(57)【要約】  選択された位相角θnにおいて第1の値および第2の値のうちの一方を有する符号化されたデジタルデータを含む実質的に正弦波の波形を生成するための方法は、各位相角θnから開始される範囲Δθを有する領域の外側に位置する位相角において、Y=sinθである第1の関数によって定義される振幅Yを有するこの波形を生成すること、この第1の値のデータを符号化すべき各位相角θnから開始されるΔθの範囲を有するこれらの領域の内側に位置する位相角においてこの第1の関数によって定義される振幅Yを有するこの波形を生成すること、およびこの第2の値のデータを符号化すべき各位相角θnに関連するΔθの範囲を有するこれらの領域の内側に位置する位相角においてY=sinθとは異なる第2の関数によって定義される振幅Yを有するこの波形を生成することを含んでいる。
2008510325.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
選択された位相角θnにおいて第1の値および第2の値のうちの一方を有する符号化されたデジタルデータを含む実質的に正弦波の波形を生成するための方法であって、
各位相角θnから開始されるΔθの範囲を有する領域の外側に位置する位相角において、Y=sinθである第1の関数によって定義される振幅Yを有する前記波形を生成すること、
前記第1の値のデータを符号化すべき各位相角θnから開始されるΔθの範囲を有する前記領域の内側に位置する位相角において前記第1の関数によって定義される振幅Yを有する前記波形を生成すること、および
前記第2の値のデータを符号化すべき各位相角θnに関連するΔθの範囲を有する前記領域の内側に位置する位相角においてY=sinθとは異なる第2の関数によって定義される振幅Yを有する前記波形を生成すること
を含む方法。
【請求項２】
選択された位相角θnの数が、可変である、請求項1に記載の方法。
【請求項３】
選択された位相角θnの数が、前記波形を受信する装置からのフィードバックに応じて通信中に動的に可変である、請求項1に記載の方法。
【請求項４】
選択された位相角θnの数が、前記波形を受信する装置とのネゴシエーションに応じて通信中に動的に可変である、請求項1に記載の方法。
【請求項５】
前記選択された位相角θnのそれぞれの値が、可変である、請求項1に記載の方法。
【請求項６】
前記選択された位相角θnのうちの少なくとも1つの値が、イベントを識別する時間間隔の間に変更される、請求項1に記載の方法。
【請求項７】
前記選択された位相角θnのうちの少なくとも1つの値が、追加のデータビットを符号化する時間間隔の間に変更される、請求項1に記載の方法。
【請求項８】
選択された位相角θnにおいて第1の値および第2の値のうちの一方を有する符号化されたデジタルデータを含む実質的に正弦波の波形を生成するための方法であって、
各位相角θnから開始されるΔθの範囲を有する領域の外側に位置する位相角において、Y=sinθである第1の関数によって定義される振幅Yを有する前記波形を生成すること、
前記第1の値のデータを符号化すべき各位相角θnから開始されるΔθの範囲を有する前記領域の内側に位置する位相角において前記第1の関数によって定義される振幅Yを有する前記波形を生成すること、および
前記第2の値のデータを符号化すべき各位相角θnに関連するΔθの範囲を有する前記領域の内側に位置する位相角においてY=sinθnおよびY=sinθ(n+Δθ)のうちの一方である第2の関数によって定義される振幅Yを有する前記波形を生成すること
を含む方法。
【請求項９】
選択された位相角θnの数が、可変である、請求項8に記載の方法。
【請求項１０】
選択された位相角θnの数が、前記波形を受信する装置からのフィードバックに応じて通信中に動的に可変である、請求項8に記載の方法。
【請求項１１】
選択された位相角θnの数が、前記波形を受信する装置とのネゴシエーションに応じて通信中に動的に可変である、請求項8に記載の方法。
【請求項１２】
前記選択された位相角θnのうちの少なくとも1つの値が、可変である、請求項8に記載の方法。
【請求項１３】
前記選択された位相角θnのうちの少なくとも1つの値が、イベントを識別する時間間隔の間に変更される、請求項8に記載の方法。
【請求項１４】
前記選択された位相角θnのうちの少なくとも1つの値が、追加のデータビットを符号化する時間間隔の間に変更される、請求項8に記載の方法。
【請求項１５】
それぞれが異なる周波数を有し、選択された位相角θnにおいて第1の値および第2の値のうちの一方を有する符号化されたデジタルデータを含む複数の実質的に正弦波の波形を生成するための方法であって、
各位相角θnから開始されるΔθの範囲を有する領域の外側に位置する位相角において、Y=sinθである第1の関数によって定義される振幅Yを有する各波形を生成すること、
前記第1の値のデータを符号化すべき各位相角θnから開始されるΔθの範囲を有する前記領域の内側に位置する位相角において前記第1の関数によって定義される振幅Yを有する各波形を生成すること、および
前記第2の値のデータを符号化すべき各位相角θnに関連するΔθの範囲を有する前記領域の内側に位置する位相角においてY=sinθとは異なる第2の関数によって定義される振幅Yを有する各波形を生成すること
を含む方法。
【請求項１６】
各波形についての選択された位相角θnの数が、可変である、請求項15に記載の方法。
【請求項１７】
各波形についての選択された位相角θnの数が、前記各波形を受信する装置からのフィードバックに応じて通信中に動的に可変である、請求項15に記載の方法。
【請求項１８】
各波形についての選択された位相角θnの数が、前記各波形を受信する装置とのネゴシエーションに応じて通信中に動的に可変である、請求項15に記載の方法。
【請求項１９】
前記波形のうちの少なくとも1つにおける前記選択された位相角θnのうちの少なくとも1つの値が、イベントを識別する時間間隔の間に変更される、請求項15に記載の方法。
【請求項２０】
前記波形のうちの少なくとも1つにおける前記選択された位相角θnのうちの少なくとも1つの値が、追加のデータビットを符号化する時間間隔の間に変更される、請求項15に記載の方法。
【請求項２１】
それぞれが異なる周波数を有し、選択された位相角θnにおいて第1の値および第2の値のうちの一方を有する符号化されたデジタルデータを含む複数の実質的に正弦波の波形を生成するための方法であって、
各位相角θnから開始されるΔθの範囲を有する領域の外側に位置する位相角において、Y=sinθである第1の関数によって定義される振幅Yを有する各波形を生成すること、
前記第1の値のデータを符号化すべき各位相角θnから開始されるΔθの範囲を有する前記領域の内側に位置する位相角において前記第1の関数によって定義される振幅Yを有する各波形を生成すること、および
前記第2の値のデータを符号化すべき各位相角θnに関連するΔθの範囲を有する前記領域の内側に位置する位相角においてY=sinθnおよびY=sinθ(n+Δθ)のうちの一方である第2の関数によって定義される振幅Yを有する各波形を生成すること
を含む方法。
【請求項２２】
各波形についての選択された位相角θnの数が、可変である、請求項21に記載の方法。
【請求項２３】
各波形についての選択された位相角θnの数が、前記各波形を受信する装置からのフィードバックに応じて通信中に動的に可変である、請求項21に記載の方法。
【請求項２４】
各波形についての選択された位相角θnの数が、前記各波形を受信する装置とのネゴシエーションに応じて通信中に動的に可変である、請求項21に記載の方法。
【請求項２５】
前記波形のうちの少なくとも1つにおける前記選択された位相角θnのうちの少なくとも1つの値が、イベントを識別する時間間隔の間に変更される、請求項21に記載の方法。
【請求項２６】
前記波形のうちの少なくとも1つにおける前記選択された位相角θnのうちの少なくとも1つの値が、追加のデータビットを符号化する時間間隔の間に変更される、請求項21に記載の方法。
【請求項２７】
選択された位相角θnにおいて符号化されたデジタルデータを含む実質的に正弦波の波形から情報を復号化するための方法であって、前記波形が、各位相角θnから開始されるΔθの範囲を有する領域の外側に位置する位相角において振幅Y=sinθを有し、前記波形が、前記第1の値のデータを符号化すべき各位相角θnから開始されるΔθの範囲を有する前記領域の内側に位置する位相角において振幅Y=sinθを有し、前記波形が、前記第2の値のデータを符号化すべき各位相角θnに関連するΔθの範囲を有する前記領域の内側に位置する位相角においてY=sinθとは異なるように定義される振幅Yを有し、前記方法が、
符号化されたデジタルデータを含む前記正弦波の波形を受信すること、
符号化されたデジタルデータを含む前記実質的に正弦波の波形から、符号化されたデジタルデータを含む前記正弦波の波形と一定の位相関係を有する基準の正弦波の波形を生成すること、
前記基準の正弦波の波形と符号化されたデジタルデータを含む前記実質的に正弦波の波形とを平衡ミキサ中で混合すること、および
前記平衡ミキサから前記符号化されたデジタルデータを抽出すること
を含む方法。
【請求項２８】
選択された位相角θnにおいて符号化されたデジタルデータを含む実質的に正弦波の波形から情報を復号化するための方法であって、前記波形が、各位相角θnから開始されるΔθの範囲を有する領域の外側に位置する位相角において振幅Y=sinθを有し、前記波形が、前記第1の値のデータを符号化すべき各位相角θnから開始されるΔθの範囲を有する前記領域の内側に位置する位相角において振幅Y=sinθを有し、前記波形が、前記第2の値のデータを符号化すべき各位相角θnに関連するΔθの範囲を有する前記領域の内側に位置する位相角においてY=sinθとは異なるように定義される振幅Yを有し、前記方法が、
符号化されたデジタルデータを含む前記正弦波の波形を受信すること、
符号化されたデジタルデータを含む前記正弦波の波形をデジタル化すること、
符号化されたデジタルデータを含む前記正弦波の波形と一定の位相関係を有するデジタル基準の正弦波の波形を生成すること、および
前記基準の正弦波の波形と符号化されたデジタルデータを含む前記実質的に正弦波の波形とに対して逆高速フーリエ変換デジタル信号処理を実施すること
を含む方法。
【請求項２９】
通信媒体中で通信を行うための通信システムであって、
選択された位相角θnにおいて符号化されたデジタルデータを含む少なくとも1つの実質的に正弦波の波形を生成するためのエンコーダであって、前記波形が、各位相角θnから開始されるΔθの範囲を有する領域の外側に位置する位相角において振幅Y=sinθを有し、前記波形が、前記第1の値のデータを符号化すべき各位相角θnから開始されるΔθの範囲を有する前記領域の内側に位置する位相角において振幅Y=sinθを有し、前記波形が、前記第2の値のデータを符号化すべき各位相角θnに関連するΔθの範囲を有する前記領域の内側に位置する位相角においてY=sinθとは異なるように定義される振幅Yを有するエンコーダ、および
前記媒体を介して符号化されたデジタルデータを含む前記少なくとも1つの実質的に正弦波の波形を送信するためのトランスミッタ
を含む第1の局と、
前記通信媒体を介して前記第1の局に結合され、
前記媒体を介して前記第1の局から符号化されたデジタルデータを含む前記少なくとも1つの実質的に正弦波の波形を受信するためのレシーバ、および
符号化されたデジタルデータを含む前記少なくとも1つの実質的に正弦波の波形から前記デジタルデータを抽出するためのデコーダ
を含む第2の局と
を備える通信システム。
【請求項３０】
前記通信媒体が、有線システムである、請求項29に記載の通信システム。
【請求項３１】
前記通信媒体が、電話システムである、請求項29に記載の通信システム。
【請求項３２】
前記通信媒体が、配電システムである、請求項29に記載の通信システム。
【請求項３３】
前記通信媒体が、同軸ケーブルである、請求項29に記載の通信システム。
【請求項３４】
前記通信媒体が、ケーブルテレビジョンシステムである、請求項33に記載の通信システム。
【請求項３５】
前記通信媒体が、地上無線チャネルである、請求項29に記載の通信システム。
【請求項３６】
前記通信媒体が、無線周波数チャネルである、請求項35に記載の通信システム。
【請求項３７】
前記通信媒体が、テレビジョンチャネルである、請求項35に記載の通信システム。
【請求項３８】
前記通信媒体が、マイクロ波リンクである、請求項29に記載の通信システム。
【請求項３９】
前記第1の局が、地上局であり、前記第2の局が地球外にある、請求項38に記載の通信システム。
【請求項４０】
前記第2の局が、宇宙船上にある、請求項39に記載の通信システム。
【請求項４１】
前記第2の局が、人工衛星である、請求項39に記載の通信システム。
【請求項４２】
前記通信媒体を介して前記第2の局に結合され、
前記媒体を介して符号化されたデジタルデータを含む前記実質的に正弦波の波形を受信するためのレシーバ、および
符号化されたデジタルデータを含む前記実質的に正弦波の波形から前記デジタルデータを抽出するためのデコーダ
を含む第3の局をさらに含み、
前記第2の局が、前記媒体を介して前記第3の局に対して前記符号化されたデジタルデータを含む前記実質的に正弦波の波形を送信するためのトランスミッタをさらに含む、請求項29に記載の通信システム。
【請求項４３】
各波形についての選択された位相角θnの数が、可変である、請求項29に記載の通信システム。
【請求項４４】
各波形についての選択された位相角θnの数が、前記各波形を受信する受信装置からのフィードバックに応じて通信中に動的に可変である、請求項29に記載の通信システム。
【請求項４５】
各波形についての選択された位相角θnの数が、前記各波形を受信する受信装置とのネゴシエーションに応じて通信中に動的に可変である、請求項29に記載の通信システム。
【請求項４６】
前記波形のうちの少なくとも1つにおける前記選択された位相角θnのうちの少なくとも1つの値が、イベントを識別する時間間隔の間に変更される、請求項29に記載の通信システム。
【請求項４７】
前記波形のうちの少なくとも1つにおける前記選択された位相角θnのうちの少なくとも1つの値が、追加のデータビットを符号化する時間間隔の間に変更される、請求項29に記載の通信システム。
【請求項４８】
通信媒体中で通信を行うための通信システムであって、
第1の局と、
前記通信媒体を介して前記第1の局に結合された第2の局と
を備え、
前記第1の局および第2の局が、それぞれ
選択された位相角θnにおいて符号化されたデジタルデータを含む少なくとも1つの実質的に正弦波の波形を生成するためのエンコーダであって、前記波形が、各位相角θnから開始されるΔθの範囲を有する領域の外側に位置する位相角において振幅Y=sinθを有し、前記波形が、前記第1の値のデータを符号化すべき各位相角θnから開始されるΔθの範囲を有する前記領域の内側に位置する位相角において振幅Y=sinθを有し、前記波形が、前記第2の値のデータを符号化すべき各位相角θnに関連するΔθの範囲を有する前記領域の内側に位置する位相角においてY=sinθとは異なるように定義される振幅Yを有するエンコーダと、
前記媒体を介して符号化されたデジタルデータを含む前記少なくとも1つの実質的に正弦波の波形を送信するためのトランスミッタと、
前記媒体を介して符号化されたデジタルデータを含む前記少なくとも1つの実質的に正弦波の波形を受信するためのレシーバと、
符号化されたデジタルデータを含む前記少なくとも1つの実質的に正弦波の波形から前記デジタルデータを抽出するためのデコーダと
を含む通信システム。
【請求項４９】
前記通信媒体が、有線システムである、請求項48に記載の通信システム。
【請求項５０】
前記通信媒体が、電話システムである、請求項48に記載の通信システム。
【請求項５１】
前記通信媒体が、配電システムである、請求項49に記載の通信システム。
【請求項５２】
前記通信媒体が、同軸ケーブルである、請求項48に記載の通信システム。
【請求項５３】
前記通信媒体が、ケーブルテレビジョンシステムである、請求項52に記載の通信システム。
【請求項５４】
前記通信媒体が、地上無線チャネルである、請求項48に記載の通信システム。
【請求項５５】
前記通信媒体が、無線周波数チャネルである、請求項54に記載の通信システム。
【請求項５６】
前記通信媒体が、テレビジョンチャネルである、請求項54に記載の通信システム。
【請求項５７】
前記通信媒体が、マイクロ波リンクである、請求項54に記載の通信システム。
【請求項５８】
前記第1の局が、地上局であり、前記第2の局が地球外にある、請求項48に記載の通信システム。
【請求項５９】
前記第2の局が、宇宙船上にある、請求項58に記載の通信システム。
【請求項６０】
前記第2の局が、人工衛星である、請求項58に記載の通信システム。
【請求項６１】
前記通信媒体を介して前記第2の局に結合され、
前記媒体を介して符号化されたデジタルデータを含む前記実質的に正弦波の波形を受信するためのレシーバ、および
符号化されたデジタルデータを含む前記実質的に正弦波の波形から前記デジタルデータを抽出するためのデコーダ
を含む第3の局をさらに含み、
前記第2の局が、前記媒体を介して前記第3の局に対して符号化されたデジタルデータを含む前記実質的に正弦波の波形を送信するためのトランスミッタをさらに含む、請求項48に記載の通信システム。
【請求項６２】
各波形についての選択された位相角θnの数が、可変である、請求項48に記載の通信システム。
【請求項６３】
各波形についての選択された位相角θnの数が、前記各波形を受信する受信装置からのフィードバックに応じて通信中に動的に可変である、請求項48に記載の通信システム。
【請求項６４】
各波形についての選択された位相角θnの数が、前記各波形を受信する受信装置とのネゴシエーションに応じて通信中に動的に可変である、請求項48に記載の通信システム。
【請求項６５】
前記波形のうちの少なくとも1つにおける前記選択された位相角θnのうちの少なくとも1つの値が、イベントを識別する時間間隔の間に変更される、請求項48に記載の通信システム。
【請求項６６】
前記波形のうちの少なくとも1つにおける前記選択された位相角θnのうちの少なくとも1つの値が、追加のデータビットを符号化する時間間隔の間に変更される、請求項48に記載の通信システム。
【請求項６７】
選択された位相角θnにおいて第1の値および第2の値のうちの一方を有する符号化されたデジタルデータを含む実質的に正弦波の波形を生成するための装置であって、
各位相角θnから開始されるΔθの範囲を有する領域の外側に位置する位相角において、Y=sinθである第1の関数によって定義される振幅Yを有する前記波形を生成する手段と、
前記第1の値のデータを符号化すべき各位相角θnから開始されるΔθの範囲を有する前記領域の内側に位置する位相角において前記第1の関数によって定義される振幅Yを有する前記波形を生成する手段と、
前記第2の値のデータを符号化すべき各位相角θnに関連するΔθの範囲を有する前記領域の内側に位置する位相角においてY=sinθとは異なる第2の関数によって定義される振幅Yを有する前記波形を生成する手段と
を備える装置。
【請求項６８】
選択された位相角θnの数を変更する手段をさらに含む、請求項67に記載の装置。
【請求項６９】
前記波形を受信する装置からのフィードバックに応じて通信中に選択された位相角θnの数を動的に変更する手段をさらに含む、請求項67に記載の装置。
【請求項７０】
前記波形を受信する装置とのネゴシエーションに応じて通信中に選択された位相角θnの数を動的に変更する手段をさらに含む、請求項67に記載の装置。
【請求項７１】
前記選択された位相角θnのそれぞれの値を変更する手段をさらに含む、請求項67に記載の装置。
【請求項７２】
イベントを識別する時間間隔の間に前記選択された位相角θnのうちの少なくとも1つの値を変更する手段をさらに含む、請求項67に記載の装置。
【請求項７３】
追加のデータビットを符号化する時間間隔の間に前記選択された位相角θnのうちの少なくとも1つの値を変更する手段をさらに含む、請求項67に記載の装置。
【請求項７４】
選択された位相角θnにおいて第1の値および第2の値のうちの一方を有する符号化されたデジタルデータを含む実質的に正弦波の波形を生成するための装置であって、
各位相角θnから開始されるΔθの範囲を有する領域の外側に位置する位相角において、Y=sinθである第1の関数によって定義される振幅Yを有する前記波形を生成すること、
前記第1の値のデータを符号化すべき各位相角θnから開始されるΔθの範囲を有する前記領域の内側に位置する位相角において前記第1の関数によって定義される振幅Yを有する前記波形を生成すること、および
前記第2の値のデータを符号化すべき各位相角θnに関連するΔθの範囲を有する前記領域の内側に位置する位相角においてY=sinθnおよびY=sinθ(n+Δθ)のうちの一方である第2の関数によって定義される振幅Yを有する前記波形を生成すること
を含む装置。
【請求項７５】
選択された位相角θnの数を変更する手段をさらに含む、請求項74に記載の装置。
【請求項７６】
前記波形を受信する装置からのフィードバックに応じて通信中に選択された位相角θnの数を動的に変更する手段をさらに含む、請求項74に記載の装置。
【請求項７７】
前記波形を受信する装置とのネゴシエーションに応じて通信中に選択された位相角θnの数を動的に変更する手段をさらに含む、請求項74に記載の装置。
【請求項７８】
前記選択された位相角θnのそれぞれの値を変更する手段をさらに含む、請求項74に記載の装置。
【請求項７９】
イベントを識別する時間間隔の間に前記選択された位相角θnのうちの少なくとも1つの値を変更する手段をさらに含む、請求項74に記載の装置。
【請求項８０】
追加のデータビットを符号化する時間間隔の間に前記選択された位相角θnのうちの少なくとも1つの値を変更する手段をさらに含む、請求項74に記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、同軸ケーブル通信システムに関する。より詳細には、本発明は、1つおよび複数の正弦波変調技法を使用した同軸ケーブル通信システムと、これらの変調技法を使用した同軸ケーブル通信システムにおいてこれらの変調技法に従って情報を変調し、復調するための装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
デジタルデータは、多くの場合にAC信号の3つの固有性、すなわち振幅、周波数、および位相のうちの1つまたは複数の特性を活用することによって次から次へと転送される。
【０００３】
搬送波の振幅特性を使用した変調方法の一部が、OOK(On-Off Keyingオンオフキーイング)および一般的なAM(amplitude modulation振幅変調)である。OOKにおいては、データビットは、搬送波の有無(フル振幅またはゼロ振幅)によって表される。AMにおいては、データビットは、この搬送波の相対的な振幅の差により、またはこのデジタルデータを表す異なる周波数トーンを使用して搬送波を振幅変調することによって表される。
【０００４】
この周波数特性を使用した典型的な変調方法が、FSK(Frequency Shift Keying周波数偏移キーイング)およびFM(frequency modulation周波数変調)である。FSKでは、デジタルデータの2進状態は、2つの所定の固定周波数の間の急激な周波数変化を用いて表される。FMにおいては、データビットは、この搬送波の相対的な周波数の差により、またはこのデジタルデータを表す異なるトーンを使用して搬送波を周波数変調することによって表される。
【０００５】
位相変調も、やはり一般的な変調方法であるが、単独で使用されるときにはFMと区別することが難しい。最近では、より高度な変調方法が、発展させられ、活用されてきている。一例として、比較的新しくよく知られている変調方法が、QAM(Quadrature Amplitude Modulation直交振幅変調)であり、この変調方法は振幅変調と位相変調の組合せを使用している。用途に応じて、QAMのいくつかの異なる変形が存在している。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
これらの変調方法のそれぞれは、適切な通信用途において実行可能であり、立証済みであり、使用されている。これらの変調方法のすべてに共通ないくつかの望ましくない特性は、これらの変調方法が1ビットを伝送するためにいくつかのサイクルを必要とし、その際にかなりの測波帯を生成してしまうことである。これらの測波帯では、この搬送波から情報を抽出し、この通信チャネルにおいてかなりの帯域幅を占めることが必然的であり、隣接する信号間にかなりの間隔が必要になる。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明による変調技法では、1つまたは複数の正弦波の搬送波を使用している。いくつかのデジタルビットを含むデジタルデータは、この正弦波サイクルの各半サイクル内で符号化される。nビットのうちの各個別の1ビットは、このサイクルθnの所定の位相角に配置される。1つのデジタル表現(例えば1つの「ゼロ」)は、この位相角θnにおける正弦波の波形の振幅Yに変化が起きないことによって表される。他のデジタル表現(例えば1つの「1」)は、この位相角θnにおける正弦波の波形を変化させることによって表される。この正弦波の波形は、この位相角θnに続く短い間隔Δθにわたってこの振幅Y=sinθnを保持することによって変化させることが現在では好ましい。代わりに、この正弦波の波形は、この正弦波の波形の振幅を増大させ(または減少させ)、次いでこの位相角θnに続く短い間隔Δθにわたってこの振幅Y=sinθ(n+Δθ)を保持することによって変化させることができる。
【０００８】
他のあらゆるビットが反転される(すなわち、「1」が「0」に反転され、「0」が「1」に反転される)ことが現在では好ましいが、必ずしもその必要はない。ビット数nと位相角θnのいずれか一方または両方が、いくつかの目的のために適応するように変更されてもよく、また選択的に変更されてもよい。
【０００９】
複数の正弦波搬送波が使用される実施形態においては、これらの正弦波搬送波は、これらの搬送波のすべてが周期的に同時に0度(sinθ=0)になることを特徴とする位相関係を有して、これらの正弦波搬送波を生成することができるように周波数において関係づけることができる。
【００１０】
本発明による復調技法は、この変調された搬送波を検出し、この搬送波の正弦波関数が各位相角θnに続く間隔Δθにおいて変更されているかどうかを検査して判定することにより、このデジタルデータを回復する。例えば、この搬送波が、この位相角θnに続く短い間隔Δθにわたってこの振幅Y=sinθnを保持することにより変調されている場合、この変調された搬送波を検査して、この位相角θnに続く間隔Δθの間にY=sinθnであるかどうかを判定し、あるいはこの振幅が、各位相角θnに続く間隔Δθの間に関数Y=sinθに従っているかどうかを判定する。このような検査は、例えばこの搬送波と同じ周波数および位相を有する基準正弦波信号とこの検出された正弦波搬送波を混合して、この基準正弦波信号とこの変調された搬送波との間の位相差を検出することにより、あるいはこの変調された搬送波上で高速フーリエ変換(FFT)解析を実施することにより遂行することができる。次いでこのデジタルデータは、バッファしてもよく、またこのデジタルデータ技術分野において知られているようにその他の方法で処理し利用してもよい。
【００１１】
本発明による例示の変調装置を使用して、この変調された搬送波をデジタル的に生成することができる。カウンタを使用して、当技術分野において知られているようなサイン関数ルックアップテーブルを介してD/A(digital-to-analogデジタルアナログ)コンバータを駆動して、このD/Aコンバータから正弦波出力電圧を生成することができる。θnを表す時点におけるこのカウンタの出力は、この間隔Δθの間の値Y=sinθにおけるこのD/Aコンバータの出力を保持することが望ましい場合には、このサイン関数ルックアップテーブルにラッチすることができる。この間隔Δθの終了時に、このラッチを開放し、このカウンタの次の現在のカウント出力は、このルックアップテーブルに提示される。本発明の一実施形態によれば、このビットレートは、適応可能である。
【００１２】
本発明による例示の一復調装置を使用して、この変調された搬送波からこのデジタル情報を抽出することができる。この変調された搬送波を使用して、この変調された搬送波と同じ周波数と位相を有する基準正弦波信号を生成する。この変調された搬送波とこの基準正弦波信号は、二重平衡ミキサ中で混合される。デジタル回路は、この変調された搬送波と基準正弦波信号との間の位相変化を示す信号についての間隔Δθを含む、また直後の時間ウィンドウ中にこのミキサの出力を検査する。この感知された信号は、この復調器のデジタル出力ストリームになる。
【００１３】
他の例示の復調装置は、光学的技法を使用して、この変調された搬送波からデジタル情報を抽出する。これらの技法は、LEDの明るさが符号化されたビットが存在している間には、より明るくなることを利用している。
【００１４】
本発明による一通信システムは、変調器を使用して、本発明による少なくとも1つの変調された搬送波を電話回線または他の配線対の通信回線の一端上に挿入する。保護周波数帯量によって周波数中で分離された複数のかかる変調された搬送波が、この回線に注入されることが好ましい。復調器は、この電話回線または他の配線対の通信回線の他端に結合される。本発明の一実施形態によれば、変調器および復調器は、この回線の各端子に配置することができ、これらの通信は双方向通信とすることができる。本発明の他の実施形態によれば、この変調器およびこの復調器は、これらの通信中で使用すべきビットレートについてネゴシエートすることができる。
【００１５】
本発明による他の通信システムは、変調器を使用して、本発明による少なくとも1つの変調された搬送波を配電線上へと挿入する。保護周波数帯量によって周波数中で分離された複数のかかる変調された搬送波が、この配電線に注入されることが好ましい。復調器が、家庭や企業の、例えば従来の二重のコンセントなどの顧客位置において配電線に結合される。本発明の一実施形態によれば、これらの通信は、双方向の通信であってもよい。本発明の他の実施形態によれば、この変調器およびこの復調器は、これらの通信中で使用すべきビットレートについてネゴシエートすることができる。本発明のさらに他の実施形態によれば、これらの通信システムを電力公益事業が使用して、顧客位置において電気器具および照明回路を選択的にスイッチングすることにより、高負荷要求の期間中に負荷を調整することができる。
【００１６】
本発明による他の通信システムは、変調器を使用して、本発明による少なくとも1つの変調された搬送波を同軸ケーブル通信回線の一端上へと挿入する。これらの変調された搬送波は、この同軸ケーブル回線上に挿入されるのに先立って、周波数をアップコンバートすることができる。保護周波数帯量によって周波数中で分離された複数のかかる変調された搬送波が、この回線に挿入されることが好ましい。復調器が、この同軸ケーブル通信回線の他端に結合される。本発明の一実施形態によれば、変調器およびこの復調器は、この回線の各端部に配置することができ、これらの通信は、双方向通信とすることができる。本発明の他の実施形態によれば、この変調器およびこの復調器は、これらの通信中で使用すべきビットレートについてネゴシエートすることができる。
【００１７】
本発明による他の通信システムは、変調器を使用して、本発明による少なくとも1つの変調された搬送波を生成し、さらにこの少なくとも1つの変調された搬送波を用いてRF(radio-frequency無線周波数)搬送波を変調して無線RF信号を形成する。この変調された搬送波は、RF変調されるのに先立って周波数をアップコンバートすることができる。保護周波数帯量によって周波数中で分離された複数のかかる変調された搬送波が、RF変調されることが好ましい。次いで、このRF変調された信号は送信される。次いで、この送信されたRF変調された信号は、地上のRFレシーバによって検出される。復調器が、この地上RFレシーバに結合される。本発明の一実施形態によれば、これらの通信は、双方向通信とすることができる。本発明の他の実施形態によれば、この変調器およびこの復調器は、これらの通信中で使用すべきビットレートについてネゴシエートすることができる。
【００１８】
本発明による他の通信システムは、変調器を使用して、本発明による少なくとも1つの変調された搬送波を生成し、またさらにこの少なくとも1つの変調された搬送波を用いて無線周波数(RF)搬送波を変調して無線RF信号を形成する。この変調された搬送波は、RF変調されるのに先立って周波数をアップコンバートすることができる。保護周波数帯量によって周波数中で分離された複数のかかる変調された搬送波が、RF変調されることが好ましい。次いで、このRF変調された信号は、地球の周囲に軌道を描いて周回するまたは他の人工衛星もしくは宇宙船に対して送信される。復調器が、地球の周囲に軌道を描いて周回するまたは他の人工衛星もしくは宇宙船におけるRFレシーバに結合される。次いで、この地球の周囲に軌道を描いて周回するまたは他の人工衛星もしくは宇宙船は、このRF信号を他のRFレシーバに再送信することもでき、またローカルの使用のためにこのRF信号を再変調することもできる。本発明の一実施形態によれば、これらの通信は、双方向通信とすることができる。本発明の他の実施形態によれば、この変調器およびこの復調器は、これらの通信中で使用すべきビットレートについてネゴシエートすることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
本発明の以降の記述は、例示的なものにすぎず、決して限定するものでないことが当業者には理解されよう。本発明の他の実施形態は、かかる当業者には簡単に心に浮かぶであろう。
【００２０】
最初に図1Aを参照すると、この図は、本発明の技法に従って変調された例示の1つの正弦波搬送波10を示している。正弦波の正の半サイクルが、図1Aに示されている。当技術分野において知られているように、図1Aのx-軸は0°から180°に至る正弦波搬送波10の位相角であり、図1Aのy-軸は90°の位相角において1のピーク値に正規化された正弦波搬送波10の瞬間の振幅である。180°から360°に至る正弦波搬送波10の第2の半サイクルの符号化がどのようにして実施されるかが当業者には、図1Aを調べることにより理解されよう。
【００２１】
本発明によれば、n個のデジタルビットは、この正弦波サイクルの各半サイクル内で符号化される。nビットのうちの各個別ビットは、このサイクルθnの所定の位相角に配置される。一方のデジタル表現(例えば「0」)は、この位相角θnにおいてこの正弦波の波形の振幅Yに起こる変化がないことによって表される。他方のデジタル表現(例えば「1」)は、この位相角θnにおいてこの正弦波の波形を変化させることにより表される。この正弦波の波形は、この位相角θnに続く短い間隔Δθにわたってこの振幅Y=sinθnを保持することにより変更されることが現在では好ましい。1つおきのビットが反転される(すなわち、「1」が、「0」に反転され、「0」が、「1」に反転される)ことが現在では好ましい。この位相角θnに続く間隔Δθの間この電圧を一定に保持する以外のこの正弦波搬送波の変更も、本発明の教示に従って可能であることが当業者には理解されよう。例えば、この正弦波の波形は、この正弦波の波形の振幅を増大させ(または減少させ)、次いでこの位相角θnに続く短い間隔Δθにわたってこの振幅Y=sinθ(n+Δθ)を保持することにより変更することができる。これらの2つの技法の組合せは、本発明に従って使用することができる。
【００２２】
図1Aにおいて、nは、本発明を示す際にただ単に簡単にするために4になるように選択される。本発明は、正弦波搬送波10の半サイクル当たり4つのデジタルビットを符号化することだけには限定されず、他のビット数を正弦波搬送波10の半サイクル当たりに符号化することができることが当業者には確認されよう。搬送波10上のこれらの符号化されたビット位置は、それぞれθ1、θ2、θ2およびθ4に示される。これらのビット位置は、対称に配置された図1Aに示される。このような位置決めは、この信号の復調を実施するためには便利であるが、本発明によれば必ずしもそうである必要はない。
【００２３】
図1Aのために、「0」データ値は、この正弦波の波形の振幅Yに起こる変化のないことによって表され、「1」は、この正弦波の波形の振幅Yを変化させることによって表される。図1Aの例では、1ビットごとに反転される(すなわち、「1」が、「0」に反転され、「0」が、「1」に反転される)変調技法が使用される。したがって、ビット2および4が図1Aでは反転して示されている。(1ビットごとに反転させる)この変調技法が現在では好ましいが、これは、本発明を実行するために必ずしも必要ではないことが当業者には理解されよう。
【００２４】
図1Aは、この4-ビットシーケンス1000を符号化することを示しており、このシーケンスにおいてはビット2および4が反転され、そのためにこの符号化されたシーケンスは、正弦波搬送波10の第1の半サイクル中で符号化された1101として示される。したがって、位相角θ1から出発してこの位相角θ1に続く短い間隔Δθにわたって、このsinθ関数は、不連続になり、このY値は、この値Y=sinθ1において一定に保持される。この間隔Δθの終了時にこのY値はY=sin[θ1+Δθ]へと急に立ち上がる。同様に、位相角θ2から出発してこの位相角θ2に続く短い間隔Δθにわたって、このsinθ関数は、不連続になり、この関数のY値は、反転された1つの「0」(1つの「1」)が符号化されているのでこの値Y=sinθ1で一定に保持される。この間隔Δθの終了時にこのY値はY=sin[θ2+Δθ]へと立ち上がる。ゼロはこの位置で符号化されているので、位相角θ3の直後のこの角度間隔Δθにおけるsinθ関数の中断は存在しない。最後に、位相角θ4から出発してこの位相角θ4に続く短い間隔Δθにわたって、この関数のY値は、反転された1つの「0」(1つの「1」)が符号化されているので、この値Y=sinθ4において一定に保持される。この間隔Δθの終了時にこのY値はY=sin[θ2+Δθ]へと立ち下がる。
【００２５】
この第1および第4の符号化されたビットの検査から、位相角θ1およびθ4の符号化されたビットにおけるこれらの波形の部分は対称的でないことが当業者には確認されよう。90°より少ない位相角においては、このY値の立ち上がりは遅延させられ、90°より大きな位相角においては、このY値の立ち下がりは遅延させられる。しかし、両方の場合において、このY値の急激な変化(ΔY)は、Yが一定であったこの間隔Δθの終了時に生ずる。この変化は、この検出器によって感知されて、この信号を復調し、このデジタル情報を抽出することになる急激な変化である。以前に指摘したように、90°より大きな位相角においては、この急激な変化は、この間隔Δθの開始時に生じるようにさせられ、あるいはこの振幅の急激な変化は、90°より少ない位相角におけるこの間隔の開始時におよび90°より大きな位相角におけるこの間隔の終了時に起こる可能性があることが当業者には理解されよう。
【００２６】
90°の周囲に対称的に配置される正弦波搬送波10の中央部分は、図1Aにおいて、対角線のハッチングによって明らかにされている。θが両方向から90°に近づくときにdsinθ/dθ(すなわち、cosθ)はゼロに近づくので、実際問題として、このY値の急激な変化ΔYを検出することが難しくなり、または不可能になる、90°の周囲に対称に配置された一部の位相角の範囲が存在するものと思われる。これについては、ΔY1とΔY2を比較し、後者の方が、振幅変化が小さいことに注目することにより理解することができる。したがって、この位相角θ=90°の近くにこれらのビット位置を配置することを回避することが現在では好ましいことになる。この排除ゾーンのサイズは、それだけには限定されないが、使用される検出スキーム、使用される伝送媒体、この伝送媒体中の周囲のノイズレベルなどのファクタに依存することになる。
【００２７】
図1Aに関して開示されたこの変調技法の変形形態が、本発明の概念を逸脱することなく可能であることが、当業者には理解されよう。例えば、本発明のこの態様は、Yの電圧値における急激な変化についてのこの値の結果として生じる急激な変化を生成する一定の位相角間隔Δθの使用に関して開示されている。この位相角間隔Δθの大きさがこの電圧値の変化ΔYが望まれるこの角度位置に依存することになるという結果と共に、この電圧値の一定の急激な変化ΔYを使用することも企図されている。さらに、図1Aの例におけるこの間隔Δθ中の電圧は、この値Y=sinθnに一定に保持されるが、他の関数も使用することができる。一定の位相角Δθとこの電圧値の一定の急激な変化ΔYの組合せなど他の技法を使用することも可能である。
【００２８】
次に図1Bを参照すると、本発明の技法に従って変調された正弦波搬送波とこの搬送波から検出された例示のデータの両方の1つのサイクルについての電圧対時間のグラフが提示されている。上側のトレースには、正弦波搬送波の1サイクルが、半サイクル当たり4ビットで変調されて示されている。下側のトレースには、本発明の技法を使用したこの搬送波から検出されるはずの電圧についての図が示されている。90°の周囲の対称的な領域には符号化されたデータが存在しないことに留意されたい。
【００２９】
次に図2を参照すると、この図は、本発明の技法に従って同じ通信チャネル中の異なるデジタルデータを用いて複数の正弦波搬送波を変調することができる、本発明の他の態様を示している。図2の例示の実施例においては、7つの正弦波搬送波の部分が、40mSの「フレーム」内に示されており、ここではこれらの搬送波のすべてが各フレームの開始時にゼロの位相角にあることが分かる。これについては、周波数において数学的に関連づけられた搬送波周波数を選択することにより簡単に達成できることが当業者には理解されよう。図2の例示の実施例においては、400Hzから出発して25Hzごとに間隔の開けられた搬送波周波数(すなわち、250Hz、275Hz、300Hz、325Hz、350Hz、375Hz、および400Hz)が選択されている。図2に例示されたこの特定の実施例に示されるように、サイクル当たりに16ビットを使用することにより、フレーム当たり1,456ビットの、またはサイクル当たりに36,400ビットのデータレートがもたらされる。
【００３０】
図2から分かるように、これらの搬送波は、第1の搬送波の10個の完全なサイクル、第2の搬送波の11個の完全なサイクル、第3の搬送波の12個の完全なサイクル、第4の搬送波の13個の完全なサイクル、第5の搬送波の14個の完全なサイクル、第6の搬送波の15個の完全なサイクル、第7の搬送波の16個の完全なサイクルがこのフレーム内に含まれるように数学的に関連づけられる。ここではこれらの搬送波のすべてが各フレームの開始時にゼロの位相角にあり、このようなフレーミングについては、必ずしも複数の搬送波を使用して本発明を実行する必要はないが、このようなフレーミングは、本発明による通信システムにおけるデータ回復および他の同期化アクティビティのために有利に使用することができる。例えば、図2に示されるフレーム開始位相合わせは、同期化の目的のためなどに使用することができる。
【００３１】
本発明のこの複数の搬送波の態様を使用して、所与の通信チャネルにおいて使用可能とすることができる全体帯域幅を拡張することができる。例えば、本明細書中で開示しているように、典型的なツイストペアの電話回線の帯域幅は、約3KHzである。本発明によれば、複数の正弦波搬送波は、それぞれこの周波数範囲内において周波数が約50〜100Hzの間隔を離すことができ、この同じ電話回線上を伝送することができる。このことを使用して、本発明が使用される任意の通信チャネルにおける使用可能な帯域幅をかなり増大させることができる。他の周波数の分離についても他の周波数において使用可能になることが、当業者にはこの開示から理解されよう。例えば約100MHzの周波数においては、複数の正弦波搬送波は、約500KHzごとに互いに間隔を開けることができる。本発明に従って実現される所与の任意のシステムにおいては、この必要とされる搬送波の間隔は、単に検出中に隣接する搬送波周波数からの干渉を回避するために必要であるにすぎず、利用される周波数範囲、ならびに使用される検出技法に依存することになることが当業者には理解されよう。
【００３２】
本発明の他の態様によれば、セキュリティ上安全な通信は、2つ以上の搬送波周波数の組合せを選択することにより達成することができる。このようなシステムにおける権限のある伝送については、搬送波周波数の選択された組合せの存在を検出するように構成されたレシーバによって識別することができる。本発明の一態様によれば、通信システムは、適応性があるようにすることができ、制御チャネル上を送信された情報、またはこのレシーバによって検出された周波数偏移を使用して、ノイズの回避または最小化、セキュリティの目的、複数の通信モードを可能にすること、選択されたレシーバのために意図されたメッセージを識別すること、イベントを識別することなどの目的のために1つまたは複数の搬送波の周波数をシフトすることができる。本発明のこの態様を実装することができるこれらの目的は、広範にわたって変化することになり、主として設計選択の問題である。
【００３３】
次に図3を参照すると、このブロック図は、本発明の技法による変調された正弦波搬送波を生成するための例示の変調器回路を示している。図3の変調器は例示的なものにすぎず、プログラムされたマイクロプロセッサおよびデジタル信号処理(DSP)技法、状態機械など、他のスキームを使用して、この機能を実施することができることが当業者には理解されよう。
【００３４】
D/Aコンバータを駆動するサイン関数のルックアップテーブルの使用による正弦波電圧の生成が知られている。0°から360°に至る位相角がいくつかの離散値に量子化される。マルチビットカウンタは、一定のクロックレートでこれらの離散値を連続的にカウントする。このマルチビットカウンタの出力は、量子化された位相角ごとに、デジタル符号化されたサイン関数値を提供する、このサイン関数のルックアップテーブルをアドレス指定する。このD/Aコンバータは、このルックアップテーブルの入力にこの離散的な位相角のサインに比例する電圧を出力する。
【００３５】
これらの2つの変数は、このA/Dコンバータの位相角分解能と分解能である。図3の例示の変調器回路においては、0°から360°の位相角範囲が、9ビット、すなわち512の一部分へと分解して示され、θ=0.703125°ごとの増分が行われる。この正弦波搬送波の半サイクル中で符号化することができるビット数は、より小さな分解能については制限される可能性があるが、他の分解能を使用することができることが、当業者には理解されよう。例えば、θの9-ビットの分解能を使用して、各半サイクルは、256個の離散的な角度へと分解することができる。64ビットの実際上の制限は、この角度の分解能を使用して実現可能にすることができるものと思われる。
【００３６】
同様に、このD/Aコンバータの分解能は、このステップサイズが、そこから生成される非変調の正弦波搬送波中において比較的低いひずみ量しかもたらさないようにするのに十分小さくなるように選択すべきである。このD/Aコンバータの分解能は、約10ビットであることが現在では好ましい。この企図された最小のΔYは、このD/Aステップサイズよりもかなり大きいことが望ましいので、このD/Aコンバータの分解能は、FFT復調技法を使用する機能に影響を及ぼすことになることが当業者には理解されよう。
【００３７】
離散的なロジック要素が図3に示されている。これらの要素は、バイポーラ技術、CMOS技術など、異なる技術を使用して製造することができ、TTL、ECLなどのロジックファミリについては、これらの回路が設計される対象の動作周波数が要求するこれらの速度要件に応じて選択することができることが、当業者には理解されよう。さらに、これらの要素は、単一の集積回路上へと一体化することができ、これらの要素は、フィールドプログラマブルゲートアレイなどのプログラマブルな集積回路中にプログラムすることができ、あるいはこれらの実施されるロジック機能は、状態機械として実現することができることが、このような当業者には理解されよう。
【００３８】
図3には、9-ビットの2進カウンタ22を駆動するクロック生成器20が示されている。カウンタ22からの9-ビットのカウント出力は、遅延要素24を介してラッチ26に供給される。ラッチ26は、そのクロック入力が低レベルである間は、トランスペアレントであり、そのクロック入力が高レベルになるとその入力上に現れる9-ビットの値をその出力においてラッチするように構成される。ラッチ26の出力を使用してサインルックアップテーブル28を駆動する。サインルックアップテーブル28の出力は、D/Aコンバータ30を駆動する。図3において10ビットの分解能を有するD/Aコンバータ30が図3に示されているが、異なる分解能を使用することができることがこの開示から当業者には理解されよう。図1Aの変調された正弦波搬送波は、D/Aコンバータ30の出力に現れる。図3の9-ビットのカウンタの実施例においては、クロック生成器20の周波数は所望の正弦波搬送波周波数の512倍となるように選択される。
【００３９】
これらの周期がΔθに対応する所望の時間間隔に共に等しいいくつかのクロックパルスについてこの入力をサインルックアップテーブル28に一時的に凍結することにより、変調をこの正弦波搬送波に対して適用することができる。これを遂行する非常に多数の方法が存在することが経験のあるデジタル設計者には理解されよう。
【００４０】
この変調技法を実施するための非常に柔軟な方法の例示の一実施例が、不揮発性メモリ32を使用して図3に示されている。不揮発性メモリ32は、マスクROM、PROM、EPROM、EEPROM、フラッシュメモリなど、どのような種類の不揮発性メモリであってもよい。
【００４１】
カウンタ22からの9-ビットのカウント出力は、不揮発性メモリ32の9ビットの最下位ビットにも供給され、次いでこの不揮発性メモリは、この正弦波搬送波が分解される各離散的位相角に対応する1つのロケーションを有する。図3の回路において、範囲[θ1+Δθ]、[θ2+Δθ]、[θ3+Δθ]、および[θ4+Δθ]中における位相角に対応する不揮発性メモリ32中のメモリロケーションは、値「1」を含み、およびこれらの範囲外の位相角に対応する不揮発性メモリ32中のメモリロケーションは、値「0」を含む。
【００４２】
この符号化すべきデータは、データ入力レジスタ34に転送される。データ入力レジスタ34は、パラレル入力シリアル出力のレジスタである。データ入力レジスタ34には、nビットのデータがロードされ、nは、この正弦波搬送波の半サイクル中へと符号化することができるビット位置の数である。データ入力レジスタ34は、不揮発性メモリ32のデータ出力によって立ち下がりエッジでクロックされる。この第1のクロックパルスに先立って、この第1のデータビットは、データ入力レジスタ34のシリアル出力に現れる。9-ビットカウンタ22の出力カウントが符号化すべき第1のデータビットの位相角ロケーションに対応する値に到達すると、不揮発性メモリ32の出力は、以前に開示されているように「1」の値を提示する。データ入力レジスタ34のシリアル出力に現れるこの第1のデータビットの値もまた「1」の値である場合、ANDゲート36の出力が、真(「1」の値)になる。これにより、ラッチ26の出力における9-ビットのカウンタ22のカウントがラッチされ、D/Aコンバータ30の出力が一定に留まるようにされる。遅延要素24は、カウンタ22の出力経路中に挿入されて、これにより、不揮発性メモリ32の出力およびANDゲート36の出力が、この新しいカウントがラッチ26に到達するのに先立って安定することができるようになることが図3の検査から当業者には理解されよう。
【００４３】
この時間中、9-ビットのカウンタ22は、カウントし続け、その出力は、逐次的に不揮発性メモリ32の内容をアドレス指定する。不揮発性メモリ32の出力がANDゲート36に対して「1」の値を提示する限り、ラッチ26の出力はラッチされたままに留まる。不揮発性メモリ32の出力が、「0」の値へと低下すると、ANDゲート36はラッチ26を開放し、9-ビットのカウンタ22の現行の出力カウントがルックアップテーブル28に提示され、9-ビットのカウンタ22の現行の出力カウントによって表されるθの現行の値についてのY=sinθの値までこのD/Aコンバータ30の出力を直ちに立ち上がる(または立ち下がる)ようにする。
【００４４】
以前に指摘したように、その期間が共にΔθに対応する所望の時間間隔に等しいいくつかのクロックパルスにわたってその入力をサインルックアップテーブル28に一時的に凍結することにより、この正弦波搬送波を変調する非常に多くの方法が存在する。不揮発性メモリ32を使用した、図3に示されるスキームを使用する1つの利点は、位相角θ1、θ2、θ2、およびθ4におけるデータビットの位置とその間隔Δθは、一括してまたは個別に不揮発性メモリ32の内容をプログラムすることにより、簡単に調整することができることである。例えば、本明細書中で以前に開示したように、間隔Δθの長さを個々に調整して、「1」の値のビットを表すためにほぼ等しいΔYの変化を引き起こすことができる。
【００４５】
不揮発性メモリ32を使用することにより得られる他の利点は、図3に示されるように、この変調のビットレートを選択的に変更することができることである。不揮発性メモリ32は、ビットレートコントローラ42によって制御されるさらに高位ビットのアドレス入力38および40を含んでいることが示されている。この実施例では、不揮発性メモリ32の4つの別々のセグメントをアドレス指定することが可能になる。各セグメントは、異なる数のビット符号化位相角、Δθについての異なる間隔、またはこれら両方のパラメータの異なる組合せを表すデータを用いてプログラムすることができる。
【００４６】
ビットレートコントローラ42は、本発明の変調器が使用される通信チャネル内の変化する状態に応じて適応性があるように動的にこのビットレートおよび/またはΔθ変調についての間隔を変更するように構成することができることが当業者には理解されよう。非限定的な実施例として、この技法を使用して、今日のダイアルアップモデムにおいて行われるようにツイストペア電話回線上の接続速度についてネゴシエートすることができる。同様に、この技法を使用して、この通信チャネル中におけるノイズなどの動的に変化する状態を補償するなど非常に多くの目的のために使用されるどのような通信チャネルにおいても本発明の変調技法のビットレートを変更することができる。
【００４７】
このビットレートおよび/またはΔθ変調についての1つまたは複数の位相角位置は、ビットレートコントローラ42および追加のアドレス線を使用して他の目的のために他のメモリロケーションにアクセスしてスイッチングすることができることも当業者には理解されよう。このような目的は、同期フレームを識別すること、IPシステムまたは他のパケットプロトコルシステム中で使用するためのパケットヘッダを識別すること、あるいは他のイベントまたは状態を識別することを含んでいる。このようにして、受信された搬送波中の「位置不一致(out-of-position)」ビットの検出には、イベントを識別すること、追加データを提供すること、著作権侵害防止目的のためのマルチ搬送波システムにおける娯楽コンテンツのビット位置をスワップすることなどの意味が割り当てられる。これらの意味は、このアクティビティが「フレーム」中のどこで行われるかに応じて変化する可能性がある。
【００４８】
ビットレートコントローラ42の性質は、この変調器が配置されるシステムの性質およびアーキテクチャに依存し、およびこのビットレートまたはこのビット位相角位置を変更するために使用されることになる状態に依存することになる。一実施例としては、ビットレートコントローラ42は、状態機械、マイクロコントローラまたはマイクロプロセッサとして構成することができる。この状態機械の構成、および/またはこのマイクロコントローラまたはマイクロプロセッサのプログラミングはもちろん、実施されており、当業者にとってのルーチンタスクであるまさにそのプロセスに依存することになる。
【００４９】
しかし一般的な実施例として、ビットレートコントローラは、状態、要求、割込み、イベントなどの存在を感知し、所望のビット数を生成するデータを含むメモリ32中のロケーションに対してアドレスをアサートし、かつ/またはこの正弦波搬送波の所望の位相角における1つまたは複数のビット位置を設定して、この状態、要求、割込み、イベントなどに対する特定の応答を引き起こすように調整することができる。追加のデータが符号化されている場合、この正弦波搬送波中のビット位置の1つの位相角設定は、第1のデジタル状態(例えば、「0」)を表すことが可能であり、この正弦波搬送波中のビット位置の第2の位相角設定は第2のデジタル状態(例えば、「1」)を表すことが可能である。
【００５０】
本発明の変調された正弦波を復調するためのレシーバは、1つまたは複数の搬送波中の1つまたは複数の「位置不一致」ビットを検出し、この検出およびこの状態に割り当てられた意味に基づいて異なる動作を実施するように調整することができる。本発明によるこの技法を使用する1つの利点は、これは、この検出されたデータを利用しながら遂行することができ、関数のこの増加が、この通信チャネルの帯域幅を悪化させることなく得ることができることを意味している。例えば、「位置不一致」符号化されたビットを提示する搬送波を使用して、このシステムが、このチャネル中の搬送波数を増大させ、または減少させようとしていることを信号で伝えることができる。本発明のこの追加のインテリジェンス機能についての用途は、実質的に無制限であり、これらが使用されるシステムの特定の構成および最終用途に適応可能となることが当業者には理解されよう。
【００５１】
D/Aコンバータ30の出力は、バッファし、または本明細書中で開示されるような他の変調器からのD/Aコンバータの出力と混合し、あるいはこれらの両方を行うことができ、およびそうでなければさらに様々な通信チャネルに挿入するための信号を用意するために必要に応じて例えばさらに変調または周波数変換を行うことにより調整することもできる。本発明のこの態様については、図4Aおよび4Bに示され、次にこれらの図に注目する。
【００５２】
図4Aは、本発明による通信システム中において伝送するための変調された搬送波を準備するために使用することができる周波数アップコンバータのブロック図である。局所発振器40は、平衡RFミキサ42の一方の入力を駆動する。設定され変調された正弦波搬送波が、平衡RFミキサ42の他方の入力に提示される。平衡RFミキサ42の出力は、帯域通過フィルタ44を通過させられる。アップコンバータとして使用するための図4Aの構成については、このRF技術分野においてはよく知られている。
【００５３】
図4Bは、本発明による通信システム中において受信され変調された搬送波信号をダウンコンバートするために使用することができる周波数ダウンコンバータのブロック図である。図4Aのように、局所発振器40は、平衡RFミキサ42の一方の入力を駆動する。この受信されたRF入力は、平衡RFミキサ42の他方の入力に帯域通過フィルタ46を介して提示される。平衡RFミキサ42の出力は、本明細書中で開示されているタイプの検出器に渡される。ダウンコンバータとして使用するための図4Bの構成については、このRF技術分野においてはやはりよく知られている。
【００５４】
本発明のコンテキストにおけるアップコンバータおよびダウンコンバータの使用の一実施例として、1MHz帯の周波数における搬送波は、同軸ケーブル通信チャネル上で伝送するための100MHz帯に変換することができ、100MHz帯は、地上のポイントツーポイントリンクや人工衛星リンクなどのマイクロ波リンク通信チャネル上で伝送するためのギガヘルツ帯へと周波数変換することができる。このような信号調整および周波数変換のための技法については、当技術分野においてよく知られている。
【００５５】
本発明の他の態様が図5Aに示されており、この図は、それぞれが、その出力が本発明の技法に従って一緒に混合された変調済みの正弦波搬送波を生成するための複数の例示の変調器回路のブロック図である。変調器回路50-1、50-2、50-3、および50-4は、すべて図3に示されるように構成されていてもよく、またそれ以外の方法で構成されていてもよい。各変調器の変調された正弦波搬送波出力は、ミキシング回路52に供給される。ミキシング回路52は、当技術分野において知られているような加算増幅器と同様に簡単に構成されていてもよく、またそれ以外の方法で構成されていてもよい。
【００５６】
ミキシング回路52の出力は、変調器回路50-1、50-2、50-3、および50-4からの個々の変調済みの正弦波搬送波のすべてを含む複合波形である。ミキシング回路52の出力におけるこの複合波形は、そうでなければさらに例えば様々な通信チャネルに挿入するための信号を準備するために必要に応じてさらなる変調または周波数変換によって調整することができる。このような信号調整および変換のための技法については、当技術分野においてよく知られている。
【００５７】
次に図5Bを参照すると、このブロック図は、それぞれが、その出力が本発明の技法に従って一緒に混合された変調済みの正弦波搬送波を生成するための複数の例示の変調器回路を含むシステム60を示している。ここで説明されるマルチ周波数の基本的な位相シフトデータトランスミッタは、基本的な1つ(または複数)の搬送波の位相シフトを使用してデジタルデータを搬送する方法の多数の実現形態のうちの1つである。
【００５８】
コントローラ62は、このシステムの監視および制御を実現する。データバッファ64は、そのソースから着信するデータを記憶する。この入力データは、外側のソースからクロック入力される。この入力データは、シリアルまたはパラレルのフォーマットとすることができる。このコントローラ62の監視の下にあるデータバッファ64は、前述の基本的な位相変化のアサーション(1の場合)または非アサーション(このビットがゼロの場合)のためにちょうど適切なときに特定のデータビットを出力する。
【００５９】
この名前が意味するように複数のシーケンサ状態機械66-1ないし66-6は、それぞれクロックされるときにこれらのアドレス出力を介してシーケンスしてそれぞれ複数の対応する正弦波ルックアップテーブル(LUT)68-1ないし68-6を駆動する状態機械である。本発明の実際の実現形態において使用されるこのようなシーケンサ状態機械の数は、任意であり、6は、単に例示の一実施例として示されるにすぎないことが当業者には理解されよう。状態機械66-1ないし66-6のそれぞれを使用して、本発明の原理による正弦波搬送波を生成し、例えば図3を参照して開示されたプロセス、または図1Aおよび1Bの変調された正弦波搬送波を生成する等価なプロセスを実施するように構成することができる。
【００６０】
正弦波LUT68-1ないし68-6は、ROM(Read Only memory読取り専用メモリ)と類似した固定された事前にプログラムされたメモリである。これらのメモリはそれぞれ、入力アドレスロケーションごとに、このデータレジスタが、この波形位置の特定の位相または角度において正弦波の振幅の特定のデジタル値を保持するようにプログラムされる。一般的な実装形態においては、これらのアドレスが逐次的に刺激されるときに、これらのデータ出力は、正弦波のデジタル表現を出力する。このピーク振幅は固定されており、この正弦波の周波数は、直接にこれらのアドレスがシーケンスされるレートと、完全な波形を作り上げるアドレスステップ数に対応する。
【００６１】
シーケンサ状態機械66-1ないし66-6はそれぞれ、3つの入力、すなわちクロック、データおよびリセットを有する。このクロックは、シーケンサ状態機械66-1ないし66-6にこれらのアドレスをシーケンスさせて、LUT68-1ないし68-6から正弦波信号を生成させる。データビットが存在し、このシーケンサがその関連するLUTに遅延を引き起こすことになる正弦波のその適切な位相位置において、その出力は、その出力における基本的な位相変化を引き起こす。アサートされるときに、このリセットは、各シーケンサ状態機械を知られている状態へと引き戻す。
【００６２】
LUT68-1ないし68-6はそれぞれ、基本的に読取り専用メモリ(ROM)と類似した固定された事前にプログラムされたメモリである。このメモリは、入力アドレスロケーションごとに、このデータレジスタが、この波形位置の特定の位相または角度において正弦波の振幅の特定のデジタル値を保持するようにプログラムされる。一般的な実装形態においては、これらのアドレスが逐次的に刺激されるときに、このデータ出力は、正弦波のデジタル表現を出力する。このピーク振幅は固定されており、この正弦波の周波数は、直接にこれらのアドレスがシーケンスされるレートと、完全な波形を作り上げるアドレスステップ数に対応する。
【００６３】
データバッファ64からこのデータを配送してシーケンサ状態機械66-1ないし66-6にデータを配送するために使用することができる非常に多数のスキームが存在する。以前に指摘したように、シーケンサ状態機械66-1ないし66-6のそれぞれについてのデータレートは異なったものになる。
【００６４】
このデータを配送する例示の一方法は、次のビットを符号化しようとしているシーケンサ状態機械66-1ないし66-6のうちの1つに代わりに各ビットを配送することである。この方法については、本明細書中では「ストリーミング」と呼ぶこともあり、このデータが簡単なシリアルデータストリームの形式であるので、この方法はこのレシーバにおいてこのデータを再アセンブリする必要がないという利点を有する。システム設計が指定され、これらの搬送波の数および周波数が決定された後には、このタイミングは、簡単な数学の問題として導き出すことができる。知られているシーケンスに従って、データディストリビュータからシーケンサ状態機械66-1ないし66-6のうちの適切な1つに対してデータをゲートする詳細については、ルーチンのデジタル回路設計の問題である。一実施例として図2をもう一度参照して、4ビットが、各正弦波搬送波の各半サイクルへと符号化されることになるものと仮定すると、位相角θ1、θ2、θ2、およびθ4の各角度位置についての時間の絶対位置は、単一フレーム中の各正弦波搬送波について簡単に計算することができる。これらの時間のそれぞれ、および関連づけられるこれらの正弦波搬送波のうちの1つをコントローラ62が使用して、この次のデータビットをシーケンサ状態機械66-1ないし66-6のうちの適切な1つに配送することができる。
【００６５】
このデータを配送する他の例示の一方法は、フレームごとに、シーケンサ状態機械66-1ないし66-6のそれぞれ1つに対してシーケンサが現行のフレーム中で符号化することになるビット数に等しいビット数を有するデータのブロックを割り付けることである。システム設計が指定され、これらの搬送波の数および周波数が決定された後にはこの情報は知られている。図2の実施例において、テーブル1は、搬送波ごとにフレーム当たりに使用することになるビット数を示すものである。
【００６６】
【表１】
2008510325.tif 000003
【００６７】
この符号化する端末に伝送するデータの複雑さに応じて、このデータディストリビュータは、リリースするための準備ができているブロックに先立って満たすべき各搬送波のデータブロックを待つ必要があるので、このデータ配送スキームは、この受信する端末上で非常に高速なデータレートを受け入れることができない可能性がある点で制約を受けることもあることが当業者には理解されよう。
【００６８】
LUT68-1ないし68-6の出力は、それぞれD/Aコンバータ70-1ないし70-6に提示される。D/Aコンバータ70-1ないし70-6は、線形に連続的にLUT68-1ないし68-6から加算増幅器72の入力へと並列な8-ビットのデジタルバイトを変換する。加算増幅器72は、演算増幅器を使用していくつかの個別のアナログ信号を一緒に線形に加えて、1つの複合信号を生成する従来の回路構成である。
【００６９】
本発明による復調技法は、この変調された搬送波を検出し、この搬送波を検査してこの搬送波の正弦波関数が各位相角θnに続く間隔Δθにおいて変更されているかどうかを決定する。例えば、この搬送波が、この位相角θnに続く短い間隔Δθにわたってこの振幅Y=sinθnを保持することにより変調されている場合、この変調された搬送波を検査して、この位相角θnに続く間隔Δθの間にY=sinθnであるかどうかを判定し、あるいはこの振幅が、各位相角θnに続く間隔Δθの間に関数Y=sinθに従っているかどうかを判定する。このような検査は、例えばこの搬送波と同じ周波数および位相を有する基準正弦波信号とこの検出された正弦波搬送波を混合して、この基準正弦波信号とこの変調された搬送波との間の位相差を検出することにより、あるいはこの変調された搬送波上で高速フーリエ変換(FFT)解析を実施することにより遂行することができる。このような復調器はまた、この1つまたは複数の搬送波に配置された「位置不一致」ビットを検出する回路を含んでいてもよい。
【００７０】
図6は、本発明の技法による変調された正弦波搬送波からこの情報を抽出するための例示の復調器回路のブロック図である。最初に、この着信する変調された正弦波搬送波が、信号入力調整ブロック80に対して提示される。信号入力調整ブロック80の内部の回路の性質は、この通信チャネル中で使用される伝送媒体に依存することになる。例えば、この伝送媒体が電話ネットワークにおいて遭遇するはずなどのツイストペアケーブルである場合、信号入力調整ブロック80は、差動回線レシーバから形成されてもよい。この伝送媒体が、無線または人工衛星の通信システム中において遭遇されるような無線トランスミッタまたはマイクロ波トランスミッタである場合には、信号入力調整ブロック80は、アンテナ、RF増幅器、ダウンコンバータ、および使用されるRFシステムに適用可能ならRF検出器を含めて、通常のRFおよびIFのフロントエンド回路から構成されてもよい。
【００７１】
信号入力調整ブロック80の出力は、狭帯域の帯域通過フィルタ82に対して提示される。狭帯域の帯域通過フィルタ82は、少なくとも約100のQを有するべきである。狭帯域の帯域通過フィルタ82の中心周波数は、この変調された正弦波搬送波の周波数となるように選択される。狭帯域の帯域通過フィルタ82からの信号は、増幅器84中で増幅され、二重平衡ミキサ86の一方の側に提示される。二重平衡ミキサ86の他方の側には、NCO(numerically-controlled oscillator数値制御された発振器)88の出力が供給される。NCO88の周波数および位相は、帯域通過フィルタ82の通過帯域内の変調された正弦波のうちの1つの周波数および位相に設定される。
【００７２】
通信チャネル内で複数の変調された搬送波を使用する、本発明による通信システムにおいて、これらの搬送波のうちのそれぞれを別々に復調してその符号化されたデータを抽出するための準備が行われる。次に図7を参照すると、ブロック図は、複数の例示の平衡ミキサ92、94、96、98、100、および102を駆動する入力線90を示している。6つの平衡ミキサが図7に示されているが、図5Aの変調器回路によってどれだけ多くの異なる周波数変調された正弦波が生成されているかに応じて任意数の平衡ミキサを使用することができることが当業者には簡単に理解されよう。
【００７３】
平衡ミキサ92、94、96、98、100、および102はまた、NCOマルチ正弦波生成器104の出力からも駆動される。各出力は、デジタルに符号化された情報を抽出すべきこれらの正弦波変調された搬送波のこれらの周波数のうちの1つにおける正弦波である。平衡ミキサ92、94、96、98、100、および102の出力は、知られている技法によるデータコンボリュータ(data convoluter)106中のシリアルまたはパラレルな出力データストリームへと混合される。
【００７４】
データコンボリュータ106は、これらの個々の変調された正弦波からのデジタルデータを再アセンブリする。これらの個々の変調された正弦波は、異なる周波数に存在するので、それぞれからのnビットのデータが異なるレートで到着している。例えば、3KHzより低い電話回線帯域幅を使用したシステムにおいては、これらの搬送波周波数は1KHz、1.2KHz、1.4KHz...3KHzであってもよい。この1KHzの搬送波中のデータは、1ミリ秒当たりにnビットのレートで到着している。この3KHzの搬送波中のデータは、このレートの3倍のレートで到着している。これらの異なる搬送波からのデータの再アセンブリは、IPパケットネットワーク中におけるパケットデータを再アセンブリすることとあまり異なってはいない。知られている様々な技法を使用することができる。この再アセンブリプロセスの細部については、このデータがマルチ搬送波システム中のいくつかの搬送波の間で分割された方法の関数として変化することになることが当業者には理解されよう。
【００７５】
本発明の一態様によれば、1つの搬送波を使用して、この通信の1つまたは複数の態様について必要な制御情報、あるいは制御情報およびデータの組合せを搬送することができる。通信チャネル中で必要とされる制御情報の量に応じて、この制御情報は、最低のデータレート(すなわち、以上の実施例においては1KHzの搬送波)、最高のデータレート(すなわち、以上の実施例においては3KHzの搬送波)を有する搬送波中で、またはこれらの他の搬送波のうちの1つの搬送波中で符号化することができる。
【００７６】
次に図8を参照すると、本発明の原理に従って変調された正弦波搬送波を復調するための代替的な回路および方法が示されている。この復調器は移動ドットLEDディスプレイを駆動することによって動作し、ここでこの照明されたドットは、この受信した変調された正弦波のレベルを表す。この正弦波搬送波の非変調部分の電圧と、(図1Aの位相角θ4などに示される)ゼロビットで変調されたこの搬送波の部分は、かなり急激に変化するが、(図1Aの位相角θ4などに示される)1のビットで変調されたこの搬送波の部分における電圧レベルは、もっと長い期間にわたって一定に留まるので、図1Aの位相角θ4から開始される電圧レベルに対応するLEDは、もっと長い時間にわたってもっと明るくなる。この輝度の差が感知され符号化される。
【００７７】
図8の復調器回路は、これらの変調された正弦波のうちの1つをロジックおよびLEDドライバ回路110へと入力する。本発明の一実施形態においては、ロジックおよびLEDドライバ回路110は、カリフォルニア州、サンタクララ市のナショナルセミコンダクタ社(National Semiconductor Corporation)から入手可能なLM3914集積回路などのドットバーディスプレイ集積回路であってもよい。このLM3914は、アナログ電圧レベルを感知し、複数のLEDを駆動するための出力を有し、それによって線形アナログディスプレイを提供するモノリシックな集積回路である。このディスプレイは、移動ドットディスプレイとして構成することができる。ロジックおよびLEDドライバ回路110の出力は、5つの光アイソレータ回路112-1ないし112-5を駆動することが示される。各光アイソレータ回路は、フォトトランジスタに光学的に結合されたLEDを含んでいる。このLEDは、正電位に結合されたそのアノードと、ロジックおよびLEDドライバ回路110のこれらの出力のうちの1つに結合されたそのカソードとを有する。このフォトトランジスタのエミッタは、図8中でアースされることが示されており、これらのコレクタは、一緒に結合されて抵抗114を介して正の電位に結合されるが、他の回路構成を使用することも可能であることが当業者には理解されよう。
【００７８】
「0」のビットと「1」のビットとの違いは、これらの導通しているフォトトランジスタのうちの1つのフォトトランジスタによって引き出される大きい方の電流に起因した、「1」のビットについての抵抗114の下部における低い方の電圧である。どのビットが感知されているかを決定する、この電圧レベルのタイミングについては、この特定のシステム中で使用可能な電圧、位相、およびフレーム情報から簡単に導き出される。
【００７９】
図8の構成は、広い周波数範囲にわたって動作することになり、さらに高い周波数での使用を意図したこのような回路のための構成要素を選択する際に注意を行って、これらの構成要素の応答時間が意図された用途の周波数について十分であるようにすべきであることが当業者には理解されよう。
【００８０】
本発明による1つの通信システムは、変調器を使用して、本発明による少なくとも1つの変調された搬送波を電話回線または他の配線対通信回線の一端上に挿入している。保護周波数帯の量だけ周波数が分離されたこのような複数の変調済みの搬送波がこの回線に注入されることが好ましい。復調器が、この電話回線または他の配線対通信回線の他端に結合される。本発明の一実施形態によれば、変調器とこの復調器は、この回線の各端部に配置されてもよく、これらの通信は、双方向通信であってもよい。本発明の他の実施形態によれば、この変調器とこの復調器は、これらの通信において使用すべきビットレートについてネゴシエートすることができる。
【００８１】
次に図9を参照すると、高位のブロック図が、本発明による変調された正弦波搬送波を利用した例示のケーブルモデムデータ通信システム120を示している。通信システム120は、当技術分野において知られているように、普通は同軸ケーブル124上でCATV信号を伝送するように構成された「ヘッドエンド(head end)」122を含んでいる。ヘッドエンド122は、ヘッドエンドが本発明に従ってこのヘッドエンドと複数の加入者の間で受け渡しされるデジタル情報を変調し復調するために必要な回路を含んでいる点で、本発明において使用するのに適合されている。
【００８２】
複数の加入者レシーバ126、128、130、132、および134は、やはり当技術分野において知られているような同軸ケーブル124に結合される。同軸ケーブル配信システムの機械的詳細および電気的詳細については、当業者にはよく知られており、本発明の開示をあいまいにしないようにするために本明細書中では説明しないことにする。
【００８３】
各加入者レシーバ126、128、130、132、および134は、本発明に従って各加入者とこのヘッドエンドとの間でデジタル情報を搬送するために使用される正弦波搬送波を変調し復調するために使用されるケーブルモデムを含むことになる。
【００８４】
図10は、本発明による変調された正弦波搬送波を利用したケーブルモデムデータ通信システム中で使用することができる例示のヘッドエンド122の一部分の高位ブロック図である。CATV信号を加入者に伝送するために使用されるヘッドエンド122の従来の部分については、図10に示されていない。
【００８５】
同軸ケーブル124は、本発明による少なくとも1対の正弦波変調器および復調器対を含む制御チャネル136に結合される。この少なくとも1対の正弦波変調器および復調器対は、同軸ケーブル124に結合されるヘッドエンド122と加入者ケーブルモデムのうちのどれかとの間に双方向通信を確立するために使用するための制御チャネルとして使用される。次いで、従来の周波数変換技法を使用して、このCATV帯域幅内の周波数ドメイン中で空間を占める制御チャネル中においてこの変調された正弦波をアップコンバートすることができる。
【００８６】
通信システム120は、制御チャネル136を使用して、既存の加入者とのセッションを開始し、サービスのレベルを変更し、また既存の加入者アカウントに対してシステム機能を追加し、またはこのアカウントからシステム機能を差し引く。また制御チャネル136を使用して、このシステムに対して新しい加入者を登録し、セッションベースまたはより恒久的なベースに基づいて、個々の加入者に対して個々の正弦波搬送波を割り当てるなど、このシステムの様々な加入者に関連したハウスキーピングタスクを実施することもできる。また制御チャネル136を使用して、ペイパービュー娯楽プログラムや他のコンテンツなど、個々の加入者に対するダウンロードするコンテンツを管理することもできる。
【００８７】
制御チャネル136は、コントローラ138とインターフェースする。コントローラ138は、マイクロコントローラであっても、またマイクロプロセッサであってもよく、制御チャネル136とデータベース140との相互作用を管理する。データベース140を使用して、加入者アカウント情報を記憶する。このような情報は、それだけには限定されないが、識別情報、アドレス情報、課金情報、サービスレベル情報、サービス機能情報などを含んでいてもよい。
【００８８】
さらにデータベース140は、いくつかのテーブルも含んでいる。割り当てられた周波数テーブルは、割り当てられているシステム周波数および割り当てられないままになっているシステム周波数を追跡する。このテーブルを調べ、また使用して、2つの異なるユーザケーブルモデムが使用することになる同じ周波数の割り当てが行われないようにすることにより競合の可能性を回避する。
【００８９】
使用中周波数テーブルを使用して、このヘッドエンドとこれらの様々なユーザケーブルモデムとの間のセッション中で現在使用中の送信周波数および受信周波数のリストを保持することができる。このテーブルを調べ、また使用して、2つの異なるユーザケーブルモデムが使用することになる同じ周波数の割り当てが行われないようにすることにより競合の可能性を回避することもできる。さらに、このテーブルは、例えば高使用期間中に使用して、現在未使用の送信周波数および受信周波数を使用可能な周波数のプールに割り当てて、追加の帯域幅を提供することもできる。
【００９０】
コントローラ138は、データバックボーンインターフェース142ともインターフェースする。当技術分野において知られているように、データバックボーンインターフェース142は、インターネット、プライベートネットワーク、イントラネットなどのネットワークにまたがって通信を行うための高帯域幅チャネル144に結合される。データバックボーンインターフェース142は、当技術分野において知られているような従来のバックボーンインターフェースとしての機能を果たすように構成される。
【００９１】
本明細書中で開示されているタイプの正弦波搬送波生成変調結合器(sinewave carrier generators modulators and combiners)146は、内部データ制御バス(internal data and control bus)148を介してデータバックボーンインターフェース142に結合される。正弦波搬送波生成変調結合器146は、これらの加入者に向かうことになっているデータを取得し、準備し、正弦波変調を行い、チャネル化し、また本明細書中に開示されているようにしてこれらの加入者に対してデータを送信する。本明細書中に開示されているように、正弦波搬送波生成変調結合器146は、複数の正弦波搬送波を生成し変調するように構成されることが好ましいが、1つの変調された正弦波搬送波を使用する実施形態についても企図している。
【００９２】
レシーバ検出器150も、内部データ制御バス148に結合される。レシーバ検出器150は、これらの加入者から伝送された正弦波変調された搬送波データを受信し復調し、またデータバックボーンインターフェース142を介してこの高帯域幅チャネルへとこのデータを渡す。正弦波搬送波生成変調結合器146と同様に、レシーバ検出器150も複数の正弦波搬送波を生成し変調するように構成されることが好ましいが、1つの変調された正弦波搬送波を使用する実施形態についても企図している。
【００９３】
次に図11を参照すると、ブロック図が、本発明による例示の加入者ケーブルモデム160を示している。ケーブルモデム160は、同軸ケーブル124に結合された制御チャネルトランシーバ162とマルチチャネルトランシーバ164を含んでいる。制御チャネルトランシーバ162は、本明細書中で説明しているように制御チャネルデータを変調し、この制御チャネルデータをヘッドエンド122に対して送信し、ヘッドエンド122から受信し、マルチチャネルトランシーバ164は、ユーザデータを変調し、このユーザデータをヘッドエンド122へと送信し、ヘッドエンド122から受信する。
【００９４】
各加入者ケーブルモデム160は、その動作を制御するコントローラ166を含んでいる。コントローラ166は、マイクロコントローラであっても、またマイクロプロセッサであってもよく、内部データ制御バス172を経由して制御チャネルトランシーバ162とマルチチャネルトランシーバ164、ならびにハードウェアIDユニット168と不揮発性メモリ170に結合される。ハードウェアIDユニット168は、読取り専用メモリであってもよく、個別の加入者ケーブルモデム160を一意的に定義するデータを含んでいる。不揮発性メモリ170を使用して、このヘッドエンドからダウンロードされた情報を記憶し、このケーブルモデム通信システムの様々な機能をイネーブルにし、または制御チャネルとこれらのデータチャネルのいずれかまたは両方についての送信周波数と受信周波数のリストを記憶し、あるいはその両方を行っている。
【００９５】
制御チャネルトランシーバ162、マルチチャネルトランシーバ164、コントローラ166、ハードウェアIDユニット168、および不揮発性メモリ170を含めて、加入者ケーブルモデム160のこれらの構成要素は、データ/制御バス172に沿って互いに情報をやり取りする。コンピュータインターフェース174がまた、データ/制御バス172に結合され、その上でユーザケーブルモデム160からユーザコンピュータ(図示せず)へとまた逆にデータを転送する、USBインターフェース、ファイアワイヤインターフェース、10-ベース-Tまたは100-ベース-Tのインターフェース、よく知られている他のコンピュータインターフェースなどのインターフェースを提供する。
【００９６】
図9ないし11を参照して説明しているこの通信システムの動作は、図12なし16の流れ図に示されている。最初に図12を参照すると、セッション開始ルーチンがヘッドエンド122と加入者ケーブルモデム160の両方の観点から示されている。
【００９７】
先ず参照番号180において、加入者ケーブルモデム160は、この制御チャネルを経由してメッセージをヘッドエンド122に送信することにより、セッションを開始しようと試みる。このメッセージは、コントローラ166によってアセンブルされ、この制御チャネル周波数における正弦波搬送波へと変調され、次いで制御チャネルトランシーバ162を介してヘッドエンド122へと送信されており、このユーザIDとパスワードを含んでおり、また個別の加入者ケーブルモデム160を一意的に定義するハードウェアIDユニット168に含まれるこのデータも含んでいる。
【００９８】
次に、参照番号182において、このヘッドエンドは、この制御チャネル周波数上でこの変調済みの正弦波搬送波を受信し、この正弦波搬送波を復調し、この正弦波搬送波が含むデータを検査する。ヘッドエンド122は、このケーブルモデムが送信するこのハードウェア情報およびユーザ情報に対応するエントリについてデータベース140に照会する。
【００９９】
参照番号184において、このハードウェアIDデータは、このデータベース140中のエントリと比較されて、このハードウェアID情報が、このシステムに知られているケーブルモデム160を識別するかどうかを判定する。このケーブルモデムがこのシステムに知られている場合、参照番号186において、この受信されたユーザIDおよびパスワードは、データベース140に記憶されているユーザID情報およびパスワード情報と比較される。この受信済みのユーザIDおよびパスワードが検証される場合には、参照番号188においてこのユーザは認証され、このセッションは開始される。
【０１００】
ヘッドエンド122におけるデータベース140が、ハードウェアIDユニット168についてのエントリを含んでいない場合には、このヘッドエンドは、このユーザケーブルモデム160がこのシステムには知られていないことを知る。このセッションは、参照番号190に示されるように拒絶される。ヘッドエンド122は、ユーザ名、ユーザパスワード、クレジットカード情報および/または他の課金情報、サービス品質、および/または確立されているこの新しいアカウントについて望まれる他の特徴などの情報に対応する、ブラウザページデータ中のウィンドウに入るようにこの新しいユーザを促すことにより、このユーザがこのケーブルモデムをこの通信システムに登録することができる登録ウィンドウへとこのユーザコンピュータ中のブラウザアプリケーションを誘導する加入者ケーブルモデム160に対してデータを送信することができる。本明細書中に説明しているような機能を有するHTMLベースのブラウザデータエントリページの設計については、当技術分野においてよく知られており、本明細書中ではさらに説明しないことにする。
【０１０１】
参照番号186において間違ったID情報またはパスワード情報が受信された場合には、ヘッドエンド122は、参照番号192においてセッション拒絶メッセージをユーザケーブルモデム160へと送信する。
【０１０２】
本発明の他の態様によれば、ヘッドエンド122に接続された加入者ケーブルモデム160は、最初にユーザケーブルモデム160に取り付けられたユーザのコンピュータを前述のタイプのウェブベースのサインアップページに自動的に誘導するサインアップモードに入るようにプログラムすることができる。この新しいアカウントを検証するとすぐに、このヘッドエンドは、この加入者のケーブルモデム160にメッセージを送信し、このサインアップモードをディスエーブルにし、セッション開始のための通常の動作モードをイネーブルにする。このユニットが新しいユーザに販売されるか、またはこの既存のユーザが、新しいサービスプロバイダへと移動する場合には、ユーザケーブルモデム160はまた、ユーザケーブルモデム160をサインアップモードへと戻すリセット機能を含むこともできる。
【０１０３】
次に図13を参照すると、例示のアカウント確立方法を示す流れ図が示されている。先ず参照番号200において、ヘッドエンド122は、この加入者ケーブルモデムが、新しくて使用されていないか、またはそうでなくてリセットモードに置かれているかの理由により、ハードウェアIDユニット168中のデータがヘッドエンドデータベース140に知られていないか、あるいはこの加入者ケーブルモデムがサインアップモードにあるかを決定する。次に参照番号202の応答において、ヘッドエンド122は、この加入者ケーブルモデムにデータを送信して、ユーザケーブルモデム160に接続されたコンピュータを誘導して、ヘッドエンド122を保持するこのケーブルプロバイダにアカウントを確立するようにこのユーザを促すブラウザウィンドウをオープンする。
【０１０４】
参照番号204において、次いでこの新しいユーザは、この要求された情報をこのブラウザウィンドウに入力し、この情報をヘッドエンド122へと送信する。参照番号206において、ヘッドエンド122は、このユーザ情報を検証して、このプロバイダの判断基準に従ってアカウントを確立すべきかどうかを決定する。確立すべきでない場合には、ヘッドエンド122は、参照番号208においてこのユーザのブラウザアプリケーションのウィンドウ中の、このアカウント要求を拒絶するHTMLメッセージとして表示することができるデータを送信する。
【０１０５】
この検証プロセスが正常である場合、参照番号210においてこのヘッドエンドは、少なくとも現在要求されているセッションをイネーブルにするために使用することができ、またはこのユーザに送信されるプロンプトに応じてこのユーザが送信して新しいサインインの試みを開始することができる、不揮発性メモリ170に記憶する情報を含めて、認証メッセージをユーザケーブルモデム160へと送信する。このような情報は、この新しいユーザのコンピュータ上に表示すべき歓迎メッセージを含んでいてもよい。このような情報はまた、ユーザのケーブルモデム160中のこの不揮発性メモリに記憶すべき、この新しいユーザのケーブルモデム160とヘッドエンド122の間のこれらの通信についての特定の搬送波周波数の割当てを識別するデータとイネーブルされた機能の識別を含むこともできる。この情報は、代わりにそのデータが各セッション開始要求に応じてこのヘッドエンドに送信される権限のあるサービスレベルおよび/またはオプション機能を指定する、ユーザのケーブルモデム160に記憶すべきデータを含むこともできる。
【０１０６】
この代替形態においては、正常な新しいユーザ登録は、このユーザがセッションを開始しようとするたびにアクセスすべきヘッドエンド122中のデータベース140にアカウントパラメータ定義情報を記憶させることができる。この実施形態におけるセッション要求は、このヘッドエンドがデータベース140にアクセスするようにさせ、このデータベースが戻すデータは、これらのセッションパラメータを確立し、次いでこれらのセッションパラメータは、ユーザのケーブルモデム160に送信されて、これらのセッションパラメータを定義する。
【０１０７】
次に図14を参照すると、このフローチャートは、このユーザが認可され、セッションが開始されるべきことをヘッドエンド122が検証した後に、本発明による例示のシステムにおいて通信パラメータを確立するための例示の方法を示している。先ず、参照番号220において、ヘッドエンド122は、そのデータベース140に照会して、このユーザが加入しているサービス品質と、このサービスレベルを実現するためにこのユーザに割り当てる必要がある搬送波の必要な数を決定する。本発明のシステムでは、アップロード帯域幅およびダウンロード帯域幅は、このヘッドエンドとこのユーザとの間でアップロードし、ダウンロードするための異なる搬送波数を指定することによりこのユーザに対して独立に割り当てることができる。このデータベースはまた、このユーザが加入しているオプション機能など、他の関連した情報を含んでいてもよい。
【０１０８】
次に参照番号222において、ヘッドエンド122は、そのデータベース140に照会して、どの搬送波周波数が未使用であり、したがってこのユーザに割り当てるために使用可能であるかを決定する。参照番号224においてヘッドエンド122は、これらの搬送波周波数をこのユーザに割り当て、この搬送波周波数テーブルをアップデートして、これらの周波数が、この現行のセッションについてこのユーザに割り当てられていることを示す。
【０１０９】
参照番号226において、このヘッドエンドは、この制御チャネルを横切ってこれらの割り当てられた搬送波周波数を識別するデータをユーザケーブルモデム160へと送信する。次に参照番号228において、ユーザケーブルモデム160は、このデータを受信し、このデータを使用して適切な数の搬送波の生成器およびレシーバを構成して、この通信セッションを取り扱う。
【０１１０】
本発明の他の実施形態においては、ヘッドエンド122とユーザケーブルモデム160の間の通信を行うために使用されるこれらの搬送波周波数は、このユーザのアカウントが確立されるときにヘッドエンド122によって事前に割り当てることができる。これらの搬送波周波数を識別するデータは、このアカウントが確立されるときに制御チャネル136を経由してユーザケーブルモデム160に送信される。しかし、このシステムの柔軟性を維持するために、ヘッドエンド122は、この制御チャネル周波数上でこれらを再割り当てすることにより、セッション中でさえ、ユーザ間でこれらの搬送波周波数を動的に再割り当てする機能を有する。
【０１１１】
このシステムがスムーズに機能するようにするために、図15に関して例示されるようなプロセスは、ユーザケーブルモデムとこのヘッドエンドの間でセッションを開始するように実装することができる。先ず参照番号230において、ヘッドエンド122は、特定のユーザに関連することが知られている制御チャネル136上またはこれらの送信搬送波周波数のうちの1つの周波数上でセッション要求を検出する。このユーザID、パスワード、およびアカウント状況を検証した後に、ヘッドエンド122は、このユーザに現在割り当てられているこれらの搬送波のサービス品質情報およびアイデンティフィケーションについてこのデータベースを照会して、このユーザに関連するサービス品質を提供する。
【０１１２】
このユーザは、このサービス品質レベルを変更することができ、またシステム機能を追加または削除することもできるので、各セッションの開始においてこのヘッドエンドにデータベース140中のこの情報にアクセスさせることにより、ヘッドエンド122は、各セッションの開始においてこれらの適切な搬送波上の適切なリソースをこのユーザに対して割り当てることが保証される。さらに、ヘッドエンド122がこれらのユーザのこれらの搬送波周波数を再割り当てしている場合には、このヘッドエンドは、この制御チャネル上でこれらのユーザに通知していることになり、このユーザケーブルモデムは、今やこの新しい周波数割当て情報を記憶していることになる。各セッションの開始においてこの情報にアクセスすることにより、ヘッドエンド122および個々のユーザケーブルモデムは、この適切な搬送波周波数で互いにリッスン(listen)していることが保証される。
【０１１３】
次に参照番号232において、ヘッドエンド122は、そのデータベースからユーザケーブルモデム160と通信を行うための適切な搬送波周波数を適切な数のそのトランスミッタおよびレシーバに割り当て、その使用中の搬送波のテーブルをアップデートする。
【０１１４】
次に参照番号234において、ヘッドエンド122は、これらの送信搬送波周波数および受信搬送波周波数が、ヘッドエンド122とユーザケーブルモデム160との間で調整されることを指し示すセッションを要求するユーザケーブルモデム160に対して状況OKメッセージを送信する。このプロセスは、このポイントにおいてそのデータベースに記憶されるこの搬送波周波数情報をユーザケーブルモデム160に対して送信して、これらの通信周波数が、ヘッドエンド122とユーザケーブルモデム160との間で調整されるようにすることができることが当業者には理解されよう。
【０１１５】
次に参照番号236において、ユーザケーブルモデム160は、ヘッドエンド122からこの状況OKメッセージを受信し、そのトランスミッタおよびレシーバのうちの適切なものを構成してヘッドエンド122との通信を引き起こす。一変形形態においては、ユーザケーブルモデム160は、このユーザケーブルモデムが以前にヘッドエンド122から受信しており、局所的に記憶している周波数を使用する。他の変形形態によれば、ユーザケーブルモデム160は、このユーザケーブルモデムがこの状況OKメッセージと共にヘッドエンド122から受信している周波数を使用する。
【０１１６】
本発明によれば、ユーザケーブルモデム160をイネーブルにして、いくつかの方法のうちの1つの方法でヘッドエンド122と情報をやり取りすることができる。例示の一方法によれば、このセッションについての通信は、このユーザがこのシステムに登録された時に、ユーザケーブルモデム160中の不揮発性メモリ170へとヘッドエンド122からダウンロードされている1対または複数対の所定の正弦波搬送波周波数対を使用してイネーブルにされる。このような一実施形態においては、データベース140は、このユーザベースについての搬送波割付けテーブルを保持する。この実施形態によれば、ヘッドエンド122は、このセッション認証プロセスの一部分として、この搬送波割付けテーブル中の個々の搬送波周波数へのユーザの関連付けのその知識を使用することができる。
【０１１７】
本発明の範囲内に含まれる他の例示の方法によれば、これらのセッション通信周波数は、この個別のユーザセッションが開始される時に、使用可能な周波数搬送波割付けテーブルを使用して、ヘッドエンド122からユーザケーブルモデム160へとダウンロードされる。搬送波周波数は、このようにしてユーザセッションの開始および終了として動的に割り付けることができる。
【０１１８】
他の静的および動的な方法を使用して、本発明によるユーザデータ通信搬送波を選択することができることが当業者には理解されよう。このセッションがユーザ認証に続いてイネーブルにされる時に不揮発性メモリ170に記憶され、あるいはヘッドエンド122からダウンロードされる他のデータを使用して、これらの通信搬送波周波数を選択することができる。
【０１１９】
このような他のデータは、このデータベースに記憶することができるサービス品質の考慮を含むことができる。例えば、指定済みの事前設定された最小のアップロードおよび/またはダウンロードの帯域幅を有するユーザアカウントを確立することができる。セッションを開始するとすぐに、この加入したアップロード帯域幅およびダウンロード帯域幅をこのユーザに提供する必要がある送信正弦波搬送波および受信正弦波搬送波の数を、不揮発性メモリの内容が指定することができ、あるいはヘッドエンド122が、その定義をダウンロードすることによりイネーブルにすることができる。
【０１２０】
本発明のケーブルモデム通信システムの柔軟性により、ノイズまたは他の干渉の場合に動的な搬送波周波数の割付けを行うことができるようになることが当業者には理解されよう。例えば、ヘッドエンド122中のレシーバ/検出器150に関連する例えばコントローラ138または他のインテリジェンスにより、CRCエラーなど、この制御チャネルまたはデータチャネル上のユーザケーブルモデム160によって戻される脱落したパケット報告または他のエラー判断基準を監視することができ、このエラーレベルが許容できない場合には、この制御チャネル上でデータ問題に直面する1つまたは複数の個々のユーザケーブルモデム160と通信することにより搬送波周波数の再割付けを行い、この新しい搬送波周波数を定義する制御情報を個々のユーザケーブルモデム160に送信することができる。
【０１２１】
ノイズの多いまたはそうでなければ高エラーレートの搬送波を置換するための例示のプロセスが、図16に示されている。先ず参照番号240において、使用中のこれらの搬送波のエラーレートが収集される。このユーザケーブルモデムが使用してデータをこのヘッドエンドに送信する搬送波の場合に、このヘッドエンドは、これらの個々のエラーレートを監視し、例えばエラーレートテーブルにこれらのエラーレートを記憶することになる。このヘッドエンドが使用してデータをこのユーザケーブルモデムに送信する搬送波の場合には、これらの個々のユーザケーブルモデムは、このエラーレートテーブルに記憶するためにこの制御チャネル上でこれらのエラーレートをこのヘッドエンドに対して定期的に報告することになる。次に参照番号242において、このエラーレートテーブル中のこれらのエントリは、しきい値と比較される。どのエラーレートもそのしきい値以上でない場合、参照番号244において待ち時間周期が入力され、その後このプロセスは参照番号240へと戻る。
【０１２２】
任意の搬送波エラーレートがこのしきい値よりも上にある場合には、参照番号246において悪影響を受けた任意の搬送波が割当てから外される。参照番号248において新しい搬送波周波数が割り当てられ、この搬送波テーブルがアップデートされる。これらの新しい周波数は、この悪影響を受けた搬送波周波数を制御する搬送波生成器を誘導して新しい周波数にスイッチングさせることにより、あるいはこの悪影響を受けた搬送波生成器を非活性化し、アイドル状態のまたは予備の搬送波生成器をオンラインにすることにより実装することができる。次に参照番号250において、この新しい搬送波周波数情報は、これらの悪影響を受けた1つ(または複数)のユーザモデムに送信され、参照番号244において、このプロセスは、再びこの待ち時間周期に入る。
【０１２３】
同様にして、この制御チャネル中の通信のために使用される搬送波周波数を変更することもできる。この制御チャネル上の通信の中断は、このデータチャネル上の通信の中断よりも問題が多いので、この図16のプロセスは、このシステムおよび他の手段の連続した動作を使用して制御チャネル周波数をスイッチングする必要があるようにするのに十分でないこともある。
【０１２４】
一実施例によれば、ヘッドエンド122およびユーザケーブルモデム160は、これらの主要な制御チャネル搬送波周波数が、ノイズが多くなり、またはそうでなくて中断されるか故障する場合に、いくつかのアルゴリズムのうちの任意の1つを実装して、制御チャネル情報についての1つまたは複数の代替制御チャネル搬送波周波数を監視するように構成することができる。このスキームの一変形形態によれば、このヘッドエンドとこのユーザケーブルモデムのいずれか一方または両方におけるこれらの制御チャネルは、これらが通信している相手のエンティティに対して「自分が活動中である」というメッセージを定期的に送信するように構成することができる。これらのメッセージのうちの1つまたは複数のメッセージの受信が、この予想されるタイミングウィンドウ内にこの受信側エンティティによって肯定応答されない場合には、両方のパーティは、「自分が活動中である」というメッセージが正常に肯定応答されて、これらのエンティティ間で新しい制御チャネル周波数が確立されるまで、知られている期間にわたってのあるシーケンス中の他の事前設定された代替制御チャネル周波数を送信しリッスンし始めることができる。
【０１２５】
本発明のさらに他の実施形態においては、いくつかの送信搬送周波数および受信搬送波周波数がブロードキャストモードで使用され、ここでヘッドエンド122は、その送信周波数のすべての上でこれらのすべてのユーザケーブルモデムに対して送信し、これらのユーザケーブルモデムはすべて、これらの受信周波数のすべてをリッスンする。この動作スキームにおいては、これらのユーザケーブルモデムはすべて、これらのヘッドエンドレシーバ周波数のすべての上で送信することができる。本発明によるこのようなシステム中のすべてのトラフィックは、パケット化されて、この送信側(またはこの意図された受信側)を識別する。このヘッドエンドは、受信されたパケットの送信側を識別し、これらのユーザケーブルモデムは、当技術分野においてよく知られているように、このヘッダ情報に基づいてこのデータを選択的に受け入れる。
【０１２６】
この動作スキームによれば、ヘッドエンド122とこれらすべてのユーザケーブルモデムの両方は、知られている衝突回避技法を使用して、現在送信中でないもののうちから、実行中の送信周波数を選択して、この全体の帯域幅の効率的な使用を保証することができる。
【０１２７】
本発明の同軸ケーブル通信システムにおけるパケット化された通信プロトコルとパケット化されていない通信プロトコルの両方の用意は、このシステムに付加的な柔軟性を追加し、本発明の他の態様による利点をもたらすことが当業者には理解されよう。例えば、このユーザケーブルモデムを介したインターネットアクセスは、IPプロトコルパケットトラフィックを含むインターネット通信プロトコルを使用して有利に達成される。それに反して、本発明のシステムを使用して、インターネットプロトコルおよびその付随する高オーバーヘッドを使用する必要なしに、個別ユーザに対する娯楽コンテンツなどのデータのダウンロードを行うこともできる。
【０１２８】
一実施例として、本発明を使用して、本発明による同軸ケーブルシステムに対して加入者のためにオンデマンドでビデオをダウンロードすることができる。ビデオストリーミングは、現在では19.7Mビット/秒の帯域幅を必要とする。現在使用可能な圧縮技法はこの帯域を約11Mビット/秒まで低減することができる。本発明のこれらの技法を使用して、リアルタイムのビデオストリーミングは、例えば20.8Mビット/秒の総データレートについて、16-ビット/サイクルの500KHz搬送波(8.0Mビット/秒のレート)、16-ビット/サイクルの800KHz搬送波(12.8Mビット/秒のレート)を使用して達成することができる。同様に1.25MHzにおける単一の16-ビット/サイクルの搬送波は、20Mビット/秒のデータレートを生成することができる。
【０１２９】
同様に、いくつかの搬送波の出力を組み合わせて、様々な供給業者(例えば、Tivo(登録商標))によって現在販売されているようなハードドライブビデオ記憶システムに対して全体の長編映画を非常に短時間でダウンロードすることが可能である。1MHz、1.3MHz、1.6MHz、1.9MHz、および2.2MHzの16-ビット/サイクルの搬送波を使用した本発明に従って構成されたシステムは、128Mビット/秒の組み合わされた生データ転送レートを有し、(4.7GバイトDVD上に適合するなど)典型的な長編映画のダウンロードを40秒よりも短時間で可能にする。たとえこのデータ転送が、8-ビット/サイクルのデータパッキングにおいてさらに信頼性が高いことが見出されるとしても、このような長編映画についてのダウンロード時間は、最大で80秒よりも短い時間まで増大してしまう。現在では、今日のハードドライブシステムがこのように高い帯域幅でデータを書き込むことができないので、このデータは、高速RAM FIFOなどのメモリ中にバッファする必要があるはずである。代わりに、より小型の高速RAM FIFOなど、より小型のメモリをこの加入者端末に設けることもでき、このメモリは、高速データで満たされことになり、次いでこのデータをオンデマンドでこのハードドライブに、またはこのビデオディスプレイハードウェアに書き込むことになる。中断されない閲覧を実現するために、この加入者ユニットは、ダウンロードすべきもっと多くのデータを必要とするときには、このヘッドエンドに伝えて、このプログラムの閲覧の中断を回避することになる。
【０１３０】
本発明を使用して達成することができるこれらのデータレートの一実施例として、それに16-ビット/サイクルを課した200KHz搬送波は、3.2Mビット/秒の生データレートをもたらす。約10MHz以上までの搬送波周波数を本発明中で使用することができるが、サイクル当たりに符号化し高い信頼性で復号化することができるビット数は、もっと高い搬送波周波数では16よりも小さくなる可能性があると現在では考えられている。しかし、2ビット/サイクルほどの小さなデータパッキングにおいては、10MHzの搬送波周波数は、20Mビット/秒のデータレートに対応することができることが当業者には理解されよう。搬送波周波数スペクトルの低い端部(すなわち、そのオーディオスペクトル)では、この制限ファクタは、さらに低い周波数搬送波についてのビットレートが明らかにさらに小さくなる点で実用的なものであることが当業者には理解されよう。
【０１３１】
指摘されるように、本発明の原理を使用して実現することができる実際のシステムでは、単一の通信チャネル内において複数の変調された正弦波搬送波を利用することになる。これらの個々の搬送波は、干渉を防ぐために周波数中において空間を空けて配置するべきである。約300KHzの搬送波間隔が、現在使用可能な復調技術を使用したシステムでは十分になることが現在では考えられている。
【０１３２】
以前に開示しているように、図3ないし8に示される変調器回路および復調器回路は、単に例示的なものにすぎず、他の変調する解決方法および復調する解決方法も、本発明の範囲内に含まれることが企図されている。デジタル信号処理技法を本発明による通信システム中で使用して、図2に示されるような少なくとも1つの変調された正弦波搬送波を生成し、この少なくとも1つの正弦波搬送波を復調することができることが当業者には理解されよう。このようなDSPによる変調器および復調器が、それぞれ図17および18に示されている。
【０１３３】
FFT(Fast Fourier Transform高速フーリエ変換)は、この時間ドメイン中の信号をこの周波数ドメイン中の表現に変換する数学的方法である。IFFT(Inverse Fast Fourier Transform逆高速フーリエ変換)は、並列なデジタルデータの形式の周波数係数を取得し、これらの係数をこの時間ドメイン中の連続的な周期的な信号に逆に変換することにより、このプロセスを逆にしたものである。このIFFTを使用して、本発明によるこれらの変調された正弦波信号を生成することができ、このFFTを使用して、本発明によるこれらの変調された正弦波信号を復調することができる。本発明による復調および変調を行うためのこれらのFFT技法およびIFFT技法は、これらの処理エンジンのクロック速度とA/DおよびD/Aの変換速度が、変調すべきまたは復調すべき最高周波数の変調された正弦波搬送波の周波数の約6倍となる周波数までは有用であることが当業者には理解されよう。
【０１３４】
次に図17を参照すると、周波数係数が、IFFTブロック210に提示されている。知られているDSP技法を使用して、IFFTブロック210が構成される。このIFFTは、各オーディオ搬送波のデジタル表現を必要とされるこれらの厳密な基本的な位相シフトされた信号へと変調する。IFFTブロック210からのこの時間ドメインデータ出力は、次いでデジタルアナログ(D/A)コンバータ212に供給されて、時間ドメイン信号を生成する。IFFTブロック210およびD/Aコンバータ212についての典型的な分解能は、約8ビットよりも大きい。D/Aコンバータ212は、毎秒少なくとも100Kの変換を実施するのに十分に高速であるべきである。
【０１３５】
このD/Aコンバータの出力は、低域通過フィルタ214によってフィルタがかけられる。この出力信号のフィルタリングは、各搬送波の情報内容を悪化させることなく、この高周波数ノイズを取り除くように制約される。この目的を達成するために低域通過フィルタ214は、例えば6極のバターワースフィルタとして、あるいは60dB/オクターブのロールオフを有するゼログループ遅延の実現形態として実装される。
【０１３６】
次に図18を参照すると、本発明による復調器回路のFFT DSPによる実施形態が、開示されている。FFT技法は、当技術分野においてはよく知られている。この復調器回路は、A/Dコンバータ216とFFTブロック218を備える。
【０１３７】
次に図19を参照すると、ブロック図が、例示のマルチ周波数正弦波レシーバ250を示している。この図面および関連する説明は、マルチ周波数システムにおいて使用される多数の搬送波のうちの1つの搬送波の受信についてである。実際のシステムは、この変調技法を使用して膨大なデータ量を転送する異なる周波数上で一緒に機能するこれらのレシーバのうちのいくつかを有するはずである。
【０１３８】
前置増幅器252は、この着信信号を増幅して、帯域通過フィルタ254の挿入損失について補償する。帯域通過フィルタ254は、この信号にフィルタをかけて帯域外干渉を低減させる。後置増幅器256は、このフィルタがかけられた信号を増幅して、帯域通過フィルタ254の挿入損失を補償し、平衡ミキサ258によって必要とされる信号レベルまでこの信号レベルを上昇させる。
【０１３９】
二重平衡ミキサ258は、この着信信号を局部発振器の出力と混合し、これら2つの信号の和と差を生成する。この局部発振器は、この着信信号がこのゼロ電圧レベルを交差するときに出力を生成するゼロ交差検出器260から形成することができる。このゼロ交差検出器260を使用して、この局部発振器としての役割を果たす搬送波再生器262と、このデータクロックを生成するフェーズロックループ264のための基準を生成する。この搬送波再生器は、このゼロ交差検出器の出力を取得し、その着信信号と同じ周波数と位相となる局部発振器出力を生成する。フェーズロックループ264は、ゼロ交差検出器260の出力を使用して、このコンパレータの出力におけるこの取り出されたデータをクロックするために使用される高周波数クロックを生成する。
【０１４０】
低域通過フィルタ266は、ミキサ258の出力から和の周波数成分を取り除き、この局部発振器の入力信号と基準信号出力との間の絶対値の位相差を表すこの差分成分が残る。コンパレータ268は、このミキサからの差分信号と固定された基準とを比較し、この入力信号がこの基準信号よりも高いときに出力を生成する。出力は、入力と局部発振器との間の値「1」のデータビットの存在を示す位相差が存在することを指し示している。
【０１４１】
マイクロコントローラ272の制御下のクロック位置合わせブロック270は、可変な遅延回路を介してデータクロックを位置合わせする。この信号の位相中のどこにこれらのデータビットが存在するかについての事前の知識を使用して、この回路は、このコンパレータの外に出てくる、知られている有効なデータビットと位置が合っていないデータクロックパルスにフィルタをかけて取り除く。このデータは、コンパレータ268の出力からクロック入力されるこれらのデータビットを収集するリポジトリとして使用されるマルチステージのシフトレジスタ274にクロック入力される。マイクロコントローラ272は、このレシーバの動作を監視し制御する事前にプログラムされたデバイスである。マイクロコントローラ272は、このシフトレジスタに記憶された受信データを他の区域へと転送する。
【０１４２】
マイクロコントローラ272はまた、「位置不一致」ビットを検出し、本明細書中で開示されるようなシステムが使用することができるイベントとしてこれらのビットの検出について報告する。
【０１４３】
本発明については例示の一実施形態に関して説明してきたが、本発明の範囲を逸脱することなく、様々な変更を行うことができ、また等価形態をその要素の代わりに使用することができることが当業者には理解されよう。
【図面の簡単な説明】
【０１４４】
【図１Ａ】本発明の技法に従って変調された例示の1つの正弦波搬送波を示す図である。
【図１Ｂ】本発明の技法に従って変調された正弦波搬送波とこの搬送波から検出された例示のデータの両方の1つのサイクルについての電圧対時間のグラフを示す図である。
【図２】本発明の技法に従って変調することができる複数の正弦波搬送波を示す図である。
【図３】本発明の技法による変調された正弦波搬送波を生成するための例示の変調器回路のブロック図である。
【図４Ａ】本発明による通信システムにおいて使用することができるアップコンバータのブロック図である。
【図４Ｂ】本発明による通信システムにおいて使用することができるダウンコンバータのブロック図である。
【図５Ａ】その出力が本発明の技法に従って一緒に混合されるそれぞれ変調された正弦波搬送波を生成するための複数の例示の変調器回路のブロック図である。
【図５Ｂ】それらの出力が本発明の技法に従って一緒に混合されるそれぞれ変調された正弦波搬送波を生成するための複数の例示の変調器回路を含むシステムのブロック図である。
【図６】本発明の技法による変調された正弦波搬送波からこの情報を抽出するための例示の復調器回路のブロック図である。
【図７】それらの出力が本発明の技法による出力データストリームに結合されるそれぞれ変調された正弦波搬送波を復調するための複数の例示の復調器回路のブロック図である。
【図８】本発明に従って使用することができる光学的復調器回路のブロック図である。
【図９】本発明による変調された正弦波搬送波を利用するケーブルモデムデータ通信システムを示す高位ブロック図である。
【図１０】本発明による少なくとも1つの変調された搬送波をこの同軸ケーブル通信回線の各端部に挿入する変調器とこの同軸ケーブル通信回線の各端部に結合された復調器を使用した、本発明による同軸ケーブル通信回線のための通信システムを示すブロック図である。
【図１１】図10に示される種類の通信システムのヘッドエンドを示すブロック図である。
【図１２】図10に示される種類の通信システムにおいて使用することができるユーザケーブルモデムを示す流れ図である。
【図１３】本発明によるケーブルモデムシステムにおいてユーザアカウントを確立するための、本発明による例示のプロセスの流れ図である。
【図１４】本発明による、搬送波をユーザケーブルモデムに割り当てるための例示のプロセスの流れ図である。
【図１５】本発明による、搬送波をユーザケーブルモデムに割り当てるための他の例示のプロセスの流れ図である。
【図１６】本発明による、しきい値を超過するデータエラーに応じて正弦波搬送波周波数を変更するための例示のプロセスの流れ図である。
【図１７】本発明による通信システムにおいてどのようなデジタル信号処理技法を使用して、図2に示されるような少なくとも1つの変調された正弦波搬送波を生成することができるかを示すブロック図である。
【図１８】本発明による通信システムにおいてどのようなデジタル信号処理技法を使用して、少なくとも1つの変調された正弦波搬送波を復調することができるかを示すブロック図である。
【図１９】マルチ周波数の正弦波レシーバの例示の実施形態を示すブロック図である。
【符号の説明】
【０１４５】
10  正弦波搬送波
20  クロック生成器
22  9-ビット2進カウンタ
24  遅延要素
26  ラッチ
28  サインルックアップテーブル
30  D/Aコンバータ
32  不揮発性メモリ
34  データ入力レジスタ
36  ANDゲート
38  さらに高位ビットのアドレス入力
40  さらに高位ビットのアドレス入力
40  局部発振器
42  ビットレートコントローラ
42  平衡RFミキサ
44  帯域通過フィルタ
46  帯域通過フィルタ
50-1〜50-4  変調器回路
52  ミキシング回路
60  システム
62  コントローラ
64  データバッファ
66-1〜66-6  状態機械
68-1〜68-6  正弦波ルックアップテーブル
70-1〜70-6  D/Aコンバータ
72  加算増幅器
80  信号入力調整ブロック
82  狭帯域通過フィルタ
84  増幅器
86  二重平衡ミキサ
88  数値制御発振器(NCO)
90  入力線
92、94、96、98、100、102  平衡ミキサ
104  NCOマルチ正弦波生成器
106  データコンボリュータ
110  ロジックおよびLEDドライバ回路
112-1〜112-5  光アイソレータ回路
114  抵抗
120  ケーブルモデムデータ通信システム
122  ヘッドエンド
124  同軸ケーブル
126、128、130、132、134  加入者レシーバ
136  制御チャネル
138  コントローラ
140  データベース
142  データバックボーンインターフェース
144  高帯域幅チャネル
146  正弦波搬送波生成変調結合器
148  内部データ制御バス
150  レシーバ検出器
160  加入者ケーブルモデム
162  制御チャネルトランシーバ
164  マルチチャネルトランシーバ
166  コントローラ
168  ハードウェアIDユニット
170  不揮発性メモリ
172  内部データ制御バス
174  コンピュータインターフェース
210  IFFTブロック
212  デジタルアナログ(D/A)コンバータ
214  低域通過フィルタ
216  A/Dコンバータ
218  FFTブロック
250  マルチ周波数正弦波レシーバ
252  前置増幅器
254  帯域通過フィルタ
256  後置増幅器
258  二重平衡ミキサ
260  ゼロ交差検出器
262  搬送波生成器
264  フェーズロックループ
266  低域通過フィルタ
268  コンパレータ
270  クロック位置合わせブロック
272  マイクロコントローラ
274  マルチステージシフトレジスタ
【図１Ａ】
2008510325.tif 000004
【図１Ｂ】
2008510325.tif 000005
【図２】
2008510325.tif 000006
【図３】
2008510325.tif 000007
【図４Ａ】
2008510325.tif 000008
【図４Ｂ】
2008510325.tif 000009
【図５Ａ】
2008510325.tif 000010
【図５Ｂ】
2008510325.tif 000011
【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【手続補正書】
【提出日】平成19年10月30日(2007.10.30)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
データバックボーンインターフェースと、
コントローラと、
前記コントローラに結合されたデータベースと、
前記コントローラに結合された制御チャネルと、
前記コントローラおよび前記データバックボーンインターフェースに結合された内部データバスおよび内部制御バスと、
同軸ケーブルと、
前記内部データバスおよび内部制御バス、ならびに前記同軸ケーブルに結合された複数の正弦波搬送波の生成器/変調器/結合器と、
前記内部データバスおよび内部制御バス、ならびに前記同軸ケーブルに結合された複数のレシーバ/検出器と
を含む、1つおよび複数の正弦波変調技法を使用した同軸ケーブル通信システムのためのヘッドエンドであって、
各正弦波搬送波の生成器/変調器/結合器は、選択された位相角θnにおいて符号化されたデジタルデータを含む少なくとも1つの実質的に正弦波の波形を生成するためのエンコーダであって、前記波形が、データ領域の外側に位置する位相角において振幅Y=sinθを有し、前記波形が、前記第1の値のデータを符号化すべき各位相角θnから開始されるΔθの範囲を有する前記データ領域の内側に位置する位相角において振幅Y=sinθを有し、前記波形が、前記第2の値のデータを符号化すべき各位相角θnに関連するΔθの範囲を有する前記データ領域の内側に位置する位相角においてY=sinθとは異なるように定義される振幅Yを有するエンコーダと、前記実質的に正弦波の波形を結合し、これらの波形を前記同軸ケーブル上へと駆動するための結合器とを含み、
各レシーバ/検出器が、前記同軸ケーブルを介して符号化されたデジタルデータを含む複数の実質的に正弦波の波形を受信するためのレシーバと、符号化されたデジタルデータを含む前記実質的に正弦波の波形のそれぞれから前記デジタルデータを抽出するためのデコーダとを含むヘッドエンド。
【請求項２】
内部バスと、
前記内部バスに結合されたコントローラと、
前記内部バスに結合されたハードウェアIDユニットと、
前記内部バスに結合された不揮発性メモリと、
前記内部バスに結合されたコンピュータインターフェースと、
前記内部バスに結合された制御チャネルトランシーバと、
前記内部バスに結合されたマルチチャネルトランシーバと
を含む、1つおよび複数の正弦波変調技法を使用した同軸ケーブル通信システムのための加入者ケーブルモデムであって、
前記制御チャネルトランシーバおよび前記マルチチャネルトランシーバはそれぞれ、選択された位相角θnにおいて符号化されたデジタルデータを含む少なくとも1つの実質的に正弦波の波形を生成するためのエンコーダであって、前記波形が、データ領域の外側に位置する位相角において振幅Y=sinθを有し、前記波形が、前記第1の値のデータを符号化すべき各位相角θnから開始されるΔθの範囲を有する前記データ領域の内側に位置する位相角において振幅Y=sinθを有し、前記波形が、前記第2の値のデータを符号化すべき各位相角θnに関連するΔθの範囲を有する前記データ領域の内側に位置する位相角においてY=sinθとは異なる関数によって定義される振幅Yを有するエンコーダと、前記実質的に正弦波の波形を結合し、これらの波形を前記同軸ケーブル上へと駆動するための結合器と、前記同軸ケーブルを介して符号化されたデジタルデータを含む少なくとも1つの実質的に正弦波の波形を受信するためのレシーバと、符号化されたデジタルデータを含む前記実質的に正弦波の波形のそれぞれから前記デジタルデータを抽出するためのデコーダとのための回路を含む加入者ケーブルモデム。
【請求項３】
請求項2に記載の、1つおよび複数の正弦波変調技法を使用したヘッドエンドを含む同軸ケーブル通信システムにおいて、
ユーザケーブルモデムからのセッション開始の試みを受信すること、
ユーザの認可についてデータベースに照会すること、
前記ユーザケーブルモデムのハードウェアが知られている場合、ユーザIDおよびパスワードを検証すること、
前記ユーザIDおよびパスワードが検証される場合、前記ユーザケーブルモデムにセッション認可を送信すること、
前記ユーザIDおよびパスワードが検証されない場合には、前記ユーザケーブルモデムにセッション拒絶メッセージを送信すること、および
前記ユーザケーブルモデムのハードウェアが知られていない場合には、前記ユーザケーブルモデムに新しいアカウントのブラウザページを送信すること
を含む、加入者ケーブルモデムを用いてセッションを開始するための方法。
【国際調査報告】
2008510325.tif 000026