(57)【要約】【課題】同期式整流ブーストコンバータにおけるスイッチング損失および始動時のインラッシュ電流の問題を解決する。【解決手段】  従来のブーストダイオードを、常時導通する双方向半導体スイッチに置換したブーストコンバータ１８であり、この回路は、第１ゲートターミナルとソースターミナルペアの間に低電圧ショットキーダイオード７２を接続することによって、双方向スイッチ６４を自己駆動するようになっている。所定の過剰な負荷電流条件に応答し、自己駆動動作と独立して、スイッチをオンオフするように、第２ゲート−ソースターミナルペアを使用することにより、インラッシュ電流保護機能を実行できる。このインラッシュ電流保護機能は、第２ゲートターミナルと第２ソースターミナルとの間に接続された第２ショットキーダイオード７２を使用し、負荷電流に従ってバイアスを制御するようにＲＣ回路に接続された外部制御スイッチにより、コンバータ電力出力トランジスタのためのリターンレールに第２ゲートターミナルを接続するＲＣ回路を使用することによって、インラッシュ電流保護機能を実施する。【選択図】図３
2008510446.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
パワー出力スイッチと、
負荷回路に接続するためのパワー出力スイッチに接続された出力コンデンサと、
前記出力コンデンサと前記パワー出力スイッチとの間に結合された、常時オンである双方向半導体スイッチとを備えるブーストコンバータ。
【請求項２】
同期整流およびインラッシュ電流制限保護を実行する前記双方向スイッチのための制御回路を備える、請求項１記載のブーストコンバータ。
【請求項３】
前記双方向スイッチは、自己駆動されるようになっている、請求項１記載のブーストコンバータ。
【請求項４】
前記双方向スイッチの第１ゲートターミナルと第１ソースターミナルとの間に接続されたショットキーダイオードと、
前記双方向スイッチの第２ゲートターミナルと第２ソースターミナルとの間の直接接続部とを備え、
前記双方向スイッチは、自己駆動されるとともに、導通状態において、前記第１および第２ソースターミナルを通して、前記パワー出力スイッチと前記出力コンデンサとの間に電流パスを提供するようになっている、請求項１記載のブーストコンバータ。
【請求項５】
前記双方向スイッチのソースターミナルおよび前記第１ゲートターミナルは、前記スイッチのライン側にあり、前記第２ソースターミナルおよび第２ゲートターミナルは、前記スイッチの負荷側にある、請求項１記載のブーストコンバータ。
【請求項６】
前記パワー出力スイッチは、パワーＭＯＳＦＥＴである、請求項１記載のブーストコンバータ。
【請求項７】
前記ブーストコンバータの双方向スイッチおよび別の部品は、単一のＩＣとされている、請求項１記載のブーストコンバータ。
【請求項８】
パワー出力トランジスタと、
負荷回路に接続するように、前記出力トランジスタに結合されている出力コンデンサと、
この出力コンデンサと、パワー出力スイッチのための電流パスの第１の側との間に結合された、常時オンである双方向半導体スイッチと、
前記双方向スイッチの第１ゲートターミナルと、
第１ソースターミナルとの間に接続された第１バイアス回路と、
前記双方向スイッチの第２ゲートターミナルと、第２ソースターミナルとの間に接続された第２バイアス回路と、
前記第２バイアス回路を制御するための制御回路とを有する、インラッシュ電流制限保護機能を備える、自己駆動ブーストコンバータ。
【請求項９】
前記第１バイアス回路は、前記第１ゲートターミナルと第２ソースターミナルとの間に接続されたショットキーダイオードであり、もって、前記双方向スイッチは、自己駆動されるようになっている、請求項８記載のコンバータ。
【請求項１０】
前記第２ゲートターミナルと第２ソースターミナルとの間に接続された第２ショットキーダイオードと、
前記第２ゲートターミナルと出力トランジスタのための電流パスの第２ターミナルとの間に接続された直列ＲＣ回路と、
前記第２ゲートターミナルにおけるバイアス電圧が、前記双方向スイッチをターンオフする値となることができるようにする第１ステートになるように作動しうる制御スイッチとを備える、請求項９記載のブーストコンバータ。
【請求項１１】
前記制御スイッチは、前記第１ステートにおいて、直列ＲＣ回路内のコンデンサをバイパスするように作動する、請求項１０記載のブーストコンバータ。
【請求項１２】
前記制御スイッチを第１ステートにするように、前記負荷電流の所定の状態に応答して作動できる第２バイアス回路のための制御回路を更に有する、請求項１０記載のブーストコンバータ。
【請求項１３】
最大可能なインラッシュ電流を決定するように、前記ＲＣ回路の時定数が設定されている、請求項１０記載のブーストコンバータ。
【請求項１４】
第２バイアス回路は、
前記第２ゲートターミナルと第２ソースターミナルとの間に接続されたショットキーダイオードと、
前記第２ゲートターミナルと出力トランジスタのための電流パスの第２ターミナルとの間に接続された直列ＲＣ回路と、
前記第２ゲートターミナルにおけるバイアス電圧が、前記双方向スイッチをターンオフする値となることができるようにする第１ステートになるように作動しうる外部制御スイッチとを備える、請求項８記載のブーストコンバータ。
【請求項１５】
前記制御スイッチは、前記第１ステートにおいて、直列ＲＣ回路内のコンデンサをバイパスするように作動する、請求項１４記載のブーストコンバータ。
【請求項１６】
前記制御スイッチを第１ステートにするように、前記負荷電流の所定の状態に応答して作動できる第２バイアス回路のための制御回路を更に有する、請求項１４記載のブーストコンバータ。
【請求項１７】
最大可能なインラッシュ電流を決定するように、前記ＲＣ回路の時定数が設定されている、請求項１４記載のブーストコンバータ。
【請求項１８】
前記双方向スイッチのライン側と負荷側との間に接続された抵抗器と直列なダイオードを更に備える、請求項１４記載のブーストコンバータ。
【請求項１９】
前記外部で制御されるスイッチは、入力電流の立ち上がりを制御するようにパルス幅変調されるようになっている、請求項１４記載のブーストコンバータ。
【請求項２０】
前記ブーストコンバータの双方向スイッチおよび他の部品は、単一のＩＣとされている、請求項８記載のブーストコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、同期式整流ブーストコンバータに関し、特に従来のブーストダイオードを、双方向の半導体スイッチに置換したデバイスに関する。
【背景技術】
【０００２】
ＡＣ給電システムにおける高調波の放出を低減させるためには、国際規格（ＥＮ６１０００−３−２）による、力率補正（ＰＦＣ）が必要である。従来の最も一般的な解決方法は、入力整流ブリッジを使用し、この整流の後に、ブーストスイッチングコンバータを設け、このスイッチングコンバータを、電圧と電流ループによって制御する方法である。
【０００３】
図１は、全体が１０で示された代表的なＰＦＣ整流器ステージを示し、このステージは、入力回路１２と、ブーストチョーク１８を介してＭＯＳＦＥＴ１６に給電するダイオードブリッジ整流器１４と、コンデンサ２２を介して出力電力を供給するブーストダイオード２０とを備えている。抵抗器２４として図示されている付加回路は、コンデンサ２２の両端に接続されている。
【０００４】
ＭＯＳＦＥＴ１６のためのゲート制御ＰＦＣは、適当な論理回路２６によって行われる。コンバータ入力１２における電圧および電流は、この回路により常時比例し、システムの入力端での所望の抵抗性挙動を呈する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ブースト回路トポロジーの構造では、一般に２つの問題が生じる。すなわち、逆回復損失が大きいこと、および始動時のインラッシュ電流を制御することである。前者の問題に関し、ＭＯＳＦＥＴ１６が正常な動作中にターンオンすると、ブーストダイオード２０の逆回復電荷は、大きなスイッチング損失を発生させ、最高のスイッチング周波数を著しく制限する。
【０００６】
システムの始動時において、出力コンデンサ２２が放電すると、一般に第２の問題が生じる。この出力コンデンサは、整流されたＡＣラインによって充電され、この充電電流の大きさは、入力ループのインピーダンスによって制限され、その結果、大きなインラッシュ電流が生じるが、このインラッシュ電流は、部品を故障させることがある。
【０００７】
従来の回路トポロジーでは、必要な場合に電流パスをシャットダウンできるような制御可能なスイッチは、充電電流のパス内には存在していない。この問題に対する従来の解決方法は、図１の整流ブリッジの入力側に示すように、リレー、すなわちＳＣＲと共に、負の温度係数（ＮＴＣ）または標準的な抵抗器を設けることであった。
【０００８】
「スイッチング電源」を発明の名称とし、マツモト外に付与された米国特許第6,285,107号、「インラッシュ電流を制限するための装置」を発明の名称とし、ベルンシュタイン外に付与された米国特許第5,420,780号、および「ブーストコンバータのための同期整流器」を発明の名称とし、マーに付与された米国特許第5,994,882号には、ブーストコンバータにおけるＰＦＣの従来の特定の例が記載されている。
【０００９】
しかし、これらのいずれにおいても、２つの主な問題（インラッシュ電流の問題および逆回復損失）のうちの１つしか解決しておらず、かついずれも、追加部品を使用しているが、これら部品は、コンバータＩＣの一部として好ましく製造できるものではない。従って、上記の、双方の問題を解決し、一体化をも可能にする良い解決方法が望まれていることは明らかである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明は、図１に示されたブーストダイオードを、常時導通する双方向の半導体スイッチと置換することにより、上記ニーズを満足させようとするものである。この公知のデバイスは、電流を双方向に導通したり、ブロックすることができ、４象限スイッチと時々称される。その理由は、双方向に電流を導通させ、電流をブロックできるので、ＶＩ平面の４つの象限で作動できるからである。図２には、３２で、かかるデバイスが略示されている。
【００１１】
ここで、第１ソースターミナル３４と第２ソースターミナル３６との間には、双方向の電流パスがあり、第１ゲートターミナル４０とソースターミナル３４との間に接続された第１電圧ソース３８、および第２ゲートターミナル４４とソースターミナル３６との間に接続された第２電圧ソース４２により得られるバイアス電圧によって制御が行われる。
【００１２】
このタイプのデバイスは、ゲートソースペアの一方または双方の間に負のバイアスが加えられると、オフとなることを特徴としている。双方のゲートにおける電圧がゼロになった場合にしか、電流は、２つのソースターミナルの間に流れることができない。
【００１３】
本発明の第１の特徴によれば、常時オンとなる単一の双方向スイッチを使用したブーストコンバータにおいて、同期整流機能と電流インラッシュ制限機能の双方が実行される。本発明のこの特徴によれば、ブーストコンバータは、自己駆動回路トポロジーを使用することが好ましい。この双方向スイッチと関連する回路は、ブーストコンバータ自身を実現するＩＣの一部となることが好ましい。
【００１４】
本発明の第２の特徴によれば、従来のブーストダイオードを、ライン側ペアのゲートターミナルとソースターミナルとの間に接続された低電圧ショットキーダイオードを有する常時オンである双方向半導体スイッチに置換することによって、インラッシュ電流制限保護を行う自己駆動ブーストコンバータが実現される。
【００１５】
本発明の第３の特徴によれば、負荷電流が危険なレベルに達したときに、適当な論理回路の制御により、双方向スイッチをターンオフするように、（好ましくは）負荷側ゲートを使用する、常時オンの双方向半導体スイッチとなるように従来のブーストダイオードを置換することにより、ブーストコンバータにおいてインラッシュ電流制限保護を実行する。
【００１６】
本発明の第４の特徴によれば、負荷側ゲートターミナルを、回路保護論理ターミナルに接続する第２ショットキーダイオードと共に、前記双方向スイッチのゲートターミナルとソースターミナルペアのうちの一方（好ましくはライン側ペア）の間に接続された低電圧側ショットキーダイオードを設けることができる。
【００１７】
本発明の種々の特徴に係わる回路は、別の部品を最小限追加するだけでよく、そのため、ブーストコンバータの他の部分を有するＩＣとして、容易に実現することができ、デバイスは経済的となる。また、従来の回路よりも機能上の改善が得られる。同期式整流機能に関して、停電圧ショットキーダイオードの低い順方向電圧およびスイッチのＲＤＳｏｎ損失しか導通損失に影響していないので、回路は極めて効率的となる。このことは、大きい導通損失を呈する最も高度なワイドバンドギャップ整流ダイオード（ＳｉＣおよびＧａＡｓ）と比較しても、利益が得られることを意味する。また、逆回復損失もなければ、スイッチ容量の容量性放電もない。
【００１８】
インラッシュ電流制限機能のための重要な利点は、所定のときに電流パスを開放し、ソリッドステートのヒューズ機能を奏することであり、従って完全で、かつ正確なインラッシュ電流制御が可能である。
【００１９】
添付図面を参照して行う、本発明の次の説明から、本発明の別の特徴および利点が明らかとなると思う。
添付図面中、同じ番号は、同様な部品を示す。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
図３において、全体が番号５０で示された同期式ブーストコンバータの基本概念は、ダイオード整流ブリッジ１４と、高電圧側ＭＯＳＦＥＴ１６と、ブーストチョーク１８と、負荷回路２４がパラレルに接続された出力コンデンサ２２とを備えている、図２の従来の回路と全体的に同じアーキテクチャを有する。
【００２１】
しかし、図１のブーストダイオードは、図２に示された、これまで説明したタイプの、常時オンの双方向ウイッチ５２と置換されている。インラッシュおよび同期整流制御は、ロジックユニット５４によって行われ、このロジックユニットは、任意の適当なタイプまたは望ましいタイプであるか、または下記の実施例で説明されるタイプのものでよく、スイッチ５２のための適当な制御信号を発生する。ＭＯＳＦＥＴ１６は、適当なパルス幅変調ロジック（図示せず）により、公知のように駆動される。
【００２２】
発明を限定しない好ましい実施例では、双方向スイッチ６４のライン側ゲートターミナル６０と、ライン側ソースターミナル６２との間に接続されたショットキーダイオード５８を使用している。この実施例では、負荷側ゲート６６は駆動されず、従って直接負荷側ソース６８に接続されている。
【００２３】
スイッチ６４は、電圧を双方向にブロックできなければならない。ブーストコンバータでは、出力コンデンサ２２が放電されるとき、出力電圧は入力電圧よりも低くなる。しかし、回路が作動しているとき、出力電圧は常に入力電圧よりも高い。これに対応して、スイッチ６４は、電流を少なくとも一方向に流すことができなければならない。
【００２４】
この機能は、スイッチ６４をターンオンするためのゲート信号を発生する停電圧ショットキーダイオード５８を使用することによって達成される。ＭＯＳＦＥＴ１６がターンオンすると、電流はそのドレインに転流される。ショットキーダイオード５８の両端の電圧が上昇し始めるとすぐに、スイッチ６４はターンオフし、出力電圧をブロックする。ＭＯＳＦＥＴ１６がターンオフすると、逆のプロセスが生じる。
【００２５】
上記のように、図４の回路では、第２ゲート６６は使用されておらず、動作に影響しない。しかし、スイッチ６４の作動を別個に制御するのにゲート６６を使用できるので、このゲートは、図５に示すように、インラッシュ電流保護を行うのに使用できる。
【００２６】
図５に示すインラッシュ電流保護実施回路７０は、スイッチ６４の負荷側ゲートターミナル６６とドレインターミナル６８との間に、第２ショットキーダイオード７６が設けられており、抵抗器７４とコンデンサ７６との直列の組み合わせを通して、ＭＯＳＦＥＴ１６から停電圧側レール８０への電流パスが設けられているという点で、回路５６とは異なっている。
【００２７】
更に、コンデンサ７６の両端にスイッチ７８が接続されている。このスイッチは、ゲート６６における電圧を制御するために、ＰＦＣロジック回路７８によって作動させられる。更に、後述するように、インラッシュ抵抗器８４と直列に、インラッシュダイオード８２を設けることもできる。
【００２８】
作動時、システムが始動し、ブリッジ１４の両端において、システムにＡＣライン電圧が印加されるとき、出力コンデンサ２２はまだ放電中である。スイッチ７８の状態に係拘わらず、ゲート６６に０Ｖバイアスが加えられるので、スイッチ６８はオンとなる。
【００２９】
（インラッシュダイオード８２および抵抗器８４が存在しないと仮定した場合）電流がインダクタ１８、ダイオード５８およびスイッチ６８を通過し始めるにつれ、出コンデンサ２２上の電圧は上昇し始める。制御スイッチ７８が閉じた状態にあると、クランプダイオード７２に同じ出力電圧が生じるので、この電圧は、スイッチ６８のゲート６６に印加される。出力電圧が、スイッチ６８のスレッショルド電圧に到達すると、スイッチはターンオフし、充電電流パスをブロックする。
【００３０】
制御スイッチ７８が開になると、コンデンサ７６は、コンデンサ２２上と同じ電圧まで充電を開始し、ゲート６６は、コンデンサ７６が充電されるにつれ、電圧をトラッキングする。この充電時間は、抵抗器７４とコンデンサ７６のＲＣ時定数によって決定されるので、インラッシュ電流を所望する値に制限するように、適宜長くすることができる。
【００３１】
これとは異なり、入力電流の上昇レートを制御するよう、スイッチ７８をパルス幅変調（ＰＷＭ）することができる。また、インラッシュダイオード８２とインラッシュ抵抗器８４を使って、出力コンデンサ２２を充電するための追加パスを設けることもできる。
【００３２】
入力から出力への電流パスを開とするように、作動中の任意の時間に、スイッチ７８を閉じることができる。ＰＦＣ制御は、通常、パス電流をモニタする。設定電流限度に到達すると、スイッチ７８は閉じられるので、ゲート６６に負のバイアスがかかり、スイッチ６８を開にする。
【００３３】
以上、本発明の特定の実施例を参照して、本発明について説明したが、本明細書の説明を検討すれば、当業者には、他の多くの変形例および変更例、並びに他の用途が明らかであると思う。従って、本発明は、本明細書の特定の開示によって限定されるものでなく、特許請求の範囲のみによってその範囲が決定されるものである。
【００３４】
本願は、２００４年８月１２日に出願された米国仮特許出願第60/600914号に基づく優先権を主張するものであり、本明細書では、この米国仮特許出願の全開示内容を参考例として援用する。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】ブーストコンバータトポロジーを有する代表的なＰＦＣ整流ステージの回路略図である。
【図２】常時オンである双方向スイッチの機能を示す略図である。
【図３】本発明に従ってインラッシュ電流制限が実施される同期式ブーストコンバータの略図である。
【図４】本発明に係わる自己駆動同期式整流ブーストコンバータの略図である。
【図５】インラッシュ電流保護を行う図４のデバイスの実施例の回路図である。
【符号の説明】
【００３６】
１４    ダイオード整流ブリッジ
１６    高電圧側ＭＯＳＦＥＴ
１８    ブーストチョーク
２２    出力コンデンサ
２４    負荷回路
５２    スイッチ
５４    ロジックユニット
５８    ショットキーダイオード
６０    ライン側ゲートターミナル
６２    ライン側ソースターミナル
６４    双方向スイッチ
６６    負荷側ゲート
６８    負荷側ソース
７０    インラッシュ電流保護実施回路
７２    第２ショットキーダイオード
７４    抵抗器
７６    コンデンサ
７８    スイッチ
８０    低電圧側レール
８２    インラッシュダイオード
８４    抵抗器
【図１】
2008510446.tif 000003
【図２】
2008510446.tif 000004
【図３】
2008510446.tif 000005
【図４】
2008510446.tif 000006
【図５】
2008510446.tif 000007
【手続補正書】
【提出日】平成19年4月5日(2007.4.5)
【手続補正１】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】全図
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１】
2008510446.tif 000008
【図２】
2008510446.tif 000009
【図３】
2008510446.tif 000010
【図４】
2008510446.tif 000011
【図５】
2008510446.tif 000012
【国際調査報告】
2008510446.tif 000013