(57)【要約】  ガス放電ランプを駆動するための電子バラストは、ＡＣ幹線入力電圧を整流された電圧に変換する整流器と、ＤＣバス電圧を生成するバレイフィル回路と、ＤＣバス電圧を、ランプを駆動するための高周波ＡＣ電圧に変換するインバータと、インバータを制御する制御回路と、整流された電圧が所定レベルよりも低くなったときにインバータに電流を供給するフライバックキャットイア電源とを備える。フライバックイア電源は、制御回路に電力を供給する。好ましくは、フライバックキャットイア電源は、インバータがＡＣ幹線から直接的に電流を取り出していないときにのみ電流を取り出し、バラストへの入力電流を実質的に正弦曲線とする。その結果、バラストの力率とＴＨＤが改善される。また、フライバックキャットイア電源が、制御回路に必要とされない超過電力をインバータに供給するので、バラストが効率的に動作する。
2008544440.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ガス放電ランプを駆動するための電子バラストであって、当該電子バラストは、ＡＣ電源から入力電流を取り出し、当該電子バラストは、
前記ＡＣ電源からのＡＣ入力電圧を整流して、整流された電圧を生成する整流器と、
前記整流された電圧を、フィルタリングされたバス電圧に変換するフィルタ回路と、
前記バス電圧を、前記ランプを駆動するための高周波ＡＣ駆動電圧に変換するインバータと、
前記整流された電圧を入力し、前記バラストへの前記入力電流が実質的に正弦関数であるように、前記整流された電圧が所定値よりも低い場合に前記ＡＣ電源から選択的に電流を取り出すバラスト電源と、
を備え、
前記バラスト電源は、前記インバータに結合され、前記整流された電圧が前記所定レベルよりも低い場合に前記インバータに電流を供給するように作動する電子バラスト。
【請求項２】
前記バラスト電源は、キャットイア電源を備えた請求項１記載の電子バラスト。
【請求項３】
前記バラスト電源は、フライバックキャットイア電源を備えた請求項１記載の電子バラスト。
【請求項４】
前記キャットイア電源は、前記整流された電圧が前記所定レベルよりも低い場合に、前記キャットイア電源に前記ＡＣ電源から電流を取り出させるように作動する制御回路を備えた請求項３記載の電子バラスト。
【請求項５】
前記キャットイア電源は、前記ＡＣ電源から前記インバータによって取り出された前記電流が実質的にゼロである場合に前記キャットイア電源に前記ＡＣ電源から電流を取り出させるように作動する制御回路を備えた請求項３記載の電子バラスト。
【請求項６】
前記インバータの動作を制御する制御回路を更に備え、
前記キャットイア電源が、前記インバータに電流を供給するための第１出力と、前記制御回路に電力を供給するための第２出力とを備えた請求項４記載の電子バラスト。
【請求項７】
ガス放電ランプを駆動するための電子バラストであって、当該電子バラストは、ＡＣ電源から入力電流を取り出し、当該電子バラストは、
前記ＡＣ電源からのＡＣ入力電圧を整流して、整流された電圧を生成する整流器と、
前記ランプを駆動するための高周波ＡＣ駆動電圧を生成するインバータと、
前記整流器に結合され、前記インバータに電流を供給する第１回路および第２回路と、
前記第１回路は、前記ＡＣ入力電圧の波形が所定値よりも大きい場合に前記インバータに電流を供給するように作動し、前記第２回路は、前記ＡＣ入力電圧の波形が前記所定値よりも小さい場合に前記インバータに電流を供給するように作動する電子バラスト。
【請求項８】
前記第１回路は、前記ＡＣ入力電圧の波形が前記所定値よりも大きい場合に前記インバータに前記整流された電圧を供給する請求項７記載の電子バラスト。
【請求項９】
前記第２回路は、前記ＡＣ入力電圧の波形が前記所定値よりも小さい場合に前記インバータにブーストされた電圧を供給し、
前記ブーストされた電圧は、前記ＡＣ入力電圧の波形が前記所定値よりも小さい場合に前記整流された電圧よりも大きい請求項７記載の電子バラスト。
【請求項１０】
ガス放電ランプを駆動するためのフロントエンドとバックエンドを備えた電子バラスト用のキャットイア回路であって、
整流されたＤＣ電圧を受け入れる入力と、
前記入力と回路コモンとの間に電気的に直列接続され、導通状態と非導通状態を有する半導体スイッチと、
前記半導体スイッチと電気的に直列接続されたエネルギー蓄積エレメントと、
前記整流されたＤＣ電圧を入力し、前記整流されたＤＣ電圧が所定レベルを下回った場合に前記導通状態と前記非導通状態との間で前記半導体スイッチを高周波で繰り返しスイッチングさせるように作動する制御回路と、
前記制御回路が前記半導体スイッチを前記導通状態と前記非導通状態との間でスイッチングさせているときに前記バラストバックエンドにブーストされた電圧を供給する第１出力と、
を備えたキャットイア回路。
【請求項１１】
前記エネルギー蓄積エレメントは、インダクタから構成された請求項１０記載のキャットイア回路。
【請求項１２】
前記エネルギー蓄積エレメントは変圧器を備え、該変圧器は一次巻線と二次巻線とを備え、前記一次巻線は前記半導体スイッチと電気的に直列接続され、
前記ブーストされた電圧は前記二次巻線の両端に発生する請求項１０記載のキャットイア回路。
【請求項１３】
前記二次巻線は、前記ブーストされた電圧よりも低いタップ電圧を発生するタップを備え、当該キャットイア回路は、
第２出力と、
前記タップ電圧を入力し、前記第２出力に安定化された直流電流をを供給する第１線形電源と、
を更に備えた請求項１２記載のキャットイア回路。
【請求項１４】
前記変圧器は、前記ブーストされた電圧よりも低い補助電圧を生成する補助巻線を備え、当該キャットイア回路は、
第３出力と、
前記タップ電圧を入力し、前記第３出力に分離された直流電流を供給する第２線形電源と、
を更に備えた請求項１３記載のキャットイア回路。
【請求項１５】
ガス放電ランプを駆動するための電子バラストであって、
ＡＣライン電圧を整流して、整流された電圧を生成する整流器と、
前記整流された電圧を入力し、前記ＡＣライン電圧のピーク値よりも低い平均値を有する実質的なＤＣ出力電圧を生成するブーストコンバータと、
を備えた電子バラスト。
【請求項１６】
前記ブーストコンバータは、前記ＡＣライン電圧の半サイクル部分で前記出力電圧を生成する請求項１５記載の電子バラスト。
【請求項１７】
前記ブーストコンバータは、前記整流された電圧が所定レベルよりも低い場合に前記出力電圧を生成する請求項１５記載の電子バラスト。
【請求項１８】
ＤＣ電圧をインバーティングして、前記ランプに供給される高周波ＡＣ駆動電圧を生成するインバータを更に備えた請求項１７記載の電子バラスト。
【請求項１９】
前記インバータは、前記整流された電圧が前記所定レベルよりも低い場合に前記ブーストコンバータの前記出力電圧を前記高周波ＡＣ駆動電圧に変換すると共に、前記整流された電圧が前記所定レベルよりも高い場合に前記整流された電圧を前記高周波ＡＣ駆動電圧に変換するように作動する請求項１８記載の電子バラスト。
【請求項２０】
前記インバータは、前記ブーストコンバータの前記出力電圧が前記整流された電圧よりも高い場合に前記ブーストコンバータの前記出力電圧を前記高周波ＡＣ駆動電圧に変換すると共に、前記整流された電圧が前記ブーストコンバータの前記出力電圧よりも高い場合に前記整流された電圧を前記高周波ＡＣ駆動電圧に変換するように作動する請求項１８記載の電子バラスト。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電子バラスト(electronic ballast)に関し、更に詳しくは、蛍光ランプのようなガス放電ランプ用の電子調光バラスト(electronic dimming ballast)に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般的に、蛍光ランプ用の電子バラストは “フロントエンド(front end)”および“バックエンド(back end)”を備える。フロントエンドは、代表的には、交流電流（ＡＣ）本線ライン電圧を直流（ＤＣ）バス電圧に変えるための整流器と、上記ＤＣバス電圧をフィルタリングするためのフィルタ回路とを備える。上記バラストのバックエンドは、代表的には、ＤＣバス電圧を高周波ＡＣ電圧に変換するためのスイッチングインバータと、上記高周波ＡＣ電圧をランプ電極に印加するための比較的高い出力インピーダンスを有する共振タンク回路(resonant tank circuit)とを備える。
【０００３】
また、電子バラストのフロントエンドは、多くの場合、ブーストコンバータを備え、このブーストコンバータは、ＤＣバス電圧の大きさをライン電圧のピークよりも高い電圧にブースト(boost)すると共に、バラストに対する入力電流の力率(power factor)と全高調波ひずみ（ＴＨＤ）を改善するためのアクティブ回路である。しかしながら、ブーストコンバータは、一般的には、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）のような半導体スイッチおよび集積回路（ＩＣ）を備える。ハイエンド（即ち、１００パーセント光度、またはそれに近い光度）でランプを駆動するのに必要とされる電流量を取り扱うために、このようなブーストコンバータのコンポーネントは、一般には大きく高価である。
【０００４】
図１に示されるブロック図と、図２ａ−２ｄに示される電流波形および電圧波形を参照して、従来技術に係るバラスト１００が説明され、更に詳細には、このバラスト１００は、２００４年１月６日に公表された“Electronic Ballast”と題された米国特許第６６７４２４８号において説明されており、それはそっくりそのまま参照することにより本明細書に組み込まれる。
【０００５】
バラスト１００は、電磁干渉（ＥＭＩ）フィルター１１５と整流器１２０を備え、両方とも、典型的には１２０Ｖ，６０ＨｚのＡＣ本線(AC main)のようなＡＣ電源に接続されることが可能となっている。ＥＭＩフィルター１１５は、バラスト回路によって発生される高周波ノイズをＡＣ電源から遮蔽する。整流器１２０は、ＡＣ入力電圧を、整流されて脈動するＤＣ電圧２１０に変換し、この電圧は、最大値ＶPEAK（図２ａに２３０として示される）を有する。例えば、もしＡＣ入力電圧が２７７ＶのＲＭＳ値（実効値）を有すれば、ＶPEAKの値は約３９２Ｖである。整流器１２０は、ダイオード１４０を通じてバレイフィル回路(valley-fill circuit)１３０に接続される。高周波フィルターキャパシター１５０は、バレイフィル回路１３０の入力間に接続される。バレイフィル回路１３０は、一連の整流された電圧ピークと電圧ピークとの間の“谷”を埋めて実質的にＤＣバス電圧２２０を生成するために、１又は２以上のキャパシタのようなエネルギー蓄積デバイスを選択的に充電および放電する。ＤＣバス電圧は、バレイフィル回路１３０におけるエネルギー蓄積デバイスに印加される電圧、または整流された電圧のうちの何れか大きい方の電圧である。
【０００６】
次にバレイフィル回路１３０の出力はインバータ１６０の入力に接続される。インバータ１６０は、整流されたＤＣ電圧を高周波ＡＣ電圧に変換する。インバータ１６０の出力は出力回路１７０に接続され、それは代表的には共振タンクを備え、そしてまた、結合変圧器(coupling transformer)を備える。出力回路は、インバータ１６０の出力をフィルタリングして、基本的に正弦波電圧を供給するのみならず、電圧利得と、増加した出力インピーダンスを提供する。出力回路１７０は、例えば蛍光ランプなどのガス放電ランプのような負荷１８０を駆動するために接続可能となっている。
【０００７】
負荷１８０に結合された出力電流検出回路１８５は、制御回路１９０に負荷電流をフィードバックする。制御回路１９０は、負荷１８０に所望の負荷電流を供給するために、インバータ１６０とバレイフィル回路１３０の動作を制御するための制御信号を生成する。電源１１０は、整流器１２０の出力間に接続されて、制御回路１９０の適切な動作のために必要な電力を供給する。
【０００８】
図３ａに、バラスト回路１００で使用される従来技術のバレイフィル回路３３０の回路図を示す。整流された脈動するＤＣ電圧２１０（図２ａ）は、ダイオード１４０を通じてバレイフィル回路３３０に供給される。二つのエネルギー蓄積キャパシター２８０，２８２はバレイフィル回路３３０に設けられている。これらエネルギー蓄積キャパシター２８０，２８２は、キャパシタ２８０、ダイオード２８４、キャパシタ２８２、および抵抗２８６を通じて流れる充電電流で直列に充電し、抵抗２８６は充電電流の大きさを制限する。エネルギー蓄積キャパシター２８０，２８２のサイズは、同一電圧、バレイフィル電圧ＶVF（図２ａにおいて２３５として示される）が、各キャパシタの端子間に発生されるように設定される。バレイフィル電圧ＶVFの大きさは、概ね、整流された脈動するＤＣ電圧２１０のピークＶPEAKの２分の１であり、それはＶPEAKが３９２Ｖの場合に約２００Ｖである。しかしながら、エネルギー蓄積キャパシター２８０，２８２は、ダイオード２８８を通じて流れる電流で並列に放電してキャパシタ２８０を放電させ、そしてダイオード２９０および２９２を通じてキャパシタ２８２を放電させる。従って、ＤＣバス電圧２２０は、図２ｂに示されるように、バレイフィル回路３３０を通じて形成される。
【０００９】
整流された電圧２１０がバレイフィル電圧ＶVF、即ち、ＡＣ本線ライン電圧の２分の１よりも高ければ、インバータ１６０は、ＥＭＩフィルター１１５および整流器１２０を通じてＡＣ電源から直接的に電流を取り出してランプを駆動する。整流された電圧２１０がバレイフィル電圧ＶVFよりも低ければ、インバータ１６０は、並列にエネルギー蓄積キャパシターから電流を取り出す。これは、バラストが、ライン電圧のピーク付近に中心が置かれた各半円の比較的大きな期間でのみ、ＡＣ本線から入力電流２４０を取り出す結果をもたらし、それは、不要な高調波と望ましくない全高調波ひずみ（ＴＨＤ）を許容する。
【００１０】
ＴＨＤを低減させるために、バラストの入力電流は、可能な限り正弦関数のようであるべきである（図２ｃの２５０によって示されるように）。入力電流をより正弦関数にするための一つのアプローチは、電源１１０をキャットイア(cat-ear)電源として実施することであり、それは、各半円の前縁または半円の後縁の何れか、またはその両方で、ＡＣ本線入力電圧波形のゼロクロス近傍で入力電流２６０（図２ｂに示される）を理想的に取り出す。キャットイア電源によって取り出された電流がインバータ電流２４０に加えられると、入力電流波形は、入力電流ＴＨＤが実質的に低減すると共にバラストの力率が増加するように、制限関数に更に近い形状になる。キャットイア電源の名称は、ゼロクロス周辺でＡＣ本線からバラストによって取り出される電流波形を“埋める(fill in)”その入力電流波形の形状に由来している（その形状が猫の耳に似ている）。即ち、入力電流波形は、典型的には、ゼロから正弦波状に実質的にピークの下の値に上昇し、そしてゼロに急峻に低下し、または、ゼロから実質的にピークの下の値に急激に上昇し、そして正弦波状にゼロに低下する。キャットイア電源は、代表的には、バックエンドがラインから直接的に電流を取り出していないときにラインから電力を“盗み取る(steal)”。キャットイア電源は、固定入力電圧レベルに応答して、電源を“カットイン(cut in)”および“カットアウト(cut out)”する回路を備えてもよい。また、ＴＨＤを低減すると共に力率を改善することにより、キャットイア電源は、制御回路１９０を動作させるために必要な電力を供給する。
【００１１】
従来技術による電源３１０を図３ｂに示す。キャットイア電源３１０は、固定電圧のカットイン点(cut-in points)とカットアウト点(cut-out points)を考慮して設計されており、整流された電圧２１０が所定値よりも低い場合にＡＣ幹線から電流を取り出すのみである。この状況は、ライン電圧ゼロクロス前の所定時間からライン電圧ゼロクロス後の所定時間まで発生する。カットアウトおよびカットイン電圧点は、キャットイア電源３１０が、ライン電圧ゼロクロス直後の時間から、バレイフィル回路１３０におけるエネルギー蓄積キャパシターがラインから充電電流の取り出しを開始する時間までの第１区間(interval)と、バレイフィルエネルギー蓄積キャパシターがラインから充電電流を取り出すことを止める時間から次のライン電圧ゼロクロスまでの第２区間とで、電流を取り出すように調整されることができる。
【００１２】
整流された電圧２１０が所定電圧よりも低い場合、充電用の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）３１２は、導通してエネルギー蓄積キャパシター３１４を充電することを可能とし、それは電圧Ｖccに向けて充電する。或いは、整流されたライン電圧が所定電圧と等しいか高くなると、カットアウトトランジスタ３１８は導通を開始する。カットアウトトランジスタ３１８のコレクタは、ツェナーダイオード３２０のカソードをＶccに向けて引き上げ、それは、充電ＦＥＴ３１２を効果的にターンオフさせる。所定のカットイン電圧およびカットアウト電圧は、抵抗３２２および３２４を含む抵抗電圧分割回路網によって決定され、その抵抗にカットアウトトランジスタ３１８のベースが接続される。
【００１３】
キャパシタ３１４の充電のレートは、ＭＯＳＦＥＴトランジスタ３１２のドレインと直列に設けられた抵抗３１６によって決定される。実質的に断片的に連続なバラスト入力電流を可能とするために、キャットイア電源３１０によって取り出される電流の値は、実質的に、所定のカットアウトおよびカットイン時間でバラスト１００のバックエンドによって取り出される電流と同じであるべきである。キャパシタ３１４の値と関連して、抵抗３１６は、取り出される電流が、所定のカットアウトおよびカットイン時間でバックエンドによって取り出される電流と実質的に同じ所望の最大電流を有するように選択されることができ、上記取り出された電流はＡＣ本線電圧の形状と実質的に一致するように選択されることができる。
【００１４】
しかしながら、バラスト１００の制御回路１９０によってＶccから取り出される電流は、バラストの全動作期間を通じて一定ではない。従って、キャパシタ３１４を充電するために必要とされる電流が小さいこともあり、よってキャパシタ３１４を充電するのに必要とされる時間がより短くなる。故に、キャットイア電源３１０によって取り出される電流は、図３ｃの３６０によって示されるように、所定のカットアウトおよびカットイン時間で所望の最大電流に到達しないこともある。キャットイア電源入力電流３６０は、バックエンドによって取り出された電流２４０に加えられ、その結果として得られるバラスト入力電流３７０（図３ｄに示される）は完全には正弦関数ではなく、従ってバラストのＴＨＤに寄与する。
【００１５】
加えて、入力電流波形の適切な形状を得るためには、抵抗によって消費される電力は極めて大きい。例えば、入力電流２６０（図２ｄに示される）を伴うキャットイア電源への電力は各半円について約４ワットである。もし制御回路１９０の最大消費電力が約０．５ワットであれば、３．５ワットが、各半円の期間において抵抗３１６で消費されなければならない。このことは、必要な消費電力を取り扱うためには、抵抗３１６が物理的に大きくなければならない。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
従って、バラストのＴＨＤを低減させるために、バックエンドがラインから直接的に電流を取り出していないときに適正量の電流を取り出し、より効率的な電子バラスト用のキャットイア電源に対する要請が存在する。さらに、アクティブブーストコンバータを備えたバラストのＴＨＤを低減するとともに、ブーストコンバータのような大きくて高価な構成部品を必要としない電子調光バラスト(an electronic dimming ballast)に対する要請が存在する。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
本発明の第１の特徴によれば、ガス放電ランプを駆動するための新規な電子バラストは、ＡＣ本線入力電圧を整流された電圧に変換する整流器と、一連の整流された電圧ピーク間の谷を埋めて実質的ＤＣバス電圧を生成するバレイフィル回路と、前記実質的ＤＣバス電圧を、前記ガス放電ランプを駆動するための高周波ＡＣ電圧信号に変換するための直列接続されたスイッチングデバイスを有するＤＣ−ＤＣ電圧コンバータと、前記高周波ＡＣ電圧信号を前記ガス放電ランプに印加するための共振タンクと、前記スイッチングデバイスのスイッチング動作を制御して所望の電流を前記ガス放電ランプに供給するための制御回路と、前記入力電流ＴＨＤが実質的に低減されると共に前記バラストの力率が増加されるように前記ＡＣ本線入力電圧波形のゼロクロス近傍で入力電流を取り出し、且つ、前記整流された電圧が所定レベルよりも低い場合に前記インバータに電流を供給するためのキャットイア回路とを備える。
【００１８】
本バラストの好ましい実施形態において、前記キャットイア回路は、フライバックキャットイア電源であり、該フライバックキャットイア電源は、また、前記制御回路の動作に必要な電源と、前記バラスト外部のデバイスに給電するための分離された電源とを備える。キャットイア電源は、各半円の前縁、または各半円の後縁、またはそれらの両方でのＡＣ本線電圧のゼロクロス近傍でＡＣ本線から電流を取り出す。キャットイア電源の名称は、その入力電流波形の形状に由来し、それはゼロクロス近傍でＡＣ本線からバラストによって取り出される電流波形を“埋める(fill in)”。キャットイア電源は、固定された入力電圧レベルに応答して電源を“カットイン”および“カットアウト”する回路を備えてもよい。或いは、キャットイア電源は、バラストバックエンドによってＡＣ本線から取り出される電流量に応じて電源を“カットイン”および“カットアウト”する回路を備えても良い。
【００１９】
図１は、従来技術による電子バラストの簡略ブロック図である。
【００２０】
図２ａは、図１のバラストの整流された電圧を示す簡略波形図である。
【００２１】
図２ｂは、図１のバラストのＤＣバス電圧を示す簡略波形図である。
【００２２】
図２ｃは、図１のバラストの入力電流を示す簡略波形図である。
【００２３】
図２ｄは、図１のバラストのキャットイア電源の理想的な入力電流を示す簡略波形図である。
【００２４】
図３ａは、図１のバラストで用いられる従来技術によるバレイフィル回路の簡略回路図である。
【００２５】
図３ｂは、図１のバラストで用いられる従来技術によるキャットイア電源の簡略回路図である。
【００２６】
図３ｃは、図３ｂの従来技術によるキャットイア電源の入力電流を示す簡略波形図である。
【００２７】
図３ｄは、図３ｂのキャットイア電源を備えた図１のバラストの入力電流を示す簡略波形図である。
【００２８】
図４は、本発明の電子バラストの簡略ブロック図である。
【００２９】
図５は、本発明のフライバックキャットイア電源の簡略回路図である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３０】
上述の概要は、好ましい実施形態の以下の詳細な説明に加えて、添付の図面を参照して読めば、より良く理解される。本発明の例示目的で、現在のところ好ましい実施形態が図面に示され、その全図面を通して同様の番号は同様の構成要素を表し、しかしながら、本発明は、開示される特定の方法および手段に限定されるものではない。
【００３１】
図４を参照すると、本発明による電子バラスト４００の簡略回路図が示されている。フライバックキャットイア(flyback cat-ear)電源４１０は、整流器１２０の出力に結合される。フライバックコンバータは、バックブーストスイッチモード(back-boost switch-mode)電源トポロジーとして規定されることができ、そのトポロジーでは、スイッチングサイクルの第１期間においてエネルギーがインダクタンスに蓄えられ、そして第２期間において、このエネルギーは当該インダクタの別の巻線に転送されて負荷に与えられる。フライバックコンバータは、当技術分野では知られた技術であり、John G. Kassakianらによる「“Principles of Power Electronics”, Addison-Wesly Publishing Company, 1991, ７章, pp.139-165」において規定されており、その内容は、そっくりそのまま参照することにより本明細書に組み込まれる。フライバックキャットイア電源４１０は、バレイフィル回路１３０の入力に結合された第１出力４１２と、制御回路４９０に給電するための１５ＶＤＣ電源電圧を供給する第２出力４１４と、分離された１５ＶDC電源電圧を供給する第３出力４１６とを備える。バラスト４００は、さらに、フライバックキャットイア電源４１０から、分離された１５ＶDC電源を入力すると共に、占有センサ(occupancy sensor)やフォトセンサのようなバラスト外部のデバイス（図示なし）に電源を供給するセンサインターフェイス回路４９２を備える。センサインターフェイス回路４９２は、また、外部デバイスから制御信号を入力して、これら制御信号を制御回路４９０に中継する。
【００３２】
本発明のフライバックキャットイア電源４１０は、図５に更に詳しく示されている。整流器１２０の出力での整流された電圧は、フライバック変圧器５１０の一次巻線の一端に供給される。ＦＥＴ５２０は、フライバック変圧器５１０の一次巻線および電流センス抵抗５３０と直列に備えられる。変圧器５１０は、また、二つのダイオード５２２，５２４に結合された二次巻線５１４を備える。ここで留意すべきは、電流がフライバック変圧器の一次巻線と二次巻線とに同時には流れないことである。
【００３３】
フライバック制御回路５４０は、タイミング回路５４２と、発振器５４４と、ピーク電流制限回路５４６とを備え、ＦＥＴ５２０の導通状態を制御する。発振器５４４は、ＦＥＴ５２０を駆動するための一定周波数および一定デューティサイクルを有する方形波を生成する。好ましくは、発振器５４４によって生成される上記方形波の周波数およびデューティサイクルは、それぞれ、１４０ｋＨｚおよび５０パーセントである。デューティサイクルは、バラスト４００に対し最小のＴＨＤを提供するように選択される。方形波はＦＥＴ５２０の制御入力に供給される。
【００３４】
タイミング回路５４２は、フライバックキャットイア電源４１０がＡＣ本線から電流を取り出し、それに応じて発振器５４４を制御するタイミングを決定する。フライバックキャットイア電源４１０は、整流器１２０の出力がＤＣバス電圧よりも低い場合に電流を取り出すべきであるから、タイミング回路５４２は、整流器１２０の出力での電圧がバレイフィル電圧ＶVF（即ち、約２００Ｖ）よりも低いタイミングを検出し、そして、発振器５４４を駆動して発振を開始させる。整流器１２０の出力がバレイフィル電圧を超えれば、タイミング回路５４２は発振器５４４の発振動作を停止させる。
【００３５】
ピーク電流制限回路５４６は、センス抵抗５３０の両端の電圧をモニタし、これによりＦＥＴ５２０を通る電流を検出する。もし、ピーク電流制限回路５４６がＦＥＴ５２０における過電流状態を検出すると、即ち、電流がＦＥＴの正常な動作を保証する限界を超えると、ピーク電流制限回路は、発振器５４４に現在の発振サイクルを中断させ、これによりＦＥＴの導通を中止させる。
【００３６】
発振器５４４が方形波でＦＥＴ５２０を駆動すると、ＦＥＴは、導通状態と非導通状態との間でスイッチングする。ＦＥＴ５２０が導通状態にある場合、電流は変圧器５１０の一次側５１２の励磁インダクタンスを通して流れる。このとき、電流は、ダイオード５２２，５２４の方向のため、二次巻線５１６において流れない。ＦＥＴ５２０が非導通状態の場合、励磁インダクタンスに蓄積されたエネルギーは、二次巻線５１６に転送され、そして電圧が二次巻線の両端間に発生される。フライバックキャットイア電源４１０は不連続モードで動作し、このことは、一次巻線５１２に蓄えられた全エネルギーが二次巻線５１４に転送され、変圧器を流れる電流がサイクルごとにゼロの値に到達する時(time)が存在することを意味する。二次巻線５１４上に発生される電圧は、変圧器５１０の巻線比と、ＦＥＴ５２０を流れる電流の周波数と、ＦＥＴ５２０を流れる電流のデューティサイクルに依存する。方形波の周波数とデューティサイクルは固定されているので、変圧器５１０の二次側５１４からフライバック制御回路５４０に戻されるフィードバックは必要でない。
【００３７】
整流器１２０の出力での電圧がＤＣバス電圧よりも低い場合、発振器５４４は、積極的にＦＥＴ５２０をスイッチングさせ、そしてバレイフィル電圧ＶVFに概ね等しい大きさの電圧が、変圧器５１０の二次巻線５１４の両端間に発生される。この電圧は、ダイオード５２２を通して第１出力４１２に供給され、それは、バレイフィル回路１３０の入力に与えられる。このようにして、整流器１２０の出力での電圧がインバータ１７０に電流を供給するのに十分ではない場合、フライバックキャットイア電源が、第１出力４１２を通してインバータに電流を供給することができる。第１出力４１２がバレイフィル回路１３０に結合されているので、第１出力４１２での電圧はＤＣバス電圧２２０に制限される。
【００３８】
変圧器５１０の二次巻線５１４は、ダイオード５２４のアノードに提供されるタップを備える。ＦＥＴ５２０がスイッチングしている場合、約２０Ｖの電圧が上記タップから発生されて回路コモン(circuit common)に与えられる。この電圧は、第１の１５Ｖ安定化線形電源５５０に供給され、この電源は、入力エネルギー蓄積キャパシター５５２と、出力エネルギー蓄積キャパシター５５４とを備える。線形電源５５０は、１５ボルトの安定化ＤＣ出力を、バラスト４００の制御回路４９０を給電するためのフライバックキャットイア電源４１０の第２出力４１４に供給する。１５Ｖ線形電源５５０は、安定化されたＤＣ電圧をしっかりと制御して、入力電圧または負荷電流における変動にもかかわらず特定の制限範囲内に維持する。
【００３９】
加えて、変圧器５１０は、ダイオード５６６を通して第２の１５Ｖ安定化線形電源５６０に設けられた補助巻線５１６を備える。１５Ｖ線形電源５６０は、入力エネルギー蓄積キャパシター５６２と出力エネルギー蓄積キャパシター５６４を備える。線形電源５６０は、出力点４１６Ａおよび４１６Ｂで１５ボルトの分離されたＤＣ出力を供給する。補助巻線５１６は、バラスト回路の残りに電気的に接続されず、従って、１５Ｖ安定化線形電源５６０の分離されたＤＣ出力は、バラスト回路の残りにおける任意の高電圧点から電気的に分離される。これは、バラストから、占有センサやフォトセンサのような外部の低電圧デバイスに給電するときの安全性に対する懸念に対しては望ましい。
【００４０】
バラストのＴＨＤを最小化するために、バラストの入力電流は、正弦関数のようにあるべきであり、可能な限り連続的であるべきである。バラストの入力電流は、インバータによってＡＣラインから直接的に取り出される電流と、電源によってＡＣラインから取り出される入力電流との組合せである。インバータ１６０によりＡＣラインから取り出される電流は確定可能である（図２ｃの２４０に示されるように）。フライバックキャットイア電源に対する所望の入力電流２６０は、全バラスト入力電流２５０を可能な限り正弦関数のようにする電流である。フライバックキャットイア電源入力電流２６０の所望のピーク値２６２は、従って、ハイエンドでバラストを有するインバータのために、バラスト入力電流２４０から決定されることができる。フライバックキャットイア電源の所望の電流の流れｉPS(t)のピーク値および形状、並びにＡＣ入力電圧ｖAC(t)が既知であるから、フライバックキャットイア電源の所望の平均電力ＰDESIREDは次の数式１を用いて算出することができる。
PDESIRED=∫vAC(t)*iPS(t)dt                       （数式１）
例えば、ＡＣ入力電圧が２７７ＶRMSであり、３つのＴ８ランプ（それぞれ３２ワット）を駆動し、バラストファクターが０．８５とした場合のバラストについて、電源の所望の平均電力消費は、ハイエンドでバラストの最適なＴＨＤを得るためには、４Ｗである。
【００４１】
フライバックキャットイア電源４１０は、（第１出力４１２を通して）インバータ１６０、（第２出力４１４を通して）バラスト制御回路４９０、そしてオプションとして（第３出力４１６を通して）外部センサの入力に出力を供給する。フライバックキャットイア電源４１０の出力のそれぞれの平均電力消費と、変換過程で電源で消費される何らかの電力との合計は、所望の平均電力消費ＰDESIREDにならなければならない。バラスト制御回路４９０と任意の外部センサは、典型的にはトータルでＰDESIREDに上る十分な電力を必要としないので、電源で消費される電力とインバータ１６０に供給される電力は所望の電力消費の残りを占めなければならない。
【００４２】
フライバックキャットイア電源４１０が、インバータ１６０に電力を供給するための第１出力４１２を通る経路を有するので、所望の平均電力消費ＰDESIREDの超過分は、電源で無駄に消費される必要はない。例えば、バラスト４００の次の電力要件を考慮する。
・フライバックキャットイア電源４１０への電力が４ワットである。
・バラスト制御回路４９０の電力消費が０．５ワットである。
・外部占有センサの電力消費が０．５ワットである。
・変換過程での不可避的な損失は０．５ワットである。
電源への電力と消費される全消費電力との間の差分（即ち、超過電力）は２．５ワットであり、それはインバータ１６０に第１出力４１２を通じて供給される。図３ｂに示される電源３１０のような従来技術によるキャットイア電源は、インバータ１６０に電力を供給するための経路を提供せず、従って超過電力は大きな抵抗３１６において消費される。上記例を考慮すると、抵抗は２．５ワットを消費する必要がある。
【００４３】
バラスト制御回路４９０および任意の外部センサによって消費される電力は一定ではない。これらの構成要素の平均電力消費は確定可能であるとしても、瞬時電力が極めて大きく、また、それはフライバックキャットイア電源４１０の入力電流に変動を生じさせる。しかしながら、本発明のフライバックキャットイア電源は、バラスト制御回路４９０および任意の外部センサによって消費されない任意の超過電力をインバータ１６０に供給することができる。前段落からの例を考慮すれば、もし、バラスト制御回路４９０の電力消費がゼロに低下すれば、３ワットの超過電力がインバータ１６０に供給される。留意すべきは、任意の強度でランプを駆動する場合、バラストのバックエンドは、フライバックキャットイア電源４１０によって取り出される電力の少なくとも超過量を常に消費する。
【００４４】
従って、本発明のフライバックキャットイア電源４１０では超過電力は失われないが、その代わり、その超過電力は、ランプを駆動するためにインバータ１６０に供給される。従って、フライバックキャットイア電源４１０は、より効率的であり、且つ、バラスト制御回路４９０または任意の外部センサの電力消費とは無関係に、インバータ１６０がＡＣ電源からの電流の取り出しを開始する瞬間まで電流を取り出すことができる。その結果、より連続的なバラストへの入力電流が得られ、低ＴＨＤをもたらす。
【００４５】
上述したように、バラストのＴＨＤを最小化するためには、入力電流は可能な限り正弦関数のようでなければならない（即ち、理想的には入力電流の形状はＡＣ本線ライン電圧の形状に従う）。従って、バラストは、理想的には一定の抵抗を有する抵抗負荷としてＡＣ電源に対して現れるべきである。フライバックキャットイア電源４１０の或るパラメータは、キャットイア電源が電流を取り出しているときに、バラストがＡＣ電源に対して実質的に抵抗負荷として見えるように設定されることができる。変圧器４１０の一次側４１２のインダクタンスの値と、方形波駆動ＦＥＴ５２０のデューティサイクル及び周波数の値は、フライバックキャットイア電源４１０によって取り出される電流のピーク電流と形状を決定する。
【００４６】
フライバックキャットイア電源４１０が電流を取り出しているときにバラストを見込んだときのインピーダンスＲINは、実質的に、バラストの入力電流で除算されたＡＣ本線ライン電圧の値、または次の数式２の値である。
RIN=vAC/iIN                                          （数式２）
ＦＥＴ５２０のスイッチングの期間がラインサイクルの期間に比較して極めて小さいので、ＡＣ本線ライン電圧ｖACは、ＦＥＴのスイッチングサイクルの全期間を通じて実質的に一定である。ＦＥＴ５２０が導通している場合、一次巻線４１２のインダクタンスＬの両端間の電圧vLは、ＡＣ本線ライン電圧に実質的に等しく、即ち、ｖL=vACである。電圧ｖLは、diL/dt、即ち時間の関数として一次巻線を流れる電流の変化をインダクタンスＬに乗じて得られる値に等しく、次の数式によって表される。
vL=L*( diL/dt)                                      （数式３）
フライバックキャットイア電源は不連続モードで動作するので、各期間での電流の変化diLはゼロからピーク値IL-PKであり、diL=IL-PKという結果になる。時間における変化dtは、ＦＥＴ５２０のスイッチングのデューティサイクルＤに期間を乗じたものであり、即ち、dt=D*Tである。期間Ｔは周波数ｆの逆数であり、即ち、T=1/fである。従って数式３は、次のように簡略化される。
vAC=L*(f* IL-PK /D)                                  （数式４）
ＥＭＩフィルター１１５がＡＣ電源から高周波信号を分離するので、バラストに対する入力電流iINはインダクター電流の平均値に等しく、次のように表される。
iIN=iL-AV=(1/T)∫iL(t)dt                              （数式５）
一次巻線を流れる電流の積分は、曲線の下側の三角形の面積が、単に底辺かける高さ割る２であることから簡単に求めることができ、従って数式６のようになる。
iIN=(1/T)*(1/2)*(D*T)*IL-PK=(1/2)*D*IL-PK         (数式６)
従って、数式４のvACと数式６のiINを数式２に代入すると、バラストのインピーダンスRINは次のように計算される。
RIN=vAC/iIN=2*L*f/D2                                  （数式７）
一次巻線のインダクタンスと、ＦＥＴ５２０のスイッチングの周波数およびデューティサイクルは一定であるから、インピーダンスRINも一定である。従って、フライバックキャットイア電源は、ＡＣ本線電圧に比例した電流を取り出し、従ってＡＣ本線電圧の形状に従う。一次巻線のインピーダンスと、ＦＥＴ５２０のスイッチングの周波数およびデューティサイクルは、フライバックキャットイア電源が電流の取り出しを停止し、インバータが電流の取り出しを開始したときにインバータが取り出す入力電流とフライバックキャットイア電源への入力電流が同じ値であるように決定されることができる。従って、ＡＣ本線から取り出される電流を、さらに連続的なものにすることができる。
【００４７】
バレイフィルキャパシタ２８０，２８２がインバータへ電力を供給している期間にフライバックキャットイア電源４１０が電力をインバータ１６０に供給するので、本発明のバラストは、さらに、従来技術のバラストを超える利点を有する。第1に、インバータ１６０を駆動するためにバレイフィルキャパシタ２８０，２８２から取り出される電流が殆どないので、ＤＣバス電圧２２０は、一連の整流された電圧ピーク間の谷の間で殆ど低下しない。従って、バレイフィルキャパシタ２８０，２８２は、より小さなキャパシタンスを有することができ、それは、キャパシタの物理的サイズも小さいことを意味する。最後に、バレイフィルキャパシタ２８０，２８２を再充電するためのエネルギーが殆ど必要とされないので、インバータ１６０がフライバックキャットイア電源４１０からの電流の取り出しを停止し、ＡＣラインから直接的に電流の取り出しを開始したときのキャパシタの充電電流の大きさがさらに小さくなる。これは、インバータ１６０がＡＣ本線から直接的に電流を取り出している期間において、改善されたバラスト入力電流波形をもたらす。
【００４８】
本発明は、その特定の実施形態との関連において説明されたが、他の変形、修正および他の使用については当業者に明らかであろう。従って、本発明は、この特定の開示に制限されるものではなく、添付の特許請求の範囲によってのみ制限される。
【図面の簡単な説明】
【００４９】
【図１】従来技術による電子バラストの簡略ブロック図である。
【図２ａ】図１のバラストの整流された電圧を示す簡略波形図である。
【図２ｂ】図１のバラストのＤＣバス電圧を示す簡略波形図である。
【図２ｃ】図１のバラストの入力電流を示す簡略波形図である。
【図２ｄ】図１のバラストのキャットイア電源の理想的な入力電流を示す簡略波形図である。
【図３ａ】図１のバラストと共に用いられる従来技術によるバレイフィル回路の簡略回路図である。
【図３ｂ】図１のバラストと共に用いられる従来技術によるキャットイア電源の簡略回路図である。
【図３ｃ】図３ｂの従来技術によるキャットイア電源の入力電流を示す簡略波形図である。
【図３ｄ】図３ｂのキャットイア電源を備えた図１のバラストの入力電流を示す簡略波形図である。
【図４】本発明の電子バラストの簡略ブロック図である。
【図５】本発明のフライバックキャットイア電源の簡略回路図である。
【符号の説明】
【００５０】
１１５；ＥＭＩフィルター
１２０；整流器
１３０；バレイフィル回路
１４０；ダイオード
１５０；キャパシター
１６０；インバータ回路
１７０；出力段
１８０；ランプ
１８５；出力電流検出回路
４１０；フライバックキャットイア電源
４９０；制御回路
４９２；センサインターフェイス回路
【図１】
2008544440.tif 000003
【図２ａ】
2008544440.tif 000004
【図２ｂ】
2008544440.tif 000005
【図２ｃ】
2008544440.tif 000006
【図２ｄ】
2008544440.tif 000007
【図３ａ】
2008544440.tif 000008
【図３ｂ】
2008544440.tif 000009
【図３ｃ】
2008544440.tif 000010
【図３ｄ】
2008544440.tif 000011
【図４】
2008544440.tif 000012
【図５】
2008544440.tif 000013
【手続補正書】
【提出日】平成19年1月12日(2007.1.12)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ガス放電ランプを駆動するための電子バラストであって、当該電子バラストは、ＡＣ電源から入力電流を取り出し、当該電子バラストは、
前記ＡＣ電源からのＡＣ入力電圧を整流して、整流された電圧を生成する整流器と、
前記整流された電圧を、フィルタリングされたバス電圧に変換するフィルタ回路と、
前記バス電圧を、前記ランプを駆動するための高周波ＡＣ駆動電圧に変換するインバータと、
前記整流された電圧を入力し、前記バラストへの前記入力電流が実質的に正弦関数であるように、前記整流された電圧が所定値よりも低い場合に前記ＡＣ電源から選択的に電流を取り出すバラスト電源と、
を備え、
前記バラスト電源は、前記インバータに結合され、前記整流された電圧が前記所定レベルよりも低い場合に前記インバータに電流を供給するように作動する電子バラスト。
【請求項２】
前記バラスト電源は、キャットイア電源を備えた請求項１記載の電子バラスト。
【請求項３】
前記バラスト電源は、フライバックキャットイア電源を備えた請求項１記載の電子バラスト。
【請求項４】
前記キャットイア電源は、前記整流された電圧が前記所定レベルよりも低い場合に、前記キャットイア電源に前記ＡＣ電源から電流を取り出させるように作動する制御回路を備えた請求項３記載の電子バラスト。
【請求項５】
前記キャットイア電源は、前記ＡＣ電源から前記インバータによって取り出された前記電流が実質的にゼロである場合に前記キャットイア電源に前記ＡＣ電源から電流を取り出させるように作動する制御回路を備えた請求項３記載の電子バラスト。
【請求項６】
前記インバータの動作を制御する制御回路を更に備え、
前記キャットイア電源が、前記インバータに電流を供給するための第１出力と、前記制御回路に電力を供給するための第２出力とを備えた請求項４記載の電子バラスト。
【請求項７】
ガス放電ランプを駆動するための電子バラストであって、当該電子バラストは、ＡＣ電源から入力電流を取り出し、当該電子バラストは、
前記ＡＣ電源からのＡＣ入力電圧を整流して、整流された電圧を生成する整流器と、
前記ランプを駆動するための高周波ＡＣ駆動電圧を生成するインバータと、
前記整流器から前記インバータに結合され、前記インバータに電流を供給する第１回路と、
前記整流器から前記第１回路と電気的に並列に前記インバータに結合され、前記インバータに電流を供給する第２回路と、
前記第１回路は、前記ＡＣ入力電圧の波形が所定値よりも大きい場合に前記ＡＣ電源から前記インバータに電流を供給するように作動し、前記第２回路は、前記ＡＣ入力電圧の波形が前記所定値よりも小さい場合に前記インバータに電流を供給するように作動する電子バラスト。
【請求項８】
前記第１回路は、前記ＡＣ入力電圧の波形が前記所定値よりも大きい場合に前記インバータに前記整流された電圧を供給する請求項７記載の電子バラスト。
【請求項９】
前記第２回路は、前記ＡＣ入力電圧の波形が前記所定値よりも小さい場合に前記インバータにブーストされた電圧を供給し、
前記ブーストされた電圧は、前記ＡＣ入力電圧の波形が前記所定値よりも小さい場合に前記整流された電圧よりも大きい請求項７記載の電子バラスト。
【請求項１０】
ガス放電ランプを駆動するためのフロントエンドとバックエンドを備えた電子バラスト用のキャットイア回路であって、
整流されたＤＣ電圧を受け入れる入力と、
前記入力と回路コモンとの間に電気的に直列接続され、導通状態と非導通状態を有する半導体スイッチと、
前記半導体スイッチと電気的に直列接続されたエネルギー蓄積エレメントと、
前記整流されたＤＣ電圧を入力し、前記整流されたＤＣ電圧が所定レベルを下回った場合に前記導通状態と前記非導通状態との間で前記半導体スイッチを高周波で繰り返しスイッチングさせるように作動する制御回路と、
前記制御回路が前記半導体スイッチを前記導通状態と前記非導通状態との間でスイッチングさせているときに前記バラストバックエンドにブーストされた電圧を供給する第１出力と、
を備えたキャットイア回路。
【請求項１１】
前記エネルギー蓄積エレメントは、インダクタから構成された請求項１０記載のキャットイア回路。
【請求項１２】
前記エネルギー蓄積エレメントは変圧器を備え、該変圧器は一次巻線と二次巻線とを備え、前記一次巻線は前記半導体スイッチと電気的に直列接続され、
前記ブーストされた電圧は前記二次巻線の両端に発生する請求項１０記載のキャットイア回路。
【請求項１３】
前記二次巻線は、前記ブーストされた電圧よりも低いタップ電圧を発生するタップを備え、当該キャットイア回路は、
第２出力と、
前記タップ電圧を入力し、前記第２出力に安定化された直流電流をを供給する第１線形電源と、
を更に備えた請求項１２記載のキャットイア回路。
【請求項１４】
前記変圧器は、前記ブーストされた電圧よりも低い補助電圧を生成する補助巻線を備え、当該キャットイア回路は、
第３出力と、
前記タップ電圧を入力し、前記第３出力に分離された直流電流を供給する第２線形電源と、
を更に備えた請求項１３記載のキャットイア回路。
【請求項１５】
ガス放電ランプを駆動するための電子バラストであって、
ＡＣライン電圧を整流して、整流された電圧を生成する整流器と、
前記整流された電圧を入力し、前記ＡＣライン電圧のピーク値よりも低い平均値を有する実質的なＤＣ出力電圧を生成するブーストコンバータと、
を備えた電子バラスト。
【請求項１６】
前記ブーストコンバータは、前記ＡＣライン電圧の半サイクル部分で前記出力電圧を生成する請求項１５記載の電子バラスト。
【請求項１７】
前記ブーストコンバータは、前記整流された電圧が所定レベルよりも低い場合に前記出力電圧を生成する請求項１５記載の電子バラスト。
【請求項１８】
ＤＣ電圧をインバーティングして、前記ランプに供給される高周波ＡＣ駆動電圧を生成するインバータを更に備えた請求項１７記載の電子バラスト。
【請求項１９】
前記インバータは、前記整流された電圧が前記所定レベルよりも低い場合に前記ブーストコンバータの前記出力電圧を前記高周波ＡＣ駆動電圧に変換すると共に、前記整流された電圧が前記所定レベルよりも高い場合に前記整流された電圧を前記高周波ＡＣ駆動電圧に変換するように作動する請求項１８記載の電子バラスト。
【請求項２０】
前記インバータは、前記ブーストコンバータの前記出力電圧が前記整流された電圧よりも高い場合に前記ブーストコンバータの前記出力電圧を前記高周波ＡＣ駆動電圧に変換すると共に、前記整流された電圧が前記ブーストコンバータの前記出力電圧よりも高い場合に前記整流された電圧を前記高周波ＡＣ駆動電圧に変換するように作動する請求項１８記載の電子バラスト。
【国際調査報告】
2008544440.tif 000014
2008544440.tif 000015