(57)【要約】Ｙ個の送信アンテナを有するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおけるＳＴＢＣ ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号のピーク対平均電力比の低減のための信号スクランブル方法を提供する。各送信アンテナについて前記信号（Ｘ１およびＸ２）におけるＯＦＤＭシンボル系列は、等しい大きさのＭ個のサブブロック（Ｘ１１，Ｘ１２，・・・，Ｘ１ＭおよびＸ２１，Ｘ２２，・・・，Ｘ２Ｍ）に分割され、元のＯＦＤＭ系列から［２Ｙ］Ｍ個の置換された系列の組を生成するために、全ての送信アンテナにわたってサブブロック単位で循環および反転が実行される。所定の基準に基づいて、生成されたＯＦＤＭ系列の組から最良のＰＡＰＲ特性を有する１つが送信のために選択される。所定の基準は、好ましくは、各組においてＹ個の系列の最大ＰＡＰＲの値を算出し、最小の最大ＰＡＰＲを有する組を送信のために選択することによって、［２Ｙ］Ｍ個の全ての系列の組についての最大値を特定する。
2008523713.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ｙ個の送信アンテナを有するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ（多入力多出力−直交周波数分割多重）システムにおけるＳＴＢＣ（時空間ブロック符号化） ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号のピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）の低減のための信号スクランブル方法であって、
各送信アンテナについて前記ＳＴＢＣ ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号におけるＯＦＤＭシンボルの系列を等しい大きさのＭ個のサブブロックに分割し、元のＯＦＤＭシンボルの系列から［２Ｙ］Ｍ個の置換された系列の組を生成するために、全ての送信アンテナにわたってサブブロック単位で循環および反転を実行するステップと、
予め決定された基準に基づいて、生成された前記ＯＦＤＭシンボルの系列の組から、最良のＰＡＰＲ特性を有する１つを送信のために選択するステップと、
を含む方法。
【請求項２】
前記予め決定された基準は、各組においてＹ個の系列の最大ＰＡＰＲの値を算出し、最小の最大ＰＡＰＲを有する組を送信のために選択することによって、［２Ｙ］Ｍ個の全ての系列の組についての最大値を特定するステップを含む請求項１に記載の方法。
【請求項３】
送信のための系列の第１組を得るために各アンテナについて第１サブブロックにＣＡＲＩ（アンテナ間の循環および反転）が実行され、かつ前記ＰＡＰＲは前記第１組における全ての系列について計算され、かつ最小の最大ＰＡＰＲを有する組が保持され、
全ての送信アンテナにわたって連続した前記サブブロックについて同じ手順が引き続き実行され、それによって置換数が低減され、前記ＰＡＰＲが徐々に低減され、最終的な結果としての系列が送信のために選択される請求項１に記載の方法。
【請求項４】
乱数を用いてＶ×Ｍ次元の行列が生成され、Ｖは置換の総数であり、前記行列の各成分は、［１，２Ｙ］上に一様に分布するランダムな整数であり、かつ前記Ｍ個のサブブロックについて実行される２Ｙ個の予め決定された異なる置換演算を表わし、
Ｖ個の異なる前記系列の組を生成し、
最小の最大ＰＡＰＲを有する系列を送信のために選択し、それによって信号をデスクランブルするために必要なサイドインフォメーションが大きく低減される請求項１に記載の方法。
【請求項５】
送信アンテナ数Ｙは２である請求項１に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高性能４Ｇ（第４世代）広帯域無線通信のための多入力多出力−直交周波数分割多重（ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ）に関し、より詳しくは、アンテナ間の循環および反転（cross-antenna rotation and inversion（ＣＡＲＩ））方式による大きなピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）の低減に関する。これは、限られた量のサイドインフォメーション（side information）を必要とする一方で、複数のアンテナを使用することによって追加の自由度を利用する。
【０００２】
本願は、２００４年１２月８日に出願された米国仮特許出願第６０／６３４，２３６号明細書による優先権を主張する。
【０００３】
米国政府は、本発明の態様の開発において政府機関によって提供された経済的支援の結果として、本発明における許諾および／または他の権利を保有する。
【背景技術】
【０００４】
ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭの１つの主な欠点は、異なるアンテナにおいて送信される信号が、法外に大きなピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）を示しうることである。直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）システムのためにピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）の低減方式が提案されてきた。それらの中で、信号スクランブル法は、ＯＦＤＭ信号が比較的少ない複雑さで、より良好なＰＡＰＲ特定を与えるように歪みなく修正されるので、魅力的である。ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおいて、ＰＡＰＲの低減のための直接的な方法は、ＯＦＤＭシステムのために提案された既存の方式を各送信アンテナに別個に適用することであるように見える。
なお、非特許文献１〜５が知られている。
【非特許文献１】M. Tan，Y. Bar-Ness，“OFDM Peak-to-Average Power Ratio Reduction by Combined Symbol Rotation and Inversion with Limited Complexity”，Proc IEEE GLOBECOM，（米国），２００３年１２月，ｐ．６０５−６１０
【非特許文献２】Yung-Lyul Lee他，“Pea-to-Average Power Ration in MIMO-OFDM Systems using Selective Mapping”，IEEE Commun. Lett.，（米国），２００３年１２月，第７巻，ｐ．５７５−５７７
【非特許文献３】G. Wunder，H. Boche，“Peak Value Estimation of Bandlimited Signals from their Samples, Noise Enhancement, and a Local Characterization in the Neighborhood of an Extremum”，IEEE Trans. On Signal Processing，（米国），２００３年３月，ｐ．７７１−７８０
【非特許文献４】K. F. Lee，D. B. Williams，“A Space-Time Coded Transmitter Diversity Technique for Frequency Selective Fading Channels”，Proc. IEEE Sensor Array and Multichannel Signal Processing Workshop，（米国），２０００年，ｐ．１４９−１５２
【非特許文献５】S. M. Alamouti，“A Simple Transmit Diversity Technique for Wireless Communications”，IEEE J. Select Areas Commun.，（米国），１９９８年１０月，第１６巻，ｐ．１４５１−１４５８
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおけるＰＡＰＲの低減方法を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明による方法は、アンテナ間の循環および反転（ＣＡＲＩ）に基づくＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムに適用される。ほんの少ない量のサイドインフォメーションを必要とする一方で、本方式は、複数の送信アンテナを使用することによって与えられる追加の自由度を十分に利用する。また、共同発明者のうち２人による以前の研究（非特許文献１）に基づいて、連続準最適（successive suboptimal）ＣＡＲＩ（ＳＳ−ＣＡＲＩ）およびランダム準最適（random suboptimal）ＣＡＲＩ（ＲＳ−ＣＡＲＩ）と呼ぶ２つの準最適方式が開示される。これらの方式は、性能と複雑さとの間の良好な歩み寄りを与える。新たな方式は、非特許文献２において提案された並行ＳＬＭ（concurrent selective mapping）方式と比較して、特に、少数のサブブロックを用いて、かなりの性能の優位を与える。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００７】
本発明によって、Ｙ個の送信アンテナを有するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおけるＳＴＢＣ（space-time block coding（時空間ブロック符号化）） ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号のピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）の低減のための信号スクランブル方法が提供される。本発明では、各送信アンテナについて前記信号におけるＯＦＤＭシンボル系列は、等しい大きさのＭ個のサブブロックに分割され、元のＯＦＤＭ系列から［２Ｙ］Ｍ個の置換された系列の組を生成するために、全ての送信アンテナにわたってサブブロック単位で循環および反転が実行される。そして、予め決定された基準に基づいて、生成されたＯＦＤＭ系列の組から、最良のＰＡＰＲ特性を有する１つが送信のために選択される。予め決定された基準は、好ましくは、各組においてＹ個の系列の最大ＰＡＰＲの値を算出し、最小の最大ＰＡＰＲを有する組を送信のために選択することによって、［２Ｙ］Ｍ個の全ての系列の組についての最大値を特定することを含む。
【０００８】
簡単にするために、ここでは、２個の送信アンテナおよび直交時空間ブロック符号化（ＳＴＢＣ）を用いるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムを考える。
【０００９】
ＯＦＤＭ変調を用いて、ＮＣ個のデータシンボルのブロック（１つのＯＦＤＭシンボル）｛Ｘｎ，ｎ＝０，１，・・・，ＮＣ−１｝が並列に送信され、各々は集合｛ｆｎ，ｎ＝０，１，・・・，ＮＣ−１｝からの異なるサブキャリアを変調する。ＮＣ個のサブキャリアは直交、すなわち、ｆｎ＝ｎΔｆである。ここで、Δｆ＝１／ＮＣＴ、Ｔはシンボル期間である。結果として、ブロックのベースバンドＯＦＤＭ信号ｘ（ｔ）は、
【００１０】
【数１】
2008523713.tif 000003
【００１１】
として表わすことができる。式（１）における送信信号のＰＡＰＲは、
【００１２】
【数２】
2008523713.tif 000004
【００１３】
として定義することができる。大多数の実際のシステムは離散時間信号を扱うので、連続時間のピークｍａｘ｜ｘ（ｔ）｜の低減に代えて、ｘ（ｔ）のＬＮＣ個のサンプルの最大振幅が低減される。パラメータＬはオーバーサンプリング係数を表わす。Ｌ＝１の場合は、クリティカル・サンプリングまたはナイキスト・レート・サンプリングとして知られ、Ｌ＞１の値はオーバーサンプリングに該当する。連続時間のピークを獲得するためにＬ＝４が十分であることが証明されている（非特許文献３）。統計的観点から正確にＰＡＰＲの性能を評価するために、与えられた閾値ＰＡＰＲ０を超える確率を表現するＯＦＤＭ信号のＰＡＰＲの相補累積分布関数（complementary cumulative distribution function（ＣＣＤＦ））が用いられる。すなわち、
【００１４】
【数３】
2008523713.tif 000005
【００１５】
ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおいて、２つの基本的なシグナリングモード、すなわち、独立のデータストリームを空間的に多重化することによってデータレートを増加させることを目指す空間多重化、および、リンクの信頼性を向上させるために（レートを犠牲にして）空間自由度を得る空間ダイバーシティ符号化、を用いることが可能である。
【００１６】
簡単にするために、Alamouti方式（非特許文献５）を利用するＳＴＢＣ ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステム（非特許文献４）を考える。この方式は、２個以上の送信アンテナを有するＳＴＢＣに容易に拡張することが可能である。第１シンボル期間の間に、２つのＯＦＤＭシンボル
【００１７】
【数４】
2008523713.tif 000006
【００１８】
が、それぞれアンテナ１、アンテナ２から送信される。次のシンボル期間の間に、アンテナ１から
【００１９】
【数５】
2008523713.tif 000007
【００２０】
が送信され、アンテナ２から
【００２１】
【数６】
2008523713.tif 000008
【００２２】
が送信される。ここで、（・）＊は、成分ごとの複素共役演算を表わす。少なくとも２つのＯＦＤＭシンボルについてチャネルは固定されたままであると仮定する。
【００２３】
【数７】
2008523713.tif 000009
【００２４】
が同一のＰＡＰＲ特性を有することを証明するのは難しくない。従って、直交ＳＴＢＣを用いて、第１シンボル期間についてのみＰＡＰＲの低減が行われる必要がある。非直交ＳＴＢＣを用いて、いくつかの連続する期間において送信される符号化されたＯＦＤＭシンボルの集合全体について、ＰＡＰＲの低減は同時に考慮される必要がありうる。
【００２５】
【数８】
2008523713.tif 000010
【００２６】
におけるＰＡＰＲの低減を実行した後に、良好なＰＡＰＲ特性を有する２つの修正された系列
【００２７】
【数９】
2008523713.tif 000011
【００２８】
が得られ、それらは第１シンボル期間の間に送信される。そして、第２シンボル期間の間に
【００２９】
【数１０】
2008523713.tif 000012
【００３０】
が送信され、それらは、それぞれ、
【００３１】
【数１１】
2008523713.tif 000013
【００３２】
として、同様の良好なＰＡＰＲ特性を有する。
【００３３】
ＰＡＰＲを低減する直接的な方法は、各アンテナについて別個に、非特許文献１においてＯＦＤＭシステムについて提案された、結合シンボルの循環および反転（combined symbol rotation and inversion（ＣＳＲＩ））方式を適用することである。その文献において、ＣＳＲＩは、ＯＦＤＭのＰＡＰＲの低減のために効果的な信号スクランブルアルゴリズムであることが証明された。ＣＳＲＩは、元のＯＦＤＭシンボルについて、シンボルの循環（巡回的な移動）および反転（信号の符号を変更すること）を実行する。しかし、受信器において系列のデスクランブルのために必要とされるサイドインフォメーションの量がアンテナ数に比例して増加し、スペクトルの非効率を引き起こすことが明らかである。さらに、そのようなアプローチは、追加の送信アンテナによって生じる全ての利用可能な自由度を利用しない。これは、図１に示すアンテナ間の循環および反転（ＣＡＲＩ）と呼ぶ本発明の方法を必要とする。
【００３４】
図１は、各ＯＦＤＭ系列
【００３５】
【数１２】
2008523713.tif 000014
【００３６】
が、まず、どのようにして、
【００３７】
【数１３】
2008523713.tif 000015
【００３８】
と表現される等しい大きさのＭ個のサブブロックに区分されるかを表わす。ここで、ｉは送信アンテナのインデックスを表わす。そして、非特許文献１におけるように、別個に各アンテナの異なるサブブロック内で、成分単位またはグループ単位で、循環および反転を実行する代わりに、全てのアンテナにわたってサブブロック単位で循環および反転を実行する。例えば、２個のアンテナを用いて、第１サブブロックにＣＡＲＩを実行した後に、４個の異なるＯＦＤＭ系列の組を得る。これらは、元の組、
【００３９】
【数１４】
2008523713.tif 000016
【００４０】
、元の組の第１サブブロックを反転したもの、
【００４１】
【数１５】
2008523713.tif 000017
【００４２】
、元の組の第１サブブロックを交換したもの、
【００４３】
【数１６】
2008523713.tif 000018
【００４４】
、最後に、前の組と同じものの第１サブブロックを反転したもの、
【００４５】
【数１７】
2008523713.tif 000019
【００４６】
が存在する。そして、他の全てのサブブロックについて同じ演算が実行される。Ｍ個のサブブロックと２個のアンテナを用いて、合計で４Ｍ個の置換された系列の組が得られる。これら４Ｍ個の系列の組から、ある予め決定された基準に基づいて、最良のＰＡＰＲ特性を有する組、
【００４７】
【数１８】
2008523713.tif 000020
【００４８】
が送信のために選択される。より一般に、Ｙ個の送信アンテナを用いて、［２Ｙ］Ｍ個の置換された系列の組が、送信のための組を選択するために利用可能である。
【００４９】
非特許文献１におけるような循環および反転と異なる置換を実装する他に、非特許文献２において、最小平均（minaverage）基準が提案され、それによって、全ての置換された系列の組から、最小の平均ＰＡＰＲを有するものが送信のために選択される。ここでは、代わりに、最小最大（minimax）基準を用いる。４Ｍ個の系列の組の各々について、まず、
【００５０】
【数１９】
2008523713.tif 000021
【００５１】
のＰＡＰＲを算出し、これを
【００５２】
【数２０】
2008523713.tif 000022
【００５３】
として表わす。そして、
【００５４】
【数２１】
2008523713.tif 000023
【００５５】
の最大ＰＡＰＲを見つけることができ、これを
【００５６】
【数２２】
2008523713.tif 000024
【００５７】
として表わす。４Ｍ個の系列の組の全てについて最大値を特定した後に、
【００５８】
【数２３】
2008523713.tif 000025
【００５９】
の最小値を有する組を送信のために選択し、
【００６０】
【数２４】
2008523713.tif 000026
【００６１】
として表わす。最小最大基準は最小平均基準よりかなり良好な性能を与えることを後に示す。
【００６２】
非特許文献２において指摘されているように、異なるアンテナにおいて同一のサイドインフォメーションを送信することによって、サイドインフォメーションのより高い信頼性を保証して空間ダイバーシティを得ることが可能である。さらに、全てのアンテナにおいて送信されるＯＦＤＭサブブロックにおける循環および反転の演算は、高いＰＡＰＲを有する粗悪な系列に直面する可能性を補うために、より高い自由度を生じる。しかし、最適な系列を見つけるための置換数は依然として大きく、より実用的な準最適な解の探索を必要とする。
【００６３】
＜連続準最適ＣＡＲＩ（ＳＳ−ＣＡＲＩ）方式＞
ＳＳ−ＣＡＲＩ方式において、まず、サブブロック
【００６４】
【数２５】
2008523713.tif 000027
【００６５】
にＣＡＲＩを実行し、他の全てのサブブロックは変更しない。これを行うことによって、４個の可能な送信系列の組を得る。そして、通常のＣＡＲＩにおけるように次のサブブロックについて循環および反転を実行することなく、上述した４個の系列の組の全てについてＰＡＰＲを算出し、最小の最大ＰＡＰＲを有するものを保持する。同様に、次のステップにおいて、サブブロック
【００６６】
【数２６】
2008523713.tif 000028
【００６７】
についてＣＡＲＩを実行し、４個の組から最小の最大ＰＡＰＲを有するものを保持する。これをＭ個のサブブロックの全てについて引き続き行うことによって、最後に、最小最大基準に従って、系列の組
【００６８】
【数２７】
2008523713.tif 000029
【００６９】
が発見される。ＳＳ−ＣＡＲＩ方式を用いた可能な置換数は４Ｍ個に低減され、サイドインフォメーションのビット数は元のＣＡＲＩ方式を用いたのと同一であり、Ｓ＝２Ｍに等しい。
【００７０】
＜ランダム準最適ＣＡＲＩ（ＲＳ−ＣＡＲＩ）方式＞
ＲＳ−ＣＡＲＩ方式を用いて、まず、
【００７１】
【数２８】
2008523713.tif 000030
【００７２】
として表現されるＶ×Ｍ次元の乱数行列を生成する。ここでＶは置換の総数を表わす。この行列の各成分は、［１，４］上で一様に分布するランダムな整数であり、上述した４個の異なる系列の組のインデックスを表わす。
【００７３】
このランダムに生成されたテーブルに基づいてＭ個のサブブロックについて置換を実行することによって、Ｖ個の異なる系列の組を生成することができ、最小の最大ＰＡＰＲを有する組
【００７４】
【数２９】
2008523713.tif 000031
【００７５】
を送信のために選択する。受信器は乱数行列Ｒを知っていると仮定すると、要求されるサイドインフォメーションの量はさらにＳ＝ｌｏｇ２Ｖに低減することが可能である。
【００７６】
＜シミュレーション結果＞
続く結果において、ＣＣＤＦを得るために１０５個のランダムなＯＦＤＭ系列が生成された。２個の送信アンテナおよびＱＰＳＫ（quadrature phase shift keying）データシンボルを有するＮＣ＝１２８個のサブキャリアを用いる。送信信号は、Ｌ＝４の係数によってオーバーサンプリングされる。必要とされる置換数はひどく処理能力を消費するので、低減された複雑さの準最適なＳＳ−ＣＡＲＩおよびＲＳ−ＣＡＲＩ方式を用いたシミュレーション結果のみ示す。
【００７７】
図２は、Ｍ＝４およびＭ＝１６個のサブブロックについてのＳＳ−ＣＡＲＩ方式のＰＡＰＲのＣＣＤＦを表わす。比較のために２つの異なる選択基準を用いたＳＬＭの性能を追加している。
【００７８】
これらのプロットからいくつかの観察が可能である。第１に、Ｍ＝４かつ最小最大基準についての提案されたＳＳ−ＣＡＲＩ方式は、非特許文献２において提案された最小平均基準を用いた並行ＳＬＭ方式よりかなり良好な性能を達成する。同様な複雑さを維持するために、並行ＳＬＭ方式において、ＯＦＤＭ系列はＭ個のサブブロックに分割される。そして、各サブブロックについて、ＣＡＲＩを実行する代わりに、４個の異なる組を生成するために、集合｛±１，±ｊ｝から４個の位相重み付け係数が利用される。並行ＳＬＭ方式に適用される最小最大基準は、複数の送信アンテナによって与えられる追加の自由度を利用しないために、依然としてＳＳ−ＣＡＲＩより悪い性能である。第２に、予測されるように、提案された最小最大基準は、非特許文献２において使用される最小平均基準より常に性能が優れている。第３に、ＳＳ−ＣＡＲＩおよび並行ＳＬＭの性能は、より大きな使用サブブロック数、例えば、Ｍ＝１６について類似してくることが図から分かる。しかし、最小最大基準は、なおも最小平均基準を超えるかなりの優位を与える。
【００７９】
図３および４は、ＲＳ−ＣＡＲＩの性能を並行ＳＬＭ方式と比較する。これらの図から、図２からの結論と同様な結論を得ることができる。サブブロック数Ｍが小さい、例えば、Ｍ＝４であるとき、ＲＳ−ＣＡＲＩは、同一の置換数を用いてＳＬＭよりかなり良好な性能を与える。サブブロック数Ｍが増加するに連れて、ＲＳ−ＣＡＲＩおよび並行ＳＬＭの両方において最小最大基準が用いられると、ＲＳ−ＣＡＲＩおよび並行ＳＬＭの性能は類似してくる。
【００８０】
また、ＣＡＲＩ方式を用いると、各々の置換について複雑な乗算は必要とされないので、並行ＳＬＭ方式よりも少ない複雑さを有することを強調する。
【００８１】
まとめると、ここで開示されたＣＡＲＩの方法は、サイドインフォメーションの量を低減させるだけでなく、複数のアンテナを使用することによって得られる追加の自由度を効果的に利用する。さらに、最小最大基準を使用することによって、最小平均基準よりかなり良好な性能を達成する。非特許文献２における並行ＳＬＭ方式と比較して、開示された本方法は、より少ない計算上の複雑さを有するかなりの性能の優位を与える。
【００８２】
本発明は特定の実施形態について説明されたが、この開示において、この技術分野の当業者には本発明についての多数の変形が可能であり、当該変形はこの開示の範囲内に存在すると理解すべきである。従って、本発明は広く解釈されるべきであり、特許請求の範囲およびその技術的思想によってのみ限定される。
【図面の簡単な説明】
【００８３】
【図１】本発明の方法を表わす図である。
【図２】異なるサブブロック数Ｍの値についてのＳＳ−ＣＡＲＩ方式を表わすグラフである。
【図３】異なる置換値ＶについてのＲＳ−ＣＡＲＩ方式を表わすグラフである。
【図４】大きなサブブロック数Ｍを用いたＲＳ−ＣＡＲＩ方式を表わすグラフである。
【図１】
2008523713.tif 000032
【図２】
2008523713.tif 000033
【図３】
2008523713.tif 000034
【図４】
2008523713.tif 000035
【国際調査報告】
2008523713.tif 000036
2008523713.tif 000037