(57)【要約】  送信シンボル行列および受信シンボル・ベクトルは、非恒等変換に基づいて変換される。非恒等変換は、時間領域内のチャネル・インパルス応答の有限の広がりに基づき、周波数領域内でチャネル推定の精度を改善するために使用可能である。変換されたチャネル・ベクトルは、チャネル推定法を使用して、変換された送信シンボル行列および変換された受信シンボル・ベクトルに基づいて決定される。変換されたチャネル・ベクトル内の１つまたは複数の要素が、ゼロに、またはほぼゼロに抑制される。前記抑制され、変換されたチャネル・ベクトルは、非恒等変換に基づいて推定チャネル・ベクトルに逆変換される。
2008529409.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のサブキャリアのマルチキャリア変調に対するチャネル推定の方法であって、
非恒等変換に基づいて送信シンボル行列を変換し、前記非恒等変換は時間領域内のチャネル・インパルス応答の有限の広がりに基づき、周波数領域内でチャネル推定の精度を改善するために使用可能であることと、
前記非恒等変換に基づいて受信シンボル・ベクトルを変換することと、
チャネル推定方法を使用して、前記変換された送信シンボル行列および変換された受信シンボル・ベクトルに基づいて変換されたチャネル・ベクトルを決定することと、
前記変換されたチャネル・ベクトル内の１つまたは複数の要素をゼロに、またはほぼゼロに抑制することと、
前記非恒等変換に基づいて、前記抑制され、変換されたチャネル・ベクトルを推定されるチャネル・ベクトルに逆変換することとを含む方法。
【請求項２】
前記非恒等変換は、ユニタリー変換である請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記非恒等変換は、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）行列の特異値分解からの行列に基づく請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記ＤＦＴ行列は、Ｎ×Ｌ次元であり、Ｌは、チャネル・インパルス応答の長さであり、Ｎは、サブキャリアの個数である請求項３に記載の方法。
【請求項５】
前記ＤＦＴ行列は、要素
【数１】
2008529409.tif 000067
を有し、ｉは、０からＮ−１までの行インデックスであり、ｋは、０からＬ−１までの列インデックスであり、ｊは、−１の平方根である請求項４に記載の方法。
【請求項６】
前記ＤＦＴ行列Ｆの前記特異値分解は、
【数２】
2008529409.tif 000068
であり、
【数３】
2008529409.tif 000069
は、ＤＦＴ行列Ｆの特異値を含むＮ×Ｌ次元対角行列であり、ＵおよびＶは、それぞれ、ユニタリー列を持つＮ×Ｎ次元およびＬ×Ｌ次元行列である請求項５に記載の方法。
【請求項７】
前記非恒等変換は、Ｕの複素共役転置とベクトルまたは行列との行列乗算を含む請求項６に記載の方法。
【請求項８】
前記抑制は、変換されたチャネル・ベクトルにおける要素（Ｌ＋１）からＮまでをゼロに抑制することを含む請求項４に記載の方法。
【請求項９】
前記チャネル推定法は、線形最小平均平方誤差チャネル推定法を含む請求項１に記載の方法。
【請求項１０】
前記チャネル推定法は、ゼロ強制チャネル推定法を含む請求項１に記載の方法。 
【請求項１１】
さらに、
前記非恒等変換により定義された空間内でゼロ強制チャネル推定法を使用して決定された前記推定チャネル・ベクトルに基づいて雑音分散を推定することを含む請求項１０に記載の方法。
【請求項１２】
さらに、
前記推定されたチャネル・ベクトルに基づいて受信信号を等化することを含む請求項１に記載の方法。
【請求項１３】
複数のサブキャリアの直交周波数分割変調（ＯＦＤＭ）に対するチャネル推定の方法であって、
行列ＵＨに送信シンボル行列Ｐを掛けて、変換された送信シンボル行列
【数４】
2008529409.tif 000070
を決定し、ＵＨは、
【数５】
2008529409.tif 000071
を有する行列Ｆの特異値分解に基づき、ｉは、０からＮ−１までの行インデックスであり、ｋは、０からＬ−１までの列インデックスであり、ｊは、−１の平方根であり、前記特異値分解は、
【数６】
2008529409.tif 000072
であり、
【数７】
2008529409.tif 000073
は、行列Ｆの特異値を含むＮ×Ｌ次元対角行列であり、ＵおよびＶは、それぞれ、ユニタリー列を有するＮ×Ｎ次元およびＬ×Ｌ次元行列であり、行列ＵＨは、Ｕの複素共役転置であることと、
前記行列ＵＨに受信シンボル・ベクトルＳを掛けて、変換された受信シンボル・ベクトル
【数８】
2008529409.tif 000074
を決定することと、
チャネル推定方法を使用して、変換されたチャネル・ベクトル
【数９】
2008529409.tif 000075
を、前記変換された送信シンボル行列
【数１０】
2008529409.tif 000076
および前記変換された受信シンボル・ベクトル
【数１１】
2008529409.tif 000077
に基づいて決定することと、
前記変換されたチャネル・ベクトル
【数１２】
2008529409.tif 000078
内の要素（Ｌ＋１）からＮまでをゼロに、またはほぼゼロに抑制することと、
前記行列Ｕに前記抑制され、変換されたチャネル・ベクトル
【数１３】
2008529409.tif 000079
を掛けて、遅延制限推定チャネル・ベクトルΛを決定することとを含む方法。
【請求項１４】
前記チャネル推定法は、線形最小平均平方誤差チャネル推定法を含む請求項１３に記載の方法。
【請求項１５】
前記変換されたチャネル・ベクトルは、前記抑制に先立って、
【数１４】
2008529409.tif 000080
に等しく、
【数１５】
2008529409.tif 000081
は、チャネル・インパルス応答の共分散行列であり、Σは、雑音ベクトルの共分散行列である請求項１３に記載の方法。
【請求項１６】
前記チャネル推定法は、ゼロ強制チャネル推定法を含む請求項１３に記載の方法。 
【請求項１７】
前記変換されたチャネル・ベクトルは、前記抑制に先立って、
【数１６】
2008529409.tif 000082
に等しい請求法１３に記載の方法。
【請求項１８】
さらに、
前記遅延制限推定チャネル・ベクトルΛに基づいて受信信号を等化することを含む請求項１３に記載の方法。
【請求項１９】
受信機であって、
非恒等変換に基づいて送信シンボル行列を変換し、
前記非恒等変換に基づいて受信シンボル・ベクトルを変換し、
チャネル推定方法を使用して、前記変換された送信シンボル行列および変換された受信シンボル・ベクトルに基づいて変換されたチャネル・ベクトルを決定し、
前記変換されたチャネル・ベクトル内の１つまたは複数の要素をゼロに、またはほぼゼロに抑制し、
前記非恒等変換に基づいて、前記抑制され、変換されたチャネル・ベクトルを推定されるチャネル・ベクトルに逆変換する
チャネル推定器を備える受信機。
【請求項２０】
さらに、
前記チャネル推定器からの前記推定されるチャネル・ベクトルに基づいて受信信号を等化する等化器を備え、前記非恒等変換は、時間領域内のチャネル・インパルス応答の有限の広がりに基づき、周波数領域内でチャネル推定の精度を改善するために使用可能である請求項１９に記載の受信機。
【請求項２１】
複数のサブキャリアの直交周波数分割変調（ＯＦＤＭ）用の受信機であって、
行列ＵＨに送信シンボル行列Ｐを掛けて、変換された送信シンボル行列
【数１７】
2008529409.tif 000083
を決定し、ＵＨは、要素
【数１８】
2008529409.tif 000084
を有する行列Ｆの特異値分解に基づき、ｉは、０からＮ−１までの行インデックスであり、ｋは、０からＬ−１までの列インデックスであり、ｊは、−１の平方根であり、前記特異値分解は、
【数１９】
2008529409.tif 000085
であり、
【数２０】
2008529409.tif 000086
は、行列Ｆの特異値を含むＮ×Ｌ次元対角行列であり、ＵおよびＶは、それぞれ、ユニタリー列を有するＮ×Ｎ次元およびＬ×Ｌ次元行列であり、行列ＵＨは、Ｕの複素共役転置であり、
前記行列ＵＨに受信シンボル・ベクトルＳを掛けて、変換された受信シンボル・ベクトル
【数２１】
2008529409.tif 000087
を決定し、
チャネル推定方法を使用して、変換されたチャネル・ベクトル
【数２２】
2008529409.tif 000088
を、前記変換された送信シンボル行列
【数２３】
2008529409.tif 000089
および前記変換された受信シンボル・ベクトル
【数２４】
2008529409.tif 000090
に基づいて決定し、
前記変換されたチャネル・ベクトル
【数２５】
2008529409.tif 000091
内の要素（Ｌ＋１）からＮまでをほぼゼロに抑制し、
前記行列Ｕに前記抑制され、変換されたチャネル・ベクトル
【数２６】
2008529409.tif 000092
を掛けて、遅延制限推定チャネル・ベクトルΛを決定する
チャネル推定器を備える受信機。
【請求項２２】
さらに、
前記チャネル推定器からの前記遅延制限推定チャネル・ベクトルΛに基づいて受信信号を等化する等化器を備える請求項２１に記載の受信機。 
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本開示は、マルチキャリア変調伝送のチャネル推定を行う方法およびシステムに関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）は、高速データ・レート・ビデオおよびマルチメディア通信のための有望な選択肢として注目を集めている。ＯＦＤＭは、マルチキャリア変調と呼ばれる伝送方式の一群に属する。マルチキャリア変調は、与えられた高ビット・レート・データ・ストリームを複数の並列低ビット・レート・データ・ストリームに分割し、それぞれのストリームを独立したサブキャリア上で変調することに基づく。
【０００３】
マルチキャリア変調を使用することになった動機は、シンボル間干渉（ＩＳＩ）の問題を解消することにある。送信機からの無線信号が複数の経路を横断して受信機に到達する無線チャネルにおいて、すべての信号エネルギーは、必ずしも、同じ瞬間に受信機に届くわけではない。通信チャネルにおけるバラツキのこのような現象により、一方のシンボル時間からのエネルギーは、後続のシンボル時間内にこぼれることになる。
【０００４】
バラツキによる時間遅延がシンボル時間のかなりの割合またはそれ以上である場合、結果として得られるＩＳＩは悪影響を及ぼしうる。ＩＳＩは、伝送電力、アンテナ・パターン、または周波数プランなどの無線周波数（ＲＦ）パラメータを単に変更するだけでは解消できない既約誤差下限をもたらす。
【０００５】
ＯＦＤＭシステムでは、それぞれのサブキャリアは、フラットなフェージング・チャネルとみなすことができる。コヒーレント復調の場合に、単一タップ等化器を使用して、送信信号を等化することができる。このため、受信機側で、サブキャリア毎にチャネルを知っている必要がある。
【０００６】
送信されたＯＦＤＭ信号の離散ベースバンド時間表現は、以下のように表され、
【数１】
2008529409.tif 000003
ただし、ｘｋ，ｍは、サブキャリア・シンボルを表し、Ｎは、サブキャリアの個数であり、ｋは、変調シンボル指数であり、ｍは、ＯＦＤＭシンボル指数であり、ｎは、サブキャリア指数であり、ｊは、−１の平方根を表す。
【０００７】
式（１）に示されているＯＦＤＭベースバンド信号の離散バージョンは、サブキャリア・シンボルｘｎ，ｍの逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）と同一である。そのため、ＯＦＤＭ変調は、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を使用して実行することができるＩＤＦＴ演算と本質的に同じである。図１（従来技術）は、ＯＦＤＭ送信機のベースバンドにより表したもののブロック図である。ＯＦＤＭ送信機は、直列−並列コンバータ１０、ＩＦＦＴプロセッサ１２、および並列−直列コンバータ１４を備える。
【０００８】
図２（従来技術）は、ＯＦＤＭ信号の周波数同期処理を示すグラフである。このグラフは、４つの音を使用する場合のスペクトル成分対周波数を示す。
サブキャリア・データ・シンボルは、以下の式を使用して受信され、等化されたＯＦＤＭシンボルの高速フーリエ変換（ＦＦＴ）などの離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を取ることにより受信機側で推定することができる。
【数２】
2008529409.tif 000004
【０００９】
多経路フェージングを導入するチャネルなどの時間分散チャネルでは、受信機に届いた信号は、送信信号ｙとチャネル・インパルス応答ｈの畳み込みとして書くことができる。そのため、離散時間領域内の受信された信号ｒｎ，ｍは、以下のように書くことができ、
【数３】
2008529409.tif 000005
ただし、Ｌは、サンプル時間の単位によるチャネル・インパルス応答の長さである。
【００１０】
ｎ＝Ｌの場合、受信信号にＩＳＩは観察されない。しかし、ｎ＜Ｌの場合、前のＯＦＤＭシンボルからの信号は、受信信号により損なわれる。循環プレフィックスが、チャネル・インパルス応答よりも長い場合、前のＯＦＤＭシンボルの効果は、信号の使用可能な部分には見られない（つまり、循環プレフィックスの後のＯＦＤＭシンボルの部分）。これ以降、本明細書では、循環プレフィックスは、チャネル・インパルス応答よりも長く、したがって式（３ｂ）内の第２の項を無視すると仮定される。この仮定の下で、それぞれのサブキャリア内の復調信号は、以下の式で与えられ、
【数４】
2008529409.tif 000006
ただし、λｎは、チャネル・インパルス応答のＤＦＴである。
【００１１】
チャネルが、時間分散であっても、チャネルの効果は、サブキャリアのそれぞれについて単一乗法的定数λｎにより周波数領域（つまり、ＤＦＴの後）で視覚化することができる。これは、時間領域内の畳み込み演算が、周波数領域内の単純乗算に変換されるからである。ゼロ強制等化器を使用する単一タップ等化は、以下の式を使用してサブキャリア信号を推定するために使用することができる。
【数５】
2008529409.tif 000007
しかし、式（５）を使用するために、受信機は、周波数領域内のチャネル応答を知る必要がある（つまり、λｎの値）。
【００１２】
チャネル応答は、データ・ストリーム内にパイロット・シンボルを埋め込むか、またはプリアンブルを使用することにより推定することができる。知られているパイロットまたはプリアンブル・シンボルを使用して、所定のサブキャリア上のチャネルを推定する。他のサブキャリア内のチャネルを推定するために、後続のチャネル補間を実行することができる。
【００１３】
既存のチャネル推定技術は、ゼロ強制および線形最小平均平方誤差（ＬＭＭＳＥ）を含む。ゼロ強制チャネル推定は、受信シンボルを予想シンボルで除算することにより知られているパイロットおよび／またはプリアンブル・シンボルに対し実行することができる。
【数６】
2008529409.tif 000008
【００１４】
ゼロ強制推定の欠点は、信号対雑音比（ＳＮＲ）の低い状態では信頼性に欠けるという点にある。例えば、ゼロ強制推定チャネル応答は、サブキャリアのいくつかが深いフェージングの落ち込みを受けた場合に、著しく不正確になることがある。
【００１５】
ＬＭＭＳＥチャネル推定器は、推定チャネル応答と実際のチャネル応答との間の平均平方誤差を最小にするように設計されている。ＬＭＭＳＥ推定器の定式化が簡単になるように、パイロット／プリアンブルを搬送するサブキャリア内の受信シンボルと送信シンボルとの間の関係は、以下のベクトル形式で表され、
Ｓ＝ＰΛ＋Ｗ、または
【数７】
2008529409.tif 000009
ただし、ｓｉおよびｐｉは、パイロット／プリアンブルを搬送するサブキャリア内の受信シンボルおよび送信シンボルであり、ｗｉは、雑音を表す。雑音は、加法的ガウス白色雑音であると仮定することができる。
【００１６】
チャネル・インパルス応答のＬＭＭＳＥ推定
【数８】
2008529409.tif 000010
は、以下の式で決定され、
【数９】
2008529409.tif 000011
ただし、Ａは、推定行列である。
推定行列Ａは、以下の式で決定され、
【数１０】
2008529409.tif 000012
ただし、Ｒλは、チャネル・インパルス応答の共分散行列であり、Σは、雑音ベクトルの共分散行列であり、通常は、対角行列である。
【００１７】
雑音が存在しない場合、共分散行列Σは、ゼロ行列に等しい。異なるサブキャリア内のフェージングが独立している場合、チャネル・インパルス応答の共分散行列Ｒλは、恒等行列である。これら２つの条件両方において、ＬＭＭＳＥ推定は、ゼロ強制推定と同じである。
【００１８】
ＬＭＭＳＥチャネル推定方式の欠点は、共分散行列Ｒλを形成するために異なるサブキャリアのフェージングの間の相関について知っている必要があるということにある。最も実用的なシステムでは、この情報は受信機側ではアプリオリには知られておらず、したがって、ＬＭＭＳＥ推定器は実用的でない。
【００１９】
チャネル推定および等化は、無線通信システムの基本コンポーネント、特に非視野方向状態で動作するように設計されているコンポーネントである。ＯＦＤＭなどのマルチキャリア・システムでは、等化は、比較的直截的であるが、高度なチャネル推定およびチャネル補間技術が、現在は、必要である。
本発明は、特に付属の請求項において指摘される。しかし、他の特徴は、付属の図面とともに以下の詳細な説明において説明される。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
ＯＦＤＭに対する既存の周波数領域チャネル推定方式では、時間領域内の有限個数のサンプルについてのみチャネル・インパルス応答が存在するという情報を組み込まないが、それは、環境の遅延拡散が有限であり、ＯＦＤＭシンボル時間よりもかなり小さいからである。大半の環境の遅延拡散は、数マイクロ秒のオーダー、例えば、環境によっては１５〜２０マイクロ秒であるため、このような仮定を置くことができる。そのため、時間領域では、チャネル・インパルス応答のスパンは本質的制限されている。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
本明細書で説明されるのは、遅延制限チャネル推定法、および周波数領域内のチャネル推定の精度を改善するため時間領域内のチャネル・インパルス応答の有限の広がりを考慮するシステムのいくつかの実施形態である。これらの新しい方法は、プリアンブル・ベース、またはパイロット・ベースのチャネル推定に使用することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
開示されている方法は、雑音の影響を受けにくいチャネル推定を行う。都合のよいことに、開示されている方法では、さらに、マルチキャリア雑音分散推定の推定を行うこともできる。シミュレーション結果は、ゼロ強制およびＬＭＭＳＥなどの従来のチャネル推定方式と比べたときに、特定の開示されているチャネル推定法を実装することによりリンク性能が２ｄＢだけ改善することを示している。
【００２３】
遅延制限チャネル推定は、ゼロ強制推定、ＬＭＭＳＥ推定、またはチャネルのインパルス応答が有限の知られている時間間隔でのみ存在するという追加の制約条件を有する代替え推定に基づくことができる。
式（４）からの値λｎを含むベクトルΛは、ＤＦＴ行列Ｆおよびチャネル・インパルス応答ベクトルＨに以下の式で関連付けられる。
＝ＦＨ、または
【数１１】
2008529409.tif 000013
ＤＦＴ行列Ｆの要素は、以下の式で与えられる。
【数１２】
2008529409.tif 000014
ＤＦＴ行列Ｆは、階数ＬのＮ×Ｌ行列であり、Ｌは、チャネル・インパルス応答が存在するタップの個数である。ＤＦＴ行列Ｆの特異値分解は、以下のようにユニタリー変換ＵおよびＶを決定するために実行することができ、
【数１３】
2008529409.tif 000015
ただし、
【数１４】
2008529409.tif 000016
は、Ｆの特異値を含むＮ×Ｌ対角行列であり、ＵおよびＶは、それぞれユニタリー列を有するＮ×ＮおよびＬ×Ｌ次元行列である。
行列ＵおよびＶは、それぞれ、周波数領域および時間領域内のユニタリー変換演算子とみなすことができる。特に、ベクトルΛにＵＨ（つまり、Ｕの複素共役転置）を予め掛けて、変換されたベクトル
【数１５】
2008529409.tif 000017
を形成することができる。ベクトルＨにＶＨ（つまり、Ｖの複素共役転置）を予め掛けて、変換されたベクトル
【数１６】
2008529409.tif 000018
を形成することができる。
【数１７】
2008529409.tif 000019
と
【数１８】
2008529409.tif 000020
との間の関係は、以下の式で表される。
【数１９】
2008529409.tif 000021
行列
【数２０】
2008529409.tif 000022
は、以下の形式を持つ。
【数２１】
2008529409.tif 000023
形式
【数２２】
2008529409.tif 000024
に基づき、ベクトル
【数２３】
2008529409.tif 000025
内の最初のＬ個の要素の後の要素は、すべてゼロである。
【数２４】
2008529409.tif 000026
ユニタリー変換Ｕは、以下のようにゼロ強制またはＬＭＭＳＥチャネル推定などのチャネル推定を修正するために使用される。推定
【数２５】
2008529409.tif 000027
が評価された後、要素
【数２６】
2008529409.tif 000028
はｉ≧Ｌについて、式（１５）で与えられた
【数２７】
2008529409.tif 000029
の形式に基づいてゼロに抑制される。変換Ｕは、
【数２８】
2008529409.tif 000030
を周波数領域内でΛに変換して戻すために使用される、つまり、Ｕに
【数２９】
2008529409.tif 000031
を掛けて、Λの遅延制限推定を得る。
【００２４】
微分を示すために、式（７）の両辺にＵＨを掛けて、受信されたシンボル・ベクトルＳ、送信されたシンボル行列Ｐ、Λベクトル、および雑音ベクトルＷを変換する。
ＵＨＳ＝ＵＨＰＵＵＨΛ＋ＵＨＷ    （１６）
そこで、式（１６）は、以下の式に従って、変換された受信シンボル・ベクトル
【数３０】
2008529409.tif 000032
変換された送信シンボル行列
【数３１】
2008529409.tif 000033
変換されたベクトル
【数３２】
2008529409.tif 000034
および変換された雑音ベクトル
【数３３】
2008529409.tif 000035
を関連付ける。
【数３４】
2008529409.tif 000036
変換はユニタリーなので、雑音ベクトルＷおよび変換された雑音ベクトル
【数３５】
2008529409.tif 000037
の共分散行列は、同一である。
遅延制限ゼロ強制チャネル推定は、（ｉ）変換されたベクトル
【数３６】
2008529409.tif 000038
を式
【数３７】
2008529409.tif 000039
に基づいて決定することと、（ｉｉ）
【数３８】
2008529409.tif 000040
内の最初のＬ個の要素を除くすべてをゼロに抑制することと、（ｉｉｉ）以下の式を使用して
【数３９】
2008529409.tif 000041
をΛに変換して戻すこととにより決定することができる。
【数４０】
2008529409.tif 000042
同様に、遅延制限ＬＭＭＳＥチャネル推定は、（ｉ）変換されたベクトル
【数４１】
2008529409.tif 000043
を式
【数４２】
2008529409.tif 000044
に基づいて決定することと、（ｉｉ）
【数４３】
2008529409.tif 000045
内の最初のＬ個の要素を除くすべてをゼロに抑制することと、（ｉｉｉ）以下の式を使用して
【数４４】
2008529409.tif 000046
をΛに変換して戻すこととにより決定することができる。
【数４５】
2008529409.tif 000047
【００２５】
従来のゼロ強制チャネル推定では、雑音バラツキ推定を実行することができない。しかし、時間領域におけるチャネル・インパルス応答の有限の広がりを利用することにより、遅延制限ゼロ強制チャネル推定で、雑音分散を推定することができる。雑音の推定
【数４６】
2008529409.tif 000048
は、推定信号を受信信号から差し引くことにより決定される。
【数４７】
2008529409.tif 000049
雑音分散σ２は、
【数４８】
2008529409.tif 000050
と
【数４９】
2008529409.tif 000051
との内積により決定される。
【数５０】
2008529409.tif 000052
雑音分散推定に対するこのアプローチは、ゼロ雑音分散は、ゼロ強制推定の定義に基づいて得られるため、従来のゼロ強制推定の場合には不適当である。
【００２６】
図３は、遅延制限チャネル推定の方法の一実施形態を要約した流れ図である。ブロック２０により示されているように、この方法は、変換行列ＵＨを決定することを含む。変換行列ＵＨは、ＤＦＴ行列Ｆの特異値分解を実行して行列Ｕを決定し、次いで、Ｕの複素共役転置を決定することにより決定することができる。
【００２７】
ブロック２２により示されているように、この方法は、送信シンボル行列Ｐを変換行列ＵＨに基づいて変換することを含む。変換された送信シンボル行列
【数５１】
2008529409.tif 000053
はＰを掛けたＵＨに等しい。
ブロック２４により示されているように、この方法は、受信シンボル・ベクトルＳを変換行列ＵＨに基づいて変換することを含む。変換された受信シンボル・ベクトル
【数５２】
2008529409.tif 000054
は、Ｓを掛けたＵＨに等しい。
ブロック２６により示されているように、この方法は、変換されたベクトル
【数５３】
2008529409.tif 000055
を変換された送信シンボル行列
【数５４】
2008529409.tif 000056
および変換された受信シンボル・ベクトル
【数５５】
2008529409.tif 000057
に基づいて決定することを含む。変換されたベクトル
【数５６】
2008529409.tif 000058
は、ゼロ強制、ＬＭＭＳＥ、または代替え法などのチャネル推定法を使用して決定される。ゼロ強制では、
【数５７】
2008529409.tif 000059
は、式（１８）を使用して決定され、ＬＭＭＳＥでは、
【数５８】
2008529409.tif 000060
は、式（２０）を使用して決定される。
ブロック３０で示されているように、この方法は、変換されたベクトル
【数５９】
2008529409.tif 000061
の最初のＬ個の要素以外のすべてをゼロに抑制することを含む。したがって、変換されたベクトル
【数６０】
2008529409.tif 000062
の最初のＬ個の要素（つまり、要素１、２、．．．、Ｌ）は、同じままであり、残りの要素（つまり、要素Ｌ＋１、Ｌ＋２、．．．、Ｎ）は、ゼロに設定される。この開示の範囲は、Ｌ番目の要素の後のすべての要素が、正確にゼロに抑制されないが、実質的にゼロに抑制される場合のバラツキを含むことに留意されたい。
ブロック３２で示されているように、この方法は、抑制された、変換されたベクトル
【数６１】
2008529409.tif 000063
を行列Ｕ（行列ＵＨの逆変換行列である）に基づいて逆変換し、Λの遅延制限推定を決定することを含む。Λの遅延制限推定は、Ｕを掛けた
【数６２】
2008529409.tif 000064
に等しい（式（１９）および（２１）を参照）。変換されたベクトル
【数６３】
2008529409.tif 000065
の（Ｌ＋１）番目からＮ番目までの要素はゼロであるが、Λ内の対応する要素は、必ずしもゼロではない。さらに、ΛのＮ個すべての要素は非ゼロである可能性が高い。
【００２８】
この方法を使用することで、アプリオリに知られているシンボル／サブキャリアの組み合わせを有するパイロットまたはプリアンブルに基づいてチャネル・インパルス応答を推定する。図４および５は、パイロットおよびプリアンブルの実施例を示しており、そこではアプリオリに知られているシンボル／サブキャリアの組み合わせに陰影が付けられている。
【００２９】
図６は、遅延制限チャネル推定器４０を有する通信システムの一実施形態のブロック図である。送信機４２は、ＯＦＤＭなどのマルチキャリア変調法を使用して信号を変調する。変調された信号は、通信チャネル４４を介して受信機４６に送信される。受信機４６は、送信信号に含まれる既知のパイロットおよび／またはプリアンブルについて、図３を参照しつつ説明されている方法の一実施形態を実行する、遅延制限チャネル推定器４０を備える。遅延制限チャネル推定器４０は、Λベクトルを等化器５０に出力する。等化器５０は、Λベクトルに基づいて受信信号を等化する。復調器５２は、等化器５０からの等化信号を復調する。
【００３０】
遅延制限チャネル推定法のシミュレーションは、ＩＥＥＥ  ８０２．１６（ｄ）システムについて実行された。ＩＥＥＥ  ８０２．１６（ｄ）システムは、２５６サブキャリア・ベースＯＦＤＭシステムであり、無線広帯域アクセスのため高速データ・レートおよび高ＱｏＳを実現するように設計されている。
【００３１】
３ＧＰＰベース多経路チャネル（ＴＳ  ２５．９９６）は、ベースバンド信号に対する無線非視野方向（非ＬＯＳ）チャネルの効果をシミュレートするために使用された。受信機側では、シミュレーションをこのようなシステムの現実世界の性能に近いものとするために、現実的なチャネル推定および周波数同期アルゴリズムが使用された。
表Ｉは、シミュレーションのパラメータをまとめたものである。
【表１】
2008529409.tif 000066
【００３２】
図７は、遅延制限チャネル推定法のシミュレーションに対するスループットと信号対雑音比とのグラフである。グラフ６０および６２は、ＱＰＳＫ変調に対する、それぞれ、遅延制限および従来のゼロ強制チャネル推定の性能を示している。グラフ６４および６６は、１６−ＱＡＭ変調に対する、それぞれ、遅延制限および従来のゼロ強制チャネル推定の性能を示している。グラフ７０および７２は、６４−ＱＡＭ変調に対する、それぞれ、遅延制限および従来のゼロ強制チャネル推定の性能を示している。
【００３３】
これらのグラフは、遅延制限チャネル推定が、ＱＰＳＫ、１６−ＱＡＭ、および６４−ＱＡＭ変調について従来のゼロ強制チャネル推定と比べてスループットを改善していることを示している。システムの全体的性能は、遅延制限チャネル推定アルゴリズムを使用することにより、２ｄＢほど改善されるが、これは、システムで必要とする信号対雑音比（ＳＮＲ）がこのチャネル推定アルゴリズムが使用されなかった場合に必要とされる値よりも２ｄＢ低いことを意味する。利得のかなりの部分は、より正確なチャネル推定と著しくよい雑音分散推定とに由来する。
【００３４】
本明細書で開示されている遅延制限チャネル推定法およびシステムは、固定無線アクセス・システムにおいて実装することができる。一実施形態では、固定無線アクセス・システムは、ＷｉＭＡＸ標準に基づく。この実装の場合、固定無線アクセス・システムの通信可能範囲および処理能力が改善されるであろう。
【００３５】
本明細書で開示されている遅延制限チャネル推定法およびシステムは、移動電話（例えば、携帯電話）および／または移動電話基地局において実装することができる。一実施形態では、遅延制限チャネル推定法およびシステムは、移動電話については１つまたは複数の集積回路により実装される（例えば、移動電話チップセット）。
【００３６】
一般に、本明細書で説明されている動作およびコンポーネントは、コンピュータ・システムを使用して実装することができる。コンピュータ・システムは、説明されている動作を実行するためにコンピュータ可読媒体に格納されているコンピュータ・プログラム・コードによる指令を受ける。
【００３７】
開示されている実施形態は、さまざまな方法で修正することができ、本明細書で特に提示され説明されている特定の形態とは別の多くの実施形態を仮定することができることは当業者には明らかであろう。
【００３８】
上で開示されている主題は例示的であり、制限的ではないと考えられるべきであり、付属の請求項が、本発明の真の精神および範囲内にあるようなすべての修正形態、強化形態、および他の実施形態を対象とすることが意図されている。そこで、法律により許される最大の範囲において、本発明の範囲は、請求項およびその等価物の最も広い意味で許容される解釈により決定されるべきであり、前記の詳細な説明により制限もしくは限定されないものとする。
【図面の簡単な説明】
【００３９】
【図１】（従来技術）ＯＦＤＭ送信機のベースバンドにより表したもののブロック図である。
【図２】（従来技術）ＯＦＤＭ信号の周波数同期処理を示すグラフである。
【図３】遅延制限チャネル推定の方法の一実施形態を要約した流れ図である。
【図４】遅延制限チャネル推定に使用することができるパイロットおよびプリアンブルにおけるシンボル／サブキャリアの組み合わせを示す図である。
【図５】遅延制限チャネル推定に使用することができるパイロットおよびプリアンブルにおけるシンボル／サブキャリアの組み合わせを示す図である。
【図６】遅延制限チャネル推定器を有する通信システムの一実施形態のブロック図である。
【図７】遅延制限チャネル推定法のシミュレーションに対するスループットと信号対雑音比とのグラフである。
【図１】
2008529409.tif 000093
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
2008529409.tif 000098
【図７】
2008529409.tif 000099
【国際調査報告】
2008529409.tif 000100
2008529409.tif 000101