(57)【要約】  電源システムは、線形増幅器とＤＣ−ＤＣコンバータ（ＣＯ）との並列構成を備える。線形増幅器（ＬＡ）の出力は負荷（ＬＯ）に第１電流（Ｉ１）を供給するために負荷（ＬＯ）に直接的に結合される。ＤＣ−ＤＣコンバータ（ＣＯ）は負荷（ＬＯ）に第２電流（Ｉ２）を供給するために負荷（ＬＯ）に結合されたコンバータ出力を有する。線形増幅器（ＬＡ）は、第１電流（Ｉ１）を供給するための第１増幅器段（ＯＳ１）と、第１電流（Ｉ１）に比例した第３電流（Ｉ３）を発生させるための第２増幅器段（ＯＳ２）とを備える。第１増幅器段（ＯＳ１）と第２増幅器段（ＯＳ２）とは整合された構成要素を有する。ＤＣ−ＤＣコンバータ（ＣＯ）は、第１電流（Ｉ１）の直流成分を最小化するよう第２電流（Ｉ２）を制御するために第３電流（Ｉ３）によって発生される電圧を受電するための制御入力を有するコントローラ（ＣＯＮ）をさらに備える。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
線形増幅器とＤＣ−ＤＣコンバータとの並列構成を備えた電源システムであって、
前記線形増幅器の出力は、負荷に第１電流を供給するために前記負荷に直接的に結合され、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記負荷に第２電流を供給するために前記負荷に結合されるコンバータ出力を有し、
前記線形増幅器は、前記第１電流を供給するための第１増幅器段と、前記第１電流に比例した第３電流を発生させるための第２増幅器段とを備え、前記第１増幅器段と前記第２増幅器段とは整合された構成要素を有し、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第１電流の直流成分を最小にするように前記第２電流を制御するために前記第３電流によって発生される電圧を受電するための制御入力を有するコントローラをさらに備えた電源システム。
【請求項２】
前記第２増幅器段は前記第３電流を供給し、前記電源システムは、前記第３電流を受電するための、および前記第２増幅器段の出力と基準電圧との間に配置された抵抗器をさらに備え、前記制御入力は前記抵抗器の両端間の電圧を受電するための差動入力である請求項１に記載の電源システム。
【請求項３】
前記第２増幅器段は１８０度位相シフトを有する２つの同一電流を供給するための２つの出力を有し、前記電源システムは、前記第３電流を抵抗器を通して得るために前記第２増幅器段の前記２つの出力間に配置された前記抵抗器をさらに備え、前記制御入力は前記抵抗器の両端間の電圧を受電するための差動入力である請求項１に記載の電源システム。
【請求項４】
前記コントローラは少なくとも積分作用を備える請求項１に記載の電源システム。
【請求項５】
前記第３電流を受電するための、および前記第２増幅器段の出力と基準電圧との間に配置された、コンデンサをさらに備え、前記制御入力は前記コンデンサの電圧を受電するために前記コンデンサに結合された請求項１に記載の電源システム。
【請求項６】
前記第２増幅器段は１８０度位相シフトを有する２つの同一電流を供給するための２つの出力を有し、前記電源システムは、前記コンデンサを通して前記第３電流を得るために前記第２増幅器段の前記２つの出力間に配置された前記コンデンサをさらに備え、前記制御入力は前記コンデンサの両端間の電圧を受電するための差動入力である請求項１に記載の電源システム。
【請求項７】
前記第２増幅器段の入力と反転出力との間にミラー容量として配置されたコンデンサをさらに備え、前記制御入力は前記第２増幅器段の前記出力に結合された請求項１に記載の電源システム。
【請求項８】
前記コントローラは、比例機能および／または差動機能だけを備えた請求項５、請求項６、または請求項７に記載の電源システム。
【請求項９】
前記線形増幅器は、基準信号を受信するための非反転入力と前記負荷の両端間のシステム出力電圧に比例した電圧を受電するための反転入力とを有する差動入力段を備え、前記差動入力段の出力は前記第１増幅器段の入力と前記第２増幅器段の入力との両方に結合され、前記第１増幅器段の出力は前記第１電流を供給するために結合された請求項１に記載の電源システム。
【請求項１０】
ロー・パス・フィルタが前記コンバータ出力と前記負荷との中間に配置された請求項１に記載の電源システム。
【請求項１１】
前記第１増幅器段および前記第２増幅器段は、整合されたトランジスタおよび電流を有する第１共通ソース段および第２共通ソース段をそれぞれ備えた請求項１に記載の電源システム。
【請求項１２】
前記第１増幅器段および前記第２増幅器段は、整合されたトランジスタおよび電流を有する第１共通ドレイン段および第２共通ドレイン段をそれぞれ備えた請求項１に記載の電源システム。
【請求項１３】
前記第１増幅器段は反転増幅器であり、前記線形増幅器は、前記第１増幅器段の前記入力と前記出力との間に配置されたミラー・コンデンサをさらに備えた請求項９に記載の電源システム。
【請求項１４】
前記差動入力段は、
反転増幅器と、
基準信号を受信するための非反転入力と、前記負荷の両端間の前記システム出力電圧に比例した前記電圧を受電するための反転入力と、前記反転増幅器を介して前記第１増幅器段の入力に結合された出力とを有する非反転差動段と、
前記非反転差動段の前記出力と前記第１増幅器段の前記入力との間に配置されたミラー容量と、
をさらに備えた請求項９に記載の電源システム。
【請求項１５】
請求項１に記載の電源システムを備えた装置であって、前記負荷は前記装置の回路を備えた装置。
【請求項１６】
前記負荷がＲＦ増幅器を備える遠距離通信システムを備える請求項１５に記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は線形増幅器とＤＣ−ＤＣコンバータとの並列構成を備えた電源システム、およびこうした電源システムを備えた装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
米国特許第５，９０５，４０７号は、フィードバック・システムと組み合わされた線形およびスイッチング技法を使用した高効率な電力増幅器を開示している。線形増幅器は、センス抵抗器を介して負荷に出力電流を供給する。制御可能なスイッチと２つのＬＣ部とを備えたスイッチング増幅器がＤＣ−ＤＣコンバータとして使用され、負荷に対してさらなる出力電流を供給する。抵抗器が、線形増幅器の出力と、負荷の両端間の出力電圧が現れる電源システムの出力ノードとの間に配置される。線形増幅器の出力電流はこの抵抗器を通して流れる。抵抗器の両端間の電圧は、線形増幅器の出力電流の最小限の直流成分を得るようにＤＣ−ＤＣコンバータを制御するために使用される。好ましくはこの最小限の直流成分はゼロである。
【０００３】
線形増幅器とＤＣ−ＤＣコンバータとのこの並列構成は無線送信機に応用されている。さらにまた、この並列構成は電源システムとも呼ばれる。無線送信機は、基準信号を追従するシステム出力電圧を発生させるために、基準信号を線形増幅器に供給する電源基準発生器を備える。無線送信機は無線周波数（以下ＲＦと呼ぶ）信号を増幅するためにＲＦ電力増幅器をさらに備える。ＲＦ増幅器は、供給電圧としてシステム出力電圧を受電するために出力ノードに結合される。基準信号は変調されてＲＦ増幅器の入力信号の振幅変調を追従する。したがって、ＲＦ増幅器の供給電圧は、ＲＦ増幅器の効率を向上させるためにＲＦ電力増幅器の必要を満たすように制御される。
【０００４】
相対的に低速度のＤＣ−ＤＣコンバータが相対的に高い電力効率で直流電流および低周波電流を負荷に供給し、相対的に低い電力効率の線形増幅器が高周波電流のみを負荷に供給する。
【０００５】
線形増幅器と出力ノードとの間に配置された従来技術の抵抗器は、その抵抗器が電源システムの効率を低下させるという欠点を有する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明の目的は、ＤＣ−ＤＣコンバータと並列に構成された線形増幅器を備えた電源システムの効率を向上させることである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の第１の態様は、請求項１に記載の電源システムを提供する。本発明の第２の態様は、請求項１５に記載の装置を提供する。有利な実施形態は、従属クレームの中で定義される。
【０００８】
本発明の第１の態様による電源システムは、線形増幅器とＤＣ−ＤＣコンバータとの並列構成を備える。線形増幅器は負荷に第１電流を供給するために負荷に直接的に結合された出力を有する。したがって今度は、線形増幅器の出力と負荷との間に抵抗器が配置されない。また、増幅器の出力は増幅器出力とも呼ばれる。ＤＣ−ＤＣコンバータは負荷に第２電流を供給するために負荷に結合される出力を有する。また、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力はコンバータ出力とも呼ばれる。
【０００９】
線形増幅器は、第１電流を供給するための第１増幅器段と、第１電流に比例した第３電流を供給するための第２増幅器段とを備える。したがって、第３電流は第１電流と同一であるか、または、変倍されたコピーである。第１増幅器段と第２増幅器段とは、整合された第１電流と第３電流とを得るために、整合された構成要素と整合された回路の接続形態［topology―トポロジー―］とを有する。さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータはコントローラを備え、このコントローラは、線形増幅器によって供給される第１電流の最小限の直流成分が得られるように、および線形増幅器の損失が最小化されるように、第２電流を供給するためのＤＣ−ＤＣコンバータを制御する第３電流によって発生される電圧を受電するための制御入力を有する。
【００１０】
本請求の電源システムは、ＤＣ−ＤＣコンバータのための制御信号を得るために線形増幅器の出力電流のコピーを発生させる。したがって、線形増幅器の出力中の抵抗器はもはや必要とされず、抵抗器内の電力損失が存在しない。
【００１１】
従来技術の接続形態においては、低い値の抵抗器が選択されるかもしれない。しかしながら、低い値の抵抗器は、この抵抗器の両端間の電圧降下を感知する回路のオフセットおよびノイズに対する感度を高める。また、抵抗器と直列の寄生インダクタンスが高周波数に対して無視できないこともある。例えば、０．０１オームの抵抗器および１０ナノヘンリー（ｎＨ）の直列インダクタンスの現実的な値において、ＤＣ−ＤＣコンバータが動作状態にある周波数範囲を制限し、したがって電源システムの非効率を高める１６０ｋＨｚでゼロの状態が作り出される。
【００１２】
従来技術の電流センス抵抗器は負荷の一端に接続される。したがって、負荷の両端間の出力電圧は電流センス回路に対してコモン・モード信号である。このコモン・モード信号は、差動モード制御信号の大きさよりもはるかに高い大きさを有する。したがって、センス回路は、達成することが容易ではない高周波数においてさえも高いコモン・モード除去を有する必要がある。さらに、センス抵抗器は負帰還ループの安定性を劣化させる。
【００１３】
負荷の両端間の出力電圧が急激に変化しなくてはならず、線形増幅器内部での浪費が最小限であるべき用途では、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周波数は相対的に高く選択されなければならないことに留意すべきである。その場合にだけ、負荷に供給されるであろう電力の大部分は、実際にＤＣ−ＤＣコンバータによって供給される。線形増幅器は、負荷の両端間の電圧が、ＤＣ−ＤＣコンバータが負荷によって必要とされる電流を供給できるよりもより急速に変化しなければならない期間のうちの短時間、負荷に電流を供給するだけである。携帯電話などの実用的な応用では、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周波数は１０ＭＨｚ程度に選択されることができる。
【００１４】
請求項２に記載の実施形態において、電源システムは第２増幅器段の出力と基準電圧との間に配置された抵抗器をさらに備える。第３電流はこの抵抗器を通して流れる。制御入力は、第３電流による抵抗器の両端間の電圧を受電する差動入力である。したがって、第２増幅器段によって供給される第３電流は、ＤＣ−ＤＣコンバータを制御するために使用される抵抗器の両端間の制御電圧を提供する。好ましくは、ＤＣ−ＤＣコンバータの制御は従来技術におけると同じ対応によって行なわれる。
【００１５】
請求項３に記載の実施形態において、第２増幅器段は、１８０度位相シフトした２つの同一電流を供給するために２つの出力を有する。電源システムは、第２増幅器段の２つの出力間に配置された抵抗器をさらに備える。第３電流はこの抵抗器を通って流れ、制御入力はこの抵抗器の両端間の電圧を受電するための差動入力である。実際、今度は、第２増幅器段は、ＤＣ−ＤＣコンバータの制御電圧を得るために抵抗器を通して第３電流を循環させる。
【００１６】
請求項４に記載の実施形態において、コントローラは少なくとも積分作用を備える。また、コントローラは比例および／または差動作用を備えてもよい。比例作用を有するコントローラは一般にＰコントローラと呼ばれる。積分作用を有するコントローラは一般にＩコントローラと呼ばれ、差動作用を有するコントローラは一般にＤコントローラと呼ばれる。全ての３つの作用を有するコントローラはＰＩＤコントローラと呼ばれる。また他の組合せも可能である。
【００１７】
請求項５に記載の実施形態において、コンデンサが第２増幅器段の出力と基準電圧との間に配置される。今度は、第３電流はコンデンサを通して流れる。制御入力は、ＤＣ−ＤＣコンバータを制御するようコンデンサ上の電圧を使用するためにコンデンサに結合される。これは、積分作用が今度はコンデンサによって行なわれるのでコントローラが単純化されることができるという利点を有する。
【００１８】
請求項６に記載の実施形態において、第２増幅器段は１８０度位相シフトした２つの同一電流を供給するために２つの出力を有する。電源システムは、第２増幅器段の２つの出力間に配置されたコンデンサをさらに備える。第３電流はコンデンサを通して流れ、制御入力はコンデンサの両端間の電圧を受電するための差動入力である。実際、今度は、第２増幅器段は、ＤＣ−ＤＣコンバータの制御電圧を得るためにコンデンサを通して第３電流を循環させる。
【００１９】
請求項７に記載の実施形態において、コンデンサはミラー容量として第２増幅器段の入力と反転出力との間に配置される。制御入力は第２増幅器段の出力に結合される。この場合もやはり、これは、積分作用が今度はコンデンサによって行なわれるのでコントローラが簡素化されることができるという利点を有する。
【００２０】
請求項９に記載の実施形態において、線形増幅器は、基準信号を受信するための非反転入力と、好ましくは閉ループ利得が１または１より大きくなるように負荷の両端間のシステム出力電圧に比例した電圧を受電するための反転入力とを有する差動入力段を備える。差動入力段の出力は、第１増幅器段の入力と第２増幅器段の入力との両方に結合される。この負帰還ループにより、基準信号はシステム出力電圧を決定する。
【００２１】
請求項１０に記載の実施形態において、ロー・パス・フィルタがコンバータ出力と負荷との中間に配置される。このロー・パス・フィルタはシステム出力においてＤＣ−ＤＣコンバータのリップルを低減させる。
【００２２】
請求項１３に記載の実施形態において、第１増幅器段は反転増幅器である。線形増幅器は、第１増幅器段の入力と出力との間に配置されたミラー・コンデンサを備える。このミラー・コンデンサは（タップ・イン［tapped-in］された）出力電圧を帰還させることによって得られる負帰還ループの安定性を向上させる。
【００２３】
請求項１４に記載の実施形態において、差動増幅器段は非反転差動段と反転増幅器との直列構成を備える。非反転増幅段は、基準信号を受信するための非反転入力と負荷の両端間のシステム出力電圧に比例した電圧を受電するための反転入力とを有する。非反転差動段の出力は、反転増幅器を介して第１増幅器段の入力に結合される。ミラー・コンデンサが非反転差動段の出力と第１増幅器段の入力との間に配置される。この場合もまた、このミラー・コンデンサは、（タップ・インされた）出力電圧を帰還させることによって得られる負帰還ループの安定性を向上させる。  
本発明のこれらおよび他の態様は、本明細書の以下で説明される実施形態から明らかであり、それらを参照して明確にされるであろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
異なる図面の中で同じ参照番号を有するアイテムは同じ構成的態様および同じ機能を有することに、または同じ信号であることに留意すべきである。こうしたアイテムの機能および／または構成がすでに説明されている場合には、詳細な説明の中でそれについての繰り返した説明の必要はない。
【００２５】
図１は、線形増幅器とＤＣ−ＤＣコンバータとの並列構成を備えた従来技術の電源システムの構成図を示す。電力増幅器の出力電力が急激に変化する例えば携帯電話などのシステムでは、電力増幅器の供給電圧を変調させることが有利である。急激に変化する出力電力変動に厳密に整合するように供給電圧が急速に変化するならば、改良された効率、したがって１回の電池充電が携帯電話に与えることができるより長い時間、が得られる。米国特許第５，９０５，４０７号に開示されているように、線形増幅器ＬＡとＤＣ−ＤＣコンバータＣＯとの並列構成を備えた電源システムを使ってこうした急激に変化する供給電圧を発生させることが知られている。この構成は、線形増幅器ＬＡおよびＤＣ−ＤＣコンバータＣＯの供給入力が同一の供給電圧ＶＢを受電するために相互接続されているので、ならびに線形増幅器ＬＡおよびＤＣ−ＤＣコンバータＣＯが共にそれらの出力電流を同一の負荷ＬＯに供給するので、並列構成と呼ばれる。
【００２６】
線形増幅器ＬＡは、基準電圧ＶＲを受電するための非反転入力と、負荷ＬＯの両端間の出力電圧ＶＯを受電するための反転入力と、センス抵抗器ＲＳを介して負荷に接続された出力とを有する。基準電圧ＶＲの変動は、出力電圧ＶＯによって可能な限り厳密に追随されるべきである。線形増幅器ＬＡの出力電流Ｉ１はセンス抵抗器ＲＳを通って負荷ＬＯに流れる。センス抵抗器ＲＳの両端間のセンス電圧ＶＳは、線形増幅器ＬＡによって供給される電流Ｉ１の直流成分が最小化されるようＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流Ｉ２を制御するためにＤＣ−ＤＣコンバータＣＯの差動入力によって感知される。
【００２７】
負荷ＬＯの両端間の出力電圧ＶＯは、電流Ｉ１とＩ２との和によって決定される。出力電圧ＶＯを線形増幅器ＬＡの反転入力に帰還させることによって形成される負帰還ループは、ＤＣ−ＤＣコンバータＣＯが十分に急速に反応できない場合であっても出力電圧ＶＯが厳密に基準電圧ＶＲを追従するように、線形増幅器ＬＡに電流Ｉ２を補う電流Ｉ１を供給させる。代替として、線形増幅器ＬＡの出力電圧自体がその反転入力に帰還されてもよい。
【００２８】
このような電源システムは、負荷ＬＯにより必要とされる電流の直流部分と低周波部分とが相対的に電力効率が良いけれども相対的に低速度であるＤＣ−ＤＣコンバータＣＯによって供給されるという利点を有する。この電流の残された小さな高周波部分は、相対的に高速度であるが相対的に電力効率が低い線形増幅器ＬＡによって補われる。
【００２９】
図２は、本発明による電源システムの一実施形態の構成図を示し、この中で線形増幅器は、負荷に電流を供給する出力と、負荷に供給される線形増幅器の出力電流に比例した電流をＤＣ−ＤＣコンバータに対する制御電流として供給するさらなる出力とを有する。
【００３０】
線形増幅器ＬＡは、差動入力段ＯＳ３、ならびに、２つの増幅器段ＯＳ１およびＯＳ２を備える。差動入力段ＯＳ３は、負荷ＬＯの両端間に現れる出力電圧ＶＯに比例した電圧ＶＯ’を受電するための反転入力と、基準電圧ＶＲを受電するための非反転入力と、誤差信号ＶＥを供給するための出力とを有する。増幅器段ＯＳ１は、誤差信号ＶＥを受信するための入力と、電流Ｉ１を負荷ＬＯに直接的に供給するための出力とを有する。したがって、図１に示されたセンス抵抗器はもはや存在せず、増幅器段ＯＳ１の出力は、負荷ＬＯに直接的に接続される。その結果として、センス抵抗器の欠点が回避される。従来技術では、センス抵抗器の代わりに変流器などの他の電流感知素子または回路が使用されることがある。しかしながら、増幅器段ＯＳ１の出力の中へのこれらの感知素子の挿入は、センス抵抗器の影響に類似の負の影響を有する。
【００３１】
増幅器段ＯＳ２は、ＤＣ−ＤＣコンバータＣＯに対する制御信号を発生させるために付け加えられた。増幅器段ＯＳ２は、増幅器段ＯＳ１のトランスコンダクタンスに比例したトランスコンダクタンスと、誤差信号ＶＥを受信するための入力と、電流Ｉ３を供給するための出力とを有する。増幅器段ＯＳ１およびＯＳ２の構成要素は、互いに同一であるかまたは比例している電流Ｉ１とＩ３とを得るために整合されている。
【００３２】
ＤＣ−ＤＣコンバータＣＯはコントローラＣＯＮを備え、このコントローラＣＯＮは、入力電圧を差動的に感知するための、ならびに線形増幅器ＬＡにより供給される平均電流Ｉ１が実質的にゼロになるようにＤＣ−ＤＣコンバータＣＯの出力電流Ｉ２を得るためにＤＣ−ＤＣコンバータＣＯのスイッチまたは複数のスイッチ（図示せず）に制御信号ＤＲを供給するための、反転入力と非反転入力とを有する。ＤＣ−ＤＣコンバータＣＯの出力電流１２は負荷ＬＯに供給される。ＤＣ−ＤＣコンバータは任意のタイプのＤＣ−ＤＣコンバータであってよい。ＤＣ−ＤＣコンバータそれ自体は当業者に良く知られており、したがってさらに詳しくは説明されない。
【００３３】
電源システムは抵抗器Ｒ３と基準電圧源ＥＲとの直列構成をさらに備える。この直列構成は増幅器段ＯＳ２の出力と接地との間に配置される。抵抗器Ｒ３はコントローラＣＯＮの反転入力と非反転入力との間に配置される。したがって、電流Ｉ３は抵抗器Ｒ３を通って流れ、抵抗器Ｒ３の両端間の電圧Ｖ３を得る。それ故、この電圧Ｖ３は、ＤＣ−ＤＣコンバータＣＯのスイッチまたは複数のスイッチを制御するコントローラＣＯＮの入力電圧である。ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチまたは複数のスイッチの制御それ自体は、例えば米国特許第５，９０５，４０７号、米国特許第６，１３０，５２５号、米国特許第６，１３０，５２６号、米国特許第６，５８３，６６４号、米国特許第６，６６１，２１０号などの従来技術から良く知られている。したがって、ＤＣ−ＤＣコンバータＣＯはヒステリシス制御式コンバータであってよく、または固定したスイッチング周波数を有してもよいが、加えて他のタイプのコンバータが使用されてもよい。
【００３４】
基準電圧源ＥＲは、コントローラＣＯＮの差動入力において、コモン・モード信号を最小化し、したがって、コモン・モード除去に関するコントローラＣＯＮに対する要件は、図１に示された従来技術の構成と比較して相当に緩やかである。
【００３５】
抵抗器Ｒ３は、実際は、図１に示されたセンス抵抗器ＲＳの変倍されたバージョンであると考えられることができ、したがって、Ｒ３＝ｍ×ＲＳであり、ここで、ｍは好ましくは１より大きい倍率である。さて、これ以降においては、一例として、増幅器段ＯＳ１およびＯＳ２の設計は電流Ｉ１が電流Ｉ３よりもｎ倍大きいようなものであると仮定される。もしもｍ＝ｎなら、ＤＣ−ＤＣコンバータＣＯは、図１に示された従来技術の構成においても、また図２に示された本発明による実施形態においても共に同一の差動入力信号を受信する。もしもｍ＞ｎであれば、この場合、電圧Ｖ３は電圧ＶＳよりも大きくなり、コントローラＣＯＮの差動入力段のオフセットおよびノイズに対する感度は低減される。抵抗器ＲＳに直列の寄生インダクタンスの影響はＲ３＞ＲＳなので相当に低減される。さらに、抵抗器Ｒ３内部の電力損失はＲＳ内部のものよりもはるかに低い。
【００３６】
図３は、２つの出力電流を発生させる線形増幅器の一実施形態の回路図を示す。増幅器段ＯＳ１は、ソースが供給電圧ＶＣＣを受けるように構成されると同時にドレインが相互接続される、良く知られた共通ソース構成に配置されたＰチャネルＦＥＴ、Ｐ１とＮチャネルＦＥＴ、Ｎ１との直列構成を備えた共通ソース出力段を備える。増幅器段ＯＳ２は、ソースが供給電圧ＶＣＣを受けるために結合されると同時にドレインが相互接続される、良く知られた共通ソース構成に同様に配置されたＰチャネルＦＥＴ、Ｐ２とＮチャネルＦＥＴ、Ｎ２との直列構成を備えた共通ソース出力段を備える。これらの共通ソース出力段は、大きな（反転する）電圧利得と、加えて大きな電流利得とをもたらすことが可能である。共通ドレイン段が、付加的な電流利得を加えるために共通ソース段に続いてもよい。
【００３７】
ＦＥＴ、Ｐ１およびＰ２のゲートは相互接続され、それぞれのドレイン電流ＩＰ１およびＩＰ２を得るために入力電圧ＳＩ１を受電する。ＦＥＴ、Ｎ１およびＮ２のゲートが相互接続され、それぞれのドレイン電流ＩＮ１およびＩＮ２を得るために入力電圧ＳＩ２を受電する。増幅器段ＯＳ１の出力電流Ｉ１は、電流ＩＰ１とＩＮ１との差である。増幅器段ＯＳ２の出力電流Ｉ３は、電流ＩＰ２とＩＮ２との差である。トランジスタＰ１とＰ２ならびにＮ１とＮ２を整合させることによって、電流Ｉ１とＩ３は同一になるか、またはトランジスタの寸法に依存した変倍されたコピーになる。もし例えば、トランジスタＰ１およびＮ１がそれぞれのトランジスタＰ２およびＮ２よりもｎ倍大きいとすると、電流Ｉ３は電流Ｉ１のｎ分の１になる。別の電流に比例した或る電流を得るためのこうしたトランジスタおよび回路の整合技法それ自体は、当技術分野で良く知られている。
【００３８】
図４は、２つの出力電流を発生させる線形増幅器の他の実施形態の回路図を示す。第１の共通ドレイン出力段は、ソースが相互接続されドレインが供給電圧ＶＣＣを受電するように構成されたＮチャネルＦＥＴ、Ｎ１１とＰチャネルＦＥＴ、Ｐ１１との直列構成を備える。第２の共通ドレイン出力段は、ソースが相互接続され、ドレインが２つの電流ミラーＣＭ１とＣＭ２との入力分岐を介して供給電圧ＶＣＣを受電するように構成されたＮチャネルＦＥＴ、Ｎ２１およびＰチャネルＦＥＴ、Ｐ２１の直列構成を備える。ＦＥＴ、Ｎ１１およびＮ２１のゲートは相互接続され、それぞれのドレイン電流ＩＮ１１およびＩＮ２１を得るために入力電圧ＳＩ１を受電する。ＦＥＴ、Ｐ１１およびＰ２１のゲートは相互接続され、それぞれのドレイン電流ＩＰ１１およびＩＰ２１を得るために入力電圧ＳＩ２を受電する。第１の共通ドレイン出力段の出力電流ＩＤ１は、電流ＩＮ１１とＩＰ１１との差である。第２の共通ドレイン出力段の出力電流は、電流ＩＮ２１とＩＰ２１との差である。
【００３９】
第１および第２の共通ドレイン出力段のソースは相互接続され、したがって、これら２つの出力段の組合せの出力電流Ｉ１は、出力電流ＩＤ１と第２の共通ドレイン出力段の出力電流との和である。この出力電流Ｉ１が負荷ＬＯに直接的に供給される。ＤＣ−ＤＣコンバータＣＯの制御入力に供給される出力電流Ｉ３は、電流ミラーＣＭ１を用いて電流ＩＮ２１をミラーすることによって電流ＩＭ１を得、電流ミラーＣＭ２を用いて電流ＩＰ２１をミラーすることによって電流ＩＭ２を得、そして共通ノードで電流ＩＭ１とＩＭ２との差を取ることによって得られる。
【００４０】
トランジスタＰ１１とＰ２１、ならびにＮ１１とＮ２１を整合させることによって、電流Ｉ１とＩ３とは同一になるか、またはトランジスタの寸法に依存した変倍されたコピーになる。もし、例えば、トランジスタＰ１１およびＮ１１がそれぞれのトランジスタＰ２１およびＮ２１よりもｎ−１倍大きいものとし、ならびに、電流ミラーがミラーリング比［mirroring ratio］１を有するとすれば、電流Ｉ３は電流Ｉ１のｎ分の１になる。
【００４１】
図３および図４に示された回路において、ＭＯＳ−ＦＥＴは飽和状態にバイアスされ、アーリー効果［Early effect］は無視され得るものと仮定されている。不等なドレイン−ソース電圧の影響を回避する代替のより複雑な構成それ自体は、良く知られている。より大きなトランジスタを使用することは、そのトランジスタがより大きなゲート幅を有し、および／または、有効ゲート幅を拡大するためにいくつかのトランジスタの並列構成を備えたトランジスタであることが意味される。
【００４２】
図５は、本発明による電源システムの一実施形態の構成図を示す。増幅器段ＯＳ１は誤差電圧ＶＥ（図２参照）を受電し、電流Ｉ１を負荷ＬＯに直接的に供給する。増幅器段ＯＳ２は誤差電圧ＶＥを受電し、コンデンサＣ３の両端間に電圧Ｖ３を得るために電流Ｉ１に比例した電流Ｉ３を該コンデンサＣ３に供給する。ＤＣ−ＤＣコンバータＣＯの制御入力は、ＤＣ−ＤＣコンバータＣＯが負荷ＬＯに適切な電流Ｉ２を供給するように制御するための電圧Ｖ３を受電する。
【００４３】
ＤＣ−ＤＣコンバータＣＯは、スイッチング段（図示せず）を制御するコントローラＣＯＮ（図２参照）を備える。通常、コントローラＣＯＮは、多くの場合に積分器を使用することによって得られる高い低周波数利得を有する。図２に示されたように、抵抗器Ｒ３と電流Ｉ３を該抵抗器Ｒ３に供給する出力増幅器段ＯＳ２との組合せは、周波数から独立な利得を有する。通常、図２のコントローラＣＯＮは積分器を必要とする。図２のこの積分器は、図５に示されるように抵抗器Ｒ３がコンデンサＣ３に置き換えられるならば省略されることができる。今度は、コンデンサＣ３が、電流Ｉ３をコントローラＣＯＮに適した電圧Ｖ３に変換することに加えて積分作用を行なう。
【００４４】
図６は、本発明による電源システムの他の実施形態の構成図を示す。図６の構成図は、コンデンサＣ３が増幅器段ＯＳ２の入力と反転出力との間に配置されたミラー・コンデンサＣ３’に置き換えられている点で、図５の構成図と異なる。ここでは、増幅器段ＯＳ２の出力における、したがって、ＤＣ−ＤＣコンバータＣＯの制御入力における電圧Ｖ３’は、誤差電圧ＶＥとコンデンサＣ３’を通って流れる電流Ｉ３によって引き起こされる該コンデンサＣ３’の両端間の電圧との和である。この場合もやはり、コンデンサＣ３’によって行なわれる積分作用により、コントローラＣＯＮは積分作用を行なう必要がない。
【００４５】
ＤＣ−ＤＣコンバータＣＯと線形増幅器ＬＡとの負荷電流に対する寄与のクロスオーバー周波数ｆｘは、式
ｆｘ＝（ｇｃｏｎ／（２π×Ｃ３’））×（Ｉ３／Ｉ１）
によって定義され、ここで、ｇｃｏｎは、ＤＣ−ＤＣコンバータＣＯの有効電圧電流変換［effective voltage to current conversion］であり、Ｃ３’はミラー容量であり、Ｉ３／Ｉ１は、増幅器段ＯＳ２とＯＳ１とのレイアウト寸法によって実質的に決定されるＯＳ２とＯＳ１のそれぞれの出力電流の比である。クロスオーバー周波数ｆｘはわずかなパラメータだけで決定され、これがクロスオーバー周波数ｆｘを所望の値に固定することを大幅に簡素化することに留意すべきである。
【００４６】
図７は、本発明による電源システムのさらに他の実施形態の構成図を示す。
【００４７】
線形増幅器ＬＡは差動入力段ＯＳ３ならびに２つの増幅器段ＯＳ１およびＯＳ２を備える。差動入力段ＯＳ３は、負荷ＬＯの両端間に現れる出力電圧ＶＯに比例した電圧を受電するための反転入力と、基準電圧ＶＲを受電するための非反転入力と、誤差電圧ＶＥを供給するための出力と、を有する。増幅器段ＯＳ１は、誤差信号ＶＥを受信するための入力と、負荷ＬＯに直接的に電流Ｉ１を供給するための出力とを有する。したがって、図１に示されたセンス抵抗器はもはや存在せず、増幅器段ＯＳ１の出力は負荷ＬＯに直接的に接続される。増幅器段ＯＳ２はＤＣ−ＤＣコンバータＣＯに対する制御信号を発生させるために加えられた。増幅器段ＯＳ２は誤差信号ＶＥを受信するための入力と、出力電流Ｉ１に比例した電流Ｉ３を供給するための出力とを有する。増幅器段ＯＳ１およびＯＳ２の構成要素は、同一であるかまたは変倍されたコピーである電流Ｉ１とＩ３とを得るために整合される。ＯＳ２の入力と反転出力との間のミラー・コンデンサＣ３’は、増幅器段ＯＳ２の出力において制御電圧Ｖ３’を得るために電流Ｉ３を積分する。
【００４８】
ＤＣ−ＤＣコンバータＣＯは、制御電圧Ｖ３’を感知するための入力と、線形増幅器によって供給される電流Ｉ１の平均値が実質的にゼロになるようにＤＣ−ＤＣコンバータＣＯの出力電流Ｉ２を得るために制御信号ＤＲ１およびＤＲ２をＤＣ−ＤＣコンバータＣＯのスイッチＳＣおよびＳＹに供給するための出力と、を有するコントローラＣＯＮを備える。スイッチＳＣおよびＳＹは、直流入力電圧ＶＩＮを受電するために、直列に構成される。インダクタＬが、２つのスイッチＳＣおよびＳＹの接続点と負荷ＬＯとの間に結合される。インダクタＬを介して発生された電流Ｉ２は、平滑コンデンサＯＣと負荷インピーダンスＯＲとの並列構成を備え、電力が供給されるべき装置または回路を表現する、負荷ＬＯに給電される。また、負荷ＬＯの両端間の電圧ＶＯは電源システムの出力電圧とも呼ばれる。通常、スイッチＳＣは制御スイッチと呼ばれ、スイッチＳＹは同期スイッチと呼ばれる。インダクタＬはコイルまたはトランスであってよい。示されたＤＣ−ＤＣバック・コンバータはただ例示のものであり、また、本発明は他のＤＣ−ＤＣコンバータと組み合わせて使用されることもできることに留意すべきである。
【００４９】
ミラー・コンデンサＣＭは、ミラー周波数補正を行なうために増幅器段ＯＳ１の入力と反転出力との間に配置される。このポール・スプリッティングまたはミラー周波数補正それ自体は良く知られている。ミラー・コンデンサＣＭが無い場合は、２つの直列構成の増幅器ＯＳ１とＯＳ３との伝達関数は２つの極（ｐｏｌｅ）を有する。２つの極により、増幅器ＯＳ３の入力への出力電圧ＶＯの負帰還は振動を引き起こすことがある。ミラー・コンデンサＣＭを加えることは、一次の減衰［first order fall off］と、２つのパラメータ、すなわち増幅器ＯＳ３のトランスコンダクタンスとミラー・コンデンサＣＭの値、だけによって決まる利得１とをもたらす。
【００５０】
ＤＣ−ＤＣコンバータを備えた分岐が負荷ＬＯへの電流の直流成分と低周波数成分とを提供し、線形増幅器ＬＡは負荷への電流の高周波数成分を提供するので、帰還の安定性は増幅器ＯＳ３とＯＳ１とを備えた分岐によって大部分決定される。示された電源システムは線形増幅器ＬＡとＤＣ−ＤＣコンバータＣＯとを備え、その中に正帰還制御と、ミラー周波数補正と、全体的な負帰還とが組み込まれたハイブリッド回路である。正帰還制御は線形増幅器ＬＡとＤＣ−ＤＣコンバータＣＯとによりそれぞれ発生された電流Ｉ１とＩ２とによって得られる。全体的な負帰還は、差動入力段ＯＳ３の中で基準電圧ＶＲから出力電圧ＶＯに比例した電圧を引き去ることによって得られる。示された接続形態のユニティ電圧ゲイン周波数は、式
ｆ１＝ｇｉｎ／（２π×ＣＭ）
によって近似され、ここでｇｉｎは、差動入力段ＯＳ３の有効トランスコンダクタンスであり、ＣＭは増幅段ＯＳ１の入力と反転出力との間に配置されたミラー・コンデンサである。この近似は、増幅器段ＯＳ１のトランスコンダクタンス・ゲインｇ１が負荷ＬＯのコンダクタンスよりはるかに大きければ妥当である。
【００５１】
別法として、ミラー・コンデンサＣ３’は、図２に示された抵抗器Ｒ３と基準電圧源ＥＲとによって置き換えられてもよく、または、増幅器段ＯＳ２は、その電圧がコントローラＣＯＮによって利用される抵抗器の両端間の電圧を発生させる差動出力を有してもよい（図８を参照のこと）。しかしながら、そのときは、通常、コントローラＣＯＮは積分作用を備えなければならない。
【００５２】
ロー・パス・フィルタが、ＤＣ−ＤＣコンバータＣＯによって生成されたリップルを減少させるために、ＤＣ−ＤＣコンバータＣＯの出力と負荷との間に配置されることができる。好ましくは、このフィルタの−３ｄＢの帯域幅が、本明細書の中で先に述べたクロスオーバー周波数ｆｘよりも高い周波数において、かつＤＣ−ＤＣコンバータＣＯのスイッチング周波数よりも低い周波数において選択される。
【００５３】
図８は、本発明による電源システムのさらに他の実施形態の構成図を示す。この実施形態は図７に示された実施形態に基づいている。図７では、増幅器ＯＳ２およびＯＳ１は共に、図３に示された出力段を好ましくは備える反転増幅器である。図８では、増幅器ＯＳ２およびＯＳ１は共に、図４に示された出力段を好ましくは備える非反転増幅器である。非反転増幅器ＯＳ３は、基準電圧ＶＲと出力電圧ＶＯまたはタップ・インされた出力電圧ＶＯとを受電するための入力を有し、さらに第２の反転増幅器２の入力に接続された出力を有する第１の反転増幅器１を備える。反転増幅器２の出力は誤差電圧ＶＥを供給する。今度は、ミラー・コンデンサＣＭは、増幅器ＯＳ３の内部で増幅器２の入力と出力との間に配置される。
【００５４】
図７に示された回路との他の相違は、ミラー・コンデンサＣ３’が削除され図５の積分コンデンサＣ３が加えられたことである。
【００５５】
図９は、本発明による電源システムを備えた遠距離通信システムの構成図を示す。例えば２．５Ｇ、３Ｇまたは４Ｇの遠距離通信システムに使用するための電力効率の良いＲＦ電力増幅器ＲＡは、高速で高効率な電源変調器を必要とする。この電源変調器または電源システムは、急激に変化する供給電圧ＶＯをＲＦ電力増幅器ＲＡに供給する。この供給電圧ＶＯは、出力電力をＲＦ電力増幅器ＲＡによって供給されるように適応させる。例えば携帯電話などの携帯用の電池駆動される通信装置において１回の電池充電によってシステムに供給できる時間を最大にするためには、電源システムによって供給される供給電圧ＶＯの、したがって電流の、高速度で正確な制御が特に重要である。供給電圧ＶＯのレベルは、大きな出力電力が必要とされる時間期間の間だけ高い。したがって、より小さな出力電力が見込まれるとすぐに、供給電圧ＶＯのレベルはより小さな出力電力に最適に適応するように急速に低減されるべきである。
【００５６】
電源システムは線形増幅器ＬＡとＤＣ−ＤＣコンバータＣＯとを備える。線形増幅器ＬＡは、差動入力段ＯＳ３ならびに増幅器段ＯＳ１およびＯＳ２備える。差動入力段ＯＳ３は、出力電圧ＶＯに比例した電圧を受電するための反転入力と、基準電圧ＶＲを受電するための非反転入力と、誤差信号ＶＥを供給するための出力と、を有する。増幅器段ＯＳ１は、誤差信号ＶＥを受信するための入力と、今度はＲＦ電力増幅器ＲＡを備えた負荷に線形増幅器ＬＡの出力電流Ｉ１を直接的に供給するための出力と、を有する。増幅器段ＯＳ２は、誤差電圧ＶＥを受電するための入力と、差動出力対の間に配置された抵抗器Ｒ３を介して電流Ｉ３を得るための差動出力対とを有する。電流Ｉ３は抵抗器Ｒ３の両端間に電圧Ｖ３を引き起こす。ＤＣ−ＤＣコンバータＣＯのコントローラ（図示せず）は、電圧Ｖ３を使用してＤＣ−ＤＣコンバータＣＯの出力電流Ｉ２を得るようにこのＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチを制御する。オプションのロー・パス・フィルタＦＩが、負荷に供給される濾波された電流Ｉ２’を得るために出力電流Ｉ２を濾波する。フィルタＦＩはＤＣ−ＤＣコンバータＣＯのリップルを低減する。
【００５７】
別の基準電圧ＶＲ’がＲＦ電力増幅器ＲＡに給電される。通常、基準電圧ＶＲは振幅情報だけを備えるが、基準電圧ＶＲ’は位相情報を備え振幅情報を備えることもできる。したがって、ＲＦ増幅器の出力電力が急速に増加しなければならない場合には、制御信号ＶＲは電源システムに電流Ｉ１およびＩ２を増加させるように命令する。相対的に低速なＤＣ−ＤＣコンバータＣＯは、基準信号ＶＲの急速なステップを即座に追従することはできない。負荷への必要とされる電流とＤＣ−ＤＣコンバータＣＯにより供給される電流Ｉ２またはＩ２’との差が、線形増幅器による電流Ｉ１として供給される。ひとたび定常状態に達すると、ＲＦ電力増幅器ＲＡにより必要とされる電流の直流部分および低周波数部分はＤＣ−ＤＣコンバータＣＯによって届けられ、電流Ｉ１はＲＦ電力増幅器ＲＡにより必要とされる電流の高周波数部分を加え、ＤＣ−ＤＣコンバータＣＯの潜在的なリップル（の一部）を引き去る。
【００５８】
上述された実施形態は本発明を限定するものではなく説明するものであり、当業者は添付の特許請求の範囲から逸脱することなく多くの代替の実施形態を設計することができるであろうことに留意すべきである。
【００５９】
特許請求の範囲において、括弧の間に置かれた任意の参照記号は、本特許請求の範囲を限定するものと解釈されるべきではない。動詞「備える」およびその活用形の使用は、特許請求の範囲の中で述べられる以外は、要素またはステップの存在を排除しない。構成要素に先立つ冠詞「ａ」または「ａｎ」は、こうした要素の複数の存在を排除しない。本発明はいくつかの異なる要素を備えたハードウェアによって、および適切にプログラムされたコンピュータによって実装されてもよい。いくつかの手段を列挙している装置クレームにおいて、これら手段のいくつかはハードウェアの１つおよび同一アイテムによって具体化されてよい。或る方策が互いに異なる従属クレームの中で引用されるという単なる事実は、これらの方策の組合せが有利のために使用できないことを表すものではない。
【図面の簡単な説明】
【００６０】
【図１】線形増幅器とＤＣ−ＤＣコンバータとの並列構成を備えた従来技術の電源システムの構成図である。
【図２】線形増幅器が、負荷に電流を供給する出力と、負荷に供給される電流に比例した電流をＤＣ−ＤＣコンバータに対する制御電流として供給するさらなる出力とを有する、本発明による電源システムの一実施形態の構成図である。
【図３】２つの出力電流を発生させる線形増幅器の一実施形態の回路図である。
【図４】２つの出力電流を発生させる線形増幅器の他の実施形態の回路図である。
【図５】本発明による電源システムの一実施形態の構成図である。
【図６】本発明による電源システムの他の実施形態の構成図である。
【図７】本発明による電源システムのさらに他の実施形態の構成図である。
【図８】本発明による電源システムのさらに他の実施形態の構成図である。
【図９】本発明による電源システムを備えた遠距離通信システムの構成図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【国際調査報告】
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