(57)【要約】  本発明は、入力電圧をスイッチング動作に基づいて所定の値の出力電圧に変換するための完全デジタルＤＣ／ＤＣオートマチック・アップ／ダウン・コンバータ回路（１０）に関する。スイッチング動作は、少なくとも１つのスイッチング動作フェーズを含むスイッチング動作サイクルを含む。コンバータは、複数のデータが格納されているルックアップ・テーブルを含むデジタル・コントローラ（２０）によって制御される。このデジタル・コントローラは、スイッチ動作の最初と最後を連続的に調整するために、実際のスイッチ動作モードに対する前記複数のデータから特定のデータを使用する。スイッチ動作モードは、ＰＷＭモードおよびＰＦＭモードである。コンバータは、電源用電池パックを付属している携帯用電子機器に最適である。有利には、本発明のコンバータは、かかる電池パックによって供給される広範な入力電圧を超える安定した出力電圧を生成する。さらに、これらの場合の多くでは、小さいセラミック・コンデンサが使用されてもよく、それ以外に外部部品は必要ない。
2008510443.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電圧をスイッチング動作に基づいて所定の値の出力電圧に変換するためのコンバータ回路であって、前記スイッチング動作がスイッチング制御手段によって制御された少なくとも１つのスイッチング動作フェーズを含むスイッチング動作サイクルを有し、複数のデータが格納されているルックアップ・テーブル手段をさらに含み、前記スイッチング制御手段が実際のスイッチ動作モードに対する前記複数のデータから特定のデータを使用し、前記実際のスイッチ動作モードで、前記入力電圧および前記出力電圧に対する前記少なくとも１つのスイッチング動作フェーズの最初と最後を連続的に調整するために動作し、前記スイッチ動作モードが少なくとも第１のスイッチ動作モードまたは第２のスイッチ動作モードである、コンバータ回路。
【請求項２】
前記コンバータ回路が、前記出力電圧の実際値を監視するための電圧監視手段をさらに含み、前記電圧監視手段が、前記所定の出力電圧とともに信号ウィンドウを画定する少なくとも１つの所定の電圧レベルに対する前記出力電圧の実際値に応じて実際の誤差信号を生成する、請求項１に記載のコンバータ回路。
【請求項３】
前記コンバータ回路が、動作中に電気エネルギーを蓄えるための少なくとも１つのエネルギー貯蔵手段に接続され、前記エネルギー貯蔵手段を介して実際の電流を監視するための電流監視手段をさらに含み、前記電流監視手段が、実際の電流の信号を生成する、請求項１に記載のコンバータ回路。
【請求項４】
第１のスイッチ動作モードが固定サイクル長を有し、前記特定のデータが所定の放物線状波形を画定する、請求項１に記載のコンバータ回路。
【請求項５】
前記スイッチング制御手段が、それから前記特定のデータが入力されるデジタル−アナログ変換手段を用いて前記放物線状波形を生成する、請求項４に記載のコンバータ回路。
【請求項６】
前記生成された放物線状波形が、前記入力電圧が前記出力電圧よりも高い場合に前記入力電圧に比例し、前記入力電圧が前記出力電圧よりも低い場合に前記出力電圧に比例する、請求項５に記載のコンバータ回路。
【請求項７】
前記スイッチング制御手段がさらに、前記誤差信号および前記放物線状波形に対する電流設定値を調整する、請求項４に記載のコンバータ回路。
【請求項８】
前記スイッチング制御手段が、前記実際の電流の信号が前記電流設定値に達したときに、前記少なくとも１つのスイッチング動作フェーズを終了させる、請求項７に記載のコンバータ回路。
【請求項９】
第２のスイッチ動作モードが可変サイクル長を有し、前記ルックアップ・テーブル手段に格納された前記特定データが、前記少なくとも１つのスイッチング動作フェーズに対する複数のオン時間値を含み、前記オン時間値にはテーブル・インデックスによってインデックスが付けられている、請求項１に記載のコンバータ回路。
【請求項１０】
前記テーブル・インデックスが、前記スイッチング制御手段によって前記入力電圧の前記出力電圧に対する比から導出される、請求項９に記載のコンバータ回路。
【請求項１１】
前記スイッチ制御手段が、前記スイッチング・サイクルの実際のサイクルのオン時間および所定の時間値に対応して実際のテーブル・インデックスを調整する、請求項９に記載のコンバータ回路。
【請求項１２】
前記スイッチ制御手段が、前記電流監視手段が負電流を検出しかつ前記出力電圧が所定の電圧値よりも高いときに、前記スイッチ動作モードを前記第１のスイッチ動作モードから前記第２のスイッチ動作モードに変更するように構成される、請求項１に記載のコンバータ回路。
【請求項１３】
前記スイッチング制御手段が、前記出力電圧が所定の電圧値よりも低いときに、前記スイッチ動作モードを前記第２のスイッチ動作モードから前記第１のスイッチ動作モードに変更するように構成される、請求項１に記載のコンバータ回路。
【請求項１４】
オートマチック・アップ／ダウン・コンバータである、請求項１に記載のコンバータ回路。
【請求項１５】
入力電圧を出力電圧に変換するためのコンバータ回路によって実施される方法であって、
前記出力電圧を監視し、前記出力電圧の所定の電圧値からの偏差に対する誤差信号を生成するステップと、
電気エネルギーを前記入力電圧からエネルギー貯蔵手段に供給するためのスイッチング動作を実行するステップと、
前記エネルギー貯蔵手段から前記出力電圧への電気エネルギーの流れを監視するステップと、
前記コンバータ回路のルックアップ・テーブルに格納された所定のデータを受け取るステップであって、前記データが、前記エネルギーの流れおよび前記入力電圧と前記出力電圧の比に対する、前記スイッチング動作のスイッチング動作フェーズの最適長さを決定する、ステップと、
前記所定のデータに従って前記スイッチング動作フェーズのそれぞれを終了させることによって前記スイッチング動作フェーズを制御するステップとを含む方法。
【請求項１６】
請求項１によるコンバータによって実行される、請求項１５に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力電圧を所定の値の出力電圧に変換するためのコンバータ回路、および対応する変換方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
安定化電源すなわち制御された電源は、電池充電器、セルラー電話、コンピュータ、コンピュータ・モニタ、テレビ、オーディオ装置、およびビデオ・カメラを含むほとんどすべての電子装置の中に見られる。電源の典型的な構成要素が、電源から操作し、中間プロセスとして交流信号を生成し、かつ出力信号を負荷に供給する直流−直流コンバータ（以下ではＤＣ−ＤＣコンバータと示す）などのコンバータでありうる。
【０００３】
そのようなＤＣ−ＤＣコンバータは基本的に、直流入力電圧（Ｖｉｎ）を受け取り、直流出力電圧（Ｖｏｕｔ）を生成する。生成された出力電圧は一般に、入力電圧とは異なる値またはレベルにある。ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧と出力電圧の関係については、主として２つの動作モードがある。第１のモードが、ＶｉｎがＶｏｕｔよりも小さいアップ・モードである。第２のモードが、ＶｏｕｔがＶｉｎよりも小さいダウン・モードである。移動電話、ＰＤＡ、携帯型ＣＤプレーヤなどの携帯用機器に使用される最近のＤＣ−ＤＣコンバータは、電池電圧をシステム内の様々な回路のニーズに適応させるために使用される。今日では、電池電源をもつ電子デバイスの数が増加しつつある。ここで、入力電圧は電池電圧の範囲内にあり、それは、単純な降下専用または上昇専用のコンバータでは十分でないことを意味する。例えば、Ｌｉ（リチウム）イオン電池の電池電圧は、２．７Ｖと４．２Ｖの間で変動しうる。所望の電圧がこの範囲の中央、例えば３．３Ｖにあるとき、アップおよびダウン・コンバータが必要とされる。
【０００４】
原理的には、コンバータ回路は、可変入力電圧Ｖｉｎから特定の値の安定化出力電圧Ｖｏｕｔを生成する。上述のように、入力電圧Ｖｉｎおよび出力負荷は、使用時間中に変動することがある。かかるＤＣ電圧コンバータは、通常、特定の電子部品、例えばインダクタＬを使用して、インダクタＬを流れる電流によって生成された電気エネルギーを蓄える。さらに、回路構成によっては、電力トランジスタや他の制御可能な半導体スイッチング装置でもよい少なくとも１つのスイッチング装置が存在する。スイッチング装置は、当該電流経路を変更するために使用され、その結果、インダクタＬに蓄えられたエネルギーが電流として出力部に伝達され、その出力部においてその電流は、出力電圧がほぼ一定に保たれるように、出力端子に並列接続されたコンデンサＣを充電する。スイッチング装置を連続的にオンおよびオフすることにより、インダクタＬに連続的に蓄えられたエネルギーは、コンデンサＣに連続的に移動され、コンデンサＣを充電する。さらに、コンデンサＣの電圧とスイッチング装置の電圧との間で減結合するようにダイオードＤがあってもよく、その結果、出力電圧Ｖｏｕｔは、入力電圧Ｖｉｎよりも高くすることができる。ＤＣコンバータが動作することができる２つの基本的なスイッチ動作モードがある。
【０００５】
第１の選択肢としては、コンバータ回路が、パルス幅変調（ＰＷＭ）動作モードで動作することもできる。原理的には、例えば方形波の波形を有する制御信号がスイッチング装置の制御端子に供給されて、そのオン状態およびオフ状態が制御される。したがって、スイッチング装置のオン時間を増大させると出力電圧が高くなり、またその逆にもなる。したがって、方形波のデューティ・サイクルを変調させることにより、出力電圧を調整することができる。ほとんどの既知のコンバータ回路では、出力電圧を所定の基準電圧と連続的に比較し、制御信号のデューティ・サイクルを調整して出力電圧をほぼ一定に保つ制御ループの形のアナログ制御回路が、この変調を実現する。
【０００６】
第２の選択肢としては、スイッチング装置は、スイッチング周波数が出力電圧Ｖｏｕｔをほぼ一定に保つために変更されるパルス周波数変調（ＰＦＭ）動作モードで動作してもよい。原理的には、対応する制御信号、例えばスイッチング装置の制御端子に供給される矩形信号を生成する発振器および駆動回路が、スイッチ動作モードを制御することができる。ＤＣコンバータのＰＦＭ動作モードは、上記ＰＷＭ動作モードを実行する低い出力電流レベルでより良い効率をもたらす。最初に、ＰＦＭ動作モードは、定出力電圧を維持するために、ＰＷＭ動作モードを実行する場合ほどターン・オン移行を必要とせず、したがって、スイッチング・トランジスタのゲート駆動ワット損が低減する。第２に、ＰＦＭ動作モードは、少ない部品しか有していないずっと単純な制御回路で実現されうるので、ＰＦＭ動作モードの制御ループのワット損は、ＰＷＭ動作モードの制御ループのワット損よりも小さい。しかし、ＰＦＭ動作モードから利用可能な最大出力電流が、通常はＰＷＭ動作モードから利用可能な最大出力電流よりもずっと小さいので、出力電流が中程度レベル以上に達したとき、電圧調整のＰＦＭ動作モードは実用的でなくなる。
【０００７】
既知のタイプのコンバータ回路が、米国特許第５５６８０４４号に記載されているスイッチング電圧調整器である。この電圧調整器は、ＰＦＭ動作モードとＰＷＭ動作モードを自動的に切り換えることによって高効率を達成する。電圧調整のモード切換えは、出力電圧および出力電流を監視し、調整器がＰＦＭモードでは小さい出力電流で動作しＰＷＭモードでは中程度以上の出力電流で動作することによって実現される。ＰＦＭモードは、出力電圧がそれの公称値を超えたときにスイッチング装置にサイクルをスキップさせることによって、定出力電圧を維持する。ＰＷＭモードでは、可変デューティ・サイクルを有するＰＷＭ信号が、スイッチング装置を制御する。出力電圧の変動に応じてＰＷＭ信号のデューティ・サイクルを変更する帰還回路によって、定出力電圧が維持される。
【０００８】
既知のＤＣ−ＤＣコンバータには、いくつかの欠点がある。１つの重要な態様が、ＰＷＭモードのときに電流モード制御を用いたコンバータによって適用されうるスロープ補償である。電流モード制御は、プログラム時間が経過したときにスイッチがオフされるデューティ・サイクル制御とは対照的に、プログラム電流に達したときに能動スイッチがオフされることを意味する。スロープ補償では、スイッチング装置のスイッチング信号の制御における不安定性が回避されうる。しかし、スロープ補償は、特定の状況、すなわち入力電圧と出力電圧との特定の組合せだけに対して最適であるだけである。したがって、適用に際しては、上述のように、エネルギーが電池を用いて移動式電子装置に供給される場合、スロープ補償は、入力電圧の全範囲にわたって最適ではない。
【０００９】
さらに、ＰＷＭからＰＦＭモードへの移行は簡単ではない。例えば、多くの場合、バースト・モードが、結果として高リップルかつ低効率で入力される。したがって、多くの今日のコンバータは、固定周波数コントローラだけを備え、したがって、可変周波数ＰＦＭモードに全く変更することができない。それどころか、そのようなコンバータの出力端子から引き出される負荷電流が実際に小さい場合、コンバータは、出力電圧が低い閾値に降下するまでに完全に停止され、次いで、高い閾値に達するまでのある時間の間に動作し始める。したがって、負荷が小電流しか必要としない状況では、そのようなコンバータは、回路全体のスイッチング・オンおよびスイッチング・オフを連続的に交互に行う。
【００１０】
さらに、ＰＦＭモードがあるときでも、システムがＰＦＭ状態になったときに、ＰＦＭパルスの長さおよび形状としてのパラメータが、例えばＰＷＭモードで最後のデューティ・サイクルからパラメータを受け取ることによって選択される。それらのパラメータは、システムがいったんＰＦＭモードになると変更されない。いったんＰＦＭモードになると、ＰＦＭパルスは固定長を有するので、入力電圧または必要とされる負荷電流が変化した場合の調整がない。したがって、ほとんどの場合、コンバータは、実際に必要なときにＰＦＭモードからＰＷＭモードへより頻繁に移行することになる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
したがって、本発明の一目的は、改良されたコンバータ回路を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明は、独立請求項で定義される。従属請求項は、有利な実施形態を定義する。
【００１３】
一実施形態では、本発明は、入出力電圧の実際値、具体的には前記出力電圧によって駆動される負荷への電流に関して、実行されるスイッチング動作モード用の制御信号の形状のパラメータを調整することができるコンバータ回路を提供する。他の実施形態では、本発明は、入出力電圧の様々な組合せまたは様々なインダクタンス値に適したスロープ補償を実現するコンバータ回路を提供する。他の実施形態では、コンバータ回路は、動作中に適用されたスロープ補償を、それが入出力電圧比および／またはインダクタンスやフィルタ用コンデンサのようなコンバータ回路の外部部品の値に実質的に最適となるように調整する。他の実施形態では、本発明は、入出力電圧の実際値、具体的には前記出力電圧によって駆動される負荷への電流に関して、ＰＦＭおよびＰＷＭスイッチング動作モードを有するコンバータ回路の、ＰＦＭモードからＰＷＭモードへのまたはその逆のより効率的な移行を提供する。
【００１４】
本発明の第１の態様によれば、入力電圧から所定の値の出力電圧に変換するためのコンバータ回路が、スイッチング動作に基づく。前記スイッチング動作は、少なくとも１つのスイッチング動作フェーズを含むスイッチング動作サイクルを有する。前記スイッチング動作は、スイッチング制御手段によって制御される。コンバータ回路は、複数のデータが格納されているルックアップ・テーブル手段をさらに含む。前記スイッチング制御手段は、実際のスイッチ動作モードに対する前記複数のデータから特定のデータを使用し、その動作モードでは、前記コンバータ回路は、前記入力電圧および前記出力電圧に対する前記少なくとも１つのスイッチング動作フェーズの最初と最後を連続的に調整するために動作する。前記スイッチ動作モードは、少なくとも第１のスイッチ動作モード例えばＰＷＭモードあるいは第２のスイッチ動作モード例えばＰＦＭモードである。
【００１５】
有利には、本発明のコンバータ回路は、完全デジタル回路として実現されうる。したがって、アナログ制御回路は必要ない。本発明のコンバータは、電流モード・コントローラであることが好ましい。これまで、すべての電流モード・コントローラがアナログであった。唯一の利用可能なデジタル・コントローラが、事前に出力電圧の実際値に対するスイッチング制御信号のオン時間しか制御することができないデューティ・サイクル・コントローラであった。本発明によるコンバータは、前記スイッチング動作のパラメータを「オン・ザ・フライ」で調整することができ、したがって、変換動作全体がより効率的になる。
【００１６】
本発明の前記第１の態様と組み合わされうる本発明の第２の態様によれば、コンバータ回路は、前記出力電圧の実際値を監視するための電圧監視手段をさらに含む。前記電圧監視手段は、少なくとも１つの所定の電圧レベルに対する前記出力電圧の実際値に応じて実際の誤差信号を生成する。前記少なくとも１つの所定の電圧レベルは、前記所定の出力電圧とともに信号ウィンドウを画定する。
【００１７】
実験は、出力電圧を十分に調整するために、本発明による完全デジタル制御コンバータを用いて、少なくとも、前記出力電圧が前記所望の出力電圧の上方または下方の所定の信号ウィンドウ内にあるかどうかという情報が、前記スイッチング制御手段を用いて前記コンバータ回路の前記スイッチ動作を調整するのに十分であることを示した。
【００１８】
本発明の前記第１および第２の態様の少なくとも一方と組み合わされうる本発明の第３の態様によれば、前記コンバータ回路は、動作中に電気エネルギーを蓄えるための少なくとも１つのエネルギー貯蔵手段に接続され、前記エネルギー貯蔵手段を介して実際の電流を監視するための電流監視手段をさらに含み、前記電流監視手段が、実際の電流の信号を生成する。有利には、本発明のコンバータ回路は、コントローラ全体がデジタル式であるので、外部制御部品を必要としない。唯一の外部部品が、インダクタおよび出力フィルタ・コンデンサである。入力フィルタ・コンデンサも適用されることがより好ましい。低い等価直列抵抗（ＥＳＲ）のコンデンサが、フィルタ・コンデンサとして使用されることが好ましい。
【００１９】
本発明の前記第１から前記第３の態様のうちの少なくとも１つと組み合わされうる第４の態様によれば、第１のスイッチ動作モードが、固定サイクル長を有し、すなわちＰＷＭモードである。さらに、前記特定のデータは、少なくとも１つの所定の放物線状波形を画定する。前記スイッチング制御手段は、デジタル−アナログ変換手段、例えばデジタル−アナログ・コンバータを用いて前記放物線状波形を生成する。その目的のために、前記スイッチング制御手段は、前記特定のデータを前記デジタル−アナログ変換手段に入力する。さらに、前記生成された放物線状波形は、前記入力電圧が前記出力電圧よりも高い場合に前記入力電圧に比例し、前記入力電圧が前記出力電圧よりも低い場合に前記出力電圧に比例してもよい。この理由から、前記スイッチング制御手段は、前記放物線状波形を画定する前記特定のデータが前記それぞれの入力電圧または出力電圧によって加重されるデジタル動作を実行するように構成されてもよい。この前記デジタル−アナログ変換手段が、そのような加重動作を実行するように構成されることも可能である。
【００２０】
本発明の前記第１から前記第４の態様のうちの少なくとも１つと組み合わされうる本発明の第５の態様によれば、前記スイッチング制御手段はさらに、前記誤差信号および前記放物線状波形に対する電流設定値を調整する。さらに、前記スイッチング制御手段は、前記実際の電流の信号が前記電流設定値に達したときに、前記少なくとも１つのスイッチング動作フェーズを終了させる。
【００２１】
有利には、本発明のコンバータ回路におけるスロープ補償は適応性にされる。前記放物線状波形を選択することにより、スロープ補償は、入力電圧と出力電圧のすべての組合せに最適となる。さらに有利には、前記放物線状波形の生成に外部部品は必要でなく、本発明による前記ルックアップ・テーブル手段と、デジタル−アナログ・コンバータ（ＤＡＣ）だけで十分である。本発明の前記第１から前記第５の態様のうちの少なくとも１つと組み合わされうる第６の態様によれば、第２のスイッチ動作モードが、可変サイクル長を有し、すなわちＰＦＭモードである。さらに、前記ルックアップ・テーブル手段に格納された前記特定データは、前記少なくとも１つのスイッチング動作フェーズに対する複数のオン時間値を含み、前記オン時間値にはテーブル・インデックスによってインデックスが付けられている。
【００２２】
本発明の前記第６の態様と組み合わされうる本発明の第７の態様によれば、前記テーブル・インデックスは、前記スイッチング制御手段によって前記入力電圧の前記出力電圧に対する比から導出される。
【００２３】
本発明の前記第６および前記第７の態様の少なくとも一方と組み合わされうる本発明の第８の態様によれば、前記スイッチング制御手段は、前記スイッチング・サイクルの実際のサイクルのオン時間および所定の時間値に対応して前記テーブル・インデックスを調整する。
【００２４】
有利には、本発明のコンバータ回路は、前記スイッチング動作を制御するために、ＰＦＭモードでも適応スイッチング制御信号、例えば適応ＰＦＭパルスを生成する。したがって、ＰＦＭモードでも、入力電圧の変化でスイッチング制御信号の形状が調整される。したがって、ＰＦＭモードからＰＷＭモードへの移行は、前記出力電圧に接続された負荷の実際の電流の必要性に対して必要ない場合に回避される。
【００２５】
本発明の前記第１から第８の態様のうちの少なくとも１つと組み合わされうる本発明の第９の態様によれば、前記スイッチング制御手段は、前記電流監視手段が負電流を検出しかつ前記出力電圧が所定の電圧値よりも高いときに、前記スイッチ動作モードを前記第１のスイッチ動作モードから前記第２のスイッチ動作モードに変更するように構成される。
【００２６】
本発明の前記第１から第９の態様のうちの少なくとも１つと組み合わされうる本発明の第１０の態様によれば、前記スイッチング制御手段は、前記出力電圧が所定の電圧値よりも低いときに、前記スイッチ動作モードを前記第２のスイッチ動作モードから前記第１のスイッチ動作モードに変更するように構成される。
【００２７】
有利には、本発明のコンバータ回路は、ＰＷＭからＰＦＭモードへの容易な移行を可能にする。高電流では、コンバータは一定周波数で動作する。低負荷では、コンバータは、最小リップルを有する可変周波数システムに切り換わる。さらに、本発明のコンバータ回路にバースト・モードがないことが実験によって示された。
【００２８】
本発明の前述の態様のうちのいずれかによれば、前記コンバータ回路の前記スイッチング制御手段は、好ましくはデジタル回路によって実現され、より好ましくは、前記コンバータ回路とともに組み込まれてもよい内蔵型デジタル・コントローラによって実現される。さらに、前記コンバータ回路は、特定範囲外となりうる可変入力電圧、例えば有負荷から無負荷までの範囲で出力電圧が変動する電池の電圧から所望の所定の出力電圧を生成するオートマチック・アップ／ダウン・コンバータでもよい。
【００２９】
次に、本発明について、添付図面を参照しながら好ましい実施形態に基づいて説明する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３０】
次に、好ましい実施形態について、例えば移動電話などの電子装置に電力供給するための集積回路に使用されうるコンバータ回路に基づいて説明する。
【００３１】
図１には、本発明のデジタル制御コンバータ回路１０のブロック図が示されている。コンバータ回路１０は、入力電圧が所望の出力電圧よりも低いアップ・モードと、入力電圧が所望の出力電圧よりも高いダウン・モードとを提供する。有利には、本発明のコンバータ回路は、オートマチック・アップ／ダウン・コンバータである。図示のコンバータ回路１０が、より良く理解できるようにその基本原理に限定されていることに留意すべきである。それにかかわらず、そのようなコンバータ回路がどのように実現されるのか、すなわち実施されるのかは、当業者には明らかであろう。
【００３２】
コンバータ回路１０は、スイッチング制御手段としてデジタル・コントローラ２０を含む。デジタル・コントローラ２０は、アナログ−デジタル・コンバータ（ＡＤＣ）４０である電流監視手段を用いて端子Ｖｏｕｔにおける出力電圧の実際値を検知する。実施に際しては、ＡＤＣ  ４０の分解能が限定されうることが見出されている。好ましくは所望の出力電圧付近に対称的に構成された４つの電圧レベルが、オートマチック・アップ／ダウン・コンバータの実現に十分であることが示されている。したがって、これらの４つの電圧レベルは、小さい信号ウィンドウおよび大きい信号ウィンドウである２つの信号ウィンドウを画定する。本発明の好ましい一実施形態では、小さいウィンドウは、所望の電圧に対して対称的に５ｍＶの間隔で配置された。大きい信号ウィンドウの場合は２０ｍＶの対称レベルで十分であった。
【００３３】
さらに、デジタル・コントローラ２０は、電流監視手段５０、５２、７０および７２によってコンバータ回路の様々な電流経路内の電流を監視することができ、電流監視手段５０、５２、７０および７２は、例えば、電流検知半導体装置、例えばそれぞれスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３およびＳ４に対して並列接続された電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）によって実現されてもよく、すなわち、ＦＥＴの電圧が、それぞれのスイッチング素子を流れるそれぞれの電流に比例する。電流検知装置に代わる他の可能性としては、スイッチング装置自体の両端間の電圧が、電流値に関する情報として使用されてもよい。さらに、デジタル・コントローラ２０は、各スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３およびＳ４を制御することができる。したがって、コンバータ回路１０は、電気エネルギーが端子Ｖｉｎにおける入力電圧から端子ＬＸＡ、ＬＸＢを介してコンバータ回路１０の外部に接続されているエネルギー貯蔵手段としてのインダクタＬを経由して出力端子Ｖｏｕｔへ伝達されるスイッチ動作を行うために、デジタル・コントローラ２０によって制御されてもよい。
【００３４】
任意の半導体スイッチング素子、例えばＭＯＳトランジスタが、４つのスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３およびＳ４を実現することができる。基本的には、これらのスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３およびＳ４には、コンバータ回路１０の変換動作中にインダクタＬを流れる電流のための３つの有用な電流経路がある。第１の電流経路は、端子Ｖｉｎからスイッチング素子Ｓ１を通りインダクタＬを経由してスイッチング素子Ｓ３を通り接地ＧＮＤまで行く。この第１の経路は、スイッチング動作のいわゆるアップ・フェーズ（ｕｐ  ｐｈａｓｅ）で使用される。第２の電流経路は、端子Ｖｉｎからスイッチング素子Ｓ１を通りインダクタＬを経由してスイッチング素子Ｓ４を通り端子Ｖｏｕｔまで行く。この第２の電流経路は、スイッチング動作のいわゆるフォワード・フェーズ（ｆｏｒｗａｒｄ  ｐｈａｓｅ）で使用される。第３の電流経路は、接地ＧＮＤからスイッチング素子Ｓ２を通りインダクタＬを経由してスイッチング素子Ｓ４を通り端子Ｖｏｕｔまで行く。この第３の電流経路は、スイッチング動作のいわゆるダウン・フェーズ（ｄｏｗｎ  ｐｈａｓｅ）で使用される。
【００３５】
最初に図１に関して、以下にパルス幅動作モード（ＰＷＭモード）でのコンバータ回路１０の動作について説明する。コンバータ回路１０は電流モード・コントローラであるので、スイッチング素子Ｓ１およびＳ３用のスイッチング閾値を決定するために使用される電流設定値が規定されなければならない。実際の電流設定値を決定するためには、当該デジタル設定値が、デジタル−アナログ変換手段６０、６２、例えばデジタル−アナログ・コンバータ（ＤＡＣ）によって、当該ピーク電流比較器用の入力信号として使用されるアナログ電圧に変換される。２つのピーク電流比較器があり、第１のピーク電流比較器８０はダウン・モードで使用され、第２のピーク電流比較器８２はアップ・モードで使用される。さらに、概観しやすいように電流監視手段５０、５２内に含まれている２つのゼロ電流比較器も存在する。したがって、第３の電流比較器が、電流監視手段５２内に含まれ、ダウン・モードで使用される。さらに、第４の電流比較器が、電流監視手段５０内に含まれ、アップ・モードで使用される。
【００３６】
好ましい実施形態のさらなる発展形態では、電流監視手段５０であるただ１つのゼロ電流比較器が使用されることに留意されたい。したがって、本明細書に記載されている好ましい実施形態は、電流監視手段５２がアドレス指定されたときにはいつでも電流監視手段５０が電流監視手段５２の代わりに使用されるように、改変されてもよい。有利には、電流監視手段５２は除外されてもよい。ゼロ電流情報は一般に、ＰＷＭモードからＰＦＭモードへ移行するために使用される。既述のように、このコンバータ回路１０は、アップ・モード（Ｖｉｎ＜Ｖｏｕｔ）、オートマチック・モードまたは省略形のオート・モード（Ｖｉｎ≒Ｖｏｕｔ）、およびダウン・モード（Ｖｉｎ＞Ｖｏｕｔ）の３つの動作モードを有する。
【００３７】
最初に、アップ・モードについて説明する。アップ・モードは、２つのスイッチング動作フェーズを有する。アップ・フェーズでは、エネルギーがインダクタＬに蓄えられる。アップ・フェーズは、ＰＷＭ動作サイクルの開始時または動作期間に開始し、所定の例えばデジタル・コントローラ２０にプログラムされたピーク電流に達したときに終了する。この目的のために、ＮＭＯＳトランジスタでもよいスイッチング素子Ｓ３を流れる実際のピーク電流が、電流監視手段７２によって測定される。後続のスイッチング動作は、フォワード・フェーズである。フォワード・フェーズは、アップ・フェーズ後に開始し、スイッチング動作サイクルの終わりに、またはＰＭＯＳトランジスタでもよいスイッチング素子Ｓ４を流れるゼロ電流が電流測定手段５０によって検出されたときに終了する。
【００３８】
コンバータ回路１０用の２番目のモードは、オートマチック・モードすなわちオート・モードである。このモードは、３つの可能なスイッチング動作フェーズを有する。最初に、やはり、アップ・フェーズでは、プログラムされたピーク電流に達するまでインダクタＬにエネルギーを蓄える。この目的のために、スイッチング素子Ｓ３を流れる実際のピーク電流が、電流監視手段７２によって測定される。後続のスイッチング動作フェーズは、エネルギーが出力部に移動されるフォワード・フェーズである。このフェーズは、ＰＭＯＳトランジスタでもよいスイッチング素子Ｓ１を流れるプログラムされたピーク電流が検出されたときに、またはＰＷＭスイッチング動作サイクルの終わりに達したときに、またはスイッチング素子Ｓ４を流れるゼロ電流が検出されたときに終了する。次のスイッチング動作フェーズは、インダクタＬからエネルギーが出力部に放出されるダウン・フェーズである。このフェーズは、ＰＷＭスイッチング動作サイクルの終わりに、またはスイッチング素子Ｓ２を流れるゼロ電流が電流監視手段５２によって検出されたときに終了する。やはり、ゼロ電流検出用の電流監視手段５０しか存在しない好ましい実施形態のさらなる発展形態によれば、このフェーズは、ＰＷＭスイッチング動作サイクルの終わりに、またはスイッチング素子Ｓ４を流れるゼロ電流が電流監視手段５０によって検出されたときに終了することに留意されたい。
【００３９】
最後のモードは、ダウン・モードである。ダウン・モードは、２つのフェーズを有する。最初のフェーズはフォワード・フェーズである。入力電圧が出力電圧よりも高いので、インダクタの電流が増加する。このフェーズは、スイッチング素子Ｓ１を流れるピーク電流が電流監視手段７０によって検出されたときに、またはスイッチング素子Ｓ４を流れるゼロ電流が電流監視手段５０によって検出されたときに終了する。後続のフェーズはダウン・フェーズである。このダウン・フェーズは、ＰＷＭスイッチング動作サイクルの終わりに、またはスイッチング素子Ｓ２を流れるゼロ電流が検出されたときに終了する。ＰＷＭモードの様々なスイッチング動作モードすべてのフェーズは、図２に示されている状態図で図式的に表すことができる。
【００４０】
図２のＰＷＭモードの状態図については、この図が見れば分かる図１の説明と一体であるので、詳細説明は、簡略のために割愛する。したがって、いくつかの点だけに留意すべきである。この状態図は、コンバータ回路の可能なスイッチング動作状態（アップ、フォワード、ダウン）を表す３つの状態と、それらの条件とを示す。アップ・モードでは、２つの左側の状態だけが使用される。ダウン・モードでは、右側の状態だけが使用される。オート・モードでは、すべての状態が使用される。ダウン・フェーズの後、アップ・フェーズが続かないことに留意されたい。これの理由は、入力電圧が出力電圧と等しい場合に、各スイッチング動作サイクル内に同等のアップ・フェーズおよびダウン・フェーズを有する安定した状況が生じることがあり、それにより、不必要なスイッチング移行が生じるからである。言い換えれば、ＰＷＭスイッチング動作モードは、ダウン・フェーズの直後にアップ・フェーズを有することができず、スイッチング動作サイクルは、以前のスイッチング動作サイクルがフォワード・フェーズで終了したときにアップ・フェーズでしか開始できない。有利には、これにより、ダウン・フェーズとアップ・フェーズの繰返しが相互に続くのを防止することになる。
【００４１】
以下では図１を参照すると、コンバータ回路１０のＰＦＭスイッチング動作モードについて説明する。基本的にＰＦＭスイッチング動作モードでは、ＤＡＣ  ６０、６２ならびに第１のピーク電流比較器８０および第２のピーク電流比較器８２は、電流を節減するようには使用されない。さらに、本発明の好ましい実施形態によれば、ＡＤＣ  ４０に存在する４つのレベルのうちの１つのレベルしか使用されない。この方法によって３つの他の比較器の供給電流が節減される。ＰＦＭモードにも、入力電圧と出力電圧の関係による３つの異なる動作モードがある。ＰＷＭスイッチング動作モードに関連して既に述べたように、アップ・モード（Ｖｉｎ＜Ｖｏｕｔ）、オート・モード（Ｖｉｎ≒Ｖｏｕｔ）、およびダウン・モード（Ｖｉｎ＞Ｖｏｕｔ）がある。ＰＷＭスイッチング動作モードのモードに対する実質的な相違点として、他のフェーズがあり、このフェーズはウェイト・フェーズ（ｗａｉｔ  ｐｈａｓｅ）である。ウェイト・フェーズでは、インダクタ内に電流が流れない。スイッチング素子Ｓ２またはＳ３の一方だけが、インダクタＬの電位を規定するために閉じられる。
【００４２】
したがって、アップ・モードには、アップ・フェーズ、フォワード・フェーズおよびウェイト・フェーズがある。オート・モードには、アップ・フェーズ、フォワード・フェーズ、ダウン・フェーズおよびウェイト・フェーズがある。ダウン・モードには、やはり３つのフェーズ、すなわちフォワード・フェーズ、ダウン・フェーズ、およびウェイト・フェーズがある。ＰＦＭモードの様々なスイッチング動作モードにおけるすべてのフェーズは、図３に示されている状態図で図式的に表すことができる。
【００４３】
図３のＰＷＭモードの状態図については、この図が見れば分かる図１の説明と一体であるので、詳細説明は、簡略のために割愛する。いくつかの点だけに留意すべきである。図３のＰＦＭモードの状態図では、それぞれのフェーズの継続時間を定義する時間１および時間２が、ルックアップ・テーブルから受け取られ、それについては、さらに以下により詳細に説明する。このテーブルのインデックスは、ＰＦＭスイッチング動作サイクルの実際のパルス長に応じて、動作中に調整される。本発明のコンバータ回路１０の好ましい実施形態では、目標長がデジタル・コントローラ２０の１６クロック周期であるのに対して、ＰＷＭスイッチング動作サイクル時間は、デジタル・コントローラ２０の８クロック周期である。したがって、ＰＦＭモードでの最大周波数は、ＰＷＭの周波数の半分である。
【００４４】
本発明の一態様によれば、ＰＷＭスイッチング動作モードで動作するコンバータ回路１０は、デジタル・コントローラ２０がそれを用いてスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３およびＳ４を制御するスイッチング制御信号を調整するために、電流モード制御およびスロープ補償を適用する。上述のように、電流モード制御は、実際の電流がプログラムされたピーク電流に達したときに能動スイッチング素子がオフされることを意味する。デューティ・サイクル制御に関してはこの場合、プログラムされた時間が経過したときに能動スイッチがオフされる。これは、図４の上方図において実線４３０で示されている。ここでは、例えば比較器の入力端子における実際のピーク電流を表す電圧の波形が示されている。当該能動スイッチング素子は、所定の電流設定値４１０が実際のピーク電流によって到達されたときにオフされる。しかし、デューティ・サイクルが５０％を超えた場合、不安定になりうる。これは、図４の上方図において破線４４０で示されている。この問題は、電流モード制御のコンバータで良く知られている。この問題は通常、いわゆるスロープ補償を適用することによって対処される。スロープ補償のメカニズムは、図４の下方図に示されている。通常は既知のアナログ・コンバータの鋸歯発振器から導出されうる、電流設定値としての鋸歯状電圧４２０の波形を用いることが、一般的な方法である。したがって、鋸歯状波形４２０を用いることにより、電流信号４４２および４３２は両方とも安定する。図４の下方図では、全体のスイッチング動作サイクルが、２つの矢印４５０および４５２の長さによって表されており、矢印４５０がアップ・フェーズの長さを表し、矢印４５２がフォワード・フェーズの長さを表していることに留意すべきである。
【００４５】
意外にも、発明者らは、コンバータのダウン・モードでの入力電圧に比例しかつコンバータでのアップ・モードの出力電圧に比例する振幅を有する放物線状電圧のスロープ補償が常に最適であることを見出した。本発明のコンバータ回路１０は、完全デジタル・コントローラとして構築されるので、最適波形は、コンバータ回路１０のルックアップ・テーブル手段３０（例えばＲＯＭ）に保存される（図１参照）。デジタル・コントローラ２０はＤＡＣ  ６０、６２の一方とともに、第１のピーク電流比較器８０および第２のピーク電流比較器８２の入力端子に必要とされる放物線状波形の電圧を生成することができる。有利には、スイッチング制御信号のデューティ・サイクルとは無関係の一定のスロープ補償が可能である。さらに、波形を適切に選択した場合、アナログ・コントローラでは実現が非常に困難な速示的な動きが得られうる。さらに、放物線形状の場合、スロープ補償は、デューティ・サイクルとは無関係である。
【００４６】
アップ・モードだけまたはダウン・モードだけの場合、図５に波形５２０で示されている放物線状波形は、実際の設定値５３０から減算される。オート・コンバータの場合、図５に波形５１０で示されているダウン・フェーズの放射線状波形は、設定値５３０に加算される。本発明の好ましい実施形態によれば、２つの放物線状波形５１０、５２０が使用される。一方がアップ・モードに使用され、他方がダウン・モードに使用される。図５において、放物線状波形５１０は入力電圧に比例する。波形５１０は、ダウン・モードおよびオート・モードに対して第１のピーク電流比較器８０においてフォワード・フェーズで使用される。放物線状波形５２０は、出力電圧に比例する。波形５２０は、アップ・モードおよびオート・モードに対して第２のピーク電流比較器８２においてアップ・フェーズで使用される。好ましい実施形態による本発明のコンバータ回路の実施に際しては、設定値範囲は、６ビットのＤＡＣの場合に０〜６３である。波形５１０は設定値５３０よりも高いので、設定値範囲は、ゼロ電流に達することができるように、−１５まで拡張される。図５は、スイッチ・インダクタ電流を表す電圧の波形５４０の一例を示す。
【００４７】
本発明はデジタル・システムであるので、ピーク電流設定値の分解能は限定される。本発明の一実現では、分解能は、ＤＡＣのＬＳＢ当り２０ｍＡである。所望の分解能は、ずっと高くてもよい。これは、いくつかのスイッチング動作サイクルにわたって設定値を２つの値の間に平均化することによって達成される。これは、「フラクショナル挙動（ｆｒａｎｃｔｉｏｎａｌ  ｂｅｈａｖｉｏｒ）」または「フラクション」と呼ばれる。本発明のコンバータ回路の一実現では、フラクションは６４周期である。本発明のコンバータ回路に典型的なのが、電圧誤差信号を生成するために使用される２つの電圧ウィンドウである。小信号ウィンドウは、基準すなわち所望の出力電圧から＋５ｍＶおよび−５ｍＶ離れていることが好ましい。出力電圧がこれらのレベルを超過すると、小信号応答が最高精度を得るために開始する。好ましくは、大信号ウィンドウは、基準から＋２０ｍＶおよび−２０ｍＶ離れていてもよい。これらのレベルを超過すると、最高速度を得るために大信号応答をトリガする。比較器が各レベルを検出する。より良く理解できるように、比較器および対応するレベルの名称が次表に示されている。
【表１】
2008510443.tif 000003
【００４８】
以下に、本発明のコンバータ回路用の考えられる電流設定値制御ループについて説明する。本発明の一実施形態の制御ループは、７つの状態を使用する。
【表２】
2008510443.tif 000004
【００４９】
上記表において、Ｐは比例部分であり、Ｉは電流設定値に対する制御ループの積分部分である。実験は、１つの例外が有利であることを示している。１つのスイッチング動作サイクルの後、プログラムされたピーク電流が到達されず、出力電圧が依然として低すぎる場合、積分器は更新されない。Ｐファクタの目的は、システムを安定させることであり、Ｉファクタは、出力電圧に静的誤差がないことを確実にする。状態ｌｏ５ｍおよびｈｉ５ｍは、２つに分割され、最初は、出力電圧が小信号ウィンドウの外側にあればフラクションしか適用されない。次の周期では、条件が変わっていなければ小信号応答が開始される。回路の静的分解能を上げるために、余分の状態が追加された。図６は、Ｐ、Ｉと出力電圧の関係の一例を示す。
【００５０】
本発明の他の態様によれば、ＰＦＭスイッチング動作モードでは、スイッチング動作サイクルのオン時間が調整される。ＰＦＭスイッチング動作モードでは、システムがこの場合一次になるので、電流制御の必要性がない。有利には、ＤＡＣ  ６０、６２およびピーク電流監視手段を無効にすると、多くのエネルギーを節減し、コンバータをより効率的にする。ＰＦＭスイッチング動作モードでは、オン時間は、インデックス付きのルックアップ・テーブル３０から受け取られる（図１参照）。ルックアップ・テーブル３０に格納されたデータのグラフ表示が、図７に示されている。中央領域では、アップ・フェーズとダウン・フェーズが交互に変化する。これにより、この領域内の利得がアップだけのモードまたはダウンだけのモードでの利得と同じになる。デジタル・コントローラ２０は、ＰＦＭパルスの長さを測定するように構成される。ＰＦＭパルスの長さがＰＷＭスイッチング動作サイクル時間の２倍よりも長い場合、次いで、より多くの電流が必要になり、インデックスｄが増大する。有利には、それによってＰＦＭパルスの長さは、入力電圧の変化、例えば電池パックの低下する電圧に連続的に適合される。図８は、テーブル・インデックスｄの関数とする伝達比Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎを示す。
【００５１】
本発明の他の態様によれば、コンバータのＰＦＭスイッチング動作モードとＰＷＭスイッチング動作モードとの間の不必要な移行が回避されるはずである。したがって、本発明によるコンバータ回路１０は、負電流が検出されかつ出力電圧が小さい誤差信号ウィンドウ内にあるときに、ＰＷＭスイッチング動作モードからＰＦＭスイッチング動作に移行する。ＰＦＭスイッチング動作モードでは、ｌｏ５ｍ基準レベルしか使用されない。出力電圧が低くなったときに、スイッチング動作サイクルが生成され、電圧は基準よりも高くなるはずである。電圧が依然として低い場合、システムは、ＰＷＭスイッチング動作モードになる。
【００５２】
このタイプのコンバータは、例えば移動電話、携帯情報端末（ＰＤＡ）、携帯型ＣＤ／ＭＰ３プレーヤ、ＧＰＳシステムなど、ほとんどのまたはすべての携帯用電子機器に適用されうる。しかし、このコンバータは、それらの用途に限定されない。同じ原理が、外付け電源（ｍａｉｎｓ  ｆｅｄ）または自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータに適用されてもよい。これらの場合の多くでは、本発明によるコンバータ回路を用いてなされうる、小さいセラミック・コンデンサを使用すること、ならびに外部部品を備えないことは、魅力的である。
【００５３】
要約すると、本発明は、入力電圧をスイッチング動作に基づいて所定の値の出力電圧に変換するための完全デジタルＤＣ／ＤＣオートマチック・アップ／ダウン・コンバータ回路を提供する。スイッチング動作は、少なくとも１つのスイッチング動作フェーズを含むスイッチング動作サイクルを含む。コンバータは、複数のデータが格納されているルックアップ・テーブルを含むデジタル・コントローラによって制御される。デジタル制御手段は、スイッチ動作の最初と最後を連続的に調整するために、実際のスイッチ動作モードに対する前記複数のデータから特定のデータを使用する。スイッチ動作モードは、ＰＷＭモードおよびＰＦＭモードである。コンバータは、電源用電池パックを有する携帯用電子機器に最適である。有利には、本発明のコンバータは、かかる電池パックによって供給される広範な入力電圧を超える安定した出力電圧を生成する。さらに、これらの場合の多くでは、小さいセラミック・コンデンサが使用されてもよく、それ以外に外部部品は必要ない。
【００５４】
「含む（ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ）」という用語は、特許請求の範囲を含む明細書に使用される場合、特徴、手段、ステップまたは構成要素の存在を明示するためのものであるが、１つまたは複数の特徴、手段、ステップ、構成要素、またはそれらの群の存在または追加を除外しないことに留意されたい。さらに、請求項内の要素の前に付く語「１つの（ａ）」または「１つの（ａｎ）」は、複数のかかる要素の存在を除外するものではない。さらに、参照符号は、特許請求の範囲を限定するものではない。本発明は、ハードウェアおよびソフトウェアの両方によって実施されてもよく、いくつかの「手段」は、同一品目またはハードウェアで表されてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００５５】
【図１】好ましい実施形態によるコンバータ回路の概略ブロック図である。
【図２】好ましい実施形態によるコンバータ回路のＰＷＭモードでのスイッチング動作フェーズの状態図である。
【図３】好ましい実施形態によるコンバータ回路のＰＦＭモードでのスイッチング動作フェーズの状態図である。
【図４】スロープ補償の既知の原理を示す図である。
【図５】好ましい実施形態による適応スロープ補償を示す図である。
【図６】出力電圧に対する電流設定値の調整パラメータを示す図である。
【図７】好ましい実施形態によるルックアップ・テーブルに格納されたデータのグラフ表示の一例を示す図である。
【図８】好ましい実施形態による、テーブル・インデックスを決定するためのルックアップ・テーブルに格納されたデータのグラフ表示の一例を示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【国際調査報告】
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2008510443.tif 000014
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