(57)【要約】  直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）無線通信システムにおけるリンク適応のための方法およびシステムが開示されている。全サブチャネルは、複数のグループに分割される。チャネル品質インジケータ（ＣＱＩ）は、各グループにおけるチャネル品質ステータスに基づいて、各グループに対して生成され、通信パラメータは、ＣＱＩにしたがって調整される。
2008510374.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）無線通信システムにおいて通信リンクを調整する方法であって、
サブチャネルを複数のグループに分割するステップと、
各グループにおけるチャネル品質ステータスに基づいて、各グループに対するチャネル品質インジケータ（ＣＱＩ）を生成するステップと、
前記ＣＱＩにしたがって通信パラメータを調整するステップと
を備えることを特徴とする方法。
【請求項２】
請求項１に記載の方法において、前記ＣＱＩは、信号対雑音比（ＳＮＲ）と、ビット誤り率（ＢＥＲ）と、パケット誤り率（ＰＥＲ）とのうちの１つに基づいて生成されることを特徴とする方法。
【請求項３】
請求項１に記載の方法において、前記グループの数は、サブチャネルのパワーの相関関係にしたがって決定されることを特徴とする方法。
【請求項４】
請求項１に記載の方法において、前記ＣＱＩは、フレームベースのロングトレーニング系列から推定されるチャネル応答に基づいて算出されることを特徴とする方法。
【請求項５】
請求項１に記載の方法において、各サブチャネルの符号化レートは、前記サブチャネルに対応する前記ＣＱＩにしたがって調整されることを特徴とする方法。
【請求項６】
請求項５に記載の方法において、各サブチャネルの変調方式も、前記サブチャネルに対応する前記ＣＱＩにしたがって調整されることを特徴とする方法。
【請求項７】
請求項１に記載の方法において、すべてのサブチャネルの変調方式は、全サブチャネルに基づいて生成される変調方式インジケータにしたがって調整されることを特徴とする方法。
【請求項８】
請求項１に記載の方法において、前記ＣＱＩは、２以上の通信パラメータの組合せを表すことを特徴とする方法。
【請求項９】
請求項１に記載の方法において、相対的に強いパワーを有する経路を選択するステップをさらに備え、前記選択した経路の有効チャネル応答と、前記選択した経路の位置を示すベクトルとは、前記通信パラメータを調整するために送信されることを特徴とする方法。
【請求項１０】
請求項１に記載の方法において、基準サブキャリアの複数入出力（ＭＩＭＯ）チャネルマトリクスは、送信局におけるキャリブレーションのために送信されることを特徴とする方法。
【請求項１１】
直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）無線通信システムにおけるリンク適応のためのシステムであって、
複数のグループに分割されるサブチャネルの各グループに対するチャネル品質インジケータ（ＣＱＩ）を、各グループのチャネル品質ステータスに基づいて生成するＣＱＩジェネレータと、
前記ＣＱＩにしたがって通信パラメータを調整するリンクアダプタと
を備えたことを特徴とするシステム。
【請求項１２】
請求項１１に記載のシステムにおいて、各グループに対する前記ＣＱＩは、信号対雑音比（ＳＮＲ）と、ビット誤り率（ＢＥＲ）と、パケット誤り率（ＰＥＲ）とのうちの１つから生成されることを特徴とするシステム。
【請求項１３】
請求項１１に記載のシステムにおいて、前記グループの数は、サブチャネルのパワーの相関関係にしたがって決定されることを特徴とするシステム。
【請求項１４】
請求項１１に記載のシステムにおいて、前記ＣＱＩは、フレームベースのロングトレーニング系列から推定されるチャネル応答に基づいて算出されることを特徴とするシステム。
【請求項１５】
請求項１１に記載のシステムにおいて、各サブチャネルの符号化レートは、前記サブチャネルに対応する前記ＣＱＩにしたがって調整されることを特徴とするシステム。
【請求項１６】
請求項１５に記載のシステムにおいて、各サブチャネルの変調方式も、前記サブチャネルに対応する前記ＣＱＩにしたがって調整されることを特徴とするシステム。
【請求項１７】
請求項１１に記載のシステムにおいて、すべてのサブチャネルの変調方式は、全サブチャネルに基づいて生成される変調方式インジケータにしたがって調整されることを特徴とするシステム。
【請求項１８】
請求項１１に記載のシステムにおいて、前記ＣＱＩは、２以上の通信パラメータの組合せを表すことを特徴とするシステム。
【請求項１９】
請求項１１に記載のシステムにおいて、前記リンクアダプタは、前記ＣＱＩにしたがって通信パラメータを調整するためのルックアップテーブルを含むことを特徴とするシステム。
【請求項２０】
請求項１１に記載のシステムにおいて、相対的に強いパワーを有する経路を選択する手段をさらに備え、前記選択した経路の有効チャネル応答と、前記選択した経路の位置を示すベクトルとは、前記通信パラメータを調整するために送信されることを特徴とするシステム。
【請求項２１】
請求項１１に記載のシステムにおいて、基準サブキャリアの複数入出力（ＭＩＭＯ）チャネルマトリクスは、送信局におけるキャリブレーションのために送信されることを特徴とするシステム。
【請求項２２】
複数のグループに分割されるサブチャネルの各グループに対するチャネル品質インジケータ（ＣＱＩ）を、各グループのチャネル品質ステータスに基づいて生成するＣＱＩジェネレータであって、前記ＣＱＩは、伝送通信パラメータを前記ＣＱＩにしたがって調整できるように送信される、ＣＱＩジェネレータ
を備えたことを特徴とする直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）無線送受信ユニット（ＷＴＲＵ）。
【請求項２３】
請求項２２に記載のＷＴＲＵにおいて、各グループに対する前記ＣＱＩは、信号対雑音比（ＳＮＲ）と、ビット誤り率（ＢＥＲ）と、パケット誤り率（ＰＥＲ）とのうちの１つから生成されることを特徴とするＷＴＲＵ。
【請求項２４】
請求項２２に記載のＷＴＲＵにおいて、前記グループの数は、サブチャネルのパワーの相関関係にしたがって決定されることを特徴とするＷＴＲＵ。
【請求項２５】
請求項２２に記載のＷＴＲＵにおいて、前記ＣＱＩは、フレームベースのロングトレーニング系列から推定されるチャネル応答に基づいて算出されることを特徴とするＷＴＲＵ。
【請求項２６】
請求項２２に記載のＷＴＲＵにおいて、前記ＣＱＩは、２以上の通信パラメータの組合せを表すことを特徴とするＷＴＲＵ。
【請求項２７】
請求項２２に記載のＷＴＲＵにおいて、相対的に強いパワーを有する経路を選択する手段をさらに備え、前記選択した経路の有効チャネル応答と、前記選択した経路の位置を示すベクトルとは、前記通信パラメータを調整するために送信されることを特徴とするＷＴＲＵ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）無線通信システムに関する。より詳細には、本発明は、ＯＦＤＭ無線通信システムにおけるリンク適応のための方法およびシステムに関する。
【背景技術】
【０００２】
現行の無線通信システムは、無線インターネットアクセスなどのブロードバンドサービスを加入者に提供している。こうしたブロードバンドサービスでは、マルチパスフェージングチャネル（multi-path fading channels）を介した、信頼性のある高速通信が要求されている。直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）は、マルチパスフェージングの影響を軽減する解決策の１つである。複数入出力（ＭＩＭＯ：Multiple-Input Multiple-Output）テクノロジとＯＦＤＭテクノロジとを組み合わせると、ローカルエリアネットワーク（ＬＡＮ：Local Area Network）環境またはワイドエリアネットワーク（ＷＡＮ：Wide Area Network）環境に対して、高い帯域幅の効率性をもたらすことができる。
【０００３】
無線通信システムのオペレーションを効率化するためには、通信パラメータのリンク適応（link adaptation）が必要とされる。リンク適応とは、スループットを最大化するために、符号化レート、変調方式（modulation scheme）、送信パワーなどを含む通信パラメータを選択するための手法である。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ＯＦＤＭ−ＭＩＭＯシステムでは、ダウンリンク容量を最大化するために、ｗａｔｅｒ−ｐｏｕｒｉｎｇパワー／ビット割り振り（ＷＰ）が強く提唱されている。ＷＰ方式を正しく判断するためには、サブチャネルの相関関係（correlation）だけでなく、サブチャネルのパワーの相関関係も分かっている必要がある。この情報の送信には、相当量のオーバヘッドが要求される。したがって、このような情報をシグナリングするための別の手法が望まれている。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
ＯＦＤＭ無線通信システムにおけるリンク適応のための方法およびシステムが提供される。サブチャネルは、複数のグループに分割される。チャネル品質インジケータ（ＣＱＩ：Channel Quality Indicator）が、サブチャネルの各グループにおけるチャネル品質ステータス（channel quality status）に基づいて、各グループに対して生成され、各サブチャネルにおける通信パラメータが、そのＣＱＩにしたがって調整される。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００６】
以下では、本発明の実施形態を、ＩＥＥＥ  ８０２．１１システムと関連させて説明する。しかしながら、以下の実施形態は、ＩＥＥＥ  ８０２．１１システムに限定されるものではなく、任意の無線通信システムに対して適用可能であることに留意されたい。
【０００７】
【数１】
2008510374.tif 000003
【０００８】
は、ｔ番目の送信アンテナとｒ番目の受信アンテナとの間のチャネルに関する、長さＷの時間領域チャネル応答ベクトル（time-domain channel response vector）であると仮定する。係数
【０００９】
【数２】
2008510374.tif 000004
【００１０】
の平均パワーは、ｔおよびｒの値には依存しない
【００１１】
【数３】
2008510374.tif 000005
によって表される。これは、ＭＩＭＯシステムにおけるアンテナアレイのサイズは通常、第１到達経路（first arrival path）の伝搬距離よりもはるかに小さいからである。
【００１２】
ＩＥＥＥ  ８０２．１１ａ／ｎでは、２０ＭＨｚのサンプリングレートが使用される結果、チャネル応答の時間分解能（time resolution）は、５０ｎｓとなる。正規化されたパワー遅延プロファイル（normalized power-delay profile）は、以下の式（１）により表すことができる。
【００１３】
【数４】
2008510374.tif 000006
【００１４】
ここで、α＝５０／Γであり、αＷ＞＞１の場合、
【００１５】
【数５】
2008510374.tif 000007
【００１６】
であり、ナノ秒を単位とするΓは、経路（クラスタ）のパワー遅延時間定数（power-delay time constant）である。
【００１７】
遅延拡散（delay spread）全体Ｗにわたる係数の平均パワーを合計すると、
【００１８】
【数６】
2008510374.tif 000008
【００１９】
になる。パラメータΓは、チャネルの経路損失モデル（path loss model）、および、第１経路の伝搬距離（Ｄ０）に依存する。様々な経路の平均パワーを求めるためには、これらの経路の伝搬距離が分かっている必要がある。サンプリング期間は、前述の例では５０ｎｓであるので、連続する２つの経路間の伝搬距離は、１５メートルである。したがって、Ｄｌが、メートルを単位とする、ｌ番目の経路の伝搬距離を表すとすると、ｌ＝０，１，．．．，Ｗ−２のとき、Ｄｌ＋１＝Ｄｌ＋１５となる。一般性を失うことなく、第１経路に対する第２経路のパワー損失比（power loss ratio）のみを考慮すればよく、これは、式（２）のように定義される。
【００２０】
【数７】
2008510374.tif 000009
【００２１】
ここで、Ｄｆｒｅｅは、自由空間伝播距離（free space propagation distance）である。Ｄ０≦Ｄｆｒｅｅのとき、チャネルは、見通し（ＬＯＳ：Line Of Sight）であり、そうでなければ、チャネルは、ＬＯＳではない。Ｒｌｏｓｓが与えられると、パラメータαおよびパワー遅延時間定数Γは、式（３）を解くことによって、算出することができる。
【００２２】
【数８】
2008510374.tif 000010
【００２３】
Ｄｆｒｅｅ＝１５ｍと仮定すると、αおよびΓの値は、Ｄ０がいくつかの代表値をとる場合について、表１に示されている。室内のΓの平均値は、およそ６０ｎｓである。
【００２４】
【表１】
2008510374.tif 000011
【００２５】
【数９】
2008510374.tif 000012
【００２６】
は、ｔ番目の送信アンテナとｒ番目の受信アンテナとの間のチャネルに関する、長さＰの周波数領域チャネル応答ベクトルであると仮定する。言い換えると、
【００２７】
【数１０】
2008510374.tif 000013
【００２８】
は、Ｐ個のサブチャネルから構成されている。ｐ番目のサブチャネルは、式（４）のように表すことができる。
【００２９】
【数１１】
2008510374.tif 000014
【００３０】
ここで、
【００３１】
【数１２】
2008510374.tif 000015
【００３２】
である。ｐ１番目のサブチャネルとｐ２番目のサブチャネルとの間の相関関係は、式（５）のように定義される。
【００３３】
【数１３】
2008510374.tif 000016
【００３４】
【数１４】
2008510374.tif 000017
【００３５】
は、平均値がゼロの複素ガウス変数（complex Gaussian variable）であり、ｌ≠ｍならば、
【００３６】
【数１５】
2008510374.tif 000018
【００３７】
には依存しないものと仮定している。式（１）にしたがうと、
【００３８】
【数１６】
2008510374.tif 000019
【００３９】
であり、式（６）は、ｔおよびｒの値には依存しない。ｋ＝０，１，．．．，Ｐ−１に対して、ｋ＝ｐ１−ｐ２であり、αＷ＞＞１であると仮定すると、式（６）は、式（７）のように記述することができる。
【００４０】
【数１７】
2008510374.tif 000020
【００４１】
変数ｋは、対象としている２つのサブチャネル間に一定間隔で配置された（spaced）サブチャネルの数を表している。式（７）から、
【００４２】
【数１８】
2008510374.tif 000021
【００４３】
となる。
【００４４】
図１は、Ｐ＝２５６のときに、αがいくつかの代表値をとる場合の、ｋに対する｜ρｋ｜の曲線を示している。パラメータαが減少するにつれて、ｋ個のサブキャリアを伴うように間隔があけられた２つのサブチャネル間の相関関係は減少する。式（１）にしたがうと、パラメータαが小さくなるほど、経路の平均パワーはより同程度になる。言い換えれば、このようなチャネルは、より効果的なマルチパスから構成されるので、チャネルは、より周波数選択的（frequency-selective）になる。この限定的な場合では、任意のｋの値に対して、α→０、｜ρｋ｜→０となる。他方、チャネルがフラットフェージング（flat fading）（周波数選択的でない）の場合、α→∞であるので、すべてのｋの値に対して、｜ρｋ｜＝１となる。
【００４５】
図２は、α＝０．６４のときに、複数のサブチャネルの数Ｐが異なる場合の、ｋに対する｜ρｋ｜の曲線を示している。Ｐが減少すると、相関関係曲線は線形的に狭くなっていく。例えば、Ｐ＝６４およびＰ＝２５６のとき、｜ρｋ｜≧０．９のサブチャネルは、それぞれ４個および１６個のサブキャリアよりも間隔が小さくなっている必要がある。
【００４６】
「ウォータフィリング（water-filling）」の原理を使用するためには、ＣＱＩの基準が定義されなければならない。ＣＱＩは、サブチャネルのパワーに基づいて構築される必要がある。｜ρｋ｜は、ｋ個のサブキャリアによって間隔があけられた２つのサブチャネル間の相関関係を示しているが、２つのサブチャネルのパワーの相関関係は明確に示していない。したがって、サブチャネルのパワーの相関関係を導出する必要がある。サブチャネルのパワーの相関関係は、式（９）のように定義される。
【００４７】
【数１９】
2008510374.tif 000022
【００４８】
αＷ＞＞１の場合、
【００４９】
【数２０】
2008510374.tif 000023
【００５０】
および
【００５１】
【数２１】
2008510374.tif 000024
【００５２】
となる。ここで、ｋ＝ｐ１−ｐ２∈［０，Ｗ−１］である。式（１０）および式（１１）は、ｔおよびｒの値には依存しない。式（１０）および式（１１）の導出において、マルチパス係数（すなわち、ｐ∈［０，Ｗ−１］に対する
【００５３】
【数２２】
2008510374.tif 000025
【００５４】
）の実部および虚部は、同じ分散（variance）を有し、互いに独立しているものと想定されている。式（１０）と式（１１）とを式（９）に代入すると、式（１２）が得られる。
【００５５】
【数２３】
2008510374.tif 000026
【００５６】
図３は、Ｐ＝２５６のときに、αがいくつかの代表値をとる場合の、ｋに対するγｋの曲線を示している。図３から、相関関係γｋの最小値は、ｋ＝Ｐ／２のとき約０．５である。言い換えれば、Ｐ／２個のサブキャリアを伴うように間隔があけられた２つのサブチャネルは、統計的に、パワーの差が３ｄＢになる。したがって、サブチャネルの各々についてＣＱＩをレポートする必要はない。図４は、α＝０．６４のときに、複数のサブキャリアの数Ｐが異なる場合の、ｋに対するγｋの曲線を示している。この曲線は、Ｐの値が減少すると、線形的に縮小する。
【００５７】
図５は、本発明によるリンク適応のためのプロセス５００を示すフロー図である。サブチャネルは、複数のグループに分割される（ステップ５０２）。図６は、サブチャネルの各グループにおけるＣＱＩを生成する方式を示している。図６において、総サブチャネルは、Ｑ個のグループに分割され、各グループは、Δ＝Ｐ／ＱであるΔ個の連続するサブチャネルから構成される。様々なＱの値に対するグループ内のサブチャネルのパワーの相関関係を表２に示している。
【００５８】
【表２】
2008510374.tif 000027
【００５９】
ＣＱＩは、各グループにおけるチャネル品質ステータスに基づいて、各グループに対して生成される（ステップ５０４）。チャネル品質ステータスは、様々な方法によって分析することができる。そのような方法として、信号対雑音比（ＳＮＲ：Signal-to-Noise Ratio）、ビット誤り率（ＢＥＲ：Bit Error Rate）、パケット誤り率（ＰＥＲ：Packet Error Rate）などがあるが、これらに限定されるものではない。以下では、以下の実施形態をＳＮＲと関連付けて説明する。しかしながら、代替として、他の方法を実施することも可能であることに留意されたい。
【００６０】
【数２４】
2008510374.tif 000028
【００６１】
は、ｔ番目の送信アンテナのｑ番目のＣＱＩを表し（ここで、ｑ＝０，１，．．．，Ｑ−１、および、ｔ＝０，１，．．．，ＮＴ−１）、
【００６２】
【数２５】
2008510374.tif 000029
【００６３】
は、好ましくは式（１３）のように算出される。
【００６４】
【数２６】
2008510374.tif 000030
【００６５】
ここで、［ｘ］は、ｘより小さいか、またはｘに等しい最大の整数であり、Ｂは、システム要件に基づいて決定される必要がある整数である。ＳＮＲは、式（１４）のように算出される。
【００６６】
【数２７】
2008510374.tif 000031
【００６７】
ここで、ＮＲは受信アンテナの数であり、σ２は各サブチャネルにおける雑音分散である。
【００６８】
ＣＱＩは、通信パラメータを調整するためにフィードバックされる（ステップ５０６）。ＣＱＩはグループ内のサブチャネルに基づいて生成されるので、総数がＱ×ＮＴ個であるＣＱＩが送信フレーム（パケット）内に生成される。ここで、ＮＴは送信アンテナの数である。チャネルは、フレーム（パケット）間隔ではほとんど変化することがないので、ＯＦＤＭシンボルに基づいてＣＱＩをレポートする必要はない。ＲＦ発振器と位相ロックループとの組合せによって生じる共通位相誤差（common phase error）に起因して、チャネル応答の位相が変化することがある。しかしながら、このような変化は、サブチャネルのパワーに影響を及ぼさない。したがって、ＣＱＩは、ＯＦＤＭシンボルに挿入されるパイロットトーン（pilot tone）を使用することなく、フレームベースのロングトレーニング系列から推定されるチャネル応答に基づいて算出することができる。挿入されたパイロットトーンは、ＣＰＥの補正の目的のみに使用される。
【００６９】
例えば、ＣＱＩの各々が、変調方式（ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ）に対応する４つの状況のうちの１つを示す場合、ＣＱＩのすべてをレポートするには、２×Ｑ×ＮＴビットが必要になる。Ｑ＝１６およびＮＴ＝４の代表的な場合では、ＣＱＩをレポートするには、２×Ｑ×ＮＴ＝１２８ビットが必要である。これは、送信フレーム内のデータの数と比較すると妥当である。代替として、ＣＱＩは、符号化レートと変調の種類との組合せのように、２以上の通信パラメータの組合せを表すこともできる。
【００７０】
どのペアのサブチャネルも、統計的に、パワーの最大差が３ｄＢであるので、式（１３）にしたがってレポートされたＣＱＩは、変調方式よりも符号化レートの変化の方が有意である可能性が高い。したがって、サブチャネルの様々なグループについてレポートされたＣＱＩにしたがって符号化レートを調整している間、すべてのサブチャネルについて、変調方式を一定に保つことができる。この場合、変調方式は、式（１５）にしたがって決定することができる。
【００７１】
【数２８】
2008510374.tif 000032
【００７２】
ここで、Ｃはシステム要件に基づいて決定される必要がある整数である。ＳＮＲは式（１６）のように決定される。
【００７３】
【数２９】
2008510374.tif 000033
【００７４】
任意的に、チャネル推定のあと、相対的に強いパワーを有する経路を選択することができる。相対的に強いパワーを有する経路を選択したあと、有効経路（effective path）の数は、通常はＷ個よりも少ないＭ個に減少される。
【００７５】
【数３０】
2008510374.tif 000034
【００７６】
が有効チャネル応答（effective channel response）であり、ＫがＭ個の経路の位置を示すベクトルであると仮定する。
【００７７】
【数３１】
2008510374.tif 000035
【００７８】
およびＫを用いると、最初に、式（３）を用いて各アンテナの全サブチャネルを算出することができ、次いで、最適化のために、変調方式および符号化方式を決定することができる。任意的に、基準サブキャリア（reference sub-carrier）のＭＩＭＯチャネルマトリクスを送信して、キャリブレーションを行うことができる。
【００７９】
次に、基準サブキャリアを選択して、インデックス付けする（index）ためのいくつかの実施形態を示す。一実施形態において、ネットワークが基準サブキャリアを構成し、サブキャリア（群）のインデックスは、ネットワークおよび加入者の両方に知られている。したがって、通常は、基準サブキャリア（群）のインデックスは、送信機にはレポートされない。別の実施形態では、受信機は、全サブキャリアの瞬時チャネル転送機能（instantaneous channel transfer function）と、スペクトルにおける他の要因とに基づいて、基準サブキャリアを動的に選択することができる。受信機は、基準サブキャリアのインデックスを選択し、そのインデックスを送信機にレポートする。
【００８０】
図７は、リンク適応のためのシステム７００を示す図である。システム７００は、ＣＱＩジェネレータ７０２およびリンクアダプタ７０４を備えている。ＣＱＩジェネレータ７０２は、サブチャネルの各グループを介した受信信号のチャネル品質ステータスに基づいてＣＱＩを生成する。ＣＱＩジェネレータ７０２によって生成されたＣＱＩ７０８は、通信パラメータを調整するための制御信号７１０を生成するために、リンクアダプタ７０４に転送される。通信パラメータとしては、符号化レート、変調方式（modulation mode）、送信パワーレベルなどがあるが、これらに限定されるものではない。リンクアダプタ７０４は、入力されたＣＱＩにしたがって通信パラメータを調整するためのルックアップテーブルを含むことができる。ＣＱＩジェネレータ７０２は、無線送受信ユニット（ＷＴＲＵ：Wireless Transmit/Receive Unit）、基地局、またはそれら両方に配置することができる。リンクアダプタも、ＷＴＲＵ、基地局、またはそれら両方に配置することができる。
【００８１】
上述した実施形態のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信機および／または受信機は、ＷＴＲＵまたは基地局において使用することができる。送信機および／または受信機の要素は、単一の集積回路（ＩＣ：Integrated Circuit）、複数のＩＣ、ロジカルプログラマブルゲートアレイ（ＬＰＧＡ：Logical Programmable Gate Array）、ディスクリートコンポーネント、または、これらの任意の組合せにより実装することができる。
【００８２】
ＷＴＲＵには、ユーザ機器、移動局、固定式もしくは移動式加入者ユニット、ページャ、または無線環境において動作することができる他の任意のタイプのデバイスが含まれるが、これらに限定されるものではない。基地局には、ノードＢ、サイトコントローラ、アクセスポイント、または無線環境における他の任意のタイプのインタフェーシングデバイスが含まれるが、これらに限定されるものではない。
【００８３】
本発明の特徴および要素を、好ましい実施形態における特定の組合せをもって、説明したが、各特徴または各要素は、好ましい実施形態のその他の特徴および要素なしで、単独で使用することもできるし、本発明のその他の特徴および要素の有無に関係なく、様々な組合せをもって、使用することもできる。
【図面の簡単な説明】
【００８４】
【図１】Ｐ＝２５６のときに、αがいくつかの代表値をとる場合の、ｋに対する相関関係｜ρｋ｜を示す図である。
【図２】α＝０．６４のときに、Ｐが２つの値をとる場合の、ｋに対する相関関係｜ρｋ｜を示す図である。
【図３】Ｐ＝２５６のときに、αがいくつかの代表値をとる場合の、ｋに対する相関関係γｋを示す図である。
【図４】α＝０．６４のときに、Ｐが２つの値をとる場合の、ｋに対する相関関係γｋを示す図である。
【図５】通信パラメータを調整するためのプロセスを示すフロー図である。
【図６】サブチャネルの各グループに対する
【００８５】
【数３２】
2008510374.tif 000036
の生成を示す図である。
【図７】リンク適応のためのシステムを示す図である。
【図１】
2008510374.tif 000037
【図２】
2008510374.tif 000038
【図３】
2008510374.tif 000039
【図４】
2008510374.tif 000040
【図５】
2008510374.tif 000041
【図６】
2008510374.tif 000042
【図７】
2008510374.tif 000043
【国際調査報告】
2008510374.tif 000044