(57)【要約】【課題】発振器回路に用いる比較器を提供する。【解決手段】発振器に用い、固定参考電圧を有する比較器であって、比較器は、ソース電流を形成し、ゲートとソース間に接続を有するディプレッション型MOSネットワークと、ディプレッション型MOSに直列に接続されるドレイン、或いは、ソースを有するエンハンスドMOSFETと、からなる。エンハンスドMOSFETのゲートは入力電圧を受信し、入力電圧が参考電圧より低い時、比較器は高レベル電圧を出力するか、或いは、入力電圧が参考電圧より高い時、エンハンスドMOSFETが低レベルの電圧を出力する。更に、比較器を有する発振器は、温度と電圧源から独立した参考電圧を有する。【選択図】図５
0003138669.tif 000002
【実用新案登録請求の範囲】
【請求項１】
比較器であって、発振器に用い、固定参考電圧を有し、
定電流等価連接を形成し、ゲートとソースが連接するディプレッション型MOSネットワークと、
前記ディプレッション型MOSに直列に接続されるドレイン、或いは、ソースを有するエンハンスドMOSFETネットワークと、
からなり、
前記エンハンスドMOSFETのゲートは入力電圧を受信し、入力電圧が参考電圧より低い時、前記比較器は高レベル電圧を出力し、前記入力電圧が参考電圧より高い時、前記比較器は低レベルの電圧を出力することを特徴とする比較器。
【請求項２】
前記入力電圧が前記参考電圧に等しい時、前記比較器は前記参考電圧を出力することを特徴とする請求項１に記載の比較器。
【請求項３】
前記参考電圧値は外部電源変化の影響を受けないことを特徴とする請求項１に記載の比較器。
【請求項４】
前記参考電圧値は外部温度変化の影響を受けないことを特徴とする請求項１に記載の比較器。
【請求項５】
前記ディプレッション型MOSネットワークは、少なくともディプレッション型MOSを含むことを特徴とする請求項１に記載の比較器。
【請求項６】
前記エンハンスドMOSFETネットワークは、少なくともエンハンスドMOSFETを含むことを特徴とする請求項１に記載の比較器。
【請求項７】
前記定電流等価連接とは、前記ディプレッション型MOSのゲートとソース間の連接のことを指すことを特徴とする請求項１に記載の比較器。
【請求項８】
前記定電流等価連接とは、前記ディプレッション型MOSのゲートとソース間の連接のことを指すことを特徴とする請求項４に記載の比較器。
【請求項９】
前記参考電圧は、前記ディプレッション型MOSネットワーク、及び、前記エンハンスドMOSFETネットワークの電圧値の総和であることを特徴とする請求項５に記載の比較器。
【請求項１０】
前記参考電圧値は、前記ディプレッション型MOSネットワーク、及び、前記エンハンスドMOSFETネットワークの製造工程パラメータにより調整されることを特徴とする請求項５に記載の比較器。
【請求項１１】
発振器回路であって、
前記発振器回路に必要な充電電流を提供する電流源と、
前記電流源と参考ノードで連接し、前記電流源により充電するキャパシタンスネットワークと、
前記キャパシタンスネットワークと前記参考ノードで連接し、前記発振器中の充放電モードの切り換えを制御するスイッチと、
前記スイッチと前記参考ノードで連接し、電圧源変化から独立した参考電圧を有し、前記キャパシタンスネットワークの電圧、及び、前記参考電圧を比較することにより出力信号を生成する比較器と、
前記スイッチと前記比較器とそれぞれ連接し、前記出力信号を受信して、インバータ信号を出力し、前記スイッチを制御するインバータネットワークと、
からなることを特徴とする発振器回路。
【請求項１２】
前記電流源は、電圧源変化から独立した電流を出力して、前記キャパシタンスを充電することを特徴とする請求項１１に記載の発振器回路。
【請求項１３】
前記出力信号は、少なくとも二種の出力レベルを有することを特徴とする請求項１１に記載の発振器回路。
【請求項１４】
前記充電電流は、電源変化から独立した特性を有することを特徴とする請求項１１に記載の発振器回路。
【請求項１５】
前記参考電圧も、温度変化から独立した特性を有することを特徴とする請求項１１に記載の発振器回路。
【請求項１６】
前記参考電圧は、温度変化から独立した特性を有することを特徴とする請求項１４に記載の発振器回路。
【請求項１７】
前記電流源は、ディプレッション型MOSネットワーク、及び、エンハンスドMOSFETネットワークを有することを特徴とする請求項１１に記載の発振器回路。
【請求項１８】
前記比較器は、ディプレッション型MOSネットワーク、及び、エンハンスドMOSFETネットワークを有することを特徴とする請求項１１に記載の発振器回路。
【請求項１９】
前記ディプレッション型MOSネットワークは、少なくとも一つのディプレッション型MOSを含むことを特徴とする請求項１８に記載の発振器回路。
【請求項２０】
前記エンハンスドMOSFETネットワークは、少なくとも一つのエンハンスドMOSFETを含むことを特徴とする請求項１８に記載の発振器回路。
【請求項２１】
前記少なくとも一つのエンハンスドMOSFETは、ドレイン、或いは、ソースと対応するエンハンスドMOSFETの一者と直列され、更に、入力電圧を受信するゲート端を有し、入力電圧が前記参考電圧より低い時、前記比較器は高レベル信号を出力し、前記入力電圧が前記参考電圧より高い時、前記比較器は低レベル信号を出力することを特徴とする請求項１８に記載の発振器回路。
【請求項２２】
前記インバータネットワークは、前記出力信号変化に充分に反応できる遅延時間特性を有することを特徴とする請求項１１に記載の発振器回路。
【請求項２３】
前記インバータネットワークは、奇数のインバータを有することを特徴とする請求項１１に記載の発振器回路。
【請求項２４】
前記参考電圧は、前記ディプレッション型MOSネットワーク、及び、前記エンハンスドMOSFETネットワークの電圧値の総和であることを特徴とする請求項１１に記載の発振器回路。
【請求項２５】
前記参考電圧値は、前記ディプレッション型MOSネットワーク、及び、前記エンハンスドMOSFETネットワークの製造工程パラメータにより調整されることを特徴とする請求項18に記載の発振器回路。
【考案の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本考案は、発振器回路に関するものであって、特に、安定性が、外部電源、及び、温度変化の影響を受けない発振器回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
発振器（oscillator）は、位相ロックループ（phase-locked loop）、周波数合成器（frequency synthesizer）、及び、周波数発生器(frequency generator)回路等に応用され、通信、及び、電子製品の普及と需要に伴い、学者の研究や工業界にて使用され、その特性は、入力信号を変化を利用し、異なる周波数の出力波形を生成することである。
【０００３】
つまり、重複振動電気信号（弦波、或いは、方形波）を生成する電気振動現象は振動（oscillation）であり、図１は、閉回路（close loop）発振回路１００を示す図で、閉回路発振回路１００はバルクハウゼン基準（Barkhausen Criteria）を満たす。即ち、回路増益は、
0003138669.tif 000003
であり、位相偏移は
0003138669.tif 000004
で、閉回路発振回路は、ω0周波数上で発振する。
【０００４】
閉回路発振回路１００は多種の変化を実現するため、主に、以下のように分けられ、調和振動子（harmonic oscillator）、弛張発振器（relaxation oscillator）、結晶（crystal）発振器等であるが、この限りではない。
【０００５】
まず、正弦波発振器は、外からの入力信号がない状況下で、回路の自励発振により、正弦波出力電圧を生成する回路である。基本原理は、フィルターの出力端を拡大器に接続し、拡大器の出力端をフィルターの入力端に接続するものである。拡大器の電源が供給される瞬間に、拡大器の出力端はノイズがある。これらのノイズがフィルターに伝達され、ノイズ中の特定部分の周波数が濾され、フィルターの出力端に出現する。フィルターの出力端が、また、拡大器の入力端に接続され、これにより、濾された後の信号は拡大器により拡大され、更に、フィルター回路に進入して濾される。上述の工程は、出力信号が必要な信号になるまで、不断に重複される。
【０００６】
調和振動子は異なる拡大とろ過の方式により実施することができ、これにより、多くの異なる実施方法を有し、Hartley発振器、Colpitts発振器、Clapp発振器、Pierce水晶発振器、位相シフト発振器、RC発振器、Wien-Bridge発振器、LC発振器等であるが、この限りではない。
【０００７】
この他、弛張発振器は、主に、例えば、方形波や三角波等、非正弦波出力信号を生成する。弛張発振器は、トランジスタ等の非線形素子を有し、周期的にキャパシタンスやインダクタンス中に保存されたエネルギーを釈放し、出力信号波形を瞬間的に変化させる。
【０００８】
方形波を生成する弛張発振器は、シーケンスロジック回路（計時器、計数器等）のクロック信号に用いることができる。三角波（或いは、鋸歯波）を出力する発振器は通常、時間を基準とし、オシロスコープ、或いは、テレビ中の陰極射線管中で水平反射信号を生成する。周波数発生器中、三角波も変形されて、正弦波に近い信号を出力する。弛張発振器は一種のマルチバイブレータ（multivibrator）でもある。
【０００９】
結晶発振器はフィルターと結合して、発振周波数を安定させ、良好な周波数安定度と温度因子を有し、周波数精確度が非常に高いが、出力する変調範囲が狭いので、その用途に制限がある。
【００１０】
発振器の変調能力を増加させるため、電圧変調により発振器の制御を実行する研究がなされ、電圧制御発振器（Voltage-controlled oscillator, VCO）は、入力電圧により発振周波数制御が実行できる発振器で、直流電圧源と変調信号（modulating signals）によりダイオードのスイッチを制御して、シャントキャパシタンス値を変化させて、周波数変調（frequency modulation）、及び、位相変調（phase modulation）を生成する。
【００１１】
注意すべきことは、発振器がどのようなものであっても、電子素子ネットワーク（例えば、キャパシタンスネットワーク、及び、等価ネットワーク）の充放電効果により出力波形信号を生成する発振器は、入力電源が生じる誤差とノイズの影響を避けられず、その周波数特性は、温度の変化により変化することである。図２は、公知の発振器回路を示す図で、発振器回路２００は、上比較器２１０、下比較器２２０、フリップフロップ２３０、放電トランジスタ２４０、インバータ出力駆動レベル２５０、第一分圧抵抗２６０ａ、第二分圧抵抗２６０ｂ、第三分圧抵抗２６０ｃ、第一整合インピーダンス２７０、第二整合インピーダンス２８０、及び、キャパシタンス２９０、からなる。これらの分圧抵抗のインピーダンス値は相同で、Vddは入力する直流電圧値を示し、よって、上比較器２１０のトリガー電位は１／３Vddである。電源が発振器回路２００に加えられる時、キャパシタンス２９０は第一整合インピーダンス２７０、第二整合インピーダンス２８０により充電を実行し、この時、下比較器２２０は、フリップフロップ２３０により、インバータ出力駆動レベル２５０に高レベル信号を出力させるとともに、放電トランジスタ２４０を閉鎖し、キャパシタンス２９０が充電を持続する。キャパシタンス２９０上を跨ぐ電圧が２／３Vddになるまで、上比較器２１０は高レベル信号を出力し、フリップフロップ２３０はインバータ出力駆動レベル２５０を駆動して、低レベル信号を出力し、放電トランジスタ２４０を導通させる。これにより、キャパシタンス２９０は第二整合インピーダンス２８０により放電される。キャパシタンス２９０上を跨ぐ電圧が再度１／３Vddに減少する時、前述の充電工程を実行する。
【００１２】
図２．１は、閉回路発振回路のVc充放電曲線、及び、Vo出力曲線である。発振器回路２００の充放電電流と比較電圧（１／３Vdd  ＆  ２／３Vdd）は、Vddに伴って変化するので、発振器回路２００の周波数はVddの変化に伴って変化する。
【考案の開示】
【考案が解決しようとする課題】
【００１３】
本考案は、発振器に用いる比較器を提供することを目的とする、比較器は、ディプレッション型MOSネットワークと、エンハンスドMOSFETネットワークと、からなる。電圧比較器は、外部電圧変化から独立した比較電圧を有する。
【００１４】
本考案は、電圧レギュレータを提供し、電圧レギュレータは参考電圧を外部電圧源変化、及び、温度変化から独立させることを目的とする。
【００１５】
本考案は、発振器に用いる比較器を提供し、ディプレッション型MOSからなり、比較器は組成素子間の相対する温度特性を利用し、比較電圧に独立温度（temperature independent）特性を有させることを目的とする。
【００１６】
本考案は、比較器素子を有する発振器を提供し、比較器素子の外部電圧変化から独立した比較電圧を利用し、発振器の発振周波数が外部の電圧変化の影響を受けないようにすることを目的とする。
【００１７】
本考案は、比較器素子を有する発振器を提供し、比較器素子の温度変化から独立した参考電圧を利用し、発振器の発振周波数が外部の温度変化の影響を受けないようにすることを目的とする。
【００１８】
本考案は、比較器素子を有する発振器を提供し、比較器素子の製造工程設計により発振器の特性を制御することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
上述の目的を達成するため、本考案は比較器を提供し、比較器は、ソース電流を形成し、ゲートとソース間に接続を有するディプレッション型MOSネットワークと、ディプレッション型MOSに直列に接続されるドレイン、或いは、ソースを有するエンハンスドMOSFETと、からなる。エンハンスドMOSFETのゲートは入力電圧を受信し、入力電圧が参考電圧より低い時、比較器は高レベル電圧を出力するか、或いは、入力電圧が参考電圧より高い時、エンハンスドMOSFETが低レベルの電圧を出力する。
【００２０】
この他、本考案は、発振器回路を提供し、発振器回路に必要な充電電流を提供する電流源と、電流源と参考ノードで連接し、電流源により充電するキャパシタンスネットワークと、キャパシタンスネットワークと参考ノードで連接し、発振器中の充放電モードの切り換えを制御するスイッチと、スイッチと参考ノードで連接し、電圧源変化、及び、温度変化から独立した比較電圧を有し、キャパシタンスネットワークの電圧、及び、この比較電圧を比較することにより出力信号を生成する比較器と、スイッチと比較器とそれぞれ連接し、出力信号を受信して、インバータ信号を出力し、スイッチを制御するインバータネットワークと、からなる。
【考案の効果】
【００２１】
本考案により、充放電状態は線性を維持し、且つ、周波数が電圧源と温度変化の影響を受けない発振器が実現する。
【考案を実施するための最良の形態】
【００２２】
図３は、本考案の実施例による発振器回路に用いる比較器３０を示す図である。比較器３０は、ディプレッション型MOSネットワーク３１と、エンハンスドMOSFET３２と、入力端３３、及び、出力端３４、からなる。ディプレッション型MOSネットワーク３１とエンハンスドMOSFET３２間は直列で、ディプレッション型MOSネットワーク３１のゲートとソースは連接し、連接方式において、ディプレッション型MOSネットワーク３１は電流源と同様の効果である。入力端３３とエンハンスドMOSFET３２のゲートは連接し、出力端３４とディプレッション型MOSネットワーク３１のゲート、及び、ソースは連接する。ディプレッション型MOSネットワーク３１のもう一端は電圧源Vddに連接する。
【００２３】
図３．１で示されるように、入力端３３と出力端３４が連接する時、図３．１中の回路は、外部電圧源変化、及び、温度変化から独立した電圧レギュレータを有すると見なされ、この連接関係下で、出力端３４が出力する電圧は参考電圧Vrefと等しく、参考電圧値Vrefは、電圧源Vdd変化、及び、温度変化から独立した特性を有する。図３．２は比較器３０の等価図であり、参考電圧Vrefの外部電圧源変化、及び、温度変化から独立する原因に関するもので、以下で説明する。
まず、図３．１からわかるように、ディプレッション型MOSネットワーク３１の電流IdとエンハンスドMOSFETネットワーク３２を流れる電流Inは等しい。ディプレッション型MOSネットワーク３１は、物理チャンネルを有し、且つ、ゲートとソースが連接（Vgsd=0）し、半導体物理特性からわかるように、ディプレッション型MOSが飽和条件に達すると、Idは外部電圧源の影響を受けない。よって、
【数１】
0003138669.tif 000005
また、Id=Inで、
【数２】
0003138669.tif 000006
が推知できる。
KdとKｎはディプレッション型MOSネットワーク３１、及び、エンハンスドMOSFETネットワーク３２の半導体常数で、WdとLdは、ディプレッション型MOSネットワーク３１の幅と長さ、WnとLnは、エンハンスドMOSFETネットワーク３２の幅と長さ、ＶｔｄとＶｔｎは、ディプレッション型MOSネットワーク３１、及び、エンハンスドMOSFEネットワーク３２のスレショルド電圧で、VgsnはエンハンスドMOSFETネットワーク３２中のソースとゲート間の電圧差であり、即ち、出力端３４が出力する参考電圧値Vref、及び、比較器３０の比較電圧値は、
【数３】
0003138669.tif 000007
ここから、本技術を熟知する者なら分かるように、比較電圧値は、電圧源Vddから独立し、且つ、比較電圧は、製造工程上、トランジスタの長さ、幅の調整により、必要な比較電圧を得る。
【００２４】
本考案の比較器３０の比較電圧値は、温度変化から独立した特性を有し、その原因は、比較器３０は同時に、温度効果が相対する素子を有し、製造工程上、パラメータの設定により、両素子が生成する温度効果が相殺され、比較器３０の比較電圧が、温度変化から独立した特性を有する。
【００２５】
以下は比較器３０の回路操作方式であり、入力端３３はエンハンスドMOSFET３２のゲートに連接され、これにより、エンハンスドMOSFETネットワーク３２を流れる電流Inに対し影響を有する。入力端３３の入力電圧が比較電圧より小さい時、エンハンスドMOSFET３２を流れる電流値Iｎは小さくなり、出力が高値になり、入力端３３の入力電圧が比較電圧より一旦大きくなると、エンハンスドMOSFETネットワーク３２を流れる電流値Inは増大して、出力電圧が迅速に引き下げられる。出力電圧が、高値から低値になるのには一定の反応時間が必要であるが、反応時間は短く、比較器３０は比較電圧を比較レベルとし、二レベル（高低、或いは、開閉）の出力信号を出力し、比較器３０は、温度と電源変化から独立した特性を有するので、発振器回路中での実施に十分適合する。
【００２６】
注意すべきことは、図３の比較器３０は、ディプレッション型MOSとエンハンスドMOSFETの組み合わせであるが、トランジスタの数量とタイプ（P型、N型）は限定されず、本技術を熟知する者なら分かるように、本考案の比較器は、相対数量のディプレッション型MOSとエンハンスドMOSFETを組み合わせてよい。図４で示されるように、エンハンスドMOSFET３２、３２'、及び、ディプレッション型MOS３１、３１'の比較器４０は、前述の比較器３０の功能を実現し、その差異は、比較器４０中、増加した一組のディプレッション型MOSとエンハンスドMOSFETは、比較器４０が高インピーダンスを提供し、比較器３０は、更に、電源と温度変化の影響を受けにくくなる。
【００２７】
図５は、本考案の発振器回路の実施例を示す図で、発振器回路５０は、定電流源５１、比較器４０、キャパシタンス５２、インバータ５３、及び、スイッチ５４からなる。定電流源５１は、エンハンスドMOSFET５１１、５１２とディプレッション型MOS５１３を含む。エンハンスドMOSFET５１１、５１２とディプレッション型MOS５１３も、温度と電源変化から独立した特性を有する電圧レギュレータ５１４を組成する。その特性は前述の比較器３０と一致するので、ここに詳述しない。エンハンスドMOSFET５１１のゲートと５１２のゲートは互いに連接して、電流ミラー構造を形成し、両エンハンスドMOSFET５１１、５１２、及び、ディプレッション型MOS５１３は定電流源５１を形成する。定電流源５１は電流Imを出力する。エンハンスドMOSFET５１２のドレインとスイッチ５４の一端はノード５２０上に連接され、キャパシタンス５２はノード５２０により定電流源５１、及び、スイッチ５４と並列される。比較器４０の入力端３３も、ノード５２０により、キャパシタンス５２、定電流源５１、及び、スイッチ５４と連接する。比較器４０の出力端３４とインバータ５３の入力端３３は連接し、インバータ５３の出力端とスイッチ５４のもう一端は連接する。
【００２８】
その操作モードは、充電モードと放電モードである。充電段階で、スイッチ５４がオフになり、定電流源５１上の電流Iｍはキャパシタンス５２に流向し、キャパシタンス５２上を跨ぐ電圧Vcは高くなり、比較器４０の入力端３３は、ノード５２０によりキャパシタンス５２と連接し、これにより、入力端３３の電圧値はVｃと等しくなり、Vcが不断に高くなる。
【００２９】
Vcが比較電圧より少し高くなる時、発振器５０は放電モードに進入し、前述の比較器の操作原理によると、比較器３０の出力端は低レベル信号に切り換わり、インバータ５３は低レベル信号を受信すると共に、高レベル信号をスイッチ５４に出力する。スイッチ５４は導通し、キャパシタンス５２が接地する。接地後、キャパシタンス５２上に累積した電量が接地端から迅速に減少し、Vcも快速に接地端の電圧値に下降する。比較器４０の入力端の電圧値は比較電圧より低い。よって、比較器４０の出力は高レベルに切り換わり、インバータ５３は比較器の出力を受信後、低レベル信号を受信し、スイッチ５４は低レネル信号を受信した後、停止する。その後、もう一つの充電周期を開始する。
【００３０】
本実施例中、スイッチ５４は、エンハンスドMOSFETで実施されるが、これに限られず、発振器５０が必要な反応速度のスイッチ、例えば、電磁式、機械式、或いは、その他の電子式スイッチにより代替することができる。
【００３１】
本実施例中、回路集積化を実行するため、ソースとドレインを連接したディプレッション型MOSを等価キャパシタンスとするが、この限りではない。
【００３２】
本実施例中、定電流源５１は安定した充電電流を提供するが、この限りではなく、例えば、定電流源５１が安定した放電電流を提供する。
【００３３】
この他、スイッチ５４が比較器４０の出力信号の変化に反応できないのを防止するため、インバータ５３は十分な遅延特性を有する必要がある。本実施例中、インバータ５３は、奇数の製造が容易な標準フリップフロップを直列してなるが、本技術を熟知する者なら分かるように、インバータ５３は遅延時間を十分に有する単一フリップフロップにより実現することもできる。
【００３４】
更に、本実施例は、比較電圧値を制御することにより、電流Im、及び、キャパシタンス５２の数値は、発振器５０の周波数に対し制御を実行する。つまり、比較電圧が小さいほど、発振器５０の充放電周期が短い。或いは、電流Imが大きいほど、発振器５０の充放電周期が短くなる。反対に、比較電圧値が大きい時、発振器５０の充放電周期が長くなる。キャパシタンス５２のキャパシタンス値が大きい時、発振器５０の充放電周期が長くなる。上述の方法により、発振器５０は、各種システムと発振周波数の需要を満たすことができる。
【００３５】
図６は、発振器５０上の、キャパシタンス電圧Vcと出力電圧を示す図である。比較器４０と定電流源５１の使用により、発振器５０の特性曲線が理想的になっていくことが分かる。まず、定電流素子の使用により、充電はインピーダンスの電圧差変化による非線的状態の影響を受けない。更に、定電流源５１は電圧と温度変化の影響を受けず、充電電流を安定させる。この他、比較器４０は電圧源と外界温度の影響を受けず、発振器５０の周波数が一定に維持される。上述により、充放電状態は線性を維持し、且つ、周波数が電圧源と温度変化の影響を受けない発振器が実現する。
【００３６】
図７は、本考案のもう一つの実施例による発振器６０を示す図で、発振器６０は、第一定電流源６０１、第二定電流源６０２、第一スイッチ６０３、第二スイッチ６０４、第一比較器６０５、第二比較器６０６、第一キャパシタンスネットワーク６０８、第二キャパシタンスネットワーク６０９、及び、インバータ６０７、からなる。本実施例中、第一定電流源６０１は、定電流源５１の構造により実施され、第二定電流源６０２は公知の任意の電流ミラー構造である。よって、第二定電流源６０２の出力電流は、第一定電流減６０１の出力電流と比例する。この他、本実施例中、第一定電流６０１、第一スイッチ６０３、第一比較器６０５、及び、第一キャパシタンスネットワーク６０８間の連接関係と発振器５０中の各素子の連接関係波相同で、第二定電流源６０２、第二スイッチ６０４、第二比較器６０６、及び、第二キャパシタンスネットワーク６０９間の連接関係も、発振器５０中の各素子の連接関係と相同である。第一比較器６０５の出力端とインバータ６０７のもう一端は連接し、第二比較器６０６の出力端と第一スイッチ６０３のゲート端は連接する。この構造下で、発振器６０の操作原理は発振器５０と相似しているが、第一定電流源６０１、第一比較器６０５、第二定電流源６０２、及び、第二比較器６０６の存在により、発振器６０は、それぞれ、出力信号を制御する高レベル周期と低レベル周期により、更に精確で、需要に符合する発振周波数を出力する。注意すべきことは、本実施例中、インバータ６０７は第一比較器６０５と第二スイッチ６０４間に連接されているが、第二比較器６０６と第一スイッチ６０３間に連接してもよい。この他、第一定電流源６０１、及び、第二定電流源６０２は、それぞれ、図５中の定電流源５１の構造を使用してもよく、或いは、その他の発振器６０に安定して電流源を提供する構造により実現し、本実施例で示される構造に限定されない。
【００３７】
本考案では好ましい実施例を前述の通り開示したが、これらは決して本考案に限定するものではなく、当該技術を熟知する者なら誰でも、本考案の精神と領域を脱しない範囲内で各種の変動や潤色を加えることができ、従って本考案明の保護範囲は、実用新案請求の範囲で指定した内容を基準とする。
【図面の簡単な説明】
【００３８】
【図１】閉回路の発振器回路図である。
【図２】公知の発振器回路を示す図である。
【図２．１】発振器中の出力信号とキャパシタンスの跨ぐ電圧の関係図である。
【図３】本考案の実施例による発振器回路の比較器を示す図である。
【図３．１】本考案の実施例による発振器回路に用いる電圧レギュレータを示す図である。
【図３．２】図３の等価図である。
【図４】二つのエンハンスドMOSFETとディプレッション型MOSの比較器を示す図である。
【図５】本考案の発振器回路の実施例を示す図である。
【図６】発振器の上、キャパシタンス電圧Vcと出力電圧を示す図である。
【図７】本考案のもう一つの実施例による発振器を示す図である
【符号の説明】
【００３９】
100：閉回路発振回路
200：発振器回路
210：上比較器
220：下比較器
230：フリップフロップ
240：放電トランジスタ
250：インバータ出力駆動レベル
260a：第一分圧電阻
260b：第二分圧電阻
260c：第三分圧電阻
270：第一整合インピーダンス
280：第二整合インピーダンス
290：キャパシタンス
30：比較器
31、31'： ディプレッション型MOSネットワーク 
32、32'： エンハンスドMOSFET
33：入力端
34：出力端
40：比較器
50：発振器回路
51：定電流源
52：キャパシタンス
53：フリップフロップ
54：スイッチ
511：ディプレッション型MOS 
512：エンハンスドMOSFET 
513：ディプレッション型MOS
514：電圧レギュレータ 
520：ノード
601：第一定電流源
602：第二定電流源
603：第一スイッチ
604：第二スイッチ
605：第一比較器
606：第二比較器
607：フリップフロップ
608：第一キャパシタンスネットワーク
609：第二キャパシタンスネットワーク
Vdd: 外部電源正端
Gnd: 外部電源負端
Vo：出力電圧
Vref:参考電圧
【図１】
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【図２】
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【図２．１】
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【図３】
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【図３．１】
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【図３．２】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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