(57)【要約】複数のサブキャリアを備える直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号のｋ番目のサブキャリアで時刻ｔに受信したキャリア間干渉（ＩＣＩ）を軽減する。これは、ｋ−Ｌ番目のサブキャリアで受信した信号に対する自己干渉項ＩＣＩｋ−Ｌ，ｋ−Ｌを生成することで達成される。ここで、Ｌ∈［...，−３，−２，−１，１，２，３，...］であり、自己干渉項は、ｋ−Ｌ番目のサブキャリアで時刻ｔに受信したデータの推定値を、ｋ−Ｌ番目のサブキャリアが時刻ｔに通過するチャネルの変化の割合で重み付けしたものである。ＩＣＩ除去係数ＧＬは、非矩形時間領域窓関数に応じて取得され、ＩＣＩ項の推定値は、ＩＣＩ除去係数ＧＬに基づく量により自己干渉項ＩＣＩｋ−Ｌ，ｋ−Ｌを調整することで生成する。次いでＩＣＩ項の推定値を、時刻ｔにｋ番目のサブキャリアで受信した信号を表す項から差し引く。
2008537424.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
時刻ｔに受信した直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号のｋ番目のサブキャリアに対するキャリア間干渉（ＩＣＩ）を軽減する方法であって、受信した前記ＯＦＤＭ信号は、複数のサブキャリアを含んでおり、
Ｌ∈［...，−３，−２，−１，１，２，３，...］であり、ｋ−Ｌ番目のサブキャリアで受信した信号に対する自己干渉項ＩＣＩｋ−Ｌ，ｋ−Ｌ（前記自己干渉項は、ｋ−Ｌ番目のサブキャリアで時刻ｔに受信したデータの推定値を、時刻ｔにｋ−Ｌ番目のサブキャリアが通過するチャネルの変動の割合で重み付けしたものである）を生成するステップと、
ＩＣＩ除去係数ＧＬを取得するステップと、
前記自己干渉項ＩＣＩｋ−Ｌ，ｋ−Ｌを前記ＩＣＩ除去係数ＧＬに基づく量で調整することにより、ＩＣＩ項の推定値を生成するステップと、
前記ＩＣＩ項の推定値を、時刻ｔにｋ番目のサブキャリアで受信した信号を表す項から減算するステップと
を含み、
前記ＩＣＩ除去係数ＧＬは窓関数に応じて決定されたものであることを特徴とする方法。
【請求項２】
前記ＩＣＩ除去係数ＧＬを取得するステップは、
メモリデバイスに格納されているテーブルから前記ＩＣＩ除去係数ＧＬを読み出すステップを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記時刻ｔにｋ番目のサブキャリアで受信した信号を表す項は、
受信した前記ＯＦＤＭ信号に窓関数を適用することで、選択され重み付けされたサンプルのセットを生成するステップと（前記ＯＦＤＭ信号で送信されたシンボルは、Ｎ個のサンプルによって表現されるものであり、前記窓関数は、Ｎを超えるサイズを有し、前記選択され重み付けされたサンプルのセットは、サンプルの中央部分と、サンプルの最初の部分およびサンプルの最終の部分の少なくとも１つを含むものであり、前記サンプルの中央部分は、Ｎ個のサンプルから構成されており）、
前記選択され重み付けされたサンプルのセットがサンプルの最初の部分を含む場合、該サンプルの最初の部分とサンプルの中央部分から選択した同数のサンプルとを合成することにより、前記選択され重み付けされたサンプルのセットについてラップ機能を実行し、Ｎ個の合成された重み付けサンプルのセットを生成し、前記選択され重み付けされたサンプルのセットがサンプルの最終部分を含む場合、該サンプルの最終部分とサンプルの中央部分から選択した同数のサンプルとを合成することにより、前記選択され重み付けされたサンプルのセットに対してラップ機能を実行し、Ｎ個の合成され重み付けされたサンプルのセットを生成するステップと、
前記Ｎ個の合成され重み付けされたサンプルに対して高速フーリエ変換を実行するステップと
を含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記窓関数はナイキスト窓であることを特徴とする請求項３に記載の方法。
【請求項５】
前記窓関数は３ステップ窓であり、該３ステップ窓は以下のステップ関数を含むものであり、
始めのステップ関数は、最小値から第１の中間値に増加し、第１の期間にわたり該第１の中間値に留まり、次いで該第１の中間値から第２の中間値に増加し、第２の期間にわたり該第２の中間値に留まり、次いで該第２の中間値から第３の中間値に増加し、第３の期間にわたり該第３の中間値に留まるステップ関数であり、
次のステップ関数は、該第３の中間値から最大値に増加し、第４の期間にわたり該最大値に留まるステップ関数であり、
さらに次のステップ関数は、該最大値から該第３の中間値に減少し、第５の期間にわたり該第３の中間値に留まるステップ関数であり、
その次のステップ関数は、該第３の中間値から該第２の中間値に減少し、第６の期間にわたり該第２の中間値に留まるステップ関数であり、
その次のステップ関数は、該第２の中間値から該第１の中間値に減少し、第７の期間にわたり該第１の中間値に留まるステップ関数であり、
その次のステップ関数は、該第１の中間値から減少し該最小値に戻るステップ関数であることを特徴とする請求項３に記載の方法。
【請求項６】
前記ＩＣＩ除去係数は次式に従って決定されるものであり、
2008537424.tif 000048
ここで、ＷＲＥＬはＮに対する窓関数のロールオフ領域のサイズであることを特徴とする請求項５に記載の方法。
【請求項７】
前記窓関数は１ステップの窓であり、該１ステップの窓は、最小値から中間値に増加するステップ関数で始まり、第１の期間にわたり該中間値に留まり、次いで別のステップ関数で該中間値から最大値に増加し、第２の期間にわたり該最大値に留まり、さらに別のステップ関数で該最大値から該中間値に減少し、第３の期間にわたり該中間値に留まり、さらに次のステップ関数で該中間値から減少し最小値に戻ることを特徴とする請求項３に記載の方法。
【請求項８】
前記ＯＦＤＭ信号で送信されるシンボルにサイクリック・プリフィックスが先行して配置されており、
前記方法は、
ｋ番目のサブキャリアが通過するチャネルの時間拡散量を推定するステップと、
前記窓関数のサイズを、Ｎを超えるがチャネルの時間拡散により影響を受けるサイクリック・プリフィックスの部分に及ぶほど大きくないように調整するステップと
を含むことを特徴とする請求項３に記載の方法。
【請求項９】
前記窓関数の長さに基づいて前記窓関数の形状を選択するステップを含むことを特徴とする請求項３に記載の方法。
【請求項１０】
時刻ｔに受信した前記ＯＦＤＭ信号における除去対象のビン数に基づいて前記窓関数の形状を選択するステップを含むことを特徴とする請求項３に記載の方法。
【請求項１１】
前記自己干渉項ＩＣＩｋ−Ｌ，ｋ−Ｌは、次式にしたがって推定され、
2008537424.tif 000049
ここで、Ｄ＾ｋ−Ｌ（ｔ）は、時刻ｔにｋ−Ｌ番目のサブキャリアで送信されたデータの推定値であり、Ｈ＾’ｋ−Ｌ（ｔ）は、時刻ｔにおけるｋ−Ｌ番目のサブキャリア対するチャネルの微分係数の推定値であることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項１２】
前記Ｄ＾ｋ−Ｌ（ｔ）は、仮判定等化技術が使用されて決定されることを特徴とする請求項１１に記載の方法。
【請求項１３】
前記自己干渉項ＩＣＩｋ−Ｌ，ｋ−Ｌは次式により決定され、
2008537424.tif 000050
ここで、
ＴＮは、ＯＦＤＭ信号内の１シンボルを表すＮ個のサンプルに相当する継続時間であり、
ＴＣＰは、ｋ−Ｌ番目のサブキャリアに対する現在のチャネル推定値であり、
Ｈ＾ｋ−Ｌ（ｔ）は、ｋ−Ｌ番目のサブキャリアに対する現在のチャネル推定値であり、
Ｈ＾ｋ−Ｌ（ｔ＋ＴＮ＋Ｔｃｐ）は、ｋ−Ｌ番目のサブキャリアに対する次のチャネル推定値であり、
Ｈ＾ｋ−Ｌ（ｔ−ＴＮ−Ｔｃｐ）は、ｋ−Ｌ番目のサブキャリアに対する前のチャネル推定値であり、
Ｄｋ−Ｌ（ｔ）は、ｋ−Ｌ番目のサブキャリアで時刻ｔに実際に送信される信号
Ｈｋ−Ｌ（ｔ）は、時刻ｔにおけるｋ−Ｌ番目のサブキャリアの実際のチャネルであることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項１４】
前記ＩＣＩ項の推定値と所定の信号対雑音比（ＳＮＲ）とを比較するステップをさらに含み、
前記時刻ｔにｋ番目のサブキャリアで受信した信号を表す項からＩＣＩ項の推定値を減算するステップは、前記ＩＣＩ項の推定値と前記所定のＳＮＲとの比較が所定の基準を満足する場合にだけ実行されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項１５】
前記Ｌ＝±１であることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項１６】
時刻ｔに受信した直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号のｋ番目のサブキャリアに対するキャリア間干渉（ＩＣＩ）を軽減する装置であって、受信した前記ＯＦＤＭ信号は、複数のサブキャリアを含んでおり、
Ｌ∈［...，−３，−２，−１，１，２，３，...］であり、ｋ−Ｌ番目のサブキャリアで受信した信号に対する自己干渉項ＩＣＩｋ−Ｌ，ｋ−Ｌ（前記自己干渉項は、ｋ−Ｌ番目のサブキャリアで時刻ｔに受信したデータの推定値を、時刻ｔにｋ−Ｌ番目のサブキャリアが通過するチャネルの変動の割合で重み付けしたものである）を生成するロジック部と、
ＩＣＩ除去係数ＧＬを取得するロジック部と、
前記自己干渉項ＩＣＩｋ−Ｌ，ｋ−Ｌを前記ＩＣＩ除去係数ＧＬに基づく量で調整することにより、ＩＣＩ項の推定値を生成するロジック部と、
前記ＩＣＩ項の推定値を、時刻ｔにｋ番目のサブキャリアで受信した信号を表す項から減算するロジック部と
を含み、
前記ＩＣＩ除去係数ＧＬは窓関数に応じて決定されたものであることを特徴とする装置。
【請求項１７】
前記ＩＣＩ除去係数ＧＬを取得するロジック部は、
メモリデバイスに格納されているテーブルから前記ＩＣＩ除去係数ＧＬを読み出すロジック部を含む
ことを特徴とする請求項１６に記載の装置。
【請求項１８】
前記時刻ｔにｋ番目のサブキャリアで受信した信号を表す項を生成するロジック部をさらに含み、該ロジック部は、
受信した前記ＯＦＤＭ信号に窓関数を適用することで、選択され重み付けされたサンプルのセットを生成し（前記ＯＦＤＭ信号で送信されたシンボルは、Ｎ個のサンプルによって表現されるものであり、前記窓関数は、Ｎを超えるサイズを有し、前記選択され重み付けされたサンプルのセットは、サンプルの中央部分と、サンプルの最初の部分およびサンプルの最終の部分の少なくとも１つを含むものであり、前記サンプルの中央部分は、Ｎ個のサンプルから構成されており）、
前記選択され重み付けされたサンプルのセットがサンプルの最初の部分を含む場合、該サンプルの最初の部分とサンプルの中央部分から選択した同数のサンプルとを合成することにより、前記選択され重み付けされたサンプルのセットについてラップ機能を実行し、Ｎ個の合成された重み付けサンプルのセットを生成し、前記選択され重み付けされたサンプルのセットがサンプルの最終部分を含む場合、該サンプルの最終部分とサンプルの中央部分から選択した同数のサンプルとを合成することにより、前記選択され重み付けされたサンプルのセットに対してラップ機能を実行し、Ｎ個の合成され重み付けされたサンプルのセットを生成し、
前記Ｎ個の合成され重み付けされたサンプルに対して高速フーリエ変換を実行する
ロジック部である
ことを特徴とする請求項１６に記載の装置。
【請求項１９】
前記窓関数はナイキスト窓であることを特徴とする請求項１８に記載の装置。
【請求項２０】
前記窓関数は３ステップ窓であり、該３ステップ窓は以下のステップ関数を含むものであり、
始めのステップ関数は、最小値から第１の中間値に増加し、第１の期間にわたり該第１の中間値に留まり、次いで該第１の中間値から第２の中間値に増加し、第２の期間にわたり該第２の中間値に留まり、次いで該第２の中間値から第３の中間値に増加し、第３の期間にわたり該第３の中間値に留まるステップ関数であり、
次のステップ関数は、該第３の中間値から最大値に増加し、第４の期間にわたり該最大値に留まるステップ関数であり、
さらに次のステップ関数は、該最大値から該第３の中間値に減少し、第５の期間にわたり該第３の中間値に留まるステップ関数であり、
その次のステップ関数は、該第３の中間値から該第２の中間値に減少し、第６の期間にわたり該第２の中間値に留まるステップ関数であり、
その次のステップ関数は、該第２の中間値から該第１の中間値に減少し、第７の期間にわたり該第１の中間値に留まるステップ関数であり、
その次のステップ関数は、該第１の中間値から減少し該最小値に戻るステップ関数であることを特徴とする請求項１８に記載の装置。
【請求項２１】
前記ＩＣＩ除去係数は次式に従って決定されるものであり、
2008537424.tif 000051
ここで、ＷＲＥＬはＮに対する窓関数のロールオフ領域のサイズである
ことを特徴とする請求項２０に記載の装置。
【請求項２２】
前記窓関数は１ステップの窓であり、該１ステップの窓は、最小値から中間値に増加するステップ関数で始まり、第１の期間にわたり該中間値に留まり、次いで別のステップ関数で該中間値から最大値に増加し、第２の期間にわたり該最大値に留まり、さらに別のステップ関数で該最大値から該中間値に減少し、第３の期間にわたり該中間値に留まり、さらに次のステップ関数で該中間値から減少し最小値に戻る
ことを特徴とする請求項１８に記載の装置。
【請求項２３】
前記ＯＦＤＭ信号で送信されるシンボルにサイクリック・プリフィックスが先行して配置されており、
前記装置は、
ｋ番目のサブキャリアが通過するチャネルの時間拡散量を推定するロジック部と、
前記窓関数のサイズを、Ｎを超えるがチャネルの時間拡散により影響を受けるサイクリック・プリフィックスの部分に及ぶほど大きくないように調整するロジック部と
を含むことを特徴とする請求項１８に記載の装置。
【請求項２４】
前記窓関数の長さに基づいて前記窓関数の形状を選択するロジック部を含むことを特徴とする請求項１８に記載の装置。
【請求項２５】
時刻ｔに受信した前記ＯＦＤＭ信号における除去対象のビン数に基づいて前記窓関数の形状を選択するロジック部を含むことを特徴とする請求項１８に記載の装置。
【請求項２６】
前記自己干渉項ＩＣＩｋ−Ｌ，ｋ−Ｌは、次式にしたがって推定され、
2008537424.tif 000052
ここで、Ｄ＾ｋ−Ｌ（ｔ）は、時刻ｔにｋ−Ｌ番目のサブキャリアで送信されたデータの推定値であり、Ｈ＾’ｋ−Ｌ（ｔ）は、時刻ｔにおけるｋ−Ｌ番目のサブキャリア対するチャネルの微分係数の推定値である
ことを特徴とする請求項１６に記載の装置。
【請求項２７】
仮判定等化技術を使用して前記Ｄ＾ｋ−Ｌ（ｔ）を決定するロジック部を含むことを特徴とする請求項２６に記載の装置。
【請求項２８】
前記自己干渉項ＩＣＩｋ−Ｌ，ｋ−Ｌを次式により決定するロジック部を含み、
2008537424.tif 000053
ここで、
ＴＮは、ＯＦＤＭ信号内の１シンボルを表すＮ個のサンプルに相当する継続時間であり、
ＴＣＰは、サブキャリアｋ−Ｌに対する現在のチャネル推定値であり、
Ｈ＾ｋ−Ｌ（ｔ）は、サブキャリアｋ−Ｌに対する現在のチャネル推定値であり、
Ｈ＾ｋ−Ｌ（ｔ＋ＴＮ＋Ｔｃｐ）は、サブキャリアｋ−Ｌに対する次のチャネル推定値であり、
Ｈ＾ｋ−Ｌ（ｔ−ＴＮ−Ｔｃｐ）は、サブキャリアｋ−Ｌに対する前のチャネル推定値であり、
Ｄｋ−Ｌ（ｔ）は、サブキャリアｋ−Ｌで時刻ｔに実際に送信される信号
Ｈｋ−Ｌ（ｔ）は、時刻ｔにおけるサブキャリアｋ−Ｌの実際のチャネルである
ことを特徴とする請求項１６に記載の装置。
【請求項２９】
前記ＩＣＩ項の推定値と所定の信号対雑音比（ＳＮＲ）とを比較するロジック部をさらに含み、
前記時刻ｔにｋ番目のサブキャリアで受信した信号を表す項からＩＣＩ項の推定値を減算する前記ロジック部は、前記ＩＣＩ項の推定値と前記所定のＳＮＲとの比較が所定の基準を満足する場合にだけ動作するロジック部であることを特徴とする請求項１６に記載の装置。
【請求項３０】
前記Ｌ＝±１であることを特徴とする請求項１６に記載の装置。
【請求項３１】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）受信機であって、
高速フーリエ変換ユニットと、
チャネル推定器と、
等価器と、
受信したＯＦＤＭ信号に対して窓関数を適用するロジック部と、
前記ＯＦＤＭ信号に含まれる対応した１つ以上のサブキャリアについて１つ以上の対応した自己干渉項を生成するロジック部と、
前記窓関数と、１つ以上の前記自己干渉項とに応じて前記受信したＯＦＤＭ信号に含まれるキャリア間干渉を軽減するロジック部と
を含むことを特徴とするＯＦＤＭ受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）を使用するデジタル通信に関し、より詳細には、ＯＦＤＭサブキャリア間のキャリア間干渉除去に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＯＦＤＭシステムでは、信号は相当数のサブキャリアを備え、各サブキャリアはそれ自体のデータで互いに独立して変調される。変調は、直交振幅変調（ＱＡＭ）やｎ相位相偏移変調（ｎ−ＰＳＫ）などの相当数ある周知の技術に従ってもよい。この場合、ＯＦＤＭシステム内のベースバンド信号は、これら変調されたサブキャリアの合計である。また、ベースバンド信号は、主無線周波数（ＲＦ）信号を変調するために使用される。その信号を復調する（それにより、内在するベースバンド信号を取り出す）重要な側面は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）によるその信号の処理を含むことである。ＯＦＤＭを用いて通信する利点は、受信側での複雑さが妥当なところで、極めて時間拡散性の高いチャネル（これは送信信号のマルチパス伝播に起因する。）での通信を可能にすることである。
【０００３】
大きな遅延スプレッドを取り扱うＯＦＤＭに基づくシステムの方法は、しばしば文字通り「サイクリック・プリフィックス」（ＣＰ）と呼ばれるガード・インターバル（ＧＩ）を使用することである。ＣＰは、ＯＦＤＭシンボルの最後に位置する部分の単なるコピーであり、その実際のシンボルの前に送信される。図１に、この概要を図解する。この図は、相当数のシンボルを示す。例示的なシンボルであるシンボル１０１は、最後の部分１０３を有し、その部分１０３は先行するサイクリック・プリフィックス１０５としても送信される（時間は、図の左から右に流れる）。他のサイクリック・プリフィックスは、その直後のシンボルの最終部分から同様に形成される。
【０００４】
ＯＦＤＭに基づくシステムに関しては、シンボル間干渉（ＩＳＩ）として知られる時間拡散性チャネルの影響は、ＣＰ長（すなわち、ＣＰ継続期間）がチャネルのインパルス応答の（最大）継続期間と少なくとも同じ長さがあれば避けることができることは、よく知られている。大きな遅延スプレッドを取り扱える能力から、ＯＦＤＭシステムは、いわゆる単一周波数ネットワーク（ＳＦＮ）に非常に適している。ＳＦＮは、放送に使用されてもよい。（単一周波数ネットワークでは、地理的に距離を離されて配置された複数の送信機が、互いに同期して同じ周波数で動作する）。ＯＦＤＭは、他の種類の無線通信システムにも選択されている。ＯＦＤＭは、無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）、ブロードバンドアクセス（ＷｉＭＡＸ）、デジタルビデオ放送（ＤＶＢ）、デジタルオーディオ放送（ＤＡＢ）で使用され、第４世代（４Ｇ）移動通信装置用にも提案されている。
【０００５】
ＯＦＤＭシステムが直面する大きな技術的問題は、チャネルが高速で変動しているとき、周波数オフセット、位相雑音、ドップラ効果の影響を受けやすいことである。これらの問題は、ＯＦＤＭのサブキャリア間にキャリア間干渉（ＩＣＩ）を引き起こし、ビット誤り率を大きくする。
【０００６】
より具体的には、ＩＣＩは、サブキャリアが異なる複数の受信信号間において直交性が欠如することで引き起こされる。直交性は周波数に関するので、周波数エラー、位相雑音、およびドップラ拡散のようなものはすべて、直交性の低下を引き起こすだろう。周波数エラーおよび位相雑音の影響は、理論上またたいてい実際上も、設計を適切に行うことにより十分に小さくできる。しかし、ドップラ拡散により引き起こされるＩＣＩは、チャネル変動により引き起こされるので、理想的な受信機にさえ存在するだろう。
【０００７】
標準的なＯＦＤＭシステムに関して、Ｊａｋｅｓのスペクトラムが想定されるとき、ドップラ拡散により引き起こされるＩＣＩ電力ＰＩＣＩは、次式で与えられる。
【０００８】
【数１】
2008537424.tif 000003
【０００９】
上式で、ｆＤ＝ｆｃｖ／ｃは最大ドップラ周波数であり、Δｆはサブキャリア間のキャリア間隔である。ここで、ｆｃはキャリア周波数、ｖは受信機と送信機との相対速度、ｃ＝３×１０８ｍ／ｓは光の速さである。ＯＦＤＭシステムを設計するとき、予想されるドップラ偏移に対してΔｆを十分に大きくすることにより、ドップラ効果により生じるＩＣＩが確実に問題でなくなるように、このＩＣＩの理解を使用してもよい。
【００１０】
今まで、ＯＦＤＭ利用のほとんどは、固定または低移動性の利用（低ドップラ）だった。しかし最近になって、高移動性のサービスが対象となっている（例えば、ＤＡＢ、ＤＶＢ−Ｈおよび４Ｇ）。このようなシステムは、ドップラ効果の影響が大きいときは、性能の改善を必要とする。
【００１１】
例えば、ドップラシフト（偏移）は、ＤＶＢ−Ｈシステムに関しては問題である。ＤＶＢ−Ｈは、何もないところから設計されたのではなく、古いＤＶＢ−Ｔシステムと下位互換性を維持しつつ設計されているからである。ＤＶＢ−Ｔシステムは、もともと低移動性の受信機用に設計された。ほとんどの場合に、受信アンテナは建物の屋上に設置される。それ故、完全に静止している。ＤＶＢ−Ｈは、移動性の高い装置を対象にしているので、システムが適切に設計されていないと言ってもよい。ＤＶＢ−Ｈで採用された４ｋモード（このモードでは、ＤＶＢ−Ｔシステムで通常使用される８ｋ  ＦＦＴに比べて、ＦＦＴのサイズは４ｋである）は、ある程度、システムのドップラ耐性を改善する試みといえる。
【００１２】
米国のＤＶＢ−Ｈシステムに関しては、ドップラ偏移はさらに大きな問題である。この理由は２つある。第１に、キャリア周波数が１．６７ＧＨｚであり、これはＤＶＢ−Ｈ用に米国以外のところで考慮中の最高周波数の約２倍である。第２に、米国システムの帯域幅は、たった５ＭＨｚである、第１の理由の意味するところは、ｆＤは同じ車両速度に対して少なくとも２倍は高い周波数になるだろう。それに対して、第２の理由の意味するところは、キャリア間隔Δｆが、８ＭＨｚシステムに比べて５／８のファクターで減少することである。
【００１３】
ドップラがある場合のＯＦＤＭ性能または周波数オフセットのある場合のＯＦＤＭ性能は、サブチャネルを少ししか使用しないことで改善する。サブチャネル数（Ｎ）の減少は、対応するシンボル継続期間の減少を可能にする。しかし、このことは、伝送効率の低下につながる。チャネル遅延スプレッドのために、サイクリック・プリフィックス長を対応して減少することができないからである。サイクリック・プリフィックス長は、チャネルに予想される最長遅延スプレッドをカバーするように設計される。そのようなものであるから、通常の運用では最長遅延スプレッドはめったに起こらないので、これは一般的に無駄が多い。
【００１４】
ＯＦＤＭドップラ性能を改善する一方法は、よりロバスト（頑丈）な変調（例えば、ＤＡＢで使用しているような変調）の使用である。別の方法は、追加の符号化レイヤ（ＤＶＢ−Ｈで使用しているようなレイヤ）の付加することである。また別の方法は、ＩＣＩに起因する劣化を最小限にするために、重複符号化（隣接サブチャネルで同じデータを送信）などの、特殊符号を採用することである。これらの方式のすべては、変調文字の減少または符号化オーバヘッドの増加が原因で、スループットの低下を招く。
【００１５】
他の方法には、受信機にＩＣＩ除去機能を実装することである。隣接チャネルとのＩＣＩ合成を表現した係数行列が形成される。次いで、受信信号にこの行列の逆行列を掛け算して、ＩＣＩの影響を除去する。多くのサブキャリアがＩＣＩの一因となっているので、スキームは複雑である。特に高速データレートのシステムほど６４ＱＡＭなどの高レベルの変調方式を使用するため、信号対雑音についての要求も高まってしまうことになり、スキームが複雑となってしまう。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
それ故、ドップラ効果の影響が大きい環境での使用に関して、ＯＦＤＭベースの性能を改善する技術が必要である。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
本明細書で使用するとき、用語「備える（ｃｏｍｐｒｉｓｅｓ，ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ）」は、述べられた特徴、数、工程または構成要素の存在を指定すると理解されるが、この用語の使用は、１つ以上の他の特徴、数、工程、構成要素またはそのグループの存在または追加を除外しない。
【００１８】
本発明に従う方法および装置は、時刻ｔに受信した直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号のｋ番目のサブキャリアに対するキャリア間干渉（ＩＣＩ）を軽減する。ここで、受信ＯＦＤＭ信号は、複数のサブキャリアを備える。本発明の一態様によれば、これには、ｋ−Ｌ番目のサブキャリアで受信した信号に対する自己干渉項ＩＣＩｋ−Ｌ，ｋ−Ｌの生成を含む。ここで、Ｌ∈［...，−３，−２，−１，１，２，３，...］（例えば、実施形態によってはＬ＝±１）であり、自己干渉項は、ｋ−Ｌ番目のサブキャリアで時刻ｔに受信したデータの推定値を、時刻ｔにｋ−Ｌ番目のサブキャリアが通過するチャネルの変化の割合で重み付けしたものである。ＩＣＩ除去係数ＧＬを取得する。ここで、ＩＣＩ除去係数ＧＬは窓関数の相関的要素として決定される。ＩＣＩ項の推定値は、自己干渉項ＩＣＩｋ−Ｌ，ｋ−ＬをＩＣＩ除去係数ＧＬに基づく量で調整することにより生成する。ＩＣＩ項の推定値を、時刻ｔにｋ番目のサブキャリアで受信した信号を表す項から減算する。
【００１９】
実施形態によっては、ＩＣＩ除去係数ＧＬの取得は、メモリデバイスに格納したテーブルからＩＣＩ除去係数ＧＬの読み出しを含む。
【００２０】
別の態様では、時刻ｔにｋ番目のサブキャリアで受信した信号を表す項は、受信ＯＦＤＭ信号にウインドウ（窓）関数を適用することにより取得され、選択した重み付けされたサンプルのセット（集合）を生成する。ここで、ＯＦＤＭ信号で送信されたシンボルは、Ｎ個のサンプルで表現される。窓関数は、Ｎを超えるサイズを有する。 選択した重み付けされたサンプルセットは、サンプルの中央部分と、サンプルの最初の部分およびサンプルの最終の部分の少なくとも１つとを備える。サンプルの中央部分は、Ｎ個のサンプルから構成される。好ましい実施形態では、窓関数はナイキスト窓である。選択した重み付けされたサンプルセットがサンプルの最初の部分を含む場合、サンプルの最初の部分とサンプルの中央部分から選択した同数のサンプルとを組み合わせることにより、選択した重み付けされたサンプルセットにラップ機能が実行され、Ｎ個の合成された重み付けサンプルのセットを生成する。選択した重み付けされたサンプルセットがサンプルの最終部分を含む場合、サンプルの最終部分とサンプルの中央部分から選択した同数のサンプルとを組み合わせることにより、選択した重み付けされたサンプルセットでラップ機能が実行され、Ｎ個の合成された重み付けサンプルセットを生成する。次いで、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）が、Ｎ個の合成された重み付けサンプルに対して実施される。
【００２１】
窓関数は、多くの代替実施形態のいずれにも適合できる。例えば、代替実施形態によっては、窓関数は３ステップの窓であり、最小値から第１の中間値に増加し、第１の期間にわたり第１の中間値に留まり、次いで第１の中間値から第２の中間値に増加し、第２の期間にわたり第２の中間値に留まり、次いで第２の中間値から第３の中間値に増加し、第３の期間にわたり第３の中間値に留まるステップ関数で始まり、次いで別のステップ関数で、第３の中間値から最大値に増加し、第４の期間にわたり最大値に留まり、次いでステップ関数で、最大値から第３の中間値に減少し、第５の期間にわたり第３の中間値に留まり、次いでステップ関数で第３の中間値から第２の中間値に減少し、第６の期間にわたり第２の中間値に留まり、次いでステップ関数で第２の中間値から第１の中間値に減少し、第７の期間にわたり第１の中間値に留まり、次いでステップ関数で第１の中間値から減少し最小値に戻る。
【００２２】
これらの実施形態に関する別の態様では、ＩＣＩ除去係数は次式に従って決定される。
【００２３】
【数２】
2008537424.tif 000004
【００２４】
ここで、ＷＲＥＬはＮに対する窓関数のロールオフ領域のサイズである。
【００２５】
他の代替実施形態では、窓関数は１ステップの窓で、最小値から中間値に増加するステップで始まり、第１の期間にわたり中間値に留まり、次いで別のステップ関数で中間値から最大値に増加し、第２の期間最大値に留まり、ステップ関数で最大値から中間値に減少し、第３の期間中間値に留まり、次いでステップ関数で中間値から減少し最小値に戻る。
【００２６】
別の態様では、ＯＦＤＭ信号で送信されるシンボルにサイクリック・プリフィックスが先行して送信され、ＩＣＩの軽減は、サブキャリアｋが通過するチャネルの時間拡散量の推定と、窓関数のサイズを、Ｎを超えるがチャネルの時間拡散により影響を受けるサイクリック・プリフィックスの部分に及ぶほど大きくないようにする、窓関数サイズの調整とを含む。
【００２７】
また別の態様では、本発明に一致する実施形態は、窓関数長に基づく窓関数形状の選択を含む。
【００２８】
また別の態様では、本発明に一致する実施形態は、時刻ｔに受信したＯＦＤＭ信号の除去対象のビン数に基づく窓関数形状の選択を含む。
【００２９】
また別の態様では、本発明に一致する実施形態は、次式による自己干渉項ＩＣＩｋ−Ｌ，ｋ−Ｌの推定を含む。
【００３０】
【数３】
2008537424.tif 000005
【００３１】
ここで、Ｄ＾ｋ−Ｌ（ｔ）は、時刻ｔにｋ−Ｌ番目のサブキャリアで送信されたデータの推定値であり、Ｈ＾’ｋ−Ｌ（ｔ）は、時刻ｔにおけるｋ−Ｌ番目のサブキャリアに対するチャネルの微分係数の推定値である。これらの実施形態の中には、Ｄ＾ｋ−Ｌ（ｔ）を、仮判定等化技術を使用して決定するものがある。
【００３２】
また別の実施形態では、自己干渉項ＩＣＩｋ−Ｌ，ｋ−Ｌは次式により決定される。
【００３３】
【数４】
2008537424.tif 000006
【００３４】
ここで、
ＴＮは、ＯＦＤＭ信号内の１シンボルを表すＮ個のサンプルに相当する継続時間
ＴＣＰは、ｋ−Ｌ番目のサブキャリアに対する現在のチャネル推定値
Ｈ＾ｋ−Ｌ（ｔ）は、ｋ−Ｌ番目のサブキャリアに対する現在のチャネル推定値
Ｈ＾ｋ−Ｌ（ｔ＋ＴＮ＋Ｔｃｐ）は、ｋ−Ｌ番目のサブキャリアに対する次のチャネル推定値
Ｈ＾ｋ−Ｌ（ｔ−ＴＮ−Ｔｃｐ）は、ｋ−Ｌ番目のサブキャリアに対する前のチャネル推定値
Ｄｋ−Ｌ（ｔ）は、ｋ−Ｌ番目のサブキャリアで時刻ｔに実際に送信される信号
Ｈｋ−Ｌ（ｔ）は、時刻ｔにおけるｋ−Ｌ番目のサブキャリアの実際のチャネルである。
【００３５】
また別の態様では、ＩＣＩの軽減は、ＩＣＩ項の推定値と所定の信号対雑音比（ＳＮＲ）との比較を含み、ＩＣＩ項の推定値と所定のＳＮＲとの比較が所定の基準を満足する場合だけ、上述した時刻ｔにｋ番目のサブキャリアで受信した信号を表す項からＩＣＩ項の推定値の減算が実行される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３６】
これから、本発明の様々な特徴を、図を参照して説明する。図では、同等の要素は同じ参照文字で表す。
【００３７】
これから、本発明の様々な態様を、相当数の例示的な実施形態に関して詳細に記述する。本発明の理解を容易にするために、本発明の多くの態様を、コンピュータシステムまたはプログラム化された命令を実行する能力がある他のハードウェアの要素により実行される一連の動作に関して記述する。実施形態のそれぞれにおいて、様々な動作は、専用の回路（例えば、特化した機能を実行するために相互接続された個別の論理ゲート）、１個以上のプロセッサにより実行されるプログラム命令、またはその両方の組み合わせにより実行されてもよいことは、理解されるであろう。さらに、本発明は、プロセッサに本明細書に記述する技術を実行させる適切なコンピュータ命令セットを格納した固体メモリ、磁気ディスク、光ディスクまたは搬送波（無線周波数、音声周波数、または光周波数搬送波等）などのコンピュータが読み取り可能な搬送媒体の形態内に完全に具体化されてもよい。従って、本発明の様々な態様は多くの異なる形態で具体化されてもよく、そのような形態のすべてを本発明の範囲内に含むことを意図している。本発明の様々な態様のそれぞれに関して、そのような形の実施形態のいずれも、本明細書では記述の動作を実行するように「構成されたロジック（論理）」、または代わりに、記述の動作を実行する「論理」と呼ぶこともある。
【００３８】
本明細書に記述する例示的な実施形態の一態様では、受信機で受信信号に非矩形窓関数を適用する。非矩形ウインドウ処理は、周波数オフセットおよびドップラチャネルからのＩＣＩ問題を軽減し、受信信号対雑音比を少なくともわずかに改善する。非矩形ウインドウ処理は、干渉を受けているキャリアから比較的遠く離れたキャリアによるＩＣＩを軽減することに関しては、特に効果的である。すなわち、ウインドウ処理を適用することにより、影響を受ける総ＩＣＩは、非常に近いサブキャリアからの影響が圧倒的に大きくなる。このことは、順に、ＩＣＩ除去を採用する場合、除去する必要のあるＩＣＩ項が少ししかなく、その結果、複雑さが減少することを示唆する。
【００３９】
本明細書に記述する例示的な実施形態の別の態様では、窓サイズを変更するために適応プロセスを使用する。窓は、チャネル遅延スプレッドによるエラーのない、余分のサイクリック・プリフィックス時間をすべて使い尽くすために拡大する。このやり方で、低遅延スプレッドを持つチャネルに合わせた受信機は、ＣＰの不必要部分を使用して、ドップラ環境でその性能を改善してもよい。
【００４０】
本明細書に記述する例示的な実施形態のまた別の態様では、簡略化ＩＣＩ除去ルーチンを使用する。様々な態様が組み合わされる実施形態では、ＩＣＩ除去に関与するチャネル数を減少するために、簡略化ＩＣＩ除去ルーチンが非矩形ウインドウ処理を巧みに利用する。非矩形ウインドウ処理は、補正係数値の数も減少する。
【００４１】
上記の態様および他の態様は、これから、以下の検討で詳細に記述する。様々な態様の理解を容易にするために、本発明の実施形態と従来の実施形態を比較することは役に立つ。
【００４２】
図２は、従来のＯＦＤＭ受信機のブロック図である。デジタル受信信号ｒ（ｎ）は従来の矩形窓関数２０１に任される。矩形窓関数２０１は、１シンボルの継続期間に相当するＮ個の連続する信号サンプルを選択する。従来の矩形窓関数２０１の動作を図３に示す。図３では、時間は左から右に流れる。第１のシンボル３０１の前に対応するサイクリック・プリフィックス（ＣＰ１）があることがわかってもよい。チャネル遅延スプレッド３０３のために、第１のシンボル３０１を表す信号の最後の部分が、第２のシンボル３０５に関連するサイクリック・プリフィックス（ＣＰ２）と重なり合う。
【００４３】
時間内のどの瞬間においても、従来の矩形窓関数３０７は、２つの可能な値である０および１のどちらかを取る。矩形窓関数３０７は、ゲートの役割を果たし、その値が０のときは、受信信号の対応部分は選択されない。窓関数３０７が値１のときは、受信信号の対応部分は選択される（例えば、矩形窓関数２０１の出力の影響を受けずに通過することが許される）。矩形窓関数３０７のゼロでない部分の継続期間／長さは、送信シンボルの継続期間と等しく設定され、矩形窓関数３０７が適用されるたびに、Ｎ個のサンプル点が受信信号から直接選択されるようにする。図３では、このことは、シンボル１に対応するＮ個のサンプル３０９、およびシンボル２に対応するＮ個のサンプル３１１として描かれている。
【００４４】
図では、従来の矩形窓関数３０７の始まりは、各シンボルの始まりと正確にそろって示されている。実際には、窓が遅延スプレッドによる影響を受けた（すなわち、シンボル間干渉による影響を受けた）受信信号の部分と重なり合わない限り、矩形窓関数３０７を幾分早め（すなわち、そのシンボルに対応するサイクリック・プリフィックス内）に始めることは許容される。このやり方で従来の矩形窓を早めに開始することは、Ｎ個のサンプル点のシフトに相当し、これは、受信機内の周知の付加処理で補正してもよい。
【００４５】
再び図２を参照して、従来の矩形窓関数２０１からのＮ個のサンプルからなる各グループは、Ｎ点高速フーリエ変換（ＦＦＴ）部２０３に供給される。ＦＦＴ部２０３は、通信されている情報を表す係数セットを生成する。その係数は、チャネル推定器２０５に供給され、チャネル推定器２０５は、従来技術を使用し、チャネルの推定値を生成する。係数は、マルチパス伝播の影響を除去してもよいように、チャネル推定に加えて（チャネル推定器２０５から）イコライザ２０７にも供給される。等化処理は、サブチャネル当たり１タップのイコライザにより実行されてもよい。
【００４６】
図４は、本発明の相当数の態様に従うＯＦＤＭ受信機４００の例示的な実施形態のブロック図である。一態様では、例示的なＯＦＤＭ受信機４００は、受信信号ｒ（ｎ）が従来の矩形窓関数の代わりに窓およびラップロジック部４０１に供給される点で、従来の受信機とは異なる。窓およびラップロジック部４０１の動作は、図５に示す例示的な処理フローチャートを参照してこれから説明する。
【００４７】
図３と同様に、図５は、第１と第２のシンボル３０１、３０５、ならびにそれぞれのサイクリック・プリフィックスＣＰ１とＣＰ２とを示す。しかし、従来の矩形窓の代わりに、異なる窓関数５０１を使用する。
【００４８】
窓関数５０１は、幾つかの点で従来の矩形窓とは異なってもよい。第１に、きっかり２値でなくそれを超えた値を取ってもよく、その結果、矩形のような形状ではなくてもよい。例えば、窓関数５０１は、その最小値であるゼロからその最大値に直線的に増加し、ある期間その最大値に留まり、次いで直線的に減少しゼロに戻る。後で説明するように、この特定の窓関数（本明細書では「三角形」窓と呼ぶ）は、使用してもよい多くの可能な窓関数の１つである。どの特定の瞬間においても窓関数の大きさは、選択した対応するサンプルに重みを付ける。
【００４９】
窓関数５０１は、その継続期間がシンボルの継続期間に限定される必要がない点においても、従来の矩形窓とは異なる。それどころか、シンボルの継続期間より窓関数５０１を長くするのが好ましいが、チャネル遅延スプレッドにより影響を受けるサイクリック・プリフィックスの部分と重なり合うほど長くはしない。一般に、窓５０１は、シンボル長ＮをＷＲＥＬ・Ｎの量だけ超える。ここで、ＷＲＥＬ・ＮはゼロからＣＰ内のサンプル数までのどれであってもよい。（これは、窓の「ロールオフ領域」のサイズでもある。下付き文字「ＲＥＬ」の使用は、ここではＷＲＥＬが、シンボル長に比較したロールオフ領域の相対的なサイズを表すことを示すためである）。図５に示す実施形態では、窓関数５０１は、所与のチャネル時間拡散量に対するその最大許容継続期間を取っている。他の実施形態では、より短い継続期間を使用してもよい。
【００５０】
窓関数５０１を適用することにより、選択された重み付けサンプルのセット５０３が生成される。選択された重み付けサンプルのセット５０３は、Ｎ個のサンプルの中央部分５０５、当初部分５０７、および最終部分５０９の、３つの部分を備える。まず中央部分５０５を見ると、Ｎ個のサンプルのすべてがその最大値で重み付けされているわけではないことがわかるであろう。もっと正確に言えば、Ｎ個のサンプルのうちの最初のサンプルの幾つかと最終サンプルの幾つかは、その最大値未満で重み付けされる。サイクリック・プリフィックスで運ばれる情報は、対応するシンボルの最後の部分で運ばれる情報と全く同じであることを思い出すと、中央部分５０５の最初のサンプルにより表される情報は、選択された重み付けサンプル５０３の最終部分５０９により表される情報と全く同じであることがわかってもよい。同様に、中央部分５０５の最終サンプルにより表される情報は、選択された重み付けサンプル５０３の当初部分５０７により表される情報と全く同じである。それ故、窓関数５０１は、それぞれがその最大値で重み付けられた（すなわち、ナイキスト窓が使用される）合成サンプルセットを生成するように、当初部分５０７からの重み付けされたサンプルが中央部分５０５の最終サンプルからの重み付けされたサンプルと合成してもよいようなやり方で設計される。さらに、それぞれがその最大値で重み付けられた合成サンプルセットを生み出すために、最終部分５０９からの重み付けされたサンプルは、中央部分５０５の当初サンプルからの重み付けされたサンプルと合成されてもよい。図５では、これは、Ｎ個の合成サンプル５１１として示される。
【００５１】
従って、窓関数５０１は、ナイキスト条件を満足し、Ｎ点の必要ＦＦＴ長を取得するために循環的に重ね合わされる（ラップされる）ことがわかってもよい。この例では、循環重ね合わせが、中央部分を構成するＮ個のサンプルが中央にあるという意味で対称であることにもさらに気付くだろう。しかし、これは要件ではない。非対称窓の例も、この開示の中で後述する。
【００５２】
必ずしもすべての実施形態ではないが、幾つかの実施形態において、窓関数５０１がチャネル遅延スプレッドにより影響を受けるサイクリック・プリフィックスの部分と合わさらないことを確実にするために、窓のサイズを動的に調整する追加の機能を提供する。これを行う一方法を、図４に説明にしている。受信信号ｒ（ｎ）が、遅延スプレッド推定論理４０３に供給され、チャネル遅延スプレッドの推定値が決定される。この推定を実行する相当数の周知のやり方があり、そのどれを使用してもよい。
【００５３】
遅延スプレッド推定値は、窓サイズ決定ロジック（論理機能部）４０５に供給される。ＩＣＩ除去の視点からは、できるだけ大きい窓の使用が好ましい。その理由は、除去されるＩＣＩ項が同じ数の場合、大きい窓の使用は通常よい性能を与えるからである。代わりに、より複雑なＩＣＩ除去スキームを使用することで、矩形ウインドウ処理で取得されるだろう性能と同じ性能をまだ達成しつつ、より少ないＩＣＩ項を除去する、異なるトレードオフが行われてもよい。しかし、大きな窓は、チャネルの最大遅延スプレッドがサイクリック・プリフィックスの継続期間より著しく小さいときだけ使用してもよい。それ故、窓サイズ決定ロジック部４０５は、チャネル遅延スプレッドの推定値を利用し、チャネル遅延スプレッドにより影響を受けたサイクリック・プリフィックスからサンプルを選択せずにできるだけ窓を大きくするように、好ましくは窓関数５０１の継続期間を適応させる。チャネル遅延スプレッドの推定値はいずれにしろ頻繁に必要とされるので（例えば、チャネル推定のため）、窓サイズ決定ロジック部４０５の付加は受信機４００にほんの最小限の余分の複雑さしかもたらさない。図４に示すように、少なくとも窓およびラップロジック部４０１が使用する窓の継続期間を動的に調整する範囲において、窓サイズ決定ロジック部４０５は、窓およびラップロジック部４０１の動作を調整する。
【００５４】
代替実施形態では、チャネル遅延スプレッドをＦＦＴ部２０３の後で推定し、次いで適切な窓サイズを見つけてもよい。
【００５５】
ＯＦＤＭ受信機４００の別の態様では、窓サイズおよびその形状は、除去係数４０７の生成を制御する。除去係数４０７は、参照テーブルに格納されてもよいし、また受信機４００内で単に計算されてもよい。除去係数ＧＬは、ＩＣＩ減算ロジック部４０９に供給される。ＩＣＩ減算ロジック部４０９は、ＦＦＴ部２０３からの出力およびチャネル推定ロジック部２０５からのチャネル推定値も受け取る。ＩＣＩ減算ロジック部４０９は、係数ＧＬ、送信信号の推定値、および時間的なチャネル推定値の変化の割合に基づき、ＦＦＴ出力からＩＣＩ推定値を減算する。次いで、ＩＣＩ減算ロジック部４０９からの出力は、従来のやり方で動作するイコライザ２０７に供給される。
【００５６】
除去プロセスは、本明細書で自己干渉項ＩＣＩｋ，ｋと呼ぶものをまず計算することから始まる。ＩＣＩｋ，ｋは、サブキャリアの１つｋで時刻ｔに受信したデータの推定値を、サブキャリアｋが時刻ｔに通過するチャネルの変化（の割合）により重み付けしたものである。自己干渉項は、チャネルの変化の割合によって決まり、その変化の割合は１つのＯＦＤＭシンボルの間中一定であると想定されるだろう。さらに、本明細書で表記Ｈ’ｋ（ｔ）は、その中間点が時刻ｔである１つのシンボル中のチャネルの変化を示すために使用する。Ｈ’ｋ（ｔ）が１つのシンボルに対するチャネルの変化である場合、シンボルの始まりにチャネルが見えるものに比較して、このシンボル中のチャネルの平均変化は、Ｈ’ｋ（ｔ）／２である。それ故、自己干渉ＩＣＩｋ，ｋを次式で定義する。
【００５７】
【数５】
2008537424.tif 000007
【００５８】
Ｄｋ（ｔ）はキャリアｋでの送信データなので、実際上、これは例えば次式のように推定してもよい。
【００５９】
【数６】
2008537424.tif 000008
【００６０】
ここで、Ｒｋは実際に受信したデータ（Ｒｋ（ｔ）＝Ｄｋ（ｔ）Ｈｋ（ｔ））であり、
【００６１】
【数７】
2008537424.tif 000009
【００６２】
はＨｋの推定値である。Ｄｋ（ｔ）を推定する代替のやり方は、仮判定等化方法および推定値の最小平均２乗誤差（ＭＭＳＥ）を最小にすることで導き出す推定を含む。データを推定するこれらのやり方は、それ自体、当技術分野で周知のことである。仮判定等化方法の使用は、シミュレーション結果に関連して本開示の後の方で詳細に説明する。
【００６３】
実施形態によっては、２つ以上のシンボルにわたって直線的なやり方でチャネル変動を想定することにより必要な論理をさらに単純化して、微分項を計算する代わりに、時間内の２つの異なる瞬間に対応するチャネル推定値間の差を決定し、それら２つの時の間に経過する時間を表す数で割り算することにより、変化の平均割合を簡単に計算する。これらの近似を行うと、次式で与えられる自己干渉項の近似値を取得する。
【００６４】
【数８】
2008537424.tif 000010
【００６５】
ここで、ＴＮはＮ個のサンプルに相当する継続時間であり、Ｔｃｐはサイクリック・プリフィックスの継続時間である。分母にある「４」は、ＩＣＩｋ，ｋに対する式が分母に因数２を有しており、１シンボル中のチャネル内変化の推定値も、変化が２つの連続するシンボルにわたって計算されたチャネル推定値間の差であるために、分母に因数２を有している事実に由来する。３つのチャネル項のそれぞれは、チャネル推定ロジック部２０５から入手できる。
Ｈ＾ｋ（ｔ）は、サブキャリアｋに対する現在のチャネル推定値であり、
Ｈ＾ｋ（ｔ＋ＴＮ＋Ｔｃｐ）は、次のチャネル推定値であり、Ｈ＾ｋ（ｔ−ＴＮ−Ｔｃｐ）は、前のチャネル推定値である。ＦＦＴからの現在の受信信号は、（Ｄｋ（ｔ）Ｈｋ（ｔ））である（Ｄｋ（ｔ）は、サブキャリアｋで時刻ｔに実際に送信された信号であり、Ｈｋ（ｔ）は、時刻ｔのサブキャリアｋの実際のチャネルを表す）。もちろん、ここに提示する近似法は、実行可能な多くのあり得る近似法の単なる１つであり、それら近似法のすべては本発明の範囲内にある。
【００６６】
一旦自己干渉項が決定されると、適切な係数ＧＬで重み付けされ、隣接サブチャネルから差し引かれる。ＩＣＩ除去係数ＧＬを決定する技術を以下に記述する。図６Ａは、これらの演算のフローチャートであり、ＩＣＩ減算ロジック部４０９で実行される。要するに、各サブキャリアｋに対して、１つ以上の自己干渉項が隣接するｋ−Ｌ番目のサブキャリア（Ｌ∈［...，−３，−２，−１，１，２，３，...］）に関して生成される。これらの自己干渉項は量ＧＬで縮小され、次いでサブキャリアｋから差し引かれ、その干渉が軽減される。逆チャネル項はしばしば等化処理で必要になるので、除算項は必ずしも余分な負担ではない。
【００６７】
図６Ａの例示的な処理を、これより図６Ｂに描写するフローチャートを参照してより詳細に説明する。この説明を容易にするために、時刻ｔに受信したＯＦＤＭ信号のｋ番目のサブキャリアに注目する。ここでは、受信ＯＦＤＭ信号は複数のサブキャリアを備える。この事例の目的は、ｋ番目のサブキャリアに対するＩＣＩを軽減することである。例示的なプロセスは、１つ以上の隣接するｋ−Ｌ番目のサブキャリアで受信した信号に対して自己干渉項ＩＣＩｋ−Ｌ，ｋ−Ｌを生成することから始まる。ここで、Ｌ∈［...，−３，−２，−１，１，２，３，...］であり、自己干渉項は、ｋ−Ｌ番目のサブキャリアで時刻ｔに受信したデータの推定値を、時刻ｔにｋ−Ｌ番目のサブキャリアが通過するチャネルの変化の割合により重み付けする（工程６０１）。
【００６８】
次いで、Ｌ番目に近いサブキャリアであるｋ−Ｌ番目のサブキャリアに対応するＩＣＩ除去係数ＧＬを取得する（工程６０３）。ＩＣＩ除去係数ＧＬは、例えば、そのような係数を以前格納したテーブルから読み取ってもよいし、また動的に計算してもよい。前述のように、ＩＣＩ除去係数ＧＬは、窓関数の相関的要素として決定する。
【００６９】
次いで、ＩＣＩ項の推定値は、自己干渉項ＩＣＩｋ−Ｌ，ｋ−ＬをＩＣＩ除去係数ＧＬに基づく量で調整することにより生成する（工程６０５）。
【００７０】
次いで、ＩＣＩ項の推定値を、時刻ｔにｋ番目のサブキャリアで受信した信号を表す項から差し引く（工程６０７）。近隣ビンから生成され、時刻ｔにｋ番目のサブキャリアの信号から差し引くＩＣＩ項の推定値の数（すなわち、Ｌが取る値の数）は、アプリケーション次第である。
【００７１】
これより、ＩＣＩ除去係数を決定する技術に焦点を合わせて検討する。周波数オフセットはドップラ偏移の特殊事例と見なしてもよいので、まず、周波数オフセットが引き起こすＩＣＩの事例を考慮する。ドップラ偏移では、チャネル変動はＯＦＤＭシンボル中の位相変化を意味する。ドップラ偏移の場合に使用される係数は周波数オフセットを考慮することで導き出してもよいことから、本明細書に記述の方法および装置は、撹乱の原因が実際は、変化するチャネルではなくて周波数オフセットである場合にも適用可能であることは明らかである。完全を期すために、係数は本開示の後の方で変化するチャネルに対しても直接導き出される。結果は、もちろん同じである。
【００７２】
矩形窓関数では、各周波数ビン（ｋ）で生成されるＩＣＩは、Ｎが大きくＬが小さい傾向があるとき、ＳＩＮＣ関数に従う。従って、受ける干渉Ｙ（ｆ）は、次式で与えられる。
【００７３】
【数９】
2008537424.tif 000011
【００７４】
ここで、ｆは、ビン（＝Ｌ＋δ）の所望のビンｋからのオフセット周波数である。指数項は、ゼロを中心とする位置からゼロで始まる位置への矩形時間窓のシフト（ＦＦＴのとおり）によりもたらされる。この式の傾きは、ＩＣＩ値を得るためにテイラー展開の第１の項で使用される。
【００７５】
【数１０】
2008537424.tif 000012
【００７６】
ｋ番目のビンからの周波数オフセットは、上記の微分内のＬ＋δであり、実際にはビンＬの出力を見ているので、信号に対する本当の周波数オフセットは、δの正負符号の反対の符号を有することに留意されたい。
【００７７】
周波数オフセットに関して、このことは、Ｌ＝...，−３，−２，−１，１，２，３，...に対して、
【００７８】
【数１１】
2008537424.tif 000013
【００７９】
のＩＣＩ係数ＧＬを与える。Ｌが負になるとき、正負符号が変化することに留意されたい。発生する自己干渉項（Ｌ＝０）はシンボル期間の半分における相回転を表し、たいていチャネル推定プロセスに含まれる。
【００８０】
これから、フェーディング状態におけるＩＣＩの補正を考慮する。図７は、それぞれの線が受信機７００に対する到来角θｉに応じたドップラ偏移を有する信号の種々の線を、受信機７００がどのようにして受信することができるかを示す。各線は関連した利得（ｈｉ）、位相（φｉ）、遅延（τｉ）、および正規化ドップラ偏移（すなわち、実際のドップラ周波数をサブキャリア間隔で割り算したもの）（
【００８１】
【数１２】
2008537424.tif 000014
【００８２】
）。各線の大きさ、位相および遅延は、１シンボルの受信中、実質上一定（準静的）である。時間内にフェーディングを生じさせるのは、ドップラ偏移により生成される相回転である。各線の効果は、別々に合計されるだろう。
【００８３】
【数１３】
2008537424.tif 000015
【００８４】
周波数ビンｋに対するチャネルＨｋ（ｔ）は、各パスのドップラ相回転が原因でゆっくり変化する。
【００８５】
【数１４】
2008537424.tif 000016
【００８６】
１シンボル期間後、チャネルはＨｋ（ｔ＋ＴＮ＋Ｔｃｐ）に変化する（すなわち、次のタイムスロットでの新しいチャネル推定）。各パスの回転は、２πδｉ（Ｎ＋ｃｐ）／Ｎである。
【００８７】
各パスにおけるドップラ偏移の影響は、あるサブキャリアで運ばれた情報を別のサブキャリアにドップラ偏移がシフトするので、シンボル内に自己干渉を生じることである。δｉの位相シフトは、平均利得ｅｘｐ（ｊπδｉ）になる。小さいδｉに対しては、これはｊπδｉで近似してもよい（純粋な周波数シフトは位相変化になると想定。指数関数のテイラー展開がその結果をもたらす）。全パスに関するこの影響は、チャネルを
【００８８】
【数１５】
2008537424.tif 000017
【００８９】
に変化することである。チャネル測定値間に線形応答を想定すると、次式が得られる。
【００９０】
【数１６】
2008537424.tif 000018
【００９１】
ここで、差ΔＨｋ＝Ｈｋ（ｔ＋ＴＮ＋Ｔｃｐ）−Ｈｋ（ｔ）は、式の右辺の分子に現れ、図８に示すようにシンボル中央からシンボル中央までで測定されるのが好ましい。
【００９２】
最後の項は、ＯＦＤＭシンボル中のチャネル変動を２で割ったものに相当し、自己干渉項に現れる因数の１つである。自己干渉項は次のように書いてもよい。
【００９３】
【数１７】
2008537424.tif 000019
【００９４】
チャネル変動を推定するシンボルに関して対称である２つのシンボル期間にわたって差が取られる場合、よい推定値が取得される。
【００９５】
【数１８】
2008537424.tif 000020
【００９６】
実際には、すでに述べたように、送信シンボルＤｋ（ｔ）もチャネルもわかっていなくて、推定する必要がある。このことは、例えば次式などで自己干渉を推定する実行可能手段に導く。
【００９７】
【数１９】
2008537424.tif 000021
【００９８】
前述のように、送信データとチャネル変動の両方を推定するやり方は相当数あり、上記の手法は、多くの可能な代替手法の単なる１つの手法と見なすべきであり、その代替手法のすべては本発明の範囲内にある。
【００９９】
これより、上記の手法とチャネル変動の原因が周波数エラー−δである事例を比較すると、次式になる。
【０１００】
【数２０】
2008537424.tif 000022
【０１０１】
除去プロセスを完了するために、これをビンｋ−Ｌから差し引く。もっと一般的には、係数項ＧＬは使用する窓に依存する。
【０１０２】
受信機ウインドウ処理もＩＣＩを軽減し、前述のように、使用する窓の種類の関数として係数は決定されるので、実施形態によっては、係数ＧＬの決定の前に適切な窓が選択される。
【０１０３】
図９は、本明細書に記述する種類のＯＦＤＭ受信機での使用を考慮してもよい相当数の窓関数を示す。一般に、窓のサイズは次式で与えられる。
【０１０４】
窓のサイズ＝（１＋ＷＲＥＬ）Ｎ＝（１＋ｃｐ・ｗｉｎ）Ｎ
ここで、ＷＲＥＬは窓のロールオフ領域のサイズであり、そのロールオフ領域はここではサイクリック・プリフィックスのサイズに対する割合ｗｉｎとして表される（サイクリック・プリフィックスのサイズ自体、シンボルサイズＮとの比で表される）。
【０１０５】
例のそれぞれで、次の想定をする。シンボルサイズＮ＝８１９２、サイクリック・プリフィックスのサイズは０．２５・Ｎ（すなわち、シンボルサイズに比較したサイクリック・プリフィックスのサイズは、ｃｐ＝０．２５で与えられる）、および窓のロールオフ領域のサイズは０．５・ｃｐ・Ｎ（すなわち、窓のロールオフ領域はサイクリック・プリフィックスのサイズの半分）である。けれども、ここに示した数値は単に例であり、決して本発明の範囲を限定する意図はない。特に、以下の窓を図９に示す。
・三角形窓：窓は、その最小値のゼロからその最大値に直線的に増加することにより最初の期間が始まり、ある期間その最大値に留まり、次いで直線的に減少しゼロに戻る。この種類の窓は、図５で例として使用した。
・二乗余弦：窓は、二乗余弦関数に従って、その最小値のゼロからその最大値に増加することにより最初の期間が始まり、ある期間その最大値に留まり、次いで二乗余弦関数に従ってその最大値から減少しゼロに戻る。
・１ステップ：窓は、最小値のゼロから中間値に増加するステップ関数で始まり、第１の期間にわたって中間値に留まり、次いで別のステップ関数で中間値から最大値に増加し、第２の期間最大値に留まり、次いでステップ関数で最大値から中間値に減少し、第３の期間中間値に留まり、次いでステップ関数で中間値から減少しゼロに戻る。
・３ステップ：窓は、最小値のゼロから第１の中間値に増加し、第１の期間にわたって第１の中間値に留まり、次いで第１の中間値から第２の中間値に増加し、第２の期間にわたって第２の中間値に留まり、次いで第２の中間値から第３の中間値に増加し、第３の期間にわたって第３の中間値に留まるステップ関数で始まり、次いで別のステップ関数で第３の中間値から最大値に増加し、第４の期間最大値に留まり、次いでステップ関数で最大値から第３の中間値に減少し、第５の期間第３の中間値に留まり、次いでステップ関数で第３の中間値から第２の中間値に減少し、第６の期間第２の中間値に留まり、次いでステップ関数で第２の中間値から第１の中間値に減少し、第７の期間第１の中間値に留まり、次いでステップ関数で第１の中間値から減少しゼロに戻る。
しかし、本発明は、これらの例に限定されず、ここに示していない他の多くの窓関数も使用してもよい。
【０１０６】
図１０は、種々の窓関数に対する除去およびウインドウ処理の効果のシミュレーション結果を示すグラフである。この例では、ＩＣＩは、チャネルのドップラ偏移よりもむしろ周波数オフセットにより発生する。前述のように、周波数エラーはドップラ偏移の特殊事例と見なしてもよく、ドップラ偏移では、チャネル変動はＯＦＤＭシンボル中の位相の変化を意味する。図１０で、正規化周波数オフセットδ＝０．１において、相当数の異なる窓関数のそれぞれについて、ＩＣＩ電力が除去ビン数に対してプロットされている。水平軸は、除去ビン数を表し、ビン０は除去がないことを表し、第１の点は固定位相オフセットだけの除去を表し、点「２」は、固定位相オフセットの除去に加えて隣接ビン２つの除去の効果を示し、点「４」は、固定位相オフセットの除去に加えて隣接ビン４つの除去の効果を示す等である。
【０１０７】
これらのシミュレーションに関して、窓サイズは，シンボル期間のＷＲＥＬ＝１／８に固定されている（すなわち、ＣＰがシンボル期間の１／４であるときの、サイクリック・プリフィックス長の半分）。一番上の曲線は、従来の矩形窓関数使用の効果を示す。曲線が下にあればあるほど、性能は良くなる。所与のＯＦＤＭ受信機に対する「最善」の窓関数の選択が、その受信機で除去するビン数に依存することは、様々なグラフから見ることができる。除去ビン数が大きいとき、窓が滑らかなら滑らかなほど、よりうまく実行する。三角形は、点６（すなわち、固定位相オフセット除去に加えて隣接ビン６つ）を超えると最善になる。３ステップは、固定位相オフセットの除去に加えて隣接ビン２から６の除去に対して良く、また１ステップは、ＩＣＩ除去が少しもない場合、すなわち固定位相オフセットの除去だけに対して辛うじて良い。
【０１０８】
ＯＦＤＭ受信機を設計するときの別の考慮事項は、複雑さである。この点に関して、ステップ波形は乗算を含まず、シフト演算だけであり、それ故簡単であることが特筆される。それ故、３ステップ窓関数は、ＩＣＩを考慮するときは、好ましいと見なしてもよい。
【０１０９】
すべての窓は、信号対雑音比（ＳＮＲ）性能について少しばかりの改善をもたらすだろう。１ステップは（１−ＷＲＥＬ／２）の雑音減少をもたらし最善である（図１０の例では０．２８ｄＢ）。これらの例では、ＷＲＥＬ（すなわち、シンボルサイズと比較した窓のロールオフ領域のサイズ）は、１０２４／８１９２である。
【０１１０】
図１０に表す結果は、窓関数長に基づき窓関数の形状を選択することに利点があってもよいことも示し、代替実施形態の中にはこの態様を含むものもある。
【０１１１】
図１１は、窓関数のサイズを変更する影響を示すグラフセットである。特に、グラフは種々のサイクリック・プリフィックス量を使い尽くす好ましい窓関数（３ステップ）に対する除去ビン数の相関的要素としてプロットしたＩＣＩ（単位ｄＢ）を示す。サイクリック・プリフィックス量は、１００％（ＷＲＥＬ＝１／４）、５０％（ＷＲＥＬ＝１／８）、２５％（ＷＲＥＬ＝１／１６）、１２．５％（ＷＲＥＬ＝１／３２）、６．２５％（ＷＲＥＬ＝１／６４）である。（サイクリック・プリフィックスは、この事例ではシンボル期間の２５％と想定している）。図１０と同様に、水平軸は除去ビン数を表し、点０は除去がないことを示し、第１の点は固定位相オフセットだけの除去を示し、点「２」は固定位相オフセットに加えて隣接ビン２つの除去の影響を示し、点「４」は固定位相オフセットに加えて隣接ビン４つの除去の影響を示す等である。参考までに、ＷＲＥＬ＝０（すなわち、従来の矩形窓関数の使用）を表す一番上のグラフも示す。固定位相オフセットだけの除去は、典型的なチャネル推定プロセスの結果として行われる。ＷＲＥＬ＝１／８窓は、残りのＩＣＩを−１５ｄＢから−１６．５ｄＢに１．５ｄＢだけ軽減する。除去ビン数が増加するにつれて、改善も進む。（固定位相オフセットの除去に加えて隣接ビン２つの除去に対して４ｄＢ、固定位相オフセットの除去に加えて隣接ビン４つの除去に対して７ｄＢ、固定位相オフセットの除去に加えて隣接ビン６つの除去に対して９ｄＢ）。所与の除去ビン数に関しては、窓サイズが大きくなるにつれて、一般に改善も進む。グラフの示すところでは、ＩＣＩ除去の最大の改善は、窓関数がサイクリック・プリフィックスをすべて使い尽くすとき（すなわち、ＷＲＥＬ＝１／４）達成されるが、これは、選択したサンプルが前に送信されたシンボルからのエネルギーを含み（チャネルの時間拡散のために）、それ故シンボル間干渉を引き起こすだろうから推奨しない。
【０１１２】
前述のように、窓関数の形状は、ＩＣＩ減算ロジック部４０９で使用する除去係数ＧＬの値を決定する。好ましくは、これらの係数は、前もって決定され、参照テーブルに格納されてもよい。以下の例は、所与の窓関数に対する除去係数の決定に含まれる原理をよく説明する。この例では、３ステップ窓関数を想定している。
【０１１３】
３ステップ窓関数は、それぞれが他のものに対して時間シフトされた４つの矩形パルスの合計と見なしてもよい。これを図１２に示す。値ＷＲＥＬは、ここではＦＦＴシンボルサイズとの比として表され、ＦＦＴシンボルサイズは値１．０に正規化して示されている。複素係数になるのを避けるために、窓関数適用後（すなわち、合成重み付けされたサンプル生成のために）実行するラップは、図に示す点線の間にあるべきである。
【０１１４】
それ故、受ける干渉Ｙ（Ｌ）は、各矩形パルスに関連する干渉の合計であり、次式により与えられる。
【０１１５】
【数２１】
2008537424.tif 000023
【０１１６】
矩形窓が使用されるときの事例と同様の理由付けにより（すなわち、テイラー展開を使用して）、ＩＣＩに関して以下の式が取得される。
【０１１７】
ＩＣＩｋ−Ｌ，ｋ＝ＧＬＩＣＩｋ，ｋ
しかし、今や係数ＧＬは、１／（ｊπＬ）から次式に減少している。
【０１１８】
【数２２】
2008537424.tif 000024
【０１１９】
これらの係数を、図１３に提示する表に示す。
【０１２０】
他の窓形状に対する除去係数の生成技術は、どの形状も時間移動した矩形パルスの合計と等価と見なしてもよいので、当業者には今や容易に明らかであろう。
【０１２１】
ウインドウ処理および除去の複合効果を図１４に示す。図１４は、所与のＩＣＩ除去量に関して、窓関数サイズ（３ステップ窓関数を想定）と除去ビン数とのどの組み合わせがその除去レベルを達成するかを示すグラフセットである。窓関数サイズが、０（すなわち、従来の矩形窓関数）から８／３２（すなわち、サイクリック・プリフィックス長がシンボル長の０．２５に等しいときのサイクリック・プリフィックスの全サイズ）に及ぶことを示す。これらの値は、最大正規化ドップラ周波数ｆＤがｆＤ＝０．１２に等しい１６パスの全方向性（Ｊａｋｅｓのような）チャネルを想定している。これらのグラフは、窓サイズが複雑さの除去、ＩＣＩ軽減、またはドップラ性能とトレードオフされてもよいことを示す。ＷＲＥＬ＝０からＷＲＥＬ＝４／３２に窓サイズを増大すると、２つのビン除去（Ｌ＝＋１、Ｌ＝−１）に対してＩＣＩを−１８．５ｄＢから−２４ｄＢに軽減する。
【０１２２】
図１４に提示する情報は、システムが適切に動作するために必要なＳＮＲと、影響を受けるドップラ周波数の推定値とに基づき、ＩＣＩ除去を選択的に適応する代替実施形態セットに対する基礎を提供する。例えば、必要なＳＮＲが１０ｄＢである場合、−１０ｄＢもの大きさのＩＣＩレベルが許容されることがわかる。図１４の例では、このレベルの性能はＩＣＩ除去なしで達成されてもよいことがわかっているので、ＩＣＩ除去は停止される。代わりに、２０ｄＢが必要な場合、ＩＣＩ除去は作動され、受信機の要件を満足させる。（この図は固定ｆＤに対するものである）。ＩＣＩの大きさは、チャネルの微分係数に比例するので、ＩＣＩ除去を実行すべきかどうかを動的に判定するために、実際的な実施形態では推定ＩＣＩレベルと必要なＳＮＲとを比較してもよい。
【０１２３】
サイクリック・プリフィックスのＩＳＩのない利用可能なセクションを使用するための窓サイズの適応変更は、チャネル遅延スプレッドが小さいとき、ドップラチャネルの大幅な性能の改善につながることがある。
【０１２４】
フェーディングチャネルを種々の周波数エラーに相当する多くのパスの重ね合わせと見なすことにより、フェーディングチャネルに対する係数を導き出すのではなく、チャネルは直線的なやり方で変化していると（直接）想定し、ＦＦＴの出力におけるサンプル信号に対する係数を導き出してもよい。具体的には、次式のようにする。
【０１２５】
【数２３】
2008537424.tif 000025
【０１２６】
ここで、Ｈ’Ｋは、キャリアＫに対するシンボル（の情報部分）中のチャネル変動であり、ｎは０からＮ−１に進む時間インデックスである。この場合、ＯＦＤＭシンボル受信中の平均チャネルは
【０１２７】
【数２４】
2008537424.tif 000026
【０１２８】
に等しいことに留意されたい。
ＦＦＴの出力におけるＫ＋Ｌ番目のビンを考慮すると、これは次式に等しい。
【０１２９】
【数２５】
2008537424.tif 000027
【０１３０】
ここで、ｒｎは受信信号のｎ番目のサンプルを意味する。ＩＣＩＫ＋ＬはビンＫ＋Ｌの合計信号であることに留意されたい。
【０１３１】
チャネルが静的な場合（すなわち、すべてのｎに対してＨｋ，ｎ＝Ｈｋ）、
【０１３２】
【数２６】
2008537424.tif 000028
【０１３３】
つまり、チャネルが変化しない場合、ＦＦＴに漏れはない。
【０１３４】
変化するチャネルの影響を決定するために、もう一度ＩＣＩｋ＋Ｌ，ｋに、ビンｋで送信される信号のせいでビンｋ＋Ｌで影響を受けるＩＣＩを意味させる。その場合、次式を得る。
【０１３５】
【数２７】
2008537424.tif 000029
【０１３６】
ここで、最後の段階は、チャネルが静的な場合、種々のトーンは直交している事実から得られる。そのことから、ＩＣＩに寄与するのは変化部分だけである。継続するために、Ｎが大きくなると次式が成立することを使用する。
【０１３７】
【数２８】
2008537424.tif 000030
【０１３８】
その結果、キャリアｋで送信されるシンボルにより引き起こされるキャリアｋ＋Ｌ上のＩＣＩは、次式で与えられる。
【０１３９】
【数２９】
2008537424.tif 000031
【０１４０】
もう一つの方法として、Ｌを−Ｌで置き換えることにより、次式を得る。
【０１４１】
【数３０】
2008537424.tif 000032
【０１４２】
自己干渉をＤｋＨ’ｋ／２と定義すると、チャネルは周波数オフセットの重ね合わせであると想定してＩＣＩ項を導き出したときと、当然同じ結果が得られることになる。
【０１４３】
非矩形窓を使用して取得することができる利得は、ＦＦＴの出力におけるサンプル信号を使用しても導き出してもよい。特定の窓を考慮する前に、ｒＮ−Ｗ，ｒＮ−Ｗ＋１，...，ｒＮ−１を、ＦＦＴに適用する前にｒ−Ｗ，ｒ−Ｗ＋１，...，ｒＮ−１で置換すると想定する。ｒ０はＦＦＴに供給される１番目のサンプルなので、「畳み込み」がサンプルゼロのまわりで行われると言う。次いで、ＩＣＩは以下のように計算してもよい。
【０１４４】
【数３１】
2008537424.tif 000033
【０１４５】
次いで、単純計算で次式が得られる。
【０１４６】
【数３２】
2008537424.tif 000034
【０１４７】
図５の事例にあったように、畳み込みに関して窓が対称でない場合に何が起こるかを例証するために、ＧＩからのＷ個のサンプルは、対応するサンプルのそれぞれに０．５の掛け算をして、次いでそれらを合計することにより、ＯＦＤＭシンボルの終わりの対応部分と合成される窓関数の使用を考慮する。この窓は次のように表してもよい。
【０１４８】
【数３３】
2008537424.tif 000035
【０１４９】
これは、式（６）と式（９）の平均と見なしてもよいので、次式を得る。
【０１５０】
【数３４】
2008537424.tif 000036
【０１５１】
因数（ファクター）
【０１５２】
【数３５】
2008537424.tif 000037
【０１５３】
は、折り畳みがどのように行われるかにより生じる単なる位相シフトである。この位相シフトはＦＦＴの位置に関して対称窓を有することにより、すなわち、３ステップ窓を持つ前の例のように、対称窓を有することにより避けてもよい。最後に、非矩形窓を使用する効果の前の導出との類似をさらに強調するために、ＷＲＥＬ＝Ｗ／Ｎであることに留意されたい。
【０１５４】
式（６）と（１１）を比較すると、上記の簡単な窓は、
【０１５５】
【数３６】
2008537424.tif 000038
【０１５６】
の因数でＩＣＩの大きさを減少することが容易にわかる。表１では、上記の単純な窓の使用効果は、正規化窓長ＷＲＥＬおよび除去ビン数の様々な値に対して与えられる。ここで、２つのビンの除去は、２つの最も近いビン（各側から１つずつ、すなわちＬ＝±１）からのＩＣＩが除去されることを意味し、４つのビンの除去は、４つの最も近いビン（各側から２つずつ、すなわちＬ＝±１，±２）からのＩＣＩが除去されることを意味する等である。
【０１５７】
【表１】
2008537424.tif 000039
【０１５８】
表１：窓長とＩＣＩ除去の複雑さの異なる種々の組み合わせを使用したｄＢの理想の改善  ＩＣＩはｆＤ２に比例するので、表１から、例えばＷＲＥＬ＝３／１６で除去なしの場合、理想的には最大許容ドップラ偏移を約３５％増加することが可能であり、２つの最も近いキャリア（すなわち、Ｌ＝±１）からのキャリア間干渉が完全に除去された場合、最大許容ドップラは、理想的にはほぼ３倍に改善するだろうことになる。
【０１５９】
長さＮ＋Ｗの任意のナイキスト窓に関して、ＯＦＤＭシンボルの終わりの対応するサンプルと合成するＧＩからＷ個のサンプルがある。窓関数の重みは、各サンプルに対して無関係に選択されてもよく、唯一の要件は、ナイキスト基準を満足するために、ｗ（−ｎ）＋ｗ（Ｎ−ｎ）＝１である。ＩＣＩ係数は窓関数の形状に依存するので、これは、ビンの除去数と組み合わせて選択されるべきである。表１を参照して、異なる除去ビン数に対して異なる窓長が最適であることがわかってもよい（同じ窓形状を想定）。
【０１６０】
図４に示すブロック図の検討に戻って、この例示的なＯＦＤＭ受信機はウインドウ処理とＩＣＩ除去の両方を利用することがわかるであろう。受信信号は、まず窓およびラップロジック部４０１に供給され、窓およびラップロジック部４０１は上記の様々な窓演算を実行する。窓およびラップロジック部４０１が生成するＮ個のサンプルはＦＦＴ部２０３に供給され、ＦＦＴ部２０３は、変調信号から送信データを生成する。チャネル推定器２０５は、チャネルの推定値を生成し、それをＩＣＩ減算ロジック部４０９およびイコライザ２０７に供給する。ＩＣＩ減算ロジック部４０９は、チャネル推定値を使用してＩＣＩ推定値を生成し、次いでＦＦＴ部２０３から供給されたデータからこのＩＣＩ推定値を差し引く。ＩＣＩ減算ロジック部４０９が使用する係数ＧＬはそれ自体、窓およびラップロジック部４０１が使用している窓関数の相関的要素であることに気付くだろう。次いでＩＣＩ減算ロジック部４０９の出力は、イコライザ２０７に供給され、さらに処理される。
【０１６１】
前述のように、実際の実施においては、チャネル変動を推定する必要がある。さらに、送信データは、たまたま既知のパイロット信号である場合を除き、推定されなければならない。データを推定する種々のやり方の影響を見るために、２つの手法を比較した。第１のやり方では、データを単純に推定した。
【０１６２】
【数３７】
2008537424.tif 000040
【０１６３】
第２のやり方では、まず式（１２）を使用し次いで判定する、仮判定等化手法を使用した。
【０１６４】
上記技術を試験するために、８ｋ  ＦＦＴを有するＤＶＢ−Ｔシステムに関してシミュレーションを実施した。通常、大きいドップラ偏移があると、チャネル推定はより難しくなり、時間補間を使用する場合は特に難しくなる。ドップラ偏移が大きいときの不正確なチャネル推定の影響を軽減するために、シミュレーションでは比較的余剰遅延の短い（１μｓ）チャネルを使用した。これにより、パイロットシンボル間で周波数方向に直接補間することにより、チャネル推定を行うことが可能になる。
【０１６５】
シミュレーションでは、簡単な３次補間フィルタを使用した。それ故、より複雑な補間フィルタを使用してさらに性能の改善を成し遂げることは可能であるはずである。それでもなお、この単純なフィルタは、ＩＣＩ除去に関連する種々のパラメータがどのように性能に影響を与えるかの目安を与えるのに十分である。ＦＥＣを含む完全なシステムを模擬する必要なしに性能を判定するために、優秀さを表す２つの数量を使用した。これらの数量は、以下の通りである。
・ＦＥＣ復号化前のシンボル誤り率（ＳＥＲ）。すなわち、ＳＥＲは、ＩＱ図内の等化データに基づき決定される。
・ＩＱ図内のＳＮＲ。チャネルを等化するとき、
【０１６６】
【数３８】
2008537424.tif 000041
【０１６７】
で除算した受信信号を補償するために、誤りは
【０１６８】
【数３９】
2008537424.tif 000042
【０１６９】
で重み付けされる。
【０１７０】
様々なドップラ偏移に対してシミュレーションを行い、図内の各点は、それぞれのシンボルが約６０００のデータサブキャリアを有する、１０００のＯＦＤＭシンボルをシミュレーションして取得した。以下の様相を検討した。
・式（１０）に記述されたサイズＷＲＥＬ＝３／１６の窓を使用する影響
・上記の仮判定等化手法使用の影響
・除去ビン数の影響。ここで、除去なし、最も近い２つのビンの除去、および４つのビンの除去の、３つの事例だけを比較した。
【０１７１】
図１５は、完全なチャネル推定の場合の模擬実効ＳＮＲと理論実効ＳＮＲとの比較を示すグラフセットである。これらのシミュレーションに関しては、キャリア対雑音比（Ｃ／Ｎ）は１００ｄＢに等しい。グラフ１５０１は、ウインドウ処理を適用しなかった場合の理論上の性能を示す。グラフ１５０３は、ウインドウ処理を適用しなかった場合の性能のシミュレーション結果を示す。グラフ１５０５は、ウインドウ処理を適用した場合の理論上の性能を示す。グラフ１５０７は、ウインドウ処理を適用した場合の性能のシミュレーション結果を示す。
【０１７２】
図１６は、完全なチャネル推定の場合の模擬実効ＳＮＲと理論実効ＳＮＲとの比較を示すグラフセットである。これらのシミュレーションに関しては、Ｃ／Ｎ＝２０ｄＢである。グラフ１６０１は、ウインドウ処理を適用しなかった場合の理論上の性能を示す。グラフ１６０３は、ウインドウ処理を適用しなかった場合の性能のシミュレーション結果を示す。グラフ１６０５は、ウインドウ処理を適用した場合の理論上の性能を示す。グラフ１６０７は、ウインドウ処理を適用した場合の性能のシミュレーション結果を示す。
【０１７３】
図１７は、ＳＮＲ＝１００ｄＢで送信信号を
【０１７４】
【数４０】
2008537424.tif 000043
【０１７５】
と推定した場合の、２ビンと４ビンのＩＣＩ除去に対する模擬性能の比較を示すグラフセットである。グラフ１７０１は、ウインドウ処理もＩＣＩ除去も実行しないときの性能を示す。グラフ１７０３は、ウインドウ処理は実行するがＩＣＩは実行しないときの性能を示す。グラフ１７０５は、ウインドウ処理は実行しないが、２ビンのＩＣＩ除去を実行するときの性能を示すグラフである。グラフ１７０７は、ウインドウ処理と２ビンのＩＣＩ除去を実行するときの性能を示すグラフである。グラフ１７０９は、ウインドウ処理は実行しないが４ビンのＩＣＩ除去を実行するときの性能を示すグラフである。グラフ１７１１は、ウインドウ処理と４ビンのＩＣＩ除去を実行するときの性能を示すグラフである。
【０１７６】
図１８は、ＳＮＲ＝２０ｄＢで送信信号を
【０１７７】
【数４１】
2008537424.tif 000044
【０１７８】
と推定した場合の、２ビンと４ビンのＩＣＩ除去に対する模擬性能の比較を示すグラフセットである。グラフ１８０１は、ウインドウ処理もＩＣＩ除去も実行しないときの性能を示す。グラフ１８０３は、ウインドウ処理は実行するがＩＣＩ除去は実行しないときの性能を示す。グラフ１８０５は、ウインドウ処理は実行しないが２ビンのＩＣＩ除去を実行するときの性能を示すグラフである。グラフ１８０７は、ウインドウ処理と２ビンのＩＣＩ除去を実行するときの性能を示すグラフである。グラフ１８０９は、ウインドウ処理は実行しないが４ビンのＩＣＩ除去を実行するときの性能を示すグラフである。グラフ１８１１は、ウインドウ処理と４ビンのＩＣＩ除去を実行するときの性能を示すグラフである。
【０１７９】
図１９は、ＳＮＲ＝１００ｄＢで送信信号を仮判定等化推定する場合の、２ビンと４ビンのＩＣＩ除去に対する模擬性能の比較を示すグラフセットである。グラフ１９０１は、ウインドウ処理もＩＣＩ除去も実行しないときの性能を示す。グラフ１９０３は、ウインドウ処理は実行するがＩＣＩ除去は実行しないときの性能を示す。グラフ１９０５は、ウインドウ処理は実行しないが２ビンのＩＣＩ除去を実行するときの性能を示すグラフである。グラフ１９０７は、ウインドウ処理と２ビンのＩＣＩ除去を実行するときの性能を示すグラフである。グラフ１９０９は、ウインドウ処理は実行しないが４ビンのＩＣＩ除去を実行するときの性能を示すグラフである。グラフ１９１１は、ウインドウ処理と４ビンのＩＣＩ除去を実行するときの性能を示すグラフである。
【０１８０】
図２０は、ＳＮＲ＝２０ｄＢで送信信号を仮判定等化推定する場合の、２ビンと４ビンのＩＣＩ除去に対する模擬性能の比較を示すグラフセットである。グラフ２００１は、ウインドウ処理もＩＣＩ除去も実行しないときの性能を示す。グラフ２００３は、ウインドウ処理は実行するがＩＣＩ除去は実行しないときの性能を示す。グラフ２００５は、ウインドウ処理は実行しないが２ビンのＩＣＩ除去を実行するときの性能を示すグラフである。グラフ２００７は、ウインドウ処理と２ビンのＩＣＩ除去を実行するときの性能を示すグラフである。グラフ２００９は、ウインドウ処理は実行しないが４ビンのＩＣＩ除去を実行するときの性能を示すグラフである。グラフ２０１１は、ウインドウ処理と４ビンのＩＣＩ除去を実行するときの性能を示すグラフである。
【０１８１】
図２１は、ＳＮＲ＝１００ｄＢで送信信号を
【０１８２】
【数４２】
2008537424.tif 000045
【０１８３】
と推定した場合の、２ビンと４ビンのＩＣＩ除去に対する模擬シンボル誤り率（ＳＥＲ）の比較を示すグラフセットである。グラフ２１０１は、ウインドウ処理もＩＣＩ除去も実行しないときの性能を示す。グラフ２１０３は、ウインドウ処理は実行するがＩＣＩ除去は実行しないときの性能を示す。グラフ２１０５は、ウインドウ処理は実行しないが２ビンのＩＣＩ除去は実行するときの性能を示すグラフである。グラフ２１０７は、ウインドウ処理と２ビンのＩＣＩ除去を実行するときの性能を示すグラフである。グラフ２１０９は、ウインドウ処理は実行しないが４ビンのＩＣＩ除去は実行するときの性能を示すグラフである。グラフ２１１１は、ウインドウ処理と４ビンのＩＣＩ除去を実行するときの性能を示すグラフである。
【０１８４】
図２２は、ＳＮＲ＝２０ｄＢで送信信号を
【０１８５】
【数４３】
2008537424.tif 000046
【０１８６】
と推定した場合の、２ビンと４ビンのＩＣＩ除去に対する模擬ＳＥＲの比較を示すグラフセットである。グラフ２２０１は、ウインドウ処理もＩＣＩ除去も実行しないときの性能を示す。グラフ２２０３は、ウインドウ処理は実行するがＩＣＩ除去は実行しないときの性能を示す。グラフ２２０５は、ウインドウ処理は実行しないが２ビンのＩＣＩ除去は実行するときの性能を示すグラフである。グラフ２２０７は、ウインドウ処理と２ビンのＩＣＩ除去を実行するときの性能を示すグラフである。グラフ２２０９は、ウインドウ処理は実行しないが４ビンのＩＣＩ除去は実行するときの性能を示すグラフである。グラフ２２１１は、ウインドウ処理と４ビンのＩＣＩ除去を実行するときの性能を示すグラフである。
【０１８７】
図２３は、ＳＮＲ＝１００ｄＢで送信信号を仮判定等化推定する場合の、２ビンと４ビンのＩＣＩ除去に対する模擬ＳＥＲの比較を示すグラフセットである。グラフ２３０１は、ウインドウ処理もＩＣＩ除去も実行しないときの性能を示す。グラフ２３０３は、ウインドウ処理は実行するがＩＣＩ除去は実行しないときの性能を示す。グラフ２３０５は、ウインドウ処理は実行しないが２ビンのＩＣＩ除去は実行するときの性能を示すグラフである。グラフ２３０７は、ウインドウ処理と２ビンのＩＣＩ除去を実行するときの性能を示すグラフである。グラフ２３０９は、ウインドウ処理は実行しないが４ビンのＩＣＩ除去は実行するときの性能を示すグラフである。グラフ２３１１は、ウインドウ処理と４ビンのＩＣＩ除去を実行するときの性能を示すグラフである。
【０１８８】
図２４は、ＳＮＲ＝２０ｄＢで送信信号を仮判定等化推定する場合の、２ビンと４ビンのＩＣＩ除去に対する模擬ＳＥＲの比較を示すグラフセットである。グラフ２４０１は、ウインドウ処理もＩＣＩ除去も実行しないときの性能を示す。グラフ２４０３は、ウインドウ処理は実行するがＩＣＩ除去は実行しないときの性能を示す。グラフ２４０５は、ウインドウ処理は実行しないが２ビンのＩＣＩ除去は実行するときの性能を示すグラフである。グラフ２４０７は、ウインドウ処理と２ビンのＩＣＩ除去を実行するときの性能を示すグラフである。グラフ２４０９は、ウインドウ処理は実行しないが４ビンのＩＣＩ除去は実行するときの性能を示すグラフである。グラフ２４１１は、ウインドウ処理と４ビンのＩＣＩ除去を実行するときの性能を示すグラフである。
【０１８９】
図１５〜２４に示した結果から、以下の結論が得られてもよい。
・ＩＣＩ除去が使用されない場合、模擬実効ＳＮＲは理論的予測とかなり良く一致する。ここで、理論実効ＳＮＲは次式により定義される。
【０１９０】
【数４４】
2008537424.tif 000047
【０１９１】
ここで低下は、理想的でないチャネル推定に起因すると考えてもよい。
・表１の結果から予測されるように、ドプラの利得は約３０％である。
・ＩＣＩ除去が適用されるとき、ウインドウ処理は大きな違いを生じる。
・送信信号を推定するために式（１２）を使用する場合（すなわち、判定が行われない）、除去ビン数を増加すると性能は改善するようである。しかし、除去ビン数が２から４になるとき性能の改善はごくわずかである。
・仮判定等化手法を使用するとき、２つのビンだけを除去するほうが４つのビンを除去するより実際によい結果をもたらすようである。
・仮判定等化手法が最善の結果をもたらす。この理由は、正しい判定の場合に誤りがゼロになるだけでなく、式（１２）のひどく不正確な値（すなわち、推定信号が大きな振幅を有する場合）に対する誤った判定も、大幅な改善をもたらすことがあるからと考えられる。
【０１９２】
本発明を、特定の実施形態を参照して説明した。しかし、本発明を上記の実施形態以外の特定の形態で具体化することが可能なことは、当業者には容易に明らかだろう。
【０１９３】
例えば、代替実施形態の中には、パイロットシンボルがわかっていることを使用し、未知のデータとして取り扱わないことにより、ＩＣＩ除去性能をさらに改善するものがあってもよい。
【０１９４】
さらに、実施形態の中には、より次数の高いフィルタを使用してチャネル推定をさらに改善するものがあってもよい。チャネル推定はＩＣＩ除去プロセスで使用されるので、チャネル推定の改善は、順にＩＣＩ除去性能の改善を意味する。
【０１９５】
従って、記述した実施形態は、単に説明であり、決して限定的と見なされるべきでない。本発明の範囲は、前述の説明ではなくて、添付の特許請求の範囲により与えられ、特許請求の範囲内に入る変形形態および等価物はすべて、その中に含むことを意図している。
【図面の簡単な説明】
【０１９６】
本発明の目的および利点は、以下の図面と併せて以下の詳細説明を読むことで理解されるであろう。
【図１】直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）システムにおけるサイクリック・プリフィックスにより分離されるシンボルの概略図である。
【図２】従来のＯＦＤＭ受信機のブロック図である。
【図３】従来の矩形窓関数の動作を説明する図である。
【図４】本発明の相当数の態様に従うＯＦＤＭ受信機の例示的な実施形態のブロック図である。
【図５】窓およびラップ論理の動作を説明する例示的な処理フローチャートである。
【図６Ａ】本発明の一態様に従うＩＣＩ減算論理が実行する演算のフローチャートである。
【図６Ｂ】図６Ａに描かれる処理の実行において、行われる例示的な演算のフローチャートである。
【図７】それぞれの線が受信機に対する到来角θｉに応じたそれ自体のドップラ偏移を有する信号の種々の線を、受信機がどのようにして受信することができるかを示す図である。
【図８】幾つかの実施形態において、連続して決定されたチャネル推定値間の差は、シンボル中央からシンボル中央までで測定されるのが好ましいことを説明する図である。
【図９】本明細書に記述する種類のＯＦＤＭ受信機での使用を考慮してもよい相当数の窓関数を説明する図である。
【図１０】種々の窓関数に対する除去およびウインドウ処理の効果のシミュレーション結果を示すグラフである。
【図１１】窓関数のサイズを変更する影響を示すグラフセットである。
【図１２】ＩＣＩ除去係数を決定するために、３ステップ窓関数は、それぞれの時間を移動した４つの矩形パルスの合計と見なしてもよい理由を説明する図である。
【図１３】３ステップ窓関数に関して計算された除去係数を示す表である。
【図１４】所与のＩＣＩ除去量に関して、窓関数サイズ（３ステップ窓関数を想定）と除去ビン数のどの組み合わせがその除去レベルを達成するかを示すグラフセットである。
【図１５】完全なチャネル推定でＣ／Ｎ＝１００ｄＢの場合の、模擬実効ＳＮＲと理論実効ＳＮＲとの比較を示すグラフセットである。
【図１６】完全なチャネル推定でＣ／Ｎ＝２０ｄＢの場合の、模擬実効ＳＮＲと理論実効ＳＮＲとの比較を示すグラフセットである。
【図１７】ＳＮＲ＝１００ｄＢで送信信号をＳＫ＝ＲＫ／ＨＫと推定した場合の、２ビンと４ビンのＩＣＩ除去に対する模擬性能の比較を示すグラフセットである。
【図１８】ＳＮＲ＝２０ｄＢで送信信号をＳＫ＝ＲＫ／ＨＫと推定した場合の、２ビンと４ビンのＩＣＩ除去に対する模擬性能の比較を示すグラフセットである。
【図１９】ＳＮＲ＝１００ｄＢで送信信号を仮判定等化推定する場合の、２ビンと４ビンのＩＣＩ除去に対する模擬性能の比較を示すグラフセットである。
【図２０】ＳＮＲ＝２０ｄＢで送信信号を仮判定等化推定する場合の、２ビンと４ビンのＩＣＩ除去に対する模擬性能の比較を示すグラフセットである。
【図２１】ＳＮＲ＝１００ｄＢで送信信号をＳＫ＝ＲＫ／ＨＫと推定した場合の、２ビンと４ビンのＩＣＩ除去に対する模擬シンボル誤り率（ＳＥＲ）の比較を示すグラフセットである。
【図２２】ＳＮＲ＝２０ｄＢで送信信号をＳＫ＝ＲＫ／ＨＫと推定した場合の、２ビンと４ビンのＩＣＩ除去に対する模擬ＳＥＲの比較を示すグラフセットである。
【図２３】ＳＮＲ＝１００ｄＢで送信信号を仮判定等化推定する場合の、２ビンと４ビンのＩＣＩ除去に対する模擬ＳＥＲの比較を示すグラフセットである。
【図２４】ＳＮＲ＝２０ｄＢで送信信号を仮判定等化推定する場合の、２ビンと４ビンのＩＣＩ除去に対する模擬ＳＥＲの比較を示すグラフセットである。
【図１】
2008537424.tif 000054
【図２】
2008537424.tif 000055
【図３】
2008537424.tif 000056
【図４】
2008537424.tif 000057
【図５】
2008537424.tif 000058
【図６Ａ】
2008537424.tif 000059
【図６Ｂ】
2008537424.tif 000060
【図７】
2008537424.tif 000061
【図８】
2008537424.tif 000062
【図９】
2008537424.tif 000063
【図１０】
2008537424.tif 000064
【図１１】
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【図１２】
2008537424.tif 000066
【図１３】
2008537424.tif 000067
【図１４】
2008537424.tif 000068
【図１５】
2008537424.tif 000069
【図１６】
2008537424.tif 000070
【図１７】
2008537424.tif 000071
【図１８】
2008537424.tif 000072
【図１９】
2008537424.tif 000073
【図２０】
2008537424.tif 000074
【図２１】
2008537424.tif 000075
【図２２】
2008537424.tif 000076
【図２３】
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【図２４】
2008537424.tif 000078
【手続補正書】
【提出日】平成19年2月15日(2007.2.15)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】請求項３１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【請求項３１】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）受信機であって、
受信したＯＦＤＭ信号に対して窓関数を適用するロジック部と、
前記ＯＦＤＭ信号に含まれる対応した１つ以上のサブキャリアについて１つ以上の対応した自己干渉項（該自己干渉項のそれぞれは対応する前記サブキャリア上で時刻ｔに受信されたデータの推定値であり、かつ、時刻ｔに該サブキャリアを通じて送信されたチャネルの変動レートによって重み付けされている）を生成するロジック部と、
前記窓関数と、１つ以上の前記自己干渉項とに応じて前記受信したＯＦＤＭ信号に含まれるキャリア間干渉を軽減するロジック部と
を含み、前記キャリア間干渉を軽減するロジック部は、
前記窓関数の関数である１つ以上の除去係数を取得し、
前記除去係数を使用して１つ以上の前記自己干渉項を縮小し、
１つ以上の隣接したサブキャリア上で受信された前記ＯＦＤＭ信号の各部分から、縮小された１つ以上の前記自己干渉項のそれぞれを減算するロジック部である
ことを特徴とするＯＦＤＭ受信機。
【国際調査報告】
2008537424.tif 000079
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