(57)【要約】  同相成分及び直交成分を生成するための入力信号経路（１０１）、回路（１１３）及び同相成分と直交成分との間の振幅の不平衡を周期的に推定し、且つ振幅の相対的な調整を行って検出された不平衡を補償する推定器（２０４）を備える無線受信機であって、推定器（２０４）が、(i)同相成分I(t)のサンプルIiと直交成分Q(t)の対応するサンプルQiとをブロックに分割し、(ii)各ブロックに対してサンプルIiの自乗和に対応するブロック冪乗値Inを計算し、(iii)ブロック冪乗値In及びQnから振幅不平衡値An=(Qn/In)1/2を計算し、且つ(iv)一組のブロック振幅不平衡値に対して平均値を計算するように動作可能である無線受信機。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直接変換手順による周波数変調後のＲＦ信号を受信及び復調するための無線受信機であって、ＲＦ入力受信信号を供給するための入力信号経路と、前記受信信号の同相成分と直交成分とを生成するための回路と、前記同相成分と前記直交成分との間の振幅における不平衡を周期的に推定し、且つ振幅の相対的な調整を行って前記検出された不平衡を補償する推定器とを含み、前記推定器は
(i) 前記同相成分I(t)のサンプルIiと前記直交成分Q(t)の対応するサンプルQiとをブロックに分割し、
(ii) 各ブロックに対して、前記サンプルIiの自乗和に対応するブロック冪乗値Inと前記サンプルQiの自乗和に対応するブロック冪乗値Qnとを計算し、
(iii) ブロック冪乗値In及びQnからブロック振幅不平衡値An=Qn/Inを計算し、
(iv) 一組の前記ブロック振幅不平衡値に対して平均値を計算する、
ように動作可能である受信機。
【請求項２】
前記推定器によって平均値が計算された一組の前記ブロック振幅不平衡値が、大きな組のブロック振幅不平衡値から選択された一部である、請求項１に記載の受信機。
【請求項３】
前記推定器は少なくとも一つの他の一部のブロック振幅不平衡値を破棄するように動作可能な、請求項２に記載の受信機。
【請求項４】
前記推定器はブロック振幅不平衡値をその大きさにより並び替え、且つ(i) 第一閾値を越える大きさの第一の部分のブロック振幅不平衡値と、(ii) 第二閾値に達しない大きさの第二の部分のブロック振幅不平衡値とを破棄するように動作可能であり、前記第一及び第二閾値の各々は所定数のブロック振幅不平衡値を有する一部分に対応している、請求項３に記載の受信機。
【請求項５】
前記推定器は、前記並び替えられた集合から、前記第一の部分の値より小さく且つ前記第二の部分の値よりも大きいブロック振幅不平衡値を有する第三の部分のブロック振幅不平衡値を選択するように更に動作可能である、請求項４に記載の受信機。
【請求項６】
前記推定器は前記ブロック振幅不平衡値の相乗平均を計算するように動作可能である、請求項１に記載の受信機。
【請求項７】
前記受信機は所定の形式の受信信号を選択して前記同相成分と直交成分との間の電流の振幅不平衡を推定するように動作可能である、請求項１に記載の受信機。
【請求項８】
前記推定器は前記受信信号の少なくとも一つの検出された特性に従ってサンプルのブロックに対する大きさを選択するように動作可能である、請求項１に記載の受信機。
【請求項９】
推定器は、前記受信信号の前記信号対ノイズ比又は前記受信信号強度が、a) 所与の閾値の上又は下及びb) 所与の閾値以上、の少なくとも一つであると検出されるか否かに従ってサンプルのブロックに対する大きさを選択し、且つ前記信号対ノイズ比又は信号強度が所与の閾値を下回るか否かに従って、サンプルのブロックの上から二番目の大きさを選択するように動作可能である、請求項８に記載の受信機。
【請求項１０】
前記同相成分と直交成分との間の位相の不平衡を周期的に検出して、検出された不平衡を補償するように相対位相を調整する手段を含む、請求項１に記載の受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は無線通信で利用するための受信機並びにこの受信機を利用する方法及び端末に関する。特に、本発明は周波数変調（ＦＭ）ＲＦ（無線周波数）信号を、変調信号の解像度並びに同相（Ｉ）成分及び直交（Ｑ）成分の利用によって復調することができる、直接変換受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
受信信号のＩおよびＱ成分を検出するための直接変換方式を利用して構築される従来のＦＭ無線には根本的な問題が存在する。後に説明するが、このような受信機にはＩ及びＱ成分間の相対位相及び振幅に誤差が発生し得る。この誤差は時には「直交不平衡」と呼ばれ、その結果、出力音声信号の歪みを引き起こす。特に受信信号がレイリー減衰（Rayleigh fading: 本明細書では「減衰」と呼ぶ）の対象であり、且つ／又は信号対ノイズ比が低いような条件であるときに、歪みを利用者は許容できないであろう。従来技術によって直交不平衡問題に対する申し分のない解決策は提供されない。
【０００３】
本発明は特に直交不平衡の振幅不平衡成分に関する。
米国特許第５７０５９４９号明細書により、Ｉ及びＱ成分間の振幅又は利得誤差を取り除く手順が提案された。この手順には複雑な処理能力が要求され、減衰環境において申し分ないとはいえない。
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【０００４】
本発明の第一態様に従って、添付した特許請求の範囲の請求項１に従う無線受信機が提供される。
本発明の第二態様に従って、添付した特許請求の範囲の請求項１２に従う無線通信方法が提供される。
【０００５】
本発明の第三態様に従って、添付した特許請求の範囲の請求項１３に従う無線通信端末が提供される。
本発明の実施形態は、添付した図面を参照しながら例示するという方法によって記載される。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００６】
図１は公知のＲＦ直接変換ＦＭ受信機１００を示しており、本発明により扱われる問題を説明している。入力ＦＭ信号x(t)は、入力経路１０１を介して供給され、分岐１０３，１０５を介して各々ミキサ１０７，１０９に供給される。局部発振器１１１は入力信号x(t)の搬送波周波数と同じ周波数の基準信号を生成する。基準信号の第一成分は直接ミキサ１０７に提供されて、入力信号x(t)に乗算される。基準信号の第二成分は位相シフタ１１３に提供され、位相シフタ１１３からの位相シフト後の出力がミキサ１０９に提供されて、入力信号x(t)に乗算される。ミキサ１０７及び１０９と組み合わされた位相シフタ１１３はミキサ１０７及び１０９に提供される基準信号の成分間に利得１で９０度の位相シフトを与えることが意図されているが、実際には位相シフトは９０度からわずかにずれ、利得は１からわずかにずれて与えられる。ミキサ１０７からの出力信号は低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１１５を通過して出力同相成分信号I(t)を生成し、且つミキサ１０９からの出力信号は低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１１７を通過して出力直交成分信号Q(t)を生成する。ミキサ１０９の出力に与えられる振幅の不平衡は不平衡ゲインＡとしてブロック１１９で示される。
【０００７】
図１に示される構成を数学的に解析すると以下の通りになる。
入力信号は、
x(t)=cos(wt+φ(t)+γ)
と表される。但し、ωは入力ＲＦ信号x(t)のＲＦ搬送波周波数であり、γは発信機の任意の位相、及びφ(t)は検出すべきx(t)の周波数変調である。
【０００８】
加えて、I(t)及びQ(t)がx(t)の同相及び直交成分であるとき、x(t)=I(t)+j*Q(t)である。
【０００９】
【数１】
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但し、Aは振幅不平衡を表し、aはI(t)及びQ(t)の位相角間の位相不平衡を表す。
【００１０】
記載される本発明の実施形態に従って、成分I(t)及びQ(t)は振幅不平衡Aを消去するような調整を推定及び適用するような方法で処理される。例えば、出願者が同時係属している英国特許出願第０４１１８８８．１号明細書に記載されているように、位相不平衡もまた推定され且つ消去される。調整された成分の結果は組み合わされて変調信号φ(t)を構成し、音声信号出力を提供する。
【００１１】
図２は、直接変換ＦＭ受信機で利用するための、本発明を実施するブロック概略図的な回路２００である。図１の構成要素と同じ参照番号の構成要素はそのような構成要素と同じ機能を有しており、これ以上記載されない。
【００１２】
低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１１５を通過した出力信号I(t)は接続２０１にサンプリングされ、且つ低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１１７を通過した出力信号Q(t)は接続２０３にサンプリングされる。接続２０１及び２０３によって取得されたサンプル信号各々はプロセッサ２０４への各入力として提供され、プロセッサ２０４によって、後に詳細に記載される振幅不平衡アルゴリズムが作用される。プロセッサ２０４からの出力信号は、1/Aの値を示す振幅不平衡を補正する信号である。この補正信号は接続２０２を介して振幅補正器２０５に提供され、振幅補正器２０５はQ(t)の振幅をファクタ1/Aだけ補正して検出された振幅不平衡Aを消去する。
【００１３】
I(t)及びQ(t)のサンプルを利用する位相調整処理回路（図示せず）により、I(t)及びQ(t)間の位相不平衡が、例えば出願者が同時係属している英国特許出願第０４１１８８８．１号明細書に記載されているように推定され、且つこの推定された位相不平衡の値と同じ又は反対の値に対応する位相シフト制御信号を生成する。この方法で推定される位相調整信号は位相シフタ２０７によって提供される。直交成分Q(t)に対応する信号は接続２２６を介して低域通過フィルタに提供され、位相シフタ２０７に提供される。位相シフタ２０７は、位相角調整を適用して検出された位相不平衡角αを補償する。Q(t)の位相が調整された値に対応する位相シフタ２００からの出力はプロセッサ２０９に提供される。同相成分I(t)に対応する信号もまた接続２２４を介してプロセッサ２０９に入力として提供される。プロセッサ２０９は各々の入力から商Q(t)/I(t)の値を計算して、結果を表す信号をプロセッサ２２１に供給する。プロセッサ２１１は、プロセッサ２０９からの入力信号によって表される商パラメータの逆正接(arctg)の値を計算する。プロセッサ２１１からの出力信号２１１は更にプロセッサ２１３に提供されて、プロセッサ２１３ではプロセッサ２１３への入力信号の時刻tに関する微分が計算される。最後にプロセッサ２１３からの出力信号が音声出力２１５へ提供される。音声出力２１５には音声スピーカのような、トランデューサ（図示せず）が含まれ、トランデューサではプロセッサ２１３からの電気信号出力が、例えば音声情報のような、音声信号に変換される。
【００１４】
プロセッサ２０４によって処理される振幅不平衡アルゴリズムは以下の通りである。成分I(t)及びQ(t)のサンプルが毎秒２万サンプルの頻度で取られる。従って、各サンプルの時間長は１／２万＝５０μ秒である。サンプルは５００ミリ秒のサンプリング間隔の間とられる。従って、サンプルの総数は５００ミリ秒／５０μ秒＝１００００サンプルである。サンプルはブロックに分割される。ブロックの大きさは、例えば受信信号強度又はＳ／Ｎ（信号対ノイズ比）など、作動条件に従って選択される。例えば、受信信号強度又は受信Ｓ／Ｎが閾値以上である場合、ブロックの大きさは第一値に設定され、受信信号強度又は受信Ｓ／Ｎが閾値よりも小さい場合、ブロックの大きさは、より大きな第二値に設定される。例えば、Ｓ／Ｎが１５ｄＢの閾値以上である場合、各ブロックは１５サンプルとする。従って、サンプリング間隔には１００００／１５＝６６６ブロックが存在する。Ｓ／Ｎが１５ｄＢの閾値未満である場合、各ブロックは１００サンプルとする。従って、１００００／１００＝１００ブロックが存在する。アルゴリズムは減衰環境において小さなブロックの大きさを利用してより好適に実行される。
【００１５】
各ブロックのサンプルに対して、Iの冪乗の値(In=Σi∈{ブロックn}Ii2)と、Qの冪乗の値(Qn=Σi∈{ブロックn}Qi2)とが計算される。
各ブロックに対して、振幅不平衡値がIの冪乗とQの冪乗とから次の計算、An=(Qn/In)1/2を利用して計算される。従って、ブロック値AnはQの冪乗の値をIの冪乗で除算した値の平方根である。
【００１６】
例えば１０００ブロックの所与の一組のブロックにおけるブロック各々に対して、振幅不平衡値は最小のものから最大のものまで順番に並び替えられる。
並び替えられた組における上位４５％の一部のブロック振幅不平衡値と、並び替えられた組における下位４５％の一部のブロック振幅不平衡値とが破棄されて、破棄された一部の間の、一部の１０％のブロック振幅不平衡値のみが残る。従って、例えば、一組が１０００個のブロックである場合、４５０個の上位及び４５０個の下位のブロック振幅不平衡値が破棄され、１００個のブロック振幅不平衡値が残されて、これらは更に処理される。
【００１７】
Kが、例えば、上記例で推定された一組のブロック１０パーセントである残りの一部のブロック数であるとき、残ったK個の不平衡結果から相乗平均値が以下の計算を利用して得られる。
【００１８】
【数２】
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但し、Acorrは補正されるべき振幅不平衡である。従って、Acorrは、互いに乗算された、AについてK個のサンプル結果の積のK乗根である。
【００１９】
1/Acorrに対応する信号はプロセッサ２０４によって提供されて、振幅補正器２０５に提供される。信号が受信されている期間中、受信ＦＭ変調信号上でアルゴリズムは連続的に且つ適応的に実行される。
【００２０】
任意の受信音声信号に加えて関連する副音声信号を受信機２００が受信したときに、プロセッサ２０４は動作する。しかし、必要に応じて、特定の入力信号を受信機２００が受信したときのみ、アルゴリズムを選択的に処理してもよい。例えば、受信機はＲＦ送信機が受信する公知のアナログＦＭ信号で動作してもよい。これは、例えば工業標準ＴＩＡ６０３に従う標準ＦＭ変調信号である。
【００２１】
上記したようにプロセッサ２０４によって処理されるサンプルのブロックへの分割は、減衰環境において受信する信号の処理にとって利益がある。ブロックへの分割が成されない場合、減衰が原因で補正されない結果を破棄する可能性は無い。減衰環境において、信号の包落線において高速変化が存在する。信号が非常に減衰しているとき、（これが適用されるときに処理される、ブロックに対する）商Q/Iに対する結果は、非常に大きい（Iが０に近い）か又は、非常に小さい（Qが非常に小さい）かであり得る。ブロックに分割し、並び替え、且つ大小の結果を破棄することにより、減衰による不正確な結果を振幅不平衡推定に含めないようにすることが可能になる。実際に、無線端末は常に減衰環境で動作する傾向にある。
【００２２】
ブロックの大きさもまた重要である。急速に減衰する場合、ブロックの大きさを小さくすることが最適であり、Ｓ／Ｎ比が小さい場合、ブロックの大きさを大きくすることが最適である。受信機２００によって、受信信号電力は公知のＲＳＳＩ（受信信号強度表示装置）を利用して常に測定される。結果は推定器２０４に提供され、推定器２０４は提供された結果を利用して自動的にブロックの大きさを調整するように動作する。高受信電力に対してＳ／Ｎ比も高くなるように、受信信号電力と受信Ｓ／Ｎ比との間に関係があることが仮定される。受信電力の閾値は、受信電力値が閾値以上のときに小さなブロックの大きさが利用されるべきであるか又は受信電力値が閾値未満のときに大きなブロックの大きさが利用されるべきであるかを判定するために利用される。
【００２３】
例えば上記の例のように１０％の結果のみの選択された一部のブロック振幅不平衡結果を利用することにより、プロセッサ２０４により処理されるアルゴリズムの複雑さをかなり低減するという利点もまた生じ、従って、処理に必要な信号の量が低減される。これにより、受信機２００が組み込まれる端末の電池の消費電力が低減される。
【００２４】
相加平均を取るよりも相乗平均を取るほうが有効であることが分かっている。なぜなら、相加平均は結果にバイアスを加えることが分かっており、振幅不平衡推定を不正確にするからである。このことについての説明は以下のとおりである。
【００２５】
例えば、ブロック１に対してQ1=3及びI1=2、且つブロック２に対してQ1=2及びI1=3且つAは１であるとする。A1=3/2且つA2=2/3である。Aに対して相加平均を利用すると、0.5(3/2+2/3)=1.0833となり、間違った結果になる。しかし、Aに対して相乗平均を利用するとsqrt((3/2)*(2/3))=1（「sqrt」は平方根である）となり、正しい結果になる。
【００２６】
様々なプロセッサが図２に示される。当業者には明らかなように、これらのプロセッサは示されるように個別のプロセッサでも、例えばコンピュータ・ソフトウェアがプルグラムされたデジタル信号プロセッサのように、二つ以上のプロセッサの機能が一つのプロセッサに組み込まれたものでもよい。
【００２７】
（結果）
プロセッサ２０４によって作用するアルゴリズムがシミュレーション及び実際のアナログＦＭ受信信号で試験された。実際の信号は図２を参照して記載されたように動作する直接変換受信機を利用して記録された。振幅不平衡(AmpIM)を%表示で測定した。Amp IM[%]=100eであり、eは以下で与えられる。
Q(t)=Asin(φ(t)+γ+a)=(1+e)sin(φ(t)+γ+a)
アルゴリズムを適用時の誤差に対する目標性能は最大でAmp IM=0.5%である。
【００２８】
450MHzでの減衰環境における様々な記録された実際の６０dbmの信号に対して、Amp IMの誤差が測定され、結果は0.08%から最大0.45%の範囲に分布し、平均誤差は0.2%であった。同様にして、Amp IMの誤差は15dBから35dBの範囲の信号対ノイズ比(SNR)の様々なシミュレーション信号に対して推定され、誤差の範囲は0.08%(35dBのSNR)から0.2%(15dBのSNR)であった。
【００２９】
対照として、公知の計算A=(ΣQ2/ΣI2)1/2を利用した振幅不平衡誤差を推定した。減衰信号環境では、公知の手順を利用して4%のAmp IMの平均誤差値を得た。
本発明が無線受信機で利用される場合、無線機のメモリが製造後に初期不平衡値対ＲＦ周波数の表を保存するように書き込まれる。無線機の動作中に、不平衡値（振幅及び位相）は時間変化する。従って、更新された不平衡値は上記実施形態のように利用中に収集され、音声出力信号の適切な品質を維持するための適切な補償を提供するために利用される。更新された不平衡情報はまた、無線機のメモリにも保存されて、元の保存された情報から置換される。
【００３０】
（まとめ）
まとめとして、直接変換受信機において振幅不平衡を補償するのに適する方法の改良が、この方法を利用して動作する受信機と共に提供された。
【００３１】
方法は、受信信号がノイズ及び／又は減衰にさらされる条件において必要な不平衡補償を推定するための重要な改良を与える。
初期振幅不平衡値対ＲＦ周波数の参照表が例えば受信機が利用される移動局のメモリなど、受信機に関連したメモリに書き込まれる。このことは、例えば、移動局の動作プログラムとデータとを保存する、いわゆるコードプラグである。
【００３２】
受信機の利用中に、周波数の関数としての振幅不平衡は緩やかに時間変化する。プロセッサ２０４によって収集された情報はメモリに保存された情報を更新するために利用される。
【００３３】
本発明により、直接変換モードのＦＭアナログ信号で動作する受信機を有する無線端末の音声性能が改善される。
尚、国際出願の英文明細書中にＪＩＳコードで表記できない箇所があったため、この翻訳文では代替表記を使用した。具体的には、Σi∈{ブロックn}は、
【００３４】
【数３】
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のように表現した。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】公知の直接変換ＲＦ受信機の概略的なブロック回路図。
【図２】本発明を実施する直接変換ＲＦ受信機の概略的なブロック回路図。
【図１】
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【図２】
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【国際調査報告】
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