(57)【要約】本発明は、或る電圧を多数の出力電圧に変換する電圧変換器であって、誘導性のエネルギー蓄積素子（L）に接続されて、誘導性のエネルギー蓄積素子を経て電流を流したり、それに流れる電流を遮断したりする第１のスイッチング回路（S0）と；誘導性のエネルギー蓄積素子（L）に蓄積されたエネルギーを制御可能に放出する少なくとも２つの第２のスイッチング回路（S1）であって、各々の入力端が誘導性のエネルギー蓄積素子（L）に並列に接続され、且つ各々が寄生素子を具えている、少なくとも２つの第２のスイッチング回路（S1）と；第２のスイッチング回路（S1）がターンオフされると、各スイッチング回路（S1）の寄生素子に流れる電流をバルク電圧の適切な選択制御によって抑制し得るように、スイッチング回路（S1）の寄生素子に制御電圧を選択的に供給する制御電圧選択手段と；を具えている電圧変換器に関する。寄生素子の負の影響はバルク電圧の適切な選択制御によって抑制することができる。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
或る電圧を多数の出力電圧に変換する電圧変換器であって、
誘導性のエネルギー蓄積素子（L）に接続されて、該誘導性エネルギー蓄積素子（L）に電流を流したり、該エネルギー蓄積素子（L）への電流を遮断したりする第１のスイッチング回路（S0）と；
前記誘導性エネルギー蓄積素子（L）に蓄積されたエネルギーの放出を制御し得る少なくとも２つの第２のスイッチング回路（S1）であって、これらの各第２のスイッチング回路は、それぞれの入力端にて互いに前記誘導性エネルギー蓄積素子に並列に接続され、且つ各第２のスイッチング回路（S1）は寄生素子を具えている、少なくとも２つの第２のスイッチング回路（S1）と；
前記第２のスイッチング回路（S1）がターンオフされると、当該スイッチング回路（S1）の寄生素子に流れる電流が阻止されるように、当該スイッチング回路（S1）の寄生素子に制御電圧を選択的に供給するための制御電圧選択手段と；
を具えている電圧変換器。
【請求項２】
デジタル制御信号（PMOSonｎ，SELECTｎ）を用いて前記第１及び第２のスイッチング回路（S0,S1）を選択的に動作させるデジタル制御部（DC）をさらに具え、前記各第２のスイッチング回路（S1）が：
デジタル制御信号（PMOSonｎ）に応答するレベルシフタ（LS）と；
前記制御電圧選択手段に関連付けられ、前記制御電圧を選択供給するために他のデジタル制御信号（SELECTｎ）に応答する選択回路と；
前記レベルシフタに接続されたゲート及び前記選択回路に接続されたバックゲートを具えているPMOSトランジスタと；
出力電圧（VCCn）が基準電圧以下に降下したことを示すデジタル出力信号（PUMPn）を供給する比較手段と；
を含むようにした、請求項１に記載の電圧変換器。
【請求項３】
前記制御電圧選択手段が、前記電圧変換器にて利用できる最高の有効電圧（VMAX）を決定すべく構成されると共に、この決定最高有効電圧を制御電圧として供給すべく構成される電圧決定回路を具えている、請求項１又は２に記載の電圧変換器。
【請求項４】
全ての構成要素を単一のICチップパッケージ内に組み込むようにした、請求項１に記載の電圧変換器。
【請求項５】
請求項１〜４のいずれか一項に記載の電圧変換器を具えている電力管理ユニット。
【請求項６】
請求項５に記載の電力管理ユニットを具えているモバイルデバイス。
【請求項７】
入力電圧を多数の出力電圧に変換するための請求項１に記載の電圧変換器を動作させる方法であって、以下のステップ、即ち、
第１のスイッチング回路（S0）によって誘導性のエネルギー蓄積素子（L）にエネルギーを蓄積するステップと；
多数の出力電圧を生成するために、前記誘導性エネルギー蓄積手段（L）に蓄積されたエネルギーを第２のスイッチング回路（S1）によって選択的に放出させるステップであって、各第２のスイッチング回路（S1）は、それぞれの入力側にて互いに前記誘導性エネルギー蓄積素子（L）に並列に接続され、且つ各第２のスイッチング回路は寄生素子を具えている、エネルギーの選択的放出ステップと；
前記第２のスイッチング回路（S1）がターンオフされると、当該スイッチング回路（S1）の寄生素子に流れる電流が阻止されるように、当該スイッチング回路（S1）の寄生素子に制御電圧を選択的に供給するステップと；
を有する、電圧変換器の動作方法。
【請求項８】
前記第２のスイッチング回路（S1）の１つの出力電圧が、前記誘導性エネルギー蓄積素子へのエネルギーの蓄積前に、関連する基準電圧以下に降下したことを検出するステップと；
前記誘導性エネルギー蓄積素子にエネルギーを蓄積すべく電流を流すために、前記第１のスイッチング回路（S0）をターンオンするステップと；
検出した出力電圧（VCCn）に関連する第２のスイッチング回路（S1）を選択するステップと；
前記検出した出力電圧（VCCn）を前記選択した第２のスイッチング回路（S1）に印加するステップと；
前記第１のスイッチング回路（S0）をターンオフするステップと；
前記誘導性エネルギー蓄積素子（L）に蓄積されているエネルギーを放出させるために、  前記選択した第２のスイッチング回路（S1）をターンオンするステップと；
前記選択した第２のスイッチング回路（S1）をターンオフするステップと；
前記第２のスイッチング回路（S1）の選択を解除するステップと；
前記検出した出力電圧が関連の基準電圧（Vref）よりも低い限りは、前記選択した第２のスイッチング回路（S1）をターンオフするステップまでの上記ステップを繰り返すステップと；
をさらに具えている、請求項７に記載の方法。
【請求項９】
前記電圧変換器にて利用できる最高有効電圧（VMAX）を決定して、この電圧を制御電圧として供給する、請求項７又は８に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、或る電圧を多数の出力電圧に変換する電圧変換器に関する。
【０００２】
本発明はさらに、前記第１節にて述べた電圧変換器を具えている電力管理ユニットにも関する。
【０００３】
さらに本発明は、前記第２節にて述べた電力管理ユニットを具えているモバイルデバイスにも関する。
【０００４】
本発明はさらに、前記電圧変換器を動作させる方法にも関する。
【背景技術】
【０００５】
本発明は、例えば、携帯電話、形態情報端末（PDA）又はラップトップコンピュータのようなモバイルデバイス用の電源に用いることができる。多数の出力電圧を有する電圧変換器は、一般に、直流（DC）入力電圧源から多数の直流出力電圧を取り出すのに用いられる。これらの出力電圧のレベルは、直流入力電圧のレベルよりも高くすることができる。このような電圧変換器は、通常、DC/DC電圧変換器又はスイッチモード電源（SMPS）と称される。所謂DC/DC変換器は一般に技術的に知られている。電圧変換器は、インダクタのようなエネルギー蓄積手段を具えて、これに直流入力電圧源から得られるエネルギーを蓄積する。このエネルギーが実質上、多数の出力電圧を生成するのに用いられる。エネルギー蓄積手段は循環的にエネルギーをチャージ及びデチャージし、エネルギー蓄積手段から電圧変換器の出力端へのエネルギーの流れはデジタル制御スイッチデバイスによって制御される。
【０００６】
しかしながら、このようなスイッチ回路は、通常、スイッチング素子としてのあらゆる技術のトランジスタを具えている。このようなトランジスタは、それらの構造のために、寄生素子、例えば寄生ダイオードを具えており、このような寄生素子は実質上スイッチングロスをまねき、出力電圧を安定に調整するのに悪影響を及ぼす。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
従って、本発明の目的は、上述した欠点を克服する、前記第１節にて規定したタイプの電圧変換器、前記第２節にて規定したタイプの電力管理ユニット、前記第３節にて規定したタイプの、電力管理ユニットを具えているモバイルデバイスを提供すること、及び前記第４節にて規定したタイプの電圧変換器を動作させる方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するために、本発明による電圧変換器には種々の特徴機能を設けて、本発明による電圧変換器を下記のように特徴付ける。
【０００９】
本発明は、或る電圧を多数の出力電圧に変換する電圧変換器であって、
誘導性のエネルギー蓄積素子に接続されて、該誘導性エネルギー蓄積素子に電流を流したり、該エネルギー蓄積素子への電流を遮断したりする第１のスイッチング回路と；
前記誘導性エネルギー蓄積素子に蓄積されたエネルギーの放出を制御し得る少なくとも２つの第２のスイッチング回路であって、これらの各第２のスイッチング回路は、それぞれの入力端にて互いに前記誘導性エネルギー蓄積素子に並列に接続され、且つ各第２のスイッチング回路は寄生素子を具えている、少なくとも２つの第２のスイッチング回路と；
前記第２のスイッチング回路がターンオフされると、当該スイッチング回路の寄生素子に流れる電流が阻止されるように、当該スイッチング回路の寄生素子に制御電圧を選択的に供給するための制御電圧選択手段と；
を具えている電圧変換器にある。
【００１０】
上述した目的を達成するために、本発明による電力管理ユニットには種々の特徴機能を設けて、本発明による電力管理ユニットを下記のように特徴付けることができる。
【００１１】
電圧変換器を有する電力管理ユニットが、請求項１〜４のいずれか１項に記載の電圧変換器を具えるようにする。
【００１２】
上述した目的を達成するために、本発明によるモバイルデバイスには種々の特徴機能を設けて、本発明によるモバイルデバイスを下記のように特徴付けることができる。
【００１３】
モバイルデバイスが、請求項５に記載の電力管理ユニットを具えるようにする。
【００１４】
上述した目的を達成するために、本発明による電圧変換器を動作させる方法には種々の特徴機能を設けて、本発明による電圧変換器を動作させる方法を下記のように特徴付けることができる。
【００１５】
本発明は、入力電圧を多数の出力電圧に変換するための請求項１に記載の電圧変換器を動作させる方法であって、以下のステップ、即ち、
第１のスイッチング回路によって誘導性のエネルギー蓄積素子にエネルギーを蓄積するステップと；
多数の出力電圧を生成するために、前記誘導性エネルギー蓄積手段に蓄積されたエネルギーを第２のスイッチング回路によって選択的に放出させるステップであって、各第２のスイッチング回路は、それぞれの入力側にて互いに前記誘導性エネルギー蓄積素子に並列に接続され、且つ各第２のスイッチング回路は寄生素子を具えている、エネルギーの選択的放出ステップと；
前記第２のスイッチング回路がターンオフされると、当該スイッチング回路の寄生素子に流れる電流が阻止されるように、当該スイッチング回路の寄生素子に制御電圧を選択的に供給するステップと；
を有している、電圧変換器の動作方法にある。
【００１６】
本発明による特徴機能の利点は、寄生ダイオードのような寄生素子を有するスイッチング回路を包含する電圧変換器を、スイッチングロスを低減させ、且つ調整出力電圧への負の影響を回避し得るように、首尾よく制御し得ることにある。本発明による電力管理ユニットの特徴機能の利点は、本発明による電圧変換器を用いることによって、電力管理ユニットを、携帯電話や、電子カメラや、ラップトップコンピュータ等のようなモバイルデバイス用の特殊な電源を有する必要のある、あらゆる家庭用電化製品に用いることができるコンパクトで、信頼できるものにすることにある。
【００１７】
本発明によるモバイルデバイスの機能特徴の利点は、本発明による電圧変換器を用いることによって、このようなデバイスの電力管理ユニットを信頼できるコンパクトなものにすることができることにある。
【００１８】
最後に、本発明による電圧変換器を動作させる方法の特徴機能は、本発明による電圧変換器内の寄生素子を有効に制御する。
【００１９】
請求項２及び８にそれぞれ記載の手法の利点は、それぞれ電圧変換器をデジタル制御信号によって制御して、多数の調整した（即ち、フライバック制御した）出力電圧を提供し得ることにある。
【００２０】
請求項３及び９にそれぞれ記載の手法の利点は、電圧変換器の出力電圧を全て用いない場合でも、選択されていないスイッチング回路の寄生素子に流れる電流が抑制されることにある。
【００２１】
請求項４に記載の手法の利点は、電圧変換器を、モバイルデバイスに組み込むのに好適なコンパクトなサイズにて実現できることにある。
【００２２】
本発明の上述したような要点及び他の要点は、以下の本発明の実施例についての説明から明らかになるであろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
図１は、電圧変換器、即ち、入力電圧を多数の出力電圧に変換するための本発明による、所謂DC/DC変換器の全体図である。
【００２４】
DC/DC変換器は、コイルのような誘導性のエネルギー蓄積素子Ｌに接続される第１のスイッチング回路S0を具えており、エネルギー蓄積素子Lは供給電圧VDDに接続されている。多数の第２のスイッチング回路S1は、誘導性エネルギー蓄積素子Lの一端における回路点LXにて第１のスイッチング回路S0に並列に接続される。
【００２５】
各第２のスイッチング回路S1は出力電圧を供給し、これらの出力電圧はお互い間の差である。出力電圧は、各第２のスイッチング回路S1の出力端に接続したコンデンサCにて得ることができる。
【００２６】
DC/DC変換器はさらに、電圧決定回路DETも具えており、この決定回路は、DC/DC変換器の各出力電圧及びDC/DC変換器の入力電圧VDD用の入力端子と、電圧VMAXを供給する出力端子とを有している。決定回路は、スイッチング回路S1で利用できる最高有効電圧及び入力電圧VDDを決定して、この最高有効電圧を出力端子に電圧VMAXとして供給する。
【００２７】
DC/DC変換器はさらに、デジタル制御部DCも具えており、このデジタル制御部は、第１及び第２のスイッチング回路S0，S1から制御信号を受信したり、これらのスイッチング回路へ制御信号を供給したりして、これらのスイッチング回路S0及びS1を選択的に動作させる。さらに、前記デジタル制御部DCは、各第２のスイッチング回路S1から、この第２のスイッチング回路S1に関連する出力電圧が基準電圧Vref以下に降下したことを示すデジタル信号を受信する。デジタル制御部は、デジタル信号PUMPnを受信すると、後に説明するように、制御信号SELECTn，PMOSonn及びNMOSonnによるスイッチングシーケンスを実行して、PUMPn信号を受信したそれぞれのS1スイッチング回路の電圧を高める。
【００２８】
第１のスイッチング回路S0はNMOSトランジスタを具えており、これにはダイオードが並列に接続されている。
【００２９】
各第２のスイッチング回路S1はPMOSトランジスタと、レベルシフタLSと、選択回路と、比較器とを具えている。比較器は、基準電圧ＶＲＥＦをこの第２のスイッチング回路S1に関連する出力電圧と比較し、比較器の出力端はジタル制御信号PUMPをデジタル制御部DCに供給する。レベルシフタLSは、デジタル制御部DCからのデジタル制御信号PMOSonを受信する入力端と、PMOSトランジスタのゲートに接続される出力端とを有している。選択回路は、PMOSトランジスタのバルク電圧を制御するためにPMOSトランジスタのバックゲートに接続されている。選択回路は、デジタル制御部からデジタル信号SELECTnを受信して、PMOSトランジスタのバルク電圧用の制御電圧を供給する。この制御電圧によって寄生ダイオードを逆バイアスして、PMOSトランジスタを経てバルクに電電流が流れないようにすることができる。選択回路は、電圧決定回路DETによって供給される電圧VMAXと、その出力電圧VCCiに関連する第２のスイッチング回路S1の出力電圧との間の電圧を選択することができる。
【００３０】
一実施例によれば、電圧決定回路DETは、DC/DC変換器の全ての出力電圧を用いる場合に省くことができる。この場合には、DC/DC変換器の最高有効電圧が前もって分かっているために、その電圧を決定する必要がないのである。しかしながら、DC/DC変換器によって供給される全ての出力電圧が用いられない場合には、DC/DC変換器にて利用できる最高出力電圧が予め定められないため、決定回路DETによって決定しなければならない。DC/DC変換器の全出力電圧のうちから、最高出力電圧を決定する方法は技術的に良く知られているため、これについての説明は省略するものとする。
【００３１】
デジタル制御部DCは、スイッチングシーケンスを繰り返し行って、一度に１つの枝路のみを制御して、各スイッチング回路S1に関連する出力電圧が基準電圧Vref以下に降下したことを示す、各スイッチング回路S1のPUMP信号におけるトランジションの受信時に出力電圧を上昇させて、高めなければならない。全て並列の第２のスイッチング回路S1をほとんど同時に制御するためには、デジタル制御部DC及びスイッチング回路を多重モードで動作させることができる。
【００３２】
１つの特定の出力電圧に対するスイッチングシーケンスの実行中には、寄生ダイオードのような寄生素子を逆バイアスに保ち、PMOSトランジスタのターンオフ状態にてこのトランジスタのバルクに流れる電流を抑制しなければならず、さもなければ、スイッチングシーケンスを目下実行しているDC/DC変換器の枝路に流れる電流が低減して、スイッチングロスを引き起こすことになる。このようなスイッチングロスは、DC/DC変換器回路の加熱を増大し、DC/DC変換器の寿命を短くすることになる。
【００３３】
このために、選択回路及び決定回路DETを具えている制御電圧選択手段は適切な制御電圧を提供し、この制御電圧を各PMOSトランジスタのバックゲートに供給して、寄生ダイオードを逆バイアスする。全ての第２のスイッチング回路S1は並列に接続されているから、これらに供給される電圧は全て同じであるため、DC/DC変換器にて利用できる最高電圧は、ターンオフされるPMOSトランジスタのバックゲートに供給して、寄生ダイオードが逆バイアスされるようにしなければならない。他方、各出力電圧を高めるためのスイッチングシーケンスを実行するために、SELECT信号により選択された１つの第２のスイッチング回路S1には、寄生ダイオードを含めて、第１のスイッチング回路S0がターンオフする場合に、コイルの電圧が急速に上昇することによる過剰電流によって回路素子が破損しないようにする必要がある。
【００３４】
しかしながら、DC/DC変換器の全出力電圧を用いる一実施例においては、最高有効出力電圧が前もって分かっているから、制御電圧選択手段が選択回路のみを具えるようにする。例えば、DC/DC変換器が３つの出力電圧、３ボルト、５ボルト、１５ボルトを有し、且つ供給電圧を３ボルトとする場合には、VMAXが１５ボルトであり、この電圧が、デジタル制御部DCによるスイッチングシーケンスに対して選択されていない各第２のスイッチング回路に供給される。
【００３５】
このことは、スイッチングシーケンスに対して選択されていない枝路における全てのダイオードが逆バイアスされるやり方で、寄生ダイオードが制御電圧選択手段によって制御されることを意味する。目下スイッチングシーケンスを実行している第２のスイッチング回路S1だけが、逆バイアスされない寄生ダイオードを有しているため、この寄生ダイオードが、第１のスイッチング回路S0のターンオフ時に電流の上昇を抑え、これにより、DC/DC変換器の回路素子が破壊されるのを防ぐことができる。
【００３６】
前述したような図１における全てのコンポーネントは、１つの単一ＩCチップパッケージに組み込んで、コンパクトなサイズにすることができる。このようなコンパクトサイズのDC/DC変換器は、携帯電話、電子カメラ、ラップトップコンピュータなどのようなモバイルデバイスの電力管理ユニットに容易に用いることができる。実際上、家庭用電化製品のほとんどにこのような電力管理ユニットを設けることができる。
【００３７】
次いで、図２及び図３を参照して、DC/DC変換器の動作を説明する。
【００３８】
図２は、本発明の実施例によるDC/DC変換器の１つの枝路のみを示し、この枝路はデジタル制御部DCによって制御されて、入力電圧VDDを出力電圧ＶCCに変換するスイッチングシーケンスを実行する。図２では、第１のスイッチング回路S0を“S0スイッチ（S0 switch）”として図解的に示し、第２のスイッチング回路S1を“S1スイッチ（S1 switch）”として図解的に示しているだけである。
【００３９】
状態（State）１では、S0スイッチが閉じて、S1スイッチが開くため、誘導性のエネルギー蓄積素子、即ちコイルがエネルギーを蓄積する。デジタル制御部DCが、S1スイッチのPUMP信号中に、このスイッチに関連する出力電圧が基準電圧Vref以下に降下したことを示すトランジションを見つけた場合には、デジタル制御部DCは、その確固たるPUMP信号に関連する各S1スイッチにデジタル制御信号PMOSon及びSELECTを送信することによってスイッチングシーケンスを開始すべく始動する。
【００４０】
表１は、デジタル制御信号PMOSonとSELECTの論理レベル、及び各スイッチS1のPMOSのゲート電圧、並びに各PMOSトランジスタのバックゲート電圧によるバルク電圧を示す真理値表である。
【００４１】
【表１】
2008516576.tif 000003
【００４２】
上記表から明らかなように、VMAXは、寄生ダイオードを逆バイアスするために、信号SELECTが低レベルにある限りバルクに供給される。VMAXはDC/DC変換器の最大電圧であるから、寄生ダイオードは、目下スイッチングシーケンスを実行しているS1スイッチの出力電圧に無関係に逆バイアスされる。
【００４３】
基準電圧Vref以下に降下した出力電圧に関連するDC/DC変換器の所定枝路の出力電圧を高めるスイッチングシーケンスは、状態１にて始動し、この状態ではエネルギーが所定時間T1の間、コイルに蓄積されている。
【００４４】
状態２では、デジタル制御部DCが、図３のクロノグラムから明らかなように、SELECT高、NMOSon低信号を送信する。このことは、S0スイッチが開いて、接続点LXにおける電圧が急速に上昇することを意味する。これと同時に、PMOSトランジスタのバックゲートに、VMAXの代わりにＶCCが供給されるから、寄生ダイオードは最早逆バイアスされなくなる。接続点LXにおける電圧は、寄生ダイオードの順方向電圧に達するまで上昇し、寄生ダイオードを経て流れる電流は、LXにおける電圧の上昇を抑えて、過剰電圧により回路素子が破壊されるのを防止する。これは、図３の状態２に、LXの電圧信号による先端部によって示すように、明らかである。このことは、コイルへのエネルギーの蓄積が停止し、この状態の期間中、全てのスイッチがオフすることを意味する。従って、出力端LXでのフライバックをクランプするために、LXと出力電圧ＶCCとの間にパスを作成する必要がある。
【００４５】
状態３では、PMOSon信号が低レベルから高レベルに遷移したから、S1スイッチは閉じる。このことは、コイルからのエネルギーがＶCCに接続された出力コンデンサに放出されることを意味する。所定時間T3後には、コイルからコンデンサへのエネルギーの放出は、PMOSon信号の高レベルから低レベルへの遷移で、S1スイッチを開くことによって、停止される。従って、この状態の期間中は、全てのスイッチがオフすることになり、このことは、この場合にも、コイルの電流がゼロになるまで出力端LXでのフライバックをクランプするために、ＶCCとLXとの間にパスを作成する必要があることを意味する。これも、LXの出力電圧における上昇を制限する寄生ダイオードによって達成される。
【００４６】
次いで、状態５では、所定時間Ｔ２の経過後に、SELECT信号が高レベルから低レベルに移り、これは、VMAXがPMOSトランジスタ（S1スイッチ）のバックゲートに印加され、寄生ダイオードが再び逆バイアスされて、コイルの出力電圧VCCが隔離されることを意味する。
【００４７】
PUMP信号がまだ各S1スイッチの低出力電圧にあることを示している旨をデジタルコントロール部が確認した場合に、スイッチングシーケンスは再度繰り返される。
【００４８】
S1スイッチが選択されると（SELECTｎが高）、図３のクロノグラムが実行される。全て並列のS1スイッチのうち、１つのS1スイッチだけが同じ時間に高になり得、他のスイッチは強制的に低になる。S1スイッチが、状態１にあるとき以外に選択されないとき、即ちターンオフされるときには、VMAXをバルクに印加することにより規制ダイオードを逆バイアスする。
【００４９】
従って、寄生ダイオードの負の影響は、それら寄生ダイオードのトランジスタがターンオフされる場合には、寄生ダイオードを逆バイアスし、且つ各PMOSトランジスタをスイッチングシーケンス中にターンオンさせなければならない場合には、寄生トランジスタを逆バイアス又は順方向バイアスしないように、バルク電圧を適切に選択制御することにより抑制することができる。このようにして、携帯電話、電子カメラ、ラップトップコンピュータ等のようなモバイルデバイス用の電力管理ユニットに用いることができる、信頼でき、且つコンパクトなDC/DC変換器を提供することができる。
【００５０】
特許請求の範囲における参照符号は例証目的のために付したに過ぎず、保護しようとする方法の範囲を限定するものとして解釈されるものではないことに留意すべきである。
【図面の簡単な説明】
【００５１】
【図１】本発明の一実施例による電圧変換器のブロック線図である。
【図２】本発明による電圧変換器のスイッチングシーケンス中における当該電圧変換器の１つの変換枝路における種々の状態を示す図である。
【図３】図２の状態に関連するそれぞれの状態にわたるデジタル制御信号のクロノグラムを示す図である。
【図１】
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【図２】
2008516576.tif 000005
【図３】
2008516576.tif 000006
【国際調査報告】
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2008516576.tif 000008
2008516576.tif 000009