(57)【要約】  本発明は、ＲＦ電力増幅器の出力電力を測定する電子回路を提供する。電子回路は、電力増幅器のＲＦ電流を検知する電流検知トランジスタと、ＲＦ電力増幅器の電圧を検知する電圧検知モジュールとを備える。電子回路は、検知された電流と検知された電圧を時間領域で乗算するコヒーレント検出器をさらに備える。このようにして、電力増幅器の実際の負荷に関わりなく、電力増幅器で供給される電力を直接示す信号が生成される。好ましくは、コヒーレント検出器がギルバート・カッドとして実装され、効果的にＤＣオフセット補償を可能にする差動出力を供給する。【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線周波数（ＲＦ）電力増幅器の出力電力を測定する電子回路であって、
前記無線周波数電力増幅器の出力の電流を検知し、ＲＦ電流信号を供給する第１トランジスタと、
前記無線周波数電力増幅器の出力の電圧を検知し、ＲＦ電圧信号を供給する電圧検知モジュールと、
前記ＲＦ電圧信号と前記ＲＦ電流信号を乗算するように適合されたコヒーレント検出器と
を備える電子回路。
【請求項２】
前記コヒーレント検出器が、前記ＲＦ電流信号と前記ＲＦ電圧信号を乗算し、乗算後信号を差動出力の形で供給するように適合されたギルバート・カッド［Gilbert quad］として実装される請求項１に記載の電子回路。
【請求項３】
前記ＲＦ電圧信号が、第１および第２ＲＦ電圧信号によって前記コヒーレント検出器に供給され、前記第１ＲＦ電圧信号が前記第２ＲＦ電圧信号に対して逆位相である請求項１に記載の電子回路。
【請求項４】
前記ＲＦ電力増幅器の零入力電流を検知することに応答してＤＣオフセット信号を生成するように適合された第２トランジスタをさらに備え、前記第２トランジスタが、前記コヒーレント検出器にＤＣオフセット信号を供給するようにさらに適合される請求項１に記載の電子回路。
【請求項５】
前記第２トランジスタが、低域フィルタによって前記無線周波数電力増幅器に結合される請求項４に記載の電子回路。
【請求項６】
前記コヒーレント検出器の出力のＲＦ成分を抑制する低域フィルタをさらに備える請求項１に記載の電子回路。
【請求項７】
前記コヒーレント検出器の出力のＤＣ成分を減算するように適合された第１電流ミラーをさらに備える請求項１に記載の電子回路。
【請求項８】
前記コヒーレント検出器の出力を、前記無線電力増幅器の電力を対数目盛で示す電圧に変換する対数変換器モジュールをさらに備える請求項５に記載の電子回路。
【請求項９】
無線周波数伝送ユニットと、無線周波数電力増幅器と、前記無線周波数伝送ユニットによって送信された電力を調整する電力調整手段とを有するワイヤレス通信装置であって、
前記無線周波数電力増幅器の出力の電流を検知し、ＲＦ電流信号を供給する第１トランジスタと、
無線周波数電力増幅器の出力の電圧を検知し、ＲＦ電圧信号を供給する電圧検知モジュールと、
前記ＲＦ電圧信号と前記ＲＦ電流信号を乗算するように適合されたコヒーレント検出器と
を備えるワイヤレス通信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＲＦ伝送の分野に関し、詳細には、限定はしないが、ＲＦ電力増幅器の電力検知に関する。
【背景技術】
【０００２】
ワイヤレス通信システムは概して、無線周波数（ＲＦ）信号の伝送に基づく。モバイル・セルラ・フォンなどの移動局は、モバイル・ノードなどのモバイル遠隔通信ネットワークのリモート通信構成要素への信頼性の高い通信リンクを保証する十分なＲＦ信号増幅を実現しなければならない。概して、移動局は、移動局の電力増幅器によって送達されるＲＦ電力を検知する回路を特徴とする。ＲＦ電力の決定は、ＲＦ電力増幅器を制御するのに重要である。ＲＦ増幅器に結合される負荷は厳しい影響［severe impact］を受けることがあり、その厳しい影響は、増幅器の動作に重大な影響を及ぼすことがある。例えば、ＲＦ電力増幅器の負荷変動は、移動局のアンテナとその動作環境との間の相互作用によるものであることがある。したがって、アンテナ付近の金属物体がアンテナのインピーダンスを著しく変化させる可能性がある。そのような負荷変動はまた、アンテナから電力増幅器への電力の反射ももたらす可能性があり、それによって負荷不整合となる。大きな不整合状態は、電力増幅器の出力端子で過剰な電流ピークまたは電圧ピークをもたらす可能性があり、それが増幅器の寿命を縮める可能性があり、さらには損傷に至る可能性がある。
【０００３】
従来技術の電力検知は概して、１つまたは２つの方向性結合とダイオード検出器とで実施される。特に、双方向性結合器が、電力増幅器で送達されるＲＦ電力を効果的に検知し、不整合負荷で反射されるＲＦ電力を検知することを可能にする。これが、負荷、例えばアンテナの不整合に関する尺度を与え、過度に不整合である場合に送達される電力を低減するのに効果的に使用されてもよい。しかし、こうした結合器は、単方向性であっても双方向性であっても、負荷インピーダンスが変動する状況下では一般に不正確な情報を提供するので、原理上は十分正確な電力検知を可能にしない。
【０００４】
さらに、これらの結合器はサイズがかなり大きく、したがって大部分のモデムおよびコンパクト・ワイヤレス通信装置に対して要求されるサイズ制限を実現しない。結合器の代替が、いわゆるミラー・トランジスタに基づく実装によって与えられる。ミラー・トランジスタは、電力増幅器の出力トランジスタの縮小コピーであり、ＲＦ電流の縮小コピーを供給する。検知されたＲＦ電流を整流および平均化することにより、電力増幅器によって送達されるＲＦ電力に関する尺度が与えられてよい。しかし、このミラー・トランジスタは、恐らくは不整合負荷によって反射される電力を決して検知しない。検知されたＲＦ電流は、間接的にＲＦ電力を表すに過ぎない。特に、ＲＦ電流とＲＦ電圧の間で位相不整合の場合、ＲＦ電流の検知に基づくＲＦ電力検知が不十分であることがある。
【０００５】
ＲＦ電力に関する別の間接的な尺度は、ＲＦ電力増幅器の出力端子で発生するＲＦ電圧の小部分のタッピングを利用することによって実現されてもよい。そのような電圧の小部分のタッピングは、原理上は、非常に低いキャパシタンスを特徴とするキャパシタによって適切な検知回路を出力端子に結合することで実現されてもよい。しかし、ＲＦ電圧の決定も、ＲＦ電圧とＲＦ電流の間の位相不整合を反映しない。したがって、得られる電力決定は不十分である。
【０００６】
特許文献ＥＰ０８５２４３４Ａ２は、高周波数電力増幅器と高周波数信号の電力を測定する測定装置とを備える送信機を開示している。測定装置は、第１および第２差動増幅器を利用する。ここで、第１差動増幅器は、高周波数電力増幅器の出力トランジスタの高周波数コレクタ−エミッタ電圧に比例する電圧を供給する。第２差動増幅器は、電力増幅器の出力トランジスタの高周波数エミッタ電流に比例する電圧を検知する働きをする。電力増幅器の出力トランジスタの平均電力は、第１差動増幅器の出力信号と第２差動増幅器の出力信号とを乗算器回路に向けて送ることによって決定されてもよい。この乗算器回路は、各瞬間出力に比例する信号を形成し、その信号は、有効電力の平均値に比例する電圧を形成する積分器で積分される。電力増幅器の出力トランジスタの平均電力の決定は、電圧に電流値を乗算することによって実施される。
【０００７】
したがって、特許文献ＥＰ０８５２４３４Ａ２は、電流と電圧の間接的な乗算を開示しているに過ぎない。乗算は、２つの電圧信号ごとに実施され、その一方は、出力トランジスタのエミッタと直列の抵抗器直列によって電力増幅器の出力トランジスタ内の電流から導出される。これは原理上、出力トランジスタの利得および電力能力に負の影響を及ぼす。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
したがって、本発明は、負荷の実際のインピーダンスに関わらず負荷に送達されるＲＦ電力の真の尺度を与えることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明は、ＲＦ電力増幅器の出力電力を測定する電子回路を提供する。電子回路は、ＲＦ電力増幅器の出力の電流を検知し、ＲＦ電流信号を供給する第１トランジスタを備える。この状況下で、検知とは、ＲＦ電流の直接的検知を指し、ＲＦ電流に比例する電圧の検知を指すのではない。電子回路は、ＲＦ電力増幅器の出力の電圧を検知し、ＲＦ電圧信号を供給する電圧検知モジュールをさらに備える。本発明の電子回路は、ＲＦ電圧信号とＲＦ電流信号を乗算するように適合されたコヒーレント検出器をさらに備える。
【００１０】
ＲＦ電力増幅器の出力の電流を検知する第１トランジスタは、ＲＦ電力増幅器の出力トランジスタの縮小コピーとして実装されることが好ましい。したがって、この第１トランジスタは電流検知トランジスタとして働く。好ましくは、そのベースは、電力増幅器の出力トランジスタのベースに結合される。したがって、この第１トランジスタを流れる電流は、電力増幅器の出力電流の縮小コピーである。
【００１１】
電圧検知モジュールは、非常に低いキャパシタンスを特徴とする結合キャパシタに基づいて実装されることが好ましい。好ましくは、電圧検知モジュールは、電力増幅器の出力に結合される。このようにして、電力増幅器の出力電流および出力電圧を表す電流および電圧が、与えられたＲＦ電圧信号とＲＦ電流信号を乗算する働きをするコヒーレント検出器に供給されてもよい。ＲＦ電圧信号とＲＦ電流信号を乗算することにより、ＲＦ電力増幅器の瞬間電力を示す電力信号が生成される。特に、ＥＰ０８５２４３４Ａ２に記載されているようにＲＦ出力電流を電圧に変換することなく電力信号が生成されてもよい。
【００１２】
したがって、本発明の電子回路は、ＲＦ電力増幅器のＲＦ電流とＲＦ電圧を同時に検知し、ＲＦ電圧とＲＦ電流とそれぞれの位相角の余弦との積に比例する出力信号を供給するために、時間領域で乗算を実施する。したがって、コヒーレント検出器の出力信号は、電力増幅器の実際の負荷に関わりなく、瞬間電力信号を表す。このようにして、どんな負荷不整合も効果的に検出されてよく、それに応じて、その出力端子での過剰な電流または電圧ピークの生成を防止するために電力増幅器が制御される。
【００１３】
本発明の好ましい実施形態によれば、コヒーレント検出器が、ＲＦ電流信号とＲＦ電圧信号を乗算し、得られた乗算後信号を差動出力の形で供給するように適合されたギルバート・カッド［Gilbert quad］として実装される。ギルバート・カッドは２重平衡ミキサとして働き、その出力上でＲＦ情報をＤＣ情報に直接変換する。このようにして、得られた信号の後続の整流および積分が実施されなくてよい。さらに、乗算後電力信号を差動出力の形で供給することにより、ギルバート・カッドが、どんな入力信号のＤＣオフセットに対して実質的に鈍感となる。差動出力は、ＤＣオフセット補償や類似のフィルタリング手順などのさらなる処理に適している。
【００１４】
本発明の別の好ましい実施形態によれば、ＲＦ電圧信号が、第１および第２ＲＦ電圧信号によってコヒーレント検出器に供給される。第１ＲＦ電圧信号は第２ＲＦ電圧信号に対して逆位相である。この逆位相構成がギルバート・カッドの好ましい動作モードである。第１および第２ＲＦ電圧信号は、ギルバート・カッドの１対のベースに結合される。このようにして、ギルバート・カッドの好ましい動作モードが効果的に実装されてもよい。あるいは、第１および第２ＲＦ電圧信号の一方が、ＲＦ電圧を供給する他方の電圧信号と同じＤＣオフセットを特徴とするＤＣ電圧信号で置き換えられてもよい。
【００１５】
本発明の別の好ましい実施形態によれば、電子回路は、ＲＦ電力増幅器の零入力電流を検知することに応答してＤＣオフセット信号を生成するように適合された第２トランジスタをさらに備える。この第２トランジスタは、コヒーレント検出器にＤＣオフセット信号を供給するようにさらに適合される。好ましくは、この第２トランジスタも電力増幅器の出力トランジスタの縮小コピーとして実装される。この第２トランジスタは、低域フィルタを介して電力増幅器の出力トランジスタのバイアス電圧に結合される。したがって、第２トランジスタを流れる電流は、電力増幅器の出力トランジスタを流れる零入力電流の尺度を表す。出力トランジスタのこの零入力電流を検知することにより、コヒーレント検出器またはギルバート・カッドに、電力検知電子回路全体のダイナミック・レンジを本質的に向上させるオフセット補償が効果的に与えられてよい。
【００１６】
本発明の別の好ましい実施形態によれば、電子回路は、コヒーレント検出器の出力のＲＦ成分を抑制する低域フィルタをさらに備える。好ましくは、低域フィルタは、ギルバート・カッドによって生成される差動信号を受けるように適合される。ギルバート・カッドは同じＲＦ周波数を特徴とする２つの信号に対して作用する２重平衡ミキサとして働くので、出力信号は、必然的に入力信号のＲＦ周波数の２倍の成分を特徴とする。低域フィルタは実質上、２重平衡ミキサの差動出力信号の２ＲＦ成分のフィルタリングを実現する。したがって、低域フィルタは、２重平衡ミキサの副作用を補償し、後続の信号処理の摂動を引き起こす可能性のある少なくとも２ＲＦ成分を除去する。
【００１７】
本発明の別の好ましい実施形態によれば、電子回路は、コヒーレント検出器の出力のＤＣ成分を減算するように適合された第１電流ミラーをさらに備える。好ましくは、この第１電流ミラー構成は、低域フィルタで実施されるＲＦ成分のフィルタリング後に、コヒーレント検出器の出力のＤＣ成分を減算する。ＤＣ成分の減算は、ＤＣ成分の抑制またはフィルタリングとも呼ばれることがある。第１電流ミラー構成は、ギルバート・カッドの２つの出力端子で供給される差動出力と組み合わせると特に有利である。このようにして、ギルバート・カッドの電子構成要素の出力端子に対する同相モードの影響が本質的に除去されてもよい。
【００１８】
本発明の別の好ましい実施形態によれば、電子回路は、第１電流ミラー構成の出力信号を反転させる第２電流ミラー構成をさらに備える。この反転は、電圧のヘッドルームの理由で特に有利である。
【００１９】
本発明の別の好ましい実施形態によれば、電子回路は、コヒーレント検出器の出力を、ＲＦ電力増幅器の電力を対数目盛で示す電圧に変換する対数変換器モジュールをさらに備える。概して、コヒーレント検出器の差動出力、あるいは低域フィルタまたは第１または第２電流ミラーによって供給される信号のいずれかは、電力増幅器のＲＦ電力をワットで示す。
【００２０】
第１トランジスタによって検知されるＲＦ電流ならびに電圧検知モジュールによってタッピングされるＲＦ電圧信号は共に、電力増幅器の出力トランジスタのＲＦ電流およびＲＦ電圧にそれぞれ比例し、さらに、ＲＦ電圧信号とＲＦ電流信号の乗算によって導出される、得られる電力信号も電力増幅器で送達されるＲＦ電力に比例する。ここで、対数変換器モジュールは、導出される電力信号をｄＢｍで表されてもよい電力信号に変換する働きをする。例えば、対数変換器モジュールは、トランジスタによって電流−電圧変換器構成で実装されてもよい。
【００２１】
好ましくは、得られる電圧は、例えば演算増幅器回路でさらに増幅されてもよい。次いで、電力増幅器の電力出力を示すこの増幅後電圧信号が、出力抵抗器によって供給されてもよい。したがって、本発明の電子回路の出力で最終的にタッピングされてもよい出力信号は、負荷が時間的ゆらぎを受けるときであっても、電力増幅器によって供給される実際の電力を正確に表す。
【００２２】
別の態様では、本発明は、ＲＦ送信ユニットと、ＲＦ電力増幅器と、ＲＦ伝送ユニットによって送信された電力を調整する電力調整手段とを有するワイヤレス通信装置を提供する。ワイヤレス通信装置は、ＲＦ電力増幅器の出力の電流を検知し、ＲＦ電流信号を供給する第１トランジスタを備える。ワイヤレス通信装置は、ＲＦ電力増幅器の出力の電圧を検知し、ＲＦ電圧信号を供給する電圧検知モジュールをさらに備える。ワイヤレス通信はまた、ＲＦ電圧信号とＲＦ電流信号を乗算するように適合されたコヒーレント検出器も備える。したがって、本発明のワイヤレス通信装置は、ＲＦ送信ユニットの電力増幅器のＲＦ電流およびＲＦ電圧を別々に検知する効果的な手段と、負荷のインピーダンスに関わりなく負荷に供給される電力を求める手段とを特徴とする。
【００２３】
ワイヤレス通信装置の電力調整手段は、電力増幅器と負荷の間の負荷不整合を最小限に抑えるために、必要な電力と測定電力とを比較するように特に適合される。
【００２４】
さらに、特許請求の範囲内の何らかの参照符号が本発明の範囲を限定すると解釈されるべきでないことに留意すべきである。
【００２５】
以下では、図面を参照することによって本発明の好ましい実施形態をより詳細に説明する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
図１は、本発明の電子回路１００の概略ブロック図を示す。電子回路１００は、ＲＦ電力増幅器１０２の出力電力を測定するように適合される。電子回路１００は、検知モジュール１２０、コヒーレント検出器モジュール１１０、低域フィルタ１１２、２つの電流ミラー１１４、１１５、対数変換器１１６、増幅器１１８、ならびに出力端子１３０を有する。検知モジュール１２０は、電流検知トランジスタ１０４およびＤＣオフセット・トランジスタ１０６を有する。検知モジュール１２０の構成要素は、ＲＦ電力増幅器１０２のＲＦ電流ならびにＤＣオフセットを検知し、タッピングするように適合される。好ましくは、ＲＦ電力増幅器１０２は、電力増幅器の入力端子として働くベースを特徴とするＲＦトランジスタとして実装される。好ましくは、ＲＦトランジスタ１０２のコレクタは、増幅後信号を負荷に結合する電力増幅器の出力端子１０３に接続される。
【００２７】
検知モジュール１２０の構成要素１０４および１０６は、別々の方式でＲＦトランジスタ１０２に結合される。好ましくは、電流検知トランジスタ１０４のベースは、ＲＦトランジスタ１０２のベースに結合され、好ましくは、電流検知トランジスタ１０４のコレクタは、コヒーレント検出器１１０のエミッタ１２２に結合される。概して、電流検知トランジスタ１０４はＲＦトランジスタ１０２の縮小コピーである。したがって、トランジスタ１０４を流れる電流もＲＦトランジスタ１０２を流れる電流の縮小コピーである。
【００２８】
ＤＣオフセット・トランジスタ１０６も、概してはＲＦトランジスタ１０２の縮小コピーでとして実装される。好ましくは、ＤＣオフセット・トランジスタ１０６のベースは、低域フィルタ１０５を介してＲＦトランジスタ１０２のベースに結合され、ＤＣオフセット・トランジスタ１０６のコレクタは、ギルバート・カッド１１０の第２エミッタ１２６に結合される。ＤＣオフセット・トランジスタ１０６は、ＲＦトランジスタ１０２を流れる零入力電流を測定するように適合される。したがって、ＤＣオフセット・トランジスタ１０６は、ＤＣオフセット補償のために、したがって電子回路１００全体のダイナミック・レンジを向上させるために効果的に使用されてもよいコヒーレント検出器１１０に入力を供給する。
【００２９】
電圧検知モジュール１０８は、トランジスタ１０２のコレクタ・エミッタ電圧に対する電圧検知モジュールの影響を最小限のレベルに保つために、非常に低いキャパシタンスを特徴とするキャパシタによって実装されてもよい。電圧検知モジュール１０８、したがってその結合キャパシタは、出力端子１０３、またはＲＦトランジスタ１０２のコレクタに結合されてもよい。さらに、電圧検知モジュール１０８は、ギルバート・カッド１２８のベースのうちの１つに結合されてもよい。ギルバート・カッドの残りの入力ポート１２４は、電圧検知モジュール１０８によって供給されるＲＦ電圧信号と逆位相の電圧信号に結合されてもよい。あるいは、ギルバート・カッド１１０のベース１２８に供給されるＲＦ電圧信号のＤＣオフセットに対応するＤＣ電圧が、ギルバート・カッド１１０の第２ベース１２４に供給されてもよい。
【００３０】
したがって、検知モジュール１２０はギルバート・カッド１１０にＲＦ電流信号を供給し、電圧検知モジュール１０８はＲＦ電圧信号を供給し、ギルバート・カッド１１０は、ＲＦトランジスタ１０２によって供給される有効電力を示す出力信号を生成するために、受け取ったＲＦ電流とＲＦ電圧を乗算するように適合される。この電力信号は電圧と電流の積に基づくので、得られる出力信号は、ＲＦトランジスタ１０２の出力端子１０３に結合される負荷インピーダンスから完全に分離される。したがって、瞬間負荷インピーダンスに関わらず電力が十分に決定されてもよい。ギルバート・カッド１１０が２重平衡ミキサとして実装されるので、ギルバート・カッド１１０は、入力ＲＦ情報をＤＣ出力情報に直接変換する働きをする。このようにして、電力決定のために追加の整流および積分モジュールは不要である。
【００３１】
ギルバート・カッド１１０は差動出力を供給し、差動出力は、ギルバート・カッド１１０によって実施される乗算の不可避の副産物である出力信号の高周波数成分をフィルタリングする低域フィルタ１１２に供給される。概して、この２つのＲＦ成分が、低域フィルタ１１２によってフィルタリングされ、抑制される。
【００３２】
低域フィルタ１１２を通過した後、信号が、電力信号のＤＣ成分を減算する働きをする電流ミラー１１４に供給される。このようにして、例えばギルバート・カッドの同相モード・アーチファクトが効果的に除去されてもよい。
【００３３】
その後で、残りの信号が、信号の反転を供給する第２電流ミラー１１５に供給される。そのような反転は、電圧ヘッドルームの理由で特に有利である。
【００３４】
このＤＣ成分の減算後に、残りの信号が対数伝達関数を用いる電流−電圧変換器として働く対数変換器１１６に供給される。このように、得られる信号は、ＲＦトランジスタ１０２によって供給される電力にもはや直線的に比例しないが、電力をｄＢｍ目盛で表す。
【００３５】
対数変換後に、概しては、変換後信号が、従来の演算増幅器として実装することのできる増幅器１１８によって増幅される。最終的に、増幅後信号が出力端子１３０でタッピングされてもよい。次いで、増幅後信号は、ＲＦトランジスタ１０２で実施される増幅をさらに処理および／または調整するために使用されてもよい。このようにして、ＲＦトランジスタ１０２で供給される有効電力が、負荷インピーダンスに関わりなく正確に決定されてもよい。本発明の電子回路１００を制御ループとして実装することは、ＲＦトランジスタの出力電力を動的に適合し、動的に制御することを効果的に可能にする。したがって、負荷不整合を最小限に抑え、それによってＲＦトランジスタ１０２を破壊する可能性のある過剰な電流または電圧ピークの立上りを効果的に防止するために、電力増幅器の出力電力が効果的に制御されてもよい。
【００３６】
図２は、図１に概略的に示される様々な電子構成要素に関する電子回路の詳細な回路図を示す。図２からわかるように、ギルバート・カッド１１０は４つの別々のトランジスタによって実装され、ＲＦトランジスタ１０２は３つの結合トランジスタによって実現される。電流検知トランジスタ１０４およびＤＣオフセット補償１０６用のトランジスタをＲＦトランジスタ１０２およびギルバート・カッド１１０に結合することが明示的に図示されている。電圧検知モジュール１０８がキャパシタンスとして示されており、ギルバート・カッドのベース１２４がＤＣ電圧に結合される。トランジスタ１０４および１０６のコレクタが、それぞれギルバート・カッド１０８のエミッタ１２２および１２６に結合される。
【００３７】
本発明の電子回路１００は、決して明確な電子技術に制限されるわけではない。原理上は、電子回路１００の様々な構成要素は、バイポーラ・デバイスまたはシリコン・ベースの技術に基づいて実現されてもよい。特に、すべての電子構成要素、電流検知トランジスタ１０４、ＤＣオフセット・トランジスタ１０６、コヒーレント検出器またはギルバート・カッド１１０、低域フィルタ１１２、電流ミラー１１４、ならびに対数変換器１１６および増幅器１１８は、金属酸化物半導体技術（ＭＯＳ）または相補型金属酸化物半導体技術（ＣＭＯＳ）に基づくことができる。好ましくは、対数変換器１１６は、シリコン・バイポーラ技術に基づいて実装されてもよい。電流ミラー１１４ならびにコヒーレント検出器またはギルバート・カッド１１０のトランジスタは、ガリウム砒素（ＧａＡｓ）ヘテロ接合バイポーラ・トランジスタ（ＨＢＴ）技術に基づいて実装されてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００３８】
【図１】本発明の電子回路の様々な電子構成要素のブロック図である。
【図２】図１に示される電子構成要素に関する電子回路の詳細な回路図である。
【符号の説明】
【００３９】
１００  電子回路
１０１  入力
１０２  ＲＦ電力増幅器
１０３  電力出力
１０４  電流検知トランジスタ
１０５  低域フィルタ
１０６  ＤＣオフセット・トランジスタ
１０８  電圧検知モジュール
１１０  コヒーレント検出器
１１２  低域フィルタ
１１４  電流ミラー
１１５  電流ミラー
１１６  対数変換器
１１８  増幅器
１２０  ミラー・モジュール
１２２  入力ポート
１２４  入力ポート
１２６  入力ポート
１２８  入力ポート
１３０  出力
【図１】
2008509588.tif 000002
【図２】
2008509588.tif 000003
【国際調査報告】
2008509588.tif 000004
2008509588.tif 000005