(57)【要約】  狭帯域通信チャネルを介して、非常に高いデータレートで情報を伝送するためのシステムおよび方法が提供される。このシステムおよび方法は、新規なゼロ復帰型の急峻な位相変調の技術を使用してメッセージ信号を変調すること、およびその変調された信号を、高性能の高精度デジタルフィルタを使用して濾波することを含む。デジタルフィルタは、変調された信号の周波数スペクトルのフラクタルモデル化に基づいて設計される。本発明のシステムおよび方法は、様々なチャネル条件下で、５０ＫＨｚという狭い周波数チャネルを介して、５Ｍｂｐｓを超えるデータレートの提供を可能にする。
2008519539.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
通信チャネルを介して情報を伝送するためのシステムであって、
ある搬送波周波数における搬送波信号をメッセージ信号で変調して、少なくとも１つの側波帯を有する変調された信号を生成するための変調器と、
少なくとも１つの側波帯の一部分を、前記通信チャネルを介して伝送するための送信機と、
を含むシステム。
【請求項２】
前記変調器は、整数ｎのサイクルを有して第１の位相にある搬送波信号の第１の部分と、その後に続く、整数ｎのサイクルを有して第２の位相にある前記搬送波信号の第２の部分とになるように第１のバイナリ符号を符号化するためのエンコーダを含み、
前記第２の位相は、前記第１の位相から位相偏移の分だけ離れている、
請求項１に記載のシステム。
【請求項３】
整数ｎのサイクルを有して前記第２の位相にある前記搬送波信号の第３の部分と、その後に続く、整数ｎのサイクルを有して前記第１の位相にある前記搬送波信号の第４の部分とになるように第２のバイナリ符号を符号化することをさらに含む、請求項２に記載のシステム。
【請求項４】
前記送信機は、送信機フィルタを含む、請求項１に記載のシステム。
【請求項５】
前記送信機は、前記変調された信号を水平偏波するための回路を含む、請求項４に記載のシステム。
【請求項６】
前記送信機は、前記変調された信号を垂直偏波するための回路を含む、請求項４に記載のシステム。
【請求項７】
前記送信機は、前記水平偏波された、変調された信号を伝送するための回路を含む、請求項５に記載のシステム。
【請求項８】
前記送信機は、前記垂直偏波された、変調された信号を伝送するための回路を含む、請求項７に記載のシステム。
【請求項９】
前記送信機フィルタは、フラクタル分岐に基づいて選択された送信機中心周波数に中心を置き、前記フラクタル分岐に基づいて選択された送信機フィルタ帯域幅を有する、請求項４に記載のシステム。
【請求項１０】
前記フラクタル分岐は、前記変調された信号の周波数スペクトルをモデル化するための、フラクタル分岐指数におけるフラクタル分岐セットを含む、請求項９に記載のシステム。
【請求項１１】
前記送信機中心周波数は、前記搬送波周波数、所望される伝送データレート、および前記フラクタル分岐指数に基づいて選択される、請求項９に記載のシステム。
【請求項１２】
前記送信機フィルタ帯域幅は、所望される伝送レート、およびフラクタル分岐指数に基づいて選択される、請求項９に記載のシステム。
【請求項１３】
前記送信機中心周波数および前記送信機フィルタ帯域幅に基づいて選択された受信機中心周波数に中心を置き、前記送信機中心周波数および前記送信機フィルタ帯域幅に基づいて選択された受信機フィルタ帯域幅を有する受信機フィルタと、
送信機クロックを検出し、位相ロックされた受信機クロックを生成するためのクロック検出器と、
前記メッセージ信号を回復するための復調器と、
を含む前記メッセージ信号を回復するための受信機をさらに含む、請求項１に記載のシステム。
【請求項１４】
前記受信機中心周波数は、前記送信機中心周波数を含む、請求項１３に記載のシステム。
【請求項１５】
前記受信機フィルタ帯域幅は、前記送信機フィルタ帯域幅と、前記送信機フィルタ帯域幅に追加された狭い周波数帯域とを含む、請求項１３に記載のシステム。
【請求項１６】
前記復調器は、相関器と、位相検出器と、データビット判定回路とを含む、請求項１３に記載のシステム。
【請求項１７】
前記相関器は、整合フィルタを含む、請求項１６に記載のシステム。
【請求項１８】
前記データビット判定回路は、コスタスループを含む、請求項１６に記載のシステム。
【請求項１９】
伝送された信号の周波数スペクトルを推定するためのスペクトルエスティメータと、
送信機クロックを検出し、位相ロックされた受信機クロックを生成するためのクロック検出器と、
前記伝送された信号の前記推定された周波数スペクトルから周波数セットを抽出するためのスペクトルセレクタと、
前記メッセージ信号を回復するための復調器と、
を含む前記メッセージ信号を回復するための受信機をさらに含む、請求項１に記載のシステム。
【請求項２０】
通信チャネルを介して情報を伝送するためのシステムであって、
メッセージ信号で搬送波信号を変調して、搬送波周波数における、少なくとも１つ側波帯を有する変調された信号を生成するための変調器と、
少なくとも１つの側波帯の一部分を濾波するための、フラクタル分岐に基づいて選択された送信機中心周波数に中心を置き、前記フラクタル分岐に基づいて選択された送信機フィルタ帯域幅を有するフィルタと、
を含むシステム。
【請求項２１】
前記変調器は、整数ｎのサイクルを有して第１の位相にある前記搬送波信号の第１の部分と、その後に続く、整数ｎのサイクルを有して第２の位相にある前記搬送波信号の第２の部分とになるように第１のバイナリ符号を符号化するためのエンコーダを含み、
前記第２の位相は、前記第１の位相から位相偏移の分だけ離れている、
請求項２０に記載のシステム。
【請求項２２】
整数ｎのサイクルを有して前記第２の位相にある前記搬送波信号の第３の部分と、その後に続く、整数ｎのサイクルを有して前記第１の位相にある前記搬送波信号の第４の部分とになるように第２のバイナリ符号を符号化することをさらに含む、請求項２１に記載のシステム。
【請求項２３】
前記フラクタル分岐は、前記変調された信号の周波数スペクトルをモデル化するための、フラクタル分岐指数におけるフラクタル分岐セットを含む、請求項２０に記載のシステム。
【請求項２４】
前記送信機中心周波数は、前記搬送波周波数、所望される伝送データレート、および前記フラクタル分岐指数に基づいて選択される、請求項２０に記載のシステム。
【請求項２５】
前記送信機フィルタ帯域幅は、所望される伝送レート、およびフラクタル分岐指数に基づいて選択される、請求項２０に記載のシステム。
【請求項２６】
前記送信機中心周波数および前記送信機フィルタ帯域幅に基づいて選択された受信機中心周波数に中心を置き、前記送信機中心周波数および前記送信機フィルタ帯域幅に基づいて選択された受信機フィルタ帯域幅を有する受信機フィルタと、
送信機クロックを検出し、位相ロックされた受信機クロックを生成するためのクロック検出器と、
前記メッセージ信号を回復するための復調器と、
を含む前記メッセージ信号を回復するための受信機をさらに含む、請求項２０に記載のシステム。
【請求項２７】
前記受信機中心周波数は、前記送信機中心周波数を含む、請求項２６に記載のシステム。
【請求項２８】
前記受信機フィルタ帯域幅は、前記送信機フィルタ帯域幅と、前記送信機フィルタ帯域幅に追加された狭い周波数帯域とを含む、請求項２６に記載のシステム。
【請求項２９】
前記復調器は、相関器と、位相検出器と、データビット判定回路とを含む、請求項２６に記載のシステム。
【請求項３０】
前記相関器は、整合フィルタを含む、請求項２９に記載のシステム。
【請求項３１】
前記データビット判定回路は、コスタスループを含む、請求項２９に記載のシステム。
【請求項３２】
伝送された信号の周波数スペクトルを推定するためのスペクトルエスティメータと、
送信機クロックを検出し、位相ロックされた受信機クロックを生成するためのクロック検出器と、
前記伝送された信号の前記推定された周波数スペクトルから周波数セットを抽出するためのスペクトルセレクタと、
前記メッセージ信号を回復するための復調器と、
を含む前記メッセージ信号を回復するための受信機をさらに含む、請求項２０に記載のシステム。
【請求項３３】
通信チャネルを介してメッセージ信号を伝送するためのシステムであって、
第１のデータビットに対応する第１のサンプルセットと、第２のデータビットに対応する第２のサンプルセットとを格納するためのルックアップテーブルを含み、
前記第１のサンプルセット及び前記第２のサンプルセットはフラクタル分岐に基づいて生成される、
システム。
【請求項３４】
前記フラクタル分岐は、変調された信号の周波数スペクトルをモデル化するための、フラクタル分岐指数におけるフラクタル分岐セットを含む、請求項３３に記載のシステム。
【請求項３５】
前記変調された信号は、変調器によって生成された信号を含む、請求項３４に記載のシステム。
【請求項３６】
前記変調器は、整数ｎのサイクルを有して第１の位相にある搬送波信号の第１の部分と、その後に続く、整数ｎのサイクルを有して第２の位相にある前記搬送波信号の第２の部分とになるように第１のバイナリ符号を符号化するためのエンコーダを含み、
前記第２の位相は、前記第１の位相から位相偏移の分だけ離れている、
請求項３５に記載のシステム。
【請求項３７】
整数ｎのサイクルを有して第２の位相にある前記搬送波信号の第３の部分と、その後に続く、整数ｎのサイクルを有して前記第１の位相にある前記搬送波信号の第４の部分とになるように第２のバイナリ符号を符号化することをさらに含む、請求項３６に記載のシステム。
【請求項３８】
受信機中心周波数に中心を置き、受信機帯域幅を有する受信機フィルタと、
送信機クロックを検出し、位相ロックされた受信機クロックを生成するためのクロック検出器と、
前記メッセージ信号を回復するための復調器と、
を含む前記メッセージ信号を回復するための受信機をさらに含む、請求項３３に記載のシステム。
【請求項３９】
前記受信機中心周波数は、搬送波周波数、所望される伝送レート、および前記フラクタル分岐指数に基づいて選択される、請求項３８に記載のシステム。
【請求項４０】
前記受信機フィルタ帯域幅は、所望される伝送レート、および前記フラクタル分岐指数に基づいて選択される、請求項３８に記載のシステム。
【請求項４１】
前記復調器は、相関器と、位相検出器と、データビット判定回路とを含む、請求項３８に記載のシステム。
【請求項４２】
前記相関器は、整合フィルタを含む、請求項４１に記載のシステム。
【請求項４３】
前記データビット判定回路は、コスタスループを含む、請求項４１に記載のシステム。
【請求項４４】
伝送された信号の周波数スペクトルを推定するためのスペクトルエスティメータと、
送信機クロックを検出し、位相ロックされた受信機クロックを生成するためのクロック検出器と、
前記伝送された信号の前記推定された周波数スペクトルから周波数セットを抽出するためのスペクトルセレクタと、
前記メッセージ信号を回復するための復調器と、
を含む前記メッセージ信号を回復するための受信機をさらに含む、請求項３３に記載のシステム。
【請求項４５】
通信チャネルを介して情報を伝送するための方法であって、
ある搬送波周波数における搬送波信号をメッセージ信号で変調して、少なくとも１つの側波帯を有する変調された信号を生成すること、および
少なくとも１つの側波帯の一部分を、前記通信チャネルを介して伝送すること、
を含む方法。
【請求項４６】
ある搬送波周波数における搬送波信号をメッセージ信号で変調することは、整数ｎのサイクルを有して第１の位相にある前記搬送波信号の第１の部分と、その後に続く、整数ｎのサイクルを有して第２の位相にある前記搬送波信号の第２の部分とになるように第１のバイナリ符号を符号化することを含み、
前記第２の位相は、前記第１の位相から位相偏移の分だけ離れている、
請求項４５に記載の方法。
【請求項４７】
整数ｎのサイクルを有して前記第２の位相にある前記搬送波信号の第３の部分と、その後に続く、整数ｎのサイクルを有して前記第１の位相にある前記搬送波信号の第４の部分とになるように第２のバイナリ符号を符号化することをさらに含む、請求項４６に記載の方法。
【請求項４８】
前記通信チャネルを介して少なくとも１つの側波帯の一部分を伝送することは、送信機フィルタを使用して、前記変調された信号を濾波することを含む、請求項４５に記載の方法。
【請求項４９】
前記送信機フィルタは、フラクタル分岐に基づいて選択された送信機中心周波数に中心を置き、前記フラクタル分岐に基づいて選択された送信機フィルタ帯域幅を有する、請求項４８に記載の方法。
【請求項５０】
前記フラクタル分岐は、前記変調された信号の周波数スペクトルをモデル化するための、フラクタル分岐指数におけるフラクタル分岐セットを含む、請求項４９に記載の方法。
【請求項５１】
前記送信機中心周波数は、前記搬送波周波数、所望される伝送データレート、および前記フラクタル分岐指数に基づいて選択される、請求項４９に記載の方法。
【請求項５２】
前記送信機フィルタ帯域幅は、所望される伝送レート、および前記フラクタル分岐指数に基づいて選択される、請求項４９に記載の方法。
【請求項５３】
前記送信機中心周波数および前記送信機フィルタ帯域幅に基づいて選択された受信機中心周波数に中心を置き、前記送信機中心周波数および前記送信機フィルタ帯域幅に基づいて選択された受信機フィルタ帯域幅を有する受信機フィルタを使用して、伝送された信号を濾波すること、
送信機クロックを検出し、位相ロックされた受信機クロックを生成すること、および
復調器を使用して、前記メッセージ信号を回復すること、
をさらに含む請求項４５に記載の方法。
【請求項５４】
前記受信機中心周波数は、前記送信機中心周波数を含む、請求項５３に記載の方法。
【請求項５５】
前記受信機フィルタ帯域幅は、前記送信機フィルタ帯域幅と、前記送信機フィルタ帯域幅に追加された狭い周波数帯域とを含む、請求項５３に記載の方法。
【請求項５６】
前記復調器は、相関器と、位相検出器と、データビット判定回路とを含む、請求項５３に記載の方法。
【請求項５７】
前記相関器は、整合フィルタを含む、請求項５６に記載の方法。
【請求項５８】
前記データビット判定回路は、コスタスループを含む、請求項５６に記載の方法。
【請求項５９】
スペクトルエスティメータを使用して、伝送された信号の周波数スペクトルを推定すること、
送信機クロックを検出し、位相ロックされた受信機クロックを生成すること、
スペクトルセレクタを使用して、前記伝送された信号の前記推定された周波数スペクトルから周波数セットを抽出すること、および
復調器を使用して、前記メッセージ信号を回復すること、
をさらに含む請求項４５に記載の方法。
【請求項６０】
通信チャネルを介して情報を伝送するための方法であって、
搬送波信号をメッセージ信号で変調して、ある搬送波周波数における、少なくとも１つの側波帯を有する変調された信号を生成すること、
フラクタル分岐に基づいて選択された中心周波数に中心を置き、前記フラクタル分岐に基づいて選択されたフィルタ帯域幅を有するフィルタを使用して、少なくとも１つの側波帯の一部分を濾波すること、および
前記少なくとも１つの側波帯の前記一部分を伝送すること、
を含む方法。
【請求項６１】
搬送波信号をメッセージ信号で変調して、変調された信号を生成することは、整数ｎのサイクルを有して第１の位相にある前記搬送波信号の第１の部分と、その後に続く、整数ｎのサイクルを有して第２の位相にある前記搬送波信号の第２の部分とになるように第１のバイナリ符号を符号化することを含み、
前記第２の位相は、前記第１の位相から位相偏移の分だけ離れている、
請求項６０に記載の方法。
【請求項６２】
整数ｎのサイクルを有して前記第２の位相にある前記搬送波信号の第３の部分と、その後に続く、整数ｎのサイクルを有して前記第１の位相にある前記搬送波信号の第４の部分とになるように第２のバイナリ符号を符号化することをさらに含む、請求項６１に記載の方法。
【請求項６３】
前記フラクタル分岐は、前記変調された信号の周波数スペクトルをモデル化するための、フラクタル分岐指数におけるフラクタル分岐セットを含む、請求項６０に記載の方法。
【請求項６４】
前記送信機中心周波数は、前記搬送波周波数、所望される伝送データレート、および前記フラクタル分岐指数に基づいて選択される、請求項６０に記載の方法。
【請求項６５】
前記送信機フィルタ帯域幅は、所望される伝送レート、およびフラクタル分岐指数に基づいて選択される、請求項６０に記載の方法。
【請求項６６】
前記送信機中心周波数および前記送信機フィルタ帯域幅に基づいて選択された受信機中心周波数に中心を置き、前記送信機中心周波数および前記送信機フィルタ帯域幅に基づいて選択された受信機フィルタ帯域幅を有する受信機フィルタを使用して、伝送された信号を濾波すること、
送信機クロックを検出し、位相ロックされた受信機クロックを生成すること、および
復調器を使用して、前記メッセージ信号を回復すること、
をさらに含む請求項６０に記載の方法。
【請求項６７】
前記受信機中心周波数は、前記送信機中心周波数を含む、請求項６６に記載の方法。
【請求項６８】
前記受信機フィルタ帯域幅は、前記送信機フィルタ帯域幅と、前記送信機フィルタ帯域幅に追加された狭い周波数帯域とを含む、請求項６６に記載の方法。
【請求項６９】
前記復調器は、相関器と、位相検出器と、データビット判定回路とを含む、請求項６６に記載の方法。
【請求項７０】
前記相関器は、整合フィルタを含む、請求項６９に記載の方法。
【請求項７１】
前記データビット判定回路は、コスタスループを含む、請求項６９に記載の方法。
【請求項７２】
スペクトルエスティメータを使用して、伝送された信号の周波数スペクトルを推定すること、
送信機クロックを検出し、位相ロックされた受信機クロックを生成すること、
スペクトルセレクタを使用して、前記伝送された信号の前記推定された周波数スペクトルから周波数セットを抽出すること、および
復調器を使用して、前記メッセージ信号を回復すること、
をさらに含む請求項６０に記載の方法。
【請求項７３】
通信チャネルを介してメッセージ信号を伝送するための方法であって、
第１のデータビットに対応する、フラクタル分岐に基づいて生成される第１のサンプルセットと、第２のデータビットに対応する、前記フラクタル分岐に基づいて生成される第２のサンプルセットとを格納するためのルックアップテーブルを提供すること、および
前記メッセージ信号を、前記ルックアップテーブルの中に格納された前記第１のサンプルセットと前記第２のサンプルセットの少なくともいずれかに変換することにより、前記メッセージ信号を伝送すること、
を含む方法。
【請求項７４】
前記フラクタル分岐は、変調された信号の周波数スペクトルをモデル化するための、フラクタル分岐指数におけるフラクタル分岐セットを含む、請求項７３に記載の方法。
【請求項７５】
前記変調された信号は、変調器によって生成された信号を含む、請求項７４に記載の方法。
【請求項７６】
前記変調器は、整数ｎのサイクルを有して第１の位相にある搬送波信号の第１の部分と、その後に続く、整数ｎのサイクルを有して第２の位相にある前記搬送波信号の第２の部分とになるように第１のバイナリ符号を符号化するためのエンコーダを含み、
前記第２の位相は、前記第１の位相から位相偏移の分だけ離れている、
請求項７５に記載の方法。
【請求項７７】
整数ｎのサイクルを有して前記第２の位相にある前記搬送波信号の第３の部分と、その後に続く、整数ｎのサイクルを有して前記第１の位相にある前記搬送波信号の第４の部分とになるように第２のバイナリ符号を符号化することをさらに含む、請求項７６に記載の方法。
【請求項７８】
受信機中心周波数に中心を置き、受信機フィルタ帯域幅を有する受信機フィルタを使用して、伝送された信号を濾波すること、
送信機クロックを検出し、位相ロックされた受信機クロックを生成すること、および
復調器を使用して、前記メッセージ信号を回復すること、
をさらに含む請求項７３に記載の方法。
【請求項７９】
前記受信機中心周波数は、搬送波周波数、所望される伝送データレート、および前記フラクタル分岐指数に基づいて選択される、請求項７８に記載の方法。
【請求項８０】
前記受信機フィルタ帯域幅は、所望される伝送レート、および前記フラクタル分岐指数に基づいて選択される、請求項７８に記載の方法。
【請求項８１】
前記復調器は、相関器と、位相検出器と、データビット判定回路とを含む、請求項７８に記載の方法。
【請求項８２】
前記相関器は、整合フィルタを含む、請求項８１に記載の方法。
【請求項８３】
前記データビット判定回路は、コスタスループを含む、請求項８１に記載の方法。
【請求項８４】
スペクトルエスティメータを使用して、伝送された信号の周波数スペクトルを推定すること、
送信機クロックを検出し、位相ロックされた受信機クロックを生成すること、
スペクトルエスティメータを使用して、前記伝送された信号の前記推定された周波数スペクトルから周波数セットを抽出すること、および
復調器を使用して、前記メッセージ信号を回復すること、
をさらに含む請求項７３に記載の方法。
【請求項８５】
狭帯域通信チャネルを介して伝送するために情報信号を変調するための方法であって、
ある搬送波周波数における搬送波信号を選択すること、および
整数ｎのサイクルを有して第１の位相にある前記搬送波信号の第１の部分と、その後に続く、整数ｎのサイクルを有して第２の位相にある前記搬送波信号の第２の部分とになるように第１のバイナリ符号を符号化すること、
を含み、
前記第２の位相は、前記第１の位相から位相偏移の分だけ離れている、方法。
【請求項８６】
整数ｎのサイクルを有して前記第２の位相にある前記搬送波信号の第３の部分と、その後に続く、整数ｎのサイクルを有して前記第１の位相にある前記搬送波信号の第４の部分とになるように第２のバイナリ符号を符号化することをさらに含む、請求項８５に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本出願は、参照により開示全体が本明細書に組み込まれている、「ＵＳＭ（Ｇｅｎｅｒｉｃ，Ｓｙｍｍｅｔｒｉｃａｌ  ａｎｄ  Ａｓｙｍｍｅｔｒｉｃａｌ」という題名の、２００４年１１月８日に出願した、米国特許仮出願第６０／６２６２１２号の優先権を主張する。
【０００２】
本発明は、一般に、通信チャネルを介する情報の伝送に関する。より具体的には、本発明は、新規な変調スキームと、高性能の高精度デジタル濾波とを使用して、狭帯域通信チャネルを介して、非常に高いデータレートで情報を伝送するためのシステムおよび方法を提供する。
【背景技術】
【０００３】
通信技術の進歩は、パーソナル通信デバイス（「ＰＣＳ」）の広範な普及と相俟って、情報が流され、共有される仕方に大変革をもたらした。現在では、情報は、有線接続または無線接続を介して、コンピュータデスクトップ、ラップトップ、パーソナルデジタルアシスタント（「ＰＤＡ」）、セルラー電話機、デジタル音楽プレーヤ、およびその他のポータブルデバイスに直接に配信されて、すべてのユーザに実質的に無限の接続体験をもたらすことが可能である。特に、無線技術の急速な拡大が、地球規模での音声、データ、およびビデオのより高速で、より効率的な無線伝送の需要を煽っている。
【０００４】
情報は、図１に示される従来のシステムのような、無線通信システムを使用して、情報送信元から宛先に無線チャネルを介して伝送される。最も単純な形態では、無線通信システム１００は、（１）変調器１０５と、（２）送信機１１０と、（３）無線チャネル１１５と、（４）受信機１２０と、（５）復調器１２５とを含む。変調器１０５は、無線チャネル１１５を介して伝送するのに適した形態になるように情報を処理する。情報は、音声、データ、オーディオ、イメージ、ビデオ、またはメッセージ信号とも呼ばれる情報信号の中で伝えられる、他の任意のタイプのコンテンツであることが可能である。変調器１０５は、基本的に、搬送波信号の１つまたは複数の特性を変更することにより、メッセージ信号を、無線チャネル１１５を介して伝送するのに適した、変調された信号に変換する。変調された信号は、送信機１１０によって無線チャネル１１５に送られ、送信機１１０は、通常、変調された信号を、伝送に先立って濾波し、増幅する。無線チャネル１１５の機能は、情報送信元と情報宛先の間で無線リンクまたは無線接続を提供することである。無線チャネル１１５を介して伝送されると、変調された信号は、受信機１２０によって検出され、無線チャネル１１５による伝送中に生じる信号減衰を考慮に入れるように増幅される。最後に、伝送された信号は、元のメッセージ信号の正確な推定をもたらすように、復調器１２５によって復調される。
【０００５】
無線通信システム１００のような無線通信システムの性能は、ある程度、そのシステムの変調器、例えば、変調器１０５の性能によって規定される。というのは、メッセージ信号を、全体的なシステムリソースの使用を最大化するように、伝送に適した信号に変換することを担うのは、変調器だからである。例えば、高性能の変調器は、送信機１１０などの送信機によって濾波され、伝送されると、全チャネル帯域幅の小さい割合だけを利用して、多くのユーザが、チャネル帯域幅を同時に利用することを可能にする、周波数スペクトルを有する変調された信号を生成すべきである。また、高性能の変調器は、送信機内の高性能のフィルタと連携して機能して、変調された信号の周波数スペクトルが最適に保たれることも確実にすべきである。
【０００６】
現在の無線通信システムは、とりわけ振幅偏移変調（「ＡＳＫ」）、周波数偏移変調（「ＦＳＫ」）、２位相偏移変調（「ＢＰＳＫ」）、４位相偏移変調（「ＱＰＳＫ」）およびその変種、最小偏移変調（「ＭＳＫ」）、ガウス型最小偏移変調（「ＧＭＳＫ」）を含むが、これらには限定されない、多くの異なる変調技術を使用する。以上の変調技術は、メッセージ信号が、バイナリ符号のシーケンスによって表されるデジタル技術である。各符号は、使用される変調技術に応じて、１つまたは複数のビットを有することが可能である。
【０００７】
通常、以上の変調技術は、搬送波信号の振幅、周波数、および／または位相を、メッセージ信号の中のバイナリ符号に応じて、例えば、「０」と「１」のバイナリ符号に応じて、切り換える、つまり、キーイングする。例えば、ＡＳＫにおいて両方のバイナリ符号を表すのに、異なる振幅が使用され、ＦＳＫにおいて両方のバイナリ符号を表すのに、異なる周波数が使用され、ＢＰＳＫにおいて両方のバイナリ符号を表すのに、異なる位相が使用される。ＱＰＳＫは、１つの符号当たり２ビット以上が使用される、ＢＰＳＫの変種である。搬送波の位相は、０、π／２、π、および３π／２などの、４つの等間隔の値の１つをとり、各値は、固有の符号、例えば、００、１０、１１、および０１に対応する。ＭＳＫおよびＧＭＳＫは、１つのバイナリ符号から別のバイナリ符号までの搬送波周波数の変化が、メッセージ信号のビットレートの１／２である、ＦＳＫの変種である。
【０００８】
無線通信システムで使用するデジタル変調技術の選択は、いくつかの要因に依存する。望ましいデジタル変調技術は、低い信号対雑音比において低いビット誤り率をもたらし、最小の帯域幅を占有し、マルチパス条件およびフェージング条件の存在下で、良好な性能を示し、実施の費用対効果が大きい。チャネルの物理的特性、要求される性能レベル、および目標のハードウェアトレードオフに応じて、一部の変調技術が、他の変調技術よりも好適であると判明する。要求されるデータレート、容認できる待ち時間レベル、利用可能な帯域幅、ならびに目標のハードウェア費用、サイズ、および電力消費が、考慮されなければならない。例えば、大きい契約者コミュニティにサービス提供するパーソナル通信システムでは、受信機の費用および複雑さは、最小限に抑えられなければならない。そのケースでは、検出するのが簡単な変調技術が、最も魅力的である。符号間干渉が大きな問題であるセルラーシステムでは、干渉環境における変調技術の性能は、極めて重要である。
【０００９】
変調技術の性能は、しばしば、その技術の電力効率および帯域幅効率の点で測定される。電力効率は、低電力レベルにおいてメッセージ信号の忠実度、すなわち、容認できるビット誤り確率を保つ、変調技術の能力を表す。デジタル通信システムでは、より高い忠実度は、より高い信号電力を要求する。あるレベルの忠実度を得るのに増加されなければならない信号電力の量は、使用される変調のタイプに依存する。デジタル変調技術の電力効率は、忠実度と信号電力の間における、このトレードオフが、どれだけ好適に行われているかの目安であり、ある誤り確率を得るために、受信機入力において要求される、１ビット当たりの信号エネルギー対雑音電力スペクトル密度の比として、しばしば、表現される。
【００１０】
帯域幅効率は、限れた帯域幅内にデータを収容する変調技術の能力を表す。一般に、データレートを増加させることは、デジタル符号のパルス幅を小さくすることを意味し、パルス幅を小さくすることにより、信号の帯域幅が大きくなる。帯域幅効率は、割り当てられた帯域幅が、どれだけ効率的に利用されているかを反映する。帯域幅効率は、所与の帯域幅における１ヘルツ当たりのスループットデータレートの比と定義される。デジタル変調技術のシステム容量は、変調技術の帯域幅効率と直接に関係する。というのは、より高い帯域幅効率を有する変調技術は、所与のスペクトル割り当ての中で、より多くのデータを伝送するからである。
【００１１】
一般に、変調技術は、帯域幅効率を電力効率と引き換えにする。例えば、ＦＳＫは、電力効率が良いが、帯域幅効率は良くなく、ＱＰＳＫおよびＧＭＳＫは、帯域幅効率が良いが、電力効率は良くない。ほとんどの無線システムは、周波数スペクトル割り当てのために帯域幅が限られているので、性能を帯域幅効率に集中させる変調技術が、一般に好ましい。実際、今日、利用できるほとんどの無線通信標準は、ＰＨＳおよびＰＤＣの日本標準、ならびにＩＳ−５４およびＩＳ−９５の米国標準によって使用される、ＱＰＳＫおよびその変種、ならびにＧＳＭ世界標準によって使用されるＧＭＳＫなどの、帯域幅効率の良い変調技術を、より多く使用する。
【００１２】
しかし、無線標準によって、現在採用されているデジタル変調技術によって達せられる帯域幅効率は、１〜１０ｂｐｓ／Ｈｚのオーダに過ぎない。そのような帯域幅効率は、多数のユーザに同時にサービス提供を行うことができる、より高速で、より効率的な無線サービスの急速に高まる需要を満足させることができない。
【００１３】
以上の問題に対処するため、以下の２つの新たな変調技術セットが開発された。すなわち、（１）スペクトル拡散変調技術、および（２）狭帯域変調技術である。スペクトル拡散変調は、変調された信号の帯域幅が、要求される最小限の信号帯域幅より相当に広い技術である。帯域幅拡大は、メッセージとは無関係である、受信機に知られているファンクションを使用することによって達せられる。このファンクションは、ランダムに出現するが、受信機によって決定論的な形で再現されることが可能なバイナリシーケンスである、擬似雑音（「ＰＮ」）シーケンスまたはＰＮコードである。受信機における復調は、受信信号を、広帯域のＰＮ搬送波の同期生成されたレプリカと相互相関させることによって達せられる。
【００１４】
スペクトル拡散変調は、この変調を、無線システムで使用するのに特に魅力的にする多くの特徴を有する。まず第１に、スペクトル拡散変調は、多くのユーザが、互いに大きく干渉することなしに、同一の帯域幅を同時に使用することができるようにする。ＰＮコードの使用により、すべてのユーザが同一のスペクトルを占有していても、受信機が各ユーザを容易に分けることが可能になる。その結果、スペクトル拡散システムは、干渉に非常に強い耐性があるようになり、干渉は、スペクトルの非常に小さい部分だけに影響する傾向があり、情報をあまり損失することなしに、濾波を介して容易に除去されることが可能である。さらに、スペクトル拡散は、マルチパスフェージングおよびドップラースプレッドの存在下で、良好な性能を示す。
【００１５】
スペクトル拡散システムの主な欠点は、スペクトル拡散システムは、利用される帯域幅が、伝送に必要な帯域幅よりもはるかに大きいので、単一のユーザまたは単一の無線セルに対して、非常に帯域幅効率が悪いことである。実際、単一のユーザに関する帯域幅効率はあまりにも低いので、ほとんどのスペクトル拡散システムは、チャネル全体に関する帯域幅効率を報告して、利用可能なチャネル帯域幅で多くのユーザに同時にサービス提供する、それらのシステムの能力を強調する。加えて、スペクトル拡散システムは、従来の変調技術を使用するシステムよりはるかに複雑でもあるので、全体的なシステム設計、システム展開、およびシステムメンテナンスの費用を増大させる。
【００１６】
米国特許第５９３０３０３号、米国特許第６７４８０２２号、および米国特許第６４４５７３７号で説明される技術などの狭帯域変調技術は、完全に異なるアプローチを提供する。広い帯域幅範囲にわたって信号を拡散させて、チャネル帯域幅を同時に共有するユーザの数を最適化する代わりに、狭帯域変調技術は、個人ユーザに関する帯域幅効率と、多数のユーザに関する全体的なチャネル利用率をともに最大化するため、周波数スペクトルを可能な限り狭い帯域に入るように絞ろうと試みる。本明細書で説明する狭帯域変調技術では、ビット周期の前、最中、終わり、または後に生じる位相反転を使用して、搬送波周波数を中心とする非常に狭いピークに信号のエネルギーのほとんどが集中させられた、変調された信号が生成される。信号エネルギーのほとんどは、その狭いピークに集中させられているので、変調された信号の伝送は、その狭いピークの伝送によって達せられて、個人ユーザに関する帯域幅効率が大幅に向上することが可能である。
【００１７】
３０〜６０ｂｐｓ／Ｈｚという帯域幅効率を実現するものの、以上の狭帯域変調技術は、シャントキャパシタによって調整される共振周波数を有する専用のアナログクリスタルフィルタの使用を必要とするため、あまり実際的ではない。そのようなフィルタは、シャントキャパシタの調整の不具合、使用されるクリスタル材料の不規則性、および高精度のアナログクリスタルフィルタを設計することに関連するその他の難題のため、実際に実施するのが非常に困難である。さらに、以上の狭帯域変調技術は、符号間干渉を非常に受けやすく、高いビット誤り率の下では良好な性能を示さない可能性があり、ＦＳＫやＢＰＳＫなどの従来の変調技術と比べて、より高い伝送電力を要求する可能性がある。
【００１８】
現在、利用可能な変調技術は、様々なチャネル条件下で良好な性能を示しながらも、高い帯域幅効率と高い電力効率を実現することができなかったため、多数のユーザに同時に届くブロードバンド無線サービスは、未だに完全に展開されていない。そのようなサービスは、高いデータレートで、サービスプロバイダにも、消費者にも一様に低いインフラ費用で、音声、データ、オーディオ、イメージ、およびビデオをユーザに提供することができなければならない。また、そのようなサービスは、割り当てられた周波数スペクトルのより良好な利用により、サービス提供を受けるユーザの数を最適化することもできなければならない。
【００１９】
以上に鑑みて、様々なチャネル条件下で非常に高い帯域幅効率を実現するデジタル変調技術の必要性が、当技術分野に存在する。
【００２０】
狭帯域通信チャネルを介して情報を伝送する際に高い帯域幅効率を実現する通信システムにおいて、狭帯域デジタル変調技術と一緒に使用するための、高精度の狭帯域デジタルフィルタのさらなる必要性が、当技術分野に存在する。
【００２１】
また、様々なチャネル条件下で多数のユーザに同時に無線サービスを提供する際に、帯域幅利用率を最適化する通信システムの必要性も、当技術分野に存在する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２２】
以上に鑑みて、本発明の全体的な目的は、様々なチャネル条件下で非常に高い帯域幅効率を実現するデジタル変調技術を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
一態様では、本発明は、狭帯域通信チャネルを介して情報を伝送する際に高い帯域幅効率を実現する通信システムにおいて、狭帯域デジタル変調技術と一緒に使用するための、高精度の狭帯域デジタルフィルタを提供する。
【００２４】
別の態様では、本発明は、様々なチャネル条件下で多数のユーザに同時に無線サービスを提供する際に、帯域幅利用率を最適化する通信システムを提供する。
【００２５】
本発明の以上その他の態様は、帯域幅効率、高いデータレート、および拡張されたデータ容量を特徴とする通信システムおよび通信方法を提供することによって達せられる。本発明の通信システムおよび通信方法は、新規な狭帯域デジタル変調技術を高精度のデジタルフィルタと一緒に使用して、狭い周波数スペクトル内でブロードバンド様のサービスを実現する。
【００２６】
以降、超スペクトル変調（Ｕｌｔｒａ  Ｓｐｅｃｔｒａｌ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）（以下「ＵＳＭ」ともいう。）技術と呼ぶ、本発明の新規な狭帯域デジタル変調技術は、急峻な位相変化を使用して、本明細書で「ＵＳＭ変調信号」と呼ぶ、変調された信号の中の着信するバイナリ符号を表す、ゼロ復帰変調技術を含む。一実施形態では、急峻な位相変化は、整数のサイクルの搬送波信号の後に、パルス半ばで、すなわち、ビット周期の最中に生じる。例示的な実施形態では、バイナリ符号、例えば、「０」または「１」は、整数サイクルの、例えば、ｎサイクルの搬送波信号で表され、ｎサイクルのうち、ｎ／２サイクルは、所与の位相において使用され、残りのｎ／２サイクルは、位相偏移において使用され、急峻な位相偏移は、パルス半ばで生じる。一実施形態では、ＵＳＭ変調信号は、２つの広いスペクトル側波帯を有し、搬送波を全く有さない抑圧搬送波両側波帯（「ＤＳＳＣ」）周波数スペクトルを有する。
【００２７】
ＵＳＭ技術は、メッセージ信号の中のすべての情報を、ＵＳＭ変調信号の中で生じる急峻な位相偏移で表す。つまり、メッセージ信号の中で伝えられるすべての情報は、どこで位相偏移が生じたかを知ることにより、または伝送中に位相偏移の位置を保つことにより、回復されることが可能である。その結果、伝送は、位相偏移を識別するのに必要とされる狭い周波数帯域だけを伝送することにより、すなわち、ＵＳＭ変調信号の中の一方の側波帯、または両方の側波帯の一部分だけを、狭い周波数帯域内で伝送することにより、達せられることが可能である。
【００２８】
また、本発明は、非常に狭い周波数帯域における位相偏移の位置を保つことができる、高Ｑの許容誤差が小さい高性能デジタルフィルタも提供する。以下に説明する本発明の諸原理および諸実施形態に従って設計されたデジタルフィルタを使用して、ＵＳＭ変調信号を濾波することにより、ＵＳＭ変調信号の中の急峻な位相偏移が、どこで生じるかを正確に識別する時間応答を有する、濾波された信号がもたらされる。
【００２９】
好ましい実施形態では、デジタルフィルタは、ＵＳＭ変調信号の周波数スペクトル上で生じる固有のフラクタル分岐パターンに基づいて中心周波数および帯域幅を選択することにより、設計されることが可能である。本発明のＵＳＭ技術は、フラクタル分岐パターンまたはフラクタルプリミティブセットを使用してモデル化されることが可能な固有のＤＳＳＣ周波数スペクトルを有するＵＳＭ変調信号を生じさせる。
【００３０】
好ましい実施形態では、フラクタル分岐パターンは、狭い周波数帯域だけが伝送されればよいようにするよう、選択される。その結果、メッセージ信号の狭い周波数帯域だけが、所望される任意のデータレートで伝送されることが可能であるので、狭帯域情報伝送が実現されることが可能である。１つの例示的な実施形態では、本発明の無線通信システムおよび無線通信方法は、非常に狭い５０ＫＨｚチャネルで５Ｍｂｐｓを伝送することができる。
【００３１】
ＵＳＭ変調信号の伝送は、以下の２つの独特の送信機アプローチによって達せられることが可能である。すなわち、（１）フラクタルベースの送信機濾波アプローチ、および（２）フラクタルベースのルックアップテーブル送信機アプローチである。フラクタルベースの送信機濾波アプローチでは、高Ｑの許容誤差が小さいデジタルフィルタが、フラクタル分岐指数、および伝送に関して所望される所与のデータレートの選択に基づいて設計される。デジタルフィルタは、通信チャネルを介する伝送に先立ってＵＳＭ変調信号を濾波するのに使用される。
【００３２】
フラクタルベースのテーブルルックアップアプローチでは、ＵＳＭ変調信号は、濾波されたＵＳＭ変調信号の周波数スペクトルのフラクタルモデル化から抽出されたサンプルを格納する単純なルックアップテーブルの使用を介して伝送され、バイナリ符号、例えば、「０」または「１」を表すのに使用される。バイナリ符号の伝送は、単に、その符号を、ルックアップテーブルの中に格納された、対応するサンプルの中に符号化することによって達せられる。
【００３３】
したがって、伝送された信号を回復するために以下の２つの独特の受信機アプローチが、以上２つの独特の送信機アプローチのいずれか１つと一緒に使用されることが可能である。すなわち、（１）フラクタルベースの受信機濾波アプローチ、および（２）フラクタルベースのスペクトルエスティメータ受信機アプローチである。フラクタルベースの受信機濾波アプローチでは、フラクタル分岐指数、および所望される伝送データレートに応じて設計された受信機フィルタを使用して、伝送された信号が抽出される。クロックが回復されて、受信機クロックを位相ロックするのに使用され、すると、受信機ロックは、伝送された信号と同期される。次に、相関器と、位相検出器と、判定ブロックとを含む復調器を使用して、伝送された信号が回復される。
【００３４】
フラクタルベースのスペクトルエスティメータ受信機アプローチでは、スペクトルエスティメータを使用して、伝送された信号のスペクトルが回復される。スペクトルセレクタを使用して、回復されたスペクトルの中の伝送された周波数が選択される。次に、相関器と、位相検出器と、判定ブロックとを含む復調器を使用して、伝送された信号が回復される。
【００３５】
また、本発明は、衛星通信に適した独特の送信機／受信機偏波アプローチも提供する。衛星通信システムは、水平偏波アンテナおよび垂直偏波アンテナを利用して、ＵＳＭ変調信号の伝送および検出を行う。衛星送信機は、偏波アンテナを介する伝送向けにＵＳＭ変調信号を適合させるための信号発生器を含む。衛星受信機は、スペクトルエスティメータまたはフラクタルベースの受信機フィルタ、基準位相ロックループ、スペクトルセレクタ、およびその他の受信機回路を使用して、伝送された信号を検出する。
【００３６】
有利には、本発明の通信システムおよび通信方法は、様々なチャネル条件下で、５０ＫＨｚという狭い周波数チャネルを介して、５Ｍｂｐｓを超えるデータレートが提供されることを可能にする。本発明の通信システムおよび通信方法は、スタンドアロンのネットワークとして機能すること、または非常に低いオーバヘッド費用で既存の無線システムに組み込まれることが可能である。さらに、本発明の通信システムおよび通信方法は、無線サービスプロバイダが、非常に狭い帯域幅の様々なチャネルに分割されることが可能な、十分に利用される周波数スペクトルにアクセスすることにより、多数のユーザに同時にブロードバンド無線サービスを提供することができるようにする。
【００３７】
本発明の以上その他の目的は、同様の符号が、すべての図面で同様の部分を参照する添付の図面と一緒に解釈される、以下の詳細な説明を考慮することで、明白となろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３８】
一般に、本発明は、狭帯域通信チャネルを介して情報を伝送するための通信システムおよび通信方法を提供する。本明細書で使用される「情報」は、音声、データ、オーディオ、イメージ、ビデオ、またはメッセージ信号とも呼ばれる情報信号の中で伝えられる他の任意のタイプのコンテンツの形態であることが可能である。メッセージ信号は、バイナリ符号を使用して情報を表し、各符号は、１つまたは複数のビットを有する。
【００３９】
本発明によるメッセージ信号は、通信チャネルを介する伝送に先立って変調される。本明細書で使用される「チャネル」は、有線チャネル、例えば、ケーブル、または無線チャネルを含め、任意の通信チャネルであることが可能である。一般に、変調とは、メッセージ信号の中で伝えられる情報が、搬送波信号の中に符号化されて、変調された信号を生じさせるプロセスを指す。通常、符号化には、メッセージ信号の中のバイナリ符号に応じて搬送波信号の１つまたは複数の特性を変更することがかかわる。搬送波信号は、所与の周波数の、例えば、１００ＫＨｚの正弦波の任意のアナログ信号であることが可能である。本明細書で使用される変調された信号とは、メッセージ信号に応じて変更されている搬送波信号を指す。
【００４０】
変調された信号は、その信号の周波数成分を含む周波数スペクトル表現を有する。本発明の超スペクトル変調（Ｕｌｔｒａ  Ｓｐｅｃｔｒａｌ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）（「ＵＳＭ」）技術による変調された信号は、搬送波を全く含まず、１つは、搬送波周波数より上（「上側波帯」または「ＵＳＢ」）にあり、１つは、搬送波周波数より下（「下側波帯」または「ＬＳＢ」）にある２つの周波数帯域、つまり、「側波帯」を含む周波数スペクトルを有する。それらの側波帯の一方の伝送は、抑圧搬送波単側波帯（「ＳＳＳＣ」）伝送と呼ばれ、両方の側波帯の伝送は、抑圧搬送波両側波帯「ＤＳＳＣ」伝送と呼ばれる。
【００４１】
通信チャネルを介する変調された信号の伝送はまず、変調された信号を濾波して、必要な周波数を抽出することによって達せられることが可能である。したがって、変調された信号は、アナログフィルタまたはデジタルフィルタによって濾波されることが可能である。一実施形態では、変調された信号は、以下に説明するとおり、線形位相デジタルフィルタによって濾波される。本明細書で使用される「フィルタ」は、信号のスペクトルを所与の周波数帯域に制限するための任意のデバイス、プロセス、またはアルゴリズムである。その周波数帯域は、一般に、フィルタの帯域幅と呼ばれる。
【００４２】
チャネルの帯域幅とは、１つまたは複数の変調された信号の伝送に割り当てられた周波数帯域を指す。例えば、１００ＭＨｚの帯域幅を有するチャネルは、１００ＭＨｚの周波数スペクトル内で１つまたは複数の変調された信号の伝送をサポートする。例えば、それぞれの変調された信号が、１０ＫＨｚの帯域幅まで小さくなるように濾波された場合、チャネルは、１００００のそのような信号の伝送をサポートすることができる。所与の帯域幅を有するチャネルで転送されることが可能なデータの量は、そのチャネルのデータレートと呼ばれ、ビット／秒単位で表現される。所与の帯域幅、雑音レベル、およびその他のチャネル想定に関して、チャネルによってサポートされる最大データレートは、チャネル容量と呼ばれ、シャノン−ハートレーの定理によって与えられる。
【００４３】
本発明の諸態様は、フラクタル分岐パターンまたはフラクタルプリミティブを使用した側波帯のフラクタルモデル化をさらに可能にする。本明細書で使用される「フラクタル」は、異なる拡大レベルで出現する自己相似構造を有する幾何学的オブジェクトである。フラクタルは、典型的に再帰的な、または反復的なプロセスにおいて、繰り返しパターンによって生成されることが可能である。その繰り返しパターンを、フラクタルプリミティブ、または単純に、フラクタル分岐パターンと呼ぶことができる。フラクタル分岐パターンは、ある回数、分岐させられて、異なるスケールで、または異なる詳細レベルで、より小さい自己相似パターンを生じさせることが可能な幾何学的オブジェクトである。分岐の数は、フラクタル分岐指数によって与えられる。
【００４４】
本発明は、側波帯のフラクタルモデル化に基づくデジタルフィルタ、送信機、および受信機の設計をさらに可能にする。デジタルフィルタは、以下に説明するとおり、フラクタル分岐指数、および所望されるデータレートに基づいて設計されて、ＵＳＭ技術で変調された変調済みの信号を伝送することが可能である。また、ＵＳＭ変調信号は、ＵＳＭ変調信号の側波帯のフラクタルモデル化に従って生成されたエントリを有する、フラクタルベースのルックアップテーブルを使用することによって伝送されることも可能である。また、伝送された、変調された信号を復調して、元のメッセージ信号を回復するための受信機の様々な代替の実施形態も、以下に説明される。新たな、異なる変調技術、フィルタ設計アプローチ、ならびに送信機回路および受信機回路が開発されるにつれ、そのような変調技術、フィルタ設計アプローチ、ならびに送信機回路および受信機回路も、本発明に取り入れられることが可能であることが、さらに理解されよう。
【００４５】
Ｉ．超スペクトル変調（Ｕｌｔｒａ  Ｓｐｅｃｔｒａｌ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）
超スペクトル変調（「ＵＳＭ」）は、搬送波信号の中の急峻な位相変化を使用して、着信するバイナリ符号を表す、ゼロ復帰変調技術を含む。急峻な位相変化は、整数のサイクルの搬送波信号の後に、パルス半ばで、すなわち、ビット周期の最中に、またはビット境界で生じる。例示的な実施形態では、バイナリ符号、例えば、「０」または「１」は、整数のサイクルの、例えば、ｎサイクルの搬送波信号で表され、ｎサイクルのうち、ｎ／２サイクルは、所与の位相において使用され、残りのｎ／２サイクルは、位相偏移において使用され、急峻な位相偏移は、パルス半ばで生じる。この変調された搬送波信号を、本明細書では、「ＵＳＭ変調信号」と呼ぶ。
【００４６】
図２を参照して、本発明の諸原理および諸実施形態によるメッセージ信号およびＵＳＭ変調信号の例示的な概略図を説明する。メッセージ信号２００は、以下のバイナリシーケンス、すなわち、「０１００１０」によって表される信号である。メッセージ信号２００は、本発明のＵＳＭ技術を使用して変調されて、このケースでは、４サイクル／パルス幅である、所与の搬送波周波数を有する正弦搬送波にされる。例えば、単一のビットを表すパルスが、１秒間持続する場合、搬送波周波数は、４Ｈｚ、すなわち、１秒間に４サイクルである。代替として、搬送波周波数が、例えば、２０ＭＨｚに設定された場合、４サイクル／パルス幅、つまり、４サイクル／ビットを有する搬送波信号は、５Ｍｂｐｓというデータレートをもたらす。
【００４７】
ＵＳＭを使用して、データレートの少なくとも２倍の搬送波周波数を有する正弦搬送波でメッセージ信号２００を変調することにより、変調された信号２０５が生じる。変調された信号２０５は、半パルス毎に急峻な位相偏移を有する正弦搬送波である。各ビットは、パルス幅の前半分にわたって、例えば、搬送波周波数の初めの２サイクルにわたって持続する「データビット」パターン、およびパルス幅の後半分にわたって、例えば、搬送波周波数の終わりの２サイクルにわたって持続する「データムビット」パターンという、２つの正弦波パターンで表される。
【００４８】
所与の２進数字、例えば、「０」または「１」を表すデータビットパターンは、データムビットパターンの位相から１８０°離れた位相を有する。さらに、所与の２進数字を表すデータビットパターンは、他方の２進数字のデータビットパターンの位相から１８０°離れた位相を有する。例えば、図示されるとおり、「０」というビットを表すデータビットパターンは、θという位相を有するのに対して、「０」というビットを表すデータムビットパターンは、θ−πという位相を有する。逆に、「１」というビットを表すデータビットパターンは、θ−πという位相を有するのに対して、「１」というビットを表すデータムビットパターンは、θという位相を有する。
【００４９】
ＵＳＭ技術の主要な特徴は、急峻な位相偏移が、パルス半ばで生じることに存する。急峻な位相偏移は、位相偏移が、ビット遷移の時点でだけ、すなわち各パルスのエッジでだけ生じる、従来のＢＰＳＫ変調技術の上で、別の層の位相反転が生じているものと見なされることが可能である。データムビットパターンが、各パルスに挿入されることにより、ＤＳＳＣ周波数スペクトルを使用する、すなわち、以下に説明するとおり、搬送波周波数にエネルギーのない、ゼロ復帰変調技術が確実になる。
【００５０】
ＵＳＭ技術に従って信号を変調するのに使用される搬送波信号、搬送波周波数、および位相値はすべて、所望に応じて選択されることが可能であることが、当業者には理解されよう。さらに、急峻な位相偏移は、π＋／−φ度の偏移であることが可能であり、ただし、φは、０度から１８０度までの間の任意の位相値であることが、当業者には理解されよう。また、「０」というビットを表すデータビットパターンの位相は、所望に応じて選択されることが可能であり、「１」というビットを表す、対応するデータビットパターンは、位相偏移の分だけ離れていることも、当業者には理解されよう。
【００５１】
ＵＳＭ技術の使用は、２つの広スペクトル側波帯を含み、搬送波を全く含まない周波数スペクトルを有するＤＳＳＣ変調信号をもたらす。次に、図３を参照して、本発明の諸原理および諸実施形態によるＵＳＭ変調信号、およびその信号の周波数スペクトルの例示的な概略図を説明する。変調された信号３００は、周波数スペクトル３０５によって周波数領域において表される。周波数スペクトル３０５は、上側波帯３１０および下側波帯３１５という２つの主要な対称的側波帯を有し、上側波帯３１０は、２０ＭＨｚの搬送波周波数３２０より上であり、下側波帯３１５は、２０ＭＨｚの搬送波周波数３２０より下である。上側波帯３１０は、３０ＭＨｚまで広がるのに対して、下側波帯３２０は、１０ＭＨｚまで広がるので、２０ＭＨｚのＵＳＭ変調信号帯域幅がもたらされる。
【００５２】
側波帯は対称的であるので、両側波帯の伝送は要求されない。メッセージ信号は、ＵＳＭ変調されて、ＳＳＳＣシステムにおいて伝送される、つまり、単側波帯で伝送されることが可能である。しかし、ＵＳＭ技術は、メッセージ信号の中のすべての情報を、ＵＳＭ変調信号の中で生じる急峻な位相偏移で表すので、メッセージ信号の中で伝えられるすべての情報は、位相偏移がどこで生じるかを知ることにより、または伝送中に位相偏移の位置を保つことにより、回復されることが可能である。つまり、位相偏移が知られている場合、元のメッセージ信号を回復することができる。例えば、図２に示されるとおり、ＵＳＭ変調信号の初期の位相が、「０」に相当すること、半パルス毎の位相偏移の位置、ならびに、ビットパターンに連続性がある場合、パルスの始めに位相偏移が生じることを知ることは、受信機が、元のメッセージ信号を回復することができるだけの十分な情報を伝える。
【００５３】
その結果、伝送は、位相偏移を識別するのに必要とされる狭い周波数帯域だけを伝送することにより、すなわち、ＵＳＭ変調信号の中の一方の側波帯または両方の側波帯の一部分だけを、狭い周波数帯域内で伝送することにより、達せられることが可能である。したがって、ＵＳＭ変調信号は、ＵＳＭ変調信号の中の急峻な位相偏移を保ち、その他の周波数成分を減衰させる、以下に説明する非常に尖鋭な狭帯域フィルタで濾波されることが可能である。位相偏移は、急激である、すなわち、位相の即時の変化とともに直ちに生じるため、位相の急な偏移は、広スペクトル側波帯の中で反映され、それらの側波帯が、以下に説明する狭帯域フィルタによって濾波されて、それらの位相偏移に応じて立ち上りおよび立ち下りを生じる、濾波されたＵＳＭ変調信号がもたらされることが可能である。濾波されたＵＳＭ変調信号における立ち上りおよび立ち下りは、ゼロ復帰ＵＳＭ技術の結果である。
【００５４】
次に、図４を参照して、ＵＳＭ変調信号、および本発明の諸原理および諸実施形態に従って設計されたフィルタを使用して濾波された、濾波済みのＵＳＭ変調信号を示す例示的な図を説明する。ＵＳＭ変調信号４００が、狭帯域フィルタによって濾波されて、濾波されたＵＳＭ変調信号４０５が生成される。濾波されたＵＳＭ変調信号４０５を生成するのに使用される狭帯域フィルタは、ＵＳＭ変調信号の中の急峻な位相偏移を、可能な限り狭い帯域内に正確に保つという所望される結果をもたらすように、シミュレーションによって選択された、所与の中心周波数と、所与の帯域幅とを有する。以下に説明するとおり、狭帯域フィルタの中心周波数および帯域幅は、ＵＳＭ変調信号４００の周波数スペクトルのフラクタルモデル化に基づいて選択されることが可能である。そのようにすることにより、さらにより正確な濾波プロセス、つまり、ＵＳＭ変調信号４００の中で生じる急峻な位相偏移のさらにより正確な位置付けが確実になる。
【００５５】
図示されるとおり、ＵＳＭ変調信号４００の中で生じる急峻な位相偏移により、それらの急峻な位相偏移に応じて立ち上りおよび立ち下りを生じる、濾波されたＵＳＭ変調信号４０５の中のピークまたは谷が決まる。例えば、ＵＳＭ変調信号４００の中の急峻な位相偏移４１０が、濾波されたＵＳＭ変調信号４０５の中でピークをもたらすのに対して、ＵＳＭ変調信号４００の中の急峻な位相偏移４１５は、濾波されたＵＳＭ変調信号４０５の中で谷をもたらす。
【００５６】
狭帯域フィルタは、ＵＳＭ変調信号の中の位相偏移の位置を正確にキャプチャするために注意深く選択されなければならないことが、当業者には理解されよう。以下に説明するとおり、狭帯域フィルタは、非常に尖鋭な通過域、非常に尖鋭な遷移域、および非常に尖鋭な阻止域を有する、高Ｑの許容誤差が小さい線形位相フィルタでなければならないことが認識されよう。一実施形態では、フィルタは、０．１ｄＢを超えない通過域リップルと、少なくとも６０ｄＢの一様な阻止域減衰を有するように設計される。そのようなフィルタは、ＵＳＭ変調信号の周波数スペクトルのフラクタルモデル化に基づいて設計される。
【００５７】
本発明のＵＳＭ技術を使用して信号を変調することにより、独特のＤＳＳＣ周波数スペクトルを有するＵＳＭ変調信号が生じる。その周波数スペクトルの独特の特徴は、パルス半ばで生じる急峻な位相偏移が、フラクタル分岐パターンまたはフラクタルプリミティブを使用してモデル化されることが可能な、繰り返す自己相似性のスペクトル線を有する側波帯をもたらすことである。次に、図５を参照して、本発明の諸原理および諸実施形態によるＵＳＭ変調信号の拡大された周波数スペクトルの例示的な概略図を説明する。
【００５８】
周波数スペクトル５００は、搬送波周波数を中心に対称的な２つの主要な側波帯を有する。側波帯の対称性は、自己相似パターンＡ１〜Ａ２、Ｂ１〜Ｂ２、およびＣ１〜Ｃ２に反映される。それらの自己相似パターンは、以下に説明するとおりフラクタルプリミティブを使用してモデル化され、本発明の狭帯域フィルタに関する中心周波数およびフィルタ帯域幅を選択するのに役立つ。
【００５９】
ＩＩ．側波帯のフラクタルモデル化
図５に示される周波数スペクトル５００に存在する自己相似パターンは、フラクタル分岐パターンセットまたはフラクタルプリミティブセットを使用してモデル化されることが可能である。次に、図６Ａ〜６Ｂを参照して、本発明の諸原理および諸実施形態によるＵＳＭ変調信号の周波数スペクトルをモデル化するための２つのフラクタルプリミティブセットの例示的な図を説明する。図６Ａのフラクタルプリミティブ６００は、台形の形状を有する分岐フラクタルプリミティブである。図６Ｂのフラクタルプリミティブ６１４は、アーチ様の形状を有する分岐フラクタルプリミティブである。フラクタルプリミティブ６００および６１４は、ソフトウェアルーチンとして実装される様々なフラクタルパターンジェネレータなどの、フラクタルを生成することができる任意のフラクタルパターンジェネレータによって生成されることが可能である。例えば、Ｊａｖａ（登録商標）またはＭａｔｌａｂ（商標）を使用して当技術分野で実施されるモアレフラクタルパターンジェネレータまたはマンデルブロフラクタルパターンジェネレータを使用して、フラクタルパターンが生成されることが可能である。
【００６０】
フラクタルプリミティブ６００とフラクタルプリミティブ６１４はともに、異なるスケール、異なる分解能で、または異なる詳細レベルでさらなる分岐を生じさせるようにさらに分岐させられることが可能な２つの対称的な分岐、内分岐と外分岐を有する。分岐プロセスは、「フラクタル分岐ツリー」の観点から考えることが可能であり、ツリーの各レベルは、異なるスケール、異なる分解能、または異なる詳細レベルを表す。ツリーのルートは、最初のフラクタルプリミティブに、例えば、図６Ａのフラクタルプリミティブ６００、または図６Ｂのフラクタルプリミティブ６１４に対応する。
【００６１】
フラクタル分岐ツリーにおけるそれぞれの後続のレベルで、各分岐は、さらなるフラクタルプリミティブを生じさせ、そのフラクタルプリミティブは、より低いスケール、またはより高い分解能にあること以外は、そのフラクタルプリミティブの元となったフラクタルプリミティブと全く同一の構造を有する。新たなフラクタルプリミティブにおける各外分岐は、前の分岐の外縁を中心とする。例えば、分岐フラクタルプリミティブ６００は、フラクタルプリミティブ６００と同一の構造を有するフラクタルプリミティブ６０２および６０４を生じさせ、フラクタルプリミティブ６０２および６０４の外分岐は、フラクタルプリミティブ６００の外縁を中心とする。同様に、分岐フラクタルプリミティブ６１４は、フラクタルプリミティブ６１４と同一の構造を有するフラクタルプリミティブ６１６および６１８を生じさせ、フラクタルプリミティブ６１６および６１８の外分岐は、フラクタル分岐６１４の外縁を中心とする。
【００６２】
各分岐ステップは、本明細書で「フラクタル分岐指数」と呼ばれる整数で指し示される。フラクタル分岐指数は、フラクタル分岐ツリー内のスケール、詳細レベル、または深度を示す。フラクタル分岐ツリーにおける各スケールまたは各レベルで、２Ｎ個のフラクタルプリミティブが存在し、ただし、Ｎはフラクタル分岐指数である。例えば、Ｎ＝０は、最初のフラクタルプリミティブ６００（図６Ａ）および６１４（図６Ｂ）を有するフラクタル分岐ツリーのルート、つまり、始まりを表す。Ｎ＝１で、２つのフラクタルプリミティブ、図６Ａにおける６０２〜６０４および図６Ｂにおける６１６〜６１８が存在する。Ｎ＝２で、４つのフラクタルプリミティブ、図６Ａにおける６０６〜６１２および図６Ｂにおける６２０〜６２６が存在する。
【００６３】
次に、図７を参照して、本発明の諸原理および諸実施形態に従って生成された例示的なフラクタル分岐ツリーを説明する。フラクタル分岐ツリー７００が、５という深度またはフラクタル分岐指数で、すなわち、５つの異なるスケールまたは詳細レベルで示されている。ツリールートを超える各垂直線は、フラクタルプリミティブ７０５から生じさせられた１つのフラクタルプリミティブに対応する。ツリーの各レベルで、前のレベルにおけるフラクタルプリミティブ数の２倍、すなわち、２Ｎ個のフラクタルプリミティブが、生成される。例えば、Ｎ＝１で、２つのフラクタルプリミティブ、すなわち、フラクタルプリミティブ７１０〜７１５が存在する。Ｎ＝２で、４つのフラクタルプリミティブ、すなわち、フラクタルプリミティブ７２０〜７３５が存在する。
【００６４】
各フラクタルプリミティブは、特定の周波数を中心とする２つの側波帯と考えることが可能であることが認識されよう。例えば、フラクタルプリミティブ７０５は、ＵＳＭ変調信号の側波帯の非常に大雑把にモデル化された表現と考えることが可能である。したがって、ＵＳＭ変調信号の側波帯によりよく似た、つまり、ＵＳＭ変調信号の側波帯をよりよく近似する、モデル化された周波数スペクトルは、異なる詳細レベルにおけるフラクタルプリミティブセットを使用することによって生成されることが可能である。
【００６５】
フラクタルプリミティブ６００（図６Ａ）および６１４（図６Ｂ）のようなフラクタルプリミティブを使用して、最初に、所望のモデル化精度を選択すること、すなわち、モデル化された周波数スペクトルが、元の周波数スペクトルにどれだけ近くなるべきかを選択し、その所望の精度を得るのに必要とされる、対応する分岐指数を決定することにより、ＵＳＭ変調信号の周波数スペクトルがモデル化されることが可能である。次いで、モデル化された周波数スペクトルが、フラクタル分岐ツリーのすべてのレベルにおけるすべてのフラクタル分岐を追加することにより、生成されることが可能である。
【００６６】
次に、図８を参照して、本発明の諸原理および諸実施形態によるフラクタルプリミティブセットを追加することによって生成された、例示的なモデル化された周波数スペクトルを説明する。モデル化された周波数スペクトル８００が、各周波数で、Ｎ＝６というフラクタル分岐指数におけるフラクタル分岐セットを追加することによって生成された。図から見て取ることができるとおり、モデル化された周波数スペクトルを生成するのに使用されるフラクタル分岐指数が高いほど、モデル化された周波数スペクトルは、分解能が高く、ＵＳＭ変調信号のスペクトラムに近くなる。
【００６７】
所与のツリー深度におけるフラクタルプリミティブの外分岐の中心を、前のツリー深度におけるフラクタルプリミティブの外縁に置くことにより、濾波された周波数スペクトルが、図３に示されるＵＳＭ変調信号３００を生成するのに使用される正弦搬送波信号の搬送波周波数、すなわち、２０ＭＨｚにおいて、さらにＵＳＭ変調信号帯域幅の下限と上限、すなわち、１０ＭＨｚと３０ＭＨｚにおいて、ゼロ復帰することが確実になることが当業者には理解されよう。
【００６８】
ＩＩＩ．フラクタルベースのデジタルフィルタ設計
フラクタル分岐ツリーを使用して、ＵＳＭ変調信号の周波数スペクトルをモデル化することは、ＵＳＭ変調信号の帯域幅を２Ｎ個の分岐に分割することとして考えることが可能であることが、認識されよう。図８に示されるモデル化された周波数スペクトル８００、および図５に示される拡大された周波数スペクトル５００を有するＵＳＭ変調信号は、ＵＳＭ変調信号の中の急峻な位相偏移を可能な限り狭い帯域内に正確に保つという所望される結果をもたらすようにシミュレーションによって選択された、所与の中心周波数と所与の帯域幅とを有するデジタルフィルタを使用して濾波されている。しかし、ＵＳＭ変調信号の周波数スペクトルは、前述したとおり、フラクタル分岐を使用してモデル化されることが可能であるので、より高精度のデジタルフィルタが、ＵＳＭ変調信号の周波数スペクトルのゼロ復帰特性を実現するのに必要とされるフラクタル分岐に基づいて設計されることが可能である。
【００６９】
次に、図９を参照して、フラクタル分岐ツリーによるフィルタ帯域幅およびフィルタ中心周波数の選択を示す例示的な概略図を説明する。ＵＳＭ変調信号、例えば、図４のＵＳＭ変調信号４００の中の急峻な位相偏移を保つ、高Ｑの許容誤差が小さい狭帯域デジタルフィルタを設計することは、フィルタ帯域幅が、図９００に示されるとおり、フラクタルプリミティブを使用してＵＳＭ変調信号の周波数スペクトルをモデル化するのに必要とされる狭い帯域幅として選択されることが可能であるという認識から始まる。
【００７０】
その狭い帯域幅は、ＵＳＭ変調信号の全帯域幅の一部分である。全帯域幅のその一部分は、ＵＳＭ変調信号の周波数スペクトルを２Ｎ個のフラクタルプリミティブに分割することによって得られる。つまり、本明細書でＢＷＦによって表される、フィルタの帯域幅は、以下のとおり選択されることが可能である。
【００７１】
【数１】
2008519539.tif 000003
ただし、ＢＷはＵＳＭ変調信号の全帯域幅であり、Ｎはフラクタル分岐指数である。
【００７２】
ＵＳＭ変調信号の全帯域幅は、伝送に関する所望されるデータレートによって得ることが可能である。例えば、４サイクル／パルス幅を有する図２のＵＳＭ変調信号２０５を生成するのに使用される搬送波信号では、変調された信号全体の帯域幅は、所望されるデータレートの４倍によって得ることが可能であり、つまり、
【００７３】
【数２】
2008519539.tif 000004
である。
【００７４】
ＵＳＭ変調信号の中の急峻な位相偏移を保つのに使用することが可能な、高Ｑの許容誤差が小さい狭帯域デジタルフィルタは、したがって、所望されるデータレートおよびフラクタル分岐指数の関数として得ることが可能である。同様に、本明細書でＦＦとして表される、デジタルフィルタの中心周波数は、以下の数式に従って、所望されるデータレート、フラクタル分岐指数、および搬送波周波数ＦＣの関数として得ることが可能である。すなわち、
【００７５】
【数３】
2008519539.tif 000005
∀Ｋ＝２Ｍ−１、ただし、Ｍ＝１：（２Ｎ−１）、かつＮ≠０
【００７６】
したがって、本発明のＵＳＭ変調技術と、前述のとおりの帯域幅および中心周波数を有するように設計された、高Ｑの許容誤差が小さい線形位相狭帯域デジタルフィルタとを使用して、ＵＳＭ変調信号の側波帯の一部分を伝送する通信システムの容量（ビット／秒／Ｈｚ単位で与えられる）は、以下によって得ることが可能である。
【数４】
2008519539.tif 000006
【００７７】
前述の数式［数３］は、（ＦＣ−ＢＷＦ）から（ＦＣ＋ＢＷＦ）までの周波数スペクトルの範囲内で中心周波数ＦＦの値を与えることが、当業者には理解されよう。
【００７８】
また、所与のフラクタル分岐指数に基づき、前述した範囲を外れたＦＦの他の値も存在し得ることも、当業者には理解されよう。例えば、（ＦＣ−ＢＷＦ）から（ＦＣ＋ＢＷＦ）までの範囲を外れた中心周波数を選択することが所望される場合、前述の数式［数３］におけるＦＣの値は、ＢＷＦだけオフセットされた値に設定することが可能である。
【００７９】
次に、図１０を参照して、所与の所望されるデータレートに関する、本発明の諸原理および諸実施形態に従って選択されたフィルタ帯域幅対フラクタル分岐指数の例示的なグラフを説明する。グラフ１０００は、本発明の通信システムが、様々なチャネル条件下で、５０ＫＨｚという狭い周波数チャネルを介して、５Ｍｂｐｓを超えるデータレートの提供を可能にすることを示す。
【００８０】
次に、図１１を参照して、本発明の諸原理および諸実施形態に従って設計された通信システムの容量対フラクタル分岐指数を示す例示的なグラフを説明する。グラフ１１００は、非常に狭い周波数スペクトル内で本発明の通信システムを使用して実現されることが可能な、ブロードバンド様の無線サービスを示す。１つまたは２つの側波帯の一部分の伝送が、９以上のフラクタル分岐指数に関して、現在利用可能ないずれの無線通信システムをもはるかに超える、１００ビット／秒／Ｈｚを超える容量をもたらす。
【００８１】
所与のフラクタル分岐指数の選択は、特定の用途のためのシステム設計に応じて変わることが当業者には理解されよう。例えば、３６ＭＨｚという全帯域幅において１００チャネルを伝送することが所望される場合、フラクタル分岐指数は、所与の所望されるデータレート、搬送波信号、チャネルにアクセスするユーザの数などに合わせてフィルタ設計を最適化するように選択されることが可能である。
【００８２】
また、本発明の諸原理および諸実施形態に従って設計された、高Ｑの許容誤差が小さい線形位相デジタルフィルタは、前述したとおりに選択されたフィルタ帯域幅および中心周波数以外の、さらなる設計パラメータを有することも、当業者には理解されよう。例えば、非常に尖鋭な阻止域を実現するのに、デジタルフィルタは、例えば、少なくとも６０ｄＢという一様な阻止域減衰を有するように設計することが可能である。さらに、通過域リップルを最小限に抑えるのに、フィルタは、０．１ｄＢを超えない通過域リップルを有するように設計することが可能である。以上の厳しいフィルタ設計条件は、多数のフィルタタップを有するデジタルフィルタを生じさせる可能性がある。それらのフィルタは、特別に構成された回路基板を使用してハードウェアで実装されることが可能である。ハードウェア価格が下がるにつれて、そのようなフィルタは、費用対効果の大きい形で容易に実装されることが可能である。
【００８３】
次に、図１２を参照して、本発明の諸原理および諸実施形態に従って設計された、高Ｑの許容誤差が小さい線形位相デジタルフィルタの周波数応答を示す例示的なプロットを説明する。本発明の諸原理および諸実施形態に従って設計された、高Ｑの許容誤差が小さい線形位相デジタルフィルタの周波数応答１２００が、非常に尖鋭な通過域、遷移域、および阻止域を有して示されている。周波数応答１２００を有するデジタルフィルタの通過域リップルは、非常に小さいないしは取るに足らないのに対して、阻止域減衰は非常に高い。周波数応答１２００を有するデジタルフィルタの帯域幅は、およそ５８．６ＫＨｚであるように設計されており、中心周波数は、使用される搬送波周波数からおよそ４７．６ＫＨｚ離れているように設計されている。そのようなフィルタを使用することにより、デジタルフィルタの非常に狭い帯域幅内で５Ｍｂｐｓの伝送が可能になる。
【００８４】
ＩＶ．フラクタルベースの送信機濾波アプローチ
次に、図１３を参照して、本発明の諸原理および諸実施形態による、フラクタルベースの送信機濾波アプローチを使用して、通信チャネルを介してメッセージ信号を伝送する通信送信機システムの例示的な概略図を説明する。ＵＳＭ変調器１３０５を使用して、メッセージ信号を搬送波信号に変調し、図１２に示される周波数スペクトル１２００を有するデジタルフィルタなどの、前述したとおりに設計された、高Ｑの許容誤差が小さい線形位相デジタルフィルタ１３１０を使用して、そのＵＳＭ変調信号を濾波することにより、本発明の諸原理および諸実施形態に従って通信送信機システム１３００を使用して、メッセージ信号を伝送することが可能である。
【００８５】
ＵＳＭ変調器１３０５による変調に先立って、メッセージ信号の中に冗長性を生じさせるチャネルエンコーダや、通信チャネルを介する伝送に先立って、メッセージ信号を増幅する増幅器を有する送信機回路などの、さらなる機能ブロックが、通信送信機システム１３００内に存在し得ることが、当業者には理解されよう。
【００８６】
Ｖ．フラクタルベースのルックアップテーブル送信機アプローチ
次に、図１４を参照して、本発明の諸原理および諸実施形態による、フラクタルベースのルックアップテーブル送信機アプローチを使用して、通信チャネルを介してメッセージ信号を伝送する通信送信機システムの例示的な概略図を説明する。単純なルックアップテーブル操作を介して、本発明の諸原理および諸実施形態に従って通信送信機システム１４００を使用して、メッセージ信号を伝送することが可能である。フラクタルベースのルックアップテーブル１４０５は、図８に示されるモデル化された周波数スペクトル８００を有するモデル化されたＵＳＭ変調信号などの、モデル化されたＵＳＭ変調信号をサンプリングすることによって生成される。
【００８７】
ＵＳＭ変調信号の周波数スペクトルは、前述したフラクタル分岐パターンを使用してモデル化されることが可能であるので、メッセージ信号伝送の代替の実施形態は、前述したとおりに、モデル化されたＵＳＭ変調信号をサンプリングして、それらのサンプルを、通信チャネルを介して伝送することを含む。モデル化されたＵＳＭ変調信号をサンプリングすることは、図１３に示される通信システム１３００において実行されるとおり、狭帯域デジタルフィルタを使用して濾波されたＵＳＭ変調信号をサンプリングすることの近似である。
【００８８】
したがって、フラクタルベースのルックアップテーブル１４０５は、ＵＳＭ変調信号のモデル化された周波数スペクトルの対応する時間応答から抽出されたサンプルを格納する。それらのサンプルは、そのＵＳＭ変調信号とは無関係であり、つまり、任意のＵＳＭ変調信号のフラクタルモデル化された周波数スペクトルの対応する時間応答から抽出されて、任意のＵＳＭ変調信号の伝送において使用することが可能である。
【００８９】
一実施形態では、フラクタルベースのルックアップテーブル１４０５は、２つのサンプルロウを含み、各ロウは、異なるバイナリ符号、例えば「０」または「１」に対応する。各バイナリ符号に関するサンプルは、ＵＳＭ変調信号のモデル化された周波数スペクトルを観察し、「０」または「１」に対応する急峻な位相偏移の結果、いずれのパターンが生じるかを記録することによって抽出される。メッセージ信号の中のバイナリ符号の伝送は、単に、その符号を、ルックアップテーブル１４０５の中に格納された、対応するサンプルの中に符号化することによって達せられる。
【００９０】
このフラクタルベースのルックアップテーブル伝送アプローチは、非常に狭い周波数スペクトル内で高いデータレートを実現することに加えて、実施するのが非常に簡単であり費用対効果が大きいことが、当業者には理解されよう。また、そのようなシステムは、高いオーバーサンプリングを使用して、システムにおける雑音を低減し、チャネルの歪みによって大きく影響されることなしに、所望されるデータレートを実現することも、当業者には理解されよう。例えば、各バイナリ符号に関して３２のサンプルが使用され、使用される搬送波信号が、２０ＭＨｚの搬送波周波数を有する場合、サンプリングレートは１６０ＭＨｚである。５０ＫＨｚのチャネルの場合、５Ｍｂｐｓ以上の所望されるデータレートを、なおも実現することが可能である。
【００９１】
ＶＩ．フラクタルベースの受信機濾波アプローチ
次に、図１５を参照して、本発明の諸原理および諸実施形態による、フラクタルベースの受信機濾波アプローチを使用して、通信チャネルを介して伝送されたメッセージ信号を回復する無線通信受信機システムの例示的な概略図を説明する。伝送されたメッセージ信号を、高Ｑの許容誤差が小さい線形位相デジタルフィルタ１５０５を使用して最初に濾波することにより、本発明の諸原理および諸実施形態に従って通信受信機システム１５００を使用して、その伝送された信号を回復することが可能である。デジタルフィルタ１５０５は、図１３に示される、高Ｑの許容誤差が小さい線形位相デジタルフィルタ１３１０に基づいて設計されたフィルタである。デジタルフィルタ１３１０の中心周波数は、前述した数式［数３］において得られるとおり、搬送波周波数、フラクタル分岐指数、および所望されるデータレートの関数として選択される。デジタルフィルタ１５０５の帯域幅は、以下のとおり、フェージングや符号間干渉などのチャネルの歪みを考慮に入れるように小さい周波数帯域の追加を伴って、フラクタル分岐指数、および所望されるデータレートの関数として選択される。すなわち、
【００９２】
【数５】
2008519539.tif 000007
ただし、δは、ガード帯域と関係する小さい周波数帯域であり、ＤａｔａＲａｔｅは所望されるデータレートであり、Ｎはフラクタル分岐指数である。
【００９３】
数式［数５］は、小さい周波数帯域δの追加を伴って、デジタル送信機フィルタの帯域幅を与える前述の数式［数２］から導き出されることが、当業者には理解されよう。
【００９４】
次に、図１６を参照して、本発明の諸原理および諸実施形態に従って設計された、高Ｑの許容誤差が小さい線形位相デジタル送信機フィルタの周波数応答が重ね合わされた、高Ｑの許容誤差が小さい線形位相デジタル受信機フィルタの周波数応答を示す例示的なプロットを説明する。プロット１６００に示されるとおり、受信機フィルタ１５０５の周波数応答は、図１３に示される送信機フィルタ１３１０などの、前述したとおりに設計された送信機フィルタの周波数応答よりもわずかに広い。また、受信機フィルタ１５０５の周波数応答は、受信機フィルタ１５０５が、図１３に示される送信機フィルタ１３１０などの、対応する送信機フィルタと比べて、わずかに小さい通過域リップル、およびさらに尖鋭な阻止域を有することも示す。
【００９５】
図１５を再び参照して、伝送された信号が受信機フィルタ１５０５によって濾波されると、送信機クロックが、クロック検出回路１５１０によって回復されて、受信機クロックを位相ロックするのに使用される。次に、伝送された信号の中の急峻な位相偏移に符号化されたメッセージ信号の中のバイナリ符号を抽出するために、位相ロックされた受信機クロックを使用して、通信受信機１５００が、伝送された信号と同期される。メッセージ信号が、復調器１５１５によって回復される。
【００９６】
次に、図１７を参照して、図１５に示される通信受信機システムで使用するための復調器の例示的な概略図を説明する。復調器１７００が、図１３に示される通信送信機システム１３００、または図１４に示される通信送信機システム１４００によって伝送されたメッセージ信号を回復する。メッセージ信号を回復することに向けての最初のステップは、伝送された信号を所望される周波数で抽出するために、位相ロックされた受信機クロックを、濾波済みの伝送された信号と、すなわち、図１５に示される受信機フィルタ１５０５によって濾波された伝送された信号と互いに関係付ける、相関器１７０５によって実行される。相関器１７０５は、整合フィルタ回路を含め、当業者に知られている任意の相関器回路で実装されることが可能である。
【００９７】
次に、図１８を参照して、本発明の諸原理および諸実施形態による整合フィルタにおいて使用されるべき基準信号を示す例示的なプロットを説明する。基準信号１８００は、図１３に示され、前述したとおりにフラクタルモデル化に基づいて設計された送信機フィルタ１３１０などの、変調器１７０５による回復のためにメッセージ信号を伝送するのに使用される送信機フィルタのために選択された中心周波数で生成された、ゼロ位相４サイクルの正弦波である。基準信号１８００は、４サイクルブロックで、濾波済みの伝送された信号との相関関係で使用されて、伝送された信号と同相の、雑音のない出力信号を生成することが可能である。
【００９８】
整合フィルタは、対応する送信機が、４サイクル／パルス幅を使用するＵＳＭ技術を使用してバイナリ符号を正弦搬送波信号に変調する受信機システムにおいて、４サイクルの基準信号１８００を使用する。整合フィルタによって使用される正弦波基準信号に関して選択されるサイクルの数は、メッセージ信号の中の各バイナリ符号を所与のパルス幅の範囲内で符号化する際に、超スペクトル変調器（Ｕｌｔｒａ  Ｓｐｅｃｔｒａｌ  Ｍｏｄｕｌａｏｒ）によって使用されるサイクル数と合う任意のサイクル数として選択され得ることが、当業者には理解されよう。
【００９９】
図１７を再び参照すると、相関器１７０５によって生成された出力信号の位相が、位相検出器１７１０によって検出され、検出された位相が、次に、データビット判定ブロック１７１５において、相関器１７０５によって生成された出力信号と一緒に使用されて、伝送された信号の中に符号化されたバイナリ符号が回復される、すなわち、メッセージ信号が回復される。データビット判定ブロック１７１５は、コスタス判定ループを使用することを含め、当業者に周知の任意のデータビット判定回路を使用して実施されることが可能である。
【０１００】
次に、図１９を参照して、本発明の諸原理および諸実施形態による通信受信機システムにおいて使用するための２次コスタス判定ループによって生成された信号の例示的なプロットを説明する。プロット１９００は、図１３に示される通信送信機システム１３００および図１４に示される通信送信機システム１４００などの、本発明の通信送信機システムを使用して伝送されたメッセージ信号を示す。プロット１９０５は、コスタスループにおいて使用されるヒルベルト変換フィルタの周波数応答を示し、プロット１９１０は、コスタスループによって回復されたメッセージ信号が重ね合わされた、コスタスループによって生成された出力信号を示す。
【０１０１】
図示されるとおり、プロット１９００によってプロットされるメッセージ信号のバイナリ符号は、プロット１９１０によってプロットされる出力信号の中でコスタスループによって正しく回復されている。バイナリ符号を回復するのに使用される例示的なコスタスループは、以下のコスタスループパラメータを使用して設計されている。すなわち、Ｋ１＝０．１、Ａ＝０．１６６６５／４、Ｂ＝０．０１３８９／１６、およびＦ＝前述の数式［数３］に従って選択された送信フィルタの中心周波数、である。他のパラメータも、本発明の諸原理および諸実施形態に従って伝送され受信されたメッセージ信号を回復するためにコスタスループにおいて使用することが可能であることが、当業者には理解されよう。
【０１０２】
ＶＩＩ．フラクタルベースのスペクトルエスティメータ受信機アプローチ
次に、図２０を参照して、本発明の諸原理および諸実施形態による、フラクタルベースのスペクトルエスティメータ受信機アプローチを使用して、通信チャネルを介して伝送されたメッセージ信号を回復する通信受信機システムの例示的な概略図を説明する。通信受信機システム２０００を、スペクトルエスティメータ２００５を使用して、伝送された信号の周波数スペクトルを推定することにより、本発明の諸原理および諸実施形態に従って伝送されたメッセージ信号を回復するのに使用することが可能である。
【０１０３】
伝送された信号の周波数スペクトルが、スペクトルエスティメータ２００５によって生成されると、スペクトルセレクタ２０１０を使用して、所望される周波数で、すなわち、前述の数式［数２］に従って送信フィルタ帯域幅として選択された狭帯域内の送信周波数で、伝送された信号が抽出される。次に、メッセージ信号が、クロック検出回路２０１５によって生成された位相ロックされた受信機クロック、およびスペクトルセレクタ２０１０によって回復された、伝送された信号を入力として取り込む復調器２０２０によって回復される。
【０１０４】
従来のスペクトル推定回路、スペクトル選択回路、および復調回路が、通信受信機システム２０００によって使用され得ることが、当業者には理解されよう。例えば、復調器２０２０は、図１５に示され、図１７に関連して前述した復調器１５１５の相関器、位相検出器、およびデータビット判定回路を使用して実装されることが可能である。
【０１０５】
ＶＩＩＩ．通信システム
また、本発明の諸原理および諸実施形態に従って設計された通信システムは、図１３〜図１４、図１５、図２０に示される通信送信機システムと通信受信機システムの任意の組み合わせを使用して実装されてもよいことが、当業者には理解されよう。
【０１０６】
次に、図２１を参照して、本発明の諸原理に従って設計された通信システムの例示的な実施形態を説明する。通信システム２１００が、通信送信機システム２１０５および通信受信機システム２１２０を使用して実装される。通信送信機システム２１０５は、図１３に関連して前述したフラクタルベースの送信機濾波アプローチを使用して設計された送信機システムである。通信受信機システム２１２０は、図１５に関連して前述したフラクタルベースの受信機濾波アプローチを使用して設計された受信機システムである。
【０１０７】
次に、図２２を参照して、本発明の諸原理に従って設計された通信システムの別の例示的な実施形態を説明する。通信システム２２００が、通信送信機システム２２０５および通信受信機システム２２１５を使用して実装される。通信送信機システム２２０５は、図１４に関連して前述したフラクタルベースのルックアップテーブル送信機アプローチを使用して設計された送信機システムである。通信受信機システム２２１５は、図１５に関連して前述したフラクタルベースの受信機濾波アプローチを使用して設計された受信機システムである。
【０１０８】
次に、図２３を参照して、本発明の諸原理に従って設計された通信システムの別の例示的な実施形態を説明する。通信システム２３００が、通信送信機システム２３０５および通信受信機システム２３２０を使用して実装される。通信送信機システム２３０５は、図１３に関連して前述したフラクタルベースの送信機濾波アプローチを使用して設計された送信機システムである。通信受信機システム２３２０は、図２０に関連して前述したフラクタルベースのスペクトルエスティメータ受信機アプローチを使用して設計された受信機システムである。
【０１０９】
次に、図２４を参照して、本発明の諸原理に従って設計された通信システムのさらに別の例示的な実施形態を説明する。通信システム２４００が、通信送信機システム２４０５および通信受信機システム２４１５を使用して実装される。通信送信機システム２４０５は、図１４に関連して前述したフラクタルベースのルックアップテーブル送信機アプローチを使用して設計された送信機システムである。通信受信機システム２４０５は、図２０に関連して前述したフラクタルベースのスペクトルエスティメータ受信機アプローチを使用して設計された受信機システムである。
【０１１０】
図２１〜図２４の通信システムは、スタンドアロンのネットワークにおいて動作すること、または非常に低いオーバヘッド費用で既存の無線標準および無線システムに組み込まれることが可能であることが、当業者には理解されよう。加えて、図２１〜図２４の通信システムは、偏波送信機アンテナおよび偏波受信機アンテナを有する衛星システムにおいて使用することを含め、様々な通信アプリケーションにおいて使用することが可能である。
【０１１１】
さらに、本発明のシステムおよび方法は、無線通信に関連して説明したが、有線通信において使用されて、非常に狭い周波数スペクトル内でブロードバンド様の有線サービスを実現することも可能であることが、当業者には理解されよう。
【０１１２】
ＩＸ．衛星通信システム
次に、図２５を参照して、本発明の諸原理に従って設計された衛星通信システムの例示的な実施形態を説明する。衛星通信システム２５００を、本発明のＵＳＭ技術を使用して変調された信号の伝送において使用することが可能である。メッセージ信号がまず、フラクタルベースの送信機濾波アプローチまたはフラクタルベースのルックアップテーブル送信機アプローチを使用して、ＵＳＭ変調器２５０５によって変調され、信号発生器ブロック２５１０によって、水平偏波アンテナ２５１５および垂直偏波アンテナ２５２５を介する伝送向けに適合させられる。
【０１１３】
伝送された信号は、水平偏波アンテナ２５２０および垂直偏波アンテナ２５３０において受信される。メッセージ信号が、スペクトルエスティメータ２５３５、基準位相ロックループ２５４０、時間同期ブロック２５４５、クロック検出部２５５０、スペクトルセレクタ２５５５、情報デコーダ２５６０、およびデータビット判定ブロック２５６５によって回復される。
【０１１４】
次に、図２６を参照して、本発明の諸原理に従って設計された衛星通信システムのさらに別の例示的な実施形態を説明する。衛星通信システム２６００を、本発明のＵＳＭ技術を使用して変調された信号の伝送において使用することが可能である。メッセージ信号がまず、フラクタルベースの送信機濾波アプローチまたはフラクタルベースのルックアップテーブル送信機アプローチを使用して、ＵＳＭ変調器２６０５によって変調され、信号発生器ブロック２６１０によって、水平偏波アンテナ２６１５および垂直偏波アンテナ２６２５を介する伝送向けに適合させられる。
【０１１５】
伝送された信号は、水平偏波アンテナ２６２０および垂直偏波アンテナ２６３０において受信される。通信受信機システム２６３５は、図１５に関連して前述したフラクタルベースの受信機濾波アプローチを使用して設計された受信機システムである。
【０１１６】
本発明の特定の諸実施形態および最良の形態の以上の説明は、例示および説明の目的でのみ提示してきた。以上の説明は、網羅的であること、または本発明を開示される諸形態そのものに限定することを意図するものではない。本発明の特定の諸特徴は、便宜目的でのみ、一部の図面に示され他の図面には示されておらず、いずれの特徴も本発明に従って他の特徴と組み合わされることが可能である。説明されるプロセスのステップは、並べ替えられること、または組み合わされることが可能であり、他のステップが含まれてもよい。それらの実施形態は、本発明の諸原理および本発明の実際の応用を最もよく説明することにより、他の当業者が、企図される特定の用途に適するように、本発明および様々な変更を伴う、様々な実施形態を最適に利用することができるようにするために選択され、説明されている。本発明のさらなる変形形態が、本開示に鑑みて当業者には明らかとなり、そのような変形形態は、添付の特許請求の範囲および均等範囲に含まれるものとする。
【図面の簡単な説明】
【０１１７】
【図１】従来の無線通信システムの例示的な概略図である。
【図２】本発明の諸原理および諸実施形態によるメッセージ信号およびＵＳＭ変調信号の例示的な図である。
【図３】本発明の諸原理および諸実施形態によるＵＳＭ変調信号およびその信号の周波数スペクトルの例示的な図である。
【図４】ＵＳＭ変調信号、および本発明の諸原理および諸実施形態に従って設計されたフィルタを使用して濾波された濾波済みのＵＳＭ変調信号を示す例示的な図である。
【図５】本発明の諸原理および諸実施形態によるＵＳＭ変調信号の拡大された周波数スペクトルの例示的な図である。
【図６Ａ−６Ｂ】本発明の諸原理および諸実施形態によるＵＳＭ変調信号の周波数スペクトルをモデル化するための２つのフラクタルプリミティブセットの例示的な図である。
【図７】本発明の諸原理および諸実施形態に従って生成された例示的なフラクタル分岐ツリーである。
【図８】本発明の諸原理および諸実施形態によるフラクタルプリミティブセットを追加することによって生成された、例示的なモデル化された周波数スペクトルである。
【図９】フラクタル分岐ツリーによるフィルタ帯域幅およびフィルタ中心周波数の選択を示す例示的な概略図である。
【図１０】所与の所望されるデータレートに関する、本発明の諸原理および諸実施形態に従って選択されたフィルタ帯域幅対フラクタル分岐指数の例示的なグラフである。
【図１１】本発明の諸原理および諸実施形態に従って設計された通信システムの容量対フラクタル分岐指数を示す例示的なグラフである。
【図１２】本発明の諸原理および諸実施形態に従って設計された、高Ｑの許容誤差が小さい線形位相デジタルフィルタの周波数応答を示す例示的なプロットである。
【図１３】本発明の諸原理および諸実施形態による、フラクタルベースの送信機濾波アプローチを使用して、通信チャネルを介してメッセージ信号を伝送する通信送信機システムの例示的な概略図である。
【図１４】本発明の諸原理および諸実施形態による、フラクタルベースのルックアップテーブル送信機アプローチを使用して、通信チャネルを介してメッセージ信号を伝送する通信送信機システムの例示的な概略図である。
【図１５】本発明の諸原理および諸実施形態による、フラクタルベースの受信機濾波アプローチを使用して、通信チャネルを介して伝送されたメッセージ信号を回復する通信受信機システムの例示的な概略図である。
【図１６】本発明の諸原理および諸実施形態に従って設計された、高Ｑの許容誤差が小さい線形位相デジタル送信機フィルタの周波数応答が重ね合わされた、高Ｑの許容誤差が小さい線形位相デジタル受信機フィルタの周波数応答を示す例示的なプロットである。
【図１７】図１５に示される通信受信機システムで使用するための復調器の例示的な概略図である。
【図１８】本発明の諸原理および諸実施形態による整合フィルタにおいて使用されるべき基準信号を示す例示的なプロットである。
【図１９】本発明の諸原理および諸実施形態による通信受信機システムにおいて使用するための２次コスタス判定ループによって生成された信号の例示的なプロットである。
【図２０】本発明の諸原理および諸実施形態による、フラクタルベースのスペクトルエスティメータ受信機アプローチを使用して、通信チャネルを介して伝送されたメッセージ信号を回復する通信受信機システムの例示的な概略図である。
【図２１】本発明の諸原理に従って設計された通信システムの例示的な実施形態である。
【図２２】本発明の諸原理に従って設計された通信システムの別の例示的な実施形態である。
【図２３】本発明の諸原理に従って設計された通信システムの別の例示的な実施形態である。
【図２４】本発明の諸原理に従って設計された通信システムのさらに別の例示的な実施形態である。
【図２５】本発明の諸原理に従って設計された衛星通信システムの例示的な実施形態である。
【図２６】本発明の諸原理に従って設計された衛星通信システムのさらに別の例示的な実施形態である。
【図１】
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【図２】
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【図６Ａ】
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【図６Ｂ】
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【図９】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１７】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図７】
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【図８】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１６】
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【図１８】
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【図１９】
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【国際調査報告】
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