【事件の表示】
　特許第２６７５９７９号「距離検出装置」の特許に対する特許異議の申立てについて、次のとおり決定する。
【結論】
　訂正を認める。
　特許第２６７５９７９号の特許を維持する。
【理由】
［Ｉ．手続の経緯］
　本件特許第２６７５９７９号発明は、昭和５８年６月２４日に出願された特願昭５８ー１１４８２０号の一部を特許法第４４条第１項の規定により平成６年５月９日に特許出願されたものである。本件発明は、平成９年７月１８日にその特許の設定登録がなされた。その後、本件特許について細野篤良から特許異議の申立てがなされ、取消理由通知がなされ、その指定期間内である平成１１年７月１２日に訂正請求がなされると共に、意見書が提出された。そして、再度、本件特許について取消理由通知がなされ、その指定期間内である平成１１年８月２６日に改めて訂正請求がなされると共に、平成１１年７月１２日付けの訂正請求が取り下げられた。
［ＩＩ．訂正の適否についての判断］
〔１．訂正明細書の特許請求の範囲に記載された発明〕
　平成１１年７月１２日付けの訂正請求が取り下げられ、平成１１年８月２６日に改めて訂正請求がなされたので、本件訂正明細書の特許請求の範囲に記載された発明は、平成１１年８月２６日付け訂正請求書の特許請求の範囲に記載されたとおりの次のものである。
「測距光を投射し、その反射光を受光することにより測距物体までの距離に相応して相対関係の変化する第１の信号と第２の信号を出力する受光回路と、該受光回路から前記第１、第２の信号を時系列で発生させるための時系列化手段と、該時系列化手段により時系列で発生される前記第１、第２の信号をそれぞれ同一の積分器により積分し、積分された前記第１の信号と第２の信号とを演算して距離情報を検出する距離情報検出回路とを有することを特徴とする距離検出装置。」
〔２．訂正の目的の適否及び拡張・変更の存否〕
　前記訂正のうち、特許請求の範囲の訂正は、「前記第１、第２の信号をそれぞれ積分し、」を「前記第１、第２の信号をそれぞれ同一の積分器により積分し、」と訂正するもので、特許請求の範囲の減縮を目的とするものであり、かつ、この訂正は、願書に添付した明細書に記載した事項の範囲内であって、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものではない。
　また、前記訂正のうち、発明の詳細な説明の訂正は、前記特許請求の範囲の訂正に整合させるためのものであって、明りょうでない記載の釈明を目的とするものであり、かつ、この訂正は願書に添付した明細書に記載した事項の範囲内であって、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものではない。
〔３．独立特許要件の判断〕
（ア．最後の取消理由の概要）
　本件特許請求の範囲に記載された発明についての特許は、特許明細書の特許請求の範囲の記載における積分についての限定が不十分なため、先行技術との区別ができないから、特許法第３６条の規定に違反してなされたもので、取り消すべきものである、ということである。
（イ．最後の取消理由についての当審の判断）
　特許明細書の特許請求の範囲の記載における積分に関して、「前記第１、第２の信号をそれぞれ積分し、」から「前記第１、第２の信号をそれぞれ同一の積分器により積分し、」へと訂正されて、先行技術との区別ができるようになったから、前記最後の取消理由により、本件訂正明細書の特許請求の範囲に記載された発明についての特許を取り消すことはできない。
（ウ．最初の取消理由）
　最初の取消理由は次のとおりである。
「１．本件特許請求の範囲第１項に記載された発明は、本件出願前に日本国内において頒布された刊行物である特開昭５４ー１５１８２９号公報（以下、刊行物１という）に記載された発明と同一であるから、本件特許は、特許法第２９条第１項の規定に違反してなされたものであって、取り消されるべきものである。
２．本件特許請求の範囲第１項に記載された発明は、本件出願前に日本国内において頒布された刊行物である特開昭５８ー３５４１０号公報（以下、刊行物２という）、特開昭５８ー１７３１２号公報（以下、刊行物３という）及び特開昭５４ー１１３３３５号公報（以下、刊行物４という）に記載された発明に基いて当業者が容易に発明できたものであるから、本件特許は、特許法第２９条第２項の規定に違反してなされたものであって、取り消されるべきものである。
　なお、前記刊行物１、２、３、４は、それぞれ、本件特許異議申立人である細野篤良が提出した甲第１、２、３、４号証に相当する。また、前記刊行物１、２、３、４の記載内容及び本件特許発明との対比判断は、その異議申立書の第５頁第３行〜第９頁下より２行に記載されたとおりであるので、その記載を省略する。」
（エ．前記刊行物１〜４に記載された事項）
　前記刊行物１には、次のことが記載されている。
『３．発明の詳細な説明
　本発明はカメラの焦点調節装置、さらに詳細にはレンズを距離に応じて調節し、あるいは焦点調節の指示を行なうかあるいはその両方を行なう写真カメラあるいはシネカメラに用いて好適なカメラの焦点調節装置に関する。
　信号源が測光束を送出し、その測光束が撮影すべき被写体によって反射され、受信装置によって受信検出されるような能動的な焦点調節装置の場合、距離値が大きかったり、あるいは被写体での反射が悪いような場合には受信信号が少なくて検出できないというような欠点がある。このような欠点は送信出力をそれに対応して大きくすれば解決できるが、それにはコストがかかり、また電源消費が大きくなる。受信信号が小さいような場合の検出は更に受信装置ならびに検出回路のノイズによっても限界が発生する。
　従って、本発明の課題は冒頭に述べたような種類の焦点調節装置で簡単な手段を用いてノイズを極端に減少させ、受信信号がわずかでも検出することができるようなカメラの焦点調節装置を提供することである。
　本発明によれば、この課題は次のようにすることによって、すなわち検出回路において得られる所定の周波数とデューテイサイクルを有する検出信号がノイズ交流電圧と共に積分回路に印加され、その積分回路は少なくとも各検出信号のパルス期間内において検出回路と接続され、積分回路によって検出信号の振幅とパルス期間に応じた数の検出パルスが積分された後、所定のしきい値を有する限界スイツチが導通制御され、一方ノイズ交流電圧は積分によってほぼなくなり、所定数の検出パルスの後、制御サイクルが終了した時積分回路はその積分値が消去され、再び動作準備状態にされるようにすることによって解決される。
　本発明によれば積分回路にはノイズ信号だけではなく、検出信号の交流電圧分が印加される。高周波のノイズ交流電圧の積分はノイズ信号の波長よりも大きい時間にわたって行なわれるので、ノイズ電圧の交流成分はかなりの程度除去されるので、極くわずかのノイズ直流成分だけが残る。検出信号に関する積分は少なくとも各検出信号のパルス期間内に行なわれる。通常積分は各検出信号のパルス期間に等しい。それによって検出信号の交流電圧成分がなくならないという利点が得られる。限界スイツチのしきい値を越えた場合に初めて信号が検出回路ないし焦点指示回路ないし焦点制御回路に送られる。検出信号が弱い場合にはしきい値に達するまでにかなりの検出信号パルスが必要であるのに対し、検出信号が大きい場合にはそれよりも少ない検出信号パルスだけですむ。このような簡単な手段によって受信回路の感度が減少することが避けられ、分解能が高くなるという利点が得られる。従って、送信および受信回路を構成するのに対して特別な手段は必要でない。このようにして積分された有効信号はノイズ信号から明瞭に分離される。
　さらに本発明の好ましい実施例によれば、両受信回路の積分回路はそれぞれ積分段を有し、その積分段は各検出パルスのパルス期間の開始および終了時の間にスイツチオンされ、その場合そのスイツチ信号はパルス発生回路から導き出される。
　さらに本発明の実施例によれば、積分回路は両受信回路に関連して設けられた２つの等しい積分段、好ましくは演算増幅器から構成され、その演算増幅器はフイードバツク回路にそれぞれ積分コンデンサを有し、各積分段の後には電圧比較器として形成された限界スイツチが接続される。』
（第３頁左上欄第１３行〜右下欄末行）
『さらに好ましい実施例によれば、それぞれ制御可能なスイツチ回路を有する第１と第２のマルチプレクサが設けられ、そのスイツチ回路は少なくともそれぞれのパルス期間の間交互にかつ連続してパルス発生回路の周波数と同期してオン・オフ制御される。両マルチプレクサ間に両受信回路に共通な回路が設けられる。またマルチプレクサのスイツチ回路はそれぞれのパルス期間の間順次オン・オフ制御される。それぞれの遮断期間においては信号の伝達は行なわれない。これによってノイズ信号が検出されたり伝達されたりする危険が極度に減少する。さらにそれによって積分はこのパルス発生期間の間だけ行なわれ、従っていずれの場合にも最適の信号積分が行なわれ、それぞれの信号周波数成分がなくなることが防止できるという利点が得られる。・・・・・・・・・・・』
（第４頁右下欄第６行〜第５頁左上欄第１行）
『受信装置、すなわち赤外線受光装置は２つの赤外線受光ダイオード９、１０から構成される。赤外線受光ダイオード９は演算増幅器１１の反転入力と接続され、その非反転入力はアース電位に接続される。赤外線受光ダイオード１０は演算増幅器１２の反転入力と接続され、その非反転入力はアース電位に接続される。』
（第５頁右上欄第３〜１０行）
『２つの受信回路は２つのスイツチ回路２８、２９を有するマルチプレクサ２７に接続される。このマルチプレクサ２７は２つの出力を有し、その出力は演算増幅器３０、抵抗３１、３２およびコンデンサ３３、３４から構成される高域フイルタとして機能するフイルタと接続される。この高域フイルタは、電源電圧の周波数領域におけるノイズ電圧ならびに白熱電球および螢光灯から発生する電源周波数の２倍の周波数を持ったノイズ電圧を通過させないように構成される。
　この高域フイルタ３０〜３４は結合コンデンサ３５を介して演算増幅器３６およびフイードバツク抵抗３７、３８から構成される交流電圧増幅器と接続される。
　第２のマルチプレクサ３９は２つのスイツチ回路４０、４１を有し、スイツチ回路４０は端子Ｂと、またスイツチ回路４１は端子Ｃと接続される。
　パルス発生器４２はカウンタ４３のクロック入力と接続される。パルス発生器４２ならびにカウンタ４３の出力Ｑ４はアンドゲート４４に接続され、そのアンドゲートの出力はカウンタ４３のリセット入力Ｒと接続される。カウンタ４３の第３の出力Ｑ３はＤフリツプフロツプ４５のクロツク入力と接続され、そのＤフリツプフロツプ４５の出力Ｄは出力Ｑと接続される。
　Ｄフリツプフロツプの出力Ｑはマルチプレクサ２７のスイツチ回路２８ならびにアンドゲート４６の一方の入力に接続される。
　Ｄフリツプフロツプ４５の入力Ｑはマルチプレクサ２７のスイツチ回路２９ならびにアンドゲート４７の一方の入力に接続される。』
（第５頁右下欄第１行〜第６頁左上欄第１１行）
『マルチプレクサ３９のスイッチ回路４０、４１の切替えに同期して積分回路６６〜６８および８６〜８８の出力に現われるノイズ電圧の少ない信号電圧は階段状に積分される。』
（第７頁右下欄第２〜５行）
『・・・・・・この送信ダイオード５７からでる赤外線はレンズ１２１によって測光束として形成される。』
（第８頁右下欄第１１〜１３行）
『なお、トランジスタ１０３、１０９に流れる電流によってリングに結合されたモーターをいずれかの方向に制御しそれによってリング１２６を回転させ、自動的にレンズ１２２を被写体の距離に応じてピント合わせするようにしてもよい。』
（第９頁左上欄第１３〜１７行）
　前記刊行物２には、次のことが記載されている。
『１．発明の名称
　　　　　　　　　　　距離検出装置
　２．特許請求の範囲
　　２個の独立した受光要素から形成されると共に、該２個の受光要素上の像位置に対応した出力を発生可能な受光装置を備え、投光装置からの投射光束の反射光を上記受光装置上に形成することにより、物体迄の距離を測定可能な距離検出装置に於て、上記投光装置の投光状態と非投光状態に於ける、上記各受光要素出力の差を検出すると共に、各受光要素の上記差出力の比を検知することを特徴とする距離検出装置。』
（第１頁左下欄第２〜１３行）
　前記刊行物３には、次のことが記載されている。
『１．発明の名称
　　　　　　　　　　　距離測定装置
　２．特許請求の範囲
　　測距対象物に向って変調赤外光を投光する投光手段と、前記投光手段に対して一定の基線長を介して配される受光レンズの略々焦点面に複数個配され、赤外光の変化に対して微分出力を行う受光手段と、前記受光手段の各出力の時系列処理により測距対象物までの距離を算出する演算手段とから成る距離測定装置。』
（第１頁左下欄第２〜１１行）
『一方、ＣＰＵ１５０は第６図（８）の信号をアナログゲート１３２のゲート入力とし、第６図（９）の信号をアナログゲート１３４の入力とし、以降同様の信号を順次アナログゲート１３６、１３８のゲート入力として出力する。
　その結果、バツフアアンプ１４０からは、受光素子１００、１０２、１０４、１０６の微分出力が一定時間毎に順次出力される。バツフアアンプ１４０の出力側には、ＣＰＵ１５０から第６図（６）に示す如きゲート信号を入力されるアナログゲート１４２が直列に介挿されており、アナログゲート１４２が導通している間のバツフアアンプ１４０の出力レベルをコンデンサ１４４に記憶ホールドさせる。その結果、バツフアアンプ１４０からは第４図（７）に示す如きサンプルホールド信号が出力されるが、この信号は各サンプルホールド毎にＡ／Ｄ変換器１４８でデイジタル信号に変換され、ＣＰＵ１５０内の図示しないメモリに格納される。
　ＣＰＵ１５０に於いては、ＩＲＥＤ２のオン時のＡ／Ｄ変換データからオフ時のＡ／Ｄ変換データを減算したデータを当該受光素子に入射した赤外光の強度に対応したデータとして記憶する。但し、１回だけの量子化では、外乱ノイズ等の影響を無視出来ないので、１つの受光素子に関して、複数回、サンプルホールドとＡ／Ｄ変換によるデータ取込みを行ない、その結果を平均化することにより、当該受光素子の受光赤外強度に関するデータとする。かかる演算操作はアナログスイツチ１３２〜１３８を切換えながら、各受光素子１００〜１０６毎に行ない、その結果、ＣＰＵ１５０には、各受光素子１００〜１０６の入射変調赤外光の強度（変化）に関するデータが残る。
　従って、これらのデータの中から極大値を選択し、これに対応する受光素子を知ることによって、対象物６までの距離ゾーンを判定可能であるが、これらはＣＰＵ１５０の演算操作によって行なわれる。』
（第４頁左上欄第１５行〜左下欄第１３行）
　前記刊行物４には、次のことが記載されている。
『マルチプレツクサ回路を設けることによって増幅回路が少なくなり、また受光装置からの信号のフイルターリングが同一のフイルター回路及び増幅器を用いて行われるという利点が得られる。コンデンサーなどのような電気素子を少なくしたとしても受信信号は同一に処理され増幅されかつ検出されることが保証される。他の利点はマルチプレツクサ回路を用いればＳＮ比が本質的に向上されることである。・・・・・・・・・・・・・』
（第３頁左下欄欄第１２〜２０行）
『この２つの回路が２つのスイツチ３７、３８を有するマルチプレクサ回路３６に接続される。マルチプレクサ回路３６は２つの出力を有し、その出力は抵抗４０、４１を有する演算増幅器３９並びにコンデンサー４２、４３から構成される高域フイルターとしての機能を持つフイルタに接続される。この高域フイルターは次のように、すなわち電源電圧の周波数領域におけるノイズ電圧並びに白熱電球及び２倍の周波数を持つ螢光灯のノイズ電圧を遮断するように構成される。』
（第６頁左下欄欄第１０〜１９行）
（オ．本件訂正明細書の特許請求の範囲に記載された発明と前記刊行物１〜４に記載された発明との対比・判断）
　本件訂正明細書の特許請求の範囲に記載された発明（前者）と前記刊行物１〜４に記載された発明（後者）とを対比すると、前者の「時系列化手段により時系列で発生される前記第１、第２の信号をそれぞれ同一の積分器により積分」する点（以下、相違点という）を、後者は有していない。
　以下、詳細に検討する。
　第１に、前記刊行物１に記載された発明は、演算増幅器３０、抵抗３１、３２およびコンデンサ３３、３４から構成される高域フイルタのみを、両受信回路に共通な回路として接続するものであって、積分回路６６〜６８および８６〜８８を各受信回路に個別に接続するものであるから、前記相違点に係る構成を有しないものである。さらに、前記刊行物１に記載された発明は、パルスの発生と同期して２つの受信回路の信号を交互に積分するものであるから、高域通過フィルタのような信号を遅延させる作用が比較的小さい回路は共通化できても、積分回路のような信号を遅延させる作用が比較的大きい回路は共通化した場合には、２つの受信回路の信号を正確に分離して積分することが困難であると予測される。故に、前記刊行物１に記載された発明の積分回路を各受信回路に共通のものとすることは、当業者が普通は考慮しないことである。結局、本件訂正明細書の特許請求の範囲に記載された発明は、前記刊行物１に記載された発明と同一であるとも、前記刊行物１に記載された発明に基いて当業者が容易に発明できたものであるとも言えないものである。
　第２に、前記刊行物２に記載された発明は、異議申立人も認めているように、前記相違点に係る構成を有しないものである。また、前記刊行物３に記載された発明は、サンプルホールド回路を各受光素子に共通に接続しているものであるが、１つの受光素子に関して、複数回、サンプルホールドとＡ／Ｄ変換によるデータ取込みを行ない、ＩＲＥＤ２のオン時のＡ／Ｄ変換データからオフ時のＡ／Ｄ変換データを減算した結果を平均化することにより、当該受光素子の受光赤外強度に関するデータとするものであるから、この処理は単に受光信号を積分することとは相違するので、前記相違点に係る構成を有するものとは言えないし、サンプルホールド回路を積分回路に置換することを示唆するものでもない。さらに、前記刊行物４に記載された発明は、増幅回路や高域通過フィルターを共通化しているものであるが、積分回路を共通化することを示唆するものではない。結局、本件訂正明細書の特許請求の範囲に記載された発明は、前記刊行物２〜４に記載された発明に基いて当業者が容易に発明できたものであるとは言えないものである。
　しかも、前記相違点に起因して、本件訂正明細書の特許請求の範囲に記載された発明が、格別の効果を奏することは、本件訂正明細書の発明の効果の欄に記載されているとおり明らかである。
　以上のことから、前記最初の取消理由により、本件訂正明細書の特許請求の範囲に記載された発明についての特許を取り消すことはできない。
（カ．まとめ）
　本件訂正明細書の特許請求の範囲に記載された発明についての特許は、特許出願の際独立して特許を受けることができない発明とすることはできない。
〔４．むすび〕
　以上のとおりであるから、前記訂正請求は、特許法第１２０条の４第２項及び同条第３項で準用する第１２６条第２、３、４項の規定に適合するので、当該訂正を認める。
［ＩＩＩ．特許異議の申立てについての判断］
　特許異議の申立てに関しては、前記［ＩＩ］〔３〕（ウ）（エ）（オ）の欄に記載したとおりであるから、特許異議申立ての理由及び証拠方法によっては、本件訂正明細書の特許請求の範囲に記載された発明についての特許を取り消すことはできない。
［ＩＶ．結言］
　他に本件訂正明細書の特許請求の範囲に記載された発明についての特許を取り消すべき理由を発見しない。
　よって、結論のとおり決定する。
【異議決定日】
平成１１年９月８日（１９９９．９．８）
【訂正の要旨】
（１）特許第２６７５９７９号発明の明細書中、特許請求の範囲において、「測距光を投射し、その反射光を受光することにより測距物体までの距離に相応して相対関係の変化する第１の信号と第２の信号を出力する受光回路と、該受光回路から前記第１、第２の信号を時系列で発生させるための時系列化手段と、該時系列化手段により時系列で発生される前記第１、第２の信号をそれぞれ積分し、積分された前記第１の信号と第２の信号とを演算して距離情報を検出する距離情報検出回路とを有することを特徴とする距離検出装置。」とあるのを、特許請求の範囲の減縮を目的として、「測距光を投射し、その反射光を受光することにより測距物体までの距離に相応して相対関係の変化する第１の信号と第２の信号を出力する受光回路と、該受光回路から前記第１、第２の信号を時系列で発生させるための時系列化手段と、該時系列化手段により時系列で発生される前記第１、第２の信号をそれぞれ同一の積分器により積分し、積分された前記第１の信号と第２の信号とを演算して距離情報を検出する距離情報検出回路とを有することを特徴とする距離検出装置。」と訂正する。
（２）特許第２６７５９７９号発明の明細書において、明りょうでない記載の釈明を目的として、発明の詳細な説明を前記（１）に対応させるべく訂正する。
（５４）【発明の名称】
距離検出装置
（５７）【特許請求の範囲】
　【請求項１】測距光を投射し、その反射光を受光することにより測距物体までの距離に相応して相対関係の変化する第１の信号と第２の信号を出力する受光回路と、該受光回路から前記第１、第２の信号を時系列で発生させるための時系列化手段と、該時系列化手段により時系列で発生される前記第１、第２の信号をそれぞれ同一の積分器により積分し、積分された前記第１の信号と第２の信号とを演算して距離情報を検出する距離情報検出回路とを有することを特徴とする距離検出装置。
【発明の詳細な説明】
　　　【０００１】
　　【産業上の利用分野】
　本発明は距離検出装置に関する。
　　　【０００２】
　　【従来の技術】
　従来、可動部を廃止すべく複数の検知素子を設ける方式は、投光部より測距対象に向けて光を照射し、その反射光を投光部から所定の基線長だけ離れて配置された受光部により受光して測距を行なう光照射型の所謂光アクティブ型三角測距方式に於ても、又所謂能動型の三角測距方式に於ても数多く提案され、また実用化もされている。
　　　【０００３】
　　【発明が解決しようとしている課題】
　この方式は撮影操作以前に距離情報が判るという利点を有する反面、例えば特開昭５６−２９１１０号公報に見られる様に受光素子の数と同数の増幅器を含むアナログ入力回路を用いて各受光素子出力の比較演算等を行なう様構成されている為に各入力回路間の整合を取るのに手間取るばかりでなく、完全に整合させることが困難であった為に検出精度が低い欠点があった。
　　　【０００４】
　　【課題を解決するための手段】
　本発明の目的はかかる欠点を除去した、系の整合に手間取ることがなくかつ検出精度の良い距離検出装置を提供せんとするものである。上記目的を達成する為に本発明は、測距光を投射し、その反射光を受光することにより測距物体までの距離に相応して相対関係の変化する第１の信号と第２の信号を出力する受光回路と、該受光回路から前記第１、第２の信号を時系列で発生させるための時系列化手段と、該時系列化手段により時系列で発生される前記第１、第２の信号をそれぞれ同一の積分器により積分し、積分された前記第１の信号と第２の信号とを演算して距離情報を検出する距離情報検出回路とを有する距離検出装置とするものである。
　　　【０００５】
　　【実施例】
　以下本発明について図面を用いて詳細に説明する。
　　　【０００６】
　図１は本発明の適用したカメラ用距離検出装置の原理を説明する為の概念図で、図２は図１の受光素子の平面図である。
　　　【０００７】
　図１および図２においてＩＲＥＤは投光素子で、線状の赤外光を投光レンズＬ１を介して被写体Ｏｂ１、Ｏｂ２上に投射する。Ｌ２は測距されるべき被写体Ｏｂ１、Ｏｂ２からの反射光を投光軸から所定距離１（以下この１を基線長と称す）離れた２つの受光素子ＳＰＣ１、ＳＰＣ２上に結像させる受光レンズである。受光素子ＳＰＣ１、ＳＰＣ２上の被写体からの反射光によって形成される像ＲＩは被写体の距離により連続的に前記投光軸と垂直な方向（以下基線長方向）１１に沿って移動する。ここで受光素子ＳＰＣ１、ＳＰＣ２の構造は図２図示の如き楔形であるので、該素子出力は被測距体距離の変化に応じ、それぞれ一方の受光素子の出力が増せば、一方の受光素子の出力が減少する。受光素子ＳＰＣ１、ＳＰＣ２の出力をそれぞれＡ、Ｂとすると、（Ａ＋Ｂ）により正規化された、例えばＡ／（Ａ＋Ｂ）信号は被測距体の位置を示す。尚該装置の出力により撮影レンズの移動量を制御することによりオートフォーカス装置が実現される。
　　　【０００８】
　図３は本発明を適用した測距装置の実施例の概略図である。図３において１は例えば図１、図２に示す受光素子ＳＰＣ１、ＳＰＣ２の如き被測距物体距離に依存して変化する第１、第２の測距信号を時分割的に出力する測距情報発生手段である。２は測距情報発生手段１、後述の信号処理回路３、スイッチ手段４、記憶手段５、演算手段６、距離判定手段７を制御する制御手段で、この実施例は電気的スイッチにより行なうものであるが不図示のシャッターボタンの押下げ操作に連動する部材により機械的なスイッチを切り換えたり、或いは受光素子ＳＰＣ１、ＳＰＣ２にマスクを設け該マスクを所定の順序で移動させることにより測距情報発生手段の出力を制御する方法も用いることができる。３は前述の信号処理回路で、増幅等の信号処理を行う。４は測距情報発生手段１から発生する情報の種類或いは時分割のモードに応じ信号処理回路３の出力を後述の記憶手段５、演算手段６に伝えるスイッチ手段である。
　　　【０００９】
　５は前記信号処理回路３の出力を記憶する記憶手段、６は記憶手段５の出力と、スイッチ手段４から直接出力される信号処理回路３の出力とを演算する演算手段である。７は前記演算手段６の出力から被写体距離を判定し、不図示の表示回路或いは不図示の撮影レンズ制御回路に制御信号を出力する距離判定手段である。
　　　【００１０】
　つぎに上記の如く構成される実施例の動作を説明する。制御手段２により測距情報発生手段１の第１の出力は信号処理回路３に送られる。制御手段２により制御されたスイッチ手段４により信号処理回路３の出力は記憶手段に送られ保持される。次に制御手段２に制御されて測距情報発生手段１は第２の出力を信号処理回路３に送る。制御手段２により切り換えられたスイッチ手段４により信号処理回路３の出力は記憶手段５を経ずに演算手段６に送られ、記憶手段５に保持された信号と共に演算手段６において演算され演算結果が算出される。距離判定手段７により演算結果が判定され距離情報として後段に送られる。
　　　【００１１】
　つぎに本発明を適用したカメラ用距離検出装置（測距装置とも記す）の具体的な実施例について図４を用いて説明する。
　　　【００１２】
　図４において、ＩＲＥＤは図４図示のＬ１の如きレンズ（不図示）を介して被測距物体（不図示）に光を投射する投光素子で、例えば赤外発光ダイオードが用いられる。ＩＲＤＲはＩＲＥＤを所定の光量で点滅させるＩＲＥＤ用駆動回路である。
　　　【００１３】
　ＭＳ１、ＭＳ２はＭＯＳ−ＦＥＴで構成されるアナログスイッチ、ＭＳＢ１、ＭＳＢ２はＭＯＳ−ＦＥＴ、ＭＳ１、ＭＳ２のオン−オフ信号を増幅するバッファアンプ、演算増幅器（以下オペアンプと称す）ＭＡは前述の図１、図２図示の様に構成された受光素子ＳＰＣ１、ＳＰＣ２の出力電流を電圧に変換する高入力インピーダンスのアンプで、抵抗Ｒ３〜Ｒ５、コンデンサＣ１から構成される負帰遷路により直流抑圧機能を有している。ＰＡはコンデンサＣ２、抵抗Ｒ８で形成されるハイパスフィルタを介して直流分がカットされた信号を非反転入力端に受け該信号を増幅するプリアンプ、ＩＮＶは−１倍のゲインを有し、プリアンプＰＡの出力信号を反転するインバータ、ＩＮＴはコンデンサーＣ３とともにミラー積分回路を構成し、プリアンプＰＡの出力を積分するオペアンプ、ＳＰＡ、ＳＩＮＶ、ＳＤＳＣはオン時に電圧降下の生じないアナログスイッチ、Ｒ１１はオペアンプＩＮＶの反転入力端子に接続された抵抗、ＣＰ１、ＣＰ２、ＣＰ３はコンパレータ、Ｒ１３、Ｒ１４、Ｒ１５はコンパレータＣＰ１、ＣＰ２、ＣＰ３の夫々に基準レベル電圧を供給する分圧抵抗で、互いに直列接続され、また抵抗Ｒ１３の一端は接地され、抵抗Ｒ１５の一端は−Ｖボルトの電源に接続される。
　　　【００１４】
　ＯＳＣはクロック信号を発生する公知の発振回路、ＪＣはＯＳＣからのクロック信号を１／２×段数に分周するとともに、１クロック幅を単位として位相のずれている分周出力と同周期の信号を得るためのジョンソンカウンタ、ＡＮＤはアンドゲートで、後述の測距完了判定およびラッチ回路ＪＬＣからハイレベル（以下Ｈレベルと称す）の信号が出力されている時、すなわち測距動作中ジョンソンカウンタＪＣの分周出力を後述の分周回路ＤＩＶに送り、後述の測距完了判定およびラッチ回路ＪＬＣからローレベルの信号が出力されたとき、すなわち測距動作が完了した後にはジョンソンカウンタＪＣからの分周出力を後述の分周回路ＤＩＶに送ることを禁止するアンドゲート、ＤＩＶは前記分周回路で、クロック信号を更に分周し、２進カウンタＢＣに送ると共に、後述の積分特性圧縮用インターバルデコーダＩＩＤに各段の出力信号を送るものである。ＢＣはフリップフロップで構成される４ビットの２進カウンタで、分周回路ＤＩＶの出力信号をカウントし、後述のタイミング制御用デコーダＴＣＤおよび後述の測距ゾーン判定用デコーダＺＪＤに各フリップフロップの出力を供給する。尚本実施例の説明では２進カウンタＢＣの内容を１６進数で表わし、回路の動作を説明する。前記測距ゾーン判定用デコーダＺＪＤは２進カウンタＢＣの信号と後述の測距完了判定およびラッチ回路ＪＬＣの測距完了信号から被測距物体がどの距離ゾーンにあるかを検出する。例えば測距動作が完了し、測距完了信号がＨレベルからローレベル（以下Ｌレベルと称す）に反転した時の２進カウンタＢＣの内容が“７”あるいは“８”であれば被測距物体は遠距離ゾーンにあり、“９”であれば中距離ゾーン、“Ａ”であれば近距離ゾーン、“Ｂ”であれば至近距離ゾーンにあることを示す信号を出力する。ＥＩＣは外部インターフェース回路で、測距ゾーン判定用デコーダＺＪＤの出力信号に応答して測距データを表示したり、スティルカメラ、ビデオカメラ等の撮影レンズ（不図示）を駆動させる回路である。ＴＣＤはタイミング制御用デコーダで、２進カウンタＢＣの信号に応じて図５のＴＣＤ１〜ＴＣＤ５で示す様な各種タイミング信号を発生し、該タイミング信号を測距完了判定およびラッチ回路ＪＬＣ、後述の圧縮信号波形整形回路ＣＳＣ、ＳＰＣ制御用ラッチ回路ＳＣＬ、ＩＲＥＤ制御回路ＩＣＣ、積分スイッチ制御回路ＩＳＣ、アナログスイッチＳＤＳＣに送り、これらを制御する。ＣＳＣはコンパレータＣＰ１で検出された圧縮信号のチャタリングを防止する為の圧縮信号波形整形回路で、前述のミラー積分器の出力の上昇過程に於いてコンパレータＣＰ１が出力した最初のＨレベルの信号を保持し、一方前記ミラー積分器の出力の下降過程においてはコンパレータＣＰ１が出力した最初のＬレベルの信号を保持する。
　　　【００１５】
　ＩＩＤは積分特性圧縮用インターバルデコーダで、オペアンプＩＮＴの出力に圧縮をかけるために分周回路ＤＩＶの出力（図９のＡＮＤ１参照）をデコードして図９のＩＩＤ１に示す様なパルスを後述の積分スイッチ制御回路ＩＳＣに送り、積分特性を圧縮する時における積分特性決定用アナログスイッチＳＰＡ、ＳＩＮＶの制御信号を作り出す。
　　　【００１６】
　ＩＳＣは積分スイッチ制御回路であり、図５、図７でＩＳＣ１、ＩＳＣ２として示される様なアナログスイッチＳＰＡ、ＳＩＮＶの開閉を制御する信号をジョンソンカウンタＪＣの出力信号から作る。
　　　【００１７】
　ＩＣＣはＩＲＥＤ制御回路であり、２進カウンタＢＣの内容が“０”あるいは“１”であるという信号をタイミング制御用デコーダＴＣＤから受けたときおよび測距完了判定およびラッチ回路ＪＬＣの出力信号がＬレベルであるとき投光素子ＩＲＥＤをオフし、前記以外のときには後述のＳＰＣ制御用ラッチ回路ＳＣＬの出力信号とジョンソンカウンタＪＣの出力信号との排他的論理和を算出した信号により投光素子ＩＲＥＤを点滅させる。
　　　【００１８】
　ＳＣＬは図５のＳＣＬ１、ＳＣＬ２で示すようなパルスを出力する前記ＳＰＣ制御用ラッチ回路であり、上昇積分時には受光素子ＳＰＣ１の出力信号が、下降積分時には受光素子ＳＰＣ１、ＳＰＣ２の出力信号がオペアンプＭＡに入力する様アナログスイッチＭＳ１、ＭＳ２を制御する。ＰＳＧは電源投入時に各回路をクリアするＰＵＣ信号を出力するＰＵＣ信号発生回路である。
　　　【００１９】
　つぎに上記構成にかかる測距装置の動作について図５乃至図９を用いて説明する。
　　　【００２０】
　カメラのレリーズボタン（不図示）が押下されると、電源回路ＰＵから図４図示の如き電圧（Ｖ＋、Ｖ−）が発生し、該電圧が図４の各回路に供給される。
　　　【００２１】
　同時にＰＵＣ信号発生回路ＰＳＧからパワーアップクリア信号ＰＵＣが発生し、ジョンソンカウンタＪＣ、分周回路ＤＩＶ、２進カウンタＢＣ、ＳＰＣ制御用ラッチ回路ＳＣＬ、測距完了判定およびラッチ回路ＪＬＣはクリアされる。かかるクリア動作が完了すると、ジョンソンカウンタＪＣは発振回路ＯＳＣからのクロック信号をカウントし、該カウンタＪＣの出力端ＪＣ３は該クロック信号を分周した出力信号を発生する。この時アンドゲートＡＮＤの一方の入力端には測距完了判定およびラッチ回路ＪＬＣよりハイレベル（以下Ｈレベルと称す）の信号が与えられているので、アンドゲートＡＮＤはジョンソンカウンタＪＣからの分周出力を分周回路ＤＩＶに供給し、該分周回路ＤＩＶは該入力信号（図９のＡＮＤ１参照）を更に分周した後に２進カウンタＢＣに入力信号として供給する。その為、カウンタＢＣの内容はパワーアップクリア動作後に“０”より順次上昇する。該カウンタＢＣの内容をデコードするデコーダＴＣＤの出力端ＴＣＤ１は図５のＴＣＤ１で示される様にカウンタＢＣの内容が“０”から“１”の間はＬレベルであるので、ＩＲＥＤ制御回路ＩＣＣの出力端もカウンタＢＣの内容が“０”から“１”の間Ｌレベルを保持し、ＩＲＥＤ駆動回路ＩＲＤＲはこの間投光素子ＩＲＥＤを駆動せず、投光は行われない。又タイミング制御用デコーダＴＣＤの出力端ＴＣＤ２はカウンタＢＣの内容が“０”から“２”の間においてはＬレベル（図５のＴＣＤ２参照）を保持し、積分スイッチ制御回路ＩＳＣの出力端ＩＳＣ１、ＩＳＣ２をＬレベルとするので、アナログスイッチＳＰＡ、ＳＩＮＶはオフ状態を保持し、ミラー積分器の積分動作は開始されない。一方タイミング制御用デコーダＴＣＤの出力端ＴＣＤ３はカウンタＢＣの内容が“０”から“２”の間Ｈレベル（図５のＴＣＤ３参照）であるのでアナログスイッチＳＤＳＣはこの間オン状態を保持し、抵抗Ｒ１２、Ｒ１１を介してコンパレータＣＰ３の出力端をオペアンプＩＮＴの反転入力端に接続し、ＩＮＴ−ＣＰ３−ＳＯＳＣ−Ｒｌ２−Ｒ１１＝ＩＮＴからなる閉回路を形成する。該閉回路が形成された時、たとえばオペアンプＩＮＴの出力端の電位Ｖ２がＶｒ２＋ＯＦ２（但しＶｒ２はコンパレータを形成するオペアンプＣＰ３の反転入力端の電位であり、ＯＦ２はオペアンプＣＰ３のオフセット電圧）より高い場合にはオペアンプＣＰ３の出力端はＨレベルとなりアナログスイッチＳＤＳＣ、抵抗Ｒ１２、Ｒ１１を介してコンデンサＣ３を充電するので、その充電電圧に応じてオペアンプＩＮＴの出力端の電位Ｖ２は徐々に降下し、所定時間後にオペアンプＩＮＴの反転入力端の電位Ｖ１とオペアンプＣＰ３の出力端の電位Ｖ３とが同電位になるとコンデンサＣ３に対する前記充電動作は停止する。
　　　【００２２】
　一方前記オペアンプＩＮＴの出力端の電位Ｖ２が前記電位Ｖｒ２＋ＯＦ２より低い場合には前記オペアンプＣＰ３の出力端はＬレベルとなって抵抗Ｒ１１、Ｒ１２並びにアナログスイッチＳＤＳＣを介してコンデンサＣ３に蓄積されていた電荷が放電するので、オペアンプＩＮＴの出力端の電位Ｖ２は上昇する。そして所定時間後に前述のケースと同様にオペアンプＩＮＴの反転入力端の電位ＶｌとオペアンプＣＰ３の出力端の電位Ｖ３とが同電位となるとコンデンサＣ３の放電は停止し、安定状態となる。
　　　【００２３】
　かかる安定状態に達した時におけるオペアンプＩＮＴの出力端の電位Ｖ２は次の様である。即ちオペアンプＣＰ３の増幅率をαとすると、各電圧の関係は
Ｖ３＝Ｖ２＋α（Ｖ２−Ｖｒ２−ＯＦ２）＝Ｖ１
　　　【００２４】
　【外１】
となる。
　　　【００２５】
　一般にオペアンプ（演算増幅器）の増幅率αはα≫１とおくことができるから、上式はＶ≒Ｖｒ２＋ＯＦ２となり、オペアンプＩＮＴの出力端の電位Ｖ２はオペアンプＣＰ３の閾値電圧（Ｖｒ２＋ＯＦ２）にほぼ等しくなる。
　　　【００２６】
　この結果、コンデンサＣ３の端子電圧はオペアンプＩＮＴの反転入力端電位Ｖ１＝Ｖｒ２−ＯＦ１とコンパレータＣＰ３の非反転入力端電位Ｖ２＝Ｖｒ２−ＯＦ２との差電圧となるので、オペアンプＩＮＴおよびコンパレータＣＰ３のオフセット電圧ＯＦ１、ＯＦ２が自動的に補償できると共に、オペアンプＩＮＴの無信号時の出力レベルが基準レベル（図４図示実施例の場合は該基準レベルはグランドレベルである）以下に設定される。尚該実施例の如く、オペアンプＩＮＴの出力が後述する様に無信号時の出力レベルに対して一方向（正方向）のみに振れる場合には、前述の様にオペアンプＩＮＴの無信号時の出力レベルがグランドレベル以下に設定されるとオペアンプＩＮＴの出力のダイナミックレンジが広がるので、Ｓ／Ｎ比が向上する。
　　　【００２７】
　次いでパワーアップクリア後にカウンタＢＣの内容（図５、図７、図８のＢＣ参照）が“２”になり、デコーダＴＣＤの出力端ＴＣＤ１（図５ＴＣＤ１参照）がＬレベルからＨレベルに反転すると、ＩＲＥＤ制御回路ＩＣＣの出力端はジョンソンカウンタＪＣの出力端ＪＣ３からの出力信号に応答してＨレベル並びにＬレベルを繰返すので、ＩＲＥＤ駆動回路ＩＲＤＲは投光素子ＩＲＥＤを間欠的に駆動し、投光素子ＩＲＥＤは図１図示レンズＬ１の如きレンズを介して測距物体に光を投光する。点灯開始直後においては、投光素子ＩＲＥＤの内部温度は低い為に発光エネルギーは高いが、連続的な点灯により内部温度が上昇してくるとそれに伴って投光素子ＩＲＥＤの発光エネルギーは徐々に減少する。そして投光素子ＩＲＥＤの内部温度が投光素子の周囲温度より高くなり、投光素子内での発熱量と同じ熱量を外界に放出するような所謂熱平衡状態に達すると投光素子ＩＲＥＤの発光エネルギーは安定状態に達する。しかる後にカウンタＢＣの内容が“２”から“３”に変わると、デコーダＴＣＤの出力端ＴＣＤ３（図５のＴＣＤ３参照）はＨレベルからＬレベルに反転するので、アナログスイッチＳＤＳＣは開成してＩＮＴ−ＣＰ３−ＳＤＳＣ−Ｒ１２−Ｒ１１−ＩＮＴからなる閉回路は開き、ミラー積分器による積分動作が開始される。尚この時点ではＳＰＣ制御用ラッチ回路ＳＣＬの出力端ＳＣＬ１はＬレベル、ＳＣＬ２はＨレベルであって受光素子ＳＰＣ１のみがアンプＭＡの入力端に接続されている。
　　　【００２８】
　また、カウンタＢＣの内容が“３”に変わった後に積分スイッチ制御回路ＩＳＣの出力端ＩＳＣ１は図５のＩＳＣ１に示す様なジョンソンカウンタＪＣの出力端ＪＣ１からのパルスとほぼ逆位相のパルスを発生してアナログスイッチＳＰＡの開閉を開始し、更に出力端ＩＳＣ２は図５図示のＩＳＣ２に示す様なジョンソンカウンタＪＣの出力端ＪＣ２からのパルスとほぼ同位相のパルスを発生してアナログスイッチＳＩＮＶの開閉を開始する。
　　　【００２９】
　従ってカウンタＢＣの内容が“３”に変ってアナログスイッチＳＤＳＣが前述の様に開成した後に、測距物体で反射した投光素子ＩＲＥＤからの光が受光素子ＳＰＣ１に入射することによって、アンプＰＡから入射光の強さに応じた図６ａの波形ＰＡに示す如き出力が発生し、またインバータＩＮＶから図６ｂの波形ＩＮＶに示す如き出力が発生すると、アナログスイッチＳＰＡ、ＳＩＮＶは図６ａにおいて波形ＳＰＡ、ＳＩＮＶで示す様な開成動作をしているので、ミラー積分器を形成するオペアンプＩＮＴの反転入力端には図６ａのＩＮＴに示す様な常に負のレベルを持った信号が与えられる。従ってコンデンサＣ３はカウンタＢＣの内容が“３”から“６”の間の一定時間Ｔの間充電され続け、その端子電圧は図５の波形ＩＮＴで示す様に受光素子ＳＰＣ１への入射光量に応じて上昇する。そして一定時間Ｔが経過した時、コンデンサＣ３は測距物体が近距離の時には高く、遠距離の時には低い電圧に充電される。
　　　【００３０】
　その後カウンタＢＣの内容が“６”から“７”に変化し、デコーダＴＣＤの出力端ＴＣＤ４が図５の波形ＴＣＤ４に示す様にＨレベルからＬレベルに変化すると、まずＳＰＣ制御用ラッチ回路ＳＣＬの出力端ＳＣＬ１、ＳＣＬ２の夫々が図５の波形ＳＣＬ１、ＳＣＬ２に示す様に反転してアナログスイッチＭＳ１を開成し、アナログスイッチＭＳ２を閉成し、アンプＭＡの入力端に受光素子ＳＰＣ１、ＳＰＣ２を並列接続する。また前述のデコーダＴＣＤの出力端ＴＣＤ４の出力変化によりＳＰＣ制御用ラッチ回路の出力端ＳＣＬ３も図５図示の波形ＳＣＬ３の様にＬレベルからＨレベルに変化するのでＩＲＥＤ制御回路ＩＣＣはジョンソンカウンタＪＣの出力端ＪＣ３からのパルスの位相を１８０°ずらせたパルスをＩＲＥＤ駆動回路ＩＲＤＲに供給する。更に前述のデコーダＴＣＤの出力端ＴＣＤ４の出力変化に同期して、デコーダＴＣＤの他の出力端ＴＣＤ２が図５図示の波形ＴＣＤ２の様にＨレベルからＬレベルに変するので、該出力端ＴＣＤ２からの信号を受ける積分スイッチ制御回路ＩＳＣの両出力端ＩＳＣ１、ＩＳＣ２は共にＬレベルとなってアナログスイッチＳＰＡ、ＳＩＮＶを開成し、ミラー積分器による積分動作を中断させ、受光素子ＳＰＣ１、ＳＰＣ２の切換えに伴って生じるアンプＭＰの過渡的変動による誤測距を失くす。カウンタＢＣの内容が“７”から“８”に変化し、デコーダＴＣＤの出力端ＴＣＤ２の出力信号がＬレベルから再度Ｈレベルに変化すると、アナログスイッチＳＰＡ、ＳＩＮＶは再度積分スイッチ制御回路ＩＳＣの出力端ＩＳＣ１、ＩＳＣ２からの出力信号（図５のＩＳＣ１、ＩＳＣ２参照）に応じて開閉動作を繰返すが、前述した様にＩＲＥＤ制御回路ＩＣＣから出力されるパルスの位相がカウンタＢＣの内容が“６”から“７”に切換わった時点で１８０°ずれたので、投光素子ＩＲＥＤの点灯時にアナログスイッチＳＰＡが開成し、投光素子ＩＲＥＤの消灯時にアナログスイッチＳＩＮＶが開成することになる（図６ｂ参照）。
　　　【００３１】
　このためミラー積分器のアンプＩＮＴの反転入力端にはカウンタＢＣの内容が“８”に移行した時点から図６ｂの波形ＩＮＴで示す様な正方向の電圧が与えられる。勿論オペアンプＩＮＴの反転入力端に与えられる正方向の電圧は受光素子ＳＰＣ１の出力とＳＰＣ２の出力との和の出力に相応した電圧である。カウンタＢＣの内容が“８”に移行した後にオペアンプＩＮＴに前述した様な正方向の電圧が次々に与えられると、オペアンプＩＮＴの出力レベルは入力信号のレベルすなわち測距物体までの距離に応じて図５の波形ＩＮＴで示す様に徐々に低下してゆく。尚図５の波形ＩＮＴにおいてＩＮＴ−１は測距物体が近距離の場合、ＩＮＴ−２は測距物体が中距離の場合、ＩＮＴ−３は測距物体が遠距離の場合、ＩＮＴ−４は測距物体が近距離で、かつ高反射率の測距物体である場合、ＩＮＴ−５は測距物体が極めて遠距離の場合のオペアンプＩＮＴの出力特性の概略を夫々示している。
　　　【００３２】
　ここでまず測距物体が近距離の場合であってオペアンプＩＮＴの出力がＩＮＴ−１（図６ＩＮＴ出力参照）で示される様な出力特性を呈する場合の動作について説明する。
　　　【００３３】
　オペアンプＩＮＴの出力がコンパレータＣＰ３の閾値より低下すると、コンパレータＣＰ３の出力端はＨレベルからＬレベルに反転し、ラッチ回路ＪＬＣに測距完了信号を与える。この時タイミング制御用デコーダＴＣＤの出力端ＴＣＤ５（図５のＴＣＤ５参照）はＨレベルとなっているのでラッチ回路ＪＬＣはコンパレータＣＰ３からの測距完了信号に応答してＬレベルの出力信号（図５のＪＬＣ１参照）をＩＲＥＤ制御回路ＩＣＣ、積分スイッチ制御回路ＩＳＣ、コンパレータＣＰ３、アンドゲートＡＮＤ並びに測距ゾーン判定デコーダＺＪＤの夫々に与える。このため投光素子ＩＲＥＤの投光は停止され（図５ＩＲＥＤ参照）、両アナログスイッチＳＰＡ、ＳＩＮＶは開かれて（図５ＩＳＣ１、ＩＳＣ２参照）ミラー積分器の積分動作は停止され、コンパレータＣＰ３の作動も停止される。
　　　【００３４】
　またアンドゲートＡＮＤの出力もＨレベルからＬレベルに反転してカウンタＪＣから分周回路ＤＩＶへのパルスの伝達を阻止する。従って２進カウンタＢＣは前述の測距完了信号がコンパレータＣＰ３より出力された時点の数値“Ａ”を保持し、また測距ゾーン判定用デコーダＺＪＤにはカウンタＢＣの内容である数値“Ａ”が与えられる。この時測距ゾーン判定デコーダＺＪＤには前述の様にコンパレータＣＰ３からの測距完了信号に応答してラッチ回路ＪＬＣよりＬレベルの信号が与えられているので、測距ゾーン判定デコーダＺＪＤは２進カウンタＢＣからの情報をもとに測距物体の距離情報を外部インターフェース回路（この実施例においてはカメラ内の所定の回路）へ伝達する。
　　　【００３５】
　ここで該測距ゾーン判定デコーダＺＪＤの演算について詳述する。
　　　【００３６】
　上昇方向の積分（積分時間Ｔ）時におけるミラー積分器を構成するコンデンサＣ３の充電電圧と、下向方向の積分（積分時間ｔ）時におけるコンデンサＣ３の降下電圧は図５のＩＮＴから明らかな様に等しい。
　　　【００３７】
　よって
　　　【００３８】
　【外２】
　が成立する。
　　　【００３９】
　ここでＣ３…コンデンサＣ３の容量、Ｒ１１…入力抵抗Ｒ１１の抵抗値、Ａ…受光素子ＳＰＣ１の出力電流値、Ｂ…受光素子ＳＰＣ２の出力電流値、Ｔ…前述した上昇方向時の積分時間、ｔ…前述した下降方向時の積分時間、α…オペアンプＭＡの電流−電圧変換定数とオペアンプＰＡの増幅率との積並びに両アナログスイッチＳＰＡ、ＳＩＮＶの開閉デューティ比で定まる比例定数である。
　　　【００４０】
　上記（２）式は積分時間Ｔが一定である時は他の積分時間ｔを測定することによりＡ／Ａ＋Ｂ、すなわち測距物体の距離を判定できることを示している。測距ゾーン判定デコーダＺＪＤはこの原理を利用して距離を演算するものである。
　　　【００４１】
　すなわち前述のようにしてカウンタＢＣより与えられた数値“Ａ”から積分時間ｔを算出し、既知の一定時間ＴからＡ／Ａ＋Ｂを求め、測距物体までの距離を算出し、前述のように外部インターフェース回路に測距物体迄の距離情報を出力する。
　　　【００４２】
　尚測距物体が中距離にある時にはコンパレータＣＰ３がカウンタＢＣの内容が“９”の時に前述のような測距完了信号を発生するので、測距ゾーン判定デコーダＺＪＤは測距物体が中距離にあることを示す信号を出力する。更に測距物体が遠距離にある時にはコンパレータＣＰ３がカウンタＢＣの内容が“８”の時に前述のような測距完了信号を発生するので測距ゾーン判定デコーダＺＪＤは測距物体が遠距離にあることを示す信号を出力する。
　　　【００４３】
　次に測距物体が極めて遠距離にあって、ミラー積分器の出力レベルが積分特性ＩＮＴ−５（図５のＩＮＴ参照）に示される様にカウンタＢＣの内容が“７”に移行した時にもコンパレータＣＰ２の閾値ＣＰ２Ｔ（図５の波形ＩＮＴ参照）を越えない場合には、タイミング制御デコーダＴＣＤの出力端ＴＣＤ４がＨレベルからＬレベルに反転した際にラッチ回路ＪＬＣはこのレベルの反転に同期してコンパレータＣＰ２から出力されているＬレベルの信号をラッチする。この結果、ラッチ回路ＪＬＣの出力は前記デコーダの出力端ＴＣＤ４の出力の反転に応答して測距物体が前述の如き通常の範囲内に存在した場合と同様にＨレベルからＬレベルに変化し（図５のＪＬＣ１参照）、投光素子ＩＲＥＤの投光は停止され、カウンタＢＣの内容は“７”に保持され、また測距ゾーン判定デコーダＺＪＤはカウンタＢＣの内容“７”並びにラッチ回路ＪＬＣの出力信号から測距物体が極めて遠距離に存在することを示す信号を外部インターフェース回路ＥＩＣに出力する。
　　　【００４４】
　最後に測距物体が近距離にあって、かつ高反射率のものである時の動作について説明する。かかる場合はミラー積分器の出力電圧は図５の積分特性ＩＮＴ−４に示される様に受光素子ＳＰＣ１からの出力電流に応じて積分開始後急激に上昇する。そしてコンパレータＣＰ１の閾値ＣＰ１Ｔ（図７のＩＮＴ参照）を越えるとコンパレータＣＰ１の出力（図８のＣＰ１参照）はＬレベルからＨレベルに反転し、圧縮信号波形整形回路ＣＳＣの出力は図８の波形ＣＳＣで示される様にＨレベルからＬレベルに反転する。このため積分スイッチ制御回路ＩＳＣの出力端ＩＳＣ１、ＩＳＣ２からのパルスは積分インターバルデコーダＩＩＤからのパルス（図９のＩＩＤ１参照）によって図７の波形ＩＳＣ１、ＩＳＣ２に示される様に間引かれたパルス列となる。
　　　【００４５】
　かかる間引かれたパルス列はアナログスイッチＳＰＡ、ＳＩＮＶに供給され、アナログスイッチＳＰＡ、ＳＩＮＶは該パルス列に応答して開閉するのでミラー積分器を形成するオペアンプＩＮＴの出力電圧は図５に示される様に緩い傾斜をもって上昇する。
　　　【００４６】
　そしてカウンタＢＣの内容が“７”に移行すると前述の場合と同様にタイミング制御デコーダＴＣＤの出力端ＴＣＤ２から出力されるＬレベルの信号に応答してアナログスイッチＳＰＡ、ＳＩＮＶが開成し、コンデンサＣ３の充電路を遮断するので、ミラー積分器の積分動作は停止する。
　　　【００４７】
　そして２進カウンタＢＣの内容が“８”に移行すると、タイミング制御デコーダＴＣＤの出力端ＴＣＤ２はＬレベルから再びＬレベルに反転し（図５の波形ＴＣＤ２参照）、積分スイッチ制御回路ＩＳＣの出力端ＩＳＣ１、ＩＳＣ２は再び図７のＩＳＣ１、ＩＳＣ２の様な間引かれたパルスをアナログスイッチＳＰＡ、ＳＩＮＶに供給するので、アナログスイッチＳＰＡ、ＳＩＮＶは開閉し再び積分動作は開始され、積分器を形成するオペアンプＩＮＴの出力は受光素子ＳＰＣ１からの出力電流とＳＰＣ２からの出力電流の和の電流に応じ、かつ期間Ｔ１（図５ＩＮＴ参照）における積分特性の傾きをＫＡとすると−Ｋ（Ａ＋Ｂ）の傾きをもって図７の波形ＩＮＴ或いは図５の波形ＩＮＴ−４に示される様に徐々に降下する。積分器の出力が更に降下してコンパレータＣＰ１の閾値ＣＰ１Ｔ（図５、図７の波形ＩＮＴ参照）以下となると、コンパレータＣＰ１の出力はＨレベルからＬレベルに反転して圧縮信号波形形成回路ＣＳＣの出力をＬレベルからＨレベルに反転させ（図８の波形ＣＳＣ参照）、積分スイッチ制御回路ＩＳＣの出力端ＩＳＣ１、ＩＳＣ２から出力されるパルスのデューティ比を元に戻す。このため積分器の出力は図５のＩＮＴ出力（波形ＩＮＴ−４参照）に示される様に急激に降下する。そして該積分器の出力、すなわちオペアンプＩＮＴの出力電圧がコンパレータＣＰ３の閾値以下となるとコンパレータＣＰ３の出力はＬレベルに反転して測距完了判定およびラッチ回路ＪＬＣの出力を反転させ（図５の波形ＪＬＣ１参照）、前述の場合と同様に投光素子ＩＲＥＤの投光を停止させると共に測距ゾーン判定デコーダＺＪＤよりカウンタＢＣの内容（“Ｂ”）に応じた距離情報、すなわち測距物体は至近距離にある事を示す情報を外部インターフェース回路ＥＩＣに出力する。
　　　【００４８】
　以上詳細に説明した実施例に関し、本発明の範囲内で種々の変形を施すことができる。すなわち投光手段等の無いいわゆる受動式（パッシブ）測距装置、例えば焦点面近傍に配置した２個の受光素子にそれぞれ入射する被写体像のコントラストの差等に起因するレベル信号を比較することにより合焦検知を行なう系等にも適用可能である。またこの場合、本実施例に於ける如く同期整流の同期位相をずらすことにより時系列的に逆極性信号を得ることは出来ないが、例えば図１０に示す如く信号発生部での受光素子接続自体を逆にする等により第１モードと第２モードの信号極性を逆にすることも可能である。すなわち、図１０は図４における、演算増幅器ＭＡ及びその周辺部品を省略的に示したもので、スイッチＳＷＡがオン、スイッチＳＷＢがオフの場合、受光素子ＳＰＣＡに入射する信号光により演算増幅器ＯＰ１の出力は負帰還回路ＦＣ１を介して一方の極性に振れ、スイッチＳＷＢがオン、スイッチＳＷＡがオフの場合は逆極性に振れることになる。或いはまた、時分割された各モードで信号の極性を変えるのに信号経路の中に反転回路を設けこの機能を活かしたり停止したりするという様に構成することも可能である。
　　　【００４９】
　また、第３の説明でも記した様に、複数情報発生手段の時分割を制御する方式は、電気的方式ばかりでなく機械的方式も可能であり、切り換える方式も、受光素子の接続を直接切り換えるという本方式の実施例の様なものが処理回路の兼用による回路規模削減並びに回路間の不整合に基づく検出精度の低下の防止につながり望ましいが、図１１に示す様に、個々の受光素子に入力回路を設けその出力を切換える様に構成しても良いことは云うまでもない。図１１は図３のブロック１に対応するものでＯＰ２、ＯＰ３は演算増幅器、ＳＰＣＣ、ＳＰＣＤは受光素子、ＦＣ２、ＦＣ３は負帰還回路、ＳＷＣは切換え手段である。図１１の例では、図４で示した実施例の様に両受光素子の和出力を得るには工夫を要するが、撮影レンズ繰出し量と演算結果の比例性を必ずしも必要としない系に於いてはこれでも充分である。図４に於けるミラー積分器の演算機能を図１１の如き情報発生手段と組み合わせた場合、その結果は２つの受光素子への入射光量比とみても良いし、単に差演算或いは大小比較と見なして処理することも可能である。
　　　【００５０】
　また受光素子に関しても、図４迄の実施例に於けるような２つのカソードコモンのシリコン受光素子に限定されるものでなく特願昭５８−２９０７６号公報に示された各入力回路、受光素子が適用可能である。特に半導体位置検出器（以下ＰＳＤと記す）と組み合わせた場合、ＰＳＤ自体の持つアナログ的高分解能と相俟って一層高精度な系を構成することができる。
　　　【００５１】
　【発明の効果】
　以上の様に本発明によれば、時分割に発生された信号がほぼ同一の処理系を経る為に、従来例の情報数に対応した複数処理系の間の整合に調整等の手間をかける必要もなくなり、安価に提供できるばかりでなく、高精度な装置を提供できるものである。
【図面の簡単な説明】
　【図１】
　本発明を適用した距離検出装置の原理図。
　【図２】
　図１図示の受光素子の平面図。
　【図３】
　本発明を適用した距離検出装置の概略図。
　【図４】
　本発明を適用した距離検出装置の詳細回路図。
　【図５】
　図４図示回路の各部の波形図。
　【図６】
　図４図示回路の各部の波形図。
　【図７】
　図４図示回路の各部の波形図。
　【図８】
　図４図示回路の各部の波形図。
　【図９】
　図４図示回路の各部の波形図。
　【図１０】
　本発明の他の実施例の回路図。
　【図１１】
　本発明の他の実施例の回路図。
　【符号の説明】
　ＩＲＥＤ　発光素子
　ＳＰＣ１、ＳＰＣ２、ＳＰＣＡ〜ＳＰＣＤ　受光素子
　ＴＣＤ　遅延回路を形成するタイミング制御用デコーダ
　ＢＣ　カウンタ
　ＩＳＣ　積分スイッチ制御回路
　ＳＰＡ、ＳＩＮＶ　アナログスイッチ
　ＰＡ、ＩＮＶ、ＩＮＴ、ＭＡ、ＯＰ１〜ＯＰ３　オペアンプ
　Ｃ３　コンデンサ