(57)【要約】  本発明は、固有周波数（ｆＲ）を有する振動可能なシステムと電子回路とを有するデルタシグマ変調器に関する。ここではデルタシグマ変調器は、前記振動可能なシステムによって前記電子回路に作用しかつ該電子回路によって該振動可能なシステムにも作用する制御ループも有する。本発明の基本は、制御ループにおけるゲインが、振動可能なシステムの固有周波数（ｆＲ）を中心とする周波数領域においてゲイン過上昇を伴うことである。
2008529370.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
デルタシグマ変調器であって、
・固有周波数（ｆＲ）を有する振動可能なシステム（１００）と、
・電子回路と、
・該振動可能なシステム（１００）によって該電子回路に作用し、該電子回路によって該振動可能なシステム（１００）にも作用する制御ループ
とを有する形式のものにおいて、
該制御ループにおけるゲインが、該振動可能なシステム（１００）の固有周波数（ｆＲ）を中心とする周波数領域においてゲイン過上昇を伴うように、該制御ループは構成されていることを特徴とする、デルタシグマ変調器。
【請求項２】
前記振動可能なシステム（１００）は機械的に構成されている、請求項１記載のデルタシグマ変調器。
【請求項３】
出力端においてバンドパス特性を有する、請求項１または２記載のデルタシグマ変調器。
【請求項４】
前記電子回路は、アナログデジタル変換器（１２０，５００）およびデジタルアナログ変換器（ＤＡＵ）を有し、かつ、前記制御ループにおけるゲインおよび／またはデルタシグマ変調器の帯域幅を該アナログデジタル変換器（１４０，５３０）の入力信号に依存せずに設定するための手段を有する、請求項１から３までのいずれか１項記載のデルタシグマ変調器。
【請求項５】
前記電子回路はマルチビットアナログデジタル変換器（５００）および／またはマルチビットデジタルアナログ変換器（５３０）を有する、請求項１または２記載のデルタシグマ変調器。
【請求項６】
前記電子回路は、品質過上昇を伴うローパスフィルタ、とりわけデジタルフィルタを有することにより、前記デルタシグマ変調器のバンドパス特性が、前記振動可能なシステム（１００）の固有周波数（ｆＲ）で帯域中間周波数を有するように構成されている、請求項３記載のデルタシグマ変調器。
【請求項７】
前記電子回路は、バンドパスフィルタ、とりわけデジタルフィルタと、移相器とを有することにより、前記デルタシグマ変調器のバンドパス特性が、前記振動可能なシステム（１００）の固有周波数（ｆＲ）で帯域中間周波数を有するように構成されている、請求項３記載のデルタシグマ変調器。
【請求項８】
前記電子回路は、前記振動可能なシステム（１００）の振動周波数を導出して前記帯域中間周波数を制御するための手段、とりわけ位相制御回路を有する、請求項６または７記載のデルタシグマ変調器。
【請求項９】
前記デジタルアナログ変換器の出力信号は、中心化されてパルス変調され、前記振動可能なシステム（１００）に作用するように構成されている、請求項１または２記載のデルタシグマ変調器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
従来技術
本発明は次のような形式のデルタシグマ変調器に関する。すなわち、固有周波数を有する振動可能なシステムと、電子回路と、該振動可能なシステムによって該電子回路に対して作用し該電子回路によって該振動可能なシステムにも作用する制御ループとを有する形式のデルタシグマ変調器に関する。
【０００２】
マイクロメカニカルセンサと電子評価回路とが組み合わされるマイクロシステムは、自動車内の最新のシステムに重要なコンポーネントであり、たとえばＥＳＰ、エアバッグ制御、ロールオーバセンシングおよびナビゲーションに重要なコンポーネントである。マイクロメカニカルセンサ素子とマイクロ電子評価回路とを組み合わせる手段で、多くの利点に繋がる手段の１つに、電気機械的なデルタシグマ変調器の構成がある。
【０００３】
Bernhard E. Boser, Roger T. Howeによる文献『Surfice Micromachined Accelerometers』（IEEE Journal of Solid State Circuits, Vol. 31, No. 3，１９９６年３月）およびC. Langによる『Modellbildung und Realisierung eines rauscharmen elektromechanischen ΔΣ-Modulators zur Beschleunigungsmessung nach dem Prinzip der Kraftkompensation』（Shaker出版社、アーヘン、２００１年、ISBN 3-8265-8616-6）に、従来技術の電気機械的なデルタシグマ変調器が記載されている。
【０００４】
発明の利点
本発明は次のような形式のデルタシグマ変調器に関する。すなわち、固有周波数を有する振動可能なシステムと、電子回路と、該振動可能なシステムによって該電子回路に対して作用し該電子回路によって該振動可能なシステムにも作用する制御ループとを有する形式のデルタシグマ変調器に関する。本発明の基本は、制御ループにおけるゲインが、振動可能なシステムの固有周波数を中心とする周波数領域においてゲイン過上昇を伴うことである。このような構成で、有利には、制御ループにおける信号の周波数に依存して電子回路の量子化ノイズが形成される。
【０００５】
本発明の１つの有利な構成では、振動可能なシステムは機械的に構成されている。このようなシステムにおいて有利には、たとえば加速度または回転速度のための測定値センサの関数を、量子化ノイズを形成するためのモジュールすなわち積分器の関数とを、デルタシグマ変調器において組み合わせることができる。電気機械的なデルタシグマ変調器では有利には、このようなメカニズムの積分特性を利用して、ＡＤ変換器（ＡＤＵ）およびＤＡ変換器（ＤＡＵ）の量子化ノイズを形成する。このようなメカニズムは、可動な質量体の偏向によって（コリオリ）加速度に対して応答する。偏向による加速度の伝達関数には、２つの積分器が含まれる。１つの積分器は、可動アースの加速度から速度への変換を表す。第２の積分器は、速度から偏向への変換を表す。それとは異なり、純粋に電子的なデルタシグマ変調器では、ＤＡＵの量子化ノイズを形成するために純粋に電子的な積分器（大抵はスイッチトキャパシタ回路）が使用される。
【０００６】
有利なのは、デルタシグマ変調器は出力側にバンドパス特性を有することである。有利には、バンドパス特性を有する本発明のデルタシグマ変調器は、所定または既知の帯域幅を有する信号を処理するのに適しており、たとえば被変調信号の搬送周波数を処理するのに適している。
【０００７】
有利には電子回路は、アナログデジタル変換器（ＡＤＵ）およびデジタルアナログ変換器（ＤＡＵ）を有し、かつ、制御ループにおけるゲインおよび／またはデルタシグマ変調器の帯域幅をアナログデジタル変換器（ＡＤＵ）の入力信号に依存せずに設定するための手段を有する。
【０００８】
本発明によるΔΣ変調器の１つの有利な構成では、電子回路はマルチビットアナログデジタル変換器および／またはマルチビットデジタルアナログ変換器を有する。このような構成によって、有利にはアナログデジタル変換器において、該アナログデジタル変換器の入力信号に依存しない所定のゲインを設定することができる。有利には、アナログデジタル変換器の量子化誤差を小さく抑えることもできる。この点では、デジタルアナログ変換器でも同じ利点が得られる。
【０００９】
本発明によるΔΣ変調器の別の有利な構成では、電子回路は品質過上昇を伴うローパスフィルタ、とりわけデジタルフィルタを有することにより、ΔΣ変調器は、振動可能なシステムの固有周波数に帯域中間周波数を有するバンドパス特性を有するように構成される。このような構成によって、有利には帯域幅は、入力特性に依存せずに設定することができる。また、以下の等価回路および別の等価回路も有利である。
【００１０】
本発明によるΔΣ変調器の別の有利な構成では、電子回路はバンドパスフィルタ、とりわけデジタルフィルタと、移相器とを有することにより、電気機械的なΔΣ変調器は、振動可能なシステムの固有周波数に帯域中間周波数を有するバンドパス特性を有するように構成される。このような構成でも同様に、有利には帯域幅を、入力特性に依存せずに設定することができる。とりわけ、上記の両フィルタの構成はデジタルであるのが有利である。
【００１１】
別の有利な構成では、電子回路は振動可能なシステムの振動周波数を導出するための手段、とりわけ位相制御回路を有する。このような手段によって帯域中間周波数は制御される。有利には、このような構成によってたとえば、品質過上昇を行うローパスフィルタの位相転換は、駆動共振周波数において製造プロセスの公差に依存しなくなる。このようにして、ΔΣ変調器の安定性は保証される。
【００１２】
本発明によるデルタシグマ変調器の特に有利な構成では、デジタルアナログ変換器の出力信号は中心化されてパルス幅変調されるように構成され、該出力信号はとりわけ、フィードバックのために振動可能なシステムに作用するように構成される。ここで有利なのは、フィードバック信号（フィードバック電圧）の大きさ（振幅）が一定であることだ。さらに有利には、ΔΣ変調器のフィードバック信号（フィードバック力）が時間領域で量子化および線形化される。最後に有利には、フィードバック電圧パルスの中心化によって、パルスの時間的重心が常に同じクロック位相になるように構成される。このような構成により、異なるフィードバック信号に起因する振動可能なシステムの振動の位相シフトが回避される。
【００１３】
従属請求項に、更に別の実施形態が示されている。
【００１４】
図面
図面に本発明の実施例が示されており、これらの実施例について以下の説明で詳しく説明する。
【００１５】
図１  従来技術の電気機械的なΔΣ変調器の構成を示す。
【００１６】
図２  差動コンデンサである機械的なセンサ素子を示す。
【００１７】
図３  アナログデジタル変換器のコンパレータ特性曲線を示す。
【００１８】
図４  品質過上昇が行われる典型的な振動式のセンサ素子のアナログ‐デジタル伝達関数を示す。
【００１９】
図５  マルチビット変換器を有する電気機械的なΔΣ変調器の構成を示す。
【００２０】
図６  マルチビットＡＤＵの特性曲線を示す。
【００２１】
図７  マルチビットＤＡＵの特性曲線を示す。
【００２２】
図８  本発明によるΔΣ変調器の構成の制御ループにおける増幅周波数応答を示す。
【００２３】
図９  本発明によるΔΣ変調器の構成のマルチビットＤＡＵのＰＷＭ信号（ＣＰＷＭ信号）の例を示す。
【００２４】
実施例の説明
以下に記載された実施形態に基づき、本発明を詳細に説明する。
【００２５】
図１は、従来技術の電気機械的なΔΣ変調器の構成を示す。特性について言及する前に、動作を紹介する。図１に、このようなマイクロシステムのブロック回路図が示されている。このマイクロシステムは、機械的な振動子１００に対して、この例ではセンサ素子に対して力Ｆを加える。力Ｆはたとえば、加速度センサにおいて測定すべき量であるか、または回転速度センサにおけるコリオリ力である。この力によって、センサ素子１００において容量変化が引き起こされ、この容量変化は容量電圧変換器（Ｃ／Ｖ変換器）１１０によってアナログ電圧に変換される。このアナログ電圧は入力信号として、クロック制御式のコンパレータ１２０（１ビットアナログデジタル変換器、ＡＤＵ）によって１つの閾値のみと比較され、デジタルに変換される。コンパレータ１２０の出力信号に依存して、同じクロック周波数によって動作するデジタルアナログ変換器１４０（Ｄ／Ｆ，ＤＡＵ）が衝撃力を生成する。ＤＡＵ１４０が生成できる衝撃力は２つとすることができる。両衝撃力は等しい絶対値を有し、これらの正負符号が異なるだけである。この状況を明確にするため、図２を使用する。ΔΣ変調器のデジタル出力信号がデジタル出力回路１３０に供給される。参照番号１は、ΔΣ変調器のデジタル部においてすべての信号が同じビット幅を有することを意味する。
【００２６】
図２は、差動コンデンサである機械的なセンサ素子１００の形態の機械的な振動子を示している。ここに示されているのは、２つの外部電極ＣＰおよびＣＮ間の中間電極ＣＭである。この中間電極ＣＭは可動である。外部電極ＣＰおよびＣＮは定置されている。正の衝撃力が加えられると、所定の時間にわたってＣＰとＣＭとの間に一定の電圧が印加される。ＣＭおよびＣＮは短絡されている。このことから得られる静電力が、中間電極をＣＰの方向に引きつける。負の衝撃力の場合、等しい時間にわたって電極ＣＭとＣＮとの間に等しい電圧が印加される。電極ＣＰおよびＣＭは短絡される。このことから得られる衝撃力が中間電極をＣＮの方向に引きつける。連続的な衝撃力によって、測定すべき力Ｆが平均的に補償され、可動電極ＣＭは平均的に静止状態に維持される。
【００２７】
このような方法の重要な特性を、以下で説明する。
【００２８】
センサ素子１００が電子回路によって、ＤＡＵ１４０によって前記電極を使用して誘導された衝撃力を用いて案内されず、ある程度束縛されてもおらず、自由に可動である場合には、この振動子の偏向に依存する機械的なばね定数は測定システム全体において非線形性として現れる。したがって、電気機械的なΔΣ変調器におけるセンサ素子１００を案内することにより、機械的な振動子の中間質量体の偏向は阻止され、センサ素子１００による非線形性の危険性は無くなる。したがって、センサ素子１００の機械的特性は線形化される。
【００２９】
平均的に作用する戻り力が、すべて等しい絶対値を有する個々の衝撃力の量子から構成され、かつ、２つの可能なフィードバック衝撃力のみが存在することにより、デジタルアナログ変換器ＤＡＵの特性曲線は常に理想的に線形となる。２つの点によって、常に直線が引かれる。したがって、戻り力も線形化される。図３にこのことが、コンパレータ特性曲線で示されている。
【００３０】
図３は、アナログデジタル変換器のコンパレータ特性曲線を示す。アナログデジタル変換器ＡＤＵの入力電圧Ｕ＿ｅｉｎは唯一の閾値と比較され、該アナログデジタル変換器ＡＤＵの出力電圧Ｕ＿ａｕｓは２つの値のみをとることができる。Ｕ＿ａｕｓが正である場合には正の衝撃力がフィードバックされ、Ｕ＿ａｕｓが負の場合には負の衝撃力がフィードバックされる。それに対して上記の構成は、図３の直線の勾配が定義されないという欠点をもたらす。このことを示すため、図３において異なる勾配を有する３つの直線３００を挿入した。これら３つの直線３００のうちどの直線が、アナログデジタル変換器ＡＤＵのゲインを実際に示しているかは、電圧Ｕ＿ｅｉｎの統計的分布に依存する。したがって、アナログデジタル変換器ＡＤＵとデジタルアナログ変換器ＤＡＵとから成る直列回路のゲインは定義されず、アナログデジタル変換器ＡＤＵの入力信号に依存する。このことは、『Surface Micromachined Accelerometers』（Bernhard E. Boser, Roger T. Howe, IEEE Journal of Solid State Circuits, Vol. 31, No. 3、１９９６年３月）に記載されている。このことはデルタシグマ変調器おいて、入力信号に依存するループゲイン（制御ループにおけるゲイン）という欠点となり、定義されたように設定できない。ΔΣ変調器の帯域幅はループゲインの関数であるから、これも設定できず、信号に依存してしまう。デルタシグマ変調器の帯域幅は、測定系が本来検出しなければならない帯域幅より数オーダも高くなる場合がある。このことは、マイクロメカニカルセンサ素子が、ΔΣ変調器の可変の帯域幅によっても検出される周波数領域内に、妨害となる共振周波数を有する場合に、大きな問題となる。その結果、ΔΣ変調器が信号に依存して不安定になり、製品が使用できなくなる。
【００３１】
図４は、品質過上昇が行われる振動式のセンサ素子を例に、典型的な機械的な振動子のアナログ‐デジタル伝達関数を示す。アナログデジタル変換器ＡＤＵはアナログの入力信号を量子化して、２つの可能なデジタル値を形成する。このデジタル値は、フィードバックされる衝撃力の極性を決定する。ここで、センサ素子には衝撃力が比較的高い周波数で加えられ、センサ素子はこの衝撃力に対して、２次の積分器にしたがって応答する。図４に、周波数ｆを上回る品質過上昇を伴う典型的なセンサ素子の伝達関数（力Ｆに対する応答である偏向ｘ）が示されている。衝撃力は、振動可能なシステムの固有周波数であるセンサ共振周波数ｆＲを上回る周波数ｆＫで、センサ素子に与えられる。この周波数領域では、特性曲線は１０ごとに４０ｄＢ低下する。センサ素子の中間質量体の偏向は、連続的な衝撃力に対するローパスフィルタリングされた応答である。アナログデジタル変換器ＡＤＵの実際の量子化誤差は、最終的にはセンサ素子においても積分され、アナログデジタル変換器ＡＤＵの今後の決定にも影響する。したがって、比較的長い時間にわたって量子化誤差はセンサ素子によってもフィルタリングされる。量子化ノイズが形成され、システムの出力端に、センサ素子が最大のゲインを有する周波数領域において量子化ノイズが最小で出力される。
【００３２】
クロック周波数が高くなるほど、量子化ノイズパワーが分布する周波数帯は広幅になる。したがって、量子化ノイズパワーが一定である場合、クロック周波数が上昇するほど、システム帯域幅におけるノイズパワー密度は低減するようになる。
【００３３】
高い信号雑音比を実現するための１つの手段に、クロック周波数を上昇する手段がある。しかしこの手段は、入力回路が所定のクロックスロットで発振できなくなってしまった場合に、限界に達する。
【００３４】
信号雑音比を上昇する別の手段に、デルタシグマ変調器の次数を高くする手段がある。つまり、ループゲインがシステム帯域幅の領域において最大になり、かつシステム帯域幅以外ではループゲインが可能な限り急峻に低下するように、周波数選択的に切り換えることである。しかし、このような手法はとりわけ、システム帯域幅が１ビットアナログデジタル変換器に起因して選択するのが困難であり、かつ、場合によって生じるセンサ素子の非理想的な特性がセンサ素子において、ループゲインに悪影響を与える妨害共振を引き起こす場合に、システムが不安定化してしまうという大きな危険性をはらんでいる。
【００３５】
ΔΣ変調器は閉ループ制御回路として動作し、常にセンサ素子の可動電極を静止位置に戻し制御するので、センサ素子は高い機械的品質を有する振動系として動作できる。このことにより、高い信号雑音比が実現される。
【００３６】
ΔΣ原理の暗黙的なＡ／Ｄ変換は、ΔΣ変調器の出力信号を直接デジタルで後続処理できるという利点を有する。このようなデジタルの後続処理によってとりわけ、構成が電磁妨害に対して非常にロバストになるという利点と、長時間ドリフトおよび温度依存性を心配しなくてもよいという利点と、必要とされる外部の構成要素が非常に少ないという利点と、非常に大きな時定数を実現できるという利点がもたらされる。
【００３７】
C. Langによる『Modellbildung und Realisierung eines rauscharmen elektromechanischen ΔΣ-Modulators zur Beschleunigungsmessung nach dem Prinzip der Kraftkompensation』（Shaker出版社、アーヘン、２００１年、ISBN 3-8265-8616-6）に、これまでに記載された従来技術の発展形態が加速度センサの例で開示されている。以下で、C. Langによる上記刊行物のうちで、本発明の枠内で記載された思想を理解および評価するのに重要な点を説明する。この重要な点を説明するために、図５を使用する。
【００３８】
図５は、マルチビット変換器を有する電気機械的なΔΣ変調器の構成を示す。この概略図は、図１から発展された電気機械的なΔΣ変調器を示す。ここではコンパレータ（１ビットＡＤＵ）１２０の代わりに、フラッシュマルチビットＡＤＵ５００を提案する。このフラッシュマルチビットＡＤＵの利点は、Ａ／Ｄ変換の量子化誤差が１ビットＡＤＵ１２０と比較して小さくでき、このことによって量子化ノイズが小さくなることである。
【００３９】
従来技術での別の提案では、マルチビットＡＤＵ５００の後にフィルタ５１０を挿入すること、とりわけデジタルのローパスフィルタを挿入することが提案されている。このことの利点は、低い周波数でデジタルアナログ変換器ＤＡＵの量子化ノイズが強く形成され、これによって、小さい帯域幅で信号雑音比が上昇されることである。また、フィルタの消費電流が非常に小さく、該フィルタは温度変動および電磁妨害に対して非常にロバストであるという利点もある。
【００４０】
従来技術における別の提案に、図５に示されたようなマルチビットＤＡＵ５３０を使用する提案がある。このような変換器は、１ビット変換器と比較して量子化誤差が低減され、このことによってセンサのノイズが決定的に低減されるという利点を有する。このことは、線形性に関して損失なしで実現される。
【００４１】
従来技術とは異なって本発明は、デルタシグマ変調器の帯域幅を、必要以上に大きくならないように選択する発明である。こうすることにより、センサ素子の妨害となる共振周波数が作用する可能性のある周波数帯は可能な限り小さく抑えられるという利点が得られる。このことは、センサ素子における妨害モードおよび妨害モードのばらつきに対するロバストネスを上昇し、また、電子回路における製造公差に対するロバストネスも上昇する。このことは、従来技術として挙げられた電気機械的なΔΣ変調器のローパス特性とは異なり、０からセンサ素子の駆動共振周波数までの周波数領域において、ΔΣ変調器のループゲインが所期のように可能な限り小さく設定されることを意味する。その結果、電気機械的なΔΣ変調器はバンドパス特性を有する。
【００４２】
本発明による第１の構成では電子回路は、駆動共振周波数で品質過上昇を伴うローパスとして構成される。このことにより、デジタルアナログ変換器ＤＡＵの量子化ノイズは、駆動共振周波数の領域においてとりわけ強く形成される。本発明による第２の構成では、共振過上昇を伴うローパスフィルタの代わりに、駆動共振周波数で中間周波数を有するバンドパスフィルタと位相転換素子との組み合わせを使用することができる。またここでは、駆動共振周波数で特に大きなゲインを有する制御回路の種類を使用することがごく一般的である。
【００４３】
１ビット変換器を有するデルタシグマ変調器は信号に依存するループゲインを有し、ひいては信号に依存する帯域幅を有するので、このような変換器は本発明による帯域幅低減には適していない。マルチビットＡＤＵを使用することにより、変換器のゲインは定義され、ひいては変換器の入力信号に依存しなくなる。同様のことが、マルチビットＤＡＵの使用にも当てはまる。
【００４４】
図６はマルチビットＡＤＵの特性曲線を示しており、図７はマルチビットＤＡＵの特性曲線を示している。これらの図は、変換器のゲインが定義されていることを示している。両変換器特性曲線により、ゲインを書き表すのに直線をそれぞれ１つだけ引くことができる。このことが、マルチビット変換器が１ビット変換器（コンパレータ）と異なる点である。この特性曲線によって、異なるゲインを有する種々の直線を引くことができる。マルチビット変換器は他に、ゲインを表す直線からのずれが、１ビット変換器より格段に小さいという利点も有する。この直線からのずれは量子化誤差とも称される。量子化誤差が小さくなるということは、量子化ノイズが小さくなることを意味する。図６および図７には、変換器の特性曲線が例として示されている。
【００４５】
マルチビットフラッシュアナログデジタル変換器は有利には、C. Lang による前記刊行物に記載されているように構成される。
【００４６】
マルチビットデジタルアナログ変換器（マルチビットＤＡＵ）では、以下でまず、ＤＡＵに対する本発明による要件を説明した後、本発明によるＤＡＵの構成を説明する。
【００４７】
マルチビットＤＡＵの役割は、測定すべきコリオリ力の補償に使用されるフィードバック信号を供給することである。本発明は、この戻り力がセンサ素子において静電力によって生成され、電子回路の役割は相応の電圧をセンサ素子に印加するという状況を基礎としている。その際には、電圧と電圧から得られる力との関係が２乗であるという問題が存在する。すなわち、線形化を行わなければならない。
【００４８】
本発明の別の特徴は、マルチビットＤＡＵを所期のように使用して、定義されたゲインを変換器に割り当て、ΔΣ変調器のループゲインおよび帯域幅を設定することができ、ループゲインおよび帯域幅がΔΣ変調器の入力信号に依存しないようにすることである。
【００４９】
線形化およびマルチビット変換の要求は、以下に記載された、中心化されたパルス幅変調信号（中心化ＰＷＭ信号またはＣＰＷＭ信号（centered pulse width modulation）の本発明による使用によって解決される。
【００５０】
図９に、駆動制御ビットと可能なフィードバック信号との対応関係が示されている。フィードバック電圧のレベルは一定であり、量子化も線形化も時間領域で行われる。図９において、デルタシグマ変調器のフィードバック信号が時間軸上にプロットされている。上の部分図は、ＤＡＵの入力が値ＤＡＵ＿ｅｉｎ＝−３をとる場合である。最も上の時間線は、電極ＣＮに現れる電圧Ｕ＿Ｃ＿ｎｅｇを表す。上から２番目の時間線は、電極ＣＰに現れる電圧Ｕ＿Ｃ＿ｐｏｓを表す。「フィードバック期間」と称される時間セグメント中は、上記信号は逆位相になる。両電極のうち１つの電極に基準電圧Ｕ＿ｒｅｆが印加される間、他方の電極は中間質量体と短絡されている。フィードバック期間中に印加された電圧にわたる時間積分が有効な戻り力を決定する。「時間多重」と記載されている時間セグメント中はフィードバックは行われない。この時間セグメントは別の目的に使用され、たとえば偏向の測定に使用することができる。
【００５１】
ＤＡＵ＿ｅｉｎ＝−２，ＤＡＵ＿ｅｉｎ＝−１およびＤＡＵ＿ｅｉｎ＝３に関する図は、異なるＤＡＵ入力信号に対するフィードバック電圧の経過特性を示す。フィードバック時間中に印加される電圧経過特性Ｕ＿Ｃ＿ｎｅｇとＵ＿Ｃ＿ｐｏｓとは、信号ＤＡＵ＿ｅｉｎに応じて、電圧Ｕ＿ｒｅｆがセンサ素子に印加される時間の長さの点で異なる。この時間は時間領域で量子化される。
【００５２】
ＤＡＵの入力信号は周期的に更新される。これに相応して、フィードバック目的でセンサ素子に印加される電圧Ｕ＿Ｃ＿ｎｅｇおよびＵ＿Ｃ＿ｐｏｓもまた、周期的なパターンにはめ込まれている。このパターンは常に、一定の持続時間の「フィードバック期間」と一定の持続時間の「時間多重期間」とから成る。信号ＤＡＵ＿ｅｉｎに依存して、フィードバック期間では単に、両フィードバック電極に対する電圧パルスの分配が変化するだけである。
【００５３】
フィードバックＰＷＭ信号の本発明による別の特性は、該フィードバックＰＷＭ信号が中心化されるという事実である。フィードバックパルスの幅に依存せずに、パルスの時間的重心は常に、同じクロック位相である。このことにより、フィードバックパルスの時間的重心は信号に依存し、それによってフィードバック信号の時間に依存する劣化は生じなくなる。このようにして、ΔΣ変調器の出力信号が非線形になるのが回避される。
【００５４】
上記の方法の別の利点は、規則的に帰還するタイムスロットが空き状態に維持され、このタイムスロットを使用して、フィードバック関数に依存しない関数を時間多重で実現できることである。
【００５５】
C. Lang による前記刊行物に記載されたマルチビットデジタルアナログ変換と異なる別の相違点は、ＤＡ変換器駆動制御のＬＳＢごとに個々のパルスが生成されるのではなく（return to zero）、ＣＰＷＭ信号におけるＬＳＢは単純に相互に関連づけされることである（non-return to zero）。このことの利点は、ＣＰＷＭ信号の場合の最大フィードバック力は、C. Lang による刊行物に記載された構成より大きいことである。その理由は、０に戻ることによってフィードバック時間が失われることがないからである。
【００５６】
本発明の別の特徴は、電気機械的なデルタシグマ変調器において、品質過上昇を伴うローパスフィルタを使用することである。このようなローパスフィルタを使用する代わりに、バンドパスフィルタと移相器との組み合わせを使用することもできる。
【００５７】
一般的には、駆動共振周波数の領域でゲイン過上昇を伴う種類の制御回路を使用することができる。フィルタのバンドパス特性は機械的なセンサ素子のバンドパス特性との関連づけで、次のような利点をもたらす。すなわち、ΔΣ変調器のループゲインが１より大きい周波数領域が、センサ共振周波数を中心として中心化されている周波数領域に制限され、この周波数領域を可能な限り狭幅に選択して、妨害となる共振モードに対するロバストネスを向上できるという利点をもたらす。さらに、ＤＡＵ量子化ノイズが強く形成される。ＡＤＵの量子化ノイズは機械的装置によって行われる。図８にこの状況が示されている。
【００５８】
図８は、本発明によるΔΣ変調器の構成の制御ループにおける増幅周波数応答を示す。図８の部分図のｘ軸上には、周波数が対数スケールでプロットされている。上の部分図は、図５のセンサ素子１００の入力から出力への増幅量を示す。中間の部分図は、図５のデジタルフィルタ５１０の入力から該デジタルフィルタの出力への増幅量を示す。下の部分図は、図５のセンサ素子１００の入力から同図５のデジタルフィルタ５１０の出力への増幅量を示す。
【００５９】
図９の上の部分図は、センサ素子の伝達関数（加速度の関数である偏向）の値を示す。共振周波数ｆＲで共振過上昇が存在するのが見てとれる。中間の部分図は、電子的なバンドパスフィルタの増幅応答を対数スケールで示している。下の部分図には、センサ素子と電子的なバンドパスフィルタとが直列接続された場合に得られる増幅応答が示されている。センサ共振周波数では、両増幅応答の組み合わせによって大きなゲイン過上昇が実現される。電気機械的なデルタシグマ変調器の閉制御ループでは、このような高いゲインが、デルタシグマ変調器の出力端においてＤＡＵの量子化ノイズがセンサ共振周波数の領域で非常に強く抑圧されるのを引き起こす。
【００６０】
ＡＤＵの量子化ノイズは、上の部分図に示されたセンサ素子のゲインにしたがって抑圧される。このようにして、２次の機械的コンポーネント（センサ素子）と２次の電子的コンポーネント（たとえば、品質過上昇を伴うローパスフィルタ）とから成る４次の電子機械的なΔΣ変調器が実現される。品質過上昇を伴うこの電子的なローパスフィルタはマイクロシステムに対して、ＤＡＵ量子化誤差の作用を記憶できる付加的な状態メモリも提供する。
【００６１】
品質過上昇を伴うローパスフィルタないしは等価的な構成（たとえばバンドパスフィルタと移相器）をデジタルで構成することにより、長時間ドリフト、電磁両立性（ＥＭＣ）および温度依存性に関する問題を解消できるという利点が得られる。さらに、製造公差に起因する不精確さも対処することができる。また、このデジタルフィルタを非常に低い損失電力消費で実現することもできる。
【００６２】
本発明の別の特徴は、品質過上昇を伴うローパスフィルタないしは等価的な構成（たとえばバンドパスフィルタと移相器）のクロック周波数を、センサ素子の駆動共振周波数に直接依存させることである。このことにより、バンドパスフィルタの中間周波数は常にセンサ素子の駆動共振周波数にちょうど依存するようになるという利点が得られる。その理由は、これは自動的に追従制御されるからである。またこのことは、ＤＡＵ量子化ノイズのノイズ形成が最適に行われることが保証されるという結果にも繋がる。さらに、ΔΣ変調器のループゲインひいては帯域幅は、センサ素子の駆動共振周波数のばらつきに依存しなくなる。
【００６３】
本発明によるデジタルフィルタの利点は、品質過上昇を伴うローパスフィルタないしは等価的な構成の位相転換は、駆動共振周波数では常に、選択された値にちょうど相応することである。たとえば製造プロセスにおける公差に起因するばらつきの危険性は生じない。このことにより、電気機械的なΔΣ変調器の安定性が保証される。
【００６４】
本発明は、電気機械的なΔΣ変調器、すなわち機械的な振動子を有するΔΣ変調器に制限されない。本発明によるΔΣ変調器の特徴として、別の振動可能なシステムも考えられる。
【００６５】
これ以外にも、さらに別の実施形態も考えられる。
【図面の簡単な説明】
【００６６】
【図１】従来技術の電気機械的なΔΣ変調器の構成を示す。
【図２】差動コンデンサである機械的なセンサ素子を示す。
【図３】アナログデジタル変換器のコンパレータ特性曲線を示す。
【図４】品質過上昇が行われる典型的な振動式のセンサ素子のアナログ‐デジタル伝達関数を示す。
【図５】マルチビット変換器を有する電気機械的なΔΣ変調器の構成を示す。
【図６】マルチビットＡＤＵの特性曲線を示す。
【図７】マルチビットＤＡＵの特性曲線を示す。
【図８】本発明によるΔΣ変調器の構成の制御ループにおける増幅周波数応答を示す。
【図９】本発明によるΔΣ変調器の構成のマルチビットＤＡＵのＰＷＭ信号（ＣＰＷＭ信号）の例を示す。
【図１】
2008529370.tif 000003
【図２】
2008529370.tif 000004
【図３】
2008529370.tif 000005
【図４】
2008529370.tif 000006
【図５】
2008529370.tif 000007
【図６】
2008529370.tif 000008
【図７】
2008529370.tif 000009
【図８】
2008529370.tif 000010
【図９】
2008529370.tif 000011
【国際調査報告】
2008529370.tif 000012
2008529370.tif 000013
2008529370.tif 000014
2008529370.tif 000015
2008529370.tif 000016
2008529370.tif 000017