(57)【要約】  入力側の光信号のレベルの変化に対して、出力信号のレベルを一定に保ち、光受信機の出力パワーレベルを検出する回路及び方法を提供する。フォトディテクタは、光信号を検出し、フォトディテクタからの電流は、増幅器に供給される。増幅器は、差動トランスインピーダンス増幅器であってもよく、又は差動出力増幅器に接続されたデュアルトランスインピーダンス増幅器であってもよい。増幅器の出力信号は、信号検出器に供給され、信号検出器の出力信号は、光受信機の出力パワーレベルを示す。
2008510383.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
アノード及びカソードを有するフォトディテクタと、
少なくとも２つの入力端子及び２つの出力端子を有し、一方の入力端子が上記フォトディテクタのアノードに接続され、他方の入力端子が上記フォトディテクタのカソードに接続された増幅器と、
上記増幅器の１つの出力端子に接続された信号検出器とを備え、
上記増幅器の２つの出力端子は、互いに分離されていることを特徴とする信号パワーレベル検出回路。
【請求項２】
上記フォトディテクタに接続され、該フォトディテクタをバイアスするフォトディテクタバイアスネットワークを更に備える請求項１記載の信号パワーレベル検出回路。
【請求項３】
上記増幅器は、差動トランスインピーダンス増幅器であることを特徴とする請求項２記載の信号パワーレベル検出回路。
【請求項４】
上記差動トランスインピーダンス増幅器のトランスインピーダンスは、トランジスタの差動対におけるフィードバックを用いて制御されることを特徴とする請求項３記載の信号パワーレベル検出回路。
【請求項５】
上記差動トランスインピーダンス増幅器は、可変利得を有することを特徴とする請求項４記載の信号パワーレベル検出回路。
【請求項６】
上記信号検出器は、当該信号パワーレベル検出回路から出力される元の信号の信号強度を検出することを特徴とする請求項２記載の信号パワーレベル検出回路。
【請求項７】
上記増幅器は、デュアルトランスインピーダンス増幅器及び差動出力増幅器を備えることを特徴とする請求項２記載の信号パワーレベル検出回路。
【請求項８】
上記信号検出器は、当該信号パワーレベル検出回路から出た元の信号の信号強度を検出することを特徴とする請求項７記載の信号パワーレベル検出回路。
【請求項９】
光受信機の出力パワーレベルを検出する信号パワーレベル検出方法において、
フォトディテクタによって光信号を検出し、第１及び第２の電流を生成するステップと、
上記第１の電流を増幅器の１つの入力端子に供給するステップと、
上記第２の電流を上記増幅器の第２の入力端子に供給するステップと、
上記増幅器の出力信号を信号検出器に供給するステップとを有し、
上記信号検出器の出力信号は、上記光受信機の出力パワーレベルを示すことを特徴とする信号パワーレベル検出方法。
【請求項１０】
上記増幅器は、互いに分離された少なくとも２つの出力端子を備えることを特徴とする請求項９記載の信号パワーレベル検出方法。
【請求項１１】
上記増幅器は、差動トランスインピーダンス増幅器であることを特徴とする請求項１０記載の信号パワーレベル検出方法。
【請求項１２】
上記差動トランスインピーダンス増幅器のトランスインピーダンスは、トランジスタの差動対におけるフィードバックを用いて制御されることを特徴とする請求項１１記載の信号パワーレベル検出方法。
【請求項１３】
上記信号検出器は、信号パワーレベル検出回路から出力される元の信号の信号強度を検出することを特徴とする請求項１２記載の信号パワーレベル検出方法。
【請求項１４】
上記増幅器は、デュアルトランスインピーダンス増幅器及び差動出力増幅器を備えることを特徴とする請求項１０記載の信号パワーレベル検出方法。
【請求項１５】
上記信号検出器は、信号パワーレベル検出回路から出力される元の信号の信号強度を検出することを特徴とする請求項１４記載の信号パワーレベル検出方法。
【発明の詳細な説明】
【関連出願】
【０００１】
本出願は、２００４年８月１２日に出願された米国仮特許出願第６０／６０１，０１８号、発明の名称「線形ブロードバンド配信システムのための光受信機及び増幅器（OPTICAL RECEIVERS AND AMPLIFIERS FOR LINEAR BROADBAND DISTRIBUTION SYSTEMS）」の優先権を主張し、この特許出願は、引用により本願に援用される。
【技術分野】
【０００２】
本発明は、光受信機のための回路に関し、特に、光受信機のためのレベル検出器及び自動利得制御回路に関する。
【背景技術】
【０００３】
例えば、ハイブリッドファイバ同軸ケーブル（Hybrid-Fiber-Coax：ＨＦＣ）、ファイバツーザカーブ（Fiber-To-The-Curb：ＦＴＴＣ）、ファイバツーザホーム（Fiber-To-The-Home：ＦＴＴＨ）等の通信システムを介したビデオサービスの配信では、旧型のアナログＮＴＳＣ信号フォーマットをサポートするために高ダイナミックレンジ技術を必要とすることが多い。これらのビデオシステムは、全て、振幅変調（ＡＭ）された光搬送波を用い、光を情報で変調するための光送信機を必要とする。また、これらのビデオシステムは、セットトップボックス又はＮＴＳＣテレビジョンセット等の宅内装置端末装置で使用するために、信号を復調し、増幅する光受信機を必要とする。
【０００４】
アナログＲＦビデオ配信システムで用いられる基本的な光リンクを図１に示す。ここでは、ＦＴＴＰのアナログのＲＦシステムを示しているが、この原理は、ＨＦＣ又はＦＴＴＣシステムにも同様に適用可能である。光送信機は、マルチチャンネル信号を取り込み、線形的な手法で光源を振幅変調（ＡＭ）する。コンテンツは、標準ＮＴＳＣアナログテレビジョンチャンネルであってもよく、ケーブルモデムシステム等で用いられているデジタル変調された搬送波であってもよい。このシステムは、主に、ビデオサービスを搬送するために設計されているが、高速データ通信や電話等の高度なデジタルサービスを搬送するために用いられることも多い。光送信機の出力信号は、エルビウム添加ファイバ増幅器（Erbium Doped Fiber Amplifier：ＥＤＦＡ）に供給され、ＥＤＦＡは、大きな雑音又は歪みを生じさせることなく、光パワーレベルを大幅に高める。そして、ＥＤＦＡ高パワー出力信号は、多くのユーザに信号を供給するために、光学スプリッタによってファンアウト（fanned out）される。ファンアウト又は分配比は、通常、１：３２又は１：６４である。そして、振幅変調光信号は、入射光に対する検波器として機能するフォトディテクタによって、電気信号に復調される。トランスインピーダンス増幅器は、電気信号を増幅し、これにより得られる信号は、宅内機器又は更なる同軸配信システムへの配信に適当なレベルになる。
【０００５】
一般的なデプロイメントにおけるユーザ側の空間ダイバシチ及び光リンクバジェットの可変的な性質のために光路損失は、大きく変化することがある。例えば、ファイバの実長は、都市環境より田園地帯で長くなりやすい。また、敷設された特定の光プラントによって、パッチパネルやスプライスのように損失要素の数及び位置も変化する。広範囲に亘る光プラントを、広いスケールで容易に展開するためには、広い光学ダイナミックレンジで動作する光受信機を実現することが非常に望ましい。例えば、デプロイメントの初期における幾つかの３波長のＦＴＴＰシステムでは、好ましい光損失バジェットは、１０〜２８ｄＢの間である。しかしながら、ＦＴＴＰシステムの１５５０ｎｍ波長ビデオパートのための光受信機は、約７ｄＢ又は８ｄＢ程度のダイナミックレンジしかサポートしていない。ビデオ光受信機の光学ダイナミックレンジが狭いと、比較的狭い光入力ウィンドウへの適応化への労力が必要であり、ＦＴＴＰデプロイメントは、より困難になる。ビデオ受信機のダイナミックレンジが１５５０ｎｍであれば、ＦＴＴＰデプロイメントは、より簡単になる。
【０００６】
設置及び整備のコストを最小化するために、サービスプロバイダは、光受信機のＲＦ出力信号を、光ダイナミックレンジに亘って、一定のレベルに保つことを望んでいる。入力光条件が変化しても、ＲＦ機器（例えば、テレビジョンセット又はセットトップボックス）の入力レベルが一定となるように、ＲＦ出力信号のレベルは、変化しないことが望ましい。このために、光受信機は、多くの場合、自動利得制御（automatic gain control：ＡＧＣ）回路を用いてＲＦ出力信号のレベルを調整する。
【０００７】
このための一般的な技術を図２に示す。トランスインピーダンス増幅器の出力信号は、制御信号によって損失特性を調整できる可変減衰器に供給される。また、可変減衰器に代わって可変利得回路を用いることもできる。可変減衰器の出力信号は、方向性カプラ（direction coupler）に供給され、方向性カプラは、受信機から出る信号の僅かな部分を信号検出器に結合する。そして、方向性カプラの出力信号は、多くの場合、同軸ケーブル、スプリッタ及び端末装置を備えるＲＦ配電網に供給される。信号検出器回路は、受信機から出るエネルギを検出し、これを示す信号を、可変減衰器を調整するためのサーボ機構を含むＡＧＣ回路に供給する。何らかの理由でレベル検出器の出力信号がＡＧＣ制御ブロック内の基準に比べて小さくなっている場合、ＡＧＣ制御ブロックは、ＲＦ信号のパスにおける減衰量を減少させ、ＲＦ出力信号を大きくする。
【０００８】
このようにして、ＡＧＣ制御ブロックは、継続的に可変減衰器を調整し、これにより、ＲＦ出力信号のレベルは、予想される様々な変化に対して、一定に保たれる。よく知られている変化としては、入射光に対する光変調度（optical modulation index：ＯＭＩ）の深さの変化、入射光のパワーレベルの変化、フォトディテクタ応答の変化、及びトランスインピーダンス利得の変化等がある。これらの量は、時間、温度に応じて、及び単体間で変化するため、受信機の特性を自動的に調整できることが非常に望ましい。
【０００９】
カプラの方向性には、注意が必要である。順方向に進む信号を逆方向に進む信号から分離する方向性カプラの能力が劣っていると、ＲＦ配電網からの信号反射が信号検出器に入ってしまうが、これは望ましくない。ＦＴＴＰネットワークの場合、住居内のＲＦ配電網のインピーダンスの制御が不十分であるため、受信機からの適切な出力レベルを保証するために、良好な方向性が必要である。
【００１０】
図２に示すＡＧＣ技術には、コスト及び複雑さに関する課題がある。広帯域の方向性素子は、開口が小さいフェライト磁心の周囲に細いワイヤの複数の巻線が必要である場合が多く、この製造のために大きな労力が費やされる。ＡＧＣ回路において、フェライト巻線素子をなくすことができれば、製造コストを直接低減することができる。また、広帯域カプラによって、受信機出力に損失が生じる。損失−損失方向性カプラ（loss-loss directional coupler）を用いることもできるが、この場合、信号検出器に結合される信号の量が犠牲になる。
【００１１】
最良の信号検出器性能を実現するためには、レベル検出器ブロックの検出素子に入る信号のレベルをより高くすることが望ましい。適切なＲＦドライブがなければ、レベル検出器の出力電圧レベルは低くなり、このために、例えば、ＡＧＣ制御ブロックにおけるオフセット電圧等の精度性能のレベルが高い高価な演算増幅器が必要となる。この問題に対処するために、方向性カプラの結合出力端子と、信号検出器の入力端子との間にＲＦ後置増幅器が設けられることも多い。しかしながら、このためにコストが高くなる。
【００１２】
光受信機は、例えば、Ｓｋｒｏｂｋｏによる米国特許第６，６７４，９６７号に開示され、当分野では、「光ＡＧＣ」として知られている手法として、入力光条件を感知することによって、出力レベル制御を行うことも多い。ここでフォトディテクタに引き込まれるＤＣ電流の量は、受信機に衝突する光パワーの量に比例する。この情報を用いて、受信機の出力レベルを調整することができる。入力パワーが大きければ、出力レベルを一定に保つ量に受信機利得を調整できる。光量が少ない場合、受信機利得は、出力をレベルを一定に維持するために必要な量だけ高められる。この手法の問題点は、開ループ回路として実現される点である。すなわち、この手法では、入力光ＯＭＩの変化又は受信機の利得の変化に対して調整を行うことはできない。
【００１３】
光ＡＧＣ法においても、受信機を出る信号の量に関する情報を指示することが望まれることが多い。これらの場合、利得の調整においてレベル検出器の出力を用いなくても、方向性レベル検出器が望ましい。
【００１４】
図２に示す受信機のトランスインピーダンス増幅器（trans-impedance amplifier：ＴＩＡ）部の周波数応答の大部分は、カソード及びアノードに亘って現れるフォトディテクタ接合容量によって形成される極及びＴＩＡの実効入力インピーダンスによって決定する。Ｃｏｌｅ他による米国特許第５，０９５，２８６号における従来の技術の説明で述べられているように、出力から入力への並列フィードバックは、トランスインピーダンス増幅器を形成し、フォトディテクタ容量の影響を最小化し、広帯域幅を実現するのに有効である。Ｋｒｕｓｅによる米国特許第４，９９８，０１２号に開示されているように、トランスインピーダンス増幅器内の並列フィードバックの値を適切に選択することによって、雑音及び歪み性能を良好に保つことができる。Ｃｏｌｅ他による米国特許第５，０９５，２８６号では、受信機のパワー利得は、増幅器から見た入力インピーダンスと出力インピーダンスとの比率によって決定し、したがって、周波数応答及び利得特性は、主に、各フォトディテクタ端子における５００Ω程度の信号源の大きなインピーダンスに基づいて決定する。並列フィードバックを用いるトランスインピーダンス増幅器は、多くの場合、３００〜１０００Ωの帰還抵抗の値を用い、負帰還動作のために、入力インピーダンスを低くでき、抵抗から熱雑音が少ないために、雑音特性を良好に保つことができる。これまで、上述した利点から、トランスインピーダンス増幅器設計では、並列フィードバックが採用されることが多かった。
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明は、光受信機の出力パワーレベルを検出するための回路及び信号パワーレベル検出方法を提供する。一実施の形態においては、信号パワーレベル検出回路は、アノード及びカソードを有するフォトディテクタと、少なくとも２つの入力端子及び２つの出力端子を有し、一方の入力端子がフォトディテクタのアノードに接続され、他方の入力端子がフォトディテクタのカソードに接続された増幅器と、増幅器の１つの出力端子に接続された信号検出器とを備え、増幅器の出力端子は、互いに分離されている。
【００１６】
増幅器は、単一の差動トランスインピーダンス増幅器であってもよく、差動出力増幅器に接続されたデュアルトランスインピーダンス増幅器であってもよい。信号検出器は、信号パワーレベル検出回路から出力される元の信号の信号強度を検出する。
【００１７】
また、本発明の一実施の形態として、光受信機の出力パワーレベルを検出する信号パワーレベル検出方法は、第１の電流及び第２の電流を生成するフォトディテクタによって光信号を検出するステップと、第１の電流を増幅器の１つの入力端子に供給するステップと、第２の電流を増幅器の第２の入力端子に供給するステップと、増幅器の出力信号を信号検出器に供給するステップとを有し、信号検出器の出力信号は、光受信機の出力パワーレベルを示す。
【００１８】
増幅器は、単一の差動トランスインピーダンス増幅器であってもよく、差動出力増幅器に接続されたデュアルトランスインピーダンス増幅器であってもよい。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
以下、当業者が発明を実施及び利用できるように、及び本発明者が、本発明を実施するために最良と考える実施の形態を用いて本発明を説明する。なお、当業者にとっては、様々な変形例が明らかである。これらの変形例、等価物、代替物は、全て、本発明の思想及び範囲内に含まれる。
【００２０】
上述のように、入力側の光信号のレベルの変化に対して、出力信号のレベルを一定に保つ光受信機の能力によって、運営事業者は、設置及び維持コストを削減することができる。図２は、この自動利得制御（automatic gain control：ＡＧＣ）を実現するための１つの方法を示しており、ここで、主要な機能は、受信機から出力されるパワーに対する方向性の検出を行う機能である。この機能を実行するためには、方向性を有する検出器が必要である。
【００２１】
この方向性検出を実行するための改善されたシステム及び方法を図３に示す。フォトディテクタ３０は、差動トランスインピーダンス増幅器３６の２つの入力端子を駆動するために用いられる。差動トランスインピーダンス増幅器３６は、それぞれが、図３に示す非反転端子（＋）と反転端子（−）に供給される入力電流の差分を示す２つの出力信号を出力する。一方の出力信号（Ｖｏｕｔ１）は、信号検出器３８に供給され、信号検出器３８は、信号パワーレベル検出回路から出力される元の信号（すなわち、信号パワーレベル検出回路の出力インピーダンスによって再び反射された信号ではない信号）の信号強度を検出する。数学的には、以下のように表すことができる。
Ｖｏｕｔ１＝Ｚ１＊（Ｉｉｎ１−Ｉｉｎ２）＋歪み項
Ｖｏｕｔ２＝Ｚ２＊（Ｉｉｎ２−Ｉｉｎ１）＋歪み項
ここで、Ｉｉｎ１及びＩｉｎ２は、それぞれ、非反転入力端子（＋）及び反転入力端子（−）の入力電流であり、Ｚ１及びＺ２は、それぞれ、トランスインピーダンス利得の線形係数である。この差動トランスインピーダンス増幅器３６の出力信号Ｖｏｕｔ１、Ｖｏｕｔ２は、反転入力端子及び非反転入力端子に入力される電流の差だけに依存し、反対の出力電圧には依存しないため、出力端子間には、方向性が存在し、各出力端子は、分離されていると言える。したがって、一方の出力端子側における負荷条件の変化によって、反対側の出力端子のレベルが変化することはない。すなわち、出力信号Ｖｏｕｔ２に対するインピーダンスが時間と共に変化しても、反対側の出力端子からの出力信号Ｖｏｕｔ１の値は、変化しない。同様に、出力信号Ｖｏｕｔ１又は出力信号Ｖｏｕｔ２の一方において外部的に誘導された信号は、他方には現れない。
【００２２】
本発明の利点は、高価な方向性カプラを用いなくても済む点である。これらの方向性素子は、巻線の製造に労力が掛かり、出力パワーを消費するという問題点があった。このような広帯域の方向性素子は、ＲＦＩＣ上で実現することは非常に困難であり、したがって、方向性素子の必要性をなくすことによって、受信機の集積度のレベルを高めることができる。また、方向性カプラをなくすことによって、部品の集積度が高い基板空間を有効に利用することができる。
【００２３】
また、本発明の技術により、平衡動作によって、図４に示すように、良好な２次歪み性能を実現できる。フォトディテクタ電流は、ピーキングコイルＬ１、Ｌ２を介して差動トランスインピーダンス増幅器３６の入力段に供給される。これらのコイルＬ１、Ｌ２は、受信機の利得の平坦性の制御に役立ち、及びフォトディテクタ３０の寄生容量を補償するために用いられる。フォトディテクタ３０のバイアスは、コイルＬ３、Ｌ４によって実現され、これにより、フォトディテクタ３０は、ＶＣＣ１に略等しい電圧によって逆バイアスされる。この目的に適するフォトディテクタとしては、例えば、エムコア社（Emcore）製の部品番号２６１０がある。
【００２４】
光パワーがフォトディテクタ３０に供給されると、フォトディテクタ３０のカソードからアノードにＤＣ電流が流れ、抵抗Ｒ８に亘って、小さなＤＣ電圧が生じる。抵抗Ｒ８に亘る電圧の値は、入射光の量を示す。本発明では、能動素子である電界効果トランジスタ（field-effect-transistor：ＦＥＴ）を用いることができ、これによって、非常に高い周波数に対して、適切なトランスコンダクタンスを提供しながら、ゲート−ソース（Ｃｇｓ）及びドレイン−ゲートの真性容量（Ｃｄｇ）を低く、入力インピーダンスを非常に高く維持できる。図４の実施の形態では、０．２５ミクロンデバイスプロセスにおいて、高周波集積回路（radio-frequency-integrated-circuit：ＲＦＩＣ）上に形成された擬似格子整合型高電子移動度トランジスタ（Pseudomorphic-High-Electron-Mobililty-Transistor：ＰＨＥＭＴ）を用いる。また、これに代わるデバイス技術として、相補形金属酸化膜半導体（Complementary Metal-Oxide-Semiconductor：ＣＭＯＳ）ＦＥＴ、又は例えば、シリコンゲルマニウム（ＳｉＧｅ）又はガリウム砒素（ＧａＡｓ）ヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）等のバイポーラ接合トランジスタ（Bipolar-Junction-Transistor：ＢＪＴ）を用いてもよい。
【００２５】
差動トランスインピーダンス増幅器は、一方がトランジスタＱ１とトランジスタＱ２の対によって構成され、他方がトランジスタＱ３とトランジスタＱ４の対によって構成された２つの差動対に基づく二段設計によって形成されている。通常の動作の下では、差動対は、各片半分は、他方の片半分に対して、逆の位相で動作する。トランジスタＱ１がより多くの電流を流し、ドレイン電圧を降下させると、トランジスタＱ２は、より少ない電流を流し、ドレイン電圧を上昇させる。フォトディテクタ３０のカソード及びアノードの両方は、入力段を駆動するために用いられるため、本発明に基づく信号パワーレベル検出回路への入力電流は、本質的に平衡であり、すなわち、図４に示す信号パワーレベル検出回路の各片半分には、振幅が同じで、位相が逆の電流が供給される。差動対の有益な特性の１つは、平衡入力条件の場合、各出力信号が入力信号に対して奇関数となる点である。奇関数は、べき級数展開における分解が１、３、７…５等の奇数次のパワー項だけを含み、偶数次のパワー項を含まない関数である。したがって、トランジスタＱ１、Ｑ２のドレインから取り出される出力及びトランジスタＱ５、Ｑ６のドレインから取り出される出力は、２次の歪みを含まない。
【００２６】
トランジスタＱ１、Ｑ２の差動対を含む図４の入力段は、受信機の一次的なトランスインピーダンス（primary trans-impedance）を提供し、トランジスタＱ３、Ｑ４の差動対を含む出力段は、受信機の正味のトランスインピーダンスを高める基礎電圧利得を提供する。入力段のトランスインピーダンスは、主に、並列帰還抵抗Ｒｆｂ１、Ｒｆｂ２によって決定される。トランジスタＱ１、Ｑ２に対する入力インピーダンスは、非常に大きいため、フォトディテクタ３０からの入力電流は、主に、並列帰還抵抗Ｒｆｂ１、Ｒｆｂ２を介して流れる。また、並列帰還抵抗Ｒｆｂ１、Ｒｆｂ２の値は、受信機の総合的な等価入力雑音（equivalent input noise：ＥＩＮ）の主な決定因子であり、受信機の利得応答又は歪み性能に悪影響を与えない範囲で、可能な限り大きくする必要がある。
【００２７】
トランジスタＱ１、Ｑ２のドレインの出力は、それぞれ、抵抗Ｒ４、Ｒ５を介して、ＰＩＮダイオードＣＲ１、ＣＲ２に供給される。これらのＰＩＮダイオードＣＲ１、ＣＲ２は、ダイオードをバイアスするＤＣ電流に応じて動作抵抗が変化する特性を有する。適切なＰＩＮダイオードとしては、例えば、アジレントテクノロジー社（Agilent Technologies）製の部品番号ＨＳＭＰ−３８１Ｆがある。ＰＩＮダイオードＣＲ１、ＣＲ２のバイアスは、可変ＤＣ電流源の電流Ｉａｔｔｅｎによって実現される。電流Ｉａｔｔｅｎが大きくなると、ＰＩＮダイオードＣＲ１、ＣＲ２のＤＣ電流が大きくなり、ＲＦ抵抗が小さくなり、抵抗Ｒ４、Ｒ５に亘る電圧降下が大きくなる。換言すれば、トランジスタＱ３、Ｑ４によって構成される出力段は、入力インピーダンスが非常に高いため、ＰＩＮダイオードＣＲ１、ＣＲ２における動作抵抗が小さくなると、直列抵抗Ｒ４、Ｒ５によって、より大きな減衰が生じる。このようにして、電流Ｉａｔｔｅｎは、入力側のトランスインピーダンス段と、出力側の後置増幅段との間の減衰の量を制御する。すなわち、電流Ｉａｔｔｅｎは、差動トランスインピーダンス増幅器の正味利得を調整する主要なメカニズムである。
【００２８】
減衰された信号は、デカップリングコンデンサＣ５、Ｃ６を介して、トランジスタＱ３、Ｑ４の差動対からなる出力段に供給される。カスケード接続のトポロジは、トランジスタＱ３、Ｑ４のドレインに、それぞれトランジスタＱ５、Ｑ６を追加することによって構成される。カスケード接続のトポロジは、例えば、良好な周波数応答、より高い利得、良好な線形性等、出力増幅器としての多くの好ましい特性を有する。本発明で最も重要な点として、このカスケード接続のトポロジは、トランジスタＱ５、Ｑ６のドレインにおける出力と、トランジスタＱ３、Ｑ４のゲートにおける入力との間を良好に分離する。この分離によって、出力段は、平衡を維持する。
【００２９】
本発明に基づく出力間の良好な分離特性を図６を用いて更に説明する。図６は、図４の出力部のカスケード段の上側の素子（top device）であるトランジスタＱ５、Ｑ６の主な寄生容量を示している。ドレイン間の分離を検討するために、ＲＦ電圧をトランジスタＱ６のドレインに供給し、ＲＦ試験ソースを調べる。このＲＦ試験ソースは、例えば、家庭内のＲＦ同軸ケーブル等のＲＦ配電網の反射信号を模倣する信号である。信号パワーレベル検出回路の分離は、反対のドレインに位置しているＲＦ電圧計によって測定されるＲＦ電圧を、ＲＦ試験信号の出力電圧によって除算した商によって表される。ＲＦ試験信号が信号パワーレベル検出回路を通過する２つの主要なパスがあるが、いずれも分離が優れており、これは、信号パワーレベル検出回路の分離特性が良好であることを示している。１つの潜在的パスは、ＲＦ試験信号が、ゲートの共通ノードにおけるコンデンサＣ８によって減衰されずに、トランジスタＱ５、Ｑ６の真性容量Ｃｄｇに亘って漏れるパスである。真性容量Ｃｄｇに対するコンデンサＣ８の容量の比率は、１〜５０とすることが好ましく、これにより、通過するＲＦ信号を非常に小さくできる。図６に示していない他の可能性として、トランジスタＱ６のドレインからソース、トランジスタＱ４のドレインからソース、そして、トランジスタＱ３のソースからドレイン、トランジスタＱ５のソースからドレインにＲＦ信号が漏れることがある。なお、これらの漏洩パスは、殆どのＦＥＴ素子において、インピーダンスが非常に高いので、このパスに亘って流れる電流は、非常に小さい。なお、ここでは良好な分離が望まれ、並列フィードバックを適用すると、分離に悪影響があるため、トランジスタＱ５又はトランジスタＱ６の出力ドレインからトランジスタＱ３及びトランジスタＱ４のゲートへの並列フィードバックは、用いられない。
【００３０】
本発明に係る信号パワーレベル検出回路の出力段の良好な分離によって、出力段に戻る反射信号と、信号検出器ブロックとの間が分離される。これらの反射信号は、住居内のケーブル接続の品質が劣っている場合、又は同軸配電網の終端が適切に維持されていない場合に生じる。換言すれば信号検出器の駆動レベルは、図４のトランジスタＱ５のドレインの出力側のインピーダンスから独立している。通常のＡＧＣ動作では、信号検出器は、出力インピーダンス条件の影響を受けないので、ＡＧＣネットワークは、同軸ケーブルのインピーダンス条件の低下にかかわらず、適切な量のＲＦ信号を出力する。図６及び図４の信号パワーレベル検出回路の良好な分離性能によって、優れた方向性が実現され、信号検出器は、戻り信号を検出せず、ＡＧＣは、ＲＦ出力レベルを調整しない。
【００３１】
図４の差動対のバイアスは、０Ｖの高インピーダンスゲートバイアスを行い、ＦＥＴに対して、約１／３のデバイスピンチオフ又は約−０．３Ｖの逆バイアスを印加することによって実現される。バイアス抵抗Ｒ９、Ｒ１０の値は、差動対におけるバイアス電流を決定する。なお、バイアス抵抗Ｒ９、Ｒ１０には、バイアスコイルＬ９、Ｌ１０が直列に接続されている。これらのコイルＬ９、Ｌ１０は、トランジスタＱｌ、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のソースから接地電位へのインピーダンスを高め、差動対の同相信号除去性能を向上させる望ましい効果を有する。抵抗Ｒ９、Ｒ１０の値は、単にバイアス電流を設定するためのみに十分な、非常に小さい値であるため、コイルＬ９、Ｌ１０がなければ、各ソースに接続される残りのインピーダンスは、非常に小さくなる。同相信号除去性能を向上させることにより、信号パワーレベル検出回路の平衡性が向上し、及び信号パワーレベル検出回路内に僅かな不均衡が存在する場合にも、２次性能（2nd order performance）が向上する。
【００３２】
信号検出器への駆動レベルが方向性カプラによって減衰する図２に示す従来の技術手法とは異なり、トランジスタＱ６のドレインは、信号検出器を駆動するだけでよいので、非常に高いレベルの駆動信号を提供できる。典型的な方向性結合ポートの損失は、１０〜２０ｄＢであるので、本発明は、より高いレベルの信号を信号検出器に供給でき、したがって、より簡単で低コストな設計を実現できる。入力信号のレベルが大きくなると、信号パワーレベル検出回路内で検出される電圧も大きくなり、例えば、演算増幅器のオフセット性能に対する要求が緩和される等のために、アナログコンポーネントのコストを低減することができる。また、本発明によって、信号検出器の出力の応答に対する、通常の受信処理の場合と、入力光が消され、通常の動作において全反射が起こった場合と同じレベルの戻り信号がある場合との間の差分である信号検出器の方向性を非常に高めることができる。本発明は、トランジスタＱ５及びトランジスタＱ６のドレイン間の本質的に良好な分離のために、優れた方向性を実現する。
【００３３】
分離を維持するために、トランジスタＱ５、Ｑ６のドレインと、トランジスタＱ３、Ｑ４の対応するゲートとの間で並列フィードバック接続は行わない。これにより、トランジスタＱ５、Ｑ６のドレインの出力インピーダンスが高くなるが、これは、バイアスコイルＬ７、Ｌ８に、それぞれ抵抗Ｒ１３、Ｒ１４を接続することによって低減できる。これらの抵抗は、本発明に基づく信号パワーレベル検出回路の利得を及び実効出力線形性を低下させるが、本質的により高い利得及び線形性を有するカスケード接続のトポロジが、これらの損失を補償する。
【００３４】
更に、カスケード接続のトポロジは、抵抗Ｒ１３がなければ、非常に高い出力インピーダンスを有するため、抵抗Ｒ１３を用いて、本発明に基づく信号パワーレベル検出回路の出力インピーダンスを高い精度で設定することができる。本発明に基づく信号パワーレベル検出回路は、出力インピーダンスを制御することができるので、抵抗Ｒ１３を適切に選択することによって、ＲＦ配電網から反射する信号を終端することができる。殆どのビデオシステムにいおいて抵抗Ｒ１３は、約７５Ω程度に設定するとよい。この結果、信号パワーレベル検出回路から出る信号パワーは、実際的な目的では、光入力電流に由来する元の出力信号パワーだけである。このように、光受信機を出る信号には、出力増幅器とＲＦ配電網との間の多重反射からのパワーは含まれない。
【００３５】
図４に示す実施の形態の各要素の値を以下の表１に示す。電流Ｉａｔｔｅｎは、１００μＡ〜１５ｍＡの範囲の値を取る可変電流源である。
【００３６】
【表１】
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【００３７】
信号パワーレベル検出回路の実施の形態を図５に示す。ＲＦ入力は、固定インピーダンスの信号を終端する抵抗Ｒ１に亘って印加される。コンデンサＣ１は、ＰＩＮダイオード（以下、検出ダイオードともいう。）ＣＲ１へのＡＣ結合を提供し、検出ダイオードＣＲ１は、抵抗Ｒ２を介して、ＶＣＣから極めて低いレベルのＤＣ電流によってバイアスされている。ここで用いられる適当なダイオードとしては、例えば、アジレントテクノロジー社（Agilent Technologies）製の部品番号ＨＳＭＰ−２８６５がある。この小さなＤＣ電流は、検出ダイオードＣＲ１を順方向にバイアスし、Ｒ３／Ｃ２フィルタネットワークに亘って、非常に小さいＤＣ電圧を生じさせる。ＲＦ入力レベルが大きくなると、検出ダイオードＣＲ１に亘る電圧が大きくなり、ＲＦ信号レベルの増加に比例して、検出ダイオードＣＲ１を流れる平均電流が大きくなる。このように、図５のレベル検出器の出力は、検出器に入力されたＲＦパワーの大きさを示す。図５の信号パワーレベル検出回路の各要素の好適な値は、Ｒ１＝７５Ω、Ｒ２＝１００ｋΩ、Ｒ３＝１ｋΩ、Ｃｌ＝４７０ｐＦ、Ｃ２＝４７０ｐＦである。
【００３８】
図７に示す本発明の変形例では、入力差動トランスインピーダンス増幅器をデュアルトランスインピーダンス増幅器（dual trans-impedance amplifier）に置換している。デュアルトランスインピーダンス増幅器は、２つの完全に独立した増幅器であってもよく、又はマッチングを向上させるために同じ集積回路上に形成された２つの個別の増幅器であってもよい。図７に示す変形例では、コイル又は抵抗を用いて構成されるフォトディテクタバイアスネットワークを介して、フォトディテクタにバイアスを印加する。Ｖｃｃとフォトディテクタのカソードの間及びＶｃｃとフォトディテクタのアノードの間のインピーダンスを高くすることにより、可能な限り多くのフォトディテクタ電流がトランスインピーダンス増幅器に流れ、信号対雑音比が最適化される。フォトディテクタは、入射光を復調し、デュアルトランスインピーダンス増幅器の２つの各入力端子に２つの電流信号を供給する。これらの電流は、互いに位相が１８０度異なっており、これにより、デュアルトランスインピーダンス増幅器の２つの出力信号も、互いに位相が１８０度異なっている。そして、これらの出力は、差動増幅器の２つの入力に結合され、差動増幅器は、信号レベルを高める利得を提供する。差動増幅器は、少なくとも２つの出力端子を備え、一方の出力端子は、ＲＦ配電網を駆動し、他方の出力端子は、信号検出器を駆動する。これらの出力信号は、互いに同位相である必要はないが、これらの出力端子は、信号検出器の方向性を効果的に維持するために、互いに良好に分離する必要がある。差動増幅器は、ＡＧＣ回路において有用な調整可能な利得を有していてもよい。
【００３９】
差動トランスインピーダンス増幅器がデュアルトランスインピーダンス増幅器によって置換された図７に示す本発明の実施の形態の信号パワーレベル検出回路図を図８に示す。デュアルトランスインピーダンス増幅器は、２つのマッチングされたトランスインピーダンス増幅器からなる。この信号パワーレベル検出回路は、図４と略同様に動作するが、図８の構成では、トランジスタＱｌとトランジスタＱ２は、互いから強く独立したトランスインピーダンス増幅器を形成している。換言すれば、図８に示す信号パワーレベル検出回路は、図４の信号パワーレベル検出回路と比べて、同相信号除去性能が劣っている。なお、図８の信号パワーレベル検出回路は、特に、プロジェクトコスト及びスケジュールの制約のために、集積回路技術を用いることができない場合等に、図４の信号パワーレベル検出回路より簡単に構築できる。この場合、図８のデュアルトランスインピーダンス増幅器は、２つの個別にパッケージされた増幅器又は個別のトランジスタを用いて構成することができる。
【００４０】
本発明の範囲及び思想から逸脱することなく、上述の好ましい具体例を様々な分野に応用し、又は変更できることは当業者にとって明らかである。したがって、本発明は、添付の請求の範囲に基づき、上述した具体例とは異なる形態でも実現できることは明らかである。
【図面の簡単な説明】
【００４１】
【図１】標準の光リンクシステムのブロック図である。
【図２】従来の可変減衰器を用いる自動利得制御システムのブロック図である。
【図３】本発明の一実施の形態のブロック図である。
【図４】図３のブロック図の一実施の形態を示す概略図である。
【図５】図３に示す信号検出器の一実施の形態の概略図である。
【図６】図４のカスケード段の上側の素子の主な寄生容量を示す概略図である。
【図７】本発明の変形例のブロック図である。
【図８】図７のブロック図の一実施の形態を示す概略図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【国際調査報告】
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