(57)【要約】【課題】ＲＦ領域において多入力多出力通信システムの信号を処理する方法を提示する。【解決手段】本システムは、無線チャネルにより接続された複数の送信アンテナ及び複数の受信アンテナを備える。無線チャネルの長期特性に基づいて行列Ｍを生成する。行列Ｍに入力ＲＦ信号を乗算して、出力ＲＦ信号を得る。行列は、送信機、受信機、又はその両方において生成することができる。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線チャネルにより接続される複数の送信アンテナ及び複数の受信アンテナを含む多入力多出力通信システムにおけるＲＦ信号の処理方法であって、
前記無線チャネルの長期特性に基づいて行列Ｍを生成すること、
及び
前記行列Ｍに前記入力ＲＦ信号を乗算して出力ＲＦ信号を得ること
を含む、無線チャネルにより接続される複数の送信アンテナ及び複数の受信アンテナを含む多入力多出力通信システムにおけるＲＦ信号の処理方法。
【請求項２】
前記生成することは、送信機において行われ、前記出力ＲＦ信号は、複数の送信アンテナに供給される
請求項１記載の方法。
【請求項３】
前記生成することは、受信機において行われ、前記入力ＲＦ信号は、複数の受信アンテナから得られる
請求項１記載の方法。
【請求項４】
送信機において、前記無線チャネルの長期特性に基づいて第１の行列Ｍを生成すること、
前記第１の行列Ｍに第１の入力ＲＦ信号を乗算して複数の送信アンテナに供給される第１の出力ＲＦ信号を得ること、
受信機において、前記無線チャネルの前記長期特性に基づいて第２の行列Ｍを生成すること、
及び
前記第２の行列Ｍに、複数の受信アンテナから得られる第２の入力ＲＦ信号を乗算して、第２の出力ＲＦ信号を得ることをさらに含む
請求項１記載の方法。
【請求項５】
複数の入力ビットストリームをＬ個のＲＦ信号に変調することをさらに含む
請求項２記載の方法。
【請求項６】
前記出力ＲＦ信号のサブセットを復調することをさらに含む
請求項３記載の方法。
【請求項７】
前記行列Ｍは、
Ｍ＝ＢＱ
の形式であり、ここで、Ｂはフルランク行列であり、Ｑは共分散行列を分解することによって得られる特異ベクトルの行列である
請求項１記載の方法。
【請求項８】
前記行列Ｍは、複数の要素を含み、前記要素の位相特性のみが前記行列Ｍの生成に用いられる
請求項１記載の方法。
【請求項９】
前記要素のサブセットをゼロに設定することをさらに含む
請求項８記載の方法。
【請求項１０】
前記設定することは、前記要素の振幅特性に基づく
請求項９記載の方法。
【請求項１１】
前記入力ＲＦ信号は、送信機において空間ダイバーシチゲイン技法を用いて生成される
請求項１記載の方法。
【請求項１２】
前記入力ＲＦ信号は、送信機において空間多重化ゲイン技法を用いて生成される
請求項１記載の方法。
【請求項１３】
前記出力ＲＦ信号の数は、前記入力ＲＦ信号の数よりも少ない
請求項１記載の方法。
【請求項１４】
出力ＲＦ信号のサブセットを復調のために選択することをさらに含む
請求項１３記載の方法。
【請求項１５】
前記行列Ｍを用いてＲＦ信号のサブセットを選択することをさらに含む
請求項６記載の方法。
【請求項１６】
Ｌ／Ｋスイッチを用いて前記ＲＦ信号のサブセットのサブセットを選択することをさらに含む
請求項１５記載の方法。
【請求項１７】
前記Ｌ個のＲＦ信号をＫ個の入力ＲＦ信号にルーティングすることをさらに含む
請求項５記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、包括的には多入力多出力通信システムに関し、特にそのようなシステムにおけるアンテナの選択に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信チャネルの帯域幅は、送信機及び受信機において複数のアンテナ要素（ＭＡＥ）を使用することによって大幅に増やすことができる（Foschini等著「On the Limits of Wireless Communications in a Fading Environment When Using Multiple Antennas」（Wireless Pers. Commun., Vol. 6, No. 3, pp. 311-335, March 1998））。
【０００３】
複数のアンテナにより、各アンテナが異なるデータストリームを送信する場合には空間多重化を用いてビットレートを上げることができ、又は、全てのアンテナ上で同一データストリームのコピーを送信する場合にはチャネルのダイバーシチを高めることができる（Foschini著「Layered Space-Time Architecture for Wireless Communication in a Fading Environment When Using Multiple Antennas」（Bell Labs. Tech. J., vol. 1, no. 2, pp. 41-59, 1996）、及びTarokh等著「Space-Time Codes for High Data Rate Wireless Communication: Performance Criterion and Code Construction」（IEEE Trans. Inform. Theory, vol. 44, pp. 744-765, March 1999））。
【０００４】
しかし、多入力多出力（ＭＩＭＯ）システムを制限する重要な要素に、システム及びハードウェアの複雑さが増すことがある。各送信アンテナは、変調器、Ｄ／Ａ変換器、及び電力増幅器を含むＲＦ連鎖を必要とする。各受信アンテナは、低雑音増幅器、復調器、及びＡ／Ｄ変換器を含むＲＦ連鎖を必要とする。これらの連鎖は高価になる。さらに、ＭＩＭＯ技法により達成することができる高レートの実現に必要な高度な信号処理は、多数のアンテナ要素を有するシステムにとって法外となる可能性がある。したがって、必要な復調器連鎖の数を減らす、受信信号のサブセットを選択及び処理する技法が大きな注目を集めている。これらの方法はしばしば「アンテナ選択」と呼ばれる。以下において、「アンテナ選択」との用語は、アンテナに供給されるか、又はアンテナから受信する信号の選択及び処理を意味して用いられる。
【０００５】
十分なＲＦ連鎖が与えられると、受信機におけるアンテナ選択は、ＭＩＭＯシステムのダイバーシチゲインを低下させない。しかしこれは、符号化ゲインの損失につながる。この損失は、１０  ｌｏｇ１０（Ｎｒ／Ｌ）ｄＢで制限され、ここで、Ｎｒは利用可能な受信アンテナの数であり、Ｌは選択される復調器連鎖の数である（Ghrayeb等著「Performance Analysis of MIMO Systems with Antenna Selection Over Quasi- Static Fading Channels」（IEEE Trans. Veh. Technol., Vol. 52, No. 2, pp. 281-288, March 2003））。出力信号対雑音比（ＳＮＲ）、容量等といった様々な基準に基づく様々なアンテナ選択技法とその性能の評価の詳しい説明については、Heath等著「Antenna Selection for Spatial Multiplexing Systems with Linear Receivers」（IEEE Commun. Letters, Vol. 5, No. 4, pp. 142-144, April 2001）、及びBahceci等著「Antenna Selection for Multiple-Antenna Transmission Systems: Performance Analysis and Code Construction」（IEEE Trans. Inform. Theory, Vol. 49, No. 10, pp. 2669-2681, October 2003）を参照のこと。
【０００６】
もう１つの問題として、Ｎｒ個の受信信号の中から最良のＬ個の受信信号を選択する方法を実施するために、かなりの信号処理能力が依然として必要であることがある。選択は、瞬間的なチャネル状態が変化する度に行う必要がある。したがって、アンテナ選択は、リアルタイムでのチャネル係数の継続的な監視及びランク付けという複雑なタスクを必要とする。
【０００７】
アンテナ選択プロセスの複雑度は、検討する必要のある可能性の数に依存する。Ｎｒ個のアンテナ出力からＬ個の出力を選択する場合、可能性の数は
【０００８】
【数１】
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【０００９】
となる。可能性の数を減らすと、送信機又は受信機におけるアンテナ選択の実施に必要な信号処理能力が低下する。
【００１０】
アンテナ選択において用いる複雑度の低いデクリメンタル探索は、チャネル行列Ｈが空間的に白色である、すなわち、そのエントリがゼロ平均複素ガウス非依存ランダム変数である場合に知られている（Gorokhov等著「Receive Antenna Selection for MIMO Flat-Fading Channels: Theory and Algorithms」（IEEE Trans. Inform. Theory, Vol. 49, No. 10, pp. 2687-2696, October 2003）、並びにGharavi-Alkhansari及びGershman著「Fast Antenna Subset Selection in MIMO Systems」（IEEE Trans. Sig. Proc., pp. 339-347, February 2004））。
【００１１】
相関チャネルの場合、ＲＦ及びベースバンドの複合設計により、同数の復調器連鎖Ｌについてアンテナ選択システムにより実現される符号化ゲインを大幅に高め、その一方でなお、フルダイバーシチを抽出することができる（Molisch等著「FFT-Based Hybrid Antenna Selection Schemes for Spatially Correlated MIMO Channels」（IEEE Int. Symposium on Personal, Indoor and Mobile Radio Commun., Sep. 2003）、及びMolisch他により２００３年７月２９日付で出願された米国特許出願第１０／６２９，２４０号）。
【００１２】
そのＲＦ及びベースバンドの複合設計は、線形ＲＦ前処理行列ＭをＲＦ領域において用いる。受信機で用いられる場合、前処理行列に続いて、ダウンコンバージョン及びアンテナ選択が行われ、必要であれば、それに続いてベースバンドにおける最適合成が行われる。具体的には、送信ダイバーシチ及び空間多重化の場合の最適な線形ＲＦ前処理行列Ｍ、及び空間ダイバーシチの場合のベースバンド合成ベクトルｗは、Ｍがチャネルの使用毎に瞬時に変化できる場合に得ることができる。送信機において用いられる場合、処理は、空間ダイバーシチの場合に重みベクトル乗算器、これに続くＤ／Ａ変換器、及びＲＦ変調器、並びにＮｔ個の信号を出力するＲＦ前処理行列を用い、Ｎｔ個の信号はＮｔ個のアンテナから送信される。
【００１３】
１つの解決策は、瞬間的なパラメータの変更及びＲＦ領域での切り換えを必要とするが、これはＲＦ損失をより高くする可能性がある。Ｎｒ×ＮｒのＦＦＴバトラー行列の形の部分最適ではあるが単純な解決策もまた、ＲＦ前処理行列として用いることができる。高速フーリエ変換（ＦＦＴ）の使用は、受信機における処理をアンテナ選択の問題からビーム選択の問題に変化させる。相関の強い環境において動作する一様な（uniform）リニアアレイ（ＵＬＡ）受信機の場合、ＦＦＴは、特定の固定された空間方向を指向するビームを求める。場合によっては、ゲインは、フルコンプレクシティ（full complexity）受信機に近い。その方式はゲインを生じるが、決して最適とは言えない。その性能は、電磁（ＥＭ）波が到来する方向及びＭＡＥの幾何形状に依存する。
【００１４】
特に、ＦＦＴビームパターンの最小値に該当する方向に信号が到来すると、性能は劣化する。したがって、最適行列Ｍを求めることが望ましい。特に、チャネルの長期フェージング統計の知識のみを用いた単一のＲＦ前処理行列設計を導出することが望ましい。
【００１５】
以下では、いくつかの従来技術の設計シナリオを、空間ダイバーシチゲイン送信及び空間多重化ゲイン送信について詳細に説明する。
【００１６】
空間ダイバーシチゲイン送信のフルコンプレクシティ（ＦＣ）
フルコンプレクシティ（ＦＣ）の従来技術の受信機は、Ｎｒ個のアンテナ１４０すべてからの信号を用い、各アンテナ要素につき１つずつ設けられるＮｒ個の復調器連鎖を用いて受信信号を処理する。定義上は、この受信機アーキテクチャは、全ての受信機の中で最高のＳＮＲを達成する。ＦＣ受信機の場合、ＳＮＲが最大となるような、すなわち、次式が成り立つような、送信機の重みベクトルｖ、及び受信機の合成ベクトルｗを求めなければならない。
【００１７】
【数２】
2008503903.tif 000004
【００１８】
ここで、Ｈはチャネル行列であり、その（ｉ，ｊ）番目の要素は、ｉ番目の受信アンテナとｊ番目の送信アンテナの間のリンク状態を表す。上記の問題に対する解決策は、送信機における最大比送信（ＭＲＴ）及び受信機における最大比合成（ＭＲＣ）である。値ｖＦＣ及びｗＦＣはそれぞれ、チャネル行列Ｈの最大特異値に対応する右特異ベクトル及び左特異ベクトルである。
【００１９】
値γＦＣは次式によって与えられる。
【００２０】
【数３】
2008503903.tif 000005
【００２１】
ここで、λ１（Ｈ）はチャネル行列Ｈの最大特異値である。
【００２２】
空間ダイバーシチゲイン送信のための純粋なアンテナ選択（ＰＡＳ）
従来技術の純粋なアンテナ選択は、縮小された（reduced）チャネル行列（〜）Ｈに対して作用する従来技術のＦＣ受信機に対応する。（（〜）Ｈは、Ｈの上に〜があることを表す。）縮小されたチャネル行列（〜）Ｈは、チャネル行列ＨのＮｒ行の中からＬ行を選択することによって形成される。これを「Ｌ／Ｎｒ選択」と呼ぶ。チャネル行列Ｈの全てのＬ×Ｎｒのサブ行列の組をＳＬ（Ｈ）で示す。最適なアンテナ選択受信機は、ＳＮＲを最大化するサブ行列ＳＬ（Ｈ）の組の
【００２３】
【数４】
2008503903.tif 000006
【００２４】
個の要素の中から１つのサブ行列を選択する。この受信機のＳＮＲγｓｅｌは次式によって与えられる。
【００２５】
【数５】
2008503903.tif 000007
【００２６】
ＦＦＴ前処理と、それに続く空間ダイバーシチゲイン送信のための選択
この従来技術の技法では、受信した観測ストリームは、ＦＦＴバトラー行列Ｆを通して送られた後、Ｌ／Ｎｒの選択及びダウンコンバージョンが行われる（Molisch等著「FFT-Based Hybrid Antenna Selection Schemes for Spatially Correlated MIMO Channels」（IEEE Int. Symposium on Personal, Indoor and Mobile Radio Commun., September 2003）を参照）。したがって、仮想チャネルＦＨ上で選択が行われる。すると、出力ＳＮＲγＦＦＴは次のようになる。
【００２７】
【数６】
2008503903.tif 000008
【００２８】
最適な合成ベクトルｗＦＦＴは、縮小されたチャネル行列（〜）Ｈの最大特異値に対応する左特異ベクトルである。行列Ｆがユニタリ行列であると仮定すると、ＦＦＴの性能は、ｉ．ｉ．ｄ．フェージングチャネルの場合の純粋な選択と同じである。しかし、空間相関チャネルの場合、ＦＦＴは、受信機を、固定された空間角度で到来するビームと位置合わせすることによって性能ゲインを生じる。
【００２９】
図２は、従来技術のビームパターンを、間隔ｄ／λ＝０．５でありＮｒ＝４であるＵＬＡのＦＦＴ前処理により形成される到来角（ＡｏＡ）の関数としてプロットする。ここで、λは波長である。ＦＦＴ前処理は、０°、６０°、９０°、２７０°、及び３００°のＡｏＡについて有望なゲインを与えるが、他の角度におけるゲインは低いことがはっきりと分かる。
【００３０】
空間ダイバーシチゲイン送信のための瞬間的な時変前処理
前処理行列Ｍが完全に固定されているＦＦＴとは対照的に、従来技術の受信機アーキテクチャは、行列ＭをＣＳＩに瞬時に適合させることができる。すなわち、この処理は、短期のチャネル特性に敏感である。重みベクトルｗＦＣは、ＲＦ領域のＬ×Ｎｒの位相シフト行列と、それに続くベースバンド領域のＬ−１線形合成器の間で処理負荷を分割することによって近似することができる。Ｌ≧２である場合、重みｗＦＣを正確に再現することができる。したがって、Ｌ≧２で達成可能な性能は、ＦＣ受信機の性能に対応する。Ｌ＝１の場合、ＲＦ前処理は、ｗＦＣの位相近似である。この技法は部分最適であるが、上述の純粋なアンテナ選択よりも遥かに良好に機能する。
【００３１】
空間多重化ゲイン送信に関する異なる従来技術の受信機アーキテクチャの容量表現は、次のように表すことができる。空間多重化において、複数のストリームを同時に送信することによって達成される総スループットを測定する容量は、ＳＮＲよりも適した性能測度である。
【００３２】
空間多重化ゲイン送信のフルコンプレクシティ（ＦＣ）
ここで、ＦＣ受信機は、全てのアンテナからの信号を合成する。ダイバーシチの場合と同様、これは、Ｎｒ個の復調器連鎖を必要とする。ＦＣ受信機のチャネル容量は次式により与えられる。
【００３３】
【数７】
2008503903.tif 000009
【００３４】
ここで、｜・｜は行列の行列式を示す。定義上、これは、全ての受信機アーキテクチャの中で達成可能な最大容量である。
【００３５】
空間多重化ゲイン送信のための純粋なアンテナ選択
受信機における純粋なアンテナ選択は、縮小されたチャネルの容量（〜）Ｈが最大となるようにＨのＮｒ行の中からＬ行を選択することに相当する。
【００３６】
【数８】
2008503903.tif 000010
【００３７】
ＦＦＴ前処理と、それに続く空間多重化ゲイン送信の選択
ＦＦＴを前処理行列として用いる場合、選択は仮想チャネルＦＨ上で行われ、容量は次式によって与えられる。
【００３８】
【数９】
2008503903.tif 000011
【００３９】
ダイバーシチの場合に用いられるビーム選択の議論がここでも当てはまる。ＦＦＴ処理は、ＦＦＴビーム方向のうちの１つがＡｏＡと位置合わせされていない場合に、より低いゲインを実現する。
【００４０】
空間多重化ゲイン送信のための時変前処理
チャネル容量を最大化する瞬間的な時変最適Ｌ×Ｎｒ前処理行列は次のように説明することができる。最適な行列は、ＨのＬ個の最大特異値に対応するＨのＬ個の左特異ベクトルの共役転置である。
【００４１】
この受信機アーキテクチャの容量は次式によって与えられる。
【００４２】
【数１０】
2008503903.tif 000012
【００４３】
ここで、λｉはチャネル行列Ｈのｉ番目の最大特異値である。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００４４】
複合設計は、従来のアンテナ選択技法を上回る性能ゲインをもたらすが、実際の受信機の設計及び実施に関する検討事項が、Ｍにさらなる制約を課す。ＲＦ領域における振幅の調節は可能であるが、電力効率的な設計は高い費用がかかる。マイクロ波ＩＣにおける最近の技術の進歩により、可変位相シフタの設計及び作製はかなり安く実現可能なものとなった。したがって、Ｍの位相限定近似も望ましい。
【課題を解決するための手段】
【００４５】
本発明は、送信機及び受信機において複数のアンテナ要素を使用することによって無線通信チャネルの帯域幅を増大させる。システムの複雑度を低減するために、本発明は、利用可能な信号のサブセットから信号をさらなる処理のために選択する。
【００４６】
従来技術のアンテナ選択は、より少ないＲＦ連鎖を用いて最大ダイバーシチゲインを達成することができるが、ビーム形成ゲインが低下する。空間相関無線チャネルの場合、本発明によるＲＦ−ベースバンドの複合設計は、従来技術のアンテナ選択を上回る性能を発揮し、フルコンプレクシティ受信機に近い性能を、遥かに少ないＲＦ連鎖及びより低い複雑度で達成することができる。
【００４７】
本発明によれば、受信機における複合設計は、Ｎｒ×ＫのサイズのＲＦ前処理行列Ｍを用いる。ここで、Ｎｒは受信アンテナの数である。次に、行列ＭからのＫ個の出力をダウンコンバートする。この後、チャネル状態の推定値に基づいてＫ個のストリームの中からＬ個のストリームを選択するアンテナ選択スイッチが続く。スイッチが出力するＬ個のストリームを最適に合成する。
【００４８】
本発明はまた、送信機において同様の可逆的な複合設計を用いる。送信機における複合設計は、Ｌ／Ｋルータと、それに続く、Ｎｔ個の送信アンテナに接続されたＫ×ＮｔのＲＦ前処理行列を用いる。Ｌ／Ｋルータに入力されるＬ個の送信ストリームは、行列ＭのＫ個の入力のうちＬ個の入力にルーティングされる。このアンテナ選択プロセスは、
【００４９】
【数１１】
2008503903.tif 000013
【００５０】
個の可能性を考慮する。Ｋの値を小さくすると、プロセスの複雑度は下がる。
【００５１】
本発明は、送信ダイバーシチ技法と空間多重化ＭＩＭＯ技法の両方を検討する。これらのＭＩＭＯ技法のＲＦ前処理は、情報を複数の搬送波で送信し、受信機において適切に合成するＭＩＭＯ直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）システムのようなシステムにも適用することができる。ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭは、周波数選択的な無線チャネルで送信するための解決策である。本発明はまた、従来技術のほとんどが依拠するスケールの小さなパラメータよりも変化が遅いスケールの大きなチャネルパラメータのみに基づく最適ＲＦ前処理行列を導出する。
【００５２】
これにより、受信機において使用されるＲＦ要素の数が減るとともに、あまり計算集約的でないプロセスの使用が可能になる。送信機において使用される場合、長期チャネル統計の使用により、閉ループシステムのように受信機が瞬間的なチャネル状態を送信機にフィードバックする必要がなくなる。帯域幅の低いフィードバックチャネルのみが必要となる。このフィードバックが、スケールの大きな統計値の変化の遅い性質を与える。送信機はまた、受信機からの瞬間的なフィードバックを用いることなくこれらの統計値を推定することができる。
【００５３】
行列Ｍが利用可能な復調器連鎖の数に合わせてＲＦ出力の数を減らす一実施形態も説明する。この実施形態では、選択は行われない。
【００５４】
受信機について言えば、パラメータＫを調整することにより、スイッチのハードウェアの複雑度、ＲＦ前処理行列、スイッチについてＫ個のストリームの中から最良のＬ個のストリームを選択するために必要な信号処理能力、及びシステム性能のトレードオフを行うことができる。送信機について言えば、パラメータＫを調整することにより、ルータのハードウェアの複雑度、ＲＦ前処理行列、Ｌ個の信号をルーティングするために必要な信号処理能力、及びシステム性能のトレードオフを行うことができる。Ｋを増やすと、ハードウェアの複雑度の増大及び信号処理能力要件の増大と引き換えにシステム性能が高くなり、その逆の場合もまた同様である。
【００５５】
フルコンプレクシティ受信機に近い性能が可能になる。性能ゲインに見合ったビームパターンに基づく幾何形状も説明する。
【００５６】
現在の可変位相シフタ技術により課される実際的な性能の制約に対応するために、オン−オフスイッチと併せた部分最適な位相近似も提供する。スイッチをオンにするか、それともオフにするかを判定するための最適な方法も提供する。
【発明の効果】
【００５７】
本発明は、必要に応じてＲＦ領域における線形前処理とアンテナ選択を組み合わせるＭＩＭＯシステムのためのＲＦ−ベースバンドの複合設計を提供する。これにより、ＭＩＭＯシステムに必要とされるハードウェアの複雑度及び信号処理能力が下がる。２つのＭＩＭＯ技法、すなわち、空間ダイバーシチ及び空間多重化を検討した。これらの技法の両方について、最適な長期Ｌ×ＮｒＲＦ前処理行列ＭＴＩを導出する。Ｌ×Ｎｒの行列は、まさにその設計により、以後のアンテナ選択の必要とそれに関連する計算複雑度をなくす。
【００５８】
Ｋ×ＮｒのＲＦ行列とそれに続くアンテナ選択を使用するより高度な受信機アーキテクチャも説明する。計算の増加と引き換えに、このアーキテクチャの性能は上述のＬ×Ｎｒの行列を常に上回る。前処理行列は、下限よりも常に高い性能を保障するように設計される。次に、連続的な精緻化技法を用いて性能をさらに高める。
【００５９】
空間ダイバーシチの場合、最適な前処理は、受信ベクトルをチャネルの最大の左特異値のスケーリングした固有ベクトルのＬ個の最大の主成分に沿って投影する。相関チャネルの場合、このような前処理は、アンテナ選択と同数の復調器連鎖を必要とするものの、アンテナ選択の性能を大幅に上回り、フルコンプレクシティ受信機のゲインの大部分を達成した。
【００６０】
空間多重化の場合、最適な前処理は、受信ベクトルを受信機の相関行列のＬ個の最大固有ベクトルに沿って投影する。ダイバーシチの場合と同様、Ｋ×Ｎｒ前処理は空間多重化にも用いることができる。
【００６１】
今日のＲＦＩＣ技術により課される実際的な設計上の制約に対処するために、全ての場合について部分最適な位相近似も説明する。この近似を用いる上で最小の性能低下が与えられる場合、数値探索を使用して最適な位相解を求める受信機を実施する必要はない。この解の性能もまた、平均到来角の変動に適応できないＦＦＴバトラー行列による前処理を上回った。
【発明を実施するための最良の形態】
【００６２】
システム及びチャネルモデル
本発明は、空間相関多入力多出力（ＭＩＭＯ）チャネル条件の影響を受けるＭＩＭＯ無線通信システムにおいてＲＦ前処理及び処理済出力のサブセットの選択を行うためのシステム及び方法を提供する。本発明は、送信機若しくは受信機又はその両方において複数のアンテナを使用する一般的なマルチアンテナシステムに適用することができる。
【００６３】
具体的には、本発明は、無線チャネルの長期特性に基づいて行列Ｍを生成する。行列Ｍに入力ＲＦ信号を乗算して、出力ＲＦ信号を得る。行列は、送信機、受信機、又はその両方において生成することができる。
【００６４】
図１は、本発明を用いてダイバーシチゲインを最大化することができるシステム１００を示す。部分的に図示する送信機１０５において、入力信号ストリーム１０１のコピーに対し、Ｎｔ次元の複素重みベクトルｖ１１１を乗算１１０した後、パスバンドに変調１１５する。次に、各信号をＮｔ個の送信アンテナ１２０に個別に加える。
【００６５】
変調信号は、チャネル特性Ｈを有するＭＩＭＯチャネル１３０を通る。チャネル特性は通常、空間特性又は時間特性に分類されることに留意すべきである。空間特性は、ＥＭ波の到来角及び発射角、散乱体の位置による送信機及び受信機における角分散、偏光効果等といった様々なアンテナ構成及びパラメータに起因する。時間特性は、受信機に到来する送信信号（複数可）の様々な散乱体からの複数のコピーに起因する。時間変動は、例えばレイリー、ライス、及び仲上のフェージング分布によって特性化することができる。
【００６６】
時変と時不変
一般に、チャネル特性は、短期（時変）又は長期（時不変）で記述することができる。短期とは、動きの遅い移動体受信機に対しても半波長、すなわちミリ秒範囲の時間を単位とすることができる送信機と受信機の間の変化の小さい距離によるチャネル特性の変化を意味する。長期とは、１秒以上の時間を包含するものとして統計的に記述されるスケールの大きな変動を意味する。すなわち、長期は短期より少なくとも１桁以上大きい。本発明は長期特性に関する。すなわち、チャネル条件の変化は依然として考慮するが、本発明では遥かに長い時間間隔及び距離について考慮する。これは、変化するチャネル条件を全く考慮しない固定バトラー行列を用いるＦＦＴ前処理とは区別されるべきである。
【００６７】
受信機１３５において、受信信号を線形行列演算Ｍ１５０に通す。好ましい実施形態では、行列要素を振幅と位相に関して表現する。行列１５０の各要素は、個別のオン−オフスイッチ、例えば利用可能であれば０と１のバイナリマスクにより制御することができる。次に、Ｎｒ個の可能なアンテナからの信号Ｌのサブセットのみを復調１６０のために選択１５５する。次に、復調した信号に、受信機の重みベクトルｗ１６５を用いて最大比合成１７０を行い、合成１８０して、入力データストリーム１０１の推定値である出力データストリーム１０２を得る。
【００６８】
ダイバーシチ送信について図１に示すように、同一の情報シンボルのコピーをＮｔ個のアンテナ１２０の各々で送信する。チャネル状態情報（ＣＳＩ）が受信機１３５において利用可能であり、且つ送信機１０５において利用可能である場合がある。
【００６９】
空間ダイバーシチ送信において、送信アンテナｉについて、送信機において得られるＣＳＩに基づくｖｉで信号ｘを重み付けする。ベクトルｖ１１１は［ｖ１，ｖ２，．．．，ｖＮｔ］Ｔであり、［・］Ｔはベクトルの転置である。
【００７０】
受信信号を表すベクトルｙは、次のように表される。
【００７１】
【数１２】
2008503903.tif 000014
【００７２】
ここで、Ｈは、チャネル特性の長期統計を表すＮｒ×Ｎｔのチャネル行列であり、ρは受信信号の信号対雑音比であり、ｎは加法性白色ガウス雑音である。
【００７３】
一般性を失うことなく、ベクトルｎは分布Ｎｃ（０，σ２Ｉ）に従い、ここで、Ｎｃは複素ガウス分布を示し、０は全零（all zeros）平均ベクトルであり、σ２は雑音分散であり、Ｉは単位共分散行列である。
【００７４】
本発明では、よく知られたクロネッカー相関チャネルモデルをＨに採用する。このモデルは次のように表される。
【００７５】
【数１３】
2008503903.tif 000015
【００７６】
ここで、Ｈｗは〜ＮＣ（０，１）である。行列Ｒ及びＴはｉ．ｉ．ｄ．複素ガウスエントリであり、Ｒ及びＴはそれぞれＮｒ×Ｎｒ及びＮｔ×Ｎｔの受信機相関行列及び送信機相関行列である。
【００７７】
受信機及び送信機のそれぞれにおけるアンテナ要素間隔ｄｒ及びｄｔを用いて、相関行列Ｒ及びＴのエントリの閉形式の式は、角度広がりが小さい場合に利用可能である。受信相関行列Ｒの（ｉ，ｊ）番目の要素は次式によって与えられる。
【００７８】
【数１４】
2008503903.tif 000016
【００７９】
送信相関Ｔについても同様の式が存在する。
【００８０】
次に、ダイバーシチ送信のための既知の線形処理受信機を挙げる。本発明では、Ｎｒ個の復調器連鎖を有するフルコンプレクシティ受信機を除いて、各受信機がＬ個の復調器連鎖を有するものと仮定する。したがって、Ｎｒ個の中からＬ個の利用可能な受信アンテナ要素を選択する必要がある。
【００８１】
空間ダイバーシチゲインに最適な長期ＲＦ前処理
本明細書では、ダイバーシチシステムについて長期前処理の２つの場合を説明する。ここで、長期チャネル特性を検討する。１つ目の場合には、受信機出力においてのみ平均ＳＮＲを最大化する最適なＬ×Ｎｒの長期前処理行列ＭＴＩを導出する。プリプロセッサは、Ｌ個のストリームのみを出力するため、長期前処理は暗示的な選択を行う。したがって、以後の選択プロセスは不要である。
【００８２】
２つ目の場合には、前処理の後にＣＳＩに基づく選択を行う。このために、本発明では、平均出力ＳＮＲが最大となるようにＫ×Ｎｒの長期前処理行列ＭＴＩ−Ｓを導出する。
【００８３】
行列ＭＴＩ及びＭＴＩ−Ｓを導出する際、それらが位相限定行列であるという制約は課さない。オン−オフスイッチを用いる解決策について最適化された位相近似を以下で説明する。複数の極大値が存在するため、解析による最適な位相シフタの判定は困難である。このことが位相近似の使用を動機付ける。
【００８４】
空間ダイバーシチゲインに最適な長期（ＴＩ）Ｌ×Ｎｒ前処理
行列ＭＬは、図１に示す受信機１３５におけるＬ×Ｎｒの前処理行列である。受信信号を表す修正ベクトル（〜）ｙは次のように表される。
【００８５】
【数１５】
2008503903.tif 000017
【００８６】
前処理及びダウンコンバージョン後、重みベクトルｗ１６５を用いて様々なアンテナの信号をベースバンドにおいて合成１７０及び１８０する。一般に、行列ＭＬが必ずしもセミユニタリ（semi-unitary）行列であるとは限らないため、雑音白色化フィルタが必要である。これにより、ＳＮＲ式の項（ＭＬＭ†Ｌ）−１／２が生じる。ここで、（・）†はエルミート行列を示す。
【００８７】
【数１６】
2008503903.tif 000018
【００８８】
ここで、εＨはチャネル行列Ｈに関する期待値を示す。エネルギー制約により、比較する受信機間の公平性が確保される。
【００８９】
定理１：特異値分解（ＳＶＤ）ＵΛＶ†を用いる一般的なＮｒ×Ｎｔのチャネル行列Ｈを検討する。ｕ１をＵの１列目とし、λ１をチャネル行列Ｈの最大特異値とする。すると、エネルギー制約を受ける平均出力ＳＮＲを最大化する行列ＭＴＩにより示される最適な行列ＭＬはＭＴＩ＝ＢＱの形式となる。ここで、行列Ｂは任意のＬ×Ｌのフルランク行列であり、行列Ｑは、次式によって与えられるＬ×Ｎｒの行列である。
【００９０】
【数１７】
2008503903.tif 000019
【００９１】
ここで、μｌは、固有分解後の共分散行列Ｒｕｕ＝ε［｜λｌ２｜ｕｌｕｌ†］のｌ番目の最大特異値に対応する特異ベクトルである。さらに、最適な合成ベクトルｗＴＩ１６５は次のように表される。
【００９２】
【数１８】
2008503903.tif 000020
【００９３】
定理１から、平均ＳＮＲを最大化する最適なＱ行列は、λｌｕｌに対する主成分分析及び最大のＬ個の主成分の選択により得られることが分かる。共分散行列Ｒｕｕの固有ベクトルに沿ったｕｌの分散は、共分散行列の対応する固有値に等しい。
【００９４】
したがって、Ｑについて選択される共分散行列Ｒｕｕの最初のＬ個の固有ベクトルが、分散に最大の寄与を持つ。
【００９５】
図３及び図４は、ＦＦＴ前処理と性能を比較するための、２つの異なる指向性チャネルの一様なリニアアレイのＭＴＩのビームパターンを示す。アンテナ要素間隔はｄ／λ＝０．５であり、平均到来角は図３において４５°、図４において６０°である。ＭＴＩのビームパターンは、受信機における平均ＡｏＡに適応し、大きな性能ゲインを確保することが分かる。
【００９６】
空間ダイバーシチの長期位相限定（ＴＩ−Ｐｈ）Ｌ×Ｎｒ前処理
上述の長期前処理行列ＭＴＩは複素要素を含む。本発明では、長期前処理行列ＭＴＩに位相限定近似を望む。長期前処理行列ＭＴＩ＝［ｍ１，．．．，ｍＮ］は、ＲＦ領域における受信信号の加重和をとる。位相限定前処理の制約下において、本発明では、行列ＭＴＩに位相行列Φを用いる。ここで、位相行列Φ＝［φ１，．．．，φＮ］は、列ｉ毎に、φｉの角度がｍｉに最も近くなるようになっている。
【００９７】
したがって、受信信号を可能な限りさらにコヒーレントに加算する。各要素φｉｊはＭｉｊの位相、すなわち行列ＭＴＩの（ｉ，ｊ）番目の要素を追跡し、さらに任意で、要素を全てオフにしてもよい。したがって、次式が成り立つ。
【００９８】
【数１９】
2008503903.tif 000021
【００９９】
ここで、φｉｊは０又は１である。φｉとｍｉの間の角度は次式によって与えられる。
【０１００】
【数２０】
2008503903.tif 000022
【０１０１】
角度μｉを最小化するために、ａｉｊ（１≦ｊ≦Ｌ）を求める必要がある。一般に、これはＯ（２Ｌ）回の計算を必要とする。本発明は、Ｏ（Ｌｌｏｇ（Ｌ））回の計算のみを必要とする方法を提示する。
【０１０２】
スイッチ構成を決める方法
１．ｍｉのエントリを振幅の絶対値の降順にソートし、順序付けされた組｛ｍｉ［１］，．．．，ｍｉ［Ｌ］｝を得る。ここで、｜ｍｉ［１］｜≧｜ｍｉ［２］｜≧｜ｍｉ［Ｌ］｜であり、［ｋ］はｋ番目に大きいエントリのインデックスを示す。
【０１０３】
２．
【０１０４】
【数２１】
2008503903.tif 000023
【０１０５】
を、φｉが位置ｊ＝［１］，．．．，［ｌ］において正確にｌ個の非ゼロのエントリを有するように定義する。式（４）から、これらのエントリがｍｉの対応するエントリの引数であることが分かる。したがって、次式が成り立つ。
【０１０６】
【数２２】
2008503903.tif 000024
【０１０７】
３．ｌｍａｘを、μｉｌｍａｘが最大となるように選択する。
【０１０８】
４．次に、ａｉｊが次式によって与えられる。
【０１０９】
【数２３】
2008503903.tif 000025
【０１１０】
ステップ１はＯ（Ｌｌｏｇ（Ｌ））回の計算を必要とし、ステップ２はＯ（Ｌ）回の演算を必要とする。したがって、上記のプロセスは、φｉを求めるためにＯ（Ｌｌｏｇ（Ｌ））回の計算を必要とする。したがって、本発明の選択プロセスは、従来技術よりも良好に機能し、且つ従来技術よりも少ない位相シフタを必要とする。
【０１１１】
最適な送信重みベクトルｖＴＩ−Ｐｈ及び合成重みベクトルｗＴＩ−Ｐｈはそれぞれ、仮想チャネルΦＨの最大特異値に対応する右特異ベクトル及び左特異ベクトルである。ＴＩ−Ｐｈ受信機のＳＮＲは次のように表される。
【０１１２】
【数２４】
2008503903.tif 000026
【０１１３】
長期Ｋ×Ｎｒ前処理と、それに続く空間ダイバーシチゲインの選択（ＴＩ−Ｓ）
受信信号を表すベクトルｙにＫ×Ｎｒの前処理行列ＭＮを乗算し、プリプロセッサのＫ個の出力の中からＬ個の出力をダウンコンバージョンのために選択する代替的な実施形態を説明する。
【０１１４】
この場合、修正された受信ベクトルは
【０１１５】
【数２５】
2008503903.tif 000027
【０１１６】
となり、Ｓは、Ｋ個の信号の中からＬ個の信号を選択するＬ×Ｋの置換行列である。本発明では、変数Ｓをチャネル状態に瞬時に適応させることができる。修正ベクトルは、ダウンコンバートされてベースバンドにおいて合成１７０及び１８０される。すると、平均出力ＳＮＲの最大化問題は次のように表すことができる。
【０１１７】
【数２６】
2008503903.tif 000028
【０１１８】
チャネル行列Ｈに依存する置換行列Ｓが存在するため、式（６）を最大化する行列ＭＮを分析的に求めることは困難である。εＨ及びｍａｘの順番を入れ替えることにより、次のように表される下限が得られる。
【０１１９】
【数２７】
2008503903.tif 000029
【０１２０】
次に、以下の定理を記載する。
【０１２１】
定理２：ＵＬ＝ｓｐａｎ｛μ１，μ２，．．．μＫ｝を定義する。ここでμｌは上記で定義した通りである。すると、式（７）の下限を最大化するＫ×Ｎｒの行列ＭＴＩ−Ｓは次の形式をとる。
【０１２２】
【数２８】
2008503903.tif 000030
【０１２３】
ここで、Ｐは任意のＫ×Ｋの置換である。
【０１２４】
オン／オフスイッチとともに行列ＭＴＩ−Ｓの位相限定近似を求める上述の方法がここでも当てはまる。
【０１２５】
空間多重化
空間多重化について図５に示すように、ダイバーシチの場合の１つのデータストリームに対してＮ個の異なるデータストリーム５０１を同時に送信機５１０からチャネル５２０を介して受信機５３０へ送る。
【０１２６】
この開ループ構成において、送信機ではＣＳＩは利用可能でないが、受信機では完全なＣＳＩが利用可能である。Ｎｒ個の受信アンテナの受信ベクトルｙを次のように書き表す。
【０１２７】
【数２９】
2008503903.tif 000031
【０１２８】
ここで、ρは受信機へのＳＮＲ入力であり、Ｈは、クロネッカーモデルから生成されるＮｒ×Ｎｔのチャネル行列であり、ｘはＮｔ×１の送信ベクトルであり、ｎ〜Ｎｃ（０，Ｉ）は雑音ベクトルである。
【０１２９】
空間多重化において、アンテナ選択に基づくどの方式も常に、Ｌ＜Ｎｔである場合に容量が大幅に減少する。これは、ダイバーシチの場合とは対照的である。ダイバーシチの場合、出力ＳＮＲは、チャネルの単一の最大固有モードに依存し、空間多重化の容量は全ての固有モードに依存する。次元数を減らすと、利用可能な固有モードが減る。次に、本発明による異なる受信機構成の容量の式を挙げる。
【０１３０】
空間多重化ゲインの長期前処理（ＴＩ）
空間多重化システムの場合、本発明では長期前処理の２つの場合を考慮する。第１に、エルゴード容量（Ergodic capacity）を最大化するＬ×Ｎｒの行列を導出する。この受信機は、Ｌ個のストリームを出力するため、暗示的な選択を行う。本発明はまた、長期Ｋ×Ｎｒ線形前処理の後にＣＳＩに依存したＬ／Ｋ選択を行う受信機構成を提供する。
【０１３１】
空間多重化ゲインのＬ×Ｎｒ長期（ＴＩ）前処理
本発明では、Ｌ×Ｎｒ長期前処理を行い、エルゴード容量が最大になるようにする。図５に示すように、ＭＬをＬ×Ｎｒの前処理行列５３１とする。すると、Ｌ×１の修正された受信ベクトルは次のように表される。
【０１３２】
【数３０】
2008503903.tif 000032
【０１３３】
このようなシステムの場合、エルゴード容量は次のように表される。
【０１３４】
【数３１】
2008503903.tif 000033
【０１３５】
すると、容量の最大化は、以下の制約付き最適化問題となる。
【０１３６】
【数３２】
2008503903.tif 000034
【０１３７】
一般に、エルゴード容量を伴う上記の最適化問題を解くことは非常に困難である。その代わりに、容量に対して厳しい下限を用いる。下限は、関心の全ＳＮＲについてＮｔ≠Ｎｒである場合にほぼ正確である。Ｎｔ＝Ｎｒである場合、この限界は、低ＳＮＲの容量の０．５ビット／秒／Ｈｚ以内となり、高ＳＮＲについてもほぼ正確となる。
【０１３８】
定理３：一般的なＮｒ×Ｎｔの空間チャネル行列Ｈ＝Ｒ１／２ＨｗＴ１／２を考慮する。この場合、最適行列ＭＬ５３１はＭＬ＝ＢＱの形式であり、ここで、Ｂは任意のフルランクＬ×Ｌ行列であり、Ｑは次のような形式である。
【０１３９】
【数３３】
2008503903.tif 000035
【０１４０】
ここで、μｌは、Ｒのｌ番目の最大特異値に対応する固有ベクトルであり、（・）Ｔは行列転置を示す。
【０１４１】
長期位相シフトの解を、上述の線に沿ったＭＬの位相近似となるように選択する。
【０１４２】
Ｋ×Ｌｒ長期（ＴＩ）前処理と、それに続く空間多重化ゲインの選択
定理４：Ｋｒ×Ｎｒ行列ＭＮは次のような形式である。
【０１４３】
【数３４】
2008503903.tif 000036
【０１４４】
長期位相限定解を、上述の線に沿ったＭＮの位相近似となるように選択する。
【０１４５】
空間ダイバーシチの評価
空間ダイバーシチシステムを評価するために、本発明では、ＳＮＲの累積分布関数（ＣＤＦ）を測定する。これは、１次モーメントに関する情報しか提供しない期待値とは対照的に、ＳＮＲの完全な特性化を提供する。
【０１４６】
相関の高いチャネルの場合、１つの復調器連鎖しか用いないものの、ＴＩはＦＣ受信機の０．１ｄＢ以内で作用する。これは、従来のアンテナ選択方法を最大５ｄＢ上回る利益を与え、また暗示的な選択が行われているため、チャネルの継続監視を必要としない。
【０１４７】
本明細書中に記載するＴＩの部分最適な位相近似の性能は、ＴＩの０．０１ｄＢ未満である。本発明者らは、平均ＡｏＡ方向がＦＦＴビームのうちの１つに一致する場合、従来技術のＦＦＴ前処理がＴＩ前処理と同等に機能することを観測している（図２を参照）。ＴＩ−Ｓ及びＴＩ−ＰｈＳのＳＮＲはＴＩのＳＮＲと同様であり、時変受信機はＦＣと同じゲインを与える。
【０１４８】
ＴＩはＦＣ受信機と同等に機能するが、ＦＦＴ受信機は、ＴＩと比べて約２ｄＢのＳＮＲ損失につながる。これは、μｒ＝４５°がＦＦＴビームパターンのヌルに位置し（図２を参照）、ＴＩ受信機がそのビームパターンを、平均ＡｏＡ方向のゲインを利用するように適合させるためである（図３を参照）。
【０１４９】
中程度に相関するチャネルの場合（例えば、μｒ＝６０°、σｒ＝１５°）、ＴＩ及びＴＩ−Ｐｈの性能は純粋なアンテナ選択を２〜３ｄＢ上回る。しかし、これらは、ＦＣ受信機全体で１ｄＢの損失を受ける。ＴＩ−Ｓ及びＴＩ−ＰｈＳは、中程度に相関するチャネルの場合に、ＴＩと同様の性能を有する。
【０１５０】
チャネルが相関していない場合、優勢なビーム方向が存在しないため、ＴＩ及びＴＩ−ＰｈのＳＮＲは低下する。長期前処理とそれに続く適応的な選択（ＴＩ−Ｓ、ＴＩ−ＰＳＳ）の性能は、純粋な選択の性能と同じである。非相関チャネルでも、時変選択方式のＳＮＲはＦＣ受信機のＳＮＲと一致することに留意されたい。
【０１５１】
空間多重化の評価
空間多重化システムを評価するために、本発明では、容量の累積分布関数（ＣＤＦ）を、ビット／秒／Ｈｚを単位として測定する。これは、１次モーメントに関する情報しか提供しない期待値とは対照的に、チャネル容量の完全な特性化を提供する。
【０１５２】
空間多重化システムの場合、ＴＩ及びＴＩ−Ｐｈは、純粋なアンテナ選択を１ビット／秒／Ｈｚ上回るゲインを示す。しかし、この性能は、ＦＣ受信機よりも約１ビット／秒／Ｈｚ低い。これは、大部分のＦＣ受信機ゲインを単一の復調器連鎖で捕捉できるダイバーシチ送信とは対照的である。ダイバーシチの場合と同様、ＦＦＴ前処理の容量は、μ＝６０°の場合にＴＩの容量と一致する。しかし、この性能は、ＡｏＡ方向がＦＦＴビームパターンのヌルに該当する場合、低下する。ＦＦＴ前処理の容量は、μｒ＝４５°及びσｒ＝６０°である場合にＴＩの容量よりも約０．５ビット／秒／Ｈｚ低い。
【０１５３】
非相関チャネルの場合、ダイバーシチ送信と同様に、静的選択（ＴＩ、ＴＩ−ＰＳ）を用いる方式の性能は純粋な選択よりも低いが、ＴＩ−Ｓ、ＴＩ−ＰｈＳ及びＦＦＴは純粋な選択と同等に機能する。
【０１５４】
送信機及び受信機におけるアンテナ選択
図６は、本発明によるアンテナ選択方法を送信機と受信機の両方で使用するマルチアンテナシステム６００を示す。送信機６０１において、複数のサブストリーム１０３を変調器６１０にかけ、パスバンドＲＦ信号として出力する。これらのサブストリームは、多重化送信において時空間コーダにより得られた異なる信号、又はダイバーシチ送信において異なる重みを用いて符号化された同一の信号とすることができる。ルータ６２０は、これらの信号を、送信アンテナに関連する分岐６２１に連結する。このパスバンド分岐６２１を、行列演算Ｍｔ６３０により変換６３０した後に送信アンテナに加え、チャネル６４０に通す。
【０１５５】
受信機６０２では、サブストリームに対応する信号を、受信アンテナがチャネル６４０を介して受信する。受信信号を行列演算Ｍｒ６５０により変換６５０し、変換した信号を選択６６０する。選択した信号６６１を復調６７０する。復調器ストリームから出力データ１０２を検出する。
【０１５６】
受信機においてＲＦ前処理を用いアンテナ選択を用いない空間ダイバーシチ
図７は、受信機においてＲＦ前処理を用い、Ｋ＝Ｌであり、アンテナ選択スイッチを用いない空間ダイバーシチシステム７００を示す。入力ビットストリーム７０１の複数のコピーに対して、Ｎｔ次元の複素重みベクトルｖ７１１を乗算７１０した後、パスバンドに変調１１５する。次に、各信号をＮｔ個の送信アンテナ７２０に個別に加える。変調信号は、チャネル特性Ｈを有するＭＩＭＯチャネル７３０を通る。
【０１５７】
受信機７３５では、受信信号を線形行列演算Ｍ７５０に通す。この場合、行列演算は、位相シフト及びアンテナ選択を行う。次に、Ｎｒ個の可能なアンテナからの信号Ｌのサブセットのみを復調７６０のために選択する。次に、復調した信号に、受信機の重みベクトルｗ７６５を用いて最大比合成７７０を行い、合成７８０して、入力データストリーム７０１の推定値である出力データストリーム７０２を得る。
【０１５８】
送信機においてＲＦ前処理及びＬ／Ｋルーティングを用いた空間ダイバーシチ
図８は、ＲＦ前処理及びＬ／Ｋルーティングを用いた空間ダイバーシチ送信機８００を示す。入力ビットストリーム８０１の複数のコピーに対して、Ｌ次元の複素重みベクトルｖ８１１を乗算８１０した後、ＲＦ領域においてパスバンドに変調８２０する。ルータ８１５に入力されるＬ個の送信ストリームを、上述のように行列Ｍ８２５のＫ個の入力のうちＬ個の入力にルーティングし、次にＮｔ個の送信アンテナ８３０に加える。変調信号は、チャネル特性Ｈを有するＭＩＭＯ又はＭＩＭＯ−ＯＦＤＭチャネル８４０を通る。受信機は、上述の構造のいずれかとすることができる。
【０１５９】
送信機においてＲＦ前処理を用い信号ルーティングを用いない空間ダイバーシチ
図９は、送信機においてＲＦ前処理を用い、Ｋ＝Ｌであり、信号ルーティングを用いない空間ダイバーシチ送信機９００を示す。入力ビットストリーム９０１の複数のコピーに対して、Ｌ次元の複素重みベクトルｖ９１１を乗算９１０した後、パスバンドに変調９２０する。Ｌ個の送信ストリームを、上述のように行列Ｍ９２５に入力し、その後、Ｎｔ個の送信アンテナ９３０に加える。変調信号は、チャネル特性Ｈを有するＭＩＭＯ又はＭＩＭＯ−ＯＦＤＭチャネル９４０を通る。受信機は、上述の構造のいずれかとすることができる。
【０１６０】
本発明を、好ましい実施形態の例として説明してきたが、本発明の精神及び範囲内で様々な他の適応及び変更を行ってもよいことが理解される。したがって、添付の特許請求の範囲の目的は、本発明の真の精神及び範囲に入るこれらの変形及び変更をすべて網羅することである。
【図面の簡単な説明】
【０１６１】
【図１】本発明をダイバーシチ送信に使用する無線通信システムのブロック図である。
【図２】従来技術におけるような、方位角の関数としてのＦＦＴ前処理のビームパターンのグラフである。
【図３】方位角の関数としての本発明による行列ＭＴＩを用いた前処理の、到来角平均を４５度としたビームパターンである。
【図４】方位角の関数としての本発明による行列ＭＴＩを用いた前処理の、到来角平均を６０度としたビームパターンである。
【図５】本発明による空間多重化を用いたシステムのブロック図である。
【図６】送信機及び受信機においてアンテナ選択及びＲＦ前処理を用いた空間多重化システムのブロック図である。
【図７】受信機においてＲＦ前処理を用い、Ｋ＝Ｌであり、アンテナ選択スイッチを用いない空間ダイバーシチシステムのブロック図である。
【図８】ＲＦ前処理及びＬ／Ｋルータを用いた空間ダイバーシチシステムの送信機のブロック図である。
【図９】送信機においてＲＦ前処理を用い、Ｋ＝Ｌであり、Ｌ／Ｋルータを用いない空間ダイバーシチシステム送信機のブロック図である。
【図１】
2008503903.tif 000037
【図２】
2008503903.tif 000038
【図３】
2008503903.tif 000039
【図４】
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【図５】
2008503903.tif 000041
【図６】
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【図７】
2008503903.tif 000043
【図８】
2008503903.tif 000044
【図９】
2008503903.tif 000045
【国際調査報告】
2008503903.tif 000046
2008503903.tif 000047
2008503903.tif 000048