(57)【要約】  本発明の目的は、搬送周波数における低同期閾値を与える手段によって低復調閾値を与えられたＱＡＭ信号を送受信する方法とシステムにある。  これを達成するために、本発明の方法とシステムは、ＱＡＭ信号を送受信する。本発明の主要な原理は、予め定められたシンボルで、ＭｍレベルＱＡＭシンボルのバーストを補完することにある。そして、上記予め定められたシンボルの一部分は１つのバーストから他のバーストへ変わることはなく、他の部分は、いくつかのバーストにおいて周期的に反転する。これにより、受信側で、上記予め定められた（周波数が分かっている）シンボルに対応するＱＡＭ信号成分が、抽出される。これらの成分に従って、反転周波数が決定され、該反転周波数により、受信した同期周波数を調節するときに、上記あいまいさが確実に除去される。これにより、シャノンの閾値に近づくことが可能となる。
2008544636.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直交振幅変調（ＱＡＭ）信号を送受信する方法であって、
送信側において、
（ａ）第１クロック周波数ｆ１で動作するｍレベルシンボル（ｍ＝２ｋ、ｋ＝１、２、３、…）の情報列を、偶数のｍレベルシンボルを有する送信側のＩチャンネルと、奇数のｍレベルシンボルを有する送信側のＱチャンネルとに分離するステップであって、上記送信側のＩおよびＱチャンネルのそれぞれにおけるｍレベルシンボルは、周波数ｆ１／２で動作するステップと、
（ｂ）送信側のＩおよびＱチャンネルのそれぞれにおいて、間隔Ｔ＝（２・Ｍ）／ｆ１、（２Ｌ−１＜Ｍ＜２Ｌ、Ｌ＝５、６、７、…）でＭｍレベルシンボルのバーストを生成し、奇数のバーストの対におけるｍレベルシンボルの値を反転するステップと、
（ｃ）予め定められたｎシンボルで、Ｍｍレベルシンボルの全てのバーストを補完して、合計数をＭ＋ｎ＝２Ｌとし、全ての奇数のバーストの対のバーストに補完された上記予め定められたシンボルの半分の値を反転するステップと、
（ｄ）送信側のＩおよびＱチャンネルのそれぞれにおいて、Ｍ＋ｎシンボルの全てのバーストを半分に分離し、Ｍ＋ｎ周波数領域から時間領域への変換を用いて（Ｍ＋ｎ）／２シンボルの全てのバーストをＭ＋ｎ時間サンプルの組に置き換えるステップと、
（ｅ）送信側のＩおよびＱチャンネルのそれぞれにおいて、上記Ｍ＋ｎシンボルのバーストの１つから獲得した上記Ｍ＋ｎ時間サンプルの組のそれぞれを、第２クロック周波数ｆ２＝ｆ１・２ｋ／２Ｍ＝２ｋ／ＴでのＭ＋ｎ時間サンプルのそれぞれの列に変換するステップと、
（ｆ）送信側のＩおよびＱチャンネルのそれぞれにおいて、取得されたＭ＋ｎ時間サンプルの列の両方を結合して同じ長さの１列にし、上記両方の列をサンプル同士の関係で加算するステップであって、このために、結合される１つの列の全スペクトル周波数が、π／２だけ回転した位相であるステップと、
（ｇ）送信側のＩおよびＱチャンネルのそれぞれにおいて、０〜ｆ２／２の範囲で第２クロック周波数ｆ２で上記結合された列をフィルタリングするステップと、
（ｈ）上記フィルタリングされた列を用いて送信用信号を生成するステップとを含み、
受信側において、
（ｉ）受信信号を、二重直交変換とデジタルフィルタリングとを用いて、受信側のＩチャンネルの信号と受信側のＱチャンネルの信号とに分離するステップと、
（ｊ）受信側のＩおよびＱチャンネルの合計信号を用いて、第２クロック周波数ｆ２および第１クロック周波数を導き出すステップであって、第２クロック周波数は、受信側の上記ＩおよびＱチャンネルのスペクトルにおける周波数成分を用いて導き出され、第１クロック周波数は、第２クロック周波数に基づいて導き出され、上記周波数Ωｉのそれぞれの値は、送信側の上記ステップ（ｃ）におけるＭ＋ｎシンボルの上記全てのバーストにおいて追加された、上記予め定められたｎシンボルのそれぞれからの位置によって決定され、或るバーストから別のバーストまでに反転しないステップと、
（ｋ）受信側のＩおよびＱチャンネルの上記合計信号と、受信側の上記ＩおよびＱチャンネルの信号のスペクトルにおける周波数成分とを位相で比較することによって、間隔周波数１／Ｔの蛇行信号を導き出すステップであって、上記周波数Ωｉの値は、送信側の上記ステップ（ｃ）におけるＭ＋ｎシンボルの上記全てのバーストにおいて追加された、上記予め定められたｎシンボルのそれぞれからの位置によって決定され、或るバーストから別のバーストまでに反転するステップと、
（ｌ）Ｔ＝２ｋ／ｆ２の期間を有する間隔で、上記蛇行信号を用いて、受信側の上記ＩおよびＱチャンネルのそれぞれにおいて、Ｍ＋ｎ時間サンプルのバーストを生成するステップと、
（ｍ）時間領域から周波数領域への変換を用いて、受信側の上記ＩおよびＱチャンネルのそれぞれにおいて、Ｍ＋ｎ時間サンプルの生成されたバーストを、（Ｍ＋ｎ）／２シンボルの２組に分離するステップと、
（ｎ）受信側のＩおよびＱチャンネルのそれぞれにおいて、上記追加の予め定められたｎシンボルを捨てることによって上記（Ｍ＋ｎ）／２シンボルの両組からＭシンボルの組を生成するステップと、
（ｏ）受信側の上記ＩおよびＱチャンネルのそれぞれにおいて、生成されたＭシンボルの組の位相のあいまいさを上記蛇行信号を用いて除去するステップと、
（ｐ）受信側の上記ＩおよびＱチャンネルのそれぞれにおいて、Ｍシンボルの全ての組の、周波数ｆ１／２で動作するｍレベルサンプルの列を生成するステップと、
（ｑ）  受信側のＩおよびＱチャンネルの両方におけるｍレベルサンプルの上記列を結合することによって、第１クロック周波数ｆ１のｍレベルシンボルの出力情報列を生成するステップとを、含む直交振幅変調信号を送受信する方法。
【請求項２】
上記ステップ（ａ）の前に、周波数ｆｂ＝ｋｆ１で動作するビットシンボル列を変換することによって、上記ｍレベルサンプルの情報列を生成するステップを含むことを特徴とする請求項１に記載の直交振幅変調信号を送受信する方法。
【請求項３】
上記ステップ（ｈ）において、送信側のＩおよびＱチャンネルのそれぞれにおける、上記フィルタリングされた列を、搬送波の周波数の直交成分の各１つと乗算し、上記乗算の結果を加算することによって上記送信用信号を生成するステップを含むことを特徴とする請求項１に記載の直交振幅変調信号を送受信する方法。
【請求項４】
送信側の上記ステップ（ｆ）は、
Ｍ＋ｎ時間サンプルの結合された２つの列の一方に、ヒルベルト変換を施すステップと、
上記ヒルベルト変換が行われている間、上記２つの列の他方を時間的に遅延させるステップと、を含み、
上記加算するステップで、上記変換された列と遅延された列とを、サンプル同士を基礎として、加算することを実行することを特徴とする請求項１に記載の直交振幅変調信号を送受信する方法。
【請求項５】
送信側の上記ステップ（ｇ）において、
０〜ｆ２／２の範囲におけるフィルタリング処理の間、ＩおよびＱチャンネルのそれぞれのスペクトルは、
それぞれの周波数Ωｉの値が、送信側の上記ステップ（ｃ）におけるＭ＋ｎシンボルの上記全てのバーストにおいて追加された、予め定められたｎシンボルのそれぞれからの位置によって決定され、上記周波数Ωｉの値は或るバーストから別のバーストまでに反転しない、第１周波数成分ｃｏｓΩ１ｔ、ｃｏｓΩ２ｔ、…ｃｏｓΩｎ／２ｔと
それぞれの周波数Ωｉの値が、送信側におけるＭ＋ｎシンボルの全てのバーストにおいて追加された、予め定められたｎシンボルのそれぞれからの位置によって決定され、上記周波数Ωｉの値は或るバーストから別のバーストまでに反転する、次式に示す第２周波数成分とを含むことを特徴とする請求項１に記載の直交振幅変調信号を送受信する方法。
【数１】
2008544636.tif 000009
【請求項６】
上記追加された予め定められたｎシンボルは＋１であることを特徴とする請求項１または５に記載の直交振幅変調信号を送受信する方法。
【請求項７】
受信側の上記ステップ（ｉ）は、
受信信号を中間周波数ωＩＦ／２πにダウンコンバートするステップと、
取得した中間周波数の信号を、ｓｉｎ（ωＩＦ−Δω）ｔおよびｃｏｓ（ωＩＦ−Δω）ｔのそれぞれの信号（Δω／２πは、中間周波数ωＩＦ／２πから若干ずれた周波数である。）で乗算することによって第１および第２チャンネルの信号を生成するステップと、
上記第1および第２チャンネルのそれぞれにおいて、上記信号を、２ｆ１と等しいデジタル化周波数でデジタル化するステップと、
上記第１チャンネルのデジタル化された信号を信号ｃｏｓΔωｔで乗算し、上記第２チャンネルのデジタル化された信号を信号ｓｉｎΔωｔで乗算するステップと、
この乗算処理の間に得られた信号にデジタルフィルタリングを施して、上記受信し号を受信側のＩチャンネルの信号と受信側のＱチャンネルの信号とに分離するステップと、を含むことを特徴とする請求項５に記載の直交振幅変調信号を送受信する方法。
【請求項８】
上記ステップ（ｉ）は、さらに、
受信側の上記Ｉチャンネルの信号から受信側の上記Ｑチャンネルの信号を減算するステップと、
獲得した差分信号を、上記第１周波数成分ｃｏｓΩ１ｔ、ｃｏｓΩ２ｔ、…ｃｏｓΩｎ／２ｔと位相で比較するステップと、
上記差分信号と比較するステップの間に得られた信号によって、若干ずれた周波数Δω／２πの調節を行うステップと、を含むことを特徴とする請求項７に記載の直交振幅変調信号を送受信する方法。
【請求項９】
上記ステップ（ｊ）は、さらに、
上記第１周波数成分ｃｏｓΩ１ｔ、ｃｏｓΩ２ｔ、…ｃｏｓΩｎ／２ｔと受信側のＩおよびＱチャンネルの合計信号とを位相で比較するステップと、
第１周波数成分と合計信号とを比較する上記ステップの間に得た信号によって上記デジタル化周波数を調節するステップと、
上記デジタル化周波数から第２クロック周波数ｆ２を導き出すステップと、を含むことを特徴とする請求項７に記載の直交振幅変調信号を送受信する方法。
【請求項１０】
上記ステップ（ｋ）において、受信側のＩおよびＱチャンネルの合計信号を、上記第２周波数成分ｓｉｎΩ１ｔ、ｓｉｎΩ２ｔ、…ｓｉｎΩｎ／２ｔと位相で比較し、その結果として、次式の信号から
【数２】
2008544636.tif 000010
次式の信号を導き出し、
【数３】
2008544636.tif 000011
導き出された信号から、間隔周波数１／Ｔの信号を導き出すことを特徴とする請求項５に記載の直交振幅変調信号を送受信する方法。
【請求項１１】
受信側の上記ステップ（ｍ）〜（ｏ）において、
（Ｍ＋ｎ）／２シンボルによる２つの組を得るために、期間Ｔの間隔の上記Ｍ＋ｎ時間サンプルのバーストの全てに対し、直接フーリエ変換を施すステップと、
得られた（Ｍ＋ｎ）／２シンボルによる組のそれぞれの対からＭシンボルの１つの組を生成するステップと、
受信側のＩおよびＱチャンネルのそれぞれにおける、生成されたＭシンボルの組の位相のあいまいさを除去するために、Ｍシンボルの全ての組を、次式に示す信号の値によって乗算するステップと、を含むことを特徴とする請求項１０に記載の直交振幅変調信号を送受信する方法。
【数４】
2008544636.tif 000012
【請求項１２】
搬送周波数の低同期閾値の直交振幅変調（ＱＡＭ）信号を送受信するシステムであって、
送信側において、
第１クロック周波数ｆ１で動作するｍレベルシンボル（ｍ＝２ｋ、ｋ＝１、２、３、…）の情報列を、偶数のｍレベルシンボルを有する送信側のＩチャンネルと奇数のｍレベルシンボルを有する送信側のＱチャンネルとに分離し、上記送信側のＩおよびＱチャンネルのそれぞれにおけるｍレベルシンボルの動作周波数は、ｆ１／２に等しいチャンネル分離手段と、
送信側のＩおよびＱチャンネルのそれぞれにおいて、間隔Ｔ＝（２・Ｍ）／ｆ１、（２Ｌ−１＜Ｍ＜２Ｌ、Ｌ＝５、６、７、…）でＭｍレベルシンボルのバーストを生成し、予め定められたｎシンボルで、Ｍｍレベルシンボルの全てのバーストを補完して、合計数をＭ＋ｎ＝２Ｌとする第１および第２バースト生成手段と、
送信側のＩおよびＱチャンネルの奇数のバーストの対におけるｍレベルシンボルの値を反転する第１および第２乗算手段と、
送信側のＩおよびＱチャンネルの補完された全ての奇数のバーストの対のバーストに補完された予め定められたシンボルの半分の値を反転する第３および第４乗算手段と、
送信側のＩおよびＱチャンネルの１つにおいて、すべてのＭ＋ｎシンボルのバーストを２つに分離する第３および第４バースト生成手段と、
逆フーリエ変換を用いて全ての（Ｍ＋ｎ）／２シンボルのバーストをＭ＋ｎ時間サンプルの組に置き換える第１から第４逆フーリエ変換手段と、
送信側のＩおよびＱチャンネルのそれぞれにおいて、上記Ｍ＋ｎ時シンボルのバーストの１つから獲得した1組のＭ＋ｎ時間サンプルのそれぞれを、第２クロック周波数ｆ２＝ｆ１・２ｋ／２Ｍ＝２ｋ／ＴのＭ＋ｎ時間サンプルの対応する列に変換する第１〜第４パラレルシリアル変換手段と、
送信側のＩおよびＱチャンネルにおけるＭ＋ｍ時間サンプルからそれぞれの列のスペクトルの全ての周波数をπ／２だけ、位相を偏移させる第１および第２ヒルベルト変換手段と、
上記ヒルベルト変換手段で処理が行われている間、送信側のＩおよびＱチャンネルにおけるＭ＋ｎ時間サンプルから、他の１つの列を遅延させる第１および第２遅延手段と、
送信側のＩおよびＱチャンネルのそれぞれにおいて、ヒルベルト変換手段と遅延手段とから獲得したＭ＋ｎ時間サンプルの両列を結合して同じ長さの１列とする第１および第２サンプル加算手段と、
送信側のＩおよびＱチャンネルのそれぞれにおいて、０〜ｆ２／２の範囲で第２クロック周波数ｆ２で結合された列をフィルタリングする第１および第２フィルタ手段と、
送信側のＩおよびＱチャンネルにおけるフィルタリングされた列から送信のための信号を生成する送信のための波形整形手段と、
第１クロック周波数から送信側各手段の制御に必要な全てのクロック周波数を生成するクロック周波数弁別手段とを備え、
受信側において、
受信信号を、受信側のＩチャンネルの信号と受信側のＱチャンネルにおけるデジタルサンプル列に分離する直交変換手段と、
受信側のＩおよびＱチャンネルにおいて信号を用いてクロック周波数を導き出すクロック周波数弁別手段と、
受信側のＩおよびＱチャンネルの１つにおけるデジタルサンプル列をＭ＋ｎ時間サンプルのバーストに分離し、該バーストを格納する第１および第２バッファ手段と、
受信側のＩおよびＱチャンネルの１つにおいて、Ｍ＋ｎ時間サンプルのバーストを直接フーリエ変換し、（Ｍ＋ｎ）／２ｍレベルサンプルの組を獲得する第１および第２フーリエ変換手段と、
受信側のＩおよびＱチャンネルの１つにおける（Ｍ＋ｎ）／２ｍレベルサンプルの組からＭｍレベルサンプルを抽出する第１および第２サンプル抽出手段と、
受信側のＩおよびＱチャンネルの１つにおける位相のあいまいさを除去する第１および第２あいまい位相除去手段と、
受信側のＩおよびＱチャンネルの１つにおけるｍレベルサンプルの列を生成する、ｍレベル列への第１および第２変換手段と、
受信側のＩおよびＱチャンネルからのｍレベルサンプルの列を結合して第１クロック周波数ｆ１で動作するｍレベルサンプルの列にする列結合手段と、を備えていることを特徴とする、搬送周波数の低同期閾値の直交振幅変調信号を送受信するシステム。
【請求項１３】
送信側の上記チャンネル分離手段の前に、上記ｍレベルシンボル列に対し周波数ｋｆ１で動作するビットシンボルの初期情報列を変換するｍレベルサンプル生成手段を備えていることを特徴とする請求項１２に記載の直交振幅変調信号を送受信するシステム。
【請求項１４】
送信側の送信するための上記波形整形手段は、送信側のＩおよびＱチャンネルのそれぞれにおいて直交成分の１つによってフィルタリングされた列を乗算する第５および第６乗算手段と、第５および第６乗算手段の乗算結果を加算する加算手段とを備えていることを特徴とする請求項１２に記載の直交振幅変調信号を送受信するシステム。
【請求項１５】
受信側の上記列結合手段の後に、列結合手段からのｍレベルサンプルの結合された列を、クロック周波数ｋｆ１のビットシンボル情報列へ変換する２値列変換手段を備えていることを特徴とする請求項１２に記載の直交振幅変調信号を送受信するシステム。
【請求項１６】
受信側の上記直交変換手段は、
周波数（ωＩＦ−Δω）／２π、（Δω／２πは、中間周波数ωＩＦ／２πから若干ずれた周波数である）の直交成分で入力信号を乗算する第７および第８乗算手段と、
受信した信号の正弦および余弦成分をそれぞれ抽出する第１および第２フィルタと、
受信した信号のそれぞれの成分を、第２クロック周波数ｆ２の２倍のデジタルサンプルに変換する第１および第２アナログデジタル変換手段と、
同相信号と直交チャンネルとを復調するデジタル直交復調手段と、
復調された同相信号と直交チャンネルとの最適デジタルフィルタリングを行う第１および第２最適デジタルフィルタと、を備えていることを特徴とする請求項１２に記載の直交振幅変調信号を送受信するシステム。
【請求項１７】
受信側のデジタル直交復調手段は、
周波数Δω／２πの直交成分によって、入力信号の正弦成分を乗算する第９および第１０乗算手段と、
周波数Δω／２πの直交成分によって、入力信号の余弦成分を乗算する第１１および第１２乗算手段と、
中間周波数で調整された信号から、第９および第１１乗算手段に送られる周波数Δω／２πの信号の正弦成分と第１０および第１２乗算手段に送られる周波数Δω／２πの信号の余弦成分とを生成する制御周波数合成手段と、
第１０および第１１乗算手段からの信号の差分を決定する減算手段と、
第９および第１２乗算手段からの信号を合計する加算手段と、を備えていることを特徴とする請求項１６に記載の直交振幅変調信号を送受信するシステム。
【請求項１８】
受信側のクロック周波数弁別手段は、
第１および第２入力が、受信側のＩおよびＱチャンネルの信号を受信する第１〜第３位相同期ループ（ＰＬＬ）手段と、
入力で第３ＰＬＬ手段からのクロック周波数で調節された信号を受信する周波数成分生成手段と、を備え、
第１ＰＬＬ手段は、出力から、直交変換手段へ送られる中間周波数で調節された信号を送信し、
第２ＰＬＬ手段は、第１および第２出力から第１および第３ＰＬＬ手段、第１および第２バッファ手段、第１および第２ＤＦＴ手段へ周波数ｋｆ１／Ｍの信号を送信し、第１および第２あいまい位相除去手段へ間隔周波数の次式で示す蛇行信号を送信し、
第３ＰＬＬ手段は、出力から、周波数成分生成手段への、クロック周波数で調節された信号を送信し、
周波数成分生成手段は、
第１出力グループが、第１および第３ＰＬＬ手段の入力グループのそれぞれの入力と接続されており、第２出力グループが、第２ＰＬＬ手段の入力グループのそれぞれと接続されているとともに、
第１出力で、直交変換手段への周波数ｆ１２ｋ／Ｍの信号を送信し、
第２出力で、第１および第２バッファ手段への第２クロック周波数ｆ１２ｋ／２Ｍの信号を送信し、
第３出力で、２値列変換への、周波数ｋｆ１の信号を送信し、
第４出力で、列結合手段と２値列変換への、第１クロック周波数ｆ１の信号を送信し、
第５出力で、ｍレベル列への第１および第２変換手段と列結合手段への、周波数ｆ１／２の信号を送信することを特徴とする請求項１２に記載の直交振幅変調信号を送受信するシステム。
【数５】
2008544636.tif 000013
【請求項１９】
請求項１に記載の直交振幅変調信号を送受信する方法を実行するためのプログラムが記録された、コンピュータの一環として直接制御するコンピュータ読み取り可能な記録媒体。
【請求項２０】
間隔Ｔ＝２ｋＭ／ｆ１で受信した直交振幅変調（ＱＡＭ）信号を同期させるための請求項１に記載の直交振幅変調信号を送受信する方法の応用。
【発明の詳細な説明】
【発明の詳細な説明】
【０００１】
〔技術分野〕
本発明は、信号伝送技術に関する。特に、本発明は、搬送周波数における低同期閾値での、直交振幅変調（ＱＡＭ）信号の送信および受信する方法とシステムに関する。
【０００２】
〔背景技術〕
いくつかの方法で変調された信号の送信および受信において、最も重要な特徴は、受信される搬送波が抽出されなくなり、その結果、受信できなくなる復調の閾値、すなわち、雑音電力に対する信号電力の比率（Ｓ／Ｎ比、ＳＮＲ）である。上記復調の閾値は、基本的に、送信側に設けられた復調の形式、および無雑音コーディング形式によって異なる。
【０００３】
様々な通信システムの有効性は、周波数とバッテリー容量、すなわち、信号で占められるバンド幅と、情報を送受信するための所望の比率を与えるための信号電力によって決まることが、理論から知られている。一般的には、周波数スペクトル幅と信号電力とによる、情報を送受信するための比率の依存性は、次に示すシャノンの方程式で定義される。
【０００４】
Ｃ＝Ｂｌｏｇ２（（ＰＳ＋ＰＮ）／ＰＮ）      （１）
ここで、Ｃは、情報送受信比率であり、Ｂは通信チャンネルで送信された信号の周波数バンド幅である。また、ＰＣは、受信装置に入力された信号電力であり、ＰＮは、バンド幅Ｂにおいて受信装置への入力を減じた雑音電力である。
【０００５】
現在の通信システムは、具体的な情報伝送速度を決定するモデム技術に代表される。次に示す変調方式は、最もよく使用されているものである。衛星通信においては、ＱＰＳＫ、８ＰＳＫ、１６ＱＡＭ、３２ＱＡＭである。中継延長線においては、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、３２ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、１２８ＱＡＭ、２５６ＱＡＭである。ケーブル線では、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭである。電話機では、１６ＱＡＭから１６３８４ＱＡＭまでである。
【０００６】
現在のモデムを備えた、無雑音符号化において最も用いられている方式は、ビタビ符号化（畳み込み符号化）、リードソロモン符号の符号化、トレリス符号変調（ＴＣＭ）、ターボ符号化〔１〕、および低密度パリティ検査（ＬＤＰＣ）符号化〔３、４〕である。後者は、無雑音符号化の最も有効な方式である。これにより、０．８〜１．５ｄＢのみの損失で、式（１）によって定義された、最大の情報伝送速度を達成できる。表１は、様々なコーディングレートと変調方式における、ＬＤＰＣ符号化の特性を示す。
【０００７】
現在の通信システムにおいて、ＬＤＰＣ符号化が達成できる特性を実行するために障害となるのは、既存の復調装置において、高すぎる復調閾値（搬送波再生閾値）である。よって、既存の復調装置では、搬送波の同期を次の通りに始める。ＱＰＳＫ方式の復調装置では、Ｓ／Ｎ比が約０ｄＢのときであり、１６ＱＡＭ方式の変調では、Ｓ／Ｎ比が約＋８．９ｄＢのときであり、３２ＱＡＭ方式の変調では、Ｓ／Ｎ比が約＋１２．７ｄＢのときである。〔２〕
【０００８】
【表１】
2008544636.tif 000003
【０００９】
表１から分かるように、コーディングレート１／４で、ＱＰＳＫ信号に対しＬＤＰＣ符号化を完全に実行するためには、復調装置は、Ｓ／Ｎ比をＳ／Ｎ＝１０ｌｏｇ２（ＰＳ／ＰＮ）＝−２．３５ｄＢで処理しなければならないと同時に、早くも０ｄＢで同期できない。また、１６ＱＡＭ信号に対し、同様にコーディングレート１／４でＬＤＰＣ符号化を完全に実行するためには、復調装置は、Ｓ／Ｎ比をＳ／Ｎ＝１０ｌｏｇ２（ＰＳ／ＰＮ）＝−０．５ｄＢで、安定して処理しなければならないと同時に、早くも＋８．９ｄＢで同期できない。
【００１０】
これらの主な理由は、現在のＱＰＳＫおよびＱＡＭ復調装置における搬送波再生のためのシステムは非線形であるという事実から明らかになる。ＱＰＳＫ、８ＰＳＫ、１６ＱＡＭ等の変調方式を用いた信号のスペクトルにおいて、搬送波の残りはない。よって、搬送波に干渉する波は、非線形変換およびそれに続く、フィルタリングを行う手段によって受信された信号から抽出される。しかし、いかなる非線形性も搬送波再生閾値を制限する。もし、搬送波再生システムのみが線形であれば、復調閾値は−３ｄＢより小さくなり、復調装置の特性を、Ｓ／Ｎ比がＳ／Ｎ＝１０ｌｏｇ２（ＰＳ／ＰＮ）＝（−６〜−１０）ｄＢで、高いままにしておくことができる。
【００１１】
したがって、最近知られている無雑音符号化システム、例えばＬＤＰＣ符号化やターボ符号化は、シャノンの閾値に近づくことができる。しかしながら、同期しないことによって、そのような低いＳ／Ｎ比で処理する能力をもつ復調装置がないことによりこれを達成することは難しい。さらに、これを達成するためには、非線形変換とそれに続く、フィルタリングを用いるＱＰＳＫ、８ＰＳＫ、１６ＱＡＭ等のような変調方式を利用する信号から搬送波を抽出する必要がある。周波数逓倍の技術、入力信号をＭ倍（ＱＰＳＫの場合は４倍、ＰＳＫの場合は８倍等）の電力に上げることによっての実行できる技術は、そのような変換である。しかし、そのようにした場合であっても、雑音は同じだけ上昇する。さらに、位相のあいまいさも出現し、これを削除するには、相対符号化に送信された信号を加えることを必要とし、追加の電力損失がもたらされる。
【００１２】
ＰＳＫ、ＱＰＳＫ、および８ＰＳＫ変調方式を使用することに関連する複雑さは、米国特許６６９７４４０号（２００４年２月２４日公開）と、特開２０００−０３２０７２号公報（２０００年１月２８日公開）とに明らかに示されている。
【００１３】
注目すべきは、直交振幅変調は、現在の通信システムにおける変調技術の中で、最も使用されることである。
【００１４】
また、特開２００１−２３７９０８号公報（２００１年８月３１日公開）には、擬似同期検出を備えた、ＱＡＭ同期信号を獲得するシステムが開示されている。米国特許６７１７４６２号（２００４年４月６日公開）と米国特許６７２７７７２号（２００４年４月２７日公開）とには、搬送波を調節するＱＡＭ信号を送受信する方法とシステムとが開示されている。しかしながら、これらの両特許文献には、ＱＡＭ信号の当たり前の処理のみが記載されている。これらのアナログの欠点は、シャノンの閾値近くになるように復調閾値を低下することが不可能である点である。
【００１５】
〔発明の要旨〕
本発明の目的は、搬送周波数における低同期閾値を与える手段によって低復調閾値を与えられたＱＡＭ信号を送受信する方法とシステムにある。
【００１６】
これを達成するために、本発明の方法とシステムは、ＱＡＭ信号を送受信する。本発明の主要な原理は、予め定められたシンボルで、ＭｍレベルＱＡＭシンボルのバーストを補完することにある。そして、上記予め定められたシンボルの一部分は１つのバーストから他のバーストへ変わることはなく、他の部分は、いくつかのバーストにおいて周期的に反転する。これにより、受信側で、上記予め定められた（周波数が分かっている）シンボルに対応するＱＡＭ信号成分が、抽出される。これらの成分に従って、反転周波数が決定され、該反転周波数により、受信した同期周波数を調節するときに、上記あいまいさが確実に除去される。これにより、シャノンの閾値に近づくことが可能となる。
【００１７】
本発明の態様と特徴については、添付の特許請求の範囲に詳細が示されている。詳細な説明は、本発明の特許請求の範囲をより理解するのに役立つ。
【００１８】
〔図面の簡単な説明〕
次の詳細な説明は、図面について示している。なお、同一または類似の部材は番号が同じである。
【００１９】
図１は、本発明に係るシステムでの利用に適した信号を示す説明図である。
【００２０】
図２は、本発明に係るＱＡＭ信号を送受信するシステムにおける送信側のブロック図である。
【００２１】
図３は、本発明に係るＱＡＭ信号を送受信するシステムにおける受信側のブロック図である。
【００２２】
図４は、本発明に係るシステムにおける受信側の直交変換器の直交復調の実施形態を示す図である。
【００２３】
図５〜図７は、それぞれ本発明に係るシステムにおける受信側のクロック周波数弁別器の第１〜第３の位相同期ループ周波数制御ユニットの実施形態をそれぞれ示す図である。
【００２４】
図８は、本発明に係るシステムにおける受信側の周波数成分生成器の実施形態を示す。
【００２５】
〔発明の詳細な説明〕
本発明に係るＱＡＭ信号を送受信するためのシステムにおいて用いられる信号の図を図１に示す。Ｉチャンネルにおけるこの信号のスペクトルは、予め定められた周波数量と交互に起こるパイロット信号とにより間隔をあけた１組の周波数成分を示す（図１（ａ））。Ｑチャンネル信号を考慮に入れると、様々な変調方式の有効な信号の一群は、図１（ｂ）に示す形を有している。
【００２６】
本発明に係るＱＡＭ信号を送受信するシステムは、一般的に送信側と受信側とが通信チャンネルで接続されている構成である。
【００２７】
図２は、本発明に係るＱＡＭ信号を送受信するシステムにおける送信側のブロック図を示す。
【００２８】
送信側は、周波数ｋｆ１で動作するビットシンボル列を、第１クロック周波数ｆ１で動作するｍレベルシンボル列（ｍ＝２ｋ、ｋ＝２、３、…）に変換するｍレベルシンボル生成器１を含む構成である。第１クロック周波数は、送信側のクロック周波数弁別器２に含まれる周波数分割器３の入力部で受信したクロック周波数ｋｆ１の信号から、周波数分割器３の第１出力において、元のビットシンボル列を伴って生成される。
【００２９】
チャンネル分離器４は、ｍレベルシンボル生成器１から受信したｍレベルシンボル列情報を、偶数のｍレベルシンボルの送信側のＩチャンネルと奇数のｍレベルシンボルの送信側のＱチャンネルとに分離する。送信側のＩおよびＱチャンネルのそれぞれにおけるｍレベルシンボルの繰り返し率は、周波数分割器３の第２出力で生成されるｆ１／２に等しい。
【００３０】
第1および第２バースト生成器５、６はそれぞれ、送信側のＩおよびＱチャンネルの１つにおいて、間隔Ｔ＝（２・Ｍ）／ｆ１で（２Ｌ−１＜Ｍ＜２Ｌ、Ｌ＝５、６、７、…）、Ｍｍレベルのバーストを記憶して、Ｍｍレベルシンボルの全てのバーストを、予め定められたｎ個のシンボルで、合計数がＭ＋ｍ＝２Ｌに補完するようになっている。周波数分割器３の第３出力から周波数１／Ｔの信号は、第1および第２バースト生成器５、６に送られる。
【００３１】
送信側のＩおよびＱチャンネルのそれぞれは、２つの乗算器を備えている。第１および第２乗算器７、８のそれぞれは、送信側のＩおよびＱチャンネルにおける奇数のバーストの組のｍレベルシンボルの値を反転させる。第３および第４乗算器９、１０は、それぞれ送信側のＩおよびＱチャンネルにおける全ての奇数のバーストの組に補完された予め定められたシンボルの半分の値を反転させる。このような反転を提供する信号は、周波数分割器３の第４出力から出力され、次式に示す形を持つ。
【００３２】
【数１】
2008544636.tif 000004
すなわち、値が＋１および−１、周波数が１／４Ｔで蛇行している。
【００３３】
第３および第４バースト生成器１１、１２はそれぞれ、送信側のＩおよびＱチャンネルの１つにおいて、Ｍ＋ｍシンボルのバーストを２つに分離するようになっている。
【００３４】
第１〜第４逆フーリエ変換（ＩＦＴ）器１３〜１６は、（Ｍ＋ｍ）／２シンボルの全てのバーストを、Ｍ＋ｍ時間サンプルの組に、ＩＦＴを用いて置き換えるようになっている。
【００３５】
第１〜第４パラレルシリアル変換器１７〜２０は、送信側のＩおよびＱチャンネルにおいて、ＩＦＴ器１３〜１６のそれぞれから受信したＭ＋ｍ時間サンプルの組を、第２クロック周波数ｆ２＝（ｆ１・２ｋ）／２Ｍ＝２ｋ／Ｔで、対応するＭ＋ｍ時間サンプルの列に変換する。この周波数の信号は、元のビットシンボル列のクロック周波数ｋｆ１で入力されるクロック周波数弁別器２の周波数乗算器２１の第１出力から生成される。
【００３６】
第１および第２ヒルベルト変換器２２、２３はそれぞれ、送信側のＩおよびＱチャンネルにおけるＭ＋ｍ時間サンプルのそれぞれの列のスペクトルの全ての周波数を、π／２で、位相を偏移させるようになっている。
【００３７】
第１および第２遅延器２４、２５はそれぞれ、ヒルベルト変換器２２、２３で処理されている時間の間、送信側におけるＩおよびＱチャンネルにおけるＭ＋ｍ時間サンプルの列の他の１つを遅延させるようになっている。
【００３８】
第１および第２サンプル加算器２６、２７はそれぞれ、送信側のＩおよびＱチャンネルのそれぞれにおいて、ヒルベルト変換器２２、２３から得られたＭ＋ｎ時間サンプルからの列と遅延器２４、２５からの列との両列を同じ長さの１つの列へ結合するようになっている。
【００３９】
第１および第２フィルタユニット２８、２９はそれぞれ、第１および第２サンプル加算器２６、２７から受信した結合された列をフィルタリングするようになっている。このフィルタリングは、送信側のＩおよびＱチャンネルの１つにおいて、周波数乗算器２１からの第２クロック周波数ｆ２を０〜ｆ２／２の範囲で、実行される。
【００４０】
送信のための波形整形器３０は、送信側のＩおよびＱチャンネルにおけるフィルタユニット２８、２９でフィルタリングされた列から、送信のための信号を生成するようになっている。波形整形器３０において、第１および第２乗算器３１、３２は、余弦および正弦波信号によってフィルタリングされた列を乗算し、乗算された結果を加算器３３で加算する。波形整形器３０における加算器３３の出力信号は、通信チャンネルへ送られる（図示せず）。
【００４１】
図３は、本発明に係るＱＡＭ信号を送受信するシステムにおける受信側のブロック図を示す。
【００４２】
受信側は、入力が通信チャンネルと接続されており、増幅器、フィルタユニット、および全ての受信装置に共通する手段であって、中間周波数をダウンコンバートする手段を含む構成である。中間周波数をダウンコンバートする手段は、図３には示していないが、存在すると仮定する。さらに、受信側は、受信側のＩチャンネルおよび受信側のＱチャンネルにおけるデジタルサンプル列に、入力される信号を分離する直交変換器４１を含む構成である。受信側は、受信側のＩおよびＱチャンネルにおける信号を用いて、クロック周波数を抽出するクロック周波数弁別器４２を備えている。クロック周波数弁別器４２の処理については、後述する。
【００４３】
第１および第２バッファユニット４３、４４はそれぞれ、受信側のＩおよびＱチャンネルの１つにおいて、デジタルサンプル列をＭ＋ｍサンプルのバーストに分類し、それらのバーストを格納するようになっている。
【００４４】
第１および第２フーリエ変換（ＤＦＴ）器４５、４６はそれぞれ、受信側のＩおよびＱチャンネルの１つにおいて、Ｍ＋ｍサンプルのバーストに対しフーリエ変換を実行し、（Ｍ＋ｎ）／２ｍレベルの組のサンプルを獲得するようになっている。
【００４５】
第１および第２サンプル抽出器４７、４８はそれぞれ、受信側のＩおよびＱチャンネルの１つにおいて、（Ｍ＋ｎ）／２ｍレベルの組のサンプルからＭｍレベルサンプルを抽出するようになっている。これらＭサンプルは、送信側から入力されたサンプルに対応している。
【００４６】
第１および第２あいまい位相除去器４９、５０はそれぞれ、受信側のＩおよびＱチャンネルの１つにおいて、位相のあいまいさを除去するようになっている。ｍレベル列の、第１および第２変換器５１、５２は、あいまい位相除去器４９および５０の出力における信号から、受信側のＩおよびＱチャンネルの１つにおける、ｍレベルサンプルの列を生成するようになっている。列結合器５３は、第１クロック周波数ｆ１で動作しているｍレベルサンプルの１つの列に入力されたＩおよびＱチャンネルの変換器５１、５２からのｍレベルサンプルの列を結合するようになっている。
【００４７】
２値の列への変換器５４は、列結合器５３からクロック周波数ｋｆ１のビットシンボルの情報列へ、ｍレベルサンプルの結合された列を変換するようになっている。
【００４８】
クロック周波数弁別器４２は、第１〜第３位相同期ループ（ＰＬＬ）ユニット５５〜５７を含む構成である（図３）。そして、第１および第２入力は、受信側のＩおよびＱチャンネルの信号を受信するようになっている。また、第１ＰＬＬユニット５５の出力は、直交変換器４１へ送られる信号を調節する中間周波数を生成する。第２ＰＬＬユニット５６の第１および第２出力は、それぞれ、第１および第３ＰＬＬユニット５５、５７と、第１および第２バッファユニット４３、４４と、第１および第２ＤＦＴ器４５、４６とに送信する周波数ｋｆ１／Ｍの信号と、第１および第２あいまい位相除去器４９、５０に送信する間隔周波数の蛇行信号とを生成するようになっている。第３ＰＬＬユニット５７の出力は、周波数成分生成器５８の信号を調節するクロック周波数を生成するようになっている。そして、第１のグループの出力は、第１および第３ＰＬＬユニット５５、５７の入力グループのそれぞれの入力に接続されており、第２のグループの出力は、第２ＰＬＬユニット５６の入力グループのそれぞれに接続されている。周波数成分生成器５８の第１出力は、直交変換器４１へ、周波数ｆ１２ｋ／Ｍの信号を送信するようになっている。周波数成分生成器５８の第２出力は、第１および第２バッファユニット４３、４４へ、第２クロック周波数ｆ１２ｋ／２Ｍの信号を送信するようになっている。周波数成分生成器５８の第３出力は、変換器５４へ２値列で、第２クロック周波数ｋｆ１の信号を送信するようになっている。周波数成分生成器５８の第４出力は、列結合器５３と変換器５４とへ２値列で、第１クロック周波数ｆ１の信号を送信するようになっている。周波数成分生成器５８の第５出力は、第１および第２変換器５１、５２へｍレベル列で、そして列結合器５３へ、周波数ｆ１／２の信号を送信するようになっている。
【００４９】
受信側の直交変換器４１は、入力信号を周波数（ΩＩＦ−ΔΩ）／２πの直交成分によって乗算する第７および第８乗算器６１、６２、第１および第２アナログデジタル変換器６５、６６、およびデジタル直交復調器６７を含む構成である（図３）。ここで、ΔΩ／２πは、中間周波数ΩＩＦ／２πから、若干ずれた周波数である。第１および第２フィルタ６３、６４はそれぞれ、受信した信号の正弦および余弦成分を抽出するようになっている。第１および第２アナログデジタル変換器６５、６６はそれぞれ、周波数ｆ１２ｋ／Ｍのデジタルサンプルで受信した信号のそれぞれの成分を変換するようになっている。デジタル直交復調器６７は、クロック周波数弁別器４２における第１ＰＬＬユニット５５からの中間周波数で調節された信号の同相（Ｉ）および直交（Ｑ）したチャンネルの信号を復調するようになっている。第１および第２デジタルフィルタ６８、６９はそれぞれ、周波数ｆ１２ｋ／Ｍで、同相および直交したチャンネルの復調された信号の最適なデジタルフィルタリングを行うようになっている。第１および第２デジタルフィルタ６８、６９の出力はそれぞれ、受信側のＩチャンネルとＱチャンネルの出力である。
【００５０】
直交変換器４１の一部であるデジタル直交復調器６７は、第９および第１０乗算器７１、７２、第１１および第１２乗算器７３、７４、第１制御周波数合成器７５、第１減算器７６、および第１アナログ加算器７７を含む構成である（図４）。第９および第１０乗算器７１、７２はそれぞれ、入力信号の正弦成分を、周波数ΔΩ／２πの直交成分によって乗算するようになっている。第１１および第１２乗算器７３、７４はそれぞれ、入力信号の余弦成分を、周波数ΔΩ／２πの直交成分によって乗算するようになっている。第１制御周波数合成器７５は、中間周波数で調整された信号から（第１ＰＬＬユニットの出力から）、第９および第１１乗算器７１、７３に送られる周波数ΔΩ／２πの信号の正弦成分と、第１０および第１２乗算器７２、７４に送られる周波数ΔΩ／２πの信号の余弦成分とを合成するようになっている。第１減算器７６は、第１０および第１１乗算器７２、７３からの信号の差分を測定するようになっている。第１アナログ加算器７７は、第９および第１２乗算器７１、７４からの信号を加算するようになっている。第１減算器７６および第１アナログ加算器７７の出力はそれぞれ、直交変換器４１のＩチャンネルとＱチャンネルの出力である。
【００５１】
図５〜図７は、受信側のクロック周波数弁別器４２の一部である第１〜第３位相同期ループユニットの可能な実施形態を示す。
【００５２】
第１ＰＬＬユニット５５は、第２減算器１０１、乗算器１０２〜１０４の第１グループ、第２アナログ加算器１０５、第１低域通過フィルタ（ＬＰＦ）ユニット１０６、第１３乗算器１０７、および第１ループフィルタユニット１０８を含む構成である（図５）。第２減算器１０１は、直交変換器４１の出力のそれぞれの同相および直交チャンネルの信号の差分を測定するようになっている。乗算器１０２〜１０４の第１グループは、第２減算器１０１からの差分信号を、下記に示すそれぞれの余弦成分ｃｏｓΩ１ｔ、ｃｏｓΩ２ｔ、…ｃｏｓΩｎ／２ｔによって、乗算するようになっている。第２アナログ加算器１０５は、乗算器１０２〜１０４の出力である乗算結果を加算するようになっている。第１低域通過フィルタユニット１０６は、第２アナログ加算器１０５からの合成信号の低周波数成分を抽出するようになっている。第１３乗算器１０７は、ＬＰＦ器１０６でフィルタリングされた信号を、周波数ｆ１／Ｍの信号で乗算するようになっている。第１ループフィルタユニット１０８は、第１３乗算器１０７から出力された信号をフィルタリングし、中間周波数で調整された信号を抽出するようになっている（「ループ」という名称は、このフィルタが位相同期ループに含まれていることを意味している）。第１ループフィルタユニット１０８の出力は、第１ＰＬＬユニット５５の第１出力である。
【００５３】
第２ＰＬＬユニット５６は、第３アナログ加算器１１１、乗算器１１２〜１１４の第２グループ、第４アナログ加算器１１５、第２ＬＰＦ器１１６、第１４乗算器１１７、第２ループフィルタユニット１１８、第２制御周波数合成器１１９、および第１周波数生成器１２０を含む構成である（図６）。第３アナログ加算器１１１は、直交変換器４１のそれぞれの出力から受信した同相および直交チャンネルの信号を加算するようになっている。乗算器１１２〜１１４の第２グループは、第３アナログ加算器１１１から受信した和信号を、下記に示すそれぞれの正弦成分ｓｉｎΩ１ｔ、ｓｉｎΩ２ｔ、…ｓｉｎΩｎ／２ｔによって、乗算するようになっている。第４アナログ加算器１１５は、第２グループの乗算器１１２〜１１４の出力である乗算結果を加算するようになっている。第２ＬＰＦ器１１６は、第４アナログ加算器１１５からの加算信号の低周波数成分を抽出するようになっている。第１４乗算器１１７は、第２ＬＰＦ器１１６でフィルタリングされた信号を、下記に示す信号によって乗算するようになっている。第２ループフィルタユニット１１８は、第１４乗算器１１７の出力からの信号をフィルタリングするようになっている。第２制御周波数合成器１１９は、第１出力で第１４乗算器１１７への信号を生成し、第２出力で、次式で示される蛇行信号を生成するようになっている。
【００５４】
【数２】
2008544636.tif 000005
第１周波数生成器１２０は、第２制御周波数合成器１１９から出力された上記蛇行信号から周波数ｆ１／Ｍの信号を生成するようになっている。第１周波数生成器１２０の出力と第２制御周波数合成器１１９の第２出力とはそれぞれ、第２ＰＬＬユニット５６の第１および第２出力である。
【００５５】
第３ＰＬＬユニット５７は、第５アナログ加算器１２１、乗算器１２２〜１２４の第３グループ、第６アナログ加算器１２５、第３ＬＰＦ器１２６、第１５乗算器１２７、および第３ループフィルタ１２８を含む構成である（図７）。第５アナログ加算器１２１は、直交変換器４１のそれぞれの出力から同相および直交チャンネルの信号を加算するようになっている。乗算器１２２〜１２４の第３グループは、第５アナログ加算器１２１から受信した和信号を、下記に示すそれぞれの余弦成分ｃｏｓΩ１ｔ、ｃｏｓΩ２ｔ、…ｃｏｓΩｎ／２ｔによって、乗算するようになっている。第６アナログ加算器１２５は、第３グループの乗算器１２２〜１２４の出力からの乗算結果を加算するようになっている。第３ＬＰＦ器１２６は、第６アナログ加算器１２５からの信号の低周波数成分を抽出するようになっている。第１５乗算器１２７は、第３フィルタユニット１２６で、周波数ｆ１／Ｍの信号によってフィルタリングされた信号を乗算するようになっている。第３ループフィルタ１２８は、第１５乗算器１２７の出力からの信号をフィルタリングし、クロック周波数で調節された信号を抽出するようになっている。第３ループフィルタ１２８の出力は、ＰＬＬユニット１５６の出力である。
【００５６】
周波数成分生成器５８は、第３制御周波数合成器１３１、第２周波数生成器１３２、余弦成分生成器１３３〜１３５のグループ、正弦成分生成器１３６〜１３８のグループ、位相同期ループ（ＰＬＬ）回路１３９、第４制御周波数合成器１４０、第３周波数生成器１４１、第４周波数生成器１４２、第５周波数生成器１４３、および第６周波数生成器１４４を含む構成である（図８）。第３制御周波数合成器１３１は、第３ＰＬＬユニット５７からクロック周波数で調節された信号を受信し、受信側の第３クロック周波数の信号を生成するようになっている。第２周波数生成器１３２は、第３制御周波数合成器１３１の信号から、周波数ｆ１２ｋ／Ｍの信号を生成するようになっている。余弦成分生成器１３３〜１３５のグループはそれぞれは、下記に示す余弦成分ｃｏｓΩ１ｔ、ｃｏｓΩ２ｔ、…ｃｏｓΩｎ／２ｔの１つを生成するようになっている。正弦成分生成器１３６〜１３８のグループはそれぞれ、下記に示す正弦成分ｓｉｎΩ１ｔ、ｓｉｎΩ２ｔ、…ｓｉｎΩｎ／２ｔの１つを生成するようになっている。位相同期ループ回路１３９は、第２周波数生成器１３２からの信号にしたがって、下記に示す信号の周波数を調節するようになっている。第４制御周波数合成器１４０は、ＰＬＬ回路１３９で調節された周波数で、信号を生成するようになっている。第３周波数生成器１４１は、第２周波数生成器１３２の信号から周波数ｆ１２ｋ／２Ｍで信号を生成するようになっている。第４周波数生成器１４２は、第４制御周波数合成器１４０の信号から周波数ｋｆ１で信号を生成するようになっている。第５周波数生成器１４３は、第４制御周波数合成器１４０の信号から周波数ｆ１で信号を生成するようになっている。第６周波数生成器１４４は、第４制御周波数合成器１４０の信号から周波数ｆ１／２で信号を生成するようになっている。余弦成分生成器１３６〜１３８のグループの出力は、それぞれ第４周波数成分生成器５８の第１出力グループおよび第２出力グループである。第２〜第６周波数生成器１３２、１４１〜１４４は、それぞれ、周波数成分生成器５８の第１〜第５出力である。
【００５７】
本発明に係るＱＡＭ信号を送受信する方法は、以下に示すシステムで実行される。
【００５８】
周波数ｋｆ１の初期ビット列は、ｍレベルシンボル生成器１（図２）の情報入力に到達する。ｍレベルシンボル生成器１はこのビット（すなわち２値）列をｍレベルシンボル列（ｍ＝２ｋ、ｋ＝２、３、…）に変換する。そして、そのシンボルは第１クロック周波数ｆ１で動作する。原理的には、初期列がちょうどｍレベルシンボル列の場合、生成器１は必要ではない。第１クロック周波数は、入力されたクロック周波数ｋｆ１が含まれている周波数分離器３の第１出力の送信側にあるクロック周波数弁別器２で生成される。初期列がｍレベルシンボル列の場合、第１クロック周波数ｆ１は、入力から直接入る。そして、クロック周波数弁別器２において、周波数乗算器２１で加えられた周波数乗算が含まれていてもよい。また、それぞれの周波数乗算器は、周波数乗算器２１の前に加えられていてもよい。
【００５９】
生成器１から取得されたｍレベルシンボルの列は、チャンネル分離器４に送られる。そこで、この列は、偶数のｍレベルシンボルを備える送信側のＩチャンネルと、奇数のｍレベルシンボルを備える送信側のＱチャンネルとに分離される。送信側のＩチャンネルとＱチャンネルのそれぞれにおける、ｍレベルシンボルの繰り返し率は、ｆ１／２である。それぞれのクロック信号は、クロック周波数弁別器２にある周波数分離器３の第２出力で送信される。
【００６０】
送信側のＩチャンネルにおいて、偶数のｍレベルシンボルは第１バースト生成器５に送られる。第１バースト生成器５では、チャンネル分離器４の１つの出力からの偶数のｍレベルシンボルが、間隔Ｔ＝（２・Ｍ）／ｆ１（２Ｌ−１＜Ｍ＜２Ｌ、Ｌ＝５、６、７、…）でＭｍレベルシンボルのバーストの形で格納されている。同様に、送信側のＱチャンネルにおいて、奇数のｍレベルシンボルは第２バースト生成器６へ送られる。第２バースト生成器６では、チャンネル分離器４の他の出力からの奇数のｍレベルシンボルが、同じ間隔Ｔで、同様にＭｍレベルシンボルのバーストの形で格納されている。さらに、バースト生成器５、６のそれぞれでは、生成されたＭｍレベルシンボルのバーストは、合計数Ｍ＋ｍ＝２Ｌに補完される。また、バースト生成器５、６は、クロック周波数弁別器２にある周波数分離器３の第３出力からの、周波数１／Ｔ（すなわちｆ１／（２・Ｍ））の信号によって記録される。
【００６１】
第１および第２乗算器のＩおよびＱチャンネルのそれぞれにおいて、奇数のバーストの組におけるｍシンボルのすべての値は、反転する。バースト生成器５、６のそれぞれにおける全ての奇数のバーストの組を補完する予め定められたシンボルの半分もまた、第３および第４乗算器９、１０において反転する。この反転は、クロック周波数弁別器２にある周波数分離器３の第４出力から送られる、周波数１／４Ｔで＋１と−１の値を持つ、次式で示す蛇行信号によって乗算器７〜１０に送られた全ての値を乗算することによって与えられる。
【００６２】
【数３】
2008544636.tif 000006
予め定められたシンボルの値の残りの半分は、送信側のＩおよびＱチャンネルにおけるバースト生成器５、６のそれぞれにおけるすべてのバーストを補完し、反転に影響されない。
【００６３】
全てのＭｍレベルシンボルのバーストは、反転するかしないかに関わらず、それに補完される全ての予め定められた値ｎとともに、半分（図２におけるｎ／２（１））は、反転され、残りの半分（図２におけるｎ／２（２））は反転せずに、送信側のＩおよびＱチャンネルの１つにおける第３および第４バースト生成器１１、１２へ送られる。このバースト生成器１１、１２のそれぞれは、Ｍｍレベルシンボルの全てのバーストを半分に分離し、それぞれの出力において、並列にそれら半分をともに出力する。
【００６４】
（Ｍ＋ｎ）／２ｍレベルシンボルの全ての半バーストは、第１〜第４逆フーリエ変換（ＩＦＴ）器１３〜１６に送られる。ＩＦＴ器１３〜１６では、（Ｍ＋ｎ）／２シンボルの全てのバーストは、ＩＦＴを用いることによりＭ＋ｎ時間サンプルの組に置き換わる。
【００６５】
第１〜第４ＩＦＴ器１３〜１６の出力からのＭ＋ｎ時間サンプルの組は、パラレルシリアル変換器１７〜２０の入力に、並列に送られる。この変換器１７〜２０のそれぞれは、送信側のＩおよびＱチャンネルのそれぞれにおいて、Ｍ＋ｎ時間サンプルの並列な組を、第２クロック周波数ｆ２＝（ｆ１・２ｋ）／２Ｍ＝２ｋ／ＴのＭ＋ｎ時間サンプルの列へ変換するようになっている。この周波数の信号は、クロック周波数弁別器２の第５出力からの出力である。クロック周波数弁別器２では、この信号は、周波数乗算器２１の第１出力から生成され、周波数乗算器２１の入力は、初期のビットシンボル列のクロック周波数ｋｆ１で送られる。
【００６６】
さらに、送信側のＩおよびＱチャンネルのそれぞれにおけるＭ＋ｎ時間サンプルの２つの列のうちの１つの全てのスペクトル周波数の位相を、π／２で変化させるステップが存在する（この場合であれば、ヒルベルト変換である）。このステップは、送信側のＩおよびＱチャンネルにおける第１および第２ヒルベルト変換器２２、２３によってそれぞれ実行される。送信側のＩおよびＱチャンネルのそれぞれにおけるＭ＋ｎ時間サンプルの他の列は、第１および第２遅延器２４、２５によって、ヒルベルト変換器２２、２３で処理されている時間だけ、遅れる。
【００６７】
その後、送信側のＩおよびＱチャンネルにおける位相の変化と遅延によって得られたＭ＋ｎ時間サンプルの両列は、第１（Ｉチャンネル）および第２（Ｑチャンネル）サンプル加算器２６、２７に送られる。第１および第２サンプル加算器２６、２７では、ヒルベルト変換器２２、２３および遅延器２４、２５からのＭ＋ｎ時間サンプルのこれらの列をサンプル同士結合し、同じ長さの１つの列とする。
【００６８】
送信側のＩおよびＱチャンネルにおける、取得された結合された列は、第１および第２フィルタユニット２８、２９によって、それぞれフィルタリングされる。このフィルタリングは、送信側のＩおよびＱチャンネルの１つにおけるクロック周波数弁別器２（周波数乗算器２１の第２出力からの）の第６出力から送信された第２クロック周波数ｆ２で、０〜ｆ２／２の範囲で行われる。
【００６９】
最後に、送信側のＩおよびＱチャンネルのそれぞれにおける取得されたフィルタリングされた信号は、送信のための波形整形器３０に送られる。波形整形器３０において、第５および第６乗算器３１、３２は、余弦および正弦搬送波信号によって、フィルタリングされた列を乗算するテップを実行し、加算器３３において、この乗算の結果を加える。波形整形器３０における加算器３３の出力からの信号は、通信チャンネルへ送られる（図２には図示せず）。
【００７０】
通信チャンネルを通過した後、送信された信号は受信側へ送られる（図３）。増幅器、フィルタユニット、中間周波数変換器といった全ての受信装置に備えられている手段（図３には図示せず）を通過した後、受信された信号は、直交変換器４１へ送られる。この直交変換器４１では、中間周波数ωＩＦ／２π受信信号は、第７および第８乗算器６１、６２の入力へ送られる。第７および第８乗算器６１、６２は、周波数（ωＩＦ−Δω）／２πの余弦または正弦成分によって入力信号を乗算する。ここで、Δω／２πは中間周波数ωＩＦ／２πから若干ずれた値である。このように取得された信号は、受信信号の正弦または余弦成分をそれぞれ抽出する第１および第２フィルタユニット６３、６４によって、フィルタリングされる。
【００７１】
この抽出された成分は、クロック周波数弁別器４２の第１出力から送られた周波数ｆ１２ｋ／Ｍのデジタルサンプルで受信した信号のそれぞれの成分を変換する第１および第２アナログデジタル変換器６５、６６へ送られるアナログ信号である。アナログデジタル変換器６５、６６からのデジタル化されたサンプルは、デジタル直交復調器６７へ送られる。このデジタル直交復調器６７はまた、中間周波数で調整された信号をクロック周波数弁別器４２の第１ＰＬＬユニット５５から受信する。
【００７２】
デジタル直交復調器６７において（図４参照）、デジタルサンプル列のそれぞれは、第９（７１）および第１０（７２）乗算器の入力の結合部と、第１１（７３）および第１２（７４）乗算器の入力の結合部とに送られる。中間周波数に調節された信号は、出力で周波数Δω／２πの正弦および余弦成分を生成する制御周波数合成器７５へ送られる。第９および第１２乗算器７１、７４からの信号は、アナログ加算器７７へ送られる。第１０および第１１乗算器７２、７３からの信号は、第１減算器７６へ送られる。この結果、直交復調器６７の出力信号は、第１減算器と第１アナログ加算器との出力で送信される。これらの信号は、それぞれ、第１および第２最適デジタルフィルタユニット６８、６９を通過する（図３参照）。第１および第２最適デジタルフィルタユニット６８、６９は、クロック周波数弁別器４２の周波数成分生成器５８の第１出力から得られた周波数ｆ１２ｋ／Ｍで最適デジタルフィルタリングを行うことができる。受信側のＩおよびＱチャンネルのためのデジタル直交復調器６７の出力信号はそれぞれ、第１および第２デジタルフィルタユニット６８、６９の出力で送信される。
【００７３】
デジタル直交復調器６７の出力で得られた信号は、クロック周波数弁別器４２（処理については下記で説明する）および、第１（受信側のＩチャンネル）、第２（受信側のＱチャンネル）バッファユニット４２、４４の入力へ送られる。バッファユニット４３、４４はそれぞれ、受信側のチャンネル（ＩまたはＱ）におけるデジタルサンプル列をＭ＋ｎサンプルのバーストに分離し、これらのサンプルバーストを格納する。バッファユニットの動作に必要な周波数ｋｆ１／Ｍとｆ１２ｋ／２Ｍとは、それぞれ、周波数成分生成器５８の第２出力とクロック周波数弁別器４２の第２ＰＬＬユニット５６の出力とから送られる。
【００７４】
バッファユニット４３、４４から、信号は、第１および第２直接フーリエ変換器（ＤＦＴ）４５、４６へそれぞれ送られる。そこで、直接フーリエ変換は、Ｍ＋ｎサンプルのバーストで実行される。その結果、受信側のＩおよびＱチャンネルの１つにおいて、（Ｍ＋ｎ）／２ｍレベルサンプルのバーストの組が送信される。周波数ｆ１２ｋ／２Ｍの信号は、クロック周波数弁別器４２の第２ＰＬＬユニット５６の第1出力から送信される。
【００７５】
第１および第２サンプル抽出器４７、４８において、受信側のＩおよびＱチャンネルの１つの（Ｍ＋ｎ）／２ｍレベルサンプルのすべてのバーストの組は、Ｍｍレベルサンプルのバーストに変換される。これらのＭサンプルは、送信側の入力より送られてくるサンプルと対応している。
【００７６】
受信側のＩおよびＱチャンネルのそれぞれの得られたＭｍレベルサンプルのバーストは、第１および第２あいまい位相除去器４９、５０にそれぞれ送られる。これらあいまい位相除去器４９、５０はそれぞれ、受信側のＩおよびＱチャンネルの１つの信号において、位相のあいまいさを除去する。このあいまいさの除去は、クロック周波数弁別器４２の第２ＰＬＬユニット５６の第２出力から得られた次式で示される蛇行信号によって乗算するバーストにより実行される。
【００７７】
【数４】
2008544636.tif 000007
【００７８】
受信側のＩおよびＱチャンネルのそれぞれにおける位相のあいまいさが除去されたＭｍレベルサンプルのバーストは、並列に第１および第２変換器５１、５２へｍレベル列で送られる。ここでは、ｍレベルサンプルの列は、周波数成分生成器５８の第５出力からの周波数ｆ１／２の信号を用いた受信側のＩおよびＱチャンネルの１つで形成される。
【００７９】
このように得られたｍレベルサンプルの列は、列結合器５３で結合される。得られたｍレベルサンプルの列は、クロック周波数弁別器４２の周波数成分生成器５８の第４出力で送信されたクロック周波数ｆ１で動作する。
【００８０】
２値列への変換器５４は、列結合器５３からクロック周波数弁別器４２におけるクロック周波数ｋｆ１のビットシンボルの情報列へ、ｍレベルサンプルの結合された列を変換する。しかしながら、応用次第では、列結合器５３からの列は、出力列とすることも可能である。そして、受信側のクロック周波数弁別器４２における周波数成分生成器５８の図において、第４周波数生成器１４２は、省略できる（図８）。
【００８１】
クロック周波数弁別器４２の動作について説明する（図３）。上述したように、直交変換器４１の出力信号は、第１〜第３ＰＬＬユニット５５〜５７の入力へそれぞれ送られる。ここで、通常の信号受信に必要な信号は、直交変換器４１からの信号から抽出される。
【００８２】
第１ＰＬＬユニット５５において、直交変換器４１の出力からの信号（受信側のＩおよびＱチャンネルの信号）は、第２減算器１０１の入力へ送られる（図５）。その出力から、差分信号は、乗算器１０２〜１０４のグループへ送られる。他の入力へはそれぞれ、余弦成分ｃｏｓΩ１ｔ、ｃｏｓΩ２ｔ、…ｃｏｓΩｎ／２ｔの１つが送られる。取得方法は下記に示す。これらの乗算器の全ての結果は、第２アナログ加算器１０５へ送られる。第２アナログ加算器１０５の出力信号は、ＬＰＦ器１０６でフィルタリングされ、第１３乗算器１０７へ送られる。第２アナログ加算器１０５への他の入力は、第２ＰＬＬユニット５６の第１出力から周波数ｋｆ１／Ｍの信号が送られる。ループフィルタ１０８を通り、第１３乗算器１０７での乗算の結果は、第１ＰＬＬユニット５５の出力からデジタル直交復調器６７の制御周波数合成器７５の入力へ送られる。
【００８３】
第３ＰＬＬユニット５７は、直交変換器４１の出力から（第１ＰＬＬユニット５５における減算器１０１よりもむしろ）第５アナログ加算器１２１の入力へ送られた信号（受信側のＩおよびＱチャンネルの信号）を除けば、同じ原理の効果がある。第３ＰＬＬユニット５７の出力信号は、周波数成分生成器５８の入力へ送られる。周波数成分生成器５８の動作については後述する。
【００８４】
第２ＰＬＬユニット５６において、各器１１１〜１１８は、（余弦成分よりも）正弦成分ｓｉｎΩ１ｔ、ｓｉｎΩ２ｔ、…ｓｉｎΩｎ／２ｔを除いて、第３ＰＬＬユニット５７の各器１２１〜１２８のそれぞれと同様に動作する（図７）。この正弦成分の獲得方法は後述する。この正弦成分は、乗算器１１２〜１１４のグループに（第３ＰＬＬユニット５７の乗算器１２２〜１２４と同様に）送られる。しかしながら、ループフィルタ１１８の出力からの信号は、第２ＰＬＬユニット５６に送られるよりもむしろ第２制御周波数合成器１１９に送られる。そして、上記合成器１１９の第１出力からの信号は、（第３ＰＬＬユニット５７における周波数ｋｆ１／Ｍの信号の代わりに）第１４乗算器１１７に送られる。制御周波数合成器１１９の第２出力から、次式に示す信号は、第２ＰＬＬユニット５６の第２出力と第１周波数生成器１２０とに送られる。そこからの出力は第２ＰＬＬユニット５６の第１出力における周波数ｋｆ１／Ｍの信号の出力である。
【００８５】
【数５】
2008544636.tif 000008
【００８６】
上述したように、第３ＰＬＬユニット５７からの信号は、周波数成分生成器５８へ送られる。そこでは、この信号は、第３制御周波数合成器１３２へ送られる。第３制御集はすう合成器１３２の出力信号は、第２周波数生成器１３２の入力へ送られる。第２周波数生成器１３２からの周波数ｆ１２ｋ／Ｍの信号は、余弦成分生成器１３３〜１３５のグループへの入力および正弦成分生成器１３６〜１３９のグループへの入力と同様に、周波数成分生成器５８の第１出力とＰＬＬ回路１３９の入力と第４周波数生成器１４１の入力とに送られる。
【００８７】
生成器１３３〜１３５のグループは、余弦成分ｃｏｓΩ１ｔ、ｃｏｓΩ２ｔ、…ｃｏｓΩｎ／２ｔを生成する。周波数Ωｉの値のそれぞれは、送信側のＭ＋ｎシンボルの全てのバーストにおける予め定められたｎシンボルからの位置によって決定される。その値は、１つのバーストから他へ反転しない（図２のｎ／２（２））。生成器１３６〜１３８のもう１つのグループは、正弦成分ｃｏｓΩ１ｔ、ｃｏｓΩ２ｔ、…ｃｏｓΩｎ／２ｔを生成する。周波数Ωｉの値のそれぞれは、送信側のＭ＋ｎシンボルの全てのバーストにおける予め定められたｎシンボルからの位置によって決定される。その値は、１つのバーストから他へ反転する（図２のｎ／２（１））。周波数Ωｉの値は、前もって設定され、送信側および受信側の両方で認識できる。これは、受信された信号に対するあいまい位相除去器を備えることが可能なことによる。周波数生成器１３３〜１３５のグループにおいて得られた信号は、第１および第３ＰＬＬユニット５５、５７に送られ、周波数生成器１３６〜１３８のグループからの信号は、第２ＰＬＬユニット５６に送られる。
【００８８】
上述した第２周波数生成器１３２からの信号はまた、出力で周波数ｆ１２ｋ／２Ｍの信号を得られる第３周波数生成器１４１とＰＬＬ回路１３９とに送られる。回路は、第４制御周波数合成器１４０の周波数を第２周波数生成器１３２からの周波数ｆ１２ｋ／Ｍへ常時調節するユニットを備えている。第４制御周波数合成器１４０の出力信号は、それぞれ周波数ｋｆ１、ｆ１（第１クロック周波数）、およびｆ１／２の信号を生成するための第４〜だい６周波数生成器１４２〜１４４において用いられている。
【００８９】
本発明に係るＱＡＭ信号を送受信する方法の全ての動作は、処理信号が、サンプル化され、デジタル化され、ビットサンプルの形で伝達されるので、ハードウェアだけでなくソフトウェアによっても実行できることが当業者には、理解できるであろう。これらのサンプルは、上述したアルゴリズムのプログラムによってコンピュータ処理で、処理される。この場合、上記機能のアルゴリズムを実行することに対応したプログラムは、コンピュータによるプログラムの実行によって、本発明に係る方法を実行することができる。アルゴリズムは、コンピュータの一環として直接処理するコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録されている。
【００９０】
さらに、本発明に係る方法は、ＱＡＭ信号を用いてメッセージを送信するよりもむしろ、間隔Ｔ＝２ｋＭ／ｆ１で直交変調信号の受信の同期のみに適応できる。この場合、送信される信号において、バースト生成器５、６で取得された予め定められた補完されたｎシンボルに対応した成分を有していれば十分である。
【００９１】
よって、全ての示された可能性は、添付の特許請求の範囲における個々の面の形に含まれる。本発明の定義された範囲は、特許請求の範囲に記載された特徴と同等の範囲のものも含む。上述した内容は、本発明の範囲を限界づけるものではなく、原理を示し、説明する目的のみに用いられるものである。
【図面の簡単な説明】
【００９２】
【図１（ａ）】本発明のシステムでの利用に適した信号を示す説明図である。
【図１（ｂ）】本発明のシステムでの利用に適した信号を示す説明図である。
【図２】本発明に係るＱＡＭ信号を送受信するシステムにおける送信側のブロック図である。
【図３】本発明に係るＱＡＭ信号を送受信するシステムにおける受信側のブロック図である。
【図４】本発明に係るシステムにおける受信側の直交変換器の直交復調の実施形態を示す図である。
【図５】本発明に係るシステムにおける受信側のクロック周波数弁別器の第１の位相同期ループ周波数制御ユニットの実施形態を示す図である。
【図６】本発明に係るシステムにおける受信側のクロック周波数弁別器の第２の位相同期ループ周波数制御ユニットの実施形態を示す図である。
【図７】本発明に係るシステムにおける受信側のクロック周波数弁別器の第３の位相同期ループ周波数制御ユニットの実施形態を示す図である。
【図８】本発明に係るシステムにおける受信側の周波数成分生成器の実施形態を示す。
【図１（ａ）】
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【図１（ｂ）】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【国際調査報告】
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