(57)【要約】  スイッチモード電力増幅器が、１．０ＧＨｚを上回る入力信号に応答するトランジスタを含み、そして、そのトランジスタは、アースに結合された１つの端子と、伝導的に電源に結合された別の端子とを含む。共振回路が、第２の端子を出力に結合し、負荷抵抗を出力とアースとに結合する。トランジスタがオンにされている時、第２の端子はアースに結合され、トランジスタがオフにされている時、電源から第２の端子への電流が、トランジスタの内部キャパシタンスへと流され、第２端子上の電圧を最大値へと上昇させ、次いで、下降させ、第２端子での電圧は、共振回路を通じて出力端子に結合する。好適実施形態において、トランジスタは、第１の端子が電源端子であり、第２の端子がドレイン端子であるような化合物半導体電界効果型トランジスタを含む。電界効果型トランジスタは、できれば、化合物高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）もしくは化合物ＭＥＳＦＥＴであることが望ましいが、別の実施形態において、トランジスタは、化合物ＬＤＭＯＳ、化合物バイポーラ・トランジスタ、または化合物ＭＯＳＦＥＴであってもよい。
2008527802.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波アプリケーションのためのスイッチモード電力増幅器であって、
ａ）第１端子と、第２端子と、そして制御端子とを有し、かつ、前記第１端子と第２端子との間に内部キャパシタンスを有するトランジスタと、
ｂ）前記制御端子に結合された信号入力端子と、
ｃ）前記第２端子に伝導的に結合された電力端子と、
ｄ）前記第１端子に結合されたアース端子と、
ｅ）前記第２端子を出力端子に結合する共振回路と、
ｆ）前記出力端子をアース端子に結合する抵抗と
を備え、
それによって、入力信号が、前記トランジスタの伝導を制御し、電源から前記第２端子への電流が増加する状態で前記トランジスタが伝導する時には、前記第２端子がアースに結合され、そして、前記トランジスタがオフにされた時には、前記電源からの電流が前記トランジスタの前記内部キャパシタンスへと流れ、前記第２端子での電圧を最大値へと上昇させ、次いで、下降させ、前記第２端子の電圧が、前記共振回路を通じて前記出力端子の電圧と等しくなっている、スイッチモード電力増幅器。
【請求項２】
前記トランジスタが、前記第１端子はソース端子であり、かつ、前記第２端子はドレイン端子であるような化合物半導体電界効果トランジスタであることを特徴とする、請求項１によって定義されたスイッチモード電力増幅器。
【請求項３】
前記トランジスタが高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）を備えることを特徴とする、請求項２によって定義されたスイッチモード電力増幅器。
【請求項４】
前記半導体材料が広バンドギャップ化合物材料であることを特徴とする、請求項３によって定義されたスイッチモード電力増幅器。
【請求項５】
前記半導体材料が、シリコンカーバイドとＩＩＩ族窒化物とで構成されるグループから選択されることを特徴とする、請求項３によって定義されたスイッチモード電力増幅器。
【請求項６】
前記トランジスタが、化合物半導体基板と、基板上に形成されたバッファ層と、バッファ層上に形成されたチャネル層と、そしてチャネル上に形成されたバリア層とを備えることを特徴とする、請求項２によって定義されたスイッチモード電力増幅器。
【請求項７】
前記基板がシリコンカーバイドを備え、前記他の層がＩＩＩ族窒化物材料を備えることを特徴とする、請求項６によって定義されたスイッチモード電力増幅器。
【請求項８】
前記基板がシリコンカーバイドを備え、前記バッファ層がＩｎＡｌＧａＮを備え、前記チャネル層がＩｎＡｌＧａＮを備え、そして前記バリア層が第１ＩＩＩ族窒化物を備えることを特徴とする、請求項７によって定義されたスイッチモード電力増幅器。
【請求項９】
前記トランジスタが、前記バリア層上に形成された第２ＩＩＩ族窒化物層をさらに含み、前記第２ＩＩＩ族窒化物層が、前記第１ＩＩＩ族窒化物層より低いバンドギャップを有することを特徴とする、請求項８によって定義されたスイッチモード電力増幅器。
【請求項１０】
前記第２ＩＩＩ族材料がＡｌＧａＮを備えることを特徴とする、請求項９によって定義されたスイッチモード電力増幅器。
【請求項１１】
前記トランジスタが、前記トランジスタに対するコンタクトの形成を容易にするため、前記第２ＩＩＩ族窒化物層上に形成されたキャップ層をさらに含むことを特徴とする、請求項９によって定義されたスイッチモード電力増幅器。
【請求項１２】
前記キャップ層がＩＩＩ族窒化物を備えることを特徴とする、請求項１１によって定義されたスイッチモード電力増幅器。
【請求項１３】
前記キャップ層がＩｎＡｌＧａＮを備えることを特徴とする、請求項１２によって定義されたスイッチモード電力増幅器。
【請求項１４】
前記トランジスタがＧａＮ  ＭＥＳＦＥＴを備えることを特徴とする、請求項１によって定義されたスイッチモード電力増幅器。
【請求項１５】
前記トランジスタがＳｉＣバイポーラトランジスタを備えることを特徴とする、請求項１によって定義されたスイッチモード電力増幅器。
【請求項１６】
前記トランジスタがＧａＮ  ＭＯＳＦＥＴを備えることを特徴とする、請求項１によって定義されたスイッチモード電力増幅器。
【請求項１７】
前記トランジスタがＬＤＭＯＳトランジスタを備えることを特徴とする、請求項１によって定義されたスイッチモード電力増幅器。
【請求項１８】
前記増幅器が１．０ＧＨｚを上回る周波数で機能することを特徴とする、請求項１によって定義されたスイッチモード電力増幅器。
【請求項１９】
前記共振回路が直列共振回路を備えることを特徴とする、請求項１によって定義されたスイッチモード電力増幅器。
【請求項２０】
前記共振回路が帯域通過回路を備えることを特徴とする、請求項１によって定義されたスイッチモード電力増幅器。
【請求項２１】
前記半導体材料が、広バンドギャップ化合物材料を備えることを特徴とし、かつ、前記スイッチモード増幅器が、１．９ＧＨｚを上回る周波数において４０ｄＢｍを上回る出力を生成するように構成されていることを特徴とする、請求項２によって定義されたスイッチモード電力増幅器。
【請求項２２】
前記半導体材料が、広バンドギャップ化合物材料を備えることを特徴とし、かつ、前記スイッチモード増幅器が、１．９ＧＨｚを上回る周波数において７５％を上回る電力付加効率を示すように構成されていることを特徴とする、請求項２によって定義されたスイッチモード電力増幅器。
【請求項２３】
前記半導体材料が、広バンドギャップ化合物材料を備えることを特徴とし、かつ、前記スイッチモード増幅器が、１．９ＧＨｚ乃至２．１ＧＨｚの帯域全体で、４０ｄＢｍを上回る出力を生成し、かつ、７５％を上回る電力付加効率を示すように構成されていることを特徴とする、請求項２によって定義されたスイッチモード電力増幅器。
【請求項２４】
前記半導体材料が、広バンドギャップ化合物材料を備えることを特徴とし、かつ、前記スイッチモード増幅器が、２．７ＧＨｚを上回る周波数において３９ｄＢｍを上回る出力を生成するように構成されていることを特徴とする、請求項２によって定義されたスイッチモード電力増幅器。
【請求項２５】
前記半導体材料が、広バンドギャップ化合物材料を備えることを特徴とし、かつ、前記スイッチモード増幅器が、２．７ＧＨｚを上回る周波数において７５％を上回る電力付加効率を示すように構成されていることを特徴とする、請求項２によって定義されたスイッチモード電力増幅器。
【請求項２６】
前記半導体材料が、広バンドギャップ化合物材料を備えることを特徴とし、かつ、前記スイッチモード増幅器が、２．７ＧＨｚ乃至２．９ＧＨｚの帯域全体で３７ｄＢｍを上回る出力を生成し、かつ、７５％を上回る電力付加効率を示すように構成されていることを特徴とする、請求項２によって定義されたスイッチモード増幅器。
【請求項２７】
前記トランジスタが、６０ワットの出力が可能な３０ｍｍ  ＧａＮ  ＨＥＭＴを備えることを特徴とする、請求項２によって定義されたスイッチモード増幅器。
【請求項２８】
前記トランジスタが、１．９ＧＨｚにおいて５１ｄＢｍを上回る出力を生成することを特徴とする、請求項２７によって定義されたスイッチモード増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
高周波信号の高効率の電力増幅に関し、より詳細には、高周波信号の高効率の電力増幅を必要とするアプリケーションで使用する高効率スイッチモード電力増幅器に関する。
【背景技術】
【０００２】
スイッチモード電力増幅器は、高周波信号の高効率の電力増幅を必要とするアプリケーションで使用するため、高い関心を集めてきている。そのようなデバイスのアプリケーションの例として、無線通信システム、衛星通信システム、そして高度レーダーシステム用の電力増幅器などがある。特に、例えば３Ｇおよび４Ｇ  ＰＣＳシステム、ＷｉＦｉ、ＷｉＭａｘ、デジタル・ビデオ・ブロードキャスト・システムのようなデジタル通信システムには、高出力の高周波電力増幅器が必要である。高出力を必要とするアプリケーションでは、システムによって消費される電力全体のうち大きな割合を、この電力増幅器が占める。従って、通信システムにおいて、電力増幅器回路の効率を最大化することが望ましい。
【０００３】
スイッチモード増幅器、例えば、Ｄ級、Ｅ級、Ｆ級もしくはＳ級において動作している増幅器は、トランジスタ内で浪費される電力量を最小化することによって、高効率増幅を可能にする。スイッチモード増幅器は、非線形性が高いため、定包絡線変調スキームを採用しているデジタルシステムに関連する使用に特に適している。しかし、また、スイッチモード増幅器は、追加の回路構成要素を設けることによって、入力信号から振幅情報を抽出して、振幅情報を出力信号へと復元するような、他のアプリケーションにおいて使用されてもよい。
【０００４】
Ｅ級増幅器では、トランジスタは、時間と共に変化する入力信号によってその状態が決定される、電源スイッチとして動作する。トランジスタのバイナリ出力は、トランジスタの出力信号の高調波成分をフィルタで除去する、無効負荷ネットワークに適用され、その結果、帯域幅が狭くなり、出力信号が増幅される。Ｅ級構成において、ドレイン電圧がデバイス上に存在する時にはいつでも、トランジスタのドレイン電流は最小化され（理想的にはゼロ）、デバイスを通るドレイン電流が存在する時にはいつでも、ドレイン電圧は最小化される（理想的にはゼロ）。トランジスタ内で浪費された電力は、ある期間について平均されたドレイン電流とドレイン電圧との瞬時積に等しいため、Ｅ級デバイスにおける電力損失は理想的にはゼロである。従って、Ｅ級デバイスは、理論上は１００％のドレイン効率で動作することが可能である。実際のデバイスの効率は１００％より低い。それでもなお、Ｅ級増幅器においては、非常に良い効率を実現することが可能である。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
現在まで、Ｅ級増幅器は主に、狭バンドギャップ（シリコンおよびＧａＡｓ）バイポーラＭＯＳＦＥＴおよびＭＥＳＦＥＴ技術を用いて実現されてきた。バイポーラおよびＭＯＳＦＥＴデバイスは、１．０ＧＨｚ未満の周波数での高出力についてはすでに実証してきた。しかしながら、そのようなデバイスは、トランジスタのスイッチング速度の高速化を要求する高周波アプリケーションには適さない。高周波増幅器（すなわち、１．０ＧＨｚ以上の周波数で動作可能な増幅器）は、ＧａＡｓ  ＭＥＳＦＥＴを用いて実現されてきた。しかしながら、結果として得られる増幅器は、通信アプリケーション（特に基地局アプリケーション）に望まれる高出力を出すことができず、そのようなデバイスの効率は、理想より劣る。特に、ＧａＡｓ  ＭＥＳＦＥＴデバイスは、出力密度に限界があり、ドレイン電圧にも限界があり、それによって、それらが生み出しうる電力の量が限定されている。
【０００６】
従って、１．０ＧＨｚを上回る周波数において、１０Ｗを上回る出力を生成できるような一段階スイッチモード増幅器回路が、引き続き求められている。さらには、１．０ＧＨｚを上回る周波数において、７５％を上回る電力付加効率を実現できるスイッチモード増幅器回路が求められている。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
一段階スイッチモード増幅器回路は、入力信号の信号レベルによって、ＯＮ状態でもＯＦＦ状態でもどちらにおいても動作するように構成された、アクティブ・デバイス・スイッチ・トランジスタを含む。スイッチ・トランジスタは、出力を負荷ネットワークに接続させており、負荷ネットワークは、スイッチ・トランジスタからの信号出力をフィルタにかけて、狭帯域出力信号を負荷インピーダンスに提供する。負荷ネットワークによって拒否されたエネルギは、スイッチ・キャパシタに保存され、スイッチ・キャパシタは、スイッチ・トランジスタがＯＦＦ状態にある間、出力信号の駆動を続ける。スイッチ・トランジスタへのドレイン電圧は、ソース電流の瞬間的変化を防ぐドレイン誘導子を通じて提供される。一部の実施形態において、増幅器はＥ級モードで動作する。
【０００８】
一部の実施形態において、スイッチモード増幅器回路は、入力マッチング段階、アクティブ段階、および、出力マッチング段階を含む。アクティブ段階は、スイッチ・キャパシタと並列のアクティブ・デバイス・スイッチ・トランジスタを含む。スイッチ・トランジスタは、出力を負荷ネットワークおよび負荷インピーダンスに接続させている。デバイスの出力は、負荷インピーダンスにまたがる電圧を含むが、出力マッチング段階へ供給され、出力マッチング段階が、アクティブ段階の出力インピーダンスを、回路の所望の出力インピーダンスへ変換する。他の実施形態において、追加の増幅器利得をもたらすため、複数のアクティブ・トランジスタ段階およびマッチングネットワークが使用されてもよい（例えば２段階増幅器等）。
【０００９】
スイッチ・トランジスタは、１．０ＧＨｚを上回る周波数で動作する間、高いドレイン電圧および／または高い電流レベルを維持できる広バンドギャップ・トランジスタを含むことができる。一部の実施形態において、スイッチ・トランジスタは、窒化ガリウム（ＧａＮ）をベースにした高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）を含む。一部の実施形態において、スイッチ・トランジスタは、約３．６ｍｍの総ゲート幅を有するＧａＮベースのＨＥＭＴを含む。一部の実施形態において、スイッチ・トランジスタは、ＧａＮ  ＭＥＳＦＥＴを含む。他の実施形態において、スイッチ・トランジスタは、別の広バンドギャップ高周波トランジスタ、例えばＳｉＣ  ＭＥＳＦＥＴ、ＳｉＣ  ＬＤＭＯＳ、ＳｉＣバイポーラ・トランジスタあるいはＧａＮ  ＭＯＳＦＥＴデバイスを含む。
【００１０】
本発明の実施形態は、１．０ＧＨｚ以上の周波数において、７５％を上回る電力付加効率（ＰＡＥ）で８ワット以上のピークＲＦ出力電力を生成し得る一段階スイッチモード増幅器を提供する。本発明の実施形態は、２ＧＨｚ以上での動作用に調整されたスイッチモード増幅器を含む。本発明の特定の実施形態は、２．８ＧＨｚでの動作用に調整されたスイッチモード増幅器を含む。
【００１１】
一部の実施形態において、本発明は、１．０ＧＨｚを上回る周波数において、３９ｄＢｍを上回る出力が可能な一段階スイッチモード増幅器回路を提供する。一部の実施形態において、本発明は、１．０ＧＨｚを上回る周波数において、７５％を上回る電力付加効率で、３９ｄＢｍを上回る出力が可能な一段階スイッチモード増幅器を提供する。従来型のＥ級増幅器は、１．０ＧＨｚ以上の周波数において、総出力が２ワット未満に限定されていた。本発明の実施形態は、同じ周波数において、従来技法を用いて得られる出力の４倍以上の出力が可能である。
【００１２】
一部の実施形態において、本発明は、例えばＳｉＣやＧａＮ  ＭＭＩＣのような、広バンドギャップをベースにしたマイクロ波モノリシック集積回路（ＭＭＩＣ）を含む。
【００１３】
本発明並びにその目的および特徴は、図面と共に下記の詳細記述および添付の請求項を読むと、より容易に明らかになるであろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
本発明の実施形態を示す添付の図面を参照しながら、本発明について、下文でより詳細に説明する。しかしならが、本発明は多くの異なる形態として実施されてもよく、本明細書中で述べられた実施形態に限定されると解釈されてはならない。そうではなく、これらの実施形態は、この開示が十分かつ完全であり、また、本発明の範囲を当業者にすべて伝えるために、提供されている。図面の中で、層および領域の大きさや相対的大きさは、明確にするため誇張されることがある。ある要素または層が、別の要素もしくは層の「上に」ある、「に接続される」もしくは「に結合される」と言及されるとき、それは他の要素もしくは層の上に直接あるか、接続されるか、結合されてもよいし、介在する要素もしくは層が存在してもよいということが、理解されるであろう。それに対して、ある要素が、別の要素もしくは層の「直接、上に」ある、「に直接、接続される」、もしくは「に直接、結合される」と言及されるとき、介在する要素もしくは層は、存在しない。本明細書で用いられるように、用語「および／または」は、関連付けられたリストされた項目のうちの１つ以上のいくつかおよびすべての組み合わせを含む。類似の番号は、全体を通して、類似要素のことを言う。
【００１５】
第１および第２という用語は、本明細書中で、各種の領域、層、および／またはセクションを記述するのに用いられるが、これらの領域、層、および／またはセクションは、これらの用語によって限定されるべきでないことは、理解されるであろう。これらの用語は、１つの領域、層、またはセクションを、他の領域、層、またはセクションから区別するためだけに用いられる。従って、本発明の教示から逸脱することなく、第２の領域、層、またはセクションを、第１の領域、層、またはセクションと呼んでもよい。
【００１６】
さらに、例えば「より低い」もしくは「最低の」、あるいは、「より高い」もしくは「最高の」のような相対語は、本明細書において、図面に図解するように、１つの要素の他の要素に対する関係を述べるのに用いられることがある。相対語は、図中で描写された向きに加えて、デバイスの別の向きを含むことが意図されていることは、理解されるであろう。例えば、図中のデバイスを回転させた場合、他の要素「より低い」側にあると記述された要素は、他の要素「より高い」側にあると方向付けられるであろう。従って、例示した用語「より低い」は、図の特定の向き次第で、「より低い」と「より高い」の両方の向きを含みうる。同様に、図のうちの１つの中のデバイスを回転させた場合、他の要素「より下に」もしくは「より下方に」として記述された要素は、他の要素「より上」の向きにあることになろう。従って、例示した用語「より下に」もしくは「より下方に」は、より上とより下の両方の向きを含みうる。
【００１７】
本明細書で用いられる用語は、特定の実施形態を記述する目的でのみ用いられており、本発明を限定することは意図されていない。本明細書で用いられる単数形「ａ」「ａｎ」および「ｔｈｅ」は、そうでないことを文脈が明確に示さない限り、複数形も含むことが意図される。さらに、「含む」および／または「含んでいる」という用語は、本明細書において使用される場合、述べられた特徴、整数、ステップ、動作、要素、および／または構成要素の存在を明記するが、１つ以上の他の特徴、整数、ステップ、動作、要素、構成要素、および／またはそれらのグループの存在または追加を除外しないことも理解されるであろう。
【００１８】
別に定義がない限り、本明細書で用いられるすべての用語は（技術用語および科学用語も含めて）、本発明が属する当分野の当業者によって普通に理解されるものと同じ意味を有する。さらに、一般に用いられる辞書類の中で定義されるような用語は、関連技術の文脈における意味と一致する意味を持つと解釈されるべきであり、本明細書の中でそのように明確に定義されない限り、理想化された、もしくは過剰に正式な意味に解釈されないであろうということは、理解されるであろう。
【００１９】
2008527802.tif 000003
【００２０】
Ｅ級増幅器の動作原理は、当技術分野で既知である。例えば、Ｅ級増幅器の回路は、Ｓｏｋａｌ他の米国特許第３，９１９，６５６号で、記述されている。
【００２１】
ここで図１を参照すると、本発明の実施形態による一段階Ｅ級増幅器回路モデル１０が図解されている。図１の増幅器回路モデル１０は、集中構成要素の集まりとして図解されているが、回路の実際の実装は、例えばマイクロストリップ伝送路、ストリップライン、スロットライン、および／またはコプレーナ伝送路のような、分散要素を用いて行われてもよい。分散要素のＥ級増幅器回路の設計については、Ｔ．ＭａｄｅｒおよびＺ．Ｐｏｐｏｖｉｃ著、「高効率Ｅ級増幅器の伝送路（The Transmission Line High Efficiency Class-E Amplifier）」、ＩＥＥＥマイクロ波および導波路通信（IEEE Microwave and Guided Wave Letters）」、Ｖｏｌ．５、Ｎｏ．９、２９０頁−２９２頁（１９９５年）に記述されている。ただし、回路の動作は、集中要素の図を参照するのが、最も分りやすい。
【００２２】
増幅器１０は、電源スイッチとして機能する広バンドギャップ・トランジスタを含むトランジスタ１２を含む。一部の実施形態においては、トランジスタ１２は、ＧａＮ  ＨＥＭＴを含む。あるいは、トランジスタ１２は、例えば、ＳｉＣ  ＭＥＳＦＥＴ、ＧａＮ  ＭＥＳＦＥＴ、ＳｉＣ  ＬＤＭＯＳ、ＳｉＣバイポーラ・トランジスタ、あるいはＧａＮ  ＭＯＳＨＦＥＴデバイスのような、多様な広バンドギャップ高周波トランジスタを含んでもよい。
【００２３】
入力電圧信号ｖｉが、トランジスタ１２のゲートに加えられ、それによってトランジスタ１２の状態が制御される。入力電圧信号ｖｉは、トランジスタ１２のピンチオフ電圧付近でバイアスをかけられる。トランジスタ１２のドレインは、出力ノードＳに結合され、トランジスタ１２のソースは、アースに結合される。供給電圧ＶＤＤは、誘導原ＬＤＳを介して出力ノードＳに結合される。出力ノードＳでの電圧は、誘導原ＬOおよびキャパシタＣOを含む直列共振回路１４に印加される。一部のアプリケーションにおいては、直列共振回路１４は、増幅器回路１０の所望の出力周波数ｆOを中心とした狭い範囲の周波数を通過させるように調整された、帯域通過回路であってもよい。その他のアプリケーション、例えばレーダー・アプリケーションなどでは、直列共振回路は、より広い範囲の周波数を通過させるように調整されてもよい。出力周波数において、トランジスタ出力は、Ｒ＋ｊＸに等しい負荷をもらうが、ここでＸは、出力にある共振回路のリアクタンスである。
【００２４】
トランジスタ１２が、オン状態にある（すなわち、トランジスタが飽和している）とき、デバイスは、アースへの短絡回路として動作し、ノードＳでの電圧をゼロに引き下げる。誘導原ＬDSを通る電流は、その後、直線的に増加する。トランジスタがオフにされる時、ＬDSを通る電流が、ドレイン・ソース・キャパシタンスＣDSへと流され、ノードＳでの電圧をそれが最大値に達するまで上昇させる。その時点で、ドレイン・ソース・キャパシタンスＣDSが電流の供給を負荷へと戻し始めるため、ノードＳにおける電圧は下降し始める。共振回路１４は、定常状態においては、トランジスタが再びオンにされる前にノードＳにおける電圧がほぼゼロに戻るように調整される。
【００２５】
共振回路１４は、理想的には、ノードＳでの電圧のうち基本周波数だけを通過させる。入力電圧ｖiは、増幅された出力信号の中に存在する、変調された周波数もしくは位相情報を伝えてもよい。
【００２６】
図４に、ｖi、ｖDS、ｖo、ｉL、ｉD、およびｉcの２周期分の曲線の例を示す。図４に示すように、デバイスがオンの間は、トランジスタ１２上のドレイン電圧（ｖDS）はゼロである。入力電圧ｖiがデバイスの閾値を下回る時、デバイス１２は中断し、ドレイン電圧ｖDSは上昇し始める。キャパシタｉCを通る電流がゼロまで低下するため、ドレイン電圧はそのピークに達する。キャパシタ電流がマイナスになると、ドレイン電圧は低下し始める。デバイス１２が再びオンにされる前に、ドレイン電圧は、ゼロに達する。ドレイン電圧の波形は共振回路１４に適用され、共振回路１４はドレイン電圧の波形のうち基本周波数だけを通過させ、結果として例示したｖoの形になる。
【００２７】
図２に図解するように、増幅器回路２０は、入力１０Ａおよび出力１０Ｂを有するＥ級増幅器１０を含んでもよい。入力マッチングネットワーク２２は入力１０Ａに結合され、出力マッチングネットワーク２４は、増幅器１０の出力１０Ｂに結合される。入力マッチングネットワーク２２は、入力信号ｖiによって見られたインピーダンスを、増幅器１０の入力インピーダンスに一致させ、一方で、出力マッチングネットワーク２４は、増幅器１０の出力インピーダンスを所望の出力インピーダンス、例えば５０オームに変換する。
【００２８】
トランジスタのゲート幅が増加すると、適切な出力マッチング回路を実装するのが難しくなる。利用されうる最大ゲート幅は、ドレイン電圧を含む複数の要因によって決まる。ドレイン電圧が高い場合、ゲート幅が広めのトランジスタを含む増幅器回路のための、出力マッチング回路の実装が可能である。トランジスタのドレイン電圧およびドレイン電流は、理想的には両方が同時にゼロより大にならないため、Ｅ級増幅器は、高いドレイン効率と高い電力付加効率（ＰＡＥ）とが可能である。ドレイン効率は、増幅器によるＲＦ出力の、増幅器によって消費されるＤＣ電力に対する比として定義される。
【００２９】
ドレイン効率＝  
【００３０】
【数１】
2008527802.tif 000004
【００３１】
電力付加効率は、ＲＦ入力電力を考慮に入れるが、入力ＲＦ電力を差し引いた出力ＲＦ電力をＤＣ電力で除した比として定義される。
【００３２】
【数２】
2008527802.tif 000005
【００３３】
Ｅ級増幅器によるＲＦ出力は、回路の供給電圧ＶDDの二乗に比例する。従って、デバイスによる総ＲＦ出力を、供給電圧を増加させることによって、増加させてもよい。しかし、ＧａＡｓおよびシリコン・トランジスタを採用する従来型デバイスにおいては、供給電圧は、材料の絶縁破壊電圧が低いため、限定される。さらに、一部のアプリケーションにおいては、入力信号からの増幅情報を出力信号へと再導入することが望ましい。一部のアプリケーションにおいては、供給電圧ＶDDを変化させることによって、それが達成されることがある。従って、出力電圧信号において高ダイナミック・レンジを提供するには、高いＶDDを用いるのが望ましいことがある。
【００３４】
また一方、上述のように、ＧａＡｓおよびシリコンは、それらのバンドギャップが比較的小さい（例えば、室温でシリコンは１．１２ｅＶで、ＧａＡｓは、１．４２である）、および／または、絶縁破壊電圧が比較的低いことから、高出力および／または高周波アプリケーションには向いていないかもしれない。
【００３５】
ＧａＡｓをベースにしたトランジスタは、すでに、民生用および軍事用レーダー、携帯電話、衛星通信における信号増幅の標準となっている。ＧａＡｓは、Ｓｉよりも電子の移動度が高く（およそ６０００ｃｍ2／Ｖ−ｓ）また、Ｓｉよりも低ソース抵抗であり、それによってＧａＡｓをベースにしたデバイスは、より高周波で機能できることがある。しかし、ＧａＡｓは、比較的バンドギャップが小さく（室温で１．４２ｅＶ）、かつ絶縁破壊電圧が比較的低いため、ＧａＡｓをベースにしたＨＥＭＴは、高周波で高出力を提供できないことがある。低出力の増幅器セルを結合することによって、高出力のデバイスが構築されてもよい。しかし、たとえ低損失結合技術を用いても結合されうるセル数には限界があり、コンバイナからの損失が、スイッチモード増幅器を用いて実現されうる効率利得を上回ることのない程度である。
【００３６】
ＳｉおよびＧａＡｓによって示される困難を考えて、高出力、高温、および／または高周波アプリケーションおよびデバイスへの関心が、広バンドギャップ半導体材料、例えば、シリコンカーバイド（室温で４Ｈ−ＳｉＣで３．２８ｅＶ）およびＩＩＩ族窒化物（例えば、室温でＧａＮでは３．３６ｅＶ）へと向かった。これらの材料は一般に、ガリウムヒ素やシリコンと比べて電界破壊強度および電子飽和速度が大きい。本明細書で用いられる「広バンドギャップ」とは、ＳｉＣおよびＩＩＩ族窒化物のような、約３ｅＶ以上のバンドギャップを有する半導体材料のことを言う。
【００３７】
本発明の一部の実施形態において、トランジスタ１２は、図３の断面図に図解するように、高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）３０を含む。トランジスタ３０は、例えば４Ｈ結晶多形の半絶縁性のシリコンカーバイド（ＳｉＣ）でありうる基板３２を含む。それ以外のシリコンカーバイド結晶多形、例えば２Ｈ、３Ｃ、６Ｈ、および１５Ｒ結晶多形が用いられてもよい。「半絶縁性」という用語は、絶対的な意味でなく相対的な意味で、記述的に用いられている。本発明の特定の実施形態において、シリコンカーバイドのバルク結晶は、室温でおよそ１０5Ω‐ｃｍ以上の抵抗性を有しうる。
【００３８】
基板３２上のバッファ層３３は、基板３２とデバイスの残余部分との間に適切な結晶遷移を提供する。バッファ層３３は、１層以上のＩｎＡｌＧａＮ層を含んでもよい。特定の実施形態において、バッファ層３３は、ＡｌＮもしくはＡｌＧａＮを含んでもよい。シリコンカーバイドは、ＩＩＩ族窒化物デバイス用の非常に一般的な基板材料であるサファイア（Ａｌ2Ｏ3）よりも相当近い、ＩＩＩ族窒化物との結晶格子の整合性を有する。格子の整合性がより高いと、その結果として、サファイアで一般的に得られるよりさらに高品質のＩＩＩ族窒化物薄膜が得られうる。またシリコンカーバイドは、熱伝導率も非常に高いため、シリコンカーバイド上のＩＩＩ族窒化物デバイスの総出力は一般に、サファイア上に形成された同じデバイスの場合ほど、基板の熱解離によって限定されることがない。また、半絶縁性のシリコンカーバイドが利用可能であるならば、デバイスの単離と寄生容量の減少がもたらされる可能性がある。
【００３９】
好適な基板材料は、半絶縁性のシリコンカーバイドであるが、本発明の実施形態では、適切な基板であればいかなる基板であっても利用してよく、例えばサファイア、窒化アルミニウム、アルミニウム窒化ガリウム、窒化ガリウム、シリコン、ＧａＡｓ、ＬＧＯ、ＺｎＯ、ＬＡＯ、ＩｎＰ等を利用してもよい。加えて、基板は、導電性でも、半絶縁性でも、高抵抗性でもよい。ＭＭＩＣを含む実施形態においては、半絶縁性もしくは高抵抗性の基板を用いることが望ましい。一部の実施形態において、適切なバッファ層も形成されてよい。
【００４０】
適切なＳｉＣ基板は、例えば、本発明の譲受人であるノースカロライナ州ダラムのＣｒｅｅ，Ｉｎｃ．によって製作され、製作方法は、例えば米国特許第３４，８６１号、第４，９４６，５４７号、第５，２００，０２２号、および第６，２１８，６８０号によって記述されており、その全体を参照により本願に援用する。同様に、ＩＩＩ族窒化物のエピタキシャル成長に関する技術は、例えば、米国特許第５，２１０，０５１号、第５，３９３，９９３号、第５，５２３，５８９号、および第５，２９２，５０１号に記述されており、その内容についても、その全体を参照により本願に援用する。
【００４１】
ＧａＮをベースにしたＨＥＭＴの具体的な構造については、例えば、同一出願人による米国特許第６，３１６，７９３号、および２００１年７月１２日に出願された米国特許出願第０９／９０４，３３３号「窒化ガリウムをベースにしたＣＡＰセグメントにゲートコンタクトを有するアルミニウム窒化ガリウム／窒化ガリウム高電子移動度トランジスタおよびその製作方法（ALUMINUM GALLIUM NITRIDE/GALLIUM NITRIDE HIGH ELECTRON MOBILITY TRANSISTORS HAVING A GATE CONTACT ON A GALLIUM NITRIDE BASED CAP SEGMENT AND METHODS OF FABRICATING SAME）」、２００１年５月１１日に出願された米国特許仮出願第６０／２９０，１９５号「バリア／スペーサ層を備えた、ＩＩＩ族窒化物をベースにした高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）（GROUP III NITRIDE BASED HIGH ELECTRON MOBILITY TRANSISTOR (HEMT) WITH BARRIER/SPACER LAYER）」、Ｓｍｏｒｃｈｋｏｖａ他に対して与えられ、「バリア／スペーサ層を備えた、ＩＩＩ族窒化物をベースにした高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）（GROUP-III NITRIDE BASED HIGH ELECTRON MOBILITY TRANSISTOR (HEMT) WITH BARRIER/SPACER LAYER）」と題された米国特許第１０／１０２，２７２号、および、Ｓａｘｌｅｒに与えられ、「歪み平衡窒化物へテロ接合トランジスタおよび歪み平衡窒化物へテロ接合トランジスタの製作方法（STRAIN BALANCED NITRIDE HETEROJUNCTION TRANSISTORS AND METHODS OF FABRICATING STRAIN BALANCED NITRIDE HETEROJUNCTION TRANSISTORS）」と題された米国特許出願第１０／１９９，７８６号に記述されており、それらの開示内容全体を参照により本願に援用する。本発明の実施形態は、上記の構造の中に組み込まれてもよく、従って、本明細書中に詳細に記述された特定の構造に限定されると解釈されるべきでない。
【００４２】
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【００４３】
上述の実施形態の一部において、材料の圧電的性質の効果を高めるため、半導体結晶構造がＧａ極性の（もしくはＩＩＩ族極性の）向きに向いていることが望ましいことがある。しかし、図３の実施形態を含めて、多くの実施形態は、本発明の範囲から逸脱することなく、Ｎ極性の材料もしくは無極性の材料を用いて形成されてもよい。
【００４４】
チャネル層３４の上にはバリア層３６が設けられる。バリア層３６は、チャネル層３４のバンドギャップより大きいバンドギャップを有するＩＩＩ族窒化物であってもよい。従って、バリア層３６は、ＡｌＧａＮ、ＡｌＩｎＧａＮ、ＡｌＩｎＮ、および／またはＡｌＮであってもよい。バリア層３６は、それが形成される材料に応じて、少なくともおよそ０．５ｎｍの厚さであってもよい。例えば、ＡｌＧａＮバリア層は、少なくともおよそ１０ｎｍであってもよい。バリア層３６は、均衡条件の下で完全に消耗する程度の薄さであるべきである。
【００４５】
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【００４６】
また、Ｓｍｏｒｃｈｋｏｖａ他に与えられ、「バリア／スペーサ層を備えた、ＩＩＩ族窒化物をベースにした高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）（GROUP-III NITRIDE BASED HIGH ELECTRON MOBILITY TRANSISTOR (HEMT) WITH BARRIER/SPACER LAYER）」と題された米国特許出願第１０／１０２，２７２号、および、２００１年１１月１３日に発行され、「保護層を備えた、半絶縁性のシリコンカーバイド基板上の窒化物をベースにしたトランジスタ（NITRIDE BASED TRANSISTORS ON SEMI-INSULATING SILICON CARBIDE SUBSTRATES WITH PASSIVATION LAYER）」と題された米国特許第６，３１６，７９３号に記述されるように、バリア層に複数の層を設けてもよく、これらの開示は、本願に完全に記述されたかのように、参照により本願に援用する。このように、本発明の実施形態は、バリア層を一層に限定するのではなく、例えば、各種の材料の組成を有するＩｎＡｌＧａＮ層の化合を有するバリア層を含んでもよい。合金の散乱を減少させるかまたは防ぐため、例えば、ＧａＮ／ＡｌＮ構造が用いられてもよい。
【００４７】
図３に図解する実施形態において、バリア層３６は、０．６ｎｍのＡｌＮ層を含む。ＡｌxＧａ1-xＮを含む、より低いバンドギャップ層３８が、バリア層３６の上に形成される。層３８は、およそ１４％と３０％の間の（すなわち、０．１４＜ｘ＜０．３）アルミニウム組成を有する。
【００４８】
任意のＩｎＡｌＧａＮコンタクト層すなわちキャップ層４０が、トランジスタ３０のコンタクトの形成を容易にするため、バリア層３６上に設けられてもよい。そのようなキャップ層の一例が、前述した、２００１年７月１２日に出願され、「窒化ガリウムをベースにしたＣＡＰセグメントにゲートコンタクトを有するアルミニウム窒化ガリウム／窒化ガリウム高電子移動度トランジスタおよびその製作方法（ALUMINUM GALLIUM NITRIDE/GALLIUM NITRIDE HIGH ELECTRON MOBILITY TRANSISTORS HAVING A GATE CONTACT ON A GALLIUM NITRIDE BASED CAP SEGMENT AND METHODS OF FABRICATING SAME）」と題された米国特許出願第０９／９０４，３３３号の中で開示される。図解された実施形態において、キャップ層４０は非ドープのＧａＮの４ｎｍの層を含む。
【００４９】
加えて、組成的に傾斜した転位層（図示されていない）が、バリア層３６とコンタクト層すなわちキャップ層との間にあってもよい。米国特許第６，３１６，７９３号の中で記述されるように、ソースコンタクト５８、ドレインコンタクト５０、およびゲートコンタクト５２が製作されてもよい。
【００５０】
「トラッピングが削減された、ＩＩＩ族窒化物をベースにしたＦＥＴおよびＨＥＭＴとその製作方法（GROUP III NITRIDE BASED FETS AND HEMTS WITH REDUCED TRAPPING AND METHOD FOR PRODUCING THE SAME）」と題された米国特許第６，５８６，７８１号、および「半導体デバイスのための誘電性保護（DIELECTRIC PASSIVATION FOR SEMICONDUCTOR DEVICES）」と題された米国特許出願第１０／８５１，５０７号の中で論じられたように、デバイスの露出された表面に保護層５６が形成されてもよく、それらの開示は、本願に完全に記述されたかのように、参照により本願に援用する。
【００５１】
上記で論じたように、チャネル層３４とバリア層３６との間のインタフェースで、２ＤＥＧの薄い帯電領域３５が生じる。さらに、バッファ３３は、「有機金属化学気相成長法によるＦｅドープ半絶縁性ＧａＮの成長（Growth of Fe-Doped Semi-insulating GaN by Metalorganic Chemical Vapor Deposition）」、Appl.Phys.Let.81、pp.439-441(2002)において、Ｈｅｉｋｍａｎ他によって記述されたように、深堀アクセプタでドープされてもよい。共ドープ層の具体例が、２００４年１月７日に出願され、本発明の譲受人に譲渡された「半絶縁性ＩＩＩ族窒化物のフェルミレベルの制御のための共ドーピング（CO-DOPING FOR FERMI LEVEL CONTROL IN SEMI-INSULATING GROUP III NITRIDES）」と題された米国特許第１０／７５２，９７０号に提供されており、その開示は、参照により本願に援用する。バッファは、Ｆｅもしくは他の深堀アクセプタでドープされてもよい。
【００５２】
図５および６は、本発明によって構築された２つの一段階増幅器の出力と電力付加効率とのグラフである。各回路は、図３に関連して上述したように、ＧａＮをベースにしたＨＥＭＴを利用した。各デバイスは、３．６ｍｍの総ゲート幅を有し、各回路において、ドレイン電圧（ＶDD）は３０Ｖであった。第１の増幅器の特性は図５に図解するが、第１の増幅器は、２ＧＨｚでの動作用に設計されていた。第２の増幅器の特性は図６に図解するが、第２の増幅器は、２．８ＧＨｚでの動作用に設計されていた。図５に図解するように、第１の増幅器回路は、２．０ＧＨｚにおいて、およそ４０ｄＢｍ（１０ワット）の出力と８２％を上回る電力付加効率を達成した。さらに、１．９ＧＨｚから２．１ＧＨｚまでの２００ＭＨｚ帯では、第１の増幅器回路は、７５％を上回る電力付加効率と４０ｄＢｍを超える出力を示した。
【００５３】
図６に図解するように、第２の増幅器回路は、２．８ＧＨｚにおいて、およそ３９．５ｄＢｍ（およそ８．９ワット）の出力と８０％を上回る電力付加効率を達成した。さらに、２．７ＧＨｚから２．９ＧＨｚまでの２００ＭＨｚ帯では、第２の増幅器回路は、７５％を上回る電力付加効率と３７ｄＢｍを超える出力を示した。
【００５４】
出力密度がより高いデバイス構造を用いれば、より高い出力レベルが可能でありうる。例えば、本発明の譲受人によって、３０Ｗ／ｍｍを超える出力密度が示された。さらに、他のトポロジで増幅器セルを結合することによって、より高出力の回路が構築されうる。例えば、増幅器回路が互に１８０度の位相の不一致があるプッシュプル・トポロジを用いて、増幅器セルが結合されてもよい。図７は、３０ｍｍＧａＮ  ＨＥＭＴアクティブデバイスを用いた、本発明の一実施形態による６０ワットＥ級電力増幅器のグラフである。
【００５５】
このように、本発明について具体的な実施形態に言及しながら記述してきたが、この記述は本発明を例示するものであって、本発明を限定すると解釈されるべきではない。添付する請求項によって定義されるような本発明の本当の範囲および精神から逸脱することなく、各種の変更や応用を当業者が思いつくことがある。
【００５６】
一部の実施形態において、本発明は、上述のように、モノリシックＥ級増幅器回路を形成するための分散回路素子と共に基板上に集積された広バンドギャップ・トランジスタを含む、広バンドギャップをベースにしたマイクロ波モノリシック集積回路（ＭＭＩＣ）例えばＳｉＣもしくはＧａＮ  ＭＭＩＣを含む。さらに、本発明は、ＭＯＳ技術およびＬＤＭＯＳ技術、そして、他の周波数、例えば８０２．１１および８０２．１６帯（すなわち、２．４ＧＨｚ、２．５、２．７、３．４乃至３．８、および５．３乃至５．８ＧＨｚ）にも適用される。ＭＭＩＣは、さらに、入力および／または出力マッチングネットワークおよび他の分散および集中回路構成要素も含んでもよい。
【図面の簡単な説明】
【００５７】
【図１】本発明によるスイッチモード電力増幅器の一実施形態の概略図である。
【図２】本発明によるスイッチモード電力増幅器の機能ブロック図である。
【図３】本発明の一実施形態によるスイッチモード電力増幅器において役立つ高電子移動度トランジスタの断面図である。
【図４】図１のスイッチモード電力増幅器における電圧および電流の波形を図解する図である。
【図５】本発明による２つの一段階増幅器についての、周波数に対する出力および電力付加効率のグラフである。
【図６】本発明による２つの一段階増幅器についての、周波数に対する出力および電力付加効率のグラフである。
【図７】本発明の一実施形態による、６０ワットの電力増幅器についての、周波数に対する出力および電力付加効率のグラフである。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【国際調査報告】
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