(57)【要約】  本発明は、少なくとも１つのトランス（ＴＲ１）と、該トランス（ＴＲ１）の１次巻線を入力側直流電圧（ＵＥ）に接続している少なくとも１つのフルブリッジ回路と、ブリッジ整流回路並びに出力側チョーク（Ｌ２）および出力側コンデンサ（Ｃ２）を介して出力回路に出力側直流電圧（ＵＡ）を供給している２次巻線と、ダイオード（Ｄ５）、コンデンサ（Ｃ４）および２次側のピーク電圧を低減するための抵抗（Ｒ１）から成っている負荷軽減回路とから成っており、その際別の２次巻線、別のブリッジ整流器回路および別の負荷軽減回路が設けられており、該別の負荷軽減回路を用いて出力側チョーク（Ｌ２）および出力側コンデンサ（Ｃ２）を介して出力側回路に出力側直流電圧（ＵＡ）の一部を供給するようになっている。これにより抵抗（Ｒ１，Ｒ２）において損失は低減されかつ効率は改善される。
2008545359.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ａ）  少なくとも１つのトランス（ＴＲ１）と、
ｂ）  該トランス（ＴＲ１）の１次巻線を入力側直流電圧（ＵＥ）に接続している少なくとも１つのフルブリッジ回路と、
ｃ）  ブリッジ整流回路並びに出力側チョーク（Ｌ２）および出力側コンデンサ（Ｃ２）を介して出力回路に出力側直流電圧（ＵＡ）を供給している２次巻線と、
ｄ）  ダイオード（Ｄ５）、コンデンサ（Ｃ４）および２次側のピーク電圧を低減するための抵抗（Ｒ１）から成っている負荷軽減回路と
から成っている電源装置において、
別の２次巻線、別のブリッジ整流器回路および別の負荷軽減回路が設けられており、該別の負荷軽減回路を用いて出力側チョーク（Ｌ２）および出力側コンデンサ（Ｃ２）を介して出力側回路に出力側直流電圧（ＵＡ）の一部を供給するようになっている
ことを特徴とする電源装置。
【請求項２】
２つの２次巻線を有するトランス（ＴＲ１）が設けられている
請求項1記載の電源装置。
【請求項３】
それぞれ１つの１次巻線と２次巻線を有する２つのトランスが設けられておりかつ２つの１次巻線のそれぞれがフルブリッジ回路を介して入力側直流電圧（ＵＥ）に接続されている
請求項1記載の電源装置。
【請求項４】
少なくとも１つのフルブリッジ回路が４つのスイッチから成っておりかつスイッチをドライブ制御するための電子制御部が設けられている
請求項１から３までのいずれか１項記載の電源装置。
【請求項５】
スイッチとしてトランジスタが設けられている
請求項４記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、少なくとも１つのトランスと、該トランスの１次巻線を入力側直流電圧に接続している少なくとも１つのフルブリッジ回路と、ブリッジ整流回路並びに出力側チョークおよび出力側コンデンサを介して出力回路に出力側直流電圧を供給している２次巻線と、ダイオード、コンデンサおよび２次側のピーク電圧を低減するための抵抗から成っている負荷軽減回路とから成っている電源装置に関する。
【０００２】
電源装置の種々の構造形式の数はこの１０年の間に極端に増加している。同時に、電源装置に課せられる要求も高くなっている。その際最も重要な要求は故障率が低いことおよび効率が高いことである。広く普及している構造形式は、典型的には線形の電源装置より小さくかつ軽くかつ僅かな損失熱を発生するスイッチング電源装置である。スイッチング電源装置において発生するスイッチング損失を低減しかつ電流または電圧ピークを制限するために、従来技術によれば、スナバ回路とも称されるいわゆる負荷軽減回路が利用される。これにより感度の高いスイッチングエレメントが保護されかつＥＭＣ特性（電磁適合性）が改善される。
【０００３】
この種の負荷軽減回路は通例、１つのコンデンサ並びにダイオードおよび／またはインダクタンス並びに必要に応じて１つの抵抗から成っている。
【０００４】
フルブリッジコンバータとして実現されているスイッチング電源装置では、従来技術によれば、負荷軽減回路が使用されて、コミュテーション過程の際に生じる寄生電圧ピークがこの負荷軽減回路に導かれるようにしている（図１参照）。一定の入力電圧および一定の出力電圧を有するフルブリッジコンバータでは負荷軽減回路を従来技術に従って、負荷軽減回路のコンデンサに蓄積されたほぼ全部のエネルギーが出力側コンデンサに流れ、従って消失することがないように実現することができる。
【０００５】
例えば択一的なエネルギー発生器（燃料電池、光電池=Photovoltaic element）に接続されるようになっている入力電圧領域を有するフルブリッジコンバータに対して、負荷軽減回路を電流ピークおよび電圧ピークの制限のために実現するのは一層困難である。コンバータの出力側チョークにおいて、トランスを介して電力伝送が行われる時間において、入力側直流電圧×トランスの変成比と出力側直流電圧との間の差に依存している電圧は形成される。その場合この電圧は負荷軽減回路にも供給されるので、負荷軽減回路のコンデンサにおける電圧は出力側直流電圧を上回る。それからこの電圧差により、従来技術によれば、負荷軽減回路のコンデンサに蓄積されているエネルギーを抵抗を介して低減するかまたはステップダウンコンバータを介して出力側コンデンサに送出することしかできない。その際構成要素の数および製造コストを低く抑えるために、通例、抵抗が使用されかつこれに結び付いている損失は無視される。
【０００６】
しかし択一的なエネルギー源に対する電源装置の使用の際、全体の効率を最適化するために、入力側において大きな調整領域を設けることがますます重要になっている。負荷軽減回路の抵抗での損失エネルギーはもはや無視することができない。
【０００７】
それ故に本発明の課題は、冒頭に述べた形式の電源装置に対して従来技術を改善することである。
【０００８】
本発明によればこのことは、少なくとも１つのトランスと、該トランスの１次巻線を入力側直流電圧に接続している少なくとも１つのフルブリッジ回路と、ブリッジ整流回路並びに出力側チョークおよび出力側コンデンサを介して出力回路に出力側直流電圧を供給している２次巻線と、ダイオード、コンデンサおよび２次側のピーク電圧を低減するための抵抗から成っている負荷軽減回路とから成っており、別の２次巻線、別のブリッジ整流器回路および別の負荷軽減回路が設けられており、該別の負荷軽減回路を用いて出力側チョークおよび出力側コンデンサを介して出力側回路に出力側直流電圧の一部を供給するようになっている電源装置によって行われる。
【０００９】
２つの２次分岐をこのように配置することにより、臨界的な上側の入力電圧領域において、抵抗において降下する電圧差の著しい低減が実現される。スイッチング過程により引き起こされた電圧ピークの導き出されたエネルギーは２つの負荷軽減回路に分岐されかつこうして負荷軽減回路におけるコンデンサの充電が低減される。これにより２つの抵抗において僅かなエネルギーしか消失せずかつ電源装置の効率は高くなる。
【００１０】
その際本発明の実施形態おいて２つの２次巻線を有するトランスが設けられている。その際唯一のトランスの使用は電源装置の構造嵩および製造コストに有利に作用する。
【００１１】
しかしそれぞれ１つの１次巻線と２次巻線を有する２つのトランスが設けられておりかつ２つの１次巻線のそれぞれがフルブリッジ回路を介して入力側直流電圧に接続されているようにしても有利である。２つのトランスの使用により、入力側チョークを流れる電流の電流リップルおよび出力側チョークを流れる電流の電流リップルは著しく低くなり、このために入力側および出力側のフィルタの著しい縮小が可能になる。
【００１２】
更に、少なくとも１つのフルブリッジ回路が４つのスイッチから成っておりかつスイッチをドライブ制御するための電子制御部が設けられていると有利である。その場合スイッチは位相シフト変調によりドライブ制御可能であり、ここでデッドタイムが変調可能である。
【００１３】
更に、スイッチをトランジスタとして実現すると効果的である。というのはその場合このスイッチは普及している、故障しにくいスイッチであるからである。
【００１４】
次に本発明を添付図面を参照して例を用いて説明する。ここでこれらの図面のうち：図１は従来技術の負荷軽減回路を備えたフルブリッジコンバータを示し、
図２は２次巻線が分割されているタイプのフルブリッジコンバータを示し、
図３は２つのトランスを有するフルブリッジコンバータを示している。
【００１５】
図１において電源装置は従来技術の１つの２次側の負荷軽減回路を有するフルブリッジコンバータとして示されている。１次側において４つのトランジスタＴ１，Ｔ２，Ｔ３およびＴ４を有しているフルブリッジは入力側チョークＬ１および入力側コンデンサＣ１を介して入力側直流電圧ＵＥに接続されている。フルブリッジの出力側はトランスＴＲ１の１次巻線に接続されている。２次側においてトランスＴＲ１に同じ方向に券回されている２次巻線が配置されており、該２次巻線にブリッジ整流器回路が接続されている。ブリッジ整流器回路は４つのダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３およびＤ４を有している。出力側チョークＬ２および２つの出力側コンデンサＣ２およびＣ３を介して出力側回路に出力側直流電圧ＵＡが供給される。その際第２の出力側コンデンサＣ３は例として有極電解コンデンサとして実現されている。
【００１６】
２次側においてダイオードＤ５、コンデンサＣ４および抵抗Ｒ１を有する負荷軽減回路が配置されている。その際ダイオードＤ５のアノードはブリッジ整流器回路の電圧出力側に接続されておりかつダイオードＤ５のカソードは負荷軽減回路のコンデンサＣ４および抵抗Ｒ１に接続されている。コンデンサＣ４および抵抗Ｒ１の第２の接続端子は出力側直流電圧ＵＡに加わるようになっている。
【００１７】
第１のトランジスタ対Ｔ１およびＴ４がスイッチオンされると、電流パルスが生じる。パルスの上昇はトランスＴＲ１の漂遊インダクタンスによって制限されておりかつこれはコミュテーション過程および導通しているダイオードＤ３およびＤ２の寄生容量にその原因がある。この電流パルスは出力側において電圧の過振動を引き起こす。その際入力側直流電圧ＵＥ×トランスＴＲ１の変成比の２倍の値をとる可能性がある。この過電圧は負荷軽減回路によって制限される。その際負荷軽減回路の受動構成エレメントの規格は入力側直流電圧ＵＥの選択された領域にも出力側直流電圧ＵＡの選択された領域にも依存している。第２のトランジスタ対Ｔ３およびＴ２がスイッチオンされても電流パルスが生じかつ２つの導通しているダイオードＤ１およびＤ４によって同じ過程が行われる。
【００１８】
負荷軽減回路のコンデンサＣ４において形成される電圧と出力側直流電圧ＵＡとの差は抵抗Ｒ１において降下する。その際生じる損失は、電圧差が大きければ大きいほど大きい。
【００１９】
それ故に図２に図示の例示されている本発明の実施例において、電圧差を低減するために第２の負荷軽減回路を有する第２の２次分岐が配置されている。１次側は配置は図１に図示の配置に相応している。２次側においてトランスＴＲ１に分割されている２次巻線が配置されており、該２つの２次巻線はブリッジ整流器回路に接続されている。その際第１のブリッジ整流器回路はダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ１３およびＤ１４を有しており、並びに第２のブリッジ整流器回路はダイオードＤ２１，Ｄ２２，Ｄ２３およびＤ２４を有している。その際出力側チョークＬ２は、２つのブリッジ整流器回路の間に、第１のブリッジ整流器回路の出力側が出力側チョークＬ２の第１の接続端子および出力側直流電圧ＵＡに接続されておりかつ第２のブリッジ整流器回路の出力側が出力側チョークＬ２の第２の接続端子および２次側の基準電位に接続されているように配置されている。
【００２０】
図１に基づいて説明したように、ここでも電流パルスによって出力側の過電圧が発生する。これはブリッジ整流器回路の出力側に配置されている２つの負荷軽減回路によって制限される。第１の負荷軽減回路はダイオードＤ１５、２つのコンデンサＣ１１およびＣ１２並びに抵抗Ｒ１１を有している。ダイオード１５のカソードはブリッジ整流器回路のダイオードＤ１２および１４のアノードに接続されている。ダイオードＤ１５のアノードはコンデンサＣ１１およびＣ１２に接続されており、その際第１のコンデンサＣ１１の第２の接続端子は出力側直流電圧ＵＡに接続されておりかつ第２のコンデンサＣ１２の第２の接続端子は２次側の基準電位に接続されている。抵抗Ｒ１１は第２のコンデンサＣ１１に並列に配置されている。
【００２１】
第２の負荷軽減回路はダイオードＤ２５、２つのコンデンサＣ２１およびＣ２２並びに抵抗Ｒ２１を有している。ダイオード２５のアノードは第２のブリッジ整流器回路のダイオードＤ２１および２３のカソードに接続されている。ダイオードＤ２５のカソードはコンデンサＣ２１およびＣ２２に接続されており、その際第１のコンデンサＣ２１の第２の接続端子は２次側の基準電位に接続されておりかつ第２のコンデンサＣ２２の第２の接続端子は出力側直流電圧ＵＡに接続されている。抵抗Ｒ２１は第２のコンデンサＣ２２に並列に配置されている。
【００２２】
その際２つの負荷軽減回路に対して、回路に含まれている２つのうちのそれぞれ１つのコンデンサを、機能を低下させることなく省略することができるということが当てはまる。しかしそれぞれの負荷軽減回路に２つのコンデンサを使用することで、素子の一層簡単な同調が可能になる。
【００２３】
例示されている配置構成は従来技術に比して、過電圧が負荷軽減回路に導き出される比較的高い入力直流電圧ＵＥに対して、抵抗Ｒ２１およびＲ１１においてより僅かな損失しか生じないことになる。というのは過電圧は２つの負荷軽減回路に分割されるからである。
【００２４】
図３に図示されている形態において２次側の部分は図２に図示されている形態に相応するが、２つの２次巻線は共通のトランスに接続されているのではなく、それぞれのトランスＴＲ１およびＴＲ２に配置されている。１次側において第１のトランスＴＲ１の１次巻線は、４つのトランジスタＴＵ，Ｔ１２，Ｔ１３およびＴ１４から成るフルブリッジ回路を介して、入力側チョークＬ１を介して入力側直流電圧ＵＥに接続されている。同様に、第２のトランスＴＲ２の１次巻線は、４つのトランジスタＴ２１，Ｔ２２，Ｔ２３およびＴ２４から成るフルブリッジ回路を介して、入力側チョークＬ１を介して入力側直流電圧ＵＥに接続されている。付加的に、入力側チョークＬ１と１次側の基準電位との間に平滑コンデンサＣ１が配置されている。
【００２５】
このトポロジーの場合、フルブリッジ回路のドライブ制御パルスは９０°相互にずらされている。その際負荷軽減回路により制限すべき電圧ピークは、２次巻線が分割されているトランスの場合と同じ仕方で生じる。しかしドライブ制御パルスのずれにより、出力電流リップルおよび入力電流リップルは著しく小さくなり、これにより入力側および出力側において、比較的小さなフィルタ素子を使用することができるようになる。
【００２６】
この場合も、２つの負荷軽減回路のそれぞれにおいて、機能を制限することなしに、コンデンサを１つ省略することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】従来技術の負荷軽減回路を備えたフルブリッジコンバータの回路略図
【図２】２次巻線が分割されているタイプのフルブリッジコンバータの回路略図
【図３】２つのトランスを有するフルブリッジコンバータの回路略図
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【国際調査報告】
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