(57)【要約】  疑似正弦信号発生装置（Ｄ）は、ｉ）選択定出力振幅を有する差動三角信号（ＴＳ）を入力差動方形信号（ＳＳ）から生成するように構成された差動調整可能積分手段（ＳＩ）と、ｉｉ）差動三角信号（ＴＳ）の振幅が選択定振幅と等しい場合に少なくともその３次高調波を除去するために選択伝達関数を差動三角信号（ＴＳ）に適用し、次いで準定振幅を有する疑似正弦信号（ＯＳ）を出力するように構成された差動処理手段（ＰＭ）とを含む。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
疑似正弦信号発生装置であって、ｉ）選択定出力振幅を有する差動三角信号を入力差動方形信号から生成するように構成された差動調整可能積分手段と、ｉｉ）前記差動三角信号の振幅が前記選択定振幅と等しい場合に少なくともその３次高調波を除去するために選択伝達関数を前記差動三角信号に適用し、次いで準定振幅を有する疑似正弦信号を出力するように構成された差動処理手段とを含むことを特徴とする、疑似正弦信号発生装置。
【請求項２】
前記差動三角信号の出力振幅と前記選択定振幅の差を示す制御信号を送出するために、前記差動三角信号の出力振幅を前記選択定振幅と比較するように構成された振幅検出手段をさらに含み、前記調整可能積分手段が、前記制御信号に応じてそれが出力する前記差動三角信号の出力振幅に、この出力振幅を前記選択定振幅と等しくするための調整をするように構成されることを特徴とする、請求項１に記載の疑似正弦信号発生装置。
【請求項３】
前記調整可能積分手段に結合された追加の高調波除去手段であって、前記調整可能積分手段から出力される前記差動三角信号の第２高調波を前記差動三角信号が前記処理手段に供給される前に除去するように構成された追加の高調波除去手段をさらに含むことを特徴とする、請求項１および２のいずれか１項に記載の疑似正弦信号発生装置。
【請求項４】
前記追加の高調波除去手段が、前記差動三角信号のコモン・モード調整のための調整ループと、前記差動三角信号のオフセット相殺のための相殺ループとを含むことを特徴とする、請求項１から３のいずれか１項に記載の疑似正弦信号発生装置。
【請求項５】
前記差動処理手段が、双曲線正接（Ｖｉｎ／２Ｖｔ）に比例する伝達関数Ｖｏｕｔを有するバイポーラ差動増幅器であり、ここでＶｔ＝ｋＴ／ｑであり、ｋはボルツマン定数、Ｔは単位がケルビンの絶対温度、ｑは電子電荷であり、前記選択定振幅がα×Ｖｔと等しく、ここでαは定数であることを特徴とする、請求項１から４のいずれか１項に記載の疑似正弦信号発生装置。
【請求項６】
αが３と４の間に含まれる定数であることを特徴とする、請求項５に記載の疑似正弦信号発生装置。
【請求項７】
αが３．３に等しいことを特徴とする、請求項６に記載の疑似正弦信号発生装置。
【請求項８】
前記差動処理手段が、その分極電流および形状によって決まる伝達関数Ｖｏｕｔを有するＭＯＳ差動増幅器であり、前記選択定振幅が、前記分極電流および形状によって決まる値と等しいことを特徴とする、請求項１から４のいずれか１項に記載の疑似正弦信号発生装置。
【請求項９】
前記差動調整可能積分手段が、キャパシタ手段と、前記キャパシタ手段に給電する調整可能トランスコンダクタであって、制御信号によって規定される制御電流を用いて調整できる調整可能トランスコンダクタとを含むことを特徴とする、請求項１から８のいずれか１項に記載の疑似正弦信号発生装置。
【請求項１０】
前記差動調整可能積分手段が、トランスコンダクタと、前記トランスコンダクタから給電される調整可能キャパシタ手段であって、制御信号によって規定される制御電圧を用いて調整できる調整可能キャパシタ手段とを含むことを特徴とする、請求項１から８のいずれか１項に記載の疑似正弦信号発生装置。
【請求項１１】
前記差動調整可能積分手段が、電流増幅器と、前記電流増幅器から給電される調整可能キャパシタ手段であって、制御信号によって規定される制御電圧を用いて調整できる調整可能キャパシタ手段とを含むことを特徴とする、請求項１から８のいずれか１項に記載の疑似正弦信号発生装置。
【請求項１２】
前記差動調整可能積分手段が、キャパシタ手段と、前記キャパシタ手段に給電する調整可能電流増幅器であって、制御信号によって規定される制御電流または制御電圧を用いて調整できる利得を有する調整可能電流増幅器とを含むことを特徴とする、請求項１から８のいずれか１項に記載の疑似正弦信号発生装置。
【請求項１３】
前記振幅検出手段が、前記制御電流または制御電圧を規定する前記制御信号を出力するように構成されることを特徴とする、請求項９から１２の一項と組み合わせられる請求項１に記載の疑似正弦信号発生装置。
【請求項１４】
前記入力差動方形信号を発生するように構成された発生器手段をさらに含むことを特徴とする、請求項１から１３のいずれか１項に記載の疑似正弦信号発生装置。
【請求項１５】
集積回路（ＩＣ）の少なくとも一部を構成することを特徴とする、請求項１から１４のいずれか１項に記載の疑似正弦信号発生装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は信号発生装置の分野に関し、より正確には、疑似正弦信号を出力するように適応された信号発生装置に関する。
【０００２】
「疑似正弦信号」とは、ここでは正弦形または準正弦形の信号を意味する。
【背景技術】
【０００３】
当業者には知られているように、「可能な限り純粋な」（連続した）正弦波すなわち正弦信号の必要性が、特に集積回路の分野で高まっている。例えば、正弦信号は、高周波（ＲＦ）フィルタの中心周波数、影像除去のために使用される全複素ミキサまたは増幅器利得を較正するために、あるいは内蔵自己試験（ＢＩＳＴ）などの試験を実施するために使用される。より一般には、装置または回路の伝達関数を試験する必要があるたびに、あるいは機能性を検査または試験しなければならないたびに、疑似正弦信号発生器が使用されることがある。
【０００４】
この発生器のほとんどは、疑似正弦信号を発生するために入力方形信号を使用する。疑似正弦信号（または疑似正弦波）を広い周波数の範囲で（一般に数ＭＨｚから数ＧＨｚまで）発生する必要がある場合、その入力方形信号は一般に２つのステップで発生させる。すなわち、オンチップの電圧制御発振器（ＶＣＯ―Voltage Controlled Oscillator―）を備えた周波数シンセサイザが高い周波数（数ＧＨｚ）の信号を発生し、これらの信号がＰＬＬのフィードバック・ループ内で高周波分周器によって分周される。生成された方形信号は一般に０．５のデューティ・サイクルを有し、高調波含有量が多い。したがって、それらの高調波をフィルタで除去する必要がある。
【０００５】
高調波のフィルタリングでは、バターワース型またはチェビシェフ型の構成を実現するように組み合わされたＯＴＡ（―Operational Transconductance Amplifier―演算相互コンダクタンス増幅器）を含む高次フィルタを使用することが可能である。固定遮断周波数を有するこれらのフィルタは、切り換えのために受動構成要素と組み合わされなければならない。したがって、これらは高周波には適応されない。
【０００６】
可変電流（ｇｍ／Ｃ）によって調整され、バターワース［Butterworth］型またはチェビシェフ［Chebychev］型の構成を実現するように組み合わされたトランスコンダクタを備える高次フィルタもまた使用可能である。これらのフィルタは、直線的に可変の入力周波数を有する発生器に使用することができるが、数百ＭＨｚまでに限定される。
【０００７】
バラクタまたはスイッチト・キャパシタを用いて調整されるＬＣフィルタを使用することも可能である。しかしその動作周波数範囲の幅は、使用される外部構成要素（バラクタまたはスイッチト・キャパシタ）の数によって決まる。したがって、これらのフィルタが使用される発生器は、かさばって複雑なものになりうる。
【０００８】
多くのスイッチが抵抗および／またはキャパシタに結合した、簡単なＲＣ１次フィルタを使用することもまた可能である。しかし、これらのフィルタは、不十分なフィルタ機能を示し、（必要な数のスイッチのために）かさばり、また出力部での振幅調整が必要である。
【０００９】
ＲＣ広帯域発振器のＰＬＬ（位相ロック・ループ）をロックし、発振器の出力が準正弦波（または準正弦信号）になるようにその振幅を調整することもまた可能である。しかしながら、動作周波数範囲が調整可能であることが必要な場合には、追加のＰＬＬおよびいくつかのＲＣ発振器が必要になり、そのために発振器がかさばり、複雑なものになる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
本発明の目的は、この状況を改善することであり、より正確には、広帯域ＲＦ疑似正弦信号発生器、すなわち広い周波数範囲内で（一般に数ＭＨｚから数ＧＨｚまで）ＲＦ疑似正弦信号を送出することが意図される疑似正弦信号発生器を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
この目的のために、本発明は疑似正弦信号発生装置を提供し、この装置は、
選択定出力振幅を有する差動三角信号を入力差動方形信号から生成するように構成された差動調整可能積分手段と、
差動三角信号の振幅が選択定振幅と等しい場合に少なくともその３次高調波を除去するために選択伝達関数を差動三角信号に適用し、次いで準定振幅を有する疑似正弦信号を出力するように構成された差動処理手段とを少なくとも含む。
【００１２】
本発明による装置は、別々に、または組み合わせて検討された付加的な特徴を含んでよく、とりわけ、
この装置は、差動三角信号の出力振幅と選択定振幅との差を示す制御信号を送出するために、差動三角信号の出力振幅を選択定振幅と比較するように構成された振幅検出手段をさらに含んでよく、その調整可能積分手段は、制御信号に応じてそれが出力する前記差動三角信号の出力振幅に、この出力振幅を選択定振幅と等しくするための調整をするように構成されてよい。
【００１３】
この装置は、前記調整可能積分手段に結合された追加の高調波除去手段をさらに含んでよく、この追加の高調波除去手段は、調整可能積分手段から出力される差動三角信号の第２高調波を差動三角信号が処理手段に供給される前に除去するように構成されてよい。
【００１４】
この装置の追加の高調波除去手段は、差動三角信号のコモン・モードを調整する調整ループと、差動三角信号にありうるオフセットを相殺する相殺ループとを含んでよい。
【００１５】
この装置の処理手段は、双曲線正接（Ｖｉｎ／２Ｖｔ）に比例する伝達関数Ｖｏｕｔを有するバイポーラ差動増幅器でよく、ここでＶｔ＝ｋＴ／ｑであり、ｋはボルツマン定数、Ｔは単位がケルビンの絶対温度、ｑは電子電荷である。この場合、選択定振幅はα×Ｖｔと等しく、ここでαは、例えば３から４の間に含まれる定数であり、好ましくは３．３に等しい。
【００１６】
一変形形態では、この装置の処理手段はＭＯＳ差動増幅器でよく、これは、その分極電流および形状によって決まる伝達関数Ｖｏｕｔを有する。この場合、選択定振幅は、ＭＯＳ差動増幅器の分極電流および形状によって決まる値と等しい。
【００１７】
この装置の差動調整可能積分手段は、キャパシタ手段と、このキャパシタ手段に給電する調整可能トランスコンダクタであって、制御電流を用いて調整できる調整可能トランスコンダクタとを含んでよい。この場合、振幅検出手段は、制御電流を規定する制御信号を送出するように構成される。
【００１８】
一変形形態では、この装置の差動調整可能積分手段は、トランスコンダクタと、トランスコンダクタから給電される調整可能キャパシタ手段であって、制御電圧を用いて調整できる調整可能キャパシタ手段とを含んでよい。この場合、振幅検出手段は、制御電圧を規定する制御信号を送出するように構成される。
【００１９】
別の変形形態では、この装置の差動調整可能積分手段は、電流増幅器と、この電流増幅器から給電される調整可能キャパシタ手段であって、制御電圧を用いて調整できる調整可能キャパシタ手段とを含んでよい。この場合、振幅検出手段は、制御電圧を規定する制御信号を送出するように構成される。
【００２０】
別の変形形態では、この装置の差動調整可能積分手段は、キャパシタ手段と、このキャパシタ手段に給電する調整可能電流増幅器であって、制御電流または制御電圧を用いて調整可能な利得を有する調整可能電流増幅器とを含んでよい。この場合、振幅検出手段は、制御電流または制御電圧を規定する制御信号を送出するように構成される。
【００２１】
この装置は、入力差動方形信号を発生するように構成された発生器手段をさらに含んでよい。
【００２２】
この装置は、少なくとも集積回路（ＩＣ―Integrated Circuit―）の一部を構成してよい。
【００２３】
本発明の他の特徴および利点は、以下の詳細な明細書および添付の図面を検討することにより明らかになるであろう。
【００２４】
添付の図面は、本発明を完全なものにする役割だけでなく、必要なら本発明の定義づけに寄与する役割も果たしてよい。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２５】
最初に図１を参照して、本発明による疑似正弦信号発生装置（以下「発生器」）Ｄの実施形態の例を説明する。
【００２６】
以降の説明では、発生器Ｄは、フィルタ較正用の疑似正弦試験信号を発生するためのものであると考える。しかし本発明は、この種類の応用に限定されないことに注意することが重要である。
【００２７】
確かに本発明は、疑似正弦信号（または疑似正弦波）が必要などんな場合でも適用されてよく、とりわけ方形信号（または方形波）を発生する周波数シンセサイザを有するどんな集積回路にも、あるいは内蔵自己試験（ＢＩＳＴ―Built In Self Test―）などの任意の試験、増幅回路の入力端での試験信号注入（試験または自動利得設定のため）、または任意の装置の伝達曲線を決定するためのその入力端での試験信号注入にも適用されてもよい。
【００２８】
図１に示されるように、本発明による発生器Ｄは、差動信号処理モジュールＰＭと組み合わせた調整可能差動信号積分器ＳＩを少なくとも含む。
【００２９】
この調整可能差動信号積分器（以下「積分器」）ＳＩは、その差動入力端でそれが受け取る差動方形信号ＳＳから、選択定出力振幅を備えた差動三角信号ＴＳを生成するように構成される。
【００３０】
以降の説明では、差動方形信号ＳＳは、電圧源ＶＳによって発生される電圧であると考えられる。しかし差動方形信号ＳＳは、電流源によって発生される電流であってもよい。
【００３１】
図１に示されるように、差動方形信号ＳＳを送出する発生源ＶＳは、発生器Ｄの一部でもよい。しかしこの発生源はまた、発生器Ｄの外部にあってもよい。例えば発生器Ｄは移動電話のトランシーバ内に使用されているものなど、オンチップの電圧制御発振器（ＶＣＯ）を備えた周波数シンセサイザでもよい。
【００３２】
積分器ＳＩは、不変トランスコンダクタ（Ｉ＝ｇｍ×Ｖｉｎ、ここでＶｉｎは、差動電圧源ＶＳから出力される方形信号ＳＳを表す）と、トランスコンダクタの出力端に接続された調整可能または可変のキャパシタ（またはバリキャップ）であって、三角信号ＴＳを生成するために方形信号ＳＳに対して時間積分を実施するように構成された調整可能または可変のキャパシタ（またはバリキャップ）とを含んでよい。この場合キャパシタの値は、制御電圧によって調整される。
【００３３】
一変形形態では、積分器ＳＩは、三角信号ＴＳを生成するために方形信号ＳＳに対して時間積分を実施するように構成された不変キャパシタと、この不変キャパシタに給電する調整可能トランスコンダクタであって、制御電流を用いて調整できる調整可能トランスコンダクタとを含んでよい。
【００３４】
差動電流ＳＳ（差動電流源から出力される）の場合には、積分器ＳＩは、固定利得を有する電流増幅器（Ｉ＝Ｇ×Ｉｉｎ、ここでＩｉｎは方形信号ＳＳを表す）と、電流増幅器の出力端に接続された可変または調整可能なキャパシタ（またはバリキャップ）であって、三角信号ＴＳを生成するために方形信号ＳＳに対して時間積分を実施するように構成された可変または調整可能なキャパシタ（またはバリキャップ）とを含んでよい。この場合、キャパシタの値は制御電圧によって調整される。
【００３５】
一変形形態では、積分器ＳＩは、三角信号ＴＳを生成するために方形信号ＳＳに対して時間積分を実施するように構成された不変キャパシタと、この不変キャパシタに給電する調整可能または可変の電流増幅器であって、（積分器ＳＩの内部構造体によって決まる）制御電流または制御電圧を用いて調整可能な利得を有する調整可能または可変の電流増幅器とを含んでよい。
【００３６】
出力される三角信号ＴＳの振幅は、選択定振幅Ａｃと等しいまま、あるいはほぼ等しいままでなければならず、この選択定振幅Ａｃは、後で説明するように差動信号処理モジュール（以下「処理モジュール」）ＰＭの種類によって決まる。
【００３７】
この目的のために、好ましくは（また、図示のように）発生器Ｄは、振幅検出モジュールＤＭを含み、このモジュールは、積分器ＳＩから出力される差動三角信号ＴＳを選択定振幅Ａｃと比較し、その間の差を表す信号を送出するように構成されている。例えば振幅検出モジュールＤＭは、ｉ）積分器ＳＩから出力される差動三角信号ＴＳを供給され、これを選択定振幅Ａｃと比較して、その間の振幅差を表す信号を送出するための差動振幅比較器ＤＣと、ｉｉ）差動振幅比較器ＤＣによって送出される信号から誤差（または制御）信号を規定する電圧制御の電流源または電圧源ＡＮとを含む。
【００３８】
より正確には、積分器ＳＩが、不変キャパシタおよび調整可能トランスコンダクタを含む場合に、振幅検出モジュールＤＭは、電圧制御電流源（ＶＣＣＳ―Voltage Controlled Current Source―）ＡＮを含み、このＶＣＣＳは、トランスコンダクタ調整用の制御電流を規定する誤差電流を出力する。積分器ＳＩが、バリキャップおよび不変トランスコンダクタを含む場合に、振幅検出モジュールＤＭは、電圧制御電圧源（ＶＣＶＳ―Voltage Controlled Voltage Source―）ＡＮを含み、このＶＣＶＳは、バリキャップ調整用の制御電圧を規定する誤差電圧を出力する。
【００３９】
積分器ＳＩが不変キャパシタおよび調整可能電流増幅器を含む場合、振幅検出モジュールＤＭは、ＶＣＣＳまたはＶＣＶＳ（ＡＮ）を含み、これらは、電流増幅器の調整用の制御電流または制御電圧を規定する誤差電流または誤差電圧を出力する。積分器ＳＩがバリキャップ、および固定利得を有する電流増幅器を含む場合、振幅検出モジュールＤＭは電圧制御電圧源（ＶＣＶＳ）ＡＮを含み、このＶＣＶＳは、バリキャップ調整用の制御電圧を規定する誤差電圧を出力する。
【００４０】
両方の場合において、誤差信号（電流または電圧）は、選択定振幅Ａｃと電流三角信号振幅との相違を表す。したがって、三角信号振幅が、振幅検出モジュールＤＭからＶＣＶＳが受け取った誤差（または制御）信号によって表される値だけ選択定振幅Ａｃと異なる場合、積分器ＳＩは、三角信号振幅が選択定振幅Ａｃと再び等しくなるように、その時定数を前記誤差信号に応じて修正する。
【００４１】
処理モジュールＰＭは、積分器ＳＩから出力される差動三角信号ＴＳが含む３次高調波Ｈ３を少なくとも除去するために、選択伝達関数をこの差動三角信号に適用し、次に、準定振幅を有する疑似正弦信号を出力するように構成される。
【００４２】
差動三角信号ＴＳは、奇数および偶数の高調波（とりわけ２次高調波Ｈ２、３次高調波Ｈ３、５次高調波Ｈ５、７次高調波Ｈ７、および９次高調波Ｈ９）を含むことが想起される。当業者には知られているように、三角信号からその３次高調波を除去すると（またその５次高調波Ｈ５も十分に低くされた場合）、結果として得られる信号は、正弦信号またはｔａｎｈ（双曲線正接）信号（テーラ展開では正弦信号と非常に似ている）のように見える。したがって３次高調波がない（また、好ましくは５次高調波Ｈ５が低い）三角信号は、疑似正弦信号のように見える。
【００４３】
図２に示されるように、バイポーラ差動増幅器による差動三角信号３次高調波の除去は差動三角信号ＴＳの振幅によって強く変化する。より正確には、この除去は、差動三角信号の振幅が選択定振幅Ａｃと（ほぼ）等しい場合に十分に効果的であるように見える。同等の除去はまた、ＭＯＳ（金属酸化膜半導体）差動増幅器でも現れる。
【００４４】
このことが、積分器ＳＩから出力される三角信号ＴＳの振幅が選択定振幅Ａｃと可能な限り等しくなることがなぜ大いに重要であるかの理由である。
【００４５】
除去が最適となる選択定振幅Ａｃは、処理モジュールＰＭの種類によって決まる。
【００４６】
例えば、処理モジュールＰＭがバイポーラ差動増幅器である場合、選択定振幅Ａｃは、α×Ｖｔと等しくなければならず、ここでαは定数であり、Ｖｔは絶対温度によって決まるパラメータである。
【００４７】
より正確には、αは３から４の間に含まれる定数であり、好ましくは３．３に等しい。
【００４８】
Ｖｔはバイポーラ差動増幅器の伝達関数Ｖｏｕｔ（ｔ）に現れるパラメータであり、Ｖｏｕｔ（ｔ）は以下で定義され、処理モジュールＰＭから出力される疑似正弦信号ＯＳを表す。
【数１】
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上式で、ｔａｎｈは双曲線正接であり、Ｖｉｎ（ｔ）は処理（３次高調波の除去）すべき差動三角信号ＴＳを表し、Ｖｔ＝ｋＴ／ｑであり、ｋはボルツマン定数（ｋ＝１．３８×１０−２３、Ｔは単位がケルビンの絶対温度、ｑは電子電荷（１．６×１０−１９）である。
【００４９】
差動三角信号Ｖｉｎ（ｔ）（ＴＳ）および疑似正弦信号Ｖｏｕｔ（ｔ）（ＯＳ）の時間変化が図３にスケッチされている。
【００５０】
図２に示されるように、バイポーラ差動増幅器ＰＭの伝達関数はまた、差動三角信号ＴＳに含まれる５次Ｈ５、７次Ｈ７および９次Ｈ９の高調波の良好な除去も可能にする。確かに、差動三角信号振幅がα×Ｖｔ（Ａｃ）と（ほぼ）等しい場合、５次Ｈ５、７次Ｈ７および９次Ｈ９の高調波の除去は、約４０から５０ｄＢ以内に限定される。
【００５１】
もちろん、処理手段ＰＭがバイポーラ差動増幅器でなくＭＯＳ差動増幅器である場合には、（３次高調波の除去が最適になる）選択定振幅Ａｃの値は、α×Ｖｔと等しくならない。この場合には、選択定振幅Ａｃは、ＭＯＳ差動増幅器の分極電流および形状（パラメ−タｗ（ゲート幅）およびＬ（ゲート長））によって実際上決まる。
【００５２】
高調波除去を改善するため、したがって処理手段ＰＭから出力される信号ＯＳの疑似正弦形状を改善するために、発生器Ｄは、図１に示されるように、積分器ＳＩと処理モジュールＰＭの間の信号経路に接続された（または挿入された）追加の高調波除去モジュ−ルＡＭを含んでもよい。
【００５３】
この追加高調波除去モジュ−ルＡＭは、積分器ＳＩから出力される差動三角信号ＴＳに含まれる２次高調波Ｈ２を除去するように構成される。
【００５４】
この追加高調波除去モジュ−ルＡＭの種類は、信号の種類によって決まる。例えば、差動三角信号ＴＳが電圧である場合、追加高調波除去モジュ−ルＡＭは、積分器ＳＩに結合された２つの処理ループを含むことが好ましい。
【００５５】
第１の処理ループは、差動三角信号ＴＳのコモン・モード調整のために使用される調整ループである。差動三角信号ＴＳは、電圧差Ｖ２−Ｖ１（ＴＳ＝Ｖ２−Ｖ１）と等しいとする。平均電圧（Ｖ２＋Ｖ１）／２＝Ｖａｖｅｒは、Ｖ２とＶ１の間（すなわち差動信号経路間）に接続された調整ループの抵抗ブリッジを用いて感知されてよい。ここで所望のコモン・モード電圧がＶｃｍであるとすれば、ＶｃｍおよびＶａｖｅｒは、調製ループのフィードバック増幅器の入力とされてよく、フィードバック増幅器は、Ｖａｖｅｒ−Ｖｃｍに比例する誤差信号を発生する。したがって積分器ＳＩの内部バイアスは、Ｖａｖｅｒ＝Ｖｃｍで定義される安定点に達するように、（Ｖａｖｅｒ−Ｖｃｍ）を用いて調整されてよい。
【００５６】
第２の処理ループは、差動三角信号ＴＳのオフセット相殺に使用される相殺ループである。
【００５７】
やはりＴＳ＝Ｖ２−Ｖ１とすると［０］、ＴＳは相殺ループの差動増幅器の入力端への信号経路から導出され、この差動増幅器はＶ２−Ｖ１に比例する誤差信号を生成する。この誤差信号は、ＴＳの対象となっている最低周波数よりも相殺ループの帯域幅が非常に小さくなるように、相殺ループに入って強く低域フィルタリングされる。次いで積分器ＳＩの差動内部バイアスが、（Ｖ２−Ｖ１）ｌｏｗ  ｐａｓｓ  ｏｕｔ＝０によって定義される安定点に達するように、この誤差信号を用いて調整される。
【００５８】
次に、差動三角信号ＴＳが電流の場合には、上記の追加高調波除去モジュ−ルＡＭは、差動信号経路間に並列に取り付けられた抵抗から給電されてよい。これらの抵抗は、差動電流から電圧を生成できるようにする。次いでこの電圧は、追加高調波除去モジュ−ルＡＭによって再使用される。抵抗用のコモン・モード電圧はＶＣＣ、または任意の適切な電圧源でよい。
【００５９】
処理モジュールＰＭの負荷は不変抵抗でもよいことに注意することが重要である。この場合には、発生器Ｄは、追加高調波除去モジュ−ルＡＭを必要としない。実際には、発生器Ｄが差動形であるときに、第１の出力信号経路とコモン・モード電圧源としてのＶＣＣ（または他の適切な任意の電圧源）との間に接続された第１の出力抵抗と、第２の出力信号経路とＶＣＣ（または他の適切な任意の電圧源）との間に接続された第２の出力抵抗とがある。
【００６０】
より高次の高調波をさらにフィルタリングして除くことも可能である。この目的のために、発生器Ｄは、上記の第１および第２の出力抵抗にそれぞれ並列に取り付けられた第１および第２の出力キャパシタを含んでよい。これらの第１および第２の出力キャパシタを調整可能にしたもの（スイッチ・キャパシタまたはバリキャップ）が、信号の周波数に応じてフィルタリングの効率を改善するために使用されてよい。
【００６１】
好ましくは、本発明による疑似正弦信号発生装置（または発生器）Ｄは、集積回路（ＩＣ）の少なくとも一部を構成し、例えばＭＯＳ技術、ＢｉＣＭＯＳ技術、またはバイポーラ技術など、チップ工場で使用される任意の技術で実現されてよい。
【００６２】
本発明による発生器は、いくつかの重要な利点を提供する。
【００６３】
この発生器は、多数の周波数シンセサイザにより発生されるＬＯ（局部発振器―Local Oscillator―）信号を再使用できるようにする。
【００６４】
疑似正弦信号の出力振幅は、差動処理モジュール（例えばバイポーラ差動増幅器）がほとんど完全にスイッチングされるので（約８０ｍＶ）、全く一定（準一定）である。確かに、振幅が選択定振幅Ａcと等しいとき、処理モジュールの差動増幅器は、その電流源の約９０％を使用しており、したがって、たとえ三角信号の振幅がわずかに変動しても、出力される疑似正弦信号の振幅は準一定にとどまる。
【００６５】
この発生器は、積分器が振幅検出ループに結合される場合、積分器がその積分定数を周波数に応じて線形に更新するので、どんなスイッチも必要としない。実際、入力周波数がＦｉｎ、その関連する周期がＴｉｎ＝１／Ｆｉｎであるとする。振幅検出手段のフィードバック・ループは、三角信号ＴＳを選択定振幅Ａｃにしようとするものであり、１つだけの積分時定数により、所与の時間Ｔｉｎ／４内にその電圧を０からＡｃに直線的に増加させることができる。この積分時定数は、４×Ａｃ／Ｔｉｎで与えられる。一般式Ｃ×Ｖ＝Ｉ×ＴｉｎからＶ／Ｔｉｎ＝Ｉ／Ｃということがわかる。したがって、Ｔｉｎが変化する場合には、Ｉ、ＣまたはＶが調整されなければならない。Ｖ＝４×Ａｃ＝一定であるとき、ＩおよびＣだけが変えられてよく、それによって２つの手法が導かれる。すなわち、Ｉを調整する（積分器がキャパシタを含み、振幅検出手段がＶＣＣＳを含む場合）、またはＣを調整する（積分器がバリキャップを含み、振幅検出手段がＶＣＶＳを含む場合）手法のどちらかである。
【００６６】
この発生器は、周波数の関数としてのＨ３、Ｈ５、Ｈ７およびＨ９の、それぞれについて約４０ｄＢよりも良好な一定した除去を示す。
【００６７】
この発生器は、積分器の数が少ないために低ノイズ発生器でありうる（搬送波それぞれに対し、通常数Ｈｚから数百ＭＨｚまで約−１３０ｄＢｃ／Ｈｚであり、出力ノイズ・フロア（または出力でのノイズ密度（Ｖｎｏｉｓｅ  ｄｅｎｓｉｔｙ））は２ｎＶ／√（Ｈｚ）ほどに低くなりうる。ノイズ電圧Ｖnは、対象の帯域幅の関数として次のように表されてよいことが想起される。すなわち、Ｖn［ｄＢμＶ］＝Ｖｎｏｉｓｅ  ｄｅｎｓｉｔｙ［ｄＢμＶ］＋１０×ｌｏｇ（帯域幅））。
【００６８】
本発明は、上記の、疑似正弦信号発生装置の単なる例としての実施形態に限定されず、添付の特許請求の範囲内で当業者によって考察されてよいすべての代替実施形態を包含する。
【図面の簡単な説明】
【００６９】
【図１】本発明による疑似正弦信号発生装置の実施形態例を概略的に示す図である。
【図２】バイポーラ差動増幅器による差動三角信号奇数高調波の除去を差動三角信号振幅の関数として概略的に示す線図である。
【図３】差動三角信号（Ｖｉｎ（ｔ））および疑似正弦信号（Ｖｏｕｔ（ｔ））の時間変動を概略的に示す線図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【国際調査報告】
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