(57)【要約】  OFDM符号化ディジタル信号の受信器用の信号処理方法及び信号プロセッサ。OFDM符号化ディジタル信号は、いくつかの周波数チャネルにおいてデータ・シンボル・サブキャリアとして送信される。サブキャリアの部分集合は、受信器に知られている値を有するパイロット・サブキャリアの形式をとる。パイロット・サブキャリアでのチャネル係数の第１の推定(H0)を行い、次いで、パイロット・サブキャリアでの推定チャネル係数(H0)のクリーニングを行う。次いで、チャネル係数の第２の推定(H1)が、データ・シンボル・サブキャリアで行われる。第１の推定は、パイロット・サブキャリアでの受信シンボル（yp）を既知パイロット・シンボル（ap）によって除算することによって行われる。チャネル周波数応答は、一OFDMシンボル内で線形に変動するものとする。よって、シンボル及びサブバンド毎に、チャネル周波数応答及びその導関数が計算又は補間される。
2008501272.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＯＦＤＭ符号化ディジタル信号を処理する方法であって、前記ＯＦＤＭ符号化ディジタル信号はいくつかの周波数チャネルにおいてデータ・シンボル・サブキャリアとして伝送され、該サブキャリアの部分集合は、受信器に既知の値を有するパイロット・サブキャリアの形式をとり、
前記パイロット・サブキャリアでのチャネル係数の第１の推定工程と、
前記パイロット・サブキャリアでの前記推定チャネル係数のクリーニングを行う工程と、
時間ウィナー・フィルタリングによって前記チャネル係数の時間導関数を推定する工程と、
前記データ・シンボル・サブキャリアでのチャネル係数の第２の推定工程とを備えることを特徴とする方法。
【請求項２】
請求項１記載の方法であって、前記第１の推定は、前記パイロット・サブキャリアでの受信シンボルを既知のパイロット・シンボルによって除算することによって行われることを特徴とする方法。
【請求項３】
請求項１又は２に記載の方法であって、前記クリーニングを行う工程が、ウィナー・フィルタリングによって行われることを特徴とする方法。
【請求項４】
請求項１乃至３の何れか一項に記載の方法であって、第２の推定工程の前に、パイロット・サブキャリア間で考えられるパイロット・サブキャリアでのチャネル係数の第３の推定工程を更に備えることを特徴とする方法。
【請求項５】
請求項１乃至４の何れか一項に記載の方法であって、前記第２の推定工程又は前記第３の推定工程が補間を備えることを特徴とする方法。
【請求項６】
請求項５記載の方法であって、前記補間が、周波数方向において、例えば、ウィナー・フィルタ、特に2タップ・ウィナー・フィルタを用いることによって行われることを特徴とする方法。
【請求項７】
請求項６記載の方法であって、複数のOFDMシンボルを用いて、例えば、ウィナー・フィルタを用いることによって時間方向に補間を行う工程を更に備えることを特徴とする方法。
【請求項８】
請求項５記載の方法であって、前記補間が、時間方向において、例えば、ウィナー・フィルタを用いることによって行われることを特徴とする方法。
【請求項９】
請求項8記載の方法であって、周波数方向において、例えば、ウィナー・フィルタを用いることによって補間を行う工程を更に備えることを特徴とする方法。
【請求項１０】
請求項１乃至９の何れか一項に記載の方法であって、前記ウィナー・フィルタリングは、予め算出されたフィルタ係数を有する有限インパルス伝達関数フィルタを用いることによって行われることを特徴とする方法。
【請求項１１】
請求項１乃至１０の何れか一項に記載の方法であって、前記ウィナー・フィルタは、所定の長さを有し、実際の観測値を備えるフィルタであり、該実際の観測値が、中心を外れた値、例えば、11タップ・フィルタの場合、-７又は-３であることを特徴とする方法。
【請求項１２】
請求項１１記載の方法であって、前記フィルタの前記所定の長さが、９、１１、１３、２３、２５又は２７であることを特徴とする方法。
【請求項１３】
請求項１１又は１２に記載の方法であって、エッジ・フィルタリングを行うために、前記観測値が、OFDMシンボルの左端で-５から-１０まで変化させられ、前記OFDMシンボルの右端で０から-５まで変化させられることを特徴とする方法。
【請求項１４】
請求項１乃至１３の何れか一項に記載の方法であって、時間ウィナー・フィルタリングによる、前記パイロット・サブキャリアでのチャネル係数の前記第１の推定のクリーニングを行う工程を更に備えることを特徴とする方法。
【請求項１５】
請求項１４記載の方法であって、前記クリーニングを行う工程が、前記サブキャリアの部分集合に対して、例えば、パイロット位置で行われることを特徴とする方法。
【請求項１６】
請求項１５記載の方法であって、前記クリーニングを行う工程が、FIRフィルタによって行われることを特徴とする方法。
【請求項１７】
受信OFDM符号化ディジタル信号を処理するよう形成された信号プロセッサであって、前記OFDM符号化ディジタル信号はいくつかの周波数チャネルにおいてデータ・シンボル・サブキャリアとして送信され、該サブキャリアの部分集合は、受信器に既知の値を有するパイロット・サブキャリアであり、
該パイロット・サブキャリアでのチャネル係数の第１の推定を行うよう形成された第１のプロセッサと、
前記パイロット・サブキャリアでの前記推定チャネル係数のクリーニングを行うよう形成されたクリーニング器と、
前記データ・シンボル・サブキャリアでのチャネル係数の第２の推定を行うよう形成された第２のプロセッサとを備えることを特徴とする信号プロセッサ。
【請求項１８】
OFDM符号化ディジタル信号を受信するよう形成された受信器であって、前記OFDM符号化ディジタル信号はいくつかの周波数チャネルにおいてデータ・シンボル・サブキャリアとして送信され、前記サブキャリアの部分集合は、前記受信器に既知の値を有するパイロット・サブキャリアであり、
前記パイロット・サブキャリアでのチャネル係数の第１の推定を行うよう形成された第１のプロセッサと、
前記パイロット・サブキャリアでの前記推定チャネル係数のクリーニングを行うよう形成されたクリーニング器と、
前記データ・シンボル・サブキャリアでのチャネル係数の第２の推定を行うよう形成された第２のプロセッサとを備えることを特徴とする受信器。
【請求項１９】
いくつかの周波数チャネルにおいてデータ・シンボル・サブキャリアとして送信されるOFDM符号化ディジタル信号を受信するよう形成されたモバイル装置であって、前記サブキャリアの部分集合は、前記受信器に既知の値を有するパイロット・サブキャリアであり、前記モバイル装置は、
前記パイロット・サブキャリアでのチャネル係数の第１の推定を行うよう形成された第１のプロセッサと、
前記パイロット・サブキャリアでの前記推定チャネル係数のクリーニングを行うよう形成されたクリーニング器と、
前記データ・シンボル・サブキャリアでのチャネル係数の第２の推定を行うよう形成された第２のプロセッサとを備えることを特徴とするモバイル装置。
【請求項２０】
いくつかの周波数チャネルにおいてデータ・シンボル・サブキャリアとして送信されたOFDM符号化ディジタル信号を受信するよう形成されたモバイル装置であって、前記サブキャリアの部分集合は受信器に既知の値を有するパイロット・サブキャリアであり、前記モバイル装置は、請求項１乃至１６の何れかに記載の方法を行うよう形成されたことを特徴とするモバイル装置。
【請求項２１】
電気通信システムであって、請求項２０記載のモバイル装置を備えることを特徴とする電気通信システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、OFDM符号化ディジタル信号を処理する方法、及び対応する信号プロセッサに関する。
【０００２】
本発明は、OFDM符号化ディジタル信号を受信するよう形成された受信器と、OFDM符号化ディジタル信号を受信するよう形成されたモバイル装置とに更に関する。本発明は、そうしたモバイル装置を備えた電気通信システムにも関する。上記方法は、パイロット・サブキャリアを備えたOFDM手法を用いたシステム（地上ビデオ放送システムDVB-Tなど）においてチャネル係数を得るのに用いることができる。モバイル装置は、例えば、ポータブル・テレビ受像機、携帯電話機、携帯情報端末、若しくはポータブル・コンピュータ（ラップトップなど）、又はそれらの何れかの組み合わせであり得る。
【背景技術】
【０００３】
ディジタル情報（音声信号やビデオ信号など）の伝送用の無線システムでは、直交周波数分割多重手法（OFDM）が広く用いられている。OFDMを用いて周波数選択性フェーディング無線チャネルに対処することができる。データのインタリーブを、効率的なデータ回復、及びデータ誤り訂正手法の使用に用いることができる。
【０００４】
OFDMは今日、例えば、ディジタル・オーディオ放送（DAB）システムEureka（ユーレカ）147及び地上ディジタル・ビデオ放送システム（DVB-T）に用いられている。DVB-Tは、変調及び符号化モードに応じて、8MHzの帯域幅にわたって５‐３０Mbpsのネット・ビットレートをサポートする。８Kモードの場合、（合計８１９２のうちの）６８１７のサブキャリアを、１１１６Hzのサブキャリア間隔で用いる。OFDMシンボルの有効持続時間は896μsであり、ODFMガード・インターバルは持続時間の1/4、1/8、1/16又は1/32である。
【０００５】
しかし、車や電車などのモバイル環境では、受信器によって認識されるチャネル伝達関数は、時間の関数として変動する。OFDMシンボル内の伝達関数のそうした変動は、OFDMサブキャリア間のチャネル間干渉（ICI）（受信信号のドップラー広がりなど）をもたらし得る。キャリア間干渉は、車両速度の増加とともに増加し、対抗手段なしでの、限界速度を超える速度での高信頼度の検出を不可能にする。
【０００６】
信号処理手法は、国際公開第02/067525号パンフレット、国際公開第02/067526号パンフレット及び国際公開第02/067527号パンフレットによって従来から知られている。前述の文献では、信号a、並びにOFDMシンボルのチャネル伝達関数H及びその時間導関数H’が、対象の特定のOFDMシンボルについて算出される。
【０００７】
更に、米国特許第６，６５４，４２９号明細書は、パイロット付加チャネル推定の手法を開示している。上記手法では、時間周波数空間における所定の位置を占めるようにパイロット・シンボルを既知の位置で各データ・パケットに挿入する。受信信号を、２次元逆フーリエ変換、2次元フィルタリング及び２次元フーリエ変換にかけて、チャネル伝達関数を推定するようにパイロット・シンボルを回復する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
本発明の目的は、複雑度がより低い信号処理方法を提供することである。
【０００９】
本発明の別の目的は、チャネル係数を推定するための信号処理の方法を提供することであり、この方法は、ウィナー・フィルタリング手法を用いるものであり、かつ効率的なものである。
【００１０】
本発明の更なる目的は、キャリア間干渉ICIが軽減される、OFDM受信器の信号処理方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
これら及び他の目的は、OFDM符号化ディジタル信号の処理方法によって満たされる。OFDM符号化ディジタル信号はいくつかの周波数チャネルにおいてデータ・シンボル・サブキャリアとして送信され、サブキャリアの部分集合は、既知値を有するパイロット・サブキャリアの形式をとる。本発明の方法によれば、パイロット・サブキャリアでのチャネル係数の第１の推定（H0）の工程と、パイロット・サブキャリアでの推定チャネル係数（H0）をクリーニングする工程と、時間ウィナー・フィルタリングによってチャネル係数の時間導関数（H’）を推定する工程と、データ・シンボル・サブキャリアでのチャネル係数の第２の推定（H1）の工程が提供される。よって、従来の方法よりも複雑度が低い方法が提供される。
【００１２】
第１の推定は、パイロット・サブキャリアでの受信シンボル(yp)を既知のパイロット・シンボル(ap)によって除算することによって行うことができる。このようにして、チャネル係数が、パイロット・チャネルについて得られる。クリーニングは、ウィナー・フィルタリングによって行うことができる。
【００１３】
本発明の別の実施例によれば、パイロット・サブキャリア間の考えられるパイロット・サブキャリアでのチャネル係数の第３の推定が、第２の推定の前に行われる。このようにして、推定は段階的に行われ、それによって、より好適な推定がもたらされる。
【００１４】
第２の推定又は第３の推定は補間を備え得る。補間を周波数方向において（例えば、ウィナー・フィルタ（特に、2タップ・ウィナー・フィルタ）を用いることによって）行い得るものであり、場合によってはこれに続いて、時間方向における補間を複数のOFDMシンボルを用いて（例えば、ウィナー・フィルタリングを用いることによって）行い得る。
【００１５】
あるいは、補間を、時間方向において（例えば、ウィナー・フィルタリングを用いることによって）行い、場合によってはこれに続いて、補間を周波数方向において（例えば、ウィナー・フィルタリングを用いることによって）行う。
【００１６】
ウィナー・フィルタリングは、予め算出されたフィルタ係数を有する有限インパルス伝達関数（FIR）フィルタを用いることによって行うことができる。ウィナー・フィルタは、所定の長さ(n)を有し、実際の観測値（M）を備えるフィルタであり得る。実際の観測値は、中心を外れた値（例えば、11タップ・フィルタの場合、-７又は-３）である。フィルタの所定長(n)は、９、１１、１３、２３、２５又は２７であり得る。観測値（M）は、エッジ・フィルタリングを行うために、OFDMシンボルの左端で-５から-１０まで変化させ得るものであり、OFDMシンボルの右端で０から-５まで変化させ得る。
【００１７】
上記方法は、時間ウィナー・フィルタリングによる、パイロット・サブキャリアでのチャネル係数の第１の推定（H0）のクリーニングを更に備え得る。クリーニングは、サブキャリアの部分集合に対して（例えば、パイロット位置で）行い得る。クリーニングは、FIRフィルタリングによって行うことができる。
【００１８】
本発明の別の局面では、前述の方法工程を行うために、OFDM符号化ディジタル信号の受信器用の信号プロセッサが供給される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
本発明の更なる目的、特徴及び利点は、添付図面を参照して、本発明の例示的な実施例の以下の説明を検討することによって明らかになるであろう。
【実施例】
【００２０】
図１は、モバイル環境において、時間の関数として受信器によって認識されるサブキャリア・チャネル伝達関数H（ｆ）の変動を示すグラフである。OFDMシンボル内のH(f)のそうした変動は、OFDMサブキャリア間のチャネル間干渉（ICI）（いわゆる、受信信号のドップラー広がり）をもたらす。
【００２１】
地上ディジタル・ビデオ放送(DVB-T)では、周波数選択性放送チャネルを介してディジタル情報を送信する直交周波数分割多重（OFDM）を用いる。
【００２２】
物体（送信器、受信器や他の散乱物体など）全てが静止状態にある場合、サイクリック・プリフィックスを備える適切な長さのガード・インターバルを有するOFDMの利用は直交サブキャリアにつながる、すなわち、FFTを用いたサブキャリア全ての同時復調は、キャリア間干渉がないことをもたらす。OFDMシンボル時間中にチャネルをもう静止状態にあるものとしてみなすことが可能でないほど速く物体が動いている場合、サブキャリア間の直交性が失われ、受信信号がICIによって損なわれる、すなわち、特定のサブキャリアの変調に用いる信号は、復調後に他のサブキャリアも妨害する。周波数領域では、周波数選択性レイリー・フェーディング・チャネルの前述のドップラー広がりは、チャネルの周波数応答H(ｆ)が時間の関数として変化しているが、コヒーレンス帯域幅よりも大きく離れた周波数の場合にかなり無関係に変化しているものとみなし得る。8kFFTを用いたOFDMシステムの場合、前述のICIレベルは、既に低車両速度にある状態での64-QAMの利用を除くことがわかる。
【００２３】
本発明では、ウィナー・フィルタを、H(f)及びH’(f)の推定のために、OFDMシンボル中及びOFDMシンボル間に存在しているスペクトル相関及び時間相関を活用するのに用いる。
【００２４】
非相関経路を備える線形移動体マルチパス伝搬チャネルを前提とする。非相関経路のそれぞれは、複素減衰hl、遅延τl、及び一様に分布した到来角θlを有する。複素減衰hlは、ゼロ平均値を備える円ガウス確率変数である。チャネル・インパルス応答は、指数減衰電力プロファイルを有し、根平均二乗遅延拡散τrmsによって特徴付けられる。更に前提とされるのは、受信器が、一定の速度vで移動し、それによって、ドップラー・シフトfl=fdcosθlを各経路が有するので、時間tでの経路lの複素減衰がhl(t)=ｈleｘｐ（ｊ２πflt）になる。最大ドップラー・シフトfdは、fd=fc(v/c)として、車両速度に関係する（サブキャリア全てについてこれが同じであるものとする）。ここで、c=３・１０８m/sであり、fcはキャリア周波数である。
【００２５】
OFDMシステムでは、s=[s0,…….,sN-１]Tとして表すN個の「QAMタイプ」のシンボル（DVB-Tシステムでは、Nは２０４８又は８１９２である）を、NポイントIFFTによってN個の直交サブキャリアに変調して持続時間がTuのOFDMシンボルを形成する。上記シンボルは、サイクリック・プリフィックスによって更に拡張され、後に送信される。送信信号は、時間変動選択性フェーディング・チャネルを通って進む。サイクリック・プリフィックス拡張がチャネル・インパルス応答の持続時間よりも長いので、受信信号がシンボル間干渉によって影響を受けないものとする。受信器側では、受信信号が、レート1/T（ここでT=Tu/Nである）でサンプリングされ、サイクリック・プリフィックスが除去される。次に、NポイントFFTを用いて、合成信号のサブキャリア全てを同時に復調する。
【００２６】
時間領域におけるベースバンド受信信号はr(t)として表し、
【００２７】
【数１】
2008501272.tif 000003
として表す。ここで、Hn(t)は、時間ｔでのサブキャリアnのチャネル周波数応答であり、fs=1/Tuはサブキャリア間隔であり、v(t)は、N0/2の両側スペクトル密度を有するAWGNである。
【００２８】
Hn(t)のテイラー展開はt0で得られ、1次項まで近似される。
【００２９】
【数２】
2008501272.tif 000004
式（１）及び（２）を用いて、サンプリング処理及びFFTを経た後、第mのサブキャリアymでの受信信号は、
【００３０】
【数３】
2008501272.tif 000005
として近似することが可能である。ここで、vmは、FFT後のm番目の雑音サンプルである。T=１/（Nfs）の代入を行い、式（３）を用いれば、
【００３１】
【数４】
2008501272.tif 000006
として書き直すことが可能である。ここで、t0=ΔTである。行列表記では、
【００３２】
【数５】
2008501272.tif 000007
の近似をチャネル・モデルに用いる。ここで、H=diag(H0(t0),….,HN-1（t0）)であり、H’=diag(H’0(t0),….,H’N-1（t0）)である。t0は、チャネル近似の誤差が最小である、すなわち、OFDMシンボルの有効部分の中央にあるように選ばれる。
【００３３】
式(6)の第１項は、移動のない静的環境における歪んだ所望の信号に同等である。相当するチャネル周波数応答Hは、以下の2次統計を時間及び周波数において有する。
【００３４】
【数６】
2008501272.tif 000008
ここで、Jnはn次の第１種ベッセル関数である。式（６）の第２項に表されるICIは、導関数H’mによって重み付けされる固定拡散行列
【００３５】
【数７】
2008501272.tif 000009
によって他のサブキャリア全てで送信されるシンボルの拡散の結果である。
【００３６】
【数８】
2008501272.tif 000010
は固定行列であるので、チャネル・モデルはHm及びH’mによって完全に特徴付けられる。この構造がわかっていることは、推定する対象のパラメータ数がN2ではなく２Nであるので、チャネル推定に効果的である。
【００３７】
式（６）は又、まず、ICIが、H’及びsの推定を用いて近似され、次いで、これが受信信号ｙから減算されるので、ICI抑制手法の基礎を形成する。
【００３８】
チャネル・パラメータ（Hm及びH’ｍ）及び送信データの線形最小平均二乗誤差（MMSE）は、離散時間ウィナー・フィルタリング又は離散周波数ウィナー・フィルタリングを施すことによって得られる。確率変数xlを推定するものとする、雑音のある観測組yk（k∈{1,…,L}）が利用可能であるものとして存在していると仮定する。xlの線形MMSE推定は、LタップFIRフィルタを用いることによって得られ、
【００３９】
【数９】
2008501272.tif 000011
ここで、平均二乗誤差の最小化は、αkが、いわゆる正規方程式を満たすことを必要とする。
【００４０】
【数１０】
2008501272.tif 000012
この場合、こうしたフィルタ係数を用いた推定の平均二乗誤差（MSE）が、
MSE＝E［|xl|2］-E［|x＾l|2］に等しいことがわかり得る。
【００４１】
行列Hは、DVB-T標準によって規定されたOFDMシンボル内の散乱点の標準構造を用いることによってOFDMシンボル毎に推定される。パイロット・シンボルは、パイロット位置でのHの、雑音のある初期推定を供給し、雑音は、AWGNと、ドップラー広がりによって生じるICIとを有する。Hのスペクトル相関を活用して、パイロット・シンボルでHのMMSE推定を得るために、ウィナー・フィルタが周波数領域において施される。次に、こうした結果を補間して、パイロット・サブキャリア間の残りのデータ・サブキャリアでHを得る。
【００４２】
この手法は、式（８）で表すようにHmの時間相関を用いてH’mを推定するものである。RHH(t)は帯域制限されているので確率過程H’m(t)が存在することを示すことが可能である。ここで、RHH(t)は、固定周波数でのHの時間相関を表す。連続したいくつかのOFDMシンボルからの、雑音のある測定の組y(t)=Hm(t)+n(t)を前提とすれば、2次統計E[y(t)y*(s)]及びE[H’m(t)y*(s)]が分かっている場合、雑音のあるこうした測定を用いてH’m(t)のMMSE推定を供給する時間ウィナー・フィルタを設計することが可能である。雑音及びHと、式(8)との間の独立性を用いれば、式（１１）が得られる。
【００４３】
【数１１】
2008501272.tif 000013
同様に、式（１２）が得られる。
【００４４】
【数１２】
2008501272.tif 000014
ここで、l.i.mは「平均における極限」を表す。こうした相関関数を用いれば、周囲OFDMシンボルから、Hm(t)の、雑音のある推定を用いてOFDMシンボルの中央における推定H’m(t)を推定するウィナー・フィルタが得られる。実際には、時間ウィナー・フィルタは、仮想パイロット・サブキャリアと呼ばれる、等間隔のサブキャリア部分集合にのみ用いることができる。残りのサブキャリアH’mでは、Hmのもの（式（７））と同じになる、H’mのスペクトル相関を活用した、周波数領域における補間によって得ることができる。
【００４５】
最後に、H’mのウィナー・フィルタの特性評価のWSS導出過程の検出力であるRH’H’(0)が必要である。
【００４６】
【数１３】
2008501272.tif 000015
データ推定が、サブキャリア毎に、標準的なMMSE等化器を用いて行われる。低複雑度の解決策が望まれる場合、1タップMMSE等化器を選ぶことができる。前述の導出を用いれば、サブキャリアmでの推定シンボルは、
【００４７】
【数１４】
2008501272.tif 000016
として表される。ここで、
【００４８】
【数１５】
2008501272.tif 000017
は、サブキャリアmでのICI電力であり、σ２HはH推定のMSEである。
【００４９】
受信信号の信号電力対干渉雑音電力比（SINR）は、ICIによって高速環境では低いので、推定データは、シンボル検出に十分な品質を有しないことがあり得る。しかし、受信信号から概ね除去するのに用いるのに十分に高精度でICIを再生成するのにソフト推定データをなお用いることが可能である。ICI除去処理のために、SINRは改善し、よって、データ再推定を行うことによって、より好適に推定されたデータを得ることが可能である。しかし、SINRが増加するにつれ、HmのMSEもより低くなる必要があるので、推定Hmにおける精度が低いことは、データ再推定処理における支配的な誤差源になるものでない。したがって、Hの再推定も行われる。
【００５０】
本発明は、周波数領域ウィナー・フィルタリングを用いた、時間変動性チャネルの推定に関する。本発明は、DVB-T信号の移動体受信におけるドップラー効果に対処するのに用いられる。これは、OFDMベースのシステムである。受信信号は以下の形式を有するものであることを示し得る。
【００５１】
【数１６】
2008501272.tif 000018
ここで、yは受信信号ベクトルであり、Hは全サブキャリアでのチャネルの複素伝達関数であり、H’はHの時間導関数であり、
【００５２】
【数１７】
2008501272.tif 000019
はICI拡散行列であり、aは送信ベクトルであり、nは複素円白色ガウス雑音ベクトルである。チャネル推定はここでは、伝達関数H及び時間導関数H’の推定を意味する。
【００５３】
従来技術においてみられる使用チャネル・モデルのリストを以下に記載する。
【００５４】
広義定常無相関散乱（WSS）チャネル・モデル：
【００５５】
【数１８】
2008501272.tif 000020
ここで、φiは位相であり、fDiはドップラー周波数であり、τiはi番目の経路の遅延である。Mは伝搬経路数を表す。Φi、ｆDi及びτiは確率変数であり、互いに独立している。
【００５６】
移動体無線チャネル
【００５７】
【数１９】
2008501272.tif 000021
ここで、τm(t)及びγm(t)はそれぞれ、m番目の経路の遅延及び複素振幅である。電力プロファイルは指数関数的に減衰している。
【００５８】
COST-207（Commission  of  the  European  Communities,  COST  207;  Digital  Land  Mobile  Radio  Communications,  Luxembourg:  Final  Report,  Office  for  Official  Publications  of  the  European  Communities,  1989）に基づいた移動体マルチパス・チャネル
本明細書にわたって用いるチャネル・モデルは以下に説明する。使用チャネルの電力プロファイルは、指数関数的に減衰している。送信信号のL個の反射を受信器が受けるようになり、各反射はそれ自身の遅延τl、複素減衰hl及びドップラー・シフトflを有する。こうしたパラメータを次に説明する。
【００５９】
遅延τl：τlは、0とτmaxとの間の一様分布確率変数であり、ここで、τmaxは最大遅延広がりである。
【００６０】
複素減衰hl：ここで減衰hlは、
【００６１】
【数２０】
2008501272.tif 000022
として表す。
τmaxは最大遅延広がりである。
blは、平均が0で分散が1の複素円ガウス確率変数である。Aは、
【００６２】
【数２１】
2008501272.tif 000023
であるように選ばれる。
【００６３】
Aの導出
【００６４】
【数２２】
2008501272.tif 000024
これにより、
【００６５】
【数２３】
2008501272.tif 000025
が得られる。τrmsはRMS遅延広がりである。
【００６６】
ドップラー・シフトfl:ドップラー・シフトは、到来角θl（到来電磁波と受信アンテナとの間の角度）と関係している。θlは、-πとπとの間の一様分布確率変数とみなす。flとθlとの間の関係は、fl=Fdcos（θl）である。
【００６７】
【数２４】
2008501272.tif 000026
は、受信器速度vＲｘ、キャリア周波数fc、及び光速cに基づいた最大ドップラー・シフトである。
【００６８】
チャネルの特定の実現形態は、数学的に
【００６９】
【数２５】
2008501272.tif 000027
として表される。ここで、Tはサンプリング周期であり、
【００７０】
【数２６】
2008501272.tif 000028
は、経路lの遅延であり（なお、τmaxは、サンプリング周期Tの整数倍数になるように選ばれ、すなわち、τmax=cTであり、ここで、cは整数であり）、l=0…L-１は経路指数であり、n=0,1,2,…は時間指数である。
【００７１】
従来技術では通常、チャネルは一OFDMシンボル全体中に時間領域において一定に維持される。このことは、本発明では必須でない。
【００７２】
本発明によれば、複素線形補間／フィルタリングを用いる。
【００７３】
本発明によれば、まず、周波数領域においてフィルタリング及び補間を行い、次いで、時間領域において同じことを行うことが好ましい。この理由は、チャネルが時間領域において非常に速く変動し得るというものであり、これによってフィルタリング及び補間が非常に困難になる。
【００７４】
本発明では、補間／フィルタリングは段階的（すなわち、まず、アクティブなパイロット・サブキャリア、次に、考えられるパイロット・サブキャリア、及び最後にデータ・サブキャリア）に行われる。この手法の利点は、考えられるパイロット・サブキャリア及びデータ・キャリアでのチャネル係数を得るための補間フィルタが、ずっと短いフィルタ長を有し得るものであり、なお、同様な精度をもたらすことである。
【００７５】
端部では、非対称ウィナー・フィルタリングが、本発明において行われる。
【００７６】
端部では、一様でない雑音負荷が本発明において加えられるが、それは端部での雑音電力がOFDMシンボルの中央におけるサブキャリアの「通常の」雑音電力の半分であるためである。それは、ICIが左サブキャリアのみからのものであるか、又は右サブキャリアのみからのものであるからである。
【００７７】
周波数領域におけるHの自己相関関数は
【００７８】
【数２７】
2008501272.tif 000029
の形式を有する。Δfは、
【００７９】
【数２８】
2008501272.tif 000030
の倍数である。ここで、Tsはサンプリング周期であり、Nはサブキャリア合計数であり、τrmsは、Tsに正規化されたRMS遅延広がりである。
【００８０】
周波数領域におけるH’の自己相関関数が
【００８１】
【数２９】
2008501272.tif 000031
の形式を有することを示し得る。
【００８２】
本発明は、周波数領域において、かつ場合によっては時間領域においてウィナー・フィルタリングを用いた、時間変動性チャネルの周波数応答の推定に関する。時間変動性チャネルの推定は、以下の工程を備える。
【００８３】
1.  パイロット・サブキャリアでの受信シンボルを既知のパイロット・シンボルによって除算することによって、パイロット・サブキャリアでのチャネル係数の第１の推定を算出する。
【００８４】
2.  パイロット・サブキャリアでのチャネル係数のクリーニング  パイロット位置でのチャネル係数の第１の推定は、ウィナー・フィルタを用いてこうしたチャネル係数をフィルタリングすることによってクリーニングされる（これは以下に説明する）。
【００８５】
3.  補間を用いた、2個のパイロット・サブキャリア間のサブキャリアのP数での推定
これは、時間処理及び周波数処理の組み合わせであるいくつかのやり方で行うことが可能である。これらの方法は以下に列挙する。
【００８６】
a.  一OFDMシンボルにおけるパイロット・サブキャリアでの、クリーニングされたチャネル係数を用いて、2個のパイロット・サブキャリア間のn個のチャネル係数が、周波数方向で（2タップ）ウィナー・フィルタを用いて補間される。
【００８７】
b.  一OFDMシンボルにおけるパイロット・サブキャリアでの、クリーニングされたチャネル係数を用いて、2個のパイロット・サブキャリア間のn個のチャネル係数が、周波数方向で（2タップ）ウィナー・フィルタを用いて補間される。次に、時間方向においてウィナー・フィルタを用いてフィルタリングすることによって、n個の補間チャネル係数をクリーニングする。
【００８８】
c.  複数のOFDMシンボルにおけるパイロット・サブキャリアでの、クリーニングされたチャネル係数を用いて、2個のパイロット・サブキャリア間のn個のチャネル係数が、時間方向においてウィナー・フィルタを用いて補間される。
【００８９】
d.  複数のOFDMシンボルにおけるパイロット・サブキャリアでの、クリーニングされたチャネル係数を用いて、2個のパイロット・サブキャリア間のn個のチャネル係数が、時間方向においてウィナー・フィルタを用いて補間される。次に、補間されたn個のチャネル係数を、ウィナー・フィルタを用いて周波数方向においてフィルタリングすることによってクリーニングする。
【００９０】
好ましい実施例は工程a又はbである。それは、チャネルの変動が速すぎ、それによって、最初に時間領域においてフィルタリングすることが非効果的になるからである。更に、n個のチャネル係数は好ましくは、2個のサブキャリア間の、考えられる3個のパイロット・サブキャリアである。ドップラー周波数が十分低い場合、工程c又は工程dを行うことが可能である。
【００９１】
4.  補間を用いた（パイロット・サブキャリアでの、クリーニングされたチャネル係数と、一OFDMシンボルにおけるパイロット・サブキャリア間のP補間チャネル係数とを用いた）、残りのサブキャリアでのチャネル推定  残りのチャネル係数が周波数方向において（2タップ）ウィナー・フィルタを用いて補間される。
【００９２】
好ましい実施例は、データ・サブキャリアが、（２タップ）ウィナー・フィルタを用いて補間されるものである。
【００９３】
フィルタリング及び補間の処理に必要なウィナー係数を得る方法を以下に示す。ウィナー・フィルタ係数の算出に用いるモデルを図４に表す。ここで、x[k]は、指数kで元々送信された信号であり、v[k]は、指数kでの雑音信号である（v[k]は、２つの成分（すなわち、キャリア間干渉、及び相加性雑音）を有するが、ここでは、この区別を行う必要はない）。y[k]は、雑音により損傷した信号であり、この信号はウィナー・フィルタによってフィルタリングされることになる。
【００９４】
【数３０】
2008501272.tif 000032
は、ウィナー・フィルタの出力である。
【００９５】
更に、以下のことがあてはまるか、又は仮定される。
【００９６】
y［k］=x［k］+ｖ［k］
誤差=
【００９７】
【数３１】
2008501272.tif 000033
Mは、y［k］がウィナー・フィルタに供給されると
【００９８】
【数３２】
2008501272.tif 000034
が推定される時点を表すパラメータである（M≦0の場合、補間又はフィルタリングであり、M＞0の場合、予測である）。
【００９９】
x［i］及びv［i］は、全てのi及びjについて非相関である（すなわち、
E［x［i］v*［j］］=0  ∀i,j）
ε［i］及びy［i］は、互いに直交である（直交原理）（すなわち、
E［ε［i］y*［j］］=0  ∀i,j）。
【０１００】
ウィナー・フィルタのフィルタ係数（w［n］）は、平均二乗誤差（MSE）（すなわち、
E|ε|2）が最小になるように選ばれる。MSEを最小にするウィナー・フィルタ係数を得るための導出は以下に示す。直交原理から始める：
【０１０１】
【数３３】
2008501272.tif 000035
これは、行列・ベクトル乗算として記述することができる。
【０１０２】
【数３４】
2008501272.tif 000036
注：上記から、観測yが等距離間隔で空けられたグリッドから観測yが来ているようにみえ得る。これが常にあてはまる訳ではない。例えば、図２におけるOFDMシンボルn+1は、３個のサブキャリアの間隔が空いた2個のパイロット・サブキャリアを左端部に有し、９個のサブキャリアの間隔が空いた2個のパイロット・サブキャリアを右端部に有し（これは、図示していない）、他のパイロット・サブキャリアは全て、１２個のサブキャリアの間隔が空けられている。この非等距離間隔を、ウィナー・フィルタ係数の計算で考慮に入れなければならない。
【０１０３】
結果として生じる最小平均二乗誤差は、
【０１０４】
【数３５】
2008501272.tif 000037
の通りである。
【０１０５】
ウィナー・フィルタの通常の実施では、観測y[k]がウィナー・フィルタに移り、
【０１０６】
【数３６】
2008501272.tif 000038
（ここで、Mは固定値である）であるが、最適ウィナー・フィルタ係数を用いて計算される（図５も参照のこと）。このことは、フィルタリング対象のチャネル係数をウィナー・フィルタが（例えば、図５の左から右に）すべるように進むかのようにイメージすることも可能である。ウィナー・フィルタが、すべるように左端部からチャネル係数の中に進む場合、ウィナー・フィルタが部分的に満たされることになることがわかり得る。ウィナー・フィルタが、すべるように右端部でのチャネル係数から外に進む場合に同様のことがあてはまる。このことは望ましくない。それは、フィルタリング処理を行ううえで、できる限り多くのチャネル係数が欲しいからである。このことを解決するために、ウィナー・フィルタはちょうど端部に配置される（図５を参照のこと）。次に、正しい値にパラメータＭを設定することによって、エッジ・サブキャリアでの、
【０１０７】
【数３７】
2008501272.tif 000039
の補間又はフィルタリングされたバージョンを得ることが可能である。これによって、ウィナー・フィルタは非対称フィルタになる。
【０１０８】
ウィナー・フィルタの長さが決定されると、パラメータＭの値を固定する必要がある。文献から、M=0又はm=-nlに設定した場合、MSEが最大である（すなわち、過去又は将来の観測のみを用いて推定が行われる）ことが分かっている。
【０１０９】
【数３８】
2008501272.tif 000040
（ここで、
【０１１０】
【数３９】
2008501272.tif 000041
は、整数部分を求める演算である）の場合、MSEは最小である（すなわち、将来の観測と同数の過去の観測を用いる）。
【０１１１】
しかし、パイロット・サブキャリアは、12個のサブキャリアの間隔が空けられている（これは、DVB-T標準によって記述されている）ので、自己相関関数RHHは、これに応じてサブサンプリングされる必要がある。これによって、中央から外れた値にMが設定された場合にMSEが最小になる。nl=10（11タップ・ウィナー・フィルタ）の場合、M＝-７又はM＝-３の場合にMSEが最小である。このことは、９タップ、１１タップ、１３タップ、２３タップ、２５タップ及び２７タップのウィナー・フィルタ長についてあてはまる。
【０１１２】
最適なウィナー・フィルタ係数を得るためには、チャネル係数の統計が必要である以外に、雑音信号の統計も必要である。雑音（キャリア間干渉成分及び相加性雑音成分を有する）は単に相加的であり、かつ白色であるものとする。雑音負荷には2種類のもの（一様な雑音負荷及び一様でない雑音負荷）がある。
【０１１３】
一様な雑音負荷は、OFDMシンボルの「中央部分」におけるチャネル係数が推定される場合に用いられる。ここでは、雑音が広義定常（WSS）過程でもあるということを更に仮定する。
【０１１４】
一様でない雑音負荷は、エッジ・フィルタリングを行う場合に用いる。一様なものとは別の雑音負荷を用いるのは、OFDMシンボルの左端部でのサブキャリアが、右隣のサブキャリアからのみキャリア間干渉を受けるからである。右端部では、干渉は、左隣のサブキャリアからしか来ない。これによって、最も左のチャネル係数及び最も右のチャネル係数が、他のチャネル係数に存在している電力よりも３ｄB少なくなる。雑音電力のこの非一様性が理由で、雑音は非WSS過程として扱われる。
【０１１５】
以下に示す例では、チャネルの周波数応答の推定に必要なウィナー・フィルタが全て導き出される。更に、図２に示すOFDMシンボルnにおけるように配置されたパイロット・サブキャリアを備えたOFDMシンボルを受信したものとする。好ましい実施例の場合、以下のパラメータを用いる。
【０１１６】
パイロット・サブキャリアでのチャネル係数のクリーニングのためのウィナー・フィルタ、及びエッジ・フィルタは、11タップ長を有する（図６を参照のこと。すなわち、nl＝10である）。
【０１１７】
考えられるパイロット・サブキャリア及びデータ・サブキャリアでのチャネル係数の補間のためのフィルタは、長さ２を有する（すなわち、nl=1）である。
【０１１８】
OFDMシンボルの中央におけるチャネル係数の推定の場合、M＝-７である。
【０１１９】
エッジ・フィルタリングの場合、Mは、左端部では-５から-１０まで変化させ、右端部では0から-５まで変化させる。
【０１２０】
補間の場合、考えられるパイロット・サブキャリアMでの係数が、-３、-６及び-９の値に設定される。
【０１２１】
補間の場合、データ・サブキャリアMでの係数が、-１及び-２の値に設定される。
【０１２２】
OFDMシンボルはN=1024サブキャリアを有する。
【０１２３】
RMS遅延広がりはτrms＝1.1428μsである。
【０１２４】
雑音は白色である（すなわち、Rvv[i-ｊ]=E[vivj*]=（σ2=0.0089（i=jの場合）、0（それ以外の場合）
最も左の端部及び最も右の端部でのサブキャリアの雑音電力は、E[|vedge|2]=0.0045である。
【０１２５】
【数４０】
2008501272.tif 000042
最大ドップラー・シフト=fdmax=0.1・キャリア間隔≒１１２Hzである。
【０１２６】
上記導出された式を用いれば、パイロット・サブキャリアでのチャネル係数をフィルタリングするためのフィルタ係数は
【０１２７】
【数４１】
2008501272.tif 000043
である。
【０１２８】
左エッジ・フィルタ：
【０１２９】
【数４２】
2008501272.tif 000044
右エッジ・フィルタ：
こうしたフィルタは左エッジ・フィルタと同じである（係数の順序を逆にし、複素数の共役をとらなければならないに過ぎない）。Mright=0はMleft=-10と同等であり、Mright=-１はMleft=-９と同等である等である。
【０１３０】
考えられるパイロット・サブキャリア補間フィルタ：
【０１３１】
【数４３】
2008501272.tif 000045
データ・サブキャリア補間フィルタ：
【０１３２】
【数４４】
2008501272.tif 000046
計算量は、サブキャリア毎に約３乗算である。
【０１３３】
前述の説明は全て、Hの推定方法についてのものである。
【０１３４】
H’のスペクトル・フィルタリングは、自己相関関数がHのものに等しいので、Hと同様なものであるが、正しい値を雑音負荷について用いなければならない。
【０１３５】
時間領域におけるサブキャリア単位でのH及びH’の推定を上記システムに追加することができる。これらの推定は、図７に示すシステムにおいて用いられるか、又は用いることが可能である。図７は、本発明による推定及び除去の手法の概要を示す。まず、チャネル伝達関数
【０１３６】
【数４５】
2008501272.tif 000047
の推定が、パイロット位置での既知パイロット値αpによって受信信号y0を除算することによって行われる。次に、仮想パイロット位置のサブキャリアでのチャネル伝達関数を、第１Hウィナー・フィルタによって推定して
【０１３７】
【数４６】
2008501272.tif 000048
を得る。これは、チャネル伝達関数の導関数
【０１３８】
【数４７】
2008501272.tif 000049
の推定に、過去のOFDMシンボル
【０１３９】
【数４８】
2008501272.tif 000050
からの、クリーニングされた推定とともに用いられる。
【０１４０】
【数４９】
2008501272.tif 000051
と、パイロット位置での既知パイロット値αpとを用いることによって、クリーニングされた受信信号y1を得ることによって、受信信号y0からのパイロット前置除去が行われる。
【０１４１】
データ
【０１４２】
【数５０】
2008501272.tif 000052
が、
【０１４３】
【数５１】
2008501272.tif 000053
及びy1から推定される。ICI除去を、
【０１４４】
【数５２】
2008501272.tif 000054
【０１４５】
【数５３】
2008501272.tif 000055
及びy1によって行って、クリーニングされた第２の信号y2を得る。クリーニングされた第２の信号y2は、クリーニングされた第２の信号y2をパイロット値αpによって除算して、パイロット位置でのチャネル伝達関数
【０１４６】
【数５４】
2008501272.tif 000056
の第２の推定を得ることによる、パイロット位置でのチャネル伝達関数の第２の推定に用いられる。最後に、第２のウィナー・フィルタリングを行って、サブキャリア全てにおいてチャネル伝達関数
【０１４７】
【数５５】
2008501272.tif 000057
を得る。
【０１４８】
H推定／改良フィルタへの入力は、チャネル推定H1である。これは、その品質を改善するために
【０１４９】
【数５６】
2008501272.tif 000058
に対して用いる対象の、任意のフィルタである。図８は、フィルタを略示するものである。ここで、Hk(t)は、OFDMシンボルtのサブキャリアkでのHの実際値であり、
【０１５０】
【数５７】
2008501272.tif 000059
は、「第１Hウィナー・フィルタ」後のHk(t)の、雑音のある（雑音及び干渉）の推定であり、
【０１５１】
【数５８】
2008501272.tif 000060
は、
【０１５２】
【数５９】
2008501272.tif 000061
に対して改良された、Hk(t)の推定であり、nは、雑音及び干渉の和である。
【０１５３】
H推定フィルタは、以下のやり方で設計される。H推定フィルタの後の平均二乗誤差（MSE）εは、
【０１５４】
【数６０】
2008501272.tif 000062
として定義される。
【０１５５】
【数６１】
2008501272.tif 000063
であることを定義する（FIRフィルタ）。
【０１５６】
p∈[t-M１,t+M2]毎に
【０１５７】
【数６２】
2008501272.tif 000064
の場合、εが最小であることを示し得る（直交原理）。
【０１５８】
便宜上、サブキャリア指数kは、
【０１５９】
【数６３】
2008501272.tif 000065
の導出では外すものとする。
【０１６０】
H(t)及びn(p)が非相関であるものとする。
【０１６１】
【数６４】
2008501272.tif 000066
雑音及び干渉を白色とみなす。よって、E［n(t＋l)n*(p)］=0である（t+l=pでない限り）。行列形式で式を記述すれば、
【０１６２】
【数６５】
2008501272.tif 000067
となる。
【０１６３】
wを求めれば、
【０１６４】
【数６６】
2008501272.tif 000068
となる。RHH（τ）=J0（2πfd,maxτ）であることを示し得る。ここで、J0(t)はゼロ次ベッセル関数であり、Rnn(0)は、雑音電力及び干渉電力の和である。
【０１６５】
Hの推定が最も改善されたものを得るためには、Hの、考えられる最良の入力推定を用いるべきである。
【０１６６】
例えば、パラメータM2=0及びM1=-9を備える前述のフィルタを用いてサブキャリアk上でH(t＝10)を推定する。シミュレーションでは、H1のMSEが約-２７ｄBであり、H3のMSEが約-３６ｄBであることが明らかになった。
【０１６７】
【数６７】
2008501272.tif 000069
を計算するために、値
【０１６８】
【数６８】
2008501272.tif 000070
が必要である。しかし、
【０１６９】
【数６９】
2008501272.tif 000071
は、又、利用可能であり、より好適な品質を有するので、用いられる。フィルタの設計では、品質におけるこうした差が、雑音電力及び干渉電力の和の部分（Rnn）において考慮される。こうしたパラメータ、112Hzのfd,max、0.001sのTOFDM（連続OFDMシンボル間の時間）に対するフィルタ設計によって、
【０１７０】
【数７０】
2008501272.tif 000072
がもたらされる。
【０１７１】
この推定のMSEは約-２９ｄBである。なお、H3の品質は、このH推定フィルタによって実現される改善によっても変わってくる。-２７ｄBから-２９ｄBへの改善は大きいものでない。よって、このフィルタによる、Hの推定の品質の改善は、その複雑度を正当化するものでないように思われる。しかし、同じパラメータ（fd,maxを112Hzから11.2Hzに変更するに過ぎない）でフィルタを計算することによって、-３６ｄBのMSEがもたらされる。この利得は、更なる複雑度を実際に正当化するので、Hの、時間上の推定は、fd,maxの値が低い場合にのみ、妥当なものである。
【０１７２】
Hの推定は、サブキャリア全ての部分集合（例えば、考えられるパイロット位置）に対してのみ行うことができる。
【０１７３】
Hフィルタのフィルタ長が２よりも大きい場合、H推定の総複雑度は、各サブキャリアに対してH推定を行う代わりに補間器を用いれば、削減されることになる。
【０１７４】
以下のフィルタを用いて、Hの推定に基づいてH’を推定する。略示すれば、このフィルタは図９に示す。ここで、Hk(t)は、OFDMシンボルtのサブキャリアkでのHの実際値であり、
【０１７５】
【数７１】
2008501272.tif 000073
は、「第１Hウィナー・フィルタ」の後のHk(t)の、雑音のある推定であり、
【０１７６】
【数７２】
2008501272.tif 000074
は、OFDMシンボルtのサブキャリアkでの実際値H’である。
【０１７７】
【数７３】
2008501272.tif 000075
は、OFDMシンボルtのサブキャリアkでのH’の推定値である。
【０１７８】
H’推定フィルタ後の平均二乗誤差（MSE）（ε）は、
【０１７９】
【数７４】
2008501272.tif 000076
として定義される。
【０１８０】
【数７５】
2008501272.tif 000077
であることを定義する（FIRフィルタ）。
【０１８１】
直交原理を用いて最小MSEを得る。
【０１８２】
p∈［t-M1,t+M2］毎に
【０１８３】
【数７６】
2008501272.tif 000078
である。
【０１８４】
便宜上、サブキャリア指数kは以下の導出において外されるものとする。
【０１８５】
【数７７】
2008501272.tif 000079
H(t)及びn(p)は非相関であるものとする。
【０１８６】
【数７８】
2008501272.tif 000080
雑音が白色であるものとする。よって、E[n(t＋l)n＊(p)]=0である（t+l=pでない限り）。
【０１８７】
上記式を行列形式で記述すれば、
【０１８８】
【数７９】
2008501272.tif 000081
である。RH’H(τ)=-2πfd,maxJ1（2πfd,maxτ）であることを示し得る。ここで、J1(t)は、１次ベッセル関数である。
【０１８９】
H’の推定が最も改善されたものを得るためには、Hの、考えられる最良の推定を用いるべきである。
【０１９０】
例えば、パラメータM2=0及びパラメータM1=-９を備えた前述のフィルタを用いた、サブキャリアk上のH’(t＝10)の推定
【０１９１】
【数８０】
2008501272.tif 000082
を計算するために、値
【０１９２】
【数８１】
2008501272.tif 000083
が必要である。しかし、
【０１９３】
【数８２】
2008501272.tif 000084
も入手可能であり、より好適な品質を有するので、用いられる。
【０１９４】
フィルタの設計では、品質におけるこうした差が、雑音電力及び干渉電力の和の部分（Rnn）において考慮される。こうしたパラメータ、112Hzのfd,max、0.001sのTOFDM（連続OFDMシンボル間の時間）に対するフィルタ設計によって、
【０１９５】
【数８３】
2008501272.tif 000085
がもたらされる。
【０１９６】
シミュレーションが示すところでは、MSE誤差は、特定のパラメータの場合、約-２１ｄBである。
【０１９７】
H’に対する推定は、全サブキャリアの部分集合（例えば、考えられるパイロット位置）に対してのみ行われることになる。H’推定の総計算量は、H’フィルタのフィルタ長が２よりも長い場合、各サブキャリアに対してH’推定を行う代わりに補間器を用いて削減されることになる。
【０１９８】
H'の推定において遅延が許容される（M2>0である）場合、H’推定の品質は、より短いフィルタによって、かなり改善され得るか、同じ状態に維持され得る。この欠点は、例えば、M1=4、M2=2の場合、
【０１９９】
【数８４】
2008501272.tif 000086
を推定することが、
【０２００】
【数８５】
2008501272.tif 000087
を必要とし、それによって、受信における遅延が生じ、バッファリングが要求されることである。
【０２０１】
時間フィルタは実である。スペクトル・フィルタも、FFTの入力での時間サンプルの適切な巡回置換によって実になり得る。
【０２０２】
種々のフィルタ及び処理を、専用ディジタル信号プロセッサ（DSP）によって、かつソフトウェアで行うことができる。あるいは、方法工程の全部又は一部を、ハードウェア、又はハードウェア及びソフトウェアの組み合わせ（ASIC(特殊用途向集積回路)、PGA（プログラム可能ゲート・アレイ）等など）で行うことができる。
【０２０３】
なお、「comprising」の表現は、他の要素又は工程を排除するものでなく、「a」又は「an」は、要素が複数存在することを排除するものでない。更に、特許請求の範囲における参照符号は、その範囲を限定するものと解されないものとする。
【０２０４】
上記明細書では、添付図面を参照しながら本発明のいくつかの実施例を説明した。当業者は本明細書を検討して、他のいくつかの代替策を考えつくものであり、そうした代替策は本発明の範囲内に収まることが意図されている。更に、本明細書に特に記載したもの以外の他の組み合わせが本発明の範囲内に収まることが意図されている。本発明は、特許請求の範囲によってのみ限定される。
【図面の簡単な説明】
【０２０５】
【図１】周波数及び時間の関数としてチャネル伝達関数を示すグラフである。
【図２】時間及び周波数にわたってOFDMシンボルを略示する図である。
【図３】考えられるパイロット・シンボル・サブキャリアを更に示す、図２と同様な図である。
【図４】ウィナー・フィルタ係数の計算のための概略図である。
【図５】フィルタ係数がフィルタリングされる方法を示す概略図である。
【図６】１１タップのウィナー・フィルタを示す概略図である。
【図７】本発明による、推定及び除去の手法の概要を示す概略図である。
【図８】H推定フィルタを示す概略図である。
【図９】H’推定フィルタを示す概略図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【国際調査報告】
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