(57)【要約】  本発明は、外科手術用白内障ハンドピースといったようなパルス負荷を駆動する回路内に電源電流を平準化するためのシステム及び方法に関する。本発明の電流平準化のための種々の実施形態において、入力電流は、電源から引き出されるパワーを調節することにより平準化され、この結果、供給電流がサージ電流となって、ａ）より高い定格の給電を保持すること、ｂ）その他のデバイスを支える供給上で大きな電圧ディップをひき起こすこと、又は、ｃ）その両方の可能性があるような電流になることが防止される。【選択図】図６
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ａ）パルス負荷と、
ｂ）エネルギーを蓄積するために前記パルス負荷に結合されたコンデンサバンクと、
ｃ）前記パルス負荷に結合し、かつ前記パルス負荷にエネルギーを伝送するように構成された出力ドライバと、
ｄ）前記コンデンサバンク内に蓄積されたエネルギーの集積を調節するように、入力電流を受理し、かつ平準化するように構成された再充電回路と、を含むシステム。
【請求項２】
前記コンデンサバンクが、１つ以上のコンデンサを含む請求項１に記載のシステム。
【請求項３】
ａ）前記出力ドライバ及び前記コンデンサバンクに供給された出力電圧を検出するように、前記再充電回路の出力に結合された少なくとも１つの電圧検出器と、
ｂ）前記パルス負荷に対し出力ドライバが供給した出力電流を検出するように、前記出力ドライバに結合された少なくとも１つの電流検出器と、
ｃ）前記再充電回路、前記少なくとも１つの電圧検出器、及び前記少なくとも１つの電流検出器に結合され、かつ前記検出された出力電圧及び前記検出された出力電流の受理に基づいて前記再充電回路を制御するように構成されている再充電コントローラと、をさらに含む請求項１に記載のシステム。
【請求項４】
前記パルス負荷に対し前記出力ドライバが供給する前記出力電流が、前記平準化された入力電流と蓄積エネルギーとして前記コンデンサバンク内に蓄積された電流との和に基づいている請求項３に記載のシステム。
【請求項５】
前記パルス負荷に対し前記出力ドライバが供給する前記出力電流が、５０％未満のデューティサイクルを有し、前記再充電回路が、前記デューティサイクルの外側のときに前記コンデンサバンク内の蓄積エネルギーの集積を調節するように構成されている請求項３に記載のシステム。
【請求項６】
前記平準化された入力電流が、前記パルス負荷のデューティサイクルの内側及び外側の両方において実質的に一定にとどまっている請求項５に記載のシステム。
【請求項７】
前記再充電回路が、前記パルス負荷の前記デューティサイクルを表わす前記再充電コントローラからの１つ以上の信号を受信するように構成されている請求項５に記載のシステム。
【請求項８】
ａ）前記コンデンサバンク内の蓄積エネルギーの放電を調節するために、前記コンデンサバンクに結合されたブリード回路、をさらに含む請求項３に記載のシステム。
【請求項９】
前記コンデンサバンク内の蓄積エネルギーの放電を行うブリード回路の調節を制御するべく、１つ以上のブリード電流信号を受信するように、前記ブリード回路が、前記再充電コントローラにさらに結合している請求項８に記載のシステム。
【請求項１０】
前記ブリード回路及び再充電コントローラが、前記コンデンサバンクのキャパシタンス値を測定するように構成され、前記再充電コントローラはさらに、測定された前記キャパシタンス値に基づいて前記コンデンサバンク内の蓄積エネルギーの集積を調節するように構成されている請求項９に記載のシステム。
【請求項１１】
前記出力ドライバが、前記パルス負荷に前記エネルギーを伝送するように、前記パルス負荷に結合された変圧器を含む請求項１に記載のシステム。
【請求項１２】
負荷に対しエネルギーを供給するためのシステムにおいて、
ａ）電源からの入力電圧及び入力電流を受理し、かつ条件づけするように構成されている入力回路と、
ｂ）入力モジュールに結合され、かつ条件づけされた前記入力電圧を逓増させ、条件づけされた前記入力電流を逓減させるように構成された変圧器の回路と、
ｃ）前記負荷に結合された出力回路であって、前記変圧器から受理したエネルギーを蓄積し、前記エネルギーを前記負荷に伝送するように構成された出力回路と、
ｄ）前記負荷においてエネルギーレベルを監視するべく前記出力回路に結合されたエネルギー検出回路と、
ｅ）前記負荷におけるエネルギーの監視されたレベルを前記エネルギー検出回路から受理するように構成され、かつ前記入力回路に対して誤差信号を伝送するように構成された再充電回路と、を備え、前記入力回路が前記誤差信号に基づいて前記入力電圧及び前記入力電流を条件づけするシステム。
【請求項１３】
前記入力回路が、前記入力電圧及び前記入力電流を濾過するためのフィルタ回路を含む請求項１２に記載のシステム。
【請求項１４】
前記再充電回路が、さらに、前記負荷のための予め定められたエネルギーレベルを受理し、前記誤差信号を生成するために、前記予め定められたエネルギーレベルと前記負荷におけるエネルギーの監視されたレベルとを比較するように構成されている請求項１２に記載のシステム。
【請求項１５】
前記入力回路が、前記再充電回路に結合されかつ前記誤差信号に基づいて前記入力電圧及び前記入力電流を条件づけするように構成されている変調器を、含む請求項１２に記載のシステム。
【請求項１６】
前記入力回路が、前記負荷がパルス負荷であるときに、前記入力電流の一定レベルを維持することにより前記入力電流を条件づけするように構成されている請求項１５に記載のシステム。
【請求項１７】
前記エネルギー検出回路が、前記負荷に結合された電流検出回路及び前記負荷における電流レベルを監視するための前記出力回路を含む請求項１２に記載のシステム。
【請求項１８】
前記エネルギー検出回路が、前記負荷に結合された電圧検出回路及び前記負荷における電圧レベルを監視するための前記出力回路をさらに含む請求項１７に記載のシステム。
【請求項１９】
前記出力回路が、前記変圧器から受理したエネルギーを蓄積するためのコンデンサバンクを含む請求項１２に記載のシステム。
【請求項２０】
前記コンデンサバンクが、少なくとも１つのコンデンサを含む請求項１９に記載のシステム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電流平準化の分野に関する。より特定的には、本発明は、効率の良い電力管理を達成するべく、眼科手術といったような、パルス負荷に対する電流供給を平準化するための方法及びシステムに関する。
【背景技術】
【０００２】
高い電力パルスすなわち低いデューティサイクルで高い瞬間的電力を必要とする数多くの電力利用分野及びデバイスが存在する。かかる電力利用分野の１例としては、眼科手術、特に白内障手術がある。白内障は、一般的には眼の曇りとして説明され、白内障は世界中の数多くの人々が視覚を失う原因となっている。古い細胞が死枯するにつれて、これらの死細胞の一部分は、眼の水晶体を収納する被膜内部に蓄積する。死細胞のこの堆積は水晶体の曇りすなわち白内障をひき起こす。白内障を緩和又は治療するために利用可能な数多くの技術が存在する。１つの技術では、切開を行なうか又はその他の形で水晶体の被膜を破るための外科手術用ハンドピースの形をした電力デバイスの使用が必要となる。このとき古い細胞は、例えば暖められた液体溶液の高エネルギー及び高速度パルスを用いて粉砕され取り出される。このようにして、白内障手術のために用いられる外科手術用ハンドピースは、かかる高い速度で暖められた液体溶液を提供するため高い電力レベルの短いパルスを必要とする。しかしながら、短いバースト又はパルス内でこのような高い電力レベルを提供することは、いくつかの技術的課題を発生させる。
【０００３】
１つの主たる技術的課題は、高レベルの電力バーストのための負荷需要を満たすべく、大きく重い電源を使用することが必要であるという点にある。システムのこのような電力需要を支えるために大きい電源がなければ、電流過負荷が結果として発生する可能性があり、このこと自体急速かつ頻繁なシステムの運転停止をひき起こし得る。その結果、システムは、そのクールダウン及び／又は再始動に付随する動作遅延を起こす可能性があり、有望な又は実用的な製品とはならない。該システムはさらに、システム休止時間及びメンテナンスに付随する高い運転コストにも悩まされる可能性がある。他方で、大きな電源は、購入価格がはるかに高いものでもあり得る。
【０００４】
上述の技術的課題に対処するための従来の技術は図１〜３に示されている。図１では、電源入力３が、供給されたＡＣ電源から入力モジュール５まで概ねＤＣの電圧を供給し、この入力モジュールが次に電源入力３からの電流を平準化して、変圧器７に供給されるエネルギーの集積を調節する。入力モジュール５及び変圧器７は、負荷９のためのＲＦドライバ又はパルス負荷用発生器の一部であり、この負荷９は、高レベルの電力バーストを必要とするパルス負荷、又は特定もしくは延長された時間だけエネルギー／電力を蓄積、すなわち積み上げするように構成される負荷である。従って、当該パルス負荷は、特定の時間間隔で瞬間的な特定電力が、負荷に供給されることを予期している。負荷９の一例としては、図１に示されるような２つの電極をもつ外科手術用白内障ハンドピース９ａである。変圧器７は、高い電圧を生成するべく入力モジュール５からの電圧を逓増させ、すなわち変圧器に供給された電圧よりも何倍もの高い電圧を逓増させる。そして、高い電圧が負荷９に対して供給される。
【０００５】
図２は、図１に示された従来のシステムの詳細な回路構成の一例を表現している。図２において、ＡＣ入力電圧２０、電源２１及びコンデンサ２３は、電源入力３（図１）内のコンポーネントに対応する。インダクタ２５、コンデンサ１２１及びトランジスタすなわちスイッチ２７及び２９は、入力モジュール５内のコンポーネントに対応する。変圧器１２３は、変圧器７（図１）に対応し、そして負荷１２５は負荷９（図１）に対応する。図２に示されているように、ＡＣ入力電圧２０は電源２１に供給される。入力電圧は例えばＡＣ１１０ボルトである。電源２１は、次に入力電圧を所望の負荷電圧、例えば２４ボルトに転換し、例えば約２アンペア（２Ａ）の予め定められた平均電流を供給する。電源２１は、コンデンサ２３、１２１及び変圧器１２３の一次巻線の中心タップに結合される。かくして、電源はコンデンサを充電する。コンデンサ２３は、電源２１の内部にあって、その一部であり得るという点に留意すべきである。
【０００６】
変圧器１２３の中心タップは、一次巻線を２つの半部分すなわち上半分と下半分に分離する。変圧器１２３のためのその他の構成、例えばマルチタップ一次巻線のためのその他の構成もここで応用できるという点にも留意すべきである。上半分の片端に結合されているのはトランジスタ２７であり、下半分の片端に結合されているのはトランジスタ２９である。一次巻線の上半分及び下半分は、中心タップを共有している。両方のトランジスタ２７及び２９は、変圧器１２３に電流及び電圧が印加されるのを可能にするか又は防止するためのスイッチとして作用する。かくしてトランジスタ２７がオンに切換わるようにバイアスされ、トランジスタ２９がオフに切換わるようにバイアスされた時点で、電流は変圧器の上半分を通って流れ、例えば２４ボルトといった電圧が印加される。同様にして、トランジスタ２９がオンに切換わるようにバイアスされ、トランジスタ２７がオフに切換わるようにバイアスされた時点で、電流は変圧器の下半分を通って流れ、電圧が印加される。しかしながら、印加された電流及び電圧は、トランジスタ２７がオンでトランジスタ２９がオフである場合に印加される電流及び電圧と反対の極性をもつ。かくして、以上で記したサンプル電圧及び電流値に従うと、−２４ボルトが変圧器１２３の下半分に印加される。トランジスタ２７及び２９が両方共オフである場合、変圧器１２３は、いかなる電流又は電圧も受けない。トランジスタ２７及び２９は、両方共が同時にオンとならないようにされている。
【０００７】
変圧器１２３は、その一次巻線側に供給された電圧を負荷１２５が必要とするレベルまで逓増させるのに必要な巻数比を有する。例えば、変圧器１２３は、変圧器１２３の一次巻線の上半分に供給された２４ボルトを変圧器１２３の二次巻線側の出力端における約１５０ボルトまで逓増させるため１対６（１：６）の巻数比を有する。同様にして、変圧器１２３の一次巻線側の下半分に対し供給された−２４ボルトは、変圧器１２３の二次巻線側における約−１５０ボルトまで逓増される。変圧器１２３からの出力電圧は、この後、二次巻線側に結合される負荷１２５に供給される。先に言及した通り、負荷１２５は２つの電極をもつ外科手術用ハンドピースであり得、かくして各々の電極は変圧器１２３の二次巻線側の片端に結合され、電極間に位置づけされた液体を加熱するべく出力電圧を利用する。
【０００８】
図３に例示されている波形は、変圧器１２３の二次巻線側における電圧及び電流と時間の関係を表現している。かくして、図２を参照して上述したように、また図３に示されているように、電圧の方形波形３１及び電流の方形波形３３が生成される。従って、変圧器１２３の二次巻線側においては、±１５０ボルトのピーク電圧及び±８Ａのピーク電流が生成される。約１５０ボルトのピーク電圧及び約８Ａのピーク電流において、瞬間的電力は約１，２００ワットとなる。さらに図３で示されているように、変圧器は２ミリセカンド（ｍｓ）の電圧及び電流バーストを提供し、ゼロ電流及びゼロ電圧まで低下させ、次のバーストまでの残りの時間例えば４８ｍｓの間、ゼロにとどまる。かくして、変圧器は約４％の時間活動状態にあり、かくして平均電力（.０４＊１,２００）の約４８ワットを提供する。
【０００９】
電圧が、変圧器１２３の中心タップに印加されるにつれて、コンデンサ２３及び１２１は迅速に印加電圧の値まで充電する。両方のトランジスタ２７及び２９が上述のように循環させられると、コンデンサ２３及び１２１は漸進的に放電する。従って、図３に示されている通り、ピーク電圧は、両方のコンデンサ２３及び１２１が放電するにつれて、約１３５ボルトまで降下する。図３が原寸に比例して描かれていない可能性があるという点に留意されたい。ピーク電流は、また二次巻線側における電圧降下に起因して、及び負荷抵抗が増大するのにつれて降下する。負荷抵抗の増大は、例えば、液体が外科手術用白内障ハンドピース９ａ内で沸騰することなどで発生する。
【００１０】
変圧器１２３の出力は、また二次巻線から一次巻線への戻り電流を反映している。従って、変圧器１２３の１：６の巻線比に起因して、一次巻線側では４８Ａの電流が認められる。かかる高電流は、これらに制限されるわけではないが、下記の技術的課題を生み出す。これらの技術的課題とは、プリント回路板（ＰＣＢ）の配線もしくはＰＣＢ上のコンポーネントからの抵抗及び／又はインダクタンスに起因するグラウンドバウンス（ground bounce）、又は電源に対する潜在的損傷を含めた技術的課題を生み出す。従って、コンデンサ２３及び１２１は、電源２１が電流を受ける代りに、電流を放電又は他の形で吸収するべく接地への経路を提供する。しかしながら電圧降下又は電圧ディップが結果として電源２１内に生じるであろう。
【００１１】
電源内の上述の電圧降下を最小限におさえるため、コンデンサ２３及び１２１は充分に大きいものである必要がある。例えば、電源２１が受ける１ボルトの電圧降下に基づいて、コンデンサ２３及び１２１は９６,０００μＦ（サージ電流＊バースト時間／１ボルト）でなければならない。コンデンサ２３及び１２１は、それぞれ、約２０ＨＺの周波数すなわち５０ｍｓ毎に２ｍｓ（ｍｓ）、又は１００ＨＺすなわち１０ｍｓ毎に１ｍｓで、電荷を供給する。
【００１２】
従来の回路において、インダクタ２５が提供され、コンデンサ１２１及び２３、電源２１、及び変圧器１２３に結合される。インダクタ２５は、電源２１、コンデンサ２３及びその他のコンポーネント又は電源２１と変圧器１２３の間の接続部がサージ電流を受けないよう遮断する。コンデンサ１２１に類似して、インダクタ２５はかなり大きいものであり得る。例えば、以下の等式に基づいて計算すると、５０ｍｓの周期及び１００，０００μＦのコンデンサ１２１に対して、インダクタは、約１５０μＨとなる。
【数１】
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【００１３】
インダクタ２５の内部ＤＣ抵抗は同様に電圧降下も結果としてもたらし得る。例えば、０.４３Ωの抵抗をもつインダクタについて、インダクタに２Ａの平均電流が供給されている状態で、０．８６ボルト（Ｖ）の電圧降下が発生し、かくして１.８ワットの電力（０.８６Ｖ＊２Ａ）が消散され、これは総電力の約４パーセントにあたる。図４に示された電流及び電圧波形は、上述の通りの変圧器１２３が受ける電圧及び電流に対するインダクタ２５の効果を示している。従って、電圧波形４１は、変圧器が受けるインダクタに起因する約１ボルトの電圧降下４１ａを示す。コンデンサ２３及び１２１からのエネルギーの減少に起因する１ボルトの降下に加えて、電流波形４３は、コンデンサ１２１が放電された場合に反射し戻される電流を示し、かくして約２ｍｓの間約４８Ａの電流が発生している。電流波形４５は、電源２１により提供される入力電流を示し、コンデンサ２３が充電されている時、リップル電流は約２５ｍｓ間に約５.７Ａでピークに達する。このリップル電流は結果として電磁干渉をもたらし電源に影響を及ぼす可能性がある。電源からの電流をさらに平坦化させる、すなわちリップル電流を逓減させるためには、さらに大きいインダクタを使用することができる。例えば、より大きなインダクタは、電源２１からの電流が２０％未満のリップル電流、すなわち、２Ａの平均電流で約４００ｍＡのリップル電流しか示さないようにすることができ、可能性として、ＥＭＩの効果をさらに一層低減させることができる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
図１及び２に示されている従来の電流平準化システムに付随するいくつかの欠点がある。例えば、システム内でこのような大きな値（例えば１００,０００μＦ）をもつコンデンサ１２１を使用することに付随するコストは、比較的わずかであるかもしれないが、かかるコンデンサは大きく、インダクタ２５はサイズが大きいと同時に重く、かくして実装用としては実用的ではない可能性がある。さらに、コンデンサ１２１及びインダクタ２５の値は、予め設定され固定したものであり、従って、従来の電流平準化システムは、負荷の異なる電力需要に適合させる柔軟性を否定している。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明は、有利なことには、電源負荷においてより一定の電流レベルを提供し維持し、負荷需要あたりのかかる電流レベルを調整する上での柔軟性を提供し、予測可能で反復的な負荷必要条件に起因する電源負荷電流の極端な変動を回避し、かくして大きく高価な電源の必要性をなくするためのシステム及び方法を提供することによって、少なくとも負荷電流平準化の必要性及び従来の電流平準化の基本構想にみられる上述の欠点に対処している。従って、本発明の第１の実施形態において、高バースト負荷必要条件をもつシステムが提供される。上記システムは、再充電モジュール及び電圧及び／又は電流センサー回路と連結して、入力電圧及び電流を受理し入力電流を平準化する入力モジュールと、入力モジュールに結合して入力モジュールからの電圧及び電流を増大させるように構成された変圧器と、負荷とを有する。上記システムは、また変圧器と負荷に結合された出力モジュールを有している。この出力モジュールは、１サイクルの第１の部分の間に負荷の第１の極性に沿って変圧器からの増大した電圧及び電流を印加し、上記サイクルの第２の部分の間に上記負荷の第２の極性に沿って変圧器からの増大した電圧及び電流を印加するためのモジュールである。なお、第２の極性は、第１の極性と反対の極性である。
【００１６】
本発明のさらにもう１つの実施形態においては、白内障外科手術モジュールといったような高バースト負荷必要条件をもつシステムが、パルス負荷、コンデンサバンク、出力ドライバ、及び再充電回路を備える。コンデンサバンクは、パルス負荷に結合され、エネルギーを蓄積するために構成されている。出力ドライバは、同様にパルス負荷にも結合され、パルス負荷にエネルギーを伝送するように構成されている。再充電回路は、コンデンサバンク上の蓄積エネルギーの集積を調節するように、入力電流を受理し平準化するように構成されている。
【００１７】
本発明の付帯的特長の多くは、添付の図面と合わせて以下の詳細な説明を参照することによりさらに理解が深まるにつれてより容易に評価されるものと考える。
【００１８】
好ましい実施形態は、添付図面の中で一例として示されており、これに制限されるものではない。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
ここで、本発明の諸実施形態について言及する。添付図面にその一例が例示されているが、白内障外科手術用ハンドピースといったようなパルス負荷に対する電流供給を平準化するための方法及びシステムを示す。同じ数字は、同じ要素を表わしている。
【００２０】
本発明の１つの実施形態に従った図５を参照すると、電流平準化システム６００が提示されており、このシステムは、システム負荷１６１の需要に基づいて、この負荷に対する電流供給の一定レベルを調整し維持する柔軟性を有している。ここでも又、負荷１６１は例えば外科手術用白内障ハンドピース１６１ａとして示されている。図５に示されているように、入力モジュール又は回路６１が、変圧器モジュール又は回路６３に結合されている。上記入力モジュール６１は、電源（図示せず）から入力電力を受理し、該入力電力を濾過する。１つの実施形態においては、上記入力モジュール６１は入力電力を濾過するために用いられるインダクタンス及びキャパシタンスユニットを内含している。これは、また以下でさらに記述するように電源が受ける電圧変化を低減させるためにも用いられる。濾過された入力電力は次に変圧器モジュール６３に供給される。変圧器は電力電圧を逓増させ、電力を出力モジュール又は回路６５に供給し、次にこの出力モジュールが変圧器モジュール６３からの出力電力を濾過し、濾過された出力電力を負荷１６１に供給する。出力モジュール６５は電圧及び／又は電流センサーモジュール又は回路６９に結合される。電圧及び／又は電流センサー回路６９は、出力モジュール６５内の電圧及び／又は電流を監視する。この結果、システム６００は、入力モジュール６１に結合された再充電モジュール又は回路６７を用いて、濾過された入力電力を操作して、負荷１６１に供給される電力を調節することができる。
【００２１】
図６は、図５に示されたシステムを実施するのに使用可能な回路構成の一例を表現している。本発明の開示に基づくと、本書に記述されている機能を果たすために、別の回路構成でも実施でき、しかも本発明の範囲内にとどまることは、当業者にとって明白である。図６に示されている通り、インダクタ７３、コンデンサ７５、スナバ回路７０３、変調器７０１、トランジスタ７７、電位差計１７４及び抵抗器１７２は、図５中の入力モジュール６１内の１コンポーネントに対応している。変圧器７９は、図５中の変圧器モジュール６３内の１コンポーネントに対応している。再充電プロセッサ７０７は、図５中の再充電モジュール６７内のコンポーネントに対応する。トランジスタ７０９ａ及び７０９ｂは、図５中の電圧及び／又は電流センサー回路６９内のコンポーネントに対応する。磁気分離されたインタフェースすなわち破線７１５の右側の抵抗器７０５は、図５の負荷１６１を表わす。そして、磁気分離されたインタフェース７１５の右側にあるその他の要素の全てが、図５中の出力モジュール６５内のコンポーネントに対応している。ここでも又、負荷１６１は例えば外科手術用白内障ハンドピースであり得る。前述のコンポーネントがそのそれぞれのモジュール／回路内で異なるモジュール／回路の部分であり得る代替的実施形態が考慮されている。例えば、変調器７０１は、再充電モジュール６７内のコンポーネントであり得、電圧及び／又は電流センサー回路６９は出力モジュール６５内のコンポーネントであり得る。以下では図６についてさらに記述する。
【００２２】
図６中の磁気分離されたインタフェース７１５の左側にある要素から出発して、入力電圧が、インダクタ７３に供給される。例えば入力電圧は２４Ｖである。インダクタ７３はコンデンサ７５に結合され、協働により上述のフィルタとして作用して入力電圧からのリップル成分を減少させ、比較的平坦なＤＣ電流を提供する。従って、インダクタ７３及びコンデンサ７５は、例えば高周波パルス電流などの入力電流のための充分な局所的な電流蓄積を提供し、及び、電源（図示せず）からの入力電流を引出すのに充分な抵抗を提供する。変圧器７９の一次巻線の片端はコンデンサに結合され、一次巻線の反対側の端部はトランジスタ７７に結合されている。トランジスタ７７は、１つの実施形態においてはパルス幅変調器である変調器７０１に結合される。
【００２３】
トランジスタ７７は、トランジスタ７７のベースに対し入力を提供する変調器７０１により制御される１つのスイッチとして作用する。トランジスタ７７がオンに切換えられた時点で、抵抗器１７２及び電位差計１７４を介した大地への経路が、確立される。従って、電流は変圧器７９の一次巻線側を通って流れ、かくして、濾過された入力電圧が、変圧器７９に対して印加される。オンに切換えられた時点でトランジスタ７７を通した電流上昇率を制限するために、スナバ回路７０３がトランジスタ７７に結合されており、かくしてこのようなトランジスタからのＥＭＩを削減し、同様に、存在しなければトランジスタ７７に損傷を与える可能性のある浮遊的なエネルギーをも吸収する。
【００２４】
トランジスタ７７がオンにある間、ダイオード１７３は、電流が変圧器７９の二次巻線側を通って流れるのを防止する。しかしながら、トランジスタ７７がオフに切換えられている場合、ダイオードは順方向にバイアスされ、結果として変圧器７９の二次巻線側を通りコンデンサ１７１及びＨ−ブリッジ１７０まで、遅延電流すなわちフライバック電流が流れることになる。コンデンサ１７１まで流れる電流はコンデンサ１７１を充電する。かくして一次巻線からの電圧は、トランジスタ７７がオフに切換えられている場合、変圧器の二次巻線、変圧器の出力端に伝送される。二次巻線からの電流は一次巻線側を通る電流の一部である。換言すると、二次巻線側を通る電流は一次巻線側を通る電流の１／ｎであり、ここでｎは二次巻線の巻数である。同様にして、二次巻線側における電圧は一次巻線側における電圧よりも高い、すなわちｎ倍高い。図７は、単一コンデンサ１７１を示す。しかしながら、直列又は並列に接続された単数又は複数のコンデンサをもつコンデンサバンクも、コンデンサ１７１の代りに利用可能である。
【００２５】
かくして、変圧器７９は入力電圧を逓増させて、Ｈ−ブリッジ１７０及び蓄積コンデンサ１７１に、より高い電圧を提供する。Ｈ−ブリッジはトランジスタ１７５ａ−ｄを内含し、負荷７０５に結合されている。トランジスタ１７５ａ−ｄの各々は１つの入力すなわち各トランジスタのベースに提供された制御入力Ａ１、Ｂ１、Ｃ１、Ｄ１により制御される。１つの実施形態においては、このような制御入力は、再充電プロセッサ７０７により再充電モジュール６７により提供され得る。
【００２６】
制御入力Ａ１、Ｂ１、Ｃ１及びＤ１は、他のトランジスタ対すなわちトランジスタ１７５ｂ及び１７５ｃがオフである場合に、一対のトランジスタすなわちトランジスタ１７５ａ及び１７５ｄがオンに切換えられるような形でまとめられるか又は提供される。さらに、各トランジスタに提供された入力は、トランジスタ１７５ａと１７５ｂとが同時にオンに切換えされないような形及びトランジスタ１７５ｃと１７５ｄとが同時にオンに切換えされないような形で提供される。１つの実施形態において、トランジスタは、万一大きな電流パルスが発生した場合にデバイスに対し損傷が発生する可能性を防ぐべく、８アンペア（８Ａ）の電流が予期される場合に、３０アンペア（３０Ａ）の定格を有するものとして選択される。
【００２７】
トランジスタ１７５ａ及び１７５ｄがオンに切換わり、トランジスタ１７５ｂ及び１７５ｃがオフに切換わった時点で、電流は負荷７０５を通って流れ、変圧器７９からの電圧が負荷７０５に印加される。同様にして、トランジスタ１７５ａ及び１７５ｄがオフに切換わり、トランジスタ１７５ｂ及び１７５ｃがオンに切換わった時点で、電流は負荷７０５を通って流れ、変圧器７９からの電圧が負荷７０５に印加される。従って、負荷７０５で受ける電圧及び電流は、図２を参照しながら説明したトランジスタスイッチ２７及び２９の制御による電圧及び電流に類似しており、その波形を図３に示している。しかしながら、図２における変圧器１２３に起因する、より高い周波数でのロールオフの代りに、負荷７０５に接続にするＨ−ブリッジ１７０に起因して、さらに鋭いエッジが波形上に存在し得る。
【００２８】
コンデンサ１７１における電圧及びＨ−ブリッジ１７０への電流は、負荷７０５で受ける電圧及び電流の包絡線を追跡する。１つの実施形態においては、負荷７０５に印加される電流は追跡又は検知される。それから、増幅器ユニット１７９ａは、第１のコンバータ７１１ａに電流又は電流のサンプリング値を提供するためにＨ−ブリッジに結合され、そして、第１のコンバータは、電流を二乗平均平方根値に転換又は決定する。第１のコンバータ７１１ａは、転換した電流値を第２のコンバータ７１３ａに提供し、この第２のコンバータは、磁気分離されたインタフェース７１５を横断して伝送するために、電流を周波数に転換する。
【００２９】
付加又は代替の方法として、１つの実施形態において、負荷７０５に印加された電圧が、追跡又は検知される。それから、増幅器ユニット１７９ｂは、第３のコンバータ７１１ｂに電圧又は電圧のサンプリング値を提供するためにＨ−ブリッジに結合され、そして、第３のコンバータは、電圧を二乗平均平方根値に転換又は決定する。この第３のコンバータ７１１ｂは、転換した電圧値を第４のコンバータ７１３ｂに提供し、この第４のコンバータは、磁気分離されたインタフェース７０５を横断して再充電プロセッサ７０７へ伝送するために（接続は図示せず）、この転換電圧を、周波数に転換する。もう１つの実施形態においては、コンデンサ１７１における電圧は、負荷７０５における電圧を追跡するため、検知又は検査される。それから、コンデンサにおける電圧は、周波数又はパルス幅に転換させて、インタフェース７１５を横断させて伝送させることができる。
【００３０】
第２のコンバータ７１３ａ及び第４のコンバータ７１３ｂからの出力は、トランジスタ７０９ａ及び７０９ｂにより検出され及び／又は電圧に転換される。これらのトランジスタは再充電プロセッサ７０７に結合される。再充電プロセッサ７０７は、負荷７０５に印加すべき予め定められた限界、すなわち入力端７１５ｂから受理された通りの電流及び入力端７１５ａから受理された通りの電圧と、トランジスタ７０９ａ、ｂによって提供される各々の電圧で示される検出された電流及び電圧と、を比較する。この比較に基づいて、再充電プロセッサ７０７は、変調器７０１に対して通知を行なう、例えば誤差信号を送る。この誤差信号及び入力端７１５ａ−ｂでの所望の電圧及び電流から、変調器７０１は、トランジスタ７７に対する入力を調整して、検出された電流及び／又は電圧を予め定められた限界に対応させるか、又は誤差信号をゼロまで減少させる。１つの実施形態において、上記誤差信号は、検出の電流／電圧と限界の電流／電圧との間の差値を提供する。図５及び６に示されているように、増幅器１７９ａ−ｂ及びコンバータ７１１ａ−ｂ、７１３ａ−ｂは、図５に示されている電圧及び／又は電流センサー回路６９又は出力モジュール６５のいずれかの部品であり得る。
【００３１】
コンデンサ１７１における電圧が検知される上述の実施形態においては、コンデンサ１７１における電圧に基づくフィートバック信号が変調器７０１に提供される。フィードバック信号に基づいて、この変調器は、所望の電圧値と、コンデンサ１７１において検知される実際の電圧値すなわち変圧器７９の二次巻線側での電圧値との間で、電圧差を決定することができる。従って、変調器７０１は、１つの実施形態において、所望の電圧値がコンデンサ１７１における実際の電圧値に対応するか、又は、所望の電圧値が実際の電圧値に対応することをフィートバック信号が表わすように、トランジスタ７７に対する制御入力又は出力パルスを調整する。１つの実施形態においては、トランジスタ７７がターンオンする周波数は、バースト・レイト入力７１７に基づいて再充電プロセッサ７０７により決定されるような、固定された周波数を維持する。しかしながら、出力パルスのパルス幅は、実際の電圧値を所望の電圧値に対応させるべく、トランジスタ７７に流れる電流を比例して増減させるように、トランジスタ７７のオンタイムの接続時間を変動させるように調整される。
【００３２】
抵抗器１７２は、トランジスタ７７に流れる電流を生じさせることにより、変圧器７９を通る電力伝達率を制限し、かくして電流限界に達した時点で、変調器７０１がトランジスタ７７をオフに切換える。１つの実施形態においては、電流限界が予め定められる。もう１つの実施形態においては、電圧限界が設定され、変調器は電圧限界に達した時点で、トランジスタ７７をオフに切換える。いずれの実施形態においても、切換え周波数は、例えば１００ＫＨｚなどに固定される。電位差計１７４のない抵抗器１７２は、ほぼゼロから、ほぼ最大値に至るまで変動する電流検知電圧を提供する。ほぼゼロとは、低出力電力にある場合及び実際の電圧差が所望の電圧値に対応する場合であり、ほぼ最大値とは、例えば１ボルトであって、フルパワーの時、又は変調調節が失われた場合で、例えば出力電力に起因するインダクタの実際のセットアップが予め設定された限界を上回る場合である。
【００３３】
図７は、図５及び６で示した電流平準化の基本構想の効果から、入力モジュール６１で制御される変圧器７９で観測されるような電圧及び電流波形を表現している。電圧波形５１は、電圧波形４１に類似しており、コンデンサ１７１内のエネルギーの減少によってひき起こされる１ボルトの電圧降下５１ａを示している。しかしながら、インダクタ７３に起因する付加的な１ボルト降下はもはや存在しない。何故なら、本発明の電流平準化の基本構想内に、電圧降下の要因はないからである（すなわち、大きなサージ電流はコンデンサ１７１に保たれ、インダクタ７３内に直接反射されない）。同様にして、電流波形５３は、電流波形４３と類似しており、コンデンサ１７１が放電するときに反射し戻される電流を示す。電流波形５５は、入力モジュール６１により制御されているような入力電流を表わし、電源から提供される電圧と同一電圧のために、１.８Ａ〜２.２Ａの値に平坦化又は平準化される。放電波形及び充電波形の範囲は、ほぼ等しい。
【００３４】
図８に例示されている通り、トランジスタ７７がオン及びオフに切換わる周期８１は一定であり、任意の与えられた電力レベル（例えば２０Ｗ、３５Ｗ及び５０Ｗが示されている）のために、トランジスタ７７がオフに切換わるポイントは同一である。抵抗器１７２における電圧及び一次巻線側を通る電流を表わす検知電圧の波形形状も、電圧波形８３内で示されている通り、任意の負荷及び入力電圧について同じである。しかしながら電流波形の勾配は、特定の電流を達成するのに必要とされるような入力電圧と共に、下式に基づいてエネルギーレベルと共に変動する。
ＬＩ2／２
【００３５】
例えば、約１２００ワット（１５０Ｖ×８Ａ）の電力が、およそ一定のレートで約２ｍｓの期間、供給される。各々の電力バーストと共に、コンデンサ１７１のエネルギーレベルの比例したディップが、以下の式に基づいて起こる。
【数２】
2008546368.tif 000004
なお式中、Ｐは負荷に対する瞬間的電力であり、Ｔはバーストの持続時間であり、Ｖｉはコンデンサ１７１上の初期電圧であり、Ｖｆはバースト後のコンデンサ１７１上の最終電圧である。同様に、例証された値に基づいて、以下の公式中で提供されるように、コンデンサ１７１の最小キャパシタンスは１,１５０μＦとなる。
【数３】
2008546368.tif 000005
【００３６】
従って、コンデンサ１７１のキャパシタンスは、図２に示されている対応する先行技術のコンデンサ１２１のキャパシタンスよりもはるかに低い。１つの実施形態においては、キャパシタンスは１２００μＦと評価される。リップル電流は、１２０Ｈｚにおいて３.５Ａに制限され、各５０ｍｓ内の２ｍｓに対して８Ａとなる、狭い幅でかつ低いデューティサイクルの条件である。もう１つの実施形態において、コンデンサは３３００μＦと評価される。このようなコンデンサ値において、電圧ディップすなわち電力バースト後のコンデンサ上の最終電圧は、約１４５Ｖとなる。以下の計算がその結果を例証している。
【数４】
2008546368.tif 000006
【００３７】
もう１つの実施形態においては、１２００μＦのキャパシタンスを有するコンデンサ１７１に、次の連続する電力パルスによりコンデンサ上の電荷を補充するべく、電流の固定最大定電流率が提供される。例えば、負荷７０５によって２ｍｓ間の１２００ワットのドレンに起因してコンデンサ１７１上で１５Ｖ（１５０Ｖ−１３５Ｖ）が失われている場合、かかるエネルギーは、５０ミルジュール／ｍｓ（すなわち５０ワット）のレートでパルス間のアイドル又は４８ｍｓの時間にわたり喪失エネルギーを付加又は提供することによって回収可能である。入力電圧は２４Ｖである場合、２.０８Ａ（５０ワットを２４Ｖで除算）という平均入力電流が、コンデンサ１７１を再充電するのに充分な電流を供給するであろう。２ｍｓのパルスの間、コンデンサ１７１に対するエネルギーの伝送も同様に、２Ａの平均電流及び４８ワットの電力率で起こる。かくして、電流のピーク瞬間値は、５０ワットの最大電力レベルで５０パーセントのデューティサイクルで動作する変調器７０１で約８Ａである。従って、図９の等しい面積９１及び９３は、変圧器７９に提供されるエネルギー又は電力を表わす。検知電圧すなわち抵抗器１７２における電圧は８Ａのピークと一致し、かくして約１ボルトの最大センス電圧で、抵抗器１７２の抵抗は約１２５ｍΩである。
【００３８】
抵抗器１７２により提供される２Ａの再充電率で、コンデンサ１７１は次の電力バーストに間に合うように再充電する。しかしながら、次の電力バーストが、例えばわずかに高い負荷抵抗に起因してより低いエネルギー散逸を提供する場合には、コンデンサ１７１はより早く再充電することになる。従って、例えばトランジスタ７７及び変調器７０１により提供される２Ａの電流限界は、コンデンサ１７１が１５０Ｖに達した時点で停止することになる。
【００３９】
図１０に示されているように、入力電流を表わす電流波形１０１及びコンデンサ１７１からの出力電流を表わす電流波形１０３は、変調器が１００ＫＨｚの周波数で動作している場合、インダクタ７３、コンデンサ７５及び変圧器７９が、入力電流を濾過していることを示している。しかしながら、固定された最大電流限界（すなわち電流波形１０１により示されるような８Ａのピーク値又は２Ａの平均値）及び負荷７０５により引き出される最大未満の電力の組合せは、結果として、次のパルスに備えるのに実際必要とされるよりも早く特定の時間的間隔内でのコンデンサ１７１の再充電をもたらすことになる。この結果が、今度は、平均入力電圧１０１がゼロまで降下し得る一定の間隔を結果としてもたらすことになる。図１０に示すような１つの実施形態において、変調器は、完全にオン又は完全にオフで動作する傾向をもつ。これとは対照的に、変調器７０１の抑制は、コンデンサ１７１が特定の時間枠内で充電できるように、変圧器７９を通る電流の電流限界を最大未満になるように設定する。このため、コンデンサ電圧は、図７で描かれた波形５５中に見られるように、ゼロ電流となる間隔が無く、次のパルスにちょうど間に合うように回復されることになる。
【００４０】
１つの実施形態においては、プログラミング可能な電位差計１７４が変調器７０１のための電流限界を設定し調整する。さらに、上記で記述されているような負荷７０５又はコンデンサ１７１における電圧に関するフォードバックと、所望の電圧又は予め定められた電圧と、出力電力パルスにより消費されるエネルギーを再補充するのに出力パルス間で利用可能な時間とに基づいて、再充電プロセッサ７０７は、変調器７０１のために、電流限界を設定し調整することが可能である。１つの実施形態においては、再充電プロセッサ７０７は、専用プロセッサ、マイクロコントローラ又は常駐プロセッサと資源を共有するデジタル信号プロセッサであり得る。もう１つの実施形態においては、再充電プロセッサ７０７は、個別のアナログ回路及び／又はデジタル回路で構成され得る。
【００４１】
再充電プロセッサ７０７は、各々の出力パルスサイクルにおいて一定の再充電率を設定するために、電位差計１７４を用いて入力電流フィードバックをスケーリングする。電位差計１７４の応答時間は、１つの実施形態において、約１０μｓである。
【００４２】
しかしながら、プログラミング可能な演算増幅器が、同様に抵抗器１７２のセンスフィードバック電圧に対して利得を提供する。かくして、抵抗器１７２は、１つの実施形態において、過度に多くの電力を消散させず、かつ最大電流で適正な信号レベルを発生させるように選択される。増幅器は、ピーク入力電流すなわち１ボルトの検知電圧を提供するべく、より低い電流での利得を提供する。かくして、例えば０.５Ａといったような最大電流の４分の１といったより低い電流で１ボルトの検知電圧を生み出しその後電圧を減衰させる大きな抵抗器は、必要でなくなる。０.５〜２Ａという平均入力電流で充分であり、いずれにせよその他のコンポーネントからの背景電流が支配し得ることを考えると、０.５Ａ未満の電流でかまわないかもしれない。図１１は、入力電流を調整する増幅器１１１のこの実施形態を例示している。
【００４３】
増幅器１１１は、トランジスタ７７を通る電流、ひいては変圧器７９に対する入力電流及び電圧が、予め定められた電流及び／又は電圧限界に達したことを知らせるか又は識別するために、変調器７０１に対し一定の１ボルト電圧フィードバックを提供するようにプログラミングされる。さらに、抵抗器１７２の抵抗は小さいものであり得、かくして電力損失は低いであろう。例えば、トランジスタ７７を通る２Ａの電流は、０.１Ωの抵抗をもつ抵抗器１７２において、０.２ボルトの電圧をひき起こすことになる。従って、増幅器は、１ボルトの電圧フィードバックを提供するべく利得５を提供するようにプログラミングされるであろう。同様にして、トランジスタ７７を通る８Ａの電流は、抵抗器１７２において、０.８ボルトの電圧をひき起こし、かくして増幅器は、ここでも１ボルトの電圧フィードバックを提供するべく利得１.２５の提供するようにプログラミングされるであろう。
【００４４】
図１０の電流波形１０１に示されているようにゼロ入力電流間隔の濾過処理が望まれ、再充電プロセッサが使用されないか又は望まれない場合には、インダクタ７３のインダクタンス及びコンデンサ７５のキャパシタンスは増大させられ、抵抗器１７２は、全てのパルス幅、くり返し率及び出力電圧で最大入力電流に対処するように固定される。コンデンサ７５は、わずか１ボルトの電圧ディップが発生し全パルスエネルギの一部分についてカバーできるように、任意の値となる。この実施形態においては、変調器７０１がコンデンサ１７１のエネルギーを補充するように、コンデンサ７５からの放電が、２ｍｓ以内ではなく２０〜３０ｍｓにわたって発生する。コンデンサ７５からのより緩慢なエネルギー引出しの間、入力電圧は、コンデンサが、より小さく例えば１００,０００μＦ未満又は約２２,０００μＦになるように、エネルギーの一部分を提供することになるであろう。
【００４５】
かくして、入力電流の非ＤＣ成分へのインダクタ７３による濾過処理の必要性は、固定されたフィードバック抵抗器１７２の８０パーセントの有効性により緩和されて、入力電流のデューティサイクルを拡大させることになる。コンデンサ１７１及び変調器エネルギー伝送ステージが無い状態での低いデューティサイクルは、同様に高電流のあらゆる技術的課題にも対処する。しかしながら、入力電流の平準化又は平坦化は、変調器７０１のダイナミックレンジ、最大出力パルスコンデンサバンク、電流検知フィードバック減衰器／増幅器のダイナミックレンジ、及び／又はノイズの存在により、幾分か左右される。
【００４６】
１つの実施形態においては、コンデンサ７５及びインダクタ７３の値は、潜在的出力電圧の全範囲にわたり受容可能な入力リップル及び電力損失、周波数及びパルス幅、所望の出力設定点の変更を追跡するのに必要な応答時間、及び、さまざまな負荷に対する出力電圧振幅の維持を提供するように、経験的に決定され得る。
【００４７】
図１２を参照すると、本発明のもう１つの実施形態に従った、電流平準化システム１２００が提供されている。図１２においては、電源入力２００が、供給されたＡＣ電圧源からオン／オフ制御モジュール２０１に対して、概ねＤＣの電圧を供給している。オン／オフ制御モジュール２０１は、再充電プロセッサ２１３から制御入力を受理する。再充電プロセッサ２１３は、１つの実施形態において、再充電処理を取扱うように構成された部分を伴うシステムプロセッサ２１５である。システムプロセッサ２１５は、ホストコントローラ（図示せず）と通信し、ホストコントローラが提供する命令を実行する。１つの実施形態においては、ホストコントローラは、システムオペレータが、システムプロセッサ２１５に対する指令を構成して発行すること、又はシステムプロセッサ２１５により提供された情報を受信して見ることができるユーザーインタフェースを伴って構成されたコンピュータである。
【００４８】
受信された再充電プロセッサ２１３からの制御入力は、オン／オフ制御モジュール２０１に対して、ＤＣ電圧を再充電回路２０３へ通過させるか又は阻止させる。１つの実施形態において、再充電回路２０３は、コンデンサバンク２０７及びＲＦ出力ドライバ２１７に供給されるＤＣ電圧を増大させる。コンデンサバンク２０７は、図２中に示されているコンデンサ１２１と類似の要領で機能する。同様にして、ＲＦ出力ドライバ２１７は、同じく図２に示されているトランジスタ２７及び２９又は図６に示されているＨ−ブリッジ１７０により例証される回路と類似の要領で機能し、従ってここではさらには記述しない。ＲＦ出力ドライバ２１７及びコンデンサバンク２０７に供給される電圧の量を識別するため、電圧センサー２０９は、再充電回路２０３に結合されており、この識別情報を再充電プロセッサ２１３に搬送する。再充電回路２０３は、同様にコンデンサバンク２０７に供給される電流も調節する。特に、再充電回路２０３は、供給されたＤＣ電圧２００と結びつけられ、結果として得られた電流を平準化する。ブリード回路（bleed circuitry）２１１は、コンデンサバンク２０７に結合されており、この結果、変動しうるコンデンサバンク２０７のキャパシタンスを測定する上で再充電プロセッサ２１３を支援し、コンデンサバンク２０７内に蓄積された電圧を放電することができる。
【００４９】
ＲＦ出力ドライバ２１７は、変圧器２２１に対してＤＣ電圧を供給し、この変圧器は次にこの電圧を、周期的エネルギーパルスを予期している負荷２２３まで伝送する。変圧器２２１は、必要に応じてＲＦ出力ドライバ２１７の一部分であってもなくてもよい。ここでもまた、例えば、負荷２２３は外科手術用白内障ハンドピース、ペン型スキャナ又はペンであり得る。電流検出器２１９はＲＦ出力ドライバ２１７に結合される。電流検出器２１９は、障害を識別し及び／又は動作条件を監視し、この情報を再充電プロセッサ２１３に提供する。提供された情報に基づいて、ＲＦ出力ドライバ２１７に結合している再充電プロセッサ２１３は、ＲＦ出力ドライバ２１７により負荷２２３に供給される電流及び電圧を調節する。
【００５０】
１つの実施形態において、再充電プロセッサ２１３に対し、パワーオンリセット・モジュール２０５が結合されている。パワーオンリセット・モジュール２０５は、再充電回路２０３を有効に運転停止させるべく、再充電プロセッサ２１３に対してパワーオンリセット信号を供給する。特に、パワーオンリセット・モジュール２０５は、再充電プロセッサ２１３に対して、オン／オフ制御モジュール２０１に信号を送るようにさせ、オン／オフ制御モジュール２０１により電力が供給されるのを防ぎ、及びブリード回路２１１を介してコンデンサバンク２０７内のエネルギーを放電するようにする。１つの実施形態においては、パワーオンリセット・モジュール２０５は、ＲＦ出力ドライバ２１７又は再充電回路２０３の動作上の問題又は障害を表示する電圧センサー２０９及び／又は電流検出器２１９からの入力に基づいて、パワーオンリセット信号を支給する。
【００５１】
図１３は、本発明の再充電回路３００（図１２中の２０３）、コンデンサバンク４００（図１２中の２０７）、ブリード回路５００（図１２中の２１１）、及び電圧センサー６００（図１２中の２０９）の実施例を示している。再充電回路３００は、オン／オフ制御モジュール２０１（図１２）から電流を受理する。電流は、一般にＤＣである電圧源に由来し、１つの実施形態においては、例えば約０〜２.５Ａの範囲にある。電流は、コンデンサ３０１と３０３によって濾過される。濾過された電流はコントローラ３０５により監視され、逓増インダクタ３０７に供給される。インダクタ３０７は、遮断ダイオード３０９及びトランジスタ３１１に結合される。トランジスタ３１１は、インダクタ３０７上の電荷の蓄積を制御する。従って、トランジスタ３１１が活動状態となった場合、負荷はインダクタ３０７上に集積することができる。トランジスタ３１１が不活動状態となった場合、集積された電荷は、インダクタ３０７によって放出され、ダイオード３０９を順方向バイアスする。かくして、１つの実施形態において、約１５０Ｖの大きな電圧が再充電回路の出力端３１３で認められる。この大きな電圧は、同じくコンデンサバンク４００にも供給される。
【００５２】
トランジスタ３１１は、コンデンサ３１５ｃ、抵抗器３１５ａ,ｄ、ダイオード３１５ｂ及びコントローラ３１９に結合される。コントローラ３１９は、パルス信号を受信し、抵抗器及びダイオードは、上記コンデンサを介して、トランジスタスイッチ３１１のオン切換え及びオフ切換え時間に影響を及ぼす。かくして、インダクタ３０７からのエネルギーが放出され蓄積されるレートは、トランジスタ３１１と共にこれらの要素によって有効に制御される。エネルギーの集積及び放出のレートを調節することにより、電磁干渉を低減させることができる。
【００５３】
再充電回路３００は、再充電電流信号３２１を、例えば再充電プロセッサ２１３（図１２）から受理する。上記信号３２１は、例えば、パルスフオトダイオードを用いてか又はデジタル−アナログ回路を介して搬送され得る。再充電電流信号３２１は、コンデンサバンク４００の中に電荷を再補充する上で引出すべき最大入力電流を表わしており、ひいては再充電回路出力電圧３１３を正常に回復させる上で引出すべき入力電流を表わしている。再充電回路３００そして特定的にはコントローラ３０５は、このようなソース電流の量を特定するための電圧を使用する。特に、再充電電流信号３２１は、抵抗器３２３ａ、ｂ、ｃ、及びトランジスタ３２３ｄを介して任意の電圧に転換され、この電圧はコントローラ３０５に搬送され、このコントローラは、同様に第２のコントローラ３１９にレートを搬送する。コントローラ３０５及び３１９はそれぞれに、入力電流が逓増インダクタに供給され、逓増インダクタ３０７からコンデンサバンク４００へと供給されるレートを、補完するか又は達成させる。
【００５４】
１つの実施形態において、再充電回路３００は過電圧保護回路を内含する。過電圧保護回路は、一連のツェナーダイオード３１７ａ、ｂ、抵抗器３１７ｃ、ｄ、及びトランジスタ３１７ｅを内含する。ツェナーダイオードは、コンデンサバンク４００で受ける電圧がダイオードにより認識されるように、場所及び定格が決められる。従って、上記電圧が、１６０Ｖといった予め定められた電圧を上回る場合、抵抗器３１７ｃにおいて電圧発生が認められる。かくして、トランジスタ３１７ｅはオンに切換わり、コントローラ３０５によりコントローラ３１９に提供された信号を接地へと引張る。従って、トランジスタ３１７ｅは、事実上コントローラ３１９がトランジスタ３１１を活性化させないようにし、エネルギーが逓増インダクタ３０７から変圧器２２１を介して負荷２２３まで伝送されないようにする。
【００５５】
コンデンサバンク４００は互いに平行な３つのコンデンサ４０１ａ−ｃを内含する。１つの実施形態においては、コンデンサは２２０μＦのコンデンサである。コンデンサの合計数及び定格は、本発明の開示に基づいて当業者ならば理解するように、システム１２００内のその他のコンポーネント及び負荷需要に応じて、記述されたものより多くても少なくてもよい。コンデンサ４０１ａ−ｃは、インダクタ３０７からのエネルギー又はその一部を蓄積し、このため、供給入力端２００（図１２）に反射されるような大きな電流増加又はバーストも無く、再充電プロセッサ２１３（図１２）により示されるような、負荷２２３が必要とする又は予期するときに、電圧パルスが提供され得るようになっている。この結果、レベル電流を維持することが可能である。従って、コンデンサバンク４００は、一定の電流エネルギーの伝送を提供するべく、負荷２２３のために次のＲＦバーストのためのエネルギーを保持又は蓄積する。
【００５６】
電圧センサー６００は、コンデンサバンク４００で受ける電圧を識別するためにコンデンサバンク４００に結合される。電圧センサー６００は、第１の電圧増幅器６０１に結合された、一連の抵抗器６０５ａ、ｂ及びコンデンサ６０７を含む。第１の増幅器６０１は、電圧を検知するための粗いスケールを提供する。特に、第１の増幅器６０１は、コンデンサバンク４００に供給される電圧を識別する。例えば、第１の増幅器６０１は、コンデンサバンクがゼロ又はきわめてわずかな電圧を受けているか否かを決定し、かくして、システムがオフ状態であることを表示する。代替的には、増幅器６０１は、１５０Ｖといったような電圧をコンデンサバンク４００が受けており、かくしてシステムがオン状態又は運転中であることを決定する。
【００５７】
もう１つの増幅器６０３は、電圧を検知するための細かいスケールを提供する。特定的には、第２の増幅器６０３は、第１の増幅器６０１よりも細かい度合で、コンデンサバンクが受ける電圧を決定する。かくして第２の増幅器６０３は、正常な運転条件下でコンデンサバンクが受ける電圧を検知する。
【００５８】
１つの実施形態において、ブリード回路５００は、例えば再充電プロセッサ２１３（図１２）からブリード回路指標５１１を受理する。ブリード回路信号５１１は、ブリード回路のために特定の時間にわたり削減されるべき電流量を特定又は識別する。特に、ブリード電流信号５１１は、電圧に転換され、抵抗器５０７及びダイオード５０３及び５０５を介してトランジスタ５０１のゲートに供給され、コンデンサバンクに結合されたトランジスタに作用する。このため、トランジスタ５０１は、放電抵抗器５０９を通してコンデンサバンク４００からの電流のレートを低減させるか又は作用させるために、接地への経路を提供するために操作される。この結果、コンデンサバンク４００を有効に放電させ、すなわちコンデンサバンク４００内に蓄積された電圧を低減させる。１つの実施形態において、ブリード電流信号５１１は、例えばパルスフォトダイオードを用いてか又はデジタル−アナログ回路を介して、磁気分離インタフェース２２５を介して搬送される。
【００５９】
ブリード回路５００は、再充電プロセッサ２１３と共に、またコンデンサバンク４００のキャパシタンスを決定するために使用可能である。上述の通り、ブリード回路は、コンデンサバンク４００から電流を除去又はブリージングすることにより、コンデンサバンク内のエネルギーの放出を制御又は調節する。除去された電流量は、再充電プロセッサ２１３により決定され監視される。再充電プロセッサ２１３は、コンデンサバンク４００からの電圧及び電流の変化に基づいて、コンデンサバンク４００のキャパシタンスを決定することができる。特定的に言うと、１つの実施態様において、以下の公式が用いられる。
Ｃ＝ＩΔＴ／ΔＶ
例えば、１秒の制限及び１５０Ｖから１２０Ｖへの電圧変化で、すなわち３０Ｖの電圧ディップ、そして２０ｍＡの放電電流を用いて、コンデンサのキャパシタンスは、再充電プロセッサにより約６６０μＦであると計算される。従って、コンデンサバンクは約１５０Ｖまで充電され、その後は、予め定められた電圧まで予め定められた放電電流を用いてブリード回路により放電される。
【００６０】
コンデンサバンク４００のキャパシタンスを決定することにより、再充電プロセッサ２１３は、再充電回路２０３の再充電電流を調節することができる。特定的には１つの実施態様において以下の公式が使用される。
Ｉ＝ＣΔＶ／ΔＴ
かくして再充電回路は、適切な時間に負荷に対する供給を行なうのに充分な電圧がコンデンサバンクで確実に受けられるようにするべく、充分な再充電電流を供給することができる。同様にして、コンデンサバンクのキャパシタンスを決定することにより、ブリード回路は放電電流を調節することができる。従って、ブリード回路は、適切な時間に負荷に対する供給を行なうために、コンデンサバンクにおいて充分な電圧が存在することが確実になるように、コンデンサバンクから電流を除去することができる。
【００６１】
図１４では、電流検出器８００（図１２中の２１９）の１つの実施形態が例示されている。電流検出器８００は、ＲＦ出力ドライバ２１７内の切換えトランジスタに結合されて、これらのトランジスタにおいて受ける電流を識別するべく信号入力８０８を受理する。電流センサー８００は、コンデンサ８０７及び一連の抵抗器８０５ａ−ｆによりスケーリングされる電圧基準８０９を内含し、上記コンデンサ等は、２つの電圧比較器８０１及び８０３に結合している。第１の比較器８０１は、ＲＦ出力ドライバ２１７の通常運転下での電流を検知し、第２の比較器８０３は、障害状態での電流を検知する。特定的には、第１及び第２の比較器８０１及び８０３に結合された抵抗器８０５ａ−ｆは、検知されたＲＦ出力ドライバ電流を濾過された電圧へと転換し、次にこの濾過電圧を、各比較器により生成される結果信号を形成するために、２つの基準レベルと比較する。
【００６２】
１つの実施形態において、第１の比較器８０１は、８Ａ超の電流がＲＦ出力ドライバ２１７により供給されていること、従って、正常なパラメータの下で動作していることを知らせるための結果信号を提供する。１つの実施態様において、第１の比較器は、２Ａ未満の電流がＲＦ出力ドライバ２１７により供給されていること、従って、ＲＦ出力ドライバ２１７からの出力パルスが終りに近いことを知らせるための結果信号を提供する。この信号は、閉ループ末端のためにフィードバックを提供するべく、パルスが終了したことを識別するように、再充電プロセッサに提供される。１つの実施形態において、第２の比較器は、２０Ａ超の電流がＲＦ出力ドライバ２１７により供給されていること、すなわちＲＦ出力ドライバ内に障害又は短絡が発生したことを知らせるために、結果信号を提供する。この信号は、再充電プロセッサが、ＲＦ出力ドライバを前述した要領で運転停止させることができるように、再充電プロセッサに対して供給される。
【００６３】
本発明についてこれらの好ましい実施形態を参考にして記述してきたが、当業者であれば、他の実施形態を行なって同じ又は類似の結果を達成することが可能であると考える。本発明の開示に基づいて、当業者には本発明の変形形態及び修正が明白であり、本発明はこのような修正及び等価物の全てを包含する。
【図面の簡単な説明】
【００６４】
【図１】外科手術用白内障ハンドピースといったような、高出力パルス負荷を取扱うための従来システムを説明する高レベル出力用ブロック図である。
【図２】図１に示す従来システムの詳細な回路を説明する図である。
【図３】図１及び２に示す変圧器の出力端において見られる電圧及び電流を例証する波形図である。
【図４】図１及び図２に示す入力電源及び変圧器が受ける入力電圧及び電流に対するインダクタの効果を例証する波形図である。
【図５】本発明のもう１つの実施形態に従った電流平準化システムのブロック図である。
【図６】本発明の実施形態に従った図５の回路構成を例証する詳細図である。
【図７】本発明の１つの実施形態における図５及び図６に示すような電流平準化システム内で、変圧器及び入力電源が受ける入力電圧及び電流を例証する波形を示す図である。
【図８】本発明の１つの実施形態における図５及び６に示す変圧器が受ける電圧及び電流を、トランジスタの動作周期との関係において例証する波形を示す図である。
【図９】本発明のもう１つの実施形態における、トランジスタの動作周期との関係において図５及び図６に示す変圧器が受ける電流及び電圧を例証する波形を示す図である。
【図１０】本発明の１つの実施形態における図５及び６に示す電流平準化システムの入力端及び出力端において受ける電流を例証する波形を示す図である。
【図１１】本発明の１つの実施形態における、入力電流を調節する電流平準化システムの一部分の詳細な回路を説明する図である。
【図１２】本発明のもう１つの実施形態における、電流平準化システムのブロック図である。
【図１３】本発明の１つの実施形態における図１２ａに示す電流平準化システムの部分的構成を例証する詳細な回路を説明する図である。
【図１４】本発明の１つの実施形態における図１２ａに示す電流平準化システムのもう１つの部分的構成を例証する詳細な回路を説明する図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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