(57)【要約】  本発明は、変調シンボルを推定するための方法と、コンピュータプログラムと、コンピュータプログラム製品と、装置と、システムとに関する。送信信号を得るために送信変調シンボルのブロックが処理され、受信信号を得るために伝送チャネルで上記送信信号が送信され、受信変調シンボルのブロックを得るために上記受信信号が処理され、信号ピークがクリッピングレベルを上回った場合、上記送信信号と上記受信信号とのうちの少なくとも一方の信号の上記信号ピークがクリップされ、上記受信変調シンボルのブロックに含まれているノイズ部分が推定され、クリッピングによって影響を受けた変調シンボル成分が上記推定ノイズ部分に基づいて判定され、上記の判定したクリッピングによって影響を受けた変調シンボル成分を上記受信変調シンボルのブロックに加算して、リファインした受信変調シンボルのブロックが得られるようにし、上記リファインした受信変調シンボルのブロックから上記送信変調シンボルのブロックの上記送信変調シンボルが推定される。
2008516499.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
変調シンボル送信システムにおいて変調シンボルを推定する方法であって、前記システムでは、送信信号を得るために送信変調シンボルのブロックが処理され、前記システムでは、受信信号を得るために伝送チャネルで前記送信信号が送信され、前記システムでは、受信変調シンボルのブロックを得るために前記受信信号が処理され、前記システムでは、前記送信信号と前記受信信号のうちの少なくとも一方の信号の信号ピークがクリッピングレベルを上回った場合、前記信号ピークがクリップされ、前記方法は、
前記受信変調シンボルのブロックに含まれているノイズ部分を推定するステップと、
クリッピングによって影響を受けた変調シンボル成分を前記の推定ノイズ部分に基づいて判定するステップと、
前記の判定したクリッピングによって影響を受けた変調シンボル成分を前記受信変調シンボルのブロックに加算し、リファインした受信変調シンボルのブロックを得るステップと、
前記リファインした受信変調シンボルのブロックから前記送信変調シンボルのブロックの前記送信変調シンボルを推定するステップと、
を有する方法。
【請求項２】
前記送信信号を得るために前記送信変調シンボルのブロックを逆フーリエ変換し、前記受信変調シンボルのブロックを得るために前記受信信号をフーリエ変換する請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記送信信号を得るために前記送信変調シンボルのブロックを逆フーリエ変換し、前記受信変調シンボルのブロックを得るために前記受信信号をフーリエ変換し、その後、チャネル修正する請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記受信変調シンボルのブロックに含まれているノイズ部分を推定する前記ステップと、クリッピングによって影響を受けた変調シンボル成分を前記推定ノイズ部分に基づいて判定する前記ステップと、前記の判定したクリッピングによって影響を受けた変調シンボル成分を前記受信変調シンボルのブロックに加算し、リファインした受信変調シンボルのブロックを得る前記ステップと、を少なくとも２回反復し、各反復の後、前記リファインした受信変調シンボルのブロックは、次の反復の際前記受信変調シンボルのブロックとして機能し、さらに、前記少なくとも２回の反復の最後の反復時に得られる前記リファインした受信変調シンボルのブロックから前記送信変調シンボルのブロックの前記送信変調シンボルを推定する請求項１乃至３のいずれか一項に記載の方法。
【請求項５】
前記受信変調シンボルのブロックに含まれているノイズ部分を推定する前記ステップは、
前記受信変調シンボルのブロックから前記送信変調シンボルのブロックを推定するステップを含み、
前記推定した送信変調シンボルのブロックおよび前記受信変調シンボルのブロックに少なくとも基づいて前記ノイズ部分を推定する請求項１乃至４のいずれか一項に記載の方法。
【請求項６】
前記ノイズ部分の前記推定ステップは、前記伝送チャネルに関する情報にさらに基づく請求項５に記載の方法。
【請求項７】
クリッピングによって影響を受けた変調シンボル成分を前記推定ノイズ部分に基づいて判定する前記ステップは、
変換した推定ノイズ部分を得るために前記推定ノイズ部分を逆フーリエ変換するステップと、
前記変換した推定ノイズ部分内の少なくとも１つのクリッピングピークを探索するステップと、
前記少なくとも１つのクリッピングピークが発見された場合、前記少なくとも１つのクリッピングピークを逆フーリエ変換し、前記クリッピングによって影響を受けた変調シンボル成分を得るステップと、
を含む請求項１乃至６のいずれか一項に記載の方法。
【請求項８】
前記変換した推定ノイズ部分内の前記少なくとも１つのクリッピングピークは、前記クリッピングピークの前記値の電力と、前記変換した推定ノイズ部分内の、前記クリッピングピークの前記値を除くすべての値の平均電力との比率が所定のしきい値よりも大きいという条件を満たす請求項７に記載の方法。
【請求項９】
前記受信データシンボルのブロックに含まれている前記ノイズ部分は、前記信号ピークの前記クリッピングによって引き起こされるクリッピングノイズと、前記伝送チャネルでの前記送信中に前記送信信号に加算される伝送ノイズと、前記ノイズ部分の前記推定から生じる推定ノイズとの表現を含み、前記クリッピングノイズと、前記伝送ノイズと、前記推定ノイズとの確率分布に関連するパラメータを推定し、前記パラメータを、前記変換した推定ノイズ部分内の少なくとも１つのクリッピングピークの前記探索ステップの際に少なくとも部分的に考慮する請求項７乃至８のいずれか一項に記載の方法。
【請求項１０】
位相および／または振幅変調方式によって、少なくとも４つの送信データビットのグループを前記送信変調シンボルに対応させることにより、前記送信変調シンボルの各々を得る請求項１乃至９のいずれか一項に記載の方法。
【請求項１１】
請求項１乃至１０のうちのいずれか一項の方法ステップをプロセッサに実行させるよう動作可能な命令を含むコンピュータプログラム。
【請求項１２】
請求項１乃至１０のうちのいずれか一項の方法ステップをプロセッサに実行させるよう動作可能な命令を含むコンピュータプログラムを含むコンピュータプログラム製品。
【請求項１３】
変調シンボル送信システムにおいて変調シンボルを推定する装置であって、前記システムでは、送信信号を得るために送信変調シンボルのブロックが処理され、前記システムでは、受信信号を得るために伝送チャネルで前記送信信号が送信され、前記システムでは、受信変調シンボルのブロックを得るために前記受信信号が処理され、前記システムでは、前記送信信号と前記受信信号のうちの少なくとも一方の信号の信号ピークがクリッピングレベルを上回った場合、前記信号ピークがクリップされ、前記装置は、
前記受信変調シンボルのブロックに含まれているノイズ部分を推定するように構成した手段と、
クリッピングによって影響を受けた変調シンボル成分を前記推定ノイズ部分に基づいて判定するように構成した手段と、
前記の判定したクリッピングによって影響を受けた変調シンボル成分を前記受信変調シンボルのブロックに加算し、リファインした受信変調シンボルのブロックを得るように構成した手段と、
前記リファインした受信変調シンボルのブロックから前記送信変調シンボルのブロックの前記送信変調シンボルを推定するように構成した手段と、
を備える装置。
【請求項１４】
前記装置は、無線通信システムの端末装置または前記端末装置の一部とする請求項１３に記載の装置。
【請求項１５】
前記装置は、無線通信システムのネットワーク要素または前記ネットワーク要素の一部とする請求項１３に記載の装置。
【請求項１６】
送信機および受信機を備えた変調シンボル送信のためのシステムであって、前記送信機は、
送信変調シンボルのブロックを処理し、送信信号を得るように構成した手段と、
伝送チャネルで前記送信信号を前記受信機へ送るように構成した手段と、
を備え、前記受信機は、
前記送信機から前記送信信号を受け、受信信号を得るように構成した手段と、
前記受信信号を処理し、受信変調シンボルのブロックを得るように構成した手段と、
前記受信変調シンボルのブロックに含まれているノイズ部分を推定するように構成した手段と、
クリッピングによって影響を受けた変調シンボル成分を前記推定ノイズ部分に基づいて判定するように構成した手段と、
前記の判定したクリッピングによって影響を受けた変調シンボル成分を前記受信変調シンボルのブロックに加算し、リファインした受信変調シンボルのブロックを得るように構成した手段と、
前記リファインした受信変調シンボルのブロックから前記送信変調シンボルのブロックの前記送信変調シンボルを推定するように構成した手段と、
を備え、前記送信信号および前記受信信号のうちの少なくとも一方の信号の信号ピークがクリッピングレベルを上回った場合、前記信号ピークをクリップするシステム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、変調シンボルを推定するための方法と、コンピュータプログラムと、コンピュータプログラム製品と、装置と、システムとに関し、上記システムでは、送信信号を得るために送信変調シンボルのブロックが処理され、上記システムでは、受信信号を得るために伝送チャネルで上記送信信号が送信され、上記システムでは、受信変調シンボルのブロックを得るために上記受信信号が処理され、上記システムでは、上記送信信号と上記受信信号のうちの少なくとも一方の信号の信号ピークがクリッピングレベルを上回った場合、上記信号ピークがクリップされる。
【背景技術】
【０００２】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）は、伝送チャネルの周波数選択性から生じる符号間干渉を効果的に防ぐことができるため、周波数選択性を有する伝送チャネルでの高速データレート用アプリケーションとして効果的な伝送方式である。このためＯＦＤＭは、ＩＥＥＥ８０２．１１、８０２．１６およびＨＩＰＥＲＭＡＮのようないくつかの標準化組織において伝送方式として選ばれている。また将来の４Ｇ移動体通信研究プロジェクトもＯＦＤＭを伝送方式の主要な候補と見なしている。
【０００３】
ＯＦＤＭでは、各送信変調シンボルに利用可能な伝送帯域全体のわずかな部分が割り当てられ、このわずかな部分は副搬送波を意味し、これらの副搬送波が互いに直交するように副搬送波の間隔が選択される。副搬送波の帯域幅が伝送チャネルのコヒーレント帯域幅よりも狭い場合、各副搬送波のチャネルインパルス応答は周波数フラットになり、容易に等化を行うことが可能となる。
【０００４】
ＯＦＤＭ送信機における送信変調シンボルのブロックの変調は逆フーリエ変換（ＩＦＴ）を介して達成される。これは、送信変調シンボルが周波数領域の各副搬送波に割り当てられ、実際の時間領域送信信号を得るためには、時間領域に変換しなければならないことを意味する。次いでこの時間領域送信信号は、時間領域受信信号を得るために有線接続または無線接続伝送チャネルを介して受信機へ送信される。受信機は周波数領域受信変調シンボルのブロックを得るために、この受信信号に対してフーリエ変換（ＦＴ）を行う。ここでは、この受信変調シンボルのブロック内の各受信変調シンボルが１つの副搬送波と関連し、それぞれの副搬送波伝送チャネルでのそれぞれの送信変調シンボルの送信、および副搬送波固有のノイズ部分の加算から得られる。
【０００５】
ＩＦＴを介して送信変調シンボルのブロックを変換する際、各送信変調シンボルは別の中心周波数を持つ副搬送波上に変調され、その後上記時間領域送信信号を得るために、すべての変調副搬送波が加算される。送信変調シンボルは、通常限られた変調シンボルアルファベットから生じ、これに対応して、送信変調シンボルの絶対値も限られた組の絶対値から生じるが、それぞれ異なる中心周波数を持つ変調副搬送波の加算に起因して、さまざまな時間インスタンスにおける時間領域送信信号の値の絶対値に大きな分散が生じる。この分散は副搬送波数の増加と共に増加する。この分散の測定値は、送信信号のピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）となり、この平均電力比（ＰＡＰＲ）は、送信信号内のすべての値の平均電力で除した送信信号内の最大値の電力（すなわちピーク電力）として計算される。
【０００６】
ＯＦＤＭの最大の欠点の１つとして、送信信号内での高いＰＡＰＲの発生がある。これは、変調副搬送波が積極的に組み合わされるときに発生し、ＰＡＰＲは典型的には１０ｄＢに近くになる可能性があり、かつ、それよりもずっと高い最大値に達することも理論上はあり得る。ハードウェアのコストを下げるために限られたダイナミックレンジを持つ電力増幅器を選択したことなどのために、送信機内の電力増幅器および／またはＯＦＤＭシステムの受信機が送信信号および／または受信信号のピークを処理できない場合、これらのピークは単にクリップされ（切り取られ）、その結果、送信信号および／または受信信号の歪みが生じる。この歪みは受信機サイトにおける送信変調シンボルの推定の品質を低下させる。この低下については、上記受信信号内の加算のクリッピングノイズによってモデル化することができる。
【０００７】
ＯＦＤＭシステムにおける高ＰＡＰＲの問題に関し従来技術での解決方法のほとんどが、信号空間内の何らかの冗長性を利用することによって送信信号内の高いピークを避けようという試みに向けられている。公知の解決方法のタイプの１つである、いわゆる選択的マッピングは、同じ送信変調シンボルを表す複数の候補波形を生成し、各波形のＰＡＰＲを測定し、最小のＰＡＰＲを持つ１つの波形を選択するものである。
【０００８】
キム（Ｄ．Ｋｉｍ）およびＧ．Ｌ．（スチューバー）  Ｓｔｕｂｅｒによる刊行物“判定支援再構成によるＯＦＤＭのためのクリッピングノイズの緩和（Ｃｌｉｐｐｉｎｇ  Ｎｏｉｓｅ  Ｍｉｔｉｇａｔｉｏｎ  ｆｏｒ  ＯＦＤＭ  ｂｙ  Ｄｅｃｉｓｉｏｎ−Ａｉｄｅｄ  Ｒｅｃｏｎｓｔｒｕｃｔｉｏｎ）”（ＩＥＥＥ通信レター、第３巻、Ｎｏ．１、１９９９年１月）には、送信機サイトにおける信号クリッピングに起因して生じたクリッピングノイズを受信機側で緩和する解決方法が提案されている。この解決方法では、受信変調シンボルのブロックおよび推定した副搬送波伝送チャネルに基づいて、送信変調シンボルのブロックの推定値と、周波数領域内のクリッピングによって影響を受けた送信変調シンボルのブロックの推定値とがまず判定され、その後双方の推定値が時間領域に変換され、その結果、送信信号の推定値と、クリップされた送信信号とが得られる。次いで、推定された送信信号内のどの値がクリップされたかを検出するために送信機側のクリッピングレベルに関する情報が利用され、その後推定したクリップされた送信信号内の対応する値が、推定した送信信号の値によって置き換えられ、リファインした推定したクリップされた送信信号が得られる。次いで、このリファインした推定したクリップされた送信信号は、周波数領域に変換され、リファインした受信変調シンボルのブロックの作成に利用される。このブロックは次の反復時の受信変調シンボルのブロックとして用いられる。このようにして、各反復と共に送信変調シンボルのブロックの推定値が改善される。
【０００９】
しかし、このようなＫｉｍおよびＳｔｕｂｅｒによる解決方法は、送信信号のどの値がクリップされたかを判定するために時間領域送信信号の推定値を処理するものであるため、送信機側のクリッピングレベルに関する情報を必要とする。この情報は通常、実装構成に依存するので、送信機毎に異なるものとなる。このため、システム内での異なる送信機タイプの利用が困難になったり、送信機から受信機へクリッピングレベルの別途の信号通知を必要としたりする。
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上述の問題に鑑み、変調シンボル推定のための改善方法と、コンピュータプログラムと、コンピュータプログラム製品と、装置と、システムとが提案される。
【００１１】
変調シンボル送信システムにおいて変調シンボルを推定する方法であって、上記システムでは、送信信号を得るために送信変調シンボルのブロックが処理され、上記システムでは、受信信号を得るために伝送チャネルで上記送信信号が送信され、上記システムでは、受信変調シンボルのブロックを得るために上記受信信号が処理され、上記システムでは、上記送信信号と上記受信信号のうちの少なくとも一方の信号の信号ピークがクリッピングレベルを上回った場合、上記信号ピークがクリップされ、上記方法は、上記受信変調シンボルのブロックに含まれているノイズ部分を推定するステップと、クリッピングによって影響を受けた変調シンボル成分を上記推定ノイズ部分に基づいて判定するステップと、上記の判定したクリッピングによって影響を受けた変調シンボル成分を上記受信変調シンボルのブロックに加算し、リファインした受信変調シンボルのブロックを得るステップと、上記リファインした受信変調シンボルのブロックから上記送信変調シンボルのブロックの上記送信変調シンボルを推定するステップと、を有する方法が提案される。
【００１２】
上記送信変調シンボルは、１６ＱＡＭ（直交振幅変調）シンボルなどのような、例えば上記位相および／または振幅変調の変調シンボルであってもよい。上記位相および／または振幅変調の変調シンボルは、上記位相および／または振幅変調方式によって規定されているような送信データビットのグループを送信データシンボルに対応させることによって得られるものである。
【００１３】
上記送信変調シンボルは、変調シンボル送信システムにおいて送信機から受信機へ送信される。上記変調シンボル送信システムは、有線接続または無線接続であってもよい。上記変調シンボル送信システムは、例えば直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）システムであってもよい。
【００１４】
送信変調シンボルのブロックは一定量の送信変調シンボルを含み、さらにこのブロックは、例えばＯＦＤＭシステムの場合のように逆フーリエ変換を介して処理され、送信信号を生成する。この場合、送信変調シンボルのブロックの各送信変調シンボルは副搬送波上で変調され、副搬送波の各々は別の周波数を有し、変調された副搬送波は送信信号を得るために重ね合わされる。本発明の代替実施例では、別の変換によって送信変調シンボルのブロックを処理して、例えば、ヒルベルト変換またはウェーブレット変換（あるいはこれらの逆変換）によって、若しくは、例えば符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）システムで利用される拡散スペクトラム信号を得るための拡散符号によって送信変調シンボルのブロックを拡散する拡散操作によって送信信号を得ることも可能である。
【００１５】
次いで送信信号は、受信信号を得るために伝送チャネルで送信される。その場合、送信機サイトにおける送信は、同期およびチャネル推定のためのトレーニングシンボルの上記送信信号内への挿入、巡回プレフィックスの付加、信号ピークのクリッピング、デジタルアナログ変換、無線周波数（ＲＦ）への周波数のアップコンバージョン、およびアンテナなどのようなチャネルインタフェースからの送信のような処理を有するようにしてもよい。またその場合、受信機サイトにおいて上記送信は、チャネルインタフェースでの受信、信号ピークのクリッピング、中間周波数またはベースバンド周波数への周波数のダウンコンバージョン、時間および／または周波数同期および巡回プレフィックスの除去などのような処理を有するようにしてもよい。
【００１６】
伝送チャネルには、送信機の１以上の物理的伝送チャネルインタフェース（アンテナなど）と、受信機の１以上の物理的伝送チャネルインタフェース（アンテナなど）との間の物理的伝ぱチャネルが含まれる。送信中、クリップされた送信信号は、さらに伝送ノイズを受けることも考えられる。この伝送ノイズには別の信号、および、熱ノイズ（例えば送信機および／または受信機のフロントエンドのハードウェアコンポーネントによって引き起こされる熱ノイズ）から生じる干渉ノイズが含まれる。
【００１７】
変調シンボル送信システムでは、信号ピークがクリッピングレベルを上回った場合、送信信号と受信信号とのうちの少なくとも一方の信号ピークがクリップされる。このクリッピングは、例えば、送信機側の限られたダイナミックレンジおよび／または受信機側のフロントエンドの電力増幅器の限られたダイナミックレンジに起因して生じる場合がある。このクリッピングは、例えば、上記時間インスタンスでの送信／受信信号の絶対値が上記クリッピングレベルを上回った場合、上記クリッピングレベルに等しいある一定の時間インスタンスに送信／受信信号の絶対値を設定し、ある時間インスタンスに送信／受信信号の位相を保持することとして説明することができる。クリッピングレベルは基本的に絶対しきい値であり、上記クリッピングレベルは、例えば送信機および／または受信機ハードウェアのダイナミックレンジの上限によって規定することも可能である。クリッピングは時間領域で発生し、加法性ノイズ成分であるクリッピングノイズとして説明することもできる。
【００１８】
受信信号は、例えばＯＦＤＭシステムの場合のように、受信変調シンボルのブロックを得るためにフーリエ変換によって処理される。本発明の代替実施例では、上記受信信号は、受信変調シンボルのブロックを得るための別の変換によって、例えば送信機サイトで行われる変換と一体に動作するヒルベルト変換またはウェーブレット変換によって（あるいはこれらの変換の逆変換によって）、若しくは拡散符号によってその受信信号を逆拡散する逆拡散処理によって処理することも可能である。
【００１９】
次いで、受信変調シンボルは、ノイズの多い、減衰された、位相シフトされた送信変調シンボルを表し、それによって送信変調シンボルの推定値の根拠として機能することも可能となる。次いで、送信変調シンボルの上記推定値は、受信データビットのグループに対応させることができる。
【００２０】
受信変調シンボル内のノイズには、伝送ノイズと、さらに送信信号および／また受信信号のピークがクリップされた結果生じる、クリッピングによって影響を受けた変調シンボル成分に起因するクリッピングノイズとが含まれる。
【００２１】
本発明によれば、受信変調シンボルに対するクリッピングノイズの影響は系統的な性格を持つため、緩和が可能であることが述べられている。この目的のために、受信変調シンボルのブロックに含まれているノイズ部分が推定され、クリッピングによって影響を受けた変調シンボル成分が推定ノイズ部分から判定され、さらにその後、これらのクリッピングによって影響を受けた変調シンボル成分が受信変調シンボルのブロックに加算されて、リファインした受信変調シンボルのブロックが得られ、次いで、受信変調シンボルから送信変調シンボルを推定することが可能となる。
【００２２】
ＯＦＤＭシステムでは、クリッピングによって影響を受けた変調シンボル成分の、推定ノイズ部分からの判定は、例えば推定ノイズ部分の時間領域表現のピークの判定と、ピークのフーリエ変換とを行うことによって判定され、周波数領域内のクリッピングによって影響を受けた変調シンボル成分を得ることができる。この推定ノイズ部分には、伝送ノイズ、クリッピングノイズおよび（ノイズ部分自身の推定中に生じる）推定ノイズの表現が含まれる可能性が大きいため、提案される解決方法の性能は伝送ノイズの減少と共に少なくとも改善される。
【００２３】
クリッピングレベルに関する知識に基づいて、クリップされた送信信号の推定値の中でクリップ値が判定され、交換され、次いでクリップされた送信信号のこの処理した推定値を利用して、送信変調シンボルの推定を行うために用いることができるリファインした受信変調シンボルのブロックを得るようにする従来技術とは対照的に、本発明は、クリッピングレベルに関する知識を何も必要とすることなく、受信変調シンボルのブロックに含まれているノイズ部分の推定値から、クリッピングによって影響を受けた変調シンボル成分を判定するものであるため、送信機または受信機固有の電力増幅器の実装構成に依存しない方法を提案するものである。
【００２４】
クリッピングによって影響を受けた変調シンボル成分は、受信変調シンボルのブロックに加算されると、変調シンボルのリファインしたブロックを直接生成し、次いで、このリファインしたブロックから送信変調シンボルを推定することが可能となる。ここで、リファインした受信データシンボルのブロックは軟判定出力を表わし、次いでこの軟判定出力から、例えば硬判定を介して送信変調シンボルの推定を行うことができる。しかし、この例示の硬判定の場合、例えば硬判定の推定の品質に関連する情報のような軟判定は失われることはなく、例えば畳み込み符号化あるいはブロック符号化のような順方向エラー修正（ＦＥＣ）技法の受信端処理を行うときのような、推定した送信変調シンボルのブロックの処理を行うとき、軟判定をさらに利用することが可能となる。
【００２５】
本発明の実施例によれば、上記送信信号を得るために上記送信変調シンボルのブロックは逆フーリエ変換され、上記受信変調シンボルのブロックを得るために上記受信信号はフーリエ変換される。したがって、ここでいうデータ送信システムは、例えばＯＦＤＭシステムを表わすものであってもよい。
【００２６】
本発明の実施例によれば、上記送信信号を得るために上記送信変調シンボルのブロックは逆フーリエ変換され、上記受信変調シンボルのブロックを得るために上記受信信号はフーリエ変換され、その後、チャネル修正される。
【００２７】
ＯＦＤＭシステムでは、上記チャネル修正（すなわち等化）は、例えば、フーリエ変換によって出力された各変調シンボルに対してゼロフォーシングまたは最小平均２乗誤差規準を適用することによって、フーリエ変換により出力された変調シンボルのブロックから、送信機と受信機との間の伝送チャネルの影響を除去する試みを行うことができる。例えば、ゼロフォーシング規準が適用された場合、それぞれの副搬送波に関連する個々それぞれの変調シンボルはこの副搬送波の伝送チャネル係数によって除算される。このとき、これらの結果によって受信変調シンボルのブロックが構成され、次いで、これらの受信変調シンボルはさらに処理されて、受信変調シンボルのブロックに加算すべき、クリッピングによって影響を受けた変調シンボル成分を判定して、送信信号および／または受信信号のクリッピングの影響を除去する。
【００２８】
本発明の実施例によれば、上記受信変調シンボルのブロックに含まれているノイズ部分を推定する上記ステップと、クリッピングによって影響を受けた変調シンボル成分を上記推定ノイズ部分に基づいて判定する上記ステップと、上記の判定したクリッピングによって影響を受けた変調シンボル成分を上記受信変調シンボルのブロックに加算し、リファインした受信変調シンボルのブロックを得る上記ステップとは少なくとも２回反復され、各反復の後、上記リファインした受信変調シンボルのブロックは、次の反復の際上記受信変調シンボルのブロックとして機能し、さらに、上記少なくとも２回の反復の最後の反復時に得られる上記リファインした受信変調シンボルのブロックから上記送信変調シンボルのブロックが推定される。
【００２９】
この方法ステップの上記反復適用によって、送信変調シンボルのブロックの推定の品質は大幅に高まる。各反復ステップでは、リファインした受信変調シンボルのブロックには、より少ないクリッピングノイズによって影響を受けるノイズ部分が含まれることになるため、リファインした受信変調シンボルのブロックから始まるノイズ部分のさらに簡略な推定が可能となる。次いでノイズ部分の改善された推定値は、さらに簡略な検出と、クリッピングによって影響を受けたデータシンボル成分の判定とを可能にし、次いでさらにずっとリファインした受信変調シンボルのブロックを次の反復の根拠として生成する。
【００３０】
本発明の実施例によれば、上記受信変調シンボルのブロックに含まれているノイズ部分を推定する上記ステップは、上記受信変調シンボルのブロックから上記送信変調シンボルのブロックを推定するステップを含み、上記推定された送信変調シンボルのブロックおよび上記受信変調シンボルのブロックに少なくとも基づいて上記ノイズ部分が推定される。
【００３１】
ＯＦＤＭシステムでは、例えば、上記送信変調シンボルの限られた変調シンボルアルファベットから得られるどの候補変調シンボルが、上記副搬送波と関連する受信変調シンボルと、上記副搬送波と上記候補変調シンボルの伝送チャネル係数との積との間の差を最小化するかの検査を各副搬送波について行うことによって、上記送信変調シンボルのブロックを推定し、上記伝送チャネル係数が上記副搬送波の伝送チャネルを特徴づけ、上記差を最小化する上記候補シンボルが、上記副搬送波に関して推定される送信変調シンボルと見なされる。受信信号に対してチャネル修正（等化）がすでに行われている場合、伝送チャネル係数を考慮する必要がない場合もあり、その場合受信変調シンボルと候補変調シンボルとの間の差を最小化する候補変調シンボルが、上記副搬送波に関して送信変調シンボルと見なされる。
【００３２】
次いで、上記受信変調シンボルのブロックおよび上記推定された送信変調シンボルのブロックを取り去ることにより上記ノイズ部分を推定することができる。しかし、送信変調シンボルのうちのいくつかが誤って推定されると、上記推定ノイズ部分はもはや、上記受信変調シンボルのブロックに含まれている元のノイズ部分と似たものではなく、単にクリッピングと伝送ノイズの表現を含む。これとは対照的に、上記推定ノイズ部分には、この場合伝送ノイズと、クリッピングノイズと、推定ノイズとの表現が含まれる。特に、本発明のステップを反復して実行することにより、クリッピングノイズおよび推定ノイズを減らすことが可能となる。
【００３３】
本発明の実施例によれば、上記ノイズ部分の上記推定ステップは伝送チャネルに関する情報にさらに基づいている。この推定は、チャネル修正がまだ行われていないため、伝送チャネルに関する情報、例えば上記ノイズ部分の正確な推定を行うためのＯＦＤＭシステムにおける副搬送波の伝送チャネル係数に関する情報が必要となる場合には特に利点を有する。上記伝送チャネルに関する上記情報は、無知識（ｂｌｉｎｄ）、準無知識または非無知識チャネル推定手法によって推定してもよいし、あるいは、特に伝送チャネルが静的なものである場合には、先験的に知られている情報であってよい。
【００３４】
本発明の実施例によれば、クリッピングによって影響を受けた変調シンボル成分を上記推定ノイズ部分に基づいて判定する上記ステップは、変換した推定ノイズ部分を得るために上記推定ノイズ部分を逆フーリエ変換するステップと、上記変換した推定ノイズ部分内の少なくとも１つのクリッピングピークを探索するステップと、上記少なくとも１つのクリッピングピークが発見された場合、上記少なくとも１つのクリッピングピークを逆フーリエ変換し、上記クリッピングによって影響を受けた変調シンボル成分を得るステップと、を含む。
【００３５】
ＯＦＤＭシステムでは、受信変調シンボルのブロックに含まれているノイズ部分は周波数領域で推定され、その結果、推定ノイズ部分は、時間領域で双方とも生成される伝送ノイズおよびクリッピングノイズと、加算された推定ノイズとの和のフーリエ変換を表わすことになる。上記推定ノイズは、周波数領域で生成され、誤って推定した各送信変調シンボルの離散ピークからなるノイズである。したがって、推定ノイズ部分に対して逆フーリエ変換を行うことが有益であり、この逆フーリエ変換によって、変換した推定ノイズ部分が生成される。このとき、変換した推定ノイズ部分には、時間領域送信およびクリッピングノイズと、上記周波数領域の推定ノイズの逆フーリエ変換とが含まれる。基本的に時間領域では、時間領域送信信号および／または受信信号のクリッピングに起因して生じる離散クリッピングピークが、クリッピングノイズの中に含まれている。これらのクリッピングピークは、（例えばガウス分布による）伝送ノイズ、並びに、逆フーリエ変換した推定ノイズとは実質的に異なる確率分布によるため、時間領域で分析を行うとき、伝送ノイズを高い確率で識別することが可能である。
【００３６】
変換した推定ノイズ部分では少なくとも１つのクリッピングピークが探索される。例えばこの探索は、変換した推定ノイズ部分のすべての値を絶対しきい値または相対しきい値と比較することによって達成することも可能である。例えば、上記変換した推定ノイズ部分の最大のクリッピングピークに対して、唯一のクリッピングピークを探索することも可能である。あるいは、例えば上記変換した推定ノイズ部分の２個、３個またはそれ以上の最大のクリッピングピークに対して、いくつかのクリッピングピークを探索することも可能である。複数の反復時に本発明による方法を実行する場合、反復毎に２つ以上のクリッピングピークの探索を行うことによって本方法の大幅な高速化を図ることが可能となる。複数のクリッピングピークが検出された場合、上記クリッピングピークの各々に対するそれぞれ１個のしきい値が必要なこともある。
【００３７】
次いで、発見されたクリッピングピークは、クリッピングによって影響を受けた変調シンボル成分を得るためにフーリエ変換される。変換した推定ノイズ部分の簡略さに対応して、周波数領域のクリッピングによって影響を受けた変調シンボル成分を得るために、時間領域から周波数領域へクリッピングピークの変換を行い、クリッピングによって影響を受けた変調シンボル成分をリファインした受信信号ブロックに加算するステップは、リファインした受信変調シンボルのブロックのすべてのリファインした受信変調シンボル内の変換した推定ノイズ部分のクリッピングピークによって表される送信信号および／または受信信号のクリッピングの影響を大幅に除去することが可能となる。
【００３８】
本発明の実施例によれば、上記変換した推定ノイズ部分内の上記少なくとも１つのクリッピングピークは、上記クリッピングピークの上記値の電力と、上記変換した推定ノイズ部分内の、上記クリッピングピークの上記値を除くすべての値の平均電力との比率が所定のしきい値よりも大きいという条件を満たすものである。上記平均電力の計算時に、上記変換した推定ノイズ部分のいくつかの強いピークを排除することが可能である。
【００３９】
この条件は、変換した推定ノイズ部分のクリッピングピークの探索に容易に適用することができる。伝送ノイズの電力の低下と共にこの条件の信頼性を著しく高めることが可能となる。
【００４０】
本発明の実施例によれば、上記推定ノイズ部分は、上記信号ピークの上記クリッピングによって引き起こされるクリッピングノイズと、上記伝送チャネルでの上記送信中に上記送信信号に加算される伝送ノイズと、上記ノイズ部分の上記推定から生じる推定ノイズとの表現を含み、上記クリッピングノイズと、上記伝送ノイズと、上記推定ノイズとの確率分布に関連するパラメータが推定され、上記パラメータは、上記変換した推定ノイズ部分内の上記少なくとも１つのクリッピングピークの上記探索ステップの際に少なくとも部分的に考慮される。
【００４１】
伝送ノイズ、クリッピングノイズおよび推定ノイズは、著しく異なる確率分布を有する場合がある。上記パラメータは、例えば、平均値および分散などのような上記確率関数のモーメントまたはモーメントの関数であってもよい。
【００４２】
本発明の実施例によれば、位相および／または振幅変調方式に従って、少なくとも４つの送信データビットのグループを上記送信変調シンボルに対応させることにより、上記送信変調シンボルの各々が得られる。本発明による方法の性能は、伝送ノイズの電力が受信信号の電力と比べて低い動作点においてさらに高まることが考えられる。例えば、１６−ＱＡＭあるいは６４−ＱＡＭのような高次の変調を利用する変調シンボル送信システムにおいて、このような動作点が見付かることがある。
【００４３】
上記の方法ステップのうちのいずれか１つの方法ステップをプロセッサに実行させるよう動作可能な命令を含むコンピュータプログラムがさらに提案される。
【００４４】
上記の方法ステップのうちのいずれか１つの方法ステップをプロセッサに実行させるよう動作可能な命令を含むコンピュータプログラムを含むコンピュータプログラム製品がさらに提案される。
【００４５】
変調シンボル送信システムにおいて変調シンボルを推定する装置であって、上記システムでは、送信信号を得るために送信変調シンボルのブロックが処理され、上記システムでは、受信信号を得るために伝送チャネルで上記送信信号が送信され、上記システムでは、受信変調シンボルのブロックを得るために上記受信信号が処理され、上記システムでは、上記送信信号と上記受信信号のうちの少なくとも一方の信号の信号ピークがクリッピングレベルを上回った場合、上記信号ピークがクリップされ、上記装置は、上記受信変調シンボルのブロックに含まれているノイズ部分を推定するように構成された手段と、クリッピングによって影響を受けた変調シンボル成分を上記推定ノイズ部分に基づいて判定するように構成された手段と、上記の判定したクリッピングによって影響を受けた変調シンボル成分を上記受信変調シンボルのブロックに加算し、リファインした受信変調シンボルのブロックを得るように構成された手段と、上記リファインした受信変調シンボルのブロックから上記送信変調シンボルのブロックの上記送信変調シンボルを推定するように構成された手段と、を備える装置がさらに提案される。
【００４６】
本発明の実施例によれば、上記装置は無線通信システムの端末装置または上記端末装置の一部である。
【００４７】
本発明の実施例によれば、上記装置は無線通信システムのネットワーク要素または上記ネットワーク要素の一部である。
【００４８】
送信機および受信機を備えた、変調シンボル送信のためのシステムであって、上記送信機は、送信変調シンボルのブロックを処理し、送信信号を得るように構成された手段と、伝送チャネルで上記送信信号を上記受信機へ送るように構成された手段と、を備え、上記受信機は、上記送信機から上記送信信号を受け、受信信号を得るように構成された手段と、上記受信信号を処理し、受信変調シンボルのブロックを得るように構成された手段と、上記受信変調シンボルのブロックに含まれているノイズ部分を推定するように構成された手段と、クリッピングによって影響を受けた変調シンボル成分を上記推定ノイズ部分に基づいて判定するように構成された手段と、上記の判定したクリッピングによって影響を受けた変調シンボル成分を上記受信変調シンボルのブロックに加算し、リファインした受信変調シンボルのブロックを得るように構成された手段と、上記リファインした受信変調シンボルのブロックから上記送信変調シンボルのブロックの上記送信変調シンボルを推定するように構成された手段と、を備え、上記送信信号および上記受信信号のうちの少なくとも一方の信号の信号ピークがクリッピングレベルを上回った場合、上記信号ピークがクリップされるシステムがさらに提案される。
【００４９】
本発明の上記態様並びにその他の態様は、本明細書で後述する実施例から明らかにされ、実施例を参照しながら解明される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５０】
以降の記載において、表１に示す文字の置換えを行っている。
【表１】
2008516499.tif 000003
【００５１】
図１は、送信機２および少なくとも１つの受信機３を備える直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）システム１を表す図である。本システムは、例えばＩＥＥＥ標準規格８０２．１１、８０２．１６またはＨＩＰＥＲＭＡＮ標準規格による無線ＬＡＮ（Ｗ−ＬＡＮ）であってもよい。同様に、上記システムは、地上デジタルビデオ放送（ＤＶＢ−Ｔ）システムまたはデジタルオーディオ放送（ＤＡＢ）システムまたは４Ｇ移動体無線システムを表わすものであってもよい。図１の送信機２と受信機３との間の伝送チャネルは、例示として無線伝送チャネルであると仮定されているが、本発明は、例えばケーブルまたは光ファイバなどのような有線接続リンクを介して通信を行うシステムでの利用にも、同様に好適であることを付記しておく。
【００５２】
図２は、図１の送信機２の主要な機能コンポーネントを表す図である。送信機２では、情報源から得られた送信データビットが、例えば、複素数値化された送信変調シンボルによって表される位相および／または振幅偏移変調技法などの、変調方式によって規定される限られた数の信号空間コンステレーションに対応する。一例としては、１６直交振幅変調（１６−ＱＡＭ）法により４送信データビットを一度に１つの送信変調シンボルに対応させることができる。この対応付けは、変調シンボルマッパ２０の中で行われる。このマッパは、送信変調シンボル｛Ｘn｝ｎ＝０，．．．，Ｎ−１のブロックで編成される送信変調シンボルＸnを出力する。すなわち送信変調シンボルの１つのブロックにＮ個の送信変調シンボルが含まれていることになる。送信変調シンボル｛Ｘn｝のブロックの各送信変調シンボルＸnは１つの周波数副搬送波とそれぞれ関連するため、送信変調シンボル｛Ｘn｝のブロックは送信変調シンボルの周波数領域ブロックと見なすことができる。
【００５３】
次いで、送信変調シンボル｛Ｘn｝のブロックはＮ点逆高速フーリエ変換にかけられる。このＮ点逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）は、ブロック当たりの送信変調シンボル数Ｎが２の累乗である場合、特に効率がよい。ＩＦＦＴは、中心周波数２πｎ／Ｎを持つ周波数副搬送波上に各送信変調シンボルＸn（ｎ＝０，．．．，Ｎ−１）を変調することによって、送信変調シンボルのブロックを変換して、Ｎ個の離散時間値ｘkを含む時間領域送信信号｛ｘk｝に変え、さらにその後、すべての変調副搬送波を合計して、送信信号を得る。この場合、送信信号｛ｘk｝（ｋ＝０，．．．，Ｎ−１）の各離散時間値ｘkは下式で与えられる。
【数１】
2008516499.tif 000004
【００５４】
インスタンス２２では、中間シンボル干渉を防ぐために巡回プレフィックスが送信信号｛ｘk｝に付加される。この場合、巡回プレフィックスは、例えば少なくとも送信機と受信機との間の伝送チャネルの時間領域インパルス応答と同じ長さとしてもよい。簡単に表現するために、インスタンス２２の出力側の信号に対しても表記｛ｘk｝を用いることにする。
【００５５】
次いで、クリッピングインスタンス２３において、送信信号｛ｘk｝はクリッピングを受ける。このクリッピングインスタンスは、例えば限られたダイナミックレンジを持つ電力増幅器を表わすものであってもよい。このクリッピングインスタンスの出力はクリップされた送信信号は、｛ｔｉｌｄｅ−ｘk｝であり、この送信信号の値は、下式で与えられる。
【数２】
2008516499.tif 000005
【００５６】
ただし、Ａはクリッピングレベルであり、ａｒｇ（ｘk）は｛ｘk｝の位相を示す。ここでは、クリッピングインスタンス２３におけるクリッピングは位相保持のためのものであり、Ａは送信信号｛ｘk｝の値の継続時間を表す定数であると例示的に仮定した。本発明は、上記モデルによってクリッピングを説明できるシステムでの適用に限定されるものではないことを付記しておく。実際には、本発明は、クリッピングレベルが一定でない場合も、クリッピングが位相保持のためのものでない場合も、変調シンボルの推定を改善することが可能である。さらに、本発明は、送信信号の信号ピークのみがクリップされるシステムでの利用に限定されるものではない。例えば低解像度のＡ／Ｄコンバータを備えコストが最適化された受信機の場合が当てはまるが、（受信信号の信号ピークに関して）信号ピークのクリッピングが受信機側のみで生じる場合、または、送信機および受信機の双方の側で生じる場合、本発明によれば送信機側のクリッピングの場合に示されている方法と全く同じ方法を適用することが可能である。
【００５７】
送信信号｛ｘk｝のクリッピングは、加法性ノイズ、いわゆるクリッピングノイズを引き起こし、このクリッピングノイズは受信機側における送信変調シンボルの推定の品質を低下させる。クリッピングノイズの電力は下式のように計算することができる。
【数３】
2008516499.tif 000006
ただし、２σ2は上記送信信号の電力であり、ＰＡＰＲはＡ2／（２σ2）に等しく、送信信号振幅はレイリー分布していると見なす。
【００５８】
積分により下式が得られる。
【数４】
2008516499.tif 000007
【００５９】
周波数領域では、クリッピングノイズはすべての副搬送波にわたって拡散され、周波数領域から見るとガウスノイズと見なされる。
【００６０】
異なるＰＡＰＲに対して、次のクリッピングノイズＮclipを予想することができる。
【表２】
2008516499.tif 000008
【００６１】
４ｄＢのＰＡＰＲの場合、さらに次の信号対ノイズ比（Ｓ／Ｎ）の低下を予想することが可能である。その場合Ｎは、熱ノイズおよび干渉ノイズを含む伝送ノイズの平均電力を意味し、さらにＳは受信信号の平均電力である。
【表３】
2008516499.tif 000009
【００６２】
このように送信信号のクリッピングに起因して生じるＳ／Ｎの低下は明らかである。
【００６３】
図２へ戻ると、クリップされた送信信号｛ｔｉｌｄｅ−ｘk｝は、次いでＤ／Ａインスタンス２４でデジタルアナログ変換され、その後アップコンバージョンインスタンス２５で無線周波へ周波数のアップコンバージョンを受け、それから、送信アンテナ２６を介して放射される。
【００６４】
図３は、送信機２によって送信される信号表現を受信する図１の受信機３の主要機能コンポーネントを表す図である。この信号は送信機２と受信機３との間での伝送チャネルのチャネルインパルス応答によってフィルタされ、さらに伝送ノイズを受けることになる。上記チャネルインパルス応答は、送信中信号に及ぼされる伝ぱ減衰、遅延、位相偏移、周波数偏移、並びに、大規模および小規模のフェージングのすべての影響を組み合わせたもので、さらに、上記伝送ノイズには、別の送信機から受信アンテナに入射する信号に起因して生じる干渉ノイズと、受信機のフロントエンドにおいて主としてハードウェアコンポーネントに起因して生じる熱ノイズとの双方が含まれる。
【００６５】
送信機によって送信された信号表現は、受信アンテナ３０を介して受信され、その後、ダウンコンバージョンインスタンス３１で周波数のダウンコンバージョンが行われ、Ａ／Ｄインスタンス３２でアナログデジタル変換され、次いで、インスタンス３３で同期されて、受信信号｛ｒk｝が得られる。送信機２側のインスタンス２２で加算され、巡回プレフィックスと関連づけられたプレフィックスが、次に、インスタンス３４で受信信号｛ｒk｝から除去される。その場合、インスタンス３４の入力および出力における受信信号に対して同じ表記法｛ｒk｝が用いられる。
【００６６】
次いで、インスタンス３５で、受信信号｛ｒk｝に対して高速フーリエ変換（ＦＦＴ）が実行され、これによって受信変調シンボル｛Ｒn｝（ｎ＝０，．．．，Ｎ−１）のブロックが生成される。ＦＦＴは周波数領域内の各副搬送波ｎ＝０，．．．，Ｎ−１で時間領域受信信号｛ｒk｝を分析する。
【００６７】
理想的同期を仮定した場合、受信変調シンボル｛Ｒn｝のブロック内の受信変調シンボルＲnは下式のように表現することができる。
Ｒn＝ＨnＸn＋Ｎn
【００６８】
ただし、Ｈnは副搬送波ｎの伝送チャネル係数であり、Ｎnは副搬送波ｎに関する周波数領域のノイズ部分であり、ノイズ部分には伝送ノイズおよびクリッピングノイズ双方の影響が含まれる。
【００６９】
本発明の範囲を制約するものではないが、以下副搬送波伝送チャネル係数Ｈnは、完全に既知であるか、若しくは、例えば無知識、準無知識または非無知識伝送チャネル推定により推定されるものと仮定する。
【００７０】
次いで、ＦＦＴインスタンス３５によって出力されるような受信変調シンボルのブロックは加算器３７に供給される。そこでは、反復アルゴリズムによって定められているように、クリッピングによって影響を受けた変調シンボル成分が上記受信変調シンボルのブロックに加算されて、送信機サイト側でクリッピングの影響が緩和される。このアルゴリズムの１回目の反復時では、クリッピングによって影響を受けた変調シンボル成分は未知であり、したがって、上記受信変調シンボルのブロックに加算されず、加算器３７の出力は、受信変調シンボル｛Ｒn｝のブロックのみを出力する。次いで、変調シンボル検出インスタンス３８で、受信変調シンボルのブロックに含まれているノイズ部分は、以下さらに詳細に解説するように、例えば副搬送波と、受信変調シンボル｛Ｒn｝のブロックの伝送チャネル係数｛Ｈn｝とに基づいて推定される。次いで、推定ノイズ部分｛ｈａｔ−Ｎn｝はインスタンス３９へ転送され、そこでクリッピングによって影響を受けた変調シンボル成分｛Ｃn｝が判定され、次いで、加算器３７で受信変調シンボル｛Ｒn｝のブロックに加算され、アルゴリズムの次の反復のために変調シンボル検出インスタンス３８への入力として機能するリファインした受信変調シンボル｛ｔｉｌｄｅ−Ｒn｝のブロックが得られる。アルゴリズムの反復がすべて処理されてしまっている場合、または、別の反復が要求されていないとアルゴリズムが判定した場合、上記変調シンボル検出インスタンス３８は、送信された変調シンボル｛Ｘn｝のブロックの送信変調シンボルの推定値｛ｈａｔ−Ｘn｝を生成し、上記推定値を出力する。
【００７１】
同様に、チャネル修正（すなわち等化）インスタンスが図３の受信機３のようにコンポーネントのチェーンがループを形成する場合にも、本発明の適用が可能であることを付記しておく。このとき、上記チャネル修正インスタンスはＦＦＴインスタンス３５の後ろに配置してもよく、入力信号として受信変調シンボルのブロックを得て、チャネル修正された受信変調シンボルのブロックを出力することができる。チャネル修正された受信変調シンボルのこのブロックでは、副搬送波ｎの各受信変調シンボルＲnが、例えば対応する伝送チャネル係数Ｈnによって除され、その結果、受信変調シンボルはゼロフォーシング等化規準に従って等化される。あるいは、最小平均２乗誤差規範に基づくチャネル修正を上記チャネル修正インスタンスにおいて適用することも可能である。この場合、受信変調シンボルのブロックの代わりに、チャネル修正された受信変調シンボルのブロックは、加算器３７への入力として、したがって本発明による変調シンボル推定のための反復アルゴリズム用の入力として機能することになる。チャネル修正を考慮するために必要なインスタンス３８での変更について以下解説する。
【００７２】
図４は図３の受信機３のインスタンス３９の主要な機能コンポーネントを表す図である。インスタンス３９は、受信機３のインスタンス３８により推定されるような推定ノイズ部分｛ｈａｔ−Ｎn｝を入力として得る。上記推定ノイズ部分｛ｈａｔ−Ｎn｝には、以下が含まれる。
【００７３】
−  時間領域内の送信信号に加算され、フーリエ変換した伝送ノイズ（すなわち熱ノイズと干渉ノイズとの和）。これは、例えば時間領域でガウス分布によるものとしてもよい。
−  時間領域での送信信号のクリッピングから生じ、時間領域内の離散ピークからなるフーリエ変換したクリッピングノイズ。
−  上記ノイズ部分の推定中に生じる推定ノイズであって、周波数領域内の離散ピークからなる上記推定ノイズ。
【００７４】
ＩＦＦＴインスタンス３９０において、上記推定ノイズ部分｛ｈａｔ−Ｎn｝に対しＩＦＦＴが実行される。このＩＦＦＴは周波数領域の推定ノイズ部分｛ｈａｔ−Ｎn｝を変換して、時間領域ノイズ部分｛ｈａｔ−ｎk｝に変える。このとき間領域ノイズ部分は変換した推定ノイズ部分を意味する。上記変換した推定ノイズ部分｛ｈａｔ−ｎk｝には以下が含まれる。
【００７５】
−  伝送ノイズ
−  クリッピングノイズ
−  逆フーリエ変換した推定ノイズ
【００７６】
逆フーリエ変換によって推定ノイズの離散周波数領域のピークが時間領域にわたって広がるため、また伝送ノイズが通常ガウスタイプのノイズであるため、クリッピングノイズの離散ピークを上記変換した推定ノイズ部分｛ｈａｔ−ｎk｝の中ではっきりと見えるようにしなければならず、そのため、送信信号｛ｘk｝内でクリッピングが生じたクリッピングインデックスｋ’と、対応するクリッピング差ｃk’＝ｘk’−ｔｉｌｄｅ−ｘk’との双方を明らかにしなければならい。言うまでもなく、伝送ノイズ電力が低下し、推定ノイズの影響が減少すればそれと共に、上記変換した推定ノイズ部分｛ｈａｔ−ｎk｝に基づくクリッピングピークの判定精度が高まる。
【００７７】
伝送ノイズを無視することができない場合でも、（例えば白色ガウスノイズなどの）伝送ノイズと、逆フーリエ変換した推定ノイズと、クリッピングノイズとの確率分布は一般に著しく異なるので、クリッピングインデックスｋ’の判定と、クリッピング差ｃk’の推定とは可能である。これはクリッピングピーク検出器３９１で行われる。
【００７８】
次いで、（Ｎ回の時間インスタンスを含む）離散時間ゼロ信号の中へクリッピング差ｃk’を、対応するクリッピングインデックスｋ’によって規定された位置に挿入して、クリッピグピーク信号｛ｃk｝を生成することができる。このクリッピングピーク信号は、反復毎に唯一のクリッピングピークを検出することが望ましい場合には、１つのクリッピングピークのみを含むものであってもよいし、あるいは、複数のクリッピングピークを含むものであってもよい。
【００７９】
クリッピングピーク信号｛ｃk｝内の時間領域クリッピングピークが周波数領域の変調シンボルのブロックに与える影響は、クリッピングによって影響を受けた変調シンボル成分｛Ｃn｝を出力するＦＦＴインスタンス３９２でクリッピングピーク信号｛ｃk｝に対してＦＦＴを実行することによってトレースすることが可能である。クリッピングによって影響を受けたこれらの変調シンボル成分｛Ｃn｝を加算器３７（図３）内の受信変調シンボル｛Ｒn｝のブロックに加え、リファインした受信変調シンボル｛ｔｉｌｄｅ−Ｒn｝のブロックを得るようにすれば、上記リファインした受信変調シンボルのブロックに対する送信信号のクリッピングの影響が緩和するか、あるいは完全に除去することさえできる。
【００８０】
図５は、本発明の実施例による変調シンボルの推定方法を示すフローチャート５である。このフローチャートのステップは、例えば図３の受信機３のインスタンス３７、３８、３９によって実行することも可能である。フローチャートでは、変調シンボルに対して略語“ＭＳ”を用いることもある。
【００８１】
第１のステップ５０１で、カウンタ変数は０に初期化される。第２のステップ５０２で、例えば受信機３のＦＦＴインスタンス３５（図３）から出力されるような受信変調シンボル｛Ｒn｝のブロックが得られる。
【００８２】
ステップ５０３で、この受信変調シンボルのブロックに少なくとも部分的に基づいて、送信変調シンボルのブロック｛ｈａｔ−Ｘn｝が、送信変調シンボルの第１の生の推定値として推定される。送信変調シンボルの硬判定推定値は、例えば下式のように定義することができる。
【数５】
2008516499.tif 000010
【００８３】
ただし、｛Ｘ｝は変調方式によって規定される送信変調シンボルの限られた変調シンボルアルファベットを示す。
【００８４】
ステップ５０４で、周波数領域ノイズ部分は、受信変調シンボル｛Ｒn｝のブロック、推定した送信変調シンボル｛ｈａｔ−Ｘn｝のブロックおよびＮ個のすべての副搬送波の伝送チャネル係数｛Ｈn｝に基づいて推定される。
【００８５】
次いで、ステップ５０５で、上記周波数領域ノイズ部分｛ｈａｔ−Ｎn｝はＩＦＦＴを介して時間領域で変換され、変換した推定ノイズ部分｛ｈａｔ−ｎk｝に変えられる。
【００８６】
ステップ５０６で、１つ以上のクリッピングピークが、変換した推定ノイズ部分｛ｈａｔ−ｎk｝で探索される。この探索は、例えば図６のフローチャート６に関して以下に説明するアルゴリズムによって達成してもよい。このアルゴリズムは、前回のシンボルからクリッピングレベルを推定し、クリッピングノイズと、伝送ノイズと、推定ノイズの逆フーリエ変換とが異なる確率分布から生じると仮定することによって、さらに強化することができる。次いで、１または２個の分布パラメータを推定し、元の変調シンボルの確率を計算することも可能である。この場合、これらの確率は、変換した推定ノイズ部分｛ｈａｔ−ｎk｝でクリッピングピークを探索するための根拠を形成することも可能である。
【００８７】
図５のフローチャート５に戻ると、ステップ５０７で、クリッピングピークが発見されたかどうかの検査が行われる（これは、例えば、以下図６を参照して説明するように、変数ＰｅａｋＦｏｕｎｄの検査をすることによって行ってもよい）。クリッピングピークが発見された場合、方法はステップ５０８へ進み、ここで、クリッピングピーク信号｛ｃk｝の中に含まれている１または複数のクリッピングピークのＦＦＴが実行されて、クリッピングによって影響を受けた変調シンボル成分｛Ｃn｝が得られる。
【００８８】
ステップ５０９で、これらのクリッピングによって影響を受けた変調シンボル成分は受信変調シンボルのブロックに加算され、リファインした受信変調シンボル｛ｔｉｌｄｅ−Ｒn｝のブロックが得られる。
【００８９】
次いで、ステップ５１０で、受信変調シンボルのブロック｛Ｒn｝はリファインした受信変調シンボル｛ｔｉｌｄｅ−Ｒn｝のブロックによって置き換えられ、ステップ５１１でカウンタ変数が１だけ増加される。
【００９０】
ステップ５１２で、所定の反復回数がすでに実行されたかどうかの検査が行われる。実行されていなければ、方法は前のステップ５０３へジャンプし、新たな反復を実行し、今度はリファインした受信変調シンボルのブロックが根拠として使用される。この新しい反復時には、受信変調シンボルのブロックから少なくとも１つのクリッピングピークの影響が除去されているため、前回の反復の推定値と比べて大幅に改善された、送信変調シンボルのブロックの推定値をステップ５０３で期待することができる。この改善された推定値は、結果としてステップ５０４のノイズ部分の推定値が前回の反復よりも少ない個数の推定ノイズを含むことになり、したがって、これに続く変換した推定ノイズ部分（ステップ５０５および５０６）でのクリッピングピークの検出も改善されることになる。
【００９１】
変換した推定ノイズ部分の推定ノイズの量が各反復ステップで減少するため、このクリッピングピークの単一のしきい値に基づいて（図６のステップ６０８を参照のこと）、各反復時に最も強いこのクリッピングピークのみを検出できると好都合な場合がある。
【００９２】
所定回数の反復が実行された場合、方法はステップ５１３を実行し、ここで、送信変調シンボル｛Ｘn｝のブロックの最終推定値｛ｈａｔ−Ｘn｝が、例えばステップ５０３における場合と同様に判定される。したがって、ステップ５０３および５１３の双方において、上記に定義したような硬判定推定値の判定が可能となる。一方、送信変調シンボルのブロックの硬判定推定値を生成する場合、ステップ５１０で得られるリファインした受信変調シンボルのブロックは軟判定出力を表わすものであることに注意しなければならない。言い換えると、例えば各推定された送信変調シンボル｛ｈａｔ−Ｘn｝に対する差Ｒn−Ｈnｈａｔ−Ｘnなどによって表される軟判定情報を生成することができ、（例えば、ＦＥＣ技法の範囲で）上記推定された送信変調シンボルのブロックをさらに処理するときに、この軟判定情報を利用することができる。
【００９３】
ステップ５０７でクリッピングピークが変換した推定ノイズ部分｛ｈａｔ−ｎk｝に見つからなかった場合も、上記ステップ５１３が実行される。
【００９４】
最後に、ステップ５１４で上記送信変調シンボルのブロックの最終推定値｛ｈａｔ−Ｘn｝が出力される。
【００９５】
図５のフローチャート５では、受信機３（図３）でＦＦＴインスタンス３５の後にチャネル修正は行われないことが仮定されている。しかし、チャネル修正が行われる場合、すなわち受信信号をフーリエ変換し、その後にチャネル修正を行い、本発明による方法の入力信号として使用される受信信号ブロックを得る場合、ステップ５０３、５０４、５１３を若干修正して、チャネル修正を考慮する必要がある。特に、ステップ５０３および５１４では、送信変調シンボルの推定値を下式のように定義すればよい。
【数６】
2008516499.tif 000011
【００９６】
さらに、ステップ５０４では、ノイズ部分を｛ｈａｔ−Ｎn｝＝｛Ｒn｝−｛ｈａｔ−Ｘn｝のように推定すればよい。図５のフローチャート５の別のステップは基本的に変更がない。
【００９７】
図６は、本発明の実施例に従い、変換した推定ノイズ部分においてクリッピングピークを探索する方法を示すフローチャートを表す図であり、これは、例えば受信機３のクリッピングピーク検出器３９１（図４）によって実行することができる。
【００９８】
第１のステップ６０１で、変換した推定ノイズ部分｛ｈａｔ−ｎk｝が例えば受信機３のＩＦＦＴインスタンス３９０（図４）から得られる。
【００９９】
ステップ６０２〜６０６で、最大の電力値を有する上記変換した推定ノイズ部分｛ｈａｔ−ｎk｝の値ｈａｔ−ｎkが求められ、インデックスｋ’、値ｃk’＝ｈａｔ−ｎk’および上記値の電力値
【数７】
2008516499.tif 000012
が記憶される。
【０１００】
次いで、ステップ６０７で、値ｃk’＝ｈａｔ−ｎk’を除く、Ｎ個の変換した推定ノイズ部分のすべての値の絶対値の２乗を合計し、Ｎ−１まで正規化することによって平均電力値ｂａｒ−Ｐが計算される。平均電力値ｂａｒ−Ｐを求める際、例えば、変換した推定ノイズ部分の各値をある一定のしきい値と比較することによって、変換した推定ノイズ部分｛ｈａｔ−ｎk｝内のクリッピングピークの数Ｋclipを推定し、次いで平均電力を判定する際に、対応する仮定したＫclip個のクリッピングピークを除外できると好都合な場合がある。このときステップ６０５に表されているように、係数Ｎ−１によって正規化を行う代わりに、正規化が係数Ｎ−Ｋclipによって実行されると、クリッピングピークの電力への依存がより少なく、伝送ノイズの電力値への依存がより多い、さらに簡略な平均ノイズ電力値が得られることになる。
【０１０１】
次いで、ステップ６０８で、上記値の電力値Ｐ’と平均電力値ｂａｒ−Ｐとの比率が所定のしきい値よりも大きいかどうかの検査が行われる。これが真であれば、クリッピングピークが発見されたことになり、変数ＰｅａｋＦｏｕｎｄはステップ６０９で真に設定され、クリッピングピークのインデックスｋ’と値ｃk’とによって特徴づけられるクリッピングピークがクリッピングピーク信号｛ｃk｝へ複製される。このクリッピングピーク信号｛ｃk｝は、第１のクリッピングピークの上記クリッピングピーク信号への複製が行われる前には０に等しいＮ個の値からなる信号である。変数ＰｅａｋＦｏｕｎｄは、例えば、図５のフローチャート５のステップ５０７で、ピークが発見されたかどうかの判定検査を行うことも可能である。
【０１０２】
特にステップ６０８は、送信機側でクリッピングが生じなかった状況を考慮するステップであり、そのとき実際には単に最大の伝送ノイズピークにすぎない最大の電力値を持つ値｛ｃk’｝を、修正を必要とするクリッピングピークであると見なすアルゴリズムを実行しないようにするステップであることに留意されたい。しかし、所定のしきい値がこの場合は小さすぎてバックアップを行うことができず、また最大の伝送ノイズピークがクリッピングピークであると仮定される場合でさえも、ピークは周波数領域におけるすべての副搬送波にわたって拡散することになり、特に高いＳ／Ｎ値に対しては受信変調シンボルのブロックの小さな修正だけになる。
【０１０３】
最後にステップ６０８で、クリッピングピークが発見されなかったことが検出された場合、変数ＰｅａｋＦｏｕｎｄは偽に設定される。
【０１０４】
図６のフローチャート６では、反復ステップ毎に唯一のクリッピングピークが検出されたと例示的に仮定されている。言うまでもなく、本発明による方法を高速化するために、フローチャート６を若干変更することによって、１つ以上のクリッピングピークを検出することも可能である。
【０１０５】
図７は、図５のフローチャートによって変調シンボルを推定するためのアルゴリズムの５種の異なる反復を行った際の、変換した推定ノイズ部分を例示する１組のダイアグラムを含む図である。これらのダイアグラムは２０ｄＢのＳ／Ｎおよび４ｄＢのＰＡＰＲから始まる。
【０１０６】
図７の第１のダイアグラム７０に、時間領域クリッピングノイズの絶対値が送信信号の離散時間インスタンスの関数として正規化された表現で描かれている。クリッピングノイズ内のピークは、どの時間インスタンスに送信信号｛ｘk｝のクリッピングが生じたか、並びに、どの程度まで送信信号がクリップされたかを明瞭に示している。
【０１０７】
図７の第２のダイアグラム７１は、伝送チャネルでの送信中に送信信号｛ｘk｝に加えられた伝送ノイズを表わす、時間領域における加法性白色ガウスノイズ（ＡＷＧＮ）過程の結果の絶対値を表す図である。
【０１０８】
図７の第３のダイアグラム７２−１は、図５のアルゴリズムの１回目の反復を示すステップ５０５で判定されるような変換した推定ノイズ部分｛ｈａｔ−ｎk｝を表す図である。上記変換した推定ノイズ部分は、図７の第１のダイアグラムのクリッピングノイズと、図７の第２のダイアグラムのＡＷＧＮ伝送ノイズと、逆フーリエ変換した推定ノイズ部分（｛ｈａｔ−Ｎn｝−｛Ｎn｝）との総和を表わし、この推定ノイズ部分は、上記変換した推定ノイズ部分｛ｈａｔ−ｎk｝（図５のフローチャートのステップ５０５を参照のこと）の判定根拠として機能するノイズ部分｛ｈａｔ−Ｎn｝（図５のフローチャートのステップ５０４を参照のこと）を推定するプロセスで生じるものである。このノイズ部分と上記推定ノイズ部分との間の差｛ｈａｔ−Ｎn｝−｛Ｎn｝は、送信変調シンボルのブロックの誤って推定された値｛ｈａｔ−Ｘn｝（図５のフローチャートのステップ５０４を参照のこと）から生じるため、その差は周波数領域の中で離散している、すなわち、この差は、送信変調シンボルが誤って推定された副搬送波に対するピークを含むものにすぎない。これに対応して、推定ノイズ部分の逆フーリエ変換によって変換した推定ノイズ部分を判定する際、逆フーリエ変換に起因して、時間領域にわたってこれらの離散ピークが広がり、その後インスタンス毎に小振幅のノイズ様の表現が生じる。
【０１０９】
図７の第３のダイアグラム７２−１から分かるように、クリッピングピークは、変換した推定ノイズ部分でこのようにさらにはっきりと目に見えるものになり、この変換した推定ノイズ部分｛ｈａｔ−ｎk｝に対して図６のフローチャートによるアルゴリズムを適用することによって、インデックスｋ’および最大のクリッピングピーク７０１の値ｃk’の双方の検出が可能である。次いでこのとき間領域クリッピングピーク７０１は、クリッピングによって影響を受けた変調シンボル成分として元の周波数領域へ変換され、このクリッピングによって影響を受けた変調シンボル成分は、時間インスタンスｋ’における送信信号のクリッピングによって影響を受けたすべての送信変調シンボルの成分を復元する。
【０１１０】
図７の第４のダイアグラム７２−２は、アルゴリズムの２回目の反復時に得られるような、変換した推定ノイズ部分｛ｈａｔ−ｎk｝を表す図である。ダイアグラム７２−１と７２−２とを比較することによって図から容易にわかるように、上記クリッピングによって影響を受けた変調シンボル成分｛Ｃn｝を加算して、リファインした受信変調シンボル｛ｔｉｌｄｅ−Ｒn｝の上記ブロックを前回の反復時に得るとき、このクリッピングピーク７０１の影響が受信変調シンボル｛Ｒn｝のブロックから除去されているので、２回目の反復時の変換した推定ノイズ部分｛ｈａｔ−ｎk｝にはクリッピングピーク７０１はもはや存在しなくなる。リファインした受信変調シンボル｛ｔｉｌｄｅ−Ｒn｝のブロックは、今度は２回目の反復時のノイズ部分｛ｈａｔ−Ｎn｝の推定を行う根拠として機能する。
【０１１１】
図５のフローチャートのステップ５０４によれば、この推定ノイズ部分｛ｈａｔ−Ｎn｝は、送信変調シンボルのブロックの推定値｛ｈａｔ−Ｘn｝をまず必要とする。この推定値｛ｈａｔ−Ｘn｝は、クリッピングピーク７０１を除去したことによってクリッピングノイズが減少しているため、１回目の反復時の対応する推定値の場合よりもエラーが少ないことが期待できる。クリッピングピーク７０１の判定値ｃk’は、推定ノイズに起因して生じる避けられないエラーを含むものではあるとはいえ、この推定は有効である。しかし、時間領域におけるクリッピングピーク７０１の除去は、時間インスタンスｋ’のみに影響を与えるため、やはりこの避けられないエラーは時間インスタンスｋ’のみに影響を与えることになり、時間インスタンスｋ’のダイアグラム７２−１と７２−２とを比較することによって、図からわかるように時間インスタンスｋ’において結果として生じる変換した推定ノイズ部分の値は、ダイアグラム７２−１の時間インスタンスｋ’でのクリッピングピークに比べて著しく小さな値となる。
【０１１２】
ノイズ部分｛ｈａｔ−Ｎn｝の推定の品質は、送信変調シンボルのブロックの推定値｛ｈａｔ−Ｘn｝の品質に依存するため、２回目の反復時の改善された推定値｛ｈａｔ−Ｘn｝が改善された推定値｛ｈａｔ−Ｎn｝に直接つながることになり、したがって、改善された変換した推定ノイズ部分｛ｈａｔ−ｎk｝にもつながることになる。次いで、このノイズ部分から、最も強いクリッピングピーク７０２を再び判定することが可能となる。
【０１１３】
要約すると、各反復時に受信変調シンボルのブロック内のクリッピングノイズが低減し、この低減によって送信変調シンボルのブロックの改善が可能になると言うことができる。このとき、送信変調シンボルのブロックのこの改善された推定値によってノイズ部分の改善された推定が可能になるため、上記変換した推定ノイズ部分に対する上記推定ノイズの影響が小さくなる。次いで、この改善された変換した推定ノイズ部分に基づいて、最も強いクリッピングピークのさらに簡略な検出が可能となる。上記理由により、本発明は、複数の反復時に適用するとき特に利点を有するものとなる。
【０１１４】
ダイアグラム７２−３〜７２−５は、送信変調シンボルを推定するためのアルゴリズムの３回目、４回目、５回目の反復時の変換した推定ノイズ部分｛ｈａｔ−ｎk｝およびそれぞれの反復時に除去されたクリッピングピーク７０３、７０４、７０５を描くものである。ダイアグラム７２−１〜７２−５を比較することによって図から容易にわかるように、反復数の増加と共に、この変換した推定ノイズ部分のピークが大幅に減少する。
【０１１５】
図８は、本発明の方法の異なる反復回数に対する平均信号対ノイズ比Ｓ／Ｎの関数として平均ビットエラー率（ＢＥＲ）を描くダイアグラムである。この図では、伝送ノイズの電力のみがＳ／Ｎで考慮される。
【０１１６】
一番下の曲線は、ＯＦＤＭシステムを用いて達成可能な平均ＢＥＲを表わし、この場合、送信信号のクリッピングは生じていないが、これは、例えばすべての発生する送信信号の値の絶対値をカバーするダイナミックレンジを有する高品質の電力増幅器に起因して生じる現象である。残りの４つの曲線は、これとは対照的に、４ｄＢのＰＡＰＲを持つクリッピングが発生したときのＢＥＲを描くものである。
【０１１７】
上図の一番上の曲線は、推定される送信変調シンボルの品質に対するクリッピングの影響を緩和するための行動が何も行われない場合に達成可能なＢＥＲを描く曲線である。この曲線は反復回数の設定が０のとき本発明の方法によって達成可能な結果を表わす。
【０１１８】
上記２本の境界曲線の間にある３本の曲線は、本発明の方法の反復回数が５、１０、１５回の反復へと増加するとき、達成可能なＢＥＲの結果を表わす曲線である。０回の反復の場合の曲線と比べて、特に、例えば（１６−ＱＡＭなどのような）より高次の変調を利用するシステムにおいて遭遇する高いＳ／Ｎ状態で、非常に大きな改善の達成が可能となることが図から容易にわかる。したがって、十分に高いＳ／Ｎを持つ動作点を必要とすることになる。５回から１０回へ反復回数を増やすことによって性能を上げることができるが、１０回よりも多い回数では大きな性能の向上が得られることはないと推論することができる。
【０１１９】
したがって、本発明による方法は、送信信号および／または受信信号のクリッピングという欠点を有するＯＦＤＭシステムにおける変調シンボルの推定の品質の低下を防ぐ強力な手段を表わすことになる。本方法は、送信変調シンボルの効率のよいかつ精密な再構成を提供するものであり、後続する受信機機能を低下させることはない。
【０１２０】
さらに、従来技術による技法とは対照的に、本発明による方法は無知識なものであり、送信機および／または受信機のクリッピングレベルに関する知識を受信機側で必要としない。特に、送信機と受信機との間で別途の信号通知を必要とせず、また、本方法はパイロットや、何らかの既知の副搬送波に依存するものではない。本発明による方法は、送信機および／または受信機の実施構成にまったく依存しない方法であり、したがって、本方法は任意のＯＦＤＭ送信機および／または受信機で利用可能である。
【０１２１】
（クリッピングによって誘起される品質の低下を防がない方法によるＳ／Ｎと比べて）一定の平均ＢＥＲに対して、本発明による方法によって達成可能なＳ／Ｎゲインを効率良く利用して、コストに敏感な端末において送信電力を低減したり、より低いクリッピングレベルに対応したりすることが可能となり、これによって端末コストを下げることが可能となる。これは例えば５回などのわずか数回の反復によって達成が可能であるため、クリッピングに起因して生じる品質低下を防がない変調シンボル推定技法に対して持続可能な計算オーバヘッドを示す。さらに、本発明の方法の完全な実施はベースバンドでも可能であり、ソフトウェアを修正するだけでよいため、特にコスト効率が良い。
【０１２２】
以上推奨実施例によって本発明を説明した。当業者にとって明白である代替方法および変更例が存在し、添付の請求項の範囲と精神から逸脱することなくこれらの実施が可能であることを付記しておく。特に本発明は、送信信号を得るために送信変調シンボルのブロックの逆フーリエ変換が行われ、さらに受信変調シンボルのブロックを得るために上記受信信号のフーリエ変換が行われるＯＦＤＭシステムに限定されるものではない。本発明は、送信信号およびブロックの受信信号を得るために、例えばヒルベルト変換またはウェーブレット変換あるいは拡散並びに逆拡散などの異なる処理を利用するシステムにおいても同様に適用可能である。さらに本発明は、クリッピングが送信機側のみで生じるシステムでの利用に限定されるものではなく、受信機側で、あるいは送信機と受信機の双方の側でクリッピングが生じるシステムにおいても、シンボル推定の性能を適切に改善するものである。
【図面の簡単な説明】
【０１２３】
【図１】本発明の実施例によるシステムを示す概略図である。
【図２】本発明の実施例による送信機のコンポーネントを示す概略図である。
【図３】本発明の実施例による受信機のコンポーネントを示す概略図である。
【図４】本発明の実施例によるクリッピングによって影響を受けた変調シンボル成分推定装置のコンポーネントを示す概略図である。
【図５】本発明の実施例による変調シンボルを推定する方法を示すフローチャートである。
【図６】本発明の実施例による変換した推定ノイズ部分のクリッピングピークを探索する方法を示すフローチャートである。
【図７】本発明の実施例による方法のさまざまな反復回数で変換される推定ノイズ部分を例示する１組のダイアグラムである。
【図８】本発明の方法のさまざまな回数の反復に対する平均信号対ノイズ比の関数としての平均ビットエラー率（ＢＥＲ）を描くダイアグラムである。
【図１】
2008516499.tif 000013
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【手続補正書】
【提出日】平成18年12月12日(2006.12.12)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
変調シンボル送信システムにおいて変調シンボルを推定する方法であって、前記システムでは、送信信号を得るために送信変調シンボルのブロックが処理され、前記システムでは、受信信号を得るために伝送チャネルで前記送信信号が送信され、前記システムでは、受信変調シンボルのブロックを得るために前記受信信号が処理され、前記システムでは、前記送信信号と前記受信信号のうちの少なくとも一方の信号の信号ピークがクリッピングレベルを上回った場合、前記信号ピークがクリップされ、前記方法は、
前記受信変調シンボルのブロックに含まれているノイズ部分を推定するステップと、
クリッピングによって影響を受けた変調シンボル成分を前記の推定ノイズ部分に基づいて判定するステップであって、前記推定ノイズ部分を逆フーリエ変換して、変換した推定ノイズ部分を得るステップと、前記変換した推定ノイズ部分の少なくとも１つのクリッピングピークを探索するステップと、前記少なくとも１つのクリッピングピークが発見された場合、前記少なくとも１つのクリッピングピークをフーリエ変換して、前記クリッピングによって影響を受けた変調シンボル成分を得るステップとを含む、判定ステップと、
前記の判定したクリッピングによって影響を受けた変調シンボル成分を前記受信変調シンボルのブロックに加算し、リファインした受信変調シンボルのブロックを得るステップと、
前記リファインした受信変調シンボルのブロックから、前記送信変調シンボルのブロックの前記送信変調シンボルを推定するステップと、
を有する方法。
【請求項２】
前記送信信号を得るために前記送信変調シンボルのブロックを逆フーリエ変換し、前記受信変調シンボルのブロックを得るために前記受信信号をフーリエ変換する請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記送信信号を得るために前記送信変調シンボルのブロックを逆フーリエ変換し、前記受信変調シンボルのブロックを得るために前記受信信号をフーリエ変換し、その後、チャネル修正する請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記受信変調シンボルのブロックに含まれているノイズ部分を推定する前記ステップと、クリッピングによって影響を受けた変調シンボル成分を前記推定ノイズ部分に基づいて判定する前記ステップと、前記の判定したクリッピングによって影響を受けた変調シンボル成分を前記受信変調シンボルのブロックに加算し、リファインした受信変調シンボルのブロックを得る前記ステップと、を少なくとも２回反復し、各反復の後、前記リファインした受信変調シンボルのブロックは、次の反復の際前記受信変調シンボルのブロックとして機能し、さらに、前記少なくとも２回の反復の最後の反復時に得られる前記リファインした受信変調シンボルのブロックから前記送信変調シンボルのブロックの前記送信変調シンボルを推定する請求項１乃至３のいずれか一項に記載の方法。
【請求項５】
前記受信変調シンボルのブロックに含まれているノイズ部分を推定する前記ステップは、
前記受信変調シンボルのブロックから前記送信変調シンボルのブロックを推定するステップを含み、
前記推定した送信変調シンボルのブロックおよび前記受信変調シンボルのブロックに少なくとも基づいて前記ノイズ部分を推定する請求項１乃至４のいずれか一項に記載の方法。
【請求項６】
前記ノイズ部分の前記推定ステップは、前記伝送チャネルに関する情報にさらに基づく請求項５に記載の方法。
【請求項７】
前記変換した推定ノイズ部分内の前記少なくとも１つのクリッピングピークは、前記クリッピングピークの前記値の電力と、前記変換した推定ノイズ部分内の、前記クリッピングピークの前記値を除くすべての値の平均電力との比率が所定のしきい値よりも大きいという条件を満たす請求項１乃至６のいずれか一項に記載の方法。
【請求項８】
前記受信データシンボルのブロックに含まれている前記ノイズ部分は、前記信号ピークの前記クリッピングによって引き起こされるクリッピングノイズと、前記伝送チャネルでの前記送信中に前記送信信号に加算される伝送ノイズと、前記ノイズ部分の前記推定から生じる推定ノイズとの表現を含み、前記クリッピングノイズと、前記伝送ノイズと、前記推定ノイズとの確率分布に関連するパラメータを推定し、前記パラメータを、前記変換した推定ノイズ部分内の少なくとも１つのクリッピングピークの前記探索ステップの際に少なくとも部分的に考慮する請求項１乃至７のいずれか一項に記載の方法。
【請求項９】
位相および／または振幅変調方式によって、少なくとも４つの送信データビットのグループを前記送信変調シンボルに対応させることにより、前記送信変調シンボルの各々を得る請求項１乃至８のいずれか一項に記載の方法。
【請求項１０】
請求項１乃至９のうちのいずれか一項の方法ステップをプロセッサに実行させるよう動作可能な命令を含むコンピュータプログラム。
【請求項１１】
請求項１乃至９のうちのいずれか一項の方法ステップをプロセッサに実行させるよう動作可能な命令を含むコンピュータプログラムを含むコンピュータプログラム製品。
【請求項１２】
変調シンボル送信システムにおいて変調シンボルを推定する装置であって、前記システムでは、送信信号を得るために送信変調シンボルのブロックが処理され、前記システムでは、受信信号を得るために伝送チャネルで前記送信信号が送信され、前記システムでは、受信変調シンボルのブロックを得るために前記受信信号が処理され、前記システムでは、前記送信信号と前記受信信号のうちの少なくとも一方の信号の信号ピークがクリッピングレベルを上回った場合、前記信号ピークがクリップされ、前記装置は、
前記受信変調シンボルのブロックに含まれているノイズ部分を推定するように構成した手段と、
クリッピングによって影響を受けた変調シンボル成分を前記推定ノイズ部分に基づいて判定するように構成した手段であって、前記判定ステップは、前記推定ノイズ部分を逆フーリエ変換して、変換した推定ノイズ部分を得るステップと、前記変換した推定ノイズ部分の少なくとも１つのクリッピングピークを探索するステップと、前記少なくとも１つのクリッピングピークが発見された場合、前記少なくとも１つのクリッピングピークをフーリエ変換して、前記クリッピングによって影響を受けた変調シンボル成分を得るステップとを含む手段と、
前記の判定したクリッピングによって影響を受けた変調シンボル成分を前記受信変調シンボルのブロックに加算し、リファインした受信変調シンボルのブロックを得るように構成した手段と、
前記リファインした受信変調シンボルのブロックから前記送信変調シンボルのブロックの前記送信変調シンボルを推定するように構成した手段と、
を備える装置。
【請求項１３】
前記装置は、無線通信システムの端末装置または前記端末装置の一部とする請求項１２に記載の装置。
【請求項１４】
前記装置は、無線通信システムのネットワーク要素または前記ネットワーク要素の一部とする請求項１２に記載の装置。
【請求項１５】
送信機および受信機を備えた変調シンボル送信のためのシステムであって、前記送信機は、
送信変調シンボルのブロックを処理し、送信信号を得るように構成した手段と、
伝送チャネルで前記送信信号を前記受信機へ送るように構成した手段と、を備え、前記受信機は、
送信機から前記送信信号を受け、受信信号を得るように構成した手段と、
前記受信信号を処理し、受信変調シンボルのブロックを得るように構成した手段と、
前記受信変調シンボルのブロックに含まれているノイズ部分を推定するように構成した手段と、
クリッピングによって影響を受けた変調シンボル成分を前記推定ノイズ部分に基づいて判定するように構成した手段であって、前記判定ステップは、前記推定ノイズ部分を逆フーリエ変換して、変換した推定ノイズ部分を得るステップと、前記変換した推定ノイズ部分の少なくとも１つのクリッピングピークを探索するステップと、前記少なくとも１つのクリッピングピークが発見された場合、前記少なくとも１つのクリッピングピークをフーリエ変換して、前記クリッピングによって影響を受けた変調シンボル成分を得るステップとを含む手段と、
前記の判定したクリッピングによって影響を受けた変調シンボル成分を前記受信変調シンボルのブロックに加算し、リファインした受信変調シンボルのブロックを得るように構成した手段と、
前記リファインした受信変調シンボルのブロックから前記送信変調シンボルのブロックの前記送信変調シンボルを推定するように構成した手段と、
を備え、前記送信信号および前記受信信号のうちの少なくとも一方の信号の信号ピークがクリッピングレベルを上回った場合、前記信号ピークをクリップするシステム。
【国際調査報告】
2008516499.tif 000021
2008516499.tif 000022
2008516499.tif 000023