(57)【要約】【構成】補聴器（５０）は，聴覚障害を持つユーザの上限周波数よりも高い周波数を再生する手段（５５，５６，５７，５８）を備えている。この発明による補聴器（５０）は，聴覚障害を持つユーザが知覚可能な周波数範囲内の低帯域周波数と一致させるために，検出された周波数に基づいて，聴覚障害を持つユーザの上限周波数よりも外側の高帯域周波数を下げる置換を行う手段（５５，５７）を備えている。置換手段（５５，５７）は，低周波数帯域の主周波数を検出する適応ノッチフィルタ（１５），適応ノッチフィルタ（１５）によって制御される適応手段（１６），適応手段（１６）によって制御される発振器（３），および信号を実際に周波数によって置換する乗算器（４）を備えている。
2008544660.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも１つの入力トランスデューサ，信号処理装置および出力トランスデューサを備え，
上記信号処理装置は，
第１の周波数部分が第２の周波数部分よりも高い周波数の信号を持つように，上記入力トランスデューサからの信号を第１の周波数部分と第２の周波数部分とに分割する手段，
上記第１の周波数部分の信号の周波数を置換して上記第２の周波数部分の周波数範囲内に収まる周波数置換信号を生成する手段，
上記第２の周波数部分に上記置換信号を重畳して和信号を生成する手段，ならびに
上記和信号を上記出力トランスデューサに与える手段，
を備えている，補聴器。
【請求項２】
上記和信号を出力トランスデューサに与える手段は，補聴器ユーザの聴力不足を補償するように上記和信号を調整するために適合された出力段を備えている，
請求項１に記載の補聴器。
【請求項３】
上記第２の周波数部分を圧縮する第１の圧縮器，および上記置換信号を圧縮する第２の圧縮器を備えている，
請求項１に記載の補聴器。
【請求項４】
上記第１の周波数部分における主周波数を識別する手段，およびその周波数部分の外側の信号を抑制する手段を備え，上記第１の周波数部分の信号の置換手段は，置換のための上記主周波数についての周波数帯域を選択するように適合されている，
請求項１に記載の補聴器。
【請求項５】
上記置換手段は，第１の周波数帯域の特徴的な周波数を検出することが可能な少なくとも１つの周波数検出器，上記周波数検出器によって制御される少なくとも１つの発振器，および第１の周波数帯域からの信号を上記発振器からの出力信号に乗じることにより上記置換信号を生成する手段を備えている，請求項４に記載の補聴器。
【請求項６】
上記入力トランスデューサからの信号を少なくとも第１，第２，および第３の別々の周波数部分に分割する手段を備え
上記置換手段は，それぞれの置換周波数によって第１および第２の周波数部分を個々に置換するように適合されており，
上記第１および第２の周波数部分の置換されたそれぞれのバージョンを上記第３の周波数部分に重畳することにより，和信号を生成する手段を備えている，
請求項１に記載の補聴器。
【請求項７】
上記主周波数を識別する手段はノッチフィルタを備えている，
請求項４に記載の補聴器。
【請求項８】
上記発振器はコサイン発振器である，請求項５に記載の補聴器。
【請求項９】
補聴器における信号を処理する方法であって，
入力信号を得，
第１の周波数部分が第２の周波数部分よりも高い周波数の信号を持つように，上記入力信号を第１の周波数部分と第２の周波数部分とに分割し，
上記第１の周波数部分の信号の周波数を置換して，上記第２の周波数部分の周波数範囲内に収まる周波数置換信号を生成し，
上記第２の周波数部分に上記置換信号を重畳して和信号を生成し，
上記和信号を出力トランスデューサに与える，
方法。
【請求項１０】
上記出力トランスデューサに与えるべき上記和信号を調整して，補聴器ユーザの聴力不足を補償する，請求項９に記載の方法。
【請求項１１】
第１の圧縮器において上記第２の周波数部分を圧縮し，第２の圧縮器において上記周波数置換信号を圧縮する，請求項９に記載の方法。
【請求項１２】
上記第１の周波数部分の主周波数を識別し，その周波数部分の外側の信号を抑制し，置換のための上記主周波数についての周波数部分を選択する，請求項９に記載の方法。
【請求項１３】
上記主周波数によって発振器を駆動し，第１の周波数部分からの信号を上記発振器からの出力信号に乗算して上記周波数置換信号を生成し，上記乗算信号を上記第１の周波数部分からの信号に加算する，請求項９に記載の方法。
【請求項１４】
上記第１の周波数部分の帯域幅よりも小さい帯域幅を上記第２の周波数部分として選択する，請求項９に記載の方法。
【請求項１５】
上記第１の周波数部分の帯域幅の何分の一の帯域幅を上記第２の周波数部分として選択する，請求項９に記載の方法。
【請求項１６】
聴覚障害を持つ補聴器のユーザが知覚可能な帯域幅を上記第２の周波数部分として選択する，請求項９に記載の方法。
【請求項１７】
上記主周波数の何分の一として計算されるオフセット周波数によって，上記第２の周波数部分を置換する，請求項１２に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は補聴器に関する。より詳細には，補聴器によって再生されるべき音声信号のスペクトル分布を変更する手段を有する補聴器に関する。さらにこの発明は，補聴器における信号処理方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
聴覚が低下した人は，生活においてさまざまな不便を感じたり不都合を受けたりする。聴覚による知覚力が残っていれば，補聴器，すなわち聴力不足を補うように適切に周囲音を増幅するように適合された電子装置を用いることによって，恩恵を受けることができる。一般に，聴力不足は様々な周波数で（at various frequencies）生じ，補聴器は，それらの周波数にしたがって聴力損失を補償するために，周波数に応じて選択的に増幅を行うように調整される。
【０００３】
しかしながら，高周波数において非常に深刻な聴力損失を持つ人も存在し，そのような人はそのような周波数の増幅によっては音声知覚を向上させることができない。このような急勾配の聴力損失（steeply sloping hearing losses）はスキースロープ聴力損失（ski-slope hearing losses）とも呼ばれ，オーディオグラムにおいてそのような損失を表す非常に特徴的な曲線を描く。聴力が低周波数ではほぼ正常であるが高周波数では急激に低下する。急勾配の聴力損失は蝸牛中の有毛細胞が損傷を受けたことによって生じる感音型（sensorineural type）のものである。
【０００４】
急勾配の聴力損失が生じる要因としては，大きな音（たとえば，騒々しい作業）に長期間さらされる，一時的かつ非常に大きな音（例えば，爆発や発砲），誕生の際に十分な酸素の供給がない，種々の遺伝的な疾患，ある種のまれなウイルス感染，またはある種の強力な薬の副作用などが可能性として考えられる。急勾配の聴力損失の特徴的な兆候としては，高周波数の音を知覚する能力の欠如，および大きな高周波音に対する許容度（音の感受性）の低下がある。
【０００５】
高周波数（典型的に２〜８ｋＨｚおよびそれ以上）において音響知覚のない人は，音声に対してばかりでなく，現代社会において発生するその他の有益な音に対する知覚も困難である。この種の音には，警告音，玄関の呼び鈴，電話の呼出音，鳥の鳴き声，あるいはある種の交通音，速やかな対応が必要な機械から出る音の変化などがある。たとえば，洗濯機の軸受からの異常なキーキーいう音は正常な聴覚の人の注意を引き，火災あるいは別の危険な状態の発生に先だって，軸受を修理または交換するために対策がとられよう。最先端の補聴器の能力も及ばない深刻な高周波数聴力損失の人は，たとえ補聴器の助けを借りていても，音の主周波数成分がその人の有効可聴範囲の外にあるため，この音に全く気づかないであろう。補聴器がいかに強力なものでも，高い周波数における聴覚が残っていない人には高周波音を知覚することができない。そのため，高い周波数中の音響エネルギーを知覚できない人に高周波数の情報を伝達する方法が有用である。
【０００６】
米国特許第５０１４３１９号は，周波数分析器，および結果的に得られる圧縮された出力周波数帯域が補聴器ユーザの知覚可能な周波数範囲内となるように入力周波数帯域を圧縮する手段を備えたデジタル補聴器を提案している。デジタル周波数置換（digital frequency transposition）（ＤＦＣ）と呼ばれるこのシステムの目的は，破裂音と二重母音が発生する周波数を，聴覚障害のある補聴器ユーザが知覚できるように十分に低い周波数側に移動するように高い周波数帯域（the upper frequency）を圧縮し，有意な高周波数成分，特に音声中の破裂音と二重母音をもつ音素(phonemes)を高めることである。このシステムは入力信号と周波数分析器の特性に依存して適切に機能する。周波数分析器によって高い周波数帯域中の他の音は検出されず，したがってそれらの周波数は圧縮されることなくユーザは検出できないままとなる。周波数分析器は，音素を正確に認識するためには非常に高感度であることが必要である。このため，補聴器の信号処理装置に大きなひずみ（a great strain）が発生する。
【０００７】
欧州特許第１４４１５６２Ａ２号は，補聴器における周波数置換のための方法を開示している。非線形周波数置換関数を用いて，選択された周波数ｆGよりも高いすべての周波数が非線形的に圧縮され，かつ選択された周波数ｆGよりも低いすべての周波数が線形的に圧縮されることによって，信号のスペクトルに対して周波数置換が行われる。置換による不自然な結果を避けるために低い周波数が線形的に圧縮されるが，それでも利用可能な音声スペクトルの全体が圧縮されるので，不要な副作用や不自然な音の再生が生じてしまう。この方法も，周波数ドメインへの，または周波数ドメインからの信号のＦＦＴ変換を含むので，非常にプロセッサ集約的（very processor intensive）である。
【０００８】
米国特許第６４０８２７３Ｂ１号は，入力音声信号のピッチ，発声，エネルギー，およびスペクトル特性を抽出し，上記ピッチ，発声，エネルギー，およびスペクトル特性を互いに独立に修正し，修正された音声信号を聴覚障害を持つ人に与える，聴覚障害を持つ人の聴覚を補正する方法を開示している。この方法は，複雑で扱いにくく，またすべての知覚可能な周波数スペクトルを処理するので，音像（the sound image）に悪影響を及ぼす。この種の集約的処理は，全体的な音像を不可避的に歪ませ，判別不能にすることもあり，ユーザには知覚可能ではあるが認識不可能な音が与えられてしまう。
【発明の開示】
【０００９】
従来技術において公知であるすべての周波数置換方法は，ある種のフォームに処理される信号の低周波数成分に影響を与える。これらの方法は，信号中の高周波数成分を急勾配の聴力損失の人に聞こえるようにするが，全体的な信号のインテグリティ（integrity）（完全性）を落とすことにもなるので，多くの公知の音がこのシステムによって認識することが困難になってしまう。特に，入力信号の振幅変調エンベロープは，公知のどの方法によってもひどく劣化する。したがって，結果的に得られる信号の品質をあまり落とさずに，聴覚障害を持つ人に高周波数音を利用可能にさせる，効果的で高速かつ信頼性のある方法が望まれている。
【００１０】
この発明によると，少なくとも１つの入力トランスデューサ，信号処理装置，および出力トランスデューサを備え，上記信号処理装置が，第１の周波数部分が第２の周波数部分よりも高い周波数の信号を持つように，上記入力トランスデューサからの信号を第１の周波数部分と第２の周波数部分とに分割する（splitting）手段，上記第１の周波数部分の信号の周波数を置換して，上記第２の周波数部分の周波数範囲内に収まる周波数置換信号（a frequency transposed signal）を生成する手段，上記第２の周波数部分に上記置換信号を重畳（superimposing）して和信号(a sum signal)を生成する手段，ならびに上記和信号を上記出力トランスデューサに与える手段を備えた補聴器が案出されている。このようにして，この発明による補聴器に与えられる信号中の高周波数が，入力信号のインテグリティを落とすことなく，上記補聴器を装着する聴覚障害を持つユーザに対して利用可能とされる。
【００１１】
この発明では，高周波数範囲の音が，快適かつ認識可能に，聴覚障害を持つユーザに対して利用可能となる。具体的には，純粋な音（a pure tone）は純粋な音にマッピングされ，スイープ音（a sweep）はスイープ音にマッピングされ，変調信号（a modulated signal）は同等の変調信号にマッピングされ，騒音（noise）は騒音としてマッピングされ，低周波数音（the low frequency sound）はひずみを生じることなく維持させられる。
【００１２】
この発明によると，補聴器における信号処理方法も案出されている。この方法は，入力信号を得，上記第１の周波数部分が第２の周波数部分よりも高い周波数の信号を持つように，上記入力信号を第１の周波数部分と第２の周波数部分とに分割し，上記第１の周波数部分の信号の周波数を置換して，上記第２の周波数部分の周波数範囲内に収まる周波数置換信号を生成し，上記第２の周波数部分に上記置換信号を重畳して和信号を生成し，上記和信号を出力トランスデューサに与えるものである。高周波数成分を含む信号にこの方法を適用することによって，高周波数成分が一定量低周波数側にシフトされ，高周波数成分は排除されずに，聴覚障害を持つ人が高周波数成分を含む信号を聞けるようにする。
【００１３】
利用可能な可聴周波数スペクトルを２つの部分，すなわち，スキースロープ聴力損失のある人が補聴器なしで感知できると考えられる一の低周波数部分と，聴覚障害のあるユーザが感知できないと考えられる一の高周波数部分とに分割することを考える。スペクトルの低周波数部分を維持し，かつ低周波数部分の範囲内に収まるように，一定量，例えば１オクターブ分，高周波数部分を低周波数側に置換し，かつ低周波数部分に加算すると，高周波数部分に存在する高周波数の情報は，低周波数帯域に既に存在する情報を著しく変化させることなく，感知可能になる。
【００１４】
高周波数の実際の置換または移動は，サイン曲線またはコサイン曲線を用いて高周波数信号を屈曲（folding）または変調（modulating）する比較的簡単な方法によって実行することができる。サイン曲線またはコサイン曲線の周波数は固定周波数でもよく，または信号から派生したものでもよい。その後，低周波数音声信号として再生するために，置換高周波数部分の信号は低周波数部分と混合される。
【００１５】
図面を参照して，この発明をさらに詳細に説明する。
【実施例】
【００１６】
図１は音声信号の周波数スペクトルを示すもので，約１０ｋＨｚまでの周波数成分を含む直接音声スペクトル（direct sound spectrum），ＤＳＳを示している。５〜７ｋＨｚの範囲が注目すべき周波数帯域であり，ちなみに６ｋＨｚ付近にピークを有している。聴力閾値レベルＨＴＬで表されている，典型的ないわゆる「スキースロープ」聴力損失聴力曲線の想定知覚周波数特性（the assumed perceptual frequency response）が，破線によって図中に象徴的に示されており，約４ｋＨｚまでは正常であるが４ｋＨｚを超えると急激な勾配をなす聴力曲線を示している。このような想定聴力曲線をもつ人は，約５ｋＨｚを超える周波数の音を知覚できない。
【００１７】
図２は，図１に示す音声信号ＤＳＳが特に「スキースロープ」聴力損失ＨＴＬをもつと想定される人によってどのように知覚されるかを，破線によって示している。聴力損失スペクトル（hearing loss spectrum），ＨＬＳで表される，周波数スペクトルの結果的に知覚される部分が，その下に実線で示されている。このような聴覚障害のある人は，聴力曲線のスロープ部分よりも低い周波数の音を通常は知覚するが，聴力曲線のスロープ部分よりも高い周波数の音については，この周波数帯域における聴力損失が重度であって聴覚機能が残っていないために，強力な増幅をもってしても知覚できないままである。これは，これらの周波数の知覚に通常関与する内耳の基底膜の一部に振動を感知する有毛細胞が残っていない状況において生じる。そのため，この聴力曲線による周波数限界よりも高い周波数を知覚可能にするためには，ある周波数を単純に増幅するのとは異なる取り組みが必要である。
【００１８】
図３は，音響周波数スペクトル（the audio frequency spectrum）ＤＳＳを圧縮することによって特定の可聴範囲の限界よりも高い周波数の音を知覚可能にする従来技術の方法を利用した結果を示すグラフであり，圧縮音声スペクトル（the compressed sound spectrum）ＣＳＳによって示される結果的に得られる周波数スペクトルが，特定の聴力損失ＨＴＬの制限に適合するように，補聴器によって再生される。グラフから分かるように，約１０ｋＨｚまでのオリジナル信号ＤＳＳのすべての周波数成分は，聴覚障害のある人の残存可聴範囲ＨＴＬの範囲内にマッピングされるが，結果的に得られる周波数スペクトルＣＳＳ自体は，特に低周波数において著しく変形している。
【００１９】
この方法は高周波音を知覚可能な音に変換するが，全体の音声品質が損なわれ，公知の音を認識することが困難または全く不可能になり，この方法の助けを受けずに知覚される音と再生される音との関係がほとんど存在しない。このように，高い周波数の知覚は，公知の音を容易に認識する能力を犠牲にすることによって得られる。当然，この能力は厳しい訓練により取り戻すことも可能であるが，特に高齢の補聴器ユーザの場合，そのような訓練をうまく実行することが難しい。このように，全周波数スペクトルの圧縮は，高周波音を聴覚障害をもつ補聴器ユーザに利用可能にするという課題に対する最適な解決策ではない。
【００２０】
図４は，この発明の方法における第１ステップを示すグラフである。最初に，高周波数部分（the high-frequency part）と低周波数部分（the low-frequency part）の関係が選択されなければならない。この周波数の関係は，たとえば１／２または１／３などの簡単な比として好ましくは選択され，置換のために利用される周波数を計算する際に後述のステップにおいて用いられる。高周波数部分を用意するために，４ｋＨｚ〜８ｋＨｚの周波数帯域，すなわち１オクターブに及ぶように，図１に示すオリジナル音声信号ＤＳＳの帯域が限定され（band-limited）ＢＳＳ，これにより，図５に示すこの発明の第２および第３のステップにおける解析および置換の準備が整う。実際のフィルタリングは，ＢＰＦ１によって示されている第１のバンドパスフィルタを用いて行われる。
【００２１】
図５は，図４の帯域限定（制限）音声スペクトル（the band-limited sound spectrum）ＢＳＳが破線によって表されている，帯域限定信号（the band-limited signal）のグラフを示す。帯域限定音声信号（the band-limited audio signal）ＢＳＳが，ここでは６ｋＨｚ付近のＢＳＳグラフ上の円によって特定されているノッチフィルタ周波数（notch filter frequency）ＮＦＦによって示されている主周波数（a dominant frequency）のために分析される。この分析は，帯域限定音声信号を処理し，かつ任意の瞬間におけるＳＰＬで表される最高音圧レベルを有する帯域限定信号内の周波数の特定の狭帯域を探し出す適応ノッチフィルタ（an adaptive notch filter）を用いることによって，好適に実行することができる。ノッチフィルタは，その出力を最小にしようとするとともにノッチ周波数を状況に合わせて連続的に適応させる。ノッチフィルタが主周波数に調整されるとノッチフィルタからの全出力が最小になる。主周波数ＮＦＦがこのようにして見つけ出されると，この発明の方法の第３ステップが実行され，計算発生器周波数（calculated generator frequency）ＣＧＦによって表される，高周波数信号部分（the high-frequency signal part）ＢＳＳの実際の置換を行うために用いられる周波数が，計算される。
【００２２】
つぎに，第４ステップにおいて，この周波数ＣＧＦが帯域限定高周波数信号部分（the band-limited high-frequency signal part）ＢＳＳに乗算されて，信号のコピーである，ＵＳＢで示す高帯域側（an upper sideband）およびＬＳＢで示す低帯域側（a lower sideband）が，それぞれ生成される。これにより，音声スペクトルＢＳＳの帯域限定高周波数部分が高い周波数および低い周波数に置換される。これらの信号部分ＵＳＢおよびＬＳＢが図５において実線で示されている。しかしながら，低帯域側の信号部分ＬＳＢのみが利用される。発振器周波数（oscillator frequency）ＣＧＦは，以下の式によって算出される。
【００２３】
【数１】
2008544660.tif 000003
ここで，ＣＧＦは計算発振器周波数（the calculated oscillator frequency），ＮＦＦはノッチフィルタ周波数，Ｎは音源帯域と目標帯域の関係である。
【００２４】
音がその高周波数成分とともに絶え間なく変化しているような常時変化する聴覚環境にこの方法のこのステップを適応させるために，この計算は入力信号ＢＳＳにおいて連続的に行われる。
【００２５】
高周波数帯域信号ＢＢＳが効果的に取得され，主周波数ＮＦＦのたとえば１／２または１／３であるＣＧＦによって，高周波数帯域信号ＢＢＳが低周波数側にシフトされる。たとえば１または２オクターブだけＮＦＦが正確にシフトされ，それと平行してサイドローブ（side lobes）が低周波数側にシフトされる。よくケースであるが，高周波数信号が低周波数帯域における基本音の一連の高調波（a series of harmonics of a fundamental tone）である場合，置換信号は，低周波数帯域における基本音の任意の高調波と調和する一連の高調波（a series of harmonics consistent with any harmonics of the fundamental tone）を示す。
【００２６】
図６において，第５ステップが実行され，ここでは，図５の低周波帯ＬＳＢを選ぶために，ＢＬ−ＬＳＢによって示されている，置換された低周波帯信号の帯域限定高周波数部分が，ＢＰＦ２で示されている第２のバンドパスフィルタリングによってさらに帯域限定され，かつ低周波数部分（図示略）すなわち２ｋＨｚ〜４ｋＨｚにおいて，１オクターブ内に収められて，置換信号のいくつかのサイドローブが捨てられる（discarding some side lobes of the transposed signal）。帯域限定フィルタのグラフＢＰＦ２が，図６に破線によって示されている。結果として，実線で示す信号のさらなる帯域限定高周波数部分ＢＬ−ＬＳＢが得られる。
【００２７】
第６ステップでは，図７に示すように，信号の，置換された帯域限定高周波数部分ＢＬ−ＬＳＢが，信号の低周波数部分ＨＬＳに加えられ，これにより低周波数部分を変化させずに，スキースロープ聴覚障害ＨＴＬを持つ人が音声スペクトルの高周波数部分の音を実際的に聞けるようになる。聴力損失曲線ＨＴＬが破線で示され，低周波数部分ＨＬＳ，および信号の置換された帯域限定高周波数部分ＢＬ−ＬＳＢが実線で示されている。この合成信号部分（the combined signal parts）は，補聴器プロセッサによって目標範囲におけるユーザの聴力の観点からみて適切にさらに処理され，出力トランスデューサ（図示略）に与えられる。上記課題に対するこのアプローチの重要な利点は，聴覚障害のあるユーザが，追加的なトレーニングを受けることなく，合成音声信号を直ちに認識できるということである。
【００２８】
図８は，この発明の好適な実施形態のブロック図である。置換器ブロック（a transposer block）１は，ノッチ分析ブロック２，発振器３，乗算器４，およびバンドパスフィルタ５を備えている。図４にＢＳＳで示すグラフと事実上同じである信号の高周波数部分が，乗算器４の第１入力に与えられ，かつノッチ分析ブロック２の入力に与えられる。ノッチ分析ブロック２の出力は発振器ブロック３の周波数制御入力に接続されており，発振器ブロック３の出力は乗算器４の第２入力に接続されている。ノッチ分析ブロック２は，入力信号の主周波数分析を連続的に行い，ノッチ分析ブロック２の出力として，発振器３の周波数を制御するための制御信号値を与える。
【００２９】
発振器３からの信号は，図４のＮＦＦで示される円に対応する単一の周波数である。発振器３からの信号が信号ＢＳＳに乗算され，これにより入力信号ＢＳＳの２つの置換バージョンＬＳＢおよびＵＳＢが生成される。乗算器４の出力は，図６の第２のバンドパスフィルタ曲線ＢＰＦ２に対応するバンドパスフィルタ５の入力に接続されている。バンドパスフィルタ５からの出力は，図６の曲線ＢＬ−ＬＳＢ，すなわち図５の置換信号ＬＳＢの帯域限定バージョンに似た信号である。
【００３０】
ノッチ分析ブロック２によって検出される入力信号における主周波数が，次式にしたがう発振器周波数を決定することによって，発振器ブロック３の周波数が制御される。
【００３１】
【数２】
2008544660.tif 000004
ここで，Ｎは音源周波数帯域において検出される，計算発振器周波数ｆOSCとノッチ周波数ｆnotch間の周波数関係（the frequency relationship）である。その後，乗算器４において入力信号を発振器３からの出力に乗算することによって，実際の置換が行われる。次に，置換高周波数信号が，置換器ブロック１から出力される前に，バンドパスフィルタ５によって帯域限定される。この帯域限定は，置換信号が目標周波数帯域において１オクターブの範囲内に確実に収まるように行われる。
【００３２】
図９は，デジタル発信器アルゴリズムを，図８に示すこの発明と連動するコサイン発生器３の実施に好適なＣＯＲＤＩＣアルゴリズム・ブロック８５とともに示している。ＣＯＲＤＩＣアルゴリズムの動作および内部構造は，例えば，Ｊ．Ｓ．Ｗａｌｔｈｅｒによる“Ａ  ｕｎｉｆｉｅｄ  ａｌｇｏｒｉｔｈｍ  ｆｏｒ  ｅｌｅｍｅｎｔａｒｙ  ｆｕｎｃｔｉｏｎｓ”，Ｓｐｒｉｎｇ  Ｊｏｉｎｔ  Ｃｏｍｐｕｔｅｒ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，１９７１，議事録，３７９−３８５ページにおいて十分に説明されているので，本願における詳細な説明は省略する。
【００３３】
デジタル・コサイン発生器または発振器３は，周波数パラメータ入力２３，第１の加算点（the first summation point）８０，第１の条件比較器（a first condition comparator）８１，第２の加算点８２および第１の単位遅延８３を備えている。第１の加算点８０において，パラメータ入力２３から生じる周波数制御パラメータωが第１の単位遅延８３の出力と加算される。第１の加算点８０の出力は，第２の加算点８２の第１入力および第１の条件比較器８１の入力として用いられる。第１の条件比較器８１によって与えられる引数がπ以上である場合，条件比較器の出力は常に−２πとなり，それ以外の場合には条件比較器の出力は０となる。
【００３４】
第１の単位遅延からの出力信号は実質的にはのこぎり波であり，これがＣＯＲＤＩＣコサインブロック８５の入力８４に与えられると，ＣＯＲＤＩＣコサイン・ブロック８５は出力８８にコサイン波を与える。周波数パラメータω（ラジアン）は，このようにして，図８に示す置換器ブロック１において入力信号を変調するのに用いられるコサイン発振器３の発振周波数を，効果的に決定する。
【００３５】
図１０は，図８に示すノッチ分析ブロック２のデジタル的な実施形態を概略的に示しており，この発明とともに利用するために構成されているものを示している。ノッチ分析ブロック２は，制御ループを構成する，適応ノッチフィルタ１５，ノッチ制御ユニット１６，ＣＯＲＤＩＣコサイン・ブロック１７，第１の定数乗算器１８および第２の定数乗算器１９と，出力端子２３を備えている。
【００３６】
分析すべき信号が，適応ノッチフィルタ１５の信号入力に与えられる。適応ノッチフィルタ１５の適応は，ノッチフィルタ１５の出力を常に最小にしようとすることによって，入力信号中の主周波数を探索しかつ検出するように構成されており，ノッチ・パラメータとしての検出周波数値がノッチ制御ユニット１６の第１入力に与えられ，勾配パラメータとしての勾配値（the gradient value）がノッチ制御ユニット１６の第２入力に与えられる。
【００３７】
ノッチ制御ユニット１６の出力は，第２の定数乗算器１９における係数Ｒtrによってプレスケールされるノッチフィルタ周波数の更新（an update of the notch filter frequency）であり，このパラメータのコサインは，ＣＯＲＤＩＣコサイン・ブロック１７によって算出されて，第１の定数乗算器１８によってプレスケールされ，かつ適応ノッチフィルタ１５の制御入力に与えられる。プレスケーリング係数Ｒtrは，次式によって算出される。
【００３８】
【数３】
2008544660.tif 000005
ここでＮは，上述のように，発振器周波数とノッチ周波数との関係である。
【００３９】
ノッチ制御ユニットの出力は，周波数パラメータωoとして出力２３に与えられる。これは，入力信号を置換するために用いられる周波数（ラジアン）（in radians）である。適応ノッチフィルタ１５のノッチ周波数ωNを制御するために，ノッチ制御ユニット１６からの出力は，ＣＯＲＤＩＣコサイン・ブロック１７への入力の前に，第２の定数乗算器１９において定数Ｒtrによってスケーリングされる。このようにして，ノッチ分析ブロック２の出力は，実質的に入力信号の主周波数（a dominant frequency）となる。
【００４０】
この発明に用いられるノッチフィルタ１５およびノッチ制御ユニット１６の実施形態が，図１１に示されている。フィルタ１５は，非常に狭いストップ・バンド（阻止帯域）（a very narrow stop band）を持つ順行型２デジタル帯域除去フィルタ（a direct-form-2 digital band reject filter）として示されている。フィルタ１５は，第１の加算点３１，第２の加算点３２，第１の単位遅延３３，第１の定数乗算器３４，第２の定数乗算器３５，第３の加算点３６，第４の加算点３７，第３の定数乗算器３８，第４の定数乗算器３９，および第２の単位遅延４０を備えている。ノッチ制御ユニット１６は，正規化ブロック（a normalizer block）４３，逆数ブロック４４，乗算器４５，および周波数パラメータ出力ブロック２３を備えている。
【００４１】
フィルタ係数ＲpおよびＮcは，かなり狭いストップ・バンドによって分離される２つのパス・バンド（通過帯域）を有するノッチフィルタ特性をもたらすものである。係数Ｒpはノッチフィルタ１５の（二）極の半径（the radius of the (double) pole of the notch filter 15）であり，係数Ｎcはノッチフィルタ１５のストップ・バンドの中心周波数を決定するノッチ係数である。Ｎcの値は，図１０のノッチ制御ユニット１６からのスケールされ，かつ調整された制御値（the scaled and conditioned control value）によって決定され，また第１および第２の乗算器３４および３５において連続的に更新（アップデート）される。
【００４２】
図１１のノッチフィルタ１５は，入力信号の主周波数に一致するようにストップ・バンドの中心周波数を調整することによって，ノッチフィルタ１５の出力を最小にしようと連続的に試みるように構成されている。ノッチフィルタ１５からの勾配値（the gradient value）は，Ｇｒａｄ出力（the Grad output）を経由してノッチ制御ユニット１６へ出力され，ノッチ制御ユニット１６が，出力信号を最小にするために中心周波数を上下して調整することが必要かどうかを判断するために用いられる。このようにして，ノッチフィルタ１５は，狭周波数帯域ではあるが，中心周波数によって決定されるすべての周波数を通過させる。
【００４３】
ノッチ制御ユニット１６は，信号Ｇｒａｄおよび信号Ｏｕｔｐｕｔを用いて，以下の式にしたがう周波数パラメータωoを形成する。
【００４４】
【数４】
2008544660.tif 000006
【００４５】
ここで
【数５】
2008544660.tif 000007
μはノッチ周波数に対する発振器周波数の適応速度であり，λはノッチ周波数の波長である。パラメータｎｏｒｍは，２つの式の大きい方として定義される。ノッチ制御ユニット１６からの出力は，図８の発振器ブロック３を制御するために用いられる周波数パラメータωoである。
【００４６】
補聴器ユーザは，一定の環境下において，上記のようにこの発明を適用して得られる上限８ｋＨｚよりも高い周波数からの利益を享受できるよう望むことができる。しかしながら，８ｋＨｚよりも高い周波数を２倍に置換したままで（while still transposing frequencies above 8kHz by a factor of two），たとえばより広い周波数範囲を組み込むように置換アルゴリズムを適合しようとすると，置換周波数がシステムの２ｋＨｚ帯域幅の制限よりも高くなり，置換後の再生が行われないことがある。好ましい実施形態においては，第１のアルゴリズムとパラレルに動作するが，８ｋＨｚから１２ｋＨｚの高周波数範囲を入力として得，かつこの範囲を３倍で置換する，同様の第２のアルゴリズムが用いられ，これにより補聴器ユーザはその周波数範囲の利益をも享受できる。このような付加的アルゴリズムは，第１のアルゴリズムによってすでに実行された置換とそれほど干渉はしない。
【００４７】
多帯域置換（multi-band transposition）を行うシステムの実施形態が図１２に示されている。図１２に示すシステムは，音源選択ブロック１０，第１の置換器ブロック１１，第２の置換器ブロック１２，出力選択ブロック１３，および出力段１４を備えている。音源選択ブロック１０の４つの出力は，第１の置換器ブロック１１の入力および第２の置換器ブロック１２の入力に，それぞれ接続されている。第１の置換器ブロック１１および第２の置換器ブロック１２の両方の出力は，いずれも出力選択ブロック１３の第２および第３の入力に接続されており，出力選択ブロック１３の出力は出力段１４の入力に接続されている。
【００４８】
入力信号は，一セットの高周波数帯域（a set of high-frequency bands）および一セットの低周波数帯域（a set of low-frequency bands）に分割される。低周波数帯域（the low frequency bands）は出力選択ブロック１３の第１入力に直接に進み，高周波数帯域（the high frequency bands）は音源選択ブロック１０の入力に進む。低周波数帯域は約２０Ｈｚ〜約４ｋＨｚの周波数を含む。音源選択ブロック１０にはＯＦＦ，ＬＯＷおよびＨＩＧＨの３つの設定がある。ＯＦＦでは置換器ブロック１１，１２に信号が進まず，ＬＯＷでは第１の置換器ブロック１１にのみ入力信号が進み，ＨＩＧＨでは第１の置換器ブロック１１および第２の置換器ブロック１２の両方に入力信号が進む。
【００４９】
第１の置換器ブロック１１は４ｋＨｚ〜８ｋＨｚの周波数範囲で動作するものであり，入力信号を２倍でダウン置換して（減置換）（transposing the input signal down by a factor of two）置換出力信号に２ｋＨｚ〜４ｋＨｚの周波数範囲を与える。第２の置換器ブロック１２は８ｋＨｚ〜１２ｋＨｚの周波数範囲で動作するものであり，入力信号を３倍でダウン置換して置換出力信号に約２．６ｋＨｚ〜約４ｋＨｚの周波数範囲を与える。２つの置換器ブロック１１，１２からの出力は出力選択ブロック１３に送られ，ここで，不変信号のレベル（the level of the unaltered signal）と置換器ブロック１１，１２からの置換信号のレベル（the levels of the transposed signals）のバランスが決められる。２０Ｈｚ〜４ｋＨｚの帯域幅を持つ混合信号は，出力選択段１３を出て，さらに処理を行うための出力段１４に入る。このようにして，利用可能な周波数範囲が４ｋＨｚまでに限定される聴覚障害を持つ人が，４ｋＨｚ〜１２ｋＨｚの周波数範囲を聞こえるようにするために，２つの置換器ブロック１１，１２は並行して動作する。
【００５０】
図１３は，マイクロフォン５１，入力段ブロック５２，帯域分割フィルタ・ブロック５３，第１の置換器ブロック５５，第２の置換器ブロック５７，第１の圧縮器ブロック５４，第２の圧縮器ブロック５６，第３の圧縮器ブロック５８，加算点５９，出力段ブロック６０，および出力トランスデューサ６１を備えた補聴器５０を示している。これはこの発明の一実施形態であり，別々の置換器ブロック５５，５６からの出力信号は，置換器ブロック（複数）からの信号と非置換信号部分（the un-transposed signal portions）を加算点５９において加算して出力段６０に与えるのに先立って，さらなる処理たとえば圧縮器５６，５８における圧縮の対象とされる。
【００５１】
マイクロフォン５１によって音がピックアップされ，調整のための入力段ブロック５２に与えられる。入力段ブロック５２からの出力は，帯域分割フィルタ５３，第１の置換器ブロック５５，および第２の置換器ブロック５７への入力として用いられる。帯域分割フィルタ５３は選択周波数限度（a selected frequency limit）よりも低い複数の周波数帯域に入力信号を分割し，各周波数帯域が第１の圧縮器ブロック５４によって個別に圧縮される。第１の置換器５５は，上記選択周波数限度よりも低い帯域内に収まるように，上記選択周波数限度よりも高い第１の周波数帯域を低周波数側に置換する。第２の圧縮器ブロック５６は，第１の置換器５５からの置換信号を個別に圧縮する。同様にして，第２の置換器５７は，上記選択周波数限度よりも低い帯域内に収まるように，上記選択周波数限度よりも高い第２の周波数帯域を低周波数側に置換する。第３の圧縮器ブロック５８も，第２の置換器５７からの置換信号を個別に圧縮する。
【００５２】
第２および第３の圧縮器５６，５８からの，上記置換圧縮信号（the transposed, compressed signals）は，加算点５９において，第１の圧縮器５４からの低域通過圧縮信号（the low-pass filtered, compressed signal）に加算される。その後，選択周波数までの周波数のみを含む，結果信号（the resulting signal）が出力段６０によって処理され，出力トランスデューサ６１によって音響信号として再生される。
【００５３】
このようにして，補聴器５０によって，出力信号が選択周波数よりも低い周波数だけから構成されるような方法によって，選択周波数よりも高いおよび低い周波数からなる入力信号が取扱われ，選択周波数よりも低いオリジナルの周波数が周波数変更を伴うことなく（without frequency alteration）再生され，選択周波数よりも高いオリジナル周波数は，選択周波数よりも低い周波数とともにコヒーレントに再生されるように，この発明にしたがって低周波数側に置換される。
【００５４】
音源帯域，目標帯域，および置換係数の範囲は，特定の聴力損失のタイプの性質および所望の周波数範囲に応じて，別の実施形態において利用することができる。上記に提案された周波数範囲は単なる例示範囲にすぎず，この発明を限定するものではない。
【図面の簡単な説明】
【００５５】
【図１】障害のある聴覚能力の想定される限界を超える周波数成分を有する音声信号を示すグラフである。
【図２】想定される障害のある聴覚能力を持つ人によって知覚される図１における音声信号を示すグラフである。
【図３】従来技術による周波数圧縮方法を示すグラフである。
【図４】この発明による周波数置換方法における第１の段階を示すグラフである。
【図５】この発明による周波数置換方法における第２の段階を示すグラフである。
【図６】この発明による周波数置換方法における第３の段階を示すグラフである。
【図７】この発明の方法を適用後に知覚される図１における音声信号を示すグラフである。
【図８】図４，５，および６における方法の実装のブロック図である。
【図９】図８中の発振器ブロック３の実装の概略である。
【図１０】図８中のノッチ分析ブロック２のデジタル的実装のブロック図である。
【図１１】ノッチフィルタおよびノッチ制御ユニットの実施形態である。
【図１２】２つの別々の置換器ブロックを含む置換器アルゴリズムのブロック図である。
【図１３】この発明による補聴器のブロック図である。
【図１】
2008544660.tif 000008
【図２】
2008544660.tif 000009
【図３】
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【図４】
2008544660.tif 000011
【図５】
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【図６】
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【図７】
2008544660.tif 000014
【図８】
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【図９】
2008544660.tif 000016
【図１０】
2008544660.tif 000017
【図１１】
2008544660.tif 000018
【図１２】
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【図１３】
2008544660.tif 000020
【手続補正書】
【提出日】平成18年12月18日(2006.12.18)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも１つの入力トランスデューサ（51），信号処理装置（53，54，55，56，57，58，59，60）および出力トランスデューサ（61）を備え，
上記信号処理装置は，
第１の周波数帯域（BPF1）が第２の周波数帯域（BPF2）よりも高い周波数の信号を持つように，上記入力トランスデューサ（51）からの信号を第１の周波数帯域（BPF1）と第２の周波数帯域（BPF2）とに分割する手段（53），
上記第１の周波数帯域（BPF1）の信号（BSS）を低周波数側にシフトして上記第２の周波数帯域（BPF2）の周波数範囲内に収まる信号（BL-LSB）を形成する手段（１），
上記第２の周波数帯域（BPF2）に上記周波数シフト信号（BL-LSB）を重畳して和信号を生成する手段（59），および
上記和信号を上記出力トランスデューサ（61）に与える手段（60）を備えた補聴器であって，
上記信号をシフトする手段（１）は，
上記第１の周波数帯域（BPF1）における特徴周波数（NFF）を検出可能な少なくとも１つの周波数検出器（２），
上記周波数検出器（２）によって制御される少なくとも１つの発振器（３），および
上記第１の周波数帯域（BPF1）からの信号（BSS）を上記発振器（３）からの出力信号（CGF）に乗じて上記第２の周波数帯域（BPF2）内に収まる周波数シフト信号（BL-LSB）を生成する手段（４）を備えたことを特徴とする，補聴器（50）。
【請求項２】
上記和信号を出力トランスデューサ（61）に与える手段は，補聴器ユーザの聴力不足を補償するように上記和信号を調整するために適合された出力段（60）を備えている，
請求項１に記載の補聴器。
【請求項３】
上記第２の周波数帯域（BPF2）を圧縮する第１の圧縮器（54），および上記第１の周波数帯域（BPF1）の上記周波数シフト信号（BL-LSB）を圧縮する第２の圧縮器（56）を備えている，
請求項１に記載の補聴器。
【請求項４】
上記入力トランスデューサ（51）からの信号を少なくとも第１，第２および第３の別々の周波数帯域に分割する手段（52）を備え，
上記周波数シフト手段（55，57）は，それぞれの周波数によって，上記第１および第２の周波数帯域を個々に周波数シフトするように適合されており，
上記第１および第２の周波数帯域の周波数シフト・バージョンのそれぞれを，上記第３の周波数帯域に重畳することにより，和信号を生成する手段（59）を備えている，
請求項１に記載の補聴器。
【請求項５】
主周波数（NFF）を識別する手段（２）はノッチフィルタ（15）を備えている，
請求項１に記載の補聴器。
【請求項６】
上記発振器（３）はコサイン発振器である，請求項１に記載の補聴器。
【請求項７】
入力信号（BSS）を得，
第１の周波数帯域（BPF1）が第２の周波数帯域（BPF2）よりも高い周波数の信号を持つように，上記入力信号（BSS）を第１の周波数帯域（BPF1）と第２の周波数帯域（BPF2）とに分割し，
上記第１の周波数帯域（BPF1）の信号の周波数をシフトして，上記第２の周波数帯域（BPF2）の周波数範囲内に収まる周波数シフト信号（BL-LSB）を生成し，
上記第２の周波数帯域（BPF2）に上記周波数シフト信号（BL-LSB）を重畳して和信号を生成し，
上記和信号を出力トランスデューサ（61）に与える，
補聴器（１）における信号を処理する方法であって，
上記第１の周波数帯域（BPF1）の周波数シフトのステップは，
第１の周波数帯域（BPF1）の主周波数（NFF）を決定し，
上記主周波数（NFF）から派生する周波数（CGF）において発振器（３）を駆動し，
上記第１の周波数帯域（BPF1）からの信号を上記発振器（３）からの出力信号（CGF）に乗じて上記周波数シフト信号（BL-LSB）を生成し，
上記周波数シフト信号（BL-LSB）を上記第２の周波数帯域（BPF2）からの信号（HLS）に加算することを特徴とする，方法。
【請求項８】
上記出力トランスデューサ（61）に与えるべき上記和信号を調整して，補聴器ユーザの聴力不足を補償する，請求項７に記載の方法。
【請求項９】
第１の圧縮器（56）において上記第１の周波数帯域（BPF1）の信号を圧縮し，第２の圧縮器（54）において上記周波数シフト信号（BL-LSB）を圧縮する，請求項７に記載の方法。
【請求項１０】
上記第１の周波数帯域（BPF1）の主周波数（NFF）を識別し，上記周波数帯域の外側の信号を抑制し，シフトのための上記主周波数（NFF）についての周波数帯域を選択する，請求項７に記載の方法。
【請求項１１】
上記第１の周波数帯域（BPF1）の帯域幅よりも小さい帯域幅を上記第２の周波数帯域（BPF2）として選択する，請求項７に記載の方法。
【請求項１２】
上記第１の周波数帯域（BPF1）の帯域幅の何分の一の帯域幅を上記第２の周波数帯域（BPF2）として選択する，請求項７に記載の方法。
【請求項１３】
聴覚障害を持つ補聴器（50）のユーザが知覚可能な帯域幅を上記第２の周波数帯域（BPF2）として選択する，請求項７に記載の方法。
【請求項１４】
上記主周波数（NFF）の何分の一として計算されるオフセット周波数（CGF）によって，上記第１の周波数帯域（BPF1）を周波数シフトする，請求項７に記載の方法。
【国際調査報告】
2008544660.tif 000021
2008544660.tif 000022