(57)【要約】【課題】回路規模およびデバイスサイズを小さくし、損失を低減することができる圧電フィルタを提供すること。【解決手段】圧電フィルタ１は、入力インピーダンスが出力インピーダンスよりも低い。圧電フィルタ１は、入力端子１０１ａと、出力端子１０１ｂと、直列圧電共振器１０２ａ，１０２ｂ，１０２ｃと、並列圧電共振器１０３ａ，１０３ｂ，１０３ｃとを備える。並列圧電共振器１０３ａ，１０３ｂ，１０３ｃの内、等価回路上、入力端子１０１ａ側に近い第１の並列圧電共振器１０３ａの静電容量は、出力端子１０１ｂ側に近い第２の並列圧電共振器１０３ｃの静電容量よりも大きい。【選択図】図１
2008532334.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
圧電フィルタであって、
入力端子と、
出力端子と、
前記入力端子と前記出力端子との間に直列に接続された一以上の直列圧電共振器と、
前記入力端子と前記出力端子との間に並列に接続された二以上の並列圧電共振器とを備え、
前記二以上の並列圧電共振器の内、等価回路上、前記入力端子側に最も近い第１の並列圧電共振器の静電容量は、前記出力端子側に最も近い第２の並列圧電共振器の静電容量よりも大きいことを特徴とする、圧電フィルタ。
【請求項２】
前記二以上の並列圧電共振器は、等価回路上、前記入力端子側から前記出力端子側に向かうに従って順に小さくなる静電容量を有することを特徴とする、請求項１に記載の圧電フィルタ。
【請求項３】
前記直列圧電共振器は、二以上であり、
前記二以上の直列圧電共振器の内、等価回路上、前記入力端子側に最も近い第１の直列圧電共振器の静電容量は、前記出力端子側に最も近い第２の直列圧電共振器の静電容量よりも大きいことを特徴とする、請求項１に記載の圧電フィルタ。
【請求項４】
共用器であって、
アンテナ端子と、
送信側端子と、
受信側端子と、
前記アンテナ端子と前記送信側端子との間に接続された送信フィルタと、
前記アンテナ端子と前記受信側端子との間に接続された受信フィルタとを備え、
前記送信フィルタおよび受信フィルタの少なくともいずれか一方は、入力インピーダンスが出力インピーダンスよりも低い圧電フィルタであり、
前記圧電フィルタは、
入力端子と、
出力端子と、
前記入力端子と前記出力端子との間に直列に接続された一以上の直列圧電共振器と、
前記入力端子と前記出力端子との間に並列に接続された二以上の並列圧電共振器とを含み、
前記二以上の並列圧電共振器の内、等価回路上、前記入力端子側に最も近い第１の並列圧電共振器の静電容量は、前記出力端子側に最も近い第２の並列圧電共振器の静電容量よりも大きいことを特徴とする、共用器。
【請求項５】
通信機器であって、
送信側のパワーアンプと、
アンテナと、
前記アンテナと前記パワーアンプとの間に接続された送信フィルタとを備え、
前記送信フィルタは、入力インピーダンスが前記パワーアンプの出力インピーダンスと共役であり、出力インピーダンスが前記アンテナ側のインピーダンスと共役である圧電フィルタであり、
前記圧電フィルタは、
前記パワーアンプの出力側と前記アンテナとの間に直列に接続された一以上の直列圧電共振器と、
前記パワーアンプの出力側と前記アンテナとの間に並列に接続された二以上の並列圧電共振器とを含み、
前記二以上の並列圧電共振器の内、等価回路上、前記パワーアンプ側に最も近い第１の並列圧電共振器の静電容量は、前記アンテナ側に最も近い第２の並列圧電共振器の静電容量よりも大きいことを特徴とする、通信機器。
【請求項６】
通信機器であって、
受信側の低雑音増幅器と、
アンテナと、
前記アンテナと前記低雑音増幅器との間に接続された受信フィルタとを備え、
前記受信フィルタは、入力インピーダンスが前記アンテナ側のインピーダンスと共役であり、出力インピーダンスが前記低雑音増幅器の入力インピーダンスと共役である圧電フィルタであり、
前記圧電フィルタは、
前記アンテナと前記低雑音増幅器の入力側との間に直列に接続された一以上の直列圧電共振器と、
前記アンテナと前記低雑音増幅器の入力側との間に並列に接続された二以上の並列圧電共振器とを含み、
前記二以上の並列圧電共振器の内、等価回路上、前記アンテナ側に最も近い第１の並列圧電共振器の静電容量は、前記低雑音増幅器側に最も近い第２の並列圧電共振器の静電容量よりも大きいことを特徴とする、通信機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、携帯電話や無線ＬＡＮなどの移動体通信端末における無線回路内のフィルタに関し、より特定的には、圧電体によって構成された圧電フィルタに関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話等の電子機器に内蔵される部品は、より小型化、軽量化され、かつ高性能化されることが要求されている。これらの要求を満たすフィルタの１つとして、圧電体によって構成された圧電フィルタが挙げられる。
【０００３】
以下に図面を参照しながら、従来の圧電フィルタとその周辺の無線回路の一例について説明する。
【０００４】
図２８は、圧電フィルタを備えた従来の周辺回路を示すブロック図である。図２８において、従来の周辺回路は、増幅器２８０１と、整合回路２８０２と、圧電フィルタ２８０３とを備える。通常、高周波信号を用いる無線通信回路では、特性インピーダンスが５０オームである。そのため、圧電フィルタ２８０３は、入力側および出力側においても、５０オームとなるように設計されている。しかし、増幅器２８０１において、通常、出力側は５０オームと異なっている。したがって、不整合による損失劣化を低減するために、整合回路２８０２が、増幅器２８０１の出力側と圧電フィルタ２８０３の入力側との間に配置されている。
【０００５】
また、従来、入出力間の不整合を防止するために、入力側のインピーダンスと出力側のインピーダンスとが異なるフィルタが開示されている（例えば、特許文献１参照）。図２９は、入力側のインピーダンスと出力側のインピーダンスとが異なる従来のフィルタを示す図である。図２９に示す従来のフィルタは、入出力のインピーダンスが異なり、増幅器と圧電フィルタとの間において、整合回路を削減することができる。図２９に示すフィルタは、入力端子２９０１と、出力端子２９０２と、入力容量２９０３と、出力容量２９０４と、段間容量２９０５と、誘電体共振器２９０６および２９０７とを含む。入力インピーダンスを出力インピーダンスより大きくするため、入力容量２９０３は、出力容量２９０４より大きくなっている。また、誘電体共振器２９０６の共振周波数は、誘電体共振器２９０７の共振周波数より高く設計されている。
【特許文献１】特開平１１−８８０１１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、図２８に示す従来の周辺回路の構成では、整合回路により回路規模が大きくなり、デバイスの小型化および損失低減に不利であった。
【０００７】
また、図２９に示す従来のフィルタの構成では、フィルタの帯域幅によって段間容量が決められる。したがって、段間容量と入力容量との不整合や、段間容量と出力容量との不整合によって、ロスが増加するという課題を有している。
【０００８】
それゆえ、本発明の目的は、回路規模およびデバイスサイズを小さくし、損失を低減することができる圧電フィルタを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記課題を解決するために、本発明は、以下のような特徴を有する。本発明は、圧電フィルタであって、入力端子と、出力端子と、入力端子と出力端子との間に直列に接続された一以上の直列圧電共振器と、入力端子と出力端子との間に並列に接続された二以上の並列圧電共振器とを備え、二以上の並列圧電共振器の内、等価回路上、入力端子側に最も近い第１の並列圧電共振器の静電容量は、出力端子側に最も近い第２の並列圧電共振器の静電容量よりも大きいことを特徴とする。
【００１０】
好ましくは、二以上の並列圧電共振器は、等価回路上、入力端子側から出力端子側に向かうに従って順に小さくなる静電容量を有するとよい。
【００１１】
好ましくは、直列圧電共振器は、二以上であり、二以上の直列圧電共振器の内、等価回路上、入力端子側に最も近い第１の直列圧電共振器の静電容量は、出力端子側に最も近い第２の直列圧電共振器の静電容量よりも大きいとよい。
【００１２】
また、本発明は、共用器であって、アンテナ端子と、送信側端子と、受信側端子と、アンテナ端子と送信側端子との間に接続された送信フィルタと、アンテナ端子と受信側端子との間に接続された受信フィルタとを備え、送信フィルタおよび受信フィルタの少なくともいずれか一方は、入力インピーダンスが出力インピーダンスよりも低い圧電フィルタであり、圧電フィルタは、入力端子と、出力端子と、入力端子と出力端子との間に直列に接続された一以上の直列圧電共振器と、入力端子と出力端子との間に並列に接続された二以上の並列圧電共振器とを含み、二以上の並列圧電共振器の内、等価回路上、入力端子側に最も近い第１の並列圧電共振器の静電容量は、出力端子側に最も近い第２の並列圧電共振器の静電容量よりも大きいことを特徴とする。
【００１３】
また、本発明は、通信機器であって、送信側のパワーアンプと、アンテナと、アンテナとパワーアンプとの間に接続された送信フィルタとを備え、送信フィルタは、入力インピーダンスがパワーアンプの出力インピーダンスと共役であり、出力インピーダンスがアンテナ側のインピーダンスと共役である圧電フィルタであり、圧電フィルタは、パワーアンプの出力側とアンテナとの間に直列に接続された一以上の直列圧電共振器と、パワーアンプの出力側とアンテナとの間に並列に接続された二以上の並列圧電共振器とを含み、二以上の並列圧電共振器の内、等価回路上、パワーアンプ側に最も近い第１の並列圧電共振器の静電容量は、アンテナ側に最も近い第２の並列圧電共振器の静電容量よりも大きいことを特徴とする。
【００１４】
また、本発明は、通信機器であって、受信側の低雑音増幅器と、アンテナと、アンテナと低雑音増幅器との間に接続された受信フィルタとを備え、受信フィルタは、入力インピーダンスがアンテナ側のインピーダンスと共役であり、出力インピーダンスが低雑音増幅器の入力インピーダンスと共役である圧電フィルタであり、圧電フィルタは、アンテナと低雑音増幅器の入力側との間に直列に接続された一以上の直列圧電共振器と、アンテナと低雑音増幅器の入力側との間に並列に接続された二以上の並列圧電共振器とを含み、二以上の並列圧電共振器の内、等価回路上、アンテナ側に最も近い第１の並列圧電共振器の静電容量は、低雑音増幅器側に最も近い第２の並列圧電共振器の静電容量よりも大きいことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１５】
本発明の圧電フィルタによれば、入力インピーダンスと出力インピーダンスとを異ならせることができるので、増幅器とフィルタとの間の整合回路を削除することができる。結果、圧電フィルタを必要とする回路およびデバイスの小型化を図ることができる。
【００１６】
また、本発明によれば、通過帯域幅および阻止帯域幅が如何なる値であっても、入力インピーダンスおよび出力インピーダンスが決まれば、通過帯域幅および阻止帯域幅において良好な特性を有する圧電フィルタを設計することができる。したがって、所望の帯域において、損失が低減された圧電フィルタが提供できる。
【００１７】
本発明のこれらおよび他の目的、特徴、局面、効果は、添付図面と照合して、以下の詳細な説明から一層明らかになるであろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら説明する。
【００１９】
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態における圧電フィルタ１の等価回路図である。図１において、圧電フィルタ１は、入力端子１０１ａと、出力端子１０１ｂと、第１の直列圧電共振器１０２ａと、第２の直列圧電共振器１０２ｂと、第３の直列圧電共振器１０２ｃと、第１の並列圧電共振器１０３ａと、第２の並列圧電共振器１０３ｂと、第３の並列圧電共振器１０３ｃと、第１のインダクタ１０４ａと、第２のインダクタ１０４ｂと、第３のインダクタ１０４ｃとを備える。
【００２０】
入力端子１０１ａと出力端子１０１ｂとの間に、第１の直列圧電共振器１０２ａ、第２の直列圧電共振器１０２ｂ、および第３の直列圧電共振器１０２ｃが直列に接続されている。第１の直列圧電共振器１０２ａと第２の直列圧電共振器１０２ｂとの間に、第１の並列圧電共振器１０３ａの一端が配置されている。第２の直列圧電共振器１０２ｂと第３の直列圧電共振器１０２ｃとの間に、第２の並列圧電共振器１０３ｂの一端が配置されている。第３の直列圧電共振器１０２ｃと出力端子１０１ｂとの間に、第３の並列圧電共振器１０３ｃの一端が配置されている。
【００２１】
第１の並列圧電共振器１０３ａにおいて、第１の直列圧電共振器１０２ａと接続されていない側には、第１のインダクタ１０４ａがグランドとの間に配置されている。第２の並列圧電共振器１０３ｂにおいて、第２の直列圧電共振器１０２ｂと接続されていない側には、第２のインダクタ１０４ｂがグランドとの間に配置されている。第３の並列圧電共振器１０３ｃにおいて、第３の直列圧電共振器１０２ｃと接続されていない側には、第３のインダクタ１０４ｃがグランドとの間に配置されている。
【００２２】
第１の直列圧電共振器１０２ａは、静電容量がＣｓ１であり、共振周波数がｆｓ１である。第２の直列圧電共振器１０２ｂは、静電容量がＣｓ２であり、共振周波数がｆｓ２である。第３の直列圧電共振器１０２ｃは、静電容量がＣｓ３であり、共振周波数がｆｓ３である。第１の並列圧電共振器１０３ａは、静電容量がＣｐ１であり、共振周波数がｆｐ１である。第２の並列圧電共振器１０３ｂは、静電容量がＣｐ２であり、共振周波数がｆｐ２である。第３の並列圧電共振器１０３ｃは、静電容量がＣｐ３であり、共振周波数がｆｐ３である。第１のインダクタ１０４ａのインダクタンス値は、Ｌ１である。第２のインダクタ１０４ｂのインダクタンス値は、Ｌ２である。第３のインダクタ１０４ｃのインダクタンス値は、Ｌ３である。
【００２３】
図２は、図１における圧電共振器単体の断面構造の一例を示す図である。図２では、圧電共振器の例として、薄膜弾性波共振器２０９を示す。薄膜弾性波共振器２０９は、基板２０１と、空洞キャビティ２０２と、絶縁体層２０３と、下部電極２０４と、圧電体層２０５と、上部電極２０６とを含む。
【００２４】
空洞キャビティ２０２は、シリコンやガラス基板などからなる基板２０１内に設けられた貫通もしくは非貫通の穴である。絶縁体層２０３は、二酸化珪素（ＳｉＯ2）又は窒化珪素（Ｓｉ3Ｎ4）などからなり、空洞キャビティ２０２を覆うように形成されている。下部電極２０４は、モリブデン（Ｍｏ）又はアルミニウム（Ａｌ）又は銀（Ａｇ）又はタングステン（Ｗ）又は白金（Ｐｔ）などから形成されている。圧電体層２０５は、窒化アルミニウム（ＡｌＮ）又は窒化亜鉛（ＺｎＯ）又はニオブ酸リチウム（ＬｉＮｂＯ3）又はタンタル酸リチウム（ＬｉＴａＯ3）又はニオブ酸カリウム（ＫＮｂＯ3）などから形成されている。上部電極２０６は、モリブデン（Ｍｏ）又はアルミニウム（Ａｌ）又は銀（Ａｇ）又はタングステン（Ｗ）又は白金（Ｐｔ）などから形成されている。
【００２５】
絶縁体層２０３、下部電極２０４、圧電体層２０５、上部電極２０６の順に形成されることによって、振動部２０７が構成される。振動部２０７は、基板２０１と接する部分である支持部２０８によって、基板２０１に固定されている。
【００２６】
この薄膜弾性波共振器２０９において、上部電極２０６と下部電極２０４とに電圧を印加することによって、圧電体層２０５に電界が発生する。これによって起こる歪みが、機械的な振動として励振される。この振動が電気的な共振、または反共振特性へと変換される。
【００２７】
直列圧電共振器１０２ａ，１０２ｂ，１０２ｃを含む直列共振回路の共振周波数と、並列圧電共振器１０３ａ，１０３ｂ，１０３ｃを含む並列共振回路の反共振周波数とを略一致させることにより、図１における圧電フィルタ１は、反共振周波数と共振周波数との差によって決まる帯域幅を有したバンドパスフィルタとなる。
【００２８】
本発明者は、各圧電共振器の静電容量および共振周波数、各インダクタのインダクタンス値（等価回路定数）を以下のような条件（第１の設定値）に設定して、シミュレーションを行った。
【００２９】
（第１の設定値）
Ｃｓ１＝２．８６ｐＦ、Ｃｓ２＝０．８８ｐＦ、Ｃｓ３＝０．９２ｐＦ、Ｃｐ１＝１４．４９ｐＦ、Ｃｐ２＝５．２９ｐＦ、Ｃｐ３＝２．０８ｐＦ、ｆｓ１＝１９７９．９ＭＨｚ、ｆｓ２＝１８８７．５ＭＨｚ、ｆｓ３＝１８８６．０ＭＨｚ、ｆｐ１＝１８６６．８ＭＨｚ、ｆｐ２＝１８２５．７ＭＨｚ、ｆｐ３＝１８４１．２ＭＨｚ、Ｌ１＝１．４９ｎＨ、Ｌ２＝０．０８ｎＨ、Ｌ３＝１．４７ｎＨである。また、各直列圧電共振器１０２ａ，１０２ｂ，１０２ｃ、および各並列圧電共振器１０３ａ，１０３ｂ，１０３ｃにおいて、反共振周波数と共振周波数との差が５０ＭＨｚである。
【００３０】
図３Ａは、入力端子１０１ａにおける特性インピーダンスが１０オームの場合の反射特性を周波数に対する振幅変化によって示すグラフである。図３Ｂは、入力端子１０１ａにおける特性インピーダンスが１０オームの場合（１０オームで正規化した場合）の反射特性を示すスミスチャートである。図４Ａは、出力端子１０１ｂにおける特性インピーダンスが５０オームの場合の反射特性を周波数に対する振幅変化によって示すグラフである。図４Ｂは、出力端子１０１ｂにおける特性インピーダンスが５０オームの場合（５０オームで正規化した場合）の反射特性を示すスミスチャートである。図５は、圧電フィルタ１の通過特性を示すグラフである。図３Ａ，３Ｂ，４Ａ，４Ｂ，５では、上述した第１の設定値が用いられている。
【００３１】
図３Ｂに示すスミスチャートにおいて、マーカー３０１は、１８５０ＭＨｚでの圧電フィルタ１のインピーダンスを示している。図４Ｂに示すスミスチャートにおいて、マーカー４０１は、１８５０ＭＨｚでの圧電フィルタ１のインピーダンスを示している。マーカー３０１および４０１はスミスチャートの中心にので、１８５０ＭＨｚにおいて、第１の設定値を用いたときの圧電フィルタ１は、反射率が０に近いインピーダンスを有しているといえる。
【００３２】
図３Ｂに示すスミスチャートにおいて、マーカー３０２は、１９１０ＭＨｚでの圧電フィルタ１のインピーダンスを示している。図４Ｂに示すスミスチャートにおいて、マーカー４０２は、１９１０ＭＨｚでの圧電フィルタ１のインピーダンスを示している。マーカー３０２および４０２はスミスチャートの中心に近いので、１９１０ＭＨｚにおいて、第１の設定値を用いたときの圧電フィルタ１は、反射率が０に近いインピーダンスを有しているといえる。
【００３３】
図３Ｂに示すスミスチャートにおいて、マーカー３０３は、１８８０ＭＨｚでの圧電フィルタ１のインピーダンスを示している。図４Ｂに示すスミスチャートにおいて、マーカー４０３は、１８８０ＭＨｚでの圧電フィルタ１のインピーダンスを示している。マーカー３０３および４０３はスミスチャートの中心に近いので、１８８０ＭＨｚにおいて、第１の設定値を用いたときの圧電フィルタ１は、反射率が０に近いインピーダンスを有しているといえる。
【００３４】
以上のことより、１８５０〜１９１０ＭＨｚにおいて、第１の設定値を用いた圧電フィルタ１は、入力端子１０１ａでインピーダンスが１０オームに略整合し、出力端子１０１ｂでインピーダンスが５０オームに略整合することが分かる。したがって、図５に示すように、第１の設定値を用いた圧電フィルタ１は、１８５０〜１９１０ＭＨｚの信号を低損失で伝送することができる。
【００３５】
一方、図５に示すように、第１の設定値を用いた圧電フィルタ１は、１９３０〜１９９０ＭＨｚの信号を大きく減衰することができる。
【００３６】
以上のように、第１の設定値を用いた圧電フィルタ１は、通過帯域（１８５０〜１９１０ＭＨｚ）において低損失で信号を伝送し、阻止帯域（１９３０〜１９９０ＭＨｚ）において信号を大きく減衰させるフィルタ特性を有することとなる。
【００３７】
米国のデジタル携帯電話であるＰＣＳ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  Ｓｅｒｖｉｃｅｓ）帯では、送信帯域が１８５０〜１９１０ＭＨｚであり、受信帯域が１９３０〜１９９０ＭＨｚであるので、第１の設定値を用いた圧電フィルタ１は、ＰＣＳ帯のデジタル携帯電話に有用である。
【００３８】
上記第１の設定値における特徴は、並列圧電共振器１０３ａ、１０３ｂおよび１０３ｃの静電容量Ｃｐ１、Ｃｐ２およびＣｐ３が入力端子１０１ａに近い側から出力端子１０１ｂに近づくにしたがって順に小さくなっている点である。すなわち、Ｃｐ１＞Ｃｐ２＞Ｃｐ３の関係が成立している点が特徴である。これにより、入力インピーダンスが出力インピーダンスより小さく、所望通過帯域では低損失特性、所望阻止帯域では高減衰特性の圧電フィルタが実現される。
【００３９】
また、このとき、直列圧電共振器１０２ａ，１０２ｂ，１０２ｃの静電容量Ｃｓ１、Ｃｓ２、Ｃｓ３は、Ｃｓ１＞Ｃｓ３＞Ｃｓ２の関係となっている。
【００４０】
なお、図２に示した圧電共振器の層構成は一例であり、上部電極２０６の上側にパッシベーション膜として圧電体層や絶縁体層を薄く付したり、圧電体層２０５と上部電極２０６または下部電極２０４との間に絶縁層を設けたりしても同様の効果が得られる。本発明において、圧電共振器の層構成は、これに限るものではない。
【００４１】
なお、圧電フィルタの段数は、図１に示した例に限るものではない。並列圧電共振器の静電容量が出力端子１０１ｂから入力端子１０１ａに向かうに従って順に大きくなるのであれば、直列圧電共振器の段数や並列圧電共振器の段数が図１に示した例以外であっても、同様の効果が得られる。
【００４２】
（第２の実施形態）
第２の実施形態において、圧電フィルタの等価回路は、第１の実施形態と同様であるので、図１を援用する。
【００４３】
本発明者は、各圧電共振器の静電容量および共振周波数、各インダクタのインダクタンス値（等価回路定数）を以下のような条件（第２の設定値）に設定して、シミュレーションを行った。
【００４４】
（第２の設定値）
Ｃｓ１＝３．０６ｐＦ、Ｃｓ２＝１．１２ｐＦ、Ｃｓ３＝０．９７ｐＦ、Ｃｐ１＝９．９５ｐＦ、Ｃｐ２＝４．８６ｐＦ、Ｃｐ３＝２．３５ｐＦ、ｆｓ１＝１９９０．０ＭＨｚ、ｆｓ２＝１８８３．３ＭＨｚ、ｆｓ３＝１８８４．０ＭＨｚ、ｆｐ１＝１８６９．７ＭＨｚ、ｆｐ２＝１８２０．２ＭＨｚ、ｆｐ３＝１８３７．４ＭＨｚ、Ｌ１＝１．５０ｎＨ、Ｌ２＝０．０１ｎＨ、Ｌ３＝１．４８ｎＨである。また、各直列圧電共振器１０２ａ，１０２ｂ，１０２ｃおよび各並列圧電共振器１０３ａ，１０３ｂ，１０３ｃにおいて、反共振周波数と共振周波数との差が５０ＭＨｚである。
【００４５】
第２の設定値に示すように、第２の実施形態に係る圧電フィルタでは、並列圧電共振器１０３ａ、１０３ｂおよび１０３ｃの静電容量Ｃｐ１、Ｃｐ２およびＣｐ３を、Ｃｐ１＞Ｃｐ２＞Ｃｐ３と入力端子１０１ａに近い側から出力端子１０１ｂに近づく順に小さくした。さらに、直列圧電共振器１０２ａ、１０２ｂおよび１０２ｃの静電容量Ｃｓ１、Ｃｓ２およびＣｓ３を、Ｃｓ１＞Ｃｓ２＞Ｃｓ３と、入力端子１０１ａに近い側から出力端子１０１ｂに近づく順に小さくした。
【００４６】
図６Ａは、入力端子１０１ａにおける特性インピーダンスが１０オームの場合の反射特性を周波数に対する振幅変化によって示すグラフである。図６Ｂは、入力端子１０１ａにおける特性インピーダンスが１０オームの場合（１０オームで正規化した場合）の反射特性を示すスミスチャートである。図７Ａは、出力端子１０１ｂにおける特性インピーダンスが５０オームの場合の反射特性を周波数に対する振幅変化によって示すグラフである。図７Ｂは、出力端子１０１ｂにおける特性インピーダンスが５０オームの場合（５０オームで正規化した場合）の反射特性を示すスミスチャートである。図８は、圧電フィルタ１の通過特性を示すグラフである。図６Ａ，６Ｂ，７Ａ，７Ｂ，８では、上述した第２の設定値が用いられている。
【００４７】
図６Ｂおよび図７Ｂに示すスミスチャートにおいて、マーカー６０１および７０１は１８５０ＭＨｚ（ＰＣＳの送信側の通過帯域の低域端）のときのインピーダンスを、マーカー６０２および７０２は１９１０ＭＨｚ（ＰＣＳの送信側の通過帯域の高域端）のときのインピーダンスを、マーカー６０３および７０３は１８８０ＭＨｚ（ＰＣＳの送信側の通過帯域の中心）のときのインピーダンスを示している。
【００４８】
図６Ａ、６Ｂ、７Ａ、７Ｂ、８に示すように、直列圧電共振器１０２ａ，１０２ｂ，１０２ｃの静電容量を出力端子１０１ｂから入力端子１０１ａに近づくに従い大きくし、並列圧電共振器１０３ａ，１０３ｂ，１０３ｃの静電容量を出力端子１０１ｂから入力端子１０１ａに近づくに従い大きくする。これによって、ＰＣＳの通過帯域（１８５０〜１９１０ＭＨｚ）において、入力端子１０１ａではインピーダンスが１０オームに略整合され、出力端子１０１ｂではインピーダンスが５０オームに略整合され、低損失で信号を伝送し、阻止帯域である受信帯域（１９３０〜１９９０ＭＨｚ）では大きく信号を減衰させることができるＰＣＳ帯の送信用の圧電フィルタが実現される。
【００４９】
（第３の実施形態）
第３の実施形態において、圧電フィルタの等価回路は、第１の実施形態と同様であるので、図１を援用する。
【００５０】
本発明者は、各圧電共振器の静電容量および共振周波数、各インダクタのインダクタンス値を以下のような条件（第３の設定値）に設定して、シミュレーションを行った。
【００５１】
（第３の設定値）
Ｃｓ１＝３．３４ｐＦ、Ｃｓ２＝０．７２ｐＦ、Ｃｓ３＝０．８１ｐＦ、Ｃｐ１＝１８．０８ｐＦ、Ｃｐ２＝４．２２ｐＦ、Ｃｐ３＝２．２０ｐＦ、ｆｓ１＝１９７９．０ＭＨｚ、ｆｓ２＝１８８７．２ＭＨｚ、ｆｓ３＝１８８４．６ＭＨｚ、ｆｐ１＝１８９２．８ＭＨｚ、ｆｐ２＝１８２４．０ＭＨｚ、ｆｐ３＝１８３５．５ＭＨｚ、Ｌ１＝１．４３ｎＨ、Ｌ２＝０．０１ｎＨ、Ｌ３＝１．５０ｎＨである。また、各直列圧電共振器１０２ａ，１０２ｂ，１０２ｃおよび各並列圧電共振器１０３ａ，１０３ｂ，１０３ｃにおいて、反共振周波数と共振周波数との差が５０ＭＨｚである。
【００５２】
第３の設定値に示すように、第３の実施形態に係る圧電フィルタでは、並列圧電共振器１０３ａ，１０３ｂ，１０３ｃの静電容量Ｃｐ１、Ｃｐ２、Ｃｐ３を、Ｃｐ１＞Ｃｐ２＞Ｃｐ３と入力端子１０１ａに近い側から出力端子１０１ｂに近づく順に小さくした。
【００５３】
図９Ａは、入力端子１０１ａにおける特性インピーダンスが５オームの場合の反射特性を周波数に対する振幅変化によって示すグラフである。図９Ｂは、入力端子１０１ａにおける特性インピーダンスが５オームの場合（５オームで正規化した場合）の反射特性を示すスミスチャートである。図１０Ａは、出力端子１０１ｂにおける特性インピーダンスが５０オームの場合の反射特性を周波数に対する振幅変化によって示すグラフである。図１０Ｂは、出力端子１０１ｂにおける特性インピーダンスが５０オームの場合（５０オームで正規化した場合）の反射特性を示すスミスチャートである。図１１は、圧電フィルタ１の通過特性を示すグラフである。図９Ａ，９Ｂ，１０Ａ，１０Ｂ，１１では、上述した第３の設定値が用いられている。
【００５４】
図９Ｂおよび図１０Ｂに示すスミスチャートにおいて、マーカー９０１および１００１は１８５０ＭＨｚ（ＰＣＳの送信側の通過帯域の低域端）のときのインピーダンスを、マーカー９０２および１００２は１９１０ＭＨｚ（ＰＣＳの送信側の通過帯域の高域端）のときのインピーダンスを、マーカー９０３および１００３は１８８０ＭＨｚ（ＰＣＳの送信側の通過帯域の中心）のときのインピーダンスを示している。
【００５５】
図９Ａ、９Ｂ、１０Ａ、１０Ｂ、１１に示すように、並列圧電共振器１０３ａ，１０３ｂ，１０３ｃの静電容量を出力端子１０１ｂから入力端子１０１ａに近づくに従い大きくする。これによって、ＰＣＳの通過帯域（１８５０〜１９１０ＭＨｚ）において、入力端子１０１ａではインピーダンスが５オームに略整合され、出力端子１０１ｂではインピーダンスが５０オームに略整合され、低損失で信号を伝送し、阻止帯域である受信帯域（１９３０〜１９９０ＭＨｚ）では大きく信号を減衰させることができるＰＣＳ帯の送信用の圧電フィルタが実現される。
【００５６】
なお、本発明の圧電フィルタは、５オームや１０オーム等の固有のインピーダンスに限るものではない。本発明の圧電フィルタは、入力インピーダンスが５オームから５０オームの間のいずれの値であっても、圧電フィルタ内の各素子の値（圧電フィルタ定数）を適切な値に設定することによって実現できる。
【００５７】
本発明の圧電フィルタは、パワーアンプの出力側に接続されることが想定される。したがって、パワーアンプの出力インピーダンスに応じて、圧電フィルタの入力インピーダンスを決定すればよい。
【００５８】
すなわち、本発明の圧電フィルタを製造するためには、パワーアンプの出力インピーダンスと共役の入力インピーダンスを有する圧電フィルタを設計すればよい。設計手順はたとえば以下のようである。圧電フィルタの入力インピーダンスが決定したら、等価回路定数を適当な値に設定し、入力インピーダンスで正規化したスミスチャートおよび出力インピーダンスで正規化したスミスチャートを作成する。これらのスミスチャートにおいて、所望の通過帯域での反射率がゼロに近く、所望の阻止帯域での反射率が大きければ、設定した等価回路定数は適切であるといえる。もし、所望の通過帯域での反射率がゼロに近くなく、阻止帯域での反射率も大きくなければ、設定した等価回路定数は適切ではなかったといえる。したがって、新たな等価回路定数を設定して、同様にスミスチャートを作成し、反射率を観察する。このようにして、適切な反射率を得ることができる等価回路定数が求まったら、当該等価回路定数を用いた圧電フィルタが、所望の入力インピーダンスおよび出力インピーダンス、ならびに所望の通過帯域および阻止帯域において、低損失かつ高減衰特性が得られる圧電フィルタとなる。
【００５９】
第１〜第３の実施形態において共通するのは、並列圧電共振器１０３ａ、１０３ｂ、１０３ｃの静電容量Ｃｐ１、Ｃｐ２、Ｃｐ３が入力端子１０１ａに近い側から出力端子１０１ｂに近づくにしたがって順に小さくなっている点である。すなわち、Ｃｐ１＞Ｃｐ２＞Ｃｐ３と設定されている点である。したがって、本発明の圧電フィルタを設計する際、等価回路上、圧電フィルタ内における並列圧電共振器の静電容量が入力端子に近い順に出力端子に近づくにしたがって順に小さくなるように、圧電フィルタ定数を選ぶとよい。これによって、所望の入力インピーダンスおよび出力インピーダンス、ならびに所望の通過帯域および阻止帯域において、低損失かつ高減衰特性が得られる圧電フィルタが得られる。
【００６０】
また、第１および第３の実施形態では、Ｃｓ１＞Ｃｓ３＞Ｃｓ２の関係が成立しているのに対して、第２の実施形態では、Ｃｓ１＞Ｃｓ２＞Ｃｓ３の関係が成立している。したがって、並列圧電共振器の静電容量が入力端子側から出力端子側に向かうに従って小さくなっていれば、直列圧電共振器の静電容量がどのように設定されていても、発明の効果が得られることが分かる。ただし、好ましくは、第１〜第３の実施形態における直列圧電共振器の静電容量は、等価回路上、入力端子側の静電容量が出力端子側の静電容量よりも大きい、すなわち、Ｃｓ１＞Ｃｓ３であるとよい。さらに、直列圧電共振器は、等価回路上、入力端子側から出力端子側に向かうに従って順に小さくなる静電容量を有しているとよい。
【００６１】
（第４の実施形態）
図１２は、第４の実施形態に係る圧電フィルタ４の等価回路図である。第４の実施形態に係る圧電フィルタ４は、３段のπ型の圧電フィルタである。
【００６２】
図１２において、圧電フィルタ４は、入力端子１２０１ａと、出力端子１２０１ｂと、直列圧電共振器１２０２と、第１の並列圧電共振器１２０３ａと、第２の並列圧電共振器１２０３ｂと、第１のインダクタ１２０４ａと、第２のインダクタ１２０４ｂとを備える。
【００６３】
入力端子１２０１ａと出力端子１２０１ｂとの間に、直列圧電共振器１２０２が接続されている。入力端子１２０１ａと直列圧電共振器１２０２との間に、第１の並列圧電共振器１２０３ａの一端が接続されている。第１の並列圧電共振器１２０３ａの他端は、第１のインダクタ１２０４ａを介して接地されている。直列圧電共振器１２０２と出力端子１２０１ｂとの間に、第２の並列圧電共振器１２０３ｂの一端が接続されている。第２の並列圧電共振器１２０３ｂの他端は、第２のインダクタ１２０４ｂを介して接地されている。
【００６４】
本発明者は、各圧電共振器の静電容量および共振周波数、各インダクタのインダクタンス値（等価回路定数）を以下のような条件（第４の設定値）に設定して、シミュレーションを行った。
【００６５】
（第４の設定値）
直列圧電共振器１２０２の静電容量Ｃｓが２．３６ｐＦ、第１の並列圧電共振器１２０３ａの静電容量Ｃｐ１が１４．９３ｐＦ、第２の並列圧電共振器１２０３ｂの静電容量Ｃｐ２が２６．６６ｐＦ、直列圧電共振器１２０２の共振周波数ｆｓが１９４４．６ＭＨｚ、第１の並列圧電共振器１２０３ａの共振周波数ｆｐ１が１８４８．５ＭＨｚ、第２の並列圧電共振器１２０３ｂの共振周波数ｆｐ２が１８８３．６ＭＨｚ、第１のインダクタ１２０４ａのインダクタンス値Ｌ１が１．１９ｎＨ、第２のインダクタ１２０４ｂのインダクタンス値Ｌ２が１．７６ｎＨである。また、直列圧電共振器１２０２および各並列圧電共振器１２０３ａ，１２０３ｂにおいて、反共振周波数と共振周波数との差が５０ＭＨｚである。
【００６６】
第４の設定値に示すように、第４の実施形態に係る圧電フィルタ４では、第１の並列圧電共振器１２０３ａの静電容量Ｃｐ１は、第２の並列圧電共振器１２０３ｂの静電容量Ｃｐ２より大きくなっている。すなわち、Ｃｐ１＞Ｃｐ２である。
【００６７】
図１３Ａは、入力端子１２０１ａにおける特性インピーダンスが１０オームの場合の反射特性を周波数に対する振幅変化によって示すグラフである。図１３Ｂは、入力端子１２０１ａにおける特性インピーダンスが１０オームの場合（１０オームで正規化した場合）の反射特性を示すスミスチャートである。図１４Ａは、出力端子１２０１ｂにおける特性インピーダンスが５０オームの場合の反射特性を周波数に対する振幅変化によって示すグラフである。図１４Ｂは、出力端子１２０１ｂにおける特性インピーダンスが５０オームの場合（５０オームで正規化した場合）の反射特性を示すスミスチャートである。図１５は、圧電フィルタ４の通過特性を示すグラフである。図１３Ａ，１３Ｂ，１４Ａ，１４Ｂ，１５では、上述した第４の設定値が用いられている。
【００６８】
図１３Ｂおよび図１４Ｂに示すスミスチャートにおいて、マーカー１３０１および１４０１は１８５０ＭＨｚ（ＰＣＳの送信側の通過帯域の低域端）のときのインピーダンスを、マーカー１３０２および１４０２は１９１０ＭＨｚ（ＰＣＳの送信側の通過帯域の高域端）のときのインピーダンスを、マーカー１３０３および１４０３は１８８０ＭＨｚ（ＰＣＳの送信側の通過帯域の中心）のときのインピーダンスを示している。
【００６９】
図１３Ａ、１３Ｂ、１４Ａ、１４Ｂ、１５に示すように、第１の並列圧電共振器１２０３ａの静電容量Ｃｐ１を第２の並列圧電共振器１２０３ｂの静電容量Ｃｐ２よりも大きくする。これによって、通過帯域（１８５０〜１９１０ＭＨｚ）において、入力端子１２０１ａではインピーダンスが１０オームに略整合され、出力端子１２０１ｂではインピーダンスが５０オームに略整合され、低損失で信号を伝送したフィルタ特性が実現されている。ただし、図１５に示すように、圧電フィルタにおける圧電共振器の段数が３段と少ないため、阻止帯域（１９３０〜１９９０ＭＨｚ）の減衰量が大きくない。しかし、入出力インピーダンスを異ならせた圧電フィルタが実現できている。
【００７０】
第４の実施形態によって、少なくとも、入力端子側に最も近い並列圧電共振器の静電容量が出力端子側に最も近い並列圧電共振器の静電容量よりも大きければ、低損失で信号を伝送することができる圧電フィルタが提供されることが分かる。したがって、並列圧電共振器を三以上有する圧電フィルタにおいて、両端以外の並列圧電共振器の静電容量は、入力端子側の並列圧電共振器の静電容量よりも小さくてもよいし、大きくてもよい。すなわち、図１に示すような例では、Ｃｐ１＞Ｃｐ３＞Ｃｐ２であってもよいし、Ｃｐ２＞Ｃｐ１＞Ｃｐ３であってもよい。
【００７１】
なお、圧電フィルタの段数は、図１２に示した例に限られるものではない。所望フィルタ特性および阻止帯域減衰量によりフィルタ段数は決定され、３段以上の圧電フィルタにおいても同様の効果が得られる。
【００７２】
（第５の実施形態）
図１６は、第５の実施形態に係る圧電フィルタ５の等価回路図である。第５の実施形態に係る圧電フィルタ５は、３段のＴ型の圧電フィルタである。図１６において、圧電フィルタ５は、入力端子１６０１ａと、出力端子１６０１ｂと、第１の直列圧電共振器１６０２ａと、第２の直列圧電共振器１６０２ｂと、並列圧電共振器１６０３と、インダクタ１６０４とを備える。
【００７３】
入力端子１６０１ａと出力端子１６０１ｂとの間に、第１の直列圧電共振器１６０２ａおよび第２の直列圧電共振器１６０２ｂが直列に接続されている。第１の直列圧電共振器１６０２ａと第２の直列圧電共振器１６０２ｂとの間には、並列圧電共振器１６０３の一端が接続されている。並列圧電共振器１６０３の他端は、インダクタ１６０４を介して接地されている。
【００７４】
本発明者は、各圧電共振器の静電容量および共振周波数、各インダクタのインダクタンス値（等価回路定数）を以下のような条件（第５の設定値）に設定して、シミュレーションを行った。
【００７５】
（第５の設定値）
第１の直列圧電共振器１６０２ａの静電容量Ｃｓ１が２．４５ｐＦ、第２の直列圧電共振器１６０２ｂの静電容量Ｃｓ２が１．７５ｐＦ、並列圧電共振器１６０３の静電容量Ｃｐが６．１２ｐＦ、第１の直列圧電共振器１６０２ａの共振周波数ｆｓ１が１９８７．７ＭＨｚ、第２の直列圧電共振器１６０２ｂの共振周波数ｆｓ２が１８８７．４ＭＨｚ、並列圧電共振器１６０３の共振周波数ｆｐが１８９５．６ＭＨｚ、インダクタ１６０４のインダクタンス値Ｌが２．６１ｎＨである。また、直列圧電共振器１６０２ａ，１６０２ｂおよび並列圧電共振器１６０３において、反共振周波数と共振周波数との差が５０ＭＨｚである。
【００７６】
第５の設定値に示すように、第５の実施形態に係る圧電フィルタ５では、第１の直列圧電共振器１６０２ａの静電容量Ｃｓ１は、第２の直列圧電共振器１６０２ｂの静電容量Ｃｓ２より大きくなっている。すなわち、Ｃｓ１＞Ｃｓ２である。
【００７７】
図１７Ａは、入力端子１６０１ａにおける特性インピーダンスが１０オームの場合の反射特性を周波数に対する振幅変化によって示すグラフである。図１７Ｂは、入力端子１６０１ａにおける特性インピーダンスが１０オームの場合（１０オームで正規化した場合）の反射特性を示すスミスチャートである。図１８Ａは、出力端子１６０１ｂにおける特性インピーダンスが５０オームの場合の反射特性を周波数に対する振幅変化によって示すグラフである。図１８Ｂは、出力端子１６０１ｂにおける特性インピーダンスが５０オームの場合（５０オームで正規化した場合）の反射特性を示すスミスチャートである。図１９は、圧電フィルタ５の通過特性を示すグラフである。図１７Ａ，１７Ｂ，１８Ａ，１８Ｂ，１９では、上述した第５の設定値が用いられている。
【００７８】
図１７Ｂおよび図１８Ｂに示すスミスチャートにおいて、マーカー１７０１および１８０１は１８５０ＭＨｚ（ＰＣＳの送信側の通過帯域の低域端）のときのインピーダンスを、マーカー１７０２および１８０２は１９１０ＭＨｚ（ＰＣＳの送信側の通過帯域の高域端）のときのインピーダンスを、マーカー１７０３および１８０３は１８８０ＭＨｚ（ＰＣＳの送信側の通過帯域の中心）のときのインピーダンスを示している。
【００７９】
図１７Ａ、１７Ｂ、１８Ａ、１８Ｂ、１９に示すように、第１の直列圧電共振器１６０２ａの静電容量Ｃｓ１を第２の直列圧電共振器１６０２ｂの静電容量Ｃｓ２よりも大きくする。これによって、通過帯域（１８５０〜１９１０ＭＨｚ）において、入力端子１６０１ａではインピーダンスが１０オームに略整合され、出力端子１６０１ｂではインピーダンスが５０オームに略整合され、低損失で信号を伝送したフィルタ特性が実現されている。ただし、圧電フィルタ回路における圧電共振器の段数が３段と少ないため、阻止帯域（１９３０〜１９９０ＭＨｚ）の減衰量が大きくない。しかし、入出力インピーダンスを異ならせた圧電フィルタが実現できている。
【００８０】
第５の実施形態によって、少なくとも、入力端子側に最も近い直列圧電共振器の静電容量が出力端子側に最も近い直列圧電共振器の静電容量よりも大きければ、低損失で信号を伝送することができる圧電フィルタが提供されることが分かる。したがって、直列圧電共振器を三以上有する圧電フィルタにおいて、両端以外の直列圧電共振器の静電容量は、入力端子側の直列圧電共振器の静電容量よりも小さくてもよいし、大きくてもよい。すなわち、図１に示すような例では、Ｃｓ１＞Ｃｓ３＞Ｃｓ２であってもよいし、Ｃｓ２＞Ｃｓ１＞Ｃｓ３であってもよい。
【００８１】
なお、圧電フィルタの段数は、図１６に示した例に限られるものではない。所望フィルタ特性および阻止帯域減衰量によりフィルタ段数は決定され、３段以上の圧電フィルタにおいても同様の効果が得られる。
【００８２】
（第６の実施形態）
図２０は、第６の実施形態に係る圧電フィルタ６の等価回路図である。図２０において、圧電フィルタ６は、入力端子２００１ａと、出力端子２００１ｂと、第１の直列圧電共振器２００２ａと、第２の直列圧電共振器２００２ｂと、第３の直列圧電共振器２００２ｃと、第１の並列圧電共振器２００３ａと、第２の並列圧電共振器２００３ｂと、第１のインダクタ２００４ａと、第２のインダクタ２００４ｂと、バイパス圧電共振器２００５とを備える。
【００８３】
入力端子２００１ａから出力端子２００１ｂまでの間に、直列に、第１の直列圧電共振器２００２ａ、第２の直列圧電共振器２００２ｂ、第３の直列圧電共振器２００２ｃが順に接続されている。第１の直列圧電共振器２００２ａと第２の直列圧電共振器２００２ｂとの間に、第１の並列圧電共振器２００３ａの一端が配置されている。第１の並列圧電共振器２００３ａの他端は、第１のインダクタ２００４ａを介して接地されている。第２の直列圧電共振器２００２ｂと第３の直列圧電共振器２００２ｃとの間に、第２の並列圧電共振器２００３ｂの一端が配置されている。第２の並列圧電共振器２００３ｂの他端は、第２のインダクタ２００４ｂを介して接地されている。第１の並列圧電共振器２００３ａと第１のインダクタ２００４ａの接続点と、第２の並列圧電共振器２００３ｂと第２のインダクタ２００４ｂの接続点との間に、バイパス圧電共振器２００５が接続されている。
【００８４】
本発明者は、各圧電共振器の静電容量および共振周波数、各インダクタのインダクタンス値（等価回路定数）を以下のような条件（第６の設定値）に設定して、シミュレーションを行った。
【００８５】
（第６の設定値）
第１の直列圧電共振器２００２ａの静電容量Ｃｓ１が１．９１ｐＦ、第２の直列圧電共振器２００２ｂの静電容量Ｃｓ２が０．５１ｐＦ、第３の直列圧電共振器２００２ｃの静電容量Ｃｓ３が１．００ｐＦ、第１の並列圧電共振器２００３ａの静電容量Ｃｐ１が１．８９ｐＦ、第２の並列圧電共振器２００３ｂの静電容量Ｃｐ２が１．５０ｐＦ、バイパス圧電共振器２００５の静電容量Ｃｂが１．１８ｐＦ、第１の直列圧電共振器２００２ａの共振周波数ｆｓ１が２１３７．２ＭＨｚ、第２の直列圧電共振器２００２ｂの共振周波数ｆｓ２が２２０３．１ＭＨｚ、第３の直列圧電共振器２００２ｃの共振周波数ｆｓ３が２１４４．９ＭＨｚ、第１の並列圧電共振器２００３ａの共振周波数ｆｐ１が２０９０．１ＭＨｚ、第２の並列圧電共振器２００３ｂの共振周波数ｆｐ２が２１２１．６ＭＨｚ、バイパス圧電共振器２００５の共振周波数ｆｂが１９５０ＭＨｚ、第１のインダクタ２００４ａのインダクタンス値Ｌ１が０．６３ｎＨ、第２のインダクタ２００４ｂのインダクタンス値Ｌ２が２．９７ｎＨである。また、各直列圧電共振器２００２ａ，２００２ｂ，２００２ｃ、各並列圧電共振器２００３ａ，２００３ｂ、およびバイパス圧電共振器２００５において、反共振周波数と共振周波数との差が５０ＭＨｚである。当該圧電フィルタ６は、第３世代携帯電話の仕様であるＵＭＴＳ（Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  Ｓｙｓｔｅｍ）における受信フィルタとなる。
【００８６】
第６の設定値に示すように、第６の実施形態に係る圧電フィルタ６では、第１の並列圧電共振器２００３ａの静電容量Ｃｐ１は、第２の並列圧電共振器２００３ｂの静電容量Ｃｐ２より大きくなっている。すなわち、Ｃｐ１＞Ｃｐ２である。さらに、直列圧電共振器２００２ａ，２００２ｂ，２００２ｃの静電容量Ｃｓ１，Ｃｓ２，Ｃｓ３の内、入力端子２００１ａに近い静電容量Ｃｓ１を出力端子２００１ｂに近い静電容量Ｃｓ２より大きくなっている。
【００８７】
図２１Ａは、入力端子２００１ａにおける特性インピーダンスが５０オームの場合の反射特性を周波数に対する振幅変化によって示すグラフである。図２１Ｂは、入力端子２００１ａにおける特性インピーダンスが５０オームの場合（５０オームで正規化した場合）の反射特性を示すスミスチャートである。図２２Ａは、出力端子２００１ｂにおける特性インピーダンスが１５０オームの場合の反射特性を周波数に対する振幅変化によって示すグラフである。図２２Ｂは、出力端子２００１ｂにおける特性インピーダンスが１５０オームの場合（１５０オームで正規化した場合）の反射特性を示すスミスチャートである。図２３は、圧電フィルタ６の通過特性を示すグラフである。図２１Ａ，２１Ｂ，２２Ａ，２２Ｂ，２３では、上述した第６の設定値が用いられている。
【００８８】
図２１Ｂおよび図２２Ｂに示すスミスチャートにおいて、マーカー２１０１および２２０１は２１１０ＭＨｚ（ＵＭＴＳの受信側の通過帯域の低域端）のときのインピーダンスを、マーカー２１０２および２２０２は２１７０ＭＨｚ（ＵＭＴＳの受信側の通過帯域の高域端）のときのインピーダンスを、マーカー２１０３および２２０３は２１４０ＭＨｚ（ＵＭＴＳの受信側の通過帯域の中心）のときのインピーダンスを示している。
【００８９】
図２１Ａ、２１Ｂ、２２Ａ、２２Ｂ、２３に示すように、第１の並列圧電共振器２００３ａの静電容量Ｃｐ１を第２の並列圧電共振器２００３ｂの静電容量Ｃｐ２よりも大きくする。これによって、通過帯域（２１１０〜２１７０ＭＨｚ）において、入力端子２００１ａではインピーダンスが５０オームに略整合され、出力端子２００１ｂではインピーダンスが１５０オームに略整合され、低損失で信号を伝送し、阻止帯域である送信帯域（１９２０〜１９８０ＭＨｚ）では大きく信号を減衰したフィルタ特性が実現される。
【００９０】
このように、第６の実施形態によれば、本発明は、パワーアンプの後段に接続される送信フィルタだけでなく、ＬＮＡ（Ｌｏｗ  Ｎｏｉｓｅ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ：低雑音増幅器）の前段に接続される受信フィルタにも適用可能である。
【００９１】
受信フィルタに用いる場合の設計手順は、たとえば、以下のようである。受信フィルタに用いる場合、受信フィルタの出力インピーダンスがＬＮＡの入力インピーダンスと共役となるように圧電フィルタを設計すればよい。圧電フィルタの出力インピーダンスが決定したら、等価回路定数を適当な値に設定し、入力インピーダンスで正規化したスミスチャートおよび出力インピーダンスで正規化したスミスチャートを作成する。これらのスミスチャートにおいて、所望の通過帯域で反射率がゼロに近く、所望の阻止帯域で反射率が大きければ、設定した等価回路定数は適切であるといえる。
【００９２】
もし、所望の通過帯域での反射率がゼロに近くなく、阻止帯域での反射率も大きくなければ、設定した等価回路定数は適切ではなかったといえる。したがって、新たな等価回路定数を設定して、同様にスミスチャートを作成し、反射率を観察する。このようにして、適切な反射率を得ることができる等価回路定数が求まったら、当該等価回路定数を用いた圧電フィルタが、所望の入力インピーダンスおよび出力インピーダンス、ならびに所望の通過帯域および阻止帯域において、低損失かつ高減衰特性が得られる圧電フィルタとなる。等価定数回路は、圧電フィルタ内における並列圧電共振器の静電容量が入力端子に近い順に出力端子に近づくにしたがって順に小さくなるように、選ばれるとよい。
【００９３】
本発明の圧電フィルタは、ＵＭＴＳ以外の通信システムの受信フィルタにも適用できる。
【００９４】
第４〜６の実施形態によって、本発明は、ラダー型のフィルタ回路に限るものではないことが分かる。
【００９５】
なお、上記実施形態では、ＰＣＳやＵＭＴＳの通信システムにおける送信フィルタまたは受信フィルタを提供したが、ＰＣＳやＵＭＴＳ以外の通信システムであっても、本発明を適用することは当然可能である。ＰＣＳやＵＭＴＳ以外の通信システムへ如何にして適用するかは、設計上の問題である。
【００９６】
（第７の実施形態）
第７の実施形態では、圧電共振器の代わりに、弾性表面波共振器を用いた場合の圧電フィルタについて説明する。第７の実施形態における圧電フィルタの等価回路は、第６の実施形態の場合と同様であるので、図２０を援用する。
【００９７】
図２４Ａは、図２０に示す等価回路を有する、弾性表面波共振器を用いた圧電フィルタの構成を示す図である。図２４Ａにおいて、図２０に示す素子と同様の機能を有する部分については、同一の参照符号を付している。
【００９８】
弾性表面波共振器は、圧電基板上に、インターディジタルトランスデューサ（ＩＤＴ）電極と反射器電極とを伝搬方向に対して近接配置することによって構成される。図２４Ｂは、弾性表面波共振器の構成を示す図である。図２４Ｂにおいて、弾性表面波共振器は、圧電基板２４１１上に形成された櫛型電極から構成されるＩＤＴ電極２４１２と、その両側に配置される反射器電極２４１３、２４１４とを含む構成である。ＩＤＴ電極２４１２により励振された波は、反射器電極２４１３、２４１４により閉じ込められ、エネルギー閉じ込め型の共振器を実現する。ここで、ＩＤＴ電極２４１２を構成する櫛型電極２４１２ａ、２４１２ｂは、弾性表面波共振器単体の入出力電極に対応する。圧電基板２４１１には、ＬｉＴａＯ３、ＬｉＮｂＯ３、水晶などが用いられる。また、ＩＤＴ電極２４１２、反射器電極２４１３、２４１４には、Ａｌ、Ｔｉ、Ｃｕ、Ａｌ−Ｃｕなどが用いられる。特に、送信フィルタに適用する場合には、ＩＤＴ電極２４１２は、耐電力性に優れた電極材料を用いるのが好ましい。
【００９９】
第７の実施形態において、圧電フィルタの等価回路定数は、第６の設定値と同一とする。ただし、弾性表面波共振器の共振周波数に関しては、電極指ピッチやメタライゼーションレシオ、あるいは電極膜厚等を調整することによって、所望のフィルタ特性を得るために最適に設定されている。
【０１００】
このように、圧電フィルタに弾性表面波共振器を用いたとしても、第６の実施形態と同様の効果を得ることができる。すなわち、圧電共振器は、図２に示すような薄膜圧電共振器に限らず、弾性表面波共振器であってもよい。
【０１０１】
第１〜第５の実施形態においても、圧電共振器を弾性表面波共振器に置き換えても、同様の効果が得られる。
【０１０２】
本発明の圧電共振器は、入力端子と出力端子との間に直列に接続された一以上の直列圧電共振器と、入力端子と出力端子との間に並列に接続された二以上の並列圧電共振器とを備えていればよい。
【０１０３】
上記第１〜第７の実施形態では、圧電フィルタにおける並列圧電共振器の数が３以下の場合を例にとって説明した。したがって、入力端子側に近い第１の並列圧電共振器は、入力端子側に最も近い並列圧電共振器であった。また、出力端子側に近い第２の並列圧電共振器は、出力端子側に最も近い並列圧電共振器であった。しかし、並列圧電共振器の数が、４以上となった場合、入力端子側に近い第１の並列圧電共振器は、入力端子側に最も近い並列圧電共振器であるとは限らず、また、出力端子側に近い第２の並列圧電共振器は、出力端子側に最も近い並列圧電共振器であるとは限らない。
【０１０４】
本発明では、入力端子側に近い第１の並列圧電共振器の静電容量が出力端子側に近い第２の並列圧電共振器の静電容量よりも大きいという条件さえ満たせば、入出力インピーダンスを異ならせることができる。したがって、本発明では、第１の並列圧電共振器は、入力端子に最も近い並列圧電共振器に限定されるものではない。また、第２の並列圧電共振器は、出力端子に最も近い並列圧電共振器に限定されるものではない。同様のことは、直列圧電共振器にも言える。すなわち、入力端子側に近い第１の直列圧電共振器の静電容量が出力端子側に近い第２の直列圧電共振器の静電容量よりも大きいという条件さえ満たせば、本発明の効果は得られる。
【０１０５】
（第８の実施形態）
第８の実施形態では、第１〜第７の実施形態に係る圧電フィルタを用いた共用器について説明する。
【０１０６】
図２５Ａは、第８の実施形態に係る共用器２５００の構成を示すブロック図である。図２５Ａにおいて、共用器２５００は、送信端子２５０１と、受信端子２５０２と、アンテナ端子２５０３と、送信フィルタ２５０４と、移相回路２５０５と、受信フィルタ２５０６とを備える。
【０１０７】
送信端子２５０１と受信端子２５０２との間には、送信フィルタ２５０４、移相回路２５０５、および受信フィルタ２５０６が順に配置されている。送信フィルタ２５０４と移相回路２５０５との間に、アンテナ端子２５０３が接続されている。
【０１０８】
送信フィルタ２５０４および受信フィルタ２５０６の少なくとも一方は、第１〜第７の実施形態に係る圧電フィルタである。
【０１０９】
アンテナ端子２５０３側の特性インピーダンスおよび送信端子２５０１側の特性インピーダンスに合わせて、第１〜第７の実施形態に示したようにして、送信フィルタを設計すればよい。
【０１１０】
また、アンテナ端子２５０３側の特性インピーダンスおよび受信端子２５０２側の特性インピーダンスに合わせて、第１〜第７の実施形態に示したようにして、受信フィルタを設計すればよい。
【０１１１】
なお、第８の実施形態に係る圧電フィルタを用いた共用器は、図２５Ｂに示すような構成としてもよい。図２５Ｂは、第８の実施形態に係る共用器２５００ｂの構成を示すブロック図である。図２５Ｂにおいて、共用器２５００ｂは、受信端子２５０２の代わりに、受信端子２５０２ａと、受信端子２５０２ｂとを備える。
【０１１２】
共用器２５００ｂは、送信フィルタ２５０４又は受信フィルタ２５０６に第１〜第７の実施形態に係る圧電フィルタを用いることにで高インピーダンスでの出力が可能となる。このため、共用器２５００ｂは、バランス出力が容易となり、ノイズに強い共振器を実現することができる。
【０１１３】
（第９の実施形態）
第９の実施形態では、第１〜第７の実施形態に係る圧電フィルタを用いた通信機器について説明する。
【０１１４】
図２６は、第９の実施形態に係る通信機器２６００の構成を示すブロック図である。図２６において、通信機器２６００は、送信端子２６０１と、ベースバンド部２６０２と、パワーアンプ２６０３と、送信フィルタ２６０４と、アンテナ２６０５と、受信フィルタ２６０６と、ＬＮＡ２６０７と、受信端子２６０８とを備える。
【０１１５】
送信端子２６０１から入力した信号は、ベースバンド部２６０２を通って、パワーアンプ２６０３で増幅され、送信フィルタ２６０４を通ってフィルタリングされ、アンテナ２６０５から電波として送信される。アンテナ２６０５で受信された信号は、受信フィルタ２６０６を通ってフィルタリングされ、ＬＮＡ２６０７によって増幅され、ベースバンド部２６０２を通って受信端子２６０８に伝達される。
【０１１６】
送信フィルタ２６０４および受信フィルタ２６０６の少なくともいずれか一方は、第１〜第７の実施形態に係る圧電フィルタである。
【０１１７】
すなわち、通信機器２６００の送信フィルタ２６０４は、入力インピーダンスがパワーアンプ２６０３の出力インピーダンスと共役であり、出力インピーダンスがアンテナ２６０５側のインピーダンスと共役である圧電フィルタである。当該圧電フィルタは、第１〜第７の実施形態と同様、パワーアンプ２６０３の出力側とアンテナ２６０５との間に直列に接続された一以上の直列圧電共振器と、パワーアンプ２６０３の出力側とアンテナ２６０５との間に並列に接続された二以上の並列圧電共振器とを含む。二以上の並列圧電共振器の内、等価回路上、パワーアンプ２６０３側に近い第１の並列圧電共振器の静電容量は、アンテナ２６０５側に近い第２の並列圧電共振器の静電容量よりも大きい。
【０１１８】
または、通信機器２６００の受信フィルタ２６０６は、入力インピーダンスがアンテナ２６０５側のインピーダンスと共役であり、出力インピーダンスがＬＮＡ２６０７の入力インピーダンスと共役である圧電フィルタである。当該圧電フィルタは、第１〜第７の実施形態と同様、アンテナ２６０５とＬＮＡ２６０７の入力側との間に直列に接続された一以上の直列圧電共振器と、アンテナ２６０５とＬＮＡ２６０７の入力側との間に並列に接続された二以上の並列圧電共振器とを含む。二以上の並列圧電共振器の内、等価回路上、アンテナ２６０５側に近い第１の並列圧電共振器の静電容量は、ＬＮＡ２６０７側に近い第２の並列圧電共振器の静電容量よりも大きい。
【０１１９】
ここでは、送信フィルタ２６０４および受信フィルタ２６０６の両方が、第１〜第７の実施形態に係る圧電フィルタであったとする。
【０１２０】
一般に、アンテナ２６０５側の特性インピーダンスは５０オームである。一方、パワーアンプ２６０３の出力側の特性ンピーダンスは、５０オームよりも小さい。また、ＬＮＡ２６０７の入力側の特性ンピーダンスは、５０オームよりも大きい。従来の通信回路であれば、パワーアンプと送信フィルタとの間に整合回路を設ける必要があり、また、ＬＮＡと受信フィルタとの間に整合回路を設ける必要がある。
【０１２１】
しかし、通信機器２６００は、第１〜第７の実施形態に係る圧電フィルタを送信フィルタ２６０４に用いているので、アンテナ２６０５側の特性インピーダンスを５０オームにし、パワーアンプ２６０３側の特性インピーダンスを５０オームよりも小さく（たとえば、５オームや１０オーム）することができ、かつ送信帯域を通過させ、受信帯域を阻止することができる。さらに、通信機器２６００は、第１〜第７の実施形態に係る圧電フィルタを受信フィルタ２６０６に用いているので、アンテナ２６０５側の特性インピーダンスを５０オームにし、ＬＮＡ２６０７側の特性インピーダンスを５０オームよりも大きく（たとえば、１５０オーム）することができ、かつ受信帯域を通過させ、送信帯域を阻止することができる。
【０１２２】
したがって、第９の実施形態によれば、整合回路を設けなくてもよいので、小型の通信機器が提供されることとなる。
【０１２３】
なお、第９の実施形態では、パワーアンプ２６０３の後段またはＬＮＡ２６０７の前段に本発明の圧電フィルタを用いることとしたが、圧電フィルタが用いられる箇所は、これに限られるものではない。
【０１２４】
（第１０の実施形態）
第１０の実施形態では、第９の実施形態とは異なる通信機器について説明する。
【０１２５】
図２７は、第１０の実施形態に係る通信機器２７００の構成を示すブロック図である。図２７において、通信機器２７００は、送受信を同時に行う無線ブロックと、送受信を時間で切替える無線ブロックとが共存した構成となっている。送受信を同時に行う無線ブロックの一例として、ＵＭＴＳ（Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  Ｓｙｓｔｅｍ）無線ブロック２７０１を用いて、送受信を時間で切替える無線ブロックの一例としてＧＳＭ（Ｇｌｏｂａｌ  Ｓｙｓｔｅｍ  ｆｏｒ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）無線ブロック２７０２を用いて、第１０の実施形態に係る通信機器２７００の動作について説明する。
【０１２６】
アンテナ２７０３側において、各無線ブロック２７０１、２７０２は、スイッチ２７０４により分けられる。さらに、ＧＳＭ無線ブロック２７０２の送受信もスイッチ２７０４により分けられる。
【０１２７】
ＵＭＴＳの送信系において、送信端子２７０５から入力した信号は、ベースバンド部２７０６を通って、パワーアンプ２７０７で増幅され、共用器２７０８を形成する送信フィルタ２７０９を通ってフィルタリングされ、スイッチ２７０４に形成されたＵＭＴＳ送受信端子２７１０、およびアンテナ端子２７１１を介して、アンテナ２７０３から電波として送信される。ＵＭＴＳの受信系において、アンテナ２７０３から受信した信号は、アンテナ端子２７１１とＵＭＴＳ送受信端子２７１０とを通って、共用器２７０８を形成する受信フィルタ２７１２を通ってフィルタリングされ、ＬＮＡ２７１３によって増幅され、ベースバンド部２７０６を通って受信端子２７１４に伝達される。
【０１２８】
また、同様にＧＳＭの送信系において、送信端子２７１５から入力した信号は、ベースバンド部２７０６を通って、パワーアンプ２７１６で増幅され、送信フィルタ２７１７を通ってフィルタリングされ、スイッチ２７０４に形成されたＧＳＭ送信端子２７１８およびアンテナ端子２７１１を通って、アンテナ２７０３から電波として送信される。ＧＳＭの受信系において、アンテナ２７０３から受信した信号は、アンテナ端子２７１１とＧＳＭ受信端子２７１９とを通って、受信フィルタ２７２０を通ってフィルタリングされ、ＬＮＡ２７２１によって増幅され、ベースバンド部２７０６を通って受信端子２７２２に伝達される。
【０１２９】
送信フィルタ２７０９、受信フィルタ２７１２、送信フィルタ２７１７、および受信フィルタ２７２０の少なくともいずれか一方は、第１〜第７の実施形態に係る圧電フィルタである。これによって、第１０の実施形態によれば、整合回路を省略することができるので、小型の通信機器が提供されることとなる。
【０１３０】
なお、第１０の実施形態では、パワーアンプ２７０７、２７１６の後段、またはＬＮＡ２７１３、２７２１の前段に本発明の圧電フィルタを用いることとしたが、圧電フィルタが用いられる箇所は、これに限られるものではない。
【０１３１】
以上、本発明を詳細に説明してきたが、前述の説明はあらゆる点において本発明の例示にすぎず、その範囲を限定しようとするものではない。本発明の範囲を逸脱することなく種々の改良や変形を行うことができることは言うまでもない。
【産業上の利用可能性】
【０１３２】
本発明にかかる圧電フィルタは、小型であり、所望阻止帯域における高減衰量および通過帯域内の低損失特性を有し、携帯電話や無線ＬＡＮなどの移動体通信端末における無線回路内のフィルタ等として有用である。また仕様に応じて無線基地局用のフィルタ等の用途にも応用できる。
【図面の簡単な説明】
【０１３３】
【図１】本発明の第１の実施形態における圧電フィルタ１の等価回路図
【図２】図１における圧電共振器単体の断面構造の一例を示す図
【図３Ａ】入力端子１０１ａにおける特性インピーダンスが１０オームの場合の反射特性を周波数に対する振幅変化によって示すグラフ
【図３Ｂ】入力端子１０１ａにおける特性インピーダンスが１０オームの場合（１０オームで正規化した場合）の反射特性を示すスミスチャート
【図４Ａ】出力端子１０１ｂにおける特性インピーダンスが５０オームの場合の反射特性を周波数に対する振幅変化によって示すグラフ
【図４Ｂ】出力端子１０１ｂにおける特性インピーダンスが５０オームの場合（５０オームで正規化した場合）の反射特性を示すスミスチャート
【図５】圧電フィルタ１の通過特性を示すグラフ
【図６Ａ】入力端子１０１ａにおける特性インピーダンスが１０オームの場合の反射特性を周波数に対する振幅変化によって示すグラフ
【図６Ｂ】入力端子１０１ａにおける特性インピーダンスが１０オームの場合（１０オームで正規化した場合）の反射特性を示すスミスチャート
【図７Ａ】出力端子１０１ｂにおける特性インピーダンスが５０オームの場合の反射特性を周波数に対する振幅変化によって示すグラフ
【図７Ｂ】出力端子１０１ｂにおける特性インピーダンスが５０オームの場合（５０オームで正規化した場合）の反射特性を示すスミスチャート
【図８】圧電フィルタ１の通過特性を示すグラフ
【図９Ａ】入力端子１０１ａにおける特性インピーダンスが５オームの場合の反射特性を周波数に対する振幅変化によって示すグラフ
【図９Ｂ】入力端子１０１ａにおける特性インピーダンスが５オームの場合（５オームで正規化した場合）の反射特性を示すスミスチャート
【図１０Ａ】出力端子１０１ｂにおける特性インピーダンスが５０オームの場合の反射特性を周波数に対する振幅変化によって示すグラフ
【図１０Ｂ】出力端子１０１ｂにおける特性インピーダンスが５０オームの場合（５０オームで正規化した場合）の反射特性を示すスミスチャート
【図１１】圧電フィルタ１の通過特性を示すグラフ
【図１２】第４の実施形態に係る圧電フィルタ４の等価回路図
【図１３Ａ】入力端子１２０１ａにおける特性インピーダンスが１０オームの場合の反射特性を周波数に対する振幅変化によって示すグラフ
【図１３Ｂ】入力端子１２０１ａにおける特性インピーダンスが１０オームの場合（１０オームで正規化した場合）の反射特性を示すスミスチャート
【図１４Ａ】出力端子１２０１ｂにおける特性インピーダンスが５０オームの場合の反射特性を周波数に対する振幅変化によって示すグラフ
【図１４Ｂ】出力端子１２０１ｂにおける特性インピーダンスが５０オームの場合（５０オームで正規化した場合）の反射特性を示すスミスチャート
【図１５】圧電フィルタ４の通過特性を示すグラフ
【図１６】第５の実施形態に係る圧電フィルタ５の等価回路図
【図１７Ａ】入力端子１６０１ａにおける特性インピーダンスが１０オームの場合の反射特性を周波数に対する振幅変化によって示すグラフ
【図１７Ｂ】入力端子１６０１ａにおける特性インピーダンスが１０オームの場合（１０オームで正規化した場合）の反射特性を示すスミスチャート
【図１８Ａ】出力端子１６０１ｂにおける特性インピーダンスが５０オームの場合の反射特性を周波数に対する振幅変化によって示すグラフ
【図１８Ｂ】出力端子１６０１ｂにおける特性インピーダンスが５０オームの場合（５０オームで正規化した場合）の反射特性を示すスミスチャート
【図１９】圧電フィルタ５の通過特性を示すグラフ
【図２０】第６の実施形態に係る圧電フィルタ６の等価回路図
【図２１Ａ】入力端子２００１ａにおける特性インピーダンスが５０オームの場合の反射特性を周波数に対する振幅変化によって示すグラフ
【図２１Ｂ】入力端子２００１ａにおける特性インピーダンスが５０オームの場合（５０オームで正規化した場合）の反射特性を示すスミスチャート
【図２２Ａ】出力端子２００１ｂにおける特性インピーダンスが１５０オームの場合の反射特性を周波数に対する振幅変化によって示すグラフ
【図２２Ｂ】出力端子２００１ｂにおける特性インピーダンスが１５０オームの場合（１５０オームで正規化した場合）の反射特性を示すスミスチャート
【図２３】圧電フィルタ６の通過特性を示すグラフ
【図２４Ａ】図２０に示す等価回路を有する、弾性表面波共振器を用いた圧電フィルタの構成を示す図
【図２４Ｂ】弾性表面波共振器の構成を示す図
【図２５Ａ】第８の実施形態に係る共用器２５００の構成を示すブロック図
【図２５Ｂ】第８の実施形態に係る共用器２５００ｂの構成を示すブロック図
【図２６】第９の実施形態に係る通信機器２６００の構成を示すブロック図
【図２７】第１０の実施形態に係る通信機器２７００の構成を示すブロック図
【図２８】従来の圧電フィルタの周辺回路を示すブロック図
【図２９】入力側のインピーダンスと出力側のインピーダンスとが異なる従来のフィルタを示す図
【符号の説明】
【０１３４】
１，４，５，６  圧電フィルタ
１０１ａ  入力端子
１０１ｂ  出力端子
１０２ａ  第１の直列圧電共振器
１０２ｂ  第２の直列圧電共振器
１０２ｃ  第３の直列圧電共振器
１０３ａ  第１の並列圧電共振器
１０３ｂ  第２の並列圧電共振器
１０３ｃ  第３の並列圧電共振器
１０４ａ  第１のインダクタ
１０４ｂ  第２のインダクタ
１０４ｃ  第３のインダクタ
２０１  基板
２０２  空洞キャビティ
２０３  絶縁体層
２０４  下部電極
２０５  圧電体層
２０６  上部電極
２０７  振動部
２０８  支持部
２０９  薄膜弾性波共振器
３０１  スミスチャート上の１８５０ＭＨｚにおけるマーカー
３０２  スミスチャート上の１９１０ＭＨｚにおけるマーカー
３０３  スミスチャート上の１８８０ＭＨｚにおけるマーカー
４０１  スミスチャート上の１８５０ＭＨｚにおけるマーカー
４０２  スミスチャート上の１９１０ＭＨｚにおけるマーカー
４０３  スミスチャート上の１８８０ＭＨｚにおけるマーカー
６０１  スミスチャート上の１８５０ＭＨｚにおけるマーカー
６０２  スミスチャート上の１９１０ＭＨｚにおけるマーカー
６０３  スミスチャート上の１８８０ＭＨｚにおけるマーカー
７０１  スミスチャート上の１８５０ＭＨｚにおけるマーカー
７０２  スミスチャート上の１９１０ＭＨｚにおけるマーカー
７０３  スミスチャート上の１８８０ＭＨｚにおけるマーカー
９０１  スミスチャート上の１８５０ＭＨｚにおけるマーカー
９０２  スミスチャート上の１９１０ＭＨｚにおけるマーカー
９０３  スミスチャート上の１８８０ＭＨｚにおけるマーカー
１００１  スミスチャート上の１８５０ＭＨｚにおけるマーカー
１００２  スミスチャート上の１９１０ＭＨｚにおけるマーカー
１００３  スミスチャート上の１８８０ＭＨｚにおけるマーカー
１２０１ａ  入力端子
１２０１ｂ  出力端子
１２０２  直列圧電共振器
１２０３ａ  第１の並列圧電共振器
１２０３ｂ  第２の並列圧電共振器
１２０４ａ  第１のインダクタ
１２０４ｂ  第２のインダクタ
１３０１  スミスチャート上の１８５０ＭＨｚにおけるマーカー
１３０２  スミスチャート上の１９１０ＭＨｚにおけるマーカー
１３０３  スミスチャート上の１８８０ＭＨｚにおけるマーカー
１４０１  スミスチャート上の１８５０ＭＨｚにおけるマーカー
１４０２  スミスチャート上の１９１０ＭＨｚにおけるマーカー
１４０３  スミスチャート上の１８８０ＭＨｚにおけるマーカー
１６０１ａ  入力端子
１６０１ｂ  出力端子
１６０２ａ  第１の直列圧電共振器
１６０２ｂ  第２の直列圧電共振器
１６０３  並列圧電共振器
１６０４  インダクタ
１７０１  スミスチャート上の１８５０ＭＨｚにおけるマーカー
１７０２  スミスチャート上の１９１０ＭＨｚにおけるマーカー
１７０３  スミスチャート上の１８８０ＭＨｚにおけるマーカー
１８０１  スミスチャート上の１８５０ＭＨｚにおけるマーカー
１８０２  スミスチャート上の１９１０ＭＨｚにおけるマーカー
１８０３  スミスチャート上の１８８０ＭＨｚにおけるマーカー
２００１ａ  入力端子
２００１ｂ  出力端子
２００２ａ  第１の直列圧電共振器
２００２ｂ  第２の直列圧電共振器
２００２ｃ  第３の直列圧電共振器
２００３ａ  第１の並列圧電共振器
２００３ｂ  第２の並列圧電共振器
２００４ａ  第１のインダクタ
２００４ｂ  第２のインダクタ
２００５  バイパス圧電共振器
２１０１  スミスチャート上の２１１０ＭＨｚにおけるマーカー
２１０２  スミスチャート上の２１７０ＭＨｚにおけるマーカー
２１０３  スミスチャート上の２１４０ＭＨｚにおけるマーカー
２２０１  スミスチャート上の２１１０ＭＨｚにおけるマーカー
２２０２  スミスチャート上の２１７０ＭＨｚにおけるマーカー
２２０３  スミスチャート上の２１４０ＭＨｚにおけるマーカー
２４１１  圧電基板
２４１２  ＩＤＴ電極
２４１３，２４１４  反射器電極
２５００，２５００ｂ  共用器
２５０１  送信端子
２５０２  受信端子
２５０３  アンテナ端子
２５０４  送信フィルタ
２５０５  移相回路
２５０６  受信フィルタ
２６００  通信機器
２６０１  送信端子
２６０２  ベースバンド部
２６０３  パワーアンプ
２６０４  送信フィルタ
２６０５  アンテナ
２６０６  受信フィルタ
２６０７  ＬＮＡ
２６０８  受信端子
２７００  通信機器
２７０１，２７０２  無線ブロック
２７０３  アンテナ
２７０４  スイッチ
２７０５，２７１５  送信端子
２７０６  ベースバンド部
２７０７，２７１６  パワーアンプ（ＰＡ）
２７０８  共用器
２７０９，２７１７  送信フィルタ
２７１０  ＵＭＴＳ送受信端子
２７１１  アンテナ端子
２７１２，２７２０  受信フィルタ
２７１３，２７２１  ＬＮＡ
２７１４，２７２２  受信端子
２７１８  ＧＳＭ送信端子
２７１９  ＧＳＭ受信端子
【図１】
2008532334.tif 000003
【図２】
2008532334.tif 000004
【図３Ａ】
2008532334.tif 000005
【図３Ｂ】
2008532334.tif 000006
【図４Ａ】
2008532334.tif 000007
【図４Ｂ】
2008532334.tif 000008
【図５】
2008532334.tif 000009
【図６Ａ】
2008532334.tif 000010
【図６Ｂ】
2008532334.tif 000011
【図７Ａ】
2008532334.tif 000012
【図７Ｂ】
2008532334.tif 000013
【図８】
2008532334.tif 000014
【図９Ａ】
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【図９Ｂ】
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【図１０Ａ】
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【図１０Ｂ】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３Ａ】
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【図１３Ｂ】
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【図１４Ａ】
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【図１４Ｂ】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７Ａ】
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【図１７Ｂ】
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【図１８Ａ】
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【図１８Ｂ】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１Ａ】
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【図２１Ｂ】
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【図２２Ａ】
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【図２２Ｂ】
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【図２３】
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【図２４Ａ】
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【図２４Ｂ】
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【図２５Ａ】
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【図２５Ｂ】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【国際調査報告】
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