(57)【要約】  空間チャネルコーディング方法は、所定の通信レートに従ってエンコードされるシリアルデータのグループを入力し、所定の通信モードに従って関連のコーディング基準を用いてこのデータのグループでチャネルコーディングを実行し、並列符号化信号の複数のチャネルを出力し、符号化信号の各チャネルの間に関連の冗長情報が存在し、それに従って複数の送信アンテナを介してこの符号化信号のチャネルを送信することを有する。この方法は、全体としてチャネルコーディング及び空間コーディングを行うことによりコーディングを実行するため、受信機に唯一の受信アンテナしか存在しない場合であっても、受信信号は、この並列信号の複数のチャネルの間での関連の冗長情報に従ってデコード可能であり、これにより、システムのデータ伝送レートを改善することが可能になる。
2008509621.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
(a)所定の通信レートに従って符号化されるシリアルデータのグループを入力し；
(b)所定の通信モードに従って対応のコーディング基準を用いて前記データのグループでチャネルコーディングを実行し、マルチチャネル並列符号化信号を出力し、符号化信号の各チャネルの間に関連の冗長情報が存在し；
(c)それに従って複数の送信アンテナを介して前記マルチチャネル符号化信号を送信することを有する空間チャネルコーディング方法。
【請求項２】
ステップ(b)は：
(b1)前記複数の送信アンテナの数に従って、チャネルコーディングの分岐の対応のグループを決定し；
(b2)所定の変調モードに従って分岐の各グループに含まれるチャネルコーディングの分岐を決定し；
(b3)関連のコーディング基準に従って前記複数の分岐に入力される前記データのグループをエンコードすることを有する請求項１に記載の空間チャネルコーディング方法。
【請求項３】
ステップ(b2)は：
通信品質の要件に従って前記分岐でチャネルコーディングの複数のレジスタを決定することを更に有し；
前記関連のコーディング基準に従って前記分岐で前記複数のレジスタに入力される前記データのグループは、ステップ(b3)で符号化される請求項２に記載の空間チャネルコーディング方法。
【請求項４】
ステップ(b3)は：
前記関連のコーディング基準に従って前記複数の分岐で前記対応の複数のレジスタから出力されたデータを選択し；
出力されたデータに従って前記複数の分岐の符号化データを生成することを有する請求項３に記載の空間チャネルコーディング方法。
【請求項５】
ステップ(b3)は：
前記変調モードに従って、生成された符号化データの前記複数の分岐でシンボルマッピングを実行し、前記マルチチャネル並列符号化信号を出力することを更に有する請求項４に記載の空間チャネルコーディング方法。
【請求項６】
前記変調モードは、少なくともBPSK、QPSK、8PSK及びQAMのうちいずれか１つである請求項５に記載の空間チャネルコーディング方法。
【請求項７】
前記送信アンテナの数と受信アンテナの数との積が３より大きくなく、受信側の受信アンテナが前記送信アンテナから送信された符号化信号を受信するために使用される場合、前記コーディング基準は、前記複数の分岐及び各分岐の複数のレジスタにより構成されたコード生成行列に従って生成されるトレリス図で、各デコーディングパスに対応する出力シンボルの間で構成された差分行列が、該差分行列とこの共役転置行列との積を通じて得られる行列の階数／積の最小値を最大化し得るようにする請求項３に記載の空間チャネルコーディング方法。
【請求項８】
前記送信アンテナの数と前記受信アンテナの数との積が３より大きい場合、前記コーディング基準は、デコーディングが実行されるときに、前記トレリス図で最小のユークリッド距離が最大化されるようにする請求項７に記載の空間チャネルコーディング方法。
【請求項９】
前記送信アンテナの数と前記受信アンテナの数との積が３より大きい場合、前記コーディング基準は、従来のTCM（Trellis  Code  Modulation）コーディングを採用する請求項７に記載の空間チャネルコーディング方法。
【請求項１０】
ステップ(c)は：
同じアンテナを介して多重された符号化信号を送信するために、異なる拡散コードを使用して拡散された符号化信号を多重し；
それに従って前記複数の送信アンテナを介して多重された拡散符号化信号の各チャネルを送信することを有する請求項１に記載の空間チャネルコーディング方法。
【請求項１１】
(a)少なくとも１つの受信アンテナを介してマルチチャネル並列符号化信号を受信し、前記マルチチャネル並列符号化信号は、空間チャネルコーディングの後に送信側で複数の対応の送信アンテナを介して送信され、符号化信号の各チャネのル間に関連の冗長情報が存在し；
(b)前記符号化信号が受信パイロット信号に従って伝搬される複数の無線チャネルでチャネル推定を実行し；
(c)空間チャネルコーディングに従って前記チャネル推定結果を使用することにより受信信号をデコードすることを有する空間チャネルデコーディング方法。
【請求項１２】
ステップ(a)で前記符号化信号が複数の受信アンテナを介して受信される場合に、前記符号化信号を伝搬する前記複数の無線チャネルは、ステップ(b)で前記受信パイロット信号に従ってそれぞれ推定され、
ステップ(c)は：
対応のチャネル推定結果を使用することにより前記複数の受信符号化信号を重み付け；
前記空間チャネルコーディングに従って重み付けられた信号をデコードすることを更に有する請求項１１に記載の空間チャネルデコーディング方法。
【請求項１３】
ステップ(c)で、受信信号をデコードするためにソフト判定Viterbiデコーディング方法が使用される請求項１１又は１２に記載の空間チャネルデコーディング方法。
【請求項１４】
前記空間チャネルコーディングは、前記送信側で採用される通信モードに基づく請求項１３に記載の空間チャネルデコーディング方法。
【請求項１５】
前記通信モードは、通信レートと通信品質と変調モードと送信アンテナ数とを有する請求項１４に記載の空間チャネルデコーディング方法。
【請求項１６】
前記送信アンテナの数と受信アンテナの数との積が３より大きくない場合、前記空間チャネルコーディングにより採用されるコーディング基準は、コード生成行列に従って生成されたトレリス図で、各デコーディングパスに対応する出力シンボルの間で構成された差分行列が、該差分行列とこの共役転置行列との積を通じて得られる行列の階数／積の最小値を最大化し得るようにする請求項１５に記載の空間チャネルデコーディング方法。
【請求項１７】
前記送信アンテナの数と前記受信アンテナの数との積が３より大きい場合、前記空間チャネルコードにより使用されるコーディング基準は、ソフト判定Viterbiデコーディングを実行するときに、前記トレリス図で最小のユークリッド距離が最大化され得る請求項１６に記載の空間チャネルデコーディング方法。
【請求項１８】
前記送信アンテナの数と前記受信アンテナの数との積が３より大きい場合、前記空間チャネルコーディングはTCMコーディングである請求項１６に記載の空間チャネルデコーディング方法。
【請求項１９】
それぞれ符号化されるシリアルデータのグループを受信する複数のエンコーディング分岐を有し；
各エンコーディング分岐は複数のレジスタを有し、所定の通信モードに従って対応のコーディング基準を使用することにより受信データのグループでチャネルコーディングを実行し；
前記複数のエンコーディング分岐は、それぞれ並列符号化信号を出力し、それに従って複数の送信アンテナを介して並列符号化信号を送信し、符号化信号の各チャネルの間に関連の冗長情報が存在する空間チャネルエンコーダ。
【請求項２０】
前記エンコーディング分岐は、前記複数の送信アンテナの数と所定の変調モードとに従って決定される請求項１９に記載の空間チャネルエンコーダ。
【請求項２１】
各エンコーディング分岐に含まれるレジスタの数は、通信品質の要件に基づき、
符号化データは、関連のコーディング基準に従って各エンコーディング分岐の対応のレジスタの出力データから生成される請求項２０に記載の空間チャネルエンコーダ。
【請求項２２】
前記変調モードは、少なくともBPSK、QPSK、8PSK及びQAMのうちいずれか１つである請求項２１に記載の空間チャネルエンコーダ。
【請求項２３】
前記送信アンテナの数と受信アンテナの数との積が３より大きくなく、前記受信アンテナが受信側で前記送信アンテナから送信された符号化信号を受信するためのものである場合、前記コーディング基準は、前記複数の分岐及び各分岐の複数のレジスタにより構成されたコード生成行列に従って生成されるトレリス図で、各デコーディングパスに対応する出力シンボルの間で構成された差分行列が、該差分行列とこの共役転置行列との積を通じて得られる行列の階数／積の最小値を最大化し得るようにする請求項１９に記載の空間チャネルエンコーダ。
【請求項２４】
前記送信アンテナの数と前記受信アンテナの数との積が３より大きい場合、前記コーディング基準は、デコーディングが実行されるときに、前記トレリス図で最小のユークリッド距離が最大化され得るようにする請求項１９に記載の空間チャネルエンコーダ。
【請求項２５】
前記送信アンテナの数と前記受信アンテナの数との積が３より大きい場合、前記コーディング基準は、従来のTCM（Trellis  Code  Modulation）コーディングを採用する請求項１９に記載の空間チャネルエンコーダ。
【請求項２６】
同じアンテナを介して多重された符号化信号を送信するために、異なる拡散コードで拡散された符号化信号を多重するためにそれぞれ使用される複数の多重化ユニットを更に有し；
前記複数の送信アンテナは、それに従って多重された拡散符号化信号の各チャネルを送信する請求項１９に記載の空間チャネルエンコーダ。
【請求項２７】
空間チャネルコーディングに従ってチャネル推定結果を使用することにより受信信号をデコードするデコーディングモジュールを有し、
前記受信信号は、少なくとも１つの受信アンテナを介して受信されたマルチチャネル並列符号化信号であり、
前記マルチチャネル並列符号化信号は、空間チャネルコーディングの後に送信側で複数の対応の送信アンテナを介して送信され、
符号化信号の各チャネルの間に関連の冗長情報が存在し、
前記チャネル推定結果は、受信パイロット信号に従って前記符号化信号を伝搬する複数の無線チャネルでチャネル推定を実行することを通じて、少なくとも１つのチャネル推定ユニットにより得られる空間チャネルデコーダ。
【請求項２８】
複数の受信アンテナにより受信されたパイロット信号に従って複数のチャネル推定ユニットにより得られる対応のチャネル推定結果を使用して、複数の受信信号を重み付けする重み付けモジュールを更に有し；
前記デコーディングモジュールは、空間チャネルデコーディングに従って重み付けされた信号でソフト判定Viterbiデコーディングを実行する請求項２７に記載の空間チャネルデコーダ。
【請求項２９】
前記空間チャネルコーディングは、前記送信側で採用される通信モードに基づき、
前記通信モードは、通信レートと通信品質と変調モードと送信アンテナ数とを有する請求項２８に記載の空間チャネルデコーダ。
【請求項３０】
前記送信アンテナの数と受信アンテナの数との積が３より大きくない場合、前記空間チャネルコーディングにより採用されるコーディング基準は、コード生成行列に従って生成されたトレリス図で、各デコーディングパスに対応する出力シンボルの間で構成された差分行列が、該差分行列とこの共役転置行列との積を通じて得られる行列の階数／積の最小値を最大化し得るようにする請求項２９に記載の空間チャネルデコーダ。
【請求項３１】
前記送信アンテナの数と前記受信アンテナの数との積が３より大きい場合、前記空間チャネルコードにより採用されるコーディング基準は、ソフト判定Viterbiデコーディングを実行するときに、前記トレリス図で最小のユークリッド距離を最大化するものである請求項３０に記載の空間チャネルデコーダ。
【請求項３２】
前記送信アンテナの数と前記受信アンテナの数との積が３より大きい場合、前記空間チャネルコーディングはTCM（Trellis  Code  Modulation）コーディングである請求項３０に記載の空間チャネルデコーダ。
【請求項３３】
送信されるシリアルデータでチャネルコーディングを実行し、マルチチャネル並列符号化信号を出力し、符号化信号の各チャネルの間に関連の冗長情報が存在する空間チャネルエンコーダと；
それに従って符号化信号の各チャネルを送信する複数の送信アンテナと；
を有する無線ネットワークシステム。
【請求項３４】
前記空間チャネルエンコーダは：
それぞれ符号化されるシリアルデータのグループを受信する複数のエンコーディング分岐を有し；
各エンコーディング分岐は、複数のレジスタを有し、対応のコーディング基準を使用することにより、所定の通信モードに従って受信データのグループでチャネルコーディングを実行し；
前記複数のエンコーディング分岐は、それぞれ並列符号化信号を出力し、それに従って前記複数の送信アンテナを介して並列符号化信号を送信し、符号化信号の各チャネルの間に関連の冗長情報が存在する請求項３３に記載の無線ネットワークシステム。
【請求項３５】
前記エンコーディング分岐は、前記複数の送信アンテナの数と所定の変調モードとにより決定され、
各エンコーディング分岐に含まれるレジスタの数は、通信品質の要件により決定され、
前記符号化データは、関連のコーディング基準に従って各エンコーディング分岐の対応のレジスタの出力データから生成される請求項３４に記載の無線ネットワークシステム。
【請求項３６】
マルチチャネル並列符号化信号を受信し、前記マルチチャネル並列符号化信号は、空間チャネルコーディングの後に送信側で複数の送信アンテナを介して送信され、符号化信号の各チャネルの間に関連の冗長情報が存在する少なくとも１つの受信アンテナと；
受信パイロット信号に従って前記符号化信号を伝搬する複数の無線チャネルでチャネル推定を実行する少なくとも１つのチャネル推定ユニットと；
空間チャネルコーディングに従って前記チャネル推定結果を使用することにより受信信号をデコードする空間チャネルデコーダと；
を有する無線端末。
【請求項３７】
前記複数の受信アンテナにより受信されるパイロット信号に従って前記複数のチャネル推定ユニットにより得られる対応のチャネル推定結果を使用して、前記複数の受信符号か信号を重み付けする重み付けモジュールを更に有し；
前記空間チャネルデコーダは、空間チャネルコーディングに従って重み付けられた信号でソフト判定Viterbiデコーディングを実行する請求項３６に記載の無線端末。
【請求項３８】
前記空間チャネルコーディングは、送信側で採用される通信モードに基づき、
前記通信モードは、通信レートと通信品質と変調モードと送信アンテナ数とを有する請求項３７に記載の無線端末。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、概して無線通信システムでマルチチャネル並列データ伝送を実施する方法及び装置に関し、特に空間チャネルエンコーディング及びデコーディング方法を使用することにより並列でマルチチャネル伝送を実施する方法及び装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
移動通信の普及の高まりで、純粋な音声通信は、様々な種類の情報を取得する人々の欲求をもはや満たすことができない。一方で、移動データ通信サービスは、SOHOや娯楽等のような便利でリッチなコンテンツを提供することを介して、有望な将来を描いている。高速データ伝送をサポートするHPDS（High-speed  Packet  Data  Service）（特に基地局からUE（User  Equipment）へのダウンリンクでの高速データサービス）は、将来の無線通信システムの主な目的になっている。
【０００３】
データサービスの伝送レートは、従来の単一アンテナの無線通信システムでは、周波数帯域、タイムスロット又は拡散コードを多重することにより改善される。例えば、マルチキャリアシステムでは、システムは各ユーザに複数の周波数帯域を割り当て、多重後に異なる帯域で信号を送信する。TDMAシステムでは、システムは異なるタイムスロットに異なるユーザ情報を割り当て、多重後に信号を送信することができる。更に、CDMAシステムで同じタイムスロットで信号を送信するために、複数のコードが使用され得る。図１は、3GPP  UMTS  FDD単一アンテナシステムの従来の送信機及び受信機の構成を示している。図１に示すように、畳み込み／ターボエンコード（すなわちチャネルコーディング）、インターリーブ、シンボルマッピングの後に、送信されるデータはOVSF（Orthogonal  Variable  Spreading  Factor）及び続いてスクランブルコードにより多重され、拡散及びスクランブリングされたユーザ信号を得る。このように、複数の拡散されたユーザ信号はコード分割により同じ帯域に多重され、パルス整形及びRF変調を通じてRF信号を形成し得る。受信機では、RF処理、RRC（Root  Raised  Cosine）フィルタリング及びオーバーサンプリングの後に、アンテナを介して受信されたRF信号は、複数の並列伝送チャネルの特性を推定するために、チャネル推定ユニットに供給される。次に、逆拡散及び検出ユニットが、まず、逆拡散後にチャネルパラメータを推定し、次に、推定結果を使用して受信信号を検出する。その後に、検出シンボル信号がシンボル逆マッピング、逆インターリーブ及び畳み込み／ターボデコーディングを通じて処理され、所望のビット信号を最終的に得る。図１に示す送信機及び受信機の構成では、複数のデータストリームはコード分割により同じ帯域に多重され、これにより、データ伝送レートが改善され得る。
【０００４】
しかし、無線通信からの更なる成長及び要求の厳しい要件に比べて、現在では周波数帯域に関して利用可能な無線リソース、タイムスロット及び拡散コードは依然として非常に限られている。データ伝送レートが更に改善を必要とする場合、空間リソースを十分に利用する手法がある。最近提案されているMIMO（Multiple  Input  Multiple  Output）では、複数の送信及び受信アンテナが使用され、空間ドメインで複数の並列無線チャネルを構成し、これにより、空間リソースを十分に利用することを通じてシステムのデータ伝送レートを改善する。現在のMIMO技術では、BLAST（Bell  Labs  Layered  Space-Time）が、かなりデータ伝送レートを改善する典型的なものである。
【０００５】
BLASTは様々な構成を有しており、このうち、全くチャネルコーディングのないBLAST構成が、空間チャネルを完全に利用してデータ伝送レートを最大化することができる。この理由は、送信される信号に冗長な情報が存在しないからである。しかし、不都合なことに、この構成での伝送品質は非常に悪い。伝送品質を改善するために、図２に示すように、図１に示す畳み込み／ターボエンコーダと同じ役目を果たすチャネルコーディングユニット（すなわち畳み込み／ターボエンコーダ）がBLAST構成と共に3GPP  UMTS  FDDシステムに追加される。図１と比べて、図２に示すBLAST送信機を参照すると、送信される単一チャネルのデータが、畳み込み／ターボエンコーダ、インターリーバ及びシンボルマッピングユニットの後に、BLASTユニット310に供給される。BLASTユニット310では、送信される単一チャネルのデータは、複数の独立のサブデータストリームに分割される。次に、サブデータストリームは、拡散及びスクランブリングされ、それぞれ他のユーザ信号と追加され、マルチチャネル並列信号を得る。パルス整形及びRF変調の後に、これらの並列信号は、複数の送信アンテナを介して、受信機に送信される。受信機側では、受信機は、複数の受信アンテナで複数の無線チャネルを通じて伝搬された信号を受信し、RF処理、RRCフィルタリング及びオーバーサンプリングを実行する。次に、チャネル推定ユニットは、各チャネルの特性を推定し、その後、逆拡散及び検出ユニットは、チャネル推定結果を使用して、受信した逆拡散信号を処理する。次に、BLAST検出ユニット410は、マルチチャネル処理された信号でV-BLAST検出を実行し、各アンテナからの送信データを復元し、これらを単一チャネルのシリアルデータに変換する。最後に、図１に記載のものと同じシンボル逆マッピング器、逆インターリーバ及び畳み込み／ターボデコーダの処理の後に、所望のビットデータが取り出される。
【０００６】
図２の送信機及び受信機を参照すると、チャネルコーディング及びBLASTが結合されており、これにより、マルチチャネル伝送が並列で実現されるときと同様に、或る程度まで信号品質が保証され得る。しかし、このBLAST構成は、独立した空間チャネルの空間特性を使用することにより、マルチチャネル信号を復調し、これにより、受信機は複数の受信アンテナを備える必要があり、アンテナ数は送信アンテナ数以上でなければならない。この場合に限り、MIMOチャネルの特性に基づいてサブデータストリームが区別可能になる。更に、複数チャネルのRFユニットを有するUEが、複数アンテナから対応する複数チャネルの信号を処理することも必要である。しかし、ダウンリンクHPDS受信機としてのUEにとって、重さ、サイズ、バッテリ消費及びコストの制限を考慮して、これは商業的ではない。通常では、現在の状態では、唯一の受信アンテナがUEに備えられている。従って、BLASTは、データ伝送レートをかなり拡張し得るが、現在の状態でダウンリンクHPDSを提供するのにあまり適していない。
【０００７】
BLASTの他に、PARC（Per  Antenna  Rate  Control）やRC  MPD（Rate  Control  Multipath  Diversity）やDSTTD-SGRC（Double  Space  Time  Transmit  Diversity-Sub-Group  Rate  Control）等のように、3GPP  UMTS  FDDシステムで提案されている他のMIMO技術が存在する。しかし、これらのMIMO技術もUEに複数の受信アンテナを必要とし、このため、UEの実装及びコストの観点から、ダウンリンク高速伝送に適していない。
【０００８】
前記の分析に基づいて、MIMO技術は、高速データ伝送を実現し得るが、UEでの受信アンテナ数の要件のため、その用途は制限される。従来技術では、STTC（Space-Time  Trellis  Coding）が単一受信アンテナで採用され得るが、既存のSTTCは、多くても２つの送信アンテナ及び16の状態のトレリス図しか提供しない。伝送レートを改善するために更に多くの送信アンテナが必要な場合、又はエンコード利得を高めるために更に多くの状態が必要な場合、トレリス図をプロットする方法でSTTCを設計することは非常に複雑になる。このことは、STTCの用途をかなり制限する。単一受信アンテナを使用する他の技術（空間−時間送信ダイバーシチ又はビーム整形（beam  shaping）等）は、どのようにダイバーシチ利得を改善するか、又はシステム性能を改善するためにどのように干渉を低減するかしか考慮していないため、データ伝送レートを高めるためにほとんど寄与しない。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
従って、UEが唯一の受信アンテナであっても高データレート伝送を実現可能であることを保証するための、マルチチャネル並列データ伝送で使用される方法を提案する必要がある。
【００１０】
本発明の目的は、マルチチャネル並列データ伝送用の空間チャネルコーディング及びデコーディング方法を提供することであり、この方法で、UEは唯一の受信アンテナであってもマルチチャネル並列データ受信を実現することができ、これによってデータ伝送レートを改善することができる。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明に従って空間チャネルコーディング方法が提案され、所定の通信レートに従ってエンコードされるシリアルデータのグループを入力し、所定の通信モードに従って対応のコーディング基準を用いてこのデータのグループでチャネルコーディングを実行し、並列符号化信号の複数のチャネルを出力し、符号化信号の各チャネルの間に関連の冗長情報が存在し、それに従って複数の送信アンテナを介してこの符号化信号のチャネルを送信することを有する。
【００１２】
本発明に従って空間チャネルデコーディング方法が提案され、並列符号化信号の複数のチャネルを受信し、この並列符号化信号の複数のチャネルは、空間チャネルコーディングの後に送信側で複数の対応の送信アンテナを介して送信され、符号化信号の各チャネのル間に関連の冗長情報が存在し、符号化信号が受信パイロット信号に従って伝搬されるこの複数の無線チャネルでチャネル推定を実行し、空間チャネルコードに従ってチャネル推定結果を使用することにより受信信号をデコードすることを有する。
【００１３】
本発明に従って空間チャネルエンコーダが提案され、それぞれエンコードされるシリアルデータのグループを受信する複数のエンコーディング分岐であり、各エンコーディング分岐は複数のレジスタを有し、所定の通信モードに従って対応のコーディング基準を使用することにより受信データのグループでチャネルコーディングを実行し、符号化信号の各パスの間に関連の冗長情報が存在するエンコーディング分岐と、それに従ってこの符号化信号の各パスを送信する複数の送信アンテナとを有する。
【００１４】
本発明に従って空間チャネルデコーダが提案され、複数の並列符号化信号を受信する少なくとも１つの受信アンテナであり、この複数の並列符号化信号は、空間チャネルコーディングの後に送信側で複数の送信アンテナを介して送信され、符号化信号の各パスの間に関連の冗長情報が存在する受信アンテナと、受信パイロット信号に従って符号化信号を伝搬するこの複数の無線チャネルでチャネル推定を実行する少なくとも１つのチャネル推定ユニットと、空間チャネルコードに従ってチャネル推定結果を使用することにより受信信号をデコードするデコーディングモジュールとを有する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
本発明の更なる理解と共に、他の目的及び実現は、添付図面を考慮に入れて以下の説明及び特許請求の範囲を参照することで明らかになる。
【００１６】
本発明の好ましい実施例の詳細な説明について、添付図面に参照が行われる。添付図面では同様の参照符号は同様の部分を示す。
【００１７】
本発明の空間チャネルコーディング方法によれば、マルチチャネル並列信号の間に空間相関関係が存在するように何らかの冗長情報をマルチチャネル並列構成に追加することを通じて、チャネルコーディングがマルチチャネル並列構成と結合され、受信側のUEがマルチチャネル並列信号を復調することを促進し、これにより、UEが限られた受信アンテナを有していても、大量の高速データトラヒックを受信することが可能になる。
【００１８】
前記の分析に基づいて、チャネルコーディングと空間エンコーディングとを統合した空間チャネルコーディング方法が本発明で提案される。特に、基地局のような送信機では、まず、１回の空間チャネルコーディングの入力ビット数がシステムにより必要なデータ伝送レートに従って決定される。次に、所定のコーディング基準に従って、複数の分岐で、それぞれ入力ビットで空間チャネルコーディングが実行され、複数の符号化ビットは、システムにより使用される変調及びマッピングを通じて送信アンテナ数に対応するマルチチャネル符号化信号に変換され、これにより、複数の送信アンテナを介して受信側に送信される。受信側（UE）では、受信機は、所定のコーディング基準に従って、チャネル推定から得られた複数チャネルの特性を使用することにより受信信号をデコードし、これにより、マルチチャネル並列符号化信号が単一チャネルの所望のデータに変換される。空間チャネルコーディング方法の処理の後に、マルチチャネル並列符号化信号の間に時間相関関係及び空間相関関係の特性が存在する。この特性は、デコーディングで利用可能であり、これによって、UEの受信アンテナ数の要件を低減し得る。
【００１９】
3GPP  UMTS  FDDシステムで唯一の受信アンテナを備えたUE受信機を一例に挙げて、図３−５に関して本発明で提案されるSCC（spatial  channel  code）方法に関して以下に詳細に説明する。
【００２０】
図３は、本発明に従って提案される空間チャネルコーディング方法を採用した送信機（基地局等）及び受信機（UE等）の構成を示している。図３に示すように、送信されるデータは、まず、空間チャネルコーディングのためにSCC構成510に供給される。SCC構成510は、図４及び図５に関して後で詳細に説明される。SCC構成510により処理された後に、送信されるデータは、空間相関関係を有するマルチチャネル並列符号化信号に変換される。次に、インターリーバ102でインターリーブされ、OVSF拡散ユニット103で拡散され、スクランブル器104でスクランブリングされ、マルチプレクサ105で重複され、パルス整形ユニット106でパルス整形され、RFユニット107で変調された後に、マルチチャネル符号化信号は、複数のアンテナのRF信号に変換され、複数の送信アンテナを介して無線チャネルに送信される。
【００２１】
マルチチャネル並列RF信号は、無線チャネルを介してUE受信機600に到達する。この実施例では、受信機600は唯一の受信アンテナを有する。受信アンテナにより受信された信号は、複数の並列空間チャネルを介した全ての信号の重複形式である。RFユニット208は、受信したマルチチャネルRF信号をベースバンド信号に変換し、これらをRRCフィルタリング及びオーバーサンプリングユニット206に送信し、これにより、アナログ信号を離散的信号に変換する。得られた離散的信号は、逆拡散及び検出ユニット204と逆インターリーバ202とにより処理され、空間チャネルデコーディング構成610に供給される。チャネル推定ユニット220は、受信パイロット信号に従って複数の並列空間チャネルの特性を推定する。次に、チャネル推定ユニット220により推定された複数の並列空間チャネルの特性を使用することにより、空間チャネルデコーディング構成610は、送信機500により使用されるSCC構成510に従って、逆インターリーブされた重複信号で対応するソフト判定Viterbiデコーディングを実行する。これにより、マルチチャネル並列信号を取得し、マルチチャネル並列信号を単一チャネルのシリアルデータ（すなわち、デコーディングでの必要なデータ）に変換する。空間チャネルデコーディング構成610が推定されたチャネル特性を使用することによりソフト判定Viterbiデコーディングを実行する方法の手順に関しては、以下に説明する。
【００２２】
図３を参照すると、SCC構成510は、チャネルコーディング及び空間コーディングの役目を行う主な処理ユニットである。SCC構成510の２つの特定の構成が、それぞれ図４及び図５に示されている。図４では、送信機500は２つの送信アンテナを有し、受信機600は唯一の受信アンテナを有する。図５では、送信機500は３つの送信アンテナを有し、受信機600は唯一の受信アンテナを有する。図４及び図５に示すように、本発明の２つの実施例では、構成を更にコンパクトにするために、シンボルマッピングユニット103の機能もSCC構成に統合され得る。このように、SCC構成に入力されるデータビットを処理した後に、位相／振幅変調シンボルの複数のチャネルが取得され得る。更に、シンボルマッピングユニットはまた、SCC構成の外側に配置されてもよい。
【００２３】
SCC構成について、送信機500が２つの送信アンテナを有し、受信機600が唯一の受信アンテナを有する図４を参照して以下で説明する。
【００２４】
図４に示すように、SCC構成は、レジスタDのグループでそれぞれ表されるシフトレジスタの４つの並列の分岐と、２つのQPSKマッピングユニットとを有し、シフトレジスタの各分岐はチャネルコーディングを実施する。このため、チャネルコーディング分岐とも呼ばれる。
【００２５】
この実施例では、システムが2b/s/Hzのデータ伝送レート（b/s/Hzは単位スペクトル及び単位時間毎のビット数を示す）を有するために図３に示す２つの送信アンテナを備えた送信機を必要としており、QPSK変調が採用されることを仮定すると、１回のエンコーディングでSCC構成に入力されるビット数は、本発明の本質的な概念に基づいて、2b/s/Hzのデータ伝送レートに従った２である。一方で、各送信アンテナは、２ビットが１シンボルに対応し、送信機が２つの送信アンテナを有するQPSK変調を採用する。このことは、出力される符号化ビット数は４であることを意味するため、SCC構成は４つのチャネルコーディング分岐を有し、２つの分岐により出力される符号化ビットが１つのQPSKシンボルを生成するために使用される。従って、SCC構成のコーディングレートは1/2である。
【００２６】
チャネルコーディング分岐の数が決定されると、各チャネルコーディング分岐のチャネルコーディングのレジスタ数が９に設定され得る。すなわち、信号の反干渉機能を改善するために、図４の各分岐のエンコーダは９のレジスタDを有する。１回のコーディングに２つの入力ビット情報が必要であるため、９のレジスタDのうち７のみが最後のコーディングの後にシフト状態を維持する。すなわち、各チャネルコーディング分岐は、合計で27=128の状態を有する。特に、チャネルコーディング分岐の状態の数は、実際のシステムの伝送品質の要件に従って設定され得る。システムが信号品質に高い要件を有する場合には、更に多くのレジスタが必要になる。
【００２７】
前記の設定によれば、2b/s/Hzとしてのデータ伝送レート及び128の状態を有するSCC構成が、２つの送信アンテナと１つの受信アンテナとが存在する状態で使用するために構成される。これが図４に図示されている。
【００２８】
図４を参照すると、２つのシリアルデータビットb1及びb2は、同時に４つの並列エンコーディング分岐にシフトされる。各処理分岐は、予め設計されたコーディング基準に従ってコーディングを実行する。例えば、第１のチャネルコーディング分岐の生成コードG0は101110011であり、第２のチャネルコーディング分岐の生成コードG1は010011100であり、生成コードの各ビットはレジスタに対応する。分岐毎に、特定のコーディング手順は、対応の生成コードビットが1として設定されるレジスタに格納された全てのビット状態で、符号化ビット情報が2を法とする加算を実行することにより得られる。次に、第１の分岐の符号化ビットと第２の分岐の符号化ビットとを結合することにより、QPSKマッピングが実行され、第１の送信アンテナを介して送信されるシンボルc1を得る。同様に、第３及び第４の分岐の符号化ビットでQPSKマッピングが実行され、第２の送信アンテナを介して送信されるシンボルc2を得る。このように、単一チャネルのシリアルデータが、図４に示す構成に従って符号化される並列信号の２つのチャネルに符号化されてマッピングされる。並列信号の２つのチャネルの間に空間相関関係が存在する。
【００２９】
図４のSCC構成を参照すると、信号の反干渉機能を改善して信号のBER（Bit  Error  Rate）を最小化するために、適切なコーディング基準が選択される必要がある。従って、空間チャネルコードでシステム設計を行う方法が提案される。コーディングシステムの設計の基本はコード生成行列Gを構築できることであるため、図４の構成は、空間チャネルコードの数学モデルを構築するように以下で一般化される。
【００３０】
まず、SCC構成に入力されるデータ情報ビットがB=[b1,...,bK]であることを仮定する。ただし、Kは１回にSCCをエンコードするビット数を示す。本発明の概念によれば、Kはシステムが必要とするデータ伝送レートにより決定される。例えば、図４の構成でデータ伝送レートが2b/s/Hzである場合に、K=2である。従って、第nの送信アンテナ（n=1,...,Nは送信アンテナの数である）に対応するシンボルcnは以下のように表され得る。
【００３１】
【数１】
2008509621.tif 000003
ただし、D=[B  M],  M={bK+1,...,bK+S}は、レジスタの現在の状態の情報ビットを表し、Sは、システム性能の要件に従って状態情報を保存するレジスタ数である。例えば、図４に示す構成ではS=7である。すなわち、D=[b1,b2,...,bK  bK+1,bK+2,...,bK+S]である。Gはコード生成行列であり、コード生成行列Gの上付き文字Tは行列の転置を示す。下付き文字のQn-Q+1:Qnは、Qn-Q+1行からQn行までの値がcnを計算するために使用されることを示す。式(1)のQは、システムにより使用される変調を表す。例えば、システムがQPSK変調を採用する場合にQ=2であり、システムが16QAM（Quadrature  Amplitude  Modulation）変調を採用する場合にQ=4である。この式から、各送信アンテナにより送信されるシンボルcnに対応するチャネルコーディング分岐のグループの数は、変調モードに対応するQの値により決定されることがわかる。例えば、図４に示す構成がQPSKを採用する場合（すなわち、Q=2）、clを生成する生成コードは、コード生成行列の第１行及び第２行（すなわち、図４に示す第１及び第２のチャネルコーディング分岐）である。Gの各行は、１つのチャネルコーディング分岐の生成コードに対応する。すなわち、コード生成行列Gの各要素は、シフトレジスタのレジスタDに対応し、要素が1である場合に、レジスタDのビットが2を法とする加算を実行するために抽出される。式(1)のΦ(-)は、符号化値を位相シンボルにマッピングする変調手順を示している。図４に示す構成を参照すると、システムはQPSK変調を使用し、Φ(-)はΦ(x)=exp(πjx/2),  x=1,2,...4として表される。
【００３２】
前述のように、空間チャネルコーディング手順は式(1)により表され得るため、空間チャネルコーディングの数学モデルが構成される。コード生成行列の行数及び列数は、実際のデータ伝送レートと、送信アンテナ数と、システムにより使用される変調方法とに従って決定される。以下に説明する次のステップは、コード生成行列Gの要素を決定する方法に焦点を当てる。すなわち、最適なコーディング効果を得るための適切なコード生成行列を検索する。
【００３３】
送信アンテナの数と受信アンテナの数との積が３より大きくない場合、コード生成行列Gを検索するために以下の基準が使用され得る。コード生成行列Gに従って生成されたトレリス図では、各デコーディングパスに対応する出力シンボルで構成された差分行列Bは、行列A=B*B’の階数／積の最小値を最大化し得る。ただし、B’は差分行列Bの共役転置を表す。この実施例では、送信アンテナ数はN=2であり、受信アンテナ数はM=1であるため、この基準がコード生成行列Gを検索するために使用され得る。検索手順では、各コード生成行列Gに対応するトレリス図は、行列Aの階数／積の最小値を最大化する基準により判定され、式(2)で表される最適なコード生成行列Gが見出され得る。
【００３４】
【数２】
2008509621.tif 000004
コード生成行列Gの実装構成が図４に示されている。
【００３５】
式(2)のコード生成行列Gを式(1)に置換すると、２つの送信アンテナに対応する並列符号化信号（すなわち、図４に示す構成の出力信号）を得ることができる。図３に示す送信機500の構成を参照すると、並列符号化信号の２つのチャネルは、インターリーブされ、拡散され、スクランブリングされ、パルス整形され、変調された後に、２つの送信アンテナを介してUE受信機に送信される。受信機では、図３に示す空間チャネルデコーディング構成610は、チャネル推定ユニット220により推定されたチャネル特性に基づいて、式(2)のコード生成行列Gから生成されたトレリス図に従って受信信号でソフト判定Viterbiデコーディングを実行する。
【００３６】
ソフト判定Viterbiデコーディングは以下のように動作する。空間チャネルデコーディング構成は、コード生成行列Gに従ってコーディング構成の状態数により決定されたトレリス図の各パスを検索し、受信信号の最小誤差を有する最適なパスを見つける。これにより、最適なパスに対応する入力データビットが所望のデータになる。本発明の実施例では、受信機600は唯一の受信アンテナを有しており、受信信号は並列送信信号の２つのチャネルの合計である。例えば、r=h1×c1+h2×c2+nである。ただし、hはチャネル特性であり、nはガウス雑音である。従って、パス検索手順では、空間チャネルデコーディング構成610は、検索パスで符号化信号c1’及びc2’を乗算して加算する重みとして推定チャネル特性h1及びh2を取り、判定される信号（すなわちr’=h1×c1’+h2×c2’）を得る。次に、空間チャネルデコーディング構成610は、判定される信号r’と受信信号rとを比較し、判定メトリックを生成する。判定メトリックは、r’と実際の受信信号rとの間の差を反映する。検索手順では、ソフト判定Viterbiデコーディングは、最小の判定メトリックを有するパスのみを最適パスとして保持し、所望のユーザデータを取り出す。
【００３７】
前記の説明は、２つの送信アンテナを有する送信機と１つの受信アンテナを有する受信機とを例に挙げて、提案の空間チャネルコーディング方法及び構成を示している。本発明で提案する方法はまた、送信機が３つの送信アンテナを有しており（N=3）、受信機が唯一のアンテナを有する（M=1）場合にも適している。この場合、システムに必要なデータ伝送レートが3b/s/Hzであり、K=3である（すなわち、１回のエンコーディングに入力されるビット数が3である）ことを仮定し、8PSK変調がシステムにより使用されている場合には、Q=3であり、8PSK変調はΦ(x)=exp(πjx/8),  x=1,2,...8として表され得る。式(1)の要件によれば、各送信アンテナに対応するチャネルコーディング分岐の数は3である。この時点で、128の状態（S=7）でのチャネルコーディング分岐を採用することによりシステム性能要件が満たされ得る場合、N=3、M=1及びM=7のコード生成行列は、9行及び10列を有する。一方で、行列Aの階数／積の最小値を最大化する基準で、適切なコード生成行列Gが見出され得る。検索の後に、N=3、M=1及びS=7の最適なコード生成行列Gが以下のように式(3)で表され得る。
【００３８】
【数３】
2008509621.tif 000005
３つの連続入力のデータビットb1、b2及びb3は、式(3)でコード生成行列Gに従って符号化される。cnを生成するコード生成行列の行数の要件（式(1)のQn-Q+1:Qn）によれば、入力シンボルc1はコード生成行列Gの最初の３行から生成された符号化ビットのマッピングシンボルである。
【００３９】
図５は、３つの送信アンテナで使用される3b/s/Hz及び128の状態での空間チャネルコーディング構成を示しており、１つの受信アンテナが式(3)に従って構成されている。基本的な原理は図４の原理と同じであり、３つの入力ビットが１回のデコーディングで処理可能であり、９個の並列チャネルコーディング分岐が存在するという違いがある。９個の分岐のうち３つ毎により出力される符号化ビットが結合され、8PSKマッピングを作り、並列符号化ビットの３つのチャネルを得る。図５に示す空間チャネルデコーディング構成を利用することにより、相応して、送信機は３つのチャネルのインターリーブ、拡散、スクランブリング、パルス整形及びRF変調ユニットを有し、これにより、符号化信号の３つのパスを、対応の送信アンテナを介して送信されるRF信号に変換する。
【００４０】
受信側では、単一アンテナの受信機が同様に採用されているため、受信機の構成は完全に図３のものと同じである。しかし、受信信号は３つのチャネルからの信号を有する（すなわち、r=h1×c1+h2×c2+h3×c3+nである）ため、図３の受信機のチャネル推定ユニットは、３つのチャネルのチャネル特性h1、h2及びh3を推定する必要がある。空間チャネルデコーディング構成がソフト判定Viterbiデコーディングを実行すると、判定される信号は、３つの重み付け符号化信号の合計になる。すなわち、r’=h1×c1’+h2×c2’+h3×c3’である。所望のユーザデータは、r’と受信信号rとを比較することにより生成された判定メトリックを使用することを通じて取り出され、トレリス図で最適なパスを選択することができる。
【００４１】
前記の説明は、図４及び図５に関して、送信機500が２つ又は３つのアンテナを有し、受信機600が唯一の受信アンテナを有する場合にも当てはまる。更に、提案の方法は２つの場合に限定されず、更に多くの送信アンテナが存在する場合にも適用可能であり、受信機が複数の受信アンテナを有する場合にも適用可能である。
【００４２】
図６は、本発明の実施例に従って、複数の送信アンテナを備えた送信機の構成と、複数の受信アンテナを備えた受信機の構成とを示している。図３と比較して、図６では受信機700は複数の受信アンテナを有しており、それに従って、受信機は複数の受信処理分岐を有する。それぞれの受信処理分岐は、図３に示す単一受信アンテナの受信処理分岐と同じ構造を有しており、RFユニット208と、RRCフィルタリング及びオーバーサンプリングユニット206と、逆拡散及び検出ユニット204と、逆インターリーバ202と、チャネル推定ユニット220とを有する。各受信分岐により処理される受信信号は、デコーディングのために、各分岐のチャネル推定ユニットにより推定されたチャネル特性と共に、空間チャネルデコーディング構成710に送信される。単一受信アンテナの場合と異なり、ソフト判定Viterbiデコーディングを実行するときに、空間チャネルデコーディング構成710は、受信したマルチチャネル信号を重み付けて加算し、最適な受信信号を獲得し、チャネル推定から推定されたチャネル特性を使用することにより受信信号をデコードし、最終的に所望のユーザデータを取り出すことができる。信号の受信ダイバーシチ利得を改善し、信号のBERを低減するために、受信機が複数のアンテナ受信を使用可能であることが、ここでわかる。従って、受信機が複数の受信アンテナを有する場合、空間チャネルコーディングレートが増加可能であり、データ伝送レートが更に改善可能である。
【００４３】
図６を参照すると、本発明で提案される方法は、単一受信アンテナに適用可能であり、同様に複数の受信アンテナにも適用可能である。送信アンテナ数と受信アンテナ数の積が３より大きい場合に、最適なコード生成行列を見つける前記の判定基準は変わる点に留意すべきである。研究では、３つより多くのダイバーシチ分岐が存在する場合に、マルチパスフェージングチャネルの複数のチャネルがAWGNチャネルに変わることが示されている。従って、空間チャネルコードを符号化する判定基準は、例えば最小のユークリッド距離が最大化され得ることを確保するため、従来のTCMのものと同じになる。更に多くのアンテナが存在しても、TCMコーディングが空間チャネルコーディング構成として直接に選択され得る。従って、単一アンテナのみに適用可能にするために使用されるTCMが、以下では複数のアンテナにも適用可能になる。
【００４４】
図３−６に関する本発明の実施例の説明から、実際のシステムの空間チャネルコーディング構成は、データ伝送レートの要件と、送信アンテナ数及び受信アンテナ数の要件とに従って設計可能である。表１は、異なるアンテナ構成及び変調での空間チャネルコーディングについて、到達可能なデータレート、空間コーディングレート及びダイバーシチ階数（diversity  order）を記載している。表１でSCC-I及びSCC-IIとしてラベル付けされている構成は、それぞれ本発明の実施例の図４及び図５に示す構成である。空間コーディングレートは、空間次元でのコーディングレートである。例えば、４つの送信アンテナと２つの受信アンテナと16QAMマッピングとが使用される場合は、4Tx-2Rx  16QAMとして略される。システムにより必要なデータレートが4b/s/Hzであることを仮定すると、空間チャネルエンコーダによる１回のコーディングのデータビットは4ビットであり、各チャネルコーディング分岐により符号化された後に16ビットの符号化ビットが得られ、空間コーディングレートは1/4になる。次に、16のコーディングビットが16QAMマッピングを通じて処理された後に、空間チャネルコーディング構成は、４つの送信アンテナに対応する４つのシンボルを出力する。この場合、２つの受信アンテナが存在するため、ダイバーシチ階数は８である。表から、実際のシステムで、送信アンテナとデータ伝送レートと変調モードとの要件に従って合理的な空間チャネルコーディング構成が選択され得ることがわかる。これにより、UEが限られた受信機能で高速データ伝送を実現することが可能になる。
【００４５】
本発明で提案される空間チャネルコーディング方法に関して、チャネルコーディング及び空間コーディングが結合され、マルチチャネル並列伝送を実現する。従って、単一アンテナの送受信構成及び既存のBLAST技術に比較して、より良いシステム性能が実現可能になる。これはシミュレーションテストで立証される。
【００４６】
【表１】
2008509621.tif 000006
表２は、８の異なる送受信アンテナでの異なる構成のシミュレーションパラメータを示している。８個の構成は、SISO（Signal  Input  Single  Output）構成、SCC構成並びに（nBLAST）チャネルコーディングをそれぞれ有するBLAST構成及び有さないBLAST構成として、４つのグループに分類される。各グループは、QPSK変調を示すI及び8PSK変調を示すIIとして示す２つの特定の構成を有する。表２では、SISO-I及びSISO-IIはインターリーブを実行せず、それぞれ(2,1,9)及び(3.1,9)として２つのコーディングモードを採用し、それぞれ1/2及び1/3としてのコーディングレートでチャネルコーディングを実行する。２つのエンコーダは共に256の状態を有する。表２に記載のSCC-I及びSCC-IIは、送信機がそれぞれ２つ又は３つの送信アンテナを使用し、受信機が単一受信アンテナを使用するときの本発明の２つの実施例のパラメータである。BLASTのグループに関して、BLAST-I及びBLAST-IIの構成はSISO-I及びSISO-IIの構成と同じである。
【００４７】
前記の８個の構成でのシミュレーションテストは、伝搬チャネルが準静的フラットフェージングチャネルであり、データ伝送中に各フレームのビット数が130であるという仮定に基づいており、シミュレーションテストの他のパラメータは3GPP  UMTS  FDD標準に従って設定されている。
【００４８】
前記の８個の構成は、SNRの変化に対するFERの性能をテストするシミュレーションテストに選ばれている。シミュレーション結果が図７及び図８に示されている。
【００４９】
【表２】
2008509621.tif 000007
図７は、SISO-I、SCC-I、BLAST-I及びnBLAST-Iとしての４つの構成に対応するSNRの変化で、受信信号のFERの曲線を示している。図８は、SISO-II、SCC-II、BLAST-II及びnBLAST-IIとしての４つの構成に関するSNRの変化で、受信信号のFERの曲線を示している。図７及び図８では、水平座標は受信信号のSNRを示しており、垂直座標は関連のFERを示している。図７を参照すると、同じFER（例えばFER=10-1）で、４つのシステム方式を比較すると、SCC-Iを採用するシステムで耐え得る受信信号のSNRが最小にあり、SISO-Iより4dB小さく、BLAST-Iより3dB小さい。同様に、図８を参照すると、同じFER（例えばFER=10-1）で、SCCIIを採用するシステムで耐え得る受信信号のSNRが最小になり、SISO-IIより1dB小さく、BLAST-IIより3dB小さい。従って、SCCが好適なシステム性能を実現することができると決定し得る。
【００５０】
シミュレーションテストでは、システムデータ伝送レートもテストされており、これは、b/s/Hzとしての単位でシステムスペクトル効率を示す。テスト結果は表２の最後の行に記載されている。図２のデータ伝送レートから、空間チャネルコーディング方式のデータ伝送レートは、単一アンテナ構成のものよりかなり高いことがわかる。図７及び図８から、BLASTアーキテクチャが最も悪いFERを有しており、複数の受信アンテナを使用しなければならないが、最高のデータ伝送レートを提供することが明らかになる。従って、BLASTと比較して、SCCがダウンリンク高速データサービスを提供するのに適している。
【００５１】
本発明の有利な結果
添付図面と共に本発明の実施例の前記の詳細な説明に基づいて、全体方式としてチャネルコーディングと空間コーディングとを統合した空間チャネルコーディング方法が、受信機の受信アンテナ数が限られている場合又は１になる場合に、マルチチャネル並列伝送を実施し得ることがわかる。これにより、システムのデータ伝送レートを増加させ、特にダウンリンクでHPDSを提供するのに非常に適する。
【００５２】
更に、提案の空間チャネルコーディングは、既存のSTTCに比べて、更に多くの送信アンテナ及び更に多くのチャネルコーディング状態（例えば128の状態）を有することができ、更にダイバーシチ利得及びコーディング利得を改善することができる。一方で、提案の空間チャネルコードを設計する際に、空間チャネルコードは、通信レートと、通信品質と、変調モードと、送信機により採用される送信アンテナ数とに従って柔軟に決定可能であり、従って非常に容易且つ柔軟に適用可能である。
【００５３】
更に、本発明はまた、送信アンテナ数と受信アンテナ数との積が３より大きいときに、空間チャネルコード生成行列の判定基準が最小のユークリッド距離を最大化することであることを提供する。このことは、TCMコーディングに適しており、従って、将来的にシステムを拡張する実現可能な方法を提供する。
【００５４】
本発明の実施例に関して本発明を説明したが、本発明はここに記載及び図示の特定の実施例に限定されないことが、当業者にわかる。本発明の要旨及び範囲を逸脱することなく、様々な変更、変形及び等価な構成が本発明を実施するために使用され得る。従って、本発明は特許請求の範囲のみによって限定されることを意図する。
【図面の簡単な説明】
【００５５】
【図１】単一アンテナでの3GPP  UMTS  FDDシステムの送信機及び受信機を示すブロック図
【図２】BLAST技術を採用した3GPP  UMTS  FDDシステムの送信機及び受信機を示すブロック図
【図３】本発明の好ましい実施例で提案される空間チャネルコーディング及びデコーディング方法を採用した複数の送信アンテナを備える送信機及び唯一の受信アンテナを有する受信機を示すブロック図
【図４】本発明の好ましい実施例に従って提案される２つの送信アンテナを備える送信機で使用される空間チャネルコーディングの構成
【図５】本発明の好ましい実施例に従って提案される３つの送信アンテナを備える送信機で使用される空間チャネルコーディングの構成
【図６】本発明の好ましい実施例に従って提案される空間チャネルコーディング及びデコーディング方法を採用した複数のアンテナを備え得る送信機及び複数のアンテナを備え得る受信機を示すブロック図
【図７】チャネルコーディングで単一アンテナの構成を採用し、２つの送信アンテナを備えた提案の空間チャネルコーディング構成を採用し、QPSK（Quadrature  Phase  Shift  Keying）変調に関して２つのBLAST構成を採用したシステムのFER（Frame  Error  Rate）性能のテスト曲線
【図８】チャネルコーディングで単一アンテナの構成を採用し、２つの送信アンテナを備えた提案の空間チャネルコーディング構成を採用し、8PSK変調に関して２つのBLAST構成を採用したシステムのFER（Frame  Error  Rate）性能のテスト曲線
【図１】
2008509621.tif 000008
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【国際調査報告】
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