(57)【要約】  送信側から受信側へのシリアルデータ伝送方法であって、当該方法は以下のステップを有しており：すなわち、ａ）伝送されるべきデータ値をあらわす少なくとも１つのデジタルデータワードを定め；ｂ）パルス持続時間を定め、ここで当該パルス持続時間は、前記データワードによってあらわされる負ではない偶数に一定の正の加算分を加えたものに比例し；ｃ）定められた前記パルス持続時間を有するパルス（ＩＨ、ＩＭ、ＩＬ）を送信側から受信側へ送信し；ｄ）受信側で前記パルス持続時間を検出し、前記データワードを再構築する、ステップを有する。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信側から受信側へのシリアルデータ伝送方法であって、
当該方法は以下のステップを有しており：すなわち、
ａ）伝送されるべきデータ値をあらわす少なくとも１つのデジタルデータワード（（ａ０、ａ１、ａ２、ａ３）；（ａ４、・・・、ａ７）；（ａ８、・・・、ａ１１））を定め；
ｂ）パルス持続時間を定め、ここで当該パルス持続時間は、前記データワードによってあらわされる負ではない偶数に一定の正の加算分を加えたものに比例し；
ｃ）定められた前記パルス持続時間を有するパルス（ＩＨ、ＩＭ、ＩＬ）を送信側から受信側へ送信し；
ｄ）受信側で前記パルス持続時間を検出し、前記データワードを再構築する、
ステップを有する、送信側から受信側へのシリアルデータ伝送方法。
【請求項２】
有利には前記加算分は第１の項を含み、当該第１の項は０〜１の間の数、有利には０．５に相当する、請求項１記載の方法。
【請求項３】
拡張されたデータワード（ｉ０、・・・ｉ６）のデジタル−時間−変換によって前記パルス（ＩＨ、ＩＭ、ＩＬ）が得られ、
当該データワードは、前記ステップａ）において定められたデータワード（（ａ０、ａ１、ａ２、ａ３）；（ａ４、・・・、ａ７）；（ａ８、・・・、ａ１１））および前記第１の項をあらわす少なくとも１つのビット（ｉ２）を、定められた前記データワードのビットよりもより重要度の低いビットとして含む、請求項２記載の方法。
【請求項４】
前記加算分は、前記ステップａ）において定められたデータワードによってあらわされる最大偶数に１を加えたものに相当する項を含む、請求項１から３までのいずれか１項記載の方法。
【請求項５】
拡張されたデータワード（ｉ０、・・・ｉ７）のデジタル−時間−変換によって前記パルスが得られ、
当該データワードは、前記ステップａ）において定められたデータワード（（ａ０、ａ１、ａ２、ａ３）；（ａ４、・・・、ａ７）；（ａ８、・・・、ａ１１））と、値１および前記定められたデータワードのビットよりも高い重要度を有するビット（ｉ７）を含む、請求項４記載の方法。
【請求項６】
前記ステップａ）において、前記伝送されるべきデジタルのデータ値のビット（ａ０、ａ１、ａ２、・・・、ａ１１）を複数のデータワード（（ａ０、ａ１、ａ２、ａ３）；（ａ４、・・・、ａ７）；（ａ８、・・・、ａ１１））に分け、前記ステップｂ）〜ｄ）を、このようにして得られたデータワードそれぞれに対して行う、請求項１から５までのいずれか１項記載の方法。
【請求項７】
前記複数のデータワード（（ａ０、ａ１、ａ２、ａ３）；（ａ４、・・・、ａ７）；（ａ８、・・・、ａ１１））に相当するパルス（ＩＨ、ＩＭ、ＩＬ）は直接的に順次連続して、交互のレベルで伝送される、請求項６記載の方法。
【請求項８】
各データ値は所定の長さの時間窓（Ｆ）において、奇数のデータワードに分けられて伝送される、請求項６、７または８記載の方法。
【請求項９】
各データ値は所定の長さの時間窓（Ｆ１、Ｆ２、Ｆ３）において、偶数のデータワードに分けて伝送され、順次連続するデータ値の第１のパルス（ＩＨ）はそれぞれ交互のレベルで伝送される、請求項６、７または８記載の方法。
【請求項１０】
各データ値の前記最初のパルス（ＩＨ）はそれぞれ、前記データ値に相当する時間窓（Ｆ）の開始時に伝送されはじめ、前記受信側は連続して伝送されるデータ値の第１のパルス（ＩＨ）をその開始の周期的な繰り返しで識別する、請求項７から９までのいずれか１項記載の方法。
【請求項１１】
前記伝送されたデータ値は、圧力測定値、殊に内燃機関内の燃焼室圧の測定値である、請求項１から１０までのいずれか１項記載の方法。
【請求項１２】
請求項１から１１までのいずれか１項記載の方法のための送信側であって、
デジタルデータワード（ａ０、ａ１、ａ２、ａ３）；（ａ４、・・・、ａ７）；（ａ８、・・・、ａ１１））をパルス（ＩＨ、ＩＭ、ＩＬ）に変えるデジタル−時間−変換器（４）を有しており、
当該パルスの持続時間は前記データワードの数値をあらわしている形式のものにおいて、
数値０に相当する前記パルスの持続時間は０より大きい、
ことを特徴とする送信側。
【請求項１３】
前記デジタル−時間−変換器（４）は入力ビット数を処理し、当該入力ビット数は前記デジタルデータワードのビット数よりも大きく、
前記データワード（（ａ０、ａ１、ａ２、ａ３）；（ａ４、・・・、ａ７）；（ａ８、・・・、ａ１１））のビットに接続されていない入力ビット（ｉ７、ｉ２、ｉ１、ｉ０）は一定値と接続され、
当該一定値はこれらのビットの少なくとも１つで１である、請求項１２記載の送信側。
【請求項１４】
前記データワードのビットに接続されていない、前記デジタル−時間−変換器の入力ビット（（ｉ７、ｉ２、ｉ１、ｉ０）は、前記データワードの全てのビットよりも重要度が高いかまたは重要度が低い、請求項１３記載の送信側。
【請求項１５】
デジタルデータ値（ａ０、ａ１、ａ２、・・・、ａ１１）を、前記データ値の異なる重要度の各ビットを含む複数のデータワード（（ａ０、ａ１、ａ２、ａ３）；（ａ４、・・・、ａ７）；（ａ８、・・・、ａ１１））に分ける回路（３）を含む、請求項１２〜１４までのいずれか１項記載の送信側。
【請求項１６】
請求項１から１１までのいずれか１項記載の方法のための受信側であって、
当該受信側は、受信したパルス（ＩＨ、ＩＭ、ＩＬ）をデジタルデータワードに変える時間−デジタル−変換器（１１）を有しており、
当該データワードは、パルスの持続時間に比例するデータ値をあらわしている形式のものにおいて、
前記受信側は、連続して時間−デジタル−変換器（１１）から出力されるデータワードの所定のビットをデジタルデータ値に結合する結合回路（１３）を含み、
出力されたデータワードのより低い重要度を有する少なくとも１つのビットは当該結合回路（１３）によって無視される、
ことを特徴とする受信側。
【請求項１７】
さらに、前記出力されたデータワードのより高い重要度を有する少なくとも１つのビットが前記結合回路（１３）によって無視される、請求項１７記載の受信側。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
従来技術
本発明は、送信側から受信側へのシリアルデータ伝送方法並びに当該方法を行うのに適している受信側および送信側に関する。
【０００２】
近年の自動車では、ますます多くのデジタルデータ処理回路が使用されるようになってきている。これは殊に、自動車の内燃機関の動作パラメータを検出および制御または調整するために使用される。内燃機関近傍に延在するデジタルデータ線路は、内燃機関の作動、殊に点火火花による強い電磁妨害にさらされる。特にこの問題が重大であるのは、燃焼室圧等のパラメータが直接的に燃焼室で、高い帯域幅で以て検出されるべき場合である。自動車内のデジタルデータ伝送に対しては、規格ＣＡＮ等が公知であるが、その実装にはまだ非常にコストがかかってしまう。電磁妨害によって強く負荷がかかる周辺における検出されるべき測定量をまずはアナログの量として伝送し、デジタル化およびでデジタル処理を、妨害源から遠く離れて行うことが可能であるが、このような手法は内在的に不正確であり、高い伝送レートは次のような場合にしか実現されない。すなわち、伝送されるアナログ信号レベルの短い測定時間、ひいては同じように高いノイズ感度が甘受される場合にしか実現されない。
【０００３】
廉価に実装可能であり、かつ電磁妨害の影響をそれ程受けない、別の公知のデータ伝送方法は、いわゆるパルス持続時間変調である。この方法では、伝送されるべきデジタルデータワードに対して、このデータワードのバイナリー数値に比例するパルス持続時間が定められ、この定められた持続時間を有するパルスが送信側から受信側へ伝送され、受信側で検出されたパルス持続時間に基づいて前記データワードが再構築される。
【０００４】
この公知の方法は２つの本質的な欠点を有している。一つの欠点は、数値０をあらわすパルスを伝送することが不可能であるということである。なぜなら、その持続時間は０になってしまうからである。２つ目の欠点は、データ値を伝送するのに必要な時間が、データ値の解像度（すなわちビット数）の上昇とともに、指数関数的に増大してしまうということである。すなわち送信側から受信側へ伝送される最も短いパルスの持続時間は、送信側の構造、受信側の構造およびこれら２つを接続する伝送媒体の構造によって定められるので、１ビットの精度の上昇にはそれぞれ、パルス持続時間を２倍にすることが避けられないのである。
【０００５】
発明の利点
請求項１および１２に記載されているように、本発明によって、パルス持続時間変調によるデータ伝送方法並びにこれに適した送信側が開示される。これは、次のことによって値０の伝送も可能にする。すなわち、パルス持続時間がそれぞれ、伝送されるべきデータワードによってあらわされる負ではない偶数に一定の正の加算分を加算したものに比例して定められることによって、値０の伝送も可能にする。従って、伝送されるパルスの持続時間は、値０の伝送時に単に、加算分の数値に相当し、消滅しない持続時間の検出可能なパルスが受信側に達する。
【０００６】
有利にはこの加算分は第１の項を含み、この第１の項は０〜１の間の数、有利には０．５に相当する。この項がデータワードの再構築時に受信側で容易に無視されても、このデータワードは正しく戻される。
【０００７】
有利には、送信されるべきパルスは、拡張されたデータワードのデジタル−時間−変換によって得られる。この拡張されたデータワードのビットは一方では伝送されるべき元来のデータワードを含み、並びに少なくとも１つの、第１の項をあらわすビットを含む。このビットの重要度は、定められたデータワードのビットの重要度よりも低い。
【０００８】
択一的または付加的に、加算分は有利にはさらに次のような項を含む。すなわち、その数値が、元来のデータワードによってあらわされる最大偶数に１を加えたものに相当するような項を含む。これによって次のことが保証される。すなわち、伝送される各パルスの最小持続時間が少なくとも、このあらわされる最大偶数に相当し、その伝送のために伝送媒体の高い帯域幅が必要である極端に短いパルスが回避されるということが保証される。
【０００９】
このようなパルスは、拡張されたデータワードのデジタル−時間−変換によって容易に得られる。このデータワードのビットは一方では元来の、伝送されるべきデータワードを含み、付加的に値１を有するビットを含む。このビットの重要度は、元来のデータワードのビットの重要度よりも高い。
【００１０】
次のことによって、非常に高い解像度を有するデータ値を非常に速く伝送することもできる。すなわち、はじめに伝送されるべきデジタルのデータ値のビットが複数のデータワードに分けられ、データ伝送が上述したようなパルス幅変調によって連続して、このようにして得られた各データワードに対して行われることによって、非常に高い解像度を有するデータ値を非常に速く伝送することもできる本発明による方法は値０を有するデータワードの伝送も可能にするので、これが可能である。これに適した受信側は請求項１６に記載されている。
【００１１】
複数のデータワードを伝送する際に連続する時間を省くために、これらのデータワードを直接的に順次連続して、交互のレベルで伝送するのが有利である。
この場合には各データ値に対して、所定の長さの時間窓が設けられる。この時間窓ではデータ値は、奇数のデータワードに分けられて伝送される。ここから、各時間窓の終端で充填信号が伝送される、ということが結果として生じる。この充填信号のレベルは、第２のデータワードを伝送するのに使用されるパルスと等しい。従って、異なるデータ値の第１のデータワードに対してそれぞれ同じレベルを使用することができる。偶数のデータワードに分けられたデータ値を所定の長さの時間窓において伝送する際に、順次連続するデータ値の第１のパルス（これはそれぞれその第１のデータワードに相当する）はそれぞれ、交互のレベルで伝送される。
【００１２】
各データ値に対して、固定した持続時間を有する時間窓を使用することによって次のような結果が得られる。すなわち、各データ値の第１のパルスの開始点が、前記時間窓の持続時間に相当する固定された時間間隔を有するという結果が得られる。従って受信側は、第１のパルスの開始の周期的な繰り返しに基づいて、これを識別し、同期化することができる。
【００１３】
実施例の説明
本発明のさらなる特徴および利点を、添付図を参照した以下の実施例の説明に記載する。
【００１４】
図面
図１は本発明による送信側のブロックダイヤグラムであり、
図２は、図１に示された送信側の送信信号の経過特性の例であり、
図３は、図１の送信側に伴う受信側のブロックダイヤグラムであり、
図４は、第２の実施形態に相応する送信側のブロックダイヤグラムであり、
図５は、この方法の第２の実施形態に相応する送信信号の経過特性の例であり、
図６は、図４の送信側に伴う受信側のブロックダイヤグラムであり、
図７は、この方法の変形実施例に相応する送信信号の経過特性の例であり、
図８は、本発明の第３の実施形態に相応する送信側のブロックダイヤグラムであり、
図９は、図８に示された送信側の送信信号の経過特性の例であり、
図１０は、この方法の別の変形実施例に相応する送信信号の経過特性の例である。
【００１５】
図１に概略的に示された送信側はセンサ（この場合には圧力センサ）１を有している。このセンサは自動車内燃機関の燃焼室に取り付けられており、このセンサによってその内部圧力が検出される。さらに送信側はアナログデジタル変換器２を有しており、これは、圧力センサ１の出力信号を、１２ビットの解像度を有するデジタルデータ値に変える。これらのビットには、増していく重要度の順番で、ａ０、ａ１・・・ａ１１が付与される。マルチプレクサ３はそれぞれ７ビット幅の３つの入力側３−Ｈ、３−Ｍ、３−Ｌと、出力側３−Ｏを有している。各３つの入力側３−Ｈ、３−Ｍ、３−Ｌの４つの最も重要なビットには、変換器２によってａ１１、ａ１０〜ａ８、ａ７〜ａ４ないしａ３〜ａ０が接続される。この３つの入力側での次の低い重要度を有しているビットには、それぞれ固定してレベルロジック１が接続され、最も重要度の低い２つのビットにはロジック０が接続される。３つの入力側の、重要度が増す順番でｉ０〜ｉ６が付される個々のビットのこれらの接続をまとめて以降の表１に示す。
【００１６】
【表１】
2008532399.tif 000003
【００１７】
変換器２によって接続された、変換器４の入力ビットのビットを有する、最も低い重要度の数値を１とすると、これらの３つのビットｉ２、ｉ１およびｉ０は０．５の加算分をあらわす。
【００１８】
マルチプレクサ３の制御入力側３−Ｃに加わる２ビット制御信号は次のことを定める。すなわち、入力側３−Ｈ、３−Ｍ、３−Ｌおよび３−Ｎのうちのどれが、出力側３−Ｏに導通接続されるのかを定める。出力側３−Ｏにはデジタル−時間−変換器４が接続されており、これは出力パルスを供給するのに用いられる。この出力パルスの持続時間は線形に、マルチプレクサ３から出力される各７ビットワードによってあらわされる数値に比例する。この目的のために、デジタル−時間−変換器４は７ビットカウンターを有しており、クロック発生器５のクロックをカウントする。さらにデジタル−時間−変換器はコンパレータを有しており、このコンパレータはカウンターの内容を、変換器４内に入力されたデータ値と比較し、カウント値が入力されたデータ値よりも小さい限りでは正の出力レベルを伝送線路６上に出力し、カウント値がより大きい場合には０になる。クロック発生器５は、２ビット制御信号も制御入力側３−Ｃに供給する。これは、全１２８クロックでその値を変える。制御信号の値の変化はそれぞれ、全１２８クロックで繰り返す、変換器４のカウンターのオーバーランと同期される。
【００１９】
図２は、デジタル時間変換器４の出力側で出力される送信信号を時間ｔの流れであらわした例が示されている。各１２８クロック周期持続時間の時間窓ＦＨ、ＦＭ、ＦＬはそれぞれ破線の長方形であらわされている。各時間窓ＦＨ、ＦＭ、ＦＬはパルスＩＨ、ＩＭ、ＩLを含んでおり、その持続時間は、マルチプレクサ３の入力側３−Ｈ、３Ｍないし３Ｌに加わる７ビット二進数を乗算して、クロック周期に等しい。例えばクロック発生器５の周期を５０ｎｓと想定すると（２０ＭＨｚのクロック周期に相応する）、アナログデジタル変換器２の１２ビット出力値を送出するために、１２８×５０ｎｓ＝１９．２μｓの３倍が必要である。同じデータ値の従来のパルス持続時間変調伝送では、２１２×５０ｎｓ＝４０９６×５０ｎｓ＝２０４．８μｓ、すなわち約３０倍が必要であろう。
【００２０】
図２に示された信号に対する受信側は、図３に示されている。これはクロック発生器１１を含んでいる。このクロック発生器のクロック周波数は、アナログデジタル変換器２の出力の再現時のエラーを受信側で回避するために、クロック発生器５のクロック周波数と充分に一致していなければならない。しかし、周期一致の精度への要求は、以下で明確にされるように、高過ぎるということはない。時間−デジタル−変換器１２は、一方では送信側の変換器４から供給されたパルスを受信し、他方ではクロック発生器１１からクロック信号を受信し、それぞれパルスの持続の間にクロック周期をカウントする。カウンター結果は７ビット幅の二進値である。カウンター結果の４つの最も重要なビットは、各４ビットの３つの格納場所１３Ｈ、１３Ｍ、１３Ｌを有するシフトレジスタ１３内に収容される。カウンター結果の３つの最も低い重要度のビットは破棄される。従ってこれらの３つのビットにおいて、変換器１２のカウンター結果は、変換器４の相当する入力値とは異なる。しかも、伝送エラーは生じない。従って、クロック発生器５および１１のクロック周期の間の差は許可されない。ここでこの差は、この３つのビットにおいてのみ差につながる。
【００２１】
時間−デジタル−変換器１２による３つのパルスの受信後にそれぞれ、シフトレジスタ１３の格納場所１３Ｈ、１３M、１３Lは、アナログデジタル変換器２の同じ出力値のビットａ１１〜ａ８、ａ７〜ａ５ないしａ３〜ａ０を含む。３つの格納場所全てを同時に読み出すことによってこの１２ビットデータ値は受信側で再現される。
【００２２】
受信側が、同じデータ値の種々異なる重要度のパルス間の区別をすることができるように、順次連続するべきデータ値に属している各時間窓ＦＬおよびＦＨの間にそれぞれ空の時間窓が伝送され、この時間窓の出現に受信側がスライドレジスタ１３の消去によって反応する。従って、次のことが保証される。すなわち、各自由なパルスの受信後に読み出された、シフトレジスタ１３の内容が同じデータ値に属することが保証される。空の時間窓は、各個別データ値の後にまたは多数のデータ値の後それぞれにのみ伝送される。
【００２３】
図４は、本発明による送信側の第２の構成を示している。この構成は、図１の構成と、次の点において異なる。すなわち、マルチプレクサ３の制御入力側３−Ｃに供給される２ビット制御信号がデジタル−時間−変換器４によって生成され、パルスの出力が終了すると常にその値を変え、データ値のパルスが直接的に順次連続して、交互の信号レベルで生成されるという点において異なる。
【００２４】
図５は、アナログデジタル変換器２の出力データ値の伝送の間の、図４に示された送信側の出力信号の時間的な経過特性の例を示している。この出力データ値の最も重要な４ビットに相応するパルスIHの伝送は時間原点０〜t１まで続く；パルスＩＨはレベル、ロジック１を有する。時点ｔ１で、制御信号は入力側３−Ｃで自身の値を変える。これによって、マルチプレクサ３は７つのビットａ７、ａ６、ａ５、ａ４、１、０、０を出力し、変換器４はその値を、レベル、ロジック０を有するパルスＩＭに変える。パルスＩＭは、時点ｔ２で終了し、制御信号は入力側３−Ｃで新たに変化し、ビット（ａ３、ａ２、ａ１、ａ０、１、０、０）が変換器４によって、レベル、ロジック１を有するパルスＩＬに変えられる。時点ｔ３でのこのパルスの終端によって、アナログデジタル変換器２の全出力データ値の伝送が終了し、この値の伝送のために設けられた時間窓Ｆの残りの持続時間の間、変換器４の出力信号は値０にとどまる。
【００２５】
時間窓Ｆの持続時間は、クロック発生器５の３×２７＝３８４クロック周期より大きい必要はない。なぜならパルスＩＨ、ＩＭ、ＩＬの可能な最大長はそれぞれ二進数「１１１１１００」＝１２４クロック周期であり、従って時間窓Ｆの終了に対して、信号レベルロジック０を有する少なくとも１２のクロック周期が残ったままだからである。このクロック周期はパルスＩＬを後続の時間窓のパルスＩＨ’から分ける。
【００２６】
受信側でパルスが正しく評価されるようにするために、受信側は、共同で１つのデータ値をコード化するグループからのそれぞれ第１のパルス（すなわちここではパルスＩＨ）を識別することが可能でなければならない。この目的のために、図６に概略的に示された受信側には付加的にカウンター１４が設けられている。このカウンターは伝送線路６の入力信号およびクロック発生器１のクロック信号を受信し、それぞれ、入力信号の立ち上がりエッジによってトリガされ、クロックの数を次の次の入力信号の立ち上がりエッジまでカウントする。カウンター１４の出力側にはレジスタ１５が接続されており、レジスタはそれぞれカウンター周期の終了後に、カウンター１４によって出力されたカウンター値を格納する。コンパレータ１６の２つの入力側は、カウンター１４の出力側ないしレジスタ１５の出力側と接続されており、これによってコンパレータ１６はそれぞれ最後のカウンター結果と最後の１つ前のカウンター結果とを比較する。順次連続する時間窓のパルスＩＨの開始時での立ち上がりエッジは、３×１２８クロック周期の固定された時間間隔を有しているので、カウンター１４をトリガする立ち上がりエッジがパルスＩＨのそれである場合には、コンパレータ１６の入力側に加わるカウント値は常に同じである。カウンターがパルスＩＬの立ち上がりエッジによってトリガされた場合、偶然にコンパレータ１６での一致が生じる可能性がある；しかし、最後に受信された立ち上がりエッジとして、すなわちパルスＩＬに属さなくてはいけない不一致が確認された場合には、コンパレータ１６は出力信号をカウンター１４およびシフトレジスタ１３に供給する。これはカウンター１４をリセットし、シフトレジスタ１３の内容を消去する。カウンター１４が、入力信号のこれに続く立ち上がりエッジによって新たにトリガされる場合には、これは単にパルスＩＨの立ち上がりエッジであり、同期が形成される。
【００２７】
上述したように３つの順次連続するパルスがデータ値をコード化するのではなく、より大きな奇数のパルスがデータ値をコード化する場合にも同じように同期が実現される；後者の場合には、同期が形成される前に、複数のリセット過程が必要であるというだけである。
【００２８】
このような構成によって得られるデータレートは、図２で説明された伝送方法に関するそれよりも高い。時間窓Ｆの必要な長さは、図２に示された時間窓ＦＨ、ＦＭ、ＦＬの長さの総計に相当するが、ここでは同期のために空の時間窓は不必要である。
【００２９】
伝送されるべきデータ値を３つのそれぞれ、パルスに変換されるべきデータワードに分解する代わりに、偶数のデータワードへ分解することも可能である。図７は、このような分解時に結果として生じる送信信号の時間的な経過を示しており、これはそれぞれパルスＩＨないしＩＬに変えられる２つのデータワードへの分解の場合である。示された３つの各時間窓Ｆ１、Ｆ２、F３はパルスＩＨを含み、このパルスＩＨの長さは２つのデータワードのより重要なほうをあらわしている。さらに各時間窓はパルスＩＬを含み、このパルスＩＬのレベルはパルスＩＨのレベルとは異なり、重要度が低いほうのデータワードをあらわしている。さらに各時間窓は充填パルスＲを含み、この充填パルスは窓の残り時間を満たし、パルスＩＨと同じレベルを有している。時間窓の充填パルスＲをこれに続くパルスＩＨと区別することを可能にするために、同じパルスのレベルが順次連続する時間窓においてそれぞれ異なっている。
【００３０】
図８は、本発明による送信側の第３の実施形態のブロックダイヤグラムである。センサ１、アナログデジタル変換器２およびクロック発生器５は、図１に関連して説明したのと同じであり、新たに説明しない。図８に示されたマルチプレクサ３は、図１に示されたそれと次の点において異なる。すなわち、その入力側３−Ｈ、３Ｍ、３−Ｌがそれぞれ８ビット幅であるという点において異なる。ここでこの３つの入力側のビットｉ０〜ｉ７の割り当てを以下の表２にまとめる。
【００３１】
【表２】
2008532399.tif 000004
【００３２】
従ってデジタル−時間−変換器４は、マルチプレクサ３から８ビット長のデータワードを受け取る。このデータワードの値は、二進数１００００１００＝１３２と二進数で１１１１１１００＝５２５との間であり、従って、変換器４から出力されるパルスの長さはそれぞれ、１３２クロック周期と２５２クロック周期の間である。場合によっては送信側と受信側の間の伝送線路６によって強く減衰され、従って、受信側でエラーを伴って評価される恐れがある、短いクロック周期持続時間を有するパルスの生成が、このようにして回避される。
【００３３】
図９は、送信信号の結果として生じる経過を示している。各ブロックＩＨ、ＩＭ、ＩLは１２８周期の固定された長さを伴う部分および可変部分を有している。この可変部分の長さは、元来伝送されるべき情報をあらわす。
【００３４】
図９のセンサ信号を処理するのに適している受信側は実質的に図６に示された構造を有しており、単に時間デジタル変換器１２の出力側の幅が７から８に増えただけである。ここで最も高い重要度を有しているビットは、この出力側の３つの最も低い重要度を有するビットと同じように、シフトレジスタ１３に接続されない。なぜなら、記憶セルはここでも僅か４ビット幅だからである。
【００３５】
ここまで考察してきた全ての実施例では、幅変調されたパルスＩＨ、ＩＭ、ＩＬが固定持続時間を有する時間窓Ｆ内で伝送される。データレートの上昇は、図１０に示されているように、固定持続時間を有していない時間窓を使用することによって得られる。ここでは、アナログデジタル変換器２の出力値をコード化する、時間窓Ｆの３つのパルスＩＨ、ＩＭ、ＩLに充填パルスＲが続く。この充填パルスは固定された長さを有しており、この長さは各パルスＩＨ、ＩＭ、ＩＬの可能な最大長さよりも大きく、すなわち、例えばこの場合には１２８クロック周期である。その大きい長さ故に充填パルスは受信側で容易にそれと識別される。従って各窓の第１のパルスＩＣＨへの送信側の同期化は困難ではない。パルスＩＨ、ＩＭ、ＩＬが同じ確率で各可能な長さを有していると想定すると、この場合には持続時間は、４〜１２４クロック周期の値をとり、６４クロック周期のその長さに対する期待値ひいては３*６４＋１２８＝３２０の全体的な窓Fの長さに対する期待値は、図５の場合の３８４クロック周期の窓Ｆの最短長とは異なる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【国際調査報告】
2008532399.tif 000015
2008532399.tif 000016
2008532399.tif 000017
2008532399.tif 000018