(57)【要約】少なくとも一つの通信チャネルを介して受信したデジタル信号を等化する等化方法であって、受信信号値ブロックがブロック反復等化器（２００）により処理される等化方法が記述される。この等化器は、フィードバック部（２０２）とフィードフォワード部（２０１）を備えており、夫々の行列による乗算に対応している。この行列は、反復工程により更新される。
2008510334.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも一つの通信チャネルを介して受信したデジタル信号を等化する等化方法であって、
前記受信したデジタル信号の複数の信号値を、少なくとも一つの受信信号値ブロックにグループ化し、
前記少なくとも一つの受信信号値ブロックを、反復等化器により処理し、
二以上の反復において、今回の反復に対応するブロック用の等化された信号値ブロックを生成し、
二以上の反復において、前回の反復に対応する前記等化された信号値ブロックを、第１行列による乗算を行うフィードバック部により処理し、
二以上の反復において、前記少なくとも一つの受信信号値ブロックを、第２行列による乗算を行うフィードフォワード部により処理し、
二以上の反復において、前記第１行列を更新し、
二以上の反復において、前記第２行列を更新し、
二以上の反復において、前記今回の反復に対する前記フィードバック部の出力と前記フィードフォワード部の出力との結合に基づいて、前記今回の反復に対応する等化された信号値ブロックを決定することを特徴とする等化方法。
【請求項２】
前記第１行列は、少なくとも一つの前回の反復の結果に基づいて更新されることを特徴とする請求項１に記載の等化方法。
【請求項３】
前記第２行列は、少なくとも一つの前回の反復の結果に基づいて更新されることを特徴とする請求項１又は２に記載の等化方法。
【請求項４】
各反復において、当該反復に対応するブロック用の等化された信号値ブロックが生成されることを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載の等化方法。
【請求項５】
二以上の反復において、前記第１行列及び前記第２行列が更新されることを特徴とする請求項４に記載の等化方法。
【請求項６】
各反復において、前記第１行列が更新されることを特徴とする請求項１から５のいずれか一項に記載の等化方法。
【請求項７】
各反復において、前記第２行列が更新されることを特徴とする請求項１から６のいずれか一項に記載の等化方法。
【請求項８】
前記第１行列及び前記第２行列が、前回の反復に対応する前記等化された信号値ブロックと、前記受信信号値ブロックとの間の相関関係に基づいて更新されることを特徴とする請求項１から６のいずれか一項に記載の等化方法。
【請求項９】
前記前回の反復に対応する前記等化された信号値ブロックと、前記受信信号値ブロックとの間の相関関係は、前記前回の反復における等化ＳＩＮＲに基づいて決定されることを特徴とする請求項８に記載の等化方法。
【請求項１０】
前記前回の反復に対応する前記等化された信号値ブロックと、前記受信信号値ブロックとの間の相関関係は、所定の複数の相関値に基づいて決定されることを特徴とする請求項８に記載の等化方法。
【請求項１１】
前記所定の複数の相関値は、シミュレーションにより生成されることを特徴とする請求項１０に記載の等化方法。
【請求項１２】
前記第２行列は、前記信号対干渉雑音比の最大化に基づいて更新されることを特徴とする請求項１から１１のいずれか一項に記載の等化方法。
【請求項１３】
前記第１行列は、前記干渉の最小化に基づいて更新されることを特徴とする請求項１から１２のいずれか一項に記載の等化方法。
【請求項１４】
前記受信したデジタル信号は、複数の受信アンテナを備えたＭＩＭＯシステムであって、各受信アンテナが前記受信信号値ブロックの一成分と厳密に対応するようなＭＩＭＯシステムを介して受信したデジタル信号であることを特徴とする請求項１から１３のいずれか一項に記載の等化方法。
【請求項１５】
二以上の反復において、前記受信信号値ブロックは、第３行列による乗算を行う第１ビーム形成部により処理され、前回の反復に対応する前記等化された信号値ブロックは、第４行列による乗算を行う第２ビーム形成部により処理されることを特徴とする請求項１４に記載の等化方法。
【請求項１６】
前記第３行列及び前記第４行列は、前記通信チャネルの伝送特性を特定する前記チャネル行列の特異値分解に対応することを特徴とする請求項１５に記載の等化方法。
【請求項１７】
前記チャネル行列の特異値分解は、前記通信チャネルで用いられる副搬送波に係る前記チャネル行列の分解に基づいて行われることを特徴とする請求項１６に記載の等化方法。
【請求項１８】
前記第１行列及び前記第２行列は、前記通信チャネルの伝送特性を特定する前記チャネル行列に従って生成されることを特徴とする請求項１から１７のいずれか一項に記載の等化方法。
【請求項１９】
前記通信チャネルは、ＭＣ−ＤＳ−ＣＤＭＡ、ＭＣ−ＣＤＭＡ、ＣＰ−ＣＤＭＡ、又はＣＰ−ＤＳ−ＣＤＭＡに従って適応されることを特徴とする請求項１から１８のいずれか一項に記載の等化方法。
【請求項２０】
少なくとも一つの通信チャネルを介して受信したデジタル信号を等化する等化器であって、
前記受信したデジタル信号の複数の信号値を、少なくとも一つの受信信号値ブロックにグループ化し、
前記等化器は、前記少なくとも一つの受信信号値ブロックを、反復的に処理するように構成され、
二以上の反復において、前記等化器は、今回の反復に対応するブロック用の等化された信号値ブロックを生成する等化器であって、
二以上の反復において、前回の反復に対応する前記等化された信号値ブロックを処理するように構成された、第１行列による乗算を行うフィードバック部と、
二以上の反復において、前記少なくとも一つの受信信号値ブロックを処理するように構成された、第２行列による乗算を行うフィードフォワード部と、
二以上の反復において、前記第１行列を更新するように構成された第１更新部と、
二以上の反復において、前記第２行列を更新するように構成された第２更新部と、
二以上の反復において、前記今回の反復に対する前記フィードバック部の出力と前記フィードフォワード部の出力との結合に基づいて、前記今回の反復に対応する等化された信号値ブロックを決定するように構成された決定部と、
を備えることを特徴とする等化器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デジタル信号の等化方法、及び等化器に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＭＩＭＯ(Multiple input multiple output)システムは、送信側と受信側に多重アンテナを備える通信システムである。nTが送信アンテナ数を意味し、nRが受信アンテナ数を意味する場合、ＭＩＭＯシステムは、対応する単一アンテナシステムにおける容量のほぼN=min(nT, nR)倍であるチャネル容量を実現する。
【０００３】
このようなＭＩＭＯシステムの容量を実現するために、空間多重化スキームが提案されている。これによると、一の独立データストリームは、各送信アンテナから送信される。異なるデータストリーム間の干渉(cross interference)により、各送信アンテナは、送信されたデータストリームの結合物を受信することになる。受信機にとって、この送信データストリームの分離は困難である。特に信号の大きさ(dimension)Nが非常に大きい場合は顕著となる。
【０００４】
単一アンテナ通信システムでは、通常、符号間干渉（ＩＳＩ）及び多元接続干渉（ＭＡＩ）に悩まされる。例えば、シングルキャリアサイクリックプレフィックス（ＳＣＣＰ）に基づくシステム、又はＷＨＴ−ＯＦＤＭ（ウォルシュアダマール変換直交周波数分割多重: Walsh Hadamard transform orthogonal frequency division multiplexing)システムにおいては、伝送符号は相互に干渉しあい、深刻なＩＳＩを生じる。ＭＡＩ及びＩＳＩは、両者とも符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）システムに存在する。
【０００５】
デジタル加入者回線（ＤＳＬ）等の有線伝送システムにおいては、多数の回線が互いに結合されているため、各電話回線における長時間の遅延に起因する深刻なＩＳＩに加え、異なる回線間のクロストークが、伝送品質に影響を与える、もう一つの主要な障害となる。
【０００６】
ＭＩＭＯシステムについて、以下の入力−出力モデルを用いることができる。即ち、
x = Hs + n       (1)
但し、sは送信信号ベクトルを表し、xは受信信号ベクトルを表し、またnは受信ノイズベクトルを表す。Hはチャネル行列を表し、送信側から受信側へのチャネル応答を表す。明確にするために、s、x、及びnは、全てN×1行列であり、Hは、N×N行列であると仮定する。
【０００７】
上記に与えられたＭＩＭＯモデルは、広域通信システムを表す。実際、入力−出力関係は、時間領域、周波数領域、空間領域、又はこれらの任意の組み合わせで導くことができる。フラットフェージング環境で作動するＭＩＭＯアンテナシステムでは、チャネル行列Hは、各送信アンテナから各受信アンテナへのチャネル応答を表す。ＳＣＣＰシステムでは、チャネル行列Hは、循環行列(circular matrix）であり、その成分は、送信アンテナから受信アンテナへの時間領域チャネル応答に由来する。
【０００８】
上記のモデルにおいて、送信信号ベクトルsは、ユーザ情報を担う符号からのみ構成されてよく、これらは通常同様に変調されている。マルチユーザの場合、伝送符号は、異なる変調方式を用いていてもよい。
【０００９】
一般的なＭＩＭＯシステムに対して、三種類の干渉を考慮しなければならない。即ち、マルチストリーム干渉（ＭＳＩ）、符号間干渉（ＩＳＩ）、一のユーザに由来する両干渉及び他のユーザ由来のＭＡＩである。
【００１０】
送信信号を復元させるために、線形等化器及び非線形等化器が提案されている。ＺＦ（ゼロフォーシング）検出器やＭＭＳＥ（最小平均二乗誤差）検出器等の線形検出器、並びに汎用判定帰還等化器（ＧＤＦＥ）等の非線形検出器は、実施が簡単であるが、最尤（ＭＬ）性能限界から懸け離れた検出性能しか実現しない。信号の大きさが非常に小さい場合は、非線形全数検索を適用して、ＭＬ検出を実現することができる。この場合、探索されるべき候補数はMNである。但し、Mは、変調符号群のサイズである。しかしながら、信号の大きさが大きい場合は、ＭＬ検出器の複雑さが指数関数的に増すので、実施が非現実的なものとなる。
【００１１】
近年、複雑さが低い非線形受信機の設計において、ＭＩＭＯシステムのＭＬ近傍の性能を実現するために、更なる努力がなされている。信号の大きさが小さく中程度の場合は、強力ＭＬ検出器よりも複雑さが低い球内復号法等の最近格子点検索（ＣＰＳ）技術を介して、ＭＬ近傍の性能を実現することができる。ＣＰＳ技術に対する時間及び空間の複雑度は、信号の大きさが上昇するにつれ、劇的に増加する。
【００１２】
従って、信号の大きさが大きくなる場合、例えば、１００を超える場合には、ＣＰＳの使用は非実用的である。
【００１３】
信号の大きさが無限であると仮定して、非特許文献１では、ＣＤＭＡシステムにおけるＩＳＩ／ＭＡＩキャンセル（相殺）に対して、非特許文献２では、単一ユーザシステムにおけるＩＳＩチャネル等化に対して、ブロック反復判定帰還等化器（ＢＩ−ＤＦＥ）方法が提案されている。この方法では、全送信信号を反復推定し、これらの判定指向形信号を用いて、干渉を相殺することにより一連の新たな信号推定値を取得する。反復技術として、高ＳＮＲ（信号対雑音比）領域に対し、且つ独立遅延パスの数が十分大きい場合は、ＢＩ−ＤＦＥは、整合フィルタ限界（ＭＦＢ）を３から５回の反復内で実現できる。
【００１４】
ＢＩ−ＤＦＥは、後に、非特許文献３において、ＳＣＣＰシステムに対して周波数領域等化に拡張され、非特許文献４において、多重アンテナＳＣＣＰシステムに対して階層化時空間処理に拡張された。この両方では、信号の大きさは有限である。ＳＣＣＰシステムでは、チャネルは循環行列である。多重アンテナＳＣＣＰシステムでは、他のユーザからの干渉は相殺される。よって、実際に新たに生成される信号は、ＢＩ−ＤＦＥが適用された単一ユーザＳＣＣＰシステムである。従って、これら両方の拡張機能は、チャネルの既知構造、即ち、汎用ＭＩＭＯチャネルで利用不可能な循環行列を活用している。
【００１５】
上記には、以下の文献が引用されている。
【００１６】
【非特許文献１】Beheshti, S. H. Isabelle and G. W. Worne., "Joint intersymbol and multiple access interference suppression algorithms for CDMA system," European Trans. Telecomm. Related Technol., vol. 9, pp. 403-418, Sept. -Oct. 1998
【非特許文献２】A. M. Chan and G. W. Wornell, "A class of block-iterative equalizers for intersymbol interference channels: fixed channel results," IEEE Trans. on Communications, pp. 1966-1976, vol. 49, No. 11, Nov. 2001
【非特許文献３】N. Venvenuto and S. Tomasin, "Block iterative DFE for single carrier modulation", Electronics Letters, pp. 1144-1145, vol. 38, No. 19, Sept. 2002
【非特許文献４】R. Kalbasi, R. Dinis, D.D. Falconer and A. H. Bainhashemi, "Layered space-time receivers for single carrier transmission with iterative frequency domain equalization", IEEE VTC-Spring '04, May 2004
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
本発明は、従来技術の方法と比較して改良されたデジタル信号の等化方法を提供することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
上記の課題は、独立項に係る特徴を有するデジタル信号の等化方法、及び等化器により実現される。
【００１９】
少なくとも一つの通信チャネルを介して受信したデジタル信号を等化する等化方法であって、前記受信したデジタル信号の複数の信号値を、少なくとも一つの受信信号値ブロックにグループ化し、前記少なくとも一つの受信信号値ブロックを、反復等化器により処理する等化方法が提供される。二以上の反復において、今回の反復に対応するブロック用の等化された信号値ブロックを生成し、二以上の反復において、前回の反復に対応する前記等化された信号値ブロックを、第１行列による乗算を行うフィードバック部により処理する。更に、二以上の反復において、前記少なくとも一つの受信信号値ブロックを、第２行列による乗算を行うフィードフォワード部により処理する。二以上の反復において、前記第１行列を更新し、二以上の反復において、前記第２行列を更新する。更に、二以上の反復において、前記今回の反復に対する前記フィードバック部の出力と前記フィードフォワード部の出力との結合に基づいて、前記今回の反復に対応する等化された信号値ブロックを決定する。
【００２０】
更に、前記デジタル信号の等化方法に係る等化器が提供される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
一例として、ブロック反復汎用判定帰還等化器（ＢＩ−ＧＤＦＥ）が提供される。ここで、フィードバック行列及びフィードフォワード行列は、反復工程において更新される。フィードバック部とフィードフォワード部をワンタップフィルタ部として実施できるので、複雑さが低い等化器を実現可能である。一の実施例では、等化器は、ＭＩＭＯチャネル行列の特異値分解（チャネル伝送特性のモデル化）に基づいている。この実施例は、複雑さが低い状態でも実現できる。なぜなら、一つの特異値分解のみが含まれるからである。
【００２２】
本発明では、無線機器(wireless applications)に大規模なアンテナシステムを用いた、又はＤＳＬ機器(DSL applications)等における無線伝送に多数の回線を用いたギガビットレベルの伝送が実現可能となる。本発明は、例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎに準拠した通信システム、即ち、無線ローカルエリアネットワーク（ＬＡＮ）に利用可能であるが、携帯電話通信システム等の広域通信システムに利用されてもよい。本発明は、例えば、ＷＩＭＡＸ(Worldwide Interoperability for Microwave Access)又はＢ３Ｇ（beyond 3G)標準規格に準拠した通信システムに利用可能である。
【００２３】
ＭＬ近傍の検出は、信号の大きさが大きい場合に、ＭＩＭＯシステムに対して実現可能である。
【００２４】
本発明の実施例は、従属項から発生する。デジタル信号の等化方法の内容に記載された本発明の実施例は、等化器にも有効である。
【００２５】
前記第１行列は、少なくとも一つの前回の反復の結果に基づいて更新される。同様に、前記第２行列は、少なくとも一つの前回の反復の結果に基づいて更新される。
【００２６】
当該反復に対応するブロック用の等化された信号値ブロックが各反復において生成される。
【００２７】
前記第１行列及び前記第２行列が二以上の反復において更新される。
【００２８】
前記第１行列が各反復において更新されうる。同様に、前記第２行列が各反復において更新されうる。
【００２９】
一の実施例では、前記第１行列及び前記第２行列が、前回の反復に対応する前記等化された信号値ブロックと、前記受信信号値ブロックとの間の相関関係に基づいて更新される。この更新は、予め推定された相関関係に基づいて行われてよい。
【００３０】
前記前回の反復に対応する前記等化された信号値ブロックと、前記受信信号値ブロックとの間の相関関係は、前記前回の反復における等化ＳＩＮＲに基づいて決定できる。
【００３１】
前記前回の反復に対応する前記等化された信号値ブロックと、前記受信信号値ブロックとの間の相関関係は、所定の複数の相関値に基づいて決定される。
【００３２】
前記所定の複数の相関値は、シミュレーションにより生成されてよい。
【００３３】
前記第２行列は、例えば前記信号対干渉雑音比（ＳＩＮＲ）の最大化に基づいて更新される。前記第１行列は、例えば前記干渉の最小化に基づいて更新される。
【００３４】
一の実施例では、前記受信したデジタル信号は、複数の受信アンテナを備えたＭＩＭＯシステムであって、各受信アンテナが前記受信信号値ブロックの一成分と厳密に対応するようなＭＩＭＯシステムを介して受信したデジタル信号である。
【００３５】
一の実施例では、二以上の反復において、前記受信信号値ブロックは、第３行列による乗算を行う第１ビーム形成部により処理され、前回の反復に対応する前記等化された信号値ブロックは、第４行列による乗算を行う第２ビーム形成部により処理される。
【００３６】
前記第３行列及び前記第４行列は、例えば、前記通信チャネルの伝送特性を特定する前記チャネル行列の特異値分解に対応する。
【００３７】
前記チャネル行列の特異値分解は、前記通信チャネルで用いられる副搬送波に係る前記チャネル行列の分解に基づいて行われる。
【００３８】
一の実施例では、前記第１行列及び前記第２行列は、前記通信チャネルの伝送特性を特定する前記チャネル行列に従って生成される。
【００３９】
前記通信チャネルは、例えば、ＭＣ−ＤＳ−ＣＤＭＡ、ＭＣ−ＣＤＭＡ、ＣＰ−ＣＤＭＡ、又はＣＰ−ＤＳ−ＣＤＭＡに従って適応される。
【００４０】
本発明の具体例について、図面を参照して以下に説明する。
【００４１】
図１は、本発明の実施例に係る通信システム１００を示す図である。
【００４２】
通信システム１００は、送信機１０１及び受信機１０２を備える。送信機１０１は、ＭＩＭＯ−ＳＣＣＰ(multiple input multiple output signal carrier cyclic prefix)アーキテクチャに従って形成される。これは、複数のＭＩＭＯアンテナを有するＳＣＣＰシステムという意味である。簡単にするために、通信システム１００は、２本の送信アンテナ１０３を備えた２×２ＭＩＭＯシステムであり、各送信アンテナ１０３は、一のデータストリーム１０４を送信するために用いられる。二つのデータストリーム１０４が、変調符号の形態で、夫々、直列−並列（Ｓ／Ｐ）コンバータ１０５に送られる。Ｓ／Ｐコンバータ１０５は、対応するデータストリーム１０４からのデータブロックを生成する。図１の上側のＳ／Ｐコンバータ１０５により生成されたデータブロックをs1(n)で表し、図１の下側のＳ／Ｐコンバータ１０５により生成されたデータブロックをs2(n)で表すと仮定する（s1(n)及びs2(n)が同時に送信されるべきデータに対応すると仮定する）。s1(n)及びs2(n)は、サイズN×１のベクトルであり、以下では、送信信号ベクトルとしても称される。
【００４３】
データブロックs1(n)及びs2(n)の夫々に対して、長さLのサイクリックプレフィックスが、夫々に対応するサイクリックプレフィックス付加部１０６により付加される。最後に、各データブロックは、夫々の並列−直列（Ｐ／Ｓ）コンバータ（図１には図示されず）に送られ、このコンバータが、各ブロックから直列符号ストリームを生成する。そして、直列符号ストリームは、夫々の送信アンテナ１０３から送信される。
【００４４】
直列符号ストリームは、対応する受信アンテナ１０７を介して受信機１０２により受信される。受信された直列符号ストリームの夫々は、先ず、対応するＳ／Ｐコンバータ（図１には図示されず）に送られ、受信された直列符号ストリームの夫々から符号ブロックが生成される。サイクリックプレフィックスは、対応するサイクリックプレフィックス除去部１０８により符号ブロックの夫々から除去される。また、受信信号ベクトルが各送信信号ベクトルに対応して生成されるように、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）が、対応するＦＦＴ部１０９により符号ブロックの夫々に適用される。送信信号ベクトルs1(n)に対応する受信信号ベクトルをx1(n)で表し、送信信号ベクトルs2(n)に対応する受信信号ベクトルをx2(n)とする。
【００４５】
受信信号ベクトルx1(n)及びx2(n)は、夫々、等化器１１０に供給される。等化器１１０は、x1(n)から検出（等化）信号ベクトル
【００４６】
【数１】
2008510334.tif 000003
【００４７】
を生成し、x2(n)から検出（等化）信号ベクトル
【００４８】
【数２】
2008510334.tif 000004
【００４９】
を生成する。
【００５０】
以下、本発明の各種実施例に係る等化器１１０の機能について説明する。
【００５１】
図２は、本発明の実施例に係る等化器２００を示す図である。
【００５２】
等化器２００は、反復等化器である。以下、lを反復指標として用いる。等化器２００の入力は、図１を参照して説明したように、xで表される受信信号ベクトルである。
【００５３】
ｌ番目の反復において、受信信号ベクトルxは、行列
【００５４】
【数３】
2008510334.tif 000005
【００５５】
によるxの乗算を行うフィードフォワード等化器（ＦＦＥ）２０１に送られる。更に、ｌ番目の反復において、前回ｌ−１番目の反復からの硬判定、これはｌ−１番目の反復に基づいて検出された信号ベクトル
【００５６】
【数４】
2008510334.tif 000006
【００５７】
を意味するが、これが、行列D1による
【００５８】
【数５】
2008510334.tif 000007
【００５９】
の乗算を行うフィードバック等化器（ＦＢＥ）２０２に供給される。フィードフォワード等化器２０１及びフィードバック等化器２０２の出力は、加算器（結合器）２０３により結合され（加算され）、ベクトルz1を生成する。
【００６０】
ベクトルz1は、ｌ番目の反復
【００６１】
【数６】
2008510334.tif 000008
【００６２】
に対する硬判定を生成するスライサ２０４に供給される。
【００６３】
数学的には、ｌ番目の反復におけるスライサ２０４への入力は次式で与えられる。
【００６４】
【数７】
2008510334.tif 000009
【００６５】
x = HS + nであるので、次式
【００６６】
【数８】
2008510334.tif 000010
【００６７】
が、次式の行列
【００６８】
【数９】
2008510334.tif 000011
【００６９】
における対角成分を備える対角行列であるであると仮定すると、次式となる。
【００７０】
【数１０】
2008510334.tif 000012
【００７１】
次式
【００７２】
【数１１】
2008510334.tif 000013
【００７３】
及び次式
【００７４】
【数１２】
2008510334.tif 000014
【００７５】
とすると、干渉とノイズを足した結合物の共分散行列は次式で与えられる。
【００７６】
【数１３】
2008510334.tif 000015
【００７７】
但し、ρl-1は、（ｌ−１）番目の反復において入力と共に行われた判定間の相関関係であり、入力判定相関とも称される。干渉効果を最小化するために、Wlは次式に従ってｌ番目の反復において選ばれる。
【００７８】
【数１４】
2008510334.tif 000016
【００７９】
直感的には、与えられたＦＦＥに対して、ＦＢＥは、干渉効果を最小化するために選ばれる。
【００８０】
（Wlにより与えられる）ＦＦＥは、ｌ番目の反復において、ＳＩＮＲが次式に従って最大化されるように選ばれる。
【００８１】
【数１５】
2008510334.tif 000017
【００８２】
結局、重み生成用の、即ちWl及びDlを決定するためのアルゴリズムが、以下のように与えられる。
（１）初期化に対してｌ＝０及びρ0を設定する。
（２）ｌ番目の反復において、ρl-1を用いて式（７）及び式（８）に従ってWl及びDlを計算する。
（３）前述のような処理を実行して、
【００８３】
【数１６】
2008510334.tif 000018
【００８４】
を生成し、次の反復を継続させる（即ち、式（２）に進む）。
【００８５】
一の実施例では、ＦＦＥ及びＦＢＥ係数、並びに相関係数、即ち、Wl、Dl並びにρl-1は、チャネル応答、即ちHが先ず推定されたときに、予め計算される。
【００８６】
図３は、本発明の実施例に係る等化器３００を示す図である。
【００８７】
等化器３００は、図２を参照して説明した等化器２００に対する代替物として、本発明の一の実施例における受信機１０２の等化器１１０に対し選ばれる。
【００８８】
等化器３００も、反復等化器である。前述のように、ｌを反復指標として用いる。等化器２００の入力は、図１を参照して説明したように、xで表される受信信号ベクトルである。
【００８９】
等化器３００は、次式に従う行列Hの特異値分解に基づいている。
【００９０】
【数１７】
2008510334.tif 000019
【００９１】
これを用いると、式（７）に従うWlは次式のように記述できる。
【００９２】
【数１８】
2008510334.tif 000020
【００９３】
但し、次式は対角行列である。
【００９４】
【数１９】
2008510334.tif 000021
【００９５】
同様に、式（６）に従うDlは、次式のように記述できる。
【００９６】
【数２０】
2008510334.tif 000022
【００９７】
但し、次式である。
【００９８】
【数２１】
2008510334.tif 000023
【００９９】
式（８）及び式（９）を式（１１）に代入すると次式が得られる。
【０１００】
【数２２】
2008510334.tif 000024
【０１０１】
但し、
【０１０２】
【数２３】
2008510334.tif 000025
【０１０３】
【数２４】
2008510334.tif 000026
【０１０４】
であり、これらは両方とも対角行列である。
【０１０５】
従って、スライサ入力zlは次式のように記述できる。
【０１０６】
【数２５】
2008510334.tif 000027
【０１０７】
このスライサ入力zlの式に従って、受信信号ベクトルxは、第１（受信機）ビーム形成部３０１に供給される。この第１ビーム形成部３０１は、行列UHによるxの乗算を行う。ビーム形成部３０１の出力は、行列
【０１０８】
【数２６】
2008510334.tif 000028
【０１０９】
による乗算を行うフィードフォワード（ワンタップ）等化器３０２に供給される。
【０１１０】
（ｌ−１）番目の反復において推定された判定指向形信号ベクトルの推定値、即ち、（ｌ−１）番目の反復における硬判定
【０１１１】
【数２７】
2008510334.tif 000029
【０１１２】
は、第２ビーム形成部３０３に供給され、ここでビーム形成行列VHにより乗算される。
【０１１３】
第２ビーム形成部３０３の出力は、行列Blによる乗算を行うフィードバック（ワンタップ）等化器３０４により処理される。フィードフォワード等化器３０２の出力と、フィードバック等化器３０４の出力は、第１加算器（結合器）３０５により結合され（加算され）、その出力が行列Vによる乗算を行う第３ビーム形成部３０６により処理される。
【０１１４】
更に、
【０１１５】
【数２８】
2008510334.tif 000030
【０１１６】
は、行列θlによる乗算を行う更なる（ワンタップ）等化器３０７に送られる。第３ビーム形成部３０６の出力と、更なる等化器３０７の出力は、第２加算器（結合器）３０８により結合される（加算される）。第２加算器３０８の出力は、スライサ３０９への入力zlであり、スライサ３０９はその入力を用いてｌ番目の反復に対する硬判定を行う。即ち、
【０１１７】
【数２９】
2008510334.tif 000031
【０１１８】
を生成する。
【０１１９】
式（８）及び式（９）によれば、
【０１２０】
【数３０】
2008510334.tif 000032
【０１２１】
Vの全成分が同一振幅である場合は、
【０１２２】
【数３１】
2008510334.tif 000033
【０１２３】
但し、
【０１２４】
【数３２】
2008510334.tif 000034
【０１２５】
この場合、θl＝０である。
【０１２６】
汎用ＭＩＭＯチャネルに対して、次式となる。
【０１２７】
【数３３】
2008510334.tif 000035
【０１２８】
なぜなら、Vの成分が同じ振幅を有さないからである。この場合、θl≠０である。従って、
【０１２９】
【数３４】
2008510334.tif 000036
【０１３０】
を計算する必要があり、これにはN2虚数乗法が必要とされる。
【０１３１】
図２を参照して説明した等化器２００に対する更なる代替物を図４に示す。
【０１３２】
図４は、本発明の実施例に係る等化器４００を示す図である。
【０１３３】
等化器４００は、本発明の一の実施例において、受信機１０２の等化器１１０として用いることができる。
【０１３４】
等化器４００は、一例としては、上述した等化器３００を簡略化したものである。この簡略化は、θl＝０並びに
【０１３５】
【数３５】
2008510334.tif 000037
【０１３６】
を選択することにより実現される。
【０１３７】
この簡略化によれば、受信信号ベクトルxは第１ビーム形成部４０１に供給される。この第１ビーム形成部４０１は、行列UHによるxの乗算を行う。ビーム形成部４０１の出力は、行列
【０１３８】
【数３６】
2008510334.tif 000038
【０１３９】
による乗算を行うフィードフォワード（ワンタップ）等化器４０２に供給される。
【０１４０】
（ｌ−１）番目の反復において推定された判定指向形信号ベクトルの推定値、即ち、（ｌ−１）番目の反復における硬判定
【０１４１】
【数３７】
2008510334.tif 000039
【０１４２】
は、第２ビーム形成部４０３に供給され、ここでビーム形成行列VHにより乗算される。
【０１４３】
第２ビーム形成部４０３の出力は、行列Blによる乗算を行うフィードバック（ワンタップ）等化器４０４により処理される。フィードフォワード等化器３０２の出力と、フィードバック等化器３０４の出力は、第１加算器（結合器）３０５により結合され（加算され）、その出力が行列Vによる乗算を行う第３ビーム形成部３０６により処理される。
【０１４４】
第３ビーム形成部３０６の出力は、スライサ４０７への入力zlであり、スライサ４０９はその入力を用いてｌ番目の反復に対する硬判定を行う。即ち、
【０１４５】
【数３８】
2008510334.tif 000040
【０１４６】
を生成する。
【０１４７】
ｌ番目の反復におけるＳＩＮＲ（信号対干渉雑音比）も、次式のように簡略化できる。
【０１４８】
【数３９】
2008510334.tif 000041
【０１４９】
Fl、Bl及びΣは、全て対角行列であるので、追跡計算(trace calculation)は非常に単純である。
【０１５０】
サイクリックプレフィックス付加により、受信信号ベクトルx1(n)及びx2(n)は、次式のように記述できる。
【０１５１】
【数４０】
2008510334.tif 000042
【０１５２】
但し、xi(n)、si(n)及びui(n)は、全て、大きさN×１の列ベクトルである。Wは、ＤＦＴ（離散フーリエ変換）行列であり、Λijは、ｉ番目の送信アンテナからｊ番目の受信アンテナへの周波数領域チャネル応答を含む対角行列である。
【０１５３】
従って、入力−出力関係は次式のように記述できる。
【０１５４】
x(n) = Hs(n) + u(n)          (14)
但し、
【０１５５】
【数４１】
2008510334.tif 000043
【０１５６】
但し、
【０１５７】
【数４２】
2008510334.tif 000044
【０１５８】
入力−出力関係（１４）に従って、図２、図３及び図４を参照して説明した実施例に係る等化器を用いることができる。図３及び図４に係る実施例を用いる際、Hの行列の大きさが2N×2Nであるために、計算が非常に複雑になることが予想される。しかしながら、以下に示すように、マトリクス構造の特性を利用すると、受信機１０２は非常に効率的にできる。
【０１５９】
【数４３】
2008510334.tif 000045
【０１６０】
は、ユニタリ行列である。従って、Hに対する特異値分解又は行列反転は、ブロック対角行列
【０１６１】
【数４４】
2008510334.tif 000046
【０１６２】
に対する特異値分解又は行列反転を行うことで実施できる。更に、
【０１６３】
【数４５】
2008510334.tif 000047
【０１６４】
のブロック対角度(block diagonality)のために、行列Hの特異値分解又は行列反転は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムと同様に、副搬送波毎に行うことができる。
【０１６５】
【数４６】
2008510334.tif 000048
【０１６６】
が、
【０１６７】
【数４７】
2008510334.tif 000049
【０１６８】
の特異値分解であると仮定する。同様に、
【０１６９】
【数４８】
2008510334.tif 000050
【０１７０】
が、各副搬送波に対応するチャネル行列の特異値分解であるとする（Hkで表す）。
【０１７１】
ユニタリ行列
【０１７２】
【数４９】
2008510334.tif 000051
【０１７３】
は、行列Ukにより決定され、ユニタリ行列
【０１７４】
【数５０】
2008510334.tif 000052
【０１７５】
は、行列Vkにより決定され、また対角行列
【０１７６】
【数５１】
2008510334.tif 000053
【０１７７】
は、行列Hkの特異値、即ち、Σk(k=0,1,..., N-1)により決定されることは、容易に検証される。
【０１７８】
これを例示する一例として、ブロック対角行列H（この例では、周波数領域ブロックサイズはN=2であり、空間領域サイズは２×２である）を次のように仮定する。
【０１７９】
【数５２】
2008510334.tif 000054
【０１８０】
特異値分解H = U S Vを行う場合、次式が得られる。
【０１８１】
【数５３】
2008510334.tif 000055
【０１８２】
第１副搬送波に対するチャネル行列H1は、
【０１８３】
【数５４】
2008510334.tif 000056
【０１８４】
特異値分解H1 = U1 S1 V1は次式を生じる。
【０１８５】
【数５５】
2008510334.tif 000057
【０１８６】
第２副搬送波に対するチャネル行列H2は、
【０１８７】
【数５６】
2008510334.tif 000058
【０１８８】
特異値分解H2 = U2 S2 V2は次式を生じる。
【０１８９】
【数５７】
2008510334.tif 000059
【０１９０】
この例から、Hの第２及び第３特異値／ベクトルは、H1に対応する第１副搬送波により決定され、その他は、H2に対応する第２副搬送波により決定されことが分かる。
【０１９１】
一般的には、M×MのＭＩＭＯを有し、ＦＦＴサイズがＮであるＭＩＭＯ−ＳＣＣＰでは、Hのユニタリ行列における列ベクトルの夫々は、Ｍ個のゼロでない成分のみから構成される。これは、UHによる乗算において、V及びVHが非常に効率的に実施されうることを示している。結論として、Ｍ個の送信機とＭ個の受信機を有し、ＳＣＣＰブロックサイズがＮであるＭＩＭＯ−ＳＣＣＰシステムでは、特異値分解又は行列反転用の行列の大きさは、NM×NMではなく、M×Mである（N個の分解が必要）。従って、かなり複雑さを減少させることができる。
【０１９２】
図５を参照して更なる実施例について説明する。
【０１９３】
図５は、本発明の実施例に係る通信システム５００を示す図である。
【０１９４】
通信システム５００は、ＭＩＭＯを有するＷＨＴ−ＯＦＤＭ（ウォルシュアダマール変換ＯＦＤＭ）システムであり、ＭＩＭＯ−ＷＨＴ−ＯＦＤＭシステムとも称される。
【０１９５】
通信システム５００は、送信機５０１及び受信機５０２を備える。簡単にするために、通信システム５００は、２本の送信アンテナ５０３を備えた２×２ＭＩＭＯシステムであり、各送信アンテナ５０３は、一のデータストリーム５０４を送信するために用いられる。二つのデータストリーム５０４が、変調符号の形態で、夫々、直列−並列（Ｓ／Ｐ）コンバータ５０５に送られる。Ｓ／Ｐコンバータ５０５は、対応するデータストリーム５０４からのデータブロックを生成する。図５の上側のＳ／Ｐコンバータ５０５により生成されたデータブロックをs1(n)で表し、図５の下側のＳ／Ｐコンバータ５０５により生成されたデータブロックをs2(n)で表すとする（s1(n)及びs2(n)が同時に送信されるべきデータに対応すると仮定する）。s1(n)及びs2(n)は、サイズN×１のベクトルであり、以下では、送信信号ベクトルとしても称される。
【０１９６】
データブロックs1(n)及びs2(n)は、夫々、対応するウォルシュアダマール変換（ＷＨＴ)部５０６に送られ、ここでウォルシュアダマール変換により処理される。ウォルシュアダマール変換されたデータブロックは、夫々、対応するＩＦＦＴ部５０７に供給される。ＩＦＦＴ部５０７は、ＷＨＴ変換ブロックに対して逆高速フーリエ変換を行う。
【０１９７】
ＷＨＴ変換及びＩＦＦＴ変換の後、各ブロックに対して、長さLのサイクリックプレフィックスが、夫々に対応するサイクリックプレフィックス付加部５０８により付加される。最後に、各データブロックは、夫々の並列−直列（Ｐ／Ｓ）コンバータ（図５には図示されず）に送られ、このコンバータが、各ブロックから直列符号ストリームを生成する。そして、直列符号ストリームは、夫々の送信アンテナ５０３から送信される。
【０１９８】
直列符号ストリームは、対応する受信アンテナ５０９を介して受信機５０２により受信される。受信された直列符号ストリームの夫々は、先ず、対応するＳ／Ｐコンバータ（図５には図示されず）に送られ、その受信された直列符号ストリームの夫々から符号ブロックが生成される。サイクリックプレフィックスは、対応するサイクリックプレフィックス除去部５１０により符号ブロックの夫々から除去される。受信信号ベクトルが各送信信号ベクトルに対応して生成されるように、（サイズＮの）高速フーリエ変換（ＦＦＴ）が、対応するＦＦＴ部５１１により符号ブロックの夫々に適用される。前述のように、送信信号ベクトルs1(n)に対応する受信信号ベクトルをx1(n)で表し、送信信号ベクトルs2(n)に対応する受信信号ベクトルをx2(n)とする。
【０１９９】
受信信号ベクトルx1(n)及びx2(n)は、等化器５１２に供給される。等化器５１２は、x1(n)から検出信号ベクトル
【０２００】
【数５８】
2008510334.tif 000060
【０２０１】
を生成し、x2(n)から検出（等化）信号ベクトル
【０２０２】
【数５９】
2008510334.tif 000061
【０２０３】
を生成する。
【０２０４】
サイクリックプレフィックス付加により、受信信号ベクトルx1(n)及びx2(n)は、次式のように記述できる。
【０２０５】
【数６０】
2008510334.tif 000062
【０２０６】
但し、xi(n)、si(n)及びui(n)は、全て、大きさN×１の列ベクトルである。Cは、ＷＨＴ行列であり、Λijは、ｉ番目の送信アンテナからｊ番目の受信アンテナへの周波数領域チャネル応答を含む対角行列である。
【０２０７】
従って、入力−出力関係は次式のように記述できる。
【０２０８】
x(n) = Hs(n) + u(n)          (15)
但し、
【０２０９】
【数６１】
2008510334.tif 000063
【０２１０】
但し、
【０２１１】
【数６２】
2008510334.tif 000064
【０２１２】
入力−出力関係（１５）に従って、図２、図３及び図４を参照して説明した実施例に係る等化器を、等化器５１２として用いることができる。
【０２１３】
【数６３】
2008510334.tif 000065
【０２１４】
は、ユニタリ行列である。従って、ＭＩＭＯ−ＳＣＣＰシステムと同様に、前述のように、Hに対する特異値分解又は行列反転は、ブロック対角行列
【０２１５】
【数６４】
2008510334.tif 000066
【０２１６】
に対する特異値分解又は行列反転を行うことで実施できる。更に、
【０２１７】
【数６５】
2008510334.tif 000067
【０２１８】
のブロック対角度(block diagonality)のために、行列Hの特異値分解又は行列反転は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムと同様に、副搬送波毎に行うことができる。
【０２１９】
結論として、Ｍ個の送信機とＭ個の受信機を有し、ＯＦＤＭブロックサイズがＮであるＭＩＭＯ−ＷＨＴ−ＯＦＤＭシステムでは、特異値分解又は行列反転用の行列の大きさは、NM×NMではなく、M×Mである（N個の分解が必要）。従って、かなり複雑さを減少させることができる。
【０２２０】
図２、図３及び図４に示した等化器により行なわれる反復方法の収束は、相関係数ρl-1の決定に非常に敏感である。これは、行われる判定の信頼度として考えられる。理論的には、相関係数ρl-1は、その反復に対する等化ＳＮＲを用いて計算することができる。非特許文献１及び非特許文献２では、相関係数がＱＰＳＫ変調に対して次式により決定されている。
【０２２１】
【数６６】
2008510334.tif 000068
【０２２２】
但し、ｌ番目の反復における等化ＳＮＲである。
【０２２３】
この計算は、一の実施例で用いられ、信号の大きさが無限に近づくにつれ有効となる。実用的には、信号の大きさは小さいので、この近似では、ＭＬ（最大尤度）範囲から懸け離れた結果となるであろう。
【０２２４】
一の実施例では、相関係数はシミュレーションに基づく方法に従って生成される。信号の大きさが有限である場合に関しては、相関関係は具現化のたびに次々に変動する。この決定方法は、以下の通りである。ＡＷＧＮ（平均白色ガウス雑音：average white gaussian noise)チャネルに対して、送信信号と硬判定符号との間の平均相関(average correlation)が計算される。この工程は、例えば１００００回繰り返され、そこから、１００００個の具体的な相関関係が取得される。実験により、この具体的な相関関係の平均(mean)は式（１６）に非常に近いものとなるが、この具現化は非常に不安定である。
【０２２５】
この相関関係は、各ＳＮＲ点に対する二つの成分の平均(average)として選ばれる。即ち、一つは理論値形態（１６）であり、２番目はそのＳＮＲ点に対する具現化の最小値である。この方法は、動的相関計算法(Dynamic Correlation Calculation method)と称される。
【０２２６】
一の実施例では、この方法を用いて、各反復における相関関係に対する一連の固定値を設定する。この方法は、固定相関計算法(Fixed Correlation Calculation method)と称される。反復回数が増えるにつれ、判定が優れたものになることを考慮すると、相関係数は、反復回数の増加関数として選ばれる。通常、値は０．８から０．９９９の範囲で変動する。例えば、４回の反復に対しては、相関係数ρ1からρ4は、[ρ1, ρ2, ρ3, ρ4]=[0.95, 0.95, 0.99, 0.99]として選ばれる。このような簡略化を行うことで、本当の収束解は得られないが、シミュレーションから分かるように、あるＳＮＲ範囲においては非常にうまくいく場合もある。
【０２２７】
以下に、本発明がどのように様々なＣＤＭＡ(code division multiple access)システムに適用できるかについて説明する。
【０２２８】
先ず、ＣＰ(cyclic prefix)ベースＣＤＭＡシステム用の入力−出力モデルを提示する。マルチキャリア搬送システムとシングルキャリアシステムとの間の二重性を考慮し、シングルキャリアＣＰベースシステムよりも人気の高いマルチキャリアベースＣＤＭＡシステムから始める。全てのシステムに対して同期ダウンリンク伝送及びシングルセル環境が考慮される。
【０２２９】
送信は、ブロック毎に行われ、各ブロックは、Ｐ個のサンプルのＣＰサブブロックと、Ｎ個のサンプルのデータサブブロックとから構成される。ＣＰをチャネルメモリよりも長く付加することで、チャネル行列は循環行列となり、これはH = WHΛWとして表せる。但し、WはN点ＤＦＴ行列であり、Λ=diag{λ1, ..., λN}は対角行列であり、この成分は、各副搬送波における周波数領域チャンネル応答である。時間領域チャネル応答をh(0), h(1), ..., h(L)とし、夫々一つの符号遅延があるとすると、次式となる。
【０２３０】
【数６７】
2008510334.tif 000069
【０２３１】
マルチキャリアシステムでは、データサブブロックは、Ｎ点ＩＤＦＴ行列WHを用いた変換の前に前変換される。一方、シングルキャリアシステムでは、データサブブロックは直接送信される。受信機側では、シングルキャリアシステム及びマルチキャリアシステムの両システムは、先ず、受信したデータサブブロックをＤＦＴ行列Wで前変換し、その出力を更に用いて、送信信号を線形又は非線形検出器を介して復元させる。
【０２３２】
Ｇは、処理利得を示し、全ユーザに共通である。全システムに対して共通である以下の表記法を導入する。即ち、ｎ番目のブロックにおける長スクランブルコードに対するD(n)は、D(n) = diag{d(m;0), ..., d(m;N-1)}であり、ユーザｉの短コードに対するciは、ci = [ci(0), ..., ci(G-1)]Tであり、i=jの場合はciHcj=1であり、その他の場合はciHcj=0である。
【０２３３】
ＭＣ−ＤＳ−ＣＤＭＡ
ＭＣ−ＤＳ−ＣＤＭＡ(multi carrier direct sequence CDMA)は、時間領域拡散を行う。各ユーザは等しい処理利得Ｇを有し、Ｔ人のユーザが同一セル（
【０２３４】
【数６８】
2008510334.tif 000070
【０２３５】
）を共有するとする。ＭＣ−ＤＳ−ＣＤＭＡシステムは、次のようにブロック拡散を行う。
（１）各ユーザからＮ個の符号を取得し、それらをユーザの拡散コードで拡散させる。
（２）全ユーザからの同一符号指標に対応するチップ信号を合計し、それを同一副搬送波上であるが異なるブロックで送信する。よって、全チップシークエンスを送信するためにＧ個の連続ブロックが必要である。
【０２３６】
ＦＦＴ動作後のｎ番目の受信ブロックは、次式として記述できる。
【０２３７】
【数６９】
2008510334.tif 000071
【０２３８】
また、
y(n) = [y(n;0), ..., y(n;N-1)]T
si = [si(0), ..., si(N-1)]T
u(n) = [u(n;0), ..., u(n;N-1)]T         (18)
但し、siは、ユーザｉに対するサイズN×１の送信信号ベクトルであり、u(n)は、ＦＦＴ動作後のＡＷＧＮである。
【０２３９】
以上から、ｎ番目のブロックにおけるｋ番目の副搬送波は、次式のように都合よく表すことができる。即ち、
【０２４０】
【数７０】
2008510334.tif 000072
【０２４１】
ｋ番目の副搬送波の受信信号を０番目のブロックから（Ｇ−１）番目のブロックまで収集すると、次式が生じる。
【０２４２】
【数７１】
2008510334.tif 000073
【０２４３】
但し、
【０２４４】
【数７２】
2008510334.tif 000074
【０２４５】
【数７３】
2008510334.tif 000075
【０２４６】
を用いて
【０２４７】
【数７４】
2008510334.tif 000076
【０２４８】
を逆拡散させると、次式が生じる。
【０２４９】
【数７５】
2008510334.tif 000077
【０２５０】
又は
zi = Λsi + ui          (22)
但し、zi = [zi(0), ..., zi(N-1)]Tであり、ui = [ui(0), ..., ui(N-1)]Tである。uiは、u(n)と同じ特性を有するＡＷＧＮであることに留意されたい。従って、チャネル応答が全てのＧ個のブロックにわたって一定である場合、
【０２５１】
【数７６】
2008510334.tif 000078
【０２５２】
である限り、ＭＣ−ＤＳ−ＣＤＭＡは、ＭＡＩ(multiple access interference)やＩＳＩ(inter symbol interference)に直面することはない。
【０２５３】
ＭＣ−ＣＤＭＡ
ＭＣ−ＤＳ−ＣＤＭＡは、同符号に属するチップ信号が異なる時間ブロックを介して送信されるという意味で、時間拡散を行う。ＭＣ−ＣＤＭＡは、これらのチップ信号を同一ブロック内の異なる副搬送波を介して送信することにより、周波数領域拡散を行う。Ｔはユーザの総数を表し、Ｑは各ユーザに対し一ブロックで送信された符号数、Ｇは全ユーザに共通の処理利得を表す。Ｎ＝ＱＧは、副搬送波の総数であることに留意されたい。
【０２５４】
ＭＣ−ＣＤＭＡシステムでは、先ず、各ユーザのＱ個の符号が夫々の拡散コードを用いて拡散される。次に、全ユーザに対するチップシークエンスが合計される。最後に、サイズＮの合計されたチップ信号がインターリーブされ、Ｎ点ＩＦＦＴプロセッサに送られ、続いてＣＰが付加される。受信機側では、ＦＦＴ後のｎ番目の受信ブロックは、次式として表すことができる。
【０２５５】
【数７７】
2008510334.tif 000079
【０２５６】
但し、ＩＩは、送信チップシークエンスを、同符号からできれば非連続副搬送波まで拡散するために用いられるインターリーブ行列である。
【０２５７】
【数７８】
2008510334.tif 000080
【０２５８】
但し、
【０２５９】
【数７９】
2008510334.tif 000081
【０２６０】
受信信号ベクトルy(n)をＱ個の非重複短列ベクトルに分割し、夫々が、同符号に属するチップ信号に対応するＧ個の成分を有するとすると、式（２３）は、i=1,...,Qについて次式のように分離することができる。
【０２６１】
【数８０】
2008510334.tif 000082
【０２６２】
但し、Λi及びDi(n)は、Λ及びD(n)におけるｉ番目のサブブロックである。各伝送符号に対して同様な周波数ダイバーシティを実現するために、Tr{|Λi|2}が各サブブロックに対してほぼ一定であるようなΛからの成分をΛiが採用するように、インターリーバを設計できることに留意されたい。これは、同符号に属するチップ信号を、等しく間隔をあけられた副搬送波に割り当てることで実現できる。式（２６）から、ＭＣ−ＣＤＭＡはＭＡＩに直面するが、ＩＳＩには直面しないことが分かる。また、信号検出は、個々のブロック夫々について行うことができる。
【０２６３】
ＣＰ−ＣＤＭＡ
ＭＣ−ＤＳ−ＣＤＭＡ及びＭＣ−ＣＤＭＡは、両方とも、各データブロックがＩＤＦＴを介して前変換されるという意味でマルチキャリアシステムである。
【０２６４】
次に、これらのシステムのシングルキャリアデュアルを考える。これによりデータブロックは前変換を用いることなく、予め直接送信される。
【０２６５】
ＣＰ−ＣＤＭＡは、ＭＣ−ＣＤＭＡのシングルキャリアデュアルである。同一セル内にＴ人のユーザが存在し、各ユーザは共通処理利得Ｇを有すると仮定する。一のユーザに対して各ブロックに含まれる符号数はＱ＝Ｎ／Ｇである。
【０２６６】
ＣＰ−ＣＤＭＡシステムでは、先ず、各ユーザのＱ個の符号が夫々の拡散コードで拡散される。次に、全ユーザに対するチップシークエンスが合計される。次に、サイズＮの合計されたチップ信号がＣＰ挿入機に送られ、ＣＰが付加される。ＣＰ−ＣＤＭＡとＭＣ−ＣＤＭＡとの間の二重性を用いると、式（２３）から、ＦＦＴ後のＣＰ−ＣＤＭＡのｎ番目の受信ブロックは次式のように記述できる。
【０２６７】
y(n) = ΛWD(n)Cs(n) + u(n)                  (27)
但し、y(n)、C、及びs(n)は、ＭＣ−ＣＤＭＡの場合と同様に定義される。式（２７）から、ＣＰ−ＣＭＤＡは、各ブロックについてＭＡＩとＩＳＩの両方に直面することが分かる。よって、送信信号を復元させるためには、強力な信号処理が必要とされる。
【０２６８】
ＣＰ−ＤＳ−ＣＤＭＡ
ＣＰ−ＤＳ−ＣＤＭＡは、ＭＣ−ＤＳ−ＣＤＭＡのシングルキャリアデュアルである。Ｔはユーザの総数を表し、Ｎは各ブロックに対する副搬送波の数を表し、Ｇは全ユーザに共通の処理利得を表す。ＣＰ−ＤＳ−ＣＤＭＡは、次のようにブロック拡散を行う。先ず、各ユーザのＮ個の符号が夫々の拡散コードで拡散される。次に、全ユーザに対するチップシークエンスが合計される。次に、異なるチップ指標に対応する合計されたチップ信号が、異なる時間ブロック上で送信される。よって、全チップシークエンスを送信するためにＧ個の連続ブロックが必要である。
【０２６９】
ＦＦＴ動作後のｎ番目の受信ブロックは、次式として記述できる。
【０２７０】
【数８１】
2008510334.tif 000083
【０２７１】
但し、n=0, ..., G−1である。また、
y(n) = [y(n;0), ..., y(n;N-1)]T
si = [si(0), ..., si(N-1)]T
u(n) = [u(n;0), ..., u(n;N-1)]T         (29)
同じ一連の長スクランブルコードがＧ個のブロックに適用される場合、即ち、D(0) = ... =D(G−1)= Dの場合、ｋ番目の副搬送波の受信信号を０番目から（Ｇ−１）番目のブロックまで集めることにより、次式が得られる。
【０２７２】
【数８２】
2008510334.tif 000084
【０２７３】
但し、
【０２７４】
【数８３】
2008510334.tif 000085
【０２７５】
であり、また、W(k,:)はWにおけるｋ番目の列を表す。W(k,:)Dsiは、スカラーであることに留意されたい。ciを用いて逆拡散を行うと、次式が得られる。
【０２７６】
【数８４】
2008510334.tif 000086
【０２７７】
よって、
zi = ΛWDsi + ui          (32)
但し、zi = [zi(0), ..., zi(N-1)]Tであり、ui = [ui(0), ..., ui(N-1)]Tである。式（３２）は、Ｄ＝Ｉの場合、ＭＣ−ＤＳ−ＣＤＭＡモデル（２２）のシングルキャリア二重性であることに留意されたい。式（３２）から、ＣＰ−ＤＳ−ＣＤＭＡは、ＭＡＩに直面せず、ＩＳＩを有することが分かる。また、ブロック逆拡散の後、ＣＰ−ＤＳ−ＣＤＭＡシステムは、シングルキャリアＣＰ（ＳＣＣＰ）システムと等化となることにも留意されたい。
【０２７８】
ここで、汎用ＭＩＭＯチャネルモデルを考える。ＭＩＭＯチャネルは次の入力−出力関係で記述されると仮定する。
【０２７９】
x = Hs + n          (33)
但し、s、x、及びnは、夫々、送信信号ベクトル、受信信号ベクトル、及び受信ノイズベクトルを意味する。Hは、チャネル行列であり、送信アンテナから受信アンテナまでの応答を表している。汎用性が失われること無く、s、x、及びnは全てN×１ベクトルであり、HはN×N行列であると仮定する。また次式を仮定する。
【０２８０】
【数８５】
2008510334.tif 000087
【０２８１】
Pはチャネル（３３）に対する線形等化器を示し、次式の出力を生成する。
【０２８２】
ｚ = PH + x          (34)
そして、最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）等化器は次式のように与えられる。
【０２８３】
【数８６】
2008510334.tif 000088
【０２８４】
以下に、ＣＰベースＣＤＭＡシステムの夫々に対する線形受信機について明記する。
【０２８５】
ＭＣ−ＤＳ−ＣＤＭＡは、Ｇ個の連続ブロックを用いて、各副搬送波に対してブロック逆拡散を行う。そして、ワンタップ等化器を逆拡散出力に適用し、送信信号を読み出す。ｉ番目の副搬送波に対するＭＭＳＥ等化器は、次式により与えられる。
【０２８６】
【数８７】
2008510334.tif 000089
【０２８７】
ＭＣ−ＣＤＭＡでは、各副搬送波に対して信号の分離が行われる。ｎ番目のブロックにおけるｉ番目のサブブロックに対するチャネル行列として、次式が与えられる。
【０２８８】
【数８８】
2008510334.tif 000090
【０２８９】
よって、ＭＭＳＥ等化器は、完全にロードされたシステムに対して、次式により与えられる。
【０２９０】
【数８９】
2008510334.tif 000091
【０２９１】
これは、次式のワンタップ等化器
【０２９２】
【数９０】
2008510334.tif 000092
【０２９３】
を介して実現され、続いて次式の逆拡散器
【０２９４】
【数９１】
2008510334.tif 000093
【０２９５】
に続く。
【０２９６】
ＣＰ−ＣＤＭＡでは、ｎ番目のブロックに対するチャネル行列は、次式により与えられる。
【０２９７】
【数９２】
2008510334.tif 000094
【０２９８】
よって、ＭＭＳＥ等化器は、完全にロードされたシステムに対して、次式により与えられる。
【０２９９】
【数９３】
2008510334.tif 000095
【０３００】
これは、次式のワンタップ等化器
【０３０１】
【数９４】
2008510334.tif 000096
【０３０２】
を介して実現され、続いて次式のＩＤＦＴオペレータ
【０３０３】
【数９５】
2008510334.tif 000097
【０３０４】
に続き、次式の逆拡散器
【０３０５】
【数９６】
2008510334.tif 000098
【０３０６】
に続く。
【０３０７】
ＣＰ−ＤＳ−ＣＤＭＡは、Ｇ個の連続ブロックを用いて、ブロック逆拡散を行う。逆拡散後のチャネル行列は、次式により与えられる。
【０３０８】
H = ΛW          (41)
よって、ＭＭＳＥ等化器は次式により与えられる。
【０３０９】
【数９７】
2008510334.tif 000099
【０３１０】
これは、次式のワンタップ等化器
【０３１１】
【数９８】
2008510334.tif 000100
【０３１２】
を介して実現され、続いて次式のＩＤＦＴオペレータ
【０３１３】
【数９９】
2008510334.tif 000101
【０３１４】
に続く。
【０３１５】
ブロック逆拡散後、ＣＰ−ＤＳ−ＣＤＭＡはＳＣＣＰシステムとなり、同様に、ＭＣ−ＤＳ−ＣＤＭＡはＯＦＤＭシステムとなる。
【０３１６】
次に本発明の実施例に係る線形等化器について説明する。この線形等化器は様々なＣＤＭＡシステムに適用される。
【０３１７】
線形等化器は、その実施は容易であるが、一の符号を検出する際にはその他が全て干渉として取り扱われるという意味で、単一ユーザ検出器である。ＢＩ−ＧＤＦＥ(block iterative generalized decision feedback equalizer)を用いて、ＣＰベースＣＤＭＡシステムに対し、ＭＬ近傍の検出を実現できる。その考えは、伝送符号を反復的に且つ同時に(simultaneously)（しかしながら結合させずに(but not jointedly)）検出することである。前回の反復において行われた判定を用いることにより、全ての検出された符号について統計的に最大化されたＳＩＮＲが達成されるように、干渉が相殺される。
【０３１８】
図６は、本発明の実施例に係る等化器６００を示す図である。
【０３１９】
下付き文字ｌは、ｌ番目の反復を表すために用いられる。ＢＩ−ＧＤＦＥである等化器６００は、（ｌ−１）番目の反復からの判定指向形符号を利用して、ｌ番目の反復における信号検出を支援する。ｌ番目の反復において、受信信号ｘは、行列klに対応するフィードフォワード等化（ＦＦＥ）部６０１に送られる。同時に、（ｌ−１）番目の反復からの硬判定
【０３２０】
【数１００】
2008510334.tif 000102
【０３２１】
は、行列Dlに対応するフィードバック等化器（ＦＢＥ）６０２を通過する。ＦＦＥ部６０１及びＦＢＥ６０２の出力は、結合器６０３により結合され、更にｌ番目の反復に対する硬判定を行うためにスライサ６０４により用いられる。次式が成り立つと仮定する。
【０３２２】
【数１０１】
2008510334.tif 000103
【０３２３】
ＢＩ−ＧＤＦＥに対する主要な考えは、ＦＢＥを用いて干渉を相殺する間、ＦＦＥからの信号成分sが維持されるという点から分かる。
【０３２４】
定理１：
次式を仮定する。
【０３２５】
【数１０２】
2008510334.tif 000104
【０３２６】
Alは、
【０３２７】
【数１０３】
2008510334.tif 000105
【０３２８】
を意味し、
【０３２９】
【数１０４】
2008510334.tif 000106
【０３３０】
の対角成分を採用するならば、ｌ番目の反復における最適ＦＦＥ及びＦＢＥの最大信号対干渉雑音比（ＳＩＮＲ）は、次式により与えられる。
【０３３１】
【数１０５】
2008510334.tif 000107
【０３３２】
また、sのｋ番目の符号に対する最大ＳＩＮＲは、次式により与えられる。
【０３３３】
【数１０６】
2008510334.tif 000108
【０３３４】
また、X(i,j)は、ｉ番目の行とｊ番目の列における行列Xの成分を表す。
【０３３５】
定理２：
次式を仮定する。
【０３３６】
【数１０７】
2008510334.tif 000109
【０３３７】
x = Hs + nのＭＩＭＯチャネルを考慮し、チャネル行列HがH = H0Eとして分解できると仮定する。但し、変換行列と称されるEは、ユニタリ行列である。即ちEEH = Iである。Kl,0及びDl,0は、ＭＩＭＯチャネルのｌ番目の反復におけるＦＦＥ及びＦＢＥを意味する。x= H0s + nであり、また、
【０３３８】
【数１０８】
2008510334.tif 000110
【０３３９】
である。すると以下のことが有効である。
（１）ＭＩＭＯチャネルx = Hs + nのＦＦＥKl及びＦＢＥDlは、次式のように表される。
【０３４０】
【数１０９】
2008510334.tif 000111
【０３４１】
（２）H0が対角行列であり、Eの成分が全て同じ振幅を有しているならば、Kl,0と
【０３４２】
【数１１０】
2008510334.tif 000112
【０３４３】
とは対角行列である。また、次式となる。
【０３４４】
【数１１１】
2008510334.tif 000113
【０３４５】
但し、
【０３４６】
【数１１２】
2008510334.tif 000114
【０３４７】
であり、次式のRl,0は対角行列である。
【０３４８】
【数１１３】
2008510334.tif 000115
【０３４９】
順に解説を加える。
【０３５０】
＊ＦＢＥDlの対角成分は、全てゼロである。よって、早期に行われた判定は、スライサ入力zlにおける信号成分に決して寄与することはない。
【０３５１】
＊パラメータρl-1は、送信信号sと（ｌ−１）番目の反復において行われた硬判定
【０３５２】
【数１１４】
2008510334.tif 000116
【０３５３】
との間の相関係数(cross-correlation coefficient)と称される。この係数の選択は、反復アルゴリズムの収束を確保するための重要な役割を果たす。初期化には、ρ0=0が設定される。従って、ＦＦＥKlは、実際には従来のＭＭＳＥ等化器であり、フィードバックは全くない。先に行われた判定が完全である場合には、相関係数は１となり、ＦＢＥは全ての干渉を相殺する。またＦＦＥは、整合フィルタH、又は最大比合成（ＭＲＣ）等化器となる。
【０３５４】
＊H0が対角行列でありEの成分の全てが同じ振幅を有する場合には、Hに対するＦＦＥ及びＦＢＥは、基本チャネルH0と変換行列Eに関連する二項に分解できる。更にチャネルHに対するＳＩＮＲは、変換とは独立である。しかしながら、変換Eの成分が一様ではない振幅を有する場合は、上記は当てはまらない。
【０３５５】
上述の定理では、ＢＩ−ＧＤＦＥは、ＣＰベースＣＤＭＡシステムの夫々に適用され、反復ごとに最適等化器が導き出される。ブロック逆拡散後のＭＣ−ＤＳ−ＣＤＭＡは、ＯＦＤＭシステムと等化であり、そのＭＬ検出は、ワンタップ等化器を介して直接実現されるが、ＯＦＤＭシステムに対する数式は、その他のＣＰベースＣＤＭＡシステムに対して最適な重みを導く際の基本となる。
【０３５６】
ＭＣ−ＤＳ−ＣＤＭＡ
ブロック逆拡散後、ＭＣ−ＤＳ−ＣＤＭＡシステムは（２２）と等価となる。H0=Λと表す場合、次式となる。
【０３５７】
【数１１５】
2008510334.tif 000117
【０３５８】
H0とKl,0は、対角行列である。
【０３５９】
ＭＣ−ＣＤＭＡ
ＭＣ−ＣＤＭＡでは、各時間ブロックは、Ｑ個のサブブロックから構成される。ｎ番目のブロックにおけるｉ番目のサブブロックに対するチャネル行列は次式で与えられる。
【０３６０】
【数１１６】
2008510334.tif 000118
【０３６１】
E = Di(n)Cが定義され、Eの成分が同じ振幅を有することに留意されたい。完全にロードされたシステムに対して、EEH = Iである。定理２及びＭＣ−ＤＳ−ＣＤＭＡシステムに対する結果を適用すると、ｌ番目の反復に対するＦＦＥ及びＦＢＥは、次式のように得られる。
【０３６２】
【数１１７】
2008510334.tif 000119
【０３６３】
但し、
【０３６４】
【数１１８】
2008510334.tif 000120
【０３６５】
但し、
【０３６６】
【数１１９】
2008510334.tif 000121
【０３６７】
であり、ρl-1は、送信信号siと（ｌ−１）番目の反復において行われた硬判定
【０３６８】
【数１２０】
2008510334.tif 000122
【０３６９】
との間の相関である。これはＳＩＮＲを介して計算できる。即ち、
【０３７０】
【数１２１】
2008510334.tif 000123
【０３７１】
Fl,i及びBl,iは、両方とも対角行列であり、ワンタップ等化器を表していることに留意されたい。ＭＣ−ＣＤＭＡに対する等化器を図７に示す。
【０３７２】
図７は、本発明の実施例に係る等化器７００を示す図である。
【０３７３】
ｌ番目の反復において、受信信号ｘは、行列FlHに対応するフィードフォワード等化（ＦＦＥ）部７０１に送られる。同時に、（ｌ−１）番目の反復からの硬判定
【０３７４】
【数１２２】
2008510334.tif 000124
【０３７５】
は、行列Di(n)Cに対応する第１処理部７０２を通過する。第１処理部７０２の出力は、行列Blに対応する第２処理部７０３により処理される。ＦＦＥ部７０１及び第２処理部７０３の出力は、結合器７０４により結合される。行列[Di(n)C]Hに対応する第３処理部７０５により処理された後、結合器７０４の出力は、ｌ番目の反復に対する硬判定を行うためにスライサ７０４により用いられる。
【０３７６】
最後に、部分的にロードされたシステムに対して、スケールファクタを副搬送波当たりの等化器Fl,iにおいて加えることができ、結果として、
【０３７７】
【数１２３】
2008510334.tif 000125
【０３７８】
となる。
【０３７９】
ＣＰ−ＣＤＭＡ
ＣＰ−ＣＤＭＡでは、ｎ番目のブロックに対するチャネル行列は、次の通りである。
【０３８０】
H = ΛWD(n)C            (63)
E = WD(n)Cが定義される。完全にロードされたシステムに対して、EEH = Iである。定理２及びＭＣ−ＤＳ−ＣＤＭＡシステムに対する結果を適用すると、ｌ番目の反復に対するＦＦＥ及びＦＢＥは、次式のように得られる。
【０３８１】
【数１２４】
2008510334.tif 000126
【０３８２】
但し、
【０３８３】
【数１２５】
2008510334.tif 000127
【０３８４】
Eの成分は同一の振幅をもたないので、ＦＢＥDlは、コードの効果から純粋な行列Λの効果を分離することはできない。よって、等化されたＳＩＮＲは、異なる検出符号に対して違ったものとなるであろう。最後に、部分的にロードされたシステムに対して、スケールファクタを副搬送波当たりの等化器Flにおいて加えることができ、結果として、
【０３８５】
【数１２６】
2008510334.tif 000128
【０３８６】
となる。
【０３８７】
ＣＰ−ＤＳ−ＣＤＭＡ
ブロック逆拡散後、ＣＰ−ＤＳ−ＣＤＭＡに対するチャネル行列は、次式により与えられる。
【０３８８】
H = ΛW            (68)
よって、ｌ番目の反復に対してＦＦＥ及びＦＢＥは次のようになる。
【０３８９】
【数１２７】
2008510334.tif 000129
【０３９０】
但し、
【０３９１】
【数１２８】
2008510334.tif 000130
【０３９２】
但し、
【０３９３】
【数１２９】
2008510334.tif 000131
【０３９４】
である。
【０３９５】
ＣＰベースＣＤＭＡシステムでは、結合チャネル行列は、送信機側から受信機側への純粋なチャネル応答により構成されている。拡散コードは、アクティブユーザに関連している。長スクランブルコードが用いられる場合、即ちD(n)≠Iのとき、ＦＦＥKl及びＦＢＥDlは、長スクランブルコードと同様に、チャネル応答に依存する。ＭＣ−ＣＤＭＡ及びＣＰ−ＤＳ−ＣＤＭＡシステムでは、これら二つの因子からの効果を分離することができ、Fl及びBlは、長コードに独立である。しかし、ＣＰ−ＣＤＭＡでは、最適ＦＢＥDlは、これら二つの因子からの効果を分離できない。更に、等化されたＳＩＮＲも、長スクランブルコードに依存する。従って、ＢＩ−ＧＤＦＥが適用される場合は、ＣＰ−ＣＤＭＡに対する受信機は、通常、その他の二つのシステムに対する受信機よりも複雑である。
【０３９６】
以下、長スクランブルコードを有するＣＰ−ＣＤＭＡシステムに対して、等化器を設計しＳＩＮＲを計算するための、次善最適な簡易解を提案する。
【０３９７】
短直交符号のみを使用できるとの主張があるかもしれないが、短コードのみの使用では、ＣＰ−ＣＤＭＡでは非常に性能が悪くなる恐れがある。
【０３９８】
式（６４）及び（６５）を参照して、次式が定義される。
【０３９９】
【数１３０】
2008510334.tif 000132
【０４００】
そして、ｌ番目の反復に対してＦＢＥは次式のように表すことができる。
【０４０１】
【数１３１】
2008510334.tif 000133
【０４０２】
式（６６）中のFl及び上述のBlは、両方とも対角行列であり、従ってワンタップ等化器である。しかしながら、Alの対角成分は同一ではないため、追加ブロックGlを用いて、このBlに対する対角線上の要求を満たしている。ＣＰ−ＣＤＭＡに対する等化器を図８に示す。
【０４０３】
図８は、本発明の実施例に係る等化器８００を示す図である。
【０４０４】
ｌ番目の反復において、受信信号ｘは、行列FlHに対応するフィードフォワード等化（ＦＦＥ）部８０１に送られる。同時に、（ｌ−１）番目の反復からの硬判定
【０４０５】
【数１３２】
2008510334.tif 000134
【０４０６】
は、行列WD (n)Cに対応する第１処理部８０２を通過する。第１処理部８０２の出力は、行列Blに対応する第２処理部８０３により処理される。ＦＦＥ部８０１及び第２処理部８０３の出力は、第１結合器８０４により結合される。その出力は、行列[WD (n)C]Hに対応する第３処理部８０５により処理される。（ｌ−１）番目の反復からの硬判定
【０４０７】
【数１３３】
2008510334.tif 000135
【０４０８】
は、また、行列Glに対応する第４処理部８０６により処理される。第４処理部８０６及び第３処理部８０５の出力は、第２結合器８０７により結合される。その出力は、ｌ番目の反復に対する硬判定を行うためにスライサ８０８により用いられる。
【０４０９】
更に、
【０４１０】
【数１３４】
2008510334.tif 000136
【０４１１】
及びGlは、長コードD(n)に独立であるので、ブロックごとに次々と計算され更新されなければならず、これが、ＢＩ−ＧＤＦＥの実施を非常に複雑なものとする。計算を簡略化するために、二つの次善最適化技術を提案する。
【０４１２】
次善最適ＢＩ−ＧＤＦＥ−Ｉ：
【０４１３】
【数１３５】
2008510334.tif 000137
【０４１４】
次善最適ＢＩ−ＧＤＦＥ−ＩＩ：
【０４１５】
【数１３６】
2008510334.tif 000138
【０４１６】
このように簡略化した状態で、いずれの種類のＣＰベースＣＤＭＡシステムにも利用可能な再構成可能ＢＩ−ＧＤＦＥ受信機を提案し、これを図９に示す。これは、図４に示した等化器に相当するが、Vの代わりに行列Qが用いられる。
【０４１７】
図９は、本発明の実施例に係る等化器９００を示す図である。
【０４１８】
ｌ番目の反復において、受信信号ｘは、行列FlHに対応するフィードフォワード等化（ＦＦＥ）部９０１に送られる。同時に、（ｌ−１）番目の反復からの硬判定
【０４１９】
【数１３７】
2008510334.tif 000139
【０４２０】
は、行列Qに対応する第１処理部９０２を通過する。第１処理部９０２の出力は、行列Blに対応する第２処理部９０３により処理される。ＦＦＥ部９０１及び第２処理部９０３の出力は、結合器９０４により結合される。行列QHに対応する第３処理部９０５により処理された後、結合器９０４の出力は、ｌ番目の反復に対する硬判定を行うためにスライサ９０６により用いられる。
【０４２１】
ＦＦＥ（ＦＦＥ部９０１）及びＦＢＥ（第２処理部９０３）は、両方ともワンタップ等化器であり、純粋な物理チャネルにより決定される。よって、予め次のように決定される。
【０４２２】
＊変換行列Qは、次のように構成される。即ち、ＣＰ−ＣＤＭＡに対してQ= WD(n)C、ＭＣ−ＣＤＭＡに対してQ= D(n)C、ＣＰ−ＤＳ−ＣＤＭＡに対してQ= W、並びにＭＣ−ＤＳ−ＣＤＭＡに対してQ= ０（ＭＣ−ＤＳ−ＣＤＭＡは反復を必要としないという意味）。
【０４２３】
＊ＭＣ−ＤＳ−ＣＤＭＡ及びＣＰ−ＤＳ−ＣＤＭＡに対してブロック逆拡散を行う。
【０４２４】
＊反復が行われない場合、提案された受信機は、従来のＭＭＳＥ受信機と等価である。
【０４２５】
ＤＳ−ＣＤＭＡシステムでは、各ブロックに対するＣＰはない。従来、二種類の複雑さが低い受信機が、ＤＳ−ＣＤＭＡダウンリンクに対して提案されている。即ち、レーク(Rake)受信機と等化受信機である。夫々の性能は、トラフィック負荷と同様、無線チャネルの特性に依存する。具体的に、レーク受信機は、拡散ファクタが十分大きい場合に、インターフィンガー（指交）干渉（ＩＦＩ）(inter-finger interference)及びＭＡＩの両干渉を抑制するのに効果的である。しかし、この干渉抑制性能は、トラフィック負荷が増加するにつれ減少するであろう。等化受信機は、理論上、コードの直交性を復元させることで、ＣＤＭＡダウンリンクに対して、同一セルに由来するＩＦＩとＭＡＩの両干渉を抑制可能である。しかし、いずれの実用的な適合等化アルゴリズムにおいても収束が低速に行われること、並びに複雑さが制約されていることを考慮すると、等化受信機の実現可能な性能は、通常、理論的に予想される性能とは大きな隔たりを有している。
【０４２６】
しかしながら、ＣＰがなくても、（２７）の入力−出力関係は、チャネル遅延拡散がブロックサイズと比べて比較的小さい場合に、ほぼ満足される。よって、いまだにＦＥＱ方法を従来のＤＳ−ＣＤＭＡシステムに適用することができる。従って、ＦＥＱを用いたＣＰ−ＣＤＭＡ向けに設計されたＢＩ−ＧＤＦＥスキームは、いまだに、従来のＤＳ−ＣＤＭＡに適用できる。
【０４２７】
最後に、提案されたスキームは、ＣＰ−ＣＤＭＡ及び時間−周波数拡散ＭＣ−ＣＤＭＡ等のＭＣ−ＣＤＭＡから変化した任意のシステムに適用することができる。また、ダウンリンクシナリオ向けの等化器重み設計が提供される一方、アップリンクシナリオにおける提案された方法が簡単に適用される。更に、ＭＩＭＯをＭＣ−ＣＤＭＡ、ＣＰ−ＣＤＭＡ等に適用する場合、行列反転又はＳＶＤに用いられる行列の大きさは、いまだにＭＩＭＯチャネルにより提供される空間の大きさで決定される。よって、非常に簡単な反復受信機が期待できる。
【０４２８】
上述のように、提案された反復受信機の収束は、入力判定相関係数ρlの決定に非常に敏感である。信号の大きさが無限である場合、相関係数は、ガウス近似を用いて、ｌ番目の反復に対する等化されたＳＮＲに基づいて理論的に計算できる。例えば、非特許文献１及び２では、相関係数は、ＱＰＳＫ変調に対して次式により決定される。
【０４２９】
【数１３８】
2008510334.tif 000140
【０４３０】
但し、γlは、ｌ番目の反復における等化されたＳＩＮＲである。
【０４３１】
この方法は、信号の大きさが無限になる場合にのみ有効であることが指摘されており、各検出符号における等化されたＳＩＮＲは同一である。実際には、信号の大きさは通常小さく、更に、等化されたＳＩＮＲは、本出願で考慮されているＣＰ−ＣＤＭＡ等のあるシステムにおいて、異なる検出符号に対して同一ではない。従って、信号の大きさが有限であり、等化されたＳＩＮＲが同じでない状態のシステムに適用できる相関関係を計算するためのロバスト方法を設計することが望まれる。
【０４３２】
信号の大きさが有限であるシステムでは、入力−判定相関は、具現化のたびに次々に変動する。モンテカルロシミュレーションに基づく相関関係を決定するためのロバスト方法について説明する。これは、以下のように作用する。
（１）ＳＮＲがγであるＡＷＧＮチャネルに対して、Ｎ個の変調符号ブロックを生成し、受信信号の硬判定を行う。次に、硬判定符号を有する送信信号間の干渉(cross interference)を計算する。この工程を、例えば１００００回繰り返し、そこから、与えられたＳＮＲγに対して、１００００個の具体的な相関関係が取得される。
（２）これらの相関関係の平均(mean)を計算する。これは、ＱＰＳＫ変調に対する（８３）の式に近くなるはずである。
（３）１００００回の実行から相関関係の最小値を検索する。この最小値は、実際には、最悪状況の相関である。
（４）平均(mean)相関と最小相関との平均(average)を計算する。この値は、モンテカルロの実行に関係なく、ＳＮＲγとブロックサイズＮとの組に対する相関関係としての役割を果たす。
（５）ＳＮＲγを例えば−２０ｄＢから２０ｄＢまで変動させ、相関−ＳＮＲ曲線を取得する。
【０４３３】
測定された曲線に基づいて、参照表を生成できる。等化されたＳＩＮＲが同一であるシステムの場合は、確認した値を直接適用することができる。等化されたＳＩＮＲが同一でないシステムに対しては、二つの方法を用いることができる。一つは、検出符号におけるＳＩＮＲの幾何平均(geometric mean)を用いることである。
【０４３４】
この場合、ノイズ共分散行列を計算しなければならない。また、幾何平均の計算は非常に広範囲に及ぶであろう。もう一つの解決法は、平均信号電力(average signal power)と平均干渉雑音電力との間の比として定義されるＳＩＮＲを用いることである。この方法は、計算を非常に著しく簡略化する。
【０４３５】
順に解説を加える。
（１）信号の大きさが有限である場合、仮に相関関係が過大評価されると、ＭＲＣ近傍の重み(close-to-MRC weights)がＦＦＥに対して設けられ、実際にはそうではなくても干渉の大部分が相殺されるとみなされる。このような場合、収束を実現できない恐れがある。
（２）一つの方法は、相関関係の測定として、各ＳＮＲにおける最小相関を選ぶことである。これは、概して、収束解に向かうと考えられるが、通常、収束速度は非常に遅い。
（３）入力−判定相関を、シミュレーションした相関関係の最小値及び平均値(mean)の平均(average)として選ぶことにより、大抵の場合、収束速度と収束の確保との間のトレードオフが行われる。
（４）別の簡単な方法は、相関関係に対する一連の固定値を設定することである。この一連の相関は、モンテカルロシミュレーションを介して選択される。
【０４３６】
シミュレーションに基づく異なる信号雑音比及び信号の大きさに対する入力−判定相関を図１０に示す。
【０４３７】
図１０は、本発明の実施例に係るダイアグラム１０００である。
【０４３８】
ダイアグラム１０００のｘ軸１００１上に示された異なる信号雑音比に対して、シミュレーションにより入力−判定相関ρが決定される。この場合、シミュレーションは、モンテカルロシミュレーションを２０００回実行した。入力−判定相関ρは、ダイアグラム１０００のｙ軸１００２上に示される。
【０４３９】
相関ρに対する信号雑音比の対応は、複数の曲線１００３により示される。曲線１００３は、夫々、ボックス１００４に示された信号の大きさに対応する。
【０４４０】
ブロックサイズ（信号の大きさ）が増加するにつれ、入力−判定相関は変動しにくくなることが分かる。従って、ＦＢＥの設計の際には、より大きな相関係数が適用できる。
【０４４１】
シミュレーションからは、ＢＩ−ＧＤＦＥにおける実現可能な性能は、ＭＦＢ（整合フィルタ限界）に平行な曲線に収束しないことが分かる。これは、従来のＭＣ−ＣＤＭＡ又はＢＩ−ＧＤＦＥに何らかの問題があることを暗示している。この裏に隠された根拠は、従来のＭＣ−ＣＤＭＡでは実際にシステムの完全なダイバーシティに到達することはないということである。チャネルに含まれる完全なダイバーシティを実現し、また、提案されたＢＩ−ＧＤＦＥを支援してそのようなダイバーシティを実現するためには、一の実施例において、新たなＭＣ−ＣＤＭＡシステムが用いられる。
【０４４２】
周波数領域において伝送符号を拡散し、逆ＦＦＴ（ＩＦＦＴ）を用いて拡散チップ信号を変換する従来のＭＣ−ＣＤＭＡとは異なり、提案されたＭＣ−ＣＤＭＡは、サイズＮのランダムインターリーバを拡散器とＩＦＦＴオペレータとの間に挿入する。このような変形では、ＢＩ−ＧＤＦＥを有する提案されたＭＣ−ＣＤＭＡは、無線チャネルに含まれる完全なダイバーシティを実現する。
【図面の簡単な説明】
【０４４３】
【図１】本発明の実施例に係る通信システムを示す図である。
【図２】本発明の実施例に係る等化器を示す図である。
【図３】本発明の実施例に係る等化器を示す図である。
【図４】本発明の実施例に係る等化器を示す図である。
【図５】本発明の実施例に係る通信システムを示す図である。
【図６】本発明の実施例に係る等化器を示す図である。
【図７】本発明の実施例に係る等化器を示す図である。
【図８】本発明の実施例に係る等化器を示す図である。
【図９】本発明の実施例に係る等化器を示す図である。
【図１０】本発明の実施例に係る図である。
【符号の説明】
【０４４４】
１００  通信システム
１０１  送信機
１０２  受信機
１０３  送信アンテナ
１０４  データストリーム
１０５  Ｓ／Ｐコンバータ
１０６  サイクリックプレフィックス付加部
１０７  受信アンテナ
１０８  サイクリックプレフィックス除去部
１０９  ＦＦＴ部
１１０  等化器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
2008510334.tif 000146
【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【国際調査報告】
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