(57)【要約】受信器アナログ信号をディジタル信号データ・ストリームに変換するＡ／Ｄ変換器（５２）を含み、ディジタル信号データ・ストリームに、ガード・セグメントによって分離されたシンボルが含まれる、直交周波数分割多重信号用の受信器。この受信器に、ディジタル・データ・ストリームから複素Ｉ成分および複素Ｑ成分の第１セットを作るＩ／Ｑデモジュレータ（５４）と、Ｉ成分およびＱ成分の第１セットを使用するガード・セグメント長デテクタ（５８）も含まれる。この受信器に、さらに、ディジタル信号データ・ストリームから検出された長さのガード・セグメントを抽出し、除去するエクストラクタ（６２）と、複素Ｉ成分および複素Ｑ成分の第２セットを作るためにディジタル信号データ・ストリームのシンボルを復調するＦＦＴデモジュレータ（６４）が含まれる。
2008502282.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信アナログ信号をディジタル信号データ・ストリームに変換するＡ／Ｄ変換器であって、前記ディジタル信号データ・ストリームが、ガード・セグメントによって分離されたシンボルを含む、Ａ／Ｄ変換器と、
前記ディジタル信号データ・ストリームから複素Ｉ成分および複素Ｑ成分の第１セットを作るＩ／Ｑデモジュレータと、
Ｉ成分およびＱ成分の前記第１セットを使用するガード・セグメント長デテクタと、
前記ディジタル信号データ・ストリームから前記検出された長さの前記ガード・セグメントを識別し、除去するエクストラクタと、
複素Ｉ成分および複素Ｑ成分の第２セットを作るために、前記ディジタル信号データ・ストリームの前記シンボルを復調するＦＦＴデモジュレータと
を含む受信器。
【請求項２】
前記ＦＦＴデモジュレータが、複素Ｉ成分および複素Ｑ成分の前記第２セットを作るために、一時に２つのシンボルを復調する、請求項１に記載の受信器。
【請求項３】
前記ＦＦＴデモジュレータが、２Ｋ要求モードに関する４Ｋモードおよび８Ｋ要求モードに関する１６Ｋモードのうちの１つで動作する、請求項２に記載の受信器。
【請求項４】
少なくとも前記受信器の初期化フェーズ中に、Ｉ成分およびＱ成分の前記第１セットを使用して、搬送波信号のオフセットを推定し、前記Ａ／Ｄ変換器を調整する第１搬送波信号オフセット・エスティメータと、前記エクストラクタ用のシンボル同期化信号を生成する第１シンボル同期化信号ジェネレータとを含む、請求項１に記載の受信器。
【請求項５】
Ｉ／Ｑデモジュレータ、前記ガード・セグメント長デテクタ、前記第１搬送波信号オフセット・エスティメータ、および前記第１シンボル同期化信号ジェネレータが、前記受信器の前記初期化フェーズ中だけに動作する、請求項４に記載の受信器。
【請求項６】
少なくとも前記受信器の前記初期化フェーズ後に、前記ＦＦＴデモジュレータからのＩ成分およびＱ成分の前記第２セットを使用して、搬送波信号のオフセットを推定し、前記Ａ／Ｄ変換器を調整する第２搬送波信号オフセット・エスティメータと、前記エクストラクタ用のシンボル同期化信号を生成する第２シンボル同期化信号ジェネレータとを含む、請求項４に記載の受信器。
【請求項７】
前記Ｉ／Ｑデモジュレータ、前記ガード・セグメント長デテクタ、前記エクストラクタ、および前記ＦＦＴデモジュレータとして動作するようにプログラムされたプロセッサを含む、請求項１に記載の受信器。
【請求項８】
前記ＦＦＴデモジュレータが、直交周波数分割多重デモジュレータである、請求項１に記載の受信器。
【請求項９】
前記受信器が、デジタルビデオ放送受信器である、請求項１に記載の受信器。
【請求項１０】
前記受信器が、めいめいの受信器フロント・エンドおよびＡ／Ｄ変換器にそれぞれ接続された少なくとも２つのアンテナを含む、請求項１に記載の受信器。
【請求項１１】
前記少なくとも２つのアンテナが、直交して位置決めされ、前記受信器フロント・エンドが、位相シフタを含む、請求項１０に記載の受信器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本願は、参照により本明細書に組み込まれている、２００４年６月８日に出願した米国仮出願第６０／５７７６０２号の利益を主張するものである。
【０００２】
本発明は、全般的には通信受信器に関し、具体的には、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）受信器に関する。
【背景技術】
【０００３】
次の開示では、地上波デジタルテレビジョン（ＤＴＶ）用のデジタルビデオ放送（ＤＶＢ）受信器を説明する。この概念は、ＤＴＶ受信器の送信のすべての他のチャネルにおよび直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）を使用する他の受信器または標準規格に同等に適用可能である。これには、無線ＬＡＮ  ８０２．１１ａおよび８０２．１１ｇ、ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２、Ｄｉｇｉｔａｌ  Ａｕｄｉｏ  Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ（ＤＡＢ）、Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｖｉｄｅｏ  Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ  Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ（ＤＶＢ−Ｔ）、Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｖｉｄｅｏ  Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ  ｆｏｒ  ｈａｎｄｈｅｌｄ（ＤＶＢ−Ｈ）、８０２．１６  Ｂｒｏａｄｂａｎｄ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ａｃｃｅｓｓなどの国際無線標準規格を含めることができるが、これらに制限はされない。
【０００４】
欧州の地上波ＤＴＶ標準規格ＤＶＢ−Ｔ（ＥＴＳ  ３００  ７４４）は、マルチパス・フェージングと戦うためにＣＯＦＤＭテクノロジに基づく。ＥＴＳＩ  ＥＮ  ３００  ７４４  Ｖ．１．４．１、「Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｖｉｄｅｏ  Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ（ＤＶＢ）：Ｆｒａｍｉｎｇ  Ｓｔｒｕｃｔｕｒｅｓ，ｃｈａｎｎｅｌ  ｃｏｄｉｎｇ，ａｎｄ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  ｆｏｒ  ｄｉｇｉｔａｌ  ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ  ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ」を参照されたい。この標準規格では、次の２つの動作モードが指定されている。
１）２０４８  ＦＦＴに基づき、ＯＦＤＭシンボルあたり１７０５個の搬送波を有する２Ｋモード、および
２）８１９２  ＦＦＴに基づき、ＯＦＤＭシンボルあたり６８１７個の搬送波を有する８Ｋモード。
【０００５】
図１に、通常のＤＶＢＴ受信器のブロック図を示す。ＤＶＢＴ受信器のディジタル信号処理は、３つの部分に区分することができる。第１部分１０に、ＲＦフロント・エンド１２、Ａ／Ｄ変換器１４、ＯＦＤＭデモジュレータ１６、復調１８、ならびにパイロットおよびＴＰＳデコーダ１９が含まれる。この受信器フロント・エンド信号処理部分は、さまざまな同期化とチャネル推定とＯＦＤＭ復調を含む受信器トレーニングを実行する。第２部分２０は、ＤＶＢＴ受信器バックエンド信号処理ブロックである。これは、ＤＶＢＴのインナ・チャネル復号（ｉｎｎｅｒ  ｃｈａｎｎｅｌ  ｄｅｃｏｄｉｎｇ）およびアウタ・チャネル復号（ｏｕｔｅｒ  ｃｈａｎｎｅｌ  ｄｅｃｏｄｉｎｇ）を実行する。第３部分３０は、ＭＰＥＧデコーダである。例が、米国特許第６３５９９３８号に示されている。
【特許文献１】米国仮出願第６０／５７７６０２号
【特許文献２】米国特許第６３５９９３８号
【非特許文献１】ＥＴＳＩ  ＥＮ  ３００  ７４４  Ｖ．１．４．１、「Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｖｉｄｅｏ  Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ（ＤＶＢ）：Ｆｒａｍｉｎｇ  Ｓｔｒｕｃｔｕｒｅｓ，ｃｈａｎｎｅｌ  ｃｏｄｉｎｇ，ａｎｄ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  ｆｏｒ  ｄｉｇｉｔａｌ  ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ  ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ」
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【０００６】
ＤＶＢＴ受信器に必要な計算の複雑さおよび高いＭＩＰｓに起因して、最近まで、ＤＶＢＴ受信器は、ＡＳＩＣを使用してハードウェアで実装されてきた。マルチプロトコル通信システムの場合に、ハードウェア実装は、余分なチップ・コストおよび消費されるＰＣ基板面積に起因して、より魅力的でなくなる。本開示では、ＤＶＢＴ受信器の改善されたソフトウェア実装を説明する。この設計では、ＤＶＢＴ受信器に関連するすべての機能を、Ｓａｎｄｂｒｉｄｇｅ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ社のＭｕｌｔｉｔｈｒｅａｄｅｄ  ＳＢ９６００プロセッサ内でソフトウェアで実装することができる。このデバイスは、携帯電話機およびＰＤＡなどのハンドヘルド・デバイスで使用することができる。
【０００７】
受信器に、受信器アナログ信号をディジタル信号データ・ストリームに変換するＡ／Ｄ変換器が含まれ、ここで、ディジタル信号データ・ストリームに、ガード・セグメントによって分離されたシンボルが含まれる。受信器に、ディジタル信号データ・ストリームから複素Ｉ成分および複素Ｑ成分の第１セットを作るＩ／Ｑデモジュレータと、Ｉ成分およびＱ成分の第１セットを使用するガード・セグメント長デテクタが含まれる。受信器に、さらに、ディジタル信号データ・ストリームから検出された長さのガード・セグメントを識別し、除去するエクストラクタと、複素Ｉ成分および複素Ｑ成分の第２セットを作るためにディジタル信号データ・ストリームのシンボルを復調するＦＦＴデモジュレータが含まれる。
【０００８】
ＦＦＴデモジュレータは、直交周波数分割多重デモジュレータであり、受信器は、デジタルビデオ放送受信器とすることができる。ＦＦＴデモジュレータは、一時に２つのシンボルを復調して、複素Ｉ成分および複素Ｑ成分の第２セットを作る。プロセッサは、Ｉ／Ｑデモジュレータ、ガード・セグメント長デテクタ、エクストラクタ、およびＦＦＴデモジュレータとして働くようにプログラムされる。ＦＦＴデモジュレータは、直交周波数分割多重デモジュレータであり、受信器は、デジタルビデオ放送受信器とすることができる。
【０００９】
受信器に、めいめいの受信器フロント・エンドおよびＡ／Ｄ変換器にそれぞれ接続された少なくとも２つのアンテナを含めることができる。この少なくとも２つのアンテナは、直交して位置決めされ、受信器フロント・エンドに、位相シフタが含まれる。
【００１０】
受信器に、少なくとも受信器の初期化フェーズ中に、Ｉ成分およびＱ成分の第１セットを使用して、搬送波信号のオフセットを推定し、Ａ／Ｄ変換器を調整する第１搬送波信号オフセット・エスティメータと、エクストラクタ用のシンボル同期化信号を生成する第１シンボル同期化信号ジェネレータとが含まれる。Ｉ／Ｑデモジュレータ、ガード・セグメント長デテクタ、第１搬送波信号オフセット・エスティメータ、および第１シンボル同期化信号ジェネレータは、受信器の初期化フェーズ中だけに動作する。受信器に、少なくとも受信器の初期化フェーズ後に、ＦＦＴデモジュレータからのＩ成分およびＱ成分の第２セットを使用して、搬送波信号のオフセットを推定し、Ａ／Ｄ変換器を調整する第２搬送波信号オフセット・エスティメータと、エクストラクタ用のシンボル同期化信号を生成する第２シンボル同期化信号ジェネレータとが含まれる。
【００１１】
本開示の上記および他の態様は、添付図面と共に検討される時に、開示の次の詳細な説明から明白になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
従来技術のデジタルビデオ放送／地上波受信器が、図１に示されている。第１部分１０に、アンテナ１１からＵＨＦ信号およびＶＨＦ信号を受け取るＲＦ受信器フロント・エンド１２と、Ａ／Ｄ変換器１４が含まれる。信号は、次に、ＯＦＤＭデモジュレータ１６に供給される。ＯＦＤＭデモジュレータ１６の出力は、デモジュレータ１８ならびにパイロットおよびＴＰＳデコーダ１９に接続される。これらのブロックは、さまざまな同期化とチャネル推定とＯＦＤＭ復調を含む受信器トレーニングを実行する。
【００１３】
さまざまな信号（例えば、ディジタル信号の複素Ｉ成分および複素Ｑ成分を含む）が、受信器バックエンド信号処理ブロック２０に供給される。これには、インナ・デインタリーバ２１、ビタビ・デコーダ２２、アウタ・デインタリーバ２４、ＲＳデコーダ２６、およびエネルギ分散除去（ｅｎｅｒｇｙ  ｄｉｓｐｅｒｓｅ  ｒｅｍｏｖａｌ）２８が含まれる。バックエンド信号処理ブロック２０の出力は、ＭＰＥＧデコーダ／マルチプレクサ部分３０に供給される。出力信号は、例えば、ビデオ・サービス、オーディオ・サービス、およびデータ・サービスとすることができる。
【００１４】
フロント・エンド１０のより詳細な説明を、図２に示す。ＲＦフロント・エンド受信器１２からのＲＦ処理されたアナログ信号が、Ａ／Ｄ変換器１４に供給される。ディジタル信号が、サンプリング・レート訂正補間デシメーション・プロセス５２に供給される。５２の出力は、ディジタルＩ／Ｑジェネレータ５４に供給され、ディジタルＩ／Ｑジェネレータ５４は、ＯＦＤＭデモジュレータ６４に必要な複素Ｉ成分または複素Ｉ信号および複素Ｑ成分または複素Ｑ信号を生成する。複素Ｉ／Ｑ信号は、初期粗・シンボル同期化部分５６と、ガード・セグメント長デテクタおよび粗周波数オフセット・エスティメータ５８に供給される。搬送波周波数オフセットは、周波数オフセット訂正６０でＩ／Ｑ信号を正しくデローテート（ｄｅ−ｒｏｔａｔｉｎｇ）することによって、ディジタルに訂正することができる。これは、５８の初期粗周波数オフセットを使用する。ガード・セグメント長を、５８で検出でき、対応するガード・セグメント期間を、６２でＩ／Ｑ信号ストリームから除去することができる。
【００１５】
ディジタル信号データ・ストリーム（ガード・セグメントなし）が、ＦＦＴデモジュレータ６４によって処理され、このＦＦＴデモジュレータ６４は、複素Ｉ／Ｑ信号に対して高速フーリエ周波数変換（ＦＦＴ）を実行する。２Ｋモードでは２０４８ポイント複素ＦＦＴが実行され、８Ｋモードでは８１９２ポイント複素ＦＦＴが実行される。これらは、前に述べた標準規格で使用されるモードである。
【００１６】
複素Ｉ／Ｑ成分としての復調されたＯＦＤＭシンボルが、ＴＰＳデコーダ６６、チャネル訂正６８、およびチャネル推定７０に供給される。チャネル訂正６８は、チャネル推定７０からの入力も有するが、ＱＡＭデマッパ７２に出力を供給し、ＱＡＭデマッパ７２は、受信器バックエンド処理ブロック２０に出力を供給する。ＯＦＤＭデモジュレータ６４からのＩ／Ｑ信号は、ＳＮＲエスティメータ７４にも供給され、ＳＮＲエスティメータ７４は、ビタビ・デコーダ７６への入力を供給する。復調されたＩ／Ｑ信号は、ポストＦＦＴ周波数オフセット推定７８にも供給され、ポストＦＦＴ周波数オフセット推定７８は、周波数オフセット訂正部分６０にフィードバックを供給する。復調されたＩ／Ｑ信号は、ポストＦＦＴサンプリング・レート・エスティメータ８０にも供給され、ポストＦＦＴサンプリング・レート・エスティメータ８０は、サンプリング・レート訂正補間デシメーション部分５２にフィードバック信号を供給する。復調されたＩ／Ｑ信号は、ポストＦＦＴシンボル・タイミング推定トラッキング部分８２に供給され、ポストＦＦＴシンボル・タイミング推定トラッキング部分８２は、ガード期間除去６２にフィードバックを供給する。
【００１７】
ポストＦＦＴサンプリング・レート推定回路８０が、電圧制御発振器８４にも信号を供給し、電圧制御発振器８４が、アナログ受信器回路１２の最終ＬＯ周波数の調整のためにＲＦ受信器１２に、およびＡ／Ｄサンプリング・レートの調整のためにＡ／Ｄ変換器１４に信号を供給することに留意されたい。
【００１８】
５４での複素Ｉ／Ｑ信号のディジタル生成は、計算の複雑さおよび受信器に必要な高いＭＩＰｓをもたらす。
【００１９】
本開示では、下で注記するように、初期シンボル同期化、ガード長デテクタ、および初期粗周波数オフセット推定に必要な初期化フェーズ中のディジタル複素Ｉ／Ｑ信号生成だけを使用する。その後、ＯＦＤＭデモジュレータ６４の動作が、ディジタルＩ／Ｑジェネレータ５４なしで必要な復調された複素Ｉ／Ｑ成分を作る形で実行される。
【００２０】
変更されたＯＦＤＭフロント・エンド信号処理アーキテクチャを、図３に示す。受信器は、受信されたＯＦＤＭシンボルごとに２＊Ｎ実数入力ＦＦＴ（２ＫモードでＮ＝２０４８、８ＫモードでＮ＝８１９２）を実行する。さらに、受信器は、処理ごとに２つのＯＦＤＭシンボルを処理することができ、その結果、１つの２＊Ｎ複素入力ＦＦＴを犠牲にして２つの２＊Ｎ実数入力ＦＦＴを計算できるようになる。図２の従来のＤＶＢＴ  ＯＦＤＭフロント・エンド信号処理アーキテクチャと比較して、図３の本アーキテクチャは、ＦＦＴ復調の前のすべてのＭＩＰ集中型処理を、初期化の後に不必要にする。
【００２１】
ディジタルＩ／Ｑ生成が、当初は、初期粗シンボル同期化ブロック５６およびガード長検出／粗分数搬送波周波数オフセット推定ブロック５８に必要であるが、これは、本発明のすべてのソフトウェアＤＶＢＴ受信器の初期スタートアップで１回だけ実行され、初期化の後には、ディジタル信号プロセッサＭＩＰリソース全体が、使用のために利用可能になる。
【００２２】
ＤＶＢＴ信号は、約７．６１ＭＨｚの帯域幅を占める。中央搬送波に変調された信号は、ＤＶＢ標準規格で定義されているように実数である。しかし、ベースバンドＤＶＢＴ信号には複素表現が必要である。これは、ＤＶＢＴベースバンド・スペクトルが、中央周波数をはさんで対称ではないという事実に起因する。これが、従来のＤＶＢＴ受信器でＩ／Ｑ複素信号を生成するのにＭＩＰ集中型前処理が必要な理由である。しかし、ＤＶＢＴ信号が、ＦＦＴ入力の通過帯域内に保たれる場合に、ＦＦＴ入力を実数にすることができ、その結果、Ｉ／Ｑ生成が不要になる。
【００２３】
さらに、最終ステージＬＯおよびＡ／Ｄサンプリング・レートは、従来のＤＶＢＴ受信器で時々必要になる高価な補間およびデシメーションを避けるために、注意深く選択されなければならない。２Ｋモードでは、搬送波間隔がｆ＝４４６４Ｈｚであり、サンプリング・レートｆｓが、正確に２＊２０４８＊ｆ＝１８．２８４５４４ＭＨｚでなければならない。最終ＬＯ周波数ｆ＿ＬＯは、正確にｆｓ＝４＊ｆ＿ＬＯとしてセットされなければならない。
【００２４】
４Ｋモードでは、搬送波間隔がｆ＝２２３２Ｈｚであり、サンプリング・レートｆｓは、正確に２＊４０９６＊ｆ＝１８．２８４５４４ＭＨｚでなければならない。最終ＬＯ周波数ｆ＿ＬＯは、正確にｆｓ＝４＊ｆ＿ＬＯとしてセットされなければならない。
【００２５】
上のサンプリング・レートｆｓおよび最終ＬＯ周波数のセッティングは、８Ｋモードについても働かなければならない。というのは、搬送波間隔がｆ＝１１１６Ｈｚであり、サンプリング・レートｆｓを正確に２＊８１９２＊ｆ＝１８．２８４５４４ＭＨｚにしなければならず、最終ＬＯ周波数をｆｓ＝４＊ｆ＿ＬＯにしなければならないからである。
【００２６】
図３の要素は、図２の要素と同一の機能または関連する機能を有する。受信器１２からのアナログ信号が、Ａ／Ｄ変換器１４に供給される。Ａ／Ｄ変換器１４の出力が、ディジタルＩ／Ｑジェネレータ５４ならびにガード期間除去６２に供給される。これによって、図３が図２から区別され、ここで、ガード期間除去セクション６２は、周波数オフセット訂正の後のディジタル生成されたＩ／Ｑ信号を受け取る。このディジタルＩ／Ｑ信号は、初期粗シンボル同期化部分５６ならびにガード長デテクタおよび粗周波数オフセット・エスティメータ５８に供給される。デテクタおよび初期粗周波数オフセット推定５８は、ガード期間除去セクション６２に供給される。
【００２７】
ガード期間除去６２の出力は、ディジタル・ストリームであり、ＯＦＤＭ  ＦＦＴデモジュレータ６４に供給される。図２から区別されるように、これは、Ｉ／Ｑ複素シンボルではなく、単に、ガード期間なしのディジタル信号データ・ストリームである。図３では、前に述べたように、ＯＦＤＭデモジュレータ６４が、一時に２つのシンボルを処理し、複素Ｉ／Ｑ成分を（ディジタルＩ／Ｑ生成５４なしで）作る。
【００２８】
これらのＩ／Ｑ成分が、ＴＰＳデコーダ６６、チャネル訂正６８、チャネル推定７０、ＳＮＲ推定７４、ポストＦＦＴ周波数オフセット推定７８、およびポストＦＦＴシンボル・タイミング推定トラッキング８２に供給される。図２と同様に、チャネル訂正６８は、チャネル推定７０からも信号を受け取り、入力をＱＡＭデマッパ７２に供給する。ＳＮＲ推定７４は、ビタビ・デコーダ７６に入力を供給する。ポストＦＦＴ周波数オフセット推定７８は、電圧制御発振器ＶＣＸＯ  ８４にフィードバック信号を供給し、電圧制御発振器ＶＣＸＯ  ８４は、サンプリング・レート信号をＡ／Ｄ変換器１４に、フィードバック信号をＲＦ受信器１２に供給する。電圧制御発振器８４は、初期粗周波数オフセット・エスティメータ５８から初期周波数オフセット推定も受け取る。ポストＦＦＴシンボル・タイミング推定トラッキング８２は、図２と同様にガード期間除去部分６２にフィードバック信号を供給する。
【００２９】
初期粗シンボル同期化部分５６ならびにガード長デテクタおよび初期粗周波数オフセット推定５８は、図２と同様に初期化中だけに実行されるが、ディジタルＩ／Ｑ生成５４も、初期化ステージ中だけに実行される。Ｉ／Ｑまたはデモジュレータ５４、ガード・セグメント長デテクタおよび初期粗周波数オフセット推定５８、初期粗シンボル同期化５６、ガード期間除去６２、ならびにＯＦＤＭデモジュレータのすべてが、ソフトウェアで実行されることに留意されたい。
【００３０】
図４に、ＯＦＤＭシンボルがＡ／Ｄ入力信号データ・ストリームからどのように抽出されるかを示す。ｆｓでのＡ／Ｄ入力データ・ストリーム・サンプリングが、ｒｘ＿ｉｎと呼ばれるバッファに保管されるものとする。ｒｘ＿ｉｎを保持するバッファは、すべての可能なガード長を含む、３つ以上のＯＦＤＭシンボル分のデータ・サンプルを保持するのに十分に大きいものでなければならない。ｒｘ＿ｉｎ読み取りポインタｒｘ＿ｉｎ＿ｒｄは、シンボル同期化アルゴリズムによって制御され、現在のＯＦＤＭシンボルの開始位置をポイントしなければならない。図４に示されているように、２つの２Ｎポイントが、シンボル１およびシンボル２について入力信号ストリームから抽出される。１つの複素入力ＦＦＴを犠牲にして、２つの２Ｎポイント実数入力ＦＦＴを実行できることが周知である。２つのＯＦＤＭシンボルを一時に処理して、Ｉ／Ｑデモジュレータ／ジェネレータ部分５４が必要とする集中型処理なしでＩ／Ｑを作る。
【００３１】
より多くの受信器パスを追加することによるＳＩＳＯの拡張としてのＭＩＭＯＯＦＤＭ受信器を、図５に示す。各受信器パスは、ＲＦアンテナ１１アンテナおよびアナログ・フロント・エンド回路の別々のセットと必要な計算の量に応じて同一のまたは別々のサイド・バンド・ディジタル信号プロセッサ内の別々の信号処理チャネルとを必要とする。複数のフロント・エンド信号処理ブロック１０からのフロント・エンド処理された信号が、９０で組み合わされ、単一の入力としてバックエンド信号処理ブロック２０に供給される。各受信器信号処理チャネルは、別々のタイミング同期化、周波数オフセット推定、訂正、およびチャネル推定を実行しなければならない。図１〜３のＳＩＳＯ  ＤＶＢ−Ｔ受信器は、レイリ・フェージングとしてモデル化できるＮＬＯＳ（Ｎｏ−Ｌｉｎｅ  Ｏｆ  Ｓｉｇｈｔ）ラジオ・チャネルの存在下では不完全に実行する。図５のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信器のＳＮＲ／ＢＥＲ改善は、複数の受信器ブランチからの受信信号をコヒーレントに組み合わせることによって得られる。
【００３２】
図６に、受信器空間ダイバーシチを有するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信器の性能改善を示す。シミュレーションには、ＥＴＳＩ  ＥＮ  ３００  ７４４  Ｖ１．４．１（２００１−０１）に準拠する、６４  ＱＡＭモード、レート１／２、およびポータブル・レイリ・フェージング・チャネル・モデルをセットした。このプロットは、２つ、３つ、および４つの受信器アンテナからのＳＮＲ（ＤＶＢ−Ｔ受信器がＱＥＦ条件を達成できる時の）改善を示す。一般的に言って、より多くのアンテナは、受信器複雑さの増加を犠牲にして、よりよいＳＮＲ改善をもたらす。
【００３３】
図６に示された性能から、第２の受信器を追加することによって、利得が２．３ｄＢ増えるが、３つの受信器を追加することによって、Ｒｉｃｅａｎチャネル・フェージングの場合に利得が５．２ｄＢ増える。３つ以上の受信器を追加すると、関連する増加したコストの他に、もう１つ望ましくない現象すなわち、アンテナの相互結合も生じる。アンテナの結合を解除するためには、結合解除ネットワークをフロント・エンドに追加する必要がある。したがって、より多くのチャネルを追加することによって達成される利得は、主に追加の挿入損失によって失われる。よい妥協は、図７および８に示されている、相互に直交するアンテナを有する受信器だけを使用することである。
【００３４】
図７では、アンテナ１１Ａおよび１１Ｂから来るＲＦ信号が、ブースタ９２によって増幅され、その後、ディジタル信号プロセッサによって制御される位相シフタ９４に供給される。位相シフタ９４は、ディジタル信号プロセッサによって決定される角度だけ、着信波形をシフトし、２つのアンテナからの信号がコヒーレントに組み合わされるようにする。位相シフトされた信号は、整合回路９６を介してＡ／Ｄ変換器１４に供給される。
【００３５】
図８に、ハンドヘルド・デバイス１００での２つのアンテナ１１Ａおよび１１Ｂの配置を示す。これらのアンテナは、直交して位置決めされる。
【００３６】
本開示を詳細に説明し、図示したが、これが例示としてのみ行われ、制限と解釈されてはならないことを明瞭に理解されたい。本開示の範囲は、添付請求項の言葉だけによって制限される。
【図面の簡単な説明】
【００３７】
【図１】単一入力単一出力（ＳＩＳＯ）システム用の従来技術による地上波デジタルビデオ放送受信器を示すブロック図である。
【図２】従来技術の直交周波数分割多重デモジュレータを示すブロック図である。
【図３】本開示による直交周波数分割多重デモジュレータを示すブロック図である。
【図４】本開示による直交周波数分割マルチプレクサ・シンボル抽出を示す図である。
【図５】多数入力多数出力（ＭＩＭＯ）システム用の、本開示による地上波デジタルビデオ放送受信器を示すブロック図である。
【図６】受信器の個数の関数としてのＭＩＭＯシステムのレイリ・フェージングを示すグラフである。
【図７】２つの相互に直交するアンテナを使用する受信器のフロント・エンドを示すブロック図である。
【図８】あるデバイスの図７の２つのアンテナを示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【国際調査報告】
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