(57)【要約】【解決手段】  照明負荷への電力量の供給を調整する装置および方法を開示する。電力量の供給源から電気波形が受信される。前記受信された波形の振幅の二乗に基づいて積分値が生成される。前記積分値が閾値を超えるまで前記負荷に電力量が供給される。その後、前記負荷への電力量の供給は停止される。【選択図】      図４
2008503069.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力量の供給源から照明負荷への電力量の供給を調整する調光器であって、
前記電力量の供給源と連結するようになっている入力と、前記負荷と連結するようになっている出力と、制御入力とを含む制御自在な導電装置と、
前記制御自在な導電装置の入力または出力のいずれかに連結される入力と、前記制御自在な導電装置の制御入力に連結される出力とを有する制御回路と
を有し、
この制御回路は、
電気波形を受信し、
前記電気波形の振幅の二乗を表す信号を積分することにより積分値を生成し、
前記積分値が閾値を超えたかどうかを測定し、
前記積分値が前記閾値を超えたと測定されるまで前記負荷に電力量を供給させる
ことを有するものである、
調光器。
【請求項２】
請求項１記載の調光器において、前記制御回路は、前記積分電圧が前記閾値を超えたという測定に基づき前記負荷への電力量の供給を停止させることがさらに可能である。
【請求項３】
請求項１記載の調光器において、前記閾値は前記負荷と関連する輝度に基づくものである。
【請求項４】
請求項１記載の調光器において、前記電気波形は交流波形である。
【請求項５】
請求項４記載の調光器において、前記閾値は、前記交流波形の半周期の間、前記負荷に供給されるべきエネルギー量を表すものである。
【請求項６】
請求項４記載の調光器において、前記制御回路は、前記交流波形のゼロ交差を特定し、前記ゼロ交差を起点とするある時間に関する前記積分値を計算することがさらに可能である。
【請求項７】
請求項１記載の調光器において、前記制御回路は、前記電気波形の振幅の二乗を表す振幅を有する二乗振幅波形を積分することがさらに可能である。
【請求項８】
請求項１記載の調光器において、前記制御回路は、前記電気波形の振幅の関数として変化する動作周期を有するパルス波形を積分することがさらに可能である。
【請求項９】
請求項１記載の調光器において、前記制御回路は、各々が前記電気波形の瞬時振幅に基づくパルス幅およびパルス振幅を有する一連のパルスを有するパルス波形を積分することがさらに可能である。
【請求項１０】
請求項９記載の調光器において、各々の前記パルスは、のこぎり波形および前記電気波形の振幅の絶対値を表す振幅を有する波形の比較に基づくパルス幅およびパルス振幅を有するものである。
【請求項１１】
電力量の供給源から照明負荷への電力量の供給を調整する調光器であって、この調光器は、
前記電力量の供給源と連結するように構成された入力と、前記負荷と連結するように構成された出力と、制御信号とを含む制御自在な導電装置と、
前記制御自在な導電装置の入力または出力のいずれかに連結された入力と、前記制御自在な導電装置の制御入力に連結された出力とを有する制御回路と
を有し、
前記制御回路は、
のこぎり波形を生成するのこぎり波生成回路と、
電気波形の前記振幅の絶対値を表す振幅および前記のこぎり波形を有する絶対値波形を受信し、前記絶対値波形および前記のこぎり波の比較に基づく電圧二乗パルス列を出力する第１の比較回路と、
前記電圧二乗パルス列を受信し、前記電圧二乗パルス列に基づく積分信号を生成する積分回路と、
前記積分信号を受信し、前記積分信号および閾値の比較に基づき制御信号を出力する第２の比較回路と
を有し、
前記制御自在な導電装置は前記制御信号に応答して前記負荷への電力量の供給を調整するものである、
調光器。
【請求項１２】
請求項１１記載の調光器において、前記積分回路は公称周波数を有するパルス波形を受信し、前記電圧二乗パルス列および前記パルス波形に基づき、前記積分信号を生成するものである。
【請求項１３】
請求項１１記載の調光器において、前記積分信号はある振幅を有し、前記制御信号は前記積分信号の振幅が閾値よりも小さい時に第１の状態を有し、前記積分信号の振幅が前記閾値を超える時に第２の状態を有するものである。
【請求項１４】
請求項１３記載の調光器において、前記制御回路は、前記第２の比較回路の出力に連結された入力と、前記制御自在な導電装置の制御入力に連結された出力とを有する駆動回路をさらに有し、前記駆動回路は前記第１の状態に応答して前記負荷に電力量を供給させ、前記第２の状態に応答して電力量の供給を停止させるものである。
【請求項１５】
請求項１１記載の調光器において、前記電気波形は交流波形である。
【請求項１６】
請求項１５記載の調光器において、この調光器は、さらに、
前記交流波形を受信し、前記絶対値波形を生成する整流回路を有するものである。
【請求項１７】
電力量の供給源から照明負荷への電力量の供給を調整する調光器であって、
前記電力量の供給源に連結するように構成された入力と、前記負荷に連結するように構成された出力と、制御信号とを含む制御自在な導電装置と、
前記制御自在な導電装置の入力または出力のいずれかに連結された入力と、前記制御自在な導電装置の制御入力に連結された出力とを有する制御回路と
を有し、
この制御回路は、
前記電気波形の振幅の絶対値を表す振幅を有する絶対値波形を受信し、二乗振幅波形を生成する乗算器と、
前記乗算器から前記二乗振幅波形を受信し、前記二乗振幅波形に基づいて積分信号を生成する積分回路と、
前記積分信号を受信し、前記積分信号および閾値の比較に基づいて制御信号を出力する比較回路と
を有し、
前記制御自在な導電装置は、前記制御信号に応答して前記負荷への電力量の供給を調整するものである、
調光器。
【請求項１８】
請求項１７記載の調光器において、前記二乗振幅波形は前記絶対値波形の振幅を二乗することによって形成されるものである。
【請求項１９】
請求項１８記載の調光器において、前記乗算器は２つの信号入力を有する乗算器集積回路を有し、前記絶対値波形は前記乗算器集積回路の前記２つの信号入力の各々に提供されるものである。
【請求項２０】
請求項１７記載の調光器において、前記電気波形は交流波形である。
【請求項２１】
請求項２０記載の調光器において、この調光器は、さらに、
前記交流波形を受信し、前記絶対値波形を生成する整流回路を有するものである。
【請求項２２】
照明負荷への電力量の供給を調整する調光器であって、
前記負荷への電力量の供給を調整する制御自在な導電装置と、
受信された電気波形の振幅の二乗の積分を表す積分値に基づき、閾値量の電力量が前記負荷に供給されたか決定し、当該決定に基づいて前記制御自在な導電装置に前記負荷への電力量の供給を調整させるようにプログラムされたマイクロコントローラと
を有する調光器。
【請求項２３】
請求項２２記載の調光器において、前記受信された電気波形は交流波形であって、前記調光器は、
前記マイクロコントローラに前記交流波形のゼロ交差を特定するゼロクロス信号を提供する計数形検波器をさらに有し、
前記マイクロコントローラは、前記ゼロ交差において、前記制御自在な導電装置に前記負荷への電力量の供給を開始させるものである。
【請求項２４】
請求項２３記載の調光器において、この調光器は、さらに、
前記マイクロコントローラに前記交流波形の振幅の絶対値に基づく振幅を有する整流波形を提供する整流回路を有するものである。
【請求項２５】
請求項２４記載の調光器において、前記マイクロコントローラは周期的に前記整流波形をサンプリングして複数のサンプル値を取得し、前記サンプル値を二乗して複数の二乗サンプル値を取得し、前記二乗サンプル値を累算して累算値を取得し、前記累算値を前記負荷に供給されるべきエネルギー量を表す閾値と比較するものである。
【請求項２６】
請求項２５記載の調光器において、前記累算値が前記閾値を超えると、前記マイクロコントローラは前記制御自在な導電装置に前記負荷への電力量の供給を停止させる信号を出力するものである。
【請求項２７】
照明負荷への電力量の供給を調整する方法であって、
電気波形を受信する工程と、
前記受信した電気波形の振幅の二乗の積分を表す積分値を生成する工程と、
前記積分値から、閾値量の電力量が前記負荷に供給されたかどうかを決定する工程と、
少なくとも前記閾値量のエネルギーが前記負荷に供給されたと決定されるまで前記負荷に電力量を供給させる工程と
を有する方法。
【請求項２８】
請求項２７記載の方法において、この方法は、さらに、
前記閾値量のエネルギーが前記負荷に供給されたという決定に基づき、前記負荷への前記電力量の供給を停止させる工程を有するものである。
【請求項２９】
請求項２７記載の方法において、前記閾値は前記負荷と関連する輝度に基づくものである。
【請求項３０】
請求項２７記載の方法において、前記受信された電気波形は交流波形であって、前記閾値量のエネルギーは、前記交流波形の半周期の間に前記負荷に供給されるべきエネルギー量を表すものである。
【請求項３１】
請求項３０記載の方法において、この方法は、さらに、
前記交流波形のゼロ交差を特定する工程と、
前記ゼロ交差を起点とするある時間に関する前記積分値を生成する工程と
を有するものである。
【請求項３２】
請求項２７記載の方法において、前記積分値を生成する工程は、前記受信された電気波形の振幅の二乗を表す振幅を有する二乗振幅波形を積分する工程を有するものである。
【請求項３３】
請求項２７記載の方法において、前記積分値を生成する工程は、前記受信された電気波形の振幅の関数として変化する動作周期を有するパルス波形を積分する工程を有するものである。
【請求項３４】
請求項２７記載の方法において、前記積分値を生成する工程は、各々が前記受信された電気波形の瞬時振幅に基づくパルス幅とパルス振幅を有する一連のパルスを有するパルス波形を積分する工程を有するものである。
【請求項３５】
請求項３４記載の方法において、各々の前記パルスは、のこぎり波形および前記受信された電気波形の振幅の絶対値を表す振幅を有する波形の比較に基づくパルス幅およびパルス振幅を有するものである。
【請求項３６】
照明負荷への電力量の供給を調整する方法であって、
電気波形を受信する工程と、
前記受信された電気波形の振幅の二乗を表す信号を積分することによって積分値を生成する工程と、
前記積分値が閾値を超えたかどうかを決定する工程と、
前記積分値が前記閾値を超えたと決定されるまで前記負荷に電力量を供給させる工程と、
前記積分電圧が前記閾値を超えたという決定に基づいて前記負荷への電力量の供給を停止させる工程と
を有する方法。
【請求項３７】
照明装置への電力量の供給を調整する方法であって、
交流波形のゼロ交差を検出する工程と、
前記ゼロ交差を起点とするある時間に亘って、前記交流波形の振幅の二乗を表す波形を積分することによって積分値を生成する工程と、
前記時間に亘って前記負荷に電力量を供給させる工程と、
次に前記電力量の供給を停止させる工程と
を有し、
前記時間は、前記ゼロ交差の検出以降前記負荷に供給される電力量が閾値に対応するように定義されるものである、
方法。
【請求項３８】
請求項３７記載の方法において、この方法は、さらに、
前記交流波形の第２のゼロ交差を検出する工程と、
前記第２のゼロ交差から第２の時間に亘って前記負荷に電力量を供給させる工程と、
次に前記電力量の供給を停止させる工程と
を有し、
前記第２の時間は前記第１の時間とは異なるものである。
【請求項３９】
請求項３８記載の方法において、前記第２の時間は、前記第２のゼロ交差の検出以降前記負荷に供給される電力量が前記閾値に対応するように定義されるものである。
【請求項４０】
照明負荷への電力量の供給を調整する方法であって、
電気波形を受信する工程と、
前記受信された電気波形の振幅を二乗して二乗振幅波形を形成する工程と、
ある時間に亘って前記二乗振幅波形を積分することにより積分値を生成する工程と、
前記積分値が閾値を超えたかどうかを決定する工程と、
少なくとも前記積分値が前記閾値を超えたと決定されるまでは前記負荷に電力量を供給させる工程と
を有する方法。
【請求項４１】
請求項４０記載の方法において、この方法は、さらに、
前記積分値が前記閾値を超えたと決定された後、電力量の供給を停止させる工程を有するものである。
【請求項４２】
照明負荷への電力量の供給を調整する方法であって、
電気波形を受信する工程と、
前記受信した電気波形の振幅を二乗して二乗振幅波形を形成する工程と、
ある時間に亘って前記二乗振幅波形を積分することによって積分値を生成する工程と、
前記積分値から、閾値量のエネルギーが前記負荷に供給されたかどうかを決定する工程と、
少なくとも前記閾値量のエネルギーが前記負荷に供給されたと決定されるまでは、前記負荷に電力量を供給させる工程と
を有する方法。
【請求項４３】
交流波形によって照明負荷に供給されるエネルギーを推定する方法であって、
交流波形を受信する工程と、
前記交流波形から整流波形を生成する工程と、
前記整流波形およびのこぎり波形の比較に基づき、前記交流波形の振幅の二乗を表す電圧二乗パルス列を生成する工程と、
前記電圧二乗パルス列をある時間に亘って積分し、前記時間に亘って前記交流波形によって前記照明負荷に供給されるエネルギーを表す積分信号を生成する工程と
を有する方法。
【請求項４４】
請求項４３記載の方法において、前記整流波形は前記交流波形の振幅の絶対値を表す振幅を有するものである。
【請求項４５】
請求項４３記載の方法において、前記のこぎり波形は前記整流波形の周波数を超える周波数を有するものである。
【請求項４６】
請求項４３記載の方法において、前記のこぎり波形は前記整流波形の振幅を超える振幅を有するものである。
【請求項４７】
請求項４３記載の方法において、前記電圧二乗パルス列は前記整流波形の振幅の関数として変化する動作周期を有するものである。
【請求項４８】
請求項４３記載の方法において、前記電圧二乗パルス列は時間の関数として変化する動作周期を有するものである。
【請求項４９】
請求項４３記載の方法において、前記電圧二乗パルス列は、各々がそれぞれ前記整流波形の瞬時振幅の関数として変化するパルス幅およびパルス振幅を有する一連のパルスを含むものである。
【請求項５０】
請求項４９記載の方法において、前記電圧二乗パルス列を積分する工程は、前記交流波形のゼロ交差に関連付けられる時点を起点とするパルスに関連付けられる時間と振幅の積を合計する工程を有するものである。
【請求項５１】
照明負荷に供給される電力量を調整する方法を実行するためのコンピュータ実行可能な命令をその上に保存したコンピュータ可読媒体であって、
この方法は、
電気波形を受信する工程と、
前記受信された電気波形の振幅の二乗の積分を表す積分値を生成する工程と、
前記積分値から、閾値量の電力量が前記負荷に供給されたかどうかを決定する工程と、
少なくとも前記閾値量のエネルギーが前記負荷に供給されたと決定されるまでは、前記負荷に電力量を供給させる工程と
を有する方法
を実行するためのコンピュータ実行可能な命令をその上に保存したコンピュータ可読媒体。
【請求項５２】
照明負荷に供給される電力量を調整する方法を実行するためのコンピュータ実行可能な命令をその上に保存したコンピュータ可読媒体であって、この方法は、
電気波形を受信する工程と、
前記受信された電気波形の振幅の二乗を表す信号を積分することによって積分値を生成する工程と、
前記積分値が閾値を超えたかどうかを決定する工程と、
前記積分値が前記閾値を超えたと決定されるまで前記負荷に電力量を供給させる工程と、
前記積分電圧が前記閾値を超えたという決定に基づいて前記負荷への電力量の供給を停止させる工程と
を有する方法
を実行するためのコンピュータ実行可能な命令をその上に保存したコンピュータ可読媒体。
【請求項５３】
照明負荷に供給される電力量を調整する方法をための実行するコンピュータ実行可能な命令をその上に保存したコンピュータ可読媒体であって、
この方法は、
交流波形のゼロ交差を検出する工程と、
前記ゼロ交差を起点とするある時間に亘って前記交流波形の振幅の二乗を表す波形を積分することにより積分値を生成する工程と、
前記時間に亘って前記負荷に電力量を供給させる工程と、
次に前記電力量の供給を停止させる工程と
を有し、
前記時間は、前記ゼロ交差の検出以降前記負荷に供給される電力量が閾値に対応するように定義されるものである、前記方法
を実行するためのコンピュータ実行可能な命令をその上に保存したコンピュータ可読媒体。
【請求項５４】
照明負荷に供給される電力量を調整する方法を実行するためのコンピュータ実行可能な命令をその上に保存したコンピュータ可読媒体であって、
この方法は、
電気波形を受信し、
前記受信した電気波形の振幅を二乗して二乗振幅波形を形成する工程と、
前記二乗振幅波形をある時間に亘って積分することにより積分値を生成する工程と、
前記積分値が閾値を超えたかどうかを決定する工程と、
少なくとも前記積分値が前記閾値を超えたと決定されるまでは、前記負荷に電力量を供給させる工程と
を有する方法
を実行するためのコンピュータ実行可能な命令をその上に保存したコンピュータ可読媒体。
【請求項５５】
照明負荷に供給される電力量を調整する方法を実行するためのコンピュータ実行可能な命令をその上に保存したコンピュータ可読媒体であって、この方法は、
電気波形を受信する工程と、
前記受信された電気波形の振幅を二乗して二乗振幅波形を形成する工程と、
前記二乗振幅波形をある時間に亘って積分することにより積分値を生成する工程と、
前記積分値から、閾値量のエネルギーが前記負荷に供給されたかどうかを決定する工程と、
少なくとも前記閾値量のエネルギーが前記負荷に供給されたと決定されるまでは、前記負荷に電力量を供給させる工程と
を有する方法
を実行するためのコンピュータ実行可能な命令をその上に保存したコンピュータ可読媒体。
【請求項５６】
照明負荷に供給される電力量を調整する方法を実行するためのコンピュータ実行可能な命令をその上に保存したコンピュータ可読媒体であって、この方法は、
交流波形を受信する工程と、
前記交流波形から整流波形を生成する工程と、
前記整流波形およびのこぎり波形の比較に基づき、前記交流波形の振幅の二乗を表す電圧二乗パルス列を生成する工程と、
前記電圧二乗パルス列をある時間に亘って積分して、前記時間に亘って前記交流波形によって前記照明負荷に供給されるエネルギーを表す積分信号を生成する工程と
を有する方法
を実行するためのコンピュータ実行可能な命令をその上に保存したコンピュータ可読媒体。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本願は２００４年６月１０日に申請された、「Ａｐｐａｒａｔｕｓ  ａｎｄ  Ｍｅｔｈｏｄｓ  ｆｏｒ  Ｒｅｇｕｌａｔｉｎｇ  Ｄｅｌｉｖｅｒｙ  ｏｆ  Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ  Ｅｎｅｒｇｙ」と題され、米国特許出願第１０／８６５，０８３号に対して優先件を主張するものであり、この参照によりその全体が本明細書に組み込まれる。
【０００２】
本発明は全般に、負荷に対する電力量供給を調整する装置および方法に関する。特に、本発明は受信した電気波形の振幅の二乗を表す信号を積分することにより積分値を生成し、前記積分値が閾値を超えたと決定されるまで前記負荷に電力量を供給させる装置および方法に関する。
【背景技術】
【０００３】
図１は、交流（ＡＣ）電力源または電源１２と、調光器１４と、負荷１６とを有する代表的な調光回路１０を示す。前記負荷１６は規格交流電源のホットおよびニュートラル端子間に接続されるように構成された１若しくはそれ以上の照明装置を有する照明セットであってよい。前記照明セットは、１若しくはそれ以上の白熱灯、および／または、例えば低電圧電子（ＥＬＶ）負荷または低電圧磁気（ＭＬＶ）負荷のようなその他の負荷を含んでもよい。
【０００４】
前記電源１２は前記調光器１４に交流波形を供給する。前記調光器１４は前記電源１２から前記負荷１６への電力量の供給を調整する。前記調光器は制御自在な導電装置１８と制御回路２０とを含んでもよい。前記制御自在な導電装置１８は前記電源１２に連結するように構成された入力２２と、前記負荷１６に連結するように構成された出力２４と、制御入力２６とを含んでもよい。前記制御回路２０は前記制御自在な導電装置１８の入力２２に連結された入力２８と、前記制御自在な導電装置１８の制御入力２６に連結された出力３０とを有してもよい。
【０００５】
代表的な交流位相制御調光器は、前記交流波形の各半周期のある部分の間導通し、前記半周期の残りの部分の間導通しないことにより前記負荷１６に供給されるエネルギー量を調整する。前記調光器１４は前記負荷１６に直列に接続されているので、前記調光器１４がより長い間導通するほどより大きなエネルギーが前記負荷１６に供給される。前記負荷１６が照明セットである時、より大きなエネルギーが前記負荷に供給されるほど前記照明セットの輝度が高くなる。代表的な調光のシナリオにおいて、ユーザーは制御器を調節して前記照明セットの輝度を所望の輝度に設定することが考えられる。各半周期の前記調光器が導通する部分は前記選択された輝度に基づく。
【０００６】
前記制御自在な導電装置１８は、サイリスタまたは類似の制御素子であり得る１若しくはそれ以上のトライアックを含み得る半導体スイッチ素子を含んでもよい。従来の調光回路は一般にトライアックを使って負荷を通る線電流の導通を制御することで所定の導通時間を可能とし、前記照明への平均電力を制御する。前記平均電力を制御する技術の１つとして順位相制御が挙げられる。順位相制御において、例えばトライアックを含み得るスイッチング素子は交流線間電圧の各半周期内のある時点において点弧され、次の電流ゼロ交差までオンであり続ける。順位相制御はしばしば、例えば照明用磁気変圧器を含み得る抵抗型負荷または誘導性負荷へのエネルギーを制御するために使用される。
【０００７】
トライアック素子は選択的に点弧のみが可能であるので、交流線入力の半周期毎に遮断位相が選択可能であるべき時には、例えば電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）、ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化膜半導体ＦＥＴ）、または絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）のような電力スイッチング素子を使用してもよい。逆位相制御において、前記スイッチは前記交流線間電圧の電圧ゼロ交差で点弧され、前記交流線電流の各半周期内のある時点で遮断される。ゼロ交差とは、各半周期の起点においてその電圧がゼロに等しい時点と定義される。逆位相制御はしばしば、例えば電子式変圧器に接続された低電圧照明装置を含み得る容量性負荷へのエネルギーを制御するために使用される。
【０００８】
前記スイッチング素子は、例えばＦＥＴ駆動回路のようなゲート駆動回路に接続された制御入力または「ゲート」入力２６を有してもよい。前記ゲート入力に対する制御入力は、前記スイッチング素子を導通または非導通にし、それにより前記負荷に供給されるエネルギーを制御する。ＦＥＴ駆動回路は一般に、マイクロコントローラからのコマンド信号に応答して前記スイッチング素子に制御入力を提供する。また、ＦＥＴ保護回路が設けられていてもよい。このような回路は周知であり、本明細書では説明の必要はない。
【０００９】
前記マイクロコントローラは、例えばプログラマブル論理回路（ＰＬＤ）、マイクロプロセッサー、または特定用途向けＩＣ（ＡＳＩＣ）などの任意の処理装置であってよい。前記マイクロコントローラへの電力は電源によって供給してもよい。また、例えばＥＥＰＲＯＭのようなメモリーが設けられていてもよい。
【００１０】
前記マイクロコントローラへの入力は計数形検波器から受信してもよい。前記計数形検波器は前記交流電源１２からの入力交流波形のゼロ交差を決定する。前記マイクロコントローラはゲート制御信号を設定して前記スイッチング素子を操作し、前記交流波形のゼロ交差に対する所定の時点に、前記負荷１６に前記交流電源１２からの電圧を提供する。前記計数形検波器は従来の計数形検波器であってよく、本明細書の中で更に詳細に述べる必要はない。加えて、前記交流波形のゼロ交差に対する転移相点弧パルスのタイミングもまた周知であり、更に説明する必要はない。
【００１１】
図２Ａおよび図２Ｂは従来技術によって調光された波形の例を示す。図２Ａは、第１の半周期ＴＨの間の振幅曲線ｖ１（ｔ）および第２の半周期ＴＨの間の振幅曲線ｖ２（ｔ）を有する単一周波数交流波形を示す。各半周期の間の最大振幅の絶対値はＡである。従って前記調光器に供給される交流波形は両半周期において同等である。前記調光器は半周期ｔＨ毎に同一時間ｔｃの間導通するので、前記第２の半周期の間に前記負荷に供給されるエネルギー量は前記第１の半周期の間に供給されるエネルギー量と同等である。通常これは問題ではないが、前記交流波形の振幅の変化が半周期毎に前記負荷に実際に供給されるエネルギー量に変動を来たす（例えば前記輝度が変動する）ことが考えられる。
【００１２】
図２Ｂは、第１の半周期ＴＨの間の振幅曲線ｖ１（ｔ）および第２の半周期ＴＨの間の振幅曲線ｖ２（ｔ）を有する単一周波数交流波形を示し、この時、前記第１の半周期の間の最大振幅の絶対値がＡ１であり、前記第２の半周期の間の最大振幅の絶対値がＡ２である。図に示す通り、前記第２の半周期の間の波形の最大振幅の絶対値Ａ２は前記第１の半周期の間の最大振幅の絶対値Ａ１とは異なる（例えば低い）。前記調光器は半周期毎に同一時間ｔｃの間導通するので、第２の半周期の間に前記負荷に供給されるエネルギー量は前記第１の半周期の間に前記負荷に供給されるエネルギー量とは異なる（例えば少ない）。よって、各半周期ＴＨの間の調光器の導通時間ｔｃが一定である時、前記負荷に供給される二乗平均電圧は前記交流波形の振幅が変化するにつれて変化する。
【００１３】
例えばクルーズ船やその他の海上船舶のような特定の据付においては、照明を駆動するのと同一の電力源がその他の負荷を駆動することが考えられる。例えば、船の照明を駆動するのと同一の電力源が前記船のエンジンを駆動することが考えられる。前記エンジンにエネルギーが供給される際に前記照明に供給される電圧波形がしばしば崩れる。時には１つの半周期および次の半周期の間で前記波形が大きく変動する。
【００１４】
このような据付において、各半周期の固定時間、照明に電力量を供給する技術を使って前記照明を調光すると、前記波形の変動によって半周期毎に前記負荷に供給されるエネルギー量が変化する。その結果、照明がちらつく。このような状態は望ましくない。
【００１５】
従って、前記交流波形の半周期毎の振幅の変動に拘らず、半周期毎にほぼ同一のエネルギー量を供給する装置および方法があれば望ましい。
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明は負荷への電力量の供給を調整する装置および方法を提供する。本発明によれば、前記閾値量のエネルギーが供給されたと決定されるまで前記負荷に電力量が供給される。一旦、前記閾値量のエネルギーが前記負荷に供給されたと決定されたならば、前記電力量の供給は停止される。
【００１７】
本発明は、ハードウェア、ソフトウェア、またはハードウェアおよびソフトウェアの組み合わせによって具体化してもよい。本発明による調光器は制御自在な導電装置と制御回路とを含んでもよい。前記制御自在な導電装置は、電力量の供給源に連結するように構成された入力と、前記負荷に連結するように構成された出力と、制御信号とを含んでもよい。前記制御回路は、前記制御自在な導電装置の入力に連結された入力と、前記制御自在な導電装置に連結された出力とを有してもよい。
【００１８】
本発明による制御回路の実施例は、整流回路と、第１の比較回路と、のこぎり波生成回路と、積分回路と、第２の比較回路と、駆動回路とを含んでもよい。前記整流回路は、前記交流波形の振幅の絶対値を表す振幅を有する整流波形を生成する。前記第１の比較回路は、前記整流波形およびのこぎり波形を受信し、前記整流波形および前記のこぎり波形の比較に基づき電圧二乗パルス列を出力する。前記積分回路は前記電圧二乗パルス列に基づいて積分信号を生成する。前記積分信号は前記交流波形の二乗の積分を表す。前記第２の比較回路は前記積分信号および閾値の比較に基づいて制御信号を出力する。前記駆動回路は前記制御信号に基づいて前記負荷への電力量の供給を調整する。前記積分信号の振幅が前記閾値を超えると、前記駆動回路は前記電力量の供給を停止させる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
一般に、入力交流波形の半周期の間に調光されていない負荷に供給されるエネルギーは下式で表される。
【００２０】
【数１】
2008503069.tif 000003
【００２１】
但し、ｖ（ｔ）は時間関数としての前記入力波形の電圧であり、ｒ（ｔ）は時間関数としての前記負荷の抵抗であり、ｔ＝０は前記入力波形の前記半周期が始まるゼロ交差にあると定義され、ＴＨは前記入力波形の半周期の期間である。
【００２２】
前記交流波形の半周期の間に調光された負荷に供給されるエネルギーは下式で表される。
【００２３】
【数２】
2008503069.tif 000004
【００２４】
但し、ｔ１は前記入力波形からの電力量が前記負荷に供給される、前記半周期の間の（前記ゼロ交差から計測される）時間量である。
【００２５】
前記負荷が照明負荷（例えば、１若しくはそれ以上の照明装置を含む照明セット）である例において、前記負荷のインピーダンスは安定状態において（即ち、前記照明装置のフィラメントが安定状態温度まで加熱された後）、一定であると考えてよい。従って前記負荷に供給されるエネルギーは下式となる。
【００２６】
【数３】
2008503069.tif 000005
【００２７】
従ってＲが定数である時、ｖ２（ｔ）の積分は前記負荷に供給されるエネルギーを表す。前記負荷が照明負荷である同一の例を考えると、半周期の間に前記負荷に供給される平均電力は下式となる。
【００２８】
【数４】
2008503069.tif 000006
【００２９】
従ってＲおよびｔＨが定数である時、ｖ２（ｔ）の積分はまた前記負荷に供給される平均電力をも表す。
【００３０】
本発明によれば、前記負荷に供給されるエネルギー量はｖ２（ｔ）を時間に沿って積分し、この積分値を閾値と比較することにより調整できる。前記閾値は、所望のエネルギー量が前記負荷に供給された時にｖ２（ｔ）の積分が前記閾値に達するように選択できる。
【００３１】
図３は負荷への電力量の供給を調整するための、本発明による方法を示す。２６において、この処理に対する入力は調整されていない交流波形である。２８において、前記入力波形はスケールダウンされ、全波整流される。３０において、前記入力波形の二乗の表現が生成され、この時、この表現は単に前記入力波形の二乗であってもよい。３２において、前記入力波形の二乗の積分の表現が生成され、この時、この表現は単に前記入力波形の二乗の表現を積分することで計算してもよい。３２の結果は、前記現在の半周期内のそれまでに前記負荷に供給されたエネルギーを表し、３４において、前記負荷の所望の輝度に対応する閾値と比較される。３６において、前記電力スイッチング素子は前記閾値および前記積分の結果の比較に従って駆動される。即ち、前記積分の結果が前記閾値に達するまで前記負荷にエネルギーが供給される。前記閾値に達した後、その半周期についてはエネルギーの供給が停止される。前記処理は３８で終了し、各半周期について繰り返される。
【００３２】
このような方法はハードウェアまたはソフトウェア、もしくはハードウェアとソフトウェアの組み合わせによって実施してもよい。このようなシステムは電子式調光器と関連して用いることができる。１若しくはそれ以上の電気回路を使って説明の機能を実行してもよい。本発明の方法は、１若しくはそれ以上のマイクロプロッセッサー内の１若しくはそれ以上のコンピュータプログラムとして実施してもよい。
【００３３】
図４は負荷に供給される電力量を調整するための、本発明によるシステム１００の実施例の機能ブロック図である。図５Ａ〜図５Ｉは図４の機能ブロック図の異なる点における波形を示す。
【００３４】
全波整流回路１１０には入力交流波形２０５が提供される。説明の簡略化のために、前記入力交流波形２０５は、図５Ａに示すように一定周波数ｆおよび電圧振幅ｖ（ｔ）を有する正弦波として表示してもよい。前記正弦波の半周期の期間ＴＨは１／２ｆである。ゼロ交差Ｚは各半周期の起点と終点に発生する。
【００３５】
前記全波整流回路１１０は図５Ｂに示す整流電圧波形２１５を出力する。前記整流電圧波形２１５は前記入力交流波形２０５の半周期の期間ＴＨと同等の期間ＴＲ、および前記入力信号２０５の電圧振幅ｖ（ｔ）の絶対値と同等の振幅ｖｒ（ｔ）または下式を有する。
【００３６】
【数５】
2008503069.tif 000007
【００３７】
前記全波整流回路１１０の出力（整流電圧波形２１５）がパルス波形生成回路１３０に提供される。
【００３８】
のこぎり波生成回路１２０がのこぎり波形２２５（図５Ｃに示す）を前記パルス波形生成回路１３０に提供する。前記整流電圧波形２１５の振幅ｖｒ（ｔ）が前記のこぎり波形２２５の振幅よりも大きいと、前記パルス波形生成回路１３０が前記整流電圧波形２１５の振幅を有する信号を出力する。前記整流電圧波形２１５の振幅ｖｒ（ｔ）がのこぎり波形２２５よりも小さいと、前記パルス波形生成回路１３０は比較的小さな（論理ゼロの）振幅を有する信号を出力する。このように、前記パルス波形生成回路１３０は前記整流電圧信号２１５の振幅に伴って変化する動作周期Ｄ（ｔ）を有するパルス波形２３５（図５Ｄに示す）を生成する。即ち、前記整流電圧信号２１５の振幅ｖｒ（ｔ）が増加するに従って前記パルス波形生成回路１３０からのパルスが（時間領域において）幅広くなり、振幅（電圧）が大きくなる。
【００３９】
前記パルス波形２３５の動作周期Ｄ（ｔ）および前記整流電圧波形２１５の振幅ｖｒ（ｔ）の関係は、下式のようになる。
【００４０】
【数６】
2008503069.tif 000008
【００４１】
但し、αは定数である。図６を参照して、方程式（６）は前記のこぎり波形２２５の１期間を分析することにより導かれる。ある信号の動作周期はその信号が「ハイ」である時間をその信号の周期で除した値、または下式と同等であることが知られている。
【００４２】
【数７】
2008503069.tif 000009
【００４３】
但し、ｔＯＮは前記パルス波形生成回路１３０の出力が「ハイ」である時間（即ちパルス波形２３５のパルスの幅）であり、Ｔは前記のこぎり波形２２５の周期である。前記パルス波形生成回路１３０の動作により、前記整流電圧波形２１５および前記のこぎり波形２２５の交点によって前記パルス波形２３５が「ハイ」である時間が決定される。即ち、下式である。
【００４４】
【数８】
2008503069.tif 000010
【００４５】
但し、ｔ０は前記のこぎり波形の現在周期の開始時点であり、ｔ１は前記整流波形が前記のこぎり波形と交差する時点である。従って前記パルス波形２３５の動作周期は下式となる。
【００４６】
【数９】
2008503069.tif 000011
【００４７】
これは、前記のこぎり波形２３５の各周期で前記時点ｔ１が異なるので、時間に依存する。前記のこぎり波形２２５の立ち上がり部分は線ｖｓｔとして表すことができ、即ち下式となる。
【００４８】
【数１０】
2008503069.tif 000012
【００４９】
但し、ＡＳＴは前記のこぎり波形２２５の最大電圧である。前記整流波形２１５および前記のこぎり波形２２５の交点において、ｖｓｔ（ｔ）の方程式は時点ｔ１におけるｖｒ（ｔ）に等しく設定され、即ち下式となる。
【００５０】
【数１１】
2008503069.tif 000013
【００５１】
方程式（６ｅ）から、前記動作周期Ｄ（ｔ）は前記整流電圧波形２１５の振幅ｖｒ（ｔ）に比例することを示すことができる。即ち下式となる。
【００５２】
【数１２】
2008503069.tif 000014
【００５３】
従って、
【数１３】
2008503069.tif 000015
【００５４】
但し、α＝１／ＡＳＴであり、上記より方程式（６）の結果となる。
【００５５】
矩形波の平均電圧はその信号の動作周期にその電圧の振幅を乗じたものに等しく、即ち、下式となる。
【００５６】
【数１４】
2008503069.tif 000016
【００５７】
前記のこぎり波形２２５の周波数が前記整流電圧波形２１５の周波数よりも格段に大きいため、前記パルス波形２２５の各パルスの周期は前記整流電圧波形２１５の周期と比較して非常に小さい。前記パルス波形２３５のパルスは非常に短いパルス幅を有しているため、各パルスの起点および終点の間の振幅値の変化は非常に小さいと仮定でき、前記パルス波形２３５は矩形波として扱うことができる。このように上述の方程式（７）は前記パルス波形生成回路１３０の出力に適用できる。
【００５８】
方程式（５）、（６）、および（７）の組み合わせにより、下式を示すことができる。
【００５９】
【数１５】
2008503069.tif 000017
【００６０】
但しＶｐｗは前記パルス波形２３５の平均電圧である。前記パルス波形２３５は前記入力交流波形２０５の振幅の二乗を表すことが理解できるはずである。従って、パルス波形２３５の曲線内の面積は前記入力交流波形２０５の振幅ｖ（ｔ）の二乗の曲線内の面積に比例する。
【００６１】
前記積分回路１４０は前記パルス波形２３５と共にゼロクロスパルス波形２４０（図５Ｆに示す）を受信する。計数形検波器１３７によって生成されたゼロクロスパルス矩形波形２３８（図５Ｅに示す）に応答して、マイクロコントローラ１６０によって前記ゼロクロスパルス波形２４０が生成される。前記ゼロクロスパルス波形２４０は、各半周期の起点において前記積分処理をリセットするために前記積分回路１４０によって使用することのできるパルス列である。前記ゼロクロスパルス波形２４０は前記入力交流波形２０５の周波数の約２倍の周波数（例えば、１２０Ｈｚ）を有する。前記ゼロクロスパルス波形２４０の各パルスは前記入力交流波形２０５のゼロ交差に対応する。
【００６２】
前記計数形検波器１３７によって生成されるゼロクロス矩形波形２３８は前記入力交流波形２０５の第１のゼロ交差（負の半周期からから正の半周期へ）に対応するリーディングエッジ（立ち上がりエッジ）２３８Ａを有し、その次のゼロ交差（正の半周期から負の半周期へ）はトレーリングエッジ（立下りエッジ）２３８Ｂに対応し、その次のゼロ交差はその次のリーディングエッジ２３８Ｃに対応し、およびまたその次、というように続く。前記ゼロクロス矩形波形２３８は前記入力交流波形２０５の周波数にほぼ等しい周波数（例えば６０Ｈｚ）および約５０％の動作周期を有する。前記マイクロプロセッサー１６０は前記ゼロクロス矩形波形２３８のリーディングエッジおよびトレーリングエッジを検出し、それに応答して前記ゼロクロスパルス波形２４０を生成するように設定される。前記ゼロクロス矩形波形２３８のリーディングエッジおよびトレーリングエッジは、前記計数形検波器１３７の回路に特有の時間遅延によって前記入力交流波形２０５の実際のゼロクロス時点からわずかに時間Ｔｄｅｌａｙだけ遅延することに注目されたい。前記マイクロコントローラ１６０がこの遅延を補正し、前記入力交流波形２０５の実際のゼロクロス時点に発生するパルスを有する前記ゼロクロスパルス波形２４０を生成する。
【００６３】
前記計数形検波器１３７は、共に「Ｐｈａｓｅ  ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ  ｄｉｍｍｉｎｇ  ｓｙｓｔｅｍ  ｗｉｔｈ  ａｃｔｉｖｅ  ｆｉｌｔｅｒ  ｆｏｒ  ｐｒｅｖｅｎｔｉｎｇ  ｆｌｉｃｋｅｒｉｎｇ  ａｎｄ  ｕｎｄｅｓｉｒｅｄ  ｉｎｔｅｎｓｉｔｙ  ｃｈａｎｇｅｓ」と題された米国特許第６，０９１，２０５号および第６，３８０，６９２号明細書に記述された技術を用いて前記入力交流波形２０５のゼロ交差Ｚの正確かつ信頼性のある検出を提供する。前記計数形検波器１３７は、前記入力交流波形２０５からの交流基本波形を回復するアクティブフィルターを有し、前記交流基本波形のゼロ交差の検出を提供する。前記回復された交流基本波形は、ノイズまたは歪をほとんど含まず、前記交流線間電圧波形に存在し、誤ったゼロ交差の検知を招きかねない、少なくとも二次高調波よりも高い周波数成分をほとんど含まない。
【００６４】
前記積分回路１４０は前記パルス波形２３５の曲線内面積を時間の関数として計算する。換言すれば、前記積分回路１４０は、前記ゼロ交差においてｔ＝０であり、ＴＨが前記入力交流波形２０５の半周期の期間である時、前記パルス波形２３５の振幅（例えばα・ｖ２（ｔ））をｔ＝０からｔ＝ＴＨまでの時間量ｔに亘って積分する。前記積分波形２４５（前記積分回路１４０の出力）を図５Ｇに示す。前記積分回路１４０は、上述のように前記マイクロコントローラ１６０からのゼロクロスパルス波形２４０に基づいて自らをリセットする。
【００６５】
積分の精度を改善するためには、前記のこぎり波形２２５の振幅を前記入力交流波形２０５の予期される最大振幅よりも大きくし、前記のこぎり波形２２５の周波数を前記入力交流波形２０５の周波数よりも格段に高くすることにより、前記積分回路の出力の顕著なジッターを除去することができる。更に、前記人間の目は約２０μ秒よりも短い照明の変動を容易に識別できないことが知られているため、前記のこぎり波の周期を約２０μ秒よりも短いこと（即ち、前記のこぎり波の周波数が５０ｋＨｚを超えること）が望ましい。このようにすれば、前記閾値量のエネルギーが前記負荷に供給された時点から２０μ秒以内に前記閾値に達する。
【００６６】
前記入力交流波形２０５の周波数が５０Ｈｚまたは６０Ｈｚであると予期される実施例において、前記のこぎり波形２２５の周波数は約８０〜１１０ｋＨｚであってよい。前記入力交流波形２０５の振幅が前記電圧調整回路に導入する前に約１２０Ｖから約４Ｖ〜５Ｖに引き下げられると予期される実施例において、前記のこぎり波形２２５の振幅は約６Ｖであってよい。
【００６７】
加算回路１４２を使って小さな直流オフセット電圧１４４が前記積分回路１４０の出力に加算され、オフセット積分波形２４８（図５Ｈに示す）が生成される。前記積分波形２４８は次に比較回路１５０に提供される。前記小さな直流オフセット電圧１４４が前記積分波形２４５をゼロ点から持ち上げ、前記積分波形２４５の振幅が小さい時に前記比較回路１５０で発生し得るエラーを回避する。
【００６８】
前記比較回路１５０は、加算回路１４２から出る前記オフセット積分信号２４８のレベルを前記負荷への電力量の供給を停止すべき時を示す事前に選択された閾値のレベルＤ（図５Ｈに示す）と比較する。前記事前に選択された閾値のレベルＤは、マイクロコントローラ１６０によって提供されるパルス幅変調（ＰＷＭ）信号の動作周期に基づいて、前記閾値生成回路１４７によって生成される。注目すべき点は、前記事前に選択された閾値のレベルＤはその代わりに、分圧器または前記マイクロコントローラ１６０に依存しないその他の手段によって設定してもよいことである。前記事前に選択された閾値のレベルＤは百分率で表現してもよく、前記負荷に関連付けられる所望の輝度に基づいてもよい。電力量は、前記オフセット積分波形２４８の振幅が前記閾値Ｄに達した（即ち閾値量のエネルギーが前記負荷に供給された）と決定されるまで前記負荷に供給される。前記オフセット積分波形２４８の振幅が前記閾値Ｄに達する時、前記負荷への電力量の供給は停止する。例えば、仮に前記負荷が照明セットであって、ユーザーが前記照明セットの所望の輝度を５０％に設定したとすると、前記事前に選択された閾値は、半周期毎に前記入力交流波形２０５によって供給されるエネルギーの５０％が前記負荷に供給されるように設定されるであろう。つまり、前記閾値Ｄは前記照明セットを前記所望の輝度で照明するに必要なエネルギー量として表現してもよい。
【００６９】
図５Ｂに示すように、前記交流波形の両半周期は同じ振幅曲線を有する。その結果、図５Ｈに示す前記閾値Ｄは半周期毎に、前記半周期の起点におけるゼロ交差からの同一時間後に達せられる。従って、図５Ｂに示す波形を供給される調光システムにおいて、半周期毎に同一時間導通する調光器は半周期毎に約同一量の電力量を供給するであろう。逆に言えば、本発明による調光システムにおいて、前記閾値Ｄはこのような波形の半周期毎のほぼ同一時間後に達せられる。
【００７０】
図７は本発明による調光波形の例２６０を示し、前記調光波形２６０の振幅曲線は半周期毎に変動する。前記制御自在な導電装置１８は前記入力交流波形２０５を受信し、前記調光波形２６０を出力する。波形２６０については、実線が前記調光された負荷１６に実際に供給されるエネルギーレベルを表し、点線は前記入力交流波形２０５の前記負荷に供給されない部分を表す。
【００７１】
前記第１の半周期の間、前記調光波形２６０は電圧振幅ｖＩ（ｔ）を有し、電流は時間ｔＩの間前記負荷に供給される。前記第１の半周期の間、電流は前記オフセット積分波形２６４の振幅が前記閾値レベルＤを超えるまで供給されることに注目されたい。その後、前記電流は阻止され、前記電流の供給は停止される。
【００７２】
前記第２の半周期の間、前記波形２６０は前記第１の半周期の間の波形の振幅ｖＩ（ｔ）に比べて比較的小さな電圧振幅ｖＩＩ（ｔ）を有する。その結果、電流は前記第２の半周期の間、ｔＩよりも長い時間ｔＩＩの間前記負荷に供給される。しかし、前記負荷に供給されるエネルギー量はどちらの半周期も同じである。電流は前記第２の半周期の間、前記積分波形２６４の振幅が前記閾値Ｄを超えるまで供給されることに再度注目されたい。その後、前記電流は阻止され、前記電流の供給は停止される。
【００７３】
図１に示すように、前記制御回路２０の入力２８は前記制御自在な導電装置１８の入力２２に接続され、前記入力交流波形２０５を受信する。この設定により、図７にオフセット積分波形２６４によって示されるように、前記積分は各半周期の全長に亘って継続する。しかし、前記オフセット積分波形２６４の振幅が前記閾値レベルＤを超える時、前記電流が阻止され、電流がその次のゼロ交差Ｚまで前記制御自在な導電装置１８を通して流れないので、この「オフ」時間（例えば図７内のｔＩおよびＺの間の時間）の間は前記積分を実行する必要がない。従って、前記制御回路２０の入力２８はその代わりに、同様の結果を達成するために前記制御自在な導電装置１８の出力２４に接続してもよい。
【００７４】
図示の簡略化のため、単一周波数正弦波について記述されていることを理解すべきである。本発明によれば、前記ｖ２（ｔ）の積分は、前記振幅変動が正味エネルギーを増加させるか、または減少させるか次第で、それぞれより早くに、またはより遅くに前記閾値に達することで前記入力交流波形の振幅内の変動を反映する。
【００７５】
図４および図５Ａ〜図５Ｉの参照に戻って、前記比較回路１５０は前記オフセット積分信号２４８および前記閾値Ｄの比較を示す振幅を有する制御信号２５５（図５Ｉに示す）を出力する。例えば、前記比較回路１５０は、前記積分回路の信号出力のレベルが前記閾値よりも低い場合、前記制御信号２５５が比較的低電圧信号であり、前記積分回路の信号出力のレベルが前記閾値を超える場合、前記制御信号２５５が比較的高電圧信号であるように設定してもよい。
【００７６】
前記マイクロコントローラ１６０は前記比較回路１５０から出る前記制御信号２５５を受信し、前記制御信号２５５がローである限り前記負荷に電力量を供給させる前記スイッチング素子１７０を駆動する。前記マイクロコントローラ１６０は、前記制御信号２５５がハイである時、前記負荷に電力量を供給させない。従って、前記オフセット積分信号２４８が前記閾値Ｄよりも低い限り、電力量は前記負荷に供給される。換言すれば、前記半周期の間、前記閾値量のエネルギーが前記負荷に供給されたと決定されるまで、電力量が前記負荷に供給される。その結果、半周期毎におおよそ同等量のエネルギーが前記負荷に供給される。説明の実施形態においては前記スイッチング素子１７０の動作を制御するために前記マイクロコントローラ１６０が使用されるが、ここに前記スイッチング素子１７０を駆動するその他の制御回路を用いてもよい。
【００７７】
勿論、前記入力交流波形２０５が所定の半周期で前記負荷に前記閾値量のエネルギーを供給するに足るエネルギーを提供しない場合、前記マイクロコントローラ１６０は、その半周期の間前記負荷へのエネルギーの供給を停止せず、その半周期の間、前記負荷には前記閾値量よりも小さいエネルギーが供給されることを理解すべきである。
【００７８】
図８Ａ〜図８Ｅは図４の機能ブロック図の実施例の概略図を示す。前記マイクロコントローラ１６０は図８Ａ〜図８Ｅの回路とインターフェースし、前記負荷に供給する電流量を制御する駆動信号を前記スイッチング素子１７０に提供してもよい。
【００７９】
図８Ａは前記全波整流回路１１０の実施例を示す。前記入力波形２０５は前記ホット端子およびニュートラル端子に提供される。前記回路図全体の回路のコモンは前記ホット端子を基準とする。前記入力波形２０５は、Ｒ１０１と、Ｒ１０２と、Ｒ１０３とを使って後段の集積回路（ＩＣ）に適したレベル（好ましくは約４．７ボルトピーク）にスケールダウンしてもよい。このようなレベルを達成するには、Ｒ１０１とＲ１０２とは２２０ｋΩの抵抗器でよく、Ｒ１０３は１２．４ｋΩの抵抗器でよい。前記線間電圧入力交流波形２０５および前記回路の残りの部分の間のバッファーを提供するために、前記スケーリングされた信号を、例えばＬＭ２２４ＤＴであってもよい演算増幅器（「オペアンプ」）Ｕ４：Ａを含む電圧フォロワに供給してもよい。前記電圧フォロワの出力はオペアンプＵ４：ＢおよびＵ４：Ｃと、ＢＡＶ７０などのデュアルダイオードＵ１１と、１００ｋ(であってよい抵抗器Ｒ２８とＲ２９とを含むアクティブ全波整流回路を使って整流してもよい。前記全波整流回路１１０の（連結点Ａにおける）出力は前記整流電圧波形２１５である（図５Ａに示す）。(１２Ｖの電源であってよい前記電源Ｐ１とＰ２とからの望ましくないノイズから保護するために、０．１μＦであってよいキャパシタＣ１３とＣ１４とが設けられてもよい。
【００８０】
図８Ｂは前記のこぎり波生成回路１２０の実施例を示す。ＭＣ１４５５Ｂであってよい５５５タイマーＵ５は、およそ１０５ｋＨｚの周波数および９５％の動作周期を有する矩形波を生成する。前記矩形波の周波数および動作周期は、それぞれ６８０Ω、１２．４ｋΩ、および１０００ｐＦであってよい抵抗器Ｒ４０と、Ｒ４１と、キャパシタＣ１９との値によって設定される。前記５５５タイマーＵ５の出力はＭＣ７４ＡＣ１４であってよいインバータＵ７：Ｆを使って反転され、同一の周波数および５％の動作周期を有する矩形波が得られる。２Ｎ３９０６であってよいトランジスタＱ３と、３．９ｋΩ抵抗器Ｒ２０と、３．３ＶツェナーダイオードＺ１と、２２０ｋΩ抵抗器Ｒ２２とを使って、１２Ｖ電源であってよい電源Ｐ４を経由して定電流源が提供され、キャパシタＣ８が一定のｄｖ／ｄｔ（およそ６６７ｋＶ／秒）のレートで充電される。前記反転された矩形波は、ＭＰＳＡ０６であってよいトランジスタＱ２のベースに９．６μ秒毎にパルスを送る。トランジスタＱ２のベースがハイである度に、トランジスタＱ２のコレクタからエミッタへ電流が流れ、１０００ｐＦのキャパシタであってよいキャパシタＣ８を放電する。前記Ｃ８の一定のｄｖ／ｄｔ充電およびパルス放電の組み合わせは連結点Ｂにおいて前記のこぎり波形２２５（図５Ｃに示す）を提供する。前記のこぎり波形２２５は約６．４ボルトの振幅を有してもよい。５Ｖ電源であってよい前記電源Ｐ３からの望ましくないノイズから保護するために、０．１μＦキャパシタであってよいキャパシタＣ２２が設けられてもよい。
【００８１】
図８Ｃは前記パルス波形生成回路１３０の実施例を示す。ＬＭ２９０３Ｄであってよい比較回路Ｕ２：Ａの正入力には前記全波整流回路１１０の出力が提供されてもよい。比較回路Ｕ２：Ａの負入力には前記のこぎり波生成回路１２０の出力が提供されてもよい。前記整流電圧波形２１５の出力が前記のこぎり波形２２５の出力よりも低い時は、前記比較回路Ｕ２：Ａは「ロー」信号（論理ゼロ）を出力する。前記整流電圧波形２１５の出力が前記のこぎり波形２２５の出力よりも高い時は、前記比較回路Ｕ２：Ａは、４．７５ｋ(抵抗器であってよい抵抗器Ｒ１９を通して前記整流電圧波形２１５の振幅にプルアップされてもよい「ハイ」信号を出力する。従って、前記比較回路Ｕ２：Ａは、連結点Ｃにおいて前記整流電圧波形２１５の最大振幅に追随する最大振幅を有する前記パルス波形２３５（図５Ｄに示す）および前記整流電圧波形２１５の振幅として変動する動作周期Ｄ（ｔ）を生成できる。即ち、前記整流電圧波形２１５の振幅ｖＲ（ｔ）が増加するに従って前記パルス波形生成回路１３０からのパルスが幅広く（時間領域において）かつ振幅（電圧）が大きくなる。前記パルス波形生成回路１３０の出力は前記入力交流波形２０５の二乗を表す。１２Ｖ電源であってよい前記電源Ｐ４からの望ましくないノイズから保護するために、０．１μＦのキャパシタであってよいキャパシタＣ４が設けられてもよい。
【００８２】
図８Ｄは前記積分回路１４０の実施例を示す。オペアンプ積分回路（ＬＭ２２４ＤＴオペアンプＵ１：Ａと、１５０ｋΩ抵抗器Ｒ１０と、０．１μＦキャパシタＣ２とを含む）には、下式のように前記パルス波形が提供される。
【００８３】
【数１６】
2008503069.tif 000018
【００８４】
但し、Ｖｏｕｔ（ｔ）はオペアンプＵ１：Ａの入力における電圧であり、Ｖ−（ｔ）はオペアンプＵ１：Ａの反転入力における電圧であって、本質的に連結点Ｃにおける前記パルス波形２３５である。方程式（９）の利得が負であるので、前記オペアンプ積分回路の出力は反転アンプ段（ＬＭ２２４ＤＴオペアンプＵ１：Ｄと、１０ｋΩ抵抗器Ｒ６と、４７ｋΩ抵抗器Ｒ８とを含む）に送られる。前記反転アンプ段の出力における信号は正であり、前記オペアンプ積分回路の出力よりも大きな振幅である。半周期毎に前記積分回路１４０をリセットするために、前記連結点ＺＥＲＯ＿ＸＲＳＴ（またはゼロクロスリセット）が前記ゼロクロスパルス波形２４０（図５Ｆに示す）を提供する。ＬＭ２９０３Ｄ比較回路Ｕ３：Ｂの負入力が１００ｋΩ抵抗器Ｒ２１と１０ｋΩ抵抗器Ｒ２４とによって設定された前記電圧閾値よりも上に上昇すると、前記比較回路の出力が「ロー」になる。これにより２Ｎ３９０６トランジスタＱ３がオンになり、従って０．１μＦのキャパシタＣ２が放電し、前記オペアンプ積分回路の積分処理がリセットされる。前記積分回路１４０の出力（連結点Ｄにおける）が前記積分波形２４５（図５Ｇ中）である。
【００８５】
図８Ｅは前記閾値生成回路１４７と、直流電圧オフセット回路１４４と、加算器１４２と、比較回路１５０との実施例を示す。前記連結点ＴＨＲＥＳＨＯＬＤは、前記マイクロコントローラ１６０からのパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を提供する。前記ＰＷＭ信号の動作周期は前記マイクロコントローラ１６０によって制御される。前記ＰＷＭ信号は、前記ＰＷＭ信号の動作周期を変えることにより変化させることのできるＤＣ（直流）電圧レベルを提供する３段ローパスフィルター（１０ｋΩ抵抗器Ｒ３１と、Ｒ３６と、Ｒ３７と、０．０２２μＦのキャパシタＣ１５と、Ｃ１６と、Ｃ１７とを含む）を使ってフィルタリングされる。ＬＭ２２４ＤＴオペアンプＵ４：Ｄの正入力におけるフィルタリングされた電圧は非反転増幅器（ＬＭ２２４ＤＴオペアンプＵ４：Ｄと、２２ｋ(抵抗器Ｒ３３とＲ３４とを含む）によって増幅されることにより、図５Ｈに示すように前記閾値Ｄを提供する。
【００８６】
ＬＭ２２４ＤＴオペアンプＵ１：Ｃと、１００ｋΩ抵抗器Ｒ１と、２．２ｋΩ抵抗器Ｒ２とによって小さな直流電圧オフセットが生成される。ＬＭ２２４ＤＴオペアンプＵ１：Ｂと、１００ｋΩ抵抗器Ｒ４と、Ｒ５とを使って、この小さな直流電圧オフセットが前記積分波形２４５に加算されて、前記オフセット積分波形２４８（図５Ｈに示す）が生成される。前記オフセット積分波形２４８が前記閾値Ｄよりも大きい時、前記比較回路Ｕ２：Ｂの出力が「ハイ」となり制御信号２５５（図５Ｉ中）を生成するように、ＬＭ２９０３Ｄ比較回路Ｕ２：Ｂを使って、前記オフセット積分波形２４８が前記閾値Ｄと比較される。前記制御信号２５５は連結点ＭＩＣＲＯ＿ＤＲＩＶＥにおいて前記マイクロコントローラに提供される。前記マイクロコントローラ１６０は前記制御信号２５５を使って、前記負荷に供給される電流量を制御する前記スイッチング素子１７０を何時遮断するかを決定することができる。
【００８７】
図９は、本発明の第２の実施形態による、負荷への電力量の供給を調整するシステム３００の機能ブロック図である。前記第２の実施形態は、アナログデバイス社（Ａｎａｌｏｇ  Ｄｅｖｉｃｅｓ，Ｉｎｃ．）製の４象限アナログ乗算器（部品番号ＡＤ６３３）などの乗算器集積回路（ＩＣ）３３０を含んでもよい。前記整流電圧波形２１５の二乗を生成するために、前記乗算器ＩＣ３３０の２つの正信号入力の各々に前記整流波形２１５が提供されてもよい。次に、前記整流電圧波形２１５の二乗を前記積分回路１４０の入力に提供してもよい。
【００８８】
その代わりに、前記入力信号を前記マイクロコントローラに直接提供してもよい。周知の技術を使って、前記入力をプリコンディショニングし、前記信号が前記マイクロコントローラに適切であることを確実にしてもよい。次に、前記波形を二乗し、その他上述の機能を実行するように前記マイクロコントローラをプログラムしてもよい。
【００８９】
図１０は、本発明の第３の実施形態による、負荷への電力量の供給を調整するシステム４００の機能ブロック図である。前記第３の実施形態において、負荷への電力量の供給を調整する前記方法の殆どの工程は、前記マイクロコントローラ４１０内のソフトウェアによって実行される。前記マイクロコントローラ４１０は単純に前記整流波形２１５および計数形検波器１３７からの前記ゼロクロス矩形波形２３８を受信し、前記駆動信号を出力して前記スイッチング素子１７０を制御する。
【００９０】
図１１は本発明の前記第３の実施形態による、負荷に供給される電力量を調整するマイクロコントローラ４１０内で実行されるアルゴリズム４２０を示す。前記アルゴリズム４２０は４２２から始まる。工程４２４において、前記マイクロコントローラが信号を出力して前記スイッチング素子１７０をオンにし、累算器（前記アルゴリズム中に使用)がクリアされる。４２６において前記整流電圧波形２１５が前記マイクロコントローラに入力され、４２８においてサンプリングされる。前記サンプリングされた値は４３０において二乗され、４３２において前記累算器に加算される。４３４において、前記累算器の値が、前記負荷に供給されるエネルギー量を表す閾値と比較される。４３６において、前記累算器の値が前記閾値を超えていない場合、前記アルゴリズムは４２８において前記整流電圧波形２１５のサンプルをもう１つ記録する。好ましくは、前記サンプリングは１０μ秒毎に発生する。４３６において前記累算器が前記閾値を超えた場合、次に４３８において、前記マイクロコントローラが信号を出力して前記スイッチング素子１７０をオフにする。４４２において、前記マイクロコントローラは４４０で提供されるその次のゼロ交差検知を待つ。４４４において前記次のゼロ交差が検知されていない場合、前記マイクロコントローラは４４２において引き続き待ち続ける。さもなければ、前記マイクロコントローラは４２４において前記スイッチング素子１７０をオンにし、前記累算器をクリアするところから処理を繰り返す。
【００９１】
このように負荷への電力量の供給を調整する装置および方法を説明した。これら装置および方法、およびそれらの電子式調光器の設計への適用に対するその他の改良は、当業者にとっては全く明らかであるが、添付の請求項の範囲によってのみ制限される本発明の中に含まれる。
【図面の簡単な説明】
【００９２】
【図１】図１は、代表的な調光回路を示す。
【図２Ａ】図２Ａおよび図２Ｂは、従来の技術によって調光された波形の例を示す。
【図２Ｂ】図２Ａおよび図２Ｂは、従来の技術によって調光された波形の例を示す。
【図３】図３は、負荷への電力量の供給を調整するための、本発明による方法を示す。
【図４】図４は、負荷への電力量の供給を調整するための、本発明による装置の実施例の機能ブロック図である。
【図５Ａ】図５Ａ〜図５Ｉは、図４の機能ブロック図内の異なる点における波形を示す。
【図５Ｂ】図５Ａ〜図５Ｉは、図４の機能ブロック図内の異なる点における波形を示す。
【図５Ｃ】図５Ａ〜図５Ｉは、図４の機能ブロック図内の異なる点における波形を示す。
【図５Ｄ】図５Ａ〜図５Ｉは、図４の機能ブロック図内の異なる点における波形を示す。
【図５Ｅ】図５Ａ〜図５Ｉは、図４の機能ブロック図内の異なる点における波形を示す。
【図５Ｆ】図５Ａ〜図５Ｉは、図４の機能ブロック図内の異なる点における波形を示す。
【図５Ｇ】図５Ａ〜図５Ｉは、図４の機能ブロック図内の異なる点における波形を示す。
【図５Ｈ】図５Ａ〜図５Ｉは、図４の機能ブロック図内の異なる点における波形を示す。
【図５Ｉ】図５Ａ〜図５Ｉは、図４の機能ブロック図内の異なる点における波形を示す。
【図６】図６は、整流電圧波形およびのこぎり波形の比較を示す。
【図７】図７は、本発明による調光波形の例を示す。
【図８Ａ】図８Ａ〜図８Ｅは、図４の機能ブロック図を具体化するための概略図の例を示す。
【図８Ｂ】図８Ａ〜図８Ｅは、図４の機能ブロック図を具体化するための概略図の例を示す。
【図８Ｃ】図８Ａ〜図８Ｅは、図４の機能ブロック図を具体化するための概略図の例を示す。
【図８Ｄ】図８Ａ〜図８Ｅは、図４の機能ブロック図を具体化するための概略図の例を示す。
【図８Ｅ】図８Ａ〜図８Ｅは、図４の機能ブロック図を具体化するための概略図の例を示す。
【図９】図９は、本発明の第２の実施形態によって負荷への電力量の供給を調整するシステムの機能ブロック図である。
【図１０】図１０は、本発明の第３の実施形態によって負荷への電力量の供給を調整するシステムの機能ブロック図である。
【図１１】図１１は、本発明の第３の実施形態によって負荷に供給される電力量を調整するアルゴリズムを示す。
【図１】
2008503069.tif 000019
【図２Ａ】
2008503069.tif 000020
【図２Ｂ】
2008503069.tif 000021
【図３】
2008503069.tif 000022
【図４】
2008503069.tif 000023
【図５Ａ】
2008503069.tif 000024
【図５Ｂ】
2008503069.tif 000025
【図５Ｃ】
2008503069.tif 000026
【図５Ｄ】
2008503069.tif 000027
【図５Ｅ】
2008503069.tif 000028
【図５Ｆ】
2008503069.tif 000029
【図５Ｇ】
2008503069.tif 000030
【図５Ｈ】
2008503069.tif 000031
【図５Ｉ】
2008503069.tif 000032
【図６】
2008503069.tif 000033
【図７】
2008503069.tif 000034
【図８Ａ】
2008503069.tif 000035
【図８Ｂ】
2008503069.tif 000036
【図８Ｃ】
2008503069.tif 000037
【図８Ｄ】
2008503069.tif 000038
【図８Ｅ】
2008503069.tif 000039
【図９】
2008503069.tif 000040
【図１０】
2008503069.tif 000041
【図１１】
2008503069.tif 000042
【国際調査報告】
2008503069.tif 000043
2008503069.tif 000044