(57)【要約】  ３つの位相ロックループ（ＰＬＬ）を利用する直接変換超広帯域トランシーバである。ＰＬＬは好ましくは、３つのＰＬＬのうちの１つのＰＬＬの出力を選択することにより決定される選択周波数を用い、異なる周波数において連続的に動作する固定周波数ＰＬＬである。３つのＰＬＬの使用は、３つのバンドおよびサブバンドに亘って周波数ホッピングを用いる通信システムでの用途に適する。
2008519535.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
超広帯域通信において使用するトランシーバにおいて、
各々異なる周波数で信号を生成する、複数の位相ロックループ（ＰＬＬ）と、
無線周波信号と、複数のＰＬＬのうちの対応するＰＬＬから生成される信号とをミキシングし、該無線周波信号をベースバンドにダウンコンバートするように構成される複数のミキサーと、
選択信号に応答して、ある時間において単一のＰＬＬからの信号のみがミキサーに出力されるように、前記ＰＬＬからの信号をゲートするゲート回路と、
を有してなるトランシーバ。
【請求項２】
前記ＰＬＬが、固定周波数ＰＬＬである請求項１に記載のトランシーバ。
【請求項３】
前記ＰＬＬが、固定係数ＰＬＬである請求項１に記載のトランシーバ。
【請求項４】
前記複数のミキサーからの信号を受信して加算するように構成されたアナログ加算器をさらに有する請求項１に記載のトランシーバ。
【請求項５】
伝送すべきベースバンド信号および前記ＰＬＬの１つから生成されたミキシング信号を受信するさらなるミキサーをさらに有する請求項１に記載のトランシーバ。
【請求項６】
付加的なゲート回路およびさらなるアナログ加算器をさらに有してなり、前記付加的なゲート回路は、単一のＰＬＬからの信号のみが該付加的なゲート回路を通過するように選択信号に応答して該ＰＬＬから生成された信号をゲートし、また該さらなるアナログ加算器は、前記ゲート回路からの信号を受信し、該信号を加算しかつミキシング信号として該さらなるミキサーに対し加算した信号を提供するように構成される請求項５に記載のトランシーバ。
【請求項７】
前記無線周波信号を受信し、前記複数のミキサーに対し増幅された該無線周波信号を印加する低雑音増幅器をさらに有してなる請求項１に記載のトランシーバ。
【請求項８】
前記低雑音増幅器が、前記複数の増幅された無線周波信号を生成するように構成されており、該複数の増幅された無線周波信号の各々が前記複数のミキサーのうちの対応するミキサーに対して印加され、前記低雑音増幅器が、各々対応する共振タンクに結合されて選択信号により選択的に起動される複数の増幅器を有する請求項７に記載のトランシーバ。
【請求項９】
前記アナログ加算器からの加算された信号をろ過するフィルタをさらに有してなる請求項４に記載のトランシーバ。
【請求項１０】
周波数ホッピングにて３つの周波数サブバンド上でデータを通信する超広帯域通信システムで使用するトランシーバにおいて、
各々異なる周波数でミキシング信号を生成する３つの位相ロックループ（ＰＬＬ）と、
増幅されたＲＦ信号および３つのＰＬＬのうちの対応するＰＬＬからのミキシング信号を各々受信する３つの直接ダウンコンバートミキサーと、
前記３つのミキサーのうちの単一のミキサーのみが、選択されたときに、前記ＰＬＬからのミキシング信号を受信するように、サブバンド選択信号に応答して該ＰＬＬからのミキシング信号をゲートする手段と、
を有してなるトランシーバ。
【請求項１１】
前記ＰＬＬからのミキシング信号に基づいて、ベースバンド信号をＲＦ信号にアップコンバートするさらなるミキサーと、
前記さらなるミキサーが選択されたときに前記ＰＬＬからの単一のミキシング信号のみを受信するように、サブバンド信号に応答して該ＰＬＬからのミキシング信号をゲートする手段と、
をさらに有してなる請求項１０に記載のトランシーバ。
【請求項１２】
超広帯域通信システムで使用するトランシーバにおいて、
ＲＦ信号を受信し、増幅されたＲＦ信号を生成する低雑音増幅器と、
各々増幅されたＲＦ信号を表す信号を受信し、かつ超広帯域通信システムで使用されるサブバンドのうちの１つにおける信号を直接ダウンコンバートするためのミキシング信号を受信するように構成され、前記超広帯域通信システムで使用される各サブバンドに１つずつの複数のミキサーと、
各々前記超広帯域通信システムで使用されるサブバンドのうちの１つにおける信号を直接ダウンコンバートするためのミキシング信号を生成し、前記超広帯域通信システムで使用される各サブバンドに１つずつの複数の位相ロックループ（ＰＬＬ）と、
単一のミキサーのみが、増幅されたＲＦ信号を表す信号をダウンコンバートするように、サブバンド選択信号に応答してミキシング信号をゲートする手段と、
を有してなるトランシーバ。
【請求項１３】
前記ミキサーからの出力信号を加算する加算器をさらに有する請求項１２に記載のトランシーバ。
【請求項１４】
前記加算された出力信号をろ過するフィルタをさらに有する請求項１３に記載のトランシーバ。
【請求項１５】
前記ベースバンド信号を無線周波信号にアップコンバートするさらなるミキサーをさらに含んでなり、該ミキサーが前記ＰＬＬからミキシング信号を受信し、選択されたときに、単一のミキシング信号を受信する請求項１２に記載のトランシーバ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、概括的には広帯域トランシーバ、より特定的には複数（マルチ）位相ロックループ（ＰＬＬ）を用いた広帯域トランシーバに関する。
【背景技術】
【０００２】
超広帯域（ＵＷＢ）通信は、高いデータ転送速度への適用として提案されてきた。データは、例えば直接シーケンスまたは直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式を用いて伝送することができ、４８０Ｍｂ／秒もの高いデータ伝送に対応できる。
【０００３】
このような提案の１つにおいては、データを、５つのバンドグループに細分された、３，１６８ＧＨｚ〜１０，５６０ＧＨｚの周波数範囲で伝送することができる。しかしながら、この提案についての初期の研究努力は一般に、３，１６８ＧＨｚ〜４，７５２ＧＨｚまでの周波数範囲に亘る３つのサブバンドにおけるデータ伝送を提供するバンドグループのうちの第１のグループでの動作を意図していた。３つのサブバンドは、３，４３２ＧＨｚ、３，９６０ＧＨｚおよび４，４８８ＧＨｚを中心とし、各々５２８ＭＨｚのスペクトルを占有する。
【０００４】
これらのサブバンド上でのデータ伝送は、周期的にサブバンドからサブバンドへ切換わり、データ通信中に切換えを行う送信機および受信機を用いて実施可能である。送信機および受信機がサブバンドを切換えている間の過渡効果に対処するためにガードインターバルを用いることができる。しかしながら、サブバンド切換え時間は、例えば、９ナノセカンドの範囲といったように長くない可能性があり、送信機および受信機にとって割当てられた時間内にサブバンドを効果的に変更することは困難である。
【０００５】
サブバンド切換え時間が潜在的に短いことを考慮したとき、特に、広帯域ＰＬＬを迅速に適正なデータ転送速度にロックできない場合には、広帯域ＰＬＬの使用がむずかしい可能性がある。同様にして、単一のサイドバンドミキサーの使用によって、過度の高調波ひずみを含む信号を生成させ、さもなければ、信号のろ過、データ信号の増幅またはその両方のいずれかによって、過度の電力を散逸させることもできる。
【発明の開示】
【０００６】
本発明は、超広帯域トランシーバを提供する。一部の態様では、本発明は、各々対応するミキサーに対して信号を出力する複数の位相ロックループ（ＰＬＬ）を伴う受信機において、各々対応するミキサーもまたデータ信号を受信する受信機を提供する。一部の態様においては，本発明は，低雑音増幅器からのミキサー出力を受信するアナログ加算器を提供する。一部の態様では、バンド選択信号が、ＰＬＬからの信号を対応するミキサーと選択的に結合させ、一部の態様では、対応するミキサーは、受信した信号を増幅する低雑音増幅器からのバンド選択済み信号を受信する。一部の態様においては、本発明は、複数のＰＬＬを提供しその出力は加算されて、伝送すべき情報信号をアップコンバートするためのミキサーに送出され、一部の態様においてはバンド選択信号を用いて特定のＰＬＬ信号が選択される。
【０００７】
１つの態様においては、本発明は、超広帯域通信で使用するトランシーバにおいて、各々異なる周波数で信号を提供する、複数の位相ロックループ（ＰＬＬ）と、各々が無線周波信号と、複数のＰＬＬのうち対応するＰＬＬから生成された信号とをミキシングし、かくして無線周波信号をベースバンドにダウンコンバートするように構成される複数のミキサーと、選択信号に応答して、ある時点で単一のＰＬＬからの信号のみがミキサーに印加されるように該ＰＬＬにより提供される信号をゲートするゲート回路と、を含んでなるトランシーバを提供する。
【０００８】
もう１つの態様において、本発明は、周波数ホッピングにて３つの周波数サブバンド上でデータを通信する超広帯域通信システムで使用するトランシーバにおいて、各々異なる周波数でミキシング信号を生成する３つの位相ロックループ（ＰＬＬ）と、増幅されたＲＦ信号および３つのＰＬＬのうちの対応するＰＬＬからのミキシング信号を各々受信する３つの直接ダウンコンバートミキサーと、該３つのミキサーのうちの単一のミキサーのみが、選択されたときに、該ＰＬＬからのミキシング信号を受信するようにサブバンド選択信号に応答して該ＰＬＬからのミキシング信号をゲートする手段と、を含んでなるトランシーバを提供する。
【０００９】
もう１つの態様において、本発明は、超広帯域通信システムで使用するトランシーバであって、ＲＦ信号を受信し該超広帯域通信システムで使用するトランシーバにおいて、該ＲＦ信号を受信し増幅されたＲＦ信号を生成する低雑音増幅器と、各々増幅されたＲＦ信号を表す信号を受信し、超広帯域通信システムで使用されるサブバンドのうちの１つにおける信号を直接ダウンコンバートするためのミキシング信号を受信するように構成された、超広帯域通信システムで使用される各サブバンドに１つずつの複数のミキサーと、各々超広帯域通信システムで使用されるサブバンドのうちの１つにおける信号を直接ダウンコンバートするためのミキシング信号を生成し、超広帯域通信システムで使用される各サブバンドに１つずつの複数の位相ロックループ（ＰＬＬ）と、単一のミキサーのみが該増幅されたＲＦ信号を表す信号をダウンコンバートするようにサブバンド選択信号に応答してミキシング信号をゲートする手段と、を含んでなるトランシーバを提供する。
【００１０】
本発明のこれらのおよびその他の態様は、添付の図面とともに以下の説明を検討することで、より十分に理解できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
図１は、本発明の態様によるトランシーバアーキテクチャのブロック図である。アンテナ１１１が、低雑音増幅器（ＬＮＡ）１１３の入力に結合している。ＬＮＡはまた、利得切換え信号およびバンド選択信号を受信する。しかしながら多くの実施形態において、バンド選択信号がサブバンド選択信号として、そして一部の実施形態では周波数選択信号としてより適切に言及されているという点に留意すべきである。ＬＮＡは出力として３つの信号を生成し、その各々が３つのミキサー１１５ａ〜ｃのうちの対応する１つに結合している。これらミキサーに出力されたＬＮＡ出力信号はまた、例えばＬＮＡ出力信号のろ過を行うインダクタ１１７ａ〜ｃとして示される切換え型共振回路網（ｓｗｉｔｃｈｅｄ  ｒｅｓｏｎａｎｔ  ｎｅｔｗｏｒｋ）に結合される。
【００１２】
記載を明確にするため、例えば３つのミキサーのみを示して、具体的に述べる。しかしながら、多くの実施形態において、信号処理は、同相信号および直交信号の両方に対して実施される。従って、ミキサーは概括的にミキサーセットを表していることを認識すべきである。その上、多くの実施形態において、同相信号および直交信号処理を行うための回路もまた一般概念として用いられており、図１には具体的に例示されていないものの、多くの実施形態において差動信号処理が行われる。さらに、さまざまな実施形態において、付加的な受信および送信チェーンの一部分としての付加的なミキサーも用いられている。
【００１３】
ここで図１に戻ると、３つのミキサーに対して３つのミキシング信号が加えられており、各ミキサーが異なるミキシング信号を受信する。３つのＰＬＬ１１９ａ〜ｃは、３つのミキシング信号を提供（ｓｏｕｒｃｅ）し、各ＰＬＬは単一のミキシング信号を提供している。一部の実施形態では、３つのＰＬＬのうち最初のＰＬＬは、３，４３２ＧＨｚ近傍のミキシング信号を提供し、第２のＰＬＬは３，９６０ＧＨｚ近傍のミキシング信号を提供し、第３のＰＬＬは４，４８８ＧＨｚ近傍のミキシング信号を提供する。これらのＰＬＬは、ミキシング信号中の雑音を削減すべく、好ましくは固定係数（ｍｏｄｕｌｕｓ）ＰＬＬであり、多くの実施形態において、ＰＬＬは好ましくはリング発振器を利用する。当事者であれば理解できるように、ＰＬＬの各々には、固定周波数近傍の水晶または信号発生器（図示せず）により生成される固定周波数の基準信号が与えられ、この場合、固定周波数の倍数であるミキシング信号が出力信号として生成される。
【００１４】
ミキシング信号は、ゲート１２１ａ〜ｃによりゲートされ、ゲートの動作はバンド選択信号によって制御される。選択されたバンドに対するミキシング信号は、その対応するゲートを通過し、その対応するミキサーに到達することができ、一方でその他のミキシング信号はその対応するゲートによって遮断される。従って、選択されたバンドに対するミキシング信号は、その対応するミキサーに到達することができ、結果として、そのミキサーに対する入力信号をベースバンドへダウンコンバートする。
【００１５】
ミキサーの出力は、可変利得アナログ加算器１２３に印加される。可変利得アナログ加算器は、１つはダウンコンバートされた信号であるミキサー出力を加算し、該可変利得アナログ加算器の出力はフィルタ１２４によって受信される。例示されている通り、該フィルタは、４次サレンキー（Ｓａｌｌｅｎ−Ｋｅｙ：ＳＫ）フィルタである。このフィルタの出力は、プログラマブル利得段１２５により受信され、この段１２５の出力はさらに、例示されている通り１次ＲＣフィルタであるさらなるフィルタ１２６によってろ過される。受信チェーン信号のさらなる処理が、その後その他のコンポーネント（図示せず）により行われる場合がある。
【００１６】
送信チェーンについては、伝送のための信号が、同じく図１に例示されている４次ＳＫフィルタであるフィルタ１２７によって受信される。フィルタの出力がミキサー１２９により受信される。ミキサー１２９はまた、アナログ加算器１３１からミキシング信号を受信する。アナログ加算器は、３つの前述したＰＬＬからゲートされた信号を受信し、ここでＰＬＬの各々からの信号は対応するゲート１３３ａ〜ｃによりゲートされる。ゲート１３３ａ〜ｃの動作もまた、バンド選択信号により制御され、任意の時点でＰＬＬのうちの１つのＰＬＬの出力のみがその対応するゲートを通過できる。従って、ミキサーは、バンド選択信号により選択される通り、３，４３２ＧＨｚ、３，９６０ＧＨｚまたは４，４８８ＧＨｚ近傍の信号をミキシング信号として受信する。このミキサーの出力は、出力段１３５に送出され、該出力段は例えば、アンテナからの送信のために適宜信号を増幅する。
【００１７】
図２は、本発明の態様による低雑音増幅器を図解的に示す。図２のＬＮＡは、一部の実施形態において、図１のシステムのＬＮＡとして使用される。ＬＮＡは、切換え型カスコードドライバＭ３、Ｍ４およびＭ５を含む。切換え型カスコードドライバのゲートは各バンド選択信号に結合される。第１のバンドが選択された場合、カスコードドライバＭ５がオンにセットされ、第２のバンドが選択された場合にはドライバＭ４がオンにセットされ、第３のバンドが選択された場合にはカスコードドライバＭ３がオンにセットされる。
【００１８】
カスコードドライバの各々がそのドレインより出力を送出し、各ドレインもまた、インダクタとして、および一部の実施形態ではインダクタを含むものとして、概略的に例示されている共振タンク２１１ａ〜ｃに結合される。各共振タンクは好ましくは、そのそれぞれのバンドの共振周波数を中心とする共振周波数を有する。多くの実施形態において、タンクのＱは、多くの実施形態において３またはそれに近いものにセットされている状態で、バンド端近くでの垂下（ｄｒｏｏｐ）を低減するように選択され、一部の実施形態ではベースバンドフィルタ内のわずかなピークによりこの垂下が相殺される。
【００１９】
カスコードドライバのソースは、カスコード共通ゲート段に結合される。カスコード共通ゲート段は、ゲート結合型トランジスタＭ１およびＭ２を含む。Ｍ１およびＭ２のゲートは、電圧バイアス源に結合される。Ｍ１およびＭ２のドレインは、トランジスタＭ３、Ｍ４およびＭ５のソースに結合される。Ｍ１およびＭ２のソースはＲＦ入力に結合され、ソースインダクタンス１２３を経由して大地に結合される。好ましくはソースインダクタンスは２０ｎＨに近く、このノードのキャパシタンスと共に３．５ＧＨｚ近くで共振し、かくして３つのバンド全てに亘り比較的高いインピーダンスを示す。
【００２０】
Ｍ１のゲートは、Ｍ１をオフにセットできるような利得信号により制御されるスイッチ２１５ａ、ｂによって大地かＭ２のゲートのいずれかに切換え可能な形で結合される。Ｍ１をオフにすることで、ＬＮＡの利得は低減される。利得低減の大きさは、Ｍ１およびＭ２の幅／長さ（Ｗ／Ｌ）比を選択することにより選定され、Ｍ１のＷ／ＬはＭ２のＭ／Ｌのおおよそ８倍である。多くの実装において、１つの基板上における複数のトランジスタとして長さは共通であり、Ｗ／Ｌ比は単に幅を調整することで調整される。
【００２１】
しかしながらＭ１をオフにセットすることで、入力インピーダンスの増加が結果としてもたらされる可能性がある。従ってトランジスタＭ６が、ソースインダクタンスに対して並列に結合され、Ｍ１がオフに切替わったときにオンに切替わる。Ｍ６のオン抵抗はプロセスや温度と共に変動するが、一般的にはＳ１１パラメータの大きさを１０ｄＢより大きくなるようにする。
【００２２】
図３は、本発明の態様によるミキサーを図解的に示す図である。一部の実施形態においては、図３のミキサーは、図１のシステムのミキサーとして使用される。図３のミキサーは、好ましくは低雑音増幅器により増幅されたＲＦ信号を、ＰＬＬの場合のように、ローカル発振器（ＬＯ）により提供されるミキシング信号とミキシングする。
【００２３】
発振器は、そのゲートにおいて差動ＬＯ信号を受信する、差動対Ｍ２およびＭ３を含む。Ｍ２およびＭ３のソースは、駆動トランジスタＭ１のドレインに結合される。Ｍ１のゲートはダウンコンバートのためのＲＦ信号を受信し、大地に結合されたソースを有する。さまざまな実施形態において、付加的なバイアストランジスタを、駆動トランジスタＭ１と大地との間または差動対と駆動トランジスタとの間に介在させて、バイアス電流を提供することができる。
【００２４】
差動出力信号が取出される差動対のドレインは各々、選択可能な抵抗回路網３１１ａ，ｂによりＶｄｄに結合される。一例として、Ｍ２のドレインに対し結合された抵抗回路網を取り上げると、該抵抗回路網は、各抵抗間のノードがゲート３１３ａ〜ｇによりＭ２のドレインに切換え可能な形で結合されると共に、直列に結合された複数の抵抗を含む。図３に例示されているように、抵抗は抵抗器により提供されるが、さまざまな実施形態では、抵抗は、トランジスタを用いて提供されたり、その線形範囲内で動作するトランジスタによって提供される選択可能な抵抗を使用することによっても提供可能である。
【００２５】
さらに詳細に述べると、抵抗回路網の抵抗は、抵抗ラダーを形成し、該ラダーに沿ったタップはＭ２のドレインに切換え可能な形で結合される。例示されている通り、抵抗ラダーは、２進スケールのラダーであり、最初の抵抗３１５ａはＶｄｄに結合され、第１の抵抗の２倍の大きさの第２の抵抗３１５ｂが該第１の抵抗に結合され、第２の抵抗の２倍の大きさの第３の抵抗３１５ｃが該第２の抵抗に結合されて、以下同様である。例示された実施形態においては、このような７つの抵抗がこのように結合されており、ラダー内の各抵抗は、ラダー内の先行する抵抗の大きさの２倍の抵抗と各抵抗間のタップとを有する。抵抗ラダーは、高い線形性、実質的にｄＢが線形である利得ステップ、および実質的に固定の出力インピーダンスを提供する。
【００２６】
図４は、出力段の一部分、アンテナおよび低雑音増幅器の一部分を示す、本発明の態様を図解的に示す図である。アップコンバートされた差動信号が、該出力段の一部分に印加される。該アップコンバートされた差動信号は、トランジスタＭ１、Ｍ２およびＭ３からなるシングルエンドコンバータ４１１にＡＣ結合される。より具体的には、図４に示されているように、Ｍ２はＭ１とＭ３の間に結合され、Ｍ２のゲートにバイアス信号が印加される。また、Ｍ３のソースとＭ２のドレインとの間に結合されているのは、好ましくは特に４ＧＨｚを超えて帯域幅を改善する低いＱで共振するインダクタ４１３である。差動対は、Ｍ１とＭ３の各ゲートに結合され、シングルエンド出力がＭ２のドレインとインダクタとの間から取り出される。
【００２７】
シングルエンド出力は、アンテナ４１５に出力を転送するドライバトランジスタＭ４のゲートにＡＣ結合される。Ｍ４のゲートはまた、イネーブル信号がＨ（ｈｉｇｈ）の場合にＭ４が出力信号を転送できるようにするイネーブル回路にも結合されている。一部の実施形態においては、該イネーブル信号はまた、アンテナにも結合されている低雑音増幅器４１７をディセーブルするためにも使用される。
【００２８】
一実施形態においては、以上の記述に従った回路は、例えば１．５Ｖの電源が具備された０．９ｍｍ×０．８ｍｍのダイ上で０．１３μｍのＣＭＯＳ技術によって実装される。このような実施形態では、各々がほぼ３分の１の時間使用中である３つのバンド（または、より適切にはサブバンド）を用いて、サブバンド１および２（低い周波数のサブバンド）での雑音は約５．５ｄＢであり、サブバンド３での雑音は約８．４ｄＢである。表１は、本実施形態に関連するいくつかの態様を要約している。
【００２９】
【表１】
2008519535.tif 000003
【００３０】
さらに、図５は、４ＭＨｚのトーンがベースバンドに印加されたときの送信機出力の例を示す。
【００３１】
従って、本発明は、いくつかの態様において、超広帯域トランシーバを提供する。本発明をある実施形態に関して記述してきたが、本発明は本開示により裏づけられている特許請求の範囲とその非実質的変形形態を含み得るということを認識すべきである。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】本発明の態様によるトランシーバアーキテクチャのブロック図である。
【図２】本発明の態様による低雑音増幅器の図解的に示す図である。
【図３】本発明の態様によるミキサーを図解的に示す図である。
【図４】アンテナおよび低雑音増幅器の一部分を付加的に示す、本発明の態様による送信機出力段の図解的に示す図である。
【図５】送信機出力例を示す図である。
【図１】
2008519535.tif 000004
【図２】
2008519535.tif 000005
【図３】
2008519535.tif 000006
【図４】
2008519535.tif 000007
【図５】
2008519535.tif 000008