(57)【要約】  交流電流をＥＬランプに供給するインバータであって、第１の充電経路（４３，４５）、第１の放電経路（４６）、第２の充電経路（４４，４７）及び第２の放電経路（４８）を含み、これらの放電経路は、１つのノード（４９）で交差しており、当該ノードが、それから交流電流が流れるインバータの出力であるインバータである。充電経路は、共通インダクタを有する誘導性ブースト回路を含む。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電流をＥＬランプに供給するインバータであって、
正の高電圧に充電される第１のキャパシタを含む第１の充電経路と、
第１の放電経路と、
負の高電圧に充電される第２のキャパシタを含む第２の充電経路と、
第２の放電経路と、を備え、
前記経路が、１つのノードで交差し、
前記ノードが、それから前記交流電流が流れることができる前記インバータの出力である、インバータ。
【請求項２】
前記第１の充電経路が、前記第１のキャパシタと前記ノードとの間に結合された第１のトランジスタを含む請求項１記載のインバータ。
【請求項３】
前記第２の充電経路が、前記第２のキャパシタと前記ノードとの間に結合された第２のトランジスタを含む請求項１記載のインバータ。
【請求項４】
前記第１の充電経路が、
第１の基準電位と、
前記第１の基準電位と前記ノードとの間に結合された第３のトランジスタと
を含む請求項１記載のインバータ。
【請求項５】
前記第２の充電経路が、
第２の基準電位と、
前記第２の基準電位と前記ノードとの間に結合された第４のトランジスタと
を含む請求項１記載のインバータ。
【請求項６】
前記第１の基準電位と前記第２の基準電位とが同じである請求項５記載のインバータ。
【請求項７】
交流電流をＥＬランプに単一の出力端子から供給するインバータであって、
供給線と共通線と、
前記供給線と前記共通線との間に直列に結合された第１のトランジスタ及び第２のトランジスタと、
第１の端部及び第２の端部を有するインダクタであって、前記第１のトランジスタと前記第２のトランジスタとの間に直列に結合されたインダクタと、
第１のキャパシタと、
前記第１の端部を前記第１のキャパシタに結合する第１のダイオードと、
第２のキャパシタと、
前記第２の端部を前記第２のキャパシタに結合する第２のダイオードと、を備え、
前記第１のダイオードと前記第２のダイオードとの極性が、反対向きにされており、
前記インバータは更に、
前記第１のキャパシタを前記出力端子に結合する第３のトランジスタと、
前記第２のキャパシタを前記出力端子に結合する第４のトランジスタと、を備え、
前記第３のトランジスタと前記第４のトランジスタとが、交互に導通して、前記交流電流を与える、インバータ。
【請求項８】
前記第３のトランジスタと前記第４のトランジスタとが、周期的に且つ同時に非導通になる請求項７記載のインバータ。
【請求項９】
前記第３のトランジスタと前記第４のトランジスタとが、周期的に且つ同時に前記交流電流の各サイクル毎に２回非導通である請求項８記載のインバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、エレクトロルミネッセント（ＥＬ）ランプ用のインバータに関し、特に、１つの電極が接地されているＥＬランプを通る一層低い振幅電流スパイクを生成するインバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
ＥＬランプは、本質的に、蛍光体粉体を含む誘電体層と２つの導電性電極（このうちの１つの導電性電極は透明である。）の間の誘電体層とを有するキャパシタである。ＥＬランプがキャパシタであるので、蛍光体を発光させるために交流電流（ＡＣ）を印加しなければならず、さもなければ、当該キャパシタは、印加された電圧に充電され、そしてＥＬランプを流れる電流は、止まる。蛍光体粒子は、強い電界が存在する状態において比較的小さい電流を用いて光を放射する。本明細書で用いられるように、ＥＬ「パネル」は、１又はそれより多い発光範囲を含む単一のシートであり、そこにおいて、各発光範囲は、１つのＥＬ「ランプ」である。
【０００３】
電源が低い電圧バッテリである、携帯型の電子装置、自動車用ディスプレイ及び他の応用においては、ＥＬランプは、直流電流を交流電流に変換するインバータにより給電される。ＥＬランプが十分に発光するために、約１２０ボルトを超えたピーク・トゥー・ピーク電圧が必要である。実際の電圧は、ＥＬランプの構成、及び特に、蛍光体粉体内の電界強度に依存する。ＥＬランプを流れる交流電流の周波数は、ＥＬランプの寿命に影響を及ぼし、２００ヘルツと１０００ヘルツの間の周波数が、好ましい。イオン移動は、蛍光体の中で２００ヘルツより下の周波数で生じる。１０００ヘルツより上では、蛍光体の寿命は、周波数に反比例する。
【０００４】
ＥＬランプ用インバータは、典型的には、「フライバック」インバータとして知られているものであり、そこにおいては、インダクタに蓄積されたエネルギが、ＥＬランプに対して高電圧の小電流として供給される。バッテリ、インダクタ及びＥＬランプを含むシステムを考える場合、従来技術は、これらの構成要素のうちの１つを切り替えて、当該ＥＬランプを流れる交流電流を得る。
【０００５】
図１は、ＥＬランプが切り替えられる米国特許Ｎｏ．４，５２７，０９６（Ｋｉｎｄｌｍａｎｎ）に基づく概略図である。トランジスタ１４がオンになると、電流が、インダクタ１５に流れ、当該インダクタ１５により発生された磁界でエネルギを蓄積する。トランジスタ１４が、オフになると、磁界は、トランジスタ１４のターンオフ特性により決定されるレートで崩壊する。インダクタ１５の両端間の電圧は、磁界が崩壊するレートに比例する。従って、低電圧大電流が、小電流高電圧に変換される。
【０００６】
電流パルスが、ダイオード１６を介してスイッチング・ブリッジのＤＣ対角線部に結合される。当該スイッチング・ブリッジは、ＡＣ対角線部間に接続されたＥＬランプ１２を有する。ブリッジの向かい合った脚部にあるトランジスタは、交互に導通して、ＥＬランプ１２への接続を反転する。ブリッジのトランジスタは、トランジスタ１４より低い周波数で切り替わる。４個のブリッジ・トランジスタは、高電圧の部品であり、回路のサイズ及びコストに対して相当に加わる。回路は、シングル・エンデッドではなく、即ち、ＥＬランプ１２の１つの側を接地することができない。インダクタ１５は、ＥＬランプ１２に直接放電し、電流スパイクを生成する。Ｋｉｎｄｌｅｍａｎｎ特許に開示されたブリッジ回路はまた、ときに、スイッチング・トランジスタがＨの部分の柱を形成し、ＥＬランプがＨの部分の横棒を形成するＨ型ブリッジ出力と呼ばれる。
【０００７】
米国特許Ｎｏ．５，４３６，２８３（Ｓａｎｄｅｒｓｏｎ）は、図１に示される回路の変形を開示する。当該変形は、ブリッジのＤＣ対角線部間に接続された蓄積キャパシタと、ブリッジの上側脚部のそれぞれにある定電流源とを含む。これは、電流スパイクを低減するが、しかしシングル・エンデッド出力を提供しない。米国特許Ｎｏ．５，６８６，７９７（Ｓａｎｄｅｒｓｏｎ）は、上記の米国特許Ｎｏ．５，４３６，２８３と同じ開示を含む。
【０００８】
図２は、米国特許Ｎｏ．５，３１３，１４１（Ｋｉｍｂｅｌｌ）から取られた図である。米国特許Ｎｏ．５，６６８，７０３（Ｒｏｓｓｉ他）は、実質的に同じ回路を開示し、そこにおいては、インダクタを切り替えて、交流電流を得る。インバータ２０は、供給端子２１、接地端子２２及び高電圧端子２３を有する３端子デバイスである。インバータ２０内で、第１のスイッチング回路２５は、電流パルスをインダクタ２６を介してポンピングし、そして第２のスイッチング回路２７は、電流パルスをインダクタ２６からＥＬランプ１２へ高電圧端子２３を介して接続する。
【０００９】
スイッチング回路２５は、スイッチ３１及び３２を含み、当該スイッチ３１及び３２は、供給端子２１と接地端子２２との間でインダクタ２６と共に直列回路を形成する。スイッチング回路２７は、インダクタ２６のそれぞれの端部と高電圧端子２３との間に接続されたスイッチ３３及び３４を含む。詳細には、スイッチ３３は、インダクタ２６の端部３７と高電圧端子２３との間に接続されている。スイッチ３４は、インダクタ２６の端部３８と高電圧端子２３との間に接続されている。
【００１０】
スイッチ３１及び３４が閉じ（導通し）、そしてスイッチ３３が開いている（非導通状態である）とき、スイッチ３２が、高い周波数で開閉して、インダクタ２６の端子３８からスイッチ３４を介して高電圧端子２３へ接続される一連の高電圧パルスを生成する。スイッチ３２が開いているとき、インダクタ２６上の磁界が崩壊し、スイッチ３２が開く前の方向と同じ方向に電流が流れることを維持しようとする。残っている唯一の電流経路は、スイッチ３４を介してＥＬランプ１２へ行くものであり、それは、ＥＬランプ１２の上側電極を正に充電する。ダイオード３５は、スイッチ３２が閉じられたとき、ＥＬランプ１２から接地への電流を阻止する。
【００１１】
１サイクルの第２の半分の間、スイッチ３２は、閉じそして閉じたままであり、スイッチ３４は、開きそして開いたままであり、スイッチ３３は、閉じそして閉じたままである。スイッチ３１は、高い周波数で開閉して、インダクタ２６を通る一連の電流パルスを生成する。サイクルのこの半分の間に、インダクタ２６の端子３７は、スイッチ３３を介してＥＬランプ１２へ接続される。スイッチ３１が開いているとき、インダクタ２６の中の崩壊する磁界は、スイッチ３１が開く前の方向と同じ方向に電流が流れるのを維持する。端子３７がＥＬランプ１２に接続されるので、この電流は、ＥＬランプ１２から引き出され、従ってＥＬランプ１２の上側電極を放電し、最後に当該上側電極を負に充電する。ダイオード３６は、スイッチ３１が閉じられているとき、ＥＬランプ１２から供給端子２１への電流を阻止する。所与の数の高周波数パルスの後に、ＥＬランプ１２の上側電極は、負のピーク電圧となり、そして上記サイクルは、終わる。
【００１２】
図３は、米国特許Ｎｏ．５，８５４，５３９（Ｐａｃｅ他）に基づく回路の機能図であり、そこにおいて、バッテリを切り替えて、交流電流を得る。当該回路は、バッテリ接続がランプ接続の代わりに周期的反転されることを除いて、図１の回路と同様に動作する。インダクタ４１は、電流を直接にＥＬランプ１２の中にダンプして、望ましくない電流スパイクを生成する。図１に示される回路に似て、ＥＬランプ１２の１つの端子を接地することができない。
【００１３】
シングル・エンデッド出力を有するインバータは、ブリッジ・タイプ出力を有するインバータを超えた幾つかの利点を有し、市場で非常に要求されている。不都合にも、それらの利点は、トレードオフを伴い、即ち、インダクタがＥＬランプに直接放電し、過剰な電力消費、効率の低下、及びほぼ１５ｃｍ２より大きい範囲を有する多少高インピーダンスのＥＬランプを駆動する難しさを引き起こす電流スパイクを生成する。特に、バックライト型キーパッドに適合されたスクリーン印刷型の一部の薄いＥＬランプは、高インピーダンスを呈する。他のＥＬランプも同様に、材料及び厚さに依存して高インピーダンスを呈する。ＥＬランプは、平方センチメートル当たり０．４７ｎｆ（ナノファラッド）の公称キャパシタンスを有する。インダクタを約１０ｎｆより大きいキャパシタに直接放電すると、著しい電流スパイクを引き起こす。インバータを実現するため用いられる半導体部品は、インダクタからの高電圧に耐えるばかりでなく同様に電流スパイクに耐えなければならない。これは、インバータを集積回路として実現するコストを増大し、そしてインバータを作るため用いることができる技術を制限する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
従って、前述のことに鑑みて、本発明の課題は、シングル・エンデッド出力、及び低減した電流スパイクを有するインバータを提供することである。
【００１５】
本発明の別の課題は、バイポーラ又はＣＭＯＳ技術で実現することができるシングル・エンデッド・インバータを提供することである。
【００１６】
本発明の更に別の課題は、シングル・エンデッド出力を有するインバータの効率を改善することである。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
前述の課題は、交流電流をＥＬランプに供給するインバータが、第１の充電経路、第１の放電経路、第２の充電経路、及び第２の放電経路を含み、前記のこれらの経路が、１つのノードで交差し、前記ノードが、それから前記交流電流が流れるインバータの出力である発明により達成される。前記放電経路は、共通インダクタを有する誘導性ブースト回路を含む。
【００１８】
本発明のより完全な理解は、添付図面と関係した以下の詳細な説明を考慮することにより得られることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
図４は、本発明に従って構成されたインバータのブロック図である。ＥＬランプ１２は、正の高電圧電源４３、負の高電圧電源４４、及びスイッチ４５、４６、４７及び４８を含むインバータにより給電される。スイッチ４６は、ＥＬランプ１２を基準１に結合する。スイッチ４８は、ＥＬランプ１２を基準２に結合する。基準１は、低電圧電源又はコモンのいずれかであり、そして基準２は、基準１に対して独立である低電圧電源又はコモンのいずれかであることができる。従って、図４は、回路の４つの組み合わせのうちのいずれかの１つを表す。放電経路及び充電経路は、共通ノード（コモン・ノード）４９を有し、そこにおいて、当該共通ノード４９は、インバータのためのシングル・エンデッド出力端子である。
【００２０】
スイッチ４５が閉じて、ＥＬランプ１２を正の高電圧電源４３から充電し、そしてスイッチ４６が閉じて、ＥＬランプ１２を放電する。スイッチ４７が閉じて、ＥＬランプ１２を負の高電圧電源４４から充電し、そしてスイッチ４８が閉じて、ＥＬランプ１２を放電する。２つのスイッチが、同時に閉じられることはない。スイッチの動作は、適切な論理（図示せず）により制御される。スイッチ４６及び４８のうちの１つに対して双方向の半導体スイッチを用いて、スイッチ４６及び４８のうちの他方を排除することができる。しかしながら、方向性のある電流経路を用いる場合、実行は一層単純となる。従って、２つの放電経路は、好適な実施形態に関して示されている。
【００２１】
正の高電圧電源４３及び負の高電圧電源４４は、低電圧ＤＣ、例えば、３−１５ボルトを高電圧ＤＣ、例えば、５０−１６０ボルトへ変換（ｉｎｖｅｒｔ）するいずれの既知の回路であることができる。別々の電源は、コストを含まない幾つかの利点を有する。本発明の好適な実施形態においては、高電圧電源は、一部の部品を共用する。
【００２２】
図５は、本発明の好適な実施形態に従って構成されたインバータの概略図である。線（ｒａｉｌ）５１は、バッテリのような低電圧ＤＣ源に接続される。線５２は、コモンである。トランジスタ５３、インダクタ５４及びトランジスタ５５は、線５１と線５２との間に直列に結合される。ダイオード６１は、インダクタ５４の一方の端部をキャパシタ６２に結合する。ダイオード６３は、インダクタ５４の他方の端部をキャパシタ６４に結合する。
【００２３】
このように構成されているので、トランジスタ５３、インダクタ５４、トランジスタ５５、ダイオード６１及びキャパシタ６２は、負の高電圧電源を構成する。同様に、トランジスタ５３、インダクタ５４、トランジスタ５５、ダイオード６３、及びキャパシタ６４は、正の高電圧電源を構成する。正の電圧を発生するため、トランジスタ５３は、図６において信号「Ｙ」により示されるように導通し、一方トランジスタ５５は、信号「Ｘ」により示されるようにパルス状に導通される。その結果は、キャパシタ６４を正に放電するダイオード６３を通る一連の正の高電圧出力パルスである。負の電圧を発生するため、トランジスタ５５が導通する一方、トランジスタ５３がパルス状に導通され、それにより、キャパシタ６２を正に放電するダイオード６１を通る一連の負の高電圧出力パルスを生成する。ダイオード６１及び６３は、反対に極性付けされ、それにより反対の極性の電圧を与える。
【００２４】
キャパシタ６４上の正の電圧は、図６において曲線７３により表される第１の間隔の間にトランジスタ７１及び抵抗７２を介してＥＬランプ１２に結合される。トランジスタ７１は、信号「Ａ」（図６）がハイである間導通する。電流スパイクは、キャパシタ６４及び抵抗７２により最小にされ又は吸収される。次いで、ＥＬランプ１２は、図６における線７８により表される第２の間隔の間にダイオード７４、トランジスタ７５及び抵抗７６を介して放電される。また図６により示されるように、放電パルス「Ｂ」は、ＥＬランプ１２を実質的にコモンへ放電するために要求される時間より長い期間にわたりハイである。
【００２５】
理論的には、ＥＬランプ１２が有限の抵抗値の抵抗を介してゼロ・ボルトまで放電することは決してない。ここで関心のあることは、実際的なことであり、理論的なことではない。ＥＬランプ１２は、当該ＥＬランプ１２に印加される電圧の極性を反転することが過剰な電流を生じさせない程十分低い電圧まで放電される。上記で説明したように、放電回路は、２つある場合には供給電圧及びコモン、又は供給電圧或いはコモンのいずれかを基準とすることができる。従って、ＥＬランプ１２上の残留電圧は、供給電圧に幾らかの電圧、例えば、±２０ボルトの残留電圧を加えた電圧の絶対値ほどであることができる。
【００２６】
キャパシタ６２上の負の電圧は、図６における曲線８３により表される次の間隔の間にトランジスタ８１及び抵抗８２を介してＥＬランプ１２に結合される。トランジスタ８１は、信号「Ｃ」（図６）がローである間導通する。電流スパイクは、キャパシタ６２及び抵抗８２により最小にされ、又は吸収される。次いで、ＥＬランプ１２は、図６における線８８により表される次の間隔の間にダイオード８４、トランジスタ８５及び抵抗８６を介して放電される。また図６により示されるように、放電パルス「Ｄ」は、ＥＬランプ１２を実質的に線５１へ放電するために要求される時間より長い期間にわたりローである。図６により示されるように、トランジスタ７１及び８１は、交互に導通して、ＥＬランプ１２を通る交流電流を生成し、そしてその交流電流の各サイクル毎に２回周期的に且つ同時に非導通状態になり、ＥＬランプ１２が放電するのを可能にする。
【００２７】
雑音低減のためＥＬランプを２つの異なるレートで放電することは、当該技術で知られている。例えば、米国特許Ｎｏ．５，７８９，８７０（Ｒｅｍｓｏｎ）を参照のこと。トランジスタ９１及び９２は、ＥＬランプ１２が幾分放電した後で放電速度を増大するためのオプションの低減された抵抗値の電流経路を与える。制御信号Ｂ′（図示せず）は、パルスＢの後で始まり、そしてパルスＢと共に終わる。同様に、制御信号Ｄ′（図示せず）は、パルスＤの後で始まり、そしてパルスＤと共に終わる。その結果は、図６の波形Ｖにおける破線により表される緩やかな放電であり、そして、それに一層迅速な放電が続く。
【００２８】
従って、本発明は、シングル・エンデッド出力及び低減された電流スパイクを有することによりインバータの効率を改善したインバータを提供する。インバータは、バイポーラ又はＣＭＯＳ技術で実現することができる。
【００２９】
上記のように本発明を説明したが、様々な変更が本発明の範囲内で行うことができることが当業者には明らかであろう。例えば、２段階放電のための放電電流経路は、同じ又は異なるインピーダンスを有することができ、即ち、それらの経路が、整合される必要はない。抵抗値の低減は、これらの経路が並列であることから生じる。代替として、抵抗７６及び８６を、信号Ｂ′及びＤ′のそれぞれにより駆動されるトランジスタを用いてバイパスして、同じ効果を得ることができるであろう。単一のトランジスタが図示されているところに複数のトランジスタを用いることができる。即ち、例えば、電流容量を増大するため、単一のトランジスタが示されているところに２つ又はそれより多いトランジスタを並列に用いることができ、又は電圧容量を増大するため、単一のトランジスタが示されているところに２つ又はそれより多いトランジスタを直列に用いることができる。これは、回路を集積回路形式で実現するときしばしば行われる。同じ技術がまた、多くの場合、受動部品の場合用いられる。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】図１は、従来技術に従って構成されたインバータの概略図である。
【図２】図２は、従来技術に従って構成されたインバータの概略図である。
【図３】図３は、従来技術に従って構成されたインバータの概略図である。
【図４】図４は、本発明に従って構成されたインバータのブロック図である。
【図５】図５は、本発明の好適な実施形態に従って構成されたインバータの概略図である。
【図６】図６は、図４に示される回路の中の様々な点における信号のチャートである。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【国際調査報告】
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