(57)【要約】  入力段５２と電流変調段６４とを有する、サブハーモニックミキサ回路が開示されている。入力段５２は、第一周波数のＲＦ入力信号ＲＦ＋、ＲＦ−を受信して、ＲＦ入力信号により変化する出力電流ｉ１、ｉ２を発生する。電流変調段６４は、第一局部発振器信号ＬＯ０をそれぞれ受信するための第一トランジスタＱ３と、第一局部発振器信号と１８０度位相がずれた第二局部発振器信号ＬＯ１８０を受信するための第二トランジスタＱ４とを具え、局部発振器周波数の二倍の周波数を有する変調電流信号ｉ０が、出力電流に重ね合わされる。【選択図】図７
2008536432.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第一周波数での各第一入力電圧信号を受信して、前記第一入力電圧信号に基づき変化する少なくとも一つの各出力電流を発生する少なくとも一つの入力段と、
各前記出力電流を変調するために各前記入力段に接続された少なくとも一つの各電流変調段とを具え、
各前記電流変調段が、第二周波数の各第二入力電圧信号を受信する各第一トランジスタと、対応する前記第二入力電圧信号と実質的に１８０度位相がずれている各第三入力電圧信号を受信するために前記第一トランジスタに接続された各第二トランジスタとを含む少なくとも一つのトランジスタ対を具え、
前記トランジスタ対が、前記第二周波数の実質的に二倍の周波数を有する変調した各電流信号を前記出力電流に重ね合わせる、ミキサ回路。
【請求項２】
少なくとも一つの前記出力電流の最大振幅が、前記出力電流に対応する各前記変調電流信号の最大振幅に実質的に等しい、請求項１に記載のミキサ回路。
【請求項３】
少なくとも一つの前記第二周波数が、前記第一周波数の実質的に半分である、請求項１に記載のミキサ回路。
【請求項４】
少なくとも一つの前記入力段が、各第三トランジスタと、前記第三トランジスタに接続された各第四トランジスタとを具え、
前記第三トランジスタおよび前記第四トランジスタは、前記第三トランジスタの入力端子と、前記第四トランジスタの入力端子との間に加えられる前記第一入力電圧信号によって変化する各出力信号を発生するように構成されている、請求項１に記載のミキサ回路。
【請求項５】
第一入力段と、第二入力段とを更に具え、
前記第一入力段の第三トランジスタの出力端子が、前記第二入力段の第四トランジスタの出力端子に接続され、
前記第一入力段の第四トランジスタの出力端子が、前記第二入力段の第三トランジスタの出力端子に接続されている、請求項４に記載のミキサ回路。
【請求項６】
少なくとも一つの前記入力段の前記第三トランジスタおよび前記第四トランジスタのそれぞれに接続された、各第一および第二電流変調段を更に具える、請求項４に記載のミキサ回路。
【請求項７】
少なくとも一つの前記入力段が、
各第五トランジスタと、
各前記第一入力電圧信号を受信して前記第一入力電圧信号に基づき前記出力端子に電流信号を加えるために前記トランジスタの出力端子に接続された少なくとも一つの各インピーダンスとを具える、請求項１に記載のミキサ回路。
【請求項８】
少なくとも一つの前記インピーダンスが、抵抗を具える、請求項７に記載のミキサ回路。
【請求項９】
少なくとも一つの前記インピーダンスが、リアクタンスを具える、請求項７に記載のミキサ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ミキサ回路に関する。
【従来技術】
【０００２】
ミキサ回路は、無線周波数（ＲＦ）装置の重要な基礎的要素（ビルディングブロック）である。ミキサ回路は、第一周波数と第二周波数との和、および第一周波数と第二周波数との差の周波数成分を有する出力信号を生成するために、第一および第二周波数の入力信号を合成する。
【０００３】
図１は、二重平衡型のギルバートミキサを具える、モノリシックバイポーラＲＦミキサ回路を示す。ミキサ２は、第一、第二トランジスタＱ１、Ｑ２を備える第一差動増幅段４と、第一出力電圧ＩＦ−が出力される出力端子６とを有し、負荷抵抗ＲＬに流れる電流の量を調整するために、それらのトランジスタＱ１、Ｑ２の間に局部発振器差動信号ＬＯ＋、ＬＯ−が加えられる。局部発振器差動信号は、第二差動増幅段８にも加えられ、この第二差動増幅段８は、第三、第四トランジスタＱ３、Ｑ４と、負荷抵抗ＲＬと、第二出力電圧ＩＦ＋が出力される出力端子１０とを有している。第二、第三トランジスタＱ２、Ｑ３のコレクタはそれぞれ、第二、第一出力端子１０、６に接続されている。
【０００４】
各トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４の相互コンダクタンスは、各トランジスタのエミッタ電流よって決まり、そのエミッタ電流は、第一、第二増幅段４、８の後部にそれぞれ位置する第五、第六トランジスタＱ５、Ｑ６の間に差動無線周波数信号ＲＦ＋、ＲＦ−を加えることにより調整される。その結果、出力端子６、１０の間に出現する差動電圧信号は、局部発振器信号ＬＯ＋、ＬＯ−とＲＦ信号ＲＦ＋、ＲＦ−との積に比例した成分を有する。当業者に周知の三角恒等式の結果として、出力端子６、１０の間に出現する差動出力信号ＩＦ−、ＩＦ＋は、局部発振器の周波数とＲＦ周波数との和、およびそれらの周波数の間の差の周波数を持つ成分を有する。出力端子６、１０の間の差動出力電圧を取ることにより、和および差の周波数成分以外の項が出力信号から取り除かれる。
【０００５】
図１に示されるギルバートセルミキサ２が、変換利得をもたらすことができ、局部発振器端子の駆動に比較的に低い電力を要求し、信号端子間で適度に良好な分離をもたらし、そして出力波中に局部発振器信号の成分を有さないとはいえ、従来のこの型のいわゆる基本波ミキサ（ｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌ  ｍｉｘｅｒｓ）は、特定の周波数で、ＲＦと局部発振器端子との間の分離問題を提起するのに十分に局部発振器周波数がＲＦ信号の周波数に接近するという不都合を被る。これは、例えば６０ＧＨｚ帯のような、比較的高周波数帯で統合送受信機（ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ）を設計する場合に特有の問題である、望ましくない局部発振器の放射、および受信機フロントエンドの感度低下をもたらす。
【０００６】
この問題を解決するため、サブハーモニック（分数調波）ミキサが用いられ得る。前記ミキサは、整数で割られた類似の局部発振器基本波周波数と等しい局部発振器周波数で動作する。基本波ミキサとサブハーモニックミキサとの動作の比較が、図２および図３に示されている。
【０００７】
６０ＧＨｚ帯でのミキサ動作を例に取ると、６０ＧＨｚのＲＦ信号を２ＧＨｚの中間周波数信号に変換するために、図２に示される基本波ミキサを用いたローサイドインジェクション（ｌｏｗ−ｓｉｄｅ  ｉｎｊｅｃｔｉｏｎ）のための適切な局部発振器周波数を５８ＧＨｚにする必要がある。図２に示すように、局部発振器信号は、ＲＦ信号の周波数に非常に近く、先に概説した問題を生じる。一方、図３に示すように、４Ｘサブハーモニックミキサの場合、中間周波数成分は、ＲＦ周波数と、局部発振器信号の第四高調波との間の混合の結果として得られる。ＲＦ周波数が６０ＧＨｚで、ＩＦ周波数が２ＧＨｚの場合、４Ｘサブハーモニックミキサは、ローサイドインジェクションを用いて１４．５ＧＨｚで動作する。これは、ＲＦ信号と、局部発振器信号と、中間周波数信号との間の適切な周波数分離をもたらし、これらの周波数相互の分離を容易にする。
【０００８】
図４に、サブハーモニックミキサの一例を示す。ここでは一組のダイオード２０、２２が、逆並列分流路配置（ａｎｔｉ−ｐａｒａｌｌｅｌ  ｓｈｕｎｔ  ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）で接続されるとともに、各信号経路が、各フィルタ２６、２８、３０を経て同一のノード２４に接続されている。図５の下部は、図５の上部に示されるような対称な局部発振器電圧波形に起因する、ダイオード対２０、２２の伝導波形（ｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎ  ｗａｖｅｆｏｒｍ）を示す。局部発振器電圧サイクルの正と負の両方の部分で伝導は起こり、各サイクルに対して二つの同一の伝導パルスをもたらす。換言すれば、ダイオード対２０、２２の伝導波形は、局部発振器波形の二倍の周波数のものである。
【０００９】
その結果、図４に示す逆並列ダイオードミキサは、基本波の混合モードの排除をもたらし、このことは、局部発振器信号の基本波成分の、ＩＦ混合積におけるＲＦ電力損失を最小化する。代わりに、伝導波形に常駐する最低周波数成分は、局部発振器周波数の正確に二倍であり、これによってダイオード対に生じる大きな信号電圧は、今や、局部発振器第二高調波およびその倍数の高調波のみを含む。結果として、基本波および局部発振器周波数の奇数倍になるはずのサブハーモニック混合積の全ては抑圧され、局部発振器周波数の偶数倍から生じるサブハーモニック混合積に、より大きいＲＦ電力の変換をもたらす。この結果、望ましくない基本波および局部発振器周波数の奇数倍のサブハーモニック変換積を取り除くことにより、サブハーモニック変換損失の低減が達成される。
【００１０】
しかしながら、図４のミキサは、この効果を達成するため、ダイオード対２０、２２の対称伝導を確実にするように、ダイオード２０、２２が殆ど同一のＩ−Ｖ特性を有していなければならないという不都合を被る。ダイオード伝導のいかなる非対称性も、伝導波形中の局部発振器第一高調波周波数成分をもたらし、この第一高調波周波数成分は、基本波の応答の排除の低下における主要な機構となる。
【００１１】
図６に、基本波応答の排除を達成する、既知のトランジスタを基礎としたサブハーモニックミキサ回路が示されている。このミキサ４０は、並列な二つの共通ドレイン電界効果トランジスタ４２、４４を具え、局部発振器信号ＬＯが、フィルタ４６を介して一つのトランジスタ４４のゲートに加えられるとともに、他のトランジスタ４２のゲートに伝送回線４８を介して、局部発振器周波数が１８０度位相遅れして供給される。図４に示すダイオードを基礎としたミキサに類似した方式で各トランジスタ４２、４４に、位相が１８０度異なる対称な局部発振器信号が加えられると、図５の下部に示される波形に類似する波形をもたらすように、各トランジスタは局部発振器サイクルの半分以上を伝導する。このことは、局部発振器により作られる伝導波形の全体が対称となることを確実にし、言い換えれば、この回路は、局部発振器サイクルの正と負の両方の部分を伝導する。しかしながら、伝送回線４８が局部発振器信号への損失を決定する。そしてこの損失は、非対称性を伝導波形に導入する。その結果、このサブハーモニックミキサ配置に関する基本波モード排除は、十分に機能を果たさず、そして、理論上は図４の逆並列ダイオード対より悪くなる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
本発明の目的は、前記不都合の一つ以上を緩和するサブハーモニックミキサ回路をもたらすことにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明にかかるミキサ回路によれば、第一周波数での各第一入力電圧信号を受信して、前記第一入力電圧信号に基づき変化する少なくとも一つの各出力電流を発生する少なくとも一つの入力段と、各前記出力電流を変調するために各前記入力段に接続された少なくとも一つの電流変調段とを具え、各前記電流変調段が、第二周波数の各第二入力電圧信号を受信する各第一トランジスタと、対応する前記第二入力電圧信号と実質的に１８０度位相がずれている各第三入力電圧信号を受信するために前記第一トランジスタに接続された各第二トランジスタとを含む少なくとも一つのトランジスタ対を具え、前記トランジスタ対が、前記第二周波数の実質的に二倍の周波数を有する変調した各電流信号を前記出力電流に重ね合わせる、というミキサ回路がもたらされる。
【発明の効果】
【００１４】
前記第二周波数の実質的に二倍の周波数を有する変調電流信号を出力電流に重ね合わせることは、出力電流に重ね合わされた混合電流信号を局部発振器基本波周波数の高調波である周波数にできるという利点をもたらし、かくして入力信号と局部発信器信号との適切な分離を可能にする。また、互いに接続された一対のトランジスタで変調電流を供給することにより、Ｉ−Ｖ特性が厳密に一致するトランジスタを作製できるという利点をもたらし、その結果として、トランジスタ対の対称動作が最大化される。そしてこの最大化は、出力信号に現れる基本波周波数および奇数倍高調波周波数の周波数成分の範囲を低減する。少なくとも一つの前記出力電流の最大振幅は、その、またはそれぞれの出力電流に対応する各前記変調電流信号の最大振幅と実質的に等しくても良い。
【００１５】
少なくとも一つの前記第二周波数は、実質的に前記第一周波数の半分でも良い。
【００１６】
このことは、前記第二周波数での局部発振器の自己混合の発生の最小化を確定し、この最小化は、ミキサ回路の出力端子でのオフセットの発生を最小化する。このことは、ミキサの低電力消費を確定し、同時に、ミキサを比較的容易に製造できるようにする。更なる効果として、局部発振器の引き込み（局部発振器プリング）も最小化される。
【００１７】
少なくとも一つの前記入力段は、各第三トランジスタと、前記第三トランジスタに接続された各第四トランジスタとを具え、前記第三および第四トランジスタは、前記第三および第四トランジスタの入力端子間に加えられる前記第一入力電圧信号によって変化する各出力電流を発生するように構成されていても良い。
【００１８】
前記ミキサ回路は、第一および第二入力段を更に具え、前記第一入力段の第三トランジスタの出力端子が、前記第二入力段の第四トランジスタの出力端子に接続され、前記第一入力段の第四トランジスタの出力端子が、前記第二入力段の第三トランジスタの出力端子に接続されていても良い。
【００１９】
このことは、前記第一入力段と前記第二入力段との出力電圧の差が出力信号として取り出されることを可能にするという利点をもたらし、その結果として、望ましくない周波数の一つ以上の信号成分が出力信号から欠ける。
【００２０】
前記ミキサ回路は、少なくとも一つの前記入力段の前記第三および第四トランジスタのそれぞれに接続された、各第一および第二電流変調段を更に具えても良い。
【００２１】
少なくとも一つの前記入力段は、各第五トランジスタと、各前記第一入力電圧信号を受信して前記第一入力電圧信号に基づき前記出力端子に電流信号を加えるために前記トランジスタの出力端子に接続された少なくとも一つの各インピーダンスとを具えても良い。
【００２２】
少なくとも一つの前記インピーダンスは、抵抗を具えても良い。少なくとも一つの前記インピーダンスは、リアクタンスを具えても良い。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
本発明の好ましい実施形態が、制限的な意味でなく、例示の目的で添付図面を参照して以下に記載される。
【００２４】
図７は、サブハーモニックミキサの回路図である。図７では、本発明にかかる第一実施形態の単一平衡型（シングルバランス）サブハーモニックミキサ５０が、第一トランジスタＱ１、第二トランジスタＱ２、および各トランジスタＱ１、Ｑ２のエミッタに接続されてバイアス電流ＩＢＩＡＳを発生する電流源５４を有する入力段５２を具えている。ＲＦ入力信号ＲＦ＋、ＲＦ−がトランジスタＱ１、Ｑ２のベース間に加えられ、また、トランジスタＱ１、Ｑ２のコレクタは出力端子５６、５８にそれぞれ接続されており、それらの出力端子５６、５８の間に中間周波数信号ＩＦ＋、ＩＦ−が出力される。出力端子５６、５８は、各抵抗６０、６２を介して正電圧源ＶＣＣに接続されている。電流変調段６４は、一対のトランジスタＱ３、Ｑ４を具え、それらのトランジスタＱ３、Ｑ４のエミッタは、互いに一体に接続されるとともに、電流源５４とトランジスタＱ１、Ｑ２のエミッタとに接続されたノード６６に接続されている。トランジスタＱ３、Ｑ４のコレクタは、正電圧源ＶＣＣに接続されている。周波数ｆＬＯを有する第一局部発振器信号ＬＯ０が、トランジスタＱ３のベースに加えられ、その第一局部発振器信号ＬＯ０と１８０度位相がずれた第二局部発振器信号ＬＯ１８０が、トランジスタＱ４のベースに加えられている。トランジスタＱ３、Ｑ４は、互いに可能な限りほとんど同一のＩ−Ｖ特性を有するように適合されており、その結果として、トランジスタＱ３は、第一局部発振器信号ＬＯ０のサイクルの正の部分でノード６６にテール電流ｉ０を導き、トランジスタＱ４は、第二局部発振器信号ＬＯ１８０のサイクルの正の部分でテール電流ｉ０を導く。第一および第二局部発振器信号ＬＯ０、ＬＯ１８０の正の部分が互いに逆位相であるから、トランジスタＱ３、Ｑ４は、互いに１８０度位相がずれた局部発振器サイクルの一部を除き、周波数ｆＬＯの、ほとんど同一の電流を導き、図８に示すような、周波数２ｆＬＯを有する電流ｉ０をもたらす。
【００２５】
電流ｉ０の最大振幅はＩＢＩＡＳであり、その波の中に局部発振器信号の第二高調波を有する。これは、下記の数式１で示される。
【数１】
2008536432.tif 000003
【００２６】
実質的に電流変調段６４は、周波数２ｆＬＯの電流信号ｉ０を作り出し、この電流信号ｉ０は、トランジスタＱ１、Ｑ２のコレクタをそれぞれ通った電流信号ｉ１、ｉ２に重ね合わされる。その結果、出力端子５６、５８にそれぞれ現れる出力電圧信号ＩＦ−、ＩＦ＋は、周波数２ｆＬＯでの信号およびＲＦ信号の周波数ｆＲＦでの信号の積によって決まる。結果として、出力端子５６、５８間に、周波数２ｆＬＯと周波数ｆＲＦとの和および差の成分を有する出力電圧信号ＩＦ−、ＩＦ＋を作り出すように混合が起こり、このことから、このミキサが、局部発振器周波数ｆＬＯの第二高調波で最低周波数成分を有するサブハーモニックミキサのように動作することが判る。トランジスタＱ３、Ｑ４の一致により、電流信号ｉ０は局部発振器基本波周波数ｆＬＯの成分を実質的に有さず、その結果として、基本波周波数の混合積での電力浪費が最小化される。
【００２７】
特に、電流信号ｉ０の電流波形は余弦（コサイン）波形に似た波形として処理でき、その結果として、電流信号ｉ０は下記の数式２で示されるハーモニックフーリエ級数で表される。
【数２】
2008536432.tif 000004
【００２８】
電流信号ｉ０は、その最大値において値ＩＢＩＡＳを有し、この電流は差動トランジスタ対Ｑ１、Ｑ２を飢餓状態に（ｓｔａｒｖｉｎｇ）させ、その結果、ＲＦ信号が出力端子５６、５８へ通過しない。また、電流信号ｉ０は、その最低値において０であり、ＲＦ信号が出力端子で抽出される。差動対Ｑ１、Ｑ２に流れる総テール電流は、ｉ１＋ｉ２で示され、ＩＢＩＡＳと、ｉ０との差であり、以下の数式３で示される。
【数３】
2008536432.tif 000005
【００２９】
当業者には理解されるであろうように、ＩＦ出力電圧とＲＦ入力電圧との間にはｔａｎｈ（ｘ）の関係があることを考えれば、ＩＦ出力電圧は、下記の数式４で表現される。
【数４】
2008536432.tif 000006
【００３０】
この数式４は、近似により、以下の数式５のように簡易化される。
【数５】
2008536432.tif 000007
【００３１】
線形項だけを用いると、余分な多項式の項を省略できるので、ＲＦ信号の大きさを考慮すると、ＩＦ出力信号はその波形中にＲＦ信号の供給があることが判り、数式６のようになる。
【数６】
2008536432.tif 000008
【００３２】
換言すれば、ＩＦ出力電圧信号はＲＦ周波数と局部発振器信号の二倍の周波数との和および差と共に、ＲＦ周波数の成分を有する。もし、位相および振幅を変調された高調波ＲＦ信号を下記の数式７のように見なし、
【数７】
2008536432.tif 000009
そして、そのＲＦ周波数が局部発振器周波数の二倍、すなわちｆＲＦ＝２ｆＬＯであると見なすと、ベースバンド信号は、ＩＦ信号をローパスフィルタを通した後に、下記の数式８のようになる。
【数８】
2008536432.tif 000010
【００３３】
このミキサの変換利得／変換損失は、数式９のようになるということは、当業者に理解されるであろう。
【数９】
2008536432.tif 000011
【００３４】
これは、図７の負荷抵抗６０、６２でのＤＣ電圧低下がπＶｔ／２より大きい場合に、変換利得となる。この構成によりもたらされた大きな電圧余裕の結果として、この条件を達成するのは簡単であり、数百ｍＶの電圧低下が可能である。
【００３５】
それゆえ、図７に示されるミキサは、ＲＦ周波数の半分の周波数においてサブハーモニックモードで動作し、局部発振器周波数の二倍の周波数を内部で発生させるということが判る。結果として、その２ｆＬＯ周波数信号が、差動ＲＦ信号を阻害できない共通のモードの信号であるという利点を有する。局部発振器をＲＦ周波数の半分の周波数に保持することは、局部発振器の自己混合の可能性、ひいては中間周波数ＩＦでの局部発振器オフセットの発生を減らす。
【００３６】
局部発振器の周波数がＲＦ周波数の半分であるから、局部発振器の自己混合は最小化される。これは、ミキサ回路の出力端子で発生するオフセットの減少を確定し、そのオフセットの減少は、ミキサ回路の低電力消費を確定する。このミキサ回路は、既知のミキサと比較した場合に、比較的容易に製造でき、電力増幅器に起因する局部発振器の引込みも減少する。
【００３７】
図９に、本発明にかかる第二実施形態のミキサを示す。図９のミキサ７０は、二重平衡型サブハーモニックミキサであり、その動作は、図１０に示す波形を用いて示される。
【００３８】
このミキサ７０は、第一および第二入力段７２、７４を有し、各入力段７２、７４は、第一トランジスタＱ１、Ｑ８と、第二トランジスタＱ４、Ｑ５とをそれぞれ備えている。トランジスタＱ１、Ｑ４のベース間、およびトランジスタＱ５、Ｑ８のベース間に、入力ＲＦ信号が加えられる。トランジスタＱ４およびトランジスタＱ８のコレクタと同様に、トランジスタＱ１およびトランジスタＱ５のコレクタは互いに一体に接続されている。図７に示すミキサの電流変調段と同様の電流変調段７６、７８が、第一および第二入力段７２、７４にそれぞれ接続されている。
【００３９】
図９のミキサの、差動対Ｑ１、Ｑ４および差動対Ｑ５、Ｑ８のそれぞれの差動出力電流は、以下の数式１０、１１で示される。
【数１０】
2008536432.tif 000012
【数１１】
2008536432.tif 000013
【００４０】
その結果、ＩＦ出力信号は、以下の数式１２のように推定できる。
【数１２】
2008536432.tif 000014
【００４１】
ｔａｎｈ項を近似した後のＩＦ出力電圧とＲＦ入力電圧との間の関係は、以下の数式１３で示されるということは、当業者に理解されるであろう。
【数１３】
2008536432.tif 000015
【００４２】
それゆえ図９に示すミキサは、出力波中にＬＯ信号またはＲＦ信号が無いという利点を有するということが判る。このことは、ＲＦ信号またはＬＯ信号がＩＦ信号に近く、フィルタが要求される結果として出力でのＬＯ信号またはＲＦ信号のフィルタリングが実用的でないような多くの適用例に対して特に有利である。ローパスフィルタの通過後、約０Ｈｚに減少する項だけ選択すると、数式１４のようになる。
【数１４】
2008536432.tif 000016
【００４３】
図９に示す二重平衡型サブハーモニックミキサの変換利得は、数式１５のようになる。
【数１５】
2008536432.tif 000017
【００４４】
結果として、この二重平衡型ミキサの変換利得は、図７に示す単一平衡型ミキサの変換利得より因数（係数）２だけ大きい。
【００４５】
図１１に、本発明にかかる第三実施形態の単一平衡型ミキサを示す。このミキサ８０は、トランジスタＱ５と、トランジスタＱ５のエミッタと電流源８６との間に接続された抵抗とを備える入力段を有している。抵抗８４は、電流変換器への電圧の役目を果たし、そしてインピーダンス整合を助ける。抵抗８４は、コイルのようなリアクティブ部品により置換できる。
【００４６】
トランジスタＱ５のコレクタは、一対のトランジスタＱ１、Ｑ２を備える第一電流変調段９０を介して第一出力端子８８に接続されると共に、トランジスタ対Ｑ３、Ｑ４を備える第二電流変調段９４を介して第二出力端子９２に接続されている。電流変調段９０、９４は、各出力端子８８、９２を通って流れる電流に、周波数２ｆＬＯの各電流信号を加え、その出力電流はまた、抵抗８４に加えられるＲＦ入力信号によっても決まる。結果として、各出力端子８８、９２を通って流れる電流は、周波数ｆＲＦの信号と、周波数２ｆＬＯの信号との積によって決まり、その結果として、サブハーモニック混合が起こる。
【００４７】
図１２を参照すると、本発明にかかる第四実施形態の二重平衡型サブハーモニックミキサが示されている。このミキサ１０２は、無線周波数（ＲＦ）入力信号が加えられるトランジスタ対Ｑ９、Ｑ１０を備える入力段１０４を有している。トランジスタＱ９のコレクタは、電流変調段１１０、１１２をそれぞれ介して出力端子１０６、１０８に接続され、トランジスタＱ１０のコレクタは、電流変調段１１４、１１６をそれぞれ介して出力端子１０６、１０８に接続されている。電流変調段１１０、１１２、１１４、１１６は、図７に示すミキサの電流変調段と同様の構造のものであり、各電流変調段のトランジスタに加えられる信号は、互いに１８０度位相が異なっている。結果として、局部発振器の基本波周波数の二倍の周波数でサブハーモニック混合が起こるように、局部発振器周波数の二倍の周波数の電流信号が、各出力端子１０６、１０８を通って流れる電流に重ね合わされる。
【００４８】
上記の実施形態は、制限的な意味ではなく、一例として記載されただけであり、添付された特許請求の範囲により定められる本発明の範囲から逸脱することなく、様々な変更および改良が可能であるということは、当業者に理解されるであろう。
【図面の簡単な説明】
【００４９】
【図１】既知の、モノリシック基本波ミキサの構造を示す回路図である。
【図２】基本波ミキサの動作の原理を示すグラフである。
【図３】サブハーモニックミキサの動作の原理を示すグラフである。
【図４】既知の、ダイオードを基礎としたサブハーモニックミキサを示す回路図である。
【図５】図４に示すミキサの動作を示すグラフである。
【図６】既知の、トランジスタを基礎としたサブハーモニックミキサの回路図である。
【図７】本発明にかかる第一実施形態のサブハーモニックミキサを示す回路図である。
【図８】図７に示すミキサの動作を示す波形図である。
【図９】本発明にかかる第二実施形態のサブハーモニックミキサを示す回路図である。
【図１０】図９に示すミキサの動作を示す波形図である。
【図１１】本発明にかかる第三実施形態のサブハーモニックミキサを示す回路図である。
【図１２】本発明にかかる第四実施形態のサブハーモニックミキサを示す回路図である。
【符号の説明】
【００５０】
２  ギルバートセルミキサ
４  差動増幅段
６  出力端子
８  差動増幅段
１０  出力端子
２０、２２  ダイオード
２４  ノード
２６、２８、３０  フィルタ
４０  ミキサ
４２、４４  電界効果トランジスタ
４６  フィルタ
４８  伝送回線
５０  サブハーモニックミキサ
５２  入力段
５４  電流源
５６、５８  出力端子
６０、６２  抵抗
６４  電流変調段
６６  ノード
７０  ミキサ
７２、７４  入力段
７６、７８  電流変調段
８０  ミキサ
８６  電流源
８４  抵抗
９０、９４  電流変調段
８８、９２  出力端子
１０４  入力段
１０６、１０８  出力端子
１１０、１１２、１１４、１１６  電流変調段
Ｑ１〜Ｑ１０  トランジスタ
ＬＯ＋、ＬＯ−  局部発振器信号
ＲＬ  負荷抵抗器
ＩＢＩＡＳ  バイアス電流
ＲＦ＋、ＲＦ−  ＲＦ入力信号
ＩＦ＋、ＩＦ−  ＩＦ信号
ＶＣＣ  正電圧源
ＬＯ  局部発振器信号
ｉ  電流
【図１】
2008536432.tif 000018
【図２】
2008536432.tif 000019
【図３】
2008536432.tif 000020
【図４】
2008536432.tif 000021
【図５】
2008536432.tif 000022
【図６】
2008536432.tif 000023
【図７】
2008536432.tif 000024
【図８】
2008536432.tif 000025
【図９】
2008536432.tif 000026
【図１０】
2008536432.tif 000027
【図１１】
2008536432.tif 000028
【図１２】
2008536432.tif 000029
【国際調査報告】
2008536432.tif 000030
2008536432.tif 000031