(57)【要約】  蛍光ランプ２（特に、表示装置のバックライトランプ）は、交流電圧を供給されており、該交流電圧の周波数及び振幅は、ランプの点火の間、通常動作の間よりも大きい。ランプの両端の電圧Ｖ及びランプに流れる電流Ｉが、測定された電圧値及び測定される実際のランプ電流値を供給するために測定される。前記交流電圧から、電圧Ｖ２が得られる。前記測定される電圧値に、前記測定される実際のランプ電流値と前記のような得られた電圧との和が乗算される。前記のような乗算の結果Ｐ＝Ｖ＊（Ｉ＋Ｖ２）は、基準電圧Ｒｅｆと比較され、差分又はエラー値を生じる。前記エラー値は、交流電圧Ｖの周波数及び振幅を制御するために使用され、この結果、該エラー値は最小化される。
2008511112.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
蛍光ランプに給電する方法であって、
−  ａ．点火状態の間、及び通常動作状態の間、交流電圧を生成するステップと、
−  ｂ．前記交流電圧を前記のようなランプの第１及び第２陰極の対の両端に印加するステップと、
−  ｃ．測定された電圧値を供給するために前記ランプの両端における前記交流電圧Ｖの振幅を測定するステップと、
−  ｄ．測定された電流値を供給するために前記ランプを流れる電流Ｉを測定するステップと、
−  ｅ．前記測定された電圧値と前記測定された電流値とを乗算して実際の前記ランプの電力値Ｖ＊Ｉを供給するステップと、
−  ｆ．前記ランプの電力値を基準値と比較して、エラー信号を供給するステップと、
−  ｇ．前記エラー信号を最小化するように、前記エラー信号に依存して前記交流電圧の周波数及び振幅を制御するステップと、
を有する蛍光ランプを給電する方法において、
−  ｈ．前記交流電圧から得られる電圧値Ｖ２を得るステップと、
−  ｉ．前記測定された電圧値と前記得られる電圧値とを乗算して、シミュレーションされた前記ランプの電力値Ｖ＊Ｖ２を供給するステップと、
−  ｊ．前記シミュレーションされた前記ランプの電力値に実際の電力値を加算して、結合された電力値Ｐ＝Ｖ＊Ｉ＋Ｖ＊Ｖ２を供給するステップと、
−  ｋ．前記結合された電力値と前記基準値との間で比較するステップを実行するステップと、
を有する蛍光ランプを給電する方法。
【請求項２】
前記のような得られる電圧Ｖ２は、前記ランプに印加されている前記交流電圧Ｖに対して位相シフトされていることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
交流電圧を発生する発生器と、ランプの第１陰極に前記交流電圧を印加するための前記ランプ及び前記発生器と直列のインダクタと、前記ランプを越えて接続されているコンデンサと、制御回路と、前記交流電圧の振幅を感知するために前記ランプを越えて接続されている電圧センサであって、測定された電圧信号を前記制御回路の第１の測定入力に供給する電圧センサと、前記ランプを流れる実際のランプ電流を感知する電流センサであって、測定される実際のランプ電流信号を前記制御回路の第２の測定入力Ｊに供給する電流センサとを有する蛍光ランプの安定器回路であって、前記制御回路は前記測定入力において受け取られる信号を乗算する乗算器、及び望まれているランプ電力を表している基準信号を受け取るために接続されている前記制御回路の基準入力を有すると共に、前記乗算器の出力値と前記基準信号の値とを比較してエラー値を出力するコンパレータと、前記エラー値が最小化されるように、前記交流電圧の前記周波数及び前記振幅を制御するために前記発生器に制御信号を供給するように接続されている前記制御回路の出力とを更に有している、蛍光ランプの安定器回路において、前記制御回路の前記第２測定入力は、前記測定される実際のランプ電流信号に加えて、前記交流電圧から得られる電圧を受け取るように結合されている、蛍光ランプの安定器回路。
【請求項４】
前記得られる電圧は位相シフト回路によって得られることを特徴とする、請求項３に記載の安定器回路。
【請求項５】
前記位相シフト回路は、インダクタと、コンデンサと、抵抗との直列回路を有しており、前記直列回路は、前記発生器に平行に接続されていることを特徴とする、請求項４に記載の安定器回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、それぞれ添付請求項１及び３に記載の前置部分に記載の蛍光ランプに給電すると共にその電力を制御する方法及び安定器回路に関する。より詳細には、前記のようなランプは、液晶表示器（ＬＣＤ）のバックライトに使用される。
【背景技術】
【０００２】
前記のような種類の方法は、国際特許出願公開公報第０２／３７９０４号によって開示されている。従来技術の方法によれば、前記のようなランプを通過する電流と該ランプの両端に印加される電圧とが、測定され、サンプリングされ、デジタル値に変換される。各サンプリング時間において、乗算器は、ランプがこのときに消費する電力に関する値を提供するために電流値と電圧値とを乗算する。計算された前記のような電力値は、第１エラー信号を供給するために基準値と比較される。第１の制御電圧値が、記憶される。第２の記憶されている制御電圧値は、先行するサンプリング時間において記憶されている。前記のような第１及び第２制御電圧の符号及び強度に依存して、乗算係数が決定される。第１エラー信号、及び第２制御電圧と前記のような係数との積は、結合された制御電圧を供給するために加算される。前記結合された制御電圧は、高周波数の方形波電圧の周波数又はデューティサイクルを制御するのに使用されており、前記高周波数の方形波電圧は、前記第１エラー信号が最小化されるように、動作される前記ランプに供給される。単に前記第１制御電圧の代わりに前記結合された制御電圧を使用することにより、制御ループを安定化すると同時に、例えば、前記ランプによって消費される電力、又は周囲の温度のような、非常に広い範囲のパラメータに対する比較的速い応答を提供することができる（上述の文献の７頁の１９−２１行を参照）。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
前記のような速い応答の利点は、ＬＣＤテレビジョン装置のような、所謂走査モードにおいて動作されるランプに対しては不利であることが分かっている。この場合、テレビジョン装置のＬＣＤ表示器は、長手方向の幾つかの蛍光管ランプを有しており、各ランプは、視聴者が前記表示器によって示されている画像に対するスミア効果（smearing effect）を体験するのを防止するように、交互にオン及びオフにされている。一例として、前記ランプのリフレッシュレートは、３ｍｓのオンタイムと１０ｍｓのオフタイムとを有する７５Ｈｚであることができる。このことは、各ランプが、１／７５秒ごとに再点火されなければならないことを意味する。通常、ランプに供給される高周波数電圧の点火電圧及び点火周波数は、通常動作の間よりも、かなり高い。より詳細には、エラー信号が大きくなるほど、前記ランプに供給される電圧の高周波数も増加される。前記ランプをオンにする時点において測定される電流はゼロであり、従って、計算される前記のような電力はゼロであり、前記のようなエラーは、最大である。結果として、点火の間、前記ランプによって取られる電力は、通常動作の間よりも大きい。更に、前記ランプの突然のオンへの切り換えは、前記ランプに供給される電力のオーバーシュートを容易に生じ得る。次いで、このことは、前記電極の重い電子のボンバードメント（heavy electron bombardment）を生じ、このため、前記ランプの寿命を短縮する。前記のような不利な点は、より重大である。全体として、前記不利な点は、テレビジョンセットにおける使用に受け入れがたい程度に、前記ランプの寿命を短縮する。
【０００４】
本発明の上述の目的は、上述のような従来技術の方法の不利な点を解決することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明の目的は、添付請求項１に記載の方法を提供することによって達成される。
【０００６】
本発明による方法によれば、常に、計算される前記電力に対する値が利用可能に存在する。このことは、高速応答による前記のような点火の過程の開始から前記ランプの両端における最大電圧を制限すると共に、前記点火は信頼できるままであり、前記点火の制御もスムーズにされる。前記ランプの点火状態から前記ランプの通常動作状態へと変化する際、前記ランプの両端における電圧は減少する一方で、前記ランプの電流は増加し、この結果、前記ランプの電力の前記制御に対する制御信号の付加的な項の貢献は、比較的小さい。
【０００７】
本発明の上述の目的は、添付請求項３に記載されている安定器回路を設けることによっても達成される。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
本発明は、添付図面と関連して、以下の例示的な記載から、更に、徐々に明らかになるであろう。
【０００９】
図１の図によって示されている安定器回路は、２つの陰極４を有する蛍光ランプ２を有している。特に、図１に示されている回路は、表示装置、例えば、液晶表示器（ＬＣＤ）内にバックライトを設けるのに使用されている。ＬＣＤは、幾つかの前記のようなバックライトランプ２を有するテレビジョンセットの一部であっても良い。
【００１０】
好ましくは、前記のようなランプの各ランプ２は、熱陰極の小型蛍光ランプ（ＨＣＦＬ）である。この種のランプ２は、冷陰極蛍光ランプ（ＣＣＦＬ）よりも多くの光を発することができ、この結果、ＬＣＤは、明るい画像を提供することができる。次いで、このことは、前記ＬＣＤが所謂走査モードにおいて駆動されることを可能にし、前記走査モードにおいて、前記ランプは、視聴者が前記表示器によって表示される画像に対するスミアー効果を経験するのを防止するように、交互にオン又はオフにされる。一例として、前記ランプのリフレッシュレートは、３ｍｓのオンタイム及び１０ｍｓのオフタイムを有する７５Ｈｚであっても良い。このことは、各ランプが、１／７５秒ごとに再点火されなければならないことを意味する。
【００１１】
図１に示されている安定器回路は、更に、端子８と、集合（mass）１０として示されている端子との間で方形波電圧を供給する方形波発生器６と、端子８とランプ２の第１陰極４との間に接続されているインダクタ１４と、前記第１陰極４と前記集合との間に接続されているコンデンサ１５及び電圧センサ１６の直列回路と、前記第１陰極４と集合との間に接続されている電圧センサ１８と、前記ランプの第２陰極４と集合１０との間に接続されている電流センサ２０と、制御回路２２（例えば、Ｐｈｉｌｉｐｓ社のＵＢＡ２０１０制御ＩＣ）とを有する。
【００１２】
インダクタ１４とコンデンサ１５とは共振回路を提供しており、該共振回路のノードは、ランプ２の第１陰極４に、高周波数フィルタリングされた電圧を供給し、該電圧の振幅は、前記のような周波数に依存している。
【００１３】
前記のような発生器は、例えば、Ｐｈｉｌｉｐｓ社のＵＢＡ２０２４のような、ハーフブリッジドライバであっても良く、例えば、５０ｋＨｚの高周波数において交互にオン及びオフにされる直列の２つのスイッチを有している。前記のような周波数は、発生器６に対して外部的である電子要素に依存する。
【００１４】
制御回路２２の電圧感知入力Ｕは、ランプ２の両端の電圧を感知するため電圧センサ１８に接続されており、電圧センサ１８は、この実施例において、第１陰極４と集合１０との間にある。
【００１５】
制御回路２２の電流感知入力Ｊは、ランプ２を通過する電流を感知するために、抵抗２４を介して電流センサ２０に接続されている。
【００１６】
制御回路２２の基準入力Ｒｅｆは、基準信号源（図示略）から基準信号を受け取る。
【００１７】
制御回路２２の出力Ｆは、これにより発生器６が制御信号を受け取る発生器６の入力に接続されており、前記制御信号は、発生器６によって供給される方形波電圧の周波数又は場合によってデューティサイクルを制御する。
【００１８】
制御回路２２は、自身のＵ及びＪ入力における信号をサンプリングレートによってサンプリングし、電力、従って、当該ランプのブライトネス（ルーメン）に対する値を供給するために、このときに取られているサンプルの各対を整流する及び乗算する。望まれている電力値を表している入力Ｒｅｆに供給される基準信号によって、制御回路２２は、計算された電力値と前記望まれている電力値とを比較する。前記のような比較された値の間の差分又はエラーがゼロでない場合、前記制御回路は、前記エラーを最小化するように、自身の出力Ｆに供給される制御信号を変化させる。前記エラーが大きくなるほど、発生器６からの方形波電圧の周波数は、増大すると共に、非線形の関係で前記ランプの第１陰極４における電圧の振幅も増大する。
【００１９】
点火の開始において、前記ランプ電流がゼロであり、従って、前記エラーは最大である。これにより、ランプ２が点火される度に、前記ランプの両端において高い電圧が生じる。前記ランプの突然のオンへの切り替えは、前記ランプに供給される電圧のオーバーシュート、従って、前記ランプの前記電極の重い電子のボンバードメントを容易に生じ得る。このことは、ランプ２の寿命を短縮する。特に、ランプ２はＨＣＦＬであり、上述のような、走査モードにおいて動作されている場合、ランプ２の寿命は著しく短縮され得る。
【００２０】
この点火の後、ランプ２を通過する電流によって、前記ランプの計算される電力は、もはやゼロではなく、この結果、前記エラーはより小さいものであり、前記方形波電圧の周波数及び振幅が降下する。点火の間の前記振幅は、ランプ２の通常の動作の間よりも５倍高いものであり得る。
【００２１】
ランプ２の寿命の前記のような短縮を防止するために、本発明によれば、電流感知入力Ｊは、ランプ２に供給される電圧のサイクルの間のいくつかの時において、ランプ２の両端における電圧の測定されている部分を表している前記回路のいくつかのノードにも、抵抗２６を介して接続されている。図１に示されている実施例において、測定されている電圧の部分は、電圧センサ１６によって供給されている。
従って、制御回路２２の入力Ｊには、ランプ２を介する電流Ｉとある程度の量Ｖ２（
2008511112.tif 000003
）とを表している信号が存在し、前記Ｖ２は、方形波電圧の振幅によって決定されるものであり、ランプ電流を擬態しているものである。上述のように、コントローラ２２は、自身の入力Ｊ及びＵにおいてサンプルを整流する及び乗算する。従って、コントローラ２２は、ランプの電力Ｐに対する値を（この式又は他の式における大きさに関する補正によって）Ｐ＝Ｖ＊（Ｉ＋Ｖ２）として計算する。点火の開始の際、ランプ電流Ｉはゼロであり、この結果、Ｐ＝Ｖ＊Ｖ２であり、これはゼロに等しくない。結果として、この時点で生成されるランプ４の第１陰極４における電圧の振幅は、最大値よりも低い。
【００２２】
通常動作の間、項Ｖ＊Ｖ２の影響は、このときの第１陰極４における電圧の振幅が点火の間よりも約５倍小さいので、小さい。ＶとＶ２が、同じ位相Ｖ＝Ｖ２を有する場合、この結果、前記項はＶ２となり、これは、点火状態から通常動作の状態まで発展する際、Ｖを減少させる平方レートで減少することを示している。しかし、点火の間、この影響は、高速応答によってランプ２の両端の電圧の振幅を制限するのに十分なものであり得ると共に、通常動作の間の前記振幅の信頼できる制御を残している。
【００２３】
図２は、図１の安定器回路の実施例の図を更に詳細に示している。
【００２４】
電圧センサ１６は、シャント抵抗３０を有しているのみである。電圧センサ１８は、抵抗３２及び抵抗３４の分圧器を有している。抵抗３２及び３４のノードは、制御回路２２の入力Ｕに接続されている。
【００２５】
電流センサ２０は、抵抗３６を有している。ランプ２を介して流れる電流は、抵抗３６の両端における電圧を発生する。前記電圧は、前記ランプ電流を表すために制御回路２２の入力Ｊに結合されている。
【００２６】
上述のように、抵抗２６は、制御回路２２の入力Ｊとランプ２の第１陰極４との間に結合されることができ、制御回路２２による整流の後、Ｐ＝Ｖ＊（Ｉ＋Ｖ２）の乗算を得る。抵抗２６が、制御回路２２の入力Ｊと、コンデンサ２８及び抵抗３０のノードとの間に結合されている場合、抵抗２６を介して感知される電圧Ｖ２は、電圧センサ１８を介して感知される電圧Ｖを有する位相の９０度を超えている。結果として、項Ｖ２の寄与は、通常動作の間よりも小さいままにされる。
【００２７】
上述のような本発明による安定器回路は、単に１つの制御ループを使用することにより、高いペースでオフにされる及び再点火される蛍光ランプの寿命を延長する単純で低コストの解決策を提供している。
【００２８】
本発明は、本発明の実施例を示している図面を参照して記載されているが、変形及び変更が、当業者によって添付請求項の範囲内でなされることができることは明らかであるべきである。例えば、電圧センサ１８及び電流センサ２０は、本発明による介入なしに変形されることもできる。更に、ランプ２の第１陰極４における電圧を測定する代わりに、発生器６の出力において測定されることもできる。部分１０を参照する代わりに、ランプ２の両方の陰極の間で測定されることもできる。後者は、制御回路２２の入力Ｊに結合されている電圧Ｖ２に関しても該当する。更に、幾つかの機能が、ハードウェアによって、又はハードウェア及びソフトウェアの組み合わせを使用して実施化されることができる。これらの例は、Ｐｈｉｌｉｐｓ社製の集積回路ＵＢＡ２０２１及びＵＢＡ２０１０であり、それぞれ、発生器６及び制御回路２２を実施化するのに使用されることができる。この点において、Ｖに対するＶ２の位相シフトは、記憶手段及びソフトウェアを使用することにより交流電圧Ｖから得られる電圧Ｖ２を遅延させることによっても、得ることができることに留意されたい。部分的に実際の及びシミュレーションされているランプの電力値Ｐ＝Ｖ＊（Ｉ＋Ｖ２）は、Ｐ＝Ｖ＊Ｉ＋Ｖ＊Ｖ２のように又はＰ＝Ｖ＊Ｉ＋Ｖ＊Ｖ２を利用することによって、計算されることができることにも留意されるべきである。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】本発明による蛍光ランプの安定器回路の図を示している。
【図２】図１に示されている安定器回路の実施例の図を更に詳細に示している。
【図１】
2008511112.tif 000004
【図２】
2008511112.tif 000005
【国際調査報告】
2008511112.tif 000006
2008511112.tif 000007
2008511112.tif 000008