(57)【要約】周波数変調ＲＦ信号を受信し、そして直接変換方式によって復調する無線受信機（２００）であって、前記受信機は入力信号経路（１０１）と、局部発振器（１１１）と、局部発振器からの出力基準信号を入力受信信号と混合して同相成分を生成する第１ミキサ（１０７）と、入力信号経路に接続される直交位相シフター（１１３）と、位相シフターからの出力信号を入力受信信号と混合して直交成分を生成する第２ミキサ（１０９）と、そして出力復調情報信号を、同相成分及び直交成分の合成関数を生成することにより生成する手段（２１８）と、を備え、更に同相成分と直交成分との間の相対位相差の誤差を周期的に検出する手段（２１４）と、そして位相差の相対調整量を付加して検出誤差を相殺する手段（２１７）と、を実現することを特徴とする。
2008501294.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
周波数変調ＲＦ信号を受信し、そして直接変換方式によって復調する無線受信機であって、前記受信機はＲＦ入力受信信号を伝送する入力信号経路と、入力信号経路に接続される局部発振器と、局部発振器からの出力基準信号を入力受信信号と混合して入力受信信号の同相成分を生成する第１ミキサと、直交位相シフトを、入力信号経路に接続される局部発振器からの出力基準信号に付加する直交位相シフターと、位相シフターからの出力信号を入力受信信号と混合して入力受信信号の直交成分を生成する第２ミキサと、そして出力復調情報信号を、同相成分及び直交成分の合成関数を生成することにより生成する手段と、を含み、更に同相成分と直交成分との間の相対位相差の誤差を周期的に検出する手段と、そして位相差の相対調整量を付加して検出誤差を相殺する手段と、を実現することを特徴とする、無線受信機。
【請求項２】
誤差を周期的に検出する手段は、同相成分及び直交成分の内積Ｌを求めるように動作し、内積Ｌは、Ｉ（ｔ）を同相成分とし、Ｑ（ｔ）を直交成分とし、ｔを時間とし、そしてＴを積分期間とする場合に、式
【数１】
2008501294.tif 000036
により定義される、請求項１記載の受信機。
【請求項３】
誤差を周期的に検出する手段は、Ｌの近似値を求めるように動作し、Ｌの近似値は、Ａを振幅指標、φをトーン周波数変調、αを入力ＲＦ受信信号の同相成分と直交成分との間の位相角の誤差とし、γを任意の位相角とし、そしてｔを時間とする場合に、
【数２】
2008501294.tif 000037
の形で表わされる、請求項２記載の受信機。
【請求項４】
誤差を周期的に検出する手段は、ａ）任意の位相角γがゼロである場合、及びｂ）入力ＲＦ受信信号が大きい変調指数でトーン変調される場合、及びｃ）最小になる場合の内の少なくとも一つの場合の内積Ｌを求めるように動作する、請求項３記載の受信機。
【請求項５】
誤差を周期的に検出する手段は、同相成分及び直交成分をサンプリングし、そして変化する相対位相シフトをサンプリング済みの同相成分と直交成分との間の付加し、更に、変化させた相対位相シフトが内積Ｌの最小値を与える場合を求めるように動作する、請求項４記載の受信機。
【請求項６】
誤差を周期的に検出する手段は、段階的に変化する相対位相シフトをサンプリング済みの同相成分と直交成分との間の付加するように動作する、請求項５記載の受信機。
【請求項７】
出力復調情報信号を、合成関数を生成することにより生成する手段は、Ｉ（ｔ）を同相成分とし、Ｑ（ｔ）を直交成分とし、そしてｔを時間とする場合の微分関数
【数３】
2008501294.tif 000038
を計算するように動作する、請求項１記載の受信機。
【請求項８】
同相成分と直交成分との間の振幅のアンバランスを周期的に検出する手段と、そして相対振幅の調整量を付加して検出アンバランスを相殺する手段と、を含む、請求項１記載の受信機。
【請求項９】
局部発振器の出力基準信号と入力受信信号との間の周波数のアンバランスを周期的に検出する手段と、そして出力基準信号の周波数の調整量を付加して検出アンバランスを相殺する手段と、を含む、請求項１記載の受信機。
【請求項１０】
周波数変調ＲＦ信号を受信し、そして直接変換方式によって復調して、入力ＲＦ受信信号の同相成分と直交成分との間の相対位相差の誤差を周期的に検出し、更に位相差の相対調整量を付加して検出誤差を相殺する方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は無線通信に使用される受信機、及び当該受信機を使用する方法及び端末に関する。特に、本発明は周波数変調（frequency modulated ：ＦＭ）ＲＦ（無線周波数）信号を、変調信号の同相成分（Ｉ）及び直交成分（Ｑ）の分解能により、そしてこれらの成分を使用することにより復調する機能を備える直接変換受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
直接変換アーキテクチャを使用して受信信号のＩ成分及びＱ成分を検出するように構成される従来のＦＭ無線受信機は大きな問題を有する。後で説明するように、このような受信機は、Ｉ成分及びＱ成分の相対位相及び振幅に誤差を生じ得る。「直交アンバランス（quadrature imbalance）」と呼ばれる場合があるこの誤差によって、結果として得られる出力オーディオ信号に歪みを生じ得る。この歪みは、特に受信信号が減衰している、または受信信号の信号対雑音比が小さい状態においてはユーザにとって許容できないものとなる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
先行技術ではこの問題に対する満足の行く解決策がとられていない。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
本発明の第１の態様によれば、添付の請求項の請求項１による無線受信機が提供される。
本発明の第２の態様によれば、添付の請求項の請求項２１による無線通信方法が提供される。
【０００５】
本発明の第３の態様によれば、添付の請求項の請求項２２による無線通信端末が提供される。
本発明の実施形態について、例を通して添付の図を参照しながら説明することとする。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００６】
図１は公知のＲＦ直接変換ＦＭ受信機１００を示し、本発明が解決すべき問題を示している。着信ＦＭ信号ｘ（ｔ）は、分岐接続線１０３，１０５を有する入力経路１０１を通って、２つのミキサ１０７，１０９それぞれに送信される。局部発振器１１１は、着信信号ｘ（ｔ）の搬送周波数と同じ周波数を有する基準信号を生成する。基準信号の第１成分をミキサ１０７に直接入力し、このミキサでは、第１成分に入力信号ｘ（ｔ）を乗算する。基準信号の第２成分を位相シフター１１３に入力し、そして位相シフター１１３の位相シフト済み出力をミキサ１０９に入力し、このミキサでは、位相シフト済み出力に入力信号ｘ（ｔ）を乗算する。ミキサ１０７及び１０９と連動する位相シフター１１３は、ミキサ１０７及び１０９に入力する基準信号の成分に、利得が１の状態で９０度の位相シフトを生じさせるように構成されるが、実際には、９０度とはわずかに異なる位相シフト、及び１とはわずかに異なる利得を生じさせる。ミキサ１０７からの出力信号を低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１１５に通して出力同相成分信号Ｉ（ｔ）を生成し、そしてミキサ１０９からの出力信号を低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１１７に通して出力直交成分信号Ｑ（ｔ）を生成する。ミキサ１０９の出力に生じる振幅のアンバランスは、ブロック１１９の中にアンバランス利得（imbalance gain）Ａとして示される。
【０００７】
図１に示す構成に対する数学的解析を次のように行なう。
入力信号は次式のように表わすことができる。
ｘ（ｔ）＝ｃｏｓ（ｗｔ＋φ（ｔ）＋γ）
上式において、ωは入力ＲＦ信号ｘ（ｔ）のＲＦ搬送波周波数であり、γは発振器の任意の位相であり、そしてφ（ｔ）は検出対象のｘ（ｔ）の周波数変調である。
【０００８】
更に、ｘ（ｔ）＝Ｉ（ｔ）＋ｊ＊Ｑ（ｔ）と表わすことができ、Ｉ（ｔ）及びＱ（ｔ）はｘ（ｔ）の同相成分及び直交成分である。
【０００９】
【数１】
2008501294.tif 000003
上式において、Ａは振幅アンバランスを表わし、そしてαは、Ｉ（ｔ）及びＱ（ｔ）の位相角の間の位相アンバランス角を表わす。
【００１０】
後で説明される本発明の或る実施形態によれば、Ｉ（ｔ）及びＱ（ｔ）は後で説明される方法により周期的に処理されて、これらのアンバランスを推定し、そして無くし、更に結果として得られる調整済み成分を合成して変調信号φ（ｔ）を構成してオーディオ信号出力を供給する。
【００１１】
次の解析は、どのようにして位相アンバランスαを求めることができるかを示している。
Ｉ（ｔ）及びＱ（ｔ）の内積Ｌについて考察する。Ｌは次式により与えられる。
【００１２】
【数２】
2008501294.tif 000004
Ｔの値は、雑音の影響を受けないという要件に基づいて選択される。
【００１３】
一般的な場合においては、Ｘはゼロに等しくない。しかしながら、或る条件ではＸ≪Ｚとなる、すなわち次式が成り立つ。
【００１４】
【数３】
2008501294.tif 000005
この条件式が成立する２つの例は次の例である。
１．トーンＦＭ変調（ＦＭ変調されるオーディオトーン；例えば、５００Ｈｚの偏差を持つようにＦＭ変調される１５０ＨｚのＰＬトーン）及びγ＝０の場合、Ｘ≪Ｚを得る。従って、ＩはＱと直交する（Ｌ≒Ｚ）。
２．トーンＦＭ変調及び大きい変調指数の場合、Ｘ≪Ｚ（Ｌ≒Ｚ）を得る。これは、いずれのγにも当てはまるが、いずれの局部発振器周波数誤差にも当てはまる訳ではない。局部発振器（ＬＯ）が０，ｆｍ／２，ｆｍ，３ｆｍ／２などの周波数誤差を有する場合、Ｘはゼロにはならない。しかしながら、このような周波数誤差を検出することができる場合、ＬＯ周波数を調整して後述する問題を解決することができる。
【００１５】
従って、Ｘ＝０を成立させる条件がこれらの２つの例におけるように満たされる場合、次式が得られる。
【００１６】
【数４】
2008501294.tif 000006
φ（ｔ）のいずれの値に関しても、式
【００１７】
【数５】
2008501294.tif 000007
は１に限定される。従って、α＝０の場合，Ｌ＝０となる。
【００１８】
図２は、Ｌ及びαの関係を示している。Ｌ（単位Ｖ２）を、度（degrees ）で表示される位相角（α）ＰＨ２に対してプロットしたグラフである曲線Ｃ１を図２に示す。図２に示すように、曲線Ｃ１は、ＰＨ２が最小値ＰＨ２＿ｏｐｔになるときに極小になる。これはＬの最小値に対応し、この最小値はＬ（ＰＨ２＿ｏｐｔ）と表わされる。
【００１９】
従って、上述の２つの例では、Ｌが最小になるとアンバランス位相角αが最小になることが分かる。従って、これらの例を使用して、Ｌを適応的サンプリング及び調整手順により最小化することを目標とする。これらの例を使用してＬの最小値を求める本発明を用いる適応的構成について、実施例１及び２において次のように説明する。
【００２０】
実施例１
この実施例に使用する回路２００を図３に示す。図３では、図１における番号と同じ参照番号を有する構成要素は同じ機能を有する。低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１１５を通過した出力信号Ｉ（ｔ）は接続線２０１によってサンプリングされ、そして低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１１７を通過した出力信号Ｑ（ｔ）は接続線２０３によってサンプリングされる。それぞれのサンプリング済み信号は該当する入力としてプロセッサ２０５に供給され、このプロセッサは該当する入力を自乗し、そして推定振幅アンバランスである要素Ａの値を推定する。これは次式のように求められる。
【００２１】
【数６】
2008501294.tif 000008
プロセッサ２０５からの出力信号は１／Ａの値を示す振幅アンバランス補正信号である。この補正信号は接続線２０２を通って振幅補正回路２０７に入力し、この回路はＱ（ｔ）の振幅を１／Ａ倍に補正して検出振幅アンバランスＡを除去する。
【００２２】
低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１１５を通過し、成分Ｉ（ｔ）を表わす出力信号は、第１分岐線２２３を有する接続線２１０によってサンプリングされ、この分岐線はＤＣ値を推定するＤＣ推定器２２５に接続される。低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１１７を通過した出力信号Ｑ（ｔ）は分岐線２１７を有する接続線２０８によってサンプリングされ、この分岐線は信号Ｑ（ｔ）のＤＣ値を推定するＤＣ推定器２１９に接続される。「ＤＣ値」と表現することによって、ｆ＝０の場合のＩ（ｆ）またはＱ（ｆ）の値を必要に応じて指し、この場合、Ｉ（ｆ）は信号Ｉ（ｔ）のフーリエ変換であり、そしてＱ（ｆ）は信号Ｑ（ｔ）のフーリエ変換である。ＤＣ推定器２１９及び２２５からの出力信号は、任意の位相を推定する位相推定器２２１に送信され、この位相推定器は２つの信号を使用して任意の位相角γを後述の方法により推定する。任意の位相を推定する位相推定器２２１からの出力信号であって、任意の位相角γを表わす出力信号は、接続線２２７を通って、以下に更に説明するプロセッサ２１１及び２１５に供給される。接続線２１０はまた、プロセッサ２１５に直接接続される。接続線２０９は位相シフターＰＨ２  ２０９に接続され、この位相シフターが今度はプロセッサ２１１に接続される。プロセッサ２１１，２１５は関数
【００２３】
【数７】
2008501294.tif 000009
を計算し、この場合、ｉはγのインデックスである。αの各値αｉに関して、プロセッサ２２１はγｉを計算する。プロセッサ２１１及び２１５はＱ（ｔ）及びＩ（ｔ）を各値αｉに関してγｉだけ位相シフトさせる。これらのプロセッサの位相シフター２１１及び２１５からの出力信号をミキサ２１３が乗算して出力信号を生成し、この出力信号は別のプロセッサ２１２に供給され、このプロセッサがパラメータ「Ｌ」を各αｉに関して計算する。プロセッサ２１２からの出力信号は前に参照したパラメータＬを表わし、そしてメモリ処理ユニットに印加され、このユニットがそれに応じてＬの値を記録する。
【００２４】
位相シフト制御信号はメモリ及び処理ユニット２１４から接続線２１６を通って位相シフターＰＨ２に印加される。位相シフト制御信号は、位相シフターＰＨ２に位相シフトを付加するように作用し、この位相シフトは、−５度〜＋５度に０．２度ステップで１回の掃引（またはステップが掃引のたびに小さくなる複数回の掃引）により段階的に変化する位相シフト角を有する。各位相シフト角の値が付加される場合、プロセッサ２１２において生成されるＬの該当する値をユニット２１４においてモニタリングし、そしてＬの最小値を与える位相シフト角の値が記録される。これは、前に引用したαの最小値に対応する。計算により求めたこの位相角の値と等しく、かつ１８０度異なる値に対応する位相シフト制御信号がユニット２１４から接続線２２９を通して位相シフターＰＨ１  ２３１に印加される。直交成分Ｑ（ｔ）に対応する信号は、低域通過フィルタ１１７から接続線２２６を通して位相シフターＰＨ１  ２３１に印加される。従って、位相シフターＰＨ１  ２３１は位相角調整量を付加し、この調整量によって検出位相アンバランス角αを相殺する。位相シフターＰＨ１  ２３１からの出力であって、Ｑ（ｔ）の位相調整値に対応する出力がプロセッサ２１８に印加される。同相成分Ｉ（ｔ）に対応する信号も入力としてプロセッサ２１８に接続線２２４を通して印加される。プロセッサ２１８は商Ｑ（ｔ）／Ｉ（ｔ）の値を、当該プロセッサへの該当する入力に基づいて計算し、そして結果を表わす信号をプロセッサ２３０に供給する。プロセッサ２３０は、プロセッサ２１８からの入力信号の逆正接（ａｒｃｔｇ）の値を計算する。プロセッサ２３０からの出力信号は更に別のプロセッサ２３２に印加され、このプロセッサ２３２は入力信号の時間ｔに関する微分を計算する。最後に、プロセッサ２３２からの出力信号はオーディオ出力に印加される。オーディオ出力２３３はオーディオスピーカのようなトランスデューサを含み、このトランスデューサはプロセッサ２３２から出力される電子信号をオーディオ信号、例えばスピーチ情報に変換する。
【００２５】
以下に数学的解析を提示して、図３に示す回路２００の動作を更に説明し、そして示す。
（ｉ）任意の位相角γの推定：
次式により表わされるＩ成分及びＱ成分のＤＣ値について分析する：
【００２６】
【数８】
2008501294.tif 000010
上式では、Ｊ０（・）は０次の第１種ベッセル関数である。
任意の位相角γを＋／−αの精度で推定することが望ましいと仮定する。従って、次の式が成り立つと近似することができる。
【００２７】
【数９】
2008501294.tif 000011
最後の２つの式を使用して、γを次の計算によって推定することができる。
【００２８】
【数１０】
2008501294.tif 000012
この計算は、任意の位相角の推定を行なう図１の推定器２２１によって行なわれる。
【００２９】
（ｉｉ）任意の位相角の補正の適用：
位相シフターＰＨ２によって付加される各αｉに関して、該当するγｉを計算する。
従って、各αｉに関して、次式により表わされる補正が行なわれる。
【００３０】
【数１１】
2008501294.tif 000013
上式において、
【００３１】
【数１２】
2008501294.tif 000014
の計算値はプロセッサ２１１及び２１５の関数である。
【００３２】
位相シフターＰＨ２によって（そして位相シフターＰＨ１によっても）生成される位相シフトは実際には、次の数学的解析に従って行なわれる。
Ｉｃｏｒｒ＝Ｉｉｎｃｏｓ（αｉ）−Ｑｉｎｓｉｎ（αｉ）
Ｑｃｏｒｒ＝Ｑｉｎ
従って、
Ｉｃｏｒｒ＋ｊＱｃｏｒｒ＝｛［Ｉｉｎｃｏｓ（αｉ）−Ｑｉｎｓｉｎ（αｉ）］＋ｊＱ｝が得られる。
上式において、Ｉｉｎ及びＱｉｎはＰＨ２への入力である。
Ｉｃｏｒｒ及びＱｃｏｒｒはＰＨ２の出力である。説明を簡単にするために、図（図３）では、ＰＨ２（及びＰＨ１）はＱ経路に位置するように示されるが、実際の形態は上に示す最後の組の式を使用している。
【００３３】
Ｌ＝最小の場合、次式が得られる。
【００３４】
【数１３】
2008501294.tif 000015
α及びγが上記の値になる場合、Ｉ及びＱは直交する。
【００３５】
シグナリングトーン（ＲＦ搬送波信号）が工業規格ＴＩＡ  ６０３に従ってＦＭ変調されるｆｍ周波数になっていると仮定する。これはＴＩＡが制定する工業規格であり、そして「Land Mobile FM OR PM Communications Equipment and Performance Standards 」と表記され、この規格は次の仕様を含む：「ＣＤＣＳＳ（Continuous Digital Controlled Squelch System）は或るシステムを定義するものとし、このシステムでは、無線受信機（群）にトーンまたはデータ応答装置が装備され、これらの装置は受信機オーディオ出力へのオーディオ信号の出力を可能にし、スクランブル処理のような音声処理を選択し、特定のトーンパターンまたはデータパターンによって変調される搬送波を受信するときにのみ、音声関数またはデータ関数、または制御繰り返し関数の中から選択を行なう。トーンパターンまたはデータパターンは連続的にオーディオ出力を行なうために連続的に設定する必要がある。搬送波を送出する送信機を、ＣＴＣＳＳ（Continuous Tone Controlled Squelch System ）システムにおけるように、連続トーンによって変調するものとし、ＣＴＣＳＳシステムの周波数は、トーン応答ＣＴＣＳＳ装置を受信機出力で動作させるために必要なトーンと同じである。ＣＤＣＳＳシステムでは、搬送波を送出する送信機を同様の方法で、正しいパターンを有する連続ＮＲＺ  ＦＳＫデータストリームによって変調して、データ依存検出装置（data sensitive detector ）を受信機出力で動作させるものとする。定義システムの目的は、同じ搬送波周波数またはチャネルを共有する他者に向けられる通話が聞こえる耳障りを最小限に抑えることにある。特定のトーンまたはデータストリームを使用することにより、各ユーザは当該ユーザの搬送波を符号化して、符号化されていないデータを乗せたいずれかの搬送波、または異なる形で符号化されたデータを乗せたいずれかの搬送波にオーディオ信号が乗ることを防止することができる。」
従って、ＣＴＣＳＳ／ＣＤＣＳＳは上記ＴＩＡプロトコルを使用するサブオーディオシグナリング（sub-audio signalling）である。
【００３６】
ＣＤＣＳＳ停止コード（turn off code ）は、受信機のオーディオ出力をＲＦ搬送波除去の前に無効にするために必要な波形である。このコードはスケルチテールの除去手段、または雑音除去手段として機能する。この除去を行なうために、ＣＤＣＳＳエンコーダは１３４．４＋／−０．５Ｈｚトーンを１５０〜２００ミリ秒に渡って送出する必要がある。このトーンはＰＬ／ＤＰＬトーンとすることもできる（ＰＬ＝Private Line：プライベートライン，ＤＰＬ＝Digital Private Line：デジタルプライベートライン）。ＰＬ／ＤＰＬトーン及びサブオーディオシグナリングは、受信側のスケルチを開くために使用される。ＰＬ／ＤＰＬトーンは音声と並行して送信される。
【００３７】
我々は、音声が無い状態の期間に必要な適応的補正を適用することによりこの仕様に応えることができるが、実際には、我々は、我々の位相調整アルゴリズムが、オーディオ音声が存在する状態においても良好に機能することを見出した。
Ｉチャネルの場合：
【００３８】
【数１４】
2008501294.tif 000016
ＣＤＣＳＳオーディオ停止コード（audio turn off code ）の場合、変調指数は次式により表わされる。
【００３９】
【数１５】
2008501294.tif 000017
ベッセル関数は次式のように表わされる。
【００４０】
【数１６】
2008501294.tif 000018
従って、ＣＤＣＳＳオーディオ停止コードの場合、次式が成り立つ。
【００４１】
【数１７】
2008501294.tif 000019
Ｑチャネルの場合：
【００４２】
【数１８】
2008501294.tif 000020
従って、ＣＤＣＳＳオーディオ停止コードの場合、次式が成り立つ。
【００４３】
【数１９】
2008501294.tif 000021
前に説明したように、
【００４４】
【数２０】
2008501294.tif 000022
と表わすことができるので、次式が得られる。
【００４５】
【数２１】
2008501294.tif 000023
Ｌの第１部分は、直交関数系同士の掛け算を積分した値であるのでゼロである。
従って、次式が得られる：
【００４６】
【数２２】
2008501294.tif 000024
同じように、積分を直交関数に適用して次式を得る。
【００４７】
【数２３】
2008501294.tif 000025
しかしながら、
【００４８】
【数２４】
2008501294.tif 000026
であるため、次式が得られる：
【００４９】
【数２５】
2008501294.tif 000027
この最後の式から、α＝０のときにＬ＝０となることが分かる。Ｌ＝０はこの例では、簡単化することによりＸ＝０とすることができる。Ｘ＝０が成り立つ場合、または更に実用的にはＸが最小になる場合の判断は、ユニット２１４が図３を参照しながら説明した方法により、位相調整量を段階的にステップ掃引する形で位相シフターＰＨ２を通して付加し、そしてプロセッサ２１２の出力が最小値を示す場合をユニット２１４に記録することにより行なわれる。
【００５０】
（ｉｉｉ）オーディオ出力信号を与える復調
オーディオ出力信号は次の関係式を使用して構成することができる：
【００５１】
【数２６】
2008501294.tif 000028
最後の表式の計算は、前に説明したように、回路２００においてプロセッサ２１８，２３０，及び２３３によって行なわれる。
【００５２】
実施例２
この実施例に使用する回路を図４に示す。この実施例では、大きい変調指数で行われるトーンＦＭ変調を使用して、前に触れたように、Ｌ＝Ｘを成立させている。図４において、図１または図３における構成要素と同じ参照番号を有する構成要素は、このような構成要素と同じ機能を有するので、これらの構成要素について繰り返し説明することはしない。図４において、位相シフターＰＨ２  ２０９からの接続線３０５はミキサ２１３に直接接続され、そして低域通過フィルタ１１５の出力からの接続線３２７はミキサ２１３に直接接続される。従って、プロセッサ２１２によるＬの計算−この計算を行なって、位相シフターＰＨ２  ２０９で付加される位相調整量の値を掃引することにより、Ｌの最小値を求める−では、図３の回路２００において行なわれる任意の位相角γの補正は行なわない。これは、Ｌ＝Ｚがこの実施例２の全てのγに対して成り立つが、着信受信信号ｘ（ｔ）の搬送波周波数と、局部発振器（ＬＯ）の周波数との間に周波数ずれ（誤差）がある場合には絶対に成立しないからである。ＬＯ周波数ずれがシリーズ０，ｆｍ／２，ｆｍ，３ｆｍ／２．．．Ｈｚのように起こる場合、Ｘはゼロにはならない。別の表現をすると、位相調整のためのＬの計算は、問題となる周波数ずれがある場合には正しく行なわれない（正しくない結果が得られる）。問題となる周波数ずれは上述の離散値である。問題となる周波数ずれの帯域（シリーズ内のピークの幅）はほぼｎｆｍ／２であり、そして積分時間によって変わる。例えば、積分時間が１５０ミリ秒であるある場合、問題となる周波数範囲は、ｎｆｍ／２±７Ｈｚとなる。積分時間が１０００ミリ秒であるある場合、問題となる周波数範囲は、ｎｆｍ／２±１Ｈｚとなる（最適な積分時間はない。長い時間に渡って積分すると、問題となる帯域が狭くなる）。従って、回路３００は問題となるＬＯ周波数ずれを全て検出し、そして次のようにして調整する。
【００５３】
接続線２０８によってサンプリングされる直交成分Ｑ（ｔ）は更に、周波数誤差検出器３２０に到る接続線３２２によりサンプリングされる。同様にして、同相成分Ｉ（ｔ）は、検出器３２０に到る接続線３２７によりサンプリングされる。検出器は、シリーズ０，ｆｍ／２，ｆｍ，３ｆｍ／２の周波数誤差が生じているかどうかを検出する。
【００５４】
図５は、検出器３２０の出力を周波数誤差または周波数ずれΔｆ（Ｈｚ）の関数として示している。誤差は、出力が閾値ＴＨＲを上回る場合に検出される。このような誤差が検出される場合、補正信号が生成され、そして接続線３１２を通して局部発振器１１１に印加されて局部発振器１１１が生成する基準周波数を調整して誤差を相殺し、例えば局部発振器周波数を２０Ｈｚだけ動かすことにより局部発振器周波数が問題となる周波数とならないようにする。局部周波数検出器の動作は次の解析に従って行なわれる。
【００５５】
ｋを整数として、ｆｅ＝ｋ・ｆｍ／２によって表わされるオフセット周波数が入力される場合、アルゴリズムは検出機能を無効にする。
検出器３２０は次式により表わされる相関処理を行なう。
【００５６】
【数２７】
2008501294.tif 000029
上式では、次式のような関係がある。
【００５７】
【数２８】
2008501294.tif 000030
上式において、ｍ（τ）は期待ＰＬトーンまたはエンドトーンのサンプルである。
ＩＩｄｅａｌ及びＱＩｄｅａｌは受信機に接続されるメモリに保存される。
【００５８】
次の数学的解析では、この実施例２の手順について記述する：
前の記述に基づいて次式により表わされる関係を得る：
Ｉ（ｔ）≒ｃｏｓ（φ（ｔ）−γ）
Ｑ（ｔ）≒ｓｉｎ（φ（ｔ）−α−γ）
上式において、φ（ｔ）は次式のように表わされ、
【００５９】
【数２９】
2008501294.tif 000031
そして、β＝Ａｍｆｄ／ｆｍは変調指数である。
更に、前の記述から次式により表わされる関係を得る。
【００６０】
【数３０】
2008501294.tif 000032
実施例２におけるような大きい変調指数Ｉに関して、Ｉパス電力はＱパス電力に等しい：Ｉのパス電力は、
【００６１】
【数３１】
2008501294.tif 000033
と表わされる。Ｑのパス電力は、
【００６２】
【数３２】
2008501294.tif 000034
と表わされる。
従って、
【００６３】
【数３３】
2008501294.tif 000035
となる。
【００６４】
しかしながら、位相アンバランスαを逆正接関数を使用して計算する処理は、受信着信信号が図５に示すような局部発振器の周波数誤差の離散に起因して減衰する環境において問題となる（不正確な結果を生じる）。従って、局部発振器の周波数は必要に応じて、前に説明したように調整される。
【００６５】
図４を参照しながら説明され、かつ実施例２に使用される手順の精度（アルゴリズムの追跡性能）を、１５ｄＢの信号対雑音比、１５０ミリ秒のトーン時間、及び４８ＫＨｚの周波数Ｆｓの信号サンプルレートに関してＰＬ合成信号（PL synthesised signal ）として求めた。図６及び７は得られた結果を示している。図６では、曲線Ｃ１はシミュレートされた受信位相角アンバランスを示し、そして曲線Ｃ２は位相シフターＰＨ２  ２０９、及びプロセッサ２１２及び２１４を使用するＬの最小値の推定を利用して計算される位相角アンバランスを示す。図６に示すように、調整アルゴリズムによって計算される位相アンバランス（度）は、実際の位相アンバランスに非常に良い近似で追随する。図７では、曲線Ｃ３はシミュレートされた受信振幅アンバランスを示し、そして曲線Ｃ４はプロセッサ２０５を使用して計算される振幅アンバランスを示す。図７に示すように、調整アルゴリズムによって計算される振幅アンバランス（％）は、実際の振幅アンバランスに非常に良い近似で追随する。
【００６６】
図６及び７では、水平軸に付された目盛の「スロット番号」はアルゴリズムにおける各積分期間である。従って、１５０ミリ秒のスロットは、例えば１５０ミリ秒の積分期間である。従って、図６及び７では、各場合におけるアルゴリズムは１５０ミリ秒の間動作し、必要な位相の（図６）、または振幅（図７）の調整量（スロット１に関する）を計算する。次に、アルゴリズムは別の１５０ミリ秒の間動作し、そして調整量（スロット２に関する）を計算し、他のスロットに関しても同様に動作する。
【００６７】
図３及び４を参照しながら上に記載した回路２００及び３００では、種々のプロセッサが記載されている。これらのプロセッサは個別の処理装置とすることができるが、これらのプロセッサの内の２つ以上のプロセッサを単一の処理装置に統合することができる。適切には、各処理装置はデジタル信号プロセッサを構成することができ、このプロセッサを、それ自体が公知の方法によりプログラムし、そして動作させて必要な信号処理または計算機能（群）を実行させる。
【００６８】
要約すると、本発明は適応的直交アンバランス補償を直接変換受信機において行なうための改良型方法及び装置を提供する。
本発明を無線受信機に使用する場合、無線機のメモリを製造後にプログラムして、初期アンバランス値対ＲＦ周波数の一覧を保存することができる。無線機が動作している間、アンバランス値は時間の経過とともに変化することになる。従って、更新アンバランス情報を収集して上記実施例において記載したように使用することができ、そして使用することにより適切な補償を行なってオーディオ出力信号の適切な品質を維持することができる。更新アンバランス情報を無線機のメモリに保存して、元々保存してあった情報を更新アンバランス情報に置き換えることもできる。
【００６９】
先行技術とは異なり、図３及び４を参照しながら実施例１及び２において記載した手順によって、受信信号対雑音比が小さい、そして／またはレイリー（マルチパス）フェージングが生じている状態での動作が可能になる。
【００７０】
受信機回路２００または３００は、直接変換をＦＭ無線通信に使用する従来の移動局に使用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００７１】
【図１】公知の直接変換ＲＦ受信機を模式的に示すブロック回路図。
【図２】本発明の実施形態において有用となる関係を示す計算内積Ｌ対アンバランス位相角αのグラフ。
【図３】本発明を用いる直接変換ＲＦ受信機を模式的に示すブロック回路図。
【図４】本発明を用いる別の直接変換ＲＦ受信機を模式的に示すブロック回路図。
【図５】図４に示す回路において有用となる関係を示す検出器出力対局部発振器周波数オフセットのグラフ。
【図６】シミュレートされた実際のアンバランス、及び本発明を用いる信号処理を使用して計算されるアンバランスに関する位相アンバランス対スロット番号（アルゴリズムサイクル）のグラフ。
【図７】シミュレートされた実際のアンバランス、及び本発明を用いる信号処理を使用して計算されるアンバランスに関する振幅アンバランス対スロット番号のグラフ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2008501294.tif 000045
【国際調査報告】
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