(57)【要約】本明細書には、２つの手法、中性点スイッチングおよび界磁電圧昇圧を開示する。これらの手法は、単に回路の追加によって、車両アイドル状態にある今日の１２ボルト自動車電気システムの出力を増大させる。中性点スイッチングによって、通常低速では流れず高速でしか流れない第三調波電流の流れを可能とする。界磁電圧の昇圧は、界磁電圧昇圧回路および電圧調整器を統合し、蓄電池から得られるレベルを超えて界磁電圧を増大させて、結果的に界磁電流を増大させることによって行なわれる。さらに、負荷を保持するために必要なレベルを超えて界磁電圧を一時的に増大させることによって、負荷の変化に対する交流発電機の過渡応答が改良される。これらの２つの手法は両立するため、共に実施されてもよく、独立に実施されてもよい。提案の追加の回路を収容するために、標準の交流発電機へ変化を加える必要はない。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
正母線に接続されている正端子および負母線に接続されている負端子を有する蓄電池と、
出力が整流器バンクに接続されている交流発電機と、整流器バンクの出力端子は正母線および負母線に接続されていることと、
正母線と負母線との間の電圧に応じて交流発電機の界磁電流を制御するように構成されている電圧調整器と、
第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子を含む中性スイッチと、第１のスイッチング素子は交流発電機の中性端子と正母線との間に接続されていることと、第２のスイッチング素子は交流発電機の中性端子と負母線との間に接続されていることと、中性スイッチは交流発電機によって生成される第三調波電流が正母線と負母線との間に接続されている１つ以上の負荷へ流れることを可能とするように構成されていることと、からなる自動車電気システム。
【請求項２】
スイッチング素子は中性線に対する第三調波電圧とは位相の異なる矩形波によって制御される請求項１に記載の自動車電気システム。
【請求項３】
矩形波と第三調波電圧との間の位相差は必要な電流を生成するように調整される請求項２に記載の自動車電気システム。
【請求項４】
バックコンバータが第１の正母線の電圧を制御して蓄電池の充電を行なうように正母線と第２の正母線との間に接続されているバックコンバータと、第１のスイッチング素子は交流発電機の中性端子と第２の正母線との間に接続されていることと、を含む請求項１に記載の自動車電気システム。
【請求項５】
バックコンバータが負母線と比較して第２の負母線の電圧を低下させるように負母線と第２の負母線との間に接続されている第２のバックコンバータと、第２のスイッチング素子は交流発電機の中性端子と第２の負母線との間に接続されていることと、を含む請求項４に記載の自動車電気システム。
【請求項６】
自動車電気システムにおける交流発電機の出力電流を増大させる方法であって、
交流発電機の中性端子と自動車電気システムの１つ以上の母線との間に切り替えられる電流路を提供する工程と、
切り替えられる電流路に対応する１つ以上のスイッチを操作して、アイドル状態にて交流発電機の中性端子から１つ以上の母線へ第三調波電流が流れることを可能とする工程と、からなる方法。
【請求項７】
前記１つ以上の母線と自動車電気システムの第２の母線との間に静止電力コンバータを提供する工程と、蓄電池は第２の母線に接続されていることと、
静止電力コンバータを操作して、蓄電池充電用の第２の母線に対する電圧を制御し、前記１つ以上の母線に対する電圧が負荷により大きな電流を供給するように増大することを可能とする工程と、を含む請求項６に記載の方法。
【請求項８】
自動車電気システムに接続されている入力および交流発電機の界磁巻線に接続されている出力を有する第２の静止電力コンバータを提供する工程と、
第２の静止電力コンバータを操作して、界磁巻線に印加される電圧を昇圧する工程と、を含む請求項６に記載の方法。
【請求項９】
正母線に接続されている正端子および負母線に接続されている負端子を有する蓄電池と、
出力が整流器バンクに接続されている交流発電機と、整流器バンクの出力端子は正母線および負母線に接続されていることと、
正母線と負母線との間の電圧に応じて交流発電機の界磁電流を制御するように構成されている電圧調整器と、
電圧調整器の入力に接続されている界磁電圧昇圧回路と、界磁電圧昇圧回路は交流発電機の界磁電流を増大させるために界磁巻線に利用可能な最大電圧を増大させるように構成されていることと、からなる自動車電気システム。
【請求項１０】
界磁電圧昇圧回路は電圧調整器の負荷サイクルが所定のしきい値を超えるとき接続される請求項９に記載の自動車電気システム。
【請求項１１】
界磁電圧昇圧回路は電圧調整器の負荷サイクルが第２の所定のしきい値未満に低下するとき切断される請求項１０に記載の自動車電気システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は自動車の電気システムに関する。より詳細には、本発明は高電力負荷による使用に適合されている自動車の電力システムの構成に関する。
【背景技術】
【０００２】
今日の自動車において用いられる１２ボルトシステムでは、そのシステムに対する負荷が増大を続けるに従って、さらに増大する電流を供給することが必要である。この増大は通信システム、娯楽システムおよびテレマティックスシステムなど電子デバイスの数が増大することや、従来の液圧、即ち、機械的な動力供給システムを置き換えるための電気動力供給補助システムが増殖することの組み合わせによる。これらのより高い負荷を供給するのに必要な電流の量を減少させるために、自動車に４２ボルト電気システムを採用することが提案されている。しかしながら、費用が増大するため、自動車産業は４２ボルト電気システムへの移行に積極的ではない。この結果、１２ボルトシステムの性能を改良することによって、より高い電気的負荷が従来の車両電気システムを用いて効率的に動作することを可能とすることへの強力な要求が存在する。
【０００３】
自動車電気システムの性能における主な１つの限界は交流発電機であり、詳細には、交流発電機から引き出すことの可能な電流の量と、この電流を引き出すのに必要な応答時間とである。今日の自動車交流発電機の出力電流能力は交流発電機が作動している速度によって影響を受け、この速度は車両のエンジン速度によって決定される。典型的な交流発電機では、エンジン速度が３０００ｍｉｎ−１（ｒｐｍ）で１３５アンペアの定格電流が生成され、エンジン速度が６００ｍｉｎ−１（ｒｐｍ）（エンジンのアイドル状態に相当する）では６０アンペアしか生成されない。リヤウインドウの曇り取り器、シートの加熱、照明、ＨＶＡＣ送風器、娯楽デバイスなど大抵の自動車の電気負荷は、車両速度に敏感ではない。エンジン速度に敏感な負荷（例えば点火）はそれほど電流を消費しない。この結果、アイドル状態では電気システムには非常に電流が不足しており、追加の電流が必要な場合、電気システムは電圧変化を生じることがある。さらに、一部の負荷は電圧変化に非常に敏感であるため（例えば、照明）、大きな負荷用途に迅速に応答する交流発電機は、光のちらつきなどドライバーに見られる電圧変化の望ましくない効果を弱めるであろう。
【０００４】
なお、本明細書において対処される問題は、交流発電機が充分な電力を供給することが不可能である電力限界の問題ではなく、電圧限界の問題である。基本的に、交流発電機の生成する逆ｅｍｆ（起電力）は、その最大値の界磁電流を用いても、エンジンのアイドル状態で必要な電流を供給するのに充分なほど大きくはない。
【０００５】
自動車電気システムにおける性能不足に関する一定の態様に対処する解決策は、２００３年８月６日に出願の、「自動車電気システムの構成（Ａｕｔｏｍｏｔｉｖｅ  Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ  Ｓｙｓｔｅｍ  Ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）」と題する同時継続中の米国特許出願第号明細書において対処される。この特許出願全体を引用によって本明細書に援用する。本発明では、さらに上述の欠点を最小限とすることを試み、従来技術の問題を解決するか少なくとも最小限とするシステムを提案する。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００６】
本明細書には、２つの手法、中性点スイッチングおよび界磁電圧昇圧を開示する。これらの手法は、単に回路の追加によって、車両アイドル状態にある今日の１２ボルト自動車電気システムの出力を増大させる。中性点スイッチングによって、通常低速では流れず高速でしか流れない第三調波電流の流れを可能とする。界磁電圧の昇圧は、界磁電圧昇圧回路および電圧調整器を統合し、蓄電池から得られるレベルを超えて界磁電圧を増大させて、結果的に界磁電流を増大させることによって行なわれる。さらに、負荷を保持するために必要なレベルを超えて界磁電圧を一時的に増大させることによって、負荷の変化に対する交流発電機の過渡応答が改良される。これらの２つの手法は両立するため、共に実施されてもよく、独立に実施されてもよい。提案の追加の回路を収容するために、標準の交流発電機へ変化を加える必要はない。
【０００７】
上述のように、本開示は自動車用の電気システムの応答を改良するための手法に関し、より詳細には、交流発電機性能を改良するための手法に関する。図１には、典型的な従来技術の自動車電気システムを示す。この電気システムは蓄電池１０１を備える。蓄電池１０１は、車両が走行しておらず、負荷１０６の必要とする電気エネルギーの全量を交流発電機１０２が供給することが不可能なときに使用するための電気エネルギーを貯蔵する。
【０００８】
通常の定常状態の運転条件下では、交流発電機１０２は、車両エンジン（図示せず）によってベルトを介して駆動され、負荷１０６の必要とする電気エネルギーを生成する。しかしながら、残りの電気システムはＤＣであるため、交流発電機１０２の生成するＡＣ電圧は整流器バンク１０４を用いて整流される必要がある。示した整流器バンク１０４は三相全波ダイオードブリッジであるが、シリコン制御整流器またはトランジスタ（例えば、ＦＥＴ）など切替半導体を用いる整流器を含め、他の形態の整流器が用いられ得る。調整器１０３は交流発電機１０２の界磁電圧を制御し、結果的に界磁電流を制御して、電気システムの正ＤＣ母線１０９へ最終的に生成される電圧を調整するために用いられる。そうした調整器の設計および動作は当該技術分野において周知であり、詳細は「自動車の電気工学および電子工学（Ａｕｔｏｍｏｔｉｖｅ  Ｅｌｅｃｔｒｉｃｓ  ａｎｄ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ）」、ボッシュ自動車ハンドブック（Ｂｏｓｃｈ  Ａｕｔｏｍｏｔｉｖｅ  Ｈａｎｄｂｏｏｋ）、第３版、ｐ．１３８〜１４２に見られる。その全体を引用によって援用する。
【０００９】
一部の自動車電気システムでは、高エンジン速度で追加の充電電流を供給するために、交流発電機１０２の中性リード線への接合点に接続する１対のダイオード１０７が提供される。大抵の交流発電機の出力電圧はほぼ矩形波であるため、余分な電流は生成される第三調波電流による。矩形波交流発電機を製造することは完全な正弦波交流発電機と比べ、より安価であり、かつ、より効率的であるので、矩形波交流発電機が用いられる。矩形波の波形は計測可能な第三調波電圧を含んでいるが、典型的な６つのダイオードブリッジが用いられる場合、この第三調波電圧は交流発電機の出力に寄与しない（各交流発電機レグにおける第三調波電圧は互いに同位相であるため、三相のうちのいずれの二相の間にも第三調波電圧の差異は存在しない。しかしながら、これらの電圧は位相および中性点の間で計測可能である）。したがって、図１に示すように、追加の１対のダイオード１０７が追加される場合、ダイオード対の中央点が交流発電機の中性１０８へ接続される。第三調波の振幅がダイオードを順方向バイアスするのに充分に大きくなるまで、このダイオード対は導通しない。これは比較的高いエンジン速度で起きるので、アイドル状態での充電電流にはそれほど寄与しない。第三調波の振幅がダイオード対を順方向バイアスするのに充分に大きいとき、中性レグにおいてダイオードのうちの１つ、例えば、上側のダイオードが導通し、リターン経路は従来の６つのダイオード整流器ブリッジの下側の３つのダイオードのうちの１つである。第三調波電圧が極性を切り替えるとき、下側の中性のダイオードが導通し、３つの上側の従来のダイオードのうちの１つがリターン経路を提供する。
【００１０】
車両のアイドル状態で今日の１２ボルト交流発電機から引き出される電流を増大させるための１つの手法は、交流発電機の中性点に追加の回路を追加することである。この回路は、アイドル状態で中性点から、この回路のない場合には生成されない電流を引き出す。この回路を、単に交流発電機が高い速度にあるときに充電電流を追加するのみの、中性へ接続される追加のダイオード対と混同してはならない。この必要な回路では、図２に示すように、この補助ダイオード対１０７は１対のＦＥＴ  ２０７に置き換えられる。この１対のＦＥＴ  ２０７は、アイドル状態で第三調波電流を流すようにアクティブに切り替えられる。この制御方式では、矩形波を用いてＦＥＴ対のスイッチングが制御される。交流発電機の巻線抵抗が０であると仮定すると、この矩形波が中性電圧と９０度位相が異なる場合、交流発電機から最大の第三調波電流が引き出される。実際には、この抵抗は算入される必要があり、実際の角度は、交流発電機の抵抗、交流発電機のインダクタンス、交流発電機の極数および交流発電機の速度の値に依存する。これに代えて、矩形波をＰＷＭ（パルス幅変調）波形に置き換えることによって、引き出される電流が変調されてもよい。
【００１１】
残りの議論では、最大電流が必要とされており、補助のＦＥＴ  ２０７を駆動するために用いられる矩形波の位相が最大電流を生成するように制御される、と仮定する（参照テーブルまたは探索者アルゴリズムなど、適正な矩形波位相を決定するための手法は以下に述べる）。テーブル１には、蓄電池電圧の関数として蓄電池から引き出される電流を示す。第１の列には蓄電池電圧を示す。第２の列には、図１に示すようなダイオード１０７のみを用いる中性電流を示す。第３の列には、図２に示すようなＦＥＴ  ２０７を用いる中性電流を示す。
【００１２】
【表１】
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【００１３】
上側のＦＥＴを蓄電池電圧（即ち、正ＤＣ母線１０９）から切断し、蓄電池電圧より高い中間電圧に接続することによって、交流発電機から引き出される中性電流はさらに強化され得る。この構成を図３Ａに示す。中間電圧はバックコンバータ３０１によって調整される。バックコンバータ３０１は母線１０９ｂの中間電圧を正ＤＣ母線１０９ａの典型的な母線電圧まで降圧する。ＤＣ母線１０９ａの電圧は蓄電池充電用に適切な電圧に調整される。
【００１４】
補助スイッチ２０７の電圧−時間の積の平衡が保持される必要があるので、対のうちの下側のスイッチは電圧−時間の積のうちの５０％を超えて導通し、対のうちの上側のスイッチは５０％未満しか導通しない。そうではない場合、交流発電機から引き出される第三調波電流はＤＣ成分を有し、交流発電機が飽和するときに総電流出力を減少させる。この増強回路のために引き出される電流を、テーブル１の第４の列に示す。
【００１５】
中性電流スイッチング回路の別の変形を、図３Ｂに示す。この回路は図３Ａの回路と同様であるが、この母線３０３ｂの電圧を負の電圧母線３０３ａの電圧より低く降下させるために、負の電圧母線３０３ａには第２のバックコンバータが追加されている。これに加えて、ここでは負荷は通常の母線から供給され、コンデンサ３０２のために母線１０９ｂ／３０３ｂは本質的に短期貯蔵の母線である。この場合、交流発電機に見られる電圧は平衡を保持され、５０％の矩形波を用いて中性スイッチ対の動作が制御される。
【００１６】
図３Ｂの回路の典型的な波形を、図３Ｃ，３Ｄ，３Ｅに示す。図３Ｃには、各位相３０４，３０５，３０６に対する逆ｅｍｆ波形を示す。また、図３Ｃには２０％第三調波成分３０７を示す。図３Ｄには、蓄電池への電流３０８を示す。電流３０８は、ダイオードブリッジおよび二重のバックコンバータによる電流の和である。図３Ｅには、第三調波位相３０７とスイッチング矩形波３０９の位相との関係を示す。この場合、位相差はほぼ１８０度である。この比較的大きな位相差は、交流発電機の巻線抵抗がモデルに算入されているためである。回路モデルにおいて用いられる交流発電機のパラメータは次のとおりである：インダクタンス１０５μＨ、抵抗３３ｍΩ、速度１８００ｍｉｎ−１（ｒｐｍ）、６極対固定子交流発電機巻線。
【００１７】
中性点ＦＥＴは第三調波の周波数にて５０％の負荷サイクルで切り替えられる。５０％の矩形波の周波数および位相が第三調波電圧の周波数および位相と同期するようにシャフト位置を決定するために、分解器など、シャフト位置センサーが用いられてよい。スイッチング矩形波の位相角は、第三調波成分の位相角より遅れ、交流発電機インピーダンス（インダクタンスおよび抵抗）を通じて発生する位相シフトを補償する必要がある。当然のことながら、必要な位相差は交流発電機電流の関数として変化する。スイッチング回路に適切な位相シフト値を提供する１つの手法は、一定の電流値に対する位相シフト値を計算し（交流発電機の抵抗およびインダクタンスに基づき）、中性スイッチコントローラに参照テーブルを提供することである。これに代えて、最大電力が得られるまで連続的に位相を変化させる探索者アルゴリズムによって、オンラインで位相シフトが決定されてもよい。
【００１８】
交流発電機の出力も増大させる中性点スイッチングの代替の一手法は、交流発電機への界磁電流を増大させることである。従来の自動車電気システムにおいて用いられる調整器では、蓄電池電圧および界磁抵抗によって確立される限界を超えて界磁電流を増大させることは不可能である。この限界は、昇圧コンバータ回路を追加し、調整器への電圧を蓄電池電圧を超えて増大させることによって、克服され得る。これは結果的に可能な最大の界磁電流を増大させる。
【００１９】
そうした回路を図４に示す。示すように、界磁電圧昇圧回路４０２は、正ＤＣ母線１０９と交流発電機界磁巻線の「上部」との間に配置される（コンデンサ４０３は昇圧回路４０２からの電圧を平滑化する）。これによって、昇圧回路４０２が交流発電機の界磁巻線に印加される最大電圧を増大させることが可能となり、蓄電池電圧単独で得られるよりも大きな界磁電流が可能となる。昇圧回路４０２によって出力される電圧プロファイルは、界磁巻線に関連した比較的大きな時定数（典型的な数は３００ミリ秒である）を克服するように意図される。大きな負荷（例えば、電動パワーステアリング、即ち、「ＥＰＳ」）の作動によって界磁巻線電圧への昇圧が必要とされるため、それに比例して蓄電池から引き出される電流が増大すると予想される。したがって、蓄電池電流は、フィードフォーワード信号としての昇圧制御回路４０４への入力として用いられる。システム構成およびパラメータに依存して、大きな負荷から引き出される電流をフィードフォーワード信号として用いることがより有益な場合がある。
【００２０】
比較的小さな負荷変化については、調整器負荷サイクルが所定のしきい値（例えば、９５％）より大きいとき、昇圧が作動される。調整器負荷サイクルが第１所定のしきい値より小さい第２の所定のしきい値（例えば、９０％）未満に低下するとき、昇圧が止められる。このヒステリシスは昇圧コンバータが電圧調整器の動力と相互作用するのを妨げることが望ましい。昇圧回路が作動されると、昇圧電圧がどのように修正されるかを決定する制御ループによって、調整器の負荷サイクルは上限および下限の内に保持される。例えば、周期的な間隔（例えば、１ミリ秒）にて、調整器の負荷サイクルが決定される。負荷サイクルが上限を超える場合、昇圧電圧は０．１Ｖだけ増大される。しかしながら、負荷サイクルが下限未満である場合、昇圧電圧は０．１Ｖだけ減少される。このようにして、調整器のデューティは所望の限界に保持される。昇圧出力電圧を調整するために、他の手法も用いられてもよい。例えば、上限および下限の平均へ昇圧出力電圧を調整するために、ＰＩ（比例−積分）ループを用いてもよい。
【００２１】
上述のように、負荷の大変化がいつ発生するかを決定するために、蓄電池電流が監視される。調整器のＰＷＭパラメータは、小さな負荷変化が適切な界磁電圧変化を生じさせるように調整される。しかしながら、充分に大きな負荷遷移の場合、調整器は１００％を超えるＰＷＭ負荷サイクルを確立することを試みるため、調整器のみを用いて界磁電圧を決定することは不可能である。この場合、蓄電池電流を用いて必要な新たな界磁電流の推定値が生成され、所定のしきい値（例えば、９０％〜９５％の範囲）によって決定される負荷サイクル範囲内の調整器の動作を再確立させるように、最終昇圧出力電圧（Ｖｆｉｎａｌ）が決定される。
【００２２】
界磁電圧は次式によって調整される：
【００２３】
【数１】
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【００２４】
ここで、Ｖｆは界磁電圧であり、ＫＰおよびＫＩは周知のＰＩ（比例−積分）コントローラの比例および積分のゲインであり、Ｖａｌｔは交流発電機電圧であり、ＫＦＦはフィードフォワードゲインであり、Ｉｂａｔは電池電流である。蓄電池電流に適切なフィードフォワードゲインを選択することによって、出力電圧の変化の前に界磁電圧の増大または減少が生じる。これらのコントローラ用の設計手法は当業者には一般に知られており、「コンピュータ制御システム：理論と設計（Ｃｏｍｐｕｔｅｒ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ  Ｓｙｓｔｅｍｓ：  Ｔｈｅｏｒｙ  ａｎｄ  Ｄｅｓｉｇｎ）」、Ａｓｔｒｏｍ／Ｗｉｔｔｅｎｍａｒｋ、１９９０年、ｐ．１５０〜１５１にも見られる（これを引用によって援用する）。交流発電機の回転子が飽和状態にある場合、フィードフォーワード利得Ｋｆｆは界磁電流の関数として変化されてもよい。回転子が飽和状態にあるとき、界磁電流の増大によってバックｅｍｆ増大はより小さくなり、それに対応して蓄電池充電電流の増大はより小さくなる、即ち、リターンは減少する。飽和現象は「電気機械（Ｅｌｅｃｔｒｉｃ  Ｍａｃｈｉｎｅｒｙ）」、フィッツジェラルド（Ｆｉｔｚｇｅｒａｌｄ）ら、１９８３年、ｐ．１７６〜１７８、において説明されている。これを引用によって援用する。機械が飽和されるとき、界磁電流対開路電圧のプロットは直線からの乖離を示す。界磁電流が増大して飽和が開始するとき、界磁電流の増大は出力電圧の増大より小さいので、一定の勾配が減少する。理想的には、Ｋｆｆと開路曲線勾配の逆数との積が定数であるように、Ｋｆｆが修正される。実際には、Ｋｆｆは飽和の開始時に増大し、飽和の量の増大につれて増大し続ける。
【００２５】
図５に示すように、Ｖｆｉｎａｌを超えて昇圧電圧を増大させることによって、図４の回路の過渡性能がさらに増強されてもよい。これによって、界磁電流がその最終的な値に到達するのに必要な時間は減少される。この場合、この追加の昇圧電圧が印加される時間は、下式に示すように計算される。界磁電流の最終的な値は次式によって与えられる：
【００２６】
【数２】
2008511273.tif 000005
【００２７】
ここで、Ｉｆ＿ｆｉｎａｉは最終的な界磁電流であり、Ｉｆ＿ｉｎｉｔは最初の界磁電流であり、Ｖｅｘｔｒａは一時的な昇圧電圧であり、Ｒｆは界磁巻線抵抗であり、τは交流発電機時定数である。この方程式を再整理すると、時間ｔは次式となる：
【００２８】
【数３】
2008511273.tif 000006
【００２９】
例えば、Ｖｅｘｔｒａ＝３０Ｖ、Ｒｆ＝３Ω、Ｉｆ＿ｄｅｌｔａ＝１Ａ、τ＝３００ｍｓの場合、ｔ＝３２ミリ秒である。上述の計算は、一時的に界磁電圧をその界磁電圧の最終的な値を超えて増大させることによって、交流発電機の応答時間がどのように増大されるかを示す。実用に際しては、交流発電機界磁飽和の効果を算入することが必要な場合がある。この効果によって、交流発電機の応答は幾分遅らせられる。この計算は、選択される特定の交流発電機のパラメータに依存して、場合毎に実行される必要がある。
【００３０】
負荷が除去されるとき、通常の調整器動作を用いて調整器ＰＷＭが減少され、昇圧電圧が徐々に低下されて、ＰＷＭを９０％〜９５％の範囲へ戻す。この場合の動力は、負荷電流の小さな増大における動力と同じである。当然のことながら、昇圧が調整器から切り離されるときにＰＷＭが９０％を超えないように、負荷が充分に低下されていてもよい。
【００３１】
図６には、中性点スイッチングが界磁電圧の昇圧と組み合わされている回路を示す。この回路の動作には両方の概念が組み込まれており、交流発電機の過渡応答をさらに改良する。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】交流発電機の中性端子を通じて接続されている１対のダイオードを有する幾つかの自動車充電システムにおいて用いられる従来技術の回路の図。
【図２】ダイオードが電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）で置き換えられている図１の回路の変形実施形態の図。
【図３Ａ】母線の蓄電池／交流発電機側（即ち、母線の供給側）と母線の負荷側との間に接続されているバックコンバータを含む図１，２の回路のさらに別の変形実施形態の図。
【図３Ｂ】負のＤＣバスに対し追加のバックコンバータが提供されている図３Ａの回路のさらなる変更実施形態の図。
【図３Ｃ】図３Ｂに示す回路の典型的な波形の図。
【図３Ｄ】図３Ｂに示す回路の典型的な波形の図。
【図３Ｅ】図３Ｂに示す回路の典型的な波形の図。
【図４】本開示の一定の教示による界磁電圧昇圧回路の図。
【図５】負荷電流増大における界磁電流および電圧対時間のプロット。
【図６】中性点スイッチングが界磁電圧の昇圧と組み合わされている回路の図。
【図１】
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【図２】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図３Ｃ】
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【図３Ｄ】
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【図３Ｅ】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【国際調査報告】
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