(57)【要約】  音声信号のためのデュアルモード電力増幅器は、低レベルの音声信号では線形モードで、及び高レベルの音声信号では切り替えられたモード（クラスＤ）で動作する。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
デュアルモード音声増幅器であって、第１のモードで線形動作及び第２のモードで切り替えられた動作を有する単一の電力出力段と、前記電力出力段を、前記音声信号が第１のレベルより低い場合に第１のモードに、及び前記音声信号が第２のレベルより高い場合に第２のモードに切り替えるモード切り替え手段とを有する、デュアルモード音声増幅器。
【請求項２】
前記モード切り替え手段は、前記デュアルモード音声増幅器の帰還経路内に設けられる、請求項１記載のデュアルモード音声増幅器。
【請求項３】
前記帰還経路は、音声周波数帯を実質的に通過させ及び前記音声周波数帯より高い周波数を位相シフトする低域通過濾波手段を有し、前記モード切り替え手段は、前記音声周波数帯より高い周波数の位相シフトの量を変化するよう構成される、請求項２記載のデュアルモード音声増幅器。
【請求項４】
前記帰還経路は、ＤＣブロッキング手段を有し、ＤＣ電位が前記モード切り替え手段の両端に確立するのを実質的に防ぐ、請求項２記載のデュアルモード音声増幅器。
【請求項５】
前記帰還経路のトランスファーは、前記音声周波数帯に対し実質的に１より低く、前記帰還経路のトランスファーは、ＤＣ電圧に対し実質的に１である、請求項２記載のデュアルモード音声増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、第１のモードにおける線形（例えばクラスＡ／ＡＢ／Ｂ）動作のため及び第２のモードにおける切り替えられた（例えばクラスＤ）動作のための単一の電力出力段を有し、並びに電力出力段の動作を２つのモードの間で切り替えるモード切り替え手段を有する、デュアルモード音声増幅器に関する。
【背景技術】
【０００２】
クラスＤの電力出力段は、高電力効率を有するが、一方で干渉を有意に増大させることが知られている。クラスＤの増幅器は、最も高い音声周波数（例えば５００ｋＨｚ）より遙かに高い切り替え周波数で発振する。電源の強力な交流負荷は、結果としてクラスＤの増幅器の電源線にリップルを生じる。そして電源線を通じ、このリップルは当該装置の他の段の動作に干渉する。特許文献１では、クラスＤの増幅器は、１００ｋＨｚを２ＭＨｚ領域に切り替え、ＡＭ無線受信と干渉する高調波を生成する、という問題が生じる。この問題に立ち向かうため、従来の音声増幅器は、ＦＭ受信の場合のみクラスＤで動作される。一方、ＡＭ受信では、音声増幅器はクラスＡＢのような線形モードで動作するようバイアスされる。
【０００３】
この従来の増幅器の不利点は、出力段が、ＡＭ受信において線形動作するため、依然として大きな電力を消費し、大きな電力消費を取り扱うため大きな出力トランジスター及び高価な放熱板が必要とされることである。更に、ＦＭ受信では、クラスＤ動作により引き起こされるリップルは、他の種類の干渉を与える。例えば、がたつき（ｒａｔｔｌｅ）、切り替え周波数と他のチャネル（音声チャネルが１つ以上の場合）又は切り替えモード電源との干渉、第３高調波歪み、雑音及びステレオ増幅器における左右のチャネルの劣化チャネル分離である。
【特許文献１】米国特許第２００３／０１９４９７０  Ａｌ号明細書
【特許文献２】米国特許第４４４１０８１号明細書
【非特許文献１】ロナン・バン・デル・ジー（Ｒｏｎａｎ  ｖａｎ  ｄｅｒ  Ｚｅｅ）、ハイ・エフィシェンシー・オーディオ・パワー・アンプリファイアズ、デザイン・アンド・プラクティカル・ユース（Ｈｉｇｈ  Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ  Ａｕｄｉｏ  Ｐｏｗｅｒ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ，  ｄｅｓｉｇｎ  ａｎｄ  ｐｒａｃｔｉｃａｌ  ｕｓｅ）、アカデミック・パブリケーション・オンライン（Ａｃａｄｅｍｉｃ  Ｐｕｂｌｉｃａｔｉｏｎ  ｏｎ  ｌｉｎｅ）、オランダ、トウェンテ大学（Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ  ｏｆ  Ｔｗｅｎｔｅ）、１９９９年、ＩＳＢＮ：９０−３６５１２８７５
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
本発明の目的は、上述の問題を軽減する音声増幅器を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明は、独立請求項により定められる。従属請求項は、有利な実施例を定める。本発明のデュアルモード音声増幅器では、モード切り替え手段は、電力出力段を、第１のモードで音声信号の例えば第１のレベルより低い低レベルにおいて切り替え、及び電力出力段を、第２のモードで音声信号の例えば第２のレベルより高い高レベルにおいて切り替えるよう構成される。実際には、モード切り替えは、ヒステリシスを有して良い。従って例えば音声信号の第１及び第２のレベルの間の中間レベルにおいて、モードは、前のアクティブモードに対して変更されないままである。第１及び第２のレベルは、同一のレベルであって良い。しかしながら、ヒステリシスが必要な場合、第２のレベルは、第１のレベルより高い。
【０００６】
本発明は、以下の事項に基づく。低信号レベルにおいて、例えば約１ワットまでの出力電力又は最大可能出力電力で、選択された出力段で放熱板を使用せず、増幅器は、線形モード、望ましくはクラスＡＢで動作する。これら低電力では、増幅器は、クラスＤの動作に固有のアーティファクト、例えば電源線のリップルがない。一方、上述の他のアーティファクトの大部分、例えば第３高調波歪み、劣化チャネルの分離及び信号対雑音比は、十分に低い。通常、この状況は９８％の時間で生じる。高出力電力が必要とされる瞬間から、増幅器は、クラスＤモードへ切り替わる。この状態では、上述のアーティファクトは存在するが、生成される音出力が高いので、聞こえない。音響出力は、アーティファクトより非常に高く、及び実質的にこれらアーティファクトを人間の聴覚に対し隠す。このように、通常、クラスＡＢで高レベル信号を作動する場合に必要とされる高価なプリント回路基板、放熱板、高電力出力段、及び高電力消費は、回避される。
【０００７】
留意すべき点は、非特許文献１から、線形及びクラスＤの音声増幅器を結合し、上述の問題のそれぞれの不利点を回避することが既に知られていることである。しかしながら、本発明の信号電力出力段の代わりに２つの電力出力段が必要とされるので、これらの解決策は高価である。
【０００８】
また留意すべき点は、特許文献２が、サーボシステムが「フォローイング」モードの場合にクラスＡで動作し、「シーキング」モードの場合にクラスＤで動作する電力出力段を有するサーボ増幅器を開示していることである。しかしながら、音声増幅器に設定されるべき要件、例えば増幅されるべき信号の周波数領域、及び音声増幅器で回避される必要のあるアーティファクト、例えば信号より６０乃至８０ｄＢ低くなければならない過渡応答は、サーボ増幅器内で生じるものと大きさの程度が異なる。
【０００９】
本発明の音声増幅器では、増幅器があるモードから他のモードへ切り替えられる瞬間に聞き取れるグリッチ（過渡応答）を（実質的に）回避することが重要である。このようなグリッチは、上述の特許文献１のように、モード切り替え手段が増幅器の信号経路内に位置する場合、実際には回避できない。本発明によるデュアルモード音声増幅器は、前記電力出力段を有する信号経路、及び前記信号経路の少なくとも一部をブリッジする帰還経路により、及び／又はモード切り替え手段が前記帰還経路内に設けられることにより特徴付けられる。
【００１０】
実際には、本発明による音声増幅器は、信号経路にカスケード接続された演算増幅器、電力出力段及びクラスＤ型のＬＣ出力フィルターを、この順序で有して良い。このような音声増幅器の第１の構成では、反転電力出力段が使用され、及びモード切り替え手段は、電力出力段の出力信号を第１のモードで、又は電力出力段の入力信号を第２のモードで演算増幅器の入力へ帰還するよう構成される。これにより、電力段の反転を利用し、負帰還（第１のモード）及び第２のモードで結果として生じる発振を有する正帰還の間を切り替える。第２の構成では、モード切り替え手段は、ＬＣ出力フィルターの入力信号を第１のモードで、又は当該フィルターの出力信号を演算増幅器の入力へ第２のモードで帰還する。これにより、ＬＣ出力フィルターの位相シフトを用い、負から正帰還へ及び逆もまた同様に帰還を変更する。
【００１１】
本発明によるデュアルモード音声増幅器の第３の構成は、強靱な動作のため望ましく、帰還経路が、音声周波数帯を通過させ及び前記音声周波数帯より高い周波数を位相シフトする低域通過濾波手段を有することを特徴とし、並びにモード切り替え手段が、前記音声周波数帯より高い周波数の位相シフトの量を変化するよう構成されることを特徴とする。音声周波数帯では、低域通過濾波手段のトランスファーは、適度に可能な程度にフラットであり、結果としてクラスＡＢモード及びクラスＤモードでの増幅器全体のフラット音声信号トランスファーを生じる。モード切り替え手段は、音声周波数帯より高い周波数で実質的に動作可能である。モード切り替え手段の機能は、帰還経路の位相特性を変化させ、第１の（クラスＡＢ）モードの負帰還を第２の（クラスＤ）モードの正帰還に変化させることである。
【００１２】
先に説明したように、上述の構成は、モード切り替えの瞬間に生じる過渡応答を好ましく抑制する。更に良い過渡応答の抑制は、本発明の更なる特徴により、モード切り替え手段の両端に生じるＤＣ電位を抑制するＤＣブロッキング手段が設けられる場合に、得られる。モード切り替え手段の両端の如何なるＤＣ電圧も、開の場合、結果としてＤＣ遷移を生じ、及びモード切り替え手段が閉又は開の場合、結果として可聴過渡応答を生じる。ＤＣのないモード切り替え手段を使用することにより、これら過渡応答は、効果的に回避される。上述の対策では、過渡応答の抑制は、効果的なので、例えば大きい正弦波を増幅する場合、増幅器を、正弦波のゼロ交差の間に第１の（線形）モードで、正弦波の頂点の間に第２の（発振）モードで切り替えることが可能である。
【００１３】
本発明によるデュアルモード音声増幅器では、いくつかの問題、例えば過渡応答感度の増大は、例えば通常電力出力段の上位にある演算増幅器内のＤＣオフセットに由来し得る。デュアルモード音声増幅器では、帰還経路のトランスファーは音声周波数帯に対し実質的に１より低く、このような問題は、帰還経路のトランスファーがＤＣ電圧に対し１である場合、最小化され得る。この対策は、前記ＤＣオフセットが音声増幅器で増幅されることを防ぐ。
【００１４】
本発明は、図を参照して説明される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
音声増幅器は、非反転入力端子２、反転入力端子３及び出力端子４を備える演算増幅器１を有する。非反転入力端子２は、音声信号Ｖｉを受信するよう構成される。音声信号Ｖｉは、演算増幅器内で増幅され、そして次に電力出力段６の信号入力端子５へ印加される。
【００１６】
出力段６は、出力トランジスター７、８のＰＮＰ−ＮＰＮ対を有する。ＰＮＰ−ＮＰＮ対は、駆動トランジスター９、１０のＮＰＮ−ＰＮＰ対により駆動される。出力トランジスター７、８のエミッター電極は、正及び負の供給電圧ＶＳ＋及びＶＳ−とそれぞれ接続される。出力トランジスター７、８のコレクター電極は、相互に及び段６の出力端子１１と接続される。また出力トランジスター７、８のベース電極は、それぞれ駆動トランジスター９、１０のコレクター電極と接続される。駆動トランジスターのエミッター電極は、共通エミッター抵抗１２を通じ接地と接続される。またこれらトランジスターのベース電極は、それぞれ抵抗１３及び１４を通じ、段６の入力端子５と接続される。バイアス抵抗１５は、正の供給電圧ＶＳ＋及びトランジスター９のベース電極の間に接続される。また、バイアス抵抗１６は、負の供給電圧ＶＳ−及びトランジスター１０のベース電極の間に接続される。出力トランジスター７及び８の相互接続されたコレクター電極並びに駆動トランジスター９及び１０の相互接続されたエミッター電極の間に接続された抵抗１７は、２つのトランジスター段に負帰還を提供する。
【００１７】
電力出力段６の出力端子１１は、インダクター１８を通じ、キャパシター１９と接続される。これらは共に標準的なクラスＤの出力ＬＣフィルターを構成する。インダクター１８及びキャパシター１９の相互接続は、１つ以上の拡声器が接続されて良い音声増幅器の出力端子２０を形成する。並列ダイオード２１及び２２は、それぞれ出力トランジスター７及び８のエミッター−コレクター経路と並列であり、クラスＤモードで出力トランジスター７及び８を誘導性負荷から保護する。演算増幅器１、電力出力段６及びＬＣフィルター１８−１９は、音声増幅器の信号経路を構成する。増幅器は、出力段６の出力端子１１と接続された入力端子２４及び演算増幅器１の反転入力端子３と接続された出力端子２５を備えた帰還経路２３を更に有する。
【００１８】
帰還経路は、入力端子２４及び出力端子２５の間に直列接続された２つの抵抗２６及び２７を有する。これら２つの抵抗の相互接続は、キャパシター２８を通じて接地と、またキャパシター３０を通じ点２９と接続される。抵抗３１及びキャパシター３２の直列構成は、出力端子２５及び接地の間に接続される。また抵抗３３及びキャパシター３４の並列構成は、出力端子２５及び点２９の間に接続される。この点２９は、キャパシター３５を通じ、抵抗３６及びスイッチトランジスター３７の接地された並列構成と接続される。増幅器の出力電圧Ｖ０は、端子２０において現れ、スイッチトランジスター３７を制御するレベル検出器３８に印加される。スイッチトランジスターは、出力電圧Ｖ０の低レベルにおいて開（遮断）であり、また当該出力電圧の高レベルにおいて閉（導通）である。実際に試験された音声増幅器では、受動素子は以下の値を有していた。
【００１９】
【表１】
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バイポーラトランジスター７−１０及び抵抗１２−１７を有する構成は、線形電力増幅器を有する。線形電力増幅器は、これら抵抗値に依存し、クラスＢ又は望ましくはクラスＡＢで動作するようバイアスされて良い。抵抗１７は、段の増幅を調整可能である。並列ダイオード２１及び２２の追加により、電力出力段６を切り替えられたクラスＤモードで動作可能である。ＬＣフィルター１８−１９は、実質的にクラスＤで、高い切り替え周波数及び増幅器の出力信号内の切り替え周波数の高調波を減衰させ、そしてクラスＡＢ／Ｂ動作に全く悪影響を与えない。
【００２０】
２０Ｈｚ乃至２０ｋＨｚの音声周波数帯では、帰還経路２３の減衰（つまり増幅器全体の増幅）は、抵抗２６、２７及び３１により実質的に決定される。キャパシター２８、３０及び３４は、非常に小さく、またキャパシター３２及び３５は非常に大きいので、この周波数領域で実質的な影響を有さない。
【００２１】
実質的に高周波数において、キャパシター２８、３０及び３４は、位相シフトに関連する。しかしながら、スイッチトランジスター３７が遮断されている場合、この位相シフトは、増幅器を発振させるのに十分でない。結果として増幅器は、線形（クラスＡＢ又はＢ）モードで動作する。一方で、スイッチトランジスターが導通している場合、キャパシター３０及び３４は、キャパシター３５及びトランジスター３７を通じ接地される。この結果、位相シフトが生じる。この位相シフトは、これら周波数における演算増幅器１の位相シフトと共に、増幅器の発振を支援するのに十分である。この発振は、結果として、音声信号により変調されたパルス幅であり、周波数が音声信号に依存するパルス列を生じる。
【００２２】
キャパシター３５は、あるモードから別のモードへの遷移の時に過渡応答が生じることを回避するという重要な役割がある。キャパシターは、如何なるＤＣ電位もスイッチから隔離し、そして従ってトランジスターが切り替わる時に生じるＤＣフランクを防ぐ。キャパシター３２は、帰還経路のＤＣトランスファーが１に等しいことを保証する。このキャパシターがない場合、例えば演算増幅器１内のＤＣオフセットは、出力２０において増幅されて現れ、拡声器内に対応する大きいＤＣ電流を伴う。
【００２３】
レベル検出器３８は、種々の実装を有し得る。例えば、出力端子２０からの出力電圧Ｖ０は、両波整流器に印加される。そして整流された信号は、比較器に印加され、比較器内で所定の基準電圧と比較されて良い。比較器の出力は、スイッチトランジスター３７へ供給される。結果として、増幅器は、音声信号Ｖ０の絶対値が所定の電圧より高い場合にクラスＤモードで動作し、また当該絶対値が所定の電圧より低い場合にクラスＡＢで動作する。従って、音声信号の全てのゼロ交差は、クラスＡＢで処理される。勿論、出力電圧Ｖ０の極値が所定の電圧より低いままである場合、増幅器はいつまでもクラスＡＢのままである。
【００２４】
代案として、整流器は、出力電圧Ｖ０が上昇した場合に迅速に充電され及び電位が降下した場合にゆっくり放電されるキャパシターを有する頂点検出器であって良い。増幅器は、音声信号Ｖ０が比較器により設定された所定のレベルより高く上昇すると直ぐにクラスＤモードに切り替わる。しかし、音声信号が所定のレベルより下に降下した場合、増幅器が線形モードに切り戻るために十分な時間が必要である。結果として所定のレベルより低い別のレベルで、線形モードに切り戻る。このように、モード切り替えの数は、実質的に低減される。またヒステリシスの形式が導入される。更に、レベル検出器の比較器は、２つの比較レベルを備えたヒステリシスを有して良い。音声信号は、増幅器がクラスＡＢモードに切り替わるためには、第１の比較レベルより下に降下しなければならない。また音声信号は、増幅器がクラスＤに切り替わるためには、第１のレベルより高い、第２の比較レベルを通過しなければならない。
【００２５】
留意すべき点は、以上に記載された実施例は、本発明を制限するものではないことである。当業者は、請求の範囲から逸脱することなく、多くの代替の実施例を考案できるだろう。請求項では、括弧内の如何なる参照符号も、請求項を制限すると見なされるべきではない。「有する」の表現及びその活用の使用は、請求項に記載された以外の構成要素又は段階の存在を排除するものではない。要素に付される単数表記の語は、当該要素の複数の存在を排除するものではない。本発明は、複数の個別の要素を有するハードウェアにより、及び適切に設定されたコンピューターにより実施され得る。複数の手段を列挙した装置の請求項では、これら複数の手段は、１つ及び同一のハードウェア要素により実施され得る。特定の手段が相互に異なる従属請求項で引用されることは、これら手段の組み合わせが効果的に利用できないことを示すものではない。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】本発明によるデュアルモード音声増幅器の例を示す。
【図１】
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【国際調査報告】
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