(57)【要約】  バッテリ給電装置用のコモンモード電圧発生器には、１つの分圧回路と多数のヒステリシスコンパレータとを備えるバッテリ電圧リップル−無感応センサが設けられ、コンパレータにより、バッテリ電圧またはその一部が一連の基準電圧と比較される。これらの基準電圧は、前記分圧回路により１つのオンチップ電圧から得られる。前記ヒステリシスコンパレータのヒステリシスは、前記バッテリ電圧のリップルよりも大きい。また、調節可能な調整ループも存在する。センサは、バッテリ電圧範囲を検出するとともに、この範囲に基づいて調整ループを調節する。調整ループは、バッテリ電圧の一部、好ましくはバッテリ電圧の半分に等しい出力コモンモード電圧を供給する。
2008507023.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
バッテリ給電装置のためのコモンモード電圧発生器であって、
バッテリ電圧センサと調節可能な調整ループとを備え、前記バッテリ電圧センサが分圧回路と複数のヒステリシスコンパレータとを有し、前記コンパレータにより、バッテリ電圧またはその一部が、前記分圧回路により１つの基準電圧から得られる一連の基準電圧と比較され、前記ヒステリシスコンパレータは、前記バッテリ電圧におけるリップルよりも大きいヒステリシスを有し、前記センサは、バッテリ電圧範囲を検出し且つこの範囲に基づいて調整ループを調節するようになっており、前記調整ループは、バッテリ電圧の一部に等しい出力コモンモード電圧を与えるようになっていることを特徴とする、コモンモード電圧発生器。
【請求項２】
前記出力コモンモード電圧が前記バッテリ電圧の略半分であることを特徴とする、請求項１に記載のコモンモード電圧発生器。
【請求項３】
前記調整ループは、固定抵抗と可変抵抗とを有する抵抗ラダーを備えるとともに、
ＶＣＯＭｏｕｔ＝（１＋Ｒ２／Ｒ１）×ＶＲＥＦ
によって表わされる伝達関数を有しており、ＶＣＯＭｏｕｔが前記出力コモンモード電圧であり、Ｒ１およびＲ２が抵抗値であり、ＶＲＥＦが内部オンチップ電圧であることを特徴とする、請求項１または２に記載のコモンモード電圧発生器。
【請求項４】
前記電圧センサと前記調整ループとの間にはデジタルインタフェースが設けられ、前記デジタルインタフェースにより、前記ヒステリシスコンパレータの出力値が一連のスイッチング素子を制御することができ、調節可能な前記抵抗ラダーは、前記スイッチング素子により前記調整ループ内に切り換えられ或いは前記調整ループ外へ切り換えられる複数の別個の抵抗を有していることを特徴とする、請求項３に記載のコモンモード電圧発生器。
【請求項５】
請求項１から４のいずれか一項に記載のコモンモード電圧発生器を備える集積回路デバイス。
【請求項６】
基準電圧を発生させるための基準電圧発生器を備えることを特徴とする、請求項５に記載の集積回路デバイス。
【請求項７】
請求項１から６のいずれか一項に記載のコモンモード電圧発生器が設けられたバッテリ給電装置。
【請求項８】
バッテリ電圧センサと調節可能な調整ループとを備えコモンモード電圧発生器によりバッテリ給電装置のためのコモンモード電圧を生成する方法であって、前記バッテリ電圧センサは、分圧回路と、バッテリ電圧またはその一部を前記分圧回路により１つの基準電圧から得られる一連の基準電圧と比較する複数のヒステリシスコンパレータとを有し、前記ヒステリシスコンパレータは、前記バッテリ電圧におけるリップルよりも大きいヒステリシスを有し、前記センサは、バッテリ電圧範囲を検出し且つこの範囲に基づいて調整ループを調節し、前記調整ループは、バッテリ電圧の一部に等しい出力コモンモード電圧を供給する方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、携帯電話などのバッテリ給電装置のためのコモンモード電圧発生器に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば携帯電話などの装置は音声増幅器を備えている。従来、音声増幅器には、殆どの場合にチップ上のＭＯＳ部品中で実現される中間電源または電源調整器を介して電力が供給される。そのような電源調整器は、出力音声信号の振れを制限するという欠点を有している。この問題を回避するための既知の方法は、バッテリにより直接に音声増幅器に対して電力を供給することである。ハンドセットバッテリは、５．４Ｖなどの高い電圧を与えることができ、したがって、出力音声信号の大きな振れを可能にする。また、電源調整器を除去すると、チップ上の空間を節約できるという利点が得られる。
【０００３】
この解決策は幾つかの問題をもたらす。例えば、増幅器は、バッテリのノイズおよび乱れを全て拒絶しなければならないが、当初の解決策では、電源調整器がこの拒絶の一部を扱う。また、増幅器の反転入力電圧および非反転入力電圧は、通常、内部コモンモード電圧ＶＣＯＭｉｎを示し、一方、出力コモンモード電圧ＶＣＯＭｏｕｔはバッテリ電圧とグランドとの間の中間であることが好ましい。また、出力コモンモード電圧の生成が実現されなければならない。
【０００４】
後者の問題に関しては、出力コモンモード電圧ＶＣＯＭｏｕｔがバッテリ電圧ＶＢＡＴの半分となるように選択されることが好ましい。これは、それによって、バッテリにより生成される電圧が有し得る問題である０からＶＢＡＴまでのＶＣＯＭｏｕｔ前後の振れを最大にできるからである。例えば、携帯電話ハンドセットにおいては、２１７Ｈｚの基本周波数で妨害電圧が存在することが良く知られている。１／２×ＶＢＡＴを得るために従来の単一の分圧器すなわち抵抗ラダーが使用される場合、このリップルは、伝送され、２で割られる場合であっても引き続き出力信号乱れの重要な根源であり続ける。リップルの大きさは、音声信号と比べると約−２０ｄＢと一致する約０．４Ｖである。これは、通常、オーディオ用途においては許容できない。
【０００５】
したがって、スプリアス周波数を減少させなければならない。例えば、ハンドセットにおいては、ＶＣＯＭｏｕｔの任意の乱れが出力電圧に伝えられて聞こえるため、最大で８０ｄＢの減少が必要とされる場合がある。ブリッジ結合負荷（ラウドスピーカ）が加えられる場合にＶＣＯＭｏｕｔの変動がシングルエンド負荷の場合よりも幾らか少ない影響を有することは知られている。その理由は、その間で負荷がもたらされる両方の出力電圧が同じＶＣＯＭｏｕｔを有しているからであり、また、２つの出力電圧間の差が差し引きによってＶＣＯＭｏｕｔを実質的に排除するからであり、これは、良く知られたコモンモードリジェクション（ＣＭＲＲ）である。実際には、ＣＭＲＲは、限られた効果、すなわち、たった約２０ｄＢの減衰を有している。そのため、リップルが−２０ｄＢで且つブリッジ結合負荷を伴う場合、ＶＣＯＭｏｕｔ＝１／２×ＶＢＡＴは依然として４０ｄＢの減衰を必要とする。他の既知の方法では、フィルタコンデンサが適用される。これは一次フィルタリングに相当する。しかしながら、この手法は、大きな抵抗および大きなキャパシタンスを必要とする。そのような構成要素は、通常、非常に大きなチップ面積を占めるため、集積回路部品として実現不可能である。また、大きなキャパシタンスを有するコンデンサの最初の充電時間は長く、結果として、増幅器の起動時間が延びてしまう。
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の目的は、減衰を実現するためにコンデンサを必要としないバッテリ給電装置のためのコモンモード電圧発生器を得ることである。
【０００７】
この目的のため、本発明に係るコモンモード電圧発生器は、請求項１の特徴部分によって特徴付けられる。
【０００８】
コモンモード電圧発生器中の全ての回路は、小さなＭＯＳ部品と共に使用されても良い。本発明に係る手段を提供することにより、コンデンサが不要となり、また、コモンモード電圧発生器が集積回路デバイスとして実現される場合にチップスペースを節約できる。
【０００９】
本発明は、ＶＢＡＴの任意のリップルまたは変動が１／２×ＶＢＡＴ中に現れないようにコモンモード電圧、通常は１／２×ＶＢＡＴを生成することに関する。米国特許明細書第２００３／０１９４０８１号には、ブリッジ結合負荷構成においてのみ適用できるバッテリ電圧フィルタ回路が開示されている。シングルエンド構成では、ＶＢＡＴのリップルが部分的に伝えられる。このブリッジ結合負荷構成における基準電圧はコモンモード電圧それ自体であり、その生成は前記特許明細書に開示されていない。
【００１０】
しかしながら、米国特許明細書第６，６０３，３５４号では、コモンモード電圧中にＶＤＤの変動が現れるように電源コモンモード電圧１／２×ＶＤＤがＶＤＤから得られる。したがって、この回路は、リップルがバッテリ電圧において存在するバッテリ給電装置においては適用できない。
【００１１】
また、本発明は、前述したコモンモード電圧発生器が設けられたバッテリ給電装置に関する。
【００１２】
本発明の前記目的および他の目的は、添付図面と併せて考慮される以下の詳細な説明によって更に明らかになる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
ここでは、実施形態の全てがチップ上のＭＯＳ部品を用いて実現される。
【００１４】
図１のコモンモード電圧発生器は、基準電圧ＶＲＥＦと電圧レベル０との間に４つの抵抗２−５を有する抵抗ラダー１と、４つのヒステリシスコンパレータ６−９とを有するバッテリ電圧センサを備えている。抵抗ラダー１からの電圧Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３，Ｖ４＝ＶＲＥＦはそれぞれ、これらのコンパレータの反転入力に対して供給される。ＶＲＥＦは内部オンチップ電圧である。外部バッテリ電圧ＶＢＡＴは、これらのコンパレータの非反転入力に対して供給される。携帯電話においては、例えば、バッテリは、２１７Ｈｚの最小周波数で変化する良く知られた妨害電圧を有している。約４Ｖの全バッテリ電圧を用いると、この妨害電圧は、約−２０ｄＢのリップルと一致する約０．４Ｖピーク・トゥ・ピークである。コンパレータ６−９のヒステリシス電圧値は、２１７Ｈｚ−リップルよりも僅かに大きく選択される。このようにすることで、２１７Ｈｚ−リップルの結果としてＶＢＡＴが変化する場合に、各コンパレータがその出力を変えないようにする。したがって、バッテリ電圧センサはバッテリのリップルに対して感度が良くない。
【００１５】
コモンモード電圧発生器はデジタルインタフェース１０とアクティブ調整ループ１１とを更に備えており、アクティブ調整ループ１１は演算増幅器１２と線形に動作するトランジスタ１３と抵抗ラダー１４とから成り、また、抵抗ラダー１４は固定抵抗Ｒ１と可変抵抗Ｒ２とを有している。Ｒ１両端間の電圧値は増幅器１２の反転入力に対して供給され、電圧値ＶＲＥＦは非反転入力に対して供給される。トランジスタ１３と抵抗ラダー１４と間の電圧は、任意の内部オンチップ電圧であっても良く、図１に示されるようにバッテリ電圧自体であっても良い。この調整ループの伝達関数は、以下の関係によって表わすことができる。
ＶＣＯＭｏｕｔ＝（１＋Ｒ２／Ｒ１）×ＶＲＥＦ
【００１６】
抵抗Ｒ２は、デジタルインタフェース１０を介してコンパレータ６−９の出力信号によって制御され、それにより、各ＶＢＡＴ−間隔毎にＲ２の適切な値が決定され、その結果、調整ループにおけるＶＣＯＭｏｕｔがＶＢＡＴの瞬間値の半分に最も近い値と一致する。期待値のＶＣＯＭｏｕｔの任意の変化は、ラダーＲ１，Ｒ２によって感知されるとともに、基準電圧ＶＲＥＦと比較される。増幅器１２は、ＶＣＯＭｏｕｔを元の所望の値に調整して維持するためにトランジスタ１３のゲートを調節する。
【００１７】
更に実用的な実施形態においては、最初に、抵抗ネットワークにより電圧ＶＢＡＴから電圧１／４×ＶＢＡＴが得られる。値ＶＢＡＴの代わりに、値１／４×ＶＢＡＴがヒステリシスコンパレータの非反転入力に対して供給される。この理由は、ＶＢＡＴが約５．４Ｖの値すなわちヒステリシスコンパレータのために使用されるＭＯＳ部品の最大定格を越える値に達する可能性があるからである。また、１／４×ＶＢＡＴは、チップにおける利用可能な内部基準電圧である基準電圧ＶＲＥＦ＝１．２５Ｖに匹敵するようになる。
【００１８】
そのような実施形態が図２に示されている。電圧１／４×ＶＢＡＴは、第１の抵抗ラダー１５により値ＶＢＡＴから得られる。例えばＶＡ＝０．６２Ｖ，ＶＢ＝０．７８Ｖ，ＶＣ＝０．９４Ｖ，ＶＤ＝１．０９Ｖの電圧値は、基準電圧ＶＲＥＦ＝１．２５Ｖを伴う第２の抵抗ラダー１６によって得られ、一方、ＶＥ＝１．２５Ｖである。この実施形態において、両方のラダー１５，１６における個々の抵抗は全て同じ値Ｒを有している。電圧値１／４×ＶＢＡＴはヒステリシスコンパレータ１７−２０の非反転入力に対して供給され、一方、電圧値ＶＡ〜ＶＤはこれらのコンパレータのダウン反転入力に対して供給されるとともに、電圧ＶＢ〜ＶＥはこれらのコンパレータのアップ反転入力に対して供給され、その結果、以下のようになる。
−  １／４×ＶＢＡＴ＞１．２５Ｖである場合、連続するヒステリシスコンパレータ２３−２０のデジタル出力電圧は１１１１であり；
−  １．０９Ｖ＜１／４×ＶＢＡＴ＜１．２５Ｖである場合、これらのデジタルコンパレータ出力電圧は０１１１であり；
−  ０．９４Ｖ＜１／４×ＶＢＡＴ＜１．０９Ｖである場合、デジタルコンパレータ出力電圧は００１１であり；
−  ０．７８Ｖ＜１／４×ＶＢＡＴ＜０．９４Ｖである場合、デジタルコンパレータ出力電圧は０００１であり；
−  ０．６２Ｖ＜１／４×ＶＢＡＴ＜０．７８Ｖである場合、デジタルコンパレータ出力電圧は００００である。
【００１９】
０〜０．６２Ｖの範囲の値は無視される。これは、ＶＢＡＴが実際には２．５Ｖよりも大きいときだけ使用できるからである。
【００２０】
コンパレータのヒステリシス効果は、コンパレータ出力が低い場合には反転入力としてアップ反転入力が選択され、コンパレータ出力が高い場合には反転入力としてダウン反転入力が選択されるという事実により達成される。
【００２１】
ヒステリシスコンパレータの出力値は抵抗ラダー２１の調整可能部分Ｒ２を制御する。また、固定部分がＲ１で示されている。Ｒ１およびＲ２の両方は等しい抵抗値Ｒ’により形成されている。Ｒ１＝８Ｒ’であり、一方、Ｒ２は０と８Ｒ’との間で変化することができる。調整可能部分は、デジタルインタフェース１０の一部であるスイッチ２２−２９を介してコンパレータ出力により制御される。実際には、スイッチ２２−２９はスイッチトランジスタによって形成されている。また、この実施形態における調整ループは図１の調整ループと等しく、そのため、Ｒ１両端間の電圧は増幅器３０の反転入力に対して供給され、一方、基準値ＶＲＥＦ＝１．２５Ｖは増幅器３３の非反転入力に対して供給される。図１のスイッチトランジスタ１３が増幅器３０内に組み込まれている。ＶＣＯＭｏｕｔにおける前記伝達関数を考慮すると、以下のことが見出される。
−  ＶＢＡＴ＞５Ｖである場合、したがって１／４×ＶＢＡＴ＞１．２５Ｖである場合には、全てのスイッチ２２−２９が開かれ、それにより、Ｒ２＝８Ｒ’およびＶＣＯＭｏｕｔ＝２．５Ｖとなり；
−  ４．４Ｖ＜ＶＢＡＴ＜５Ｖである場合、したがって１．０９Ｖ＜１／４×ＶＢＡＴ＜１．２５Ｖである場合には、スイッチ２２−２８が開かれ、それにより、Ｒ２＝７Ｒ’およびＶＣＯＭｏｕｔ＝２．３Ｖとなり；
−  ３．７Ｖ＜ＶＢＡＴ＜４．４Ｖである場合、したがって０．９４Ｖ＜１／４×ＶＢＡＴ＜１．０９Ｖである場合には、スイッチ２２−２６が開かれ、それにより、Ｒ２＝５Ｒ’およびＶＣＯＭｏｕｔ＝２．０５Ｖとなり；
−  ３．１Ｖ＜ＶＢＡＴ＜３．７Ｖである場合、したがって０．７８Ｖ＜１／４×ＶＢＡＴ＜０．９４Ｖである場合には、スイッチ２２−２４だけが開かれ、それにより、Ｒ２＝３Ｒ’およびＶＣＯＭｏｕｔ＝１．７Ｖとなり；
−  ２．５Ｖ＜ＶＢＡＴ＜３．１Ｖである場合、したがって０．６２Ｖ＜１／４×ＶＢＡＴ＜０．７８Ｖである場合には、全てのスイッチが閉じられたままとなり、それにより、Ｒ２＝０およびＶＣＯＭｏｕｔ＝１．２５Ｖとなる。
【００２２】
以上から明らかなように、ＶＢＡＴの瞬間値の半分と一致するＶＣＯＭｏｕｔの安定した値が得られるが、ＶＢＡＴのリップルは無く、チップ上で大きな表面を占めるコンデンサを使用せずに済む。
【００２３】
Ｒ２を可変抵抗とし且つＲ１を固定抵抗とせずに、Ｒ１を調整可能に選択して且つＲ２を固定することもできる。この状態が図３に示されている。また、抵抗の並列構成も示されている。図３はコモンモード電圧発生器の調整部分のみを示しているが、その最初の部分は図２と同じである。そのため、この場合も同様に、制御信号Ｓ１−Ｓ５は、デジタルインタフェース１０を介してヒステリシスコンパレータから得られる。抵抗器Ｒ１，Ｒ２は、チップ上で同じ面積を有する全ての抵抗の組み合わせによって形成される。そのため、固定抵抗Ｒ２は値０．５Ｒを有しており、一方、可変抵抗Ｒ１は値１０Ｒ，１．２５Ｒ，０．７５Ｒ，０．５Ｒ，０．６Ｒを有することができる。前記伝達関数および基準電圧値ＶＲＥＦによって、ＶＣＯＭｏｕｔに関する以下の値、すなわち、実際には図２の実施形態によって得られる値と一致する１．３１Ｖ，１．７５Ｖ，２．０８Ｖ，２．３０Ｖ，２．５０Ｖが得られる。
【００２４】
実際には、本発明に係るコモンモード出力電圧発生器を実現するために必要な総面積は、１００ｐＦの単一のコンデンサのそれに匹敵するが、阻止効率、すなわち、Ｒ＝８００ＭｅｇＯｈｍおよびＣ＝１ｎＦのフィルタを用いて得ることができるリップル減衰を達成する。この場合、本発明に係るコモンモード電圧発生器と比較すると、性能を一致させるために１００倍を超える空間が必要とされる。
【００２５】
ここで説明した実施形態は、単なる例示にすぎず、限定的な意味でとらえようとするものではない。前述した実施形態に対しては、添付の請求項に規定された本発明の範囲から逸脱することなく、当業者により様々な変更が成されても良い。特に言及すれば、ヒステリシスコンパレータの数を増やすことにより、精密なＶＢＡＴ感知を行なうことができる。
【００２６】
要約すると、本発明は、バッテリ電圧リップル−無感応センサが設けられたバッテリ給電装置用のコモンモード電圧発生器に関するものである。バッテリ給電装置は、１つの分圧回路と、多数のヒステリシスコンパレータとを備えている。バッテリ電圧またはその一部は、コンパレータの一連の基準電圧手段と比較される。これらの基準電圧は、前記分圧回路により１つの基準電圧から得られる。前記ヒステリシスコンパレータのヒステリシスは、前記バッテリ電圧のリップルよりも大きい。また、調節可能な調整ループも存在する。センサは、バッテリ電圧範囲を検出するとともに、この範囲に基づいて調整ループを調節する。調整ループは、バッテリ電圧の一部、好ましくはバッテリ電圧の半分に等しい出力コモンモード電圧を与える。
【００２７】
コモンモード電圧発生器は、集積回路デバイスとして実現されることが好ましい。基準電圧は、集積回路デバイスの一部であるオンチップ基準電圧発生器によって生成されることが好ましい。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】本発明に係るコモンモード電圧発生器の原理を示している。
【図２】本発明に係るコモンモード電圧発生器の第１の実施形態を更に詳細に示している。
【図３】本発明に係るコモンモード電圧発生器の調整部分の第２の実施形態を更に詳細に示している。
【図１】
2008507023.tif 000003
【図２】
2008507023.tif 000004
【図３】
2008507023.tif 000005
【国際調査報告】
2008507023.tif 000006
2008507023.tif 000007