(57)【要約】  循環遅延ダイバーシチを達成するために１つの入力系列からｎT個の出力系列を生成するための装置は、入力系列のｎT個のコピーを生成するためのコピア（１０１）であって、入力系列の第１のコピーが、第１の出力系列に対応し、ｎTが、３に等しいかまたは３よりも大きいものである、コピア（１０１）と、入力系列のｎT−１個のコピーを循環的にシフトしてｎT−１個の出力系列を得るための手段（１１１）とを備えてなり、循環的にシフトするための手段（１１１）は、入力系列のｎT−１個のコピーからなるそれぞれのコピーを、シフト数の集合から得られる異なるシフト数だけ循環的にシフトするように構成され、シフト数の集合の中に存在するそれぞれのシフト数は、入力系列のコピーが循環的にシフトされるべき数の異なる値を決定し、シフト数の集合の中に存在する最も小さなシフト数は１よりも大きく、シフト数の集合の中に存在する任意の２つのシフト数を割り算する最大公約数は１に等しい。
2008511221.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
循環遅延ダイバーシチを達成するためにある入力系列からｎT個の出力系列を生成するための装置であって、
入力系列のｎT個のコピーを生成するためのコピア（１０１）であり、入力系列の第１のコピーが第１の出力系列に対応し、ｎTが３以上である、前記コピア（１０１）と、
ｎT−１個の出力系列を得るために、入力系列のｎT−１個のコピーを循環的にシフトする手段（１１１）と
を備えてなり、
循環的にシフトする手段（１１１）が、入力系列のｎT−１個のコピーからなるそれぞれのコピーを、いくつかのシフト数の集合から得られるある異なるシフト数だけ循環的にシフトするように構成され、シフト数の集合の中に存在するそれぞれのシフト数が、入力系列のあるコピーが循環的にシフトされるべきある異なる数のいくつかの値を決定し、シフト数の集合の中に存在する最も小さなシフト数が１よりも大きく、シフト数の集合の中に存在する任意の２つのシフト数を割り算する最大公約数が１に等しいものである、装置。
【請求項２】
第１の出力系列が、入力系列の第１のコピーかまたは入力系列をシフトしたバージョンである請求項１に記載の装置。
【請求項３】
シフト数の集合の中に存在する最も小さい数が３以上である請求項１または２のいずれかに記載の装置。
【請求項４】
シフト数の集合の中に存在する数が、素数である請求項１から３に記載の装置。
【請求項５】
ｎT個の出力系列が、ｎT個の送信点によって、複数の通信チャンネルを介して送信され、ｎT個の通信チャンネルが、有効チャンネルを表現し、有効チャンネルの容量が、入力系列のコピーがシフトされるべき数の値に依存し、
前記装置が、入力系列のコピーがシフトされるべきある数のいくつかの値を決定する手段をさらに備え、前記決定するための手段が、数の値の集合からある数の値を決定するように構成され、数の値の集合の中に存在する値の数の最小のものが３以上であり、数の値の集合の中に存在する任意の２つの数を割り算する最大公約数が１に等しく、それによって、有効チャンネルの容量が増大するものである、請求項１から４のいずれかに記載の装置。
【請求項６】
循環遅延ダイバーシチを達成するためにｎT個の入力系列から１つの出力系列を生成するための装置であって、
ｎT−１個の入力系列を循環的にシフトして循環的にシフトされた入力系列を得るための手段と、
循環的にシフトされた入力系列と第１の入力系列のバージョンとを加算して出力系列を得るための加算器と
を備えてなる装置。
【請求項７】
ｎT個の入力系列を提供するためのｎT個の受信点であって、それぞれの入力系列が、送信系列の受信可能なバージョンである、前記ｎT個の受信点と、
出力系列を得るための請求項６に記載の装置と
を備えてなる受信装置。
【請求項８】
循環遅延ダイバーシチを達成するために１つの入力系列からｎT個の出力系列を生成するための方法であって、
入力系列のｎT個のコピーを生成するステップであって、ｎTが２以上である、前記生成するステップと、
入力系列のｎT−１個のコピーを循環的にシフトしてｎT−１個の出力系列を得るステップであって、第１の出力系列が、入力系列のコピーかまたは入力系列をシフトしたバージョンである、前記ｎT−１個の出力系列を得るステップと
を備えてなり、
入力系列のそれぞれのコピーが、いくつかのシフト数の集合から得られるある異なるシフト数だけ循環的にシフトされ、シフト数の集合の中に存在するそれぞれのシフト数が、入力系列のコピーがシフトされるべき値のある異なる数を決定し、シフト数の集合の中に存在する最も小さなシフト数が１よりも大きく、シフト数の集合の中に存在する任意の２つのシフト数を割り算する最大公約数が１に等しいものである、方法。
【請求項９】
循環遅延ダイバーシチを達成するためにｎT個の入力系列から１つの出力系列を生成するための方法であって、
ｎT−１個の入力系列を循環的にシフトして循環的にシフトされたｎT−１個の入力系列を得るステップと、
循環的にシフトされた入力系列と第１の入力系列のバージョンとを加算器において加算して出力系列を得るステップと
を備えてなる方法。
【請求項１０】
ｎT個の受信点を用いてｎT個の入力系列を受信するステップであって、それぞれの入力系列が、異なる受信点によって受信することのできる送信系列の受信可能なバージョンである、前記受信するステップと、
ｎT個の入力系列から１つの出力系列を生成するための請求項９に記載の方法と
を備えてなる方法。
【請求項１１】
コンピュータ上で実行されたとき、請求項８に記載の方法、請求項９に記載の方法、または請求項１０に記載の方法を実行するためのコンピュータプログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
無線通信においては、フェージングの悪影響を軽減するために、送信ダイバーシチ技術が使用される。簡単な送信ダイバーシチ技術は、同じ信号が複数のアンテナからそれぞれ異なる遅延時間で送信される遅延ダイバーシチである。これは、それぞれがそれぞれの受信アンテナへ送信する元々のサブチャンネルと比較すれば、大きな周波数選択性すなわち大きな周波数ダイバーシチを備えた等価単一入力チャンネルを形成することになる。直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）においては、この周波数ダイバーシチは、順方向誤り訂正復号器によって利用されてもよい。しかしながら、付加的な遅延を導入することは、より長いガードインターバルを必要とし、その結果として、帯域効率を減少させる。ガードインターバルが、十分に長くなければ、付加的な遅延は、キャリア間干渉を発生させる。ガードインターバルを増大させることなく大きな周波数選択性を提供するための洗練された方法が、Ａ．Ｄａｍｍａｎｎ  ａｎｄ  Ｓ．Ｋａｉｓｅｒ：Ｓｔａｎｄａｒｄ  ｃｏｎｆｏｒｍａｂｌｅ  ａｎｔｅｎｎａ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ  ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ  ｆｏｒ  ＯＦＤＭ  ｓｙｓｔｅｍｓ  ａｎｄ  ｉｔｓ  ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ  ｔｏ  ｔｈｅ  ＤＶＢ−Ｔ  ｓｙｓｔｅｍ，ＩＥＥＥ  Ｇｌｏｂｅｃｏｍ，ｐａｇｅｓ  ３１００−３１０５，Ｎｏｖｅｍｂｅｒ  ２００１、Ａ．Ｄａｍｍａｎｎ  ａｎｄ  Ｓ．Ｋａｉｓｅｒ：Ｌｏｗ  ｃｏｍｐｌｅｘ  ｓｔａｎｄａｒｄ  ｃｏｎｆｏｒｍａｂｌｅ  ａｎｔｅｎｎａ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ  ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ  ｆｏｒ  ＯＦＤＭ  ｓｙｓｔｅｍｓ  ａｎｄ  ｉｔｓ  ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ  ｔｏ  ｔｈｅ  ＤＶＢ−Ｔ  ｓｙｓｔｅｍ，４ｔｈ  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  ＩＴＧ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  ｏｎ  Ｓｏｕｒｃｅ  ａｎｄ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｃｏｄｉｎｇ，ｐａｇｅｓ  ２５３−２５９，Ｊａｎｕａｒｙ  ２００２、Ａ．Ｄａｍｍａｎｎ，Ｒ．Ｒａｕｌｅｆｓ，ａｎｄ  Ｓ．Ｋａｉｓｅｒ：Ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ  ｉｎ  ｃｏｍｂｉｎａｔｉｏｎ  ｗｉｔｈ  ｓｐａｃｅ−ｔｉｍｅ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ  ｆｏｒ  ｂｒｏａｄｂａｎｄ  ＯＦＤＭ  ｓｙｓｔｅｍｓ，ＩＥＥＥ  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  ｏｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ（ＩＣＣ），ｐａｇｅｓ  １６５−１７１，Ａｐｒｉｌ  ２００２に提案されており、また、循環遅延ダイバーシチとして、Ｄ．Ｇｏｒｅ，Ｓ．Ｓａｎｄｈｕ，ａｎｄ  Ａ．Ｐａｕｌｒａｊ：Ｄｅｌａｙ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ  ｃｏｄｅｓ  ｆｏｒ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｓｅｌｅｃｔｉｖｅ  ｃｈａｎｎｅｌｓ，Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  ｏｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ（ＩＣＣ），ｐａｇｅｓ  １９４９−１９５３．ＩＥＥＥ，Ａｐｒｉｌ  ２００２に提案されている。これらにおいては、遅延は、ガードインターバルを増大させないように循環的になされる。
【背景技術】
【０００２】
循環遅延の選択は、重要な設計パラメータである。十分な空間ダイバーシチを利用できるようにするために、循環遅延は、最大チャンネル遅延よりも大きくなるように選択されなければならない。しかしながら、この基準は、容量を最大化するという観点からは十分なものではない。さらに、現実世界のＦＥＣ符号は、拘束長を制限している。したがって、十分な空間ダイバーシチは、制御可能な限られた数のサブキャリアからなる周波数ダイバーシチに変換されなければならない。これは、２の倍数である大きな循環遅延を選択することによって達成することができる。具体的には、Ｎｓ／２の循環遅延を備え、ここで、Ｎｓは、ＯＦＤＭ変調器のＦＦＴサイズである、２つの送信アンテナシステムにおいて、空間ダイバーシチは、ただ２つの隣接サブキャリア間における周波数ダイバーシチに変換される。これは、例えば、符号化率Ｒ≦１／２である標準的な畳み込み符号によって最適フレーム誤り率（ＦＥＲ）がもたらされることを示す。さらに、循環遅延のこの選択は、チャンネルを評価する場合、あるいは、差分変調が使用される場合には、有益である。しかしながら、符号化率がＲ＝１／２よりも大きい場合には、循環遅延のこの選択は、準最適なものとなる。
【０００３】
以下において、ＯＦＤＭシステムに関連して循環遅延ダイバーシチを説明する。
【０００４】
ｎT個の送信アンテナおよびｎR個の受信アンテナを備えた多入力多出力（ＭＩＭＯ）チャンネルを考える。時刻ｔにおける送信アンテナｎから受信アンテナｍへのインパルス応答は、１×Ｎs個のベクトル、
【数１】
2008511221.tif 000003
によって与えられ、ここで、Ｄは、送信アンテナから受信アンテナへのサブチャンネルの最大メモリである。
【０００５】
循環遅延ダイバーシチの原理が、図６および図７に示される。データは、順方向誤り訂正（ＦＥＣ）符号器によって符号化される。随意的なインターリーバΠの次に、符号ビットは、例えば、ＱＡＭシンボルまたはＰＳＫシンボルに変調される。ＯＦＤＭは、サイズＮsの逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を用いて実施され、ここで、Ｎsは、サブキャリアの数である。ＩＦＦＴの出力シンボルは、
【数２】
2008511221.tif 000004
によって表現される。それぞれのアンテナは、異なる循環遅延
【数３】
2008511221.tif 000005
を発生させる。すなわち、時刻ｔにおけるアンテナｎからの送信シンボルは、
【数４】
2008511221.tif 000006
によって与えられる。送信する前に、ＯＦＤＭにおいて一般的になされるように、それぞれの送信アンテナには循環ガードインターバル（ＧＩ）が含まれる。
【０００６】
システムは、１つの送信アンテナおよびインパルス応答、
【数５】
2008511221.tif 000007
を備えた周波数選択チャンネルを介して、系列
【数６】
2008511221.tif 000008
を送信することと等価である。受信機は、標準的なＯＦＤＭ受信機であり、それは、復調および復号化の前に、ガードインターバルを除去し、ＦＦＴを実行する。
【０００７】
基本的には、循環遅延ダイバーシチは、多入力多出力（ＭＩＭＯ）チャンネルを大きな周波数選択性を備えた単入力多出力（ＳＩＭＯ）チャンネルに変換している。すなわち、空間ダイバーシチは、周波数ダイバーシチに変換される。その効果が図８に示される。図８の左側に示されるような一様フェージングチャンネルにおいては、ビット誤り率（ＢＥＲ）は、それぞれのサブキャリアにおいて同一である。循環遅延ダイバーシチは、図８の右側に示されるように、そのチャンネルを周波数選択チャンネルに変換する。符号化された送信に対する平均ＢＥＲは、一様フェージングチャンネルの場合と同一である。しかしながら、このＢＥＲは、サブキャリア全体にわたって一定ではない。外側ＦＥＣ復号器は、有効周波数ダイバーシチを検出することができる。そのダイバーシチを利用するために、循環遅延ダイバーシチは、ＦＥＣ復号器を必要とする。
【０００８】
ｋ番目のＯＦＤＭシンボルの受信アンテナｍにおけるｄ番目のサブキャリアの結果として得られるチャンネル係数は、
【数７】
2008511221.tif 000009
によって与えられ、ここで、
【数８】
2008511221.tif 000010
は、インパルス応答（１）のＦＦＴである。
【０００９】
十分な空間ダイバーシチは、循環遅延が、
【数９】
2008511221.tif 000011
を満足する場合にのみ利用できることが、Ｇ．Ｂａｕｃｈ  ａｎｄ  Ｊ．Ｓ．Ｍａｌｉｋ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｄｉｖｉｓｉｏｎ  ｍｕｌｔｉｐｌｅ  ａｃｃｅｓｓ  ｗｉｔｈ  ｃｙｃｌｉｃ  ｄｅｌａｙ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ．ｉｎ  ＩＴＧ  Ｗｏｒｋｓｈｏｐ  ｏｎ  Ｓｍａｒｔ  Ａｎｔｅｎｎａｓ，Ｍａｒｃｈ  ２００４において証明されており、ここで、Δｎは、ＦＦＴサンプル間隔に対して正規化され、Ｄは、送信アンテナから受信アンテナへのサブチャンネルの最大メモリである。この条件は、必要なものではあるが、最適性能には不十分である。１つの可能性は、
【数１０】
2008511221.tif 000012
に基づいて、循環遅延を選択することであり、ここで、Ｇは、ガードインターバルの長さである。しかしながら、ＦＥＲ性能、チャンネル評価、または、差分変調の使用の観点から、最大可能循環遅延を選択することは有益であることが、Ｇ．Ｂａｕｃｈ  ａｎｄ  Ｊ．Ｓ．Ｍａｌｉｋ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｄｉｖｉｓｉｏｎ  ｍｕｌｔｉｐｌｅ  ａｃｃｅｓｓ  ｗｉｔｈ  ｃｙｃｌｉｃ  ｄｅｌａｙ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ．ｉｎ  ＩＴＧ  Ｗｏｒｋｓｈｏｐ  ｏｎ  Ｓｍａｒｔ  Ａｎｔｅｎｎａｓ，Ｍａｒｃｈ  ２００４、Ｇ．Ｂａｕｃｈ：Ｍｕｌｔｉ−ｓｔｒｅａｍ  ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  ｆｏｒ  ｃｙｃｌｉｃ  ｄｅｌａｙ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ  ｉｎ  ＯＦＤＭ，ＩＥＥＥ  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  ｏｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ（ＩＣＣ），Ｊｕｎｅ  ２００４、Ｇ．Ａｕｅｒ：Ｃｈａｎｎｅｌ  ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ  ｆｏｒ  ＯＦＤＭ  ｗｉｔｈ  ｃｙｃｌｉｃ  ｄｅｌａｙ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ，ＩＥＥＥ  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ  ｏｎ  Ｐｅｒｓｏｎａｌ，Ｉｎｄｏｏｒ  ａｎｄ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｒａｄｉｏ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ（ＰＩＭＲＣ），Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ  ２００４において証明されている。これは、
【数１１】
2008511221.tif 000013
に基づいて、循環遅延を選択することをもたらす。しかしながら、それは、結局、この選択は、ＦＥＣ符号化率Ｒ≦１／２の場合にのみ最適なものとなる。より大きな符号化率の場合には、より小さい循環遅延が最適なものとなる。
【００１０】
これは、以下のように説明することができる。すなわち、元々のチャンネルが、周波数一様であって、循環遅延が２の倍数であれば、（５）に基づいた有効チャンネルの周波数領域チャンネル係数は、限られた数の別個の状態をとることができる。例えば、ｎT＝２の送信アンテナおよびΔ2＝Ｎs／２の循環遅延の場合において、項
【数１２】
2008511221.tif 000014
は、２つの異なる状態、
【数１３】
2008511221.tif 000015
をとることができる。一様フェージングＭＩＭＯチャンネルの例が図９に示される。相関行列、
【数１４】
2008511221.tif 000016
を仮定して、第１のサブキャリアに対する相関関数
【数１５】
2008511221.tif 000017
が図１０に示される。１つおきのサブキャリアのチャンネル係数は同一であるが、隣接するサブキャリアは無相関であることがわかる。空間ダイバーシチは、隣接サブキャリア間における周波数ダイバーシチへと変換される。
【００１１】
同様の結果が、周波数選択チャンネルに対して得られる。相関関数が、それぞれの送信アンテナからそれぞれの受信アンテナへの等しい平均電力を有するＤ＋１＝３の独立フェージングタップ
【数１６】
2008511221.tif 000018
を備えたチャンネルについて図１１に示される。元々のチャンネルの周波数選択性のために、１つおきのサブキャリアのチャンネルタップ
【数１７】
2008511221.tif 000019
は、もはや同一ではない。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
本発明の目的は、大きな帯域効率を備えた簡単な循環遅延ダイバーシチ方式を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
この目的は、請求項１に記載のｎT個の出力系列を生成するための装置、請求項６に記載のｎT個の出力系列から１つの出力系列を生成するための装置、請求項７に記載の受信装置、請求項８に記載の１つの入力系列からｎT個の出力系列を生成するための方法、請求項９に記載のｎT個の出力系列から１つの出力系列を生成するための方法、請求項１０に記載の受信する方法、または、請求項１１に記載のコンピュータプログラムによって達成される。
【００１４】
本発明は、循環遅延ダイバーシチ方式に関連する任意の２つの循環遅延を割り算する最大公約数が１に等しくなるように、使用される循環遅延ダイバーシチ方式に関連する循環遅延を選択すれば、帯域効率を増大させることができるという所見に基づくものである。
【００１５】
循環遅延ダイバーシチ方式を使用するとき、例えば１つの入力系列の例えばｎT−１個のコピーは、それぞれのコピーに対応しかつ入力系列が循環的にシフトされるべきある数の値を決定する異なるシフト数だけシフトされ、ここで、第１の出力系列は、入力系列のシフトされないバージョンに対応してもよい。本発明によれば、使用されるシフト数は、任意の２つのシフト数を割り算する最大公約数が１に等しいという特性を有するシフト数だけを備えたシフト数の集合からだけ選択され、ここで、許容シフト数の集合の中に存在する最も小さいシフト数は１よりも大きく、それによって、好ましくは、大きな遅延が導入される。
【００１６】
例えば、シフト数の集合は、次の数、５、７、９、１３を備える。９は、絶対的な素数ではないが、シフト数の集合の中に存在するその他のシフト数と互いに素である。なぜなら、最大公約数は１に等しいからである。
【００１７】
本発明によれば、好ましくは、発明性のある制約を満足する最も大きなシフト数が、シフト数の集合から選択される。
【００１８】
また、本発明によれば、循環的にシフトするのに使用されるシフト数は、絶対的な素数であってもよい。なぜならば、素数の最大公約数も１に等しいからである。さらに、シフト数は、２つのシフト数間の最大公約数が１よりも大きければ、許容シフト数から除外される。発明性のある制約によれば、循環遅延ダイバーシチを導入するのに使用される任意の２つのシフト数によって共有される最大公約数が１よりも大きくないようなシフト数だけが、循環遅延ダイバーシチを導入するのに使用され、このことはまた、上述した実施形態によって反映される。
【００１９】
本発明のさらなる実施形態が、添付の図面を参照して説明される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
図１は、循環遅延ダイバーシチを達成するために、１つの入力系列からｎT個の出力系列を生成するための装置のブロック図を示す。例えば、出力系列はｎT個の送信点によって送信され、それぞれの送信点は１つの送信アンテナを含む。図１においては、単なる例として、ｎT＝３の場合を考える。
【００２１】
装置は、１つの入力１０３および複数の出力を有するコピア１０１を備える。図１においては、単なる例として、３つの出力、すなわち、第１の出力１０５、第２の出力１０７、および、第３の出力１０９を考える。
【００２２】
コピア１０１の出力は、手段１１１の入力に結合され、その手段１１１は、ｎT−１個の出力系列を得るために、入力１０３を介してコピア１０１へ提供される入力系列のｎT−１個のコピーを、第１の出力１０５を介して提供される入力系列の第１のコピーに対して、あるいは、その入力系列に対して、循環的にシフトする。
【００２３】
循環的にシフトするための手段１１１は、コピアの出力１０７に結合されて１つの出力を有する循環シフトエレメント１１３と、コピアの第３の出力１０９に結合されて１つの出力を有する循環遅延エレメント１１５とを備える。
【００２４】
例えば、循環的にシフトするための手段１１１は、ｎT−１個の循環シフトエレメントを備え、それぞれの循環シフトエレメントは、入力系列のコピーを循環的にシフトするように構成され、そのコピーは、コピア１０１の対応する出力を介して提供される。
【００２５】
そのために、コピア１０１は、入力系列のｎT個のコピーを生成するように構成され、入力系列の第１のコピーは、第１の出力系列に対応しており、ｎTは３以上である。
【００２６】
入力系列の第１のコピーは、図１に示されるように、第１の出力系列として、循環的にシフトされることなく、直接に提供される。しかしながら、本発明のさらなる態様によれば、入力系列の第１のコピーは、循環的にシフトすることによって、循環的にシフトされてもよく、入力系列の第１のコピーがシフトされるべき数の値を決定するシフト数は、上述したように、許容されるシフト数の集合から選択される。
【００２７】
本発明によれば、循環的にシフトするための手段１１１は、入力系列のｎT−１個のコピーからなるそれぞれのコピーを、ｎT−１個のシフト数の集合から得られる異なるシフト数だけ循環的にシフトするように構成され、シフト数の集合の中に存在するそれぞれのシフト数は、入力系列のコピーが循環的にシフトされるべき異なる数の値を決定し、ｎT−１個のシフト数を備えるシフト数の集合の中に存在する最も小さいシフト数は１よりも大きく、シフト数の集合の中に存在する任意の２つのシフト数を割り算する最大公約数は１に等しい。
【００２８】
換言すれば、シフト数の集合に存在する許容シフト数は、任意の２つのシフト数によって共有される最大公約数が１よりも大きくないように選択される。例えば、シフト数の集合は、次の数、すなわち、３、５、８を備えてもよい。しかしながら、この場合には、４と８との最大公約数は２であり、３と９との最大公約数は３であるので、シフト数４および９は、除外される。
【００２９】
本発明によれば、第１の出力１０５によって提供される入力系列の第１のコピーは、単なる例として、例えば、ｎT個のシフト数を備える許容シフト数の集合から選択されたシフト数だけシフトされてもよく、シフト数のこの集合の中に存在する任意の２つのシフト数を割り算する最大公約数は１に等しい。
【００３０】
上述したように、シフト数の集合の中に存在する最も小さいシフト数は、循環遅延が十分に大きくなることを保証するために３以上である。さらに、シフト数の集合の中に存在するシフト数は素数でありうる。この場合、発明性のある制約、すなわち、任意の２つのシフト数によって共有される最大公約数が１よりも大きくないという制約は、自動的に満たされる。
【００３１】
例えば、ｎT個の出力系列は、循環遅延ダイバーシチ方式に基づいて、ｎT個の送信点によってｎT個の通信チャンネルを介して送信されることになる。
【００３２】
循環遅延ダイバーシチのために、ｎT個の通信チャンネルは、循環遅延ダイバーシチ方式によって達成される有効チャンネルによって表現される。
【００３３】
後に説明するように、有効チャンネルの容量は、結果的に達成される循環遅延ダイバーシチ方式、すなわち、入力系列のコピーがシフトされるべき数の値に依存することがわかった。
【００３４】
考えられる送信条件である有効チャンネル容量を増加させるために、発明性のある装置は、入力系列のそれぞれのコピーがシフトされるべき数の値を決定するための手段をさらに備えてもよく、それによって、有効チャンネルの容量は、別の数の値と比較すれば、増加する。例えば、決定するための手段は、一集合の数からある特定の数を決定するように構成されてもよく、数の集合の中に存在する最も小さい数は３以上であり、数の集合の中に存在する任意の２つの数（シフト数）を割り算する最大公約数は１に等しい。換言すれば、数を決定するための手段は、発明性のある基準を満足するシフト数だけを参照するように構成され、それによって有効チャンネルの容量が増加する。
【００３５】
本発明によれば、シフト数を決定するための手段は、要求されるシフト数の組み合わせを見出すために、統合的アプローチによる解析を実行するように構成されてもよい。例えば、決定するための手段は、発明性のある基準を満足するシフト数の第１の集合を決定するように構成されてもよく、それによって、循環遅延ダイバーシチを達成するためにそのシフト数を使用するときに結果として得られる有効チャンネルの容量を計算し、シフト数のさらなる集合を決定し、その結果として得られる有効チャンネルのさらなる容量を計算し、そして、大きな容量を得るためにはシフト数のどの集合を選択すべきかを決定するために、その容量とさらなる容量とを比較する。容量を計算するために、決定するための手段は、後に説明する発明性のあるチャンネル容量計算式を参照してもよい。
【００３６】
循環遅延ダイバーシチは、受信機においても使用されてよいので、発明性のある概念は、受信機側循環遅延ダイバーシチを達成するために、受信機において使用されてもよく、それは、循環遅延ダイバーシチ方式の線形性によるものである。
【００３７】
本発明は、さらに、循環遅延ダイバーシチを達成するために、ｎT個の入力系列から１つの出力系列を生成するための装置を提供する。入力系列は、例えば、様々な受信点によって受信することのできる送信系列のバージョンであってもよく、それぞれの受信点は受信アンテナを備える。
【００３８】
装置は、ｎT個の入力系列からのｎT−１個の入力系列を循環的にシフトするための手段を備え、単なる例として、第１の入力系列は、シフトされることなく提供されてもよい。
【００３９】
装置は、出力系列を得るために、ｎT個の循環的にシフトされた入力系列と第１の入力系列とを加算するための加算器をさらに備える。本発明によれば、循環的にシフトするための手段は、図１の実施形態に関連して説明した循環的にシフトするための手段とまったく同じ機能を有する。
【００４０】
本発明は、ｎT個の入力系列を提供するためのｎT個の受信点を備える受信装置をさらに提供し、それぞれの入力系列は、様々な受信点によって受信することのできる送信系列の受信可能なバージョンであり、受信装置は、好ましくは、ｎT個の入力系列から１つの出力系列を生成するための上述した装置を備える。
【００４１】
以下において、発明性のある概念をより詳細に説明する。
【００４２】
再び、図９および図１０の実施形態を参照すると、隣接するサブキャリアは、無相関のままである。したがって、元々のチャンネルの空間ダイバーシチは、隣接するサブキャリアから達成されるが、元々のチャンネルの周波数ダイバーシチは、偶数番号のサブキャリアおよび奇数番号のサブキャリアを符号化することによって達成されてもよい。
【００４３】
例えば、Δ2＝Ｎs／４である循環遅延を選択すれば、（５）における項
【数１８】
2008511221.tif 000020
は、４つの異なる値をとることができる。すなわち、フラット（一様）なチャンネルにおいて、結果として得られる周波数領域チャンネル
【数１９】
2008511221.tif 000021
の４つの異なるチャンネル状態を観察する。空間ダイバーシチは、４つの隣接するサブキャリアにおける周波数ダイバーシチに変換される。例えば、Δ2＝Ｎs／８の場合には、８つの異なる状態が得られる。
【００４４】
そのために、ある周波数フラット（一様）チャンネルをもたらす異なるチャンネル状態の数をＳによって表現する。図２ｃは、循環遅延の様々な値に対する容量を示し、それは、ｎT＝２である送信アンテナに対して様々な値のＳをもたらす。同じ値のＳが、異なる循環遅延によって得ることができることに注意されたい。これらの循環遅延の正確な値は、サブキャリアの数Ｎsに依存する。循環遅延の最適性は、符号化率に依存することがわかる。より大きな符号化率の場合、より大きな値のＳが、最適性能を得るのに必要とされることがわかる。興味深いことには、きわめて大きな符号化率の場合、Ｓ＝２は、再び、最適なものとなる。
【００４５】
直観的な説明は、以下の通りである。符号化率Ｒであり、例えば、Δ＝Ｎs／２であるＳ＝２となる循環遅延を有する組織符号を考える。２つの異なるチャンネル状態しか存在しないので、たまたま、その他の全てのサブキャリアがきわめて悪い状態にあり、それらのサブキャリア上で送信されるシンボルは本質的に傷つけられるかもしれない。ここで、符号化率が１／２よりも大きければ、すなわち、Ｒ≧１／２であれば、例えば、全てのパリティービット＋いくつかの組織ビットが傷つけられ、その符号は、誤りがないことを検出することができない。同様に、Ｓ＝４の場合において、符号化率Ｒ＞３／４を有する組織符号は適切なものではない。
【００４６】
より多くの送信アンテナに対しては、類似するがそのように明瞭ではない動作を観察することになる。ｎT＝４の場合に得られる送信アンテナの容量が、図３ａに示される。ここでは、Δn＝Δn-1＋Ｎs／４、すなわち、Δ＝［０、１６、３２、４８］による循環遅延は、符号化率Ｒ＜３／４に対して、すでに、準最適なものである。それにもかかわらず、Ｒ＝３／４、すなわち、１．５ビット／チャンネル利用率の相互情報量において、特徴的なブリップが観察される。最適性能に近い良好な解決法は、互いに素の循環遅延、例えば、Δ＝［０、３、５、７］を選択することのように思われる。Ｎs＝６４に対する最良の性能は、Δ＝［０、１５、３１、４３］であることがわかった。これは、互いに素な大きな遅延が選択されるべきであることを指示するものである。Ｓ＝４の異なるチャンネル状態をもたらす循環遅延［Δ１、Δ２、Δ３、Δ４］＝［０、Ｎs／４、Ｎs／２、３Ｎs／２］は、容量の観点から、最適ではないが、Ｇ．Ｂａｕｃｈ  ａｎｄ  Ｊ．Ｓ．Ｍａｌｉｋ：Ｐａｒａｍｅｔｅｒ  ｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎ，ｉｎｔｅｒｌｅａｖｉｎｇ  ａｎｄ  ｍｕｌｔｉｐｌｅ  ａｃｃｅｓｓ  ｉｎ  ＯＦＤＭ  ｗｉｔｈ  ｃｙｃｌｉｃ  ｄｅｌａｙ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ，ＩＥＥＥ  Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ（ＶＴＣ），Ｍａｙ  ２００４、Ｇ．Ｂａｕｃｈ  ａｎｄ  Ｊ．Ｓ．Ｍａｌｉｋ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｄｉｖｉｓｉｏｎ  ｍｕｌｔｉｐｌｅ  ａｃｃｅｓｓ  ｗｉｔｈ  ｃｙｃｌｉｃ  ｄｅｌａｙ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ，ＩＴＧ  Ｗｏｒｋｓｈｏｐ  ｏｎ  Ｓｍａｒｔ  Ａｎｔｅｎｎａｓ，Ｍａｒｃｈ  ２００４、Ｊ．Ｓ．Ｍａｌｉｋ：Ｃｙｃｌｉｃ  ｄｅｌａｙ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ  ｉｎ  ＯＦＤＭ，ｍａｓｔｅｒ  ｔｈｅｓｉｓ，Ｄｅｐａｒｔｍｅｎｔ  ｏｆ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ，ＴＵ  Ｍｕｎｉｃｈ，Ｏｃｔｏｂｅｒ  ２００３に説明されるように、それらの遅延は、限られた拘束長を備えた符号に対して符号化率Ｒ≦３／４である場合に最適ＦＥＲを達成するのを可能にすることが証明された。
【００４７】
さらに、これらの遅延は、Ｇ．Ｂａｕｃｈ：Ｈｉｇｈｅｒ  ｏｒｄｅｒ  ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ｍａｔｒｉｘ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ．ｉｎ  ＩＥＥＥ  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ  ｏｎ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｔｈｅｏｒｙ（ＩＳＩＴ），Ｊｕｎｅ／Ｊｕｌｙ  ２００４に説明されるように、差分変調による循環遅延ダイバーシチに適切なものである。
【００４８】
ＢＰＳＫ変調およびＱＰＳＫ変調に関する例だけが説明されたが、上述した効果は、特定の変調方法に依存しないことが確認されていることに注意されたい。
【００４９】
以下では、考察したチャンネルモデルについて説明する。
【００５０】
チャンネル係数は、複素ガウス確率変数に依存しないと仮定する。チャンネルは、ＯＦＤＭシンボルの送信中に不変であると仮定し、そのために、十分に長いガードインターバルの場合には、キャリア間干渉は発生しない。電力遅延スペクトルの調査された種類が、図２ａに簡単に示され、ここで、Ｔsは、時間領域サンプル間隔を表現する。付加白色ガウス雑音が、それぞれの受信アンテナにおいて付加される。１タイムスロット当たりの総送信エネルギー、すなわち、それぞれのアンテナから送信される１サブシンボル当たりのエネルギーは、Ｅsによって表現される。
【００５１】
図２ａは、ガウス送信シンボルによる周波数一様チャンネルにおける２つの送信アンテナのための１％のアウテージ容量を示す。１つの受信アンテナの場合、わずかな低下を示す３２の循環遅延を除けば、全ての循環遅延が同じ容量をもたらす。２つの受信アンテナの場合、この効果は消滅する。比較のために、さらに、チャンネル自体の容量を１つの送信アンテナおよび２つの送信アンテナの両方に含めた。１つの送信アンテナの場合、循環遅延ダイバーシチは、２つの送信アンテナの場合のチャンネル容量をほぼ達成し、ただ１つの送信アンテナシステムよりも優れた大きなダイバーシチ効果を示す。２つの受信アンテナの場合、依然として、ただ１つの送信アンテナシステムよりも優れた明瞭なダイバーシチ利得が存在する。しかしながら、送信ダイバーシチ方式は、複数の受信アンテナの場合に、チャンネル容量を達成できないので、２つの送信アンテナの場合のチャンネル容量と比較すれば、低下が存在し、それは、容量曲線の異なる漸近的な勾配に起因する。
【００５２】
図３ｂは、２つの送信アンテナの場合の周波数選択チャンネルの性能を示し、Δ2がＤよりも大きいことを満足する全ての循環遅延が同様の性能を示す。図３ｂは、循環遅延は最大チャンネル遅延よりも大きいように選択されなければならないことをさらに示す。さもなければ、有効時間領域チャンネルは、異なる送信アンテナからのタップの和からなる解析不能タップを含むことになり、小さなダイバーシチレベルをもたらす。
【００５３】
本発明は、１つの入力系列を得るために処理体系を用いて情報系列を処理するためのプロセッサと、上述したように循環ダイバーシチを達成するためにその入力系列から複数の出力系列を生成するための装置とを備える送信装置をさらに提供する。
【００５４】
好ましくは、それぞれが送信アンテナを含む複数の送信点によって送信されるべき複数の出力系列を生成するための装置は、循環シフトエレメントのコピーがシフトされるべきある数の値を、例えば、符号化方式を備える処理体系に適応させるために循環シフトエレメントを制御するためのコントローラを備え、それによって、シフト数は効率を増加させるための符号化方式に適応する。
【００５５】
本発明のさらなる態様によれば、プロセッサは、符号化された系列を得るために符号化方式を用いて情報系列を符号化するための符号器、ストリーム数の値を指示する制御信号に応じて、ストリームの値ごとに、符号化された系列をストリーム数の値に多重分離するための多重分離装置、ストリーム数のシンボルを得るために、マッピング方式、例えば、ＱＡＭ（ＱＡＭ＝直交振幅変調）に基づいて、ストリーム数の値のグループをシンボル上にマッピングするためのマッピング装置を備えてもよい。さらに、送信装置は、周波数領域におけるマルチキャリア信号を得るために、シンボルのそれぞれのストリームのいくつかの連続するシンボルを連続するサブキャリアの異なる集合に割り当てるための割り当て装置を備えてもよい。
【００５６】
送信されるべき入力系列を得るために、送信機は、周波数時間変換器、例えば、逆フーリエ変換器を備えてもよく、入力系列を得るためにマルチキャリア信号を変換し、複数の出力系列を生成するための発明性のある装置によって複数の出力系列を提供するための基盤の役割をなす。例えば、複数の送信系列（出力系列）を生成するための装置に含まれるコントローラは、ストリーム数の値を指示する制御信号を多重分離装置に提供するように構成されてもよく、そのストリーム数の値は符号化方式に依存する。例えば、ストリーム数の値は、ある種の符号化方式を使用するときに得られる符号化率に密接に関係する。上述した発明性のある概念を備えた送信装置の実施形態が図４に示される。
【００５７】
図４の送信装置は、符号器４０１、例えば、ＦＥＣ符号器（ＦＥＣ＝順方向誤り訂正）を備え、符号器４０１は、入力４０３、制御入力４０５、および、出力４０７を有し、出力４０７は、スイッチ４０９に結合され、スイッチ４０９は、単なる例として、上述した多重分離装置を表現する。
【００５８】
スイッチ４０９は、いくつかの出力を有し、その出力の数は、上述したストリームの数Ｓに対応し、それぞれの出力は、Ｓ個の信号処理経路の中の１つの信号処理経路に対応する。それぞれの信号処理経路は、スイッチ４０９のそれぞれの出力とマッピング装置４１３との間に結合されたインターリーバ４１１を備える。それぞれのマッピング装置４１３は、１つの出力を有し、マッピング装置４１３のＳ個の出力は、割り当て装置４１５に結合される。割り当て装置４１５は、ＩＦＦＴ変換器４１７（ＩＦＦＴ＝逆高速フーリエ変換）の複数の入力に結合された複数の出力を有する。ＩＦＦＴ変換器は、複数の出力系列（送信系列）を生成するための発明性のある装置４１９の入力に結合された１つの出力を有する。
【００５９】
発明性のある装置４１９は、ＩＦＦＴ変換器４１９によって提供される入力系列の複数のコピーを提供するためのコピアを備え、そのコピアは、ノードとして表現される。入力系列の第１のコピーを除けば、入力系列のその他の全てのコピーは、発明性のある装置４１９に含まれる制御可能な循環シフトエレメント４２１を用いてシフトされる。
【００６０】
それぞれの出力系列は、ガードインターバル、例えば、ＯＦＤＭ送信方式に基づいた循環プレフィックスを挿入するために、ガード挿入インターバル４２３（ＧＩ）に提供される。それぞれのガードインターバルエレメント４２３は、完全を期すために図４に示されるように、アンテナに結合される。
【００６１】
図４に示される装置は、符号化率適応ユニット４２５をさらに備え、その符号化率適応ユニット４２５は、上述した発明性のあるコントローラの機能を備える。
【００６２】
より詳細には、図４に示されるように、符号化率適応ユニット４２５は、符号器４０５によって使用されるべき符号化率Ｒに関連する符号化方式を決定するために、符号器４０５を制御するように構成されてもよく、および／または、ストリームの数Ｓを決定するために、スイッチ４０９を制御するように構成されてもよく、および／または、循環遅延、すなわち、入力系列のコピーがシフトされるべき数の値を制御するように構成されてもよい。
【００６３】
符号器４０２は、例えば、チャンネル状態情報（ＣＳＩ）、サービスの品質（ＱｏＳ）、または、その他の送信条件を備える送信条件に基づいて、符号器４０１を制御するための制御信号、および／または、スイッチ４０９を制御するための制御信号、および／または、循環遅延エレメント４２１を制御するための制御信号を生成するように構成されてもよく、送信条件は、発明性のある送信機に含まれるさらなる制御エンティティーから制御入力４２７を介して符号化率適応ユニット４２５に提供されてもよく、さらなる制御エンティティーは、例えば、送信処理全体を制御するように構成される。
【００６４】
図５に示されるように、情報ビットは、順方向誤り制御（ＦＥＣ）符号の符号器によって符号化される。符号ビットは、Ｓ個のストリームに多重分離される。それぞれのストリーム内において、随意的なインターリービングが、一集合のビットインターリーバΠ(s)によって実行される。そして、インターリービングされた符号ビットは、例えば、ＱＡＭ、ＰＳＫ、または、差分変調方式などのディジタル変調方式のマッピング規則に基づいて、送信シンボル上にマッピングされる。送信シンボルは、サブキャリア割り当てユニットΠfによって、ＯＦＤＭのようなマルチキャリア変調方式のサブキャリア上にマッピングされる。ＯＦＤＭ変調は、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）によって実行される。結果として得られた時間領域サンプルは、ｎT個のアンテナから同時に送信され、それぞれのアンテナｎは、上述したように循環遅延Δnを導入する。
【００６５】
符号化率Ｒは、現在のチャンネル状態または必要とされるサービスの品質のような基準に基づいて、符号化率適応ユニットによって決定される。符号化率適応ユニットは、循環遅延Δnおよびインターリーバストリームの数Ｓも決定する。循環遅延およびＳを選択する場合、３つのモードが存在する。すなわち、
モード１：符号化率に関係のない循環遅延
循環遅延は、符号化率に関係なく選択される。
循環遅延は、
Δn＝Δn-1＋Ｇ          （１３）
に基づいて選択され、ここで、Ｇは、ガードインターバルＧＩの長さである。ストリームの数は、好ましくは、Ｓ＝１である。
モード２：符号化率に関係のない互いに素の循環遅延
循環遅延は、符号化率に関係なく選択される。
循環遅延は、
Δn＝Δn-1＋Ｇ          （１４）
となるように選択され、ここで、Ｇは、ガードインターバルＧＩの長さであり、全てのΔnは、互いに素であり、ＦＦＴサイズＮｓに対しても素である。当然ながら、大きな遅延が好ましい。それほど厳しくない条件は、少なくともいくつかのΔnを除けば、全てのΔnが互いに素であることである。ストリームの数は、好ましくは、Ｓ＝１である。
モード３：符号化率に依存した循環遅延の選択
循環遅延は、符号化率Ｒに依存して選択される。より詳細には、循環遅延は、元々のチャンネルが周波数一様である場合の等価周波数領域チャンネルがＳ個の異なる状態を有するように選択される。Ｓの値は、図５から得られる。
【００６６】
所定の数Ｓの異なるチャンネル状態を得るためには、循環遅延には、いくつかの可能性が存在する。偶数ｎTの送信アンテナの場合、
【数２０】
2008511221.tif 000022
に基づいて、循環遅延を選択することが、推奨される。
しかしながら、条件、
【数２１】
2008511221.tif 000023
が満たされるべきであり、ここで、Ｄは、上で定義されたチャンネルメモリである。
【００６７】
符号化率適応ユニットは、チャンネル状態またはＱｏＳのような基準に基づいて符号化率を選択する。符号化率に依存して、その符号化率適応ユニットは、所与の数ｎTの送信アンテナに対して考えられる最も小さい値のＳを図５から選択する。循環遅延は、Ｓ個の異なるチャンネル状態が一様なフェージングチャンネルをもたらすように決定される。
【００６８】
また、随意的に、インターリービング方式は、符号ビットがＳ個のストリームに多重分離されるように変更される。それぞれのストリームは、並べ換え規則Π(s)に基づいて、随意的なインターリービングを実行する。そして、並べ換えられたビットは、ＱＡＭまたはＰＳＫのようなディジタル変調方法の複素コンステレーションエレメント上にマッピングされる。また、それぞれのストリームにおいて、差分変調が可能である。
【００６９】
送信シンボルは、サブキャリア割り当てユニットΠfによってサブキャリア上にマッピングされる。これは、特定のストリームｓのシンボルが一様なフェージングチャンネルにおいて同じチャンネル状態に直面するサブキャリアに割り当てられるようになされる。これは、図９に示されるように達成され、Ｓ個のストリームのシンボルは、Ｓ個の隣接サブキャリアに割り当てられる。サイズＳのグループのさらなる周波数インターリービングが可能である。
【００７０】
受信機は、現在の符号化率およびストリームの数を通知されている。基本的には、受信機が符号化率Ｒを通知されていれば十分である。符号化率から、受信機は、受信機に記憶されているルックアップテーブルから循環遅延を決定することができる。受信機は、送信機とは逆の動作を実行する。すなわち、ＦＦＴの後、デマッピングユニットが、受信されたシンボルをビットにデマッピングする。好ましくは、軟判定値、例えば、対数尤度比が計算される。デマッピング装置のこれらの出力値は、Ｓ個のストリームのそれぞれにおいてデインターリービングされる。Ｓ個のストリームは、多重化され、ＦＥＣ復号器へ送出される。
【００７１】
循環遅延ダイバーシチの容量は、等価周波数選択単入力多出力（ＳＩＭＯ）チャンネルの周波数領域表現式（５）から計算されてもよい。ｎr×１行列におけるサブキャリアｄに対するＳＩＭＯチャンネルのチャンネル係数を集め、
【数２２】
2008511221.tif 000024
かつ、長さＧ≧Ｄの十分に長いガードインターバルを考える。そして、チャンネル実現性Ｈkに対して送信機においてはチャンネル状態情報（ＣＳＩ）が存在しないが受信機において完全なＣＳＩが存在する場合の循環遅延ダイバーシチの容量は、
【数２３】
2008511221.tif 000025
によって与えられる。
【００７２】
チャンネルの時間変化に依存して、様々な容量概念が意味をなす。すなわち、エルゴードチャンネルにおいては、容量は、
【数２４】
2008511221.tif 000026
によって与えられ、ここで、
【数２５】
2008511221.tif 000027
は、Ｈkに対する期待値を表現する。このエルゴード容量は、それぞれの符号語が全ての起こり得るチャンネル状態、すなわち、高速フェージングチャンネルに直面することを意味する。エルゴード容量、すなわち、損失は、空間ダイバーシチ技術を評価するのに適している。暗黙的な時間ダイバーシチは、すでに、きわめて高いダイバーシチレベルを提供している。したがって、付加的な空間ダイバーシチからの容量利点はわからない。ダイバーシチの観点からのより有益な観察は、アウテージ容量である。これは、時間的にゆっくりと変化するチャンネルを意味し、それぞれの符号語は、１つのチャンネル状態にしか直面しない。より詳細には、準静的チャンネルモデルが使用される。すなわち、チャンネルは、１つのブロックの送信中には不変であり、あるブロックから次のブロックへ独立して変化すると仮定される。ｘ％のアウテージ容量Ｃxは、（１００−ｘ）％のチャンネル実現性を保証された容量である。すなわち、ｘ％のアウテージが期待される。
【００７３】
容量は、ガウス送信シンボルを意味する。しかしながら、現実世界のシステムにおいては、送信シンボルは、Ｍ−ＱＡＭコンステレーションまたはＭ−ＰＳＫコンステレーションから得られる。送信シンボル文字に関するこの制限を考慮すれば、容量または相互情報量は、それぞれ、有効周波数領域チャンネルの特定の実現性
【数２６】
2008511221.tif 000028
に対するＭ−ａｒｙ周波数領域送信シンボル
【数２７】
2008511221.tif 000029
と受信シンボルｙ（ｄ）との間の条件付き相互情報量のための一般的公式、
【数２８】
2008511221.tif 000030
を用いて計算することができ、ここで、Ｈ（ｘ）および
【数２９】
2008511221.tif 000031
は、それぞれ、エントロピーおよび条件付きエントロピーを表現し、ｙ（ｄ）、ｙ（ｄ）、および
【数３０】
2008511221.tif 000032
は、それぞれ、サブキャリアｄに対して、送信シンボル、受信シンボル、およびＳＩＭＯチャンネルを表現する。
【００７４】
送信シンボルｘtは、同程度に確からしいと仮定される。すなわち、エントロピーは、
【数３１】
2008511221.tif 000033
によって与えられる。条件付きエントロピーは、
【数３２】
2008511221.tif 000034
から得られ、ここで、
【数３３】
2008511221.tif 000035
は、ｘt（ｄ）およびｙ（ｄ）に対する期待値を表現し、かつ、
【数３４】
2008511221.tif 000036
となる。ガウス送信シンボルに対する容量の場合と同じように、エルゴード相互情報量またはアウテージ相互情報量を解析することができる。
【００７５】
モデム無線通信システムは、適応ＦＥＣ符号化および適応ＦＥＣ変調を使用するので、符号化率および変調方式は、現在のチャンネル状態またはサービス品質（ＱｏＳ）要件のような基準に依存して、適応性を有するように選択される。したがって、本発明は、例えば、現在の符号化率に基づいた最適循環遅延を使用する適応循環遅延ダイバーシチ方式を提供する。
【００７６】
さらにまた、発明性のあるインターリービング方式は、十分な空間ダイバーシチを提供するように適応されてもよい。
【００７７】
本発明はさらに、循環遅延が符号化率に関係なく選択されてもよいモードを提供し、それによって、方式は全ての符号化率の観点から最適なものとなる。
【００７８】
本発明によれば、循環遅延は、ＦＥＣ符号の符号化率に依存して選択される。発明性のある方式は、空間ダイバーシチを最小数の隣接サブキャリア間における周波数ダイバーシチに変換し、それは、現在の符号化率に最適なものである。これは、限られた拘束長の符号を用いて、適応符号化を備えたシステムにおける最適ＦＥＲ性能をもたらす。
【００７９】
発明性のある循環遅延ダイバーシチ方式は、単一アンテナシステムと比較して受信機の複雑さを増大させることなく、符号化ＯＦＤＭシステムにおいて空間ダイバーシチを利用するのを可能にする。さらに、ガードインターバルを増大させる必要がない。さらにまた、適応符号化率は、選択された符号化率に循環遅延を適応させることによって維持され、それによって、符号化率ごとに最適な循環遅延が選択される。さらに、周波数領域における差分変調は、提案された循環遅延の適応性のある選択によって維持される。
【００８０】
さらに、発明性のある方法の特定の実施要件に応じて、その発明性のある方法は、ハードウェアまたはソフトウェアによって実施されてもよい。その実施は、ディジタル記憶媒体、特に、それに記憶された電子的に読み込むことのできる制御信号を有するディスクまたはＣＤを用いてなされてもよく、それは、発明性のある方法を実行するように、プログラマブルコンピュータシステムと協力してもよい。したがって、一般的には、本発明は、機械可読支持体上に記憶されたプログラムコードを備えたコンピュータプログラムプロダクトであり、そのプログラムコードは、コンピュータプログラムプロダクトがコンピュータ上で実行されたときに発明性のある方法の少なくとも１つを実行するように構成される。したがって、換言すれば、発明性のある方法は、コンピュータプログラムがコンピュータ上で実行されたときに発明性のある方法を実行するためのプログラムコードを有するコンピュータプログラムである。
【図面の簡単な説明】
【００８１】
【図１】本発明の実施形態によるｎT個の出力系列を生成するための装置のブロック図である。
【図２】発明性のある循環遅延ダイバーシチアプローチの性能を示す図である。
【図３】発明性のある循環遅延ダイバーシチアプローチの性能を示す図である。
【図４】本発明の実施形態による送信装置を示す図である。
【図５】発明性のある循環遅延を決定するのに使用される好ましいパラメータを示す図である。
【図６】符号化ＯＦＤＭにおいて循環遅延ダイバーシチを使用する送信機のブロック図である。
【図７】符号化ＯＦＤＭにおいて循環遅延ダイバーシチを使用する受信機のブロック図である。
【図８】循環遅延ダイバーシチによるチャンネルの変化を示す図である。
【図９】循環遅延ダイバーシチが使用されたときに得られるチャンネル周波数応答の実施形態を示す図である。
【図１０】循環遅延ダイバーシチの実施形態に対する相関関数を示す図である。
【図１１】循環遅延ダイバーシチのさらなる実施形態に対する相関関数を示す図である。
【図１】
2008511221.tif 000037
【図２ａ】
2008511221.tif 000038
【図２ｂ】
2008511221.tif 000039
【図２ｃ】
2008511221.tif 000040
【図３ａ】
2008511221.tif 000041
【図３ｂ】
2008511221.tif 000042
【図４】
2008511221.tif 000043
【図５】
2008511221.tif 000044
【図６】
2008511221.tif 000045
【図７】
2008511221.tif 000046
【図８】
2008511221.tif 000047
【図９】
2008511221.tif 000048
【図１０】
2008511221.tif 000049
【図１１】
2008511221.tif 000050
【手続補正書】
【提出日】平成19年4月27日(2007.4.27)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力系列があるマルチキャリア信号のサンプルの離散時間系列であって、出力系列が複数の送信アンテナの中の１つを介して送信されるものである、循環遅延ダイバーシチを達成するためにある入力系列からｎT個の出力系列を生成するための装置であって、
入力系列のｎT個のコピーを生成するためのコピア（１０１）であって、入力系列の第１のコピーが第１の出力系列に対応し、ｎTが３以上である、コピア（１０１）と、
入力系列のそれぞれのコピーがシフトされるべきある数のいくつかの値を決定する手段と、
ｎT−１個の出力系列を得るために、入力系列のｎT−１個のコピーを循環的にシフトする手段（１１１）と
を備えてなり、
循環的にシフトする手段（１１１）が、入力系列のｎT−１個のコピーからなるそれぞれのコピーを、いくつかのシフト数の集合から得られるある異なるシフト数だけ循環的にシフトするように構成され、シフト数の集合の中に存在するそれぞれのシフト数が、入力系列のコピーが循環的にシフトされるべきある異なる数の値を決定し、シフト数の集合の中に存在するシフト数が、あるサンプル間隔に対して正規化され、ある基準に基づいて、シフト数の集合の中に存在する最も小さなシフト数が１よりも大きく、シフト数の集合の中に存在する任意の２つのシフト数を割り算する最大公約数が１に等しいものであり、
決定するための手段が、循環遅延ダイバーシチを達成するために第１の集合のシフト数を使用するときに得られる有効チャンネルの第１の容量を計算し、循環遅延ダイバーシチを達成するために第２の集合のシフト数を使用するときに得られる有効チャンネルの第２の容量を計算し、第１の容量と第２の容量とを比較し、より大きな容量をもたらすシフト数の集合を、入力系列のそれぞれのコピーがシフトされるべき前記数の値として決定するように構成されている、装置。
【請求項２】
第１の出力系列が、入力系列の第１のコピーかまたは入力系列をシフトしたバージョンである請求項１に記載の装置。
【請求項３】
シフト数の集合の中に存在する最も小さい数が３以上である請求項１または２に記載の装置。
【請求項４】
シフト数の集合の中に存在する数が素数である請求項１から３のいずれかに記載の装置。
【請求項５】
ｎT個の出力系列が、ｎT個の送信点によって、複数の通信チャンネルを介して送信され、ｎT個の通信チャンネルが、有効チャンネルを表現し、有効チャンネルの容量が、入力系列のコピーがシフトされるべきある数の値に依存しており、
前記装置が、入力系列のコピーがシフトされるべきある数の値を決定する手段をさらに備え、前記決定する手段が、ある数の値の集合からある数の値を決定するように構成され、数の値の集合の中に存在するある数の値の最も小さいものが３以下であり、数の値の集合の中に存在する任意の２つの数の値を割り算する最大公約数が１に等しく、それによって有効チャンネルの容量が増大するものである、請求項１から４のいずれかに記載の装置。
【請求項６】
入力系列が、複数の受信アンテナの中の１つを介して受信され、出力系列が、マルチキャリア信号のサンプルの離散時間系列である、循環遅延ダイバーシチを達成するためにｎT個の入力系列から１つの出力系列を生成するための装置であって、
それぞれの入力系列がシフトされるべきある数の値を決定する手段と、
循環的にシフトされた入力系列を得るために、ｎT−１個の入力系列を循環的にシフトする手段と、
循環的にシフトされた入力系列と第１の入力系列のバージョンとを加算して出力系列を得るための加算器と
を備えてなり、
循環的にシフトする手段が、ｎT個の入力系列のそれぞれのコピーを、いくつかのシフト数の集合から得られるある異なるシフト数だけ循環的にシフトするように構成され、シフト数の集合の中に存在するそれぞれのシフト数が、入力系列が循環的にシフトされるべきある異なる数の値を決定し、シフト数の集合の中に存在するシフト数が、あるサンプル間隔に対して正規化され、ある基準に基づいて、シフト数の集合の中に存在する最も小さなシフト数が１よりも大きく、シフト数の集合の中に存在する任意の２つのシフト数を割り算する最大公約数が１に等しいものであり、
決定する手段が、循環遅延ダイバーシチを達成するために第１の集合のシフト数を使用するときに得られる有効チャンネルの第１の容量を計算し、循環遅延ダイバーシチを達成するために第２の集合のシフト数を使用するときに得られる有効チャンネルの第２の容量を計算し、第１の容量と第２の容量とを比較し、より大きな容量をもたらすシフト数の集合を、入力系列のそれぞれのコピーがシフトされるべき前記数の値として決定するように構成されている、装置。
【請求項７】
ｎT個の入力系列を提供するためのｎT個の受信点であって、それぞれの入力系列が、送信系列の受信可能なバージョンである、前記ｎT個の受信点と、
出力系列を得るための請求項６に記載の装置と
を備える受信装置。
【請求項８】
入力系列が、マルチキャリア信号のサンプルの離散時間系列であり、出力系列が、複数の送信アンテナの中の１つを介して送信されるものである、循環遅延ダイバーシチを達成するためにある入力系列からｎT個の出力系列を生成するための方法であって、
入力系列のｎT個のコピーを生成するステップであって、ｎTが２以上である、前記生成するステップと、
入力系列のそれぞれのコピーがシフトされるべきある数の値を決定するステップと、
入力系列のｎT−１個のコピーを循環的にシフトしてｎT−１個の出力系列を得るステップであって、第１の出力系列が、入力系列のコピーかまたは入力系列をシフトしたバージョンである、前記出力系列を得るステップと
を備えてなり、
入力系列のそれぞれのコピーが、いくつかのシフト数の集合から得られるある異なるシフト数だけ循環的にシフトされ、シフト数の集合の中に存在するそれぞれのシフト数が、入力系列のコピーがシフトされるべきある異なる数の値を決定し、シフト数の集合の中に存在するシフト数が、あるサンプル間隔に対して正規化され、ある基準に基づいて、シフト数の集合の中に存在する最も小さなシフト数が１よりも大きく、シフト数の集合の中に存在する任意の２つのシフト数を割り算する最大公約数が１に等しいものであり、
決定するステップが、循環遅延ダイバーシチを達成するために第１の集合のシフト数を使用するときに得られる有効チャンネルの第１の容量を計算することと、循環遅延ダイバーシチを達成するために第２の集合のシフト数を使用するときに得られる有効チャンネルの第２の容量を計算することと、第１の容量と第２の容量とを比較することと、より大きな容量をもたらすシフト数の集合を、入力系列のそれぞれのコピーがシフトされるべき前記数の値として決定することとを備えている、方法。
【請求項９】
入力系列が、複数の受信アンテナの中の１つを介して受信され、出力系列が、マルチキャリア信号のサンプルの離散時間系列である、循環遅延ダイバーシチを達成するためにｎT個の入力系列から１つの出力系列を生成するための方法であって、
それぞれの入力系列がシフトされるべき数の値を決定するステップと、
ｎT−１個の循環的にシフトされた入力系列を得るために、ｎT−１個の入力系列を循環的にシフトするステップと、
循環的にシフトされた入力系列と第１の入力系列のバージョンとを加算器において加算して出力系列を得るステップと
を備えてなり、
前記循環的にシフトするステップが、ｎT個の入力系列のそれぞれのコピーを、いくつかのシフト数の集合から得られる異なるシフト数だけ循環的にシフトするように構成され、シフト数の集合の中に存在するそれぞれのシフト数が、入力系列が循環的にシフトされるべきある異なる数の値を決定し、シフト数の集合の中に存在するシフト数が、あるサンプル間隔に対して正規化され、ある基準に基づいて、シフト数の集合の中に存在する最も小さなシフト数が１よりも大きく、シフト数の集合の中に存在する任意の２つのシフト数を割り算する最大公約数が１に等しいものであり、
前記決定するステップが、循環遅延ダイバーシチを達成するために第１の集合のシフト数を使用するときに得られる有効チャンネルの第１の容量を計算することと、循環遅延ダイバーシチを達成するために第２の集合のシフト数を使用するときに得られる有効チャンネルの第２の容量を計算することと、第１の容量と第２の容量とを比較することと、より大きな容量をもたらすシフト数の集合を、入力系列のそれぞれのコピーがシフトされるべき前記数の値として決定することとを備えている、方法。
【請求項１０】
ｎT個の受信点を用いてｎT個の入力系列を受信するステップであって、それぞれの入力系列が、異なる受信点によって受信することのできる送信系列の受信可能なバージョンである、前記受信するステップと、
ｎT個の入力系列からある出力系列を生成するための請求項９に記載の方法と
を備える受信方法。
【請求項１１】
コンピュータ上において実行されたとき、請求項８から１０のいずれかに記載の方法を実行するためのコンピュータプログラム。
【国際調査報告】
2008511221.tif 000051
2008511221.tif 000052