(57)【要約】  本発明は２相制御式の３相電力調整装置の運転方法に関する。２相制御式の３相電力調整装置の運転を最適化するために、２相制御式の３相電力調整装置の制御可能な両相において可変のパラメータの大きさをこれらの相において同一化する。特に、制御すべき両外部導体において統一した点弧遅れにより相対称制御を行なう従来の原理に代えて、制御すべき両外部導体の各々について個別の点弧遅れを与え、位相非対称制御を行なう。３相制御式の３相電力調整装置と同等の機能が得られる。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
２相制御式の３相電力調整装置の運転方法において、制御可能な両相において変化可能なパラメータの大きさを、これらの相において同一化させることを特徴とする方法。
【請求項２】
パラメータの大きさの同一化を、現在の測定データに基づいて行なうことを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項３】
制御可能な両相における電流の実効値を同一化することを特徴とする請求項１又は２記載の方法。
【請求項４】
制御可能な両相のそれぞれのための点弧遅れの算定を特徴とする請求項１乃至３の１つに記載の方法。
【請求項５】
制御可能な両相の点弧遅れからの差点弧遅れの算定を特徴とする請求項４記載の方法。
【請求項６】
制御可能な両相において変化可能なパラメータの大きさを、これらの相において同一化させるように構成された制御ユニットを備えることを特徴とする２相制御式の３相電力調整装置。
【請求項７】
制御ユニットがマイクロプロセッサを有することを特徴とする請求項６記載の３相電力調整装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、２相制御式の３相電力調整装置の運転方法に関する。更に本発明は２相制御式の３相電力調整装置に関する。
【０００２】
３相電力調整装置は位相制御の原理に従って電気負荷、特に非同期機に供給する電力を調整する。供給電力の調整によって、非同期機において、起動電流および起動トルクの低減ならびにそれに伴う所謂ソフトスタートを実現できる。調整の尺度として、ディレイとも呼ばれる所謂点弧遅れαが考慮される。３相電力調整装置の出力端子に接続された負荷には交互の極性の電流半波が通流し、この場合にその都度２つの相前後する電流半波の間に、位相制御によって決定される無電流の時間区間が存在する。
【０００３】
通常、３相電力調整装置は出力部に３セットの逆並列サイリスタを装備している。しかしながら３相電力調整装置の定格出力の増大に伴うサイリスタのためのコストは、装置全体に対するコストを決定する要因であることから、２セットの逆並列サイリスタを有する３相電力調整装置も使用される。この所謂２相制御式の３相電力調整装置の場合、残りの外部導体はスイッチング可能でない導体として実施される。この構成により低減された２相制御式の３相電力調整装置の副次的作用は、制御される両外部導体における電流実効値が同じ位相制御角にも係らず異なることにある。この作用は、制御される非同期機における３つの外部導体電流の磁気的な相互作用に起因し、電源系統又は非同期機の回転方向に依存する。電流が不均一であるため、電力用半導体（サイリスタ）並びにその冷却体は、必要以上に高い値に対し設計せねばならない。何故なら、その都度高い方の電流を支配する必要があるからである。制御される外部導体における両電流のどちらが高いかは、接続される電源系統の回転方向に依存し、それ故に変化する。この作用は、従来制御される両外部導体における両弁セットの各々が高い方の電流に耐え得るように電力用半導体を設計することで考慮されていた。
【０００４】
本発明の課題は、２相制御式の３相電力調整装置の運転を最適化することにある。この課題は請求項１の方法又は請求項６の３相電力調整装置により解決される。
【０００５】
本発明の基本思想は、２相制御式の３相電力調整装置の制御可能な両相において変化可能なパラメータの大きさをこれらの相において同一化することにある。
【０００６】
特に、制御される両外部導体における一様な点弧遅れによる位相対称制御という従来の原理を放棄し、制御される両相の各々について独自の点弧遅れを与える。換言すれば、制御すべき両相における電流が互いに同一化されるように、位相非対称制御を行ない得る。この場合、同一化は特に非同期機の起動時に、このとき発生するパラメータ差を回避すべく行う。原理的には同一化は通常運転中も行なえる。
【０００７】
本発明による「相平衡化原理」により互いに同一化されたパラメータ値、特に制御される両外部導体における電流により、使用される弁セット（電力用半導体）をもはや予想される最大値に対し設計する必要がない。安全運転のため、両外部導体からの少ない平均値に対する設計で十分である。かくしてコストの明白な低減を図り得る。本発明による方法の他の利点は、均等な系統負担にある。しかも系統側電圧非対称の際も、自動的なパラメータ同一化が行なわれる。
【０００８】
本発明よれば、２相制御式の３相電力調整装置により、起動中の起動電流およびトルクの低減に関し、３相制御式の３相電力調整装置により可能であるのとほぼ同じ機能を得ることができる。
【０００９】
更に本発明の有利な実施形態を従属の請求項に示し、以下において図面の助けにより実施例に基づいて説明する。
【００１０】
例として、従来公知の非同期機における位相角制御のための３相電力調整装置（ソフトスタータ）を用いる。３相電力調整装置における制御ユニットにより実現される制御が、本発明の意味における３相電力調整装置の運転を可能にする変更を有するだけである。制御ユニットが、変流器等の測定ユニットに他に少なくとも１つのマイクロプロセッサ又はマイクロコントローラを含むことから、この変更は、特にマイクロプロセッサ又はマイクロコントローラ内で進行するコンピュータプログラムとして、又は任意の異なった形で、例えば配線で接続された回路として実現される。
【００１１】
次の実施例は、模範的に、両外部導体Ｌ１およびＬ３が可制御であり、（構造上、中央にある）外部導体Ｌ２が３相電力調整装置において、例えば銅ブリッジにより貫通していることから出発している。本発明によれば、実効値Ｉ1rmsとＩ3rmsが同一化される。このために、先ず３相電力調整装置の制御ユニットによって制御偏差ΔＩが、
ΔＩk＝（Ｉ1rms(k)−Ｉ3rms(k)）／ＩN                    （式１）
に従って算定される。インデックスｋは走査時間ｔ＝ｋ・ＴAに対する値の特徴を示し、この場合にＴAは５０Ｈｚ系統においてＴA＝２０ｍｓを有する系統周期である。新たな算定は、この場合系統周期毎に１度行なわれる。しかし、走査は２、３又は４周期等の全体で行なわれる。式１による制御偏差は３相電力調整装置の定格電流ＩNに対して基準化されていて、従って無次元である。
【００１２】
電流消滅と次の点弧との間の時間間隔を指す「総合の」点弧遅れαは、３相電力調整装置の制御により、機器において設定されたパラメータ（始動電圧、ランプ時間等）に基づいて公知の方法で予め与えられる。制御すべき外部導体Ｌ１とＬ３において等しい実効値を得るには、「総合の」点弧遅れαから、制御される外部導体の各々について、即ち各サイリスタ弁セットについて個別の点弧遅れα１とα３が導き出される。外部導体Ｌ１とＬ３に割り当てられたこれらの点弧遅れは、加速中に制御ユニットにおいて「総合の」点弧遅れから次のとおり算定される。
α1(k)＝αk−Δαk／２
α3(k)＝αk＋Δαk／２                                  （式２）
【００１３】
式（２）から、両点弧遅れα1とα３の平均値が「総合の」点弧遅れαに相当し、それらの差が差点弧遅れΔαに相当すること解る。電流差ΔＩに基づき、更なるステップにおいて差点弧遅れΔαが決定される。これは次式に基づいて行なわれる。
【数１】
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【００１４】
これは、外部導体Ｌ１とＬ３における電流の差が起動過程の開始から経過した系統周期の個数にわたり積算され、該積算から式３に従って差点弧遅れΔαが定まることを意味する（時間離散積分型調節器）。調節器ゲインとも呼ばれる式３の定数ＫIは、５０Ｈｚ系統では約０．０３〜０．０５の範囲にある値を取ると有利である。特に有利なのは、０．０５のＫI値である。ここで過大なＫI値は、システムに不安定性をもたらす。
【００１５】
従って、もはや従来の如く、各外部導体又は各弁セットに対し、同じ位相制御を行わない。むしろ本発明では、制御すべき両相に対し異なる位相制御、従って異なる点弧遅れを与える。この際、本発明の方法は、特に同一化が現在の測定データに基づき、所謂「オンライン」で行なうことを特徴とする。不正確な見積もりや予備計算は用いない。
【００１６】
式３に示す算定法は例として理解すべきであり、勿論本発明の趣旨内で変更できる。
【００１７】
本発明による方法の有効性は、次に説明する図から明らかである。
【００１８】
図１は、従来の３相電力調整装置について、角度にて位相制御（遅れα）を、ｍｉｎ-1にて毎分の回転数ｎを、ＮｍにてトルクＭを、そして秒にての時間ｔを示す。図２は、同じ時間空間に関し、３０ｋＷの非同期機の例で電流Ｉ１，Ｉ２およびＩ３の実効値の経過ならびに制御される外部導体の電流差を示している。
【００１９】
例えばα＝（７７°／１８０°）・１０ｍｓ＝４．３ｍｓの点弧遅れでは、制御すべき両外部導体Ｌ１とＬ３における電流実効値が益々互いの偏差を広げてゆく。Ｉ3rmsはＩ1rmsを約２２Ａだけ上回り、これは定格電流（ＩN＝５５Ａ）の４０％になる。電流実効の最大値は２０２Ａ（Ｌ１）又は２２０Ａ（Ｌ３）である。
【００２０】
図１および図２において使用する３相電力調整装置を本発明の方法で運転した場合、図３と図４に示す特性曲線が生じる。この場合、図の見易さのため、図３には、差点弧遅れΔαに関し、−１０倍の値を示している。図４から明らかなように、制御すべき両外部導体Ｌ１とＬ３における電流実効値Ｉ1rms、Ｉ3rmsが、広範な範囲で互いに等しくなっている。最大値は、今や両外部導体について約２１０Ａ、即ち図２からの最大値のほぼ中間にある。
【００２１】
図５は、非同期機（ＡＳＭ）のための本発明による３相電力調整装置を簡単化した概略図で示す。この場合、制御すべき両外部導体Ｌ１とＬ３における電流が測定される。測定信号はマイクロプロセッサのＡ／Ｄ変換器に供給される。ディジタル化された値から、公知の方法で系統周期について電流の実効値が算定される。両実効値は互いに引算され、定格電流ＩNで基準化され、そして係数ＫI＊ＴAにて重み付けされる。このように重み付けされた値が積算され、それから差点弧遅れΔαが決定される。差点弧遅れΔαは、各々総合の点弧遅れαから引算され（Ｌ１）、又は総合の点弧遅れαに加算される（Ｌ３）。これから、制御すべき両外部導体Ｌ１とＬ３のための個別の点弧遅れα１とα３が生じる。両点弧遅れα１とα３は回路ロジックに導かれ、回路ロジックがこれからサイリスタのための点弧パルスを発生する。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】従来技術による３相電力調整装置における位相制御、回転数およびトルクを示すダイアグラム。
【図２】従来技術による３相電力調整装置における電流実効値ならびに電流差の経過を示すダイアグラム。
【図３】本発明による３相電力調整装置における位相制御、回転数およびトルクを示すダイアグラム。
【図４】本発明による３相電力調整装置における電流実効値ならびに電流差の経過を示すダイアグラム。
【図５】本発明による方法の実施例を示すブロック図。
【符号の説明】
【００２３】
ＡＡ  マイクロプロセッサ、ＢＢ  点弧パルス発生、Ａ／Ｄ  Ａ／Ｄコンバータ、ＡＳＭ    非同期機、Ｉ1rms  電流実効値、Ｉ2rms  電流実効値、Ｉ3rms  電流実効値、ＩN      定格電流、Ｌ１  制御される外部導体、Ｌ２  制御されない外部導体、Ｌ３  制御される外部導体、Ｍ  トルク、ｎ  回転数、ＲＭ  実効値算定、α  総合の点弧遅れ、α１  個別の点弧遅れ、α３  個別の点弧遅れ、Δα  差点弧遅れ、ΔＩ  差電流
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【国際調査報告】
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