(57)【要約】  受信信号中の同期信号の位置を判断するための同期デバイスであって、同期信号が粗同期信号および精密同期信号に基づく同期信号であり、同期デバイスは、粗同期信号に基づいて、精密同期信号が位置する受信信号のセクションを判断し、受信信号のセクションにおいて、精密同期信号に基づいて、同期のための受信信号中の同期信号の位置を判断するように構成された信号処理手段を含む。【選択図】図１
2008523750.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号中の同期信号の位置を判断するための同期デバイスであって、前記同期信号が粗同期信号および精密同期信号に基づく同期信号であり、前記同期デバイスは、
前記粗同期信号に基づいて、前記精密同期信号が位置する前記受信信号のセクションを判断し、前記受信信号の前記セクションにおいて、前記精密同期信号に基づいて、同期のための前記受信信号中の前記同期信号の前記位置を判断するために構成された信号処理手段を含み、
前記信号処理手段は、前記受信信号の前記セクションにおいて前記精密同期信号を検出するために構成され、
前記粗同期信号が前記精密同期信号の帯域幅よりも小さい帯域幅を含み、前記信号処理手段は、第１のサンプリングレートで前記受信信号中の前記粗同期信号の検出を行い、かつ第２のサンプリングレートで前記精密同期信号の検出を行うために構成され、前記第２のサンプリングレートが、前記第１のサンプリングレートよりも高くなっている、同期デバイス。
【請求項２】
前記受信信号の前記セクションを判断するために、前記信号処理手段は、前記受信信号中の前記粗同期信号を検出するために構成されている、請求項１に記載の同期デバイス。
【請求項３】
前記同期信号は、前記粗同期信号および前記精密同期信号を含み、前記信号処理手段は、前記精密同期信号が位置する前記受信信号中の当該セクションの開始を判断するために、前記粗同期信号を検出するように構成されている、請求項１または請求項２に記載の同期デバイス。
【請求項４】
前記信号処理手段は、前記受信信号中の前記粗同期信号を検出するために、前記受信信号と前記粗同期信号に相関する信号との相関処理を行い、前記受信信号の前記セクション中の前記精密同期信号の位置を検出するために、前記受信信号の前記セクションと前記精密同期信号に相関する信号との相関処理を行うように構成されている、請求項１から請求項３のいずれかに記載の同期デバイス。
【請求項５】
前記信号処理手段が、第１の検出手段（１０１）および第２の検出手段（１０３）を含み、前記第１の検出手段（１０１）は、前記受信信号の前記セクションを検出するために、前記受信信号中の前記粗同期信号を検出するように構成され、前記第２の検出手段（１０３）は、前記受信信号の前記セクション中の前記精密同期信号の位置を検出するように構成されている、請求項１から請求項４のいずれかに記載の同期デバイス。
【請求項６】
前記第１の検出手段は、第１のサンプリングレートで前記粗同期信号を検出するために構成され、前記第２の検出手段は第２のサンプリングレートで前記精密同期信号の前記位置を検出するために構成され、前記第１のサンプリングレートは前記第２のサンプリングレートよりも低くなっている、請求項５に記載の同期デバイス。
【請求項７】
前記粗同期信号は所定の周波数領域を占め、前記第１の検出手段は、前記所定の周波数領域を占める受信信号成分をフィルタ抽出するために、前記受信信号をフィルタリングするためのフィルタを含む、請求項５または請求項６に記載の同期デバイス。
【請求項８】
前記フィルタがバンドパスフィルタである、請求項７に記載の同期デバイス。
【請求項９】
前記第１の検出手段は、前記受信信号成分をダウンコンバートするためのダウンコンバータを含む、請求項７または請求項８に記載の同期デバイス。
【請求項１０】
前記第１の検出手段が検出器を含み、前記検出器は、前記受信信号成分中の前記粗同期信号を検出するように構成されている、請求項７ないし請求項９のいずれかに記載の同期デバイス。
【請求項１１】
前記検出器は、前記受信信号成分と前記粗同期信号に相関する信号との相関処理を行うように構成されている、請求項１０に記載の同期デバイス。
【請求項１２】
前記デコーダは、前記相関処理の値が検出閾値を超えた場合に、前記粗同期信号の検出を示す検出信号を出力するために構成されている、請求項１１に記載の同期デバイス。
【請求項１３】
前記第１の検出手段は、前記粗同期信号の検出の検出時間を示す検出信号を提供するように構成されており、前記検出時間は、前記精密同期信号が位置する前記受信信号の前記セクションの開始を示し、前記第２の検出手段は、前記検出信号を受信し、前記検出信号に応答して、前記受信信号の前記セクション中の前記精密同期信号の位置を検出するように構成されている、請求項５から請求項１２のいずれかに記載の同期デバイス。
【請求項１４】
前記第２の検出手段は、前記受信信号を遅延させるための遅延手段を含み、前記遅延手段は、前記第１の検出手段の検出遅延を補償するために構成されている、請求項５ないし請求項１３のいずれかに記載の同期デバイス。
【請求項１５】
前記精密同期信号は所定の帯域幅を含み、前記第２の検出手段は、前記受信信号を前記所定の帯域幅に制限するためのフィルタを含む、請求項５ないし請求項１４のいずれかに記載の同期デバイス。
【請求項１６】
前記第２の検出手段は、前記受信信号の前記セクション中の前記精密同期信号の位置を検出するための検出器を含む、請求項５ないし請求項１５のいずれかに記載の同期デバイス。
【請求項１７】
前記検出器は、前記精密同期信号の前記位置を検出するために、前記受信信号の前記セクションと前記精密同期信号に相関する信号との相関を算出するように構成されている、請求項１６に記載の同期デバイス。
【請求項１８】
前記検出器は、前記受信信号の前記セクション中の受信信号値の第１のサブセットと前記精密同期信号に相関する前記信号の値の第１のサブセットとの第１の偏相関を算出し、前記受信信号の前記セクション中の受信信号値の第２のサブセットと前記精密同期信号に相関する前記信号の値の第２のサブセットとの第２の偏相関を算出し、前記第１の偏相関と前記第２の偏相関との重複の手段によって前記相関を算出するために構成されている、請求項１７に記載の同期デバイス。
【請求項１９】
前記検出器は、前記第１の偏相関と前記第２の偏相関との対応する値間の関係する位相を検出し、前記位相関係は、前記送信機と前記受信機との間の周波数オフセットを含むものとし、前記相関の値上での前記周波数オフセットの影響を減らすために、前記第１の偏相関の前記値または前記第２の偏相関の前記値を重み付けすることによって前記位相関係をなくすように構成されている、請求項１８に記載の同期デバイス。
【請求項２０】
前記検出器は、精細な相関を得て、前記精細な相関に基づいて前記精密同期信号の前記位置をより正確に検出するために、前記相関の値間の補間するための補間器を含む、請求項１７ないし請求項１９のいずれかに記載の同期デバイス。
【請求項２１】
前記精密同期信号は情報を含み、前記情報は前記精密同期信号の連続した値間の位相関係によって符号化されており、前記第２の検出器（１０３）は、前記位相関係を検出することによって前記情報を検出するために構成されている、請求項５ないし請求項２０のいずれかに記載の同期デバイス。
【請求項２２】
前記第２の検出手段（１０３）は、受信品質のための品質値を前記相関から導き出すように構成されている、請求項１７ないし請求項２１のいずれかに記載の同期デバイス。
【請求項２３】
前記第２の検出手段（１０３）は、前記受信信号中の前記同期信号の位置を示すために、前記受信信号の前記セクション中の前記精密同期信号の位置を示す位置信号を出力するために構成されている、請求項１ないし請求項２２のいずれかに記載の同期デバイス。
【請求項２４】
受信機と送信機とを同期させるためのデバイスであって、前記送信機は、粗同期のための粗同期信号および精密同期のための精密同期信号に基づいている同期信号を送信するように構成され、前記デバイスは、
受信信号を提供するために、前記同期信号の受信バージョンをサンプリングするためのサンプリング手段と、
請求項１ないし請求項２２のいずれかに記載の同期デバイスであって、前記受信信号中の前記同期信号の位置を示す位置信号を提供するために構成されている同期デバイスと、
前記受信機と前記送信機とを同期させるために、前記位置信号に応じて前記サンプリング手段のサンプリング時間を制御するための制御手段とを含む受信機と送信機とを同期させるための、デバイス。
【請求項２５】
受信機と送信機とを同期させるために送信され得る同期信号を生成するデバイスであって、
第１の帯域幅を持つ粗同期信号および第２の帯域幅を持つ精密同期信号を提供する手段であって、前記第１の帯域幅は前記第２の帯域幅よりも小さくなっている提供手段と、
前記粗同期信号および前記精密同期信号を用いて前記同期信号を提供する手段とを含む、デバイス。
【請求項２６】
前記同期信号が前記粗同期信号および前記精密同期信号を含み、前記提供手段は前記粗同期信号の時間的に後に前記精密同期信号を提供するために構成されている、請求項２５に記載のデバイス。
【請求項２７】
前記提供手段は、前記粗同期信号の提供と前記精密同期信号の提供との間に所定の時間間隔があるように、前記粗同期信号の時間的に後に前記精密同期信号を提供するために構成されている、請求項２５または請求項２６に記載のデバイス。
【請求項２８】
前記提供手段は、前記粗同期信号の時間的に後に複数の精密同期信号を提供するために構成されている、請求項２５ないし請求項２７のいずれかに記載のデバイス。
【請求項２９】
前記提供手段は、前記精密同期信号のコピーを時間的に結合させることによって、前記複数の精密同期信号を提供するために構成されている、請求項２８に記載のデバイス。
【請求項３０】
前記提供手段は、前記精密同期信号の連続したコピー間に所定の時間間隔を導入するために構成されている、請求項２９に記載のデバイス。
【請求項３１】
前記提供手段は、前記粗同期信号または前記精密同期信号をフィルタリングするためのパルス整形フィルタを含む、請求項２５ないし請求項３０のいずれかに記載のデバイス。
【請求項３２】
前記パルス整形フィルタは、ロールオフ率１を有するコサインロールオフフィルタである、請求項３１に記載のデバイス。
【請求項３３】
前記提供手段は、データシーケンスから前記粗同期信号を生成し、さらなるデータシーケンスから前記精密同期信号を生成し、前記データシーケンスの帯域幅が前記さらなるデータシーケンスの帯域幅よりも小さくなるように構成されている、請求項２５ないし請求項３２のいずれかに記載のデバイス。
【請求項３４】
前記提供手段は、前記さらなるデータシーケンスを生成するためのデータシーケンスを生成するジェネレータを含む、請求項３３に記載のデバイス。
【請求項３５】
前記ジェネレータは、４つの要素を持つガロア体から前記データシーケンスを生成し、ガロア体から前記さらなるデータシーケンスを生成するために構成されている、請求項３４に記載のデバイス。
【請求項３６】
前記ジェネレータは、前記データシーケンスを生成するための、または前記さらなるデータシーケンスを生成するためのシフトレジスタを含み、前記ジェネレータは、前記シフトレジスタの初期保留を設定するために構成されている、請求項３４または請求項３５に記載のデバイス。
【請求項３７】
前記提供手段は、複素数値シーケンスを得るために複素数を前記データシーケンスの各要素と関連付けるための、またはさらなる複素数値シーケンスを得るために、複素数を前記さらなるデータシーケンスの各要素と関連付けるための関連付け手段を含む、請求項３３から請求項３６のいずれかに記載のデバイス。
【請求項３８】
前記提供手段は、前記複素数値シーケンスをアップコンバートすることによって前記粗同期信号を生成するための、または前記さらなる複素数値シーケンスをアップコンバートすることによって前記精密同期信号を生成するためのアップコンバータを含む、請求項３７に記載のデバイス。
【請求項３９】
前記提供手段は、前記精密同期信号とは異なるさらなる精密同期信号を提供するように構成され、前記提供手段は、前記さらなる精密同期信号を前記精密同期信号のように扱うよう構成されている、請求項２５ないし請求項３８のいずれかに記載のデバイス。
【請求項４０】
前記提供手段は、前記精密同期信号中の、前記精密同期信号の連続する値間の位相変化の手段によって、情報をエンコードするために構成されている、請求項２５ないし請求項３９のいずれかに記載のデバイス。
【請求項４１】
前記提供手段は、前記精密同期信号の複数の値と前記精密同期信号のさらなる複数の値との間の１８０度の位相跳躍の手段によって、前記情報をエンコードするために構成されている、請求項４０に記載のデバイス。
【請求項４２】
受信信号中の同期信号の位置を判断するための同期方法であって、前記同期信号は、粗同期信号および精密同期信号に基づいており、前記方法は、
前記粗同期信号に基づいて、前記精密同期信号が位置する受信信号のセクションを判断する工程と、
前記受信信号の前記セクション中の前記精密同期信号に基づいて、同期のための前記受信信号中の前記同期信号の前記位置を判断する工程とを含み、
前記受信信号中の前記同期信号の前記位置を判断する工程は、前記受信信号中の前記精密同期信号を検出する工程を含み、
前記粗同期信号が、前記精密同期信号の帯域幅よりも小さい帯域幅を持ち、
前記受信信号中の前記粗同期信号の検出が、第１のサンプリングレートで行われ、
前記精密同期信号の検出が、第２のサンプリングレートで行われ、
前記第２のサンプリングレートが前記第１のサンプリングレートよりも高い、方法。
【請求項４３】
受信機と送信機とを同期させる方法であって、前記送信機は、粗同期に対して粗同期信号に基づき、且つ精密同期に対して精密同期信号に基づく、同期信号を送信するように構成され、前記方法は、
受信信号を提供するために、前記同期信号の受信バージョンをサンプリングする工程と、
前記受信信号中の前記同期信号の位置を示す位置信号を得るために、請求項４２に記載の前記同期方法を行う工程と、
前記受信機と前記送信機とを同期させるために、前記位置信号に基づいてサンプリング時間を制御する工程とを含む、方法。
【請求項４４】
受信機と送信機とを同期するために送信され得る同期信号を生成するための方法であって、前記方法は、
第１の帯域幅を有する粗同期信号および第２の帯域幅を有する精密同期信号を提供する工程であって、前記第１の帯域幅が前記第２の帯域幅よりも小さくなっている工程と、
前記粗同期信号および前記精密同期信号を用いて前記同期信号を提供する工程とを含む、方法。
【請求項４５】
プログラムがコンピュータ上で動作するときに、請求項４２、請求項４３、または請求項４４に記載の方法を行うためのプログラムコードを有しているコンピュータプログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デジタル送信システムにおける受信機と送信機との同期に関する。
【背景技術】
【０００２】
デジタル送信システムにおいて、送信される情報ビットは、情報ブロックにまとめられ、各情報ブロックは、フレーム構造に対応している。情報ビットに加え、各情報ブロックには、データ送信を行うために必要となる多くの情報ビットがさらに含まれている。
【０００３】
送信された情報については、受信機で検出することができるため、サンプリングクロックの取り出しに加えて、それぞれの情報ブロックが受信される時点を判断することが、さらに必要である。つまり、受信機および送信機が互いに対して同期するように、受信機においてブロックの同期が実施されなければならない。
【０００４】
同期を行うためには、送信機が、例えば、受信機にとって周知である同期信号を送る。受信信号中の同期信号の位置を検出するため、および／または同期信号の発生した時間を検出するために、受信機側では同期信号を含む受信信号が処理される。これを行うには、受信信号中の同期信号を検出するために、例えば、受信信号と同期信号のコピーとの間の相互相関処理を実施すればよい。位置を正確に判断するために広帯域の同期信号を送ることが必要なので、位置を判断することはかなりの複雑な計算に関わることとなる。これは、高サンプリングクロックで広帯域信号を処理することが常に必要とされるためである。
【０００５】
例えば、非常に広帯域のデジタル信号（ＲＦ帯域幅Ｂ）を同期させる場合、すなわち、どちらかが固定される周知の同期信号群（プリアンブル）が連続した受信信号の中にある場合、または固定される周知のプリアンブル群が信号のセクション内（信号バースト）にある場合、同期信号を検出するためには、受信信号は少なくともサンプリング定理に基づいて、帯域幅Ｂでサンプリングされて処理されなければならない。送信機または受信機が電源投入直後の場合、例えば、同期信号（プリアンブル）がどこにあるであろうかについての情報はまだ一切ない。
【０００６】
このため、全体の受信信号は、比較的長い期間、高帯域幅Ｂにおいてサンプリングおよび処理されなければならない。例えば、７７ＭＨｚ〜１００ＭＨｚの帯域幅でサンプリングされる場合、以前の情報無しにプリアンブルを検出するためには、プリアンブルのスタートについて、すなわち、受信信号中のプリアンブルのスタートについて、１秒に１億回のテストを行わなければならない。例えば、各テストにおいて１つの相互相関処理が実施される場合、各テストには、かなりのシステムリソースを必要とする非常に多くの演算操作が含まれることになる。このように消費が大きいため、例えば、広帯域信号中のプリアンブルを、直接またはブラインド（オンライン）検索することは、不可能である。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
本発明の目的は、消費を減らす同期概念を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
この目的は、請求項１にて請求される同期デバイス、または請求項２４にて請求される受信機と送信機とを同期させるためのデバイス、または請求項２５にて請求される同期信号を生成させるデバイス、または請求項４２にて請求される同期方法、または請求項４３にて請求される受信機と送信機とを同期させるための方法、または請求項４４にて請求される同期信号を生成させるための方法、または請求項４５にて請求されるコンピュータプログラムによって達成される。
【０００９】
本発明は、同期が２段階で行われると、受信機と送信機との同期が低消費で効率的に実行できるという知見に基づく。本発明によれば、狭帯域の粗同期信号に基づいて、粗同期が最初に実行される。この粗同期信号は同期信号の一部である。本発明によれば、同期信号を含む受信信号のセクションが、この態様で最初に検出される。粗同期信号が狭帯域であるため、低処理レートで費用効率良く粗同期を実施できる。第２段階では、受信信号中の同期信号を正確に配置するために、同期信号に含まれる広帯域の精密同期信号が受信信号の検出されたセクション内で検索され、受信信号のセクション中の精密同期信号の位置を正確に突きとめる。精密同期信号が粗同期信号よりも広帯域であるため、精密同期、すなわち、受信信号中の同期信号の位置の正確な判断が、粗同期信号よりも高い処理レートで実行される。
【００１０】
本発明の同期概念は、送信機によって送信できる同期信号が、粗同期信号および精密同期信号に基づくという事実に基づいている。同期信号は、粗同期信号および精密同期信号を含み、精密同期信号については粗同期信号の好ましくは時間的に後に送信することができ、精密同期信号は、粗同期信号よりも大きい帯域幅を有していることが好ましい。
【００１１】
同期用の受信信号中の同期信号の位置を判断するために、本発明は、粗同期信号に基づいて、精密同期信号が位置する受信信号のセクションを判断し、かつ受信信号のセクション中の精密同期信号に基づいて、同期のための受信信号中の同期信号の位置を判断するように構成されている信号処理手段を提供する。
【００１２】
信号処理手段は、受信信号のセクションを判断するために、受信信号中の粗同期信号を検出するように構成されることが好ましい。受信信号のセクションは、例えば、粗同期信号の検出時（検出の時間）によって判断される。受信信号中の同期信号の位置を判断するために、信号処理手段は、粗同期信号に基づいておおよそに判断された受信信号のセクション中の精密同期信号を検出するように構成されている。
【００１３】
本発明によれば、粗同期信号は、精密同期信号よりも小さい帯域幅を持つので、信号処理リソースを節約するために低処理レートで粗同期信号の検出を実行できる。一方、精密同期信号の検出は、より高い処理レートで実行されるので、信号処理リソースを狙い通りに配分できる。このために、信号処理手段は第１のサンプリングレートで受信信号中の粗同期信号の検出を行い、第２のサンプリングレートで精密同期信号の検出を行うように構成されている。ここで、第２のサンプリングレートは、第１のサンプリングレートよりも高くなっている。用語「処理レート」を言及する「サンプリングレート」という用語は、時間単位ごとのオペレーションの数、すなわちクロックレートを表するために以下において使用される。
【００１４】
サンプリング定理により、サンプリングレートは、信号の帯域幅によって事前に定義できるので、好ましくは狭帯域である粗同期信号の検索が、低サンプリングクロック（処理クロック）で実行できる。一方、精密同期信号の検索は、より高いサンプリングレートに関連するより高い処理クロックで実行される。よって、互いの帯域幅の比率が大きければ、第１の同期段階（粗同期）の間に実現される消費の低減が大きくなるであろう。
【００１５】
本発明によれば、粗同期段階において、精密同期信号の位置するセクションが、好ましくはおおよその期間においてだけ判断されるため、同期プロセスがさらに加速化される。よって、受信信号のセクションを判断するためには、信号処理手段が単に粗同期信号の発生を検出するだけで十分である。
【００１６】
信号処理手段は、受信信号中の粗同期信号を検出するために、受信信号と粗同期信号に相関する信号との相関（例えば、相互相関）処理を実施するように構成されていることが好ましい。この相関は、低サンプリングレートで連続して実施できるので、精密同期信号が位置する受信信号のセクションをおおよそに判断するために、受信信号が低消費で検索される。
【００１７】
受信信号のセクション中の精密同期信号の位置、および受信信号中の同期の位置を判断するために、信号処理手段は受信信号のセクションと精密同期信号に相関する信号との相関処理を実行するように構成されていることが好ましい。本発明によれば、この相関処理は、同期信号の位置を正確に判断するために、高い処理クロック且つより高いサンプリングレートで実行される。
【００１８】
粗同期信号に相関する信号は、例えば、受信機に知られている粗同期信号のコピーであってもよい。それらから類推することによって、精密同期信号に相関する信号を、受信機に知られている精密同期信号のコピーとしてもよい。
【００１９】
すでに述べたように、同期信号は、粗同期信号（以下取得バースト（ａｃｑｕｉｓｉｔｉｏｎ  ｂｕｒｓｔ）、すなわち、Ａバーストとも称される）のほか精密同期信号（追従バースト（ｔｒａｃｋｉｎｇ  ｂｕｒｓｔ）、すなわちＴバーストとも称される）を含む。例えば、本発明によれば、同期信号（プリアンブル）は、別々の検索が実施されるように、２つの部分から構成される。このプリアンブルの一方の部分は、オンライン検索、すなわち精密同期信号が検出されるまでの比較的長い期間、連続的に実施される検索を可能とする比較的低い帯域幅ＢＡを示す。このために、例えば、帯域幅ＢＡのそれぞれのサブ周波数領域が、幅Ｂの受信信号からフィルタ抽出され、比較的低いサンプリングレート（ＢＡの大きさのオーダー）でサンプリングされる。さらなるデータ処理および検索も、クロックＢＡで実施されなければならない。このＡバーストによって、他方のプリアンブル（精密同期信号）のおおよその位置が判断できる。しかし、低帯域幅ＢＡであるため、その位置の正確性は非常に低い。これとは対照的に、精密同期信号は、例えば、完全な帯域幅Ｂを示す。Ａバーストによって予測された、受信信号中（受信信号のセクション）のＴバーストの期待位置あたりで検索ウィンドウが開かれる。このウィンドウ内で、完全な帯域幅Ｂの受信信号がサンプリングされ、クロックＢで処理される。１つのウィンドウに制限しているため、高い帯域幅にもかかわらず処理が可能となり、高い精度でＴバーストの位置を判断できるようになる。このために、例として前述のように、相関が演算される。例えば、帯域幅ＢＡ＝６ＭＨｚおよび帯域幅Ｂ＝７７ＭＨｚでは、クロックＢでの処理に対して消費を１６倍の低減することが実現できる。
【００２０】
添付の図面を参照しながら、本発明のさらなる好適な実施形態を以下により詳細に説明する。
図１は、受信信号中の同期信号の位置を決定するための本発明の同期デバイスのブロック図である。
図２は、さらなる実施形態による同期デバイスのブロック図である。
図３は、時間的な関係を示す。
図４は、例としての４つの時間信号を示す。
図５は、計算の詳細である。
図６は、本発明の信号処理のフローチャートである。
図７は、プリトリガの例である。
図８は、計算の詳細である。
図９は、本発明の取得用の受信機の基本アーキテクチャである。
図１０は、関連付けの詳細である。
図１１は、コンスタレーション図である。
図１２は、フィルタの転送関数である。
図１３ａは、複合信号の９つの異なる周波数帯域への分散を示す。
図１３ｂは、周波数表である。
図１４は、Ａバーストを示す。
図１５は、バースト多重化における間隔を示す。
図１６は、ＣＲＣ−１２コード用の系統的エンコーダのブロック図である。
図１７は、時間的に制限された再帰的系統的畳み込みエンコーダのブロック図である。
図１８は、Ｔバーストの生成を示す。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
同期デバイスは、入力と、第２の検出手段１０３に接続された出力とを有する第１の検出手段１０１を含む。第２の検出手段は、第１の検出手段の入力に接続された入力と、出力とを含む。
【００２２】
本発明によれば、第１の検出手段１０１の入力に受信信号を適用することができる。この受信信号には、図１に示されるように、粗同期信号１０５および精密同期信号１０７で構成される同期信号を含ませることができる。
【００２３】
第１の検出手段１０１は、精密同期信号の位置する受信信号のセクションを検出するために、受信信号中の粗同期信号を検出するよう構成されている。粗同期信号が検出されると、第１の検出手段１０１は、精密同期信号の位置する受信信号のセクションについての情報を、出力を介して第２の検出手段１０３に提供する。第２の検出手段１０３は、受信信号のセクション中の精密同期信号の位置を検出し、受信信号のセクション中の精密同期信号の位置によって指定される同期信号の位置についての情報を出力するように構成されている。第１の検出手段は、第１のサンプリングレート、すなわち、第１のクロックで粗同期信号を検出するように構成されている。これに対し、第２の検出手段１０３は、第２のサンプリングレート、すなわち、第２のクロックで精密同期信号の位置を検出するように構成されている。第１のサンプリングレートは第２のサンプリングレートよりも低くなっている（第１のクロックは第２のクロックよりも低い）。
【００２４】
本発明によれば、粗同期信号は精密同期信号の帯域幅よりも小さい帯域幅を含む。粗同期信号を検出するために、第１の検出手段１０１は、例えば、受信信号から粗同期信号をフィルタ抽出するために受信信号をフィルタリングするフィルタを備える。粗同期信号が中心周波数を有するバンドパス信号の場合、粗同期信号は、中心周波数のほか粗同期信号の帯域幅によって定義される所定の周波数領域を占める。したがって、所定の周波数領域を占める信号成分がフィルタ抽出される。このフィルタは、バンドパスフィルタとすることができる。粗同期信号が送られた場合、この信号の受信されたバージョンが、フィルタリング後の受信信号成分に含まれている。
【００２５】
粗同期信号がバンドパス信号の場合には、例えば、ベースバンド中の受信信号成分を得るために、第１の検出手段は、例えば、バンドパス信号でもある受信信号成分をダウンコンバートするダウンコンバータを含む。この受信信号成分は、ベースバンド中の粗同期信号を検出するために提供されればよい。
【００２６】
一方、粗同期信号は、すでにベースバンド信号であってもよく、そのとき所定の周波数領域はベースバンド中にある。この場合、フィルタは、ベースバンド中の受信信号成分をフィルタ抽出するローパスフィルタである。
【００２７】
受信信号がアナログ信号の場合、第１の検出手段１０１は、受信信号成分のアナログ／デジタル変換を第１のサンプリングレートで行うために、さらにサンプリング手段を含む。
【００２８】
さらなる態様によれば、本発明の信号処理手段は、例えば、第１の検出手段１０１が粗同期信号を検出しなかった場合に、第１のサンプリングレートで受信信号をサンプリングし、第１の検出手段１０１が粗同期信号を検出するとすぐに第２のサンプリングレートで受信信号をサンプリングするように構成された制御可能なサンプリング手段を含む。このために、同期デバイスは、粗同期信号が検出されたことを示し、且つ、第１の検出手段１０１によって出力されることのできる検出信号に応答して、例えば、第２のサンプリングレートのようなより高いサンプリングレートを設定するようにサンプリング手段を制御する制御手段をさらに含んでいてもよい。
【００２９】
本発明のさらなる態様によれば、受信信号は、すでに第２のサンプリングレートでサンプリングされたデジタル信号であってもよい。粗同期信号の検出を第１のサンプリングレートで実施するために、第１の検出手段１０１は、さらにサンプリングレートコンバータを含んでいてもよく、このサンプリングレートコンバータは、受信信号を第１のサンプリングレートで得るために受信信号をアンダーサンプリングするように構成されている。
【００３０】
本発明のさらなる態様によれば、受信信号中または受信信号の一部である受信信号成分中の粗同期信号の検出を実施するために、第１の検出手段１０１は、例えば、受信信号成分と、粗同期信号に十分相関する信号との間の相関処理を実施するように構成された検出器を含む。粗同期信号に相関する信号は、例えば、ベースバンドまたはバンドパス中の粗同期信号のコピーであってもよい。
【００３１】
粗同期信号の検出を示すために、例えば、第１の検出手段１０１に含まれる検出器は、例えば、精密同期信号の位置する受信信号のセクションについての情報を含む検出信号を出力するように構成されている。例えば、相関の値が検出閾値を超えた場合に、検出器は、検出信号を出力するように構成されてもよい。相関の値は、例えば、ゼロの位置での相互相関係数とすればよい。さらに、相関の値は、相関の最大値で規格化されてもよく、よって、検出閾値は、１０％の相対（すなわち正規化）相関値を有することが好ましい相対的な大きさとすればよい。言い換えると、受信される信号が送信信号と比べて歪められていない理想的な場合には（受信される信号=係数＊送信信号）、パワーの規格化は、規格化された相関値の最大値が実現されるような態様で実施できる。理想的ではない場合、すなわち受信信号が歪められた場合、規格化された相関値は、最大値を下回る。
【００３２】
第１の検出手段１０１によって提供された検出信号は、例えば、粗同期信号が検出された検出時刻を示してもよい。この検出時刻は、精密同期信号が位置する受信信号のセクションの開始を示している。第２の検出手段１０３は、検出信号を受信し、この検出信号に応答して、検出時刻によって指定される受信信号のセクションの中の精密同期信号の位置を検出するように構成されている。
【００３３】
本発明のさらなる態様によれば、第１の検出手段１０１が、第２の検出手段１０３を作動させるように構成されており、そのため、検出手段１０３は、検出時刻後になってから精密同期信号の位置の検出を開始し、これによって受信信号中の同期信号の位置を検出する。
【００３４】
図２は、本発明のさらなる実施形態による同期デバイスのブロック図を示している。
【００３５】
同期デバイスは、第１の検出手段１０１のほか、第２の検出手段１０３を含む。説明の都合上、図２では、同期デバイスの機能を縦線によって隔て、本発明の２つのステップのアプローチをわかりやすく示す。縦線の左側に描かれた機能は、基本的に取得（取得アルゴリズム）の役割、すなわち、受信信号中の粗同期信号を検出する役割を果たす。一方、縦線の右側に描かれた機能は、精密同期信号の位置を正確に判断し、よって受信信号のセクション中の同期信号の位置を判断する（追従アルゴリズムの）役割を果たす。
【００３６】
図２に示される第２の検出手段１０３は、受信信号を遅らせる遅延手段２０１が含まれており、この遅延手段は、第１の検出手段１０１の検出遅延を補償するように構成されている。遅延手段２０１は、例えば、所望の遅延を実現させるストレージ深さを有する先入れ先出し（ｆｉｒｓｔ−ｉｎ  ｆｉｒｓｔ−ｏｕｔ：ＦＩＦＯ）メモリであってもよい。
【００３７】
遅延手段２０１は、第２の検出手段１０３に含まれる検出器２０３に接続された出力を含む。検出器２０３は、受信信号のセクション中の精密同期信号の位置を検出するように構成されている。例えば、検出器２０３は、精密同期信号の位置を検出するために、受信信号のセクションと精密同期信号に相関する信号との間の相関を算出するように構成されている。
【００３８】
精密同期信号に相関する信号は、例えば、精密同期信号のコピーであり、このコピーは、例えば、ベースバンド信号またはバンドパス信号とすることができる。
【００３９】
さらに、第２の検出手段１０３は、図２に示される実施形態において、第１の相関器２０５を備えている。第１の相関器２０５は、遅延手段２０１の出力に接続された入力、第１の検出手段１０１の出力に接続されたさらなる入力、および第２の相関器２０７の入力または補間手段２０７に接続された第２の出力を備える。
【００４０】
第１および第２の相関器２０５、２０７は、例えば、図１に示された実施形態に関連して説明された検出器に含まれてもよい。
【００４１】
第１の検出手段１０１での入力、および第２の検出手段１０３での入力に適用される受信信号は、例えば、アンテナユニットによって提供され、（複合的な）ベースバンドにダウンコンバートされ、このためにＩおよびＱ成分で存在するベースバンド信号である。例えば、受信信号は、サンプリングクロックＢ＿ｃｌｏｃでサンプリングされたとすると、デジタル形式で適用される。
【００４２】
第１の検出手段１０１は、送信機に同期するために取得、すなわちＡバースト（粗同期信号）の連続検索を行うように構成されている。受信信号が、例えば、複数の送信機に含まれる同期信号を含んでおり、同期信号の各々が、異なる周波数帯域を占める粗同期信号を含んでいる場合、第１の検出手段１０１に含まれたフィルタを調節して、検出する粗同期信号のある周波数領域を占める受信信号成分をフィルタ抽出することができる。
【００４３】
第１の相関器２０５は、さらなる入力を介して受信信号のセクション（ウィンドウ位置）についての情報を受信するように構成されている。よって、追従アルゴリズムの演算がより集中する部分、すなわち精密同期信号の位置判断が、受信信号のセクション（ウィンドウ）の中だけで実施される。第１の相関器２０５は、ラスタＢ＿ｓａｍｐｌｅｓ中でのＴバーストの検索を実施するように構成されている。これを達成するために、第１の相関器２０５は、精密同期信号（Ｔバースト）を検出するために、受信信号のセクションと精密同期信号に相関する信号との間の相関を算出するように構成されている。第２の相関器２０７は、オーバーサンプリングクロックにおいて精細な相関処理を実施するように構成されている。第２の相関器２０７は、第１の相関器２０５によって算出された相関値を用いて動作し、非常に小さなラスタ中でＴバーストを検索する。
【００４４】
例えば、第１の検出手段１０７によって実施される取得アルゴリズムは、受信信号中のＴバーストのおおよその位置を予測するために、受信信号中の粗同期信号（Ａバースト）を使用する。
【００４５】
追従アルゴリズムに入力される前に、受信信号は、ＦＩＦＯ２０１によって計算された通りに遅延される。取得アルゴリズムの位置予測によって、追従アルゴリズムは、受信信号からＴバーストが検索されるウィンドウを切り離す。
【００４６】
本発明によれば、この検索は、２つのステップで実施される。第１のステップにおいて、ラスタＢ＿ｓａｍｐｌｅにおけるＴバーストの相関値は、予測されたウィンドウ内で算出される。相関処理は、第１の相関器２０５によって実施される。
【００４７】
本発明のさらなる態様によれば、周波数オフセットの相関値への影響を確実に減らすために、第２の相関器２０５が、偏相関に基づいて相関を算出するように構成されている。周波数オフセットは、送信機と受信機との間の周波数差である。これを達成するため、例えば、上記の検出器に含まれる第１の相関器２０５は、受信信号のセクション中の受信信号の値の第１のサブセットと、精密同期信号に相関する信号の値の第１のサブセットとの第１の偏相関を算出し、受信信号のセクション中の受信信号値の第２のサブセットと、精密同期信号に相関する信号の値の第２のサブセットとの第２の偏相関を算出するように構成されている。第１のサブセットおよび第２のサブセットのそれぞれは、少なくとも１つの値が異なっている。第１のサブセットおよび第２のサブセットは、それぞれの信号の異なるセクションであることが好ましい。相関は、第１および第２の偏相関の重複部分によって算出される。位相オフセットをなくすには、検出器および／または第１の相関器２０５が、第１および第２の偏相関の対応する値の間の位相関係を検出するように構成されればよい。この位相関係は、送信機と受信機との間の周波数オフセットを含む。第１および第２の偏相関の対応する値は、それぞれの偏相関の同じ位置で起こる偏相関値である。算出された位相関係に基づき、検出器および／または第１の相関器２０５は、周波数オフセットが相関の値へ与える影響を減らすために、第１の偏相関に重み付けをするか、または第２の偏相関に重み付けをすることによって、位相関係をなくすように構成されている。それぞれの相関値は、例えば、逆位相関係によって評価される。
【００４８】
本発明のさらなる態様によれば、精密同期信号を得て、精細な相関に基づいて精密同期信号の位置をより正確に検出するために、第２の検出手段１０３に含まれる検出器は、相関値の間を補間するための補間器を含む。図２に示される実施形態において、例えば、補間を行うために相関値の間にゼロを挿入してオーバーサンプリングを行えるように構成できる第２の相関器２０７によって、この補間が実施される。補間の目的のために、補間器は、第２の相関器２０７に含まれてもよく、例えば、補間フィルタとして構成されてもよい。
【００４９】
本発明のさらなる態様によれば、精密同期信号は、同期情報と共に送られる情報がさらに含まれていてもよい。この情報は、例えば、精密同期信号の連続した値の間の位相関係によって符号化することができる。位相関係は、精密同期信号の所定の位置に発生し得る、例えば、１８０度の位相跳躍であってもよい。この場合、例えば、精密同期信号の残り半分は、例えば、−１を乗算することによって、さらに１８０度回転される。第２の検出手段１０３は、位相関係を検出することによって、この情報を検出できるように構成される。これには、位相デコーディングから情報を取り出すことができるように位相跳躍を検出することが含まれることが好ましい。
【００５０】
さらなる態様によれば、第２の検出手段１０３は、相関から受信品質のための品質値を導き出すように構成されている。ここで、例えば、受信信号の品質に影響を与えるチャネル減衰を相関によって導き出すことができる。さらに、受信信号の品質に影響を与える付加的なスプリアス信号のパワー、例えば、ノイズが、例えば、相関の手段によって検出できる。
【００５１】
相関値、予測されたチャネルビットに対応する予測された位相関係、ならびに品質値は、第２の相関器２０５によって算出される。さらに、第１の相関器２０５は、シグナル伝達情報（シグナル伝達フラグ）を出力するように構成することもできる。この情報は、例えば、Ｂ＿Ｓａｍｐｌｅ（精細な相関）よりもはるかに小さいラスタ内で相関値を補間するソフトウェアモジュールに伝えることができるため、非常に正確な同期信号の到着時間予測を検出することができる。なお上記の補間は、第２の相関器２０７（または補間手段２０７）においても算出できる。さらに、相関値からもさらなる品質値を算出することもできる。
【００５２】
さらなる実施形態によれば、受信信号中の同期信号の位置を示すために、第２の検出手段は、受信信号のセクションの中の精密同期信号の位置を示す位置信号を出力するように構成される。
【００５３】
本発明のさらなる態様によれば、本発明は、例えば、相関ボード、処理ユニット、および光インターネットインターフェースを備えた受信機ユニットを提供する。さらに、この受信機ユニットは、アンテナユニットおよび受信機ユニットにすべての必要なクロック信号を提供するクロックおよびトリガジェネレータを含んでもよい。信号は、例えば、光導波路または同軸ケーブルを介して伝達することもできる。
【００５４】
集積化をすすめるために、相関の演算に必要な機能が統合された相関ボードを、例えば、単なるＰＣＩｘプラグインカードとして実装することができる。よって、プロセッサユニットの既存の通気および脱気機構をすべて有効に利用することができる。市販の光インターネットプラグインカード（１０／１００）Ｍｂｐｓ）を用いれば、プロセッサユニットに制御リンクを直接適用される。
【００５５】
相関ボードには、例えば、送信時間（同期）を判断するすべてのアルゴリズムをソフトウェアモジュールとして用意することができ、市販されているコンピューティングプラットフォームに基づいてこれらのアルゴリズムを移植することができる。アルゴリズムの大きい部分は、ＦＰＧＡプラットフォーム（ＦＰＧＡ＝ｆｉｅｌｄ  ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ  ｇａｔｅ  ａｒｒａｙ）上にハードウェアモジュールとして実装することが好ましい。
【００５６】
さらに、受信機ユニットは、複数の送信機、例えば、１５０個の送信機からの信号を処理するように構成することもできる。例えば、信号が特定の送信機から受信される場合、本発明によれば、上記の発明の概念を用いて、この特定の送信機への同期が行われる。
【００５７】
すでに述べたように、送信時間（同期）を判断するアルゴリズムの一部は、ハードウェアに実装される。必要とされるさらなるステップは、例えば、プロセッサによって実施される。このプロセッサは、例えば、ＰＰＣプロセッサとしてもよいが、必ずしもＰＰＣでなくてもよい。また、従来のプロセッサの変種を使用することもできる。
【００５８】
実装では、各送信機が本発明の受信ユニットと通信するごとにハードウェアモジュールが一度現れる。一方、ソフトウェアが一度だけ現れて、すべての送信機を評価するように、ソフトウェアをインプリメントすることもできる。必要であれば、さらに好ましい実装にするために、ハードウェアおよびソフトウェアのモジュール間のインターフェースを変えることもできる。例えば、すべての部分的関係値（回転期間、位相関係等と）が一貫して合計されるのはＦＰＧＡにおいてではなく、ソフトウェアにおいてだけ行われるようにもできる。
【００５９】
以下からは、本発明のトリガ操作および受信信号ウィンドウィング（受信信号のセクション）について説明する。
【００６０】
取得アルゴリズムが、正確にａ＿ｐｒｅｄｉｓｔ  Ｂ＿ｓａｍｐｌｅｓをトリガする、プリトリガ信号ａ＿ｐｒｅ＿ｔｒｉｇｇｅｒを追従アルゴリズムに伝えてから、追従アルゴリズムが次の受信信号ウィンドウを開く。このプリトリガはＡバーストが検出された後にアクティブにされる。
【００６１】
このウィンドウ開始をトリガするとき、送信機の実装および構成に応じて２つの状態が生じる。図３は、時間的な関係を示している。
【００６２】
図３の上の図において、ｔAは、受信信号中のＡバーストの開始時間、ｔFは、Ｔバーストに対する正しいウィンドウの開始時間、ｔPは、取得アルゴリズムがＡバーストを認識し、プリトリガをトリガできる時間である。期間ｔ＝ｔP−ｔAが、Ａバーストから次のＴバーストまでの間隔によって決定され、ウィンドウがＴバーストの相関シーケンスの前にすでにＢ＿ｓａｍｐｌｅｓを開始しているため、この期間は送信機の構成によって特定される。
【００６３】
追従アルゴリズムの入力において、ちょうどＢ＿ｓａｍｐｌｅｓの前にプリトリガが来てから、所望のウィンドウが開始することを常に想定する。取得アルゴリズムがＡバーストを見つける時、およびＴバーストのためのウィンドウが開始しなければならない時に関しては、実装および送信機の構成により、図３の上の図の状態か下の状態かのいずれかを生じさせることができる。
【００６４】
間隔ｔF−ｔPが、［Ｂ＿ｓａｍｐｌｅｓにおける］ａ＿ｐｒｅｄｉｓｔよりも大きい場合、Ａアルゴリズムは、プリトリガをトリガするのが非常に早くなる。この場合、ｔF−ｔP'＝ａ＿ｐｒｅｄｅｓｔになるように、Ａアルゴリズムは、プリトリガを時間ＴP'まで遅延させ、遅延されたトリガをＴアルゴリズムに伝えなければならない。この場合、追従アルゴリズムの入力の前のＦＩＦＯパッファは、入力信号を絶対に遅延させてはならない。
【００６５】
間隔ｔF−ｔPが、＜ａ＿ｐｒｅｄｉｓｔの場合、取得アルゴリズムは、プリトリガをトリガするのが非常に遅くなる。この場合、ＦＩＦＡバッファは、入力信号をａ＿ｐｒｅｄｅｓｔ−（ｔF−ｔP）  ｔｈｅ  Ｐ  ｓａｍｐｌｅｓだけ遅延させ、その後で、ｔ’F−ｔP＝ａ＿ｐｒｅｄｉｓｔとして、時間ｔFの時に正しいウィンドウ開始が発生するようにしなければならない。ここで、取得アルゴリズムは、Ａバーストを見つけるとすぐに遅延なしで、すなわち、時間ｔPの時に、プリトリガをトリガする。
【００６６】
図４において、例として、４つの時間信号が検出される。これらの信号は、（遅延のない）受信信号ｂａｓｅｓｉｇ、プリトリガ信号ａ＿ｐｒｅ−ｔｒｉｇｇｅｒ、ＦＩＦＯの出力信号、ならびに（偏相関演算の間に）Ｔバーストが受信機において相関処理される相関シーケンスの位置である。
【００６７】
上記の図は、ｒｅｃｓｉｇｄｅｌ（図４を参照）が、正であることを前提とすることに基づいており、近いところでは、図３の下の図である。また上述のように、Ａバーストの開始ｔA（最初の有効なＢ＿ｓａｍｐｌｅ中で、すなわち、フィルタの過渡現象なしで測定）、プリトリガの時間ｔP、（ＦＩＦＯによって）遅延された受信信号中の所望のウィンドウ開始ｔ’Fが、ここで示されている。
【００６８】
実装の理由で、Ｔバーストは、少数のパディングされたゼロで開始することに注意されたい。しかしながら、Ｔバースト開始は、最初のＢ＿ｓａｍｐｌｅ、すなわち、最初のパディングされたゼロからもう始まっている。
【００６９】
２つのバーストが（フィルタの過渡現象なしで、最初の有効なＢ＿ｓａｍｐｌｅから測られるＡバーストと、他方、前方で、パディングされたゼロから測られるＴバーストで）開始する間隔（１）は、（Ｂ＿ｓａｍｐｌｅにおける）ａ＿ｄｉｓｔ＿Ｂ−ａ＿ｉｎｉｔｄｅｌであるため、送信機の構成だけによって決まる。ここで、ａｔ＿ｄｉｓｔ＿Ｂは、（Ｓ＿ｃｙｃｌｅにおける）ａｔ＿ｄｉｓｔの値をＢ＿ｃｙｃｌｅｓに変換したものであるため、整数にはなり得ない。
【００７０】
一方、ｔP−ｔAの間隔（２）は、Ａアルゴリズムの単なる処理遅延であり、すなわち、実装によって決まる。この値は、ａ＿ａｌｇｏｓｈｉｆｔ＋ａ＿ｐｉｐｄｅｌである。
【００７１】
（３）は、（Ｂ＿ｓａｍｐｌｅｓにおける）ｔ’F−ｔP＝ａ＿ｐｒｅｄｉｓｔを示している。
【００７２】
ｔ’Fにおいて、受信信号のウィンドウィングが開始し、相関シーケンスが受信信号に「左寄せ（ｆｌｕｓｈ  ｌｅｆｔ）」で適用される。最適な重複部分が、計算されたｔ−ｎｏｃｏｒｒｖａｌｓの相関値との間の中間で受信され、および、相関シーケンスとの間に予想されることができるように、ウィンドウィングは、遂行される。よって、「アドバンス（ａｄｖａｎｃｅ）」は、ｔ＿ｎｏｃｏｒｒｖａｌｓ／２の相関値であり、これは、受信信号ウィンドウのｔ＿ｎｏｐｒｅｃｏｒｒｖａｌｓ＝ｔ＿ｎｏｃｏｒｒｖａｌｓ／２  Ｂ＿ｓａｍｐｌｅｓのアドバンス（４）に対応する。
【００７３】
結果として、さらに考慮しなければならないことは、送信機中のＴバーストおよび受信機中の関連する相関シーケンスが、異なる長さでゼロ詰めされていることである。考慮される送信機のＴバーストＸ＝０／１では、開始時のゼロ詰めの長さは、ｔＸ＿ｓｔａｒｔｐａｄｌｅｎの値を持ち、受信機中の関連する相関シーケンスに対して、ゼロ詰め長さは、ｔＸ−ｆｒｏｎｔｐａｄｄｌｅｎｇｔｈである。したがって、相関シーケンスは、遅延されたＴバーストの前に、すでにｔＸ＿ｆｒｏｎｔｐａｄｄｌｅｎｇｔｈ−ｔＸ＿ｓｔａｒｔｐａｄｌｅｎ  Ｂ−ｓａｍｐｌｅｓを開始し、この値は、Ｘ＝０および１の送信機で常に同じである。ＦＩＦＯ遅延がある場合でも、このゼロ詰めの長さ（５）の違いを考慮しなければならない。相関シーケンスでは、このようにゼロ詰めが長いので、受信信号ウィンドウもＴバーストよりはるかに長くなっていなければならない。
【００７４】
さらに、図４は、ＦＩＦＯにおける遅延（６）を示している。図５で示されているように、この（Ｂ−ｓａｍｐｌｅにおける）遅延ｒｅｃｓｉｇｄｅｌは、ａｔ＿ｄｉｓｔ＿Ｂｒｎｄがａｔ＿ｄｉｓｔ＿Ｂの丸められた値であるように計算すればよい。
【００７５】
図６は、本発明の信号処理のフローチャートを示している。
・  受信信号のウィンドウ開始は、Ｔアルゴリズム自体またはＡアルゴリズムによってトリガできる。
・  ウィンドウの開始に対して、Ａアルゴリズムはトリガを使用せず、ウィンドウ開始前に、所定数のａ＿ｐｒｅｄｉｓｔ  Ｂ＿ｓａｍｐｌｅｓをアクティブにされるプリトリガを使用する。これは、最大周波数オフセットｍａｘｆｒｅｑｏｆｆｓｐｐｍおよびＴアルゴリズム中の最大長予測（すなわち、ｔ＿ｂｕｒｓｔｐｅｒｉｏｄ＿Ｂ  Ｂ−ｓａｍｐｌｅｓそれぞれのｔ＿ｌｏｓｔｔｒａｃｋｔｈｒｅｓｈ＋１のＴバースト期間に亘って）であっても、Ａアルゴリズムのプリトリガが常にＴアルゴリズムのトリガの前にくるようにするために行われる。すなわち、
ａ＿ｐｒｅｄｉｓｔ＞＝（ｔ＿ｌｏｓｔｔｔｒａｃｋｔｈｒｅｓｈ＋１）＊ｔ＿ｂｕｒｓｔｐｅｒｉｏｄ＿Ｂ＊ｍａｘｆｒｅｑｏｆｆｓｐｐｍ＊１０-6
【００７６】
以下の節の例において、プリトリガの発生要因およびその機能についてさらに詳細に説明する。
・  待機状態からの復帰は、最初のトリガ、すなわち、ＴトリガまたはＡプリトリガのいずれかによってトリガされる。
・  Ａプリトリガが待機状態を終えると、ａ＿ｐｒｅｄｉｓｔ  Ｂ＿ｓａｍｐｌｅｓを、受信信号のウィンドウィングの開始前に待たなければならない。Ｔトリガの場合、ウィンドウ開始を即座に行うことができる。
・  シーケンス制御の主たる部分において、小型送信機にプログラムミングされた２つのＴバーストのどちらが送られたか（ＮＯ．１またはＮＯ．２）について最初に判断され、このＴバーストのパラメータに対し、相関処理およびさらなるすべての演算が行われることになる。発せられたＴバーストを判断するために、［ＲＤ６］に記されるように、シーケンス制御内で、演算することのできるフラグｔ＿ｃｈｏｉｃｅが使用される。
・  送信機によって発せられたＴバーストを（２つの可能性から）正しく判断するために、［ＲＤ６］に記されたカウンタａ＿ｍｕｌｔｉｐｌ＿ｃｎｔｒが、シーケンス制御内に運ばれなければならない。一方、小型送信機とは対照的に、受信機では取得期間の１番目のＴバーストの前（しかもＡバーストの前ではない）にａ＿ｍｕｌｔｉｐｌ＿ｃｎｔｒを０にリセットすることで十分である。
・  受信信号のウィンドウィングにおいて、
ｔ＿ｐａｄｄｃｏｒｒｓｅｑｌｅｎ＋ｔ  ｎｏｃｏｒｒｖａｌｓ−１  Ｂ＿ｓａｍｐｌｅｓ
が、現在の受信信号サンプルのものとしてバッファにコピーされる。ここで、
○  ｔ＿ｐａｄｄｃｏｒｒｓｅｑｌｅｎは、ゼロ詰めされた相関シーケンスの長さであって、
○  ｔ＿ｎｏｃｏｒｒｖａｌｓは、演算される相関値の数である。
・  ＦＰＧＡにおいて、ＳＮＩＲ推定が次の式に従って実施される。
ＳＮＩＲｅｓｔ＝ｔ＿ＳＮＩＲｃｏｒｒｆａｃｔ＊ｍａｘｓｑｃｏｒｒ／ａｂｓ（ｒｅｃｅｎｅｒｇ＊ｔ＿ｃｏｒｒｓｅｑｅｎｅｒｇ−ｍａｘｓｑｃｏｒｒ）
ここで、
○  ＳＮＩＲｅｓｔは、推定されたＳＮＩＲ（直線的測定において）である。
○  ｍａｘｓｑｃｏｒｒは、偏相関アルゴリズムにおいて測定された最大の２乗相関の大きさである。
○  ａｂｓ（  ）は、（上記項の分母が負になった場合）数値問題を回避するための振幅関数である。
○  ｒｅｃｅｎｅｒｇは、偏相関アルゴリズムで測定される、（ゼロ詰めされた）相関シーケンスの長さに亘る受信信号中のエネルギーである。
○  ｔ＿ｃｏｒｒｓｅｑｅｎｅｒｇは、保存された相関シーケンスのエネルギーである。この値は、送信バーストによって決まり、すなわち、発せられた送信バーストを判断する際、ハードウェアモジュールが２つの可能な値から選択する。
○  ｔ＿ＳＮＩＲｃｏｒｒｆａｃｔは、相関シーケンスにおいてゼロ詰めの長さを考慮した相関係数である。この値は、送信バーストによって決まり、すなわち、発せられた送信バーストを判断する際、ハードウェアモジュールが２つの可能な値から選択する。
・  推定されたＳＮＩＲｅｓｔが、閾値ｔ＿ＳＮＩＲｔｈｒｅｓｈよりも大きいとき、Ｔバーストは、有効および／または検出されたと見なされる。この閾値は、Ｔバーストの十分な数が依然として有効であると示せるようにする一方で、Ｔバーストがない位置でＴバーストを誤って検出する可能性を小さくするように、選択されなければならない。
・  Ｔバーストが検出された場合（ＳＮＩＲｅｓｔ＞＝ｔ＿ＳＮＩＲｔｈｒｅｓｈ）、Ｔアルゴリズムが再び同期され、そのＴトリガによって次のウィンドウ開始の予測を始める。さらに、より正確に分析するために、相関値が、ソフトウェアモジュール「ｆｉｎｅ  ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ」に伝えられる。
・  ｆｉｎｅ  ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎへ相関値を伝えることは、ＦＰＧＡハードウェアとソフトウェアとの間の単方向インターフェースを意味する。
・  有効なバーストとともに、次のウィンドウ開始のためのＴトリガが、偏相関アルゴリズムにおいて検出された最大相関の位置に基づいて予測される。この位置には、ｔ＿ｂｕｒｓｔｐｅｒｉｏｄ＿Ｂｒｎｄ  Ｂ＿ｓａｍｐｌｅｓがＴバースト期間に追加され、ｔ＿ｎｏｐｒｅｃｏｒｒｖａｌｓ  Ｂ＿ｓａｍｐｌｅｓが差し引かれ、このため、ｔ＿ｎｏｃｏｒｒｖａｌｓ＝２＊ｔ＿ｎｏｐｒｅｃｏｒｒｖａｌｓ相関値の幅のウィンドウが、予測された次の最大相関の辺りに対称的に配置される。
・  Ｔアルゴリズムが同期されているかどうかを確認するため、フラグｓｙｎｃｈｌｏｓｓｆｌａｇが使用される。このフラグは、同期の場合０、Ｔアルゴリズムが同期されていない場合１の値となる。
・  同期されている間、Ｔアルゴリズムは、変数ｎｏｌｏｓｔｔｒａｃｋｓによって、直近の連続するＴバーストがどれだけ失われたのかについて追跡する。
・  進行中のＴバーストが見つからない場合（ＳＮＩＲｅｓｔ＜ｔ＿ＳＮＩＲｔｈｒｅｓｈ）、Ｔアルゴリズムが同期されているかどうかについての確認を行う。同期されていない場合、次のＡプリトリガを待機する方へ進む。
・  他方で、Ｔアルゴリズムがまだ同期されている場合、進行中のＴバーストの喪失と共に同期も失っているのかを知るためのチェックをする。これに当てはまるのは、すでにｔ＿ｌｏｓｔｔｒａｃｋｔｈｒｅｓｈを連続して喪失している、すなわち、ｎｏｌｏｓｔｔｒａｃｋｓ＞＝ｔ＿ｌｏｓｔｔｒａｃｋｔｈｒｅｓｈの場合である。この場合、ｆｉｎｅ−ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎソフトウェアは、ｓｙｎｃｈｌｏｓｓｆｌａｇ＝＝１によっていわゆるＺＲＥに同期の喪失について知らせるように指示されている。よって、ＺＲＥのいわゆるベイラが、その時点から再取得まで、さしあたってこの受信機から来るＴＯＡ値はないということを知る。さらに、Ｔアルゴリズムは、そのＴトリガを非アクティブにする。このため、以降、Ａアルゴリズムによる正常な再取得だけによってＴアルゴリズムを再トリガできるようにすればよい。
・  ｔ＿ｌｏｓｔｔｒａｃｋｔｈｒｅｓｈ以下のＴバーストが（包括的に）連続して喪失して、現在のＴバースト（ｎｏｌｏｓｔｔｒａｃｋｓ＜ｔ＿ｌｏｓｔｔｒａｃｋｔｈｒｅｓｈ）に至る場合、Ｔバーストが有効であると見なされない場合にでも、演算された相関値について、精細な相関処理が、アクティブにされる。このため、精細な相関処理は非常に質の悪い値を算出しやすくなる。さらに、次のウィンドウ開始のためのＴトリガが、現在のウィンドウ開始に基づいて予測される。（Ｔバースト期間の）ｔ＿ｂｕｒｓｔｐｅｒｉｏｄ＿Ｂｒｎｄ  Ｂ＿ｓａｍｐｌｅｓは、この位置に単に追加される。
【００７７】
図７は、ｔ＿ｌｏｓｔｔｒａｃｋｔｈｌｅｓｃｈ＝２のときのＡアルゴリズムのプリトリガの例を示している。
（１）ｔ＿ｂｕｒｓｔｐｅｒｉｏｄ＿Ｂ
（２）ａ＿ｐｒｅｄｉｓｔ
（３）最後に検出されたＴバーストのＴトリガおよび正しいウィンドウ開始
（４）検出されないＴバーストの誤った（予測された）Ｔトリガ
（５）検出されないＴバーストの正しいウィンドウ開始
（６）Ａバーストから生じるＡアルゴリズムのプリトリガ
図は、どのようにしてＴアルゴリズムの（予測された）トリガが正しいウィンドウ開始から進めることができるのか、最悪の場合について示している。（３）において、Ｔバーストが実際に最後に検出され、ここでは、Ｔトリガおよび正しいウィンドウ開始が、まだ一致している。以後、次のウィンドウ開始がｔ＿ｂｕｒｓｔｐｅｒｉｏｄ＿Ｂ  Ｂ＿ｓａｍｐｌｅｓについて予測され、（４）において、各場合についてＴトリガがトリガされる。しかし、最大周波数オフセットがある場合、正しいウィンドウ開始は（４）で発生せず、それぞれ（５）で発生する。（５）は、Ｔバースト期間が延ばされることによって（４）から次第に離れていく。（４）でトリガすると、Ｔバーストは、それぞれ検出されないものとする。最後のＴトリガが、（４’）、すなわち、最後のＴバースト（３）が検出されてからｔ＿ｌｏｓｔｔｒａｃｋｔｈｒｅｓｈ＋１（ここでは３）のＴバースト期間において予測される。ｔ＿ｌｏｓｔｔｒａｃｋｔｈｒｅｓｈ＋１のＴバーストが連続して喪失した後、同期損失があり、Ｔトリガがその地点から非アクティブにされる（ここではＡアルゴリズムだけがトリガできる）ため、さらなる予測は行われない。（４’）に関連する正しいウィンドウ開始は、（５’）である。このＴバーストの前に、Ａバーストがあるとする。そうすると、正しいウィンドウ開始が（４’）で誤って予測されたＴトリガの代わりに、（５’）で発生するためには、プリトリガが（６）、すなわち（４’）の前で発生しなければならない。よって、（６）と（５’）との間隔は、ａ＿ｐｒｅｄｉｓｔ＞＝（ｔ＿ｌｏｓｔｔｒａｃｋｔｈｒｅｓｈ＋１）＊ｔ＿ｂｕｒｓｔｐｅｒｉｏｄ＿Ｂ＊ｍａｘｆｒｅｑｏｆｆｓｐｐｍ＊１０−６となる。
【００７８】
取得アルゴリズムを実行することによって生じ、ブロックＦＩＦＯにおいて考慮すべき処理遅延は、パラメータａ＿ａｌｇｏｓｈｉｆｔおよびａ＿ｐｉｐｄｅｌを用いて以下に説明する。
【００７９】
Ａ＿ａｌｇｏｓｈｉｆｔは、取得バーストの開始とＢ＿ｓａｍｐｌｅｓにおいて検出された相関ピークとの間の差を示し、これは、種々の周波数でそれぞれ使用されたフィルタ長、取得バーストの長さ、パラメータｗｉｎｄｏｗｌｅｎｇｔｈ＿ｔｏｔａｌから起因する。一方、ａ＿ｐｉｐｄｅｌは、Ｂ＿ｓａｍｐｌｅｓにおける遅延を示す。これは、ハードウェア中の受信機アルゴリズムの実装に起因する。
【００８０】
図８は、この差の計算を示している。
【００８１】
図９は、本発明の取得用の受信機の基本的なアーキテクチャを示している。
【００８２】
この受信機は、入力と、フィルタ１１０３に接続された複数の出力とを備える処理ブロック１１０１を含む。フィルタ１１０３は、相関ブロック１１０５に接続された複数の出力を備えている。相関ブロック１１０５は、オーバーサンプリング手段１１０７に接続された出力を含んでいる。オーバーサンプリング手段１１０７は、さらなる処理ブロック１１０９に接続された出力を備えている。さらなる処理ブロック１１０９は、出力を備えている。
【００８３】
処理ブロック１１０１によって受信される信号は、アンダーサンプリングされ、ｆｓ／４で混合が行われる。ｆｓは、サンプリング周波数を示している。得られる信号は、多相に分けられ、この多相は整合フィルタとすればよいフィルタ１１０３に、複数の出力を介して供給される。フィルタ１１０３は、例えば、複数の個別のフィルタを含み、この個別のフィルタの各々が、多相のそれぞれに関連づけられている。フィルタリングされた信号に基づいて、相関ブロック１１０５において相関処理が実行される。次いで、この相関がオーバーサンプリング手段１１０７においてオーバーサンプリングされる。相関ブロック１１０５によって提供される信号は、さらなる処理ブロック１１０９に供給される。さらなる処理ブロック１１０９は、最大相関の位置を計算し、キャリア信号を出力するように構成されている。
【００８４】
複合ベースバンドに混合された入力０−１は、サンプリングクロックＢ＿ｃｌｏｃｋで受信信号をレベル０−２に伝える。
【００８５】
出力０−７では、レベル０−６で得られた１５０個の送信機の１つに対するキャリア信号に基づいて、サンプリングクロックＢ＿ｃｌｏｃｋ＿４で、追従アルゴリズムの中で偏相関値が演算されるブロックに伝えられる。最大相関が検出された場合には、キャリア信号は１の値を持ち、それ以外ではキャリア信号は、０と一致する。このキャリア信号により、検出された取得バーストに続く追従バーストが検索されるセクションを切り出せるようにするためには、入力０−１で適用された信号、すなわち「受信信号」が、使用されるフィルタのグループランタイムに従って、取得アルゴリズム等に必要とされる時間に遅延されなければならない。
【００８６】
すでに述べたように、図９に示された受信機は、複数の送信機に同期が実施されることとなる場合、取得（粗同期）を実施するように構成されている。このため、レベル０−４は、１５０個の送信機の各々に対して１つの出力を有する。よって、ブロック０−５および０−６ならびに出力０−７は１５０倍存在する。
【００８７】
さらなる態様によれば、本発明は、受信機と送信機とを同期させるデバイスを提供する。送信機は、粗同期には粗同期信号に基づいて、精密同期には精密同期信号に基づいて、同期信号を送出するように構成されている。
【００８８】
この同期用デバイスは、受信信号を提供するために同期信号の受信バージョンをサンプリングするためのサンプリング手段、すでに記載したような信号処理手段であって、受信信号中の同期信号の位置を示す位置信号を提供するように構成された信号処理手段、および受信機と送信機とを同期させるための位置信号に基づいてサンプリング手段のサンプリング時間を制御する制御手段を含む。
【００８９】
したがって、サンプリング手段のサンプリング時間を制御することで、ブロック同期を実現させることができる。
【００９０】
受信構造のほか、本発明は、さらなる態様によって、受信機と送信機とを同期させるために送信されるとよい同期信号を生成するデバイスを提供する。このデバイスは、第１の帯域幅を有する粗同期信号および第２の帯域幅を有する精密同期信号を提供する手段であって、第２の帯域幅が第１の帯域幅よりも小さくなっている該手段、ならびに粗同期信号および精密同期信号を用いて同期信号を提供する手段を含む。
【００９１】
ここで、同期信号は、粗同期信号、精密同期信号、およびこの２つの信号の任意の組み合わせを含む。上記の提供手段は、例えば、粗同期信号の時間的に後に精密同期信号を提供するように構成されている。これは、同期信号を送信する際、受信機において粗同期のために提供される粗同期信号が、精密同期信号の前に確実に送信されることによって、受信機側で粗同期信号が最初に検出されるようにし、精密同期信号が、位置する受信信号のセクションを特定し、精密同期信号を用いて同期を行うためのものである。
【００９２】
提供手段は、結果となるプリアンブル（同期信号）が、例えば、２つの成分より成るように、精密同期信号を粗同期信号に結合させるように構成できる。提供手段は、受信機において、精密同期信号の位置の判断がより正確にできるように、さらに、複数の精密同期信号を結合、および／または複数の精密同期信号のコピーを結合させるように構成できる。
【００９３】
さらなる態様によれば、提供手段は、粗同期信号の提供と精密同期信号の提供との間に所定の時間間隔ができるように、粗同期信号の時間的に後に精密同期信号を提供するように構成される。この時間間隔は、例えば、受信機における検出遅延と同じとすればよく、受信機において粗同期信号が検出された後に精密同期信号をさらに検出できるようにするために導入される。さらに、提供手段は、粗同期信号の時間的に後に複数の精密同期信号を提供するように構成することもできる。精密同期信号は、直接的に連続しているか、精密同期信号同士の間にも遅延があってもよく、連続した精密同期信号間の間隔は、例えば、受信信号のセクション中の精密同期信号の位置決定に伴う遅延量の程度とする。
【００９４】
提供手段は、さらに、精密同期信号のコピーを時間的に結合することによって、複数の精密同期信号を、例えば、シーケンスとして提供するように構成できるため、すでに述べたように、精密同期信号間に遅延が発生しない。
【００９５】
さらなる態様によれば、提供手段は、粗同期信号および／または精密同期信号をフィルタリングするためのパルス整形フィルタを含む。パルス整形フィルタはさらに、同期信号全体をフィルタリングするように構成することもできる。パルス整形フィルタは、例えば、ロールオフ率１を有するコサインロールオフフィルタであってもよい。この場合、フィルタ特性は、周波数領域に純粋なコサイン形を有する。
【００９６】
本発明のさらなる態様によれば、精密同期信号および粗同期信号が別にフィルタリングされるように、パルス整形フィルタは可変特性を有している。
【００９７】
さらなる態様によれば、提供手段は、データシーケンスから粗同期信号を、さらなるデータシーケンスから精密同期信号を生成し、データシーケンスの帯域幅がさらなるデータシーケンスの帯域幅よりも小さくなるように構成されている。
【００９８】
一実施形態によれば、提供手段は、データシーケンス、およびさらなるデータシーケンスを格納しフェッチできるメモリを含む。ここで、粗同期信号は、例えば、データシーケンスと同じとし、精密同期信号は、さらなるデータシーケンスとすればよい。
【００９９】
提供手段は、さらに、データシーケンス、および／またはさらなるデータシーケンスを生成するように構成されたジェネレータを含んでいてもよい。ジェネレータは、例えば、４つの要素を有するガロア体からデータシーケンスを生成するように構成することもできる。さらに、ジェネレータは、４つまたは５つ以上の要素を有するガロア体から、さらなるデータシーケンスを生成するように構成することもできる。なお、２つの要素を有するガロア体を使用することもできる。
【０１００】
データシーケンスを生成するために、および／またはさらなるデータシーケンスを生成するために、ジェネレータは、シフトレジスタを含んでいてもよい。このジェネレータは、シフトレジスタの初期保留をセットするように構成されている。シフトレジスタは、それぞれの初期保留に応じて、様々なデータシーケンス、および様々なさらなるデータシーケンスを実現できるように、適切な態様で結線されればよい。
【０１０１】
提供手段は、さらに、複素数値シーケンスを得るために複素数をデータシーケンスの各要素と関連付け、および／またはさらなる複素数値シーケンスを得るために複素数をさらなるデータシーケンスの各要素と関連付ける、関連付け手段を含んでいてもよい。言い換えれば、関連付け手段は、データシーケンスを複素数値シーケンスにマッピングし、さらなるデータシーケンスをさらなる複素数値シーケンスにマッピングし、データシーケンスおよび複素数値シーケンスが同じ数の係数を有し、さらなるデータシーケンスとさらなる複素数値シーケンスが同じ数の係数を有するように構成されている。複素数値シーケンスの係数の数は、さらなる複素数値シーケンスの係数の数と異なるようにしてもよい。しかしながら、両方の複素数値シーケンスが、同じ数の係数を有していてもよい。
【０１０２】
粗同期信号および／または精密同期信号は、バンドパス信号またはベースバンド信号とすればよい。粗同期信号が、バンドパス信号の場合、提供手段は、複素数シーケンスをアップコンバートすることによって粗同期信号を生成するために、さらにアップコンバータを含んでいる。アップコンバータは、さらなる複素数シーケンスをアップコンバートすることによって精密同期信号を生成するように構成することもできる。粗同期信号が、精密同期信号よりも狭帯域であるため、粗同期信号は、精密同期信号が占めるさらなる周波数領域のさらなる中心周波数と異なっていてもよい、中心周波数を有するバンドパス領域を占める。一方、さらなる態様によれば、中心周波数とさらなる中心周波数は同じであってもよい。
【０１０３】
さらなる態様によれば、提供手段は、帯域幅が粗同期信号の帯域幅よりも大きい、さらなる精密同期信号を提供するように構成することもできる。さらなる精密同期信号は、精密同期信号とは異なるもので、例えば、後者に直交であってもよい。よって、提供手段は、上記のように、さらなる精密同期信号を精密同期信号のように扱うよう構成される。
【０１０４】
さらなる態様によれば、提供手段は、精密同期信号中の連続する精密同期信号の連続した値の間の位相変化によって情報を符号化するように構成できる。例えば、提供手段は、精密同期信号の複数の値と精密同期信号のさらなる複数の値との間の１８０度の位相跳躍によって情報を符号化するように構成される。したがって、位相跳躍手段によって、例えば、同期情報に加えビット情報も送信できる。一方、さらなる態様によれば、情報シーケンスを符号化するために、精密同期信号が複数の位相跳躍を含んでいてもよい。
【０１０５】
さらなる態様によれば、例えば、提供手段は、粗同期信号の連続した値の間の位相変化、例えば、１８０度の位相跳躍によって情報を符号化するように構成できる。このようにすれば、位相変化検出によって、受信機がさらなる情報を検出できるようになる。
【０１０６】
同期信号を生成するための本発明のデバイスは、さらに同期信号を送信する送信機を含むことができる。この送信機は、例えば、無線送信機であってもよい。
【０１０７】
さらなる態様によれば、本発明は、上記のような同期信号の生成のためのデバイスを有する送信手段、粗同期信号および精密同期信号の所定の時間シーケンスが得られるように提供手段を制御する制御手段、ならびに粗同期信号および精密同期信号の時間シーケンスを含む同期信号を送信する送信機を提供する。
【０１０８】
本発明によれば、送信機は、送信機の信号に低消費で同期（取得）することが可能である、狭帯域取得バーストを送信するように構成されている。Ａバーストの手段によって、次のＴバーストのサブシーケンスの位置は、予測されることになる。送信機は、広帯域の追従バーストを送信する。これらは、受信機にこれらが到着する時間が、正確に測定できるようになっている。送信機は、さらに、例えば、より低いデータレートでＴバーストにキーイングされたデータを送信する（キーイングインデータ送信）。データは、すでに述べた位相変化を使用してキーイングインできる。
【０１０９】
送信機は、さらに、例えば、将来の小型のシステムで、バースト送信システムの手段によって、非常に低消費で受信できるデータを送信するように構成されてもよい（バーストタイプデータ送信）。
【０１１０】
取得バースト（粗同期信号）は、例えば、複数の送信機、複数の受信機を扱う場合、受信機を個々の送信機に同期−低消費で実現できる同期−する働きをする。取得は、位置検出のために使用される追従バーストの送信時間のおおよその推定値を提供する。取得バーストは、追従が喪失した場合に、初期同期（取得）および再同期（再取得）の両方の働きをする。
【０１１１】
受信機が複数の送信機に同期ができるようになる場合、個々の送信機が区別できるものでなければならない。本発明の同期信号を送信するようにそれぞれ構成された個々の送信機は、区別ができるように、特定の長さの異なるシーケンスを使用することが好ましい。低価格で受信機を実装するために、これらのシーケンスは追従バースト（精密同期信号）よりもはるかに狭帯域である。それにもかかわらず、十分な区別ができるようにするためには、使用される周波数帯域の、例えば、９つの異なる「副搬送波」を個々の送信機が使用すればよい。
【０１１２】
関連パラメータ（シーケンス、周波数）の割り当ては、中央のデータベースによってもたらされる。このデータベースは、例えば、２つの送信機が同じ周波数で同じシーケンスを使用しないようにする。また、シーケンス割り当てにおいて、さらなる境界条件が起こり得るが、これは外部プログラミングの手段によって解決される。
【０１１３】
送信シーケンス（データシーケンスおよび／またはさらなるデータシーケンス）は、例えば、デジタル信号処理および／または信号送信をシミュレートできるソフトウェアプログラムを使用して、ジェネレータの手段によって生成できる。このために、例えば、ＧＦ４（４つの要素を有するガロア体）からの送信シーケンスが使用される。シーケンスを生成するための多項式は、例えば、セルダル・ボズタス、ロジャー・ハモンズ、およびビジャイ・クマール（Ｓｅｒｄａｒ  Ｂｏｚｔａｓ，  Ｒｏｇｅｒ  Ｈａｍｍｏｎｓ  ａｎｄ  Ｖｉｊａｙ  Ｋｕｍａｒ）による『ほぼ最適な相関特性を持つ４相シーケンス（４−Ｐｈａｓｅ−Ｓｅｑｕｅｎｃｅｓ  ｗｉｔｈ  ｎｅａｒ−ｏｐｔｉｍｕｍ  Ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ  Ｐｒｏｐｅｒｔｉｅｓ）』、ＩＥＥＥトランザクションズ・オン・インフォーメーション・セオリ（ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｔｈｅｏｒｙ）、ｖｏｌ．３８，Ｎｏ．３，１９９２年５月、ページ１１０１以下参照を見ればわかるであろう。例えば、そこに示された多項式を使用し、順序を変え、例えば、ソフトウェアで、所与の［１１１３１１２３］から［３２１１３１１１］を生成することができる。
【０１１４】
生成多項式は、［３２１１３１１１］になるように定義される。様々なシーケンス（データシーケンス）が、シフトレジスタの初期保留を変えることで得られる。このような場合に生じるシーケンスはもう無相関でないため、すでに生成されたどんなシーケンスにも内部レジスタの値が現れることはないことは注意されたい。
【０１１５】
シンボルレートは、例えば、Ｂ＿ｃｌｏｃｋ＿４８、すなわちｆsymb＝１／４８＊Ｂ＿ｃｌｏｃｋになるように指定される。どんなレートでも可能な送信シーケンスの長さは、例えば、５１１シンボルである。
【０１１６】
すでに述べたように、取得バーストは、スペクトル的に形成できる。この目的を達成するために、ここでは｛０，１，２，３｝のコレクションの要素を構成するシーケンスがマッピングされ、フィルタリングされ、特定の搬送周波数で送信される。
【０１１７】
マッピング（関連付け）では、マッピングの手段によって関連付けられたシンボルが要素から生成される。例として、図１０は、詳細を示し、これによってシーケンスがマッピングされればよい。
【０１１８】
図１１は、ポイントの特性が描かれたコンスタレーション図を示している。
【０１１９】
パルス整形は、ロールオフ率α＝１．０である平方根二乗余弦フィルタによって効果をもたらされる。
この転送関数に関連する式は、
2008523750.tif 000003
2008523750.tif 000004
【０１２０】
図１２は、フィルタの転送機能を示している。
【０１２１】
２＊Ｂ＿ｃｌｏｃｋ＿４８の最小サンプリングレートの結果得られる複合信号は、直ちに、例えば、９つの異なる周波数帯域に分配される。この分配は、上記のアップコンバータによって行うことができる。
【０１２２】
図１３ａは、９つの異なる周波数帯域への複合信号の分配を示している。これを受けて搬送周波数が、図１３ｂに表された表に従って選択および番号付けされる。情報は、例えば、２４４５ＭＨｚなどのＴバーストの搬送周波数に関連する。
【０１２３】
Ｔバーストは、送信機内においてプログラムで制御できる。Ｔバーストは発せられた後に、例えば、次の特性を示し、その帯域幅が、値ｔ＿ｂｕｒｓｔｂｗを超えないこと、その期間が、調整可能な値ｔ＿ｂｕｒｓｔｌｅｎ  Ｂ＿ｃｙｃｌｅｓ（加えて、例えば、補間、分散アナログ回路等、物理信号にプログラムされたＢ＿ｓａｍｐｌｅｓからの移行の時間拡大）に相当し、最大時間が、送信機の実装によってあらかじめ定義されたｔ＿ｂｕｒｓｔｍａｘｌｅｎ  Ｂ＿ｃｙｃｌｅｓ（加えて、上記のような拡大）であること、送信機出力の後のＳＮＩＲが送信機のＳＮＩＲの値またはそれより良好な値を持つこと、といった特性である。
【０１２４】
本発明によれば、２つのタイプのＴバーストを次のように区別でき、生成されてからプログラミングまでの間にあるような、すなわちゼロ詰めのない個々のＴバーストと、場合によっては、ゼロ詰めの手段によって長さ調整がなお行われることのある、（送信機中に）プログラミングされたＴバーストとがある。
【０１２５】
送信機において、２つのＴバーストは、プログラミングすることができ、プログラムで制御可能な選択方式に従って発せられる。これら２つのＴバーストは、それぞれＴバースト０およびＴバースト１と称す。複素数値Ｂ＿ｓａｍｐｌｅｓにある２つのＴバーストの各々、すなわちＴバースト信号が発せられることとなり、サンプル周波数Ｂ＿ｃｌｏｃｋでそれぞれＩおよびＱ成分においてサンプリングされる。
【０１２６】
Ｔバーストは、使用される６量子化において最適に制御されるように生成される。つまり、実際には信号は、表現できる最大値である＋３１を想定している。
【０１２７】
送信機内にプログラミングされた最初のＴバースト０および１の長さは、一緒に調整可能、すなわち、これらは常に同一であり、（Ｂ＿ｓａｍｐｌｅｓにおける）ｔ＿ｓｅｎｄｂｕｒｓｔｌｅｎに達する。送信機にプログラミングされる前に、２つのＴバーストは、（Ｔバースト０および１それぞれについて）少しのＢ＿ｓａｍｐｌｅｓだけ異なるようなわずかに異なる長さｔ＿ｂｕｒｓｔｌｅｎを示すこともある。バーストの異なった長さは、ゼロ詰めの手段によって調整される（以下参照）。Ｔバーストの最大長は（Ｂ＿ｓａｍｐｌｅｓにおける）ｔ＿ｂｕｒｓｔｍａｘｌｅｎである。
【０１２８】
プログラミングされたＴバーストの長さを（実装の理由で）変更してもよいデータの塊は、それぞれ８Ｂ＿ｓａｍｐｌｅｓである。すなわち、送信機については、８の倍数までバースト長をゼロで埋める（ゼロ詰め）ことになる。２つのＴバーストの短い方は、長い方よりもより多くのゼロで埋められることになり、埋めるには最大７つのゼロが必要になる。ｔＸ＿ｂｕｒｓｔｌｅｎが（ゼロ詰め無しの）元のＴバーストＸの長さである場合、以下が適用される。
ｔ＿ｓｅｎｄｂｕｒｓｔｌｅｎ＝ｃｅｉｌ（ｍａｘ（ｔ０＿ｂｕｒｓｔｌｅｎ，ｔ１＿ｂｕｒｓｔｌｅｎ）／８）＊８
【０１２９】
（追加されるゼロの無い）元のＴバーストＸの中心のために、プログラミングされたゼロ詰めバーストｔＸ＿ｓｅｎｄｂｕｒｓｔ（これは送信されるチャネルビットのキーイングインで必要となる）のほぼ中央に位置する場合、
ｔｘ＿ｓｔａｒｔｐａｄｌｅｎ＝ｃｅｉｌ（（ｔ＿ｓｅｎｄｂｕｒｓｔｌｅｎ−ｔＸ＿ｂｕｒｓｔｌｅｎ）／２）
となり、Ｔバーストの先頭にゼロが埋められ、残りは、すなわち、
ｆｌｏｏｒ（（ｔ＿ｓｅｎｄｂｕｒｓｔｌｅｎ−ｔＸ＿ｂｕｒｓｔｌｅｎ）／２）
となり、ゼロはその最後に埋められる。よって、バーストの最後にバーストの先頭と同じ数のゼロが埋められ、および／または先頭に比べると最大１つのゼロが、その最後に埋められている。
【０１３０】
取得バーストおよび追従バーストは、例えば、時分割多重方式において送信できる。
【０１３１】
ＡおよびＴバーストの多重化では、正確に１つのＡバーストおよび続いてａｔ＿ｍｕｌｔｉｐｌ＿ｌｅｎのＴバーストが、１取得期間内に送られる。ここで、ａｔ＿ｍｕｌｔｉｐｌ＿ｌｅｎの値は、調整可能である。この方式が周期的に続けられる。ある期間内のＡバーストおよび最初のＴバーストの間、個々のＴバースト間、およびある期間の最後のＴバーストと次の期間のＡバーストとの間は、調整可能な間隔が維持されることになる。
【０１３２】
送信機には、カウンタａｔ＿ｍｕｌｔｉｐｌ＿ｃｎｔｒがあり、これは常にＡバーストの最初に０にリセットされ、各Ｔバーストが完全に発せられると１増やされる。よって、ａｔ＿ｍｕｌｔｉｐｌ＿ｃｎｔｒの最大値は、ａｔ＿ｍｕｌｔｉｐｌ＿ｌｅｎとなる。
【０１３３】
時分割多重方式に対して、Ｂ＿ｓａｍｐｌｅｓにおけるＡバーストが考慮される。
【０１３４】
以下において、（常にＢ＿ｓａｍｐｌｅｓ中にある）「関連Ａバースト」と記載がある場合、これは、マルチプレクサ入力に存在するように、送信パルス整形、アップサンプリング、およびアップコンバージョン（Ｍａｔｌａｂの手段によって、または送信機自身において直接）の手段によって、Ｂ＿ｓａｍｐｌｅｓ＿４８中にあるＡバーストから生成された以下に説明される（常にＢ＿ｓａｍｐｌｅｓ中にある）「生成されたＡバースト」の部分を単に意味する。
【０１３５】
図１４は、「関連Ａバースト」に該当する生成されたＡバーストの一部を示している。この図の上半分は、Ｂ＿ｓａｍｐｌｅｓ＿４８における「基礎となるＡバースト」を示している（よって２つのサンプル間の間隔（１）はＢ＿ｃｙｃｌｅ＿４８である）。その全体の長さ（６）は、（Ｂ＿ｃｙｃｌｅ＿４８における）ａ＿ｂｕｒｓｔｌｅｎである。
【０１３６】
（送信パルス整形、オーバーサンプリング、およびアップコンバージョンの手段によって）Ｂ＿ｓａｍｐｌｅｓ中で生成されたＡバーストのうち、Ｂ＿ｓａｍｐｌｅｓ＿４８に格納されたＡバーストの遅延および時間間隔、ならびに関連Ａバーストが示されている。
【０１３７】
下半分は、Ｂ＿ｓａｍｐｌｅｓで生成されたＡバーストを示している（よって、２つのサンプル間の間隔（２）がＢ＿ｃｙｃｌｅである）。
【０１３８】
時間ｔ０の時、保存されたＡバーストの最初のＢ＿ｓａｍｐｌｅ＿４８が、信号生成（送信パルス整形、アップサンプリング、およびアップコンバージョン）に入力される。実装によっては、時間ｔ２すなわち遅延（３）の後になるまで、この保存されたＡバーストの最初のＢ＿ｓａｍｐｌｅ＿４８は、生成されたＡバーストに現れない。この遅延は、２つの部分から構成される。パイプライン処理などのための信号生成におけるバッファリングによって、保存されたＡバーストの最初のＢ＿ｓａｍｐｌｅ＿４８が信号生成に伝えられる時である時間ｔ０から、生成されたＡバーストの最初の有効なＢ＿ｓａｍｐｌｅがこの信号生成によって出力される時である時間ｔ７まで、初期遅延（４）が生じる。さらに、すべての使用されているフィルタ（送信パルス整形およびローパスのアップサンプリング）は、フィルタのランタイム（５）を形成するために累積されるグループランタイムがある。生成されたＴバーストがＭａｔｌａｂによってオフラインで生成された場合に、送信機がさらなるパイプライン処理を導入しない限り、遅延（４）＝０である。フィルタを置くことによる遅延、すなわち、それらのグループランタイムは、常に存在するので、考慮に入れることになる。
【０１３９】
保存されたＡバーストの最後のＢ＿ｓａｍｐｌｅ＿４８が、時間ｔ３で信号生成に入力される場合、これは、遅延（３）後の時間ｔ４の前にＢ＿ｓａｍｐｌｅとして信号生成の出力には現れない。生成されたＡバーストの最後の有効なＢ＿ｓａｍｐｌｅは、時間ｔ５で信号生成によって出力される。時間間隔（７）すなわちｔ５−ｔ４の後、すべてのフィルタが減衰される。対称的なパルスレスポンス持つ一般に使用されているフィルタでは、時間間隔（７）が、累積されたグループランタイム（５）に等しくなる。
【０１４０】
システム全体、特に受信機を確実に適切に機能させるためには、分散フィルタの手段による累積パルスの拡大（すなわち、セトリング時間および減衰時間の合計、（５）＋（７））は、ａ＿ｍａｘｉｍｐｗｉｄｅｎ  Ｂ＿ｓａｍｐｌｅｓの値を超えてはならない。
【０１４１】
したがって、生成されたＡバーストの全体の長さ（有効なＢ＿ｓａｍｐｌｅｓで表される）は、（８）（すなわち、（５）、（６）および（７）の合計）となる。（５）および（７）は、実装によって決まるため、（６）（すなわち、Ｂ＿ｓａｍｐｌｅｓ＿４８において示されるａ＿ｂｕｒｓｔｌｅｎ）が、常に関連Ａバーストの長さとして考えられることになる。別の表現にすると、ユニットＢ＿ｓａｍｐｌｅでは、ａ＿ｂｕｒｓｔｌｅｎ＿Ｂが、保存されたＡバーストの最初および最後のＢ＿ｓａｍｐｌｅｓ＿４８にそれぞれ属する、最初と最後のＢ＿ｓａｍｐｌｅｓの間の間隔となる。
【０１４２】
よって、以下に示される関連Ａバーストの長さもまた、信号生成（送信パルス整形およびローパスのアップサンプリング）における分散フィルタのパルスレスポンスの手段を用いた信号拡張、および実装によって起こる可能性のある、さらなる信号拡張を全く含まない。
【０１４３】
図１４の下部に描かれたスキームは、多重化、バースト期間、および間隔を視覚化したものである。図示されたスキームは、送信機における正確な次の指定位置でのバースト多重化を反映している。下部で示されるすべての時間比は、送信機においてＡバーストとＴバーストとの間を切替えるマルチプレクサに適用する。よって、この位置では、ＡおよびＴバーストの両方が、Ｂ＿ｓａｍｐｌｅｓの中に存在する。
【０１４４】
Ｔバーストという用語によって示されるものは、上で説明したように、例えば、選択されることになる２つのプログラミングされたＴバーストである。
【０１４５】
図１５は、バースト多重化における時間および間隔を示している。
【０１４６】
関連Ａバーストは、（Ｂ＿ｃｙｃｌｅｓ＿４８における）長さａ＿ｂｕｒｓｔｌｅｎ（２）（関連Ａバーストおよびその長さに関しては、上記説明を参照）を示し、この長さは、（Ｂ＿ｃｙｃｌｅｓ＿４８における）関連Ａバーストの最大の長さａ＿ｂｕｒｓｔｍａｘｌｅｎ（１）よりも短くなければならない。
【０１４７】
Ｔバーストは、（Ｂ＿ｃｙｃｌｅｓにおける）長さｔ＿ｂｕｒｓｔｌｅｎ（４））を示し、この長さは、（Ｂ＿ｃｙｃｌｅｓにおける）最大Ｔバースト長ｔ＿ｂｕｒｓｔｍａｘｌｅｎ（３）よりも短くなければならない。
【０１４８】
異なる長さの（Ａおよび／またはＴ）バーストがシステムで使用されている場合でも、関連Ａバーストの後部とＴバーストの先頭との間の間隔は、固定値を保たなければならない。関連Ａバーストが短くなったり長くなったりする場合、その先頭（フロントストップ）だけが、それに応じてシフトされなければならない。Ｔバーストが短くなったり長くなったりする場合、そのバックストップだけがそれに応じてシフトされなければならない。
【０１４９】
関連Ａバーストの先頭から次のＴバーストの先頭までの間隔は、２つのパラメータの手段によって調整できる。Ａバーストの生成のためのトリガから次のＴバーストの先頭までの間隔ａｔ＿ｄｉｓｔ（５）は、ユニットＳ＿ｃｙｃｌｅｓにおいて調整できる。さらに、（上記定義に従った）トリガから関連Ａバーストの先頭への初期遅延ａ＿ｉｎｉｔｄｅｌ（９）は、ユニットＢ−ｃｙｃｌｅｓにおいて調整できる。よって、関連Ａバーストの先頭からＴバーストの先頭までの実際の間隔は、ａｔ＿ｄｉｓｔ［Ｓ＿ｃｙｃｌｅｓ］−ａ＿ｉｎｉｔｄｅｌ［Ｂ−ｃｙｃｌｅｓ］である。
【０１５０】
実装の理由から、間隔ａｔ＿ｄｉｓｔは、ユニットＳ＿ｃｙｃｌｅｓ中にある。
【０１５１】
取得期間の２つの連続するＴバースト間の間隔ｔ＿ｂｕｒｓｔｐｅｒｉｏｄ（６）も、実装の理由から、ユニットＳ＿ｃｙｃｌｅｓにおいて調整できる。
【０１５２】
取得期間の最後のＴバーストの先頭と次の取得期間のＡバーストの生成前のトリガとの間の間隔ｔａ＿ｄｉｓｔ（７）も、ユニットＳ＿ｃｙｃｌｅｓにおいて調整できる。
【０１５３】
送信機において、実装の理由から、実際の間隔はその公称値前後でわずかに異なることもある。
【０１５４】
３つのバーストの間隔は、自由に調整できないが、次の要件を満たさなければならない。
ｔａ＿ｄｉｓｔ＋ａｔ＿ｄｉｓｔ＝ｔ＿ｂｕｒｓｔｐｅｒｉｏｄ
【０１５５】
２つの連続した取得期間のＡバーストの先頭間の間隔ａ＿ｂｕｒｓｔｐｅｒｉｏｄ（８）は、送信機において調整可能ではないが、他の調整可能なパラメータから生じる。
ａ＿ｂｕｒｓｔｐｅｒｉｏｄ［Ｓ＿ｃｙｃｌｅｓ］＝ａｔ＿ｍｕｌｔｉｐｌ＿ｌｅｎ＊ｔ＿ｂｕｒｓｔｐｅｒｉｏｄ［Ｓ＿ｃｙｃｌｅｓ］
【０１５６】
Ｔバースト期間は、例えば、１００Ｂ＿ｓａｍｐｌｅｓ／基準周波数の倍数で示すことができる。好ましくない重複状態が繰り返し起こるのを避けるため、これらの倍数を相互に整えればよい。例えば、バースト期間がおよそ５００マイクロ秒でなければならない場合、（Ｂ＿ｓａｍｐｌｅｓにおける）以下の期間、１００  Ｂ＿ｓａｍｐｌｅｓ×４６３  ４６７  ４７９  ４８７  ４９１  ４９９  ５０３  ５０９  ５２１  ５２３  （最初の素数値は５４１のみになるであろう）が適切である。よって最小期間は、４５４，５マイクロ秒（すなわち２２００／ｓ）で、最大期間は５１３，４マイクロ秒（すなわち、１９４８／ｓ）である。
【０１５７】
直交送信バーストは、さらに、疑似乱数原理に従って設計できる。疑似乱数原理は、素数アルゴリズムに基づくことができる。本発明によれば、送信機は固定されたバースト反復レートを割り当てられればよい。しかし、このレートは送信機ごとにわずかに異なる（非同期疑似乱数パターン）。よって、これは、バースト重複の固定パターンを避けるために、送信機のバースト間隔がランダムに選択される方法である。例えば、ある送信機が１秒に２０００バースト送ると、さらなる送信機は１秒に２００１バースト送る。
【０１５８】
送信機に保存された２つのＴバーストのうち１つは、常に送信用に選択される。この選択は、次の基準に従って、プログラマブルマスクの手段ｔ＿ｃｈｏｉｃｅ＿ｍａｓｋによってカウンタａｔ＿ｍｕｌｔｉｐｌ＿ｃｎｔｒから得られるビットｔ＿ｃｈｏｉｃｅの手段によって実施される。
Ｔ＿ｃｈｏｉｃｅ＝（ｔ＿ｃｈｏｉｃｅ＿ｍａｓｋ［０］  ＡＮＤ  ａｔ＿ｍｕｌｔｉｐｌ＿ｃｎｔｒ［０］）  ＯＲ
（ｔ＿ｃｈｏｉｃｅ＿ｍａｓｋ［１］  ＡＮＤ  ａｔ＿ｍｕｌｔｉｐｌ＿ｃｎｔｒ［１］
【０１５９】
ここで、変数［０］は、ある変数のビット番号０（すなわちＬＳＢ）を表し、変数［１］は、ビット番号１を表し、さらに、ＡＮＤおよび／またはＯＲは、ビット単位のＡＮＤおよび／またはＯＲを表している。
【０１６０】
ｔ＿ｃｈｏｉｃｅが、値０を示す場合、Ｔバースト０が発せられ、ｔ＿ｃｈｏｉｃｅ＝＝１の場合、Ｔバースト１が発せられる。
・  よって、ｔ＿ｃｈｏｉｃｅ＿ｍａｓｋ＝＝００（右側のＬＳＢ）に対して、Ｔバースト０が常に発せられ、
・  ｔ＿ｃｈｏｉｃｅ＿ｍａｓｋ＝＝０１に対して、ＴバーストごとにＴバースト０およびＴバースト１が、代わる代わる実施され（Ａバーストの後はＴバースト０から開始する）、
・  ｔ＿ｃｈｏｉｃｅ＿ｍａｓｋ＝＝１０に対して、Ｔバースト０およびＴバースト１が、Ｔバースト１つおきに代わる代わる実施され（Ａバーストの後はＴバースト０から開始する）、すなわちＴバースト０、Ｔバースト０、Ｔバースト１、Ｔバースト１、Ｔバースト０、Ｔバースト０、Ｔバースト１、・・・であり、
・  ｔ＿ｃｈｏｉｃｅ＿ｍａｓｋ＝＝１１は有効な選択ではなく、設定してはならない。
【０１６１】
２つの送信アンテナが送信機にあればよい。同時に両方を使用することも、どちらか１つだけを使用することもできる。両方を使用する場合、プログラマブルビットｔｗｏ＿ａｎｔｓが、１の値にセットされる。ｔｗｏ＿ａｎｔｓ＝＝０の場合、２つの送信アンテナの１つが、場合に応じて発信のために選択される。この選択は、次の基準に従って、プログラマブルマスクａｎｔ＿ｃｈｏｉｃｅ＿ｍａｓｋによってカウンタａｔ＿ｍｕｌｔｉｐｌ＿ｃｎｔｒから得られるビットａｎｔ＿ｃｈｏｉｃｅによって実施される。
ａｎｔ＿ｃｈｏｉｃｅ＝（ａｎｔ＿ｃｈｏｉｃｅ＿ｍａｓｋ［０］  ＡＮＤ  ａｔ＿ｍｕｌｔｉｐｌ＿ｃｎｔｒ［０］）  ＯＲ
（ａｎｔ＿ｃｈｏｉｃｅ＿ｍａｓｋ［１］  ＡＮＤ  ａｔ＿ｍｕｌｔｉｐｌ＿ｃｎｔｒ［１］）
【０１６２】
変数［０］は、ある変数のビット番号０（すなわちＬＳＢ）を表し、変数［１］は、ビット番号１を表し、さらに、ＡＮＤおよび／またはＯＲはビット単位のＡＮＤおよび／またはＯＲを表している。
【０１６３】
ａｎｔ＿ｃｈｏｉｃｅが、０の値を有する場合、発信にアンテナ０が使用され、
ａｎｔ＿ｃｈｏｉｃｅ＝＝１にて、発信にアンテナ１が使用される。
【０１６４】
しかし、これはｔｗｏ＿ａｎｔｓ＝＝０であるときだけ適用される。ｔｗｏ＿ａｎｔｓ＝＝１の場合は、各バーストが、２つのアンテナを使用して発せられる。ｔｗｏ＿ａｎｔｓ＝＝０対して、結果として次の方式となる。
・  ａｎｔ＿ｃｈｏｉｃｅ＿ｍａｓｋ＝＝００（右側のＬＳＢ）に対して、発信にアンテナ０が常に使用され、
・  ａｎｔ＿ｃｈｏｉｃｅ＿ｍａｓｋ＝＝０１に対して、Ｔバーストごとにアンテナ０およびアンテナ１が、代わる代わる実施され（Ａバーストおよび次のＴバーストではアンテナ０から開始する）、
・  ａｎｔ＿ｃｈｏｉｃｅ＿ｍａｓｋ＝＝１０に対して、アンテナ０およびアンテナ１がＴバーストひとつおきに代わる代わる実施され、（Ａバーストおよび次に続くＴバーストではアンテナ０から開始する）すなわちアンテナ０、アンテナ０、アンテナ１、アンテナ１、アンテナ０、アンテナ０、アンテナ１、・・・のように交互に発信が行われ、
・  ａｎｔ＿ｃｈｏｉｃｅ＿ｍａｓｋ＝＝１１は、有効な選択ではなく、設定してはならない。
【０１６５】
すでに述べたように、ビット単位の態様でＴバーストにキーイングできる（さらなる情報の）データの送信を許可するために、Ｔバーストを使用することもできる。
【０１６６】
キーイングインデータ送信は、フレームベースの態様で動作する。フレームは、ある１期間内にまとめて送信される有効なデータのセレクションである。この送信では、ｆｒａｍｅ＿ｌｅｎのＴバーストが必要とされ、値ｆｒａｍｅ＿ｌｅｎは調整可能である。続いて、次の時間間隔において次のフレームが送信される。送信される有効なデータのセレクションは、フレームごとに同じままとし、コンテンツだけが変わってもよい。各フレームは、自己完結的であり、個別に受信および評価、すなわち、同期およびデコードされることもできる。
【０１６７】
送信機には、ビットｏｄｄｆｒａｍｅｆｌａｇがあって、次のフレームの生成の直前に（０から１または１から０）トグルされる、すなわち偶数のフレーム数で値が０となり、奇数のフレーム数で値が１となる。
【０１６８】
このデータの編集は、送信用に選択されたレジスタの読み出しに対応し、この選択はプログラムで制御できる。この編集、すなわち選択されたレジスタの読み出しは、できるだけ短い期間内に完了しなければならない。続いて、選択されたレジスタのデータは、単一の長いビットベクトルｄａｔａｂｉｔｖｅｃとして存在する。全体のデータ量、すなわち（ビットでの）ｄａｔａｂｉｔｖｅｃの長さは、ｎｏｄａｔａｂｉｔｓと称される。
【０１６９】
巡回冗長検査ビットを付加するため、本発明は、さらに、系統的エンコーダを提供する。図１６は、ＣＲＣ−１２コード用の系統的エンコーダのブロック図を示している。
【０１７０】
受信機が受信されたデータの一貫性検査を行い、チャネルデコーディングの後に残差を検出できるようにするには、ｄａｔａｂｉｔｖｅｃのデータに対してＣＲＣ−１２コードの１２のパリティビットが計算され、ｄａｔａｂｉｔｖｅｃの最後の後ろに付与する。このようにして、生成されるビットベクトルは、ｃｈｅｃｋｅｄｂｉｔｖｅｃと称される。このようなＣＲＣ−１２コードが、使用できるようにするには、ｎｏｄａｔａｂｉｔｓが＜＝２０３５でなければならない。
【０１７１】
ＣＲＣ−１２コードは、その生成多項式、ｇ（Ｘ）＝Ｘ12＋Ｘ11＋Ｘ3＋Ｘ2＋Ｘ＋１によって特徴付けられる。
【０１７２】
エンコーダは、それぞれが１ビットに対して相互接続された１２のレジスタを含む。すべての加算は、２進数の態様、すなわち１＋１＝０（ＥＸＯＲ）のように実施される。さらに、互いに接続された２つのスイッチも含まれる。スタート時、両方のスイッチは低位置にある。スタート前に、全ての１２ビットレジスタが、０の値に初期化される。次いで、ｄａｔａｂｉｔｖｅｃに含まれるビットが、次々に、すなわちクロック毎に１ビット、入力に加えられる。出力では、複数の生成されたビットが、同時にｃｈｅｃｋｅｄｂｉｔｖｅｃから読み出される。最初にｄａｔａｂｉｔｖｅｃ［０］が入力に適用される（インデキシングは０で始まる）。ｃｈｅｃｋｅｄｂｉｔｖｅｃ［０］が出力で読み出される。ｎｏｄａｔａｂｉｔｓ−１クロック後、最後の入力ビットｄａｔａｂｉｔｖｅｃ［ｎｏｄａｔａｂｉｔｓ−１］が入力に適用され、ｃｈｅｃｋｅｄｂｉｔｖｅｃ［ｎｏｄａｔａｂｉｔｓ−１］が出力で読み出される。次のクロックに対して、両方のスイッチが高位置に切替えられる。この後、レジスタの下方のラインは、絶えず０のビット値を有する。出力は、さらに、このクロックを含めると１２クロック分が読み出され、ｃｈｅｃｋｅｄｂｉｔｖｅｃ［ｎｏｄａｔａｂｉｔｓ］をｃｈｅｃｋｅｄｂｉｔｖｅｃ［ｎｏｄａｔａｂｉｔｓ＋１１］に与える。そこで、ＣＲＣ生成が完了する。
【０１７３】
結局、生成されたビットベクトルｃｈｅｃｋｅｄｂｉｔｖｅｃは、ｎｏｃｈｅｃｋｅｄｂｉｔｓ＝ｎｏｄａｔａｂｉｔｓ＋１２の長さを持ち、最初のｎｏｄａｔａｂｉｔｓが、ベクトルｄａｔａｂｉｔｖｅｃと等しくなる。
【０１７４】
本発明によれば、チャネルコーディング（前方誤り訂正コード）も送信エラーを防ぐ対策として行われる。図１７は、１／２レートの時間的に制限された再帰的な系統的畳み込みエンコーダを示している。
【０１７５】
送信エラーを防ぐ対策として、ベクトルｃｈｅｃｋｅｄｂｉｔｖｅｃのチャネルコーディングが実施され、前方誤り訂正コードが使用される。特に、これは時間的に制限された１／２のレートの系統的畳み込み符号である。これは、工業標準の畳み込み符号［ＲＤ２］から導かれ、生成多項式（１，（ｘ6＋ｘ3＋ｘ2＋ｘ＋１）／（ｘ6＋ｘ5＋ｘ3＋ｘ2＋１））によって特徴付けられるものである。ベクトルｃｈｅｃｋｅｄｂｉｔｖｅｃを符号化することによって、符号ビットで構成されるベクトルｃｏｄｅｂｉｔｖｅｃが得られる。
【０１７６】
エンコーダは、それぞれが１ビットに対して、相互接続された６つのレジスタを含む。すべての加算は、２進数の態様、すなわち１＋１＝０（ＥＸＯＲ）のように実施される。スタート時、スイッチは、高位置に含まれる。スタート前に、全ての６ビットレジスタが０の値に初期化される。次いで、ｃｈｅｃｋｅｄｂｉｔｖｅｃに含まれるビットが、順々に入力に適用される。正確な態様では２クロックごとに、異なるビットが適用される。異なるビットが入力に適用された時ごとに、６つのレジスタのコンテンツは、２クロックごとにだけ変更できる。２つの出力はパラレルで順次読み出され、上部の出力が最初に読まれ、下部の出力が次のクロックで読み出される。初めに、ｃｈｅｃｋｅｄｂｉｔｖｅｃ［０］が入力で適用され（インデキシングは０で始まる）、初めにｃｏｄｅｂｉｔｖｅｃ［０］（上部出力で）、次のクロックにおいて、ｃｏｄｅｂｉｔｖｅｃ［１］（下部出力で）が読み出される。合計２クロック後、ｃｈｅｃｋｅｄｂｉｔｖｅｃ［１］が入力で適用され、連続したクロックにおいて、ｃｏｄｅｂｉｔｖｅｃ［２］およびｃｏｄｅｂｉｔｖｅｃ［３］が出力で読み出される。合計２＊（ｎｏｃｈｅｃｋｅｄｂｉｔ−１）のクロック後、ｃｈｅｃｋｅｄｂｉｔｖｅｃ［ｎｏｃｈｅｃｋｅｄｂｉｔ−１］が入力で適用され、ｃｏｄｅｂｉｔｖｅｃ［２＊ｎｏｃｈｅｃｋｅｄｂｉｔｓ−２］、次いでｃｏｄｅｂｉｔｖｅｃ［２＊ｎｏｃｈｅｃｋｅｄｂｉｔｓ−１］が出力で読み出される。合計２＊ｎｏｃｈｅｃｋｅｄｂｉｔｓのクロック後、スイッチが低位置へ切替えられる。さらに、レジスタのコンテンツは、２クロックごとにだけに変更できる。このクロックを含め、合計１２クロックに対して、出力は代わる代わる読み出され、ｃｏｄｅｂｉｔｖｅｃ［２＊ｎｏｃｈｅｃｋｅｄｂｉｔｓ］をｃｏｄｅｂｉｔｖｅｃ［２＊ｎｏｃｈｅｃｋｅｄｂｉｔｓ＋１１］に与える。そこでチャネルエンコーディングが完了する。エンコーダの図示された実装によって、すべてのレジスタが最後に０のビット値を再び含む。
【０１７７】
生成されたビットベクトルｃｏｄｅｂｉｔｖｅｃは、合計ｎｏｃｏｄｅｂｉｔｓ＝２＊ｎｏｃｈｅｃｋｅｄｂｉｔｓ＋１２の長さを有し、インデックス０、２、４・・・を持つビット、２＊（ｎｏｃｈｅｃｋｅｄｂｉｔｓ−１）は、ベクトルｃｈｅｃｋｅｄｂｉｔｖｅｃに等しい。
【０１７８】
いくつかの連続した符号ビットを消失することを防ぐ対策として、チャネルインターリーバにおいて、ｃｏｄｅｂｉｔｖｅｃに含まれる符号ビットの順序が変更される。ここで、出力されることとなるビットベクトルｉｌｖｅｄｂｉｔｖｅｃが生成される。使用されるインターリーバは、モジュラスインターリーバである。これは、ビットの順序に次のような変更を行う。
ｉｌｖｅｄｂｉｔｖｅｃ［ｉ］＝ｃｏｄｅｂｉｔｖｅｃ［（ｉ＊ｉｌｖｓｈｉｆｔ）  ｍｏｄ  ｎｏｃｏｄｅｂｉｔｓ］、ｉ＝０，  ．  ．  ．  ，ｎｏｃｏｄｅｂｉｔｓ−１の場合
ｉｌｖｓｈｉｆｔは調整可能な値であり、ビットベクトルのインデキシングは、０で始まる。
【０１７９】
最後には、ｉｌｖｅｄｂｉｔｖｅｃは、（ビットで）ｎｏｃｏｄｅｂｉｔｓの長さを持つ。
【０１８０】
フレーム同期に対するプリアンブルは、ｉｌｖｅｄｂｉｔｖｅｃのスタート前に置かれる。
・  ｏｄｄｆｒａｍｅｆｌａｇ＝＝０の場合、Ｂａｒｋｅｒシーケンス１１１０００１００１０がプリアンブルとして使用され、
・  ｏｄｄｆｒａｍｅｆｌａｇ＝＝１の場合、反転されたＢａｒｋｅｒシーケンス０００１１１０１１０１がプリアンブルとして使用される。
【０１８１】
次に続くｉｌｖｅｄｂｉｔｖｅｃを有する先頭のプリアンブルは、ｃｈａｎｎｅｌｂｉｔｖｅｃと称されるチャネルビットのベクトルを与える。その長さは、ｆｒａｍｅ＿ｌｅｎ＝ｎｏｃｏｄｅｂｉｔｓ＋１１である。
【０１８２】
ベクトルｃｈａｎｎｅｌｂｉｔｖｅｃのすべてのｆｒａｍｅ＿ｌｅｎビットは、Ｔバーストにおいて、それぞれ個別に送信される。すなわち、ベクトルｃｈａｎｎｅｌｂｉｔｖｅｃ全体を送信するためには、ｆｒａｍｅ＿ｌｅｎＴバーストが必要とされる。各チャネルビットのマッピングおよび送信パルス整形は、１つの単一のステップ、すなわちＴバーストへの「キーイングイン」ステップにおいて、差動２値位相変調−直接拡散式スペクトル拡散通信（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ｂｉｎａｒｙ  ｐｈａｓｅ  ｓｈｉｆｔ  ｋｅｙｉｎｇ  ｄｉｒｅｃｔ  ｓｅｑｕｅｎｃｅ  ｓｐｒｅａｄ  ｓｐｅｃｔｒｕｍ：ＤＢＰＳＫ−ＤＳＳＳ）方式によって実施される。
【０１８３】
各Ｔバーストは、Ｂ＿ｓａｍｐｌｅｓに存在する２つのハーフバーストのｈａｌｆｂｕｒｓｔ１およびｈａｌｆｂｕｒｓｔ２（それぞれＩおよびＱ成分を備える）から生成される。
【０１８４】
図１８は、Ｔバーストの生成を示している。
【０１８５】
Ｔバーストを生成するために、本発明の提供手段は、キーイングインチェックチャネルビットによってＴバースト生成をする生成手段を含む。
【０１８６】
ハーフバーストｈａｌｆｂｕｒｓｔ１およびｈａｌｆｂｕｒｓｔ２の各々は、（Ｂ＿ｓａｍｐｌｅｓにおける）長さｈａｌｆｂｕｒｓｔｌｅｎ（１）を持つ。Ｔバーストを生成するために、ｈａｌｆｂｕｒｓｔ２が時間的に遅延され、＋１または−１の重み付けがされ、ｈａｌｆｂｕｒｓｔ１に加算される。ｈａｌｆｂｕｒｓｔ１に対するｈａｌｆｂｕｒｓｔ２の時間的遅延は、（Ｂ＿ｓａｍｐｌｅｓにおける）ｓｈｉｆｔ１２である。ｈａｌｆｂｕｒｓｔｌｅｎおよびｓｈｉｆｔ１２は、各プログラマブルＴバーストについて個々の値を持つ。
【０１８７】
ｈａｌｆｂｕｒｓｔ１およびｈａｌｆｂｕｒｓｔ２（後者は、時間的にｓｈｉｆｔ１２によって遅延される）の重複部分である遷移範囲は、ｈａｌｆｂｕｒｓｔｌｅｎ−ｓｈｉｆｔ１２  Ｂ＿ｓａｍｐｌｅｓの長さを持ち、ハーフバーストの設計において、（Ｂ＿ｓａｍｐｌｅｓにおける）制限ｈａｌｆｂｕｒｓｔｌｅｎ−ｓｈｉｆｔ１２＜＝ｏｖｅｒｌａｐｍａｘｌｅｎが常に付く。
【０１８８】
ｈａｌｆｂｕｒｓｔ１への加算における、時間的に遅延されたｈａｌｆｂｕｒｓｔ２の重み付けは、次の方式に従って行われる。
・  現在送信しようとしているチャネルビットの値が０の場合、＋ｈａｌｆｂｕｒｓｔ２が加算され、
・  現在送信しようとしているチャネルビットの値が１の場合、−ｈａｌｆｂｕｒｓｔ２が加算される。
【０１８９】
このようにして、現在のチャネルビットのためのｔ＿ｂｕｒｓｔｌｅｎ＝ｈａｌｆｂｕｒｓｔｌｅｎ＋ｓｈｉｆｔ１２の長さのＴバーストの生成が完了し、発信できるようになる。
【０１９０】
状況にあわせて、本発明の方法をハードウェアまたはソフトウェアにおいて実施できる。デジタル記憶媒体、特にそれぞれの方法が実施されるようなプログミング可能なコンピュータシステムと協働できる、電気的可読制御信号を有するディスクまたはＣＤにおいて、この実装が達成されればよい。一般的に、本発明は、コンピュータプログラム製品がコンピュータ上で実行されたときに、本発明の方法を行うためのマシン可読キャリアに格納されたプログラムコードを有するコンピュータプログラム製品に存在する。つまり、本発明は、コンピュータプログラムがコンピュータ上で動作するとき、この方法を実行するためのプログラムコードを有するコンピュータプログラムとして実現できる。
【図面の簡単な説明】
【０１９１】
【図１】受信信号中の同期信号の位置を決定するための本発明の同期デバイスのブロック図である。
【図２】さらなる実施形態による同期デバイスのブロック図である。
【図３】時間的な関係を示す。
【図４】例としての４つの時間信号を示す。
【図５】計算の詳細である。
【図６】本発明の信号処理のフローチャートである。
【図７】プリトリガの例である。
【図８】計算の詳細である。
【図９】本発明の取得用の受信機の基本アーキテクチャである。
【図１０】関連付けの詳細である。
【図１１】コンスタレーション図である。
【図１２】図１２は、フィルタの転送関数である。
【図１３ａ】複合信号の９つの異なる周波数帯域への分散を示す。
【図１３ｂ】周波数表である。
【図１４】Ａバーストを示す。
【図１５】バースト多重化における間隔を示す。
【図１６】ＣＲＣ−１２コード用の系統的エンコーダのブロック図である。
【図１７】時間的に制限された再帰的系統的畳み込みエンコーダのブロック図である。
【図１８】Ｔバーストの生成を示す。
【図１】
2008523750.tif 000005
【図２】
2008523750.tif 000006
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３ａ】
2008523750.tif 000017
【図１３ｂ】
2008523750.tif 000018
【図１４】
2008523750.tif 000019
【図１５】
2008523750.tif 000020
【図１６】
2008523750.tif 000021
【図１７】
2008523750.tif 000022
【図１８】
2008523750.tif 000023
【手続補正書】
【提出日】平成18年8月12日(2006.8.12)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号中の同期信号の位置を判断するための同期デバイスであって、前記同期信号が粗同期信号および精密同期信号に基づく同期信号であり、前記同期デバイスは、
前記粗同期信号に基づいて、前記精密同期信号が位置する前記受信信号のセクションを判断し、前記受信信号の前記セクションにおいて、前記精密同期信号に基づいて、同期のための前記受信信号中の前記同期信号の前記位置を判断するために構成された信号処理手段を含み、
前記信号処理手段は、前記受信信号の前記セクションにおいて前記精密同期信号を検出するために構成され、
前記粗同期信号が前記精密同期信号の帯域幅よりも小さい帯域幅を含み、
前記信号処理手段は、前記受信フィルタから受信信号成分をフィルタ抽出するために、前記受信信号をフィルタリングするためのフィルタを含み、前記受信フィルタ成分が、周波数サブレンジを有し、前記周波数サブレンジの帯域幅が、前記精密同期信号の帯域幅よりも小さく、
前記信号処理手段は、第１のサンプリングレートで前記受信信号成分のサンプリングを用いる間、前記受信信号の部分を判断し、第２のサンプリングレートで前記受信信号の部分のサンプリングを用いる間、精密同期信号の検出を行い、前記第２のサンプリングレートが、前記第１のサンプリングレートよりも高くなっており、
前記同期信号は、粗同期信号および精密同期信号を含み、
前記信号処理手段は、前記部分を判断するために、前記受信信号成分と前記粗同期信号に相関された信号との相関処理を行うために構成されている、同期デバイス。
【請求項２】
前記受信信号の前記セクションを判断するために、前記信号処理手段は、前記受信信号中の前記粗同期信号を検出するために構成されている、請求項１に記載の同期デバイス。
【請求項３】
前記同期信号は、前記粗同期信号および前記精密同期信号を含み、前記信号処理手段は、前記精密同期信号が位置する前記受信信号中の前記セクションの開始を判断するために、前記粗同期信号を検出するように構成されている、請求項１または請求項２に記載の同期デバイス。
【請求項４】
前記信号処理手段は、前記受信信号中の前記粗同期信号を検出するために、前記受信信号と前記粗同期信号に相関する信号との相関処理を行い、前記受信信号の前記セクション中の前記精密同期信号の位置を検出するために、前記受信信号の前記セクションと前記精密同期信号に相関する信号との相関処理を行うように構成されている、請求項１から請求項３のいずれかに記載の同期デバイス。
【請求項５】
前記信号処理手段が、第１の検出手段（１０１）および第２の検出手段（１０３）を含み、前記第１の検出手段（１０１）は、前記受信信号の前記セクションを検出するために、前記受信信号中の前記粗同期信号を検出するように構成され、前記第２の検出手段（１０３）は、前記受信信号の前記セクション中の前記精密同期信号の位置を検出するように構成されている、請求項１から請求項４のいずれかに記載の同期デバイス。
【請求項６】
前記第１の検出手段は、第１のサンプリングレートで前記粗同期信号を検出するために構成され、前記第２の検出手段は第２のサンプリングレートで前記精密同期信号の前記位置を検出するために構成され、前記第１のサンプリングレートは前記第２のサンプリングレートよりも低くなっている、請求項５に記載の同期デバイス。
【請求項７】
前記粗同期信号は所定の周波数領域を占め、前記第１の検出手段は、前記所定の周波数領域を占める受信信号成分をフィルタ抽出するために、前記受信信号をフィルタリングするためのフィルタを含む、請求項５または請求項６に記載の同期デバイス。
【請求項８】
前記フィルタがバンドパスフィルタである、請求項７に記載の同期デバイス。
【請求項９】
前記第１の検出手段は、前記受信信号成分をダウンコンバートするためのダウンコンバータを含む、請求項７または請求項８に記載の同期デバイス。
【請求項１０】
前記第１の検出手段が検出器を含み、前記検出器は、前記受信信号成分中の前記粗同期信号を検出するように構成されている、請求項７ないし請求項９のいずれかに記載の同期デバイス。
【請求項１１】
前記検出器は、前記受信信号成分と前記粗同期信号に相関する信号との相関処理を行うように構成されている、請求項１０に記載の同期デバイス。
【請求項１２】
前記デコーダは、前記相関処理の値が検出閾値を超えた場合に、前記粗同期信号の検出を示す検出信号を出力するために構成されている、請求項１１に記載の同期デバイス。
【請求項１３】
前記第１の検出手段は、前記粗同期信号の検出の検出時間を示す検出信号を提供するように構成されており、前記検出時間は、前記精密同期信号が位置する前記受信信号の前記セクションの開始を示し、前記第２の検出手段は、前記検出信号を受信し、前記検出信号に応答して、前記受信信号の前記セクション中の前記精密同期信号の位置を検出するように構成されている、請求項５から請求項１２のいずれかに記載の同期デバイス。
【請求項１４】
前記第２の検出手段は、前記受信信号を遅延させるための遅延手段を含み、前記遅延手段は、前記第１の検出手段の検出遅延を補償するために構成されている、請求項５ないし請求項１３のいずれかに記載の同期デバイス。
【請求項１５】
前記精密同期信号は所定の帯域幅を含み、前記第２の検出手段は、前記受信信号を前記所定の帯域幅に制限するためのフィルタを含む、請求項５ないし請求項１４のいずれかに記載の同期デバイス。
【請求項１６】
前記第２の検出手段は、前記受信信号の前記セクション中の前記精密同期信号の位置を検出するための検出器を含む、請求項５ないし請求項１５のいずれかに記載の同期デバイス。
【請求項１７】
前記検出器は、前記精密同期信号の前記位置を検出するために、前記受信信号の前記セクションと前記精密同期信号に相関する信号との相関を算出するように構成されている、請求項１６に記載の同期デバイス。
【請求項１８】
前記検出器は、前記受信信号の前記セクション中の受信信号値の第１のサブセットと前記精密同期信号に相関する前記信号の値の第１のサブセットとの第１の偏相関を算出し、前記受信信号の前記セクション中の受信信号値の第２のサブセットと前記精密同期信号に相関する前記信号の値の第２のサブセットとの第２の偏相関を算出し、前記第１の偏相関と前記第２の偏相関との重複の手段によって前記相関を算出するために構成されている、請求項１７に記載の同期デバイス。
【請求項１９】
前記検出器は、前記第１の偏相関と前記第２の偏相関との対応する値間の関係する位相を検出し、前記位相関係は、前記送信機と前記受信機との間の周波数オフセットを含むものとし、前記相関の値上での前記周波数オフセットの影響を減らすために、前記第１の偏相関の前記値または前記第２の偏相関の前記値を重み付けすることによって前記位相関係をなくすように構成されている、請求項１８に記載の同期デバイス。
【請求項２０】
前記検出器は、精細な相関を得て、前記精細な相関に基づいて前記精密同期信号の前記位置をより正確に検出するために、前記相関の値間の補間するための補間器を含む、請求項１７ないし請求項１９のいずれかに記載の同期デバイス。
【請求項２１】
前記精密同期信号は情報を含み、前記情報は前記精密同期信号の連続した値間の位相関係によって符号化されており、前記第２の検出器（１０３）は、前記位相関係を検出することによって前記情報を検出するために構成されている、請求項５ないし請求項２０のいずれかに記載の同期デバイス。
【請求項２２】
前記第２の検出手段（１０３）は、受信品質のための品質値を前記相関から導き出すように構成されている、請求項１７ないし請求項２１のいずれかに記載の同期デバイス。
【請求項２３】
前記第２の検出手段（１０３）は、前記受信信号中の前記同期信号の位置を示すために、前記受信信号の前記セクション中の前記精密同期信号の位置を示す位置信号を出力するために構成されている、請求項１ないし請求項２２のいずれかに記載の同期デバイス。
【請求項２４】
受信機と送信機とを同期させるためのデバイスであって、前記送信機は、粗同期のための粗同期信号および精密同期のための精密同期信号に基づいている同期信号を送信するように構成され、前記デバイスは、
受信信号を提供するために、前記同期信号の受信バージョンをサンプリングするためのサンプリング手段と、
請求項１ないし請求項２２のいずれかに記載の同期デバイスであって、前記受信信号中の前記同期信号の位置を示す位置信号を提供するために構成されている同期デバイスと、
前記受信機と前記送信機とを同期させるために、前記位置信号に応じて前記サンプリング手段のサンプリング時間を制御するための制御手段とを含む受信機と送信機とを同期させるためのデバイス。
【請求項２５】
受信機と送信機とを同期させるために送信され得る同期信号を生成するデバイスであって、
第１の帯域幅を持つ粗同期信号および第２の帯域幅を持つ精密同期信号を提供する手段であって、前記第１の帯域幅は前記第２の帯域幅よりも小さくなっている提供手段と、
前記粗同期信号および前記精密同期信号を用いて前記同期信号を提供する手段とを含む、デバイス。
【請求項２６】
前記同期信号が前記粗同期信号および前記精密同期信号を含み、前記提供手段は前記粗同期信号の時間的に後に前記精密同期信号を提供するために構成されている、請求項２５に記載のデバイス。
【請求項２７】
前記提供手段は、前記粗同期信号の提供と前記精密同期信号の提供との間に所定の時間間隔があるように、前記粗同期信号の時間的に後に前記精密同期信号を提供するために構成されている、請求項２５または請求項２６に記載のデバイス。
【請求項２８】
前記提供手段は、前記粗同期信号の時間的に後に複数の精密同期信号を提供するために構成されている、請求項２５ないし請求項２７のいずれかに記載のデバイス。
【請求項２９】
前記提供手段は、前記精密同期信号のコピーを時間的に結合させることによって、前記複数の精密同期信号を提供するために構成されている、請求項２８に記載のデバイス。
【請求項３０】
前記提供手段は、前記精密同期信号の連続したコピー間に所定の時間間隔を導入するために構成されている、請求項２９に記載のデバイス。
【請求項３１】
前記提供手段は、前記粗同期信号または前記精密同期信号をフィルタリングするためのパルス整形フィルタを含む、請求項２５ないし請求項３０のいずれかに記載のデバイス。
【請求項３２】
前記パルス整形フィルタは、ロールオフ率１を有するコサインロールオフフィルタである、請求項３１に記載のデバイス。
【請求項３３】
前記提供手段は、第１のデータシーケンスから前記粗同期信号を生成し、第２のデータシーケンスから前記精密同期信号を生成し、前記第１のデータシーケンスの帯域幅が前記第２のデータシーケンスの帯域幅よりも小さく、
前記提供手段は、第１のデータシーケンス、または第２のデータシーケンスを生成し、前記ジェネレータは、ガロア体から第１のデータシーケンス、または第２のデータシーケンスを生成するために構成されている、請求項２５ないし請求項３２のいずれかに記載のデバイス。
【請求項３４】
前記提供手段は、前記さらなるデータシーケンスを生成するためのデータシーケンスを生成するジェネレータを含む、請求項３３に記載のデバイス。
【請求項３５】
前記ジェネレータは、４つの要素を持つガロア体から前記データシーケンスを生成し、ガロア体から前記さらなるデータシーケンスを生成するために構成されている、請求項３４に記載のデバイス。
【請求項３６】
前記ジェネレータは、前記データシーケンスを生成するための、または前記さらなるデータシーケンスを生成するためのシフトレジスタを含み、前記ジェネレータは、前記シフトレジスタの初期保留を設定するために構成されている、請求項３４または請求項３５に記載のデバイス。
【請求項３７】
前記提供手段は、複素数値シーケンスを得るために複素数を前記データシーケンスの各要素と関連付けるための、またはさらなる複素数値シーケンスを得るために、複素数を前記さらなるデータシーケンスの各要素と関連付けるための関連付け手段を含む、請求項３３から請求項３６のいずれかに記載のデバイス。
【請求項３８】
前記提供手段は、前記複素数値シーケンスをアップコンバートすることによって前記粗同期信号を生成するための、または前記さらなる複素数値シーケンスをアップコンバートすることによって前記精密同期信号を生成するためのアップコンバータを含む、請求項３７に記載のデバイス。
【請求項３９】
前記提供手段は、前記精密同期信号とは異なるさらなる精密同期信号を提供するように構成され、前記提供手段は、前記さらなる精密同期信号を前記精密同期信号のように扱うよう構成されている、請求項２５ないし請求項３８のいずれかに記載のデバイス。
【請求項４０】
前記提供手段は、前記精密同期信号中の、前記精密同期信号の連続する値間の位相変化の手段によって、情報をエンコードするために構成され、
前記提供手段は、第１のハーフバーストに、送信しようとしているビットの関数として重み付けされた第２のハーフバーストを加えることによって、精密同期信号を形成するために構成され、
前記第１のハーフバーストおよび第２のハーフバーストは、時間内に遅延され、時間内にオーバーラップされるように、前記第１のハーフバーストに関しては、第２のハーフバーストが、遅延される、請求項２５ないし請求項３９のいずれかに記載のデバイス。
【請求項４１】
前記提供手段は、前記精密同期信号の複数の値と前記精密同期信号のさらなる複数の値との間の１８０度の位相跳躍の手段によって、前記情報をエンコードするために構成されている、請求項４０に記載のデバイス。
【請求項４２】
受信信号中の同期信号の位置を判断するための同期方法であって、前記同期信号は、粗同期信号および精密同期信号に基づいており、前記方法は、
前記粗同期信号に基づいて、前記精密同期信号が位置する受信信号のセクションを判断する工程と、
前記受信信号の前記セクション中の前記精密同期信号に基づいて、同期のための前記受信信号中の前記同期信号の前記位置を判断する工程とを含み、
前記受信信号中の前記同期信号の前記位置を判断する工程は、前記受信信号中の前記精密同期信号を検出する工程を含み、
前記粗同期信号が、前記精密同期信号の帯域幅よりも小さい帯域幅を持ち、
前記受信信号が、前記受信フィルタから受信信号成分をフィルタ抽出するために、フィルタされ、前記受信フィルタ成分が、周波数サブレンジを有し、前記周波数サブレンジの帯域幅が、前記精密同期信号の帯域幅よりも小さく、
第１のサンプリングレートで前記受信信号成分のサンプリングを用いる間、前記受信信号の部分を判断し、
第２のサンプリングレートで前記受信信号部分のサンプリングを用いる間、前記精密同期信号の検出を行い、
前記第２のサンプリングレートは、第１のサンプリングレートよりも高くなっており、
前記同期信号は、前記粗同期信号および精密同期信号を含み、
前記相関は、前記部分を判断するために、前記受信信号成分と前記粗同期信号に相関された信号との間で行われる、方法。
【請求項４３】
受信機と送信機とを同期させる方法であって、前記送信機は、粗同期に対して粗同期信号に基づき、且つ精密同期に対して精密同期信号に基づく、同期信号を送信するように構成され、前記方法は、
受信信号を提供するために、前記同期信号の受信バージョンをサンプリングする工程と、
前記受信信号中の前記同期信号の位置を示す位置信号を得るために、請求項４２に記載の前記同期方法を行う工程と、
前記受信機と前記送信機とを同期させるために、前記位置信号に基づいてサンプリング時間を制御する工程とを含む、方法。
【請求項４４】
受信機と送信機とを同期するために送信され得る同期信号を生成するための方法であって、前記方法は、
第１の帯域幅を有する粗同期信号および第２の帯域幅を有する精密同期信号を提供する工程であって、前記第１の帯域幅が前記第２の帯域幅よりも小さくなっている工程と、
前記粗同期信号および前記精密同期信号を用いて前記同期信号を提供する工程とを含む、方法。
【請求項４５】
プログラムがコンピュータ上で動作するときに、請求項４２、請求項４３、または請求項４４に記載の方法を行うためのプログラムコードを有している、コンピュータプログラム。
【国際調査報告】
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