(57)【要約】  ドップラー広がりによって生じるキャリア間干渉（ICI）を阻止するための、OFDM符号化ディジタル信号の受信器用の信号処理の方法。OFDM符号化ディジタル信号は、OFDMブロックを形成するいくつかの周波数チャネルにおいてサブキャリアとして送信される。上記方法は、各サブキャリアにおける、チャネル推定手法によるチャネル伝達関数（H1）と、チャネル伝達関数（H1）及び受信信号(y0)からの、データ推定手法によるデータ（a1)の推定とを備える。次いで、各サブキャリアにおけるチャネル伝達関数の導関数（Hj’）が時間フィルタリングによって推定され、クリーニングされた受信信号(y1)を得るためにキャリア間干渉（ICI）が、推定データ（a^1）、及びチャネル伝達関数の推定導関数（Hj’）を用いることによって受信信号から除去される。
2008501275.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
OFDM符号化ディジタル信号を処理する方法であって、前記OFDM符号化ディジタル信号はいくつかの周波数チャネルにおいてサブキャリアとして送信され、
各サブキャリアにおいてチャネル推定手法によってチャネル伝達関数を推定する工程と、
該チャネル伝達関数及び受信信号から、データ推定手法によってデータを推定する工程と、
時間フィルタリングによって前記サブキャリアの部分集合において前記チャネル伝達関数の導関数を推定する工程と、
前記推定データと、前記チャネル伝達関数の前記推定導関数とを用いることによって前記受信信号からキャリア間干渉を、クリーニングされた受信信号を得るために除去する工程とを備えることを特徴とする方法。
【請求項２】
請求項１記載の方法であって、前記時間フィルタリングは、パイロット・チャネルの導関数を得るために仮想パイロット・チャネルにおいて行われ、かつ、該得られた導関数からのスペクトル補間を、ODFMシンボル内の残りのチャネルの導関数を算出するために行う工程を更に備えることを特徴とする方法。
【請求項３】
請求項２記載の方法であって、前記パイロット・チャネルが、全チャネルの部分集合であり、例えば、３チャネルと１２チャネルとの間で間隔が空けられていることを特徴とする方法。
【請求項４】
請求項１乃至３の何れか一項に記載の方法であって、前記時間フィルタリングが、予め算出されたフィルタ係数を有する有限インパルス伝達関数フィルタを用いることによって行われることを特徴とする方法。
【請求項５】
請求項１乃至４の何れか一項に記載の方法であって、スペクトル・フィルタリングが、予め算出されたフィルタ係数を有する有限インパルス伝達関数フィルタを用いることによって行われることを特徴とする方法。
【請求項６】
請求項４記載の方法であって、前記有限インパルス伝達関数フィルタが、他の少なくとも１つのOFDMシンボルからの、前記チャネル伝達関数の推定を用いることを特徴とする方法。
【請求項７】
請求項６記載の方法であって、前記他のOFDMシンボルが将来のOFDMシンボルであることを特徴とする方法。
【請求項８】
請求項１乃至７の何れか一項に記載の方法であって、前記チャネル伝達関数の導関数の初期推定と、データの初期ソフト推定とを用いることによって計算されたキャリア間干渉を減算する工程を更に備えることを特徴とする方法。
【請求項９】
請求項８記載の方法は、少なくとも仮想パイロット・チャネルにおける前記キャリア間干渉の除去後に、前記チャネル伝達関数の更なる推定を行い、該推定によって、より高精度のデータ推定が得られることを特徴とする方法。
【請求項１０】
請求項１乃至９の何れか一項に記載の方法であって、データ推定工程及び除去工程の反復によって前記キャリア間干渉を除去する工程を更に備えることを特徴とする方法。
【請求項１１】
ドップラー広がりによって生じるキャリア間干渉を阻止するためにOFDM符号化ディジタル信号を処理するよう形成された信号プロセッサであって、前記OFDM符号化ディジタル信号はOFDMブロックを形成するいくつかの周波数チャネルにおいてサブキャリアとして送信され、
各サブキャリアにおいてチャネル推定手法によってチャネル伝達関数を推定するよう形成されたチャネル推定器と、
該チャネル伝達関数及び受信信号から、データ推定手法によってデータを推定するよう形成されたデータ推定器と、
時間フィルタリングによって各サブキャリアにおいて前記チャネル伝達関数の導関数を推定するよう形成された導関数推定器と、
前記推定データと、前記チャネル伝達関数の前記推定導関数とを用いることによって前記信号からキャリア間干渉を、クリーニングされた信号を得るために除去するよう形成されたキャリア間干渉除去器とを備えることを特徴とする信号プロセッサ。
【請求項１２】
方法であって、キャリア間干渉を阻止するための、請求項１乃至１０のうちの何れか一項に記載の方法によって、チャネル推定のための時間ウィナー・フィルタリングを用い、次いで、スペクトル・ウィナー・フィルタリングを用いることを特徴とする方法。
【請求項１３】
OFDMブロックを形成するいくつかの周波数チャネルにおいてサブキャリアとして送信されるOFDM符号化ディジタル信号を受信するよう形成されることを特徴とする受信器であって、
各サブキャリアにおいてチャネル推定手法によってチャネル伝達関数を推定するよう形成されたチャネル推定器と、
該チャネル伝達関数及び受信信号から、データ推定手法によってデータを推定するよう形成されたデータ推定器と、
時間フィルタリングによって各サブキャリアにおいて前記チャネル伝達関数の導関数を推定するよう形成された導関数推定器と、
前記推定データと、前記チャネル伝達関数の前記推定導関数とを用いることによって前記信号からキャリア間干渉を、クリーニングされた信号を得るために除去するよう形成されたキャリア間干渉除去器とを備えることを特徴とする受信器。
【請求項１４】
モバイル装置であって、請求項13記載の受信器を備えることを特徴とするモバイル装置。
【請求項１５】
モバイル装置であって、請求項１乃至１０の何れかに記載の方法を行うよう形成されたことを特徴とするモバイル装置。
【請求項１６】
電気通信システムであって、請求項１３又は１４記載のモバイル装置を備えることを特徴とする電気通信システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信システムにおける、符号化ディジタル信号の受信器用の信号処理方法、及び対応する信号プロセッサに関する。
【０００２】
本発明は、OFDM符号化信号を受信する受信器と、この受信器を備えたモバイル装置とに更に関する。本発明は、モバイル装置を備えた電気通信システムにも関する。上記方法は、例えば、OFDM手法を用いた地上ビデオ放送システムDVB-Tにおけるドップラー広がりによって生じるキャリア間干渉（ICI）を軽減するのに用いることができる。
【０００３】
モバイル装置は、例えば、ポータブル・テレビ受像機、携帯電話機、携帯情報端末（PDA）、若しくはポータブル・コンピュータ（ラップトップなど）、又はそれらの何れかの組み合わせであり得る。
【背景技術】
【０００４】
ディジタル情報（音声信号やビデオ信号など）の伝送用の無線システムでは、直交周波数分割多重手法（OFDM）が広く用いられている。OFDMを用いて周波数選択性フェーディング無線チャネルに対処することができる。データのインタリーブを、効率的なデータ回復、及びデータ誤り訂正手法の使用に用いることができる。
【０００５】
OFDMは今日、例えば、ディジタル・オーディオ放送（DAB）システムEureka（ユーレカ）147及び地上ディジタル・ビデオ放送システム（DVB-T）に用いられている。DVB―Tは、変調及び符号化モードに応じて、8MHzの帯域幅にわたって5‐３０Mbpsのネット・ビットレートをサポートする。８Kモードの場合、（合計８１９２のうちの）６８１７のサブキャリアを、１１１６Hzのサブキャリア間隔で用いる。OFDMシンボルの有効持続時間は896μsであり、ODFMガード・インターバルは持続時間の1/4、1/8、1/16又は1/32である。
【０００６】
しかし、車や電車などのモバイル環境では、受信器によって認識されるチャネル伝達関数は、時間の関数として変動する。OFDMシンボル内の伝達関数のそうした変動は、OFDMサブキャリア間のチャネル間干渉（ICI）（受信信号のドップラー広がりなど）をもたらし得る。キャリア間干渉は、車両速度の増加とともに増加し、対抗手段なしでの、限界速度を超える速度での高信頼度の検出を不可能にする。
【０００７】
信号処理手法は、国際公開第02/067525号パンフレット、国際公開第02/067526号パンフレット及び国際公開第02/067527号パンフレットによって従来から知られている。前述の文献では、信号a、並びにOFDMシンボルのチャネル伝達関数H及びその時間導関数H’が、対象の特定のOFDMシンボルについて算出される。
【０００８】
更に、米国特許第６，６５４，４２９号明細書は、パイロット支援チャネル推定の手法を開示している。上記手法では、時間周波数空間における所定の位置を占めるようにパイロット・シンボルを既知の位置で各データ・パケットに挿入する。受信信号を、２次元逆フーリエ変換、2次元フィルタリング及び２次元フーリエ変換にかけて、チャネル伝達関数を推定するようにパイロット・シンボルを回復する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
本発明の目的は、複雑度がより低い信号処理方法を提供することである。
【００１０】
本発明の別の目的は、チャネル伝達関数Hの時間相関が用いられる信号処理方法を提供することである。
【００１１】
本発明の更なる目的は、キャリア間干渉ICIが軽減される、OFDM受信器の信号処理方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
これら及び他の目的は、OFDM符号化ディジタル信号の処理方法によって満たされる。OFDM符号化ディジタル信号は、いくつかの周波数チャネルにおいてサブキャリアとして送信される。チャネル伝達関数
【００１３】
【数１】
2008501275.tif 000003
が各サブキャリアにおけるチャネル推定手法において推定され、次いで、データ
【００１４】
【数２】
2008501275.tif 000004
の推定がチャネル伝達関数
【００１５】
【数３】
2008501275.tif 000005
及び信号（y0）からのデータ推定によって行われる。更に、サブキャリアの部分集合におけるチャネル伝達関数の導関数
【００１６】
【数４】
2008501275.tif 000006
が、時間フィルタリングによって推定される。キャリア間干渉（ICI）は、クリーニングされた受信信号（y1）を得るために、推定データ
【００１７】
【数５】
2008501275.tif 000007
と、チャネル伝達関数の推定導関数
【００１８】
【数６】
2008501275.tif 000008
とを用いることによってこの信号から除去される。
【００１９】
時間フィルタリングは、パイロット・チャネルIの導関数HI'を得るために仮想パイロット・チャネルにおいて行い、次いで、ODFMシンボル内の残りのチャネルの導関数Hj’を算出するために、得られた導関数HI’からのスペクトル補間を行うことによって行うことができる。仮想パイロット・チャネルは、全チャネルの部分集合（例えば、3チャネルと１２チャネルとの間で間隔を空けたもの）であり得る。よって、仮想パイロット・チャネルから中間チャネルに、十分な精度で補間することが可能である。
【００２０】
時間フィルタリング及びスペクトル・フィルタリングは、予め算出されたフィルタ係数を有する有限インパルス伝達関数フィルタ（FIR）を用いることによって行うことができる。よって、信号処理は、複雑度がより低いものになる。
【００２１】
少なくとも1つの他のOFDMシンボルからのチャネル伝達関数Hの推定を用いることができる。こうした他のOFDMシンボルは、過去又は将来のOFDMシンボルであり得る。
【００２２】
キャリア間干渉（ICI）は、チャネル伝達関数の導関数H’の初期推定と、データの初期ソフト推定とを用いることによって除去することが可能である。チャネル伝達関数Hの更なる推定は、少なくとも仮想パイロット・チャネルにおけるキャリア間干渉（ICI）の除去後に行うことができ、それによって、より高精度のデータ推定を得ることができる。
【００２３】
キャリア間干渉（ICI)は、データ推定工程及び除去工程の反復によって除去することができる。
【００２４】
本発明の別の局面は、上記方法工程を行う信号プロセッサと、キャリア間干渉を軽減するための、前述の方法工程による、時間ウィナー・フィルタリング、及びこれに続くスペクトル・ウィナー・フィルタリングの利用とを備える。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２５】
本発明の更なる目的、特徴及び利点は、添付図面を参照して、本発明の例示的な実施例の以下の説明を検討することによって明らかになるであろう。
【実施例】
【００２６】
図１は、受信器によって認識されるサブキャリア・チャネル伝達関数H(f)の変動をモバイル環境における周波数及び時間の関数として示すグラフである。OFDMシンボル内のH(f)の変動は、受信信号のいわゆるドップラー広がりと呼ばれる、OFDMサブキャリア間のキャリア間干渉ICIをもたらす。
【００２７】
図２は、周波数にわたる、上部実線１によって示される、所望の信号の変動を示す。ICI及び雑音の和は破線２によって示される。曲線間の差は信号対干渉雑音比SINRである。しかし、ICIは車両速度の増加とともに増加し、それは、対抗手段なしでの、限界速度を超える速度での高信頼度の検出を不可能にする。
【００２８】
本発明によれば、妥当な車両速度及びサブキャリア周波数全てに対して、所定の周波数のチャネル伝達関数Hが、一OFDMシンボルの持続時間にわたって時間の関数としてほぼ線形に変動することが分かる。この場合、受信信号ｙは、
【００２９】
【数７】
2008501275.tif 000009
所望のICI雑音
信号
として書くことが可能であり、ここで、
Hは、チャネルの複素伝達関数であり、
H’はHの時間導関数であり、
【００３０】
【数８】
2008501275.tif 000010
はICI拡散行列であり、
aは、送信されるデータ・ベクトルであり、
nは複素円白色ガウス雑音ベクトルである。
【００３１】
本発明は、各OFDMシンボルの各チャネルにおいてH及びH’の推定を得るためにH(f)の時間相関並びにスペクトル相関を用いる、信号処理方法の基礎としてこの式を用いることが可能であるという結果に基づいている。上記方法は、H及びH’の高信頼度の推定を得るために周波数領域及び時間領域においてウィナー・フィルタを用い、最小MSE（平均二乗誤差）ウィナー・データ推定器を用い、連続的又は反復的なデータ推定、ICI除去及びH推定の利用を行うことができる。この結果、低位から中位の複雑度のドップラー広がりの存在下での効果的なDVB-T受信に用いることができる信号処理方法がもたらされる。
【００３２】
DVB-T信号は、OFDMシンボルの時間的連結によって特徴付けられ、各OFDMシンボル６は、図３に略示するようにデータ・キャリア３、パイロット・キャリア４及び空キャリア５を有する。
【００３３】
特定のOFDMシンボルでは、既知の送信値を有するサブキャリアiでのパイロット７によって、そのOFDMシンボルにおけるHIの推定が可能になる。
【００３４】
チャネルの遅延広がりによって変わってくるH(f)のスペクトル相関と、SINR特性とを用いれば、その特定のOFDMシンボルのチャネル全てにおいてHjの最小平均二乗誤差（MMSE）推定をもたらす、周波数領域において動作するウィナー・フィルタを企図することが可能である。このウィナー・フィルタは、スペクトル・ウィナー・フィルタと呼ばれている。
【００３５】
マルチパスのドップラー周波数分布によって変わってくる、各チャネルにおけるHjの時間相関と、SINR特性とを用いる別のウィナー・フィルタが企図される。この時間ウィナー・フィルタは、特定のOFDMシンボルにおける時間導関数H’j及びHjのMMSE推定をもたらす。
【００３６】
前述のフィルタは、特定のOFDMシンボルにおいてHj及びH’jを追跡し、予測するよう企図される。
【００３７】
時間ウィナー・フィルタは、「仮想パイロット・チャネル」と呼ばれる、予め選択されたチャネル組Iにおいて動作することができ、スペクトル・ウィナー・フィルタは、OFDMシンボル毎にHIの推定を供給する。前述の仮想パイロット・チャネルは、３チャネルと１２チャネルとの間で間隔を空けることができる。
【００３８】
仮想パイロット・チャネルでは、特定のOFDMシンボルのH’iは、対応する時間ウィナー・フィルタを用いて、得られたHiから算出される。その後、各OFDMシンボルのサブキャリア全てにおけるH'j及びHjのMMSE推定が、スペクトル・ウィナー・フィルタを用いて、仮想パイロット・チャネルにおける結果から算出される。
【００３９】
アルゴリズムのデータ推定部分は、受信信号、及び各チャネルにおいて算出されるHjとを用いた、データ・キャリアにおける未知データの初期推定に基づいている。次いで、推定ICIを、適切なサブキャリアにおけるH'j、初期データ推定及びパイロットを用いて減算して、クリーニングされたデータ・キャリアを得る。最後に、未知のデータの再推定が、クリーニングされたデータ・キャリアにおいて行われる。
【００４０】
Hの推定の精度が高いことはデータ推定に非常に重要になるので、チャネル伝達関数Hも、クリーニングされたパイロット・キャリアから再計算するか、又はフィルタリングすることができる。
【００４１】
よって、本発明の基本的な考え方は、基本的には、パイロット・サブキャリアにおいてH’I及びHIの推定を得るために仮想パイロット・サブキャリアにおいて時間ウィナー・フィルタリングを用いた、ドップラー補償に必要な基本的な計算フローを用いることである。次いで、スペクトル・ウィナー・フィルタリングを、雑音平均化及び補間に用いて、サブキャリア全てにおけるH’j及びHjを得る。
【００４２】
地上ディジタル・ビデオ放送(DVB-T)では、周波数選択性放送チャネルを介してディジタル情報を送信するのに直交周波数分割多重（OFDM）を用いる。
【００４３】
物体（送信器、受信器や他の散乱物体など）全てが静止状態にある場合、サイクリック・プリフィックスを備える適切な長さのガード・インターバルを有するOFDMの利用は直交サブキャリアにつながる、すなわち、FFTを用いたサブキャリア全ての同時復調は、キャリア間干渉がないことをもたらす。OFDMシンボル時間中にチャネルをもう静止状態にあるものとしてみなすことが可能でないほど速く物体が動いている場合、サブキャリア間の直交性が失われ、受信信号がICIによって損なわれる、すなわち、特定のサブキャリアの変調に用いる信号は、復調後に他のサブキャリアも妨害する。周波数領域では、周波数選択性レイリー・フェーディング・チャネルの前述のドップラー広がりは、チャネルの周波数応答H(ｆ)が時間の関数として変化しているが、コヒーレンス帯域幅よりも大きく離れた周波数の場合にかなり無関係に変化しているものとみなし得る。8kFFTを用いたOFDMシステムの場合、前述のICIレベルは、既に低車両速度にある状態での64-QAMの利用を除く。
【００４４】
本発明では、ウィナー・フィルタを、H(f)及びH’(f)の推定のために、OFDMシンボル中及びOFDMシンボル間に存在しているスペクトル相関及び時間相関を活用するのに用いる。
【００４５】
非相関経路を備える線形移動体マルチパス伝搬チャネルを前提とする。非相関経路のそれぞれは、複素減衰hl、遅延τl、及び一様に分布する到来角θlを有する。複素減衰hlは、ゼロ平均値を備える円ガウス確率変数である。チャネル・インパルス応答は、指数減衰電力プロファイルを有し、根平均二乗遅延広がりτrmsによって特徴付けられる。受信器が特定の速度vで移動し、それによって、各経路が、ドップラー・シフトfl=fdcosθlを有するので、時間tでの経路lの複素減衰は、hl(t)=hlexp(j2πflt)になる。最大ドップラー・シフトfdは、fd=fc（v/c）として車両速度に関係する（サブキャリア全てについてこれが同じであるものとみなす）。ここで、
c=3・108m/sであり、fcはキャリア周波数である。
【００４６】
OFDMシステムでは、s=[s0,......,sN-１]Tとして表すN個の「QAMタイプ」のシンボル（DVB-Tシステムでは、Nは２０４８又は８１９２である）を、NポイントIFFTによってN個の直交サブキャリアに変調して持続時間がTuのOFDMシンボルを形成する。上記シンボルは、サイクリック・プリフィックスによって更に拡張され、後に送信される。送信信号は、時間変動選択性フェーディング・チャネルを通って進む。サイクリック・プリフィックス拡張がチャネル・インパルス応答の持続時間よりも長いので、受信信号がシンボル間干渉によって影響を受けないものとする。受信器側では、受信信号が、レート1/T（ここでT=Tu/Nである）でサンプリングされ、サイクリック・プリフィックスが除去される。次に、NポイントFFTを用いて、合成信号のサブキャリア全てを同時に復調する。
【００４７】
時間領域におけるベースバンド受信信号はr(t)として表し、
【００４８】
【数９】
2008501275.tif 000011
として表す。ここで、Hn(t)は、時間ｔでのサブキャリアnのチャネル周波数応答であり、fs=1/Tuはサブキャリア間隔であり、v(t)は、N0/2の両側スペクトル密度を有するAWGNである。
【００４９】
Hn(t)のテイラー展開は、t0付近で得られ、一次項まで近似される。
【００５０】
【数１０】
2008501275.tif 000012
式（１）及び（２）を用いて、サンプリング処理及びFFTを経た後、m番目のサブキャリアymでの受信信号は、
【００５１】
【数１１】
2008501275.tif 000013
として近似することが可能である。ここで、vmはFFT後のm番目の雑音サンプルである。T=1/(Nfs)の代入及び式（３）の利用によって、
【００５２】
【数１２】
2008501275.tif 000014
として書き換えることが可能である。ここで、t0=ΔTである。行列表記では、以下の近似をチャネル・モデルに用いる。
【００５３】
【数１３】
2008501275.tif 000015
ここで、H=diag(H0(t0),.....,HN-1(t0))であり、H’=diag(H’0(t0),.....,H’N-1(t0))である。t0は、チャネル近似の誤差が最小である、すなわち、OFDMシンボルの有効部分の中央にあるように選ばれる。
【００５４】
式(6)の第１項は、移動のない静的環境における歪んだ所望の信号に同等である。相当するチャネル周波数応答Hは、以下の2次統計を時間及び周波数において有する。
【００５５】
【数１４】
2008501275.tif 000016
ここで、Jnは、n次の第１種ベッセル関数である。式（６）の第２項に記述されたICIは、導関数H’mによって重み付けられた固定拡散行列
【００５６】
【数１５】
2008501275.tif 000017
によって他のサブキャリア全てで送信されるシンボルの拡散の結果である。
【００５７】
【数１６】
2008501275.tif 000018
は固定行列であるため、チャネル・モデルは、Hm及びH’mによって完全に特徴付けられる。この構造が分かっていることはチャネル推定に効果的であるが、それは、推定する対象のパラメータの数がN2ではなく２Nであるからである。
【００５８】
まず、ICIが、H’及びsの推定を用いて近似され、次いでこれを受信信号yから減算するので、式（６）はICI抑制手法の基礎も形成する。
【００５９】
チャネル・パラメータ（Hm及びH’m）及び送信データの線形最小平均二乗誤差（MMSE）推定は、離散時間ウィナー・フィルタリング又は離散周波数ウィナー・フィルタリングを施すことによって得られる。確率変数xlを推定するものとする、雑音のある観測組yk（k∈{1,…,L}）が利用可能であるものとして存在していると仮定する。xlの線形MMSE推定は、LタップFIRフィルタを用いることによって得られ、
【００６０】
【数１７】
2008501275.tif 000019
ここで、平均二乗誤差の最小化は、αkが、いわゆる正規方程式を満たすことを必要とする。
【００６１】
【数１８】
2008501275.tif 000020
その場合、こうしたフィルタ係数を用いた推定の平均二乗誤差（MSE）が
MSE=E[│xl│2]-E[│x^l│2]
に等しいことを示すことが可能である。
【００６２】
行列Hは、DVB-T標準によって規定されたOFDMシンボルにおける散乱点の標準構造を用いることによってOFDMシンボル単位で推定される。パイロット・シンボルは、パイロット位置でのHの、雑音のある初期推定を供給し、雑音は、AWGNと、ドップラー広がりによって生じるICIとを有する。Hのスペクトル相関を活用して、パイロット・シンボルでHのMMSE推定を得るために、FIRフィルタが周波数領域及び／又は時間領域において施される。次に、こうした結果を補間して、パイロット・サブキャリア間の残りのデータ・サブキャリアでHを得る。
【００６３】
この手法は、式（８）で表すようにHmの時間相関を用いてH’mを推定するものである。RHH(t)は帯域制限されているので確率過程H’m(t)が存在することを示すことが可能である。ここで、RHH(t)は、固定周波数でのHの時間相関を表す。連続したいくつかのOFDMシンボルからの、雑音のある測定の組y(t)=Hm(t)+n(t)を前提とすれば、2次統計雑音E[y(t)y*(s)]及びE[H’m(t)y*(s)]が分かっている場合、雑音のあるこうした測定を用いてH’m(t)のMMSE推定を供給する時間ウィナー・フィルタを企図することが可能である。雑音とHとの間の独立性、及び式(8)を用いれば、式（１１）が得られる。
【００６４】
【数１９】
2008501275.tif 000021
同様に、式（１２）が得られる。
【００６５】
【数２０】
2008501275.tif 000022
ここで、l.i.mは「平均における極限」を表す。こうした相関関数を用いれば、周囲OFDMシンボルから、Hm(t)の、雑音のある推定を用いてOFDMシンボルの中央における推定H’m(t)を推定するウィナー・フィルタが得られる。実際には、時間ウィナー・フィルタは、仮想パイロット・サブキャリアと呼ばれる、等間隔のサブキャリア部分集合にのみ用いることができる。残りのサブキャリアでは、Hmのもの（式（７））と同じになる、H’mのスペクトル相関を活用した、周波数領域における補間によって得ることができる。
【００６６】
最後に、RH’H(0)（H’mのウィナー・フィルタの特性評価のWSS導関数処理の検出力）が必要である。
【００６７】
【数２１】
2008501275.tif 000023
データ推定が、サブキャリア毎に、標準的なMMSE等化器を用いて行われる。低複雑度の解決策が望まれる場合、1タップMMSE等化器を選ぶことができる。
【００６８】
前述の導出を用いれば、サブキャリアmでの推定シンボルは、
【００６９】
【数２２】
2008501275.tif 000024
として表される。ここで、
【００７０】
【数２３】
2008501275.tif 000025
はサブキャリアmでのICI電力であり、σ２HはH推定のMSEである。
【００７１】
受信信号の信号電力対干渉雑音電力比（SINR）は、高速環境ではICIが理由で低いので、推定データは、シンボル検出に十分な品質を有しないことがあり得る。しかし、受信信号から概ね除去するのに用いるのに十分に高精度でICIを再生成するのにソフト推定データをなお用いることが可能である。ICI除去処理のために、SINRは改善し、よって、データ再推定を行うことによって、より好適に推定されたデータを得ることが可能である。しかし、SINRが増加するにつれ、HmのMSEもより低くなる必要があるので、推定Hmにおける精度が低いことは、データ再推定処理における支配的な誤差源になるものでない。したがって、Hの再推定も行われる。
【００７２】
図４は、本発明による反復的なチャネル及びデータの推定手法を示す。散乱パイロット位置では、チャネル伝達関数Hmは、ブロック１１における既知のパイロット・シンボルapを利用して受信信号y0から推定される。結果H0は、第１のスペクトルHウィナー・フィルタ１２に後に供給される。出力H1を第１の時間／スペクトルH’ウィナー・フィルタ１３に供給してサブキャリアｍでのH’mの推定
【００７３】
【数２４】
2008501275.tif 000026
を得る。
【００７４】
出力y0（又はy1）及び
【００７５】
【数２５】
2008501275.tif 000027
は、第１のデータ推定器１４に供給される。推定データ
【００７６】
【数２６】
2008501275.tif 000028
及び
【００７７】
【数２７】
2008501275.tif 000029
は、式（１５）と同様にy0からICIを除去するのに後に用いる（ブロック１５を参照のこと）。
【００７８】
H及びデータの再推定が次いで、H及びデータを推定する同様な手順を用いるが、ICIが削減された状態に形成されたフィルタ及び等化器によって、ICIが削減された受信信号y1に対して行われる。よって、第２のチャネル推定が、
【００７９】
【数２８】
2008501275.tif 000030
を得るために、ブロック１６においてパイロット位置で行われる。これを第２のスペクトルHウィナー・フィルタ１７において後にフィルタリングして、全てのサブキャリアにおいて
【００８０】
【数２９】
2008501275.tif 000031
を得る。これを、ブロック１８における第２のデータ推定に用いてデータ
【００８１】
【数３０】
2008501275.tif 000032
を得る。
【００８２】
第２Hフィルタの入力での残留ICI雑音処理の白色性を確実にするために、更なる処理（すなわち、受信信号からの、パイロット誘起ICIの除去）を第１のデータ推定に先行して行うことができる（内容を本願明細書に援用する、参照番号ID６９６８１２を付した、本願と同時出願された特許出願明細書を参照のこと）。この処理は、
【００８３】
【数３１】
2008501275.tif 000033
及び既知のパイロット・シンボルapを用いて全サブキャリア上のパイロット・シンボルによって生じるICIを再生成し、後に、yoからこれを除去する。
【００８４】
本願提案の反復手法を用いた、本発明によるDVB-Tの性能を以下に記載する。8kモードをシミュレーションで用いる。しかし、シミュレーション時間を短縮するために、約１０００個のサブキャリアを用いる。データ・サブキャリアで変調される６４−QAMシンボルが無作為に生成される。散乱パイロットがDVB-T仕様に従って挿入される。IFFTの後、信号が、１／８の比のサイクリック・プリフィックスによって拡張される。キャリア周波数fcは600MHz（UHF帯におけるアナログTVの場合、スペクトルのほぼ中央）が選ばれる。使用チャネル・モデルは、τrms=1μsであり、最大遅延広がりが１０μsである正規化指数減衰電力プロファイルを備えた周波数選択性レイリー・フェーディング・チャネルである。受信器側では、Es/N0が３０ｄBのガウス雑音が付加される。ウィナー・フィルタリング処理には、L=11の長さの対称非因果フィルタ及びL=10の長さの非対称因果フィルタをHフィルタリング及びH’フィルタリングそれぞれに用いる。フィルタは全て、速度毎に最適化される。
【００８５】
図５、図６及び図７は、静的状態から、250km/hの車両速度までの、反復手法における種々の処理段階についてSINR、Hの平均MSE、及びビットエラー・レート（BER）を示す。なお、平均MSEはH(E［|H|2］=1)の平均電力に正規化される。処理を何ら行わない場合、SINRも、Hの平均MSEも、車両速度の増加につれて急速に減少する。200km/hでSINRが約１８ｄBの場合、レイリー・フェーディング・チャネル上の６４-QAMの高信頼度の検出が不可能であることは明らかである。第１Hフィルタリング１２は、MSEを約６．５ｄB減少させる。この段では、ICI除去前のBERが測定される。ICI除去によって、SINRは、高速の場合、約８ｄB増加する。削減されたSINRはHの精度に近づいたことが分かる。第２Hフィルタリング１７の場合、MSEはもう一度、約７ｄB低減される。再推定されたH、及びICIが削減された受信信号によって、２・１０-２のBERが、速度２００km/hで得られる。より低い車両速度の場合、ICIがより小さいので、ガウス雑音はより支配的になる。このことが、ICI除去によって得られる利得が減少する理由である。
【００８６】
実用的な実施形態の場合、最悪のケースの状態（例えば、速度200km/h）に対して設計された固定フィルタを用いることができる。より低い速度の場合、性能は最適とは言えないが、性能の低下は大きくない。
【００８７】
例えば、fd,maxが１１２Hzであり、TOFDM（連続OFDMシンボル間の時間）が0.001sの時間フィルタ設計は、
【００８８】
【数３２】
2008501275.tif 000034
をもたらす。
【００８９】
同じ条件下のスペクトル・フィルタは、
【００９０】
【数３３】
2008501275.tif 000035
であり得る。
【００９１】
種々のフィルタ及び処理を、専用ディジタル信号プロセッサ（DSP）によって、かつソフトウェアで行うことができる。あるいは、方法工程の全部又は一部を、ハードウェア、又はハードウェア及びソフトウェアの組み合わせ（ASIC(特殊用途向集積回路)、PGA（プログラム可能ゲート・アレイ）等など）で行うことができる。
【００９２】
なお、「comprising」の表現は、他の要素又は工程を排除するものでなく、「a」又は「an」は、要素が複数存在することを排除するものでない。更に、特許請求の範囲における参照符号は、その範囲を限定するものと解されないものとする。
【００９３】
上記明細書では、添付図面を参照しながら本発明のいくつかの実施例を説明した。当業者は本明細書を検討して、他のいくつかの代替策を考えつくものであり、そうした代替策は本発明の範囲内に収まることが意図されている。更に、本明細書に特に記載したもの以外の他の組み合わせが本発明の範囲内に収まることが意図されている。本発明は、特許請求の範囲によってのみ限定される。
【図面の簡単な説明】
【００９４】
【図１】チャネル伝達関数を周波数及び時間の関数として示すグラフである。
【図２】所望の信号を（サブキャリア）周波数の関数として示す図である。
【図３】OFDMシンボルの概略図である。
【図４】本発明の実施例の流れ図である。
【図５】種々の速度についてICI除去前後のSINRを示す図である。
【図６】種々の速度についてHの平均MSAを示す図である。
【図７】種々の速度についてICI前後のビットエラー・レ―トBERを示す図である。
【図１】
2008501275.tif 000036
【図２】
2008501275.tif 000037
【図３】
2008501275.tif 000038
【図４】
2008501275.tif 000039
【図５】
2008501275.tif 000040
【図６】
2008501275.tif 000041
【図７】
2008501275.tif 000042
【国際調査報告】
2008501275.tif 000043
2008501275.tif 000044