(57)【要約】  時間ドメイン信号のスペクトルにおける位相ドリフトを低減するための装置は、該時間ドメイン信号を周波数ドメインに変換された信号へと時間周波数変換するための変換器（１０１）であって、該変換された信号は該時間ドメイン信号のスペクトルを表す、変換器（１０１）と、該位相ドリフトを検出するための検出器（１０９）であって、該位相ドリフトを示すコントロール信号を生成する検出器（１０９）とを備えており、該変換器（１０１）はさらに、該コントロール信号に応じて、時間周波数変換の前に該時間ドメイン信号をプリプロセスするか、または該変換された信号に補正位相ドリフトを導入して位相ドリフトを低減するために該時間ドメイン信号を時間周波数変換した後に該変換された信号をポストプロセスするものであり、該補正位相ドリフトは該位相ドリフトを少なくとも部分的に補償するものである。
2008511196.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
時間ドメイン信号のスペクトルにおける位相ドリフトを低減する装置であって、
前記時間ドメイン信号を周波数ドメインに変換された信号へと時間周波数変換するための変換器（１０１）であって、前記変換された信号は前記時間ドメイン信号のスペクトルを表すものである、変換器（１０１）と、
前記位相ドリフトを検出し、前記位相ドリフトを示すコントロール信号を生成する検出器（１０９）と
を備え、
前記変換器（１０１）はさらに、前記コントロール信号に応じて、時間周波数変換の前に前記時間ドメイン信号をプリプロセスするか、または位相ドリフトを低減するための前記変換された信号に対し補正位相ドリフトを導入するために前記時間ドメイン信号を時間周波数変換した後に前記変換された信号をポストプロセスするものであり、
前記補正位相ドリフトは少なくとも部分的に前記位相ドリフトを補償するものである、
装置。
【請求項２】
前記検出器（１０９）は、前記変換器（１０１）により提供された前記変換された信号における位相ドリフトを検出するか、またはプリプロセスした後に前記時間ドメイン信号から位相ドリフトを検出するものである、請求項１に記載の装置。
【請求項３】
前記変換器（１０１）は、前記時間ドメイン信号をプリプロセスするサイクリックシフト要素（３０１）を備え、
前記サイクリックシフト要素（３０１）は、前記コントロール信号を受信し、該コントロール信号に応じて、前記変換された信号に前記補正位相ドリフトを導入するために前記時間ドメイン信号をサイクリックシフトするものである、
請求項１または２に記載の装置。
【請求項４】
前記検出器（１０７）は、前記変換された信号における前記位相ドリフトを検出するために、前記変換器（１０１）の出力へと接続されている、請求項１〜３のいずれか一項に記載の装置。
【請求項５】
前記変換器（１０１）は、前記サイクリックシフト要素によって提供された前記時間ドメイン信号を前記変換された信号に変換するための、前記サイクリックシフト要素の出力へと接続されたフーリエ変換器を備えるものである、請求項３または４に記載の装置。
【請求項６】
前記検出器は、前記変換された信号における位相ドリフトを検出するために、前記変換器（１０１）の出力へと接続されている、請求項５に記載の装置。
【請求項７】
前記検出器（１０９）はコントロール出力を備え、
前記コントロール出力は前記サイクリックシフト要素のコントロール入力へと接続されている、
請求項３〜６のいずれか一項に記載の装置。
【請求項８】
前記サイクリックシフト要素は、複数の値により前記時間ドメイン信号をサイクリックシフトするものであり、
前記検出器（１０９）は、以下の式
【数１】
2008511196.tif 000058
に基づいて前記複数の値を決定するものであって、Ｅ［Δφi］は、ＮFFT個のサブキャリアのうちの第ｉ番目のキャリアについて検出された位相ドリフトΔφiの期待値を表すものである、
請求項３〜７のいずれか一項に記載の装置。
【請求項９】
前記サイクリックシフト要素は、負の位相ドリフトを補償するために補正位相ドリフトを前記変換された信号に導入するための左シフトを実行するか、または正の位相ドリフトを補償するために負の補正位相ドリフトを前記変換された信号に導入するための右シフトを実行するものである、請求項３〜８のいずれか一項に記載の装置。
【請求項１０】
前記サイクリックシフト要素はシフトレジスタを備え、
前記シフトレジスタは、入力と該入力へ接続された出力とを有するものである、
請求項３〜９のいずれか一項に記載の装置。
【請求項１１】
前記変換器（１０１）は、前記変換された信号を周波数ドメインでポストプロセスするための位相補償器を備えるものであり、
前記位相補償器は、前記補正位相ドリフトを導入するために周波数ドメインにおいて前記変換された信号の位相を変更するものである、
請求項１〜１０のいずれか一項に記載の装置。
【請求項１２】
前記変換器（１０１）は、前記時間ドメイン信号を時間周波数変換するためのフーリエ変換器を備えるものであり、
前記位相補償器は、前記フーリエ変換器の出力へと接続されており、
前記検出器（１０９）は、前記位相補償器の出力へと接続されており、
前記位相補償器は、前記検出器（１０９）から前記コントロール信号を受信するものである、
請求項１１に記載の装置。
【請求項１３】
前記位相補償器は、前記検出器（１０９）から前記コントロール信号を受信するためのコントロール入力を備えるものである、請求項１２に記載の装置。
【請求項１４】
前記位相補償器は、負の位相ドリフトを補償するために前記補正位相ドリフトを前記変換された信号の位相に追加するか、または正の位相ドリフトを補償するために前記補正位相ドリフトを前記変換された信号の位相から差し引くものである、請求項１１〜１３のいずれか一項に記載の装置。
【請求項１５】
前記検出器（１０９）は、前記変換された信号の後続の２つの値の間の位相変化の平均を決定するものであり、
前記位相変化の平均は前記位相ドリフトを表すものである、
請求項１〜１４のいずれか一項に記載の装置。
【請求項１６】
前記検出器は、前記変換された信号の後続の２つの値の積の平均値を決定し、前記平均値の位相を決定するものであり、
前記平均値の前記位相は前記位相ドリフトを表すものである、
請求項１〜１５のいずれか一項に記載の装置。
【請求項１７】
前記検出器（１０９）は、前記変換された信号の、複数の値により間隔のあいた２つの値の間の位相変化の平均を決定し、前記変換された信号の値ごとに前記位相ドリフトを検出するために前記複数の値で前記位相変化の平均を除算するものである、請求項１〜１６のいずれか一項に記載の装置。
【請求項１８】
前記変換器は、前記時間ドメイン信号をプリプロセスするサイクリックシフト要素と、前記サイクリックシフト要素によりサイクリックシフトされた前記時間ドメイン信号を時間周波数変換するための、前記サイクリックシフト要素へと接続されたフーリエ変換器と、前記フーリエ変換器により提供された変換された信号をポストプロセスするための、前記フーリエ変換器の出力へと接続された位相補償器とを備えるものであり、
前記位相補償器の出力は前記検出器（１０９）へと接続されており、
前記サイクリックシフト要素は、前記検出器（１０９）からコントロール信号を受信するものであり、
前記コントロール信号は、補正位相ドリフトを前記変換された信号に導入して前記位相ドリフトを粗く補償し、前記複数の値により前記時間ドメイン信号をサイクリックシフトするために、前記時間ドメイン信号がシフトされる複数の値を表すものであり、
前記位相補償器は、前記変換された信号の位相に導入されるさらなる補正位相ドリフトを表すさらなるコントロール信号を受信して前記位相ドリフトを精度良く補償し、前記さらなる補正位相ドリフトを前記変換された信号の前記位相に導入するものである、
請求項１〜１７のいずれか一項に記載の装置。
【請求項１９】
時間ドメインにおいて受信可能なマルチキャリア信号における位相ドリフトを低減する請求項１〜１６のいずれか一項に記載の装置であって、周波数ドメインにおいて受信可能なマルチキャリア信号を表す変換された信号を提供し、前記変換された信号は低減された位相ドリフトを有する、装置と、
前記変換された信号に含まれる情報を抽出するための手段と
を備えるマルチキャリア受信機。
【請求項２０】
前記マルチキャリア受信機は、フレーム同期を実行するシンクロナイザーをさらに備えるものであり、
前記位相ドリフトは、エラーのあるサンプルタイムインスタントによるフレーム同期エラーから生じるものであり、
前記検出器（１０９）は、前記位相ドリフトを表すフレーム同期コントロール信号を生成するものであり、
前記シンクロナイザーは、前記フレーム同期エラーを低減するために、前記フレーム同期コントロール信号に応じてサンプルタイムインスタントを調整するものである、
請求項１９に記載のマルチキャリア受信機。
【請求項２１】
前記情報を抽出するための手段は、前記変換された信号の後続の２つの値の間の位相変化に基づいて情報を抽出するために、前記変換された信号を差分復調するための差分復調器を備えるものである、請求項１９または２０に記載のマルチキャリア受信機。
【請求項２２】
前記情報を抽出するための手段は、前記変換された信号を周波数ドメインにおいてフィルタリングするためのローパスフィルタを備えるものであり、
前記ローパスフィルタは、フィルタ応答の実数部分を表す実数値係数を有するものであり、
前記フィルタ応答の虚数部分を表すフィルタ係数はゼロに設定されるものであり、
前記変換器はさらに、前記受信可能なマルチキャリア信号を時間ドメインにおいてプリプロセスするか、または位相シフトを前記変換された信号に導入して、前記変換された信号のスペクトルを前記ローパスフィルタのパスバンドに対してシフトするために、前記変換された信号を周波数ドメインにおいてポストプロセスするものである、
請求項１９または２０に記載のマルチキャリア受信機。
【請求項２３】
時間ドメインにおける前記受信可能なマルチキャリア信号は、通信チャネルを介して送信される送信信号の受信可能なバージョンであり、
前記ローパスフィルタは、チャネル推定用に構成されているものである、
請求項２２に記載のマルチキャリア受信機。
【請求項２４】
前記ローパスフィルタはチャネル推定のためのウィーナーフィルタである、請求項２３に記載のマルチキャリア受信機。
【請求項２５】
前記ローパスフィルタは補間フィルタである、請求項２３または２４に記載のマルチキャリア受信機。
【請求項２６】
前記情報を抽出するための手段は、空間周波数ブロックデコーダを備えるものである、請求項１９〜２５のいずれか一項に記載のマルチキャリア受信機。
【請求項２７】
時間ドメイン信号のスペクトルにおける位相ドリフトを低減する方法であって、
前記時間ドメイン信号を周波数ドメインに変換された信号へと変換するステップであって、前記変換された信号はスペクトルを表すものである、ステップと、
前記位相ドリフトを検出するステップと、
前記位相ドリフトを表すコントロール信号を生成するステップと、
前記コントロール信号に応じて、時間周波数変換の前に前記時間ドメイン信号をプリプロセスするか、または補正位相ドリフトを前記変換された信号に導入するために前記時間ドメイン信号を時間周波数変換した後に前記変換された信号をポストプロセスするステップであって、前記補正位相ドリフトは、位相シフトを低減するために少なくとも部分的に前記位相ドリフトを補償するものである、ステップと
を含む方法。
【請求項２８】
時間ドメインにおいて受信可能なマルチキャリア信号の位相ドリフトを低減し、周波数ドメインにおいて受診可能なマルチキャリア信号を表す変換された信号を提供する請求項２７に記載の方法であって、前記変換された信号は低減された位相ドリフトを有する、方法と、
前記変換された信号に含まれる情報を抽出するステップと
を含むマルチキャリア信号を受信する方法。
【請求項２９】
コンピュータ上で、請求項２７または２８に記載の方法を実行するためのプログラムコードを有するコンピュータプログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電気通信の分野、具体的にはディジタル信号処理の分野に関する。
【背景技術】
【０００２】
マルチキャリア変調、特に直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）は、多種多様のディジタル通信システムにおける送信に適用されている。ＯＦＤＭ送信機において、送信されるＯＦＤＭシンボルは、選択されたマッピングスキーム、例えばＱＡＭ（直交振幅変調）と関連付けられた信号空間コンステレーションポイントへとデータ値のあるグループをマッピングすることにより得られる複数の複素数値を含んでおり、送信する送信信号を得るために例えば逆フーリエ変換を使用していわゆる時間ドメイン送信信号へと変換される。シンボル間干渉（ＩＳＩ）を取り除き、受信機において受信した信号の直交性を保つために、サイクリックプレフィックスが送信信号のガードインターバル（ＧＩ）へと挿入される。このガードインターバルは、送信信号が送信される通信チャネルの最大遅延よりも長いことが望ましい。
【０００３】
図１３は、従来のＯＦＤＭ受信機のブロック図である。まず、アンテナによって受信された信号からガードインターバルが除去される。シリアルパラレル変換（Ｓ／Ｐ）の後、周波数ドメインにおいてマルチキャリア信号の受信バージョンを得るためにフーリエ変換、例えば高速フーリエ変換（ＦＦＴ）が行われる。
【０００４】
マルチパスフェージングチャネルを介してＯＦＤＭ変調信号を送信する場合、受信する信号は未知の振幅および位相の変化を有することになる。ＯＦＤＭ復調後のチャネル応答は、サブキャリアｉ，Ｈi＝Ｈ（ｆ＝ｉ／Ｔ）に対してチャネル伝達関数（ＣＴＦ）により表現される。ここで、１／Ｔはサブキャリア間隔である。観察されたＣＴＦのマグニチュードおよび位相のスナップショットが図２４に示されている。これは、ＣＴＦの位相φi＝ａｒｇ（Ｈi）が、次式により定義される位相ドリフトを経験することを示している。
【数１】
2008511196.tif 000003
ここで、
【数２】
2008511196.tif 000004
はサブキャリアｉ−１とｉとの間の位相である。位相ドリフトは、２つの隣接するサブキャリア間の位相変化の平均である。多くの場合、この位相ドリフトは可能な限り小さいものでなければならない。
【０００５】
周波数ドメインにおける位相ドリフトは、例えばフレーム同期エラー、つまり位相シフトをスペクトルドメインに導入するタイミングエラーにより生じるものである。この位相シフトは周波数に対して例えば線形に増加する。
【０００６】
不完全なタイミング同期も、位相ドリフトＥ［Δφi］の変化をもたらすことに注目すべきである。事実、タイミングオフセットＴoffが、ガードインターバル長ＴGIからチャネルの最大遅延τmaxを差し引いたものを超えない場合、つまりＴoff≦ＴGI−τmaxである場合、ＯＦＤＭ信号の直交性の損失はない。しかしながら、非特許文献１に記載されているように、Ｔoff≠０が異なる位相ドリフトＥ［Δφi］をもたらすことになる。
【０００７】
空間周波数符号や差分変調（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）を使用する場合、位相ドリフトにより性能が低下することがある。位相ドリフトはさらに、多項式補間アルゴリズム、例えば線形またはスプライン補間の性能も低下させる。
【０００８】
図１４は、チャネル伝達関数（ＣＴＦ）のスナップショットの位相およびマグニチュードを示している。図１５は、チャネルインパルス応答（ＣＩＲ）の対応する時間ドメインスナップショットを示している。
【０００９】
非ゼロの位相ドリフトＥ［Δφi］は、任意のＯＦＤＭシステムについて一般的なものである。これは、ＣＴＦの逆フーリエ変換であるチャネルインパルス応答（ＣＩＲ）の仕組みによる。図１４に示されているＣＴＦを生成するＣＩＲが図１５に示されている。一般的な特性として、ＣＩＲは［０，τmax］の範囲内のみ非ゼロである。ここで、τmaxはチャネルの最大遅延、すなわち、
【数３】
2008511196.tif 000005
であり、Ｔoffはフレームオフセットである。
【００１０】
ＣＩＲは、フーリエ変換によってＣＴＦへと関連付けられるため、ＣＴＦのスペクトルとみなすことができる。
【００１１】
非ゼロの位相ドリフトは、例えば差分位相符号化（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ｐｈａｓｅ  ｃｏｄｉｎｇ）の場合に、ＯＦＤＭシステムの性能を低下させる恐れがある。これは、差分位相復調（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ｐｈａｓｅ  ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）を行う場合に、位相エラーをもたらすさらなる位相項を位相ドリフトが導入することによるものであり、その結果、情報検出エラーが生じる。
【００１２】
さらに、位相ドリフトは、例えば周波数ドメインにおいて受信したマルチキャリア信号をイコライズするために、通信チャネルを推定する場合、例えばチャネル伝達関数を推定する場合にチャネル推定エラーを導入することができる。
【００１３】
例えばチャネル伝達関数を推定するために、ＯＦＤＭ送信機は、受信機において既知の、いわゆるパイロットシンボルをチャネル推定のために導入することができる。通常、パイロットシンボルは、送信されるＯＦＤＭ信号のサブキャリアを変調するために使用される。受信機において、チャネル伝達関数に関する情報を含んだサブキャリア値を得るために、復調手段により、例えば変調されたサブキャリアを対応するパイロットシンボルで除算することにより、変調されたサブキャリアからパイロットシンボルが除去される。
【００１４】
図１６は、ＯＦＤＭに対するパイロットシンボルに基づくチャネル推定のブロック図である。受信した信号を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）する手段により周波数ドメインへと変換した後、サブキャリアと関連付けられた値を有する変換された信号が得られる。ここで、あるサブキャリアのみがチャネル推定のためにパイロットシンボルにより変調される。変調されたサブキャリアを抽出するため、後にチャネル推定のためのチャネル推定器に提供される変調されたサブキャリアをデマルチプレクス（ＤＭＵＸ）するためにデマルチプレクサが使用できる。チャネル推定器はサブキャリア値を抽出するために上記のパイロット復調を行うことができる。復調後のサブキャリア値は、パイロットシンボルによって変調されたサブキャリアと関連付けられた周波数ポイントにおけるチャネル伝達関数の推定である。全てのサブキャリアについてチャネル推定を得るために、チャネル推定器は、例えば、複数のサブキャリアにより間隔のあいた、変調されたサブキャリアから得られた後続の２つのチャネル推定の間を補間することで、全てのサブキャリアについてチャネル推定を提供するための補間を実行することができる。デマルチプレクサによってバイパスされた変換された信号に含まれる情報を検出するために、検出ユニット（ＤＴ）が使用される。検出ユニットは、例えば、変換された信号をイコライズするためにチャネル推定を受信する。しかしながら、位相ドリフトが生じる場合、チャネル推定はさらなる位相項によりエラーを含んでいる。これは、エラーを含んだチャネル推定を使用して変換された信号をイコライズした後に、変換された信号に含まれる情報を検出する際の性能低下につながる。
【００１５】
位相ドリフトを低減するために、チャネル推定の場合、例えば非特許文献１に記載されているように位相補償が実行できる。特に、ＤＦＴ後および後続のパイロット信号を抽出した後、推定されたチャネル伝達関数を提供するためにパイロット信号の最小二乗推定が実行される。次のステップにおいて、チャネル伝達関数の後続の値に基づいてフレームエラーによる位相の変化が決定される。次のステップにおいて、推定された位相の変化が推定されたチャネル伝達関数から除去され、その結果得られたチャネル伝達関数は、さらなるチャネル推定のために最小平均二乗誤差推定器に提供される。ＭＭＳＥチャネル推定の後、データキャリアのチャネル伝達関数は、線形または高い次数の補間を使用して補間される。次のステップにおいて、位相変化を含んだ補間されたチャネル伝達関数を提供するために、位相の事後的な補償が行われ、それまでに除去された位相の変化が回復する。
【００１６】
非特許文献２は、差分変調された信号について、周波数ドメインにおいてサブキャリア振幅に対し位相ローテーションを実行してフレーム同期エラーを補償するために、差分復調（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）のプロセスにおいて位相補正係数を適用することを開示している。
【００１７】
【非特許文献１】Ｍ．  Ｈｓｉｅｈ  ａｎｄ  Ｃ．  Ｗｅｉ，″Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ  ｆｏｒ  ＯＦＤＭ  Ｓｙｓｔｅｍｓ  Ｂａｓｅｄ  ｏｎ  Ｃｏｍｂ−Ｔｙｐｅ  Ｐｉｌｏｔ  Ａｒｒａｎｇｅｍｅｎｔ  ｉｎ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｓｅｌｅｃｔｉｖｅ  Ｆａｄｉｎｇ  Ｃｈａｎｎｅｌｓ，″ ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｃｏｎｓｕｍｅｒ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，  ｖｏｌ．  ４４，  ｐｐ．  ２１７−２２５，  Ｆｅｂ．  １９９８
【非特許文献２】Ｓ．  Ｍ．  Ｗｅｉｎｆｕｒｔｎｅｒ，  ″Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ｄｏｍａｉｎ  Ｆｒａｍｅ  Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ  ｆｏｒ  Ｏｐｔｉｍｕｍ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｄｅ−ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  ｏｆ  ＯＦＤＭ，″  ｉｎ  Ｐｒｏｃ．  ＩＥＥＥ  Ｇｌｏｂａｌ  Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  （ＧＬＯＢＥＣＯＭ  ’９９），  Ｒｉｏ  ｄｅ  Ｊａｎｅｉｒｏ，  Ｂｒａｚｉｌ，  ｐａｇｅｓ  ８５７−８６２，  １９９９
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
本発明の目的は、効率的な位相ドリフトの低減についての概念を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
本目的は、請求項１に記載の位相ドリフトを低減する装置、請求項１９に記載のマルチキャリア受信機、請求項２７に記載の位相ドリフトを低減する方法、請求項２８に記載のマルチキャリア信号を受信する方法、または請求項２９に記載のコンピュータプログラムによって達成される。
【００２０】
本発明は、フィードバックループ位相ドリフト低減の仕組みを使用する場合に位相ドリフトを効率的に低減できるという見解に基づいている。より具体的には、位相ドリフト、または位相ドリフト補償エンティティによって提供された信号の残りの位相ドリフトを検出するために、かつフィードバックループを介して信号において検出された位相ドリフトに応じて位相ドリフト補償エンティティを制御するために、信号における位相ドリフトを検出する検出器が位相ドリフト補償エンティティの後に配置される場合、位相ドリフトを効率的に低減することができる。その結果、例えば、各補償ステップにおいてさらなる位相ドリフトの低減が実現できる。
【００２１】
本発明によれば、位相ドリフト補償エンティティの機能性は、時間ドメイン信号を周波数ドメインに変換された信号へと時間周波数変換するための変換器に含まれている。例えば、この時間ドメイン信号はマルチキャリア信号の受信バージョンであり、この受信バージョンは、例えばフレーム同期エラーの影響を受ける。従って、この時間ドメイン信号のスペクトルを表すこの変換された信号は、各サブキャリアの位相に影響を与える位相ドリフトの影響を受ける。
【００２２】
検出器は、変換器によって提供された該変換された信号の、周波数ドメインにおける位相ドリフトを直接検出することができる。
【００２３】
あるいはまた、検出器は、プリプロセスされた時間ドメイン信号から、時間ドメインにおける位相ドリフトを間接的に検出することができる。例えば、検出器は、フレーム同期エラーによる遅延を検出し、遅延サイン（ｄｅｌａｙ  ｓｉｎｇ）、例えばフーリエ変換によって生じる位相ドリフトを計算することができる。
【００２４】
変換された信号は、変換器の出力へと接続された、変換された信号の位相ドリフトを検出する検出器に提供される。ここで、位相ドリフトの検出は好ましくは周波数ドメインで行われる。本発明によれば、検出器は、位相ドリフトの検出時に位相ドリフトを示すコントロール信号を生成する。そしてこのコントロール信号は変換器へとフィードバックされる。この変換器は、コントロール信号に応じて周波数ドメインに変換された信号に補正位相ドリフトを導入するために、時間周波数変換の前に時間ドメインで時間ドメイン信号をプリプロセスするか、または補正位相ドリフトを変換された信号に直接導入するために時間ドメイン信号を時間周波数変換した後に変換された信号をポストプロセスするものである。補正位相ドリフトはいずれの場合も、少なくとも部分的に位相ドリフトを補償し、その結果、位相ドリフトが低減される。
【００２５】
本発明によれば、時間ドメイン信号を時間周波数変換することによって得られた、例えば該時間ドメイン信号にフーリエ変換を適用することによって得られた該変換された信号は、例えば該変換された信号の位相を操作することにより周波数ドメインにおいてポストプロセスすることができる。その結果、補正位相ドリフトが周波数ドメインに変換された信号に導入される。つまり補正位相が、位相ドリフトを低減するために変換された信号の位相に導入される。
【００２６】
さらに、本発明に係る変換器は、プリプロセス後に時間ドメイン信号を周波数ドメインに変換することにより得られた該変換された信号に補正位相ドリフトを間接的に導入するために、該時間ドメインにおいて該時間ドメイン信号をプリプロセスする機能を有している。この場合、例えば時間遅延は常に時間遅延信号のスペクトルにさらなる位相シフトを導入するため、時間周波数変換、例えばフーリエ変換の時間遅延位相シフト一致（ｔｉｍｅ  ｄｅｌａｙ−ｐｈａｓｅ  ｓｈｉｆｔ  ｃｏｒｒｅｓｐｏｎｄｅｎｃｅ）が用いられる。
【００２７】
上記のように、検出器は、変換された信号における位相ドリフトを検出するものであり、該変換された信号は、該時間ドメイン信号をプリプロセスした後に該時間ドメイン信号を周波数ドメイン信号へと変換することにより、または該時間ドメイン信号を周波数ドメインへと変換することにより得られる。従って、位相ドリフトは適応的に低減することもでき、ここで複数の低減ステップにおいて、それまでの補償ステップの後に残っている位相ドリフトを検出し低減することができる。
【００２８】
例えば、最初のステップにおいて、検出器は、補償されていない位相ドリフトを含んだ変換された信号を受信する。そして、該検出器は、この処理されていない変換された信号に基づいて、該変換された信号に含まれる該位相ドリフトを決定し、コントロール信号を生成する。このコントロール信号は、プリプロセスまたはポストプロセス、あるいは両方をコントロールするために該変換器へと提供される。例えば、該検出された位相ドリフトに関する情報を含んだ該コントロール信号に応じて、該変換器は、位相ドリフトを低減するために、該変換された信号をプリプロセスまたはポストプロセス、あるいはプリプロセスまたはポストプロセスのうちの少なくとも一方を行う。次のステップにおいて、検出器は、低減された位相ドリフトを含んだ処理済みの変換された信号を受信する。次のステップにおいて、検出器は、変換器によって提供された（処理済みの）変換された信号に含まれる残りの位相ドリフトを検出し、この残りの位相ドリフトを示すさらなるコントロール信号を生成し、該コントロール信号を該変換器へとフィードバックして該残りの位相ドリフトなどをさらに低減する。
【００２９】
さらに、変換器が本発明に係る全ての処理機能を位相ドリフトの低減に対して適用する場合に、位相ドリフトを効果的に低減できる。例えば、変換器は、時間周波数変換の前に時間ドメイン信号をプリプロセスする手段により位相ドリフトを粗く低減し、プリプロセスの後に該時間ドメイン信号を変換し、精度の良い位相ドリフトの低減を実現するために、得られた変換済みの信号を周波数ドメインにおいてポストプロセスすることができ、また逆も同様である。
【００３０】
本発明のさらなる実施形態について、以下の図面を参照して説明する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３１】
図１は、本発明の一実施形態に基づく本発明に係る位相ドリフトを低減する装置のブロック図である。
【００３２】
図１に示されている装置は変換器１０１を備えている。この変換器１０１は入力１０３と、コントロール入力１０５と、検出器１０９の複数の入力へと接続された複数の出力１０７とを有している。検出器１０９は複数の出力１１１と１つのコントロール出力１１３とを備えており、コントロール出力１１３は変換器１０１のコントロール入力１０５へと接続されている。
【００３３】
変換器１０１は、入力１０３を介して時間ドメイン信号を受信する。例えば、時間ドメイン信号を得るためにフレーム同期を実行している間にエラーが生じると、時間ドメイン信号のスペクトルは、時間ドメイン信号のスペクトルの位相を重畳した（ｓｕｐｅｒｉｍｐｏｓｉｎｇ）位相ドリフトを含むことになる。例えば、位相ドリフトは、時間ドメイン信号のスペクトルの位相を重畳した線形に増加する位相ランプ（ｐｈａｓｅ  ｒａｍｐ）として表現できる。この場合、２つの後続のスペクトル値の間の位相変化は一定である。
【００３４】
送信信号を受信したバージョンである時間ドメイン信号のスペクトルに影響する位相ドリフトを低減するために、変換器は、時間ドメイン信号を周波数ドメインに変換された信号へと変換する。この変換された信号は時間ドメイン信号のスペクトルを表している。
【００３５】
周波数ドメインに変換された信号は、変換された信号の位相ドリフトを検出するために複数の出力１０７を介して検出器１０９に提供される複数のスペクトル係数を含んでいる。検出器１０９は、変換された信号の位相ドリフトを検出し、位相ドリフトを示すコントロール信号を生成し、コントロール出力１１３を介してコントロール信号を変換器１０１へと提供する。コントロール信号に応じて、変換器１０１は、時間周波数変換の前に時間ドメイン信号をプリプロセスするか、または変換された信号に補正位相ドリフトを導入するために時間ドメイン信号を時間周波数変換した後に変換された信号をポストプロセスする。この補正位相ドリフトは、位相ドリフトを低減するために少なくとも部分的に位相ドリフトを補償する。
【００３６】
時間ドメイン信号をプリプロセスし、（プリプロセスされた）時間ドメイン信号を時間周波数変換した後に、補正位相ドリフトを変換された信号に導入するという効果を得るために、変換器は、時間ドメイン信号を遅延させるための遅延要素を備えており、時間遅延周波数シフト一致（ｔｉｍｅ  ｄｅｌａｙ／ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｓｈｉｆｔ  ｃｏｒｒｅｓｐｏｎｄｅｎｃｅ）の利用に基づいて補正位相シフトが導入される。
【００３７】
本発明の好ましい実施形態によれば、変換器は、時間ドメイン信号をプリプロセスするためのサイクリックシフト要素を遅延要素として備えている。このサイクリックシフト要素は、コントロール信号を検出器１０９から受信し、補正位相ドリフトを変換された信号に導入するために、コントロール信号に応じて時間ドメイン信号をサイクリックシフトする。
【００３８】
例えば、サイクリックシフト要素は、時間ドメイン信号を複数の値によりサイクリックシフトするものであり、この複数の値は、検出器によって検出される位相ドリフトに左右される。例えば、検出器１０９は、検出された位相ドリフトを使用し、時間周波数変換、例えばフーリエ変換のサイクリックシフトまたは周波数シフトの特性を利用することによって、時間ドメイン信号がシフトされる複数の値を決定する。変換器に提供されたコントロール信号はこのとき、時間ドメイン信号がシフトされる複数の値についての情報を含むことができる。
【００３９】
本発明のさらなる実施形態によれば、検出器は、変換された信号から位相シフトを検出し、検出された位相ドリフトに関する情報を変換器へと提供する。変換器は、受信した位相ドリフトに関する情報に応じて、検出器１０９に関して上述したことと全く同様に時間ドメイン信号がシフトされる複数の値を決定することができる。
【００４０】
好ましくは、変換器は、遅延要素の出力、例えばサイクリックシフト要素の出力へと接続された、サイクリックシフト要素によって提供された時間ドメイン信号を変換された信号へと変換するためのフーリエ変換器を備えている。
【００４１】
この場合、変換器１０１が備えている複数の出力１０７はフーリエ変換器の複数の出力に対応しており、このフーリエ変換器は、複数のスペクトル値を含む変換済みの信号を出力する。ここで、複数の出力１０７は複数のスペクトル値に対応している。この場合、検出器の複数の入力はフーリエ変換器の複数の出力へと接続されている。例えば、フーリエ変換器の複数の出力は、検出器１０９の複数の入力へと直接接続されている。時間ドメイン信号のプリプロセスをコントロールするために、検出器１０９のコントロール出力１１３は、サイクリックシフト要素が有するコントロール入力へと接続することができ、検出器１０９は時間ドメイン信号のプリプロセスを直接コントロールする。
【００４２】
上記のように、検出器１０９または変換器１０１は、時間ドメイン信号がシフトされる複数の値を決定することができる。例えば、この複数の値は位相ドリフトの期待値に基づいて決定され、この期待値は、例えば２つの後続のサブキャリア間の位相変化を平均化することによって周波数ドメインで算出される。時間ドメイン信号がシフトされる複数の値を得るために、位相ドリフトの期待値は、変換された信号に含まれる複数の値を乗算され、２πで除算される。ここで、変換された信号の複数の値は、例えば、マルチキャリア送信スキームと関連付けられた複数のサブキャリアに対応している。
【００４３】
例えば、サイクリックシフト要素は、位相ドリフトの符号に応じて左シフトまたは右シフトを実行する。例えば、サイクリックシフト要素は、負の位相ドリフトを補償するための正の補正位相ドリフトを変換された信号へ導入するために左シフトを実行するか、または正の位相ドリフトを補償するための負の補正位相ドリフトを変換された信号へ導入して右シフトを実行する。
【００４４】
時間ドメイン入力信号をサイクリックシフトするために、サイクリックシフト要素はシフトレジスタを備えることができる。このシフトレジスタは、時間ドメイン信号を受信するための入力と、この入力へと接続された出力とを有しており、その結果、サイクリックシフトが実行できる。
【００４５】
上記のように、変換器は、位相ドリフトを補償するための補正位相ドリフトを周波数ドメインにおいて直接導入するために、変換された信号をポストプロセスすることができる。例えば、変換器は、変換された信号を周波数ドメインにおいてポストプロセスするための位相補償器を備えており、この位相補償器は、補正位相ドリフトを導入するために変換された信号の位相を周波数ドメインで変化させる。例えば、位相補償器は、変換された信号値のそれぞれに対して複素数値を乗算し、変換された信号値を周波数ドメインで位相シフトする。
【００４６】
本発明の一実施形態によれば、変換器１０１は、時間ドメイン信号をプリプロセスするためのサイクリックシフト要素か、または変換された信号をポストプロセスするための位相補償器を備えている。後者の場合、変換器は、時間ドメイン信号を時間周波数変換するフーリエ変換器を備えることができる。この場合、位相補償器はフーリエ変換器の１つの出力または複数の出力へと接続されており、検出器１０９は位相補償器の１つの出力または複数の出力へと接続されており、検出器１０９は位相補償器によって提供された変換済みの信号を受信するのみであり、位相補償器は、変換された信号の位相ドリフトを検出する際に検出器１０９によって生成されたコントロール信号を受信する。コントロール信号を受信するために、位相補償器は、検出器１０９からコントロール信号を受信するためのコントロール入力を備えることができる。例えば、位相補償器のコントロール入力は、変換器１０１のコントロール入力１０５へと直接接続される。
【００４７】
補償器は、変換された信号の位相に補正位相ドリフトを追加して負の位相ドリフトを補償するか、または変換された信号の位相から補正位相ドリフトを差し引いて正の位相ドリフトを補償することができる。
【００４８】
本発明の一実施形態によれば、位相補償器によって導入される補正位相ドリフトは、位相ドリフトを検出する際に検出器１０９によって決定することができる。さらに、補正位相ドリフトは、検出器１０９によって提供された位相ドリフトに関する情報に応じて変換器１０９により決定することができる。例えば、位相補償器によって導入される補正位相ドリフトは、符号を除いて、検出器１０９によって検出された位相ドリフトに対応している。本発明のさらなる態様によれば、変換器は、位相ドリフトを２段階で低減するために、時間ドメイン信号をプリプロセスするためのサイクリックシフト要素と、変換された信号をポストプロセスするための位相補償器とを備えることができる。例えば、サイクリックシフト要素は、位相ドリフトを粗く削減するために、時間ドメイン信号をサイクリックシフトする。次に、サイクリックシフト要素によって提供された時間ドメイン信号は、変換された信号を得るために、例えばサイクリックシフト要素へと接続されたフーリエ変換器によって周波数ドメインに変換される。位相補償器は、変換された信号をポストプロセスするためのフーリエ変換器の１つの出力または複数の出力へと接続されており、位相補償器の１つの出力または複数の出力は、位相ドリフトを検出するための検出器１０９へと接続されている。好ましくは、検出器１０９は、位相ドリフトを低減するために、サイクリックシフト要素および位相補償器を同時にコントロールする。
【００４９】
例えば、サイクリックシフト要素は、検出器からコントロール信号を受信する。この場合コントロール信号は、変換された信号に補正位相ドリフトを導入して位相ドリフトを粗く補償するために時間ドメイン信号がシフトされる複数の値を示している。コントロール信号に応じて、サイクリックシフト要素は、位相ドリフトを粗く補償するために、時間ドメイン信号を複数の値によってサイクリックシフトすることができる。
【００５０】
従って、位相補償器は、検出器１０９からさらなるコントロール信号を受信することができ、このさらなるコントロール信号は、位相ドリフトの精度良く補償するために変換された信号の位相へと導入されるさらなる補正位相ドリフトを表している。さらなるコントロール信号に応じて、位相補償器は、変換された信号の位相にさらなる補正位相ドリフトを導入することができる。
【００５１】
コントロール信号およびさらなるコントロール信号が、変換された信号に影響を与える位相ドリフトの検出に基づいて検出器１０９により生成された共通のコントロール信号に含まれることが可能である点に注目すべきである。
【００５２】
上記のように、時間ドメイン信号がシフトされる複数の値、または変換された信号の位相に追加される補正位相ドリフトは、位相ドリフトの検出時に検出器１０９によって、または検出された位相ドリフトを示すコントロール信号の受信時に変換器１０１によって決定することができる。
【００５３】
位相ドリフトを検出するために、検出器１０９は、変換された信号の２つの後続の値の位相変化の平均を決定することができ、この位相変化の平均は位相ドリフトを表している。
【００５４】
例えば、変換された信号は、時間ドメイン信号を周波数ドメインに変換することによって生じる全てのスペクトル値を含むことができる。本発明のさらなる態様によれば、変換された信号は、送信機においてチャネル推定のためにパイロットシンボルによって変調されたサブキャリアと関連付けられた一連のスペクトル値から構成することができる。例えば、パイロットシンボルによって変調された後続の２つのサブキャリアは、例えば情報の送信に使用される複数のサブキャリアによって間隔をあけることができる。この場合、検出器は、パイロットシンボルによって変調されたサブキャリアと関連付けられたスペクトル値から位相ドリフトを検出する。変調されたサブキャリアを抽出するために、変換器はさらにセレクタを備えることができ、このセレクタは、パイロットシンボルによって変調されたサブキャリアを、時間ドメイン信号を時間周波数変換することによって得られたスペクトル値から選択する。この場合、パイロットシンボルによって変調されたサブキャリアを表す一連のスペクトル値は変換された信号を構成している。変調されたサブキャリアを復調するために、変換器はさらに、パイロットシンボルを使用して変換された信号を構成する一連のスペクトル値を復調することができ、一例として、各スペクトル値を関連付けられたパイロットシンボルで除算することができる。あるいはまた、各スペクトル値に対し、関連付けられたパイロットシンボルの複素共役（ｃｏｎｊｕｇａｔｅ  ｃｏｍｐｌｅｘ）を乗算することができる。
【００５５】
位相ドリフトを決定するために、検出器１０９は、変換された信号の後続の２つの値の積の平均値を決定することができ、この場合これらの値のうちの一方を複素共役とすることができる。例えば、検出器１０９は、あるサブキャリアと関連付けられた値と、このサブキャリアに先行するサブキャリアと関連付けられた値の複素共役との積の平均値を決定することができる。
【００５６】
位相ドリフトを決定するために、検出器１０９は、平均値の位相を決定することができ、この平均値の位相は位相ドリフトを表している。変換された信号が、間隔をあけられたサブキャリアと関連付けられた一連の値を含んでいる場合、平均値の位相は好ましくは間隔によって定義され、この間隔は、パイロットシンボルの送信に使用される後続の２つのサブキャリアを分離する複数のサブキャリアを示している。
【００５７】
本発明のさらなる態様によれば、検出器は、変換された信号の、複数の値によって間隔をあけられている２つの値の位相変化の平均を決定し、変換された信号の値ごとに位相シフトを検出するために位相変化の平均を複数の値で除算することができる。このケースは、例えば、あるサブキャリアのみがパイロットシンボルの送信に使用される場合の上記ケースに対応している。また、上記実施形態とは異なり、送信機はセレクタを全く備えていない。しかしながら、位相ドリフトはまた、パイロットシンボルの送信に使用されるサブキャリアと関連していない変換された信号のスペクトル値から導くことができる。いずれの場合も、変換された信号の値のあるサブセットのみが位相ドリフトを検出するのに使用されることになるため、複雑度を低減することができる。
【００５８】
本発明はさらに、上記のような位相ドリフトを低減する装置を備えたマルチキャリア受信機を提供する。
【００５９】
好ましくは、位相ドリフトを低減する装置は、受信可能なマルチキャリア信号の位相ドリフトを時間ドメインにおいて低減し、受信可能なマルチキャリア信号を表す変換された信号を周波数ドメインで提供するものであり、この変換された信号は位相ドリフトが低減されている。言い換えると、本発明に係る位相ドリフトを低減する装置は、マルチキャリア受信スキーム、例えばＯＦＤＭに基づいて、時間ドメインにおいて受信可能なマルチキャリア信号を周波数ドメインに変換し、同時に位相ドリフトを低減するために利用される。
【００６０】
さらに、マルチキャリア受信機は、変換された信号に含まれる情報を抽出するための手段を備えることができる。
【００６１】
本発明のさらなる態様によれば、マルチキャリア受信機は、時間ドメインにおいてフレーム同期を実行するためのシンクロナイザーを備えることができる。ここで、位相ドリフトは、時間ドメインにおけるフレームの開始を決定する時刻が考慮された誤ったサンプル時刻によるフレーム同期エラーから生じる。
【００６２】
フレーム同期エラーを低減するために、位相ドリフトを低減する装置が備えている検出器１０９は、位相ドリフトを示すフレーム同期コントロール信号を生成し、このフレーム同期コントロール信号をシンクロナイザーへと提供することができる。シンクロナイザーは、フレーム同期エラーを低減するために、フレーム同期コントロール信号に応じてサンプル時刻を調整することができる。従って、検出器はまたシンクロナイザーの動作をコントロールでき、フレーム同期エラーは検出された位相ドリフトに応じて低減され、このシンクロナイザーは、時間ドメインにおいてフレーム同期を実行するための本発明に係る変換器の前に配置される。
【００６３】
残りの位相ドリフトを周波数ドメインにおいて低減するために、位相ドリフトを低減する装置の機能を利用できる。
【００６４】
本発明のさらなる態様によれば、情報を抽出する手段は、変換された信号の後続の２つの値の位相の変化に基づいて情報を抽出するために、変換された信号を差分復調する差分復調器を備えることができる。
【００６５】
本発明のさらなる態様によれば、情報を抽出する手段は、変換された信号を周波数ドメインにおいてフィルタリングするローパスフィルタを備えることができる。好ましくは、ローパスフィルタは、フィルタ応答の実数部分を表す実数係数を有し、フィルタ応答の虚数部分を表すフィルタ係数はゼロに設定される。この場合、変換器はさらに、受信可能なマルチキャリア信号を時間ドメインでプリプロセスするか、または変換された信号に位相シフトを導入して変換された信号のスペクトルをローパスフィルタのパスバンドに関してシフトするために、変換された信号をポストプロセスする。
【００６６】
従って、対称な両面フィルタ伝達関数（ｓｙｍｍｅｔｒｉｃａｌ  ｔｗｏ−ｓｉｄｅｄ  ｆｉｌｔｅｒ  ｔｒａｎｓｆｅｒ  ｆｕｎｃｔｉｏｎ）を有する実数値フィルタを使用した周波数ドメインフィルタリングが実行可能であり、これはさらに受信機の複雑度を低減する。
【００６７】
本発明のさらなる態様によれば、情報を抽出する手段が備えるローパスフィルタは、チャネル情報を抽出するためにチャネル推定を行うことができ、例えば時間ドメインにおける受信可能なマルチキャリア信号は、通信チャネルを介して送信される送信信号の受信可能なバージョンである。例えば、ローパスフィルタはチャネル推定用のウィーナーフィルタである。
【００６８】
本発明のさらなる態様によれば、周波数ドメインにおけるチャネル伝達関数の推定値が、複数のサブキャリアによって間隔をあけられているサブキャリアと関連付けられている場合、ローパスフィルタは、チャネル伝達関数の推定値の間を補間するための補間フィルタである。この場合、補間のプロセスは、チャネル伝達関数の中間の値の推定を得るために行われる。
【００６９】
本発明のさらなる態様によれば、受信機において空間周波数ブロック符号化が用いられる場合、情報を抽出する手段は、周波数ドメインに変換された信号を空間周波数ブロック復号化する空間周波数ブロックデコーダを備えている。
【００７０】
以下、本発明のさらなる実施形態について図２〜図１２を参照して説明する。
【００７１】
図２ａは、フーリエ変換後の位相補償を伴うＯＦＤＭ受信機を示している。この受信機は、ガードインターバル除去手段２０３へと接続されたアンテナ２０１を備えており、このガードインターバル除去手段１０３はシリアルパラレルコンバータ（Ｓ／Ｐ）２０５へと接続されている。シリアルパラレルコンバータ２０５は、フーリエ変換器２０７の複数の入力へと接続された複数の出力を有しており、このフーリエ変換器２０７は高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実行する。フーリエ変換器２０７は位相補償器２０９へと接続された複数の出力を有しており、この位相補償器２０９は、図２ａに示されていない検出器へと接続された複数の入力を有している。フーリエ変換器２０７および位相補償器２０９は、上述した本発明に係る変換器に備えられていることに注目すべきである。
【００７２】
図２ｂは、フーリエ変換器２０７によるフーリエ変換の実行前にサイクリックシフトを有したＯＦＤＭ受信機のブロック図である。サイクリックシフトは、ガードインターバル除去手段２０３とシリアルパラレルコンバータ２０５との間に接続されたサイクリックシフト要素３０１によって実行される。本実施形態において、サイクリックシフト要素３０１とシリアルパラレルコンバータ２０５とフーリエ変換器２０７とは、本発明に係る変換器を構成しており、変換器２０７の複数の出力は検出器へと接続されており、これは図２ｂには示されていない。さらに、検出器は、位相補償器２０９およびサイクリックシフト要素３０１をコントロールすることができるが、図２ａおよび図２ｂには示されていない。
【００７３】
図２ａおよび図２ｂに示されているような方式は、ＯＦＤＭ規格に準拠した構造であるために広範囲のＯＦＤＭ受信機に適用できる。さらに、位相補償が図２ａの実施形態に基づいて適用される場合、上記の従来技術のアプローチとは異なり、チャネル推定および補間の後に誘導位相シフト（ｉｎｄｕｃｅｄ  ｐｈａｓｅ  ｓｈｉｆｔ）を補償する必要はない。
【００７４】
特に、（１）に基づく非ゼロの位相ドリフトの負の影響は、図２ａおよび図２ｂに示されているように、ＯＦＤＭ受信機におけるＦＦＴの後に位相補償ユニットによって補償できる。
【００７５】
周波数応答の片側スペクトル（ｏｎｅ−ｓｉｄｅｄ  ｓｐｅｃｔｒｕｍ）に関する問題を解決するための別の可能性は、フィルタ応答をＯＦＤＭ信号の観察された特性にマッチさせることである。これは図５に示されており、チャネル推定フィルタのパスバンドが［０，τmax］の範囲内で選択される。しかしながら、これは常に、複素数値のフィルタ係数をもたらすことになる。
【００７６】
実数値係数を有するフィルタによってチャネル推定を得るために、上述の本発明に係るアプローチが適用できる。ここで、受信機におけるサイクリックシフトまたは受信機における位相補償が適用できる。受信機におけるサイクリックシフトは、Ｍ．Ｉ．Ｒａｈｍａｎ、Ｋ．Ｗｉｔｒｉｓａｌ、Ｄ．Ｐｒａｓａｄ、Ｏ．ＯｌｓｅｎおよびＲ．Ｐｒａｓａｄによる「Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ  Ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎ  ｂｅｔｗｅｅｎ  ＭＲＣ  Ｒｅｃｅｉｖｅｒ  Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ  ａｎｄ  Ｃｙｃｌｉｃ  Ｄｅｌａｙ  Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ  ｉｎ  ＯＦＤＭ  ＷＬＡＮ  Ｓｙｓｔｅｍｓ」、ｉｎ  Ｐｒｏｃ．Ｉｎｔ．Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ  ｏｎ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｐｅｒｓｏｎａｌ  Ｍｕｌｔｉｍｅｄｉａ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ（ＷＰＭＣ’０３），Ｙｏｋｏｓｕｋａ，Ｊａｐａｎ，Ｏｃｔ．２００３と、Ａ．ＤａｍｍａｎｎおよびＳ．Ｋａｉｓｅｒによる「Ｓｔａｎｄａｒｄ  Ｃｏｎｆｏｒｍａｂｌｅ  Ａｎｔｅｎｎａ  Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ  Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ  ｆｏｒ  ＯＦＤＭ  ａｎｄ  ｉｔｓ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ  ｔｏ  ｔｈｅ  ＤＶＢ−Ｔ  Ｓｙｓｔｅｍ」、ｉｎ  Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ  Ｇｌｏｂａｌ  Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ（ＧＬＯＢＥＣＯＭ  ２００１）、Ｓａｎ  Ａｎｔｏｎｉｏ，ＴＸ，ＵＳＡ，ｐａｇｅｓ３１００〜３１０５，Ｎｏｖ．２００１とに記載されている。ここで、サイクリックシフトは、空間ダイバーシティを利用するために受信機側で適用されている。しかしながら、本発明によれば、空間ダイバーシティを利用するためではなく、位相ドリフトを低減するため、または実数値のフィルタ係数を有するフィルタを得るためにサイクリックディレイが挿入される。
【００７７】
図２ｂには、ＦＦＴの前に受信した信号をサイクリックシフトすることが示されている。ＦＦＴの前に受信した信号をサンプル−δcycによってサイクリックシフトすることは、ＦＦＴの後に以下の位相シフトをもたらす。
【数４】
2008511196.tif 000006
【００７８】
図３ａは、ＦＦＴの前に時間ドメイン信号をサイクリックシフトした後のチャネル伝達関数（ＣＴＦ）の位相を示している。図３ｂは、チャネル伝達関数の対応するマグニチュードを示している。
【００７９】
受信した信号に対するサイクリックシフトの効果は
【数５】
2008511196.tif 000007
である。δcycが（２）に基づいて選択されると、受信した信号に対する効果は、ＦＦＴの後の位相補償（図２ａ）またはＦＦＴの前のサイクリックシフト（図２ｂ）のどちらを選択するかに関わらず同じである。
【００８０】
図２ｂに示されているようなサイクリックシフトとは対照的に、図２ａに基づく位相シフトは計算がより複雑である。サンプル−δcycのシフトレジスタを使用してサイクリックシフトを極めて効率的に実行できるのに対し、サブキャリア当たりθcyc度の位相補償は、サブキャリアごとに
【数６】
2008511196.tif 000008
を１回乗算することが必要である。他方、ＯＦＤＭ受信機全体の複雑度を考えると、サブキャリアごとにさらに１回の乗算はそれほど重大ではない場合もある。
【００８１】
サイクリックシフトはＣＴＦの位相を変化させるだけであり、マグニチュードは影響されない点に注目すべきである。これは、図１４、図３ａおよび図３ｂに示されているサイクリックシフトなしのＯＦＤＭ信号のＣＴＦをサイクリックシフトありのＯＦＤＭと比較することによって確認できる。周波数選択性チャネルの影響はチャネル推定器によって補償されるため、他の動作は必要がない。
【００８２】
受信した信号をサイクリックシフトした後のＣＴＦおよび対応するＣＩＲのマグニチュードおよび位相のスナップショットが、図３ａ、図３ｂおよび図４にそれぞれ示されている。周波数選択性フェージングにより依然として振幅および位相に大きなばらつきがあるのに対し、位相ドリフトＥ［Δφi］が補償されている。図４の有効ＣＩＲ（ｅｆｆｅｃｔｉｖｅ  ＣＩＲ）は、負の遅延の向きにシフトされている。受信した信号は、片側スペクトルではなく、両側スペクトル（ｔｗｏ−ｓｉｄｅｄ  ｓｐｅｃｔｒｕｍ）を有している。
【００８３】
受信機側のサイクリックシフトもまた、離散コサイン変換（ＤＣＴ）に基づいてチャネル推定に適用できる。ＤＣＴは両側スペクトルで動くため、ＯＦＤＭ復調前のサイクリックシフトは極めて有用である。
【００８４】
パイロットシンボルを用いたチャネル推定（ｐｉｌｏｔ−ｓｙｍｂｏｌ  ａｉｄｅｄ  ｃｈａｎｎｅｌ  ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ：ＰＡＣＥ）の場合、既知のシンボル（パイロット）がＤf個のサブキャリアに等間隔で挿入される。信号を再構成するために、パイロット間のフィルタリングおよび補間が必要である。チャネル推定に対し、パイロット位置でのＯＦＤＭ復調後の受信した信号
【数７】
2008511196.tif 000009
が用いられ、ここで、
【数８】
2008511196.tif 000010
である。次元ＭfのＦＩＲフィルタは以下の一般的な形式で表現できる。
【数９】
2008511196.tif 000011
【００８５】
スペクトルＷmの対称性は、実数部分および虚数部分がそれぞれ偶関数および奇関数となるようなものであれば、ＦＩＲ補間またはスムーシングフィルタのうちのいずれかまたは両方の係数は実数値である。一般的に、実数値フィルタの計算コストは、複素数値フィルタの半分ですむ。
【００８６】
Ｐ．Ｈｏｅｈｅｒらによる「Ｐｉｌｏｔ−Ｓｙｍｂｏｌ−Ａｉｄｅｄ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ  ｉｎ  Ｔｉｍｅ  ａｎｄ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ」、ｉｎ  Ｐｒｏｃ．Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  Ｔｈｅｏｒｙ  Ｍｉｎｉ−Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ（ＣＴＭＣ）ｗｉｔｈｉｎ  ＩＥＥＥ  Ｇｌｏｂａｌ  Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  Ｃｏｎｖｅｒｅｎｃｅ（Ｇｌｏｂｅｃｏｍ  ９７），Ｐｈｏｅｎｉｘ，ＡＺ，ＵＳＡ，ｐｐ．９０〜９６，１９９７には、ウィーナーフィルタリングによるＰＡＣＥが記載されている。
【００８７】
本発明のさらなる態様によれば、モデルミスマッチ（ｍｏｄｅｌ  ｍｉｓｍａｔｃｈ）のウィーナー補間フィルタ（ＷＩＦ）が選択されると、フィルタ
【数１０】
2008511196.tif 000012
が、様々な電力遅延プロファイル（ｐｏｗｅｒ  ｄｅｌａｙ  ｐｒｏｆｉｌｅ）をカバーするように設計される。従って、最大遅延がＴWである矩形型の電力遅延プロファイルはこの要件を満たす。［０，ＴW］の範囲内で非ゼロである均一な電力遅延プロファイルのフーリエ変換により、以下の周波数相関が得られる。
【数１１】
2008511196.tif 000013
【００８８】
ＲHH［Δｉ］における複素位相項により、対応するウィーナーフィルタも複素係数を有する。
【００８９】
しかしながら、複素数係数を有するフィルタを使用する場合のフィルタリングまたはチャネル推定の複雑度は、実数値係数のみを有するフィルタを使用したフィルタリングやチャネル推定と比較して、それほど増加しない。
【００９０】
サイクリックシフトのないＣＩＲが［０，τmax］の範囲内であると仮定すると、左シフトを示すサイクリックシフトδcycにより、［−δcyc，τmax−δcyc］の範囲内で非ゼロである有効ＣＩＲが得られる。サイクリックシフトが
【数１２】
2008511196.tif 000014
となるように選択されると、有効ＣＩＲは、チャネル推定フィルタのパスバンド内でのみ非ゼロとなる。ローパス特性を有し、［−ＴW／２，ＴW／２］の範囲内で対称的な両側パスバンドを有するフィルタを前提とすると、サイクリックシフトされた信号の有効ＣＩＲは、図４に示されているように歪みのないフィルタを通過する。チャネルの最大遅延τmaxが推定できる場合、ＴWはＴW＝τmax＋ΔWに基づいて選択できる。ここで、ΔWはロールオフ遅延であり、これはフィルタ応答の不完全なスロープに挿入することができる。他方、τmaxが不明の場合、ＴGIによって上限が定められ、つまりＴW＝ＴGIとなる。
【００９１】
次に、フィルタ係数
【数１３】
2008511196.tif 000015
を生成するために実数値の周波数相関関数を使用することができる。
【００９２】
従って、均一な電力遅延プロファイル［−ＴW／２，ＴW／２］にマッチしたＷＩＦも実数値である。これは、計算コストを半分に抑えることができることを意味している。
【００９３】
ミスマッチＷＩＦ（ｍｉｓｍａｔｃｈｅｄ  ＷＩＦ）の代わりに、任意のＦＩＲローパス補間フィルタが、提案したサイクリックシフトの利点を享受する。フィルタが［−ＴW／２，ＴW／２］のパスバンドにマッチする限り、フィルタは実数値である。このようなフィルタについて、フィルタリングされる信号が不変のフィルタを通過するならば、性能は最適なものとなる。
【００９４】
図５は、本発明のさらなる実施形態に基づく、ＦＦＴ後の位相補償を伴うＯＦＤＭ受信機を示している。
【００９５】
図２ａの実施形態とは異なり、図５に示されているＯＦＤＭ受信機は、検出器５０３へと接続された複数の出力を有する位相補償器５０１を備えている。この検出器５０３は、検出された位相ドリフトΘcycに関する情報を提供するために位相補償器のコントロール入力へと接続されているコントロール出力５０５を有している。
【００９６】
図６は、ＦＦＴ前にサイクリックシフトを伴うＯＦＤＭ受信機を示している。図２ｂに示されている実施形態とは異なり、図６に示されているＯＦＤＭ受信機は、ガードインターバル除去手段２０３とシリアルパラレルコンバータ２０５との間に接続されたサイクリックシフト要素６０１と、フーリエ変換器２０７の複数の出力へと接続された検出器６０３とを備えている。この検出器６０３は、ガードインターバル除去手段２０３によって提供されたドメイン信号がシフトされる複数の値に関する情報を提供するために、サイクリックシフト要素６０１のコントロール入力へと接続された１つのコントロール出力６０５を備えている。
【００９７】
用途に応じて、サイクリックシフトは（１）の位相ドリフトを補償するように選択することができ、つまり以下の通りである。
【数１４】
2008511196.tif 000016
【００９８】
差分変調を伴うＯＦＤＭシステムまたは空間周波数符号化ＯＦＤＭシステムは、Ｅ［Δφi］が十分に推定されるならば、改善された性能を有する。
【００９９】
この位相ドリフトの補償を提案した受信機に組み込むためには、図５に示されているような適応的な実現が魅力的に思える。ＦＦＴ前にサイクリックシフトを行う提案した受信機の場合、図６に示されているように実現できる。まず、サイクリックシフトδcycが範囲［０，ＴGI／２］内のデフォルト値に設定することができる。そして、δcycが推定され、サイクリックシフトユニットにフィードバックできる。位相ドリフトは長期間単位でのみ変化すると予想でき、頻繁な更新は必要ない点に注目すべきである。
【０１００】
以下、空間周波数ブロック符号（ＳＦＢＣ）に対する本発明に係るアプローチの性能について説明する。
【０１０１】
ＢＥＲ曲線を得るために、ＮT＝２個の送信アンテナを有する空間周波数ブロック符号化（ＳＦＢＣ）を用いたＯＦＤＭシステムが実現されている。ＮT＝２個の送信アンテナとＮR＝１個の受信アンテナとを有するＯＦＤＭシステムを使用する。ＯＦＤＭシステムおよびチャネルモデルのシステムパラメータが図７に示されている。チャネルはＱ0＝１２個のタップを有するタップ遅延ラインモデルによってモデル化され、図８に示されているような急激に減衰する電力遅延プロファイルにより、タップ間隔はΔτ＝１６・Ｔsplである。ＮT個のアンテナを持つシステムの全送信電力が単一のアンテナを持つシステムと等しくなるようにシステムの全送信電力は決められている。外部のチャネル符号化は用いていない。
【０１０２】
ここで考えているシステムの場合、ＢＥＲフロアは、サイクリックシフトδcycを最適化することによっていくらか低減できることがわかる。ここで考えているパラメータの場合、最適なサイクリックシフトは約４４Ｔsplであり、これは最良の性能をもたらす。δcycの精度は高いものである必要がないことがわかる。
【０１０３】
本発明によれば、多項式インタポレータの性能は大きく最適化できる。ＰＡＣＥの場合、周波数方向および時間方向の補間が必要である。時間方向においてドップラー電力スペクトルは一般的に（少なくともほぼ）対称的な両側実数値プロファイルを有するのに対し、電力遅延プロファイルは実数であるが片側である。以下、サイクリックシフトδcycを挿入する利点を、線形インタポレータについて説明する。この結果は、より高次の多項式インタポレータにも当てはまる。
【０１０４】
図９は、ＮT＝２および様々なサイクリックシフトδcycの場合のＢＥＲとＥb／Ｎ0ととの比較を示している。
【０１０５】
本発明によれば、多項式インタポレータの性能は大きく最適化できる。線形補間の場合、連続する２つのパイロットサブキャリアが、これら２つのパイロット間に配置されたサブキャリアのチャネル応答を決定するために使用される。サブキャリアｉに対し、チャネル推定は以下の式によって与えられる。
【数１５】
2008511196.tif 000017
【０１０６】
（３）に基づくＦＩＲフィルタによって線形補間を表現することは有益である。線形インタポレータはフィルタ応答
【数１６】
2008511196.tif 000018
により表現できる。
【０１０７】
【数１７】
2008511196.tif 000019
を（３）に基づくＦＩＲフィルタの式に導入すると、線形補間が得られる。線形インタポレータに伴う歪みは、（８）のスペクトル、つまり以下の式
【数１８】
2008511196.tif 000020
によって与えられる
【数１９】
2008511196.tif 000021
の逆フーリエ変換により評価できる。
【０１０８】
線形インタポレータのスペクトルは図１０に描かれている。第１に、理想的なローパスフィルタと比較して高いオーバーサンプリングレートが必要である。第２に、最良の性能を得るためには、補間される信号のスペクトルがτ＝０の付近に集中しなければならない。ＣＩＲは［０，τmax］の範囲内でのみゼロであるため、（７）に基づくサイクリックシフト
【数２０】
2008511196.tif 000022
は補間の性能を改善することになる。
【０１０９】
図１０は、ＦＦＴの前に信号をサイクリックシフトした後の時間ドメインチャネルインパルス応答のスナップショットを示している。図１０には、線形インタポレータの周波数応答も示されている。
【０１１０】
図１１は、δcyc＝０（破線）およびδcyc＝４４（実線）のサイクリックシフトを伴う多項式補間アルゴリズムの場合のＭＳＥとＳＮＲとの比較を示している。
【０１１１】
以下、一部の多項式補間アルゴリズムに対する本発明に係るアプローチの性能について説明する。図１３には、様々な多項式補間アルゴリズムに対して、ＭＳＥがＳＮＲに関して描かれている。サイクリックシフトを伴う線形インタポレータはかなり低いエラーフロアを有することがわかる。同様のことがスプラインインタポレータにも当てはまり、これは、サイクリックシフトが挿入されると最適なウィーナーフィルタに近くなる。
【０１１２】
以下、本発明の概念と関連したさらなる利点について説明する。
【０１１３】
ＯＦＤＭ受信機において提案されたサイクリックシフトの適用は例えば以下のものである。
１つ目は、ＰＡＣＥの場合に実数値フィルタ係数を提供することである。これは、同じ性能のまま、チャネル推定ごとに必要な乗算回数を半分に削減する。
２つ目は、多項式補間アルゴリズムの性能を改善することである。多項式補間アルゴリズムの補間エラーによるエラーフロアは大きく改善できる。
３つ目は、差分変調された信号および空間周波数符号の性能を改善することである。
【０１１４】
サブキャリアごとに複素数の乗算を１回必要とする位相シフトの挿入と比較して、サイクリックシフトの実行は極めて容易である。さらに、チャネル推定または復調のうちのいずれかまたは両方の後に続くポストプロセスは必要ではない。例えば、Ｍ．ＨｓｉｅｈおよびＣ．Ｗｅｉによる「Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ  ｆｏｒ  ＯＦＤＭ  Ｓｙｓｔｅｍｓ  Ｂａｓｅｄ  ｏｎ  Ｃｏｍｂ−Ｔｙｐｅ  Ｐｉｌｏｔ  Ａｒｒａｎｇｅｍｅｎｔ  ｉｎ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｓｅｌｅｃｔｉｖｅ  Ｆａｄｉｎｇ  Ｃｈａｎｎｅｌｓ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｃｏｎｓｕｍｅｒ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，ｖｏｌ．４４，ｐｐ．２１７〜２２５，Ｆｅｂ．１９９８に記載された方式は、補間後にサブキャリアごとにさらなる乗算が必要である。
【０１１５】
以下、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）について説明する。
【０１１６】
ＯＦＤＭの場合、信号ストリームは、一般的には任意のマルチキャリア変調スキームに対して、Ｎc個のパラレルサブストリームに分割される。ＯＦＤＭシンボルと呼ばれる第ｌ番目のシンボルブロックの、一般的にサブキャリアと呼ばれる第ｉ番目のサブストリームはＸl,iで表される。ＮFFT個のポイントを有する逆ＤＦＴが各ブロックに対して実行され、その後ｘl,nを得るためにＮGI個のサンプルを有するガードインターバルが挿入される。Ｄ／Ａ変換後、レスポンスｈ（ｔ，τ）を有するモバイル無線チャネルを介して信号ｘ（ｔ）が送信される。同期が完全であるとすると、サンプリングインスタントｔ＝［ｎ＋ｌＮsym］Ｔsplにおける等化なベースバンドシステムの受信した信号は以下の形式となる。
【数２１】
2008511196.tif 000023
ここで、ｎ（ｔ）は加算性ホワイトガウスノイズ（ａｄｄｉｔｉｖｅ  ｗｈｉｔｅ  Ｇａｕｓｓｉａｎ  ｎｏｉｓｅ）であり、Ｎsym＝ＮFFT＋ＮGIは、ＯＦＤＭシンボルごとのサンプル数を表している。受信機においてガードインターバルが除去され、信号サンプルの受信ブロックに対してＤＦＴを実行することにより情報を回復し、ＯＦＤＭ復調の出力Ｙl,iを得る。ＯＦＤＭ復調後の受信した信号は以下の式により与えられる。
【数２２】
2008511196.tif 000024
ここで、Ｘl,iおよびＨl,iはそれぞれ、第ｌ番目のＯＦＤＭシンボルのサブキャリアｉにおける送信された情報シンボルとチャネル伝達関数（ＣＴＦ）を表している。項Ｎl,iは、ゼロ平均および分散Ｎ0を有する加算性ホワイトガウスノイズ（ＡＷＧＮ）を表している。送信信号は、各々がＮC個のサブキャリアを有するＬ個のＯＦＤＭシンボルからなると想定できる。
【０１１７】
以下、周波数方向（サブキャリアインデックスｉ）におけるチャネル推定に焦点を当てる。従って、ＯＦＤＭシンボルを表すインデックスｌは以下のように低下できる。
【０１１８】
Ｑ0個の非ゼロタップを有するタップ遅延ラインによってモデル化された時変的周波数選択フェージングチャネル（ｔｉｍｅ−ｖａｒｉａｎｔ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｓｅｌｅｃｔｉｖｅ  ｆａｄｉｎｇ  ｃｈａｎｎｅｌ）について考える。チャネルが最大遅延τmaxによって時間制限されると一般的に想定できる。そしてチャネルインパルス応答（ＣＩＲ）ｈ（ｔ，τ）は、［０，τmax］の範囲外ではゼロである。チャネルインパルス応答（ＣＩＲ）は１つのＯＦＤＭシンボルにわたってほぼ一定であり、そのため１つのＯＦＤＭシンボル内のＣＩＲの時間依存性を削減可能、つまり
【数２３】
2008511196.tif 000025
であると一般的に想定できる。
【０１１９】
（１１）のチャネル伝達関数（ＣＴＦ）は、ＣＩＲ  ｈ(μ)（τ）のフーリエ変換である。周波数ｆ＝ｉ／Ｔで結果をサンプリングすると、サブキャリアｉにおけるＣＴＦはＨi＝Ｈ（ｆ＝ｉ／Ｔ）によって定義される。ここで、Ｈ（ｆ）はアナログＣＴＦであり、Ｔsym＝（ＮFFT＋ＮGI）ＴsplおよびＴ＝ＮFFTＴsplは、ガードインターバルを有するＯＦＤＭシンボル期間と、ガードインターバルのないＯＦＤＭシンボル期間とをそれぞれ表している。
【０１２０】
ガードインターバルがチャネルの最大遅延よりも長い場合、つまり
【数２４】
2008511196.tif 000026
である場合、ＯＦＤＭ復調後の受信機における直交性は維持され、（１１）に基づく受信した信号が得られる。
【０１２１】
以下、受信機側にサイクリックシフトを有するＯＦＤＭ受信機について説明する。
【０１２２】
本セクションでは、ＦＦＴ前のサイクリックシフト後の有効チャネルモデルを考える。サイクリックプレフィックスが除去された後、（１０）に基づく受信した信号がサンプル−δcycによってサイクリックディレイされる。
【数２５】
2008511196.tif 000027
【０１２３】
サイクリックシフトされた信号
【数２６】
2008511196.tif 000028
の等化なＣＩＲを表す有効ＣＩＲを定義することが有用である。
【０１２４】
チャネルの最大遅延τmaxが変わらないのに対し、有効ＣＩＲ  ｈ[cyc]（τ）は、［−δcyc，τmax−δcyc］の範囲内で非ゼロである。
【０１２５】
ＦＦＴはサイクリックディレイを位相シフトに変換する。サイクリック受信機の有効ＣＴＦは以下の式によって表される。
【数２７】
2008511196.tif 000029
【０１２６】
次にＯＦＤＭ復調後のサイクリックシフトされた受信した信号は以下の式で表すことができる。
【数２８】
2008511196.tif 000030
【０１２７】
以下、ＯＦＤＭのためのパイロットシンボルを用いたチャネル推定の原理について説明する。
【０１２８】
パイロットシンボルを用いたチャネル推定（ＰＡＣＥ）の場合、既知のシンボル（パイロット）がデータストリームへとマルチプレクスされ、これはチャネルを推定するためのサイド情報として使用される。ＰＡＣＥはまずシングルキャリアシステムについて導入され、フラットフェージングチャネルを必要とする。パイロットシンボルを用いたチャネル推定について説明するために、
【数２９】
2008511196.tif 000031
を有するパイロット
【数３０】
2008511196.tif 000032
のみを含む受信した信号のシーケンスのサブセットを定義することが有用である。ゆえに、パイロットシーケンスは周波数方向にＤf倍低いレート
【数３１】
2008511196.tif 000033
で送信される。（一般的な慣例として、パイロットシンボルを表す変数は以下、〜とマークする。）パイロット
【数３２】
2008511196.tif 000034
がＰＳＫコンステレーションから選択され、つまり
【数３３】
2008511196.tif 000035
と想定できる。
【０１２９】
ＯＦＤＭ復調後、（１１）の受信した信号Ｙiが得られる。チャネル推定について、パイロット位置における受信した信号はデータストリームに基づいてデマルチプレクスされ、受信したパイロットシーケンス
【数３４】
2008511196.tif 000036
を得る。ここでＧは、パイロットを含んだＯＦＤＭフレームのサブセットである。
【０１３０】
以下、ＦＩＲフィルタリングによるＯＦＤＭチャネル推定について説明する。
【０１３１】
チャネル推定プロセスの第１のステップは、パイロットシンボルの変調を除去することであり、これはパイロット位置
【数３５】
2008511196.tif 000037
、ただし、
【数３６】
2008511196.tif 000038
におけるＣＴＦの初期推定を提供する。
【０１３２】
チャネル推定器は、（１７）に基づく復調されたパイロット
【数３７】
2008511196.tif 000039
を使用して、チャネル推定
【数３８】
2008511196.tif 000040
を得る。ここで、Ｍfはフィルタ次数、つまりＦＩＲフィルタＷmの係数の数を表している。
【０１３３】
ＦＩＲフィルタ
【数３９】
2008511196.tif 000041
は例えば、ローパス補間フィルタ、多項式インタポレータまたはウィーナー補間フィルタとして実現できる。ウィーナー補間フィルタは、所望のレスポンスＨiと観察されたものとの間、つまり受信したパイロットシンボル間の平均二乗誤差（ＭＳＥ）を最小化する。これは、チャネル統計に関する情報が必要であることを意味している。対照的に、ローパス補間フィルタおよび多項式インタポレータは、チャネル統計に関するなんらの情報も前提としていない。
【０１３４】
マルチキャリアシステムについて、観察されたチャネルは一般的に周波数および時間の２次元で相関される。さらに、２次元のＰＡＣＥへの拡張ができる。
【０１３５】
以下、ウィーナーフィルタリングについて説明する。
【０１３６】
ウィーナー補間フィルタ（ＷＩＦ）は、（１８）に基づくＭf個のタップを有するＦＩＲフィルタによって実現できる。ＷＩＦ  Ｗ’［Δｉ］は、ウィーナーホッフ方程式
【数４０】
2008511196.tif 000042
を解くことによって得られる。
【０１３７】
ＷＩＦを生成するために、自己相関行列および相互相関ベクトルに関する情報が必要となる。
【数４１】
2008511196.tif 000043
【０１３８】
パイロット位置におけるＣＴＦの自己相関行列の第ｍ番目の行および第ｎ番目の列の成分は以下の式によって与えられる。
【数４２】
2008511196.tif 000044
【０１３９】
チャネルがタップ遅延ラインによって表現できるとすると、Δｆ＝Δｉ／Ｔ  Ｈｚの間隔を持つサブキャリア間の周波数相関Ｒ’HH［（ｍ−ｎ）Ｄf］は以下のようになる。
【数４３】
2008511196.tif 000045
【０１４０】
相互相関ベクトル
【数４４】
2008511196.tif 000046
の第ｍ番目のエントリは以下のように表すことができる。
【数４５】
2008511196.tif 000047
【０１４１】
以下、本発明に係るミスマッチ推定器について説明する。
【０１４２】
ＷＩＦについて、自己相関関数および相互相関関数を受信機において推定する必要がある。リアルタイムの動作時にフィルタ係数を推定することができない場合がある。代替的に、モデルミスマッチのロバスト推定器を選択することができる。フィルタＷは、多様な電力遅延プロファイルをカバーするように設計されている。例えば、最大遅延ＴWを有する矩形型の電力遅延プロファイルはこの要件を満たす。この前提は、（６）に基づくミスマッチ推定器
【数４６】
2008511196.tif 000048
の周波数相関関数を提供する。ミスマッチ推定器は、（６）に基づく
【数４７】
2008511196.tif 000049
を（２１）および（２３）へ代入することによって決定できる。そしてウィーナーホッフ方程式（１９）は一度だけ決定できればよい。ミスマッチ推定器を使用することによって、フィルタ係数を事前に計算し、記憶することができる。
【０１４３】
ロバスト推定器のパラメータは常に、最悪の場合のチャネル条件以上、つまり、モバイルユーザの伝搬遅延および最大予測速度と等しいかまたは大きくなければならない点に注目することが重要である。さらに、フィルタ係数を生成するのに使用される、フィルタ入力γWにおける平均ＳＮＲは、実際の平均ＳＮＲ以上でなければならない。つまり
【数４８】
2008511196.tif 000050
でなければならない。チャネル推定器を決定するためには、ＴW、ＦWおよびγWのみでよい。チャネルの最大遅延τmaxが不明であれば、ガードインターバル期間ＴGIによって上限を設定することができる。フィルタはサンプリング定理も満たさなければならないため、フィルタパスバンドは以下の範囲内で選択できる。
【数４９】
2008511196.tif 000051
【０１４４】
以下、位相ドリフトの推定について説明する。
【０１４５】
位相ドリフトＥ［Δφi］は、（１）で定義された隣接する２つのサブキャリア間の位相変化の平均を定める。位相ドリフトを推定する１つの可能性は、以下の式
【数５０】
2008511196.tif 000052
であり、これは十分に正確な推定を提供する。Ｅ［Δφi］を推定するためのより高度なアルゴリズムは、Ｓ．Ｋａｙによる「Ａ  Ｆａｓｔ  ａｎｄ  Ａｃｃｕｒａｔｅ  Ｓｉｎｇｌｅ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｅｓｔｉｍａｔｏｒ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｔｉｏｎｓ  ｉｎ  Ａｃｏｕｓｔｉｃｓ，Ｓｐｅｅｃｈ  ａｎｄ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ」、ｖｏｌ．３７，ｐｐ．１９８７〜１９９０，Ｄｅｃｅｍｂｅｒ  １９８９に記載されている。
【０１４６】
明らかに、ＣＴＦ  Ｈiは受信機で使用できない。その代わり、Ｈiのノイズ推定（ｎｏｉｓｙ  ｅｓｔｉｍａｔｅ）は
【数５１】
2008511196.tif 000053
によって容易に生成できる。ここで、
【数５２】
2008511196.tif 000054
はＸiの硬判定である。（２５）の精度は、ノイズおよび判定フィードバックの効果により低下する。幸い、
【数５３】
2008511196.tif 000055
は特別正確である必要はない。
【０１４７】
例えばチャネル推定についてパイロットシンボルが送信されると、位相ドリフトは以下の式によって推定することができる。
【数５４】
2008511196.tif 000056
ここで、
【数５５】
2008511196.tif 000057
は（１７）で定義されたものである。パイロットはＤf個のサブキャリアの間隔を持つため、つまりＤf倍の位相ドリフトが推定されるため、Ｄfによる分割が必要になる。
【０１４８】
図１２は、本発明に基づくＯＦＤＭ受信機のさらなる実施形態を示している。
【０１４９】
図２ａの実施形態と異なり、図１２に示されているＯＦＤＭ受信機は、チャネル推定のためにパイロットシンボルによって変調されたサブキャリアをデマルチプレクスするためのデマルチプレクサ１２０１を備えている。デマルチプレクサ１２０１（ＤＭＵＸパイロット）は、パイロットシンボルによって変調されたサブキャリアを復調するように構成できる。デマルチプレクサは、本発明に係る位相ドリフトを低減する装置１２０３へと接続された出力を有している。位相ドリフトを低減する装置１２０３は、周波数ドメインにおいてチャネル伝達関数を推定するチャネル推定器１２０５へと接続されている。チャネル推定器は、補償された位相シフトを導入する手段１２０７へと接続されおり、そのため全てのチャネルの影響を考慮できる。位相の事後補償手段１２０７は、ＦＦＴ２０７によって提供された変換済みの信号に含まれる情報を抽出する手段１２０９へと接続されている。言い換えると、情報を抽出する手段１２０９は、デマルチプレクサ１２０１によって提供された信号に含まれる情報量を決定する。
【０１５０】
本発明のさらなる態様によれば、位相ドリフトを低減する装置（位相ドリフト補償器）１２０３は、位相ドリフトに関する情報を含んだ信号を位相の事後補償手段１２０７へと提供することができ、装置１２０３によって提供された信号に応じて、位相の事後補償を行うことができる。
【０１５１】
さらに、本発明は、ＯＦＤＭ用のフィルタリングおよび補間に関する概念を提供する。一般的に、ＯＦＤＭ復調後の受信した信号の周波数応答は、片側スペクトルを有している。ＦＦＴ前に受信した信号をサイクリックシフトすることにより、片側スペクトルを対称な両側スペクトルへと変換することができる。一般的に、線形またはスプライン補間などの標準的な補間アルゴリズムの性能は、サイクリックシフトを適切に選択すれば、改善することができる。さらに、空間周波数符号および差分変調の性能も改善することができる。両側スペクトルの対称性は、実数部分および虚数部分がそれぞれ偶関数および奇関数となるようなものであれば、ＦＩＲ補間またはスムーシングフィルタのうちのいずれかまたは両方の係数は実数値となり、これは計算コストを半分に削減する。
【０１５２】
さらに、本発明に係る方法の実現要件に応じて、本発明に係る方法は、ハードウェアまたはソフトウェアで実行することができる。この実行は、ディジタル記憶媒体、特に電子的に読み取り可能なコントロール信号を記憶したディスクやＣＤを使用して行うことができ、これは、本発明に係る方法が実行できるようにプログラム可能なコンピュータシステムと協調して動作することができる。従って、本発明は一般的に、機械的に読み取り可能なキャリアに記憶されたプログラムコードを有するコンピュータプログラム製品であり、このプログラムコードは、コンピュータ上で本発明に係る方法のうちの少なくとも１つを実行する。従って言い換えると、本発明に係る方法は、コンピュータ上で本発明に係る方法を実行するためのプログラムコードを有するコンピュータプログラムである。
【図面の簡単な説明】
【０１５３】
【図１】本発明の一実施形態に基づく位相ドリフトを低減する装置のブロック図である。
【図２ａ】本発明に係るポストプロセスを示す図である。
【図２ｂ】本発明に係るプリプロセスを示す図である。
【図３ａ】チャネル伝達関数の位相を示す図である。
【図３ｂ】チャネル伝達関数のマグニチュードを示す図である。
【図４】図３ａおよび図３ｂのチャネル伝達関数の対応するスペクトルを示す図である。
【図５】本発明のさらなる実施形態に基づく位相ドリフトを低減する装置のブロック図である。
【図６】本発明のさらなる実施形態に基づく位相ドリフトを低減する装置のブロック図である。
【図７】ＯＦＤＭシステムパラメータを示す図である。
【図８】チャネルの電力遅延プロファイル（ｐｏｗｅｒ  ｄｅｌａｙ  ｐｒｏｆｉｌｅ）を示す図である。
【図９】本発明に係るアプローチの性能を示す図である。
【図１０】受信した信号を時間ドメインでサイクリックシフトする場合に生じる有効チャネルインパルス応答を示す図である。
【図１１】本発明に係るアプローチの性能を示す。
【図１２】本発明のさらなる実施形態に基づく本発明に係る位相シフトを低減する装置のブロック図である。
【図１３】ＯＦＤＭ受信機のブロック図である。
【図１４】チャネル伝達関数の位相およびマグニチュードを示す図である。
【図１５】対応する時間ドメインチャネルインパルス応答を示す図である。
【図１６】チャネル推定のアプローチを示す図である。
【図１】
2008511196.tif 000059
【図２ａ】
2008511196.tif 000060
【図２ｂ】
2008511196.tif 000061
【図３ａ】
2008511196.tif 000062
【図３ｂ】
2008511196.tif 000063
【図４】
2008511196.tif 000064
【図５】
2008511196.tif 000065
【図６】
2008511196.tif 000066
【図７】
2008511196.tif 000067
【図８】
2008511196.tif 000068
【図９】
2008511196.tif 000069
【図１０】
2008511196.tif 000070
【図１１】
2008511196.tif 000071
【図１２】
2008511196.tif 000072
【図１３】
2008511196.tif 000073
【図１４】
2008511196.tif 000074
【図１５】
2008511196.tif 000075
【図１６】
2008511196.tif 000076
【手続補正書】
【提出日】平成19年4月19日(2007.4.19)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
時間ドメイン信号のスペクトルにおける位相ドリフトを低減する装置であって、
前記時間ドメイン信号を周波数ドメインに変換された信号へと時間周波数変換するための変換器（１０１）であって、前記変換された信号は前記時間ドメイン信号のスペクトルを表すものである、変換器（１０１）と、
前記位相ドリフトを検出し、前記位相ドリフトを示すコントロール信号を生成する検出器（１０９）と
を備え、
前記変換器（１０１）はさらに、前記コントロール信号に応じて、位相ドリフトの低減のために前記変換された信号に補正位相ドリフトを導入するために前記時間ドメイン信号を時間周波数変換する前に前記時間ドメイン信号をプリプロセスするものであり、
前記補正位相ドリフトは少なくとも部分的に前記位相ドリフトを補償するものであり、
前記変換器（１０１）は、前記時間ドメイン信号をプリプロセスするためのサイクリックシフト要素（３０１）を備えるものであり、
前記サイクリックシフト要素（３０１）は、前記コントロール信号を受信し、前記コントロール信号に応じて、前記補正位相ドリフトを前記変換された信号に導入するために前記時間ドメイン信号をサイクリックシフトするものである、
装置。
【請求項２】
前記検出器（１０９）は、前記変換器（１０１）により提供された前記変換された信号における位相ドリフトを検出するか、またはプリプロセスした後に前記時間ドメイン信号から位相ドリフトを検出するものである、請求項１に記載の装置。
【請求項３】
前記検出器（１０９）は、前記変換された信号における前記位相ドリフトを検出するために、前記変換器（１０１）の出力へと接続されている、請求項１または２に記載の装置。
【請求項４】
前記変換器（１０１）は、前記サイクリックシフト要素によって提供された前記時間ドメイン信号を前記変換された信号に変換するための、前記サイクリックシフト要素の出力へと接続されたフーリエ変換器を備えるものである、請求項１〜３のいずれか一項に記載の装置。
【請求項５】
前記検出器は、前記変換された信号における位相ドリフトを検出するために、前記変換器（１０１）の出力へと接続されている、請求項４に記載の装置。
【請求項６】
前記検出器（１０９）はコントロール出力を備え、
前記コントロール出力は前記サイクリックシフト要素のコントロール入力へと接続されている、
請求項１〜５のいずれか一項に記載の装置。
【請求項７】
前記サイクリックシフト要素は、複数の値により前記時間ドメイン信号をサイクリックシフトするものであり、
前記検出器（１０９）は、以下の式
【数１】
2008511196.tif 000077
に基づいて前記複数の値を決定するものであって、Ｅ［Δφi］は、ＮFFT個のサブキャリアのうちの第ｉ番目のキャリアについて検出された位相ドリフトΔφiの期待値を表すものである、
請求項１〜６のいずれか一項に記載の装置。
【請求項８】
前記サイクリックシフト要素は、負の位相ドリフトを補償するために補正位相ドリフトを前記変換された信号に導入するための左シフトを実行するか、または正の位相ドリフトを補償するために負の補正位相ドリフトを前記変換された信号に導入するための右シフトを実行するものである、請求項１〜７のいずれか一項に記載の装置。
【請求項９】
前記サイクリックシフト要素はシフトレジスタを備え、
前記シフトレジスタは、入力と該入力へ接続された出力とを有するものである、
請求項１〜８のいずれか一項に記載の装置。
【請求項１０】
前記変換器（１０１）は、前記変換された信号を周波数ドメインでポストプロセスするための位相補償器を備えるものであり、
前記位相補償器は、前記補正位相ドリフトを導入するために周波数ドメインにおいて前記変換された信号の位相を変更するものである、
請求項１〜９のいずれか一項に記載の装置。
【請求項１１】
前記変換器（１０１）は、前記時間ドメイン信号を時間周波数変換するためのフーリエ変換器を備えるものであり、
前記位相補償器は、前記フーリエ変換器の出力へと接続されており、
前記検出器（１０９）は、前記位相補償器の出力へと接続されており、
前記位相補償器は、前記検出器（１０９）から前記コントロール信号を受信するものである、
請求項１０に記載の装置。
【請求項１２】
前記位相補償器は、前記検出器（１０９）から前記コントロール信号を受信するためのコントロール入力を備えるものである、請求項１１に記載の装置。
【請求項１３】
前記位相補償器は、負の位相ドリフトを補償するために前記補正位相ドリフトを前記変換された信号の位相に追加するか、または正の位相ドリフトを補償するために前記補正位相ドリフトを前記変換された信号の位相から差し引くものである、請求項１１または１２に記載の装置。
【請求項１４】
前記検出器（１０９）は、前記変換された信号の後続の２つの値の間の位相変化の平均を決定するものであり、
前記位相変化の平均は前記位相ドリフトを表すものである、
請求項１〜１３のいずれか一項に記載の装置。
【請求項１５】
前記検出器は、前記変換された信号の後続の２つの値の積の平均値を決定し、前記平均値の位相を決定するものであり、
前記平均値の前記位相は前記位相ドリフトを表すものである、
請求項１〜１４のいずれか一項に記載の装置。
【請求項１６】
前記検出器（１０９）は、前記変換された信号の、複数の値により間隔のあいた２つの値の間の位相変化の平均を決定し、前記変換された信号の値ごとに前記位相ドリフトを検出するために前記複数の値で前記位相変化の平均を除算するものである、請求項１〜１５のいずれか一項に記載の装置。
【請求項１７】
前記変換器は、前記時間ドメイン信号をプリプロセスするサイクリックシフト要素と、前記サイクリックシフト要素によりサイクリックシフトされた前記時間ドメイン信号を時間周波数変換するための、前記サイクリックシフト要素へと接続されたフーリエ変換器と、前記フーリエ変換器により提供された変換された信号をポストプロセスするための、前記フーリエ変換器の出力へと接続された位相補償器とを備えるものであり、
前記位相補償器の出力は前記検出器（１０９）へと接続されており、
前記サイクリックシフト要素は、前記検出器（１０９）からコントロール信号を受信するものであり、
前記コントロール信号は、補正位相ドリフトを前記変換された信号に導入して前記位相ドリフトを粗く補償し、前記複数の値により前記時間ドメイン信号をサイクリックシフトするために、前記時間ドメイン信号がシフトされる複数の値を表すものであり、
前記位相補償器は、前記変換された信号の位相に導入されるさらなる補正位相ドリフトを表すさらなるコントロール信号を受信して前記位相ドリフトを精度良く補償し、前記さらなる補正位相ドリフトを前記変換された信号の前記位相に導入するものである、
請求項１〜１６のいずれか一項に記載の装置。
【請求項１８】
時間ドメインにおいて受信可能なマルチキャリア信号における位相ドリフトを低減する請求項１〜１５のいずれか一項に記載の装置であって、周波数ドメインにおいて受信可能なマルチキャリア信号を表す変換された信号を提供し、前記変換された信号は低減された位相ドリフトを有する、装置と、
前記変換された信号に含まれる情報を抽出するための手段と
を備えるマルチキャリア受信機。
【請求項１９】
前記マルチキャリア受信機は、フレーム同期を実行するシンクロナイザーをさらに備えるものであり、
前記位相ドリフトは、エラーのあるサンプルタイムインスタントによるフレーム同期エラーから生じるものであり、
前記検出器（１０９）は、前記位相ドリフトを表すフレーム同期コントロール信号を生成するものであり、
前記シンクロナイザーは、前記フレーム同期エラーを低減するために、前記フレーム同期コントロール信号に応じてサンプルタイムインスタントを調整するものである、
請求項１８に記載のマルチキャリア受信機。
【請求項２０】
前記情報を抽出するための手段は、前記変換された信号の後続の２つの値の間の位相変化に基づいて情報を抽出するために、前記変換された信号を差分復調するための差分復調器を備えるものである、請求項１８または１９に記載のマルチキャリア受信機。
【請求項２１】
前記情報を抽出するための手段は、前記変換された信号を周波数ドメインにおいてフィルタリングするためのローパスフィルタを備えるものであり、
前記ローパスフィルタは、フィルタ応答の実数部分を表す実数値係数を有するものであり、
前記フィルタ応答の虚数部分を表すフィルタ係数はゼロに設定されるものであり、
前記変換器はさらに、前記受信可能なマルチキャリア信号を時間ドメインにおいてプリプロセスするか、または位相シフトを前記変換された信号に導入して、前記変換された信号のスペクトルを前記ローパスフィルタのパスバンドに対してシフトするために、前記変換された信号を周波数ドメインにおいてポストプロセスするものである、
請求項１８または１９に記載のマルチキャリア受信機。
【請求項２２】
時間ドメインにおける前記受信可能なマルチキャリア信号は、通信チャネルを介して送信される送信信号の受信可能なバージョンであり、
前記ローパスフィルタは、チャネル推定用に構成されているものである、
請求項２０に記載のマルチキャリア受信機。
【請求項２３】
前記ローパスフィルタはチャネル推定のためのウィーナーフィルタである、請求項２２に記載のマルチキャリア受信機。
【請求項２４】
前記ローパスフィルタは補間フィルタである、請求項２２または２３に記載のマルチキャリア受信機。
【請求項２５】
前記情報を抽出するための手段は、空間周波数ブロックデコーダを備えるものである、請求項１８〜２４のいずれか一項に記載のマルチキャリア受信機。
【請求項２６】
時間ドメイン信号のスペクトルにおける位相ドリフトを低減する方法であって、
前記時間ドメイン信号を周波数ドメインに変換された信号へと変換するステップであって、前記変換された信号はスペクトルを表すものである、ステップと、
前記位相ドリフトを検出するステップと、
前記位相ドリフトを表すコントロール信号を生成するステップと、
前記コントロール信号に応じて、前記変換された信号に補正位相ドリフトを導入するために前記時間ドメイン信号を時間周波数変換する前に前記時間ドメイン信号をプリプロセスするステップであって、前記補正位相ドリフトは、位相シフトを低減するために少なくとも部分的に前記位相ドリフトを補償するものであり、前記コントロール信号に応じて、前記補正位相ドリフトを前記変換された信号に導入するために前記時間ドメイン信号をサイクリックシフトするステップと
を含む方法。
【請求項２７】
時間ドメインにおいて受信可能なマルチキャリア信号の位相ドリフトを低減し、周波数ドメインにおいて受診可能なマルチキャリア信号を表す変換された信号を提供する請求項２６に記載の方法であって、前記変換された信号は低減された位相ドリフトを有する、方法と、
前記変換された信号に含まれる情報を抽出するステップと
を含むマルチキャリア信号を受信する方法。
【請求項２８】
コンピュータ上で、請求項２６または２７に記載の方法を実行するためのプログラムコードを有するコンピュータプログラム。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１６
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１６】
非特許文献２は、差分変調された信号について、周波数ドメインにおいてサブキャリア振幅に対し位相ローテーションを実行してフレーム同期エラーを補償するために、差分復調（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）のプロセスにおいて位相補正係数を適用することを開示している。
特許文献１は、時間ドメインにおいて精度の良い同期を実行する同期ユニットを開示している。この同期ユニットは、基準信号を記憶する記憶装置を備えている。乗算器は、基準信号に基づいて、ゼロプロダクトシフト（ｚｅｒｏ  ｐｒｏｄｕｃｔ  ｓｈｉｆｔ）の合計と−１プロダクトシフト（ｍｉｎｕｓ  ｏｎｅ  ｐｒｏｄｕｃｔ  ｓｈｉｆｔ）の合計と＋１プロダクトシフト（ｐｌｕｓ  ｏｎｅ  ｐｒｏｄｕｃｔ  ｓｈｉｆｔ）の合計とを算出することができる。信号アナライザは、−１プロダクトシフトの合計と＋１プロダクトシフトの合計とゼロプロダクトシフトの合計とに基づいて、左、中央および右の相互相関ポイント（ｃｒｏｓｓ−ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ  ｐｏｉｎｔｓ）を計算することができる。タイミングエラー推定ユニットは、左相互相関ポイントおよび右相互相関ポイントに基づいて受信した信号のタイミングエラーを推定することができる。位相推定ユニットは、ゼロプロダクトシフトの合計に基づいて受信した信号の共通位相エラーを推定することができる。相関レベル推定ユニットは、中心ポイントに基づいて受信した信号と受信した信号の反射であるゴーストとの間の相関を示す相関レベルを算出することができる。
非特許文献３は、ＯＦＤＭ受信機の設計を開示している。受信した信号を復調し、ソフト情報を外部受信機に配信して復号化するのに必要なＯＦＤＭに特有の受信機の機能に特に注目すべきである。
特許文献２は、位相における情報を符号化するディジタル通信信号が、多数のソースに基づく位相エラーの影響を受けやすいことを開示している。この発明は、キャリアとサンプリング位相エラーと加算性位相ノイズとを補正するものである。ディジタル位相ロックループ（ｄｉｇｉｔａｌ  ｐｈａｓｅ  ｌｏｃｋｅｄ  ｌｏｏｐ）は、キャリア位相エラーとサンプリング位相エラーとを同時にトラッキングし、周波数ドメインにおいて信号を補正する。この発明は、信号を時間ドメインから周波数ドメインへと変換するために使用されるサンプリングウィンドウを進行または遅延させるためにサンプリング位相エラーを使用することができる。
特許文献３は、サンプルデータ型の信号におけるディジタルデータ通信のチャネルエラーを補償するための方法に関する応用を開示している。この方法は、少なくとも先行する２つのサンプルの位相エラーに基づいて検証済みのサンプルの位相エラーを評価するものであり、この推定は、検証済みのサンプル（ｙｍ（ｎ））の位相エラーを補償するために使用される。
特許文献４は、少なくとも１つが基準シンボルである複数のシンボルを含んだパスバンド信号を受信し、パスバンド信号をベースバンド信号へと変換する復調器と、ベースバンド信号を受信し、第１のコントロール信号に応じてベースバンド信号の位相を修正するＣＦＯ補償回路と、ベースバンド信号をＣＦＯ補償回路から周波数ドメインコンステレーションに変換する変換回路と、周波数ドメインコンステレーションを受信し、基準シンボルに少なくとも部分的に基づいて周波数ドメインコンステレーションを修正するイコライザと、フィードバック構成においてイコライザの出力とＣＦＯ補償回路との間に接続されたＣＦＯ推定回路とを備えたＯＦＤＭ受信機を開示している。ＣＦＯ推定回路は、イコライザから受信した少なくとも２つのシンボル間の位相エラーの差分を測定し、第１のコントロール信号を生成する。ここで、第１のコントロール信号は、測定された位相エラーの差分を表している。
特許文献５は、シンボル間干渉をもたらす未知のチャネルを介したバーストデータ送信において同期されるキャリア周波数およびフレームを開示している。同期の手順は２つの段階を含んでいる。第１の段階は、周期的な信号反復を利用し、粗いタイミングおよび周波数オフセットを抽出して、周波数の不明確性を解決するために、サンプルの時間ドメイン処理を実行する。第２の段階は、受信した変調信号の精度の良い時間オフセットを推定する。所望のデータサンプルの受信シーケンスのフレーム開始位置の粗い推定は、粗いタイミング推定を使用して周波数ドメインで受信したサンプルを生成することによって改善できる。次に、周波数ドメインで受信したサンプルとノイズのないサンプルとの間で周波数ドメイン相関が決定される。決まった数のトレーニングサンプルを使用する場合、「サンドイッチ」プリアンブル（「サンダンブル」）が、従来の反復プリアンブルよりも良い効率性を得るために利用される。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１７
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１７】
【特許文献１】
米国特許公開第２００４／０００８８０２号明細書
【特許文献２】
米国特許公開第２００３／００５３５６４号明細書
【特許文献３】
欧州特許公開第０７９５９８５Ａ２号明細書
【特許文献４】
米国特許公開第２００４／０１２０４１２Ａ１号明細書
【特許文献５】
米国特許第６，６１８，４５２Ｂ１号明細書
【非特許文献１】
Ｍ．  Ｈｓｉｅｈ  ａｎｄ  Ｃ．  Ｗｅｉ，″Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｅｓｔｉｍａｔｉｏ
ｎ  ｆｏｒ  ＯＦＤＭ  Ｓｙｓｔｅｍｓ  Ｂａｓｅｄ  ｏｎ  Ｃｏｍｂ−Ｔｙｐｅ  Ｐｉｌｏｔ  Ａｒｒａｎｇｅｍｅｎｔ  ｉｎ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｓｅｌｅｃｔｉｖｅ  Ｆａｄｉｎｇ  Ｃｈａｎｎｅｌｓ，″ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｃｏ
ｎｓｕｍｅｒ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，  ｖｏｌ．  ４４，  ｐｐ．  ２１７−２２５，  Ｆｅｂ．  １９９８
【非特許文献２】
Ｓ．  Ｍ．  Ｗｅｉｎｆｕｒｔｎｅｒ，″Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ｄｏｍａｉｎ  Ｆｒ
ａｍｅ  Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ  ｆｏｒ  Ｏｐｔｉｍｕｍ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｄｅ−ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  ｏｆ  ＯＦＤＭ，″ｉ
ｎ  Ｐｒｏｃ．  ＩＥＥＥ  Ｇｌｏｂａｌ  Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  （ＧＬＯＢＥＣＯＭ  ’９９），  Ｒｉｏ  ｄｅ  Ｊａｎｅｉｒｏ
，  Ｂｒａｚｉｌ，  ｐａｇｅｓ  ８５７−８６２，  １９９９
【非特許文献３】
″Ｏｐｔｉｍｕｍ  ｒｅｃｅｉｖｅｒ  ｄｅｓｉｇｎ  ｆｏｒ  ＯＦＤＭ−ｂａｓｅｄ
Ｂｒｏａｄｂａｎｄ  ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  −  Ｐａｒｔ  ＩＩ：  ａ  ｃａｓｅ  ｓｔｕｄｙ″，  ｏｆ  Ｍ．  Ｓｐｅｔｈ  ｅｔ  ａｌ．，  ｐｕｂｌｉｓｈｅｄ  
ｉｎ  ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，  ｖｏｌ．４９，  ｎｏ．４，  Ａｐｒｉｌ  ２００１，  Ｐｉｓｃａｔａｗａｙ，  Ｎｅｗ  Ｙｏｒｋ，ＮＹ
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【国際調査報告】
2008511196.tif 000078
2008511196.tif 000079
2008511196.tif 000080