(57)【要約】  本発明は、２以上の情報信号（Ａ，Ｂ，Ｃ）が、１以上の伝送機（２０）から並列で伝送される無線通信システムの受信デバイスに関する等化装置（１０）と方法に関し、前記情報信号伝送情報が所定の変調方式に基づいてキャリア信号上に変調され、全てのありうるデータシンボルが変調方式の信号点配置内に配置点として表されており、等化装置（１０）が、伝送されうる信号ｓｍの組み合わせ全体を検索することによって、受信信号ベクトルに対して最小のユークリッド距離を有する配置点を最も確からしい受信信号ベクトルであると決定するために、それぞれの情報信号に関して最尤判定法を実行する等化装置（１０）と方法であって、前記等化装置（１０）が、前記情報信号内でチャネル評価情報を判定する判定手段（１１）と、前記判定手段（１１）によって判定されるチャネル評価情報に基づいて、チャネル行列Ｈｍと伝送信号ベクトルｓｍとの積を計算する計算手段（３１）と、から構成されており、前記計算手段（３１）は、第１段階で前記判定手段（１１）によって判定された一部のチャネル評価情報に基づいて、チャネル行列Ｈｍと伝送信号ベクトルｓｍとの部分的な積を計算し、少なくとも２段階に分けてチャネル行列Ｈｍと伝送信号ベクトルｓｍとの積を計算する。チャネル評価に使用される参照信号は、互いのタイムオフセットを有し、異なる伝送アンテナから伝送される。【選択図】図２
2008539619.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
２以上の情報信号（Ａ，Ｂ，Ｃ）が、１以上の伝送機（２０）から並列で伝送される無線通信システムの受信デバイスの等化装置に関し、
前記情報信号（Ａ，Ｂ，Ｃ）伝送情報が所定の変調方式に基づいてキャリア信号上に変調され、全てのありうるデータシンボルが変調方式の信号点配置内に配置点として表されており、等化装置（１０）が、伝送されうる信号（ｓｍ）の組み合わせ全体を検索することによって、受信信号ベクトル（ｘｍ）に対して最小のユークリッド距離を有する配置点を最も確からしい受信信号ベクトル（ｓ’ｍ）であると決定するために、それぞれの情報信号（Ａ，Ｂ，Ｃ）に関して最尤判定法を実行する前記等化装置であって、
前記情報信号（Ａ，Ｂ，Ｃ）内でチャネル評価情報を判定する判定手段（１１）と、
前記判定手段（１１）によって判定されるチャネル評価情報に基づいて、チャネル行列（Ｈｍ）と伝送信号ベクトル（ｓｍ）との積を計算する計算手段（３１）と、
を備え、
前記計算手段（３１）は、第１段階で前記判定手段（１１）によって判定された一部のチャネル評価情報に基づいて、チャネル行列（Ｈｍ）と伝送信号ベクトル（ｓｍ）との部分的な積を計算し、少なくとも２段階に分けて前記チャネル行列（Ｈｍ）と伝送信号ベクトル（ｓｍ）との積を計算するよう適応されていることを特徴とする、等化装置。
【請求項２】
請求項１に記載の無線通信システムの受信デバイスに関する等化装置であり、
前記等化装置が、ｎＲの受信アンテナを介してｎＴの伝送アンテナから情報信号（Ａ，Ｂ，Ｃ）を受信するよう適応されており、前記情報信号（Ａ，Ｂ，Ｃ）内で、異なる伝送アンテナから送信されチャネル評価に使用される参照信号が、互いのタイムオフセットであり、
前記計算手段（３１）が、ｎＴ段階に分けて、前記チャネル行列（Ｈｍ）と伝送信号ベクトル（ｓｍ）との積を計算するよう適応されており、第１段階では、全ての受信アンテナによってチャネル評価に使用される第１受信参照信号に基づいて、チャネル行列（Ｈｍ）と伝送信号ベクトル（ｓｍ）との部分的な積が計算される
ことを特徴とする等化装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載の無線通信システムの受信デバイスに関する等化装置であり、さらに、それぞれの前記受信アンテナによって受信されたチャネル評価情報を格納する記憶手段から構成されていることを特徴とする等化装置。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれかに記載の無線通信システムの受信デバイスに関する等化装置であり、さらに、
配置点を２以上のグループに分ける分割手段（３６）と、
形成されたそれぞれのグループに、対応する信号ベクトルを割り当てる割り当て手段（３７）と、
受信信号ベクトル（ｘｍ）に対して最小のユークリッド距離を有する１以上の対応する信号ベクトルを決定するために、最尤判定法を実行する第１判定手段（３８）と、
１以上の決定された対応する信号ベクトルが属するグループ内におけるどの配置点が、受信信号ベクトル（ｘｍ）に対して最小のユークリッド距離を有するかを決定するために、最尤判定法を実行する第２判定手段（３９）と
から構成されることを特徴とする等化装置。
【請求項５】
無線通信システム内でマルチキャリア信号を受信する受信デバイス（１）であって、
アンテナ（４、５）によって受信される信号を処理するために請求項１〜４のいずれかに記載の等化装置（１０）を備え、信号を受信する２以上のアンテナ（４、５）から構成されていることを特徴とする受信デバイス（１）。
【請求項６】
２以上の情報信号（Ａ，Ｂ，Ｃ）が、１以上の伝送機（２０）から並列で伝送される無線通信システム内で送受信された信号を等化する等化方法に関し、
前記情報信号（Ａ，Ｂ，Ｃ）伝送情報が所定の変調方式に基づいてキャリア信号上に変調され、全てのありうるデータシンボルが変調方式の信号点配置内に配置点として表されており、等化装置（１０）が、伝送されうる信号（ｓｍ）の組み合わせ全体を検索することによって、受信信号ベクトル（ｘｍ）に対して最小のユークリッド距離を有する配置点を最も確からしい受信信号ベクトル（ｓ’ｍ）であると決定するために、それぞれの情報信号（Ａ，Ｂ，Ｃ）に関して最尤判定法を実行する前記等化方法であって、
前期等化方法は、
前記情報信号（Ａ，Ｂ，Ｃ）内のチャネル評価情報を判定する段階（１１）と、
判定されたチャネル評価情報に基づいて、チャネル行列（Ｈｍ）と伝送信号ベクトル（ｓｍ）との積を計算する段階（３１）と、
から構成され、
第１段階では、判定された一部のチャネル評価情報に基づいて、チャネル行列（Ｈｍ）と伝送信号ベクトル（ｓｍ）との部分的な積が計算され、前記チャネル行列（Ｈｍ）と伝送信号ベクトル（ｓｍ）との積が、少なくとも２段階に分けて計算される
ことに特徴を持つ等化方法。
【請求項７】
請求項６に記載の等化方法であり、
前記無線通信システム内で、ｎＴの伝送アンテナからの情報信号（Ａ，Ｂ，Ｃ）が、ｎＲの受信アンテナを介して受信され、前記情報信号（Ａ，Ｂ，Ｃ）内で、異なる伝送アンテナから送信されチャネル評価に使用される参照信号が、互いのタイムオフセットであり、
前記チャネル行列（Ｈｍ）と伝送信号ベクトル（ｓｍ）との積がｎＴ段階に分けて計算され、第１段階では、全ての受信アンテナによって受信されたチャネル評価に使用される第１参照信号に基づいて、チャネル行列（Ｈｍ）と伝送信号ベクトル（ｓｍ）との部分的な積が計算される
ことを特徴とする等化方法。
【請求項８】
請求項６または７に記載の等化方法であり、さらに、それぞれの前記受信アンテナによって受信されたチャネル評価情報を格納する段階から構成されていることを特徴とする等化方法。
【請求項９】
請求項６〜８のいずれかに記載の等化方法であり、さらに、
配置点を２以上のグループに分ける段階（３６）と、
形成されたそれぞれのグループに対応する信号ベクトルを割り当てる段階（３７）と、
受信信号ベクトル（ｘｍ）に対して最小のユークリッド距離を有する１以上の対応する信号ベクトルを決定するために、最尤判定法を実行する段階（３８）と、
１以上の決定された対応する信号ベクトルが属するグループ内におけるどの配置点が、受信信号ベクトル（ｘｍ）に対して最小のユークリッド距離を有するかを決定するために、最尤判定法を実行する段階（３９）と
から構成されていることを特徴とする等化方法。
【請求項１０】
無線通信システム内で情報を受信するための受信デバイス（１）の内部メモリに直接ロード可能なコンピュータプログラム製品であり、前記受信デバイス内で前記製品が実行された場合、請求項６〜９のいずれかに記載の方法のいくつかの段階を実行するソフトウェアコードの一部分から構成されていることを特徴とするコンピュータプログラム製品。
【請求項１１】
２以上の情報信号（Ａ，Ｂ，Ｃ）が、並列で伝送される伝送および受信デバイスのシステムに関し、
前記情報信号（Ａ，Ｂ，Ｃ）伝送情報が所定の変調方式に基づいてキャリア信号上に変調され、全てのありうるデータシンボルが変調方式の信号点配置内に配置点として表されており、等化装置（１０）が、伝送されうる信号（ｓｍ）の組み合わせ全体を検索することによって、受信信号ベクトル（ｘｍ）に対して最小のユークリッド距離を有する配置点を最も確からしい受信信号ベクトル（ｓ’ｍ）であると決定するために、それぞれの情報信号（Ａ，Ｂ，Ｃ）に関して最尤判定法を実行する前記システムであって、
前記システムの前記受信デバイスは、
前記情報信号（Ａ，Ｂ，Ｃ）内でチャネル評価情報を判定する判定手段（１１）と、
前記判定手段（１１）によって判定されるチャネル評価情報に基づいて、チャネル行列（Ｈｍ）と伝送信号ベクトル（ｓｍ）との積を計算する計算手段（３１）とから構成されており、
前記計算手段（３１）は、第１段階で前記判定手段（１１）によって判定された一部のチャネル評価情報に基づいて、チャネル行列（Ｈｍ）と伝送信号ベクトル（ｓｍ）との部分的な積を計算し、少なくとも２段階に分けて前記チャネル行列（Ｈｍ）と伝送信号ベクトル（ｓｍ）との積を計算するよう適応されていることを特徴とする、システム。
【請求項１２】
請求項１１に記載のシステムであり、
前記伝送デバイスが、前記情報信号（Ａ，Ｂ，Ｃ）を伝送するｎＴの伝送アンテナから構成されており、前記受信デバイスが、前記情報信号（Ａ，Ｂ，Ｃ）を受信するｎＲの受信アンテナから構成されており、
前記伝送デバイスが、異なる伝送アンテナから送信され互いに関するタイムオフセットを有しチャネル評価に使用される参照信号を伝送するよう適応されており、
前記計算手段（３１）が、ｎＴ段階に分けて、前記チャネル行列（Ｈｍ）と伝送信号ベクトル（ｓｍ）との積を計算するよう適応されており、第１段階では、全ての受信アンテナによってチャネル評価に使用される第１受信参照信号に基づいて、チャネル行列（Ｈｍ）と伝送信号ベクトル（ｓｍ）との部分的な積が計算されることを特徴とするシステム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信システムの受信デバイスと、伝送情報が所定の変調方式に基づいてキャリア信号上に変調される送受信デバイスのシステムとに関する、等化（ｅｑｕａｌｉｓｉｎｇ）装置と方法に関する。全てのありうるデータシンボルが、変調方式の信号点配置（ｓｉｇｎａｌ  ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ）において配置点（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ  ｐｏｉｎｔ）として表されており、受信信号ベクトルに対して最小のユークリッド距離を有する配置点を最も確からしい受信信号ベクトルであると決定するために、等化装置は最尤判定法（ｍａｘｉｍｕｍ  ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ  ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）を実行する。
【背景技術】
【０００２】
最尤判定法（ＭＬＤ：ｍａｘｉｍｕｍ  ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ  ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）を用いた等化装置は、（限定的ではないが）典型的に、２以上の独立したシンボルが、同じタイムスロットおよび同じ周波数帯内で１以上の伝送機から並列で伝送される通信システム内で使用される。そのような場合、シンボルは互いに干渉する。そのような干渉は、通信システム内では一般的に望ましくないことであるが、いくつかのシステムにおいては、上記の通信は、伝送速度および周波数利用効率（ｓｐｅｃｔｒａｌ  ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ）および／またはシステムスループットを増すために利用される。そのようなシステムの例は、いわゆる多入力・多出力（ＭＩＭＯ：ｍｕｌｔｉｐｌｅ‐ｉｎｐｕｔ，ｍｕｌｔｉｐｌｅ‐ｏｕｔｐｕｔ）システムや、符号分割多重接続（ＣＤＭＡ：ｃｏｄｅ  ｄｉｖｉｓｉｏｎ  ｍｕｌｔｉｐｌｅ  ａｃｃｅｓｓ）システムや、直交波周波数分割多重−符号分割多重接続（ＯＦＤＭ‐ＣＤＭＡ：ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｄｉｖｉｓｉｏｎｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ‐ｃｏｄｅ  ｄｉｖｉｓｉｏｎ  ｍｕｌｔｉｐｌｅ  ａｃｃｅｓｓ）システムである。
【０００３】
概して、ＭＩＭＯシステムは、（それぞれが異なるデータシンボルを伝送する）ｎＴの伝送アンテナとｎＲの受信アンテナを備える。そのようなシステムは、同等の非ＭＩＭＯシステムと比べてｎＴ倍の最大達成伝送速度を有する。例えば、２つの伝送アンテナを備え（ｎＴ＝２）、２つの受信アンテナを備える（ｎＲ＝２）ＭＩＭＯシステム内では、最大達成伝送速度は非ＭＩＭＯシステムの２倍高くなる。図１は、２つの独立したシンボルを並列で伝送するＭＩＭＯシステムの概略的なブロック図を示している。
【０００４】
図１に示されるＭＩＭＯシステムの例は、直交波周波数分割多重（ＯＦＤＭ）に基づく無線通信のための受信機（ｒｅｃｅｉｖｅｒ）１と伝送機（ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ）２０とから構成されている。受信機１は、無線周波数（ＲＦ：ｒａｄｉｏ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）部分２とベースバンド（ｂａｓｅ  ｂａｎｄ）部分３とから構成されている。無線周波数部分２は、２つのアンテナ４と５とを備え、それぞれが低雑音増幅器／ダウンコンバージョンユニット（Ｌｏｗ  Ｎｏｉｓｅ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ／ｄｏｗｎ  ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ  ｕｎｉｔ）６と７とにそれぞれ接続されている。受信機１は、例えば、純粋な受信デバイスの一部分でもありうるし、あるいは受信および伝送デバイスの一部分である場合もあることに注意すべきである。後者の場合は、アンテナ４と５とは、受信アンテナであり、伝送アンテナでもある。ユニット６と７とからのダウンコンバージョンされた信号は、それぞれ転送され、高速フーリエ変換（ＦＦＴ：ｆａｓｔ  ｆｏｕｒｉｅｒ  ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）ユニット８と９とによってそれぞれ処理される。フーリエ変換ユニット８と９とからの変換された信号は、等化装置１０とチャネルエスティメータ（ｃｈａｎｎｅｌ  ｅｓｔｉｍａｔｏｒ）１１とに転送される。チャネルエスティメータ１１は、トレーニングシーケンス（プリアンブルセクション）を含む受信信号（バースト：ｂｕｒｓｔ）に基づいてチャネル評価を行い、チャネルエスティメータ１１は、チャネル評価を得るためにトレーニングシーケンス（または、参照パイロット）を用いる。チャネルエスティメータ１１からの信号は、等化装置１０に供給される。等化装置１０は、受信信号ベクトルに対して最小のユークリッド距離を有する変調方式の信号点配置の配置点を最も確からしい受信信号ベクトルであると決定するために、最尤判定法を実行する。その特定の処理は、後述でさらに説明される。等化処理の後、さらに信号は、復調器／チャネルデコーダ（ｄｅｍｏｄｕｌａｔｏｒ／ｃｈａｎｎｅｌ  ｄｅｃｏｄｅｒ）１２と１３とにおいてそれぞれ処理される。復調器／チャネルデコーダ１２と１３とからの出力信号は、受信されたデータビットストリームを出力するパラレル／シリアル処理ユニット（ｐａｒａｌｌｅｌ／ｓｅｒｉａｌ  ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  ｕｎｉｔ）１４にそれぞれ転送される。
【０００５】
図１に概略的に示されるＯＦＤＭ伝送機２０の例は、無線周波数（ＲＦ：ｒａｄｉｏ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）部分２１とベースバンド（ｂａｓｅ  ｂａｎｄ）部分２２とから構成されている。ベースバンド部分２２においては、シリアル／パラレルコンバータ（ｓｅｒｉａｌ／ｐａｒａｌｌｅｌ  ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）２３によって、伝送データが２つのパラレルデータビットストリームに分割される。コンバータ２３から出力された２つのパラレルデータビットストリームは、それぞれチャネルコーダ／変調器（ｃｈａｎｎｅｌ  ｃｏｄｅｒ／ｍｏｄｕｌａｔｏｒ）２４と２５とにそれぞれ供給される。符号化され変調された信号は、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：ｉｎｖｅｒｓｅ  ｆａｓｔ  ｆｏｕｒｉｅｒ  ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）ユニット２６と２７とにそれぞれ供給され、逆高速フーリエ変換ユニットは、変換された信号をそれぞれのデジタル／アナログコンバータおよびフィルタユニット（ｄｉｇｉｔａｌ／ａｎａｌｏｇｕｅ‐ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ（ＤＡＣ）  ａｎｄ  ｆｉｌｔｅｒ  ｕｎｉｔ）２８と２９とに供給する。アナログフィルタされた信号は、その後それぞれのアップコンバージョン／電力増幅ユニット（ｕｐｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ／ｐｏｗｅｒ  ａｍｐｌｉｆｙｉｎｇ  ｕｎｉｔ）３０と３１とにそれぞれ転送され、アップコンバージョン／電力増幅ユニットは、増幅された信号をそれぞれの伝送アンテナ３２と３３とを介してそれぞれ伝送する。伝送機２０は、伝送及び受信デバイスの一部でありうるし、アンテナ３２と３３とは、受信アンテナであり伝送アンテナでもありうることに注意すべきである。
【０００６】
図１に点線で示されたように、信号は互いに干渉しながら並列で伝送される。一般的なＭＩＭＯシステムでは、それぞれのシンボルに関して受信信号の列ベクトルは、ｎＲの行を有するｘで与ええられ、ベクトルのそれぞれの行は、それぞれの受信アンテナに関する受信信号を表している。受信信号ｘは、以下の数式（１）で与えられる。
【数１】
2008539619.tif 000003
ここで、ｓは送信信号の列ベクトル（ｎＴ×１）であり、Ｈはそれぞれの伝送アンテナから受信アンテナへのチャネル応答を表すチャネル行列（ｎＲ×ｎＴ）であり、ｎはノイズベクトル（ｎＲ×１）である。
【０００７】
（図１に例が示される）ＯＦＤＭシステムの場合は、サブキャリアの数をＭで示す。サブキャリアｍ（ｍ＝１．．Ｍ）において受信されたベースバンド信号は、受信された列ベクトルｘｍ  （ｎＲ×１）として表される。ベクトルのそれぞれの行要素は、受信機におけるそれぞれの受信機出力に関するｍ番目のサブキャリアに対応するＦＦＴ出力からの信号である。したがって、受信機ベクトルｘｍは、以下の数式（２）で表される。
【数２】
2008539619.tif 000004
ここで、ｓｍは送信信号のベクトル（ｎＴ×１）であり、Ｈｍはチャネル行列（ｎＲ×ｎＴ）であり、ｎｍはノイズベクトル（ｎＲ×１）である。送信信号のベクトルｓｍのそれぞれの行要素は、それぞれの伝送機に関してｍ番目のサブキャリアに対応するＩＦＦＴの入力信号に対応する。チャネル行列Ｈｍの要素は、伝送されたベクトルの要素から受信されたベクトルの要素への異なるチャネル応答に対応する。したがって、それは、ＩＦＦＴとマルチパスチャネルとＦＦＴとの組み合わせである。それは、ＩＦＦＴとマルチパスチャネルとＦＦＴとの組み合わせ効果を説明する。ＯＦＤＭシステムに関しては、そのような組み合わせは、その要素ｈｍ，ｉｊ（ｉ＝１．．ｎＲ，ｊ＝．．ｎＴ）が１つの複素数値であるチャネル行列Ｈｍを導くことは良く知られている。２つの伝送アンテナ３２、３３と２つの受信アンテナ４、５とを備える、図１に示された例に関しては、キャリアｍに関して受信信号は以下の数式（３）のように示される。
【数３】
2008539619.tif 000005
【０００８】
それぞれのサブキャリアｍに関して、現技術状況における通常の最尤判定器は、受信ベクトルｘｍに対して最小のユークリッド距離を有する伝送信号ベクトルｓ’ｍを好適に決定するために、伝送されうる信号ｓｍ∈Ａ（Ａは伝送されうるベクトルの全ての組み合わせ）の組み合わせ全体を検索する。
【数４】
2008539619.tif 000006
【０００９】
全ての送信されうる信号ベクトルを含む伝送されうる信号の組み合わせＡのサイズは、それぞれのアンテナから送信されうるシンボルの数と伝送アンテナの数ｎＴとに依存する。（それぞれのアンテナから送信されうるシンボルの数は変調配置サイズ（ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ  ｓｉｚｅ）に依存する。）送信されうる信号ベクトルの数は、以下の数式で与えられる。
【数５】
2008539619.tif 000007
【００１０】
したがって、２より多いアンテナを備える高水準の変調方式に関しては、組み合わせのサイズが非常に大きくなり、式（４）においてそれぞれのサブキャリアに関して行われる必要な比較数は、以下の数式で与えられる。
【数６】
2008539619.tif 000008
【００１１】
要約すると、表１は、一般的に用いられる変調方式であるＢＰＳＫとＱＰＳＫとＱＡＭと６４ＱＡＭとに関して、それぞれのサブキャリアに関して式（４）において行われるべき比較数を示している。
【表１】
2008539619.tif 000009
表１：ＭＬＤアルゴリズムに関するそれぞれのサブキャリアに関する比較数
【００１２】
それぞれのサブキャリアに関して、式（４）における比較が行われる前に、ベクトルの積Ｈｍｓｍが、それぞれの送信されうる信号ｓｍ  （ｓｍ∈Ａ）に関して形成される必要がある。Ｈｍの要素（ｈｍ，ｉｊ（ｉ＝１．．ｎＲ，ｊ＝．．ｎＴ））が受信機において完全に知られることが不可能であるため、それらは評価される必要があり、このことは、従来パイロットトーン（ｐｉｌｏｔ  ｔｏｎｅ）を用いて行われてきた。したがって、受信機におけるＨｍの要素は、ｈ’ｍ，ｉｊ（ｉ＝１．．ｎＲ，ｊ＝．．ｎＴ）によって示される。ベクトルＨｍｓｍは、（ｎＲ×１）のベクトルであり、以下の数式によって与えられる。
【数７】
2008539619.tif 000010
【００１３】
Ｈｍは複素数値を含む（ｎＲ×ｎＴ）の行列であり、ｓｍは複素数値を含む（ｎＴ×１）のベクトルであるので、全ての送信信号ベクトルに関するＨｍｓｍを形成する実質的な乗算と実質的な加算は、次のように示される。
【数８】
2008539619.tif 000011
【数９】
2008539619.tif 000012
【００１４】
したがって、要約すると、（式（４）で示されたような）ＭＬＤアルゴリズムには２つの非常に複雑な部分があり、マルチキャリアシステムで受信されたそれぞれのサブキャリアに関して実行される必要がある。これらは以下のようにまとめられる。
第１の部分：式（７）における非常に大きい乗算と加算の数（Ｈｍｓｍ積を生成するために必要とされる式（８）と（９）とを参照）
第２の部分：必要とされる非常に大きい比較の数（式（６）を参照）
【００１５】
これらの非常に複雑な部分は、両方ともＭ回実行される必要があり、Ｍはサブキャリアの数の合計に対応する。上述で示されたように、無線通信システム内の受信デバイスに関する等化装置において用いられる最尤判定法の従来の仕組みは、非常に複雑である。したがって、従来技術では多入力・多出力タイプのシステムに関して処理を行う最尤判定法に関して、複雑性を減らすためのいくつかの方法が提案されている：
【００１６】
Ｘｉａｏｄｏｎｇ，  Ｌｉ，  Ｈ．  Ｃ．  Ｈｕａｎｇ，  Ａ．  Ｌｏｚａｎｏ，  Ｇ．  Ｊ．  Ｆｏｓｃｈｉｎｉ，  “Ｒｅｄｕｃｅｄ  Ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ  Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ  Ａｌｇｏｒｉｔｈｍｓ  ｆｏｒ  Ｓｙｓｔｅｍｓ  Ｕｓｉｎｇ  Ｍｕｌｔｉ−Ｅｌｅｍｅｎｔ  Ａｒｒａｙｓ”，  Ｇｌｏｂａｌ  Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ（Ｇｌｏｂｅｃｏｍ  ２０００），  Ｓａｎ  Ｆｒａｎｃｉｓｃｏ，  ＵＳＡ，  ２７−Ｎｏｖ−１Ｄｅｃ，  ｐｐ．１０７２−１０７６．この文献は、２つのタイプのアルゴリズムを提案している。第1のアルゴリズムは、異なる伝送アンテナからの伝送されうる信号をグループに配置する、アダプティブグループディテクション（ＡＧＤ：Ａｄａｐｔｉｖｅ  Ｇｒｏｕｐ  Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）を用いる。グループ間の干渉は、その後、干渉キャンセルあるいは投影技術を用いて抑制される。ＭＬＤ判定は、それぞれのグループ内で実行される。ＭＬＤが全体の伝送アンテナの組み合わせの一部分のみで実行されるので、複雑性は減少する。第２のアルゴリズムは、マルチステップリデュースドコンステレーションディテクション（Ｍｕｌｔｉ−ｓｔｅｐ  Ｒｅｄｕｃｅｄ  Ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ  Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）と呼ばれ、いくつかの段階に分けて処理を行う。第１段階では、ゼロフォーシング技術（ｚｅｒｏ  ｆｏｒｃｉｎｇ  ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ）（またはＭＭＳＥ、あるいはマッチドフィルタリングも使われる）を用い、第２段階に異なる伝送アンテナから送信された配置点の粗評価（ｃｏａｒｓｅ  ｅｓｔｉｍａｔｅ）を提供する。第２段階では、その後、ゼロフォーシングの段階から獲得された粗評価の近接にＭＬＤを用いる。ＭＬＤは、候補の複雑性が減少されるように、最も近い近接の粗評価を用いて、第２段階でのみ実行される。
【００１７】
Ｇ．  Ａｗａｔｅｒ，Ａ．  ｖａｎ  Ｚｅｌｓｔ，  Ｒｉｃｈａｒｄ  ｖａｎ  Ｎｅｅ，  “Ｒｅｄｕｃｅｄ  Ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ  Ｓｐａｃｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ  Ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ”，  ＩＥＥＥ  Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  （Ｓｐｒｉｎｇ  ＶＴＣ’  ２０００），  Ｔｏｋｙｏ，  Ｊａｐａｎ，  １５−１８  Ｍａｙ  ２０００  Ｖｏｌ．  １．  ｐｐ．  １１−１５．この文献は、最尤判定法（ＭＬＤ）の複雑性を減少させるために３つの異なるアルゴリズムを示している。第１のアルゴリズムは、送信されうる異なるシーケンスに関して（ＭＬＤ式から）数学的評価指標で表すために、２−Ｄツリーアプローチを用いる。ツリーの下位に続く枝は、伝送アンテナの増加数からの信号を含んでいる。ファノアルゴリズム（Ｆａｎｏ‘ｓ  Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）のような最尤系列推定（ＭＬＳＥ：Ｍａｘｉｍｕｍ  Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ  Ｓｅｑｕｅｎｃｅ  Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ）技術や、スタックデコーディングや“ｋ−ｂｅｓｔ”パスの保持は、最良の送信シーケンスを決定するために使用される。第２のアルゴリズムは、Ｎ次元空間における異なる評価指標を考慮し、最良の送信シーケンスを選択するために、生き残りアルゴリズム（ｓｕｒｖｉｖｏｒ  ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）を用いる。
【００１８】
Ｊ  Ｌｉ，  Ｋ．  Ｂ．  Ｌｅｔａｉｅｆ，  ｅｔ  ａｌ，  “Ｍｕｌｔｉ−ｓｔａｇｅ  Ｌｏｗ  Ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ  Ｍａｘｉｍｕｍ  Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ  Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ  ｆｏｒ  ＯＦＤＭ／ＳＤＭＡ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  ＬＡＮｓ”，  ＩＥＥＥ  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  ｏｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ（ＩＣＣ＃２００１），  Ｈｅｌｓｉｎｋｉ，  Ｆｉｎｌａｎｄ，  １１−１４  Ｆｅｂ  ２００１，  Ｖｏｌ．  ４，  ｐｐ．１１５２−１１５６．この文献で示されているアルゴリズムは、２段階のアルゴリズムである。アルゴリズムの第１段階は、最小平均２乗誤差（ＭＭＳＥ：Ｍｉｎｉｍｕｍ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅ  Ｅｒｒｏｒ）あるいは干渉キャンセル（ＩＣ：Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ  ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ）のような従来の判定方法を使用する。この段階から、“センシティブビット（ｓｅｎｓｉｔｉｖｅ  ｂｉｔ）”（ここで、“センシティブビット”とは、エラーになりそうなビットのことである）が識別され、第２段階に引き渡される。アルゴリズムの第２段階は、最尤判定法（ＭＬＤ）を用いる。このアルゴリズムに関するＭＬＤは、（全体のビットの組み合わせの一部分である）センシティブビットのみに対して実行されるため、複雑性は減少される。
【００１９】
Ｊａｃｋｙ  Ｈｏ−Ｙｉｎ  Ｆａｎ  ｅｔ  ａｌ，  “Ａ  Ｓｕｂ  ｏｐｔｉｍｕｍ  ＭＬＤ  Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ  ｓｃｈｅｍｅ  ｆｏｒ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  ＭＩＭＯ  Ｓｙｓｔｅｍｓ”，  ＩＥＥＥ  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ  ｏｎ  Ａｄｖａｎｃｅｓ  ｉｎ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ（ＩＳＷＣ）  ２００２，  Ｖｉｃｔｏｒｉａ，  Ｃａｎａｄａ．この文献の中で議論されているアルゴリズムは、（３）で議論されているアルゴリズムと似ている。そのアルゴリズムは２つの段階から成り立っている。第１段階は、ゼロフォーシング（ＺＦ：Ｚｅｒｏ  Ｆｏｒｃｉｎｇ）あるいはＶ−ＢＬＡＳＴのような従来の判定法を実行する。第１段階からのシンボル（あるいはシンボルのベクトル）のエラー確率が特定の閾値を越えると、それらはＭＬＤが実行される段階に引き渡される。シンボルの組み合わせの一部分のみが第２段階に引き渡されるため、複雑性は減少される。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
前述のように、式（４）内のそれぞれのサブキャリアに関する比較が行われる前に、ベクトルの積Ｈｍｓｍはそれぞれの送信されうる信号ｓｍ  （ｓｍ∈Ａ）に関して形成される必要がある。現技術状況における等化器に関しては、従来、全てのチャネル評価ｈ’ｍ，ｉｊ（ｉ＝１．．ｎＲ，ｊ＝．．ｎＴ）が取得されたときに、全てのＨｍｓｍ積が計算されてきた。データ情報シンボルは、従来パイロットトーンの後すぐに伝送されるため、現技術状況の等化器は、全てのＨｍｓｍ積を計算するために非常に短い時間しか有することができず、したがって、対応する処理要求のピークは非常に高くなる。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
本発明の目的は、無線通信システムの受信デバイスと伝送および受信デバイスのシステムに関する等化装置と方法とを提供することである。前記装置と方法とは、２以上の情報信号が、１以上の伝送機から並列で伝送され、情報信号伝送情報が所定の変調方式に基づいてキャリア信号上に変調され、全てのありうるデータシンボルが変調方式の信号点配置内に配置点として表されており、等化装置が、伝送されうる信号の組み合わせ全体を検索することによって、受信信号ベクトルに対して最小のユークリッド距離を有する配置点を最も確からしい受信信号ベクトルであると決定するために、それぞれの情報信号に関して最尤判定法を実行し、これによって要求される演算能力が減少させられる。
【００２２】
前述の目的は、請求項１に記載の等化装置と請求項６に記載の等化方法とによって達成される。
【００２３】
本発明に基づく等化装置は、情報信号内でチャネル評価情報を判定または推定あるいは判別する判定手段と、判定手段によって判定されるチャネル評価情報に基づいて、チャネル行列Ｈｍと伝送信号ベクトルｓｍとの積を計算する計算手段と、から構成されており、前記計算手段では、少なくとも２段階に分けて前記チャネル行列Ｈｍと伝送信号ベクトルｓｍとの積が計算されており、第１段階で前記判定手段（１１）によって判定された一部のチャネル評価情報に基づいて、チャネル行列Ｈｍと伝送信号ベクトルｓｍとの部分的な積が計算される。
【００２４】
本発明を用いて、ＭＬＤ処理は２以上の部分に分割することができる。第１部分は、第１チャネル評価が利用可能となるとすぐに開始される。全ての部分的な結果が形成されると、その後、それらはＨｍｓｍの列ベクトルの最終列を形成するために合計されるか、あるいは部分的な結果が蓄積された合計は、チャネル評価が得られるように演算される。このように、ＭＬＤ処理が時間上で分散し、演算（すなわち、乗算と加算と減算）に要求されるピークが大幅に減らされ、要求される演算能力は減らされる。
【００２５】
本発明に基づく等化方法は、情報信号内のチャネル評価情報を判定する段階と、判定されたチャネル評価情報に基づいて、チャネル行列Ｈｍと伝送信号ベクトルｓｍとの積を計算する段階と、から構成され、第１段階では、判定された一部のチャネル評価情報に基づいて、チャネル行列Ｈｍと伝送信号ベクトルｓｍとの部分的な積が計算され、チャネル行列Ｈｍと伝送信号ベクトルｓｍとの積が、少なくとも２段階に分けて計算される。
【００２６】
本発明は、さらに、無線通信システム内で情報を受信するための受信デバイスの内部メモリに直接ロード可能なコンピュータプログラム製品であり、受信デバイス内で製品が実行された場合、本発明に基づく方法のいくつかの段階を実行するソフトウェアコードの一部分から構成されていることを特徴とするコンピュータプログラム製品に関する。
【００２７】
本発明は、さらに、無線通信システム内で信号を受信するための受信デバイスであって、
アンテナによって受信される信号を処理するために本発明に基づく等化装置を備え、信号を受信する２以上のアンテナから構成されている受信デバイスに関する。言い換えれば、本発明に基づく等化装置は、ＭＩＭＯシステムの受信デバイス内に好適に実装される。
【００２８】
本発明は、さらに、伝送デバイスが情報信号を伝送するｎＴの伝送アンテナから構成され、受信デバイスが情報信号を受信するｎＲの受信アンテナから構成されている伝送および受信デバイスのシステムに関し、前記システムでは、チャネル評価情報が異なる伝送アンテナから送信され互いに関するタイムオフセットを有し、受信デバイス内では、前記チャネル行列Ｈｍと伝送信号ベクトルｓｍとの積が、ｎＴ段階に分けて計算されており、第１段階では、全ての受信アンテナによって受信される第1チャネル評価情報に基づいて、チャネル行列Ｈｍと伝送信号ベクトルｓｍとの部分的な積が計算される。
【００２９】
最尤判定法の複雑性をさらに減少させるために、本発明の等化装置は、配置点を２以上のグループに分ける分割手段と、形成されたそれぞれのグループに、対応する信号ベクトルを割り当てる割り当て手段と、受信信号ベクトルに対して最小のユークリッド距離を有する１以上の対応する信号ベクトルを決定するために、最尤判定法を実行する第１判定手段と、１以上の決定された対応する信号ベクトルが属するグループ内におけるどの配置点が、受信信号ベクトル（ｘｍ）に対して最小のユークリッド距離を有するかを決定するために、最尤判定法を実行する第２判定手段と、から構成される。このようにして、非常に多数の比較を減らすことが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３０】
以下の記述おいて、本発明は、添付図面に関してさらに詳細に説明される。
一般的に、通信システムにおけるＭＬＤの実行に関しては、チャネル評価に関するパイロットを含むプリアンブルが、データに続いて送信される。チャネル行列Ｈｍは、（プリアンブル期間Ｔｐの間にチャネル評価を介して）知られ、完全なベクトル積Ｈｍｓｍが形成される。このことは、データフェーズＴＤの間、比較だけが演算を必要とすることを意味する。本発明を用いると、Ｈｍｓｍ積を形成する／計算するために必要とされる処理能力のピークは、減少される。
【００３１】
本発明の第１の実施形態に基づく等化装置は、図２に概略的に示されている。等化装置１０は、ここでは、図１に示される受信機１に含まれている。この場合、等化装置１０は、高速フーリエ変換器８と９とから２つ並列に入ってくる信号ストリームに対してそれぞれ最尤判定法を実行するよう適応されている。本発明に基づく等化装置１０と方法とは、特に、複数の受信および伝送アンテナを備えるＭＩＭＯ通信システム内で利用されることが有利であるが、本発明は、１つの受信アンテナのみを備える受信装置にも有利に適応されることが可能であることに注意すべきである。さらに、本発明は、あらゆる種類の無線通信システム、例えばＧＳＭや、ＵＭＴＳや、他のあらゆる適切な無線通信システムや、あらゆる種類のページングシステムや、無線ＬＡＮシステムなどのようなあらゆる種類の短区間通信（ｓｈｏｒｔ  ｒａｎｇｅ  ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）システムなどにおいて受信デバイスに適応されることが可能である。さらに、本発明に基づく受信デバイスは、携帯電話などの無線遠隔通信に関する電子機器や、ポケットベル（ｐａｇｅｒ）や携帯情報端末（ＰＤＡ：ｐｅｒｓｏｎａｌ  ｄｉｇｉｔａｌ  ａｓｓｉｓｔａｎｔ）のような無線通信システム内で無線信号を受信するよう適応されたあらゆる種類の電子機器でありうる。
【００３２】
図２に示されるように、等化装置１０は、Ｈｍｓｍ積が計算されるべき段階と順序とを決定する決定手段３０と、Ｈｍｓｍ積が計算される計算手段３１と、受信ベクトルｘｍに対して最小のユークリッド距離を有する伝送信号ベクトルｓ’ｍを好適に決定するために、それぞれのサブキャリアに関して式（４）で実行されるべきいくつかの比較を行う判定手段３２とから構成されている。決定手段３０と計算手段３１と判定手段３２とは、あらゆる種類の適切なハードウェアおよび／またはソフトウェア構成に実装されることが可能であることに注意すべきである。例えば、決定手段３０と計算手段３１と判定手段３２とは、受信デバイス１の内部メモリに直接ロード可能なコンピュータプログラム製品として実装されることが可能であり、そのコンピュータプログラム製品は、さらに後述で示される方法のいくつかの段階を実行するためのソフトウェアの一部から構成されている。
【００３３】
以下の記述では、決定手段３０と計算手段３１と判定手段３２とにおいて実行される方法の段階がさらに詳細に説明される。
【００３４】
図３は、図１で示されたＭＩＭＯ通信システムの例において伝送される信号ＡとＢとのフレーム構成を概略的に示している。伝送アンテナ３２と３３とをそれぞれ介して並列で伝送される信号ＡとＢにおいて、（Ｔ１とＴ２のラベルがつけられた）パイロットバーストは、データＤＡ、ＤＢに続く関連付けられたプリアンブルバーストＰＡ、ＰＢ内に含まれる。これは、無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）に関する典型的な例であり、その構成は、４つの個別のセクションを有する。最初に、ショートプリアンブル（最初のトレーニングシーケンスｔ１..ｔ１０）があり、続いてロングプリアンブル（さらなるトレーニングシーケンスＴ１、Ｔ２）があり、最後に信号とデータシンボルに続く。ガードインタバル（ＧＩ）はそれぞれのセクションの間に挿入されている。信号Ａは、伝送機Ａから送信されている可能性があるのに対し、信号Ｂは伝送機Ｂから送信されていることに注意すべきである。
【００３５】
本発明の第１の実施形態によれば、伝送アンテナ３２と３３とから伝送されるチャネル評価は、それぞれ互いに関するタイムオフセットである。図３に示されるように、チャネル評価に関するパイロットＴ１、Ｔ２を含む信号ＡのプリアンブルＰＡは、インタバルＴＰ１の間に伝送され、その後０．８μｓの遅延が続き、その後、信号ＢのプリアンブルＰＢが伝送されるインタバルＴＰ２が続き、その後、信号ＡとＢのデータが同時に伝送されるインタバルＴＤが続く。パイロットがプリアンブルを含むことは必ずしも必要ではなく、アンテナから伝送されたチャネル評価が互いのタイムオフセットであるということの方に注意すべきである。さらに、チャネル評価は、プリアンブル、パイロットキャリア、トレーニングシンボル、および／または搬送されたデータにおいてでも行われる場合があることに注意すべきである。さらに、本発明の等化装置１０と対応する等化方法とは、２つの信号ストリームの並列受信処理に限定されず、他のあらゆる数のデータストリームの並列受信処理に関しても利用することができる点に注意すべきである。本発明の第１実施形態に基づく３×３ＭＩＭＯチャネル通信システム内で伝送される信号のフレーム構成は図４に示されている。
【００３６】
図３または図４に示されたようなフレーム構成を用いて、信号が一直線で伝送されたときは、全ての受信アンテナが、互いの後に、伝送アンテナからのチャネル評価パイロットを受信する。そのような配列では、Ｈｍｓｍ（ｎＲ×１）列ベクトルは、式（７）に示された段階において計算手段３１によって計算される。それぞれの段階は、１つの伝送アンテナからのチャネル評価に対応し、したがってチャネル評価行列の１列に対応する。それぞれの伝送アンテナに関するパイロットからのチャネル評価が得られるとすぐ、計算手段３１は、それぞれの段階においてＨｍｓｍベクトルの行に関する部分的な結果を計算する。この処理は、第１段階（伝送アンテナ１からのチャネル評価）と、第２段階（伝送アンテナ２からのチャネル評価）と、ｎＴの伝送アンテナを備えるシステムに関する第ｎＴ段階（伝送アンテナｎＴからのチャネル評価）とに関して、それぞれ数学的には式（１０）と（１１）と（１２）とで示される。
【数１０】
2008539619.tif 000013
【数１１】
2008539619.tif 000014
【数１２】
2008539619.tif 000015
【００３７】
一度全ての部分的な結果が形成されると、その後、それらはＨｍｓｍ列ベクトルの最終行を形成するために合計される。
【数１３】
2008539619.tif 000016
【００３８】
すなわち、部分的な結果が蓄積された合計は、チャネル評価が取得されるように処理される。チャネル評価は時間におけるオフセットであるので、段階的にＨｍｓｍ行列が計算されることによって、必要とされる処理は時間上で分散されることができる。ありうる最小の段階は、ゼロ要素と１つの伝送アンテナと１つの受信アンテナとから得られる唯一のチャネル評価要素ｈｍ，ｉｊ（ｉ＝１．．ｎＲ，ｊ＝１．．ｎＴ）とを有するＨｍ（ｓｔａｇｅ  ｉ）行列に対応する。この場合の異なる受信アンテナ（ｎＲ−１）からのチャネル評価は蓄積される必要があるか、あるいは、伝送機はそれぞれの伝送アンテナからｉ＝１．．ｎＲ回パイロットを伝送する必要がある。
【００３９】
図５は、本発明の第２実施形態に基づく等化装置のブロック図を概略的に示している。図５に示されたように、等化装置１０は、Ｈｍｓｍ積が計算されるべき段階と順序とを決定する決定手段３０と、Ｈｍｓｍ積が計算される計算手段３１とから構成されている。さらに、等化装置１０は、それぞれ使用される変調方式の配置点を２以上のグループに分ける分割手段３３と、形成されたそれぞれのグループに対応する信号ベクトルを割り当てる割り当て手段３４と、受信信号ベクトルに対して最小のユークリッド距離を有する１以上の対応する信号ベクトルを決定するために、最尤判定法を実行する第１判定手段３５と、１以上の決定された対応する信号ベクトルが属するグループ内におけるどの配置点が、受信信号ベクトルに対して最小のユークリッド距離を有するかを決定するために、最尤判定法を実行する第２判定手段３６とから構成されている。
【００４０】
分割手段３３においては、配置空間（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ  ｓｐａｃｅ）は多くのゾーンに分割され、最尤判定法は多くの段階ＳＴ、例えばＳＴ＝２に分割される。それぞれの連続する段階において、等化装置１０または判定器は、それぞれのアンテナからの最も確からしい送信シンボルに、したがって最も確からしい送信シンボルのベクトルに“近づく（ｚｏｏｍ  ｉｎ）”。一度、最も確からしい送信シンボルのベクトルが見つかると、選択された送信ベクトルは、随意にさらに続けて、（信頼性のある情報を含む）ソフトアウトプット（ｓｏｆｔ  ｏｕｔｐｕｔ）を生成する技術手法の段階を用いる。後述では、この方法はサブコンステレーションスペース最尤判定法（ＳＣＳ−ＭＬＤ：Ｓｕｂ‐Ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ  Ｓｐａｃｅ  Ｍａｘｉｍｕｍ  Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ  Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）と呼ばれている。
【００４１】
図６は、それぞれの象限に４つの配置点がある典型的な１６ＱＡＭ配置を示している。ＳＣＳ−ＭＬＤの第１段階に関しては、配置点は分割手段３３によって長方形のゾーンにグループ化される。これを行うための方法は非常に多数の異なる方法がある。
【００４２】
図７は、４つのオーバーラッピングしないゾーンがあり、それぞれのゾーンが４つの配置点を含んでいる配置分割を示している。また、１以上のゾーンが互いにオーバーラップすることも可能であり、その結果、ゾーンの数は増える。全てのゾーンがオーバーラッピングしている極端な場合は、結果として９個のゾーンができ、この例は図８に示されている。
【００４３】
その方法を説明すると、配置は図７で示されたような４つのゾーンに分けられ、処理は２段階に分けて達成される（ＳＴ＝２）と仮定される。しかし、その原則はどのような高水準の変調方式にも配置分割にも適応されることができ、２段階より多い段階に分けて処理される場合もある。ここで、追加的な判定方法が第１判定手段３５と第２判定手段３６とに加えて実装されることができ、あるいはさらなる判定段階が、第１判定手段３５および／または第２判定手段３６によって実行されることも可能である。
【００４４】
第１段階の目的は、どのゾーンから最も確からしい送信配置点が来るかを決定することである。これを達成するために、異なるアンテナからの伝送信号は、（図７に×印で示される）異なるゾーンの中央にあると仮定される。
【００４５】
受信ベクトルに対して最小のユークリッド距離を有するゾーンに属する伝送信号ベクトルを好適に決定するために、第１判定手段３５は、全ての伝送されうるゾーンの組み合わせを検索する。
【００４６】
異なるアンテナから送信された最も確からしい配置ゾーンの組み合わせが、第１判定手段３５において一度識別されると、第２段階（この例では最終段階）は、これらのゾーン内の点に焦点を合わせる。これは、図９に示されている。
【００４７】
第２判定手段３６は、その後、受信ベクトルに対して最小のユークリッド距離を有する送信ベクトルを好適に決定するために、全ての送信されうるベクトル上を検索する。
【００４８】
さらに、（図８に示されたように）割り当てられたゾーン間のオーバーラッピングを増すことによって、ゾーン決定エラーの生成の可能性は減少させられる。しかし、ゾーンの数を増すことによって、それぞれの段階に関する比較も増す。それぞれの段階に関する最も望ましいゾーン数と、次の段階に引き渡されるゾーン数とは、一定のパフォーマンスに関する複雑性を減らすよう、注意深く考慮される必要がある。
【００４９】
図５に示された等化装置では、最尤判定法は２段階（あるいはそれ以上の段階）に分けられており、それぞれの段階は、さらに細かい段階ごとに判定が行われる最尤判定法を用いる。
【図面の簡単な説明】
【００５０】
【図１】典型的なＭＩＭＯ通信システムの概略的なブロック図を示している。
【図２】本発明の第１実施形態に基づく等化装置を概略的に示したブロック図である。
【図３】本発明の第１実施形態に基づく２×２ＭＩＭＯチャネル通信システムにおいて伝送された信号のフレーム構成を示した概略図である。
【図４】本発明の第１実施形態に基づく３×３ＭＩＭＯチャネル通信システムにおいて伝送された信号のフレーム構成を示した概略図である。
【図５】本発明の第２実施形態に基づく等化装置を概略的に示したブロック図である。
【図６】１６ＱＡＭ配置方式に関する例を示した説明図
【図７】１６ＱＡＭ配置方式に関する配置分割の例を示した説明図。
【図８】９個のオーバーラップした領域を有する１６ＱＡＭ変調方式に関する配置分割の例を示した説明図
【図９】さらに処理される選択された１つの配置点グループを有する配置方式
【図１】
2008539619.tif 000017
【図２】
2008539619.tif 000018
【図３】
2008539619.tif 000019
【図４】
2008539619.tif 000020
【図５】
2008539619.tif 000021
【図６】
2008539619.tif 000022
【図７】
2008539619.tif 000023
【図８】
2008539619.tif 000024
【図９】
2008539619.tif 000025
【手続補正書】
【提出日】平成20年1月7日(2008.1.7)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
２以上の情報信号が、１以上の伝送機から並列で伝送される無線通信システムの受信デバイスの等化装置に関し、
前記情報信号伝送情報が所定の変調方式に基づいてキャリア信号上に変調され、全てのありうるデータシンボルが変調方式の信号点配置内に配置点として表されており、等化装置が、伝送されうる信号の組み合わせ全体を検索することによって、受信信号ベクトルに対して最小のユークリッド距離を有する配置点を最も確からしい受信信号ベクトルであると決定するために、それぞれの情報信号に関して最尤判定法を実行する前記等化装置であって、
前記情報信号内でチャネル評価情報を判定する判定手段と、
前記判定手段によって判定されるチャネル評価情報に基づいて、チャネル行列と伝送信号ベクトルとの積を計算する計算手段と、
を備え、
前記計算手段は、第１段階で前記判定手段によって判定された一部のチャネル評価情報に基づいて、チャネル行列と伝送信号ベクトルとの部分的な積を計算し、少なくとも２段階に分けて前記チャネル行列と伝送信号ベクトルとの積を計算するよう適応されていることを特徴とする、等化装置。
【請求項２】
請求項１に記載の無線通信システムの受信デバイスに関する等化装置であり、
前記等化装置が、ｎＲの受信アンテナを介してｎＴの伝送アンテナから情報信号を受信するよう適応されており、前記情報信号内で、異なる伝送アンテナから送信されチャネル評価に使用される参照信号が、互いのタイムオフセットであり、
前記計算手段が、ｎＴ段階に分けて、前記チャネル行列と伝送信号ベクトルとの積を計算するよう適応されており、第１段階では、全ての受信アンテナによってチャネル評価に使用される第１受信参照信号に基づいて、チャネル行列と伝送信号ベクトルとの部分的な積が計算される
ことを特徴とする等化装置。
【請求項３】
請求項１に記載の無線通信システムの受信デバイスに関する等化装置であり、さらに、それぞれの前記受信アンテナによって受信されたチャネル評価情報を格納する記憶手段から構成されていることを特徴とする等化装置。
【請求項４】
請求項１に記載の無線通信システムの受信デバイスに関する等化装置であり、さらに、
配置点を２以上のグループに分ける分割手段と、
形成されたそれぞれのグループに、対応する信号ベクトルを割り当てる割り当て手段と、
受信信号ベクトルに対して最小のユークリッド距離を有する１以上の対応する信号ベクトルを決定するために、最尤判定法を実行する第１判定手段と、
１以上の決定された対応する信号ベクトルが属するグループ内におけるどの配置点が、受信信号ベクトルに対して最小のユークリッド距離を有するかを決定するために、最尤判定法を実行する第２判定手段と
から構成されることを特徴とする等化装置。
【請求項５】
無線通信システム内でマルチキャリア信号を受信する受信デバイスであって、
アンテナによって受信される信号を処理するために請求項１に記載の等化装置を備え、信号を受信する２以上のアンテナから構成されていることを特徴とする受信デバイス。
【請求項６】
２以上の情報信号が、１以上の伝送機から並列で伝送される無線通信システム内で送受信された信号を等化する等化方法に関し、
前記情報信号伝送情報が所定の変調方式に基づいてキャリア信号上に変調され、全てのありうるデータシンボルが変調方式の信号点配置内に配置点として表されており、等化装置が、伝送されうる信号の組み合わせ全体を検索することによって、受信信号ベクトルに対して最小のユークリッド距離を有する配置点を最も確からしい受信信号ベクトルであると決定するために、それぞれの情報信号に関して最尤判定法を実行する前記等化方法であって、
前期等化方法は、
前記情報信号内のチャネル評価情報を判定する段階と、
判定されたチャネル評価情報に基づいて、チャネル行列と伝送信号ベクトルとの積を計算する段階と、
から構成され、
第１段階では、判定された一部のチャネル評価情報に基づいて、チャネル行列と伝送信号ベクトルとの部分的な積が計算され、前記チャネル行列と伝送信号ベクトルとの積が、少なくとも２段階に分けて計算される
ことに特徴を持つ等化方法。
【請求項７】
請求項６に記載の等化方法であり、
前記無線通信システム内で、ｎＴの伝送アンテナからの情報信号が、ｎＲの受信アンテナを介して受信され、前記情報信号内で、異なる伝送アンテナから送信されチャネル評価に使用される参照信号が、互いのタイムオフセットであり、
前記チャネル行列と伝送信号ベクトルとの積がｎＴ段階に分けて計算され、第１段階では、全ての受信アンテナによって受信されたチャネル評価に使用される第１参照信号に基づいて、チャネル行列と伝送信号ベクトルとの部分的な積が計算される
ことを特徴とする等化方法。
【請求項８】
請求項６に記載の等化方法であり、さらに、それぞれの前記受信アンテナによって受信されたチャネル評価情報を格納する段階から構成されていることを特徴とする等化方法。
【請求項９】
請求項６に記載の等化方法であり、さらに、
配置点を２以上のグループに分ける段階と、
形成されたそれぞれのグループに対応する信号ベクトルを割り当てる段階と、
受信信号ベクトルに対して最小のユークリッド距離を有する１以上の対応する信号ベクトルを決定するために、最尤判定法を実行する段階と、
１以上の決定された対応する信号ベクトルが属するグループ内におけるどの配置点が、受信信号ベクトルに対して最小のユークリッド距離を有するかを決定するために、最尤判定法を実行する段階と
から構成されていることを特徴とする等化方法。
【請求項１０】
無線通信システム内で情報を受信するための受信デバイスの内部メモリに直接ロード可能なコンピュータプログラム製品であり、前記受信デバイス内で前記製品が実行された場合、請求項６に記載の方法のいくつかの段階を実行するソフトウェアコードの一部分から構成されていることを特徴とするコンピュータプログラム製品。
【請求項１１】
２以上の情報信号が、並列で伝送される伝送および受信デバイスのシステムに関し、
前記情報信号伝送情報が所定の変調方式に基づいてキャリア信号上に変調され、全てのありうるデータシンボルが変調方式の信号点配置内に配置点として表されており、等化装置が、伝送されうる信号の組み合わせ全体を検索することによって、受信信号ベクトルに対して最小のユークリッド距離を有する配置点を最も確からしい受信信号ベクトルであると決定するために、それぞれの情報信号に関して最尤判定法を実行する前記システムであって、
前記システムの前記受信デバイスは、
前記情報信号内でチャネル評価情報を判定する判定手段と、
前記判定手段によって判定されるチャネル評価情報に基づいて、チャネル行列と伝送信号ベクトルとの積を計算する計算手段とから構成されており、
前記計算手段は、第１段階で前記判定手段によって判定された一部のチャネル評価情報に基づいて、チャネル行列と伝送信号ベクトルとの部分的な積を計算し、少なくとも２段階に分けて前記チャネル行列と伝送信号ベクトルとの積を計算するよう適応されていることを特徴とする、システム。
【請求項１２】
請求項１１に記載のシステムであり、
前記伝送デバイスが、前記情報信号を伝送するｎＴの伝送アンテナから構成されており、前記受信デバイスが、前記情報信号を受信するｎＲの受信アンテナから構成されており、
前記伝送デバイスが、異なる伝送アンテナから送信され互いに関するタイムオフセットを有しチャネル評価に使用される参照信号を伝送するよう適応されており、
前記計算手段が、ｎＴ段階に分けて、前記チャネル行列と伝送信号ベクトルとの積を計算するよう適応されており、第１段階では、全ての受信アンテナによってチャネル評価に使用される第１受信参照信号に基づいて、チャネル行列と伝送信号ベクトルとの部分的な積が計算されることを特徴とするシステム。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信システムの受信デバイスと、伝送情報が所定の変調方式に基づいてキャリア信号上に変調される送受信デバイスのシステムとに関する、等化（ｅｑｕａｌｉｓｉｎｇ）装置と方法に関する。全てのありうるデータシンボルが、変調方式の信号点配置（ｓｉｇｎａｌ  ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ）において配置点（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ  ｐｏｉｎｔ）として表されており、受信信号ベクトルに対して最小のユークリッド距離を有する配置点を最も確からしい受信信号ベクトルであると決定するために、等化装置は最尤判定法（ｍａｘｉｍｕｍ  ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ  ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）を実行する。
【背景技術】
【０００２】
最尤判定法（ＭＬＤ：ｍａｘｉｍｕｍ  ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ  ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）を用いた等化装置は、（限定的ではないが）典型的に、２以上の独立したシンボルが、同じタイムスロットおよび同じ周波数帯内で１以上の伝送機から並列で伝送される通信システム内で使用される。そのような場合、シンボルは互いに干渉する。そのような干渉は、通信システム内では一般的に望ましくないことであるが、いくつかのシステムにおいては、上記の通信は、伝送速度および周波数利用効率（ｓｐｅｃｔｒａｌ  ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ）および／またはシステムスループットを増すために利用される。そのようなシステムの例は、いわゆる多入力・多出力（ＭＩＭＯ：ｍｕｌｔｉｐｌｅ‐ｉｎｐｕｔ，ｍｕｌｔｉｐｌｅ‐ｏｕｔｐｕｔ）システムや、符号分割多重接続（ＣＤＭＡ：ｃｏｄｅ  ｄｉｖｉｓｉｏｎ  ｍｕｌｔｉｐｌｅ  ａｃｃｅｓｓ）システムや、直交波周波数分割多重−符号分割多重接続（ＯＦＤＭ‐ＣＤＭＡ：ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｄｉｖｉｓｉｏｎｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ‐ｃｏｄｅ  ｄｉｖｉｓｉｏｎ  ｍｕｌｔｉｐｌｅ  ａｃｃｅｓｓ）システムである。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
前述のように、式（４）内のそれぞれのサブキャリアに関する比較が行われる前に、ベクトルの積Ｈｍｓｍはそれぞれの送信されうる信号ｓｍ  （ｓｍ∈Ａ）に関して形成される必要がある。現技術状況における等化器に関しては、従来、全てのチャネル評価ｈ’ｍ，ｉｊ（ｉ＝１．．ｎＲ，ｊ＝．．ｎＴ）が取得されたときに、全てのＨｍｓｍ積が計算されてきた。データ情報シンボルは、従来パイロットトーンの後すぐに伝送されるため、現技術状況の等化器は、全てのＨｍｓｍ積を計算するために非常に短い時間しか有することができず、したがって、対応する処理要求のピークは非常に高くなる。
無線通信システム内の受信デバイスに関する等化装置において用いられる最尤判定法の従来の仕組みは、非常に複雑である。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
本発明の目的は、無線通信システムの受信デバイスと伝送および受信デバイスのシステムに関する等化装置と方法とを提供することである。前記装置と方法とは、２以上の情報信号が、１以上の伝送機から並列で伝送され、情報信号伝送情報が所定の変調方式に基づいてキャリア信号上に変調され、全てのありうるデータシンボルが変調方式の信号点配置内に配置点として表されており、等化装置が、伝送されうる信号の組み合わせ全体を検索することによって、受信信号ベクトルに対して最小のユークリッド距離を有する配置点を最も確からしい受信信号ベクトルであると決定するために、それぞれの情報信号に関して最尤判定法を実行し、これによって要求される演算能力が減少させられる。
【０００５】
前述の目的は、請求項１に記載の等化装置と請求項６に記載の等化方法とによって達成される。
【０００６】
本発明に基づく等化装置は、情報信号内でチャネル評価情報を判定または推定あるいは判別する判定手段と、判定手段によって判定されるチャネル評価情報に基づいて、チャネル行列Ｈｍと伝送信号ベクトルｓｍとの積を計算する計算手段と、から構成されており、前記計算手段では、少なくとも２段階に分けて前記チャネル行列Ｈｍと伝送信号ベクトルｓｍとの積が計算されており、第１段階で前記判定手段（１１）によって判定された一部のチャネル評価情報に基づいて、チャネル行列Ｈｍと伝送信号ベクトルｓｍとの部分的な積が計算される。
【０００７】
本発明を用いて、ＭＬＤ処理は２以上の部分に分割することができる。第１部分は、第１チャネル評価が利用可能となるとすぐに開始される。全ての部分的な結果が形成されると、その後、それらはＨｍｓｍの列ベクトルの最終列を形成するために合計されるか、あるいは部分的な結果が蓄積された合計は、チャネル評価が得られるように演算される。このように、ＭＬＤ処理が時間上で分散し、演算（すなわち、乗算と加算と減算）に要求されるピークが大幅に減らされ、要求される演算能力は減らされる。
【０００８】
本発明に基づく等化方法は、情報信号内のチャネル評価情報を判定する段階と、判定されたチャネル評価情報に基づいて、チャネル行列Ｈｍと伝送信号ベクトルｓｍとの積を計算する段階と、から構成され、第１段階では、判定された一部のチャネル評価情報に基づいて、チャネル行列Ｈｍと伝送信号ベクトルｓｍとの部分的な積が計算され、チャネル行列Ｈｍと伝送信号ベクトルｓｍとの積が、少なくとも２段階に分けて計算される。
【０００９】
本発明は、さらに、無線通信システム内で情報を受信するための受信デバイスの内部メモリに直接ロード可能なコンピュータプログラム製品であり、受信デバイス内で製品が実行された場合、本発明に基づく方法のいくつかの段階を実行するソフトウェアコードの一部分から構成されていることを特徴とするコンピュータプログラム製品に関する。
【００１０】
本発明は、さらに、無線通信システム内で信号を受信するための受信デバイスであって、
アンテナによって受信される信号を処理するために本発明に基づく等化装置を備え、信号を受信する２以上のアンテナから構成されている受信デバイスに関する。言い換えれば、本発明に基づく等化装置は、ＭＩＭＯシステムの受信デバイス内に好適に実装される。
【００１１】
本発明は、さらに、伝送デバイスが情報信号を伝送するｎＴの伝送アンテナから構成され、受信デバイスが情報信号を受信するｎＲの受信アンテナから構成されている伝送および受信デバイスのシステムに関し、前記システムでは、チャネル評価情報が異なる伝送アンテナから送信され互いに関するタイムオフセットを有し、受信デバイス内では、前記チャネル行列Ｈｍと伝送信号ベクトルｓｍとの積が、ｎＴ段階に分けて計算されており、第１段階では、全ての受信アンテナによって受信される第1チャネル評価情報に基づいて、チャネル行列Ｈｍと伝送信号ベクトルｓｍとの部分的な積が計算される。
【００１２】
最尤判定法の複雑性をさらに減少させるために、本発明の等化装置は、配置点を２以上のグループに分ける分割手段と、形成されたそれぞれのグループに、対応する信号ベクトルを割り当てる割り当て手段と、受信信号ベクトルに対して最小のユークリッド距離を有する１以上の対応する信号ベクトルを決定するために、最尤判定法を実行する第１判定手段と、１以上の決定された対応する信号ベクトルが属するグループ内におけるどの配置点が、受信信号ベクトル（ｘｍ）に対して最小のユークリッド距離を有するかを決定するために、最尤判定法を実行する第２判定手段と、から構成される。このようにして、非常に多数の比較を減らすことが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下の記述おいて、本発明は、添付図面に関してさらに詳細に説明される。
概して、ＭＩＭＯシステムは、（それぞれが異なるデータシンボルを伝送する）ｎＴの伝送アンテナとｎＲの受信アンテナを備える。そのようなシステムは、同等の非ＭＩＭＯシステムと比べてｎＴ倍の最大達成伝送速度を有する。例えば、２つの伝送アンテナを備え（ｎＴ＝２）、２つの受信アンテナを備える（ｎＲ＝２）ＭＩＭＯシステム内では、最大達成伝送速度は非ＭＩＭＯシステムの２倍高くなる。図１は、２つの独立したシンボルを並列で伝送するＭＩＭＯシステムの概略的なブロック図を示している。
【００１４】
図１に示されるＭＩＭＯシステムの例は、直交波周波数分割多重（ＯＦＤＭ）に基づく無線通信のための受信機（ｒｅｃｅｉｖｅｒ）１と伝送機（ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ）２０とから構成されている。受信機１は、無線周波数（ＲＦ：ｒａｄｉｏ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）部分２とベースバンド（ｂａｓｅ  ｂａｎｄ）部分３とから構成されている。無線周波数部分２は、２つのアンテナ４と５とを備え、それぞれが低雑音増幅器／ダウンコンバージョンユニット（Ｌｏｗ  Ｎｏｉｓｅ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ／ｄｏｗｎ  ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ  ｕｎｉｔ）６と７とにそれぞれ接続されている。受信機１は、例えば、純粋な受信デバイスの一部分でもありうるし、あるいは受信および伝送デバイスの一部分である場合もあることに注意すべきである。後者の場合は、アンテナ４と５とは、受信アンテナであり、伝送アンテナでもある。ユニット６と７とからのダウンコンバージョンされた信号は、それぞれ転送され、高速フーリエ変換（ＦＦＴ：ｆａｓｔ  ｆｏｕｒｉｅｒ  ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）ユニット８と９とによってそれぞれ処理される。フーリエ変換ユニット８と９とからの変換された信号は、等化装置１０とチャネルエスティメータ（ｃｈａｎｎｅｌ  ｅｓｔｉｍａｔｏｒ）１１とに転送される。チャネルエスティメータ１１は、トレーニングシーケンス（プリアンブルセクション）を含む受信信号（バースト：ｂｕｒｓｔ）に基づいてチャネル評価を行い、チャネルエスティメータ１１は、チャネル評価を得るためにトレーニングシーケンス（または、参照パイロット）を用いる。チャネルエスティメータ１１からの信号は、等化装置１０に供給される。等化装置１０は、受信信号ベクトルに対して最小のユークリッド距離を有する変調方式の信号点配置の配置点を最も確からしい受信信号ベクトルであると決定するために、最尤判定法を実行する。その特定の処理は、後述でさらに説明される。等化処理の後、さらに信号は、復調器／チャネルデコーダ（ｄｅｍｏｄｕｌａｔｏｒ／ｃｈａｎｎｅｌ  ｄｅｃｏｄｅｒ）１２と１３とにおいてそれぞれ処理される。復調器／チャネルデコーダ１２と１３とからの出力信号は、受信されたデータビットストリームを出力するパラレル／シリアル処理ユニット（ｐａｒａｌｌｅｌ／ｓｅｒｉａｌ  ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  ｕｎｉｔ）１４にそれぞれ転送される。
【００１５】
図１に概略的に示されるＯＦＤＭ伝送機２０の例は、無線周波数（ＲＦ：ｒａｄｉｏ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）部分２１とベースバンド（ｂａｓｅ  ｂａｎｄ）部分２２とから構成されている。ベースバンド部分２２においては、シリアル／パラレルコンバータ（ｓｅｒｉａｌ／ｐａｒａｌｌｅｌ  ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）２３によって、伝送データが２つのパラレルデータビットストリームに分割される。コンバータ２３から出力された２つのパラレルデータビットストリームは、それぞれチャネルコーダ／変調器（ｃｈａｎｎｅｌ  ｃｏｄｅｒ／ｍｏｄｕｌａｔｏｒ）２４と２５とにそれぞれ供給される。符号化され変調された信号は、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：ｉｎｖｅｒｓｅ  ｆａｓｔ  ｆｏｕｒｉｅｒ  ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）ユニット２６と２７とにそれぞれ供給され、逆高速フーリエ変換ユニットは、変換された信号をそれぞれのデジタル／アナログコンバータおよびフィルタユニット（ｄｉｇｉｔａｌ／ａｎａｌｏｇｕｅ‐ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ（ＤＡＣ）  ａｎｄ  ｆｉｌｔｅｒ  ｕｎｉｔ）２８と２９とに供給する。アナログフィルタされた信号は、その後それぞれのアップコンバージョン／電力増幅ユニット（ｕｐｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ／ｐｏｗｅｒ  ａｍｐｌｉｆｙｉｎｇ  ｕｎｉｔ）３０と３１とにそれぞれ転送され、アップコンバージョン／電力増幅ユニットは、増幅された信号をそれぞれの伝送アンテナ３２と３３とを介してそれぞれ伝送する。伝送機２０は、伝送及び受信デバイスの一部でありうるし、アンテナ３２と３３とは、受信アンテナであり伝送アンテナでもありうることに注意すべきである。
【００１６】
図１に点線で示されたように、信号は互いに干渉しながら並列で伝送される。一般的なＭＩＭＯシステムでは、それぞれのシンボルに関して受信信号の列ベクトルは、ｎＲの行を有するｘで与ええられ、ベクトルのそれぞれの行は、それぞれの受信アンテナに関する受信信号を表している。受信信号ｘは、以下の数式（１）で与えられる。
【数１】
2008539619.tif 000026
ここで、ｓは送信信号の列ベクトル（ｎＴ×１）であり、Ｈはそれぞれの伝送アンテナから受信アンテナへのチャネル応答を表すチャネル行列（ｎＲ×ｎＴ）であり、ｎはノイズベクトル（ｎＲ×１）である。
【００１７】
（図１に例が示される）ＯＦＤＭシステムの場合は、サブキャリアの数をＭで示す。サブキャリアｍ（ｍ＝１．．Ｍ）において受信されたベースバンド信号は、受信された列ベクトルｘｍ  （ｎＲ×１）として表される。ベクトルのそれぞれの行要素は、受信機におけるそれぞれの受信機出力に関するｍ番目のサブキャリアに対応するＦＦＴ出力からの信号である。したがって、受信機ベクトルｘｍは、以下の数式（２）で表される。
【数２】
2008539619.tif 000027
ここで、ｓｍは送信信号のベクトル（ｎＴ×１）であり、Ｈｍはチャネル行列（ｎＲ×ｎＴ）であり、ｎｍはノイズベクトル（ｎＲ×１）である。送信信号のベクトルｓｍのそれぞれの行要素は、それぞれの伝送機に関してｍ番目のサブキャリアに対応するＩＦＦＴの入力信号に対応する。チャネル行列Ｈｍの要素は、伝送されたベクトルの要素から受信されたベクトルの要素への異なるチャネル応答に対応する。したがって、それは、ＩＦＦＴとマルチパスチャネルとＦＦＴとの組み合わせである。それは、ＩＦＦＴとマルチパスチャネルとＦＦＴとの組み合わせ効果を説明する。ＯＦＤＭシステムに関しては、そのような組み合わせは、その要素ｈｍ，ｉｊ（ｉ＝１．．ｎＲ，ｊ＝．．ｎＴ）が１つの複素数値であるチャネル行列Ｈｍを導くことは良く知られている。２つの伝送アンテナ３２、３３と２つの受信アンテナ４、５とを備える、図１に示された例に関しては、キャリアｍに関して受信信号は以下の数式（３）のように示される。
【数３】
2008539619.tif 000028
【００１８】
それぞれのサブキャリアｍに関して、現技術状況における通常の最尤判定器は、受信ベクトルｘｍに対して最小のユークリッド距離を有する伝送信号ベクトルｓ’ｍを好適に決定するために、伝送されうる信号ｓｍ∈Ａ（Ａは伝送されうるベクトルの全ての組み合わせ）の組み合わせ全体を検索する。
【数４】
2008539619.tif 000029
【００１９】
全ての送信されうる信号ベクトルを含む伝送されうる信号の組み合わせＡのサイズは、それぞれのアンテナから送信されうるシンボルの数と伝送アンテナの数ｎＴとに依存する。（それぞれのアンテナから送信されうるシンボルの数は変調配置サイズ（ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ  ｓｉｚｅ）に依存する。）送信されうる信号ベクトルの数は、以下の数式で与えられる。
【数５】
2008539619.tif 000030
【００２０】
したがって、２より多いアンテナを備える高水準の変調方式に関しては、組み合わせのサイズが非常に大きくなり、式（４）においてそれぞれのサブキャリアに関して行われる必要な比較数は、以下の数式で与えられる。
【数６】
2008539619.tif 000031
【００２１】
要約すると、表１は、一般的に用いられる変調方式であるＢＰＳＫとＱＰＳＫとＱＡＭと６４ＱＡＭとに関して、それぞれのサブキャリアに関して式（４）において行われるべき比較数を示している。
【表１】
2008539619.tif 000032
【００２２】
それぞれのサブキャリアに関して、式（４）における比較が行われる前に、ベクトルの積Ｈｍｓｍが、それぞれの送信されうる信号ｓｍ  （ｓｍ∈Ａ）に関して形成される必要がある。Ｈｍの要素（ｈｍ，ｉｊ（ｉ＝１．．ｎＲ，ｊ＝．．ｎＴ））が受信機において完全に知られることが不可能であるため、それらは評価される必要があり、このことは、従来パイロットトーン（ｐｉｌｏｔ  ｔｏｎｅ）を用いて行われてきた。したがって、受信機におけるＨｍの要素は、ｈ’ｍ，ｉｊ（ｉ＝１．．ｎＲ，ｊ＝．．ｎＴ）によって示される。ベクトルＨｍｓｍは、（ｎＲ×１）のベクトルであり、以下の数式によって与えられる。
【数７】
2008539619.tif 000033
【００２３】
Ｈｍは複素数値を含む（ｎＲ×ｎＴ）の行列であり、ｓｍは複素数値を含む（ｎＴ×１）のベクトルであるので、全ての送信信号ベクトルに関するＨｍｓｍを形成する実質的な乗算と実質的な加算は、次のように示される。
【数８】
2008539619.tif 000034
【数９】
2008539619.tif 000035
【００２４】
したがって、要約すると、（式（４）で示されたような）ＭＬＤアルゴリズムには２つの非常に複雑な部分があり、マルチキャリアシステムで受信されたそれぞれのサブキャリアに関して実行される必要がある。これらは以下のようにまとめられる。
第１の部分：式（７）における非常に大きい乗算と加算の数（Ｈｍｓｍ積を生成するために必要とされる式（８）と（９）とを参照）
第２の部分：必要とされる非常に大きい比較の数（式（６）を参照）
これらの非常に複雑な部分は、両方ともＭ回実行される必要があり、Ｍはサブキャリアの数の合計に対応する。
【００２５】
一般的に、通信システムにおけるＭＬＤの実行に関しては、チャネル評価に関するパイロットを含むプリアンブルが、データに続いて送信される。チャネル行列Ｈｍは、（プリアンブル期間Ｔｐの間にチャネル評価を介して）知られ、完全なベクトル積Ｈｍｓｍが形成される。このことは、データフェーズＴＤの間、比較だけが演算を必要とすることを意味する。本発明を用いると、Ｈｍｓｍ積を形成する／計算するために必要とされる処理能力のピークは、減少される。
【００２６】
本発明の第１の実施形態に基づく等化装置は、図２に概略的に示されている。等化装置１０は、ここでは、図１に示される受信機１に含まれている。この場合、等化装置１０は、高速フーリエ変換器８と９とから２つ並列に入ってくる信号ストリームに対してそれぞれ最尤判定法を実行するよう適応されている。本発明に基づく等化装置１０と方法とは、特に、複数の受信および伝送アンテナを備えるＭＩＭＯ通信システム内で利用されることが有利であるが、本発明は、１つの受信アンテナのみを備える受信装置にも有利に適応されることが可能であることに注意すべきである。さらに、本発明は、あらゆる種類の無線通信システム、例えばＧＳＭや、ＵＭＴＳや、他のあらゆる適切な無線通信システムや、あらゆる種類のページングシステムや、無線ＬＡＮシステムなどのようなあらゆる種類の短区間通信（ｓｈｏｒｔ  ｒａｎｇｅ  ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）システムなどにおいて受信デバイスに適応されることが可能である。さらに、本発明に基づく受信デバイスは、携帯電話などの無線遠隔通信に関する電子機器や、ポケットベル（ｐａｇｅｒ）や携帯情報端末（ＰＤＡ：ｐｅｒｓｏｎａｌ  ｄｉｇｉｔａｌ  ａｓｓｉｓｔａｎｔ）のような無線通信システム内で無線信号を受信するよう適応されたあらゆる種類の電子機器でありうる。
【００２７】
図２に示されるように、等化装置１０は、Ｈｍｓｍ積が計算されるべき段階と順序とを決定する決定手段３０と、Ｈｍｓｍ積が計算される計算手段３１と、受信ベクトルｘｍに対して最小のユークリッド距離を有する伝送信号ベクトルｓ’ｍを好適に決定するために、それぞれのサブキャリアに関して式（４）で実行されるべきいくつかの比較を行う判定手段３２とから構成されている。決定手段３０と計算手段３１と判定手段３２とは、あらゆる種類の適切なハードウェアおよび／またはソフトウェア構成に実装されることが可能であることに注意すべきである。例えば、決定手段３０と計算手段３１と判定手段３２とは、受信デバイス１の内部メモリに直接ロード可能なコンピュータプログラム製品として実装されることが可能であり、そのコンピュータプログラム製品は、さらに後述で示される方法のいくつかの段階を実行するためのソフトウェアの一部から構成されている。
【００２８】
以下の記述では、決定手段３０と計算手段３１と判定手段３２とにおいて実行される方法の段階がさらに詳細に説明される。
【００２９】
図３は、図１で示されたＭＩＭＯ通信システムの例において伝送される信号ＡとＢとのフレーム構成を概略的に示している。伝送アンテナ３２と３３とをそれぞれ介して並列で伝送される信号ＡとＢにおいて、（Ｔ１とＴ２のラベルがつけられた）パイロットバーストは、データＤＡ、ＤＢに続く関連付けられたプリアンブルバーストＰＡ、ＰＢ内に含まれる。これは、無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）に関する典型的な例であり、その構成は、４つの個別のセクションを有する。最初に、ショートプリアンブル（最初のトレーニングシーケンスｔ１..ｔ１０）があり、続いてロングプリアンブル（さらなるトレーニングシーケンスＴ１、Ｔ２）があり、最後に信号とデータシンボルに続く。ガードインタバル（ＧＩ）はそれぞれのセクションの間に挿入されている。信号Ａは、伝送機Ａから送信されている可能性があるのに対し、信号Ｂは伝送機Ｂから送信されていることに注意すべきである。
【００３０】
本発明の第１の実施形態によれば、伝送アンテナ３２と３３とから伝送されるチャネル評価は、それぞれ互いに関するタイムオフセットである。図３に示されるように、チャネル評価に関するパイロットＴ１、Ｔ２を含む信号ＡのプリアンブルＰＡは、インタバルＴＰ１の間に伝送され、その後０．８μｓの遅延が続き、その後、信号ＢのプリアンブルＰＢが伝送されるインタバルＴＰ２が続き、その後、信号ＡとＢのデータが同時に伝送されるインタバルＴＤが続く。パイロットがプリアンブルを含むことは必ずしも必要ではなく、アンテナから伝送されたチャネル評価が互いのタイムオフセットであるということの方に注意すべきである。さらに、チャネル評価は、プリアンブル、パイロットキャリア、トレーニングシンボル、および／または搬送されたデータにおいてでも行われる場合があることに注意すべきである。さらに、本発明の等化装置１０と対応する等化方法とは、２つの信号ストリームの並列受信処理に限定されず、他のあらゆる数のデータストリームの並列受信処理に関しても利用することができる点に注意すべきである。本発明の第１実施形態に基づく３×３ＭＩＭＯチャネル通信システム内で伝送される信号のフレーム構成は図４に示されている。
【００３１】
図３または図４に示されたようなフレーム構成を用いて、信号が一直線で伝送されたときは、全ての受信アンテナが、互いの後に、伝送アンテナからのチャネル評価パイロットを受信する。そのような配列では、Ｈｍｓｍ（ｎＲ×１）列ベクトルは、式（７）に示された段階において計算手段３１によって計算される。それぞれの段階は、１つの伝送アンテナからのチャネル評価に対応し、したがってチャネル評価行列の１列に対応する。それぞれの伝送アンテナに関するパイロットからのチャネル評価が得られるとすぐ、計算手段３１は、それぞれの段階においてＨｍｓｍベクトルの行に関する部分的な結果を計算する。この処理は、第１段階（伝送アンテナ１からのチャネル評価）と、第２段階（伝送アンテナ２からのチャネル評価）と、ｎＴの伝送アンテナを備えるシステムに関する第ｎＴ段階（伝送アンテナｎＴからのチャネル評価）とに関して、それぞれ数学的には式（１０）と（１１）と（１２）とで示される。
【数１０】
2008539619.tif 000036
【数１１】
2008539619.tif 000037
【数１２】
2008539619.tif 000038
【００３２】
一度全ての部分的な結果が形成されると、その後、それらはＨｍｓｍ列ベクトルの最終行を形成するために合計される。
【数１３】
2008539619.tif 000039
【００３３】
すなわち、部分的な結果が蓄積された合計は、チャネル評価が取得されるように処理される。チャネル評価は時間におけるオフセットであるので、段階的にＨｍｓｍ行列が計算されることによって、必要とされる処理は時間上で分散されることができる。ありうる最小の段階は、ゼロ要素と１つの伝送アンテナと１つの受信アンテナとから得られる唯一のチャネル評価要素ｈｍ，ｉｊ（ｉ＝１．．ｎＲ，ｊ＝１．．ｎＴ）とを有するＨｍ（ｓｔａｇｅ  ｉ）行列に対応する。この場合の異なる受信アンテナ（ｎＲ−１）からのチャネル評価は蓄積される必要があるか、あるいは、伝送機はそれぞれの伝送アンテナからｉ＝１．．ｎＲ回パイロットを伝送する必要がある。
【００３４】
図５は、本発明の第２実施形態に基づく等化装置のブロック図を概略的に示している。図５に示されたように、等化装置１０は、Ｈｍｓｍ積が計算されるべき段階と順序とを決定する決定手段３０と、Ｈｍｓｍ積が計算される計算手段３１とから構成されている。さらに、等化装置１０は、それぞれ使用される変調方式の配置点を２以上のグループに分ける分割手段３３と、形成されたそれぞれのグループに対応する信号ベクトルを割り当てる割り当て手段３４と、受信信号ベクトルに対して最小のユークリッド距離を有する１以上の対応する信号ベクトルを決定するために、最尤判定法を実行する第１判定手段３５と、１以上の決定された対応する信号ベクトルが属するグループ内におけるどの配置点が、受信信号ベクトルに対して最小のユークリッド距離を有するかを決定するために、最尤判定法を実行する第２判定手段３６とから構成されている。
【００３５】
分割手段３３においては、配置空間（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ  ｓｐａｃｅ）は多くのゾーンに分割され、最尤判定法は多くの段階ＳＴ、例えばＳＴ＝２に分割される。それぞれの連続する段階において、等化装置１０または判定器は、それぞれのアンテナからの最も確からしい送信シンボルに、したがって最も確からしい送信シンボルのベクトルに“近づく（ｚｏｏｍ  ｉｎ）”。一度、最も確からしい送信シンボルのベクトルが見つかると、選択された送信ベクトルは、随意にさらに続けて、（信頼性のある情報を含む）ソフトアウトプット（ｓｏｆｔ  ｏｕｔｐｕｔ）を生成する技術手法の段階を用いる。後述では、この方法はサブコンステレーションスペース最尤判定法（ＳＣＳ−ＭＬＤ：Ｓｕｂ‐Ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ  Ｓｐａｃｅ  Ｍａｘｉｍｕｍ  Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ  Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）と呼ばれている。
【００３６】
図６は、それぞれの象限に４つの配置点がある典型的な１６ＱＡＭ配置を示している。ＳＣＳ−ＭＬＤの第１段階に関しては、配置点は分割手段３３によって長方形のゾーンにグループ化される。これを行うための方法は非常に多数の異なる方法がある。
【００３７】
図７は、４つのオーバーラッピングしないゾーンがあり、それぞれのゾーンが４つの配置点を含んでいる配置分割を示している。また、１以上のゾーンが互いにオーバーラップすることも可能であり、その結果、ゾーンの数は増える。全てのゾーンがオーバーラッピングしている極端な場合は、結果として９個のゾーンができ、この例は図８に示されている。
【００３８】
その方法を説明すると、配置は図７で示されたような４つのゾーンに分けられ、処理は２段階に分けて達成される（ＳＴ＝２）と仮定される。しかし、その原則はどのような高水準の変調方式にも配置分割にも適応されることができ、２段階より多い段階に分けて処理される場合もある。ここで、追加的な判定方法が第１判定手段３５と第２判定手段３６とに加えて実装されることができ、あるいはさらなる判定段階が、第１判定手段３５および／または第２判定手段３６によって実行されることも可能である。
【００３９】
第１段階の目的は、どのゾーンから最も確からしい送信配置点が来るかを決定することである。これを達成するために、異なるアンテナからの伝送信号は、（図７に×印で示される）異なるゾーンの中央にあると仮定される。
【００４０】
受信ベクトルに対して最小のユークリッド距離を有するゾーンに属する伝送信号ベクトルを好適に決定するために、第１判定手段３５は、全ての伝送されうるゾーンの組み合わせを検索する。
【００４１】
異なるアンテナから送信された最も確からしい配置ゾーンの組み合わせが、第１判定手段３５において一度識別されると、第２段階（この例では最終段階）は、これらのゾーン内の点に焦点を合わせる。これは、図９に示されている。
【００４２】
第２判定手段３６は、その後、受信ベクトルに対して最小のユークリッド距離を有する送信ベクトルを好適に決定するために、全ての送信されうるベクトル上を検索する。
【００４３】
さらに、（図８に示されたように）割り当てられたゾーン間のオーバーラッピングを増すことによって、ゾーン決定エラーの生成の可能性は減少させられる。しかし、ゾーンの数を増すことによって、それぞれの段階に関する比較も増す。それぞれの段階に関する最も望ましいゾーン数と、次の段階に引き渡されるゾーン数とは、一定のパフォーマンスに関する複雑性を減らすよう、注意深く考慮される必要がある。
【００４４】
図５に示された等化装置では、最尤判定法は２段階（あるいはそれ以上の段階）に分けられており、それぞれの段階は、さらに細かい段階ごとに判定が行われる最尤判定法を用いる。
【図面の簡単な説明】
【００４５】
【図１】典型的なＭＩＭＯ通信システムの概略的なブロック図を示している。
【図２】本発明の第１実施形態に基づく等化装置を概略的に示したブロック図である。
【図３】本発明の第１実施形態に基づく２×２ＭＩＭＯチャネル通信システムにおいて伝送された信号のフレーム構成を示した概略図である。
【図４】本発明の第１実施形態に基づく３×３ＭＩＭＯチャネル通信システムにおいて伝送された信号のフレーム構成を示した概略図である。
【図５】本発明の第２実施形態に基づく等化装置を概略的に示したブロック図である。
【図６】１６ＱＡＭ配置方式に関する例を示した説明図
【図７】１６ＱＡＭ配置方式に関する配置分割の例を示した説明図。
【図８】９個のオーバーラップした領域を有する１６ＱＡＭ変調方式に関する配置分割の例を示した説明図
【図９】さらに処理される選択された１つの配置点グループを有する配置方式
【国際調査報告】
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