(57)【要約】  入力ラインフィルタ（２８）は、ＡＣ正弦波電源（２２）をシリーズスイッチングセクション（４４）及びクランプスイッチングセクション（４６）を有する電力スイッチングステージ（２６）から分離する。シリーズスイッチングセクション（４４）及びクランプスイッチングセクション（４６）の両者は、相補的な対（６８−７０及び８６−８８）の高電力かつ高速なＭＯＳＦＥＴを含む。シリーズスイッチングセクション（４４）は、電力スイッチングステージ（２６）と負荷（２４）の間の出力負荷フィルタ（３８）の入力ラインフィルタ（２８）とインダクタ（４２）の間に直列に接続されている。クランプスイッチングセクション（４６）は、インダクタ（４２）及び負荷（２４）を分流するように接続される。同期式の動作は、シリーズ（４４）及びクランプ（４６）のスイッチングセクションを導電性の状態に高いパルス幅偏重周波数で交互に動作させることによって達成させる。デューティサイクルは、正弦波出力波形に所望の振幅を提供するように選定される。マイクロプロセッサベースのプログラム可能なコントローラ（５６）は、シリーズ（４４）及びクランプ（４６）のスイッチングセクションを交互に伝導するための制御信号（１０２、１０６）を提供する。コントローラ（５６）のメモリに記憶されたデッドタイムインターバル（１１０、１１２）は、信頼性のある効率的な動作のための制御信号（１０２、１０６）を分離する。デッドタイムインターバル（１１０、１１２）は一定であってもよいし、負荷電力の変化に従って変更してもよい。
2008518395.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
変動する波形を有する電源から電力出力信号を提供するために正弦波調光器を動作させる方法であって、
出力電力信号の所望の振幅割合に対応するデューティサイクルを有するパルス幅変調信号を供給するステップと、
前記電源と積分フィルタの間の直列回路スイッチデバイスと、前記積分フィルタを分流するクランプ回路スイッチデバイスとを導電性状態へ交互に切り替えるステップとを備え、
前記切り替えるステップは、前記パルス幅変調信号に従って前記直列回路スイッチデバイスを導電させ、前記パルス幅変調信号の反転に従って前記クランプ回路スイッチ信号を導電させることを含み、
さらに、第１及び第２の回路パスの両者が非導電性であるデッドタイムインターバルを用いて前記直列回路スイッチデバイス及び前記クランプ回路スイッチデバイスの各々の交替する導電性状態を分離するステップを備えた方法。
【請求項２】
前記電力出力信号及び前記電源は、正弦波の波形を有する請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記切り換え及び分離は、メモリを有するマイクロプロセッサベースのプログラム可能なコントローラによって実行され、前記デッドタイムインターバルは、前記メモリに記憶される請求項２に記載の方法。
【請求項４】
前記直列回路スイッチの伝導に続くデッドタイムインターバルは、前記クランプ回路スイッチの伝導に続くデッドタイムインターバルと同じ長さである請求項３に記載の方法。
【請求項５】
パルス幅変調周波数は、約２０ｋＨｚより高い請求項４に記載の方法。
【請求項６】
パルス幅変調周波数は、約５０ｋＨｚである請求項５に記載の方法。
【請求項７】
前記デットタイムインターバルは、約１００から約１８０ナノ秒の範囲である請求項５に記載の方法。
【請求項８】
前記デッドタイムインターバルは、約１５０ナノ秒である請求項５に記載の方法。
【請求項９】
前記デッドタイムインターバルは、固定されている請求項５に記載の方法。
【請求項１０】
前記コントローラに出力電力情報をフィードバックし、フィードバックの出力電力情報の変化に従って、前記コントローラにおいて前記デッドタイムインターバルを変更することさらに含んでいる請求項５に記載の方法。
【請求項１１】
前記デッドタイムインターバルは、フィードバックの出力電力が減少するときに増加される請求項１０に記載の方法。
【請求項１２】
変動する波形を有する電源から電力出力信号を提供するために正弦波調光器を動作させる方法であって、
前記出力電力信号の所望の振幅割合に対応するデューティサイクルを有するパルス幅変調信号を供給するステップと、
前記電源と積分フィルタとの間の直列回路スイッチデバイスと、前記積分フィルタを分流するクランプ回路スイッチデバイスとを導電性の状態に交互に切り替えるステップとを備え、
前記切り換えは、前記パルス幅変調信号に従って前記直列回路スイッチデバイスを導電させ、前記パルス幅変調信号の反転に従って前記クランプ回路スイッチ信号を導電させることを含み、
さらに、第１及び第２の回路パスの両者が非導電性であるデッドタイムインターバルで前記直列回路スイッチデバイスの各導電性の状態が引き続いて起こるステップを備え、
前記切り替えるステップ及び各導電性の状態が引き続いて起こるステップは、メモリを有するマイクロプロセッサベースのプログラム可能なコントローラにおいて実行され、前記デッドタイムインターバルは、前記コントローラのメモリに記憶されることを特徴とする方法。
【請求項１３】
負荷及びＡＣ電源信号を有する電源と共に利用するための同期式正弦波調光器であって、
前記電源に対する接続のための入力ラインフィルタと、
前記負荷と直列に出力負荷インダクタを有する出力負荷フィルタと、
前記入力ラインフィルタと前記出力負荷フィルタとの間の電力スイッチングステージであって、前記出力負荷フィルタ及び前記負荷と直列に接続されるシリーズスイッチングセクションと、前記出力負荷フィルタ及び前記負荷を分流するために接続されるクランプスイッチングステージとを有する電力スイッチングステージと、
入力及びメモリを有するマイクロプロセッサベースのプログラム可能なコントローラであって、前記入力で受信された負荷電力情報に基づいてパルス幅変調デューティサイクルを用いてシリーズ及びクランプのスイッチングステージを交互に導電性の状態に動作させるためにシリーズ及びクランプの制御信号を提供するコントローラと、
前記シリーズ及びクランプの制御信号を分離するために、前記メモリに記憶され、前記コントローラによって利用されるデッドタイムインターバルとを備えた同期式正弦波調光器。
【請求項１４】
前記デッドタイムインターバルが固定されている請求項１３に記載の同期式正弦波調光器。
【請求項１５】
前記デッドタイムインターバルが約１５０ナノ秒である請求項１４に記載の同期式正弦波調光器。
【請求項１６】
前記負荷と前記コントローラとの間に出力電力フィードバック接続をさらに備え、前記コントローラは、出力電力の変化に従って前記デッドタイムインターバルを変更する請求項１３に記載の同期式正弦波調光器。
【請求項１７】
前記電力スイッチングステージ及び前記クランプスイッチングステージの両者は、相補的な対のＭＯＳＦＥＴを含んでいる請求項１３に記載の同期式正弦波調光器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、誘導性調光器出力フィルタを介して高信頼動作及び効率的電力変換を達成するために、正弦波調光器を制御する方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
ランプが可変の選択された光強度レベルで動作し得るように、ランプには調光器によって電力が提供されている。例えば、劇場の、建築上の、及び他の用途の発光体は、調光器によって動作電力が提供されることがよくある。このための位相角調光器は、周知であり、典型的には、ＡＣ電源をランプ負荷へ相互接続するためのＳＣＲなどの固体スイッチを含んでいる。電源からのＡＣ電圧は、正弦波の形で変化する。位相制御回路は、正弦波の半サイクル中のあるポイントであって、光強度の所望のレベルを生成するために所望量の電力を有するランプ動作パルスをランプに供給するように選定されるそのポイントで、固体スイッチを導電させる。スイッチング動作は、位相角調光器において、例えば１秒に５０又は６０サイクルの各電力供給サイクルに１、２回の低周波でＳＣＲによって実行される。
【０００３】
位相角調光器と共に、電源の半サイクル中に切り替わる階段型低周波数及び照明装置に供給される電流において結果として生じる階段型の振幅変化により、電気的ノイズ及び機械的フィラメントノイズの問題が生じ、広範囲なフィルタリングを必要となる。幾つかの調光器アプリケーションでは、減光する位相角へ入射するノイズは、受け入れられなくなり得る。なお、位相角調光器は、それらが高周波歪を主電源に反映し得るという不利な点を有する。
【０００４】
減光する低周波位相角の有する潜在的な問題を回避するために、固体スイッチが高周波で動作するときにパルス幅変調（ＰＷＭ）技術を用いることが提案されてきている。スイッチモード又はＰＷＭ電源として知られるこのタイプの調光器電源があれば、光強度は、パルス幅変調デューティサイクルを変化させることによって変更される。出力負荷フィルタにおけるフィルタリング後の出力は、減衰した振幅を有する電源波形に類似した形状を有し得る。典型的には、入力電源及び減衰された出力の両者は正弦波である。このため、パルス幅変調調光器はまた、正弦波調光器として述べられる。
【０００５】
非同期の正弦波調光器は周知である。このタイプの調光器は、パルス幅変調技術を用いて、電源と出力フィルタ及び負荷の間で連続してデバイスを切り替える高周波スイッチングを制御する。出力フィルタは、シリーズスイッチングデバイスが導電するときにエネルギーが記憶される誘導コンポーネント（inductive component）を含む。出力フィルタ及び負荷を横切って接続されるクランプセクションが望ましくない電圧スパイクを阻止し、シリーズスイッチングデバイスが導電しないときに負荷に達するように出力フィルタに記憶されるエネルギーに経路を提供する。
【０００６】
典型的な非同期の正弦波調光器のクランプセクションは、逆並列高速スイッチングダイオードを有する回路に並列なスイッチングデバイスを含んでいる。ダイオードは、並列クランプスイッチングデバイスをオンにするためのスイッチングファンクションを提供し、１つのクランプスイッチは、正電源の半サイクル中に導電され、他のクランプスイッチは、負電源供給の半サイクル中に伝導される。
【０００７】
この非同期アプローチは、不利な点を有する。１つの問題は、電源供給ゼロの交差するポイントに近いクランプスイッチングセクションの正確な制御を維持することである。別の困難性は、負荷がリアクタンス性（reactive）であるとき又は出力フィルタインダクタンスに関して負荷が小さいときに生じ、電源供給電圧及び電流は位相が同じでない。現在の用途において、調光器は、ガス放電及び蛍光灯のための電源などの多くのタイプの無効負荷（reactive loads）を制御するのに必要とされている。特許文献１から特許文献４は、このタイプの非同期の正弦波調光器について述べている。
【０００８】
【特許文献１】米国特許第５，４２４，６１８号
【特許文献２】米国特許第５，５００，５７６号
【特許文献３】米国特許第５，７１４，８４７号
【特許文献４】米国特許第６，３４６，７７８号
【０００９】
典型的な非同期の正弦波調光器に対する代替物は、クランプセクションが電源供給波形よりもむしろＰＷＭ信号との同期で制御される同期式調光器である。このアプローチでは、クランプスイッチは、シリーズスイッチが導電するときに相補的クランプスイッチが導電せず、シリーズスイッチが導電しないときに相補的クランプスイッチが導電するように、ＰＷＭ信号の反転によって動作される。同期式調光器の優位性は、それが抵抗型負荷及び容量性負荷の両者に対して効果的に動作することである。
【００１０】
同期式調光器を有する潜在的な問題は、結果として、交互のシリーズ及びクランプスイッチングシーケンスから生じる。例えば、クランプスイッチは、シリーズスイッチがその非導電性の状態に達する前に導電され、その後、電源供給を横切って直接延びている低抵抗の電流経路が存在する。これは、過剰の電流を結果として生じ、加熱し、スイッチを含む回路コンポーネントに損害を与える。同様の状況は、クランプスイッチがその非導電の状態に達する前にシリーズスイッチが導電された場合に存在する。
【００１１】
同時のシリーズ及びクランプスイッチ伝導の潜在的な問題は、相補的スイッチの非導電性を確実にするほど長い期間に各スイッチの伝導を遅延させることによって回避され得た。しかしながら、これは、シリーズスイッチとクランプスイッチのいずれも導電していない期間をもたらし得る。出力フィルタを介した電流が流れる経路の欠如は、結果として、電圧スパイクを生じさせ、回路コンポーネント寿命及び出力電力波形に逆効果を生じさせる。シリーズスイッチ及びクランプスイッチの交互のスイッチングの正確な制御を有する同期式正弦波調光器を動作させるための方法を提供することが望まれる。
【００１２】
特許文献５は、既知の同期式調光器の一例を開示する。この構成において、双方向シリーズ電力スイッチ及び双方向分路又はクランプスイッチは、代替的には、電力及び分路スイッチのために、マイクロプロセッサベースの制御部から隔離セクション（isolation sections）を介してドライバへ与えられる制御信号によって動作する。この特許に開示される調光器は、スイッチ伝導の重複又は同時のスイッチ非導電を阻止するための任意の用意を特別に含んでいない。このタイプの回路では、代替的なスイッチングタイミングシーケンスは、結果として、任意の正確な制御方法からというよりもむしろ回路コンポーネントの固有の又は確定的な立ち上り／立ち下り／遅延時間特性から生じることが考えられている。
【００１３】
【特許文献５】米国特許第５，０４５，７４４号
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明の第１の目的は、同期式正弦波調光器を制御するための改善された方法を提供することである。他の目的は、抵抗型負荷及び無効負荷の両者のために出力フィルタ及び負荷を介して結合する効率的な電力を提供する改善された正弦波調光器制御方法を提供し、
シリーズ及びクランプスイッチングデバイスの交互のスイッチングシーケンスを正確に制御するための改善された正弦波調光器制御方法を提供し、
負荷に対する効率的な電力転送を最大化し、望ましくない電圧過渡現象を最小化する改善された正弦波調光器制御方法を提供し、
シリーズ及びクランプスイッチングデバイスの伝導が重複することを回避する改善された正弦波調光器制御方法を提供し、
シリーズ及びクランプスイッチングデバイスの同時の非伝導を回避する改善された正弦波調光器制御方法を提供し、
従来技術の方法で経験されている困難を回復する改善された正弦波調光器制御方法を提供することである。
【００１５】
簡単には、本発明によれば、変動する波形を有する電源から、前記電源と同じ波形であって、前記電源より小さな振幅を有する電力出力信号を提供するために正弦波調光器を動作させる方法が提供される。前記方法は、所望の出力信号振幅に対応するデューティサイクルを有するパルス幅変調信号を供給することを含んでいる。電源と積分フィルタの間の直列回路スイッチデバイス及び積分フィルタを分流するクランプ回路スイッチデバイスは、導電性の状態に交互に切り替えられる。スイッチング動作は、パルス幅変調信号に従って直列回路スイッチデバイスを導電させ、パルス幅変調信号の反転に従ってクランプ回路スイッチデバイスを導電させることを含んでいる。直列回路スイッチデバイス及びクランプ回路スイッチデバイスの各々の交替する導電性の状態は、第１及び第２の回路パスが非導電性であるデッドタイムによって分離されている。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
上記及び他の目的及び利点と共に、本発明は、図面に例証される本発明の好ましい実施形態の以下の詳細な説明から最良に理解される。
【００１７】
ここで、図面を参照すると、図１は、参照符号２０によって全体として示された同期式正弦波調光器の単純化したブロック図である。調光器２０は、例えば、公称１２０ボルトＡＣの正弦波の交流電源波形を提供する従来の主電源２２に接続される。調光器２０は、出力電力を負荷２４に提供する。典型的なアプリケーションでは、負荷２４は、白熱灯などの抵抗型負荷であってもよいし、ガス放電灯又は蛍光灯のための電源などの無効負荷であってもよい。電力スイッチングステージ２６は、パルス幅変調（ＰＷＭ）を用いて、入力電力を減衰させ、低減された出力電力を負荷に供給する。
【００１８】
入力ラインフィルタ２８は、電源信号に与えられ得るノイズをろ過し、電力スイッチングステージ２６に対するクリーンＡＣ電力の供給を確実にする。なお、入力ラインフィルタ２８は、電力スイッチングステージ２６からのスイッチングノイズをろ過し、電源２２に戻るノイズの伝導を阻止する。好ましくは、入力ラインフィルタ２８は、図３に示されるように、共通モードインダクタ３０、差動モードインダクタ３２、ニュートラル・ライン（line to neutral）差動モードＸキャパシタ３４及び接地・ライン／ニュートラル（line/neutral to earth ground）共通モードＹキャパシタ３６を含む高次ラインフィルタである。
【００１９】
出力負荷フィルタ３８は、電力スイッチングステージ２６のＰＷＭスイッチング周波数をろ過し、電源正弦波と同じ周波数を有するライン周波数の可変振幅正弦波に出力電圧波形を再構成する。図４に示されるように、出力負荷フィルタは、典型的には、キャパシタ４０によって表されるバイパスキャパシタンスを含み得る。負荷フィルタのコアは、エネルギーを記憶し、出力波形を平滑化する負荷２４と直列の出力インダクタ４２である。広範囲の負荷値を調節するために、好ましくは、インダクタ４２は、変動インダクタである。例えば、インダクタ４２は、０．２５アンペアの出力電流で１０ｍＨのリアクタンス、１０アンペアの出力電流で１ｍＨのリアクタンス、及び２０アンペアの出力電流で０．５ｍＨのリアクタンスを有し得る。
【００２０】
電力スイッチングステージ２６は、電源２２と直列接続される負荷２４及び負荷インダクタ４２との間に直列に接続されたシリーズスイッチングセクション４４を含んでいる。電力スイッチングステージ２６はまた、直列接続される負荷２４及び負荷インダクタ４２を横切って分路されるクランプスイッチングセクション４６を含んでいる。シリーズスイッチングセクション４４は、所望の出力電力レベルを提供するために選定されたデューティサイクルを有するＰＷＭ信号を用いて高周波数で交互に導電性及び非導電性になる。クランプスイッチングセクション４６は、シリーズスイッチングセクション４４が導電しているときにクランプスイッチングセクション４６が非導電であるように、また、クランプスイッチングセクション４６が導電しているときにシリーズスイッチングセクション４４が非導電であるように、ＰＷＭ信号の反転によって交互に非導電及び導電になる。電力スイッチングステージ２６は、約５０ｋＨｚが好ましいが、少なくとも２０ｋＨｚの高周波数で好ましくは動作する。
【００２１】
図２は、電力スイッチングステージ２６の動作をグラフに例証したものである。図２に示される動作周波数は、非常に低く、実際の高周波数ＰＷＭ動作を表したものではないが、ＰＷＭ動作をグラフに示されるようにすることが可能である。曲線４８は、入力正弦波ＡＣ波形を示している。曲線５０は、シリーズスイッチングセクション４４を５０パーセントデューティサイクルで交互に導電性及び非導電性にするための制御信号を示している。曲線５２は、クランプスイッチングセクション４６を交互に導電性及び非導電性にするための相補的制御信号を示している。曲線５４は、出力負荷フィルタ３８によって平滑化されるシリーズスイッチングセクション４４による入力信号のチョッピングの結果として生じる出力負荷信号を示している。５０パーセントデューティサイクルがあれば、出力波形振幅は、およそ電源波形振幅の２分の１である。
【００２２】
図１に示されるように、マイクロプロセッサベースのプログラマブルコントローラ５６は、図２に示されるようなスイッチング制御信号を提供することによってシリーズ及びクランプのスイッチングセクション４４及び４６の動作を制御する。コントローラ５６は、プログラム及びデータメモリへのアクセスを含み又は有しており、データ入出力バス又はデバイス５８から受信されるデータの形態でプログラムメモリへロードされた命令によってプログラム可能である。実際に本発明に適当なプログラマブルコントローラの一例は、参照によってこの中に取り込まれる５６Ｆ８０３ Ｅｖａｌｕａｔｉｏｎ Ｍｏｄｕｌｅ Ｈａｒｄｗａｒｅ Ｕｓｅｒ'ｓ Ｍａｎｕａｌ，Ｒｅｖ．４，０６／０３／２００３に記載される、Ｆｒｅｅｓｔｙｌｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ, Ｉｎｃ（モトローラ）によって販売されているＭｏｄｅｌ５６Ｆ８０３ハイブリッドデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）及びコントローラである。
【００２３】
ソフトウェア制御のもとでコントローラ５６は、高周波ＰＷＭシリーズスイッチング制御信号をシリーズスイッチングセクション４４へ光アイソレーション回路６０及びドライバ回路６２を介して供給する。同様に、コントローラ５６は、ソフトウェア制御のもとで、高周波逆ＰＷＭシリーズスイッチング制御信号をクランプスイッチングセクション４６へ光アイソレーション回路６４及びドライバ回路６６を介して供給する。
【００２４】
コントローラ５６は、負荷電圧及び負荷電流を指示するライン６８を介してフィードバック信号を受信する。これらの信号は、出力負荷信号を正確に規定するためにＰＷＭ及び逆ＰＷＭ制御信号を調整するソフトウェア制御のもとで用いられ得る。なお、以下に述べるように、これらの信号は、本発明に従って負荷２４に対する効率的な電力転送を最大化するために調光器２０を制御する際に用いられ得る。
【００２５】
ライン７０では、コントローラ５６は、電源電圧を指示するフィードバック信号を受信する。この信号は、出力負荷信号を正確に規定するために、電源ゼロの交差を検出し、ＰＷＭと逆ＰＱＷＭ制御信号とを調整するのに、ソフトウェア制御のもとで用いられ得る。電力スイッチングステージ２６と協働するセンサ７２は、用いられ得る動作温度フィードバック信号を、例えば、過剰温度電力の減少又は遮断機能のために提供する。
【００２６】
電力スイッチングステージ２６は、図５により詳細に示される。シリーズスイッチングセクション４４は、ライン入力フィルタ２８に接続される電源端子７２と出力負荷フィルタ３８のインダクタ４２に接続される負荷出力端子７４との間で直列に接続される、高速、高電力、双方向のスイッチとして機能する相補的な一対のＭＯＳＦＥＴ６８及び７０を含んでいる。ＭＯＳＦＥＴ６８及び７０は、コントローラ５６によって供給され、ゲート制御入力端子７６及びグランド端子７７を横切って光アイソレータ回路６０及びドライバ回路６２を介して与えられる高周波ＰＷＭ制御信号によって同時に導電又は非導電になる。グランドとＭＯＳＦＥＴ６８及び７０にソース端子との間に接続される電流感知抵抗７８は、過電流保護又はその類似のもののためにコントローラ５６によって利用するために信号を端子８０に提供する。抵抗８２は、ブリーダ抵抗として機能し、ＭＯＳＦＥＴ６８及び７０のゲート端子に接続される直列抵抗器を安定させる。双方向ツェナー８４は、過渡時の保護を提供する。
【００２７】
クランプスイッチングセクション４６は、負荷出力端子７４と負荷ニュートラル（neutral）端子９０との間で直列に接続される高速、高電力、双方向のスイッチとして機能する相補的な対のＭＯＳＦＥＴ８６及び８８を含んでいる。ＭＯＳＦＥＴ８６及び８８は、コントローラ５６によって供給され、ゲート制御入寮端子９２及びグランド端子９４を横切って光アイソレータ回路６４及びドライバ回路６６を介して与えられる高周波逆ＰＷＭ制御信号によって同時に非導電性及び導電性になる。抵抗９６は、ブリーダ抵抗として機能し、ＭＯＳＦＥＴ８６及び８８のゲート端子に接続される直列抵抗器を安定させる。双方向ツェナー９８は、過渡時の保護を提供する。
【００２８】
ＩＧＢＴなどの他のタイプの高電力固体スイッチングデバイスは、シリーズ及びクランプのスイッチングセクション４４及び４６に用いられ得るが、ＭＯＳＦＥＴが、それらの優れた高速かつ高電力のスイッチング特性のために好まれる。なお、ＭＯＳＦＥＴの双方向性及び速いスイッチングスピードは、それらをシリーズ及びクランプの両者の高速スイッチングを有する同期式調光器に対して望ましいものにする。
【００２９】
本発明によれば、コントローラ５６は、シリーズ及びクランプ制御信号の間で正確に決定されるデッドタイムを挿入するように制御されるソフトウェアである。これは、概して一定の率で縮尺されることなく、図６に例証される。曲線１００は、シリーズスイッチングセクション４４を導電させるための一対のシリーズスイッチＰＷＭ“オン”制御信号１０２を示している。これらの信号は、シリーズスイッチングセクション４４が非導電である“オフ”インターバルによって分離される。曲線１０４は、クランプスイッチセクション４６を導電性にするクランプスイッチ逆ＰＷＭ“オン”制御信号１０６を示している。曲線１０４の“オン”信号１０６は、曲線１００の“オフ”インターバル内に位置している。
【００３０】
図６の曲線１０８は、各シリーズスイッチＰＷＭ“オン”制御信号１０２の終わりで始まり、各逆ＰＷＭ“オン”制御信号１０６の始まりで終わるデッドタイムインターバル１１０を例証している。このデッドタイムインターバル中は、シリーズスイッチングセクション４４とクランプスイッチングセクション４６のいずれも“オン”信号１０２、１０６を受信しない。デッドタイムインターバル１１０は、シリーズスイッチングセクション４４のスイッチングが信頼性をもって完了され得るように、また、シリーズスイッチングセクション４４及びクランプスイッチングセクション４６の同時に導電する状況を回避するように、十分に長く選定される。なお、デッドライムインターバルは、できる限り短く、すなわち、信頼性をもってスイッチング動作を完了するために必要以上に長くないように選定される。結果として、クランプスイッチングセクション４６は、シリーズスイッチングセクション４４が出力負荷フィルタインダクタ４２に記憶されるエネルギーの負荷２４を介した効率的な散逸のために回路パスを確立するために非導電性にされた後にできる限りすぐに導電性にされる。これは、所望の正弦波出力波形を歪ませ、結果として回路コンポーネント損失を生じさせ得る不要な電圧スパイクを回避する。
【００３１】
曲線１０８はまた、各逆ＰＷＭ“オン”制御信号１０６の終わりで始まり、各シリーズスイッチＰＷＭ“オン”制御信号１０２の始まりで終わる別のデッドタイムインターバル１１２を例証する。デッドタイムインターバル１１２は、クランプスイッチングセクション４６のスイッチングが信頼性をもって完了され得るように、また、シリーズスイッチングセクション４４及びクランプスイッチングセクション４６の同時に導電する状況を回避するように、十分に長く選定される。回路特性又は電力散逸要求が認められるならば、デッドライムインターバル１１０及び１１２は、異なる長さを有することが可能であるが、現在は、それらは同じ長さを有することが好まれている。
【００３２】
デッドタイムインターバル１１０及び１１２は、プログラム可能なマイクロプロセッサベースのコントローラ５６によるソフトウェア制御のもとで供給される。それゆえ、デッドタイムインターバル１１０及び１１２は、回路コンポーネントの複雑で確定的な立ち上がり、立下り又は遅延時間に依存しない正確な値を有する。結果として、負荷に対するスイッチング及び電力転送の効率が最大化される。５０ｋＨｚの好ましいＰＷＭスイッチング周波数で、固定される時間の長さが図６に示されるようにデッドタイムインターバル１１０及び１１２に用いられるならば、好ましいデッドタイムインターバルは、１５０ナノ秒である。
【００３３】
固定されたデッドタイムインターバルは信頼でき効率的な動作の優位性を提供するが、負荷電力が増すにつれてデッドタイムインターバルの期間を減少させることが可能になり得るので、折衷案があるかもしれない。本発明の特徴によれば、コントローラ５６は、負荷電力に基づいて様々なデッドライム１１０及び１１２を供給するように制御されるプログラムであり得る。図７に示されるように、例えば、デッドタイム１１０及び１１２は、非常に低い又は負荷のない状況の１７０ナノ秒の最大値から、出力負荷が２，５００ワットである１１０ナノ秒の短縮された期間に線形的に変化し得る。様々なデッドタイムは、調光器２０の制御の効率をさらに最大化することができる。
【００３４】
シリーズスイッチングセクション４４及びクランプスイッチングセクション４６を動作させるプログラム可能なコントローラ５６によって実行されるルーチンは、図８の単純化されたフローチャートに例証される。そのルーチンは、ブロック１１４で始まる。ブロック１１６では、コントローラは、シリーズスイッチングセクション４４のＭＯＳＦＥＴ６８及び７０を導電させて、電源２２から負荷２４へ調光器２０を介して電流を流すために、シリーズスイッチ“オン”信号１０２（図６参照）を送る。信号１０２の存続期間は、コントローラ５６のデータメモリに記憶され、所望の正弦波出力負荷波形を負荷２４に出力するのに必要とされるＰＷＭデューティサイクルの結果である。シリーズスイッチ“オン”信号１０２の終わりで、シリーズスイッチングセクション４４のＭＯＳＦＥＴ６８及び７０は、それらの非導電性の状況に戻り、出力負荷フィルタインダクタ４２及び負荷２４への電流を阻止する。
【００３５】
ブロック１１８では、コントローラは、デッドタイムインターバル１１０に等しい期間待機する。タイムインターバルは、コントローラ５６のデータメモリに記憶される。このデッドタイムインターバル１１０中、シリーズスイッチングセクション４４のスイッチング動作は、信頼性をもって完了される。
【００３６】
デッドタイムインターバルの終わりで、ブロック１２０では、コントローラは、クランプスイッチングセクション４６のＭＯＳＦＥＴ８６及び８８を導電させるために、クランプスイッチ“オン”信号１０６（図６参照）を送る。これは、エネルギーを出力負荷フィルタインダクタ４２に記憶させ、インダクタ４２及び負荷２４に電流を流す。信号１０６の存続期間は、コントローラ５６のデータメモリに記憶され、所望の正弦波負荷波形を負荷２４に出力するのに必要とされるＰＷＭデューティサイクルの反転の結果である。クランプスイッチ“オン”信号１０６の終わりで、クランプスイッチングセクション４６のＭＯＳＦＥＴ８６及び８８は、それらの非導電性の状況に戻り、出力負荷フィルタインダクタ４２と負荷２４の間のクランプ電流を阻止する。
【００３７】
ブロック１２２では、コントローラ５６は、デッドタイムインターバル１１２に等しい期間中待機する。このタイムインターバルは、コントローラ５６のデータメモリに記憶される。単一の長さの時間がデッドライムインターバル１１０及び１１２に両者に用いられるならば、たった１つのデッドタイム値のみが、コントローラ５６のデータメモリに記憶されることが必要である。このデッドタイムインターバル１１２中、クランプスイッチングセクション４６のスイッチング動作は、信頼性をもって完了される。
【００３８】
決定ブロック１２４は、例えば調光器２０の電力ダウン又はその類似のフィードバック応答中断など、制御信号をシリーズ及びクランプのスイッチングセクション４４及び４６に送信することを停止するためのコントローラの方法を表現するために含まれている。調光器スイッチング動作が終わる場合、ルーチンは、ブロック１２６で終了し、そうでない場合、ルーチンは繰り返される。
【００３９】
図９は、制御信号１０２及び１０６と、デッドライムインターバル１１０及び１１２とを取得又は計算し、その後、データメモリに記憶するための単純化された周期的なルーチンを例証している。このルーチンは、ブロック１２７で始まる。調光器２０のユーザは、データバス又はデバイス５８を経由してコントローラ５６へデータを入力することによって、例えばランプ負荷の光強度に対応する出力負荷の大きさを選択し得る。決定ブロック１３０では、この入力データは、出力負荷の大きさの変更が要求されているかどうかを認識するためにチェックされる。要求されていないならば、ルーチンは、ブロック１３１で終了する。この場合、制御信号及びデッドタイムに対してデータメモリに記憶される値は、変更されずに残る。
【００４０】
新たな出力電力の大きさが要求される場合、新たなＰＷＭ及び逆ＰＷＭデューティサイクルがブロック１３２及び１３４で確立される。これらのステップを実行するのには様々な方法が存在する。コントローラ５６は、入力データからデューティサイクル及び反転（inverse）デューティサイクルを計算し、対応するシリーズスイッチ及びクランプスイッチの制御信号値１０２及び１０６を導出する。代替的には、ルックアップテーブルは、シリーズスイッチ及びクランプスイッチの制御信号値１０２及び１０６を提供するために、コントローラメモリに記憶され得る。任意の場合において、ブロック１３４及び１３６では、シリーズスイッチ及びクランプスイッチの制御信号値１０２及び１０６の存続期間は、図８のルーチンのブロック１１６及び１２０によるアクセスのためにデータメモリに記憶される。
【００４１】
固定されたデッドタイムインターバルが利用される場合、それはデータ入力としてバス又はデバイス５８を介してコントローラ５６のデータメモリに記憶され得る。デッドタイムインターバルは、その後、図８のルーチンのブロック１１８及び１２２でのコントローラ５６による利用のためにメモリにおいて利用可能である。この場合、ルーチンは、ブロック１３６に続くブロック１３１で終了する。
【００４２】
様々なデッドタイムインターバルが用いられる場合、図９のルーチンは、さらにブロック１３８から１４２を含んでいる。ブロック１３８では、コントローラ５６は、フィードバックライン６８（図１）によって提供される負荷電流値及び負荷電圧値を取得する。ブロック１４０では、負荷電力は、負荷電流値及び電圧値に基づいて計算され又は決定され得る。ブロック１４２では、デッドタイムインターバルは、計算又はコントローラメモリのルックアップテーブルにアクセスすることのいずれかによって設定される。例えば、図７のグラフに基づいたルックアップテーブルは、データメモリにロードされ得る。このブロックでは、デッドタイム１１０及び１１２又は単一のデッドタイム値は、図８のルーチンの部路刻１１８及び１２２によって利用するためにデータメモリに記憶される。
【００４３】
本発明は図面に示される本発明の実施形態の詳細を参照して述べられてきたが、これらの詳細は、特許請求の範囲で請求される本発明の範囲を限定することを意図したものではない。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】本発明に係る方法が実現できる同期式正弦波調光器のブロック図である。
【図２】位相角調光器のパルス幅変調動作を示したグラフである。
【図３】前記調光器の入力ラインフィルタの概略図である。
【図４】前記調光器の出力負荷フィルタの概略図である。
【図５】前記調光器の電力スイッチングステージの概略図である。
【図６】交互のシリーズとクランプスイッチング制御信号の間にあるデッドタイムのソフトウェア制御される挿入部を示したグラフである。
【図７】デッドタイム期間と負荷電力との間の関係を示したグラフである。
【図８】本発明に従って正弦波調光器のシリーズ及びクランプスイッチを制御するための調光器のプログラム可能なコントローラによって実行されるルーチンを単純化したフローチャートである。
【図９】図８のルーチンで利用するためのフローチャートであり、ＰＷＭシリーズスイッチング制御信号、逆ＰＷＭクランプスイッチング制御信号及びデッドタイム間隔を供給するための調光器のプログラム可能なコントローラによって実行されるルーチンを単純化したフローチャートである。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【国際調査報告】
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