(57)【要約】  本発明は、ハイブリッドラジオシステムにおけるアナログ音声信号とデジタル音声信号の時間整合検知方法を提供する。この方法は、アナログ音声信号にフィルタリングを施してフィルタリング済みアナログ音声信号を発生させ、デジタル音声信号にフィルタリングを施してフィルタリング済みデジタル音声信号を発生せ、フィルタリング済みアナログ音声信号及びフィルタリング済みデジタル音声信号を用いてアナログ音声信号とデジタル音声信号との間の時間整合を表す複数の相関係数を計算するステップより成る。この方法を実施する装置も提供される。
2008538063.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ハイブリッドラジオシステムにおけるアナログ音声信号とデジタル音声信号との時間整合を検知する方法であって、
アナログ音声信号にフィルタリングを施してフィルタリング済みアナログ音声信号を発生させ、
デジタル音声信号にフィルタリングを施してフィルタリング済みデジタル音声信号を発生させ、
フィルタリング済みアナログ音声信号とフィルタリング済みデジタル音声信号とを用いてアナログ音声信号とデジタル音声信号の間の時間整合を表す複数の相関係数を計算するステップより成る時間整合の検知方法。
【請求項２】
相関係数に応答してアナログ音声信号及び／またはデジタル音声信号のタイミングを調整するステップをさらに含む請求項１の方法。
【請求項３】
アナログ音声信号とデジタル音声信号とは同一のサンプリングレートでサンプリングされる請求項１の方法
【請求項４】
相関係数は規準化された相互相関関数を用いて求められる請求項１の方法。
【請求項５】
アナログ音声信号及びデジタル音声信号の直流成分は相関係数を求める前に除去される請求項１の方法。
【請求項６】
相関係数はアナログ音声信号とデジタル音声信号とが時間整合されると１に近づき、相関係数は時間整合エラーが増加するにつれて小さくなる請求項１の方法。
【請求項７】
相関係数のピークをサーチした後、相関係数に低い値に制限を施すステップをさらに含む請求項１の方法。
【請求項８】
フィルタリングステップは約６００Ｈｚと約１６００Ｈｚとの間のパスバンドを有するフィルタを用いる請求項１の方法。
【請求項９】
相関係数に移動平均を用いてフィルタリングを施すことにより整合されないサンプル数を表す出力信号を発生させるステップをさらに含む請求項１の方法。
【請求項１０】
ハイブリッドラジオシステムにおけるアナログ音声信号とデジタル音声信号とのレベル整合を検知する方法であって、
アナログ音声信号にフィルタリングを施してフィルタリング済みアナログ音声信号を発生させ、
デジタル音声信号にフィルタリングを施してフィルタリング済みデジタル音声信号を発生させ、
音声セグメントについてアナログ音声信号の信号出力とデジタル音声信号の信号出力とを計算し、
アナログ音声信号の信号出力とデジタル音声信号の信号出力の比率を用いてアナログ音声信号とデジタル音声信号とのレベル整合を表す信号を発生させるステップより成るレベル整合検知方法。
【請求項１１】
レベル整合を表す信号に応答してアナログ音声信号及び／またはデジタル音声信号のレベルを調整するステップを含む請求項１０の方法。
【請求項１２】
ハイブリッドラジオシステムにおけるアナログ音声信号とデジタル音声信号との時間整合を検知する装置であって、
プロセッサアナログ音声信号にフィルタリングを施してフィルタリング済みアナログ音声信号を発生させる第１のフィルタと、
デジタル音声信号にフィルタリングを施してフィルタリング済みデジタル音声信号を発生させる第２のフィルタと、
フィルタリング済みアナログ音声信号とフィルタリング済みデジタル音声信号とを用いてアナログ音声信号とデジタル音声信号の間の時間整合を表す複数の相関係数を計算するプロセッサとより成るレベル整合検知装置。
【請求項１３】
相関係数に応答してアナログ音声信号及び／またはデジタル音声信号のタイミングを調整するプロセッサをさらに含む請求項１２の装置。
【請求項１４】
相関係数のピークを検知するピーク検知器をさらに含む請求項１２の装置。
【請求項１５】
第１と第２のフィルタは約６００Ｈｚと約１６００Ｈｚとの間のパスバンドを有する請求項１２の装置。
【請求項１６】
相関係数に移動平均を用いてフィルタリングを施すことにより整合されないサンプル数を表す出力信号を発生させる第３のフィルタをさらに含む請求項１２の装置。
【請求項１７】
ハイブリッドラジオシステムにおけるアナログ音声信号とデジタル音声信号とのレベル整合を検知する装置であって、
アナログ音声信号にフィルタリングを施してフィルタリング済みアナログ音声信号を発生させる第１のフィルタと、
デジタル音声信号にフィルタリングを施してフィルタリング済みデジタル音声信号を発生させる第２のフィルタと、
音声セグメントについてアナログ音声信号の信号出力とデジタル音声信号の信号出力とを計算し、アナログ音声信号の信号出力とデジタル音声信号の信号出力の比率を用いてアナログ音声信号とデジタル音声信号とのレベル整合を表す信号を発生させるプロセッサとより成るレベル整合検知装置。
【請求項１８】
レベル整合を表す信号に応答してアナログ音声信号及び／またはデジタル音声信号のレベルを調整するプロセッサをさらに含む請求項１７の装置。
【請求項１９】
第１と第２のフィルタは約６００Ｈｚと約１６００Ｈｚとの間のパスバンドを有する請求項１７の装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は信号処理にかかわり、さらに詳細には、インバンド・オンチャンネル放送システムにおけるデジタル音声信号とアナログ音声信号の整合を検知し制御する方法及び装置にかかわる。
【背景技術】
【０００２】
アイビキュティ・デジタル・コーポレイションのＨＤラジオ（登録商標）システムは、現在のアナログ振幅変調（ＡＭ）及び周波数変調（ＦＭ）ラジオから完全デジタル方式のインバンド・オンチャンネル（ＩＢＯＣ）システムへのスムースな移行を可能にするよう設計されている。このシステムはデジタルの音声及びデータサービスを既存の中波（ＭＦ）及び超短波（ＶＨＦ）ラジオバンドにおいて地上の送信機からモバイル、携帯型及び固定型受信機へ提供する。放送業者は新しい高品質で高堅牢性のデジタル信号と同時にアナログＡＭ及びＦＭ信号を引き続き送信できるため、彼ら自身及び彼らの聴取者は現在の周波数割当を維持しながらアナログからデジタルラジオへ転換可能である。
【０００３】
このシステムは３つの波形タイプ、即ち、ハイブリッド、拡張ハイブリッド及び完全デジタルを提供することによりデジタル放送システムへの柔軟性のある移行手段を提供する。ハイブリッド及び拡張ハイブリッドタイプでは、完全デジタルタイプと異なりアナログＦＭ信号が維持される。これら３つの波形タイプは現在の割当スペクトル放射マスクに合致する。ハイブリッド、拡張ハイブリッド及び完全デジタルタイプの波形の詳細は、本願の一部として引用する米国特許出願公報第２００４／００７６１８８号に示されている。
【０００４】
デジタル信号は直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）により変調される。ＯＦＤＭはデータの流れが同時に送信される多数の直交サブキャリアを変調する平行変調方式である。ＯＦＤＭには固有の柔軟性があり、論理チャンネルを種々のサブキャリア群へ容易にマッピングすることができる。
【０００５】
アナログ放送からデジタル放送への移行時では、ＨＤラジオ（登録商標）システムの優位な送信モードはハイブリッドモードであると予想される。ハイブリッド信号は、（既存のラジオとのコンパチビリティのために）従来のアナログ信号だけでなく、同じアナログ音声コンテンツを高品質のデジタルフォーマットで運ぶデジタル信号サブキャリアも含む。デジタル信号はその対応アナログ信号に関して遅延されて、この時間ダイバーシティにより短い信号中断の影響が軽減されるようになっている。これらのモードでは、ハイブリッドにコンパチブルなデジタルラジオには、最初の同調時かまたはデジタル波形の品質が受け入れ可能なレベル以下に低下した時には必ずデジタル音声からアナログ音声へスムースに移行させようとする「ブレンド」と呼ぶ機能が組み込まれている。このブレンド機能は本願の一部として引用する米国特許第６，５９０，９４４号及び６，７３５，２５７号に記載されている。
【０００６】
ブレンドは通常、デジタルの有効範囲の端縁部と、有効範囲の境界内であってもデジタル波形が棄損状態にある他の場所で起こる。橋の下を走行中のように短い信号中断が発生すると、消失したデジタル音声はアナログ信号によって置き換えられる。ブレンドが起こると、アナログ音声チャンネルとデジタル音声チャンネル上のコンテンツを時間及びレベルの両方で整合することにより聴取者が移行にほとんど気付かないようにすることが重要である。聴取者がこれらのブレンドポイントでのアナログ音声とデジタル音声の固有の品質の差異以外にほとんど気付かないのが最適である。しかしながら、放送局によるアナログ音声信号とデジタル音声信号の整合がない場合、デジタル音声とアナログ音声の間に耳障りな音の移行が生じることがある。この不整合は放送施設におけるアナログ音声パスとデジタル音声パスの間の音声処理の相違により起こることがある。さらに、アナログ及びデジタル信号は通常、結合され出力される前に２つの別個の信号発生パスにより発生される。種々のアナログ処理技術及び種々の信号発生方法が使用されるため、これら２つの信号の整合が重要になる。ブレンドはスムース且つ継続的でなければならず、これはアナログ音声とデジタル音声が時間及びレベルの両方で整合される場合に限り起こる。
【０００７】
ＨＤラジオ（登録商標）放送局のデジタル及びアナログ信号の整合または較正は現在、送信機サイトにあるテスト装置により手動で行われる。この較正にはアナログ及びデジタル信号の時間及びレベル差の測定に用いられるテスト信号と特殊な測定装置とが必要である。この較正はアナログ信号パスに施される意図的なダイバーシティ遅延も補償する。さらに、放送が、例えば音楽からニュースへ変化する際に起こることがあるように音声処理が変化する場合に相対的遅延が時として変化することがある。これらの修正が行われる際に信号を手動で再整合することは現在では実用的でなく、面倒でもある。従って、整合エラーを自動的に検知し補正する能力があれば有意な利点であろう。
【発明の概要】
【０００８】
本発明は、ハイブリッドラジオシステムにおけるアナログ音声信号とデジタル音声信号の時間整合を検知する方法を提供する。この方法は、アナログ音声信号にフィルタリングを施してフィルタリング済みアナログ音声信号を発生させ、デジタル音声信号にフィルタリングを施してフィルタリング済みデジタル音声信号を発生させ、フィルタリング済みアナログ音声信号とフィルタリング済みデジタル音声信号とを用いてアナログ音声信号とデジタル音声信号の間の時間整合を表す複数の相関係数を計算するステップより成る。
【０００９】
本発明はまた、ラジオシステムにおけるアナログ音声信号とデジタル音声信号の時間整合を検知する装置を包含する。この装置は、プロセッサアナログ音声信号にフィルタリングを施してフィルタリング済みアナログ音声信号を発生させる第１のフィルタと、デジタル音声信号にフィルタリングを施してフィルタリング済みデジタル音声信号を発生させる第２のフィルタと、フィルタリング済みアナログ音声信号とフィルタリング済みデジタル音声信号とを用いてアナログ音声信号とデジタル音声信号の間の時間整合を表す複数の相関係数を計算するプロセッサとより成る。
【００１０】
本発明は、別の局面において、ハイブリッドラジオシステムにおけるアナログ音声信号とデジタル音声信号のレベル整合を検知する方法を提供する。この方法は、アナログ音声信号にフィルタリングを施してフィルタリング済みアナログ音声信号を発生させ、デジタル音声信号にフィルタリングを施してフィルタリング済みデジタル音声信号を発生させ、音声セグメントについてアナログ音声信号の信号出力とデジタル音声信号の信号出力とを計算し、アナログ音声信号の信号出力とデジタル音声信号の信号出力の比率を用いてアナログ音声信号とデジタル音声信号とのレベル整合を表す信号を発生させるステップより成る。
【００１１】
本発明はさらに、装置を包含する。この装置は、アナログ音声信号にフィルタリングを施してフィルタリング済みアナログ音声信号を発生させる第１のフィルタと、デジタル音声信号にフィルタリングを施してフィルタリング済みデジタル音声信号を発生させる第２のフィルタと、音声セグメントについてアナログ音声信号の信号出力とデジタル音声信号の信号出力とを計算し、アナログ音声信号の信号出力とデジタル音声信号の信号出力の比率を用いてアナログ音声信号とデジタル音声信号とのレベル整合を表す信号を発生させるプロセッサとより成る。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
ＨＤラジオ（登録商標）波形のアナログ音声とデジタル音声の間における時間とレベルの整合は、ＨＤラジオ（登録商標）システムでデジタルからアナログへのスムースなブレンドを確実に行うために非常に重要である。本発明は、放送局における適切なアナログとデジタルの整合（時間とレベルの両方）検証する方法及び装置を提供する。さらに、本発明によると、フィードバック構成で放送施設におけるアナログ音声とデジタル音声の不整合を自動補正することができる。
【００１３】
図１は、アナログ及びデジタル信号をモニターする手段と、フィードバックパスとを有するインバンド・オンチャンネル放送システム１０のブロック図である。音声ソース（源）１２は音声信号をアナログ音声プロセッサ１４と、デジタル音声プロセッサ１６とへ送る。アナログプロセッサはライン１８上にアナログ音声信号を発生させ、この信号はエキサイタ／送信機２０へ送られる。デジタルプロセッサはライン１２上にデジタル音声信号を発生させ、この信号はエキサイタ／送信機２０へ送られる。エキサイタ／送信機２０はアナログ音声信号とデジタル音声信号を結合するが、これらの信号はその後高出力増幅器２４により増幅され、ハイブリッド波形で受信機２６へ送信される。ハイブリッド波形は、米国特許第６，７３５，２５７号に記載されるようにアナログ音声信号により変調されたキャリア信号と、デジタル音声信号により変調された複数のサブキャリアとを含む。これらのサブキャリアは他のデジタル信号により変調することができるが、デジタル音声信号だけが本願に関連がある。
【００１４】
受信機はアナログ音声信号とデジタル音声信号を互いに分離する。アナログ音声信号はデジタル音声信号と同一のレートでサンプリングされる。モニター２８は受信機からアナログ及びデジタル音声信号を受信し、アナログ音声信号とデジタル音声信号との間の時間及びレベル整合状態をチェックし、ライン３０上に調整信号を発生させる。この調整信号は放送局へフィードバックされ、アナログ音声信号とデジタル音声信号の相対的なタイミング及びレベルの調整に用いられる。図１に示す例では、調整信号はアナログ音声信号プロセッサへ送られてアナログ音声信号の遅延及びレベルの調整に使用される。しかしながら、この調整信号を同様にデジタル音声プロセッサへ送って、デジタル音声信号のタイミング及びレベルの調整に用いてもよい。
【００１５】
本発明は、時間とレベルの両方におけるアナログ及びデジタル音声信号の相対的な整合状態を検知する方法を提供する。この方法はテスト波形の送信を必要としない。この方法は放送局のハイブリッド波形をモニターするシステムに組み込むことが可能である。さらに、受信機に用いるブレンドアルゴリズムの特殊な知識があると、測定した整合情報を用いて放送局へのフィードバックパスを構成し、放送局のアナログとデジタルパスの間の音声処理が変化すると、相対的な整合状態を表す信号がその放送局へフィードバックされることにより、アナログ音声とデジタル音声のコンテンツが整合状態に維持され、アナログ音声とデジタル音声の間でスムースにブレンドする受信機の能力が保持される。
【００１６】
時間とレベルの整合状態を測定する専用の測定装置を構成可能であるが、整合測定に必要なほとんどの機能を保持する既存のＨＤラジオ（登録商標）受信機を利用するのが便利であろう。信号の整合状態をモニターするシステムの開発に重要なＨＤラジオ（登録商標）受信機の１つの動作モードはスプリット動作モードと呼ばれる。スプリットモードで動作するラジオは、一方のチャンネルに左、右またはモノラルのアナログ音声を出力し、それと同時にもう一方のチャンネルに左、右またはモノラルのデジタル音声を出力する。本発明が対象とする測定についてはモノラルのスプリットモードの方がステレオよりも好ましいが、その理由はアナログ音声信号とデジタル音声信号のステレオイメージが異なるからである。高圧縮比で動作する一部のデジタル音声エンコーダではステレオイメージとステレオ分離忠実度が折り合うようになっている。スプリットモードでは、ＨＤラジオ（登録商標）受信機の出力からの情報を処理してアナログ及びデジタル音声の相対的な整合をチェックする測定装置としてパソコンに標準の音声カードを用いることができる。
【００１７】
本発明は同じ音声情報を含むアナログ及びデジタル音声信号を用いる。例えば、各信号は左、右またはノモラルの音声情報を表すが、モノラルモードはこの測定／較正にもっとも有用である。この説明では、アナログ及びデジタル音声の流れは同時にサンプリングを施され、測定装置に入力されると仮定する。アナログ及びデジタル音声信号の時間整合を評価する基準は、アナログ及びデジタル音声信号の直流成分が除去されると仮定して、規準化された相互相関関数として実現される相関係数関数である。この相関係数関数には、２つの信号に任意のスカラー係数差があるとしてもそれは例外として、両者が時間整合されて同じになると１に近づくという性質がある。この係数は時間整合エラーが増加するにつれて統計的に小さくなる。
【００１８】
ＨＤラジオ（登録商標）システムの送信機のアナログ信号パスには意図的なダイバーシティ遅延（例えば、４．５秒）が施されているため、受信機はデジタル音声パス上でこの遅延を調和させる必要がある。アナログとデジタル音声の遅延は受信機出力で調和され、その後整合のための処理が行われる。整合測定の結果、時間エラー（予め較正された受信機が正確であると仮定して送信機の不整合によるエラー）があることが判明すると、このエラーを送信機のコンポーネントへ戻してダイバーシティ遅延を再調整することができる。
【００１９】
図２は、時間整合測定法のプロセス順序の１つの実施例である。ライン５０上のアナログ音声信号入力は無限インパルス応答フィルタ５２によりフィルタリングを施されると、ライン５４上のフィルタリング済みアナログ信号となる。ライン５４上のデジタル音声信号入力は無限インパルス応答フィルタ５８によりフィルタリングを施されると、ライン６０上のフィルタリング済みデジタル信号となる。フィルタリング済みアナログ信号とフィルタリング済みデジタル信号はプロセッサ６２で処理されて、ライン６４上の相関係数信号となる。プロセッサは、出力相関係数の計算毎のサンプル数、出力相関ポイント数及び平均をとるためのサンプル数を設定する種々の入力６６、６８、７０を有する。６４上の相関係数信号は移動平均を用いるピークサーチＩＩＲフィルタ７２によりフィルタリングを施されるとライン７４上の出力信号となるが、この信号は不整合状態のサンプル数を表す。ピークサーチフィルタは平均をとるためのサンプル数と相関値の下限を設定する入力７６、７８を有する。
【００２０】
このアルゴリズムは、同じように（例えば、４４、１００Ｈｚのサンプリングレートで）サンプリングされたアナログ及びデジタル信号が同じデジタル無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタで処理されると仮定している。例えば、アナログ及びデジタル音声の流れに用いるＩＩＲフィルタは、パスバンドが約６００Ｈｚと約１６００Ｈｚの間にある同じ１０極楕円フィルタでよい。これらのフィルタは音声信号の帯域幅を減少する作用がある。これにより、音声処理に違いが出やすい音声スペクトル部分で生じる可能性がある整合測定値のあいまい性が減少する。例えば、アナログ信号はデジタル信号に比べて帯域幅が小さい可能性があり、高周波数と低周波数の限界部分にフィルタリングを施すと群遅延に差が生じることがある。ほぼ６００乃至１６００Ｈｚのフィルタ帯域幅が整合帯域幅として最も有用であることが判明している。
【００２１】
ｘ及びｙで表されるアナログ信号とデジタル信号との間の相関係数ρx,yは下記のような統計的推定値を用いて定義することができる。
2008538063.tif 000003
【００２２】
上式においてμは平均値、σはプロセスｘまたはｙの標準偏差である。上式はアナログの一般式であるが、実際にはアナログ音声（例えばｘ）とデジタル音声（例えばｙ）は後続の計算のために同じように（例えば、モノラル信号だけで４４１００Ｈｚのレートで）サンプリングをする必要がある。時間セグメントにわたるアナログ音声（ｘ）とデジタル音声（ｙ）の平均値及び標準偏差をこの計算に使用する。平均値は即ち、直流成分であり、標準偏差は時間セグメントにわたるサンプルの分散の平方根である。
【００２３】
バンドパスフィルタはこの計算の対象となるバンドから高周波数成分だけでなく直流成分を除去する。直流成分を除去するため平均値は０である。バンドパフィルタによるフィルタリングの後で相関係数の計算の前ではアナログ及びデジタル音声信号の平均値は０であるから、式を単純化できる。離散Ｎサンプルで平均値０の時系列ｘ及びｙでは、遅れがｋである相関係数ρは下式となる。
2008538063.tif 000004
【００２４】
上式において、ｋは２つの時系列間の遅れのサンプル数である。この遅れはｘとｙ信号の間の相対的時間オフセットである。この遅れにより相対的なタイミングの調整が可能となり、特定の遅れで相関ピークのピークがどこに生じるかを求めることができる。このピーク遅れが発見及び測定しようとするタイミングオフセットである。
【００２５】
時間整合エラーの最大値によりｋの範囲が決まる。遅れの最大値は探索ウィンドウのサイズを表す。計算には何らかの時間／記憶容量の限界があるので、遅れの範囲は実現する手段により何らかの実際の値に限定されるのが明らかである。サンプル数Ｎは短いセグメントにわたる群遅延の異常状況を回避するために十分に大きくする必要がある。さらに、相関係数関数の多くの値を平均するためにＮとして大きな値を用いるのが好ましい。大きなＮを用いる１つのやり方は、小さな時間セグメントにわたり分子と分母を別々に計算した、その後その時間インターバルを一緒に平均して相関係数関数の計算を行うことである。その時間インターバルは測定を行う時間セグメントである。任意の１つの時間インターバルにわたる測定精度／信頼性を改善するために多数の時間インターバルの平均値をとればよい。詳しくは、下式のように仮定する、
2008538063.tif 000005
【００２６】
ｚj（ｋ）はｊ番目の時間インターバルにわたるｘとｙの相互相関と定義される。測定を行う時間インターバルを他の時間インターバルから切り離すことができる。下式のように仮定する、
2008538063.tif 000006
【００２７】
ρ（ｋ）は任意のｊ（時間インターバル）で下式のように表される。
2008538063.tif 000007
【００２８】
ロスのある積分法を用いて時間インターバルにわたり平均しようとする場合、下記のように定義できる。
2008538063.tif 000008
【００２９】
上式において、αは（無限の平均化では）０より大きい値、（平均化がない場合）０より小さい値である。またαは連続して平均するための実効時間スパンの調整を可能にするパラメータである。これは単極のロスのある積分器である。ロスのある積分器により、整合を行うと、音声処理パラメータが異なる過去における十分に長い測定値を「忘れる」ことができる。このフィルタリングを、サンプル間の時間に関する情報を含むようにして精度の高いものにすることにより、適当なフィルタ係数を維持しながら不規則なスケジュールで測定を実行することができる。
【００３０】
ここで、
2008538063.tif 000009
を下記の値として計算することが可能である。
2008538063.tif 000010
【００３１】
相関係数関数の計算はＩＩＲフィルタリングに続き、通常は、５０ミリ秒のような短いものから３秒の長いデータについて処理される。通常は、１００乃至３００ミリ秒のデータで相関係数関数を計算するに十分である。これを０．１のαに結合すると、合理的な予測値を得る。相関係数は遅れの各値につきそのレンジにわたり計算する。計算する遅れの数は放送局毎の実際の整合状態に左右される。例えば、探索レンジにわたり１０００個（または最大の探索レンジがどうであれ）の別個の遅れ値を選択し、各値につき相関を計算して相関が最大の遅れを探索することができる。
【００３２】
整合ベクトルの後処理は、全ての相関係数にわたりピークの探索を行った後、相関係数について低い方を制限する。整合ベクトルは探索レンジにわたる遅れ値のベクトル（セット）である。任意の１つの時間インターバルのピーク相関値が良好なしきい値を超えない場合、後で多数の時間インターバルにわたって平均するためにこれを除去する。この「制限」により異常な値が平均されることがない。下限値として通常は０．９２乃至０．９５を用いると、後で平均値が増加し信頼性の高い相関となる。アナログ信号とデジタル信号とがうまく相関しない音声の悪い部分が存在する場合、相関係数は通常は０．５未満であり、この値を平均値を求めるには使用しない。別の単極積分器を用いて制限基準値を過ぎるサンプルを蓄積することができる。この予測器は通常、非常に良好な予測値を発生させるか予測値を発生しない。予測値のない状態はアナログデジタル遅れ（±）がレンジ外（あまりにも多くのサンプルによる不整合）であることにより惹き起こされる可能性がある。この場合、相関のレンジを増加して（遅れの数の増加）、相関を再び行う。放送施設ではアナログ音声とデジタル音声に異なる処理が加えられることがあるため、制限と検知後の平均とが必要である。これらの種々のプロセスにより異なる音声バンドについて異なる群遅延が生じる。かくして、相関がどちらかと言えば良好でない時がある。これらのセグメントを検査すれば、それらは通常、アナログ音声に対してチャンネル効果を有するかまたはデジタル音声とアナログ音声の流れの間で大きな処理群遅延を有する。かくして、制限器と単極フィルタを用いると不整合の予測が大きく安定化する。
【００３３】
図３は相関係数の相関ベクトルのグラフであり、１５２個のサンプルだけ不整合を示す。図３は音楽の特定のセグメントに対する１６３９個の出力相関係数のプロットを示す。各ポイントはアナログ音声とデジタル音声の１６３８４個のサンプルの相関を表す。中央からサンプル１５２個はずれた最大ピークについて、相関係数は０．９９５３であり、これはアナログ音声とデジタル音声が音声サンプル１５２個だけ不整合であることを高レベルの信頼度を示す。
【００３４】
音声利得レベル整合アルゴリズムはただ、スプリットモード入力の同じＩＩＲフィルタリングを用い、フィルタリング済みアナログ音声信号とフィルタリング済みデジタル音声信号の二乗値の和を計算して比較する。図４はレベル整合アルゴリズムを説明するブロック図である。ライン９０上のアナログ音声信号入力は無限インパルス応答フィルタ９２によりフィルタリングを施されて、ライン９４上のフィルタリング済みアナログ信号となる。ライン９６上のデジタル信号入力は無限インパルス応答フィルタ９８によりフィルタリングを施されて、ライン１００上のフィルタリング済みデジタル信号となる。フィルタリング済みアナログ信号とフィルタリング済みデジタル信号はプロセッサ１０２で処理され、アナログ信号及びデジタル信号の信号出力を表すライン１０４上の信号となる。このプロセッサは平均するサンプル数を設定する入力１０６を有する。信号出力の比率はブロック１０８に示すように計算され、不整合を表す信号がライン１１０上に発生する。
【００３５】
その信号出力を数秒にわたり計算し、オプションとしてｄＢのその比率を計算すると、レベル整合の安定した予測値が得られる。比率１または０ｄＢはアナログ信号とデジタル信号がレベル整合された状態であり、正が負の任意の大きさはレベル整合を示唆する。この比率（ｄＢ）は下式の通りである。
2008538063.tif 000011
【００３６】
二乗の和の計算は、アナログ音声信号とデジタル音声信号が時間整合状態にある場合の遅れ値ｋを用いて行う必要がある。詳説すると、信号出力を同じ音声信号セグメントにわたり予想しなければならない。効率のために、時間整合され高い相関係数値を有する、相関係数処理で既に計算したＮ個のサンプルの範囲にわたり二乗されたサンプルを蓄積するのが有利である。
【００３７】
図５及び６は、上述した時間及びレベル整合アルゴリズムを示す特定の実施例をさらに詳細に示したものである。図５は時間及びレベル整合アルゴリズムを実現するシステム１２０のブロック図である。プラットフォームはＨＤラジオ（登録商標）開発ボード１２２及びチューナー１２４を有するパソコンである。ＩＤＭ３５０ＨＤラジオ（登録商標）開発ボードはパソコンのＵＳＢインターフェイス１２６により制御される。スプリットモードの音声がＩＤＭ３５０開発ボードから出力され、パソコンの音声カード１２８に入力される。ブロック１３０で示される、パソコン上で走るジャバのアプリケーションもまたスプリットモードの音声をモニタリングのために音声カードに出力する。さらにこの音声は選択可能な遅れの数にわたる相関関数のプロットと共にスクリーン１３２上に表示することができる。アナログ及びデジタル音声の流れの高速フーリエ変換（ＦＦＴ）の大きさを表示することによりバンドの正しい選択を検証することができる。これらの出力に加えて、制御グラフィックインターフェイスの一部である、処理を制御できる種々の選択可能なパラメータが存在する。ネットワークインターフェイス１３６をネットワークと情報交換できるように設けることができる。整合情報はユーザーインターフェイスに利用可能にされる。
【００３８】
図６はＨＤラジオ（登録商標）モニターのブロック図である。音声カード１３８は矢印１４０で示すようにアナログ及びデジタル音声信号を受信し、ライン１４２上にアナログ音声信号を、ライン１４４上にデジタル音声信号を与える。矢印１４５はオプションとしての音声モニタリングのための接続を示す。これらの信号はディスプレイ１４６へ送られる。ＩＩＲフィルタ１４８及び１５０はアナログ音声及びデジタル音声信号にフィルタリングを施してフィルタリング済みアナログ音声信号及びフィルタリング済みデジタル音声信号をライン１５２及び１５４上に発生させる。タイミング及びレベル整合アルゴリズムを、ブロック１５６で示すようにこれらのフィルタリング済み信号に適用する。計算により求めた相関係数はブロック１５８に示すように表示される。相関係数の高速フーリエ変換（ＦＦＴ）１６０を用いてスペクトルディスプレイ１６２を発生させる。グラフィッカルインターフェイス１６４はユーザーがブロック１６６で示すようにプロセスとファイルを制御できるように設けられる。
【００３９】
図７、８及び９は遅れのレンジにわたる典型的な相関を表す。
【００４０】
上述した種々の機能は公知のフィルタリング用及び処理用ハードウェアを用いて実現することができる。
【００４１】
本発明を幾つかの実施例に基づいて説明したが当業者には頭書の特許請求の範囲に記載された本発明の範囲から逸脱することなく図示説明した実施例に対して種々の変形及び設計変更が可能なことが明らかであろう。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】時間／レベルモニター及びフィードバックを備えたインバンド・オンチャンネル放送システムのブロック図である。
【図２】時間整合測定方法を説明するブロック図である。
【図３】相関係数の相関ベクトルを示すグラフである。
【図４】レベル整合アルゴリズムを説明するブロック図である。
【図５】ＨＤラジオ（登録商標）モニターのブロック図である。
【図６】アナログ／デジタル音声整合モニターのブロック図である。
【図７】ユーザーインターフェイス上に表示可能な整合測定結果を示すグラフである。
【図８】ユーザーインターフェイス上に表示可能な整合測定結果を示すグラフである。
【図９】ユーザーインターフェイス上に表示可能な整合測定結果を示すグラフである。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【国際調査報告】
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