(57)【要約】  ２個の送信アンテナを使用する通信システムの送信機において、最大ダイバーシチと最大送信率を有する時空間ブロック符号化装置及び方法を提供する。入力シンボル列は、予め決められた規則によって時空間ブロック符号化され、２個の送信アンテナを介して伝送される。これにより、最大ダイバーシチと最大送信率を支援する時空間ブロック符号を提供し、また、最大ダイバーシチと最大送信率を支援する時空間ブロック符号に応じる時空間ブロック符号化装置及び方法を提供する。
2008511245.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力される情報シンボルを、
【数１】
2008511245.tif 000010
によって時空間符号化して出力する時空間ブロック符号化器（ここで、Ｃは、符号化行列であり、ｓ１、ｓ２、ｓ３、ｓ４は、入力情報シンボルであり、ａ、ｂは、ａ２＋ｂ２＝１／２の関係にある定数）と、
前記時空間ブロック符号化器から時空間符号化されて出力される時空間符号化シンボルを送信する２個のアンテナと、を備える送信機。
【請求項２】
前記ａ、ｂは、それぞれ、
【数２】
2008511245.tif 000011
による値であることを特徴とする請求項１に記載の送信機。
ここで、θは、任意の位相値である。
【請求項３】
前記θは、下記の式により計算されることを特徴とする請求項２に記載の送信機。
【数３】
2008511245.tif 000012
ここで、Ｃ．Ａ．（Ｃｏｄｉｎｇ  Ａｄｖａｎｔａｇｅ）は、コーディング利得を示す。
【請求項４】
０°≦θ≦９０°の範囲で、θは、１２°≦θ≦１３°又は７７°≦θ≦７８°であることを特徴とする請求項２に記載の送信機。
【請求項５】
２個の送信アンテナを使用する時空間ブロック符号化送信機において、
入力される情報シンボルを下記の式によって時空間符号化して出力する時空間ブロック符号化器と、
前記時空間ブロック符号化器から時空間符号化して出力される時空間符号化シンボルを送信する２個のアンテナと、を備える送信機。
【数４】
2008511245.tif 000013
（ここで、Ｃは、符号化行列であり、ｓ１、ｓ２、ｓ３、ｓ４は、入力情報シンボルであり、ａ、ｂは、それぞれ下記の式による値である）
【数５】
2008511245.tif 000014
ここで、θ＞９０°では、１２°＋９０ｎ≦θ≦１３°＋９０ｎ又は７７°＋９０ｎ≦θ≦７８°＋９０ｎ、ｎは、正の整数である。
【請求項６】
２個の送信アンテナを使用する送信機の時空間ブロック符号化送信方法において、
入力される情報シンボルを下記の式によって時空間符号化するステップと、
前記時空間符号化した情報シンボルを２個のアンテナを介して伝送するステップと、を含む方法。
【数６】
2008511245.tif 000015
（ここで、Ｃは、符号化行列であり、ｓ１、ｓ２、ｓ３、ｓ４は、入力情報シンボルであり、ａ、ｂは、ａ２＋ｂ２＝１／２の関係にある任意の定数である）
【請求項７】
前記ａ、ｂは、それぞれ下記の式による値であることを特徴とする請求項６に記載の方法。
【数７】
2008511245.tif 000016
ここで、θは、位相値である。
【請求項８】
前記θは、下記の式により計算されることを特徴とする請求項７に記載の方法。
【数８】
2008511245.tif 000017
ここで、Ｃ．Ａ．（Ｃｏｄｉｎｇ  Ａｄｖａｎｔａｇｅ）は、コーディング利得を示す。
【請求項９】
０°≦θ≦９０°の範囲で、θは、１２°≦θ≦１３°又は７７°≦θ≦７８°であり、９０°＜θの範囲では、θは、１２°＋９０ｎ≦θ≦１３°＋９０ｎ又は７７°＋９０ｎ≦θ≦７８°＋９０ｎ（ｎは、正の整数）であることを特徴とする請求項７に記載の方法。
【請求項１０】
２個の送信アンテナを使用する送信機の送信方法において、
入力される情報シンボルを下記の式によって時空間符号化し、前記時空間符号化シンボルを出力するステップと、
出力した前記時空間符号化シンボルを２個のアンテナを介して伝送するステップと、を含む送信方法。
【数９】
2008511245.tif 000018
（ここで、Ｃは、符号化行列であり、ｓ１、ｓ２、ｓ３、ｓ４は、入力情報シンボルであり、ａ、ｂは、ａ２＋ｂ２＝１／２の関係にある任意の定数）
【請求項１１】
前記ａ、ｂは、それぞれ下記の式による値であることを特徴とする請求項１０に記載の送信方法。
【数１０】
2008511245.tif 000019
ここで、θは、位相値である。
【請求項１２】
０°≦θ≦９０°の範囲で、θは、１２°≦θ≦１３°又は７７°≦θ≦７８°であることを特徴とする請求項１１に記載の送信方法。
【請求項１３】
２個の送信アンテナを使用する時空間ブロック符号化送信機の送信方法において、
入力される情報シンボルを下記の式によって時空間符号化し、前記時空間符号化シンボルを２個のアンテナを介して送信するステップ、を含む送信方法。
【数１１】
2008511245.tif 000020
（ここで、Ｃは、符号化行列であり、ｓ１、ｓ２、ｓ３、ｓ４は、入力情報シンボルであり、ａ、ｂは、それぞれ下記の式による値である）
【数１２】
2008511245.tif 000021
（ここで、９０°＜θの範囲で、θは、１２°＋９０ｎ≦θ≦１３°＋９０ｎ又は７７°＋９０ｎ≦θ≦７８°＋９０ｎ、ｎは、正の整数である。）
【請求項１４】
２個の送信アンテナを使用する送信機の時空間ブロック符号化方法において、
入力される情報シンボルを下記の式によって時空間符号化するステップと、
前記時空間符号化シンボルを出力するステップと、を含む方法。
【数１３】
2008511245.tif 000022
（ここで、Ｃは、符号化行列であり、ｓ１、ｓ２、ｓ３、ｓ４は、入力情報シンボルであり、ａ、ｂは、ａ２＋ｂ２＝１／２の関係にある任意の定数）
【請求項１５】
前記ａ、ｂは、それぞれ下記の式による値であることを特徴とする請求項１４に記載の時空間ブロック符号化方法。
【数１４】
2008511245.tif 000023
ここで、θは、位相値である。
【請求項１６】
前記θは、下記の式により計算されることを特徴とする請求項１５に記載の時空間ブロック符号化方法。
【数１５】
2008511245.tif 000024
ここで、Ｃ．Ａ．（Ｃｏｄｉｎｇ  Ａｄｖａｎｔａｇｅ）は、コーディング利得を示す。
【請求項１７】
０°≦θ≦９０°の範囲で、θは、１２°≦θ≦１３°又は７７°≦θ≦７８°であり、９０°＜θの範囲で、θは、１２°＋９０ｎ≦θ≦１３°＋９０ｎ又は７７°＋９０ｎ≦θ≦７８°＋９０ｎ（ｎは、正の整数）であることを特徴とする請求項１５に記載の時空間ブロック符号化方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信システムの送信機の時空間ブロック符号化装置及び方法に関し、特に、２個の送信アンテナを使用する移動通信システムにおいて、コーディング利得（ｃｏｄｉｎｇ  ａｄｖａｎｔａｇｅｓ）を最大化し、最大ダイバーシチ利得を得、最大送信率を達成するための時空間ブロック符号化装置及び方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
通信において最も根本的な問題は、チャネルを介してどれくらい効率的かつ信頼性あるようにデータを送信できるか否かにある。最近、盛んに研究されつつある次世代マルチメディア移動通信システムでは、初期の音声中心のサービスに加えて、映像、無線データなどの多様な情報を処理し送信できる高速通信システムが要求されるに伴い、システムに適切なチャネル符号化方式を使用してシステムの効率を上げることが必須である。
【０００３】
一般に、移動通信システムに存在する無線チャネル環境は、有線チャネル環境とは異なり、多重経路干渉（ｍｕｌｔｉｐａｔｈ  ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）、シャドーイング（ｓｈａｄｏｗｉｎｇ）、電波減衰、時変雑音及びフェージング（ｆａｄｉｎｇ）などのような様々な要因により、やむをえずエラーが発生して情報の損失が生じる。
【０００４】
前記情報損失は、実際の送信信号に激しい歪みを発生させて、前記移動通信システムの全体性能を低下させる要因として作用する。一般に、このような情報の損失を減少させるために、チャネルの特性に応じて多様なエラー制御技法を利用してシステムの信頼度を高めるが、このようなエラー制御技法のうち、最も基本的な方法は、エラー訂正符号を使用することである。
【０００５】
無線通信システムにおいて、多重経路フェージングを緩和させるために、ダイバーシチ技術を使用するが、例えば、時間ダイバーシチ、周波数ダイバーシチ、アンテナダイバーシチなどがある。
【０００６】
前記アンテナダイバーシチ方式は、複数のアンテナを使用する方式であって、前記アンテナダイバーシチ方式は、受信アンテナを複数使用する受信アンテナダイバーシチ方式、送信アンテナを複数使用する送信アンテナダイバーシチ方式、及び複数の送信アンテナと複数の受信アンテナを使用する多重入力多重出力（ＭＩＭＯ：Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｉｎｐｕｔ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｏｕｔｐｕｔ）方式に分類される。
【０００７】
ここで、前記ＭＩＭＯ方式は、一種の時空間符号化（ＳＴＣ：Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ  Ｃｏｄｉｎｇ）方式であり、前記時空間符号化方式は、予め設定された符号化方式により符号化された信号を複数の送信アンテナを使用して送信することによって、時間領域での符号化方式を空間領域に拡張して、より低いエラー率を達成する方式である。
【０００８】
「Ｖａｈｉｄ  Ｔａｒｏｋｈ」らは、前記アンテナダイバーシチ方式を効率的に適用するために時空間ブロック符号化（ＳＴＢＣ：Ｓｐａｃｅ  Ｔｉｍｅ  Ｂｌｏｃｋ  Ｃｏｄｉｎｇ）方式を提案し（Ｖａｈｉｄ  Ｔａｒｏｋｈ，「Ｓｐａｃｅ  ｔｉｍｅ  ｂｌｏｃｋ  ｃｏｄｉｎｇ  ｆｒｏｍ  ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  ｄｅｓｉｇｎ」，ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．ｏｎ  Ｉｎｆｏ．，Ｔｈｅｏｒｙ，Ｖｏｌ．４５，ｐｐ．１４５６−１４６７，Ｊｕｌｙ  １９９９）、前記時空間ブロック符号化方式は、Ｓ．Ｍ．Ａｌａｍｏｕｔｉ（「Ａ  ｓｉｍｐｌｅ  ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ  ｓｃｈｅｍｅ  ｆｏｒ  ｗｉｒｅｌｅｓｓ  ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ」，ＩＥＥＥ  Ｊｏｕｒｎａｌ  ｏｎ  Ｓｅｌｅｃｔｅｄ  Ａｒｅａ  ｉｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ，Ｖｏｌ．１６，ｐｐ．１４５１−１４５８，Ｏｃｔ．１９９８）による送信アンテナダイバーシチ方式を、２個以上の送信アンテナを使用する送信機に適用できるように拡張した方式である。また、データの送信率を高めるために、ＳＭ（ｓｐａｔｉａｌ  ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）技法を利用すれば、送信アンテナの個数に線形比例する容量を得ることができる。
【０００９】
図１は、Ｔａｒｏｋｈにより提案された従来の技術に係る時空間ブロック符号化方式を使用する移動通信システムにおける送信機の構成を示している。送信機は、図１に示すように、変調器１００、直／並列変換器（Ｓｅｒｉａｌ  ｔｏ  Ｐａｒａｌｌｅｌ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ：Ｓ／Ｐ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）１０２、時空間ブロック符号化器（Ｅｎｃｏｄｅｒ：Ｓｐａｃｅ  ｔｉｍｅ  ｂｌｏｃｋ  ｃｏｄｅｒ）１０４及び４個の送信アンテナ１０６、１０８、１１０、１１２で構成される。
【００１０】
図１に示すように、まず、変調器１００は、入力される情報データ（又は符号化データ）を予め設定された変調方式で変調して、変調シンボルを出力する。ここで、前記予め設定された変調方式は、ＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）、ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、ＰＡＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、ＰＳＫ（Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）などのような変調方式のうち、何れか１つの方式であり得る。
【００１１】
直列／並列変換器１０２は、前記変調器１００から出力される直列データ（直列変調シンボル）ｓ１ｓ２ｓ３ｓ４を並列データに変換する。時空間ブロック符号化器１０４は、前記直列／並列変換器１０２から入力された４個のシンボルを時空間ブロック符号化（ＳＴＢＣ）して、８個の組み合わせを生成し、前記８個の組み合わせを順に４個の送信アンテナを介して送信する。前記８個の組み合わせを生成するための符号化行列は、下記の式（１）のとおりである。
【００１２】
【数１】
2008511245.tif 000003
【００１３】
ここで、Ｇ４は、４個の送信アンテナを介して送信されるシンボルの符号化行列を示し、ｓ１、ｓ２、ｓ３、ｓ４は、送信しようとする４個の入力シンボルを示す。前記符号化行列において列（ｃｏｌｕｍｎ）の個数は、送信アンテナの個数に対応し、行の個数は、前記４個のシンボルを伝送するのに必要な時間を示す。すなわち、４個のシンボルが８個の時間区間の間、４個のアンテナを介して送信されることが分かる。
【００１４】
すなわち、最初の時間区間では、第１送信アンテナ１０６を介してｓ１が送信され、第２送信アンテナ１０８を介してｓ２が送信され、第３送信アンテナ１１０を介してｓ３が送信され、第４送信アンテナ１１２を介してｓ４が送信される。以下、このような方法で、８番目の時間区間では、第１送信アンテナ１０６を介して−ｓ４＊が送信され、第２送信アンテナ１０８を介して−ｓ３＊が送信され、第３送信アンテナ１１０を介してｓ２＊が送信され、第４送信アンテナ１１２を介してｓ１＊が送信される。すなわち、前記時空間ブロック符号化器１０４は、ｉ番目のアンテナに前記符号化行列のｉ番目の列（ｃｏｌｕｍｎ）のシンボルを順に伝達する。
【００１５】
以上、説明したように、前記時空間ブロック符号化器１０４は、入力される４個のシンボルに反転（ｎｅｇａｔｉｖｅ）と共役（ｃｏｎｊｕｇａｔｅ）を適用して、８個のシンボル列を生成し、前記８個のシンボル列を８個の時間区間の間、４個のアンテナ１０６、１０８、１１０、１１２を介して送信する。ここで、それぞれのアンテナに出力されるシンボルシーケンス、すなわち符号化行列の列は、相互間に直交性を有するため、ダイバーシチ次数（ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ  ｏｒｄｅｒ）分のダイバーシチ利得（ｇａｉｎ）を獲得することができる。
【００１６】
図２は、従来の技術に係る時空間ブロック符号化方式を使用する移動通信システムにおける受信機の構成を示している。図２は、図１の送信機構造に対応する受信機の構造を示している。
受信機は、複数の受信アンテナ２００〜２０２、チャネル推定器（Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｅｓｔｉｍａｔｏｒ）２０４、信号結合器（Ｓｉｇｎａｌ  Ｃｏｍｂｉｎｅｒ）２０６、検出器（Ｄｅｔｅｃｔｏｒ）２０８、並列／直列変換器２１０及び復調器２１２で構成される。
【００１７】
図１の送信機で４個の送信アンテナを介して送信された信号は、第１受信アンテナ２００〜第Ｐ受信アンテナ２０２それぞれを介して受信される。前記第１受信アンテナ２００〜第Ｐ受信アンテナ２０２それぞれは、受信された信号をチャネル推定器２０４と信号結合器２０６に出力する。
【００１８】
前記チャネル推定器２０４は、前記第１受信アンテナ２００〜第Ｐ受信アンテナ２０２それぞれを介して受信された信号を入力して、チャネル利得を示すチャネル係数（ｃｈａｎｎｅｌ  ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔｓ）を推定して、検出器２０８と前記信号結合器２０６に出力する。すなわち、前記チャネル推定器２０４は、前記送信機の送信アンテナ１０６、１０８、１１０、１１２から前記受信アンテナ２００〜２０２へのチャネル利得を示すチャネル係数を推定する。
【００１９】
前記信号結合器２０６は、前記第１受信アンテナ２００〜第Ｐ受信アンテナ２０２のそれぞれを介して受信された信号と、前記チャネル推定器２０４から出力されるチャネル係数とを所定の規則により結合して、受信シンボルを出力する。
【００２０】
前記検出器２０８は、前記信号結合器２０６からの前記受信シンボルに前記チャネル推定器２０４からの前記チャネル係数を乗算して、推定（ｈｙｐｏｔｈｅｓｅｓ）シンボルを生成し、前記推定シンボルをもって前記送信機から送信可能な全てのシンボルに対する決定統計量（ｄｅｃｉｓｉｏｎ  ｓｔａｔｉｓｔｉｃ）を計算した後、臨界値検出（ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ  ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）を介して前記送信機から送信したシンボルを検出して出力する。
【００２１】
並列／直列変換器２１０は、前記検出器２０８からの並列データを直列データに変換して出力する。復調器２１２は、前記並列／直列変換器２１０からのシンボルを予め設定された復調方式に復調して、本来の情報データビットに復元する。
【００２２】
上述のＡｌａｍｏｕｔｉの時空間ブロック符号化技術は、２個の送信アンテナを介して複素シンボル（ｃｏｍｐｌｅｘ  ｓｙｍｂｏｌｓ）を送信しても、送信率（ｄａｔａ  ｒａｔｅ）を損失せず、送信アンテナの個数と同じ、すなわち最大のダイバーシチ次数を得ることができるという利点がある。
【００２３】
一方、前記Ａｌａｍｏｕｔｉの時空間ブロック符号化技術を拡張したＴａｒｏｋｈの方式は、図１と図２で説明したように、相互に直交的な（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ）列を有する行列形態の時空間ブロック符号を使用して、最大ダイバーシチ次数を得る。しかしながら、前記Ｔａｒｏｋｈ方式は、４個の複素シンボルを８個の時間区間（ｔｉｍｅ  ｉｎｔｅｒｖａｌ）の間に送信するため、送信率が１／２に減少する。また、１つのブロック（４個のシンボル）を完全に伝送するのに８個の時間区間が必要なため、高速フェージングの場合、ブロック内でのチャネル変化によって受信性能が劣化するという問題がある。すなわち、４個以上のアンテナを使用して複素シンボルを伝送する場合、Ｎ個のシンボルを送信するために２Ｎ個の時間区間が必要なため、遅延時間（ｌａｔｅｎｃｙ）が長くなり、送信率が低下するという問題がある。
【００２４】
図３は、従来の技術に係る送信率を高めるためのＳＭ（ｓｐａｔｉａｌ  ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）送信機の構成を示す図である。変調器３０１を介して変調された信号は、ｓ／ｐ（ｓｅｒｉａｌ  ｔｏ  ｐａｒａｌｌｅｌ）装置３０３を介して垂直分配され、各アンテナを介して伝送される。このような構成の送信機を利用する場合には、受信アンテナが送信アンテナより同じであるか、又は多くなければならない。図面では、４個のアンテナを使用する場合を示したが、任意の個数のアンテナに対しても適用されることができる。特に、ｓ／ｐの方法によって、そして受信機の構造によって、Ｄ−ＢＬＡＳＴ（ｄｉａｇｏｎａｌ  Ｂｅｌｌ  ｌａｂ  Ｌａｙｅｒｅｄ  Ｓｐａｃｅ  Ｔｉｍｅ）Ｖ−ＢＬＡＳＴ（Ｖｅｒｔｅｃａｌ−ＢＬＡＳＴ）などがある。これは、受信機でＳＩＣ（ｓｕｃｃｅｓｓｉｖｅ  ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ  ｃａｎｃｅｌｌａｔｏｉｎ）技術を適用した例であって、一種の準最適（ｓｕｂ  ｏｐｔｉｍｕｍ）解である。
【００２５】
しかしながら、今までのこのような従来の技術によれば、２個の送信アンテナを使用する場合、最大ダイバーシチと最大送信率を同時に満足する時空間ブロック符号化装置及び方法が具現されることができなかった。２個の送信アンテナを使用する移動通信システムにおいて、最大ダイバーシチとは、［２×受信アンテナの個数］（ここで、２は、送信アンテナの個数である）であることを意味する。また、２個の送信アンテナを使用する移動通信システムにおいて、最大送信率とは、２を意味する。送信率が増加することは、２個の送信アンテナを使用するためであり、増加率は、ＳＩＳＯ（Ｓｉｎｇｌｅ  Ｉｎｐｕｔ  Ｓｉｎｇｌｅ  Ｏｕｔｐｕｔ）の場合より２倍となる。
【００２６】
したがって、２個の送信アンテナを使用する移動通信システムにおいて、最大ダイバーシチ利得を得、かつ、最大送信率を達成する時空間ブロック符号化方法及び装置に対する要請がある。
また、２個の送信アンテナを使用する移動通信システムにおいて、コーディング利得を最大化する時空間ブロック符号化方法に対する要請もある。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２７】
そこで、本発明の目的は、２個のアンテナを使用する移動通信システムにおいて、最大ダイバーシチと最大送信率を支援する時空間ブロック符号を提供することにある。
本発明のさらに他の目的は、２個のアンテナを使用する移動通信システムにおいて、最大ダイバーシチと最大送信率を支援する時空間ブロック符号化装置及び方法を提供することにある。
本発明のさらに他の目的は、２個のアンテナを使用する移動通信システムにおいて、コーディング利得を最大化するθ値を有する時空間ブロック符号を生成するための時空間ブロック符号化装置及び方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２８】
上記の目的を達成すべく、本発明に係る第１の実施の形態によれば、本発明は、２個の送信アンテナを使用する時空間ブロック符号化送信機において、時空間ブロック符号化器は、入力される情報シンボルを
【００２９】
【数２】
2008511245.tif 000004
【００３０】
により時空間符号化して出力する。ここで、Ｃは、符号化行列であり、ｓ１、ｓ２、ｓ３、ｓ４は、入力情報シンボルであり、ａ、ｂは、ａ２＋ｂ２＝１／２の関係にある任意の定数である。２個のアンテナは、前記時空間ブロック符号化器から時空間符号化されて出力される時空間符号化シンボルを送信する。
また、第２の実施の形態によれば、本発明は、２個の送信アンテナを使用する時空間ブロック符号化送信方法において、入力される情報シンボルを
【００３１】
【数３】
2008511245.tif 000005
【００３２】
により時空間符号化して出力する。ここで、Ｃは、符号化行列であり、ｓ１、ｓ２、ｓ３、ｓ４は、入力情報シンボルであり、ａ、ｂは、ａ２＋ｂ２＝１／２の関係にある任意の定数である。前記時空間ブロック符号化器から時空間符号化して出力される時空間符号化シンボルは、２個のアンテナを介して伝送される。
本発明の目的、実施の形態及び長所は、以下の図面を参照した技術的説明によって明確になるであろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３３】
以下、本発明の好ましい実施の形態を、添付した図面を参照しながら詳細に説明する。
なお、本発明の説明において、関連した公知機能又は構成に対する具体的な説明が本発明の要旨を不明にすると判断される場合には、その詳細な説明を省略する。
【００３４】
本発明は、２個のアンテナを使用する通信システムの送信機における時空間ブロック符号化装置と方法に関し、入力される情報シンボルを所定規則によって時空間符号化して、２個のアンテナのうち、対応するアンテナを介して伝送する方式で最大ダイバーシチと最大送信率を得ることができる。
【００３５】
また、本発明は、２個のアンテナを使用する通信システムの送信機における時空間ブロック符号化装置と方法に関し、入力される情報シンボルを所定規則によって時空間符号化して、２個のアンテナのうち、対応するアンテナを介して伝送する方式で時空間ブロック符号のコーディング利得を最大化する。
【００３６】
図４は、時空間ブロック符号のデザインにおいて、従来の技術で使用する最小コーディング利得値を多様な位相角θの関数として示した図である。図５は、時空間ブロック符号のデザインにおいて、本発明で使用する平均コーディング利得値を多様な位相角θの関数として示した図である。図４及び図５を説明するに先立って、本発明の構成について図６を参照して説明する。
【００３７】
図６は、本発明に係る最大ダイバーシチと最大送信率の時空間ブロック符号化方式を使用する移動通信システムにおける送信機を示す図である。
変調器で変調されて出力される情報シンボルｓ１、ｓ２、ｓ３、ｓ４は、本発明に係る時空間ブロック符号化器６００を経た後、２個のアンテナ６０２、６０４を介して伝送される。ここで、本発明に係る時空間ブロック符号化器６００は、下記の式（２）による符号化行列を有する。
【００３８】
【数４】
2008511245.tif 000006
【００３９】
ここで、ｓ１、ｓ２、ｓ３、ｓ４は、変調過程を経た情報シンボルである。情報シンボルとは、情報データが変調器により変調された変調シンボルを意味し、このような情報シンボルは、式（２）により時空間符号化された後、最終的に２個の送信アンテナを介して伝送される。
上の式（２）で使用したパラメーターａ、ｂは、下記の式（３）のように定義して使用する。
【００４０】
【数５】
2008511245.tif 000007
【００４１】
すなわち、この式（３）は、新しい時空間ブロック符号を設計するために使用するパラメーターａとｂの定義である。ａは、括弧内の演算値の実数値を意味し、ｂは、括弧内の演算値の虚数値を意味する。ここで、ａとｂは、ａ２＋ｂ２＝１／２の関係にあることが分かる。θは、提案ブロック符号のコーディング利得を高めるために使用するパラメーターであって、複素平面（ｃｏｍｐｌｅｘ  ｐｌａｎｅ）での位相値（位相角）を示す。ここで、ｅｊθを乗算することは、複素平面上でθだけ回転することを意味する。
【００４２】
本発明の時空間ブロック符号化器で使用する時空間ブロック符号化行列であるマトリックスＣ（前記式（２））で行（ｒｏｗ）は、送信アンテナを意味し、列（ｃｏｌｕｍｎ）は、伝送される時間を意味する。すなわち、最初の時間に最初のアンテナを介しては、ａ×ｓ１＋ｊ×ｂ×ｓ４が伝送される。このようにすれば、２つのアンテナを介して２番目の時間までマトリックスＣの行列要素４個が全て伝送され、この行列要素４個には、ｓ１、ｓ２、ｓ３、ｓ４の全てが入っているので、ｓ１、ｓ２、ｓ３、ｓ４の全てが伝送されることとなる。したがって、２番目の時間まで情報シンボル４個が全て伝送されるので、総送信率は２となる。
【００４３】
また、各情報シンボルは、２つのアンテナから発生するチャネル全てを体験するようになるので、最大ダイバーシチを達成するようになる。これは、２つのアンテナを介して伝送される前記マトリックスの行列の要素が実数値と虚数値を有するようになるため可能になる。
【００４４】
以下では、コーディング利得を最大化するために、上のａ、ｂで使用されたθをどのように求めるかについて説明する。
まず、１９９７年Ｔａｒｏｋｈは、論文にて時空間トレリスコードに対して、２種類のデザインルールを提案したことがある。このデザインルールに用いられる時空間トレリスコードのエラー確率バウンドを説明すると、以下のとおりである。
【００４５】
【数６】
2008511245.tif 000008
【００４６】
上式（４）は、対間エラーレート（ＰＥＰ：Ｐａｉｒｗｉｓｅ  Ｅｒｒｏｒ  Ｐｒｏｂａｂｉｌｉｔｙ）を示し、ここで、ｒは、ｃ→ｅマトリックスのランク（ｒａｎｋ）、Ｍは、受信アンテナの個数、λは、ｃ−ｅのダイアゴナルターム（ｄｉａｇｏｎａｌ  ｔｅｒｍ）を示す。Ｅｓは、シンボルエネルギーであり、Ｎ０は、ノイズ値である。式（４）の右辺における指数表示の２つの式のうちの前式は、コーディング利得を示すＤｅｔｅｒｍｉｎａｎｔ  Ｃｒｉｔｅｒｉｏｎであり、後式は、ダイバーシチ利得を示すＲａｎｋ  Ｃｒｉｔｅｒｉｏｎである。
【００４７】
１）Ｄｅｔｅｒｍｉｎａｎｔ  Ｃｒｉｔｅｒｉｏｎ：コーディング利得を最大化するデザイン条件であって、大きいコーディング利得を得るためには、λ１．．．λｒの乗算が最も大きいコードを設計しなければならない。
２）Ｒａｎｋ  Ｃｒｉｔｅｒｉｏｎ：ダイバーシチ利得を最大化するデザイン条件であって、最大ランクを有するようにしなければならない。
【００４８】
今までほとんどの場合、時空間ブロック符号をＴａｒｏｋｈが提案した１）の設計ルールにより求める。これは、互いに異なる２つの信号ベクトルの差（ｃ−ｅ）に対したＮ×Ｎ行列Ａ（ｃ、ｅ）の０ではない固有値（ｅｉｇｅｎ  ｖａｌｕｅ）の乗算のうち、最小値を最大化したものであって、計算量は大きくないが、コーディング利得を最大化する値を正確に検出できないという短所がある。
【００４９】
図４は、時空間ブロック符号をデザインするにおいて、最小コーディング利得値を多様な位相角θの関数として示した図である。具体的には、上述のようなＴａｒｏｋｈが提案したデザインルールによって求めた最小コーディング利得（ｇａｉｎ、ａｄｖａｎｔａｇｅ）をθ値を０°から４５°まで変化させながら求めた値である。４５°〜９０°までは、４５°を基に対称の値を有し、９０°以上では、同じ値が繰り返される。すなわち、ここで、０°≦θ≦４５°の範囲内の第１値、θ＋４５°の第２値、及び前記第１値と９０ｎ（ｎは、整数）値との和、前記第２値と９０ｎの和は、同じ最小コーディング利得を有する。図４に示すように、最小コーディング利得が最も大きい値を検出すると、約３２°という位相値であることを確認することができる。しかしながら、この値を使用して実際にシミュレーションをすれば、性能が改善されず、さらに劣化することを確認することができる。
よって、本発明では、このような短所を解消し、最適のθ値を検出するために、下記の式（５）を使用する。
【００５０】
【数７】
2008511245.tif 000009
【００５１】
ここで、（Ｃ．Ａ．）は、コーディング利得を意味する。上式（５）は、可能な全ての場合のコーディング利得を求めて、これに対する発生の場合の数をチェックした後、全体平均コーディング利得を求めて、その値が最も大きい値を求めるものであって、このような方式でθを求め、このθ値を適用した結果、コーディング利得が向上することを確認することができる。
【００５２】
図５は、時空間ブロック符号をデザインするにおいて、平均コーディング利得値を多様な位相角θの関数として示した図であって、本発明で使用する全体平均コーディングを求めた値である。図５に示したように、１２．２°で最も高い全体平均コーディング利得を得ることが分かる。
【００５３】
実際的に使用可能な範囲は、下記のとおりである。
すなわち、前記の式（５）を利用してθを求めると、０°≦θ≦９０°の範囲で、θは、１２°≦θ≦１３°又は７７°≦θ≦７８°であり、９０°＜θの範囲では、θは、１２°＋９０ｎ≦θ≦１３°＋９０ｎ又は７７°＋９０ｎ≦θ≦７８°＋９０ｎ（ｎは、整数）の関係にあることが分かる。
【００５４】
図７は、本発明に係る最大ダイバーシチと最大送信率の時空間ブロック符号化方式を使用する移動通信システムにおける送信手順を示す図である。図７に示すように、本発明では、変調器で変調されて出力される情報シンボルｓ１、ｓ２、ｓ３、ｓ４が、本発明に係る時空間ブロック符号化器６００において、前記の式（２）と式（３）によって符号化された後、２個のアンテナを介して２段階の時間にわたって伝送される。
【００５５】
ここでも用いられるθ値は、０°≦θ≦９０°の範囲で、θは、２６°≦θ≦２７°又は６１°≦θ≦６２°であり、９０°＜θの範囲では、θは、２６°＋９０ｎ≦θ≦２７°＋９０ｎ又は６１°＋９０ｎ≦θ≦６２°＋９０ｎ（ｎは、整数）の関係にある。
【００５６】
図８は、本発明の性能を、チャネルコーディングを考慮して求めた値である。ＭＩＭＯ  ＱＰＳＫ  ２／３は、既存の純粋なＳＭ（ｓｐａｔｉａｌ  ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）図であり、Ｅｎ＿ＭＩＭＯが、本発明の提案値である。この場合、ｃｏｄｅｄ  ＢＥＲ（Ｂｉｔ  Ｅｒｒｏｒ  Ｒａｔｅ）０．００１について、約１．５ｄＢの利得があることが分かる。
【００５７】
本発明に係る式（３）による時空間ブロック符号を有する時空間ブロック符号化器を利用すると、前記時空間ブロック符号化器に入力される情報シンボルは、時空間ブロック符号化器を経て符号化されて、２個の送信アンテナを介して伝送されるが、このような装置及び方法によれば、最大ダイバーシチ利得を達成することができ、最大送信率で移動通信が可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００５８】
【図１】従来の技術に係る時空間ブロック符号化方式を使用する移動通信システムにおける送信機の構成を示す図である。
【図２】従来の技術に係る時空間ブロック符号化方式を使用する移動通信システムにおける受信機の構成を示す図である。
【図３】従来の技術に係るＳＭ（ｓｐａｔｉａｌ  ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）送信機の構成を示す図である。
【図４】時空間ブロック符号をデザインするにおいて、従来の技術で使用する最小コーディング利得値を多様な位相角θの関数として示した図である。
【図５】時空間ブロック符号をデザインするにおいて、本発明で使用する平均コーディング利得値を多様な位相角θの関数として示した図である。
【図６】本発明に係る最大ダイバーシチと最大送信率の時空間ブロック符号化方式を使用する移動通信システムにおける送信機を示す図である。
【図７】本発明に係る最大ダイバーシチと最大送信率の時空間ブロック符号化方式を使用する移動通信システムにおける送信手順を示す図である。
【図８】本発明に係るビットエラー率（ＢＥＲ）の性能を例示するグラフである。
【符号の説明】
【００５９】
６００；時空間ブロック符号化器
６０２，６０４；アンテナ
【図１】
2008511245.tif 000025
【図２】
2008511245.tif 000026
【図３】
2008511245.tif 000027
【図４】
2008511245.tif 000028
【図５】
2008511245.tif 000029
【図６】
2008511245.tif 000030
【図７】
2008511245.tif 000031
【図８】
2008511245.tif 000032
【国際調査報告】
2008511245.tif 000033
2008511245.tif 000034