(57)【要約】ガス放電ランプ回路のインバータを制御する方法に関する。インバータは、２つのブランチを有する。各ブランチは、第２の半導体スイッチ（３４，３８）に直列な第１の半導体スイッチ（３２，３６）を有し、インバータの夫々の出力端子（４２，４６）へ接続された接続ノード（４０，４４）を有する。第１及び第２のスイッチは、夫々、インバータの第１の入力端子（１６）へ及び第２の入力端子（１８）へ接続されている。各スイッチは、内在する又は外部に接続された逆並列ダイオード（５２−５６）を有する。ブランチのスイッチは、導通及び非導通となるよう、交互に且つ交差して制御装置によって制御される。スイッチの制御は、ブランチごとに第１の遅延時間だけ遅延され、またブランチ間で第２の遅延時間だけ遅延される。
2008544740.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
インバータは、当該インバータを直流電圧供給源へ接続する２つの入力端子と、直列にインダクタ及びガス放電ランプを有する負荷へ接続する２つの出力端子と、半導体スイッチの２つのブランチとを有し、
前記ブランチの夫々は、第１のスイッチ及び第２のスイッチを有し、
前記第１及び第２のスイッチは、前記出力端子へ接続される接続ノードにおいて相互に接続され、且つ、夫々第１の入力端子へ及び第２の入力端子へ接続され、これによって、夫々のスイッチに関して該スイッチに対して逆並列なダイオードが存在し、
前記第１及び第２のスイッチは、一方のブランチの第１のスイッチ及び他方のブランチの第２のスイッチが他のスイッチに対して交互に導通及び非導通となるよう制御されるように、制御装置によって制御され、
前記ブランチの夫々に関して、導通すべきスイッチの制御は、当該ブランチの他のスイッチが非導通となるよう制御される時間から第１の遅延時間だけ遅延される、ガス放電ランプ回路のインバータを制御する方法であって、
一方のブランチの前記第１及び第２のスイッチの制御から、他方のブランチの前記第１及び第２のスイッチの制御は、前記出力端子の間の出力電圧が第２の遅延時間の部分の間は零であるように、前記第２の遅延時間だけ遅延される、ことを特徴とする方法。
【請求項２】
前記第２の遅延時間は前記第１の遅延時間よりも長い、ことを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項３】
前記第２の遅延時間は２０から４０マイクロ秒の範囲にある存続期間を有する、請求項１又は２記載の方法。
【請求項４】
フルブリッジタイプのインバータを有し、
前記インバータは、当該インバータを直流電圧供給源へ接続する２つの入力端子と、直列にガス放電ランプを接続する接続端子及びインダクタを有する負荷へ接続する２つの出力端子と、半導体スイッチの２つのブランチとを有し、
前記ブランチの夫々は、第１のスイッチ及び第２のスイッチを有し、
前記第１及び第２のスイッチは、前記出力端子へ接続される接続ノードにおいて相互に接続され、且つ、夫々第１の入力端子へ及び第２の入力端子へ接続され、これによって、夫々のスイッチに関して該スイッチに対して逆並列なダイオードが存在し、
前記インバータは、一方のブランチの第１のスイッチ及び他方のブランチの第２のスイッチが他のスイッチに対して交互に導通及び非導通となるよう制御され、前記ブランチの夫々に関して、導通すべきスイッチの制御が当該ブランチの他のスイッチが非導通となるよう制御される時間から第１の遅延時間だけ遅延されるように、前記スイッチを制御する制御装置を更に有する、ガス放電ランプを動作させる回路配置であって、
前記制御装置は、前記出力端子の間の出力電圧が第２の遅延時間の部分の間は零であるように、一方のブランチの前記第１及び第２のスイッチの制御を他方のブランチの前記第１及び第２のスイッチの制御に対して前記第２の遅延時間だけ遅延させる手段を設けられる、ことを特徴とする回路配置。
【請求項５】
前記第２の遅延時間は前記第１の遅延時間よりも長い、ことを特徴とする請求項４記載の回路配置。
【請求項６】
前記第２の遅延時間は２０から４０マイクロ秒の範囲にある存続期間を有する、請求項４又は５記載の回路配置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、請求項１の前提部に記載されるようなガス放電供給回路のインバータを駆動する方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
米国特許６，８１５，９１０号は、高圧放電ランプを動作させる装置を開示する。この装置で、直流（ＤＣ）電圧供給はインバータに給電する。インバータは、そのＤＣ入力部に平滑コンデンサを有し、また、フルブリッジとして互いに接続された４つのスイッチを有する。また、当該装置において、インバータは、その出力部で直列インダクタを介してランプに給電する。かかるインバータは、いずれ減衰する電流が不感時間の間ランプを流れ続けるように、エネルギーを蓄える。ある程度これは、不感時間の間の一瞬の望ましくない認知できるほどの暗化の発生を防ぐことができる。基本的に、不感時間はＤＣ供給の短絡を防ぐ。これは、スイッチが、直列な２つのスイッチの重複導通を生じさせることができるいくらかの遅延を有する傾向があるためである。スイッチは半導体スイッチである。これはＦＦＴであっても良い。夫々のスイッチに対して、逆並列なダイオードが接続される。
【０００３】
インバータのスイッチがＭＯＳＦＥＴであるならば、逆並列に接続された夫々のスイッチの内在するダイオードが存在することが知られる。
【０００４】
インバータは、矩形交流（ＡＣ）出力電圧を供給する。インバータの出力電圧の夫々の遷移から、インダクタは、そのインダクタを流れる電流を保持する傾向を有する。結果として、かかる電流は、他のスイッチに関連するダイオード、即ち、存在しうる内在ダイオードを流れるよう一対のスイッチを流れることから転換する。結果として、インバータの出力電圧は逆になる。次いで、インバータ出力電圧は、ランプにおける電流が瞬時に減衰する間、前出の他のスイッチが不感時間の終了から導通するようオンされる場合の出力電圧と等しい。幾つかの場合で、電流が低くなりすぎる場合に、具体的に電流がゆっくりと逆になる場合に、即ち、数マイクロ秒又はそれ以上の時間フレームにおいて、ランプは消灯しうる。これは、ランプを起動させるために必要な点灯用変圧器が、一般に、逆電流が一時消灯を回避するに足りるほどに短い時間フレームにおいて発生しないような、高いインダクタンスを有するために生ずる。これは、ランプにおける放電経路の導電性が極めて低い値まで下がり、転換前にランプの燃焼電圧よりも著しく高いいくらかの余分の電圧により回復される必要があることを意味する。
【０００５】
通常、これは、不感時間が経過した後にインバータスイッチがオンしている間に起こるある電圧オーバーシュートによって引き起こされる。電圧オーバーシュートは、ランプ点灯装置におけるインダクタと、ランプ両端のいくらかの寄生コンデンサとによって形成される共振回路及び電力トランジスタのオン切替えの電圧ステップによって生ずる。
【０００６】
しかし、幾つかの点灯装置は、即ち、スチール遮蔽型の装置は、電圧オーバーシュートに反対に作用するよう点灯装置において補償電流を生じさせるように、転換の間、好ましくない動的挙動を有する。この場合に、余分の電圧は、もはや、転換の後にランプを再点灯させるのに十分でない。その影響として、不感時間が経過した後でさえ、ランプ電流は戻らず、より一層長い時間が、ランプドライバにおける電流源が十分な電圧を増大させるまでに必要とされる。これは、ちらつき（ｆｌｉｃｋｅｒｉｎｇ）、更には、ランプの消灯をももたらしうる。
【特許文献１】米国特許６，８１５，９１０号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
本発明は、上述された先行技術の欠点を解決することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の上記目的は、請求項１に記載される方法を提供することによって達成される。
【０００９】
これにより、先行技術に対してインバータのスイッチのオン及びオフの切替えのための制御パターンを時間シフトすることによって、点灯装置の遮蔽部において発生する渦電流が減衰するよう与えられ、その後、転換が続けられ得、十分な再点灯電圧がもたらされる。結果として、ランプのちらつき及び望ましくない消灯は回避される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
本発明は、添付の図面に関連する以下の例となる記載から、より一層明らかになるであろう。
【００１１】
図１は、先行技術のガス放電ランプ回路の図を示す。具体的に、ランプはキセノンランプであり、回路は自動車において使用される。回路は、ブースタ２と、インバータ４と、負荷６とを有する。
【００１２】
ブースタ２は、直流（ＤＣ）電力供給源（図示せず。）への接続のための入力端子８及び１０と、インバータ４のＤＣ入力端子１６及び１８の夫々への接続のためのＤＣ出力端子１２及び１４とを有する。ＤＣ電力供給源は自動車用バッテリーであっても良い。ブースタ２のスイッチ２０は、具体的に半導体スイッチである。ブースタ２のスイッチ２０及びインダクタ２２は、上記ＤＣ入力端子８及び１０に対して直列に接続されている。スイッチ２０及びインダクタ２２のノードは、ダイオード２４を介してブースタ２のＤＣ出力端子１２へ接続されている。他のＤＣ出力端子１４はＤＣ入力端子１０へ接続されている。図１に示されるように、ＤＣ入力端子８がＤＣ供給源の正の電圧へ接続され、ＤＣ入力端子１０が零又はマス（ｍａｓｓ）電圧にある場合、ダイオード２４の陽極はＤＣ出力端子１２へ接続される。制御装置（図示せず。）は、交互に導通及び非導通とするようスイッチ２０を制御する。
【００１３】
スイッチ２０が導通するよう制御される場合、電流は、ＤＣ入力端子８からスイッチ２０及びインダクタ２２を介してＤＣ入力端子１０へと流れる。次いで、スイッチ２０が非導通となるよう制御される場合、インダクタ２２は、そのインダクタ２２を流れる電流を保持する傾向を有する。結果として、インダクタ２２を流れる電流は、ダイオード２４を介して取り出される。結果として、ブースタ２はＤＣ出力電圧を供給する。従って、ＤＣ出力端子１２での電圧はＤＣ出力端子１４に対して負となる。ＤＣ出力端子１２及び１４でのＤＣ出力電圧の大きさは端子１２及び１４へ接続される負荷に依存する。自動車におけるキセノンランプに随伴する使用のための例により、ブースタ２は、待機状態動作の間は約９０ＶのＤＣ電圧を供給するよう設計される。
【００１４】
インバータ４は平滑コンデンサ３０を有する。平滑コンデンサ３０は、インバータ４のＤＣ入力端子１６及び１８へ接続されている。インバータ４は、また、半導体スイッチのブリッジ状配置を有する。かかるスイッチ配置の第１のブランチは、直列に、第１のスイッチ３２及び第２のスイッチ３４を有する。かかるスイッチ配置の第２のブランチは、直列に、第１のスイッチ３６及び第２のスイッチ３８を有する。第１のスイッチ３２、３６は、インバータ４の第１のＤＣ入力端子１６へ接続され、第２のスイッチ３４、３８は、インバータ４の第２のＤＣ入力端子１８へ接続されている。第１のブランチのスイッチ３２及び３４の接続ノード４０は、インバータ４の第１の出力端子４２へ接続されている。第２のブランチのスイッチ３６及び３８の接続ノード４４は、インバータ４の第２の出力端子４６へ接続されている。
【００１５】
図示されるように、スイッチ３２、３４、３６及び３８はＭＯＳＦＥＴスイッチである。かかるスイッチの夫々は、夫々、内在する（バルク−ドレイン）ダイオード５２、５４、５６及び５８を有する。かかるダイオードは破線によって表されている。ＭＯＳＦＥＴスイッチの代わりに、例えばバイポーラトランジスタのような他の半導体スイッチが使用されても良く、ダイオードは、後述するように、負荷６のインダクタを流れる電流を維持（サステイン）するよう、スイッチに対して逆並列に接続され得る。
【００１６】
制御装置（図示せず。）は、交互に且つ交差してスイッチ３２、３４、３６及び３８を制御するようスイッチ３２、３４、３６及び３８の制御入力（ゲート）へ接続されている。基本的に、先行技術に従って、これは、一方のブランチの第１のスイッチ３２又は３６が導通するよう制御される場合に、他方のブランチの第２のスイッチ３８又は３４は夫々同じく導通するよう制御され、一方、残りのスイッチは非導通となるよう制御されるように、スイッチを制御することを意味する。しばらくの後、導通及び非導通のためのスイッチの制御は逆にされ、その後同様に続く。結果として、矩形波形を有する出力電圧がインバータ４の出力端子４２及び４６で供給される。より具体的に、制御装置は、不感時間（ｄｅａｄ  ｔｉｍｅ）として知られる第１の遅延時間だけブランチごとにスイッチの制御を遅延させ、ブランチの両方のスイッチが同時に導通することを防ぐ。ブランチの両方のスイッチが同時に導通すると、ＤＣ入力端子１６からＤＣ入力端子１８へ流れる短絡電流によるスイッチの破壊が起こる。
【００１７】
負荷６は、インバータ４の出力端子４２及び４６へ接続されている。負荷６は点灯用変圧器６０を有する。変圧器６０の第１の巻線、即ち一次巻線は、ガス放電ランプ６２とともにインバータ４の出力端子４２及び４６へ直列に接続されている。ランプはキセノンランプである。コンデンサ６４は、変圧器６０及びランプ６２に対する寄生容量を表す。変圧器６０の第２の巻線、即ち二次巻線は、スパークギャップ６６及び充電抵抗６８とともにこの順序で、インバータ４の出力端子４２及び４６へ直列に接続されている。点灯用コンデンサ７０は、点灯用変圧器６０の二次巻線及びスパークギャップ６６の直列配置に対して並列に接続されている。点灯のメカニズムは、本発明に従う回路の動作には無関係である。従って、かかるメカニズムの詳細な記載はここでは省略する。
【００１８】
上述されるようなタイプのランプは、交互極性の電流を供給されなければならない。結果として、インバータ４の出力電圧の極性の夫々の遷移により、ランプ６２は再点灯されるべきである。負荷６は、ランプ６２を再点灯させるに足る上記遷移の夫々において、ランプ６２での電圧の共振昇圧を提供することができる。しかし、本発明者は、ランプ６２の点灯部の金属遮蔽における渦電流の発生が、十分な過電圧の発生を有効に抑制しうることを発見した。かかる渦電流は、ランプ電圧の共振交番に反対に作用する。ランプ電圧の共振交番は、ランプ６２の再点灯を妨げ、放射光のちらつき、更にはランプ６２の永続的な消灯をももたらしうる。
【００１９】
本発明に従って、過電圧低減に関する欠点は、スイッチ３２、３４、３６及び３８を制御するための改善された制御方式（即ち、制御パターン。）を適用することによって解決される。改善された制御方式について、最初に図２によって表される目下の先行技術に従う制御方式を参照しながら説明する。
【００２０】
図２のダイアグラムは４つの制御信号Ｇ３２、Ｇ３４、Ｇ３６及びＧ３８を示す。かかる制御信号は論理レベルを有し、夫々、スイッチ３２、３４、３６及び３８の制御入力、具体的にゲートへ、上述された制御装置（図示せず。）によって供給される。制御信号Ｇ３２、Ｇ３４、Ｇ３６及びＧ３８の夫々の高レベルは、各制御信号が供給されるところのスイッチが導通するよう制御されることを示す。低レベル（零）は、スイッチが非導通となるよう制御されることを示す。
【００２１】
図２に示される先行技術の制御方式に従って、スイッチ３２及び３８は、両方が同時に導通又は非導通となるよう制御される。スイッチ３４及び３６も同様である。導通するよう制御する期間は、非導通とされる期間と交互にされる。スイッチ３２および３８を非導通となるよう制御する際、遅延Ｔｄ１のタイムアウトが開始される。遅延Ｔｄ１の間、全てのスイッチ３２、３４、３６及び３８は非導通となるよう制御される。従って、この遅延時間Ｔｄ１は“不感時間（ｄｅａｄ  ｔｉｍｅ）”と呼ばれる。遅延時間Ｔｄ１のタイムアウト時に、他のスイッチ３４及び３６は導通するよう制御される。同様に、スイッチ３４及び３６がオフに切り替わる際、遅延Ｔｄ１は、また、スイッチ３２及び３８がオンに切り替わる前に導入される。遅延時間Ｔｄ１は、ＤＣ入力端子１６及び１８の間の短絡の発生を防ぐよう導入される。
【００２２】
図２で、零に対する出力端子４２及び４６での電圧は、夫々、Ｖ４２及びＶ４６によって示される。上述されるように、本例に関して、上記電圧は０Ｖ又は−９０Ｖである。インバータ４の出力電圧は、インバータ出力部４２及び４６での電圧の間の差に等しい。この差は、図２ではＶ４２−Ｖ４６によって示される。
【００２３】
スイッチ３２及び３８が導通している場合に、出力端子４２はＤＣ入力端子１６へ接続され、出力端子４６はＤＣ入力端子１８へ接続される。従って、Ｖ４２＝０且つＶ４６＝−９０Ｖである。この時点で、電流は、ＤＣ入力端子１６からスイッチ３２、負荷６及びスイッチ３８を介してＤＣ入力端子１８へと流れる。スイッチ３２及び３８がオフに切り替わると、負荷６の変圧器６０の一次巻線は、自身を流れる電流を保持しようとする。結果として、インバータ４を流れる電流は、スイッチ３２及び３８を通る経路から他のスイッチ３４及び３６のダイオード５４及び５６を夫々通る逆インバータ経路へと切り替わり、Ｖ４２及びＶ４６は値が逆となり、インバータ出力電圧Ｖ４２−Ｖ４６は極性が逆となる。電流がダイオード５４及び５６を流れるこの状況は、しばらく、場合により遅延時間Ｔｄ１の間続く。遅延時間Ｔｄ１の終了時に、この電流は零でない。これにより、再点灯するには不十分であるランプ６２両端の電圧の共振昇圧が生じ、ちらつき及び場合によりランプ６２の完全な消灯が引き起こされる。
【００２４】
本発明に従って、スイッチ３２、３４、３６及び３８を制御するための改善された方式又はパターンが、図３によって表されるように、提供される。図３は、図２を参照して記載されるような同様の配置で時間の関数として電圧を示す。制御信号Ｇ３２及びＧ３４並びに電圧Ｖ４２は、図２及び図３ともに同一である。他の制御信号及び電圧は、図２及び図３で異なっている。従って、図３で、制御信号Ｇ３６及びＧ３８並びに電圧Ｖ４６は、Ｇ３６′、Ｇ３８′及びＶ４６′によって置換されている。これにより、インバータ４の出力端子４２及び４６の間の出力電圧は、Ｖ４６−Ｖ４６′となった。
【００２５】
図３によって示されるように、本発明に従って、スイッチ３６及び３８のブランチの制御は、他のブランチのスイッチ３２及び３４のオン切替え遷移に対して第２の遅延時間Ｔｄ２だけ遅延される。即ち、スイッチ３８は、先行技術の場合のようにスイッチ３２と同時にオン及びオフを切り替えられず、第２の遅延時間Ｔｄ２の後に切り替えられる。スイッチ３４に対するスイッチ３６の制御についても同様である。
【００２６】
第２の遅延時間Ｔｄ２の導入により、出力端子４６での電圧Ｖ４６′も、図２の先行技術の場合に対して時間においてシフトされる。結果として、インバータ出力電圧Ｖ４２−Ｖ４６′は、スイッチ３２及び３４のいずれかがオフされた後にインターバルを有し、その間は零である。インバータ出力電圧におけるこのような零インターバルの発生により、ランプ電圧の共振昇圧は、第２の遅延時間Ｔｄ２の終了時に、ランプ６２を再点灯させるに足るほど高くされる。
【００２７】
望ましくは、第２の遅延時間Ｔｄ２は第１の遅延時間Ｔｄ１よりも長い。望ましくは、また、第２の遅延時間Ｔｄ２は２０から４０マイクロ秒の範囲にある存続期間を有する。これは、特に自動車への適用にとって有用である。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】本発明に従う方法を提供するのに適した、先行技術によるガス放電ランプ回路の図を示す。
【図２】（Ａ）から（Ｇ）は、インバータスイッチへの制御信号と、インバータ出力端子ごとの零に対する及び互いに対する夫々のインバータ出力電圧とに関して、先行技術による時間パターンを示す。
【図３】（Ａ）から（Ｇ）は、図２の（Ａ）から（Ｇ）の時間パターンに夫々対応する信号及び電圧の本発明に従う時間パターンを示す。
【図１】
2008544740.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【国際調査報告】
2008544740.tif 000006
2008544740.tif 000007
2008544740.tif 000008