(57)【要約】  センサコンデンサ（ＣＰ）を外付けし、基準コンデンサ（ＣＲ）、サンブリングコンデンサ（ＣＳ）、およびサンブリング増幅器（２２）を含み、センサコンデンサ（ＣＰ）が接続された入力端子（１６）をそなえる集積化された読み出し回路上に静電容量−電圧変換器（１４）を実現した静電容量−電圧変換方法。この方法は、ａ）直列接続されたセンサコンデンサ（ＣＰ）と基準コンデンサ（ＣＲ）に基準電圧（Ｖｒｅｆ）を印加し、センサコンデンサ（ＣＰ）と基準コンデンサ（ＣＲ）の間の相互接続ノード（Ａ）の電位にサンブリングコンデンサ（ＣＳ）を充電するステップと、ｂ）サンブリングコンデンサ（ＣＳ）をサンブリング増幅器（２２）の入力に接続するステップとを含む。この方法は更に、ｃ）直列接続されたセンサコンデンサ（ＣＰ）と基準コンデンサ（ＣＲ）にステップａ）と逆の極性で基準電圧（Ｖｒｅｆ）を印加し、センサコンデンサ（ＣＰ）と基準コンデンサ（ＣＲ）の間の相互接続ノード（Ａ）の電位にサンブリングコンデンサ（ＣＳ）を充電するステップと、ｄ）サンブリングコンデンサ（ＣＳ）をステップｂ）と逆の極性でサンブリング増幅器（２２）の入力に接続するステップとを含む。
2008546994.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
センサコンデンサ（ＣＰ）を外付けし、基準コンデンサ（ＣＲ）、サンブリングコンデンサ（ＣＳ）、およびサンブリング増幅器（２２）を含み、センサコンデンサ（ＣＰ）が接続された入力端子（１６）をそなえる集積化された読み出し回路上に静電容量−電圧変換器（１４）を実現した静電容量−電圧変換方法であって、
ａ）直列接続されたセンサコンデンサ（ＣＰ）と基準コンデンサ（ＣＲ）に基準電圧（Ｖｒｅｆ）を印加し、センサコンデンサ（ＣＰ）と基準コンデンサ（ＣＲ）の間の相互接続ノード（Ａ）の電位にサンブリングコンデンサ（ＣＳ）を充電するステップと、
ｂ）サンブリングコンデンサ（ＣＳ）をサンブリング増幅器（２２）の入力に接続するステップと、
ｃ）直列接続されたセンサコンデンサ（ＣＰ）と基準コンデンサ（ＣＲ）にステップａ）と逆の極性で基準電圧（Ｖｒｅｆ）を印加し、センサコンデンサ（ＣＰ）と基準コンデンサ（ＣＲ）の間の相互接続ノード（Ａ）の電位にサンブリングコンデンサ（ＣＳ）を充電するステップと、
ｄ）サンブリングコンデンサ（ＣＳ）をステップｂ）と逆の極性でサンブリング増幅器（２２）の入力に接続するステップと
を含む方法。
【請求項２】
請求項１に記載された方法であって、ステップａ）からｄ）が多数回繰り返される方法。
【請求項３】
請求項１または請求項２に記載された方法であって、サンブリングコンデンサ（ＣＳ）がステップｂ）とｄ）でサンブリング増幅器（２２）の差動入力に接続され、サンブリング増幅器（２２）によって差動出力が生成される方法。
【請求項４】
外付けされたセンサコンデンサ（ＣＰ）からの読み出しを行い、基準コンデンサ（ＣＲ）、サンブリングコンデンサ（ＣＳ）、およびサンブリング増幅器（２２）を含み、センサコンデンサ（ＣＰ）が接続された入力端子（１６）をそなえる集積化された読み出し回路上に実現された静電容量−電圧変換器であって、更にスイッチング構成を具備し、該スイッチング構成は選択的に
ａ）直列接続されたセンサコンデンサ（ＣＰ）と基準コンデンサ（ＣＲ）を基準電圧源に接続し、サンブリングコンデンサ（ＣＳ）をセンサコンデンサ（ＣＰ）と基準コンデンサ（ＣＲ）の間の相互接続ノード（Ａ）に接続し、
ｂ）サンブリングコンデンサ（ＣＳ）をサンブリング増幅器（２２）の入力に接続し、
ｃ）直列接続されたセンサコンデンサ（ＣＰ）と基準コンデンサ（ＣＲ）を機能ａ）と逆の極性で基準電圧源に接続し、サンブリングコンデンサ（ＣＳ）をセンサコンデンサ（ＣＰ）と基準コンデンサ（ＣＲ）の間の相互接続ノード（Ａ）に接続し、
ｄ）サンブリングコンデンサ（ＣＳ）を機能ｂ）と逆の極性でサンブリング増幅器（２２）の入力に接続する
静電容量−電圧変換器（１４）。
【請求項５】
請求項４に記載された静電容量−電圧変換器であって、サンブリング増幅器（２２）が差動入力をそなえる静電容量−電圧変換器（１４）。
【請求項６】
請求項５に記載された静電容量−電圧変換器であって、サンブリング増幅器（２２）の各出力は帰還コンデンサ（ＣＦ）によって差動入力の異なる一方にループで戻される静電容量−電圧変換器（１４）。
【請求項７】
請求項４から６のいずれかに記載された静電容量−電圧変換器であって、集積化された読み出し回路は入力端子（１６）と結合されるＥＳＤ保護回路（１８）を含む静電容量−電圧変換器（１４）。
【請求項８】
請求項４から７のいずれかに記載された静電容量−電圧変換器であって、センサコンデンサ（ＣＰ）が空気圧センサと結合される静電容量−電圧変換器（１４）。
【請求項９】
請求項４から７のいずれかに記載された静電容量−電圧変換器であって、センサコンデンサ（ＣＰ）が加速度センサと結合される静電容量−電圧変換器（１４）。
【請求項１０】
センサコンデンサ（ＣＰ）と、入力端子に該センサコンデンサ（ＣＰ）が接続された請求項４から８のいずれかに記載された静電容量−電圧変換器（１４）とをそなえた圧力センサを被監視タイヤ毎に含むタイヤ圧力監視自動車システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、センサコンデンサを外付けし、基準コンデンサ、サンブリングコンデンサ、およびサンブリング増幅器を含み、センサコンデンサが接続された入力端子をそなえる集積化された読み出し回路上に静電容量−電圧変換器を実現した静電容量−電圧変換方法に関するものである。本発明は更に、外付けセンサコンデンサからの読み出しを行い、基準コンデンサ、サンブリングコンデンサ、およびサンブリング増幅器を含み、センサコンデンサが接続された入力端子をそなえる集積化された読み出し回路上に実現された静電容量−電圧変換器に関するものである。本発明は更に、被監視タイヤ毎に圧力センサ、センサコンデンサ、および静電容量−電圧変換器を含むタイヤ圧力監視自動車システムに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
静電容量−電圧変換器は、静電容量性のセンサ素子を使用する用途で必要とされる。これらの用途としては、タイヤ圧力測定システム、加速度測定システム等がある。これらのシステムには通常、読み出し回路を含む集積回路の外側にある外付けの静電容量性センサが含まれる。静電容量性センサの静電容量は、たとえば、圧力とともに変化する。アナログ−ディジタル変換器によるディジタル化のような以後の処理のため、この静電容量は静電容量−電圧変換器によって静電容量で決まる電圧に変えられる。
【０００３】
通常、静電容量性のセンサ素子および読み出し回路は一緒にプリント基板上に組み立てられる。一つの必要条件は、読み出し回路の入力ピンが静電放電、たとえば、人体モデルに応じて２ｋＶまでの電圧に耐えなければならないということである。これの防護は、静電放電（ＥＳＤ：ｅｌｅｃｔｒｏｓｔａｔｉｃ  ｄｉｓｃｈａｒｇｅ）保護回路によって達成される。あいにく、これらのＥＳＤ保護回路により基板漏洩電流が生じ、これは温度とともに増加する。自動車環境では、温度は摂氏１２５°にまで及ぶ。この高温では、従来のＥＳＤ保護回路は通常５０ｎＡの漏洩電流を生じる。この漏洩電流は静電容量の読み出しに誤差を生じるので、ディジタル化される電圧に誤差を生じる。特に、漏洩の温度依存性が問題を生じる。
【０００４】
静電容量の測定精度を向上する一つのアプローチは、漏洩電流を最小にすることである。したがって、特別なＥＳＤ保護回路の使用が必要になるが、そうすると集積化された読み出し回路のコストが増大し、ＥＳＤ保護性能が低下する。また、ＥＳＤ保護回路とは無関係に、プリント基板上の汚れまたは湿気により、または組み立ての問題により、そしてチップ内抵抗素子によっても漏洩電流は生じ得る。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
したがって、標準のＥＳＤ保護回路を使用するときでも、どんな漏洩電流の影響をも相殺する静電容量−電圧変換方法が求められている。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明は、センサコンデンサを外付けし、基準コンデンサ、サンブリングコンデンサ、およびどんな漏洩電流も相殺するサンブリング増幅器を含む集積化された読み出し回路上に実現された静電容量−電圧変換器をそなえる静電容量−電圧変換方法を提供する。集積化された読み出し回路は、センサコンデンサが接続された入力端子を備える。上記方法は、ａ）直列接続されたセンサコンデンサと基準コンデンサに基準電圧を印加し、センサコンデンサと基準コンデンサの間の相互接続ノードの電位にサンブリングコンデンサを充電するステップと、ｂ）サンブリングコンデンサをサンブリング増幅器の入力に接続するステップと、ｃ）直列接続されたセンサコンデンサと基準コンデンサにステップａ）と逆の極性で基準電圧を印加し、センサコンデンサと基準コンデンサの間の相互接続ノードの電位にサンブリングコンデンサを充電するステップと、ｄ）サンブリングコンデンサをステップｂ）と逆の極性でサンブリング増幅器の入力に接続するステップとを含む。
【０００７】
このように、直列接続されたセンサコンデンサと基準コンデンサに基準電圧が２回印加されるが、極性は逆になっている。サンブリングコンデンサも２回充電され、サンブリング増幅器に２回接続されるが、やはり極性は逆になっている。その結果、漏洩電流による測定電圧への影響が相殺される。好適実施例では、これらの交互のステップは多数回反復される。ステップａ）からｄ）を多数回行うことにより、サンプリング時間のジッターを平均化することにより漏洩相殺の効果が改善される。
【０００８】
二つの端子しかない安価な静電容量性センサから読み出しを行うときに生じる問題は、電源とグランドのノイズに対する無感応に必要な差動出力電圧を出力することである。好適実施例では、サンブリングコンデンサはサンブリング増幅器の差動入力に接続され、サンブリング増幅器によって差動出力電圧が生成される。好ましくは、サンブリングコンデンサを浮動接続して、精密な同相調節が必要でないようにする。したがって、差動出力電圧を送出しつつ、コスト効率の良い仕方で精密な測定が可能となる。５０ｄＢ以上の信号対雑音比のために、処理回路の差動アプローチが必要である。
【０００９】
本発明は更に、外付けされたセンサコンデンサからの読み出しを行い、基準コンデンサ、サンブリングコンデンサ、およびサンブリング増幅器を含み、センサコンデンサが接続された入力端子をそなえる集積化された読み出し回路上に実現された静電容量−電圧変換器であって、更にスイッチング構成を具備する静電容量−電圧変換器を提供する。スイッチング構成は選択的にａ）直列接続されたセンサコンデンサと基準コンデンサを基準電圧源に接続し、サンブリングコンデンサをセンサコンデンサと基準コンデンサの間の相互接続ノードに接続する。スイッチング構成により、ｂ）サンブリングコンデンサをサンブリング増幅器の入力に接続した後、ｃ）直列接続されたセンサコンデンサと基準コンデンサを機能ａ）と逆の極性で基準電圧源に接続し、サンブリングコンデンサをセンサコンデンサと基準コンデンサの間の相互接続ノードに接続することができ、またスイッチング構成により、ｄ）サンブリングコンデンサを機能ｂ）と逆の極性でサンブリング増幅器の入力に接続することができる。
【００１０】
好ましくは、サンブリング増幅器は差動入力および差動出力をそなえているので、電源とグランドのノイズに感応しない。好適実施例では、サンブリング増幅器の各出力は帰還コンデンサによって差動入力の異なる一方にループで戻される。
【００１１】
本発明は更に、センサコンデンサと、本発明による静電容量−電圧変換器とをそなえた圧力センサを被監視タイヤ毎に含むタイヤ圧力監視自動車システムを提供する。
【実施例】
【００１２】
図１は、本発明の静電容量−電圧変換器１４および入力端子１６でそれに接続されたセンサコンデンサＣＰの概略図である。静電容量−電圧変換器１４は集積化された読み出し回路上に実現される。センサコンデンサＣｐおよび静電容量−電圧変換器１４は通常一緒に基板上に実装される。集積化された読み出し回路は、入力端子１６とグランドとの間に接続された二つのＥＳＤ保護回路１８、サンブリングコンデンサＣＳ、基準コンデンサＣＲ、およびもう一つの読み出し回路２０を含む。入力端子１６の一つと地気との間に接続されるように示されている抵抗Ｒは、たとえば、基板上の汚れまたは湿気によって形成される寄生抵抗である。読み出し回路２０は、図１に示されていないサンブリング増幅器および基準電圧源を含む。二つのＥＳＤ保護回路１８は静電放電から読み出し回路２０を保護する。入力端子１６の一方は読み出し回路２０に直接接続され、他方の入力端子は、サンブリングコンデンサＣＳと基準コンデンサＣＲを相互接続する相互接続節ノードＡに接続される。両方のコンデンサＣＳおよびＣＲは他方の極板で読み出し回路２０に接続される。動作については、ＥＳＤ保護回路１８および寄生抵抗Ｒを通る漏洩電流がある。
【００１３】
図２ａから４ｂを参照して、本発明の静電容量−電圧変換方法について更に詳しく説明する。図２ａは第一のサンプルフェイズにおけるセンサコンデンサＣＰ、基準コンデンサＣＲ、およびサンプリングコンデンサＣＳの相互接続を示す。センサコンデンサＣＰと基準コンデンサＣＲは相互に直列に接続される。センサコンデンサＣＰの一方の極板は電圧電位Ｖｒｅｆｐに接続され、基準コンデンサＣＲの一方の極板は電位Ｖｒｅｆｍに接続される。したがって、二つのコンデンサＣＰ、ＣＲによって構成される静電容量性の分圧器により、基準電圧Ｖｒｅｆ＝Ｖｒｅｆｐ−Ｖｒｅｆｍが分圧される。相互接続ノードＡでの電圧は基準コンデンサＣＲとセンサコンデンサＣＰの静電容量比で決まる。基準コンデンサＣＲの静電容量は一定であるので、相互接続ノードＡでの電圧はセンサコンデンサＣＰの静電容量変化とともに変動する。サンプルフェイズでは、サンプリングコンデンサＣＳは相互接続ノードＡと電位Ｖｍとの間に接続されるので、相互接続ノードＡでの電位に応じてサンプリングコンデンサＣＳが充電される。ＣＳに蓄積される電荷ＱＳは次式で定められる。
【数１】
2008546994.tif 000003
ここで、ＶＳはサンプリングコンデンサＣＳの電圧降下である。
【数２】
2008546994.tif 000004
【００１４】
図２ｂは、サンプリングコンデンサＣＳが充電される第一のサンプルフェイズに続く転送フェイズを示す。サンプリングコンデンサＣＳは、集積化された読み出し回路２０上に含まれるサンプリング増幅器２２の差動入力に接続される。転送フェイズでは、サンプリングコンデンサＣＳの電荷はサンプリング増幅器に転送される。サンプリング増幅器２２の差動出力端子に、出力電圧Ｖｏｕｔが現れる。サンプリング増幅器２２の各出力は帰還コンデンサＣｆにより差動入力の異なる一方にループで戻される。サンプリング増幅器２２の出力電圧ＶｏｕｔはサンプリングコンデンサＣＳに蓄積された電荷に比例する。出力電圧Ｖｏｕｔは次式で定められる。
【数３】
2008546994.tif 000005
【００１５】
これまで、理想的な回路についてサンプリングフェイズおよび転送フェイズを説明してきた。しかし、センサコンデンサＣＰは集積化された読み出し回路に外付けされ、漏洩電流がある。漏洩はセンサコンデンサＣＰの両方の極板に生じるが、高インピーダンス相互接続ノードＡでの漏洩だけが関連する。図３は、漏洩電流ＩＶが通る漏洩抵抗ＲＬによって漏洩を表す。ＩＶは、図１に示されるＥＳＤ保護回路を通って、そして寄生抵抗Ｒを通って生じる漏洩電流である。このようにして、サンプリングコンデンサＣＳに蓄積される電荷ＱＳは電荷△Ｑだけ減少する。電荷△Ｑはサンプルフェイズの間、漏洩電流によって地気に転送される。この漏洩電流を考慮に入れると、サンプルフェイズの終わりにサンプリングコンデンサＣＳに蓄積される電荷ＱＳは次式で表される。
【数４】
2008546994.tif 000006
【００１６】
この漏洩電流によって、前記測定誤差が生じる。
【００１７】
本発明の方法では、静電容量性の分圧器で二度目のスイッチングが行われるが、極性が異なり、漏洩電流の影響が相殺される。図４ａは第二のサンプルフェイズの間のコンデンサの構成を示す。センサコンデンサＣＰと基準コンデンサＣＲは相互接続節ノードＡで相互接続される。それらは直列に接続されるが、サンプルフェイズ１とは逆に、基準コンデンサＣＲは電位Ｖｒｅｆに接続され、センサコンデンサＣＰは電圧電位Ｖｒｅｆｍに接続される。第一のサンプルフェイズと同様に、サンプリングコンデンサＣＳは相互接続節ノードＡと電位Ｖｍとの間に接続され、充電される。図３に示される漏洩電流ＩＶは常にチップ地気に流れる。第二のサンプルフェイズでは基準電圧の極性が第一のサンプルフェイズと逆になっているので、サンプリングコンデンサＣＳの電圧ＶＳも極性を変え、漏洩電流ＩＶは流れない。図４ｂは第二の転送フェイズを示す。第一の転送フェイズでサンプリング増幅器２２の負の入力端子に接続されていたサンプリングコンデンサＣＳの極板はサンプリング増幅器２２の正の入力端子に接続される。したがって、サンプリングコンデンサＣＳはサンプリング増幅器２２の入力に、転送フェイズ１とは逆の極性で接続される。したがって、サンプルフェイズで行われた極性変化は補償される。帰還コンデンサＣｆの電荷は二つの転送フェイズにわたって保持されるので、二つの転送フェイズの出力電圧は平均されて、漏洩電流ＩＶの影響は相殺される。浮動しているサンプリングコンデンサＣＳを転送フェイズの間、増幅器の差動入力に接続することには、充分に差動の増幅器に対する精密な同相調節が必要でないという利点がある。これにより、この充分に差動の増幅器の、より安い実現が可能となる。
【００１８】
二つのサンプリングフェイズと二つの転送フェイズを一緒に考えると、次のような計算式が得られ、漏洩電流ＩＶの影響が相殺されるということが示される。
【００１９】
第一のサンプルフェイズの間の電荷は次式で表される。
【数５】
2008546994.tif 000007
サンプルフェイズＩの間の電荷
【００２０】
第二のサンプルフェイズでは極性が変化するので、電荷は次式で表される。
【数６】
2008546994.tif 000008
サンプルフェイズＩＩの間の電荷
【００２１】
帰還コンデンサＣｆは第一の転送フェイズの間に収集された電荷を保持するので、サンプリング増幅器２２の出力端子に出力電圧が得られ、これは二つの転送フェイズの出力電圧の和となり、次式で表される。
【数７】
2008546994.tif 000009
サンプリング時点がほぼ同時で、漏洩電流が変化しなければ、
2008546994.tif 000010
であるので、出力電圧は次式で表される。
【数８】
2008546994.tif 000011
【００２２】
漏洩電流の影響は相殺される。出力電圧は、印加される基準電圧Ｖｒｅｆ、ならびにサンプリングコンデンサＣＳ、基準コンデンサＣＲ、センサコンデンサＣＰ、および帰還コンデンサＣｆの静電容量値だけで決まる。
【００２３】
図５から８は、好適実施例での実現を示す。電圧Ｖｒｅｆｐ、ＶｒｅｆｍおよびＶｍが回路に印加され、差動出力電圧Ｖｏｕｔｐ、Ｖｏｕｔｍが出力される。サンプリングコンデンサＣＳ、基準コンデンサＣＲ、センサコンデンサＣＰ、帰還コンデンサＣｆ、および異なるフェイズの間の変化を可能とする複数のスイッチをそなえたスイッチング構成が含まれる。図５は第一のサンプルフェイズに対する状態での静電容量−電圧変換器を示す。サンプリングコンデンサＣＳは基準コンデンサＣＲとセンサコンデンサＣＳの相互接続ノードに接続される。図６は第一の転送フェイズに対する状態での静電容量−電圧変換器を示す。このとき、サンプリングコンデンサＣＳはコンデンサＣＲ、ＣＰから切り離され、サンプリング増幅器２２の入力端子に接続される。図７は第二のサンプルフェイズに対する状態での静電容量−電圧変換器を示す。図５の状態と比較して、基準電圧は逆転され、センサコンデンサＣＰはＶｒｅｆｐに接続され、基準コンデンサＣＲはＶｒｅｆｐに接続される。図８は第二の転送フェイズに対する状態での静電容量−電圧変換器を示す。図６に示された状態と比較して、サンプリング増幅器２２の入力端子に対するサンプリングコンデンサＣＳの極性は逆転される。
【産業上の利用可能性】
【００２４】
説明した本発明の静電容量−電圧変換器は、安価なセンサコンデンサを使用したときでも、１２５°Ｃの温度まで精密な測定を行うことができる。したがって、本発明の静電容量−電圧変換器は、センサコンデンサが約５から２０ｐＦの範囲にあり、タイヤ毎に静電容量−電圧変換器を設けたタイヤ圧力監視システムで都合よく使用される。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】静電容量性のセンサが接続された静電容量−電圧変換器の概略図である。
【図２ａ】第一のサンプルフェイズにおけるセンサコンデンサ、基準コンデンサ、およびサンプリングコンデンサの相互接続の概略図である。
【図２ｂ】第一の転送フェイズにおけるサンプリング増幅器へのサンプリングコンデンサの接続の概略図である。
【図３】サンプルフェイズにおける漏洩電流の影響の概略図である。
【図４ａ】第二のサンプルフェイズにおけるセンサコンデンサ、基準コンデンサ、およびサンプリングコンデンサの相互接続の概略図である。
【図４ｂ】第二の転送フェイズにおけるサンプリング増幅器へのサンプリングコンデンサの接続の概略図である。
【図５】スイッチング構成が第一のサンプルフェイズに対する状態にある本発明の静電容量−電圧変換器の好適実施例を示す。
【図６】スイッチング構成が第一の転送フェイズに対する状態にある本発明の静電容量−電圧変換器の好適実施例を示す。
【図７】スイッチング構成が第二のサンプルフェイズに対する状態にある本発明の静電容量−電圧変換器の好適実施例を示す。
【図８】スイッチング構成が第二の転送フェイズに対する状態にある本発明の静電容量−電圧変換器の好適実施例を示す。
【図１】
2008546994.tif 000012
【図２ａ】
2008546994.tif 000013
【図２ｂ】
2008546994.tif 000014
【図３】
2008546994.tif 000015
【図４ａ】
2008546994.tif 000016
【図４ｂ】
2008546994.tif 000017
【図５】
2008546994.tif 000018
【図６】
2008546994.tif 000019
【図７】
2008546994.tif 000020
【図８】
2008546994.tif 000021
【国際調査報告】
2008546994.tif 000022
2008546994.tif 000023
2008546994.tif 000024