(57)【要約】  ＯＦＤＭ信号処理の複雑性を制限しながら高帯域ＯＦＤＭ信号を送受信する方法および装置が記載されている。帯域幅拡張は、全ＯＦＤＭシンボルの反復によって達成され、反復の極性は、長いＰＮコードによって決定される。この技術は、完全に白いスペクトルを保証する。ゼロサフィックスＯＦＤＭシンボルの使用によって、受信機において逆拡散するために単一の低レートのＲＡＫＥフィンガーを維持しながらでさえ、マルチパス・チャネルに対する耐性を高めることができる。
2008500788.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＯＦＤＭシンボルを生成することと、前記ＯＦＤＭシンボルを反復して増大されたシーケンスを生成することと、前記増大されたシーケンスを選択的に逆にして、改良されたスペクトル特性を示す変更済みの増大されたシーケンスを得ることと、前記変更済みの増大されたシーケンスを送信することとを備える信号方式。
【請求項２】
わずかなエネルギーのサフィックスを前記ＯＦＤＭシンボルに付加することを備える請求項１に記載の方法。
【請求項３】
全ＯＦＤＭシンボルが選択的に逆にされる請求項１に記載の方法。
【請求項４】
全ＯＦＤＭシンボルがＰＮコードに従って選択的に逆にされる請求項１に記載の方法。
【請求項５】
前記ＯＦＤＭシンボルの１ブロックのトーンが、スペクトル整形を達成するためにゼロに設定される請求項１に記載の方法。
【請求項６】
前記ＯＦＤＭシンボルのサイズおよび反復係数が、一定のサンプル・レートを維持しながら、反比例して動的に変更される請求項１に記載の方法。
【請求項７】
適用された変調を動的に変えることを備える請求項１に記載の方法。
【請求項８】
わずかなエネルギーのサフィックスを各ＯＦＤＭシンボルに付加することを備える請求項１に記載の方法。
【請求項９】
前記わずかなエネルギーのサフィックスが、前記ＯＦＤＭシンボルの励磁された部分の長さ以下のものである請求項８に記載の方法。
【請求項１０】
前記わずかなエネルギーのサフィックスが、前記ＯＦＤＭシンボルの励磁された部分の長さより長いものである請求項８に記載の方法。
【請求項１１】
選択されたアクティブ成分に関して電力管理ステップを行い、前記わずかなエネルギーのサフィックスの出現中に、前記アクティブ成分により少ない電力を供給することを備える請求項８に記載の方法。
【請求項１２】
ＯＦＤＭシンボルが反復され、結果として得られた増大されたシーケンスが選択的に逆にされた変更済みの増大されたシーケンスを受信することと、前記ＯＦＤＭシンボルの反復インスタンスを組み合わせて、合成ＯＦＤＭシンボルを得ることと、前記合成ＯＦＤＭシンボルに対して変換操作を行って、変換されたシーケンスを得ることとを備える信号受信方法。
【請求項１３】
前記変換されたシーケンスの複素除算を行うことを備える請求項１２に記載の方法。
【請求項１４】
前記変換されたシーケンスの複素共役乗算を行うことを備える請求項１２に記載の方法。
【請求項１５】
前記変換されたシーケンスをチャネル推定で割る請求項１３に記載の方法。
【請求項１６】
わずかなエネルギーが送信された間に、前記変更済みの増大されたシーケンスがＯＦＤＭシンボルの反復インスタンス間に挿入される期間を含み、組み合わせ中に、前記期間中に行われたサンプルが、前のＯＦＤＭシンボルに対応するサンプルに組み合わせられる請求項１２に記載の方法。
【請求項１７】
前記期間が前記ＯＦＤＭシンボルの持続時間を超え、前のＯＦＤＭシンボルの持続時間に等しい期間の第１の部分中に行われるサンプルのみが、前記前のＯＦＤＭシンボルに対応するサンプルに組み合わせられる請求項１６に記載の方法。
【請求項１８】
前記期間中に行われ、指定された閾値の振幅を超えるサンプルのみが、それぞれの前のＯＦＤＭシンボルに対応するサンプルに組み合わせられる請求項１６に記載の方法。
【請求項１９】
ＯＦＤＭシンボルを生成する手段と、前記ＯＦＤＭシンボルを反復して増大されたシーケンスを生成する手段と、前記増大されたシーケンスを選択的に逆にして、改良されたスペクトル特性を示す変更済みの増大されたシーケンスを得る手段と、前記変更済みの増大されたシーケンスを送信する手段とを備える通信送信機。
【請求項２０】
わずかなエネルギーのサフィックスを前記ＯＦＤＭシンボルに付加する手段を備える請求項１９に記載の装置。
【請求項２１】
全ＯＦＤＭシンボルが選択的に逆にされる請求項１９に記載の装置。
【請求項２２】
全ＯＦＤＭシンボルがＰＮコードに従って選択的に逆にされる請求項１９に記載の装置。
【請求項２３】
ＯＦＤＭシンボルが反復され、結果として得られた増大されたシーケンスが選択的に逆にされた変更済みの増大されたシーケンスを受信する手段と、前記ＯＦＤＭシンボルの反復インスタンスを組み合わせて、合成ＯＦＤＭシンボルを得る手段と、前記合成ＯＦＤＭシンボルに対して変換操作を行う手段とを備える通信受信機。
【請求項２４】
前記変換されたシーケンスの複素除算を行う手段を備える請求項２３に記載の装置。
【請求項２５】
前記変換されたシーケンスをチャネル推定で割る請求項２４に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【背景技術】
【０００１】
高速無線ＰＡＮ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ  Ａｒｅａ  Ｎｅｔｗｏｒｋ）の超広帯域送信にＯＦＤＭを使用することはすでに知られており、提案されている。これらのシステムは、現在存在する電子機器からの偶発的な放出の制限未満で動作するように提案されているが、それにも関わらず、３ｍ範囲内では最高４８０ＭＢｐｓ、１０ｍ範囲にわたっては１１０Ｍｂｐｓのデータ・レートを提供する。妥当な複雑性により、こうしたシステムに５２８ＭＨｚの基本的な帯域幅を占有させることができ、占有されている帯域幅に整数倍（一般に３）を掛けるために周波数ホッピングの追加の層が適用される。
【０００２】
また、１秒当たり約１４億チップのチップ・レートを使用し、上述のチップ・レートでの乗算および累積の操作を実行する必要がある関連のＲＡＫＥ受信機またはチャネル整合フィルタ（ｃｈａｎｎｅｌ  ｍａｔｃｈｅｄ  ｆｉｌｔｅｒ）を使用する、純粋な直接スペクトラム拡散システム（ｄｉｒｅｃｔ  ｓｅｑｕｅｎｃｅ  ｓｐｒｅａｄ  ｓｐｅｃｔｒｕｍ  ｓｙｓｔｅｍ）を使用することも知られており、提案されている。さらに、低誤りフロアを得るために、判定帰還型等化器などの等化器が必要とされる可能性がある。
【０００３】
ＯＦＤＭと周波数ホッピングとの組み合わせは、原則的にはよく働くが、管理機関は、今のところ、こうしたシステムの干渉特性および許容電力レベルに関してまだ未決定である。許容されている平均電力は、信号の平均電力スペクトル密度に従って設定されるため、ホッピングは、実質的に、最大出力をＮ倍増加させる。この場合、Ｎは、ホップ数であり、ある帯域幅受信機への干渉影響を同じ倍数増加させ得る。これは、Ｃ帯域衛星パラボラアンテナなど、広帯域衛星受信機システムに特に問題である。この潜在的な制約を考えると、ＯＦＤＭ信号の帯域幅拡張を可能にし、しかし周波数ホッピングに依存しない方法が求められている。
【０００４】
直接スペクトラム拡散に基づく代替の方式がすでに提案されてはいるが、デジタル信号処理が使用されていると仮定すると、相関器が１秒当たり１０億サンプルを超えて実行しなければならないこと、および、許容できるＲＡＫＥ受信機を形成するために複数の相関器が必要となることを考えれば、その解決策の信号処理の複雑性は、許容できないことがある。ＩＣプロセス形状の低減に伴うデジタル回路の複雑性のムーアの法則の低減のために、デジタル信号処理は、かなり望ましい。
【０００５】
提案された信号波形は、反復によってアップサンプリングされたＯＦＤＭシンボルである。この反復は、全ＯＦＤＭ信号単位で、時間領域で行われる。任意の反復によってもたらされるスペクトル・リップルを避けるために、２つの手段が使用される。
１．一般にＯＦＤＭシンボルで見られるサイクリック・プレフィックスの代わりに、ゼロ・エネルギー・サフィックス（ｚｅｒｏ  ｅｎｅｒｇｙ  ｓｕｆｆｉｘ）が使用される。
２．反復されるＯＦＤＭシンボルは、送受信機で知られている長いＰＮシーケンスによって極性の反転を受けやすい。
【０００６】
チャネルは、本質的に、反復の長さにわたって時不変であるため、受信機は、既知のＰＮシーケンスに従って、単純な加算または減算によって元のＯＦＤＭシンボルを復元することができる。最後に、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）に適用されるサンプルの所望の周期不変特性（ｃｙｃｌｉｃ−ｉｎｖａｒｉａｎｔ  ｐｒｏｐｅｒｔｙ）を強いるために、各逆拡散ＯＦＤＭシンボルに対して重複加算演算（ｏｖｅｒｌａｐ  ａｎｄ  ａｄｄ  ｏｐｅｒａｔｉｏｎ）が実行される。
【０００７】
ＦＦＴを通過した後、周波数領域サンプルは、各周波数ビンを、周波数領域チャネル推定の対応するビンの複素共役で割ることによって等化され得る。同様に、Ｍ−ａｒｙ  ＰＳＫなど、復調に振幅精度が必要ない場合、チャネルによってもたらされる位相偏移を逆回転するために、同じ量の複素共役の乗法が使用されてもよい。
【０００８】
反復によるＯＦＤＭ信号のアップサンプリングは、必要とされるＩＦＦＴおよびＦＦＴのスループットは変えないが、占有されている帯域幅を増大させることが新たにわかっている。送信機において周波数領域で行われるフィルタリングは、形状がこの新しいアップサンプリング・プロセスによって保持され、低帯域外放出、および通常の柔軟なスペクトル無線に適するようになる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
図１の送信機のブロック図は、送信機セクションの考え得る１つの実施形態を示している。一例として、ＱＰＳＫ変調が選択されている。図１内で、「／２」の表記は、複素信号を表すために使用されている。
【００１０】
最初の５つのブロックは、大まかに参照番号１１０によって示されており、当分野では、これらは、情報ビットのランダム・ソース、前方誤り訂正符号化、続いてＱＰＳＫ変調器を含むことが知られている。ＩＦＦＴの周波数ビンは、ＱＰＳＫシンボルで満たされる（オプションで、ゼロは、ｄ．ｃ．、および周波数領域内のゼロ・エネルギーが望まれているところに挿入されてもよい。さらに、パイロット・トーンがこのポイントに挿入されてもよい）。最長の有意のチャネル・インパルス応答以上になるように設計されている長さのゼロ・エネルギー・サフィックスが付加される。
【００１１】
ＵＷＢシステムの問題の１つは、許容できるハードウェアの複雑性の範囲内の帯域幅を非常に広範に占有することである。非常に広範な帯域幅が占有されていない場合、送信された信号の要求されている信号電力が極度に低いため、受信された信号は使用不可になる。この問題は、帯域幅の拡張を使用して、図１の送信機で対処される。図１の実施形態において、帯域幅の拡張は、「全ＯＦＤＭシンボルの反復によるアップサンプル」と表示されているブロック１１１で行われる。（その関連のサイクリック・サフィックスを含む）各ＯＦＤＭシンボルを反復する回数は、実装に依存する。一実施形態において、４の係数が使用されてもよく、その結果同じ倍数の帯域幅の拡張がもたらされる。
【００１２】
ＯＦＤＭシンボルの各コピーは、バイポーラ（＋１，−１）ＰＮ生成器１１３によって生成されたＰＮシーケンスの現在値に従って、逆にされるか、逆にされないかのいずれかである。ＰＮシーケンスの指数は、送信されたＯＦＤＭシンボルごとに１つ増分される。言い換えれば、ＰＮシーケンス・レートは、ＯＦＤＭシンボル・レートと同じである。事実上、図１に示されているような乗算器１１５を使用するより、ＰＮ生成器の現在の極性に従って、バッファに入れられている各ＯＦＤＭサンプルの符号が、バッファ内で逆にされる、または逆にされないようにしてもよい。ＰＮ生成器がなければ、ＯＦＤＭシンボルの反復は、過度の「スペクトル・リップル」を生成することになり、すなわち、時間領域内の未変更の反復を可能にすることによって、波形の自己相関は、理想のＤｉｒａｃインパルスから逸脱することになり、このことは、周波数領域内で、パワー・スペクトル密度が白以外であることを意味する。
【００１３】
元の情報ビットを表すサンプルの数は、図１のブロック１１１で適用された各全ＯＦＤＭシンボルの反復数に相当するＮ倍増加する。反復されたＯＦＤＭシンボルがアナログ領域に変換されるサンプリング・レートは、拡散が適用されない状況に関して、（同じＮ倍の）帯域幅の拡張をもたらすのに相当するＮ倍増加する。
【００１４】
ブロック１１１における可変拡散率Ｎを、対応するＰＮ生成器１１３のレートの増加と併用することは、係数Ｎが可変でもよい低複雑性帯域幅拡張方式を提供することを意図する。係数Ｎを変えることによって、ユーザ・データ・レートは、拡散ゲインと引き換えにされて、占有された同じ帯域幅を維持しながら、エンド・ユーザ・データ・レートの有利な拡張性および柔軟性をもたらすことができる。この柔軟性は、３Ｇ携帯電話で使用されている直交可変拡散率（ＯＶＳＦ）符号によって提供されるものと似ている。
【００１５】
ＰＮシーケンスは、アップサンプリング比Ｎのサポートされている最大値にわたって反復が回避されることを保証するほど長いだけでよい。簡単にするために、ＰＮシーケンスの位相は、ＯＦＤＭシンボルのバーストの開始にプリアンブルの末尾に同期されてもよい。必要な場合、ピコネット間の交差通信の確率を最低限に抑えるために、異なるＰＮシーケンスが同じスペクトルの割り振りで動作する異なるピコネットに使用されてもよい。しかし、使用されているＰＮシーケンスが、所与のピコネットまたはピアツーピア通信セッションの間にわたって変わる必要はない。
【００１６】
送信機の最終ステップは、デジタル−アナログ変換、および適したＲＦ搬送周波数へのベースバンド信号の周波数シフトである。これらのステップは、大まかに参照番号１２０によって示されており、従来の方式に従うものであり、ここではこれ以上説明する必要はない。
【００１７】
図２のブロック図は、無線周波数チャネルにおいて、マルチパス遅延拡散があると、帯域幅拡張済みＯＦＤＭ信号を受信するように設計されている受信機アーキテクチャを示している。
【００１８】
図２の上半分に、従来の直接下方変換受信機（direct down-conversion receiver）、次いで１対のアナログ−デジタル変換器、および複素サンプル整形器（complex sample former）が、共に大まかに参照番号２１０によって示されている。図の下半分の残りは、企図されている数値信号処理の一例を示している。一例として、チャネル推定および同期は、初期プリアンブル（前提とされるが送信機には示されていない）から導出される。したがって、複素サンプルは、まず、プリアンブル検出ブロック２１１、続いて同期ブロック２１３、およびチャネル推定ブロック２１５に適用される。ローカルＰＮシーケンス生成器２１７の位相およびタイミングは、プリアンブルとのこの初期同期から得られる。送信機によって行われるものを逆にする極性の反転は、「Ｎ個のＯＦＤＭシンボルを格納し、付加的に組み合わせる」と表示されているブロック２２１のすぐ前に挿入されているデジタル乗算器２１９によって表される。
【００１９】
受信機での帯域幅／レート低減は、上記の「Ｎ個のＯＦＤＭシンボルを格納し、付加的に組み合わせる」ブロック２２１によって行われる。この演算は、簡単な加法演算であり、したがって複雑性は相対的に低い。
【００２０】
「重複加算」ブロック２２３は、その後のＦＦＴ演算２２５に必要な周期特性を作り出す責任を負う。この概念は、受信されたシンボル・ブロックに、チャネル・インパルス応答による「巡回たたみ込み」を施したように見せることである。これは、周波数領域のサンプルの除算が対応する巡回逆たたみ込みプロセス（inverse circular deconvolution process）に等しいからである。
【００２１】
図３に示されるように、使用された手順は、ＯＦＤＭシンボルの終了の後で受信されたサンプルを取得し、それらをＯＦＤＭシンボルの先頭の対応する数のサンプルに追加することである。例えば、ＯＦＤＭシンボルが、１２８サンプル長と、続いてゼロ・エネルギー・サフィックスの３２サンプルとである場合、ＯＦＤＭシンボルの末尾にある対応する３２サンプルは、受信されたＯＦＤＭシンボルの最初の３２サンプルに追加されるべきである。
【００２２】
再度図２を参照すると、ＦＦＴ（ブロック２２５）の後、除算ブロック２２７は、対応する周波数領域チャネル推定による各ＦＦＴビンの周波数領域における除算を実行する。上述したように、これは、巡回逆たたみ込みに対応し、チャネル・インパルス応答の効果を逆にする。一部の場合、ＱＰＳＫ変調が関与するこの例など、除算の代わりに、便利に複素共役乗算が使用されてもよい。参照番号２３０によって一般に示されているように、ＱＰＳＫ復調後、有用な情報ビット・ストリームを復元するように、通常のＦＥＣアルゴリズムが適用される。
【００２３】
図４〜図８は、通信リンクでの様々なポイントでの波形例およびパワー・スペクトルを示している。図４〜図８では、各バーストの後、ゼロ・エネルギー・サフィックスに相当するある期間の沈黙が続く。４つのバーストとその関連のゼロ・エネルギー・サフィックスとのグループは、単一のＯＦＤＭシンボルとその関連のサイクリック・プレフィックスまたは代替ではゼロ・エネルギー・サフィックスとに以前使用された期間と同じ持続時間で送信されてもよい。図５の送信済み信号のＰＳＤと比較して、図７に示されている受信機でのフェーディング誘導ＰＳＤ（fading-induced PSD）のバリエーションに留意されたい。重複加算演算を含む受信機での信号処理は、十分な拡散ゲインを提供して、送信された情報を、非常に低いエラー確率（図８）で復元できるようにする。
【００２４】
（代替実施形態）
１．占有されているスペクトルがサンプリング・レート未満であるように１ブロックのトーンがゼロに設定されることを除いて、上記で指定された送受信機。これは、１回の操作でアップサンプリングおよびフィルタリングを得るために、送信機においてＩＦＦＴを有効に使用する。
２．各ＯＦＤＭシンボルの反復数の対応する増加に伴い、ＯＦＤＭシンボルのサイズが動的に調整され得ることを除いて、上記で指定された送受信機。したがって、サンプリング・レートを一定に保っている間、データ・レート対拡散ゲインは、必要に応じて調整されてもよい。
３．変調方式はＱＰＳＫに固定されず、使用可能なＳＮＲに従って選択されてもよいことを除いて、上記で指定された送受信機。
４．ゼロ・エネルギー・サフィックスの長さを、励磁されたＯＦＤＭシンボルの長さに等しく、それを超えない値に増加できる、上記で指定された送受信機。
５．低データ・レートに適した「希薄な」変調方式のために、ゼロ・エネルギー・サフィックスの長さがＯＦＤＭシンボルの励磁された部分の長さを超える、上記で指定された送受信機。受信機での重複加算演算は、ＯＦＤＭシンボルの励磁された部分の長さに制限されることになる。
６．上記で指定された受信機であるが、ある振幅閾値を超えるサフィックス・サンプルにのみ重複加算演算が適用される受信機。
７．送信（ゼロ・エネルギー・サフィックス）のゼロ・エネルギー部分中に節電技術を使用する、上記で指定された送信機。こうした節電は、ＲＦ、アナログ、および混合の信号成分、特にＤＡＣで行われてもよい。
８．周波数領域チャネル等化を達成するために、複素除算の代わりに複素共役乗算を使用する、上記で指定された受信機。
９．重複加算処理の代わりに、ＭＭＳＥなどの改良された等化方式が使用される、上記で指定された受信機。
【００２５】
（用途）
本発明は、一般に、信号処理のオーバーヘッドが低く、マルチパス・チャネル効果に対する弾力性が高い、ＯＦＤＭ波形の拡散および逆拡散の問題に適用できる。
【００２６】
１つの特定の用途は、高レートの短距離通信リンク用の超広帯域システムにある。特に、ＩＥＥＥ（８０２．１５．３ａ）での現在の標準の活動では、周波数ホップ信号に対する規制上の抵抗に打ち勝つ手段としてこれらの技術を使用することを選択することができる。
【００２７】
認識無線とソフトウェア定義無線との将来の標準では、現行の干渉条件に従って広幅の帯域幅を選択的に占有するために、このような方式を使用してもよい。柔軟性のある不規則なスペクトルの占有は、送信機において、選択されたＦＦＴビンをゼロ・エネルギーに設定することによって使用可能である。
【００２８】
上記の利点を鑑み、ＵＷＢの将来の国際標準は、この技術に基づいた変調を選択することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】本明細書に記載された原理による送信機を示すブロック図である。
【図２】本明細書に記載された原理による受信機を示すブロック図である。
【図３】重複加算演算を示す図である。
【図４】送信されたエンベロープ波形例を示す信号図である。
【図５】送信されたエンベロープ波形のパワー・スペクトル密度（ＰＳＤ）を示す信号図である。
【図６】受信されたエンベロープ波形例を示す信号図である。
【図７】送信されたエンベロープ波形例のＰＳＤを示す信号図である。
【図８】受信機の出力でのＱＰＳＫ散布図を示す信号図である。
【図１】
2008500788.tif 000003
【図２】
2008500788.tif 000004
【図３】
2008500788.tif 000005
【図４】
2008500788.tif 000006
【図５】
2008500788.tif 000007
【図６】
2008500788.tif 000008
【図７】
2008500788.tif 000009
【図８】
2008500788.tif 000010
【国際調査報告】
2008500788.tif 000011
2008500788.tif 000012
2008500788.tif 000013