(57)【要約】  無線周波数（ＲＦ）装置で用いられるミキサ回路（１０２）を開示する。ミキサは、電流源（Ｉｏ）と、電流源に接続した差動増幅器（Ｑ１，Ｑ２）とを具え、差動増幅器は、ＲＦ入力信号を受信する入力端子（ＲＦ＋，ＲＦ−）と、中間周波数信号を発生する出力端子（ＩＦ＋，ＩＦ−）とを有する。ローカルオシレータ信号（ＬＯ）は、差動増幅器に流れる電流を調整するために、差動増幅器に並列に接続したトランジスタ（Ｑ３）に供給され、したがって、差動出力信号は、ＲＦ信号とローカルオシレータ信号との和の周波数及び差の周波数の周波数成分を有する。電流の一部を電源に迂回するエミッタ回生抵抗（Ｒ１）及びトランジスタＱ４は、ミキサの線形性を向上する。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電流源（Ｉｏ）と、
前記電流源に接続され、第１の入力信号を受信する少なくとも一つの入力端子（ＲＦ＋，ＲＦ−）と、出力信号を発生する少なくとも一つの出力端子（ＩＦ＋，ＩＦ−）と、前記少なくとも一つの出力端子に接続された第１のインピーダンス（ＲＬ）とを有し、前記第１のインピーダンスを流れる電流が前記第１の入力信号に依存する第１の差動増幅器と、
前記第１の差動増幅器の少なくとも一部に並列に接続され、第２の入力信号を受信する第２の入力端子（ＬＯ）を有する少なくとも一つの第１のトランジスタを有し、前記第１の入力信号を前記第１の入力端子に供給するとともに前記第２の入力信号を前記第２の入力端子に供給することによって、前記第１の入力信号の周波数と前記第２の入力信号の周波数との和の周波数成分及び前記第１の入力信号の周波数と前記第２の入力信号の周波数との差の周波数成分を有する出力信号を前記出力端子に発生する電流調整部（Ｑ３）と、
前記第１の入力信号に対応する前記出力信号の歪を減少する線形手段（Ｑ４，Ｒ１）とを具えることを特徴とするミキサ回路。
【請求項２】
請求項１記載のミキサ回路において、前記線形手段が、前記第１の差動増幅器に並列に接続されるとともに前記第１の入力信号の少なくとも一部を受信する第３の入力端子を有する少なくとも一つの第２のトランジスタ（Ｑ４）を具えることを特徴とするミキサ回路。
【請求項３】
請求項２記載のミキサ回路において、前記第１の入力端子を、前記第３のインピーダンス（Ｒ２）によって前記第３の入力端子に接続したことを特徴とするミキサ回路。
【請求項４】
請求項１記載のミキサ回路において、前記第１の差動増幅器が、第３のトランジスタの対を有し、その各々が、前記第１の入力端子を有することを特徴とするミキサ回路。
【請求項５】
請求項４記載のミキサ回路において、前記トランジスタをバイポーラ接合トランジスタとし、前記線形手段が、前記バイポーラ接合トランジスタのエミッタに接続した第２のインピーダンス（Ｒ１）を具えることを特徴とするミキサ回路。
【請求項６】
請求項１記載のミキサ回路において、前記第１の差動増幅器が、前記第１の入力信号が供給される前記第１の入力端子の対と、前記出力信号が発生する前記出力端子の対とを有することを特徴とするミキサ回路。
【請求項７】
請求項１記載のミキサ回路において、前記電流源に接続され、前記第１の入力信号を受信する少なくとも一つの入力端子（ＲＦ−）と、出力信号を発生する少なくとも一つの出力端子（ＩＦ＋）と、前記少なくとも一つの出力端子に接続した第４のインピーダンス（ＲＬ）とを有し、前記第４のインピーダンスを流れる電流が前記第１の入力信号に依存する第２の差動増幅器を更に具えることを特徴とするミキサ回路。
【請求項８】
請求項７記載のミキサ回路において、前記第２の差動増幅器の少なくとも一部に並列に接続され、第２の入力信号を受信する第２の入力端子（ＬＯ−）を有する少なくとも一つの第４のトランジスタを具え、前記第２の入力信号が、前記第１のトランジスタの第２の入力端子と前記第４のトランジスタの第２の入力端子との交差を用いて供給される他の電流調整部を更に具えることを特徴とするミキサ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ミキサ回路に関し、特に、低電圧のアプリケーションに適合したミキサ回路に関するが、これに限定されるものではない。
【背景技術】
【０００２】
ミキサ回路は、無線周波数（ＲＦ）装置の重要な組立ブロックであり、第１の周波数の入力信号と第２の周波数の入力信号とを組み合わせて、第１の周波数と第２の周波数との和の周波数成分及び第１の周波数と第２の周波数との差の周波数成分を有する出力信号を発生する。
【０００３】
雑音及び線形性は、トランジスタレベル抽出の際のミキサ回路の合成中に主な設計上の制約を表す。ミキサ回路の設計に悪影響を及ぼす他の因子は、高速なバイポーラプロセス又はＣＭＯＳプロセスの遷移頻度の所望な増大に対処するよう高速なバイポーラプロセス又はＣＭＯＳプロセスの降伏電圧の低減を要求することである。一部の場合において、電池操作及び制限された電池量は、利用できる電源電圧を制限する。
【０００４】
ＣＭＯＳプロセスのしきい値電圧を低下し続ける間、ＣＭＯＳ装置は、同等のバイポーラ装置よりも低い電源電圧で動作することができる。それに対して、バイポーラ装置では、ベース−エミッタ電圧は、量子力学的な理由で低減されず、一部の最近のＳｉＧｅプロセスにおいて、ベース−エミッタ電圧が増大する。その結果、ＲＦ組立ブロックの線形性は、電源電圧が低下するに従って悪化され、現存する多数のＲＦ組立ブロックは、満足に動作しなくなる。
【０００５】
さらに、最近開発されたＳｉＧｅプロセスの２Ｖの降伏電圧は、電源電圧の大幅な減少が要求される。
【０００６】
モノリシックバイポーラＲＦミキサ回路の最も一般的な形態の一つは、図１に示すようなダブルバランスドギルバードミキサである。ミキサ２は、負荷抵抗ＲＬを流れる電流量を調整するために差動ローカルオシレータ信号が供給される第１及び第２のトランジスタＱ１，Ｑ２並びに第１の出力電圧が発生する出力端子６を有する第１の差動増幅段４を有する。差動ローカルオシレータ信号は、第３及び第４のトランジスタＱ３，Ｑ４、負荷トランジスタＲＬ及び第２の出力電圧が発生する出力端子１０を有する第２の差動増幅段８にも供給される。第２及び第３のトランジスタＱ３，Ｑ４のコレクタはそれぞれ、第２及び第１の出力端子６，１０に接続される。
【０００７】
トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３及びＱ４の相互コンダクタンスは、第１及び第２の増幅段４，８の後部にそれぞれ配置された第５及び第６のトランジスタＱ５，Ｑ６間に差動無線周波数（ＲＦ）信号を供給することによって調整される各トランジスタのエミッタ電流に依存する。その結果、出力端子６と出力端子１０との間に出現する差動電圧信号は、ローカルオシレータ信号とＲＦ信号との積に比例する成分を有する。三角恒等式の結果、出力端子６と出力端子１０との間に出現する差動出力信号は、ローカルオシレータ周波数とＲＦ周波数との間の和の周波数成分及びローカルオシレータ周波数とＲＦ周波数との間の差の周波数成分を有する。出力端子６と出力端子１０との間の差動出力電圧を取り出すことによって、和の周波数成分及び差の周波数成分以外の項が出力信号から除去される。
【０００８】
図１に示すギルバートミキサが、変換利得を提供することができ、ローカルオシレータポートを駆動するのに非常に低い電力しか必要とせず、信号ポート間を良好に切り離し、かつ、出力スペクトルにローカルオシレータ信号の成分を有しないとしても、低電圧の動作が所望される場合には多数の不都合を被る。特に、低電源電圧のアプリケーションでは、図１のミキサに示すようにトランジスタを堆積すると、良好に動作するか疑わしくなる。また、ＲＦ入力ポートが整合されず、したがって、信号発生器に対して高インピーダンスを表す。さらに、信号処理能力が、しきい値電圧未満に制限されるが、しきい値電流に依存しない。
【発明の開示】
【０００９】
本発明の好適例は、バイポーラコンポーネントによって実現するのに適しているとともに低電源電圧で線形性を保持するミキサ回路を提供しようとするものである。
【００１０】
本発明によれば、
電流源と、
前記電流源に接続され、第１の入力信号を受信する少なくとも一つの入力端子と、出力信号を発生する少なくとも一つの出力端子と、前記少なくとも一つの出力端子に接続された第１のインピーダンスとを有し、前記第１のインピーダンスを流れる電流が前記第１の入力信号に依存する第１の差動増幅器と、
前記第１の差動増幅器の少なくとも一部に並列に接続され、第２の入力信号を受信する第２の入力端子を有する少なくとも一つの第１のトランジスタを有し、前記第１の入力信号を前記第１の入力端子に供給するとともに前記第２の入力信号を前記第２の入力端子に供給することによって、前記第１の入力信号の周波数と前記第２の入力信号の周波数との和の周波数成分及び前記第１の入力信号の周波数と前記第２の入力信号の周波数との差の周波数成分を有する出力信号を前記出力端子に発生する電流調整部と、
前記第１の入力信号に対応する前記出力信号の歪を減少する線形手段とを具えることを特徴とするミキサ回路を提供する。
【００１１】
第１の差動増幅器の少なくとも一部に並列に接続された電流調整部及び第１の入力信号に対応する出力信号の歪を減少する線形手段を設けることによって、図１に示すギルバートミキサで必要なトランジスタの堆積を回避するという利点を提供し、その結果、ミキサは、従来よりも低い電源電圧で十分に動作する。特に、第１の差動増幅器に並列にトランジスタを設けることによって、差動増幅器電流を、図１のギルバートセルの大きな電圧降下を必要とすることなく第２の入力信号によって調整することができる。
【００１２】
前記線形手段が、前記第１の差動増幅器に並列に接続されるとともに前記第１の入力信号の少なくとも一部を受信する第３の入力端子を有する少なくとも一つの第２のトランジスタを具えてもよい。
【００１３】
前記第１の差動増幅器に並列に接続されるとともに前記第１の入力信号の少なくとも一部を受信する第３の入力端子を有する少なくとも一つの第２のトランジスタを設けることによって、ミキサの線形性を比較的簡単に向上するとともに低電源電圧で動作するという利点を提供する。
【００１４】
前記第１の差動増幅器が、第３のトランジスタの対を有し、その各々が、前記第１の入力端子を有してもよい。
【００１５】
前記トランジスタをバイポーラ接合トランジスタとし、前記線形手段が、前記バイポーラ接合トランジスタのエミッタに接続した第２のインピーダンスを具えてもよい。
【００１６】
前記第１の入力端子を、前記第３のインピーダンスによって前記第３の入力端子に接続してもよい。
【００１７】
前記第１の差動増幅器が、前記第１の入力信号が供給される前記第１の入力端子の対と、前記出力信号が発生する前記出力端子の対とを有してもよい。
【００１８】
前記電流源に接続され、前記第１の入力信号を受信する少なくとも一つの入力端子と、出力信号を発生する少なくとも一つの出力端子と、前記少なくとも一つの出力端子に接続した第４のインピーダンスとを有し、前記第４のインピーダンスを流れる電流が前記第１の入力信号に依存する第２の差動増幅器を更に具えてもよい。
【００１９】
これは、第１の差動増幅器の出力端子と第２の差動増幅器の出力端子との間で取り出された出力信号がシングルバランスドミキサの場合に比べて不所望な成分（すなわち、第１の入力信号の周波数と第２の入力信号の周波数との和及びこれらの周波数間の差以外の周波数成分）が少なくなるダブルバランスドミキサを設ける利点を提供する。
【００２０】
ミキサ回路は、前記第２の差動増幅器の少なくとも一部に並列に接続され、第２の入力信号を受信する第２の入力端子を有する少なくとも一つの第４のトランジスタを具え、前記第２の入力信号が、前記第１のトランジスタの第２の入力端子と前記第４のトランジスタの第２の入力端子との交差を用いて供給される他の電流調整部を更に具えてもよい。
【００２１】
本発明の好適な実施の形態を、添付図面を参照しながら例示して説明するが、これに限定されるものではない。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
先ず、図２を参照すると、本発明の第１の実施の形態のシングルバランスド無線周波数（ＲＦ）ミキサ１０２は、ベースにＲＦ信号ＲＦ＋，ＲＦ−が差動的に供給されるバイポーラトランジスタＱ１，Ｑ２を有する差動増幅器を具える。トランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタは、各出力端子ＩＦ−，ＩＦ＋を通じて各出力抵抗ＲＬに接続され、トランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタには、ミキサの線形性を向上するために回生抵抗Ｒ１を設ける。
【００２３】
電流源Ｉｏは、エミッタ抵抗Ｒ１及びコレクタ抵抗ＲＬに電流を流すために差動増幅器に結合され、ミキサの線形性は、電流源Ｉｏが広帯域動作及び低歪に必要な電流でトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ４にバイアスをかけるようにトランジスタＱ４を差動増幅器に並列に設けることによって更に向上される。このために、トランジスタＱ４のエミッタ領域の係数ｎを２より大きくする必要がある。差動トランジスタ対Ｑ１，Ｑ２の相互コンダクタンスの線形性は、非線形項及び直流電流Ｉｏの部分を電源に搬送するトランジスタＱ４によって達成される。
【００２４】
ＲＦポートの入力インピーダンス及び線形性は、ほとんど切り離され、したがって、個別に最適化することができる。トランジスタＱ１，Ｑ２のベースは、各入力抵抗Ｒ２を通じてトランジスタＱ４のベースに接続される。抵抗Ｒ２は、ＲＦ信号を発生するＢＡＬＵＮ又は低雑音増幅器（ＬＮＡ）（図示せず）の出力インピーダンスに整合した２Ｒ２の差動入力インピーダンスを形成する。これによって、ＬＮＡ又はＢＡＬＵＭとミキサとの間の電力転送を保証する。
【００２５】
トランジスタＱ３は、差動増幅器に並列に接続され、３００ｍＶまでのピーク間振幅のローカルオシレータ信号をトランジスタＱ３のベースに供給することによって、トランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタに流れる電流を調整する。トランジスタＱ１，Ｑ２の相互コンダクタンスが各エミッタ電流に依存するので、出力端子ＩＦ−，ＩＦ＋の各々の電圧信号は、ＲＦ信号及びローカルオシレータ信号と利得スケーリング係数との積に依存する成分を有する。
【００２６】
当業者によって理解されるように、三角恒等式の結果として、出力端子ＩＦ−及びＩＦ＋の信号は、ＲＦ信号の周波数、ローカルオシレータ信号の周波数並びにこれらの信号の周波数の和及び差の周波数成分を有する。出力信号間の信号を差動増幅器（図示せず）に供給することによって、ローカルオシレータ周波数の信号成分が除去され、その結果、差動出力信号は、ＲＦ周波数成分、ローカルオシレータ周波数とＲＦ周波数との和の成分、及びローカルオシレータ周波数とＲＦ周波数との差の成分を有する。
【００２７】
ミキサの線形応答を向上するために、更に別のトランジスタＱ４は、各入力抵抗Ｒ１，Ｒ２によってトランジスタＱ１，Ｑ２のベースに接続したベースを有する。トランジスタＱ４のエミッタ領域の係数は、正確な動作のために少なくとも２となり、ミキサ１０２の線形性は、非線形項を電源に搬送するとともに生じた減衰すべき直流電流部分を正の電源ＶＣＣに搬送するトランジスタＱ４によって向上される。
【００２８】
トランジスタＱ１，Ｑ２のベースの入力インピーダンス及びミキサ１０２の線形性は、ほとんど切り離され、したがって、個別に最適化することができる。直列の入力抵抗Ｒ２，Ｒ２は、ミキサ１０２を作動させるＢＡＬＵＮ又は低雑音増幅器（図示せず）の出力インピーダンスに整合した差動入力インピーダンスを形成する。これによって、低雑音増幅器とミキサ１０２との間の電力転送を保証する。
【００２９】
図２の実施の形態に共通する部分に同様な参照番号に１００を加えたものを付した図３を参照すると、図２のミキサのＭＯＳの変形２０２を示す。（図２のエミッタ回生抵抗Ｒ１に対応する）ソース回生抵抗は、もはや線形性のために必要とされない。
【００３０】
図２及び図３のミキサは、電圧の余裕を犠牲にして線形性を達成せず、したがって、両方の配置は、低電源電圧で動作することができる。
【００３１】
ローカルオシレータ又はＲＦフィードスルーなく図２のミキサより大きい変換利得を達成するために、図４に示すようなダブルバランスドミキサ３０２を用いる。図４のミキサ３０２は、トランジスタＱ１，Ｑ２を有する第１の差動増幅器３０４と、トランジスタＱ３，Ｑ４を有する第２の差動増幅器３０６とを有する。トランジスタＱ２，Ｑ３のベースは、互いに接続されるとともに、入力抵抗Ｒ２を通じてトランジスタＱ１，Ｑ４のベースにそれぞれ接続される。ＲＦ信号は、トランジスタＱ１，Ｑ４のベースに差動的に供給され、ローカルオシレータ信号は、差動増幅器３０４，３０６にそれぞれ並列に正の電源レールＶＣＣと各線形トランジスタ３１２，３１４のベースとの間に接続されたトランジスタ３０８，３１０のベースに差動的に供給される。
【００３２】
トランジスタＱ２，Ｑ３のコレクタは、トランジスタＱ４，Ｑ１のコレクタにそれぞれ接続され、バランスド出力信号が出力端子ＩＦ−と出力端子ＩＦ＋との間に供給される。差動出力信号は、ＲＦ周波数成分及びローカルオシレータ周波数成分を有さず、図４のダブルバランスドミキサ３０２の変換利得は、対応する図２のシングルバランスドミキサより大きい係数２となる。
【００３３】
同様に、図５を参照すると、ダブルバランスドミキサのＭＯＳの変形４０２を示し、この場合、図４の実施の形態に共通の部分に、同様な参照番号に１００を加えたものを付す。図４の抵抗Ｒ１に対応するソース回生抵抗はもはや必要とされない。
【００３４】
当業者によって理解されるように、上記実施の形態は、例示としてのみ説明するものであるとともにいかなる制限を意味するものでなく、添付した特許請求の範囲によって規定された発明の範囲から逸脱することなく種々の変更及び変形が可能である。例えば、線形性が少なくなるとしても、図２に示す線形利得段に対する種々の変更を行うことができる。例えば、図６は、エミッタ回生が生じる抵抗Ｒ１によって線形性が達成される本発明の他の実施の形態を示し、図７は、ＲＦ線形段として「１〜ｎ」段を用いる。図６及び７の実施の形態のダブルバランスド形態も適用できることは、当業者によって理解される。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】従来のミキサ回路の回路図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態の回路図である。
【図３】本発明の第２の実施の形態の回路図である。
【図４】本発明の第３の実施の形態の回路図である。
【図５】本発明の第４の実施の形態の回路図である。
【図６】本発明の第５の実施の形態の回路図である。
【図７】本発明の第６の実施の形態の回路図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【国際調査報告】
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