(57)【要約】  衛星通信システムにおける無線周波数信号のアナログ処理のための再構成可能システムは、事前に選択された第１の中間周波数内の信号を受信するための手段と、入力信号から１つまたは複数の第１の周波数チャネルを選択し、該選択された第１のチャネル信号を増幅し、該選択された第１のチャネル信号の自動利得制御を提供し、事前に選択された第２の中間周波数バンド内の１つまたは複数の第２の周波数チャネル信号に該選択された第１のチャネルを変換するように適応され、可変ミキサー段階と少なくとも１つの可変フィルタを備えるアジャイルフィルタ手段とを備え、該アジャイルフィルタ手段は該システムの軌道内の再構成を可能にするよう制御できる。第１の中間周波数及び第２の中間周波数は、アップリンク信号とダウンリンク信号の変換を最小限に抑えるよう選択される。該システムは、単一チャネルアジャイル変換に基づいた一般的な柔軟な通信衛星ペイロードアーキテクチャを提供し、これにより個々の衛星チャネルに調整可能な周波数変換及び帯域幅を提供することができ、ペイロード周波数計画及び運用の軌道内の柔軟な再構成を可能にする。
2008518495.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
衛星通信システムにおける無線周波数信号のアナログ処理のための再構成可能システムであって、
事前に選択された第１の中間周波数（ＩＦ１）内の信号を受信するための手段と、
可変ミキサー段階と、少なくとも１つの可変フィルタとを備えるアジャイルフィルタ手段であって、入力信号から１つまたは複数の第１の周波数チャネルを選択し、選択された第１のチャネル信号を増幅し、前記選択された第１のチャネル信号の自動利得制御を提供し、事前に選択された第２の中間周波数バンド（ＩＦ２）内の１つまたは複数の周波数チャネル信号に前記選択された第１のチャネルを変換するように適応されているアジャイルフィルタ手段と、を備え、
前記アジャイルフィルタ手段は前記システムの軌道内再構成を可能にするよう制御できる再構成可能システム。
【請求項２】
前記アジャイルフィルタ手段は、特定のときの前記システムの要件に依って適切な第１のチャネルと第２のチャネルを選択するように制御される、請求項１に記載の再構成可能システム。
【請求項３】
前記ミキサー段階及び前記可変フィルタは独立に可変である、請求項１に記載の再構成可能システム。
【請求項４】
前記少なくとも１つの可変フィルタは可変帯域幅及び可変中心周波数を示す、請求項１乃至請求項３のいずれか１項に記載の再構成可能システム。
【請求項５】
少なくとも１つの可変帯域通過フィルタは分数Ｎ合成を利用する、請求項１乃至請求項４のいずれか１項に記載の再構成可能システム。
【請求項６】
少なくとも１つの可変帯域通過フィルタは直接デジタル合成を利用する、請求項１乃至請求項４のいずれか１項に記載の再構成可能システム。
【請求項７】
第２の周波数チャネルは、前記第２の中間周波数バンド内で、前記第１の中間周波数バンド内の前記第１の周波数チャネルと同等の位置を占有する、請求項１乃至請求項６のいずれか１項に記載の再構成可能システム。
【請求項８】
前記第１の中間周波数バンド及び第２の中間周波数バンドは、アップリンク信号及びダウンリンク信号の変換を最小限にするように選択される、請求項１乃至請求項７のいずれか１項に記載の再構成可能システム。
【請求項９】
前記第１の中間周波数（ＩＦ１）は５．７５から６．８ＧＨｚの範囲にあり、前記第２の中間周波数（ＩＦ２）は３．４から４．２ＧＨｚの範囲にある、請求項１乃至請求項８のいずれか１項に記載の再構成可能システム。
【請求項１０】
前記第１の中間周波数バンド（ＩＦ１）と第２の中間周波数バンド（ＩＦ２）の両方とも３．４から４．２ＧＨｚの範囲にある、請求項１乃至請求項８のいずれか１項に記載の再構成可能システム。
【請求項１１】
前記第１の中間周波数（ＩＦ１）は７．９から８．４ＧＨｚの範囲にあり、前記第２の中間周波数（ＩＦ２）は７．２５から７．７５ＧＨｚの範囲にある、請求項１乃至請求項８のいずれか１項に記載の再構成可能システム。
【請求項１２】
前記第１の中間周波数（ＩＦ１）は０．３０４から０．３１８ＧＨｚの範囲にあり、前記第２の中間周波数（ＩＦ２）は０．２４３１から０．２５６９ＧＨｚの範囲にある、請求項１乃至請求項８のいずれか１項に記載の再構成可能システム。
【請求項１３】
前記第１の中間周波数バンド（ＩＦ１）と第２の中間周波数バンド（ＩＦ２）の両方とも７．２５から７．７５ＧＨｚの範囲にある、請求項１乃至請求項８のいずれか１項に記載の再構成可能システム。
【請求項１４】
前記第１の中間周波数（ＩＦ１）は１４から１４．５ＧＨｚの範囲にあり、前記第２の中間周波数（ＩＦ２）は１１．７から１２．２ＧＨｚの範囲にある、請求項１乃至請求項８のいずれか１項に記載の再構成可能システム。
【請求項１５】
前記第１の中間周波数バンド（ＩＦ１）と第２の中間周波数バンド（ＩＦ２）の両方とも１１．７から１２．２ＧＨｚの範囲にある、請求項１乃至請求項８のいずれか１項に記載の再構成可能システム。
【請求項１６】
前記第１の中間周波数バンド（ＩＦ１）と第２の中間周波数バンド（ＩＦ２）の両方とも０．２４３１から０．２５６９ＧＨｚの範囲にある、請求項１乃至請求項８のいずれか１項に記載の再構成可能システム。
【請求項１７】
請求項１乃至請求項１６のいずれか１項による再構成可能システムを備える衛星ペイロード。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はマルチビーム通信衛星の分野を対象とし、特に通信衛星ペイロードの柔軟性の改善を対象としている。
【背景技術】
【０００２】
Ｃバンド（４から６ＧＨｚ）とＫｕバンド（１１から１８ＧＨｚ）の固定ポイントツーポイントサービス及びブロードキャストサービスは、近い将来、衛星通信トラフィックの大部分を含むと予想されている。しかしながら、最近では、Ｋａ−バンドスペクトル（２０から３０ＧＨｚ）で使用するための商業衛星システムが提案されている。従来、ペイロードアーキテクチャは特定のカスタマの要求に合わせられ、衛星事業者は、カバレージエリアからの特定のチャネルの接続性を選択できるようにするという点で必要とされる特定の柔軟性を明確にする。いったんこの柔軟性が特定されると、該衛星の設計、スケジュール及び費用に影響を及ぼすことなくこの柔軟性を容易に調整することはできない。つまり、特殊な装置はある程度までは特定の用途に限られ、特定の装置を他の用途のために最適化することは費用効果がよくない。通信衛星の稼動寿命は通常およそ１５年であり、事業者の衛星のパフォーマンスがこの期間に進化する市場需要を満たすために調整できない場合、このことは事業者にとっての大きな制約となる。地上サービスプロバイダとの強力な競合は、衛星事業者が現在、衛星の寿命の間中、衛星の資源を進化する市場要件に適合できるような、より柔軟な解決策を要求していることを意味している。
【０００３】
大部分の商業通信衛星は地球静止軌道内で動作し、異なるユーザ間での干渉が最小となることを保証するために、該衛星の周波数計画を設計し、軌道位置を割り当てる上では大きな注意が払われなければならない。衛星トランスポンダは通常ある周波数バンド内で信号を受信し、これらの信号を処理し、これらの信号を別の周波数バンド内で地球に送信し戻す。無線周波数（ＲＦ）の特定のバンドだけを使用し、異なるサブバンドを該衛星への信号及び該衛星からの信号に割り当てることができる。これらのサブバンドはさらにチャネルに分割され、それぞれのチャネルは、周波数で分離され、典型的には数十ＭＨｚという帯域幅を有している。
【０００４】
衛星通信トランスポンダの基本的な機能は図１に示されている。弱い受信信号がアンテナ１から低雑音増幅器２に送られる。関心のあるチャネルがフィルタ３によって選択され、次にダウンコンバータ４によって適切なダウンリンクバンドにシフトされる。増幅器５は、アンテナ６を介して地球に送信されるために十分な利得を提供する。この単一の変換プロセスは必要とされるハードウェアの点で最も経済的であり、アップリンク周波数とダウンリンク周波数間に数個しかルーティングの組み合わせがない用途には適している。
【０００５】
現在、多くの事業者は単一の衛星が多くのバンドでアップリンクトラフィックを処理し、アップリンクトラフィックを多くの異なるダウンリンクバンドに向けることを必要としている。この場合、該トランスポンダが二重周波数変換を行なうことが一般的であり、チャネルフィルタリングとルーティングは中間周波数（ＩＦ）で行われる。多様な周波数の選択及び変換が周波数計画において指定され、図２は典型的な例を示している。単純な計画もあるが、事業者が老朽化する衛星を交換し、衛星のサービスを単一の高性能衛星に集約するにつれ、周波数計画はさらに複雑化していく。これらの計画がさらに複雑になるにつれて、各変換の組による局所発振器高調波とスプリアス混合生成物が、必要とされているバンドでの干渉となることがないように適切なＩＦを選択することはますます難しくなる。
【０００６】
衛星の電力及び質量は異常に高い値段であり、従来のペイロードアーキテクチャは特定の周波数計画を達成するために必要とされる装置の量を最小限に抑えることを目的としている。典型的なペイロードアーキテクチャが図３に示され、ここではフィルタリングとルーティングの機能が固定交換網で具現化されている。該交換網の複雑度を高めると、どのアップリンク信号がある特定のダウンリンクに送られるのかという点における柔軟性の程度を制限することができるが、これにより大部分の用途では急激に不経済になる。
【０００７】
デジタル信号処理技術における最近の発展により、デジタルプロセッサ内ですべてのチャネルフィルタリング及び信号のルーティングを実行することが実現可能になった。しかしながら、宇宙用途では、電力消費及びアナログ／デジタル変換速度に対する制約により、入力帯域幅が１００ＭＨｚまでの信号しか処理できない。これは衛星を介した高性能移動体通信及び高セキュリティ軍事システムにとって適切であることが判明している。
【０００８】
しかしながら、現在考慮されているさらに高い帯域幅の信号を操作するために、複数のデジタル処理チェーンが並列に接続される必要があり、各デジタル処理チェーンは１００ＭＨｚまでしか受信しないようにアナログ手段によって入力信号の前処理が実行される。
【０００９】
デジタル処理された衛星ペイロードを表わす機能ブロック図が図４に示されている。前処理段階では、アップリンクＲＦスペクトルの部分が周波数変換され、ベースバンド周波数に調整され、デジタル信号処理段階のためにデジタル化される。後処理段階では、該処理されたデジタル信号がアナログ信号に変換され、周波数変換され、適切なダウンリンクアンテナ経路にルート付けられる。これらの前処理段階及び後処理段階は、チャネルフィルタリング及び位相トラッキングという点で非常に厳しい要件を有しているが、これは主にデジタルビーム形成及び明白な周波数領域処理を達成する必要性によって決定される。
【００１０】
デジタルシグナルプロセッサは、復調または非常に狭帯域のフィルタリング（例えばブロードバンド内で個々の５ｋＨｚ音声チャネルを選択する）等の非常に正確な信号操作を実行できる。図５に描かれているように、関心のある信号はメインアップリンクバンドからフィルタリングされ、周波数においてダウンコンバートされ、ベースバンド（約１４０ＭＨｚにダウンコンバートされる）でプロセッサに提供される。例えば、単独の電話呼がある国で発信するＣバンドアップリンクからプロセッサに到達し、別の国にサービスを提供するダウンリンクバンドに向けられてよい。異なる国々で発信する多くの異なる電話呼は、共通の宛先国に対する前方伝送のために周波数でグループ化されるであろう。異なる国々で発信する多くの異なる電話呼は共通宛先国に対する前方伝送のために周波数でグループ化されるであろう。それから、プロセッサはこの入力バンド内でチャネルを並べ替え、並べ替えられたチャネルを選ばれたダウンリンク周波数へのアップコンバージョンの準備が完了した、適切な周波数ブロックの出力で提供する。
【００１１】
関心のある信号がＴＶ伝送等、相対的に広帯域である場合には、デジタル処理は経済的ではない可能性がある。このようなケースでは、信号の必要な選択及びルーティングは一般的には、相対的に低い中間周波数で効率的に動作できるフィルタ及びスイッチによって実行される（ＩＦ処理）。
【００１２】
所望されるレベルの柔軟性を達成する１つの方法は、再構成可能なビーム相互接続が、それぞれが可変帯域幅と可変中心周波数を有する複数の帯域通過フィルタを使用することにより容易となる米国特許第４，２２８，４０１号に説明されている。該フィルタはグループ化され、グループ内の各フィルタは受信信号の周波数バンドの選択された部分を送る。各フィルタ内では、該信号の２つの連続周波数変換が実行され、フィルタ機能の帯域幅と中心周波数は可変であるので、この特定の時間でのこの特定のチャネルの要件。類似する可変帯域幅フィルタリング及び周波数変換システムは米国特許第４，２６２，３６１号に説明され、図解されている。
【００１３】
このようなフィルタは、前述されたデジタル処理された衛星ペイロードの前処理段階と後処理段階での使用に本質的に適しているが、実施の複雑さのために通信衛星のような非常に高い周波数用途ではこのようなフィルタの使用は排除されていた。代わりに表面弾性波（ＳＡＷ）フィルタが使用されていた。表面弾性波フィルタは素晴らしいチャネルフィルタリングを提供する一方で、特有の高位相遅延のため主要なコスト推進要因となり、したがってフィルタが全体的な位相トラッキング性能を左右する。
【発明の開示】
【００１４】
本発明の目的は改善された通信衛星ペイロードアーキテクチャを提供することである。
【００１５】
リスク、電力要件及び宇宙をベースにした用途と関連する他の要因を最小限に抑える一方で、アップリンクトラフィックの幅広いスペクトルを効率的に処理することができる柔軟な通信衛星ペイロードアーキテクチャを提供することは本発明のさらなる目的である。
【００１６】
周波数アジリティ（agility）を示す通信衛星ペイロードアーキテクチャを提供することは本発明のさらなる目的である。
【００１７】
第１の態様から、本発明は、事前に選択された第１の中間周波数（ＩＦ１）を受信するための手段と、可変ミキサー段階と少なくとも１つの可変フィルタを備えるアジャイル(agile)フィルタ手段であって、入力信号から１つまたは複数の第１の周波数チャネルを選択し、該選択された第１のチャネル信号を増幅し、選択された第１のチャネル信号の自動利得制御を提供し、該選択された第１のチャネルを、事前に選択された第２の中間周波数バンド（ＩＦ２）内の１つまたは複数の第２の周波数チャネルに変換するように適応されているアジャイルフィルタ手段とを備える衛星通信システムでの無線周波数信号のアナログ処理のための再構成可能システムにあり、該アジャイルフィルタ手段は該システムの軌道内再構成を可能にするよう制御できる。
【００１８】
該システムは、単一チャネルアジャイル変換に基づいた一般的な柔軟な通信衛星ペイロードアーキテクチャを提供し、これにより個々の衛星チャネルに調整可能な周波数変換及び帯域幅を提供することができ、ペイロード周波数計画及び運用の軌道内の柔軟な再構成を可能にする。
【００１９】
好ましくは、該アジャイルフィルタ手段は、ある特定のときに該システム要件に依って適切な第１のチャネル及び第２のチャネルを選択するように制御される。このようにして高度のペイロード柔軟性を与えることができる。
【００２０】
該ミキサー段階及び該可変フィルタは独立に可変であってもよく、個々の衛星チャネルに対して調整可能な周波数変換及び帯域幅を可能にする。
【００２１】
第２の周波数チャネルは第２の中間周波数バンド内の、第１の中間周波数内の該選択された第１のチャネルと同等な位置を占有してもよいし、あるいは異なる位置を占有してよい。
【００２２】
好ましくは、該システムは複数の可変帯域通過フィルタを備え、それぞれが第１の中間信号バンド（ＩＦ１）内で異なるチャネルを選択するように適応されている。該可変帯域通過フィルタ（複数の場合がある）は、好ましくは可変帯域幅及び可変中心周波数を有する。
【００２３】
好ましい実施形態では、可変フィルタ（複数の場合がある）は分数(fractional)Ｎ合成を利用する。さらなる実施形態では、該可変帯域通過フィルタ（複数の場合がある）は直接デジタル合成を利用する。有利なことに、これらの技法により、該アジャイルフィルタ手段は連続的に可変となる。
【００２４】
ある好ましい実施形態では、第１の中間周波数（ＩＦ１）は５．７５から６．８ＧＨｚの範囲にあり、第２の中間周波数（ＩＦ２）は３．４から４．２ＧＨｚの範囲にある。該中間周波数は標準的なＣ−バンドアップリンクとダウンリンクと同じになるように選ばれるため、Ｃバンド入力信号の変換及びＣ−バンドダウンリンクへの最終的なアップコンバージョンの必要性が取り除かれる。
【００２５】
別の実施形態では、第１中間周波数（ＩＦ１）は７．９から８．４ＧＨｚの範囲にあり、第２の中間周波数（ＩＦ２）は７．２５から７．７５ＧＨｚの範囲にある。これらの周波数範囲は、Ｘバンド入力信号の変換及びＸ−バンドダウンリンクへの最終的なアップコンバージョンの必要性を取り除くために、それぞれ標準的なＸ−バンドアップリンク周波数範囲とダウンリンク周波数範囲に対応するように選択される。
【００２６】
さらに別の実施形態では、第１の中間周波数（ＩＦ１）は１４から１４．５ＧＨｚの範囲にあり、第２の中間周波数（ＩＦ２）は１１．７から１２．２ＧＨｚの範囲にある。これらの周波数範囲は、Ｋｕバンド入力信号の変換及びＫｕバンドダウンリンクへの最終的なアップコンバージョンの必要性を取り除くために、それぞれ標準的なＫｕ−バンドアップリンクとダウンリンクと対応するように選択される。
【００２７】
追加実施形態では、第１の中間周波数（ＩＦ１）は０．３０４から０．３１８ＧＨｚの範囲にあり、第２の中間周波数（ＩＦ２）は０．２４３１から０．２５６９ＧＨｚの範囲にある。これらの周波数範囲は、ＵＨＦ−バンド入力信号の変換及びＵＨＦ−バンドダウンリンクへの最終的なアップコンバージョンの必要性を取り除くために、それぞれ標準的なＵＨＦ−バンドアップリンクとダウンリンクと対応するように選択される。
【００２８】
代わりに、第１の中間周波数と第２の中間周波数は同じ範囲から選択されてよい。一実施形態では、第１の中間周波数バンド（ＩＦ１）と第２の中間周波数バンド（ＩＦ２）は３．４から４．２ＧＨｚの範囲にある。代替実施形態では、第１の中間周波数バンド（ＩＦ１）と第２の中間周波数バンド（ＩＦ２）は、それぞれ、Ｘ−バンドダウンリンク範囲７．２５から７．７５ＧＨｚで、Ｋｕバンドダウンリンク範囲１１．７から１２．２ＧＨｚ、及びＵＨＦ−バンドダウンリンク範囲０．２４３１から０．２５６９ＧＨｚで選択される。
【００２９】
別の態様から、本発明は、前述された該再構成可能システムを備える衛星ペイロードにある。
【００３０】
さらに別の態様から、本発明は複数のアップリンクバンド内の該衛星に送信される信号を処理するための衛星通信プロセッサにあり、  
受信信号を第１の共通の中間周波数（ＩＦ１）にダウンコンバートするための手段と、  
該信号をルート付けるための手段と、  
該ルート付けられた信号の所定のチャネルを選択し、該選択されたチャネルを第２の中間周波数（ＩＦ２）に変換するように制御されるアジャイルフィルタ手段と、  
該周波数変換された信号を適切なダウンリンクバンドにアップコンバートするための手段とを備える。
【００３１】
第１の中間周波数は、好ましくはＣ−バンドにあり、最も好ましくは５．８７ＧＨｚから６．８ＧＨｚの範囲内にある。
【００３２】
本発明は、複数のアップリンクバンド内で該衛星に送信される信号を処理する方法にもあり、  
受信信号を、さらに低い第１の共通の中間周波数（ＩＦ１）に変換することと、  
該変換された信号をルート付けることと、  
該ルート付けられた信号の所定のチャネルを選択するようにフィルタ手段を制御することと、  
該選択されたチャネル信号の該周波数を第２の中間周波数（ＩＦ２）に変換することと、  
該周波数変換された信号を適切なダウンリンクバンドにアップコンバートすることと、  
を備える。
【００３３】
本発明及びこの実施形態に対する背景は、以下の図を参照して説明される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３４】
本発明の好ましい実施形態は、ここで図６、図７及び図８に関して説明される。図７は、本発明が基づいている１つのアーキテクチャ実施形態を描いているが、図６は、本発明で使用されている処理ステップの簡略化された表現である。ある特定のときに、衛星はその入力スペクトル（Ｃ−バンド、Ｘ−バンド、ＵＨＦ−バンド、Ｋｕ−バンド、及びＫａバンド）から信号を受信し、それぞれの信号がｎ個のチャネルを含んでいる。該ｎ個のチャネルは最終的にルート付けられ、処理され、適切な宛先に送信される。該ルーティング機能を効率的に実行するために、受信信号は適切なＲＦミキサー段階で、標準的なＣ−バンドアップリンクと同じになるように特に選ばれた第１の共通Ｃ−バンド中間周波数（ＩＦ１）にダウンコンバートされる。
【００３５】
スプリアス高調波生成物が不要の干渉を引き起こさないことを確実にする必要性のために、中間周波数の選択はマルチバンドシステムにおいて特に困難である。ブロック変換器では、２つのカテゴリ、すなわち信号関連と非信号関連の、所望されないスプリアス信号が発生する。信号関連のスプリアス信号は、レベルが変化し、周波数変換回路で生じる変調間生成物、及び局所発振器信号に存在するスプリアス出力によって引き起こされる。非信号関連のスプリアス信号は、一定の振幅であり、内部発振器信号の漏れにより生じる。５．７５と６．８ＧＨｚの間の共通中間周波数（ＩＦ１）への変換により最適な結果が生じることが判明している。
【００３６】
ダウンコンバートされた信号は次に分割され、統合ルーティング切り替えブロックを介して電力増幅器に分配される。電力増幅器への入力の前、信号は、適切なチャネルを選択し、該信号をフィルタリングし、やはりＣバンド内の第２の中間周波数（ＩＦ２）にシフトするように制御されるアジャイルフィルタブロックに適用され、適切なダウンリンクバンドへのブロック変換の準備が完了する。好ましくは、３．４と４．２ＧＨｚの間の第２の中間周波数が達成される。
【００３７】
使用される該アジャイルフィルタブロックは米国特許第４，２６２，３６１号に説明されているものに類似しており、本質的に、周波数変換器と２つの固定フィルタの組み合わせを備える。このようなＮ−経路フィルタの機能表現が図９に示されている。該２つのフィルタのエッジを、異なる大きさでの周波数シフトすることによって、該組み合わされたフィルタの帯域通過特性及びバンド中心特性は、該周波数変換器の設定だけに依存して変えることができる。分数Ｎ−合成は、該周波数変換器が連続的に変化することを可能にする。その結果、該入力チャネルは効果的に収集され、すべての電力増幅器に分散され、該アジャイルフィルタ機能は、この特定のときの要件に応じて適切なチャネルを選択するように制御されている各増幅器に結合されているか、あるいは理想的には各増幅器の中にある。このようにして、高度のペイロード柔軟性を与えることができる。
【００３８】
しかしながら、例えばダイレクトデジタル合成等の他の適切なフィルタリング技法も使用できるであろうことが理解されなければならない。
【００３９】
有利なことに、前記実施形態では、標準的なＣ−バンドアップリンクとダウンリンクと同じになるように特に選ばれているこれらの特定の中間周波数ＩＦ１とＩＦ２の選択が、Ｃバンド入力信号の変換及びＣ−バンドダウンリンクへの最終的なアップコンバージョンの必要性を取り除く。
【００４０】
該説明された実施形態は該Ｃバンド内の第１の中間周波数バンドと第２の中間周波数バンドを使用するが、他のバンド内の中間周波数が選択されてもよいことが理解されなければならない。例えば、第１の中間周波数（ＩＦ１）は、標準的なＸ−バンドアップリンク、つまり７．９から８．４ＧＨｚの範囲）に対応するように選択されてもよく、第２の中間周波数（ＩＦ２）は該Ｘ−バンドダウンリンク、つまり７．２５から８．４ＧＨｚの範囲に対応するように選択されてもよい。あるいは、第１の中間周波数（ＩＦ１）は標準的なＫｕ−バンドアップリンク、つまり１４から１４．５ＧＨｚの範囲に対応するように選択されてよく、第２の中間周波数（ＩＦ２）は標準的なＫｕ−バンドダウンリンク、つまり１１．７から１２．２ＧＨｚの範囲に対応するように選択されてもよい。それぞれの例で、該中間周波数は、変換の各組からの局所発振器高調波とスプリアス混合生成物が、望まれているバンドでの干渉とならないことを保証するように選択される。
【００４１】
他の環境では、第１の中間周波数と第２の中間周波数の両方ともが、ある特定の標準的なアップリンクまたはダウンリンクと対応してもよい同じ範囲から選択されることが適切である場合がある。例えば、第１の中間周波数及び第２の中間周波数は、Ｘバンドダウンリンク、つまり７．２５から７．７５ＧＨｚの範囲に、あるいはＫｕ−バンドダウンリンク、つまり１１．７から１２．２ＧＨｚの範囲に対応するように選択できるであろう。
【００４２】
ＫｕバンドとＫａバンド内にはＣバンドよりさらに大きなスペクトル割り当てがあるため、アジャイル変換器はＫｕバンドとＫａバンドの１ＧＨｚのブロックをＣバンドの中間周波数に「ブロック変換する」ために使用される。該装置は標準的なＣバンドアップリンク周波数とダウンリンク周波数の間にスペクトル的に配置され、事実上、１ＧＨｚのスペクトル上で動作するアナログプロセッサである。
【００４３】
図８の周波数計画に描かれているように、帯域内スプリアス高調波生成物により引き起こされる潜在的な問題を回避するために選ばれる４つの主要な周波数変換が実施される。該変換器とフィルタを適切に制御することにより、該中間周波数アップリンクスペクトルの中で任意のチャネルを選択し、チャネルの帯域幅を変更し、該ＩＦダウンリンクスペクトルの中に位置する任意のチャネルにチャネルを変換することが可能である。該周波数計画は１２０ＭＨｚチャネルフィルタ、７２ＭＨｚチャネルフィルタ及び３６ＭＨｚチャネルフィルタの例について示されているが、概念は一般的なものであり、範囲２０から１２０ＭＨｚで任意のチャネル帯域幅を達成できる。図８に示されている該周波数計画を採用することによって、ほぼすべての商業通信衛星のために柔軟且つ再構成可能な周波数計画を提供するためのＮ−経路チャネルフィルタリング手法等の技法を使用してペイロード入力段階を実現できる。
【００４４】
固定衛星サービス（ＦＳＳ）及びブロードキャスト衛星サービス（ＢＳＳ）等の用途の場合、ＤＳＰにより与えられる非常に高度な柔軟性は必要とされない。これらの用途では、前処理機能及び後処理機能のみによって提供される周波数の柔軟性で十分であろう。
【００４５】
アジャイルフィルタブロックの使用は、広帯域マイクロ波電力増幅器の線形化に関して追加の優位点を提示する。実際には増幅器は公称バンドの一部内にある信号を処理するだけでよいが、現在、該増幅器は、増幅器が動作する可能性のあるバンド全体で線形化されなければならない。線形化フィードバック経路に該アジャイルフィルタブロックを含むことによって、増幅器が実際に動作している該バンドの一部にわたってのみ増幅器を線形化することが可能である。これが増幅器の効率を高め、電力が異常に高い値段である宇宙船にとっては好ましいことである。
【００４６】
図７のペイロード構成は柔軟且つ一般的である。ブロック図はＫｕからＫｕ−バンド（１４／１２ＧＨｚ）ペイロードを示しているが、Ｃ−バンドまたはＫｕ−バンド（１８ＧＨｚ）ペイロードアップリンクがどのようにして便利に接続されることができるかも示している。出力部はＫｕ−バンド出力部内のＫｕ−バンドアジャイル変換器のみを示す。Ｃ−バンド出力部の中のＣ−バンドアジャイル変換器は、同様に接続できる。
【００４７】
本発明のアーキテクチャは実際には分散中間周波数処理解決策を提供し、それによって単一の「大きなボックス」手法の望ましくない結果の多くを排除する。使用されている分散手法は、ペイロードレイアウトの柔軟性が最適な機械的解決策を引き出すことを可能にし、該主要な処理装置がチャネルごとにＨＰＡからＤＣ電力を採取することを可能にし、それによってＤＣ電力分散サブシステムを簡略化する。さらに、信号はあちこち移動するため、ペイロードは相対的に害のない（Ｃバンド）周波数にあり、回避不可能な不一致及び損失は許容でき、信号利得は達成することは容易である。多様な装置の質認定、調達及び試験は、大型単一プロセッサと比較するとはるかに簡略化されているが、該アーキテクチャは、アーキテクチャが、任意の顧客の要件を満たすために容易にサイズ設定し、伸縮することができるという点で有利である。
【００４８】
要約すると、個々の衛星チャネルに調整可能な周波数変換及び帯域幅を提供し、ペイロード周波数計画及び運用の軌道内における柔軟な再構成を可能にする、単一チャネルアジャイル変換に基づいた一般的で柔軟な通信衛星ペイロードアーキテクチャが提供される。
【図面の簡単な説明】
【００４９】
【図１】従来の通信衛星トランスポンダのブロック図である。
【図２】典型的な従来の通信衛星トランスポンダの周波数計画の例である。
【図３】従来の通信衛星ペイロードアーキテクチャの概略表現である。
【図４】従来のデジタル処理された通信衛星ペイロードのブロック図である。
【図５】従来のデジタル処理された通信衛星ペイロードに含まれている処理ステップの簡略化された表現である。
【図６】本発明の好ましい実施形態による通信衛星ペイロードに含まれている処理の簡略化された表現である。
【図７】本発明の好ましい実施形態による通信衛星ペイロードアーキテクチャの概略表現である。
【図８ａ】ａで実現され得る周波数計画の例である。
【図８ｂ】ａで実現され得る周波数計画の例である。（図８ａの続き）
【図９】本発明の好ましい実施形態による通信衛星ペイロードアーキテクチャで使用されるＮ経路フィルタの概略表現である。
【図１】
2008518495.tif 000003
【図２】
2008518495.tif 000004
【図３】
2008518495.tif 000005
【図４】
2008518495.tif 000006
【図５】
2008518495.tif 000007
【図６】
2008518495.tif 000008
【図７】
2008518495.tif 000009
【図８ａ】
2008518495.tif 000010
【図８ｂ】
2008518495.tif 000011
【図９】
2008518495.tif 000012
【国際調査報告】
2008518495.tif 000013
2008518495.tif 000014
2008518495.tif 000015