(57)【要約】  特に太陽電池配列であるＤＣ源（９）により供給されるＤＣ入力電圧を、３相ＡＣ出力へ変換する方法及びインバータ（２、２７）。各相（Ｒ、Ｓ、Ｔ）に対し、ＤＣ入力電圧は、特定の波形を有するＤＣ出力電圧（ＤＣＲ、ＤＣＳ、ＤＣＴ）へ変換される。３個のＤＣ出力電圧の波形は、同一であり互いに１２０°だけ時間シフトされる。また当該波形の如何なる２つを減算することにより正弦波形が得られる。各ＤＣ出力電圧の波形は、振幅ゼロを有するＡＣ出力周期の１／３又は１２０°の第１の部分、及びＤＣ出力電圧がゼロでない振幅を有するＡＣ出力周期の２／３又は２４０°の後続の第２の部分を有する。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
方法であって、ＤＣ（直流）源からのＤＣ入力電圧をＡＣ（交流）出力波形、ＡＣ出力周波数及びＡＣ出力周期を有するＡＣ出力電圧へ変換し、前記ＤＣ入力電圧を特定のＤＣ出力波形を有するＤＣ出力電圧へ変換する段階、及び基準電圧に対し前記ＡＣ出力電圧を供給するため、同様のしかし時間シフトされた反対極性でＤＣ出力電圧波形を結合する段階、を有し、前記ＤＣ入力電圧は相毎に１つの、同一のしかし時間シフトされた波形を有する３個のＤＣ出力電圧に変換され、各ＤＣ出力電圧は対応するインダクタンスへ供給され前記ＡＣ出力電圧を供給し、及び前記ＤＣ出力電圧の如何なる２つが互いに減算される時、前記ＡＣ出力周波数を有する正弦波形である波形が得られる、方法。
【請求項２】
各ＤＣ出力電圧は、前記ＡＣ出力周期の１２０°の第１の部分の間ゼロであり、及び前記ＡＣ出力周期の２４０°の残りの第２の部分の間、各ＤＣ出力電圧の波形は、前記ＡＣ出力周波数を有する正弦波形の０°−１２０°の範囲にわたる第１の区間と前記正弦波形の６０°−１８０°の範囲にわたる第２の区間との連続に一致する、請求項１記載の方法。
【請求項３】
ＤＣ入力電圧の各ＤＣ／ＤＣ変換は、対応するバックブーストコンバーターにより実行される、請求項１又は２記載の方法。
【請求項４】
ＤＣ入力電圧の各ＤＣ／ＤＣ変換は、対応するフライバックコンバーターにより実行される、請求項１又は２記載の方法。
【請求項５】
インバータであって、ＤＣ（直流）源からのＤＣ入力電圧をＡＣ（交流）出力波形、ＡＣ出力周波数及びＡＣ出力周期を有するＡＣ出力電圧へ変換し、前記ＤＣ入力電圧を特定のＤＣ出力波形を有するＤＣ出力電圧へ変換するＤＣ／ＤＣコンバーター、及び基準電圧に対し前記ＡＣ出力電圧を供給するため、同様のしかし時間シフトされた反対極性でＤＣ出力電圧波形を結合する結合回路、を有し、
前記インバータは、前記ＤＣ入力電圧を同一のしかし時間シフトされた波形を有する３個の対応するＤＣ出力電圧に変換する、ＤＣ出力を有する３個のＤＣ／ＤＣコンバーターを有し、３個の相のそれぞれで前記ＤＣ出力のそれぞれは個々のＡＣ出力とインダクターを用い結合され、及び前記インバータは、前記ＤＣ出力電圧の如何なる２つの互いの減算が前記ＡＣ出力周波数を有する正弦波形を生じるように前記ＤＣ／ＤＣコンバーターを制御することにより前記ＤＣ出力電圧の形状を制御する制御手段を更に備えられる、インバータ。
【請求項６】
各ＤＣ／ＤＣコンバーターは、ＤＣ／ＤＣコンバーターのＤＣ出力電圧の波形の振幅を前記ＡＣ出力周期の１２０°の第１の部分の間、ゼロにし、及び前記振幅を前記ＡＣ出力周期の２４０°の第２の部分の間、ゼロにしないよう制御され、前記ＤＣ／ＤＣコンバーター、従って前記波形は前記ＡＣ出力周波数を有する正弦波形の０°−１２０°の範囲にわたる第１の区間と前記正弦波形の６０°−１８０°の範囲にわたる第２の区間との連続に一致する、請求項５記載のインバータ。
【請求項７】
各ＤＣ／ＤＣコンバーターは、前記ＤＣ／ＤＣコンバーターの出力と接続されたスイッチを有し、及び前記ＤＣ／ＤＣコンバーターのＤＣ出力電圧の波形の前記第１の部分の間、前記スイッチは導通するよう制御される、請求項５又は６記載のインバータ。
【請求項８】
各ＤＣ／ＤＣコンバーターはバックブーストコンバーターである、請求項５、６又は７記載のインバータ。
【請求項９】
各ＤＣ／ＤＣコンバーターはフライバックコンバーターである、請求項５、６又は７記載のインバータ。
【請求項１０】
各ＤＣ／ＤＣコンバーターの入力側のスイッチと並列して、キャパシターが接続される、請求項８又は９記載のインバータ。
【請求項１１】
太陽エネルギーシステムであって、太陽エネルギー電池配列と請求項５乃至１０に記載のインバータとを備えられた太陽エネルギーシステム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、それぞれ請求項１及び請求項５のプリアンブルに記載されるように、ＤＣ電圧を３相ＡＣ出力に変換に変換する方法及びインバータに関する。特に本発明は、ＡＣ出力周波数の周期時間に亘り一定電力を供給するエネルギー源により供給されるＤＣ電圧の当該変換に関する。より詳細には、本発明は、太陽エネルギー電池配列により供給されるＤＣ電圧の当該変換に関する。
【背景技術】
【０００２】
当該種類の方法及びインバータは、非特許文献１に開示されている。
【０００３】
出力周波数を有するＡＣ出力電圧が、抵抗性負荷へ供給される場合、ＡＣ電流は負荷を通じて流れ、当該ＡＣ電流はＡＣ電圧と同一の波形及び位相を有する。従って波形が正弦波の場合、出力電力は、当該出力周波数の２倍を有する正弦波形によって変動する。ＤＣ源は、当然のことながら一定電力を供給可能であるが、変動する電力により負荷を与えられる。結果として、ＤＣ源が太陽電池配列のような当該ＤＣ源の環境からのエネルギーを電気エネルギーへ変換する種類である場合、当該環境からの利用可能なエネルギーの重要な部分は使用されず、及び当該エネルギー源を有するシステム全体の効率は粗悪である。これを解決するため、変換器の入力側でエネルギーをバッファーし、電源に課される電力を均等化することが良く知られている。しかしながら、このような解決法は、大きい電解コンデンサーをバッファーとして使用する必要がある。このようなキャパシターは高価であり、大きい体積を有し、及び太陽電池配列の耐用年数、例えば２５年に対して短い限られた寿命を有する。この問題を解決するため、非特許文献１は、ＤＣ入力電圧を受信するために接続され、変動する出力電力により引き起こされるリップルを低減するＤＣ電力平滑化回路の使用を開示している。平滑化回路は、ＤＣ入力源の電圧の２倍に充電されるキャパシターを有する。結果として、当該キャパシターは、一般に使用される電解コンデンサーより小さい。電解コンデンサーを使用する不利点は別として、脈動入力／出力電力の差の問題は解決されない。
【０００４】
非特許文献１により開示された従来のインバータは、一般に知られているバックブーストコンバーターに基づく一般に知られているフライバックコンバーターを有する。フライバックコンバーターでは、エネルギーは変圧器内（バックブーストコンバーターでは、当該変圧器の代わりに単一のインダクター内）の磁界によりバッファーされる。エネルギーは、エネルギー入力間隔の間、ＤＣ源から変圧器の１次巻線へ供給され、またエネルギー入力間隔と交互に生じるエネルギー出力間隔の間、変圧器の２次巻線から取り込まれる。これは、高周波数、例えば２００ｋＨｚで実行されて良い。パルス幅変調（ＰＷＭ）は、ＤＣ出力電圧を成形し、低周波数、例えば５０Ｈｚを有するＡＣ出力電圧の半周期と一致させるために使用される。従来のインバータでは、２次巻線は平衡され、従って当該インバータの外側の端子はスイッチと直列の対応するダイオードと及び従って負荷の第１の端子と接続され、そして２次巻線の中央タップは負荷の第２の端子と接続される。ＤＣコンバーターの出力側のスイッチは、続いて起こるＡＣ出力電圧の半周期の間、反対極性を有するＤＣ出力電圧と連携するよう制御される。
【０００５】
従来のインバータの不利点は、依然として電解コンデンサーの使用が必要であること、及びスイッチ平滑化バッファーを使用することである。
【０００６】
従来のインバータの別の不利点は、平衡２次巻線を有する変圧器、出力側に２つのダイオード及び２つのスイッチが必要なことである。従ってインバータは比較的高価である。
【０００７】
従来のインバータの更に別の不利点は、３相ＡＣ出力電圧を提供するために３部構成で使用される必要があることである。従って、相当量のハードウェアが必要である。
【０００８】
更に、追加ハードウェアは、３個のＡＣ出力電圧と同期し、及び３個のＡＣ出力電圧は互いに対し１２０°だけ位相シフトされる必要がある。非特許文献１は、多相装置への単相インバータの適用を開示していない。従って、非特許文献１は、同期及び位相シフト及び何れのための適正なハードウェアも開示していない。
【非特許文献１】ティー・シミズ他（Ｔ．Ｓｈｉｍｉｔｚｕ  ｅｔ．ａｌ）、アイ・イー・イー・イー・パワー・エレクトロニック・スペシャリスト・コンファレンス（ＩＥＥＥ  Ｐｏｗｅｒ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ  Ｓｐｅｃｉａｌｉｓｔ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  （ＰＥＳＣ））、２００２年、ｐ．l４８３−１４８８
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
本発明の目的は、上述の従来技術の欠点を解決することである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上述の本発明の目的は、請求項１に記載された方法を提供することにより達成される。従って、各ＤＣ／ＤＣコンバーター内の電力潮流により、ＤＣ源により生成されるエネルギーを一時的に格納する必要がない。個々のＤＣ電力平滑化回路の適用、及びＤＣ電力平滑化回路の相毎の制御の何れかは必要ない。方法は、３相ＡＣ出力のみの供給に適用可能である。３相の同期は、方法固有の特性である。
【００１１】
上述の本発明の目的はまた、請求項５に記載されたインバータを提供することにより達成される。従って、インバータは、構成要素数及び構成要素の大きさの観点から、少量のハードウェアにより実現され得る。また、これは、インバータの製造、設置及び維持のコストを低減する。
【００１２】
本発明は、添付の図面と関連した例である説明から明らかになる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
図１は、参照番号２により示される、本発明によるインバータの第１の実施例を示す。以下に更に詳細に説明されるように、インバータ２は、ＤＣ（直流）入力電圧を３相ＡＣ（交流）出力電圧系へ変換する。本願明細書では、相は文字Ｒ、Ｓ及びＴにより示される。異なる相に対してであるが同一の意味を有する参照番号は、対応する相の文字により完成される。当該文字Ｒ、Ｓ及びＴは、本願明細書では、参照番号の記載が全ての相に同様に適用される場合に簡単のため省略され得る。単なる例として、インバータは、各相と中性基準との間で２３０Ｖｒｍｓ、周波数５０Ｈｚ及び期間又は周期時間２０ｍｓを有するＡＣ出力電圧を提供するよう設計されるとする。
【００１４】
インバータ２は、２つの入力端子４及び６、並びに３個の出力端子８Ｒ、８Ｓ及び８Ｔを有する。入力端子４及び６は、ＤＣ電圧源９と接続されるよう示される。特にＤＣ電圧源９は、太陽電池配列であり、ＡＣ出力周期の間、実質的に一定である入力電力を供給可能である。出力端子８Ｒ、８Ｓ及び８Ｔは、相毎にＡＣ電圧源１２Ｒ、１２Ｓ及び１２Ｔをそれぞれ有する３相幹線路又はグリッド１０と接続されるよう示される。共通中性基準点は、接地記号１３により示される。
【００１５】
インバータ２は、各相Ｒ、Ｓ及びＴに対し対応するＤＣ／ＤＣコンバーターを有する。図１に示される第１の実施例では、各ＤＣ／ＤＣコンバーターはバックブースト型であり、インダクター１４、第１のスイッチ１６、第２のスイッチ１８及びキャパシター２０を有する。インダクター１４及び第１のスイッチ１６は、ＤＣ入力端子４及び６と直列に接続される。第２のスイッチ１８及びキャパシター２０は、直列に接続される。これら直列接続は、インダクター１４と並列に接続される。スイッチ１６及び１８はＭＯＳＦＥＴであって良い。第２のスイッチ１８（第２のスイッチ１８のドレイン）及びキャパシター２０の接続節点は、ＤＣ／ＤＣコンバーターのＤＣ出力２１と接続される。１つの相に対し上述された回路は、しかし、第２のスイッチ１８の代わりに、アノードがインダクター１４と接続されたダイオード２２（破線により示される）を有することを除き、バックブーストＤＣ／ＤＣコンバーターとして知られている。このようなコンバーターでは、第１のスイッチ１６は、制御回路（示されない）により高周波数（例えば２００ｋＨｚ）で交互にオンとオフを切り替えられる。第１のスイッチ１６の導通状態の間、電流はインダクター１４を通じて流れる。この時間の間、エネルギーは磁界エネルギーとしてインダクター１４内に蓄積される。第１のスイッチ１６がオフに切り替えられると（第１のスイッチ１６を非導通にする）、及び第２のスイッチ１８の代わりに当該ダイオード２２を使用する場合、インダクター１４を通じる電流は流れ続けるが、インダクター１４とキャパシター２０と場合によってはＤＣ出力２１に及びキャパシター２０及びダイオード２２に並列に接続された外部負荷とを有する異なる回路を通じて流れる。従って、第１のスイッチ１６のオフ時間の間、キャパシター２０はインダクター１４からの電流により充電される。インダクター１４を通じる電流は、徐々に減少する。キャパシター２０の充電は、キャパシター２０に渡るＤＣ出力電圧の振幅を増大させる。当該振幅は、第１のスイッチ１６のオンとオフを切り替える制御信号のデューティーサイクルを制御することにより制御されて良い。従って、ＤＣ出力電圧は、時間の関数として及びＤＣ源９により供給されるＤＣ入力電圧より低く（バックされる）又は高く（ブーストされる）なり得る振幅を有する特定の波形を有するよう制御され得る。
【００１６】
以下に明らかなように、好適な動作では、ＤＣ／ＤＣコンバーターの出力電力は、それぞれＡＣ出力電圧の１／１２時間期間である２つの時間期間の間、負である。ＤＣ／ＤＣコンバーターでこのような２方向電力フローを許容するため、２方向スイッチ１８は、単方向ダイオード２２の代わりに使用されなければならない。ＭＯＳＦＥＴスイッチ１８は、ダイオードのアノードとしてＭＯＳＦＥＴのソース及びバルク材料と、ダイオードのカソードとしてＭＯＳＦＥＴのドレインとの間に内蔵ダイオードを有する。各相Ｒ、Ｓ及びＴで、スイッチ１６及び１８は、同時に導通しないよう制御される。
【００１７】
インバータ２は、第１のスイッチ１６と並列に接続されたキャパシター２３、ＤＣ出力２１及びＡＣ出力８と接続されたインダクター２４、及びＡＣ出力８と接地記号１３により示される共通中性節点と接続されたキャパシター２６を更に有する。キャパシター２３は、他の構成要素と一緒に、スイッチ１６のスイッチ損失が低減され得る高周波数共振回路を提供する。インダクター２４は、他の構成要素と一緒に、ＡＣ出力８においてＡＣ出力電圧の波形を成形するために使用される。キャパシター２６は、ＡＣ出力電圧をフィルターする。キャパシター２６が省略される場合、インバータは依然として適正に動作する。
【００１８】
図２は、本発明によるインバータの第２の実施例２７を示す。第２の実施例２７は、図１に示された第１の実施例と異なり、インダクター１４が１次巻線２９と２次巻線３０とを有する変圧器２８により置き換えられている。１次巻線２９は図１のインダクター１４の方法で接続される。２次巻線３０は、第２のスイッチ１８及びキャパシター２０と接続される。キャパシター２０は第２のスイッチ１８と２次巻線３０との直列回路と並列に接続され、ＤＣ入力端子４とは接続されない。従って、当該１次巻線２９を有する１次側部分は、２次巻線３０を有する２次側部分と如何なる電気的接続も有さない。これは、ＤＣ入力源９を幹線路１０から安全に電気的に分離する。
【００１９】
インバータ２及び２７のスイッチ１６及び１８はＰＷＭ制御され、ＤＣ出力電圧ＤＣＲ、ＤＣＳ及びＤＣＴを、それぞれＤＣ出力２１Ｒ、２１Ｓ及び２１Ｔにおいて、それぞれキャパシター２２Ｒ、２２Ｓ及び２２Ｔに渡り、及びそれぞれ図３、４及び５の実線により示された波形で生成する。当該波形のそれぞれは同一の形状を有し、振幅ゼロを有するＡＣ出力周期の１／３又は１２０°の期間を有する第１の部分、及び第１の部分と交互に生じゼロでない振幅を有するＡＣ出力周期の２／３又は２４０°の残りの期間を有する第２の部分を有する。当該波形の第２の部分の形状は、正弦波形状の１２０°の範囲にわたる最初の区間、それに続く正弦波形状の６０°−１８０°の範囲にわたる区間の連続に一致する。３個の相Ｒ、Ｓ及びＴに対応する３個の波形は、互いに対し１２０°だけ位相シフトされる。図３、４及び５に示される波形を有する２つのＤＣ出力電圧を互いに減算すると、正弦波形は結果として図６、７及び８に示されるようになる。ＡＣ出力８Ｒ、８Ｓ及び８Ｔが外部機器、特に幹線路１０に接続される場合、ＡＣ電流は、ＡＣ出力波形に対しＤＣ出力電圧の相互の当該減算と同一の効果を有する対応するインダクター２４Ｒ、２４Ｓ及び２４Ｔを通じて流れる。従って、３個の電流ＩＲ、ＩＳ及びＩＴは正弦波形状を有し、及び図９、１０及び１１に示されるように互いに対し１２０°だけ位相シフトされる。インバータ２、２７の出力が抵抗性負荷に接続される場合、ＡＣ出力８Ｒ、８Ｓ及び８ＴにおけるＡＣ出力電圧は、それぞれ対応するＡＣ電流ＩＲ、ＩＳ及びＩＴと同一の形状及び位相を有する。
【００２０】
各相のインバータ２、２７の出力電力は、その相に対応するインダクター２４を通じる電流により乗算されたＤＣ出力電圧と等しい。出力電力ＰＲ、ＰＳ及びＰＴの結果として生じる波形は、それぞれ図３、４及び５に破線により示される。出力電力ＰＲ、ＰＳ及びＰＴの当該波形を加算する時、平坦な線は、図１２に示されるようにインバータ２、２７の平均出力電力ＰＡＶを表す。結果として、ＤＣ電圧源９は、電圧源９が供給し得る入力電力と特に同一である一定出力電力を有する負荷と事実上接続される。従って本発明によるインバータ２、２７は、ＤＣ源９が太陽電池配列のような発電機である場合、非常にエネルギー効率が良く、脈動出力電力の主要部分の間にＤＣ源からのエネルギーを蓄積する大容量電界コンデンの必要がない。当該電解コンデンサーが無いので、本発明によるインバータ２、２７は、製造コストが削減され、大きさが縮小され、及び電解コンデンサーを交換する保守が必要なく耐用年数が増大され得る。
【００２１】
ＤＣ出力波形の当該第１の部分の間、ＤＣ出力波形の振幅はゼロであり、第１のスイッチは非導通にされる。この時間の間、第２のスイッチ１８は導通にされ、そして維持される。結果として、如何なるスイッチ損失も当該時間の間に生じず、インバータ２、２７の効率を増大する。
【００２２】
留意すべき点は、請求項により定められた本発明の範囲内で、いくつかの変更がなされ得ることである。例えば、図３、４及び５に示されたＤＣ出力波形は、現在例としてのみ参照される。ＡＣ出力波形の形状（純粋な正弦波か又はそうでない）に依存して、他のＤＣ出力波形を使用して良い。一定の出力電力ＰＡＶを得るため、単に差分電圧（ＤＣＲ−ＤＣＳ、ＤＣＳ−ＤＣＴ、ＤＣＴ−ＤＣＲ）が正弦波であることが必要である。更に、バックブースト型ＤＣ／ＤＣコンバーター及びフライバック型ＤＣ／ＤＣコンバーターは例であり、また異なる種類のＤＣ／ＤＣコンバーターにより置き換えられ得る。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】本発明による、インバータの第１の実施例の図を示す。
【図２】本発明による、インバータの第２の実施例の図を示す。
【図３】３個のＤＣ出力電圧の１つの出力の、及び対応する出力電力の時間図を示す。
【図４】３個のＤＣ出力電圧の１つの出力の、及び対応する出力電力の時間図を示す。
【図５】３個のＤＣ出力電圧の１つの出力の、及び対応する出力電力の時間図を示す。
【図６】３個のＤＣ出力電圧対の間の３個の差分電圧の１つの出力の時間図を示す。
【図７】３個のＤＣ出力電圧対の間の３個の差分電圧の１つの出力の時間図を示す。
【図８】３個のＤＣ出力電圧対の間の３個の差分電圧の１つの出力の時間図を示す。
【図９】３個のＡＣ出力電流の１つの出力の時間図を示す。
【図１０】３個のＡＣ出力電流の１つの出力の時間図を示す。
【図１１】３個のＡＣ出力電流の１つの出力の時間図を示す。
【図１２】図３乃至図５に示された出力電圧曲線の時間図及びそれらの和を示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【国際調査報告】
2008529466.tif 000015
2008529466.tif 000016