(57)【要約】  通信システムにおける受信信号のシンボル部の情報搬送部の大まかな推定位置が生成される。これには、受信信号を遅延させた受信信号と相関させることにより相関値が生成されるステップが含まれる。相関値の中から最大相関値が特定され、相関値が最大相関値の所定の割合以上に大きい期間が特定され、その期間は第１の瞬時点に始まり第２の瞬時点で終了する。ピーク相関値の大まかな推定位置が第１の瞬時点と第２の瞬時点との間の瞬時点、例えば第１の瞬時点と第２の瞬時点との間の中間点になるように設定する。
2008537415.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電気通信システムにおいて、受信信号におけるシンボルの情報搬送部の位置である大まかな推定位置を生成する方法であって、
前記受信信号を遅延させた受信信号と相関させることにより複数の相関値を生成するステップと、
前記複数の相関値の中から最大相関値を特定するステップと、
前記相関値が前記最大相関値の所定の割合以上になる、第１の瞬時点に始まり第２の瞬時点で終わる、期間を特定するステップと、
ピーク相関値の大まかな推定位置を前記第１の瞬時点と前記第２の瞬時点の間に設定するステップと、
を含むことを特徴とする前記方法。
【請求項２】
前記第１の瞬時点と前記第２の瞬時点の間に設定する瞬時点が前記第１の瞬時点と前記第２の瞬時点との間の中央点であることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記受信信号がシンボルの前に位置するガードインターバルを含み、
前記シンボルは先頭部および最終部を含み、
前記ガードインターバルは前記シンボルの前記最終部を含み、および
前記受信信号を前記シンボルの長さに応じた量を遅延させた受信信号を生成するステップを含む、ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項４】
高速フーリエ変換(ＦＦＴ)ウィンドウの開始点を決定するのに前記ピーク相関値の大まかな推定位置を利用するステップと、
前記決定された開始点で始まるＦＦＴウィンドウを有するＦＦＴにより前記受信された信号を処理するステップとを含む、請求項１に記載の方法。
【請求項５】
前記受信信号は、シンボルの前に位置するガードインターバルを含み、
前記シンボルは先頭部および最終部を含み、
前記ガードインターバルは前記シンボルの前記最終部を含み、
バイアス項、ＴＢを、ガードインターバルの期間ＴＧと０≦ｘ≦０．５を用い、ＴＢ＝ｘ・ＴＧに従って決定し、
ＦＦＴウィンドウの開始点ｔＦＦＴを、前記ピーク相関値の大まかな推定位置であるＴｐｅａｋを用いて、ｔＦＦＴ＝Ｔｐｅａｋ＋ＴＢに従って決定するステップを含む、請求項４に記載の方法。
【請求項６】
ＴＢ＝ＴＧ／２  である、請求項５に記載の方法。
【請求項７】
前記受信信号はシンボルの前に位置するガードインターバルを含み、
前記シンボルは先頭部および最終部を含み、
前記ガードインターバルは前記シンボルの前記最終部を含み、および
前記受信信号に関係する推定遅延スプレッドを決定するステップと、
バイアス項、ＴＢを、ガードインターバルの期間ＴＧと０．５≦ｘ≦１を用い、ＴＢ＝ＴＧ−ｘ・Ｔｍに従って決定するステップと、
ＦＦＴウィンドウの開始点ｔＦＦＴを、前記ピーク相関値の大まかな推定位置であるＴｐｅａｋを用いて、ｔＦＦＴ＝Ｔｐｅａｋ＋ＴＢに従って決定するステップを含む、請求項４に記載の方法。
【請求項８】
ＴＢ＝ＴＧ−Ｔｍ／２である請求項７に記載の方法。
【請求項９】
前記相関値が前記最大相関値の前記所定の割合、X％以上となる第１瞬時点と、前記相関値が前記最大相関の最大値の前記所定の割合、X％以上となる第２瞬時点との間の期間長を表わす第１ピーク幅と、
ΔX＝１００−Xのとき前記相関値が前記最大相関値の割合、１００−２ΔX％以上となる第１瞬時点と、前記相関値が前記最大相関値の割合、１００−２ΔX％以上となる第２瞬時点の間の期間長を表わす第２ピーク幅とにより、前記受信信号に関係する前記推定遅延スプレッドを、
2008537415.tif 000048
により決定するステップを含む、請求項７に記載の方法。
【請求項１０】
前記相関値が前記最大相関値の前記所定の割合、X％以上となる第１瞬時点と、
前記相関値が前記最大相関の最大値の前記所定の割合、X％以上となる第２瞬時点との間の期間長を表わす第１ピーク幅と、
ΔX＝１００−Xのとき前記相関値が前記最大相関値の割合、１００−２ΔX％以上となる第１瞬時点と、前記相関値が前記最大相関値の割合、１００−２ΔX％以上となる第２瞬時点の間の期間長を表わす第２ピーク幅とにより、前記受信信号に関係する前記推定遅延スプレッドを、
2008537415.tif 000049
により決定するステップを含む、請求項１に記載の方法。
【請求項１１】
前記受信信号が、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号である、請求項１に記載の方法。
【請求項１２】
電気通信システムにおいて、受信信号の大まかな推定位置を生成する方法であって、
前記受信信号は、シンボルの前に位置するガードインターバルを含み、前記シンボルは先頭部および最終部を含み、前記ガードインターバルは前記シンボルの前記最終部を含み、前記方法は、
前記受信信号の各サンプル、ｒ（ｎ）、に関し、移動加算の項数であるＮＵＭ＿ＴＥＲＭＳ、前記シンボル部の情報搬送部の期間に関するサンプル数、Ｎを用いると、前記受信信号を次式に従って相関値、ｃｏｒｒｍｏｄ（ｎ）を生成するステップと、
2008537415.tif 000050
前記相関値の最小の台形部を特定し、最小台形部は前記相関値が最小相関値に関係する期間である、前記相関値の最小台形部を特定するステップと、
前記相関値が前記最小相関値に対応付けられた相関値から増加し始める瞬時点を決定するステップと、
前記決定された瞬時点を用いて次の受信信号の開始の大まかな推定を決定するステップとを含む、ことを特徴とする前記方法。
【請求項１３】
前記相関値が、前記最小相関値に対応付けられた相関値から増加する前記瞬時点を決定するステップにおいて、
前記相関値の最小相関値を決定するステップと、
前記最小相関値を所定の量超え始める瞬時点を決定するステップとを含む、請求項１２に記載の方法。
【請求項１４】
前記所定の量が、
前記相関値の最小相関値を決定し、
前記最大相関値と前記最小相関値との差を決定し、そして
所定の分数値により該差を乗算することにより、決定される、請求項１３に記載の方法。
【請求項１５】
前記相関値が、前記最小相関値に対応付けられた相関値から増え始める瞬時点を決定するステップにおいて、
前記相関値の最小の相関値を決定するステップと、
前記相関値の最大の相関値を決定するステップと、
前記最大相関値である と０＜Ｘ＜１のＸを用いると、次式で定義される、ｃｏｒｒｐｌａｔｅａｕの値以上の相関値の台形部を決定するステップと、
2008537415.tif 000051
前記相関値の台形部の中で最初に生じる相関値に関する第１瞬時点を決定するステップと、
前記相関値の台形部の中で最後に生じる相関値に関する第２瞬時点を決定するステップと、
前記第１瞬時点と前記第２瞬時点の間に生じる相関値に関する第３瞬時点を決定するステップとを含む請求項１２に記載の方法。
【請求項１６】
前記第３瞬時点が前記第１瞬時点と前記第２瞬時点の間の中央点であることを特徴とする請求項１５に記載の方法。
【請求項１７】
バイアス項、ＴＢを、ガードインターバルの期間ＴＧと１．０≦ｘ≦１．５を用い、ＴＢ＝ｘ・ＴＧに従って決定するステップと、
ＦＦＴウィンドウの開始点、ｔＦＦＴを、前記第１瞬時点と前記第２瞬時点の間に生じる前記決定された第３瞬時点であるＴｐｅａｋを用いて、ｔＦＦＴ＝Ｔｐｅａｋ＋ＴＢに従って決定するステップと、
前記決定された開始点で始まる前記ＦＦＴウィンドウを持つＦＦＴにより前記受信信号を処理するステップとを含む、請求項１６に記載の方法。
【請求項１８】
前記ガードインターバルの期間をＴＧとし、前記移動加算の項数に対する期間をＴＮＵＭ＿ＴＥＲＭＳとし、前記相関値の前記最小台形部の期間測定値であるＰＷＸとするとき、次式に従って、前記受信信号の遅延スプレッドを推定するステップと、
2008537415.tif 000052
最小相関値を ｃｏｒｒｍｉｎとし、最大相関値をｃｏｒｒｍａｘ とし、０≦Ｘ＜１とするとき、次式で定義されるｃｏｒｒｐｌａｔｅａｕ の値以下である前記相関値の中から相関値を特定するステップと、
2008537415.tif 000053
をさらに含む、請求項１６に記載の方法。
【請求項１９】
０．５≦Ｘ≦１．０とするとき、次式に従ってバイアス項ＴＢを決定するステップと、
2008537415.tif 000054
ＦＦＴウィンドウの開始点、ｔＦＦＴを、前記第１の瞬時点と前記第２の瞬時点との間で生じる前記決定された第３瞬時点をＴｐｅａｋとするとき、ｔＦＦＴ＝Ｔｐｅａｋ＋ＴＢに従って決定するステップと、を含む請求項１８に記載の方法。
【請求項２０】
バイアス項、ＴＢを、ガードインターバルの期間ＴＧと０．５≦Ｘ≦１．０を用い、ＴＢ＝ｘ・ＴＧに従って決定するステップと、
ＦＦＴウィンドウの開始点、ｔＦＦＴを、前記の増加し始める相関値と対応付けられた前記決定された瞬時値をＴｐｅａｋとするとき、ｔＦＦＴ＝Ｔｐｅａｋ＋ＴＢに従って決定するステップと、
前記開始点で始まる前記ＦＦＴウィンドウを持つＦＦＴにより、前記受信信号を処理するステップを含む、請求項１２に記載の方法。
【請求項２１】
周波数オフセットを除去するための初期処理の結果、前記受信信号が得られる、請求項１２に記載の方法。
【請求項２２】
次式により、ｃｏｒｒｍｏｄ（ｎ） の値の組を決定するステップと、
2008537415.tif 000055
次式を満たすように、 最大相関値を決定するステップと、
2008537415.tif 000056
次式を満たすように、 最小相関値を決定するステップと、
2008537415.tif 000057
ｘ１が１または０のとき、次式に従って、信号対雑音比ＳＮＲを決定するステップと、
2008537415.tif 000058
を含む、請求項１２に記載の方法。
【請求項２３】
前記受信信号が、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号である、請求項１２に記載の方法。
【請求項２４】
受信信号がシンボルを含む、該受信信号の信号対雑音比を決定する方法であり、
前記受信信号のサンプルをｒ（ｎ）とし、前記シンボル部の情報搬送部の期間に関係するサンプル数をＮとするとき、次式に従ってｃｏｒｒｍｏｄ（ｎ）の値を決定するステップと、
2008537415.tif 000059
次式を満たすように、 最大相関値を決定するステップと、
2008537415.tif 000060
次式を満たすように、 最小相関値を決定するステップと、
2008537415.tif 000061
ｘ１が１または０のとき、次式に従って、信号対雑音比ＳＮＲを決定するステップと、
2008537415.tif 000062
を含む、ことを特徴とする前記方法。
【請求項２５】
電気通信システムにおいて受信信号の周波数誤差を補正する方法であって、
前記受信信号はシンボルの前に位置するガードインターバルを含み、前記シンボルは先頭部および最終部を含み、前記ガードインターバルは前記シンボルの前記最終部を含み、前記方法は、
（ａ）前記受信信号の第１量子化サンプルを生成するステップと，
（ｂ）各量子化サンプルは、１ビットの実数部と１ビットの虚数部で構成されるとき、前記第１量子化サンプルをもとに、第２量子化サンプルを生成するステップと，
（ｃ）前記受信信号の前記第２量子化サンプルを遅延させた受信信号の前記第２量子化サンプルと相関をとることにより、相関値を生成するステップと、
（ｄ）前記相関値から推定するピーク相関値を決定するステップと、
（ｅ）前記推定ピーク相関値から初期位相オフセットを決定するステップと、
（ｆ）前記位相オフセットに基づき、およびステップ（ｂ）の特性で導出されたバイアスに基づき、位相オフセット補正を決定するステップと、そして、
（ｇ）前記位相オフセット補正に基づき、前記受信信号の前記第１量子化サンプルを調整するステップと，
を含むことを特徴とする方法。
【請求項２６】
電気通信システムにおいて受信信号の周波数誤差を補正する方法であって、
前記受信信号はシンボルの前に位置するガードインターバルを含み、前記シンボルは先頭部および最終部を含み、および前記ガードインターバルは前記シンボルの前記最終部を含み、前記方法は、
（ａ）前記受信信号の第１量子化サンプルを生成するステップと，
（ｂ）各量子化サンプルは、１ビットの実数部と１ビットの虚数部で構成されるとき、前記第１量子化サンプルをもとに、第２量子化サンプルを生成するステップと，
（ｃ）前記受信信号の前記第２量子化サンプルを遅延させた受信信号の前記第２量子化サンプルと相関をとることにより、相関値を生成するステップと、
（ｄ）前記相関値から推定するピーク相関値を決定するステップと、
（ｅ）前記推定ピーク相関値から初期位相オフセットを決定するステップと、
（ｆ）前記初期位相オフセットに基づき、周波数オフセットを決定するステップと、
（ｇ）前記周波数オフセットに基づき、およびステップ（ｂ）の特性で導出されたバイアスに基づき、周波数オフセット補正を決定するステップと、そして
（ｈ）前記周波数オフセット補正に基づき、前記受信信号の前記第１量子化サンプルを調整するステップと、
を含む前記周波数誤差を補正する方法。
【請求項２７】
電気通信システムにおいて受信信号の周波数誤差を補正する方法であり、
前記受信信号はシンボルの前に位置するガードインターバルを含み、前記シンボルは先頭部および最終部を含み、および前記ガードインターバルは前記シンボルの前記最終部を含み、前記方法は、
（ａ）前記受信信号の第１量子化サンプルを生成するステップと，
（ｂ）各量子化サンプルは、１ビットの実数部と１ビットの虚数部で構成されるとき、前記第１量子化サンプルをもとに、第２量子化サンプルを生成するステップと，
（ｃ）前記受信信号の前記第２量子化サンプルを遅延させた受信信号の前記第２量子化サンプルと相関をとることにより、相関値を生成するステップと、
（ｄ）前記相関値から推定するピーク相関値を決定するステップと、
（ｅ）前記推定ピーク相関値から初期位相オフセットを決定するステップと、
（ｆ）前記初期位相オフセットに基づき、前記受信信号の前記第１量子化サンプルを調整するステップと、
（ｇ）調整された各量子化サンプルは、１ビットの実数部と１ビットの虚数部で構成されるとき、前記の調整第１量子化サンプルに基づき受信信号の調整第２量子化サンプルを生成するステップと、
（ｈ）前記受信信号の前記調整第２量子化サンプルを前記遅延させた受信信号の前記調整第２サンプルと相関をとることにより、新しい相関値を決定するステップと、
（ｉ）前記新しい相関値から新しいピーク相関値を決定するステップと、
（ｊ）前記新しいピーク相関値から新しい位相オフセットを決定するステップと、そして
（ｋ）前記新しい位相オフセットに基づき前記受信信号の前記第１量子化サンプルを調整するステップと、
を含む受信信号の周波数誤差を補正する方法。
【請求項２８】
前記新しい位相オフセットの補正が、十分な周波数誤差補正がなされたことを示す、所定の値になるまで、ステップ（ｇ）からステップ（ｋ）を繰り返す、請求項２７に記載の方法。
【請求項２９】
所定の回数だけ、ステップ（ｇ）からステップ（ｋ）を繰り返す、請求項２７に記載の方法。
【請求項３０】
シンボルを搬送する受信信号の信号対雑音比を推定する方法であって、
各サンプルは、１ビットの実数部と１ビットの虚数部で構成されるとき、前記受信信号の複数の量子化サンプルを生成するステップと、
前記受信信号をｒｑ（ｎ）とし、前記シンボルを運ぶ情報期間に関係するサンプル数をＮとし、ｘを定数とすると、次式に従って、複数の値、ｙｑ（ｎ）を決定するステップと、
2008537415.tif 000063
Ｋが定数のとき、次式に従って、相関値、ｃｏｒｒｍｏｄ（ｎ） の値を決定するステップと、
2008537415.tif 000064
そして、
2008537415.tif 000065
の関係があるとき、次式に従って信号対雑音比ＳＮＲを決定するステップと、
2008537415.tif 000066
を含む、前記受信信号の信号対雑音比を推定する方法。
【請求項３１】
Ｋ＝ｘ２・ＮＵＭ＿ＴＥＲＭＳで、０＜ｘ２≦２ｘである請求項３０に記載の方法。
【請求項３２】
前記受信信号が、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号である、請求項３０に記載の方法。
【請求項３３】
電気通信システムにおいて受信信号におけるシンボルの情報搬送部の位置である大まかな推定位置を生成する装置であって、
前記受信信号を遅延させた受信信号で相関させることで相関値を生成するロジックと、
前記相関値の最大相関値を特定するロジックと、
前記最大相関値の所定の割合以上になる相関値の期間、すなわち第１瞬時点に始まり第２瞬時点で終わる該期間、を特定するロジックと、および
ピーク相関値の大まかな推定位置と等価な瞬時点を、前記第１瞬時点と前記第２瞬時点の間に設定するロジックと、を含む前記装置。
【請求項３４】
前記第１瞬時点と前記第２瞬時点の間の前記瞬時点が前記第１瞬時点と前記第２瞬時点の中央点である、請求項３３に記載の装置。
【請求項３５】
前記受信信号はシンボルの前に位置するガードインターバルを含み、
前記シンボルは先頭部および最終部を含み、
前記ガードインターバルは前記シンボルの前記最終部を含み、および
前記シンボル長に応じた量だけ前記受信信号を遅らせることにより、前記遅延させた受信信号を生成するロジックを含む請求項３３に記載の装置。
【請求項３６】
ＦＦＴウィンドウの開始点を決定するために、前記ピーク相関値の大まかな推定位置を用いるロジックと、
前記の決定された開始点で開始するＦＦＴウィンドウを持つＦＦＴにより受信信号を処理するロジックと，を含む請求項３３に記載の装置。
【請求項３７】
前記受信信号はシンボルの前に位置するガードインターバルを含み、
前記シンボルは先頭部および最終部を含み、
前記ガードインターバルは前記シンボルの前記最終部を含み、および
バイアス項、ＴＢを、ガードインターバルの期間ＴＧと０≦ｘ≦０．５を用い、ＴＢ＝ｘ・ＴＧに従って決定するロジックと、
ＦＦＴウィンドウの開始点ｔＦＦＴを、前記ピーク相関値の大まかな推定位置であるＴｐｅａｋを用いて、ｔＦＦＴ＝Ｔｐｅａｋ＋ＴＢに従って決定するロジックと、
を含む請求項３３に記載の装置。
【請求項３８】
ＴＢ＝ＴＧ−Ｔｍ／２である請求項３７に記載の装置。
【請求項３９】
前記受信信号はシンボルの前に位置するガードインターバルを含み、
前記シンボルは先頭部および最終部を含み、
前記ガードインターバルは前記シンボルの前記最終部を含み、および
バイアス項、ＴＢを、ガードインターバルの期間ＴＧと０．５≦ｘ≦１を用い、ＴＢ＝ＴＧ−ｘ・Ｔｍに従って決定するロジックと、
ＦＦＴウィンドウの開始点ｔＦＦＴを、前記ピーク相関値の大まかな推定位置であるＴｐｅａｋを用いて、ｔＦＦＴ＝Ｔｐｅａｋ＋ＴＢに従って決定するロジックと、
を含む請求項３６に記載の装置。
【請求項４０】
ＴＢ＝ＴＧ−Ｔｍ／２である請求項３９に記載の装置。
【請求項４１】
前記相関値が前記最大相関値の前記所定の割合、X％以上となる第１瞬時点と、前記相関値が前記最大相関の最大値の前記所定の割合、X％以上となる第２瞬時点との間の期間長を表わす第１ピーク幅と、
ΔX＝１００−Xのとき前記相関値が前記最大相関値の割合、１００−２ΔX％以上となる第１瞬時点と、前記相関値が前記最大相関値の割合、１００−２ΔX％以上となる第２瞬時点の間の期間長を表わす第２ピーク幅とにより、前記受信信号に対応付けられた前記推定遅延スプレッドを、次式
2008537415.tif 000067
により決定するロジックを含む、請求項３９に記載の方法。
【請求項４２】
前記相関値が前記最大相関値の前記所定の割合、X％以上となる第１瞬時点と、前記相関値が前記最大相関の最大値の前記所定の割合、X％以上となる第２瞬時点との間の期間長を表わす第１ピーク幅と、
ΔX＝１００−Xのとき前記相関値が前記最大相関値の割合、１００−２ΔX％以上となる第１瞬時点と、前記相関値が前記最大相関値の割合、１００−２ΔX％以上となる第２瞬時点の間の期間長を表わす第２ピーク幅とにより、前記受信信号に対応付けられた前記推定遅延スプレッドを、次式
2008537415.tif 000068
により決定するロジックと、を含む請求項３３に記載の装置。
【請求項４３】
前記受信信号が、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号である、請求項３３に記載の装置。
【請求項４４】
電気通信システムにおいて、受信信号の大まかな推定位置を生成する装置であって、
前記受信信号は、シンボルの前に位置するガードインターバルを含み、前記シンボルは先頭部および最終部を含み、前記ガードインターバルは前記シンボルの前記最終部を含み、前記装置は、
前記受信信号の各サンプル、ｒ（ｎ）、に関し、移動加算の項数であるＮＵＭ＿ＴＥＲＭＳ、前記シンボル部の情報搬送部の期間に関するサンプル数、Ｎを用いると、前記受信信号を次式に従って相関値、ｃｏｒｒｍｏｄ（ｎ） 、を生成するロジックと、
2008537415.tif 000069
前記相関値の最小の台形部を特定し、最小台形部は前記相関値が最小相関値に関係する期間である、前記相関値の最小台形部を特定するロジックと、
前記相関値が前記最小相関値に対応付けられた相関値から増加し始める瞬時点を決定するロジックと、
前記決定された瞬時点を用いて次の受信信号の開始の大まかな推定を決定するロジックと，を含む前記受信信号の大まかな推定位置を生成する装置。
【請求項４５】
前記相関値が、前記最小相関値に対応付けられた相関値から増加する前記瞬時点を決定するロジックにおいて、
前記相関値の最小相関値を決定するロジックと、
前記最小相関値を所定の量超え始める瞬時点を決定するロジックと，を含む請求項４４に記載の装置。
【請求項４６】
前記所定の量が、
前記相関値の最小相関値を決定し、
前記最大相関値と前記最小相関値との差を決定し、そして
所定の分数値により該差を乗算することにより決定されるロジックと、を含む請求項４５に記載の装置。
【請求項４７】
前記相関値が、前記最小相関値に対応付けられた相関値から増え始める瞬時点の決定するロジックにおいて、
前記相関値の最小の相関値を決定するロジックと、
前記相関値の最大の相関値を決定するロジックと、
前記最大相関値である と０＜Ｘ＜１のＸを用いると、次式で定義される、ｃｏｒｒｐｌａｔｅａｕの値以上の相関値の台形部を決定するロジックと、
2008537415.tif 000070
前記相関値の台形部の中で最初に生じる相関値に関する第１瞬時点を決定するロジックと、
前記相関値の台形部の中で最後に生じる相関値に関する第２瞬時点を決定するロジックと、
前記第１瞬時点と前記第２瞬時点の間に生じる相関値に関する第３瞬時点を決定するロジックを含む請求項４４に記載の装置。
【請求項４８】
前記第３瞬時点が前記第１瞬時点と前記第２瞬時点の間の中央点であることを特徴とする請求項４７に記載の装置。
【請求項４９】
バイアス項、ＴＢを、ガードインターバルの期間ＴＧと１．０≦ｘ≦１．５を用い、ＴＢ＝ｘ・ＴＧに従って決定するロジックと、
ＦＦＴウィンドウの開始点、ｔＦＦＴを、前記第１瞬時点と前記第２瞬時点の間に生じる前記決定された第３瞬時点であるＴｐｅａｋを用いて、ｔＦＦＴ＝Ｔｐｅａｋ＋ＴＢに従って決定するロジックと、
前記決定された開始点で始まる前記ＦＦＴウィンドウを持つＦＦＴにより前記受信信号を処理するロジックとを含む、請求項４８に記載の装置。
【請求項５０】
前記ガードインターバルの期間をＴＧとし、前記移動加算の項数に対する期間をＴＮＵＭ＿ＴＥＲＭＳとし、前記相関値の前記最小台形部の期間測定値であるＰＷＸとするとき、次式に従って、前記受信信号の遅延スプレッドを推定するロジックと、
2008537415.tif 000071
最小相関値を ｃｏｒｒｍｉｎとし、最大相関値をｃｏｒｒｍａｘ とし、０≦Ｘ＜１とするとき、次式で定義されるｃｏｒｒplateauの値以下である前記相関値の中から相関値を特定するロジックと、
2008537415.tif 000072
と、をさらに含む請求項４８に記載の装置。
【請求項５１】
０．５≦Ｘ≦１．０とするとき、次式に従ってバイアス項ＴＢを決定するロジックと、
2008537415.tif 000073
ＦＦＴウィンドウの開始点、ｔＦＦＴを、前記第１の瞬時点と前記第２の瞬時点との間で生じる前記決定された第３瞬時点をＴｐｅａｋとするとき、ｔＦＦＴ＝Ｔｐｅａｋ＋ＴＢに従って決定するロジックと、を含む請求項５０に記載の装置。
【請求項５２】
バイアス項、ＴＢを、ガードインターバルの期間ＴＧと０．５≦Ｘ≦１．０を用い、ＴＢ＝ｘ・ＴＧに従って決定するロジックと、
ＦＦＴウィンドウの開始点、ｔＦＦＴを、前記の増加し始める相関値と対応付けられた前記決定された瞬時値をＴｐｅａｋとするとき、ｔＦＦＴ＝Ｔｐｅａｋ＋ＴＢに従って決定するロジックと、
前記開始点で始まる前記ＦＦＴウィンドウを持つＦＦＴにより、前記受信信号を処理するロジックと、を含む請求項４４に記載の装置。
【請求項５３】
周波数オフセットを除去するための初期処理の結果、前記受信信号を生成するロジックを含む、請求項４４に記載の装置。
【請求項５４】
次式により、ｃｏｒｒｍｏｄ（ｎ）の値の組を決定するロジックと、
2008537415.tif 000074
次式を満たすように、 最大相関値を決定するロジックと、
2008537415.tif 000075
次式を満たすように、 最小相関値を決定するロジックと、
2008537415.tif 000076
ｘ１が１または０のとき、次式に従って、信号対雑音比、ＳＮＲ、を決定するロジックと、
2008537415.tif 000077
を含む、請求項４４に記載の装置。
【請求項５５】
前記受信信号が、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号である、請求項４４に記載の装置。
【請求項５６】
受信信号がシンボルを含む、該受信信号の信号対雑音比を決定する装置であり、
前記受信信号のサンプルをｒ（ｎ）とし、前記シンボルの情報搬送部の期間に関係するサンプル数をＮとするとき、次式に従ってｃｏｒｒｍｏｄ（ｎ）の値を決定するロジックと、
2008537415.tif 000078
次式を満たすように、 最大相関値を決定するロジックと、
2008537415.tif 000079
次式を満たすように、 最小相関値を決定するロジックと、
2008537415.tif 000080
ｘ１が１または０のとき、次式に従って、信号対雑音比ＳＮＲを決定するロジックと、
2008537415.tif 000081
を含む、ことを特徴とする前記装置。
【請求項５７】
電気通信システムにおいて受信信号の周波数誤差を補正するための装置であって、
前記受信信号はシンボルの前に位置するガードインターバルを含み、前記シンボルは先頭部および最終部を含み、前記ガードインターバルは前記シンボルの前記最終部を含み、前記装置は、
（ａ）前記受信信号の第１量子化サンプルを生成するロジックと，
（ｂ）各量子化サンプルは、１ビットの実数部と１ビットの虚数部で構成されるとき、前記第１量子化サンプルをもとに、第２量子化サンプルを生成するロジックと，
（ｃ）前記受信信号の前記第２量子化サンプルを遅延させた受信信号の前記第２量子化サンプルと相関をとることにより、相関値を生成するロジックと、
（ｄ）前記相関値から推定するピーク相関値を決定するロジックと、
（ｅ）前記推定ピーク相関値から初期位相オフセットを決定するロジックと、
（ｆ）前記位相オフセットに基づき、およびステップ（ｂ）の特性で導出されたバイアスに基づき、位相オフセット補正を決定するロジックと、そして、
（ｇ）前記位相オフセット補正に基づき、前記受信信号の前記第１量子化サンプルを調整するロジックと、
を含むことを特徴とする前記装置。
【請求項５８】
電気通信システムにおいて受信信号の周波数誤差を補正するための装置であって、
前記受信信号はシンボルの前に位置するガードインターバルを含み、前記シンボルは先頭部および最終部を含み、および前記ガードインターバルは前記シンボルの前記最終部を含み、前記装置は、
（ａ）前記受信信号の第１量子化サンプルを生成するロジックと，
（ｂ）各量子化サンプルは、１ビットの実数部と１ビットの虚数部で構成されるとき、前記第１量子化サンプルをもとに、第２量子化サンプルを生成するロジックと，
（ｃ）前記受信信号の前記第２量子化サンプルを遅延させた受信信号の前記第２量子化サンプルと相関をとることにより、相関値を生成するロジックと、
（ｄ）前記相関値から推定するピーク相関値を決定するロジックと、
（ｅ）前記推定ピーク相関値から初期位相オフセットを決定するロジックと、
（ｆ）前記初期位相オフセットに基づき、周波数オフセットを決定するロジックと、
（ｇ）前記周波数オフセットに基づき、およびステップ（ｂ）の特性で導出されたバイアスに基づき、周波数オフセット補正を決定するロジックと、そして
（ｈ）前記周波数オフセット補正に基づき、前記受信信号の前記第１量子化サンプルを調整するロジックと、
を含むことを特徴とする前記装置。
【請求項５９】
電気通信システムにおいて受信信号の周波数誤差を補正するための装置であって、
前記受信信号はシンボルの前に位置するガードインターバルを含み、前記シンボルは先頭部および最終部を含み、前記ガードインターバルは前記シンボルの前記最終部を含み、前記装置は、
（ａ）前記受信信号の第１量子化サンプルを生成するロジックと，
（ｂ）各量子化サンプルは、１ビットの実数部と１ビットの虚数部で構成されるとき、前記第１量子化サンプルをもとに、第２量子化サンプルを生成するロジックと，
（ｃ）前記受信信号の前記第２量子化サンプルを遅延させた受信信号の前記第２量子化サンプルと相関をとることにより、相関値を生成するロジックと、
（ｄ）前記相関値から推定するピーク相関値を決定するロジックと、
（ｅ）前記推定ピーク相関値から初期位相オフセットを決定するロジックと、
（ｆ）前記初期位相オフセットに基づき、前記受信信号の前記第１量子化サンプルを調整するロジックと、
（ｇ）調整された各量子化サンプルは、１ビットの実数部と１ビットの虚数部で構成されるとき、前記の調整第１量子化サンプルに基づき受信信号の調整第２量子化サンプルを生成するロジックと、
（ｈ）前記受信信号の前記調整第２量子化サンプルを前記遅延させた受信信号の前記調整第２サンプルと相関をとることにより、新しい相関値を決定するロジックと、
（ｉ）前記新しい相関値から新しいピーク相関値を決定するロジックと、
（ｊ）前記新しいピーク相関値から新しい位相オフセットを決定するロジックと、そして
（ｋ）前記新しい位相オフセットに基づき前記受信信号の前記第１量子化サンプルを調整するロジックと、
を含むことを特徴とする前記装置。
【請求項６０】
前記新しい位相オフセットの補正が、十分な周波数誤差補正がなされたことを示す、所定の値になるまで、ロジック（ｇ）からロジック（ｋ）を繰り返すロジックを含む、請求項５９に記載の方法。
【請求項６１】
所定の回数だけ、ロジック（ｇ）からロジック（ｋ）を繰り返す、請求項５９に記載の方法。
【請求項６２】
シンボルを搬送する受信信号の信号対雑音比を推定するための装置であって、
各サンプルは、１ビットの実数部と１ビットの虚数部で構成されるとき、前記受信信号の複数の量子化サンプルを生成するロジックと、
前記受信信号をｒｑ（ｎ）とし、前記シンボルを運ぶ情報期間に関係するサンプル数をＮとし、ｘを定数とすると、次式に従って、複数の値、ｙｑ（ｎ）を決定するロジックと、
2008537415.tif 000082
Ｋが定数のとき、次式に従って相関値、ｃｏｒｒｍｏｄ（ｎ） の値を決定するロジックと、
2008537415.tif 000083
そして、
2008537415.tif 000084
の関係があるとき、次式に従って信号対雑音比ＳＮＲを決定するロジックと、
2008537415.tif 000085
を含むことを特徴とする前記装置。
【請求項６３】
Ｋ＝ｘ２・ＮＵＭ＿ＴＥＲＭＳで、０＜ｘ２≦２ｘである請求項６２に記載の装置。
【請求項６４】
前記受信信号が、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号である、請求項６２に記載の方法。
【請求項６５】
プログラムインストラクションセットを貯蔵した装置可読の記憶媒体であって、電気通信システムにおける受信信号のシンボルの情報搬送部の大まかな推定位置をプロセッサに生成させる、該プログラムインストラクションセットは、
前記受信信号を遅延させた受信信号と相関させることにより相関値を生成するステップと、
前記相関値の中から最大相関値を特定するステップと、
第１の瞬時点に始まり第２の瞬時点で終わる、前記相関値が前記最大相関値の所定の割合以上になる期間を特定するステップと、および
前記ピーク相関値の大まかな推定位置を前記第１の瞬時点と前記第２の瞬時点の間に設定するステップと、
を前記プロセッサに実行させることを特徴とする前記装置可読の記憶媒体。
【請求項６６】
プログラムインストラクションセットを貯蔵した装置可読の記憶媒体であって、電気通信システムにおける受信信号のシンボルの情報搬送部の大まかな推定位置を該プログラムインストラクションセットがプロセッサに生成させ、該受信信号はシンボルの前に位置するガードインターバルを含み、前記シンボルは先頭部および最終部を含み、前記ガードインターバルは前記シンボルの前記最終部を含み、該プログラムインストラクションセットは、
前記受信信号の各サンプル、ｒ（ｎ）、に関し、移動加算の項数であるＮＵＭ＿ＴＥＲＭＳ、前記シンボルの情報搬送部の期間に関するサンプル数、Ｎを用いると、前記受信信号を次式に従って相関値、ｃｏｒｒｍｏｄ（ｎ）、を生成するステップと、
2008537415.tif 000086
前記相関値の最小の台形部を特定し、最小台形部は前記相関値が最小相関値に関係する期間である、前記相関値の最小台形部を特定するステップと、
前記相関値が前記最小相関値に対応付けられた相関値から増加し始める瞬時点を決定するステップと、
前記決定された瞬時点を用いて次の受信信号の開始の大まかな推定を決定するステップと、を前記プロセッサに実行させることを特徴とする前記装置可読の記憶媒体。
【請求項６７】
プログラムインストラクションセットを貯蔵した装置可読の記憶媒体であって、該プログラムインストラクションセットがプロセッサに受信信号の信号対雑音比を決定させ、該受信信号はシンボルを含み、該プログラムインストラクションセットは、
前記受信信号のサンプルをｒ（ｎ）とし、前記シンボル部の搬送情報の期間に関係するサンプル数をＮとするとき、次式に従ってｃｏｒｒｍｏｄ（ｎ）の値を決定するステップと、
2008537415.tif 000087
次式を満たすように、 最大相関値を決定するステップと、
2008537415.tif 000088
次式を満たすように、 最小相関値を決定するステップと、
2008537415.tif 000089
ｘ１が１または０のとき、次式に従って、信号対雑音比ＳＮＲを決定するステップと、
2008537415.tif 000090
を前記プロセッサに実行させることを特徴とする前記装置可読の記憶媒体。
【請求項６８】
プログラムインストラクションセットを貯蔵した装置可読の記憶媒体であって、電気通信システムにおける受信信号の周波数誤差のための補正を該プログラムインストラクションセットがプロセッサに実行させ、該受信信号はシンボルの前に位置するガードインターバルを含み、前記シンボルは先頭部および最終部を含み、前記ガードインターバルは前記シンボルの前記最終部を含み、該プログラムインストラクションセットは、
（ａ）前記受信信号の第１量子化サンプルを生成するステップと，
（ｂ）各量子化サンプルは、１ビットの実数部と１ビットの虚数部で構成されるとき、前記第１量子化サンプルをもとに、第２量子化サンプルを生成するステップと，
（ｃ）前記受信信号の前記第２量子化サンプルを遅延させた受信信号の前記第２量子化サンプルと相関をとることにより、相関値を生成するステップと、
（ｄ）前記相関値から推定するピーク相関値を決定するステップと、
（ｅ）前記推定ピーク相関値から初期位相オフセットを決定するステップと、
（ｆ）前記位相オフセットに基づき、およびステップ（ｂ）の特性で導出されたバイアスに基づき、位相オフセット補正を決定するステップと、そして、
（ｇ）前記位相オフセット補正に基づき、前記受信信号の前記第１量子化サンプルを調整するステップと、
を前記プロセッサに実行させることを特徴とする前記装置可読の記憶媒体。
【請求項６９】
プログラムインストラクションセットを貯蔵した装置可読の記憶媒体であって、電気通信システムにおける受信信号の周波数誤差のための補正を該プログラムインストラクションセットがプロセッサに実行させ、該受信信号はシンボルの前に位置するガードインターバルを含み、前記シンボルは先頭部および最終部を含み、前記ガードインターバルは前記シンボルの前記最終部を含み、該プログラムインストラクションセットは、
（ａ）前記受信信号の第１量子化サンプルを生成するステップと，
（ｂ）各量子化サンプルは、１ビットの実数部と１ビットの虚数部で構成されるとき、前記第１量子化サンプルをもとに、第２量子化サンプルを生成するステップと，
（ｃ）前記受信信号の前記第２量子化サンプルを遅延させた受信信号の前記第２量子化サンプルと相関をとることにより、相関値を生成するステップと、
（ｄ）前記相関値から推定するピーク相関値を決定するステップと、
（ｅ）前記推定ピーク相関値から初期位相オフセットを決定するステップと、
（ｆ）前記初期位相オフセットに基づき、周波数オフセットを決定するステップと、
（ｇ）前記周波数オフセットに基づき、およびステップ（ｂ）の特性で導出されたバイアスに基づき、周波数オフセット補正を決定するステップと、そして
（ｈ）前記周波数オフセット補正に基づき、前記受信信号の前記第１量子化サンプルを調整するステップと、
を前記プロセッサに実行させることを特徴とする前記装置可読の記憶媒体。
【請求項７０】
プログラムインストラクションセットを貯蔵した装置可読の記憶媒体であって、電気通信システムにおける受信信号の周波数誤差のための補正を該プログラムインストラクションセットがプロセッサに実行させ、該受信信号はシンボルの前に位置するガードインターバルを含み、前記シンボルは先頭部および最終部を含み、前記ガードインターバルは前記シンボルの前記最終部を含み、該プログラムインストラクションセットは、
（ａ）前記受信信号の第１量子化サンプルを生成するステップと，
（ｂ）各量子化サンプルは、１ビットの実数部と１ビットの虚数部で構成されるとき、前記第１量子化サンプルをもとに、第２量子化サンプルを生成するステップと，
（ｃ）前記受信信号の前記第２量子化サンプルを遅延させた受信信号の前記第２量子化サンプルと相関をとることにより、相関値を生成するステップと、
（ｄ）前記相関値から推定するピーク相関値を決定するステップと、
（ｅ）前記推定ピーク相関値から初期位相オフセットを決定するステップと、
（ｆ）前記初期位相オフセットに基づき、前記受信信号の前記第１量子化サンプルを調整するステップと、
（ｇ）調整された各量子化サンプルは、１ビットの実数部と１ビットの虚数部で構成されるとき、前記の調整第１量子化サンプルに基づき受信信号の調整第２量子化サンプルを生成するステップと、
（ｈ）前記受信信号の前記調整第２量子化サンプルを前記遅延させた受信信号の前記調整第２サンプルと相関をとることにより、新しい相関値を決定するステップと、
（ｉ）前記新しい相関値から新しいピーク相関値を決定するステップと、
（ｊ）前記新しいピーク相関値から新しい位相オフセットを決定するステップと、そして
（ｋ）前記新しい位相オフセットに基づき前記受信信号の前記第１量子化サンプルを調整するステップと、
を前記プロセッサに実行させることを特徴とする前記装置可読の記憶媒体。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）を使用するデジタル通信に関し、より詳細には初期タイミング同期を決定するためにガードインターバルの特性を利用することに関係する。
【背景技術】
【０００２】
直交周波数分割多重（以下「ＯＦＤＭ」という）は、デジタル情報を伝送するために非常に普及した方法である。例えばデジタル・オーディオ・ブロードキャスティング（ＤＡＢ）、デジタル・ビデオ・ブロードキャスティング−テレストリアル（ＤＶＢ‐Ｔ）などのデジタル・ビデオ・ブロードキャスティング（ＤＶＢ）およびＩＥＥＥ８０２．１１ａおよびＩＥＥＥ８０２．１１ｇのような幾つかの無線ローカル・エリヤ・ネットワーク（ＷＬＡＮ）規格に、この方法は現在使用されている。ＯＦＤＭを使用する１つの理由は、ＯＦＤＭにより受信機側で多少の複雑さを増すだけでかなり大きく時間分散したチャネルを介しての通信が可能になるからである。
【０００３】
ＯＦＤＭに基づくシステムの大きな遅延スプレッドを処理する方法としてガードインターバル（以下ＧＩとも呼ぶ）を使用する方法がある。ＧＩ（文献ではまた「サイクリック・プレフィックス」または「ＣＰ」とも呼ばれる）は実際のシンボルの前に送信されるＯＦＤＭシンボルの最終部の単なるコピーである。このＧＩシンボルは図１に概略的に示され、ここでは、いくつかのシンボルが示されている。例示的シンボルの一つであるシンボル１０１は、先行するガードインターバル１０５として送信するシンボル最終部１０３をガードインターバルに含んでいる（図では時間は左から右へ流れる）。その他のガードインターバルもその直後に続くシンボルの最終部から同様に形成される。
【０００４】
ＧＩの長さＴＧが少なくともチャネルのインパルス応答の継続時間と同等に長ければ、ＯＦＤＭに基づくシステムではシンボル間干渉（ＩＳＩ）として知られる時間分散のあるチャネルの影響は、ＧＩの長さ、ＴＧが少なくともチャネルのインパルス応答の（最大）期間、Ｔｍと同程度に長ければ、回避できることは良く知られている。ＯＦＤＭシステムは大きな遅延スプレッドを扱う能力があるため、いわゆる単一周波数ネットワーク（以下「ＳＦＮ」ともいう）に非常に適しており、放送に使用されている。（単一周波数ネットワークでは、地理的に離れた送信機が、同一周波数で動作する。そして、干渉を減らすため、送信機は互いに同期をとる。）
以上述べたように、ＩＳＩの無い受信はＴｍ≦ＴＧであればいつでも可能である。しかしながら、これには信号の中で情報搬送部分の始まりを特定することが必要である。このため、ＯＦＤＭ受信機は受信信号のタイミングおよび周波数を推定する構成を含む。図２は典型的なＯＦＤＭ受信機のブロックダイアグラムである。受信機がＲＦ信号をダウンコンバートして生成するアナログ信号ｒ（ｔ）は、アナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変換器２０１に供給される。デジタル化信号ｒ（ｋ）は次いでタイミングおよび周波数の大まかな推定ユニット２０３に供給され、ユニット２０３は受信信号のタイミングおよび周波数オフセットの大まかな推定値を生成する。（周波数オフセットは送信信号周波数と受信信号周波数との間の差である。）この情報はＧＩ除去ユニット２０７ならびに周波数修正ユニット２０５に供給される。ＧＩ除去ユニット２０７は、また周波数修正ユニット２０５の出力を受信する。用意された最良のタイミングおよび周波数情報に基づき、ＧＩ除去ユニット２０７はＧＩを除去し、受信信号の情報部をＦＦＴユニット２０９に供給し、ＦＦＴユニット２０９の出力は後段の受信機に供給され、後段の受信機はタイミングおよび周波数情報の精密推定ユニット２１１を含み、この精密推定ユニットはＦＦＴ出力信号からより正確なタイミングおよび周波数情報を生成することができる。より正確な周波数情報は周波数修正ユニット２０５にフィードバックされ、受信機の性能が改善される。このより正確なタイミング情報は同様にＧＩ除去ユニット２０７にフィードバックされ、受信機の性能が改善される。
【０００５】
次に、タイミングおよび周波数の大まかな推定ユニット２０３に焦点を当てると、シンボルの始まりを見出す通常の方法は、受信した信号と遅延させ複素共役の形の受信信号自体とを相関させ、次いで相関器出力の絶対値がその最大値に達する場所を特定することによる。図３は、この目的に使用することができる従来の相関器のブロック図である。受信信号ｒ（ｎ）は乗算器３０１の入力の１つに、そして遅延ユニット３０３の入力にも直接供給される。遅延ユニット３０３はある量Ｔｕだけ信号を遅延させる（Ｔｕは１つのシンボル部の搬送情報の期間である）。以下の考察では、Ｎは期間Ｔｕの間のサンプル数である。一般的に、Ｎは期間Ｔｕに対応するサンプル数であり、ＮはＦＦＴサイズと等価である。しかしながら、本発明はこのような特定の場合に限定されないことに留意すべきである。遅延ユニット３０３の出力の複素共役が形成され（図３で「＊」により表わす）、乗算器３０１のもう一方の入力に供給される。乗算器３０１の出力において生成する積（ｙ（ｎ）と表わす）が加算ユニット３０５に供給され、加算ユニット３０５はその積の移動加算の総合値を生成する。移動加算は「ｃｏｒｒ（ｎ）」と表される相関量を示し、「ｃｏｒｒ（ｎ）」は数学的に次式により表わすことができる。
【０００６】
2008537415.tif 000003
上式で、ｒ＊（ｎ−ｋ−Ｎ）はｒ（ｎ−ｋ−Ｎ）の複素共役であり、ＮＵＭ＿ＴＥＲＭＳは移動加算における項数である。
【０００７】
複素値相関項ｃｏｒｒ（ｎ）の位相は、周波数オフセットを決定するために使用する。最大相関に到達するポイントを決定するために、加算ユニット３０５の出力を絶対値ユニット３０７に供給し、絶対値ユニット３０７の出力は相関値の大きさ、｜ｃｏｒｒ（ｎ）｜を示す。
【０００８】
複素共役および乗算の結果ｙ（ｎ）は、ｒ（ｎ−Ｎ）がＧＩを含み、ｒ（ｎ）がＧＩにコピーしたデータを含む場合以外はランダム雑音として現れる。図４は、チャネルに関連する遅延スプレッドがない理想状態における、受信信号ｒ（ｎ）、遅延信号ｒ（ｎ−Ｎ）および移動加算｜ｃｏｒｒ（ｎ）｜の間の関係を示すタイミング図である。
【０００９】
図４からわかるように、信号部の情報搬送部がｔ＝０において始まれば、相関のピークはｔ＝−ＴＧにおいて生じる。従ってピークが正確に予期する場所、Ｔｍ＝０で生じる場合、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ウィンドウの始まりを、ピークを見出す点に配置するように決定することができ、あるいは代替としてウィンドウの始まりをＴＧだけ遅延させて開始するよう決定できよう。実際、ピーク位置の誤差エラーが明らかになる具合に応じて、ＦＦＴウィンドウを早く配置するのを回避するために相関ピークが見られる位置に一定のバイアスＴＢを加える必要がある。ＴＢの一般的選択はＴＧ／２である、というのはこれが誤差エラーに対し最大の余裕を与えるからである（即ち、ＦＦＴウィンドウをＧＩの外で開始するのを回避するために）。
【００１０】
チャネルに時間分散のある場合、相関器の出力は明確なピークを示さず、むしろ台形のように現れる。これは図５のように示され、図５はチャネルに適度の遅延スプレッドがある状況の場合の受信信号ｒ（ｎ）、遅延信号ｒ（ｎ−Ｎ）および移動加算｜ｃｏｒｒ（ｎ）｜の間の関係を示すタイミング図である。
ＯＦＤＭシンボルの情報搬送部はｔ＝０において始まるとする。チャネルが最大遅延スプレッドＴｍを有するとき、ＦＦＴウィンドウの開始に関する条件は、次式で与えられる。
【００１１】
−ＴＧ＋Ｔｍ≦ｔ≦０                              （１）
従ってＴｍ≦ＴＧである限り、式（１）を満たすｔを選択すればＩＳＩを回避することが可能である。一方、Ｔｍ＞ＴＧであれば、ＩＳＩの影響を最少にするようなｔを選択することが大切となる。ＳＦＮにおいて使用するように設計されたシステムに対して、ガードインターバルは一般に広くなるので、最初のケースが多くあり得る。
【００１２】
時間分散のあるチャネルは分散のない場合と比較して、相関ピークの位置を遅らせる効果がある。さらにピーク位置の変動はかなり大きくなる。その状況はＳＦＮではもっと悪くなり、ＳＦＮではチャネルのインパルス応答は２台の送信機から来る放射波から成り、２台の送信機は同期しているが、受信機から非常に異なる距離にある。いま、一方の送信機と受信機との間のチャネルに関する遅延スプレッドが、受信機が遭遇する総遅延スプレッドに比し小さいと仮定しよう。その場合チャネルは２放射チャネルとしてモデル化することができ、放射波間の距離はＴｍと等しい遅延スプレッドを生ずる。Ａ．ポーリン（Ａ．Ｐａｌｉｎ）およびＪ．リン（Ｊ．Ｒｉｎｎｅ）著「ＳＦＮチャネルにおけるＯＦＤＭシステムのための高度シンボル同期法（Ｅｎｈａｎｃｅｄ  ｓｙｍｂｏｌ  ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ  ｍｅｔｈｏｄ  ｆｏｒ  ＯＦＤＭ  ｓｙｓｔｅｍ  ｉｎ  ＳＦＮ  ｃｈａｎｎｅｌｓ）」グローブコム９８、シドニー、１９９８年、３２２８‐３２４３頁（以降「ポーリンおよびリン」と呼ぶ）では、このようなチャネルについて相関器出力のピーク位置に基づく同期は良好に動作しないであろうという見解があった。特にタイミングが相関器のピークに基づけば、システムにより扱うことができる最大遅延スプレッドはＴｍ＝ＴＧ／２に削減されることになる。
【００１３】
この問題は「ポーリンおよびリン」の文献において、２台の相関器を使用し、第２の相関器にはＧＩを含む全ＯＦＤＭシンボル長に等しい遅延があると記載されている。第１の相関器からの出力を第２の相関器に供給し、この第２の相関器からの出力は第１の相関器からの出力よりさらに明確なピークを示す。ピークが上述の台形部の中央、即ち−ＴＧ＋Ｔｍ／２において見つかると仮定すれば、その場合ＴＢ＝ＴＧ−Ｔｍ／２を選択することは可能である。ＴｍがＴＧであると仮定すれば、ＩＳＩのないサンプル時間が明らかに常に生ずるであろう。しかし、この手法は、構成についてはさらに複雑にしてしまう。なぜなら、この手法は余分なもう１つの相関器を必要とし、その遅延はＧＩを含む全ＯＦＤＭシンボル長に等しくなる。さらにＴｍがＴＧよりかなり短い場合、サンプル点はｔ＝０におけるよりむしろｔ＝−ＴＧ／２の近くに見つかることになる。これはＩＳＩのない受信を保証するであろうが、この手法は受信機におけるチャネル推定に不要に厳しい要求を課すことになる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
従ってＴｍの短いおよび長い値の双方の場合に適用可能なアルゴリズムを使用して、計算も複雑にならない大まかな同期を達成する必要がある。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本明細書で、「構成する、あるいは含む（ｃｏｍｐｒｉｓｅｓ）」および「構成している、あるいは含んでいる(ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ)」が使用される場合、それは記述する特徴、数値、ステップまたは構成要素の存在を特定するものと受け取られるが、これらの用語を使用しても、これ以外の１つ以上の特徴、数値、ステップ、構成要素またはグループ化したそれらの存在またはそれらを追加することを排除しないことをまず強調しておく。
【００１６】
本発明の第１の態様によれば、電気通信システムにおける受信信号のシンボル部の搬送情報の大まかな推定位置を生成する装置および方法によって、上述の目的とその他の目的が達成される。これには、受信信号を遅延させた受信信号と相関させることにより相関値を生成することステップが含まれている。相関値の中から最大相関値を特定し、相関値が最大相関値の所定の割合以上に大きくなる期間を特定し、その期間は第１の時間モーメント(以下瞬時点という)で始まり、第２の瞬時点で終了する。例として所定の割合Ｘは、５０％≦Ｘ≦１００％を満たせばよい。ピーク相関値の大まかな推定位置は第１の瞬時点と第２の瞬時点との間のある瞬時点に等しく設定する。
【００１７】
例えば幾つかの実施形態では、第１の瞬時点と第２の瞬時点との間の瞬時点は第１の瞬時点と第２の瞬時点との間の中間点である。
【００１８】
別の態様ではピーク相関値の大まかな推定位置を使用して、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）のウィンドウの開始点を決定することができる。その場合決定した開始点において始まるＦＦＴウィンドウを有するＦＦＴにより、受信信号を処理する。
【００１９】
本明細書において開示する種々の態様はシステムにおいて非常に有用であり、システムでは受信信号にはシンボルに従うガードインターバルが含まれる。そしてシンボルには第１の部分および最終部を含み、ガードインターバルにはシンボルの最終部が含まれる。このようなシステムでは、別の態様によればバイアス項、ＴＢがＴＢ＝ｘ・ＴＧに従って、決定される。ここで、ＴＧはガードインターバルの期間であり、０≦ｘ≦０．５である。また、ＦＦＴウィンドウ開始点ｔＦＦＴは次式により決定される。
ｔＦＦＴ  ＝  Ｔｐｅａｋ  ＋  ＴＢ
上式で、Ｔｐｅａｋはピーク相関値の位置の大まかな推定値である。
【００２０】
この代わりとなる実施形態では、受信信号に関連する推定遅延スプレッドＴｍは次式により決定される。
2008537415.tif 000004
上式でＰＷ１００−ΔＸは、相関値が最大相関値の所定の割合Ｘ％以上の場合の第１の瞬時点と、相関値が最大相関最大値の所定の割合以上の場合の第２の瞬時点の間の期間長を表わす第１のピーク幅であり、ＰＷ１００−ΔＸは、相関値が最大相関値の（１００−２ΔＸ）％以上である場合の第１の瞬時点と相関値が最大相関値の（１００−２ΔＸ）％以上である場合の第２の瞬時点の間の期間長を表わす第２のピーク幅であり、ここでΔＸ＝１００−Ｘである。
【００２１】
さらに別の態様ではバイアス項ＴＢをＴＢ＝ＴＧ−ｘ・Ｔｍにより決定でき、ここで０．５≦Ｘ≦１の関係がある。またＦＦＴウィンドウの開始点ｔＦＦＴを次式により決定される。
ｔＦＦＴ  ＝  Ｔｐｅａｋ＋ＴＢ
上式で、Ｔｐｅａｋはピーク相関値の位置の大まかな推定値である。
【００２２】
さらに別の態様では、通信システムにおける受信信号の大まかなタイミング推定値が決定される。ここでは受信信号にはシンボルが後続するガードインターバルが含まれ、そのシンボルには先頭部および最終部が含まれそのガードインターバルにはシンボルの最終部が含まれる。この態様には、受信信号の各サンプルｒ（ｎ）に関し相関値ｃｏｒｒｍｏｄ（ｎ）を生成するが、その相関値は次式により生成されるステップ。
2008537415.tif 000005
上式で、ＮＵＭ＿ＴＥＲＭＳは移動加算における項数であり、Ｎはシンボル部の搬送情報の期間に関連するサンプル数である。相関値の最小台形部を識別し、最小台形部は相関値が最小相関値と関連している間の時間である。最小相関値に対応付けられた相関値が増加し始める相関器の値に関する瞬時点が決定され、その決定された瞬時点を使用して、次に受信するシンボルの開始の大まかな推定値が決定される。
【００２３】
幾つかの実施形態において、増加し始める最小相関値に対応付けられた相関値から増加し始める相関器の値に関する瞬時点を判断するステップは、相関値の最小相関値を決定し、ステップ相関値がその最小相関値を所定の量だけ超え始める時間の瞬時点を決定するステップを含む。ある実施形態においては、決定される量は所定の値である場合もある。またこれに代わる実施形態では、相関値の中で最大相関値を決定し、最大相関値と最小相関値との間の差分を決めることにより、決定すべき量を決める場合もある。この差分は、所定の比率で微細に乗算される。
【００２４】
さらに別の態様では、最小相関値に対応付けられた相関値から増加し始める相関器の値に関する瞬時点を決定するステップには、相関値の中から最小相関値を決定し、相関値の中から最大相関値を決定するステップを含む。ｃｏｒｒｐｌａｔｅａｕの値以下の台形部の相関値台形が決定される。ｃｏｒｒｐｌａｔｅａｕの値は次式で定義される。
2008537415.tif 000006
上式で、ｃｏｒｒｍｉｎは最小相関値、ｃｏｒｒｍａｘは最大相関値であり、Ｘは０＜Ｘ＜１であるような小数である。例えば幾つかの実施形態では、Ｘ＝０．１が用いられる台形部の相関値台形中で最初に増加し始める第１の瞬時点を決定し、かつ台形部の相関値台形の中で最後に残る第２の瞬時点を決定する。次いで第１の瞬時点と第２の瞬時点との間で生じる第３の瞬時点を決定する。例えば第３の瞬時点は第１の瞬時点と第２の瞬時点との間の中間点であってもよい。
さらに別の態様では、シンボルを含む受信信号の信号対雑音比が決定される。この態様には多くのｃｏｒｒｍｏｄ（ｎ）の値が次式により決定されるステップが含まれる。
2008537415.tif 000007
ここで、ｒ（ｎ）は受信信号のサンプルであり、Ｎはシンボル部の搬送情報の期間のサンプル数である。相関値の数は一般に１つのシンボル中のサンプル数に対応させても良いが、本発明ではそれだけの場合に限定はしない。最大値、ｃｏｒｒｍａｘはｃｏｒｒｍａｘ＝ｍａｘ（ｃｏｒｒｍａｘ（ｎ））を満たすように決定され、最小値、ｃｏｒｒｍｉｎはｃｏｒｒｍｉｎ＝ｍｉｎ（ｃｏｒｒｍｏｄ（ｎ））を満たすように決定される。受信信号の信号対雑音比（ＳＮＲ）は次式により求められる。
2008537415.tif 000008
ここで、Ｘ１は０かまたは１である。
【００２５】
さらに他の態様では、電気通信システムにおける受信信号の周波数誤差の補正が行われるが、このとき受信信号はシンボルを後続させるガードインターバルが含まれ、シンボルには第１の先頭部および最終部が含まれ、ガードインターバルにはシンボルの最終部が含まれる。このような実施形態では受信信号の第１の量子化サンプルが生成されるステップと、第１の量子化サンプルに基づき受信信号の第２の量子化サンプルが生成されるステップが含まれ、ここでは第２の量子化サンプルのそれぞれには、１ビットの実数部および１ビットの虚数部が含まれる。相関値は、受信信号の第２の量子化サンプルを遅延させた受信信号の第２の量子化サンプルと相関させることにより、生成される。ピーク相関値の推定値は、この生成された相関値から決定される。初期位相オフセット値はこのピーク相関値の推定値から決定される。位相オフセット補正は位相オフセット値量子化により導かれたバイアス値に基づき決定される。そして、受信信号の第１の量子化サンプルは位相オフセット補正に基づき調整される。
【００２６】
これに代わる態様では、受信信号の周波数誤差の補正には、受信信号の第１の量子化サンプルが生成されるステップ、第１の量子化サンプルに基づき受信信号の第２の量子化サンプルが生成されるステップを含み、ここでは第２の量子化サンプルのそれぞれには、１ビットの実数部および１ビットの虚数部が含まれる。相関値は、受信信号の第２の量子化サンプルを遅延させた受信信号の第２の量子化サンプルと相関させることにより、生成される。ピーク相関値の推定値はこの生成された相関値から決定される。初期位相オフセット値はこのピーク相関値の推定値から決定される。そして、周波数オフセット値はこの初期位相オフセット値から決定される。周波数オフセット補正は、周波数オフセットと量子化により導かれるバイアスに基づき決定される。さらに受信信号の第１の量子化サンプルがこの周波数オフセット補正に基づき調整される。
【００２７】
さらに他の実施形態では、受信信号の周波数誤差補正には、受信信号の第１の量子化サンプルが生成されるステップと、第１の量子化サンプルに基づき受信信号の第２の量子化サンプルが生成されるステップが含まれ、第２の量子化サンプルのそれぞれには１ビットの実数部および１ビットの虚数部が含まれる。相関値は、受信信号の第２の量子化サンプルを遅延された受信信号の第２の量子化サンプルと相関させることにより、生成される。ピーク相関値の初期推定値はこの生成された相関値から決定される。初期位相オフセット値はこのピーク相関値の初期推定値から決定される。受信信号の第１の量子化サンプルは、この初期位相オフセットに基づく周波数により調整され、受信信号の第２の調整量子化サンプルはこの調整された第１の量子化サンプルに基づき生成される。新しい相関値は、この調整された受信信号の第２の量子化サンプルをこの調整された遅延させた受信信号の第２の量子化サンプルと相関させることにより、生成される。ピーク相関値に関する新しい推定値は、生成された新しい相関値から決定される。新しい位相オフセット値はこのピーク相関値の新しい推定値から求められる。そして、受信信号のこの第１の量子化サンプルはこの新しい位相オフセット値に基づいた周波数により調整される。
【００２８】
本発明の目的および長所は図面と共に以下に述べる詳細な記述を読むことで理解されるであろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２９】
本発明の種々の特徴を、図面を参照して記述することにするが、同様の部分は同じ参照シンボルにより示すこととする。
【００３０】
本発明の種々の態様を幾つかの例示的実施形態と共にさらに詳細に記述することにする。本発明の理解を容易にするために、本発明の多くの態様をコンピュータシステムにおける要素により実行される動作シーケンスにより記述する。実施形態のそれぞれにおいて、専用回路（例えば、専用機能を実行するために相互接続したディスクリート・ロジック・ゲート）、１以上のプロセッサにより実行されるプログラム命令、または両者の組み合わせにより、種々の動作を実行することができることが理解されるであろう。さらに加えて、本明細書において記述する技術をプロセッサにより実現させるためのコンピュータ命令の適切なセットを含む固体メモリ、磁気ディスク、光ディスクまたは搬送波（無線周波数、音声周波数または光周波数の搬送波など）などの任意の形式のコンピュータ可読の媒体により、本発明を完全に実施するものと考えることができる。このように、本発明の種々の態様を多くの異なる形式で実施することができ、全てのこのような形式は本発明の範囲内にあると考えられる。本明細書では本発明の種々の態様のそれぞれに対する任意の実施形態のこのような形式を、記述された動作を実行するように”構成されたロジック”、あるいは、記述された動作を実行する”ロジック”と呼ぶことができる。
【００３１】
本明細書では、Ｔｍの小さな値および大きな値双方に対する大まかな同期を達成させることに関する方法および装置を記述する。Ｔｍを推定する方法および装置もまた開示する。Ｔｍを知るとＦＦＴウィンドウの配置およびチャネル推定に使用するアルゴリズムに役に立つ。さらに本明細書では、チャネルにおける信号対雑音比（ＳＮＲ）を正確に推定する方法および装置を記述する。ＳＮＲを知るとデジタル領域において、例えば異なる重み関数を計算するのに役立てられる。受信機のアナログ部では、ＳＮＲの知識は自動ゲインコントロール（ＡＧＣ）に役立てられる。
【００３２】
より詳細に、ＯＦＤＭの送信を受信する場合にパラメータの初期推定を行うため、幾つかの技術を開示する。第１の技術は時間および周波数オフセットの推定に利用される。望むべくは、この技術を利用するとチャネルの最大遅延スプレッドを推定することが可能となることである。第２の技術は、（第１の技術を適用する、しないの如何によらず）、チャネルにおけるＳＮＲを推定するためと同様に、同期時間および遅延スプレッドのためにより良い推定値を生成するのに利用できる。周波数オフセットを推定し調整する必要がない場合はいつでも、第１の技術（またはその等価物）を適用せずに、第２の技術を利用してよい。
【００３３】
両技術を適用する実施形態については、２つ技術が互いに似ているので、第２の技術に最少の複雑さを追加すれば同じになる。インフェーズチャネル（以下「Ｉチャネル」という）および直交フェーズチャネル（以下「Ｑチャネル」という）のそれぞれにおいてその入力がたとえ１ビットに量子化されるとしても、正確な結果を与える技術を、実施形態を追加して開示する。後者の実施形態をとると、必要なメモリは最小となり効率的な計算が可能となる。
【００３４】
考察を容易にするために、デジタル・ビデオ・ブロードキャスティング（ＤＶＢ）の標準からとられたデータに従っている実施形態に関し種々の態様を記述していく。これらの標準は、「ＥＴＳＩ  ＥＮ３００７４４Ｖ．１．４．１（２００１‐０１）、Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｖｉｄｅｏ  Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ  （ＤＶＢ）；Ｆｒａｍｉｎｇ  ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ，ｃｈａｎｎｅｌ  ｃｏｄｉｎｇ  ａｎｄ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  ｆｏｒ  ｄｉｇｉｔａｌ  ｔｅｒｅｓｔｒｉａｌ  ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ」に記載されている。これら特定のパラメータは実施形態をより容易に説明するためのみに採用するものであり、決してこれらに限定または制限するものではない。
【００３５】
従って、以下の実施形態では、ＯＦＤＭシンボル部の搬送情報の期間Ｔｍが８９６μｓに等しく、ＧＩ長がＴＵ／４＝２２４μｓであると仮定する。本発明の長所を明示するために、幾つかの開示するアルゴリズムの性能を従来手法、即ち相関器の出力におけるピークに同期させる手法の性能と比較する。以降、（ｘ＝１／２＝０．５とする）従来手法の一般化したもの（即ち、ＴＢ＝ｘ・ＴＧであり、ＴＧはガードインターバルの期間であり、０≦ｘ≦０．５）を「アルゴリズム０」と示し、本明細書で記述する２つの技術を「アルゴリズム１」および「アルゴリズム２」とそれぞれ表わす。
【００３６】
第１のアルゴリズム（アルゴリズム１）を記述するために、チャネルのインパルス応答が、等しい強さの２つのドミナントパスを構成上含み、その２つのドミナントパスの分離時間がＴｍであると仮定する。従来相関器（例えば、図３に示す相関器）の出力６０１を図６に示す。
【００３７】
同期性能を改善するために、種々の実施形態は相関器出力におけるピーク値にただ依存しているのではなく、それよりも相関のピークが相対的に対象的である事実を利用する。ＰＷＸを、相関器出力がピーク値のＸ％を超えるピーク幅を表わすものとする。ピーク幅ＰＷＸは、第１の瞬時点で始まり第２の瞬時点で終了する期間を表わす。（ここで、用語「第１」および「第２」は、時間的というよりむしろ単に表示上のものであり、第１と第２の瞬時点との間に介在する瞬間が存在するかどうかを示すものではない。）図６を参照すると、一般的な場合に対し、Ｘ＞５０％の場合、
2008537415.tif 000009
であることがわかる。ＰＷ１００−２ΔＸが、相関器出力６０１のスロープが変化する点、あるいは点上にあるようにＸを設定する場合、式（２）は単に近似ではなく等式になる（即ち、Ｔｍ≒２ＰＷ１００−ΔＸ−ＰＷ１００−２ΔＸ）。従って式（２）によりチャネルの遅延スプレッドを推定することが可能になる。
【００３８】
別の態様によれば、相関値が所定のレベル（例えば、８０％）を超える区間に沿う点（例えば、中間点）を相関のピーク推定位置として採用する。これは、特にＳＦＮではかなり小さな分散となる。
【００３９】
式（２）によりＴｍの推定、ならびにピーク位置の推定のために妥当なＸとしてどのくらいの値かの感触を得るために、２つの異なるチャネルモデルに関してシミュレーションを行った。つまり（以上で記述したようにＳＦＮに対応する）２タップモデルおよび一様な遅延プロファイルを示すマルチパス特性のチャネルについて行った。幾つかの異なるチャネル条件に対する結果がテーブル１およびテーブル２に示される。標準偏差（括弧内に示す）ならびに平均値をμｓ単位で示す。
テーブル１：異なる定義のピーク幅を使用して推定する場合の相関のピーク位置、ＳＮＲ＝１０ｄＢ
2008537415.tif 000010
テーブル２：Ｘの２つの異なる選択肢に対する推定最大遅延スプレッド、ＳＮＲ＝１０ｄＢ
2008537415.tif 000011
【００４０】
テーブル１およびテーブル２に示された結果に基づいてピーク位置およびＴｍを推定するのに、８０％および９０％のレベルの使用を選択することにする。テーブル２に見られるように一様な遅延プロファイルの場合、Ｔｍの推定値は不十分である。その理由は、相関器の出力が言明した台形部台形を示さず、それに代わってよりピークの形になったからである。結果として、Ｔｍはかなり少ない方向で推定されている。
【００４１】
次に、たとえＴｍを推定することはできても、ＦＦＴウィンドウに配置する場合に、これを使用する場合も、しない場合もあった。Ｔｍの推定値を使用しない場合、バイアス項はアルゴリズム０の場合と同じ、即ちｘ・ＴＧであり、ここで０≦ｘ≦０．５である。相関値が所定のレベルを超える区間の中央点に基づく相関ピークの位置を推定するステップ、および次いで同期タイミングを決定するために（例えば、ＦＦＴウィンドウの配置のために）バイアス項としてＴＢ＝ｘ・ＴＧ（０≦ｘ≦０．５であり、例えばＴＢ＝ＴＧ／２）を使用するステップを含むアルゴリズムを、本明細書では以下記載においては「アルゴリズム１ａ」と表わす。Ｔｍを推定する場合、ＯＦＤＭシンボルの開始点を推定する場合にＴＢ＝ＴＧ−ｘ・Ｔｍ（０．５≦ｘ≦１であり、例えばＴＢ＝ＴＧ−Ｔｍ／２）とすることにより、もう少し積極的な試みになり得る。相関値が所定のレベルを超える区間の中央点に基づき相関ピークの位置を推定するステップおよびバイアス項としてＴＢ＝ＴＧ−Ｔｍ／２を使用するステップを含むアルゴリズムを本明細書ではアルゴリズム１ｂと表わす。
【００４２】
さらに別の代替態様では、図７に示す修正相関器７００などの修正相関器により改善された性能が得られる。修正相関器７００を利用する方法を図８のフローチャートに示す。
【００４３】
この新しい修正相関器７００を図３に示すような従来の相関器と比較すると、乗算器３０１が減算器７０１に交換されたことがわかる。遅延ユニット７０３および加算ユニット７０７は、遅延ユニット３０３および加算ユニット３０５に関しこれまで記述したように動作する。絶対値ユニット７０５を減算器７０１と加算ユニット７０７との間に挿入することで、加算ユニット７０７が減算器７０１出力の絶対値に関して動作するようになる。修正相関器７００では、遅延ユニット７０３の出力で供給される信号の複素共役を生成する必要がないことがわかるであろう。
【００４４】
修正相関器７００が最も有用にするために、微細な周波数オフセットを受信信号から（例えば、補正により）除くべきである。勿論受信信号に微細な周波数オフセットがないことが既知であれば、その場合このステップを省略することができる。周波数オフセットと微細な周波数オフセットとの相違は次の通りである。周波数誤差をｎ・△Ｆ＋△ｆＦと書くことができ、△ＦはＯＦＤＭ信号におけるキャリヤ間の距離、△ｆＦは微細な周波数オフセット、ｎは整数であり、−△Ｆ／２＜△ｆＦ≦△Ｆ／２である。ＦＦＴ前に周波数推定を実行する場合（即ち、例えばアルゴリズム０を使用して行うもの）、△ｆＦを推定し、これを除去する。ＦＦＴ漏れを防止するにはこれで十分である。ｎがゼロでなければ、これはＦＦＴ後にシンボルが現れる場所にずれがあることを意味する。ｎ＝１であれば１のずれがあることを意味し、ｎ＝２であれば２のずれがあることを意味する、などである。それ故ｎを推定することは必要であるが、これはＦＦＴ後に走らせるアルゴリズムを用いてなされるが、これらは本発明の種々の態様には関係がない。このようなアルゴリズムに関するさらなる情報について関心のある読者は、スペス（Ｓｐｅｔｈ）他著「Ｏｐｔｉｍｕｍ  Ｒｅｃｅｉｖｅｒ  Ｄｅｓｉｇｎ  ｆｏｒ  ＯＦＤＭ‐Ｂａｓｅｄ  Ｂｒｏａｄｂａｎｄ  Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ‐Ｐａｒｔ  ＩＩ：Ａ  Ｃａｓｅ  ＳｔｕｄｙＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ  ＯＮ  ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳ，Ｖｏｌ．４９，Ｎｏ．４，Ａｐｒｉｌ  ２００１）」を参照するとよい。
【００４５】
次に図８を参照すると、フロー８０１のために、受信信号の微細な周波数オフセットを推定し、補正すべきである。これは従来技術により実行することができる。この代わりに、周波数オフセットに関する必要な情報を、これまでに記載したアルゴリズム１ａまたはアルゴリズム１ｂのいずれかを実行することにより得ることができる。
微細な周波数オフセットが受信信号から除去された後、結果として得られる信号を修正相関器７００に供給する。移動加算における項数はＴＧ−Ｔｍより大きい時間区間に一致するはずがないが、雑音を十分に平均化することを保証するのに十分長くい時間区間をとれば合致するはずである。従って各サンプルｒ（ｎ）に関し修正相関値、ｃｏｒｒｍｏｄ（ｎ）は次式により生成される（８０３）：
2008537415.tif 000012
上式で、ＮＵＭ＿ＴＥＲＭＳは移動加算における項数である。
【００４６】
図９および図１０は、それぞれＴｍ＝０およびＴｍ≒ＴＧ／２の場合の新しい修正相関器７００の出力の様子を示す。
【００４７】
新しい修正相関器７００の目標は、出力が最小である台形部９０１，１００１および好ましくは相関器出力が最小値から増加し始める点の位置を定めることである（８０５）。その理由はこれが新しいシンボルのＧＩが相関器に入る時点であるからである。図９および図１０で、これら好ましい点が時間ｔｃｏｒｒ＿ｍｉｎで示される。ＦＦＴウィンドウを配置する最適位置は、その場合、Ｔｍの実際の値に関わらず、時間ＴＧ遅れて簡単に見つけられる（８０７）。
【００４８】
相関器出力が増加し始めたと決定できる技術が幾つかある。その１つは最小相関値を見出し、相関器の値が一定量だけ、あるいは最小値のある割合だけ増加した点を増加の開始とすることである。その場合、例えばシミュレーションを行うことにより適切な量または割合を決定できよう。ＦＦＴウィンドウの開始点位置を、このとき例えば相関器出力がｘＴＧを超えて増加し始める点としてとることができる。ここで０．５≦ｘ≦１である。
【００４９】
台形部９０１，１００１の位置を定める代替技術には、ｃｏｒｒｍｏｄ（ｎ）の最小値および最大値（即ち、修正相関器７００の出力）を見出すことを含む。最大値と最小値の間の差分に対する所定の割合、Ｘだけ相関器からの出力が最小値を超える位置を使用して、「Ｘ％台形部」を定義し、本明細書ではこれをＰＷＸと表わす。この台形部の中央点を見出し、ＦＦＴウィンドウの開始点の位置を、例えばＰＷＸ台形部の中央点＋ｘＴＧとするが、ここに１．０≦ｘ≦１．５である。以下に与える数値例では、Ｘを１０に選び、修正相関器７００からの出力が０．１（ｍａｘ（ｃｏｒｒｍｏｄ（ｎ））−ｍｉｎ（ｃｏｒｒｍｏｄ（ｎ）））だけ最小値を超える位置を定める。この「１０％台形部」の幅を以降ＰＷ１０と表わす。他の実施形態では、１０％以外のパーセントＸを使用することができることが認められるであろう。
【００５０】
ＦＦＴウィンドウの位置をＸ％台形部の中央点＋ＴＧとする。ＦＦＴウィンドウの位置を判断するこの技術を本明細書では「アルゴリズム２ａ」と表わす。
【００５１】
新しい修正相関器７００の出力を使用して遅延スプレッドを推定し、ＦＦＴウィンドウの配置をさらに改善することも可能である。特に以下の信号値が（理想的に）等しい場合、ＴＧがｒ（ｎ）とｒ（ｎ−Ｎ）間の時間のスパンと一致することが認められるであろう。相関器の加算における項数が時間ＴＮｕｍ＿Ｔｅｒｍｓに一致すれば、これはｒ（ｎ）とｒ（ｎ−Ｎ）が等しい時間から開始してｃｏｒｒｍｏｄ（ｎ）がその最小値に到達するのに要する時間である。次にガードインターバルの外側から情報がガードインターバル内に入り込むので、遅延スプレッドＴｍにはｒ（ｎ）とｒ（ｎ−Ｎ）が等しい場合の時間を短くする影響がある。従って、台形部の幅がＴＧ−Ｔｍ−ＴＮｕｍ＿Ｔｅｒｍｓに等しくなることがわかる。実際の台形部９０１、１００１の幅をＰＷ０により表わすと、その場合遅延スプレッドは次式のように推定される。
2008537415.tif 000013
【００５２】
ＴＧ＝２２４μｓ、ＴＮｕｍ＿Ｔｅｒｍｓ＝ＴＧ／４＝５６μｓである特別な場合、式（４）は次式となる。
2008537415.tif 000014
【００５３】
Ｘ％台形部（例えば、ＰＷ１０）を使用して、Ｔｍを推定する上記の技術を本明細書では「アルゴリズム２ｂ」と表わす。次にＰＷ０よりむしろＰＷ１０を使用する特別の場合を調べることにする。さらに式（５）は雑音がないとの仮定に基づくので、２放射チャネル（Ｔｍが大きな値の場合の最良のモデルであると考えられる）の場合の種々の値のＴｍに対するＰＷ１０を評価し、次いで最小二乗法（ＬＳ）で適合させることにより、遅延スプレッドとＰＷ１０との関係を確立することができる。その結果、加算長がＴＧ／４に一致すれば、その場合次式の関係を見出す。
2008537415.tif 000015
【００５４】
次に、アルゴリズム２ａにおける場合であったのと類似の方法で、ＦＦＴウィンドウを配置するが、ＰＷ１０に依存する訂正係数により、即ちチャネルの遅延スプレッドに関する知識が用いられると、効果的に配置される。その場合ＦＦＴウィンドウの開始点の位置を、例えば台形部の中央点＋ＴＢとすることができ、ここで
2008537415.tif 000016
であり、０．５≦ｘ≦１．０である。
【００５５】
新しい相関技術の別の良い特性（例えば、図７の修正相関器７００を使用する）は、その出力を使用して、比較的容易にチャネルにおけるＳＮＲを推定することができることである。これを知るために、次式に注意されたい。
ｙ（ｎ）＝  ｒ（ｎ）−ｒ（ｎ−Ｎ）
＝ｓ（ｎ）＋ｎ（ｎ）−ｓ（ｎ−Ｎ）−ｎ（ｎ−Ｎ）      （７）
上式で、ｓ（ｎ）は受信信号ｒ（ｎ）における所望の信号を表し、ｎ（ｎ）は受信信号ｒ（ｎ）における雑音成分を表わす。
【００５６】
考慮すべき２つの異なる場合が存在する。即ちｓ＝ｓ（ｎ−Ｎ）およびｓ（ｎ）≠ｓ（ｎ−Ｎ）の場合である。まず言えることとして、この信号は複素ガウシアン（Ｇａｕｓｓｉａｎ）関数として正確にモデル化することができるが、これは送信信号が大きな数の独立した情報ストリームの組み合わせを含むからである。σＳ２が所望の信号電力を表し、σｎ２が雑音電力を表わすものとする。全ての区間がガウシアンであるので、ｙ（ｎ）がそうであり、従って｜ｙ（ｎ）｜はＲａｙｌｅｉｇｈ分布となる。ｙ（ｎ）はゼロ平均値を有するので、その電力はその分散に等しい。
【００５７】
分散σ２を有する複素ガウシアン変数ｚに対し、次式が成立することを示すことができる。
2008537415.tif 000017
その結果、ｓ＝ｓ（ｎ−Ｎ）の場合、次式を得る。
2008537415.tif 000018
一方ｓ（ｎ）≠ｓ（ｎ−Ｎ）の場合、次式を得る。
2008537415.tif 000019
それ故ｙｍａｘおよびｙｍｉｎがＥ[｜ｙ｜]の値を表わすものとし、ここでそれぞれｓ（ｎ）≠ｓ（ｎ−Ｎ）およびｓ＝ｓ（ｎ−Ｎ）であるとすると、次式を得る。
2008537415.tif 000020
大きな値のＳＮＲに対し、「−１」の項は意味がなくなり、さらに別の近似式、
2008537415.tif 000021
で表されることを注記する。
【００５８】
それぞれｙｍａｘおよびｙｍｉｎに対し、ただ１サンプルを使用すると、非常に雑音の多いＳＮＲの推定値が得られるであろう。次に修正相関器に戻ると、それ故に相関器の出力を使用して、より正確なＳＮＲの推定値を見出すことができるのは、ＮＵＭ＿ＴＥＲＭＳ項を加えるからであることがすぐに分かる。特にｃｏｒｒｍａｘおよびｃｏｒｒｍｉｎが、全ての入力がそれぞれｙｍａｘおよびｙｍｉｎに一致する場合を表わすものとする。その場合ＳＮＲは、
2008537415.tif 000022
あるいは近似を使用して
2008537415.tif 000023
のように推定できる。
【００５９】
異なるチャネル条件下におけるアルゴリズム０、１ａ、１ｂ、２ａおよび２ｂのそれぞれの性能を以下のテーブル３からテーブル７において比較する。テーブルのそれぞれにおいて、ＦＦＴウィンドウの最適位置がｔ＝０にあるものとする。それ故式（１）を参照すると、ＦＦＴウィンドウの位置の誤差が次式の範囲であれば、ＩＳＩのない受信を達成する。
−ＴＧ＋Ｔｍ≦ＦＦＴ位置誤差≦０              （１２）            
テーブル３からテーブル７のそれぞれにおいて、ＴＧ＝２２４μｓである。テーブル入力のそれぞれは１０００のシミュレーションに基づく。１００の異なるチャネルが生成され、これらのチャネルのそれぞれに対し、関連する推定による１０の相関を実行した。
【００６０】
遅延プロファイルに関し２つの異なるモデルを考察する。第１のものは２放射チャネルであり、タップ間距離はＴｍである。２つのタップは同じ電力を有するが、位相は一様分布からランダムに選択する。第２のチャネルモデルでは、一様遅延プロファイルを仮定する、即ち比較的大きな数のタップ（例えば、４０程度）を０とＴｍの間に配置する。これは小さな値のＴｍには受容可能なモデルであるが、比較的大きな値のＴｍには非現実的モデルであると考えられる。このモデルはアルゴリズムにおいて依然として堅牢(Robustness)である。
【００６１】
アルゴリズム０およびアルゴリズム１ａの双方に対し、予想されるＦＦＴ配置の誤差は次式により与えられることになる。
Ｅ[ＦＦＴ位置誤差]＝１／２・（−ＴＧ＋Ｔｍ）        （１３）
これがＩＳＩのないＧＩ部の中央にＦＦＴウィンドウを配置することに対応することは、容易にわかる。
【００６２】
アルゴリズム２ａに関し、台形部の中心を見出せると仮定すると、予想されるＦＦＴ配置の誤差は次式により与えられる。
Ｅ[ＦＦＴ位置の誤差]＝１／２・（−３／４・ＴＧ＋Ｔｍ）  （１４）
上式で、係数３／４は１／４・ＴＧに対応する加算の結果である。
【００６３】
シミュレーションの結果を次にテーブル３からテーブル７に提示することにする。以下のテーブル３では、チャネルはフラット（即ち、Ｔｍ＝０μｓ）であり、ＳＮＲ＝１０ｄＢである。
テーブル３：最適位置と比較したＦＦＴウィンドウを配置する位置の統計。チャネルはフラット(即ち、Ｔｍ＝０μｓ)であり、ＳＮＲ＝１０ｄＢである。
2008537415.tif 000024
【００６４】
以下のテーブル４では、チャネルは２タップを有し、Ｔｍ＝１０μｓであり、ＳＮＲ＝１０ｄＢである。
テーブル４：最適位置と比較したＦＦＴウィンドウを配置する位置の統計。チャネルは２タップを有し、Ｔｍ＝１０μｓであり、ＳＮＲ＝１０ｄＢである。
2008537415.tif 000025
以下のテーブル５では、チャネルは２タップを有し、Ｔｍ＝１００μｓであり、ＳＮＲ＝１０ｄＢである。
【００６５】
テーブル５：最適位置と比較したＦＦＴウィンドウを配置する位置の統計。チャネルは２タップを有し、Ｔｍ＝１００μｓであり、ＳＮＲ＝１０ｄＢである。
2008537415.tif 000026
【００６６】
以下のテーブル６では、チャネルは一様遅延プロファイルを有し、Ｔｍ＝１０μｓであり、ＳＮＲ＝１０ｄＢである。
テーブル６：最適位置と比較したＦＦＴウィンドウを配置する位置の統計。チャネルは一様な遅延プロファイルを有し、Ｔｍ＝１０μｓであり、ＳＮＲ＝１０ｄＢである。
2008537415.tif 000027
【００６７】
以下のテーブル７では、チャネルは一様遅延プロファイルを有し、Ｔｍ＝１００μｓであり、ＳＮＲ＝１０ｄＢである。
テーブル７：最適位置と比較したＦＦＴウィンドウを配置する位置の統計。チャネルは一様遅延プロファイルを有し、Ｔｍ＝１００μｓであり、ＳＮＲ＝１０ｄＢである。
2008537415.tif 000028
以上に提示するテーブル３からテーブル７に含む情報に基づいて、以下の観察を行うことができる：
・周波数推定値の精度は非常に良く、これは問題ないであろう。
・アルゴリズム１ａはアルゴリズム０よりかなり良い性能を発揮する。
・アルゴリズム１ｂおよびアルゴリズム２ｂの双方は非常に良い性能を示すが、後者がやや優勢である。ＦＦＴウィンドウの位置誤差はＧＩ長の１−２％に過ぎない。
・ＳＮＲを推定するのにアルゴリズム２を使用すると、非常に良い結果が得られ、この結果は本質的にチャネルの遅延スプレッドからは独立している。
【００６８】
実際には、当然、適切なビット数を使用して有限の精度によりアルゴリズムが履行されるであろう。良い性能を得るためにたくさんのビットを使用することと、複雑度の少ない履行を行うためにあまりビットを使用しないこととの間には明らかにトレードオフが必要である。次に別の態様において、少しの履行損失コストで、ＩおよびＱフェーズのそれぞれで僅か１ビットの分解度を使用してこれまで述べた（従来手法のアルゴリズム０を含む）アルゴリズムを履行できる方法を示す。情報を１ビットのみで量子化する場合、量子化入力ｒｑは次式に等しい。
2008537415.tif 000029
上式で、ｒ（ｎ）の量子化レベルは便宜上選択されている。
【００６９】
アルゴリズム０またはアルゴリズム１のいずれかを使用し、周波数推定を行うと、次式が成立する。
【００７０】
上式で、係数０．５はｙｑ（ｎ）の正規化のみのために導入される。その結果、
2008537415.tif 000030
となる。
【００７１】
次に雑音がなく、微細な周波数オフセットを△ｆＦで表わす。その場合、非量子化信号に関し、次式が得られる。
2008537415.tif 000031
上式で、△ψ＝２π△ｆＦＴｕであり、ＴｕはＮサンプルに相当する遅延である。従って、△ｆＦを推定するために、この関係および△ψを単に使用することになる。
【００７２】
ｒｑ（ｎ）を使用して同じことを行うとすると、さしあたり０≦△ψ＜π／２と想定する。その場合、ｒ（ｎ−Ｎ）の位相に応じて、ｙｑ（ｎ）は１またはｉ（雑音は存在しないと仮定したことを想起されたい）のいずれかであろうことがすぐに分かる。より正確には以下の通りとなる。
2008537415.tif 000032
および
2008537415.tif 000033
上式で、Ｒｅ（Ｘ）およびＩｍ（Ｘ）はＸの実数部および虚数部をそれぞれ表わす。
△ψｑは、次式から得られるｃｏｒｒｑ（ｎ）の位相を表わす。
2008537415.tif 000034
さらに進めると、ｃｏｒｒｑ（ｎ）を生成する項数は大きいので、関心のある領域においてａｒｃｔａｎ関数が線形であると考えるには
2008537415.tif 000035
の分散は小さすぎると想定する。その場合、次式のように書くことができよう。
2008537415.tif 000036
即ち、△ψ（０≦△ψ＜π／２）の値に依存して、推定値は△ψの実際値に依存するバイアスを持つことになるであろう。△ψに対する種々の可能性を考慮すると、△ψと△ψｑとの間の関係はテーブル８のようになる。
テーブル８：入力を１ビットに量子化する場合の真の位相オフセット△ψと位相オフセットの期待値Ｅ[△ψｑ]との間の関係
2008537415.tif 000037
【００７３】
図１１には、真の位相オフセット△ψの関数として、推定位相オフセットＥ［△ψｑを表わす第１のグラフ１１０１が示される。比較を簡単にするために図１１にはまた、それ自体の関数として、真の位相オフセット△ψを示す第２のグラフ１１０３が示される。水平軸における真の位相オフセットの任意の値に関し、グラフ１１０１とグラフ１１０３との間の距離は推定誤差を示す。例えば以下の関係の場合に最大バイアスを得る。
2008537415.tif 000038
そしてＥＴＳＩ  ＥＮ３００７４４Ｖ．１．４．１（２００１‐０１）、“Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｖｉｄｅｏ  Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ  （ＤＶＢ）；Ｆｒａｉｍｉｎｇ  ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ，ｃｈａｎｎｅｌ  ｃｏｄｉｎｇ  ａｎｄ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  ｆｏｒ  ｄｉｇｉｔａｌ  ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ  ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ”で規定されている８ｋ動作モードに関して、このバイアスは０．０７１と−０．０７１ｒａｄの間にあり、これは各々１２．６Ｈｚおよび−１２．６Ｈｚに等しい。
ＳＮＲが大きく、従って雑音の影響を無視できる場合には、それ故周波数誤差を推定のこのバイアスを考慮に入れることが可能となる。一方５ｄＢから１０ｄＢの範囲のＳＮＲの場合、バイアスが減ることが分かる。それ故、非バイアス推定値がこの種のＳＮＲにおいて実際に改善されるであろうが、この場合推定値を(誤って)予想されるバイアスを除去することから得ると、さらに悪い結果を招いてしまうことになる。性能に影響するもう一つのパラメータは、加算における項数、即ちガードインターバル長である。推定誤差の標準偏差（「ｓｔｄ」という）を考慮すると、テーブル９の値（Ｈｚで示す最悪ケースの周波数オフセット）が得られる。括弧のない値はバイアス補正のない場合に対応し、括弧付きの値はバイアス補正のある場合に対応する。
テーブル９：周波数誤差の標準偏差（最悪ケースケースの周波数オフセット）。バイアス補正のない場合とバイアス補正のある場合（括弧内）。
2008537415.tif 000039
テーブル９における結果をみると、以下のことがわかる：
・ＳＮＲが１０ｄＢ以上であれば、その場合バイアスを補正することにより改善された周波数推定値が得られるが、ＳＮＲが低く５ｄＢ程度であれば、バイアスモデルは十分ではなく、補正しようとすると実際にはより悪い推定値が得られる。
・最短ガードインターバルを含む場合（Ｔｕ／３２は８ｋモードの場合８１９２/３２＝２５６サンプルに相当する）、その項数は良い結果を与えるのに十分である。
【００７４】
テーブル９の結果は、バイアスが１２．６Ｈｚである最悪ケースの周波数オフセットに対するものである。図１１から明らかなように、精度は△ψの実際値に依存するであろう。図１２および図１３では、位相誤差の標準偏差を△ψの関数として示す。図１２はＳＮＲ＝３０ｄＢの場合に対応する。グラフ１２０１はバイアス補正のある場合を示し、グラフ１２０３はバイアス補正のない場合を示す。図１３はＳＮＲ＝５ｄＢの場合に対応する。グラフ１３０１はバイアス補正のある場合を示し、グラフ１３０３はバイアス補正のない場合を示す。見るとわかるように、ＳＮＲに関係なく△ψが小さい場合に良い結果を得る。
【００７５】
図１４ａは、プログラマブルプロセッサまたはその他の専用回路において大まかなタイミング推定に関する幾つかの上記の態様を履行し、周波数誤差を補正するために実行することができるステップのフローチャート例である。受信信号の量子化サンプルの第１のセット（「第１の量子化サンプル」）が生成されることにより、この例示的実施形態が始まる。例えば図２に戻ると、このようなサンプルはＡ／Ｄ変換器２０１により生成され、適切なサイズのものでありうる(例えば、１０ビット量子化)。このとき大まかなタイミング推定および周波数推定のために、これら第１の量子化サンプルをバイアスとして使用し、受信信号の量子化サンプルの第２のセット（「第２の量子化サンプル」）が生成され（ブロック１４０３）、各サンプルには１ビットの実数部および１ビットの虚数部が含まれる。また、受信信号の第２の量子化サンプルを遅延させた受信信号の第２の量子化サンプルと相関させることにより（ブロック１４０５）、相関値が生成される。
【００７６】
ピーク相関値の推定値をこの生成された相関値から決定され（ブロック１４０７）、ピーク相関値の推定値から位相オフセットが決定される(ブロック１４０９)。そして第１の量子化サンプルが位相オフセットおよび対応するバイアス項により調整される(ブロック１４１１)。バイアス項をテーブル８で与えられる関係に基づき決定してよい。位相オフセット（△ψ）と式(１７)と関連してこれまで表わしてきた微細な周波数オフセット（△ｆＦ）との間の関係により、周波数誤差への変換を容易に実行することができる。ルックアップテーブルを使用することにより、周波数オフセットを判断するための有効な実施形態が提供され、ルックアップテーブルは、格納する値の任意の１つが出力に選択される場合、そのルックアップテーブルの入力値との関係が本質的にテーブル８に与える関係に基づくような値として含まれている。勿論、代替の実施形態においては、テーブル８に与える関係および式（１７）に表わすような位相オフセットと周波数オフセットとの間の関係に基づいて周波数オフセットをダイナミックに計算することによるなどのその他の方法でも、周波数オフセットが決定される。
【００７７】
いま記述したように、図１４ａには周波数誤差の補正量を直接決定する技術が示される。代替の実施形態では、実行する各反復により周波数誤差の補正量の推定値を一般に改善する反復技術により、ルックアップテーブルの使用および／または直接計算を回避することができる。その技術の概要を以下に述べる。まず△ψの初期推定値を獲得する。初期推定値の品質が、その初期推定値と、いかに獲得した推定値によりバイアスが変化するかという知識に基づいているかが分かるであろう(図１１参照)。例えば△ψの第１の推定値が０．４であれば、その場合ＳＮＲに関係なくこの推定値はやや不十分であることが分かる。次いで受信信号がこの第１の推定値により補正され、△ψの再推定が行なわれる。△ψの次の推定はより小さい値のはずであり、従ってバイアスは小さくなる。そして新しい推定値により、受信信号がさらに補正される。この反復処理が設定された回数実行されてもよく、または別途量子化により無視できる（または少なくとも容認できるレベルの）バイアスを持つことが既知であるような所定の値（例えば０．０５）よりも△ψが小さくなるまで、この反復処理を実行してもよい。
【００７８】
図１４ｂは、プログラマブルプロセッサまたはその他の専用回路により大まかなタイミング推定および周波数誤差補正が実行されるこの反復技術を履行されるステップの例示的フローチャートである。この例示的実施形態は受信信号の第１の量子化サンプルを生成することにより始まるが（図１４ａに関して上記したように）、そこでは受信信号の第２の量子化サンプルを生成するための基礎として用いられ、第２の量子化サンプルにはのそれぞれには１ビットの実数部および１ビットの虚数部が含まれる。受信信号の第２の量子化サンプルを遅延させた受信信号の第２の量子化サンプルと相関させることにより(ブロック１４５３)、相関値が生成される。
【００７９】
ピーク相関値の初期推定値がこの生成された相関値から決定され（ブロック１４５５）、ピーク相関値の初期推定値から初期位相オフセットが決定される(ブロック１４５７)。受信信号のこの第１の量子化サンプルがこの位相オフセットに基づく周波数により調整される(ブロック１４５９)。
【００８０】
そして、この第１の量子化サンプルがバイアスなしで十分か（例えば、所定の閾値と調整量を比較することにより）が決定される（判断ブロック１４６１）。十分であれば（判断ブロック１４６１からの「ＹＥＳ」の経路）、作業を終了することができる。あるいは別のやり方として、この位相／周波数オフセット値の補正に基づくよりむしろ所定の回数を常に実行するように、後述のループを設計できる。
【００８１】
しかしながら、ちょうど判断した調整量が十分でなければ（または所定反復回数の全てを実行していなければ）、調整された第２の量子化サンプルは、この調整された第１の量子化サンプルに基づき、生成される(ブロック１４６３)。そして、受信信号のこの調整された第２の量子化サンプルを遅延させた受信信号の調整された第２の量子化サンプルと相関させることにより、新しい相関値が生成され(ブロック１４６５)、生成された新しい相関値からピーク相関値の新しい推定値が決定される(ブロック１４６７)。
【００８２】
次にこのピーク相関値の新しい推定値から新しい位相オフセットが決定される(ブロック１４６９)。そしてこの新しい位相オフセットに基づく周波数により、受信信号のこの第１の量子化サンプルが調整される(ブロック１４７１)。次に処理はブロック１４６１に戻り、判断ブロック１４６１の「実行済み（Ｄｏｎｅ）」状態を満たすまでループが繰り返される。
【００８３】
図１４ｃは、図１４ｂの例えば本方法のステップを実行する例示的ＯＦＤＭ受信機のブロック図である。無線周波数信号を受信し、ダウンコンバートすることにより生成するアナログ信号ｒ（ｔ）がアナログ対デジタル変換器（ＡＤＣ）変換器１４８１に供給される。次にデジタル化信号ｒ(ｋ)が周波数修正ユニット１４８５に供給され、その出力が今度はＧＩ除去ユニット１４８７ならびに大まかなタイミングおよび周波数推定ユニット１４８３に供給される。周波数推定ユニット１４８３は受信信号のタイミングおよび周波数オフセットの大まかな推定値を生成し、この推定値は周波数訂正ユニット１４８５およびＧＩ除去ユニット１４８７に供給される。そしてタイミングおよび周波数オフセットの大まかな推定値に基づいて、周波数修正ユニット１４８５はデジタル化信号の周波数を調整する。利用可能な最良のタイミングおよび周波数情報に基づいて、ＧＩ除去ユニット１４８７はＧＩを除去し、受信信号の情報部をＦＦＴユニット１４８９に供給し、その出力は後段の受信機に供給されるが、ＦＦＴユニットの出力を後段の受信機に供給し、後段受信機にはタイミングおよび周波数の精密推定ユニット１４９１が含まれ、このＦＦＴ出力信号からさらに正確なタイミングおよび周波数情報を生成することができる。このより正確な周波数情報は周波数訂正ユニット１４８５にフィードバックされ、受信機性能が改善される。このより正確なタイミング情報は同様にＧＩ除去ユニット１４８７にもフィードバックされ、受信機の性能が改善される。
【００８４】
ここまでは、決定境界がゼロにあるという意味で、アナログ対デジタル変換器（ＡＤＣ）は完全なものであると仮定してきた。実際には性能に影響を与えるであろうオフセットが存在しえよう。このようなＤＣオフセットの影響を調べるために、ＡＤＣにおける種々のオフセットを用いてシミュレーションを行った。ＡＤＣの１つのみ（信号の実数部に対するもの）にオフセットが生じる場合および両ＡＤＣ（即ち、一方は信号の実数部に対応し、他方は信号の虚数部に対応）にオフセットが生じた場合の両方の場合を、試験で考慮した。例えば−１０ｄＢの比に関し、次式を満たすように、ＤＣオフセットを所望の信号に対して設定した。
（ＤＣ）２／(信号電力)  ＝  ０．１      （２３）
ＮＵＭ＿ＴＥＲＭＳ＝２０４８およびＳＮＲ＝２０ｄＢの場合の周波数誤差（最悪ケースの周波数オフセット)の標準偏差をテーブル１０に与える。括弧のない値はバイアス補正のない場合に対応し、括弧内の値はバイアス補正のある場合に対応する。
テーブル１０：周波数誤差（最悪ケースの周波数オフセット）の標準偏差。バイアス補正のない場合およびバイアス補正のある場合（括弧内）。
2008537415.tif 000040
【００８５】
量子化しなかった場合に対しては、次式の意味で相関演算を修正することによりＳＮＲが推定された。
ｙ（ｎ）＝ｒ（ｎ）−ｒ（ｎ−Ｎ）
＝ｓ（ｎ）＋ｎ（ｎ）−ｓ（ｎ−Ｎ）−ｎ（ｎ−Ｎ）
（２４）
１ビットＡＤＣの場合、次式とする。
ｙｑ（ｎ）＝０．５（ｒｑ（ｎ）−ｒｑ（ｎ−Ｎ））      （２５）
式(１５)および式(２５)から、ｙｑ（ｎ）の実数部および虚数部の双方は、互に独立に−１、０、１の値を取ることができる。ｒ（ｎ）＝ｓ（ｎ）＋ｎ（ｎ）の実数(または虚数)部について考えると、ｒｑ（ｎ）ｓ（ｎ）＜０であれば、即ち、雑音が所望の信号のシンボルを変化させたのであれば、ｒｑ（ｎ）に誤りがあると考えることができよう。ＳＮＲが大きくなると、このような誤る確率が減少するであろうことは明らかである。同様にＳＮＲの関数としてＥ[｜Ｒｅ（ｙｑ（ｎ））｜]が減少するであろうことは明らかである。
【００８６】
特に、ｓ（ｎ）≠ｓ（ｎ−Ｎ）の場合、Ｅ[｜Ｒｅ（ｙｑ（ｎ））｜]＝０．５であり、これはＳＮＲに関する情報を生じない。ｓ（ｎ）＝ｓ（ｎ−Ｎ）の場合、Ｅ[｜Ｒｅ（ｙｑ（ｎ））｜]に関する良い近似は次式であることが判明した。
2008537415.tif 000041
それ故、ｃｏｒｒｍｏｄ（ｎ）は次式の通りとなり、
2008537415.tif 000042
ｃｏｒｒｑｍｉｎがｃｏｒｒｑｍｉｎ＝ｍｉｎｃｏｒｒｑｍｏｄ（ｎ）であるような最小値であれば、ＳＮＲは次式で推定できる。
2008537415.tif 000043
より一般的には、これは次式で表わされ、
2008537415.tif 000044
上式で、ＫはＫ＝ｘ２・ＮＵＭ＿ＴＥＲＭＳであり、０＜ｘ２≦１を満たす定数である。以上に提示した導出では、ｘ２の比較的大きな許容値は特に良好に動作することを示した。
【００８７】
一方その他の実施形態では、ＳＮＲの示度を生成するのに依然として役立つ比較的小さな値を使用するのが有利であることを設計者は知ることができる。この特別の非限定的な例における正規化のために、式(２５)で定数０．５が選択されたことがわかる。１などのその他の値に等しい値が定数として選択されるのも非常に良い。また、ｘ２が式(２５)における定数の選択に依存することも理解できる。
【００８８】
ｙ（ｎ）＝ｒ（ｎ）−ｒ（ｎ−Ｎ）を考慮することによりＳＮＲを推定する場合、周波数誤差がないことを仮定する。周波数誤差がある場合、推定するＳＮＲが小さくなりすぎるのは容易に分かる。また大きなＳＮＲがある場合、周波数誤差がより大きな影響を及ぼすであろうことも直感的に明らかである。周波数誤差の関数として、実際のＳＮＲの持つ幾つかの関係する値に対する推定ＳＮＲが図１５に示される。グラフ１５０１は真のＳＮＲが５ｄＢである場合に対応し、グラフ１５０３は真のＳＮＲが１０ｄＢである場合に対応し、グラフ１５０５は真のＳＮＲが２０ｄＢである場合に対応し、グラフ１５０７は真のＳＮＲが３０ｄＢである場合に対応している。周波数推定を考慮して得られた結果をみると（テーブル３からテーブル７およびテーブル９を参照）、この方法でＳＮＲを推定することに問題がないことがわかる。
またＳＮＲの推定に関して、ＤＣオフセットの影響も考慮された。−１０ｄＢ未満のＤＣオフセットの場合、ＳＮＲの推定値には目立った相違は見られなかった。従ってアルゴリズムはＤＣオフセットの任意の妥当な値に対して実行可能であると結論付けられる。
【００８９】
時間分散のあるチャネルによりシミュレーションが行なわれ、次式を考慮することにより時間同期が達成された。
2008537415.tif 000045
【００９０】
そしてピークの推定位置について前節での記述のとおりに、周波数オフセットが推定された。アルゴリズム０が使用された場合、｜ｙ（ｎ）｜は次式により置換されることで類似の修正を行った。
2008537415.tif 000046
【００９１】
１ビットＡＤＣを用いた性能と浮動点を用いた性能の間の相違代表例がテーブル１１に示される。より詳細には、テーブル１１は１ビットＡＤＣが用いられた場合の最適位置と比較したＦＦＴウィンドウの位置の統計が示されている（浮動点の結果との比較を括弧内に示す）。適用可能な場合には、周波数誤差、Ｔｍ推定値およびＳＮＲ推定値に対する統計も与えられる。チャネルは２タップを有し、Ｔｍ＝１０μｓ、ＳＮＲ＝１０ｄＢである。周波数オフセットは５０Ｈｚであり、バイアスの補正は適用されなかった。
テーブル１１：１ビットＡＤＣを使用する場合の最適位置と比較したＦＦＴウィンドウを配置する位置の統計（浮動点との比較は丸括弧内）
2008537415.tif 000047
【００９２】
本発明を個々の実施形態を用いて、記述してきた。一方本発明は、以上記述してきた実施形態の他の形式を用いて実施することが可能であることは、当業者にとって明らかなことは言うまでもない。記述した実施形態は単に説明するためのものであり、決してこれに制限されるものと考えるべきではない。本発明の範囲は、記述してきた内容よりむしろ添付する特許請求の範囲により与えられ、特許請求の範囲に入る全てのバリエーションおよび等価なものは、本特許請求の範囲に包含されるものと考えられる。
【図面の簡単な説明】
【００９３】
【図１】ＯＦＤＭシステムにおけるガードインターバルで分離されたシンボルの説明図である。
【図２】例示的なＯＦＤＭシステムのブロック図である。
【図３】シンボルの開始点を見つけるのに使われる現在の相関器のブロック図である。
【図４】理想的な、なにも遅延スプレッドがないチャネルにおける、受信信号と、遅延信号と、移動な和と、との間の関係を示すタイミング図である。
【図５】適度な遅延スプレッドのあるチャネルにおける、受信信号と、遅延信号と、移動な和と、との間の関係を示すタイミング図である。
【図６】現在の相関器における例示的な出力を示す図である。
【図７】本発明の一つの態様に従った相関器のブロック図である。
【図８】本発明のもう一つの態様に従った図７の相関器を用いるための技術例を示すフロー図である。
【図９】時間的分散がないときの図７の相関器の出力例を示す図である。
【図１０】チャネルの時間的分散が、ちょうどガードインターバルの半分のときの図７の相関器の出力例を示す図である。
【図１１】第１のグラフは、推定位相オフセットを真の位相オフセットの関数として表わし、第２のグラフは、真の位相オフセットをそれ自身の関数として表わす図である。
【図１２】バイアス補正がある場合でＳＮＲ＝３０ｄＢのときの位相誤差を位相オフセットの関数としてプロットした標準偏差を示す第１のグラフと、バイアス補正がないときについての標準偏差を示す第２のグラフとを示す図である。
【図１３】バイアス補正がある場合でＳＮＲ＝５ｄＢのときの位相誤差を位相オフセットの関数としてプロットした標準偏差を示す第１のグラフと、バイアス補正がないときについて、標準偏差を示す第２のグラフとを示す図である。
【図１４ａ】プログラム可能なプロセッサあるいはそれに相当する回路において、大まかなタイミング推定を履行するためのステップのフロー図である。
【図１４ｂ】プログラム可能なプロセッサあるいはそれに相当する回路において、大まかなタイミング推定を履行するためのステップのフロー図である。
【図１４ｃ】ＯＦＤＭ受信機の１例のブロック図である。
【図１５】実際のＳＮＲの関連するいくつかの値に関し、周波数誤差の関数として推定ＳＮＲを示す図である。
【図１】
2008537415.tif 000091
【図２】
2008537415.tif 000092
【図３】
2008537415.tif 000093
【図４】
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【図５】
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【図６】
2008537415.tif 000096
【図７】
2008537415.tif 000097
【図８】
2008537415.tif 000098
【図９】
2008537415.tif 000099
【図１０】
2008537415.tif 000100
【図１１】
2008537415.tif 000101
【図１２】
2008537415.tif 000102
【図１３】
2008537415.tif 000103
【図１４ａ】
2008537415.tif 000104
【図１４ｂ】
2008537415.tif 000105
【図１４ｃ】
2008537415.tif 000106
【図１５】
2008537415.tif 000107
【手続補正書】
【提出日】平成19年12月20日(2007.12.20)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電気通信システムにおいて、受信信号におけるシンボルの情報搬送部の位置である大まかな推定位置を生成する方法であって、  前記受信信号を遅延させた受信信号と相関させることにより複数の相関値（ｃｏｒｒ（ｎ））を生成するステップと、  前記複数の相関値の中から最大相関値を特定するステップと、  前記複数の相関値が前記最大相関値の所定の割合以上になる、第１の瞬時点に始まり第２の瞬時点で終わる、期間（ＰＷＸ）を特定するステップと、  ピーク相関値の大まかな推定位置を前記第１の瞬時点と前記第２の瞬時点の間に設定するステップと、を含み、 前記受信信号がシンボル（１０１）の前に位置するガードインターバル（１０５）を含み、  前記シンボルは先頭部および最終部（１０３）を含み、  前記ガードインターバルは前記シンボルの前記最終部を含むことを特徴とする前記方法。
【請求項２】
前記第１の瞬時点と前記第２の瞬時点の間に設定する瞬時点が前記第１の瞬時点と前記第２の瞬時点との間の中央点であることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記受信信号を前記シンボルの長さに応じた量を遅延させた受信信号を生成するステップを含む、ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項４】
高速フーリエ変換(ＦＦＴ)ウィンドウの開始点を決定するのに前記ピーク相関値の大まかな推定位置を利用するステップと、 前記決定された開始点で始まるＦＦＴウィンドウを有するＦＦＴにより前記受信された信号を処理するステップとを含む、請求項１に記載の方法。
【請求項５】
バイアス項、ＴＢを、ガードインターバルの期間ＴＧと０≦ｘ≦０．５を用い、ＴＢ＝ｘ・ＴＧに従って決定し、  ＦＦＴウィンドウの開始点ｔＦＦＴを、前記ピーク相関値の大まかな推定位置であるＴｐｅａｋを用いて、ｔＦＦＴ＝Ｔｐｅａｋ＋ＴＢに従って決定するステップを含む、請求項４に記載の方法。
【請求項６】
ＴＢ＝ＴＧ／２  である、請求項５に記載の方法。
【請求項７】
前記受信信号に対応付けられた推定遅延スプレッドを決定するステップと、  バイアス項、ＴＢを、ガードインターバルの期間ＴＧと０．５≦ｘ≦１を用い、ＴＢ＝ＴＧ−ｘ・Ｔｍに従って決定するステップと、  ＦＦＴウィンドウの開始点ｔＦＦＴを、前記ピーク相関値の大まかな推定位置であるＴｐｅａｋを用いて、ｔＦＦＴ＝Ｔｐｅａｋ＋ＴＢに従って決定するステップを含む、請求項４に記載の方法。
【請求項８】
ＴＢ＝ＴＧ−Ｔｍ／２である請求項７に記載の方法。
【請求項９】
前記相関値が前記最大相関値の前記所定の割合、X％以上となる第１瞬時点と、前記相関値が前記最大相関の最大値の前記所定の割合、X％以上となる第２瞬時点との間の期間長を表す第１ピーク幅と、  ΔX＝１００−Xのとき前記相関値が前記最大相関値の割合、１００−２ΔX％以上となる第１瞬時点と、前記相関値が前記最大相関値の割合、１００−２ΔX％以上となる第２瞬時点の間の期間長を表す第２ピーク幅とにより、前記受信信号に関係する前記推定遅延スプレッドを、2008537415.tif 000108
により決定するステップを含む、請求項７に記載の方法。
【請求項１０】
前記相関値が前記最大相関値の前記所定の割合、X％以上となる第１瞬時点と、  前記相関値が前記最大相関の最大値の前記所定の割合、X％以上となる第２瞬時点との間の期間長を表す第１ピーク幅と、  ΔX＝１００−Xのとき前記相関値が前記最大相関値の割合、１００−２ΔX％以上となる第１瞬時点と、前記相関値が前記最大相関値の割合、１００−２ΔX％以上となる第２瞬時点の間の期間長を表す第２ピーク幅とにより、前記受信信号に関係する前記推定遅延スプレッドを、2008537415.tif 000109
により決定するステップを含む、請求項１に記載の方法。
【請求項１１】
電気通信システムにおいて、受信信号の大まかなタイミング推定値を生成する方法であって、前記受信信号は、シンボルの前に位置するガードインターバル（１０５）を含み、前記シンボル（１０１）は先頭部および最終部（１０３）を含み、前記ガードインターバルは前記シンボルの前記最終部を含み、前記方法は、  前記受信信号の各サンプル、ｒ（ｎ）、に関し、移動加算の項数であるＮＵＭ＿ＴＥＲＭＳ、前記シンボル部の情報搬送部の期間に関するサンプル数、Ｎを用いると、前記受信信号を次式に従って相関値、ｃｏｒｒｍｏｄ（ｎ）を生成するステップ（８０３）と、2008537415.tif 000110
前記相関値の最小の台形部を特定し、最小台形部は前記相関値が最小相関値に関係する期間である、前記相関値の最小台形部（９０１，１００１）を特定するステップ（８０５）と、  前記相関値が前記最小相関値に対応付けられた相関値から増加し始める瞬時点を決定するステップと、  前記決定された瞬時点（８０７）を用いて次の受信信号の開始の大まかな推定を決定するステップとを含み、  前記受信信号が周波数オフセットを除去するための初期処理の結果となる、前記受信信号の大まかな推定位置を生成することを特徴とする方法。
【請求項１２】
前記相関値が、前記最小相関値に対応付けられた相関値から増加する前記瞬時点を決定するステップにおいて、  前記相関値の最小相関値を決定するステップと、  前記最小相関値を所定の量超え始める瞬時点を決定するステップとを含む、請求項１１に記載の方法。
【請求項１３】
前記所定の量が、  前記相関値の最小相関値を決定し、  前記最大相関値と前記最小相関値との差を決定し、  所定の分数値により該差を乗算することにより、決定される、請求項１２に記載の方法。
【請求項１４】
前記相関値が、前記最小相関値に対応付けられた相関値から増え始める瞬時点を決定するステップにおいて、  前記相関値の最小の相関値を決定するステップと、  前記相関値の最大の相関値を決定するステップと、  前記最大相関値である と０＜Ｘ＜１のＸを用いると、次式で定義される、ｃｏｒｒｐｌａｔｅａｕの値以上の相関値の台形部を決定するステップと、2008537415.tif 000111
前記相関値の台形部の中で最初に生じる相関値に関する第１瞬時点を決定するステップと、  前記相関値の台形部の中で最後に生じる相関値に関する第２瞬時点を決定するステップと、  前記第１瞬時点と前記第２瞬時点の間に生じる相関値に関する第３瞬時点を決定するステップとを含む請求項１１に記載の方法。
【請求項１５】
前記第３瞬時点が前記第１瞬時点と前記第２瞬時点の間の中央点であることを特徴とする請求項１４に記載の方法。
【請求項１６】
バイアス項、ＴＢを、ガードインターバルの期間ＴＧと１．０≦ｘ≦１．５を用い、ＴＢ＝ｘ・ＴＧに従って決定するステップと、  ＦＦＴウィンドウの開始点、ｔＦＦＴを、前記第１瞬時点と前記第２瞬時点の間に生じる前記決定された第３瞬時点であるＴｐｅａｋを用いて、ｔＦＦＴ＝Ｔｐｅａｋ＋ＴＢに従って決定するステップと、  前記決定された開始点で始まる前記ＦＦＴウィンドウを持つＦＦＴにより前記受信信号を処理するステップとを含む、請求項１５に記載の方法。
【請求項１７】
前記ガードインターバルの期間をＴＧとし、前記移動加算の項数に対する期間をＴＮＵＭ＿ＴＥＲＭＳとし、前記相関値の前記最小台形部の期間測定値であるＰＷＸとするとき、次式に従って、前記受信信号の遅延スプレッドを推定するステップと、2008537415.tif 000112
最小相関値を ｃｏｒｒｍｉｎとし、最大相関値をｃｏｒｒｍａｘ とし、０≦Ｘ＜１とするとき、次式で定義されるｃｏｒｒｐｌａｔｅａｕ の値以下である前記相関値の中から相関値を特定するステップと、2008537415.tif 000113
をさらに含む、請求項１５に記載の方法。
【請求項１８】
０．５≦Ｘ≦１．０とするとき、次式に従ってバイアス項ＴＢを決定するステップと、2008537415.tif 000114
ＦＦＴウィンドウの開始点、ｔＦＦＴを、前記第１の瞬時点と前記第２の瞬時点との間で生じる前記決定された第３瞬時点をＴｐｅａｋとするとき、ｔＦＦＴ＝Ｔｐｅａｋ＋ＴＢに従って決定するステップと、を含む請求項１７に記載の方法。
【請求項１９】
バイアス項、ＴＢを、ガードインターバルの期間ＴＧと０．５≦Ｘ≦１．０を用い、ＴＢ＝ｘ・ＴＧに従って決定するステップと、  ＦＦＴウィンドウの開始点、ｔＦＦＴを、前記の増加し始める相関値に対応付けられた前記決定された瞬時値をＴｐｅａｋとするとき、ｔＦＦＴ＝Ｔｐｅａｋ＋ＴＢに従って決定するステップと、  前記開始点で始まる前記ＦＦＴウィンドウを持つＦＦＴにより、前記受信信号を処理するステップを含む、請求項１１に記載の方法。
【請求項２０】
次式により、ｃｏｒｒｍｏｄ（ｎ） の値の組を決定するステップと、2008537415.tif 000115
次式を満たすように、 最大相関値を決定するステップと、2008537415.tif 000116
次式を満たすように、 最小相関値を決定するステップと、2008537415.tif 000117
ｘ１が１または０のとき、次式に従って、信号対雑音比ＳＮＲを決定するステップと、2008537415.tif 000118
を含む、請求項１１に記載の方法。
【請求項２１】
前記受信信号が、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号である、請求項１１に記載の方法。
【請求項２２】
電気通信システムにおいて受信信号におけるシンボルの情報搬送部の位置である大まかな推定位置を生成する装置であって、  前記受信信号を遅延させた受信信号で相関させることで複数の相関値（ｃｏｒｒ（ｎ））を生成するロジックと、  前記複数の相関値の最大相関値を特定するロジックと、  前記最大相関値の所定の割合以上になる、第１瞬時点に始まり第２瞬時点で終わる、相関値の期間（ＰＷＸ）、を特定するロジックと、  ピーク相関値の大まかな推定位置と等価な瞬時点を、前記第１瞬時点と前記第２瞬時点の間に設定するロジックと、を含み  前記受信信号がシンボル（１０１）の前に位置するガードインターバル（１０５）を含み、  前記シンボルは先頭部および最終部（１０３）を含み、  前記ガードインターバルは前記シンボルの前記最終部を含むことを特徴とする前記装置。
【請求項２３】
前記第１瞬時点と前記第２瞬時点の間の前記瞬時点が前記第１瞬時点と前記第２瞬時点の中央点である、請求項２２に記載の装置。
【請求項２４】
前記シンボル長に応じた量だけ前記受信信号を遅らせることにより、前記遅延させた受信信号を生成するロジックを含む請求項２２に記載の装置。
【請求項２５】
ＦＦＴウィンドウの開始点を決定するために、前記ピーク相関値の大まかな推定位置を用いるロジックと、  前記の決定された開始点で開始するＦＦＴウィンドウを持つＦＦＴにより受信信号を処理するロジックと，を含む請求項２２に記載の装置。
【請求項２６】
バイアス項、ＴＢを、ガードインターバルの期間ＴＧと０≦ｘ≦０．５を用い、ＴＢ＝ｘ・ＴＧに従って決定するロジックと、  ＦＦＴウィンドウの開始点ｔＦＦＴを、前記ピーク相関値の大まかな推定位置であるＴｐｅａｋを用いて、ｔＦＦＴ＝Ｔｐｅａｋ＋ＴＢに従って決定するロジックと、を含む請求項２５に記載の装置。
【請求項２７】
ＴＢ＝ＴＧ−Ｔｍ／２である請求項２６に記載の装置。
【請求項２８】
バイアス項、ＴＢを、ガードインターバルの期間ＴＧと０．５≦ｘ≦１を用い、ＴＢ＝ＴＧ−ｘ・Ｔｍに従って決定するロジックと、  ＦＦＴウィンドウの開始点ｔＦＦＴを、前記ピーク相関値の大まかな推定位置であるＴｐｅａｋを用いて、ｔＦＦＴ＝Ｔｐｅａｋ＋ＴＢに従って決定するロジックと、を含む請求項２５に記載の装置。
【請求項２９】
ＴＢ＝ＴＧ−Ｔｍ／２である請求項２８に記載の装置。
【請求項３０】
前記相関値が前記最大相関値の前記所定の割合、X％以上となる第１瞬時点と、前記相関値が前記最大相関の最大値の前記所定の割合、X％以上となる第２瞬時点との間の期間長を表す第１ピーク幅と、  ΔX＝１００−Xのとき前記相関値が前記最大相関値の割合、１００−２ΔX％以上となる第１瞬時点と、前記相関値が前記最大相関値の割合、１００−２ΔX％以上となる第２瞬時点の間の期間長を表わす第２ピーク幅とにより、前記受信信号に関係する前記推定遅延スプレッドを、次式2008537415.tif 000119
により決定するロジックを含む、請求項２８に記載の方法。
【請求項３１】
前記相関値が前記最大相関値の前記所定の割合、X％以上となる第１瞬時点と、前記相関値が前記最大相関の最大値の前記所定の割合、X％以上となる第２瞬時点との間の期間長を表わす第１ピーク幅と、  ΔX＝１００−Xのとき前記相関値が前記最大相関値の割合、１００−２ΔX％以上となる第１瞬時点と、前記相関値が前記最大相関値の割合、１００−２ΔX％以上となる第２瞬時点の間の期間長を表す第２ピーク幅とにより、前記受信信号に関係する前記推定遅延スプレッドを、次式2008537415.tif 000120
により決定するロジックと、を含む請求項２２に記載の装置。
【請求項３２】
電気通信システムにおいて、受信信号の大まかなタイミング推定値を生成する装置であって、  前記受信信号は、シンボル（１０１）の前に位置するガードインターバル（１０５）を含み、前記シンボルは先頭部および最終部（１０３）を含み、前記ガードインターバルは前記シンボルの前記最終部を含み、前記装置は、  前記受信信号の各サンプル、ｒ（ｎ）、に関し、移動加算の項数であるＮＵＭ＿ＴＥＲＭＳ、前記シンボル部の情報搬送部の期間に関するサンプル数、Ｎを用いると、前記受信信号を次式に従って相関値、ｃｏｒｒｍｏｄ（ｎ）、を生成するロジックと、2008537415.tif 000121
前記相関値の最小の台形部を特定し、最小台形部は前記相関値が最小相関値に関係する期間である、前記相関値の最小台形部（９０１，１００１）を特定するロジック（８０５）と、  前記相関値が前記最小相関値に関係する相関値から増加し始める瞬時点を決定するロジックと、  前記決定された瞬時点（８０７）を用いて次の受信信号の開始の大まかな推定を決定するロジックと，を含み、  前記受信信号が周波数オフセットを除去するための初期処理の結果となる、前記受信信号の大まかな推定位置を生成することを特徴とする装置。
【請求項３３】
前記最小相関値に対応付けられた相関値から前記相関値が増加し始める、前記瞬時点を決定するロジックにおいて、  前記相関値の最小相関値（８０５）を決定するロジックと、  前記最小相関値を所定の量だけ超え始める瞬時点（ｔｃｏｒｒ＿ｍｉｎ）を決定するロジックと，を含む請求項３２に記載の装置。
【請求項３４】
前記所定の量が、  前記相関値の最小相関値を決定し、  前記最大相関値と前記最小相関値との差を決定し、  所定の分数値により該差を乗算することにより決定されるロジックと、を含む請求項３３に記載の装置。
【請求項３５】
前記相関値が、前記最小相関値に対応付けられた相関値から増え始める瞬時点の決定するロジックにおいて、  前記相関値の最小の相関値を決定するロジックと、  前記相関値の最大の相関値を決定するロジックと、  前記最大相関値である と０＜Ｘ＜１のＸを用いると、次式で定義される、ｃｏｒｒｐｌａｔｅａｕの値以上の相関値の台形部を決定するロジックと、2008537415.tif 000122
前記相関値の台形部の中で最初に生じる相関値に関する第１瞬時点を決定するロジックと、  前記相関値の台形部の中で最後に生じる相関値に関する第２瞬時点を決定するロジックと、  前記第１瞬時点と前記第２瞬時点の間に生じる相関値に関する第３瞬時点を決定するロジックを含む請求項３２に記載の装置。
【請求項３６】
前記第３瞬時点が前記第１瞬時点と前記第２瞬時点の間の中央点であることを特徴とする請求項３５に記載の装置。
【請求項３７】
バイアス項、ＴＢを、ガードインターバルの期間ＴＧと１．０≦ｘ≦１．５を用い、ＴＢ＝ｘ・ＴＧに従って決定するロジックと、  ＦＦＴウィンドウの開始点、ｔＦＦＴを、前記第１瞬時点と前記第２瞬時点の間に生じる前記決定された第３瞬時点であるＴｐｅａｋを用いて、ｔＦＦＴ＝Ｔｐｅａｋ＋ＴＢに従って決定するロジックと、  前記決定された開始点で始まる前記ＦＦＴウィンドウを持つＦＦＴにより前記受信信号を処理するロジックとを含む、請求項３６に記載の装置。
【請求項３８】
前記ガードインターバルの期間をＴＧとし、前記移動加算の項数に対する期間をＴＮＵＭ＿ＴＥＲＭＳとし、前記相関値の前記最小台形部の期間測定値であるＰＷＸとするとき、次式に従って、前記受信信号の遅延スプレッドを推定するロジックと、2008537415.tif 000123
最小相関値を ｃｏｒｒｍｉｎとし、最大相関値をｃｏｒｒｍａｘ とし、０≦Ｘ＜１とするとき、次式で定義されるｃｏｒｒplateauの値以下である前記相関値の中から相関値を特定するロジックと、2008537415.tif 000124
と、をさらに含む請求項３６に記載の装置。
【請求項３９】
０．５≦Ｘ≦１．０とするとき、次式に従ってバイアス項ＴＢを決定するロジックと、2008537415.tif 000125
ＦＦＴウィンドウの開始点、ｔＦＦＴを、前記第１の瞬時点と前記第２の瞬時点との間で生じる前記決定された第３瞬時点をＴｐｅａｋとするとき、ｔＦＦＴ＝Ｔｐｅａｋ＋ＴＢに従って決定するロジックと、を含む請求項３８に記載の装置。
【請求項４０】
バイアス項、ＴＢを、ガードインターバルの期間ＴＧと０．５≦Ｘ≦１．０を用い、ＴＢ＝ｘ・ＴＧに従って決定するロジックと、  ＦＦＴウィンドウの開始点、ｔＦＦＴを、前記増加し始める相関値と対応付けられた前記決定された瞬時値をＴｐｅａｋとするとき、ｔＦＦＴ＝Ｔｐｅａｋ＋ＴＢに従って決定するロジックと、前記開始点で始まる前記ＦＦＴウィンドウを持つＦＦＴにより、前記受信信号を処理するロジックと、を含む請求項３２に記載の装置。
【請求項４１】
次式により、ｃｏｒｒｍｏｄ（ｎ）の値の組を決定するロジックと、2008537415.tif 000126
次式を満たすように、 最大相関値を決定するロジックと、2008537415.tif 000127
次式を満たすように、 最小相関値を決定するロジックと、2008537415.tif 000128
ｘ１が１または０のとき、次式に従って、信号対雑音比ＳＮＲを決定するロジックと、2008537415.tif 000129
を含む、請求項３２に記載の装置。
【請求項４２】
前記受信信号が、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号である、請求項３２に記載の装置。
【請求項４３】
プログラムインストラクションセットを記憶した装置可読の記憶媒体であって、電気通信システムにおける受信信号のシンボルの情報搬送部の大まかな推定位置をプロセッサに生成させる、該プログラムインストラクションセットは、  前記受信信号を遅延させた受信信号と相関させることにより相関値を生成するステップと、  前記相関値の中から最大相関値を特定するステップと、第１の瞬時点に始まり第２の瞬時点で終わる、前記相関値が前記最大相関値の所定の割合以上になる期間を特定するステップと、  前記ピーク相関値の大まかな推定位置を前記第１の瞬時点と前記第２の瞬時点の間に設定するステップと、を前記プロセッサに実行させ， 前記受信信号を前記シンボルの長さに応じた量を遅延させた受信信号を生成するステップを含み、および前記受信信号が、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号であることを特徴とする装置可読の記憶媒体。
【請求項４４】
プログラムインストラクションセットを記憶した装置可読の記憶媒体であって、電気通信システムにおける受信信号のシンボルの情報搬送部の大まかな推定位置を該プログラムインストラクションセットがプロセッサに生成させ、該受信信号はシンボル（１０１）の前に位置するガードインターバル（１０５）を含み、前記シンボルは先頭部および最終部（１０３）を含み、前記ガードインターバルは前記シンボルの前記最終部を含み、該プログラムインストラクションセットは、  前記受信信号の各サンプル、ｒ（ｎ）、に関し、移動加算の項数であるＮＵＭ＿ＴＥＲＭＳ、前記シンボルの情報搬送部の期間に関するサンプル数、Ｎを用いると、前記受信信号を次式に従って相関値（８０３）、ｃｏｒｒｍｏｄ（ｎ）、を生成するステップと、2008537415.tif 000130
前記相関値の最小の台形部を特定し、最小台形部は前記相関値が最小相関値に関係する期間である、前記相関値の最小台形部を特定するステップと、  前記相関値が前記最小相関値に関係する相関値から増加し始める瞬時点を決定するステップと、  前記決定された瞬時点を用いて次の受信信号の開始の大まかな推定を決定するステップと、を前記プロセッサに実行させ、前記受信信号が周波数オフセットを除去するための初期処理の結果となる、ことを特徴とする装置可読の記憶媒体。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１３】  この問題は「ポーリンおよびリン」の文献において、２台の相関器を使用し、第２の相関器にはＧＩを含む全ＯＦＤＭシンボルシンボル長に等しい遅延があると記載されている。第１の相関器からの出力を第２の相関器に供給し、この第２の相関器からの出力は第１の相関器からの出力よりさらに明確なピークを示す。ピークが上述の台形部の中央、即ち−ＴＧ＋Ｔｍ／２において見つかると仮定すれば、その場合ＴＢ＝ＴＧ−Ｔｍ／２を選択することは可能である。ＴｍがＴＧであると仮定すれば、ＩＳＩのないサンプル時間が明らかに常に生ずるであろう。しかし、この手法は、構成についてはさらに複雑にしてしまう。なぜなら、この手法は余分なもう１つの相関器を必要とし、その遅延はＧＩを含む全ＯＦＤＭシンボルシンボル長に等しくなる。さらにＴｍがＴＧよりかなり短い場合、サンプル点はｔ＝０におけるよりむしろｔ＝−ＴＧ／２の近くに見つかることになる。これはＩＳＩのない受信を保証するであろうが、この手法は受信機におけるチャネル推定には必要のないほど厳しい要求を課すことになる。 ＵＳ２００３／０２６３６０では、通信システムにおけるタイミングの回復および遅延スプレッド推定の方法とシステムが開示されている。このタイミング回復法ではタイミング推定のため巡回拡張およびシンボルの間の総合的な相関値を計算する。この相対的な相関関数はこの巡回拡張の長さより小さなウィンドウ上の連続的相関値を組み合わせることと、ＯＦＤＭシンボルの総体上の識別サンプル位置に関する相関値の組み合わせとにより得られる。 ＥＰ１４６９６４７Ａ１では、ＯＦＤＭシンボルの有効部分から分離されたサンプルの大きさの相違を表わす第１の信号と、そのサンプル間の位相差を表わす第２の信号と、第１の信号と第２の信号を組み合わせた結果得られる信号とを導き出すことにより、ＯＦＤＭ信号のような信号のシンボル境界を表わす同期信号を得る方法が開示されている。この結果得られた信号は試されており、その同期パルスは所定の振る舞いで変化する信号に応じて生成される。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１５
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１５】  本明細書で、「構成する、あるいは含む（ｃｏｍｐｒｉｓｅｓ）」および「構成している、あるいは含んでいる(ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ)」が使用される場合、それは記述する特徴、数値、ステップまたは構成要素の存在を特定するものと受け取られるが、これらの用語を使用しても、これ以外の１つ以上の特徴、数値、ステップ、構成要素またはグループ化したそれらの存在またはそれらを追加することを排除しないことをまず強調しておく。 本発明のある態様に従って、通信システムにおける受信信号のシンボルの情報搬送部の推定位置を生成する装置および方法を説明していくのが、これからの主な目的である。この説明には、遅延させた受信信号でこの受信信号を相関させることによって得る相関値の生成が含まれている。
【国際調査報告】
2008537415.tif 000131
2008537415.tif 000132
2008537415.tif 000133
2008537415.tif 000134
2008537415.tif 000135