(57)【要約】  入力信号を解析する広帯域信号解析装置であって、入力信号の周波数帯域を複数に分割した場合に、それぞれの周波数帯域が予め定められた中間帯域に推移するように、入力信号の周波数をそれぞれ異なる推移量で推移させ、複数の中間周波数信号を生成する周波数推移手段（１０、１３）と、それぞれの中間周波数信号の複素スペクトルを出力するスペクトル測定手段（１４）と、それぞれの複素スペクトルを連結するスペクトル連結手段（１５０）とを備える広帯域信号解析装置を提供する。
2008501933.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を解析する広帯域信号解析装置であって、
前記入力信号の周波数帯域を複数に分割した場合に、それぞれの周波数帯域が予め定められた中間帯域に推移するように、前記入力信号の周波数をそれぞれ異なる推移量で推移させ、複数の中間周波数信号を生成する周波数推移手段と、
それぞれの前記中間周波数信号の複素スペクトルを出力するスペクトル測定手段と、
それぞれの前記複素スペクトルを連結するスペクトル連結手段と
を備える広帯域信号解析装置。
【請求項２】
前記スペクトル連結手段が連結した前記複素スペクトルに基づいて、前記入力信号の瞬時位相雑音を推定する瞬時位相雑音推定手段を更に備える請求項１に記載の広帯域信号解析装置。
【請求項３】
前記スペクトル測定手段が出力するそれぞれの複素スペクトルに基づいて、それぞれの前記中間周波数信号の瞬時位相雑音を推定する瞬時位相雑音推定手段と、
それぞれの前記中間周波数信号の前記瞬時位相雑音を周波数領域の信号に変換し、前記複素スペクトルとして前記スペクトル連結手段に入力するフーリエ変換手段と
を更に備え、
前記スペクトル連結手段は、入力されたそれぞれの前記複素スペクトルを連結し、前記入力信号の位相雑音スペクトルを生成する
請求項１に記載の広帯域信号解析装置。
【請求項４】
前記スペクトル測定手段は、前記中間周波数信号の片側スペクトルを、前記複素スペクトルとして出力する請求項１から３のいずれかに記載の解析装置。
【請求項５】
前記スペクトル測定手段は、
前記中間周波数信号を単側波帯信号に変換する単側波帯信号変換手段と、
前記単側波帯信号を周波数領域の信号に変換するフーリエ変換手段と
を有する請求項４に記載の広帯域信号解析装置。
【請求項６】
前記周波数推移手段は、
前記周波数の推移量に応じた周波数を有する周期信号を生成する周波数発生手段と、
前記入力信号と前記周期信号とを混合する周波数混合手段と
を有する請求項１から３のいずれかに記載の広帯域信号解析装置。
【請求項７】
前記周波数発生手段は、前記異なる推移量に応じて、異なる周波数を有する前記周期信号を順次生成し、
前記周波数混合手段は、それぞれの前記周期信号と、前記入力信号とを順次混合する
請求項６に記載の広帯域信号解析装置。
【請求項８】
前記スペクトル連結手段は、前記周波数発生手段が発生する前記周期信号の周波数を制御し、それぞれの前記中間周波数信号の前記複素スペクトルを、対応する前記周期信号の周波数に応じて推移して連結する
請求項６に記載の広帯域信号解析装置。
【請求項９】
前記周波数推移手段は、
前記周波数混合手段が出力する信号の帯域を制限する帯域制限手段と、
前記帯域制限手段が出力する信号を離散化し、前記スペクトル測定手段に与えるアナログデジタル変換手段と
を更に有する請求項６に記載の広帯域信号解析装置。
【請求項１０】
前記位相雑音推定手段は、
前記スペクトル連結手段が連結した前記複素スペクトルを時間領域の信号に変換し、前記入力信号の解析信号を生成する逆フーリエ変換手段と、
前記解析信号の位相角を算出する位相推定手段と
を有する請求項２に記載の広帯域信号解析装置。
【請求項１１】
前記スペクトル測定手段は、前記中間周波数信号の片側スペクトルを、前記複素スペクトルとして出力し、
前記位相雑音推定手段は、
前記スペクトル測定手段が出力するそれぞれの前記片側スペクトルの帯域を制限する帯域制限手段と、
前記帯域制限手段が出力する帯域制限された前記片側スペクトルを時間領域の信号に変換し、それぞれの前記中間周波数信号の解析信号を生成する逆フーリエ変手段と、
それぞれの前記解析信号の位相角を算出する位相推定手段と
を有する請求項３に記載の広帯域信号解析装置。
【請求項１２】
前記スペクトル連結手段が生成した前記入力信号の位相雑音スペクトルを時間領域の信号に変換し、前記入力信号の瞬時位相雑音を算出する逆フーリエ変換手段を更に備える
請求項３に記載の広帯域信号解析装置。
【請求項１３】
前記入力信号は、所定の搬送波と側波帯とを有する信号であって、
前記スペクトル測定手段は、前記搬送波の成分を除去した前記複素スペクトルを出力する
請求項１に記載の広帯域信号解析装置。
【請求項１４】
前記入力信号は、所定の搬送波と側波帯とを有する信号であって、
前記スペクトル測定手段は、前記搬送波及び前記入力信号の側波帯雑音に基づいて、前記入力信号の片側複素スペクトルを出力し、
前記広帯域信号解析装置は、
前記スペクトル連結手段が連結した前記片側複素スペクトルに基づいて、前記入力信号の瞬時位相雑音を推定する瞬時位相雑音推定手段を更に備える請求項１に記載の広帯域信号解析装置。
【請求項１５】
前記瞬時位相雑音推定手段は、
前記スペクトル連結手段が連結した前記片側複素スペクトルを時間領域の信号に変換し、前記入力信号の解析信号を生成する逆フーリエ変換手段と、
前記解析信号の位相角を算出する位相推定手段と
を有する請求項１４に記載の広帯域信号解析装置。
【請求項１６】
入力信号の位相雑音スペクトルを解析する広帯域信号解析装置であって、
前記入力信号の周波数帯域を複数に分割した場合に、それぞれの周波数帯域が予め定められた中間帯域に推移するように、前記入力信号の周波数をそれぞれ異なる推移量で推移させ、複数の中間周波数信号を生成する周波数推移手段と、
それぞれの前記中間周波数信号の瞬時位相雑音を推定する瞬時位相雑音推定手段と、
それぞれの前記中間周波数信号の前記瞬時位相雑音の複素スペクトルを出力するスペクトル測定手段と、
それぞれの前記複素スペクトルを連結するスペクトル連結手段と
を備える広帯域信号解析装置。
【請求項１７】
前記瞬時位相雑音推定手段は、
それぞれの前記中間周波数信号を解析信号に変換する解析信号変換手段と、
それぞれの前記解析信号の位相角を推定する位相推定手段と
を有する請求項１６に記載の広帯域信号解析装置。
【請求項１８】
前記周波数推移手段は、
前記周波数の推移量に応じた周波数を有する周期信号を生成する周波数発生手段と、
前記入力信号と前記周期信号とを混合する周波数混合手段と
を有する請求項１６に記載の広帯域信号解析装置。
【請求項１９】
前記周波数発生手段は、前記異なる推移量に応じて、異なる周波数を有する前記周期信号を順次生成し、
前記周波数混合手段は、それぞれの前記周期信号と、前記入力信号とを順次混合する
請求項１８に記載の広帯域信号解析装置。
【請求項２０】
前記スペクトル連結手段は、前記周波数発生手段が発生する前記周期信号の周波数を制御し、それぞれの前記中間周波数信号の前記複素スペクトルを、対応する前記周期信号の周波数に応じて推移して連結する
請求項１８に記載の広帯域信号解析装置。
【請求項２１】
前記周波数推移手段は、
前記周波数混合手段が出力する信号の帯域を制限する帯域制限手段と、
前記帯域制限手段が出力する信号を離散化し、前記スペクトル測定手段に与えるアナログデジタル変換手段と
を更に有する請求項１８に記載の広帯域信号解析装置。
【請求項２２】
前記スペクトル連結手段が連結した前記複素スペクトルを時間領域の信号に変換し、前記入力信号の瞬時位相雑音を算出する逆フーリエ変換手段を更に備える
請求項１６に記載の広帯域信号解析装置。
【請求項２３】
前記瞬時位相雑音推定手段は、それぞれの前記解析信号の位相角の直線成分を除去するリニア位相除去手段を更に有する請求項１６に記載の広帯域信号解析装置。
【請求項２４】
複数の入力信号のスキューを測定する広帯域スキュー解析装置であって、
第１入力信号の瞬時位相雑音を出力する、請求項２、１２、１４、又は２２のいずれかに記載の第１広帯域信号解析装置と、
第２入力信号の瞬時位相雑音を出力する、請求項２、１２、１４、又は２２のいずれかに記載の第２広帯域信号解析装置と、
前記第１広帯域信号解析装置が出力する前記瞬時位相雑音と、前記第２広帯域信号解析装置が出力する前記瞬時位相雑音との差分に基づいて、前記第１入力信号と前記第２入力信号とのスキューを算出するスキュー算出手段と
を備える広帯域スキュー解析装置。
【請求項２５】
入力信号の周期ジッタを測定する広帯域周期ジッタ解析装置であって、
前記入力信号の瞬時位相雑音を出力する、請求項２、１２、１４、又は２２のいずれかに記載の第１広帯域信号解析装置と、
前記入力信号を、前記入力信号の周期に基づいて遅延させる遅延手段と、
前記遅延手段が遅延させた前記入力信号の瞬時位相雑音を出力する、請求項２、１２、１４、又は２２のいずれかに記載の第２広帯域信号解析装置と、
前記第１広帯域信号解析装置が出力する前記瞬時位相雑音と、前記第２広帯域信号解析装置が出力する前記瞬時位相雑音との差分に基づいて、前記入力信号の周期ジッタを算出する周期ジッタ算出手段と
を備える広帯域周期ジッタ解析装置。
【請求項２６】
入力信号を解析する広帯域信号解析方法であって、
前記入力信号の周波数帯域を複数に分割した場合に、それぞれの周波数帯域が予め定められた中間帯域に推移するように、前記入力信号の周波数をそれぞれ異なる推移量で推移させ、複数の中間周波数信号を生成する周波数推移段階と、
それぞれの前記中間周波数信号の複素スペクトルを出力するスペクトル測定段階と、
それぞれの前記複素スペクトルを連結するスペクトル連結段階と
を備える広帯域信号解析方法。
【請求項２７】
前記スペクトル連結段階において連結した前記複素スペクトルに基づいて、前記入力信号の瞬時位相雑音を推定する瞬時位相雑音推定段階を更に備える請求項２６に記載の広帯域信号解析方法。
【請求項２８】
入力信号の位相雑音スペクトルを解析する広帯域信号解析方法であって、
前記入力信号の周波数帯域を複数に分割した場合に、それぞれの周波数帯域が予め定められた中間帯域に推移するように、前記入力信号の周波数をそれぞれ異なる推移量で推移させ、複数の中間周波数信号を生成する周波数推移段階と、
それぞれの前記中間周波数信号の瞬時位相雑音を推定する瞬時位相雑音推定段階と、
それぞれの前記中間周波数信号の前記瞬時位相雑音の複素スペクトルを出力するスペクトル測定段階と、
それぞれの前記複素スペクトルを連結するスペクトル連結段階と
を備える広帯域信号解析方法。
【請求項２９】
前記スペクトル連結段階において連結した前記複素スペクトルを時間領域の信号に変換し、前記入力信号の瞬時位相雑音を算出する逆フーリエ変換段階を更に備える請求項２８に記載の広帯域信号解析方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力信号を解析する広帯域信号解析装置、広帯域周期ジッタ解析装置、及び広帯域スキュー解析装置に関する。特に本発明は、広帯域の入力信号を解析する広帯域信号解析装置等に関する。
本出願は、下記の米国出願に関連する。文献の参照による組み込みが認められる指定国については、下記の出願に記載された内容を参照により本出願に組み込み、本出願の一部とする。
米国特許出願第１０／８６２，９０４    出願日  ２００４年６月７日
【背景技術】
【０００２】
高速シリアル入出力技術はデータレート２．５  Ｇｂｐｓの高速なデータ転送を可能としている。さらに２００５年には、６．５  Ｇｂｐｓに達しようとしている。過去５年間、タイミングジッタや周期ジッタは主にタイムインターバルアナライザ（ｔｉｍｅ  ｉｎｔｅｒｖａｌ  ａｎａｌｙｚｅｒ）やリアルタイムオシロスコープにより測定されてきた。少なくとも１組の隣り合うゼロ交叉を連続してサンプリングするか／推定する必要があるため、タイムインターバルアナライザやリアルタイムオシロスコープの測定限界はそれぞれ４．５  Ｇｂｐｓや２．５−３  Ｇｂｐｓ程度である。６．５  Ｇｂｐｓのジッタ測定を可能とするには、ハードウェア（特にアナログ・デジタル変換器や超高速カウンタ）の性能を大幅に向上させる必要がある。一方、等価サンプリングオシロスコープは、トリガーの度に標本化パルスのタイミングを順番にシフトさせ、波形を２０  ｋＨｚ程度の低い標本化周波数でアンダーサンプリングし、被測定波形を復元する。最先端の等価サンプリングオシロスコープは、時間領域において４０  Ｇｂｐｓまでのジッタ測定を可能としている。しかし、トリガー信号に１対１対応でひとつひとつの標本をサンプリングするため、測定時間は非常に長く、タイムスケール誤差も大きい。また、等価サンプリングオシロスコープの入力チャンネルは広い帯域をもつため、雑音の影響に非常に敏感であり、小さなジッタを精確には測定できない。
【０００３】
高速シリアル入出力技術の急速な進歩は、トリガー信号をもちいなくても５  Ｇｂｐｓ以上の発振の広帯域ジッタを測定でき、その測定値が雑音の影響をほとんどうけず、高速測定が可能な方法を要求している。しかし、要求をみたせる測定方法は発明されていない。一方、測定器メーカにとっても、次世代のリアルタイムオシロスコープやタイムインターバルアナライザ実現のため、高性能のハードウェア（特に、アナログ・デジタル変換器や周波数カウンタ）を開発することは一層困難になっている。すなわち、より長期の開発期間や大きな開発費用を必要とするようになっており、次世代測定器の開発は大きなリスクがともなうようになっている。すなわち、従来の測定方法の限界が顕著になっている。これらの観点から、トリガー信号を必要としない周波数スケーラブルで簡単な測定方法を発見することが非常に重要であることがわかる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
本発明は、広帯域のジッタ測定に利用できる、周波数領域サンプリング方式を提案する。このサンプリング方式は周波数スケーラブルでかつ非常に簡単な方法であり、測定器やテスタにまで広く適用できる。
【０００５】
次に、従来の様々なジッタ測定法の概要及びその課題について説明する。本発明に係る広帯域ジッタ測定法と区別するため、従来のΔφ法を狭帯域Δφ法と呼ぶ。表１と表２と表３は、それぞれ位相雑音測定とタイミングジッタ測定と周期ジッタ測定にたいし、提案する広帯域ジッタ測定法と従来法を比較している。
【０００６】
【表１】
2008501933.tif 000003
【表２】
2008501933.tif 000004
【表３】
2008501933.tif 000005
つぎに、時間領域のゼロ交叉検出器ベース測定器とスペクトラムアナライザや狭帯域Δφ法にたいする測定課題を論じる。
Ｗｉｅｎｅｒ−Ｋｈｉｎｃｈｉｎｅの定理から、自己相関関数Ｒｘｘ（τ）と両側スペクトル密度関数Ｓｘｘ（ｆ）との関係は
2008501933.tif 000006
2008501933.tif 000007
のようにあたえられる  。Ｒｘｘ（τ）と片側スペクトル密度関数Ｇｘｘ（ｆ）との関係は
2008501933.tif 000008
2008501933.tif 000009
となる。
理想的発振器は
2008501933.tif 000010
なる繰り返し波形を出力する。しかし、実際の発振器は
2008501933.tif 000011
なる瞬時値を出力する。ここで、Δφ（ｔ）は位相変動であり、直線位相（２πｆ０ｔ＋φ０）からの不規則なずれである。Δφ（ｔ）は、瞬時位相雑音と呼ばれる  。
【０００７】
発振周波数ｆ０からのオフセット周波数ｆＪ（＝ｆ−ｆ０）で考えると、位相雑音は、両側スペクトル密度関数とみなせる。式（１）から、瞬時位相雑音の自己相関関数ＲΔφΔφ（τ）は
2008501933.tif 000012
であたえられる。ここに、ＳΔφΔφ（ｆＪ）は両側位相雑音スペクトル密度関数である。式（３）の片側位相雑音スペクトル密度関数ＧΔφΔφ（ｆＪ）をもちいると
2008501933.tif 000013
のようにあたえられる。逆に、式（２）より両側位相雑音スペクトル密度関数は
2008501933.tif 000014
であたえられる。同様に、式（４）より片側位相雑音スペクトル密度関数は
2008501933.tif 000015
であたえられる。
ゼロ交叉再サンプラをΔφ（ｔ）に適用し、ｘ（ｔ）のゼロ交叉ｔ  ＝  ｎＴ近傍において、Δφ（ｔ）を再サンプリングすると、タイミングジッタ
2008501933.tif 000016
をえる  。図１Ａは、瞬時タイミングジッタ系列Δφ［ｎ］を図示している。図１Ｂに示すように瞬時周期ジッタ系列Ｊ［ｎ］は、Δφ［ｎ］の差分としてあたえられる  。
2008501933.tif 000017
式（６）または式（７）があたえるＲΔφΔφ（τ）をもちいて、ジッタ測定を時間領域でモデル化する。瞬時位相雑音Δφ（ｔ）の２乗平均値（ｍｅａｎ  ｓｑｕａｒｅ  ｖａｌｕｅ）
2008501933.tif 000018
は
2008501933.tif 000019
であたえられる  。自己相関係数ＲΔφΔφ（０）はあるエッジの揺らぎパワーであり、異なるエッジ間の揺らぎの積ではないことに注意されたい。
式（１１）があたえる瞬時周期ジッタ系列Ｊ［ｎ］の２乗平均値
2008501933.tif 000020
は
2008501933.tif 000021
からえられる  。同様に
2008501933.tif 000022
ともあらわされる。さらに、瞬時サイクルツウサイクル周期ジッタ系列ＪＣＣ［ｎ］の２乗平均値
2008501933.tif 000023
は
2008501933.tif 000024
となる。自己相関係数ＲΔφΔφ（Ｔ）やＲΔφΔφ（２Ｔ）は異なるエッジ間の揺らぎの積に対応することに注意されたい。したがって、周期ジッタやサイクルツウサイクル周期ジッタを測定するためには、異なるエッジの揺らぎを同時に観測する必要がある。
式（１２）と式（１３．１）から、ＲΔφΔφ（Ｔ）は
2008501933.tif 000025
ともとめられることがわかる。
式（９）があたえるＧΔφΔφ（ｆＪ）をもちいて、ジッタ測定を周波数領域でモデル化する。式（７）においてτ＝  ０とおくと、式（１２）の
2008501933.tif 000026
は
2008501933.tif 000027
であたえられる  。これは、Ｐａｒｓｅｖａｌの定理であることに注意されたい。
2008501933.tif 000028
は
2008501933.tif 000029
からえられる  。さらに、
2008501933.tif 000030
は
2008501933.tif 000031
となる  。
【０００８】
次に、時間領域におけるジッタ測定の課題を論じる。最初に、時間領域測定がゼロ交叉時刻測定にもとづいていることを示す。つぎに、２種類のタイムインターバルアナライザと２種類のオシロスコープの測定原理と課題を明らかにする。
式（１２）においてτ  ＝  ０であるから、
2008501933.tif 000032
を時間領域で測定するには、ある時刻のエッジの揺らぎを直接観測する必要がある。エッジの揺らぎを直接観測するためには被測定発振器に加え、図２に図示する直線をあたえる完全な発振器も必要とする。すなわち完全な発振器・出力の瞬時周波数は
2008501933.tif 000033
と時刻に依存せず傾き一定の直線であり（＝位相揺らぎをもたず）、安定である。実際には、被測定信号より位相雑音が小さい発振器を、この理想発振器としてもちいる（図３の基準発振器）。従来法は図４に示すように、被測定発振出力の立ち上がりエッジ時刻と理想発振出力の立ち上がりエッジ時刻間の時間間隔として時刻エラー関数（ｔｉｍｅ  ｅｒｒｏｒ  ｆｕｎｃｔｉｏｎ）を測定する。
2008501933.tif 000034
式（１９）の右辺、第２項が理想発振出力の立ち上がりエッジ時刻である。時刻エラー関数は、タイミングジッタで近似できる。
2008501933.tif 000035
リアルタイム・オシロスコープは発振器出力波形のエッジを連続して観測できるため、理想発振出力のエッジを直接測定しなくてよい。すなわち、測定した発振出力のエッジ時刻との間の２乗誤差が最小になるように、理想発振出力のエッジ時刻を推定できる。このとき同時に、周波数オフセットの影響も最小にできる。  
【０００９】
同様に、
2008501933.tif 000036
を測定するには、式（１３．１）においてτ＝  ０とτ＝  Ｔであるから、ある時刻のエッジの揺らぎと、Ｔだけ隔たった２つの時刻におけるエッジの揺らぎを同時に観測する必要があることがわかる。従来法は、たとえば被測定波形の立ち上がりエッジ時刻と隣の立ち上がりエッジ時刻間の時間間隔を直接測定し、その分散を計算することにより、周期ジッタを測定する。なお観測時間間隔τを被測定発振の１周期とすると、時刻関数の第１増分（ｔｈｅ  ｆｉｒｓｔ  ｉｎｃｒｅｍｅｎｔ  ｏｆ  ｔｈｅ  ｔｉｍｅ  ｆｕｎｃｔｉｏｎ）や時間間隔エラー（ｔｉｍｅ  ｉｎｔｅｒｖａｌ  ｅｒｒｏｒ）は周期ジッタと等価になる。
【００１０】
まとめると、時間領域においてジッタを測定するためには、２つの異なるエッジ間の時間間隔を測定する必要がある。すなわち、タイミングジッタ測定は、発振器・出力と理想発振器・出力間の時間間隔を、周期ジッタ測定は発振器・出力の隣り合う立ち上がりエッジ間の時間間隔を測定しなければならない。このため、ジッタ測定には、主にゼロ交叉法が利用されてきた。つぎに、従来のゼロ交叉検出器ベース測定器の課題をまとめる。
【００１１】
空き時間がゼロのタイムインターバルアナライザは、空き時間がゼロのタイムスタンプ・カウンターをもちい、ゼロ交叉の時刻列ｔｋとゼロ交叉事象の番号列ｋを連続して計数する。図５は、空き時間ゼロのタイムインターバルアナライザのブロック図である。
被測定時間間隔は、Ｎｙｑｕｉｓｔの標本化周波数でサンプリングする必要がある  。例えば、ゼロ空き時間のタイムインターバルアナライザの周波数レンジは  ８０  ＭＨｚに限定されている。
【００１２】
空き時間がノンゼロのタイムインターバルアナライザは、空き時間（ｄｅａｄ  ｔｉｍｅ）がノンゼロのカウンターをもちい、あるゼロ交叉（＝１番目とする）からｎ番目のゼロ交叉までの時間間隔を間欠的に計数する。
【００１３】
空き時間ゼロのタイムインターバルアナライザと異なり、空き時間ノンゼロのタイムインターバルアナライザは、タイミングジッタを直接測定できない。
【００１４】
Ｎｙｑｕｉｓｔの標本化周波数で、被測定時間間隔をサンプリングする必要があるため、タイムインターバルアナライザの測定限界は４．５  Ｇｂｐｓ程度である。周期ジッタ測定には短い時間しか要さない。たとえば、６０  ｍｓｅｃ程度以下で１００００ポイントの確率密度関数を測定できる。しかし、周期的要因により発生するタイミングジッタとランダムな要因により発生するタイミングジッタを分離するときや、位相雑音スペクトルを測定するときは、時間間隔を繰り返し測定し、自己相関関数をもとめる必要があるため、測定時間は長くなる。また単発測定が基本であるから、連続測定が必要とされる、サイクルツゥサイクル周期ジッタＪＣＣ［ｎ］や経過時間に依存する長期タイミングジッタ（ｌｏｎｇ  ｔｅｒｍ  ｊｉｔｔｅｒ）は測定できない。また高速の被測定波形をサンプリングするためには、入力系の帯域ｂｗを広くする必要がある。広帯域ジッタを測定すると、
2008501933.tif 000037
に比例し雑音の影響をうける。
【００１５】
リアルタイムオシロスコープは、標本化定理をみたす標本周期で、被測定波形を等間隔に離散化する（図６）。さらにリアルタイムオシロスコープは、離散波形を補間することにより、そのゼロ交叉ポイントを検出し、ゼロ交叉ポイント間の周期変動として周期ジッタをもとめる。
【００１６】
この方式は、つぎに説明するように、原理的に問題（すなわち周期定常過程にともなう測定方法の課題）がある。ジッタをもつクロック波形の０％や１００％振幅レベルの部分は定常過程に対応する。一方、ゼロ交叉レベルはランダム位相変調を受けているから、不規則過程に対応する。すなわち、リアルタイムオシロスコープに組み込まれている補間法は定常過程に対応する波形部分を補間して、不規則過程に対応するゼロ交叉時刻を推定していることになる。因果関係が成立する波形部分から、因果関係が成り立たないエッジ部分を、無理に推定していることになる。ジッタ量が大きく、定常過程信号（０％や１００％振幅レベルに対応する）も、不規則過程に属するエッジと同様にジッタの影響を受けるときには、補間法は比較的精確にジッタを推定できる。しかし、ジッタ量が小さく、定常過程信号がジッタの影響を受けていないとき、補間法は精確にジッタを推定できない。
【００１７】
アナログ・デジタル変換器の変換スピードが、この方式の測定帯域の上限をあたえることは明らかである。たとえば、標本化レート２０  ＧＳｐｓのリアルタイムオシロスコープをもちいると。図７に示すように２．５  Ｇｂｐｓ程度までのジッタ測定が可能である。しかし、ゼロ交叉はほとんどサンプリングされないため、この方式の周期ジッタ測定では、ゼロ交叉を探しだす検出時間が大きな割合を占める。さらに、高速アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）は複数のサブＡＤＣをインターリブして実現されるため、離散化された波形はインターリーブ周波数成分またはその高調波成分をもってしまう。またインターリーブ成分が測定しようとする搬送波の側帯波に現れると、ジッタ値を過大評価してしまう。また周期ジッタの測定誤差は、被測定波形の１／（周期ジッタの２乗平均値）により主にあたえられる。したがって、被測定ジッタ量が小のとき、この方式の測定誤差は大きくなる。また高速の被測定波形をサンプリングするためには、入力系の帯域ｂｗを広くする必要がある。広帯域ジッタを測定すると、
2008501933.tif 000038
に比例し雑音の影響をうける。このため、小さなジッタを精確には測定できない。また、精確な標本化タイミングで波形を離散化すること、すなわちサンプリングジッタを小さくすることも、データレートが高速になればなるほど困難になる。
【００１８】
等価サンプリング方式のオシロスコープは、ジッタの小さいトリガー信号を時間基準としてもちい、トリガー・ポイントから離散化ポイントまでの遅延時間を一定ステップ時間で増加させ、低いサンプリング周波数で動作するＡＤＣをもちい、繰り返し波形を離散化する。そしてトリガー・ポイントから離散化ポイントまでの遅延時間に対応させて元の波形を再構成する（図８）。
【００１９】
等価標本化レート４０  ＭＳｐｓの等価サンプリングオシロスコープをもちいると、４０  Ｇｂｐｓまでのジッタ測定が時間領域において可能である。しかし位相雑音スペクトルなどの周波数領域測定は不可能である。というのは、等価サンプリング方式はその標本周期が、標本化定理をみたせないため、たとえば２０  ｋＨｚ以上の周波数には折り返し誤差が避けられない。また等価サンプリングオシロスコープは、たとえば図９Ａに図示するよう１００００サイクル離れた標本を離散化し、図９Ｂに図示するように、一見すると隣り合うサイクルの標本値としてプロットする。すなわち、等価サンプリングオシロスコープは連続した測定をおこなえない。この結果、等価サンプリング方式は、真の周期ジッタを測定できない。逆に、標本値間の時間間隔は不定であるから、等価サンプリング方式は長時間ジッタも測定できない。さらに、トリガー信号に対応してひとつの標本をサンプリングするため、測定時間は非常に長くなる。たとえば、７６００  ビットのジッタ測定に１５  秒程度要することが報告されている。あるオシロスコープは、電気信号観測のために、８０  ＧＨｚ帯域の測定チャンネルをもっている。このため、等価サンプリングオシロスコープの観測ノイズは、６  ＧＨｚ帯域のリアルタイムオシロスコープにくらべて、３．５倍大きくなる。したがって、雑音エネルギーが大きいＣＭＯＳ回路のジッタ測定は精度を維持するのは困難である。
【００２０】
図１０に示すアンダーサンプリングをもちいた試験装置システムは、被試験デバイスからの信号をアンダーサンプリングすることによりタイミングジッタを測定する。被試験デバイスからの信号がＨＢＳ  ＰＲＯＢＥでプロービングされる。ＨＢＳ  ＰＲＯＢＥはＳＴＡＲＴ信号をタイミング発生器に供給する。ＳＴＡＲＴ信号に対応し、タイミング発生器はストローブタイミングを発生し、トリガーパルスとしてコンパレータＨＢＳ  ＰＲＯＢＥ  にあたえる。図１１が図示するように、入力されたトリガーパルスのタイミングで、ＨＢＳ  ＰＲＯＢＥは信号レベルとシキイ値レベルを比較し、信号がシキイ値レベルより小さいときは０、大きいときには１を出力する。被試験デバイスに繰り返し試験パターンを印加し、出力信号を繰り返しアンダーサンプリングすると、信号のエッジ遷移をえる。エッジ遷移から確率分布関数をもとめ、微分することにより確率密度関数をもとめる。
【００２１】
アンダーサンプリングをもちいた試験装置は、タイムスケール誤差
2008501933.tif 000039
をもつ。すなわち、ＳＴＡＲＴ信号のもつタイミングジッタ
2008501933.tif 000040
と、ＳＴＡＲＴ信号の時刻からストローブタイミングまでの遅延時間の長期タイミングジッタ
2008501933.tif 000041
からなる。このため位相雑音スペクトルなどの周波数領域測定は不可能である。さらに、ＳＴＡＲＴ信号に対応してひとつの標本をサンプリングするため、測定時間は非常に長い。したがって、この装置は試作デバイスの評価用に主に適用され、量産デバイスの試験には適用が困難である。  図１０に図示する、被試験デバイスとコンパレータＨＢＳ  ＰＲＯＢＥ間の信号経路の帯域ｂｗが広くなると、
2008501933.tif 000042
に比例して雑音の影響をうける。すなわち、データレートが高速になればなるほど、試験系の雑音も無視できなくなる。
【００２２】
スペクトラムアナライザ法または位相検出器法では、周波数領域で位相雑音を測定するためには、図１２に図示されているように、位相検出器からの位相復調出力Δφ（ｔ）を、スペクトラムアナライザをもちいて観測すればよい。
【００２３】
しかしスペクトラムアナライザ法は、フィルタを周波数掃引させるため、測定に時間を要する。またフィルタを周波数掃引させるため、周波数分解能は粗い。このため、位相雑音にあらわれるスプリアススペクトルは観測困難である。またスペクトラムアナライザ法は、パワスペクトルとして、位相雑音を測定できるのみである。したがって、ジッタ伝達関数は位相雑音のパワスペクトルと位相雑音のパワスペクトルの比としてしか推定できない。このため、スペクトラムアナライザ法は、ジッタ伝達関数の位相差を測定できない。またスペクトラムアナライザ法は位相雑音のピークジッタを測定できない。さらに、スペクトラムアナライザ法は周期ジッタのｒｍｓ値やピークツウピーク値やその確率密度関数を直接に測定できない。
【００２４】
狭帯域Δφ法は、瞬時位相雑音Δφ（ｔ）が波形を位相変調しているとみなし、位相復調することによりベースバンド信号Δφ（ｔ）を抽出する。
【００２５】
狭帯域Δφ法においては、ジッタは緩やかに変化する位相変調成分であると仮定している。緩やかに変化する位相を復調するため、標本化は連続しておこなう必要がある。また狭帯域Δφ法は、周期当り３  ポイントまたは４  ポイント以上で被測定波形を離散化する必要がある。すなわち、高速ＡＤＣやリアルタイムオシロスコープを必要とする。このため、標本化レート２０  ＧＳｐｓのリアルタイムオシロスコープをもちいても、５  ＧＨｚ程度までのジッタ測定が限界である。また高速の被測定波形をサンプリングするためには、入力系の帯域ｂｗを広くする必要がある。広帯域ジッタを測定すると、
2008501933.tif 000043
に比例し雑音の影響をうける。また、精確な標本化タイミングで波形を離散化すること、すなわちサンプリングジッタを小さくすることも、データレートが高速になればなるほど困難になる。
【００２６】
本発明は、上述した従来技術の課題を解決することのできる広帯域信号解析装置、広帯域スキュー解析装置、及び広帯域周期ジッタ解析装置を提供することを目的とする。この目的は、請求の範囲における独立項に記載の特徴の組み合わせにより達成される。また従属項は本発明の更なる有利な具体例を規定する。
【課題を解決するための手段】
【００２７】
上記課題を解決するために、本発明の第１の形態においては、入力信号を解析する広帯域信号解析装置であって、入力信号の周波数帯域を複数に分割した場合に、それぞれの周波数帯域が予め定められた中間帯域に推移するように、入力信号の周波数をそれぞれ異なる推移量で推移させ、複数の中間周波数信号を生成する周波数推移手段と、それぞれの中間周波数信号の複素スペクトルを出力するスペクトル測定手段と、それぞれの複素スペクトルを連結するスペクトル連結手段とを備える広帯域信号解析装置を提供する広帯域信号解析装置を提供する。
【００２８】
スペクトル連結手段が連結した複素スペクトルに基づいて、入力信号の瞬時位相雑音を推定する瞬時位相雑音推定手段を更に備えてよい。
【００２９】
スペクトル測定手段が出力するそれぞれの複素スペクトルに基づいて、それぞれの中間周波数信号の瞬時位相雑音を推定する瞬時位相雑音推定手段と、それぞれの中間周波数信号の瞬時位相雑音を周波数領域の信号に変換し、複素スペクトルとしてスペクトル連結手段に入力するフーリエ変換手段とを更に備え、スペクトル連結手段は、入力されたそれぞれの複素スペクトルを連結し、入力信号の位相雑音スペクトルを生成してよい。
【００３０】
スペクトル測定手段は、中間周波数信号の片側スペクトルを、複素スペクトルとして出力してよい。スペクトル測定手段は、中間周波数信号を単側波帯信号に変換する単側波帯信号変換手段と、単側波帯信号を周波数領域の信号に変換するフーリエ変換手段とを有してよい。
【００３１】
周波数推移手段は、周波数の推移量に応じた周波数を有する周期信号を生成する周波数発生手段と、入力信号と周期信号とを混合する周波数混合手段とを有してよい。
【００３２】
周波数発生手段は、異なる推移量に応じて、異なる周波数を有する周期信号を順次生成し、周波数混合手段は、それぞれの周期信号と、入力信号とを順次混合してよい。
【００３３】
スペクトル連結手段は、周波数発生手段が発生する周期信号の周波数を制御し、それぞれの中間周波数信号の複素スペクトルを、対応する周期信号の周波数に応じて推移して連結してよい。
【００３４】
周波数推移手段は、周波数混合手段が出力する信号の帯域を制限する帯域制限手段と、帯域制限手段が出力する信号を離散化し、スペクトル測定手段に与えるアナログデジタル変換手段とを更に有してよい。
【００３５】
位相雑音推定手段は、スペクトル連結手段が連結した複素スペクトルを時間領域の信号に変換し、入力信号の解析信号を生成する逆フーリエ変換手段と、解析信号の位相角を算出する位相推定手段とを有してよい。
【００３６】
位相雑音推定手段は、解析信号の位相角の直線成分を除去し、入力信号の位相雑音を算出するリニア位相除去手段を更に有してよい。
【００３７】
スペクトル測定手段は、中間周波数信号の片側スペクトルを、複素スペクトルとして出力し、位相雑音推定手段は、スペクトル測定手段が出力するそれぞれの片側スペクトルの帯域を制限する帯域制限手段と、帯域制限手段が出力する帯域制限された片側スペクトルを時間領域の信号に変換し、それぞれの中間周波数信号の解析信号を生成する逆フーリエ変手段と、それぞれの解析信号の位相角を算出する位相推定手段とを有してよい。
【００３８】
位相雑音推定手段は、それぞれの解析信号の位相角の直線成分を除去し、それぞれの中間周波数信号の位相雑音を算出するリニア位相除去手段を更に有してよい。
【００３９】
スペクトル連結手段が生成した入力信号の位相雑音スペクトルを時間領域の信号に変換し、入力信号の瞬時位相雑音を算出する逆フーリエ変換手段を更に備えてよい。
【００４０】
入力信号は、所定の搬送波と側波帯とを有する信号であって、スペクトル測定手段は、搬送波の成分を除去した複素スペクトルを出力してよい。
【００４１】
入力信号は、所定の搬送波と側波帯とを有する信号であって、スペクトル測定手段は、搬送波及び入力信号の側波帯雑音に基づいて、入力信号の片側複素スペクトルを出力し、広帯域信号解析装置は、スペクトル連結手段が連結した片側複素スペクトルに基づいて、入力信号の瞬時位相雑音を推定する瞬時位相雑音推定手段を更に備えてよい。
【００４２】
瞬時位相雑音推定手段は、スペクトル連結手段が連結した片側複素スペクトルを時間領域の信号に変換し、入力信号の解析信号を生成する逆フーリエ変換手段と、解析信号の位相角を算出する位相推定手段とを有してよい。
【００４３】
位相雑音推定手段は、解析信号の位相角の直線成分を除去し、入力信号の位相雑音を算出するリニア位相除去手段を更に有してよい。
【００４４】
本発明の第２の形態においては、入力信号の位相雑音スペクトルを解析する広帯域信号解析装置であって、入力信号の周波数帯域を複数に分割した場合に、それぞれの周波数帯域が予め定められた中間帯域に推移するように、入力信号の周波数をそれぞれ異なる推移量で推移させ、複数の中間周波数信号を生成する周波数推移手段と、それぞれの中間周波数信号の瞬時位相雑音を推定する瞬時位相雑音推定手段と、それぞれの中間周波数信号の瞬時位相雑音の複素スペクトルを出力するスペクトル測定手段と、それぞれの複素スペクトルを連結するスペクトル連結手段とを備える広帯域信号解析装置を提供する。
【００４５】
瞬時位相雑音推定手段は、それぞれの中間周波数信号を解析信号に変換する解析信号変換手段と、それぞれの解析信号の位相角を推定する位相推定手段とを有してよい。
【００４６】
周波数推移手段は、周波数の推移量に応じた周波数を有する周期信号を生成する周波数発生手段と、入力信号と周期信号とを混合する周波数混合手段とを有してよい。
【００４７】
周波数発生手段は、異なる推移量に応じて、異なる周波数を有する周期信号を順次生成し、周波数混合手段は、それぞれの周期信号と、入力信号とを順次混合してよい。
【００４８】
スペクトル連結手段は、周波数発生手段が発生する周期信号の周波数を制御し、それぞれの中間周波数信号の複素スペクトルを、対応する周期信号の周波数に応じて推移して連結してよい。
【００４９】
周波数推移手段は、周波数混合手段が出力する信号の帯域を制限する帯域制限手段と、帯域制限手段が出力する信号を離散化し、スペクトル測定手段に与えるアナログデジタル変換手段とを更に有してよい。
【００５０】
スペクトル連結手段が連結した複素スペクトルを時間領域の信号に変換し、入力信号の瞬時位相雑音を算出する逆フーリエ変換手段を更に備えてよい。
【００５１】
瞬時位相雑音推定手段は、それぞれの解析信号の位相角の直線成分を除去するリニア成分除去手段を更に有してよい。
【００５２】
本発明の第３の形態においては、複数の入力信号のスキューを測定する広帯域スキュー解析装置であって、第１入力信号の瞬時位相雑音を出力する第１広帯域信号解析装置と、第２入力信号の瞬時位相雑音を出力する第２広帯域信号解析装置と、第１広帯域信号解析装置が出力する瞬時位相雑音と、第２広帯域信号解析装置が出力する瞬時位相雑音との差分に基づいて、第１入力信号と第２入力信号とのスキューを算出するスキュー算出手段とを備える広帯域スキュー解析装置を提供する。
【００５３】
本発明の第４の形態においては、入力信号の周期ジッタを測定する広帯域周期ジッタ解析装置であって、入力信号の瞬時位相雑音を出力する第１広帯域信号解析装置と、入力信号を、入力信号の周期に基づいて遅延させる遅延手段と、遅延手段が遅延させた入力信号の瞬時位相雑音を出力する第２広帯域信号解析装置と、第１広帯域信号解析装置が出力する瞬時位相雑音と、第２広帯域信号解析装置が出力する瞬時位相雑音との差分に基づいて、入力信号の周期ジッタを算出する周期ジッタ算出手段とを備える広帯域周期ジッタ解析装置を提供する。
【００５４】
本発明の第５の形態においては、入力信号を解析する広帯域信号解析方法であって、入力信号の周波数帯域を複数に分割した場合に、それぞれの周波数帯域が予め定められた中間帯域に推移するように、入力信号の周波数をそれぞれ異なる推移量で推移させ、複数の中間周波数信号を生成する周波数推移段階と、それぞれの中間周波数信号の複素スペクトルを出力するスペクトル測定段階と、それぞれの複素スペクトルを連結するスペクトル連結段階とを備える広帯域信号解析方法を提供する。スペクトル連結段階において連結した複素スペクトルに基づいて、入力信号の瞬時位相雑音を推定する瞬時位相雑音推定段階を更に備えてよい。
【００５５】
本発明の第６の形態においては、入力信号の位相雑音スペクトルを解析する広帯域信号解析方法であって、入力信号の周波数帯域を複数に分割した場合に、それぞれの周波数帯域が予め定められた中間帯域に推移するように、入力信号の周波数をそれぞれ異なる推移量で推移させ、複数の中間周波数信号を生成する周波数推移段階と、それぞれの中間周波数信号の瞬時位相雑音を推定する瞬時位相雑音推定段階と、それぞれの中間周波数信号の瞬時位相雑音の複素スペクトルを出力するスペクトル測定段階と、それぞれの複素スペクトルを連結するスペクトル連結段階とを備える広帯域信号解析方法を提供する。スペクトル連結段階において連結した複素スペクトルを時間領域の信号に変換し、入力信号の瞬時位相雑音を算出する逆フーリエ変換段階を更に備えてよい。
【００５６】
尚、上記の発明の概要は、本発明の必要な特徴の全てを列挙したものではなく、これらの特徴群のサブコンビネーションも又、発明となりうる。
【図面の簡単な説明】
【００５７】
【図１Ａ】瞬時タイミングジッタ系列Δφ［ｎ］を示す図である。
【００５８】
【図１Ｂ】瞬時周期ジッタ系列Ｊ［ｎ］を示す図である。
【００５９】
【図２】入力信号の位相角の測定結果を示す図である。
【００６０】
【図３】被測定発振器のエッジ揺らぎを測定するための系を示す図である。
【００６１】
【図４】被測定発振器のエッジ揺らぎの従来の測定系を説明する図である。
【００６２】
【図５】空き時間ゼロのタイムインターバルアナライザのブロック図である。
【００６３】
【図６】従来のリアルタイムオシロスコープを説明する図である。
【００６４】
【図７】従来のリアルタイムオシロスコープの測定結果を示す図である。
【００６５】
【図８】従来の等価サンプリング方式のオシロスコープを説明する図である。
【００６６】
【図９Ａ】従来の等価サンプリング方式のオシロスコープによるサンプリングを説明する図である。
【００６７】
【図９Ｂ】従来の等価サンプリング方式のオシロスコープによるサンプリングを説明する図である。
【００６８】
【図１０】アンダーサンプリングをもちいた従来の試験装置システムを示す図である。
【００６９】
【図１１】アンダーサンプリングをもちいた従来の試験装置システムの動作を説明する図である。
【００７０】
【図１２】従来のスペクトラムアナライザを用いた位相検出システムを示す図である。
【００７１】
【図１３Ａ】本発明の実施形態に係る広帯域信号解析装置１００の構成の一例を示す図である。
【００７２】
【図１３Ｂ】本発明の実施形態に係る広帯域信号解析装置２００の構成の一例を示す図である。
【００７３】
【図１３Ｃ】本発明の実施形態に係る広帯域信号解析装置３００の構成の一例を示す図である。
【００７４】
【図１４】周波数分割逆多重サンプラ１１０の構成の一例を示す図である。
【００７５】
【図１５】周波数領域サンプラ１４の構成の一例を示す図である。
【００７６】
【図１６】広帯域信号解析装置１００の構成を示す図である。
【００７７】
【図１７】広帯域信号解析装置２００の構成の一例を示す図である。
【００７８】
【図１８】位相雑音推定手段２８０の構成の一例を示す図である。
【００７９】
【図１９】広帯域信号解析装置３００の構成の一例を示す図である。
【００８０】
【図２０Ａ】広帯域信号解析装置４００の構成の一例を示す図である。
【００８１】
【図２０Ｂ】広帯域信号解析装置５００の構成の一例を示す図である。
【００８２】
【図２１】周波数分割逆多重位相雑音サンプラ（４１０、５１０）の構成の一例を示す図である。
【００８３】
【図２２】解析信号変換手段３４の構成の一例を示す図である。
【００８４】
【図２３】広帯域信号解析装置４００の構成の一例を示す図である。
【００８５】
【図２４】広帯域信号解析装置５００の構成の一例を示す図である。
【００８６】
【図２５】広帯域信号解析装置１００の構成の他の例を示す図である。
【００８７】
【図２６Ａ−２６Ｂ】複素スペクトルの片側スペクトルへの変換を説明する図である。
【００８８】
【図２７】複素スペクトルの片側スペクトルへの変換を説明する図である。
【００８９】
【図２８】入力信号の周期ジッタを測定する広帯域信号解析装置６００の構成の一例を示す図である。
【００９０】
【図２９】広帯域スキュー解析装置として機能する広帯域信号解析装置６００の動作を説明する図である。
【００９１】
【図３０】非試験デバイスを試験する試験装置システムを説明する図である。
【００９２】
【図３１】パフォーマンスボード７３０とテストヘッド７００を示す図である。
【００９３】
【図３２】測定系を示す図である。
【００９４】
【図３３】スペクトラムアナライザ法をもちいて測定した、クロック信号のＲＦスペクトラムを示す図である。
【００９５】
【図３４】図１６において説明した周波数分割逆多重サンプラ１１０をもちいた広帯域ジッタ測定システムをシグナルアナライザに組み込み測定したＲＦスペクトラムを示す図である。
【００９６】
【図３５】スペクトラムアナライザ法でもとめた位相雑音スペクトルを示す図である。
【００９７】
【図３６】周波数分割逆多重サンプラ法でもとめた位相雑音スペクトルを示す図である。
【００９８】
【図３７】図１６において説明した周波数分割逆多重サンプラ１１０をもちいた広帯域ジッタ測定システムをシグナルアナライザに組み込み測定した瞬時位相雑音を示す図である。
【００９９】
【図３８】図１９において説明した周波数分割逆多重サンプラ３１０とスペクトル連結手段３５０をもちいた広帯域ジッタ測定システムをシグナルアナライザに組み込み測定した位相雑音スペクトラムを示す図である。
【０１００】
【図３９】スペクトラムアナライザ法で求めた位相雑音スペクトルを示す図である。
【０１０１】
【図４０】周波数分割逆多重サンプラ３１０とスペクトル連結手段３５０でもとめた位相雑音スペクトルを示す図である。
【０１０２】
【図４１】図１９において説明した周波数分割逆多重サンプラ３１０とスペクトル連結手段３５０をもちいた広帯域ジッタ測定システムをシグナルアナライザに組み込み測定した瞬時位相雑音を示す図である。
【０１０３】
【図４２】図２３において説明した周波数分割逆多重位相雑音サンプラ４１０をもちいた広帯域ジッタ測定システムをシグナルアナライザに組み込み測定した位相雑音スペクトラムを示す図である。
【０１０４】
【図４３】スペクトラムアナライザ法でもとめた位相雑音スペクトルを示す図である。
【０１０５】
【図４４】周波数分割逆多重位相雑音サンプラ法でもとめた位相雑音スペクトルを示す図である。
【０１０６】
【図４５】図２３において説明した周波数分割逆多重位相雑音サンプラ４１０をもちいた広帯域ジッタ測定システムをシグナルアナライザに組み込み測定した瞬時位相雑音を示す図である。
【０１０７】
【図４６】図１７において説明した広帯域信号解析装置２００の動作の一例を説明するフローチャートである。
【０１０８】
【図４７】図１９において説明した広帯域信号解析装置３００の動作の一例を説明するフローチャートである。
【０１０９】
【図４８】図２４において説明した広帯域信号解析装置６００の動作の一例を示すフローチャートである。
【発明を実施するための最良の形態】
【０１１０】
以下、発明の実施の形態を通じて本発明を説明するが、以下の実施形態は特許請求の範囲にかかる発明を限定するものではなく、又実施形態の中で説明されている特徴の組み合わせの全てが発明の解決手段に必須であるとは限らない。
【０１１１】
まず、本発明の実施形態に係る広帯域ジッタ測定法の測定原理を説明する。最初にジッタを時間領域と周波数領域において再定義し、ジッタ測定のための帯域通過サンプリング条件、すなわち全帯域にわたり被測定波形を同時に観測しなくてもよい条件、を理論的に導出する。
【０１１２】
時間領域において位相雑音や時間間隔エラーは、瞬時位相φ（ｔ）の直線位相（２πｆ０ｔ＋φ０）からの不規則なずれとして定義される。すなわちΔφ（ｔ）は、
2008501933.tif 000044
によってあたえられる。
2008501933.tif 000045
は、時間領域においてΔφ（ｔ）から直接もとめることができる。周波数領域においても、両側位相雑音スペクトル密度関数の全パワー
2008501933.tif 000046
を計算することにより
2008501933.tif 000047
を測定できる。
さらに、式（１３．１）が示しているように、周期ジッタのｒｍｓ値はエッジ間の自己相関係数
2008501933.tif 000048
（１３．１）と同じ
の差であたえられる。
2008501933.tif 000049
は、両側位相雑音スペクトル密度関数に帯域通過フィルタリングをほどこすことにより、周波数領域においても測定できる。
2008501933.tif 000050
（１７）と同じ
まとめると、式（２１）や式（１３．１）であたえられる時間領域の位相雑音やジッタは、式（１７）をもちいて周波数領域の測定量としても再定義できる。これは、エッジ間の自己相関関数ＲΔφΔφ（ｎＴ）が、両側位相雑音スペクトル密度関数ＳΔφΔφ（ｆＪ）とＷｉｅｎｅｒ−Ｋｈｉｎｃｈｉｎｅの定理により関係づけられているからである。この視点から、理想的な発振器を考える。時間領域の定義と周波数領域の定義より、搬送波の両側側波帯における雑音パワーがゼロであり、搬送波の瞬時位相は直線となり（図２）、タイミング揺らぎを示さない。逆に、実際の発振器は、搬送波の両側側波帯に雑音パワーをもつ。搬送波の瞬時位相は直線のまわりで変動し（図２）、タイミング揺らぎがあらわれる。
【０１１３】
次に、広帯域ジッタ測定法が満たさなければならない条件を導出する。最初に直線位相を測定できる条件について考察する。つぎに、エッジ間の相関係数を保存できる測定条件を見つける。最後に、被試験波形を全観測帯域にわたり同時に測定しなくてもよい条件を明らかにする。
【０１１４】
直線位相の測定条件について考察する。式（２１）は、どのような変換を瞬時位相にほどこしてもΔφ（ｔ）が不変であれば、位相雑音を推定できることを示しているとみなせる。周波数推移操作（＝信号を周波数軸に沿ってｆＬＯだけ移動させる操作）は、つぎの性質
2008501933.tif 000051
をもつ。ここで、ｈ（ｔ）とＨ（ｆ）はＦｏｕｒｉｅｒ変換対である。たとえば、ひとつの周波数ミキサーにより被測定波形を周波数推移させると、φ（ｔ）には直線位相２πｔｆＬＯが加わるのみである。
2008501933.tif 000052
すなわち、Δφ（ｔ）は保存される。したがって、被測定波形に周波数推移操作をほどこしても、位相雑音のピークツウピーク値やｒｍｓ値推定は影響をうけないことは明らかである。ただし、周波数推移操作に利用する発振器・出力は、完全な発振器であり、図２に図示するように直線の瞬時周波数をあたえると仮定している。
【０１１５】
瞬時位相を直接測定するときにはつぎの条件が成立する。測定帯域を複数のサブ帯域に分割しそれぞれｆＬＯ，ｍだけ周波数推移させて測定しても、瞬時位相を直接測定するときには時間領域において重ね合わせの定理が成り立つから、異なる直線位相の和の項があらわれ
2008501933.tif 000053
となる。同様に、Δφ（ｔ）は保存される。ここで、複数の周波数推移操作は、必ずしも同時におこなう必要がないことに注意されたい。
【０１１６】
これらの式（２３．１）と式（２３．２）は、広帯域ジッタ測定を実用化するうえでキーになる条件のひとつである。
【０１１７】
次に、式（１３．１）が課している、エッジ間の相関係数を保存できる測定条件を見つける。ところで式（１）で示されるように、Ｗｉｅｎｅｒ−Ｋｈｉｎｃｈｉｎｅの定理から、両側スペクトル密度関数と自己相関関数はＦｏｕｒｉｅｒ変換対をなす。したがって、両側位相雑音スペクトル密度関数が同じ分布を示せば
2008501933.tif 000054
瞬時位相雑音の自己相関関数も保存されることがわかる。
2008501933.tif 000055
したがって、両側位相雑音スペクトル密度関数の分布が保存されるならば、周期ジッタやサイクルツウサイクル周期ジッタを測定できる可能性が存在することがわかる。
【０１１８】
次に、被試験波形を全観測帯域にわたり同時に測定しなくてもよい条件を見つける。ところでＦｏｕｒｉｅｒ変換の直交性は、つぎの性質
2008501933.tif 000056
をもつ。すなわち、ある複素サイン波の複素共役をとり、ほかの複素サイン波との積を１周期にわたり積分すると、周波数が異なるとき積分値はゼロになる。周波数が一致するときのみノンゼロの積分値をもつ。この直交性を利用すると、式（６）の右辺は
2008501933.tif 000057
とあらわせる。すなわち、測定帯域をサブ帯域に分割しＳΔφΔφ（ｆＪ）を時間分割測定しても、式（６）が成立する。式（１３．１）によれば、周期ジッタにたいするエッジ間の自己相関係数は
2008501933.tif 000058
である。ところで、式（２６）においてτ＝  ０，  ＴとおくことによりＲΔφΔφ（０）やＲΔφΔφ（Ｔ）をえる。したがって、サブ帯域に分割したＳΔφΔφ（ｆＪ）を時間分割測定しても周期ジッタを測定できることが証明された。
【０１１９】
複素数の位相雑音スペクトルΔΦ（ｆＪ）と瞬時位相雑音Δφ（ｔ）はＦｏｕｒｉｅｒ変換対である。したがって、広帯域のΔΦ（ｆＪ）にＦｏｕｒｉｅｒ逆変換をほどこすことにより、Δφ（ｔ）が測定できる。
【０１２０】
まとめると、最初に、周波数推移操作に利用する局部発振器の位相雑音が無視できるとき、周波数ミキサーにより被測定波形を低周波数に推移させてもφ（ｔ）の直線位相からのずれは不変である。したがって、周波数推移させても、位相雑音のピークツウピーク値やｒｍｓ値を推定できることが明らかになった。さらに、全観測帯域にわたり同時に被試験波形を測定しなくても、両側位相雑音スペクトル密度関数の分布が保存されるならば、周期ジッタやサイクルツウサイクル周期ジッタを測定できる可能性が存在することを示した。最後に、ランダム過程の周期ジッタを時間領域において測定するときも、従来のリアルタイムオシロスコープのように全帯域を同時に測定する必要がなく、広い帯域をサブ帯域に分割してもＳΔφΔφ（ｆＪ）を時間分割測定できることを、Ｆｏｕｒｉｅｒ変換の直交性をもちいて理論的に導いた。これらを、ジッタ測定のための帯域通過サンプリング原理と呼ぶ。
【０１２１】
さらに、「Ｔ．  Ｊ．  Ｙａｍａｇｕｃｈｉ，  Ｍ．  Ｓｏｍａ，  Ｍ．  Ｉｓｈｉｄａ，  Ｔ．  Ｗａｔａｎａｂｅ，  ａｎｄ  Ｔ．  Ｏｈｍｉ，  "Ｅｘｔｒａｃｔｉｏｎ  ｏｆ  ｉｎｓｔａｎｔａｎｅｏｕｓ  ａｎｄ  ｒｍｓ  ｓｉｎｕｓｏｉｄａｌ  ｊｉｔｔｅｒ  ｕｓｉｎｇ  ａｎ  ａｎａｌｙｔｉｃ  ｓｉｇｎａｌ  ｍｅｔｈｏｄ，"  ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．  Ｃｉｒｃｕｉｔｓ  Ｓｙｓｔ．  ＩＩ，  ｖｏｌ．  ５０，  ｐｐ．  ２８８−２９８，  Ｊｕｎｅ  ２００３．」、「  Ｔ．  Ｊ．  Ｙａｍａｇｕｃｈｉ，  Ｍ．  Ｓｏｍａ，  Ｊ．  Ｎｉｓｓｅｎ，  Ｄ．  Ｈａｌｔｅｒ，  Ｒ．  Ｒａｉｎａ，  ａｎｄ  Ｍ．  Ｉｓｈｉｄａ，  "Ｔｅｓｔｉｎｇ  ｃｌｏｃｋ  ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎ  ｃｉｒｃｕｉｔｓ  ｕｓｉｎｇ  ａｎ  ａｎａｌｙｔｉｃ  ｓｉｇｎａｌ  ｍｅｔｈｏｄ，"  ｉｎ  ＩＥＥＥ  Ｉｎｔ．  Ｔｅｓｔ  Ｃｏｎｆ．，  Ｂａｌｔｉｍｏｒｅ，  ＭＤ，  ２００１，  ｐｐ．  ３２３−３３１．」、「Ｔ．  Ｊ．  Ｙａｍａｇｕｃｈｉ，  Ｍ．  Ｓｏｍａ，  Ｈ．  Ｍｕｓｈａ，  Ｌ．  Ｍａｌａｒｓｉｅ，  ａｎｄ  Ｍ．  Ｉｓｈｉｄａ，  "Ａ  ｎｅｗ  ｍｅｔｈｏｄ  ｆｏｒ  ｔｅｓｔｉｎｇ  ｊｉｔｔｅｒ  ｔｏｌｅｒａｎｃｅ  ｏｆ  ＳｅｒＤｅｓ  ｄｅｖｉｃｅｓ  ｕｓｉｎｇ  ｓｉｎｕｓｏｉｄａｌ  ｊｉｔｔｅｒ，"  ｉｎ  Ｐｒｏｃ．    ＩＥＥＥ  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｔｅｓｔ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，  Ｂａｌｔｉｍｏｒｅ，  ＭＤ，  Ｏｃｔ．  ７−１０，  ２００２，  ｐｐ．  ７１７−７２５．」等に開示されている狭帯域Δφ法と、上述した帯域通過サンプリング原理を組み合わせると、広帯域信号の位相雑音、タイミングジッタ、周期ジッタ、クロックスキュー、位相雑音スペクトル、タイミングジッタスペクトル、周期ジッタスペクトル、位相雑音やタイミングジッタや周期ジッタの自己相関関数、ジッタ伝達関数、アライメントジッタ、ビット誤り率を測定できる。特に、周期ジッタ、クロックスキュー、及びアライメントジッタの測定法については後述する。
【０１２２】
なお、従来の等価サンプリング方式のオシロスコープは両側位相雑音スペクトル密度関数を保存できないから、真の周期ジッタは測定できない。
【０１２３】
次に、上述した帯域通過サンプリング原理にもとづく広帯域ジッタ測定システムを説明する。まず、周波数分割逆多重サンプラとスペクトル連結手段をもちいて広帯域ジッタ測定システムを実現する方法を説明し、次に周波数分割逆多重・位相雑音サンプラとスペクトル連結手段をもちいた広帯域ジッタ測定システムについて説明し、最後に周波数分割逆多重サンプラとスペクトル連結手段をもちいる広帯域ジッタ測定システムの他の方法を説明する。最後に説明する広帯域ジッタ測定システムは、周波数分割逆多重サンプラとスペクトル連結手段用いるが、リアルタイム・オシロスコープにも適用可能である。本章では、簡単のため、信号の振幅は１としてあつかう。複素数スペクトルＳΔφΔφ（ｆＪ）はΔΦ（ｆＪ）と同じ意味でもちいる。
【０１２４】
最初に、周波数分割逆多重サンプラをもちいた広帯域ジッタ測定システムについて説明する。
【０１２５】
図１３Ａ、図１３Ｂ、図１３Ｃは、本発明の実施形態に係る広帯域信号解析装置１００、広帯域信号解析装置２００、広帯域信号解析装置３００の構成の一例を示す図である。
【０１２６】
広帯域信号解析装置１００は、入力信号ｘ（ｔ）のスペクトルを解析する装置であって、周波数分割逆多重サンプラ１１０及びスペクトル連結手段１５０を備える。周波数分割逆多重サンプラ１１０は、入力信号ｘ（ｔ）の帯域を分割したときの、それぞれの帯域の複素スペクトルを測定し、スペクトル連結手段１５０は、それぞれの帯域の複素スペクトルを連結することにより、入力信号ｘ（ｔ）の複素スペクトルを算出する。
【０１２７】
入力信号ｘ（ｔ）のそれぞれの帯域の複素スペクトルを測定する方法には、それぞれの帯域を順次測定するシリアル測定と、複数の帯域を並列して測定するパラレル測定があるが、まずシリアル測定を行う場合について説明する。
【０１２８】
図１４は、周波数分割逆多重サンプラ１１０の構成の一例を示す図である。周波数分割逆多重サンプラ１１０は、周波数推移手段１１、帯域制限手段の一例としてのバンドパスフィルタ手段１２、及びスペクトル測定手段の一例としての周波数領域サンプラ１４を有する。周波数推移手段１１は、入力信号ｘ（ｔ）の周波数帯域を複数に分割した場合に、それぞれの周波数帯域が予め定められた中間帯域に推移するように、入力信号ｘ（ｔ）の周波数をそれぞれ異なる推移量で推移させ、複数の中間周波数信号を生成する。
【０１２９】
当該中間帯域は、周波数領域サンプラの周波数特性に基づいて定められてよい。例えば、周波数領域サンプラの測定に適した中間帯域を設定する。
【０１３０】
また、周波数推移手段１１は、入力信号ｘ（ｔ）の帯域を当該中間帯域幅毎に分割して考えた場合に、当該中間帯域の帯域幅ずつ増加する推移量で入力信号ｘ（ｔ）の周波数をそれぞれ推移させる。このような動作により、入力信号ｘ（ｔ）の全ての帯域を、中間帯域に推移させて測定することができる。
【０１３１】
本例において周波数推移手段１１は、異なる推移量に応じて、異なる周波数を有する周期信号を順次生成する周波数発生手段１３と、それぞれの周期信号と、入力信号とを順次混合する周波数混合手段１０とを有する。
【０１３２】
また周波数領域サンプラ１４は、それぞれの中間周波数信号の複素スペクトルを出力する。
【０１３３】
図１５は、周波数領域サンプラ１４の構成の一例を示す図である。周波数領域サンプラ１４は、それぞれの中間周波数信号の片側スペクトルを、前述した複素スペクトルとして出力する。本例において周波数領域サンプラ１４は、単側波帯信号変換手段として機能する混合器（１６−１、１６−２、以下１６と総称する）、及びフーリエ変換手段１８を有する。
【０１３４】
それぞれの混合器１６は、それぞれの中間周波数信号を単側波帯信号に変換する。また、フーリエ変換手段１８は、単側波帯信号を周波数領域の信号に変換し、前述した複素スペクトルＳＸＸ（ｆ）として出力する。また、以下の例ではフーリエ変換手段１８は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）によって周波数領域の信号に変換するが、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）やその他の方法によって、周波数領域の信号に変換してもよいことは明らかである。
【０１３５】
図１６は、広帯域信号解析装置１００の構成を示す図である。前述したように、周波数分割逆多重サンプラ１１０は、それぞれの中間周波数信号の複素スペクトルを出力する。そしてスペクトル連結手段１５０は、周波数発生手段１３が発生する周期信号の周波数を制御し、それぞれの中間周波数信号の複素スペクトルを、対応する周期信号の周波数に応じて推移して連結する。つまり、スペクトル連結手段１５０は、周波数推移された中間周波数信号の周波数を、もとの周波数に戻して連結する。このような動作により、広帯域の入力信号のスペクトルを所望の帯域にわたって測定することができる。
【０１３６】
次に、広帯域信号解析装置１００の動作を数式を用いて詳細に説明する。バンドパスフィルタ手段１２の中心周波数はｆＩＦとすると、広帯域信号解析装置１００の広帯域ジッタ測定は、測定帯域をサブ帯域に分割し、側波帯雑音スペクトルＳｘｘ（ｆＪ）を時間分割測定することにより実現される。
【０１３７】
周波数混合手段１０は、周波数発生手段１３からのサイン波
2008501933.tif 000059
を入力信号
2008501933.tif 000060
にアナログ的に乗じ、ｘ（ｔ１）を周波数推移させる。このとき、周波数ｆ０の搬送波は周波数ｆ０-ｆＬＯ１に周波数推移する。
2008501933.tif 000061
さらに周波数推移された入力信号は、バンドパスフィルタ手段１２（その帯域幅はＢＷとする）により帯域制限され、その差周波数成分がとりだされる。ｆＬＯ１＝  ｆ０  -  ｆＩＦとすると、理想的搬送波（その周波数ｆ０、Δｆ  ＝  ０なる搬送波）は、帯域通過フィルタの中心周波数（＝ｆＩＦ）に周波数推移される。周波数ｆ０＋εから周波数ｆ０＋  ＢＷ／２に対応する帯域で、周波数混合された信号を観測すると
2008501933.tif 000062
をえる。一般には、公称周波数ｆ０からのオフセット周波数Δｆは非ゼロであるから、Δｆ＞εのとき
2008501933.tif 000063
直線位相
2008501933.tif 000064
とランダム位相過程
2008501933.tif 000065
を観測することになる。
【０１３８】
周波数混合された信号をＡＤＣにより離散値信号に変換し、さらに図１５に示すようにデジタルＩ−，  Ｑ−復調手段により解析信号に変換すると次式をえる。
2008501933.tif 000066
同様に、周波数混合手段１０をもちいて、周波数発生手段１３からのサイン波
2008501933.tif 000067
と入力信号を乗じ、ＡＤＣにより離散値信号に変換し、デジタルＩ−，  Ｑ−復調手段により、周波数ｆ０＋ＢＷ／２から周波数ｆ０＋ＢＷに対応する帯域で、解析信号に変換すると
2008501933.tif 000068
をえる。ここで、ｆＬＯ２＝ｆ０＋ＢＷ／２-ｆＩＦとした。さらに、Δｆ＜＜ＢＷと仮定し、オフセット周波数を無視した。このとき、観測されるのはランダム位相過程のみとなることに注意されたい。
【０１３９】
図１５から明らかなように、周波数分割逆多重サンプラ１１０は、雑音スペクトルＳｘｘ（ｆＪ）を出力する。図１６に図示するように、スペクトル連結手段１５０は周波数領域において解析信号ｚ（ｔ１）とｚ（ｔ２）の和をもとめる。ここで、スペクトルＺ（ｆＪ）  は２Ｓｘｘ（ｆＪ）に等しいことに注意されたい。係数２を無視すると、Ｚ（ｆＪ）  はＳｘｘ（ｆＪ）とみなせる。したがって、スペクトル連結手段はＳｘｘ（ｆＪ）の和をあたえることが証明された。
【０１４０】
つぎに、スペクトル連結手段１５０の出力を実際にもとめる。スペクトル連結手段１５０の出力は、式（２８）と式（２９）を考慮しフェイザー（ｐｈａｓｏｒ）で表現すると
2008501933.tif 000069
と等価である。ここで、フェイザー解析をおこなうために、共通の搬送波項を左辺の第２項に明示した。ところで、Δφ（ｔ）はランダム位相過程であるから、標本時刻ｔ１とｔ２における初期位相差
2008501933.tif 000070
と
2008501933.tif 000071
は物理的意味をもたない。すなわち
2008501933.tif 000072
をえる。さらに、周波数領域における直交性をもちいると
2008501933.tif 000073
2008501933.tif 000074
となる。最後にスペクトル連結手段１５０は、次式に対応するＳｘｘ（ｆＪ）をもとめる。
2008501933.tif 000075
実際には図１６に図示するように、スペクトル連結手段１５０は、観測複素数スペクトルＳｘｘ（ｆＪ，ＬＯ１）やＳｘｘ（ｆＪ，ＬＯ２）に周波数推移操作をほどこし、複素数スペクトルＳｘｘ（ｆＪ）を再生する。
【０１４１】
次に、図１３Ｂに示した広帯域信号解析装置２００について説明する。広帯域信号解析装置２００は、図１３Ｂに示すように、広帯域信号解析装置１００の構成に加え、位相雑音推定手段２８０を更に備える。
【０１４２】
図１７は、広帯域信号解析装置２００の構成の一例を示す図である。図１７において、周波数分割逆多重サンプラ２１０及びスペクトル連結手段２５０は、図１４〜１６において説明した周波数分割逆多重サンプラ１１０及びスペクトル連結手段１５０と同一の機能及び構成を有する。
【０１４３】
位相雑音推定手段２８０は、スペクトル連結手段１５０が連結した複素スペクトルに基づいて、入力信号の瞬時位相雑音Δφ（ｔ）を推定する。
【０１４４】
図１８は、位相雑音推定手段２８０の構成の一例を示す図である。位相雑音推定手段２８０は、逆フーリエ変換手段２８２、位相推定手段２８４、及びリニア位相除去手段２８６を有する。
【０１４５】
逆フーリエ変換手段２８２は、スペクトル連結手段２５０が連結した複素スペクトルを時間領域の信号に変換し、入力信号の解析信号を生成する。位相推定手段２８４は、逆フーリエ変換手段２８２が生成した解析信号の位相角を算出する。位相推定手段２８４が推定した位相角の直線成分が無視できる場合、当該位相角は瞬時位相雑音を示しているため、位相推定手段２８４は当該位相角を瞬時位相雑音として出力する。また、リニア位相除去手段２８６は、解析信号の位相角の直線成分を除去する必要がある場合には、当該直線成分を除去して入力信号の瞬時位相雑音を出力する。
【０１４６】
本例における広帯域信号解析装置２００によれば、広帯域の入力信号の複素スペクトルを容易に算出することができ、当該複素スペクトルに基づいて広帯域の入力信号の解析信号を容易に生成することができる。このため、広帯域の入力信号の位相ジッタを容易に解析することができる。
【０１４７】
次に、広帯域信号解析装置２００の動作を数式を用いて詳細に説明する。
【０１４８】
図１７と図１８に示すように、位相雑音推定手段２８０は、連結された複素数スペクトルＳｘｘ（ｆＪ）に逆フーリエ変換をほどこし
2008501933.tif 000076
なる帯域幅ＢＷの解析信号をえる。最後にｚ（ｔ）の瞬時位相をもとめ、必要ならば図１８に図示すようにその直線位相
2008501933.tif 000077
を除去し、次式のように瞬時位相雑音を出力する。
2008501933.tif 000078
以上の広帯域信号解析装置（１００、２００）においては、前述したシリアル測定を行ったが、次に前述したパラレル測定について説明する。
【０１４９】
パラレル測定システムは複数の周波数推移手段１１と複数のＡＤＣをもつ。したがって、広帯域ジッタ測定は、測定帯域をサブ帯域に分割し、側波帯雑音スペクトルを同時に測定することにより実現される。
【０１５０】
複数のＡＤＣが、周波数混合された信号を同時に離散化すると、式（２８）と式（２９）はそれぞれ
2008501933.tif 000079
2008501933.tif 000080
となる。スペクトル連結手段（１５０、２５０）は、周波数領域において解析信号
2008501933.tif 000081
と
2008501933.tif 000082
の和を算出する。スペクトル連結手段（１５０、２５０）の出力は、式（３５）と式（３６）を考慮しフェイザーで表現すると
2008501933.tif 000083
と等価である。ところで、Δφ（ｔ）はランダム位相過程であるから、標本時刻ｔにおける２つの初期位相差
2008501933.tif 000084
と
2008501933.tif 000085
は物理的意味をもたない。すなわち
2008501933.tif 000086
となり式（３０）−式（３４）と同じ中間結果をえる。
【０１５１】
次に、図１３Ｃに示した広帯域信号解析装置３００について説明する。広帯域信号解析装置３００は、図１３Ｃに示すように、広帯域信号解析装置１００の構成に加え、瞬時位相雑音推定手段３８０を更に備え、周波数分割逆多重サンプラ３１０と位相雑音推定手段３８０とスペクトル連結手段３５０とを組み合わせて、広帯域位相雑音を推定する。
【０１５２】
図１９は、広帯域信号解析装置３００の構成の一例を示す図である。広帯域信号解析装置３００は、周波数分割逆多重サンプラ３１０、瞬時位相雑音推定手段３８４、フーリエ変換手段３４０、及びスペクトル連結手段３５０を備える。
【０１５３】
周波数分割逆多重サンプラ３１０は、周波数分割逆多重サンプラ１１０と同一の機能及び構成を有する。瞬時位相雑音推定手段３８４は、バンドパスフィルタ手段３８２及び位相雑音推定手段３８０を有し、周波数分割逆多重サンプラ３１０が出力するそれぞれの複素スペクトルに基づいて、それぞれの中間周波数信号の瞬時位相雑音を推定する。バンドパスフィルタ手段３８２は、周波数分割逆多重サンプラ３１０が出力するそれぞれの中間周波数信号の帯域を制限して位相雑音推定手段３８０に供給する。
【０１５４】
位相雑音推定手段３８０は、図１８において説明した瞬時位相雑音推定手段２８０と同一の構成を有し、周波数分割逆多重サンプラ３１０が出力するそれぞれの中間周波数信号の複素スペクトルに基づいて、それぞれの中間周波数信号の瞬時位相雑音を推定する。
【０１５５】
フーリエ変換部３４０は、それぞれの中間周波数信号の瞬時位相雑音を周波数領域の信号に変換し、複素スペクトルとしてスペクトル連結手段３５０に入力する。そしてスペクトル連結手段３５０は、入力されたそれぞれの複素スペクトルを連結し、入力信号の位相雑音スペクトルを生成する。
【０１５６】
また、広帯域信号解析装置３００は、スペクトル連結手段３５０が生成した入力信号の位相雑音スペクトルを時間領域の信号に変換し、入力信号の瞬時位相雑音を算出する逆フーリエ変換手段を更に備えてもよい。
【０１５７】
図１９から明らかなように、周波数分割逆多重サンプラ３１０は、雑音スペクトルＳｘｘ（ｆＪ）を出力する。この雑音スペクトルＳｘｘ（ｆＪ）は、適当な帯域通過フィルタリング処理をほどこされ、位相雑音推定手段３８０に入力される。位相雑音推定手段３８０は、入力された帯域制限された複素数スペクトルＳｘｘ（ｆＪ）に逆フーリエ変換をほどこし、式（３４）があたえる瞬時位相雑音をもとめる。さらに、位相雑音推定手段３８０は、瞬時位相雑音にフーリエ変換をほどこし位相雑音スペクトルＳΔφΔφ（ｆＪ）を出力する。つぎのスペクトル連結手段３５０は、周波数領域において
2008501933.tif 000087
と
2008501933.tif 000088
の和をもとめる。すなわちスペクトル連結手段３５０は、式（５２．１）に対応する複素数スペクトルＳΔφΔφ（ｆＪ）を出力する。
【０１５８】
本例における広帯域信号解析装置３００によれば、それぞれの中間周波数信号の位相雑音スペクトルを連結することにより、広帯域の入力信号の位相ジッタを容易に解析することができる。
【０１５９】
図１３〜図１９において説明した広帯域信号解析装置（１００、２００、３００）は、中間周波数信号の片側複素スペクトルを測定し、当該複素スペクトルに基づいて入力信号の瞬時位相雑音及び位相雑音スペクトルを算出したが、以下において、中間周波数信号の片側複素スペクトルを測定せずに、それぞれの中間周波数信号の位相雑音に基づいて入力信号の瞬時位相雑音及び位相雑音スペクトルを算出する解析装置について説明する。
【０１６０】
図２０Ａ及び図２３は、広帯域信号解析装置４００の構成の一例を示す図である。広帯域信号解析装置４００は、周波数分割逆多重位相雑音サンプラ４１０とスペクトル連結手段４５０とを備える。
【０１６１】
図２０Ｂ及び図２４は、広帯域信号解析装置５００の構成の一例を示す図である。広帯域信号解析装置５００は、周波数分割逆多重位相雑音サンプラ４１０とスペクトル連結手段４５０と逆フーリエ変換手段５８０とを備える。つまり、広帯域信号解析装置５００は、広帯域信号解析装置４００の構成に加え、逆フーリエ変換手段５８０を更に備える。
【０１６２】
図２１は、周波数分割逆多重位相雑音サンプラ（４１０、５１０）の構成の一例を示す図である。周波数分割逆多重位相雑音サンプラ（４１０、５１０）は、周波数推移手段１１、バンドパスフィルタ手段１２、瞬時位相雑音推定手段３２、及びフーリエ変換手段３８を備える。
【０１６３】
周波数推移手段１１及びバンドパスフィルタ手段１２は、図１４に関連して説明した周波数推移手段１１及びバンドパスフィルタ手段１２と同一の機能及び構成を有する。
【０１６４】
瞬時位相雑音推定手段３２は、バンドパスフィルタ手段１２によって帯域制限されたそれぞれの中間周波数信号の瞬時位相雑音を推定する。本例において瞬時位相雑音推定手段３２は、解析信号変換手段３４及び位相推定手段３６を有する。
【０１６５】
解析信号変換手段３４は、それぞれの中間周波数信号を解析信号に変換し、位相推定手段３６は、それぞれの解析信号の位相角を推定する。また、瞬時位相雑音推定手段３２は、それぞれの解析信号の位相角の直線成分を除去するリニア成分除去手段を更に有していてもよい。このような構成により、それぞれの中間周波数信号の瞬時位相雑音Δφ（ｔ）を算出することができる。
【０１６６】
フーリエ変換手段３８は、それぞれの中間周波数信号の瞬時位相雑音の複素スペクトルを出力する。また、スペクトル連結手段（４５０、５５０）は、周波数発生手段１３が発生する周期信号の周波数を制御し、フーリエ変換手段３８が出力するそれぞれの中間周波数信号の複素スペクトルを、対応する周期信号の周波数に応じて推移して連結する。
【０１６７】
図２２は、解析信号変換手段３４の構成の一例を示す図である。解析信号変換手段３４は、それぞれの中間周波数信号を解析信号に変換する２つの混合器（４０−１、４０−２、以下４０と総称する）及び混合器に対応して設けられた２つのローパスフィルタ（４２−１、４２−２、以下４２と総称する）を有する。
【０１６８】
混合器４０は、それぞれの中間周波数信号をＩＱ復調し、解析信号を生成する。またローパスフィルタ４２は、それぞれの解析信号の帯域を制限する。例えばローパスフィルタ４２は、スペクトル連結手段（４５０、５５０）がそれぞれの中間周波数信号の位相雑音スペクトルを連結する際に用いる帯域に応じて、解析信号の帯域を制限する。
【０１６９】
図２３に示す広帯域信号解析装置４００によれば、それぞれの中間周波数信号の位相雑音スペクトルを算出して連結するため、広帯域の信号の位相雑音スペクトルを容易に算出することができる。また、図２４に示す広帯域信号解析装置５００によれば、広帯域信号解析装置４００が算出する位相雑音スペクトルを逆フーリエ変換することにより、広帯域の信号の瞬時位相雑音を容易に算出することができる。
【０１７０】
次に、広帯域信号解析装置５００の動作を数式を用いて詳細に説明する。本例における広帯域信号解析装置５００は、図２０Ｂに示すように、周波数分割逆多重位相雑音サンプラ５１０とスペクトル連結手段５５０と逆フーリエ変換手段５８０からなる。さらに図２１に図示するように、周波数分割逆多重位相雑音サンプラは、周波数推移手段１１と解析信号変換手段３４（たとえば、デジタルＩ−，  Ｑ−復調手段）からなる。以下、広帯域信号解析装置５００が、前述したシリアル測定、パラレル測定のいずれでも、同様に瞬時位相雑音を測定できることを示す。
【０１７１】
最初に、シリアル測定システムを論じる。図２２に示すように、シリアル測定の場合には１つの周波数推移手段１１しかもたない。さらに、バンドパスフィルタ手段１２の中心周波数はｆＩＦに固定されていると仮定する。したがって、広帯域ジッタ測定は、測定帯域をサブ帯域に分割し、側波帯位相雑音スペクトルＳΔφΔφ（ｆＪ）を時間分割測定することにより実現される。
【０１７２】
周波数混合された入力信号をＡＤＣにより離散値信号に変換し、さらに図２２に示すようにデジタルＩ−，  Ｑ−復調手段により、周波数ｆ０＋εから周波数ｆ０＋  ＢＷ／２に対応する帯域で、解析信号に変換すると
2008501933.tif 000089
（２８）と同じ
をえる。つぎに、周波数混合手段３０をもちいて、周波数発生手段１３からのサイン波
2008501933.tif 000090
と入力信号を乗じ、ＡＤＣにより離散値信号に変換し、デジタルＩ−，  Ｑ−復調手段により、周波数ｆ０＋ＢＷ／２から周波数ｆ０＋ＢＷに対応する帯域で、解析信号に変換すると
2008501933.tif 000091
（２９）と同じ
をえる。ここで、ｆＬＯ２＝ｆ０＋ＢＷ／２−ｆＩＦとした。さらに、Δｆ＜＜ＢＷと仮定し、オフセット周波数を無視した。このとき、観測されるのはランダム位相過程のみとなることに注意されたい。
【０１７３】
図２２に示す周波数分割逆多重位相雑音サンプラ５１０は、周波数混合された雑音波形を解析信号ｚ（ｔ１）に変換し、その瞬時位相雑音
2008501933.tif 000092
をもとめる。最後に、周波数分割逆多重位相雑音サンプラ５１０は、
2008501933.tif 000093
にフーリエ変換をほどこし位相雑音スペクトルＳΔφΔφ（ｆＪ）を出力する。つぎのスペクトル連結手段５５０は、図２３に図示するように、周波数領域においてｚ（ｔ１）の
2008501933.tif 000094
とｚ（ｔ２）の
2008501933.tif 000095
の和をもとめる。ここで、式（２３．２）から被測定波形に複数の周波数推移操作をほどこしてもΔφ（ｔ）の和は保存されることに注意されたい。さらに、周波数領域における直交性をもちいると
2008501933.tif 000096
（３１．１）と同じ
となる。すなわちスペクトル連結手段５５０は、式（３１．１）に対応する複素数スペクトルＳΔφΔφ（ｆＪ）を出力する。実際には図２３に図示するように、スペクトル連結手段５５０は、観測複素数スペクトルＳΔφΔφ（ｆＪ，ＬＯ１）やＳΔφΔφ（ｆＪ，ＬＯ２）に周波数推移操作をほどこし、複素数スペクトルＳΔφΔφ（ｆＪ）を再生する。
【０１７４】
最後に図２４に示すように、連結された複素数スペクトルＳΔφΔφ（ｆＪ）に逆フーリエ変換をほどこすと、帯域幅ＢＷの瞬時位相雑音
2008501933.tif 000097
（３４）と同じ
をえる。
【０１７５】
次に、前述したパラレル測定について説明する。パラレル測定を行う場合、広帯域信号解析装置（４００、５００）は、複数の周波数推移手段１１と複数のＡＤＣをもつ。したがって、広帯域ジッタ測定は、測定帯域をサブ帯域に分割し、側波帯位相雑音スペクトルを同時に測定することにより実現される。
【０１７６】
複数のＡＤＣが、周波数混合された信号を同時に離散化すると、式（２８）と式（２９）はそれぞれ
2008501933.tif 000098
（３５）と同じ
2008501933.tif 000099
（３６）と同じ
となる。スペクトル連結手段（４５０、５５０）は、周波数領域において解析信号
2008501933.tif 000100
の瞬時位相雑音
2008501933.tif 000101
と
2008501933.tif 000102
の
2008501933.tif 000103
の和を算出する。結局、式（３４）と同じ瞬時位相雑音をえる。
【０１７７】
次に、搬送波と側波帯雑音スペクトル推定に基づく広帯域ジッタ測定について説明する。また、図１３〜図２４において説明した広帯域信号解析装置は、Ｉ−，Ｑ−復調手段を必要とし、リアルタイム・オシロスコープには適用が困難である。以下の例においては、Ｉ−，Ｑ−復調手段を要せず、リアルタイム・オシロスコープでも簡単に実現できる広帯域信号解析装置を説明する。
【０１７８】
図２５は、広帯域信号解析装置１００の構成の他の例を示す図である。図１３Ａにおいて説明したように、広帯域信号解析装置１００は、周波数分割逆多重サンプラ１１０及びスペクトル連結手段１５０を備える。また、本例において入力信号は、所定の搬送波と側波帯とを有する信号である。
【０１７９】
本例における広帯域信号解析装置１００は、図１５に関連して説明した広帯域信号解析装置１００の構成に対し、スペクトル測定手段として機能する周波数領域サンプラ１４の構成が異なる。他の構成については、図１５に関連して説明した広帯域信号解析装置１００の構成と同一なので、その説明を省略する。本例における周波数領域サンプラ１４は、フーリエ変換手段１８を有する。
【０１８０】
フーリエ変換手段１８は、バンドパスフィルタ手段１２によって帯域制限されたそれぞれの中間周波数信号を受け取り、入力信号の搬送波及び入力信号の側波帯雑音に基づいて、入力信号のそれぞれの中間周波数信号の片側複素スペクトルをスペクトル連結手段に出力する。つまり、搬送波スペクトラムと側波帯雑音スペクトルを含む片側複素スペクトルを出力する。
【０１８１】
このような動作により、入力信号の複素スペクトルを算出することができる。また、入力信号の瞬時位相雑音を算出する場合、広帯域信号解析装置１００は、図２５において説明した構成に加え、図１３Ｂに関連して説明した瞬時位相雑音推定手段２８０を更に備えていてもよい。この場合瞬時位相雑音推定手段２８０は、スペクトル連結手段１５０が連結した片側複素スペクトルを時間領域の信号に変換し、入力信号の解析信号を生成する逆フーリエ変換手段と、入力信号の解析信号の位相角を算出する位相推定手段と、解析信号の位相角の直線成分を除去し、入力信号の位相雑音を算出するリニア位相除去手段を有する。
【０１８２】
次に、本例における広帯域信号解析装置１００の動作を数式を用いて詳細に説明する。
【０１８３】
まず、広帯域信号解析装置１００がシリアル測定システムを行う場合について説明する。図２５に示すように、シリアル測定を行う場合、広帯域信号解析装置１００は１つの周波数推移手段１０しかもたない。さらに、バンドパスフィルタ手段１２の中心周波数はｆＩＦに固定されていると仮定する。したがって、広帯域ジッタ測定は、測定帯域をサブ帯域に分割し、搬送波スペクトラムと側波帯雑音スペクトルの和スペクトルＳｘｘ（ｆＪ）を時間分割測定することにより実現される。
【０１８４】
式（２７）においてｆＬＯ１＝ｆ０−ｆＩＦとすると、搬送波はバンドパスフィルタ手段１２の中心周波数（＝ｆＩＦ）に周波数推移される。周波数ｆ０−ＢＷ／２から周波数ｆ０＋ＢＷ／２に対応する帯域で、周波数混合された信号を観測すると
2008501933.tif 000104
をえる。時間領域においては、搬送波の直線位相
(数式待ち)
とランダム位相過程
2008501933.tif 000105
の和を観測することになる。このとき、周波数領域では、搬送波スペクトラムと両側雑音スペクトルを観測することになる。
【０１８５】
同様に、ｆＬＯ２＝ｆ０＋ＢＷ−ｆＩＦとすると、搬送波は帯域通過フィルタのコーナー周波数の外（＝ｆＩＦ−ＢＷ）に周波数推移される。周波数ｆ０＋ＢＷ／２から周波数ｆ０＋３ＢＷ／２に対応する帯域で、周波数混合された信号を観測すると
2008501933.tif 000106
をえる。すなわち片側雑音スペクトルを観測することになる。振幅変調成分を除去すると、ランダム位相過程のみを観測することになる。
【０１８６】
図２５に図示するようにスペクトル連結手段１５０は、周波数領域において信号ｘ（ｔ１）とｘ（ｔ２）の和をもとめる。スペクトル連結手段１５０の出力は、式（３７）と式（３８）を考慮し時間領域であらわすと
2008501933.tif 000107
となる。これは、つぎのフェイザー表現
2008501933.tif 000108
と等価である。ところで、Δφ（ｔ）はランダム位相過程であるから、標本時刻ｔ１とｔ２における初期位相差
2008501933.tif 000109
と
2008501933.tif 000110
は物理的意味をもたない。すなわち
2008501933.tif 000111
をえる。さらに、周波数領域においける直交性をもちいると
2008501933.tif 000112
となる。したがって、スペクトル連結手段１５０は
2008501933.tif 000113
なるフェイザーの和をもとめていることになる。すなわち
2008501933.tif 000114
なるスペクトルを算出する。実際には図２５に図示するように、スペクトル連結手段１５０は、観測複素数スペクトルＳｘｘ（ｆＪ，  ＬＯ１）やＳｘｘ（ｆＪ，  ＬＯ２）に周波数推移操作をほどこし、複素数スペクトルＳｘｘ（ｆＪ）を再生する。
【０１８７】
式（４１）は、広帯域複素数スペクトルであり、搬送波スペクトラムと側波帯雑音スペクトルの和スペクトルＳｘｘ（ｆＪ）に対応する。これは、いわゆるＲＦスペクトラムに対応する。複素ＲＦスペクトラムに逆フーリエ変換をほどこすと、雑音で位相変調されている波形をえる。
【０１８８】
次に、複素スペクトルから実数波形をえる場合について説明する。「Ｅ．  Ｏ．  Ｂｒｉｇｈａｍ，  Ｔｈｅ  Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ．    Ｅｎｇｌｅｗｏｏｄ  Ｇｌｉｆｆｓ，  ＮＪ：  Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｌｌ，  Ｉｎｃ．，  １９７４．  ｐｐ．１３５−１３７」は、複素スペクトラムから実数波形をえる手順をあたえている。
【０１８９】
周波数範囲
2008501933.tif 000115
の複素スペクトルを正の周波数ｆＪに対応させ
(数式待ち)
とする。その複素共役
2008501933.tif 000116
を負の周波数−ｆＪの複素スペクトル
(数式待ち)
に対応させる（図２６Ａ、図２６Ｂ）。
(数式待ち)に逆フーリエ変換をほどこすことにより実数波形ｘ（ｔ）をえる。
【０１９０】
ゼロ交叉検出手段（例えばリアルタイムオシロスコープに組み込まれているアルゴリズム）により、ｘ（ｔ）のレベル交叉ポイントを検出させることにより、周期ジッタやタイミングジッタを測定できる。ゼロ交叉ポイントは、５０％振幅レベルを交叉する時刻と定義されることに注意されたい。
【０１９１】
次に、複素スペクトルから複素数の波形をえる場合について説明する。「Ａ．  Ｐａｐｏｕｌｉｓ，  Ｐｒｏｂａｂｉｌｉｔｙ，  Ｒａｎｄｏｍ  Ｖａｒｉａｂｌｅｓ，  ａｎｄ  Ｓｔｏｃｈａｓｔｉｃ  Ｐｒｏｃｅｓｓｅｓ，  ２ｎｄ  ｅｄ．    Ｎｅｗ  Ｙｏｒｋ：  ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ  Ｂｏｏｋ  Ｃｏｍｐａｎｙ，  １９８４．ｐｐ．２８４」は、複素スペクトルから複素数の波形をえる手順をあたえている。
【０１９２】
周波数範囲
2008501933.tif 000117
の複素スペクトルを正の周波数ｆＪに対応させＺ（ｆＪ）  ＝  Ｓｘｘ（ｆＪ）とする（図２７）。負の周波数−ｆＪにたいする複素スペクトルＺ（−ｆＪ）は、Ｚ（−ｆＪ）  ＝  ０とする（図２７）。Ｚ（ｆＪ）に逆フーリエ変換をほどこすことにより複素数の波形ｚ（ｔ）をえる。
【０１９３】
帯域幅をのぞけばｚ（ｔ）は、解析信号と同一である。よって、瞬時位相を推定し、さらに位相アンラップをほどこし、リニア瞬時位相を除去することにより、位相雑音Δφ（ｔ）が測定される。最後に、ゼロ交叉再サンプラをΔφ（ｔ）に作用させると、タイミングジッタΔφ［ｎ］をえる。
【０１９４】
次に、広帯域信号解析装置１００がパラレル測定システムを行う場合について説明する。パラレル測定を行う場合、広帯域信号解析装置１００は、複数の周波数推移手段１１と複数のＡＤＣをもつ。したがって、広帯域ジッタ測定は、測定帯域をサブ帯域に分割し、搬送波スペクトラムと側波帯雑音スペクトルの和スペクトルＳｘｘ（ｆＪ）を時間分割測定することにより実現される。
【０１９５】
複数のＡＤＣが、周波数混合された信号を同時に離散値信号に変換すると、式（３７）と式（３８）はそれぞれ
2008501933.tif 000118
2008501933.tif 000119
となる。スペクトル連結手段１５０は、信号
2008501933.tif 000120
と雑音
2008501933.tif 000121
の和を周波数領域において算出する。スペクトル連結手段１５０の出力は、フェイザーで表現すると
2008501933.tif 000122
となる。すなわち式（４１）と同じ広帯域複素数スペクトルである。
【０１９６】
次に、図１３〜図２７において説明した広帯域信号解析装置を用いた周期ジッタ及びスキューの測定について説明する。
【０１９７】
図２８は、入力信号の周期ジッタを測定する広帯域信号解析装置６００の構成の一例を示す図である。広帯域信号解析装置６００は、図１３〜図２７において説明した２つの広帯域信号解析装置（６２０−１、６２０−２）、及び差分算出手段６０８又は加算手段（図示せず）を備える。また、広帯域信号解析装置６００は、広帯域周期ジッタを測定する広帯域周期ジッタ解析装置として機能してもよい。この場合広帯域信号解析装置６００は、分配器６０２、遅延手段６０４、スイッチ６１０、及びスイッチ６１２を更に備え、スイッチ６１０及びスイッチ６１２を切り換えることにより、広帯域スキュー解析装置として機能するか、広帯域周期ジッタ解析装置として機能するかを切り換える。
【０１９８】
まず、広帯域周期ジッタ解析装置として機能する場合について説明する。分配器６０２は入力信号ｘ（ｔ）を受け取り、入力信号ｘ（ｔ）を第１広帯域信号解析装置６２０−１及び遅延手段６０４に入力する。スイッチ６１０は、分配器６０２と遅延手段６０４との間に設けられ、分配器６０２と遅延手段６０４とを接続するか否かを切り換える。本例においては、スイッチ６１０は、分配器６０２と遅延手段６０４とを接続する。
【０１９９】
遅延手段６０４は、入力信号ｘ（ｔ）を、入力信号ｘ（ｔ）の周期に基づいて遅延させる。本例において遅延手段６０４は、入力信号ｘ（ｔ）を入力信号ｘ（ｔ）の１周期分遅延させる。また、スイッチ６１２は、第２広帯域信号解析装置６２０−２に、遅延手段６０４が遅延させた入力信号ｘ（ｔ）を入力するか、他の入力信号ｙ（ｔ）を入力するかを切り換える。本例においては、スイッチ６１２は遅延手段６０４が遅延させた入力信号ｘ（ｔ）を第２広帯域信号解析装置６２０−２に入力する。
【０２００】
第１広帯域信号解析装置６２０−１は、入力信号ｘ（ｔ）の瞬時位相雑音を出力し、第２広帯域信号解析装置６２０−２は、遅延手段６０４によって遅延された入力信号ｘ（ｔ）の瞬時位相雑音を出力する。
そして、周期ジッタ算出手段として機能する差分算出手段６０８は、第１広帯域信号解析装置６２０−１が出力する瞬時位相雑音と、第２広帯域信号解析装置６２０−２が出力する瞬時位相雑音との差分に基づいて、入力信号の周期ジッタを算出する。
【０２０１】
本例における広帯域信号解析装置６００によれば、広帯域の入力信号の周期ジッタを容易に算出することができる。次に、広帯域信号解析装置６００が、広帯域スキュー解析装置として機能する場合について説明する。
【０２０２】
図２９は、広帯域スキュー解析装置として機能する広帯域信号解析装置６００の動作を説明する図である。広帯域スキュー解析装置として機能する場合、スイッチ６１０は、分配器６０２と遅延手段６０４とを短絡し、スイッチ６１２は、第２広帯域信号解析装置６２０−２に第２入力信号ｙ（ｔ）を入力する。
【０２０３】
第１広帯域信号解析装置６２０−１には、第１入力信号ｘ（ｔ）が入力され、第１入力信号ｘ（ｔ）の瞬時位相雑音を出力する。また第２広帯域信号解析装置６２０−２は、第２入力信号ｙ（ｙ）の瞬時位相雑音を出力する。つまり、入力信号ｘ（ｔ）とｙ（ｔ）の瞬時位相Δφｘ（ｔ）とΔφｙ（ｔ）をそれぞれ出力する。
【０２０４】
スキュー算出手段として機能する差分算出手段６０８は、第１広帯域信号解析装置６２０−１が出力する瞬時位相雑音と、第２広帯域信号解析装置６２０−２が出力する瞬時位相雑音との差分に基づいて、第１入力信号と第２入力信号とのスキューを算出する。つまり、差分算出手段６０８は、Δφｘ（ｔ）とΔφｙ（ｔ）を受け取り、
Δφｘ（ｔ）−Δφｙ（ｔ）            （４５）
に対応するスキューやアライメントジッタを測定できる。このように本例における広帯域信号解析装置６００によれば、広帯域の複数の入力信号のスキューを容易に算出することができる。また、本例における広帯域信号解析装置６００においては、必ずしもΔφ（ｔ）を再サンプリングする必要がないことに注意されたい。
【０２０５】
次に、広帯域ジッタの測定が可能なＳｏＣ試験システムについて説明する。図３０に示す試験装置システムは、例えば広帯域信号解析装置２００を用いて被試験デバイスの試験を行ってよく、他の広帯域信号解析装置、広帯域スキュー解析装置、又は広帯域周期ジッタ解析装置を用いて試験を行ってもよい。
【０２０６】
被試験デバイスは試験装置システムのテストヘッド７００を介して試験装置本体と電気的に接続され、デバイスインターフェース、ポゴピンブロック７２０、ピンカード等により試験パターンが入力される。また試験装置システムは、被試験デバイスからの出力信号を周波数混合手段１０で低い周波数に周波数推移させ、この低周波数に周波数推移された信号を試験装置システムの信号経路（被試験デバイスから瞬時位相雑音分析器まで）にそって伝送させ。瞬時位相雑音
2008501933.tif 000123
を測定する。このとき、バンドパスフィルタ手段１２は、周波数混合手段１０の近くにセットアップされてもよい。周波数混合手段１０、バンドパスフィルタ手段１２、ＡＤＣ１５（又は多値コンパレータ）、周波数領域サンプラ１４、スペクトル連結手段２５０、及び位相雑音推定手段２８０を有する広帯域信号解析装置２００（図示せず）は、供給された信号ｘ（ｔ）の瞬時位相雑音
2008501933.tif 000124
をもとめ、出力する。試験装置システムは、当該瞬時位相雑音に基づいて、被試験デバイスの良否を判定する。以上のように、広帯域信号解析装置２００は、半導体素子等の被試験デバイスを試験する試験システムにも有効に使用することができる。
【０２０７】
図３１は、パフォーマンスボード７３０とテストヘッド７００を図示している。当該試験装置システムは、被試験信号からトリガーパルスを発生したり、出力信号を繰り返しアンダーサンプリングする必要がない。すなわち、タイムスケール誤差
2008501933.tif 000125
をともなわず、ひとつの標本しかサンプリングできないというトリガーパルスに対応した制限もない。さらに、被試験デバイスとコンパレータやアナログ・デジタル変換器ＡＤＣ間の信号経路の帯域ｂｗを狭帯域にできるため、被試験デバイスの帯域幅の開平値
2008501933.tif 000126
に比例した雑音の影響をうけなくてよい。すなわち、データレートが高速になっても、試験系の雑音を無視できる。
【０２０８】
次に、提案した広帯域ジッタ測定法をスペクトラムアナライザ法と比較し、位相雑音のｒｍｓ値の互換性を示す。３つの提案法すべてが、瞬時位相雑音のピークツゥピーク値を、お互いに最大４．３  ％の誤差で測定できることを実験的に検証する。
【０２０９】
図３２は測定系を図示している。トランスミッション・アナライザ（アドバンテストＤ３３７１）から、２．４８８３２  ＧＨｚのクロック信号を発生し被測定信号とし、同軸ケーブル（潤工社ＤＧＭ２２４）を通じ、シグナルアナライザ（アドバンテストＲ３６８１）へ入力した。
【０２１０】
図３３はスペクトラムアナライザ法（スペクトラムアナライザ・モードとしてシグナルアナライザ）をもちいて測定した、クロック信号のＲＦスペクトラムである。位相雑音のｒｍｓ値は
σΔφ  ＝  ０．０１５９４［ｒａｄ］              （４６）
であった。スペクトラムアナライザ法は位相雑音のピークジッタを測定できない。
【０２１１】
図３４は、図１６において説明した周波数分割逆多重サンプラ１１０をもちいた広帯域ジッタ測定システムをシグナルアナライザに組み込み測定したＲＦスペクトラムである。中間周波数とデジタルＩ−，  Ｑ−復調手段の周波数はそれぞれ
ｆＩＦ＝  ２１．４  ［ＭＨｚ］，    ｆＩＱ＝  ２１．４ ［ＭＨｚ］，
ｆＩＦ＝  １１．４  ［ＭＨｚ］，    ｆＩＱ＝  ２１．４  ［ＭＨｚ］，
ｆＩＦ＝  ０１．４  ［ＭＨｚ］，    ｆＩＱ＝  ２１．４  ［ＭＨｚ］，        （４７）
ｆＩＦ＝−０８．６  ［ＭＨｚ］，ｆＩＱ＝  ２１．４  ［ＭＨｚ］，
ｆＩＦ＝−１８．６  ［ＭＨｚ］，ｆＩＱ＝  ２１．４  ［ＭＨｚ］
であり、連結した位相雑音ペクトラムのオフセット周波数はそれぞれ
ｆＯｆｆｓｅｔ＝  ０−１０    ［ＭＨｚ］，
ｆＯｆｆｓｅｔ＝  １０−２０    ［ＭＨｚ］，
ｆＯｆｆｓｅｔ＝  ２０−３０    ［ＭＨｚ］，            （４８）
ｆＯｆｆｓｅｔ＝  ３０−４０    ［ＭＨｚ］，
ｆＯｆｆｓｅｔ＝  ４０−５０    ［ＭＨｚ］
であった。位相雑音のｒｍｓ値は
σΔφ  ＝  ０．０１６３９［ｒａｄ］            （４９）
であった。位相雑音のｒｍｓ値は、ＡＤコンバータのサンプリング数をＭとすると以下の式で求めることができる。
2008501933.tif 000127
【０２１２】
図３５は、スペクトラムアナライザ法でもとめた位相雑音スペクトルを示し、図３６は、周波数分割逆多重サンプラ法でもとめた位相雑音スペクトルを示す。提案法は、２ＭポイントのＦＦＴをもちいて位相雑音スペクトルを測定している。このため、位相雑音スペクトルは高い周波数分解能で観測されている。周波数分解能をのぞき、提案法とスペクトラムアナライザ法の測定結果は、お互いによく一致している。
【０２１３】
従来、狭帯域Δφ法のダイナミックレンジが高々４０  ｄＢ程度であった。図３５及び図３６にプロットした位相雑音スペクトルのダイナミックレンジは、提案法もスペクトラムアナライザ法とほぼ同じ７０  ｄＢを示している。したがって、提案法は広いダイナミックレンジをもつ位相雑音も測定できることが検証された。
【０２１４】
図３８は、図１９において説明した周波数分割逆多重サンプラ３１０とスペクトル連結手段３５０をもちいた広帯域ジッタ測定システムをシグナルアナライザに組み込み測定した位相雑音スペクトラムである。中間周波数とデジタルＩ−，  Ｑ−復調手段の周波数や連結した位相雑音ペクトラムのオフセット周波数は、それぞれ式（６８）と式（６９）に等しい。位相雑音のｒｍｓ値は
σΔφ  ＝  ０．０１６２４        ［ｒａｄ］            （５０）
であった。
【０２１５】
図３９は、スペクトラムアナライザ法で求めた位相雑音スペクトルを示し、図４０は、周波数分割逆多重サンプラ３１０とスペクトル連結手段３５０でもとめた位相雑音スペクトルを示す。周波数分解能をのぞき、提案法とスペクトラムアナライザ法の測定結果は、お互いによく一致している。
【０２１６】
図４２は、図２３において説明した周波数分割逆多重位相雑音サンプラ４１０をもちいた広帯域ジッタ測定システムをシグナルアナライザに組み込み測定した位相雑音スペクトラムである。中間周波数とデジタルＩ−，  Ｑ−復調手段の周波数はそれぞれ
ｆＩＦ＝  ２１．４  ［ＭＨｚ］，ｆＩＱ＝  ２１．４  ［ＭＨｚ］，
ｆＩＦ＝  ０１．４  ［ＭＨｚ］，ｆＩＱ＝  ２１．４  ［ＭＨｚ］    （５１）
であり、連結した位相雑音ペクトラムのオフセット周波数はそれぞれ
ｆＯｆｆｓｅｔ＝  ０−１５    ［ＭＨｚ］，
ｆＯｆｆｓｅｔ＝  １５−２０    ［ＭＨｚ］              （５２）
であった。位相雑音のｒｍｓ値は
σΔφ  ＝  ０．０１６１２［ｒａｄ］        （５３）
であった。
【０２１７】
図４３は、スペクトラムアナライザ法でもとめた位相雑音スペクトルを示し、図４４は、周波数分割逆多重位相雑音サンプラ法でもとめた位相雑音スペクトルを示す。周波数分解能をのぞき、提案法とスペクトラムアナライザ法の測定結果は、お互いによく一致している。
【０２１８】
まとめると、提案法はすべて、位相雑音のｒｍｓ値を、スペクトラムアナライザ法と最大２．８  ％の誤差で測定できることを実験的に検証した。また、提案法は広いダイナミックレンジをもつ位相雑音を測定できることを検証した。
【０２１９】
また、スペクトラムアナライザ法と異なり、提案した広帯域ジッタ測定法は、瞬時位相雑音系列や位相雑音のピークツゥピーク値を測定できる。
【０２２０】
図３７は、図１６において説明した周波数分割逆多重サンプラ１１０をもちいた広帯域ジッタ測定システムをシグナルアナライザに組み込み測定した瞬時位相雑音である。瞬時位相雑音のピークツゥピーク値は
ｄ（｛Δφ｝）  ＝  ０．０１４４０［ｒａｄ］          （５４）
であった。瞬時位相雑音のピークツゥピーク値は、下式で求めることができる。
2008501933.tif 000128
【０２２１】
図４１は、図１９において説明した周波数分割逆多重サンプラ３１０とスペクトル連結手段３５０をもちいた広帯域ジッタ測定システムをシグナルアナライザに組み込み測定した瞬時位相雑音である。瞬時位相雑音のピークツゥピーク値は
ｄ（｛Δφ｝）  ＝  ０．０１４４５［ｒａｄ］          （５５）
であった。
【０２２２】
図４５は、図２３において説明した周波数分割逆多重位相雑音サンプラ４１０をもちいた広帯域ジッタ測定システムをシグナルアナライザに組み込み測定した瞬時位相雑音である。瞬時位相雑音のピークツゥピーク値は
ｄ（｛Δφ｝）  ＝  ０．０１３８３［ｒａｄ］      （５６）
であった。
【０２２３】
まとめると、提案法はすべて、瞬時位相雑音のピークツゥピーク値を、お互いに最大４．３  ％の誤差で測定できることを実験的に検証した。
【０２２４】
以上、本発明の実施形態に係る広帯域のジッタ測定に利用できる、周波数領域サンプリング方式を提案した。また、ジッタを時間領域と周波数領域において再定義し、ジッタ測定のための帯域通過サンプリング条件を提案した。広帯域ジッタ測定法と従来法の比較は、表１と表２と表３に示されている。
【０２２５】
また、上述したそれぞれの解析装置をスペクトラムアナライザに用いた場合、フィルタを周波数掃引させる必要がないため、広帯域にわたる位相雑音のスペクトルを高速に測定できる。また、高い周波数分解能で位相雑音のスペクトルを測定できるため、同時に位相雑音とスプリアススペクトル（図３５に図示した線スペクトル）を観測できる。また、ジッタ伝達関数のゲイン（＝振幅比）と位相差を測定できる。ゲインと位相差は同時に測定できる。
【０２２６】
また、上述したそれぞれの解析装置をオシロスコープに用いた場合、従来のリアルタイムオシロスコープと違い、アナログ・デジタル変換器の変換スピードにより、測定帯域を制限されない。また、広い帯域をもつ周期定常過程のジッタも精確に測定できる。また従来の等価サンプリング方式のオシロスコープと違い、
トリガー信号に対応してひとつの標本をサンプリングする必要がなく、測定時を短くできる。また高周波数の被測定波形を観測するときも、入力系の帯域幅を広くする必要がない。このため雑音の影響を最小にでき、小さなジッタも精確に測定できる。また位相雑音スペクトルなどの周波数領域測定も可能である。
【０２２７】
図４６は、図１７において説明した広帯域信号解析装置２００の動作の一例を説明するフローチャートである。また本例においてＳ１０００〜Ｓ１０７０は、図１６において説明した広帯域信号解析装置１００の動作の一例を示す。まず、Ｓ１０００において、周波数推移手段１１によって入力信号の周波数をシフトした複数の中間周波数信号を生成する。
【０２２８】
次にＳ１０１０において、バンドパスフィルタ手段１２によってそれぞれの中間周波数信号の帯域を制限する。次にＳ１０２０において、周波数領域サンプラ１４によってそれぞれの中間周波数信号を離散化する。周波数領域サンプラ１４は、バンドパスフィルタ手段１２が出力する信号を離散化し、スペクトル測定手段として機能する周波数領域サンプラ１４の他の構成に与えるアナログデジタル変換手段を有することが好ましい。
【０２２９】
次にＳ１０３０において、周波数領域サンプラ１４によってそれぞれの中間周波数信号を解析信号に変換し、Ｓ１０４０においてそれぞれの解析信号の複素スペクトルを生成する。
【０２３０】
そしてＳ１０５０において、スペクトル連結手段２５０によってそれぞれの複素スペクトルの連結するべき帯域を抽出し、Ｓ１０６０においてそれぞれの複素スペクトルの周波数をシフトさせてもとの周波数に戻し、Ｓ１０７０においてそれぞれの複素スペクトルを連結する。
【０２３１】
次にＳ１０８０において、連結された複素スペクトルを瞬時位相雑音推定手段２８０によって逆フーリエ変換して入力信号の解析信号を生成し、Ｓ１０９０において当該解析信号に基づいて入力信号の瞬時位相雑音を推定する。このような動作により、広帯域の入力信号の瞬時位相雑音を容易に測定することができる。
【０２３２】
図４７は、図１９において説明した広帯域信号解析装置３００の動作の一例を説明するフローチャートである。Ｓ１０００〜Ｓ１０４０の動作は図４６において説明したＳ１０００〜Ｓ１０４０の動作と同一であるため説明を省略する。
【０２３３】
Ｓ１０５０において、バンドパスフィルタ手段３８２によってそれぞれの複素スペクトルの帯域を制限する。次にＳ１０８０において、位相雑音推定手段３８０によってそれぞれの複素スペクトルを逆フーリエ変換し、それぞれの中間周波数信号の解析信号を生成する。そしてＳ１０９０において、位相雑音推定手段３８０によって、それぞれの解析信号の瞬時位相雑音を推定する。
【０２３４】
次に、Ｓ１１００において、それぞれの瞬時位相雑音をフーリエ変換し、それぞれの中間周波数信号の位相雑音スペクトルを推定する。そして図４６において説明したＳ１０５０〜Ｓ１０７０と同様に、スペクトル連結手段３５０によって入力信号の位相雑音スペクトルを算出する。また、Ｓ１０８０において、入力信号の位相雑音スペクトルを逆フーリエ変換して入力信号の瞬時位相雑音を算出してもよい。このような動作により、広帯域の入力信号の位相雑音スペクトル、瞬時位相雑音を容易に測定することができる。
【０２３５】
図４８は、図２４において説明した広帯域信号解析装置６００の動作の一例を示すフローチャートである。Ｓ１０００〜Ｓ１０２０の動作は、図４６において説明したＳ１０００〜Ｓ１０２０の動作と同一であるためその説明を省略する。
【０２３６】
Ｓ１１１０において、解析信号変換手段３４によってそれぞれの中間周波数信号の解析信号を生成する。
【０２３７】
次にＳ１１２０において、位相推定手段３６によって、解析信号から中間周波数信号の瞬時位相雑音を推定する。そして、Ｓ１１３０において、フーリエ変換手段３８によって、それぞれの中間周波数信号の位相雑音スペクトルを算出する。
【０２３８】
次に、Ｓ１０５０〜Ｓ１０８０の動作は、図４７において説明したＳ１０５０〜Ｓ１０８０の動作と同一であるためその説明を省略する。
【０２３９】
このような動作によっても、広帯域の入力信号の位相雑音スペクトル、瞬時位相雑音を容易に測定することができる。
【０２４０】
このように、本発明の実施形態において提案した測定法は、等価サンプリング方式のオシロスコープと同等に広帯域ジッタや広帯域位相雑音を測定でき、同時にスペクトラムアナライザと同等の広いダイナミックレンジで位相雑音を測定できる唯一の方法である。この周波数領域サンプリング方式は周波数スケーラブルでかつ非常に簡単な方法であり、測定器やテスタにまで広く適用できる。
【０２４１】
以上、本発明を実施の形態を用いて説明したが、本発明の技術的範囲は上記実施形態に記載の範囲には限定されない。上記実施形態に、多様な変更または改良を加えることができる。そのような変更または改良を加えた形態も本発明の技術的範囲に含まれ得ることが、請求の範囲の記載から明らかである。
【０２４２】
尚、上述した広帯域信号解析装置、広帯域周期ジッタ解析装置、広帯域スキュー解析装置を構成するそれぞれの手段が、ハードウェアによって実現されていてよく、ソフトウェアによって実現されていてもよく、又はこれらの組み合わせによって実現されていてもよいことは明らかである。
【図１】
2008501933.tif 000129
【図２】
2008501933.tif 000130
【図３】
2008501933.tif 000131
【図４】
2008501933.tif 000132
【図５】
2008501933.tif 000133
【図６】
2008501933.tif 000134
【図７】
2008501933.tif 000135
【図８】
2008501933.tif 000136
【図９】
2008501933.tif 000137
【図１０】
2008501933.tif 000138
【図１１】
2008501933.tif 000139
【図１２】
2008501933.tif 000140
【図１３】
2008501933.tif 000141
【図１４】
2008501933.tif 000142
【図１５】
2008501933.tif 000143
【図１６】
2008501933.tif 000144
【図１７】
2008501933.tif 000145
【図１８】
2008501933.tif 000146
【図１９】
2008501933.tif 000147
【図２０】
2008501933.tif 000148
【図２１】
2008501933.tif 000149
【図２２】
2008501933.tif 000150
【図２３】
2008501933.tif 000151
【図２４】
2008501933.tif 000152
【図２５】
2008501933.tif 000153
【図２６】
2008501933.tif 000154
【図２７】
2008501933.tif 000155
【図２８】
2008501933.tif 000156
【図２９】
2008501933.tif 000157
【図３０】
2008501933.tif 000158
【図３１】
2008501933.tif 000159
【図３２】
2008501933.tif 000160
【図３３】
2008501933.tif 000161
【図３４】
2008501933.tif 000162
【図３５】
2008501933.tif 000163
【図３６】
2008501933.tif 000164
【図３７】
2008501933.tif 000165
【図３８】
2008501933.tif 000166
【図３９】
2008501933.tif 000167
【図４０】
2008501933.tif 000168
【図４１】
2008501933.tif 000169
【図４２】
2008501933.tif 000170
【図４３】
2008501933.tif 000171
【図４４】
2008501933.tif 000172
【図４５】
2008501933.tif 000173
【図４６】
2008501933.tif 000174
【図４７】
2008501933.tif 000175
【図４８】
2008501933.tif 000176
【手続補正書】
【提出日】平成19年3月28日(2007.3.28)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を解析する広帯域信号解析装置であって、
前記入力信号の周波数帯域を複数に分割した場合に、それぞれの周波数帯域が予め定められた中間帯域に推移するように、前記入力信号の周波数をそれぞれ異なる推移量で推移させ、複数の中間周波数信号を生成する周波数推移手段と、
それぞれの前記中間周波数信号の複素スペクトルを出力するスペクトル測定手段と、
それぞれの前記複素スペクトルを連結するスペクトル連結手段と
を備える広帯域信号解析装置。
【請求項２】
前記スペクトル連結手段が連結した前記複素スペクトルに基づいて、前記入力信号の瞬時位相雑音を推定する瞬時位相雑音推定手段を更に備える請求項１に記載の広帯域信号解析装置。
【請求項３】
前記スペクトル測定手段が出力するそれぞれの複素スペクトルに基づいて、それぞれの前記中間周波数信号の瞬時位相雑音を推定する瞬時位相雑音推定手段と、
それぞれの前記中間周波数信号の前記瞬時位相雑音を周波数領域の信号に変換し、前記複素スペクトルとして前記スペクトル連結手段に入力するフーリエ変換手段と
を更に備え、
前記スペクトル連結手段は、入力されたそれぞれの前記複素スペクトルを連結し、前記入力信号の位相雑音スペクトルを生成する
請求項１に記載の広帯域信号解析装置。
【請求項４】
前記スペクトル測定手段は、前記中間周波数信号の片側スペクトルを、前記複素スペクトルとして出力する請求項１から３のいずれかに記載の解析装置。
【請求項５】
前記スペクトル測定手段は、
前記中間周波数信号を単側波帯信号に変換する単側波帯信号変換手段と、
前記単側波帯信号を周波数領域の信号に変換するフーリエ変換手段と
を有する請求項４に記載の広帯域信号解析装置。
【請求項６】
前記周波数推移手段は、
前記周波数の推移量に応じた周波数を有する周期信号を生成する周波数発生手段と、
前記入力信号と前記周期信号とを混合する周波数混合手段と
を有する請求項１から３のいずれかに記載の広帯域信号解析装置。
【請求項７】
前記周波数発生手段は、前記異なる推移量に応じて、異なる周波数を有する前記周期信号を順次生成し、
前記周波数混合手段は、それぞれの前記周期信号と、前記入力信号とを順次混合する
請求項６に記載の広帯域信号解析装置。
【請求項８】
前記スペクトル連結手段は、前記周波数発生手段が発生する前記周期信号の周波数を制御し、それぞれの前記中間周波数信号の前記複素スペクトルを、対応する前記周期信号の周波数に応じて推移して連結する
請求項６に記載の広帯域信号解析装置。
【請求項９】
前記周波数推移手段は、
前記周波数混合手段が出力する信号の帯域を制限する帯域制限手段と、
前記帯域制限手段が出力する信号を離散化し、前記スペクトル測定手段に与えるアナログデジタル変換手段と
を更に有する請求項６に記載の広帯域信号解析装置。
【請求項１０】
前記位相雑音推定手段は、
前記スペクトル連結手段が連結した前記複素スペクトルを時間領域の信号に変換し、前記入力信号の解析信号を生成する逆フーリエ変換手段と、
前記解析信号の位相角を算出する位相推定手段と
を有する請求項２に記載の広帯域信号解析装置。
【請求項１１】
前記スペクトル測定手段は、前記中間周波数信号の片側スペクトルを、前記複素スペクトルとして出力し、
前記位相雑音推定手段は、
前記スペクトル測定手段が出力するそれぞれの前記片側スペクトルの帯域を制限する帯域制限手段と、
前記帯域制限手段が出力する帯域制限された前記片側スペクトルを時間領域の信号に変換し、それぞれの前記中間周波数信号の解析信号を生成する逆フーリエ変手段と、
それぞれの前記解析信号の位相角を算出する位相推定手段と
を有する請求項３に記載の広帯域信号解析装置。
【請求項１２】
前記スペクトル連結手段が生成した前記入力信号の位相雑音スペクトルを時間領域の信号に変換し、前記入力信号の瞬時位相雑音を算出する逆フーリエ変換手段を更に備える
請求項３に記載の広帯域信号解析装置。
【請求項１３】
前記入力信号は、所定の搬送波と側波帯とを有する信号であって、
前記スペクトル測定手段は、前記搬送波の成分を除去した前記複素スペクトルを出力する
請求項１に記載の広帯域信号解析装置。
【請求項１４】
前記入力信号は、所定の搬送波と側波帯とを有する信号であって、
前記スペクトル測定手段は、前記搬送波及び前記入力信号の側波帯雑音に基づいて、前記入力信号の片側複素スペクトルを出力し、
前記広帯域信号解析装置は、
前記スペクトル連結手段が連結した前記片側複素スペクトルに基づいて、前記入力信号の瞬時位相雑音を推定する瞬時位相雑音推定手段を更に備える請求項１に記載の広帯域信号解析装置。
【請求項１５】
前記瞬時位相雑音推定手段は、
前記スペクトル連結手段が連結した前記片側複素スペクトルを時間領域の信号に変換し、前記入力信号の解析信号を生成する逆フーリエ変換手段と、
前記解析信号の位相角を算出する位相推定手段と
を有する請求項１４に記載の広帯域信号解析装置。
【請求項１６】
入力信号の位相雑音スペクトルを解析する広帯域信号解析装置であって、
前記入力信号の周波数帯域を複数に分割した場合に、それぞれの周波数帯域が予め定められた中間帯域に推移するように、前記入力信号の周波数をそれぞれ異なる推移量で推移させ、複数の中間周波数信号を生成する周波数推移手段と、
それぞれの前記中間周波数信号の瞬時位相雑音を推定する瞬時位相雑音推定手段と、
それぞれの前記中間周波数信号の前記瞬時位相雑音の複素スペクトルを出力するスペクトル測定手段と、
それぞれの前記複素スペクトルを連結するスペクトル連結手段と
を備える広帯域信号解析装置。
【請求項１７】
前記瞬時位相雑音推定手段は、
それぞれの前記中間周波数信号を解析信号に変換する解析信号変換手段と、
それぞれの前記解析信号の位相角を推定する位相推定手段と
を有する請求項１６に記載の広帯域信号解析装置。
【請求項１８】
前記周波数推移手段は、
前記周波数の推移量に応じた周波数を有する周期信号を生成する周波数発生手段と、
前記入力信号と前記周期信号とを混合する周波数混合手段と
を有する請求項１６に記載の広帯域信号解析装置。
【請求項１９】
前記周波数発生手段は、前記異なる推移量に応じて、異なる周波数を有する前記周期信号を順次生成し、
前記周波数混合手段は、それぞれの前記周期信号と、前記入力信号とを順次混合する
請求項１８に記載の広帯域信号解析装置。
【請求項２０】
前記スペクトル連結手段は、前記周波数発生手段が発生する前記周期信号の周波数を制御し、それぞれの前記中間周波数信号の前記複素スペクトルを、対応する前記周期信号の周波数に応じて推移して連結する
請求項１８に記載の広帯域信号解析装置。
【請求項２１】
前記周波数推移手段は、
前記周波数混合手段が出力する信号の帯域を制限する帯域制限手段と、
前記帯域制限手段が出力する信号を離散化し、前記スペクトル測定手段に与えるアナログデジタル変換手段と
を更に有する請求項１８に記載の広帯域信号解析装置。
【請求項２２】
前記スペクトル連結手段が連結した前記複素スペクトルを時間領域の信号に変換し、前記入力信号の瞬時位相雑音を算出する逆フーリエ変換手段を更に備える
請求項１６に記載の広帯域信号解析装置。
【請求項２３】
前記瞬時位相雑音推定手段は、それぞれの前記解析信号の位相角の直線成分を除去するリニア位相除去手段を更に有する請求項１６に記載の広帯域信号解析装置。
【請求項２４】
複数の入力信号のスキューを測定する広帯域スキュー解析装置であって、
第１入力信号の瞬時位相雑音を出力する、請求項２、１２、１４、又は２２のいずれかに記載の第１広帯域信号解析装置と、
第２入力信号の瞬時位相雑音を出力する、請求項２、１２、１４、又は２２のいずれかに記載の第２広帯域信号解析装置と、
前記第１広帯域信号解析装置が出力する前記瞬時位相雑音と、前記第２広帯域信号解析装置が出力する前記瞬時位相雑音との差分に基づいて、前記第１入力信号と前記第２入力信号とのスキューを算出するスキュー算出手段と
を備える広帯域スキュー解析装置。
【請求項２５】
入力信号の周期ジッタを測定する広帯域周期ジッタ解析装置であって、
前記入力信号の瞬時位相雑音を出力する、請求項２、１２、１４、又は２２のいずれかに記載の第１広帯域信号解析装置と、
前記入力信号を、前記入力信号の周期に基づいて遅延させる遅延手段と、
前記遅延手段が遅延させた前記入力信号の瞬時位相雑音を出力する、請求項２、１２、１４、又は２２のいずれかに記載の第２広帯域信号解析装置と、
前記第１広帯域信号解析装置が出力する前記瞬時位相雑音と、前記第２広帯域信号解析装置が出力する前記瞬時位相雑音との差分に基づいて、前記入力信号の周期ジッタを算出する周期ジッタ算出手段と
を備える広帯域周期ジッタ解析装置。
【請求項２６】
入力信号を解析する広帯域信号解析方法であって、
前記入力信号の周波数帯域を複数に分割した場合に、それぞれの周波数帯域が予め定められた中間帯域に推移するように、前記入力信号の周波数をそれぞれ異なる推移量で推移させ、複数の中間周波数信号を生成する周波数推移段階と、
それぞれの前記中間周波数信号の複素スペクトルを出力するスペクトル測定段階と、
それぞれの前記複素スペクトルを連結するスペクトル連結段階と
を備える広帯域信号解析方法。
【請求項２７】
前記スペクトル連結段階において連結した前記複素スペクトルに基づいて、前記入力信号の瞬時位相雑音を推定する瞬時位相雑音推定段階を更に備える請求項２６に記載の広帯域信号解析方法。
【請求項２８】
入力信号の位相雑音スペクトルを解析する広帯域信号解析方法であって、
前記入力信号の周波数帯域を複数に分割した場合に、それぞれの周波数帯域が予め定められた中間帯域に推移するように、前記入力信号の周波数をそれぞれ異なる推移量で推移させ、複数の中間周波数信号を生成する周波数推移段階と、
それぞれの前記中間周波数信号の瞬時位相雑音を推定する瞬時位相雑音推定段階と、
それぞれの前記中間周波数信号の前記瞬時位相雑音の複素スペクトルを出力するスペクトル測定段階と、
それぞれの前記複素スペクトルを連結するスペクトル連結段階と
を備える広帯域信号解析方法。
【請求項２９】
前記スペクトル連結段階において連結した前記複素スペクトルを時間領域の信号に変換し、前記入力信号の瞬時位相雑音を算出する逆フーリエ変換段階を更に備える請求項２８に記載の広帯域信号解析方法。
【請求項３０】
請求項２に記載の広帯域信号解析装置を用いて被試験デバイスを試験する試験装置システムであって、
前記広帯域信号解析装置が測定した、前記被試験デバイスの出力信号の瞬時位相雑音に基づいて前記被試験デバイスの良否を判定する試験装置システム。
【請求項３１】
請求項２２に記載の広帯域信号解析装置を用いて被試験デバイスを試験する試験装置システムであって、
前記広帯域信号解析装置が測定した、前記被試験デバイスの出力信号の瞬時位相雑音に基づいて前記被試験デバイスの良否を判定する試験装置システム。
【国際調査報告】
2008501933.tif 000177
2008501933.tif 000178