る発明についても上記請求項２、請求項３に係る発明について対比判断した点がそのまま当てはまる。
　
６．むすび
　以上から明らかなように、特許異議申立人の特許異議申立の理由及び証拠によっては本件請求項１〜５に係る発明についての特許を取り消すことができない。
　また、他に本件請求項１〜５に係る発明について特許を取り消すべき理由を発見しない。
　よって、結論のとおり決定する。
【異議決定日】
平成１２年５月３１日（２０００．５．３１）