(57)【要約】  ダイレクト・コンバージョン手順によって周波数変調済みのＲＦ信号を受信および復調するための受信器（２００）が、ＲＦ入力信号（ｘ（ｔ））を受信するための入力信号経路（１０１）と、Ｉチャネル内の入力信号の同位相成分（Ｉ（ｔ））を生成するように、ＲＦ入力信号を同位相基準信号と混合するための第１のミキサ（１０７）を含む、この入力信号経路に接続されたＩチャネル（１０３）と、Ｑチャネル内の入力信号の直交位相成分（Ｑ（ｔ））を生成するように、入力信号を直交位相基準信号と混合するための第２のミキサ（１０９）を含む、この入力信号経路に接続されたＱチャネル（１０５）とを含み、ＩチャネルおよびＱチャネルの１つに接続され、受信器によって生成される、またそれぞれのチャネル内の入力信号成分と組み合わされるＤＣオフセットを、繰り返して測定および補償するための補償器をさらに含むことを特徴とする。
2008536367.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ダイレクト・コンバージョン手順によって周波数変調済みのＲＦ信号を受信および復調するための受信器であって、該受信器はＲＦ入力信号を受信するための入力信号経路と、該入力信号経路に接続され、該入力信号の同位相（Ｉ）成分および直交位相（Ｑ）成分を処理するための成分チャネルとを含み、該受信器は該成分チャネルの１つに接続され、受信器によって生成され、且つ該それぞれのチャネル内の入力信号成分と組み合わされるＤＣオフセットを、繰り返して測定および補償するための補償器をさらに含む、受信器。
【請求項２】
前記補償器が、（ｉ）前記それぞれのチャネル内の前記入力信号成分の値の、Ｎ個のサンプルの集合を取得すること、（ｉｉ）該Ｎ個のサンプルについて得られた値を加算すること、（ｉｉｉ）該和をサンプルの数Ｎで除算することによって平均値を計算することにより、前記それぞれのチャネル内に存在するＤＣノイズの成分を推定するように動作可能な推定器と、前記それぞれのチャネル内で該推定されたＤＣオフセット成分を取り消す調整信号を前記入力信号と組み合わせるように動作可能なコンバイナとを含む、請求項１に記載の受信器。
【請求項３】
前記ＲＦ入力信号を同位相基準信号と混合して、Ｉチャネルにおける前記入力信号の同位相成分（Ｉ（ｔ））を生成する第１のミキサ（１０７）を含む、前記入力信号経路に接続されたＩチャネル（１０３）と、前記入力信号を直交位相基準信号と混合して、Ｑチャネルにおける前記入力信号の直交位相成分（Ｑ（ｔ））を生成する第２のミキサ（１０９）を含む、前記入力信号経路に接続されたＱチャネル（１０５）と、前記受信器によって生成され、且つ該Ｉチャネルにおいて前記入力信号成分と組み合わされるＤＣオフセットを測定および補償するためのＩチャネル補償器と、前記受信器によって生成され、且つ該Ｑチャネルにおいて前記入力信号成分と組み合わされるＤＣオフセットを測定および補償するためのＱチャネル補償器とを含む、請求項１または請求項２に記載の受信器。
【請求項４】
前記Ｉチャネル補償器および前記Ｑチャネル補償器が、サンプルの所与の集合における前記入力信号成分のサンプルの同じ数Ｎを取得するように動作可能である推定器を含む、請求項３に記載の受信器。
【請求項５】
前記補償器または各補償器の前記推定器が、集合毎に可変であるサンプルの集合において、サンプルの数Ｎを取得するように動作可能である、請求項１乃至４のいずれか１項に記載の受信器。
【請求項６】
前記補償器または各補償器の前記推定器に動作可能な状態で結合され、且つ制御信号を提供して、前記補償器の前記推定器が、前記推定器により推定されたＤＣノイズの値を、使用のためにリリースするか、またはリリースするのを中断するべきであるかを示すように動作可能な推定器コントローラを含む、請求項１乃至５のいずれか１項に記載の受信器。
【請求項７】
前記推定器コントローラがまた、前記推定器または各推定器によって使用される積分またはサンプリング時間を示して、前記入力信号の値の集合をサンプリングするようにも動作可能である、請求項６に記載の受信器。
【請求項８】
前記推定器コントローラが、前記入力信号の搬送波と前記基準信号との間の周波数のオフセットの関数であるパラメータの値を測定するように動作可能なオフセット検出器を含み、ｋはゼロまたは整数であり、ｆｍは前記入力信号の変調用周波数であるときに、オフセットが周波数ｋ．ｆｍを含む帯域内にあると判定され、前記推定器コントローラが、前記少なくとも一つの推定器または各少なくとも一つの推定器に信号を発信して前記推定器によって推定されたＤＣノイズの値をリリースするのを中断するように動作可能である、請求項６または請求項７に記載の受信器。
【請求項９】
前記オフセット検出器が、周波数の前記オフセットの関数である前記パラメータの計算値が所定の閾値より大きいかどうか検出するように動作可能であり、該計算値が該閾値より大きい場合、前記推定器コントローラが前記信号を発信して、前記推定器が推定したＤＣオフセットの前記値をリリースするのを中断するように動作可能である、請求項８に記載の受信器。
【請求項１０】
Ｉｎｔが、Ｎ個のサンプルの集合について
【数１】
2008536367.tif 000013
によって与えられ、上式で、ＩＩ＝ｓｉｎ（β・ｓｉｎ（２・π・ｆｍ・ｔ））およびＱＩ＝ｃｏｓ（β・ｓｉｎ（２・π・ｆｍ・ｔ））であり、上式で、ＩｒおよびＱｒが、受信されたＦＭ変調済みの信号の直交成分であり、上式で、ＩＩおよびＱＩが、変調用周波数ｆｍおよび変調指数βを有する所与の受信された信号についての、前記検出器に関連付けられたメモリ内で格納された成分値であるときに、前記オフセット検出器が、パラメータＩｎｔの値が所定の閾値より大きいかどうか検出するように動作可能である、請求項９に記載の受信器。
【請求項１１】
前記オフセット検出器が、前記パラメータの前記計算値が前記所定の閾値より大きいと判定した場合、前記推定器コントローラが前記オフセット検出器に信号を発信して、増大された積分時間を使用して前記パラメータ値を再計算するように動作可能であり且つ、前記推定器または各推定器に信号を発信して、推定されたＤＣノイズ成分の値を再計算するように動作可能である、請求項９または請求項１０に記載の受信器。
【請求項１２】
前記基準信号を生成するための局部発振器と、ように前記基準信号の位相をシフトして前記直交位相基準信号を生成するための、該局部発振器に接続された移相器と、該局部発振器によって生成された前記基準信号の周波数を設定するための周波数セッタとを含み、該周波数セッタが、前記基準信号の周波数を変えるように動作可能である、請求項３乃至１１のいずれか１項に記載の受信器。
【請求項１３】
前記入力信号の搬送波と前記基準信号との間の周波数のオフセットの関数であるパラメータの値を測定するように動作可能なオフセット検出器を含む、前記周波数セッタに動作可能に結合されたコントローラを含み、ｋはゼロまたは整数であり、ｆｍは前記入力信号の変調用周波数であるとき、オフセットが周波数ｋ．ｆｍを含む帯域内にあると判定され、前記コントローラが前記周波数セッタに信号を発信して、基準周波数を該帯域の外側の周波数にシフトするように動作可能である、請求項１２に記載の受信器。
【請求項１４】
Ｉｎｔが、Ｎ個のサンプルの集合について
【数２】
2008536367.tif 000014
によって与えられ、上式で、ＩＩ＝ｓｉｎ（β・ｓｉｎ（２・π・ｆｍ・ｔ））およびＱＩ＝ｃｏｓ（β・ｓｉｎ（２・π・ｆｍ・ｔ））であり、上式で、ＩｒおよびＱｒが、受信されたＦＭ変調信号の直交成分であり、上式で、ＩＩおよびＱＩが、変調用周波数ｆｍおよび変調指数βを有する所与の受信された信号についての、前記オフセット検出器に関連付けられたメモリに格納された成分値であるとき、前記オフセット検出器が、パラメータＩｎｔの値が所定の閾値より大きいかどうか検出するように動作可能である、請求項１３に記載の受信器。
【請求項１５】
前記周波数セッタが、前記コントローラから信号を受信したことに応答して、基準周波数を、実質的に前記周波数ｆｍの値の半分に等しい量だけ変更するように動作可能である、請求項１３または請求項１４に記載の受信器。
【請求項１６】
前記オフセット検出器によって使用される前記積分時間が所定の最大値に達したとき、前記コントローラが前記周波数セッタに信号を発信して、基準周波数を変更するように動作可能である、請求項１５に記載の受信器。
【請求項１７】
前記周波数セッタに動作可能な状態で結合された前記コントローラが、前記推定器または各推定器に動作可能な状態で結合され、且つ前記推定器または各推定器に制御信号を発信するように動作可能な前記推定器コントローラでもある、請求項１３乃至１６のいずれか１項に記載の受信器。
【請求項１８】
前記推定されたＤＣオフセットを取り消した後で、前記成分チャネルに存在する前記入力信号の前記成分を組み合わせて復調信号を生成するための１つまたは複数のプロセッサと、ユーザ出力信号を生成するための出力トランスデューサ・デバイスとを含む、請求項１乃至１７のいずれか１項に記載の受信器。
【請求項１９】
ダイレクト・コンバージョン手順によって周波数変調ＲＦ信号を受信および復調するための受信器における動作の方法であって、入力ＲＦ入力信号を受信すること、成分チャネルにおける該入力信号の同位相（Ｉ）成分および直交位相（Ｑ）成分を処理すること、および、受信器によって生成され、且つ該成分チャネルの少なくとも１つの入力信号成分と組み合わされるＤＣオフセットを、繰り返して測定することおよび補償することを含む方法。
【請求項２０】
（ｉ）それぞれの成分チャネルにおけるのサンプリングされた入力信号成分の値の、Ｎ個のサンプルの集合を取得すること、（ｉｉ）該Ｎ個のサンプルについてら取得された値を加算すること、（ｉｉｉ）該和をサンプルの数Ｎで除算することによって平均値を計算することにより、該それぞれのチャネルに存在するＤＣオフセットの成分を推定すること、および、該それぞれのチャネルで該推定されたＤＣオフセット成分を取り消す調整信号を該サンプリングされた入力信号成分と組み合わせることを含む、請求項２１に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、周波数変調（ＦＭ）信号を受信および復調するための受信器、ならびにその受信器内での動作の方法に関する。より詳細には、本発明は、受信されたＦＭ信号がベースバンド信号に直接ダウンコンバートされるダイレクト・コンバージョン手順によって動作する受信器に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来のＦＭ受信器には、ダイレクト・コンバージョン・アーキテクチャを使用して構築されたとき問題がある。受信器のハードウェア構成要素の動作によって引き起こされる残留ＤＣオフセットが入力信号に加えられ、たとえば可聴信号の形態でユーザに提供される出力において、所望されない歪みを引き起こす。残留ＤＣオフセットは、たとえば、受信器のミキサ内の局部発振器からの放射によって、また、受信器の増幅器内のＤＣ不均衡によって引き起こされる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
従来技術では、この問題は十分に処理されていない。１回限りの（ｏｎｅ  ｏｆｆ）補正が、たとえば工場生産中に適用されている。しかし、ＤＣオフセットは、たとえば温度の変化の結果として、時間の経過につれて変動する可能性がある。したがって、この１回限りの補正は、特にＤＣオフセットの狭い許容範囲を受け入れるべきである場合、時間の経過につれて効果のないものとなる可能性がある。たとえば、いくつかの受信器では、１０μＶの最大残留ＤＣオフセット・レベルが達成されることを必要とする一方、存在するＤＣオフセット・レベルが２００μＶと同程度の高さである。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
本発明によれば、第１の態様において、ダイレクト・コンバージョン手順によって周波数変調済みのＲＦ信号を受信および復調するための受信器が提供され、その受信器は、添付の特許請求の範囲の請求項１に規定されている通りである。
【０００５】
本発明によれば、第２の態様において、ＦＭ受信器内での動作の方法が提供され、その方法は、添付の特許請求の範囲の請求項２１に規定されている通りである。
本発明は、受信器における上述の所望されないＤＣオフセットという問題が低減される、または解消される、改良されたＦＭ受信器、およびその受信器内での使用の方法を提供する。ＤＣオフセットは、計算を、好ましくは連続的に実行することによって、存在するＤＣオフセットのレベルを推定するための推定器によって、また、推定されたＤＣオフセットを取り消すように調整信号を使用して補正を適用することによって、推定手順を繰り返し実行して推定される。好適には、計算および補正は、受信器のＩチャネルおよびＱチャネルのそれぞれにおいて推定器を使用して、適用される。推定器によって実行される計算は、それぞれのチャネル内の入力信号成分の値の、Ｎ個のサンプルの集合を取得すること、（ｉｉ）Ｎ個のサンプルについて得られた値を加算すること、（ｉｉｉ）その和をサンプルの数Ｎで除算することによって平均値を計算することを含む。
【０００６】
受信器は、受信されたＦＭ入力信号の搬送波周波数（中心周波数）と、受信器の局部発振器の基準周波数との間の周波数オフセットに関連するパラメータの値を計算する検出器を有利に含む。検出器は、その値が所定の閾値を超えるかどうか判定する。閾値は、オフセット周波数がゼロに近いか、または搬送される情報信号（たとえばオーディオまたはサブオーディオ信号）の周波数の整数倍であることを示す。搬送される信号は、後述のように、既知のトーン周波数であることが有益である。検出器により、計算値が閾値より大きいと決定された場合、検出器に関連付けられたコントローラは、ＤＣオフセットの成分を推定するために使用される推定器のサンプリング（積分）時間を増大する。サンプリング時間が所定の最大値に達した場合、コントローラは、局部発振器によって生成される基準周波数信号の周波数を、受信された入力信号によって搬送される情報信号、たとえばオーディオもしくはサブオーディオ信号または既知の周波数のトーンの周波数の半分に等しい量だけシフトさせる信号を出力する。
【発明の効果】
【０００７】
本発明の受信器および方法は、ＦＭ入力信号が受信器の入力端子で受信されつつある間に、ＤＣ受信器オフセットを、頻繁に、または連続的に、また復調される信号を歪ませることなしに、推定および補償することを可能にし、それにより、そのようなＤＣオフセットによって引き起こされる歪みを適切に最小限に抑える、または解消することを有利に可能にし、それにより、ユーザに出力として、たとえば話声またはデータ情報として提供される信号の品質を改善する。
【０００８】
次に、本発明の実施形態について、添付の図面を参照して、例として記載する。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
図１は、本発明によって対処される問題を例示する既知のＲＦダイレクト・コンバージョンＦＭ受信器１００を示す。入力ＦＭ信号ｘ（ｔ）は、２つのミキサ１０７、１０９に対して分岐接続１０３、１０５をそれぞれ有する入力経路１０１を介して送達される。局部発振器１１１は、入力信号ｘ（ｔ）の搬送波周波数と同じ周波数を有することが意図された基準信号を生成する。基準信号の第１の成分は、ミキサ１０７に直接印加され、そこで入力信号ｘ（ｔ）と乗算される。基準信号の第２の成分は、移相器１１３に印加される。位相が９０度だけシフトされた基準信号である移相器１１３の出力は、ミキサ１０９に印加される。ミキサ１０７、１０９のそれぞれの出力は、入力信号ｘ（ｔ）の同位相成分Ｉ（ｔ）および直交位相成分Ｑ（ｔ）である。受信器１００は、前述のように残留ＤＣオフセットを生成し、これは、接合部１１４および１１６で成分ＤＣ＿ＩおよびＤＣ＿Ｑとして成分Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）にそれぞれ加えられて示されている。ＤＣオフセット成分ＤＣ＿ＩおよびＤＣ＿Ｑにそれぞれ加えられる成分Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）は、ロー・パス・フィルタ１１５および１１７に印加される。Ｉ’（ｔ）（Ｉ（ｔ）＋ＤＣ＿Ｉ）およびＱ’（ｔ）（Ｑ（ｔ）＋ＤＣ＿Ｑ）としてそれぞれ示されるロー・パス・フィルタ１１５および１１７からの出力信号成分が、たとえば後述される形でさらに処理され、復調信号を得る。
【００１０】
したがって、分岐接続１０３、１０５、およびそれらに含まれる成分が、ＩチャネルおよびＱチャネルをそれぞれ形成する。
図１に示されている受信器の動作の数学的解析は、以下の通りである。すなわち、
入力信号ｘ（ｔ）は、従来の形で、
ｘ（ｔ）＝ｃｏｓ（ｗｔ＋φ（ｔ）＋γ）        （式１）
として表すことができ、上式で、ｗはＲＦ搬送波の角周波数であり、γは発振器の任意の位相であり、φ（ｔ）は周波数変調である。
【００１１】
出力成分Ｉ’（ｔ）およびＱ’（ｔ）は、以下の通りである。すなわち、
【００１２】
【数３】
2008536367.tif 000003
下記で述べられているトーンＦＭ変調については、以下の単純化を適用することができる。すなわち、
【００１３】
【数４】
2008536367.tif 000004
上式で、
【００１４】
【数５】
2008536367.tif 000005
は変調指数であり、Ａｍは、変調用トーン（信号）の振幅であり、ｆｍは、変調用トーンの周波数であり、ｆｄはＦＭ偏差である。
【００１５】
トーンＦＭ変調の場合のＩチャネルについては、
【００１６】
【数６】
2008536367.tif 000006
上式で、Ｊはベッセル関数を表す。
【００１７】
トーンＦＭ変調の場合のＱチャネルについては、
【００１８】
【数７】
2008536367.tif 000007
ＦＭダイレクト・コンバージョン受信器内のＤＣオフセットを除去するための従来技術の手法は、オフセットの値の１回限りの推定と、調整電圧の印加である。しかし、トーンＦＭ変調に関する上記の式４から、この手法には問題があることがわかる。すなわち、ＤＣを除去することにより、変調用情報信号のＤＣ成分であるＪ０（β）が除去されることになり、それにより、出力信号、たとえば話声など出力オーディオ信号内で歪みが導入されることになる。
【００１９】
上記で参照されているトーン変調例は、業界標準ＴＩＡ６０３に従って周波数変調をもたらす周波数ｆｍのシグナリング・トーン（変調信号として搬送された既知の周波数のオーディオ信号）の使用を想定している。これは、ＴＩＡによって出版された、「Ｌａｎｄ  Ｍｏｂｉｌｅ  ＦＭ  ＯＲ  ＰＭ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ  ａｎｄ  Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ  Ｓｔａｎｄａｒｄｓ」という名称の業界標準である。この標準は、以下の仕様詳細を含む。すなわち、「ＣＤＣＳＳ（Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ  Ｓｑｕｅｌｃｈ  Ｓｙｓｔｅｍ／連続デジタル制御スケルチ・システム）は、特定のトーンまたはデータ・パターンで変調された搬送波が受信されたときだけ、オーディオ信号が受信器のオーディオ出力部で現れることを可能にし、スクランブリングなど音声処理を選択し、音声またはデータの間で選択し、あるいはリピータ機能を制御する、トーンまたはデータに応答するデバイスを無線受信器が備えるシステムを定義するものとする。このトーンまたはデータ・パターンは、連続的なオーディオ出力について連続的に存在しなければならない。この搬送波を放出する送信機は、ＣＴＣＳＳシステム（Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ  Ｔｏｎｅ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ  Ｓｑｕｅｌｃｈ  Ｓｙｓｔｅｍ／連続トーン制御スケルチ・システム）におけるのと同様に連続的なトーンで変調されるものとし、そのトーンの周波数は、受信器出力部で、トーンに応答するＣＴＣＳＳデバイスを動作させるのに必要とされるトーンと同じである。ＣＤＣＳＳシステムでは、この搬送波を放出する送信機は、同様な形で、受信器出力部で、データ感応性の検出器を動作させるように正確なパターンを有する連続的なＮＲＺ  ＦＳＫデータ・ストリームで変調されるものとする。定義されているシステムの目的は、同じ搬送波周波数またはチャネルを共用する、他者に向けて送られる通信が聞こえる迷惑を最小限に抑えることである。特定のトーンまたはデータ・ストリームを使用することにより、各ユーザは、符号化されていない、または異なるように符号化された搬送波によるオーディオ信号の受信を防止するように、各自の搬送波を符号化する。ＣＤＣＳＳターン・オフ符号（ｔｕｒｎ  ｏｆｆ  ｃｏｄｅ）は、ＲＦ搬送波除去の前に受信器のオーディオ出力を使用不能にするのに必要な波形である。これは、スケルチ・テールまたはノイズ・エリミネータとして働く。これを達成するために、ＣＤＣＳＳエンコーダは、１３４．４±０．５Ｈｚトーンを、１５０ミリ秒から２００ミリ秒の間、送信するものとする。また、ＰＬ／ＤＰＬトーンとすることもできる（ＰＬ＝プライベート・ライン、ＤＰＬ＝デジタル・プライベート・ライン）。」
したがって、ＣＴＣＳＳ／ＣＤＣＳＳおよびＰＬ／ＤＰＬは、上記のＴＩＡ標準のプロトコルを使用する既知の標準条件下でのサブオーディオ・シグナリングである。ＰＬ／ＤＰＬトーンは、音声と平行で送信される。ＴＩＡ標準は、たとえばＰＬについて６７Ｈｚおよび７１Ｈｚにある適切なトーン周波数のリストを提供する。
【００２０】
図２は、本発明を実施するＲＦダイレクト・コンバージョンＦＭ受信器２００を示す。図１と同じである構成要素は、図１と同じ符号を有し、それ以上述べない。受信器２００は、前述のようなトーンＦＭ変調を使用して動作する。
【００２１】
図１の局部発振器１１１は、図２の受信器２００において、局部発振器２２１で置き換えられ、局部発振器２２１は、後述の形で周波数セッタ２２２によってシフトさせることができる周波数を有する出力基準信号を送る。
【００２２】
受信器２００のＩチャネル内のロー・パス・フィルタ１１５からの出力信号Ｉ’（ｔ）は、接合部２０６に送達され、接合部２０６の前で、接続２０１によってサンプリングされる。接続２０１は、Ｉ  ＤＣ推定器２０２に、また二重目的のオフセット周波数検出器２２３を組み込むコントローラ２０３に入力接続を提供する。同様に、Ｑチャネル内のロー・パス・フィルタ１１７からの出力信号Ｑ'（ｔ）は、接合部２０７に送達され、接合部２０７の前で、接続２０４によってサンプリングされる。接続２０４は、Ｑ  ＤＣ推定器２０５に、またコントローラ２０３に入力接続を提供する。コントローラ２０３からの出力接続２１８は、周波数セッタ２２２に対する入力接続を提供する。
【００２３】
Ｉ  ＤＣ推定器２０２は、接続２０１からのサンプリングされた入力を使用して、またコントローラ２０３からの入力信号を参照して、詳細に後述される形でＤＣ＿Ｉの値を推定し、接合部２０６で、推定されたＤＣオフセット成分ＤＣ＿Ｉを効果的に取り消すマイクロ電圧を印加する。
【００２４】
同様に、Ｑ  ＤＣ推定器２０５は、接続２０４からのサンプリングされた入力を使用して、またコントローラ２０３からの入力信号を参照して、詳細に後述される形でＤＣ＿Ｑの値を推定し、接合部２０７で、推定されたＤＣオフセット成分ＤＣ＿Ｑを効果的に取り消すマイクロ電圧を印加する。
【００２５】
接合部２０６は、Ｉチャネルの接続２０８内で、ＤＣ成分ＤＣ＿Ｉが除去された補正済みの出力信号Ｉ（ｔ）を送る。同様に、接合部２０７は、Ｑチャネルの接続２０９内で、ＤＣ成分ＤＣ＿Ｑが除去された補正済みの出力信号Ｑ（ｔ）を送る。これらの補正済みの出力は、Ｑ（ｔ）／Ｉ（ｔ）の商の値を計算するプロセッサ２１０に印加される。プロセッサ２１０によって計算された商の値を表す出力信号は、プロセッサ２１１に渡され、プロセッサ２１１は、プロセッサ２１１に対する信号入力によって表される商の逆正接の値を計算する。計算済みの逆正接値を表すプロセッサ２１１からの出力信号は、他のプロセッサ２１２に渡され、プロセッサ２１２は、プロセッサ２１１によって計算された逆正接値を表す、プロセッサ２１２に対する入力信号の、時間ｔに対する微分を計算する。最後に、復調された出力信号がプロセッサ２１２によって提供され、オーディオ出力２１３に送られ、オーディオ出力２１３は、その出力信号を、たとえば話声として、適切なオーディオ形態に変換する。
【００２６】
実際には、たとえばプログラムされたデジタル信号マイクロプロセッサの形態にある単一のプロセッサ・デバイスが、図２に示されている受信器２００内で使用される任意の２つ以上のプロセッサの機能を実行することができることが、当業者には明らかとなろう。そのようなプロセッサは、コントローラ２０３、検出器２２３、周波数セッタ２２２、推定器２０２および２０５、ならびにプロセッサ２１０、２１１、２１２を含む。
【００２７】
次に、コントローラ２０３、検出器２２３、推定器２０２および２０５の動作について詳細に記載する。
信号Ｉ’（ｔ）に関する式、
【００２８】
【数８】
2008536367.tif 000008
を調べてみよう。先に指摘したＤＣ＿Ｉ（ｔ）は、受信器ハードウェアの動作による所望されないＤＣオフセットである。Ｊ０（β）は、ＦＭ変調用信号のＤＣ成分である。この関係は、受信器２００が（局部発振器２２１によって適切な周波数の基準信号を提供することによって）送信機の搬送波周波数と全く同じ周波数に同調される、すなわち周波数誤差がない場合、真である。実際には、受信されたＦＭ信号の搬送波周波数と、局部発振器２２１によって生成された基準信号の周波数との間に、常に何らかの有限周波数オフセットが存在する。このオフセットは、０．１Ｈｚと同程度の小さいものでも、５００Ｈｚと同程度の大きいものでもあり得る。我々は、ｆｏｆｆｓｅｔＨｚの周波数オフセットが存在すると仮定するものとする。低いＲＦ入力信号（−１２０ｄＢｍから−９０ｄＢｍ）については、受信器ハードウェアによるＤＣオフセットは、変調Ｊ０（β）によるＤＣ成分より高い。したがって、低いＲＦ信号レベルでは、ハードウェアによるＤＣオフセットは、所望されないオーディオ歪みで、より支配的となる。
【００２９】
１０μＶの目標精度で、受信器ハードウェアによるＤＣオフセット成分を正確に推定するために、我々は、変調ＤＣ成分Ｊ０（β）が１μＶ未満であることを必要とする。アンテナ部での−６０ｄＢｍについて、変調によるＤＣ成分は、１００００μＶである（最悪の場合の例）。したがって、８０ｄＢの減衰が、この例について必要とされる。次いで、Ｉ’（ｔ）についての式は、
【００３０】
【数９】
2008536367.tif 000009
となる。
【００３１】
周波数オフセットが存在する場合、変調「ＤＣ成分」Ｊ０（β）は、今、推定しようとする、ハードウェアによるＤＣオフセットからオフセットされた周波数ｆｏｆｆｓｅｔＨｚにある。ハードウェアによるＤＣオフセット成分の推定は、Ｎ個の離散的なサンプルの集合内で得られたＩ’（ｔ）およびＱ’（ｔ）の値を、適切な積分期間または和期間にわたって積分する、または和をとり、次いでサンプルの数Ｎで除算することによって得られた和を除算することによって平均を計算することによって行うことができる。上記式７におけるＩ’（ｔ）に関する式から、ｆｏｆｆｓｅｔ＝０の場合には、Ｊ０（β）がゼロ周波数で現れることがわかる。ｆｏｆｆｓｅｔ＝ｎ・ｆＰＬ、ただしｎは正または負の整数であり、ｆＰＬはｆｍとして使用される場合には、ベッセル成分Ｊｎ（β）もまたゼロ周波数で現れることになる。したがって、我々は、十分な期間にわたってＩ’（ｔ）を積分する場合、またＪｎ（β）がゼロ周波数オフセットにない場合、０Ｈｚでの必要とされるＤＣ成分のみ、すなわちハードウェアによるＤＣオフセット成分ＤＣ＿Ｉ（ｔ）を得ることになる。
【００３２】
しかし、成分ＤＣ＿Ｉ（ｔ）を含むだけの正確なＤＣ推定を生成するために、積分時間（または所与のサンプリング周波数についてのサンプル数）は、ｆｏｆｆｓｅｔの関数として適切に制御することを必要とする。これは以下のように説明することができる。積分は、ロー・パス・フィルタにかけることに等しい。より長い積分時間は、より狭いロー・パス・フィルタ帯域に等しい。より短い積分時間は、より広いロー・パス・フィルタ帯域に等しい。我々の場合には、我々は、積分時間を、周波数ｎｆｏｆｆｓｅｔにある変調「ＤＣ」成分Ｊｎ（β）をなくするのに十分なだけ長くすることを必要とする。
【００３３】
ＤＣ＿Ｉ（ｔ）の推定値、すなわちＤＣ＿Ｉ（ｔ）＿ｅｓｔ、およびＤＣ＿Ｑ（ｔ）の推定値、すなわちＤＣ＿Ｑ（ｔ）＿ｅｓｔを生成するための、この積分手順は、以下の式によって要約することができる。すなわち、
【００３４】
【数１０】
2008536367.tif 000010
Ｔｉｎｔは、積分または平均化の時間であり、周波数オフセットｆｏｆｆｓｅｔに反比例することになり、Ｎｉｎｔは、集合ごとにとられたサンプルの数であり、ｆｓａｍｐｌｉｎｇはサンプリング周波数である。検出器２２３によって実施される計算を使用する、図２におけるコントローラ２０３は、後述のように、積分時間Ｔｉｎｔを適応的に設定する。積分時間を増大することが役立たない場合、局部発振器１１１によって生成される基準周波数がシフトされることになる。積分時間は、以下の規則に従うべきである。すなわち、ｆＰＬ・Ｔｉｎｔ＝ＭまたはｆＤＰＬ・Ｔｉｎｔ＝Ｍ、ただしＭは整数であり、ｆＰＬはＰＬ周波数であり、ｆＤＰＬは、先に定義されているトーンＦＭ変調に関するＤＰＬ周波数である。その結果、積分時間は、ＰＬまたはＤＰＬを使用して、ＦＭトーン周波数の整数倍である。
【００３５】
コントローラ２０３内に組み込まれる検出器２２３は、受信された搬送波信号と、局部発振器２２１によって生成された基準信号との間で存在するオフセット周波数（の逆関数）に関連するパラメータの値を計算する。検出器２２３が、オフセット周波数ｆｏｆｆｓｅｔ＝ｋ・ｆｍ、ただしｋはゼロまたは整数を検出する場合、コントローラ２０３は、推定器２０２および２０５によって推定される補正の適用を使用不能にすることになる信号を発信することになる。
【００３６】
二重目的のオフセット周波数検出器２０３の動作は、以下の関係（式１０）の動作による修正された相関に基づく。
【００３７】
【数１１】
2008536367.tif 000011
式１０における
【００３８】
【数１２】
2008536367.tif 000012
による正規化が適用され、その結果、検出器２２３は、低いＲＦ入力信号について、より高い出力を提供することになる。ＩｒおよびＱｒは、受信された信号である。ＩＩおよびＱＩは、各既知の受信された変調用周波数についての、たとえばＰＬまたはＤＰＬについての、コントローラ２０３および検出器２２３内に組み込まれた、またはコントローラ２０３および検出器２２３に関連付けられたメモリ内で格納された既知の実サンプル値である。たとえば、予想されるＰＬ／ＤＰＬ周波数に基づいて、ＩＩおよびＱＩの値がメモリ内で格納される。
【００３９】
変調用信号周波数ｆｍを有する受信されたＦＭ信号、たとえばＰＬまたはＤＰＬトーンについてのオフセット周波数（Δｆ）の関数としての、式１０で定義されたパラメータＩｎｔの値である検出器２２３の出力は、図３に示されている形態を有する。帯域は、ｋｆｍのオフセットの周りで得られ、ただしｋ＝０または整数である。ｆｍおよび２ｆｍのオフセットの周りの典型的な帯域が、図３において基準指標（ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）Ｂ１およびＢ２によって示されている。ｋｆｍの周りの帯域における各問題のある周波数オフセットの範囲は、検出器２２３内で動作する積分時間によって決まる。たとえば、１５０ｍｓｅｃの積分時間については、問題のある周波数範囲は、ｋｆｍ±２０Ｈｚである。２０００ｍｓｅｃの積分時間については、問題のある周波数範囲は、ｋｆｍ±０．５Ｈｚである。検出器２２３は、Ｉｎｔの出力計算値が所定の閾値ＴＨＲより大きいかどうか判定することによって、その出力が周波数ｋｎｆｍを含む問題のある周波数帯域内にあるかどうか判定する。
【００４０】
図２の受信器２００内で推定器２０２および２０５ならびに周波数セッタ２２２と共に機能するコントローラ２０３および検出器２２３によって使用される、好ましい本発明の手順４００（アルゴリズム）が、図４のフローチャートによって表されている。手順４００は、以下のように動作する。
【００４１】
手順４００は、ステップ４０１で、ＩチャネルおよびＱチャネルからＩ’（ｔ）およびＱ’（ｔ）のサンプルをそれぞれ受信することで開始する。ステップ４０２では、コントローラ２０３は、最初に、検出器２２３内で、また推定器２０２および２０５内で使用するために、２００ｍｓｅｃの積分時間を設定する。ステップ４０３では、推定器２０２および２０５は、Ｎ個のサンプルの集合内のＩ’（ｔ）およびＱ’（ｔ）を、２００ｍｓｅｃの積分時間すなわちサンプル設定時間の間、サンプリングおよび平均化し、ＤＣ＿Ｉ＿ｅｓｔおよびＤＣ＿Ｑ＿ｅｓｔの値を得る。同時に、ステップ４０４では、検出器２２３は、先に式１０で定義された検出済み周波数オフセット計算から得られたＩｎｔの計算値が、図３に示されている閾値ＴＨＲより大きいかどうか判定する。Ｉｎｔの計算値がＴＨＲより大きくない場合、コントローラ２０３は、ステップ４０３で計算されたＤＣ推定値ＤＣ＿Ｉ＿ｅｓｔおよびＤＣ＿Ｑ＿ｅｓｔを、２００ｍｓｅｃの積分時間の間、リリースするように推定器２０２および２０５に信号を送る。したがって、ステップ４０５では、ＤＣ＿Ｉ＿ｅｓｔおよびＤＣ＿Ｑ＿ｅｓｔの値が、推定器２０２、２０５からの出力としてリリースされ、接合部２０６、２０７で、電圧調整値として適用される。これらの調整値は、ステップ４０６でＩ’（ｔ）およびＱ’（ｔ）からそれぞれ減算され、ＩチャネルおよびＱチャネル内で、接続２０８、２０９において、望ましい信号Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）だけを出力としてそれぞれ残す。
【００４２】
ステップ４０４で、検出器２２３によって計算されたＩｎｔの値がＴＨＲより大きい場合には、コントローラ２０３によって信号が発信されず、ＤＣ＿Ｉ＿ｅｓｔおよびＤＣ＿Ｑ＿ｅｓｔの計算値で進む。その代わりに、ステップ４０７では、コントローラ２０３は、推定器２０２、２０５によって使用される積分時間がまだ２０００ｍｓｅｃに達していないことをチェックし、ステップ４０８で、推定器２０２、２０５に、それらの積分（平均化）を別の２００ｍｓｅｃの間継続するように、命令信号を発信する。さらに、検出器２２３は、別の２００ｍｓｅｃについて、すなわち今や合計で４００ｍｓｅｃについて、再び適用されたステップ４０３でＩｎｔの値を再計算する。これらの合計４００（２００＋２００）ｍｓｅｃの後で、Ｉｎｔの値が今、ＴＨＲ未満である場合、コントローラ２０３は、ステップ４０５で、推定器２０２、２０５が４００ｍｓｅｃという、より長い積分時間を用いて計算したＤＣ推定値ＤＣ＿Ｉ＿ｅｓｔおよびＤＣ＿Ｑ＿ｅｓｔをリリースすることに取りかかるように、推定器２０２、２０５に信号を発信し、これらの値は、ステップ４０６で、Ｉ’（ｔ）およびＱ’（ｔ）からそれぞれ減算される。
【００４３】
ステップ４０４で、検出された値Ｉｎｔが依然としてＴＨＲより大きい場合には、コントローラ２０３によって信号が発信されず、ＤＣ＿Ｉ＿ｅｓｔおよびＤＣ＿Ｑ＿ｅｓｔの計算値で進む。その代わりに、ステップ４０７が再適用され、コントローラ２０３は、推定器２０２、２０５および検出器２２３によって使用される積分時間がまだ２０００ｍｓｅｃに達していないことをチェックし、ステップ４０８が再適用され、コントローラは、推定器２０２、２０５に、それらの積分（平均化）を別の２００ｍｓｅｃの間継続するように信号を発信する。検出器２２３は、別の２００ｍｓｅｃについて、すなわち今や合計で６００（２００＋２００＋２００）ｍｓｅｃについて、再び適用されたステップ４０３でＩｎｔの値を再計算する。６００ｍｓｅｃのその合計期間の後で、Ｉｎｔの値が今、ＴＨＲ未満である場合、コントローラ２０３は、ステップ４０５で、推定器２０２、２０５が計算したＤＣ推定値ＤＣ＿Ｉ＿ｅｓｔおよびＤＣ＿Ｑ＿ｅｓｔをリリースすることに取りかかるように、推定器２０２、２０５に信号を発信し、これらの値は、ステップ４０６で、Ｉ'（ｔ）およびＱ'（ｔ）からそれぞれ減算される。しかし、６００ｍｓｅｃのその期間の後で、Ｉｎｔの値が依然としてＴＨＲより大きい場合には、ステップ４０７、４０８、および４０３が再適用され、以下同様である。
【００４４】
ステップ４０７、４０８、および４０３は、最大積分時間、たとえば２０００ｍｓｅｃに達するまで、積分時間を２００ｍｓｅｃのステップで増大させて、連続的に再適用される。コントローラ２０３が、ステップ４０７で、最大積分時間に達しており、それ以上増大させると積分時間が最大を超えることになると判定したとき、コントローラ２０３は、ステップ４０９で、接続２１８を介して、周波数セッタ２２２に、局部発振器２２１の周波数をｆｍ／２、実際にはＦＰＬ／２またはＦＤＰＬ／２だけ適宜シフトするように信号を発信する。次いで、手順４００はステップ４０１に戻り、コントローラ２０３は、推定器２０２、２０５内の、また検出器２２３内の積分時間が２００ｍｓｅｃにリセットされる信号を発信する。次いで、本方法は、ステップ４０３およびステップ４０４で実施される計算において２００ｍｓｅｃの積分時間を使用して、再び進む。
【００４５】
以上、本発明の実施形態について、トーンＦＭ変調の点で述べたが、トーンＦＭ変調の使用は、限定するものではなく、例示的なものと見なすべきである。
また、上記の実施形態について、オーディオ出力を生成するために信号を処理することの点で述べたが、述べられている受信器は、ユーザのための他の形態の出力、たとえばデータ出力を生成する信号を処理するために使用することもできる。
【００４６】
受信器によって生成されるＤＣノイズを補償するための、本発明を実施する回路は、他の補正を行うために使用される他の回路と共に使用することができる。たとえば、ＦＭ受信器（たとえば受信器２００）は、たとえば、出願人の同時係属の英国特許出願ＧＢ０４１１８８８．１およびＧＢ０４１４４５９．８に述べられているように、ＩチャネルおよびＱチャネル内の位相不均衡および／または振幅不均衡を補償するための回路（図示せず）を含むことができる。
【図面の簡単な説明】
【００４７】
【図１】既知のＦＭ受信器の概略的なブロック回路図。
【図２】本発明を実施するＦＭ受信器の概略的なブロック回路図。
【図３】図２の受信器内で使用される検出器に関する検出器出力対オフセット周波数のグラフ。
【図４】図２の受信器内で使用される動作手順を例示するフローチャート。
【図１】
2008536367.tif 000015
【図２】
2008536367.tif 000016
【図３】
2008536367.tif 000017
【図４】
2008536367.tif 000018
【手続補正書】
【提出日】平成19年9月28日(2007.9.28)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ダイレクト・コンバージョン手順によって周波数変調済みのＲＦ信号を受信および復調するための受信器であって、該受信器はＲＦ入力信号を受信するための入力信号経路と、該入力信号経路に接続され、該入力信号の同位相（Ｉ）成分および直交位相（Ｑ）成分を処理するための成分チャネルとを含み、該受信器は該成分チャネルの１つに接続され、受信器によって生成され、且つ該それぞれのチャネル内の入力信号成分と組み合わされるＤＣオフセットを、繰り返して測定および補償するための補償器をさらに含む、受信器。
【請求項２】
前記補償器が、（ｉ）前記それぞれのチャネル内の前記入力信号成分の値の、Ｎ個のサンプルの集合を取得すること、（ｉｉ）該Ｎ個のサンプルについて得られた値を加算すること、（ｉｉｉ）該和をサンプルの数Ｎで除算することによって平均値を計算することにより、前記それぞれのチャネル内に存在するＤＣノイズの成分を推定するように動作可能な推定器と、前記それぞれのチャネル内で該推定されたＤＣオフセット成分を取り消す調整信号を前記入力信号と組み合わせるように動作可能なコンバイナとを含む、請求項１に記載の受信器。
【請求項３】
前記ＲＦ入力信号を同位相基準信号と混合して、Ｉチャネルにおける前記入力信号の同位相成分（Ｉ（ｔ））を生成する第１のミキサ（１０７）を含む、前記入力信号経路に接続されたＩチャネル（１０３）と、前記入力信号を直交位相基準信号と混合して、Ｑチャネルにおける前記入力信号の直交位相成分（Ｑ（ｔ））を生成する第２のミキサ（１０９）を含む、前記入力信号経路に接続されたＱチャネル（１０５）と、前記受信器によって生成され、且つ該Ｉチャネルにおいて前記入力信号成分と組み合わされるＤＣオフセットを測定および補償するためのＩチャネル補償器と、前記受信器によって生成され、且つ該Ｑチャネルにおいて前記入力信号成分と組み合わされるＤＣオフセットを測定および補償するためのＱチャネル補償器とを含む、請求項１に記載の受信器。
【請求項４】
前記Ｉチャネル補償器および前記Ｑチャネル補償器が、サンプルの所与の集合における前記入力信号成分のサンプルの同じ数Ｎを取得するように動作可能である推定器を含む、請求項３に記載の受信器。
【請求項５】
前記Ｉチャネル補償器および前記Ｑチャネル補償器の少なくとも一つの前記推定器が、集合毎に可変であるサンプルの集合において、サンプルの数Ｎを取得するように動作可能である、請求項４に記載の受信器。
【請求項６】
前記Ｉチャネル補償器および前記Ｑチャネル補償器の少なくとも一つの前記推定器に動作可能な状態で結合され、且つ制御信号を提供して、前記補償器の前記推定器が、前記推定器により推定されたＤＣノイズの値を、使用のためにリリースするか、またはリリースするのを中断するべきであるかを示すように動作可能な推定器コントローラを含む、請求項４に記載の受信器。
【請求項７】
前記推定器コントローラがまた、前記対応する推定器によって使用される積分またはサンプリング時間を示して、前記入力信号の値の集合をサンプリングするようにも動作可能であり、且つ
前記推定器コントローラが、前記入力信号の搬送波と前記基準信号との間の周波数のオフセットの関数であるパラメータの値を測定するように動作可能なオフセット検出器を含み、ｋはゼロまたは整数であり、ｆｍは前記入力信号の変調用周波数であるときに、オフセットが周波数ｋ．ｆｍを含む帯域内にあると判定され、前記推定器コントローラが、少なくとも一つの推定器に信号を発信して前記推定器によって推定されたＤＣノイズの値をリリースするのを中断するように動作可能である、
請求項６に記載の受信器。
【請求項８】
前記オフセット検出器が、周波数の前記オフセットの関数である前記パラメータの計算値が所定の閾値より大きいかどうか検出するように動作可能であり、該計算値が該閾値より大きい場合、前記推定器コントローラが前記信号を発信して、前記推定器が推定したＤＣオフセットの前記値をリリースするのを中断するように動作可能であり、且つ
Ｉｎｔが、Ｎ個のサンプルの集合について
【数１】
2008536367.tif 000019
によって与えられ、上式で、ＩＩ＝ｓｉｎ（β・ｓｉｎ（２・π・ｆｍ・ｔ））およびＱＩ＝ｃｏｓ（β・ｓｉｎ（２・π・ｆｍ・ｔ））であり、上式で、ＩｒおよびＱｒが、受信されたＦＭ変調済みの信号の直交成分であり、上式で、ＩＩおよびＱＩが、変調用周波数ｆｍおよび変調指数βを有する所与の受信された信号についての、前記検出器に関連付けられたメモリ内で格納された成分値であるときに、前記オフセット検出器が、パラメータＩｎｔの値が所定の閾値より大きいかどうか検出するように動作可能である、
請求項７に記載の受信器。
【請求項９】
前記オフセット検出器が、前記パラメータの前記計算値が前記所定の閾値より大きいと判定した場合、前記推定器コントローラが前記オフセット検出器に信号を発信して、増大された積分時間を使用して前記パラメータ値を再計算するように動作可能であり且つ、前記少なくとも一つの推定器に信号を発信して、推定されたＤＣノイズ成分の値を再計算するように動作可能である、請求項８に記載の受信器。
【請求項１０】
周波数セッタであって、前記基準信号を生成するための局部発振器と、ように前記基準信号の位相をシフトして前記直交位相基準信号を生成するための、該局部発振器に接続された移相器と、該局部発振器によって生成された前記基準信号の周波数を設定するための該周波数セッタであって、前記基準信号の周波数を変えるように動作可能である、該周波数セッタと、
前記周波数セッタに動作可能に結合されたコントローラであって、前記コントローラは前記入力信号の搬送波と前記基準信号との間の周波数のオフセットの関数であるパラメータの値を測定するように動作可能なオフセット検出器を含み、ｋはゼロまたは整数であり、ｆｍは前記入力信号の変調用周波数であるとき、オフセットが周波数ｋ．ｆｍを含む帯域内にあると判定され、前記コントローラが前記周波数セッタに信号を発信して、基準周波数を該帯域の外側の周波数にシフトするように動作可能である該コントローラと、
を含み、
Ｉｎｔが、Ｎ個のサンプルの集合について
【数２】
2008536367.tif 000020
によって与えられ、上式で、ＩＩ＝ｓｉｎ（β・ｓｉｎ（２・π・ｆｍ・ｔ））およびＱＩ＝ｃｏｓ（β・ｓｉｎ（２・π・ｆｍ・ｔ））であり、上式で、ＩｒおよびＱｒが、受信されたＦＭ変調信号の直交成分であり、上式で、ＩＩおよびＱＩが、変調用周波数ｆｍおよび変調指数βを有する所与の受信された信号についての、前記オフセット検出器に関連付けられたメモリに格納された成分値であるとき、前記オフセット検出器が、パラメータＩｎｔの値が所定の閾値より大きいかどうか検出するように動作可能であり、
前記周波数セッタが、前記コントローラから信号を受信したことに応答して、基準周波数を、実質的に前記周波数ｆｍの値の半分に等しい量だけ変更するように動作可能であり、
前記オフセット検出器によって使用される前記積分時間が所定の最大値に達したとき、前記コントローラが前記周波数セッタに信号を発信して、基準周波数を変更するように動作可能である、
請求項３記載の受信器。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００４
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００４】
本発明によれば、第１の態様において、ダイレクト・コンバージョン手順によって周波数変調済みのＲＦ信号を受信および復調するための受信器が提供される。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００５
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００５】
本発明によれば、第２の態様において、ＦＭ受信器内での動作の方法が提供される。
本発明は、受信器における上述の所望されないＤＣオフセットという問題が低減される、または解消される、改良されたＦＭ受信器、およびその受信器内での使用の方法を提供する。ＤＣオフセットは、計算を、好ましくは連続的に実行することによって、存在するＤＣオフセットのレベルを推定するための推定器によって、また、推定されたＤＣオフセットを取り消すように調整信号を使用して補正を適用することによって、推定手順を繰り返し実行して推定される。好適には、計算および補正は、受信器のＩチャネルおよびＱチャネルのそれぞれにおいて推定器を使用して、適用される。推定器によって実行される計算は、それぞれのチャネル内の入力信号成分の値の、Ｎ個のサンプルの集合を取得すること、（ｉｉ）Ｎ個のサンプルについて得られた値を加算すること、（ｉｉｉ）その和をサンプルの数Ｎで除算することによって平均値を計算することを含む。
【国際調査報告】
2008536367.tif 000021