(57)【要約】  力率補正回路は、ブーストコンバータ回路（Ｌ、Ｑ１、ＢＤ）と、入力として整流器（ＢＲ）からの整流ＡＣ入力電圧、ブーストインダクタを通る電流に比例する信号、およびブーストコンバータのコンデンサの両端のＤＣバス電圧を受け入れる制御回路とを含む。制御回路は、ＰＦＣスイッチのオン時間を制御するためにパルス幅変調信号を与える。制御回路は、電圧レギュレータおよび電流レギュレータをさらに含む。ゼロ交差検出器およびベクトル回転子は、きれいな正弦波基準を電流レギュレータに与えるために設けられている。部分ＰＦＣレギュレータは、必要に応じて、部分モードＰＦＣを与えるために設けられる。【選択図】      図８Ａ
2008539692.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ブーストインダクタンスと、このブーストインダクタンスと直列に結合された力率補正スイッチとを備えるブーストコンバータ回路であって、整流器の出力に結合された前記ブーストインダクタンス、および力率補正スイッチに、ＡＣ線からＡＣ電力が供給され、前記ブーストコンバータ回路は、前記インダクタと前記スイッチとの間の接続部に結合されるブーストダイオードをさらに備え、前記ブーストダイオードの出力は、出力コンデンサに結合され、ＤＣバス電圧が前記出力コンデンサに供給されるブーストコンバータ回路と、
入力として、前記整流器からの整流ＡＣ入力電圧、前記インダクタを通る電流に比例する信号、および前記コンデンサの両端の前記ＤＣバス電圧を受け入れ、前記力率補正スイッチのオン時間を制御するために、パルス幅変調信号を与える制御回路とを備える力率補正回路であって、
前記制御回路は、
基準電圧および前記ＤＣバス電圧に基づいて、調整電圧信号を与える電圧レギュレータと、
電流基準信号を与えるために、前記調整電圧信号に前記調整ＡＣ入力電圧を乗じるように機能する乗算器と、
前記電流基準信号および前記インダクタ電流に比例する信号を受け入れる電流レギュレータであって、
前記インダクタ電流に比例する前記信号を、前記電流基準信号から差し引くように機能する差分デバイスと、
前記差分デバイスの出力を受け入れ、第１制御信号を与えるように適合されているＰＩコントローラと、
前記整流ＡＣ入力電圧を受け入れ、第２制御信号を与えるように機能するフィードフォワードデバイスであって、前記第２制御信号は、前記ＡＣ入力電圧よりも小さい動的範囲を有するフィードフォワードデバイスと、
ＰＷＭ基準信号を与えるために、前記第１制御信号を前記第２制御信号に加えるように機能する加算器と、
前記ＰＦＣ回路のオン時間を制御するために、前記パルス幅変調信号を与えるように機能し、前記パルス幅変調信号を発生するために、前記ＰＷＭ基準信号を用いるパルス幅変調信号発生器とを備える電流レギュレータ、
とを備える力率補正回路。
【請求項２】
パルス幅変調信号発生器によって生成されるパルス幅変調信号が、ほぼ正弦波のインダクタ電流を供給するために、ブーストコンバータ回路を駆動するべく、フィードフォワードループデバイスが、入力ＡＣ電圧の正弦波形情報を与えるようになっている請求項１に記載の回路。
【請求項３】
制御回路が、
整流ＡＣ電圧を受け入れ、入力ＡＣ電圧の位相を示す角信号を与えるゼロ交差検出器と、
前記角信号および前記整流ＡＣ入力電圧を受け入れ、前記ＡＣ入力電圧と同相のきれいな正弦波基準信号を乗算器に与えるようになっているベクトル回転子、
とをさらに備える請求項１に記載の回路。
【請求項４】
制御回路は、パルス幅変調信号発生器を所定の状態で不能にするために、ブランキング信号を前記パルス幅変調信号発生器に与える部分ＰＦＣデバイスをさらに備えている請求項３に記載の回路。
【請求項５】
制御回路は、パルス幅変調信号発生器を所定の状態で不能にするために、ブランキング信号を前記パルス幅変調信号発生器に与える、部分ＰＦＣデバイスをさらに備えている請求項１に記載の回路。
【請求項６】
力率補正回路において、
ブーストインダクタンスと、前記ブーストインダクタンスと直列に結合される力率補正スイッチとを備えるブーストコンバータ回路であって、整流器の出力に結合される前記ブーストインダクタンスおよび力率補正スイッチにＡＣ電力がＡＣ線から供給され、前記ブーストコンバータ回路は、前記インダクタと前記スイッチとの間の接続部に結合されるブーストダイオードをさらに備え、前記ブーストダイオードの出力は、出力コンデンサに結合され、ＤＣバス電圧は、前記出力コンデンサに供給されるブーストコンバータ回路と、
入力として、前記整流器からの整流ＡＣ入力電圧、前記インダクタを通る電流に比例する信号、および前記コンデンサの両端の前記ＤＣバス電圧を受け入れ、前記力率補正スイッチのオン時間を制御するために、パルス幅変調信号を与える制御回路とを備える力率補正回路であって、
前記制御回路は、
基準電圧および前記ＤＣバス電圧に基づいて、調整電圧信号を与える電圧レギュレータと、
前記整流ＡＣ電圧を受け入れ、前記入力ＡＣ電圧の位相を示す角信号を与えるゼロ交差検出器と、
前記角信号および前記整流ＡＣ入力電圧を受け入れ、前記入力ＡＣ電圧と同相のきれいな正弦波基準信号を与えるように適合されているベクトル回転子と、
電流基準信号を与えるために、前記調整電圧信号に前記きれいな正弦波基準信号を乗じるよう機能する乗算器と、
前記電流基準および前記インダクタ電流に比例する信号を受け入れ、ＰＷＭ基準信号を与える電流レギュレータと、
前記ＰＦＣ回路のオン時間を制御するために、前記パルス幅変調信号を与えるように機能し、前記パルス幅変調信号を発生するために、前記ＰＷＭ基準信号を用いるパルス幅変調信号発生器、
とを備える力率補正回路。
【請求項７】
電流レギュレータは、
インダクタ電流に比例する信号を電流基準信号から差し引くよう機能する差分デバイスと、
前記差分デバイスの出力を受け入れ、第１制御信号を与えるように適合されるＰＩコントローラと、
整流ＡＣ入力電圧を受け入れ、第２制御信号を与えるよう機能するフィードフォワードデバイスであって、前記第２制御信号は前記整流ＡＣ入力電圧よりも小さい動的範囲を有するフィードフォワードデバイスと、
ＰＷＭ基準信号を与えるために、前記第１制御信号を前記第２制御信号に加えるよう機能する加算器、
とをさらに備える請求項６に記載の回路。
【請求項８】
パルス幅変調信号発生器によって生成されるパルス幅変調信号が、ほぼ正弦波のインダクタ電流を供給するためにブーストコンバータ回路を駆動するように、フィードフォワードループデバイスが入力ＡＣ電圧の正弦波形情報を与えるようになっている請求項７に記載の回路。
【請求項９】
パルス幅変調信号発生器を所定の状態で不能にするために、ブランキング信号を前記パルス幅変調信号発生器に与えるよう機能する、部分ＰＦＣデバイスをさらに備える請求項８に記載の回路。
【請求項１０】
パルス幅変調信号発生器を所定の状態で不能にするために、ブランキング信号を前記パルス幅変調信号発生器に与えるよう機能する、部分ＰＦＣデバイスをさらに備える請求項６に記載の回路。
【請求項１１】
力率補正回路において、
ブリッジの無いブーストコンバータ回路と、
ＡＣ線電圧用の入力回路と、
前記ＡＣ線電圧を受け入れ、前記ブリッジの無いブーストコンバータ回路のＰＦＣスイッチのオン時間を制御するために、パルス幅変調信号を与えるよう機能する制御回路とを備える力率補正回路であって、
前記制御回路は、
前記ＡＣ線電圧を双極から単極の形へ縮小するよう機能するスケーリングデバイスと、
前記単極ＡＣ電圧をデジタルデータに変換するよう機能するアナログデジタルコンバータと、
前記単極ＡＣ電圧の前記デジタルデータを処理して、前記入力ＡＣ線電圧に比例し、かつそれと同相である整流半正弦波ＡＣ電圧信号を与えるよう機能するデジタル整流器と、
基準電圧およびＤＣバス電圧に基づいて調整電圧信号を与える電圧レギュレータと、
電流基準信号を与えるために、前記調整電圧信号に前記整流半正弦波ＡＣ電圧信号を乗じるよう機能する乗算器と、
前記電流基準信号およびインダクタ電流に比例する信号を受け入れる電流レギュレータであって、
前記インダクタ電流に比例する前記信号を、前記電流基準信号から差し引くよう機能する差分デバイスと、
前記差分デバイスの出力を受け入れ、第１制御信号を与えるようになっているＰＩコントローラと、
前記整流半正弦波ＡＣ電圧信号を受け入れ、第２制御信号を与えるよう機能するフィードフォワードループデバイスであって、前記第２制御信号は、前記ＡＣ線電圧よりも小さい動的範囲を有するフィードフォワードループデバイスと、
ＰＷＭ基準信号を与えるために、前記第１制御信号を前記第２制御信号に加えるよう機能する加算器と、
前記ＰＦＣ回路のオン時間を制御するために前記パルス幅変調信号を与えるよう機能し、前記パルス幅変調信号を発生するために前記ＰＷＭ基準信号を用いるパルス幅変調信号発生器とを備える電流レギュレータ、
とを備える力率補正回路。
【請求項１２】
パルス幅変調信号発生器によって生成されるパルス幅変調信号が、ほぼ正弦波のインダクタ電流を供給するために、ブーストコンバータ回路を駆動するように、フィードフォワードループデバイスがＡＣ線電圧の正弦波形情報を与えるようになっている請求項１１に記載の回路。
【請求項１３】
制御回路が、
整流半正弦波ＡＣ電圧信号を受け入れ、ＡＣ線電圧の位相を示す角信号を与えるゼロ交差検出器と、
前記角信号および前記整流半正弦ＡＣ電圧信号を受け入れ、きれいな正弦波基準信号を乗算器に与えるようになっているベクトル回転子、
とをさらに備える請求項１０に記載の回路。
【請求項１４】
パルス幅変調信号発生器を所定の状態で不能にするために、ブランキング信号を前記パルス幅変調信号発生器に与えるように機能する部分ＰＦＣデバイスをさらに備える請求項１３に記載の回路。
【請求項１５】
パルス幅変調信号発生器を所定の状態で不能にするために、ブランキング信号を前記パルス幅変調信号発生器に与えるように機能する、部分ＰＦＣデバイスをさらに備える請求項１１に記載の回路。
【請求項１６】
力率補正回路とともに用いるデジタル制御回路において、
基準電圧および前記力率補正回路のＤＣバス電圧に基づいて調整電圧信号を与える電圧レギュレータと、
電流基準信号を与えるために、前記調整電圧信号に前記力率補正回路の整流入力電圧を乗じるよう機能する乗算器と、
前記電流基準信号および前記力率補正回路のインダクタ電流に比例する信号を受け入れる電流レギュレータ、
とを備えるデジタル制御回路であって、
前記電流レギュレータは、
前記インダクタ電流に比例する前記信号を前記電流基準信号から差し引くよう機能する差分デバイスと、
前記差分デバイスの出力を受け入れ、第１制御信号を与えるようになっているＰＩコントローラと、
前記整流入力電圧を受け入れ、第２制御信号を与えるよう機能するフィードフォワードデバイスであって、
前記第２制御信号は前記力率補正回路のＡＣ入力電圧よりも小さい動的範囲を有するフィードフォワードデバイスと、
ＰＷＭ基準信号を与えるために、前記第１制御信号を前記第２制御信号に加えるよう機能する加算器と、
前記力率補正回路のオン時間を制御するためにパルス幅変調信号を与えるよう機能し、前記パルス幅変調信号を発生するために、前記ＰＷＭ基準信号を用いるパルス幅変調信号発生器、
とを備えるデジタル制御回路。
【請求項１７】
パルス幅変調信号発生器によって生成されるパルス幅変調信号が、ほぼ正弦波のインダクタ電流を供給するために力率補正回路を駆動するように、フィードフォワードループデバイスが、前記力率補正回路のＡＣ入力電圧の正弦波形情報を与えるようになっている請求項１６に記載のデジタル制御回路。
【請求項１８】
力率補正回路の整流入力電圧を受け入れ、入力電圧の位相を示す角信号を与えるゼロ交差検出器と、
前記角信号および前記整流入力電圧を受け入れ、前記力率補正回路のＡＣ入力電圧と同相のきれいな正弦波基準信号を乗算器に与えるようになっているベクトル回転子、
とをさらに備える請求項１６に記載のデジタル制御回路。
【請求項１９】
パルス幅変調信号発生器を所定の状態で不能にするために、ブランキング信号を前記パルス幅変調信号発生器に与える部分ＰＦＣデバイスを、さらに備える請求項１８に記載のデジタル制御回路。
【請求項２０】
パルス幅変調信号発生器を所定の状態で不能にするためにブランキング信号を前記パルス幅変調信号発生器に与える部分ＰＦＣデバイスを、さらに備える請求項１６に記載のデジタル制御回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本出願は、「ＰＦＣのデジタル実現」という発明の名称の２００５年４月２８日に提出の米国仮特許願第６０／６７５５４１号に関連するものである。
【０００２】
本出願はまた、「ブリッジの無い力率補正回路のデジタル制御」という発明の名称の２００４年１１月８日に提出の米国仮特許願第６０／６２６１１７号に関連する、「ブリッジの無い力率補正回路のデジタル制御」という発明の名称の２００５年１１月４日に提出の米国特許願第１１／２６７５１６号に関連するものである。
【０００３】
本出願は、力率補正回路、すなわち電源を供給する電力線で発生する歪み、および高調波を減らす回路、詳細には、取り付けられた負荷を含む回路を実質的に抵抗性負荷であるようにするスイッチモード電源に関する。さらに具体的に言えば、本出願は、ＡＣ電圧および電流がほぼ同相であることを確実にして、効率を向上させ、同時に有害な高調波の発生を排除するために、力率補正回路のデジタル制御に用いられる制御回路に関する。
【背景技術】
【０００４】
図１は、従来のブースト力率補正回路１０、およびそのための制御回路２０を示す。整流ＡＣ電圧は、ブーストインダクタに供給される。ＰＦＣスイッチＱ１は、インダクタと直列に、かつインダクタＬの後のブリッジ整流器（ＢＲ）の出力に結合される。ブーストダイオードＢＤは、インダクタＬに結合され、出力コンデンサＣＯＵＴは、ブーストコンバータ回路の出力に既知の方法で結合される。コンデンサＣＯＵＴの両端の電圧は、ＤＣバス電圧であり、負荷に供給される。
【０００５】
制御回路２０は、ＰＦＣ回路１０を制御するために使用される。制御回路２０において、ＤＣバス電圧Ｖ＿ＤＣは、アナログデジタル（Ａ／Ｄ）コンバータ１２に供給され、このコンバータは、抵抗Ｒ１または他の検出手段によって検出されるインダクタＬの電流Ｉ＿ＩＮ、および整流ＡＣ入力電圧Ｖ＿ＩＮも受け入れる。Ａ／Ｄコンバータ１２は、ＤＣバス電圧Ｖ＿ＤＣ（ＶｄｅＦｄｂ）、入力電圧Ｖ＿ＩＮ（Ｖ＿ＩＮ’）、およびインダクタ電流Ｉ＿ＩＮ（Ｉ＿ＩＮ’）のデジタル実現から成る３つの出力を生成する。デジタル実現が示されるのに対して、ほぼ同じプロセスが、完全にアナログな回路で同様にうまく実行されることに留意するべきである。
【０００６】
傾斜波発生器１４は、ＤＣ基準電圧Ｖｄｃ＿Ｒｅｆを受け入れる。傾斜波発生器１４の出力は、デジタル化ＤＣバス電圧ＶｄｃＦｄｂが傾斜波電圧から差し引かれる差分回路１６に供給される。これは、比例積分（ＰＩ）コントローラ１８を備える電圧レギュレータに供給される。ＰＩコントローラ１８の出力は、電圧レギュレータ（ＰＩコントローラ１８）から出力される電圧と入力電圧Ｖ＿ＩＮ’を乗じる乗算回路２２に供給される。これは、電流基準ＰＦＣ信号ＩＲＥＦ＿ＰＦＣを生じ、この信号から、インダクタ電流Ｉ＿ＩＮ’は差分段２４で差し引かれる。
【０００７】
この差分段２４の出力は、ＰＩコントローラ２６を備える電流レギュレータに供給される。ＰＩコントローラ２６の出力ＣＡＯｕｔは、比較器２８に供給され、そこでは、ＰＷＭは、発振信号、通常は発振器によって発生する傾斜波または鋸歯状の信号３０をコントローラ２８の出力（ＣＡＯｕｔ）と比較することによって発生する。出力ＰＷＭ＿ＰＦＣは、スイッチＱ１を制御し、それによって力率補正を制御するために与えられるＰＷＭ信号のデューティサイクルを制御する。ＰＦＣ可能信号３２は、ブロック１４、１８、２６、および２８に与えられて、別の回路によるＰＦＣ動作を無効にする。
【０００８】
上で述べたように、図１に示す制御回路２０は、デジタル回路ではあるものの、ＰＦＣを制御するために使用されるアナログ回路と実質的に同じである。しかし、デジタルＰＦＣ制御回路２０は、特にそれがデジタル回路であるという事実によって、いくつかの固有の限界を有する。図３は、ＰＦＣ制御の要諦は電流調整ループであり、このループは、インダクタ電流波形に整流半波の正弦波基準ＩＲＥＦ＿ＰＦＣを追跡させることを示す。この調整は、通常はＰＩコントローラ２６によってもっぱら実行される。
【０００９】
ＰＩコントローラは、一定のＤＣ値の定常状態を有する信号を調整するのが通常は上手であるが、コントローラの制御帯域幅が非常に大きくなければ、正弦波電流のような時変信号を調整するのに通常は有用ではない。ＰＦＣ制御設定では、インダクタ電流は正弦波状にいつも変化している。従って、ＰＩコントローラが調整する定常状態の信号はない。さらに、アナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換プロセスに固有のサンプルホールド（Ｓ／Ｈ）遅延は、さらなる厄介な問題をもたらす。
【００１０】
Ｓ／Ｈ遅延は、次のように表わされる。
【数１】
2008539692.tif 000003
ここで、Ｔsはサンプリング周期である。上に示す近似式は、Ｔsが十分に短い場合に妥当である。図４に示すように、サンプリング周期Ｔsが長くなるほど、位相シフトは大きくなる。位相シフトは、閉ループ利得の余裕を減らし、システム安定性に影響を及ぼす。閉ループ制御の安定性を維持するために、ＰＩコントローラ２６の利得および帯域幅を減らす必要がある。しかしながら、上に述べたように、ＰＩコントローラ２６の利得および帯域幅が減らされると、ＰＩコントローラは正弦波基準信号を追跡することはできず、より大きい歪み、およびより小さい力率を生じる。
【００１１】
図５Ａおよび図５Ｂは、従来のデジタル制御、ならびにそれぞれ重い負荷（５Ａ）および軽い負荷（５Ｂ）の下での２０ｋＨｚＡ／Ｄサンプリングレートを用いるブリッジの無いＰＦＣ回路の試験波形を示している。図示のように、電流波形に大きな歪みおよび発振がある。この歪みは、回路がＥＮ６１０００−３−２クラスＡの高調波基準に適合しない程度である。
【００１２】
さらに、ＰＷＭ段２８自体が問題を起こすことがある。ＰＦＣ理論モデリングは、ＰＷＭ段が、上に説明したデジタル制御におけるサンプルホールド（Ｓ／Ｈ）遅延と類似のサンプルデータ効果を有することを示す。従って、たとえアナログ制御回路が用いられたとしても、ＰＷＭ搬送周波数が低過ぎる場合に、電流制御性能はやはり望ましくない。しかし、アナログ制御回路では、ＰＷＭ搬送周波数は普通は比較的高く、通常は、５０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚの範囲である。
【００１３】
従って、電流ループ帯域幅は、約５ｋＨｚ〜１０ｋＨｚであるように設計することができる。この周波数において、電流は、正弦波基準の比較的良好な追跡を行うように制御され得る。すなわち、アナログ制御回路の限界は、いくらか「隠蔽される」。それにもかかわらず、高いスイッチング周波数では、望ましくないスイッチング損失、およびＥＭＩ雑音が、アナログ制御回路でもある。デジタル制御は、これらの問題に対処するが、上に述べたように、それ自体の問題をもたらす。
【００１４】
１つの解決策は、Ａ／Ｄプロセスで、より大きいサンプリングレートを用いることであった。これは、より小さいＴsを生じ、位相シフトを減らす。これは、電流波形制御を改善する一方で、高速Ａ／Ｄ変換が、デジタルプロセッサにおける高い計算能力とともに必要であるので、デジタルＩＣのコストを大幅に増大させる。上に説明した問題が、図１の従来のブーストＰＦＣ回路１０を参照して説明したが、同じ問題が、例えば図２のブリッジの無いＰＦＣ回路１０ａを用いて生じることに注目すべきである。
【００１５】
図１Ａは、例えば、「新しい高周波部分ブースト力率補正制御方法」という発明の名称の２００４年６月２８日に提出の米国仮特許願第６０／５８３７５２号に関連する、「高周波部分ブースト力率補正制御回路および方法」という発明の名称の２００５年６月２４日に提出の米国特許願第１１／１６５９３９号の一部継続出願である、「高周波部分ブースト力率補正制御回路および方法」という発明の名称の２００５年１１月４日に提出の米国特許願第１１／２６９３７７号に記載の部分モードＰＦＣ、およびＰＷＭブランキングを用いるＰＦＣ制御回路の別の実施形態を示し、これらの仮特許願および特許願の開示全体は、参照のために本明細書に組み込まれる。
【００１６】
ＰＷＭブランキングアルゴリズムは、そこにさらに記載され、また「高周波部分ＰＦＣにおけるＰＷＭブランキングアルゴリズム」という発明の名称の２００４年１１月８日に提出の米国仮特許願第６０／６２６１１３号、および「高周波部分ＰＦＣにおけるＤＣバス電圧制御方法」という発明の名称の２００４年１１月８日に提出の米国仮特許願第６０／６２６１１２号にも記載され、これらの仮特許願の開示全体は、参照のために本明細書に組み込まれる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
部分モードＰＦＣでは、部分ＰＦＣコントローラ９０に瞬間整流ＡＣ入力電圧および瞬間ＤＣバス電圧が供給され、この２つを比較する。整流ＡＣ入力電圧（Ｖ＿ＩＮ）が、ＤＣバス電圧（Ｖ＿ＤＣ）よりも小さい場合、部分ＰＦＣコントローラ９０は信号をＰＷＭ比較器２８に与えて、ＰＷＭ比較器を使用可能にし、それによって、ＰＷＭ信号を与えて、スイッチＱ１のオン時間を制御する。
【００１８】
Ｖ＿ＩＮがＶ＿ＤＣよりも大きい場合、すなわち、整流ＡＣ入力電圧がＤＣ入力電圧よりも大きい場合に、スイッチＱ１のＰＷＭスイッチングは、多くの応用には必要ではなく、従って、ＰＷＭスイッチング信号の発生は不能にされる。部分ＰＦＣコントローラ９０は、停止信号をＰＷＭ比較器２８に与えて、ＰＷＭの動作を不能にし、従ってスイッチＱ１は、オフ状態に維持される。ＰＦＣがいくつかの応用では必要ではなく、従ってある状態では、それを遮断することが有利であるので、このような部分モードＰＦＣは有用である。しかし、ＰＷＭが動作中に、同じ問題が以下に説明するように波形の歪みに関して生じる。
【００１９】
部分モードＰＦＣを用いるＰＦＣ回路の例を、図１Ａに示す。図１Ａの回路は、部分ＰＦＣコントローラ９０を除いて、図１の回路と類似している。従って、図１Ａの回路の共通部材には、図１と同じ符号を付してある。
【００２０】
図５Ｃは、従来のフルＰＦＣ制御回路、および図１Ａに提案した部分ＰＦＣ制御回路に関する波形を、それぞれ示す。さらに、図５Ｄおよび５Ｅは、部分モードＰＦＣが、力率および効率に関してフルＰＦＣの上にあるという利点を示す。図５Ｆは、部分モードＰＦＣによって与えられる、フルブーストＰＦＣと比較して改善されたＥＭＩ作用をさらに示す。図５Ｇは、ＥＮ６１０００−３−２クラスＡに関してフルブーストＰＦＣと比較した場合に、部分モードＰＦＣによって与えられる改善策を示す。従って、部分ＰＦＣを用いる利点はいくつかあるが、また一方、部分モードＰＦＣを用いて与えられる正弦波形は、例えば、図１の従来の回路と同じ歪みの問題がある。
【００２１】
従って、上に述べた問題を回避する代替デジタル制御回路および方法を提供することが望ましい。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
本発明の目的は、上に述べた問題を回避する力率補正のデジタル制御を提供することである。
【００２３】
本発明の実施形態に従って力率補正を施す回路は、ブーストインダクタンスと、ブーストインダクタンスと直列に結合される力率補正スイッチとを備えるブーストコンバータ回路を含み、整流器の出力に結合されるブーストインダクタンス、および力率補正スイッチにＡＣ電力がＡＣ線から供給され、ブーストコンバータ回路は、インダクタとスイッチとの間の接続部に結合されるブーストダイオードをさらに備え、ブーストダイオードの出力は、出力コンデンサに結合され、ＤＣバス電圧は、出力コンデンサに供給され、制御回路は、入力として整流器からの整流ＡＣ入力電圧、インダクタを通る電流に比例する信号、およびコンデンサの両端のＤＣバス電圧を受け入れ、制御回路は、ＰＦＣスイッチのオン時間を制御するために、パルス幅変調信号を与える。
【００２４】
制御回路は、基準電圧およびＤＣバス電圧に基づいて調整電圧信号を与える電圧レギュレータと、電流基準信号を与えるために、調整電圧信号に調整入力電圧を乗じるように機能する乗算器と、電流基準信号およびインダクタ電流に比例する信号を受け入れる電流レギュレータとをさらに含んでいる。
【００２５】
電流レギュレータは、インダクタ電流に比例する信号を、電流基準信号から差し引くように機能する差分デバイスと、差分デバイスの出力を受け入れ、第１制御信号を与えるようになっているＰＩコントローラと、整流ＡＣ入力電圧を受け入れ、第２制御信号を与えるように機能するフィードフォワードデバイスと、ＰＷＭ基準信号を与えるために、第１制御信号を第２制御信号に加えるよう機能する加算器と、ＰＦＣ回路のオン時間を制御するために、パルス幅変調信号を与えるように機能するパルス幅変調発生器とをさらに含み、第２制御信号は、ＡＣ入力電圧よりも小さい動的範囲を有し、パルス幅変調発生器は、パルス幅変調信号を発生するために、ＰＷＭ基準信号を用いる。
【００２６】
本発明の別の実施形態に従って力率補正を施す回路は、ブーストインダクタンスを有するブーストコンバータ回路と、ブーストインダクタンスと直列に結合される力率補正スイッチとを含み、整流器の出力に結合されるブーストインダクタンスおよび力率補正スイッチに、ＡＣ電力がＡＣ線から供給され、ブーストコンバータ回路は、インダクタとスイッチとの間の接続部に結合されるブーストダイオードをさらに備え、ブーストダイオードの出力は、出力コンデンサに結合され、ＤＣバス電圧は、出力コンデンサに供給され、制御回路は、入力として整流器からの整流ＡＣ入力電圧、インダクタを通る電流に比例する信号、およびコンデンサの両端のＤＣバス電圧を受け入れ、制御回路は、ＰＦＣスイッチのオン時間を制御するためにパルス幅変調信号を与える。
【００２７】
制御回路は、基準電圧およびＤＣバス電圧に基づいて調整電圧信号を与える電圧レギュレータと、整流ＡＣ電圧を受け入れ、入力ＡＣ電圧の位相を示す角度信号を与えるゼロ交差検出器と、角度信号および整流ＡＣ電圧を受け入れ、入力ＡＣ電圧と同相のきれいな正弦波基準信号を与えるようになっているベクトル回転子と、電流基準信号を与えるために、調整電圧信号にきれいな正弦波基準信号を乗じるよう機能する乗算器と、電流基準およびインダクタ電流に比例する信号を受け入れ、ＰＷＭ基準信号を与える電流レギュレータと、パルス幅変調信号を与えて、ＰＦＣ回路のオン時間を制御するように機能するパルス幅変調発生器とを含み、パルス幅変調発生器は、パルス幅変調信号を発生するためにＰＷＭ基準信号を用いる。
【００２８】
本発明のさらなる実施形態に従って力率補正を施す回路は、ブリッジの無いブースト変換回路と、ＡＣ線電圧用の入力回路と、ＡＣ線電圧を受け入れる制御回路とを含み、制御回路は、ブリッジの無いブーストコンバータ回路のＰＦＣスイッチのオン時間を制御するために、パルス幅変調信号を与えるように機能する。
【００２９】
制御回路は、ＡＣ線電圧を双極から単極の形へ縮小するよう機能するスケーリングデバイスと、単極電圧をデジタルデータに変換するよう機能するアナログデジタルコンバータと、単極ＡＣ電圧のデジタルデータを処理して、入力ＡＣ線電圧に比例し、かつそれと同相である半正弦波ＡＣ信号を与えるように機能するデジタル整流器と、基準電圧およびＤＣバス電圧に基づいて調整電圧信号を与える電圧レギュレータと、電流基準信号を与えるために、調整電圧信号に整流入力電圧を乗じるように機能する乗算器と、電流基準およびインダクタ電流に比例する信号を受け入れる電流レギュレータとを含んでいる。
【００３０】
電流レギュレータは、インダクタ電流に比例する信号を、電流基準信号から差し引くように機能する差分デバイスと、差分デバイスの出力を受け入れ、制御信号を与えるようになっているＰＩコントローラと、整流ＡＣ入力電圧を受け入れ、第２制御信号を与えるように機能するフィードフォワードループデバイスと、ＰＷＭ基準信号を与えるために、第１制御信号を第２制御信号に加えるように機能する加算器と、パルス幅変調信号を与えるために、ＰＦＣ回路のオン時間を制御するよう機能するパルス幅変調発生器とを含み、第２制御信号は、整流ＡＣ入力電圧よりも小さい動的範囲を有し、パルス幅変調発生器は、ＰＷＭ基準信号を用いてパルス幅変調信号を発生するようになっている。
【００３１】
本発明の実施形態による力率補正回路とともに使用されるデジタル制御回路は、力率補正回路の基準電圧およびＤＣバス電圧に基づいて調整電圧信号を与える電圧レギュレータと、調整電圧信号に力率補正回路の整流入力電圧を乗じて、電流基準信号を与えるように機能する乗算器と、電流基準信号および力率補正回路のインダクタ電流に比例する信号を受け入れる電流レギュレータとを含んでいる。
【００３２】
電流レギュレータは、インダクタ電流に比例する信号を電流基準信号から差し引くよう機能する差分デバイスと、差分デバイスの出力を受け入れ、第１制御信号を与えるようになっているＰＩコントローラと、整流入力電圧を受け入れ、第２制御信号を与えるよう機能するフィードフォワードデバイスと、ＰＷＭ基準信号を与えるために、第１制御信号を第２制御信号に加えるように機能する加算器と、力率補正回路のオン時間を制御するために、パルス幅変調信号を与えるように機能するパルス幅変調発生器とを含み、第２制御信号は、力率補正回路のＡＣ入力電圧よりも小さい動的範囲を有し、パルス幅変調発生器は、ＰＷＭ基準信号を用いてパルス幅変調信号を発生するようになっている。
【００３３】
本発明の他の特徴および利点については、添付図面に基づく本発明の次の説明により、明らかになると思う。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３４】
ここで留意すべきは、図１に示すＰＦＣ回路１０は、従来のブーストＰＦＣ回路を示すのに対して、本発明の制御概念および実施は、例えば図２に示すような、ブリッジの無いＰＦＣ回路１０ａに同様に適用できることである。ブリッジの無いＰＦＣ回路における力率補正、およびそのデジタル制御に関するさらに詳細な情報を、ヤン・リー（Ｙｏｎｇ  Ｌｉ）による「ブリッジの無い力率補正回路のデジタル制御」という発明の名称の２００５年１１月４日に提出の米国特許願第１１／２６７５１６号に見出すことができる。
【００３５】
最初に、例えば図３に示すＰＦＣ電流調整ループについて、即ちどのようにして、電流調整がＰＩコントローラ２６によって達成されるかについて説明する。ＰＦＣ電流調整ループの最終出力は、デューティサイクルコマンドＰＷＭ―ＰＦＣである。ＰＷＭスイッチングサイクル平均、およびＰＦＣ回路のモデリングを用いて、瞬間スイッチオンデューティサイクルｄ（ｔ）を、次のように表わすことができる。
【数２】
2008539692.tif 000004
ここで、Ｖin（ｔ）は、瞬間ＡＣ入力電圧であり、Ｖdc（ｔ）は、瞬間ＤＣバス電圧であり、ｉL（ｔ）は、瞬間インダクタ電流であり、Ｌは、ＰＦＣインダクタンスである。Ｖin（ｔ）は、次式によって与えられる。
【数３】
2008539692.tif 000005
ここで、Ｖin_pkは、ＡＣ入力電圧のピークであり、ｆは、電力線周波数（通常５０Ｈｚ／６０Ｈｚ）である。ＰＦＣ電流調整ループは、完全であると仮定すると、インダクタ電流ｉL（ｔ）は、正弦波ＡＣ入力電圧にぴったり追随し、次式のように表わすことができる。
【数４】
2008539692.tif 000006
ここで、ｉL_pkは、インダクタ電流のピークである。（数２）の第１項［１−Ｖin（ｔ）／Ｖdc（ｔ）］は、逆正弦関数の形をした「準」定常状態情報を表わし、第２項［Ｌ／Ｖdc（ｔ）・ｄｉL（ｔ）／ｄｔ］は、「準」定常状態の回りの小さい動的変化を表わす。通常、第１項は、大きさが優勢であり、第２項は、小さいけれども、所望の電流調整ループを施すのに重要である。
【００３６】
図６は、半波線電圧波形Ｖin（ｔ）に対するデューティサイクルｄ（ｔ）波形の図を示す。図示のように、ｄ（ｔ）は、０〜１００％の範囲で変化する逆正弦波形を有する。Ｖin（ｔ）＝０である場合に、ｄ（ｔ）は、最大（１００％に近い）であるべきであり、Ｖin（ｔ）が、そのピークに達する場合に、ｄ（ｔ）は、その最小値まで減少する。Ｖin_pkのＤＣバス電圧に対する比に応じて、このｄ（ｔ）の最小値は、ゼロに近くなり得る。
【００３７】
デューティサイクルｄ（ｔ）に応答するために、デューティサイクルコマンドＰＷＭ―ＰＦＣは、次式であるべきである。
【数５】
2008539692.tif 000007
ここで、Ｖmは、ＰＷＭ搬送波のピーク値である。
【００３８】
従来のデジタルＰＦＣ制御回路では、例えば、図３に簡略化した形で示すように、電流制御は、コントローラ、例えばＰＩコントローラ２６によって全部実行される。ＰＩコントローラ出力ＣＡＯｕｔは、ＰＷＭ―ＰＦＣと等しい。従って、ＰＩコントローラ２６は、値が１００％とほぼ０％との間を変化するすべての半線サイクル（通常、５０Ｈｚで１０ミリ秒、６０Ｈｚで８．３ミリ秒）において、大きい動的範囲を処理する必要がある。従って、従来の取組みでは、デジタル制御回路を比較的小さいＡ／Ｄサンプリングレート、例えば２０ｋＨｚの程度で用いる場合に、電流を正弦波形で制御することは実際上不可能である。
【００３９】
図７は、本発明の実施形態によるデジタルＰＦＣ制御回路における電流調整ループ構成の簡易化した図である。図８は、図７の電流ループ構成を用いる本発明の実施形態によるデジタル制御回路２０’とともに、ＰＦＣ回路１０’を示す。
【００４０】
図７で分かるように、本発明のデジタルＰＦＣ制御回路における電流調整ループ構成は、整流ＡＣ入力電圧を供給されるフィードフォワードループデバイス７０を含んでいる。図７の回路は、図３を参照して上に述べた回路と類似であり、共通の部材は、共通の符号を用いて示してある。同様に、図８の回路は、図１の回路と類似であり、共通の部材には、共通の符号を用いて示してある。図８が、従来のブーストＰＦＣ回路を示すのに対して、本出願の発明は、ブリッジの無いＰＦＣ回路トポロジーに等しく適用できる。この場合には、フィードフォワードループは半正弦波入力ＡＣ電圧信号を同様に供給される。あるいは、フィードフォワードループデバイス７０は、図８Ａに同じ効用のものとして示すように、上述の部分モードＰＦＣ回路と連動して同様に使用することができる。
【００４１】
図７、図８、および図８Ａで分かるように、ＰＷＭ―ＰＦＣ＝ＣＡＯｕｔ＋ＦＦＤ＿ＯＵＴであるように、デューティサイクルコマンドＰＷＭ―ＰＦＣは、もはやＰＩコントローラ２６だけによって与えられず、加算器２７を経由して、ＰＩコントローラおよびフィードフォワードループデバイス（ＦＦＤ）７０によっても与えられ、ここで、ＣＡＯｕｔは、ＰＩコントローラ２６の出力であり、ＦＦＤ＿ＯＵＴは、フィードフォワードループデバイス７０の出力である。
【００４２】
信号ＦＦＤ＿ＯＵＴは、瞬間ＡＣ入力電圧情報に基づいており、次式によって表わされる。
【数６】
2008539692.tif 000008
ここで、Ｋ＿ＦＦＤは、フィードフォワードループデバイス７０の利得であり、約０と２との間の範囲内に調整され得る。
【００４３】
図９は、フィードフォワードループデバイス７０の出力ＦＦＤ＿ＯＵＴが、回路を制御するための正弦形情報、またはＰＩコントローラ２６の「準」定常状態動作ポイントを与えることを示す。従って、電流ループは、図３を参照して上に述べたものに類似したままであるが、大きい動的範囲を処理する代わりに、ＰＩは、「準」定常状態動作ポイントの回りの小さい動的範囲を調整する。その結果、ＰＩコントローラ２６の出力ＣＡＯｕｔは、かなり小さい範囲の変化を有する。従って、インダクタ電流は、電流レギュレータによる大きい帯域幅またはループ利得を必要とせずに、正弦波基準をきっちりと追跡するように制御され得る。
【００４４】
特に小さいＡ／Ｄサンプリングレートを用いて、フィードフォワード制御デバイスを設計する際に、いくつかの留意すべき基準がある。第１の重要な基準は、ＰＩ利得である。ＰＩコントローラの動作は、次式によって表わすことができる。
【数７】
2008539692.tif 000009
ここで、Ｋpは、比例利得、Ｋiは、積分利得である。フィードフォワード信号ＦＦＤ＿ＯＵＴが制御ループに加えられる後に、ＰＩ利得は大幅に引き下げられることが好ましい。
【００４５】
第２の留意すべき基準は、フィードフォワード利得Ｋ＿ＦＦＤである。フィードフォワード利得Ｋ＿ＦＦＤの最適値は０．７〜０．９と１．１〜１．５との間にある。しかしながら、Ｋ＿ＦＦＤは、１に等しいように設定されないことが好ましい。Ｋ＿ＦＦＤ＝０である場合に、フィードフォワードは無く、制御回路２０’は、上に説明した従来の制御回路２０に従って作動する。
【００４６】
さらに、フィードフォワード制御デバイスの実現に関して、いくつかの問題がある。上に述べたように、瞬間ＤＣバス電圧Ｖdc（ｔ）は、ＦＦＤ＿ＯＵＴを計算するのに使用される。もし、電圧レギュレータ（ＰＩコントローラ２４）が非常に小さい帯域幅を通常は有し、ＤＣバス電圧が基準Ｖｄｃ＿Ｒｅｆに等しいように制御されると、上に説明した式は、次のように簡単にできる。
【数８】
2008539692.tif 000010
この簡易化した式は、例えば空調モータードライブのような、可変ＤＣバス電圧が要求される応用におけるフィードフォワードループ設計を簡単にする。ＤＣバスが、特定の応用において一定のままであり、基準Ｖｄｃ＿Ｒｅｆが変化しない場合に、さらなる簡易化が、次のように可能である。
【数９】
2008539692.tif 000011
ここで、Ｋ1＝Ｖm−Ｋ＿ＦＦＤであり、そしてＫ2＝Ｖm−Ｋ＿ＦＦＤ／Ｖｄｃ＿Ｒｅｆである。
以上のように、Ｋ1およびＫ2の両方とも一定のパラメータであり、従って必要な計算は大幅に減る。
【００４７】
図１０Ａおよび図１０Ｂは、それぞれ、重い負荷状態（図１０Ａ）および軽い負荷状態（図１０Ｂ）の下の上述のフィードフォワード制御デバイス７０を用いる単相ＰＦＣ回路の試験波形を示す。最良の回路およびＡ／Ｄサンプリングレート（２０ｋＨｚ）は、上に説明した図５Ａおよび図５Ｂを作成するのに用いたものと同じである。図１０Ａおよび図１０Ｂに示すように、フィードフォワード制御デバイス７０の使用は、図５Ａおよび図５Ｂの電流波形と比較して、電流波形を大幅に改善する。
【００４８】
従って、本発明のフィードフォワード制御デバイス７０は、ＰＦＣ回路の性能を改善する。また一方、本発明による追加の改善は、ずっと良い結果を与える。
【００４９】
本発明の別の実施形態では、「ベクトル回転子」が、ＰＦＣ回路の性能を改善するために与えられる。ベクトル回転子は、本来は３相モーター駆動応用のために開発されたもので、ＡＣ入力電圧の実際の形または歪みにかかわらず、きれいな正弦波基準信号を、単相ＰＦＣ制御回路に与える。きれいな正弦波形を与えるために電流を制御するのに加えて、この実施形態によるＰＦＣ制御回路は、ＰＦＣ制御回路をＡＣ電圧の変動に対して鈍感にする。
【００５０】
通常、ＰＦＣ制御は、電流レギュレータ（例えば、ＰＩコントローラ２６）のための正弦波基準を必要とする。従って、正弦波基準は、ＡＣ入力電圧と同相であるべきであり、通常、例えば上に説明した図１および図８に示すような整流半波入力電圧（Ｖ＿ＩＮ）を用いて、またはＡ／Ｄ変換（Ｖ＿ＩＮ’）によって利用できる。しかし、現実の社会状況の下で、無視できない線インピーダンス歪み、または歪みを有する電流波形を生じる商用電力線のＡＣ電圧源（例えば、２２０Ｖまたは２３０Ｖ）の歪みがある。例えば、フィードフォワード制御信号ＦＦＤ＿ＯＵＴが、電流調整のために使用される、
【００５１】
図８に示す回路による試験結果を示す図１０Ａおよび図１０Ｂに示すように、インダクタ電流は、完全な正弦波ではない。具体的に言うと、電流の波形は、最高部で平らになる。平らな最高部は、ＡＣ入力電圧における平らな最高部に結果であり、これは、大きい線インピーダンスに因る。平らな最高部は、低次高調波電流フロー、主として５次高調波を生じる。この低次高調波電流は、通常上に説明した高調波基準への準拠に影響を及ぼさないとはいえ、いくつかの応用では、望ましくない。完全な正弦波電流が要求される場合に、きれいな正弦波基準は好ましい。
【００５２】
従来、「ゼロ交差」検出は、入力ＡＣ電圧の位相角を決定するために使用される。ゼロ交差検出は、ハードウェアを用いて、または瞬間ＡＣ入力電圧のＡ／Ｄ結果を用いて実施される。さらに、それは、ＡＣ線周波数が５０Ｈｚと６０Ｈｚとの間で変動するか、またはノイズがある状況を処理するために、位相ロックループ（ＰＬＬ）と組み合される。
【００５３】
変化する位相角に対する瞬間正弦波値を格納する参照用テーブルが、通常は設けられる。あるいは、実時間計算が瞬間正弦波値を決定するために使用される。しかし、この従来の方法は、ＩＣにおける余分なメモリースペースまたは大きい計算電力を必要とする。
【００５４】
本発明の実施形態によるデジタル制御回路を含む力率補正回路は、デジタルＰＦＣ制御回路用のきれいな正弦波基準を生成するために、参照用テーブルまたは実時間計算の代わりにベクトル回転子を用いる。
【００５５】
ベクトル回転子は、本来は３相モーター駆動応用のために開発され、使用されているもので、運動制御用の単体ＩＣモジュールとして通常実施される。本発明の実施形態によるＰＦＣ制御回路は、追加のハードウェアまたはファームウェアソースを使用せずに、ＰＦＣ応用のためのベクトル回転子を用いる。
【００５６】
ベクトル回転子は、通常、図１４に示すように表わされる。図１４に示すベクトル回転子モジュールは、次の関数を実施する。
【数１０】
2008539692.tif 000012
次の計算は、離散領域で実行される。
ｘｏｕｔ＝ｘｉｎ*ｃｏｓ（角度）＋ｙｉｎ*ｓｉｎ（角度）
ｙｏｕｔ＝−ｘｉｎ−ｓｉｎ（角度）＋ｙｉｎ*ｃｏｓ（角度）
【００５７】
入力Ｄ、Ｑ（入力１および入力２）は、＋／−２12のデータ範囲を有することが好ましい。角入力は、０〜３５９．９７８からの角度を表わす０〜１６３８３を有する１４ビット回転角であることが好ましい。
【００５８】
ベクトル回転子は、本来は、次のように、運動制御のために回転座標系ｄ、ｑ要素を、固定α、β要素に変換するために使用された。
【数１１】
2008539692.tif 000013
ここで、Ｉ、Ｉ電流は、普通は過渡プロセスに照らして時間的に変化する。また一方、上に述べたように、ゼロ交差検出またはＰＬＬを用いて、位相角θ情報を得た後のＰＦＣ制御では、入力１は、一定のＫとして設定され、入力２はゼロとして設定され、逆もまた同様である。従って、出力１および出力２を、ｓｉｎθとして次のように決定できる。
【数１２】
2008539692.tif 000014
その結果、出力２が、ＡＣ入力電圧の実際の形状にかかわらず、ＡＣ入力電圧と同相であるきれいな正弦波基準を生成することは明らかである。
【００５９】
さらに、Ｋは一定であるので、きれいな正弦波基準を生成するために、ＡＣ入力電圧の位相情報だけが必要である。ＡＣ入力電圧の実際の振幅情報は、不必要であり、従ってＰＦＣ制御ループは、汎用的な線動作には重要であるＡＣ入力電圧の変動に対して鈍感である。最近のアナログＰＦＣ制御ＩＣのほとんどの場合には、制御ループを、ＡＣ入力電圧の変動に対して鈍感にするために、余分な回路および部品が必要である。
【００６０】
図１１は、ブースト整流器１０”と、例えば正弦波基準信号を乗算器２４を経由して電流レギュレータに与えるために使用されるゼロ交差検出器８０、およびベクトル回転子８２を含む制御回路２０”とを含む力率補正回路を示す。
【００６１】
図１１で分かるように、ＰＦＣ回路は、また上に説明したフィードフォワードループデバイス７０も含んでいる。デジタル化された入力電圧Ｖ＿ＩＮ’は、入力ＡＣ電圧の位相角θを決定するために使用されるゼロ交差検出器８０に与えられることが好ましい。この情報は、上述のように、ベクトル回転子８２に与えられる。次に、ベクトル回転子８２の出力は、入力ＡＣ電圧と同相であるほぼ完全な正弦波基準を与えることができる。この正弦波基準信号は、例えば乗算器２２に与えられ、電流調整ループに用いられて、インダクタ電流が上述のように、入力ＡＣ電圧と同相であることを確実にする。
【００６２】
同様に、図１１Ａは、部分モードＰＦＣで用いられる部分ＰＦＣモジュール９０に加えて、フィードフォワード制御デバイス７０、ゼロ交差検出器８０、およびベクトル回転子８２を含むＰＦＣ回路を示す。
【００６３】
図１２Ａおよび図１２Ｂは、図１１の回路の２０ｋＨｚＡ／Ｄ変換を用いて生成された実験波形を示す。図１２Ａおよび図１２Ｂの波形は、図５Ａ、図５Ｂ、図１０Ａ、および図１０Ｂの波形を生成するために用いた同じ試験回路、およびサンプリングレートを使用する。
【００６４】
図１０Ａおよび図１０Ｂと比較して分かるように、図１２Ａおよび図１２Ｂに示す電流波形は完全な正弦波であり、実際に、重い電源インピーダンスに因って最高部が平らであるＡＣ電源入力電圧よりも正弦波に近い。
【００６５】
従来のＰＦＣ制御回路は、このような有益な結果をもたらさない。図１１Ａの回路は、部分ＰＦＣコントローラ９０を追加した図１１の回路と類似している回路を示す。図１１Ａの回路は、正弦波形に関して、図１１の回路と類似の利点を呈する。
【００６６】
図１３は、最大規定入力電流状態、この場合は、１６Ａ、において、図１１の回路の測定高調波を、ＥＮ６１０００−３−２クラスＡに対して比較している。図８を参照して上に述べた両方のフィードフォワード制御ループ７０は、基準を満足する。しかしながら、図示のように、５次高調波で、ＡＣ入力電圧は、ベクトル回転子８２が上述のように使用されなければ電流ベクトルに導入される、大きな５次高調波を有する。５次高調波が導入される場合には、正弦波基準は歪められるが、ゼロ交差検出器８０およびベクトル回転子８２が使用され、正弦波基準はきれいなままである。
【００６７】
従って、本明細書に記載したＰＦＣ制御回路の実施形態は、大幅に改善された結果をもたらすことは明らかである。図８を参照して上に述べたフィードフォワード制御デバイス７０は、電流波形の正弦波形を大幅に改善する。回転子８２の追加使用は、波形をさらに一層改善して、ＡＣ入力電圧よりもきれいな正弦波基準形状をもたらす。
【００６８】
以上本発明を、その特定の実施形態に関して説明しけれども、多くの他の変形例や変更態様、および他の用途が、当業者には明らかであると思う。従って本発明は、本明細書の特定の開示によってではなく、添付の特許請求の範囲によってのみ限定されるべきものである。
【図面の簡単な説明】
【００６９】
【図１】従来の力率補正回路を示す図である。
【図１Ａ】部分モード力率補正を用いる力率補正回路を示す図である。
【図２】ブリッジの無いブースト整流器を示す図である。
【図３】図１の回路の電流調整ループを示す簡略化した図である。
【図４】図１の回路における位相シフトに及ぼすサンプリング遅延の作用を示す図表である。
【図５Ａ】重い負荷状態下の図１の回路の波形を示す図表である。
【図５Ｂ】軽い負荷状態下の図１の回路の波形を示す図表である。
【図５Ｃ】図１Ａの回路の波形およびそれによって与えられる利点を示す図表である。
【図５Ｄ】図１Ａの回路によって与えられる回路効率の利点を示す図表である。
【図５Ｅ】図１Ａの回路によって与えられる力率の利点を示す図表である。
【図５Ｆ】ＥＭＩ歪みに関して図１Ａの回路によって与えられる利点を示す図表である。
【図５Ｇ】高調波基準を参照して、図１Ａの回路によって与えられる利点を示す図表である。
【図６】図１の回路の整流ＡＣ入力電圧の動的範囲を示す図表である。
【図７】本発明の実施形態による簡易化した電流調整ループを示す図である。
【図８】本発明の実施形態に従って、図７の電流調整ループを用いる力率補正回路を示す図である。
【図８Ａ】本発明の別の実施形態に従って、図７の電流調整ループを用いる力率補正回路を示す図である。
【図９】図８の回路によって与えられる波形の利点を示す図表である。
【図１０Ａ】重い負荷状態下の図８の回路の波形を示す図表である。
【図１０Ｂ】軽い負荷状態下の図８の回路の波形を示す図表である。
【図１１】本発明の別の実施形態による力率補正回路を示す図である。
【図１１Ａ】本発明の別の実施形態による力率補正回路の略図である。
【図１２Ａ】重い負荷状態下の図１１の回路の波形を示す図表である。
【図１２Ｂ】軽い負荷状態下の図１１の回路の波形を示す図表である。
【図１３】高調波基準に関して図８および図１１の回路の利点を示す図表である。
【図１４】本出願の実施形態によるベクトル回転子を示す図である。
【符号の説明】
【００７０】
１０  ブーストＰＦＣ回路
１０ａ  ブリッジの無いＰＦＣ回路
１２  アナログデジタル（Ａ／Ｄ）コンバータ
１４  傾斜波発生器
１６  差分回路
１８  比例積分（ＰＩ）コントローラ
２０  制御回路
２２  乗算器
２４  差分段
２６  ＰＩコントローラ
２８  比較器
３０  傾斜波または鋸歯状の信号
３２  ＰＦＣ可能信号
７０  フィードフォワードループデバイス
８０  ゼロ交差検出器
８２  ベクトル回転子
９０  部分ＰＦＣコントローラ
ＢＤ  ブーストダイオード
ＢＲ  ブリッジ整流器
ＣＡＯｕｔ  ＰＩコントローラ出力
ＣＯＵＴ  出力コンデンサ
ＦＦＤ＿ＯＵＴ  フィードフォワードループデバイス出力
Ｉ＿ＩＮ  インダクタ電流
ＩＲＥＦ＿ＰＦＣ  電流基準ＰＦＣ信号
Ｉ  電流
Ｉ  電流
Ｋ＿ＦＦＤ  フィードフォワードループデバイスの利得
Ｋi  積分利得
Ｋp  比例利得
Ｌ  インダクタ
ＰＷＭ―ＰＦＣ  デューティサイクルコマンド
Ｒ１  抵抗
Ｔs  サンプリング周期
Ｑ１  ＰＦＣスイッチ
Ｖ＿ＤＣ  ＤＣバス電圧
Ｖ＿ＩＮ  整流ＡＣ入力電圧
ＶｄｃＦｄｂ  デジタル化ＤＣバス電圧
Ｖｄｃ＿Ｒｅｆ  ＤＣ基準電圧
Ｖdc（ｔ）  瞬間ＤＣバス電圧
Ｖin（ｔ）  瞬間ＡＣ入力電圧
Ｖin_pk  ＡＣ入力電圧のピーク
ｄ（ｔ）  瞬間スイッチオンデューティサイクル
ｆ  電力線周波数
ｉL（ｔ）  瞬間インダクタ電流
ｉL_pk  インダクタ電流のピーク
θ  位相角
【図１】
2008539692.tif 000015
【図１Ａ】
2008539692.tif 000016
【図２】
2008539692.tif 000017
【図３】
2008539692.tif 000018
【図４】
2008539692.tif 000019
【図５Ａ】
2008539692.tif 000020
【図５Ｂ】
2008539692.tif 000021
【図５Ｃ】
2008539692.tif 000022
【図５Ｄ】
2008539692.tif 000023
【図５Ｅ】
2008539692.tif 000024
【図５Ｆ】
2008539692.tif 000025
【図５Ｇ】
2008539692.tif 000026
【図６】
2008539692.tif 000027
【図７】
2008539692.tif 000028
【図８】
2008539692.tif 000029
【図８Ａ】
2008539692.tif 000030
【図９】
2008539692.tif 000031
【図１０Ａ】
2008539692.tif 000032
【図１０Ｂ】
2008539692.tif 000033
【図１１】
2008539692.tif 000034
【図１１Ａ】
2008539692.tif 000035
【図１２Ａ】
2008539692.tif 000036
【図１２Ｂ】
2008539692.tif 000037
【図１３】
2008539692.tif 000038
【図１４】
2008539692.tif 000039
【手続補正書】
【提出日】平成19年12月17日(2007.12.17)
【手続補正１】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図１１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１１】
2008539692.tif 000040
【手続補正２】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図１１Ａ
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１１Ａ】
2008539692.tif 000041
【国際調査報告】
2008539692.tif 000042