(57)【要約】  コンデンサ（２０１）等の無雑音縮退部を有する、低電力高ダイナミックレンジＲＦ入力段（２００）を提供する。高ダイナミックレンジとは、入力段（２００）からのノイズ寄与が低く、かつ高入力信号レベルにおいて低い相互変調積が特に発生することを意味する。低電力とは、同じ水準のノイズ、利得及び歪において、従来技術にかかる入力段の電力消費と対比すると、本発明にかかるシステム及び方法の電力消費が１／５以下であることを意味する。本発明は、ＲＦ受信機に使用されているような二重平衡ミキサー（３００−４００）の下流段にも適用可能な入力段を提供する。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
差動入力信号（１０７、１０８）に接続された第１差動入力トランジスタ（１０１）及び第２差動入力トランジスタ（１０１）を具え、
前記第１差動入力トランジスタ（１０１）及び第２差動入力トランジスタ（１０１）は、内部ベース抵抗Ｒｂ及び小信号エミッタ抵抗ｒｅを有し、
更に、前記第１差動入力トランジスタ（１０１）のコレクタ（１０５）に連結された第１コレクタ抵抗器（１０３）、及び、前記第２差動入力トランジスタ（１０１）のコレクタ（１０５）に連結された第２コレクタ抵抗器（１０３）と、
前記第１差動入力トランジスタ（１０１）のエミッタ（１０４）と、前記第２差動入力トランジスタ（１０１）のエミッタ（１０４）との間に接続された、エミッタ縮退部（２０１）と、
を具える、低電力高ダイナミックレンジ差動入力段（２００）。
【請求項２】
請求項１記載の差動入力段（２００）において、
前記エミッタ縮退部（２０１）が、入力段へのノイズ寄与が無いコンデンサであり、
前記差動入力段（２００）のノイズ寄与が、二つの前記内部ベース抵抗Ｒｂと前記小信号エミッタ抵抗ｒｅの半分の２倍との和により決定される、差動入力段（２００）。
【請求項３】
請求項１記載の差動入力段（２００）において、
前記差動入力段は、第１信号経路側（２０５）と第２信号経路側（２０６）を有する差動入力トポロジと、
前記第１信号経路側（２０５）の前記第１差動入力トランジスタ（１０１）及び前記第１コレクタ抵抗器（１０３）と、
前記第１差動入力トランジスタ（１０１）及び前記第１コレクタ抵抗器と、互いに対称となるように配列された、前記第２信号経路側（２０６）の前記第２差動入力トランジスタ（１０１）及び前記第２コレクタ抵抗器（１０３）と、
前記差動入力トポロジの、前記第１信号経路側（２０５）の電流路及び前記第２信号経路側（２０６）の電流路が互いに完全に一致する回路と、
を具える、差動入力段（２００）。
【請求項４】
請求項２記載の差動入力段（２００）において、
前記差動入力段（２００）の雑音指数を３ｄＢ未満とし、
前記第１エミッタ（１０４）と前記第２エミッタ（１０４）との間のインピーダンスとテール電流との積を、ピーク値が１１８ｄＢμＶの三次入力インターセプトポイントとなる値とし、
前記差動入力段の電力消費を従来技術の１／５以下とした、差動入力段。
【請求項５】
請求項４記載の差動入力段（２００）において、
前記第１エミッタ（１０４）と前記第２エミッタ（１０４）との間のインピーダンスを１０ｐＦ、テール電流を２ｍＡ、周波数を１０６ＭＨｚとすることにより、ピーク値が１１８ｄＢμＶの三次入力インターセプトポイントとした、差動入力段（２００）。
【請求項６】
請求項４記載の差動入力段（２００）において、
前記第１エミッタ（１０４）と前記第２エミッタ（１０４）との間のインピーダンスを１０ｐＦ、テール電流を１０ｍＡ、周波数を１０６ＭＨｚとすることにより、ピーク値が１３６ｄＢμＶの三次入力インターセプトポイントとした、差動入力段（２００）。
【請求項７】
請求項１記載の差動入力段を含む下流段（３０１）を具え、
寄生振動を避けるため、前記第１コレクタ抵抗器（１０３）及び前記第２コレクタ抵抗器（１０３）の抵抗値が１００Ωである、ＦＭ放送受信機用二重平衡ミキサー（３０３）。
【請求項８】
請求項４記載の差動入力段を含む下流段（３０１）を具え、
寄生振動を避けるため、前記第１コレクタ抵抗器（１０３）及び前記第２コレクタ抵抗器（１０３）の抵抗値が１００Ωである、ＦＭ放送受信機用二重平衡ミキサー（３０３）。
【請求項９】
上流段と、請求項１記載の差動入力段（４０１）を含む下流段とを具え、
前記差動入力段（４０１）は、前記エミッタ縮退部が二つの可変容量ダイオード（４０２）を有し、
前記可変容量ダイオードの制御電圧（４０９）は、上流段を駆動するための局部発振器の同調電圧（４１０）と等しく、
寄生振動を避けるため、前記第１コレクタ抵抗器（１０３）及び前記第２コレクタ抵抗器（１０３）の抵抗値が１００Ωである、
テレビ受像機のＵＨＦ部用二重平衡ミキサー（４０３）。
【請求項１０】
請求項１記載の差動入力段（４０１）を含む下流段を具え、
（ｉ）前記エミッタ縮退部は、０Ｖの直流レベルで固定されるようにバイアスされた、第１可変容量ダイオード（５０２）と第２可変容量ダイオード（５０２）を有し、
前記第１可変容量ダイオードと第２可変容量ダイオードは、互いに直列連続接続され、それぞれ、第１直列コンデンサ（５０３）及び第２直列コンデンサ（５０３）を経て、前記第１エミッタ（１０４）及び第２エミッタ（１０４）に接続されており、
（ｉｉ）寄生振動を避けるため、前記第１コレクタ抵抗器（１０３）及び前記第２コレクタ抵抗器（１０３）の抵抗値が１００Ωである、
広域帯受信機のＲＦフロントエンド部用二重平衡ミキサー。
【請求項１１】
請求項１０記載の二重平衡ミキサーであって、
前記第１可変容量ダイオード（５０２）及び第２可変容量ダイオード（５０２）の陽極を、抵抗器５０４を経て接地することにより、前記第１可変容量ダイオード（５０２）及び第２可変容量ダイオード（５０２）が０Ｖの直流レベルで固定されるようにバイアスして、アースへの直流通路を得る、請求項１０記載の二重平衡ミキサー。
【請求項１２】
内部ベース抵抗Ｒｂと小信号エミッタ抵抗ｒｅとを有する、第１差動入力トランジスタ（１０１）及び第２差動入力トランジスタ（１０１）を設ける工程、
前記第１差動入力トランジスタ（１０１）と第１差動入力信号（１０７）、及び、前記第２差動入力トランジスタ（１０１）と第２差動入力信号（１０８）を、それぞれ接続する工程、
前記第１差動入力トランジスタ（１０１）のコレクタ（１０５）と第１コレクタ抵抗器、及び、前記第２差動入力トランジスタ（１０１）のコレクタ（１０５）と第２コレクタ抵抗器とを、それぞれ接続する工程、
エミッタ縮退部（２０１）を設ける工程、
並びに、前記第１差動入力トランジスタ（１０１）のエミッタ（１０４）と、前記第２差動入力トランジスタ（１０１）のエミッタ（１０４）との間に、前記エミッタ縮退部（２０１）を接続する工程、
を具える、差動入力段（２００）の電力消費を低減し、かつ、ダイナミックレンジを高める方法。
【請求項１３】
請求項１２記載の方法であって、前記エミッタ縮退部を設ける工程が、
差動入力段（２００）にノイズ寄与が無いコンデンサ（２０１）を設ける工程、
並びに、二つのベース抵抗Ｒｂと、小信号エミッタ抵抗ｒｅの半分の二倍との和として、前記差動入力段の雑音レベルへの寄与を算出する工程、
を具える、方法。
【請求項１４】
請求項１３記載の方法であって、
雑音指数を３ｄＢ未満とし、
前記第１エミッタ（１０４）と前記第２エミッタ（１０４）との間のインピーダンスとテール電流との積を、ピーク値が１１８ｄＢμＶの三次入力インターセプトポイントとする、方法。
【請求項１５】
請求項１４記載の方法であって、
前記第１エミッタ（１０４）と前記第２エミッタ（１０４）の間のインピーダンスを１０ｐＦ、テール電流を２ｍＡ、周波数を１０６ＭＨｚとすることにより、ピーク値が１１８ｄＢμＶの三次入力インターセプトポイントとする、方法。
【請求項１６】
請求項１４記載の方法であって、
前記第１エミッタ（１０４）と前記第２エミッタ（１０４）の間のインピーダンスを１０ｐＦ、テール電流を１０ｍＡ、周波数を１０６ＭＨｚとすることにより、ピーク値１３６ｄＢμＶの三次入力インターセプトポイントとする、方法。
【請求項１７】
請求項８記載の差動入力段（３０１）を含む受信機フロントエンド（３０３）を具え、差動入力段（３０１）の前段側に低雑音増幅器を不要とする、受信機。
【請求項１８】
請求項９記載の差動入力段（４０１）を含む受信機フロントエンド（４０３）を具え、差動入力段（４０１）の前段側に低雑音増幅器を不要とする、受信機。
【請求項１９】
請求項１０記載の差動入力段（５０１）を含む受信機フロントエンド（５０５）を具え、差動入力段（５０１）の前段側に低雑音増幅器を不要とする、受信機。
【請求項２０】
第１差動入力増幅部（１０１）と、第２差動入力増幅部（１０１）を設ける工程、
前記第１差動入力増幅部（１０１）及び第２差動入力増幅部（１０１）と差動入力信号（１０７、１０８）とを接続する工程、
並びに、予測利得を達成するため、前記第１差動入力増幅部（１０１）と第２差動入力増幅部（１０１）との間で無雑音部（２０１）を接続する工程、
を具える、差動入力段のダイナミックレンジを高め、電力消費を低減する方法。
【請求項２１】
請求項２０記載の方法であって、
前記第１差動入力増幅部（１０１）及び第２差動入力増幅部（１０１）が、内部直列抵抗Ｒｇと小信号ソース抵抗ｒｓを有する電界効果トランジスタであって、
前記小信号ソース抵抗ｒｓは、前期電界効果トランジスタの相互コンダクタンスｇｍの逆数１／ｇｍであり、
（ａ）前記第１電界効果トランジスタのドレインと第１ドレイン抵抗器、及び、前記第２電界効果トランジスタのドレインと第２ドレイン抵抗器を、それぞれ接続する工程、
（ｂ）前記第１電界効果トランジスタの第１ソースと前記第２電界効果トランジスタの第２ソースとの間に、無雑音縮退部（２０１）を接続する工程、並びに、
（ｃ）二つの内部ゲート直列抵抗Ｒｇと、小信号ソース抵抗rｓの半分の二倍との和として、入力段（２００）の雑音レベルへの寄与を算出する工程、
を具える、方法。
【請求項２２】
請求項２１記載の方法であって、
入力段の雑音指数を５ｄＢ未満とし、
前記第１ソースと前記第２ソースとの間のインピーダンスとテール電流との積を、ピーク値が１１８ｄＢμＶより高い三次入力インターセプトポイントとする、方法。
【請求項２３】
請求項２２記載の方法であって、
前記第１ソースと前記第２ソースとの間のインピーダンスを１０ｐＦ、テール電流を２ｍＡ、周波数を１０６ＭＨｚとすることにより、ピーク値が１１８ｄＢμＶより高い三次入力インターセプトポイントとする、方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高ダイナミックレンジを有する低電力差動入力段に関するものである。
【従来技術】
【０００２】
典型的な差動入力段を図１に示す。トランジスタ１０１が、全体として増幅段を形成している。そして、ノイズの寄与を小さくするために、二つのトランジスタ１０１の内部ベース抵抗値Ｒｂは１５Ωと低い値とされている。その上、エミッタの相互間にある二つの縮退抵抗器（degeneration resistor）１０２も、熱ノイズの寄与を最小限にするために、抵抗値が１５Ωと低い値となっている。そして、ノイズの合計は、二つの内部ベース抵抗値Ｒｂと、エミッタ１０４の相互間にある二つの抵抗器１０２の抵抗値と、小信号の内部エミッタ抵抗値の半分を２倍した値との和で決定される。
【０００３】
トランジスタのエミッタ抵抗値ｒeは、ｒe=ｋＴ／ｑｌｅ（ｌｅは一つのトランジスタに流れるエミッタ電流である。）、で表され、トランジスタ毎に５ｍＡのエミッタ電流を流すと、エミッタ抵抗値ｒeはトランジスタ毎に５Ωとなる。そして、そのときのトランジスタ１０１毎のノイズ寄与分は、ｒｅ／２=２．５Ωである。よって、ノイズに寄与する全抵抗器の抵抗値は、合計で、（Ｒｂ＋Ｒｂ＋Ｒ102＋Ｒ102＋ｒｅ／２＋ｒｅ／２）＝（１５＋１５＋１５＋１５＋２．５＋２．５）Ω＝６５Ωとなる。
【０００４】
その結果、雑音指数は３ｄＢより小さくなる。１０ｍＡのテール電流はエミッタ間の抵抗器１０２を横切って抵抗器１０２毎に７２ｍＶの直流電圧を生じる。これは、１１８ｄＢμＶ（ピーク値）の、三次入力インターセプトポイント（high ３rd order input intercept point、以下、「ＩＰ３」と称することがある。）値を獲得するのに必要である。差動入力段によって獲得される差動電圧利得Ａｖは、コレクタ抵抗１０３の２倍と総エミッタ抵抗との比に等しく、Ａｖ＝（５０＋５０）／（５＋１５＋１５＋５）＝２．５である。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
このような従来技術の問題点は、高ダイナミックレンジが、高電力消費によってのみ達成されていた点である。ノイズ、利得及びひずみ性能のレベルを維持したまま、電力消費を大幅に減らした回路が望まれている。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明のシステム及び方法は、高ダイナミックレンジ低電力差動入力段を提供するものである。
【０００７】
ここで、高ダイナミックレンジとは、（ａ）入力段からのノイズ寄与が低く、かつ（ｂ）高い三次入力インターセプトポイント（ＩＰ３）である高入力信号レベルにおいて低い相互変調積が特に発生するということを指している。
【０００８】
また、低電力とは、同じ性能において、従来技術にかかる入力段の電力消費と対比すると、本発明にかかるシステム及び方法の電力消費が１／５以下であることを指している。
【０００９】
発明を実施するための好適な形態において、エミッタ縮退は、二つの抵抗器の代わりにエミッタの相互間に設けられたコンデンサにより達成される。その結果、差動電圧利得を変化させないまま、エミッタ電流を１／５以下にできる。
【００１０】
したがって、本発明にかかる入力段は、同じ性能の従来技術にかかる入力段の１／５以下の電流電力消費しか必要としない。この節電機能は、携帯電話や、例えば無線ＬＡＮ送受信機などの携帯式バッテリーにより給電する装置において特に重要である。
【００１１】
なお、以下の説明は、図面の説明を目的としたものであって、何ら本発明を限定するものではない。また、当業者であれば、本発明は他にも多くの変形例を取ることができることは明らかである。なお、以下の説明では、明確化のために周知の機能や作用については説明を省略することとした。
【発明を実施するための好適な形態】
【００１２】
本発明にかかるシステム及び方法は、高ダイナミックレンジで低電力消費の差動入力段を提供するものである。
【実施例１】
【００１３】
図２において、トランジスタ１０１は、図１に示した従来技術にかかる入力段のトランジスタと同じものである。よって、トランジスタ１０１の内部ベース抵抗値Ｒｂは１５Ωである。その総テール電流は、従来技術にかかる入力段が１０ｍＡであったのに対し、２×１ｍＡ＝２ｍＡである。
【００１４】
エミッタ縮退（Emitter degeneration）は、二つの抵抗器１０２の代わりにエミッタ１０４の相互間に設けられた、コンデンサ２０１により達成される。なお、本実施例においては、このコンデンサの静電容量は１０ｐＦであり、コンデンサに劣化が無いと仮定すれば、回路へのノイズ寄与は無い。
【００１５】
よって、ノイズは、二つのベース抵抗器の抵抗値Ｒｂと、小信号のエミッタ抵抗値ｒeの半分を２倍した値との和で決定される。ここで、トランジスタ毎に１ｍＡのエミッタ電流を流すと、エミッタ抵抗値ｒeは２５Ωとなる。よって、トランジスタ毎のノイズ寄与分は１２．５Ωとなる。そのため、ノイズに寄与する全抵抗器の抵抗値は、合計で、（１５＋１５＋１２．５＋１２．５）＝５５Ωとなる。
【００１６】
その結果、雑音指数は、従来技術にかかる入力段と殆ど同様の、３ｄＢより小さい値となる。
【００１７】
従来技術にかかる増幅段と同様の、１１８ｄＢμＶ（ピーク値）の三次入力インターセプトポイントを獲得するために、エミッタ１０４の相互間のインピーダンスと、テール電流との積は等しくすべきである。ここで、従来技術にかかる入力段でのエミッタ１０４の相互間のインピーダンスは３０Ωであり、テール電流は１０ｍＡである。図２にかかる入力段での、エミッタ１０４の相互間のインピーダンスは、静電容量１０ｐＦのコンデンサに発生するリアクタンスであり、例えば、１０６ＭＨｚの周波数では１５０Ωである。これは、従来技術にかかる入力段の５倍であるが、エミッタテール電流が２ｍＡで従来技術にかかる入力段の１／５なので、結果的に、従来技術と同様の１１８ｄＢμＶ（ピーク値）の三次入力インターセプトポイントとなる。そして、差動電圧利得Ａｖは、Ａｖ＝（２５０＋２５０）／（２５＋１５０＋２５）＝２．５で依然として変わらないが、コレクタ抵抗器１０３の抵抗値が５０Ωから１５０Ωに上昇することとなる。
【００１８】
本発明にかかる回路は、従来技術にかかる入力段と同じテール電流を流した場合には、ダイナミックレンジを増加させるために使用することもできる。その場合、ダイナミックレンジの増加は、雑音指数の低減によって部分的に達成される。抵抗器のノイズへの寄与は、内部ベース抵抗値Ｒｂとトランジスタ１０１のエミッタ抵抗値ｒeの半分である。５ｍＡのエミッタ電流ではエミッタ抵抗値ｒeは５Ωであり、トランジスタ毎のノイズへの寄与は２．５Ωとなる。よって、ノイズに寄与する全抵抗器の抵抗値は、合計で、（１５＋１５＋２．５＋２．５）Ω＝３５Ωとなる。
【００１９】
その結果、より低い雑音指数となる。また、三次入力インターセプトポイントも増加する。エミッタテール電流が２ｍＡで、１０６ＭＨｚでインピーダンスが１５０Ωとなる静電容量１０ｐＦのコンデンサよりなる装置では、三次入力インターセプトポイントは１１８ｄＢμＶ（ピーク値）であるが、エミッタテール電流が１０ｍＡで、１０６ＭＨｚでインピーダンスが１５０Ωとなる静電容量１０ｐＦのコンデンサよりなる装置では、三次入力インターセプトポイントは１３６ｄＢμＶ（ピーク値）となる。従って、より低い雑音指数と、より高い三次入力インターセプトポイントによって、ダイナミックレンジが増加することとなる。
【実施例２】
【００２０】
図３は、本発明を適用した他の実施例である、ＦＭ放送受信機のＲＦフロントエンドミキサーの回路図を示したものである。図３は、周波数が８７．５ＭＨｚと１０８．０ＭＨｚの間のＲＦ（ラジオ周波数）信号を受信できる、ＲＦフロントエンド放送受信機を示している。従来のミキサーの下流段は、抵抗器１０３を除いて図１に示す回路と似ている。そのため、トランジスタ１０１のコレクタは直接、入力段のエミッタと接続されている。
【００２１】
そして、二重平衡ミキサー３０３の下流段３０１は、図２に示されるような、本発明にかかる低電力高ダイナミックレンジ入力段を具えている。入力周波数帯全域での利得変化は１．８５ｄＢであり、この利得変化は、コンデンサ２０１の、周波数に依存するリアクタンスに起因する。コンデンサ２０１がエミッタ１０４の間にあることに起因する、エミッタの容量性負荷による利得段での寄生振動を避けるために、二つの１００Ωの抵抗器１０３がコレクタリード線３０５と直列に接続されている。
【００２２】
従来の受信機では、ミキサーはしばしば低雑音増幅器（以下、「ＬＮＡ」と称する。）の前段側に置かれていた。ここで、ＬＮＡは、ミキサーの雑音指数が十分でない場合に受信機の雑音指数を改善するものである。本発明にかかるミキサーは雑音指数がとても低く、ＬＮＡを省略することができる。もし、ＬＮＡが無いことに起因して、ミキサー前段の利得がなくなるとしたら、結果として更なる省電力をもたらすことができ、その上、ミキサーにおけるＩＰ３の要求も削減できる。
【実施例３】
【００２３】
図４は、テレビ受像機のＵＨＦ部の回路図を示したものである。二重平衡ミキサー４０３の下流段には、本発明にかかる低電力高ダイナミックレンジ差動入力段４０１が用いられている。４７０ＭＨｚ〜８６２ＭＨｚのＵＨＦ帯全域で平坦な利得応答を得るために、エミッタ１０４の間にある固定容量コンデンサ２０１に代えて可変容量ダイオード４０２が適用されている。可変容量ダイオードへの制御電圧は、局部発振器により上流のミキサー段を駆動するための同調電圧ＶＴＵＮＥと同じである。同調電圧の増加は、可変容量ダイオード４０２の静電容量を減少させ、その結果として全周波数帯で利得を保つことができる。もし、この二つの可変容量ダイオードに代えて固定コンデンサを用いた場合には、ＵＨＦ帯全域での利得変化は５．２ｄＢとなる。そして、利得段でのエミッタ１０４の容量性負荷による寄生振動を避けるためには、二つの１００Ωの抵抗器１０３がトランジスタ１０１のコレクタリード線と直列に接続されていなければならない。
【実施例４】
【００２４】
図５は、広域帯受信機のＲＦフロントエンド部の回路図を示したものである。二重平衡ミキサー５０３の下流段は、本発明にかかる低電力高ダイナミックレンジ入力段５０１が用いられている。また、本実施例においては、エミッタ１０４の相互間に、二つの可変容量ダイオード５０２が、それぞれ固定直列コンデンサ５０３を介して接続されている。その上、ダイオードの陽極は、地面への直流通路を得るために、抵抗器５０４を経て接地されている。したがって、可変容量ダイオードの陽極は、直流電圧０Ｖで固定されるように、バイアスされていることとなる。その結果、より高いレンジの静電容量の変化が得られ、より広範囲の入力周波数帯にわたって利得を一定に保つことができる。エミッタ１０４の容量性負荷による利得段での寄生振動を避けるために、二つの１００Ωの抵抗器１０３はトランジスタ１０１のコレクタリード線と直列に接続されている。
【００２５】
本発明は、増幅器に使用することができるだけでなく、図３乃至図５に示すような、一般にＲＦ受信機に使われる二重平衡ミキサーの下流段にも使うことができる。
【実施例５】
【００２６】
最後に、増幅と縮退をするための構成部品には、バイポーラトランジスタに代えて、例えば、電界効果トランジスタ（以下、「ＦＥＴ」と称する。）等の、他の構成部品を使用しても良い。
【００２７】
なお、ＦＥＴを使用した場合には、雑音指数は５ｄＢまで増加する。なぜならば、同じテール電流の場合には、ＦＥＴはバイポーラトランジスタと比較して低い相互コンダクタンスであるからである。更に、三次入力インターセプトポイントも増加し、１１８ｄＢμＶ（ピーク値）より高くなる。第一及び第二の差動入力増幅素子がＦＥＴの場合には、それぞれが、内部ゲート直列抵抗Ｒｇと小信号ソース抵抗ｒｓを持つ。ここで、前記ソース抵抗ｒｓは、１／ｇｍであり、ｇｍは、ＦＥＴの相互コンダクタンスである。第一及び第二のドレイン抵抗器は、それぞれ第一及び第二のＦＥＴにおける第一、第二ドレインに接続されている。ノイズの無い縮退素子は、それぞれ、第一及び第二のＦＥＴの第一、第二ソースの間に接続されており、入力段のノイズへの寄与は、二つの内部ゲート直列抵抗Ｒｇと、小信号ソース抵抗ｒｓの２倍との和により計算できる。
【００２８】
以上に記載した、発明を実施するための好適な形態における、マネジメントの枠組み、装置構造及び方法は一実施例であり、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、様々な変化及び改良を加え、又は、同等な要素との置換をすることができることは、当業者にとっては自明のことである。付け加えるならば、ＦＥＴをバイポーラトランジスタに代えて使うように、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、本発明の教示内容について個々の状況に合わせて改良を施すことができる。
【００２９】
それゆえ、本発明は、本願に開示されている好適な実施形態のような特定の実施例に限定されるものでなく、全ての実施例を添付の特許請求の範囲内に含むものである。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】従来技術にかかる差動入力段を示した回路図である。
【図２】本発明を適用した高ダイナミックレンジ低電力差動入力段の一実施例を示す回路図である。
【図３】ＦＭ放送受信機のＲＦフロントエンドに本発明を適用した一実施例を示す回路図である。
【図４】テレビ受像機のＵＨＦ部に本発明を適用した一実施例を示す回路図である。
【図５】広域帯受信機用ＲＦフロントエンドに本発明を適用した一実施例を示す回路図である。
【符号の説明】
【００３１】
１００  差動入力段
１０１  トランジスタ
１０２  縮退抵抗器
１０３  コレクタ抵抗器
１０４  エミッタ
１０５  コレクタ
１０７  第１差動入力信号
１０８  第２差動入力信号
２００  差動入力段
２０１  縮退部
２０５  第１信号経路側
２０６  第２信号経路側
３０１  差動入力段
３０３  二重平衡ミキサー
３０５  コレクタリード線
４０１  差動入力段
４０２  ダイオード
４０３  受信機フロントエンド／二重平衡ミキサー
４０９  制御電圧
４１０  同調電圧
５０１  差動入力段
５０２  ダイオード
５０３  コンデンサ／二重平衡ミキサー
５０４  抵抗器
５０５  受信機フロントエンド
【図１】
2008529334.tif 000003
【図２】
2008529334.tif 000004
【図３】
2008529334.tif 000005
【図４】
2008529334.tif 000006
【図５】
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【国際調査報告】
2008529334.tif 000008
2008529334.tif 000009
2008529334.tif 000010